/
Author: Сколник М.
Tags: автоматизация радиолокация системы управления радиоэлектроника основы радиолокации
Year: 1965
Text
М.Сколник
I
INTRODUCTION TO
RADAR SYSTEMS
MERRILL I. SKOLNIK
Research Division Electronic
Communications, Inc.
McGRAW-HILL BOOK COMPANY, Inc.
NEW YORK —SAN FRANCISCO — TORONTO — LONDON
19 6 2
ПРЕДИСЛОВИЕ К РУССКОМУ ИЗДАНИЮ
В наши дни радиоэлектроника проникла практически во все области
народного хозяйства и военного дела, стала основой автоматизированных
систем управления, сбора, обработки, хранения и передачи самой разно-
образной информации. Сегодня многие коренные задачи экономического
и технического прогресса решаются с помощью радиоэлектроники.
Среди большого числа различных областей радиоэлектроники одно
из важнейших мест занимает радиолокационная техника. Рожденная в годы,
предшествующие второй мировой войне, радиолокация стала широко при-
меняться вооруженными силами различных стран уже в первые годы этой
войны, а в конце войны на вооружении сражавшихся армий находились
десятки тысяч самых разнообразных радиолокационных станций и сис-
тем.
В настоящее время радиолокация является одной из всеобъемлющих
отраслей радиоэлектроники. Пожалуй ни в одной другой отрасли радио-
электроники не используются столь широко самые различные приборы
и устройства, как в радиолокационной аппаратуре.
Одной из особенностей радиолокационной техники является ее быстрое
непрерывное совершенствование, обусловленное последовательным разви-
тием теории и практики радиолокации.
Современная радиолокация использует последние достижения теории
информации и кибернетики, высокочастотной электроники, антенно-фидер-
ной, приемо-передающей и индикаторной техники, системотехники, автома-
тического управления и регулирования. Сопряжение радиолокационной
аппаратуры с электронными вычислительными машинами позволило улуч-
шить процесс обработки принимаемых сигналов и извлечения из них полез-
ной информации.
Радиолокационные станции представляют собой, как правило, слож-
нейшие радиотехнические комплексы, являющиеся составными элементами
разветвленных систем управления. В связи с этим при их разработке кон-
структоры все чаще и чаще прибегают к использованию методов проекти-
рования «систем большого масштаба». (К таким системам можно отнести,
например, автоматические системы междугородной и городской телефонной
связи, системы противовоздушной обороны, управления воздушным движе-
нием, большие комплексные радиолокационные станции и др.) Комплекс
вопросов, связанных с проектированием таких систем, иногда выделяют
в отдельную область проектирования и называют системотехникой. Термин
6
Предисловие редактора русского издания
этот широко используется в американской технической литературе и начи-
нает применяться также и у нас, удачно отражая, по нашему мнению,
специфику работы специалистов-проектировщиков таких систем. Самих
проектировщиков, занимающихся комплексными вопросами проектиро-
вания, называют иногда по аналогии системотехниками.
Проектирование систем большого масштаба включает обычно два
крупных взаимосвязанных этапа работы.
На первом этапе определяют взаимодействие отдельных элементов
системы, направление и величину потоков информации, принципы прямой
и обратной связи этих составных элементов системы и другие параметры
всей системы в целом. На втором этапе определяют необходимые техниче-
ские параметры элементов и приступают к их конструированию и созданию
всей системы. При этом, конечно, выполнение второго этапа проектирова-
ния может потребовать изменения ряда положений, принятых предвари-
тельно на первом этапе.
Главная работа системотехников связана с выполнением первого этапа
проектирования. Для качественного решения этой задачи они должны не
только хорошо знать основы проектирования больших систем, но и иметь
достаточно полное представление о принципах и условиях работы основных
составных элементов создаваемой системы, знать их возможные параметры,
положительные и отрицательные свойства. Только в этом случае системо-
техники смогут осуществить требуемый расчет и моделирование всей систе-
мы в целом, определить ее составные элементы и выбрать в первом при-
ближении их входные и выходные параметры.
Книга М. Сколника позволяет инженерам-системотехникам ознако-
миться с принципами работы радиолокационных станций, их достоин-
ствами и недостатками, влиянием на качество работы этих станций различ-
ных «внешних условий»— характеристик целей, условий распространения
радиоволн, разнообразных помех и других неблагоприятных факторов.
Основу книги М. Сколника составляет курс лекций, прочитанных автором
на факультете повышения квалификации инженеров. Весь материал изла-
гается с учетом новейших достижений в области теории и практики радио-
локации, получивших развитие в последние годы. Достаточно полно рас-
смотрены методы сжатия импульсов, расчета зон неопределенности, обра-
ботки радиолокационной информации, выделения сигнала в шуме, повы-
шения точности определения координат и разрешающей способности.
Такое глубокое изложение теоретических и практических вопросов
делает эту книгу интересной не только для системотехников, но и для
инженерно-технического состава, работающего в области проектирования
самой радиолокационной аппаратуры.
Приводимый в книге общий обзор составных элементов современных
радиолокационных систем (передатчиков, антенных систем, приемных
устройств и др.) может оказаться полезным и для специалистов по отдельным
«узким» вопросам радиолокации. Хотя они и не найдут, по-видимому, для
себя много нового в соответствующих главах книги, но, прочитав эту книгу,
ознакомятся с «соседними» для них разделами этой непрерывно развиваю-
щейся области радиоэлектроники. Так, например, специалисты по радио-
локационным передатчикам найдут в книге достаточно подробное изложе-
ние принципов работы и конструкции современных антенн и других эле-
ментов радиолокационной аппаратуры, с которыми должен взаимодейство-
вать передатчик. В равной мере это можно отнести и к специалистам по
приемным устройствам, радиолокационным индикаторам и другим специа-
листам «узкого профиля».
Предисловие редактора русского издания
7
Эта книга может широко использоваться также студентами и слуша-
телями радиотехнических высших учебных заведений и людьми, связан-
ными с использованием и эксплуатацией радиолокационной аппаратуры
в гражданских и военных организациях.
Материал книги изложен простым и доступным языком. Книга содер-
жит много полезных формул, таблиц и графиков, которые могут использо-
ваться при инженерно-технических расчетах.
Перевод книги выполнен с американского издания без каких-либо
существенных изменений, за исключением некоторого сокращения той
части гл. 1, где автор говорит об истории развития радиолокации, а также
частичного сокращения разделов гл. 6, касающихся описания магнетрон-
ных и клистронных генераторов. Содержащийся в оригинале книги мате-
риал по истории развития радиолокации является неполным и не воссоздает
действительную картину первых лет развития радиолокации в различных
странах. Материал же о магнетронных и клистронных генераторах изложен
для такой книги, по мнению редактора, излишне подробно. Дополнитель-
ные сведения по этим вопросам читатель в случае необходимости может
найти в литературе, приведенной в конце соответствующей главы.
Кроме того, при редактировании русского перевода из книги исключе-
ны встречающиеся повторения, исправлены замеченные опечатки в тексте
и формулах.
Значительному изменению подвергся список литературы. Из него
исключены те наименования трудов американских авторов, которые или
недоступны широкому кругу наших читателей, или были опубликованы
первоначально в американских журналах по отдельным узким научно-
техническим вопросам, а затем вошли в более общие указанные здесь
работы.
Вместе с тем этот список дополнен наименованием трудов советских
авторов. Перечень отечественных книг по радиолокационной технике,
как известно, весьма велик и разнообразен, поэтому включены в первую
очередь те книги, содержание которых имеет непосредственное отношение
к рассматриваемым М. Сколником вопросам, дополняя и расширяя мате-
риал его книги.
В соответствии с внесенными в библиографический указатель изме-
нениями в тексте установлена новая нумерация ссылок на литературу.
Перевод первых семи глав выполнен Ф. С. Соловейчиком, после-
дующих— П. К. Гороховым.
КН. Т рофимов
ПРЕДИСЛОВИЕ АВТОРА
Содержание предмета радиолокационных систем можно разбить на
следующие разделы: 1) составные элементы, 2) схемы и методы работы
и 3) системы. Составные элементы являются основными блоками, объеди-
нение которых с помощью соответствующих схем обеспечивает создание
системы. В настоящей книге делается попытка изложить единый метод
рассмотрения радиолокационных станций как комплексных систем. Особый
интерес такой метод анализа представляет для специалистов, работающих
в области радиолокации. Однако он интересен также и значительно более
широким инженерным кругам, в особенности лицам, занимающимся вопро-
сами применения радиолокационных станций в гражданских и военных
организациям; специалистам, разрабатывающим электрические и механи-
ческие элементы, входящие в состав радиолокационной системы; лицам,
занимающимся исследованием операций; инженерам, проектирующим систе-
мы и планирующим использование радиолокационных станций в составе
более сложных систем, а также специалистам, работающим в смежных обла-
стях техники.
В основе книги лежат конспективные записи лекций по технике радио-
локационных систем, которые автор в течение нескольких лет читал на
вечернем отделении Северо-восточного университета для аспирантов, а так-
же курса, читанного позже для сотрудников фирмы «Мартин» по программе
Технологического института в Дрекселе.
Книгу условно можно разбить на четыре части. В гл. 1—5 освещаются
вопросы, характерные для курса собственно радиолокации; сюда входят:
краткое введение, расчет дальности действия радиолокационной аппаратуры,
описание радиолокационных систем с излучением импульсных сигналов,
непрерывных колебаний, частотно-модулированных непрерывных колеба-
ний, с аппаратурой селекции движущихся целей, импульсно-допплеров-
ских станций, систем с коническим сканированием и моноимпульсных
радиолокационных систем.
Во второй части, охватывающей гл. 6—8, рассматриваются вопросы,
связанные с блоками и основными элементами, входящими в состав радио-
локационной системы, к которым относятся, например, передатчики, моду-
ляторы, антенные переключатели, антенны, приемники и индикаторы.
Основное внимание уделяется характеристикам элементов, представляющим
интерес для радиолокации. Принципы действия элементов рассмотрены
очень кратко. Существует много книг, в которых эти вопросы освещены
более подробно, чем это можно сделать в рамках настоящей книги.
10
Предисловие автора
Третья часть (гл. 9—12) представляет специальный интерес для раз-
работчика радиолокационных систем. Сюда включены такие вопросы,
как обнаружение сигналов в шумах и извлечение полезной информации
из радиолокационных сигналов при использовании современной теории
связи и теории случайных шумовых процессов. Далее рассмотрено воздей-
ствие окружающей среды, которое следует учитывать при проектировании
радиолокационных систем, и в частности влияние внешних условий на рас-
пространение радиоволн, отражение радиолокационных сигналов от местных
предметов, влияние метеоусловий на работу радиолокационных станций,
интерференция радиоволн.
В последней части книги рассматриваются радиолокационные системы
и их применение. В гл. 13 приведено краткое описание нескольких радио-
локационных станций. Книга заканчивается главой, посвященной при-
менению радиолокации для обнаружения космических объектов — планет,
искусственных спутников, метеоров, а также Луны и полярных сияний.
Несмотря на то что математический аппарат является важнейшим
инструментом конструктора систем, автор избегал его специального при-
менения. В случае необходимости в тексте кратко рассматриваются соответ-
ствующие математические методы.
Попытка тщательно проанализировать все аспекты радиолокационных
систем и их элементов является в рамках одной книги неосуществимой
задачей, так как предмет радиолокации охватывает почти все вопросы
электротехники. Для лиц, желающих ознакомиться с теми или иными
вопросами более подробно, приводятся ссылки на специальную литературу.
Радиолокация применяется всюду — на земле, на море, в воздухе;
несомненно, она найдет также применение и в космическом пространстве.
На конструкцию таких специальных радиолокационных систем большое
влияние окажут окружающие условия, в которых им придется работать.
Автор стремился по возможности излагать все вопросы в обобщенном виде.
Однако при необходимости конкретно рассмотреть окружающие условия
работы радиолокационных систем следует учесть, что материал книги
относится к наземным системам (если нет специальных оговорок).
Задача конструктора состоит в использовании имеющихся элементов
и существующих методов для создания системы, способной работать в задан-
ных условиях и выполнять поставленные задачи в соответствии с требова-
ниями. Автор надеется, что книга окажет помощь лицам, работающим
в области радиолокации.
М. Сколник
Физические основы
радиолокации
1.1. ВВЕДЕНИЕ
Радиолокатор — это радиоэлектронное устройство, предназначенное для
обнаружения различных объектов и определения их местоположения.
Его действие основано на излучении колебаний определенного вида, напри-
мер импульсно-модулированных синусоидальных колебаний, и определе-
нии параметров отраженного сигнала. Радиолокатор расширяет возмож-
ности человеческих органов чувств (в особенности зрения) в восприятии
Радиолокационная
станция
Антенна
Цель
Фиг. 1.1. Блок-схема простейшей радиолокационной станции.
окружающих предметов. Его ценность состоит в способности выполнять
функции, недоступные глазу. Радиолокатор не может различать отдельные
детали изображения так же хорошо, как глаз; он не распознает и цвет
предметов с такой тонкостью, с какой это делает глаз. Однако радиолокатор
«видит» в условиях, недоступных нормальному человеческому зрению:
в темноте, сквозь дымку, туман, дождь, снег. Кроме того, преимущество
радиолокатора заключается в способности измерять расстояние, или даль-
ность, до объекта, что является, пожалуй, наиболее важным его свойством.
Простейший радиолокатор, блок-схема которого показана на фиг. 1.1,
состоит из передающей антенны, излучающей электромагнитные колебания,
генерируемые каким-либо генератором, приемной антенны и устройства
для обнаружения энергии, или приемника. Часть энергии сигнала, излу-
чаемого радиолокатором, достигает отражающего объекта (цели) и пере-
излучается во всех направлениях. Для радиолокации важнейшее значение
имеет энергия, переизлучаемая в обратном направлении. Приемная антенна
12
Глава 1
улавливает поступающую обратно энергию и направляет ее к приемнику,
где она подвергается обработке, в результате которой определяется наличие
цели, ее местоположение и относительная скорость. Направление, или
угловое положение цели устанавливается по направлению прихода отра-
женного сигнала. Обычный метод определения направления прихода сигнала
основан на использовании узких антенных лучей.
Если цель и радиолокационная станция движутся относительно друг
друга, то в качестве меры относительной (радиальной) скорости цели может
служить сдвиг несущей частоты отраженного сигнала (эффект Допплера),
который используется для различения движущихся целей на фоне непо-
движных объектов. В радиолокационных станциях, осуществляющих непре-
рывное сопровождение движущихся целей, можно непрерывно определять
скорость изменения положения цели.
Наиболее широко применяемый радиолокационный сигнал представ-
ляет собой серию узких импульсов, модулирующих синусоидальную несу-
щую. Обычно импульс имеет прямоугольную форму, но это не обязательно
и он может принимать одну из многих возможных форм. Расстояние до
цели, или дальность ]), определяется измерением времени прохождения
импульса до цели и обратно. Так как электромагнитная энергия распро-
страняется со скоростью света, то дальность R равна
Скорость света с равна 3-108 м/сек. Распространение сигнала в течение
1 мксек в прямом и обратном направлениях соответствует расстоянию
150 м (0,081 морской мили, 0,093 сухопутной мили, 164 ярда). За единицу
дальности принята морская миля, равная 1853 м * 2). Радиолокационная
дальность выражается иногда также в ярдах, особенно в литературе по
вопросам артиллерии и управления наведением снарядов ближнего дей-
ствия. В некоторых случаях, когда точность измерения имеет второстепен-
ное значение, в качестве единицы дальности принимается радиолокацион-
ная миля, равная 2000 ярдам (1829 м). Разность между радиолокационной
и морской милями составляет ~ 1%.
После излучения радиолокатором зондирующего импульса 3) должен
пройти промежуток времени, достаточный для того, чтобы до излучения
следующего импульса отраженные сигналы вернулись и были обнаружены.
Поэтому частота повторения зондирующих импульсов определяется наиболь-
шей предполагаемой дальностью цели. При слишком высокой частоте повто-
рения импульсов отраженные от некоторых целей сигналы могут прийти
после излучения следующего импульса, вследствие чего появится неодно-
значность в измерении дальности. Отраженные сигналы, приходящие после
передачи следующего импульса, называются двузначными (или неодно-
значными). Такого рода отраженный сигнал можно ошибочно считать
соответствующим значительно меньшей дальности, чем в действительности,
9 Термины дальность и расстояние используются в радиолокации как'синоиимы,
хотя в артиллерии дальность представляет собой горизонтальную проекцию расстоя-
ния. Когда речь идет о воздушных целях, иногда пользуются термином наклонная
дальность для определения расстояния от радиолокатора до цели и термином горизон-
тальная дальность для обозначения проекции наклонной дальности на поверхности
Земли.
2) В отечественной литературе за единицу дальности принимается обычно 1 км.—
Прим. ред.
3) Зондирующими в отечественной литературе называются импульсы, излучае-
мые радиолокационной станцией.— Прим. ред.
Физические основы радиолокации
13
что приведет к ошибкам, если не учесть, что сигнал двузначен. Величина
дальности, за пределами которой цель определяется двузначными отражен-
ными сигналами, называется максимальной однозначно измеряемой даль-
ностью или просто максимальной однозначной дальностью, равной
(1-2)
где fT — частота повторения импульсов, имп/сек. На фиг. 1.2 приведен
график зависимости максимальной однозначной дальности от частоты
повторения импульсов.
Додн — 2fr ’
Фиг. 1.2. Зависимость максимальной однозначной дальности от частоты повторения
импульсов по уравнению (1.2).
Большинство радиолокаторов излучает импульсно-модулированные
колебания. Однако существуют и другие виды модуляции, которые можно
использовать при .обнаружении цели и определении ее местоположения.
Примером широко распространенного радиолокатора, в котором не при-
меняется импульсная модуляция несущей частоты, является радиолока-
ционный высотомер с частотной модуляцией (ЧМ) сигнала. Хотя такой
высотомер начали применять раньше «классических» радиолокаторов и не
все его относят к классу радиолокационных устройств, тем не менее в основе
его работы лежит радиолокационный принцип, причем целью служит
земная поверхность. В радиолокации нашли применение даже простые
немодулированные непрерывные колебания. Вероятно, наиболее известным
устройством такого типа является радиолокационный спидометр, широко
применяющийся при регулировании движения на автомагистралях для
ограничения скорости автомобильного транспорта.
В радиолокаторе, работающем в режиме немодулированных непре-
рывных колебаний, для обнаружения движущихся целей используется
эффект Допплера, благодаря которому происходит сдвиг частоты отражен-
14
Глава 1
ного движущейся целью сигнала на величину
(1-3)
где fa — допплеровская частота, гц, vr — радиальная скорость цели отно-
сительно радиолокатора, м!сек\ А — длина волны, соответствующая несу-
щей частоте, м.
1.2. УРАВНЕНИЕ ДАЛЬНОСТИ РАДИОЛОКАЦИИ
Если мощность радиолокационного передатчика в схеме на фиг. 1.1
обозначить через Pt и использовать всенаправленную (изотропную) антенну,
т. е. антенну, излучающую равномерно во всех направлениях, то плотность
потока мощности (мощность па единицу площади, перпендикулярной направ-
лению распространения радиоволн) на расстоянии R от радиолокатора
равна мощности передатчика, деленной на площадь поверхности вообра-
жаемой сферы радиусом R:
п " Pt
Плотность потока мощности при использовании всенаправленной антенны = ——•
(1-4)
Для канализации в некотором заданном направлении большей части
излучаемой мощности Pt вместо всенаправленных антенн в радиолокаторах
обычно применяют направленные антенны. Мерой увеличения мощности,
излучаемой в направлении цели, по сравнению с мощностью, излучаемой
изотропной антенной, служит коэффициент усиления G(. Его можно опре-
делить [см. уравнение (7.6) ] как отношение максимальной мощности излу-
чения в направлении цели рассматриваемой антенны к мощности излучения
не имеющей потерь изотропной антенны, входная мощность которой та же х).
Антенна с коэффициентом усиления Gt создает у цели плотность потока
мощности, характеризующуюся следующим уравнением:
Плотность потока мощности при использовании направленной антенны —. (1-5)
Часть попадающей на цель мощности переизлучается ею в направлении
радиолокатора:
Мощность, переизлученная в направлении радиолокатора — . (1.6)
Параметр о представляет собой эффективную площадь рассеяния цели
и имеет размерность площади. Этот параметр является характеристикой
цели и мерой ее размера «с точки зрения» радиолокатора. Таким образом,
плотность потока мощности отраженного сигнала у приемной антенны
радиолокатора равна:
Плотность потока мощности отраженного сигнала у радиолокатора — ' П-Д
Радиолокационная антенна улавливает часть мощности отраженного
сигнала. Если эффективная площадь приемной антенны равна Аг, то мощ-
ность отраженного сигнала на входе радиолокатора составляет
р ___ PtGfAr(j
Г~ (4л/?2)1 2 ‘
1) При таком определении автор под Gt понимает максимальное значение коэф-
фициента усиления.— Прим. ред.
(1-8)
Физические основы радиолокации
15
Это выражение представляет собой основной вид уравнения дальности
радиолокации. Следует заметить, что важнейшими параметрами антенны
являются коэффициент усиления и эффективная площадь.
Согласно теории антенн, взаимосвязь между коэффициентом усиления
антенны и эффективной площадью определяется выражениями
г 4nAt „ 4лЛ
, GT
где индексы г и t относятся к приемной и передающей антеннам соответ-
ственно. В случае применения общей антенны как для передачи, так и для
приема (обычный случай), согласно теореме взаимности имеем Gt = Gr = G
и At = Ar = Ae. С учетом этих соотношений уравнение (1.8) принимает вид
р _ PtA^
г 4лЛ2/?4 ’
(1-9)
(1.10а)
или
Рг
PtGWo
(4л)з/?4 '
(1.106)
Максимальная дальность радиолокационного обнаружения Рмакс пред-
ставляет собой расстояние, за пределами которого цель не может быть
найдена. При этой дальности мощность принятого отраженного сигнала Рг
равна мощности минимального обнаруживаемого сигнала 5МИИ, называемого
часто пороговым сигналом. Следовательно,
Амане = к4лР5Л~) (1.11а)
или
Амане (4я)35мину (1-1 16)
Уравнения (1.11а) и (1.116) представляют собой две формы уравнения
дальности радиолокации.
Приведенные выше упрощенные варианты уравнения дальности радио-
локации неадекватно описывают характеристики реальных радиолокаторов.
В них не входят многие важные факторы, влияющие на дальность радио-
локации. В связи с неявным характером соотношений между параметрами,
используемыми в уравнении радиолокации, необходимо проявлять осто-
рожность, делая обобщения относительно рабочих характеристик радио-
локатора на основе только указанных уравнений. Так, из уравнения (1.116)
можно сделать вывод, что дальность действия изменяется пропорциональ-
но Х,1/2. С другой стороны, согласно уравнению (1.11а), она изменяется
пропорционально Z.-1/2, а из уравнения (1.8) вытекает, что дальность вообще
не зависит от длины волны.
На практике обычно оказывается, что реальные максимальные даль-
ности радиолокаторов отличаются от рассчитанных по пррстейшим урав-
нениям (1.11а) илй (1.116). Действительные дальности часто оказываются
значительно меньше расчетных. (Однако в некоторых случаях могут быть
получены большие дальности, например при наличии аномального распро-
странения — положительной рефракции радиоволн.) Существует много
причин, вследствие которых простейшее уравнение дальности радиолока-
ции не позволяет определить реальные характеристики радиолокатора.
Этот вопрос рассмотрен в гл. 2.
16
Глава 1
1.3. БЛОК-СХЕМА РАДИОЛОКАТОРА И ЕГО РАБОТА
Работу типового импульсного радиолокатора, в передатчике которого
применяется магнетронный генератор, можно описать с помощью блок-
схемы, показанной на фиг. 1.3. Рассмотрим сначала синхронизатор, назы-
ваемый также пусковым генератором или хронизатором. Он генерирует
последовательность узких времязадающих импульсов с частотой, равной
частоте повторения импульсов. Эти синхронизирующие импульсы вклю-
Антенный
Фиг 1.3. Блок-схема импульсного радиолокатора.
чают модулятор, который производит импульсную модуляцию пере-
датчика. Модулятор должен включать высокомощный передатчик, что
обусловливает его большие размеры. Синхронизатор имеет меньшие разме-
ры, так как он должен обеспечить только сеточное управление электронной
лампы или тиратрона.
Для типового радиолокатора, предназначенного для обнаружения
обычного самолета на дальностях 200—400 юн, характерны пиковые мощ-
ности 1—10 Мет, длительность импульса — несколько микросекунд и часто-
та повторения импульсов — несколько сот импульсов в 1 сек. Модулиро-
ванный высокочастотный импульс, генерируемый передатчиком, канализи-
руется по передающему тракту к антенне, которая излучает его в про-
странство. Обычно для передачи и приема применяется общая антенна.
Во время передачи приемник отключается с помощью быстродействующего
переключателя, называемого переключателем защиты приемника. Если
приемник не отключить во время передачи, то в случае достаточно большой
мощности передатчика он будет поврежден. После излучения зондирующего
сигнала переключатель защиты приемника снова присоединяет приемник
к антенне.
Часть излученной мощности отражается целью обратно к радиолокато-
ру и поступает в приемник через ту же антенну, которая была использована
для передачи. Во время приема переключатель блокировки передатчика,
не оказывающий влияния на передачу сигнала от передатчика к антенне
в течение передающей части рабочего цикла станции, обеспечивает канали-
зацию принятого сигнала к приемнику. При отсутствии переключателя
блокировки передатчика часть принятой мощности рассеивалась бы в пере-
датчике и не поступала в приемник. Переключатель защиты приемника
и переключатель блокировки передатчика вместе образуют так называемый
антенный переключатель. В случае применения для передачи и приема
отдельных антенн можно обойтись без антенного переключателя, если
развязка между этими антеннами достаточно большая.
Физические основы радиолокации
17
Радиолокационный приемник обычно бывает супергетеродинным.
В качестве усилителя высокой частоты, являющегося первым каскадом
супергетеродинного приемника (фиг. 1.3), может служить малошумящий
параметрический усилитель, лампа бегущей волны или парамагнитный
усилитель (мазер). Во многих радиолокационных приемниках сантиметро-
вого диапазона усилитель высокой частоты отсутствует; в них в качестве
первого каскада используется смеситель. С помощью смесителя и местного
гетеродина высокочастотный сигнал преобразуется в сигнал промежуточной
Ф и’г. 1.4. Основные типы индикаторов.
а"— индикатор типа А, изображение в координатах амплитуда — дальность (модуляция по откло-
нению); б — индикатор кругового обзора, изображение в координатах дальность — азимут
(модуляция по яркости).
частоты, так как на более низких частотах легче сконструировать узко-
полосный усилитель с высоким коэффициентом усиления. В типовом усили-
теле промежуточной частоты средняя частота может составлять 30 или
60 Мгц, а ширина полосы пропускания — 1 или 2 Мгц. В качестве местного
гетеродина обычно используется отражательный клистрон. Огибающая
импульсной модуляции высокочастотных колебаний выделяется детектором
и усиливается видеоусилителем до уровня, необходимого для работы инди-
катора, в котором обычно применяется электронно-лучевая трубка (ЭЛТ).
В индикаторный блок подаются также синхронизирующие импульсы.
Определяя направление антенны, можно получить информацию об угловых
координатах цели, что позволяет соответствующим образом разместить
отраженный сигнал на экране индикатора и определить координаты цели.
Двумя наиболее распространенными основными типами индикаторов,
использующих электронно-лучевые трубки, являются индикатор типа А
(фиг. 1.4, а) и индикатор кругового обзора или ИКО (фиг. 1.4, б). В инди-
каторе типа А по оси у откладывается амплитуда отраженного от цели
сигнала, а по оси х —дальность; угловая информация отсутствует. Инди-
катор кругового обзора воспроизводит положение цели в полярных коор-
динатах, позволяя определить азимут и наклонную дальность цели. Ампли-
туда отраженного от цели сигнала используется для модуляции электрон-
ного луча по яркости (ось г) при развертке последнего в направлении от
центра. Луч совершает угловое перемещение синхронно с вращением
антенны.
Блок-схема, приведенная на фиг. 1.3, представляет собой лишь один
из вариантов радиолокационной станции. Возможны различные конструк-
ции. Кроме того, эту схему ни в коем случае нельзя считать полной, так
как в ней отсутствуют многие устройства, обычно входящие в состав радио-
2 М Сколник
18
Глава 1
локационных станций. Могут быть включены дополнительные устройства,
обеспечивающие автоматическую регулировку приемника при изменении
рабочей частоты (автоматическая подстройка частоты — АПЧ) или усиле-
ния (автоматическая регулировка усиления — АРУ), схемы для умень-
шения влияния мешающих или паразитных сигналов, вращающиеся соеди-
нения в передающем тракте, обеспечивающие вращение антенны, схемы для
выделения движущихся целей и неподвижных объектов (селекция движу-
щихся целей — СДЦ) и устройства, обеспечивающие автоматическое сопро-
вождение антенной движущейся цели.
Обычно применяются также контрольные устройства (на блок-схеме
не приведены), указывающие, на качество работы радиолокатора. Про-
стейшим, но важным контрольным устройством является направленный
ответвитель, вмонтированный в передающий тракт, для отбора части пере-
даваемой мощности. Выходной сигнал направленного ответвителя служит
мерой передаваемой мощности или используется для контроля параметров
передаваемых колебаний.
Распространенной формой радиолокационной антенны является пара-
болический отражатель с точечным излучателем. Параболический отража-
тель фокусирует энергию в узкий луч по принципу оптического прожектора
или автомобильной фары. Сканирование (перемещение) луча в пространстве
обеспечивается механическим перемещением антенны.
1.4. ДИАПАЗОН ЧАСТОТ, ПРИМЕНЯЕМЫХ
В РАДИОЛОКАЦИИ
Обычно радиолокационные станции работают на частотах, лежащих
в диапазоне примерно 25—70 000 Мгц, что составляет более 11 октав.
Эти частоты не обязательно являются предельными, так как радиолокаторы
могут работать и на частотах, выходящих за пределы данного диапазона.
Конструкторы первых радиолокационных станций проектировали аппа-
ратуру, предназначенную для работы на низких частотах в связи с отсут-
ствием элементов, пригодных для работы на высоких частотах. Цепь радио-
локационных станций обнаружения, установленная в Англии во время
Второй мировой войны для обеспечения раннего предупреждения о воздуш-
ном нападении, работала на частоте ~25 Мгц. Сейчас такая радиолока-
ционная частота кажется весьма низкой. Хотя обычно на более низких
частотах легче достичь высоких излучаемых мощностей, во многих случаях
нельзя удовлетвориться низкой угловой точностью и плохой разрешающей
способностью, получаемыми на этих частотах от антенн средних размеров.
Ширина луча антенны обратно пропорциональна раскрыву антенны (изме-
ренному в длинах волн), и чем ниже частота, тем больше ширина луча
при данном раскрыве. Так, например, на частоте 70 000 Мгц с помощью
антенны с параболическим отражателем, диаметр которой равен примерно
30 см, можно получить луч шириной 1°. Для получения той же ширины
луча на частоте 25 Мгц потребовалась бы антенна диаметром ~1 км. Сооб-
ражения такого рода стимулировали разработку элементов и методов
конструирования схем на более высоких частотах, а именно в сантиметро-
вом диапазоне волн.
Из фиг. 1.5 ясно, какое место занимает диапазон частот, используемых
в радиолокации, в электромагнитном спектре. Указаны также различные
применяемые в настоящее время частотные диапазоны. Как видно, диапазон
используемых в радиолокации частот простирается примерно от 25 до
Длина волны
10км 1км___________100м______Юм_______1м_______10см 1см 1мм 0,1мм
Звука п Децимилли- метровые волны Диапазон 12
Весы* чаете Декс mpot вые часто т низкие ты(ВНЧ) скиломе- те волны Диапазон 4 ты Низкие частоты (ЧЧ) Километро вые волны Диапазон 5 Средние частоты (СЧ) Гектоме- тровые волны Диапазоне Широкове- щательный Высокие частоты (ВЧ) Декаметра- вые волны Диапазон? Весьма высокие частоты (ВВЧ) Метровые волны Диапазон 8 Ультра- высокие частоты (УВЧ) Дециметро- вые волны ДиапазонЭ Сверх- высокие частоты (СВЧ) Сантиме- тровые волны ДиапазонЮ крайне высокие частоты (КВЧ) Миллиме- тровые волны Диапазон!!
Ча Буквенные стдты, и'с'г обозначен (дльзуёмыев 'радиолокации 1 1 ия L 5 С X КиКа и 1 - о 1 Микроволновый диапазон инфракрасный диапазон
диапазон ' Л . *• с
Видеочастоты
30гц 300гц Зкгц ЗОкгц ЗООкгц ЗМгц ЗОМгц 300Мгц ЗГгц 30 Ггц 300 Ггц 3000Ггц
Частота
Фиг. 1.5. Частоты, применяемые в радиолокации, и электромагнитный спектр.
20
Глава 1
70000 Мгц. На частотах ниже 200 и выше 35000 Мгц работает очень неболь-
шое число современных радиолокационных станций. Исключение состав-
ляют радиолокационные станции, работающие примерно в диапазоне
2—20 Мгц и использующие явление ионосферного отражения. Частоты,
применяемые в радиолокации, лежат не во всем частотном диапазоне.
Они группируются в отдельных полосах частот, что объясняется стремле-
нием экономно расходовать как материальные средства, так и диапазон
частот.
На раннем этапе развития радиолокации для обозначения различных
используемых в радиолокации частотных диапазонов в США были введены
буквенные обозначения, например S, X, L и т. д. х) Первоначально они
предназначались для сохранения в секрете частот, применяемых в радиоло-
кационных станциях военного назначения, однако остались также и в мир-
ное время, вероятно, благодаря своей краткости. На фиг. 1.5 и в табл. 1.1
ТАБЛИЦА 1.1
Диапазон частот, исполь- зуемый в радиолокации Частота
УВЧ L S С X Ku к Ка Миллиметровый диапазон 300- 1000 Мгц 1000- 2000 Мгц 2000- 4000 Мгц 4000- 8000 Мгц 8000-12 500 Мгц 12,5— 18 Ггц 18—26,5 Ггц 26,5—40 Ггц >40 Ггц
приведены наиболее распространенные на практике буквенные обозначения.
Хотя они удобны для применения, однако не являются официальными
и не всегда одинаково указывают границы каждого диапазона.
Показанные на фиг. 1.5 два других метода обозначения частотных
диапазонов основаны на частотном и метрическом делении. Они также не
могут претендовать на высокую точность классификации, так как опреде-
ляют лишь основные области. Так, например, обозначение «ультравысокие
частоты (УВЧ)» на практике обычно относится к частотам примерно от 300
до 1000 Мгц. В радиолокационной терминологии диапазоны L и S исполь-
зуются для обозначения ультравысоких частот, лежащих выше 1000 Мгц.
На фиг. 1.5 приведен также метод нумерации частотных диапазонов,
принятый в 1953 г. Международным консультативным комитетом по радио.
Частоты диапазона N лежат в пределах от З-Ю™-1 до 3- 107V гц. Номер
рассматриваемого диапазона обусловливается показателем степени осно-
вания 10, определяющим верхнюю границу частотного диапазона. Напри-
мер, УВЧ-диапазон, лежащий в пределах от 3-108 до 3-108 гц, обозначается
«диапазон 9».
Микроволновый диапазон представляет собой частотный диапазон,
в котором применяются цепи с распределенными, а не сосредоточенными
1) Деление частотных диапазонов, применяемое в отечественной литературе,
читатель может найти в приведенной в конце этой главы дополнительной литературе.—
Прим. ред.
Физические основы радиолокации
21
постоянными. В качестве примеров устройств с распределенными постоян-
ными можно привести волноводы, объемные резонаторы и остронаправлен-
ные антенны. Для микроволнового диапазона характерно то, что размеры
элементов сравнимы с длиной волны. Переход от микроволнового диапазона
к диапазону, в котором применяются устройства с сосредоточенными
постоянными, происходит не резко. Нижний предел микроволнового диапа-
зона составляет 300 Мгц, так как на этой частоте выпускаются волноводные
элементы и мощные клистронные усилители. Верхний предел микроволно-
вого диапазона трудно определить; однако следует указать, что для частот,
лежащих за миллиметровым диапазоном, методы микроволновой техники
целесообразнее заменять оптическими.
На фиг. 1.5 показан также диапазон звуковых частот, границы кото-
рого соответствуют границам диапазона звуковых колебаний, нормально
воспринимаемых органами слуха. Показан также диапазон видеочастот.
Сигналы этого диапазона частот могут воспроизводиться на экране электрон-
но-лучевой трубки. Диапазон видеочастот определяется очень произвольно.
Для большинства радиолокационных и телевизионных установок он про-
стирается от нулевой частоты до частоты, равной нескольким мегагерцам,
хотя верхний предел можно считать и более высоким, так как на экране
ЭЛТ могут быть представлены сигналы с частотой порядка нескольких
тысяч мегагерц и выше.
1.5. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИИ
Радиолокация применяется на земле, в воздухе, на море и в космиче-
ском пространстве. Наземные радиолокационные станции в основном
используются для обнаружения и определения местоположения самолетов
или космических объектов. Корабельные радиолокаторы обнаруживают
другие корабли или самолеты, либо служат в качестве навигационных
средств для определения береговых линий или нахождения морских буев.
Самолетные радиолокационные станции предназначаются для обнаружения
других самолетов, кораблей, наземных транспортных средств, для нахожде-
ния штормовых очагов или используются в навигации. Вид носителя, на
котором установлен радиолокатор, и условия, в которых он применяется,
оказывают важное влияние на его конструкцию.
Применение в гражданских целях. Основной областью применения
радиолокации является морская и воздушная навигация. С помощью радио-
локационных систем осуществляется управление воздушным движением
вблизи аэропортов и на авиалиниях. В плохую погоду радиолокаторы
используются совместно с системами наземного управления посадкой для
обеспечения безопасного приземления самолета. На гражданских самолетах
устанавливаются радиолокационные высотомеры, определяющие высоту
их полета над земной поверхностью, и метеорологические радиолокаторы,
позволяющие обойти опасные очаги штормов.
На море радиолокаторы используются большими и малыми судами
для навигации, в особенности в плохую погоду и в условиях плохой види-
мости. Радиолокаторы применяются также для обзора на больших расстоя-
ниях. Одна из наиболее важных областей применения радиолокации состоит
в обнаружении и определении местоположения атмосферных возмущений,
в особенности бурь и ураганов.
Широкое применение получил радиолокационный спидометр, исполь-
зуемый для регулирования скорости движения автомобильного транспорта
на автомагистралях.
22
Глава 1
Применение в военных целях. Значительная часть упомянутых выше
случаев относится также к применению в военных целях; это касается
особенно радиолокационной навигации. Кроме того, для военных целей
используются радиолокаторы обнаружения и управления оружием.
Фиг. 1.6. Радиолокатор дальнего обнаружения самолетов AN/FPS-24.
Радиолокационные системы обнаружения производят поиск и определяют
местоположение вражеских объектов для принятия соответствующих воен-
ных мер. В качестве примеров укажем на цепь станций дальнего обнаруже-
ния самолетов, систему радиолокаторов дальнего обнаружения и сопро-
вождения межконтинентальных баллистических ракет, радиолокаторы
дальнего обнаружения системы «Сэйдж», корабельные радиолокаторы
обнаружения и самолетные станции дальнего обнаружения. В качестве
примеров радиолокаторов, управляющих оружием, можно привести радио-
локаторы сопровождения, входящие в системы противовоздушной обороны,
например типа «Найк», радиолокационные системы самонаведения управ-
ляемых снарядов, самолетные станции перехвата, предназначенные для
наведения истребителя на цель, и радиолокационные станции бомбометания.
Физические основы радиолокации
23
Применение в научных целях. Использование радиолокации для про-
ведения измерений значительно расширило наши знания в области метео-
рологии, помогло при изучении северных и южных сияний, метеоров и раз-
личных объектов солнечной системы. С помощью радиолокации можно
направлять космические корабли и искусственные спутники и исследо-
вать межпланетное пространство. Кроме того, схемы и элементы, разрабо-
танные для радиолокации, оказались пригодными для таких важных обла-
стей науки и техники, как микроволновая спектроскопия, радиоастрономия
и радиолокационная астрономия.
Фиг 1.7. Портативный геодезический радиолокатор MRA-2 (теллурометр).
Примеры. На фиг. 1.6—1.12 приведены фотографии различных типов
радиолокаторов.
Радиолокатор AN/FPS-24 (фиг. 1.6) представляет собой крупную радио-
локационную станцию с разнесенными частотами (разд. 12.10) для обнару-
жения самолетов. Ширина антенны 36 м, а высота 11 м. Вес отражателя,
основания и питающего рупора составляет более 135 т. Наверху смонти-
рована антенна маяка (разд. 13.7).
На фиг. 1.7 для сравнения с этой крупной радиолокационной станцией
приведена фотография геодезического радиолокатора MRA-2 (называемого
иногда теллурометром), вес которого немного меньше 14 кг. Он представ-
ляет собой небольшой портативный прибор, позволяющий точно измерять
расстояние между двумя пунктами (разд. 3.5).
На фиг. 1.8 приведены фотографии двух радиолокаторов сопровождения
ракет AN/SPG-49, установленных на борту корабля. Они предназначены
для автоматического захвата и сопровождения целей для ракетных систем
корабль — воздух «Талое». Два меньших по размеру радиолокатора
AN/SPW-2 с антенными зеркалами в форме параболоида используются
для наведения снаряда на цель.
На фиг. 1.9 показан противоминометный радиолокатор AN/MPQ-10.
На фиг. 1.10 показана антенна диаметром 56 см для самолетной радио-
локационной станции разведки погоды RDR-1D (разд. 13.5), устанавливаю-
Фиг. 1.8. Радиолокационные станции сопровождения целей AN/SPG-49 для системы
управляемых снарядов «Талое», установленные на борту крейсера «Галвестон».
Фиг. 1.9. Противоминометный радиолокатор AN/MPQ-10.
Фиг. 1.10. Антенна самолетной радиолокационной станции разведки погоды RDR-1D.
Фиг. 1.11. Радиолокационная станция «Фрескан З-D», установленная на мачте
крейсера «Галвестон».
26
Глава 1
щаяся в носовой части корпуса самолета. В верхней половине антенны
имеется специальная сетка, предназначенная для формирования косеканс-
квадратного луча (разд. 7.9), что обеспечивает лучшую радиолокационную
съемку местности.
На фиг. 1.11 приведена фотография трехкоординатного радиолокатора
«Фрескан» с игольчатым лучом. Перекрытие по углу места обеспечивается
Ф и г. 1.12. Радиолокатор ESAR с электронным сканированием луча. (В нижнем
левом углу видна вспомогательная радиолокационная станция AN/FPS-18, исполь-
зуемая для перекрытия «мертвых зон» диаграмм обнаружения мощных станций).
электронным сканированием по частоте (разд. 7.7), а сканирование по
азимуту достигается механическим вращением антенны. Антенный луч
стабилизируется электронным способом для компенсации килевой и борто-
вой качки корабля на море. *
Примером радиолокатора с электронным сканированием луча является
ESAR (фиг. 1.12 и разд. 7.7). Размеры наклонной плоскости здания состав-
ляют 15 X 15 м. Антенна неподвижна, а положение луча регулируется
с помощью электронных методов.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Листов К. М., Трофимов К- Н., Радио *и радиолокационная техника и их
применение, Воениздат, 1960.
Сайбель А. Г., Основы радиолокации, изд-во «Сов. радио», 1961.
2.
Уравнение дальности
радиолокации
2.1. РАСЧЕТ ДАЛЬНОСТИ ДЕЙСТВИЯ РАДИОЛОКАТОРА
Простейшая форма уравнения дальности радиолокации, полученная
в разд. 1.2, выражает максимальную дальность радиолокации через пара-
метры радиолокатора и цели
о ____ Г "11 1 /о i х
макс L (4л)г5мин J ’ 1 '
где Pt—излучаемая мощность, em; G — коэффициент усиления антенны;
Ае — эффективная площадь антенны, ти2; а — эффективная площадь рас-
сеяния цели (эффективное сечение цели), л2; 5МИП — минимальный обнару-
живаемый сигнал, вт.
Конструктор радиолокационной системы может в известных пределах
выбирать все указанные параметры, кроме эффективного сечения цели о.
Согласно уравнению дальности радиолокации, для обеспечения больших
дальностей действия мощность передатчика должна быть высокой, излу-
чаемая энергия сконцентрирована в узком луче (следует использовать пере-
дающую антенну с высоким коэффициентом усиления), раскрыв антенны
для улавливания энергии принятых отраженных сигналов велик (что
эквивалентно высокому коэффициенту усиления), а приемник должен быть
чувствительным к приему слабых сигналов.
Однако на практике с помощью простейшего уравнения дальности
радиолокации нельзя предсказать с достаточной степенью точности даль-
ность действия реальной радиолокационной аппаратуры. Расчетные значе-
ния дальности радиолокации обычно выше получаемых в действительности.
В некоторых случаях действительная дальность может составлять лишь
половину расчетной [1]. Это расхождение частично объясняется тем, что
в уравнении (2.1) не учитываются в явном виде различные потери, которые
могут произойти в цепях системы, а также не принимается во внимание
ухудшение характеристик радиоэлектронной аппаратуры в реальных усло-
виях работы по сравнению с характеристиками, получаемыми в лаборатор-
ных условиях. Другим важным фактором, который необходимо учитывать
в уравнении дальности радиолокации, является статистический, не поддаю-
щийся прогнозированию характер некоторых параметров. Такие пара-
метры, как минимальный обнаруживаемый сигнал 5МИН и эффективное
сечение цели о, являются по своей природе статистическими и описываются
соответствующими математическими соотношениями. К другим факторам,
которые не отражены в уравнении (2.1), но оказывают влияние на харак-
28
Глава 2
теристики радиолокатора, относятся метеорологические условия на пути
распространения электромагнитных волн. Имеют значение и субъективные
качества оператора, обслуживающего радиолокационную систему. Стати-
стическая природа указанных параметров не позволяет характеризовать
максимальную дальность действия радиолокационной станции одним чис-
лом. Она определяется вероятностью обнаружения станцией цели данного
типа на данном расстоянии.
В настоящей главе будет уточнено простейшее уравнение дальности
радиолокации с учетом важнейших факторов, влияющих на дальность
действия радиолокационной аппаратуры. Если бы были известны все эти
факторы, то в принципе можно было бы точно определить возможности
радиолокатора. К сожалению, усилия, требуемые для полной оценки влия-
ния всех радиолокационных параметров с точностью, необходимой для
расчета дальности действия, обычно экономически не оправдываются.
Полное и подробное рассмотрение всех факторов, влияющих на рас-
чет дальности действия радиолокационных станций, выходит за рамки
одной главы, поэтому многие вопросы будут рассмотрены лишь частично.
Более подробную информацию читатель найдет в последующих главах,
а также в литературе, приведенной в конце данной главы.
2.2. МИНИМАЛЬНЫЙ ОБНАРУЖИВАЕМЫЙ СИГНАЛ
Способность радиолокационного приемника обнаруживать слабый отра-
женный сигнал ограничена энергией шумов, занимающих ту же часть
частотного спектра, что и энергия полезного сигнала. Наиболее слабый
Ф и г. 2.1. Типичная огибающая выходного сигнала радиолокационного приемника
как функция времени.
сигнал, который приемник в состоянии обнаружить, называется минималь-
ным. обнаруживаемым сигналом. Определить минимальный обнаруживаемый
сигнал иногда очень трудно, что объясняется его статистическим характе-
ром, а также возникающей в ряде случаев неопределенностью при принятии
решения о наличии или отсутствии сигнала от цели.
В основе процесса обнаружения лежит установление порогового уровня
на выходе приемника. Если вы (одной сигнал приемника превосходит
пороговый уровень, то предполагается наличие полезного сигнала. Такой
принцип обнаружения получил название порогового обнаружения. Рас-
смотрим процесс на выходе типового радиолокационного приемника как
функцию времени (фиг. 2.1). Он может соответствовать одной развертке
Уравнение дальности радиолокации
29
выходного видеосигнала, изображенного на экране индикатора типа А,
причем для обеспечения наблюдения за уровнем шумов необходимо макси-
мальное усиление приемника. Огибающая имеет флуктуационный харак-
тер, что обусловлено случайной природой шумов. Если сигнал большой
(А на фиг. 2.1), он будет превосходить окружающие пики шумов, и, исполь-
зуя величину его амплитуды в качестве отличительного признака полез-
ного сигнала, можно обнаружить его на фоне шумов. Таким образом, если
установить достаточно высокий пороговый уровень, то при наличии только
шумов огибающая не превысит его, и это произойдет лишь при наличии
сильного сигнала. Однако если сигнал очень мал, то значительно труднее
обнаружить его присутствие. Пороговый уровень должен быть низким,
если нужно обнаружить слабые сигналы, но не настолько, чтобы пики
шумов пересекали порог, давая таким образом ложное показание о нали-
чии целей.
Предполагается, что огибающая напряжения, изображенная нафиг. 2.1,
получается от приемника с согласованным фильтром (разд. 9.2). Согласо-
ванный фильтр предназначен для обеспечения максимального отношения
пикового'значения выходного сигнала к среднему значению шума (по мощ-
ности). Принцип его работы нельзя смешивать с принципом согласования
импедансов в теории цепей. На практике не всегда удается создать идеаль-
ный приемник с согласованным фильтром, однако практические приемные
схемы позволяют к нему приблизиться. Приемник с почти согласованным
фильтром для радиолокатора, осуществляющего передачу прямоуголь-
ных импульсов, обычно характеризуется шириной полосы В, приблизитель-
но равной обратной величине длительности импульса т, т. е. Вт « 1. Выход-
ной сигнал приемника с согласованным фильтром представляет" собой
.результат взаимной корреляции мёжДу цриЙйтЫМ колебанием и рёЭКЦИей
фильтра на единичный импульс. Следовательно, форма входного" сигнала
не сохраняется. В случае необходимости обеспечить правильное воспроиз-
ведение формы входного сигнала следует использовать другие методы кон-
струирования приемника. Один из них состоит в сглаживании по методу
наименьших квадратов и применении теории предсказания Винера.
Обратимся снова к выходному сигналу приемника, представленному
на фиг. 2.1. Выбранный пороговый уровень показан пунктирной линией.
Цель считается обнаруженной, если огибающая пересекает пороговую
линию. При большом сигнале, например при сигнале А, принять решение
о наличии цели нетрудно. Иначе обстоит дело при рассмотрении двух сигна-
лов В и С, которые являются отраженными сигналами равной амплитуды.
Напряжение шума, сопровождающее сигнал В, имеет достаточно большую
величину, вследствие чего комбинация сигнала и шума превосходит порог.
Шум, сопровождающий сигнал С, не так велик, и результирующий сигнал
не пересекает порог. Таким образом, наличие шума иногда улучшает усло-
вия обнаружения слабых сигналов, но иногда вызывает и потерю сигнала,
который при других условиях мог бы быть обнаружен.
Если пороговый уровень выбрать меньшим, можно избежать потери
сигналов, подобных С. Однако при очень низком пороговом уровне увели-
чивается вероятность того, что порог будет превзойден только шумом, кото-
рый засчитают как реальный сигнал; подобное событие называется ложной
тревогой. Таким образом, при выборе очень низкого порога получается
ложная индикация целей, а при выборе очень высокого порога можно про-
пустить цель. Соответствующий пороговый уровень выбирают компромис-
сно, учитывая, что может оказать более серьезные последствия- — необна-
ружение присутствующего сигнала (вероятность пропуска) или ложная
(
I
30 Г л а в a 2
индикация отсутствующего в действительности сигнала (вероятность лож-
ной тревоги).
Одним из важнейших параметров, подлежащих определению для
расчета минимального обнаруживаемого сигнала, является отношение
сигнал/шум на входе, приемника, обеспечивающее правильное обнаруже-
ние. Хотя решение об обнаружении сигнала обычно основывается на изме-
"р^ниях на выходе видеоканала, легче анализировать максимизацию отноше-
ния сигнал/шум на выходе усилителя промежуточной частоты, а не в видео-
канале.~Т1риемник можно считать линейным вплоть до выхода УПЧ. Макси-
мизацийэтношения сигнал/шум на выходе усилителя промежуточной часто-
ты эквивалентна максимизации его на выходе видеоканала. Преимущество
анализа отношения сигнал/шум в канале промежуточной частоты связано
с возможностью принятия гипотезы о линейности. Предполагается также,
что характеристика фильтра промежуточной частоты аппроксимирует
характеристику согласованного фильтра, в связи с чем максимизируется
отношение сигнал/шум на выходе.
2.3. ШУМЫ ПРИЕМНИКА
Шумы представляют собой паразитную электромагнитную энергию,
снижающую способность приемника обнаруживать полезный сигнал. Они
могут возникнуть непосредственно в цепях приемника или поступить через
приемную антенну вместе с полезным сигналом. Даже при работе радио-
локатора в идеальной бесшумной среде, когда полезный сигнал не сопро-
вождается шумом от каких-либо внешних источников, а сам приемник
настолько совершенен, что в нем не создается избыточный шум, все же
существует неизбежная шумовая составляющая, обусловленная тепловым
движением электронов проводимости во входных каскадах приемника.
Шум такого рода получил название теплового. Его величина прямо про-
порциональна температуре омических элементов цепи и ширине полосы
пропускания приемника. Номинальная мощность тепловых шумов, разви-
ваемая приемником с шириной полосы Вп (гц) при температуре Т (°К),
составляет ___________„
. Номинальная мощность тепловых шумов = kTBn, ( (2.2)
где k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10~23 дж!град. Если темпе-
ратура Т выбрана равной 290° К, что приблизительно соответствует ком-
натной температуре (17° С), то коэффициент kT составляет 4-10~21 вт!гц.
При другой температуре цепей приемника мощность тепловых шумов соот-
ветственно меняется.
Приемник с входным реактивным сопротивлением, например с пара-
метрическим усилителем, может не иметь омических потерь. Основным
ограничением в этом случае являются тепловые шумы, воспринимаемые
антенной (разд. 8.6).
Для радиолокационных приемников супергетеродинного типа (исполь-
зуемых в большинстве радиолокационных станций) ширина полосы про-
пускания приемника приблизительно равна ширине полосы каскадов
промежуточной частоты. Следует заметить, что ширина полосы Вп в урав-
нении (2.2) не соответствует ширине, измеряемой на уровне —3 дб/или в точ-
ках половинной мощности, т. е. ширине, обычно используемой радио-
инЖштерзЖ. Она представляет собой интегральную ширину полосы про-
Уравнение дальности радиолокации
31
пускания и равна
Т
Вп = 1ЖА))12 ’ (2‘3)
где Н (f) — частотная характеристика усилителя промежуточной частоты
(фильтра); f0—частота, соответствующая максимуму характеристики (воз-
никающему обычно на средней частоте).
При нормировании Й (f) к единице на средней частоте (максимум частот-
ной характеристики) Н = Е Ширина полосы пропускания Вп назы-
вается шумовой полосой и представляет собой ширину полосы пропускания
эквивалентного фильтра с прямоугольной частотной характеристикой,
выходная мощность шумов'которого_та же, что и у фильтра с характери-
стикой Н (f).
' Ширина полосы пропускания на уровне — 3 дб определяется как
интервал (в герцах) между точками на частотной характеристике, в которых
усиление по напряжению уменьшается до 0,707 (— 3 дб) максимального
значения. Ширина полосы на уровне — 3 дб получила широкое распростра-
нение в связи с легкостью ее измерения. Однако для измерения шумовой
полосы необходимо исчерпывающе знать частотную характеристику Н ([).
Частотные характеристики многих практических радиолокационных прием-
ников имеют такой вид, что ширина полосы на уровне — 3 дб и ширина
шумовой полосы заметно не отличаются друг от друга. Поэтому во многих
практических случаях можно пользоваться шириной полосы на уровне
— 3 дб как приближенным выражением ширины шумовой полосы. В табл. 2.1
сравниваются эти два вида ширины полосы для нескольких известных
характеристик фильтра.
ТАБЛИЦА 2.1
Сравнение ширины шумовой полосы и ширины полосы, измеренной на уровне —3 дб
Типы схем Число каскадов Отношение ширины шумо- вой полосы к ширине поло- сы на уровне—3 дб
Схема с одиночной настройкой 1 1,57
2 1,22
3 1,16
4 1,14
5 1,12
Двухрезонансная схема ') 1 1,11
2 1,04
Трехкаскадная схема со сдвинуто настроенны-
ми контурами 1 1,048
Четырехкаскадная схема со сдвинуто настро-
енными контурами 1 1,019
Пятикаскадная схема со сдвинуто настроенны-
ми контурами 1 1,01
Кривая Гаусса 1 1,065
1) Относится к двухрезоиансиой схеме с переходной связью или к схеме с попарно расстроен-
ными контурами.
32
Глава 2
Мощность шумов в практических приемниках обычно значительно
больше мощности одних только тепловых шумов. Дополнительные шумовые
составляющие вызываются причинами, по своему характеру отличными
от теплового возбуждения электронов проводимости. Однако в этой книге
точная причина происхождения дополнительных шумовых составляющих
не будет рассмотрена; необходимо лишь знать, что она существует. Источ-
ники дополнительных шумов в неидеальных приемниках исследуются
в разд. 8.3. Независимо от того, обязано ли появление шума, тепловому
или другому процессу, суммарный шум на выходе приемника можно считать
равным мощности теплового шума идеального приемника, умноженной
на коэффициент, "называемый коэффициентом myjja или шумойЫМ числом.
Коэффициент шума 7^'приемника определяется уравнением ,
_____ УВЫх ____ Шум на выходе реального приемника ю л \
Гп kT0BnGa /Шум на выходе идеального приемника при\ ’ ' '
( стандартной температуре То )
где Л'ных — шум на выходе приемника; Ga — номинальный коэффициент
усиления. Температура Т 0 принята равной 290°К в соответствии со стан-
дартом Института радиоинженеров. Величина шума МВых измеряется
обычно на выходе УПЧ до нелинейного второго детектора в пределах линей-
ного участка кривой зависимости выходного напряжения от входного.
В большинстве приемников ширина полосы пропускания Вп равна ширине
полосы УПЧ. Номинальный коэффициент усиления Ga — отношение выход-
ного сигнала 5ВЫХ к входному SBX. Величина kT0Вп представляет собой
входной шум NBX идеального приемника. Уравнение (2.4а) можно напи-
сать в виде
= (2-46)
° вых//v вых
Таким образом, коэффициент_шума можно раусматривать как меру ухудше-^
ния отношения "сигнал/шум при прохождении сигнала че_реЗ приемник.
КатПТбказано в гл.~8, коэффициент шума зависит от конструкции первых
входных каскадов и рабочей частоты. В общем случае на более низких
частотах получаются лучшие величины коэффициента шума.
Видоизменив уравнение (2.46), можно написать выражение для входно-
го сигнала так:
feTpBnFnSBbIx 5)
УВЫХ
Принимая, что минимальный обнаруживаемый сигнал 5ЫИН — величина
5ВХ, соответствующая необходимому для обнаружения минимальному
отношению сигнал/шум на выходе (по промежуточной частоте), обозначае-
мому (Sbx/A^bi,ix)mhhi ПОЛуЧИМ
SMnH=kT0BnFn ( • (2.6)
При этом предполагается, что входной шум приемника равен kTрВп. Во мно-
гих случаях такое предположение справедливо. Однако, строго говоря,
применять его можно только тогда, когда на входе приемника поддерживает-
ся стандартная температура 290° К- При подключении приемника к антенне
температура, воспринимаемая приемником, может быть ниже или выше
290° К. В приемниках с относительно большими шумами влияние отклоне-
ния температуры антенны от 290° К едва ли заметно, если только это откло-
Уравнение дальности радиолокации
33
нение не слишком велико. Однако в приемниках с малыми шумами, в кото-
рых используются квантовые парамагнитные и параметрические усилители,
влияние температуры антенны имеет большое значение (разд. 8.6). Другой
характеристикой шума приемника, особенно важной при рассмотрении
приемников с малыми шумами, является эффективная шумовая температу-
ра, рассматриваемая в разд. 8.5.
Подставляя уравнение (2.6) в (2.1), получим следующее выражение
для уравнения дальности радиолокации:
г>* _____________PtGAea__________
Лмакс (4n)2/Jr0B„Fn(SBblx/WBbIx)MlIn' ' ’
Прежде чем продолжить дальнейший анализ величин, входящих в урав-
нение дальности радиолокации, кратко рассмотрим некоторые положения
теории вероятностей, необходимые для представления отношения сиг-
нал/шум в статистических величинах.
2.4. ПЛОТНОСТЬ ВЕРОЯТНОСТЕЙ
Основные положения теории вероятностей, необходимые для решения
задач, связанных с шумовыми процессами, можно найти в специальной
литературе. В настоящем разделе будет сделан краткий обзор некоторых
положений теории вероятностей, рассмотрено определение плотности вероят-
ностей и приведены некоторые примеры.
Шум является случайным процессом и не может быть предсказан
точно. Процессы, природа которых случайна, описываются с помощью
теории вероятностей.
Вероятность — это мера возможности появления какого-либо события.
Рассмотрим конкретный случай, который может иметь п различных возмож-
ных ’исходов, причем каждый равновозможен. Если событие Е появляется
т раз из общего возможного числа п, то вероятность появления события Е
равна отношению т/п. Так, например, вероятность извлечения туза пик
из колоды, содержащей 52 карты, составляет 1 /52; вероятность извлечения
туза любой масти составляет 4/52 = 1/13, а вероятность извлечения любой
карты пиковой масти — 13/52 = 1/4. Значения вероятностей лежат в пре-
делах от 0 до 1 х). Событию, которое наверняка произойдет, приписывается
вероятность 1. Невозможному событию приписывается вероятность 0.
Промежуточные значения зависят от степени вероятности появления собы-
тия — чем вероятнее его возникновение, тем выше значение вероятности.
Одним из наиболее важных понятий теории вероятностей, необходимых
для анализа обнаружения сигналов в шумах, является_плотность распре-
деления вероятностей. Пусть переменная х представляет собой типичное
измеренное значение случайного процесса, например шумового напряжения
или тока. Пусть каждое значение соответствует на прямой точке, находя-
щейся на некотором расстоянии от фиксированной начальной точки. Рас-
стояние х от начальной точки может представлять собой значение шумового
тока или шумового напряжения. Разобьем прямую на небольшие равные
отрезки длиной Ах и подсчитаем количество попаданий х в каждый интервал.
Плотность распределения вероятностей р (х) тогда определяется следую-
1) Вероятность иногда выражается в процентах
3 М. Сколник
34
Глава 2
щим образом:
(Число значений переменной величины х
р (х) = Ит--------винтервале_Дх)/Дх -------- .
г ' дх->о Общее число значении N ' '
7V->co
Вероятность того, что данное измеренное значение лежит в пределах
отрезка бесконечно малой длины dx с центром в х, равна р(х) dx. Вероят-
ность того, что значение х лежит в пределах конечного интервала от хА
до х2, определяется интегрированием р (х) в пределах интересующего нас
интервала, т. е.
Вероятность (xt < х < х2) = р (х) dx. (2.9)
По определению, плотность распределения вероятностей положительна.
Так как результатом каждого измерения величины должно быть какое-либо
ее значение, то интеграл плотности распределения вероятностей по всем
значениям х должен быть равен единице. Таким образом,
СО
р (х) dx — 1. (2.10)
— СО
Среднее значение случайной переменной ф (х), описываемой плотностью
распределения вероятностей р (х), равно
со
Ф (х) = ф (х) p(x)dx. (2.11)
— со
Это следует из определения среднего значения и плотности распределения
вероятностей. Среднее значение случайной переменной х составляет
со
х = т1— xp(x)dx, (2.12)
—со
а средний квадрат случайной переменной х равен
x2 = m2 = x2p(x)dx. (2.13)
' —со
Величины mt и т2 иногда называются первым^ вторым моментами случай-
ной переменной х. Если х представляет собой электрическое напряжение
Или ток, то mi — постоянная составляющая. Это то значение, которое пока-
зывает вольтметр или амперметр. Умножив средний квадрат т2 тока на
сопротивление *), получим среднюю мощность. Средний квадрат напряже-
ния, умноженный на проводимость, также дает среднюю мощность. Диспер-
сия определяется выражением
СО
р,2 = = (%—//г,)2 = (х—mj)2p (х) dx = m2—mj=x2—х. (2.14)
—со
1) В теории шумов принято брать сопротивление 1 ом или проводимость 1 мо.
У равнение дальности радиолокации
35
Дисперсия — это средний квадрат отклонения случайной переменной х от ее
среднего значения, она иногда называется вторым центральным моментом.
Если случайная переменная является шумовым током, то произведение
дисперсии этой переменной и сопротивления дает среднюю мощность пере-
менной составляющей тока. Квадратный корень из дисперсии, равный^сг^
Фиг. 2.2. Плотности распределения вероятностей.
а — равномерная; б — нормальная; в — по релеевскому закону (для напряжения); г — по реле-
евскому закону (для мощности), w = хг.
^называется стандартным отклонением и представляет собой с.реднеквапря-
тичное значение переменной составляющей тока.
Ниже будут рассмотрены три вида плотности вероятностей — равно-
мерная, нормальная и релеевская. Равномерная плотность распределения
вероятностей (фиг. 2.2, а) определяется выражением
р(х) =
k при а <а-|- Ь,
О при а > х> а + Ь,
где k — постоянная. Равномерная, или прямоугольная, плотность распре-
деления вероятностей описывает изменение фазы случайного синусоидаль-
ного колебания относительно некоторого момента начала отсчета. Это озна-
чает, что фаза синусоидального колебания может с равной вероятностью
соответствовать любой точке в пределах от 0 до 2л при k = 1 /2л. Равно-
мерная плотность используется также при распределении ошибок округле-
ния в числовых расчетах (дискретный счет).
Постоянную k можно определить с помощью уравнения (2.10)
со а+Ь
p(x)dx = k dx = 1, или k = -±-.
—со а
3*
36
Глава 2
Среднее значение х равно
а+Ъ
С 1 . . ь
tni= \ -уxdx = a-\--^.
а
К этому результату можно прийти также путем наблюдения. Второй момент,
или средний квадрат переменной величины, определяется выражением
а+Ь
(* V2 Ь2
т2 = \ dx = а2 + ab + ,
J и о
а дисперсия равна
, 2 ь2
a2 m2—=
Стандартное отклонение о равно
Ь
о = —— .
2|<3
Нормальное распределение вероятностей (фиг. 2.2, б) в теории шумов
занимает одно из самых важных мест, так как многие шумы, цапример
тепловой или дробовой, могут ‘ быть представлены нормальным законом
распределения. Кроме того, нормальное распределение часто оказывается
более удобным с точки зрения выполнения математических операций.
Кривая нормальной плотности распределения вероятностей имеет колоко-
лообразную форму и определяется выражением
₽м = Й?ехр
— (х—х0)2
2а2
(2.15)
где ехр —— экспоненциальная функция, а параметры выбраны
таким образом, чтобы удовлетворить условию нормирования, представлен-
ному уравнением (2.10). Можно показать, что
СО
mi = хр (х) dx - х0,
—со
т2 = х2р (х) dx == xl а2.
— СО
Ц2 = т2—т2 = ст2.
(2.16)
Плотность распределения вероятностей суммы большого числа неза-
висимо распределенных величин приближается к нормальной плотности
распределения вероятностей независимо от вида отдельных распределений
при условии, что вес любой величины не сравним с результирующим весом
всех остальных величин. В этом состоят основные принципы центральной
предельной теоремы. В соответствии с ней дробовой шум, обусловленный
ударами электронов об анод электронной лампы, можно представить нор-
мальным распределением, хотя распределение электронов, эмитируемых
катодом, отличается от нормального.
Другое интересное свойство нормального распределения состоит в том,
что, каким бы большим не было значение х, всегда существует конечная
вероятность нахождения еще большей величины. Если шум на входе порого-
У равнение дальности радиолокации
37
вого детектора действительно подчиняется нормальному закону распреде-
ления, то независимо от того, какой высокий порог установлен, всегда суще-
ствует вероятность, что он будет превзойден шумом и возникнет ложная
тревога. Однако с ростом величины х эта вероятность быстро уменьшается,
и практически возможность получения чрезмерно высокого значения х
пренебрежимо мала и может считаться почти невероятной.
В качестве примера нормальной плотности распределения вероятно-
стей рассмотрим задачу определения составляющей постоянного тока на
выходе линейного однополупериодного выпрямителя при наличии тепловых
шумов на входе. Плотность распределения вероятностей входного шума
считаем нормальной с нулевым средним значением. Вероятность того, что
входное напряжение шума лежит в пределах значений х и х+ dx, равна
р (х) dx = —±= exp dx,
| 2лс 20
— со <x<Z со.
Выходное напряжение у однополупериодного выпрямителя при входном
напряжении х составляет
(ах при х > О,
О при х<0.
Вероятность того, что выходное напряжение выпрямителя у >• 0 лежит
в пределах у и у dy, равна вероятности того, что х лежит в пределах х
и х + dx при х > 0:
р (у) dy = р (х) dx = —J^-exp-^^dy при х>0.
Вероятность получения у = 0 та же, что и вероятность получения
х < 0; она равна 0,5. Так как у не может иметь отрицательного значения,
то вероятность у < 0 равна 0. Поэтому плотность распределения вероятно-
стей для выходного напряжения линейного однополупериодного выпрямите-
ля с нормальным распределением шума на входе определяется выражением
p{y}dy=y^exp^&dy^~T8(y}dy’ У>0’
где Ь(у)—дельта-функция Дирака (единичная импульсивная функция),
обладающая следующими свойствами:
б(у) = 0, у^О,
0+е
^>(y)dy=l, е>0.
0—е
Заметим, что р(у) имеет как непрерывную, так и дискретную части.
Среднее значение, или постоянная составляющая выходного напря-
жения, у определяется выражением
СО со
У = yp{y)dy = —2 ^yexp-=^dy +
J I 2Ла(Т J и
—co О
co
+ 2- \ y^(y)dy = -y J— [ — a2u2 exp „ y 1 °° + 0 = .
i 2 J » w » /2лао L E 2aa J о у/2 л
— CO
38
Глава 2
Плотность распределения вероятностей по закону Релея также пред-
ставляет большой интерес для конструкторов радиолокационных систем.
Она описывает шумовой процесс на выходе узкополосного фильтра (напри-
мер, фильтра промежуточной частоты в супергетеродинном приемнике),
флуктуации эффективной площади рассеяния некоторых типов сложных
радиолокационных целей и многие виды помех от местных предметов и отра-
жений от атмосферных осадков. Плотность распределения вероятностей
по закону Релея определяется выражением
р (х) dx — exp ~Z5- dx, х>0. (2.17)
X2 X2
Параметр х может представлять собой напряжение, ах2 — средний квадрат
напряжения. Заменив х2 на w, представляющее собой мощность (принимая
сопротивление равным 1 ом), получим следующее выражение для плотности
распределения вероятностей по закону Релея:
р (w) dw= ~^~ехр-^—-dw, w^O, (2.18)
где w0— средняя мощность. Типовой график плотности распределения
вероятностей по закону Релея для х показан на фиг. 2.2, в и для w —на
фиг. 2.2, г.
Другим математическим понятием, служащим для описания статисти-
ческих процессов, является функция распределения вероятностей Р (х),
определяемая как вероятность того, что случайная переменная х примет
значение, меньшее некоторой заданной величины:
Р(х)= p(x)dx, или р (х) = -^х Р (х). (2.19)
— СО
В некоторых случаях экспериментальным путем легче получить функцию
распределения вероятностей, чем плотность вероятности. Плотность рас-
пределения вероятностей может быть найдена путем дифференцирования
функции распределения вероятностей.
2.5. ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/ШУМ
В настоящем разделе выводы статистической теории шумов исполь-
зуются для определения отношения сигнал/шум на выходе УПЧ, которое
требуется для получения заданной вероятности обнаружения без превыше-
ния заданной вероятности ложной тревоги. Полученное таким образом
значение отношения сигнал/шум на выходе усилителя- можно подставить
в уравнение (2.6) для определения минимального обнаруживаемого сигнала,
который в свою очередь используется в уравнении дальности радиолокации,
например в уравнении (2.7).
Рассмотрим усилитель промежуточной частоты с шириной полосы
пропускания Впч, за которым следует второй детектор и видеоусилитель
с шириной полосы Вв (фиг. 2.3). Второй детектор и видеоусилитель обра-
зуют детектор огибающей, подавляющий несущую частоту и пропускающий
огибающую модуляции. Для выделения огибающей модуляции ширина
полосы видеоканала должна быть достаточно большой, чтобы пропускать
низкочастотные составляющие, создаваемые вторым детектором, но не
Уравнение дальности радиолокации
39
настолько широкой, чтобы пропускать высокочастотные составляющие на
промежуточной частоте или вблизи нее. Для пропускания всех модулиро-
ванных видеоимпульсов ширина полосы пропускания видеоканала Вв
должна быть больше Вп. ч/2. Это условие удовлетворяется в большинстве
радиолокационных приемников, выходные сигналы которых фиксируются
оператором, наблюдающим за экраном электронно-лучевой трубки. Такие
Фиг. 2.3. Детектор огибающей.
приемники можно рассматривать как детекторы огибающей. Можно при-
нять, что используется либо квадратичный, либо линейный детектор, так
как замена одного детектора другим мало влияет на вероятность обнару-
жения (разд. 9.6).
Предполагается, что шум на входе фильтра промежуточной частоты
(термин фильтр и усилитель используются здесь как равнозначные) имеет
нормальное распределение; его плотность распределения вероятности опре-
деляется выражением
, . , 1 —о2 ,
р (v) dv -= . exp - — dv,
’ /2л40 F 24o
(2.20)
где p (v) dv — вероятность того, что напряжение шума находится в пре-
делах от v до v + dv, фо— дисперсия, или средний квадрат напряжения
шума, а среднее значение v принято равным нулю. Если шум, имеющий
нормальное распределение, проходит через узкополосный фильтр промежу-
точной частоты, ширина полосы пропускания которого мала по сравнению
со средней частотой, то плотность распределения вероятностей для огибаю-
щей выходного напряжения шума равна
p(R)dR—~exp (^)dR,
VO \ 2V0 У
(2.21)
где R—амплитуда огибающей выходного сигнала фильтра. Уравне-
ние (2.21) соответствует выражению для плотности распределения вероят-
ностей по закону Релея.
Вероятность того, что огибающая напряжения шума находится
в пределах от Vt до 1/2» равна
V’2
Вероятность (yicR<.V2) = т^ехр
J Vo
V1
(2.22)
Вероятность превышения огибающей напряжения шума порогового напря-
жения Уг составляет
СО
Вероятность (VT</?<oo)= f АехрЛ=
J Фо \ 2ф0 У
VT
(2.23)
(2.24)
40
Глава 2
По определению, при превышении огибающей напряжения порогового
уровня фиксируется обнаружение цели. Так как вероятность ложной
тревоги Рл, т это вероятность того, что шум превысит пороговый уровень,
то уравнение (2.24) определяет вероятность ложной тревоги.
Средний интервал времени между точками превышения порогового
уровня только одним шумом определяется как период ложной тревогих) Тл. т:
N
Т’л. т = "7/" 2
N-»co п
А=1
где Тк — время, соответствующее интервалу между точками пересечения
огибающей шума и порога VT при положительной крутизне в точке пере-
сечения. Вероятность ложной тревоги можно также определить как отно-
шение времени, в течение которого огибающая фактически находится выше
порога, к общему времени, в течение которого она могла бы быть выше
порога,
N
s th _
<225>
S Th
h=l
где tk и Tk определены на фиг. 2.4. Средняя длительность шумового импуль-
са приблизительно равна обратной величине ширины полосы пропуска-
ния В, которая для случая применения детектора'огибающей составляет
Фиг. 2.4. Огибающая выходного сигнала приемника, иллюстрирующая появление
ложных тревог при воздействии шума.
В„. ч. В большинстве случаев безразлично, определяется ли ширина полосы
на уровне половинной мощности или из соображений, связанных с анали-
зом шума, как в уравнении (2.3). Приравнивая (2.24) и (2.25), получим
7,J1-T==^?7exp 2фГ ‘ (2‘26).
На фиг. 2.5 приведен график уравнения (2.26); по оси абсцисс отложены
значения Кг/2ф0. Если, например, ширина полосы пропускания УПЧ состав-
ляет 1 Мгц, а средний допустимый период ложной’тревоги 15 мин, то вероят-
ij Это определение отличается от даваемого Маркумом [2], который называет
периодом ложной тревоги интервал времени, в течение которого вероятность того,
что не произойдет ложной тревоги, равна 0,5. Сравнение двух указанных определений
проведено в работе [3].
Уравнение дальности радиолокации
41
ность ложной тревоги равна 1,11-10“®. Согласно уравнению (2.24), поро-
говое напряжение, требуемое для получения такого значения периода лож-
ной тревоги, в 6,45 раза больше среднего квадратического значения напря-
жения шума.
Вероятность ложной тревоги в реальных радиолокаторах весьма мала.
Это объясняется тем, что вероятность ложной тревоги — это вероятность
10000
й 1000
100 ь
10 ь-
-±1час
-15 мин
-1год
-бмеся-
цев
• 2
Отношение пороговый уровень/шум VTIZqo,06
к 12
час
ЗгЗОсуток
~ -гнеде-
ли
-1 неде-
ля
- -3 суток
- -2 сутк
_ -1а/тки
Фиг. 2 5. Зависимость среднего периода ложных тревог от порогового уровня Vt
и ширины полосы пропускания приемника В.
Величина яро— средний квадрат шумового напряжения.
§
I
1
*8
I
того, что шумовой импульс пересечет пороговый уровень в течение интерва-
ла времени, приблизительно равного обратной величине ширины полосы
пропускания. При ширине полосы 1 Мгц количество шумовых импульсов
равно ~10° имп1сек. Отсюда вероятность ложной тревоги для какого-либо
одного импульса мала.(< 10~в), если нужно получить периоды ложной тре-
воги, превышающие 1 сек.
Допустимый период ложной тревоги обычно определяется требования-
ми потребителя и зависит от назначения радиолокатора. Вследствие экспо-
ненциальной зависимости между периодом ложной тревоги Тл. т и порого-
вым уровнем VT период ложной тревоги чувствителен к колебаниям, или
42
Глава 2
нестабильности, порогового уровня. Так, например, при ширине полосы
пропускания 1 Мгц значение 10 lg (Vy/2%) = 12,95 дб обусловливает
средний период ложной тревоги 6 мин, а значение 10 lg(VT-/2ip0) = 14,75 дб
соответствует среднему периоду ложной тревоги 10 000 час. Таким образом,
изменение порогового уровня только на 1,77 дб приводит к возрастанию
периода ложной тревоги на пять порядков. Такова природа шума с нормаль-
ным законом распределения. Поэтому практически пороговый уровень
принимается несколько рыше расчетного значения в соответствии с уравне-
нием (2.26), благодаря чему нестабильности, слегка понижающие пороговый
уровень, не вызывают потока ложных тревог.
При выключении (стробировании) приемника на некоторое время
(например, в радиолокационной станции сопровождения с управляемым
следящей системой стробом дальности или в радиолокационной станции,
где приемник отключается на время передачи) вероятность ложной тревоги
уменьшается на величину, равную доле периода, во время которой приемник
не работает. С другой стороны, если в выходной схеме радиолокатора боль-
ше одного независимого канала, то вероятность ложной тревоги соответ-
ственно увеличивается. Однако эти явления обычно не имеют значения,
так как небольшие изменения вероятности ложной тревоги приводят к еще
меньшим изменениям порогового уровня, что объясняется экспоненциаль-
ной зависимостью в уравнении (2.26).
Приведенное выше определение вероятности ложной тревоги является
лишь приближенным. В первую очередь это связано с предположением,
что Вт х 1. Ошибки такой аппроксимации практически не велики в связи
с экспоненциальной зависимостью между пороговым уровнем и вероятностью
ложной тревоги.
Вероятность ложной тревоги можно определить и следующим обра-
зом. В среднем принимается одно ложное решение из пл. т возможных
решений за период ложной тревоги Тл т. Среднее число возможных реше-
ний между ложными тревогами называется числом ложных тревог 2) пл. т.
Число решений пл. т за период Тл т равно произведению скважности
т] = Тт1т = \/frr на частоту повторения импульсов fT и на период ложной
тревоги Тл. где т — длительность импульса, Тг — период повторения
импульсов, a fr = \/Тт — частота повторения импульсов. Следовательно,
число возможных решений пл. т = Тл. Tfrti = Тлт/т. Так как т= ИВ,
где В — ширина полосы пропускания, то вероятность ложной тревоги
равна Рл т = 1 /п/ = 1 /Тл. ТВ, как было показано выше. Если п импуль-
сов складываются между собой (интегрируются) таким образом, что процесс
обнаружения улучшается, то число независимых решений за период Тл, т
уменьшается пропорционально п. Вероятность ложной тревоги в этом
случае составляет Рл. т = п1п.л. т. В тех случаях, когда это возможно, вме-
сто числа ложных тревог будем применять в тексте вероятность ложной
тревоги Рл. т. Однако приводимые ниже данные из работ [2, 5], касающиеся
потерь на интегрирование, даются с использованием пл. т, а не Рл. т.
Теоретически было показано, что вероятность ложной тревоги, обу-
словленную шумом с нормальным распределением, можно уменьшить до
незначительного уровня соответствующим выбором порогового уровня.
Но практически на приемник могут воздействовать и другие источники
шумов, которые вызывают ложную тревогу. Такого рода источники шумов
9 Следует обратить внимание на то, что в связи с выбранным автором обозначени-
ем число ложных тревог пл.т будет возрастать при уменьшении вероятности ложной
тревоги.— Прим. ред.
У равнение дальности радиолокации
43
относятся к местным источникам и вызываются системами зажигания,
выбросами в сети питающего напряжения, работой электрической бритвы,
микрофонными эффектами и т. п. Их влияние можно устранить только
тщательным конструированием; при расчете такие шумы не следует отно-
сить к шуму нормального типа и сигналам.
До сих пор рассматривался приемник только с шумовым входом.
Рассмотрим теперь случай, когда на входе фильтра промежуточной частоты
вместе с шумом присутствует синусоидальный сигнал с амплитудой А.
Частота сигнала равна средней частоте полосы промежуточной частоты fn. ч.
Плотность распределения вероятности для выходного сигнала детектора
огибающей определяется выражением из работы [9]:
(2.27)
где I о (Z) — модифицированная функция Бесселя нулевого порядка с аргу-
ментом Z, определяемая выражением
со
I (7\_ "V
10(^) 22ппШ
п=0
При большом Z модифицированную функцию Бесселя Z0(Z) можно пред-
ставить в виде асимптотического разложения
/o(Z)^-,.cZ Л1 + —4- Y
| 2nZ ч 8Z ’ • )
Если сигнал отсутствует, то А = 0, и уравнение (2.27) приводится
к виду уравнения (2.21), определяющего плотность распределения вероят«
ностей при воздействии только одного шума.
Вероятность обнаружения сигнала равна вероятности того, что оги-
бающая R превысит заданный пороговый уровень VT. Следовательно,
вероятность обнаружения РоСн равна
P,(R)dR=\ ехр
VT VT
2фо
(2.28)
Оценить это выражение простыми способами нельзя; необходимо
воспользоваться численными методами интегрирования или приближенным
рядом. Приближенный ряд позволяет получить удовлетворительные резуль-
таты при В А /фо>1 и Л > | 7? — А \, когда можно пренебречь членом,
содержащим А~3, и последующими членами. Ряд будет иметь вид
2^0_ х
2 У 2пл/у Фо
• _ JJ
обн ~ 2
1-erf-^
1 2фо
1+(Ут-Л)2/ф0
8Л2/ф0
(2.29)
где интеграл вероятности ошибки определяется выражением
z
erf Z = —U- е_“2 du.
1 • тг -1
о
44
Глава 2
На фиг. 2.6 графически иллюстрируется процесс порогового обнару-
жения; показаны графики плотности распределения вероятностей только
для шума [уравнение (2.21)] и для сигнала плюс шум [уравнение (2.27)1
при Л/ф*/2 — 3. Пороговое напряжение составляет Рг/ф*/2 = 2,5. Заштри-
хованная область представляет собой вероятность обнаружения, а площадь
с двойной штриховкой — вероятность ложной тревоги. Если с целью умень-
шения вероятности ложной тревоги увеличить VTtyy2, то уменьшится
также вероятность обнаружения.
Уравнением (2.29) можно воспользоваться для построения семейства
кривых зависимости вероятности обнаружения от порогового напряжения
и амплитуды синусоидального сигнала. Хотя конструктор приемных
Фиг. 2.6. Плотности распределения вероятностей для одного шума и сигнала плюс
шум, иллюстрирующие процесс порогового обнаружения.
устройств предпочитает работать с величинами напряжений, однако кон-
структору радиолокационных систем проще пользоваться отношениями
мощностей. Уравнение (2.29) можно преобразовать к виду, в котором фигури-
руют мощности, заменив отношение сигнала к среднеквадратичному значе-
нию напряжения шумов на выражение
У 2 (среднеквадратичное значение
А ____ Амплитуда сигнала _____________напряжения сигнала)
^i/а Среднеквадратичное значение Среднеквадратичное значение
напряжения шума напряжения шума
Мощность сигнала
Мощность шума
Заменим также Кт/2фона In (1/Рл. т) из уравнения (2.24). С помощью при-
веденных выше соотношений на фиг. 2.7 построен график вероятности обна-
ружения как функции отношения сигнал/шум с вероятностью ложной
тревоги в качестве параметра.
Как период ложной тревоги, так и вероятность обнаружения опреде-
ляются требованиями, предъявляемыми к системе. Конструктор радиолока-
ционной системы производит расчет вероятности ложной тревоги и по
фиг. 2.7 определяет отношение сигнал/шум. Оно соответствует отношению,
которое используется в уравнении (2.6) для минимального обнаруживаемого
сигнала. Значения отношений сигнал/шум, приведенные на фиг. 2.7, соот-
ветствуют одиночному радиолокационному импульсу. Пусть, например,
заданный период ложной тревоги составляет 15 мин, а ширина полосы про-
Уравнение дальности радиолокации
45
пускания канала промежуточной частоты равна 1 Мгц. Это дает вероятность
ложной тревоги 1,11-10~®. Из фиг. 2.7 следует, что для обеспечения вероят-
ности обнаружения, равной 0,50, отношение сигнал/шум должно быть
равно 13,1 дб, для вероятности 0,90 это отношение составляет 14,7 дб,
а для вероятности 0,999—16,5 дб.
Фиг. 2.7. Зависимость вероятности обнаружения от отношения сигнал/шум (по мощ-
ности) и вероятности ложной тревоги при синусоидальных колебаниях на фоне шумов
Из фиг. 2.7 можно сделать несколько интересных выводов. На первый
взгляд кажется, что необходимое для обнаружения отношение сигнал/шум
выше подсказываемого интуицией, даже при вероятности обнаружения 0,50.
Некоторые склонны думать, что поскольку сигнал превышает шум, обна-
ружение должно быть осуществлено. Такие рассуждения могут оказаться
неверными, если соответствующим образом учесть вероятность ложной
тревоги. Другой интересный вывод, который следует из фиг. 2,7, состоит
в том, что изменение отношения сигнал/шум лишь на 3,4 дб может дать
переход от надежного обнаружения (0,999) к предельному (0,50). Далее,
требуемое для обнаружения отношение сигнал/шум незначительно реаги-
рует на изменение периода ложной тревоги. Так, например, в радиолока-
ционной станции с шириной полосы пропускания 1 Мгц необходимо обеспе-
46
Глава 2
(2.30)
чить отношение сигнал/шум 14,7 дб для получения вероятности обнаруже-
ния 0,90 и периода ложной тревоги 15лшн. При увеличении периода ложной
тревоги с 15 мин до 24 час отношение сигнал/шум должно быть увеличено
до 15,4 дб. Если период ложной тревоги выбрать равным 1 году, то тре-
буемое отношение сигнал/шум должно составлять 16,2 дб.
2.6. ИНТЕГРИРОВАНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ИМПУЛЬСОВ
Приведенная на фиг. 2.7 зависимость между отношением сигнал/шум,
вероятностью обнаружения и вероятностью ложной тревоги справедлива
лишь для одиночного импульса. Однако за каждый период обзора (период
сканирования антенны) от любой данной цели обычно отражается несколько
импульсов. Это обстоятельство можно использовать для улучшения обнару-
жения. Число импульсов пв, приходящих обратно от точечной цели во
время ее нахождения в луче сканирующей антенны радиолокационной
станции, равно
.. 6в/г _ йв/г
В ё8 “ 6“- ’
где 0В — ширина диаграммы направленности антенны, град; fr — частота
повторения импульсов, гц\ 68 — скорость сканирования антенны, град/сек\
со — скорость сканирования антенны, об/мин.
Типовыми параметрами для наземной радиолокационной станции обна-
ружения могут служить частота повторения импульсов 300 гц, ширина
диаграммы направленности 1,5° и скорость сканирования антенны 5 об /мин
(30 град/сек). При указанных параметрах от точечной цели за каждый
период обзора поступают 15 импульсов. Процесс суммирования всех радио-
локационных отраженных импульсов с целью улучшения обнаружения
называется интегрированием. Для осуществления интегрирования можно
применить, как будет показано в разд. 9.8 и 9.9, различные методы. При этом
всегда используется какой-либо тип накопительного устройства. В настоя-
щем разделе рассматривается главным образом процесс интегрирования,
выполняемый электронными приборами, в которых обнаружение осуще-
ствляется автоматически по пересечениям порогового уровня.
Интегрирование в радиолокационном приемнике можно производить
либо до второго детектора (в канале промежуточной частоты), либо после
него (в видеоканале). Между этими двумя режимами имеется определенное
различие. Интегрирование до детектора называется преддетекторным
или когерентным, а интегрирование после него — последетекторным или
некогерентным. Примером преддетекторного интегратора может служить
узкополосный фильтр промежуточной частоты, ширина полосы которого
приблизительно равна обратной величине времени облучения цели. (В этом
случае накопительное устройство представляет собой индуктивность и ем-
кость, образующие узкополосный резонансный контур.) Если, например,
время облучения цели составляет 0,05 сек, то ширина полосы пропускания
преддетекторного фильтра промежуточной частоты приблизительно равна
20 гц. Эта величина слишком мала в сравнении с соответствующим значе-
нием для приемника, предназначенного для оптимизации отношения сиг-
нал/шум при единичном импульсе (которое составляет величину порядка
1 Мгц в радиолокаторах с длительностью импульса ~ 1 мксек). При пред-
детекторном интегрировании для использования всех выгод суммирующего
процесса нужно сохранить фазу отраженного сигнала. С другой стороны,
Уравнение дальности радиолокации
4-
47
во втором детекторе информация о фазе разрушается. Следовательно, после-
детекторное интегрирование не связано с проблемой сохранения фазы
высокочастотного сигнала. Как результат этого, оно не так эффективно,
как преддетекторное.
При интегрировании и импульсов с одинаковым отношением сигнал/
шум идеальным преддетекторным интегратором результирующее или инте-
грированное отношение сигнал/шум (по мощности) окажется точно в п
раз больше, чем для единичного импульса. При интегрировании тех
же п импульсов идеальным последетекторным устройством результирую-
щее отношение сигнал/шум превысит отношение для единичного импульса
меньше, чем в и раз. Такое уменьшение эффективности интегрирования объя-
сняется нелинейным режимом работы второго детектора, преобразующего
в процессе выпрямления часть энергии сигнала в энергию шума. Простейшим
видом последетекторного интегратора может служить фильтр нижних час-
тот, состоящий из сопротивления и конденсатора, включенных в видеоканал
приемника. В связи с уменьшением ширины спектра, вызванным вторым
детектором, ширина полосы пропускания фильтра нижних частот должна
составлять половину ширины полосы преддетекторного фильтра, интегри-
рующего такое же число импульсов. В качестве фильтра промежуточной
частоты, включаемого до последетекторного интегратора в видеоканале,
служит согласованный фильтр, спроектированный для одиночного импу-
льса.
В общем случае последетекторное интегрирование легче реализовать,
чем преддетекторное. Проще сконструировать узкополосный видеофнльтр
низких частот, состоящий просто из конденсатора и сопротивления, чем
узкополосный фильтр промежуточной частоты, или, выражаясь точнее,
гребенчатый фильтр. Добротность преддетекторного фильтра промежуточ-
ной частоты должна иметь большую величину, а нестабильность частоты
передатчика может усложнить задачу удержания частоты отраженного
сигнала в пределах узкой полосы фильтра промежуточной частоты. Кроме
того, для преддетекторного интегратора нужно обеспечить когерентность
фазы несущих колебаний высокой или промежуточной частоты в течение
периода времени, соответствующего периоду облучения цели. Под когерен-
тностью понимается постоянство фазы принятого сигнала относительно
фазы зондирующего сигнала. Конструкция преддетекторного интегратора
усложняется также в тех случаях, когда цель находится в движении, вслед-
ствие чего возникает допплеровский сдвиг частоты, выходящий за пределы
полосы пропускания интегратора. Для устранения такого затруднения
можно использовать ряд аналогичных интеграторов, имеющих незначи-
тельную расстройку по частоте относительно друг друга и перекрывающих
ожидаемый частотный диапазон отраженных сигналов.
Из сравнения преддетекторного и последетекторного интегрирования
можно сделать следующий краткий вывод: хотя последетекторное интегри-
рование менее эффективно, чем преддетекторное, но во многих случаях оно
легче реализуется. Поэтому предпочтение отдают последетекторному инте-
грированию, даже если интегрированное отношение сигнал/шум оказывает-
ся не очень большим.
Маркум [2] рассчитал эффективность последетекторного интегрирова-
ния по сравнению с идеальным преддетекторным интегрированием, считая
равными амплитуды всех импульсов. Эффективность интегрирования может
быть определена следующим выражением:
£;(П)
(S/IV),
n{S/N)n ’
(2.31)
48
Глава 2
где п — число интегрированных импульсов; (S/N)i— отношение сигнал/
шум для одиночного импульса, необходимое для обеспечения заданной
вероятности обнаружения (при п = 1); (S/N)n — приходящееся на импульс
отношение сигнал/шум, требуемое для обеспечения такой же вероятности
обнаружения, когда интегрируется п импульсов.
Улучшение отношения сигнал/шум при последетекторном интегриро-
вании п импульсов характеризуется величиной пЕ^п), называемой коэф-
фициентом улучшения при интегрировании. Улучшение при идеальном
преддетекторном интегрировании характеризуется величиной л. На фиг. 2.8, а
приведен график значений коэффициента улучшения при последетекторном
интегрировании /г(п) — nEt(n). Кривые построены по данным Маркума.
На фиг. 2.8, б приведены потери интегрирования, определяемые как
Lt(n) = 101g [1 IEi(ri) ]. Коэффициент улучшения при интегрировании (и по-
тери интегрирования) мало зависит от вероятности обнаружения и от веро-
ятности ложной тревоги.
На фиг. 2.8, а приведены также две прямые, характеризующие ожидае-
мое улучшение, когда коэффициент улучшения при интегрировании равен
п и л*/2 соответственно. Коэффициент улучшения, пропорциональный л,
относится к идеальному преддетекторному интегратору; практически его
почти нельзя достичь. Коэффициент улучшения, пропорциональный л1/2,
согласуется с экспериментальными данными, полученными при работе опе-
ратора, наблюдающего за экраном электронно-лучевой трубки (разд. 9.7).
При последетекторном интегрировании лишь малого количества импульсов
(большое отношение сигнал/шум, приходящееся на импульс) коэффициент
улучшения при интегрировании незначительно отличается от коэффициен-
та, получаемого при идеальном преддетекторном интеграторе. С другой сто-
роны, при интегрировании большого числа импульсов (малое отношение
сигнал/шум, приходящееся на импульс) разйица между последетекторным
и преддетекторным интегрированием становится более заметной. При боль-
шом п наклон кривой коэффициента улучшения при последетекторном
интегрировании приближается к наклону кривой, пропорциональной л1/2.
Если кривая п1/2 определяется только оператором, то соответствующее при-
менение автоматического последетекторного интегрирования может улуч-
шить процесс обнаружения.
На фиг. 2.7 приведены кривые зависимости отношения сигнал/шум от
вероятности обнаружения и вероятности ложной тревоги для одиночного им-
пульса (и = 1); ими можно воспользоваться при определении требуемого
отношения сигнал/шум на импульс (SIN)n на выходе УПЧ в случае инте-
грирования п импульсов. При этом можно применить следующую мето-
дику:
1. При заданных среднем периоде ложной тревоги ТЛ.т, ширине полосы
пропускания приемника В и числе интегрируемых импульсов п вычисляют
вероятность ложной тревоги РЛ. т = п!Тп. т В или Рл, т = п1Тл. Tfrr\, где fr —
частота повторения импульсов, а т] — отношение длительности радиолока-
ционной развертки или периода повторения импульсов к длительности
импульса (скважность).
2. Для необходимой вероятности обнаружения и рассчитанной ука-
занным выше способом вероятности ложной тревоги находят по кривым
на фиг. 2.7 отношение сигнал/шум (SIN)! для обнаружения единичного
импульса.
3. Для необходимой вероятности обнаружения РОбн и заданных чисел
интегрируемых импульсов п и ложных тревог пл.т = п/Рлт = Тл,т В нахо-
дят по фиг. 2.8,а коэффициент улучшения при интегрировании nEt(n).
Фиг. 2.8.
а — коэффициент улучшения при интегрировании (квадратичный детектор, вероятность
обнаружения, пл т— число ложных тревог); б— потери интегрирования как функция числа интег-
рируемых импульсов п, а также и «л,т [2 J.
4 М. Сколиик
I
50
Глава 2
4. Делят отношение сигнал/шум (S/N)it найденное в п. 2, на коэффици-
ент улучшения при интегрировании пЕ^п), чтобы определить требуемое
на выходе УПЧ отношение сигнал/шум на импульс (S/N)n при заданных
значениях РОбн и РЛ. т-
Учитывая интегрирование, уравнение дальности радиолокации (2.7)
можно представить в виде
di _ PtGAeunEt (п)
Амакс (4П)2 kT0BnFn (S/N)1
Экспоненциальное взвешивание. Во многих практических методах инте-
грирования отраженные импульсы не суммируются с одинаковыми весами,
как предполагалось выше. Для всех реальных интеграторов, например
7?С-фильтра нижних частот, резонансного контура RLC, интегратора на ли-
нии задержки с рециркуляцией и электростатической накопительной труб-
ки, существует экспоненциальный весовой коэффициент по отношению
к интегрируемым импульсам. Это означает, что при интегрировании п
импульсов выходное напряжение интегратора составляет
У =2 У«ехр[ —(и—t)Y], (2.33)
i=i
где Vj — амплитуда напряжения i-ro импульса; ехр (—у) — коэффициент
затухания на импульс. (
Рассмотрим последовательность из п импульсов, в которой n-й импульс
запоминается наиболее длительное ^ремя. Импульс 1— последний импульс,
подлежащий приему, имеет вес, равный 1; импульс 2 ослабляется пропор-
ционально коэффициенту е~У\ импульс 3— пропорционально коэффициенту
e-zv, а п-й импульс ослабляется пропорционально коэффициенту е-Щ-От
В ДС-фильтре нижних частот справедливо равенство у = Т IRC, где Т —
период повторения импульсов, a RC — постоянная времени фильтра. В узко-
полосном резонансном контуре RLC коэффициент у = л (L/C)V»/R. В инте-
граторе с рециркуляционной линией задержки коэффициент e~v представля-
ет собой затухание по замкнутой петле (усиление по контуру); в электроста-
тической накопительной трубке коэффициенту характеризует работу трубки.
Экспоненциальное взвешивание импульсов приводит к менее эффектив-
ному интегрированию по сравнению с равномерным взвешиванием. (Опти-
мальной весовой функцией для радиолокационной системы является функ-
ция, воспроизводящая огибающую сканирующей антенны.) Эффективность
зависит от числа интегрируемых импульсов, весового коэффициента, а так-
же от того, стирается ли содержимое, накопленное в интеграторе, после при-
хода п импульсов или интегратор работает непрерывно без стирания инфор-
мации. Интегратор со стиранием может применяться в радиолокаторе со
ступенчатым обзором. (В таком радиолокаторе антенна остается в фиксиро-
ванном положении до тех пор, пока не будут излучены и приняты п импуль-
сов, после чего она скачком перемещается в следующее положение.) В слу-
чае стирания в радиолокаторе с непрерывным обзором для некоторых целей,
возможно, будет использоваться только половина отраженных импульсов.
Примером интегратора со стиранием может служить электростатическая
накопительная трубка, в которой информация стирается при считывании.
Другим примером может служить конденсатор, разряжающийся при считы-
вании.
Эффективность взвешенного интегрирования р определяется как отно-
шение коэффициента улучшения при интегрировании с экспоненциальным
взвешиванием к коэффициенту улучшения при интегрировании с равномер-
Уравнение дальности радиолокации
51
ным взвешиванием. Для интегратора со стиранием информации эта эффек-
тивность равна
th (пу/2)
nth(y/2)
(2.34)
Соответствующая кривая изображена на фиг. 2.9. При пу < 1 экспо-
ненциальный интегратор со стиранием почти также эффективен, как инте-
гратор с равномерным взвешиванием. Эффективность, определяемая выра-
жением (2.34), получена сравнением среднего отношения сигнал/шум для
экспоненциального интегратора к среднему отношению сигнал/шум для
и— число импульсов, е Т — коэффициент затухания иа импульс (значение у предполагается малым).
равномерного интегратора, а не сравнением вероятностей обнаружения,
как это было сделано при анализе коэффициента улучшения при интегриро-
вании, представленного на фиг. 2.8, а.
Интегратор со стиранием не получил на практике всеобщего распро-
странения, так как, кроме радиолокатора со ступенчатым обзором, можно
назвать немного случаев, когда заранее известно, в какой момент интегра-
тор готов к стиранию содержащейся в нем информации. Чаще всего инте-
гратор работает непрерывно. В интеграторе со стиранием наилучшими
являются значения у -> 0, что не оптимально для непрерывного интегра-
тора. При у = 0 шум в непрерывном интеграторе нарастает до «бесконечно-
го» значения и обнаружение сигналов становится невозможным. Это соот-
ветствует возникновению колебаний в интеграторе на линии задержки или
нулевой ширине полосы пропускания, исчезающе малому выходному сигна-
лу в RC- и j^LC-интеграторах и нулевому считыванию в электростатических
трубках.
Можно показать, что эффективность интегратора непрерывного действия
с экспоненциальным взвешиванием определяется выражением
1—ехр(—пу)
[л th (у/2)]1/2
(2.35)
На фиг. 2.9 приведен также график этого уравнения. При малых значенияху
множитель th (у/2) заменяется на у/2. Максимальная эффективность полу-
чается для значения пу = 1,257. Если число интегрируемых импульсов
4*
52
Глава 2
известно заранее, то можно определить значение у, при котором получается
максимальная эффективность, и найти оптимальную ширину полосы инте-
грирующего фильтра или коэффициент усиления по контуру интегратора
на линии задержки.
2.7 ЭФФЕКТИВНАЯ ПЛОЩАДЬ РАССЕЯНИЯ ЦЕЛЕЙ
Эффективная площадь рассеяния цели—это площадь, перехватывающая
такое количество энергии, которое, будучи рассеянным равномерно во всех
направлениях, создает у радиолокатора сигнал, равный отраженному от
цели. Ее можно представить выражением
_ (Мощность, отраженная к источнику)/^диничный телесный угол)_
(Плотность приходящего потока мощности)/4л
= Нш 4лД2 |4тГ , (2.36)
H-к» I '
где R — расстояние между радиолокатором и целью; Ег — напряженность
поля отраженной энергии; Et — напряженность поля приходящей энергии.
Для большинства обычных типов радиолокационных целей, например
самолетов, кораблей и земной поверхности, эффективная площадь рассея-
ния не связана простым соотношением с геометрической площадью; можно
только считать, что чем больше размеры цели, тем больше должна быть ее
эффективная площадь рассеяния. «
При облучении цели электромагнитной волной часть приходящей энер-
гии поглощается, превращаясь в тепло, а остальная переизлучается (рас-
сеивается) в различных направлениях. Наибольший интерес для радиолока-
ции представляет та часть переизлучаемой энергии, которая рассеивается
или отражается в обратном направлении. Однако в некоторых случаях важ-
ное значение имеет также энергия, рассеиваемая в других направлениях, как,
например, для разнесенного, или интерференционного, радиолокатора с не-
прерывным излучением колебаний, в котором приемник расположен отдель-
но от передатчика (разд. 13.6). В настоящем разделе будет рассмотрена толь-
ко эффективная площадь рассеяния при отражении энергии в обратном
направлении.
Рассеяние и дифракция представляют собой разновидности одного и то-
го же физического процесса. Поле рассеяния определяется как разность
между общим полем в присутствии объекта, рассеивающего электромагнит-
ные колебания, и полем, которое существовало бы в случае его отсутствия
(но при неизменных источниках). Дифракционное поле является общим
полем в присутствии объекта. При рассеянии в обратном направлении оба
поля одинаковы, и можно говорить о рассеянии и дифракции во взаимоза-
меняемом смысле. В случае рассеяния в прямом направлении при работе
разнесенного радиолокатора поле рассеяния и дифракционное поле могут
во многом отличаться друг от друга.
Теоретически поле рассеяния и, следовательно, эффективная площадь
рассеяния определяются решением уравнений Максвелла с соответствую-
щими граничными условиями [4]. К сожалению, эффективную площадь
рассеяния можно определить с помощью уравнений Максвелла только
для предметов, имеющих простейшую форму; кроме того, очень трудно полу-
чить решения, справедливые для широкого диапазона частот. На фиг. 2.10
приведена зависимость эффективной площади рассеяния простой сфери-
Уравнение дальности радиолокации
53
ческой цели от длины окружности, выраженной в длинах волн (2ла/Х,
где а — радиус шара, а X — длина волны). Область, в которой размер шара
мал по сравнению с длиной волны (2лаА < 1), называется релеевской в честь
английского физика Релея, который в начале 70-х годов прошлого столетия
впервые исследовал явление рассеяния колебаний малыми частицами. Релей
изучал рассеяние света микроскопическими частицами, а не радиолокацион-
ные отражения. Для конструкторов радиолокационных систем релеевская
область рассеяния представляет определенный интерес, так как эффек-
тивные площади рассеяния дождевых капель и других атмосферных частиц
Фиг. 2.10 Эффективная площадь рассеяния шара.
соответствуют этому участку кривой для диапазона обычных радиолока-
ционных частот. Вследствие того что эффективная площадь рассеяния объек-
тов в релеевской области изменяется пропорционально Л 4, дождь и облака
почти прозрачны для радиолокаторов, работающих на относительно длин-
ных волнах (низких частотах). Обычные радиолокационные цели значитель-
но превышают размеры дождевых капель и водяных частиц, образующих
облака; уменьшение частоты радиолокатора до значения, при котором отра-
женные сигналы от дождя или облака становятся пренебрежимо малыми,
не вызывает заметного уменьшения эффективной площади рассеяния боль-
ших по размерам целей. В случае, если необходимо наблюдать за отражения-
ми от дождевых капель, а не устранять их (что относится, например, к’метео-
рологическим радиолокаторам или станциям прогноза погоды), используют-
ся более высокие частоты.
Другую предельную область составляет оптическая область, в которой
размеры шара велики по сравнению с длиной волны (2ла/Х » 1). При
больших значениях 2ла/Х эффективная площадь рассеяния цели прибли-
жается к оптической площади рассеяния ла2. Между оптической и релеев-
ской областями лежит резонансная область. В этой области эффективная
площадь рассеяния шара является осциллирующей функцией частоты.
54
Глава 2
Максимальное значение превышает на 5,7 дб эффективную площадь рассея-
ния в оптической области, а минимальное значение эффективной площади
рассеяния, исключая релевскую область, где эта величина в пределе стре-
мится к нулю при бесконечной длине волны, на 4 дб меньше значения,\соот-
ветствующего оптической области. (Теоретические значения максимумов
и минимумов могут изменяться в зависимости от применяемого метода
Фиг. 2.11. Результаты экспериментальных измерений эффективной площади обрат-
ного рассеяния а для круглого прямого конуса как функция ракурса цели (по отноше-
нию к шару диаметром 4,75 X).
1 — большой коиус (диаметр основания 2А-); 2 — средний конус (диаметр основания
К); 3 — малый коиус (диаметр основания Х/2).
расчета.) Изменение в зависимости от частоты эффективных площадей рас-
сеяния других простых отражающих объектов подобно изменению эффектив-
ной площади рассеяния шара.
Так как при любом аспекте наблюдения форма шара остается неизмен-
ной, то его эффективная площадь рассеяния не зависит от изменения ракур-
са. Однако эффективная площадь рассеяния других объектов зависит от их
ракурса относительно радиолокатора. На фиг. 2.11 приведены эксперимен-
тальные кривые зависимости эффективной площади при рассеянии в обрат-
ном направлении от ракурса цели, в данном случае круглого прямого конуса.
Эксперименты приведены для трех различных размеров конуса; каждый из
них имеет угол при вершине 15°. Диаметр основания большого конуса равен
2Х, среднего — 1, а малого — Х/2. Предполагается, что радиолокатор нахо-
дится в одной плоскости с осью конуса, а плоскость поляризации перпенди-
кулярна плоскости, в которой лежат ось конуса и линия визирования (вер-
Уравнение дальности радиолокации
55
тикальная поляризация). По оси абсцисс отложены углы визирования
{ракурсы). Угол 0 = 0° соответствует направлению на основание конуса,
а 0 — 180°— направлению на его вершину. По оси ординат отложены зна-
чения эффективной площади рассеяния относительно шара диаметром 4,75 Л.
(Измерения производились на частоте 9346 Мгц.)
На фиг. 2.12 приведен график зависимости эффективной площади обрат-
ного рассеяния длинного тонкого стержня от ракурса. Стержень имеет дли-
ну 39 Л и диаметр Л/4. Он изготовлен из серебра. На графике приведены как
Фиг. 2.12. Эффективная площадь обратного рассеяния длинного тонкого стержня.
— экспериментальные данные;
— — — расчетные данные.
расчетные, так и экспериментальные данные. Если стержень изготовить
из стали, а не из серебра, то первый максимум окажется на 5 дб ниже пока-
занного. График эффективной площади рассеяния тела, изображенного на
фиг. 2.13,а, приведен нафиг. 2.13,6. Как на фиг. 2.12, так и на фиг. 2.13
плоскость поляризации перпендикулярна линии визирования, но совпадает
с плоскостью продольной оси объекта (горизонтальная поляризация).
Значения эффективных площадей рассеяния ряда распространенных
рассеивающих объектов при определенных ракурсах приведены в табл. 2.2.
Эти значения достоверны, если размеры объекта велики по сравнению с дли-
ной волны. Если радиус кривизны отражающей поверхности велик по
сравнению с длиной волны, то для расчета эффективной площади рассеяния
необходимо применять методы геометрической оптики. Эффективная пло-
щадь рассеяния, определенная методом геометрической оптики, равна
а = nR,R2,
где Rt и R2 — два главных радиуса кривизны по отношению к двум ортого-
нальным криволинейным направлениям координат на поверхности. В слу-
чае шара Ri = R2 = а, где а — радиус. Таким образом, сг = ла2.
Эффективные площади рассеяния простых рассеивающих объектов
представляют интерес не только в связи с тем, что они определяют рассеи-
вающие свойства более сложных радиолокационных целей, например само
56
Глава 2
ТАБЛИЦА 2.2
Формулы для определения эффективной площади рассеяния объектов, размеры которых значительно больше длины волны
Рассеивающий объект Ракурс Эффективная площадь рассеяния Условные обозначения
Шар Конус Параболоид Аксиальный »» О —да2 а=4л£§ а—радиус 00 — половинный угол конуса 2Е- —радиус кри- визны у
Удлиненный сфероид 1’ 0=^- °0 вершины п0 большая полуось Ьо — малая
Объект ожи- вальной формы > J к2 полуось 0О половинный угол носо- вого конуса объекта
Круглая пластина Падение под углом 0 к о = na2ctg2 ^'4^- sin 0 а -радиус пластины
Большая плос- кая пластина нормали По нормали 4лА2 ° А2 А -площадь пластины
произвольной формы Круглый ци- Падение под ak cos 0 sin2 (kL sin 8) а — радиус
л индр углом 0 к плоскости образующей ° 2л sin20 Л-длина цилиндра
летов, кораблей, наземных объектов, но и потому, что они характеризуют
такие важные цели, как метеорологические образования (дождь, снег, лед)
и космические объекты определенных типов.
Сложные цели. Эффективные площади рассеяния таких целей, как кора-
бли, самолеты, города, местности, представляют собой сложные функции
ракурса наблюдения и рабочей частоты радиолокатора. Эффективные пло-
щади можно рассчитать с помощью цифровых вычислительных машин или
измерить экспериментально. Измерение можно производить на полномас-
штабных целях; однако удобнее определять эффективную площадь рассея-
ния на выполненных в масштабе моделях, используя соответственно изме-
ненную частоту. Указанным методом получено большинство данных о вели-
чинах эффективной площади рассеяния сложных целей.
Сложную цель можно рассматривать как состоящую из большого числа
независимых элементов, рассеивающих энергию во всех направлениях.
Наибольший интерес представляет энергия, рассеиваемая в направлении
радиолокатора. Суммарная эффективная площадь рассеяния определяется
относительными фазами и амплитудами отраженных от отдельных рассеи-
вающих элементов сигналов, измеренными у радиолокационного приемни-
ка. Фазы и амплитуды отдельных сигналов либо складываются между собой,
У равнение дальности радиолокации
57
обеспечивая большую общую эффективную площадь рассеяния, либо имеют
такие соотношения, которые в результате создают полное взаимное подавле-
ние. Если расстояние между отдельными рассеивающими элементами вели-
ко по сравнению с длиной волны (а это обычно справедливо в большинстве
Фиг. 2.13.
а — тело оживальиой формы; б — эффективная площадь обратного рассеяния тела ожнвальной
формы. -------экспериментальная кривая; ХХХХточкн, рассчитанные оптическими методами;
— — —расчетная кривая при бегущих волнах;--------------расчетные максимумы при бегущих
волнах.
случаев применения радиолокационных систем), то фазы отдельных сигна-
лов у радиолокационного приемника будут меняться с изменением ракурса
наблюдения и вызовут флуктуацию отраженного сигнала.
Рассмотрим процесс рассеяния от относительно несложной цели, состо-
ящей из двух равных изотропных элементов (например, сфер), отстоящих
друг от друга на расстоянии I (фиг. 2.14). Под изотропным рассеянием сле-
дует понимать такое, при котором эффективная площадь рассеяния каждого
58
Глава 2
элемента не зависит от ракурса. Расстояние I берется меньше ст/2, где с—
скорость распространения, ат — длительность импульса. При таком пред-
положении оба рассеивающих эчемента одновременно облучаются импуль-
сным пакетом. Другое ограничение, накладываемое на I, состоит в том, что
оно должно быть мало пи сравнению с расстоянием R от радиолокатора до
Фиг. 2.14. Геометрия «сложной»
цели, состоящей из двух рассеиваю-
щих элементов.
/ — радиолокационная станция; 2 — рас-
сеивающий элемент сферической формы.
цели. Кроме того, R. Эффективные площади рассеяния двух
элементов приняты равными и обозначены через а0. Напряжения высокой
частоты, поступающее на вход приемника радиолокатора от каждого эле-
мента с эффективной площадью а о, определяются выражениями
= K |Ат0 cos -5 ,
Л
v2 = К |Aj0 COS ,
Л
где К — постоянная, включающая параметры, фигурирующие в уравнении
дальности радиолокации. Сигналы, отраженные от двух отражающих эле-
ментов, складываются как векторы. Результирующий сигнал зависит от фа-
зы каждого отраженного сигнала и его амплитуды. Результирующее напря-
жение от двух элементов составляет
Vr. К V<J0 'os (r sint ] +
+ cos[^L^ b|sine)]J .
Из тригонометрии известно, что
я . do А-\-В А—В
cos А - cos В = 2 cos —— cos —— .
Следовательно,
VT К ]Ло0 [ 2 cos -4^- cos sin ] =
К |Атгcos ,
Л
(2.37)
где
ог = 4cr0 cos2 sin 0^) ,
Уравнение далы ости радиолокации
59
или
^ = 2[l+eos(-^s,n9)]. (2.38)
Отношение сТ!с0 может иметь любую величину — от минимального зна-
чения, равного нулю, до максимального, в 4 раза превышающего пло-
щадь рассеяния отдельного рассеивающего элемента. На фиг. 2.15
Фиг. 2.15. Полярные диаграммы ог/а0 для цели, состоящей из двух рассеивающих
элементов [уравнение (2.38)].
приведены полярные диаграммы ог/о0 для различных значений //X. Хотя
рассматриваемый пример довольно прост и относится к весьма нес юж-
ной цели, однако этого достаточно, чтобы показать трудности расчета
и сложность формул для реальных радиолокационных целей.
Реальные цели с точки зрения эффективной площади рассеяния значи-
тельно более сложны по своей структуре, чем цель, состоящая из двух рас-
60
Глава 2
свивающих элементов. Реальные цели состоят из многих отдельных рассеи-
вающих элементов, каждый из которых имеет различные рассеивающие свой-
ства. Следует также иметь в виду, что рассеивающие элементы могут взаи-
модействовать между собой, влияя на результирующую эффективную пло-
щадь рассеяния.
3536
Фиг. 2.16. Экспериментальная зависимость эффективной площади рассеяния двух-
моторного бомбардировщика В-26 (длина волны 10 см) от азимута [4].
На фиг. 2.16 приведен график зависимости эффективной площади рас-
сеяния от ракурса для винтового самолета — бомбардировщика средней
дальности действия В-26 времен второй мировой войны. Длина волны радио-
локатора 10 см. Указанные данные были получены экспериментально путем
установки самолета на поворотном столе в среде, свободной от других отра-
жающих объектов, и последующего наблюдения с помощью близко распо-
ложенной радиолокационной станции. Во время измерений работали винты,
которые создавали модуляцию порядка 1—2 кгц. Эффективная площадь
рассеяния может изменяться на величину ~ 15 дб при изменении ракурса
всего на 1 /3°. Максимальный отраженный сигнал получается при облуче-
нии боковой плоскости, когда площадь проекции самолета наибольшая.
На фиг. 2.17 приведены расчетные и экспериментальные кривые зависи-
мости эффективной площади рассеяния бомбардировщика В-47 от ракурса
б в относительном масштабе
Ф и г. 2.17. Сравнение теоретической и экспериментальной зависимостей эффективной
площади рассеяния реактивного самолета В-47 от ракурса и частоты, полученных
различными исследователями.
_______мичиганский университет, 330 Мгц; — X — лаборатория фирмы «Ивэне сигнал», 150 Мгц;
Университет шт. Огайо, 195 Мгц;-----------------фирма «Рэднэйшен», 600 Мгц.
Фиг. 2.18. Эффективные площади рассеяния составных частей типового реактивного
пилотируемого самолета больших размеров.
62
Глава 2
цели и частоты. Расчетные данные (сплошные кривые) представляют собой
средние значения по ограниченному диапазону углов; тонкая структура
не учтена. Точность расчетных значений эффективных площадей рассея-
ния лежит в пределах 2—10 дб. Точность определения экспериментальных
значений составляет величину того же порядка. Частотная зависимость
выражена нерезко.
Часто применяемый метод расчета эффективной площади рассеяния
основан на анализе относительного «вклада» различных элементов цели
в общую эффективную площадь рассеяния. Влияние различных элементов
Фиг. 2.19. Зависимость эффективной площади рассеяния большого реактивного
самолета от длины волны при ракурсе, соответствующем полету самолета на радио-
локационную станцию.
типового реактивного пилотируемого самолета больших размеров показано
на фиг. 2.18. Необходимо учитывать множество важных элементов, вносящих
свой вклад, помня при этом, что ни один из них не является преобладаю-
щим во всем диапазоне ракурсов цели. На фиг. 2.19 показано изменение
эффективной площади рассеяния в зависимости от длины волны при ракур-
се, соответствующем полету самолета в направлении на радиолокационную
станцию.
Приведенные выше значения эффективной площади рассеяния относят-
ся к случаю горизонтальной поляризации. Этот вид поляризации обычно
применяется в большинстве радиолокационных систем обнаружения, основ-
ными целями для которых являются самолеты. В случае применения верти-
кальной или другой поляризации могут получиться другие значения эффек-
тивной площади рассеяния. Различие между горизонтальной и вертикаль-
ной поляризациями очевидно из фиг. 2.20. Рассеивающие свойства радиоло-
кационной цели для любого вида поляризации можно описать матрицей
2x2 значений о, соответствующих излучению радиоволн при каждой из
двух ортогональных поляризаций и приему радиоволн с той же или ортого-
нальной поляризацией. Она получила название матрицы поляризационного
рассеяния.
В большинстве случаев как при теоретическом, так и эксперименталь-
ном определении значений эффективной площади рассеяния принимается,
что цель имеет гладкую отражающую поверхность. Очевидно, можно допу-
стить значительную шероховатость поверхности, не получив при этом замет-
ного изменения эффективной площади рассеяния. В литературе сообщалось,
У равнение дальности радиолокации
63
что глубина неровностей поверхности сферы может составлять величину
порядка 0,01 Л, не вызывая изменения эффективной площади более чем на
0,1 дб. Шероховатость, к которой относится данное утверждение, характе-
ризуется поверхностными неоднородностями, распределенными случайно,
равномерно и изотропно. Предполагается, что наклоны элементов поверх-
ности малы, а минимальный радиус кривизны средней (невозмущенной)
станцию
Ф и г. 2.20. Экспериментально определенные кривые зависимости эффективной пло-
щади рассеяния большого самолета от поляризации и ракурса на частоте — 75 Мгц.
—------вертикальная поляризация; ---- горизонтальная поляризация.
Эффективную площадь рассеяния можно значительно уменьшить, при-
дав цели соответствующую форму или покрыв ее поверхность материалом,
обладающим свойством поглощать, а не отражать электромагнитную энер-
гию (разд. 12.10). Однако поглощающие материалы оказывают небольшое
влияние на эффективную площадь рассеяния в тех случаях, когда длина
волны, излучаемой радиолокатором, велика по сравнению с размерами цели
(рассеяние по релеевскому закону) или цель наблюдается радиолокатором,
использующим рассеяние в прямом направлении (разнесенный радиолока-
тор), рабочая длина волны которого мала по сравнению с размерами цели.
Ниже приводятся заимствованные из литературы данные об эффектив-
ной площади рассеяния человека:
Частота, Мгц а, «а
410 0,033—2,33
1120 0,098—0,997
2890 0,140—1,05
4800 0,368—1,88
9375 0,495—1,22
64
Глава 2
Разброс значений эффективной площади рассеяния объясняется изменением
ракурса и поляризации.
Приведенные в настоящем разделе данные по эффективной площади рас-
сеяния позволяют сделать вывод о том, что нецелесообразно просто выбрать
единственное значение и считать его достаточным при расчете уравнения
дальности радиолокации без дальнейшего уточнения. Ниже рассматривают-
ся методы определения эффективной площади рассеяния сложных целей.
2.8. ФЛУКТУАЦИЯ ЭФФЕКТИВНОЙ ПЛОЩАДИ РАССЕЯНИЯ
При анализе в разд. 2.6 минимального отношения сигнал/шум предпо-
лагалось, что принятый отраженный отданной цели сигнал не изменяется со
временем. Однако практически сигнал, отраженный от движущейся цели,
почти никогда не остается постоянным. Флуктуации отраженного сигнала
Фиг. 2.21. Поимпульсная запись отраженных сигналов от реактивного самолета
«Метеор», летящего в направлении на радиолокационную станцию.
могут быть вызваны метеорологическими условиями, лепестковой структу-
рой диаграммы направленности антенны, нестабильностью параметров аппа-
ратуры. Однако основным источником флуктуаций являются изменения
эффективной площади рассеяния цели.
Эффективные площади рассеяния сложных целей (наиболее распро-
страненный тип радиолокационной цели) весьма чувствительны к ракурсу
цели относительно радиолокатора. Поэтому при его изменении возникают
флуктуации отраженного сигнала. На фиг. 2.21 приведена осциллограмма
последовательности отраженных сигналов от самолета «Метеор» (английский
двухмоторный реактивный истребитель), совершающего полет в направле-
нии к радиолокатору. Анализ осциллограмм такого рода показывает, что
период флуктуации изменяется от нескольких секунд на больших дально-
стях до нескольких десятых долей секунды на малых дальностях. Период
флуктуации зависит также от длины волны радиолокатора. Степень моду-
ляции отраженных сигналов для этой цели изменяется от 26 дб до менее 10 дб
при различных ракурсах самолета. Аналогичные данные получаются и тогда,
когда в качестве цели используется самолет с поршневыми двигателями,
например В-26 (фиг. 2.16).
Один из методов, позволяющих учесть флуктуации эффективной пло-
щади рассеяния в уравнении дальности радиолокации, состоит в выборе
нижней границы, т. е. в нахождении такого значения эффективной пло-
щади, которое будет превышено в течение некоторой (большой) доли времени
наблюдения цели. Часть времени, в течение которого фактическое значение
эффективной площади рассеяния превосходит выбранное значение, должна
быть близка к единице (типичными значениями являются 0,95, 0,99 и 0,999).
Для всех практических целей выбранное значение минимально и эффектив-
ная площадь рассеяния цели всегда будет больше выбранной. Указанный
Уравнение дальности радиолокации
65
метод очень прост и позволяет с достаточной точностью рассчитать дальность
до цели. Минимальные значения эффективной площади рассеяния типовых
самолетов или ракет в общем случае получаются при ракурсе, соответствую-
щем встречному или близкому к нему курсу.
Однако для правильного учета флуктуаций эффективной площади рас-
сеяния цели необходимо знать плотность распределения вероятностей и зави-
симость корреляционных свойств этого параметра от времени для данной
цели и вида траектории. Чтобы правильно описать динамические флуктуа-
ции эффективной площади рассеяния, необходимо иметь кривые зависимо-
сти эффективной площади от ракурса цели и траекторию полета относитель-
но радиолокатора. Зная плотность распределения вероятностей, можно
определить вероятность нахождения какого-либо данного значения эффек-
тивной площади рассеяния цели между значениями а и п -4- da; при этом
функция автокорреляции описывает степень корреляции между эффектив-
ной площадью рассеяния и временем наблюдения или числом импульсов.
Иногда важное значение имеет также спектральная плотность эффективной
площади рассеяния (из которой можно получить функцию автокорреляции),
в особенности в радиолокационных системах сопровождения. Практически
обычно трудно получить экспериментальные данные, необходимые для опре-
деления плотности распределения вероятностей и функции автокорреляции,
на основании которых можно найти общие характеристики радиолокацион-
ной системы. Большинство случаев, возникающих в радиолокации, имеет
слишком сложный характер, вследствие чего нельзя гарантировать полу-
чение полных данных. Более экономичный метод оценки влияния флуктуа-
ции эффективной площади рассеяния на работу радиолокационной станции
заключается в создании рациональной модели флуктуаций и математическом
ее анализе. Сверлинг [5] рассчитал вероятность обнаружения для четырех
различных флуктуационных моделей эффективной площади рассеяния. Эти
модели являются типичными и сделанные выводы помогут во многих прак-
тических случаях. В двух случаях принимается, что флуктуации полностью
коррелированы за время данного обзора, но полностью не коррелированы
от обзора к обзору. В двух остальных случаях предполагается, что флуктуа-
ции происходят более быстро и не коррелированы от импульса к импульсу.
Ниже излагаются особенности указанных четырех моделей, описывающих
флуктуации эффективной площади рассеяния цели.
Случай I. Принятые отраженные от цели импульсы за какой-либо один
период обзора имеют постоянную амплитуду в течение всего обзора, но не-
зависимы (не коррелированы) от обзора к обзору. При таком предположении
не учитывается влияние формы диаграммы направленности антенны на
амплитуду отраженного сигнала. Флуктуации отраженного сигнала такого
рода будут рассматриваться как флуктуации от обзора к обзору. Плотность
распределения вероятностей для эффективной площади рассеяния о опре-
деляется законом распределения Релея
р (о) = -4- ехр ~ о>0, (2.39)
0 0
где о —средняя эффективная площадь рассеяния, учитывающая все флук-
туации цели.
Случай 2. Плотность распределения вероятностей для эффективной пло-
щади рассеяния цели также определяется уравнением (2.39), но флуктуации
на этот раз более быстрые, чем в случае 1 и принимаются не зависимыми от
импульса к импульсу, а не от обзора к обзору.
5 М. Сколник
66
Глава 2
Случай 3. Флуктуации принимаются независимыми от обзора к обзор',
как в случае 1, но плотность распределения вероятностей определяется
выражением
Р (о) = ехр . (2.40)
о* о
Случай 4. Флуктуации происходят от импульса к импульсу в соотве г
ствии с уравнением (2.40).
Изменение плотности распределения вероятностей по закону Релея,
принятое в случаях 1 и 2, справедливо для цели, состоящей из многих неза-
висимых флуктуирующих рассеивающих элементов, имеющих приблизитель-
но равные отражающие поверхности. Хотя теоретически число независимых
рассеивающих элементов должно быть бесконечным, однако практически
оно может оказаться совсем небольшим, а именно 4 или 5. Можно считать, что
флуктуации эффективной площади рассеяния объектов, размеры которых
велики по сравнению с длиной волны, также приближенно следуют плотно-
сти распределения вероятностей, описываемой законом Релея. Это свойство
характерно, по-видимому, для большинства радиолокационных целей. Плот-
ность распределения вероятностей, принятая в случаях 3 и 4, более характер-
на для целей, которые можно представить как один большой отражатель,
сочетающийся с другими малыми отражателями, или как один большой отра-
жатель, ориентация которого претерпевает весьма малые изменения. Во всех
описанных выше случаях величина эффективной площади рассеяния, кото-
рую необходимо подставить в уравнение дальности радиолокации, предста-
вляет собой среднее значение эффективной площади рассеяния о. Каждая
модель поведения цели позволяет рассчитать отношение сигнал/шум, необхо-
димое для обеспечения заданной вероятности обнаружения, не превысив
заданную вероятность ложной тревоги. Для сравнения введем случай 5, кото-
рый соответствует отсутствию флуктуации эффективной площади рассея-
ния цели.
На фиг. 2.22 сравниваются указанные пять случаев для числа ложных
тревог пл т I08 (пл т = п/Рял) при числе интегрируемых импульсов п = 10.
При большой вероятности обнаружения в четырех случаях, где эффектив-
ная площадь рассеяния цели непостоянна, требуется большее отношение
сигнал/шум, чем для постоянной отражающей площади в случае 5. Так,
например, если заданная вероятность обнаружения равна 0,95, то при
постоянной эффективной площади рассеяния цели (случай 5) требуется
отношение сигнал 'шум 6,2 дб1имп, а при флуктуации эффективной площади
рассеяния цели по закону Релея и при отсутствии корреляции от обзора
к обзору (случай 1) отношение сигнал/шум должно быть равно 16,8 дб!имп.
Такое увеличение отношения сигнал/шум соответствует уменьшению даль-
ности в 3,28 раза. Поэтому если надлежащим образом не учесть характери-
стики эффективной площади рассеяния цели, то фактические характеристики
радиолокационной системы будут отличаться от характеристик, рассчи-
танных для случая постоянной эффективной площади рассеяния цели.
На фиг. 2.22 также видно, что для вероятности обнаружения, которая выше
0,30, требуется большее отношение сигнал/шум при некоррелированности
флуктуаций от обзора к обзору (случаи 1 и 3), чем при некоррелированности
флуктуаций от импульса к импульсу (случаи 2 и 4). Действительно, чем боль-
ше число интегрируемых импульсов, тем больше вероятность усреднения
флуктуаций, и случаи 2 и 4 будут приближаться к нефлуктуирующему слу-
чаю. Этого не происходит, когда эффективная площадь рассеяния считается
постоянной в течение данного обзора, в процессе которого принимаются п
У равнение дальности радиолокации
67
импульсов. В области, где отношение сигнал/шум, требуемое для обеспече-
ния заданной вероятности обнаружения, больше для нефлуктуирующего
случая, чем для любого из четырех флуктуирующих, вероятность обнаруже-
ния меньше значения, нормально необходимого для радиолокационных це-
лей (<. 0,30), и почти не представляет практического интереса.
Сверлинг [5] рассчитал зависимость характеристик вероятности обна-
ружения для флуктуирующих целей от отношения сигнал/шум и величин
РОбн, п. По данным его работы построены кривые, изображенные на
Отношение сигнал/шум, приходящееся на 1 ими, дб
Ф и г. 2.22. Сравнение вероятностей обнаружения для пяти различных моделей флук
туаций эффективной площади рассеяния цели при числе интегрируемых^ импульсов
п=10 и числе ложных тревог лл.т=108 [5].
фиг. 2.23 и 2.24. Их можно использовать совместно с кривыми вероятности
обнаружения, приведенными на фиг. 2.7, для нахождения отношения сигнал/
шум, приходящегося на импульс, в любом из четырех случаев флуктуации.
Применяемая методика состоит в следующем:
1. Из фиг. 2.7 находят отношение сигнал/шум, соответствующее задан-
ному значению вероятности обнаружения Р<лп и вероятности ложной тре-
воги Рл т.
2. Из фиг. 2.23 для найденного отношения сигнал/шум определяют
поправку применительно к случаям 1 и 2 или к случаям 3 и 4. Результирую-
щее отношениесигнал/шум (SIN)t относится к обнаружению, в основе кото-
рого лежит прием одиночного импульса.
3. При интегрировании п импульсов отношение сигнал/шум, найденное
в предыдущем пункте для одиночного импульса, делится на коэффициент
улучшения при интегрировании 1 ,(п) = nE^ri), взятый из фиг. 2.24, для опре-
5*
68
Глава 2
деления отношения сигнал/шум, приходящегося на один импульс при
интегрировании. Параметры (S//V)1( иЕг (п), а также о подставляются
в уравнение дальности радиолокации (2.32).
Коэффициент улучшения при интегрировании, взятый из фиг. 2.24,
иногда бывает больше п, или, другими словами, коэффициент эффективности
интегрирования Е1(п)>\. Очевидно, нигде нельзя получить выигрыша,
Фиг. 2.23. Дополнительное отношение сигнал/шум, необходимое для получения
заданной вероятности обнаружения при флуктуациях эффективной площади рассея-
ния по сравнению с нефлуктуирующей целью.
Одиночный импульс, п =1.
так 'как в тех случаях, когда коэффициент улучшения при интегрировании
больше п, отношение сигнал/шум при условии п = 1 больше, чем для нефлук-
туирующей цели. Отношение сигнал/шум на импульс всегда будет меньше,
чем для идеального преддетекторного интегратора при приемлемых значе-
ниях Робн. Следует также заметить, что данные, приведенные на фиг. 2.23
и 2.24, существенно не зависят от числа ложных тревог, по крайней мере
в диапазоне 10е—1010.
((Частичная корреляция. В рассмотренных выше моделях, описывающих
закон флуктуации целей, предполагается либо полная корреляция между
импульсами при любом данном обзоре (случаи 1 и 3), либо полная независи-
мость между импульсами (случаи 2 и 4). Они представляют собой два пре-
дельных случая флуктуаций. Таким образом, логично считать, что характер
поведения импульсов в течение одного любого обзора соответствует проме-
жуточному положению между указанными предельными случаями, и импуль-
сы частично коррелированны.
Шварц [6J рассмотрел влияние частичной корреляции при сложении
двух флуктуирующих сигналов (п = 2). Принимается, что корреляция сигна-
Уравнение дальности радиолокации
69
лов осуществляется в соответствии с коэффициентом корреляции
о = (2.41)
(аМ)1/г
где х2 — амплитуды двух последовательных импульсов; xit х2 — средние
значения (принятые здесь равными нулю); о,, a'i, — дисперсии хЛ и х2 соот-
ветственно. Принято, что обе дисперсии равны. Коэффициент корреляции
Число интегрируемых импульсов п
Фиг. 2.24. Зависимость коэффициента улучшения при интегрировании от числа
интегрируемых импульсов для пяти рассматриваемых случаев флуктуаций эффек-
тивной площади рассеяния цели.
Кривая Случай робн, % Кривая Случай ^обн» %
1 2 99 6 1 и 3 50, 90, 99
2 1 99 4 50
3 2 90 7 5 99
4 4 90 8 5 90
5 2 50 9 5 50
по мощности равен р2. На фиг. 2.25 приведены некоторые результаты, полу-
ченные Шварцем для нескольких значений коэффициента корреляции сигна-
лов по напряжению. Вероятность ложной тревоги равна 10-10. Результаты
для частичной корреляции располагаются между двумя предельными слу-
чаями р = О (абсолютное отсутствие корреляции) и р = 1 (полная корреля-
ция), как и следовало ожидать. На графике приведены также данные по
вероятности обнаружения для случая нефлуктуирующего сигнала цели. Чем
выше степень корреляции между импулвсами, тем выше должно быть отно-
шение сигнал/шум на импульс для получения заданной вероятности обна-
70
Глава 2
ружения. Это объясняется следующим. Если случайно первый импульс ока-
жется ниже среднего уровня, необходимого для обнаружения, то при усло-
вии сильной корреляции импульсов существует большая вероятность того,
что все последующие импульсы будут также меньше среднего уровня. С дру-
гой стороны, при слабой корреляции импульсов имеется вероятность того,
что импульсы с уровнем ниже среднего скомпенсируются импульсами с уров-
нем выше среднего и произойдет усреднение комбинированного отношения
Среднее значение отношения сигнал/шут, приходящееся
на 1 итп, дб
Фиг. 2.25. Влияние корреляции между импульсами на вероятность обнаружения.
q — коэффициент корреляции напряжения сигнала; квадратичыий детектор; флуктуации по реле-
евскому закону; число интегрируемых импульсов п == 2 [6]..
сигнал/шум до значения, требуемого для обнаружения. Согласно Шварцу,
вероятность ложной тревоги не может значительно повлиять на общие выво-
ды, относящиеся к частично коррелированным импульсам, по крайней мере
в диапазоне 7>лт = 10-Б-н10 10, где произведены соответствующие расчеты.
Данные, приведенные на фиг. 2.25, относятся к случаю, когда имеются толь-
ко два импульса. Если отраженный сигнал состоит из последовательности,
насчитывающей больше двух импульсов, то можно считать, что аналогичные
выводы будут справедливы.
Более общий анализ флуктуирующих импульсных сигналов в присут-
ствии шумов был проведен Сверлингом [7 ]. Этот анализ относится к боль-
шому классу плотностей распределения вероятностей флуктуаций сигнала
при весьма общих корреляционных свойствах флуктуирующих сигналов.
Учитывается также влияние формы диаграммы направленности антенны
и неравномерные весовые характеристики импульсов, обусловленные дей-
ствием последетекторного интегратора.
Корреляция от обзора к обзору и процесс Маркова. Экспериментально
было установлено, что в некоторых случаях может существовать корреля-
ция между обнаружением целей от обзора к обзору. Это означает, что если
У равнение дальности радиолокации 71
цель наблюдалась при данном обзоре, то имеется большая вероятность
того, что она будет наблюдаться и при следующем обзоре. Корреляция
от обзора к обзору может быть обусловлена медленными изменениями ракур-
са цели или лепестковой структурой диаграммы направленности антенны.
Она может быть также обусловлена атмосферными явлениями, в особенно-
сти когда луч антенны касается земной поверхности. Эти причины корре-
ляции от обзора к обзору являются лишь предположением, так как отсут-
ствуют исчерпывающие экспериментальные доказательства, подтверждаю-
щие их истинность.
W, коэффициент эффективности
обнаружения
Фиг. 2.26. Влияние корреляции от обзора к обзору на вероятность обнаружения.
---расчет, основанный гиа корреляции от обзора к обзору с коэффициентом корреляции Q (Q = О
соответствует полной независимости событий от обзора к обзору); •„ Д обнаружение, следующее
за обнаружением; О. А пропуск, следующий за пропуском; ф, О Д-пя удаляющихся трасс; Д, Л
для приближающихся трасс.
Спонслер [9] применил теорию цепей Маркова для описания процесса
корреляции от обзора к обзору. В этой теории исход какого-либо данного
события не предполагается независимым от других событий. Наоборот,
исход любого данного события зависит от исхода непосредственно предшест-
вовавшего события, но не любого из других предшествовавших событий.
Теория цепей Маркова рассматривается в учебниках по теории вероятностей
[8 ]. Спонслер представил в своей работе некоторые экспериментальные дан-
ные, связывающие коэффициент эффективности обнаружения воздушных
целей (отношение числа полученных отметок к числу обзоров) ф с вероятно-
стью перехода р1(1 для данного самолета на заданных дальности и высоте.
Полученные данные приведены на фиг. 2.26. По оси ординат отложены зна-
чения вероятности перехода pltl, определяемой как вероятность того, что
если цель обнаружена при данном обзоре, то она также будет обнаружена
и при следующем обзоре. По оси абсцисс отложены значения коэффициента
эффективности обнаружения, или вероятности обнаружения при единичном
обзоре (предполагается отсутствие сведений о предыдущих обзорах). Коэф-
фициент эффективности обнаружения можно также определить как отноше-
ние числа наблюдений данной цели (отметок на экране индикатора) на дан-
ной дальности к числу возможных наблюдений (обзоров). Кроме того,
на фиг. 2.26 приведены теоретические кривые, полученные в предположении,
что данные соответствуют простому процессу Маркова. Кривые построены
72
Глава 2
для различных значений коэффициента корреляции о между последователь-
ными парами наблюдений. Из фиг. 2.26 видно, чти для указанной группы
данных коэффициент корреляции от обзора к обзору приблизительно равен
0,5, если справедлива теория цепей Маркова.
Спонслер также применил теорию цепей Маркова к определению инте-
гральной вероятности обнаружения для радиолокационной системы, в кото-
рой решение об обнаружении принимается автоматически.
2.9. МОЩНОСТЬ ПЕРЕДАТЧИКА
Мощность Pt, фигурирующая в уравнении дальности радиолокации
(2.1), называется конструкторами радиолокационных систем пиковой мощ-
ностью. Пиковая мощность, используемая в уравнении дальности радиоло-
кации, не равна мгновенной пиковой мощности синусоидального колебания.
Она определяется как мощность, усредненная по периоду несущей частоты,
соответствующему максимуму амплитуды импульса. (Пиковая мощность
обычно равна половине максимальной мгновенной мощности.) В радиолока-
ции представляет также интерес средняя мощность передатчика радиоло-
катора Рср, которая определяется как средняя излучаемая мощность за пери-
од повторения импульсов. Если излучаемый сигнал представляет собой
последовательность прямоугольных импульсов длительностью т с периодом
повторения импульса Tr (Tr = l/fr), то средняя мощность связана с пиковой
соотношением
РсР = ^Т = адг. (2.42)
1 г
Отношения PcpIPt и т!Тг или величина xfr называются коэффициентом
заполнения радиолокатора. Коэффициент заполнения типового импульсного
радиолокатора обнаружения самолетов может составить 0,001 или меньше,
а для радиолокатора с непрерывным излучением колебаний он равен 1.
Подставляя в уравнение дальности радиолокации среднюю мощность
вместо пиковой, получим следующее выражение:
pi _________Р(^>GAeanEi (п)__ in
Кмакс- >
Параметры, определяющие ширину полосы пропускания и длительность
импульса, стоят в формуле рядом, так как для большинства импульсных
радиолокаторов их произведение составляет обычно величину порядка
единицы.
Если излучаемый сигнал не является прямоугольным импульсом, то
иногда более удобно выразить уравнение дальности радиолокации через
энергию Е-с = Pcp/fr, заключенную в излучаемом колебании:
р4 ____ ExGAeanEi (л) /о
Кмакс (4^kT0Fn (Впт) (S/N)i '
В уравнении такого вида нет явной зависимости дальности от длины волны
или от частоты повторения импульсов. Важными параметрами, влияющими
на дальность действия, являются общая излученная энергия пЕх, коэффи-
циент усиления при передаче G, эффективная площадь приемной антенны Ае
и коэффициент шума приемника Еп. Величина Впх и до некоторой степени
эффективность интегрирования Ег(п) определяются видом излучаемого коле-
бания и конструкцией приемника. Отношение сигнал/шум (SIN)i зависит
У равнение дальности радиолокации
73
от заданных вероятностей обнаружения и ложной тревоги. Эффективная
площадь рассеяния цели и не может регулироваться конструктором радио-
локационной системы. В случае, если выбрано постоянное значение эффек-
тивной площади рассеяния, уравнение (2.43) определяет дальность, при
которой вероятность обнаружения цели с площадью рассеяния <т равна РОби,
при этом не превышается заданная вероятность ложной тревоги Рлт, или,
более определенно, не превышается заданная максимальная частота появле-
ния ложных тревог. В случае флуктуации эффективной площади рассеяния
необходимо заменить и на ее среднее значение о и видоизменить значения
(S/N)t и Et(n) согласно фиг. 2.23 и 2.24.
2.10. ЧАСТОТА ПОВТОРЕНИЯ ИМПУЛЬСОВ
И НЕОДНОЗНАЧНОСТЬ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ
Частота повторения импульсов определяется главным образом макси-
мальной дальностью, на которой ожидается появление цели. Если частоту
повторения импульсов выбрать очень высокой, то увеличивается вероятность
приема отраженных от цели сигналов, вызванных предшествующими зонди-
рующими импульсами. Отраженные сигналы, принятые через интервал,
превышающий период повторения импульсов, называются неоднозначными
сигналами. В результате их появления может произойти ошибка при изме-
рении дальности. В связи с характером неоднозначных сигналов их иногда
именуют «привидениями» и даже «сигналами от летающих тарелок». Рас-
смотрим три цели, обозначенные на фиг. 2.27,о буквами А, В и С. Цель
А расположена в пределах максимальной однозначной дальности /?0Д1,
[уравнение (1.2)1 радиолокатора, цель В — на расстоянии, большем Roa„,
но меньшем 2/?одн, а цель С — на расстоянии, большем 27?ОД|1, но меньшем
3/?одн. Изображение этих целей на индикаторе типа А приведено на
фиг. 2.27,6. На индикаторе типа А нельзя отличить неоднозначные сигналы
от сигналов, отраженных от целей, находящихся в пределах максимальной
однозначной дальности. Истинной является только дальность, измеренная
для цели А, а дальности целей В и С измерены неправильно.
Один из методов, позволяющих отличать неоднозначные отраженные
сигналы от однозначных, основан на режиме работы с переменной частотой
повторения импульсов. Сигнал, отраженный от цели, находящейся в преде-
лах однозначной дальности, появляется в одной и той же точке развертки
индикатора типа А при каждом периоде повторения независимо от того, изме-
няется частота повторения импульсов или нет. Однако неоднозначные отра-
женные сигналы несколько смещаются относительно начальной точки отсче-
та дальности, как показано на фиг. 2.27, в. Частота повторения импульсов
изменяется непрерывно в заданных пределах или дискретно по заранее
определенным значениям. Количество отдельных частот повторения импуль-
сов зависит от степени неоднозначности сигналов. При двузначных сигналах
для разрешения неоднозначности требуются лишь две отдельные частоты
повторения.
Для выявления неоднозначных сигналов, кроме модуляции частоты
повторения импульсов, можно применять и другие методы отметки последо-
вательных импульсов. К ним относятся изменение амплитуды, длительно-
сти или фазы импульсов, а также поляризации излучаемых колебаний от
одного зондирующего импульса к другому. Однако эти методы практически
оказались не совсем удачными. Одним из основных ограничений является
вредное воздействие ближних целей, состоящее в том, что сильные отраже-
74
Глава 2
ния от близко расположенных наземных предметов могут маскировать сла-
бые неоднозначные отраженные от цели сигналы, появляющиеся в том же
месте на экране индикатора. Кроме того, требуется большее время для обра-
ботки данных в связи с необходимостью разрешения неоднозначности. Ука-
занные способы разрешения неоднозначности в принципе равносильны доба-
влению одного или нескольких радиолокаторов и использованию их для
обзора соответствующих участков дальности.
Время (или дальность)
а
ВС А
(\ Г\___Л_
Дальность •—
6
а
___Л-
ДалЬность
Фиг. 2.27. Неоднозначные отраженные сигналы.
а — три цели А, В и С (А лежит в пределах /?одн; В и С —цели, дающие неоднозначные отражен-
ные сигналы); б — изображение трех целей иа индикаторе типа А; в — изображение трех целей
на индикаторе типа А при изменении частоты повторения импульсов.
Неоднозначности теоретически можно разрешить, наблюдая за измене-
нием отраженного сигнала со временем (дальностью). В связи с тем что мощ-
ность отраженного сигнала изменяется обратно пропорционально дальности
в четвертой степени (см. уравнение дальности радиолокации), скорость
изменения интенсивности отраженного сигнала от цели, находящейся на
большой дальности, будет отличаться от скорости изменения интенсивности
сигнала от цели, находящейся на малой дальности. Однако на практике это
не всегда возможно, так как амплитуда отраженного сигнала может зна-
чительно флуктуировать не из-за изменения дальности, а по другим при-
чинам.
Импульсно-допплеровский радиолокатор (разд. 4.5) может служить
примером радиолокатора, который использует высокую частоту повторения
импульсов и характеризуется неоднозначностью определения дальности.
В импульсно-допплеровских радиолокаторах обычно приходится жертво-
вать информацией о дальности. Если они применяются в качестве радиоло-
каторов перехвата, количество целей, с которым приходится работать,
невелико, поэтому имеется достаточное время для разрешения любых воз-
никающих неоднозначностей. Однако в общем случае применения радиоло-
каторов для обнаружения целей обычно не гарантируется работа в зоне
неоднозначного определения дальности, если только не приняты специаль-
ные меры. Примером уникального применения радиолокатора с разрешением
неоднозначности по дальности может служить первое радиолокационное
обнаружение Венеры (разд. 14.3). Радиолокатор работал с частотой повто-
Уравнение дальности радиолокации
75
рения импульсов 30 гц, обеспечивая однозначное определение дальности на
расстоянии ~ 4900 км, но, модулируя излучение импульсов, можно было
правильно разрешать неоднозначности и измерять дальность, почти в 9000
раз превышающую максимальную однозначную дальность, получаемую на
основной частоте повторения.
2.11. ПАРАМЕТРЫ АНТЕННЫ
Почти во всех радиолокаторах для передачи и приема применяются на-
правленные антенны. При передаче направленная антенна формирует излу-
чаемую энергию в луч, вследствие чего увеличивается количество энергии,
излучаемой в направлении цели. Коэффициент усиления G антенны являет-
ся отношением энергии, излученной в данном направлении направленной
антенной, к энергии, которая могла бы быть излучена в том же направлении
всенаправленной антенной с к. п. д., равным 100%. Более точно коэффи-
циент усиления по мощности для антенны, работающей на передачу, можно
представить выражением
(Излученная мощность, приходящаяся \
на единичный телесный угол 0 по азимуту I
------------------и Ч п°-углу мес™----. (2.44)
' ' '' (Мощность, поступившая в антенну)/4л ' ’
Следует отметить, что коэффициент усиления антенны является функцией
направления. Если в некоторых направлениях он больше 1, то в других
направлениях он должен быть меньше 1. Это следует из закона сохранения
энергии. Когда речь пойдет об усилении антенны применительно к уравне-
нию дальности радиолокации, то при отсутствии специальной оговорки обыч-
но подразумевается максимальное значение коэффициента усиления G.
Один из основных принципов теории антенн описывается теоремой взаимно-
сти, согласно которой свойства антенны остаются одинаковыми независимо
от того, работает она на передачу или на прием. Следовательно, коэффициент
усиления и эффективная площадь передающей антенны не изменяются,
когда антенна используется для приема. Следует напомнить, что принцип
взаимности применялся при выводе уравнения дальности радиолокации
в разд. 1.2.
Диаграмма направленности антенны представляет собой график зави-
симости коэффициента усиления антенны от направления излучения. (Типич-
ная диаграмма направленности, построенная как функция одной угловой
координаты, показана на фиг. 7.1). Наиболее употребительными в радио-
локации формами антенных лучей являются игольчатая (фиг. 2.28,а) и веер-
ная (фиг. 2.28,6). Игольчатый луч имеет полную или почти полную осевую
симметрию. Ширина игольчатого луча типовых антенн составляет величину
порядка нескольких градусов или меньше. Игольчатые лучи широко исполь-
зуются в тех случаях, когда необходимо обеспечить непрерывное измерение
углового положения одиночной цели как по азимуту, так и по углу места,
например в радиолокаторах сопровождения цели для управления стрель-
бой или для наведения управляемых снарядов. Игольчатый луч можно сфор-
мировать с помощью металлической отражающей поверхности, имеющей
форму параболоида вращения, при излучении электромагнитной энергии
точечным источником, установленным в фокусе.
Хотя с помощью узкого луча можно в случае необходимости произво-
дить поиск в большом секторе или даже в полусфере, не всегда следует посту-
76
Глава 2
пать таким образом. Обычно оперативные требования накладывают ограни-
чение на максимальное время обзора (время, требуемое для возврата луча
в точку пространства, из которой началось его движение в момент начала
обзора заданной зоны), в связи с чем луч радиолокатора не может задержи-
ваться слишком долго в каком-либо одном элементе разрешения *). Это осо-
бенно важно в тех случаях, когда необходимо исследовать большое количе-
ство элементов разрешения. Число элементов разрешения можно заметно
Фиг. 2.28. Игольчатый (а) и веерный (6) лучи антенны
уменьшить, если игольчатый луч радиолокатора, которому соответствуют
элементы разрешения с малыми угловыми размерами, заменить лучом, один
размер которого является широким, а другой — узким, т. е. веерным
лучом. Один из методов формирования веерного луча состоит в применении
параболического зеркала, форма которого обеспечивает необходимое соот-
ношение между значениями ширины луча в горизонтальной и вертикальной
плоскостях (фиг. 1.6). Во многих радиолокаторах дальнего обнаружения
используется узкая в азимутальной плоскости и широкая в плоскости угла
места веерная диаграмма направленности.
Если для обнаружения воздушных целей применяются наземные радио-
локационные станции, использующие веерные лучи, то нельзя получить
разрешение по углу места. В связи с этим отсутствует информация о высо-
те. Один из методов получения информации об угле места целей, обнаружен-
ных радиолокационной станцией с веерным лучом, заключается в исполь-
зовании дополнительного радиолокатора с веерным лучом, имеющим узкий
размер в вертикальной плоскости, а не в горизонтальной, т. е. в применении
обычного радиолокационного высотомера. (Строго говоря, радиолокацион-
ный высотомер фактически измеряет угол места, а не высоту.)
!) Элемент разрешения радиолокационной станции в общем случае определяется
в пятимерном пространстве (две ортогональные угловые координаты, дальность, доп-
плеровская скорость и время).
У равнение дальности радиолокации
77
Если для обзора по азимуту в пределах 360° (полная круговая зона обзо-
ра) необходимо, чтобы веерный луч радиолокатора обнаружения имел раз-
меры 1° в горизонтальной плоскости и 45° в вертикальной, то можно счи-
тать, что зона обзора разбивается на 360 угловых элементов разрешения.
С другой стороны, если для обзора того же объема пространства требуется
радиолокатор, игольчатый луч которого имеет ширину 1°, то общее число
угловых элементов разрешения составляет 360 X 45 = 16 200. В связи
с тем что число элементов разрешения, которые должен исследовать радио-
локатор веерным лучом, значительно меньше числа элементов, исследуемых
радиолокатором с игольчатым лучом, веерный луч может задерживаться
дольше на каждом элементе и, следовательно, больше импульсов попадает
на цель.
Скорость перемещения антенны с веерным лучом определяется компро-
миссно, при этом необходимо учитывать скорость, с которой желательно
получить информацию о положении цели (скорость получения данных),
и способность обнаружения слабых сигналов (вероятность обнаружения).
К сожалению, эти факторы противоречивы. Чем медленнее вращается антен-
на радиолокатора, тем большее число импульсов может быть подвергнуто
интегрированию и тем выше будет вероятность обнаружения. С другой сто-
роны, небольшая скорость обзора означает большое время между наблюде-
ниями цели. Реальные радиолокаторы обнаружения имеют скорости обзо-
ра, лежащие в пределах 1—60 об/мин-, типичными являются скорости 5—
6 об/мин. Зона видимости радиолокационной станции с простым веерным
лучом обычно не позволяет обнаруживать цели, находящиеся на больших
высотах непосредственно над радиолокационной станцией. Антенна с про-
стым веерным лучом излучает в этом направлении очень малую часть энер-
гии. Однако представляется возможным видоизменить диаграмму направлен-
ности антенны таким образом, чтобы обеспечить излучение большего
количества энергии под более крутыми углами. Один из методов состоит в ис-
пользовании веерного луча, форма которого пропорциональна квадрату косе-
канса угла места. Зависимость коэффициента усиления антенны с косеканс-
квадратной диаграммой направленности (разд. 7.9) от угла места определяет-
ся выражением
' G(<P) = G(<Po) при <р0<<р<<рго, (2.45)
где G (<р) — коэффициент усиления при угле места <р; ф0, <Рт — угловые гра-
ницы, в пределах которых луч изменяется по закону cosec 2.
Эта формула применима как к самолетному радиолокатору обнаруже-
ния наземных целей, так и к наземному радиолокатору обнаружения воз-
душных целей. В самолетном радиолокаторе угол <р представляет собой
угол склонения. В пределах от <р = 0° до = <р0 диаграмма направленно-
сти антенны аналогична обычной диаграмме, но от <р = <р0 до q> = <рт коэф-
фициент усиления антенны изменяется по закону cosec 2<р. В идеальном слу-
чае верхний предел <рт должен составлять 90°, но в связи с трудностями
практической реализации для одиночной антенны он значительно меньше.
Антенна с косеканс-квадратной диаграммой направленности может быть
образована деформированной параболической секцией или параболической
секцией правильной формы с надлежащим образом рассчитанным комп-
лектом рупорных излучателей. Косеканс-квадратную диаграмму направлен-
ности можно также сформировать с помощью антенной решетки.
Антенна с косеканс-квадратной диаграммой направленности имеет важ-
ное свойство, состоящее в том, что мощность отраженного сигнала Рг,
78 Г лава 2
принятая от цели с постоянной эффективной площадью рассеяния и находя-
щейся на постоянной высоте Л, не зависит от дальности цели R до радиоло-
катора. Подставляя коэффициент усиления косеканс-квадратной антенны
[уравнение (2.45)] в простейшее уравнение дальности радиолокации (1.106).
получим
р PtG2 (<₽0) cosec4 <рХ2о _ „ cosec4 <р _
(4л)3 cosec4 q>0R4 1 R4 ’
где — постоянная. Считаем, что высота цели h постоянна, а так как
cosectp = R/h, то принятая мощность равна
PT = K1/hi = K2, (2.47)
где К2 — постоянная. Следовательно, отраженный сигнал не зависит от
дальности, если цель находится на постоянной высоте.
Практически вследствие принятых упрощающих допущений это соот-
ношение не совсем точно, и мощность сигнала, поступающего от антенны
с косеканс-квадратной диаграммой направленности, не является полностью
независимой от дальности. Эффективная площадь рассеяния о изменяется
в зависимости от угла наблюдения, Земля не является плоской, а диаграмма
направленности любой реальной антенны может следовать заданному зако-
ну косеканс-квадратного изменения лишь приближенно. Коэффициент уси-
ления антенны с косеканс-квадратной диаграммой направленности, исполь-
зуемой в наземной радиолокационной станции обнаружения, может ока-
заться примерно на 2 дб меньше, чем в случае, когда антенной с тем же
раскрывом формируется веерный луч.
Максимальное значение коэффициента усиления антенны связано с ее
физической площадью (раскрывом) А соотношением
0 = ^, (2.48)
где q — к. п. д. антенны; X — длина волны излучаемых колебаний.
К- п. д. антенны зависит от характера облучения рефлектора и к. п. д.
антенного излучателя. Произведение рЛ представляет собой эффективную
площадь (эффективный раскрыв) Ае. Типовая зеркальная антенна парабо-
лической формы создает луч, ширина которого в градусах приблизительно
равна
0-~ , (2.49)
где I — размер антенны в плоскости угла 6; X и I измеряются в одних и тех
же единицах. Величина постоянной, в данном случае равная 65, зависит
от распределения энергии (облучения) по раскрыву.
2.12. ПОТЕРИ В СИСТЕМЕ
В начале настоящей главы упоминалось о том, что при выводе уравнения
дальности радиолокации в простейшем виде не учтен один из важнейших
факторов — потери, возникающие в радиолокационной системе. Из-за
потерь уменьшается отношение сигнал/шум на выходе приемника. Потери
классифицируют по двум видам в зависимости от того, можно или нельзя
заранее предсказать их наличие с какой-либо степенью точности. Примерами
потерь, определяемых расчетным путем, если известно конструктивное
Уравнение дальности радиолокации
79
построение системы, могут служить потери, обусловленные формой диа-
граммы направленности антенны, потери, связанные с приемом дополни-
тельных шумов, и потери в высокочастотном передающем тракте. Эти поте-
ри имеют очень серьезное значение в реальных условиях, и их необходимо
учитывать при тщательном расчете рабочих характеристик радиолокатора.
Потери, связанные с интегрированием многих импульсов (или с эффективно-
стью интегрирования), были уже упомянуты в разд. 2.6 и больше обсуждать-
ся не будут. Трудно поддаются расчету и предсказанию потери, связанные
с ухудшением работоспособности аппаратуры в условиях эксплуатации,
а также обусловленные усталостью или неопытностью оператора. Оценки
потерь последнего вида нужно производить на основе накопленного опыта
и экспериментальных наблюдений. Они обычно неопределенны и колеблют-
ся в значительных пределах. Хотя потери, связанные с каким-либо одним
фактором, могут быть невелики, в радиолокационной системе в целом имеют-
ся различные потери, и их суммарный результат может оказаться зна-
чительным.
В настоящем разделе термины «потери» (число, большее 1) и «эффектив-
ность» (число, меньшее 1) употребляются как два взаимосвязанных пара-
метра. Величина одного параметра является обратной величиной другого.
Потери в высокочастотном передающем тракте. В линиях передачи,
соединяющих выход передатчика с антенной, всегда имеются некоторые
конечные потери. На используемых в радиолокации низких частотах пере-
дающая линия вносит небольшие потери, если только ее длина не чрезвы-
чайно велика. На более высоких частотах ослабление сигнала не всегда
мало и его необходимо учитывать. Кроме потерь непосредственно в передаю-
щем тракте, могут возникнуть дополнительные потери в каждом соединении
или изгибе передающей линии, а также во вращающемся сочленении антен-
ны (в случае его наличия). Потери в разъемах обычно малы, но при плохом
изготовлении разъема, он может внести значительное затухание. Так как
обычно используется один и тот же передающий тракт как для приема, так
и для передачи, то потери, которые необходимо учесть в уравнении дально-
сти радиолокации, равны удвоенной величине «односторонних» потерь1).
Принятый сигнал претерпевает некоторое ослабление при прохожде-
нии в приемник через невозбужденный разрядник антенного переключа-
теля. В общем случае чем большую развязку должен обеспечить антенный
переключатель при передаче, тем больше будут вносимые потери при прие-
ме. Под вносимыми потерями подразумеваются потери, обусловленные вклю-
чением элемента (в данном случае антенного переключателя)в передающий
тракт. Точная величина вносимых потерь в значительной степени зависит
от конкретной конструкции системы. Для типового антенного переключа-
теля они могут иметь величину порядка 1 дб (разд. 8.11). Антенный пере-
ключатель вносит также потери при зажженном состоянии разрядника;
типичной является величина, приблизительно равная 1 дб.
Потери, обусловленные формой диаграммы направленности. При выво-
де уравнения дальности радиолокации принималось, что коэффициент уси-
ления антенны является постоянной величиной и имеет максимальное зна-
чение. Однако в реальных условиях маловероятно, чтобы цель всегда нахо-
дилась в направлении, соответствующем максимальному усилению. При
сканировании диаграммы направленности в зависимости от ее формы моду-
лируется амплитуда отраженных от цели импульсов. Поэтому неправиль-
х) Потерь, возникающих при распространении энергии в одном направлении.—
Прим. ред.
80
Глава 2
но считать, что коэффициент усиления имеет постоянное максимальное зна-
чение при приеме каждого импульса, если только форма диаграммы направ-
ленности не является прямоугольной. Диаграммы направленности антенны
не прямоугольны, вследствие чего амплитуды отраженных импульсов изме-
няются в соответствии с ее формой. Суммарная энергия от пачки принятых
реальной антенной отраженных импульсов будет меньше энергии, которая
могла бы быть принята от антенны с прямоугольной диаграммой направлен-
ности и коэффициентом усиления, соответствующим максимальному усиле-
нию реальной антенны. Связанные с этим потери можно учесть, введя сред-
нее значение коэффициента усиления антенны или подставляя в уравнение
дальности радиолокации максимальное значение коэффициента усиления
антенны и введя коэффициент, учитывающий потери на форму диаграммы
направленности. Обычно применяется последний метод.
Односторонняя диаграмма направленности антенны1) по мощности (двух-
сторонняя по напряжению) может быть аппроксимирована гауссовой кри-
вой ехр(—а202), где 6 — угол, измеренный от центра луча; а2— постоян-
ная, равная 2,776/0^; 0В— ширина луча, измеренная на уровне половин-
ной мощности. Это выражение для диаграммы направленности антенны
справедливо в окрестности центра луча. Оно дает значительное отклонение
от реальной диаграммы направленности на углах, далеко отстоящих от
центра луча, так как приведенные выше соотношения не описывают излу-
чения по боковым лепесткам обычной антенны.
Рассмотрим последовательность радиолокационных импульсов, рас-
пределенных таким образом относительно диаграммы направленности
антенны, что один из них совпадает с центром луча. Такое допущение при-
нимается для удобства построения, однако аналогичные результаты могут
быть получены при любом другом произвольном временном соотношении
между последовательностью радиолокационных импульсов и центром диа-
граммы направленности. Предполагается далее, что излучение импульса
и прием отраженного импульса соответствуют одной и той же точке диаграм-
мы направленности. Мощность принятого радиолокатором отраженного
сигнала при излучении и приеме импульса в центре диаграммы обозначает-
ся S 4. Суммарная мощность пачки импульсов, состоящей из п импульсов,
принятых антенной с гауссовой диаграммой направленности и интегрируе-
мых без дополнительных потерь, составляет
(п-1)/2
St [ 1 + 2 2 ехР — — ] - <2-50)
где Д0 — угловое расстояние между импульсами. Потери L, обусловлен-
ные формой диаграммы направленности (число, большее 1), по отношению
к радиолокатору с интегрированием п импульсов и коэффициентом усиле-
ния антенны, соответствующим центру луча, равны
=------(п-1)/2 " П-------------- • («‘Я)
1+2 2 exp [—5,55fe2(A6)2/e^]
h=i
Это выражение можно представить в другом виде, если учесть, что Д0 ==
0 в!п в, где пв — число импульсов, принятых в пределах ширины луча на
1) Односторонней называется диаграмма направленности при работе антенны
только «в одну сторону»— на прием или передачу.— Прим. ред.
Уравнение дальности радиолокации
81
уровне 3 дб. Сделав соответствующую подстановку, получим
=-----(П-1Т/2 П---------- • <2’52)
1+2 exp (—5,55ft2/«l;)
h=l
Так, например, при интегрировании 11 импульсов, распределяющихся рав-
номерно в пределах ширины луча на уровне 3 дб, потери равны 1,96 дб.
Рассмотренные выше потери, обусловленные формой диаграммы направ-
ленности антенны, относятся к диаграмме, лежащей лишь в одной плоско-
сти. Они относятся к веерному лучу или, если цель проходит через центр,
также и к игольчатому лучу. Если цель проходит через любую другую точ-
ку игольчатого луча, то максимальный принятый сигнал не будет совпадать
с сигналом, соответствующим центру луча. Потери, обусловленные формой
диаграммы направленности, уменьшаются пропорционально отношению
квадрата максимального коэффициента усиления антенны, при котором
были излучены импульсы, к квадрату коэффициента усиления антенны
в центре луча. В отношение входят квадраты, так как учтено двухстороннее
прохождение импульсов через антенну (при передаче и приеме). При про-
хождении цели через внешнюю границу ширины луча, определяемую на
уровне 3 дб, потери, обусловленные формой диаграммы направленности,
увеличиваются приблизительно на 6 дб по сравнению с потерями, опреде-
ляемыми уравнением (2.52).
Скорость сканирования антенны была принята достаточно малой, поэ-
тому усиление при передаче то же, что и при приеме. Если это не так, то
необходимо учесть дополнительные потери, называемые потерями на скани-
рование. Потери на сканирование в принципе рассчитываются так же, как
потери, обусловленные формой диаграммы направленности. Учет потерь
на сканирование имеет важное значение для антенн, работающих в режиме
быстрого сканирования или для радиолокаторов сверхдальнего обнаруже-
ния, предназначенных, например, для обнаружения космических объектов.
При неподвижной антенне излученные и отраженные импульсы соот-
ветствуют одной и той же точке антенного луча. Потери, обусловленные
формой диаграммы направленности, в этом случае выражаются простым
уравнением
Л=ехр[5.55(^-+^)], (2.53)
где 0а— угол между целью и антенной в горизонтальной плоскости; 0 Ва —
ширина луча на уровне половинной мощности в горизонтальной плоскости;
0е — угол между целью и антенной в вертикальной плоскости; 0 Ве — шири-
на луча на уровне половинной мощности в вертикальной плоскости.
Потери за счет ограничения. Ограничение сигнала в приемнике приво-
дит к тому, что при всех прочих неизменных условиях вероятность обна-
ружения уменьшается. Хотя в хорошо спроектированном и отлаженном
приемнике при нормальных условиях работы принятый сигнал не ограничи-
вается, однако индикаторы на электронно-лучевых трубках с яркостной
модуляцией, например индикаторы кругового обзора и индикаторы типа В,
имеют ограниченный динамический диапазон и могут ограничивать сигнал.
Согласно Маркуму [2], ограничение приводит к потерям, составляющим
лишь доли 1 дб при большом числе интегрируемых импульсов при условии,
что коэффициент ограничения (отношение предельного уровня видеоимпуль-
сов к среднеквадратичному значению уровня шумов) равен 2—3.
6 М. Сколник
82
Глава 2
Анализ ограничителей ширины полосы пропускания, проведенный дру-
гими исследователями, показывает, что при небольших отношениях сигнал/
шум уменьшение этого отношения для синусоидального сигнала, присут-
ствующего в узкополосном гауссовом шуме, составляет л/4 (~1 дб). Одна-
ко соответствующим формированием спектра входного шума можно добить-
ся пренебрежимо малого ухудшения. Но при этом надо учесть, что резуль-
таты, полученные на основе анализа только отношений сигнал/шум, не
обязательно окажутся применимыми к процессу обнаружения сигнала,
происходящему при участии оператора или при использовании электронно-
го порогового детектора. Практический анализ процесса обнаружения осно-
вывается на статистических параметрах сигнала и шума и учитывает вероят-
ность обнаружения и ложной тревоги.
Потери из-за приема дополнительных шумов. В некоторых случаях
может оказаться, что в радиолокаторе вместе с полезными импульсами
«сигнал плюс шум» интегрируется некоторое дополнительное количество
мешающих шумовых выборок. Этот дополнительный шум, накладываемый
на полезный сигнал, ухудшает отношение сигнал/шум, что учитывается так
называемыми «потерями из-за приема дополнительных шумов». Последние
влияют на работу радиолокационных индикаторов, разрушая информацию
о дальности, например на экране индикатора типа С (изображение в коорди-
натах «угол места — азимут»). Сигнал, отраженный от цели, находящейся
в данном интервале дальностей, должен на таком экране индикатора проти-
востоять не только энергии шумов, содержащейся в этом интервале дально-
стей, но также энергии шумов от всех других интервалов дальностей при
том же угле места и том же азимуте. В качестве другого примера можно ука-
зать на возникновение таких потерь в тех случаях, когда ширина полосы
видеоканала имеет значение, меньшее оптимального, так как в этом случае
получается такой же эффект, что и при интегрировании дополнительных
шумовых выборок (если только при этом не используется стробирование
по дальности).
Потери из-за приема дополнительных шумов возникают также при
объединении выходов двух (или больше) радиолокационных приемников,
причем сигнал имеется только в одном, а в другом присутствует лишь шум;
так происходит, например, при смешении видеоимпульсов (когда на одном
и том же экране индикатора накладывается больше одного радиолокаци-
онного выходного сигнала) или при применении различной поляризации.
Потери из-за приема дополнительных шумов можно определить выраже-
нием
(2.54)
где (S //V)m+n — приходящееся на импульс отношение сигнал/шум, требуе-
мое для обнаружения цели при наличии т дополнительных шумовых
импульсов, интегрируемых совместно с п импульсами сигнал плюс шум,
a (S/N)n — требуемое отношение сигнал/шум, приходящееся на импульс,
при отсутствии дополнительных шумовых импульсов.
Математическое выражение для потерь, обусловленных приемом допол-
нительных шумов, может быть выведено методом, предложенным Марку-
мом [21, который показал, что интегрирование т шумовых импульсов вме-
сте с п импульсами сигнал плюс шум при отношении сигнал/шум на импульс
S/N эквивалентно интегрированию т + п импульсов сигнал плюс шум,
для каждого из которых отношение сигнал/шум равно (S/N)/Rc. Коэффи-
циент потерь из-за приема дополнительных шумов определяется выраже-
т __ (S/ N)m+n
(S/N)n
Уравнение дальности радиолокации
83
нием
Я = (2.55)
где т — число дополнительных шумовых импульсов; п — число импульсов
сигнал плюс шум. В математическом смысле потери из-за приема допол-
нительных шумов эквивалентны интегрированию т + п импульсных сигна-
лов вместо п [2]. Таким образом, потери из-за приема дополнительных
шумов равны отношению потерь на интегрирование Ц для т + п импуль-
сов к потерям на интегрирование для п импульсов, т. е.
Ле(ш, = (2.56а)
Выражая потери из-за приема дополнительных шумов через коэффициент
улучшения при интегрировании /; (п), получим
ио- <2-56б>
Так, например, пусть вместе с 10 импульсами сигнал плюс шум интегри-
руются 30 шумовых импульсов; Роб[[ = 0,90 и пл.т = 10я. Из фиг. 2.8, б
равно 3,5 дб, а А.;(10) равно 1,7 дб. Следовательно, потери из-за
приема дополнительных шумов составляют 1,8 дб.
Потери, обусловленные неидеальностью используемой аппаратуры.
Мощность передатчика, входящая в уравнение дальности радиолокации,
считается выходной мощностью (пиковой или средней). Однако не все
передающие лампы однородны по качеству; нельзя также полагать, что
рабочие характеристики любой отдельной лампы остаются неизменными
в течение всего срока службы. Таким образом, по тем или иным причинам
реальная излучаемая мощность может оказаться меньше расчетного значе-
ния. Чтобы учесть это, величину излучаемой мощности, входящей в уравне-
ние дальности радиолокации, нужно выбирать меньше номинально уста-
новленной или расчетной мощности. Степень уменьшения мощности, оче-
видно, меняется в зависимости от назначения и типа лампы, однако в связи
с отсутствием точного значения при расчете системы можно принимать
в качестве приближенной величины уменьшение порядка 2 дб.
Оптимальное использование суммарной энергии, содержащейся в отра-
женном от цели сигнале, можно обеспечить лишь с помощью оптимального
(в смысле, определяемом теорией связи) приемника. В реальных условиях
идеально оптимальный приемник создать практически невозможно, поэтому
в радиолокационной системе возникают дополнительные потери. Данные
о потерях, которые могут возникнуть в различных типах неоптимальных
(несогласованных) приемников, приведены в табл. 9.1. Для неоптимального
приемника типичная величина потерь может быть равна ~ 1 дб. Коэффи-
циент шума приемника также может изменяться.
Следует напомнить, что при обычно выбираемом критерии обнаружения
наличие цели фиксируется каждый раз, когда огибающая сигнала пере-
секает пороговый уровень. Период ложной тревоги и пороговый уровень
связаны экспоненциальным соотношением [уравнение (2.26)], поэтому
малейшее изменение порогового уровня может значительно повлиять на
период ложной тревоги. В результате оказывается необходимым принять
пороговый уровень несколько выше расчетного, чтобы в случае нестабиль-
ной работы схем, которая может быть совсем незначительной, период лож-
ной тревоги не уменьшался до недопустимого значения. Величина, на
6*
84
Глава 2
которую нужно увеличить пороговый уровень приемника, зависит от назна-
чения и стабильности схем.
Потери, связанные с работой оператора. Способность оператора наблю-
дать за экраном индикатора и распознавать наличие отраженных импуль-
сов довольно ограничена. «Ширина полосы» информационной способности
оператора составляет ~ 10 гц (20 двоичных единиц информации в 1 сек).
Если оператор устал или имеет недостаточный опыт, то информационная
ширина полосы, которая может быть надлежащим образом использована,
окажется еще меньше. Скорость, с которой информация может быть пред-
ставлена на экране индикатора кругового обзора, во много раз превышает
способности оператора, соответствующие его «ширине полосы пропускания».
Если, например, индикатор насчитывает 180 элементов разрешения по
азимуту и 20 элементов по дальности, то общее число элементов разреше-
ния за один оборот антенны составит 3600. Если один оборот совершается
за 12 сек, то данные на экране индикатора кругового обзора будут воспро-
изводиться со скоростью 300 двоичных единиц в 1 сек. Согласно теореме
Шеннона, это соответствует минимальной ширине полосы 150 гц, которая
намного превосходит «ширину полосы» оператора. Такое несоответствие
может привести к потерям. Потери могут возникнуть, кроме того, за счет
догадок и домыслов, допускаемых оператором при работе.
Основываясь на экспериментальных данных, можно приближенно
определить эффективность оператора следующим эмпирическим выражением:
ео = О,7ф2, (2.57)
где ф — вероятность обнаружения за один обзор (коэффициент эффектив-
ности обнаружения). При этом предполагается, что работа производится
опытным оператором, наблюдающим за экраном индикатора кругового
обзора при благоприятных условиях. При менее благоприятных условиях
эффективность может оказаться несколько меньше. Она не изменяется по
линейному закону в зависимости от вероятности обнаружения ф. Даже при
ф = 1 эффективность составляет лишь 0,7, что соответствует ухудшению
отношения сигнал/шум на 1,5 дб. При вероятности обнаружения за один
обзор 0,5 эффективность оператора равна 0,175, что соответствует потерям
~ 7,5 дб.
Иногда потери, возникающие по вине оператора, могут превысить
несколько децибел. Однако в связи с большим количеством потерь другого
вида их относят к потерям, обусловленным другими причинами, не имеющи-
ми отношения к оператору. К таким видам потерь относятся потери, объяс-
няющиеся тем, что не учтены условия распространения электромагнитных
волн и потери, обусловленные ухудшением работоспособности аппаратуры
в эксплуатации. Очевидно, целесообразно по возможности учитывать все
эти потери отдельно.
Потери, обусловленные ухудшением параметров радиолокатора в экс-
плуатации. При описании работы радиолокационной системы и рассмотре-
нии потерь, возникающих в ней (без учета аномальных условий распростра-
нения), всюду выше предполагалось, что радиолокатор работает в лабора-
торных условиях и обслуживается опытным персоналом. Однако при
работе радиолокатора в эксплуатационных условиях характеристики
ухудшаются даже больше, чем можно учесть указанными выше величинами
потерь, в особенности когда аппаратура эксплуатируется и обслуживается
персоналом, не имеющим достаточного опыта и навыков. До некоторой
степени это относится и к аппаратуре, эксплуатируемой опытными специа-
листами-инженерами при неблагоприятных полевых условиях. Факторами,
Уравнение дальности радиолокации
85
влияющими на ухудшение работоспособности аппаратуры в полевых усло-
виях, являются плохая настройка, низкое качество радиоламп, наличие
водяных паров в передающем тракте, неправильная величина тока кристал-
лического смесителя, увеличение коэффициента шума приемника, большое
время восстановления разрядника антенного переключателя, люфты в ка-
бельных разъемах и т. п.
Чтобы свести к минимуму ухудшения параметров аппаратуры при
работе в полевых условиях, необходимо при проектировании радиолока-
ционных систем предусматривать встроенную автоматическую аппаратуру,
контролирующую рабочие характеристики. Большое значение для поддер-
жания этих характеристик на заданном уровне имеет тщательное наблюде-
ние за контрольными приборами и своевременное профилактическое обслу-
живание. К параметрам радиолокационной станции, которые необходимо
контролировать, относятся мощность передатчика, коэффициент шума
приемника, спектр и (или) форма излучаемого импульса, а также время
восстановления разрядника антенного переключателя.
Оценить с достаточной точностью ухудшение работоспособности аппа-
ратуры в эксплуатационных условиях довольно трудно, так как предска-
зать его невозможно, и они зависит от конкретной конструкции радиоло-
катора и условий работы. Иногда при отсутствии какой-либо другой инфор-
мации принимается ухудшение на 3 дб.
Прочие причины возникновения потерь. В радиолокационной станции,
предназначенной для выделения движущихся целей (радиолокатор с аппаг
ратурой селекции движущихся целей — СДЦ), могут появиться дополни-
тельные потери, не возникающие в радиолокаторе, не имеющем СДЦ. Метод
выделения движущихся целей обусловливает полную потерю чувствитель-
ности для определенных значений радиальной скорости полета самолета
относительно радиолокатора. Эти скорости называются «слепыми». Пробле-
ма, связанная со слепыми скоростями, и соответствующие потери более
детально обсуждаются в гл. 4.
В радиолокаторе с перекрывающимися стробами дальности последние
из практических соображений можно выбирать шире оптимальных. Допол-
нительный шум, обусловленный неоптимальной шириной строба, вызовет
некоторое ухудшение параметров.
Другим фактором, оказывающим заметное влияние на характеристики
дальности радиолокатора, является среда, в которой распространяются
электромагнитные колебания. Кратко этол вопрос рассматривается в сле-
дующем разделе и в гл. 11.
Существует много причин возникновения потерь и неэффективной
работы радиолокатора. Хотя каждый вид потерь в отдельности может
характеризоваться малой величиной, суммарный результат вызывает зна-
чительное ухудшение параметров радиолокационной системы. Очень важно
выяснить источники этих потерь, что поможет не только лучшему прогног
зировар”’о радиолокационной дальности, но и обеспечит минимум потерь
в результате тщательного конструирования.
2.13. ВЛИЯНИЕ УСЛОВИЙ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ КОЛЕБАНИЙ
При анализе характеристик радиолокатора для удобства допускается,
что и радиолокатор, и цель находятся в свободном пространстве. Однако
практически работа радиолокатора лишь в очень редких случаях прибли-
86
Глава 2
жается к условиям работы в свободном пространстве. В качестве примера
такой возможности можно указать на радиолокацию цели, находящейся
на большой высоте непосредственно над радиолокационной станцией.
В большинстве представляющих практический интерес случаев на харак-
теристики радиолокатора оказывает значительное влияние земная поверх-
ность и среда, в которой распространяются электромагнитные колебания.
Иногда факторы, связанные с распространением, играют настолько важ-
ную роль, что все остальные условия, вызывающие ненормальную работу
радиолокатора, становятся незаметными. Влияние их на работу радиолока-
тора в реальных условиях распространения приводит: 1) к затуханию радио-
локационных сигналов при прохождении через атмосферу Земли, 2) к ре-
фракции радиолокационных сигналов атмосферой Земли, 3) к появлению
многолепестковой структуры диаграммы направленности, обусловливаемой
интерференцией прямой и отраженной от земной поверхности волн.
Затухание. Электромагнитные колебания ослабляются газами и водя-
ными парами, находящимися в атмосфере Земли. Результатом является
меньшая по сравнению со свободным пространством интенсивность сигналов.
Величина затухания зависит от рабочей частоты радиолокатора, а также
от газа, содержащегося в среде. Атмосферным затуханием можно суще-
ственно пренебречь на нижнем участке используемого в радиолокации
частотного спектра, но оно может оказаться весьма значительным на часто-
тах, превышающих частоты 10-сантиметрового диапазона. Действительно,
одним из факторов, определяющих верхний предел используемых в радио-
локации частот, является относительно большое затухание колебаний мил-
лиметрового диапазона волн.
Двухстороннее1) затухание радиолокационного сигнала в атмосфере
характеризуется множителем ослабления ехр (—2aR), где а — коэффициент
затухания, a R — дальность. Типовые значения коэффициента затухания
приведены в разд. 11.8. При высоком значении а или большом пути распро-
странения R в уравнение дальности радиолокации необходимо ввести множи-
тель ослабления ехр (—2а/?). Учет этого параметра усложняет определение
реальной дальности с помощью уравнения радиолокации, что объясняется
экспоненциальной зависимостью величин. Приближенный метод решения,
учитывающий затухание, состоит в следующем: сначала решают уравнение
относительно дальности, предполагая отсутствие затухания, а затем умень-
шают найденную таким образом дальность в соответствии с величиной
затухания.
Кроме затухания, вызванного действием атмосферных газов, радиолока-
ционный сигнал претерпевает значительное затухание вблизи границы
прямой видимости (геометрического горизонта) и за ней (разд. 11.6). Зату-
хание электромагнитных волн в зоне дифракции за линией прямой види-
мости настолько значительно, что применительно ко всем практическим слу-
чаям можно утверждать, что нормальная дальность действия радиолокато-
ров ограничена дальностью прямой видимости (геометрическим горизонтом)
или меньше ее.
Рефракция. Плотность атмосферы неравномерна по высоте. Результа-
том этого является искривление радиолокационного луча аналогичное
искривлению светового луча оптической призмой. Искривление радиоло-
кационного луча в нижних слоях атмосферы обусловлено главным образом
действием водяных паров, присутствующих в атмосфере. Плотность атмо-
*) Под двухсторонним понимается затухание радиолокационного сигнала при
его распространении в прямом и обратном направлениях.— Прим. ред.
Уравнение дельности радиолокации
87
сферы выше на малых высотах, вследствие чего искривление траектории
радиоволн обычно происходит в направлении к поверхности Земли. Этим объя-
сняется тот факт, что при достаточной мощности радиолокатор может наблю-
дать цели несколько дальше линии прямой видимости. В некоторых случа-
ях, когда условия оказываются весьма благоприятными, искривление
траектории распространения радиоволн в сторону земной поверхности выра-
жено достаточно резко, и радиолокационная дальность значительно повы-
шается. Это явление называется сверхрефракцией или сверхпреломлением
и представляет собой вид аномального распространения радиоволн. Перепад
плотности водяных паров такжеможет оказаться таким, что траектория ра-
диоволн будет изгибаться кверху и радиолокационная дальность окажется
меньше нормальной. Влияние аномальных условий распространения радио-
волн на работу радиолокатора можно предсказать заранее при наличии
достаточных метеорологических данных. Однако процесс получения соот-
ветствующих сведений требует больших затрат, и, за исключением специ-
альных случаев, его нельзя вводить в повседневную практику радиолока-
ции, что, к сожалению, является большим недостатком, так как влияние
условий аномального распространения иногда оказывается весьма замет-
ным и становится основной причиной неточностей в определении дальности
действия радиолокационных станций.
Многолепестковая диаграмма направленности антенны. Земная поверх-
ность не только ограничивает дальность прямой видимости, но и оказывает
сильное влияние на зону действия радиолокатора при обнаружении целей,
находящихся в зоне прямой видимости. К цели двумя различными путями
приходят два сигнала. Один идет по прямому пути от радиолокатора до це-
ли; путь другого связан с отражением от земной поверхности. Оба сигнала
могут интерферировать таким образом, что в зависимости от относительной
фазы происходит либо ослабление, либо усиление результирующего сигна-
ла, вследствие чего отраженный сигнал будет больше или меньше, чем при
распространении в свободном пространстве1). В разд. 11.2 показано, что
дальность действия радиолокатора под определенными углами места (за
счет возникновения провалов в зоне обнаружения под другими углами места)
может быть теоретически увеличена приблизительно в 2 раза по сравнению
с дальностью, получаемой при распространении радиоволн в свободном
пространстве.
2.14 ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Расчет дальности действия радиолокационной станции. В настоящей
главе кратко рассмотрены некоторые наиболее важные факторы, которые
необходимо учитывать при расчете дальности действия. Уравнение даль-
ности радиолокации (2.1) после введения изменений, указанных в настоя-
щей главе, принимает вид
г>4 1_BcpGAQanEi (ч) ехр ( 2<х/?макс) zq гр\
Кмакс- (^kToFniB^fAS/N)^ ’
где 7?макс— максимальная дальность действия радиолокатора, м, G —
коэффициент усиления антенны; А — площадь (раскрыв) антенны, м2;
Q — к. п. д. антенны; п —число интегрируемых импульсов; Et(n) —эффек-
х) Аналогичное явление происходит и прн распространении отраженного сигнала
в направлении к радиолокационной станции.— Прим. ред.
88
Глава 2
тивность интегрирования (меньше 1); Ls — потери в системе (больше 1),
не учтенные другими параметрами; а — коэффициент затухания; о —
эффективная площадь рассеяния цели, jn2; Fn — коэффициент шума; k —
постоянная Больцмана, 1,38-\д~23 дж! град-, То—стандартная температура,
290° К; Вп — ширина полосы шумов приемника, гц-, т — длительность им-
пульса, сек-, fr — частота повторения импульсов, гц-, (S/N)t— отношение
сигнал/шум, требуемое на выходе приемника (для обнаружения единич-
ного импульса).
В некоторых случаях более выгодно заменить Pcp/fr = Pt? на Ет —
энергию импульса. При использовании уравнения дальности радиолокации
могут оказаться полезными другие вспомогательные выражения
„ eBfr (2.30)
в 6wm ’
г, 4лЯо G~ Tf ’ (2.48)
Лт __ Pt -т/г (коэффициент заполнения). (2.59)
р т - п - п (2.60)
1 Л.Т. о 'Г п ’ ^П1 Л’Т "л«т
впт « 1 (для большинства случаев), (2.61)
„ 65Х (2.49)
U в = —у— ,
где пв— число импульсов, принятых диаграммой направленности антенны
в пределах ширины луча QB на уровне половинной мощности; (о,„ —ско-
рость вращения антенны, об!мин\ Pt — пиковая мощность; Рл т — вероят-
ность ложной тревоги; Тл,т — средний период ложной тревоги; I — линей-
ный размер антенны.
Для получения величины (S/N)l при заданных вероятностях обнару-
жения и ложной тревоги можно воспользоваться кривыми фиг. 2.7. Вероят-
ность ложной тревоги определяется заданным средним периодом ложной
тревоги [уравнение (2.60)]. При последетекторном интегрировании п импу-
льсов можно получить коэффициент улучшения при интегрировании из
фиг. 2.8, а. При флуктуирующей эффективной площади рассеяния цели
необходимо в уравнение дальности радиолокации подставить среднее зна-
чение о, а отношение сигнал/шум, приходящееся на импульс, и коэффициент
улучшения при интегрировании видоизменить согласно фиг. 2.23 и 2.24
соответственно. Максимальная дальность действия радиолокатора предста-
вляет собой статистическую величину, зависящую главным образом от о,
(S//V)i и факторов, связанных с распространением радиоволн. Выведенное
в настоящей главе уравнение дальности радиолокации относится в первую
очередь к импульсному радиолокатору, хотя его можно без особого труда
видоизменить применительно к радиолокаторам, работающим в режиме
непрерывных колебаний, к радиолокаторам с частотной модуляцией непре-
рывных колебаний, к импульсно-допплеровским станциям, к радиолокато-
рам с аппаратурой селекции движущихся целей или к радиолокационным
станциям сопровождения. Уравнение (2.58) можно в общем случае приме-
нить к радиолокатору с излучением непрерывных колебаний, если вместо
Pcv/fr представить Et (энергию, излучаемую в течение времени наблюдения
цели /) и если коэффициент улучшения при интегрировании приравнять к 1.
Уравнение для определения дальности радиолокации строго справедли-
во для дальней зоны антенны (зона Фраунгофера). Если цель находится
в зоне Френеля [У? С (Оа + £>ц)2 А, где Da — диаметр антенны, £>ц — диа-
Уравнение дальности радиолокации
89
метр цели, а Л — длина волны], то коэффициент усиления антенны G и эффек-
тивная площадь антенны, определенные нами для дальней зоны, умень-
шаются. В общем случае зона Френеля значительно меньше дальностей,
практически используемых в радиолокации, и обычно ею можно прене-
бречь. Однако при крупногабаритной антенне и длинах волн, лежащих
в короткой части сантиметрового диапазона волн, не всегда можно прене-
бречь зоной Френеля. Так, например, для антенны с диаметром ~ 36 м,
работающей на частоте 8000 Мгц, величина D2 составляет приблизительно
35 км. Коэффициент усиления антенны в зоне Френеля можно восстановить,
фокусируя антенну на дальность до цели.
Пожалуй, наиболее важным фактором, не отраженным в явном виде
в уравнении (2.58), является влияние аномального распространения радио-
волн. Трудно точно учесть влияние условий распространения, хотя можно
принять рациональные коэффициенты, учитывающие предельное воздей-
ствие условий распространения на дальность радиолокации.
В качестве критерия для оценки относительных характеристик радио-
локатора принят коэффициент эффективности радиолокатора, определяе-
мый как отношение импульсной мощности радиолокационного передатчика
к мощности минимального обнаруживаемого приемником сигнала1).
Дальнейший анализ уравнения дальности радиолокации приводится
в гл. 13, где оно используется как основное соотношение при проектирова-
нии радиолокационных систем.
Коэффициент эффективности обнаружения и вероятности обнаружения.
Практическое измерение рабочих характеристик эксплуатируемых радиоло-
кационных станций производится при полете самолета по радиальному кур-
су, причем при каждом обзоре антенны фиксируется факт обнаружения
или пропуска цели. Этот процесс повторяется много раз до тех пор, пока
не будет накоплено достаточно данных для вычисления отношения среднего
числа обзоров, при которых наблюдалась цель на данной дальности (отмет-
ки цели), к общему числу возможных случаев наблюдения (обзоры). Это
отношение называется коэффициентом эффективности обнаружения. Он
представляет собой вероятность обнаружения за обзор для данной цели
при определенных дальности, высоте и ракурсе. Обычно рассматриваются
ракурсы, соответствующие встречному или удаляющемуся курсу. Эти слу-
чаи наиболее легко обеспечить при экспериментах в реальных эксплуата-
ционных условиях. Коэффициент эффективности обнаружения, найденный
экспериментальным путем, имеет много ограничений, однако может быть
использован для оценки работоспособности реальной радиолокационной
аппаратуры, работающей в контролируемых до некоторой степени и в реаль-
ных условиях эксплуатации.
На фиг. 2.29 приведены расчетные кривые коэффициента эффективности
обнаружения. Они построены по данным фиг. 2.22 в предположении, что
радиолокатор интегрирует 10 импульсов, а число ложных тревог ил.т — Ю8.
Три кривые построены соответственно для случаев нефлуктуирующей эффек-
тивной площади рассеяния цели (случай 5), эффективной площади рассея-
ния, флуктуации которой подчиняются релеевскому закону распределения
с корреляцией от обзора к обзору (случай 1), и эффективной площади рассе-
яния с флуктуациями по релеевскому закону, но с корреляцией от импульса
J) В отечественной литературе иногда для этой цели применяют термин «потен-
циал станции», учитывающий часто не только отношение мощностей излучаемого'
и минимального обнаруживаемого сигналов, но и коэффициент усиления антенны.—
Прим. ред.
90
Глава 2
к импульсу (случай 2). По оси абсцисс отложена относительная дальность
/?Б0, при которой вероятность обнаружения цели для случая нефлуктуирую-
щей эффективной площади рассеяния равна 0,50.
Фиг. 2.29. Примеры теоретических кривых коэффициента эффективности
обнаружения.
Число интегрируемых импульсов п= 10; ”лт= 10S. Случай 5 относится к нефлуктунрующ< й
эффективной площади рассеяния цели; случай 1 — к флуктуациям эффективной площади рассея-
ния, описываемым релеевским законом распределения при корреляции от обзора к обзору; слу-
чай 2 — к флуктуациям площади рассеяния по релеевскому закону с корреляцией от импульса
к импульсу. /?зо= 1 соответствует дальности, на которой коэффициент эффективности обнаруже-
ния для нефлуктуирующей цели равен 0,50.
Зависимость коэффициента эффективности обнаружения от дальности
нельзя смешивать с зависимостью интегральной вероятности обнаружения
от дальности. Последняя определяется как интегральная вероятность обна-
ружения данной цели в момент достижения ею данной дальности. Она может
быть вычислена, исходя из коэффициента эффективности обнаружения и ско-
рости обзора.
ЛИТЕРАТУРА
1. Радиолокационная техника, изд-во «Сов. радио», 1949.
2. Marcum J. I., A Statistical Theory of Target Detection by Pulsed Radar. Ma-
thematical Appendix, IRE Trans., IT-6, 145—267 (April 1960).
3. Hollis R., False Alarm Time in Pulse Radar, Proc. IRE, 42, 1189 (July 1954).
4. Кинг P., У Тай-Цзунь, Рассеяние и дифракция электромагнитных волн,
ИЛ, 1962.
5. S w е г 1 i n g Р., Probability of Detection for Fluctuating Targets, IRE Trans.,
IT-6, 269—308 (April 1960).
6. Schwartz M., Effects of Signal Fluctuation on the Detection of Pulse Signals
in Noise, IRE Trans.,' IT-2, 66—71 (June 1956).
7. Swtf 1 i ng P., Detection of Fluctuating Pulsed Signals in the Presence of Noise»
IRE Trans., IT-3, 175—178 (September 1957).
Уравнение дальности радиолокации 91
8. Феллер В., Введение в теорию вероятностей и ее приложения (дискретные
распределения), ИЛ, 1952.
9. Sponsler G. С., First-order Markov Process Representation of Binary Radar
Data Sequences, IRE Trans., IT-3, 56—64 (March 1957)
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Аренберг А. Г., Распространение дециметровых и сантиметровых волн, изд-во
«Сов. радио», 1957.
Вентцель Е. С., Теория вероятностей, Физматгиз, 1958.
Гнеденко Б. В., Курс теории вероятностей, ГТТИ, 1950.
Гольдман С., Гармонический анализ, модуляция, шумы, ИЛ, 1951.
Г у т к и н Л. С., Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных
помехах, Госэнергоиздат, 1961.
Левин Б. Р., Теория случайных процессов и ее применение в радиотехнике,
изд-во «Сов. радио», 1960.
3
Радиолокационные станции
с непрерывным излучением
и частотной модуляцией
излучаемых колебаний
3.1 ЭФФЕКТ ДОППЛЕРА
В основе обнаружения радиолокационными станциями целей и опреде-
ления их местоположения в пространстве лежит излучение электромагнит-
ной энергии и анализ возвращающихся отраженных сигналов. Импульсная
радиолокационная станция излучает относительно короткий импульс элек-
тромагнитной энергии, после чего включается приемник для приема отра-
женного сигнала. Отраженный сигнал не только указывает на наличие цели;,
время, истекшее между моментом излучения импульса и моментом приема
отраженного импульса, является мерой расстояния до цели. Разделение
отраженного и излученного сигналов основывается на разнице во времени
их излучения и приема.
Радиолокационный передатчик может работать не в импульсном режи-
ме, а непрерывно, если имеется возможность отделить сильный зондирую-
щий сигнал от слабого отраженного. Мощность принятого отраженного
сигнала значительно меньше излучаемой мощности. Она может составлять
10-18 часть излучаемой мощности, а иногда даже меньше. Разделить слабый
отраженный сигнал и сильный просачивающийся от передатчика сигнал
можно с помощью отдельных антенн для передачи и приема, однако такая
развязка обычно недостаточна.
При наличии относительного перемещения радиолокационной станции
и цели для разделения принятого сигнала и сигнала передатчика можно
применить метод, основанный на определении изменения частоты отражен-
ного сигнала, вызванного эффектом Допплера. Если для. обнаружения
используется допплеровский сдвиг частоты, то не требуется чрезвычайно
больших развязок между антеннами, так как наличие в приемнике части
энергии зондирующего сигнала не является принципиально вредным. Во
многих случаях это даже необходимо для определения сдвига частоты отра-
женного сигнала.
Из оптики и акустики хорошо известно, что если источник колебаний
или наблюдатель находится в относительном движении, то происходит
кажущийся сдвиг частоты. В этом и состоит эффект Допплера, используемый
в радиолокаторах с непрерывным излучением колебаний. Если расстояние
от радиолокатора до цели равно R, то общее число длин волн X, соответствую-
щих двойному пути между радиолокатором и целью (в прямом и обратном
направлениях), равно 27?/Х. Принимается, что расстояние 7? и длина волны
X измерены в одних и тех же единицах. Так как одна длина волны соответ-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
93
ствует изменению фазы колебаний на 2л рад, то общее изменение фазы <р
электромагнитных колебаний за время, необходимое для достижения цели
и возвращения обратно, составит 4л/?/1 рад. Если цель движется, то рас-
стояние R и фаза <р непрерывно меняются. Изменение фазы <р во времени
эквивалентно возникновению колебаний с частотой, которая представляет
собой допплеровскую угловую частоту <od, определяемую выражением
О г dq 4л dR 4лог ..
Wd = 2л fd = -d- = , (3.1)
где fd — допплеровский сдвиг частоты или частота Допплера; vr — радиаль-
ная скорость цели относительно радиолокатора.
Допплеровский сдвиг частоты определяется выражением
= (3.2а)
где|0— частота передатчика; с— скорость распространения электромагнит-
ной энергии, равная 3 • 108 м/сек. Если fd выражается в гц, vr— в м/сек и А —
в см, то формула принимает вид
Графически эта зависимость представлена на фиг. 3.1.
Относительную скорость можно представить как vT = v cos 0, где v —
скорость цели, а 0 — угол между траекторией цели и линией, соединяющей
радиолокатор с целью (линией визирования цели). При 0 = 0° допплеров-
Ф и г. 3.1. Зависимость допплеровского сдвига частоты [уравнение (3.26)] от рабочей
частоты радиолокатора и радиальной (относительной) скорости цели.
ская частота имеет максимальное значение. Допплеровская частота равна
нулю, когда траектория цели перпендикулярна линии визирования цели
радиолокатором (0 = 90°).
94
Глава 3
Радиолокаторы, работающие в режиме непрерывных модулированных
или немодулированных колебаний, получили широкое распространение.
На ранней стадии развития радиолокации исследователи работали почти
исключительно с непрерывными, а не импульсными колебаниями. Двумя
наиболее важными ранними работами, в которых использован принцип излу-
чения непрерывных колебаний, являются радиолокационный взрыватель
и радиолокационный высотомер с частотно-модулированными непрерывными
колебаниями. Радиолокационные взрыватели, излучающие непрерывные
колебания, были применены впервые'в артиллерийских снарядах во время
второй мировой войны. Они значительно повысили эффективность как поле-
вой, так и зенитной артиллерии.
Радиолокатор, работающий в режиме непрерывных колебаний, предста-
вляет интерес не только в связи с многочисленными областями применения.
Изучение принципов его работы способствует также лучшему пониманию
характера и методов использования информации о допплеровском сдвиге
частоты, содержащейся в отраженном сигнале, как в случае применения
радиолокатора с непрерывными колебаниями, так и при работе импульсного
радиолокатора с аппаратурой селекции движущихся целей. Кроме разделе-
ния принятого и зондирующего сигналов, радиолокатор с излучением непре-
рывных колебаний, выделяющий частоту Допплера, обеспечивает изме-
рение относительной скорости, которая может быть использована для селек-
ции движущихся целей на фоне отражений от неподвижных объектов («ме-
шающий фон»).
3.2 РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ С НЕПРЕРЫВНЫМ
ИЗЛУЧЕНИЕМ КОЛЕБАНИЙ
Рассмотрим простейшую радиолокационную станцию с непрерывным
излучением колебаний, блок-схема которой приведена на фиг. 3.2, а. Пере-
датчик генерирует непрерывные (немодулированные) колебания частоты
f о, излучаемые антенной. Часть излучаемой энергии попадает на цель и рас-
сеивается частично в направлении радиолокационной станции, где она ула-
вливается приемной антенной. Если цель движется со скоростью vT отно-
сительно станции, то, согласно уравнению (3.2), частота принятого сигнала
сдвинется относительно частоты передатчика /она величину ±fd. Доппле-
ровская частота имеет знак плюс, когда расстояние между радиолокацион-
ной станцией и целью уменьшается (цель приближается), т. е. частота при-
нятого сигнала больше частоты зондирующего сигнала. Знак минус соответ-
ствует увеличению расстояния (цель удаляется). Принятый отраженный
сигнал с частотой /0 ± fd поступает в радиолокатор через антенну и смеши-
вается в детекторе (смесителе) с частью сигнала передатчика fg, при этом
возникает биение с допплеровской частотой fd. В процессе смешения знак
fd теряется.
Усилитель допплеровской частоты предназначен для устранения отра-
женных сигналов от неподвижных объектов и для усиления допплеровского
отраженного сигнала до уровня, позволяющего срабатывать индикаторному
устройству. Его частотная характеристика показана на фиг. 3.2,6. Нижняя
предельная частота должна иметь величину, достаточно большую, для пода-
вления постоянной составляющей, обусловленной отражениями от непод-
вижных объектов, но достаточно низкую для пропускания наименьшей ожи-
даемой допплеровской частоты. Иногда эти условия не совместимы и следует
принять компромиссное решение. Верхняя предельная частота выбирается
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
95
из расчета обеспечения прохождения наивысшей ожидаемой допплеровской
частоты.
В качестве индикатора могут служить наушники или частотомер. Если
не требуется точного знания допплеровской частоты, то предпочтение отдает-
ся наушникам при условии, что допплеровские частоты лежат в звуковом
диапазоне, воспринимаемом человеческим ухом. Достоинство наушников
состоит не только в простоте устройства; следует учесть, что действие чело-
веческого уха аналогично реакции избирательного полосового фильтра
£
а
6
Фиг. 3.2. Блок-схема простейшего радиолокатора с непрерывным излучением коле-
баний (а) и частотная характеристика усилителя допплеровской частоты (б).
с полосой пропускания порядка 50 гц, центрированной относительно частоты
сигнала. Узкополосная характеристика человеческого уха обусловливает
эффективное увеличение отношения сигнал/шум для отраженного сигнала.
Когда целями являются дозвуковые самолеты, а частоты передатчика лежат
в середине сантиметрового диапазона волн, допплеровские частоты обычно
попадают в полосу пропускания человеческого уха. Так, например, макси-
мальная допплеровская частота, возникающая при полете самолета со ско-
ростью 1000 км/час, равна примерно 6000 гц при X = 10 см. Если желатель-
но использовать звуковую индикацию для таких сочетаний скорости цели
и частоты передатчика, в результате которых не получается допплеровских
частот звукового диапазона, то допплеровский сигнал можно подвергнуть
гетеродинированию для получения колебаний звукового диапазона. Доп-
плеровская частота может быть также выделена и измерена частотомерами,
обычно такими, в которых производится счет периодов колебаний.
Примером использования принципа радиолокации на непрерывных
колебаниях может служить радиолокационный взрыватель, успешно при-
менявшийся во время второй мировой войны для подрыва артиллерийских
снарядов. Может показаться странным, что такой артиллерийский взрыва-
тель классифицируется как радиолокационное устройство. Однако следует
иметь в виду, что он выполняет основные функции радиолокатора — обнару-
жение и определение местоположения отражающих объектов с помощью
•96
Глава 3
радиосредств. Сравнение блок-схемы радиолокационного взрывателя
(фиг. 3.3) с блок-схемой радиолокатора с излучением непрерывных колеба-
ний (фиг. 3.2) еще более наглядно иллюстрирует аналогию между этими
двумя системами. В радиолокационном взрывателе как для передачи, так
и для приема применяется одна лампа, работающая в качестве автодина.
Антенна
Фиг. 3.3. Блок-схема радиолокационного взрывателя.
Отраженный сигнал детектируется в анодной цепи автодина. Как и в про-
стейшем радиолокаторе с непрерывными колебаниями, усилитель допплеров-
ской частоты радиолокационного взрывателя имеет частотную характери-
стику, соответствующую ожидаемому диапазону допплеровских частот.
Если сигнал на выходе усилителя допплеровской частоты имеет достаточную
величину, то включается цепь управления, выполненная обычно на тиратро-
не, и срабатывает запальное устройство.
Развязка между передатчиком и приемником. Как в радиолокационном
взрывателе, так и в описанном выше простейшем радиолокаторе с непрерыв-
ными колебаниями, для передачи и приема используется одна антенна.
Принципиально в таких системах всегда можно применять одну антенну,
так как требуемая развязкг Между зондирующим и принятым сигналами
достигается п тем частотного разделения н результате эффекта Лыгплера-
Однако практически невозможно полностью устранить просачивание сигна-
ла передатчика в приемный тракт системы. Но подобное просачивание не
всегда нежелательно. Попадание в приемник вместе с отраженным сигналом
умеренного количества энергии, излучаемой передатчиком, может обеспе-
чить создание требуемого опорного сигнала для выделения допплеровского
сдвига частоты. При отсутствии просачивающегося сигнала достаточной
величины необходимо было бы специально вводить в приемник часть сигна-
ла передатчика для получения требуемой опорной частоты.
Величина допустимой просачивающейся в приемник мощности передат-
чика ограничивается следующими двумя факторами, имеющими практическое
значение: 1) максимальной величиной мощности, которую могут выдержать
цепи приемника без повреждения или снижения чувствительности, и 2) вели-
чиной шумов передатчика, обусловленных фоном переменного тока, пара-
зитным микрофонным эффектом и нестабильностью, влияющими на работу
приемника. Дополнительный шум, вводимый передатчиком, уменьшает чув-
ствительность приемника. За исключением тех случаев, когда радиолокатор
с непрерывным излучением колебаний работает при относительно низкой
мощности передатчика и малочувствительном приемнике, как это происхо-
дит в радиолокационном взрывателе, обычно требуется дополнительная раз-
вязка между передатчиком и приемником, чтобы не допустить ухудшения
чувствительности в результате либо повреждения входных -цепей, либо
появления больших дополнительных шумов.
Требуемая величина развязки зависит от мощности и сопровождающего
шума передатчика, а также от прочности и чувствительности приемника. Так,
например, если безопасное значение мощности, которую можно подвести
Радиолокационные станции с непрерывным излучением 97
к приемнику, составляет 10 мет, а мощность передатчика равна 1 кет, то
развязка между передатчиком и приемником должна составлять 50 дб.
Величина развязки, необходимая для обеспечения работы радиолока-
тора с излучением непрерывных колебаний, чаще определяется шумом,
сопровождающим просачивающийся сигнал передатчика, а не повреждени-
ем, вызываемым воздействием большой мощности. Пусть, например, развяз-
ка между передатчиком и приемником такова, что в приемник просачивает-
ся 10 мет мощности сигнала передатчика. Если мощность минимально обна-
руживаемого сигнала равна 10~13 вт (100 дб ниже 1 мет), то шум передатчи-
ка должен быть по крайней мере на 110 дб (предпочтительно на 130—140 дб)
ниже уровня сигнала несущей частоты передатчика.
Шум передатчика, влияющий на работу допплеровских радиолокаци-
онных станций, включает составляющие шума, лежащие в пределах того же
частотного диапазона, что и допплеровские частоты. Чем больше заданная
дальность радиолокации, тем более жесткие требования предъявляются
к снижению шумовой модуляции, сопровождающей сигнал передатчика.
Полное устранение непосредственного просачивания сигнала в приемник
еще целиком не решает проблемы развязки, так как сигналы,отраженные
от близлежащих местных предметов, могут также содержать шумовые соста-
вляющие зондирующего сигнала.
Следует напомнить (разд. 1.3), что приемник импульсной радиолока-
ционной станции изолирован и защищен от вредного влияния импульсного
передатчика быстродействующим антенным переключателем, который в пери-
од работы передатчика накоротко замыкает вход приемника. В радиолока-
торе с излучением непрерывных колебаний выключить приемник на время
передачи сигнала с помощью устройства, аналогичного разряднику антенно-
го переключателя, невозможно, так как передатчик работает непрерывно.
Развязку между передатчиком и приемником при работе на одну антенну
можно обеспечить с помощью гибридного волноводного перехода, циркуля-
тора, турникетного соединения или различной поляризации. Можно также
использовать отдельные антенны для передачи и приема. Величина развяз-
ки, которая легко обеспечивается между плечами реальных гибридных вол-
новодных переходов типа «магическое» Т (согласованный дифузел), гибридно-
го кольца или элемента связи с «короткой» щелью, составляет ~20—30 дб.
В некоторых случаях при очень высокой точности изготовления элементов
можно добиться развязки 60 дб или больше. К сожалению, гибридный вол-
новодный переход вносит потери 6 дб, что является следствием непроизво-
дительной потери половины излучаемой мощности и половины мощно-
сти принятого сигнала. Как неизбежные большие потери, так и трудности
в обеспечении большой величины развязки ограничивают применение гиб-
ридных волноводных переходов радиолокаторами ближнего действия.
Ферритовые развязывающие устройства, например циркуляторы, не
имеют потерь в 6 дб, возникающих в гибридном волноводном переходе.
В реальных устройствах развязка составляет величину ~ 20—50 дб. Турни-
кетные соединения могут обеспечить развязку ~ 40—60 дб.
Ортогональные поляризации для передачи и приема используются
только в радиолокаторах ближнего действия, что объясняется относительно
малой величиной получаемой развязки.
Важным фактором, ограничивающим использование развязывающих
устройств в случае применения общей антенны, является отражение ею
части излучаемых колебаний обратно в передающий тракт. Антенну никогда
не удается идеально согласовать со свободным пространством; всегда про-
исходит отражение зондирующего сигнала обратно к приемнику. Коэффи-
7 М. Сколник
98
Глава 3
циент отражения от несогласованной антенны, имеющей коэффициент стоя-
чей волны по напряжению (КСВН) о, равен |g| — (ст—1)/(ст + 1). Таким
образом, если необходимо обеспечить развязку 20 дб, то коэффициент стоя-
чей волны по напряжению должен быть меньше 1,22, а для развязки 40 дб —
меньше 1,02.
Наибольшие развязки получаются при применении двух физически
отделенных друг от друга антенн: одной —для передачи и другой —для
приема. При использовании антенн с высоким коэффициентом усиления
можно получить развязки ~ 80 дб или больше. Чем более направленными
являются диаграммы излучения и приема антенн и чем дальше расстояние
между ними, тем больше величина развязки. Достичь больших величин
развязки невозможно, если конструктор, исходя из условий применения,
ограничен в выборе конструктивных параметров антенны. Так, например,
типичная величина развязок между передающей и приемной антеннами на
управляемых снарядах может достигать значения — 50 дб в 10-сантиметро-
вом диапазоне волн и 20 дб в 30-сантиметровом диапазоне.
Дальнейшее увеличение развязки можно получить, введя некоторую
определенную часть сигнала передатчика непосредственно в приемник. Фаза
и амплитуда этого сигнала регулируются таким образом, чтобы скомпенси-
ровать сигнал передатчика, просачивающийся в приемник через приемную
антенну. Таким способом может быть получена дополнительная развязка
в 10 дб и более [1 ]. Другой метод повышения развязки между раздельными
антеннами заключается в применении материала, поглощающего электро-
магнитные колебания, или металлических экранов, устанавливаемых между
антеннами.
Хотя применение двух антенн может обеспечить высокую степень раз-
вязки, однако при этом уменьшается эффективная площадь антенны.
Если площадь каждой из двух антенн равна А, то общая площадь антенн
будет 2 А. Если для передачи и приема применяется одна антенна, площадь
которой составляет 2А, то, согласно уравнению (2.1), ее эффективность будет
на 6 дб выше (принятый сигнал больше в 4 раза), чем у двух отдельных
антенн с такой же общей площадью. Использование двух отдельных антенн
не только уменьшает эффективную площадь, но и приводит к несколько
более сложному механическому монтажу, а также усложняет проблему скани-
рования по сравнению со случаем применения одной общей антенны. Тем
не менее очень часто можно пренебречь этими недостатками, в особенности
если требуются большие развязки, которые другими способами получить
невозможно.
Супергетеродинный приемник. Приемник простейшего радиолокатора
с излучением непрерывных колебаний, блок-схема которого приведена
на фиг. 3.2, в некотором отношении аналогичен супергетеродинному при-
емнику. Приемники такого типа называются приемниками на нулевых бие-
ниях или супергетеродинными приемниками с нулевой промежуточной
частотой, функцию местного гетеродина выполняет просачивающийся сиг-
нал от передатчика. Конструкция приемника такого типа проще, чем прием-
ника с обычной промежуточной частотой, так как нет необходимости в при-
менении усилителя промежуточной частоты или местного гетеродина. Однако
более простой приемник не достаточно чувствителен вследствие повышен-
ного шума на низких промежуточных частотах, обусловленного так назы-
ваемым фликкер-эффектом. Шум, связанный с этим явлением и получивший
название мерцательного, возникает в полупроводниковых приборах, напри-
мер в кристаллических детекторах, и в катодных цепях электронных ламп.
Мощность шумов; обусловленных фликкер-эффектом, изменяется пропорци-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
99
онально l/fa, где а « 1. В противоположность этим шумам дробовые или
тепловые шумы не зависят от частоты. Таким образом, в диапазоне низких
частот (звуковых или видеочастот), где обычно лежат допплеровские часто-
ты, детектор приемника непрерывных колебаний может внести значитель-
ные мерцательные шумы, обусловливающие снижение чувствительности
приемника. В маломощных радиолокаторах ближнего действия это умень-
шение чувствительности допустимо, так как его можно скомпенсировать
Передающая
Фиг. 3.4. Блок-схема допплеровского радиолокатора с непрерывным излучением
колебаний и приемником ненулевой промежуточной частоты.
умеренным увеличением раскрыва антенны и (или) дополнительной мощно-
стью передатчика. Однако, чтобы достичь максимальной эффективности
радиолокатора непрерывных колебаний, нельзя допускать снижения чув-
ствительности, вызываемого простейшим приемником допплеровского типа
с нулевой промежуточной частотой.
Величину мерцательных шумов можно сделать небольшой по сравнению
с нормальным шумом супергетеродинного приемника, использовав достаточ-
но высокую промежуточную частоту; это объясняется обратно пропорцио-
нальной зависимостью мерцательных шумов от частоты. На фиг. 3.4 приве-
дена блок-схема радиолокатора с непрерывным излучением колебаний,
приемник которого работает на ненулевой промежуточной частоте. Показаны
отдельные антенны для передачи и приема. Вместо обычного местного гете-
родина, применяемого в супергетеродинном приемнике, используется опор-
ный сигнал, получаемый при смешении части сигнала передатчика и гене-
рируемого местного сигнала, частота которого равна промежуточной часто-
те приемника. Так как выходной сигнал смесителя состоит из двух боковых
полос, расположенных по обе стороны от несущей, а также из более высоких
гармоник, то в качестве опорного сигнала с помощью узкополосного фильтра
выбирается одна из боковых полос. Приемник такого типа иногда называет-
ся супергетеродинным приемником с боковой полосой.
В принципе опорный сигнал может быть сформирован отдельным мест-
ным гетеродином так же, как в обычном супергетеродинном приемнике, но
для этого следует принять некоторые меры, обеспечивающие стабильность
частот гетеродина и передатчика. В схеме, приведенной на фиг. 3.4, необхо-
димо обеспечить стабильность лишь генератора промежуточной частоты.
7*
100
Глава 3
Так как он работает на более низкой частоте, чем местный гетеродин, то гене-
ратор промежуточной частоты легче стабилизировать, чем передатчик или
отдельный местный гетеродин. Если в передатчике непрерывных колебаний
(фиг. 3.4) происходит медленный уход частоты, то такой же уход претерпе-
вает опорная частота, и разностная (промежуточная) частота остается неиз-
менной при условии стабильности генератора промежуточной частоты.
Повышение чувствительности приемника при использовании промежуточ-
ной частоты может составить 30 дб по сравнению с простейшим приемником,
показанным на фиг. 3.2.
Ширина полосы пропускания приемника. Одно из требований, предъя-
вляемых к усилителю допплеровской частоты в простейшем радиолокаторе
с излучением непрерывных колебаний (фиг. 3.2) или к усилителю проме-
жуточной частоты супергетеродинного приемника с боковой полосой, состо-
ит в необходимости иметь достаточно широкую полосу пропускания в ожи-
даемом диапазоне допплеровских частот. В большинстве представляющих
-н
п
Частота Частота
а 6
Фиг. 3.5. Частотные спектры непрерывных колебаний бесконечной (а) и конечной
(б) длительности.
По оси ординат отложено отношение энергия/шнрина спектра в гц.
практический интерес случаев ожидаемый диапазон допплеровских частот
будет значительно шире частотного спектра, занимаемого сигналом. Следо-
вательно, использование широкополосного усилителя, перекрывающего ожи-
даемый диапазон допплеровских частот, приведет к повышению шума и сни-
жению чувствительности приемника. Если допплеровский сдвиг частоты
отраженного сигнала известен заранее, то можно применить узкополосный
фильтр, ширина полосы которого достаточна для уменьшения чрезмерного
шума без значительного подавления энергии сигнала. Если известна форма
отраженного сигнала, а также частота несущей, то можно рассчитать согла-
сованный фильтр (разд. 9.2).
На распределение энергии непрерывного сигнала в конечной полосе
частот влияют несколько факторов, которые необходимо иметь в виду при
приближенном определении ширины полосы пропускания, требуемой для
узкополосного фильтра допплеровских частот.
Если принятый сигнал представляет собой синусоидальное колебание
бесконечной длительности, то его частотный спектр характеризуется дельта-
функцией (фиг. 3.5, а), а ширина полосы пропускания приемника будет
бесконечно мала. Однако практически не существуют синусоидальные коле-
бания бесконечной длительности и бесконечно малая ширина полосы пропу-
скания. Более реальным случаем является отраженный сигнал, представля-
ющий собой синусоидальное колебание конечной, а не бесконечной длитель-
ности. Частотный.спектр синусоидального колебания конечной длительно-
сти определяется выражением [sin л (/—f0) б]/л (/—f0), где f0 и 6— соот-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
101
ветственно частота и длительность синусоидального колебания, a f — частот-
ная переменная, по которой построен спектр (фиг. 3.5,6). В реальных прием-
никах можно получить только приближенную величину такой характери-
стики. (Следует заметить, что она аналогична спектру импульса синусои-
дальных колебаний; единственное отличие состоит в относительной
длительности 6.) Во многих случаях отраженный сигнал не является чистым
синусоидальным колебанием конечной длительности, но претерпевает возму-
щения, связанные с флуктуациями эффективной площади рассеяния, уско-
рениями цели, флуктуациями, обусловленными сканированием и т. п.,
которые приводят к дальнейшему расширению полосы пропускания. Неко-
торые из этих эффектов, вызывающих расширение спектра, рассматривают-
ся ниже.
Предположим, что имеется радиолокатор, работающий в режиме непре-
рывного излучения колебаний. Антенна с шириной луча 6В град произво-
дит сканирование со скоростью 6S град/сек. Время облучения цели (длитель-
ность принятого сигнала) равно 6 = 0B/0S сек. Таким образом, сигнал име-
ет конечную длительность и ширина полосы пропускания приемника должна
быть равна примерно обратной величине времени облучения 0S/0B. Хотя
это соотношение не совсем точно, в данном случае оно является достаточно
хорошим приближением. Если ширина луча антенны составляет 2 град,
а скорость сканирования —36 град!сек (6 об/мин), то расширение спектра
принятого сигнала, обусловленное тем, что время облучения цели конечно,
составит 18 гц независимо от частоты передатчика.
Иногда утверждают, что ширина частотного спектра, обусловленная
конечным временем облучения цели, соответствует допплеровской частоте,
обусловленной скоростью вращения антенны [ 1J. Хотя это утверждение
можно с некоторыми приближениями считать справедливым для антенны
с механическим сканированием, однако результат кажется случайным и не
имеющим физического смысла. Приведенный ниже качественный анализ
подтверждает этот вывод.
Ширина спектра принятого сигнала 1/6 равна 06/0в. Ширина луча
антенны зеркального типа, например параболоида с диаметром D, опреде-
ляется выражением 0В = kk/D, где X — длина волны. Постоянная k зави-
сит от способа облучения зеркала. Для реальных зеркальных антенн k мо-
жет иметь величину 60—80; типичным значением является число 65 (Од
измеряется в град). Скорость вращения антенны равна vp = 0аЕ>/(2 X 57,2),
где vp выражено в м/сек, 0S — в град/сек, a D — в м. Из приведенных
выше соотношений следует, что ширина спектра примерно равна
1 _ es 0,88 x2vp
6 х •
Это приблизительно равно допплеровскому сдвигу частоты fd = 2vp/k для
объекта, движущегося со скоростью, равной скорости вращения антенны.
Подобие оказывается случайным.
Можно утверждать, что отсутствует причинная связь между расшире-
нием частотного спектра и механическим движением антенны. Это подтвер-
ждается тем, что сканирующий луч не обязательно образуется механи-
ческим вращением зеркальной антенны. Сканирование луча антенны, состо-
ящей из решетки элементов, можно произвести электрическим способом
путем управления фазовым сдвигом излучаемых колебаний в каждом эле-
менте (разд. 7.7). Ни одна часть антенны не находится в движении, однако
102
Глава 3
спектр, несмотря на это, расширяется, как и в механически вращаемой антен-
не. Это объясняется тем, что время облучения цели конечно. Аналогичное
соображение относится и к цели, пересекающей луч стационарной антенны.
Кроме расширения спектра принятого сигнала, вызываемого конечным
временем облучения цели, может произойти дальнейшее расширение спек-
тра при флуктуациях эффективной площади рассеяния цели. Расширение
спектра объясняется модуляцией отраженного сигнала этими флуктуация-
ми. В частном случае, согласно опубликованным в литературе данным [1 ],
эффективная площадь рассеяния самолета может изменяться на 15 дб при
изменении ракурса цели всего лишь на град. Если по некоторым причи-
нам ракурс цели изменяется со скоростью 10 град/сек (возможно, в резуль-
тате специального маневра цели или сложных условий полета), то отражен-
ный сигнал будет модулироваться с частотой ~ 15 гц. Такая модуляция
может вызвать необходимость увеличить ширину полосы пропускания при-
емника, чтобы она оказалась больше ширины спектра излучаемого сигнала.
Сигнал, отраженный от винтового самолета, может также содержать
составляющие модуляции на частоте, пропорциональной скорости вращения
винта [2]. Спектр, образованный пропеллерной модуляцией, более сходен
со спектром синусоидального сигнала и его гармоник, чем с широким спек-
тром белого шума. Частотный диапазон пропеллерной модуляции зависит
от скорости вращения вала и числа лопастей винта. Он обычно составляет
~ 50—60 гц для самолетных двигателей, применявшихся во время второй
мировой войны. При работе радиолокаторов с излучением непрерывных коле-
баний это может вызвать затруднения, так как не исключена возможность,
что произойдет маскирование допплеровского сигнала цели или будет оши-
бочно измерен допплеровский сдвиг частоты. В некоторых случаях пропел-
лерная модуляция даже выгодна. Она может обеспечить обнаружение винто-
вого самолета, траектория которого перпендикулярна линии визирования,
даже если допплеровский сдвиг частоты равен нулю.
Если относительная скорость цели не постоянна, а изменяется со вре-
менем, то может произойти дальнейшее расширение спектра принимаемого
сигнала. Изменение относительной скорости Лог за время AZ равно атМ,
где аг — ускорение цели относительно радиолокатора. Изменение скорости
вызывает изменение допплеровской частоты Afd, равное
. г 2Дгг 2агД/
=
Этому изменению частоты (предполагается, что всеми другими факторами,
влияющими на расширение полосы, можно пренебречь) будет как раз
соответствовать фильтр с шириной полосы пропускания Afd. Время реакции
или время нарастания для фильтра с шириной полосы пропускания А/,; соста-
вляет приблизительно 1/Afd. Так как время А/, в течение которого частота
под влиянием эффекта Допплера изменяется на величину Afd, должно быть
не меньше времени нарастания для фильтра, то требуемая ширина полосы
приемника определится выражением
Л. _2аг Д/_ 2аг(1/Д(й)
или
Afd = (^)‘/2. (3-3)
Если цель совершает маневр с перегрузкой 2g, что является умеренным
маневром для роенного самолета-истребителя, но тяжелым для гражданско-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
103
го самолета, то ширина полосы пропускания приемника должна составлять
~20 гц при рабочей длине волны передатчика 10 см.
Трудно предсказать влияние различных факторов на расширение спек-
тра. Ес пи параметры принятого сигнала известны точно, то теоретически
можно определить вид характеристики приемника, максимизирующей отно -
шение сигнал/шум, соответственно с теорией согласованных фильтров, рас-
сматриваемой в разд. 9.2. Однако параметры принятого сигнала точно
неизвестны; а если бы они и были известны, то нет гарантии, что можно
создать соответствующий согласованный фильтр. Поэтому при расчете
характеристик приемника обычно необходимо использовать приближенные
методы. В том случае, когда сказывается влияние различных факторов,
ширину полосы пропускания приемника можно аппроксимировать средне-
квадратичным значением, вычисленным с учетом отдельных полос. Если
влияние одного фактора значительно больше остальных, то, очевидно, мож-
но пренебречь последними и определить характеристику приемника по
доминирующей величине.
Во многих случаях допплеровский сдвиг частоты не известен точно.
Если известна полоса, в которой лежат ожидаемые допплеровские частоты,
то полосу пропускания приемника можно расширить для включения полно-
го диапазона ожидаемых допплеровских частот. Хотя в этом случае приня-
тый отраженный сигнал окажется в пределах ширины полосы пропускания
приемника, увеличение ширины полосы приводит к увеличению шума
и уменьшению чувствительности. Кроме того, все сведения о точном значе-
нии допплеровской скорости теряются.
Когда известно лишь, что отраженный сигнал с допплеровским сдвигом
частоты лежит где-то в пределах относительно широкой полосы частот,
то можно измерить частоту и улучшить отношение сигнал/шум с помощью
набора узкополосных фильтров, распределенных по частотному диапазону.
Эти фильтры можно установить в каналах высокой, промежуточной или
видеочастоты приемника. Набор фильтров, изображенный на фиг. 3.6, вклю-
чен в канал промежуточной частоты. Полоса пропускания каждого отдель-
ного фильтра достаточно широка для приема энергии сигнала, но не настоль-
ко, чтобы внести дополнительный шум. Средние частоты фильтров разнесе-
ны для перекрытия всего диапазона допплеровских частот. Если расставить
фильтры таким образом, что их полосы пропускания перекроются по точкам
половинной мощности, то отношение сигнал/шум для сигнала, лежащего
посередине между соседними каналами, снизится по сравнению с отношени-
ем сигнал/шум для сигнала, совпадающего со средней точкой полосы пропу-
скания канала, максимально на 3 дб. Чем больше фильтров используется
для перекрытия диапазона, тем меньше максимальные потери, но тем выше
вероятность возникновения ложной тревоги.
Набор узкополосных фильтров можно не устанавливать в канале про-
межуточной частоты, а включить после детектора в видеоканале радио-
локатора с непрерывным излучением колебаний, изображенного на фиг. 3.2.
Улучшение отношения сигнал/шум с помощью набора видеофильтров не так
велико, как при работе с набором фильтров в канале промежуточной часто-
ты, однако возможность измерения величины допплеровской частоты сохра-
няется. Как известно, спектр сигнала претерпевает изменения в результате
действия детектора. В результате при использовании набора видеофильтров
знак допплеровского сдвига теряется, и невозможно непосредственно опре-
делить, соответствует ли допплеровская частота приближающейся или уда-
ляющейся цели (знак допплеровской частоты может быть определен в видео-
канале другими методами, описанными ниже). При использовании фильтров
104
Глава 3
в видеоканале требуется лишь половина того количества фильтров, которое
устанавливается в канале промежуточной частоты. Существует много различ-
ных методов создания узкополосных фильтров. Двумя возможными вари-
антами является применение механических и кварцевых фильтров. Простой
набор видеофильтров можно получить с помощью вибрирующих пласти-
нок, при использовании которых детектирование и измерение допплеровской
частоты осуществляются путем визуального наблюдения.
а
Ширина полосы _
1 "пропускания УПЧ
КМ
Частота
б
Фиг. 3.6. Блок-схема включения в канал промежуточной частоты набора фильтров
допплеровских частот (а) и частотная характеристика набора фильтров допплеров-
ских частот (6).
Включение перекрывающихся фильтров допплеровских частот как
в канале промежуточной частоты, так и в видеоканале усложняет конструк-
цию приемника. Если требования, предъявляемые к системе, позволяют
последовательно во времени просматривать диапазон допплеровских частот,
то набор допплеровских фильтров можно заменить одним узкополосным
перестраиваемым фильтром, который осуществляет поиск по частоте в поло-
се ожидаемых допплеровских частот до тех пор, пока не будет обнаружен
сигнал. После обнаружения и определения частоты сигнала можно вновь
возобновить перестройки фильтра для поиска частот других сигналов.
Один из методов осуществления такого поиска аналогичен применению стро-
ба сопровождения по скорости, описанного в разд. 5.7, или фильтра с фазо-
вой синхронизацией.
Если при использовании любого из описанных выше методов нужно
выделить движущиеся цели на фоне неподвижных объектов, то необходимо
устранить нулевую составляющую допплеровской частоты. Нулевая соста-
вляющая допплеровской частоты практически имеет конечную ширину
полосы, обусловленную конечным временем облучения цели, флуктуациями
отражений от неподвижных объектов и нестабильностью аппаратуры. Поло-
са подавления отражений от неподвижных объектов у допплеровского
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
105
фильтра должна быть достаточно широкой, чтобы соответствовать указанной
области. При использовании набора фильтров сигналы от неподвижных
объектов устраняются в результате исключения из набора тех фильтров,
полосы пропускания которых лежат в окрестности несущей высокой или
промежуточной частоты. При широкой полосе канала промежуточной часто-
ты, когда набор фильтров для устранения отражений от неподвижных объек-
тов не используется, необходимо настроить заграждающий фильтр на сред-
нюю частоту канала промежуточной частоты. Для устранения сигналов,
отраженных от неподвижных объектов и сгруппированных в конечном спек-
тре возле нулевой частоты, также используется отсечка нижних частот на
характеристике видеофильтра радиолокатора с непрерывным излучением
колебаний (фиг. 3.2, б).
Знак радиальной скорости. В некоторых случаях применения радиоло-
катора с непрерывным излучением колебаний нужно выяснить, приближает-
ся цель или удаляется. Это можно определить с помощью отдельных филь-
тров, настроенных на частоты, лежащие по обе стороны от промежуточной.
Если частота отраженного сигнала ниже несущей, то цель удаляется;
если выше —цель приближается (фиг. 3.7). Направление движения цели
можно также определить по изменению амплитуды принятого сигнала во
Частота
а
Частота
б
I
Фиг. 3.7. Спектры принятых сигналов.
а — допплеровского сдвига частоты нет, отно-
сительное перемещение цели отсутствует;
б — цель приближается; в — цель удаляется.
Частота
в
времени. Однако такой метод не всегда удовлетворителен, так как отражен-
ный сигнал не изменяется быстро с дальностью, за исключением случая
работы на коротких дистанциях. Для надежного определения значимого
изменения требуется относительно большое время наблюдения. Кроме того,
в пределах интервала наблюдения флуктуационные изменения амплитуды
отраженного от сложной цели сигнала могут оказаться значительно больше
изменений амплитуды, обусловленных изменением дальности.
Направление движения цели можно определить, измерив допплеров-
скую частоту в зависимости от времени и установив, повышается она или
106
Глава 3
уменьшается. Для этого также требуется относительно длительное наблю-
дение.
Хотя спектр допплеровских частот в видеоканале претерпевает измене-
ние в результате действия детектора, однако можно установить знак доп-
плеровского сдвига частоты с помощью так называемого фазового метода,
заимствованного из'техники связи на одной боковой полосе. Если сигнал
передатчика определяется выражением
Et = E0cosw0t, (3.4)
то отраженный от движущейся цели сигнал может быть представлен соотно-
шением
Er = /21EoCOs[(w0± + (3-5)
где Ео — амплитуда зондирующего сигнала; — постоянная, определяемая
уравнением дальности радиолокации; ы0—угловая частота передатчика,
рад /сек; wd — допплеровский сдвиг угловой частоты; <р — постоянный
сдвиг фазы, зависящий от дальности первоначального обнаружения.
Передающая
Ф и г. 3.8. Определение знака допплеровского сдвига частоты и направления
относительного движения цели при использовании синхронного двухфазного
электродвигателя.
Знак допплеровского сдвига частоты и, следовательно, направление
движения цели можно определить, разделив принятый сигнал по двум кана-
лам (фиг. 3.8). В канале А сигнал подвергается обработке, как в изображен-
ном на фиг. 3.2 простом радиолокаторе, работающем в режиме излучения
непрерывных колебаний. В детекторе (смесителе) происходит смешение
принятого сигнала и части сигнала передатчика, вследствие чего получается
разностный сигнал
Еа = 62Ео cos (± cojZH-cp). (3.6)
Второй канал аналогичен первому, за исключением фазового сдвига опорно-
го сигнала на 90°. Выходной сигнал канала В определяется выражением
EB = k2E0cos(± («W4-q) + -^-
(3.7)
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
107
При приближающейся цели (положительный допплеровский сдвиг частоты)
выходные сигналы обоих каналов определяются уравнениями
Ел (+) = k2E0 cos (wdt + ф),
Ев (+) = k2E0 cos 'udt + ф + . (3.8a)
При удаляющихся целях (отрицательный допплеровский сдвиг частоты)
выражения для выходных сигналов имеют вид
Еа (—) = k2E0cos (a>dt—(p),
Ед( —) fe2E0cosf(nd/ — ф— V (3.86)
Знак при и направление движения цели можно определить в зависимости
от того, имеет ли выходной сигнал канала В опережение или запаздывание
относительно выходного сигнала канала А. Один из методов определения
Измеритель
скороподъемности
частоты В а
(1)Ограничитель Ле—* '----' •---'
* ।—। ।—I Г“
(2) Ограничитель Вс-' ।1 ---*
(3)Дифференци- | , А_______А_
рование В Т V
(4) изменение /L г
полярности В
(5)Верхний селектор Л Л А
[совпадение (3)и (1)] -11-''-------1L
(6) Нижний селектор
[совпадение (4) и (1)]-
6
Ф и г. 3.9. Определение знака и величины допплеровского сдвига частоты в варио
метре самолета с вертикальным взлетом.
относительного соотношения фаз между двумя каналами заключается в по-
даче выходных сигналов на синхронный двухфазный электродвигатель.
Направление вращения двигателя указывает направление движения цели.
На фиг. 3.9 графически изображен электронный метод измерения отно-
сительной фазы между двумя сигналами. Он был применен в вариометре
самолета с вертикальным взлетом для определения его скорости относитель-
но земли во время взлета и посадки. Для простоты на фиг. 3.9 показаны
отдельные антенны для передачи и приема, хотя можно применять и одну
антенну при условии, что используется соответствующий антенный пере-
108
Глава 3
ключатель. Принятый сигнал разветвляется по двум каналам (Л и В) и под-
водится к отдельным детекторам. Часть сигнала передатчика подается непо-
средственно к детектору канала А. В канале В опорный сигнал от передатчи-
ка претерпевает сдвиг на 90°. В результате между допплеровскими частота-
ми, возникающими в обоих каналах, имеется сдвиг фазы на 90°. Знак фазо-
вого сдвига определяет направление движения самолета, как в системе,
показанной на фиг. 3.8.
Для определения знака фазового сдвига на 90° оба сигнала сначала
усиливаются и ограничиваются. На фиг. 3.9, б показаны эпюры сигналов,
прошедших через ограничители [(/) и (2)]. Сигнал от ограничителя В диффе-
ренцируется (3), кроме того, изменяется его полярность (4). Выходной сиг-
нал от ограничителя А (/) и дифференцированный выходной сигнал от В
(3) сравниваются в схеме совпадения, обозначенной «верхний селектор».
При положительных сигналах (/) и (3) верхний селектор генерирует импульс
(5), что указывает на удаление цели. В измерителе скорости подъема это
свидетельствует о том, что самолет набирает высоту. При приближении
цели схема совпадений верхнего селектора не дает выходного сигнала. Поя-
вление сигнала на выходе схемы совпадения «нижний селектор», возникаю-
щего при сравнении выходного сигнала ограничителя А (1) с выходным
сигналом инвертирующей схемы (4), указывает на приближение, а не на
удаление цели. Подсчет импульсов от двух схем совпадения и воспроизве-
дение результатов на шкале микроамперметра, имеющей нуль в центре,
позволяет определить направление и величину допплеровского сдвига
частоты.
—• Происхождение допплеровского сдвига частоты. Влияние движения цели
на частоту и фазу радиолокационного отраженного сигнала можно опреде-
лить из рассмотрения эпюр напряжений, учитывая задержку во времени
при прохождении сигнала от радиолокатора до движущейся цели и обратно.
Форма излучаемого сигнала описывается выражением
sin («с/+ фо), (3-9)
где <р0—произвольный фазовый сдвиг. Амплитуда излучаемого сигнала
так же, как и всех рассматриваемых здесь сигналов, принята равной еди-
нице, так как она в этом анализе представляет собой просто множитель в ма-
тематическом выражении, а не амплитуду, имеющую важное значение при
получении допплеровского сдвига частоты. Предположим вначале, что цель
неподвижна и находится на расстоянии 7?0от радиолокатора. Время, тре-
буемое для прохождения сигнала от радиолокатора до цели, равно R0/c,
где с — скорость распространения электромагнитных колебаний. Сигнал,
принятый неподвижной целью, такой же, как излученный радиолокатором
за 7? 0/с сек до этого. Поэтому сигнал у цели можно представить выражением
sin +ф0] =sin ^^-° + <ро) (З.Ю)
Отраженный сигнал, пришедший обратно к радиолокатору, является сигна-
лом, находившимся у цели за R 0/с сек до этого. Он определяется выраже-
нием
sin -------°-0- + фо) (3-11)
Если цель находится в движении относительно радиолокатора, то рас-
стояние не будет постоянным, а изменяется со временем. Сигнал у движущей-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
109
ся цели можно представить следующим образом:
sin |ы0 [f—4] +<p0} , (3.12)
где расстояние 7? (7) является функцией времени. Если радиальная скорость
цели относительно радиолокатора равна vT, а ускорение принято равным
нулю, то расстояние до цели определится выражением
7?(/) = 7?оТОг(7-70), (3.13)
где 7? о— расстояние между радиолокатором и целью в момент t = t0. Если
радиальная скорость имеет отрицательное значение, значит цель прибли-
жается к радиолокатору, а если положительное — цель удаляется. Подста-
вляя уравнение (3.13) в (3.12), получим соотношение для сигнала, излу-
чаемого радиолокатором к движущейся цели,
sin {too t--4; J (7—to) ] фо | —
— sin [<оо( 1 4- 7-----у- (7?0 ± vrto) + фо j • (3-14)
Отраженный сигнал, приходящий обратно к радиолокатору в какой-либо
момент времени, является сигналом, находившимся у цели на 7? (7)/с сек
ранее. Следовательно, принятый сигнал, отраженный от движущейся цели,
можно представить в виде
sin {<47-^ ]+ф°} =
= sin | <о0 f 1 ±2 4'7-2 ^(R0±vrt0) + фо] . (3.15)
Так как iod = 2tOoPr/c, то принятый отраженный сигнал можно записать
следующим образом:
sin [(со0± u>d)t—2®^Р=р ю^о + фо] - (3.16)
Таким образом, отраженный от движущейся цели сигнал сдвинут по частоте
на величину ± ыа и по фазе на величину (0^7 0 относительно сигнала,
который был бы принят от неподвижной цели [уравнение (3.11)].
Преимущества и недостатки радиолокатора с непрерывным излучением
колебаний. Если радиолокатор, работающий в режиме непрерывных коле-
баний, используется для обнаружения целей на малых и средних дально-
стях, то он конструктивно значительно более прост, чем импульсный радио-
локатор с эквивалентными характеристиками обнаружения (дальностью
действия). Можно провести параллель между отличием метода непрерывных
колебаний от импульсного излучения сигналов и отличием радиовещания
от телевидения [1 ]. Однако простой радиолокатор с непрерывным излучени-
ем колебаний не в состоянии определять дальность, как обычный импуль-
сный радиолокатор. Ширина полосы пропускания приемника радиолокато-
ра, работающего в режиме непрерывных колебаний, обычно составляет
несколько килогерц или меньше, в то время как ширина полосы пропускания
типового приемника импульсного радиолокатора измеряется мегагерцами.
В радиолокаторе с излучением непрерывных колебаний отсутствует высо-
ковольтный модулятор, необходимый для импульсной модуляции мощной
генераторной лампы. «Пиковая» мощность в радиолокаторе, излучающем
непрерывные колебания, меньше, так как коэффициент заполнения в нем
110
Глава 3
равен 1. Электрический пробой, вызванный высокой пиковой мощностью,
не является фактором, влияющим на конструирование аппаратуры, как
в импульсном радиолокаторе. Однако средние мощности передатчиков ради-
олокаторов обоих типов при эквивалентных качествах обнаружения целей
характеризуются сравнимыми величинами. Передатчики непрерывных коле-
баний имеют меньшие габариты и вес, чем сравнимые с ними импульсные
передатчики. Вес передатчика непрерывных колебаний может составлять
25—50% веса соответствующего импульсного передатчика.
Радиолокатор, излучающий непрерывные колебания, в принципе рабо-
тает с целями почти до нулевой дальности. Минимальная дальность дей-
ствия импульсного радиолокатора зависит от длительности импульса в про-
странстве и времени восстановления антенного переключателя. Так как
в радиолокаторах, работающих в режиме непрерывных колебаний, для обна-
ружения используется допплеровский сдвиг частоты, то имеется возмож-
ность выделения движущихся целей на фоне неподвижных объектов (отра-
жений от местных предметов). Можно сконструировать также импульсный
, радиолокатор, позволяющий на основе использования эффекта Допплера
отделить движущиеся цели от неподвижных. Конструкция такого радиоло-
катора- называемого радиолокатором с селекцией движущихся целей (СДЦ),
значительно сложнее простого импульсного радиолокатора. Как радиолока-
тор, излучающий непрерывные колебания, так и импульсный радиолокатор
с аппаратурой СДЦ не могут обнаружить цели с нулевыми или малыми
радиальными скоростями, даже если вектор скорости будет велик. С неболь-
шими или нулевыми радиальными скоростями перемещаются цели, траекто-
рии которых перпендикулярны радиолокационному лучу, т. е. цели, имею-
щие тангенциальные или расположенные под углами, близкими к 90°, тра-
ектории.
Простой, излучающий непрерывные колебания радиолокатор работает
обычно по одной цели. Его способность работать по групповым целям может
быть увеличена, если обеспечить разрешение допплеровских частот, напри-
мер с помощью набора узкополосных фильтров допплеровских частот.
Число целей, по которым радиолокатор может работать одновременно, равно
числу фильтров допплеровских частот.
Существует практическое ограничение для величины мощности, кото-
рую может эффективно использовать радиолокатор, работающий в режиме
непрерывных колебаний. Оно отличается от ограничения по мощности в им-
пульсном радиолокаторе, так как в радиолокаторе, излучающем непрерыв-
ные колебания, максимальная мощность зависит от величины развязки
и шума передатчика. Чувствительность приемника уменьшается из-за про-
никновения в него шума передатчика. В импульсном радиолокаторе анало-
гичное ограничение максимальной дальности действия отсутствует, так как
передатчик не работает, когда включен приемник.
Пожалуй, наиболее важным недостатком простого, излучающего непре-
рывные колебания радиолокатора является его неспособность производить
измерение дальности. Это ограничение можно преодолеть, увеличив шири-
ну полосы зондирующего сигнала с помощью частотной модуляции или одно-
временно передав две или более частоты.
Несмотря на указанные ограничения радиолокатор с излучением непре-
рывных колебаний нашел широкое применение, особенно в тех случаях,когда
важное значение имеет измерение скорости. Выше уже было упомянуто
о его использовании в неконтактном радиовзрывателе, а также в изме-
рителе скорости подъема самолета с вертикальным взлетом. Среди других
применений радиолокатора с излучением непрерывных колебаний можно
Радиолокационные станции с непрерывным излучением 111
указать на использование его для обнаружения бурь, измерения скорости
движения железнодорожных грузовых вагонов при контроле операций на
сортировочных горках и применения в целях обеспечения воздушной нави-
гации (разд. 3.4). Такой радиолокатор используется и в качестве радиолока-
ционного спидометра, широко используемого службой регулирования авто-
мобильного движения.
3.3 РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ,
ИЗЛУЧАЮЩАЯ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ
НЕПРЕРЫВНЫЕ КОЛЕБАНИЯ
Невозможность осуществления дальнометрии с помощью простого
радиолокатора, излучающего непрерывные колебания, связана с относи-
тельно узким спектром (шириной полосы) излучаемого сигнала. Для изме-
рения дальности необходимо снабдить несущую частоту непрерывного сигна-
ла какой-либо меткой, позволяющей производить отсчет времени. Наличие
такой метки позволяет определять момент передачи и момент возвращения
сигнала. Чем уже метка отсчета времени или чем отчетливее она фиксирует-
ся, тем точнее измеряется время распространения электромагнитной энер-
гии. Но чем более четкой является метка отсчета времени, тем шире будет
спектр излучаемых колебаний. Это следует из свойств преобразования
Фурье. Таким образом, если необходимо измерить время распространения
сигнала или дальность, нужно обеспечить передачу конечного спектра.
Расширить спектр при передаче непрерывных колебаний можно с помо-
щью амплитудной, частотной или фазовой модуляции. Примером использо-
вания амплитудной модуляции является импульсная радиолокация. Чем
уже импульс, тем точнее измеряется расстояние и тем шире спектр излу-
чаемых сигналов. Очень распространен метод расширения спектра непре-
рывных колебаний радиолокатора с помощью частотной модуляции несу-
щей. В качестве метки отсчета времени используется изменение частоты.
Время распространения сигнала пропорционально разности частот отра-
женного и зондирующего сигналов. Чем больше девиация частоты передат-
чика за данный интервал времени, тем выше точность измерения времени
распространения сигнала и шире передаваемый спектр.
Измерение дальности и допплеровского сдвига частоты. В радиолокато-
ре с излучением частотно-модулированных непрерывных колебаний частота
передатчика изменяется по определенному закону в зависимости от времени.
Предположим, что частота передатчика возрастает линейно со временем
(сплошная линия на фиг. 3.10,о). При наличии отражающего объекта на рас-
стоянии R от радиолокатора отраженный сигнал возвратится по истечении
времени Т = 2Rlc. Частота отраженного сигнала показана пунктирной
линией. При смешении отраженного сигнала с частью зондирующего сигна-
ла в нелинейном элементе, например в кристаллическом диоде, возникают
биения с частотой fb- Если не происходит допплеровского сдвига Частоты,
частота биения (разностная частота) является мерой дальности цели и fb —
— fr, где fr — частота биения, обусловленная только дальностью цели. Обо-
значив скорость изменения частоты несущей через f 0, получим для -частоты
биения следующее выражение:
fr = feT=^-fo. ' (3.17)
112
Глава 3
Практически в любом радиолокаторе, излучающем непрерывные коле-
бания, непрерывное изменение частоты только в одном направлении невоз-
можно. Необходимо обеспечить периодичность модуляции, как, например,
в случае треугольной модуляции частоты (фиг. 3.10, б). Модуляция необя-
зательно должна быть треугольной; она может иметь пилообразный, сину-
Ф и г. 3.10. Частотно-временные зависимости для радиолокатора, излучающего часто-
тно-модулированные непрерывные колебания.
а — линейная частотная модуляция; б — треугольная частотная модуляция; в — частота биений
для треугольной модуляции.
соидальный или какой-либо другой вид. На фиг. 3.10, в приведена зависи-
мость результирующей частоты биений от времени для треугольной модуля-
ции. Частота биений постоянна, за исключением участков, соответствую-
щих поворотным точкам кривой треугольной модуляции. При модуляции
колебаний с частотой fm на интервале Д/ частота биений равна
fT = -R--2fmhf = -4Rf™А- . (3.18)
Таким образом, дальность R определяется измерением частоты биений.
На фиг. 3.11 приведена блок-схема, иллюстрирующая принцип дей-
ствия радиолокатора с излучением частотно-модулированных непрерывных
колебаний. Часть зондирующего сигнала служит в качестве опорного сигна-
ла, необходимого для образования частоты биений. Она вводится прямо
в приемник через кабель или другое непосредственное соединительное
устройство. В идеальном случае обеспечивается достаточно большая раз-
вязка между передающей и приемной антеннами, что уменьшает до прене-
брежимо малого уровня просачивание сигнала передатчика, проникающего
в приемник из-за связи между антеннами. Сигнал с частотой биений уси-
ливается и ограничивается для устранения амплитудных флуктуаций. Часто-
та амплитудно ограниченных биений обычно измеряется частотомером, про-
изводящим счет периодов и калиброванным в единицах дальности.
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
113
В приведенных выше рассуждениях предполагалось, что цель непод-
вижна. Если такое допущение не соответствует действительности и цель
движется, то на биения, обусловленные частотной модуляцией сигнала
и соответствующей дальностью до цели, будет накладываться допплеров-
ская частота, что приведет к ошибке в измерении дальности. Допплеровский
сдвиг частоты вызывает перемещение вверх или вниз (фиг. 3,12, а) частотного
Передающая
антенна
Ф и г. 3.11. Блок-схема радиолокатора с излучением частотно-модулированных непре-
рывных колебаний.
графика отраженного сигнала. В одной части периода частотной модуля-
ции частота биений (фиг. 3.12, б) из-за допплеровского сдвига повышается,
а в другой — понижается. Если, например, цель приближается к радиоло-
катору, то частота биений, возникающая в течение первого полупериода,
а
Время
Фиг. 3.12. Частотно-временные зависимости в радиолокаторе с излучением частотно-
модулированных непрерывных колебаний при сдвиге принимаемого сигнала по часто-
те в результате эффекта Допплера.
а — частоты излучаемого (сплошная кривая) и отраженного (пунктирная кривая) сигналов;
б — частота биений.
когда несущая частота в результате частотной модуляции возрастает, пред-
ставляет собой разность между частотой биений, обусловленной частотой
«дальности» fr, и допплеровским сдвигом частоты fd [уравнение (3.19а)].
Аналогично в течение полупериода понижения несущей частоты частота
биений fb представляет собой сумму двух указанных частот [уравнение
(3.196)]
ЧоЛУп.1=/г-^> (3.19а)
А>полуп.2Мг + Г<Ъ (3.196)
Частоту «дальности» fr можно выделить, измерив среднюю частоту бие-
ний, т. е. 1 [/ьполуп. i +fb ПОлуп.21=/г- Если fb полуп t и f Ьполуп 2 измеряются
6 М Сколник
114
Глава 3
отдельно, например, путем переключения частотомера соответственно каждый
полупериод модуляции, то допплеровская частота определяется половиной
разности между частотами, при этом fT>fa- Если, с другой стороны, fr<Zfd,
что может быть при высокоскоростной цели на малой дальности, то
процессы усреднения и измерения разностной частоты меняются местами;
измеритель средней частоты биений будет определять допплеровскую ско-
рость, а измеритель полуразности —дальность. Если неизвестно, что изме-
рительные приборы поменялись ролями вследствие изменения знака нера-
венства между fT и fd, то результаты измерений могут быть истолкованы
неправильно.
При одновременном появлении в зоне наблюдения радиолокатора более
одной цели выходной сигнал смесителя содержит больше одной разностной
частоты. В случае линейной системы будет существовать частотная соста-
вляющая, соответствующая каждой цели. В принципе дальность до каждой
цели можно определить, измерив отдельные частотные составляющие и при-
менив к каждой из них уравнение (3.18). Для измерения отдельных частот
их нужно отделить друг от друга. Это можно осуществить с помощью набора
узкополосных фильтров; применяя другой способ, одну разностную часто-
ту, соответствующую одиночной цели, можно выделить и непрерывно наблю-
дать за ней с помощью узкополосного перестраиваемого фильтра. Однако
если движение целей вызывает допплеровский сдвиг частоты, или частотная
модуляция осуществляется по нелинейному закону, либо смеситель не рабо-
тает в линейной области, то проблема разрешения целей и измерения даль-
ности каждой из них усложняется. Во многих случаях преимущества радио-
локатора с частотно-модулированными непрерывными колебаниями, предна-
значенного Для радиолокации нескольких целей, не могут скомпенсировать
практические трудности, связанные с его реализацией. Поэтому такой
радиолокатор не нашел широкого применения в указанном режиме работ.
В случае применения радиолокатора с частотной модуляцией непрерыв-
ных колебаний только для радиолокации одиночных целей, как, например,
в самолетном радиолокационном высотомере, нет необходимости в исполь-
зовании сигнала с линейной модуляцией. Эго, очевидно, представляет преи-
мущество, так как с помощью современной аппаратуры легче получить
частотную модуляцию, осуществляемую по синусоидальному или почти
синусоидальному закону, чем по линейному закону. Частота биений, полу-
ченная при модуляции по синусоидальному закону, непостоянна в течение
периода модуляции в отличие от модуляции по линейному закону. Однако
можно показать, что при подстановке в уравнение (3.18) средней частоты
биений, измеренной за период модуляции, получится правильное значение
дальности цели.
Пусть зондирующий сигнал модулируется по синусоидальному закону
напряжением вида
[yt = Vtsin'^2nf0^ + -^sin2nfmf^ . (3.20)
Напряжение сигнала, принятого от цели, запаздывает на время
Г=2/?/си может быть представлено в виде
Pr = Vrsin Г2nf0(t-T) + -^~sin2nfm(t-T)]. (3.21)
L z/m
Принятый (уравнение (3.21)] и зондирующий [уравнение (3.20)|
сигналы смешиваются в смесителе, в результате чего получается сигнал
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
115
разностной частоты
оь_feV(Vrsin |^-sin(nfmT)cos +2л/0т| , (3.22)
где k—коэффициент пропорциональности. Так как Т <g 1//го, то можно
написать
sin nfmT « nfmT
и
sin nfmT xn&fT.
Следовательно, напряжение сигнала разностной частоты равно
vb = kVtVT sin [2nf0T + n&fT cos (2nfmt—nfmT)]. (3.23)
Частота может быть определена путем дифференцирования переменной
составляющей уравнения (3.23) по времени:
(лЛ/Т) (2nfm) sin (2nfmt—nfmT) =
= nbfTfm Sin (2nfmt—nfmT + n). (3-24)
Полученный при дифференцировании знак минус эквивалентен фазо-
вому сдвигу на л рад. Средняя частота биений на интервале, соответ-
ствующем половине периода модуляции, равна
lb = 5 sin <2nfrnT — nfmT + n)dt = ni\ffmT cos nfmT. (3.25)
0
Так как fmT < 1 и cos л fmT 1, то
fb = 2bffmT=™h^L = fT. (3.26)
Хотя в приведенном выше примере принято, что модуляция осуществляется
по синусоидальному закону, однако легко показать, что для измерения
дальности можно использовать любой вид модуляции подходящей формы
при условии измерения средней частоты биений. Если цель движется и сиг-
нал биений содержит составляющую, обусловленную допплеровским сдви-
гом частоты, то частота «дальности» может быть выделена, как указано выше,
при условии измерения средней частоты. Для выделения допплеровской
частоты закон модуляции должен быть таким, чтобы полупериоды модуля-
ции, в течение которых происходит увеличение и уменьшение частоты зонди-
рующего сигнала, были бы одинаковыми.
Радиолокационная аппаратура с частотной модуляцией. Принцип дей-
ствия радиолокатора с излучением частотно-модулированных непрерывных
колебаний нашел главным образом свое воплощение в высотомере, устана-
вливаемом на борту самолета для измерения высоты полета относительно
земной поверхности. Большая эффективная площадь рассеяния цели и отно-
сительно малые дальности действия, характерные для радиолокационных
высотомеров, позволяют использовать передатчик небольшой мощности
и антенну с низким коэффициентом усиления. В связи с малой допплеров-
ской частотой, обусловливаемой радиальной скоростью самолета относи-
тельно земной поверхности, влиянием допплеровского сдвига частоты
обычно пренебрегают.
8*
116
Глава 3
На ультравысоких частотах (до 1—2 Ггц) требуемую мощность пере-
датчика можно обеспечить с помощью триода. Однако на частотах, превы-
шающих несколько гигагерц, необходимо использовать либо клистрон
(отражательный или усилительный), либо магнетрон, работающий в режиме
непрерывных колебаний. Можно также применить генераторы на лампах
с обратной волной. Преимущество отражательного клистрона состоит в том,
что его можно подвергнуть частотной модуляции электронным способом
путем изменения напряжения отражателя. Частотную модуляцию магне-
тронов непрерывных колебаний можно производить не только электрон-
ным, но и механическим способом, приведя в действие внутреннюю систему
Фиг. 3.13. Реальная кривая, характеризующая закон частотной модуляции
сигнала.
-------принятый сигнал;-------излучаемый сигнал.
вибрирующих пластинок, вызывающих изменение емкости связок анод-
ного контура. Если бы вибрирующий узел пластинок не имел массы, то
желаемая треугольная частотная модуляция обеспечивалась бы при прило-
жении напряжения возбуждения треугольной формы. Однако пластинки
обладают массой, и их инерция в случае применения треугольного напряже-
ния возбуждения вызывает закругления кривой, характеризующей закон
частотной модуляции. Колебания еще больше искажаются вследствие меха-
нических резонансов вибрирующих пластинок. Хотя путем соответствую-
щего формирования напряжения возбуждения удается свести к минимуму
влияние механических резонансов и инерции, однако некоторые искажения
все же остаются.
Искажения частотно-модулированных колебаний, вызванные механиче-
ской инерцией, в генераторе с электронной модуляцией отсутствуют. К сожа-
лению, в большинстве реальных устройств с легко осуществимой электрон-
ным способом частотной модуляцией в результате наличия последней возни-
кает также паразитная амплитудная модуляция. Поэтому получение частот-
ной модуляции по идеально линейному закону является трудно разрешимой
задачей. Практически нельзя избежать закруглений в точках перелома
ломаной линии. На фиг. 3.13 приведен пример реальной кривой, характе-
ризующей закон частотной модуляции. Модуляция линейна на участке,
соответствующем ~ 60% времени. Точная форма кривой модуляции не
играет важной роли в тех случаях, когда в зоне одновременного наблю-
дения радиолокатора находится лишь одиночная цель, а частота биений
усредняется по периоду модуляции.
Приемники, применяемые в радиолокаторах с излучением частотно-
модулированных непрерывных колебаний, аналогичны приемникам про-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
117
стейших радиолокаторов с излучением немодулированных непрерывных
колебаний и описанных в начале настоящей главы. Простейший приемник
может состоять из кристаллического смесителя, за которым следуют низко-
частотный усилитель и прибор для измерения частоты. Он подобен обыч-
ному кристаллическому видеоприемнику, разница состоит лишь в наличии
опорного сигнала, необходимого для определения разностной частоты
и дальности. Функцию опорного сигнала может выполнить просачивающий-
ся сигнал передатчика. Лучший метод введения опорного сигнала в прием-
ник заключается в создании непосредственной связи (фиг. 3.11). Прямое
соединение обеспечивает лучший контроль за величиной опорного сигнала,
в результате чего может быть достигнута более эффективная работа кристал-
лического смесителя. При очень малом или очень большом опорном сигнале
уменьшается чувствительность приемника, так же как при очень малой
или очень большой мощности местного гетеродина ухудшается чувстви-
тельность супергетеродинного приемника. Ошибку в определении дально-
сти, обусловленную раздельным размещением передатчика и приемника,
можно легко скомпенсировать, если опорный сигнал ввести в приемник
по кабелю известной длины, а не по неизвестному пути просачивания
энергии.
Другое преимущество подачи опорного сигнала с помощью непосред-
ственной связи заключается в возможности уменьшить шумы передатчика,
применив балансный смеситель (разд. 8.8). Даже если шумы передатчика
значительно уменьшатся в прямом опорном сигнале, характеристики прием-
ника будут определяться в основном неизбежно просачивающимся сигналом
и его шумовыми составляющими, поступающими в приемник через антен-
ную связь или возникающими при отражениях сигнала от близлежащих
местных предметов. Шум, сопровождающий просачивающийся сигнал,
может быть уменьшен путем улучшения развязки между передающей и прием-
ной антеннами. Однако существует практический предел достижимой раз-
вязки. При обычном размещении на самолете радиолокационного высото-
мера с отдельными приемной и передающей антеннами можно обеспечить
развязку ~ 65—70 дб. Дальнейшее увеличение развязки получается соот-
ветствующей регулировкой фазы и амплитуды прямого сигнала для компен-
сации просачивающейся энергии. Шум передатчика не только уменьшает
чувствительность приемника, но и может привести к ошибочному опре-
делению дальности.
Супергетеродинный приемник на боковой полосе хотя конструктивно
и более сложен, чем приемник на нулевых биениях (нулевая промежуточная
частота), но зато более чувствителен и стабилен; ему отдается предпочтение,
если приемлема его несколько более сложная конструкция. На фиг. 3.14
приведена блок-схема радиолокатора с частотно-модулированными непре-
рывными колебаниями, в котором применен супергетеродинный приемник
на боковой полосе. К смесителю вместе с сигналом местного гетеродина
подается часть частотно-модулированного сигнала передатчика. Частота
местного гетеродина в этом приемнике выбирается несколько иначе, чем
в обычном супергетеродинном приемнике. Частота местного гетеродина
/п.ч должна совпадать с используемой в приемнике промежуточной частотой,
в то время как в обычном супергетеродинном приемнике частота местного
гетеродина имеет величину одного порядка с частотой излучаемого сигнала.
Частотный спектр выходного сигнала смесителя состоит из меняющейся
частоты передатчика f 0 (/) и двух боковых полос частот, по одной на каж-
дой стороне от /0 (/), которые разнесены от f0 (/) на частоту местного гетеро-
дина fn.4- Фильтр пропускает нижнюю боковую полосу f0(f) — fn4
118
Глава 3
и подавляет несущую и верхнюю боковую полосу. Пропускаемая фильтром
боковая полоса, модулируется так же, как сигнал передатчика. Фильтр
боковой полосы должен иметь достаточную ширину полосы для пропуска-
ния частоты модуляции при подавлении несущей и другой боковой полосы.
Отфильтрованная боковая полоса выполняет функцию частоты местного
гетеродина.
Фиг. 3.14. Блок-схема радиолокатора с частотно-модулированными непрерывными
колебаниями, в котором применен супергетеродинный приемник на боковой полосе.
В присутствии отраженного сигнала на выходе смесителя приемника
получается сигнал промежуточной частоты, равной /п.ч + fb, где fb состоит
из частоты «дальности» fr и допплеровского сдвига частоты fd- Сигнал про-
межуточной частоты усиливается и подается на балансный детектор вместе
с сигналом местного гетеродина, имеющего частоту /п ч. Выходной сигнал
детектора содержит частоту биений (частота «дальности» и допплеровский
сдвиг частоты). Он усиливается до уровня, необходимого для приведения
в действие цепей измерения частоты.
В схеме, изображенной на фиг. 3.14, выходной сигнал усилителя
низкой частоты разветвляется по двум каналам: один питает счетчик сред-
ней частоты для определения дальности, а другой поступает в переключае-
мый счетчик частоты, определяющий допплеровский сдвиг частоты или
радиальную скорость (предполагается, что fr > fd). В самолетном радио-
локационном высотомере используется лишь усредняющий счетчик часто-
ты, так как скорость изменения высоты обычно бывает малой.
Другой пример применения супергетеродинного приема в радиолока-
ционной станции с частотно-модулированными непрерывными колебания-
ми представлен блок-схемой на фиг. 3.15. Эта схема известна под названием
супергетеродинной схемы слежения за сигналом. Принцип ее действия анало-
гичен принципу действия схемы автоматической подстройки частоты (АПЧ)
в обычном супергетеродинном приемнике. Часть зондирующего сигнала
подается к смесителю вместе с частью сигнала местного гетеродина. В каче-
стве местного гетеродина может быть использован отражательный клистрон
или какой-либо другой генератор, частотой которого можно управлять
электронным способом. Этот местный гетеродин больше напоминает гетеро-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
119
дин обычного супергетеродинного приемника, чем гетеродин супергетеро-
динного приемника на боковой полосе, изображенного на фиг. 3.14. Его час-
тота представляет собой несущую частоту ± промежуточная частота. Раз-
ностная частота смесителя равна промежуточной частоте. Выходной сигнал
смесителя усиливается и подается на частотный дискриминатор, генери-
рующий напряжение постоянного тока, пропорциональное разности между
частотами сигналов передатчика и местного гетеродина. Напряжение
дискриминатора используется для коррекции частоты местного гетеродина
таким образом, чтобы она изменялась в соответствии с излучемой часто-
той. Сигнал местного гетеродина подается к смесителю_приемника для
Фиг. 3.15. Блок-схема радиолокатора с частотно-модулированными непрерывными
колебаниями, в котором применен супергетеродинный приемник, следящий за частотой
излучаемого сигнала.
образования сигнала промежуточной частоты. Последний усиливается
и детектируется в балансном детекторе, а затем измеряется его частота.
В сущности добиваются того, чтобы работа местного гетеродина соот-
ветствовала изменениям частоты зондирующего сигнала; это необходимо
для обеспечения требуемого опорного сигнала для приемника. Однако
постоянно имеется некоторое запаздывание в изменении частоты местного
гетеродина, так как всегда должна существовать разность между нею
и частотой передатчика, если необходимо выделить сигнал ошибки. Это
запаздывание не имеет важного значения, так как два сигнала промежуточ-
ной частоты комбинируются в балансном детекторе и подвержены воздей-
ствию одной и той же ошибки. Как в супергетеродинном приемнике со
слежением за сигналом, так и в супергетеродинном приемнике на боковой
полосе ширина полосы пропускания высоких частот, требуемая для точного
измерения дальности, после выполнения ею своей функции не используется,
что позволяет применять относительно узкополосные каскады промежуточ-
ной частоты.
В общем случае цель на малой дальности дает сильный сигнал на низ-
кой частоте, а цель на большой дальности — слабый сигнал на высокой
частоте. В связи с этим частотная характеристика усилителя низкой частоты
в радиолокаторе с частотно-модулированными непрерывными колебаниями
может быть рассчитана таким образом, чтобы обеспечить ослабление на низ-
ких частотах, соответствующих малым дальностям и сильным отраженным
сигналам. На высоких частотах, при которых сигналы получаются более
слабыми, обеспечивается меньшее затухание.
120
Глава 3
Отраженный сигнал от изолированной цели изменяется обратно про-
порционально четвертой степени дальности, что известно из уравнения
дальности радиолокации. Выбрав это в качестве критерия, получим тре-
буемую характеристику увеличения коэффициента усиления усилителя
низкой частоты, равную 12 дб/октава. .Выходной сигнал усилителя в этом
случае не зависит от дальности при постоянной эффективной площади рас-
сеяния цели. Действие усилителя низкой частоты в принципе аналогично
' регулировке чувствительности приемника по времени, используемой в обыч-
ном импульсном радиолокаторе. Однако в радиолокационном высотомере
Фиг. 3.16. Частотная характеристика усилителя низкой частоты, применяемого
в типовом самолетном радиолокационном высотомере.
отраженный сигнал от распределенной цели, каковой является земная
поверхность, изменяется обратно пропорционально квадрату (а не четвер-
той степени) дальности, так как чем больше дальность, тем больше облу-
чаемая лучом отражающая поверхность (разд. 12.3). Поэтому при распре-
деленных целях коэффициент усиления усилителя низкой частоты должен
увеличиваться на 6 дб/октава. В качестве промежуточной величины между
характеристиками усилителя для изолированной и распределенной целей
может служить характеристика с изменением на величину 9 дб/октава.
Постоянство выходного сигнала, обеспечиваемое правильным формирова-
нием частотной характеристики допплеровского усилителя, не только спо-
собствует снижению требований к динамическому диапазону прибора для
измерения частоты; ослабление низких частот вызывает уменьшение низко-
частотных шумовых помех. На фиг. 3.16 приведена типовая частотная
характеристика, изменение коэффициента усиления в которой составляет
8 дб октава. Уменьшение коэффициента усиления на низких частотах
способствует также уменьшению помех из-за отражений от нежелательных
объектов. Коэффициент усиления на верхнем участке частотной характери-
стики быстро снижается для частот, лежащих за пределами диапазона,
соответствующего максимальной дальности. При существовании мини-
мальной дальности цели обеспечивается также предел характеристики
на ее низкочастотном участке для дополнительного уменьшения избыточ-
ных шумов, поступающих в приемник.
Другой метод обработки информации о дальности или высоте в радио-
локационном высотомере с целью уменьшения выходных шумов приемника
и улучшения чувствительности заключается в использовании узкополос-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением 12Г
ного усилителя низкой частоты с петлей обратной связи для обеспечения
постоянства частоты биений. В случае использования фиксированной девиа-
пии частоты, как в обычном радиолокационном вькотомере, частота биений
может изменяться в широком диапазоне значений. Полоса пропускания
усилителя должна быть достаточно широкой для охвата ожидаемого диа-
пазона частот биений. Так как полоса пропускания шире необходимой для
пропускания энергии сигнала, то отношение сигнал/шум уменьшается,
а чувствительность приемника ухудшается. Это ограничение преодолено
в системе, блок-схема которой приведена на фиг. 3.17. Вместо обеспечения
постоянной девиации частоты и получения переменной частоты биений
Фиг. 3.17. Радиолокационный высотомер со следящей системой управления девиа-
цией частоты передатчика.
используется изменение Д/ для поддержания постоянства частоты биений.
Необходимо лишь, чтобы полоса усилителя частоты биений была доста-
точно широка для пропускания энергии принятого сигнала, благодаря
чему уменьшится величина шума, на фоне которого должен быть выделен
сигнал. С помощью следящей системы получается такое значение девиации
частоты, которое обеспечивает попадание частоты биений в пределы полосы
пропускания узкополосного фильтра. В этом случае величина двойного
частотного отклонения Д/ является мерой высоты, и ее можно подставить
в уравнение (3.18). Аналогичную следящую систему можно использовать
для поддержания заданной высоты полета самолета относительно земной
поверхности. При расчете самолетного радиолокационного высотомера
с частотной модуляцией излучаемого сигнала следует помнить, что метод
управления девиацией частоты с помощью следящей системы обычно при-
годен для всех высот, превышающих некоторую заранее определенную
минимальную высоту. Так как двойное частотное отклонение Д/ обратно
пропорционально дальности, то на очень низких высотах лучше работает
радиолокационный высотомер, собранный по обычной схеме, т. е. имеющий
фиксированное значение двойного частотного отклонения Д/ и, следователь-
но, переменную частоту биений.
Самолетный радиолокационный высотомер AN/APN-22 работает по
обычной схеме в диапазоне высот от 0 до 60 м. На высотах выше 60 м высо-
томер переводится в режим работы, при котором девиация частоты изме-
няется обратно пропорционально высоте с таким расчетом, чтобы получи-
лась постоянная частота биений, равная ~ 6000 гц. Ниже 60 м измерение
расстояния (высоты) осуществляется частотомером. На высотах выше 60 м
расстояние определяется по выходному сигналу потенциометра, соединен-
ного с двигателем следящей системы.
122
Глава 3
Другой метод, с помощью которого можно обеспечить сужение полосы
пропускания усилитечя частоты биений без применения следящей системы,
заключается в использовании дискретных, а не непрерывных девиаций
частоты. Конструкция усилителя частоты биений должна позволять изме-
нять ширину полосы дискретными ступенями, соответствующими исполь-
зуемой девиации частоты.
Широко применяемый частотомер, работающий по принципу счета
периодов, прост, устойчив и точен. Принцип работы частотомера основан
на создании заряда фиксированной величины для каждого периода или
полупериода неизвестной частоты. Суммарный заряд в 1 сек (ток) изме-
ряется миллиамперметром, калиброванным в единицах дальности или
высоты.
Ошибки измерения. Величина абсолютной ошибки радиолокационных
высотомеров играет обычно большее значение на малых, а не на больших
высотах. При полетах на высотах около 10 000 м ошибки порядка 3—5 м
не имеют значения, но они важны, если радиолокационный высотомер
является составной частью системы слепой посадки.
Теоретическая точность, с которой может быть измерено расстояние,
зависит от ширины спектра зондирующего сигнала и отношения энергии
сигнала к энергии шумов. Точность измерения может быть ограничена
такими практическими факторами, как точность прибора для измерения
частоты, остаточная ошибка определения времени прохождения сигнала
в цепях и линиях передачи, ошибки, вызванные многократными отражения-
ми и просачиванием сигнала передатчика, и частотная ошибка, обусловлен-
ная участком поворота кривой, характеризующей закон частотной моду-
ляции.
Как указывалось выше, распространенным видом прибора для изме-
рения частоты является счетчик периодов, измеряющий количество периодов
или полупериодов биений в течение периода модуляции. Суммарная величи-
на измеренных периодов представляет собой дискретное число, так как
счетчик не может измерить долю периода. Дискретность при измерении
частоты приводит к ошибке, называемой систематической или шаговой *).
Среднее число периодов N частоты биений fb за один период модуляции
составляет fb/fm, где черта над fb означает усреднение по времени. Уравне-
ние (3.18) можно представить в виде
К = (3-27)
где R—дальность (высота), м; с—скорость распространения электро-
магнитной энергии, м/сек-, Af — двойное частотное отклонение, гц. Так как
выходное значение частотомера N является целым числом, то дальность
представляет собой целое число, кратное величине что приводит
к возникновению шаговой ошибки, равной
67? =4^. (3.28)
Следует заметить, что шаговая ошибка не зависит от дальности и несущей
частоты и является функцией только двойного частотного отклонения.
Для получения малой шаговой ошибки необходимо обеспечить большие
значения двойного частотного отклонения.
х) Учитывая характер этой ошибки, ее лучше называть шаговой или ошибкой
квантования.— Прим. ред.
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
123
Двойное частотное отклонение в радиолокационном высотомере
AN/APN-22 составляет 70 Мгц для высот, меньших 60 м. Шаговая ошибка
равна ~ 1 м. Если двойное частотное отклонение составляет 1/10 указан-
ного значения (т. е. 7 Мгц), то ошибка равняется ~ 10 м, что на низких
высотах является относительно большой ошибкой. Следует напомнить, что
на высотах, превышающих 60 м, в радиолокационном высотомере AN/APN-22
5,4 периода
0\---------1--------I---------I--------1--------1_
8В 28В 36В 48В 58В
Дальность
Фиг. 3.18. Изменение счета периодов частоты биений.
а — 5,4 периода частоты биений; б — то же, что и а, но со сдвигом фазы на Л рад; в — изменение
счета с дальностью.
с помощью следящей системы управления обеспечивается изменение двой-
ного частотного отклонения, обратно пропорциональное высоте полета.
При этих условиях (т. е. при изменении А/ в зависимости от высоты) шаго-
вая ошибка является функцией высоты полета. Однако и в этом случае
шаговая ошибка, выраженная в процентах, имеет постоянную величину.
Счет, производимый частотомером, зависит от фазы частоты биений
относительно интервала времени, в котором производится измерение.
Кроме того, счет будет зависеть от конкретной схемы счетчика, т. е. от
того, считает ли счетчик пересечения порогового уровня или пересечения
нулевой линии, является ли он двухполупериодным (2 отсчета за период)
или полупериодным (1 отсчет за период). Зависимость от фазы частоты бие-
ний можно проиллюстрировать на счетчике, который подсчитывает только
пересечения нулевой линии при переходе функции из отрицательной обла-
сти в положительную (1 отсчет за период). Пусть сигнал с частотой биений
имеет такую длительность, что в периоде модуляции укладывается 5,4 перио-
да этого сигнала. Если фаза сигнала относительно кривой, характеризую-
щей закон модуляции, такая же, как показано на фиг. 3.18, а, то счет
положительных пересечений нулевой линии будет равен 5, но при сдвиге
фазы на л рад счет составит 6; дальнейший сдвиг на л рад снова даст счет,
равный 5. Фаза сигнала с частотой биений изменится, согласно уравне-
нию (3.22), на л рад, если на эту же величину изменится выражение 2nf0T =
= 4л/? /А. Это соответствует изменению дальности на 1А длины волны.
На частотах, используемых в радиолокации, четверть волны является
124
Глава 3
величиной, малой по сравнению с шаговой ошибкой по дальности bR,
обусловленной дискретным измерением частоты. В связи с этим показания
прибора будут изменяться в пределах от N до (N + 1) периодов каждый раз,
когда дальность изменится на 1/i длины волны. В случае использования
двухполупериодного счетчика счет будет возрастать или уменьшаться
на единицу каждый раз, когда дальность изменится на г/8 длины волны.
Неоднозначность подсчета N иллюстрируется на фиг. 3.18, в. Единицы
дальности выражены в приращениях шаговой ошибки 6/? = d№f. Каждый
раз при изменении фазы отраженного сигнала на л рад (или л/2 рад для
двухполупериодного счетчика) счет увеличивается или уменьшается на
единицу. Счет изменяется на единицу также каждый раз, когда дальность
изменяется на 6/?. Так, например, если показание частотомера равно 3,
то действительное значение дальности лежит в пределах между 267? и 46/?.
На больших высотах неточность, обусловленная шаговой ошибкой,
обычно не имеет практического значения, если только Af не мало. Нормаль-
ные флуктуации высоты полета самолета, обусловленные неровностями
земной поверхности, волнами на море или турбулентностью атмосферы,
усредняют шаговую ошибку при условии, что постоянная времени индика-
торного устройства велика по сравнению с временем между флуктуациями.
При полете над ровной местностью, например над взлетно-посадочной
полосой аэродрома или над спокойным морем, шаговая ошибка может не
подвергнуться процессу усреднения, что усложнит работу.
Существует несколько методов, которые могут быть использованы для
получения малой шаговой ошибки, если имеет смысл стремиться к этому.
Один метод, о котором уже упоминалось, заключается в обеспечении боль-
шого двойного частотного отклонения Д/. Двойное частотное отклонение
в большинстве радиолокационных высотомеров составляет величину поряд-
ка 100 Мгц, что обеспечивает получение шаговой ошибки ~ 1 м. Влияние
шаговой ошибки можно также уменьшить путем качания частоты модуля-
ции или фазы выходного сигнала передатчика. Качание фазы передатчика
приводит к качанию фазы сигнала биений. Среднее показание между N
и N + 1 можно получить с помощью нормального измерительного механиз-
ма. В радиолокационном высотомере AN/APN-22 используется метод
изменения частоты модуляции с частотой 10 гц, что изменяет фазовый сдвиг
сигнала биений. Система индикации рассчитана таким образом, что она
не реагирует непосредственно на модуляцию с частотой 10 гц, но усредняет
шаговую ошибку способом, аналогичным применяемому при флуктуациях
высоты полета.
Другой метод, используемый для усреднения шаговой ошибки, заклю-
чается в изменении фазы опорного сигнала fon путем перехода к частоте
fon + fi, где Л — частота, величина которой мала по сравнению с частотой
модуляции fm. Фазовый сдвиг, связанный с сигналом биений, составит
2nf0T [согласно уравнению (3.22)1 плюс 2nftt. Поэтому суммарный фазовый
сдвиг будет изменяться со временем и позволит произвести усреднение
шаговой ошибки.
В рассмотренных выше методах предполагается, что при работе радио-
локатора имеется достаточно времени, чтобы произвести усреднения.
Для самолетного радиолокационного высотомера с частотно-модулирован-
ным сигналом это условие обычно удовлетворяется. В других типах радио-
локаторов с излучением частотйо-модулированных непрерывных колеба-
ний, например в радиолокационных системах обнаружения, необходи-
мость усреднения в интервале времени может потребовать увеличения
скорости обзора, что не всегда приемлемо.
Радиолокационные станции с непрерывным излучением 125
В отличие от дискретного частотомера в непрерывно действующем
частотомере, например в частотном дискриминаторе, шаговая ошибка
отсутствует. Выходной сигнал дискриминатора представляет собой напряже-
ние, пропорциональное частоте, и носит непрерывный, а не дискретный
характер. Однако дискриминаторы, имеющие достаточную стабильность
и линейность, не способны работать в таком широком частотном диапазоне,
как счетчик частоты, в связи с чем раньше они не использовались в радио-
локационных высотомерах с частотной модуляцией сигнала. Кроме того,
в случае необходимости получить информацию как о дальности, так и о ско-
рости работу схемы дискриминатора в качестве переключаемого частото-
мера труднее обеспечить, чем работу счетчика.
Фиг. 3.19. Блок-схема радиолокационной станции, излучающей частотно-модулиро-
ванные непрерывные колебания, с устройством для устранения шаговой ошибки.
Препятствие, обусловленное ограниченной шириной полосы частот-
ного дискриминатора, может быть преодолено путем преобразования отно-
сительно низкой частоты биений в более высокую частоту с целью умень-
шения требуемой относительной ширины полосы пропускания. Дискрими-
натор может быть использован в радиолокационных высотомерах, где
девиация частоты контролируется с помощью следящей системы, поддер-
живающей постоянство частоты биений.
На фиг. 3.19 представлен еще один метод использования частотного
дискриминатора для определения как дальности, так и радиальной (отно-
сительной) скорости. Этот метод позволяет не только устранить шаговую
ошибку, но и исключить возможную ошибку в определении дальности
и радиальной скорости близких быстролетящих целей (при которая
может возникнуть при совместном использовании усредняющих и переклю-
чаемых счетчиков частоты. В системах, описанных в литературе, фактиче-
ски применяется приемник с тремя ступенями преобразования, а не пока-
занный здесь приемник с одной ступенью преобразования, однако при
анализе такой более простой системы общность выводов не нарушается.
В основном система вплоть до входа ограничителя сходна с супергетеродин-
ным приемником на боковой полосе, рассмотренным выше (фиг. 3.14).
Напряжение от усилителя промежуточной частоты, предшествующего
ограничителю, определяется выражением
сп.ч = k sin [2nfn,4 (/ -ф T) ± 2nfdt 4- nAfT cos (2nfmt — <рт) -ф <p] =
= #sinO, (3.29)
126
Глава 3
где fn.q — промежуточная частота; fd — допплеровская частота; <р — раз-
личные фазовые сдвиги, вводимые в систему; <рт — nfmT; Т = 2R/c;
остальные параметры определяются уравнением (3.22). Дифференцирова-
ние Ф для получения частоты сигнала на выходе усилителя промежуточной
частоты дает
27ГДГ = ^4 ± fd—sin (2лМ—рт). (3.30)
При подаче частоты на частотный дискриминатор, средняя частота настрой-
ки которого равна промежуточной частоте fn4, выходное напряжение будет
Фиг. 3.20. Блок-схема радиолокатора с двойной частотной модуляцией излучаемого
сигнала.
состоять из постоянной составляющей, соответствующей допплеровской
частоте fd, и переменной составляющей частоты fm, амплитуда которой
пропорциональна дальности. Поэтому радиальная скорость цели может
быть измерена путем усреднения выходного сигнала дискриминатора.
Дальность определяется выделением переменной составляющей в узко-
полосном фильтре, средняя частота настройки которого равна частоте fm;
выходное напряжение фильтра калибруется непосредственно в единицах
дальности. При точных измерениях радиальная скорость и дальность не
должны значительно изменяться за интервал времени, в течение которого
производится усреднение.
Другой метод устранения шаговой ошибки в аппаратуре, излучающей
частотно-модулированный сигнал, применяется в так называемом радио-
локаторе с двойной модуляцией.
В этой системе (фиг. 3.20) зондирующий сигнал модулируется двумя
частотами fmt и fm2. Модулирующая частота fml низка и соответствует
модулирующей частоте fm в обычной системе с частотной модуляцией,
а частота fm2 относительно высокая (fm2 fmt). Частота fml может иметь
величину порядка 100 гц, а частота fm2—несколько килогерц. Принятый
сигнал смешивается с опорным; в результате выделяется сигнал промежу-
точной частоты, представляющей собой некоторое целое число (включая
единицу) fm2 ± допплеровская частота fd. Поэтому при усилении этого
сигнала, ограничении и подаче на частотный дискриминатор на выходе
получатся две составляющие, как в системе, представленной на фиг. 3.19.
Одна из них является постоянной составляющей, пропорциональной доп-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
127
плеровскому сдвигу частоты (± fd) и, следовательно, относительной скоро-
сти цели; другая — переменной составляющей на частоте fml, амплитуда
которой пропорциональна дальности цели. В системе с двойной частотной
модуляцией излучаемого сигнала устраняется шаговая ошибка и имеется
возможность использовать меньшую девиацию частоты, чем в обычной
системе с частотной модуляцией сигнала. Однако она сложнее системы,,
изображенной на фиг. 3.19, и имеет большие ограничения как в отношении
максимальной, так и минимальной дальности по сравнению с обычной
системой с частотной модуляцией сигнала.
Фиг. 3.21. Паразитные сигналы в само-
летном радиолокационном высотомере с
частотной модуляцией сигнала (см. текст).
Раньше чем закончить изучение вопроса о шаговой ошибке, целесо-
образно кратко рассмотреть соотношение между шириной спектра сигнала
передатчика и получаемой точностью. В гл. 10 анализируются факторы,
влияющие на точность радиолокационных измерений. Там указывается,
что точность измерения дальности является функцией ширины спектра
излучаемого сигнала, отношения сигнал/шум и числа независимых наблю-
дений. Чем шире спектр сигнала передатчика и больше отношение’ сиг-
нал/шум, тем более точно будет измерена дальность. Для получения сравнимой
точности в системах с частотной модуляцией сигнала, подобных представлен-
ным на фиг. 3.19 и 3.20, девиация частоты которых составляет только долю
девиации, применяемой в обычной радиолокационной системе с частотно-
модулированными непрерывными колебаниями, требуется большее время
или большее количество наблюдений, а также более высокое отношение
сигнал/шум.
При наличии неконтролируемых изменений частоты передатчика,
частоты модуляции или девиации частоты в радиолокаторе с излучением
непрерывных колебаний могут возникнуть и другие ошибки. Движение
цели может вызвать ошибку по дальности, равную vrT0, где vr— радиаль-
ная скорость, а То— время наблюдения. На малых дальностях ошибка,
обусловленная запаздыванием сигналов в схеме, может также привести
к значительной ошибке, если не принять мер для ее компенсации. Эта
ошибка вызвана задержками сигнала в цепях и передающем тракте аппара-
туры. Многократно отражающиеся сигналы или сигналы, отражающиеся
от различных целей, также вызывают ошибку. На фиг. 3.21 показаны
некоторые паразитные сигналы, которые могут появиться в самолетном
радиолокационном высотомере с частотной модуляцией сигнала. Полезный
128
Глава 3
сигнал показан сплошной линией, а паразитные — пунктирными стрелками.
К паразитным сигналам относятся:
1. Отражения зондирующих сигналов в антенне, вызванные рассогласо-
ванием полных сопротивлений.
2. Сигналы, обусловленные появлением стоячих волн в кабеле, пред-
назначенном для подачи опорного сигнала к приемнику (вследствие плохого
согласования смесителя).
3. Просачивающийся сигнал передатчика, поступающий в приемник
в результате существования связи между передающей и приемной антенна-
ми. Это может ограничить результирующую чувствительность приемника,
в особенности на больших высотах.
4. Интерференция, обусловленная обратным отражением энергии
к передатчику, что вызывает изменение полного сопротивления со стороны
передатчика. Это имеет важное значение лишь на малых высотах. Интер-
ференцию можно уменьшить, включив на малой высоте аттенюатор в пере-
дающий тракт с помощью направленного ответвителя или развязывающего
устройства.
5. Сигнал, возникающий в результате двойного отражения.
Ошибки радиолокационных систем с излучением частотно-модулирован-
ных непрерывных колебаний могут быть также внесены в результате много-
кратных отражений (отражения от нежелательных целей). Эти ошибки
необходимо устранить. Их можно уменьшить, применив узконаправленные
антенны, а в наземных радиолокационных системах снизив высоту антенны
для уменьшения разности в пути между прямым и отраженным лучами.
Эти меры лишь частично решают проблему борьбы с такими помехами.
Просачивающийся сигнал передатчика. Чувствительность приемника
радиолокатора с частотно-модулированными непрерывными колебаниями
ограничивается шумами, сопровождающими зондирующий сигнал, которые
просачиваются в приемник. Хотя были достигнуты успехи в уменьшении
дмплитудно- и частотно-модулированных шумов, генерируемых мощными
передатчиками непрерывных колебаний, однако величина шумов обычно
велика по сравнению с отраженным сигналом, вследствие чего необходимо
принять меры для сведения к минимуму просачивающегося в приемник
сигнала. Описанные выше методы уменьшения просачивания в радиолока-
торе с непрерывными колебаниями пригодны также для радиолокаторов
с частотно-модулированными непрерывными колебаниями. Эффективные
способы, обеспечивающие значительную развязку, состоят в использовании
отдельных антенн, а также в непосредственной компенсации просачиваю-
щегося сигнала.
С помощью компенсации просачивающегося сигнала можно обеспечить
развязку, лежащую в пределах 10—60 дб [1] в зависимости от используе-
мого метода регулировки и поддержания на нужных уровнях фазы и ампли-
туды компенсирующего сигнала. Для получения компенсации порядка 60 дб
(остаточное напряжение составляет 1/1Ооо первоначального) необходимо
применить замкнутую следящую систему, предназначенную для автомати-
ческой коррекции изменений просачивающегося сигнала, вызванных скани-
рованием антенны и другими подобными причинами.
Дополнительной мерой для устранения в радиолокационном приемнике
непрерывных колебаний составляющих шума передатчика на двух боковых
полосах является применение простейшей схемы компенсации с амплитуд-
ной модуляцией. Схема компенсации на двух боковых полосах не оказывает
влияния на принятый сигнал, так как сигнал с допплеровским сдвигом
частоты эквивалентен модуляции на одной боковой полосе.
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
129
Способность радиолокатора с частотно-модулированными непрерыв-
ными колебаниями измерять дальность обеспечивает дополнительную
возможность увеличения развязки. Сигналы, отраженные от близко рас-
положенных целей, включая и просачивающийся сигнал передатчика,
могут быть ослаблены в сравнении с интересующим оператора сигналом,
отраженным от дальних целей; это достигается соответствующей обработкой
сигнала разностной частоты, полученного смешением зондирующего и при-
нятого сигналов.
При частотной модуляции несущей непрерывных колебаний по синусо-
идальному закону можно разностную частоту, полученную в результате
смешения отраженного сигнала с частью зондирующего, разложить в три-
гонометрический ряд, члены которого представляют собой гармоники
модулирующей частоты fm. Пусть сигнал передатчика имеет вид
sin ^2nf0/-|--j^-sin2n/m^ , (3.31)
где fo—несущая частота; fm—частота модуляции; Af— двойное частотное
отклонение (равно удвоенному значению девиации частоты). Сигнал раз-
ностной частоты может быть представлен в виде
vD = Jo (D) cos (2nfdt—фо) +
+ 2Ji (D) sin (2afdt—<p0) cos (2nfmt—<pm) — .
— 2J2 (D) cos (2nfdt—фо) cos 2 (2nfmt—фт) —
—2J3 (D) sin (2nfdt—фо) cos 3 (2nfmt—tpm) +
+ 2J4 (D) cos (2nfdt—фо) cos 4 (2nfmt—фт) +
+ 2J5(D)... (3.32)
где Jo, Ji, J2, ••• — функции Бесселя первого рода и 0, 1, 2, ... порядка
соответственно; D = (Af/f,n) sin 2nfmR0/c-, Ro—расстояние до цели в момент
t = 0 (расстояние, которое было бы измерено в случае неподвижной цели);
с — скорость распространения электромагнитных колебаний; fd = 2vrfolc —
допплеровский сдвиг частоты; vT — радиальная (относительная) скорость
цели по отношению к радиолокатору; ф0 — сдвиг фазы, приблизительно
равный 4nf0R0/c-, фт — сдвиг фазы, приблизительно равный 2nfmRalc.
Сигнал разностной частоты, определяемый уравнением (3.32), включает
составляющую допплеровской частоты с амплитудой Jo(D) и серию косину-
соидальных колебаний частоты fmt 2fm, 3fm и т. д. Каждая из указанных
гармоник fm модулируется составляющей допплеровской частоты, амплиту-
да которой пропорциональна Jn(D). Умножение коэффициента допплеров-
ской частоты на коэффициент л-й гармоники равносильно двухполосной
модуляции с подавлением несущей (фиг. 3.22).
Принципиально в радиолокаторе с частотно-модулированными непре-
рывными колебаниями можно выделить любую из Jn составляющих сигнала
разностной частоты. Рассмотрим вначале постоянный член J 0 (О) cos (2nfdt —
—Фо). Он представляет собой косинусоидальное колебание допплеровской
частоты, амплитуда которого пропорциональна J0(D). На фиг. 3.23 приведен
график нескольких функций Бесселя. Аргумент D функции Бесселя про-
порционален дальности. Амплитуда Jo соответствует максимальной реак-
ции на сигналы при нулевой дальности в радиолокаторе, выделяющем
постоянную составляющую допплеровской частоты. Это дальность, на кото-
рой действуют просачивающийся сигнал и его шумовые составляющие
(включая микрофонный эффект и вибрацию). На больших дальностях,
9 М. Сколник
130 Глава 3
где предполагается нахождение цели, действие функции Бесселя Jo выра-
жается в уменьшении амплитуды отраженного сигнала по сравнению с отра-
женным сигналом на нулевой дальности (в дополнении к нормальному
Фиг. 3.22. Спектр сигнала разностной частоты для радиолокатора с непрерывно
излучаемыми колебаниями, модулированными по синусоидальному закону
частотой fm.
Спектр вычерчен для допплеровского сдвига частоты fj, обусловленного движением цели.
затуханию, связанному с увеличением дальности). Поэтому в случае исполь-
зования члена Jo увеличивается просачивающийся сигнал и уменьшается
сигнал, отраженный от цели, что противоречит требуемым условиям.
Фиг. 3.23. График функций Бесселя 0, 1, 2 и 3-го порядков.
D = (Af/fm)sin 2nfmRo/c.
Анализ функций Бесселя (фиг. 3.23) показывает, что при выделении
одной из гармоник частоты модуляции (например, первой, второй или
третьей) амплитуда просачивающегося сигнала на нулевой дальности
теоретически может быть равна нулю. Чем больше число гармоник, тем
выше будет порядок функции Бесселя и меньше величина проникающего
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
131
паразитного сигнала, обусловленного микрофонным эффектом. Это следует
из того, что при малых значениях х величина Jn(x) изменяется подобно хп.
Хотя при функциях Бесселя высшего порядка может уменьшиться
реакция при нулевой дальности, однако она может уменьшиться и на рабо-
чих участках дальности, если цель оказывается на расстоянии, соответству-
ющем нулю функции Бесселя или вблизи него. Если радиолокационная
станция работает только по одиночной цели, можно найти величину двой-
ного отклонения частоты А/ таким образом, чтобы получить значение D, при
котором максимум функции Бесселя соответствует дальности цели.
Метод применения функций Бесселя высшего порядка был использован
в допплеровской навигационной радиолокационной системе, описываемой
в следующем разделе. На фиг. 3.24 приведена блок-схема радиолокатора
с непрерывным излучением колебаний, в котором используется третья
Ф и г. 3.24. Выделение третьей гармоники (функции Бесселя J3) в радиолокаторе,
излучающем непрерывные колебания, модулированные по синусоидальному закону.
гармоника (функция Бесселя J3). Модуляция передатчика по синусоидаль-
ному закону с частотой fm обеспечивает получение колебаний, определяемых
уравнением (3.31). Отраженный сигнал с допплеровским сдвигом частоты
смешивается с зондирующим сигналом для получения сигнала с частотой
биений, соответствующего уравнению (3.32). Одна из гармоник fm (в данном
случае третья) пропускается фильтром, настроенным на нее. Полоса фильтра
достаточно широка для пропускания обеих боковых полос допплеровской
частоты. Выходной сигнал фильтра смешивается с третьей гармоникой fm.
Допплеровская частота выделяется фильтром нижних частот.
Так как суммарная энергия, содержащаяся в сигнале частоты биений,
распределяется среди всех гармоник, то выделение только одной состав-
ляющей вызывает непроизводительный расход энергии сигнала, содер-
жащейся в других гармониках, что приводит к потере части сигнала по срав-
нению с идеальным радиолокатором, непрерывно излучающим колебания.
Однако в общем случае отношение сигнал/шум в радиолокаторе с частотной
модуляцией, предназначенном для работы с n-й гармоникой, выше, чем
у реального радиолокатора с непрерывным излучением колебаний. Это
объясняется тем, что просачивающийся от передатчика шум подавляется
функцией Бесселя n-го порядка. Потеря энергии сигнала при использова-
нии функции Бесселя J3, по приводимым в литературе данным, составляет
4—10 дб. Хотя можно использовать отдельные передающую и приемную
антенны, но часто в этом нет необходимости. В блок-схеме на фиг. 3.24 при-
меняется одна общая антенна с циркулятором. Просачивание сигнала,
обусловленное циркулятором и отражениями от антенны, происходит
на близких расстояниях и ослабляется в соответствии с функцией Бесселя J3.
132
Глава 3
На фиг. 3.25 приведен график зависимости величины J3(D) от расстоя-
ния. Кривая имеет зеркальное отражение вследствие периодичности D.
Наличие нулевых значений позволяет утверждать, что при соответствующем
выборе параметров модуляции сигналы, отраженные от целей, находящихся
на определенных дальностях, могут быть подавлены.
В случае неподвижной цели (нулевая допплеровская частота) ампли-
туды гармоник частоты модуляции пропорциональны Jn(D) sin ф0 или
Jn(D) cos <ро. где фо = 4nf0R0/c= 4nR0/k. Следовательно, амплитуда зависит
от дальности цели, выраженной в длинах высокочастотных волн. При
Расстояние
Фиг. 3.25. График J3(D) как функция расстояния.
изменении дальности на величину, соответствующую одной длине высоко-
частотной волны, множители sin ф0 и cos ф0 могут принимать любое значение
между +1 и —1, включая нуль. По этой причине выделение частот модуля-
ции высшего порядка практически не целесообразно при неподвижной цели,
как, например, в радиолокационном высотомере.
Чтобы использовать свойства функции Бесселя для получения развязки
в радиолокационном высотомере с частотно-модулированными непрерывными
колебаниями, в случае, когда допплеровская частота равна нулю, можно
искусственно создать допплеровский сдвиг частоты, изменив значение
опорной частоты. Это можно осуществить с помощью генератора, создающего
сигнал на одной боковой полосе (преобразователя частоты), включенного
между направленным ответвителем и высокочастотным смесителем, изобра-
женным на фиг. 3.24. Преобразование частоты в канале опорного сигнала
эквивалентно допплеровскому сдвигу в тракте антенны. Девиация частоты
модулирующего колебания может быть отрегулирована с помощью следящей
системы для обеспечения соответствия максимума функции Бесселя высоте
полета самолета. Специального устройства для преобразования частоты
в самолетной допплеровской навигационной системе не требуется, так как
угол склонения луча антенны отличается от 90° и при движении самолета
создается допплеровский сдвиг частоты.
3.4. САМОЛЕТНАЯ ДОППЛЕРОВСКАЯ НАВИГАЦИОННАЯ
РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СИСТЕМА
Важным требованием для обеспечения полета самолета является нали-
чие автономной навигационной системы, способной работать в любом месте
над земной поверхностью при любых условиях видимости и в любую погоду.
Она должна обеспечивать необходимые данные для пилотирования самолета
от одного пункта к другому без поступления навигационной информации
на самолет от наземной станции. Один из методов создания автономной
самолетной навигационной системы базируется на использовании принципа
действия допплеровского радиолокатора с непрерывным излучением колеба-
ний. Допплеровский радиолокатор может обеспечить получение данных
об угле сноса и истинной скорости самолета относительно земной поверх-
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
133
ности. Угол сноса—это угол между горизонтальной проекцией продольной
оси самолета (курс) и горизонтальной составляющей вектора скорости
самолета (вектор путевой скорости). Местоположение самолета в данный
Фиг. 3.26. Однолучевая допплеровская навигационная радиолокационная самолет-
ная система с лучом, направленным под углом у к горизонтали (о) и использование
в допплеровской навигационной самолетной системе четырех лучей для определения
путевой скорости (6).
момент времени («текущее» положение самолета) может быть вычислено
с помощью правил счисления пути по данным измерений путевой скорости
и угла сноса.
Установленная на самолете допплеровская навигационная радиолока-
ционная станция, антенный луч которой направлен под углом у к горизон-
тали (фиг. 3.26, а), будет принимать отраженный от земли сигнал с доп-
плеровским сдвигом частоты. Частотный сдвиг составляет fd = (fo/c) vcosy,
где f0 — частота несущей, v — скорость самолета, ас — скорость рас-
пространения электромагнитных колебаний. В типовом случае угол наклона
у может лежать в пределах 65—70°. Один антенный луч допплеровской
навигационной станции позволяет измерить одну составляющую скорости
самолета, соответствующую направлению луча. Для определения вектора
134
Глава 3
скорости, т. е. скорости и направления движения, необходимы минимум
три не лежащих в одной плоскости луча.
Допплеровская навигационная радиолокационная система позволяет
измерить вектор скорости относительно опорной платформы антенного
устройства. Для определения горизонтальной составляющей вектора скоро-
сти (вектора путевой скорости) необходимо с помощью вспомогательных
средств определить направление вертикали. Для правильной навигации
должен быть также известен курс самолета, который можно определить
с помощью компаса. Опорную вертикаль можно использовать для стабили-
зации положения антенных лучей относительно горизонтальной плоскости;
при другом методе составляющие вектора путевой скорости определяют-
ся с помощью вычислительного устройства, а антенная система остается
неподвижной относительно корпуса самолета.
В реальной конструкции допплеровского навигационного радиолока-
тора можно применять четыре луча, ориентация которых показана на
фиг. 3.26, б. Допплеровский навигационный радиолокатор с направлен-
ными вперед и назад лучами получил название система «Янус» (по имени
бога из римской мифологии, который мог одновременно смотреть вперед
и назад1)). Предположим вначале, что два передних и два задних луча рас-
положены симметрично относительно продольной оси самолета. Если вектор
путевой скорости самолета не совпадает с его курсом, то допплеровская
частота в двух передних лучах будет различной. Эту разницу в частоте
можно использовать для создания сигнала ошибки в следящей системе,
обеспечивающей поворот антенн до тех пор, пока не сравняются допплеров-
ские частоты. Это укажет на то, что положение оси антенной системы соот-
ветствует направлению вектора путевой скорости самолета. Угловое смеще-
ние антенной системы относительно курса является углом сноса, а величина
допплеровской частоты — мерой путевой скорости самолета.
Применение двух задних лучей в сочетании с двумя передними значи-
тельно увеличивает точность измерений. Оно позволяет устранить ошибку,
вводимую вертикальным перемещением самолета, и уменьшить ошибку,
обусловленную движениями антенны по тангажу.
Навигацию можно также осуществлять с помощью только двух антен-
ных лучей, если использовать некоторые вспомогательные средства для
получения третьей координаты. Два луча позволяют получить две состав-
ляющие скорости самолета, тангенциальные к земной поверхности. Требуе-
мая третья составляющая — вертикальная скорость — может быть получена
от какого-либо прибора недопплеровского типа, например барометрического
измерителя скорости подъема. Основным преимуществом двухлучевой
системы является упрощение аппаратуры. Однако точность при этом полу-
чается ниже, чем в системах с тремя или четырьмя лучами.
В принципе радиолокатор непрерывных колебаний можно считать
идеальным прибором для получения допплеровской навигационной инфор-
мации. Однако практически радиолокатор непрерывных колебаний непри-
годен при больших высотах полета. Просачивание энергии из передатчика
в приемник ограничивает чувствительность приемника допплеровского
навигационного радиолокатора непрерывных колебаний, как и приемника
любого радиолокатора непрерывных колебаний. Один из методов устранения
вредного влияния просачивания энергии заключается в импульсной модуля-
ции передатчика и выключении приемника на время, соответствующее
*) Такие системы в отечественной литературе часто называются двухсторонни-
ми.— Прим. ред.
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
135
длительности зондирующего импульса, способом, аналогичным применяе-
мому в импульсно-допплеровском радиолокаторе (разд. 4.5). Дополнитель-
ное преимущество импульсно-допплеровского режима работы заключается
в том, что каждый луч может формироваться одной антенной, предназначен-
ной как для передачи, так и для приема, в то время как в радиолокаторе
непрерывных колебаний приходится обычно применять две отдельные
антенны для получения требуемой развязки. Однако для импульсных
систем характерны потери по дальности в зоне действия и (или) чувствитель-
ности вследствие «высотных провалов». Они обусловлены высоким значением
частоты повторения импульсов, обычно свойственным импульсно-доппле-
ровским радиолокаторам, когда необходимо получить однозначное измере-
ние допплеровской частоты. Высокое значение частоты повторения импуль-
сов, хотя и обеспечивает однозначное определение допплеровской частоты,
но приводит обычно к неоднозначному определению дальности. Однако
более важным является тот факт, что в импульсном радиолокаторе с произ-
вольной частотой повторения импульсов может произойти потеря целей.
Если передатчик излучает импульс как раз в момент прихода отраженного
от земли сигнала, то он не будет принят приемником. Таким образом, «высот-
ные провалы» получаются на тех высотах или вблизи тех высот, для которых
время распространения зондирующего сигнала до отражающей поверхности
и обратно является целым кратным периода повторения импульсов. Извест-
ны методы, позволяющие уменьшить нежелательные эффекты «высотных
провалов», однако часто возникают некоторые неудобства при использова-
нии аппаратуры, а также возможно ухудшение ее основных характеристик.
В импульсно-допплеровской системе для правильного измерения
допплеровского сдвига частоты необходимо обеспечить когерентность
колебаний от импульса к импульсу. Зондирующий сигнал может быть
получен от маломощного генератора непрерывных колебаний, за которым
следует усилитель, модулируемый импульсами с заданной частотой повторе-
ния. В сущности импульсно-допплеровский радиолокатор можно рассмат-
ривать как радиолокатор с квантованными непрерывными колебаниями.
«Двухсторонняя» допплеровская навигационная система может рабо-
тать в некогерентном режиме, если использовать один и тот же передатчик
для одновременного формирования парных лучей. В типовом случае один
луч пары направлен вперед и вправо от вектора путевой скорости, а другой
назад и влево. Передний — левый и задний — правый лучи также форми-
руются тем же передатчиком и составляют для него второй канал. Оба
канала могут работать одновременно или раздельно во времени. Смешивая
в смесительном устройстве отраженный сигнал, принятый передними и зад-
ними лучами, можно выделить допплеровскую частоту. В этой системе
не требуется стабильная частота передатчика, как в когерентной системе.
В ней используется относительная когерентность колебаний, получаемая
на основе сравнения сигналов, принятых передним и задним лучами. Изме-
нения частоты передатчика одинаково влияют на сигналы, принимаемые
антеннами, формирующими лучи обоих направлений; поэтому эти изменения
взаимно компенсируются при выделении разностной частоты.
Другой метод получения необходимой развязки в допплеровском
навигационном радиолокаторе состоит в использовании системы, излучаю-
щей частотно-модулированные непрерывные колебания. При частотной
модуляции сигнала передатчика можно уменьшить величину просачиваю-
щегося сигнала по сравнению с сигналом, отраженным от поверхности
земли, путем выделения гармоники частоты модуляции и использования
свойств одной из функций Бесселя высшего порядка, как показано в пре-
136
Глава 3
идущем разделе. Утверждается, что в допплеровской навигационной
системе, основанной на рассматриваемом принципе действия, может быть
обеспечена развязка 150 дб, требуемая для работы на высотах порядка 15 км.
На высотах около 12 км допплеровский навигационный вычислитель
может обеспечить надежное измерение расстояний над сушей с ошибкой,
не превышающей в худшем случае 0,5%, и углов сноса с ошибкой 0,5°.
Точность измерения над водной поверхностью несколько ниже. Один из
источников ошибок при измерениях над водной поверхностью обусловлен
зеркальным отражением падающего луча. Зеркальное отражение умень-
шает обратное рассеивание энергии, вследствие чего понижается отношение
сигнал/шум. Оно также вызывает кажущееся увеличение угла склонения,
создавая благоприятные условия для отражений, соответствующих нижней
половине падающего луча. Это приводит к ошибке в определении путевой
скорости. Другим источником ошибок является движение массы воды,
обусловленное приливами, течениями, ветрами; оно вызывает допплеров-
ский сдвиг частоты в дополнение к сдвигу, возникающему в результате
движения самолета.
3.5. МНОГОЧАСТОТНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
НЕПРЕРЫВНЫХ КОЛЕБАНИЙ
Радиолокационное измерение времени задержки или дальности в основ-
ном сводится к определению изменения фазы как функции частоты при
постоянных значениях времени и направления (разд. 10.2). С этой точки
зрения можно произвести анализ импульсного радиолокатора и радио-
локатора, излучающего частотно-модулированные непрерывные колебания,
однако физический принцип работы этих систем лучше всего уясняется
при анализе, базирующемся на временном представлении зависимостей
параметров. Но измерение дальности путем использования много-
частотных непрерывных колебаний, описываемое в настоящем разделе,
представляет собой непосредственное приложение принципа, гласящего,
что измерение дальности эквивалентно измерению разности фаз.
Рассмотрим задачу измерения дальности 7? одиночной неподвижной
цели с помощью радиолокатора непрерывных колебаний, излучающего
синусоидальное колебание вида 2л/0/ на одной частоте. (Амплитуды всех
сигналов приняты равными единице, так как они не влияют на окончатель-
ный результат.) Синусоидальный сигнал распространяется по направлению
к цели и возвращается обратно к радиолокатору за время Т = 27? /с, где
с — скорость распространения электромагнитных колебаний. При сравне-
нии зондирующего и принятого сигналов в фазовом детекторе выходной
сигнал будет пропорционален разности фаз между двумя сигналами, равной
Дф = 2л/07 = 4л/оЛ/с. Следовательно, разность фаз может служить мерой
дальности
Измерение разности фаз Дф однозначно только в том случае, когда Дф не
превышает 2л рад (фазу 2лп + Дф рад, где п — целое число, нельзя отли-
чить от фазы Дф рад). Подставляя в уравнение (3.33) Дф = 2л, получим,
что максимальная однозначно определяемая дальность равна Х/2. При-
менительно к частотам, используемым в радиолокации, это значение одно-
значной дальности чрезвычайно мало и не представляет практического
Радиолокац ионные станции с непрерывным излучением 137
интереса, хотя оно может оказаться вполне пригодным для тех приборов
определения местоположения, которые работают на относительно низких
частотах.
Предел однозначного определения дальности может быть значительно
увеличен при передаче двух раздельных непрерывных сигналов, несколько
отличающихся друг от друга по частоте [1]. Ниже будет показано, что
Фиг. 3.27. Спектры излучаемого (а) и принятого (б) сигналов в двухчастотной радио-
локационной станции непрерывных колебаний.
измерение с помощью двух непрерывных колебаний разных частот обеспе-
чивает однозначное определение дальности, соответствующей половине
длины волны на разностной частоте. Следовательно, можно получить зна-
чительно больший предел однозначного определения дальности, чем при
передаче только одной частоты.
Предполагается, что излучаемый сигнал складывается из двух непре-
рывных синусоидальных колебаний с частотами Д и f2 (фиг. 3.27, а), отстоя-
щими друг от друга на величину А/. Ради простоты амплитуды всех сиг-
налов приняты равными единице. Напряжения двух составляющих излу-
чаемого сигнала v1T и v2T можно представить в виде
v1T = sin (2n/:1Z-j-<p1), (3.34а)
v2T = sin (2nf2t -j- <p2) i (3.346)
где и <p2—произвольные (постоянные) фазовые углы. В результате
эффекта Допплера отраженный сигнал получает сдвиг по частоте
(фиг. 3.27, б). Сигналы с допплеровским сдвигом частоты для каждой
из двух частот f\ и f2 аналогичны описываемым уравнением (3.16) и могут
быть представлены в виде
v« = sin[ 2n(f1±fdl)Z-^^T2nfdl/0 + q>1] , (3.35а)
= (f2 J; fd2) t--0 4" 2n/d2/0 + фг J » (3.356)
где До—дальность до цели в данный момент времени t = t0 (дальность,
которая была бы измерена в случае неподвижной цели); и fd2—
допплеровские сдвиги частоты, относящиеся к частотам fi и f2.
Так как частоты двух сигналов и f2 примерно одинаковы (т. е.
/г = /4 +А/, где Af </\), то допплеровские сдвиги частот fdl и fd2 при-
близительно равны между собой. Следовательно, можно написать f<n =
= fd2~ fd-
В приемнике обе составляющие отраженного сигнала разделяются,
каждая составляющая принятого сигнала смешивается с соответствую-
138
Глава 3
I
(3.36а)
(3.366)
(3.37)
(3.38)
щим изучаемым сигналом и выделяются две составляющие допплеров-
ской частоты, определяемые выражениями
= sin (± 2nfd/- 2afdt0') ,
v2D = sin ( ± 2rfdt— 4n^R°. zp 2nfdt0^ .
Разность фаз между этими двумя составляющими равна
д = 4л(/2—Л)/?о 4лД/Р0
с с
Следовательно,
п сДФ
Ко— 4лД/ ’
«что совпадает с уравнением (3.33) при подстановке А/ вместо /0
На фиг. 3.28 приведена блок-схема системы измерения дальности
радиолокационной станции непрерывных колебаний, работающей в двух-
частотном режиме. Аппаратура аналогична применяемой в простейшем
Фиг. 3.28. Блок-схема измерения дальности двухчастотной радиолокационной
станции непрерывных колебаний.
радиолокаторе непрерывных колебаний, за исключением добавления
второго канала и устройства для измерения фазы.
При описании метода использования двухчастотных непрерывных
колебаний для измерения дальности указывалось, что он основан на при-
менении допплеровского сдвига частоты. Если допплеровская частота равна
нулю, как в случае неподвижной цели, этот метод также можно применить,
измеряя разность фаз между двумя высокочастотными сигналами. Если
на борту цели находится радиолокационный маяк или другое устройство
для ретрансляции ответного сигнала, то можно имитировать допплеровский
сдвиг частоты, преобразуя частоту ответного сигнала (например, применяя
модулятор одной боковой полосы).
Если допплеровская частота fd меньше половины разности между двумя
излучаемыми частотами, т. е. fd < А//2, то оба сигнала можно легко разде-
лить. С другой стороны, если /d > Д/72, то каждый сигнал передатчика
лежит в пределах полосы приема допплеровских частот другого приемника
и излучаемые частоты и их гармоники могут забить допплеровские сигналы
Радиолокационные станции с непрерывным излучением
139
от цели, если только они не подавляются в результате включения узко-
полосных заграждающих фильтров. Так как включение заграждающих
фильтров усложняет конструкцию приемника и вырезает часть полосы
допплеровских частот, то обычно желательно выбрать большую разностную
частоту по сравнению с ожидаемым диапазоном допплеровских частот.
Ф л г. 3.29. Зависимость максимальной однозначно определяемой дальности от раз-
ностной частоты в двухчастотном радиолокаторе с непрерывным излучением колебаний.
При большой разнице частот двух сигналов передатчика повышается
точность измерения дальности, так как большая величина А/ означает
соответственно большее изменение Л<р для данной дальности. Однако суще-
ствует предел для величины А/, так как А<р не может превышать 2л рад,
если необходимо обеспечить однозначное определение дальности. Макси-
мальная однозначно определяемая дальность 7?0Дн характеризуется выра-
жением
^одн = ^7-, (3.39)
поэтому величина А/ должна быть меньше с/2/?0Д11. График этой зависи-
мости приведен на фиг. 3.29. Следует обратить внимание на то, что при
замене А/ частотой повторения импульсов уравнение (3.39) определяет
максимальную однозначно измеряемую дальность импульсного радио-
локатора.
В качестве примера рассмотрим двухчастотный радиолокатор, у кото-
рого Д = 3000 Мгц (X = 10 см). При максимальной скорости цели 300 м/сек
максимальная ожидаемая допплеровская частота fd = 6000 гц. Поэтому
разность между двумя частотами должна быть больше чем 6000 гц, если
разностная частота должна быть вне полосы пропускания фильтров доп-
плеровских частот. Максимальная однозначно определяемая дальность
в этом случае составляет 25 км.
140
Глава 3
Можно объяснить работу двухчастотного радиолокатора, приняв, что
обе несущие частоты находятся в фазе на нулевой дальности. При распро-
странении сигналов в направлении от радиолокатора относительная фаза
между несущими частотами увеличивается, что объясняется различием
в частоте сигналов. Эту разность фаз можно использовать в качестве меры
истекшего времени. Если происходит сдвиг двух сигналов по фазе на один
период, то измерение фазы, а следовательно, и дальности становится неодно-
значным.
Двухчастотный радиолокатор с непрерывным излучением колебаний
в принципе работает по одиночной цели, так как в данный момент времени
может быть измерена лишь одна разность фаз. При наличии более одной
цели отраженный сигнал усложняется и измерить фазу очень сложно. Если
один отраженный сигнал значительно сильнее других, то можно спроекти-
ровать систему для измерения дальности цели, которой соответствует силь-
ный сигнал, игнорируя другие цели [11. Выделение сигналов может осно-
вываться не только на величине их амплитуды; групповые цели можно
выделять на основе использования допплеровской частоты. Сигналы разде-
ляют с помощью набора узкополосных фильтров допплеровских частот;
можно использовать также один узкополосный фильтр допплеровских час-
тот, последовательно перестраиваемый во всем диапазоне допплеровских
частот. Методы, описанные в разд. 10.5, позволяют определить теоретиче-
скую точность, с которой измеряется дальность с помощью двухчастотного
радиолокатора непрерывных колебаний. Теоретическое значение средне-
квадратичной ошибки измерения дальности определяется выражением
SR =------------и- , (3.40)
4лД/ (2£/Л'())1/2
где Е — энергия принятого сигнала; No — мощность шумов, приходя-
щаяся на 1 гц ширины полосы пропускания.
Если величину этой ошибки сравнить с теоретически возможным зна-
чением среднеквадратичной ошибки измерения дальности при линейной
частотной модуляции и сжатии сигнала, спектр которого занимает такую же
ширину полосы А/, то окажется, что ошибка при использовании метода
двухчастотных непрерывных колебаний будет меньше в 0,29 раза.
Из уравнения (3.40) следует, что чем больше разность А/ между двумя
частотами, тем меньше среднеквадратичное значение ошибки. Однако если
необходимо обеспечить однозначные измерения, то разность частот не
должна быть слишком большой. Выбор осуществляется компромиссно,
исходя из требований точности и однозначности измерения дальности. Под-
ставляя максимальное значение однозначно измеряемой дальности, опре-
деляемое уравнением (3.39), в уравнение (3.40), получим следующее соот-
ношение для среднеквадратичного значения ошибки:
67? = *°дн ,
2л (2E!N0)]
Точные и однозначные измерения больших расстояний можно обеспе-
чить, передавая три или четыре частоты вместо двух. Так, например, если
три частоты Д, Д и f3 связаны следующей зависимостью: f3— ft = k (f2 — Д),
где k — множитель порядка 10 или 20, то две частоты f3 и ft обеспечивают
неоднозначное, но точное измерение дальности, а частоты Д и Д, выбран-
ные достаточно близко друг к другу, обеспечивают разрешение неодно-
значности при измерениях Д и Д. Если требуется еще большая точность,
можно передавать четвертую частоту и разрешать связанную с ней неопре-
(3.41)
Радиолокационные станции с непрерывным излучением 141
деленность менее точным, но однозначным измерением, обеспечиваемым
тремя частотами fit f2 и /з- При увеличении числа частот спектр и раз-
решающая способность по дальности приближаются к соответствующим
параметрам импульсного или частотно-модулированного непрерывного
сигналов.
Определение дальности путем измерения разности фаз между разне-
сенными частотами подобно определению угловой координаты в резуль-
тате измерения разности фаз сигналов, принимаемых далеко отстоящими
друг от друга антеннами, как в радиоинтерферометрах. Антенна радио-
интерферометра обеспечивает точное, но не однозначное измерение угла. Не-
однозначность может быть устранена с помощью дополнительных антенн,
расположенных ближе друг к другу. Расстояние между отдельными антен-
нами в радиоинтерферометре соответствует разности частот при много-
частотном методе измерения дальности. Примером радиоинтерферометра,
в котором неоднозначность в определении угловых координат устраняется
способом, аналогичным описанному выше, может служить система «Мини-
трэк».
Как антенна радиоинтерферометра, так и многочастотный радиоло-
катор с непрерывным излучением колебаний относятся к устройствам,
работающим по одиночным целям. Если два отраженных сигнала подобны
друг другу во всем, кроме разности фаз, то указанные системы не в сос-
тоянии обеспечить правильные измерения. Два сигнала с различной фазой
эквивалентны одному сигналу, фаза которого равна фазе векторной суммы
этих двух сигналов. В общем случае дальность (или измерение угловой
координаты в радиоинтерферометре) не соответствует ни одной цели.
Точность антенны радиоинтерферометра зависит от расстояния между
двумя элементами. Для получения нужного разрешения необходимо исполь-
зовать весь раскрыв как в случае применения решетки с близко распо-
ложенными элементами, так и в случае использования отражательной
антенны. Аналогично при многочастотном методе измерения дальности
точность определяется разностью между наибольшей и наименьшей час-
тотами. Если необходимо обеспечить однозначное измерение, то прибегают
к использованию дополнительных частот. При необходимости обеспечить
как разрешение целей, так и однозначное определение их координат нужно,
чтобы весь спектр был непрерывным. По аналогии с антенной техникой
многочастотный радиолокатор непрерывных колебаний, использующий N
частот, разнесенных на величину А/, формирует сигнал вида (sin Nz)/sin z,
где z — лА/7, a T — время распространения сигнала на дальность R
и обратно. Измерение неоднозначно, когда знаменатель sin г = 0 или
когда А/= 1/Т = с/27?одн, что эквивалентно полученному выше соотно-
шению. Хотя описание многочастотного метода измерения дальности
основывалось на рассмотрении работы аппаратуры непрерывных колеба-
ний, к нему можно прибегнуть для улучшения точности измерения даль-
ности при использовании длинного импульса (метод сжатия импульса),
что может быть применено при слежении за искусственными спутниками
или обнаружении космических объектов.
Радиолокатор с непрерывным излучением колебаний, использующий
многочастотный метод, был использован для точного измерения расстояний
при геодезических работах и при наведении управляемых снарядов. На
этом принципе работает портативный электронный геодезический прибор,
получивший название теллурометр. Он может измерять расстояния до
объектов, удаленных на 0,15—75 км, с ошибкой, равной 1/300 000 расстоят
ния ±5 см.
142
Глава 3
Теллурометр состоит из основного блока, размещаемого на одном
конце измеряемой дистанции, и вынесенного блока, устанавливаемого
на другом ее конце. Основной блок излучает сигнал с несущей частотой
3000 Мгц и четырьмя составляющими частотами на одной боковой полосе,
разнесенными относительно несущей на 10,000; 9,990; 9,900 и 9,000 Мгц.
Разностная частота, равная 10 Мгц, обеспечивает точность измерений,
а разностные частоты, равные 1 Мгц, 100 и 10 кгц, позволяют устранить
неоднозначность измерений.
Вынесенный на другой конец дистанции блок принимает сигналы
от основного блока, усиливает их и ретранслирует. Фазы поступивших
обратно к основному блоку сигналов сравниваются с фазами излученных
сигналов. Так как основной и вынесенный блоки при измерениях не пере-
мещаются, то допплеровский сдвиг частоты отсутствует. Выполнение функ-
ции допплеровской частоты обеспечивается модуляцией ретранслирован-
ных сигналов в вынесенном блоке таким образом, что в результате про-
цесса смешения в приемнике основного блока получается частота биений,
равная 1 кгц. Фаза сигналов с частотой 1 кгц содержит такую же инфор-
мацию, что и фаза многочастотных сигналов.
Каждый блок теллурометра излучает сигналы мощностью ~100 мет.
Антенна представляет собой небольшой параболоид с перпендикулярно
расположенными излучателями для создания ортогональности поляризаций
излучаемых и принятых сигналов. Это обеспечивает развязку между пере-
датчиком и приемником и способствует подавлению отражений от земной
поверхности, которые могут вызвать ошибки измерения. Каждый блок
весит менее 14 кг.
Применение радиолокационного метода дистанциометрирования в гео-
дезии позволяет точно и легко измерять большие расстояния, в особен-
ности в малодоступной местности. В отличие от обычных оптических гео-
дезических приборов радиолокатор может работать круглосуточно и изме-
рять расстояния на местности, покрытой кустарником и даже небольшими
деревьями.
ЛИТЕРАТУРА
1. Радиолокационная техника, изд-во «Сов. радио», 1949.
2. Распространение ультракоротких радиоволн, изд-во «Сов. радио», 1954.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Гуткин Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И., Радиоприемные устрой -
ства, ч. 1, 2, изд-во «Сов. радио», 1961.
С а й б е л ь А. Г., Основы радиолокации, изд-во «Сов. радио», 1961.
4.
Радиолокационные станции
с аппаратурой селекции
движущихся целей
и импульсно-допплеровские
радиолокационные станции
4.1. радиолокационные станции
с аппаратурой селекции движущихся целей
Допплеровский сдвиг частоты, обусловленный движением цели, может быть-
использован в импульсной радиолокационной станции для выделения дви-
жущихся целей на фоне отражений от неподвижных объектов, так же как
в радиолокационных станциях с непрерывным излучением. Однако возни-
кает вопрос, нужно ли усложнять импульсную радиолокационную стан-
цию, чтобы получить допплеровский сдвиг частоты, необходимый только-
для выделения движущихся целей. Так как импульсная радиолокацион-
ная станция измеряет дальность до цели и ее угловые координаты при
каждом обзоре, то движущиеся цели можно различать по изменению их поло-
жения от обзора к обзору. В самом деле, если единственным назначением
допплеровского сдвига частоты является выделение движущихся целей,
то конструктивные усложнения радиолокационной станции не оправданы.
Но эффект Допплера позволяет с помощью импульсной радиолокацион-
ной станции выделить движущиеся цели на фоне неподвижных даже в том
случае, когда сигнал, отраженный от неподвижных объектов, больше на
несколько порядков. Обычный импульсный радиолокатор, в котором не
используется информация о допплеровском сдвиге частоты, не обладает
этим качеством. Отражения от неподвижных объектов, которым должны
противостоять полезные отражения от движущейся цели, представляют
собой сигналы, относящиеся к тому же элементу разрешения, что и сигнал
от движущейся цели или сигналы, поступающие в радиолокационный
приемник через боковые лепестки диаграммы направленности антенны.
Элемент разрешения радиолокационной станции в данном случае пред-
ставляет собой объем, занимаемый импульсным пакетом в пространстве.
Сигналы, отраженные от неподвижных объектов, не имеют сдвига по час-
тоте, но сигнал, отраженный от цели, движущейся с радиальной (относи-
тельной) скоростью vr, сдвинут по частоте на величину, определяемую
формулой (3.2), а именно fd = 2vr/h, где X — длина волны излучаемого
сигнала. Сигналы от неподвижных объектов называют часто помехами от
неподвижных объектов1), так как они «забивают» экран электронно-лучевой
!) Такие помехи создаются за счет отражений от местных предметов (дома, холмы,
деревья), метеообразований (тучи, дождь, сиег и т. п.) или специальных отражателей.
Однако в общем случае дальше будем именовать их «помехами от неподвижных объек-
тов (неподвижных целей)», а в тех случаях, когда необходимо уточнение, будет сделана>
специальная оговорка.— Прим. ред.
144
Глава 4
трубки паразитной информацией и мешают наблюдению за полезными сиг-
налами.
В первых импульсных радиолокаторах информация о допплеровском
сдвиге частоты, свойственном сигналам, отраженным от движущихся целей,
не использовалась. В результате эти радиолокаторы иногда не имели боль-
шой ценности в районах, где наблюдалось обилие мешающих отражений
от неподвижных объектов. Однако к концу второй мировой войны были
разработаны методы, предназначенные для выделения информации о доп-
плеровском сдвиге частоты в импульсных радиолокаторах. В послевоенные
годы они были усовершенствованы, и многие современные радиолокацион-
ные системы обнаружения имеют различные устройства для выделения
допплеровской частоты, необходимой при обнаружении движущихся целей
в зонах с сильными отражениями от неподвижных объектов (местных пред-
метов и др.). Импульсный радиолокатор, использующий информацию
о допплеровском сдвиге частоты, известен как радиолокатор с аппаратурой
селекции движущихся целей (СДЦ)х). Он также называется импульсно-
допплеровским радиолокатором. На практике иногда делают различие
между радиолокатором с селекцией движущихся целей и импульсно-доп-
плеровским радиолокатором, хотя работа обоих основана на использова-
нии одного и того же физического принципа. Термин «селекция движу-
щихся целей» обычно относится к радиолокатору, в котором измерение
допплеровской частоты неоднозначно, а измерение дальности однозначно.
Другой характерной особенностью радиолокатора с аппаратурой селек-
ции движущихся целей является наличие схемы компенсации на линии
задержки, предназначенной для обнаружения допплеровского сдвига час-
тоты. В импульсно-допплеровском радиолокаторе допплеровская частота
обычно измеряется однозначно, а дальность определяется и неоднозначно
и однозначно. Под термином «неоднозначное измерение дальности» пони-
мается возможность получения многозначных отраженных сигналов, а «не-
однозначность определения допплеровской частоты» свидетельствует о том,
что «слепые скорости» лежат в пределах диапазона ожидаемых скоростей
цели. Различие в наименовании этих двух типов радиолокаторов возникло
исторически и обычно все еще сохраняется. Во многих случаях отличие
между радиолокатором с аппаратурой селекции движущихся целей
и импульсно-допплеровским радиолокатором является только вопросом
терминологии. В настоящей книге сохраняется историческое различие
между этими терминами, но термин «селекция движущихся целей» приме-
няется в тех случаях, когда имеется в виду весь класс импульсных радио-
локаторов, использующих информацию о допплеровской частоте.
В типовом случае радиолокатор с аппаратурой селекции движущихся
целей позволяет выделить отраженный сигнал от движущейся цели на
фоне помех от неподвижных объектов даже тогда, когда такие помехи
!) В отечественной литературе для классификации радиолокационных систем,
способных выделять движущиеся цели, обычно применяют несколько отличный прин-
цип. Различают когерентные и некогерентные системы селекции движущихся целей.
К когерентным относятся такие, работа которых основана на использовании эффекта
Допплера, и, следовательно, эти радиолокационные системы могут работать как
в импульсном режиме, так и в режиме непрерывного излучения. Некогерентные систе-
мы с селекцией движущихся целей основаны на принципе сравнения отраженных
сигналов, поступающих через определенные промежутки времени.
В настоящей книге применена несколько другая классификация, часто исполь-
зуемая в американской технической литературе. Так, например, термины «импуль-
сный радиолокатор, использующий информацию о допплеровском сдвиге частоты»
и «радиолокатор с селекцией движущихся целей (СДЦ)» применяются иногда как
синонимы.— Прим. ред.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 145
на 20—30 дб превышают уровень сигналов, отраженных от движущейся
цели. Некоторые импульсно-допплеровские радиолокаторы могут обна-
руживать движущиеся цели даже в тех случаях, когда отражения от непо-
движных объектов превышают отражения от цели на 70—90 дб.
Существует аппаратура селекции движущихся целей, в которой инфор-
мация о допплеровской частоте непосредственно не используется. Она
называется аппаратурой зональной, или некогерентной, селекции движу-
щихся целей J). В аппаратуре некогерентной селекции движущихся целей
последовательные, разделенные определенными промежутками времени
«сменные изображения» наблюдаемой зоны вычитаются от обзора к обзору.
На экране индицируются только те объекты, положение которых измени-
лось от одного обзора к другому. Успешной разработке таких устройств
способствовало применение накопительных электронно-лучевых трубок —
потенциалоскопов. В настоящей главе не рассматривается схема некоге-
рентной СДЦ, в которой используется компенсация от обзора к обзору
(кадровая компенсация). Основное внимание уделяется радиолокаторам
со схемами СДЦ, в которых применяется компенсация от развертки к раз-
вертке (череспер иодная компенсация) или какой-либо эквивалентный
ей метод.
Принцип действия. На фиг. 4.1, а приведена схема простейшего радио-
локатора непрерывных колебаний, описанного в разд. 3.2. Он состоит
из передатчика, приемника, индикатора и двух антенн. В принципе радио-
локатор непрерывных колебаний можно преобразовать в импульсный
радиолокатор, как показано на фиг. 4.1,6, добавив усилитель мощности
и модулятор для включения и выключения усилителя мощности с целью
генерирования высокочастотных импульсов. Основное различие между
импульсным радиолокатором, изображенным на фиг. 4.1,6, и радиолока-
тором, описанным в гл. 1, состоит в том, что небольшая часть мощности
генератора непрерывных колебаний, генерирующего высокочастотные коле-
бания, подводится к приемнику, заменяя этим сигнал местного гетеродина.
Однако роль этого сигнала непрерывных колебаний сводится не только
к замене сигнала местного гетеродина, в результате чего в последнем отпа-
дает необходимость. Он приставляет собой когерентный т орный сигнал,
необходимый для ьы.тедения лпуглднычтт сл.гнгя частоты Под коге-
рентностью здесь понимается сохранение фазы зондирующего сигнала
в опорном сигнале. Наличие опорного сигнала является отличительной
особенностью радиолокатора с аппаратурой когерентной селекции движу-
щихся целей.
Обозначив напряжение генератора непрерывных колебаний через
А1 sin 2л fti, где Ai — амплитуда, a ft — частота несущей, получим сле-
дующее выражение для напряжения опорного сигнала:
Von = А2 sin 2nftt, (4.1)
а напряжение отраженного сигнала с допплеровским сдвигом частоты
определяется следующим образом:
|/OTp = ^3sin |_2л(Л ± , (4.2)
где А2 — амплитуда опорного сигнала; А3—амплитуда сигнала, приня-
того от цели, находящейся на дальности Ro; fd — допплеровский сдвиг
1) В оригинале использован термин «зональная селекция движущихся целей»
или «селекция движущихся целей по площади». Здесь и далее для наименования аппа-
ратуры СДЦ, основанной на этом принципе, будем использовать широко распростра-
ненный в отечественной литературе термин «аппаратура некогерентной селекции
движущихся целей». — Прим. ред.
10 м. Сколник
146
Глава 4
частоты; t — время; с — скорость распространения электромагнитных
колебаний.
Опорный и отраженный от цели сигналы смешиваются в смесительном
каскаде приемника. Интерес представляет лишь низкочастотная состав-
ляющая (разностная частота), получаемая на выходе смесителя. Ее напря-
жение определяется выражением
Еразн = = A, Sin (2ЛМ—
(4.3)
Заметим, что уравнения (4.1) — (4.3) характеризуют синусоидальные
несущие, подвергнутые импульсной модуляции. Разностная частота равна
допплеровской частоте fd. Для неподвижных целей допплеровский сдвиг
Ф и г. 4.1. Блок-схемы простого радиолокатора с непрерывным излучением колебаний
(а) и импульсного радиолокатора, использующего информацию о допплеровской
частоте (б).]
частоты fd равен нулю; следовательно, Еразн не изменяется со временем
и может принять любое постоянное значение от +Д4 до —Д4, включая
нуль. Однако, когда цель движется относительно радиолокатора, зна-
чение fd отличается от нуля и напряжение разностной частоты на выходе
смесителя [уравнение (4.3)1 изменяется как функция времени.
На фиг. 4.2, б в качестве примера показан выходной сигнал смесителя
в случае, когда допплеровская частота fd велика по сравнению с величиной,
обратной длительности импульса. Допплеровский сигнал можно де! ко
выделить из информации, соде жа цейся в Если,
с другой стороны, частота fd мала по сравнению с величиной, обратной
длительности импульса, то импульсы будут модулироваться с амплитудой,
определяемой уравнением (4.3) (фиг. 4.2, в), и для выделения допплеров-
ской информации потребуется много импульсов. Более типичным для
радиолокатора обнаружения самолетов является случай, иллюстрируемый
на фиг. 4.2, в; сигнал, изображенный на фиг. 4.2, б, может оказаться более
-ж
ш--------ж—-
а
Фиг. 4.2. Последовательности высокочастотных отраженных импульсов (а),
видеоимпульсов при допплеровской частоте > 1 /т (б) и видеоимпульсов при доп-
плеровской частоте fa С 1/т (в).
б
в
Фиг 4.3. Последовательные развертки на индикаторе типа А радиолокатора с аппа-
ратурой СДЦ (амплитуда отраженного сигнала как функция времени) (а — д)
и наложение нескольких разверток (е).
Стрелками указано положение движущихся целей.
10*
148
Глава 4
применимым для радиолокатора, основным назначением которого является
обнаружение космических объектов, например баллистических снарядов
или искусственных спутников ЗемлиНеоднозначность определения доп-
плеровской частоты может произойти в случае прерывистых измерений
(фиг. 4.2, в), а не при измерениях на основе единичного импульса. Видео-
сигналы, изображенные на фиг. 4.2, называются двуполярными, так как
они характеризуются как положительными, так и отрицательными ампли-
тудами.
Движущиеся цели можно отличить от неподвижных, наблюдая выход-
ные видеосигналы на экране индикатора типа А (амплитуда — дальность).
Изображение на экране индикатора типа А, получаемое за один период
Фиг. 4.4. Приемник и компенсирующее устройство на линии задержки схемы СДЦ.
развертки, имеет вид, показанный на фиг. 4.3, а. На этой развертке видны
несколько неподвижных и две движущиеся цели, обозначенные двумя
стрелками. Анализируя изображение на одной развертке, нельзя отли-
чить движущиеся цели от неподвижных. (Удлинив отраженный импульс,
можно различить распределенные наземные и точечные цели. Однако этот
метод не надежен для выделения движущихся целей на фоне неподвижных,
так как некоторые неподвижные цели выглядят как точечные, например
водонапорная башня. Кроме того, некоторые движущиеся цели, например
группа самолетов, могут иметь вид распределенных целей.) На фиг. 4.3, б-д
показаны последовательные развертки на экране индикатора типа А (соот-
ветствующие последовательным периодам повторения импульсов). Сигналы,
отраженные от неподвижных целей, остаются постоянными на всех раз-
вертках, а отраженные от движущихся целей изменяются по амплитуде
от развертки к развертке со скоростью, соответствующей допплеровской
частоте. На фиг. 4.3, е показано наложение последовательных разверток
на экране индикатора типа А. Подвижные цели образуют на экране инди-
катора быстро пульсирующие сигналы.
Хотя пульсация суммарного сигнала позволяет распознавать на экране
индикатора типа А движущиеся цели, этот метод непригоден для индика-
тора кругового обзора. Нашедший общее применение метод выделения
информации о допплеровской частоте в форме, пригодной для изображе-
ния на индикаторе кругового обзора, состоит в применении компенсирую-
щего устройства на линии задержки (фиг. 4.4). Действие компенсирующего
устройства на линии задержки эквивалентно действию фильтра; оно состоит
в устранении постоянной составляющей отражений от неподвижных целей
и в пропускании переменных составляющих отражений от движущихся
целей. Видеотракт приемника разветвляется на два канала. Один из них
является обычным видеоканалом. В другом видеосигнал претерпевает вре-
менную задержку, равную одному периоду повторения импульсов (или
величине, обратной частоте повторения импульсов). Выходные сигналы
обоих каналов вычитаются один из другого. Однако амплитуды сигналов,
отраженных от движущихся целей, не постоянны от импульса к импульсу,
и вычитание дает нескомпенсированный остаток. Выходной сигнал вычи-
тающего устройства, как и входной, представляет собой двуполярный
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 149
видеосигнал. Перед использованием двуполярного видеосигнала для ярко-
стной модуляции экрана ИКО его следует преобразовать в однополярное
напряжение (однополярный видеосигнал) с помощью двухтактного детектора.
Изображенный на фиг. 4.1, б простой радиолокатор с аппаратурой
селекции движущихся целей не является самым типичным. На фиг. 4.5
приведена блок-схема нашедшего более широкое применение радиолокатора
К компенсирующему
устройству на линии
задержки
Фиг. 4.5. Блок-схема радиолокатора с аппаратурой СДЦ, в передатчике которого
применен усилитель мощности.
с аппаратурой селекции движущихся целей, в котором использован усили-
тель мощности. Основное различие между этой схемой СДЦ и изображен-
ной на фиг. 4.1, б заключается в способе создания опорного сигнала. В схеме
на фиг. 4.5 когерентный опорный сигнал создается генератором, назы-
ваемым когерентным гетеродином. Он является стабильным генератором,
частота которого равна промежуточной частоте, используемой в приемнике.
Кроме опорного сигнала, когерентный гетеродин подает также сигнал час-
тоты fc для смешения с сигналом местного гетеродина частоты ft. Местный
гетеродин также должен быть стабильным и называется поэтому стабиль-
ным местным гетеродином. Высокочастотный отраженный сигнал сме-
шивается с сигналом стабильного гетеродина, образуя сигнал промежуточ-
ной частоты, как в обычном супергетеродинном приемнике. Стабильный
местный гетеродин, когерентный гетеродин, смеситель и каскад усиления
на низком уровне составляют приемо-задающий блок-, это название объяс-
няется той ролью, которую они играют в обеспечении работы как прием-
ника, так и передатчика. Более подробное описание рассматриваемого типа
радиолокатора с аппаратурой СДЦ можно найти в специальной литературе.
Характерная особенность радиолокатора со схемой когерентной селек-
ции движущихся целей состоит в том, что зондирующий сигнал должен
быть когерентен с опорным сигналом приемника (иметь определенную
фазу относительно опорного сигнала). В радиолокационной системе, пред-
150
Глава 4
ставленной на фиг. 4.5, когерентность обеспечивается созданием зонди-
рующего сигнала на основе использования опорного сигнала когерентного
гетеродина. Стабильный местный гетеродин предназначен для обеспече-
ния требуемого преобразования частоты — от промежуточной частоты
к излучаемой высокой частоте. Хотя фаза колебаний стабильного местного
гетеродина влияет на фазу зондирующего сигнала, любой фазовый сдвиг,
вносимый стабильным гетеродином, компенсируется при приеме, так как
стабильный местный гетеродин, участвующий в формировании сигнала
передатчика, действует так же, как местный гетеродин приемника. Опор-
ный сигнал от когерентного гетеродина и отраженный сигнал промежуточ-
ной частоты подаются в смеситель, называемый фазовым детектором. Фазо-
вый детектор отличается от нормального амплитудного детектора, так
как его выходной сигнал пропорционален разности фаз двух входных
сигналов.
В качестве усилителя мощности может быть использована любая лампа,
относящаяся к типу передающих, например триод, тетрод, клистрон, лампа
бегущей волны и амплитрон. Каждая из этих ламп имеет свои преимуще-
ства и недостатки, рассматриваемые более подробно в гл. 6. Передатчик,
состоящий из стабильного маломощного генератора, за которым следует
усилитель мощности, представляет собой систему, часто используемую
в радиолокаторах с аппаратурой СДЦ.
В радиолокации до разработки клистронного усилителя в качестве
мощного генератора на частотах сантиметрового диапазона волн исполь-
зовался только магнетронный автогенератор. В импульсном автогенера-
торе фазы последовательных высокочастотных импульсных сигналов не
имеют взаимосвязи. Поэтому опорный сигнал не может вырабатываться
автогенератором, работающим в непрерывном режиме. Однако когерентный
опорный сигнал легко можно получить с помощью мощного автогенера-
тора, регулируя фазу когерентного гетеродина в начале каждой развертки
в соответствии с фазой зондирующего импульса. Фаза сигнала когерент-
ного гетеродина синхронизируется с фазой зондирующего импульса каждый
раз при генерировании импульса.
На фиг. 4.6 приведена блок-схема радиолокатора с аппаратурой СДЦ
(работающего на магнетронном генераторе). Часть зондирующего сигнала
смешивается с выходным сигналом стабильного местного гетеродина для
получения биений промежуточной частоты, фаза которых соответствует
фазе сигнала передатчика. Импульс промежуточной частоты подается
к когерентному гетеродину и синхронизирует фазу его непрерывных коле-
баний с фазой опорного импульса промежуточной частоты. Фаза колеба-
ний когерентного гетеродина таким образом связывается с фазой зонди-
рующего импульса, и выходной сигнал этого гетеродина можно использо-
вать в качестве опорного при приеме отраженных сигналов, относящихся
к данному зондирующему импульсу. При следующей передаче вырабаты-
вается другой синхронизирующий импульс промежуточной частоты для
новой синхронизации фазы непрерывных колебаний когерентного гетеро-
дина, пока не поступит следующий синхронизирующий импульс. Схема
радиолокатора с аппаратурой СДЦ, показанная на фиг. 4.6, получила широ-
кое распространение.
Описанные выше два метода не являются единственными при полу-
чении когерентных опорных сигналов в радиолокаторах с аппаратурой
СДЦ. Существующие схемы можно классифицировать по следующим при-
знакам: 1) происходит синхронизация гетеродина от передатчика или наобо-
рот, 2) возникает синхронизация по высокой или промежуточной частоте,
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 151
л компенсирующему
устройству на линии
задержки
Фиг. 4.6. Блок-схема радиолокатора с аппаратурой СДЦ, в котором применен
магнетронный генератор.
3) сравниваются отраженные и опорные сигналы в канале высокой или
промежуточной частоты. Использование этих методов работы приводит
к созданию восьми разновидностей схем [1].
4.2. ЛИНИИ ЗАДЕРЖКИ И КОМПЕНСИРУЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Хотя простое компенсирующее устройство на линии задержки не обла-
дает всеми теми характеристиками, которые были бы желательны для
фильтра схемы СДЦ, тем не менее оно нашло широкое применение. В нем
реализован первый разработанный практический метод выделения сигналов
при селекции движущихся целей, который обычно считается менее слож-
ным, чем другие. Линия задержки должна создавать задержку, равную
периоду повторения импульсов. Так, для типовых наземных радиолока-
ционных систем обнаружения необходимо время задержки порядка несколь-
ких миллисекунд. Временные задержки такой величины не могут быть
достигнуты с реальными электромагнитными линиями задержки. Электри-
ческая длина электромагнитного канала задержки должна быть равна
удвоенному значению однозначно измеряемой радиолокатором дальности.
Это затруднение можно преодолеть в результате преобразования электро-
магнитных колебаний в акустические (обычно ультразвуковые) и создания
задержки в ультразвуковой линии задержки. После получения задержки
ультразвуковые колебания преобразуются обратно в электромагнитные.
Скорость распространения ультразвуковых колебаний зависит от свойств
звукопроводящей среды, но в любом случае она составляет величину поряд-
ка 10-5 скорости распространения электромагнитных колебаний. В связи
с этим ультразвуковые линии задержки могут иметь приемлемые размеры.
152
Глава 4
В качестве среды для распространения ультразвуковых колебаний приме-
няются как жидкости, так и твердые тела. Наиболее широко в качестве
среды для ультразвуковых линий задержки аппаратуры СДЦ приме-
няются ртуть и плавленый кварц, а иногда вода, водно-гликолевые смеси,
алюминий, магний и стекло.
На фиг. 4.7 приведена блок-схема типового компенсирующего устрой-
ства на линии задержки. Двуполярный видеоимпульс от фазового детек-
тора модулирует несущую частоту до подачи ее на линию задержки г).
Типовое значение частоты несущей может быть равно 15 или 30 Мгц, однако
используются также частоты в диапазоне 5—60 Мгц и выше. Выходной
сигнал собственно радиолокационной части схемы не подается непосред-
ственно на линию задержки, как видеосигнал, потому что его необходимо
Фиг. 4.7. Блок-схема компенсирующего устройства на линии задержки.
преобразовать с помощью кристаллических преобразователей, превра-
щающих электромагнитную энергию в энергию ультразвуковых колебаний
и наоборот. Сигнал несущей частоты, модулированной двуполярными
видеосигналами, разветвляется по двум каналам. В одном канале сигнал
задерживается, а в другом проходит без задержки. Сигнал претерпевает
в линии задержки значительное ослабление, и его необходимо усилить
для восстановления первоначального уровня. Так как включение усили-
теля в канал задержки может изменить фазу задержанного сигнала и создать
временную задержку, то в прямой (не имеющий линии задержки) канал
включается усилитель с аналогичными характеристиками задержки. В пря-
мой канал для упрощения задачи уравнивания коэффициентов усиления
можно также включить аттенюатор. Усиление усилителя прямого канала
не должно быть так велико, как усиление усилителя канала задержки.
Однако частотные характеристики и линейность обоих усилителей должны
быть одинаковыми для обеспечения хорошей компенсации. При хорошей
компенсации, свойственной типовой аппаратуре, остаток нескомпенсиро-
ванного напряжения может составлять ~1%, или 40 дб. Выходные сиг-
налы канала задержки и прямого канала детектируются для удаления
несущей и затем вычитаются. Скомпенсированный двуполярный видео-
сигнал вычитающего устройства детектируется двухтактным детектором
для получения однополярных видеосигналов, воспроизводимых на экране
0 Каскад, названный в схеме на фиг. 4.7 модулятором, в отечественной литера-
туре часто называют также специальным гетеродином.— Прим. ред.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 153
ИКО. В идеальном случае на выходе вычитающего устройства получаются
сигналы, создаваемые только движущимися целями.
Чтобы обеспечить постоянные коэффициенты усиления обоих кана-
лов, в схему компенсации вводится управляющий импульс. Остаток после
компенсации обусловлен разностью в величине усиления в каналах или
тем, что время задержки не равно периоду повторения импульсов. Схема,
представленная на фиг. 4.7 прямоугольником с. надписью «схемы автома-
тической балансировки», обнаруживает разность амплитуд сигналов или
моментов их прихода и вырабатывает напряжение ошибки для схемы авто-
матической регулировки усиления (АРУ), регулирующей усиление усили-
теля, и напряжение ошибки синхронизации для регулировки частоты пов-
торения сигналов генератора пусковых импульсов.
Типовое компенсирующее устройство схемы СДЦ, собранное на полу-
проводниковых приборах, работающее с частотой повторения импульсов
360 гц и имеющее коэффициент компенсации, равный 36 дб, может зани-
мать объем ~20 дм3 и потреблять всего 8 вт мощности. -
Конструкция линии задержки [2—4]. На фиг. 4.8 показаны основные
элементы ультразвуковой линии задержки. Электромагнитная энергия
преобразуется в энергию ультразвуковых колебаний с помощью передаю-
щего пьезоэлектрического преобразователя (кристаллического кварца).
Фиг. 4.8. Основные элементы ультразвуковой линии задержки.
1 — оконечное устройство; 2 — передающий преобразователь; 3 — приемный преобразователь;
4 — замедляющая среда (звукопровод); 5 — связующий материал.
Аналогичный приемный преобразователь на выходе линии превращает
энергию ультразвуковых колебаний обратно в электромагнитную. Квар-
цевый преобразователь имеет обычно высокую добротность Q и соответ-
ственно небольшую ширину полосы пропускания. Однако, когда пре-
образователь связан с задерживающей средой, последняя вносит затуха-
ние, приводящее к расширению полосы. Следовательно, ультразвуковые
линии задержки являются устройствами с относительно широкой полосой
пропускания.
Оконечные устройства, в которых находятся преобразователи, могут
быть поглощающими или отражающими. Отражающие устройства более
эффективны и просты по конструкции, но являются иногда причиной появ-
ления паразитных отражений, мешающих идеальной компенсации. Если
линия имеет достаточную длину, а требования к компенсации не слишком
жестки, то паразитные отражения будут ослаблены линией и не вызовут
затруднений. Для достаточного ослабления вторичных колебаний длина
линии в большинстве случаев должна соответствовать задержке более
1000 мксек. Поглощающее оконечное устройство устраняет или уменьшает
отражения, но увеличивает вносимые потери на 12 дб (6 дб на преобразова-
тель). В первых линиях задержки применялось поглощающее оконечное
устройство, представляющее собой опору для преобразователя, помещен-
ного в вещество, используемое и в звукопроводе. Оконечные устройства
такого типа были применены в действующих ртутных ультразвуковых
154
Глава 4
линиях задержки, но они оказались не очень прочными. Более прочное
оконечное устройство можно изготовить, припаяв кварцевую пластинку
преобразователя к твердому материалу, звуковой импеданс которого согла-
сован с импедансом замедляющей среды. Для ртути хорошее акустическое
согласование может быть получено, если изготовить опоры из свинца. При
твердой, а не жидкой, замедляющей среде возникает дополнительная про-
блема создания хорошей связи преобразователя со средой звукопровода.
Качество связи должно быть таким, чтобы обеспечивалась передача макси-
мальной энергии ультразвуковых колебаний между преобразователем
и замедляющей средой. Отсутствие хорошо связующего материала на ран-
ней стадии мешало разработке твердых ультразвуковых линий задержки.
Получение удовлетворительного связующего слоя с помощью испарения
индия и различных цементирующих веществ привело к созданию твердых
линий задержки.
Одна из простейших ультразвуковых линий задержки состоит из пря-
мой цилиндрической трубки, наполненной жидкой ртутью. Время пробега
ультразвуковых колебаний в ртути при комнатной температуре прибли-
зительноравно 6,9 мксек/см. Для получения задержки величиной в 1000 мксек
линия должна иметь длину 145 см, не считая оконечных устройств. Этот
размер для наземной радиолокационной системы приемлем, однако в тех
случаях, когда наиболее важное значение имеет занимаемый объем, нужно
добиваться максимальной компактности линии задержки.
Более компактную конструкцию можно получить однократным или
многократным изгибом линии на 180°. Ультразвуковой сигнал может отра-
жаться в местах изгиба линии двумя плоскими отражателями, установлен-
ными под углом 45° по отношению к траектории луча и под углом 90° друг
к другу. Каждый изгиб линии увеличивает вносимые потери приблизи-
тельно на 1—3 дб. При другом методе получения малогабаритной линии
задержки используются многократные отражения в резервуаре, напол-
ненном жидкостью (фиг. 4.9). Этот метод для применяемых в практиче-
ских целях жидких линий задержки оказался не очень удачным. Пробле-
мой является согласование отражающих поверхностей; кроме того, сложно
получить водонепроницаемую конструкцию. Хотя эти трудности можно
преодолеть, однако очевидно, что экономия в весе и объеме при наличии
резервуара с жидкостью незначительна по сравнению с изогнутой длин-
ной линией.
В первых радиолокаторах с аппаратурой СДЦ твердые ультразвуко-
вые линии задержки не применялись, что объясняется конструктивными
трудностями. Они были преодолены, и твердые линии задержки не только
доказали свою практическую ценность, но во многих отношениях оказа-
лись лучше линий с жидкой задерживающей средой. Скорость распростра-
нения звука в твердой среде выше, чем в ртути; следовательно, для одного
и того же времени задержки требуется несколько более длинный путь.
Вследствие большей скорости в твердой среде распространяющийся луч пре-
терпевает большее расширение. Однако более длинный путь в твердой
среде не является ограничением, так как достаточно просто можно создать
твердую линию задержки с многократным ходом луча, аналогичным ходу
луча в резервуаре со ртутью (фиг. 4.9). Для твердой линии задержки про-
блемы устранения течи звукопроводящего вещества не существует, а вес
и габариты ее меньше, чем линии с жидким веществом. Таким образом,
твердая линия задержки позволяет получить сравнимые времена задерж-
ки при меньших объемах конструкции. Наиболее подходящим веществом
для твердой линии задержки оказался плавленый кварц. Хотя твердой
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 155
линии задержки, использующей многократный ход луча, можно придать
вид, аналогичный резервуару, изображенному на фиг. 4.9, однако более
Фиг. 4.9. Объемная линия задержки, в
которой используются многократные отра-
жения в резервуаре с ртутью (аналогично
многократным отражениям в твердых ли-
ниях задержки).
подходящей формой является многогранник, например 15-гранник, изобра-
женный нафиг. 4.10. (Кристалл кварца изготавливается только с 14 гра-
Ф и г. 4.10. Многократные отражения в кварцевой линии задержки с 31 ходом.
ними, так как на одной из них отражения отсутствуют.) Сигнал совершает
31 ход по такой линии задержки. Эта конструкция иногда называется линией
15MS-31.
156
Глава 4
В твердых средах могут распространяться как поперечные, так и про-
дольные колебания. Так как в режиме поперечных колебаний скорость
распространения меньше, то его предпочитают режиму продольных коле-
баний. Это противоположно происходящему в линии с жидкой средой, где
удобнее использовать режим продольных колебаний.
Один из недостатков линий как с твердым, так и жидким звукопрово-
дом заключается в больших вносимых потерях. Вносимые потери типовой
изогнутой ртутной линии задержки с задержкой 1000 мксек характери-
зуются следующими цифрами (дб):
Потери на рассогласование импедансов в преобразователях ........36
Ослабление в ртути..............................................12,8
Ослабление в трубке ............................................ 2,7
Суммарные вносимые потери, обусловленные тремя указанными фак-
торами, составляют 52 дб. Потери в 36 дб, обусловленные рассогласова-
нием импедансов, возникают при идеально отражающих оконечных устрой-
ствах. Поглощающие оконечные устройства вызывают дополнительные
потери в 12 дб. Ослабление в трубке определено для гладкой поверхности;
шероховатые поверхности вызывают дополнительные потери. На отражаю-
щих поверхностях в местах изгиба линии возникают дополнительные потери
в 5—10 дб. (В описываемой изогнутой ртутной линии имеются шесть отра-
жающих поверхностей или три уголковых отражателя.) Таким образом,
ослабление может составить ~70—75 дб.
Другой недостаток ультразвуковых линий задержки состоит в наличии
паразитных вторичных сигналов, обусловленных многими причинами.
Одним из источников появления вторичных сигналов является троекратно
распространяющийся сигнал, вызванный отражениями у приемного пре-
образователя и распространяющийся обратно по линии, затем снова отра-
жаемый передающим преобразователем по направлению к приемному пре-
образователю. Длина пути задержки такого сигнала в 3 раза больше длины
пути основного сигнала. Последующие отражения от приемного преобра-
зователя могут вызвать появление дополнительных сигналов, путь кото-
рых будет равен основному пути, умноженному на соответствующее нечет-
ное число. Вторичные сигналы вызываются также такими процессами,
как преобразование одного режима распространения в другой (режима
продольных колебаний в режим поперечных колебаний или наоборот),
рассеяние энергии неоднородностями среды и дисперсионные явления. Они
могут быть устранены или уменьшены применением прямолинейной линии
задержки большого поперечного сечения. В линии задержки, использую-
щей многократные внутренние отражения, вторичные сигналы могут также
появиться у приемного преобразователя в результате излучения по боко-
вым лепесткам диаграммы излучения преобразователя. Излучения по боко-
вым лепесткам передающего преобразователя могут претерпевать внут-
ренние преобразования, распространяться по какому-либо пути, отлич-
ному от главного, и пройти к приемному преобразователю, где они будут
приняты главным лепестком или боковыми лепестками. Вторичные сиг-
налы аналогичны по форме входному импульсу и могут поступить в прием-
ный преобразователь до или после приема основного сигнала. Кроме дис-
кретных вторичных сигналов, существует обычно непрерывный фон пара-
зитных сигналов, не связанных с формой входного импульса.
В табл. 4.1 приведены сравнительные характеристики кварцевой
и ртутной линий задержки на 1000 мксек. Рабочая частота составляет 15 Мгц
для обеих линий. Кварцевая линия имеет форму 15-гранника (фиг. 4.10).
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 157
ТАБЛИЦА 4.1
Характеристика линий задержки на 1000 мксек при частоте 15 Мгц
Характеристика Вещество звукопровода
плавленый кварц ртуть
Вносимые потери, дб ............ 45 65
Вторичные сигналы (дб ниже основного задер- жанного сигнала) 40 50
Троекратно отраженный сигнал (ниже основно- го задержанного сигнала), дб 50 55
Ширина полосы на уровне —3 дб, Мгц . . . 6 2,5
Вес, кг , -0,5 -3,6
Объем, ел3 410 558
Температурный коэффициент изменения ско- рости (изменение скорости на 1° С) ... . —1-10-4 + 3-10-4
Диапазон температур, СС . .-. от —55 до +100 от —38 до +80
Сигнал совершает 31 ход. Ртутная линия задержки выполнена в виде
цилиндра. Вносимые потери в твердой кварцевой линии задержки, так же
как ее размеры и вес, меньше, чем в ртутной линии, а полоса пропускания
шире. Твердая линия менее подвержена механическим ударам и вибра-
ции, а также температурным нестабильностям. С другой стороны, пара-
зитные вторичные сигналы, генерируемые в твердой линии задержки, обычно
больше, чем в цилиндрической ртутной линии, а изготовление кварцевых
линий несколько сложнее, чем ртутных. В большинстве современных радио-
локационных систем с аппаратурой СДЦ, в которых используются ком-
пенсирующие устройства на линии задержки, чаще применяются линии
задержки с твердым, а не жидким звукопроводом.
К другим видам устройств задержки, которые можно использовать
в схемах СДЦ, относятся магнитные барабаны или диски и накопительные
трубки с электростатическим управлением.
Во многих имеющихся в продаже линиях задержки в качестве пре-
образовательных элементов используются пластинки кристаллического
кварца. Кристаллические кварцевые преобразователи обусловливают зна-
чительную часть общих вносимых потерь (~36 дб из общей величины 45 дб
для типовой твердой линии задержки, в которой в качестве вещества для
звукопровода применяется плавленый кварц, или 65 дб для ртутной линии
задержки). Если для преобразовательных элементов применяется не кри-
сталлический кварц, а титанат бария, то получаются значительно меньшие
суммарные вносимые потери, что объясняется более высоким коэффициен-
том связи последнего. В экспериментальной линии задержки с преобразо-
вателями из титаната бария и замедляющей средой из плавленого кварца,
разработанной фирмой «Белл телефон лэбораторис», получены суммарные
вносимые потери в середине полосы 20 дб. Длина этой линии соответствует
задержке в 1000 мксек, она работает на несущей частоте 15 Мгц, а ширина
полосы составляет 6,7 Мгц на уровне половинной мощности. Характе-
ристика в отношении снижения паразитных сигналов такая же хорошая,
как и при кварцевых преобразователях. Кварцевые преобразователи,
предназначенные для использования в твердых линиях задержки, кон-
струируются для генерирования поперечных колебаний (для уменьшения
потерь на преобразование), но преобразователи из титаната бария гене-
рируют продольные колебания, которые должны быть преобразованы
158
Глава 4
в поперечные. Это можно легко осуществить, обеспечив отражение про-
дольных колебаний от поверхности под критическим углом, что позволяет
полностью преобразовать продольные колебания в поперечные.
Характеристики компенсирующего устройства на линии задержки,
работающего в качестве фильтра. Компенсирующее устройство на линии
задержки действует как фильтр, препятствующий прохождению постоян-
ной составляющей отражений от неподвижных объектов. Вследствие перио-
дической структуры фильтр также препятствует прохождению составляю-
щих частот, лежащих в окрестности частоты повторения импульсов и ее
гармоник.
Видеосигнал [уравнение (4.3)], принятый отданной цели, находящейся
на дальности Ro, определяется выражением
V1 = ^sin(2nfd/—ф0), ' (4.4)
где фо — фазовый сдвиг, равный 4nftR0!c\ k — амплитуда видеосигнала.
В момент t + Т (Т — период повторения импульсов) напряжение
видеосигнала от той же цели равно
V2 = ^sin[2n/:d(/ + T) —ф0]. (4.5)
Предполагается, что прочие условия остаются постоянными в течение всего
интервала Т, так что величина k одинакова для обоих импульсов. Выходной
сигнал вычитающего устройства определяется выражением
V = = k sin xfdT cos [2л fd -) -фо] • (4-6)
Напряжение каждого видеосигнала умножается на 0,5, так как предпола-
гается, что мощность, а следовательно, и напряжение видеосигнала рас-
пределяются поровну между задерживающим и прямым каналами компен-
Частота
Фиг. 4.11. Относительная частотная характеристика (коэффициент передачи) ком-
пенсирующего устройства на одной линии задержки.
Время задержки Т = \/fr-
сирующего устройства. Предполагается также, что коэффициент усиле-
ния компенсирующего устройства на линии задержки равен 1. Выходной
сигнал компенсирующего устройства (уравнение (4.6)] состоит из коси-
нусоидального колебания допплеровской частоты fd с амплитудой k sin (nfdT).
Таким образом, амплитуда скомпенсированного выходного видеосигнала
является функцией допплеровского сдвига частоты и периода или частоты
повторения импульсов. На фиг. 4.11 приведена относительная частотная
характеристика компенсирующего устройства на линии задержки [отно-
шение амплитуды выходного сигнала компенсирующего устройства
k sin (nfdT) к амплитуде нормального радиолокационного видеосигнала k\.
Величина, откладываемая по ординате, иногда называется коэффициентом
различимости.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 159
Слепые скорости. Коэффициент передачи компенсирующего устройства
на одной линии задержки будет равен нулю каждый раз, когда аргумент
nfdT функции, определяющей в уравнении (4.6) амплитуду сигнала, про-
ходит через значения 0, л, 2л и т. д. или когда
= £ = (4.7)
где п = 0, 1, 2, . . .; fr — частота повторения импульсов. Компенсирую-
щее устройство на линии задержки не только устраняет постоянную состав-
ляющую, обусловленную отражениями от неподвижных объектов (л = 0),
но, к сожалению, также подавляет сигнал от движущейся цели, допплеров-
ская частота которого оказывается равной или кратной частоте повторе-
ния импульсов. Относительные скорости цели, при которых характеристика
передачи схемы СДЦ проходит через нулевые точки, называются слепыми
и определяются выражением
ип = -^ = -^; п=1, 2, 3, (4.8)
где vn—это n-я слепая скорость.
Слепые скорости накладывают ограничение на работу импульсного
радиолокатора с аппаратурой СДЦ, которого нет в радиолокаторе с непре-
рывным излучением. Это связано с тем, что в импульсном радиолокаторе
допплеровская частота измеряется не непрерывно, а дискретно в соответ-
ствии с частотой повторения импульсов. Следует напомнить, что радио-
локатор с непрерывным излучением колебаний является «слепым» для
целей, радиальная (относительная) скорость которых равна или почти
равна нулю. Импульсный радиолокатор с СДЦ является слепым, кроме
того, и для целей, радиальные (относительные) скорости которых удовлетво-
ряют уравнению (4.8). Если первая слепая скорость должна быть больше
ожидаемой максимальной радиальной (относительной) скорости цели,
то произведение Л/г должно быть большим. Следовательно, радиолокатор
с аппаратурой СДЦ должен работать на сравнительно длинных волнах,
или иметь высокую частоту повторения импульсов, либо одновременно
удовлетворять обоим условиям. К сожалению, длина волны и частота пов-
торения импульсов определяются обычно не слепыми скоростями, а дру-
гими условиями. Поэтому не так легко избежать появления слепых ско-
ростей. Недостаток работы на низких используемых в радиолокации час-
тотах состоит в том, что ширина луча антенны при данных ее размерах
получается больше, чем при работе на высоких частотах, что не удовле-
творяет требованиям, предъявляемым к аппаратуре в случаях, когда важ-
ную роль играет точность определения угловых координат или разрешаю-
щая способность по угловым координатам. Частоту повторения импульсов
не всегда можно изменять в широких пределах, так как она определяется
главным образом требованием однозначного определения дальности. На
фиг. 4.12 приведен график зависимости первой слепой скорости щ от мак-
симальной однозначной дальности /?(Щ|| = сТ/2 при рабочей частоте радио-
локатора в качестве параметра. Если первая слепая скорость равна 300 м/сек,
то максимальная однозначная дальность составит 250 км на частоте 300 Мгц,
25 км на частоте 3000 Мгц и 7,5 км на частоте 10 000 Мгц. Так как гра-
жданские реактивные самолеты могут иметь скорости порядка 300 м/сек,
а военные самолеты даже большие, то очевидно, что слепые скорости накла-
дывают серьезное ограничение на работу радиолокатора с аппаратурой
СДЦ.
160
Глава 4
Практически радиолокаторы с аппаратурой СДЦ, предназначенные
для обнаружения главным образом самолетов на больших дальностях
и действующие на волнах 30 см и короче, должны обычно работать с неодно-
значными допплеровскими частотами и слепыми скоростями, если необхо-
димо обеспечить однозначное определение дальности. Наличие слепых ско-
ростей в диапазоне допплеровских частот ухудшает процесс обнаружения
радиолокатором целей. Иногда можно ценой неоднозначного определения
Фиг. 4.12. Приближенный график зависимости первой слепой скорости от максималь-
ной однозначной дальности для радиолокатора с аппаратурой СДЦ.
дальности избежать слепых скоростей, и в тех случаях, когда нужно полу-
чить качественную селекцию движущихся целей,— вывести первую сле-
пую скорость за ожидаемый диапазон допплеровских частот.
Неоднозначности определения дальности в принципе можно устранить
путем изменения частоты повторения импульсов (разд. 2.10). Однако необхо-
димость устранения неоднозначности по дальности в этом типе радиоло-
катора усложняет его конструкцию и требует большего времени облуче-
ния цели. Кроме того, при этом обычно ухудшаются характеристики аппа-
ратуры СДЦ. Влияние слепых скоростей можно также уменьшить, перио-
дически изменяя частоту повторения импульсов, что рассмотрено ниже.
Одновременное получение однозначной допплеровской информации
(отсутствие слепых скоростей) и однозначной дальности в наземной радио-
локационной системе дальнего обнаружения возможно при условии при-
менения достаточно низкой частоты передатчика. Например, однозначная
дальность радиолокатора, работающего на частоте 100 Мгц с частотой
повторения импульсов 200 гц, может достигать 750 км; при этом первая
слепая скорость будет равна 300 м/сек. Однако на частоте 100 Мгц разре-
шающая способность по угловым координатам будет в 100 раз хуже, чем
при работе на частоте 10000 Мгц и применении антенны таких же размеров.
Характеристика компенсирующего устройства на одной линии задерж-
ки. Максимальная чувствительность приемника при использовании в радио-
локаторе схемы СДЦ с компенсирующим устройством на линии задержки
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 161
достигается в случае, когда sin (л/jT) = 1 Сравнение (4.6)). При малом
допплеровском сдвиге частоты можно написать
Коэффициент передачи по напряжению на низких допплеровских частотах _
Максимальный коэффициент передачи по напряжению
= = , (4.9)
где vr — радиальная (относительная) скорость цели; щ — первая слепая
скорость.
Уравнение (4.9) выражает отношение между реакцией приемника на
сигнал от цели, движущейся со скоростью vr, и максимальной реакцией
приемника на сигнал от цели. В качестве примера рассмотрим [1] радио-
локатор, работающий на волне % = 9,2 см при частоте повторения импуль-
сов = 2000 гц. Первая слепая скорость, вычисленная по уравнению (4.8),
равна 92 м/сек. Коэффициент передачи для грозового фронта, движущегося
с относительной радиальной скоростью ~13,5 м/сек, будет на 7 дб ниже
максимального. Другими словами, если бы отраженный от грозового
фронта сигнал-был на 7 дб больше сигнала, отраженного от цели, то на
выходе компенсирующего устройства на линии задержки оба сигнала имели
бы одинаковую величину. Таким образом, можно сделать вывод, что харак-
теристика такого типа радиолокатора не достаточно удовлетворительна
для устранения отражений от медленно движущегося грозового фронта.
Опыт подтвердил, что радиолокаторы с аппаратурой СДЦ, имеющей харак-
теристику, соответствующую приведенному выше примеру, в надлежащей
степени не подавляют отражения от грозовых фронтов. Характеристика
схемы компенсации с линией задержки должна иметь большее ослабление
в окрестности нулевой допплеровской частоты, как в рассматриваемом
ниже компенсирующем устройстве на двух линиях задержки.
Сравним вероятность обнаружения цели радиолокатором с аппарату-
рой СДЦ с вероятностью обнаружения этой же цели нормальным радио-
локатором без схемы СДЦ, если эффективная площадь рассеяния цели
постоянна и равновероятна любая радиальная (относительная) скорость
цели. Для сравнения принимаем, что максимальная чувствительность
приемного устройства радиолокатора со схемой СДЦ (т. е. при nfdT = пл)
та же, что и чувствительность устройства без схемы СДЦ. Предполагаем
также, что мощность сигнала, принятого радиолокатором со схемой СДЦ
при максимальном коэффициенте передачи, в К раз больше мощности
минимально обнаруживаемого сигнала. Определение минимально обнару-
живаемого сигнала здесь не рассматривается, так как интерес представляют
относительные характеристики радиолокаторов со схемой СДЦ и без нее.
Относительный коэффициент передачи (по напряжению) радиолокатора
со схемой СДЦ, когда радиальная (относительная) скорость цели отличается
от скорости, соответствующей максимальному коэффициенту передачи,
определяется выражением:
Относительный коэффициент передачи (по напряжению) —
= ] К sin (nf<iT). (4.10)
Цель обнаруживается радиолокатором со схемой СДЦ каждый раз, когда
величина, определяемая уравнением (4.10), равна или больше единицы.
Вероятность обнаружения сигнала радиолокатором со схемой СДЦ по срав-
нению с радиолокатором, не имеющим такой схемы, определяется выра-
11 М Сколник
162 Глава 4
жением л/2- arcsin(1 /Г'/<) ... Относительная вероятность = • (4.11)
График этого уравнения приведен на фиг. 4.13. Он определяет долю вре-
мени, в течение которого величина, описываемая уравнением (4.10), больше
единицы (предполагается, что равновероятны все значения допплеровской
частоты). Следует обратить внимание на то, что простой анализ относи-
тельной способности обнаружения является лишь приближением. Никаких
Фиг. 4.13. График уравнения (4.11).
К — отношение мощности отраженного сигнала, принятого радиолокатором со схемой СДЩ.
к мощности минимального сигнала, обнаруживаемого радиолокатором без схемы СДЦ.
определений для минимально обнаруживаемого сигнала не приводится;
нельзя также утверждать, что допущение о равновероятности любых зна-
чений допплеровских скоростей пригодно при любых условиях. Хотя
из фиг. 4.13 видно, что характеристики радиолокатора со схемой СДЦ.
уступают характеристикам радиолокатора, не имеющего такой схемы,
необходимо помнить, что это справедливо только при отсутствии отраже-
ний от неподвижных объектов. Радиолокатор со схемой СДЦ сохраняет
свои характеристики при таких условиях работы, когда эффективность
нормального радиолокатора без схемы СДЦ в значительной степени сни-
жается из-за сильных отражений от неподвижных объектов (местных пред-
метов, метеообразований и других мешающих отражателей, т; е. при нали-
чии так называемых «пассивных помех»).
Вероятность получения данной радиальной скорости. Принятое выше
допущение о равной вероятности всех радиальных скоростей не всегда
справедливо, хотя удобно и, возможно, является настолько же приемле-
мым, насколько приемлемо любое другое допущение при отсутствии пред-
варительных сведений о цели. Ниже будут выведены математические соот-
ношения для плотности распределения вероятностей радиальной скорости
при .двух различных допущениях о поведении цели.
Случай 1. Скорость цели постоянна. Принимаем, что скорость цели v&
постоянна, а траектория цели образует угол 6 с осью луча радиолокатора
(фиг. 4.14). Считаем, что все значения угла 6 равновероятны. (Наблюдение
под каким-либо определенным углом так же вероятно, как наблюдение
под любым другим углом.) Радиальная скорость равна vT ~ v0 cos 6
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 163
Требуется найти плотность распределения вероятностей для радиальной
скорости, т. е. вероятность того, что радиальная скорость лежит между зна-
чениями vr и vr + dvr.
Задача состоит в определении изменения плотности распределения
вероятностей с изменением случайной переменной. Используемый метод
является стандартным в теории вероятностей. Если существует функцио-
нальная зависимость между двумя случайными величинами у = f (х) (пред-
станция
Фиг. 4.14. Взаимное
положение радиолокационной
станции и цели.
Фиг. 4.15. График плотности
распределения вероятностей для vT.
Предполагается, что скорость цели по-
стоянна и равновероятны fcce углы на-
блюдения цели.
полагается, что они однозначны и что имеется также однозначное соответ-
ствие между у и х), то плотность распределения вероятностей р (у) свя-
зана с плотностью распределения вероятностей р (х) соотношением
p(y)dy = p(x)dx, (4.12а)
или
,4-12с>
Если каждое значение у соответствует п значениям х, то
В данном примере плотность распределения вероятностей для угла 0
определяется выражением
Р(е)=-^, - (4.14)
так как значения 0 равновероятны в интервале от 0 до 2л. Требуется
найти р(уг). Каждое значение vT соответствует двум определенным зна-
чениям 0 (-|-0 и —0), так что
2Р(6) _ 1 =
' Т' dvT/dQ rtv0 sin 0
пр" v'<v°' <415>
11*
164
Глава 4
Знаком минус, полученным при дифференцировании, пренебрегаем, так
как значения плотности распределения вероятностей всегда должны быть
положительными. График этого уравнения приведен на фиг. 4.15.
Случай 2. Скорость цели лежит в пределах между значениями умпн
и Омаке- Если скорость цели v и угол 0 — случайные независимые пере-
менные, то совместная плотность распределения вероятностей для v и vr
определяется выражением
p(v, vr) = р (о) р (vr). (4.16)
Снова делаем допущение, что возможны любые значения угла 0 в интер-
вале от 0 до 2л, и принимаем, что скорость цели лежит в пределах от омин
ДО Омаке- Таким образом, р (о) = (пмакс — Омин)-1, а р (ог) характери-
зуется уравнением (4.15). Чтобы определить плотность распределения
вероятностей для ог, необходимо проинтегрировать уравнение (4.16) по
переменной о:
у
макс
J vT)dv. (4.17)
V
мин
В^связи с тем что ог никогда не может быть больше о, интегрирование про-
изводится по двум частям. При ог < рМИ11 переменная ог в пределах инте-
грала]никогда не превышает о и
1’макс
р2 (иг) = ---*-----s (&2 dv =
л (^'маКС — оы11н)
’ мин
= —т----—vfarcch^^—arcch^i-) при 0<ог<омин. (4.18)
Ломакс — имин/ к vr vr У
Когда ог лежит в пределах интегрирования омин и омакс, имеем
®макс
Рз(иг) = ^---(v2-v^-^dv =
kсмакс смпн/ J
1)Г
= —rarcch-^^- при о„11Н < ог < Омаке (4.19)
График плотности распределения вероятностей, определяемый уравнени-
ями (4.18) и (4.19), приведен на фиг. 4.16. Если радиальные скорости
распределяются в соответствии с формулой (4.19), а не равномерно,
как предполагалось при выводе уравнения (4.11) или при построении
кривой на фиг. 4.13, то общая частотная характеристика простого ком-
пенсирующего устройства на линии задержки с учетом параметров движе-
ния цели может быть получена умножением ординаты кривой фиг. 4.11
(при откладывании по оси абсцисс радиальной скорости вместо частоты)
на ординату кривой, аналогичной приведенной на фиг. 4.16, но с соответ-
ствующими значениями омш, и имане-
периодическое изменение частоты повторения импульсов. Слепые
скорости двух независимых радиолокаторов, работающих на одной и той же
несущей частоте, отличаются друг от друга, если у них различные частоты
повторения импульсов. Следовательно, если один радиолокатор не наблю-
дает в какой-то момент времени некоторых движущихся целей, то мало-
вероятно, что и другой радиолокатор также не будет наблюдать в тот же
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 165
период времени эти цели. Того же результата можно добиться, если вместо
двух отдельных радиолокаторов использовать один, в котором частота
повторения импульсов через определенные промежутки времени изме-
няется, принимая последовательно два или более отличающихся друг от
друга значения. Частоту повторения импульсов можно менять при каждом
новом обзоре или всякий раз, когда диаграмма направленности антенны
Ф и г. 4.16. График плотности распределения вероятностей для радиальной
скорости цели.
Предполагается равномерное распределение скоростей цели от гмин до гмакс-
переместится на половину ширины луча; период повторения можно также
изменять при излучении каждого нового импульса. Если переключение
производится от импульса к импульсу, то частота повторения называется
периодически изменяемой или сдвигаемой.
На фиг. 4.17 приведен пример сложной усредненной частотной харак-
теристики компенсирующего устройства радиолокатора со схемой СДЦ,
работающего в таком режиме, когда периодически применяются две раз-
личные частоты повторения импульсов, находящиеся в отношении 5 : 4.
Следует заметить, что первая слепая скорость для сложной характеристики
увеличивается в несколько раз по сравнению со слепой скоростью для
радиолокатора, работающего в режиме одной частоты повторения импуль-
сов. Характеристика проходит через нулевое значение только при совпа-
дении слепых скоростей для каждой частоты повторения. В примере, при-
веденном на фиг. 4.17, слепые скорости совпадают при 4/Ti = ЫТ2- Хотя
в результате использования более чем одной частоты повторения первая
слепая скорость может сместиться в сторону более высоких скоростей, воз-
можно, что в пределах суммарной полосы пропускания появятся зоны
низкой чувствительности.
166
Глава 4
Один из методов получения второй частоты повторения заключается
в применении короткого отрезка линии задержки, периодически подклю-
чаемого к основной линии задержки компенсирующего устройства радио-
локатора и отключаемого от нее. Кроме изменения длины линии задержки,
необходимо изменять также период повторения зондирующих сигналов.
Переключение можно производить при каждом новом обзоре, сме-
щении диаграммы направленности антенны на половину ширины луча
Фиг. 4 17 Относительная частотная характеристика (коэффициент различимости)
при fr — \/Tt (а); при fr — \/Т2(б) и сложная частотная характеристика при
Tj/T2 = 4/5 (а).
и излучении каждого последующего импульса или какой-либо группы
импульсов. Хотя иногда удобно производить переключение устройства
изменения периода повторения в соответствии с каждым последовательно
излучаемым импульсом, однако это не рекомендуется, если существует
опасность приема сильных отражений от неподвижных объектов в течение
второго периода развертки. Такие отраженные от неподвижных объектов
сигналы не будут скомпенсированы в линии задержки, если частота повто-
рения импульсов периодически изменяется от импульса к импульсу. Могут
появиться отраженные от неподвижных объектов сигналы, которые будут
ошибочно приняты как сигналы от движущейся цели. Наблюдение за таки-
ми двузначными отраженными сигналами в течение нескольких обзоров
покажет, движется цель или она неподвижна. Тем не менее, прежде чем
'Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 167
определять характер периодического изменения частоты повторения импуль-
сов, необходимо тщательно проанализировать влияние двузначных отра-
женных сигналов. Ниже рассматриваются причины, обусловливающие
невозможность подавления двузначных отраженных сигналов.
Рассмотрим простейшую блок-схему, изображенную на фиг. 4.18.
На ней представлена та часть радиолокатора, которую можно использо-
вать для создания серии импульсов с периодически изменяемой от импульса
Ф и г. 4.18. Схема устройства для периодического изменения частоты повторения
импульсов.
к импульсу частотой повторения. На выходе генератора частоты повто-
рения получается установившаяся последовательность импульсов с равно-
мерным интервалом Т. Эти импульсы используются для запуска модуля-
тора, который в свою очередь управляет работой передатчика.
Пусковые импульсы поочередно переключаются на прямой канал
и на короткий отрезок линии с задержкой е. Период между импульсами
передатчика поочередно составляет Т — ей Т + е (фиг. 4.19, а). Отра-
женный сигнал, как показано, приходит через время Тг- В периоды, когда
импульс передатчика имеет задержку, принятый отраженный сигнал не
задерживается. Наоборот, в периоды, когда импульс передатчика не имеет
задержки, принятый отраженный сигнал задерживается на величину е.
По этой причине отраженные от цели сигналы на входе линии задержки
компенсирующего устройства (В на фиг. 4.18) появляются от импульса
к импульсу в одни и те же моменты времени относительно пусковых импуль-
сов. Линия задержки в компенсирующем устройстве имеет длину, соот-
ветствующую задержке Т. Принятые сигналы в дополнение к времени про-
бега Тт задерживаются относительно пусковых импульсов на величину е.
Эту дополнительную задержку е легко можно учесть в цепях измерения
дальности.
При появлении двузначных отраженных сигналов временные соотно-
шения для отраженных сигналов на входе компенсирующего устройства
на линии задержки изменяются. В результате получается нескомпенси-
рованный остаток, как в случае, когда цель движется. Временное диа-
граммы на фиг. 4.19, б иллюстрируют этот процесс.
При введении периодического изменения частоты повторения импуль-
сов усложняется конструкция радиолокатора, а также значительно сни-
жается скорость получения данных (количество импульсов, принимаемых
от цели за один обзор).
На фиг. 4.20 представлен другой метод получения периодически изме-
няющейся частоты повторения импульсов путем пропускания пусковых
импульсов через линии задержки (как показано ниже на фиг. 4.32).
Двойная компенсация. Частотная характеристика компенсирующего
устройства на одной линии задержки (фиг. 4.11) не имеет широкой области
полного подавления отражений от неподвижных объектов (широкого нуле-
168
Глава 4
вого участка), что было бы желательно в окрестности нулевой или доп-
плеровских частот, соответствующих частоте повторения или ее гармони-
кам. Участки подавления отражений от неподвижных объектов можно
а
Фиг. 4.19. Временные зависимости в радиолокаторе со схемой СДЦ, работающем
с периодически изменяющейся от импульса к импульсу частотой повторения
импульсов.
а — нормальные отражения от неподвижных объектов; б — двузначные отражения от неподвиж-
ных объектов. 1 — основная частота повторения импульсов; 2 — импульсы передатчика; 3 — при-
нятые отраженные сигналы в точке А; 4 — принятые отраженные сигналы в точке В.
расширить, пропуская выходной сигнал компенсирующего устройства через
второе компенсирующее устройство (фиг. 4.21, а). В компенсирующем
устройстве с двумя линиями задержки из выходного напряжения устрой-
ства с одной линией задержки
V = ksinnfdTcos ^2nfd — <p0J (4.6)
вычитается выходное напряжение второго компенсирующего устройства
V', полученное раньше за период Т сек:
V' = £sinnfdT cos ^2nfd(/-|--^^ — фо] • (4.20}
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 169
Результирующее выходное напряжение второго компенсирующего устрой-
ства представляет собой разность между V и V:
v___у
—2— = fcsin2nfd7sin [2nfd (Z4-T) —<р0]. (4-21)
Амплитуда колебаний в схеме с двойной компенсацией по сравнению с радио-
Ф и г. 4.20. Схема устройства для периодического изменения частоты повторения
импульсов пропусканием пусковых импульсов через линии задержки.
локатором без схемы СДЦ изменяется по квадратичному синусоидальному
закону (фиг. 4.22), а не по синусоидальному закону, как в компенсирую-
6
Фиг. 4 21. Схема компенсации на двух линиях задержки (а) и основанная
на сравнении трех импульсов (б).
щем устройстве с одной линией задержки. Двойная компенсация требует
усложнения аппаратуры и приводит к некоторому ухудшению частотной
Фиг. 4.22. Частотные характеристики компенсирующих устройств на одной
(сплошная кривая/ и на двух линиях задержки (пунктирная кривая).
Заштрихованная площадь — спектр отраженных сигналов от неподвижных объектов.
характеристики при наличии движущихся целей. Следует заметить, что
частотная характеристика схемы с двумя линиями задержки представляет
170
Глава 4
собой квадрат характеристики схемы с одной линией задержки. Этот вывод
можно сделать из рассмотрения блок-схемы, так как компенсирующее
устройство с двумя линиями задержки представляет собой просто каскад-
ное соединение двух устройств с одиночными линиями задержки.
Схема компенсации с двумя линиями задержки, изображенная на
фиг. 4.21, б, имеет такую же частотную характеристику, что и схема с двумя
линиями задержки (фиг. 4,21, а). Устройство работает следующим образом.
К сумматору подается сигнал f (/) вместе с сигналом, принятым в преды-
дущий период повторения и имеющим амплитуду, весовой коэффициент
которой равен —2, и вместе с сигналом, принятым на два периода раньше.
Следовательно, выходной сигнал сумматора составляет
(t + T) + f(t + 2T),
что соответствует выходному сигналу компенсирующего устройства с двумя
линиями задержки
f(t)-f(t + T)-f(t + T) + f(t + 2T).
Такая схема получила название компенсирующей схемы сравнения трех
импульсов. Эта схема эквивалентна компенсирующему устройству на линии
задержки только в случае идеальной настройки. При расстройке цепей
из-за старения элементов или по другим причинам качество работы схемы
с двойной компенсацией не ухудшается так быстро, как качество работы
схемы сравнения трех импульсов. Если какая-либо одна из двух схем
компенсации, составляющих устройство с двойной компенсацией, несколько
расстраивается, то другая все еще способна подавлять отражения от непо-
движных отражающих объектов, а если происходит незначительное нару-
шение настройки обеих схем, то получающийся остаток представляет собой
произведение двух малых величин и является также величиной малой.
С другой стороны, в схеме сравнения трех импульсов любое отклонение
амплитуд импульсов от правильных значений приводит к существенному
изменению степени компенсации. Другое преимущество схемы двойной
компенсации перед компенсирующей схемой сравнения трех импульсов
состоит в возможности регулировать каждую секцию отдельно.
Формирование частотной характеристики. Фильтр схемы СДЦ с идеаль-
ной характеристикой подавляет спектр отражений от неподвижных отра-
жающих объектов, не теряя при этом ни одной движущейся цели. Прак-
тически трудно добиться получения идеальной характеристики, однако
на линиях задержки можно создать фильтры, частотные характеристики
которых более приемлемы, чем синусоидальные или синус-квадратные,
изображенные на фиг. 4.22. В литературе описаны методы синтезирования
фильтров на линиях задержки с почти любой заданной частотной характе-
ристикой. Наиболее распространенный метод основан на использовании
каскадного соединения ряда линий задержки с цепями обратной и прямой
связи (фиг. 4.23). Схему с такой конфигурацией можно применить для
построения любого реализуемого фильтра, в результате чего она получила
название канонической.
Каноническая схема помогает понять основную идею проектирования
фильтров с требуемой характеристикой, однако не всегда целесообразно
конструировать фильтр, основываясь на ней. В литературе показано, что
каноническую схему можно разбить на каскадно соединенные секции; при
этом ни одна секция не имеет больше двух элементов задержки. Таким
образом, каналы обратной или прямой связи охватывают не более двух
элементов задержки. Такой конфигурации иногда отдают большее пред-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 171
почтение, чем канонической схеме, так же как, например, устройство
с двойной компенсацией предпочитают компенсирующему устройству
сравнения трех импульсов. В идеальном случае обе схемы эквивалентны.
Фиг. 4.23. Каноническая схема гребенчатого фильтра.
Однако если идеальная настройка линий задержки отсутствует, то харак-
теристика компенсирующей схемы сравнения трех импульсов (являющейся
примером канонической схемы) получается хуже, чем характеристика схемы
Угловая частота, и)
а
Частота
г
Фиг. 4.24. Характеристика трехполюсного фильтра нижних частот Чебышева с пуль-
сацией 0,5 дб в полосе пропускания (а); характеристики фильтра на линиях задержки,
полученные на основе приведенной выше характеристики (б—г).
с двойной компенсацией (пример схемы каскадного соединения отдельных
секций).
Методы синтеза, описанные в литературе, применимы к любой изве-
стной характеристике фильтра нижних частот независимо от того, идет
172
Глава 4
ли речь о фильтре Баттерворта, Чебышева, Бесселя или об одном из филь-
тров, основанном на преобразовании эллиптической функции и имеющем
равную пульсацию как в полосе заграждения, так и в полосе пропуска-
ния. В некоторых работах приводится пример использования указанных
характеристик фильтра при конструировании периодического фильтра
на линии задержки. Рассмотрим частотную характеристику трехполюсного
фильтра нижних частот Чебышева, имеющего пульсацию 0,5 дб в полосе
пропускания (фиг. 4.24). Показанные на фиг. 4.24, б — г три различные
Фиг. 4.25. Схема фильтра на линиях задержки, обеспечивающего получение харак-
теристики, приведенной на фиг. 4 24,в.
частотные характеристики фильтра на линии задержки получены на основе
использования характеристики фильтра нижних частот, изображенной
на фиг. 4.24, а. Характеристику такого вида можно определить с помощью
схемы, состоящей из одной линии задержки, последовательно соединенной
Скомпенсированный
выходной сигнал
Фиг. 4.26. Компенсирующее устройство с двумя контурами обратной связи и одной
линией задержки.
Коэффициент усиления усилителя равен 1—k.
с двойной линией задержки (фиг. 4.25). Весовые коэффициенты, показан-
ные на линиях обратной связи, относятся к характеристике, приведенной
на фиг. 4.24, в.
Другим примером фильтра с периодической структурой, собранного
на линии задержки и имеющего регулируемую частотную характеристику,
является компенсирующее устройство с двумя контурами обратной связи
и одной линией задержки (фиг. 4.26). Его частотная характеристика опре-
деляется выражением
Я (f) = —хр 0'2л/Л —1 /4 22)
exp(j2nfT)—k • '
График уравнения (4.22) для различных значений коэффициента обратной
связи k приведен на фиг. 4.27.
Компенсация на промежуточной частоте [2]. В принципе возможно
создать задержку и компенсацию в канале промежуточной частоты, а не
в видеоканале радиолокационного приемника (фиг. 4.28). Два сигнала
промежуточной частоты с амплитудой 1/п. ч после вычитания в схеме ком-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 173
пенсации имеют вид
Vi = Vn.4sin [2n(fn.4±fd) /-±L/n.4^o] , (4.23)
y2 = Vn.4sin[2n(fn.4±/d)a + 7’)-^^] . (4.24)
Половина разности между этими двумя сигналами составляет
Vd = У„.ч sin [л (/п.ч ± fd) Т] х
X cos { 2л (fп.ч ± fa) (^ + 4)--4Л/“ ч/?О] • (4.25)
Выходное напряжение фазового детектора равно
VD = AiVn.4sin[n(fn.4 ±/а)Т)х
х cos {2л [±fd/ + (f„.4±fd)-^]-^1^} • (4.26)
Напряжение видеосигнала имеет допплеровскую частоту fd; амплитуда его
пропорциональна величине
sin л (fn,4 ± fd) Т. (4.27)
В отличие от нормальной компенсации в видеоканале компенсация на про-
межуточной частоте предполагает появление остатка, являющегося функ-
цией произведения промежуточной частоты на время задержки (/„. ЧТ).
Ф и г. 4.27. Характеристики компенсирующего устройства с двумя контурами обрат-
ной связи и одной линией задержки, изображенного на фиг. 4.26, при различных
значениях коэффициента обратной связи k.
Если допплеровский сдвиг отсутствует, то частота fd — 0, но амплитуда
скомпенсированного сигнала [уравнение (4.27)) не равна нулю, если только
не имеют места равенства л/п. ЧТ = 0, л, 2л, . . или fn. ч = п!Т = nfr,
Ф и г. 4.28. Блок-схема компенсирующего устройства с линией задержки в канале
промежуточной частоты.
п = 0, 1,2,.... Следовательно, к компенсирующему устройству на линии
задержки в канале промежуточной частоты предъявляется требование,
состоящее в том, что промежуточная частота должна быть целым кратным
174
Глава 4
частоты повторения импульсов. Кроме того, необходимо, чтобы линия
задержки была выполнена более точно, чем при компенсации в видео-
канале. При компенсации на видеочастоте необходимо лишь, чтобы ошибка
во времени задержки не превышала долей длительности импульса (порядка
1 % при компенсации 40 дб), в то время как при компенсации на промежу-
точной частоте точность определения времени задержки должна состав-
лять долю периода промежуточной частоты. Если время задержки изме-
няется на половину периода промежуточной частоты, то оба сигнала не
уничтожаются взаимно, а усиливаются. Указанные два дополнительных
требования, предъявляемые к компенсирующему устройству на промежу-
точной частоте, не относятся к схеме компенсации на видеочастоте; в про-
шлом они ограничивали применение схем компенсации на промежуточной
частоте.
Аналогичные соображения относятся к вычитанию на несущей час-
тоте в компенсирующем устройстве, включенном в видеоканал, т. е. к схеме
вычитания задержанного и прямого сигналов до устранения несущей.
Компенсирующее устройство на линии задержки при частотной моду-
ляции сигналов. Компенсирующее устройство на линии задержки, примером
Фиг. 4.29. Компенсирующая схема с линией задержки и фазовым детектором,
в которой используется частотная модуляция сигналов.
которой является схема, изображенная на фиг. 4.7, иногда назы-
вается схемой компенсации с амплитудной модуляцией. Если требуется
идеальное подавление, то к относительной стабильности коэффициентов
усиления прямого и задерживающего каналов нужно предъявлять жесткие
требования. Таким образом, в обоих каналах компенсирующих устройств
на линиях задержки при амплитудной модуляции сигналов должна осу-
ществляться идеальная регулировка усиления, что является одним из
основных ограничений. От этого недостатка можно избавиться с помощью
преобразования изменений амплитуд видеосигналов в изменение частоты
сигналов. Частоты задержанных и незадержанных сигналов сравниваются
между собой, причем определенная разница по частоте соответствует опре-
деленной разнице по амплитуде. Компенсация такого вида называется
компенсацией при частотной модуляции сигналов. Преимущество компен-
сирующего устройства с частотной модуляцией заключается в том, что
в этом случае легче поддерживать настройку устройства, так как колеба-
ния коэффициента усиления в двух каналах не имеют такого важного
значения, как в компенсирующем устройстве с амплитудной модуляцией
сигналов.
Известны два типа компенсирующих устройств с частотной модуляцией.
Одно из них называется устройством с фазовым детектором, а другое —
устройством с двумя смесителями. На фиг. 4.29 приведена блок-схема
системы компенсации с фазовым детектором. Частотная модуляция в гене-
раторе (типа генератора с реактивной лампой) производится в соответ-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 175
ствии с амплитудой двуполярного видеосигнала. Частотно-модулирован-
ный сигнал разветвляется по задерживающему и прямому каналам, а два
выходных сигнала сравниваются в фазовом детекторе. Выходной сигнал
фазового детектора пропускается через дифференцирующую цепочку.
Дифференцированный выходной сигнал пропорционален разности частот
двух сигналов и является, таким образом, мерой нескомпенсированности
амплитуд двух последовательных видеоимпульсов. Выходной сигнал диф-
ференцирующей цепочки имеет такой же вид, что и выходной сигнал ком-
пенсирующего устройства с линией задержки при амплитудной модуля-
ции [уравнение (4.6)].
Двухтактный детектор изменяет полярность отрицательных импуль-
сов до подачи скомпенсированных видеосигналов на индикатор кругового
обзора.
На фиг. 4.30 приведена блок-схема системы компенсации с двумя
смесителями. Видеосигнал модулирует среднюю частоту f0 генератора
Фиг. 4.30. Компенсирующее устройство с линией задержки и двумя смесителями,
в котором используется частотная модуляция сигналов.
с реактивной лампой. Часть частотно-модулированного сигнала задер-
живается, усиливается и подается в смеситель 2. В прямом канале моду-
лированный сигнал, центрированный относительно частоты /0. смешивается
в смесителе 1 с выходным сигналом стабильного генератора непрерывных
колебаний с частотой Д, в результате чего получается модулированный
сигнал, центрированный относительно несущей /0 + fi- Выходные сигналы
двух каналов смешиваются в смесителе 2 для получения частотно-модули-
рованного сигнала, центрированного относительно частоты Д. Этот частотно-
модулированный сигнал ограничивается и подается к дискриминатору,
предназначенному для преобразования изменений частоты в изменения
амплитуды. Выходной сигнал дискриминатора пропорционален разности
амплитуд двух последовательных импульсов.
Из двух устройств более простой является система компенсации с фазо-
вым детектором, однако если необходимо иметь широкополосную систему,
то необходимо применить большие входные сигналы для фазового детек-
тора. Кроме того, если нужно обеспечить двойную компенсацию, то исполь-
зование компенсирующего устройства с фазовым детектором представляет
дополнительные трудности. Систему компенсации с двумя смесителями
можно непосредственно применить в системе СДЦ с двойной компенсацией,
вследствие чего можно обойтись без второго генератора на реактивной
лампе.
.На фиг. 4.31 в качестве примера приведена блок-схема компенсирую-
щего устройства с двойной компенсацией, в котором применена частотная
176
Глава 4
модуляция сигнала. В этой системе в действительности используется одна
линия задержки, хотя на схеме показаны две. При одном периоде работы
линия задержки работает на основной гармонике пьезокварцевого пре-
образователя (30 Мгц), а при втором — преобразователи работают на третьей
гармонике (90 Мгц). Данная система компенсации несколько отличается
от показанной на фиг. 4.30 тем, что в схеме на фиг. 4.31 смеситель 1 нахо-
дится в задерживающем канале, а на фиг. 4.30 — в прямом.
Способность компенсирующего устройства с частотной модуляцией
ослаблять сигналы, отраженные от неподвижных объектов, вероятно, не
Фиг. 4.31. Система двойной компенсации с одной линией задержки, работающей
на основной частоте и третьей гармонике кварцевого преобразователя.
выше, чем у компенсирующего устройства с амплитудной модуляцией сиг-
налов. Устройства обоих видов позволяют уменьшить отражения от мест-
ных предметов на 30—35 дб. Однако преимущество компенсирующего
устройства с частотной модуляцией заключается в том, что в нем для полу-
чения оптимальной характеристики не нужно производить непрерывную
подстройку, как в компенсирующем устройстве с амплитудной модуляцией.
Генерирование сигналов с частотой повторения импульсов [2]. Если
время задержки и период повторения импульсов не равны точно друг другу,
то компенсирующее устройство с линией задержки не может обеспечить
хорошую компенсацию отражений от местных предметов. В общем случае
нетрудно обеспечить стабильность частоты повторения, но не всегда легко
добиться стабильности времени задержки. Одна из причин возможного изме-
нения времени задержки состоит в том, что скорость распространения
в замедляющей среде зависит от температуры. Скорость распространения
звуковых колебаний в ртути изменяется на 1/3300 при изменении темпе-
ратуры на 1°С. Изменение скорости в плавленом кварце составляет 1/10 000
при изменении температуры на НС1). Если ожидается максимальное
изменение температуры на 50° С, то суммарное время задержки изменится
0 Можно изготовить специальные стеклянные линии задержки с температур-
ными коэффициентами изменения скорости менее 1 • 10-6 град"1.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 177
на 1,5% в ртути и на 0,5% в плавленом кварце. Остальные элементы ком-
пенсирующего устройства с линией задержки могут также оказать влияние
на изменение суммарного времени задержки. Время задержки, обусловлен-
ное действием элементов задерживающего канала компенсирующего устрой-
ства (кроме линии задержки), должно быть сбалансировано введением
соответствующей временной задержки в прямом канале.
Равенство периода повторения импульсов и времени задержки можно
обеспечить, либо изменяя длину линии задержки в соответствии с перио-
дом повторения импульсов, либо используя линию задержки для регули-
рования частоты повторения импульсов. При первом методе стабильный
В3
Ф и г. 4.32. Схема использования линии задержки для регулирования частоты повто-
рения импульсов.
генератор генерирует сигналы с частотой повторения импульсов, а линия
задержки имеет переменную длину, благодаря чему ее можно отрегулировать
таким образом, что она будет соответствовать периоду повторения импуль-
сов. Линию задержки переменной длины можно изготовить из прямой
цилиндрической трубы, наполненной жидкостью и имеющей телескопиче-
скую секцию. Такой способ был использован в нескольких системах СДЦ,
относящихся к раннему периоду развития радиолокации.
Частота повторения импульсов может быть установлена самой линией
задержки, если пропускать пусковые импульсы по линии задержки, как
показано на блок-схеме, изображенной на фиг. 4.32. Частота повторения
импульсов определяется скоростью, с которой пусковой импульс про-
ходит через линию задержки. Для генерирования пусковых импульсов
с частотой повторения и обеспечения задержки принимаемых сигналов для
подавления отражений от местных предметов в схеме СДЦ можно исполь-
зовать две отдельные линии задержки с одним и тем же звукопроводящим
веществом, размещенные в одном кожухе. Можно применить и другой
способ, при котором для выполнения обеих указанных функций исполь-
зуется одна линия задержки.
Период повторения импульсов Т определяется суммарным временем
задержки по контуру, включающему линию задержки с временем задерж-
ки Di, усилитель импульсов с задержкой D3 и генератор пусковых импуль-
сов с задержкой О4:
. T = Dl + D3 + Di. (4.28)
Для полной компенсации разность между временами задержек в задержи-
вающем и прямом каналах должна также равняться Т, т. е.
T=Dl + Dl-D2.
(4.29)
12 М. Сколник
178
Глава 4
Можно добиться малой величины задержки в усилителе импульсов £)3;
сумма задержек D3 и D2 обычно составляет величину порядка £>1т т. е.
+ (4.30)
В результате получается, что задержка сигнала в генераторе пусковых
импульсов £>4 должна быть равна нулю. Этому условию на практике удовле-
творить невозможно. Время задержки типового генератора пусковых
Ф и г. 4.33. Схема использования короткого отрезка электрической линии задержки
для компенсации временной задержки в генераторе пусковых импульсов.
импульсов, например блокинг-генератора, может составлять величину
порядка 0,1 мксек. Один из методов компенсации времени задержки в гене-
раторе пусковых импульсов состоит в увеличении времени задержки Dt
с помощью отрезка электрической линии задержки (фиг. 4.33). Использо-
Частота
повторения
импульсов
генератор
пусковых
импульсов
Усилитель
импульсов
видео- Модуля-
гльсы т°Р
Ультразвуковая
линия задержки
Полуправда чный
отражатель
Усили-
тель
канала
задерж-
ки
Детек-
Детек-
тор
Вычитаю-
щее
устрой-
Скомпенси-
рованные
двуполярные
видеосигналы
Фиг. 4.34. Схема использования полупрозрачного отражателя в ртутной ультра-
звуковой линии задержки для компенсации дополнительной временной задержки
в генераторе пусковых импульсов.
вание электрической линии задержки является простым решением данной
проблемы. Электрическая линия задержки может работать как на несущей
частоте, так и на видеочастоте, но обычно она включается в видеоканал,
так как линии задержки на видеочастоте легче выполнить, чем линии задерж-
ки на несущей частоте.
Дополнительное увеличение задержки можно также получить
акустическим методом, добавив к линии задержки второй приемный квар-
цевый преобразователь, расположенный на соответствующем расстоянии
от выходного конца линии (фиг. 4.34). В ртутном звукопроводе перед нор-
мальным выходным кварцем под углом 45° устанавливается отражатель,
подобный оптическому полупрозрачному зеркалу, для отражения части
ультразвуковой энергии к второму приемному кварцевому преобразователю.
Положение отражателя можно регулировать, чтобы изменять величину
компенсирующей задержки.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 179
В случае применения одной и той же линии задержки и для компенса-
ции сигналов в системе СДЦ, и для регулирования частоты повторения
импульсов необходимо предусмотреть некоторые меры, чтобы отделить
пусковой импульс от отраженного сигнала. Это можно сделать, основы-
ваясь на временной или амплитудной селекции. Другой метод состоит
в применении для пускового импульса несущей частоты, отличной от часто-
ты отраженного сигнала. Это можно осуществить применяя широкие
полосы пропускания линий задержек. Генератор пусковых импульсов
работает в автоколебательном режиме и рассчитывается таким образом,
что после возбуждения он не генерирует дополнительных импульсов до
Частота повторения
Фиг 4.35 Схема регулирования частоты повторения импульсов методом слежения
по частоте.
следующего периода. Обычно постоянная времени восстановления генера-
тора пусковых импульсов равна по крайней мере половине периода повто-
рения импульсов (772). В качестве дополнительной меры, предотвращающей
предварительное срабатывание генератора пусковых импульсов, можно
использовать запирание усилителя импульсов строб-импульсом с длитель-
ностью 772.
Частоту повторения пусковых импульсов можно регулировать второй
ультразвуковой линией задержки, аналогичной используемой для подавле-
ния нежелательных отраженных сигналов; разница состоит лишь в том, что
время задержки линии, предназначенной для регулирования частоты
повторения, должно быть несколько меньше (приблизительно на 1 мксек)
для компенсации задержки £>4 в генераторе пусковых импульсов. Обе линии
задержки размещают рядом, чтобы любые изменения температурных усло-
вий одинаково влияли на них. Такое устройство достаточно просто скон-
струировать, однако в связи с необходимостью использовать две линии
увеличиваются габариты и вес аппаратуры.
Другой метод, обеспечивающий равенство времени задержки в систе-
ме СДЦ и периода повторения импульсов, основан на использовании как
стабильного генератора частоты повторения, так и схемы прохождения
управляющего сигнала через линию задержки (фиг 4.35). Такой метод
получил название электродного слежения по частоте. В этой схеме должна
быть обеспечена возможность настройки стабильного генератора. В кас-
каде совпадения сравнивается момент появления n-го импульса от линии
задержки с моментом появления подаваемого в линию (п + 1)-го импульса.
При совпадении n-го импульса (задержанного) и (п + 1)-го импульса
12*
180
Глава 4
(незадержанного) период повторения импульсов соответствует времени
задержки линии задержки системы СДЦ. Если оба импульса не совпадают
во времени, то временная разность преобразуется в напряжение, исполь-
зуемое в качестве сигнала ошибки для подстройки генератора частоты
повторения импульсов в направлении, при котором обеспечивается совпаде-
ние двух указанных импульсов. Преимущества этого метода заключаются
в том, что любые изменения времени задержки в контуре компенсирующего
устройства автоматически компенсируются; при этом никакие дополни-
тельные механические элементы не требуются. К числу недостатков следует
отнести то, что генератор частоты повторения импульсов должен работать
стабильно и разброс моментов генерирования выходных импульсов («дрожа-
ние» импульсов) не должен возникать. По сравнению с другими методами
в данном случае в схеме применяется большее количество ламп или полу-
проводниковых приборов.
4.3. ВЫДЕЛЕНИЕ СИГНАЛА ОТ ДВИЖУЩЕЙСЯ ЦЕЛИ
НА ФОНЕ ПОМЕХ ОТ НЕПОДВИЖНЫХ ОБЪЕКТОВ
При рассмотрении компенсирующего устройства с линиями задержки
предполагалось, что отраженный сигнал от неподвижных отражающих
объектов постоянен и не изменяется от импульса к импульсу ни по ампли-
туде, ни по фазе. В реальных условиях, однако, отраженные сигналы от
неподвижных объектов не всегда стационарны. Они могут флуктуировать,
образуя нескомпенсированный остаток на выходе компенсирующего устрой-
ства с линией задержки. Этот нескомпенсированный остаток можно ошибоч-
но'принять за сигнал от движущейся цели. Другой причиной возникновения
нескомпенсированного остатка на выходе компенсирующего устройства
с линией задержки может явиться нестабильность параметров передающего
и приемного устройств радиолокационной станции или изменения амплитуд
последовательно принимаемых отраженных сигналов, обусловленные формой
диаграммы направленности антенны.
Критерием качества работы радиолокатора со схемой СДЦ является
коэффициент наблюдаемости цели, определяемый как получаемый в схеме
СДЦ выигрыш в величине отношения полезный сигнал/помехи от непод-
вижных объектов (по мощности). Коэффициент наблюдаемости, равный,
например, 30 дб, означает, что движущаяся цель может быть обнаружена
на фоне отражений от неподвижных объектов даже в том случае, когда
мощность мешающих сигналов в 1000 раз превышает мощность сигнала,
отраженного от цели. Хотя коэффициент наблюдаемости широко исполь-
зуется в качестве критерия оценки характеристик радиолокатора со схемой
СДЦ, однако следует проявлять осторожность, применяя его для определе-
ния относительных характеристик двух различных радиолокаторов со
схемами СДЦ. Два радиолокатора с одинаковым коэффициентом наблюдае-
мости могут не обладать одинаковой способностью обнаружения целей
в помехах, если элемент разрешения одного радиолокатора (произведение
длительности импульса на ширину луча) больше, чем у другого радиоло-
катора, и первый радиолокатор принимает более интенсивный сигнал
от неподвижных объектов. Другими словами, в обоих радиолокаторах
может быть обеспечено одинаковое уменьшение мощности отражений от
неподвижных объектов, но на один из них воздействуют более интенсивные
помехи, так как в его элемент разрешения попадает больше неподвиж-
ных целей.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 181
В качестве критерия для оценки характеристик компенсирующего
устройства с линиями задержки иногда используется коэффициент компен-
сации. Его можно определить как отношение напряжения сигнала от непо-
движной цели после компенсации в системе СДЦ к напряжению сигнала
от той же цели без компенсации в системе СДЦ. Коэффициент компенсации
представляет собой число, меньшее единицы. Как коэффициент наблюдаемо-
сти, так и коэффициент компенсации обычно выражаются в децибелах.
Коэффициент различимости сигнала от движущейся цели, упомянутый
выше (фиг. 4.11), определяется как отношение интенсивности сигнала
(напряжения) от цели, движущейся с определенной радиальной скоростью,
к интенсивности сигнала от той же цели при движении ее с оптимальной
радиальной скоростью. Коэффициент различимости применяется только
в случаях, когда цель перемещается в зоне, свободной от помех, создавае-
мых отражениями от неподвижных объектов.
Стабильность параметров аппаратуры. Влияние стабильности пара-
метров аппаратуры на характеристики схемы СДЦ зависит от конкретной
схемы радиолокатора. При рассмотрении этого вопроса обратимся к анализу
работы радиолокатора со схемой СДЦ, блок-схема которого изображена
на фиг. 4.6. Если имеется в виду другая схема радиолокатора, то это будет
специально оговорено. Блок-схема, приведенная на фиг. 4.6, относится
к широко распространенному типу радиолокатора со схемой СДЦ, в состав
которого входят импульсный генератор на магнетроне и компенсирующее
устройство с линией задержки для выделения информации о допплеровском
сдвиге частоты, создаваемом движущимися целями. Характеристики радио-
локатора со схемой СДЦ ухудшаются при уходе частоты передатчика,
стабильного местного гетеродина или отраженного сигнала, при неравенстве
времени задержки сигнала в линии задержки периоду повторения импуль-
сов, при изменениях длительности импульса или его амплитуды, а также
при изменениях частоты передатчика в течение генерирования импульса.
Кроме того, характеристики схемы СДЦ могут ухудшаться вследствие
таких, казалось бы, маловажных причин, как вибрации, вызванные венти-
ляторами, предназначенными для охлаждения стабильного местного гете-
родина.
Стабильность частоты генератора. Изменение частоты передатчика,
стабильного местного гетеродина или когерентного гетеродина приводит
к появлению нескомпенсированного остатка в отражениях от неподвижных
целей на выходе компенсирующего устройства с линией задержки. Если
угловая частота передатчика в момент передачи данного импульса равна соь
а фаза ф7, то выражение для сигнала передатчика может быть представ-
лено в виде
Сигнал передатчика = V( sin <р«). (4-31)
Сигнал, отраженный от неподвижной цели, находящейся от радиолокацион-
ной станции на дальности /?, приходит обратно к радиолокационному
приемнику через время То = 2R/c после излучения зондирующего сигнала.
Частота стабильного местного гетеродина в момент приема отраженного
сигнала равна со.,, а отраженный сигнал промежуточной частоты на входе
фазового детектора определяется выражением
Отраженный сигнал промежуточной частоты =
= Еп.ч sin [(<о( — со„) со/Го + ф,—<р.,1, (4.32)
где ф„ — фаза стабильного местного гетеродина. Следует напомнить, что
в радиолокаторе со схемой СДЦ, использующем в качестве передатчика
182
Глава 4
автогенератор (фиг. 4.6), часть энергии передатчика обеспечивает получение
опорного или синхронизирующего сигнала, который синхронизирует фазу
колебаний когерентного гетеродина с фазой колебаний передатчика. Сигнал
когерентного гетеродина в момент синхронизации по фазе имеет частоту
<осО, а фазу <р( — <р8 и определяется выражением
Сигнал когерентного гетеродина в момент синхронизации
по фазе = Vc sin (o>c0f -j- — <р«)- (4.33)
В течение времени То, когда импульс распространяется до цели и обратно,
может произойти уход частоты когерентного гетеродина от первоначаль-
ного значения до <ос. Поэтому сигнал когерентного гетеродина, подаваемый
на фазовый детектор в момент появления первого отраженного импульса,
определяется выражением
Сигнал когерентного гетеродина, поступающий
на фазовый детектор = Vc sin (юс/z—tps). (4-34)
Выходной сигнал фазового детектора представляет собой синусоидальное
колебание, описываемое соотношением, аргумент которого равен разности
аргументов выражений (4.32) и (4.34). Следовательно,
Выходной сигнал фазового детектора для импульса 1 =
= k sin [(wf—— <dc) t—o)(T0|. (4.35)
В идеальной системе cot = ws + coc. а выходной сигнал фазового детектора
представляет собой сигнал постоянной амплитуды sin iotT0. Предполагается,
что в момент появления следующего импульса через время Т частоты каж-
дого генератора изменяются; поэтому выходной сигнал фазового детектора
может быть представлен в виде
Выходной сигнал фазового детектора для импульса 2 =
/г sin [(со?—со?—со?) (t + Т)—со?То[, (4.36)
где штрихами отмечены измененные значения частот генераторов. Обозна-
чив изменения частот передатчика, стабильного местного гетеродина и коге-
рентного гетеродина от одного периода повторения импульсов к другому
через Асо(, Acos и Awc соответственно, получим ш? = + Acoz, со? =
= и, + Aws и «с = сос + Дсос. Разность между угловыми частотами
передатчика и стабильного местного гетеродина равна угловой промежуточ-
ной частоте со„ ч = — <os. Предполагается, что когерентный гетеродин
не настроен точно на промежуточную частоту. Разность обозначается через
Л<оп.ч - со, — Со8—сос.
Выходной сигнал компенсирующего устройства с линией задержки
выражается разностью между уравнениями (4.35) и (4.36). Если частота
генератора не одинакова от импульса к импульсу, то выходной сигнал
от неподвижной цели не равен нулю и определяется соотношением
Выходной сигнал от компенсирующего устройства
с линией задержки =/г sin (Асопч/—wtT0) —
‘ k sin [(Асоп.ч Дсо, — A<')s — Асое) (/ -)- Т) — (со, -|- А со,) 7\>[. (4.37)
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 183
Для получения коэффициента компенсации уравнение (4.37) усредняется
по длительности импульса тот /=Г0до/=Т0 + ти делится на k'.
То+т
Коэффициент компенсации =-^ sin(Acon,4/—(£>tT0)dt—
То
5'о+т
— у sin [Асоо (/ф-Т)—Го| dt, (4.38)
т0
где Да»0 = Да>п. ч + Дсо( — Acos — Асос. После выполнения операций инте-
грирования и некоторых тригонометрических преобразований получим
следующее выражение для коэффициента компенсации:
Коэффициент компенсации = | 2 sin у Ао)п.ч + —
— Лы0 (7’о + 7’ + у) + Лео,Го ] cos у [Аып. ч + +
~Ь Да>о (<7'оН~7’-|--2^ — Асо/То—2a>t Tq J 1 . (4.39)
Берется абсолютное значение этого выражения, так как предполагается, что
за компенсирующим устройством с линией задержки следует двухтактный
детектор. При выводе приведенного выше уравнения принято, что
sin (Лсо0т/2) « Aoj0t/2 и sin (Awn. чт/2) х А со,,. чт/2; для многих случаев
в радиолокации это вполне приемлемо. При малых ошибках аргумент
первого множителя в уравнении (4.39) также считаем малой величиной
и принимаем, что значение синуса может быть заменено значением его
аргумента. Хотя аргумент первого множителя мал, однако аргумент вто-
рого множителя может оказаться относительно большой величиной, так как
велик член 2ш/Т0. Поэтому абсолютное значение второго множителя может
принимать любое значение от 0 до 1 в зависимости от значения Т0. Его сред-
нее значение равно 2/л. Заменяя быстро изменяющийся второй множитель
его средним значением, получим следующее выражение:
Коэффициент компенсации =
= — | Асоп. ч (тй + у J — Аа»о + Г + ~2 Н- АицТо | =
= 4 [(АД + А/с)(Го + Г + 4)-АЛ(г + |)-Д/п.чг]|, (4.40)
где 2 л/ = со. В большинстве случаев длительность импульсов мала относи-
тельно периода их повторения, и величиной т/2 можно пренебречь по срав-
нению с Т. Для иллюстрации примем То равным его среднему значению Т/2.
Коэффициент компенсации определится выражением
Коэффициент компенсации = 4 | 1,5 (A/s + A/c) — A/(—А/п. Ч|Г. (4.41)
Если все уходы частоты равны нулю, за исключением частоты стабиль-
ного местного гетеродина, то коэффициент компенсации равен 6&fsT. Если,
например, требуется, чтобы коэффициент компенсации составлял величи-
ну —40 дб, а частота повторения импульсов была 1000 гц (Т = 10-3 сек),
то уход частоты стабильного местного гетеродина от импульса к импульсу
должен быть меньше 1,66 гц. При коэффициенте компенсации, равном
—30 дб, уход должен составлять меньше 5 гц от импульса к импульсу,
184
Глава 4
а при коэффициенте —20 дб—меньше 17 гц. Аналогичные соображения
справедливы •для определения ухода частоты когерентного гетеродина.
Уход частоты стабильного местного гетеродина в аппаратуре гражданского-
применения, работающей в диапазоне 15—7,5 см, может составлять для
небольших периодов времени величину порядка 7—10 гц, а уход частоты
этого гетеродина при работе аппаратуры в диапазоне 30—15 см состав-
лять около 4—8 гц. При желании стабильность может быть улучшена,
но для этого необходимо использовать аппаратуру, более сложную, чем
простой местный гетеродин. Стабильность частоты когерентного гетеродина
бывает выше, чем стабильность частоты стабильного местного гетеродина,
так как он работает на значительно более низкой частоте, обычно равной
30 или 60 Мгц.
Как видно из уравнения (4.41), если единственной причиной ухода
частоты является уход частоты передатчика, то коэффициент компенсации
равен 4Л/(7\ При отсутствии уходов частоты генераторов, но при наличии
расстройки когерентного гетеродина коэффициент компенсации равен
4Д/п.чТ-
Трудно предсказать заранее совместное влияние уходов частоты в пере-
датчике, стабильном местном гетеродине, когерентном гетеродине и рас-
стройки частоты когерентного гетеродина, так как не все члены уравне-
ния (4.41) имеют одинаковый знак и направление ухода частоты может быть
положительным или отрицательным. Принимая, что уходы частоты сле-
дуют нормальному закону распределения относительно некоторого сред-
него значения, и обозначив стандартные отклонения через о;, где t —
используемые нами индексы s, с, t, п. ч, найдем среднеквадратичное значе-
ние коэффициента компенсации, определяемое выражением
Коэффициент компенсациисредпеквадр. = [(6os)2 + (6ac)2+(4ot):=+(4cTn ч)2]1/г7\
(4.42)
Аналогичный анализ требований к стабильности цепей радиолокатора
со схемой СДЦ, в котором применяется усилитель мощности (фиг. 4.5),
приводит к интересным результатам в случаях равномерных уходов частоты.
Рассматриваются только два генератора — стабильный местный и коге-
рентный. Принято, что частота передатчика равна сумме указанных двух
частот. Далее предполагается, что усилитель мощности оказывает пренебре-
жимо малое влияние на фазу зондирующего сигнала. Зондирующий сигнал
(пренебрегая амплитудными факторами) определяется выражением
Vt = sin [(ws + <bc) t + фв4-(рс]. (4.43;
Сигнал высокой частоты, принятый от цели, находящейся на дальности
R = cT0/2, имеет вид
Vr = sin[((os + <BC) (t—Т0) + ф8 + <рс]. (4.44)
Предполагается, что в результате ухода частот стабильного местного
и когерентного гетеродинов их частоты в момент приема отраженного
сигнала имеют значения со8 и <л'с. Сигнал промежуточной частоты опре-
деляется выражением
Vn. ч = sin [(cos + (ос) (t — To) — a'st + фс]. (4.45)
Сигнал когерентного гетеродина в момент приема отраженного сигнала
имеет вид
Vc = sin (a'ct + фс). (4.46)
Следовательно, выходной сигнал фазового детектора, соответствующий
первому отраженному импульсу, равен разностному сигналу, получен-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 185
ному при смешении сигналов, определяемых уравнениями (4.45) и (4.46),
и имеет вид
Vi = k sin [(<л>в — (Os) t + (юс — (Oc) t — (ws + (oc) TJ. (4.47)
Выходной сигнал фазового детектора, соответствующий следующему
импульсу, появляющемуся через время Т, может быть представлен в виде
1^2== sin [((0.51 — (о51) + (юс1— (ос)) (t 4-Т) — ((o$i + (ocl) То], (4.48)
где (о51 и (ос1 — соответственно частоты стабильного местного и когерент-
ного гетеродинов при передаче второго импульса; mj и (о'с — соответственно
частоты стабильного местного и когерентного гетеродинов при приеме
второго импульса; k—постоянная.
Принимая, что уходы частоты стабильного местного и когерентного
гетеродинов происходят с равномерной скоростью Д(о8/Д/ и Д(ос/Д^ соот-
ветственно, запишем
t г А(0е ггу
«8 — «8 = «81 — «31 = -д ‘ То,
» / ACOf; ГТ1
С0с (Ос — ^cl COcl ~ * О’
ACOq rr>
«81 — «8= Т
и
Асо^ rrt
(0Cl «с — 1 .
Выходной сигнал компенсирующего устройства с линией задержки
составит V2—Vi или
^Sinl + X
X cos [^70 (/ + 4) +*£ To (/ +4) -
-(«S + «C)TO-(^S + ^C) 7T0] =0. (4.49)
Таким образом, очевидно, что при равномерном уходе частоты обеспечи-
вается полная компенсация сигналов в радиолокаторе со схемой СДЦ,
в передатчике которого используется усилитель мощности.
В реальных условиях уход может оказаться неравномерным, а изме-
нение фазы, обусловленное усилителем, хотя и бывает мало, но им не всегда
можно пренебречь. Тем не менее проведенный выше грубый анализ указы-
вает на возможное преимущество радиолокатора с усилителем мощности
по сравнению с радиолокатором-автогенератором.
Точность соответствия времени задержки и периода повторения импуль-
сов. Если время задержки и период повторения импульсов не равны точно
друг другу, то на выходе компенсирующего устройства с линией задержки
получается нескомпенсированный остаток. Выходной сигнал фазового
детектора для неподвижной цели (fd = 0), согласно уравнению (4.3),
имеет вид
V = kF(t) sin
1 2/?n г i
1 при —0 < f < -y-° + T,
0 в других случаях,
(4.50)
186
Глава 4
где k — постоянная; F (/) — форма отраженного сигнала (принята прямо-
угольная); /?0 — дальность; ft — частота передатчика; с — скорость рас-
пространения электромагнитных колебаний.
Принимается, что F (t) представляет собой импульс, имеющий постоян-
ную амплитуду и длительность т. Если разность между периодом повторе-
ния импульсов и временем задержки равна А/, то выходной сигнал компен-
сирующего устройства с линией задержки имеет вид
У0 = /г[Е(/ + Дт)—f(0]sin4-T'|^ . (4.51)
Среднее значение F (t + Ат) — F (/) в интервале времени t -f- Ат состав-
ляет 2Дт/т. Среднее значение коэффициента компенсации равно среднему
значению Уо, деленному на амплитуду входного сигнала k sin (4л7?0/(/с), или
2Лт
Коэффициент компенсации :=- . (4-52)
Например, при длительности импульса 1 мксек разность Ат между периодом
повторения импульсов и временем задержки должна быть меньше 0,005 мксек
для получения коэффициента компенсации, равного —40 дб, 0,015 мксек —-
для коэффициента компенсации —30 дб и 0,05 мксек — для коэффициента
компенсации —20 дб. Температурный коэффициент изменения скорости
для плавленого кварца составляет ~ 10~4 град~1 при частоте 10 Мгц
и температуре 20° С. Поэтому температура линии задержки на 1000 мксек
не должна колебаться больше, чем на 0,05°, если требуется обеспечить
коэффициент компенсации, равный -—40 дб. Аналогично стабильность гене-
ратора частоты повторения импульсов должна поддерживаться в пределах
-i- 10-6 для получения коэффициента компенсации, равного —40 дб.
Подобным же образом можно осуществить анализ для определения
требований к стабильности длительности импульса. Хотя форма импульса
принята прямоугольной, можно показать, что величина остатка не зависит
от формы импульса, а определяется только его максимальной амплиту-
дой [2].
«Собственные» флуктуации отражений от неподвижных объектов.
Отраженные сигналы от таких местных предметов, как здания, водонапор-
ные башни, холмы, не имеющие растительного покрова, или горы, являются
постоянными во времени как в отношении фазы, так и амплитуды. Однако
существует множество видов местных предметов, отражения от которых
нельзя считать абсолютно стабильными. Сигналы, отраженные от деревьев,
растительности, морской поверхности, дождя и металлизированных отража-
телей флуктуируют во времени. Эти флуктуации могут ограничить эффектив-
ность работы радиолокатора с аппаратурой СДЦ.
В связи с изменением характера флуктуаций трудно точно описать
отраженный сигнал от неподвижных объектов. Однако в данной работе
большинство флуктуирующих неподвижных объектов можно представить
моделью, согласно которой будем рассматривать их как совокупность
многих независимых отражателей, находящихся в пределах элемента разре-
шения радиолокационной станции (фиг. 4.36). Отраженный сигнал, посту-
пающий в радиолокационный приемник, представляет собой векторную
сумму отраженных сигналов, принятых от каждого отдельного отражателя
(фиг. 4.37). Это означает, что относительная фаза, а также амплитуда сигнала
от каждого отражателя влияют на результирующий сложный сигнал. Если
отдельные отражатели остаются неподвижными от импульса к импульсу,
то результирующие отраженные сигналы также будут иметь постоянное
значение. Однако любое движение отражателей относительно радиолокатора
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 187
вызовет изменение соотношения фаз составляющих отраженных сигналов
на входе радиолокационного приемника. Следовательно, фаза и амплитуда
каждого результирующего отраженного сигнала будут изменяться
•от импульса к импульсу. Если предположить, что относительные фазы
отраженных сигналов, принятых от отдельных отражающих элементов,
случайны, а эффективная площадь рассеяния любого элементарного отража-
теля мала по сравнению с суммарной эффективной площадью рассеяния,
Фиг. 4.36. Элемент разреше-
ния радиолокационной стан-
ции (по угловым координатам
и дальности) и модель отра-
жающего объекта, состоящего
из многих случайно распреде-
ленных независимых отража-
ющих элементов.
Фиг. 4.37. Векторное сло-
жение отражений от многих
независимых отражающих эле-
ментов, из которых состоит
отражающий объект.
то плотность распределения вероятностей для огибающей флуктуирующего
отраженного сигнала можно описать законом Релея. Описываемая этим
законом плотность распределения вероятностей р (tv) для флуктуаций
мощности w сигналов, отраженных от неподвижных объектов, определяется
выражением
р(^) = ^ехр-^; щ>0, (4.53)
где w0 — средняя мощность.
Кроме флуктуирующей составляющей сигнала, отраженного от непо-
движных объектов, обычно имеется постоянная составляющая, относитель-
но которой происходят флуктуации. В качестве примера могут служить
деревья, растущие на склоне возвышенности. Сигнал, отраженный от поверх-
ности возвышенности, представляет собой постоянную составляющую,
а отраженный от деревьев — флуктуирующую составляющую. Функция
распределения вероятностей для цели, которую можно представить в виде
одного большого отражателя, действующего совместно с другими малыми
отражателями, имеет вид
/ \ - гл
р(щ)=-.-ехр------; щ>0.
(4.54)
188
Глава 4
Другая особенность местных предметов, метеобразований и металлизи-
рованных отражателей, отличающая их от нормальных радиолокационных
целей, состоит в том, что обычно эти отражающие объекты представляют
собой распределенные цели, в то время как самолеты относятся к точечным
целям. Более подробно свойства отражений от земной поверхности и местных
предметов рассматриваются в гл. 12.
Фиг. 4.38. Спектры мощности сигналов, отраженных от различных неподвижных
объектов.
1 — холмы с густым лесным покровом, скорость ветра —'10 гл/сек. {а =2,3- 101’); 2 — холмы с редким
лесным покровом в спокойный день (а — 3,9-1018); 3 — морская поверхность в ветреный день
(а = 1,41- 1016); 4 — дождевые облака (а = 2,8-1015); 5 — металлизированные отражатели
(а = 1-101в).
На фиг. 4.38 приведены примеры спектров мощности для отражений
от типичных неподвижных объектов. Данные относятся к частоте 1000 Мгц.
Определенные экспериментальным путем спектры мощности сигналов, отра-
женных от неподвижных объектов, могут быть приближенно описаны
выражением
^(f) = lg(f)l2 = |gol2exp[-n(£)2] , (4.55)
где W (/) — спектр мощности сигналов, отраженных от неподвижных
объектов, как функция частоты; g (/) — преобразование Фурье для входно-
го сигнала (сигнала, отраженного от неподвижных объектов); f0 — несущая
частота радиолокатора; а — параметр, зависящий от вида неподвижных
объектов.
Флуктуации отраженных от неподвижных объектов сигналов являются
причиной появления на выходе компенсирующего устройства с линией
задержки нескомпенсированного выходного сигнала, расчет которого можно-
произвести способом, аналогичным применяемому при определении влияния
-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 189
флуктуаций параметров аппаратуры. Разность между задержанным и неза-
держанным сигналами усредняется, и среднее значение мощности остатка
является мерой степени ослабления компенсирующим устройством с линией
задержки сигнала, отраженного от неподвижных объектов. Используя эту
величину, степень ослабления сигналов можно охарактеризовать коэффи-
циентом ослабления отражений от неподвижных объектов (сокращенно КО).
Так как связь между формой сигнала, являющейся функцией времени,
и частотным спектром устанавливается преобразованием Фурье, то можно
определить ослабление отражений от неподвижных объектов с помощью
частотного спектра, а не временного сигнала.
Основные элементы компенсирующего устройства с линией задержки
в простейшем виде были представлены на фиг. 4.4. Частотная характери-
стика линии задержки описывается функцией ехр (—jv)/fr), где fr — часто-
та повторения импульсов, равная величине, обратной времени задержки
линии. Поэтому частотная характеристика компенсирующего устройства
с линией задержки описывается функцией
//(/) = !—ехр-=/^ = 2/ sin 5^ ехр ~/(0- . (4.56)
Тг ir Тг
Произведение преобразования Фурье для входного сигнала gi (f) на час-
тотную характеристику компенсирующего устройства с линией задержки
дает преобразование Фурье для выходного сигнала
g2{f) = gdf)H(f). (4.57)
Ослабление компенсирующим устройством с линией задержки сигнала,
отраженного от неподвижных объектов, можно охарактеризовать отноше-
нием входной мощности к выходной
^\8df)\2df ’\\g^h\'tdf
КО = £---------= 2--------------• (4-58)
. S I (/) I2 df 4 J | gl (f) I2 sin2 (Wr) df
b о
Подставляя в это уравнение выражение (4.55) для входного сигнала gt (f),
запишем
J ехр [—a (///0)2j df
4 J sin2 (л///г) ехр [—о (f//0)2] df
6
Произведя интегрирование, получим следующее выражение для коэффи-
циента ослабления:
КО = 7-----, °-.5 , ,2, . (4.59)
1— ехр | — (л/0//г)2/а]
На фиг. 4.39 приведен график уравнения (4.59) как функции а для несколь-
ких значений отношения f0/fr\ там же указаны значения а, соответствующие
экспериментальным данным, приведенным на фиг. 4.38. Если показатель
степени в знаменателе уравнения (4.59) мал по сравнению с единицей;
то экспоненциальный член с незначительной потерей точности можно заме-
нить двумя первыми членами разложения в ряд, после чего получаем
К0~2(®- <4’6О)
190
Глава 4
Уравнение (4.59) выведено для компенсирующего устройства с одной
линией задержки. Эквивалентное выражение для коэффициента ослабления
отражений от неподвижных объектов, обеспечиваемого компенсирующим
устройством с двумя линиями задержки, имеет вид
• 3 — 4ехр| — (л/0//г)2/а] + ехр1— 4 (nf0/fr)2/a] ’ (4-61>
При (л/и//г)2/а < 1
К°^(л/1и ’ <4'62>
Определяемая уравнениями (4.59) и (4.61) частотная зависимость
спектра отраженных от неподвижных объектов сигналов не может быть
распространена на очень большой частотный диапазон, так как при выводе
этих уравнений не были учтены изменения эффективной площади рассеяния
Показатель степени , а в уравнении для спектра отраженных сигналов
Ф и г. 4.39. Влияние собственных флуктуаций отражений от неподвижных объектов
на величину коэффициента ослабления этих отражений.
/ — дождевые облака; 2 — металлизированные отражатели и морская поверхность в ветреный
день; 3 — холмы с густым лесным покровом, скорость ветра — 10 м/сек; 4 — холмы с редким лес-
ным покровом в спокойный день.
элементарных отражателей в зависимости от частоты. Так, например, такие
элементарные отражатели, как листья и ветки деревьев, имеют различные
отражающие свойства на длине волны 1 см, когда их размеры сравнимы
с ней, и на длине волны 50 см, когда эти размеры невелики по сравнению
с длиной волны.
Флуктуации отраженного сигнала, обусловленные сканированием
антенны. Пусть, как и в рассмотренном выше случае, сигнал, отраженный
от неподвижных объектов, представляет собой векторную сумму сигналов,
отраженных от ряда независимых элементарных отражателей, охватываемых
элементом разрешения радиолокатора. Даже в том случае, когда все эле-
ментарные отражатели не меняют своего относительного положения и «соб-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 191
ственные» флуктуации отражений от неподвижного объекта отсутствуют,
на выходе компенсирующего устройства с линией задержки возникнет
нескомпенсированный остаток, если антенна находится в движении г).
Движение антенны может быть обусловлено ее вращением и (или) движе-
нием носителя радиолокатора. Здесь будут рассматриваться лишь флуктуа-
ции отраженного сигнала, вызванные сканированием антенны при ее вра-
щении (флуктуации сканирования). Флуктуации, вызванные движением
носителя радиолокатора, отсутствуют в стационарной наземной радиолока-
ционной системе. Однако они приобретают важное значение, когда речь
идет о радиолокаторе, установленном на борту летательного аппарата,
и будут рассмотрены в разд. 4.8.
Для обычной идеализированной неподвижной цели отраженный сигнал
представляет собой векторную сумму составляющих от многих независимых
отражателей, случайно распределенных в пределах элемента разрешения
радиолокатора. Так как отражатели независимы, мощность принятого
отраженного сигнала равна сумме средних мощностей, рассеиваемых каж-
дым объектом. Мощность, принятая от неподвижной распределенной цели,
пропорциональна величине
jj G2 (0) d0, (4.63)
где G (6) — коэффициент усиления «односторонней» диаграммы направлен-
ности антенны по мощности как функция угла 0 (коэффициент усиления
«двусторонней» диаграммы направленности по напряжению). В уравне-
нии (4.63) усиление взято в квадрате, что объясняется двойным использова-
нием антенны — для передачи и приема радиолокационных сигналов.
Далее в настоящем анализе предполагается, что угол места антенны
равен нулю.
Сканирующее движение антенны вызывает за период повторения
импульсов смещение луча на некоторый угол в горизонтальной плоскости.
Большинство элементарных отражателей остается в пределах луча. Однако
некоторые отражатели больше не облучаются, а другие входят в луч и облу-
чаются. Таким образом, общее число облученных отражателей почти одина-
ково от импульса к импульсу, но их относительное распределение в про-
странстве и относительные фазовые соотношения различны. Результи-
рующее напряжение отраженного сигнала изменяется от импульса к импуль-
су, и на выходе компенсирующего устройства с линией задержки остается
нескомпенсированный остаток. Нескомпенсированный остаток от двух
последовательных импульсов пропорционален величине
J [G(0 + AO)— G(0)]2rfO, (4.64)
где ДО — угловое перемещение антенны за период между двумя импульса-
ми. Коэффициент ослабления отражений от неподвижных объектов в этом
случае составляет
J <?2(0) ay J о'2 (0)40
КО = ------------------------ . (4.65)
[G(0+ А0) — G(0)j2 40 (ДО)2 J |G'(О)]2 40
]) Строго говоря, следует рассматривать влияние не вращения антенны, а пере-
мещения луча антенны при обзоре пространства.— Прим. ред.
192 Глава 4
В данном уравнении разность напряжений G (6 + Дб) — G (0)‘заменена
на С (0) ДО, что следует из определения производной, когда ДО мало.
Строго говоря, пределами интегрирования нельзя считать — оо и + оо,
так как угол 0 не больше 2л рад. Действительно, интересующая нас угло-
вая зона представляет собой только зону в окрестности главного лепестка
диаграммы направленности. Однако при определении пределов интегриро-
вания в-уравнении (4.65) руководствовались желанием облегчить операцию
интегрирования. Интегрирование во всем диапазоне значений заметно не
влияет на окончательный результат при использовании узких диаграмм
направленности и рационально низких уровней боковых лепестков антенны.
Принимается, что диаграмма направленности антенны имеет форму кривой
нормального распределения
„ ,о. < 2,776 02 \
G(0) = Goexp(-------г— ) ,
где 0 измеряется от оси-диаграммы направленности антенны; 0в — ширина
диаграммы направленности антенны, определяемая по точкам половинной
мощности; Go — максимальное значение коэффициента усиления антенны.
Подстановка в уравнение (4.65) и интегрирование дает
2
КО = 2^6- (4-66)
где пв — 0 в/Д0 — количество импульсов, попадающих на цель за время
поворота антенны на угол, равный ширине диаграммы направленности
0В, измеряемой по точкам половинной мощности. Если вместо диаграммы
направленности, имеющей форму кривой нормального распределения,
выбрать диаграмму, изменяющуюся по закону sin 0/0, разница в резуль-
татах будет очень небольшой.
Остаток после компенсации можно представить в виде амплитудной
и фазовой составляющих. Пусть Ro — среднеквадратичное значение напря-
жения сигнала R, а г0 — среднеквадратичное значение напряжения остат-
ка г, имеющегося после компенсации. Тогда коэффициент ослабления отра-
жений от неподвижных объектов, согласно уравнению (4.65), составит
7?о/Уц. Вектор г можно охарактеризовать двумя составляющими: одной —
в направлении R и другой — под углом, перпендикулярным к R. Средне-
квадратичное значение каждой из этих двух составляющих равно r0/j/2.
Таким образом, среднеквадратичное значение флуктуации амплитуды остат-
ка составляет г0/рЛ2, а среднеквадратичное значение флуктуации фазы остат-
ка приблизительно равно r0/(R0|Л2), если Ro > г0. Следовательно, в случае
применения амплитудного детектора (как в некогерентном радиолокаторе,
описанном в разд. 4.6) фазовые флуктуации устраняются и остаются только
амплитудные. Коэффициент ослабления отражений от неподвижных объек-
тов в этом случае вдвое превышает коэффициент ослабления, определяемый
уравнением (4.66). Если амплитудные флуктуации устраняются с помощью
ограничителя, то остаются только фазовые флуктуации. При их преобразо-
вании в амплитудные флуктуации с помощью фазового детектора (как
в когерентном радиолокаторе со схемой СДЦ) коэффициент ослабления
отражений от неподвижных объектов становится вдвое больше значения,
определяемого уравнением (4.66), т. е.
KO = li- (4.67)
График этого уравнения приведен на фиг. 4.40.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 193
Коэффициент ослабления отражений от неподвижных объектов можно
повысить, пропуская выходной сигнал компенсирующего устройства с лини-
ей задержки через второе компенсирующее устройство с линией задержки
(двойная компенсация). Выходной сигнал второго компенсирующего устрой-
ства выражается уравнением
|G' (6 + Дб) - G' (0)] Дб ~ G" (0) (ДО)2.
Учитывая это, можно написать
) G2(0) d0
КО =------. (4.68)
(АО)1 J [G''(0)]2d0
—со
Если в приемнике используется либо амплитудный, либо фазовый детектор,
то коэффициент ослабления возрастает в 2 раза, как и в случае одиночной
компенсации. При диаграмме направленности антенны, форма которой
Фиг. 4.40. Зависимость коэффициента ослаблений отражений от неподвижных объек-
тов при одиночной и двойной компенсации от числа импульсов пв, облучающих цель
при сканировании антенны.
Величина определяется применительно к повороту антенны на угол, равный ширине диаграммы
направленности, измеряемой по точкам половинной мощности. Предполагается, что диаграмма
направленности антенны имеет форму кривой нормального распределения.
1 — двойная компенсация; 2 — одиночная компенсация.
соответствует форме кривой нормального распределения, коэффициент
ослабления отражений от неподвижных объектов составляет Пв/11,5.
Соответствующая кривая также представлена на фиг. 4.40.
Флуктуации отраженного сигнала, обусловленные сканированием
антенны, можно устранить, если применить режим обзора, при котором луч
антенны остается неподвижным в каждом угловом секторе на время, доста
точное, чтобы получить требуемое для обнаружения количество импульсов.
Затем антенна быстро перемещается в следующее угловое положение, где
она снова остается неподвижной в течение времени наблюдения. Такое ска-
нирование называется ступенчатым или шаговым.
13 М. Сколиик
194
Глава 4
Другой метод уменьшения влияния сканирования заключается в форми-
ровании диаграммы направленности антенны, максимизирующей ослабле-
ние отражений от неподвижных объектов. Если сложить диаграмму направ-
ленности антенны, пропорциональную G' (0), с диаграммой направленности
G (0), форма которой соответствует кривой нормального распределения,
и произвести компенсацию, сравнивая предыдущий сигнал с последующим,
принятым при диаграмме направленности, описываемой соотношением
G (0 Ч-.Л0), то остаток значительно уменьшится. Знаменатель уравне-
ния (Д-65) имеет небольшую величину (в идеальном случае равен нулю),
и, следовательно, ослабление отражений от неподвижных объектов будет
велико. Обычная диаграмма направленности антенны G (0) представляет
собой четную функцию 0, поэтому производная диаграмма G' (0) будет
нечетной. Четную и нечетную диаграммы направленности антенны можно
получить, используя антенны с двумя облучателями и применяя соответ-
ствующие высокочастотные суммирующие и вычитающие схемы, как в антен-
нах с одновременным сравнением отраженных сигналов или в моноимпульс-
ных радиолокаторах. Два упомянутых облучателя смещены от оси антенны
для получения двух соседних лучей. Сумма их дает четную диаграмму
направленности, а разность — нечетную. Соответствующей комбинацией
четных и нечетных диаграмм направленности можно добиться стабилизации
амплитуды и фазы дальнего поля диаграмм излучения в пространстве
независимо от движения антенны. Полной стабилизацией диаграмм излуче-
ния в течение периодов компенсации можно устранить остаток, обуслов-
ленный сканированием.
4.4. СИСТЕМЫ СДЦ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ
СЕЛЕКТОРОВ ДАЛЬНОСТИ И ФИЛЬТРОВ
Выше предполагалось, что в радиолокаторе со схемой СДЦ исполь-
зуется компенсирующее устройство с линией задержки, выполняющее
роль фильтра, препятствующего поступлению в индикатор сигналов, отра-
женных от неподвижных объектов, и пропускающего сигналы с допплеров-
ским сдвигом частоты, приходящие от движущихся целей. В настоящем
разделе описывается другой метод фильтрации для подавления сигналов,
отраженных от неподвижных объектов. Видеоспектр сигналов, отраженных
от неподвижных объектов (фиг. 4.38), распределяется в конечном частотном
диапазоне. Вид и величина частотного спектра зависят от нескольких
факторов, к которым относятся характер объектов, облучаемых лучом
радиолокатора, вид сканирования антенны и степень стабильности пара-
метров аппаратуры. В импульсном радиолокаторе спектр отражений от
неподвижных объектов располагается возле каждой спектральной линии
(фиг. 4.22), проходящей через точки, соответствующие частоте повторения
импульсов и ее гармоникам.
Фильтр с идеальной характеристикой может подавить максимальное
количество энергии отражений от неподвижных объектов, не ослабляя
значительно сигналы допплеровских частот, лежащие за пределами спектра
отражений от неподвижных объектов. Идеальным фильтром является
согласованный фильтр (разд. 9.2), максимизирующий отношение сигнал/шум
на выходе. К сожалению, синтезирование согласованного фильтра иногда
сопряжено с трудностями, и обычно на практике приходится прибегать
к компромиссным решениям.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 195
Компенсирующее устройство с линией задержки представляет собой
вид фильтра, характеристики которого приближаются к характеристикам
согласованного фильтра. Компенсирующее устройство с одной линией
задержки плохо приближается к идеальному фильтру, но зато имеет про-
стую конструкцию. Двойная компенсация несколько лучше компенсации
на одной линии задержки, однако и она недостаточно удовлетворительна.
Компенсирующие устройства с линиями задержки могут иметь не только
характеристики вида sin х или sin2 х. Они могут обладать различными
частотными характеристиками, как было показано в предыдущем разделе.
Следовательно, только соображения, связанные со стоимостью или габарита-
ми аппаратуры, ограничивают степень приближения компенсирующего
устройства с линией задержки к идеальному согласованному фильтру.
Преимущество компенсирующего устройства с линией задержки, выпол-
няющего функции фильтра, состоит в том, что выходной сигнал сохраняет
информацию о дальности. К главным ограничениям относятся дополни-
тельное усложнение аппаратуры, требуемое для получения специальных
характеристик фильтра, и необходимость обеспечения идеальной регули-
ровки линий задержки, если нужно практически реализовать теоретически
возможные характеристики.
Хотя в радиолокаторе со схемой СДЦ для пропускания составляющих
с допплеровскими частотами от движущихся целей и подавления постоян-
ной составляющей, обусловленной отражениями от неподвижных объектов,
можно использовать простейший узкополосный фильтр, необходимо отме-
тить два присущих ему крупных недостатка. В обычной системе узкополос-
ный фильтр ухудшает разрешающую способность по дальности, так как
длительность его отклика на единичное импульсивное возмущение прибли-
зительно равна величине, обратной ширине полосы пропускания. Далее,
отношение сигнал/шум при использовании узкополосных фильтров без
стробирования по дальности уменьшается из-за приема дополнитель-
ных шумов (разд. 2.12), поступающих в фильтр в периоды времени,
соответствующие другим интервалам дальности, в которых сигнал от цели
отсутствует. Потерю информации по дальности и потери из-за приема допол-
нительных шумов можно устранить, в первую очередь разбив рабочий интер-
вал дальности (времени) на небольшие участки. Этот процесс называется
стробированием по дальности. Длительность стробов дальности зависит
от требуемой точности определения дальности и допустимого усложнения
аппаратуры, но обычно она приблизительно равна длительности импульса.
Разрешающая способность по дальности устанавливается стробированием.
Когда отраженный сигнал попадает в определенный интервал дальности,
выходной сигнал от каждого селектора дальности может быть подан на
узкополосный фильтр, так как нет больше необходимости в сохранении
формы импульса для обеспечения разрешающей способности по дальности.
Потери на прием дополнительных шумов отсутствуют, так как нет флуктуа-
ционного шума, соответствующего другим интервалам дальности.
На фиг. 4.41 приведена блок-схема видеоканала радиолокатора со
схемой СДЦ, в котором используется несколько селекторов дальности;
за ними следуют фильтры подавления отражений от неподвижных объектов.
Выход фазового детектора последовательно подключается к селекторам
дальности. Каждый селектор дальности открывается в установленном
порядке на время, достаточное для приема напряжения видеосигнала,
соответствующего данному интервалу дальности. Селектор дальности дей-
ствует подобно переключателю или клапану, открывающемуся и закрываю-
щемуся в соответствующий момент времени. Каждый селектор дальности
13*
196
Глава 4
отпирается один раз за период повторения импульсов. Выходной сигнал
при неподвижной цели представляет собой последовательность импульсов
постоянной амплитуды. Отраженный сигнал от движущейся цели создает
последовательность импульсов, изменяющихся по амплитуде в соответствии
с допплеровской частотой. Выходной сигнал селекторов дальности удли-
няется в схеме, называемой генератором расширенных сигналов, предназ-
наченным для улучшения процесса фильтрации и обнаружения в результате
Фиг. 4.41. Блок-схема радиолокатора со схемой СДЦ, в которой использованы
селекторы дальности и фильтры.
/—селектор дальности № 1; 2 и 8 — генератор расширенных сигналов; 3 —полосовой фильтр
допплеровских частот; 4 — двухполупериодиый линейный детектор; 5 — фильтр нижних частот
(интегратор); 6,9 и 14— каскад порогового обнаружения; 7 — селектор Дальности № 2; 10—фа-
зовый детектор; 11—селектор дальности № 3; 12— к устройству обработки данных или
к индикатору; 13 — селектор дальности № п.
подчеркивания первой гармоники частоты модуляции и устранения гармо-
ник частоты повторения импульсов (разд. 5.3). Фильтр подавления отраже-
ний от неподвижных объектов представляет собой полосовой фильтр, шири-
на полосы пропускания которого зависит от ширины спектра отражений
от неподвижных объектов, но имеет величину, меньшую fT/2, где fr — часто-
та повторения импульсов. В фильтрах допплеровских частот применяются
схемные элементы с сосредоточенными постоянными. Нижняя предельная
частота может быть отрегулирована на различные значения в зависимости
от характеристик спектра отражений от неподвижных объектов.
За фильтром допплеровских частот следуют двухтактный линейный
детектор и интегратор, (фильтр нижних частот). Детектор предназначен
для преобразования двуполярного видеосигнала в однополярный. Выходной
сигнал интегратора подается на каскад порогового обнаружения. Сигнала-
ми от целей считаются только те, которые превышают пороговый уровень.
После прохождения каскада порогового обнаружения выходные сигналы
от каждого канала дальности соответствующим образом комбинируются,
а затем воспроизводятся на индикаторе кругового обзора, индикаторе
типа А, каком-либо другом подходящем индикаторе или устройстве для
обработки данных. Изображение на экране индикатора этого типа радио-
локатора со схемой СДЦ получается более «чистым», чем изображение на
экране индикатора нормального радиолокатора со схемой СДЦ, что объяс-
няется не только лучшим подавлением отражений от неподвижных объектов,
но и способностью порогового устройства устранять многие нежелательные
сигналы ложных тревог, вызванные шумами. Частотная характеристика
системы СДЦ со стробами дальности показана на фиг. 4.42. форма полосы
заграждения определяется главным образом видом полосового фильтра,
изображенного на фиг. 4.41.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 197
Радиолокатор со схемой СДЦ, использующий стробы дальности
и фильтры, обычно более сложен, чем радиолокатор со схемой СДЦ, в кото-
рой используется компенсирующее устройство на одной линии задержки.
Дополнительное усложнение целесообразно в тех случаях, когда нужно
получить более высокие характеристики схемы СДЦ и полнее использовать
селекторы дальности фильтров схемы СДЦ. Улучшить характеристики
схемы СДЦ можно не только более совершенно согласовав характеристики
Ф л г. 4.42. Частотная характеристика схемы СДЦ, в которой использованы селек-
торы дальности и фильтры.
фильтра отражений от неподвижных объектов со спектром этих отражений,
но также и устранив ограничения, обусловленные применением компенси-
рующего устройства с линией задержки; к ним относится, например, обеспе-
чение постоянной времени задержки независимо от изменений температуры.
4.5. ИМПУЛЬСНО-ДОППЛЕРОВСКАЯ РАДИОЛОКАЦИОННАЯ
СИСТЕМА
Импульсно-допплеровская радиолокационная система относится к клас-
су радиолокаторов со схемой СДЦ, которые обычно (но не обязательно)
обладают одной или несколькими из нижеследующих особенностей:
1. Наличие набора селекторов дальности и допплеровских заграж-
дающих фильтров вместо компенсирующего устройства с линией задержки.
2. Наличие клистронного усилителя в передатчике вместо магнетрон-
ного генератора.
3. Относительно высокая частота повторения импульсов с неоднознач-
ным определением дальности цели, но однозначным измерением допплеров-
ской частоты (отсутствие слепых скоростей в ожидаемом диапазоне доппле-
ровских частот).
Неправильно было бы утверждать, что импульсно-допплеровский радио-
локатор характеризуется указанными особенностями; нельзя также считать,
что радиолокатор, обладающий какой-либо одной из этих особенностей,
обязательно является импульсно-допплеровским. Нет общепринятой форму-
лировки относительно точного различия между радиолокатором со схемой
СДЦ и импульсно-допплеровским радиолокатором. Однако в настоящей
книге принимается, что импульсно-допплеровскому радиолокатору свой-
ственны указанные выше признаки. Перечисленные особенности обыч-
но обеспечивают лучшую селекцию движущихся целей (более высокий
коэффициент наблюдаемости целей) по сравнению с рассмотренным ранее
типом радиолокатора со схемой СДЦ, в котором используется компенси-
рующее устройство и для которого характерно наличие большого количества
слепых скоростей в ожидаемом диапазоне допплеровских частот.
В импульсно-допплеровском радиолокаторе при работе с высокими
частотами повторения импульсов для устранения допплеровских слепых
198
Глава 4
скоростей в ряде случаев приходится прибегать к неоднозначному опреде-
лению дальности. Это не только затрудняет получение данных о дальности
цели, но и приводит также к появлению интервалов дальности, в пределах
которых нельзя обнаружить цель. Эти интервалы называются слепыми
дальностями и соответствуют моментам включения передатчика и выключе-
ния приемника. Если неоднозначно определены допплеровская частота
и дальность, то будут существовать как слепые дальности, так и слепые
скорости, что еще болэше снижает пределы работы радиолокатора. Влияние
слепых'дальностей можно уменьшить, а неоднозначность измерения дально-
сти устранить, работая более чем на одной частоте повторения.
Если частота повторения импульсов должна быть очень высокой,
вследствие чего степень неоднозначности измерения дальности возрастет
настолько, что ее будет трудно устранить, то характеристики импульсно-
допплеровского радиолокатора приблизятся к характеристикам допплеров-
ского радиолокатора с непрерывным излучением. Возможности измерения
дальности импульсно-допплеровского радиолокатора, так же как и радио-
локатора с непрерывным излучением, в этих условиях могут быть ограни-
чены. Однако даже в этом случае импульсно-допплеровский радиолокатор
обладает преимуществом перед радиолокатором с непрерывным излуче-
нием, которое состоит в том, что характеристики обнаружения не ухудша-
ются из-за просачивания в приемник энергии передатчика или сигналов,
отраженных от близлежащих местных предметов или от обтекателя.
Импульсно-допплеровский радиолокатор позволяет избежать этих недо-
статков, так как его приемник выключен,на время передачи, в то время
как приемник радиолокатора с непрерывным излучением всегда включен.
С другой стороны, способность обнаружения импульсно-допплеровского
радиолокатора снижается из-за наличия при определении дальности мертвых
зон, обусловленных высокой частотой повторения импульсов. Аппаратура
импульсно-допплеровского радиолокатора обычно более сложна, чем аппа-
ратура радиолокатора с непрерывным излучением. Исключение составляет
распространенный на практике случай, когда в радиолокаторе с непрерыв-
ным излучением используются две отдельные антенны для передачи и приема,
в то время как в импульсно-допплеровском радиолокаторе можно применить
одну общую антенну. Очевидно, в тех случаях, когда информация о даль-
ности не нужна, например в ракетах с головками самонаведения, ни радио-
локатор с непрерывным излучением, ни импульсно-допплеровский радио-
локатор не имеют явного преимущества друг перед другом.
Необходимо упомянуть о другом когерентном методе селекции движу-
щихся целей. При достаточном числе периодов допплеровской часто-
ты, приходящихся на длительность одного импульса, сигналы, отражен-
ные от движущихся целей, можно отделить от отражений от неподвиж-
ных объектов, применив соответствующие фильтры высокой или промежу-
точной частоты. Это можно сделать, если допплеровский сдвиг частоты
по меньшей мере сравним с шириной спектра сигнала передатчика или
больше нее. Такой способ обычно неприменим, когда целью являются само-
леты, но иногда пригоден при работе радиолокаторов, предназначенных
для обнаружения космических объектов, например искусственных спут-
ников Земли или космических тел (гл. 14). В этих случаях длительность
импульса передатчика относительно велика, а его спектр узок. Высокая
скорость космических объектов обусловливает возникновение допплеров-
ских сдвигов частоты, обычно значительно превышающих ширину спектра
сигнала передатчика.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 199
4.6. НЕКОГЕРЕНТНЫЙ МЕТОД СЕЛЕКЦИИ
ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ
Сложный отраженный сигнал от движущейся цели и неподвижных
объектов флуктуирует как по фазе, так и по амплитуде. В радиолокаторе
с когерентной схемой СДЦ и в импульсно-допплеровском радиолокаторе
используются фазовые флуктуации отраженного сигнала для выделения
допплеровской составляющей, создаваемой движущейся целью. В подобных
Ф и г. 4.43. Блок-схема радиолокатора с некогерентной системой СДЦ.
системах амплитудные флуктуации устраняются фазовым детектором.
Работа такого радиолокатора, который можно назвать радиолокатором
с когерентной схемой СДЦ, основана на использовании опорного сигнала,
вырабатываемого в радиолокационном приемнике и когерентного с сигналом
передатчика.
Для выделения допплеровской составляющей, создаваемой движущейся
целью, можно использовать также амплитудные флуктуации. Радиолокатор
со схемой СДЦ, в которой вместо фазовых используются амплитудные
флуктуации, называется некогерентным (фиг. 4.43). Его называют также
радиолокатором с внешней когерентностью *). При работе радиолокатора
с некогерентной схемой СДЦ не нужно применять внутренний когерентный
опорный сигнал или фазовый детектор, как в случае радиолокатора с коге-
рентной схемой СДЦ. В приемнике некогерентной схемы СДЦ не приме-
нимо амплитудное ограничение, так как можно потерять полезные ампли-
тудные флуктуации. Поэтому усилитель промежуточной частоты должен
быть линейным или, если нужно обеспечить большой динамический диапа-
зон, он может быть логарифмическим. При логарифмической характери-
стике усиления не только предотвращается насыщение приемника, но
обеспечивается возможность получения на выходе приемника более одно-
родных флуктуаций отражений от неподвижных объектов при изменениях
амплитуды этих сигналов на входе приемника. Детектор, стоящий за уси-
лителем промежуточной частоты, является обычным амплитудным детекто-
ром. Фазовый детектор не используется, так как при некогерентном методе
х) См. примечание на стр. 144.— Прим. ред.
200
Глава 4
селекции движущихся целей информация о фазе не представляет интереса.
Местный гетеродин при некогерентном методе СДЦ не должен быть стаби-
лизирован по частоте в такой степени, как это необходимо при когерентном
методе СДЦ. Для предотвращения возникновения биений между совпадаю-
щими по времени сигналами, отраженными от неподвижных объектов,
в радиолокаторе с некогерентной схемой СДЦ должна быть обеспечена
достаточная стабильность частоты передатчика, но это требование предъяв-
ляется не так жестко, как в радиолокаторе с когерентной схемой СДЦ.
Выходной сигнал амплитудного детектора подается на устройство обработ-
ки даГшых схемы СДЦ, например на компенсирующее устройство с линией
задержки. Допплеровскую составляющую, содержащуюся в амплитудных
флуктуациях, можно также выделить, подавая выходной сигнал амплитуд-
ного детектора на индикатор типа А. Амплитудные флуктуации, обусловлен-
ные эффектом Допплера, создают пульсацию сигнала, аналогичную пока-
занной на фиг. 4.3, однако в этом случае она появляется над отражениями
от местных предметов. Блок-схема некогерентной системы СДЦ аналогична
блок-схеме обычного импульсного радиолокатора СДЦ, за исключением
наличия устройств, предназначенных для выделения амплитудной состав-
ляющей допплеровской частоты.
Преимуществом некогерентной системы СДЦ является ее простота.
В связи с этим ее целесообразно использовать в тех случаях, когда имеются
ограничения в объеме и весе. Основной недостаток связан с тем, что для
обнаружения движущейся цели необходимо наличие относительно больших
отражений от неподвижных объектов. Однако последние не всегда находят-
ся на той дальности, где нужно обнаружить движущуюся цель. Отражения
от неподвижных объектов выполняют ту же функцию, что и опорный сигнал
в когерентной схеме СДЦ. При отсутствии отражений от неподвижных
объектов необходимые движущиеся цели могут быть не обнаружены. Однако
можно предусмотреть схему переключения с некогерентного режима селек-
ции движущихся целей на нормальный режим работы радиолокатора в слу-
чае отсутствия достаточных отражений от неподвижных объектов. Если при
работе в режиме некогерентной селекции движущихся целей отсутствуют
отражения от местных предметов, но имеется более одной движущейся
цели, то в качестве опорного можно использовать сигнал, отраженный
от цели с более низкой допплеровской частотой.
Некогерентная аппаратура СДЦ относительно недорога, и ее можно
использовать в тех случаях, когда важное значение имеет простота аппара-
туры, а качество селекции движущихся целей может быть не очень высоким.
4.7. СИСТЕМЫ СЕЛЕКЦИИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ,
УСТАНОВЛЕННЫЕ НА ДВИЖУЩЕМСЯ НОСИТЕЛЕ
Если радиолокатор находится в движении, например когда он установ-
лен на борту корабля или самолета, то обнаружение движущейся цели
в присутствии помех от неподвижных объектов оказывается более сложной
задачей, чем при использовании неподвижного радиолокатора. В этом
случае неподвижные объекты можно рассматривать как цели, передвигаю-
щиеся относительно радиолокатора; вследствие эффекта Допплера про-
исходит сдвиг частоты отраженных от неподвижных объектов сигналов,
так же как это происходит при наличии сигналов, отраженных от любой
другой цели с такой же относительной скоростью. Относительная скорость
между целью и радиолокатором обычно отличается от относительной скоро-
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 201
сти между радиолокатором и неподвижными объектами, поэтому выявить
отраженные от неподвижных объектов сигналы можно на основе допплеров-
ской частоты. Однако эта проблема более сложна, чем возникающая при
использовании неподвижного радиолокатора, так как относительная ско-
рость неподвижных объектов в общем случае изменяется со временем.
Так, для самолетной радиолокационной станции обзора земной поверхности
относительная скорость местных предметов зависит от скорости полета
самолета и положения местных предметов относительно вектора скорости
самолета. Допплеровская частота отражений от местных предметов при
движущемся радиолокаторе не равна нулю, поэтому фильтры для подавле-
ния отражений от местных предметов должны быть полосовыми, а не филь-
трами нижних частот, как в неподвижной радиолокационной станции.
Чем ближе относительная скорость местных предметов к относитель-
ной скорости цели, тем труднее их различить. Так, например, для радио-
локатора, установленного на борту движущегося корабля, обнаружение
самолетов на фоне морской поверхности является сравнительно несложной
задачей, потому что допплеровские сдвиги частот сигналов, отраженных
от самолета и от морской поверхности, обычно широко разнесены между
собой. С другой стороны, обратная задача — обнаружение корабля само-
летным радиолокатором — более сложна. Возникают значительные труд-
ности при обнаружении самолетным радиолокатором корабля на фоне
морской поверхности, так как допплеровские сдвиги частот сигналов, отра-
женных от корабля и морской поверхности, могут лишь незначительно
отличаться друг от друга. Нижеследующий материал касается лишь рас-
смотрения самолетного радиолокатора со схемой СДЦ.
Аппаратуру СДЦ можно применять на скоростном истребителе-пере-
хватчике во время поиска вражеской цели при наличии отражений от непо-
движных объектов. Чем ниже высота полета вражеского самолета, тем более
вероятно наличие отражений от местных предметов. Другим возможным
применением в военных целях самолетной аппаратуры СДЦ является
использование ее в радиолокационных системах дальнего действия, уста-
новленных на высотных дозорных самолетах для обнаружения др} гих
самолетов. Примером могут служить дозорные самолеты, несущие патруль-
ную службу над морем с целью выноса вперед линии раннего обнаружения.
Бортовая аппаратура СДЦ представляет специальный интерес как особый
метод радиолокации независимо от применения, так как качественную
селекцию движущихся целей в этом случае не всегда легко получить, в свя-
зи с чем у конструкторов радиолокационных систем возникает ряд серьез-
ных проблем.
Самолетная когерентная система СДЦ. Принципиально любой из рас-
смотренных методов СДЦ может быть использован в самолетной системе
СДЦ. Однако не все системы в этих условиях работают одинаково удовле-
творительно, и обычно труднее добиться хороших характеристик самолетной
аппаратуры СДЦ, чем аппаратуры СДЦ неподвижного радиолокатора.
Когерентный метод СДЦ, рассмотренный в предыдущем разделе, можно
использовать в самолетной системе СДЦ, если обеспечить смещение частоты
когерентного генератора для компенсации допплеровского сдвига частоты,
обусловленного относительной скоростью между носителем радиолокатора
и местными предметами. На фиг. 4.44 приведена блок-схема самолетного
радиолокатора с когерентной аппаратурой СДЦ. Она очень сходна с блок-
схемой обычного когерентного радиолокатора с когерентной аппаратурой
СДЦ, приведенной на фиг. 4.6, за исключением способа использования
сигнала когерентного гетеродина. Выходной сигнал когерентного гетеро-
202
Глава 4
дина смешивается с сигналом от настраиваемого генератора, называемого
компенсирующим генератором допплеровских частот. Обеспечивается про-
порциональность частоты этого генератора относительной скорости между
радиолокатором и местными предметами; управление частотой можно про-
изводить в соответствии с положением антенны относительно местных
предметов. С помощью узкополосного фильтра выбирается одна из боковых
полос смешиваемых сигналов, которая используется в качестве опорного
сигнала для фазового детектора вместо сигнала когерентного гетеродина.
Этот сигнал когерентен с сигналом передатчика, но имеет частотный сдвиг,
велимцна которого достаточна для компенсации относительной скорости
местных предметов.
Антенный переключатель
устройствам
Фиг. 4.44. Блок-схема самолетного радиолокатора с когерентной аппаратурой СДЦ.
По мере сканирования по азимуту луча антенны радиолокатора частота
компенсирующего генератора допплеровских частот соответственно изме-
няется, так как относительная скорость местных предметов, попадающих
в сканирующий* луч антенны, различна. Допплеровская компенсация
возможна, если ширина луча антенны достаточно мала для того, чтобы
сигнал, образуемый различными отражателями, находящимися в пределах
одновременно облучаемого участка местности, имел составляющие с почти
одинаковыми допплеровскими сдвигами частот. Однако если диаграмма
направленности в вертикальной плоскости достаточно широка и размер
облучаемого участка местности определяется в основном длительностью
импульса, а не шириной луча антенны, то угол, под которым происходит
облучение местных предметов, изменяется с дальностью. Поэтому эффектив-
ная допплеровская частота отражений от местных предметов может заметно
изменяться в просматриваемом интервале дальности, и компенсация доппле-
ровских частот чрезвычайно усложняется, что в некоторых случаях ограни-
чивает области возможного использования самолетной когерентной систе-
мы СДЦ.
Импульсно-допплеровская самолетная радиолокационная станция.
Выше было указано, что импульсно-допплеровский радиолокатор обеспечи-
вает хорошую селекцию движущихся целей. Следовательно, можно прийти
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 203
к выводу, что при соответствующей модификации он станет лучшим само-
летным радиолокатором, обеспечивающим хорошую селекцию движущихся
целей. С помощью заграждающего фильтра, центрированного относительно
допплеровской частоты и установленного либо в видеоканале, либо в канале
промежуточной частоты, можно устранить сигнал от местных предметов,
сдвинутый по частоте вследствие эффекта Допплера. Так как допплеровский
сдвиг частоты сигналов, отраженных от местных предметов, по мере скани-
рования антенны оказывается различным, необходимо обеспечить автома-
тическое слежение за изменяющейся допплеровской частотой с помощью
настраиваемого фильтра. Как и самолетный радиолокатор с когерентной
системой СДЦ, импульсно-допплеровский радиолокатор обладает ограни-
ченной способностью устранять отражения от местных предметов, если
заграждающий фильтр не может непрерывно следить за изменением доппле-
ровской частоты, обусловленной изменением относительной скорости.
По этой причине отдается предпочтение антеннам с узкими игольчатыми
лучами, а не с широкими веерными. В случае применения узкого иголь-
чатого луча изменения допплеровской частоты возникают при сканировании
антенны по азимуту, а при использовании широкого веерного луча доппле-
ровская частота может изменяться также с дальностью при распростране-
нии импульсного пакета вдоль местных предметов со скоростью света.
Если частота отраженного сигнала от местных предметов изменяется слиш-
ком быстро, то можно использовать один фильтр с широкой полосой подавле-
ния отражений от местных предметов, но при этом снижается способность
обнаружения.
Самолетная радиолокационная станция с некогерентной системой СДЦ.
Принцип некогерентного метода СДЦ можно также использовать в радио-
локаторе, установленном на движущемся носителе. Особенно выгодно
использовать его на самолете, где необходимо обеспечить минимальные
габариты и вес. Недостаток самолетной некогерентной системы СДЦ, как
и аналогичной наземной системы, состоит в необходимости иметь достаточно
сильный сигнал от местных предметов, используемый в качестве опорного;
с его помощью можно выделить флуктуации сигнала, обусловленные доппле-
ровскими частотами.
4.8. ФЛУКТУАЦИИ, ВЫЗВАННЫЕ ДВИЖЕНИЕМ
НОСИТЕЛЯ
В разд. 4.3 рассматривались некоторые недостатки радиолокаторов
со схемой СДЦ, включая влияние таких факторов, как «собственные» флук-
туации отражений от неподвижных объектов, нестабильность параметров
аппаратуры и флуктуации отраженных сигналов, обусловленные сканиро-
ванием антенны. Эти свойства присущи также бортовым системам СДЦ.
Но, кроме указанных, в бортовых системах имеется и другой серьезный
источник флуктуаций — движение носителя, на котором установлен радио-
локатор. Флуктуации, вызванные движением носителя, весьма сходны
с флуктуациями, обусловленными сканированием антенны.
Можно считать, что на облучаемом радиолокаторном участке местности
имеется большое количество независимых отражателей, случайно распре-
деленных в пределах элемента разрешения радиолокатора. Сигналы, отра-
женные от каждого из них, векторно складываются в раскрыве приемной
антенны радиолокатора. Однако если луч радиолокатора в течение периода
повторения импульсов перемещается, то расстояние до каждого из отража-
204
Глава 4
телей изменяется. Это приводит к изменению фазы, и векторная сумма
всех отраженных сигналов может оказаться не одинаковой от импульса
к импульсу. Результирующая амплитуда сигнала изменяется от импульса
к импульсу не только вследствие изменения относительных фазовых разно-
стей между сигналами, отраженными от элементарных отражателей, но
и в связи с влиянием формы диаграммы направленности антенны. Таким
образом, сигнал, отраженный от неподвижных объектов, не будет постоян-
ным, он флуктуирует от импульса к импульсу, и на выходе компенсирую-
щего устройства с линией задержки появится нескомпенсированный остаток.
Увеличение нескомпенсированного остатка можно также рассматривать
как результат расширения энергетического спектра сигналов, отраженных
от . нейодвижных объектов. Следовательно, движение носителя вредно
влияет на работу системы СДЦ с селекторами дальности и фильтрами.
Рядом авторов были выведены формулы для коэффициента ослабле-
ния отражений от неподвижных объектов применительно к аппаратуре,
установленной на движущемся носителе и имеющей компенсирующее устрой-
ство с линией задержки [11. В последующих работах были развиты формулы,
учитывающие влияние местности, на которой установлен отражатель
(неподвижный или движущийся), обладающий значительно большей
отражательной способностью, чем окружающая его поверхность. Флук-
туации отраженных сигналов, обусловленные движением антенны на
борту самолета, можно разложить на четыре составляющие: одна возни-
кает в результате вращения антенны (флуктуации, обусловленные скани-
рованием), а три остальные вызваны движением самолета в пространстве.
Были выведены выражения для этих четырех составляющих флуктуаций,
при этом рассматривались три различные формы диаграмм направленности
антенны — прямоугольная, типа кривой нормального распределения ехр
(— а20'!) и диаграмма, форма которой характеризуется соотношением sin 0/0.
Если три составляющие, обусловленные движением самолета, определить
в прямоугольной системе координат, ось z расположить по центру луча
антенны, а ось х — горизонтально (ось у в общем случае не вертикальна,
но лежит в той же вертикальной плоскости, что и ось z) и форма диа-
граммы направленности антенны описывается формой кривой нормального
распределения, то приближенные значения коэффициента ослабления отра-
жений от неподвижных объектов для четырех составляющих определяются
выражениями х)
п2в
KO«jj-ggg (вращение антенны),
кг. 1,388X2 _ cfi .
(nvTQB&in а)2 1,37(07 sin а)2 (ОСЬХЬ
1,388 (М)2
^ (noc7Tcosusin2<ptg<p)2 ^0СЬ У>'
КО для оси z имеет достаточно большое значение
и им можно пренебречь, (4.69)
где пв — число импульсов, облучающих цель за время поворота антенны
на угол, равный ширине диаграммы направленности, измеряемой по точкам
половинной мощности; 0В — ширина диаграммы направленности, измеряе-
х) Эти выражения справедливы для приемника системы СДЦ, чувствительного
либо к фазовой составляющей (приемник с амплитудным ограничением и фазовым
детектором), либо к амплитудной составляющей (некогерентный метод СДЦ), но не
к обеим составляющим одновременно.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 205
—
мой по точкам половинной мощности; X — длина волны; v— скорость цели;
Т — период повторения импульсов; а — угол в горизонтальной плоскости
между направлением движения самолета и проекцией луча антенны на
горизонтальную плоскость (луч направлен прямо по курсу при а = 0°; он
перпендикулярен корпусу самолета при а = 90е); <р — угол места между
горизонтальной плоскостью и продольной осью луча антенны; т — длитель-
ность импульса; а — раскрыв равномерно облучаемой антенны; с — скорость
распространения электромагнитных колебаний.
Ф и г. 4.45. Области преобладания каждой составляющей остатка отражений
от местных предметов.
САр — КО, обусловленный вращением антенны; С Ах и САу — КО по оси хну соответственно.
Эти приближенные выражения справедливы при большом ослаблении.
Коэффициент ослабления отражений от неподвижных объектов при
вращении антенны имеет то же значение, что и коэффициент ослабления
при флуктуациях, обусловленных сканированием антенны неподвижного
радиолокатора [разд. 4.3, уравнение (4.67)1. Отражения от местных пред-
метов, расположенных вдоль оси z, обычно хорошо компенсируются, и ими
пренебрегаем. Суммарные воздействия флуктуаций можно получить, сло-
жив отдельные «воздействия» каждой из четырех составляющих движения.
В определенных направлениях некоторые составляющие оказывают
большее влияние, чем другие. На фиг. 4.45 показаны зоны наибольшего
действия каждой составляющей. Составляющая х играет важную роль
в боковых зонах. Составляющая у приобретает большое значение в напра-
влении траектории движения, где составляющая х равна нулю. Однако
составляющая у имеет значение лишь при больших углах склонения и, сле-
довательно, играет важную роль на больших высотах. Составляющая,
обусловленная сканированием, как было установлено выше, зависит от
скорости вращения антенны и не зависит от азимута или угла места.
Эта составляющая может ограничить характеристики бортовой аппарату-
ры СДЦ на большой дальности и вдоль траектории движения, где обе состав-
ляющие х и у малы. На большой дальности и вдоль траектории движения
составляющая z также может иметь заметную величину. Вдоль траектории
движения (за исключением случая предельных дальностей) флуктуации
зависят больше от длительности импульса, чем от ширины луча, а под
прямыми углами к траектории движения справедливо обратное соотноше-
ние. На фиг. 4.46 построены кривые типичных значений коэффициентов
ослабления отражений от местных предметов для определенных параметров
206
Глава 4
самолетной радиолокационной станции. Коэффициент ослабления отраже-
ний от местных предметов очень незначительно зависит от диаграммы направ-
ленности антенны.
Из фиг. 4.46 следует, что коэффициент ослабления отражений от местных
предметов уменьшается (а, следовательно, характеристики аппаратуры
Фиг. 4.46. Типичные значения коэффициента ослабления отражений от местных
предметов для самолетной аппаратуры СДЦ.
Ширина луча 3°; длительность импульса 3/4 мксек-, частота повторения импульсов 2000 имп'сек;
путевая скорость 130 м/сек; высота 6000 м; длина волны 3,2 см; скорость вращения антенны
12 об/мин.
ухудшаются), когда луч антенны перпендикулярен траектории движения
или когда он направлен прямо вниз от самолета. Флуктуации отражений
от местных предметов имеют минимальную величину (максимальный коэф-
фициент ослабления) вдоль вектора путевой скорости на относительно
больших дальностях. Приведенный выше пример указывает на трудности,
возникающие при попытке разработать самолетный радиолокатор со схе-
мой СДЦ при сканировании антенны в диапазоне 360°. На практике пробле-
ма может оказаться еще более трудно разрешимой, так как скорости полета
самолета могут значительно превышать принятую (130 м/сек), а частота
повторения импульсов иногда оказывается меньше 2000 гц, в особенности
когда нужно получить большую однозначную дальность действия. Характе-
ристики самолетной аппаратуры СДЦ ухудшаются как при более высокой
скорости полета, так и при более низкой частоте повторения импульсов.
Станции с аппаратурой селекции целей и импульсно-допплеровские станции 207
4.9. ВЛИЯНИЕ БОКОВЫХ ЛЕПЕСТКОВ
ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ НА РАБОТУ
ИМПУЛЬСНО-ДОППЛЕРОВСКОГО БОРТОВОГО
РАДИОЛОКАТОРА
Излучение по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны
всегда нежелательно. В самолетном радиолокаторе боковые лепестки,
облучающие земную поверхность, оказывают вредное воздействие. Хотя
излучение по боковым лепесткам может быть незначительным по сравне-
нию с излучением по главному лепестку, относительно короткое расстояние
Фиг. 4.47. Спектр сигнала, излучаемого импульсной радиолокационной станцией.
до земной поверхности и относительно большая эффективная площадь
ее рассеяния при перпендикулярном падении энергии (разд. 12.2) обуслов-
ливают получение больших отражений от местных предметов по боковым
лепесткам. Следовательно, сигнал от движущейся цели должен противо-
стоять не только отражениям от местных предметов, облученных главным
лепестком, но и получаемым от облучения боковыми лепестками. В настоя-
щем разделе будет проведен качественный анализ влияния боковых лепестков
на работу импульсно-допплеровского самолетного радиолокатора СДЦ.
Аналогичные соображения справедливы и для других типов схем СДЦ.
На фиг. 4.47 показан спектр сигнала передатчика импульсного радио-
локатора. Он состоит из ряда спектральных линий, отстоящих друг от друга
по частоте на частоту повторения импульсов /г. Огибающая спектральных
линий изменяется по закону sin х/х относительно частоты передатчика f0.
Ширина огибающей, измеренная между первой парой нулевых точек относи-
тельно /0, равна 2/т, где т — длительность импульса. Если и цель и радио-
локатор неподвижны и нет отражений от местных предметов, то частотный'
спектр отраженного сигнала будет аналогичен спектру сигнала передатчи-
ка. Однако относительное движение между радиолокатором и целью, так же
как между радиолокатором и местными предметами, и дополнительный
сигнал от местных предметов, принятый по боковым лепесткам антенны,
существенно изменяют идеализированный спектр сигнала.
Спектр принятого сигнала для самолетного импульсного радиолокатора
со схемой СДЦ показан на фиг. 4.48. Приведена лишь часть спектра в окрест-
ности /0. Форма спектра отражений от местных предметов относительно
каждой из других спектральных составляющих, расставленных с интерва-
208
Глава 4
лами, равными частоте повторения импульсов, та же, что и относитель-
но /о- Просачивание сигнала передатчика в приемник создает выброс на
частоте f0 и выбросы на частотах /0 ± nfr, где п — целое число, а [г —
частота повторения импульсов. В окрестности /0 концентрируется также
энергия отражений от местных предметов по боковым лепесткам, облучаю-
щим земную поверхность непосредственно под самолетом. Сигнал, отражен-
ный от земной поверхности, находящейся непосредственно под самолетом,
называется высотным. Высотный сигнал не сдвинут по частоте, так как
относительная скорость между радиолокатором и земной поверхностью
практически равна нулю. Отражения по обе стороны от перпендикуляра
Ф и г. 4.48 Часть спектра принятого сигнала в окрестности несущей высокой
частоты f0 для импульсно-допплеровского самолетного радиолокатора.
1 — высотный сигнал; 2 — просачивание из передатчика в приемник; 3 — отражения от местных
предметов, принятые по боковым лепесткам; 4 — отражения от местных предметов, принятые по
основному лепестку; 5 — отраженный сигнал от цели (цель впереди, приближается); 6 — шумы
приемника.
будут иметь составляющую относительной скорости и, следовательно,
некоторый допплеровский сдвиг-частоты. Таким образом, спектр отражений
от местных предметов, соответствующих высотному сигналу, имеет конеч-
ную ширину. Форма спектра высотного сигнала определяется эффективной
площадью рассеяния местных предметов, изменяющейся в зависимости от
угла склонения антенны (разд. 12.2). Эффективная площадь рассеяния
местных предметов, находящихся непосредственно под самолетом при угле
склонения 90°, может быть довольно велика по сравнению с эффективной
площадью рассеяния при малых углах склонения. Значительная эффектив-
ная площадь рассеяния и малая дальность могут явиться причиной большо-
го высотного сигнала.
Местные предметы, облучаемые боковыми лепестками антенны в направ-
лениях, отличных от перпендикуляра, опущенного из точки расположения
самолета непосредственно на земную поверхность, могут иметь некоторую
относительную скорость от + v до — v в зависимости от угла между лучом
антенны и вектором скорости самолета (о — скорость самолета). Спектр отра-
жений от местных предметов, обусловленный боковыми лепестками, займет
участок ЪоГкгц по обе стороны от частоты передатчика. Форма спектра зависит
от характера облученных местных предметов и формы боковых лепестков
антенны. На фиг. 4.48 изображен равномерный спектр. Показаны также
отражения от местных предметов, непосредственно облученных главным
лепестком антенны. Допплеровский сдвиг частоты этих отражений составляет
/C = ycos<p, (4.70)
где <р — угол между направлением вектора скорости самолета и осью луча
антенны (фиг. 4.49). На этой фигуре также представлены различные источ-
ники сигналов от местных предметов.
Станции аппаратурой селекции целей и инпульсно-допплеровские станции 209
Конечная ширина луча антенны обусловливает конечный разброс
допплеровской частоты, связанный с отражениями по главному лепестку.
Разброс приблизительно составляет
л г 2t> . . 2v6 в .
t SHI ф Дф = Sin ф,
Л л
(4-71)
где Дф выбрана равной ширине луча антенны 0В. Отрицательным знаком,
появляющимся при дифференцировании, пренебрегаем. Максимальный
разброс допплеровских частот получается в тех случаях, когда луч перпен-
дикулярен вектору скорости самолета. Так, например, если ширина луча
Отражения от местных предметов
Ф и г. 4.49. Источники отражений от местных предметов.
1 — самолет-носитель; 2 — упрощенное изображение боковых лепестков диаграммы направлен-
ности в вертикальной плоскости; 3 — направление вектора скорости самолета; 4 — высотный сиг-
нал; 5 — главный луч; 6 — самолет-цель.
антенны радиолокатора равна 2°, длина волны 0,1 м [f0 = 3000 Мгц),
а скорость самолета 200 м/сек, то разброс допплеровских частот составит
140 гц. (Максимальная допплеровская частота в этом примере равна 4000 гц.)
Уравнение (4.71) показывает, что разброс допплеровских частот мал при
небольших значениях ширины луча 0В и угла склонения ф.
Высотный сигнал можно устранить, выключив приемник на дальности,
соответствующей высоте полета самолета. Отключение приемника в моменты
прихода высотного сигнала имеет тот недостаток, что в приемник не попадут
также сигналы от целей, находящихся на дальности, соответствующей высо-
те полета самолета. Лучший метод подавления высотного сигнала в импульс-
ном радиолокаторе заключается в применении частотной, а не временной
селекции, что достигается введением заграждающегося фильтра на часто-
те f0. Этот же фильтр может подавить и просачивающийся в приемник сигнал
передатчика. Отражения от местных предметов, принятые по главному
лепестку, могут быть также подавлены заграждающим фильтром, но так
как допплеровская частота этой составляющей отражений от местных
предметов непостоянна, то фильтр надо перестраивать с помощью системы,
следящей за принимаемыми по главному лепестку отражениями от местных
предметов и реагирующей на изменения допплеровской частоты, обусловлен-
ные сканированием луча антенны или изменением скорости самолета.
Положение в частотном спектре сигнала, отраженного от цели, зависит
от ее скорости относительно скорости самолета, на котором установлен
радиолокатор. Если самолет-цель находится в переднем секторе и прибли-
жается к самолету-носителю, то допплеровский сдвиг частоты сигнала,
отраженного от цели, будет больше допплеровского сдвига отражений
от местных предметов (фиг. 4.48). Можно использовать фильтр для подавле-
14 М. Сколиик
210
Глава 4
ния отражений от местных предметов и пропускания отраженного сигнала
от цели. Аналогичным образом если самолет-носитель и цель удаляются
друг от друга под углом 180°, то допплеровский сдвиг частоты отраженного
от цели сигнала будет снова лежать вне спектра отражений от местных
предметов, и его с помощью фильтров легко отделить от отражений от мест-
ных предметов. В других случаях, когда самолет-носитель с радиолокатором
приближается к цели с хвоста или сбоку, то относительные скорости могут
оказаться малыми, и допплеровская частота отраженного от цели сигнала
будет находиться в пределах допплеровского спектра отражений от местных
предметов. В таких случаях, чтобы обеспечивалось обнаружение цели,
отраженный от нее сигнал должен выделяться на фоне отражений от местных
предметов. Значительную часть энергии отражений от местных предметов
можно устранить с помощью набора фиксированных узкополосных филь-
тров, перекрывающих ожидаемый диапазон допплеровских частот. Полоса
пропускания каждого отдельного фильтра должна быть достаточно широкой
для прйема энергии, содержащейся в отраженном от цели сигнале. Ширина
полосы пропускания фильтра зависит от времени облучения цели, флуктуа-
ций, вызванных[аппаратурой, и других факторов, приводящих к расширению
спектра отраженного сигнала, как было показано выше. После каждого
фильтра можно включить устройства стробирования по дальности и инте-
граторы. Применение набора параллельных фильтров несколько снижает
чувствительность аппаратуры в режиме обнаружения, так как увеличение
вероятности ложных тревог при использовании набора фильтров (по срав-
нению с вероятностью ложных тревог при использовании одиночного филь-
тра) должно быть скомпенсировано увеличением порогового уровня обнару-
жения. Однако это снижение незначительно. Основным недостатком набора
неперестраиваемых допплеровских фильтров является дополнительное
усложнение аппаратуры. Если ожидается появление только небольшого
числа целей, то можно использовать узкополосные допплеровские следя-
щие фильтры — по одному для каждой цели. Фильтр должен производить
поиск в ожидаемом диапазоне допплеровских частот до того, как он сможет
обнаружить ее. Если радиолокационный приемник для обнаружения цели
производит поиск как по дальности, так и по допплеровской частоте, то
может потребоваться относительно большое время поиска.
Несмотря на сложность и ряд характерных недостатков, импульсно-
допплеровский метод является наилучшим методом селекции движущихся
целей для самолетных радиолокационных станций.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ри денар Л., Радиолокационная техника, изд-во «Сов. радио», 1949.
2. Ламповые схемы для измерения времени, изд-во «Сов. радио», 1951.
3. Блекборн Д., Детали и элементы радиолокационных станций, изд-во «Сов.
радио», 1952.
4. Генерирование электрических колебаний специальной формы, изд-во «Сов. радио»,
1951.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Бакулев П. А., Радиолокационные методы селекции движущихся целей, Оборон-
гиз, 1958.
Сайбел ь А. Г., Основы радиолокации, изд-во «Сов. радио», 1961.
5.
Радиолокационные системы
сопровождения
5.1. РАДИОЛОКАЦИОННОЕ СОПРОВОЖДЕНИЕ
Радиолокационная система сопровождения позволяет измерить координаты
цели и обеспечивает получение данных, которые можно использовать для
определения траектории цели и ее будущих (упрежденных) координат.
Для определения таких координат можно использовать имеющиеся радио-
локационные данные о дальности, угле места, азимуте и допплеровском
сдвиге частоты. Это значит, что радиолокатор может осуществлять сопро-
вождение по дальности, угловым координатам, допплеровским частотам
или по любой их комбинации. Почти каждый радиолокатор можно рассма-
тривать как радиолокатор сопровождения при условии, что его выходная
информация подвергается соответствующей обработке. Однако радиолока-
тор сопровождения в общепринятом понимании этого термина отличается
от радиолокатора любого другого типа используемым в нем методом сопро-
вождения по угловым координатам. Необходимо также различать радиолока-
тор непрерывного сопровождения от радиолокатора сопровождения на «про-
ходе» (во время обзора). Первый метод обеспечивает непрерывное получение
данных об определенной сопровождаемой цели, а второй — получение
дискретных данных о многих целях. Обычно в радиолокаторах непрерывно-
го сопровождения и сопровождения на проходе используются различные
типы аппаратуры.
Антенный луч в радиолокаторе непрерывного сопровождения управ-
ляется по угловым координатам с помощью следящей системы, реагирующей
на вырабатываемый станцией сигнал ошибки. К способам создания сигнала
ошибки можно отнести: метод последовательного переключения диаграммы
направленности антенны, метод конического сканирования и моноимпульс-
ный метод. При желании можно также осуществить непрерывное сопровож-
дение по дальности и допплеровской частоте с помощью управляющего
контура следящей системы, возбуждаемого сигналом ошибки, возникающим
в радиолокационном приемнике. Информация, получаемая от радиолока-
тора сопровождения, воспроизводится на экране индикатора, и за ней
наблюдает оператор, или она поступает в автоматический вычислитель,
определяющий текущие и упрежденные координаты цели и ее курс.
Прежде чем осуществить сопровождение, радиолокатор сопровождения
должен обнаружить цель. Некоторые радиолокационные станции, напри-
мер SCR-584, работают в режиме поиска, находят цель и затем переходят
в режим сопровождения. Хотя для выполнения функций как поиска, так
и сопровождения можно использовать один радиолокатор, однако такой
14*
212 Глава 5
метод приводит к некоторым оперативным ограничениям. Очевидно, когда
радиолокатор используется в режиме сопровождения, отсутствуют сведения
о других потенциальных целях. Кроме того, если диаграмма направленно-
сти антенны представляет собой узкий игольчатый луч, а сектор поиска
велик, то для обнаружения цели потребуется относительно большой период
времени. Поэтому во многие радиолокационные системы сопровождения
входят отдельные радиолокационные станции обнаружения для получения
информации, необходимой, чтобы навести устройство сопровождения на
цель. Поисковый, радиолокатор, используемый для выполнения таких
функций, называется радиолокационной станцией целеуказания.
В некоторых случаях практически нецелесообразно или даже нежела-
тельно иметь отдельные радиолокаторы обнаружения и сопровождения.
Примером может служить самолетный радиолокатор перехвата, в котором
угловой сектор поиска не очень велик и обычно ограничивается только
сектором в передней полусфере. Кроме того, обычно в самолете нет места
для размещения двух отдельных радиолокаторов. Даже в тех случаях,
когда отдельный радиолокатор обеспечивает целеуказание, устройство
сопровождения должно в ограниченных пределах осуществлять некоторый
поиск по угловым координатам для обнаружения цели.
Сопровождение цели для определения траектории ее движения и вычис-
ления упрежденных координат можно также осуществить с помощью радио-
локатора обнаружения со сканирующим веерным лучом. Каждый раз, когда
луч станции проходит через цель, определяются ее координаты. Если изме-
нения координат цели от обзора к обзору не очень велики, то можно постро-
ить траекторию цели. Этот метод называется сопровождением на проходе.
В его основе лежит принцип получения дискретной информации о сопровож-
дении. Дискретные данные о траектории цели можно обрабатывать автома-
тически в цифровой вычислительной машине, как это делается, например,
в наземной полуавтоматической системе управления средствами ПВО
«Сейдж». Если нет специальной оговорки, то термин «радиолокатор сопро-
вождения» относится в настоящей книге к непрерывному сопровождению,
а не к сопровождению на проходе.
Радиолокаторы непрерывного сопровождения предназначены главным
образом для управления оружием, например зенитной артиллерией и для
наведения ракет. Они применяются также при запуске искусственных спут-
ников Земли и космических кораблей. Радиолокаторы сопровождения
в связи с их универсальностью часто применялись в качестве приборов
общего назначения или используются для научных исследований,
5.2. МЕТОД ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОГО ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ
Диаграмма направленности антенны, обычно используемая в радиоло-
каторах сопровождения, представляет собой симметричный игольчатый
луч, имеющий в вертикальной и горизонтальной плоскостях одинаковую
ширину. При сопровождении цели игольчатый луч антенны обладает мно-
гими преимуществами. Диаграмма направленности такой формы имеет
высокий коэффициент усиления. Нежелательные сигналы, отраженные
от других целей и земной поверхности, уменьшаются. Угловые координаты
цели можно определить более точно, чем при использовании веерного луча.
Однако простая антенна с игольчатым лучом непригодна для радиолокато-
ров сопровождения, если не предусмотрены устройства, с помощью которых
Радиолокационные системы сопровождения
213
определяются величина и направление углового положения цели относи-
тельно некоторого опорного направления, обычно оси антенны. Угол между
направлением на цель и опорным направлением представляет собой угловую
ошибку. Антенна радиолокатора сопровождения поворачивается так, чтобы
угловая ошибка была равна нулю. В этом случае направление на цель
совпадает с опорным.
Время —►
в
Фиг 5.1 Метод последовательного переключения диаграммы направленности
антенны (в одной плоскости).
а — в полярных координатах; б — в прямоугольных координатах; в — сигнал ошибки.
Один из методов определения направления и величины угловой ошибки
в одной плоскости состоит в поочередном переключении антенного луча
в два положения (фиг. 5.1). Этот метод называется методом последователь-
ного переключения диаграммы направленности антенны. На фиг. 5.1, а
приведена полярная диаграмма направленности антенны (без боковых
лепестков) в двух положениях. На фиг. 5.1, б представлен соответствующий
график в прямоугольных координатах, а на фиг. 5.1, в показан сигнал
ошибки в случае, когда направление на цель не совпадает с осью равно-
сигнальной зоны (опорным направлением). Разность амплитуд напряжений,
полученных при двух положениях луча антенны, является мерой углового
смещения цели от оси равносигнальной зоны. Знак разности определяет
направление, в котором нужно повернуть антенну для совпадения оси
равносигнальной зоны с направлением на цель. При равенстве напряжений
сигналов, полученных при двух положениях луча, цель находится на оси
214
Глава 5
равносигнальной зоны и ее угловые координаты могут быть определены
по направлению оси.
Для получения угловой ошибки по двум прямоугольным координатам
(в двух плоскостях) нужно изменять положение диаграммы направленности
антенны в двух ортогональных плоскостях. Таким образом, радиолокатор
сопровождения может иметь четыре рупора, облучающих одно зеркало
и расположенных таким образом, что при последовательных подключениях
одного из этих рупоров луч перемещается вправо и влево, а также вверх
и вниз. Через каждый рупор осуществляются как передача, так и прием
сигналов. Можно также использовать группу из пяти облучателей, в которой
центральный применяется для передачи, а четыре внешних — для приема
сигналов. При этом нет необходимости в использовании мощных высоко-
частотных переключателей, так как переключаются только приемные,
а не передающий облучатели.
Недостаток антенны с игольчатым лучом без сканирования и последо-
вательного изменейия положения состоит в том, что угловая точность
определяется шириной луча антенны. Важным преимуществом метода после-
довательного переключения луча антенны (так же как и других рассматри-
ваемых методов сопровождения) является то, что при этом можно более
точно определить угловые координаты цели. Точность их определения
зависит от точности определения равенства сигналов при двух положениях
диаграммы направленности. Основным фактором, снижающим точность,
являются шумы системы.
Метод последовательного переключения был первым применявшимся
на практике методом радиолокационного сопровождения. В современных
радиолокаторах сопровождения указанный метод используется реже, чем
описываемые ниже.
5.3. МЕТОД КОНИЧЕСКОГО СКАНИРОВАНИЯ
Логическим развитием метода последовательного переключения диа-
граммы направленности антенны, при котором луч перемещался скачко»
образно, является метод непрерывного вращения луча, смещенного отно-
сительно оси антенны, называемый методом конического сканирования
(фиг. 5.2). Угол между осью вращения (обычно совпадающей с геометриче-
ской осью антенны) и осью луча антенны называется углом смещения.
Пусть цель находится в положении А. Отраженный сигнал будет модули-
роваться с частотой, равной частоте вращения луча. Амплитуда модулиро-
ванного отраженного сигнала зависит от формы диаграммы направленности,
угла смещения и угла между линией визирования цели и осью вращения.
Фаза модуляции зависит от направления смещения цели относительно оси
вращения. Огибающая модуляции, возникающей вследствие конического
сканирования, выделяется из отраженного сигнала и подается па управ-
ляющую следящую систему, непрерывно поворачивающую антенну в направ-
ление на цель. Следует заметить, что требуются две следящие системы,
так как сопровождение производится в двух ортогональных плоскостях.
Сопровождение может осуществляться как в прямоугольной (азимут —
угол места), так и полярной системах координат. При направлении антенны
на цель, как в случае В на фиг. 5.2, линия визирования цели и ось враще-
ния совпадают, и модуляция, обусловленная коническим сканированием,
равна нулю.
Направление на цель
Фиг. 5.2. Метод конического сканирования.
Фиг. 5.3. Блок-схема радиолокатора сопровождения с коническим сканированием.
. 216
Глава 5
На фиг. 5.3 приведена блок-схема системы углового сопровождения
типичного радиолокатора сопровождения с коническим сканированием.
Антенна монтируется таким образом, что ее можно поворачивать как по
азимуту, так и по углу места с помощью отдельных двигателей с электриче-
ским или гидравлическим приводом. Смещение луча антенны относительно
ее геометрической оси осуществляется наклоном облучателя или зеркала
антенны относительно друг друга.
Одна из простейших антенн, осуществляющих коническое сканирова-
ние, состоит из параболического отражателя со смещенным облучателем,
вращающимся относительно геометрической оси антенны. Если при враще-
нии облучателя положение плоскости поляризации не изменяется, то он •
называется нутационным. В ряде радиолокационных станций, например
SCR-584, при коническом сканировании вокруг своей оси вращается также
и вибратор облучателя, вследствие чего вращается и плоскость поляриза-
ции. Такой облучатель называют вращающимся-, для облучателя этого
типа требуется скоростное вращающееся сочленение. Для нутационного
облучателя необходимо гибкое сочленение. При малогабаритной антенне
может оказаться легче вращать смещенный отражатель антенны, а не
облучатель. При этом для облучателя не нужно применять вращающееся
или гибкое высокочастотное сочленение. Скорость вращения подвижного
элемента антенны при коническом сканировании часто составляет 30 об/сек
(1800 об/мин) 1).
Двигатель, обеспечивающий вращение луча антенны при коническом
сканировании, приводит также в действие двухфазный генератор опорных
напряжений, вырабатывающий два выходных напряжения со сдвигом
фазы на 90°. Эти два выходных напряжения являются опорными и служат
для определения ошибок по углу места и азимуту. Принятый отраженный
сигнал подается от антенны к приемнику через два медленно вращающихся
сочленения (не показанных на блок-схеме). Одно вращающееся сочленение
служит для обеспечения поворота всей антенны по азимуту, другое —
по углу места. Приемник представляет собой обычный супергетеродин,
не считая двух особенностей, присущих радиолокатору сопровождения
с коническим сканированием. Одной особенностью, отсутствующей в дру-
гих радиолокационных приемниках, является наличие устройства для
выделения огибающей модуляции, обусловленной коническим Сканирова-
нием, или сигнала ошибки. Это осуществляется после второго детектора
в видеоканале приемника. Элемент схемы, выполняющий эту функцию,
на блок-схеме назван третьим детектором. Фильтр нижних частот сигнала
ошибки предназначен для устранения гармоник частоты конического ска-
нирования, частоты повторения импульсов и ее гармоник, если они при-
сутствуют.
Сигнал ошибки сравнивается с опорными сигналами по углу места
и азимуту в детекторах сигнала ошибки, представляющих собой фазочув-
ствительные детекторы [1, 2]. Фазочувствительный детектор является
нелинейным устройством, в котором входной сигнал (в данном случае сигнал
угловой ошибки) смешивается с опорным сигналом. Входной и опорный
сигналы имеют одну и ту же частоту. При изменении фазы входного сигнала
на 180° полярность выходного напряжения постоянного тока изменяется
на обратную. Величина выходного сигнала постоянного тока детектора
сигнала ошибки пропорциональна величине ошибки, а знак (полярность)
J) В США стандартной частотой питающего напряжения является частота 60 гц.—
Прим. ред.
Радиолокационные системы сопровождения
217
указывает направление ошибки. Выходные сигналы детектора сигнала
ошибки усиливаются и используются для управления работой следящих
двигателей, поворачивающих антенну по углу места и азимуту. Когда
антенна направлена точно на цель, сигнал ошибки равен нулю.
Угловое положение цели можно определить по положению оси равно-
сигнальной зоны в горизонтальной и вертикальной плоскостях. Для этого
можно использовать обычные датчики угла поворота, например сельсины,
потенциометры или преобразователи аналоговых величин в цифровые.
Разница между фазочувствительным и фазовым детекторами часто
определяется условиями работы. Фазовый детектор измеряет разность
фаз между двумя синусоидальными сигналами с одинаковой частотой.
В фазочувствительном детекторе полярность выходного напряжения изме-
няется на обратную при обращении фазы входного сигнала на 180°. Можно
использовать идентичные схемы для измерения фазы и для фазочувствитель-
ного детектирования. Обычно предполагается, что в фазовом детекторе
амплитуды опорного и входного сигналов одинаковы, в то время как в фазо-
чувствительном детекторе опорный сигнал значительно больше входного.
Генератор расширенных сигналов. Третий детектор и фильтр пред-
назначены для пропускания огибающей модуляции на частоте конического
Ф и г. 5.4. Последовательность импульсов, 'модулированных частотой конического
сканирования (а), и та же последовательность импульсов после прохождения через
генератор расширенных сигналов (6).
сканирования и подавления составляющих частоты повторения импульсов
и ее гармоник. В радиолокаторе SCR-584, работавшем в 10-сантиметровом
диапазоне волн, это осуществлялось с помощью более или менее обычного
амплитудного детектора и фильтра. В последующих образцах этой станции,
работавших в 3-сантиметровом диапазоне волн, и в большинстве современ-
ных радиолокаторов фильтрация выполняется с помощью устройства,
называемого генератором расширенных сигналов [3]. О генераторе расширен-
ных сигналов упоминалось также при рассмотрении приемника схемы СДЦ
(разд. 4.4). В сущности он удлиняет видеоимпульсы (фиг. 5.4, а) во времени
таким образом, чтобы перекрывался весь период повторения импульсов
(фиг. 5.4, б). Это можно осуществить только в приемнике со стробирова-
нием по дальности. (Радиолокаторы сопровождения обычно работают при
218
Глава 5
стробировании сигнала по дальности ) Генератор расширенных сигналов
представляет собой электрическую схему, фиксирующую потенциал нако-
пительного элемента, например конденсатора, на уровне амплитуды видео-
импульса каждый раз, когда принимается импульс. Конденсатор поддержи-
вает потенциал импульса в течение всего периода повторения; его величина
изменяется лишь в момент появления нового видеоимпульса, амплитуда
которого отличается от амплитуды предыдущего. Генератор расширенных
сигналов подавляет составляющие частоты повторения импульсов и умень-
шает амплитуды их гармоник. Практическое преимущество этого генера-
тора состоит также и в том, что в связи с расширением видеосигналов
сигналы с частотой модуляции, возникающей из-за конического сканирова-
ния, усиливаются. Для обеспечения надлежащей фильтрации частота
повторения импульсов должна быть достаточно большой по сравнению
с частотой конического сканирования. Если это условие не удовлетворяется,
то для ослабления паразитных составляющих частоты перекрестной модуля-
ции может потребоваться дополнительная фильтрация.
Автоматическая регулировка усиления [4]. Амплитуда отраженного
импульса на входе приемника радиолокатора сопровождения не является
постоянной, а изменяется во времени. Тремя основными причинами изме-
нения амплитуды являются 1) изменение амплитуды сигнала при изме-
нении дальности до цели, 2) модуляция, обусловленная коническим скани-
рованием (возникновение сигнала ошибки), и 3) амплитудные флуктуации,
обусловленные изменением эффективной площади рассеяния цели. Автомати-
ческая регулировка усиления (АРУ) предназначена для поддержания
неизмененного уровня постоянной составляющей выходного сигнала прием-
ника и для сглаживания или максимально возможного устранения шумовых
амплитудных флуктуаций без нарушения процесса выделения полезного
сигнала ошибки на частоте конического сканирования.
Одна из функций схемы АРУ в любом приемнике заключается в пред-
отвращении его насыщения сильными сигналами. Если допустить насыще-
ние приемника, то может произойти потеря сигнала ошибки и составляю-
щей с частотой сканирования. В радиолокаторе сопровождения с кониче-
ским сканированием схема АРУ, поддерживающая уровень постоянной
составляющей неизменным, обеспечивает получение сигнала ошибки, харак-
теризующего действительное значение ошибки сопровождения по угловым
координатам. Ниже в этом разделе показано (при выводе выражения для
напряжения сигнала ошибки), что уровень постоянной составляющей сигна-
ла приемника должен поддерживаться постоянным, если необходимо, чтобы
угловая ошибка была связана линейной зависимостью с напряжением
сигнала угловой ошибки.
На фиг. 5.5 в качестве примера приведена блок-схема системы АРУ
приемника радиолокатора сопровождения. .Часть выходного сигнала видео-
усилителя пропускается через фильтр нижних частот или сглаживающий
фильтр и подается обратно для управления усилением усилителя промежу-
точной частоты (УПЧ). Чем сильнее выходной видеосигнал, тем сильнее
сигнал обратной связи и тем больше уменьшается усиление. Фильтр в конту-
ре АРУ должен пропускать все частоты от постоянного тока до частот,
меньших частоты модуляции, обусловленной коническим сканированием.
Усиление по контуру фильтра АРУ, измеренное на частоте конического
сканирования, должно быть низким, чтобы действие АРУ не оказывало
влияния на сигнал ошибки. При срабатывании АРУ на частоте конического
сканирования сигнал ошибки может быть потерян. Чтобы фазовая характе-
ристика не влияла на сигнал ошибки, фазовый сдвиг фильтра должен быть
Радиолокационные системы сопровождения
219
небольшим. Изменение фазы сигнала ошибки эквивалентно повороту опор-
ных плоскостей, оно приводит к возникновению перекрестной связи или
перекрестной наводки между контурами сопровождения по углу места
и азимуту. Перекрестная наводка влияет на стабильность сопровождения
и может вызвать нежелательное нутационное перемещение антенны. Обычно
в радиолокаторах сопровождения изменение фазы, вызванное фильтром
контура обратной связи, должно быть меньше 10°, а в некоторых случаях
оно составляет величину порядка 2°. По этой причине нежелательно иметь
фильтр с острой характеристикой ослабления в окрестности частоты кониче-
ского сканирования, что объясняется относительно большой величиной
вводимого им фазового сдвига.
Фиг. 5.5. Блок-схема системы АРУ приемника радиолокатора сопровождения.
Выходной сигнал контура обратной связи будет равен нулю, если
напряжение обратной связи не превышает заданное минимальное значе-
ние Vc. На блок-схеме показано, что напряжение обратной связи и напря-
жение Vc сравниваются в усилителе постоянного тока. Если напряжение
обратной связи превышает Vc, то АРУ срабатывает; если не превышает, оно
не действует. Напряжение Vc называется напряжением задержки. Термино-
логия может показаться несколько неудачной, так как имеется в виду не
временная задержка, а задержка по амплитуде. Напряжение задержки
служит в качестве опорного для постоянного выходного сигнала и позволяет
повысить коэффициент усиления схемы при приеме слабых сигналов.
Во многих случаях применения схемы АРУ напряжение задержки
в действительности равно нулю. Подобная схема АРУ называется схемой
без задержки. В таких случаях схема АРУ также может работать удовлетво-
рительно, так как усиление по контуру для слабых сигналов обычно мало.
Итак, схема АРУ при слабых сигналах не воздействует на УПЧ приемника.
Это аналогично использованию напряжения задержки, но характеристики
схемы не будут столь удовлетворительны.
Требуемый динамический диапазон АРУ зависит от диапазона дально-
стей, в пределах которого осуществляется сопровождение целей, и от ожи-
даемых изменений эффективной площади рассеяния целей. Изменение
дальности в отношении 10 : 1 приводит к изменению динамического диапа-
зона на 40 дб. Изменение эффективной площади рассеяния может привести
к изменению динамического диапазона еще на 40 дб. Для учета изменений
других параметров, входящих в уравнение дальности радиолокации, следует
ввести дополнительное изменение на 10 дб. Таким образом, требуемый
динамический диапазон работы АРУ приемника может составлять ~ 90 дб
и даже больше.
Установлено, что максимальное изменение усиления, которое можно
получить в реальных схемах, составляет величину порядка 40 дб на один
220
Глава 5
каскад промежуточной частоты. Поэтому для получения требуемого дина-
мического диапазона изменения усиления необходимо управлять усилением
двух или трех каскадов УПЧ. Обычно регулируется усиление средних
каскадов, так как необходимо, чтобы усиление первого каскада оставалось
высоким и не влияло на коэффициент шума смесительного каскада. Лучше
также не регулировать усиление последнего каскада УПЧ, так как при
его уменьшении максимальный неискаженный выходной сигнал также
уменьшится.
Можно применить и другую схему фильтра АРУ, обеспечивающую
работу контура АРУ вплоть до частот, значительно превышающих частоту
конического сканирования. При этом составляющая модуляции, обуслов-
ленная сканированием, не содержится в выходном сигнале приемника,
и его можно использовать для измерения дальности цели обычным спосо-
бом. В этом случае сигнал ошибки может быть восстановлен из напряжения
АРУ, так как оно изменяется в соответствии с частотой конического скани-
рования. Напряжение АРУ также содержит все амплитудные флуктуации,
свойственные отраженному сигналу. Сигнал ошибки может быть восста-
новлен из напряжения АРУ с помощью узкополосного фильтра, настроен-
ного на частоту сканирования.
Сигнал ошибки. Сигнал ошибки в схеме сопровождения при коническом
сканировании луча антенны получается при условии, что схема АРУ устра-
няет все виды модуляции сигнала, за исключением обусловленной кониче-
ским сканированием.
Рассмотрим последовательность отраженных импульсов, модулирован-
ных частотой конического сканирования, как показано на фиг. 5.4, а.
Частота повторения импульсов равна fr, а длительность импульсов — т.
Предполагая, что используется линейный детектор, представим последова-
тельность видеоимпульсов следующим выражением:
V(t)=K'G(t)Fk(t), Г (5.1)
где К' — постоянная, определяемая конструкцией схемы АРУ (без схе-
мы АРУ значение К' определяется параметрами, входящими в уравнение
дальности); G (/) — составляющая модуляции, обусловленная диаграммой
направленности антенны; (/) — сигнал, представляющий последова-
тельность немодулированных импульсов. Fh (/) = 1 при k/fT <_ t < k/fr + т
и Fh(t) = 0 во всех других случаях; k — целое число, k = 0, 1,2....
Для определения различных частотных составляющих, содержащихся
в принятом сигнале, необходимо разложить в ряд уравнение (5.1). Вначале
выведем выражение для коэффициента модуляции, * обусловленного диа-
граммой направленности антенны. Двусторонняя диаграмма направленно-
сти антенны по напряжению (или односторонняя по мощности) может быть
аппроксимирована кривой нормального распределения
G(0)=Goexp( — а202), (5.2)
где 6 — угол между осью диаграммы направленности антенны и направле-
нием на цель, град\ Go — максимальное значение коэффициента усиления
антенны, т. е. значение G (6) при 9 = 0°; а2 — постоянная, а2 = 2,776/0д,
где угол 0 выражен в градусах, а 0 в (также в градусах)— ширина диаграм-
мы направленности антенны, измеренная на уровне -3 дб или по точкам
половинной мощности.
Из фиг. 5.6, а следует, что 0Q это угол рассогласования, определяемый
отклонением оси диаграммы направленности от геометрической оси антенны
(оси вращения диаграммы направленности); 0Т — угол между осью вра-
Радиолокационные системы сопровождения
221
щения и направлением на цель; ср — угол поворота диаграммы направленно-
сти относительно некоторой произвольной опорной оси; ф0 — угол, опре-
деляемый положением цели и опорной оси. Углы 0, 0у и 0Г могут также
2
Фиг. 5.6. Обозначения, используемые при выводе соотношений для сигнала ошибки
при коническом сканировании (а) и поперечное сечение диаграммы направленности
антенны при коническом сканировании (б).
1 — опорная ось в азимутальной плоскости; 2 — опорная ось в плоскости угла места; 3 — направ-
ление на цель; 4 — ось диаграммы направленности антенны; 5 — ось вращения диаграммы нап-
равленности антенны; 6 — граница диаграммы направленности на уровне 3 дб; 7 — центр диаг-
раммы направленности антенны; 8 — опорная ось; 9 — ось вращения диаграммы направленно-
сти антенны; 10 — цель; 11 — Геометрическое место центров диаграммы направленности антенны.
определяться длинами дуг 7?0, RQq и R6T на сфере радиусом R (фиг. 5.6, б).
Так как расстояния 7?0, 7?0д и 7?0Т малы, они могут быть связаны с углом
Ф — ф0 соотношением
(/?0)г = (R6g)2 + (Я0Г)2 + 2Я20д0г cos (Ф- ф0). (5.3)
222
Глава 5
Подставив значение 02, определяемое уравнением (5.3), в уравнение (5.2)
при 0=1, получим
G (0) = ехр [—а2 (0| + 0? )] exp [ — 2a2BqQT cos (<р — <р0) ]. (5.4)
Применяя функции Бесселя, можно написать следующее соотношение:
СО
ехр( — х cos 4) =/0 (х) + 2 2 In (х) cos лф, (5.5)
71=1
где 1п — функции Бесселя n-го порядка для мнимого коэффициента.
Используя приведенное выше соотношение, уравнение (5.4) можно
представить в виде
G (0 = ехр [ - а2 (0? + 02т) ] [/0 (2a20Q0T) +
+ 2 2 In (2a20g0T) cos (2лп Д t—л<р0)1- (5.6)
' n=l
В уравнении (5.6) произведена подстановка 2nfst вместо <р, где fs—час-
тота конического сканирования. Для упрощения алгебраических опера-
ций примем
К" = {ехр [—a2 (Og + 01-)]} /0 (2а2Оц0т),
к _2In(2a^qQT)
An i0(2a*eqeT)
Подставляя указанные величины в уравнение (5.6), получим выражение
для коэффициента модуляции, обусловленной сканированием антенны,
GT = K" [1+ 2 Кп cos (2nnfst—л<ро)] . (5.7)
71=1
Множитель Fk(t) в уравнении (5.1) представляет собой последова-
тельность прямоугольных импульсов единичной амплитуды. Разложение
Fh(t) в ряд Фурье имеет вид
Гл(0=М[1+ 2 Kmcos2xmfr Q—] , (5.8)
771=1
где
„ ___„ sin mn,fr т
mnfrt '
Подставляя уравнения (5.7) и (5.8) в уравнение (5.1), получим выраже-
ние для напряжения видеосигнала
V (0 = K'K"frT (1 + 2 ^п cos (2nnf s t — tupo) +
71=1
+ 2 Kmcos2nrnfr (t — y) -t-
771=1
+ 2 2 {cos[2n (mfr+ nfs)t—amfr-t—л<р0] +
71=1 771=1
+ cos [2л (mfr—nfs) t-^ллг/гт + п<р0]} ) . (5.9)
Радиолокационные системы сопровождения
223
Представленное уравнением (5.9) теоретическое выражение отражен-
ного сигнала, модуляция которого обусловлена коническим сканирова-
нием, состоит из четырех частей:
1) постоянной составляющей K'K"fTv,
2) бесконечного числа переменных составляющих, соответствующих
частоте конического сканирования fe и ее гармоникам nfs;
3) бесконечного числа переменных составляющих, соответствующих
частоте повторения импульсов fr и ее гармоникам mfT\
4) бесконечного числа боковых полос ± nf8, центрированных относи-
тельно частоты повторения импульсов /г и ее гармоник.
Каждая из этих составляющих имеет различную амплитуду; в реаль-
ной радиолокационной станции число гармоник конечно. Единственной
составляющей, представляющей интерес, является составляющая модуля-
ции с частотой конического сканирования /8. Если принять, что fr Л и что
фильтр нижних частот обеспечивает прохождение только постоянного тока
и частоты сканирования /я, то сигнал ошибки определяется выражением
Ve (/) = K'K' frt + 2K'frx ехр [ - а2(02 + 02r)] Д (2a20g0T) cos (2л/^—<р0). (5.10)
Сигнал ошибки, представленный уравнением (5.10), подводится к детекто-
рам сигнала ошибки по азимуту и углу места. В детекторах сигнала ошибки,
являющихся фазочувствительными устройствами, выделяются составляю-
щие, определяемые горизонтальной и вертикальной проекциями угла 0Т.
В один из детекторов сигнала ошибки (например, канала азимута) вводится
опорный сигнал Vr cos 2nfst, а в другой — опорный сигнал Vr sin 2nfst.
Оба сигнала вырабатываются генератором опорных напряжений, связанным
с механизмом вращения сканирующего устройства антенны (Уг — величина
напряжения опорного сигнала).
Выходной сигнал детектора сигнала ошибки по азимуту представляет
собой напряжение постоянного тока, пропорциональное величине пере-
менной составляющей сигнала ошибки, определяемого уравнением (5.10),
умноженной на величину опорного напряжения х) и на косинус угла <р0,
характеризующего разность фаз между ними, или
Сигнал ошибки по азимуту = 2K'fri:Vr ехр [ — a2 (6g + 6г)] X
X /i (2a20g0T) cos <р0. (5.П)
На фиг. 5.7 приведен график уравнения (5.11) в функции 0Г/0В при раз-
личных значениях 0в/0 в. При небольших угловых ошибках уравнение (5.11)
приобретает следующий вид:
Сигнал ошибки по азимуту « С,0f cos <р0, (5.12)
где Ci — постоянная. Таким образом, выходной сигнал детектора сигнала
ошибки по азимуту представляет собой напряжение, прямо пропорциональ-
ное угловой ошибке, если ошибка мала, а значение А' поддерживается
постоянным с помощью АРУ.
Аналогично напряжение сигнала ошибки по углу места при малой
величине ошибки определяется выражением
Сигнал ошибки по углу места » sin <р0. (5.13)
J) Во многих случаях фазочувствительный детектор рассчитывается таким обра-
зом, что амплитуда выходного сигнала является функцией только входного сигнала
и не зависит от амплитуды опорного сигнала. Это не оказывает влияния на проведен-
ный выше анализ.
224
Глава Б
Напряжения сигналов ошибок по углу места и азимуту поступают
на вход соответствующих двигателей следящей системы, поворачивающих
антенну в положение, при котором сигнал ошибки равен нулю.
Следует заметить, что одно из свойств фазочувствительного детектора
состоит в том, что между двумя каналами ошибок отсутствует перекрестная
наводка, несмотря на то что один и тот же сигнал ошибки (уравнение (5.10)1
подается на оба детектора сигнала ошибки.
^т/^в
Ф и г. 5.7. График зависимости относительной величины сигнала ошибки в радио-
локаторе с коническим сканированием [уравнение (5.11)] от угла цели бу/бд и угла
рассогласования Од/0В. Угол считается постоянным.
®L® СО | 1 Относительный уровень пересечения диаграмм направленности антенн,dg
0,2 0,4 0,6 0,8 0,5 1,95 4,36. 7.7 ’
В приведенном выше анализе .сигнал ошибки выделяется при прохож-
дении напряжения видеосигнала через детектор, за которым следует фильтр
нижних частот. Такое комбинированное устройство устраняет постоянную
составляющую и пропускает только основную составляющую частоты
конического сканирования. Хотя этот метод применялся в некоторых радио-
локаторах сопровождения раннего выпуска (фиг. 5.3), однако обычно при-
нято использовать в видеоканале генератор расширенных сигналов, кото-
рый выполняет в сущности те же функции, но обеспечивает большее усиле-
ние сигнала. Напряжение сигнала ошибки для генератора расширенных
сигналов будет несколько отличаться от напряжения, определяемого урав-
Радиолокационные системы сопровождения
225
нением (5.10). Чтобы вывести уравнение сигнала ошибки, получаемого
при использовании генератора расширенных сигналов, начнем с разложе-
ния в ряд Фурье последовательности импульсов с плоской вершиной,
амплитуда которых зависит от модуляции, осуществляемой с частотой
сканирования. Следует заметить, что это разложение отличается от разло-
жения последовательности сигналов, представленного уравнением (5.9),
в котором предполагалось, что обычные (нерасширенные) импульсы моду-
лированы по амплитуде в соответствии с частотой сканирования. Ряд Фурье
для последовательности импульсов с плоской вершиной при частоте повторе-
ния импульсов fr и модуляции, обусловленной коническим сканированием
антенны с гауссовой диаграммой направленности [уравнение (5.6)],
имеет вид
V (t) = К'К" ( rfr + У Кп ~t si п cos (2nnfst — ллгДт — лг<р0) +
\ Jlflj 8
n=l
оо
i 2 2
7П=1
СО СО
+ 7Г 2 2 {mf^rnf8 sinnT(mfr + n/s)x
m=i n—i
X cos [2л (mfr 4- nfs) t — nnfs т — n<p0] + sin лт (mfr — nfs) x
X cos [2л (mfr—nfsft — л/?Дт + н(р0]}^ . (5.14)
Приняв в этом уравнении длительность импульса т = 1/Д, найдем выход-
ной сигнал генератора расширенных сигналов. Все члены, содержащие часто-
ту повторения импульсов и ее гармоники nfr, исчезают. Остаются постоян-
ная составляющая, составляющая на частоте конического сканирования fs,
составляющие на гармониках Д и составляющие на частотах mfr ± nfe.
Последние составляющие при Д > Д пренебрежимо малы. В любом случае
можно применить фильтр для устранения всех частот, кроме частоты скани-
рования. Сигнал ошибки имеет при этом вид
Ve (t) = 2К' ехр [—а2 (0* + 6^)] Ц (2п20дОг) -£- sin л/8 х
П18 Г Г
X cos (*2лД7—<р0) • (5.15)
Выходное напряжение детектора сигнала ошибки по азимуту определяется
выражением
Сигнал ошибки по азимуту = 21Д/<'ехр [—а2(02-|-0г)] X
X Д (2а2Од0т) sin cos + <р0) . (5.16)
Если угловая ошибка 9Г мала, a fr > Д, то уравнение (5.16) принимает вид
Сигнал ошибки по азимуту « С20т cos <р0. (5.17)
Аналогичное выражение можно написать для сигнала ошибки по углу
места. Следует упомянуть о двух особенностях использования генератора
расширенных сигналов по сравнению с обычным детектором [уравне-
15 М. Сколник
226
Глава 5
ние (5.12)1. При одной и той же угловой ошибке выходное напряжение
генератора расширенных сигналов больше напряжения обычного детектора
в отношении C2/Ci = frlts. Таким образом, генератор расширенных сигна-
лов может обеспечить большее усиление. Кроме того, для хорошей работы
генератора расширенных сигналов необходимо, чтобы удовлетворялось
условие fr > fe- Если это соотношение не удовлетворяется, то в сигнале
ошибки появятся паразитные составляющие модуляции, а сдвиг фазы nfs/fr
в последнем члене уравнения (5.16) при отсутствии компенсации может
явиться причиной возникновения ошибочной информации.
5.4. МОНОИМПУЛЬСНЫЙ МЕТОД УГЛОВОГО СОПРОВОЖДЕНИЯ
Как при последовательном переключении диаграммы направленности
антенны,, так и при коническом сканировании для измерения угловой
ошибки в двух ортогональных плоскостях (азимутальной и угломестной)
необходима обработка не менее трех отраженных сигналов. Практически,
однако, минимальное число отраженных сигналов при использовании метода
последовательного переключения обычно равно четырем, так как необходимо
иметь не менее одного сигнала на каждое положение диаграммы направлен-
ности. При коническом сканировании для получения сигнала ошибки
обычно требуется наличие более четырех отраженных сигналов. За интервал
времени, в течение которого производится измерение либо с помощью
метода последовательного переключения, либо метода конического скани-
рования, в отраженных сигналах должны отсутствовать любые составляю-
щие амплитудной модуляции, кроме обусловленных изменением положения
диаграммы направленности антенны. Если последовательность отражен-
ных сигналов содержит дополнительные составляющие модуляции, вызван-
ные, например, флуктуациями эффективной площади рассеяния цели,
то точность сопровождения может ухудшиться, в особенности при сосредото-
чении частотных составляющих флуктуаций вблизи частоты конического
сканирования или частоты последовательного переключения диаграммы
направленности антенны. Влияние флуктуации отраженного сигнала в неко-
торых случаях может оказаться достаточно заметным, что сильно ограни-
чивает точность тех радиолокаторов сопровождения, в которых для выделе-
ния сигнала ошибки требуется обработка большого количества отражен-
ных сигналов.
Амплитудные флуктуации последовательности отраженных сигналов
не оказывают воздействия на точность сопровождения, если угловые изме-
рения производятся на основе одного отраженного сигнала, а не многих.
Существует несколько методов, с помощью которых можно получить инфор-
мацию об угловой ошибке, принимая только один отраженный сигнал.
Применяя эти способы, одновременно используют несколько лучей сложной
диаграммы направленности в противоположность методам конического
сканирования или последовательного переключения, при которых одна
обычная диаграмма направленности антенны последовательно занимает
различные положения в пространстве.
Угол прихода сигнала в системе, использующей один отраженный
импульс, можно определить, измерив относительную фазу или относитель-
ную амплитуду отраженного импульса, принятого каждым лучом. Метод
сопровождения, позволяющий получить информацию об угловой ошибке
на основе одного отраженного сигнала, называется моноимпульсным или
методом одновременного сравнения отраженных сигналов. Примером метода
Радиолокационные системы сопровождения
227
одновременного сравнения отраженных сигналов является моноимпульс-
ный метод сравнения амплитуд, который обычно называют просто моно-
импульсным. При использовании этого метода высокочастотные сигналы,
принятые по двум смещенным антенным лучам, смешиваются таким образом,
что суммарный и разностный сигналы получаются одновременно. Суммар-
ный и разностный сигналы умножаются в фазочувствительном детекторе
для определения как величины, так и знака сигнала ошибки. Вся информа-
ция, требуемая для определения угловой ошибки, получается на основе
одного отраженного импульса; этим объясняется происхождение термина
«моноимпульсный метод».
Моноимпульсный метод сравнения амплитуд. В моноимпульсном методе
сравнения амплитуд для определения угловой ошибки в одной координат-
ной плоскости используются две перекрывающиеся диаграммы направлен-
ности антенны (фиг. 5.8, а). Два таких луча могут формироваться одним
отражателем или линзовой антенной, облучаемой двумя облучателями.
(Если нужно получить сигналы ошибки как по углу места, так и по азимуту,
то можно использовать четыре облучателя.) Сумма двух диаграмм направ-
ленности антенны, изображенных на фиг. 5.8, а, показана на фиг. 5.8, б,
а их разность — на фиг. 5.8, в. Суммарная диаграмма направленности
используется для передачи, а для приема применяются как суммарная,
так и разностная диаграммы. Сигнал, принятый по разностной диаграмме
направленности, позволяет определить величину угловой ошибки. Суммар-
ный сигнал обеспечивает измерение дальности и используется также в каче-
стве опорного при определении знака сигнала ошибки. Сигналы, принятые
по суммарной и разностной диаграммам направленности, раздельно усили-
ваются и смешиваются в фазочувствительном детекторе, что обеспечивает
получение приведенной на фиг. 5.8, г зависимости сигнала ошибки от угло-
вой ошибки сопровождения (пеленгационной характеристики).
На фиг. 5.9 приведена блок-схема моноимпульсного радиолокатора
сопровождения, использующего метод сравнения амплитуд (показан канал
сопровождения по одной угловой координате). Два расположенных рядом
антенных облучателя присоединены к двум плечам кольцевого волновод-
ного моста. Суммарный и разностный сигналы появляются в двух других
плечах кольцевого моста. При приеме частота выходных сигналов суммар-
ного и разностного плечей преобразуется в промежуточную частоту, после
чего сигналы усиливаются в двух усилителях промежуточной частоты.
Передатчик подключен к каналу суммарного сигнала. В канал суммарного
сигнала включается антенный переключатель. Информацию о дальности
получают на основе суммарного сигнала. Выходной сигнал фазочувствитель-
ного детектора представляет собой сигнал ошибки, величина которого
пропорциональна угловой ошибке, а знак соответствует ее направле-
нию.
В блок-схеме, изображенной на фиг. 5.9, выходные сигналы фазо-
чувствительного детектора (информация об угловом положении) и суммар-
ного канала (информация о дальности) поступают к индикатору типа А.
Сигнал суммарного канала воздействует на индикатор типа А, как в обычном
радиолокаторе. С его помощью определяется дальность цели, устанавли-
ваемая по отклонению электронного луча трубки вверх, при этом генери-
руется метка цели. Выходной сигнал фазочувствительного детектора сме-
щает развертку индикатора, отклоняя метку цели вправо или влево в зави-
симости от знака угловой ошибки. Величина наклона служит мерой ве-
личины угловой ошибки. Такой индикатор получил название индикатора
наклонных отметок.
15*
Фиг. 5.8. Диаграммы направленности моноимпульсной антенны и пеленгационная
характеристика.
Левые части диаграмм а — в построены в полярных координатах, а правые — в прямоугольных
координатах.
а — перекрывающиеся диаграммы направленности; б — суммарная диаграмма; в — разностная
диаграмма; г — пеленгационная характеристика.
Фиг. 5.9. Блок-схема моноимпульсного радиолокатора, основанного на принципе
сравнения амплитуд.
Радиолокационные системы сопровождения 229
Выходной сигнал моноимпульсного радиолокатора можно также исполь-
зовать для осуществления автоматического сопровождения. Сигнал угловой
ошибки приводит в действие управляющую систему, поворачивающую
антенну в требуемое положение, а выходной сигнал дальности из канала
суммарного сигнала подается на вход устройства автоматического сопро-
вождения по дальности.
Знак разностного сигнала (и направление угловой ошибки) определяет-
ся сравнением фазы разностного сигнала с фазой суммарного сигнала.
Если суммарный сигнал в канале промежуточной частоты приемника
равен Л в cos юп.ч/, то разностный сигнал составляет либо +Ad cos <оп.чЛ
Разрядник
Рупорные
облучатели
Кольцевой
_ волновод-
Z] ныймост
РазностК&й
канал по
углу места
Разностный
канал по
азимуту
блокировки
передатчика
Антенный —г
переключатель ]
Суммарный канал
Передатчик
Смеси-
тель
Смеси-
тель
Смеси-
тель
УЛЧ
УПЧ
УПЧ
—п___________
Фазочувствитель- Ошибка по углу
ный детектор места
—1
Фазочувствшпель- Ошибка по
кый детектор ^азимуту
Местный
гетеродин
Фиг. 5.10. Блок-схема моноимпульсного радиолокатора сопровождения по двум
координатам (азимуту и углу места), основанного на принципе сравнения амплитуд.
либо —Ad cos <оп.чЛ где As > 0, Ad >0 в зависимости от того, с какой
стороны относительно равносигнального направления находится цель.
Так как —Ad cos <опч^ = Ad cos <оп ч (t + л), то знак разностного сигна-
ла можно найти, определяя, находится ли разностный сигнал в фазе или
противофазе с суммарным сигналом.
Хотя сравнение фаз является составной частью моноимпульсного
метода сравнения амплитуд, однако сигнал угловой ошибки получается
главным образом в результате сравнения амплитуд отраженных импульсов,
одновременно принятых смещенными лучами. Соотношение фаз между сигна-
лами, принимаемыми смещенными лучами, не определяется и не использует-
ся. Знак сигнала ошибки определяется фазочувствительным детектором.
На фиг. 5.10 приведена блок-схема моноимпульсного радиолокатора,
снабженного устройством для выделения сигналов ошибки как по углу
места, так и по азимуту. Группа из четырех облучателей формирует четыре
парциальные перекрывающиеся диаграммы направленности. Облучатели
применяются либо с параболическим отражателем, либо с линзовой антен-
ной. Все четыре облучателя создают суммарную диаграмму. Разностная
диаграмма в одной плоскости формируется сложением диаграмм от двух
соседних облучателей и вычитанием полученной суммы из суммы диаграмм
остальных двух соседних облучателей. Разностная диаграмма в ортогональ-
ной плоскости получается сложением разностей ортогональных соседних
пар. Четыре гибридных волноводных перехода создают канал суммарного
сигнала, канал разностного сигнала по азимуту и канал разностного сигна-
ла по углу места. На фиг. 5.10 показаны три отдельных смесителя и уси-
230
Глава 5
лителя промежуточной частоты, по одному для каждого канала. Все три
смесителя работают от одного местного гетеродина для обеспечения нужных
фазовых соотношений между сигналами трех каналов. Два фазочувстви-
тельных детектора (один для канала азимута, другой для канала угла
места) обеспечивают информацию об угловой ошибке. Информация о даль-
ности получается на выходе канала суммарного сигнала после амплитудного
детектирования.
Так как выходной сигнал суммарного канала и выходные сигналы каж-
дого разностного канала сравниваются по фазе, то важно, чтобы вводимые
каждым каналом сдвиги фаз были почти идентичными. Согласно работам
некоторых авторов, для получения удовлетворительных характеристик
разность сдвигов фаз в каналах нужно поддерживать в пределах 25° или
меньше. Коэффициенты усиления каналов также не должны отличаться
более чем на некоторую заданную величину.
Другой метод получения в моноимпульсном радиолокаторе трех иден-
тичных каналов состоит в применении только одного усилителя промежуточ-
ной частоты, усиливающего суммарный и два разностных сигнала на основе
временного разделения [5]. Сначала через единственный усилитель проме-
жуточной частоты пропускается суммарный сигнал, а затем — два разност-
ных сигнала, задержанных во времени на соответствующую величину.
Усиление и изменение коэффициента усиления производятся в основном
только в этом УПЧ. Любые изменения влияют одновременно на все три
сигнала. После усиления для обеспечения совпадения во времени суммар-
ного и двух разностных сигналов вводятся компенсирующие задержки.
Фазовое детектирование осуществляется так же, как и в обычном моноим-
пульсном радиолокаторе. По имеющимся данным, при использовании рас-
сматриваемого метода фазы и коэффициенты усиления в каналах отли-
чаются в пределах ± 2,5° и ± 0,5 дб соответственно.
Сигнал ошибки в моноимпульсном радиолокаторе. Пусть диаграмма
направленности антенны описывается гауссовой кривой. Односторонняя
(по напряжению) диаграмма направленности, соответствующая одному
моноимпульсному лучу, имеет вид G‘/2 ехр (— а202/2), где Go — макси-
мальное значение коэффициента усиления антенны, а2 = 2,776/%, а 6в —
ширина луча антенны, измеренная между точками половинной мощности.
Угловое расстояние между максимумами двух антенных лучей составляет
20g, а угол между целью и равносигнальным направлением равен 0т. Прини-
мая, что взаимная связь между двумя рупорными облучателями отсут-
ствует, получим для односторонне/i (по напряжению) суммарной диаграммы
направленности выражение
2GV2 ехр [ - “22 (0* + 0*т) ] ch а2О90т. (5.18)
Односторонняя (по напряжению) разностная диаграмма направленности
характеризуется соотношением
2GJ/2 ехр [ - 4 (0? + От) ] sh п205От. (5.19)
Напряжение промежуточной частоты, обусловленное разностным сигналом,
пропорционально произведению величин, определяемых уравнениями (5.18)
и (5.19).
Разностный сигнал промежуточной частоты (напряжение) выражается
следующим образом:
2К ехр [ — а2 (в* + 01-)] sh 2а20,0г cos 2nfn. чЧ (5.20)
Радиолокационные системы сопровождения 231
где К — постоянная, определяемая параметрами, входящими в уравнение
дальности радиолокации.
Двусторонняя (по напряжению) диаграмма направленности антенны
для канала суммарного сигнала выражается квадратом уравнения (5.18).
Суммарный и разностный сигналы [уравнение (5.20)1 перемножается
в фазочувствительном детекторе для получения сигнала ошибки. Выходной
сигнал фазочувствитёльного детектора представляет собой напряжение
постоянного тока, величина которого пропорциональна произведению
амплитуд суммарного и разностного сигналов, т. е.
Сигнал ошибки = ct ехр [—2а2 (0^ + 9})] ch2a20fJ0T sh 2а26двт. (5.21)
При малых угловых ошибках это выражение принимает вид
Сигнал ошибки = с20г, (5.22)
где щ и с2 — постоянные. Таким образом, сигнал ошибки в моноимпульсном
радиолокаторе является линейной функцией углового смещения цели
от равносигнального направления; при этом предполагаются малые угловые
смещения.
Сравнение сигналов ошибки при моноимпульсном методе и методе
конического сканирования. Чем выше отношение сигнал/шум и больше
крутизна пеленгационной характеристики в окрестности нулевой угловой
ошибки, тем большая точность достигается при измерении угла. Ниже при-
ведено сравнение значений крутизны пеленгационной характеристики
в переходной точке для моноимпульсного радиолокатора, системы с кони-
ческим сканированием и системы сопровождения, использующей только
разностные диаграммы направленности. Результаты сравнения служат осно-
вой для определения относительной точности.
Предполагаем, что используется линейный приемник. Это допущение
не оказывает заметного влияния на выводы, в особенности при больших
отношениях сигнал/шум. Обычно к такому случаю прибегают при необхо-
димости получить точные результаты измерений. Односторонняя (по напря-
жению) диаграмма направленности антенны аналитически представляется
гауссовой кривой ехр (—а202/2), где постоянная а2 = 2,776/0'я, а коэффи-
циент усиления антенны нормирован, т. е. Go = 1. Односторонняя (по напря-
жению) суммарная диаграмма направленности в моноимпульсном радиоло-
каторе [согласно уравнению (5.18)] характеризуется выражением
2 ехр [ - ~ (О2 + 0?г) ] ch а2О90г, (5.23)
где 6д и 0г определяются, как указано выше. Односторонняя (по напряже-
нию) разностная диаграмма направленности [уравнение (5.19)1 описывается
соотношением
2 ехр — "2 (6? + 6т) ] sh o2Og0T. (5.24)
Сигнал ошибки в моноимпульсном радиолокаторе (уравнение (5.21) при
ct = 4| составляет
Vm = 4 ехр [ — 2а2 (О2 + 0?) [ ch2a20QOr sh 2a20Q0r. (5.25)
Сигнал ошибки при методе последовательного переключения или при
коническом сканировании (по одной угловой координате) пропорционален
коэффициенту усиления разностной двусторонней (по напряжению) диа-
232
Глава 5
граммы направленности антенны ехр (—а202):
. Vc — 2 ехр [—а2 (б, + бу) ] sh 2а*090г. (5.26)
В радиолокаторе, использующем для излучения и приема сигналов только
разностную диаграмму направленности, сигнал ошибки определяется
выражением
Vd = 4 ехр [—а2 (02 + 0?.)] sh2 а20д0г. (5.27)
Значения крутизны пеленгационной характеристики для указанных трех
сигналов ошибки (Vm, Vc и Vd), оцененные при 0г = 0, равны:
для моноимпульсного радиолокатора
(-5 )ет=о=8°20*ехр (~2а202); (5-28>
для метода конического сканирования
(W)ет=0 = 4°20’ ехр (-°202); (5-29>
, для разностной диаграммы направленности
=0. (5.30)
х. d0r уег=о ' '
В радиолокаторе, использующем разностную диаграмму направленности
как для излучения, так и для приема, сигнал ошибки хуже, чем в двух
других типах радиолокаторов, так как крутизна пеленгационной характе-
ристики при 0Т = 0 равна нулю. Крутизна пеленгационной характери-
стики в моноимпульсном радиолокаторе несколько выше крутизны пелен-
гационной характеристики в радиолокаторе с коническим сканированием
в диапазоне значений углов смещения, представляющих практический
интерес. На фиг. 5.11 по оси ординат отложено произведение крутизны
пеленгационной характеристики на ширину луча антенны, а на оси абсцисс
имеются две шкалы —угол смещения и относительный уровень, на котором
происходит пересечение диаграмм направленности антенны. Максимальная
крутизна пеленгационной характеристики в радиолокаторе с коническим
обзором имеет место при пересечении диаграмм направленности в точке,
где относительный уровень равен 2,2 дб. Значения относительного уровня
в точке пересечения диаграмм направленности для реальных радиоло-
каторов с коническим сканированием лежат обычно в окрестности этой
величины. Максимум кривой широк, что облегчает выбор оптимального зна-
чения. Однако чем больше величина, характеризующая относительный
уровень, на котором происходит пересечение диаграммы направленности
антенны, тем меньше отношение сигнал/шум, когда направление на цель
совпадает с равносигнальным направлением. Как видно, максимальная
крутизна пеленгационной характеристики в моноимпульсном радиолока-
торе достигается, когда относительный уровень в точке пересечения лучей
равен ~ 1,1 дб.
В общем случае низкие значения величин, характеризующих относи-
тельный уровень пересечения диаграмм, труднее получить в моноимпульс-
ных радиолокаторах, чем в радиолокаторах с коническим сканиоеванием.
Моноимпульсный радиолокатор обычно создает два (или четыре) перекры-
вающихся луча при использовании двух (или четырех) соседних рупорных
облучателей. Так как существует физический предел для минимального
расстояния между рупорными облучателями, то низкие значения углов
Радиолокационные системы сопровождения
233
смещения диаграмм направленности в моноимпульсном радиолокаторе полу-
чить трудно. Однако из фиг. 5.11 следует, что, когда относительный уровень
в точке пересечения имеет величину, значительно большую оптимальной,
крутизна пеленгационной характеристики будет все еще такой же высокой,
как и при коническом сканировании. Поэтому значения крутизны пелен-
гационной характеристики в реальных радиолокаторах сопровождения,
использующих методы конического сканирования и моноимпульсный, срав-
нимы между собой, если единственным фактором, влияющим на результаты,
является диаграмма направленности антенны. Необходимо также отметить,
Относительный уровень в точке пересечения лучей, дб
Фиг. 5.11. Зависимость крутизны пеленгационной характеристики в точке пере-
сечения диаграмм направленности антенны от относительного уровня их пересечения
для моноимпульсного радиолокатора сопровождения и радиолокатора сопровождения
с коническим сканированием (0д— ширина луча, полученная по точкам половинной
мощности; 09— угол смещения).
что так как по оси ординат на фиг. 5.11 отложено произведение крутизны
характеристики на ширину луча, то чем меньше ширина луча антенны, тем
больше крутизна характеристики и выше точность сопровождения. Сле-
дует также учитывать, что при выводе приведенных выше соотношений
форма диаграммы направленности была аппроксимирована гауссовой кри-
вой. В реальных условиях суммарная (или разностная) диаграмма направ-
ленности может не оказаться суммой (или разностью) двух перекрывающих-
ся смещенных диаграмм. Обычно имеется некоторое взаимодействие между
двумя рупорными облучателями, которое может изменить обе диаграммы
направленности.
Моноимпульсный метод сравнения фаз. Рассмотренные до сих пор
в настоящей главе методы сопровождения основывались на сравнении
амплитуд отраженных сигналов, принятых при двух (или больше) поло-
жениях диаграммы направленности антенны. При последовательном пере-
ключении лучей и коническом сканировании использовалась перемещаемая
234
Глава 5
в пространстве диаграмма направленности, а при моноимпульсном методе
применялись одновременно два луча или больше. Разность амплитуд сигна-
лов, принимаемых при разных положениях лучей, оказывалась пропорцио-
нальной угловой ошибке. Угол прихода (в одной координатной плоскости)
можно также определить сравнением разности фаз сигналов, принимае-
мых двумя отдельными антеннами. В противоположность антеннам
радиолокаторов сопровождения, использующих метод сравнения ампли-
туд, облучатели, применяемые в системах, основанных на методе сравнения
Фиг. 5.12. Фазовые соотношения в моноимпульсном радиолокаторе
со сравнением фаз.
фаз, не смещаются относительно оси антенны. Линии визирования цели
для каждой антенны параллельны, вследствие чего каждая антенна облу-
чает (в дальней зоне) один и тот же объем пространства. Амплитуды отра-
женных от цели сигналов для каждого антенного луча практически одина-
ковы, но фазы различны. Метод измерения угла прихода путем сравнения
фазовых соотношений сигналов в разнесенных антеннах радиоинтерферо-
метра широко используется в радиоастрономии для точного измерения
положения радиозвезд. Интерферометр, применяемый радиоастрономами,
представляет собой пассивное устройство; источником излучаемой энергии
является сама цель. Радиолокатор сопровождения, работающий на основе
использования информации о фазе сигналов, аналогичен активному интерфе-
рометру и может быть назван радиолокационным интерферометром. Его так-
же называют радиолокатором с одновременным сравнением фаз или моно-
импульсным радиолокатором со сравнением фаз. В настоящей книге приме-
няется последний термин. .
На фиг. 5.12 показаны две антенны, отстоящие друг от друга на рас-
стоянии d. Линия визирования цели образует угол 0 с осью, перпендикуляр-
ной к линии, соединяющей обе антенны. Расстояние между антенной 1
и целью равно
я, = /?+4 sine,
Радиолокационные системы сопровождения
235
.а расстояние между антенной 2 и целью составляет
/?2= R—4 sinO.
Разность фаз между отраженными сигналами, принимаемыми двумя антен- •
нами, приблизительно равна
Отт
Дф « -г~ d sin 0.
Л
(5.31)
При малых углах, т. е. когда sin 0 «г 0, разность фаз является линейной
функцией угловой ошибки и может быть использована для поворота антенны
в необходимое положение с помощью управляющей следящей системы.
На фиг. 5.13 приведена блок-схема моноимпульсного радиолокатора
со сравнейием фаз (показан канал сопровождения по одной угловой коор-
динате). Антенны расположены рядом. Это направленные антенны, одна
Фиг. 5.13- Блок-схема моноимпульсного радиолокатора со сравнением фаз
(один канал).
из которых присоединена к передатчику и приемнику, как в обычном радио-
локаторе, а другая подключена только к приемнику. Как показано, пере-
датчик соединяется с антенной через антенный переключатель. На прак-
тике перед другим приемником можно включить второй антенный переклю-
чатель не столько для его защиты, сколько для балансировки фазовых сдви-
гов В двух каналах. Оба приемных канала должны быть идентичными. Высо-
кочастотные отраженные сигналы преобразуются в сигналы промежуточной
частоты и сравниваются в фазовом детекторе; выходной сигнал которого
представляет собой напряжение, пропорциональное Дф, входящему в урав-
нение (5.31). Это напряжение используется в качестве сигнала ошибки,
подаваемого на вход управляющей следящей системы, поворачивающей
антенну в положение, при котором сигнал ошибки становится равным нулю.
Для получения информации о дальности огибающая сигналов одного из
приемных каналов детектируется, как в обычном радиолокационном при-
емнике.
Для сопровождения по угловым координатам в двух ортогональных
плоскостях необходимо использовать дополнительные антенну и приемный
канал. В одном варианте моноимпульсного радиолокатора со сравнением
фаз были использованы четыре расположенные попарно антенны для сопро-
вождения по углу места и по азимуту. Одна из этих антенн служила только
для передачи, а три остальные для приема. Одна антенна была присоеди-
нена к приемному каналу угла места, другая — к приемному каналу ази-
мута, а третья — к общему приемнику, который обеспечивал получение
236
Глава 5
опорного сигнала как для угломестного, так и азимутального приемников.
.Вместо получения сигнала ошибки путем сравнения фаз (как показано-
ria фиг. 5.13) можно получить суммарный и разностный сигналы (как в моно-
импульсном методе сравнения амплитуд) и сравнить их в фазочувствитель-
ном детекторе.
Хотя радиолокаторы сопровождения, основанные на принципе срав-
нения фаз, были реализованы на практике и удовлетворительно выполняли
задачу сопровождения самолетов, однако этот метод не нашел такого широ-
кого применения, как другие, что можно объяснить двумя причинами.
Во-первых, получающиеся в реальных антеннах уровни боковых лепестков
могут иногда оказаться выше уровней боковых лепестков при использова-
нии одиночного отражателя; во-вторых, в радиолокаторе со сравнением
фаз общий располагаемый раскрыв антенны обычно используется неэффек-
тивно. Эти недостатки подробнее рассматриваются ниже.
При разнесении двух всенаправленных антенн на расстояние, соот-
ветствующее большому числу длин волн, как в моноимпульсном радиолока-
торе со сравнением фаз, формируется многолепестковая диаграмма напра-
вленности. Лепестки диаграммы называются парциальными по аналогии
с оптическими системами. Их также называют основными максимумами.
Каждый из парциальных лепестков диаграммы имеет одну и ту же ампли-
туду. Положения парциальных лепестков можно найти, приняв Д<р = 2лп
в уравнении (5.31) (где п — целое число) и решая уравнение относительно 6.
Главный лепесток соответствует п = 0. Парциальные лепестки появляются
при п #= 0и обусловливают неоднозначное измерение угловых координат.
При использовании, вместо всенаправленных антенн, направленных антен-
ных элементов (как предполагалось выше) многие парциальные лепестки
подавляются. Направленность элементарной диаграммы обусловливает
уменьшение величины парциальных лепестков, находящихся вне зоны дей-
ствия элементарной диаграммы, однако в общем случае это уменьшение
не является таким, какое хотелось бы получить.
В качестве примера расположения парциальных лепестков относитель-
но элементарной диаграммы примем, что диаметр отражателя антенны соста-
вляет 30 длин волн, а расстояние между антеннами также равно 30 длинам
волн. Это означает, что две антенны касаются друг друга. Первый парциаль-
ный лепесток [n = 1 или Д<р = 2л рад в уравнении (5.31)1 появится при
0 = ±1,9°, а второй — при 6 = ±3,8°. Принимая, что ширина луча эле-
ментарной диаграммы на уровне половинной мощности определяется выраже-
нием 6В = 65 Х/П, где Й/Х = 30, получим, что точки половинной мощно-
сти соответствуют 6 = ±1,09°. При грубом расчете можно найти, что первый
нуль для антенн с параболическими отражателями появляется приблизи-
тельно в точке, соответствующей ± 1,26 в = ±2,65°, а первый боковой
лепесток — в точке ±3,74°. Таким образом, видно, что положение первого-
парциального лепестка находится между точкой половинной мощности
и первым нулем. В зависимости от его точного расположения может про-
изойти расширение главного лепестка, образование лепестка уступчатого
вида или даже заметного бокового лепестка. Второй парциальный лепе-
сток появляется вблизи первого бокового лепестка элементарной диаграммы;
при этом может повыситься уровень первого бокового лепестка.
Одно из ограничений моноимпульсного радиолокатора сопровождения
со сравнением фаз, показанного на фиг. 5.13, заключается в том, что раскрыв
антенны не используется так эффективно, как в других типах радиолока-
торов сопровождения. Предположим, например, что для сопровождения
по двум координатам применяются четыре параболических отражателя;.
Радиолокационные системы сопровождения
237
при этом одна антенна используется для передачи, а три другие — для прие-
ма. Эффективная площадь антенны (или усиление), подставляемая в урав-
нение радиолокации, относится к одной антенне, а не ко всем четырем
вместе. Поэтому если площадь моноимпульсной антенны при методе срав-
нения амплитуд или антенны с коническим сканированием равна площади
четырех антенн, то ее эффективный раскрыв может быть в 4 раза больше
раскрыва при моноимпульсном методе сравнения фаз, показанном на фиг.
5.13. Увеличение в 4 раза эффективной площади антенны может привести
к увеличению дальности сопровождения в 2 раза.
Как в радиолокаторе сопровождения, использующем моноимпульсный
метод сравнения амплитуд, так и в радиолокаторе сопровождения, исполь-
зующем моноимпульсный метод сравнения фаз, применяются два антенных
луча (для сопровождения по одной координате). Измерения, осуществляе-
мые двумя системами, не одинаковы. Следовательно, характеристики антен-
ных лучей будут также различны. При моноимпульсном методе сравнения
амплитуд оба луча смещены относительно друг друга, т. е. их направления
несколько различаются. Диаграмма указанного типа может быть сформи-
рована с помощью одного отражателя с двумя расположенными рядом
рупорными облучателями (или четырьмя рупорными облучателями для
измерений в двух ортогональных плоскостях). Так как облучатели могут
располагаться рядом, то расстояние между ними может составлять величину
порядка половины длины волны. При таком тесном расположении разность
фа з между сигналами, принятыми двумя облучателями, пренебрежимо мала.
Любая разность амплитуд двух сигналов на выходе антенны в системе
со сравнением амплитуд является результатом различия амплитуд, а не фаз.
•С другой стороны, в моноимпульсном радиолокаторе со сравнением фаз
измеряются только разности фаз, а не амплитуд. Поэтому антенные лучи
не смещаются и направлены они таким образом, что излучаемая энергия
попадает в одну общую зону пространства. В этом случае следует применять
отдельные антенны, так как трудно облучить одиночный отражатель более
чем одним облучателем и создать независимые диаграммы направленности
антенны, облучающие одну и ту же зону пространства.
Описанный выше моноимпульсный радиолокатор сопровождения со
сравнением фаз является лишь одним из методов использования фазовой
информации. В варианте системы для наведения ракет, использующем прин-
цип сравнения фаз, разность фаз между сигналами, принимаемыми двумя
неподвижными антеннами, измеряется с помощью управляемого следящей
системой фазовращателя, расположенного в одном из каналов системы.
Следящая система регулирует положение подвижного элемента фазовраща-
теля до тех пор, пока разность фаз между двумя каналами не станет равной
нулю. Величина фазового сдвига, которую нужно ввести для получения
нулевого сигнала, является мерой угловой ошибки.
Принципы фазового и амплитудного сравнения сигналов можно объе-
динить в одном радиолокаторе для обеспечения углового сопровождения
в двух ортогональных плоскостях с помощью только двух, а не четырех
антенных лучей [5]. Информация об угловом положении цели в одной пло-
скости (азимутальной) получается с помощью двух отдельных антенн, рас-
положенных рядом, так же как в моноимпульсном радиолокаторе со срав-
нением фаз. Для получения рассогласования по углу места, требуемого
при моноимпульсном методе сравнения амплитуд, один из лучей отклоняется
несколько вверх, а другой — вниз. Поэтому горизонтальная проекция
диаграмм направленности получается, как в системе сравнения фаз, а вер-
тикальная — как в системе сравнения амплитуд.
238
Глава 5
5.5. ЭФФЕКТИВНАЯ ПЛОЩАДЬ РАССЕЯНИЯ ЦЕЛИ
И ТОЧНОСТЬ ОПРЕДЕЛЕНИЯ УГЛОВЫХ КООРДИНАТ
На точность, с которой радиолокатор сопровождения определяет угло-
вые координаты цели, оказывают влияние такие факторы, как качество’
изготовления механических элементов антенны и ее основания, применяе-
мый метод измерения углового положения антенны, работа следящей
системы, стабильность электронных цепей, уровень шумов приемника,
ширина луча антенны, атмосферные помехи и характеристики отражения
цели. Все эти факторы могут снизить точность сопровождения, вызывая
произвольные флуктуационные перемещения антенного луча относительно
истинного направления на цель. Эти флуктуационные перемещения иногда
называются шумами сопровождения или флуктуационными ошибками
сопровождения. Во многих случаях предел точности определения угловых
координат цели реальными радиолокаторами сопровождения обусловли-
вается двумя факторами: инструментальными ошибками следящей системы,
которые в значительной степени зависят от конструкции и качества изго-
товления ее механических узлов, и характером изменения эффективной
площади рассеяния цели. Этот раздел будет посвящен анализу влияния
флуктуаций эффективной площади рассеяния цели.
Простейшая радиолокационная цель, имеющая форму гладкой сферы,
не вызывает ухудшения точности углового сопровождения. Эффективная
площадь рассеяния сферы не зависит от ракурса наблюдения; следователь-
но, нет флуктуаций во времени отраженного от нее сигнала. Флуктуации
при изменении ракурса цели отсутствуют также и в радиолокационном
маяке, если диаграмма излучения антенны ненаправленна. Однако боль-
шинство радиолокационных целей имеет более сложную форму, чем сфера.
При изменении углового положения сложной цели относительно радиоло-
катора может в широких пределах измениться и амплитуда отраженного
от нее сигнала. Кроме того, может также сместиться положение эффектив-
ного центра отражения цели. Оба указанных явления —- флуктуации сиг-
нала по амплитуде и перемещение эффективного центра отражения цели,—
а также ограничения, обусловленные наличием шумов приемника, сни-
жают точность сопровождения. Эти явления рассматриваются ниже.
Флуктуации амплитуды сигнала. Сложную цель, какой является само-
лет или корабль, можно рассматривать, как состоящую из некоторого числа
независимых отражающих элементов. Отраженный сигнал можно предста-
вить векторной суммой составляющих, обусловленных отдельными отра-
жателями. При изменении ракурса цели относительно радиолокатора, что
может произойти вследствие перемещения цели по заданной траектории
или в результате воздействия на нее порывов ветра (если целью является
самолет), соотношения фаз и амплитуд составляющих сигналов, создавае-
мых отдельными элементарными отражателями, также изменяются. Таким
образом, векторная сумма, а следовательно, и амплитуда суммарного сиг-
нала при изменении ракурса цели изменяются.
Флуктуации отраженного сигнала по амплитуде оказывают существен-
ное влияние на качество работы радиолокаторов, использующих метод
последовательного переключения диаграммы направленности и метод кони-
ческого сканирования, но играют незначительную роль в моноимпульсном
радиолокаторе сопровождения. Как для радиолокатора сопровождения
с коническим сканированием, так и для радиолокатора сопровождения,
использующего для измерения угловой ошибки метод последовательного
переключения, необходимо конечное время. Это время в радиолокаторе
Радиолокационные системы сопровождения
239'
с коническим сканированием соответствует по меньшей мере одному обороту
антенного луча. При использовании метода последовательного переключе-
ния минимальное время соответствует времени, требуемому для приема
отраженных сигналов при четырех последовательных положениях антен-
ного луча. В любом случае для осуществления измерения необходимо
минимум четыре периода повторения импульсов. Если в течение этого вре-
мени наблюдения эффективная площадь рассеяния цели флуктуирует, то
изменение амплитуды сигнала может быть ошибочно истолковано как
Частота, гц
Фиг. 5.14. Спектр мощности флуктуаций амплитуд отраженного сигнала для
самолета С-47.
изменение сигнала ошибки, вызванное угловым перемещением цели. Моно-
импульсный радиолокатор определяет угловую ошибку на основе анализа
параметров одного отраженного импульса. Поэтому на точность его работы
изменения амплитуды отраженных сигналов не оказывают влияния.
. Сигнал, отраженный от сложных целей, лучше всего можно описать,
статистическими методами. К наиболее полезным статистическим поня-
тиям, применяемым для расчета эффективной площади рассеяния цели,
относятся функция интегрального распределения вероятностей, функция
автокорреляции и спектральная плотность мощности. Функция спектраль-
ной плотности мощности позволяет описать влияния флуктуаций амплитуды
сигнала на характеристики радиолокационных систем сопровождения,
использующих коническое сканирование или метод последовательного
переключения.
На фиг. 5.14 приведен типичный спектр мощности флуктуаций ампли-
туды сигнала (замираний) для радиолокатора сопровождения с коническим
сканированием. Кривая представляет собой аналитическую аппроксимацию
экспериментального спектра, полученного в результате сопровождения
по азимуту в течение 30 сек самолета С-47, курс которого составлял острый
угол с линией визирования цели. Минимальная дальность равнялась ~300 м,
а максимальная ~4500 м. Функция автокорреляции, соответствующая
спектру, изображенному на фиг. 5.14, имеет вид <р (т) = 1,410 ехр (—16,6т),
240
Глава 5
где <р (т) выражена в квадратных милах г). При радиальной траектории
и изменении дальности в тех же пределах функция корреляции равна
<р (т)-= 40 ехр (—13т).
Для уменьшения влияния флуктуаций амплитуды сигнала на точность
сопровождения необходимо выбрать частоту конического сканирования
так, чтобы она соответствовала малым флуктуациям амплитуды. Если на
частотах конического сканирования или переключения диаграммы направ-
ленности появляются значительные флуктуации амплитуды, то устранить
их с помощью фильтров или схем АРУ практически невозможно. Типовая
частота сканирования составляет ~30 гц. Можно использовать также и более
высокие частоты, так как флуктуации амплитуды отраженного сигнала
в общем случае уменьшаются при повышении частоты. Однако это не всегда
справедливо. Винтовой самолет создает составляющие модуляции на часто-
тах, соответствующих скорости вращения лопастей винта, и на гармониках
этих частот, что может существенно увеличить спектральную плотность
на определенных частотах. Кроме того, частоту сканирования нельзя
выбрать выше 1/4 частоты повторения импульсов, если необходимо полу-
чить минимум один импульс на квадрант. Экспериментально установлено,
что точность сопровождения радиолокаторов, работающих с частотами
повторения импульсов от 1000 до 4000 гц и частотами сканирования или
качания диаграммы направленности, составляющими 25% частоты повторе-
ния импульсов, не ограничивается флуктуациями амплитуд отраженных
сигналов.
Если применяется АРУ, то относительная модуляция отраженного
сигнала, обусловленная амплитудными флуктуациями, связанными с изме-
нением эффективной площади рассеяния цели, не зависит от дальности.
Следовательно, угловая ошибка, являющаяся результатом флуктуаций
амплитуды отраженного сигнала, также не будет зависеть от дальности.
Флуктуации угла прихода отраженного сигнала. Изменения ракурса
цели относительно радиолокатора могут вызвать перемещение эффектив-
ного центра отражения цели из одной точки в другую. (Положение эффек-
тивного центра отражения соответствует направлению антенны, когда
сигнал ошибки равен нулю.) В общем случае эффективный центр отраже-
ний может не соответствовать геометрическому центру цели. Более того,
его положение не обязательно должно ограничиваться физическими раз-
мерами цели, и в течение значительной доли времени он может находиться
вне ее. Случайное перемещение эффективного центра отражения обуслов-
ливает появление флуктуаций угла прихода отраженного сигнала. В боль-
шинстве случаев флуктуации угла прихода отраженного сигнала, вызванные
небольшими целями, находящимися на большой дальности, приводят лишь
к незначительным ошибкам сопровождения. Однако при малой дальности
или относительно больших целях (например, сопровождение самолета
радиолокационной головкой самонаведения, установленной на ракете)
флуктуации угла прихода отраженного сигнала могут явиться основным
фактором, ограничивающим точность сопровождения. Флуктуации угла
прихода отраженного сигнала влияют на работу радиолокаторов сопро-
вождения всех видов — с коническим сканированием, последовательным
переключением диаграммы направленности антенны или моноимпульсных.
Рассмотрим очень упрощенную модель сложной радиолокационной
цели, состоящей из двух независимых изотропных отражателей, разне-
сенных на угол 6_р, измеряемый относительно радиолокатора. Хотя эту
J) Мил — английская единица длины, равная 0,0254 мм.— Прим. ред.
Радиолокационные системы сопровождения
241
цель можно считать условной и использовать ее для упрощения математиче-
ских выкладок, она дает аппроксимацию формы таких целей, как, например,
истребитель небольших размеров с крыльевыми баками или два совместно
летящих самолета, охваченных одним элементом разрешения радиолока-
тора. Рассматриваемая модель также довольно точно описывает задачи
сопровождения на малых углах, когда радиолокатор наблюдает цель и ее
зеркальное отображение. Данная модель позволяет оценить качественно
влияние флуктуаций, обусловленных перемещениями эффективного центра
Фиг. 5 15. График для уравнения (5.32). Эффективный центр отражения ДОдвух
изотропных отражателей, разнесенных на угол 0£>.
Отношение амплитуд отраженных сигналов равно а, а относительный сдвиг фазы а.
отражения цели. Отношение амплитуд сигналов от двух отражателей при-
нимается равным а, а относительная разность фаз отраженных сигналов —а.
Наличие разности фаз сигналов может быть обусловлено различной даль-
ностью отражателей или неодинаковостью их отражающих свойств. Отно-
шение а определяется числом, меньшим 1. Угловая ошибка Д0, измеренная
относительно большей из двух целей [4], характеризуется выражением
Дб _ a2 + acosa
6т> 1 +«2 + 2a cos а ‘ (O.OZ)
Соответствующий график приведен на фиг. 5.15. Положение большего из
двух отражателей соответствует ДО/Од = 0, а меньшего Д0/0В = 1. Поло-
жительные значения Д0 получаются в случаях, когда эффективный центр
отражения лежит между двумя отражателями. Отрицательные значения
указывают на то, что эффективный центр отражения лежит вне цели. При
синфазности отраженных сигналов от обоих отражателей (а = 0) ошибка
уменьшается до значения а/(а + 1), что соответствует так называемому
«центру тяжести» двух отражателей (не следует смешивать с механическим
центром тяжести).
Флуктуации угла прихода отраженного сигнала обусловливаются слу-
чайными изменениями относительного расстояния от радиолокатора до
отражателей, т. е. переменными значениями а. Эти изменения могут явиться
16 М. Сколник
242
Глава 5
результатом изменения ракурса цели, обусловленного как его поступа-
тельным движением, так и случайными поворотами корпуса самолета под
воздействием окружающей среды. В сущности флуктуации угла прихода
сигнала представляют собой искажение фазового фронта сигнала, отра-
женного, от сложной цели.
Как видно из уравнения (5.32), ошибка сопровождения Д0, обусловлен-
ная флуктуациями угла прихода отраженного сигнала, для цели, состоящей
из двух отражателей, прямо пропорциональна угловому размеру цели 6D.
Это, по-видимому, является приемлемой аппроксимацией реальных усло-
вий работы, если только угловые размеры цели не слишком велики по срав-
нению с шириной луча антенны. Так как при фиксированном линейном раз-
мере цели величина изменяется обратно пропорционально расстоянию,
то ошибка сопровождения, обусловленная флуктуациями угла прихода
отраженного сигнала, также изменяется обратно пропорционально рас-
стоянию.
Несколько более сложной, чем рассмотренная выше модель цели,
состоящая из двух отражателей, является модель из многих элементарных
отражателей с одинаковой эффективной площадью рассеяния, расположен-
ных равномерно вдоль линии длиной L, перпендикулярной к линии визи-
рования цели. Предполагается, что результирующая эффективная площадь
рассеяния такой цели изменяется в соответствии с релеевским законом рас-
пределения вероятностей. Вероятность того, что эффективный центр отра-
жения лежит вне угла, равного L/R рад, где R — расстояние до цели
(в одной плоскости сопровождения), составляет 0,134. Таким образом,
в течение 13,4% времени радиолокатор не будет направлен в какую-либо
точку цели. Аналогичные результаты для двухмерной модели, состоящей
из отражателей с одинаковыми эффективными площадями рассеяния, рав-
номерно распределенных по площади круга, показывают, что вероятность
расположения эффективного центра отражения вне цели равна 0,20.
Можно добиться ослабления флуктуаций угла прихода отраженного
сигнала в радиолокаторе сопровождения, увеличив постоянную времени
системы АРУ (уменьшив ширину полосы пропускания). Однако ослабление
флуктуаций угла прихода сигнала сопровождается появлением новой
составляющей, обусловленной флуктуациями амплитуды отраженного сиг-
нала. Это означает, что при уменьшении полосы пропускания системы АРУ
создаются дополнительные шумы в окрестности нулевой частоты, что при-
водит к ухудшению процесса сопровождения. Флуктуации по амплитуде
модулируют сигналы ошибки сопровождения и являются причиной появле-
ния новой составляющей шумов, пропорциональной истинным ошибкам
сопровождения и, следовательно, увеличивающейся при медленнодействую-
щей схеме АРУ. В практических условиях, казалось бы, можно сделать
вывод, что для сведения к минимуму общих флуктуаций сигнала при сопро-
вождении необходимо использовать широкую полосу пропускания (малая
постоянная времени) АРУ. Однако для сведения к минимуму шумов необ-
ходимо использовать минимально возможную с точки зрения тактических
требований к радиолокатору ширину полосы следящей системы.
Шумы приемника и остаточные отклонения следящей системы. Другое
ограничение на точность сопровождения накладывают шумы приемника.
Точность измерений угловых координат обратно пропорциональна корню
квадратному из отношения сигнал/шум по мощности. Так как отношение
сигнал/шум пропорционально 1/7?4 (согласно уравнению дальности радио-
локации), то угловая ошибка, обусловленная шумом приемника, пропор-
циональна квадрату расстояния до цели.
Радиолокационные системы сопровождения
243
Причиной остаточных отклонений следящей системы сопровождения
являются колебательные процессы в элементах, вызванные наличием люф-
тов и неточностью изготовления зубчатых передач, осей и элементов креп-
ления. Величина этих ошибок следящей системы практически не зависит
от отраженного сигнала и, следовательно, от дальности.
Сводные сведения об ошибках. На фиг. 5.16 приведены результаты
влияния различных факторов на ошибку сопровождения. Флуктуации угла
Фиг. 5.16. Зависимость относительных составляющих ошибки углового сопровожде-
ния, обусловленных флуктуациями амплитуды и угла прихода отраженного сигнала
(перемещения эффективного центра отражения), внутренними шумами приемника
и остаточными отклонениями следящей системы, от дальности.
Л — результирующая ошибка для радиолокатора с коническим сканированием или последователь-
ным переключением диаграммы направленности; В — результирующая ошибка для моноимпульс-
ного радиолокатора.
/ — ошибки из-за флуктуаций угла прихода отраженного сигнала; 2 — ошибки из-за шумов при-
емника; 3 — ошибки из-за ° флуктуаций амплитуды; 4 —ошибки следящей системы.
прихода отраженного сигнала изменяются обратно пропорционально даль-
ности. Шумы приемника меняются пропорционально квадрату дальности.
Флуктуации амплитуды сигнала и остаточные отклонения следящей систе-
мы не зависят от дальности. График характеризует качественную сторону
явлений и приближенно указывает степень воздействия каждой составляю-
щей. На фиг. 5.16 приведены также две другие результирующие кривые.
Суммарная кривая А характерна для радиолокаторов сопровождения,
использующих метод конического сканирования или метод последователь-
ного переключения диаграммы направленности. Кривая В не учитывает
флуктуации амплитуды сигнала и характерна поэтому для моноимпульсных
радиолокаторов. На фиг. 5.16 принято, что флуктуации амплитуды сигнала
больше остаточных отклонений следящей системы. Если это не так, то
16*
244
Глава 5
преимущество моноимпульсного метода сопровождения перед методом кони-
ческого сканирования невелико. В общем случае точность сопровождения
ухудшается как при малых, так и при больших дальностях цели; наилучшее
сопровождение обеспечивается на некоторой промежуточной дальности.
При больших дальностях отношение сигнал/шум может оказаться
слишком низким для обеспечения удовлетворительного сопровождения,
и радиолокатор «теряет цель». Некоторые исследователи провели анализ
влияния шумов приемника на характеристики сопровождения, считая
критерием качества работы так называемую норму потерь, определяемую
как ожидаемая частота (число раз в секунду) превышения ошибкой сопро-
вождения (как по дальности, так и по угловым координатам) максимально
допустимого значения. Норма потерь может служить критерием для опти-
мального выбора параметров следящей системы, мощности передатчика,
максимальной дальности и других аналогичных параметров радиолокатора
сопровождения. Проведенный анализ справедлив как для моноимпульсного
метода углового сопровождения, так и для метода сопровождения с двумя
стробами дальности (описанного в следующем разделе).
Выходное отношение сигнал/шум (по мощности) Y определяется в зави-
симости от нормы потерь Л выражением
У ---U------¥1п-^ , (5.33)
\ 2бмакс J \ 1 —б/бмакС ' * Л
где К « 1 — поправочный коэффициент, учитывающий тип применяемой
схемы сопровождения, искажение импульса в канале промежуточной
частоты и конкретный вид линейной аппроксимации, используемой вместо
фактической зависимости напряжения сигнала ошибки от угловой ошибки;
т — расстояние между точками половинной мощности каждой двусторон-
ней диаграммы направленности (угловое сопровождение) или длительность
каждого строба дальности (сопровождение по дальности); бмавс — макси-
мально допустимая ошибка сопровождения; б — средняя ошибка сопро-
вождения; fc — эквивалентная частота среза для прямоугольной полосы
пропускания следящей системы, рассматриваемой как фильтр звуковых
частот.
Соотношение между выходным отношением сигнал/шум У и отноше-
нием сигнал/шум канала промежуточной частоты X для квадратичного
детектирования определяется выражением
XX2
— 1+2Х ’
(5.34)
где N — эффективное число импульсов, интегрируемых следящей системой;
оно равно ширине полосы канала промежуточной частоты, деленной на
2fc. Дисперсия ошибки сопровождения составляет
(Хт)2
8У •
(5.35)
Это согласуется с соотношениями для ошибок, полученными в гл. 10 для
друг их радиолокационных измерений. Чем больше ширина луча (или
длительность импульса), тем меньше точность по угловому сопровождению
(или сопровождению по дальности). Среднеквадратичное значение ошибки
сопровождения (кор'ень квадратный из дисперсии) обратно пропорционально
корню квадратному из отношения сигнал/шум.
Радиолокационные системы сопровождения
245
5.6. СОПРОВОЖДЕНИЕ ПО ДАЛЬНОСТИ
При использовании радиолокаторов сопровождения цель обычно непре-
рывно сопровождается не только по угловым координатам, но и по даль-
ности. Сопровождение по дальности может осуществлять оператор, наблю-
дающий за экраном индикатора типа А или J1) и устанавливающий ручку
управления для удержания маркерной метки на отметке выбранной цели.
Положение ручки является мерой дальности цели, оно определяет величину
напряжения, подаваемого на устройство обработки данных. Устройство
обработки данных в радиолокаторе управления огнем позволяет определить
упрежденные координаты цели, которые необходимо знать для наведения
оружия.
Оператора, который сопровождает цель, устанавливая ручки управле-
ния в нужное положение, можно рассматривать как звено в контуре следя-
щей системы [1 ]. При сопровождении по изменению дальности число оборо-
тов ручки управления пропорционально перемещению цели. Если даль-
ность цели изменяется с постоянной скоростью, то оператор должен пово-
рачивать ручки тоже с постоянной скоростью. Если при этом перемещение
маркерной метки отстает от перемещения отметки цели, то оператор увели-
чивает скорость вращения ручки, пока ошибка не будет исправлена. При
опережении отметки цели он должен снизить скорость вращения. При
сопровождении по скорости изменения дальности положение ручки управле-
ния определяет скорость, с которой перемещающийся маркер на экране
индикатора следует за отметкой цели. При сопровождении цели, движущей-
ся с постоянной скоростью, нет необходимости в повороте ручки, если ее
положение выбрано правильно.
Методы сопровождения по изменению дальности и скорости изменения
дальности можно объединить таким образом, что поворот ручки управления
автоматически внесет поправку в скорость сопровождения и одновременно
исправит ошибку по дальности. Такой метод называется полуавтоматиче-
ским сопровождением. Полуавтоматическое сопровождение может быть
также использовано для ручного сопровождения как по угловым коорди-
натам, так и по дальности.
При увеличении скорости цели значительно усложняется работа опе-
ратора и трудно сохранить ее высокое качество в течение длительного
периода времени. В этом случае автоматическое сопровождение становится
необходимостью. Кроме того, существует множество случаев сопровожде-
ния, когда нельзя использовать оператора, например в ракете с головкой
самонаведения или в небольшом космическом корабле.
Метод автоматического сопровождения по дальности основан на разде-
лении строба дальности2). На фиг. 5.17 показан способ создания двух
стробов дальности. Один из них является опережающим стробом, другой —
запаздывающим. Отраженный сигнал показан на фнг. 5.17, а, относитель-
ное положение стробов в данный момент времени — на фиг. 5.17, б, а сигнал
ошибки — на фиг. 5.17, в. Часть энергии отраженного сигнала, содержа-
щаяся в опережающем стробе, меньше энергии сигнала в запаздывающем
стробе. При вычитании выходных сигналов двух стробов получится сигнал
ошибки (фиг. 5.17, в), который можно использовать для повторной уста-
новки центра строб-импульсов 14]. Величина сигнала ошибки является
х) Индикатор дальности, в котором развертка размещена по окружности экрана
индикатора.— Прим. ред.
2) Стробирование — процесс выбора тех частей сигналов, которые существуют
в течение определенных выбранных интервалов времени.
246
Глава 5
мерой разности между центром отраженного сигнала и центром стробов.
Знак сигнала ошибки определяет направление, в котором необходимо сме-
стить строб-импульсы, пользуясь управляющей системой с обратной свя-
зью. Когда сигнал ошибки равен нулю, стробы дальности центрированы
относительно отраженного сигнала.
Стробирование по дальности, необходимое для обеспечения автомати-
ческого сопровождения, имеет несколько дополнительных достоинств.
Оно позволяет выделить одну цель при наличии других, находящихся
на разных дальностях. Это дает возможность использовать генератор рас-
ширенных сигналов. Кроме того, стробирование по дальности повышает
отношение сигнал/шум, так как оно устраняет флуктуационные шумы,
Отраженный ] импульс
„ Время ——
Опережающий . Запаздывающий
строб __________ г строб
Время —-
Сигнал в опережающем
стробе------------
Время —-
'игнал в запаздывающем
стробе
Фиг. 5.17. Сопровождение методом разделения строба дальности.
а — отраженный импульс; б — опережающий и запаздывающий стробы дальности; в — деление
отраженного сигнала между опережающим и запаздывающим стробами.
связанные с другими интервалами дальности. Следовательно, для сведения
к минимуму излишних флуктуационных шумов строб должен иметь неболь-
шую длительность. С другой стороны, он не должен быть настолько узким,
чтобы подавить значительную часть энергии отраженного сигнала. Рацио-
нально выбирать длительность строба, примерно равную длительности
сигнала.
Цель конечной длины может создавать флуктуации сигнала в цепях
сопровождения по дальности аналогично тому, как они создаются в цепях
сопровождения по угловым координатам при возникновении флуктуаций
угла прихода отраженного сигнала. Флуктуации отраженного сигнала при
сопровождении по дальности зависят от протяженности цели и ее формы.
По опубликованным в литературе данным, среднеквадратичное значение
флуктуаций сигнала по дальности приблизительно равно 0,8 длины цели,
если сопровождение осуществляется с помощью детектора ошибки в видео-
канале с использованием разделения строба дальности.
5.7. СОПРОВОЖДЕНИЕ ПО ЧАСТОТЕ ДОППЛЕРА
Радиолокаторы сопровождения, предназначенные для выделения ин-
формации о допплеровском смещении частоты, например радиолокаторы
с непрерывным излучением или импульсно-допплеровские радиолокаторы
Радиолокационные системы сопровождения
247
сопровождения, также осуществляют сопровождение по допплеровскому
сдвигу частоты. Это может быть выполнено с помощью частотного дискри-
минатора и перестраиваемого генератора. Возможны, конечно, и другие
методы. Слежение за допплеровским сдвигом частоты с помощью узкополос-
ного фильтра допплеровских частот (полоса которого достаточно широка
для охвата частотного спектра сигнала) имеет два преимущества: 1) отно-
шение сигнал/шум повышается, в особенности если допплеровский сдвиг
частоты велик по сравнению с шириной спектра полезного принятого сиг-
нала; 2) оно может быть использовано для выделения требуемой цели из
группы целей, в особенности в радиолокаторах с непрерывным излучением
или импульсно-допплеровских радиолокаторах сопровождения.
5.8. ЗАХВАТ ЦЕЛИ
Радиолокатор сопровождения вначале обнаруживает и захватывает
цель, а уже затем начинает работать в режиме сопровождения. Поэтому
обычно необходимо, чтобы радиолокатор совершал обзор сектора, в котором
предполагается наличие цели. В большинстве радиолокаторов сопровожде-
ния применяется антенна с узким игольчатым лучом. Секторный поиск для
Ф и г. 5.18. Некоторые виды обзора при поиске цели.
а — винтовой; б — циклоидальный; в — спиральный; г — строчный, или телевизионный;
д — пилообразный.
обнаружения самолета с помощью узкого игольчатого луча является доста-
точно сложной задачей. На фиг. 5.18 приведены примеры распространенных
на практике видов обзора, осуществляемых антеннами с игольчатым лучом.
При винтовом обзоре пространства антенна непрерывно вращается
по азимуту и одновременно поднимается или опускается по углу места.
В пространстве образуется винтовая линия.
Циклоидальный обзор образуется быстрым вращением антенного луча
относительно оси антенны в сочетании с линейным перемещением оси вра-
щения. При неподвижном положении оси вращения циклоидальный обзор
пространства превращается в конический обзор. Благодаря этому цикло-
идальный обзор иногда используется в радиолокаторах сопровождения
с коническим обзором, которые должны работать как в режиме обзора, так
и в режиме сопровождения, потому что для конического и циклоидального
обзоров можно использовать одни и те же устройства [6]. Некоторые радио-
локаторы сопровождения с коническим обзором обеспечивают увеличение
угла смещения антенного луча при поиске, в результате чего уменьшается
время, требуемое для обзора данного сектора.
248
Глава 5
На фиг. 5.18, в показан спиральный обзор. Как спиральный, так и цик-
лоидальный обзоры обладают тем недостатком, что не на все участки про-
сматриваемого сектора попадает одинаковое количество энергии, если только
скорость сканирования не изменяется в течение периода обзора. В резуль-
тате число облучающих и отраженных от цели сигналов при поиске с постоян-
ной скоростью обзора зависит от положения цели в секторе поиска.
При строчном, или телевизионном, обзоре пространства в отличие
от циклоидального или спирального обзора сектор поиска облучается рав-
номерно. Строчный обзор представляет собой простой и удобный метод
обзора ограниченного сектора, прямоугольного по форме.
Аналогичен строчному обзору пилообразный обзор пространства, полу-
чаемый при быстром качании антенного луча по углу места и медленном
качании по азимуту. Хотя его можно применить для перекрытия ограни-
ченного сектора, как и строчный обзор, однако пилообразный обзор исполь-
зуется также для охвата полусферы (при этом угол места доходит до 90 ,
а угол обзора по азимуту — до 360е).
Спиральный и пилообразный обзоры можно использовать для облу-
чения полусферы игольчатым лучом. Пилообразный обзор применяется
также в радиолокационных высотомерах. Циклоидальный, спиральный
и строчный обзоры используются в радиолокаторах сопровождения для
управления огнем, обеспечивая захват цели, когда сектор поиска имеет
ограниченные размеры.
5.9. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СОПРОВОЖДЕНИЯ
В качестве примера ниже приведены основные характеристики трех
радиолокационных станций сопровождения.
Радиолокационная станция SCR-584, разработанная в период второй
мировой войны, использовалась для управления зенитным огнем.
Эта станция первоначально была спроектирована для работы в 10-сан-
тиметровом диапазоне волн. Был также выпущен вариант станции для
работы в 3-сантиметровом диапазоне. Параметры станции, работавшей
в 10-сантиметровом диапазоне, представлены в табл. 5.1.
Модифицированным вариантом SCR-584 является станция AN/MPQ-12,
характеристики которой также приведены в табл. 5.1. Она снабжена боль-
шей антенной и имеет большую дальность действия.
Радиолокационная станция лаборатории Линкольна Массачусетского
технологического института (фиг. 5.19) представляет собой большой радио-
локатор с коническим сканированием, работающий на частоте 440 Мгц.
Он установлен в Миллстоун Хилл в Вестфорде, шт. Массачусетс. Принцип
действия этого радиолокатора аналогичен принципу действия радиоло-
катора сопровождения SCR-584. Однако в их конструктивном выполне-
нии имеются существенные отличия, так как области применения раз-
личны.
Радиолокатор в Миллстоун Хилл был предназначен для слежения
за искусственными спутниками Земли, ракетами, Луной и другими объек-
тами, находящимися в пределах земной атмосферы или вне ее. Мощные сило-
вые приводы обеспечивают вращение антенны по азимуту и углу места
со скоростью 4 град /сек. Турникетное соединение, расположенное непосред-
ственно за круглым рупорным облучателем, позволяет получить любую
поляризацию излучаемого сигнала — от линейной до круговой и эллипти-
ческой. Турникетное соединение дает возможность также производить прием
Радиолокационные системы сопровождения
249
ТАБЛИЦА 5.1
Сравнительные характеристики радиолокаторов сопровождения
Характеристика SCR-584 AN/MPQ-12 AN/FPS-16 Радиолокатор в Миллстоун Хнлл
Тип сопровождения Конический обзор Конический обзор Моноим- пульсный Конический обзор
Размер антенны, м 1,8 3,1 3,6 25,3
Диапазон!) . . . . ... S 5 с 440 Мгц
Ширина луча, град 4 2,4 1,2 2,1
Усиление антенны, дб 33 37 44,5 37,5
Мощность, кет:
импульсная 250 250 1000 2500
средняя 0,34 — 1 150
Длительность импульса, мксек 0,8 0,25 0,25; 0,5; 1,0 2
Частота повторения импульса, гц 1707 364—1707 160—1707 30
Коэффициент шума приемника, дб Ширина полосы пропускания при- 15 12 11 .2
емника, Мгц 1,7 — 8,0 или 1.6 —
Точность по дальности, м . . . . Точность по углу, доли дистан- 18 9 4,5 8000
ции Дальность действия при работе по цели с эффективной площадью 0,002 0,001 0,0001 0.2°
рассеяния 1 м2, км:
при обнаружении 55 130 330 3700
при сопровождении 30 65 220 —
1) См. фиг. 1.5.
при двух ортогональных поляризациях. (В этом возникает необходимость,
когда радиоволны распространяются через ионосферу; разд. 14.2.)
Передатчик состоит из двух мощных параллельно работающих клист-
ронных усилителей. Он сходен с передатчиком типа Х626, описанным
в разд. 6.3. Обработка возвращающегося отраженного сигнала производится
двумя идентичными приемниками, по одному для каждой ортогональной
поляризации. Сигнал в каждом приемнике разветвляется по двум каналам.
В одном канале имеется набор согласованных фильтров, с помощью кото-
рых выделяется дискретная информация о дальности и допплеровском
сдвиге частоты. Другой канал содержит когерентный (фазовый) детектор
с широким динамическим диапазоном для получения фазовых и амплитуд-
ных характеристик отраженного сигнала. Выходные данные радиолокатора,
представленные в двоичном коде, обрабатываются в транзисторном цифровом
вычислительном устройстве типа CG-24.
В качестве примера моноимпульсного радиолокатора сопровождения
можно привести станцию AN/FPS-16 (фиг. 5.20). Ее характеристики даны
в табл. 5.1. Станция AN/FPS-16 представляет собой радиолокатор лабо-
раторного типа, специально предназначенный для точного сопровождения
управляемых снарядов. Подвижным вариантом, устанавливаемым на при-
цепе, является станция AN/MPS-25. Угловая точность FPS-16 после вве-
дения поправки на условия распространения радиоволн составляет 0,0001
Ф и г. 5.19. Радиолокационная станция, установленная в Миллстоун Хилл.
Ф и г. 5.20. Радиолокационная станция сопровождения AN/FPS-16.
Радиолокационные системы сопровождения 251
дистанции. Моноимпульсный блок из четырех рупорных облучателей кре-
пится перед рефлектором четырьмя стержнями из инвара. Частота механи-
ческого резонанса всей конструкции превышает 15 гц, что позволяет полу-
чить для замкнутого контура следящей системы характеристику на частоте
5 гц. Чтобы свести к минимуму механические ошибки, вызванные темпера-
турными перепадами, обусловленными солнечной радиацией, радиолокатор
окрашивают в белую, отражающую тепло краску. Сопровождение по ази-
муту может осуществляться со скоростью 40 град /сек. Скорость сопровожде-
ния по углу места составляет 30 град/сек.
Улучшенным вариантом станции AN/FPS-16 является станция
AN/FPQ-6.
ЛИТЕРАТУРА
/
1. Д ж е й м с X. и др., Теория следящих систем, изд-во «Сов. радио», 1951.
2. Гринвуд И., Детали и элементы радиолокационных станций, изд-во «Сов.
радио», 1952.
3. Л а у с о н Д., Пороговые сигналы, изд-во «Сов. радио», 1952.
4. Л о к к А. С., Управление снарядами, Физматгиз, 1958.
5. Родс Д. Р., Введение в моноимпульсную радиолокацию, изд-во «Сов. радио»,
1960.
6. Кейди В., Механизмы вращения антенн, изд-во «Сов. радио», 1951.
6.
/
Радиолокационные передатчики
6.1. ВВЕДЕНИЕ
Важной частью любой радиолокационной системы является устройство,
генерирующее высокочастотную энергию. Из уравнения дальности радио-
локации, приведенного в гл. 2, видно, что при всех прочих одинаковых
условиях максимальная дальность действия станции возрастает пропор-
ционально корню четвертой степени из мощности передатчика. Чтобы уве-
личить дальность действия в 2 раза, необходимо повысить мощность в 16 раз.
Увеличение дальности за счет роста мощности обходится слишком дорого.
Поэтому в любом случае важное значение имеет выбор оптимального пере-
датчика. Передатчик не только определяет большую часть первоначальной
стоимости радиолокационной системы, но требует непрерывных расходов
при эксплуатации на первичное питание или горючее.
Существуют два основных типа передатчика, применяемых в радиоло-
кации. Одним является генератор с самовозбуждением, например магнет-
рон. К другому типу относится маломощный стабильный генератор, коле-
бания которого усиливаются до требуемого уровня мощности одной или
несколькими мощными усилительными лампами. В качестве примера может
служить клистронный усилитель. Оба типа передатчика упоминались
в разд. 4.1 при рассмотрении радиолокатора с аппаратурой СДЦ. Выбор
того или иного типа определяется в основном назначением радиолокатора.
Передатчики, в которых используются мощные генераторы с самовозбу-
ждением (автогенераторы), обычно имеют меньшие размеры, чем передат-
чики, в которых применяются задающий генератор и мощные усилители
высокочастотных колебаний. Последние более стабильны по сравнению
с мощными автогенераторами и обычно могут развивать большую среднюю
мощность. Поэтому автогенераторы находят применение в тех случаях,
когда малые габариты играют большую роль, чем стабильность и высокая
мощность передатчика с задающим генератором и усилителями мощности.
Радиолокационные передатчики первых выпусков работали в диапа-
зонах метровых и сантиметровых волн. В них применялись обычные триоды
и тетроды, так как еще не было других мощных ламп. С изобретением резо-
наторного магнетрона эта генераторная лампа получила широкое распро-
странение в радиолокации. В послевоенные годы были выявлены потенциаль-
ные возможности использования клистронного генератора в радиолокацион-
ном передатчике, и в начале 50-х годов его начали применять в радиолока-
торах, имеющих большую мощность и высокую стабильность.
Радиолокационные передатчики
253
Кроме того, в послевоенные годы проводились дальнейшие разработки
управляемых по сетке мощных ламп для работы в диапазоне УВЧ, главным
образом в связи с потребностями телевидения. Это обусловило появление
мощных триодов и тетродов для применения в радиолокации на частотах
приблизительно до 1000 Мгц. Эти лампы могли генерировать колебания,
средняя выходная мощность которых превышала мощность ламп других
типов, работавших в том же диапазоне частот.
В радиолокации можно также применять мощный усилитель на лампе
бегущей волны, в особенности в тех случаях, когда требуется большая шири-
на полосы передатчика.
Другой мощной усилительной лампой, разработанной для радиолока-
ции, является амплитрон. Принцип его действия основан на взаимодей-
ствии скрещивающихся электрического и магнитного полей, как в магне-
тронном генераторе. Амплитрон характеризуется высокой мощностью, боль-
шим к. п. д. и широкой полосой пропускания. В генераторном варианте
он называется стабилитроном.
В настоящей главе будут рассмотрены различные типы ламп, исполь-
зуемых в мощных радиолокационных передатчиках. К ним относятся маг-
нетронный генератор, клистронный усилитель, лампа бегущей волны, амп-
литрон, стабилитрон и лампа, управляемая по сетке. На главных принципах
работы этих ламп остановимся очень кратко. Основное внимание уделим
их свойствам, имеющим важное значение для применения в радиолокации.
Рассматривается также модулятор, управляющий работой передатчика
для формирования излучаемого сигнала.
6.2. МАГНЕТРОННЫЙ ГЕНЕРАТОР
Принцип действия [1]. Магнетрон представляет собой устройство
со скрещивающимися полями, т. е. электрические поля (как высокочастот-
ное, так и постоянного тока) перпендикулярны к статическому магнитному
полю.
На фиг. 6.1 показана основная конструкция одного вида магнетрона.
Анод 1 представляет собой большой медный блок, в котором вырезаны отвер-
стия 2 и щели 3. Отверстия и щели эквивалентны резонансным контурам
и выполняют ту же роль, что и резонансные LC-контуры с сосредоточенны-
ми постоянными, применяемые на низких частотах. Грубо говоря, отвер-
стия соответствуют индуктивности, а щели — емкости. Все резонансные
контуры расположены внутри вакуумного баллона магнетрона. Другой
возможной формой резонатора являются щели (фиг. 6.2, а) и лопасти
(фиг. 6.2, б). Форма объемных резонаторов определяет характеристику
контура L/C. При наиболее часто применяемом режиме работы (колеба-
ния л-вида) отдельные элементы С и L соединены параллельно. Эффектив-
ная емкость для всего магнетронного генератора равна АС, а эффективная
индуктивность — L/A, где А — число резонаторов. Так как угловая часто-
та составляет (АС)1/2, то частота магнетрона, в сущности, равна частоте
отдельного резонатора.
В некоторых магнетронах применяется резонатор другого типа, так
называемый штыревой анод. Эта конструкция получила широкое распро-
странение в магнетронах, настраиваемых путем изменения напряжения.
Резонатор штыревого магнетрона представляет собой короткую цилиндри-
ческую полость. Анодные сегменты выступают в виде пальцев по обеим пло-
ским сторонам полости. Чередующиеся сегменты соединяются между собой
254
Глава 6
на одном конце полости, а остальные сегменты соединяются вместе на ее
противоположном конце. Этот тип анода называется также беличьим колесом.
Катод магнетрона (4 на фиг. 6.1) представляет собой обычно толстый
цилиндр из оксидированного материала. Достоинством оксидного катода
Фиг. 6.1. Поперечное сечение типового многорезонаторного магнетрона, иллюстри-
рующее составные элементы конструкции (см. текст).
является то, что в импульсном режиме можно получить большие эмиссион-
ные токи, чем при других эмиссионных материалах. Так, например, в не-
прерывном режиме оксидный катод в состоянии обеспечивать удельный
Ф и г. 6.2. Конструкции резонаторов щелевого (а) и лопастеобразного (б) типа.
эмиссионный ток порядка 0,2 а!см2, но в импульсном режиме удельный эмис-
сионный ток может составлять 100 а /см2. Катод необходимо снабдить реб-
рами для обеспечения стойкости против нагрева и разрушения, вызываемого
обратной бомбардировкой катода электронами. Обратная бомбардировка
повышает во время работы температуру катода и вызывает эмиссию вторич-
ных электронов. В связи с этим, как только колебания возбуждены, питание
подогрева можно уменьшить и даже совсем выключить. Относительно тол-
стый цилиндрический катод может рассеивать больше тепла, чем тонкий.
Радиолокационные передатчики
255
Толстый катод применяют также из теоретических соображений. Оптималь-
ное отношение диаметра катода к диаметру анода равно или несколько выше
(N —4)/(N + 4), где А— число резонаторов. Это отношение составляет
0,5 для 12-резонаторного магнетрона.
Раньше в большинстве магнетронов применялся катод, состоящий из
матрицы из никелевого порошка, синтерированного на подложке из нике-
левого сплава и обеспечивающего шероховатую пористую поверхность для
удержания оксидной пасты. Нашел применение и другой тип катода, так
называемый интерированный катод, в котором оксидный слой проникает
в вольфрамовый цилиндр или диффузия оксидированного материала обес-
печивается через вольфрам (L-катод). Так как в первом типе катода в каче-
стве подложки катода используется тугоплавкий металл, он легче выдер-
живает высокие температуры и жесткие условия искрения, чем оксидный
катод матричного типа.
В области взаимодействия (5 на фиг. 6.1) электроны при взаимодействии
с постоянным электрическим и магнитным полями отдают свою энергию
высокочастотному полю. Наличие скрещивающихся электрического и маг-
нитного полей обусловливает полное группирование электронов почти
в момент их вылета с поверхности катода. После группирования электроны
движутся в поле бегущей волны, которое распространяется почти со ско-
ростью движения электронов, обеспечивая передачу волне высокочастот-
ной энергии. Высокочастотная энергия выводится из магнетрона с помощью
петли связи, установленной в одном из объемных резонаторов (6 на фиг. 6.1),
или с помощью непосредственной связи одного резонатора с волноводом.
На фиг. 6.1 не показаны концевые экранирующие диски, расположенные
у каждого конца катода для ограничения траекторий движения электронов
областью взаимодействия. В противном случае энергия электронов, выле-
тающих с краев катода, не будет передаваться высокочастотному полю
и к. п. д. лампы уменьшится. Кроме того, снизится стабильность по частоте.
Анодные связки (7 на фиг. 6.1) представляют собой металлические
кольца, соединенные с чередующимися сегментами анодного блока. Они
повышают стабильность и к. п. д. лампы.
На фиг. 6.3 показан перестраиваемый магнетрон QK358 дециметрового
диапазона волн.
Стабильность [1]. Желаемый режим работы магнетрона соответствует
конфигурации высокочастотного поля, в котором фаза высокочастотных
колебаний у соседних резонаторов изменяется на 180°. Указанный режим
носит название режима колебаний л-вида. Частота этих колебаний прибли-
зительно равна резонансной частоте одного из объемных резонаторов.
Наличие в магнетроне более одного резонатора обусловливает N /2 возмож-
ных режимов работы, где N — общее число объемных резонаторов. Возник-
новение различных видов колебаний является следствием взаимной связи
между резонаторами. Каждый из N /2 видов колебаний соответствует раз-
личной конфигурации высокочастотного поля, образованной стоячей вол-
ной заряда. Все виды колебаний, за исключением л-вида, являются выро-
жденными. Это означает, что колебания могут происходить на двух различ-
ных частотах, соответствующих вращению стоячей волны до момента вза-
имной перемены положений узлов и пучностей. Таким образом, существует
(А — 1) возможных частот, на которых могут происходить колебания маг-
нетрона. Наличие более одного возможного вида работы означает, что коле-
бания магнетрона происходят на любой частоте, которую нельзя предска-
зать. В этом заключается сущность проблемы стабильности. Другой вид
колебаний предполагает работу на другой частоте и другую конфигурацию
256
Глава 6
поля. На выходе схемы, предназначенной для одного данного вида работы,
можно’получить слабый или нулевой сигнал при работе магнетрона на дру-
гом виде колебаний. Поэтому важно, чтобы расчет магнетрона был произве-
ден на один доминирующий вид колебаний. Обычно отдают предпочтение
колебаниям л-вида, так как они не являются вырожденными и их легко
отделить от колебаний других видов.
Для повышения стабильности частоты и к. п. д. лампы сегменты свя-
зывают через один круглым кольцом, называемым связкой (фиг. 6.1).
Поперечное сечение связок может быть круглым или прямоугольным. Связки
Ф и г; 6.3. Общий вид магнетрона дециметрового диапазона волн RK6517/QK358-
соединяют все те сегменты, которые имеют одинаковое напряжение при
колебаниях л-вида.
В симметричном магнетроне со связками самой низкой является частота,
соответствующая колебаниям л-вида. Применение связок не только повы-
шает стабильность работы, но также увеличивает к. п. д., так как можно
получить более высокие мощности, не опасаясь изменения вида колебаний.
Так, например, английские магнетроны без связок первых выпусков были
нестабильными и имели к. п. д. порядка 30—35%. Применение связок повы-
сило стабильность и увеличило к. п. д. до 50%.
Применение связок не является единственным методом, повышающим
стабильность работы и исключающим переход на другой вид колебаний.
Можно добиться, чтобы четырех- или шестисегментные анодные блоки рабо-
тали при колебаниях л-вида без связок, так как в них возможно возникнове-
ние лишь небольшого числа видов колебаний. Другой метод заключается
в применении штыревого анодного блока. В штыревом магнетроне отдель-
ные резонаторы отсутствуют, но имеется замкнутая линия передачи с сег-
ментами (штырями), прикрепленными чередующимся образом к противо-
положным йроводникам линии. Виды колебаний в этой конструкции легко
разделяются, однако лампа развивает низкую мощность.
Радиолокационные передатчики
257
Другой метод разделения видов колебаний в магнетроне состоит
в использовании разнорезонаторного анода (фиг. 6.4). В этой конструкции
для разделения видов колебаний не нужно применять связки. Преимущество
ее особенно заметно на высоких частотах (10 см и короче), когда магнетроны
со связками трудно изготовить из-за их малых размеров. Кроме того, на этих
частотах связки имеют большие потери. Разнорезонаторный магнетрон
можно также использовать для работы на более длинных волнах в случаях,
когда нужно получить высокую мощность.
Разнорезонаторный анодный блок характеризуется наличием чередую-
щихся больших и малых резонаторов. В общем случае в разнорезонаторном
магнетроне имеется больше резонаторов, чем в обычном магнетроне. Можно
Фиг 6.4. Устройство разнорезонаторного анода.
считать, что разнорезонаторный анод состоит из двух систем резонаторов:
в одну входят небольшие резонаторы, а в другую — большие. Каждая
из этих систем сама по себе имеет спектр видов колебаний, характерный
для магнетрона без связок, насчитывающего N /2 резонаторов. Между раз-
личными видами колебаний двух систем резонаторов, за исключением коле-
баний л-вида, существует слабая связь. Связь между колебаниями л-вида
в двух системах очень сильна, и их комбинация образует рабочий режим
колебаний. В разнорезонаторной системе л-вид колебаний соответствует
частоте, лежащей между частотами, на которых происходят колебания
паразитных видов, в то время как в магнетроне со связками л-вид колеба-
ний соответствует более длинным волнам. Разнорезонаторный магнетрон
применялся для генерирования высокочастотной энергии на длинах волн
порядка 3 мм. Он оказался весьма пригодным для получения высокой мощ-
ности, что объясняется относительно большим объемным резонатором, зна-
чительным размером катода, большими диаметрами катода и анода и длин-
ным анодом.
Характеристическая диаграмма и круговая диаграмма магнетрона [1].
Работу магнетрона определяют четыре параметра. К ним относятся 1) маг-
нитное поле, 2) анодный ток *), 3) активная проводимость нагрузки
и 4) реактивная проводимость нагрузки. Первые два параметра относятся
*) Вместо анодного тока в качестве параметра можно взять анодное напряжение,
за исключением тех случаев, когда действие магнетрона более эквивалентно генератору
тока, а не генератору напряжения. Напряжение определяется током, но не наоборот.
17 м. Сколник
258
Глава 6
к входу лампы, а два последних — к ее выходу. Многие магнетроны рассчи-
таны на работу при неизменном магнитном поле, величину которого кон-
структор радиолокационной системы не может изменять. Контролируемыми
величинами обычно являются выходная мощность, длина волны и анодное
напряжение. Задача изменения трех величин — мощности, длины волны
и напряжения — путем соответствующего подбора четырех упомянутых
выше параметров значительно упрощается, так как входные и выходные
параметры действуют почти независимо друг от друга. Таким образом,
можно исследовать влияние магнитного поля и анодного тока при некото-
рых значениях реактивной и активной проводимостей нагрузки. Резуль-
таты не будут в значительной степени зависеть от конкретно выбранных
значений реактивной и активной проводимостей. Аналогично изменение
контролируемых величин можно исследовать в зависимости от нагрузки
- магнетрона при выбранных в соответствии с определенными условиями
входных параметрах — магнитном поле и токе. График зависимости контро-
лируемых параметров магнетрона от его входных параметров при некоторой
постоянной нагрузке называется характеристической диаграммой. График
зависимости контролируемых параметров от активной и реактивной прово-
димостей нагрузки при фиксированных магнитном поле и анодном токе
называется круговой диаграммой магнетрона или нагрузочной характери-
стикой.
На фиг. 6.5 в качестве примера приведена характеристическая диа-
грамма, типичная для импульсных магнетронов 4J36-4J41 10-сантиметро-
вого диапазона волн. По оси абсцисс отложены значения импульсного анод-
ного тока, а по оси ординат — импульсного анодного напряжения. Данные
на характеристической диаграмме приведены для постоянной нагрузки,
обычно согласованной. На диаграмме показаны четыре семейства кривых.
Кривые постоянного магнитного поля (сплошные линии) аппроксимируют
отрезки прямых линий с относительно малой положительной крутизной,
за исключением малых значений тока. Если магнетрон рассчитан на работу
с неизменным магнитным полем, на графике будет только одна кривая
постоянного магнитного поля, и характеристическая диаграмма значитель-
но упростится. Контуры постоянной (импульсной) выходной мощности
(жирные пунктирные линии) по форме напоминают гиперболы. Сохраняя
выходную мощность постоянной, можно выбирать различные комбинации
напряжения, тока, к. п. д. и магнитного поля.
Тонкие пунктирные линии соответствуют контурам постоянного
к. п. д. Точечные линии характеризуют девиацию частоты от опорной часто-
ты, которая обозначена на диаграмме 0 Мгц. Изменение частоты гене-
ратора, обусловленное анодным током при фиксированной нагрузке, назы-
вается величиной электронного смещения частоты, магнетрона. При изме-
рении величины смещения частоты необходимо быстро изменять ток во избе-
жание отклонения частоты, вызванного температурными колебаниями.
Заштрихованные участки диаграммы соответствуют областям неудовлетво-
рительной работы магнетрона.
Характеристическая диаграмма позволяет конструктору радиолока-
ционных систем выбрать параметры магнетрона, наилучшим образом удов-
летворяющие конкретному случаю применения системы. Хотя характери-
стические диаграммы различных магнетронов значительно отличаются друг
от друга, большинство магнетронов имеет следующие общие свойства:
1) повышение анодного тока при постоянном магнитном поле приводит
к паденикГ к. п. д. (исключение составляют очень малые токи), 2) уменьше-
ние магнитного поля при неизменной величине тока снижает к. п. д.
Радиолокационныепередатчики
259
и 3) при очень малых значениях тока уменьшается к. п. д. В общем случае
характеристическая диаграмма показывает, что применение больших маг-
нитных полей обусловливает высокий к. п. д. Хотя для получения значи-
тельной величины напряженности магнитного поля требуется относительно
большой магнит, однако такой способ повышения к. п. д. иногда оказывает-
ся самым дешевым.
Другим графиком характеристик магнетрона, представляющим интерес
при проектировании радиолокационных систем, является круговая диа-
грамма магнетрона. Координатами в круговой диаграмме магнетрона служат
Фиг. 6.5. Характеристическая диаграмма импульсных магнетронных генераторов
4J36— 4J41.
------ магнитное поле; — выходная пнковая мощность;--------------к. п. д. магнетрона;
....................................девиация частоты.
активная и реактивная проводимости (или активное и реактивное сопротив-
ления). На круговой диаграмме нанесены контуры постоянной мощности
и постоянной частоты. Таким образом, по ней можно определить выходную
мощность и частоту колебаний при любых заданных условиях нагрузки.
Хотя в принципе можно использовать прямоугольную систему нагрузочных
координат, обычно удобнее нанести мощность и частоту в системе нагру-
зочных координат, известной под названием диаграммы Смита — Воль-
перта. Эта диаграмма представляет собой круговую диаграмму, получившую
широкое распространение при расчетах передающих трактов. Положение
точки на диаграмме Смита — Вольперта может быть задано координатами
260
Глава 6
активная проводимость — реактивная проводимость или системой поляр-
ных координат, в которых коэффициент стоячей волны по напряжению
(КСВН)'представлен в виде радиуса, а фаза КСВН — в виде угловой коор-
динаты. Последняя из двух возможных систем координат более общепри-
нята, так как конструктору сверхвысокочастотных систем легче измерить
КСВН и положение минимума (или фазы) стоячей волны напряжения, чем
непосредственно активную и реактивную проводимости. Радиальную коор-
динату можно также определить коэффициентом отражения нагрузки Г,
так как КСВН Q и коэффициент отражения связаны уравнением Г —
= (g — 1)/(q + !)• Центр диаграммы Смита — Вольперта (круговой диа-
граммы магнетрона) соответствует КСВН, равному единице, или нулевому
коэффициенту отражения. Внешняя окружность диаграммы соответствует
бесконечному значению КСВН, или единичному значению коэффициента
. отражения. Таким образом, область малых значений коэффициента стоячей
волны направлена к центру диаграммы. Картина стоячих волн вдоль пере-
дающей линии периодически повторяется через каждую половину длины
волны. Поэтому 360° на диаграмме соответствуют половине длины волны.
Опорная ось в круговой диаграмме магнетрона соответствует выходным
зажимам магнетрона или- фланцу на выходе волновода. Угол, отсчитывае-
мый от указанной опорной оси в направлении вращения часовой стрелки,
пропорционален расстоянию (в длинах волн) от опорной точки до мини-
мума стоячей волны.
Преимуществом диаграммы Смита — Вольперта при оценке влияния
нагрузки на параметры магнетрона является то, что форма кривых прак-
тически не зависит от положения опорной точки, используемой при изме-
рении фазы КСВН.
На фиг. 6.6 в качестве примера приведена круговая диаграмма для
магнетрона, работающего в режиме генерирования колебаний л-вида.
Контуры постоянной мощности грубо аппроксимируются семейством окруж-
ностей, а контуры постоянной частоты аппроксимируются дугами окруж-
ностей, которые почти всегда перпендикулярны контурам постоянной
мощности. Область на диаграмме, где кривые постоянной частоты сбли-
жаются, является областью максимальной выходной мощности. В области,
где выходная мощность низка, частотные кривые расходятся относительно
друг друга. Таким образом, одинаковое изменение фазы КСВН вызовет
большее изменение частоты магнетрона в случае, когда рабочая точка
магнетрона лежит в области высокой, а не низкой выходной мощности.
Поэтому чем выше выходная мощность, тем больше к. п. д., но хуже ста-
бильность частоты. Фаза и (или) величина КСВН в радиолокаторе со ска-
нированием диаграммы направленности могут изменяться, так как антенна
при изменении положения линии визирования будет создавать различную
нагрузку для магнетрона.
Расположение разрядника блокировки передатчика также оказывает
влияние на характеристики магнетрона. В начальный момент образования
зондирующего импульса разрядник не зажжен и эквивалентен разомкнутой
цепи в передающей линии. Если положение разрядника таково, что фаза
КСВН обусловливает работу магнетрона в благоприятной области круго-
вой диаграммы (магнетрон слабо связан с нагрузкой), то характеристики
возбуждения магнетрона улучшатся. С другой стороны, если фаза КСВН
разрядника перемещает рабочую точку в неблагоприятную область круго-
вой диаграммы, то характеристики возбуждения ухудшатся.
Область наибольшей мощности на круговой диаграмме называется
областью высокой мощности, характеризующей наиболее сильную связь
Радиолокационные передатчики
261
с магнетроном и наивысший к. п. д. Работа в области высокой мощности
не всида желательна, так как в этом случае спектр выходного высокочастот-
ного сигнала магнетрона имеет тенденцию к расширению, что указывает
на неудовлетворительную форму импульса. Кроме того, вследствие изме-
нений вида колебаний работа магнетрона может оказаться нестабильной.
Фиг. 6.6. Круговая диаграмма магнетрона RK6517/QK358.
Жирные сплошные кривые — контуры постоянной мощности; пунктирные кривые — контуры
постоянной частоты. Длительность импульса 3,2 мксек- частота повторения импульсов 391 имп!сек\
коэффициент заполнения 0,00125; средний анодный ток 62,5 ма; пиковый анодный ток 50 с; часто-
та 1250 Мгц.
Изменение фазы КСВН, при котором рабочая точка магнетрона переме-
щается в область низкой мощности, приводит к слабой нагрузке магне-
трона. Нарастание колебаний в слабо нагруженном магнетроне носит более
идеальный характер, и импульсы магнетрона возбуждаются равномернее,
чем при согласованной нагрузке. Однако слабо нагруженный магнетрон
может работать неудовлетворительно — в нем может возникнуть искрение
и увеличиться число пропущенных импульсов. Такая работа является след-
ствием больших напряжений в области низкой мощности слабо нагру-
женного магнетрона, в результате чего увеличивается вероятность высо-
кочастотных разрядов.
262
Глава 6
Важной характеристикой магнетрона является затягивание частоты.
Эта величина показывает, как влияют изменения выходной нагрузки на
частоту колебаний. Затягивание частоты определяется как разность между
максимальной и минимальной частотами магнетронного генератора, когда
фазовый угол полного сопротивления нагрузки изменяется в пределах
360°, а величина КСВН равна 1,5 (коэффициент отражения составляет
0,20). Затягивание частоты магнетрона можно легко определить по круго-
вой диаграмме. Оно равно разности между кривыми минимальной и мак-
симальной частот, пересеченными окружностью, соответствующей КСВН =
= 1,5. Для магнетрона, круговая диаграмма которого изображена на
фиг. 6.6, величина затягивания частоты составляет приблизительно 1,5 Мгц.
Фиг. 6.7. Резонатор с одним отверстием
и одной щелью и элементами индуктивной
L и емкостной С настройки.
Перестройка. Возможность изменения рабочей частоты (перестройки)
магнетрона является полезным свойством радиолокатора. Однако обычно
труднее обеспечить перестройку магнетрона, чем других мощных ламп.
Применение перестраиваемого магнетрона позволяет выбирать рабочую
частоту радиолокатора в какой-либо точке рабочего диапазона частот и при
желании точно настраивать его на требуемую частоту. Последнее требова-
ние не всегда-реализуется в магнетронах с фиксированной настройкой,
рабочие частоты которых лежат в любой точке в пределах узкой полосы
и не меняются конструкторами радиолокационных систем. В некоторых
случаях, например в радиовысотомере с частотной модуляцией, безусловно,
необходимо, чтобы передатчик мог перестраиваться в широком диапазоне
частот. Перестройка магнетрона может осуществляться следующими спо-
собами: 1) механическим, 2) электронным и 3) перестройкой по напряжению.
В магнетроне с механической перестройкой частота колебаний изме-
няется при перемещении какого-либо механического элемента в резонан-
сной полости, связанной с магнетроном. На фиг. 6.7 показан резонатор
с одиночными отверстием и щелью. При введении индуктивного настроеч-
ного элемента L в отверстие резонатора меняется индуктивность резонанс-
ной щели в результате изменения отношения объема к поверхности в обла-
сти высоких значений тока. Изменение индуктивности вызывает изменение
частоты. На практике часто используется настроечное устройство, состоя-
щее из набора стержней, вставленных в каждый объемный резонатор таким
образом, что изменяется индуктивность. Все стержни расположены
на раме, укрепленной с помощью устройства с гибким сильфоном (фиг. 6.8).
Индуктивное настроечное устройство показано также на фиг. 6.3. Введение
стержней в каждое отверстие анодного блока уменьшает индуктивность
резонатора и, следовательно, повышает резонансную частоту. Одно из
ограничений индуктивной перестройки состоит в уменьшении добротности Q
ненагруженного резонатора и к. п. Д. магнетрона.
Радиолокационные передатчики
263
Введение в щель резонатора емкостного элемента С (фиг. 6.7) увели-
чивает емкость щели и уменьшает резонансную частоту. В связи с суже-
нием промежутка между стенками напряжение пробоя уменьшается, и магне-
троны с емкостной перестройкой обычно работают с малыми напряжениями
и, следовательно, малыми мощностями. Распространенный тип устройства
емкостной настройки показан на фиг. 6.9. Оно состоит из металлического
Фиг. 6.8. Механизм настройки
индуктивного типа.
/ — настроечный стержень; 2 — сильфон;
3 — опорная рама механизма иастройкн;
4 — резонатор; 5 — катод; 6 — анодный блок.
Фиг. 6.9. Механизм настройки
емкостного типа.
/ — винт сопряжения с приводом механизма
настройки; 2 — диафрагма; 3 — настроечное
кольцо; 4 — анодный блок; 5 — катод;
6 — связки; 7 — анодный блок; 8 — линия,
показывающая положение настроечного кольца
между связками магнетрона.
кольца, расположенного между двумя кольцами двухкольцевого магне-
трона со связками и повышающего емкость последних. В связи с трудно-
стями, возникающими при изготовлении, а также из-за снижения напря-
жения пробоя это устройство лучше использовать в приборах, работающих
на более длинных волнах.
Как емкостное, так и индуктивное настроечные устройства, описанные
выше, симметричны. Параметры каждого резонатора изменяются в равной
мере и угловая симметрия для колебаний л-вида сохраняется.
В каждом из двух описанных выше методов перестройки можно полу-
чить изменение частоты на 10%, хотя имеются некоторые данные, свиде-
тельствующие о том, что настроечное устройство емкостного типа более
ограничено в диапазоне перестройки, чем устройство индуктивного типа.
Для получения большего диапазона перестройки можно реализовывать два
метода одновременно. С помощью механически перестраиваемых магне-
264
Г л а в a 6
тронов, управляемых сервомеханизмами, были достигнуты скорости пере-
стройки ~100 Ггц!сек.
Ограниченный диапазон настройки порядка 1 % довольно просто
можно получить с помощью винта, вводимого в одно из отверстий резо-
натора. Настройка такого типа полезна, когда нужно установить частоту
магнетрона в пределах нормальной полосы разброса неперестраиваемых
магнетронов. Настроечный механизм, воздействующий лишь на одно
отверстие резонатора, не обеспечивает, как правило, угловую сим-
метрию.
Другой метод несимметричной перестройки заключается в использова-
нии вспомогательной резонансной полости, связанной с одним из резона-
торов магнетрона. Вспомогательный резонатор имеет сильную связь и опре-
деляет рабочую частоту магнетрона. Частоту вспомогательного резонатора
можно изменять, используя гибкую стенку резонатора с таким расчетом,
чтобы она могла уменьшать или увеличивать объем полости резонатора.
Перестраиваемый магнетрон (в нем отрезок двухгребенчатого волновода
используется в качестве вспомогательного настроечного резонатора, резо-
нансная частота которого изменяется в результате регулировки положе-
ния закорачивающего поршня, помещенного на одном конце резонатора}
перестраивался в диапазоне от 9000 до 9600 Мгц при выходной импульсной
мощности 140 кет.
Рабочая частота неперестраиваемого магнетрона может также изме-
няться в диапазоне порядка 1 % в результате изменения нагрузки, на кото-
рую работает магнетрон. Для этой цели можно использовать одношлейфное
согласующее устройство, расположенное вне магнетрона. При изменении
полного сопротивления одношлейфного согласующего устройства рабочая
точка на круговой диаграмме магнетрона перемещается, вследствие чего
изменяется рабочая частота.
Введение электронного пучка в один или большее число резонаторов:
магнетрона изменяет эффективную диэлектрическую постоянную магне-
трона, вследствие чего изменяется частота. Электронный пучок можно
ввести непосредственно в резонатор магнетрона в область высокочастот-
ного электрического поля или можно для этой цели использовать внешний
резонатор с электрическим пучком или управляемым пространственным
зарядом, образованным магнетронным диодом. Частота меняется в резуль-
тате изменения электрическим способом плотности электронного пучка.
Электронная перестройка, пожалуй, более пригодна для магнетронов
непрерывных колебаний, используемых, например, в высотомерах с частот-
ной модуляцией или в устройствах связи на сантиметровых волнах. Ука-
занный метод применялся для частотной модуляции магнетрона непрерыв-
ных колебаний в диапазоне 4000 Мгц при девиации частоты 2,5 Мгц (двой-
ное частотное отклонение 5 Мгц). Большие значения девиации частоты
возможны в тех случаях, когда допустима некоторая амплитудная моду-
ляция. Выходная мощность данного магнетрона составляла 25 вт при
к. п. д. 50%.
Электронная перестройка применяется также в относительно мощных
магнетронах непрерывных колебаний. В одном из магнетронов электрон-
ные пучки вводились в 9 из 12 резонаторов магнетрона с лопастеобраз-
ными резонаторами. На частоте 900 Мгц была получена девиация частоты
3,5 Мгц при выходной мощности 1 кет и к. п. д. 55%. Магнетрон пере-
страивался также механическим способом в частотном диапазоне 720—
900 Мгц с помощью цилиндрического элемента, изменявшего емкость
между связками.
Радиолокационные передатчики
265
Выше было указано, что частота магнетрона меняется при изменении
анодного тока или напряжения. Это явление называется уходом частоты
и часто бывает нежелательным. Указанное свойство можно использовать
для перестройки магнетрона, но если ток ограничен пространственным
зарядом, то за счет изменения анодного тока можно изменить частоту только
на несколько процентов. Однако при известных условиях работы можно
добиться, чтобы частота магнетрона стала весьма чувствительной к изме-
нениям напряжения. В некоторых случаях можно с помощью настройки
напряжением произвести перестройку магнетрона в пределах, характери-
зуемых отношением 4:1.
Для перестройки путем изменения напряжения необходимо, чтобы
магнетрон был сильно нагружен, а анодный ток имел ограниченную вели-
чину и не увеличивался при повышении анодного напряжения. Последнее
условие обычно удовлетворяется, когда катод работает в режиме темпе-
ратурного ограничения эмиссии, а не при ограничении пространственным
зарядом. Число электронов в области взаимодействия можно также огра-
ничить, если на поверхности катода имеется неэмитирующий участок.
При сильной нагрузке анодной цепи и ограниченном числе электро-
нов в области взаимодействия (что необходимо для перестройки напряже-
нием) частота колебаний не определяется анодной цепью, но ею частично
определяется выходная мощность колебаний.
Перестройка напряжением обеспечивает сравнительно большое отно-
шение изменения частоты к изменению анодного напряжения. Для типовых
характеристик перестройки напряжением изменение частоты составляет
от 0,1 до 2 Мгц!в. Частота обычно является линейной функцией анодного
напряжения, но выходная мощность не постоянна в диапазоне перестройки.
Магнетроны с перестройкой напряжением, о которых сообщалось в лите-
ратуре, представляют собой маломощные приборы непрерывных колеба-
ний, выходная мощность которых имеет порядок нескольких ватт или
десятков ватт, хотя первый магнетрон с перестройкой напряжением гене-
рировал мощность ~100 вт. Диапазон перестройки этих приборов харак-
теризуется отношением 2 : 1, но их к. п. д. ниже, чем обычных магнетро-
нов. Большинство этих приборов имеет штыревую или разрезную кон-
струкцию.
Магнетроны с перестройкой напряжением более пригодны для работы
в маломощных быстро перестраиваемых передатчиках, чем в мощных радио-
локационных передатчиках. Их можно применять в передатчиках радио-
локационных станций частотно-модулированных непрерывных колебаний,
например в радиовысотомерах, или использовать в качестве местных гете-
родинов в приемниках с широким диапазоном перестройки.
Для перестройки штыревого магнетрона можно использовать ферри-
товые материалы. Ферритовый цилиндр устанавливают вблизи, закорочен-
ного конца коаксиальной линии, связанной со штыревым резонатором.
Ферритовый цилиндр помещается вне магнитного поля магнетрона, и его
магнитная проницаемость контролируется с помощью его собственного
магнитного поля смещения. Теоретические расчеты показывают, что диа-
пазон перестройки может составлять в таких приборах 5—10%.
Эффект длинной линии [1]. Круговая диаграмма магнетрона, изобра-
женная на фиг. 6.6, показывает, что изменение фазы КСВН может заметно
влиять на работу магнетрона, особенно при большой величине КСВН.
Фаза КСВН изменяется в тех случаях, когда изменяется нагрузка, На кото-
рую работает магнетрон, или частота колебаний. При большом значение
КСВН перестраиваемый магнетрон может иметь плохие параметры на опре-
266
Глава 6
деленных частотах, когда при изменении фазы КСВН его рабочая точка
перемещается на нежелательный участок круговой диаграммы. Фазовый
угол, связанный с двусторонним распространением вдоль передающей
линии длиной L, равен <р = faiLf/c, где f — частота колебаний, ас — ско-
рость распространения. Изменение фазы Д<р при данном изменении час-
тоты Д/ составляет 4л£Д//с. Изменение фазы пропорционально длине
линии так же, как изменению частоты. Чем длиннее передающая линия,
тем больше изменяется фаза и возрастает вероятность того, что рабочая
точка магнетрона находится внутри или проходит через область неудо-
влетворительной работы магнетрона. Ухудшение работы магнетрона, обу-
словленное изменением фазы КСВН при соединении магнетрона длинной
передающей линией с несогласованной нагрузкой, часто называется эффек-
том длинной линии.
Эффект длинной линии вызывает изменение кривой настройки (график
зависимости частоты от положения настроечного устройства) перестраи-
ваемого магнетрона. На кривой настройки могут возникнуть периоди-
чески повторяющиеся участки, так называемые мертвые зоны, в пределах
которых магнетрон не будет генерировать колебания. Эффект длинной
линии приводит также к ухудшению спектра (формы) импульса, пропуску
импульсов и перескокам частоты. Могут исказиться и модуляционные
характеристики приборов, работающих в режиме частотной модуляции.
Эффект длинной линии не является характеристикой, присущей только
магнетрону. Он возникает в любом автогенераторе, на частоту которого
оказывает воздействие полное выходное сопротивление.
Эффект длинной линии связан с пробегом волны до конца передающей
линии, ее отражением в этом месте и возвращением к магнетрону. В част-
ности, он зависит от длительности импульса и различен для магнетрона
с непрерывными колебаниями и для импульсного магнетрона. Он отсутст-
вует в передающей линии, где время пробега колебаний в обе стороны
превышает длительность импульса, так как в момент возвращения отра-
женных колебаний магнетрон выключен. Таким образом, эффект длинной
линии отсутствует, если линия имеет достаточную длину. По этой причине
рассматриваемое явление иногда называют эффектом короткой линии,
хотя термин «эффект длинной линии», по-видимому, имеет большее рас-
пространение.
На фиг. 6.10 приведены примеры, показывающие характер изменения
кривой настройки импульсного магнетрона вследствие эффекта длинной
линии. По оси ординат отложена частота магнетрона, а по оси абсцисс —
положение механизма перестройки магнетрона. Прямая линия, показанная
на фиг. 6.10, а, соответствует передающей линии с идеальной неотражаю-
щей нагрузкой. Влияние небольшого рассогласования показано на
фиг. 6.10, б, а большого рассогласования — на фиг. 6.10, в. При наличии
небольшого рассогласования спектр магнетрона может оказаться ненор-
мально широким на тех участках кривой настройки, где наклон почти
вертикален. Кривая настройки при большом рассогласовании (фиг. 6.10, в)
имеет участки, в которых данной установке механизма настройки соот-
ветствует более чем одна частота. Работа при более чем одной частоте невоз-
можна. Прй перемещении настроечного механизма вправо (фиг. 6.10, в)
частота колебаний увеличивается равномерно до достижения точки 1.
Затем частота скачкообразно переходит в точку 3. Получить промежуточ-
ные частоты, например частоту, соответствующую точке 2, невозможно.
Таким образом, в частотном диапазоне при значительной несогласован-
ности нагрузки с передающей линией образуются мертвые зоны. Разность
Радиолокационные передатчики
267
частот между чередующимися точками, где кривая настройки, соответст-
вующая наличию рассогласования, пересекает кривую настройки, соот-
ветствующую его отсутствию (пунктирная кривая), составляет 1/2(c/L)(X/Xg),
где с — скорость света, L — длина линии, Л. — длина волны в свободном
пространстве и Z£ — длина волны в волноводе или передающей линии.
в г
Фиг. 6.10. Кривые настройки магнетрона.
а — передающая линия с идеальной нагрузкой (отсутствие рассогласования); б — незначительное
рассогласование; в — большое рассогласование; г — большое рассогласование (магнетрон непре-
рывных колебаний).
Из литературы известно, что наибольшая длина передающей линии Lc,
при которой обеспечивается полностью стабильный режим работы магне-
трона независимо от фазового угла, определяемого нагрузкой, может быть
найдена из выражения
= (0,417с/лРР)(Х/Хй) (g I)
где Lc — длина, соответствующая перескоку вида колебаний, или кри-
тическая длина; PF — величина затягивания частоты магнетрона; q — зна-
чение коэффициента стоячей волны по напряжению.
При выводе этого выражения принималось, что передающая линия
не имеет потерь. Влияние потерь сказывается в уменьшении амплитуды
отраженной волны, вследствие чего уменьшается величина КСВН (на входе
линии) и эффект длинной линии. Уменьшение КСВН, воспринимаемое
магнетроном, увеличивает допустимую критическую длину линии. Согласно
литературе, максимально допустимое значение КСВН gt на конце пере-
268
Глава 6
дающей линии определяется выражением
_ [(/=/Xg)/(Lc/Xg) +1 ]i/2 + (ft/lg)/(2Lc/Xg) sh [(2aXg) Lc/kg]
Cl- l-(fc/Xg)/(Z.c/Xg)sh4(aXg)Lc/Zgl ’ (b’2'
где k/kg = (0,417/n)(/7/V)(AAg)2; a — затухание в передающей линии
на единицу длины; /—частота. График этого уравнения представлен
на фиг. 6.11 для характерных значений параметров при нескольких раз-
мерах волноводов и а = 0. Для любой линии, имеющей потери (незави-
симо от того, насколько они малы), уравнение (6.2) показывает, что всегда
Фиг. 6.11. Зависимость максимального КСВН Ql от длины линии при характерных
значениях параметров и различных размерах волноводов, а также для случая, когда
a = 0 (нижняя кривая).
/ — 1-сантиметровый диапазон; 2 — 3-сантиметровый диапазон; 3 — дециметровый диапазон.
Диапазон а в дб ив 30 м
1-сж 77,5 1.55 16,6
3-слс 77,5 1,55 4,9
Дециметровый 77,5 1,55 0,233
будет существовать отрезок линии, на котором допустимы большие зна-
чения КСВН (в сущности равные бесконечности). Эту длину можно вычис-
лить, если приравнять знаменатель выражения (6.2) нулю и решить это
уравнение относительно Lc. Однако на практике длина такой линии неве-
лика, так как потерн могут оказаться недопустимо большими.
Хотя выше при рассмотрении эффекта длинной линии имелся в виду
перестраиваемый импульсный магнетрон, однако на неперестраиваемый
магнетрон большой КСВН и длинная передающая линия также могут
оказать вредное воздействие. Расположение точек излома на кривой настрой-
ки меняется равномерно с изменением фазы отраженных колебаний.
Поэтому при изменении нагрузки, вызывающем изменение фазы КСВН,
Радиолокационные передатчики
269
может сместиться вся кривая настройки и область неустойчивой работы
сдвинется к рабочей частоте неперестраиваемого магнетрона.
Кривые, изображенные на фиг. 6.10, а—в, относятся к импульсному
магнетрону. Из-за частотного гистерезиса характер кривой настройки
магнетрона с непрерывными колебаниями при длинной передающей линии
отличается от характера кривой настройки импульсного магнетрона.
На фиг. 6.10, г приведен пример влияния эффекта длинной линии на кри-
вую настройки магнетрона с непрерывными колебаниями. В магнетроне
с непрерывными колебаниями при одном и том же положении механизма
О 5 10см
Фиг. 6.12. Общий вид магнетрона типа 7182 без электромагнита.
настройки могут генерироваться две различные частоты, причем на обеих
работа будет стабильной. Одна частота получается при перемещениях
настроечного механизма в сторону меньших частот, а другая — при пере-
мещениях в сторону больших частот. Пунктирные участки кривой соот-
ветствуют перескокам частоты. В случае генерирования непрерывных
колебаний имеются нереализуемые частоты, как в импульсном магнетроне,
но в данном случае процент их меньше.
Очевидный метод устранения эффекта длинной линии состоит в отказе
от применения длинных передающих линий и установке передатчика непо-
средственно у антенны. Однако не все радиолокационные передатчики
настолько малогабаритны, что их можно разместить у облучателя зер-
кальной антенны. Легче установить передатчик у облучателя линзовой
антенны, так как в данном случае не происходит дополнительного экра-
нирования раскрыва (разд. 7.6). Другой метод, позволяющий избежать
применения длинных передающих линий, связан с использованием антенны
Кассегрэна (разд. 7.5). Эффект длинной линии можно также устранить
в тех случаях, когда длина передающей линии соответствует более чем
половине длительности импульса или когда затухание в линии достаточно
велико. Умышленно применять передающую линию с большим затуханием
неэффективно, и это, как правило, не делают при использовании мощных
радиолокационных передатчиков.
В тех случаях, когда нельзя разместить передатчик непосредственно
у антенны или использовать передающую линию, длина которой соот-
ветствует более чем половине длительности импульса, отраженную от
нагрузки волну можно устранить на входе в магнетрон с помощью напра-
вленного устройства, например изолятора или циркулятора. Эти устрой-
ства предотвращают возвращение отраженной от несогласованной нагрузки
энергии к магнетрону, но беспрепятственно пропускают ее в прямом направ-
лении от магнетрона к нагрузке.
270
Глава 6
Другой метод уменьшения эффекта длинной линии заключается в раз-
вязке магнетрона для снижения величины затягивания частоты. Из урав-
нения (6.1) видно, что уменьшение величины затягивания частоты приво-
Фиг. 6.13. Разрез магнетрона
типа 7182 мощностью 5 Мет.
1 — вывод цепи иакала;*2 — вы-
вод цепи накала и катода;
3 — фланец крепления; 4 — накал;
5 — катод; 6 — анод; 7 —‘пласти-
на; 8 — дроссель Еоь 5 — выход-
ное отверстие.
дит к возрастанию критической длины линии.
Развязка генератора снижает к. п. д.; ее дей-
ствие аналогично введению потерь в передаю-
щую линию. При данном увеличении критиче-
ской длины линии путём развязки магнетрона
к. п. д. обычно снижается меньше, чем при
умышленном введении потерь в линию.
Если значение КСВН не очень высоко,
можно применить фазовращатель для сдвига
всей кривой настройки, чтобы обеспечить
квазиустойчивый режим работы между точка-
ми перескока частоты. Такой метод непрак-
тичен, если расстояние по частоте между
точками перескока мало.
Генератор, за которым следует усилитель
мощности, например клистрон, не испыты-
вает эффекта длинной линии вследствие раз-
вязки, обеспечиваемой усилителем.С другой
стороны, следующий за генератором амплит-
рон не устраняет эффект длинной линии, так
как ослабление энергии, распространяющейся
в обратном направлении, в этом случае ока-
зывается незначительным или совсем отсутст-
вует.
Говоря о параметрах, характеризующих
качество работы магнетрона, нельзя не упо-
мянуть о таких часто встречающихся в лите-
ратуре терминах, как «стабильность работы»
и «температурный коэффициент». Стабильность
работы — это мера количества пропущенных
импульсов, выраженная в процентах. Пропу-
щенный импульс обычно определяется как
импульс, энергия которого на 30% меньше
нормальной. Падение энергии может быть
обусловлено уменьшением амплитуды, укоро-
чением длительности импульса или изменением
частоты. Температурный коэффициент являет-
ся мерой изменения частоты, обусловленного
изменением температуры анода.
На фиг. 6.12 приведена фотография
магнетрона 10-сантиметрового диапазона типа
7182 без магнита, конструкция которого ра-
дикально отличается от конструкции обычных
магнетронов; разрез такого магнетрона мощ-
ностью 5 Мет показан на фиг. 6.13.
Анод в 2—3 раза длиннее применяемого в обычных конструкциях,
что позволяет использовать катоды больших размеров для рассеяния мощ-
ности обратной бомбардировки, развиваемой электронами, возвращаю-
щимися на катод. Вместо вывода выходной мощности через один из резо-
наторов применяется симметричный вывод из одного конца. Это обеспе-
Радиолокационные передатчики
271
чивает устойчивую работу в режиме колебаний л-вида без применения
связок. Длинный анод и симметричный выход позволяют эффективно при-
менять электромагнит. Характерной особенностью рассматриваемой кон-
струкции является большой срок службы, который значительно выше,
чем у обычных магнетронов такой же мощности.
6.3. КЛИСТРОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Частотные ограничения в обычных лампах с управлением по сетке
преодолеваются в клистронном усилителе благодаря эффективному исполь-
зованию явлений, связанных с движением электронов в электронном пучке.
Поток электронов, образующих электронный пучок в клистронном усили-
теле, модулируется по скорости входным сигналом. Результирующая моду-
ляция по скорости преобразуется в модуляцию по плотности. С помощью
резонансной полости высокочастотная энергия отбирается из модулирован-
ного по плотности пучка и отдается в полезную нагрузку.
Клистронный усилитель играет важную роль в качестве радиолока-
ционного передатчика, выполняя функции, которые не может выполнить
автогенератор, подобный магнетрону. Основное преимущество клистрон-
ного усилителя, рассматриваемого как элемент радиолокационного пере-
датчика, состоит в способности развивать мощные стабильные колеба-
ния при высоком к. п. д. и большом усилении. Так как клистронный
усилитель явлйется главным образом усилителем мощности, он может
возбуждаться генератором с кварцевой стабилизацией, за которым следует
цепочка ламп умножителя частоты. Такая конструкция обеспечивает
более стабильную работу, чем мощный автогенератор, и, следовательно,
позволяет получить лучшие характеристики аппаратуры СДЦ. В совре-
менных радиолокаторах с аппаратурой СДЦ, если только позволяют усло-
вия применения, почти всегда лучше применять стабильные высокочастот-
ные генераторы в виде клистрона.
В клистроне высокочастотный вход хорошо развязан от высоко-
частотного выхода, и можно получить высокие значения коэффициента
усиления на каскад. Для трехрезонаторного прибора обычным является
усиление 30—40 дб; в зависимости от числа резонаторов можно получить
усиление свыше 80 дб. Большая величина усиления означает, что в каче-
стве входного прибора можно использовать маломощный генератор. Эле-
менты, находящиеся под напряжением постоянного тока, и высокочастот-
ные элементы в клистроне разделены между собой. Поэтому можно рас-
считать области катода и коллектора так, чтобы они выполняли соответ-
ствующие им функции оптимальным образом, потому что при расчете
не обязательно учитывать их влияние на высокочастотные поля. В резуль-
тате можно добиться того, чтобы срок службы клистрона был равен или
превышал срок службы других типов мощных генераторов сантиметрового
диапазона волн.
Основными недостатками клистронов являются их относительно боль-
шие размеры и высокие рабочие напряжения. Приборы, имеющие значи-
тельные размеры, удобнее применять в наземных установках. Требуемые
напряжения могут превышать 100 кв, что вызывает необходимость в исполь-
зовании специальных методов при работе с высоким напряжением. Приме-
нение высокого напряжения связано с появлением рентгеновского излу-
чения вблизи клистрона, что требует создания специального экранирова-
ния для защиты обслуживающего персонала.
272
Глава 6
Описание работы. На фиг. 6.14 приведена схема основных элементов
клистрона. В левой части изображен катод, эмитирующий поток электро-
нов. Максимальная удельная эмиссия для клистронов с большим сроком
службы, генерирующих короткие импульсы, составляет ~5 а 1см2. Часть
прибора, фокусирующая электроны в узкий пучок, называется электрон-
ной пушкой. В конструкцию электронной пушки обычно входит ускоряю-
щий электрод, обеспечивающий импульсную модуляцию электронного
пучка. Высокочастотные резонаторы, соответствующие LC-резонансным
контурам с сосредоточенными постоянными в усилителях низкой частоты,
служат и в качестве анода, так как они находятся под положительным
Фиг. 6.14. Схема основных элементов трехрезонаторного клистрона.
J — катод; 2 — электронный пучок; 3 — высокочастотные резонаторы; 4 — области взаимодей-
ствия; 5 — коллектор; 6 — высокочастотный выход; 7 — пространство дрейфа; 8 — высоко-
частотный вход; 9 — анод; 10 — ускоряющий электрод; 11 — нить накала.
напряжением относительного катода. Положительное напряжение, пода-
ваемое на резонаторы, называется ускоряющим, или анодным напряже-
нием. Электроны заканчивают свой путь на коллекторе (показан на схеме
справа) после того, как электронный пучок отдаст свою высокочастотную
энергию выходному резонатору.
Высокочастотное напряжение входного сигнала поступает в область
взаимодействия первого резонатора. В маломощных лампах для обеспе-
чения связи с электронным пучком резонатор может иметь в зазорах сеточ-
ную конструкцию. Однако в мощных приборах сетка в зазорах обычно
отсутствует, так как при больших мощностях она перегорает. Ее отсут-
ствие заметно не ухудшает связь между областью взаимодействия и пучком.
Те электроны, которые поступают в область взаимодействия в момент,
когда входное напряжение максимально (вершина синусоидальной волны),
испытывают воздействие напряжения больше среднего и ускоряются
до более высокой скорости, чем электроны, поступающие в область взаимо-
действия в момент, когда входное высокочастотное напряжение мини-
мально (впадина синусоидальной волны). Процесс, при котором электрон-
ный поток претерпевает изменение скорости во времени, называется моду-
ляцией по скорости.
В области дрейфа те электроны, которые ускоряются во время нали-
чия максимума волны одного периода колебаний, догоняют электроны,
скорость которых упала в течение предыдущего периода колебаний.
В результате этого процесса электроны модулированного по скорости
Радиолокационные передатчики
273
пучка группируются, или модулируются по плотности при прохождении
через область дрейфа. Если область взаимодействия выходного резона-
тора расположить в месте максимального группирования, то из модули-
рованного по плотности луча можно отобрать энергию. В большинстве
мощных клистронов, предназначенных для применения в радиолокации,
имеются один или несколько резонаторов, расположенных между входным
и выходным резонаторами и обеспечивающих дополнительное группиро-
вание, а следовательно, более высокое усиление. Промежуточные резона-
торы не получают энергии извне. В трехрезонаторном клистроне второй
резонатор для увеличения к. п. д. можно настроить на частоту колебаний
или даже на несколько более высокую частоту. После отдачи сгруппиро-
ванным электронным пучком высокочастотной энергии выходному резо-
натору электроны собираются коллектором, напряжение которого равно
или несколько ниже напряжения катода. Высокочастотные колебания
выводятся из выходного резонатора и подаются на нагрузку с помощью
петли. связи или, если применяется выходной волновод, с помощью
диафрагмы.
Для компенсации взаимного отталкивания электронов, образующих
пучок, в общем случае применяется аксиальное магнитное поле (на фиг. 6.14
не показано). Оно предотвращает расширение электронного пучка. Опти-
мальная напряженность магнитного поля довольно критична и не обяза-
тельно одинакова по всей длине клистрона. В некоторых клистронах сузить
электронный пучок можно с помощью электростатических полей, созда-
ние которых обеспечивается самой конструкцией прибора, что позволяет
обойтись без внешних магнитов. В маломощных клистронах непрерывных
колебаний пучок электронов можно даже сфокусировать с помощью про-
странственного заряда положительных ионов. Если пучок в мощном кли-
строне не сфокусирован надлежащим образом, то часть электронов попа-
дает на металлические элементы конструкции клистрона, вызывая их
перегрев или даже разрушение.
Не вся мощность электронного пучка клистрона поступает в нагрузку.
Так, например, в одном клистроне, в зазорах резонаторов которого исполь-
зуются сетки, а фокусировка пучка обеспечивается с помощью положи-
тельных ионов, из общей мощности постоянного тока электронного пучка
только 41% преобразуется в высокочастотную мощность. Из 59% непре-
образованной мощности 41% рассеивается на коллекторе, а 18% теряется
в области дрейфа. (В клистроне без сеток теряется меньшая мощность.)
Из 41% преобразованной высокочастотной энергии только 25% поступает
в нагрузку. Следует учесть, что 4% мощности расходуется на высоко-
частотные потери в выходном резонаторе, 6% потерь связано с временем
пробега и еще 6% идет на образование вторичных электронов. Таким
образом, к. п. д. данного клистрона составляет 25% (что является низкой
величиной для клистронов). Общий к. п. д. должен учитывать мощность
подогрева, мощность, требуемую для охлаждения, и мощность, идущую
на создание магнитного фокусирующего поля, если фокусирование осу-
ществляется магнитным способом. Значения к. п. д. реальных мощных
клистронов составляют 35—45%.
Преимущество клистрона как генератора мощных колебаний перед
другими типами ламп сантиметрового диапазона волн обусловлено его
геометрией. В клистроне области формирования электронного пучка,
высокочастотного взаимодействия и группирования пучка разделены
и независимы друг от друга. Можно так рассчитать каждую область, чтобы
она оптимально выполняла свои конкретные функции независимо от дру-
18 М. Сколник
274
Глава 6
гих областей. Так, например, катод располагается вне высокочастотного
поля, и нет необходимости ограничивать его размеры и уменьшать их
по сравнению с длиной волны. Можно использовать большую поверхность
катода и большие межэлектродные расстояния для получения рациональных
значений удельного эмиссионного тока и перепадов напряжения. Единствен-
ная функция коллектора клистрона состоит в рассеянии тепла. Его форма
и размеры могут быть выбраны так, чтобы наилучшим образом удовлетво-
рить требованиям рассеяния средней или импульсной мощности, не забо-
тясь об обеспечении проводимости высокочастотных токов, так как они
отсутствуют.
Гибкость конструкции, характерная для клистрона, отсутствует
во' всех других рассматриваемых в настоящей главе типах ламп, кроме
лампы бегущей волны. В этих лампах электронная эмиссия, высокочастот-
ное взаимодействие и собирание электронов обычно происходят в одной
и той же области. Поэтому при конструировании таких ламп необходимо
выбирать между хорошими высокочастотными характеристиками и удо-
влетворительным рассеянием тепла. К сожалению, эти требования не всегда
можно удовлетворить одновременно. Для получения хороших высоко-
частотных характеристик необходимо, чтобы размеры электродов были
малы по сравнению с длиной волны, в то время как для обеспечения удо-
влетворительного рассеяния тепла нужны конструкции больших раз-
меров.
Способность клистрона генерировать высокую мощность ограничена.
Одним из объяснений этого является проблема, связанная с передачей
выходной мощности из вакуумного баллона к нагрузке через высокочастот-
ные окна связи. Другие причины, ограничивающие получение большой
колебательной мощности, связаны с работой при высоких напряжениях,
с рассеянием тепла коллектором и получением достаточного тока эмиссии
катода.
Внешние и внутренние резонаторы. В клистронах применяются два
типа резонаторов. Они могут размещаться как вне, так и внутри вакуум-
ного баллона лампы. Резонаторы можно установить вне вакуумного бал-
лона, закрыв область взаимодействия подходящим вакуумплотным изо-
лятором с малыми потерями. Такое устройство называется окном, оно
обычно керамическое. Внешние по отношению к вакуумной системе резо-
наторы легче настраивать и обслуживать. Практически можно получить
вдвое больший диапазон настройки внешних резонаторов по сравнению
с аналогичными внутренними резонаторами, настройка которых произ-
водится в вакууме.
При размещении резонаторов целиком внутри вакуумного баллона
нужно создать лишь входное и выходное окна и нет необходимости распо-
лагать их непосредственно в области взаимодействия. Для клистрона же
с внешними резонаторами нужно иметь окна в каждом резонаторе. Когда
необходимо располагать выходное окно около области взаимодействия,
как в клистронах с внешними резонаторами, внутреннюю сторону кера-
мического окна могут бомбардировать вторичные электроны. Выходное
окно может перегреться и выйти из строя. Этот нагрев дополняет высоко-
частотный нагрев, обусловленный диэлектрическими потерями в керами-
ческом материале при передаче высокочастотной энергии. Диэлектрический
нагрев происходит в окнах как внешних, так и внутренних резонаторов.
Часто предпочитают применять внешние резонаторы. Это объяс-
няется их более широким диапазоном настройки и более удобным способом
настройки, когда выходное окно не ограничивает предельную колебатель-
Радиолокационные передатчики 275
ную мощность клистрона. Однако внутренние резонаторы, пожалуй, более
пригодны для применения на более высоких частотах.
Ускоряющий электрод. Существуют три возможных метода импульс-
ной модуляции клистрона путем включения и выключения: 1) метод уско-
ряющего напряжения клистрона, 2) метод высокочастотного входного
сигнала и 3) метод тока электронного пучка клистрона. Последний упра-
вляется электродом, имеющимся в электронной пушке и называемым уско-
ряющим электродом.
При импульсной модуляции электронного пучка путем включения
и выключения ускоряющего напряжения должен также модулироваться
ток пучка. Этот процесс аналогичен анодной модуляции в триоде или маг-
нетроне, и для его осуществления необходим модулятор, рассчитанный
на полную мощность электрического пучка. Во втором методе при моду-
ляции высокочастотного выходного сигнала ток электронного пучка также
должен модулироваться. В противном случае в интервале между высоко-
частотными импульсами мощность электронного пучка будет бесполезно
рассеиваться в коллекторе и к. п. д. клистрона понизится.
При использовании трех указанных методов наличие ускоряющего
электрода позволяет применить самый маломощный модулятор. Требуется
лишь очень небольшая величина мощности управляющего сигнала для
заряда и разряда емкости, образуемой электронной пушкой, и связанными
с ней элементами клистрона; эта мощность не зависит от длительности
импульса. В одной конструкции импульсная мощность управляющего
сигнала составляла меньше 0,5% импульсной выходной мощности. Кроме
того, при подаче напряжения на ускоряющий электрод сдвиг фазы между
высокочастотным входным и выходным сигналами клистрона существен-
но не изменяется.
В соответствии с характеристикой отсечки ускоряющего электрода
только несколько электронов могут покинуть пределы электронной пушки
в период между импульсами, когда электронный пучок заперт. Это имеет
важное значение для радиолокации, так как чувствительность приемника
ухудшается, если в интервалах между импульсами через резонаторы кли-
строна пролетает такое количество электронов, которое оказывается доста-
точным для возникновения паразитного шума, превышающего внутренний
шум приемника.
Можно получить линейные модулирующие характеристики (зависи-
мость напряжения выходного высокочастотного сигнала от напряжения
на ускоряющем электроде) в пределах рабочего диапазона с таким расчетом,
чтобы придать выходному сигналу заданную форму. Формирование
импульса правильной формы имеет важное значение, например, в системах
воздушной навигации типа «Такан», где необходимо передавать импульс,
боковые полосы спектра которого содержали бы минимум энергии во избе-
жание помех между соседними и близлежащими каналами. В таких слу-
чаях предпочитают использовать импульс гауссовой формы, так как быстрый
спад спектра уменьшает энергию боковых полос. Импульс, форма которого
близка к гауссовой, легко получить соответствующим выбором конструк-
ции ускоряющего электрода. Импульс гауссовой формы можно также
применять в радиолокации в тех случаях, когда снижение взаимных помех
близко расположенных радиолокационных станций, работающих на незна-
чительно отличающихся частотах, имеет более важное значение, чем ухуд-
шение точности определения дальности и ухудшение разрешающей спо-
собности, возникающие при использовании импульса не прямоугольной,
а гауссовой формы.
18*
276
Глава 6
Примеры мощных клистронов. Одним из наиболее крупных клистро-
нов, имеющим большую среднюю мощность, является клистрон Х626,
показаннвш на фиг. 6.15. Его средняя мощность составляет 75 кет. Высота
равна 3,2 м, вес без вспомогательного оборудования ~ 360 кг. Клистрон
предназначен для работы в радиолокаторах дальнего действия. Он гене-
рирует импульс длительностью 2 мсек при частоте повторения 30 имп/сек.
Импульсная мощность составляет 1,25 Мет; коэффициент заполнения
Фиг. 6.15. Импульсный усилительный клистрон типа Х626.
0,06, а к. п. д. равен 43%. В клистроне используются три внешних резо-
натора. Усиление равно 30 дб, а диапазон перестройки лежит в пределах
400—450 Мгц. Электронная пушка погружена в масло, а другие части
клистрона имеют водяное охлаждение. Для защиты обслуживающего пер-
сонала от облучения рентгеновскими лучами клистрон окружен свинцовой
оболочкой. Клистрон с аналогичными характеристиками, но с внутрен-
ними, а не внешними резонаторами обозначается VA-842.
Хотя, согласно любым стандартам, выходная мощность клистрона Х626
велика, однако, как утверждается в литературе, «разработка лампы, спо-
собной развивать мощность, превышающую в 10—15 раз мощность кли-
строна Х626, является относительно близкой (но сложной) задачей».
Во всех описанных выше клистронах для получения узкого пучка
необходимо применять внешние электромагниты. В некоторых случаях
для фокусирования пучка можно также использовать электростатические
силы пространственного заряда. При электростатическом фокусировании
сначала обеспечивается сведение электронного пучка, а затем его расхо-
ждение. Для работы с пучком такого типа необходима специальная кон-
Радиолокационные передатчики
277
струкция резонаторов. Область дрейфа в клистроне с фокусированием про-
странственным зарядом должна иметь малую длину и большой диаметр.
Чтобы свести к минимуму паразитную связь между высокочастотными
полями резонаторов и обеспечить эффективное взаимодействие между ними
и пучком в области взаимодействия, обычно устанавливаются сетчатые
диафрагмы. В связи с указанными ограничениями выходная мощность
клистронов с фокусированием пространственным зарядом меньше, чем
при электромагнитном фокусировании.
Фиг. 6.16. Зависимость средней мощности импульсных клистронных усилителей
с фокусировкой пространственным зарядом от частоты.
11римером клистронного усилителя с электростатическим фокусиро-
ванием пространственным зарядом может служить клистрон SAL-89, кото-
рый представляет собой трехрезонаторный прибор, перекрывающий частот-
ный диапазон от 960 до 1215 Мгц. Он был разработан главным образом
для применения в наземных передатчиках, используемых в системах обе-
спечения воздушной навигации типа «Такан». Пиковая мощность, разви-
ваемая клистроном, составляет 25 кет-, во многих случаях применения
в радиолокации эта мощность весьма невелика. Потребляемая мощность
равна 30 вт, а к. п. д. превышает 30%.
На фиг. 6.16 приведен график зависимости предельной выходной
средней мощности клистрона с фокусированием пучка пространственным
зарядом от частоты. Один прибор может создать импульсы с пиковой мощ-
ностью порядка 500 кет, а для получения большей мощности можно срав-
нительно просто обеспечить параллельное соединение нескольких прибо-
ров. Выходная мощность описанного выше клистрона SAL-89 меньше ука-
занной на фиг. 6.16, так как она ограничивается выходным соединением,
а не фокусированием.
Клистронный усилитель можно использовать как в режиме непре-
рывных колебаний, так и в импульсном режиме. Получение сигнала чисто
непрерывных колебаний при малом уровне шумов особенно важно для
радиолокаторов дальнего действия с непрерывным излучением. Ампли-
278
Глава 6
тудно- и частотно-модулированные шумы клистронов VA-823 (мощность
непрерывных колебаний в 3-сантиметровом диапазоне волн равна 5 кет)
на 100 дб ниже мощности несущей в любом канале шириной 1 кгц, отстоящем
более чем на 1 кгц от несущей.
Хорошей частотной стабильностью, низким уровнем шумов и сравни-
тельно высоким к. п. д. обладает клистрон типа «Монофьер». В нем исполь-
зуется одиночный электронный пучок и имеются два резонатора, разделен-
ных пространством дрейфа. Первый резонатор представляет собой авто-
генератор, модулирующий пучок по скорости. В области дрейфа модуляция
по скорости преобразуется в модуляцию по плотности. Высокочастотная
энергия модулированного по плотности пучка отбирается при прохождении
через второй, так называемый улавливающий резонатор. Клистроны такого
типа, генерирующие непрерывные колебания и имеющие электростатиче-
скую фокусировку, способны в 3-сантиметровом диапазоне волн развивать
1—2 кет мощности при к. п. д. 20—25%. Эти клистроны могут работать
и в импульсном режиме. К возможным областям их применения следует
отнести малогабаритные радиолокаторы непрерывных колебаний и импульс-
но-допплеровские радиолокационные системы.
Ширина полосы многорезонаторных клистронов [2]. Почти во всех
мощных клистронных усилителях используется больше двух резонаторов.
Преимущество применения дополнительных резонаторов состоит в повы-
шении коэффициента усиления и к. п. д. и в возможности получения более
широких полос пропускания. В диапазоне дециметровых волн к. п. д.
двухрезонаторного клистрона составляет величину порядка 20—30% при
усилении ~ 20 дб. К- п. д. трехрезонаторного усилителя может изме-
няться от 35 до 45% при усилении 30—40 дб. При дальнейшем увеличении
числа резонаторов к. п. д. значительно не повышается, но возрастает
усиление и можно получить более широкие полосы пропускания. Усиление
четырехрезонаторного клистрона может иметь величину порядка 60 дб
и выше.
Расширение полосы многорезонаторного клистрона можно обеспечить
способом, в некотором^отношении'аналогичным применяемому для расши-
рения полосы пропускания многокаскадных усилителей промежуточной
частоты. Один из наиболее общих методов заключается в расстройке раз-
личных резонаторных каскадов. Между расстройкой клистрона и расстрой-
кой обычного усилителя промежуточной частоты нельзя провести строгую
аналогию, так как взаимодействие между несоседними резонаторами при-
водит к влиянию настройки одного резонатора на настройку других резо-
наторов. Следовательно, практические работы по расширению полосы
клистрона в некотором отношении носят эмпирический характер, хотя
и имеются теоретические работы в этой области. Регулировка частот резо-
наторов для получения широкой полосы*пропускания в многорезонаторном
клистроне с расстройкой резонаторов является сложным процессом, кото-
рый лучше осуществлять на заводе, а не в условиях эксплуатации.
Основываясь на теории группирования электронов в многорезонатор-
ном клистроне, некоторые • исследователи вычислили усиление и ширину
полосы для клистронов с двумя, тремя и четырьмя'резонаторами; при этом
они использовали численные значения параметров, которые считаются
типичными для клистронов, работающих в области 700 Мгц. Некоторые
опубликованные результаты приведены в табл. 6.1. При увеличении числа
резонаторов произведение усиления на ширину полосы пропускания зна-
чительно увеличивается. Данные, приведенные в таблице, показывают,
что усиление и ширина полосы одного четырехрезонаторного клистрона
Радиолокационные передатчики
279
гораздо выше, чем соответствующие значения каскадной пары двухрезо-
наторных клистронов.
ТАБЛИЦА 6.1
Расчетные значения коэффициента усиления и ширины полосы пропускания
многорезоиаториых клистронов, работающих на частоте 700 Мгц
Число резонаторов Усиление, дб Ширина полосы, Мгц
одинаковая настройка резонаторов расстройка резонаторов одинаковая настройка резонаторов расстройка резонаторов
2 20 — 4 —
3 45 30 2 6,5
4 70 40 1 9
Дна двухрезонаторных клистрона
В каскадном соединении .... 40 — 2,5 —
Если применить метод расстройки резонаторов, то, согласно опублико-
ванным данным, ширину полосы пропускания по точкам половинной мощ-
ности клистронного усилителя 10-сантиметрового диапазона волн VA-87
можно увеличить до 77 Мгц по сравнению с шириной полосы 27 Мгц при
одинаковой настройке резонаторов. Это соответствует ширине полосы
2,8%. Увеличение ширины полосы сопровождается уменьшением усиления
от ~57 дб при одинаковой настройке до ~-44 дб при расстройке. Спе-
циальная модификация клистрона VA-87 с шестирезонаторной задающей
секцией, за которой следует выходной каскад, обеспечивает получение
ширины полосы пропускания по точкам половинной мощности 4,8%, или
144 Мгц. Усиление клистрона превышало 40 дб. Имеющийся в продаже
клистрон обозначается VA-839. Он может развивать пиковую мощность
5 Мет и среднюю мощность 10 кет при к. п. д. 40%.
На практике метод расстройки позволяет увеличить ширину полосы
пропускания многорезонаторного клистронного усилителя от 0,25 0,5%
при одинаковой настройке резонаторов идо~5% и выше, но при этом
уменьшается коэффициент усиления.
Ширина полосы пропускания многорезонаторных клистронов может
иметь величину порядка 10—12% или больше. Эти значения сравнимы
с получаемыми в мощных лампах бегущей волны.
6.4. УСИЛИТЕЛЬ НА ЛАМПЕ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ [31
Большая ширина полосы пропускания усилителей на лампе бегущей
волны (ЛБВ) является основной характеристикой, привлекающей к ним
внимание конструктора радиолокационных систем. Большая ширина
полосы необходима в тех случаях, когда нужно получить хорошую раз-
решающую способность по дальности (разд. 10.8) или быстро перестроить
радиолокатор в пределах широкой полосы частот при наличии умышлен-
ных или взаимных помех от близкорасположенных радиолокационных
станций. Усилитель на ЛБВ позволяет получить полосу шириной порядка
10—20% при мощностях, требуемых для работы радиолокаторов даль-
него действия.
280
Глава 6
Описание работы. На фиг. 6.17 приведена схема ЛБВ. Электронная
оптика ЛБВ во многих отношениях аналогична электронной оптике кли-
строна. В обоих случаях используется принцип модуляции по скорости —
в клистроне с образованием стоячих волн, в ЛБВ с образованием бегущих
волн. Электроны, эмитируемые катодом ЛБВ, фокусируются в пучок
и проходят через высокочастотную область взаимодействия. После пере-
дачи энергии постоянного тока высокочастотному полю электроны соби-
раются коллектором. Подлежащий усилению высокочастотный сигнал
поступает во входное устройство и, пройдя через него, распространяется
вдоль элемента с периодической структурой. Таким элементом (фиг. 6.17)
Фиг. 6.17. Схема лампы бегущей волны.
1 — катод; 2 — анод электронной пушки; 3 — аттенюатор; 4 — коллектор; 5 — высокочастот-
ный выход; 6 — спираль (область взаимодействия); 7 — высокочастотный вход; 8 — электронный
поток; 9 — нить накала.
служит спираль, широко применяемая в маломощных лампах с большой
шириной полосы пропускания. Скорость распространения электромаг-
нитной энергии вдоль спирали замедляется и становится почти равной
скорости электронного пучка; спираль поэтому называют замедляющей
структурой или периодической линией задержки. В спиральной линии
колебания распространяются вдоль провода почти со скоростью света,
но скорость распространения в направлении движения пучка несколько
меньше. Так, например, если длина провода в 13 раз больше аксиальной
длины спирали, то вдоль пучка волна распространяется со скоростью,
равной 1/13 скорости света, и пролетающие электроны синхронны с волной,
если они получат ускорение около 1500 в. Синхронизм между электромаг-
нитной волной и электронами приводит к кумулятивному взаимодействию,
обусловливающему передачу энергии электронного пучка (постоянного
тока) высокочастотной волне, как это происходит в клистроне. Модуляция
по скорости преобразуется в модуляцию по плотности (группирование)
после пробега электронами н< большого расстояния вдоль оси лампы. Когда
электроны сгруппированы, повышение плотности пространственного заряда
создает эффект отталкивания и пучок разгруппировывается, т. е. модуля-
ция по плотности претерпевает обратное- преобразование в модуляцию
по скорости. По мере дальнейшего движения электронов вдоль лампы
электронный пучок, модулированный по скорости, снова преобразуется
в пучок, модулированный по плотности, и процесс повторяется. Таким
образом, вдоль пучка возникают стоячие волны пространственного заряда,
которые можно рассматривать как биения двух волн пространственного
заряда, распространяющихся вдоль электронного пучка с различными
фазовыми скоростями. Фазовая скорость одной волны меньше скорости
электронного пучка, а скорость другой волны больше. В усилителе бегущей
волны используется имеющая меньшую скорость волна пространствен-
ного заряда, связанная с электромагнитной волной. Волна пространствен-
ного заряда с большей скоростью применяется в электронных ускорителях.
Радиолокационные передатчики
281
Как уже отмечалось, в качестве элемента периодической структуры,
обычно применяемого в ЛБВ, служит спираль. Она вполне пригодна для
использования в маломощной широкополосной аппаратуре, но ее нельзя
применять при высоких уровнях мощности (приблизительно выше 10 кет},
так как она не обеспечивает эффективного рассеяния тепла. При высоких
уровнях мощности необходимо использовать другие типы замедляющих
структур. К сожалению, типы периодических структур, пригодных для
работы на высоких уровнях мощности, не имеют такой большой ширины
полосы, как некоторые маломощные структуры.
Мощная ЛБВ весьма аналогична клистрону. В некоторых отношениях
ЛБВ можно рассматривать как предельный случай многорезонаторного
клистрона. Одно из основных отличий между обычным клистроном и ЛБВ
заключается в том, что в ЛБВ можно получить обратную связь вдоль перио-
дической структуры, в то время как в клистроне обратная связь высоко-
частотной энергии пренебрежимо мала. При обратной подаче на вход доста-
точной энергии ЛБВ будет генерировать колебания. Сигнал обратной
связи в ней может появиться вследствие частичного отражения прямой
волны в выходном устройстве. Благодаря обратной связи ЛБВ имеет мень-
шую стабильность, чем клистрон. Для обеспечения удовлетворительной
работы усилителя на ЛБВ необходимо устранить сигнал обратной связи.
Энергию, распространяющуюся в обратном направлении, можно в боль-
шинстве ламп уменьшить до незначительного уровня, введя затухание
в периодическую структуру. Затухание может быть создано элементом
с распределенными или сосредоточенными постоянными, но обычно он
находится в средней трети лампы. Следует обеспечить тщательное согла-
сование аттенюатора с периодической структурой. Аттенюатор нужно
рассчитывать таким образом, чтобы отраженный от выходного устройства
сигнал ослаблялся больше, чем усиливался входной сигнал. Введение
затухания уменьшает к. п. д. и выходную мощность, однако оно обеспе-
чивает удовлетворительную работу. Необходимость использования атте-
нюатора, способного работать при больших средних мощностях, наклады-
вает одно из основных ограничений на выходную мощность ЛБВ, отсут-
ствующее в клистроне.
Аксиальное магнитное поле (на фиг. 6.17 не показано) обеспечивает
фокусировку пучка и предотвращает его рассеивание. Требуемые для
фокусировки электромагниты могут иметь довольно большие размеры.
В некоторых ЛБВ можно значительно уменьшить вес, если использовать
постоянные магниты, расположенные на определенных расстояниях вдоль
лампы; однако этот метод, пожалуй, более пригоден для маломощных,
а не для мощных ламп.
Мощность и ширина поносы пропускания. В принципе ЛБВ может
развивать такую же большую выходную мощность, что и клистрон. Катод,
высокочастотная область взаимодействия и коллектор разделены между
собой, и при конструировании ЛБВ можно предусмотреть, что они будут
выполнять требуемые функции независимо друг от друга. Кроме того,
в связи с обычно достаточно большими размерами ЛБВ имеется возмож-
ность рассеивать значительное количество тепла. Однако практически
установлено, что существует ряд причин, ограничивающих получение
высокой выходной мощности.
Одно из этих ограничений связано с необходимостью ввести в цепь
обратной связи аттенюатор, способный рассеивать требуемую мощность
в небольшом объеме и при малых значениях КСВН. Другое существенное
ограничение обусловлено периодической структурой. Оказывается, что
282
Глава 6
наиболее пригодные для работы в широкой полосе частот периодические
цепи обладают наименьшей способностью передавать мощность и рассеи-
вать тепло. Таким образом, если требуется, чтобы ЛБВ развивала мощ-
ность, сравнимую с мощностью других типов ламп, то необходимо пойти
на уменьшение ширины полосы пропускания. Однако при очень малой
ширине полосы нельзя добиться каких-либо преимуществ при использо-
вании лампы бегущей волны по сравнению с многорезонаторными кли-
стронами;
Былй изготовлены ЛБВ, работающие в 10-сантиметровом диапазоне
волн при уровне мощности порядка нескольких мегаватт и ширине полосы
пропускания 10%. Хотя ширина полосы в 10% может оказаться менее
приемлемой, чем ширина полосы порядка октавы, которую получают
в маломощных или средней мощности лампах бегущей волны, тем не менее
для большинства радиолокаторов она вполне приемлема. Усиление и к. п. д.
мощной широкополосной ЛБВ обычно уступают соответствующим пара-
метрам клистрона. Увеличению ширины полосы сопутствует снижение
усиления, как и в случае клистрона. Коэффициент усиления (до области
насыщения) упомянутой выше лампы 10-сантиметрового диапазона волн
составляет ~20 дб, а к. п. д.— около 14%.
Лампа бегущей волны для радиолокационной аппаратуры. Импульс-
ный усилитель — ЛБВ, обозначаемый VA-125, представляет собой широко-
полосную лампу с водяным охлаждением, предназначенную для работы
на широко используемом в радиолокации участке 10-сантиметрового диа-
пазона волн. Ширина полосы пропускания этой лампы составляет 300 Мгц
на частоте 3000 Мгц. Выходная импульсная мощность равна 2 Мет, а коэф-
фициент заполнения — 0,002,'при длительности импульса 2 мксек. Усиление
по мощности составляет 33 дб.
Лампа бегущей волны VA-125 во многих отношениях аналогична
клистронному усилителю VA-87. Они развивают почти одинаковую пико-
вую мощность и могут быть взаимозаменяемыми; при этом следует учесть,
что лампа бегущей волны VA-125 вследствие небольшого усиления требует
более мощного входного сигнала.
6.5. АМПЛИТРОН И СТАБИЛИТРОН
Амплитрон. Амплитрон представляет собой усилитель со скрещен-
ными полями, характеризуемый высокими уровнями выходной, импульс-
ной и средней мощностей, широкой полосой пропускания, исключительно
высоким к. п. д., но низким усилением. Например, амплитроны, рабо-
тающие в короткой части дециметрового диапазона волн способны разви-
вать пиковую мощность 5—10 Мет при коэффициентах заполнения, рав-
ных примерно 0,001; при ширине полосы более 10% к. п. д. выше 85%.
Коэффициенты усиления составляют величину порядка 10 дб.
Конструкции магнетронного генератора и амплитрона сходны между
собой, однако их характеристики весьма отличаются друг от друга. Основ-
ное конструктивное отличие состоит в том, что в амплитроне имеются два
внешних устройства связи (входное и выходное), а в магнетроне — толь-
ко одно.
На фиг. 6.18 приведена схема амплитрона. Электроны испускаются
катодом со сплошным покрытием. Для возбуждения амплитрона или обе-
спечения его последующей работы обычно не нужно подавать извне какое-
либо питание на накал. Анод состоит из ряда лопаток. Он одновременно
Радиолокационные передатчики
283
выполняет функции высокочастотного контура медленных волн, с кото-
рыми взаимодействуют электроны, и электрода для собирания электронов.
Амплитрон представляет собой устройство со скрещивающимися
полями в том смысле, что электронный пучок перпендикулярен к электри-
ческому и магнитному полям, как и в магнетроне. Принцип его действия
в некоторых отношениях аналогичен усилителю на ЛБВ, так как усиление
происходит вследствие взаимодействия бегущей электромагнитной волны
Фиг. 6.18. Основная конструкция амплитрона. Магнитное поле приложено
параллельно оси лампы.
1 — вход; 2 — аиод; 3 — катод; 4 — вращение электронов; 5 — спица пространственного заряда;
6 — замкнутый электронный поток; 7 — проводящие лопатки; 8 — резонаторы; 9 — фазовая ско-
рость; 10 — проводящие связки; 11 — групповая скорость; 12 — выход.
и вращающейся волны пространственного заряда. Волны пространствен-
ного заряда в амплитроне образуются в результате взаимодействия элек-
тронного пучка и скрещивающихся электрического и магнитного полей.
В усилителе на ЛБВ волна пространственного заряда взаимодействует
с прямой волной, т. е. с волной, вектор фазовой скорости которой имеет
то же направление, что и поток мощности. Высокочастотная периодическая
структура может также поддерживать обратные волны или волны, вектор
фазовой скорости которых направлен противоположно потоку мощности.
ЛБВ, в которой волна пространственного заряда связана с обратной вол-
ной, известна под названием усилителя на лампе обратной волны. Волна
пространственного заряда в приборе магнетронного типа со скрещенными
полями может быть связана либо с прямой, либо с обратной волной. При-
бор со скрещенными полями, называемый магнетронным усилителем,
использует прямую волну и может работать с к. п. д. ~50% при ширине
полосы 15%, усилении 15 дб и выходной пиковой мощности порядка
нескольких мегаватт. Прибор со скрещенными полями, обеспечивающий
взаимодействие обратной волны с волной пространственного заряда (ампли-
трон), имеет более высокое номинальное усиление, чем прибор с прямой
волной (магнетронный усилитель), и при одинаковой длине работает более
эффективно.
Из фиг. 6.18 видно, что электронный пучок снова входит в область
взаимодействия так же, как и в магнетронном генераторе. Высокочастот-
284
Глава 6
ные вход и выход в амплитроне развязаны между собой. В этом смысле
высокочастотную цепь амплитрона можно с большим основанием отнести
к лампе бегущей волны, чем к магнетрону.
Амплитрон работает как насыщенный, а не как линейный усилитель.
Насыщенный усилитель характеризуется тем, что величина высокочастот-
ного выходного сигнала не зависит от высокочастотного входного сигнала,
но зависит от входного сигнала по постоянному току. Хотя в некоторых
случаях нельзя использовать насыщенный усилитель, например в устройст-
вах связи с амплитудной модуляцией, однако имеются лишь небольшие
Фиг. 6.19. Амплитрон 10-сантпметрового диапазона волн типа QK622.
ограничения в его применении как импульсного усилителя в большинстве
радиолокаторов. Насыщенный усилитель можно также использовать
в устройствах с частотной модуляцией, а кроме того, в радиолокаторах,
работа которых основана на принципе сжатия импульса.
На фиг. 6.19 приведена фотография импульсного амплитрона QK622.
Он развивает пиковую мощность 3 Мет при подаче на вход высокочастот-
ной управляющей мощности не менее 550 кет. Усиление равно 7,5 дб,
а коэффициент заполнения — 0,005. В случае применения с модулятором
линейного типа амплитрон перекрывает частотный диапазон от 2900 до
3100 Мгц без регулировки механическим или электрическим способом.
Во всем частотном диапазоне зафиксированы значения к. п. д. выше 70%.
На некоторых частотах к. п. д. приближается даже к 80%. При уменьше-
нии выходной мощности усиление увеличивается. При пиковой мощности
700 кет получается усиление 11 дб. Вес полного комплекта амплитрона
QK622, показанного на фиг. 6.19, составляет около 60 кг. На фиг. 20 при-
веден график зависимости выходной высокочастотной мощности от вход-
ной высокочастотной мощности и мощности по постоянному току модуля-
тора для амплитрона QK520, работающего в нижней части дециметрового
диапазона волн. При постоянной входной мощности по постоянному току
высокочастотная выходная мощность почти не зависит от высокочастотной
Радиолокационные передатчики
285
входной мощности, за исключением тех случаев, когда высокочастотный
входной сигнал становится сравнимым с высокочастотным выходным сигна-
лом. Это отклонение от работы насыщенного усилителя является следствием
некоторого повышения к. п. д. при большой мощности высокочастотного
входного сигнала и появления входного сигнала на выходе без ослабления,
в результате чего мощность входного сигнала складывается с высокочастот-
ной мощностью, генерируемой собственно амплитроном. Если при данном
кет
Фиг. 6.20. Зависимость выходной высокочастотной мощности от входной высоко-
частотной мощности для амплитрона типа QK520.
кривые соответствуют постоянному входному сигналу модулятора. Заштрихована область, в кото-
рой высокочастотный выход ие зависит от высокочастотного входа.
уровне мощности постоянного тока высокочастотный входной сигнал ста-
новится ниже определенного уровня, то прибор перестает работать как
усилитель. В этой области (заштрихованной на фиг. 6.20) выходной высоко-
частотный сигнал содержит шумы, его границы определяются неудовле-
творительно и частота несколько отличается от частоты входного сигнала.
Переходный участок между областью, в которой входной сигнал не контро-
лирует выходной высокочастотный сигнал, и областью, в которой харак-
теристики удовлетворительны, четко определяется и имеет пренебрежимо
малую величину.
К. п. д. амплитрона характеризуется следующим образом:
j, (Мощность выходного ВЧ сигнала)— (Мощность входного ВЧ сигнала) о.
1\. П. Д. — ----гт------------. (О.о)
Мощность, потребляемая амплитроном от модулятора ' '
Это определение не является строгим, так как мощность высокочастотного
входного сигнала не теряется, а составляет часть мощности выходного
сигнала. В усилителе с низким усилением входная мощность, появляю-
щаяся на выходе, может составлять заметную долю от общей мощности.
Поэтому действующее значение общего к. п. д. цепочки амплитронов может
остаться высоким.
286
Глава 6
. Высокое значение к. п. д. позволяет работать при значительно боль-
ших уровнях мощности, чем другие типы ламп с аналогичными характе-
ристиками рассеяния тепла, но с меньшими к. п. д. Пусть, например,
лампа данной конструкции может безопасно рассеивать 10 кет мощности
и это является единственным ограничением общей генерируемой лампой
мощности. Если к. п. д. лампы равен 20%, то полезная выходная мощ-
ность составляет 2,5 кет, а мощность рассеяния — 10 кет. С другой сто-
роны, при к. п. д. 80% лампа может развивать мощность 40 кет при рас-
сеянии 10 квт. Увеличение к. п. д. в 4 раза (от 20 до 80%) в 16 раз увели-
чивает величину выходной мощности, поступающей в нагрузку. Высокий
к. п. д. амплитрона является одной из основных причин, обусловливающих
. возможность генерирования им больших мощностей при рациональных
размерах конструкции. (Преимущества, создаваемые высоким к. п. д.,
относятся к любому типу прибора и присущи не только одному ампли-
трону.) Достоинством амплитрона является то, что это один из наиболее
I. эффективных мощных усилителей СВЧ диапазона волн.
Сдвиг фазы в амплитроне, вызванный изменением подаваемого в при-
бор сигнала постоянного тока, называется уходом фазы по аналогии с тер-
мином уход частоты, описывающим соответствующее явление в генера-
торах, когда частота изменяется, или «уходит», при изменении тока. Уход
фазы в амплитроне обычно очень мал по сравнению с уходом в других
СВЧ усилителях и составляет величину порядка долей градуса на 1 а.
Низкое значение ухода фазы имеет важное значение в радиолокации, где
надо обеспечить нулевой или пренебрежимо малый фазовый сдвиг между
входным и выходным сигналами. Это относится к случаям параллель-
ной работы нескольких мощных ламп или питания отдельных элементов
фазированной антенной решетки отдельными передатчиками. В ампли-
тронах типа QK622 сдвиг фазы изменяется меньше чем на 0,5° при
изменении анодного тока на 1 %. Амплитрон имеет хорошую стабиль-
ность. Количество пропущенных импульсов в амплитроне QK622 мень-
ше 0,05%.
Изменения условий нагрузки оказывают незначительное влияние
на качество выходного спектра амплитрона. По опубликованным данным,
выходной спектр амплитрона дециметрового диапазона остается неизмен-
ным независимо от фазы, обусловленной несогласованностью на выходе,
и величины КСВН вплоть до значений 2,5.
Действие амплитрона при снятии высокого напряжения эквивалентно
пассивной передающей линии. Вносимые потери его малы, типичными
являются значения 0,2—1 дб. Благодаря этому высокочастотный сигнал,
распространяющийся в обратном направлении (от выхода к входу), пре-
терпевает незначительное ослабление. Этим он отличается от других уси-
лителей, в которых обратный сигнал сильно ослабляется. Благодаря низ-
ким вносимым потерям имеется возможность использовать схему, в кото-
рой принятый отраженный сигнал проходит сначала через амплитрон,
а затем подводится к антенному переключателю. Поэтому переключение
можно осуществить на более низком уровне мощности, чем при располо-
жении антенного переключателя на выходе лампы. Однако для малого
затухания в обратном направлении нужно включить между амплитроном
и задающим генератором мощный циркулятор или другое развязывающее
устройство, чтобы предотвратить взаимодействие отраженных колебаний
и колебаний задающего каскада передатчика, а также переход в режим
автоколебаний. Развязка требуется и в случае каскадного включения
амплитронов.
Радиолокационные передатчики
287
Напряжения в амплитроне ниже, чем в клистроне или лампе бегущей
волны, и сравнимы по величине с напряжениями в магнетроне. Как и в маг-
нетроне, нужно использовать магнитное поле. Обычно применяются
постоянные магниты. Величина магнитного поля взбирается с учетом веса
магнита и максимального к. п. д., который может быть получен с боль-
шими магнитами.
Необычным свойством амплитрона является его способность работать
без внешнего подогрева катода. Лампа возбуждается без предварительного
прогрева катода при наличии высокочастотного управляющего сигнала
до подачи модулирующего импульса. Отсутствие подогревателя обусловли-
вает более длительный срок службы лампы. Согласно опубликованным
данным, срок службы амплитрона QK622 превышает 1000 час.
В связи с относительно низким усилением и высоким к. п. д. ампли-
трон нашел применение в качестве добавочной усилительной лампы, повы-
шающей выходную мощность существующих радиолокационных станций.
Он просто включается дополнительно на выход существующей радиолока-
ционной станции для повышения излучаемой мощности на один порядок.
В связи с широкой полосой пропускания настройка лампы не нужна,
и антенный переключатель часто можно применять, не производя изменений
во входной цепи амплитрона. Однако обычно на входе схемы необходимо
использовать ферритовое развязывающее устройство, предотвращающее
возникновение паразитных колебаний, являющихся следствием отраже-
ний, обусловленных наличием рассогласования на выходе и входе.
Усиление амплитрона можно увеличить за счет сужения полосы про-
пускания с помощью положительной обратной связи, образуемой введе-
нием элементов рассогласования во входной и выходной передающие
тракты. Они вводятся таким образом, что высокочастотная энергия, отра-
женная от неоднородности в выходном тракте, возвращается к неодно-
родности во входном тракте и снова отражается с такой фазой, что склады-
вается затем с входной энергией. При значениях ширины полосы порядка
0,5% можно получить коэффициенты усиления около 30 дб. Возможна
механическая перестройка в полосе 10%.
В принципе амплитрон может развивать чрезвычайно большую мощ-
ность. Лампа типа QK622 (средняя мощность 15 кет), в которой анод охла-
ждается протекающей с большой скоростью жидкостью, способна отдавать
полезную среднюю выходную колебательную мощность более 100 квпг
при работе в 10-сантиметровом диапазоне волн.
Стабилитрон. Амплитрон может работать как генератор с высокой
стабильностью, если в его схеме предусмотреть обратную связь по высокой
частоте и стабилизирующий резонатор (фиг. 6.21). Между выходом лампы
и нагрузкой включается неоднородность. Ко входу лампы подключается
узкополосный настраиваемый резонатор с высокой добротностью Q. Часть
выходного сигнала амплитрона отражается неоднородностью и с незначи-
тельным затуханием или совсем без затухания распространяется обратно
через лампу в направлении входа. Высокодобротный резонатор поглощает
энергию на его нерезонансной частоте. Энергия на резонансной частоте
отражается снова и проходит с усилением через прибор в прямом напра-
влении. Стационарные колебания возникают, если общий сдвиг фазы при
распространении колебаний от места отражения на выходе до места отра-
жения в резонаторе и обратно представляет собой целое число, кратное
2л рад, и если усиление по этому контуру больше 1. Частота колебаний
также определяется резонансной частотой резонатора. Фазовращатель,
показанный на схеме фиг. 6.21, предназначен для регулировки фазы петли
288
Глава 6
обратной связи таким образом, чтобы она соответствовала резонансной
частоте резонатора. В приборах с фиксированной настройкой или при
малом диапазоне перестройки необходимость в фазовращателе отпадает.
Благодаря высокому значению добротности резонатора обеспечи-
вается стабилизация частоты колебаний. Характеристика зависимости
фазового сдвига от частоты стабилизирующего резонатора имеет большую
крутизну, чем характеристика любой другой части схемы. Следовательно,
незначительное изменение частоты позволяет резонатору ввести коррекцию
при существенном сдвиге фазы, который может быть обусловлен такими
факторами, как изменение полного сопротивления антенны или уход час-
тоты. Амплитрон, используемый в описанном выше режиме генерирования
колебаний, называется стабилитроном.
/ --------- 2 --------- 3 -------- 4 -------- 5
Фиг. 6.21. Блок-схема стабилитронного генератора, состоящего из амплитрона
с включенными высокодобротным резонатором на входе и широкополосным элементом
рассогласования на выходе.
1 — настраиваемый стабилизирующий резонатор с высокой добротностью; 2 — фазовращатель;
3 — амплитрон; 4 — элемент рассогласования, обеспечивающий частичное отражение; 5 — полез-
ная нагрузка.
Стабильность частоты стабилитрона превышает стабильность частоты
магнетрона в 5—100 раз (в зависимости от характера рассматриваемого
дестабилизирующего фактора — например, сравнения затягивания частоты
или ее ухода вследствие температурных изменений). Для дальнейшего
повышения стабильности частоты можно также использовать высокодоброт-
ный резонатор в сочетании с магнетронным генератором. Однако в магне-
тронном генераторе стабилизирующий резонатор нужно включать
на выходе, а не на входе. Поэтому при заданном уровне стабилизации
частоты стабилитрон может обеспечить более высокий к. п. д., чем магне-
трон, так как стабилизирующий резонатор, включенный на входе стаби-
литрона, поглощает меньше мощности, чем резонатор на выходе.
Величина затягивания частоты стабилитрона, представляющая собой
меру изменения частоты, вызванного изменением внешней нагрузки, при-
мерно в 5—20 раз меньше, чем соответствующая величина для магнетрона.
ТАБЛИЦА 6.2
Сравнение типичных рабочих характеристик магнетрона и стабилитрона
Характеристика Магнетрон 5J26 Стабилитрон QK 630-629
Величина затягивания частоты, Мгц 2—2,5 0,4—0,6
Коэффициент ухода частоты, кгц/а . . 50-100 1—4
Пиковое значение рабочего тока, а 46 40
Рабочее напряжение, кв 28 36
Типовое значение к. п. д., % . . . . 42 52
Импульсная выходная мощность, кет 550 560
Средняя выходная мощность, вт .......... 550 1560
Диапазон перестройки, Мгц .... 1220—1350 1260—1350
Рабочее магнитное поле, гс 1400 1150
Радиолокационные передатчики
289
В связи с этим стабилитрон меньше, чем магнетрон, подвержен эффекту
длинной линии [уравнение (6.1)1 и может работать в передающих линиях,
в несколько раз более длинных, чем при использовании магнетронов.
К- п. д. стабилитрона весьма удовлетворителен. Он может изменяться
от 45 до 60% в диапазоне перестройки. Широкополосные свойства ампли-
трона характерны также и для стабилитрона. Последний может перестраи-
ваться в пределах полосы, составляющей 5—10% основной частоты. Пере-
стройка осуществляется в результате изменения резонансной частоты ста-
билизирующего резонатора и фазового сдвига в линии, соединяющей резо-
натор с лампой.
В табл. 6.2 приведены сравнительные характеристики магнетронного
генератора и стабилитрона, применяемых в радиолокации.
6.6. ЛАМПЫ С СЕТОЧНЫМ УПРАВЛЕНИЕМ
В первых радиолокаторах применялись обычные лампы с сеточным
управлением, так как в то время не существовало других источников высоко-
частотной энергии. Это ограничивало рабочую частоту первых радиолока-
торов диапазоном метровых и дециметровых волн.
С изобретением резонаторного магнетрона, приведшего к успешной
разработке радиолокационных станций, работающих на сантиметровых
волнах, интерес к радиолокационным системам, использующим более
низкие частоты, снизился. В течение послевоенных лет потребность в радио-
локационной аппаратуре с более высокой средней мощностью и в улучшен-
ных характеристиках систем СДЦ снова вызвала интерес к диапазонам
более низких частот. В послевоенные годы был достигнут значительный
прогресс в конструировании лдмп с сеточным управлением для работы
на значительно более высоких частотах. Продвижение в верхний участок
частотного диапазона управляемых по сетке ламп стимулировался их при-
менением в ускорителях частиц, устройствах связи, основанных на тропо-
сферном рассеивании радиоволн, а также в телевизионных устройствах
и радиолокации. Одновременно не менее значительный прогресс был достиг-
нут в создании ламп новых типов, таких, как клистрон, лампа бегущей
волны и амплитрон. В конце 50-х годов эти приборы стали работать
в области более низких частот, вследствие чего они смогли успешно конку-
рировать с управляемыми по сетке лампами в диапазоне 400—1000 Мгц.
Однако лампы с сеточным управлением развивают на частотах ниже
1000 Мгц большую среднюю мощность, чем лампы любого другого типа.
Рассматриваемые здесь лампы с сеточным управлением являются обыч-
ными вакуумными триодами или тетродами.
Напряжение, приложенное к управляющей сетке лампы, действует
как селекторный импульс или вентиль, регулирующий количество элек-
тронов, поступающих на анод. Изменение приложенного к сетке напряже-
ния приводит к изменению тока, протекающего к аноду. Процесс модуляции
потока электронов в лампе с сеточным управлением называется модуляцией
по плотности.
Ограничения по высокой частоте. Лампы с управлением по сетке спо-
собны развивать мощность непрерывных колебаний порядка мегаватт
на низких частотах. Значительные выходные мощности были получены
в 10-сантиметровом диапазоне волн. К факторам, ограничивающим полу-
чение хороших характеристик мощных ламп при увеличении частоты,
относятся 1) повышенные значения реактивного сопротивления цепи,
19 м. Сколник
290 Глава 6
2) высокочастотные потери в диэлектриках, 3) увеличение времени пролета
относительно периода колебаний, 4) уменьшение возможности рассеяния
средней мощности в связи с малыми размерами элементов конструкции
и 5) снижение способности генерировать импульсную мощность. Все эти
причины будут рассмотрены применительно к лампам с управлением по
сетке, но необходимо иметь в виду, что они относятся в определенной сте-
пени и к лампам всех классов, работающим в диапазоне высоких частот.
Любая лампа всегда имеет емкость и индуктивность. Емкость в лампах
.с сеточным управлением состоит главным образом из емкостей сеток, катода
и анодных электродов. Индуктивность образуется соединениями с указан-
ными электродами. Реактивные сопротивления можно свести к минимуму,
но их никогда не удается устранить целиком. При далеко разнесенных
друг от друга электродах, имеющих малые размеры, можно получить неболь-
,шую межэлектродную емкость. Однако минимально допустимые размеры
электродов определяются в значительной степени требуемым рассеянием
мощности в данной конструкции. Кроме того, расстояние между электро-
дами нельзя сделать слишком большим, так как при этом увеличивается
время пролета. Действие реактивных элементов состоит в шунтировании
входа лампы и замыкании ее накоротко при повышении частоты. Это при-
водит к уменьшению мощности. Согласно опубликованным данным, индук-
тивность катодного вывода действует на вход лампы как шунтирующее
активное сопротивление, значение которого обратно пропорционально
квадрату частоты. Реактивное сопротивление входной емкости (емкости
сетка — катод в лампе с заземленным катодом) также шунтирует вход
и его величина обратно пропорциональна частоте. Индуктивность выводов
можно свести к минимуму, применив коаксиальные передающие линии или
волноводы и сконструировав резонансные контуры в виде объемных резо-
наторов. При конструировании некоторых, ламп резонаторы целиком раз-
мещаются внутри вакуумного баллона.
Другим фактором, обусловливающим снижение выходной мощности
при повышении частоты, являются высокочастотные потери. Активное
сопротивление проводящих частей лампы вследствие поверхностного эффек-
та увеличивается с повышением частоты. Активное сопротивление с учетом
поверхностного эффекта и, следовательно, потери мощности I2R пропор-
циональны корню квадратному из частоты. Потери могут также быть резуль-
татом излучения электромагнитной энергии элементами лампы или вывода-
ми. Потери на излучение пропорциональны квадрату частоты. Как потери
на поверхностный эффект, так и потери на излучение сводятся к минимуму,
если основные процессы работы лампы протекают внутри объемных резона-
торов. Такая практика в современных мощных лампах получила почти
всеобщее распространение.
Заметные высокочастотные потери происходят из-за нагрева диэлектри-
ческих материалов, используемых в лампе для изолирующих опор или
вакуумного баллона. Если диэлектрик находится в высокочастотном поле,
то последнее может оказаться возбудителем молекулярного движения,
обусловливающего нагрев материала. Потери на диэлектрический нагрев
прямо пропорциональны частоте. Их можно свести к минимуму, если рас-
положить изоляторы вне высокочастотного поля или в крайнем случае на
участках со слабыми полями. Однако не всегда можно поступить таким
образом. Если необходимо применить диэлектрики в конструкции мощной
лампы, следует использовать диэлектрические материалы с минимальными
потерями; поэтому в большинстве современных ламп вместо стекла при-
меняется керамика, имеющая малые потери. Согласно опубликованным
Радиолокациейные передатчики 291
данным, замена стеклянного баллона лампы 2С39А (относительно маломощ-
ный триод) на керамический баллон увеличивает мощность на 10% на часто-
те 2500 Мгц. Лампы с керамическими баллонами имеют большую механи-
ческую прочность, чем лампы со стеклянными баллонами, и могут выдер-
живать более высокие температуры как при эксплуатации, так и при нагреве
в процессе изготовления. Максимальные рабочие температуры обычно
можно повысить на 50—75° С по сравнению с такой же лампой, имеющей
стеклянный баллон. Керамические лампы более надежны, чем стеклянные,
и, кроме того, легче наладить их автоматическое производство.
Конечное время, требуемое для пролета электронов от катода к аноду,
также ограничивает верхний предел рабочей частоты. На низких частотах
время, расходуемое электроном на пролет от катода к аноду, можно считать
ничтожным, так как по сравнению с периодом высокочастотных колебаний
оно невелико. Однако при достаточно высокой частоте время, требуемое
для пролета электроном расстояния между электродами, оказывается срав-
нимым с периодом высокочастотных колебаний, и его уже нельзя считать
равным нулю. Так, например, время пролета электрона, движущегося
от катода к аноду в плоскостном диоде при постоянном напряжении и токе,
ограниченном пространственным зарядом, составляет
Т = 6,7-10-10^ у-)’7’, (6.4)
где d — расстояние между электродами, см-, J — удельный ток, а/см2.
Для триода или тетрода параметр d представляет собой расстояние
между катодом и действующей плоскостью управляющей сетки. При расстоя-
нии 0,05 см и удельном токе 1 а/см2 время пролета равно 2,5-10 10 сек.
Такое время может показаться очень малым, однако оно соответствует
почти четверти периода колебаний на частоте 900 Мгц. Время пролета
иногда измеряется углом пролета, представляющим собой произведение
угловой частоты и времени, требуемого для пролета электроном межэле-
ктродного пространства. В приведенном выше примере угол пролета равен
л/2 рад.
Когда время пролета составляет заметную долю периода высокочастот-
ных колебаний, происходит сдвиг фазы между анодным током и сеточным
напряжением. Усиление, к. п. д. и выходная мощность уменьшаются.
При относительно большом времени пролета промодулированные по плот-
ности электроны разгруппировываются, так как время пролета электронов,
покидающих катод в какой-то определенный момент периода колебаний,
отличается от времени пролета электронов, покидающих его в другие момен-
ты периода колебаний. Некоторым электронам не удается пройти через
сетку, и они возвращаются обратно на катод. Когда обратно на катод воз-
вращается достаточное количество электронов, его температура увеличится.
Если величина такого дополнительного нагрева катода незначительна, его
можно частично скомпенсировать, регулируя мощность накала катода.
Время пролета через область сетка — катод можно свести к минимуму,
предусмотрев возможно меньшее расстояние между сеткой и катодом и рабо-
тая при высоком сеточном напряжении. Чем выше напряжение, тем больше
ускорение электронов и меньше время, требуемое для пролета ими соответ-
ствующего пространства. Кроме того, чем выше напряжение, тем больше
удельный ток эмиссий. Минимальное расстояние между катодом и сеткой
обычно определяется соображениями механической прочности, если сетка
должна быть установлена на расстоянии долей миллиметра от поверхности
катода, работающего в условиях высокой температуры.
292
Глава 6
Учитывая зависимость удельного катодного тока от расстояния между
электродами, определяемую уравнением (6.4), часто увеличивают удельный
ток, чтобы избежать очень малых расстояний между электродами. Однако
чем больше удельный катодный ток, тем меньше срок службы катода.
Нет необходимости в том, чтобы расстояние между сеткой и анодом
было так же мало, как расстояние между сеткой и катодом, потому что
в области сетка — анод электроны начинают движение, имея началь-
ную скорость. Минимальное расстояние и максимальное напряжение,
которые можно использовать, ограничены способностью электродов рассеи-
вать мощность. Кроме того, чем меньше расстояние между сеткой и анодом
в триоде, тем уже ширина полосы пропускания. Таким образом, выбор рас-
стояния между сеткой и анодом представляет собой компромиссное реше-
ние, учитывающее необходимость, с одной стороны, достичь высоких значе-
ний усиления и к. п. д. и, с другой стороны, получить широкую полосу
пропускания.
Выше было указано, что время пролета можно уменьшить, использовав
высокое напряжение. Высокое напряжение обусловливает повышение тока
и мощности, так как нельзя значительно увеличить шунтирующее сопро-
тивление резонансного контура, не уменьшив к. п. д. схемы и ширину
полосы. В связи с этим пришли к выводу, что легче выпускать мощные,
а не маломощные лампы, работающие на высоких частотах, если можно
обеспечить безопасное рассеяние выделяемого тепла и если не достигнуты
пределы катодной эмиссии.
Для получения большой средней выходной мощности лампа должна
обладать способностью рассеивать выделяемое тепло. Нагрев управляющей
и экранирующей сеток вызывается главным образом следующими причи-
нами: 1) окружающим теплом, выделяемым горячим катодом, 2) теплом,
выделяемым при улавливании сетками быстро летящих электронов, и 3) ак-
тивными потерями, вызываемыми токами смещения, связанными с напря-
жениями высокой частоты, прилагаемыми к межэлектродным емкостям.
Чрезмерный нагрев может повредить электроды или их расплавить. Предел
увеличения мощности также определяется эмиссией электронов от пере-
гретых сеток. Эмитированные термоионным путем первичные электроны,
ускоренные разностью потенциалов электродов и приобретшие энергию,
достаточную для бомбардировки электродов, могут вызвать их поврежде-
ние. Электроны могут также испускаться электродами с относительно
низкой температурой благодаря процессу вторичной эмиссии. Однако
электроны вторичной эмиссии не обязательно оказывают вредное влияние
на характеристики лампы, в особенности тетрода. Нагрев управляющей
и экранирующей сеток можно уменьшить, применяя низкотемпературные
оксидные катоды и электронно-оптические системы, сводящие к минимуму
перехват электронов сетками. В очень мощных лампах применяются сетки
с водяным охлаждением или используются другие способы охлаждения
сеток и отвода тепла.
Аноды мощных ламп нужно конструировать специально с учетом рас-
сеяния выделяемого тепла; часто они имеют водяное или воздушное охлаж-
дение. Рассеяние на аноде, хотя его и нужно надлежащим образом учиты-
вать при конструировании лампы, редко накладывает большое ограничение
на выходную мощность, в особенности при работе с короткими импульсами.
Пиковая 'мощность лампы в импульсном режиме часто ограничивается
располагаемым конечным значением электронной эмиссии и (или) напряже-
нием пробоя. Пробой может возникнуть между электродами, в изоляции
вакуумного баллона или во внешней цепи. Пиковая мощность, которую
Радиолокационные передатчики
293
выдерживает лампа без возникновения пробоя, обычно в импульсном режи-
ме больше, чем в режиме непрерывных колебаний. Чтобы наступил пробой,
требуется конечное время после приложения напряжения. Поэтому чем
длиннее импульс, тем более вероятно наступление дугового разряда. Вели-
чина тока, которую можно получить от данного катода, зависит от мате-
риала и заданного срока службы катода. В общем случае катоды с хорошими
эмиссионными свойствами, например оксидированные, чувствительнее
к бомбардировке положительными ионами, чем более прочные, но менее
эффективные катоды, например чисто вольфрамовые или тарированные.
Размеры лампы пропорциональны длине волны. Поэтому как средняя,
так и пиковая мощности при повышении частоты уменьшаются. Если раз-
меры лампы изменяются прямо пропорционально длине волны, то пиковая
мощность будет изменяться пропорционально квадрату длины волны;
при этом предполагается, что перепад напряжения, при котором возникает
пробой, не зависит от частоты. Необходимо иметь в виду, что высказанные
выше положения являются лишь приближенными. Изменение средней
и пиковой мощностей в специальной конструкции лампы может оказаться
сложной функцией частоты.
Мощные лучевые лампы. Мощная лучевая лампа представляет собой
тетрод, рассчитанный таким образом, что электроны движутся от катода
к аноду плотными полосами. Добиться этого можно, согласовав положение
витков управляющей и экранирующей сеток. Высокая концентрация отри-
цательного заряда, обусловленная плотными полосами потока электронов
между экранирующей сеткой и анодом, подавляет поток вторичных электро-
нов от анода на сетку, существующий в нормальном тетроде. Действие
потока вторичных электронов в тетроде обычной конструкции приводит
к искажению характеристик анодного тока. Вторичная эмиссия может
исказить характеристику в области, лежащей до точки, в которой лампа
начинает действовать как отрицательное сопротивление. Для подавления
вторичных электронов в тетрод вводится дополнительная защитная сетка,
превращающая его в пентод. Плотные полосы потока электронов мощной
лучевой лампы оказывают на поток вторичных электронов такое же дей-
ствие, как защитная сетка пентода. Лампы, в которых используется элек-
тронно-оптическая система мощной лучевой лампы, обеспечивают получе-
ние высокой мощности, большого усиления, незначительных обратных
связей и хороших общих характеристик. Мощные лучевые лампы получили
широкое распространение. В качестве примеров мощных лучевых ламп
могут служить лампы 6L6, 807, 829-В и 4X250.
В связи с успешным применением на более низких частотах мощная
лучевая лампа стала также использоваться в диапазоне УВЧ в случаях,
когда необходимо получить высокие мощности. Примером конструкции
мощной лучевой лампы диапазона УВЧ, способной развивать мощность
1 кет в режиме непрерывных колебаний на частоте 1000 Мгц, может служить
лампа RCA-7214. При коэффициенте заполнения 0,01 она может работать
при пиковой мощности 100 кет. Одним из наиболее крупных вариантов
одноблочной мощной лучевой лампы является разрабатываемая лампа
типа А-2581. Предполагается, что на частоте 500 Мгц она сможет развивать
пиковую мощность 1 Мет при работе в режиме импульсного усилителя
с усилением 10 дб, длительностью импульса 10 мксек и коэффициентом
заполнения 0,01. Лампа с керамическим баллоном имеет длину около 16 см,
а диаметр порядка 14 см. Одноблочные мощные лучевые лампы характери-
зуются небольшими размерами и прочной конструкцией. Описанные выше
лампы относятся к приборам средней мощности. Они могут быть использо-
294
Глава 6
ваны в радиолокаторах со средними рабочими характеристиками или
в радиолокационных системах высокой мощности, в которых антенна состо-
ит из большого числа отдельных излучающих элементов, каждый из кото-
рых питается от собственного передатчика средней мощности.
Многобточная конструкция лампы. Предельная мощность, которую
способна генерировать лампа, состоящая из одного катоде, одной или
двух сеток и анода, ограничена количеством тепла, рассеиваемым одним
блоком. Чем больше размеры лампы, тем больше тепла она может рассеи-
вать и тем выше выходная мощность. Ранее было указано, что размеры
лампы пропорциональны длине волны. Таким образом, чем выше частота,
тем меньше размеры лампы и тем меньше мощность, которую может рас-
сеять лампа.
а
Фиг. 6.22 Поперечный разрез двух единичных тетродных блоков мощной луче-
вой лампы диапазона УВЧ (а) и продольный разрез одного тетрода мощной лучевой
лампы диапазона УВЧ (6).
/ — блок экранирующей сетки; 2 — накал; 3 — сетка /; 4 — сетка 2; 5 — анод; 6 — катод; 7 —
управляющая сетка; 8 — экранирующая сетка.
Для определенной частоты размеры блока не могут превышать неко-
торой максимальной величины. В противном случае возникнут затруднения,
связанные с генерированием в высокочастотных цепях колебаний высшего
порядка или с увеличением угла пролета. Один из методов увеличения
выходной мощности состоит в параллельном включении одиночных элек-
тронно-оптических структур, образующих коаксиальную цилиндрическую
конфигурацию, заключенную в одном вакуумном баллоне. Параллельная
работа нескольких блоков позволяет получить высокую мощность от кон-
струкции, помещенной в один баллон, так как подлежащее рассеянию тепло
распределяется на относительна большой поверхности.
На фиг. 6.22,а показано поперечное сечение двух блоков мощного
лучевого тетрода, работающего в диапазоне УВЧ. На фиг. 6.22,6 приведен
продольный разрез, на котором показано характерное для мощной лучевой
лампы согласованное расположение проводов сеток. Представленная лампа
является «перевернутой», так как анод имеет цилиндрическую конструк-
цию и расположен в ее центре, а катоды размещены на периферии. В лампе
RCA-6806, предназначенной для получения выходной мощности ~10 кет
при использовании в телевидении, применяются 40 блоков рассмотренного
типа, оформленных в цилиндрическую конструкцию. Аналогичная кон-
Радиолокационные передатчики 295
струкция применяется в тетродах RCA-2041 и RCA-6952, представляющих
собой импульсные варианты упомянутого выше тетрода RCA-6806. Тетрод
RCA-6952 предназначен главным образом для работы с короткими импуль-
сами, а тетрод RCA-2041 — для работы с длинными импульсами. Они отли-
чаются от ламп, применяемых в УВЧ-телевидении, большими размерами
керамической изолирующей втулки между анодом и катодом, что позво-
ляет использовать более высокие импульсные анодные напряжения. В режи-
ме работы с короткими импульсами, имеющими длительность 13 мксек
при коэффициенте заполнения 0,004, лампа RCA-6952 (фиг. 6.23) способна
Фиг. 6.23. Тетрод типа RCA-6952
обеспечить полезную выходную пиковую мощность 2 Мет при усилении
по мощности по меньшей мере 20 дб на частоте 425 Мгц. В режиме работы
с длинными импульсами, имеющими длительность 2 мсек и частоту повто-
рения 300 гц (коэффициент заполнения 0,06), лампа RCA-2041 может разви-
вать пиковую мощность 180 кет, среднюю мощность 11 кет при усилении
по мощности 20 дб и к. п. д., превышающем 50% на частоте 450 Мгц. Соглас-
но опубликованным данным, эта лампа будет работать удовлетворительно
па частотах вплоть до 900 Мгц (по меньшей мере), так как ранее выпущенная
аналогичная лампа, работающая в режиме непрерывного генерирования
мощности, прошла испытания на указанных частотах.
Одно- и двухцокольная конструкции. На фиг. 6.24,а приведен про-
дольный разрез выходной части триода, имеющего классическую одно-
цокольную конструкцию. Одноцокольную лампу можно рассматривать
как коаксиальную передающую линию, состоящую из цилиндрической
трубки, переходящей в короткий радиальный резонатор, внешний по отно-
шению к вакуумному баллону. Максимальное напряжение получается
у оси вращения между точками Е и U. Геометрическое место точек макси-
мального тока лежит в горизонтальной плоскости /. Так как точки макси-
мального напряжения и максимального тока отстоят друг от друга на рас-
стоянии, равном четверти длины волны, то одноцокольный элемент в коак-
296
Глава 6
сиальной конструкции представляет собой тело'вращения, электрическая
длина которого равна четверти длины волны. Упомянутая выше лампа
RCA-6952 может служить примером одноцокольной лампы.
На фиг. 6.24,6 приведен выходной элемент двухцокольной лампы.
В сущности двухцокольная лампа представляет собой две одноцокольные
лампы, состыкованные вместе по плоскости с высоким напряжением EV.
Максимальное напряжение в двухцокольной конструкции получается
в рабочей области лампы, а в одноцокольной конструкции — вне ее.
а
Фиг. 6.24. Продольные разрезы выходной части триодов одноцокольной (а)
и двухцокольной (б) конструкции.
Блокирующие конденсаторы постоянного анодного напряжения н устройство вывода высокочастот-
ного сигнала не показаны.
/ — анодный цилиндр; 2 — сеточный цилиндр; 3 — рабочий участок лампы; 4 — внешняя часть
лампы; 5 — баллон.
Для достижения максимальной эффективности следует работать с макси-
мальным напряжением в рабочей области. Как видно из фиг. 6.24, длина
активной области CD в двухцокольной лампе может быть вдвое больше
длины активной области в одноцокольной лампе. Следовательно, в двух-
цокольной лампе можно получить по меньшей мере вдвое большую выходную
мощность по сравнению с одноцокольной лампой. Кроме того, можно выбрать
больший диаметр двухцокольной лампы, не опасаясь возникновения коле-
баний различных видов, что обусловлено устранением так называемого
мертвого пространства, существующего в одноцокольной лампе между
верхним участком активной области и положением максимума напряже-
ния EV.
На фиг. 24 приведены только выходные элементы лампы. Аналогичные
конструкции можно создать для входной части лампы (сетка — катод).
Сверхмощный УВЧ триод. Одним из наиболее крупных генераторов
мощности в диапазоне УВЧ, пригодных для использования в радиолока-
Радиолокационные передатчики
297
ции, является экспериментальный триод типа А2346 (фиг. 6.25). В этой
двухцокольной мощной лампе использовано 96 одиночных триодов, обра-
Ф и г. 6.25. Экспериментальный сверхмощный триод диапазона УВЧ типа А2346.
зующих цилиндр диаметром около 17 см\ активная электрическая длина
лампы составляет ~ 10 см. На фиг. 6.26 показан поперечный разрез одиноч-
ных триодов, использованных в данной лампе.
2
н
Фиг. 6.26. Продольный разрез одиночных триодов мощных УВЧ ламп.
1 — места прохождения охлаждающей жидкости; 2 — медный анод; 3 — медный цилиндр сетки;
4 — провода сеткн; 5 — ребро крепления проводов; 6 — торироваиный катоде иакалом.
Лампа А2346 может развивать мощность непрерывных колебаний
500 кет на частоте 500 Мгц при работе в режиме усилителя с возбуждением
по катодной цепи (с заземленной сеткой). Усиление по мощности состав-
298
Глава 6
ляет около 13—15 дб при к. п. д. 50%. В режиме работы с длинными импуль-
сами (импульсы длительностью 2 мсек с частотой повторения 30 имп/сек)
лампа развивает 5 Мет пиковой мощности при коэффициенте заполнения
0,06 на частотах ниже 500 Мгц. В режиме работы с короткими импульсами
(длительность импульса 10 мксек при коэффициенте заполнения 0,01) лампа
А2346 развивает пиковую мощность 10 Мет. Хотя импульс длительностью
2 мсек может во многих случаях оказаться слишком длинным, однако он
вполне пригоден для использования в радиолокаторах, работающих по
космическим целям (гл. 14).
Сравнение триодов с тетродами. Для создания мощных ламп в диапа-
зоне УВЧ в качестве основы были использованы конструкции и триода
и тетрода. Выбор между этими типами ламп представляет довольно трудную
задачу. Принцип работы ламп основан на сеточном управлении потоком
электронов; многие конструктивные особенности являются общими. Тетрод
имеет несколько более высокое усиление, чем триод, в связи с чем для полу-
чения выходного сигнала данной мощности требуется управляющий сигнал
меньшей мощности. Дополнительная сетка в тетроде обеспечивает большую
развязку между входом и выходом и уменьшает внутренние обратные связи.
Выходная емкость тетрода меньше, что объясняется увеличением расстоя-
ния между экранирующей сеткой и анодом. По этой же причине увеличи-
вается и ширина полосы пропускания. С другой стороны, введение допол-
нительной сетки усложняет конструкцию тетрода по сравнению с триодом,
и возникают некоторые потери катодного тока, так как часть его поступает
на дополнительную сетку. Существует также опасность ухудшения характе-
ристик тетрода вследствие непредвиденных паразитных колебаний, которые
могут возникнуть в объеме между двумя сетками. Хотя рискованно давать
какие-либо рекомендации, но, если необходимо сделать выбор между двумя
типами ламп, следует отдать предпочтение тетроду в случае работы при
умеренных уровнях мощности и триоду — при высоких уровнях мощности.
Резнатрон. Резнатрон представляет собой частный вид тетрода, харак-
теризуемый следующими особенностями: 1) высокочастотная часть схемы
целиком располагается внутри вакуумного баллона, 2) управляющая
и экранирующая сетки находятся под нулевым напряжением по высокой
частоте (тетрод с заземленной сеткой) и 3) экранирующая сетка находится
под тем же напряжением постоянного тока, что и анод Резнатрон явился
первой мощной лампой, способной развивать мощность порядка десятков
киловатт в диапазоне УВЧ. Хотя в прошлом резнатрон не нашел широкого
применения, однако он представляет интерес, потому что потенциально
является устройством, обеспечивающим получение высокой мощности.
При размещении резонансных контуров, шунтирующих конденсаторов
и высокочастотных развязывающих дросселей внутри вакуумной системы
лампы выводы напряжения питания постоянного тока не являются частью
резонансных контуров. Поэтому индуктивности выводов питания оказы-
вают пренебрежимо малое влияние на работу лампы. Цепи высокой частоты
и постоянного тока отделены в схеме друг от друга, как в магнетроне, кли-
строне или лампе бегущей волны. Другим достоинством размещения высоко-
частотной цепи в вакууме является то, что диэлектрики, например стекло
или керамика, находятся вне электромагнитных полей, которые могут
вызвать потери на нагрев диэлектрика. Эти конструктивные особенности
лампы облегчают получение большей мощности на высоких частотах по
сравнению с управляемой по сетке лампой обычной конструкции.
В прошлом резнатрон использовался в режиме работы усилителя
с заземленной сеткой (с возбуждением по катодной цепи), хотя лампа с зазем-
Радиолокационные передатчики
299
ленным катодом (возбуждение по сеточной цепи) может обеспечить большее
усиление. Однако в усилителе с заземленным катодом необходимо, чтобы
экранирующая сетка каким-либо способом замыкалась на катод, а в резна-
троне высокой мощности это вызывает большие конструктивные трудности.
При работе резнатрона в условиях, когда управляющая сетка и анод
находятся под одним и тем же напряжением постоянного тока, отпадает
надобность в блокирующем конденсаторе постоянного тока между экрани-
рующей сеткой и анодом, необходимом при классическом режиме работы
тетродов. Дополнительное преимущество режима работы, при котором
экранирующая сетка имеет высокое напряжение постоянного тока, состоит
в уменьшении влияния времени пролета электронов.
Во время второй мировой войны в Гарвардском университете был
разработан мощный резнатрон непрерывных колебаний для создания помех.
Резнатрон работал в режиме автогенератора. Он нашел применение в каче-
стве устройства для создания шумовых помех; ширина полосы помех состав-
ляла 4 Мгц. Он применялся также в лабораторных условиях как усилитель
мощности, работая, в частности, в режиме класса С.
Входной резонатор лампы Гарвардского университета был расположен
между управляющей сеткой и цепью накала, а выходной резонатор —
между экранирующей сеткой и анодом. Лампа развивала выходную мощ-
ность более50кет при к. п. д. 60—70%. Перестройка могла осуществляться
в частотном диапазоне от 350 до 650 Мгц. Когда резнатрон работал в каче-
стве усилителя, достигалось усиление 10 дб. К. п. д. усилителя был таким
же, как у автогенератора. Для получения максимальной выходной мощности
применялись анодные напряжения порядка 15 кв. В свое время появление
этой лампы ознаменовало значительное повышение мощности по сравне-
нию с любой другой лампой, работавшей в диапазоне УВЧ. Даже по совре-
менным стандартам развиваемая рассматриваемым резнатроном мощность
50 кет относится к категории больших мощностей.
Резнатронные лампы работали с откачкой. Лампы были неотпаянными,
так как их большие размеры не позволяли с помощью существовавших
тогда методов поддерживать в них вакуум. Нет оснований полагать, что
нельзя было построить отпаянные резнатронные лампы, если бы их разработ-
ке было уделено достаточное внимание. Даже при непрерывной откачке
вакуум внутри лампы остается относительно плохим, что ограничивает срок
службы чисто вольфрамовых катодов. Конструкция лампы позволяла
разбирать ее на части для замены катодов. Несмотря на все эти недостатки
(большие размеры, необходимость производить непрерывную откачку
и периодическую разборку для замены катодов), лампы успешно работали
во время войны в передвижных установках и обслуживались персоналом,
не имеющим специальной подготовки.
В описанном выше резнатроне Гарвардского университета использо-
вался радиальный электронный поток. Другими словами, поток электронов
был перпендикулярен оси симметрии цилиндрической конструкции лампы.
Были также сконструированы лампы, работающие с аксиальным потоком.
В лампе, описанной в некоторых опубликованных работах, был использован
отражательный принцип действия в сочетании с аксиальной геометрией
электронного потока. Отражательный резнатрон подобен обычному, за
исключением того, что анод заменен электродом, имеющим достаточное
отрицательное напряжение, который отталкивал электроны и направлял
обратно к экранирующей сетке, собирающей их. Достоинством отражатель-
ного резнатрона является то, что, изменяя напряжение отражателя, можно
получить широкополосную модуляцию при низкой мощности модулирую-
300
Глава 6
щего сигнала. В одной экспериментальной лампе была достигнута выходная
мощность 2,6 кет на частоте 560 Мгц при усилении по мощности, равном
5, к. п. д. 38% и ширине полосы 8 Мгц.
Характеристики, полученные от резнатрона с аксиальным потоком,
аналогичны полученным во время второй мировой войны от резнатрона
с радиальным потоком, спроектированного в Гарвардском университете.
Была достигнута выходная мощность непрерывных колебаний 29 кет
на частоте 420 Мгц при усилении по мощности свыше 10 дб и расчетной
ширине полосы пропускания 4 Мгц. К. п. д. изменялся в пределах 45—75%
.в зависимости от выбора рабочей точки на характеристике лампы. Признан-
’ным достоинством резнатрона с аксиальным потоком является более про-
стая конструкция по сравнению с лампой с радиальным потоком.
Представляет интерес применение резнатрона в качестве мощного
импульсного усилителя в линейном ускорителе протонов Миннесотского
университета. Аналогичный режим работы может возникнуть и в радио-
локации. Эти лампы работают на частоте 202 Мгц, развивая пиковую мощ-
ность 3,5 Мет и среднюю мощность 63 кет. Длительность импульсов состав-
ляет 300 мксек при частоте повторения 60 имп/сек (коэффициент заполнения
0,018). Было достигнуто усиление по мощности 10 дб при к. п. д. 62%.
Для получения указанной выходной мощности требовалось анодное напря-
жение 70 кв, анодный ток составлял 81 а. В рассматриваемом резнатроне
использовался радиальный поток. Лампа фактически состояла из 36 парал-
лельно включенных единичных тетродов. Все высокочастотные резонаторы,
настроечные устройства, системы водяного охлаждения и изолирующий
дроссель на 100 кв были размещены внутри вакуумного баллона. Как и в дру-
гих мощных резнатронах, конструкция лампы исключала реальную воз-
можность полного обезгаживания. Необходимо было обеспечить работу
ламп с откачкой. Вес лампы составлял 2,5 т без диффузионного масляного
насоса производительностью около 50 мЧмин. Высота лампы равнялась
4,5 м. Лампы легко можно было разобрать для замены катода или для
ремонта. Смена вольфрамовых нитей в лампе производилась в среднем
через каждые 900 час. Четыре резнатрона такого типа были использованы
в линейном ускорителе протонов. Три из них представляли собой усилители
мощности, работающие на высокодобротные параллельные контуры уско-
рителя, а четвертый использовался в качестве задающего генератора для
остальных трех.
Все описанные выше резнатроны работали в диапазоне УВЧ. Была
построена серия экспериментальных резнатронов для работы на частоте
3000 Мгц. Данные о них можно найти в литературе. В 10-сантиметровом
диапазоне при длительности импульса 100 мксек была получена пиковая
мощность 0,25 Мет-, к. п. д. составлял более 50%. Утверждалось, что при
минимальном усовершенствовании можно обеспечить получение мощно-
сти 1 Мет. Другая конструкция позволяла получить пиковую мощность
1,5 Мет при длительности импульса 2 мксек. Предполагалось, что эта
лампа в состоянии развить мощность 5 Мет, но использованный в ней
катод мог быть при этом поврежден. Утверждалось также, что можно полу-
чить усиление по мощности порядка 10—30 дб, а средняя импульсная или
максимальная мощность непрерывных колебаний может достигать сотен
киловатт.
Защита лампы. Внутри мощных ламп, даже в тех случаях, когда они
имеют хорошую конструкцию и работают довольно устойчиво без каких-
либо предварительных заметных признаков, могут возникать дуговые
разряды. При вспышке дугового разряда в незащищенной лампе выпрями-
Радиолокационные передатчики
301
тель и конденсаторы фильтра разряжаются, возникают большие разрядные
токи и лампа легко может быть повреждена. Физика этого явления еще недо-
статочно исследована, однако предполагается, что источниками его возникно-
вения являются космические лучи, переходные процессы в сети питающего
напряжения, паразитные колебания, побочные первичные и вторичные
электроны, фотоэлектроны и заусенцы на материале.
Защиту ламп от вредного воздействия токов дугового разряда можно
осуществить, отведя от лампы ток, вызывающий повреждение. Одним из
устройств такого рода является так называемое электронное реле. Оно обе-
спечивает получение на выходных зажимах выпрямителя искусственного
Фиг. 6.27. Упрощенная схема устройства защиты типа «электронное реле».
1 — переменный ток; 2 — прерыватель цепи; 3 — выпрямитель; 4 —газоразрядная лампа, выпол-
няющая роль электронного реле; 5 — реле перегрузки; 6 — защищаемая лампа.
короткого замыкания, сопутствующего замыканию на выходе выпрямителя
при возникновении дуговой вспышки. Ток короткого замыкания поступает
на газоразрядную лампу типа водородного тиратрона или игнитрона, кото-
рая при кратковременных коротких замыканиях не повреждается.
Принцип действия электронного реле иллюстрируется схемой, изо-
браженной на фиг. 6.27. При возникновении неисправности в защищаемой
мощной лампе резкое увеличение тока через катодное сопротивление
вызывает появление положительного импульса напряжения, передаваемого
конденсатором Сс на сетку газоразрядной лампы (в данном случае тира-
трона), выполняющей роль электронного реле. Этот импульс поджигает
тиратрон. Низкое сопротивление тиратрона в состоянии проводимости
шунтирует защищаемую мощную лампу. Выброс тока через лампу — элек-
тронное реле приводит к срабатыванию реле перегрузки, которое в свою
очередь размыкает контакты прерывателя цепи и отключает первичный
источник питания. Небольшое последовательно включенное сопротивление
служит для подачи соответствующего напряжения на лампу — электронное
реле, в результате чего она переходит в режим проводимости при резком
падении напряжения из-за дугового разряда в защищаемой лампе. В типо-
вой установке для защиты мощной лампы величина последовательного
гасящего сопротивления составляет всего лишь ~ 5 ом.
Электронное реле способно обеспечить защиту от повреждения через
1—5 мксек после возникновения неисправности. Быстродействующая защита
данного устройства обеспечивает безопасную работу мощной лампы на пол-
ную мощность почти немедленно после гашения дуги.
302
Глава б
6.7. СРАВНЕНИЕ РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ ЛАМП
В этом разделе сравниваются различные типы мощных ламп, приме-
няемых в радиолокации, и рассмотрены факторы, влияющие на выбор той
или иной лампы.
Прежде чем начать рассмотрение, полезно в порядке предостережения
сказать несколько слов о характере проводимого здесь сравнения. Может
создаться неправильное впечатление, что применение в радиолокации
одних ламп исключает использование других. Характеристики ламп в доста-
точной степени отличаются друг от друга, так что каждая имеет свою область
.применения, в которой ей отдается предпочтение. Лампы для радиолока-
ционных передатчиков непрерывно совершенствуются, и в будущем, несом-
ненно, будут открыты новые принципы генерирования высокочастотной
энергии. Анализ описываемых в настоящей книге ламп, так же как и их
элементов, актуален лишь на период его проведения. Поэтому сделанные
выводы подлежат пересмотру по мере опубликования данных о новых
разработках.
Сравнение генераторов и усилителей. Различные лампы, предназначен-
ные для генерирования высокочастотной энергии, можно классифициро-
вать либо как автогенераторы, либо как усилители мощности, возбуждаемые
стабильными маломощными генераторами. Магнетрон и стабилитрон отно-
сятся к мощным автогенераторам, а клистрон, лампа бегущей волны, ампли-
трон и лампы с сеточным управлением могут служить примерами усилителей
мощности. Если в передатчике применяется автогенератор, то его габариты
обычно меньше, чем при использовании усилителя мощности. Это является
достоинством в тех случаях, когда нужно обеспечить необходимую мобиль-
ность конструкции, но это означает также, что максимальная выходная
мощность, создаваемая малогабаритной лампой, меньше получаемой от
лампы больших размеров.
Стабильность частоты мощного автогенератора хуже, чем усилителя,
возбуждаемого маломощным генератором, стабилизированным кварцем.
Для улучшения стабильности частоты автогенератора можно применить
высокодобротный резонатор, однако и в этом случае она оказывается хуже,
чем при использовании мощного усилителя и задающего генератора. В ста-
билитроне стабилизирующий резонатор устанавливается на входе; этим
обеспечивается более эффективная работа, чем при его включении на выходе.
Частоту магнетронного генератора можно также стабилизировать с помо-
щью внешнего резонатора, но его нужно установить на выходе, что приво-
дит к соответствующему уменьшению общего к. п. д.
За более высокую стабильность частоты и большую выходную мощ-
ность. усилителя мощности приходится расплачиваться увеличением габа-
ритов и веса передатчика. Кроме выходной мощной лампы, нужно применять
стабилизованный кварцем генератор, цепочку умножения частоты и кас-
кады возбуждения усилителя для управления оконечной лампой. Задаю-
щие каскады клистрона с высоким коэффициентом усиления или лампы
бегущей волны могут иметь сравнительно небольшие габариты, в особенно-
сти в лампах с коэффициентами усиления порядка 50—60 дб. С другой
стороны, амплитрон представляет собой лампу с относительно низким
коэффициентом усиления; типичными являются значения 8—10 дб. В связи
с низким коэффициентом усиления для получения приемлемого общего
усиления необходимо использовать два или три мощных амплитрона в кас-
кадном соединении.
Радиолокационные передатчики
303
Другие преимущества усилителя мощности перед автогенератором
состоят в том, что работа усилителя в меньшей степени зависит от несовер-
шенства модулятора и эффект длинной линии не оказывает на него влияния.
Усилители мощности можно также соединить в единый комплекс для получе-
ния более высокой мощности, чем создаваемая одиночным источником.
Для объединения ламп парами может быть использован гибридный волно-
водный переход; при этом количество соединяемых ламп составляет 2"
(или 2, 4, 8, 16 и т. д.).
В общем случае усилитель мощности имеет преимущества перед мощным
автогенератором тогда, когда нужно получить большую мощность и (или)
хорошие характеристики аппаратуры СДЦ. С другой стороны, если основ-
ными требованиями являются снижение габаритов, уменьшение веса и упро-
щение аппаратуры, следует отдавать предпочтение магнетронному генерато-
ру, даже если при этом ухудшаются другие характеристики радиолока-
тора.
Сравнение усилителей мощности. Сравнение мощных автогенераторов
здесь не приводится, так как рассмотрение двух наиболее пригодных для
радиолокационных систем типов генераторов — магнетрона и стабилитро-
на — было произведено выше. Ниже будет проведено сравнение характери-
стик различных усилителей мощности. В число рассматриваемых ламп
входят усилительная лампа с сеточным управлением, клистрон, лампа
бегущей волны и амплитрон.
1. Диапазон частот. За исключением лампы с сеточным управлением,
рассматриваемые в настоящей главе усилительные лампы следует рассчи-
тывать на работу в пределах диапазона частот, в котором действует радио-
локационная аппаратура — от дециметровых до короткой части санти-
метрового диапазона волн. Лампы с сеточным управлением могут развивать
исключительно высокую выходную мощность в диапазоне УВЧ И более
низких частот. Они редко используются на волнах короче 15 см, хотя рез-
натроны применялись в экспериментальных целях в 10-сантиметровом
диапазоне волн; при этом они создавали значительную выходную мощность.
Выходная мощность любой лампы данного типа будет на более высоких
частотах меньше, чем на более низких. Изменение мощности с частотой не
всегда определяется простыми зависимостями, но в общем случае можно счи-
тагь, что мощность изменяется обратно пропорционально квадрату час-
тоты.
2. Мощность. Принципиально все рассмотренные усилительные лампы
могут развивать относительно большую среднюю мощность. Однако лампа
бегущей волны без соответствующего уменьшения ширины полосы, по-види-
мому, не может практически давать такую же большую выходную мощность,
как некоторые другие лампы, имеющие более узкую полосу пропускания.
Этот вывод в дальнейшем может быть подвергнут основательной корректи-
ровке, так как нет серьезных причин для того, чтобы выходная мощность
лампы бегущей волны была бы значительно меньше, чем клистрона. Лампа
с управлением по сетке, клистрон и амплитрон способны развивать среднюю
мощность порядка десятков или даже сотен киловатт. Для сравнения можно
указать на то, что магнетроны, генерирующие колебания мощностью
в несколько киловатт, относятся к приборам средней мощности. Высокий
к. п. д. амплитрона обусловливает возможность обеспечить значительно
более высокую мощность, чем, например, мощность колебаний лампы бегу-
щей волны, имеющей относительно низкий к. п. д.
Ограничение пиковой мощности всех ламп объясняется, очевидно,
теми же причинами, которые определяют значения напряжения пробоя
304
Глава 6
в волноводах или резонаторах. Предел пиковой мощности, обуслов-
ленный напряжением пробоя, также изменяется обратно пропорционально
квадрату частоты.
3. Коэффициент полезного действия. Высокое значение к. п. д. пред-
ставляет собой одну из наиболее важных характеристик мощной лампы.
Чем выше к. п. д., тем больше выходная мощность для прибора данных
размеров и тем легче обеспечить рассеяние тепла, выделяемого в результате
потерь. Лампа, обладающая большим к. п. д., потребляет более низкую
первичную мощность при заданной выходной мощности и требует меньших
затрат на эксплуатацию. Под к. п. д. в настоящей главе обычно понимается
так называемый к. п. д. преобразования, определяемый как отношение
выходной колебательной мощности, отдаваемой лампой, к входной мощно-
сти постоянного тока электронного потока. К- п. д. преобразования пред-
ставляет собой произведение электронного к. п. д. на к. п. д. схемы.
Электронный к. п. д. равен отношению колебательной мощности, отдавае-
мой электронным пучком в схему, к средней мощности, передаваемой элек-
тронному пучку. Более исчерпывающей мерой к. п. д. передатчика с точки
зрения его эксплуатации является отношение выходной колебательной
мощности к общей входной мощности. Это отношение представляет собой
общий к. п. д. Во входную мощность входит вся мощность, необходимая
для работы лампы, включая мощность подогрева, мощность, потребляемую
устройствами охлаждения, и мощность, расходуемую электромагнитами,
в случае если они имеются. К- п. д. преобразования в типичном мощном
клистроне может составлять величину порядка 35—45%, а общий к. п. д.
равен 25%.
Амплитрон, очевидно, имеет более высокий к. п. д. (70—90%), чем
любой другой рассмотренный усилитель. К- п. д. лампы с сеточным управ-
лением несколько меньше. К. и. д. клистрона более низок, но самый малый
к. п. д. имеет лампа бегущей волны. Типовые значения к. п. д. магнетрон-
ного генератора лежат в пределах 35—60%, являясь промежуточными между
к. п. д. клистронов и ламп с сеточным управлением.
В общем случае приборы со скрещенными полями типа магнетрона
или амплитрона имеют более высокие значения к. п. д., чем приборы с кол-
линеарными электронными пучками типа клистрона или лампы бегущей
волны. В таких приборах электронный пучок не получает дополнительной
кинетической энергии после его попадания в пространство взаимодействия.
Вся энергия источника питания должна быть преобразована в кинетиче-
скую энергию движущихся электронов до того момента, как она начнет
преобразовываться в энергию высокочастотного поля. С другой стороны,
в приборе со скрещенными полями происходит непосредственное преобра-
зование потенциальной энергии в колебательную. Электроны совершают
работу в высокочастотном поле при отдаче своей потенциальной энергии
и переходе на коллектор (анод).
4. Усиление. Наибольший коэффициент усиления имеет клистрон.
Значения коэффициента усиления порядка 60 дб или выше не являются
необычными для четырехрезонаторных клистронов с одинаковой настрой-
кой резонаторов. Наименьший коэффициент усиления среди рассмотренных
усилительных ламп имеет амплитрон; при высоких уровнях мощности
типичными значениями являются 8—10 дб. Несколько более высокий по
сравнению с амплитроном коэффициент усиления имеют лампы с сеточным
управлением (10—25 дб). Коэффициент усиления лампы бегущей волны
выше, чем лампы с сеточным управлением, но ниже, чем у многорезонатор-
ного клистрона с одинаковой настройкой резонаторов.
Радиолокационные передатчики
305
Чем выше коэффициент усиления мощной лампы, тем меньше требуемая
мощность источника возбуждения усилителя. Для клистрона нужен воз-
будитель средних размеров, а возбудитель для амплитрона может занимать
значительную часть всего передатчика. Возбудитель ламп с низким усиле-
нием часто снабжается другой мощной лампой, обладающей теми же харак-
теристиками, что и выходная мощная лампа.
5. Ширина полосы пропускания. Теоретически усилитель на лампе бегу-
щей волны может иметь большую ширину полосы пропускания. Ширина
полосы реальных ламп бегущей волны составляет величину порядка 10%
или больше на высоких уровнях мощности. К ним тесно примыкает ампли-
трон, имеющий ширину полосы пропускания, равную приблизительно
7—10%. Можно также обеспечить получение значительной ширины полосы
в многорезонаторном клистроне расстройкой частот различных резонаторов,
а также уменьшением коэффициента усиления. В клистронах можно полу-
чить ширину полосы пропускания 3—5%; она может достигнуть величины
12% и больше. Наименьшую среди всех ламп ширину полосы пропускания
имеет лампа с сеточным управлением. Она определяется значением доброт-
ности нагруженного выходного резонатора. Хотя обычными являются зна-
чения ширины полосы пропускания порядка 1—2%, но можно получить
и большую ширину полосы пропускания при использовании широкополос-
ных резонаторов, смонтированных внутри вакуумного баллона.
Передатчик с широкой полосой пропускания играет важную роль
в тех случаях, когда необходимо обеспечить точное измерение дальности
или хорошую разрешающую способность по дальности, а также когда
нужно получить быстрое изменение частоты в широкой полосе частот.
6‘. Габариты и вес. Наибольший вес и габариты среди современных
радиолокационных мощных ламп имеют клистрон и лампа бегущей волны.
Значительное увеличение веса обусловливается необходимостью применять
электромагнит и свинцовый экран. Амплитрон с постоянным магнитом
имеет меньший вес, чем клистрон или лампа бегущей волны, но больший
вес, чем лампа с сеточным управлением, обладающая наименьшим весом.
Габариты и вес данной лампы, по-видимому, имеют для конструктора
радиолокационных систем не такое важное значение, как общий вес пере-
датчика. Общий вес зависит от усиления и к. п. д. лампы, типа модулятора,
требований к охлаждению и значений рабочих напряжений и токов. Чрез-
вычайно высокие анодные напряжения, используемые в клистроне и лампе
бегущей волны, требуют применения свинцового экрана для ослабления
вредного рентгеновского излучения, возникающего в лампах. Кроме того,
необходимо также хорошо изолировать все элементы и кабели. Если, как
в лампах с сеточным управлением, используются большие токи накала, то
для их передачи следует применить проводники или кабели большого сече-
ния, имеющие малые потери.
Трудно сделать общие выводы относительно габаритов и сложности
радиолокационных передатчиков, в которых используются мощные уси-
лители, что объясняется большим количеством факторов, влияющих на
выбор конструкции.
7. Срок службы. Срок службы клистрона и лампы бегущей волны
может быть относительно велик по сравнению с долговечностью других
мощных ламп. Типичным, по-видимому, является срок службы от 5000
до 10 000 час. Достаточно велик и срок службы лампы с управлением по
сетке. Срок службы амплитрона, согласно опубликованным данным, больше
1000 час, а мощных магнетронов около 1000 час или меньше, в особенности
на более высоких частотах. Однако магнетроны типа 7182 имеют срок служ-
20 М. Сколник .
306 • Г лава 6
бы 10 000 час. Срок службы любой лампы зависит и от того, насколько
близка ее рабочая выходная мощность к максимально допустимой.
Обеспечение длительного срока службы имеет важное значение, так
как в противном случае оборудование простаивает в связи с ремонтом.
Кроме того, частая замена ламп повышает стоимость эксплуатации.
8. Сравнительная таблица данных. В табл. 6.3 приведены типичные
рабочие характеристики типовых ламп — усилителей мощности. Значения
выходной мощности этих усилителей приблизительно сравнимы между
собой, за исключением лампы SAS-61. Это лампа средней мощности, при-
меняемая в качестве выходной в радиолокационной станции средней
ТАБЛИЦА 6.3
Характеристики усилительных ламп, применяемых в импульсных
радиолокационных системах
Характеристика Тетрод с сеточным управлением RCA 6952 Четырех резо- наторный клистрон VA-820 Лампа бегущей волны VA-125 Амплитрон QK-622 Клистрон SAS-6I
Диапазон волн . . . Метровый, дециметро- вый г) 10 см 10 см 10 см 10 см
Импульсная мощ- 0,01
ность, Мет .... 2 5 2 3
Средняя мощность,
кет 8 10 4 15 0,04
Коэффициент за пол-
нения Коэффициент усиле- 0,004 0,002 0,002 0,005 0,004
ния, дб 20 51 33 8 30
Ширина полосы про-
пускания, Мгц . . 2) 25 300 200 17
Диапазон настройки. 100 3) 200 3)
Мгц 174—600 Фиксиро- ванная настройка Фиксиро- ванная настройка
К- п. д., % .... 53 41 20 75 17
Длительность импуль-
са, мксек 13 6 6 10 10
Анодное н'апряже-
ние, кв 50 130 НО 55 13
Анодный ток, а . . . 75 94 60 65 4,3
Мощность накала, вт 500 225 247 — 37,8
Тип системы охлаж-
дения * Водяная Водяная Водяная Принуди- тельная жидкостная Воздушная
Срок службы, час . . 1000 1000 5000
*) Данные относятся к частоте 425 Мгц.
2) Зависит от конструкции внешних резонаторов; типичное значение 1%.
3) Центрирован относительно заданной частоты.
Радиолокационные передатчики
307
мощности или как задающий каскад для более мощных усилителей. Лампа
включена в таблицу, так как она может служить примером клистрона
с фокусировкой пространственным зарядом, в то время как фокусировка
пучка электронов в другом приведенном в таблице клистроне (VA-820)
производится с помощью внешней электромагнитной фокусирующей ка-
тушки.
6.8. МОДУЛЯТОРЫ [4, 5]
Модулятор — это устройство, предназначенное для включения и выклю-
чения передающей лампы с целью получения заданной формы сигнала.
Каждая мощная высокочастотная лампа имеет конкретные характеристики,
определяющие тип модулятора. Так, например, в магнетронном генераторе
применяется анодная модуляция, так что при расчете модулятора необхо-
димо учесть полную импульсную мощность. С другой стороны, электронный
поток клистрона и лампы бегущей волны может управляться модулятором,
рассчитанным на малую долю общей мощности электронного потока, если
лампы снабжены модулирующими анодами, а междуимпульсный шум,
обусловленный проходящими через модулирующий анод электронами, мал
по сравнению с шумом приемника. В противном случае необходима анодная
модуляция.
В лампах с управлением по сетке, например в триоде и тетроде, можно
использовать маломощные сеточные модуляторы. В тетроде можно также
применить модуляцию по экранирующей сетке. В тех случаях, когда число
электронов, на которые запирание сетки не оказывает воздействия, доста-
точно велико и создается значительный дробовый шум в анодной цепи,
необходимо использовать анодную модуляцию для предотвращения ухуд-
шения чувствительности приемника вследствие воздействия междуимпульс-
ного шума. Поэтому лампы с управлением по сетке иногда имеют анодную
модуляцию. Хотя для анодной модуляции требуется значительно большая
модулирующая мощность, чем для сеточной, при ней целиком устраняется
междуимпульсный шум и снижается процент пропущенных импульсов.
Количество электронов, попадающих на модулирующий анод клистрон-
ного усилителя при его запирании, в большинстве случаев пренебрежимо
мало. По опубликованным данным, в одном типе клистронного усилителя
междуимпульсный шум, обусловленный электронами, попадающими на
модулирующий анод, по меньшей мере на 170 дб ниже уровня импульсной
мощности при измерении в ширине полосы 25 кгц.
Как и в магнетроне, в амплитроне и стабилитроне также предусмотрена
анодная модуляция.
Основные элементы одного типа радиолокационного модулятора пока-
заны на фиг. 6.28. Он состоит из зарядного дросселя, накопителя энергии
и выключателя. Энергия потребляется от внешнего источника. В период
между импульсами она медленно накапливается в накопителе энергии.
Зарядный дроссель ограничивает скорость поступления энергии к накопи-
тельному элементу. В соответствующий момент времени выключатель
замыкается и запасенная энергия в относительно короткий период времени,
в течение которого происходит формирование импульса, поступает в нагруз-
ку, в качестве которой может служить магнетрон. В течение этого периода
зарядный дроссель прерывает путь прохождения энергии через источник
питания.
Элемент, накапливающий энергию, может быть электростатическим
(например, конденсатор) или электромагнитным (катушка индуктивно-
го*
308
Глава 6
ста). В схеме, изображенной на фиг. 6.28, представлен модулятор, в котором
используется электростатический накопительный элемент.
Наиболее распространенным электростатическим накопительным эле-
ментом является конденсатор. Однако недостаток простейшего конденсатора
состоит в том, что он разряжается по экспоненциальному закону, а это
приводит к получению плохой формы импульса. Для создания импульса
с относительно плоской вершиной необходимо, чтобы постоянная времени
разрядной цепи была велика по сравнению с заданной длительностью
импульса, а выключатель обладал способностью закрывать и открывать
•цепь разряда. Для этого можно использовать электронную лампу. Во время
срабатывания выключателя расходуется лишь небольшая часть запасен-
ной в конденсаторе энергии.
Фиг. 6.28. Основные элементы радиолокационного импульсного модулятора.
1 — источник энергии; 2 — зарядный дроссель; 3 — накопительный элемент; 4 — нагрузка;
5 — выключатель; 6 — путь заряда; 7 — путь разряда.
Газоразрядная лампа типа тиратрона или игнитрона рассчитана на
большую мощность и в проводящем состоянии имеет малое сопротивление.
Однако газоразрядную лампу нельзя выключить после того, как она была
включена, не уменьшив анодный ток до малого значения. В этом ее отличие
от электронной лампы, которую можно одинаково легко выключать и вклю-
чать. После запуска тиратрона при управлении по сетке его нельзя выклю-
чить до тех пор, пока не произойдет полный разряд накопительного эле-
мента. Конденсатор поэтому не является удовлетворительным накопи-
тельным элементом, используемым с выключателем на газоразрядной
лампе, так как при его использовании нельзя получить прямоугольный
импульс разряда. Однако прямоугольный импульс можно получить
с помощью накопительного элемента на линии задержки, которая удо-
влетворительно работает с выключателем на газоразрядной лампе. Разом-
кнутая линия задержки длиной т/2 вырабатывает при разряде импульс
длительностью т. Модулятор, в состав которого входит газоразрядный
выключатель и где в качестве накопительного элемента используется линия
задержки, называется модулятором на линии задержки. Он нашел широкое
применение при работе с мощными магнетронами. Линия задержки такого
модулятора называется схемой формирования импульса [41.
В остальной части настоящего раздела рассмотрены три основных типа
радиолокационных модуляторов, которые можно использовать для импульс-
ной модуляции магнетронного генератора: 1) модулятор на линии задержки
с выключателем на газоразрядной лампе и накопительным элементом
на линии задержки, 2) модулятор на катушке индуктивности с насыщением
и 3) модулятор на жестких лампах, в который входят выключатель на
Радиолокационные передатчики 309
вакуумной лампе и конденсаторный накопительный элемент. Ниже рас-
смотрим также влияние формы импульса модулятора на форму высоко-
частотного импульса магнетрона.
Модулятор на линии задержки. На фиг. 6.29 приведена принципиаль-
ная схема модулятора на линии задержки. Зарядный дроссель ограничи-
вает величину тока, потребляемого от источника питания в течение периода
заряда. В период разряда он также предотвращает возникновение раз-
ряда накопительного элемента на источник энергии вместо его разряда
на полезную нагрузку. Такие функции ограничивающего элемента мог бы
Фиг. 6.29. Схема импульсного модулятора на линии задержки.
1 — источник энергии; 2 — зарядный дроссель; 3 —- зарядный диод; 4 — цепь формирования им-
пульса; 5 — входной пусковой нмпульс; 6 — шунтирующий диод; 7 — импульсный трансформа-
тор; 8 — водородный тиратрон; 9 — притупляющая схема; 10 — магиетрои; 11 — схема демпфиро-
вания.
удовлетворительно выполнять не только дроссель, но и активное сопро-
тивление, однако в этом случае максимальный к. п. д. будет равен 50%,
так как половина энергии заряда рассеивается в сопротивлении. Чистая
индуктивность не поглощает энергии, и поэтому ей отдают предпочтение,
когда приходится работать с большими значениями мощности.
В качестве накопительного элемента или цепи формирования импульса
обычно применяется линия задержки с сосредоточенными постоянными.
Она состоит из индуктивности с отводами по ее длине, к которым присоеди-
няются конденсаторы (фиг. 6.29). Количество отводов зависит от дли-
тельности импульса и требуемой точности его воспроизведения. Величина
полного сопротивления линии выбирается с учетом характеристик нагруз-
ки, переключающей лампы и источника питания. При выборе сопротивле-
ния линии задержки допускаются некоторые отклонения от оптимального
значения, так как в этой схеме для согласования линии задержки с нагруз-
кой можно использовать трансформатор. Иногда удобно рассчитать линию
задержки на сопротивление 50 ом, что исключает необходимость согласо-
вания линии задержки с передающим кабелем, сопротивление которого
составляет обычно 50 ом. В этом случае трансформатор можно использо-
вать для согласования сопротивления кабеля с входным сопротивлением
магнетрона, которое составляет величину порядка 500—1000 ом. Во всех
случаях нельзя добиться идеального согласования, так как сопротивление
магнетрона нелинейно.
На фиг. 6.30 показана эквивалентная схема модулятора во время
периода заряда. Линия задержки представлена только конденсатором,
так как индуктивность линии пренебрежимо мала по сравнению с индук-
тивностью зарядного дросселя. Нагрузкой служит сопротивление R. Дей-
ствие зарядного диода можно в данный момент не рассматривать. Зарядный
310
Глава 6
дроссель L3 и емкость линии задержки С образуют резонансный контур.
Если внезапно подать на вход напряжение постоянного тока, то при усло-
вии, что (Ьз/С)1^ > R/2, возникнут колебания. При малых значениях R
частота колебаний приближается к значению f0 = (2л)-1(Л3С)_1/2. Пиковое
напряжение на емкости линии задержки С после первого полупериода
колебаний будет вдвое больше напряжения источника питания. Таким
образом, частота повторения импульсов fr вдвое больше резонансной час-
тоты /0, или \tfr = Тр = п (Л3С)1/2, где Тр — период повторения импуль-
сов. Режим работы, в котором не учитывается действие зарядного диода,
называется резонансным зарядом постоянным током.
Фиг. 6.30. Эквивалентная схема модулятора, изображенного на фиг. 6.29,
для периода заряда.
Недостатком резонансного заряда постоянным током является то, что
частота повторения импульсов должна быть постоянной, если индуктив-
ность зарядного дросселя и емкость линии задержки не изменяются. Заряд-
ный диод, включенный последовательно с зарядным дросселем (фиг. 6.29),
обеспечивает возможность работы модулятора на любой частоте повторения
импульсов, меньшей частоты повторения, определяемой резонансной часто-
той /0. Функция диода состоит в предотвращении разряда линии задержки
до зажигания тиратрона [5].
При появлении рассогласования в течение периода разряда, на емкости
линии задержки может возникнуть заряд, полярность которого противо-
положна полярности заряда, нормально устанавливаемого на емкости
линии в течение периода заряда. Этот заряд не может быть снят тиратро-
ном. На линии задержки остается небольшое обратное напряжение, кото-
рое действует)последовательно с напряжением постоянного тока источника
питания в начале следующего периода заряда. Если этот заряд не снимать,
то пиковое напряжение в цепи будет с каждым периодом работы увеличи-
ваться и нарастать до ненормально высокого значения, в связи с чем тира-
трон может выйти из строя в результате превышения допустимого рабо-
чего напряжения. Обратный заряд снимается включением шунтирующего
диода и последовательной индуктивности LB параллельно с тиратроном
(фиг. 6.29). Диод проводит каждый раз, когда на емкости появляется обрат-
ное напряжение. Последовательно включенные индуктивность L в, индук-
тивность первичной обмотки трансформатора и емкость С образуют резо-
нансный контур, обусловливающий возникновение колебаний, действие
которых изменяет полярность напряжения на емкости. Устанавливается
требуемая полярность напряжения и предотвращается чрезмерное нара-
стание последнего.
Магнетрон представляет собой нелинейное полное сопротивление и при
всех условиях не может быть согласован с линией. Рассогласование вызы-
вает выброс на переднем фронте импульса. Выброс можно уменьшить
до минимума, включив параллельно с первичной обмоткой трасформа-
тора цепь RC (фиг. 6.29). Она называется притупляющей схемой. Сопро-
тивление R выбирается равным сопротивлению цепи формирования
Радиолокационные передатчики
311
импульса, а емкость С достаточно мала, так как она должна полностью
зарядиться после потребления генератором полного тока нагрузки [5].
Цепь демпфирования предназначена для улучшения заднего фронта
импульса напряжения и устранения следующих за импульсом колебаний,
которые могут явиться причиной возникновения в приемнике дополни-
тельного шума или индикации ложных целей.
Предполагалось, что в описанном выше импульсном модуляторе
используется источник питания постоянного тока. Можно также приме-
нить источник питания переменного тока [5].
Переключающие устройства для модуляторов на линии задержки.
Большинство переключающих устройств для модуляторов на линии задерж-
ки основано на использовании явлений газового разряда. Преимущество
газоразрядных устройств заключается в том, что в состоянии проводимости
они имеют низкое сопротивление и могут работать при значительной мощ-
ности. Два газоразрядных переключателя, применявшихся в радиолока-
ционных модуляторах первых выпусков, представляли собой открытый
вращающийся и закрытый неподвижный искровые разрядники. Эти два
устройства, по-видимому, не имеют в современных радиолокаторах такого
широкого применения, как водородный тиратрон или игнитрон. В каче-
стве выключателя можно также использовать катушку индуктивности
с насыщением. Каждое из этих устройств имеет различные характеристики
в отношении срока службы, точности воспроизведения момента зажигания,
максимальной частоты повторения импульсов, диапазона рабочих частот
и сопротивления в период разряда цепи. Нельзя назвать ни одно переклю-
чающее устройство, которое бы в любых случаях применения было бы
лучше других.
Водородный тиратрон широко используется в качестве выключателя
в модуляторах магнетронных радиолокационных передатчиков, хотя иногда
применяются газонаполненные приборы других видов. Преимущества
тиратрона с водородным наполнением перед тиратроном с инертным газом
или парами ртути заключается в малом времени ионизации и деионизации
водорода. Водородный тиратрон лучше пропускает большие пиковые токи,
и, используя специальную конструкцию, его можно сделать относительно
нечувствительным к. температуре.
Для оценки качества тиратронов применялся параметр Рь, предста-
вляющий собой полуэмпирический, полутеоретический коэффициент. Он
определяется как удвоенное произведение пиковой выходной мощности
и частоты повторения импульсов для типового модулятора на линии
задержки. Сопротивление нагрузки считается равным сопротивлению
линии. Коэффициент Рь отражает наличие определенных противоречий
при выборе пикового напряжения, пикового тока и частоты повторения
импульсов для данного тиратрона. Если коэффициент Ръ лампы не превы-
шен, эти три параметра можно выбирать произвольно.
Модулятор, использующий катушку индуктивности с насыщением.
Катушка индуктивности с насыщением имеет железный сердечник и рас-
считывается таким образом, что сердечник переходит в состояние насыще-
ния при нормальных значениях в ней тока. Приращение индуктивности
имеет большую величину при малых значениях тока в катушке, т. е. когда
сердечник не насыщен; при насыщении сердечника приращение индук-
тивности мало. Отношение индуктивности в ненасыщенном состоянии
к индуктивности в насыщенном состоянии составляет величину порядка
2000 и выше в случае применения железо-никелевых сплавов с высокой
проницаемостью. Указанное изменение индуктивности (полного сопро-
312
Глава 6
тивления) можно положить в основу принципа переключения. Достоин-
ством катушки с насыщением, применяемой в радиолокационных модуля-
торах, является относительно большой срок службы. Она представляет
собой пассивное устройство, в котором не используются ни электронные
лампы, ни механические движущиеся части. Кроме того, пульсация ампли-
туд импульсов оказывается меньше, чем при использовании тиратрона.
Основным недостатком модулятора, в котором применяется катушка индук-
тивности с насыщением, является плохая и неконтролируемая форма
импульса.
Во время формирования импульса катушка индуктивности с насыще-
нием переходит в режим насыщения и цепь формирования импульса раз-
ряжается через насыщенное реактивное сопротивление этой катушки. Так
Фиг. 6.31. Схема двухкаскадного модулятора, в котором использованы катушки
индуктивности с насыщением.
как реактивное сопротивление становится частью разрядной цепи, оно
ограничивает минимальную длительность импульса. Реактивное сопроти-
вление нельзя выбирать произвольно малым без постоянного насыщения
сердечника. Это ограничение можно устранить при режиме работы, иллю-
стрируемом схемой на фиг. 6.31. Схема состоит из набора катушек индук-
тивности с насыщением, образующих резонансные контуры, заряжающиеся
от каскада к каскаду (показаны два каскада) Оптимальное число каскадов
зависит от заданной длительности выходного импульса. Индуктивность
каждого последующего каскада выбирается меньше, чем предыдущего,
вследствие чего резонансная частота последующих каскадов выше.
Пусть колебания напряжения источника питания модулятора имеют
синусоидальную форму с частотой, равной заданной частоте повторения
импульсов. Индуктивность зарядного дросселя L3 и емкость С\ образуют
резонансный контур. Вначале к двум катушкам индуктивности Lt и Ь2 под-
водится ток смещения и рабочая точка переходит в ненасыщенную область,
вследствие чего катушки имеют высокое реактивное сопротивление.
В результате они не оказывают никакого влияния на первоначальный
процесс заряда. Так как резонансный контур, состоящий из L3 и С)( воз-
буждается на своей резонансной частоте, то напряжение в точке В на кон-
денсаторе Ci (фиг. 6.31) нарастает до максимального значения, равного
входному напряжению в точке А, увеличенному в л раз.
Когда напряжение на конденсаторе Ci достигает максимальной вели-
чины, катушка индуктивности Lj насыщается и ее реактивное сопротивле-
ние уменьшается до величины Lls. Наличие катушки обеспечивает пере-
дачу заряда конденсатора Ci на кондейсатор С2. На фиг. 6.32 этот процесс
соответствует появлению тока tC2. Элементы Lls, и С2 образуют резо-
нансный контур с более высокой резонансной частотой, чем в контуре
Радиолокационные передатчики
313
L3Clt так как Ci и С2 включены последовательно, a Lls<Z L3. Ток ic2 нара-
стает быстро. По мере нарастания тока в резонансном контуре напряжение
на конденсаторе, сдвинутое по фазе на 90 относительно тока, уменьшается
и катушка индуктивности возвращается в свое ненасыщенное состояние.
Напряжение на конденсаторе С2 достигает максимальной величины в момент
насыщения катушки L2. Энергия, запасенная в конденсаторе С2, приводит
к возникновению в цепи нагрузки тока ic3> представляющего собой выход-
ной импульс. В сущности действие цепочки катушек с насыщением выра-
жается в сокращении интервала передачи энергии, повышении пиковой
мощности и уменьшении длительности импульса от каскада к каскаду.
Ф и г. 6 32. Нарастание импульса в двухкаскадном модуляторе, изображенном
на фиг. 6.31.
Выходной сигнал больше похож на резонансное синусоидальное коле-
бание, чем на прямоугольный импульс. Такая форма не всегда приемлема
в радиолокации и является недостатком модулятора. Можно получить
импульс с большой степенью прямоугольности в результате секциониро-
вания обмотки катушки индуктивности- с насыщением, находящейся
в последнем каскаде, и включения нескольких конденсаторов таким обра-
зом, чтобы имитировалась линия задержки с сосредоточенными постоян-
ными. Присоединенные к отводам конденсаторы оказывают практически
пренебрежимо малое влияние на работу в ненасыщенном состоянии,
но во время переключения они обусловливают улучшение формы выход-
ного импульса. Длительность выходного импульса может до некоторой
степени изменяться в результате регулировки тока смещения.
Не во всех случаях непрямоугольная форма импульса является недо-
статком. Прямоугольный импульс имеет широкий спектр, который может
вызвать взаимные помехи в радиолокационных станциях, работающих
в смежных частотных диапазонах. -»
При работе в описанном выше режиме катушка индуктивности с насы-
щением выполняет функции индуктивного элемента, выключателя и эле-
мента резонансного контура.
Модулятор на вакуумных лампах [4]. Модулятор на вакуумных лам-
пах, блок-схема которого представлена на фиг. 6.33, является в общем
генератором видеоимпульсов большой мощности. Пусковые импульсы
от генератора частоты повторения импульсов в соответствующие моменты
времени запускают возбудитель. Последний вырабатывает импульс задан-
ной формы. Сигнал, генерируемый возбудителем, усиливается усилителем
мощности до уровня, требуемого для импульсной модуляции передатчика.
Существует много вариантов цепей формирования импульса, которые
можно использовать для возбудителя [5]. Усилитель мощности аналогичен
обычным видеоусилителям, исключение состоит в необходимости исполь-
зования мощных ламп.
314
Глава 6
В качестве импульсного модулятора можно применить одиночную
мощную лампу, работающую в режиме блокинг-генератора. Блокинг-
генератор представляет собой генератор релаксационных колебаний. Когда
лампа проводит ток, ее сетка находится под высоким положительным напря-
жением, что вызывает протекание сеточного тока. В результате действия
сеточного тока на обкладках конденсатора в сеточной цепи возникает
напряжение смещения. Это напряжение достигает значения, при котором
лампа запирается. Блокинг-генератор при использовании его в радиолока-
ционных модуляторах не является собственно генератором в обычном
смысле, а скорее импульсным генератором с положительной обратной
связью.
Фиг. 6.33 Блок-схема модулятора на вакуумных лампах
J — пусковой импульс от генератора частоты повторения импульсов; 2 — задающий генератор
(формирование импульса); 3 — усилитель мощности (видеоусилитель); 4 — к передатчику.
Одно из ограничений применения модулятора на вакуумных лампах
в прошлом состояло в отсутствии электронных ламп, рассчитанных на высо-
кую мощность, требуемую для импульсной модуляции больших радиоло-
кационных передатчиков. Разработка ламп, подобных лампам типов А-15030
и А-15034 и триода с экранированной сеткой типа ML-7002, обеспечила
возможность применения модуляторов на вакуумных лампах при очень
высоких уровнях мощности. Лампа ML-7002 работает при напряжении
65 кв и мощности рассеяния на аноде 2 кет. Охлаждение производится
путем погружения лампы в масляный поток. Она может управлять работой
генератора с импульсной мощностью 3,5 Мет при длительности импульса
6 мксек. Лампа А-15030 при работе в модуляторе способна управлять рабо-
той генератора с импульсной мощностью 22 Мет при коэффициенте запол-
нения 0,05. В случаях работы с короткими импульсами (6 мксек при частоте
повторения импульсов 500 имп/сек) лампа А-15034 действует при анодных
напряжениях вплоть до 55 кв. Эти лампы применяются в качестве анодных
модуляторов для триодов и клистронов.
Форма импульса модулятора. Форма высокочастотного импульса
генератора не всегда совпадает с формой импульса модулятора На фиг. 6.34
показан импульс напряжения модулятора, имеющий идеальную форму,
необходимую ддя импульсной модуляции магнетрона с импульсом прямо-
угольной формы: Начальное нарастание (/0 — сигнала от нуля до ~60%
номинального рабочего напряжения магнетрона может происходить с любой
приемлемой скоростью. Скорость нарастания в течение следующего интер-
вала времени (/4 — /2) должна быть достаточно малой, чтобы возникли
колебания желательного вида, обычно колебания л-вида. В течение ука-
занного интервала времени напряжение нарастает от 60 до -~80% номи-
нального значения. Если бы напряжение возрастало быстрее, то не хва-
тило бы времени для установления колебаний желаемого вида. В магне-
троне могли возникнуть нежелательные колебания или же колебания
вообще отсутствовали; при этом может образоваться дуга. Как только
возникли колебания желаемого вида на низком уровне, необходимо очень
быстро (/2 — /3) увеличить напряжение до номинального рабочего значе-
ния. Для получения прямоугольной огибающей высокочастотного импульса
необходимо, чтобы напряжение по возможности оставалось почти постоян-
Радиолокационные передатчики
315
ным в течение требуемой длительности импульса (/3 — /4). Если вершина
импульса не будет плоской, а окажется пульсирующей, то возникнет уход
частоты и расширение спектра. В конце указанного интервала напряжение
должно упасть как можно быстрее (/4 — /5) до ~ 80 % номинального зна-
чения. После этого напряжение может уменьшаться с наиболее удобной
скоростью, но не настолько быстро, чтобы возник чрезмерный обратный
Фиг. 6.34. Идеальная форма импульса напряжения для магнетронного модулятора.
выброс. Огибающая импульса, упав ниже нуля, не должна вновь пересе-
кать ось абсцисс до начала следующего импульса; в противном случае
в лампе могут возникнуть колебания, обусловливающие увеличение уровня
шумов в приемнике или индикацию ложных целей.
Практически можно только приблизиться к идеальной форме импульса,
для этого разработаны специальные схемы. Однако, за исключением систем,
в которых используются чрезвычайно короткие импульсы, большинство
проблем, связанных с практическим применением модуляторов, можно
разрешить с помощью соответствующим образом рассчитанных обычных
схем.
При использовании высокочастотных генераторов других типов могут
возникнуть новые требования к модуляторам. Так, например, в отличие
от магнетрона амплитрон не работает в режиме генерирования колебаний
л-вида. Скорость нарастания напряжения не должна быть слишком мала,
в противном случае придется работать в режиме колебаний л-вида, а не
в желаемом. С другой стороны, клистрон не накладывает на модулятор
аналогичных ограничений в отношении времени нарастания импульса.
Сравнение модуляторов для магнетронных генераторов [4]. Модулятор
на линии задержки прост по конструкции, легок в обслуживании и эффек-
тивен в работе. Его вес и габариты малы. Применять его особенно целе-
сообразно в тех случаях, когда нежелательно иметь большие и тяжелые
блоки, например в самолетных радиолокаторах. Пульсация амплитуды
импульсов при использовании такого модулятора обычно больше, чем
при использовании модуляторов других типов, а длительность импульса
изменяется лишь при переключении на другую цепь формирования
импульсов.
Преимущество катушки индуктивности с насыщением состоит в том,
что в ней отсутствуют активные элементы. Это обусловливает большой
срок службы. По сравнению с другими типами модуляторов в модуляторах
316
Глава 6
на катушках индуктивности с насыщением сложнее контролировать форму
импульса.
В модуляторе на вакуумных лампах без особых трудностей можно
изменять длительность и форму импульса или частоту их повторения. Его
можно также применять для формирования группы импульсов, например
для запроса ответчиков маяков. Пульсация импульса обычно не создает
затруднений. Модулятор на вакуумной лампе менее эффективен, чем моду-
ляторы других типов, но обеспечивает конструктору радиолокационных
систем максимальную свободу действий.
ЛИТЕРАТУРА
1; Коллинз Г., Магнетроны сантиметрового диапазона, изд-во «Сов. радио»,
1950.
2. К i п g Р. G. R, А 5% Bandwidth 2,5 MW S-band Klystron, Proc. IEE, 105, pt. B,
suppl. 12, Paper 2624 R, 813—820 (1958).
3. Пирс Дж., Лампа с бегущей волной, изд-во «Сов. радио», 1952.
4. Глейзоу Г., Детали и элементы радиолокационных станций, изд-во «Сов.
радио», 1952—1953.
5. Рейтьес Дж., Принципы радиолокации, изд-во «Сов. радио», 1949.
Антенны
/
7.1. ПАРАМЕТРЫ АНТЕННЫХ УСТРОЙСТВ [1]
Антенна радиолокационной станции обеспечивает переход от распростра-
нения электромагнитных колебаний в свободном пространстве к распро-
странению по волноводам (фидерным линиям) и наоборот. При передаче
антенна концентрирует излучаемую энергию в луче, имеющем требуемую
форму и заданное направление в пространстве. При приеме антенна вос-
принимает энергию, содержащуюся в отраженном сигнале, и передает
ее в приемник. Таким образом, радиолокационная антенна выполняет
противоположные, но взаимосвязанные функции. В уравнении дальности
радиолокации, выведенном в гл. 1 [уравнение (1.8)], эти две функции опре-
делены коэффициентом усиления при передаче и эффективной площадью
(раскрывом) антенны при приеме. Эти параметры взаимосвязаны. Антенна
с большой эффективной площадью обладает и большим коэффициентом
усиления при передаче.
Большие раскрывы антенн, требуемые для обнаружения целей на боль-
ших дальностях, обеспечивают получение узких лучей, характерных для
радиолокаторов. Узкие лучи необходимы при точных измерениях угловых
координат и для раздельного обнаружения целей, расположенных близко
одна к другой. Преимущество применения сантиметровых волн в радиоло-
кации заключается в том, что при относительно небольших легко реали-
зуемых физических раскрывах антенн обеспечивается высокое отношение
размера антенны к длине рабочей волны. Антенны с большими коэффи-
циентами усиления и узкими лучами вполне осуществимы на частотах сан-
тиметрового диапазона волн.
Антенны, применяемые в радиолокации, в общем случае отличаются
от антенн, применяемых в устройствах связи. Радиолокационные антенны
должны создавать диаграммы направленности определенной формы, осу-
ществляющие обзор пространства. В радиолокаторах первых выпусков,
работавших в диапазонах метровых и дециметровых волн, применялись
антенные решетки. На частотах сантиметрового диапазона волн нашли
широкое применение параболические зеркала, хорошо известные из оптики,
а также линзовые антенны. В самолетных радиолокаторах, когда нельзя
допустить, чтобы антенна выступала за обшивку самолета, иногда целе-
сообразно применять антенны поверхностных волн.
В настоящей главе радиолокационные антенны будут рассматриваться
либо как передающие, либо как приемные устройства в зависимости
от удобства их рассмотрения в каждом конкретном случае. Результаты
318
Глава 7
полученные для одного случая, легко могут быть применены к другому
случаю в соответствии с принципом взаимности теории антенн [1].
Коэффициент направленного действия. Мерой способности антенны
концентрировать энергию в данном направлении является усиление антен-
ны. Двумя различными, но связанными между собой критериями направлен-
ности антенны являются коэффициент направленного действия и коэффи-
циент усиления по мощности. Первый коэффициент часто сокращенно
обозначают к. н. д., а второй просто называют усилением антенны. Оба
критерия представляют известный интерес для конструкторов радио-
локационных систем. Коэффициент направленного действия характеризует
диаграмму направленности антенны, а коэффициент усиления по мощности
более пригоден для использования в уравнении дальности радиолокации.
Коэффициент направленного действия GD передающей антенны можно
представить выражением1)
q Максимальная интенсивность излучения ,
° Средняя интенсивность излучения ’ \ • f
где интенсивность излучения представляет собой мощность на единицу
телесного угла, излучаемую в направлении (0, <р) и обозначаемую через
Р (0, (р). График интенсивности излучения в функции угловых координат
называется диаграммой интенсивности излучения. Зависимость плотности
потока мощности, или мощности на единицу площади, от угла называется
диаграммой излучения мощности. Диаграмма излучения мощности и диа-
грамма интенсивности излучения являются идентичными при построении
в относительном масштабе, т. е. при нормировании максимального значе-
ния к единице. При построении в относительном масштабе обе диаграммы
носят название диаграммы направленности антенны.
На фиг. 7.1 приведен пример построения диаграммы направленности
для параболической антенны. Основной лепесток соответствует 0°. Первая
неоднородность в данной диаграмме направленности представлена так
называемым вырожденным лепестком или искажением основного лепестка.
Вырожденный лепесток не всегда присутствует в диаграммах направлен-
ности антенны. Во многих диаграммах вместо него возникает первый боко-
вой лепесток. Последний переходит в вырожденный лепесток, если рас-
пределение фазы по раскрыву антенны не является постоянным. За первым
боковым лепестком следует ряд боковых лепестков, интенсивность которых
уменьшается о увеличением угла отклонения от оси основного лепестка.
В секторе бокового излучения (в данном примере 100—115°) вследствие
«перелива» энергии облучателя уровень боковых лепестков увеличивается 2).
В диаграмме направленности имеется также заметный задний лепесток
(в направлении 180°), возникающий за счет дифракции отражателя и непо-
средственного просачивания энергии через его сетчатую поверхность.
Диаграмма направленности, изображенная на фиг. 7.1, построена
в функции одной угловой координаты, однако реальная диаграмма пред-
J) Речь идет о максимальном значении коэффициента направленного действия.
Коэффициент направленного действия в направлении (6, <р) равен
_ ,п . Интенсивность излучения в направлении (0, <р)
ип(0, ф) = -----7^----------------------------------- •
Средняя интенсивность излучения
—Прим. ред.
2) Под «переливом» энергии понимается явление, когда часть энергии, излучае-
мой облучателем, не перехватывается отражателем и «переливается» через его края.
Антенны
319
ставляет собой график интенсивности излучения Р (0, ср) в функции двух
углов, а именно 0 и ср. В наземных антеннах угловыми координатами обычно
служат азимут и угол места, однако может быть использована и другая
удобная комбинация углов. В теоретических исследованиях часто поль-
зуются классической системой сферических координат, показанной на
фиг. 7.61.
Не всегда требуется строить полную диаграмму направленности в трех-
мерном пространстве. Так, например, симметричная игольчатая диаграмма
| -10
g
-20
I
§ -30
!
Основной лепесток
лепесток
Первый боковой лепесток
, е Увеличение боковых лепестков
Другие оокооые из-за «перелива» энергии -
' лепестки
/ \ Задний
j\r,, Чд
-10 О 20 40 60 80 100 120 МО 160 180
Угол от оси основного лепестка, град
Ф и г. 7.1. Диаграмма направленности антенны с параболическим зеркалом
с основным и боковыми лепестками.
направленности антенны может быть представлена графиком только
по одной угловой координате. Диаграмма направленности для прямоуголь-
ных раскрывов часто может быть описана произведением диаграмм в двух
координатных плоскостях. Так, например,
Р(0, <р) = Р(0, 0)Р(0, ср),
и полная диаграмма направленности может быть определена по двум диа-
граммам направленности в плоскостях 0 и ср.
Так как средняя интенсивность излучения в телесном угле 4л рад
равна общей излученной мощности, деленной на 4л, то коэффициент напра-
вленного действия, определяемый уравнением (7.1), может быть представ-
лен в виде
q ___ 4л (Максимальная излучаемая мощность/единичный телесный угол)
D Общая излучаемая мощность ’ ' ’ '
Используя это уравнение, по диаграмме направленности можно опре-
делить коэффициент направленного действия. Максимальная мощность,
приходящаяся на единичный телесный угол, получается просто путем
измерений, а общая излучаемая мощность определяется путем интегриро-
вания по области, ограниченной диаграммой направленности. Уравне-
ние (7.2) может быть представлено в виде
г __ 4лР (6, <р)макс 4л
- ТТ---------------= в- ’ (7-3)
\ \ P(6,q>)ded(p
320
Глава 7
где В определяется как площадь диаграммы направленности (луча) антенны
Р (0, <р) d0 dtp
Р (6, ф)макс
(7-4)
В этой формулировке площадь луча представляет собой телесный угол,
через который прошла бы вся излученная мощность, если мощность, при-
ходящаяся на единицу телесного угла, была бы равна Р (0, ф)макс по всей
площади луча. Она определяет в сущности эквивалентную диаграмму
.направленности антенны. Если 0В и ipB представляют собой значения
•ширины луча по точкам половинной мощности в двух ортогональных пло-
-скостях, то площадь луча В приблизительно равна 0вфв- Подставляя это
значение в уравнение (7.3), получим
4л
6вФв
(7.5а)
если значения ширины луча по точкам половинной мощности выражены
в радианах, или
с _ 41,253
D ~ ев<рв
(7.56)
если эти значения выражены в градусах.
Коэффициент усиления по мощности. В основе определения коэффи-
циента направленного действия лежит учет формы диаграммы направлен-
ности. Этот коэффициент не учитывает потери, обусловленные омическим
нагревом, нагревом токами высокой частоты или несогласованностью эле-
ментов антенны. В выражении для коэффициента усиления по мощности,
обозначаемого здесь буквой G, учитывается влияние потерь в антенне
и других потерь, снижающих к. п. д. антенны:
G Максимальная мощность излучения данной антенны g.
Мощность излучения изотропного источника (без потерь) с такой же вход- ' ' ' '
ной мощностью
Это определение должно использоваться в уравнении дальности радиоло-
кации, так как оно учитывает потери, вносимые антенной х). К- н. д., кото-
рый всегда имеет величину, большую чем коэффициент усиления по мощ-
ности, играет важную роль при расчете зоны действия, точности измерения
координат или разрешающей способности и более тесно связан с шириной
луча антенны. Разница между этими двумя коэффициентами обычно мала,
и при отсутствии потерь их значения совпадают. Коэффициент усиления
по мощности и к. н. д. могут быть связаны с помощью к. п. д. антенны рг
следующим соотношением:
G = QrGD. (7.7)
Приведенные выше определения коэффициента усиления по мощности
и к. н. д. были отнесены к передающей антенне. Одной из фундаментальных
теорем теории антенн является теорема взаимности. Она гласит, что при
определенных условиях (обычно выполняемых в радиолокационной аппа-
ратуре) диаграммы направленности антенны при передаче и приеме одина-
ковы [1]. Таким образом, определения степени направленного действия
]) Здесь аналогично формуле (7.1) речь идет о максимальном значении коэффи-
циента усиления по мощности'.— Прим. ред.
Антенны
321
антенны одинаково справедливы как в случае использования антенны для
передачи, так и в случае ее использования для приема. Единственное прак-
тическое отличие, которое может существовать между передающей и прием-
ной антеннами, заключается в том, что передающая антенна должна обла-
дать способностью выдерживать большую мощность.
Эффективный раскрыв. Другим важным параметром антенны, свя-
занным с усилением, является эффективный раскрыв, или эффективная
площадь приемной антенны. Этот параметр можно рассматривать как
меру эффективной площади антенны при приеме падающих волн. Коэффи-
циент усиления G и эффективная площадь Ае антенны без потерь связаны
между собой выражением
е 4лЛв _4лраЛ
°— X2 — X2 ’
Ае = ъаА, (7.9)
где X — длина волны; А — геометрическая площадь антенны; — коэф-
фициент использования площади раскрыва (определение дано в разд. 7.2).
Поляризация. Характер поляризации антенны определяется напра-
влением вектора электрического поля. Большинство антенн радиолока-
ционных станций имеет линейную поляризацию, при которой направле-
ние вектора электрического поля либо вертикально, либо горизон-
тально. Поляризация может быть также эллиптической или круговой.
Эллиптическую поляризацию можно рассматривать как результат комби-
нации двух линейно поляризованных волн одинаковой частоты, распро-
страняющихся в одном и том же направлении, причем плоскости их поля-
ризации в пространстве взаимно перпендикулярны. Относительные ампли-
туды обеих волн и их фазовые соотношения могут принимать любые зна-
чения,. При равенстве амплитуд обеих волн и сдвиге фаз (по времени) на
90° поляризация получается круговой. Круговая и линейная поляризации
являются частными случаями эллиптической поляризации.
В обычных антеннах радиолокационных станций чаще всего приме-
няется линейная поляризация, так как ее легче всего реализовать. Выбор
между горизонтальной и вертикальной линейными поляризациями обычно
производится конструктором антенны, хотя разработчики радиолокацион-
ных систем иногда стремятся задавать ту или другую поляризацию в зави-
симости от степени влияния отражений от земли. В радиолокаторах, кото-
рые должны обнаруживать цели при наличии мешающих метеофакторов,
часто желательно иметь круговую поляризацию.
Боковые лепестки и паразитное излучение. На фиг. 7.1 представлена
диаграмма излучения типовой антенны с боковыми лепестками. Обычно
желательно обеспечить низкий уровень боковых лепестков. Если по боко-
вым лепесткам излучается значительная часть всей мощности, то происхо-
дит уменьшение мощности, излучаемой по основному лучу антенны, что
приводит к снижению максимального коэффициента усиления.
Для определения оптимального уровня боковых лепестков нельзя
сформулировать какое-либо общее правило. Этот уровень зависит от назна-
чения радиолокатора и от того, насколько сложной получается конструк-
ция антенны с низким уровнем боковых лепестков. При слишком высоком
уровне боковых лепестков в приемник могут поступать сильные отражен-
ные сигналы, принимаемые по этим боковым лепесткам, и такие дополни-
тельные отраженные сигналы будут отображаться на экране индикатора
как ложные цели. Высокий уровень боковых лепестков облегчает также
задачу создания умышленных помех радиолокатору. Кроме того, такой
21 М Скслник
322
Глава 7
радиолокатор более подвержен помехам со стороны близлежащих «своих»
передающих систем.
В реальных антеннах легко можно получить боковые лепестки, уро-
вень которых на 20—30 дб ниже уровня основного лепестка. При особо
тщательном конструировании уровень боковых лепестков может быть
сделан на 35—40 дб ниже уровня основного лепестка. Однако еще более
низкие уровни боковых лепестков на практике получить трудно, хотя
.теоретически это вполне возможно.
7.2. ДИАГРАММА НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ
И РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ПОЛЯ В ЕЕ РАСКРЫВЕ
Напряженность электрического поля Е (ср), обусловленная излучением
антенны, является функцией амплитуды и фазы распределения поля в рас-
крыве [1, 2]. Можно определить Е (<р), произведя векторное сложение
составляющих, обусловленных различными элементами поля в раскрыве.
Математическое суммирование всех составляющих, обусловленных
элементами поля в раскрыве, дает напряженность поля в интегральном
выражении. В общем случае вычислить этот интеграл невозможно. Однако
можно получить приближенное решение, разбив пространство у раскрыва
антенны на три зоны, определяемые математическими приближенными
соотношениями. Границы между этими тремя зонами не являются четко
выраженными, так как зоны переходят одна в другую.
Зона, находящаяся в непосредственной близости к раскрыву, назы-
вается ближней зоной. Протяженность ее (считая от раскрыва) составляет
несколько диаметров антенны, и поэтому она не представляет интереса для
конструктора радиолокационных систем.
За ближней зоной находится так называемая зона Френеля. В зоне
Френеля лучи, идущие от излучающего раскрыва к точке наблюдения (или
цели), непараллельны между собой и диаграмма направленности антенны
изменяется с расстоянием. В радиолокации зона Френеля играет незначи-
тельную роль.
Наиболее удаленная от раскрыва зона называется зоной Фраунгофера,
или дальней зоной. В зоне Фраунгофера расстояние между источником
излучения и точкой наблюдения достаточно велико, и поэтому можно
считать, что лучи, выходящие из раскрыва, параллельны между собой
у цели (точки наблюдения). Подавляющее большинство антенн радиоло-
кационных станций работает в зоне Фраунгофера.
Граничное расстояние RF между зонами Френеля и Фраунгофера
обычно принимается равным RF — D2l"k или RF — 202/Z, где D — диа-
метр раскрыва и X — длина волны, причем D и X выражаются в одних
и тех же единицах. На расстоянии, определяемом О2/Х, усиление равно-
мерно облучаемой антенны составляет 0,94 усиления зоны Фраунгофера
в бесконечности. На расстоянии 2D2/k усиление равно 0,99 усиления
в бесконечности.
График напряженности электрического поля | Е (0, q) | называется
диаграммой напряженности поля антенны. График квадрата напряжен-
ности поля | Е (0, у) |2 представляет диаграмму направленности антенны
по мощности Р (0, (р), определенную в предыдущем разделе.
В зоне Фраунгофера интеграл напряженности электрического поля,
выраженный через распределение тока на поверхности антенны, опреде-
ляется формулами преобразования Фурье. Рассмотрим прямоугольную
Антенны
323
антенну в системе координат, показанной на фиг. 7.2. Ширина антенны
в направлении оси z равна а, а угол в плоскости yz, измеренный от оси у,
равен ср. Принимая а > X, получим для напряженности электрического
поля в дальней зоне уравнение
а/2
Е(ц>)= A (z) ехр /2л sin <р dz,
—а/2
(7.10)
где А (?) — ток на расстоянии z в предположении, что он протекает в напра-
влении х. Распределение тока на поверхности антенны А (?) может быть
Ф и г. 7.2. Прямоугольный раскрыв и система координат, иллюстрирующие зависи-
мость между распределением по раскрыву и диаграммой напряженности электриче-
' ского поля в дальней зоне.
представлено комплексным выражением, учитывающим распределение как
амплитуд, так и фаз, т. е.
Л(г) = | Z(z)|exp/’F(z), (7.11)
где | A (z) | — распределение амплитуд; T (z) — распределение фаз.
Уравнение (7.10) указывает на суммирование или интегрирование
отдельных составляющих распределения тока на поверхности антенны
в соответствии с принципом Гюйгенса. Для угла <р составляющая, соот-
ветствующая данной точке на поверхности антенны, будет опережать или
отставать по фазе на 2л (z/A) sin <р рад. Каждая из этих составляющих
взвешивается пропорционально коэффициенту А (г). Напряженность поля
выражается интегралом этих отдельных составляющих по поверхности
антенны.
Выше использовалось распределение, выраженное через ток ix. Оно
может быть также выражено через составляющие магнитного поля НТ для
поляризации в направлении оси х или через составляющие электрического
поля Ez для поляризации в направлении оси z при условии, что эти состав-
ляющие поля ограничены раскрывом.
Выражение для напряженности электрического поля [уравнение (7.10)[
в математическом отношении аналогично обратному преобразованию
Фурье. В связи с этим к расчету диаграммы излучения или напряженности
поля можно применить теорию преобразований Фурье, если при этом
известно распределение тока на поверхности антенны или поля в раскрыве.
21*
324
Глава 7
Преобразование Фурье функции /(/) имеет вид
ОО
E(f) = J f (/)ехр(—j2nft)dt, (7.12)
— СО
а обратное преобразование Фурье представляется как
ОО
f(t)= J F (f) ехр (j2nft) df. (7.13)
—co
Пределы интегрирования в уравнении (7.10) могут быть распростра-
нены на бесконечный интервал от — со до + со, так как распределение
в раскрыве равно нулю за пределами z — ± а 12.
Преобразование Фурье позволяет найти распределение тока на поверх-
ности антенны A (z) для данной диаграммы напряженности поля Е (ср),
так как
ОО
Л(з) = -^- Е(ср)ехр^—/2л-|-sincp^ d (sincp). (7.14)
— со
Это выражение может быть использовано в качестве основы для синтеза
диаграммы направленности антенны, т. е. для нахождения распределения
поля в раскрыве A (z), обеспечивающего получение заданной диаграммы
£ (ср).
Ниже с помощью уравнения (7.10) рассчитывается диаграмма напра-
вленности антенны при различных одномерных распределениях поля
в раскрыве. Принимается, что распределение фаз по раскрыву является
постоянным и необходимо лишь учесть влияние распределения амплитуд.
Обратное преобразование Фурье позволяет определить напряжен-
ность электрического поля при известном распределении фаз и амплитуд
в раскрыве антенны. Раскрыв определяется как проекция антенны на пло-
скость, перпендикулярную к направлению распространения волны. При
этом тип антенны (антенна с отражателем, линзовая антенна или антенная
решетка) не имеет значения.
Одномерное распределение в раскрыве. Простейшим распределением
поля в раскрыве (хотя и не наиболее легко реализуемым) является, вероятно,
равномерное или прямоугольное распределение. Равномерное распределе-
ние постоянно по раскрыву в пределах от — а/2 до + а/2 и равно нулю
вне этих пределов. Будем считать, что раскрыв имеет протяженность только
в направлении одной оси координат. Таким образом, можно представить
распределение для линейного источника излучения или распределение
в одной плоскости для прямоугольного раскрыва. Если постоянное значе-
ние амплитуды поля по раскрыву равно Ао, а распределение фаз по рас-
крыву постоянно, то диаграмма направленности антенны, рассчитанная
по уравнению (7.10), имеет вид
а/2
£(ф) = Л0 ехр(/2л -|- sin цЛ dz =
-а/2
Ад sin ( л. sin <р ) sin ( sin <р )
=-------Н-------------------------------L. (7.15)
-y-sin'q) nosing)
л Л,
Антенны
325
Нормирование для получения Е (0) = 1 дает А о = l/а. Следовательно,
sin ( л -° sin <р )
Е (<р) =-------------< (7.16)
л -г- sin ф
Л
Эта диаграмма, имеющая форму (sin х)/х, представлена сплошной кривой
на фиг. 7.3. Уровень первого бокового лепестка лежит на 13,2 дб ниже
уровня максимума основного луча. Ширина основного луча между нулями
составляет Л/а рад, а его ширина, измеренная между точками половинной
Фиг. 7.3. Диаграмма направленности антенны, обусловленная равномерным рас-
пределением поля по раскрыву (сплошная кривая); пунктирной кривой представлена
диаграмма направленности антенны с распределением поля по раскрыву по закону
косинусной функции.
мощности, равна 0,88Л/а рад, или 51 к/a град. Чем шире раскрыв, тем меньше
ширина луча антенны. Диаграмма направленности по напряжению, опре-
деляемая уравнением (7.16), является положительной по всему основному
лучу, но при переходе через первый нуль она меняет знак, при переходе
через второй нуль — снова принимает положительное значение и т. д.
Поэтому боковые лепестки с нечетными номерами имеют противоположную
фазу по отношению к основному лучу, а боковые лепестки с четными номе-
рами синфазны с ним. Такие обращения фазы характерны для диаграмм
направленности, в которых минимумы равны нулю [1]. На фиг. 7.3 при-
ведена также диаграмма направленности при косинусном распределении
поля в раскрыве л2 а
A (z) - cos - -; | z | < T .
Нормированная диаграмма направленности имеет вид
где ф = л (а/Х) sin ф.
£(ф) =4
(7.17)
326
Глава 7
ТАБЛИЦА 7.1
Характеристики диаграмм направленности, обусловленные различными
распределениями в раскрыве [1]
(X—длина волны, а—ширина раскрыва)
Тип распределения, |z|< 1 Относительное усиление Ширина луча по точкам половинной мощности, град Интенсивность первого бокового лепестка (дб) по сравнению с максимумом основного луча
Равномерное; А (г) — 1 1 51 К/а 13,2
Косинусное; А (г) = cos'1 (лг/2):
л = 0 1 51 Х/а 13,2
п=1 0,810 69 Х/а 23
п=2 0,667 83 Х/а 32
п=3 0,575 95 Х/а 40
п=4 0,515 111 Х/а 48
Параболическое; Д(г)=1—(1—А)г2:
Д=1,0 1 51 Х/а 13,2
Д = 0,8 0,994 53 Х/а 15,8
Д = 0,5 0,970 56 Х/а 17,1
Д = 0 0,833 66 Х/а 20,6
Треугольное, А(г)=1— |г| 0,75 73 Х/а 26,4
Круговое; А (г) = )г 1 —г2 0.865 58,5 Х/а 17,6
В табл. 7.1 приведены некоторые характеристики диаграмм напра-
вленности при различных распределениях в раскрыве. Распределения
в раскрыве относятся к виду, который легко может быть представлен в ана-
литической форме и для которого может быть просто выполнено обратное
преобразование Фурье согласно уравнению (7.10). К этому виду относятся
прямоугольное, косинусное n-й степени, треугольное и круговое распре-
деления. Хотя эти распределения могут и не применяться в реальных антен-
нах радиолокационных станций, они могут служить для иллюстрации
влияния распределения поля в раскрыве на диаграмму направленности
антенны. Более сложные распределения, нахождение которых с помощью
таблиц преобразований Фурье представляет некоторые трудности или
которые нельзя 'выразить в аналитической форме, могут быть определены
с помощью численных методов вычисления или вычислительных машин.
К характеристикам Диаграмм направленности антенн, приведенным
в табл. 7.1, относятся 1) относительное усиление, обусловленное данным
распределением поля в раскрыве антенны по сравнению с усилением, обу-
словленным равномерным распределением в раскрыве, 2) ширина луча
в градусах, измеренная по точкам половинной мощности диаграммы напра-
вленности, и 3) интенсивность первого бокового лепестка по сравнению
с максимумом основного луча.
Представленные в таблице данные позволяют сделать вывод, что уси-
ление при равномерном распределении больше, чем при любом другом виде
распределения. В работе Сильвера [1] показано, что равномерное рас-
пределение действительно является наиболее- эффективным распределением
в раскрыве, т. е. таким, при котором усиление антенны имеет максимальное
значение. Поэтому данные (см. табл. 7.1) об относительном усилении можно
рассматривать как эффективности данного распределения по сравнению
Антенны
327
с равномерным распределением в раскрыве. Относительное усиление назы-
вается также коэффициентом использования площади раскрыва [уравне-
ние (7.9)1. Коэффициент использования площади раскрыва, умноженный
на геометрическую площадь раскрыва, определяет эффективный раскрыв
антенны.
Другое свойство диаграммы направленности, как видно из табл. 7.1,
состоит в том, что антенны, у которых амплитуда поля в раскрыве умень-
шается к краям до весьма малых значений, имеют наименьший уровень
боковых лепестков, примыкающих к главному лучу. Чем резче падает
амплитуда, тем ниже уровень боковых лепестков, однако тем меньше отно-
сительное усиление и больше ширина луча. Таким образом, низкий уро-
вень боковых лепестков и высокий к. н. д. являются взаимно противоре-
чивыми факторами. Так, например, распределение в раскрыве, подчи-
няющееся закону cos2, характеризуется относительно большим умень-
шением амплитуды поля по раскрыву. Снижение уровня боковых лепест-
ков при этом составляет 32 дб по сравнению с 13,2 дб при равномерном
распределении.
Необходимо предостеречь от ошибочного вывода относительно воз-
можности достижения на практике низких уровней боковых лепестков
при чрезвычайно большом снижении амплитуд в раскрыве, например
по закону cos3 или cos4. При расчете рассмотренных диаграмм направлен-
ности делалось допущение, что распределение фаз по раскрыву постоянно.
Применительно к реальной антенне это допущение может оказаться невер-
ным, так как всегда существуют некоторые неустранимые изменения фазы,
обусловленные невозможностью изготовить антенну в соответствии с идеаль-
ными требованиями. Изменения фазы вследствие неизбежных ошибок
могут вызвать повышение уровня боковых лепестков и снижение усиления.
Существует некоторый практический предел, за которым значительно воз-
растают трудности получения низких уровней боковых лепестков даже
при значительном уменьшении амплитуд. Рациональным пределом для
понижения уровня боковых лепестков диаграмм направленности обычных
антенн, по-видимому, является величина порядка 35—40 дб.
Общий к. п. д. антенны. Коэффициент использования площади рас-
крыва является мерой усиления антенны относительно усиления аналогич-
ной антенны с равномерным распределением поля в раскрыве. Общий
к. п. д. антенны будет совпадать с коэффициентом использования площади
раскрыва при идеальной антенне, у которой вся энергия облучателя исполь-
зуется без потерь отражателем и отсутствуют какие-либо потери в антенне
за счет рассогласования или других причин. В реальных антеннах имеют
место потери и общий к. п. д. равен произведению трех величин; 1) коэф-
фициента использования площади раскрыва, 2) коэффициента, характе-
ризующего степень «перелива» энергии за рабочую поверхность (отража-
теля или линзы), и 3) к. п. д. облучателя. К- п. д. антенны, определяемый
уравнением (7.7), представляет собой произведение последних двух величин.
Круглый раскрыв. Приведенные выше примеры распределения поля
в раскрыве относились к случаям одномерного распределения. Ниже рас-
сматриваются диаграммы направленности, обусловленные двумерным рас-
пределением в круглом раскрыве. Для описания распределения по рас-
крыву А (г, 0) используются полярные координаты (г, б), где г — радиаль-
ное расстояние от центра круглого раскрыва, а 0 — угол, измеренный
в плоскости раскрыва относительно опорной оси. Для дальней зоны может
быть применен принцип Гюйгенса: разбивают плоскую волну в круг-
лом раскрыве на большое число сферических волн с одинаковой фазой,
328
Глава 7
но с разными амплитудами. Для определения напряженности поля в точке,
отстоящей от антенны на расстоянии R, амплитуды всех волн склады-
ваются в этой точке с учетом соответствующих фазовых соотношений, обу-
словленных разностью в длине пути. Таким образом, напряженность поля
на расстоянии R определяется выражением
2Л г0
Е (/?) = J de jj А (г, 0) ехр (
о о
2rtiR \ ,
—)rdr'
(7.18)
где г0 — радиус раскрыва.
Для круглого раскрыва с равномерным распределением напряжен-
ность поля определяется выражением
2Л г0
Е (ф) = de ехр ( — 2n-^-sin<pcos0^rdr=nro2J1 (g)/g, (7.19)
о о
где | = 2л (r0/E) sin if и (£) — функция Бесселя первого порядка.
На фиг. 7.4 приведена нормированная диаграмма направленности.
Уровень первого бокового лепестка на 17,5 дб ниже уровня основного
лепестка, а ширина луча равна 58,5Х/£>.
Влияние уменьшения амплитуд к краям в круглом раскрыве анало-
гично влиянию уменьшения амплитуд в линейном раскрыве. Уровень
Ф и г. 7.4. Диаграмма направленности для круглого раскрыва с равномерным
облучением.
боковых лепестков может быть уменьшен, но за счет увеличения ширины
луча и уменьшения к. н. д. антенны. В работе [1] был проведен ана-
лиз распределения поля в раскрыве по закону [1 — (r/r0)2]p,4 где
р = 0, 1,2, ... . Диаграмма направленности определяется выражением
•7p+i(U/ёр+1. При р = 0 распределение получается равномерным, а диаг-
рамма направленности принимает вид, приведенный выше. При р = 1
к. н. д. уменьшается до 75J%, ширина луча по точкам половинной мощности
Антенны
329
составляет 72.6Л/Е), а уровень первого бокового лепестка на 24,6 дб ниже
максимального значения основного луча. При р = 2 уровень бокового
лепестка на 30,6 дб ниже максимального значения основного луча, но к. н. д.
составляет лишь половину к. н. д. при равномерном распределении.
Затенение раскрыва антенны. Нахождение перед раскрывом какого-
либо предмета (препятствия) может вызвать затенение раскрыва и изме-
нить эффективное распределение поля в раскрыве.
Одним из ярких примеров затенения раскрыва может служить разме-
щение облучателя в зеркальных антеннах. При затенении раскрыва ухуд-
шаются характеристики антенны, и в частности снижается к. н. д. и повы-
шается уровень боковых лепестков. Влияние затенения раскрыва можно
Ф и г. 7.5. Влияние затенения раскрыва облучателем в антенне с параболическим
зеркалом.
приближенно оценить, вычитая диаграмму направленности, обусловленную
препятствием, из диаграммы направленности при незатененном раскрыве.
Возможность применения такого метода объясняется линейностью соот-
ношений для преобразований Фурье. На фиг. 7.5 приведен пример, иллю-
стрирующий влияние затенения раскрыва облучателем в антенне с парабо-
лическим зеркалом.
7.3. АНТЕННЫ С ПАРАБОЛИЧЕСКИМИ ЗЕРКАЛАМИ
Одной из наиболее распространенных антенн сантиметрового диапа-
зона волн является антенна с параболическим зеркалом (фиг. 7.6).. Пара-
болическая отражающая поверхность облучается источником энергии,
называемым облучателем, установленным в ее фокусе. Широкое примене-
ние параболических зеркал в антеннах сантиметровых волн обусловлено
рядом их свойств: 1) энергия, излучаемая облучателем, установленным
в фокусе параболической поверхности, отражается в направлении, парал-
лельном оси параболоида, отражающего эту энергию, и 2) расстояние, прой-
денное любым лучом от фокуса до параболической поверхности и после
отражения до некоторой плоскости, перпендикулярной к оси параболоида, не
зависит от угла, под которым луч вышел из фокуса. Благодаря этому поме-
330
Глава 7
щенный в фокусе точечный источник энергии образует плоский фронт волны
с однородной фазой.
Параболические поверхности нашли широкое применение в разно-
образных антенных устройствах. При вращении параболической кривой,
изображенной на фиг. 7.6, относительно ее оси получается параболоид
вращения. При соответствующем облучении параболоида вращения точеч-
ным источником, помещенным в его фокусе, создается почти симметричная
игольчатая диаграмма направленности антенны. Основное применение
такие отражатели нашли в антеннах радиолокаторов сопровождения
(фиг. 5.19 и 5.20).
Используя только часть параболоида вращения, можно получить
несимметричную диаграмму направленности. Антенна такого типа, пример
которой приведен на фиг. 1.6, широко используется при необходимости
получения лучей веерной формы.
Другой способ получения как симметричной, так и несимметричной
диаграммы направленности состоит в применении параболического
цилиндра [1]. Параболический цилиндр (фиг. 1.11) образуется перемеще-
нием параболической образующей параллельно самой себе. Для питания
параболического цилиндра необходимо вместо точечного источника исполь-
зовать линейный источник типа линейной решетки. Ширина луча в пло-
скости линейного облучателя определяется полем излучения линейного
источника, а луч в перпендикулярной плоскости формируется параболи-
ческой поверхностью отражателя. Во избежание «переливания» энергии
через края отражателя, а также дифракции длина параболического
цилиндра выбирается несколько больше длины линейного облучателя.
Одно из достоинств применения параболического цилиндра заключается
в том, что можно легко получить несимметричный веерный луч со значи-
тельно большим коэффициентом размаха (отношением длины к ширине),
чем в случае применения секции параболоида. Практически нецелесооб-
разно применять параболические зеркала с одиночным рупорным облу-
чателем при коэффициентах размаха больше 8:1; однако применение
параболических цилиндров при указанных и более высоких коэффициен-
тах размаха весьма выгодно.
Другим вариантом параболической поверхности является параболи-
ческий тор, показанный на фиг. 7.17 и рассматриваемый в разд. 7.4. Он
Антенны
331
образуется движением параболической образующей по дуге окружности,
центр которой лежит на оси параболы. Применение его целесообразно,
когда требуется получить угол обзора меньше 120° и неудобно произво-
дить качание луча перемещением самого зеркала. При использовании
параболического тора качание луча осуществляется путем перемещения
облучателя.
Существуют другие варианты параболических зеркал, например сег-
ментно-параболические и полусегментные зеркала, а также рупорно-пара-
болические антенны.
Облучатели для параболоидов вращения [1]. Идеальным облучателем
для параболоида вращения является точечный источник излучения с диа-
граммой направленности, обеспечивающей получение заданного распре-
деления поля в раскрыве. Для параболоида вращения весьма важно, чтобы
фаза излучений облучателя не зависела от угла. Диаграмма направлен-
ности, образуемая облучателем, называется первичной диаграммой, а диа-
грамма направленности облучаемого зеркала — вторичной диаграммой.
Реальные облучатели для параболоидов вращения по своим характе-
ристикам лишь приближаются к идеальным. Параболоиды первых выпус-
ков обычно облучались простейшим полуволновым вибратором, которому,
однако, присущи два основных недостатка. Во-первых, вибратор излучает
энергию равномерно в плоскости, перпендикулярной его продольной оси,
и не излучает энергии в направлении этой оси. Результирующая диаграмма
направленности в связи с этим имеет форму тора. Если бы зеркало в виде
параболоида вращения охватывало относительно фокуса телесный угол
180: (весьма большой угол), то половина энергии излучалась бы полу-
волновым вибратором в пространство, минуя зеркало. При параболоидах
вращения малых размеров (раскрывы площадью несколько длин волн
в квадрате) можно сфазировать первичную энергию, излучаемую в напра-
влении от зеркала, и использовать ее для усиления вторичной излучаемой
зеркалом энергии с тем, чтобы эта часть первичной энергии способствовала
увеличению коэффициента усиления антенны. Однако в больших антеннах
большая часть энергии, не попадающей на зеркало, теряется.
Эффективность простейшего полуволнового облучателя может быть
повышена путем его некоторого усложнения, позволяющего направить
на зеркало большую часть энергии, излучаемой облучателем. Это осуще-
ствляется с помощью контррефлектора с пассивным возбуждением, уста-
навливаемого позади полуволнового облучателя и отражающего энергию
по направлению к параболическому зеркалу. В качестве пассивного отра-
жателя (контррефлектора) может служить другой вибратор, плоский экран,
полуцилиндр или полусфера.
Другим недостатком полуволнового вибратора, используемого в каче-
стве облучателя параболического зеркала, является его плохая поляри-
зационная характеристика. При идеальном облучателе вся энергия, отра-
женная от поверхности параболоида вращения, поляризуется в одном
и том же направлении. В противном случае энергия, поляризованная
в некотором другом направлении, будет теряться, так как при конструи-
ровании антенны прием с ее помощью волн другой поляризации обычно
не предусматривается. Полуволновой вибратор действует таким образом,
что часть отраженной энергии поляризуется перпендикулярно плоскости
поляризации потока энергии первичного излучения. Излучение колебаний
с поперечной поляризацией приводит к значительному уменьшению усиле-
ния антенны и к образованию боковых лепестков с поляризацией, орто-
гональной первичной поляризации. Величина поперечно поляризованной
332
Глава 7
энергии зависит от формы зеркала. Ее можно свести к минимуму, приме-
няя зеркало с малым прогибом, т. е. с большим отношением фокусного
расстояния к диаметру.
Лучшим облучателем по сравнению с полуволновым вибратором
является волновод с открытым концом. В этом случае большая часть энер-
гии направляется вперед, и фазовая характеристика при излучении коле-
баний требуемого вида обычно получается вполне удовлетворительной.
Параболоид вращения с круглым раскрывом можно питать волноводом
круглого сечения с открытым концом, в котором возбуждаются колебания
типа ТЕц. Прямоугольный волновод с колебаниями типа TEi0 не обеспе-
чивает получение диаграммы направленности с круговой симметрией, так
как его размеры в плоскостях Е и И, а также распределения токов в этих
плоскостях различны. Так как в общем случае это справедливо для боль-
шинства волноводных облучателей, то практически трудно получить
идеально симметричную диаграмму направленности. Однако волновод
прямоугольного сечения может применяться для питания несимметричной
секции параболоида, образующей веерный луч с большей шириной в пло-
скости Н, чем в плоскости Е.
При необходимости обеспечить больший к. н. д., чем тот, который
можно получить при использовании простейшего волновода с открытым
концом, можно применить волноводный рупор того или иного вида. Вол-
новодный рупор является, вероятно, наиболее распространенным типом
облучателя для параболоидов вращения, применяемых в антеннах радио-
локационных станций.
Оптимальный угол облучения. Если диаграмма направленности облу-
чателя известна, то можно определить характеристику облучения рас-
крыва и найти результирующую вторичную диаграмму направленности
Ф и г. 7.7. Диаграмма направленности волновода круглого сечения
с диаметром 0,84 к.
путем вычисления интеграла Фурье или проведения численного расчета.
Диаграмма направленности открытого круглого волновода с диаметром
0,84Х представлена на фиг. 7.7. При желании получить с помощью облу-
чателя указанного типа относительно равномерное облучение по раскрыву
параболического зеркала необходимо использовать лишь небольшой уча-
сток диаграммы направленности. Для получения относительно равномер-
ного облучения раскрыва следует применять антенны с большим отноше-
нием фокусного расстояния к диаметру отражателя. При этом значительная
часть энергии облучателя не попадет на зеркало и окажется потерянной.
Антенны
333
Потеря части энергии приводит к снижению общего к. п. д. антенны
и уменьшает выигрыш от равномерного облучения (т. е. от достижения
максимального коэффициента использования площади раскрыва). С дру-
гой стороны, при большом телесном угле, охватываемом зеркалом отно-
сительно фокуса, на зеркало будет попадать больше энергии, излучаемой
облучателем. Чем меньше энергии будет проходить мимо отражателя, тем
выше к. п. д. антенны. Однако поток излучаемой энергии при этом умень-
шается к краям раскрыва, что снижает коэффициент использования
площади раскрыва. Поэтому существует некоторый оптимальный угол,
при котором эти два противоречивых фактора обеспечивают получение
максимального к. п. д. Это соотношение показано на фиг. 7.8 для круглого
Фиг. 7.8. Зависимость коэффициента использования площади раскрыва антенны
с зеркалом в виде параболоида вращения от величины угла, под которым зеркало
видно из фокуса.
волноводного облучателя, диаграмма направленности которого приведена
на фиг. 7.7. Максимум кривой получается относительно широким, в связи
с чем оптимальное значение угла, под которым видно зеркало из его фокуса,
не является критичным. Наибольший к. п. д. получается в случае приме-
нения зеркала, интенсивность облучения которого у краев на 8—12 дб
ниже интенсивности облучения центральной части. Грубо приближенно
можно считать, что интенсивность энергии, направленной к краям зеркала,
должна составлять около 1/10 максимальной интенсивности. Распределе-
ние амплитуд у краев раскрыва будет даже меньше 1/10 максимального
значения амплитуды вследствие того, что расстояние от облучателя до
краев зеркала больше, чем до его центра. В том случае, когда уровень
первичной диаграммы направленности у краев на 10 дб ниже максимума,
уровень первого бокового лепестка вторичной диаграммы будет на 22—25 дб
ниже максимума основного луча.
Расчеты к. п. д. антенны, основанные на учете распределения поля
в раскрыве, обусловленного первичной диаграммой, а также той части
энергии облучателя, которая не попадает на отражатель, показывают, что
теоретический к. п. д. антенн с зеркалом в виде параболоида вращения
составляет около 80% по сравнению с идеальным равномерно облучаемым
раскрывом. Практически вследствие изменений! фазы по раскрыву, плохих
поляризационных характеристик и рассогласования антенны к. п. д. антенн
такого типа обычно снижается до 55—65%.
334
Глава 7
Расположение облучателей. Резонансный полуволновой вибратор
и рупорный облучатель могут быть установлены, как показано
на фиг. 7.9, а и б. В обоих случаях крепление облучателей осуществляется
с помощью фидерной линии, проходящей сквозь отражатель. Расположе-
ние, показанное на фиг. 7.9, б, приводит к образованию несимметричной
диаграммы направленности, так как волновод проходит не через центр
отражателя. На фиг. 7.9 не показан другой случай, когда облучатель
состоит из двух рупоров, запитываемых одним волноводом, проходящим
Фиг. 7.9. Примеры размещения облучателей в параболических зеркалах.
через центр зеркала. Преимущество применения облучателей, у которых
волновод проходит непосредственно сквозь зеркало, заключается в их
компактности и возможности использования волновода малой длины.
Питание антенны можно осуществить также способом, показанным
на фиг. 7.9, в. Этот способ пригоден для крепления рупорных облучателей,
но при этом частично затеняется раскрыв.
Основными недостатками любой из указанных схем размещения облу-
чателей являются затенение раскрыва и наличие обратной реакции на облу-
чатель за счет энергии, отраженной от зеркала. Облучатель, фидерная
линия и элементы крепления затеняют зеркало и изменяют эффективную
диаграмму направленности антенны.
Часть отраженной зеркалом энергии попадает в облучатель и, дейст-
вует как любая другая волна, распространяющаяся в обратном направле-
нии по линии передачи. В линии образуются стоячие волны, вызывающие
рассогласование полного сопротивления и ухудшение характеристик пере-
датчика. Рассогласование может быть устранено с помощью согласую-
щего устройства, однако этот способ эффективен только в относительно
узком диапазоне частот. Другой метод уменьшения влияния энергии,
отраженной от зеркала и попадающей в облучатель, заключается в подъеме
части поверхности зеркала в центре (вершине) параболоида. Размер при-
поднятой части поверхности и ее расстояние от основной поверхности зер-
кала выбираются такими, чтобы получить в фокусе отраженный сигнал,
равный по амплитуде, но противоположный по фазе сигналам, отраженным
от остальной части зеркала. Оба отраженных сигнала взаимно компенси-
руются у облучателя, вследствие чего рассогласование устраняется. При-
поднятая часть зеркала называется согласующей пластиной. Согласующая
пластина, расположенная у вершины зеркала, обладает более широкой
полосой, чем согласующие устройства, включенные в фидерную линию,
однако она несколько уменьшает усиление и увеличивает уровень боковых
лепестков диаграммы направленности антенны.
Смещенный облучатель [1]. Как затенение раскрыва, так и рассогла-
сование облучателя можно устранить, применяя параболическую антенну
Антенны
335
со смещенным облучателем, показанную на фиг. 7.10. Центр облучателя
помещен в фокусе параболы, но рупор наклонен относительно ее оси. Боль-
шая часть нижней половины параболоида отсутствует, и остается лишь
часть, показанная на фиг. 7.10 сплошной линией. Во всех случаях прак-
тики можно считать, что облучатель расположен вне пути распространения
Облучатель
Фиг. 7.10. Параболическое зеркало со смещенным облучателем.
отраженной энергии, благодаря чему отсутствует искажение диаграммы
за счет затенения раскрыва, а количество энергии, попадающей в облуча-
тель, недостаточно для возникновения заметного рассогласования.
Следует заметить, что раскрыв параболической антенны со смещенным
облучателем представляет собой проекцию площади на плоскость, перпен-
дикулярную к оси, а не площадь поверхности.
В случае применения параболоида со смещенным облучателем устра-
няются два основных недостатка, возникающих при креплении облуча-
теля согласно фиг. 7.9. Однако при этом возникают и новые трудности.
В связи со смещенным расположением элементов антенны создаются
лепестки с поперечной поляризацией, которые могут вызвать заметное
ухудшение характеристик радиолокационной системы [1]. Кроме того,
при смещенном облучателе обычно значительно труднее обеспечить необ-
ходимое крепление облучателя и осуществлять качание луча антенны,
чем в случае антенны с зеркалом в виде параболоида вращения, на котором
укреплен облучатель.
Отношение фокусного расстояния к диаметру f/D. Важным конструк-
тивным параметром для зеркальных антенн является отношение фокусного
расстояния f к диаметру зеркала D. Выбор соответствующего значения f/D
основан на соображениях как механического, так и электрического харак-
тера. Малое отношение f/D соответствует зеркалу с большим прогибом,
а большое отношение f/D — зеркалу с малым прогибом. Зеркало с малым
прогибом легче крепить и приводить в движение, так как его центр тяжести
расположен ближе к вершине, однако облучатель в этом случае должен
крепиться на большом удалении от зеркала. Чем дальше от зеркала уста-
новлен облучатель, тем более узкой должна быть первичная диаграмма
направленности и тем большими должны быть размеры облучателя. С дру-
гой стороны, для антенны с малым отношением f/D трудно создать облу-
чатель, обеспечивающий равномерное распределение фаз в пределах
широкого угла, необходимого для надлежащего облучения зеркала.
336
Глава 7
В большинстве антенн с параболическими отражателями отношение
fID составляет величину порядка 0,3—0,5. Антенны, предназначенные для
формирования лучей в моноимпульсных радиолокаторах сопровождения,
имеют отношения f/D, лежащие в пределах 0,5—1 и выше, что и позволяет
при обычных волноводных облучателях получить пересечение нескольких
образующих равносигнальную зону лучей на заданном уровне.
Отражающие поверхности. Отражающие поверхности (зеркала) могут
быть изготовлены из сплошного листового материала, однако часто пред-
почитают применять проволочную сетку, металлическую решетку, перфо-
рированные металлические листы или штампованную металлическую,
Фиг. 7.11. Коэффициент передачи для алюминиевой сетки.
а — направление поляризации перпендикулярно большой диагонали ячейки; б — направление
поляризации параллельно большой диагонали ячейки.
Таблица на графике а относится к обоим графикам. Размеры даны в дюймах.
например алюминиевую, сетку. Несплошные поверхности, например сетки,
имеют малую парусность, малый вес, низкую стоимость, отличаются про-
стотой изготовления и сборки и возможностью получения зеркальных
поверхностей различных форм [3]. Однако при несплошной поверхности
существует возможность утечки энергии через нее, что приводит к относи-
тельному увеличению заднего и боковых лепестков диаграммы направлен-
ности и к снижению к. н. д. антенны.
Некоторыми исследователями была измерена величина утечки через
металлические сетки различных типов. На фиг. 7.11, а приведен график для
коэффициента передачи через сетку линейно поляризованных плоских
волн при их нормальном падении на плоскую штампованную алюминиевую
сетку с ромбическими ячейками при поляризации, перпендикулярной
А нтенны
337
длине ячейки, а на фиг. 7.11, б — для поляризации, параллельной ширине
ячейки.
При электрическом и механическом расчете антенны необходимо учи-
тывать возможность образования льда на поверхности зеркала. Обледене-
ние увеличит вес антенны и затруднит ее вращение. Кроме того, если лед
закроет отверстия в отражателе, то ветер будет воздействовать на сплош-
ную, а не на сетчатую поверхность, и для эксплуатации антенны потре-
буются более мощные электродвигатели. В этом случае необходимо также
обеспечить большую прочность конструкции.
Фиг. 7 12. Коэффициент передачи для
сетки из параллельных проводов, покры-
тых льдом (X = 3,2 см).
а — диаметр провода 0,02 см, расстояние между
проводами 0,5 см; б — диаметр провода 0,1 см,
расстояние между проводами 1 см [4].
Обледенение влияет двояким образом на электрические характери-
стики отражающей сетчатой поверхности [4]. С одной стороны, лед, запол-
няющий промежутки между проводами сетки, можно рассматривать как
диэлектрик. Диэлектрик, окружающий провода, вызывает укорочение
длины волны, падающей на сетку. Кажущееся увеличение расстояния
между проводами обусловливает повышение коэффициента передачи поверх-
ности. С другой стороны, наличие льда увеличивает общую отражающую
поверхность, вследствие чего коэффициент передачи через сетку умень-
шается. В связи с этим может произойти повышение или снижение коэф-
фициента передачи в зависимости от преобладания того или иного явления.
В неблагоприятных случаях даже сильно отражающие сетки могут почти
полностью потерять свои отражающие свойства. На фиг. 7.12 в качестве
примера приведены две кривые изменения коэффициента передачи через
сетку, состоящую из параллельных проводов, покрытых льдом. Они пока-
зывают, что коэффициент передачи может значительно увеличиваться
за счет диэлектрических свойств льда. При дальнейшем увеличении коли-
чества льда начинают преобладать отражающие свойства, возрастание
коэффициента передачи прекращается и начинается его уменьшение (эта
часть кривых не показана).
22 М. Сколннк
338
Глава 7
Антенны, которые в условиях эксплуатации могут подвергаться обле-
денению, можно защищать с помощью обтекателей, как указано в разд. 7.12.
Антенны надувной конструкции. Отражатель в виде параболоида
вращения можно создать с помощью надувной конструкции (фиг. 7.13).
Для такой конструкции можно использовать воздухонепроницаемые
полотна из сентетического материала, из которых вырезаются две части,
образующие при растяжении параболоиды вращения. Обе части соеди-
няются по краям и в образовавшийся объем нагнетается воздух. Для удо-
влетворительной работы такой надувной антенны диаметром около 10 м
достаточно избыточного давления порядка 0,0015 кг! см2. В надувных
антеннах первых выпусков в качестве отражателя применялось майларовое
полотно с осажденным на нем методом испарения алюминием, прикреплен-
ное к внутренней поверхности одного из параболоидов. Отражающую
поверхность можно также получить путем вкрапления серебряных частиц
в материал, образующий один из параболоидов. Сам материал, используе-
мый в надувных антеннах, практически не влияет на условия распростра-
нения радиоволн.
Надувные антенны закрываются защитным надувным пластмассовым
обтекателем. Давление как в обтекателе, так и в антенне поддерживается
с помощью воздуходувок на уровне, превышающем давление окружаю-
щего воздуха. Поскольку давление в такой антенне не велико, незначи-
тельные утечки или проколы не оказывают влияния на ее работу. Надув-
ная антенна диаметром около 10 м может удовлетворительно работать
даже при 50 пробоинах от снарядов калибром 20 мм. Достоинством надув-
ных антенн является легкость их транспортировки и установки благодаря
малым размерам и весу в свернутом состоянии. При повторном разверты
вании и свертывании такой антенны ее конфигурация изменяется незначи-
тельно. Установлено, что форма антенны может сохраняться в пределах
допусков для обычных металлических зеркал, а иногда она может удовлет-
ворять и более жестким допускам.
Надувная антенна диаметром 10 м применяется в радиолокаторе
AN/TPS-27 с многолучевой диаграммой направленности (фиг. 7.14),
а в радиолокаторе дальнего обнаружения AN /TPS-22 применяется надув-
ная антенна диаметром 15 м. Общий вес всей антенной системы радиолока-
ционной станции AN/TPS-27, включая обтекатель, составляет приблизи-
тельно 4 т. Радиолокатор может быть полностью развернут и подготовлен
к работе приблизительно за 4 час.
7.4. ЗЕРКАЛЬНЫЕ АНТЕННЫ СО СКАНИРУЮЩИМ
ЛУЧОМ
Осуществление механического сканирования диаграмм направлен-
ности больших антенн в ряде случаев сопряжено с известными трудностями.
Часто приходится прибегать к иным методам перемещения диаграммы
направленности большой антенны с тем, чтобы избежать вращения всей
антенны механическим способом. Сканирование луча без перемещения
значительных механических масс может быть обеспечено с помощью фази-
рованных антенных решеток и линзовых антенн. В данном разделе рас-
сматриваются методы сканирования луча в пределах ограниченного угла
с помощью неподвижного зеркала и подвижного облучателя, поскольку
изменять положение облучателя значительно легче, чем перемещать всю
антенну целиком. Кроме того, неподвижные зеркала обычно дешевле и проще
в производстве, чем перемещаемые.
Труба с воздухом
(давление 0,7кг/смг)
Параболоид изткони
Параболоид из
металлизированной
ткани
ОсноВание
Внутреннее
давление
~ 2 см вод. ст.
Облучатель
Рупорный
Основание
Фиг. 7.13. Конструкция надувной антенны.
' Крепление
I облучателя
Обтекатель
Поворотное
устр йство
Насос
Шкафы с
аппаратурой
надувная
антенна
Группа
рупор 1ЫХ
облучателей
н г.
.14. Заключенная в обтекатель надувная антенна радиолокатора AN/TPS-27.
22*
340
Глава 7
Сканирование луча в пределах ограниченного угла диаграммы напра-
вленности, создаваемой простейшим параболическим зеркалом, можно
обеспечить путем перемещения облучателя [1]. Однако при этом отклоне-
ние луча не должно быть слишком большим, чтобы не вызывать заметного
искажения диаграммы направленности антенны за счет увеличения комы
и астигматизма. К- н. д. параболоида с f/Z) = 0,25 уменьшается до 80%
максимального значения, когда луч отклоняется на ±3 ширины луча
относительно оси. Сканирование параболоида с f/D = 0,50 можно осуще-
ствлять в пределах ±6,5 ширины луча относительно оси, не вызывая еще
уменьшения к. н. д. до 80% максимальной величины [1]. Входное сопро-
тивление антенны с изменением положения облучателя также изменяется.
Сферические зеркала. Если параболическую поверхность отражателя
заменить сферической поверхностью, то можно обеспечить сканирование
в пределах большого угла в связи с симметрией сферы. Однако с помощью
простейшего сферического зеркала нельзя получить эквифазную диаграмму
направленности (плоскую волну), и диаграмма в общем случае является
неудовлетворительной. Отклонение фазового фронта волны, образуемой
сферическим зеркалом, от плоского, получаемого при использовании
идеального параболического отражателя, называется сферической абер-
рацией. Существуют по крайней мере три метода, которые можно исполь-
зовать для сведения к минимуму явления сферической аберрации. Один
из них состоит в применении зеркала достаточно большого радиуса с тем,
чтобы часть сферы представляла собой приемлемую аппроксимацию пара-
болоида вращения. Другой метод заключается в компенсации сферической
аберрации с помощью специальных облучателей или корректирующих
линз. Эти методы обеспечивают лишь небольшое увеличение углов скани-
рования по сравнению с одиночным параболическим зеркалом с подвижным
облучателем.
Третий метод аппроксимации сферической поверхности и минимиза-
ции влияния сферической аберрации заключается в применении ступен-
чатого параболического зеркала, показанного на фиг. 7.15. В нем фокусное
расстояние уменьшается ступенями, соответствующими половине длины
волны, вследствие чего образуется семейство софокусных параболоидов.
С помощью ступенчатого зеркала можно обеспечить сканирование в пре-
делах несколько больших углов, чем с простым параболоидом, но не в такой
степени, как в случаях применения других методов управления лучом.
К недостаткам ступенчатого зеркала следует отнести рассеяние излучения
от ступенчатых участков и узкую полосу пропускания.
Если одновременно облучается лишь часть сферического зеркала,
то можно получить значительно большие углы сканирования, чем при
одновременном облучении всего раскрыва. В литературе опубликованы
результаты экспериментов со сферическим зеркалом диаметром 3 м, рабо-
тавшим на частоте 11,2 Ггц. Фокусное расстояние составляло 74 см. Если
фазовая ошибка, вносимая сферой, должна отличаться от ошибки, вноси-
мой параболоидом, не больше чем на Х/16, то максимально допустимый
диаметр облучаемой поверхности должен составлять около 1 м. Требуемая
ширина первичной диаграммы направленности облучателя определяется
облучаемым участком раскрыва. С целью обеспечения требуемой ширины
и низкого уровня боковых лепестков первичной диаграммы направлен-
ности (меньше 25 дб от основного лепестка) применялся рупор с квадрат-
ным сечением и диагональной поляризацией. Результирующая ширина
вторичной диаграммы направленности, получаемой от сферы, составляла
около 1,8° (усиление 39,4 дб) при боковых лепестках, уровень которых был
Центр
сферы
Фиг. 7.16. Принципиальная схе-
ма антенны в виде параболиче-
ского тора.
Фиг. 7.15. Параболический отра-
жатель ступенчатой конструкции.
Ф и г. 7.17. Антенна в виде параболического тора, применяемая в радиолокационной
станции дальнего обнаружения баллистических ракет.
Станция входит в систему BMEWS. Показанный слева кран используется прн сооружении антенны.
Высота антенны около 50 м. ширина около 120 м. На ее изготовление израсходовано 1500 т стали.
342
Глава 7
на 20 дб ниже уровня основного луча. Был получен общий эффективный
угол сканирования 140°. Антенна данного типа во многих отношениях ана-
логична описанной ниже антенне с зеркалом в форме параболического тора.
Параболический тор. Большие углы обзора можно получить с помощью
параболического тора. На фиг. 7.16 показан принцип построения антенны
в виде параболического тора, а на фиг. 7.17 приведен фотоснимок реальной
тороидальной антенны, примененной в системе дальнего обнаружения
баллистических ракет (BMEWS). Параболический тор образуется путем
вращения отрезка параболической кривой вокруг оси, параллельной хорде
параболы и проходящей через фокус параболы. Поперечное сечение
в одной плоскости (вертикальная плоскость на фиг. 7.16) образует пара-
болу, а поперечное сечение в ортогональной плоскости образует окруж-
ность. Угол сканирования луча может быть обеспечен путем перемещения
облучателя по окружности, радиус которой приблизительно равен поло-
вине радиуса тора. Радиус тора выбирается достаточно большим с тем,
чтобы подвергающаяся облучению часть окружности, получаемой при
сечении зеркала, заметно не отличалась от правильной параболы. Вслед-
ствие круговой симметрии поверхности зеркала в горизонтальной пло-
скости можно обеспечить качание луча в этой плоскости без какого-либо
искажения диаграммы направленности.
Волна, отражаемая от поверхности параболического тора, не является
идеально плоской, но она может быть сделана достаточно плоской путем
соответствующего подбора отношения фокусного расстояния f к радиусу
тора R. Оптимальное значение отношения f/R лежит в пределах 0,43 — 0,45.
В главных плоскостях можно получить хорошие диаграммы напра-
вленности с боковыми лепестками, лишь немногим худшими, чем у обыч-
ного параболоида. Чем больше отношение f/D, тем более качественной
получается диаграмма направленности. (Диаметр D в параболическом
торе представляет собой диаметр облучаемой поверхности, а не диаметр
собственно тора.) Наибольшие боковые лепестки, создаваемые параболи-
ческим тором, лежат не в главных плоскостях. Фазовые ошибки, присущие
поверхности параболического тора вследствие ее отклонения от правильной
параболы, могут вызвать появление боковых лепестков порядка—15 дб
в промежуточных плоскостях. Эти боковые лепестки обычно лежат в пло-
скости под углом 45'.
Теоретически тор с эллиптическим поперечным сечением должен обла-
дать меньшими фазовыми ошибками и иметь боковые лепестки меньшего
уровня, чем тор с параболическим поперечным сечением. Однако резуль-
таты измерений не дают значительной разницы в характеристиках между
конструкциями этих двух типов.
Перемещая облучатель в плоскости параболического поперечного
сечения, можно получить ограниченный угол качания луча, как и в случае
применения обычного параболоида. Более широкие пределы качания в этой
плоскости можно получить, заменив параболическое поперечное сечение
окружностью таким образом, чтобы результирующий отражатель пред-
ставлял собой часть сферы. При этом можно осуществлять сканирование
в двух плоскостях. Получается описанное выше сферическое зеркало.
Сфера, используемая в качестве зеркала антенны, обычно является менее
эффективной (имеет более высокий уровень боковых лепестков и мень-
ший к. н. д.) по сравнению как с параболическим, так и эллиптическим
торами.
Принципиально параболический тор может обеспечить качание луча
в угле 180°, однако вследствие того, что при предельном отклонении луча
Антенны
343
происходит излучение энергии мимо отражателя и самозатенение противо-
положным краем зеркала, максимальный угол качания обычно не пре-
вышает 120°.
В каждый момент времени облучатель облучает только часть парабо-
лического тора. Это может привести к низкому использованию раскрыва
и снижению к. п. д. Однако стоимость неподвижного зеркала в виде пара-
болического тора относительно низка по сравнению с антеннами с меха-
ническим качанием луча, и неполное использование раскрыва, возможно,
не является решающим фактором при определении общей стоимости и реа-
лизуемости антенной конструкции.
Преимущество параболического тора заключается в том, что он поз-
воляет сравнительно дешевым способом обеспечить в антеннах с большим
раскрывом быстрое качание луча в относительно большом секторе без
ухудшения диаграммы направленности в пределах этого сектора. Его
недостатками являются относительно большие физические размеры системы
качания по сравнению с другими системами и большие боковые лепестки,
образуемые в промежуточных плоскостях.
Управляющее устройство органного типа. Сканирование луча в пара-
болическом торе осуществляется путем перемещения одиночного облуча-
теля или путем поочередного подключения передатчика к нескольким
неподвижным облучателям. Одиночный подвижный облучатель может
вращаться относительно центра тора, причем длина плеча может быть
примерно равна половине радиуса тора. Например, качание луча в пре-
делах 120° может быть осуществлено в такой антенне путем непрерывного
вращения трех облучателей, отстоящих один от другого на 120° и разме-
щенных таким образом, что один облучатель постоянно облучает зеркало.
Этот способ практически пригоден для малогабаритных антенн, однако
при большом радиусе вращения возникают трудно разрешимые проблемы
механического характера.
Сканирование может быть также осуществлено путем размещения
ряда облучателей в геометрическом месте точек фокусов тора и поочеред-
ного подключения облучателей к передатчику с помощью управляющего
устройства органного типа, принцип действия которого представлен на
фиг. 7.18. Волноводы облучателей размещаются таким образом, чтобы
их концы располагались по окружности. По этой окружности пере-
мещается излучающий рупор, который поочередно подключает пере-
датчик к каждому облучателю или группе облучателей. Все волноводы
управляющего устройства органного типа должны иметь одинаковую
длину.
На предельных углах отклонения диаграмма направленности, созда-
ваемая тором с правильно сконструированным управляющим устройством
органного типа, изменяется весьма незначительно. В этих точках энергия
появляется на обоих краях раскрыва и во вторичной диаграмме образуются
два луча. В этот период неоднозначности, называемый периодом мертвого
хода, антенна не может быть использована. В модели управляющего устрой-
ства органного типа, показанной на фиг. 7.19, производилось питание
36 элементов по три элемента одновременно. Период мертвого хода для
данной модели эквивалентен времени прохода вращающегося излучателя
мимо двух из 36 элементов; следовательно, нерабочий период составляет
около 6% всего времени сканирования.
На фиг. 7.18 и 7.19 облучатели показаны расположенными по прямой
'линии, но в антенне с зеркалом в виде параболического тора они должны
лежать на дуге окружности.
о С 36 рупорами.
Ф „ г.
Антенны
345
Многочисленные рупорные облучатели совместно с передающими
линиями управляющего устройства органного типа занимают довольно
много места и производят значительное затенение раскрыва. Затенение
раскрыва можно уменьшить, сконструировав параболическую часть тора
в виде смещенной параболической поверхности, как и в случае применения
параболического зеркала.
Тор для кругового вращения луча. Принцип построения параболи-
ческого тора можно использовать для вращения луча на 360° в одной пло-
скости (фиг. 7.20). Антенна состоит из параболического тора, охватываю-
щего 360° по азимуту и составленного из параллельных проволочных эле-
ментов, образующих угол 45° с меридиональными линиями. Наклон облу-
чателя также составляет 45° с вертикалью. Вследствие наклона проводов
Фиг 7.20 Антенна в виде параболического тора с круговым вращением луча.
сетки под углом 45° провода на одной стороне антенны перпендикулярны
проводам на противоположной стороне. Поляризация излучения от облу-
чателя, наклоненного под углом 45°, параллельна проводам сетки, рас-
положенным перед облучателем, в связи с чем происходит отражение энер-
гии. Так как плоскость поляризации отраженной волны образует угол 90°
с проводами сетки на противоположной стороне конструкции, то поверх-
ность оказывается прозрачной и энергия проходит относительно беспре-
пятственно. При данном типе антенны возможно применение только линей-
ной поляризации.
7.5. АНТЕННА КАССЕГРЭНА
Антенна Кассегрэна представляет собой пример применения в устрой-
ствах сантиметрового диапазона волн оптического метода, разработанного
в XVII столетии Кассегрэном. Принцип Кассегрэна широко используется
при конструировании телескопов для получения большого увеличения
в телескопах малой длины и обеспечения удобного расположения наблю-
дателя позади него. Применение этого метода к зеркальным антеннам сан-
тиметрового диапазона волн позволяет уменьшить осевой размер антенны,
346
Глава 7
как и в оптических приборах. Его использование обеспечивает конструк-
тору фидерной системы большую свободу действий и устраняет необхо-
димость применения длинных волноводов.
Принцип действия антенны Кассегрэна представлен на фиг. 7.21, а.
Облучатель помещается в вершине параболического зеркала, а перед пара-
болической поверхностью, между вершиной и фокусом параболы, поме-
щается контррефлектор. Параллельные лучи, приходящие от бесконечно
Фиг. 7.21. Антенна Кассегрэна с гиперболическим контррефлектором и облучателем
в вершине основного параболического зеркала (а) и геометрия антенны Кассегрэна (б).
удаленной цели, отражаются параболической поверхностью, образуя схо-
дящийся пучок лучей, которые переотражаются гиперболическим контр-
рефлектором и образуют сходящийся пучок в месте нахождения облуча-
теля. Гиперболический контррефлектор зеркально отображает облучатель
таким образом, что он как бы находится в фокусе параболы.
Геометрические соотношения для антенны Кассегрэна представлены
на фиг. 7.21,6. Фокус параболы находится в точке F, а облучатель —
в точке F'. Точка F' показана в вершине параболы, но иногда она нахо-
дится впереди отражателя ближе к контррефлектору. Точки F и F' являются
сопряженными фокусами гиперболического контррефлектора. Сходящиеся
сферические волны, центрированные относительно точки F и падающие
на гиперболическую поверхность, отражаются и образуют второе семей-
ство сходящихся сферических волн, центрированных относительно точки
F'. Любая гиперболическая поверхность с фокусами в точках F и F' удо-
влетворяет указанным условиям, и существует семейство гиперболических
поверхностей, которые могут образовать контр рефлектор. Чем больше
по своим размерам контр рефлектор, тем ближе он должен быть расположен
к основному зеркалу и тем короче будет осевой размер антенной системы.
Однако контррефлектор больших размеров вызывает значительное зате-
нение раскрыва, что может оказаться нежелательным. При контррефлек-
торе малых размеров затенение раскрыва уменьшается, но крепление его
должно производиться на большем расстоянии от основного зеркала.
Антенны
347
По указанным соображениям выбор размеров контррефлекторов произво-
дится на основе компромиссного решения. Облучатель также уменьшает
действующий раскрыв, так как он занимает часть поверхности зеркала.
На фиг. 7.22 представлен фотоснимок простейшей антенны Кассегрэна.
Ф и г. 7.22. Общий вид антенны Кассегрэна.
Принцип действия антенны Кассегрэна можно объяснить, если рас-
сматривать контррефлектор как гиперболическое зеркало, создающее
зеркальное изображение облучателя в точке, находящейся за контрреф-
лектором и соответствующей фокусу параболы. Усиление гиперболиче-
ского зеркала составляет (е + 1)/(е — 1), где е — эксцентриситет. Уси-
ление также равно расстоянию от контррефлектора до вещественного
фокуса, деленному на расстояние от контррефлектора до мнимого фокуса.
Эксцентриситет гиперболы всегда больше единицы и определяется как рас-
стояние между двумя сопряженными фокусами, деленное на постоянную
разность между двумя фокальными радиусами. (Фокальные радиусы точки
на геометрическом месте точек гиперболы представляют собой прямые
линии, соединяющие точку с фокусами. Разность между фокальными
радиусами постоянна независимо от выбранной точки.) Действующее фокус-
ное расстояние антенны Кассегрэна равно расстоянию между точками F
348
Глава 7
и F', умноженному на отношение (е + 1)/(е— 1). Для реальных антенн
Кассегрэна это отношение может составлять величину порядка 2—5.
Антенна Кассегрэна находит, в частности, применение в моноимпульс-
ном радиолокаторе сопровождения. Рассмотрим для простоты моноим-
пульсный радиолокатор, обеспечивающий сопровождение цели в одной
плоскости и имеющий обычный параболический отражатель, облучаемый
двухрупорным облучателем. Если оба луча, создаваемые каждым из
облучателей, должны перекрывать друг друга в пространстве в точках
половинной мощности, то расстояние S между действующими фазовыми
центрами двух облучателей должно быть равно
5=1,02Х^, (7.20)
где f—фокусное расстояние; D — диаметр антенны; X — длина волны.
При выводе этой формулы сделано допущение, что ширина луча на
уровне половинной мощности определяется соотношением 65X/D, а коэффи-
циент пропорциональности, учитывающий отклонение луча, принят рав-
ным 0,9. Последний учитывает отклонение от закона отражения Снеля,
когда отражатель представляет собой параболическую поверхность вместо
плоской пластины 11]. В действительности коэффициент пропорциональ-
ности является функцией отношения //£>, но в данном случае он принят
постоянным.
Уравнение (7.20) накладывает ограничение на минимальное значение
отношения f/D. Если фазовые центры двух рупорных облучателей отстоят
один от другого на расстоянии длины волны, то уравнение (7.20) показы-
вает, что отношение f/D будет приближенно равно единице. Такое значе-
ние f/D для антенны зеркального типа является большим. В антенне со зна-
чением f/D х 1 облучатель размещается относительно далеко от оси зер-
кала, что увеличивает трудности его механического крепления. Мини-
мально возможное расстояние между облучателями составляет половину
длины волны (волноводы с открытыми концами, расположенные рядом).
Отношение f/D в этом случае равно 0,5, что все же больше, чем у боль-
шинства обычных параболических зеркал, но в этом случае возможна
практическая реализация конструкции. Если заполнить волноводы с откры-
тыми концами диэлектриком, то расстояние между ними может быть сделано
меньшим, чем половина длины волны. Применение диэлектрика позволяет
использовать на той же частоте волноводы меньшего размера. Однако
волновод с диэлектрическим наполнением имеет более высокие потери
и меньшую электрическую прочность по сравнению с волноводом с воз-
душным наполнением.
Свойства антенны Кассегрэна позволяют использовать параболиче-
скую поверхность с обычным значением отношения f/D для получения
такого же эффекта, как в случае применения параболической поверхности
с большим отношением f/D. Так, например, действующее значение f/D
в антенном устройстве Кассегрэна, в котором используется параболоид
с отношением f/D = 0,35 и гиперболоид с усилением 3, равно 1,05. В связи
со свойствами гиперболического отражателя облучатели, устанавливаемые
в вещественном фокусе F' антенны Кассегрэна, должны иметь большие
размеры, чем облучатели в фокусе обычной параболической поверхности.
Установлено, что общая длина антенны с параболическим зеркалом может
быть уменьшена в 2 раза в случае использования конструкции Кассегрэна.
Важным преимуществом антенны Кассегрэна при ее использовании
в моноимпульсном радиолокаторе является то, что волноводная фидерная
А нтенны
349
система может быть размещена за зеркалом, благодаря чему удается избе-
жать прокладки к фокусу длинной фидерной линии, необходимой при
использовании обычного параболоида. Чем длиннее фидерная линия, тем
больше вероятность возникновения разности фаз между отрезками фидер-
ных линий и, следовательно, появления ошибок при моноимпульсном
измерении угловых координат.
Отсутствие длинных фидерных линий при использовании антенн Кас-
сегрэна имеет большое значение в случае применения малошумящих прием-
ных устройств типа квантовомеханических или параметрических усили-
телей. Потери в фидерной линии могут вызвать значительное уменьшение
чувствительности приемной системы. При использовании антенны Кас-
сегрэна малошумящие приемники можно разместить непосредственно около
рупорного облучателя. Для того чтобы обеспечить такое же расположение
в случае применения антенны с обычным параболическим зеркалом, потре-
бовалось бы произвести крепление приемника или по крайней мере его
входных устройств вблизи фокуса параболоида перед зеркалом. Это не
только усложняет задачу крепления, но и увеличивает затенение раскрыва.
Антенна Кассегрэна может быть использована для получения несколь-
ких перекрывающихся лучей с помощью одного зеркала, для чего вблизи
вершины параболоида устанавливается по одному облучателю на каждый
луч. Антенна Кассегрэна позволяет осуществлять качание одиночного
луча путем механического перемещения одиночного облучателя, располо-
женного у вершины зеркала, или поочередного подключения нескольких
облучателей, как в управляющем устройстве органного типа. Качание
луча может осуществляться также путем перемещения одной из поверх-
ностей антенны.
Наличие в антенной системе Кассегрэна контррефлектора, располо-
женного перед основным зеркалом, вызывает затенение раскрыва. Это
приводит к уменьшению интенсивности основного луча и увеличению
боковых лепестков. При круглом параболическом зеркале и концентрации
излучаемой энергии по параболической кривой присутствие небольшого
круглого тела в центре раскрыва вызовет уменьшение усиления (по мощ-
ности) приблизительно на [1—2(ОЬ/О)2]2, где Db — диаметр тела (гипер-
болического контррефлектора), a D — диаметр главного раскрыва. Отно-
сительный уровень (по напряжению) первого бокового лепестка увеличи-
вается на (2Db/D)2. Так, например, если отношениеDb/D будет равно 0,122,
то усиление уменьшится приблизительно на 0,3 дб, а уровень бокового
лепестка с —20 дб увеличится приблизительно до —18 дб.
Затенение раскрыва может быть уменьшено путем уменьшения раз-
меров контррефлектора. Придавая большую направленность облучателю
или располагая его ближе к контррефлектору, можно уменьшить размер
последнего, не вызывая потерь, связанных с излучением энергии мимо
зеркала. Однако облучатель нельзя сделать слишком большим, так как
он уменьшает рабочую поверхность основного параболического зеркала.
Минимальное затенение раскрыва имеет место в тех случаях, когда размер
облучателя и расстояние выбраны так, что области затенения, производи-
мого контррефлектором и облучателем, равны между собой.
В случае работы с одной поляризацией значительного уменьшения
затенения раскрыва можно добиться с помощью конструкции, предста-
вленной на фиг. 7.23. Контррефлектор состоит из решетки горизонтальных
проводов, называемой трансрефлектором. Он пропускает вертикально
поляризованные волны с ничтожно малым ослаблением, но отражает гори-
зонтально поляризованные волны, излучаемые облучателем. Вектор отра-
350
Глава 7
женной контррефлектором горизонтально поляризованной волны пово-
рачивается с помощью вращающего отражателя (твиспгрефлектора), рас-
положенного у поверхности основного зеркала. Действие вращающего
отражателя эквивалентно действию четвертьволновой пластинки, вызы-
вающей поворот плоскости поляризации на 90° [11. Волна, отраженная
от основного зеркала, имеет вертикальную поляризацию и проходит через
зеркало,
поворачивающее
плоскость
поляризации
Вертикальная
поляризация
поляризация
Контррефлектор,
действие' которого
зависит от плоскости
поляризации
падающей волны
Фиг. 7.23. Антенна Кассегрэна с
поворотом плоскости поляризации.
Конструкция обеспечивает уменьшение
затенения раскрыва.
контррефлектор с ничтожно малыми отражениями. Контррефлектор про-
зрачен для вертикально поляризованных волн и не затеняет раскрыв.
Некоторое затенение раскрыва все же имеет место за счет облучателя,
однако оно может быть сделано небольшим и сравнимым с затенением
в обычном параболическом зеркале.
7.6. ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ
Параболическое зеркало и его разновидности являются наиболее рас-
пространенным типом радиолокационной антенны. Можно провести ана-
логию между параболическим зеркалом СВЧ диапазона волн и автомобиль-
ной фарой или зеркалом прожектора. В радиолокационной аппаратуре
можно также найти аналог оптической линзы (примером может служить
радиолокатор, показанный на фиг. 1.8). Линзовые и зеркальные антенны
часто являются взаимозаменяемыми в системах сантиметровых волн,
поскольку и те и другие преобразуют сферическую волну в плоскую и наобо-
рот. К линзам СВЧ диапазона, применяемым в радиолокации, относятся
1) диэлектрические линзы, 2) металлопластинчатые линзы и 3) линзы
с неоднородным показателем преломления.
Диэлектрические линзы. Однородная сплошная диэлектрическая лин-
зовая антенна, изображенная на фиг. 7.24, а, аналогична обычной опти
ческой линзе. Точечному источнику излучения, расположенному в фокусе
линзы, соответствует плоская волна на противоположной стороне линзы.
Фокусирующее действие является следствием разности скоростей распро-
странения волны в диэлектрике и в воздухе. Показатель преломления р.
А нтенны
351
диэлектрика определяется как отношение скорости распространения света
в свободном пространстве к скорости распространения света в диэлектри-
ческой среде. Он равен корню квадратному из диэлектрической постоянной
этой среды. Для небольших линз СВЧ диапазона волн пригодны такие
материалы, как полиэтилен, полистирол, плексиглас и тефлон. Эти мате-
риалы обладают малыми потерями и легко поддаются обработке для при-
дания требуемой формы. Так как скорость распространения волны в воз-
духе больше, чем в диэлектрической среде, то собирательная линза толще
в середине, чем у краев, так же как и в оптической линзе. При конструи-
ровании диэлектрических линз используются принципы классической
геометрической оптики.
Фиг. 7.24. Антенна в виде собирательной линзы, изготовленной из однородного
сплошного диэлектрика (а) и ступенчатая диэлектрическая линза (б).
Одним из недостатков сплошной однородной диэлектрической линзы
являются большие размеры и вес. Как толщина, так и вес линзы могут
быть значительно снижены путем применения ступенчатых (или зональных)
линз (фиг. 7.24, б). Зонирование основано на физическом явлении, заклю-
чающемся в том, что изменение на 360е фазы поля в раскрыве не оказывает
влияния на распределение фаз поля в различных точках раскрыва. Начиная
с нулевой толщины на краях линзы, толщина диэлектрика постепенно воз-
растает к оси линзы, как и в обычной собирательной оптической линзе.
Однако в том месте линзы, где длина пути в диэлектрике равна длине волны,
путь в диэлектрике можно уменьшить до нуля без изменения фазы в рас-
крыве. Затем толщина линзы снова будет возрастать в направлении оси
до тех пор, пока длина пути в диэлектрике не превысит величины, соот-
ветствующей 360°, после чего может быть сделана следующая ступенька.
Оптическая длина пути через каждую из зон на одну длину волны меньше,
чем через каждую последующую внешнюю зону. Если величину уменьше-
ния длины пути (толщины линзы) обозначить через t, то результирующее
изменение в длине оптического пути составит р/ — t, где р — показатель
преломления. Это изменение длины пути должно быть равно одной длине
волны или некоторому целому числу, кратному длине волны.
Хотя ступенчатые линзы отличаются уменьшенными размерами и весом,
им все же присущи и некоторые недостатки. Диэлектрические линзы обычно
являются широкодиапазонными, однако ступенчатость повышает чувстви-
тельность линзы к изменению частоты. Другой недостаток заключается
в потерях энергии и увеличении уровня боковых лепестков, вызванных
затенением, обусловленным наличием ступенек. Влияние ступенек можно
свести к минимуму, применяя конструкцию с большим отношением f/D —
352
Глава 7
порядка единицы или больше. Но даже при этих недостатках обычно пред-
почитают применять ступенчатую линзу в связи со значительным умень-
шением ее веса.
Чем больше диэлектрическая постоянная (или показатель преломле-
ния) сплошной диэлектрической линзы, тем тоньше она может быть. Однако
чем больше диэлектрическая постоянная, тем больше получается рассогла-
сование между линзой и свободным пространством и тем больше будут
потери энергии вследствие отражений от поверхности линзы. Поэтому при
выборе материала идут на определенный компромисс и выбирают такой,
у которого показатель преломления лежит в пределах 1,5—1,6. Отражения
от поверхности линзы можно также уменьшить с помощью переходных
поверхностей, как в оптике. Толщина этих поверхностей должна быть
равна четверти длины волны, а диэлектрическая постоянная — корню
квадратному из диэлектрической постоянной материала.
Искусственные диэлектрики. Вместо применения для линзовых антенн
обычных диэлектрических материалов можно использовать для их изгото-
вления искусственные диэлектрики Обычные диэлектрики состоят из моле-
кулярных образований микроскопических размеров, а искусственные —
из дискретных металлических или диэлектрических частиц макроскопи-
ческих размеров. Частицы могут иметь форму сфер, дисков, полосок или
стержней, вкрапленных в материал с низкой диэлектрической постоянной,
например пенополистирол. Частицы расположены определенным образом
в трехмерной решетке. Размер частиц в направлении, параллельном век-
тору электрического поля, а также расстояние между частицами должны
быть небольшими по сравнению с длиной волны. При удовлетворении
этому условию линза будет не чувствительна к изменению частоты.
Если частицы представляют собой металлические сферы радиусом а
с расстоянием s между их центрами, то диэлектрическая постоянная искус-
ственного диэлектрика определяется по приближенной формуле
«=1+-^-, (7.21)
в которой предполагается отсутствие взаимодействия между сферами.
Можно также создать искусственный диэлектрик, используя сплошной
диэлектрический материал с контролируемым распределением примесей.
Примеси могут иметь форму либо сфер, либо цилиндров, но технология
обработки последних проще.
Линзы, изготовленные из искусственных диэлектриков, обычно имеют
меньший вес по сравнению с линзами из сплошных диэлектриков. По этой
причине при использовании больших антенн, например в случае работы
в диапазоне более низких частот из числа используемых в радиолокации,
чаще предпочитают применять искусственные диэлектрики. Расчет линз
из искусственных диэлектриков производится теми же методами, что и дру-
гих диэлектрических линз.
Металлопластинчатые линзы. Искусственный диэлектрик может быть
использован в конструкции, состоящей из волноводов в виде параллельных
пластин, как показано на фиг. 7.25. Фазовая скорость в волноводе из парал-
лельных пластин выше, чем в свободном пространстве, поэтому показатель
преломления меньше единицы. Для обычной преломляющей оптической
среды имеет место обратное соотношение. Поэтому собирательная металло-
пластинчатая линза тоньше в центре, чем на краях, в противоположность
собирательной диэлектрической линзе. Металлопластинчатая линза, изобра-
женная на фиг. 7.25, представляет собой так называемую линзу типа Е,
Антенны
353
в которой вектор электрического поля параллелен пластинам. Направление
лучей, проходящих через линзу типа Е, определяется обычными законами
оптики.
Профиль поверхности металлопластинчатой линзы в общем случае
не является параболическим, как в случае зеркала. Так, например, поверх-
ность, расположенная ближе к облучателю, представляет собой эллипсоид
вращения, если поверхность противоположной стороны линзы является
плоской.
Фиг. 7.25. Собирательная линза из параллельных волноводных пластин
(вид сверху, спереди и сбоку).
Расстояние s между пластинами металлопластинчатой линзы должно
находиться в пределах значений от А/2 до А, если необходимо обеспечить
распространение волны только основного вида. Показатель преломления
для металлопластинчатой линзы такого типа вычисляется по формуле
где А — длина волны в воздухе. Этот показатель всегда меньше единицы.
При предельном расстоянии s = А показатель преломления равен 0,866.
Чем меньше расстояние между пластинами, тем меньше показатель пре-
ломления и тем тоньше линза. Однако расстояние и, следовательно, пока-
затель преломления не могут быть выбраны произвольно малыми, так как
отражение от поверхности раздела между линзой и воздушной средой будет
увеличиваться, как и в случае линз из сплошного диэлектрика. При значе-
нии s = А/2 показатель преломления равен нулю и волновод работает
в режиме отсечки. Волна, падающая на линзу, будет полностью отра-
жаться. Практически часто выбирается компромиссное значение р в пре-
делах 0,5—0,6, соответствующее расстояниям между пластинами 0.557А
и 0.625А и отражениям мощности при нормальном падении соответственно
11 и 6,25% Ц].
Даже при выборе показателя преломления порядка 0,5—0,6 толщина
металлопластинчатой линзы значительно возрастает, если только не исполь-
зуются большие фокусные расстояния, что является весьма неудобным.
23 М.- Сколннк
354
Глава 7
Толщина может быть уменьшена путем применения ступенчатой конструк-
ции (фиг. 7.26), как и в случае диэлектрической линзы. Диапазонность
ступенчатой металлопластинчатой линзы больше, чем у неступенчатой
------* Е
Фиг. 7.26. Ступенчатая металлопластинчатая лннза.
линзы, однако ступеньки линзы рассеивают падающую энергию в нежела-
тельных направлениях, уменьшают усиление и повышают уровень боковых
лепестков.
К другому классу металлопластинчатых линз относится так называе-
мая линза с принудительным направлением лучей, или замедляющая линза,
в которой металлические пластины определяют направление излучений.
В металлопластинчатой замедляющей линзе типа Н вектор электрического
Фиг. 7.27. Пример металлопластинчатой замедляющей 'линзы, изготовленной из
наклонных пластин. Показатель преломления равен sec 6. Пунктирными линиями
показан ход лучей.
поля перпендикулярен пластинам (вектор магнитного поля параллелен
пластинам). Таким образом, фазовая скорость распространения волн между
пластинами практически остается равной скорости распространения в сво-
бодном пространстве при условии, что расстояние между пластинами больше
М2. Направление лучей в этой линзе не зависит от показателя преломле-
ния. Фокусирующее действие обеспечивается за счет соответствующего
удлинения геометрической длины пути части лучей, проходящих через
линзу.
На фиг. 7.27 приведен пример замедляющей линзы, пластины которой
наклонены под углом 6. Показатель преломления определяется простым
соотношением р = sec 6, где 6 — угол между направлением пластин
А нтенны
355
и осью линзы. Если удаленная от источника излучения поверхность линзы
является плоской, как показано на фигуре, то выпуклость, обращенная
к облучателю, представляет собой гиперболоид вращения. Недостатком
такой замедляющей линзы является то, что диаграмма направленности
в плоскости Е имеет низкий к. н. д. и сильно искажена, что выражается
наличием по одну сторону оси больших боковых лепестков. Изображенная
на фиг. 7.27 замедляющая линза обычно непригодна для применения
в радиолокации. В литературе описаны и другие методы построения метал-
лопластинчатых замедляющих линз типа Н.
6
Фиг. 7.28. Цилиндрическая замедляющая линза, в которой вектор электрического
поля Е параллелен металлическим пластинам.
а — общий вид; б — вид линзы сверху.
На фиг. 7.28 показана замедляющая линза другого типа. Направление
лучей задается принудительно металлическими пластинами. Эта линза
отличается от описанной выше замедляющей линзы тем, что ее образующие
поверхности являются частью цилиндра, а также тем, что вектор Электри-
ческого поля параллелен, а не перпендикулярен пластинам. В соответ-
ствии с последней характеристикой можно было бы отнести данную линзу
к линзам типа Е, одна из которых изображена на фиг. 7.25; однако линза,
изображенная на фиг. 7.28, фокусирует волну путем принудительного
направления лучей, в то время как принцип действия описанной выше
линзы типа Е описывается классическими законами геометрической оптики.
Конструкция замедляющей линзы типа Е является простой, так как эта
линза состоит из прямоугольных пластин. Фокусирование обеспечивается
в плоскости, нормальной к направляющим пластинам (в плоскости, нормаль-
. ной к вектору электрического поля). С помощью линзы размером 72Х при
X = 1,25 см и отношении f/D = 1,5 был получен луч шириной 1°, который
можно было качать в секторе 100° путем перемещения облучателя.
23*
356
Глава 7
Допуски на изготовление линзы. В общем случае механические допуски
на линзовые антенны являются менее жесткими, чем на зеркальные антенны.
Ошибка в изготовлении профиля зеркала антенны дважды влияет на точ-
ность формирования фронта волны (при падении и отражении волны).
Ошибки в изготовлении профиля линзы только один раз влияют на точ-
ность формирования фазового фронта волны. Согласно утверждениям
некоторых исследователей: «менее жесткие требования в отношении меха-
нических допусков, предъявляемые к металлопластинчатым линзам, пред-
ставляют собой основное преимущество линз перед зеркальными антен-
нами».
Обоснование механических допусков, необходимых для получения
плоского фронта волны с заданной точностью, можно найти в обычных
курсах По антеннам [1 ]. Максимальная допустимая ошибка в формировании
фазового фронта волны зависит от допустимого снижения коэффициента
усиления и ухудшения диаграммы направленности антенны. Во многих
случаях практики изменение фазы по волновому фронту на ±Х/16 (мак-
симальное изменение Л/8) оказывается приемлемой величиной. (Зависи-
мость между допусками и диаграммами направленности антенн рассма-
тривается в разд. 7.11.)
Ниже приводятся допуски на линзовые антенны нескольких типов.
Общее допустимое изменение фазы по раскрыву принимается равным 7/8,
или ±7/16 (р — показатель преломления).
Допуск на толщину линзы /:
диэлектрические линзы
6/ = ± ,КЛ п
-1- 16(р —1)
металлопластинчатые линзы
6/ = ± ...З ,
16(1 — w
Допуск на показатель преломления для ступенчатых линз:
диэлектрические линзы
6р = ± jg (р— 1), р> I;
металлопластинчатые линзы
6р=±^(1-р),
(7.23)
(7.24)
(7.25)
(7.26)
Так как в ступенчатых линзах (р — 1) t х X, то
бр =
Z2
16/
Допуск на расстояние s между
пластинчатых линзах составляет
пластинами в ступенчатых металло-
6s = ±____
х 16(1+р) '
(7-27)
Для сравнения можно указать, что механический допуск для зеркаль-
ной антенны должен составлять ±7/32, если ошибка формирования фазо-
вого фронта должна лежать в пределах ±7/16.
В линзовых антеннах изменение свойств материала является источ-
ником ошибок; этот источник ошибок в зеркальных антеннах отсутствует.
Антенны
357
Как естественные, так и искусстве иные диэлектрики не являются идеально
однородными от образца к образцу и даже в пределах одного и того же
образца.
Линза Люнеберга. Лицам, работающим в области оптики, время
от времени удавалось со щавать линзы, в которых показатель преломления
изменяется по некоторому заданному закону. Хотя такие линзы обладают
заманчивыми свойствами, они, однако, представляли лишь теоретический
интерес, так как практически отсутствовали оптические материалы с тре-
буемым изменением показателя преломления. Однако в диапазоне сверх-
высоких частот имеется возможность управлять показателем преломления
материалов (р равно корню квадратному из диэлектрической постоянной е),
и линзы с переменным показателем преломления нашли практическое при-
менение.
Ф и г. 7.29. Ход лучей в линзе Люнеберга.
Лучи, выходящие из точечного источника, после прохождения через линзу распространяются в
виде плоской волны.
Одной из линз с переменным показателем преломления, играющих
наиболее важную роль в радиолокации, является линза, предложенная
Люнебергом. Линза Люнеберга обладает сферической симметрией, причем
падающая на сферу плоская волна фокусируется в точке, лежащей на ди-
аметрально противоположной стороне поверхности. Аналогично волна
от точечного источника, расположенного на поверхности сферы, при про-
хождении через линзу преобразуется в плоскую волну (фиг. 7.29). Благо-
даря сферической симметрии линзы ее фокусирующая способность не зави-
сит от направления падения волны. Линза Люнеберга может быть исполь-
зована в тех случаях, когда требуется антенна, допускающая быстрое
сканирование луча в пределах большого угла. Она может также найти
применение при установке антенны на неустойчивом объекте, например
на корабле. Стабилизация луча может быть достигнута изменением поло-
жения облучателя с целью компенсации движений корабля. Для качания
луча можно перемещать одиночный облучатель по поверхности линзы или
поместить большое количество облучателей на поверхности сферы и пере-
ключать радиолокационный передатчик или приемник с одного облуча-
теля на другой, как в управляющем устройстве органного типа. Линза
Люнеберга может также формировать несколько неподвижных лучей
и во многих случаях применения «соперничает» с формирующими луч
антенными решетками.
358
Глава 7
Показатель преломления р или диэлектрическая постоянная е с изме-
нением радиального расстояния изменяются в линзе Люнеберга радиусом г0
в соответствии с соотношением
и Е1/2^[2-(^уу/2. (7.28)
Показатель преломления имеет наибольшее значение в центре, где он равен
V^2, и уменьшается до единицы на периферии.
Одно из затруднений, которое необходимо было преодолеть первым
конструкторам линз Люнеберга, заключалось в отсутствии материалов,
Фиг. 7.30. Линза Люнеберга с дискретным изменением показателя преломления,
состоящая из полусферических оболочек.
обладающих свойством плавного изменения диэлектрической постоянной.
Реальные трехмерные линзы Люнеберга были составлены из большого
количества сферических оболочек, каждая из которых обладает постоян-
ным показателем преломления. При этом дискретные изменения показателя
преломления аппроксимируют его плавное изменение. Линза Люнеберга
одного из типов (фиг. 7.30) состояла из 10 концентрических сферических
оболочек, расположенных одна в другой. Диэлектрическая постоянная
отдельных оболочек изменяется в пределах 1,1—2 с приращением по 0,1.
Диаметр такой линзы со ступенчатым изменением показателя преломления
составляет около 46 см, а рабочая частота лежит в 3-сантиметровом диапа-
зоне волн. В линзе данного типа может содержаться до 50 оболочек.
Диэлектрические материалы не должны быть слишком тяжелыми,
однако они должны быть достаточно прочными, чтобы выдерживать соб-
ственный вес, не подвергаясь деформации. Они должны обладать малыми
диэлектрическими потерями и не подвергаться влиянию метеорологических
условий или изменения температуры. К ним предъявляется также требова-
ние простоты изготовления и обеспечения однородных и изотропных свойств,
причем характеристики не должны зависеть от положения конструкции.
Антенны
359
Упомянутая выше линза 3-сантиметрового диапазона волн диаметром
около 46 см изготовлена из специального полистиролового материала,
называемого материалом с расширяющимися бусинками. Последние пред-
ставляют собой дискретные сфероиды из полистирола, размер которых
контролируется в процессе производства. Смешивая в соответствующих
пропорциях частично расширенные бусинки с материалом с более высокой
диэлектрической постоянной, можно получить сухую смесь, пригодную для
отливки. Защита от влияния метеорологических факторов обеспечивается
обтекателем каплевидной формы, закрывающим линзу. Другой много-
обещающий метод конструирования больших линз Люнеберга, особенно
в диапазоне УВЧ, состоит в использовании искусственных диэлектриков.
Фиг. 7.31. Полусферическая линза Люнеберга с плоской отражающей поверхностью
у основания.
Диаграмма направленности линзы Люнеберга имеет несколько мень-
шую ширину, чем параболическое зеркало с таким же круглым поперечным
сечением, но уровень ее боковых лепестков выше. Это объясняется тем,
что характер распространения лучей в линзе Люнеберга приводит к боль-
шей концентрации энергии у краев раскрыва. Таким образом, поле в рас-
крыве линзы Люнеберга не изменяется в такой степени, как в параболоиде,
когда обе антенны облучаются облучателями одного и того же типа. Уве-
личение концентрации энергии у краев линзы затрудняет получение доста-
точно малых боковых лепестков. Практически уровень боковых лепестков
линзы Люнеберга лежит на 20—22 дб ниже уровня основного луча.
В тех случаях, когда не требуется обеспечивать обзор в пределах пол-
ного телесного угла, равного 4л стер, можно использовать лишь часть
линзы, что дает экономию в габаритах и весе. Если достаточно обеспечить
обзор полусферы (2л стер), то можно использовать линзу, показанную
на фиг. 7.31. У основания полусферы устанавливается плоская отражаю-
щая поверхность для зеркального отображения облучателя в точке S в мни-
мый источник в точке S'. Перемещение источника S вызывает соответст-
вующее перемещение луча в противоположном направлении. При исполь-
зовании полусферической линзы, изображенной на фиг. 7.31, получается
некоторое искажение диаграммы направленности облучателя, так как
часть энергии, излучаемой источником, не попадает на отражатель и теряет-
ся. Уровень боковых лепестков, появляющихся в результате непопадания
360
Глава 7
излучения на отражатель, может быть снижен путем применения погло-
щающего материала для поглощения неотраженной энергии; можно также
продолжить отражающую плоскость за основание полусферы с целью
отражения этих лучей в нужном направлении. Возможным недостатком
полусферической линзы по сравнению со сферической может явиться зате-
нение раскрыва облучателем.
Если сектор обзора меньше 2л стер, можно ограничиться лишь
сферическим клином линзы Люнеберга. При этом линза будет заключена
между двумя плоскими отражателями, проходящими через центр линзы.
Принцип действия линзы Люнеберга может быть также использован
в пассивном отражателе по аналогии с уголковым отражателем. Если поме-
стить отражающий колпачок над частью сферической линзы, то падающая
Фиг. 7.32. Аналог двухмерной линзы Люнеберга.
волна будет отражаться в том же направлении, откуда она пришла. Можно
изготовить колпачок таким образом, чтобы он охватывал сектор, соот-
ветствующий по величине полусфере. Отражатель с линзой Люнеберга
действует эффективно в значительно большем телесном угле, чем уголко-
вый отражатель.
Принцип действия линзы Люнеберга может быть также приложен
к двухмерной линзе, обеспечивающей качание веерного луча в одной пло-
скости. Так как двухмерный вариант проще по сравнению с трехмерным,
то он и явился первым разработанным устройством такого типа. Аналог
двухмерной линзы Люнеберга был применен в противоминометном радио-
локаторе. В этом устройстве изменение диэлектрической постоянной полу-
чается вследствие увеличения длины пути волны ТЕМ-вида, распростра-
няющейся между параллельными пластинами. В результате получается
куполообразная фигура, образуемая параллельными поверхностями, как
показано на фиг. 7.32. В противоминометном радиолокаторе веерный луч,
создаваемый двухмерной линзой Люнеберга, преобразуется цилиндри-
ческим отражателем в игольчатый луч. Линза использовалась в качестве
облучателя для отражателя. В этом радиолокаторе получались два верти-
кальных луча. Ширина каждого луча в вертикальной и горизонтальной
плоскостях была равна соответственно 0,76 и 1,06угол в вертикальной
плоскости между лучами составлял 1,85°. Антенна обеспечивала обзор
по азимуту в секторе 40° при 17 качаниях лучей в секунду.
В литературе имеются описания также линз других типов с переменным
показателем преломления.
Оценка линз, используемых в качестве антенн. Одно из основных
преимуществ линзы перед зеркальной антенной заключается в отсутствии
затенения раскрыва. У фокуса линзы можно разместить значительное
количество аппаратуры, не опасаясь ухудшения результирующей
диаграммы направленности антенны. Отражения от поверхности линзы,
вызывающие значительное рассогласование у облучателя, могут быть
также устранены или уменьшены без заметного ухудшения диаграммы
А нтенны
361
направленности путем незначительного смещения облучателя относи-
тельно оси во избежание отражения назад. Другим достоинством линзы
являются менее жесткие механические и электрические допуски по срав-
нению с зеркальной антенной.
С помощью линзы можно обеспечить сканирование диаграммы напра-
вленности в пределах большого угла путем соответствующего перемещения
облучателя. Теоретически линза Люнеберга может обеспечить перемещение
луча в пределах полной сферы. Металлопластинчатые замедляющие линзы
могут обеспечить качание луча в пределах очень больших углов по срав-
нению с ограниченным качанием, обеспечиваемым перемещением облуча-
теля в параболическом зеркале. Довольно большие углы обзора могут
быть также достигнуты со сплошными диэлектрическими линзами путем
соответствующего расчета профилей обеих поверхностей линзы. Одно-
родная диэлектрическая сфера может обеспечить сканирование в телесном
угле 4л стер, если показатель преломления не слишком велик, а диаметр
не превышает примерно 30 X.
Одним из недостатков линзы является более низкий к. п. д. по срав-
нению с зеркальными антеннами вследствие диэлектрических потерь в мате-
риалах, отражений от поверхностей линзы или рассеяния ступеньками
в ступенчатой линзе. Эти потери в ступенчатой линзе могут составлять
1—2 дб.
Отсутствие соответствующих диэлектрических или металло-диэлектри-
ческих материалов задержало разработку линз. Проблема рассеяния тепла,
выделяемого большими диэлектрическими линзами, например линзой
Люнеберга, может иногда ограничить их применение устройствами сред-
ней мощности или приемными устройствами. Линзы, если они не выпол-
нены ступенчатыми, обычно имеют большие габариты и вес. Для умень-
шения потерь, вызванных рассеянием от ступенек в ступенчатой линзе,
необходимо, чтобы отношение f/D равнялось единице или больше. Линзы,
в которых сканирование может быть обеспечено путем перемещения облу-
чателя, также должны иметь большое отношение f/D. Это вызывает увели-
чение размеров конструкции, так как увеличиваются размеры облучателей
и расстояние между линзой и облучателем.
7.7. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
Антенная решетка состоит из ряда отдельных излучающих элементов,
расположенных соответствующим образом относительно друг друга. Отно-
сительные амплитуды и фазы сигналов, подаваемых на эти элементы, под-
бираются таким образом, чтобы получить заданную диаграмму напра-
вленности в результате совместного действия всех элементов. В качестве
излучающих элементов могут использоваться вибраторы, волноводные
рупоры или излучатели любого другого типа. Решетка состоит не менее
чем из двух элементов. Максимальное их количество ограничивается только
практическими соображениями. При необходимости можно изготовить
антенные решетки, включающие большое количество элементов (тысячи,
десятки тысяч или больше).
Антенная решетка в принципе отличается как от линзовой, так и от зер-
кальной антенн. Линза и зеркало обеспечивают получение соответствующих
фазовых фронтов волн после облучения этих устройств точечным источни-
ком-облучателем. Фронт волны при выходе из облучателя имеет сфериче-
скую форму. Сферическая волна преобразуется в плоскую в результате
362
Глава 7
действия линзы или зеркала. В антенной решетке соответствующие фазо-
вые соотношения обеспечиваются до излучения сигнала, а именно в фидер-
ных линиях, питающих отдельные элементы.
Как и в случае любого другого излучающего раскрыва, требуемое
распределение поля решетки для получения заданной диаграммы напра-
вленности в дальней зоне можно определить методом преобразований
Фурье. Равномерное распределение амплитуд обусловливает получение
максимального к. п. д., однако при этом уровень боковых лепестков полу-
чается большим. Неравномерное распределение с уменьшением амплитуд
к краям дает более низкий уровень боковых лепестков, но при этом сни-
жается к. п. д. В отличие от других радиолокациойных антенн распре-
деление фазы в раскрыве антенной решетки может легко регулироваться,
и это является характерным отличительным признаком радиолокационной
системы с антенной решеткой.
Относительные фазы колебаний, излучаемых элементами антенны,
определяют положение основного луча. При фиксированных фазах диа-
грамма направленности антенны также является фиксированной. Сканиро-
вание луча, образованного решеткой, можно осуществить механическим
перемещением всей конструкции антенной решетки. Однако можно также
управлять лучом, изменяя относительный сдвиг фаз колебаний, излучае-
мых элементами решетки.
Двумя наио'олее распространенными видами антенных решеток, при-
меняемых в радиолокации, являются линейная и плоская решетки. Линей-
ная решетка состоит из элементов, расположенных по прямой линии. Пло-
ская решетка представляет собой двухмерную конфигурацию элементов.
Плоскую решетку можно рассматривать как линейное сочетание линейных
решеток. В линейной или плоской решетках с фронтальным излучением
направление максимального излучения перпендикулярно или почти пер-
пендикулярно к линии (или плоскости) решетки. В антенной решетке
с излучением вдоль ряда излучателей максимальное излучение направлено
параллельно решетке.
Если фазовые соотношения таковы, что излучение получается пер-
пендикулярным линейной решетке, то антенна образует веерный луч.
В случаях, когда излучение направлено под некоторым углом к фронталь-
ному направлению, диаграмма направленности приобретает форму конуса.
Линейная антенная решетка с фронтальным излучением может быть исполь-
зована в тех случаях, когда требуется обеспечить широкую диаграмму
направленности в одной плоскости и узкий луч в ортогональной плоскости.
Линейная решетка может быть также использована в качестве облучателя
для антенны с зеркалом в виде параболического цилиндра. Комбинация
питающей линейной решетки и параболического цилиндра обеспечивает
получение веерного луча более определенной формы, чем это может быть
достигнуто с помощью простейшей линейной решетки или секции парабо-
лической поверхности. С помощью комбинации линейной решетки и пара-
болического цилиндра можно формировать такж^ игольчатый луч.
Антенная решетка с продольным направлением излучения предста-
вляет особый вид линейной или плоской решетки. Линейные решетки
с продольным излучением не получили широкого распространения в радио-
локации. Их применение обычно ограничивается случаями, когда тре-
буются низкие или средние коэффициенты усиления, так как для получе-
ния высокого коэффициента усиления требуется чрезмерно длинная
решетка. При необходимости применения элементов с направленным излу-
чением в качестве излучающих элементов антенной системы с фронтальным
Антенны
363
излучением используются небольшие антенные решетки с продольным
излучением. Линейные решетки, состоящие из элементов с продольным
излучением, применяются также в случаях, когда необходимо иметь антенны
с малым поперечным размером.
Плоская двухмерная решетка, очевидно, представляет наибольший
интерес для радиолокационной аппаратуры, так как она является наиболее
универсальной из всех радиолокационных антенн. Прямоугольный раскрыв
может формировать луч веерной формы. При квадратном или круглом
раскрыве создается игольчатый луч. Можно изготовить решетку таким
образом, чтобы одновременно получить несколько лучей для обнаружения
и (или) сопровождения при одном и том же раскрыве. Антенные решетки
применялись во многих радиолокаторах первых выпусков. По сравнению
с радиолокаторами более поздних выпусков эти радиолокаторы работали
в диапазоне относительно низких частот (в метровом или примыкающем
к нему участке дециметрового диапазона волн). Для этих диапазонов волн
можно было построить антенны с большими раскрывами при относительно
небольшом количестве излучающих элементов.
В связи с необходимостью применения в радиолокаторах дальнего
действия антенн с большими раскрывами антенную решетку практически
более целесообразно использовать на более низких частотах, чем на более
высоких, так как на последних требуется больше элементов для физиче-
ского заполнения одного и того же раскрыва.
Возможно применение антенных решеток других типов, отличающихся
от линейных или плоских устройств. Так, например, для получения обзора
в пределах 360° элементы могут быть размещены на поверхности цилиндра
(зона обзора на 360° может быть также получена с помощью ряда плоских
решеток). Излучающие элементы могут быть также установлены на поверх-
ности сферы или даже на поверхности любой формы при условии, что фаза
каждого элемента соответствует требуемой для получения плоской волны
при суммировании излучений от всех элементов.
Интерес к антенным решеткам для применения в радиолокации упал
в связи с разработкой радиолокаторов сантиметрового диапазона волн
и использованием для антенн этого диапазона оптических методов расчета.
Зеркальная антенна в сантиметровом диапазоне волн оказалась более
простой и менее громоздкой, чем решетка. Она показала себя более удобной
в конструировании и изготовлении, а также более надежной в работе.
Зеркальные антенны получили широкое распространение, и их трудно
заменить более сложными устройствами.
В дальнейшем по мере возрастания интереса к радиолокационным систе-
мам сверхдальнего действия антенные решетки снова привлекли к себе
внимание, главным образом в связи с присущей им возможностью элек-
тронного управления лучом без перемещения больших механических кон- х)
струкций. При больших размерах антенны это является важным преиму-
ществом. Другие достоинства антенной решетки заключаются в возмож-
ности формирования при одном и том же раскрыве нескольких лучей,
получения высоких значений пиковой излучаемой мощности и более легкой
регулировки облучения раскрыва, чем в антенне с одиночным облучателем.
Принципиально можно добиться получения сравнительно низкого уровня
боковых лепестков. Для применения в радиолокации привлекательна
простота управления излучением отдельных элементов антенной решетки.
Однако управление излучением каждого элемента в отдельности вызывает
усложнение и удорожание радиолокационной аппаратуры. Основными
недостатками решеток по сравнению с другими антеннами являются их
364
Глава 7
высокая стоимость и сложность, обусловленные большим количеством
дополнительных элементов.
Антенная решетка, в которой относительный фазовый сдвиг между
элементами управляется с помощью электронных устройств, называется
решеткой с электронным управлением. В решетке с электронным управле-
нием элементы антенны, передатчик, приемник и блоки обработки данных
радиолокатора часто составляют одно целое. Вообще радиолокатор может
одинаково хорошо работать с поворачиваемой механическим способом
решеткой, линзой или зеркальной антенной, если каждая из них имеет
одинаковую диаграмму направленности; однако в таком радиолокаторе
невозможно обеспечить переход к решетке с электронным управлением
путем простой замены одной лишь антенны вследствие взаимной зависи-
мости антенны и других элементов радиолокатора.
Диаграмма направленности антенной решетки. Рассмотрим линейную
решетку, состоящую из N элементов с равными расстояниями d между
ними (фиг. 7.33). Предположим, что элементы представляют собой изо-
тропные точечные источники, излучающие энергию равномерно во всех
Фиг. 7.33. Линейная решетка из N элементов.
направлениях с равными амплитудой и фазой. Хотя изотропные элементы
практически реализовать невозможно, однако они играют важную роль
в теории решеток, в особенности при расчете диаграмм направленности.
Реальные элементы с неизотропными диаграммами будут рассмотрены ниже.
Для удобства решетка рассматривается как приемная антенна, однако
в соответствии с принципом взаимности полученные результаты оказы-
ваются справедливыми и для передающей антенны. Выходные напряже-
ния всех элементов суммируются с помощью линий равной длины и обра-
зуют суммарное выходное напряжение Еа. Сигнал первого элемента счи-
тается опорным с нулевой фазой. Разность фаз сигналов в смежных эле-
ментах равна ф = 2л (d/A) sin 0, где 0 — угол падения принимаемой энер-
гии. Далее предполагается, что принимаемые колебания имеют равно-
мерное распределение относительно каждого элемента антенны. Поэтому
амплитуды напряжений на каждом элементе одинаковы и для удобства
принимаются равными единице. Сумма всех напряжений от отдельных эле-
ментов при разности фаз между смежными элементами <р может быть пред-
ставлена выражением
£о = sin tof-i-sin (со/4-ф) 4-sin (со<-f-2ф) + ... + sin [ш/(N — 1) ф], (7.29)
Антенны
365
где to — угловая частота сигнала. Это выражение можно записать в сле-
дующем виде:
(7.30)
Первый множитель представляет собой синусоидальное колебание частоты
<д со сдвигом фазы (N— 1) ф/2 (если в качестве опорной принять фазу
элемента в центре решетки, то сдвиг фазы будет равен нулю), а второй
множитель представляет собой амплитудный коэффициент. Диаграмма
направленности определяется нормированным квадратом амплитуды
Go(8)
I £g|a
№
Л7 d
Лл-..- sin
л
№ sin2( л~ sin 0
Л
(7.31)
Если принять расстояние между элементами антенны равным Л/2,
а синус в знаменателе уравнения (7.31) заменить его аргументом, то ширина
луча по точкам половинной мощности будет приблизительно равна
0В=-^. (7.32)
Уровень первого бокового лепестка при достаточно большом N
на 13,5 дб ниже уровня основного луча, а уровень последнего бокового
лепестка составляет 1/Л'2 (1]. Диаграмма направленности равномерно
облучаемой решетки с элементами, отстоящими один от другого на Л/2,
аналогична диаграмме, образуемой непрерывным равномерно облучаемым
раскрывом (уравнение (7.16)1.
Уравнение (7.31) указывает на существование второго луча, равного
по величине основному лучу, но смещенного на 180°.
Для устранения неоднозначности это обратное излучение обычно
подавляется путем установки позади антенной решетки отражающего или
поглощающего экрана. Поэтому рассматривается лишь излучение в перед-
нем секторе антенны (—90°^6^90°).
В тех случаях, когда расстояние между элементами решетки равно Л/2
или меньше, излучение по боковым лепесткам мало по сравнению с излу-
чением по основному лучу. Когда расстояние между элементами больше
половины длины волны, в диаграмме направленности антенны могут
появиться дополнительные лепестки, амплитуда которых равна амплитуде
основного луча. Они называются вторичными главными максимумами или
вторичными главными лепестками. Положения вторичных главных макси-
мумов можно найти из уравнения (7.31). Они имеют место, когда как числи-
тель, так и знаменатель равны нулю или когда л (d/X) sin 6 = 0, л, 2л
и т. д. Так, например, при расстояниях d между элементами, равных 2Л,
вторичные главные максимумы появляются при 6 = ± 30° и 8 = ± 90°.
Если допустить существование вторичных главных максимумов, то они
могут привести к неоднозначности в определении угловых координат, так
как цели, видимые по вторичным главным лепесткам, нельзя отличить
от целей, видимых по основному лучу. Поэтому при необходимости обзора
в секторе ± 90° расстояние между элементами не должно превышать Л/2.
Если можно удовлетвориться обзором в более узком секторе, то вторичные
главные лепестки, создаваемые решеткой с широко расставленными эле-
ментами, можно уменьшить или устранить, используя элементы с направ-
366
Глава 7
ленными, а не изотропными диаграммами излучения. В случае применения
направленных элементов результирующая диаграмма направленности
антенной решетки описывается выражением
sin2 (Nn ~ sin 6 ]
G(0) = Ge(0)---< =Ge(0)Ga(O), (7.33)
Л’2 sin2 ( л sin 6 J
где Ge(0) — функция, представляющая диаграмму направленности отдель-
ного элемента. Результирующая диаграмма направленности представляет
собой произведение коэффициента направленного действия элемента Ge(0)
и коэффициента направленного действия решетки Ga (6). Последний харак-
теризует диаграмму направленности решетки, состоящей из изотропных
элементов. Следовательно, вторичные главные лепестки, обусловленные
большими расстояниями между элементами решетки, могут быть устранены
с помощью направленных элементов, которые излучают незначительную
энергию или совсем не излучают ее в направлениях, под которыми могут
возникать вторичные главные лепестки.
Уравнение (7.33) является приближенным и может оказаться непри-
годным для решения многих задач, возникающих при расчете решетки.
Им необходимо пользоваться осторожно. Уравнение не учитывает взаим-
ную связь между элементами и рассеяние или дифракцию излучения смеж-
ными элементами решетки, а также связь из-за образования бегущей волны.
Эти явления изменяют диаграммы направленности элементов решетки
из-за наличия других элементов по сравнению с их изолированным поло-
жением в свободном пространстве.
Для точного расчета диаграммы направленности антенной решетки
необходимо снять диаграмму каждого элемента в присутствии всех других
элементов. Диаграмму направленности решетки можно определить путем
суммирования составляющих диаграмм направленности всех элементов
с учетом соответствующих амплитуд и фазы.
Диаграмму направленности двухмерной прямоугольной плоской
решетки можно иногда представить в виде произведения диаграмм напра-
вленности в двух плоскостях, содержащих главные оси антенны. Если
диаграммы направленности в двух главных плоскостях обозначить через
Gt(0e) и G2(0a), то двухмерная диаграмма направленности антенны опре-
делится выражением
С(0е, 0a) = G1(0f)G2(0a). (7.34)
Следует заметить, что углы 0С и 0а не обязательно являются углами в гори-
зонтальной и вертикальной плоскостях. Нормированная диаграмма напра-
вленности равномерно облучаемой прямоугольной решетки описывается
выражением
sin2 ( Nn £ sin 0a A sin2 С Мл £ sin 0г
G (0е, 0О) =--------------4-----------------4 , (7.35)
№ sin2 ( л у sin 0a } /И2 sin2 ( л - sin 0P )
где N — количество излучающих элементов в направлении 0„ при рас-
стоянии между ними d; М — количество излучающих элементов в напра-
влении 0е.
Управление лучом. Луч антенной решетки можно быстро перемещать
в пространстве без перемещения больших механических масс путем соот-
Антенны
367
ветствующего изменения фаз сигналов, подводимых к каждому элементу.
Рассмотрим решетку, состоящую из элементов, расположенных на равных
расстояниях. Расстояние между смежными элементами обозначим через d,
а амплитуды сигналов у каждого элемента примем одинаковыми. Если
фазы сигналов у всех элементов одинаковы, то относительная разность фаз
между смежными элементами равна нулю и направление главного луча
будет перпендикулярно линии расположения элементов решетки (0 = 0).
sin2 Г СNn Л (sinS — sinOo)
G (9) z=--------L<- у------------------------
N2 sin2 I (л (sin 0—sm 0O)
Фиг. 7.34. Управление лучом решетки с параллельным питанием с помощью фазо-
вращателей, обеспечивающих получение переменной фазы.
Если относительная разность фаз между элементами будет отличаться
от нуля, то направление главного луча не будет перпендикуляр-
ным линии расположения элементов решетки. Если разность фаз равна
Ф = 2л (d/Z) sin 0о, то направление главного луча определяется углом 0О.
Фаза каждого элемента составляет фс + Шф, где/п = 0, 1, 2, ... , (У—1),
а (рс — произвольная постоянная фаза для всех элементов. Нормирован-
ная диаграмма направленности решетки при относительной разности фаз
Ф между смежными элементами описывается выражением
(7.36)
Максимум диаграммы направленности получается при sin 9 = sin 0О.
Уравнение (7.36) показывает, что главный луч диаграммы направлен-
ности антенны может быть направлен под углом 0О путем введения соот-
ветствующего фазового сдвига ф в каждый элемент решетки. Применяя
фазосдвигающие устройства, обеспечивающие получение переменного,
а не постоянного сдвига фазы, можно управлять положением луча, изме-
няя сдвиг фазы (фиг. 7.34). Управление фазосдвигающим устройством
может производиться механическим или электронным способом. Управле-
ние лучом с помощью механических или электронных фазовращателей
позволяет получить скорости сканирования, значительно большие, чем
при механическом приводе всей антенной конструкции.
Зависимость ширины луча от угла поворота диаграммы направлен-
ности антенны. При отклонении луча от направления, перпендикулярного
полотну антенны, ширина луча на уровне половинной мощности в плоскости
качания увеличивается. Ширина луча изменяется приблизительно обратно
пропорционально cos Оо, где 0О — угол отклонения от нормали к антенне.
Справедливость такой зависимости можно доказать, сделав допущение,
что синус в знаменателе уравнения (7.36) можно заменить его аргументом;
при этом диаграмма направленности характеризуется функцией (sin2u)/u2,
где и = Nit (d/к) (sin 0—sin Oo). Диаграмма направленности вида (sin2 и)/и2
368
Глава 7
уменьшается до половины своего максимального значения при и = ±0,433л.
Обозначим через 6+ угол, соответствующий точке половинной мощности
при 0 > 0(|, а через 0_ угол, соответствующий точке половинной мощности
при 0 < 0О; следовательно, 0+ соответствует и = + 0,443л, а 0_ соот-
ветствует и — — 0,443л.
Множитель sin 0 — sin 0О в выражении для и может быть предста-
влен в виде
sin 0 — sin 0О = sin (0—0О) cos00—[1 —cos (0—0O)J sin 0O. (7.37)
При малом значении 0O (направление луча близко к нормали) вторым чле-
ном правой части уравнения (7.37) можно пренебречь. Таким образом,
sin 0—sin 0о~ sin (0 — 0О) cos 0О.
(7.38)
Используя это приближенное соотношение, можно написать следующие
выражения для двух углов, соответствующих точкам половинной мощности
диаграммы направленности:
0+-0о
0--0о
. 0,443Л_ ~ 0,4437.
arcsin цд cos ~ дгд Cos ,
. — 0,4437 — 0,4437
ЯГСБШ TJ-T---77 , 77 .
Nd cos 0O Nd cos 0O
Ширина луча по точкам половинной мощности равна
0В 0+—0_ » °’886*- • (7.39)
Следовательно, когда луч отклонен на угол 0О от нормали к решетке, ширина
луча в плоскости качания увеличивается пропорционально (cos 0О) -1.
Полученный закон изменения ширины луча в зависимости от измене-
ния угла 0О не применим к случаям больших углов отклонения диаграммы
направленности антенны от нормали. Он, безусловно, не может быть также
использован при излучении энергии вдоль ряда излучателей.
Более точным выражением для определения ширины луча [получен-
ным без использования приближенного выражения (7.38)] является сле-
дующее:
0B = arcsin { 0,443 ^4 sin0OJ + arcsin ^0,443 —sin0o^ (7-40)
При использовании уравнения (7.40) следует обращать особое внима-
ние на случаи, когда аргумент первого члена больше единицы, так как
синус не может быть больше единицы. Антенна фактически образует два
луча, один из которых направлен под углом 0О, а другой — под углом
л — 0О (фиг. 7.35). Это следует из соотношения sin 0 = sin (л — 0). Следо-
вательно, при приближении 0О к 90° (излучение направлено вдоль решетки)
оба луча перекрываются. При нахождении элементов антенны в свободном
пространстве образуются оба луча, которые при 0О = 90° сливаются, обра-
зуя луч, направленный вдоль решетки. Если антенная решетка устано-
влена над отражающей или поглощающей земной поверхностью, то антенна
не может излучать под углами, превышающими 90°, и соответствующим
образом должна быть модифицирована диаграмма направленности антенны.
Угол О', определяющий границу между областями излучения вдоль решетки
и перпендикулярно к ней, представляет собой значение 0О, при котором
аргумент первого члена в уравнении (7.35) равен единице, т. е. sin 0' =
= 1 — 0,443 (Л/ЛМ).
Антенны
369
Проведенный выше анализ справедлив для линейной решетки. Анало-
гичный результат получается для плоского раскрыва. Это означает, что
ширина луча в плоскости качания изменяется приблизительно обратно
пропорционально cos 0О при условии принятия некоторых допущений.
Хотя процесс качания вызывает увеличение ширины луча в плоскости
качания, однако из этого нельзя сделать вывод, что коэффициент усиления
антенны всегда уменьшается по такому же закону. Уравнение (7.36) для
линейной решетки или аналогичное выражение для плоской решетки пока-
зывает, что максимальное значение к. н. д. или напряженность поля
Ф и г. 7.35. Диаграмма направленности
решетки в свободном пространстве с луча-
ми, направленными под углами Оо ил—Оо.
не зависит от сектора обзора. Расширение луча является непосредственным
следствием того, что максимальный к. н. д. остается постоянным. Это
утверждение не всегда очевидно при рассмотрении двухмерной диаграммы
направленности, так как диаграмма направленности антенны является
объемной. [Щелкунов и Фриис [5] показали, что значения к. н. д. непре-
рывных линейных антенн для двух предельных случаев излучения (пер-
пендикулярно к решетке и вдоль нее) равны 4а А, где длина антенны а пред-
полагается большой по сравнению с длиной волны А. ] Однако в реальной
решетке с изменением сектора обзора к. и. д. будет изменяться вследствие
изменений взаимной связи между элементами. К. н. д. антенны будет
также изменяться с изменением сектора обзора в зависимости от формы
диаграммы направленности элемента решетки [уравнение (7.33)].
В литературе описан интересный метод графического представления
изменения формы луча в зависимости от сектора обзора. Пример такого
графика показан на фиг. 7.36. Диаграмма направленности антенны
построена в системе сферических координат в функции двух направляющих
косинусов — cos ах и cos av и радиус-вектора, определяющего точку
наблюдения. Угол <р измеряется относительно оси cos ах, а 0 — относи-
тельно оси, перпендикулярной осям cos ах и cos av. На фиг. 7.36 принято,
что угол ср имеет постоянное значение и равен 90°, а качание луча происхо-
дит по углу 0. При 0=0 (луч перпендикулярен к решетке) предполагается
наличие симметричного игольчатого луча с шириной Во по точкам поло-
винной мощности. Форма луча при других угловых положениях опреде-
ляется проекцией луча круглого сечения на поверхность сферы с радиусом,
равным единице. Можно убедиться в том, что при отклонении луча на угол 0
происходит его расширение в этом направлении, но в направлении ср он
не изменяется. При 0 =/= 0 форма луча не симметрична относительно центра,
24 М. Сколник
370
Глава 7
а имеет эксцентриситет. Таким образом, направление луча несколько
отличается от вычисленного по стандартным формулам. Кроме изменения
формы главного луча, имеют место также изменения формы и положения
боковых лепестков.
Решетка со сложной диаграммой направленности. Присущая антенной
решетке универсальность позволяет получить одновременно несколько
Фиг. 7.36. Ширина и эксцентриситет управляемого луча.
лучей при одном и том же раскрыве. Так, в пределах ограничений, накла-
дываемых диаграммой направленности элементов антенны, можно обеспе-
чить работу одиночной приемной антенны во всех направлениях одновре-
менно. Большое количество лучей обычно легче получить при приеме,
чем при передаче. Это свойство не обязательно следует считать недостатком,
так как во многих случаях применения систем такой режим работы антен-
ной решетки является весьма полезным. Решетка, формирующая сложную
диаграмму направленности, будет поэтому прежде всего рассмотрена как
приемная антенна.
Простейшую линейную решетку, образующую одиночный луч, можно
преобразовать в многолучевую антенну путем включения дополнительных
фазовращателей на выходе каждого элемента. Для формирования каждого
луча требуется один дополнительный фазовращатель, как показано на
фиг. 7.37. На фигуре показана простейшая решетка, состоящая всего
из трех элементов, каждый из которых снабжен тремя комплектами фазо-
вращателей. Один комплект фазовращателей обеспечивает формирование
луча, направленного перпендикулярно решетке (0 = 0). Второй комплект
фазовращателей создает луч в направлении 0 = -|-б0. Третий комплект фазо-
вращателей формирует луч в направлении 0 = — 0О. Угол 0О определяется
соотношением 0О = arcsin (A<pX/2nd), где Д<р — вносимая разность фаз
между смежными элементами. Между отдельными элементами антенны
Антенны
371
и формирующими луч (фазосдвигающими) цепями могут быть включены
усилители для усиления приходящего сигнала и компенсации возможных
потерь в цепях формирования луча. Если требуется обеспечить макси-
мальную величину отношения сигнал/шум, то необходимо использовать
малошумящие усилители. Выходной сигнал каждого усилителя разбивается
на ряд независимых сигналов, подвергающихся индивидуальной обра-
ботке, как если бы они были получены от отдельных приемников.
Фиг. 7.37. Одновременное формирование сложной диаграммы направленности антен-
ной решеткой.
Фо — постоянная фаза;
<я—фо 1=1 Дф 1=1 2Л (^) sin 00 | .
При формировании лучей элементами, включенными после высоко-
частотных усилителей, антенна носит название послеусилительной фор-
мирующей решетки. Схемы формирования лучей могут находиться либо
в канале высокой частоты, либо в канале промежуточной частоты. Схемы,
следующие за суммирующими цепями (на фиг. 7.37 не показаны), пред-
ставляют собой обычные приемники радиолокационных станций. Инди-
катор в станции с послеусилительной формирующей решеткой несколько
отличается от используемого в обычном радиолокаторе. Выходной сигнал
радиолокатора с послеусилительной формирующей решеткой можно подать
непосредственно на устройство обработки данных, без предварительного,
воспроизведения его на экране индикатора для наблюдения оператором.
Удобный метод построения схемы формирования луча, включенной
в канал промежуточной частоты приемника, основан на использовании
372
Глава 7
ряда секционированных линий задержки, как показано на фиг. 7.38. Сек-
ционированные линии задержки показаны в канале промежуточной частоты.
Фазы сигналов промежуточной частоты соответствуют фазам высокочастот-
ных сигналов, так как в процессе преобразования частоты фазовые соот-
ношения сохраняются (не считая постоянного сдвига фазы, обусловлен-
ного действием местного гетеродина).
Показанный на фиг. 7.39 метод формирования сложной диаграммы
направленности с помощью секционированных фидерных линий в высоко-
частотном тракте, применен в высотомере AHSR-1 (фиг. 10.3). Роль линий
задержки выполняют волноводы. С помощью направленных ответвителей
энергия отбирается от каждого волновода в соответствующих точках для
образования лучей, направленных под различными углами места. В решет-
ках такого типа применяется большое количество волноводов. Например,
для получения 333 лучей в радиовысотомере типа AHSR-1 общая длина
волноводов 10-сантиметрового диапазона волн составляет 55 км.
Другим устройством формирования сложной диаграммы направлен-
ности с помощью высокочастотных цепей является специальная схема
с параллельным питанием. Используя соответствующим образом 3-деци-
беловые направленные ответвители или волноводные переходные устрой-
ства с фиксированными фазовращателями, можно получить с помощью
решетки, состоящей из п элементов, п перекрывающихся лучей. Форми-
рование высокочастотных лучей может быть также обеспечено с помощью
антенны, в которой применяется линза из параллельных пластин, и антенны,
представляющей собой разновидность пассивной линзовой решетки. Пере-
численные устройства формирования лучей являются пассивными и поэтому
могут применяться как для передачи, так и для приема.
В качестве устройства формирования многолучевой диаграммы напра-
вленности может быть использована линза Люнеберга в сочетании с круг-
лой или сферической решеткой. Ее действие аналогично действию анало-
гового вычислителя, обеспечивающего автоматическое получение правиль-
ных фазовых соотношений для сферической решетки. Линза Люнеберга,
очевидно, может быть также использована для непосредственного форми-
рования многолучевой диаграммы направленности методами, изложенными
>в разд. 7.6.
Отношение сигнал/шум. Отношение сигнал/шум на выходе сумми-
рующей схемы теоретически такое же, как в обычном радиолокаторе,
в котором используется одна большая антенна для формирования такого же
•антенного луча. При правильном расчете решетки и связанных с нею цепей
формирование лучей не будет вызывать уменьшения отношения сигнал/шум.
Коэффициент усиления усилителей должен быть достаточно большим для
компенсации любых потерь в устройствах формирования лучей. Необхо-
димо обеспечить низкий уровень составляющих шума, обусловленных
цепями приемника, не относящимися к его высокочастотному устройству.
Так как в суммирующих цепях решетки составляющие сигнала склады-
ваются когерентно, в то время как сложение составляющих шума происхо-
дит некогерентно, то принципиально отсутствует какое-либо увеличение
потерь по сравнению с одноканальным радиолокатором. Однако этот анализ
является качественным и не может служить доказательством. Математи-
ческое доказательство эквивалентности величин отношения сигнал/шум
для радиолокатора с послеусилительной формирующей решеткой и обычного
радиолокатора в данной книге не приводится.
Сравнение радиолокатора с послеусилительной формирующей решет-
кой и радиолокатора со сканирующим лучом. Принципиально радиолокатор
и г. 7.38. Схема формирования сложной диаграммы направленности с помощью
секционированных линий задержки в канале промежуточной частоты.
и г. 7.39. Схема формирования сложной диаграммы направленности с помощью
секционированных фидерных линий.
374
Глава 7
с послеусилительной формирующей решеткой эквивалентен по своей общей
характеристике (потенциалу) радиолокатору с одним сканирующим лучом,
при условии, что сравнение производится на аналогичной основе при опти-
мальной обработке принятых сигналов в каждом случае. Для целей срав-
нения предполагается, что радиолокатор с послеусилительной формирую-
щей решеткой включает в себя приемную решетку, создающую ряд узких
перекрывающихся лучей, направление которых не меняется. Предпола-
гается, что отдельная передающая решетка образует один широкий луч,
облучающий такой же объем пространства, что и объем пространства,
перекрываемый лучами приемной антенны. Так, например, приемная
антенна может создавать 180 игольчатых лучей шириной по 1°, перекры-
вающих угловой сектор 90° по азимуту и 2° по углу места. Диаграмма
направленности передающей антенны поэтому будет состоять из одиноч-
ного веерного луча 90 X 2°. Одиночный широкий передающий луч и группа
узких приемных лучей неподвижны в пространстве; результирующий
эффект заключается в том, что большое количество неподвижных лучей
радиолокатора работает параллельно.
Радиолокатор с одиночным узким сканирующим лучом должен про-
сматривать заданный объем пространства последовательно во времени.
В приведенном выше примере при использовании передающего и прием-
ного игольчатых лучей с угловыми размерами 1X1° для просмотра сек-
тора 90 X 2° потребовалось бы производить последовательное сканирова-
ние, обеспечивая просмотр каждого элемента разрешения пространства.
Предполагается, что приемные антенны радиолокатора с послеусили-
тельной формирующей решеткой и радиолокатора со сканирующим лучом
имеют одинаковый эффективный раскрыв, но к. н. д. передающей антенны,
используемой с послеусилительной формирующей решеткой, меньше, чем
к. н. д. сканирующей решетки, так как ее луч имеет значительно большую
ширину. Поэтому отношение сигнал/шум для каждого принятого импульса
будет меньше в радиолокаторе с послеусилительной формирующей решет-
кой, чем в радиолокаторе, использующем одиночный сканирующий луч.
Однако это компенсируется тем обстоятельством, что неподвижные лучи
послеусилительной формирующей решетки приемной системы принимают
значительно больше импульсов от цели в единицу времени, чем сканирую-
щий луч в дискретные моменты времени. Легко показать, что при прочих
равных условиях общее количество энергии, содержащейся в большом
числе слабых импульсов в радиолокаторе с послеусилительной форми-
рующей решеткой, равно общему количеству энергии, содержащейся
в небольшом числе мощных импульсов, принятых от одиночного скани-
рующего луча радиолокатора. Следовательно, в обоих случаях при надле-
жащей обработке принятых сигналов способность обнаружения будет
одинаковой и характеристики обоих радиолокаторов будут эквивалент-
ными.
Практически оба радиолокатора не будут вполне идентичными, так
как может оказаться не всегда удобным или возможным обеспечить в обоих
случаях оптимальную обработку сигналов. Полученные в устройстве
с послеусилительной формирующей решеткой п импульсов с малым отно-
шением сигнал/шум необходимо проинтегрировать до детектирования
(когерентное интегрирование), чтобы общее отношение сигнал/шум было
в п раз больше отношения сигнал/шум для одиночного импульса. Когерент-
ное интегрирование не всегда практически целесообразно, и чаще приме-
няется последетекторное или некогерентное интегрирование. Вследствие
нелинейной характеристики второго детектора общее отношение сигнал/шум
Антенны
375
при последетекторном интегрировании меньше, чем увеличенное в п раз
отношение сигнал/шум для одиночного импульса, т. е. при интегрирова-
нии имеют место потери (разд. 2.6). Чем меньше отношение сигнал/шум,
приходящееся на импульс, тем выше потери интегрирования. Отдельные
импульсы, полученные в радиолокаторе со сканирующим лучом, имеют
большее отношение сигнал/шум, чем импульсы, полученные в радиоло-
каторе с послеусилительной формирующей решеткой. Некоторая часть
из них обусловливает меньшие потери интегрирования, чем в радиолока-
торе со сканирующим лучом. В связи с этим при некогерентном интегри-
ровании радиолокатор с послеусилительной формирующей решеткой может
оказаться лишь немного менее эффективным по сравнению с радиолока-
тором со сканирующим лучом.
Можно показать, что для случая идеального когерентного интегриро-
вания скорость получения информации в обоих радиолокаторах одинакова
при эквивалентной способности обнаружения. Скорость получения инфор-
мации в радиолокаторе со сканирующим лучом зависит от времени, тре-
буемого для просмотра лучом всего заданного сектора обзора и возврата
в исходное положение. Радиолокатор со сканирующим лучом за один
период качания луча наблюдает цель один раз (за время ее нахождения
в перемещающемся луче), в то время как радиолокатор с послеусилительной
формирующей решеткой и с неподвижными лучами наблюдает цель непре-
рывно. За это время радиолокатор с послеусилительной формирующей
решеткой осуществляет один цикл обнаружения, так как он должен про-
интегрировать всю принятую энергию для того, чтобы она могла быть рав-
ной энергии, принятой радиолокатором с качающимся лучом при одно-
кратном наблюдении цели.
Сравнение облучателей с последовательным и параллельным питанием.
Фазовый сдвиг между смежными элементами решетки для отклонения
основного луча диаграммы направленности на угол 60 относительно нор-
мали должен быть равен <р = 2л (J/A) sin 60. Требуемые фазовые соотно-
шения между элементами могут быть получены с помощью устройства
с последовательным или параллельным питанием. В устройстве с последо-
вательным питанием энергия может подводиться с одного конца фидерной
линии (фиг. 7.40, а) или из центра к обоим концам линии (фиг. 7.40, б).
Смежные элементы соединяются с помощью фазовращателя, создающего
фазовый сдвиг <р. Все фазовращатели идентичны и вносят одинаковый
фазовый сдвиг, меньший 2л рад.
В схеме решетки с параллельным питанием, изображенной на фиг.7.40, в,
излучаемая энергия распределяется между элементами с помощью дели-
теля мощности. Энергия передается к каждому элементу через отрезки
линии равной длины, и, следовательно, сами линии не вызывают появле-
ния нежелательных фазовых сдвигов. Необходимое изменение фазы обе-
спечивается фазовращателями в каждой линии, питающей элемент. Если
фазу первого элемента принять за опорную, то требуемые фазовые сдвиги
в последующих элементах составят <р, 2<р, 3<р, ..., (N—1) <р.
Максимальный сдвиг фазы, который требуется получить от каждого
фазовращателя в решетке с параллельным питанием, во много раз больше
2л рад. В связи с периодичностью фазового сдвига (период равен 2л) в неко-
торых случаях можно использовать фазовращатель с максимальным сдви-
гом фазы лишь 2л рад. Однако если длительность импульса мала по срав-
нению с временем реакции антенны (если ширина спектра сигнала велика
по сравнению с шириной полосы пропускания антенны), то характеристика
системы может ухудшиться. Так, например, если энергия будет приходить
376
Глава 7
с направления, отличающегося от направления, перпендикулярного оси
решетки, то возбуждение всех элементов решетки не будет происходить
одновременно. Поэтому выходные сигналы от элементов с параллельным
питанием не будут совпадать или перекрывать друг друга, вследствие чего
принятый импульс будет размазан. Этот недостаток можно преодолеть,
заменив фазовращатели со сдвигом фазы 2л на линии задержки.
Аналогичное явление наблюдается в решетке с последовательным пита-
нием, когда энергия излучается или принимается с направления, перпен-
дикулярного оси решетки или близкого к нему. При подаче короткого
<Ь и г. 7.40. Устройства для получения требуемых фазовых соотношений в антенной
решетке.
а — решетка с последовательным питанием, энергия поступает с одного конца; б — решетка с
последовательным питанием, энергия подается в центре; в — решетка с параллельным питанием
и с делителями мощности.
импульса на один конец излучающей решетки с последовательным пита-
нием излучение энергии первым элементом может закончиться прежде,
чем остальная часть энергии достигнет последнего элемента. При приеме
это явление проявляется в размазывании или ’ искажении отраженного
импульса. При широком спектре сигнала имеется возможность компенси-
ровать задержку в решетке с последовательным питанием и избежать иска-
жения главного луча путем включения отдельных линий задержки соот-
ветствующей длины последовательно с излучающими элементами.
В решетке с последовательным питанием, содержащей п фазовраща-
телей, вносимые потери для сигнала будут равны увеличенным в п раз
потерям от одного фазовращателя. В решетке с параллельным питанием
вносимые потери вводятся фазовращателем лишь один раз. Следовательно,
в решетке с последовательным питанием фазовращатель должен иметь
меньшие потери, чем в решетке с параллельным питанием. При больших
Антенны
377
потерях в последовательно включенных фазовращателях в цепь каждого эле-
мента для компенсации ослабления сигнала могут быть включены усилители.
В связи с тем что величина фазового сдвига, вносимого каждым фазо-
вращателем, в изображенной на фиг. 7.40, а линейной решетке с последо-
вательным питанием одинакова, для управления лучом требуется лишь
один управляющий сигнал. В линейной решетке с параллельным питанием,
состоящей из N элементов и подобной изображенной на фиг. 7.40, в, для
каждого фазовращателя требуется отдельный управляющий сигнал,
т. е. всего N — 1 сигналов (фазовый сдвиг одного фазовращателя всегда
равен нулю). Для плоской решетки с параллельным питанием, состоящей
из MN элементов, требуется М + N — 2 отдельных управляющих сигна-
лов. Для плоской решетки с последовательным питанием требуются лишь
два управляющих сигнала.
Таким образом, решетка с последовательным питанием вносит большие
потери, чем решетка с параллельным питанием, но в первой легче програм-
мировать получение необходимых фазовых сдвигов. Все же ни одна
из систем питания, по-видимому, не имеет безусловного преимущества
перед другой во всех случаях применения. Окончательный выбор обычно
зависит от назначения системы.
Резонансные и нерезонансные решетки с последовательным питанием.
Решетки с последовательным питанием, излучающие во фронтальном напра-
влении, можно классифицировать как резонансные и нерезонансные.
В резонансной решетке расстояние между элементами в точности равно
половине длины волны. Она излучает луч, нормальный к решетке, и ее
полное сопротивление на расчетной частоте хорошо согласовано. Согласо-
вание полных сопротивлений обеспечивается не только путем соответ-
ствующего подбора сопротивлений элементов, но также путем настройки
системы с помощью короткозамыкающего поршня на конце решетки. При
коротком замыкании рассеяние мощности отсутствует. Поскольку эле-
менты расположены на расстоянии полуволны один от другого, энергия,
отраженная короткозамкнутой цепью, излучается в виде луча, нормаль-
ного к решетке, как и энергия, распространяющаяся в прямом направле-
нии. Можно показать, что все элементы резонансной решетки отбирают
одинаковую мощность от волновода или фидерной линии и что в линии,
нагруженной на чисто последовательные или чисто параллельные эле-
менты, включенные с интервалами в половину длины волны [1J, затухание
отсутствует. Вследствие этого антенна возбуждается равномерно.
Основной недостаток резонансной решетки заключается в малой
ширине полосы пропускания. При отклонении рабочей частоты от расчет-
ной расстояние между элементами уже не равно половине длины волны,
составляющие полных сопротивлений элементов не суммируются необ-
ходимым образом на входе системы и решетка оказывается несогласован-
ной должным образом. При изменении частоты диаграмма направленности
искажается и полное сопротивление решетки изменяется. Кроме того,
нарушается равномерное возбуждение решетки и диаграмма направлен-
ности отклоняется от нормали. Эффективная ширина полосы пропускания
резонансной решетки, состоящей из N элементов, приблизительно равна
rfc5O/7V %. В связи с этим резонансные решетки на практике нельзя делать
слишком длинными. Небольшие изменения расстояния между элементами
оказывают такое же влияние на резонансную решетку, как и изменение
частоты.
Недостаток резонансной решетки, связанный с ограниченной полосой
пропускания, можно устранить, выбрав расстояние между элементами,
378
Глава 7
отличное от половины длины волны. Решетка такого типа называется
нерезонанснсй. Хотя в нерезонансной решетке удается избежать неудовле-
творительного согласования полных сопротивлений и полоса пропускания
получается более широкой, однако при ее использовании возникают дру-
гие проблемы. Диаграмма направленности не нормальна к решетке, что,
однако, в большинстве случаев допустимо.
В нерезонансной решетке должно отсутствовать отражение энергии
от конца решетки после прохождения энергии по фидерной линии через
последний элемент. Отраженная энергия будет излучаться антенной в виде
паразитного лепестка, направленного под углом —0, если прямая волна
излучается под углом +0. Поэтому мощность на конце решетки должна
рассеиваться в согласованной нагрузке. Обычно около 5% общей мощности
распространяется по линии за последний элемент и рассеивается в виде
тепла.
Однако даже при наличии указанных недостатков применение нере-
зопансной решетки может оказаться полезным, в особенности в тех слу-
чаях, когда нельзя удовлетвориться узкой полосой пропускания резонанс-
ной решетки.
Фазосдвигающие устройства. Существует целый ряд устройств, обе-
спечивающих получение необходимого фазового сдвига в элементах решетки.
Их можно классифицировать следующим образом: 1) постоянные фазовра-
щатели, 2) переменные фазовращатели, управляемые механическим спосо-
бом, и 3) переменные фазовращатели с электронным управлением.
Один из простейших методов получения постоянного фазового сдвига
заключается в применении отрезка фидерной линии. Постоянные фазовые
сдвиги используются в антенных решетках, формирующих неподвижные
лучи, как, например, описанная выше послеусилительная формирующая
решетка.
Принцип действия переменных фазосдвигающих устройств основан
на изменении электрической длины фидерной линии. Электрическую длину
можно изменять путем физического укорочения или удлинения линии.
Работа большинства фазовращателей механического типа основана на этом
принципе. Работа электронных фазовращателей основана на изменении
электрической длины линии электронными средствами.
Одним из простейших видов механических фазовращателей является
фидерная линия, снабженная телескопической секцией, длина которой
может изменяться. Она называется удлинителем линии. Телескопическая
секция может иметь U-образную форму, и изменение длины линии произ-
водится подобно перемещению кулисы тромбона.
Фазосдвигающим устройством другого типа, нашедшим применение
в радиолокаторе с антенной решеткой, является механический фазовраща-
тель с вращающимся плечом (фиг. 7.41). Он состоит из нескольких кон-
центрических фидерных линий. Каждая линия представляет собой откры-
тый прямоугольный жолоб с проходящим посередине изолированным про-
водником (детали линии на фигуре не показаны). Перемещающееся плечо
образует контакты с каждой концентрической линией. При вращении
плеча происходит непрерывное и равномерное изменение фазы на эле-
ментах решетки. При увеличении фазы у элемента на одном конце кон-
центрической линии фаза у элемента на другом конце уменьшается. Таким
образом, одна линия может обеспечить необходимое изменение фазы для
двух элементов, по одному на каждой стороне относительно центра решетки.
Для линейной решетки, состоящей из N + 1 элементов, требуется N/2 кон-
центрических колец. Устройство из концентрических линий обеспечивает
Антенны
379
получение прогрессивно нарастающего изменения фазы, требуемого для
внешних элементов решетки, по сравнению с изменением фазы на вну-
тренних элементах. Внешние кольца, имеющие большую длину, питают
внешние элементы решетки, а внутренние кольца питают внутренние эле-
менты. Фазовращатель с врашающимся плечом был применен в радиоло-
кационном высотомере метрового диапазона волн и в экспериментальном
радиолокаторе метрового диапазона волн, имеющем антенную решетку
с фронтальным излучением.
Фиг. 7.41. Принцип-действия механического фазовращателя с вращающимся плечом.
Изменение фазы в волноводной линии можно получить путем измене-
ния размеров волновода. Длина волны распространящихся в волноводе
колебаний зависит от ширины волновода. На этом явлении основана работа
фазовращателей нескольких типов. Этот метод был использован в радиоло-
каторе системы наземного управления заходом самолетов на посадку (GCA)
и в радиолокаторе AN/APQ-7.
Механическим устройством, обеспечивающим получение большего
фазового сдвига при данной величине перемещения по сравнению с обыч-
ным удлинителем линии, является фазовращатель со спиральными линиями,
схема которого представлена на фиг. 7.42. Две спиральные линии (1—4
и 5—8) имеют между собой электромагнитную связь с помощью спиралей
2—3 и 6—7. Каждая из этих коротких связующих спиралей действует
как направленный ответвитель, отбирающий всю мощность от основной
спирали или подводящий к ней всю мощность. Сигнал, поступающий
на зажим 1, полностью передается к зажиму 3. Зажимы 2 и 4 в процессе
передачи не возбуждаются. Сигнал по перемычке поступает на зажим 7
и полностью передается к зажиму 5. Зажимы 6 и 8 также не возбуждаются.
Действие фазовращателя со спиральными линиями подобно действию
удлинителя линии тромбонного типа для сигнала, распространяющегося
от зажима 1 к зажиму 5. Длина пути в устройстве и, следовательно, сдвиг
фазы изменяются путем изменения положения спиралей связи механиче-
ским способом. Так как зажимы 4, 2, 6 и 8 не возбуждаются сигналом, рас-
пространяющимся от зажима 1 к зажиму 5, то можно образовать дополни-
380
Глава 7
тельный фазовращатель, соединив зажимы 2 и 6 и пропуская второй сигнал
от зажима 4 к зажиму 8.
Фазовая скорость в спиральной линии передачи значительно меньше
скорости света. По этой причине небольшое механическое перемещение
спиралей связи вызывает большее изменение фазы, чем перемещение удли-
нителя линии в обычной фидерной линии. Это позволяет использовать более
Фиг. 7.42. Схема фазовращателя со спиральными линиями и закорачивающим
устройством.
короткий фазовращатель, что особенно выгодно для систем, работающих
в диапазоне метровых и дециметровых волн. Уменьшение длины фазовраща-
теля в основном равно коэффициенту намотки спирали, представляющему
собой отношение окружности к шагу намотки. Значения коэффициента
намотки в реальных конструкциях могут лежать в пределах 10—20.
Фиг. 7.43. Принцип действия фазовращателя с поворотной секцией волновода.
Механическим фазовращателем другого типа является устройство
с вращающейся секцией волновода, принцип действия которого основан
на использовании свойств волн с круговой поляризацией в волноводах
круглого сечения. Фазовращатель с вращающейся секцией волновода
нашел применение в радиолокаторе обнаружения FH MUSA. Он состоит
из трех секций круглого волновода (фиг. 7.43). Секции I и 111 неподвижны,
а секция II может поворачиваться. Для перехода от прямоугольного волно-
вода к круглому отрезку волновода I и обратного перехода от круглого
отрезка волновода III к прямоугольному можно использовать переходные
секции (не показанные на фигуре). Секции / и III эквивалентны четверть-
волновым пластинам и преобразуют линейно поляризованные волны в волны
с круговой поляризацией, и наоборот. Они называются отрезками для диф-
ференциального фазового сдвига на 90°, так как фазовая скорость состав-
Антенны
381
ляющей поляризации в данной плоскости увеличивается на 90° по отношению
к составляющей поляризации в ортогональной плоскости. Сигнал поступает
в секцию волновода I в виде линейно поляризованной волны и преобразуется
в волну с круговой поляризацией. Действие секции волновода II аналогич-
но действию полуволновой пластины или отрезку волновода с дифферен-
циальным фазовым сдвигом на 180°. Поворот на угол 0 вызывает изменение
фазы выходного сигнала на 20 рад. Интересным свойством отрезка со сдви-
гом фазы на 180° является то, что он преобразует волну с круговой поляри-
зацией одного направления в волну с круговой поляризацией противополож-
ного направления. Сдвинутая по фазе волна с круговой поляризацией пре-
образуется обратно в линейно поляризованную волну благодаря действию
четвертьволновой пластины секции III.
Фазовращатель рассмотренного типа имеет простую и компактную
конструкцию и вносит лишь незначительное затухание. Фазовый сдвиг
получается за счет вращения отрезка круглого волновода, причем сдвиг
может осуществляться с большой скоростью. Вращающуюся механическим
способом секцию волновода II можно заменить ферритовым вращающим
устройством, основанным на эффекте Фарадея, что позволит создать фазо-
вращатель с электронным управлением без механически движущихся
частей.
В качестве фазовращателя в диапазоне сантиметровых волн можно
использовать гибридный волноводный переход на прямоугольных волно-
водах или эквивалентное ему устройство, в соосные плечи которого вклю-
чаются регулируемые механическим способом короткозамкнутые элементы.
В решетке со спиральными антенными элементами применяется другой
вид механического управления лучом. Можно осуществлять сканирование
линейно поляризованного луча, излучаемого плоской решеткой со спираль-
ными элементами, вращая отдельные спиральные элементы антенны. Меха-
нический поворот на 13 соответствует изменению фазы сигнала также на 1°.
При этом никаких дополнительных фазосдвигающих устройств не тре-
буется. Решетка из спиральных элементов представляет собой простую
антенну с качающимся лучом. Применение ее полезно главным образом
в тех случаях, когда требуется обеспечить широкую полосу пропускания,
а излучаемая мощность не слишком велика. Все устройство, включая спи-
ральные излучатели и фидерные устройства, за исключением, возможно,
вращающихся сочленений, может быть изготовлено с применением печат-
ного монтажа. Спиральные излучающие элементы применялись также
в решетках для получения фазовых сдвигов путем вращения этих элемен-
тов.
Все описанные выше фазовращатели управляются механическим спосо-
бом. Время срабатывания, требуемое на перемещение подвижного элемента
фазовращатечя для изменения фазы на 360°, зависит от типа фазовращателя
и его конструкции. В механических устройствах можно легко получить
время срабатывания порядка 0,1 сек или меньше. Фазовращатели с элек-
тронным управлением позволяют получить еще большую скорость сраба-
тывания. В большинстве электронных фазовращателей время срабатыва-
ния измеряется обычно миллисекундами. Некоторые устройства способны
сократить время срабатывания до 1 мксек и даже еще меньше.
Фазовращатель с электронным управлением для работы в диапазоне
сантиметровых волн можно создать, применяя ферритовые материалы,
газоразрядные лампы или лампы бегущей волны. Ферритовый фазовраща-
тель представляет собой высокочастотную линию, в которой фаза выходного
сигнала изменяется путем изменения напряженности постоянного магнит-
382
Глава 7
ного поля, воздействующего на феррит. С помощью магнитных полей напря-
женностью 100 э или меньше можно получить сдвиги фаз на 360° в конструк-
ции относительно небольших размеров. Вносимые потери при этом состав
ляют менее 1 дб. Возможно управлять фазой сигнала с пиковой мощностью
порядка нескольких киловатт, причем время переключения может быть
порядка десятков микросекунд. Ферритовые устройства чувствительны
к колебаниям температуры, и им свойственны явления гистерезиса. Реше-
ние этой проблемы может быть найдено при условии получения материалов
с лучшими характеристиками или применения систем, обеспечивающих
поддержание температуры в заданных пределах. Так как применение термо-
стабилизирующих систем связано с существенным усложнением аппарату-
ры, для точного контроля сдвига фазы можно использовать управляющий
контур обратной связи в схеме ферритового фазовращателя.
Ферритовые фазовращатели изготовляются для работы на частотах
от 10 Мгц до миллиметрового диапазона волн. Возможно также применение
ферроэлектрических фазовращателей.
Принцип действия фазовращателей на газоразрядных лампах основан
на изменении диэлектрической постоянной газовой среды в зависимости
от количества свободных электронов. Количество свободных электронов
и, следовательно, фаза изменяются в зависимости от величины тока раз-
ряда. Фазовращатели на газоразрядных лампах могут быть рассчитаны
на сигналы мощностью приблизительно до 1 кет, имеют малое время пере-
ключения, легко управляемы, характеризуются большим изменением фазы
и могут быть приспособлены для работы в широком диапазоне частот.
Однако их применение, подобно ферритовым фазовращателям, ограничено
относительно малыми пиковыми мощностями. При работе с отпаянными
лампами трудно обеспечить устойчивые рабочие характеристики при боль-
шом сроке службы. Кроме того, фазовращатели на газоразрядных лампах
часто вызывают дополнительный шум.
Лампа бегущей волны может обеспечить требуемое быстродействующее
электронное управление фазовым сдвигом путем изменения напряжения
на спирали. Для получения фазового сдвига необходимой величины тре-
буется относительно небольшое изменение напряжения. В одном из образ-
цов лампы было получено изменение фазы на 360° при изменении напряже-
ния на спирали на 18 в. Преимущество применения лампы бегущей волны
в качестве фазовращателя заключается в том, что она способна обеспечивать
усиление в широкой полосе частот при малом коэффициенте шума. Лампа
бегущей волны в отличие от большинства упомянутых устройств не является
обратимым прибором. Поэтому для передачи и приема требуются отдельные
фазовращатели.
На фиг. 7.44 представлен другой метод получения электронно управ-
ляемого фазового сдвига. Сигнал частоты f0, фаза которого должна быть
сдвинута на величину <р, смешивается в первом смесителе с управляющим
сигналом частоты fc. Часть управляющего сигнала проходит через линию
задержки на время т. Выходной сигнал линии задержки представляет собой
сигнал частоты fc с фазовой задержкой <р, равной 2nfcx. Сдвинутый по фазе
управляющий сигнал и выходной сигнал первого смесителя смешиваются
во втором смесителе. Если от первого смесителя отбирается суммарная часто-
та, то от второго смесителя отбирается разностная частота. В результате
получается сигнал с такой же частотой, как у входного сигнала f0, но с опере-
жением по фазе на величину ф. Если, с другой стороны, разностная частота
берется от первого смесителя, а суммарная частота — от второго смесителя,,
то выходной сигнал будет запаздывать по фазе на угол ф.
Антенны
383
Сдвиг фазы можно также получить, нагружая фидерную линию чисто
реактивным сопротивлением. Энергия, поступающая в реактивную нагрузку,
отражается с изменением фазы, зависящим от величины реактивного сопро-
тивления. Реактивная нагрузка может использоваться в схемах типа цир-
кулятора или в соответствующим образом сфазированных балансных
схемах, предназначенных для разделения падающих и отраженных волн.
Сдвиг фазы сигнала, проходящего через устройство, изменяется путем
изменения реактивного сопротивления нагрузки. Один из методов измене-
ния реактивного сопротивления электрическим способом заключается
Фиг. 7.44. Схема электронного фазо-
вращателя Хаггинса.
Нагрузка в виде
диода с переменной
емкостью
Фиг. 7.45. Фазовращатель с диодами
переменной емкости и волноводным
гибридным переходом с укороченной
щелью.
в использовании диода с переменной емкостью (варактора). Пример его
применения представлен на фиг. 7.45. Два диода с переменной емкостью
связаны между собой волноводным гибридным переходом с укороченными
щелями. (Можно также использовать эквивалентные коаксиальные или
полосковые линии.) Сигнал на входе плеча 1 делится поровну между плеча-
ми 2 и 3. (Фаза сигнала, передаваемого из одной линии в другую, имеет
опережение на 90° в ответвителе с укороченной щелью.) Оба сигнала отра-
жаются диодами с изменением фазы, зависящей от величины емкости,
а затем объединяются снова в плече 4. Емкость и, следовательно, сдвиг
фазы регулируются напряжением смещения, приложенным к диодам.
Основанные на этом принципе фазовращатели были разработаны для широ-
кого диапазона волн — от дециметрового до 3-сантиметрового. Диоды
с переменной емкостью вносят потери, равные приблизительно 1 дб. Указан-
ные фазовращатели характеризуются компактностью, быстродействием
и высокой эффективностью, однако они маломощны и позволяют иметь лишь
небольшую величину произведения фазового сдвига на ширину полосы
пропускания.
При помощи диодов с переменной емкостью можно также переключать
отрезки фидерных линий, используемых в качестве удлинителей линии для
ее изменения на дискретные величины. Фаза определяется длиной вклю-
чаемого отрезка линии. Для того чтобы обеспечить требуемые приращения
сдвига фазы, необходимо иметь набор отрезков линий. Длина линий может
изменяться по двоичному закону (1, 2, 4, 8 и т. д. единиц) таким образом,
чтобы управление фазовым сдвигом можно было осуществлять с помощью
логических операций в цифровых вычислительных машинах. Время пере-
ключения диода может быть порядка микросекунд или меньше; однако
вносимые потери при использовании фазовращателя с подключаемыми отрез-
ками фидерной линии в общем случае выше, чем у других рассмотренных
384
Глава 7
высокочастотных фазовращателей. В качестве переключателей для работы
с данйым типом фазовращателя можно также использовать ферриты или
газоразрядные лампы. В связи с дискретным, а не непрерывным характером
получаемых фазовых сдвигов в диаграмме направленности антенны могут
появиться паразитные лепестки. При достаточно малом уровне квантования
паразитные лепестки ничтожно малы. Так, например, если квантование
фазового сдвига соответствует четырем двоичным единицам (наименьшее
приращение 22,5 ), то коэффициент усиления антенны уменьшается при-
близительно на 0,1 дб, а наибольший паразитный лепесток будет приблизи-
тельно на 24 дб ниже основного луча.
Фазовый сдвиг можно также получить путем регулировки только
амплитуды сигналов. Можно обеспечить управление лучом антенны, состоя-
щей из элементов, отстоящих один от другого на расстоянии четверти длины
волны, с фазой чередующихся элементов в квадратуре, путем изменения
амплитуды сигнала в каждом элементе. Фазовращателей обычного вида
при этом не требуется.
Другой подход к конструированию антенной решетки с качанием
луча основан на изменении связи между щелевыми излучателями. Обычно
в решетке, образуемой волноводами с вырезанными в их сторонах щелями,
амплитуда и фаза отбираемой из щелей энергии имеют постоянные значения.
Однако излучение щелей можно регулировать путем введения неоднородно-
стей, например штырей или диафрагм, соответствующим образом распо-
ложенных внутри волновода вблизи щели. При этом диафрагмы могут
перемещаться с помощью механических элементов, расположенных вне
волновода. При изменении положения диафрагмы изменяется степень связи
и фаза. Для электронного управления амплитудой и фазой колебаний,
излучаемых щелью, можно помещать внутри волновода неоднородности
из ферритов. Изменение величины связи достигается при этом путем изме-
нения с помощью внешнего электромагнита напряженности постоянного
магнитного поля, воздействующего на феррит.
Сканирование путем изменения частоты. Изменения относительной фазы
между смежными элементами можно достигнуть изменением частоты коле-
баний. Этот принцип можно использовать для сканирования, формируемого
решеткой, если характеристики зависят от частоты. Для сканирования луча
методом изменения частоты может быть использована схема решетки, пред-
ставленная на фиг. 7.40, а. В этой решетке с последовательным .питанием
длина фидерных линий, соединяющих элементы, постоянна. Общее изме-
нение фазы при прохождении сигнала через отрезок линии длиной I состав-
ляет 2nfl!c и, следовательно, является функцией частоты f. Линии, соеди-
няющие смежные элементы решетки с последовательным питанием, при
использовании частотного метода сканирования имеют одинаковую длину
и выбираются таким образом, чтобы при средней частоте f0 фаза всех эле-
ментов была одинаковой. Когда частота равна в точности f0, луч перпендику-
лярен к решетке. С увеличением частоты выше f 0 фаза тока в каждом отрез-
ке линии увеличивается и луч поворачивается в одну сторону. На частотах
ниже f0 луч поворачивается в противоположную сторону.
Принципиально создание радиолокатора с антенной решеткой и частот-
ным сканированием луча является относительно простой задачей. Роль
фазовращателей выполняют просто отрезки фидерной линии. Фидерные
линии могут пропускать большую мощность и обладать малыми потерями.
Эти устройства являются обратимыми и могут применяться как для переда-
чи, так и для приема. Скорость управления луча определяется лишь ско-
ростью изменения частоты при условии, что время переключения является
Антенны
385
большим по сравнению с временем, требуемым для прохождения волны
по всей длине антенной решетки.
Сканирование по частоте легче осуществить по одной, а не по двум
координатам. Для управления по второй координате можно использовать
какой-либо другой метод сдвига фазы в сочетании с частотным сканирова-
нием.
В связи с необходимостью иметь относительно широкий частотный
спектр для сканирования луча в достаточно большом секторе обзора практи-
ческая реализация метода частотного управления лучом усложняется.
Спектр электромагнитных колебаний в настоящее время занят очень плотно,
особенно в диапазоне метровых и дециметровых волн. Предоставление
достаточно широкой полосы частот для сканирования луча методом изме-
нения частоты может исключить возможность перестройки радиолокатора
на другую рабочую частоту, например с целью борьбы с умышленными
помехами, точного измерения дальности или улучшения разрешающей
способности.
Управление лучом по двум координатам. Управление лучом, форми-
руемым плоской решеткой, по двум координатам можно производить,
Фиг. 7.46. Схема плоской антенной решетки с фазовращателями для управления
лучом по двум координатам (азимуту и углу места).
создавая в каждом элементе необходимый сдвиг фазы (фиг. 7.46). Резуль-
тирующая фаза определяется суперпозицией фазовых сдвигов, требуемых
для сканирования луча в пределах угла 0О в азимутальной плоскости
и в пределах угла <р0 в угломестной плоскости. При высоком значении
к. н. д. антенны число элементов велико, и для управления всеми фазовра-
щателями требуется большое количество отдельных управляющих сигналов.
Например, для получения луча антенны шириной 1° решетка должна
состоять приблизительно из 10 000 элементов, размещенных в квадрате,
сторона которого содержит 100 элементов. При независимом управлении
фазой каждого элемента общее число необходимых управляющих сигналов
будет равно 10 000.
Управление работой антенной решетки можно обеспечить без авто-
номного управления каждым фазовращателем. Можно достигнуть зна-
чительного уменьшения числа управляющих сигналов, управляя лучом
независимо по азимуту и по углу места (фиг. 7.47). Решетка такого
25 М. Сколннк
386
Глава 7
типа называется параллельно-параллельной, так как фазирующие цепи
в обеих плоскостях качания луча имеют параллельное питание. Все эле-
менты, лежащие в одном и том же столбце, получают одинаковый фазовый
сдвиг для управления лучом в одной плоскости. Для управления лучом
в ортогональной плоскости все элементы, лежащие в одной и той же строке,
также получают одинаковый фазовый сдвиг. Элементы одной и той же стро-
ки можно рассматривать при управлении лучом как один блок. Аналогично
как один управляющий блок можно рассматривать и элементы одного
и того же столбца. Возможность осуществления фазовых сдвигов по стро-
кам и столбцам основана на независимости диаграмм направленности в глав-
ных плоскостях, согласно уравнению (7.34). Луч можно установить в любое
положение в пределах просматриваемого телесного угла, задавшись тре-
буемыми горизонтальным (по азимуту) и вертикальным (по углу места)
смещениями. Если в приведенном выше примере производить сдвиг фаз
по строкам и столбцам, то потребуется всего 198 управляющих сигналов
вместо 10 000, необходимых при индивидуальном управлении фазой
элементов.
Существуют другие практически возможные комбинации плоских
решеток с последовательным и параллельным питанием. В последовательно-
последовательной плоской решетке все последовательные фазовращатели,
управляющие положением луча в вертикальной плоскости, создают одина-
ковый сдвиг фазы, как и все последовательные фазовращатели управления
лучом в горизонтальной плоскости. Следовательно, для управления доста-
точно иметь всего два управляющих сигнала.
На фиг. 7.48 изображена плоская решетка, в которой применяется
частотное сканирование луча по азимуту и используются фазовращатели
для сканирования луча по углу места. Приведенная схема может служить
примером параллельно-последовательной решетки. Антенну можно рас-
сматривать как набор расположенных рядом решеток с частотным скани-
рованием.
В радиолокаторе Фрескан (фиг. 1.11) используется решетка, в которой
управление лучом по углу места осуществляется методом частотного скани-
рования, а управление по азимуту — с помощью механического вращения.
Линейная решетка с частотным сканированием, состоящая из 40 элементов
и питаемая с одного конца фидерной линии, используется в качестве линей-
ного облучателя для зеркала в виде параболического цилиндра. По имею-
щимся данным, луч может поворачиваться по углу места более чем на 100'
при изменении частоты менее чем на 10%. При установке на кораблях
радиолокационная станция Фрескан снабжается электронной системой
стабилизации для компенсации килевой и бортовой качки.
Элементы решетки. В качестве составных элементов антенной решетки
можно использовать излучающие элементы почти любого типа.
Простейшим излучающим элементом является диполь, получивший
широкое распространение в решетках как с механическим, так и электрон-
ным сканированием луча. Другим простейшим элементом является щель,
прорезанная в одной из стенок волновода. На более высоких частотах санти-
метрового диапазона волн легче построить щелевую решетку, чем диполь-
ную. Мощность, отбираемая из волновода через щель, является функцией
угла, под которым прорезана щель. При последовательном питании щелей
или диполей, расположенных вдоль стенок волновода на расстоянии полу-
волны, фаза питания соседних элементов должна быть противоположна,
так как поле внутри волновода изменяет фазу на 180° через половину длины
волны в волноводе. Чередование фаз питания элементов приводит к тому.
Сигна'л'ы управления по углу места
Сигналы управления по азимуту
Фиг 7.47. Схема плоской решетки с фазовращателями для управления лучом отдель-
но по азимуту и углу места (параллельно-параллельная схема).
Фиг. 7.48 Схема плоской решетки с частотным качанием луча в горизонтальной
плоскости и качанием луча в вертикальной плоскости с помощью фазовращателей.
25*
388
Глава 7
что сигналы, излучаемые каждым элементом, получаются синфазными.
Фазу сигнала, излучаемого щелью, можно изменять на 180°, наклоняя
щель в противоположном направлении. В решетке, состоящей из диполей,
обращение фазы может быть достигнуто путем изменения полярности
диполя.
Щель и диполь образуют относительно широкую диаграмму направ-
ленности и используются в тех случаях, когда требуется получить широкий
сектор обзора с помощью одиночной решетки. Если требуемый сектор
обзора не очень широк, то можно использовать элементы, обладающие
большей направленностью. В качестве элементов направленного действия
в решетках применяются диэлектрические стержни, винтовые излучатели,
спирали и логарифмически-периодические излучатели. Последние (а также
спиральные излучатели) способны обеспечить широкую полосу пропускания.
Излучающие элементы антенных решеток должны не только обладать
соответствующей диаграммой направленности, но и обеспечивать возмож-
ность получения слабой связи между элементами. Кроме того, диаграмма
направленности элемента не должна расширяться при его размещении
вблизи других элементов вследствие рассеяния энергии и дифракции.
Те элементы, для которых существует слабая взаимная связь, например
направленные диэлектрические стержни, обычно имеют большие размеры,
что приводит к значительному расширению диаграммы направленности
вследствие дифракции из-за наличия соседних элементов.
Взаимная связь между элементами решетки приводит к изменению
входного полного сопротивления излучающего элемента по сравнению
с его полным сопротивлением в свободном пространстве. При конструиро-
вании решетки можно учесть взаимную связь, но, так как она является
функцией угла отклонения луча, такой учет практически не всегда возмо-
жен. Сильная взаимная связь между элементами может явиться причиной
ухудшения диаграммы направленности, появления больших боковых лепе-
стков и отсутствия согласования в решетке. В общем случае взаимная связь
не имеет существенного значения в антеннах с умеренными требованиями
в отношении уровня боковых лепестков или точности управления лучом.
Однако в случае необходимости обеспечить исключительно низкие уровни
боковых лепестков или точную установку луча, а также в случае большого
сектора обзора необходимо учитывать влияние взаимной связи. Взаимная
связь может свести на нет преимущества решетки с дискретными элемента-
ми, заключающиеся в возможности точного управления распределением
поля в раскрыве.
Решетки с неравными расстояниями между элементами. В подавляющем
большинстве антенных решеток элементы расположены на равном расстоя-
нии один от другого. Однако решетки с элементами, расположенными
на неравных расстояниях, обладают свойствами, которые в некоторых слу-
чаях применения антенн создают определенные преимущества. Два таких
преимущества решеток с неравными расстояниями между элементами
заключаются в возможности использования меньшего числа элементов
по сравнению с решеткой с равными расстояниями между элементами при
сравнимых угловых размерах лучей и в возможности работы в широкой
полосе частот.
Один из методов создания решетки с неравными расстояниями между
элементами заключается в произвольном изъятии элементов из решетки
с равными расстояниями между элементами. Однако для определения
расстояний между элементами можно воспользоваться более строгими
методами псевдослучайного распределения. Синтез оптимальных конфигу-
Антенны
389
раций представляет собой сложную задачу. Значительная часть конструк-
ций основана на расчетах методом последовательных приближений. Однако
можно провести анализ решетки с неравномерным расположением элементов
с помощью эквивалентной решетки с равномерным распределением элемен-
тов, но с неравномерным распределением амплитуд сигналов, диаграмма
направленности которой должна иметь наилучшее приближение к диаграмме
направленности решетки с неравными расстояниями между элементами,
при использовании в качестве критерия метода наименьших квадратов.
-ajl----------------1-------------1-------------1------------1---------1-------lb-------1__1_
0 10 10 30 4Z7 SO 60 70 SO
8, град; = 2Л
I___I___i____I___I____I___I____I__I____I____L___I___I____। । i i i । i i
0 0,2 O,it 0,6 0,8 1,0 1,2 1,4 1,6 1,8 2,0
2 = sin# - sin^)
Фиг. 7.49. Расчетная диаграмма направленности решетки из 25 элементов
с неравными расстояниями между ними.
К- н. д. решетки пропорционален содержащемуся в ней числу эле-
ментов. Поэтому «прореживание» решетки путем удаления элементов умень-
шает к. н. д., хотя ширина луча может существенно не измениться. Если
при удалении элементов в прореженной решетке ширина луча остается
неизменной, то для компенсации уменьшения к. н. д. средний уровень
боковых лепестков должен увеличиться.
На фиг. 7.49 приведен пример диаграммы направленности линейной
решетки, состоящей из 25 элементов, расположенных на неравных рас-
стояниях. По абсциссе отложен универсальный множитель диаграммы Z,
равный (с?ми„/Х) (sin 0— sin 0О), где dMU„ — наименьшее из неравных
расстояний, X — длина волны, 0 — угол, измеренный от нормали к решетке,
а 0О — угол, под которым направляется основной луч. Построение диаграм-
мы в величинах Z позволяет провести ее анализ либо как функцию частоты,
либо как функцию направления луча. По оси абсцисс отложена также
шкала 0 в градусах, которая применима для случая 0О = 0 и dMHH = 2Х.
390
Глава 7
Длина решетки при этих условиях составляет 100Х. Наиболее близкое рас-
положение элементов в антенне, расчетная диаграмма направленности
которой приведена на фиг. 7.49, получается в центре решетки. При удале-
нии от центра расстояния увеличиваются монотонно по определенному зако-
ну. Элементы располагаются симметрично относительно центра решетки,
и, следовательно, диаграмма направленности также будет симметричной
относительно оси. Диаграмма направленности построена по обе стороны
от оси Z с целью показать относительные фазовые соотношения между
различными боковыми лепестками.
Расчетная ширина луча линейной решетки длиной 100Х, состоящей
из 200 элементов, расположенных один от другого на расстояниях Х/2,
составляет 0,51 . Ширина луча прореженной линейной решетки из 25 эле-
ментов, расположенных на неравных расстояниях (фиг. 7.49), составляет
0,65°. При равномерном размещении тех же 25 элементов по раскрыву
длиной 100Х с расстоянием между элементами 47. ширина луча получится
сравнимой с шириной луча при заполнении раскрыва 200 элементами,
но появятся вторичные главные максимумы при 0 = ± 14,5, ± 30, ± 48,5
и + 90 .
Теоретически установлено, что уровень боковых лепестков решетки
с неравномерным расположением элементов при их одинаковом возбуждении
может быть приблизительно в 2/N раз ниже уровня главного луча, где
УУ — число элементов. При этом ширина главного луча не увеличи-
вается.
Прореженные антенные решетки с неравными расстояниями между
элементами нашли применение в радиотелескопах и позволили снизить
стоимость антенн без значительного изменения ширины луча. Линейная
решетка из 266 неравномерно расположенных элементов заменила линейную
решетку из 388 элементов, расположенных на равных расстояниях. Был
получен луч шириной 0,3° с возможностью качания в секторе ± 30°. Расстоя-
ния между элементами были выбраны такими, чтобы форма поля в раскрыве
была близка к кривой косинус-квадрат. Таким образом, неравномерное
размещение элементов может влиять на уменьшение доли энергии, не
попадающей на облучаемый раскрыв, и приводить к улучшению диаграммы
направленности подобно тому, как это имеет место при уменьшении ампли-
туд поля к краям раскрыва.
Применение антенных решеток в радиолокации. Одно из важных
применений антенных решеток в радиолокации заключалось в их использо-
вании в качестве антенн с неподвижным лучом, перемещаемым путем меха-
нического вращения всей антенной конструкции. Большие вращаемые меха-
нически антенные решетки могут найти применение наряду с антеннами
других типов только на сравнительно низких используемых в радиолокации
частотах, но не на более высоких частотах. На сравнительно низких частотах
для построения антенной решетки с большим эффективным раскрывом тре-
буется относительно небольшое число элементов. Антенная решетка с меха-
ническим вращением отличается более компактной конструкцией, чем
эквивалентные зеркальная или линзовая антенны. Решетку можно сделать
относительно плоской, тогда как зеркальная антенна должна иметь неко-
торую глубину, так как облучатель должен крепиться на некотором рас-
стоянии от зеркала.
Механически вращаемая плоская антенная решетка была применена
в наземной радиолокационной станции обнаружения SCR-270, работавшей
на частоте 106 Мгц [7]. Решетка состояла из диполей, образующих четыре
вертикальных ряда по восемь диполей в каждом. Ширина луча составляла
Антенны
391
28° в азимутальной плоскости и 10 в угломестной плоскости. Антенна
вращалась со скоростью 1 об/мин.
Из-за небольших размеров антенных решеток их целесообразно при-
менять в корабельных радиолокационных станциях. В литературе описана
линейная антенная решетка 3-сантиметрового диапазона волн длиной 3,6 м,
состоящая из отрезков прямоугольных волноводов со 128 косыми щелями
с переменным наклоном соседних щелей. Для устранения резонансных
явлений расстояние между щелями выбрано несколько отличным от Х/2.
Щелям придан переменный наклон для компенсации обращения фазы на
180°, имеющего место в волноводе через каждую половину длины волны.
Вследствие нерезонансного размещения щелей в решетке направление луча
немного отклонялось к одной стороне решетки, однако это не считалось
недостатком антенны при ее применении в соответствии с основным назна-
чением. Для получения большей направленности по углу места был исполь-
зован расширяющийся рупор с углом раствора 30°. Угловые размеры луча
составляли 0,7 X 16е.
Другим примером использования в радиолокации вращающейся линей-
ной антенной решетки является описанная в литературе линейная решетка
из 80 волноводных рупоров. Антенна работала в 10-сантиметровом диапа-
зоне волн, и длина решетки составляла около 6 м. Питание рупорных эле-
ментов производилось с помощью сложной схемы, состоящей из волноводов
и делителей мощности на жестких коаксиальных линиях. Диаграмма
направленности представляла веерный луч с размерами 1,25 X 30°.
Уровень боковых лепестков, по некоторым данным, составлял 25 дб и мень-
ше в пределах 35% полосы пропускания.
Неподвижная антенная решетка с управлением лучом при помощи меха-
нических фазовращателей была применена в начале 30-х годов для приема
коротких радиоволн. Решетка была названа многоэлементной антенной
с управляемой диаграммой направленности (MUSA). Диаграмма направ-
ленности шириной 2,5° с излучением вдоль оси решетки формировалась
с помощью шести ромбических антенн общей протяженностью около 800 м.
Длина волны составляла 16 м. Сканирование диаграммы направленности
производилось по углу места в пределах 12—23° с помощью фазовращателей.
Впоследствии число ромбических антенн было увеличено до 16; общая
протяженность составила около 3,7 км, а ширина луча была меньше 1°.
Метод управления лучом в многоэлементной антенне с управляемой
диаграммой направленности был применен во время второй мировой войны
в радиолокаторе сантиметрового диапазона волн FH MUSA. Антенна пред-
ставляла собой решетку из 42 элементов в виде диэлектрических стержней,
размещенных в трех горизонтальных рядах по 14 элементов в каждом
ряду. Питание каждых трех элементов вертикального ряда осуществлялось
синфазно, чтобы обеспечить большую направленность в вертикальной пло-
скости по сравнению с направленностью, создаваемой одним элементом.
В вертикальной плоскости управление лучом отсутствовало. Поэтому эта
антенна являлась в сущности линейной решеткой из 14 элементов. Качание
луча в горизонтальной плоскости производилось при помощи фазовращате-
лей с поворотными волноводами.
Диэлектрические стержни размещались один от другого на расстоянии,
равном 2Х в горизонтальном направлении и 2.68А, в вертикальном направле-
нии. В случае применения в решетке всенаправленных элементов, распо-
ложенных на тех же расстояниях, могут появиться вторичные главные
максимумы, приводящие к неоднозначному определению угловых координат.
Так, например, элементы, расположенные на расстояниях 2Х, образуют
392
Глава 7
вторичные главные максимумы на углах ± 30 и ± 90°. Эти главные макси-
мумы могут быть устранены с помощью направленных элементов, незначи-
тельно излучающих или совсем не излучающих в направлении вторичных
главных максимумов. Недостатком такого способа уменьшения вторичных
главных максимумов является ограничение угла обзора. В антенне радио-
локатора FHMUSA к. н. д. каждого из диэлектрических стержней равен
16,4 дб. Сканирование диаграммы направленности диэлектрических стерж-
ней можно было производить в пределах ± 9° при уровне боковых лепестков
на 12 дб ниже максимума основного луча. Общий к. н. д. антенны состав-
лял 29 дб.
Радиолокационная станция FHMUSA работала в 10-сантиметровом
диапазоне волн и предназначалась для управления огнем крупных кораб-
лей ВМФ.
Примером радиолокатора, в котором использована антенная решетка
с электронным управлением диаграммой направленности, может служить
станция ESAR, работающая в А-диапазоне х) (фиг. 1.12). Диаметр антенны
равен 15,2 м. Период качания луча менее 20 мксек. Система ESAR может
формировать группу из 25 управляемых лучей, занимающих пять верти-
кальных и пять горизонтальных рядов. Каждый из логарифмически-перио-
дических элементов антенны возбуждается отдельным передатчиком.
В решетке предусмотрена возможность размещения 8768 элементов.
Методы электронного управления применялись также в акустических
решетках для системы звуковой локации. Между антенными решетками
радиолокационных станций и акустическими решетками существует близ-
кая аналогия.
Достоинства и недостатки антенных решеток. Антенная решетка обла-
дает следующими характеристиками, которыми, вообще говоря, не обла-
дают антенны других типов:
1. Луч, формируемый решеткой, можно быстро перемещать в пределах
зоны обзора без вращения всей антенной конструкции. Перемещение луча
может быть непрерывным или дискретным с движением от одной точки про-
странства к другой. Механически управляемые фазовращатели могут
обеспечить сканирование луча по всему заданному сектору за 0,1 сек или
меньше, а фазовращатели с электронным управлением могут обеспечивать
сканирование луча со скоростью на много порядков выше указанной.
2. Решетка позволяет одновременно формировать много независимых
лучей в одном и том же раскрыве антенны. Она может формировать непо-
движные или перемещающиеся лучи или оба вида лучей одновременно.
Антенные решетки могут использоваться в радиолокаторах, работающих
по методу одновременного сравнения амплитуд и фаз сигналов (моно-
импульсных радиолокаторах), или радиолокаторах сопровождения с кони-
ческим вращением луча.
3. При питании элементов решетки от отдельных передатчиков можно
получить большие пиковые и (или) большие средние мощности.
4. Применение антенных решеток позволяет осуществить электронную
стабилизацию луча корабельного или самолетного радиолокатора вместо
механического перемещения для этой цели больших конструкций.
5. В антенной решетке значительно легче получить требуемое распре-
деление поля по раскрыву, чем в линзовой или зеркальной антенне, так-
как амплитуда и фаза сигнала в каждом элементе решетки могут регули-
т) A-диапазон охватывает участок от 1000 до 2000 Мгц (см. стр. 20).—
Прим. ред.
Антенны
393
роваться в отдельности. Возможность управления распределением поля
по раскрыву теоретически позволяет построить антенну с низким уровнем
боковых лепестков.
6. Потери, связанные с тем, что часть энергии облучателя не попадает
на отражатель или линзу, часто имеют место в зеркальной или линзовой
антенне, но отсутствуют в антенной решетке. По этой причине к. п. д.
антенной решетки может быть несколько выше, чем у антенн других типов
при условии, что другие потери, характерные только для антенной решетки,
как, например, потери в фазовращателях или в цепях формирования луча,
не сводят на нет указанное преимущество.
Одним из недостатков антенной решетки является ограниченная зона
обзора, обеспечиваемая одиночным плоским раскрывом. Теоретически
одиночный плоский раскрыв позволяет осуществлять качание луча в пре-
делах целой полусферы. Однако практически это редко удается реализо-
вать, так как форма диаграммы направленности изменяется в зависимости
от угла обзора. Кроме того, угол обзора ограничивается взаимной связью,
диаграммой направленности элементов, образующих антенную решетку,
и стремлением устранить вторичные главные максимумы. Реальные антен-
ные решетки могут без особых затруднений обеспечивать качание луча
в пределах ± 30°. Возможны, конечно, и большие углы обзора.
Большую зону обзора можно получить, используя антенну с несколь-
кими раскрывами. С целью обзора большей зоны элементы могут быть раз-
мещены, например, на поверхности сферы или цилиндра. Однако не все
элементы, расположенные на сфере, могут быть использованы для форми-
рования луча в заданном направлении вследствие самозатенения самой
сферической решетки.
Наибольшее препятствие широкому применению антенных решеток
в радиолокации представляют, по-видимому, стоимость и сложность аппа-
ратуры. Стоимость решетки приблизительно пропорциональна количеству
элементов. Следовательно, стоимость антенны с одинаковой шириной луча
для сравнительно низких частот будет, вероятно, такой же, как и для
более высоких частот, хотя низкочастотная антенна имеет большие габариты
и больший эффективный раскрыв. Антенна для сравнительно низких частот
может оказаться даже более дешевой, чем аналогичная антенна, пред-
назначенная для работы на более высоких частотах. Требование ограничения
числа элементов означает, что антенная решетка с большим к. н. д. обычно
не может конкурировать по стоимости с антеннами других типов. Антенная
решетка, по-видимому, является наиболее дешевой антенной для радиоло-
каторов, работающих в диапазоне метровых волн или примыкающем к нему
участке дециметрового диапазона волн.
Для формирования луча шириной 1° антенная решетка должна состоять
приблизительно из 10 000 элементов, а для формирования луча шириной
0,1° потребуется почти 1 000 000 элементов. При этом предполагается, что
расстояние между элементами равно половине длины волны. Даже при
выходе из строя относительно большого числа элементов характеристики
многоэлементной решетки ухудшаются незначительно. Таким образом,
повреждение антенной решетки наступает не внезапно, как это может иметь
место в антенне с одиночным излучателем. Все же срок службы элементов
не является бесконечным. Если, например, средний срок службы каждого
элемента составляет 10 000 час, то выход из строя элементов решетки,
формирующей луч шириной 1°, будет происходить со средней скоростью
одного элемента в час. По мере появления дефектных элементов они могут
своевременно выявляться и заменяться новыми.
394 Глава 7
Важным фактором, способствующим повышению стоимости и усложне-
нию антенной решетки, является необходимость сохранения устойчивости
фаз даже в неблагоприятных условиях эксплуатации.
Для обеспечения качественной работы антенной решетки необходимо,
чтобы в фидерных линиях, усилителях, смесителях и других элементах,
применяемых в решетке, случайные изменения фазы сигнала полностью
отсутствовали или были ничтожно малыми. Для достижения такого идеаль-
ного положения необходимо обеспечить постоянство параметров окружающей
среды, в которой работает радиолокационная станция, и постоянство напря-
жений, приложенных к усилителям. Один из методов поддержания устой-
чивости фазы сигнала заключается в использовании следящих систем
с целью сохранения постоянства фазовых сдвигов в основных цепях решет-
ки. В литературе описана следящая система управления фазой, обеспечи-
вающая постоянство фазовых соотношений между входом и выходом усили-
теля УВЧ в пределах 2° путем сравнения фазы выходного сигнала усили
теля с фазой входного сигнала в фазочувствительном детекторе.
Хотя антенная решетка с управляемой диаграммой направленности
часто оказывается более сложной и дорогостоящей по сравнению с антеннами
других типов, она, несомненно, будет применяться в тех случаях, когда
требуется быстрое управление лучом или формирование многолучевой
диаграммы направленности.
Для того чтобы антенная решетка оказалась приемлемой в экономиче-
ском отношении, ее элементы должны быть дешевыми, надежными, а про
цессы их изготовления и сборки должны допускать автоматизацию. Наибо-
лее обещающим направлением разработки элементов в будущем является,
по-видимому, применение устройств на твердом теле. Радиолокационная
антенна будущего, а следовательно, и радиолокационная система буду-
щего будут, вероятно, представлять собой единую систему приборов на
твердом теле.
7.8. СИНТЕЗ ДИАГРАММ НАПРАВЛЕННОСТИ
Сущность синтеза диаграмм направленности при конструировании
антенны заключается в нахождении распределения поля по раскрыву конеч-
ных размеров для получения диаграммы направленности, близкой к задан-
ной, при некоторых условиях оптимизации. Методы синтеза диаграмм
направленности можно разбить на два класса в зависимости от того, являет-
ся ли раскрыв непрерывным или дискретным. Распределение поля, полу-
ченное для непрерывных раскрывов, может быть иногда использовано для
аппроксимации распределения по дискретному раскрыву и наоборот, когда
число элементов дискретной антенны велико. Излагаемый в настоящем разде-
ле материал в большей своей части относится к линейным или прямоуголь-
ным раскрывам, в которых распределение поля можно разделить на две
составляющие, т. е. где А (х, у) = А (х) А (у).
Все методы синтеза диаграмм направленности являются приближен-
ными, так как реальные антенны должны иметь конечные размеры. Суще-
ствует дополнительное ограничение, заключающееся в том, что необходимо
избегать распределений по раскрыву, обусловливающих появление значи-
тельных составляющих реактивной мощности. Большая величина реактив-
ной мощности характерна для антенн с сверхвысоким к. н. д. и приводит
к чрезмерным потерям и узкой полосе пропускания (высоким значени-
ям Q) [5].
Антенны
395
В методах синтеза, применимых к антенным решеткам, обычно предпо-
лагается, что решетка состоит из изотропных элементов, расположенных
на равных расстояниях (обычно равных половине длины волны). Если счи-
тать, что элементы не являются изотропными, а имеют диаграмму направ-
ленности Ее (6), и обозначить требуемую общую диаграмму через Еа (6),
то искомая с помощью синтеза диаграмма при использовании методов,
применяемых для изотропных элементов, определится как отношение
Ed (0)/£„ (0).
Синтез с помощью интеграла Фурье. Выраженное с помощью интеграла
Фурье соотношение между диаграммой направленности и распределением
поля по раскрыву было рассмотрено в разд. 7.2. Распределение А (г) по
непрерывному раскрыву выражалось уравнением
ОТ
Л(г) = у £(<р)ехр^ —/2лу singQ d (sin ср), (7.14)
—со
где г — расстояние вдоль раскрыва; Е (q) — диаграмма направленности.
При использовании только той части распределения поля, которая
занимает конечный размер d раскрыва, результирующая диаграмма направ-
ленности антенны принимает вид
d/2
En(q)~ § A(z)exp6 j2n~ sin tp dz. (7.41)
-d/2
Подставляя выражение (7.14) в уравнение (7.41) и во избежание ошибки
заменив переменную интегрирования g на |, получим следующее выраже-
ние для диаграммы направленности антенны:
d/2 со
£о(<р)-=у \ Е (|)ехр /2л у (sing: — sing)^ d^dz. (7.42)
—d/2 —co
Изменив порядок интегрирования, получим для диаграммы направленности
выражение
. “ sin Г л ~ (sin <p—sin £) "1
Е«(ф)=4 f £(5)—(7.43)
-ио я —(sin Ф —sin I)
Л
где Еа (д>) — диаграмма направленности, выраженная интегралом Фурье
и аппроксимирующая требуемую диаграмму направленности £ (<р), когда
А (z) ограничено конечным раскрывом размером d.
Аппроксимация диаграммы направленности, полученной на основе
вычисления интеграла Фурье для непрерывных антенных решеток (или
на основе метода разложения в ряд Фурье для дискретных решеток), обла-
дает тем свойством, что средний квадрат отклонения между требуемой и при-
ближенной диаграммами направленности является минимальным. Именно
в этом смысле метод преобразований Фурье является оптимальным. Чем боль-
ше раскрыв (или чем больше число элементов в решетке), тем более точной
окажется аппроксимация.
Если требуемая диаграмма направленности носит неоднородный (пре-
рывистый) характер или величина требуемой диаграммы направленности
быстро изменяется, метод преобразований Фурье приводит к получению
колебательного выброса (эффект Гиббса). При увеличении раскрыва вели-
396
Глава 7
чина выброса не уменьшается, но приближается к значению, составляющего
около 9% общей неоднородности.
Для синтеза диаграммы направленности дискретной решетки можно
использовать ряд Фурье подобно тому, как интеграл Фурье можно исполь-
зовать для синтеза диаграммы направленности непрерывного раскрыва.
Применение ряда Фурье практически ограничивается решетками, в кото-
рых расстояния между элементами приблизительно равны половине длины
волны. Размещение элементов на меньших расстояниях приводит к образо-
ванию решеток со сверхвысоким значением к. н. д., применение которых
практически нецелесообразно. При расстояниях между элементами, превы-
шающих длину волны, в диаграмме направленности появляются нежела-
тельные вторичные главные максимумы.
Метод Вудворда — Левинсона. Метод интеграла Фурье с использова-
нием критерия наименьших квадратов не является единственным при син-
тезе диаграмм направленности антенн. Другой метод аппроксимации тре-
буемой диаграммы направленности антенны с распределением по конеч-
ному раскрыву заключается в построй нии диаграммы направленности по
конечному числу выборочных дискретных значений. Этот принцип аналоги-
чен теореме о выборочной реализации в теории связи, согласно которой
временная диаграмма сигнала с ограниченной полосой частот может быть
построена по конечному числу выборочных значений.
Классическая теорема о выборочной реализации в теории информации,
сформулированная Шенноном L), гласит: «Если функция f (/) не содержит
частот выше W гц, то она полностью определяется по ее дискретным значе-
1 А
ниям в точках, отстоящих одна от другой на интервал сек» Аналогии
ный процесс применительно к диаграмме направленности антенны заклю-
чается в том, что диаграмма направленности Еа (<р) антенны с конечным
раскрывом d полностью определяется рядом значений, расположенных
с интервалами k/d рад относительно друг друга, т. е. дискретными значе
ниями Es (nk/d), где п — целое число. На фиг. 7.50, а представлены диа-
грамма направленносги антенны Е (<р) и точки выборки, расположенные
с интервалом k/d рад между ними. Выборочные дискретные значения
Ей (nk/d), определяющие диаграмму направленности антенны, представле-
ны на фиг. 7.50, б.
Диаграмму направленности антенны Еа (<р) можно построить по дис-
кретным выборочным значениям Ея (nk/d), воспользовавшись диаграммой
вида sin ф/ф относительно каждого выборочного значения, где ф = п (d/k)X
X sin <р. Функция (sin ф)/ф называется функцией восстановления и совпадает
с функцией, применяемой в теории информации для построения временной
диаграммы по выборочным дискретным значениям. Диаграмма направлен-
ности антенны определяется выражением
°°. , . . sin Г л -4- f sin ф — 1
in [^(siny-^)]
(7.44)
П=—co
Л
т. е. диаграмма направленности антенны с конечным раскрывом строится по
сумме функций восстановления (sin ф)/фс расстоянием между ними kid рад.
’) Э>а теорема была сформулирована в 1933 г. академиком В. А. Котельниковым.
См. В. А. Котельников, «О пропускной способности «эфира» и проволоки
в электросвязи», материал к первому всесоюзному съезду по вопросам реконструкции
дела связи и развития слаботочной промышленности, Управление связи РККА, 1933.—
Прим. ред.
Антенны
397
каждая из которых имеет весовую характеристику в соответствии с дискрет-
ными значениями Е8 (rik/d), как показано на фиг. 7.50, в.
Функция восстановления (sin ф) /ф является весьма подходящей для
построения диаграммы направленности. Значение ее в данной дискретной
точке равно единице, но во всех остальных дискретных точках оно равно
нулю. Далее, функцию sin ф/ф можно легко получить при равномерном
а
sin^o
а — диаграмма направленности Е (<р> с выборочными дискретными значениями, взятыми с интер-
валами Х/J рад, где d — размер раскрыва; б — выборочные дискретные значения Е& (nh/d).
определяющие диаграмму направленности антенны а; в — диаграмма Еа(Ч)* построенная с исполь-
зованием функции (£1иф)/ф, для аппроксимации требуемой диаграммы направленности Е (<р).
распределении по раскрыву. Сущность метода синтеза Вудворда — Левин-
сона заключается в определении амплитуды и фазы равномерного распре-
деления по раскрыву, соответствующих каждому из выборочных дискрет-
ных значений, и выполнении суммирования для получения требуемого
общего распределения по раскрыву.
Распределение по раскрыву можно найти, подставляя выражение (7.44)
для диаграммы направленности в уравнение преобразования Фурье (7.14).
Распределение по раскрыву тогда примет вид
ОО
Л(*)=4 2 £«СЛеХр(“^)’ (7'45)
398
Глава 7
Поэтому распределение по раскрыву, обусловливающее получение п-й
составляющей диаграммы sin тр/гр, характеризуется равномерным распреде-
лением амплитуд и пропорционально дискретному значению Ей (tikld).
Распределение фаз по раскрыву таково, что отдельные диаграммы (sin гр)/гр
взаимно смещены на половину ширины луча (ширина луча в данном случае
определяется как расстояние между двумя нулями, ограничивающими глав-
ный луч). Фаза определяется экспоненциальным членом уравнения (7.45)
и представляет собой линейное изменение фазы по раскрыву на пл рад.
Число дискретных значений N, необходимых для аппроксимации
требуемой диаграммы направленности Е (<р), определяется условием — л/2^
^Ф^л/2, или —l^sintp^l. Следовательно, |7VA/d|<l. При
17V| > d/k антенна будет иметь сверхвысокое значение к. н. д., что являет-
ся нежелательной характеристикой, которую необходимо устранить. Поэто-
му число выборочных дискретных значений, требуемое для аппроксимации
диаграммы направленности при конечном раскрыве шириной d, равно 2d /К.
Основная разница между методом синтеза диаграмм направленности,
основанном на интеграле Фурье, и методом Вудворда — Левинсона заклю-
чается в том, что первый позволяет получить диаграмму направленности,
средний квадрат отклонения которой от требуемой диаграммы является
минимальным, а второй метод позволяет получить диаграмму направленно-
сти, в точности соответствующую заданной в конечном числе точек. Харак-
тер синтезированной диаграммы направленности между выборочными
дискретными точками в методе Вудворда — Левинсона не поддается контро-
лю. Так как метод синтеза Вудворда — Левинсона не основывается на
интеграле Фурье, то он не является оптимальным в смысле критерия наи-
меньших квадратов, и, следовательно, средний квадрат отклонения оказы-
вается больше, чем при синтезе, основанном на использовании интеграла
Фурье. Однако критерий наименьших квадратов не обязательно является
наилучшим во всех случаях. В литературе указывалось, что теоретиче-
ских оснований для того, чтобы отдать предпочтение этому методу, не
имеется.
Метод, основанный на интеграле Фурье, является полезным в тех
случаях, когда диаграмма направленности антенны может быть определена
аналитическим путем и операции интегрирования легко выполнимы. Метод
Вудворда — Левинсона более полезен в тех случаях, когда аппроксими-
руемая диаграмма имеет сложную форму и не может быть определена с помо-
щью простых аналитических выражений. Гибкость последнего метода позво-
ляет получить представление о характере синтезированной диаграммы еще
до расчета распределения по раскрыву. В случае необходимости можно
произвести корректировку для получения желательного равновесия между
достоверностью, с которой можно воспроизвести резкие изменения в диа-
грамме, и уровнем боковых лепестков.
Решетки Дольфа — Чебышева. Методы Фурье и Вудворда — Левинсо-
на представляют собой только два метода оптимального синтезирования
диаграмм направленности. Существуют и другие критерии для определения
оптимального метода синтеза антенных диаграмм направленности.
Важная задача синтеза при конструировании антенн заключается
в нахождении распределения по раскрыву, создающего диаграмму направ-
ленности с наиболее узким лучом при заданном уровне боковых лепестков.
Решение этой задачи было выполнено Дольфом для симметричных решеток
с излучением, перпендикулярным линии расположения элементов, и одина-
ковыми расстояниями между элементами (точечными источниками излуче-
ния), возбуждаемыми синфазно. Оптимальное распределение по раскрыву,
Антенны
399
соответствующее минимальной ширине луча (расстоянию между двумя
нулями, ограничивающими главный луч), при данном уровне боковых
лепестков описывается с помощью полиномов Чебышева для дискретных
линейных решеток с расстоянием между элементами, равным половине
длины волны. Распределение Дольфа — Чебышева не только обеспечивает
получение луча минимальной ширины при заданном уровне боковых лепе-
стков, но и получение минимального уровня боковых лепестков при задан-
ной ширине луча.
Ниже будет кратко рассмотрен принцип, на котором основан метод
Дольфа — Чебышева. Подробная методика расчета требуемого распределе-
ния по раскрыву может быть найдена в литературе.
Пусть решетка состоит из четного числа элементов 2N. Диаграмму
направленности можно определить путем суммирования диаграмм элемен-
тов, составляющих пары, симметричные относительно центра решетки.
Диаграмма направленности в этом случае определяется выражением
N
E2N (ф) = 2^ Лд cos ^(26— 1) n^sin<pj , (7.46а)
h=l
где Ah — амплитуда для k-ro элемента; de — расстояние между элементами;
остальные обозначения были пояснены выше. При х — cos [л (de/E) sin <jpl
диаграмма направленности имеет вид
N N
£,2w(q>) = 2 2 ^ftcosI(2A: —l)arccosx] = 2 2 ЛаТ2а-1(х), (7.466)
Л-i Л=1
где T2k-i (х) — полином Чебышева степени 2k — 1. Полином Чебышева
степени п определяется выражением
Тп (х) = cos (п arccos х) при | х | < 1. (7.47)
Следовательно, уравнение (7.46а) может быть представлено в виде поли-
нома степени л, и для синтеза диаграммы направленности могут быть исполь-
зованы известные свойства полиномов. Дольф показал, что, если приравнять
выражение для диаграммы направленности полиному Чебышева, результи-
рующая диаграмма будет оптимальной в том смысле, что ширина луча
будет минимальной при заданном уровне боковых лепестков или, наоборот,
при заданной ширине луча уровень боковых лепестков будет минимальным.
Диаграмма направленности по Дольфу — Чебышеву определяется выра-
жением
E2N (ф) = T2N-i (хох) = T2N-i [ х0 cos ( п sin qQ ] , (7.48)
где величина х0 связана с rj (отношением уровня главного луча к уровню
боковых лепестков) соотношением
Т2n-i (*о) = т]. (7.49)
Приравнивая (7.46а) к (7.48) и подставляя выражение Чебышева (7,47),
получим
2 У, Ah ccs (2k — 1) л у sin q) J =
Л=1
= cos |(2AZ—1) arccos ^x0cos J1 , (7.50)
400 Глава 7
Обе части этого уравнения представляют собой полиномы степени 2N — 1,
т. е. степени, равной числу элементов решетки минус единица. Коэффициен-
ты Ah, определяющие распределение по раскрыву, необходимое для полу-
чения оптимальной диаграммы направленности, могут быть найдены из
приведенного выше уравнения.
Число элементов в решетке было принято четным, однако аналогичные
выражения можно получить и для нечетного числа элементов.
Качественная оценка характеристик оптимальной диаграммы направ-
ленности, определяемой распределением Дольфа — Чебышева, может быть
произведена на основании анализа полинома Чебышева, На фиг. 7.51
Ф и г. 7.51. Полином Чебышева восьмой степени.
построен график полинома Т6(х) ~ 128х8 — 256х® -ф 160л4 — 32х2 -ф 1.
При |х| < 1 кривая совершает колебания между значениями ± 1 и возра-
стает монотонно при х>1. В уравнении (7.48) вместо х используется
аргумент Хох с целью ограничения х пределами — 1 х .С 1. требуемыми
согласно определению. При выборе множителя х0 в соответствии с уравне-
нием (7.49) главный луч определяется монотонно возрастающим участком
кривой полинома, а боковые лепестки — колебательным участком. Ампли-
туда главного луча равна максимальной амплитуде боковых лепестков,
умноженной на т].
Диаграмма направленности, определяемая распределением Дольфа —
Чебышева, характеризуется одинаковой величиной всех боковых лепестков.
Распределение по раскрыву и, следовательно, диаграмма направленности
антенны, если задано число элементов, полностью определяются либо
по ширине луча, либо по уровню боковых лепестков.
На фиг. 7.52 приведена зависимость ширины луча, измеряемой по точ-
кам половинной мощности, от уровня боковых лепестков для построенной
с учетом распределения Дольфа — Чебышева антенной решетки, излучаю-
щей в направлении, перпендикулярном линии расположения вибраторов,
и имеющей раскрыв шириной d. Приведенные величины действительны
при малых значениях ширины луча (6в< 12°). (Ширина луча по точкам
Антенны
401
половинной мощности для решетки с равномерным распределением равна
0В = 50,9A/d град.)
Для анализа представляют интерес два предельных случая распределе-
ния. Дольфа— Чебышева. При т) = 1 энергия в раскрыве концентри-
руется на краях. Диаграмма направленности аналогична формируемой
двухэлементным интерферометром с расстоянием d между элементами.
Все боковые лепестки совпадают по величине с главным лучом. (В предыду-
щем изложении боковые лепестки, равные по величине основному лучу,
были названы вторыми главными максимумами.)
Другой предельный случай имеет место при т] = оо, т. е. когда боковые
лепестки отсутствуют. Такое явление имеет место в тех случаях, когда токи
----1---1---т--1----у—
С
/
/
60К/д - /
55K/d - /
/
50K/d --i----1---1---1---1--
I? 15 W 15 30 35 W 45
Уровень боковых лепестков, дб
Фиг. 7.52. Приближенная ширина луча для антенных решеток Дольфа — Чебышева.
элементов решетки пропорциональны коэффициентам а и b в разложении
(а + где IV — число элементов в решетке. Для шестиэлементной
решетки приложенные к элементам относительные амплитуды пропорцио-
нальны 1, 5, 10, 10, 5, 1. Такое распределение называется биномиальным.
Оно редко применяется на практике в связи с получаемой относительно
большой шириной луча и требуемыми большими отношениями амплитуд
в раскрыве, в особенности при большом числе элементов. Распределение
Дольфа — Чебышева включает все распределения, лежащие между бино-
миальным и интерферометрическим или краевым. Однако равномерное
распределение не является особым случаем распределения Дольфа —
Чебышева, так как при этом боковые лепестки по величине не одинаковы.
Одинаковый уровень боковых лепестков диаграммы направленности
антенной решетки, построенной в соответствии с распределением Дольфа —
Чебышева, предполагает наличие антенны с изотропными элементами.
В случае применения элементов с направленным излучением общая диа-
грамма направленности будет равна произведению диаграммы направлен-
ности решетки и диаграммы направленности элемента. В общем случае
такая диаграмма будет содержать убывающие боковые лепестки. Некоторого
уменьшения ширины луча можно достигнуть, сконструировав антенную
решетку с диаграммой, содержащей возрастающие боковые лепестки, с тем
чтобы при умножении на множитель элемента результирующая диаграмма
направленности содержала боковые лепестки одинаковой величины.
Распределение Дольфа — Чебышева обеспечивает получение опти-
мальной односторонней диаграммы направленности в том смысле, что шири-
на луча является минимальной при заданном уровне боковых лепестков.
Однако в радиолокации важную роль играет двусторонняя диаграмма
направленности. Двусторонняя диаграмма направленности радиолокацион-
ной антенны, состоящей изМ + 1 элементов и сконструированной на основе
26 М. Сколиик
402
Глава 7
распределения Дольфа — Чебышева, имеет вид (Тт)2. Хотя это полином
степени 2 т, он не равен полиному Чебышева той же степени (Т2т), и двух-
сторонняя диаграмма направленности не обладает оптимальным соотноше-
нием между шириной луча и уровнем боковых лепестков. Пользуясь в каче-
стве основы соотношением Тг™. = 2 (Тт)2 — 1=2 (Тт + |/2/2) (Тт —
— |Л2/2), можно показать, что оптимальная двухсторонняя диаграмма полу-
чается в антеннах, в которых с помощью необратимых устройств создаются
несколько отличные диаграммы для передачи и приема. Пример такой схемы
представлен на фиг. 7.53. С помощью делителя мощности мощность пере-
датчика распределяется в соответствии с соотношением Тт |/2/2. При
приеме развязывающее устройство вводит достаточное ослабление в обрат-
ном направлении для обеспечения соответствия распределению Тт— |/2/'2.
Фиг. 7.53. Необратимая решетка с двухсторонней диаграммой направленности
Чебышева.
По некоторым данным, использование развитого метода расчета Чебышева
позволяет улучшить ширину луча на 10% по сравнению с получаемым при
обычном методе расчета Чебышева. При данной ширине луча эквивалентное
улучшение в отношении односторонних боковых лепестков составляет при-
близительно 4—5 дб.
Распределение Тейлора. В работе Ван-дер-Мааса показано, что при
увеличении числа элементов в решетке Дольфа — Чебышева токи в конце-
вых элементах решетки возрастают по сравнению с токами в остальных
элементах, и диаграмма направленности становится чувствительной к изме-
нениям возбуждения концевого элемента. Это практически ограничивает
число элементов, которое можно использовать в решетке Дольфа — Чебы-
шева, и, следовательно, устанавливает нижний предел ширины главного
луча, который может быть получен на практике.
В пределе по мере стремления числа элементов к бесконечности диаграм-
ма направленности для решетки Дольфа — Чебышева приближается к виду
1 cos л(и2—Л2)1^, Л2<и2;
ch л (Л2—и2)1^, Л2>и\ (7‘51)
где и = (d/X) sin q>; d — размер раскрыва; <p — угол, измеренный от норма-
ли к решетке; ch лЛ — относительный уровень боковых лепестков.
Основной луч появляется в области и2 < Л2. В области и2 > Л2 появ-
ляется бесконечное число боковых лепестков одинаковой величины. Указан-
ная идеальная диаграмма направленности физически нереализуема из-за
А нтенны
403
характера диаграммы направленности в области отдаленных боковых лепе-
стков. Соответствующее распределение по раскрыву содержит бесконечное
число пиков на краях антенны. Однако Тейлор показал, что можно получить
методы расчета для аппроксимации идеальной диаграммы направленности,
определяемой уравнением (7.51), с помощью физически реализуемого рас-
пределения по раскрыву. Диаграмма направленности антенны, получаемая
с помощью распределения Тейлора, содержит одинаковые боковые лепестки,
как и диаграмма, построенная по распределению Дольфа — Чебышева,
но только в области главного луча. В отличие от диаграммы направленности
Дольфа — Чебышева боковые лепестки в диаграмме Тейлора за пределами
определенного углового сектора уменьшаются. Область, в которой уровень
боковых лепестков одинаков, определяется условием 1 (d/Z) sin <р | < п,
где п — конечное целое число. В области, в которой | (d/Z) sin <р | > п,
уровень боковых лепестков при увеличении <р уменьшается. Таким образом,
значение ± п соответствует делению диаграммы направленности на область
одинаковых боковых лепестков, окружающих главный луч, и область убы-
вающих боковых лепестков.
Распределение Тейлора не обеспечивает получения оптимальной диа-
граммы направленности, как в случае распределения Дольфа — Чебышева.
Ширина луча, формируемого антенной решеткой с распределением Тейлора,
больше, чем в решетке Дольфа — Чебышева в о раз, где <т определяется
выражением
п
(7.52)
Для того чтобы величина <т превышала единицу только на несколько про-
центов, значение п не должно быть очень большим. Так, например, если
расчетный уровень боковых лепестков составляет 25 дб, то распределение
Тейлора при п = 5 обеспечивает получение ширины луча, на 7,7% большей
оптимального значения, получаемого при идеальном, но нереализуемом
распределении Дольфа — Чебышева. При п = 8 получается разница в зна-
чениях ширины луча, равная 5,5%.
Распределение Тейлора характеризуется двумя параметрами: расчет-
ным уровнем боковых лепестков т] (отношение уровня главного луча к уров-
ню боковых лепестков) и величиной п, определяющей границу между обла-
стью одинаковых лепестков и областью убывающих лепестков. При этом
число п не должно быть слишком малым. Тейлор утверждает, что при рас-
четном уровне боковых лепестков 25 дб число п должно быть не меньше 3,
а при расчетном уровне 40 дб — не меньше 6. Чем больше величина п,
тем острее будет луч. Однако при очень большом п возникают те же трудно-
сти, что и в случае использования распределения Дольфа — Чебышева.
При высоких значениях п распределения имеют пики в центре и на краях
раскрыва, в то время как при малых значениях п распределения спадают
от максимального значения в центре раскрыва до минимального значения
на краях.
Как в случае распределения Тейлора, так и распределения Дольфа —
Чебышева необходимо проявлять осторожность при выборе уровня боковых
лепестков. Во многих больших антеннах с узкими лучами может произойти
заметное ухудшение к. н. д. вследствие излучения значительной части
26*
404 Глава 7
энергии по боковым лепесткам по сравнению с энергий, излучаемой по
главному лучу. Этого можно избежать, потребовав, чтобы усредненный
уровень боковых лепестков был соответственно меньше к. н. д.; так.
если требуется обеспечить к. н. д. антенны 40 дб, то средний уровень боко-
вых лепестков должен быть меньше —40 дб. Можно реализовать антенны
с узкими лучами с распределениями Тейлора без значительного уменьшения
к. н. д. путем соответствующего выбора числа п.
Распределение Тейлора было также использовано для синтезирования
диаграмм направленности круглых двухмерных раскрывов.
Модифицированные диаграммы направленности вида (sin ли)/ли. По
условиям применения аппаратуры методы синтеза диаграмм направленности,
в которых все боковые лепестки имеют равный уровень (распределение
Дольфа — Чебышева) или почти равный уровень (распределение Тейлора),
могут оказаться не всегда целесообразными. В некоторых случаях приме-
нения радиолокационных станций может оказаться желательным иметь
•быстро спадающие боковые лепестки по обе стороны от главного луча. Так,
например, если диаграмма направленности антенны содержит боковые
лепестки одинаковой величины, радиолокационный приемник будет при-
нимать мешающие сигналы, приходящие с любого направления. Если
с увеличением угла отклонения от главного луча боковые лепестки будут
уменьшаться, то мешающие сигналы будут группироваться преимущественно
в области главного луча. В связи с симметрией диаграммы направленности
в этом случае их легче будет распознать как ложные цели, чем в случае
их появления на большом удалении от главного луча. Другим примером,
когда диаграмма направленности антенны с быстро спадающими боковыми
лепестками имеет преимущество перед диаграммой с одинаковыми боко-
выми лепестками, является применение малошумящей аппаратуры, так
•как важно, чтобы часть диаграммы направленности, облучающая относи-
тельно «горячую» поверхность земли, имела минимальный уровень. Таким
образом, в некоторых случаях выгоднее обеспечить быстрое ослабление
боковых лепестков за счет некоторого увеличения ширины луча и повыше-
ния уровня боковых лепестков, близких к главному лучу.
Для получения диаграмм направленности, основной луч которых
имеет регулируемую амплитуду, а структура боковых лепестков аналогична
структуре раскрыва с равномерным облучением, Тейлор предложил семей-
ство распределений, характеризующихся одним параметром для линейных
источников.
Форма диаграммы направленности определяется выражением
sin л (и2—В2)1/г
л (и2— Я2)1/2 ’
~ sh л (В2 —и2)1/г
Л(В2_„2)1/2 ’
где и = (d/1) sin <р; d — размер раскрыва; В — параметр, определяющий
уровень первого (наибольшего) бокового лепестка. Область В2 > и2 соот-
ветствует основному лучу, а область В2 <Z и2 — боковым лепесткам. Если
относительный уровень боковых лепестков по напряжению обозначить т),
то В определяется решением трансцендентного уравнения
т] = 4,603^^. (7.54)
Ширина луча по точкам половинной мощности Ро, измеренная в единицах
стандартной ширины луча (стандартная ширина луча.равна Х/d рад), может
(7.53)
В2 > и2,
Антенны
405
быть определена в результате решения следующего трансцендентного
уравнения:
, „ „ sm к Г ТЛ
1 sh лВ___ L к 2 у J
(7.55)
Распределение по раскрыву, соответствующее модифицированной диаграм-
ме направленности, определяемой уравнением (7.53), имеет вид
А & = J° (inB / ’ (7.56)
где Jo — функция Бесселя первого рода, a z изменяется от —d/2 до +<7/2.
Кривая распределения по раскрыву будет вогнутой, прямой или выпуклой
в зависимости от того, является ли величина В2 меньшей, равной или боль-
шей нуля соответственно.
К. н. д. рассматриваемой диаграммы направленности определяется
выражениями
q 4d sh2 лВ
лВХ/0 (2лВ)
q 4d sin2 (inB)
лВА/0(/2лВ)
(В вещественное),
(В мнимое),
(7.57а)
(7.576)
X X
где 70 (х) = /о (0 df; Jo (х) = Jo (/) dt~, l0 (х) — модифицированная функ-
о о
ция Бесселя нулевого порядка.
В табл. 7.2 приведены некоторые важные характеристики диаграммы
направленности данного типа.
ТАБЛИЦА 7.2
Характеристики модифицированной диаграммы
направленности вида sin ли/пи
Относитель- ный уровень боковых лепестков, дб Ширина луча, град Отношение ширины луча к идеальной ширине луча Коэффициент использования раскрыва, %
10 —0,2113 46,6 X/d 1,156 96,4
15 0,1266 52,9 X/d 1,151 99,3
20 0,5455 58,7 X/d 1,146 93,3
25 1,0464 63,9 X/d 1,141 86,3
30 I 6286 68,8 X/d 1,136 80,1
35 2.2911 73,2 X/d 1,131 75,1
40 3,0328 77,4 X/d 1,125 70,9
Идеальная ширина луча (см. табл. 7.2) представляет собой ширину
луча диаграммы направленности вида cos л — А 2, в которой боковые
лепестки имеют равную амплитуду. Отношение значений ширины луча
непосредственно сравнивается с величиной ст, определяемой уравне-
нием (7.52). Коэффициент использования раскрыва представляет собой
отношение к. н. д. модифицированной диаграммы направленности sin пи/ли
и к. н. д. антенны с равномерным распределением поля в раскрыве.
406
Глава 7
7.9. КОСЕКАНС-КВ АДР АТНАЯ ДИАГРАММА
НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ
В разд. 2.11 было показано, что при некоторых условиях радиолокатор
обнаружения с диаграммой направленности антенны, пропорциональной
cosec2 0, где 0 — угол места, позволяет получить отраженные сигналы
постоянной мощности от цели, летящей на определенной высоте. Диаграмма
направленности такого типа обычно применяется в радиолокаторах обнару-
жения с веерным лучом.
Расчет диаграммы направленности антенны. Расчет косеканс-квадрат-
ной диаграммы направленности антенны основан на методах синтеза, рас-
смотренных в предыдущем разделе.
Параболическое
зеркало
Отклонение от перво- \
начального параболического
профиля
Фиг. 7.54. Антенна, формирующая косеканс-квадратную диаграмму направленности
путем отклонения поверхности зеркала от первоначальной параболической формы.
Аппроксимация косеканс-квадратной диаграммы может быть достигну-
та с помощью зеркальной антенны путем профилирования ее поверхности
или использования нескольких облучателей. Полученная таким образом
диаграмма не является такой же точной, как в случае применения
тщательно сконструированной решетчатой антенны; однако, исходя из
условий применения радиолокаторов, нет необходимости добиваться
очень точного приближения к косеканс-квадратной диаграмме направ-
ленности. На фиг. 7.54 дано пояснение принципа формирования
косеканс-квадратной диаграммы направленности. Верхняя часть зеркала
представляет собой параболическую поверхность, отражающую энергию
облучателя в направлении, параллельном оси, как и во всякой параболиче-
ской антенне. Однако в нижней части параболический профиль деформиро-
ван таким образом, что часть энергии отражается вверх. Для получения
косеканс-квадратной диаграммы направленности иногда применяется дефор-
мирующая поверхность (фиг. 1.10).
Косеканс-квадратная диаграмма направленности может быть также
образована путем облучения параболического отражателя двумя или боль-
шим числом рупоров или же линейной решеткой. При соответствующей рас-
становке и возбуждении рупоров комбинация вторичных лучей образует
Антенны
407
плавную косеканс-квадратную диаграмму в определенном секторе [1]. При-
емлемое приближение к косеканс-квадратной диаграмме направленности
можно получить с помощью всего двух рупоров. Косеканс-квадратная диа-
грамма направленности может быть также сформирована в параболическо-
зеркальной антенне при использовании одного рупора и соответствующего
расположения антенны относительно земной поверхности. Рупорный облу-
чатель вместе с его зеркальным отображением относительно земной поверх-
ности создают такой же эффект, как два рупора.
Для формирования косеканс-квадратной диаграммы направленности
могут быть также использованы щелевая антенна бегущей волны и антенна'
поверхностных волн.
Уменьшение к. н. д. Антенна с косеканс-квадратной диаграммой
направленности обладает меньшим к. н. д., чем антенна с таким же раскры-
вом, но нормальной веерной диаграммой. Для приближенного определения
Ф и г. 7.55. Идеализированные диаграммы направленности, принятые при расчете
уменьшения к. н. д., возникающего в косеканс-квадратной диаграмме направленности
антенны.
а — нормальная диаграмма направленности; б — диаграмма^ вида косеканс-квадрат.
степени уменьшения к. н. д., обусловленного формой диаграммы направлен-
ности, используются идеализированные диаграммы, изображенные на
фиг. 7.55. Нормальная диаграмма направленности антенны представлена
на фиг. 7.55,а в виде луча прямоугольной формы, простирающегося от
6=0 до 0 = 0о рад. Косеканс-квадратная диаграмма изображена на
фиг. 7.55,6 в виде луча прямоугольной формы в пределах 0 0 0о
и луча, уменьшающегося по закону cosec2 0/cosec2 0о, в пределах 0о <Z
< 0 ^6m. Отношение к. н. д. G прямоугольной диаграммы, изображенной
нафиг. 7.55,а, к к. н. д. Gc косеканс-квадратной диаграммы, изображенной
на фиг. 7.55,6, определяется выражением
0о-|---1 f cosec2 0 dO
и cosec20О J
G _____________О»________ Op-f-sin2 Op (ctg Op ctg 0m) ggj
Gc Op 0o
При малых значениях 0O
2—0octg0m, (7.59)
где все углы, приведенные в указанных выше формулах, измеряются в радиа-
нах. Так, например, при 0о = 6° и 0т = 20' к. н. д. уменьшается на 2,2 дб
по сравнению с к. н. д. веерного луча шириной 6°. Если выбрать 0т равным
40°, то уменьшение к. н. д. составит 2,75 дб. В предельном случае большого
значения 0,п и малого значения 0О уменьшение к. н. д. достигает максималь-
ной величины 3 дб.
408
Глава 7
7.10. ВЛИЯНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
НА ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕНН
Взаимосвязь между диаграммой направленности Е (<р) и распределением
по раскрыву А (г), выраженная уравнениями (7.11) и (7.14), относится
только к сигналам непрерывных колебаний синусоидальной формы. Спектр
синусоидального колебания частоты /о представляет собой единичную
дельта-функцию при f = fo. Если сигнал имеет форму импульса или какую-
либо другую форму, свойственную радиолокационному сигналу, ширина
спектра которого не является бесконечной, то простейший интеграл Фурье,
действительный для синусоидальной формы непрерывных колебаний, не
определяет реальную диаграмму направленности и не характеризует пере-
ходный процесс. В большинстве случаев, представляющих практический
интерес, ширина спектра сигнала относительно мала, вследствие чего
диаграмма направленности заметно не отличается от расчетной и соотноше-
ния, описываемые интегралом Фурье, представляют собой удовлетворитель-
ные аппроксимации. Однако в тех случаях, когда обратная величина шири-
ны спектра сигнала сравнима с временем, необходимым для прохождения
волной раскрыва антенны, влияние ширины спектра сигнала может ока-
заться существенным и может привести к искажению сигнала.
Диаграмма направленности при широкополосных сигналах. Диаграм-
ма направленности, формируемая при работе непрерывными колебаниями
синусоидальной формы с частотой /о, имеет вид
а/2
Е(<р) = § A (z) ехр Q’2n^ z sintp^ dz, (7.60)
—а/2
где а — размер раскрыва; с — скорость распространения электромагнитных
колебаний; <р — угол, измеряемый от перпендикуляра к антенне.
Данное выражение совпадает с уравнением (7.10), за исключением
того, что длина волны А заменена на эквивалентную величину c/fo- Распре-
деление по раскрыву А (г) представляет собой обратное преобразование-
Фурье, т. е.
со
А(г) = у Е (<р) ехр — /2л — zsincp^ d (sin <p). (7.61)
—co
Уравнения (7.60) и (7.61) справедливы при неизменной частоте f0.
Радиолокационные сигналы в общем случае не имеют одну постоянную
частоту, а характеризуются спектром конечной ширины. Полагая и = sin <р,
можно представить диаграмму направленности антенны в функции частоты
в следующем виде:
а/2
E(f,u) = j Д (2) ехр dz, (7.62)
—а/2
а эквивалентное распределение по раскрыву имеет вид
оо
А (г) = 4 J Е (f, «) ехр ( -) du. (7.63)
—оо
Если спектр сигнала обозначить 5 (/), то результирующая диаграмма
направленности антенны будет представлять собой взвешенную сумму из
А нтенны
409
E (f, и) с весовой функцией S (/). Следовательно, эффективная диаграмма
направленности антенны при широкополосном сигнале определится выра-
жениями
Ef(u) = JS(f)E (f, u)df, (7.64a)
£/(«)=$$ S (f) A (z) exp dz df, (7.646)
E/(u)= Щ s(£M(z)exp [-/2nf(e-^)]dzdUf, (7.64b)
где форма сигнала s (£) = s (t) представляет собой обратное преобразование
Фурье для функции S (/)• Приведенные выше три уравнения определяют
результирующую эффективную диаграмму направленности, когда спектр
сигнала имеет значительную ширину.
Используемый в уравнениях частотный спектр S (/) есть спектр излу-
чаемого или принимаемого сигнала, возникающего на зажимах антенны.
Если при приеме в цепи каждого элемента применяются согласованные
фильтры (разд. 9.2), частотная характеристика каждого фильтра представ-
ляет собой комплексно сопряженную величину спектра S (/) и обозначается
S* (f). Следовательно, сигнал на выходе согласованного фильтра опреде-
ляется выражением S (f) S* (/) = | S (/) | 2 = G (/), где G (/) — спектраль-
ная плотность мощности излучаемого сигнала. В случае применения согла-
сованных фильтров в приведенных выше уравнениях необходимо заме-
нить S (f) на G (/).
В качестве примера, иллюстрирующего влияние ширины спектра
сигнала на диаграмму направленности антенны, рассмотрим раскрыв с рав-
номерным распределением и сигнал с постоянным спектральным распреде-
лением. При этих условиях А (г) = 1/п при —а/2 г^п/2 и S (/) =
= 1 /(/г — А) при А f А- Диаграмма направленности в функции часто-
ты имеет вид
а/2 sin
£<М)=$ (7.65)
-а/2 —
Произведя интегрирование по частотному диапазону S (/), получим
/г sin Si Si Л^аи
X
где Si (х) — интегральный синус от х, определяемый интегралом [(sin s)/s] ds.
о
Можно показать, что в пределе при А-*А уравнение (7.66) стре-
мится к выражению sin (nfoaulc)l(itf0aulc)y где fo = (А + А)/2, что совпа-
дает с выражением, получаемым в случае непрерывного синусоидаль-
ного колебания и равномерно облучаемого раскрыва. Если спектр прости-
рается от f = 0 до f = А (т- е- fi = 0), то форма диаграммы направленности
определяется соотношением Si (nf2aulc)l(n.f2aulc). Эту диаграмму направ-
ленности необходимо сравнить с диаграммой вида sin (лАп«/с)/(лАац/с),
образуемой при работе с непрерывными синусоидальными колебаниями
с частотой f = А и с антенной с таким же раскрывом. На фиг. 7.56 приведено
сравнение этих двух функций. Основной луч при широкополосном сигнале
410
Г л-а в a 7
расширяется, уровень излучения по боковым лепесткам повышается и ярко
выраженная лепестковая структура исчезает. Из фиг. 7.56 следует, что
частота f2 должна быть примерно в 2 раза выше частоты f0 непрерывных
синусоидальных колебаний для того, чтобы ширина луча при широкополос-
ных сигналах была меньше ширины луча при непрерывных колебаниях.
Фиг. 7.56. Диаграммы направленности для раскрыва, равномерно облучаемого
синусоидальными непрерывными колебаниями с частотой /2 (кривая sin х/х) и широко-
полосным сигналом с равномерным частотным спектром в интервале от 0 до (2 (кривая
Six/x), где х = nfzau!c.
Рассмотрим далее линейную антенную решетку, состоящую из N эле-
ментов (N — четное число), с расстояниями de между ними. Диаграмму
направленности в этом случае можно представить в виде
JV/2
Е (f, и) = 2 c»s -(2n— 1}с nfde“ . (7.67)
п=1
Предполагается, что излучаемый сигнал состоит из К дискретных синусои-
дальных гармонических составляющих, т. е.
к
S(f)=2 fi(f-Wo)- (7-68)
h=l
Подставляя выражения (7.67) и (7.68) в уравнение (7.64а), получим
К JV/2
Ei(и) = с 2 62 cos{2n~l)cnfdeUdf=
k=i n==4
К N/2
= 2 2 cos*2”"1^0^ . (7.69)
h=l n=l
Чем больше частотных составляющих используется, тем меньше требуется
элементов. Принципиально для сохранения неизменной «эффективной»
диаграммы направленности можно за счет уменьшения количества элемен-
тов решетки N увеличить количество гармонических частотных составляю-
щих сигнала К. Аналогичное соотношение справедливо и при нечетном N.
В качестве примера применения этого принципа при нечетном числе
элементов рассмотрим линейную антенную решетку из 11 элементов с рас-
Антенны
411
стоянием de между ними, работающую на частоте /о. Эту решетку можно
заменить трехэлементной линейной решеткой с таким же расстоянием между
элементами при частоте излучения центрального элемента fo и частотах
двух внешних элементов fo, 2/о, 3f0, Af0 и 5fo-
Можно показать, что диаграмма направленности антенны, излучающей
широкополосный сигнал, может соответствовать диаграмме направленности
при использовании синусоидальных непрерывных колебаний с частотой fo,
если распределение по раскрыву антенны определяется выражением
Л (У) $ 7 5 (D A (Jp df = fo J 1А (г) S (bf) dz. (7.70)
В случае использования согласованного фильтра функцию S (f) следует
заменить на G (/). Эквивалентное распределение по раскрыву при одночастот-
ном сигнале не всегда физически реализуемо. Эквивалентное одночастотное
распределение по раскрыву при равномерном распределении и равномерном
частотном спектре (эквивалентная диаграмма направленности определяется
выражением (7.66) J имеет вид
Ао (у) — ।
I. '“/7
о /2 —/1
1П /2-
/о. 2(оУ
а fz—ft
при
при
(7-71)
Г
при
На фиг. 7.57 для этого примера изображены функции A (z), S (/) и Ао (у).
При f2 = fo и fi = 0 в соответствии с примером, представленным на фиг. 7.56,
эквивалентное распределение по раскрыву имеет вид Ло (у) — (1 /а) 1п (а/2у)
при 0 < | у | < а/2. При у = 0 это распределение обращается в беско-
нечность.
Для разрешения неоднозначности, связанной с наличием вторичных
главных максимумов, возникающих вследствие большого расстояния между
элементами решетки, можно использовать представление в частотной обла-
сти. Положения вторичных главных максимумов являются функцией часто-
ты, однако положение главного луча остается неизменным в предположении
частотно-независимой решетки. Ложные цели, появление которых обуслов-
лено наличием вторичных главных максимумов, воспроизводятся при рабо-
те станции на разных частотах под различными углами. Это явление может
быть использовано для устранения неоднозначности, возникающей из-за
наличия вторичных главных максимумов.
Устранение этой неоднозначности можно осуществить методом, ана-
логичным методу устранения, с помощью изменения частоты повторения,
неоднозначности, обусловленной приемом отраженных сигналов через
интервал времени, превышающий период повторения импульсов.
При получении широкополосной диаграммы направленности, опреде-
ляемой выражением (7.64), предполагается, что приемное устройство
способно суммировать напряженности полей, обусловленных всеми частот-
ными составляющими излучаемого сигнала. Для этого потребовался бы
приемник, который может оказаться практически неосуществимым. Если
приемник рассчитан на суммирование мощностей сигналов, обусловлен-
412
Глава 7
ных каждой частотной составляющей, а не напряженностей полей,
создаваемых этими сигналами, то диаграмма направленности имеет вид
СО
/>/(«) = J
—со
(7.72)
Диаграммы, полученные по уравнению (7.72), отличаются от диа-
грамм, определяемых уравнением (7.64). Следовательно, свойства системы
с широкополосной антенной или антенны, в которой используется принцип
эквивалентности распределения частот, в значительной степени зависят
от применяемых методов приема.
а
A(z)
1/а
-а/Z о +а/г
S(f)
"fh ----------
о fl fo fz
Фиг. 7.57. Влияние широкополосных сигналов на эквивалентное распределение
по раскрыву.
а — фактическое распределение A (z); б — частотный спектр сигнала S (J); в — эквивалентное
одночастотное распределение по раскрыву, требуемое для получения такой же диаграммы направ-
ленности, как при комбинации а и б.
Переходные процессы в раскрывах антенн. Рассмотрим раскрыв, изо-
браженный на фиг. 7.58, излучающий энергию в достаточно удаленную
точку (в дальнюю зону) таким образом, что лучи между собой параллельны.
Лучи Г! и г\ направлены на цель по нормали к раскрыву (перпендикулярно
линии расположения элементов решетки). Если считать, что антенна пред-
ставляет собой решетку с параллельным питанием, как показано на
фиг. 7.40, в, то энергия в раскрыве будет синфазна и составляющие сигнала,
излучаемые различными элементами антенны, достигнут цели одновремен-
но. Если в раскрыве имеет место такое линейное распределение фаз, что
луч направляется под углом 0 к нормали, то составляющие излучаемого
сигнала достигают цель не одновременно. Как видно из фиг. 7.58, луч
приходит раньше луча г2 на время
”=141=1т8‘пе1-
А нтенны
413
Таким образом, для нарастания энергии сигнала до установившегося значе-
ния требуется время ть. Действие антенны аналогично фильтру с конечной
полосой пропускания, в котором для нарастания сигнала до установившегося
значения при подаче на вход единичной функции требуется конечное время.
В решетке с последовательным питанием, показанной на фиг. 7.40,а, про-
блема, связанная с нарастанием сигнала до установившегося значения,
Ф и г. 7.58. Лучи, выходящие из раскрыва антенны.
возникает для целей, направление на которые перпендикулярно линии
расположения элементов решетки, а не для целей, находящихся под углом
0 = 90°. Этот случай противоположен случаю применения решетки с парал-
лельным питанием.
В решетке с параллельным питанием при времени реакции т6 =
Фиг. 7.59. Решетка с последовательным питанием и «компенсацией» при помощи
линий задержки.
мгновенно (ть = 0). Угол, соответствующий положению первого нуля
диаграммы направленности, формируемой при равномерном распределении
по раскрыву, составляет Х/а рад. Поэтому время, требуемое для формирова-
ния главного луча, равно ть » Х/с = 1 //о, что соответствует одному перио-
ду несущего синусоидального колебания. Максимальное время, требуемое
для формирования всей диаграммы направленности, соответствует sin 0=1,
или 0 = 90°, и составляет ть = а /с. Таким образом, главный луч форми-
руется за время одного периода высокочастотных колебаний. За областью
главного луча боковые лепестки перемещаются в соответствующее положе-
ние без изменения амплитуды до тех пор, пока не будет получена диаграмма
направленности установившегося состояния за время, соответствующее
времени переходного процесса в решетке.
414
Глава 7
В решетке с последовательным питанием и главным лучом, перпенди-
кулярным линии расположения элементов решетки, для формирования
главного луча требуется время а!с. Включением соответствующих отрезков
линий'задержки перед каждым элементом (фиг. 7.59) с целью обеспечения
одновременной подачи сигналов к каждой точке раскрыва можно уменьшить
время, требуемое для формирования главного луча, calc до периода высоко-
частотных колебаний 1 If о.
Одним из ограничений, связанным с конечным временем переходного
процесса, является невозможность перемещения луча заданной формы
со скоростью, не обеспечивающей достаточное время для формирования
этого луча.
Сигнал, принятый в точке дальней зоны, можно представить в виде
s (u, t) — j S (/) E (f, u) exp (/2л/7) df, (7.73a)
s(u, i) --= J s&)g(u, Z-C) (7.736)
s(u,0 = J J J s(£)A(z)exp[-/2nf ((7.73b)
где S (/) — преобразование Фурье для временной функции сигнала s (О =
= s (£); Е (f, и) — диаграмма направленности антенны, определяемая
уравнением (7.62); A (z) — распределение по раскрыву; g (и, f) — импуль-
сная характеристика антенны, определяемая выражением
g^u, Е (f, и) ехр (/2л//) df. (7.74)
—оо
Эти уравнения не учитывают времени Е/с прохождения сигнала от антенны
до цели и изменения напряженности поля с дальностью, пропорциональ-
ного 1//?.
Антенные решетки с усреднением по времени и умножением. Для умень-
шения числа элементов в приемной решетке могут быть использованы так
Ф и г. 7.60. Решетка из восьми элементов с усреднением по времени и умножением,
эквивалентная аддитивной линейной решетке из 70 элементов при незначительных
нелинейных эффектах.
называемые антенные решетки с усреднением по времени и умножением или
антенные решетки с многократной корреляцией при приеме. Метод основан
на применении перемножающих и интегрирующих цепей. Диаграмма
направленности антенной решетки, состоящей из N элементов, выражается
многочленом степени N — I и приравнивается к многочлену той же степени,
Л нтенны
415
полученному путем умножения и усреднения выходных сигналов от М схем
умножения, где М < N. Так, например, диаграмма направленности восьми-
элементной решетки, в которой выполняется семь умножений и одно усред-
нение по времени (фиг. 7.60), эквивалентна диаграмме аддитивной линейной
решетки, состоящей из 70 элементов. Однако этот процесс не лишен недо-
статков. Нелинейные операции умножения и усреднения вызывают появле-
ние дополнительных членов и, следовательно, приводят к неоднозначности
измерений при наличии более двух сигналов. Далее, размеры эффективного
раскрыва приемной антенны пропорциональны числу элементов решетки;
любое уменьшение числа элементов по сравнению с нормальной решеткой
приводит к уменьшению отношения сигнал/шум. Антенные устройства
такого типа, в которых выполняются нелинейные операции, имеют вслед-
ствие присущих им недостатков лишь ограниченное применение в радио-
локации.
7.11. ВЛИЯНИЕ НЕТОЧНОСТЕЙ ИЗГОТОВЛЕНИЯ АНТЕНН
НА ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ [8—12]
С помощью рассмотренных в разд. 7.8 методов синтеза диаграмм направ-
ленности антенн конструктор антенны может рассчитать распределение
по раскрыву, требуемое для получения заданной диаграммы направленно-
сти. Однако, когда антенна уже построена, обычно оказывается, что экспе-
риментально снятая диаграмма направленности несколько отличается
от расчетной, в особенности в области боковых лепестков. Причиной рас-
хождения обычно является невозможность точно воспроизвести на практике
необходимое распределение по раскрыву, задаваемое теорией синтеза.
При изготовлении антенны получаются небольшие, но неизбежные ошибки.
Они вызывают неустранимые искажения распределения поля по раскрыву
и обусловливают получение диаграммы направленности, отличной от
ожидаемой.
Ошибки в распределении поля по раскрыву можно разбить на система-
тические и случайные. Систематические ошибки можно учесть заранее,
однако случайные ошибки учесть невозможно, и их можно оценить только
с помощью статистических методов. Причинами систематических ошибок
могут служить 1) взаимная связь между элементами решетки, 2) затенение
раскрыва зеркальных антенн облучателями и их элементами крепления,
3) дифракция радиоволн ступеньками зональной линзовой антенны и 4) пе-
риодическая структура антенны. Причинами случайных ошибок могут
явиться 1) ошибки при обработке и изготовлении антенны вследствие недо-
статочной точности обработки, 2) ошибки высокочастотных измерений,
производимых при настройке решетки, 3) ошибки в расстояниях между
стенками в металлопластинчатых линзах, 4) случайные деформации поверх-
ности антенны и 5) изменения фазы высокочастотных колебаний, вызываемые
перепадами температуры или силы ветра около антенны. Хотя случайные
ошибки могут быть относительно малыми, однако они могут оказать боль-
шое влияние на излучение по боковым лепесткам. Систематические ошибки
одинаковы в различных экземплярах антенны данной конструкции, изготов-
ляемых аналогичными методами. В отличие от этого случайные ошибки
в отдельных экземплярах антенн могут быть различными, несмотря на
одинаковую конструкцию и одинаковые методы изготовления. Поэтому
влияние случайных ошибок на диаграмму направленности антенны можно
определять только путем усреднения имеющихся данных для многих ана-
логичных антенн или путем использования статистических методов.
416
Глава 7
Конструкторам антенн давно известно влияние ошибок на диаграммы
направленности. Обычное эмпирическое правило, применяемое в практике
разработки антенн, заключается в том, что для обеспечения удовлетвори-
тельных характеристик фаза фактического фронта волны не должна отли-
чаться от фазы заданного фронта волны более чем на ± Х/16. Приложение
этого критерия к зеркальной антенне требует, чтобы механический допуск
на обработку поверхности лежал в пределах ± Х/32. Однако для определе-
ния максимальных ошибок, допустимых в распределении поля по раскрыву,
можно иметь более точные критерии.
Систематические ошибки. Влияние систематических ошибок на диа-
грамму направленности можно определить путем соответствующего изме-
нения распределения поля по раскрыву с учетом известных ошибок [11.
Так, например, наличие линейной фазовой ошибки по раскрыву антенны
приводит к отклонению диаграммы направленности от заданного направле-
ния. Изменение фазы по квадратичному закону эквивалентно расфокуси-
рованию луча антенны. Периодическая ошибка с основным периодом р/%,
где р измеряется в тех же единицах, что и длина волны %, вызовет перемеще-
ние луча на углы фп относительно начала координат согласно формуле
фп = rik/p, где п — целое число. Смещенный луч имеет ту же форму, что
и первоначальный, но отличается от последнего угловым смещением и мень-
шей амплитудой. В некоторых случаях оказывается возможным установить
источник периодической ошибки, вычислив ее основной период при снятии
диаграммы направленности.
Случайные ошибки. Исследование влияния случайных ошибок на диа-
грамму направленности проводится статистическими методами. Так, любая
данная антенна рассматривается как член ансамбля подобных антенн.
Хотя часто представляет интерес вся диаграмма направленности, однако
здесь будет рассмотрено лишь влияние ошибок на к. н. д., уровень боковых
лепестков и направление максимума диаграммы направленности. Умень-
шение к. н. д. и повышение уровня боковых лепестков вследствие случай-
ных ошибок в распределении поля по раскрыву можно проанализировать
с помощью либо плотности распределения вероятностей, либо функции
распределения вероятностей (разд. 2.4).
Хотя ошибки влияют одинаковым образом как на дискретные решет-
ки, так и на антенны с непрерывным раскрывом, оба эти класса антенн
будут рассмотрены в отдельности. Рассмотрим двухмерную решетку из
элементов, расположенных на расстоянии de один от другого и помещенных
на расстоянии четверти волны перед отражающим экраном. Имеются М эле-
ментов в одном направлении и N элементов в ортогональном направлении;
общее число равно MN. Предполагается, что вызванные ошибками измене-
ния фазы и амплитуды тока в каждом элементе не зависят друг от друга
и от элемента к элементу. Принимается, что амплитуды тока элементов
распределены равномерно по раскрыву, а распределение, характеризующее
фазовую ошибку, является нормальным. При этих допущениях Руз [8]
показал, что «средняя» диаграмма направленности по мощности Р (6, ф) =
— | Е (0, q>) | 2, полученная при указанных условиях, определяется
выражением
М N
• 2 2
Ж"ф) = Ро (е, ф) + s (0, ф) ё* ------------2 , (7.75)
(2 2 Imn)
т=1 ж=1
А нтенны
417
где Ро (0, <р) — заданная диаграмма направленности (по мощности) при
отсутствии ошибок; S (6, <р) — коэффициент наклона cos 6 (cos2 6 cos2 <р +
+ sin2 <р); е2 — средний квадрат общей ошибки^ = А2 + б2; А2 — средний
квадрат относительной амплитудной ошибки; б2 — средний квадрат фазо-
вой ошибки, рад; 1тп — ток в ти-м элементе антенны, определяемый
заданным распределением в раскрыве.
Буквами 0 и <р обозначены углы, обычно используемые в классиче-
ской теории антенн, которые определяются, как показано на фиг. 7.61.
Ф и г. 7.61. Система координат для определения углов 0 и <р в уравнении (7.75).
Их не следует смешивать с углом места и азимутом, используемыми в урав-
нении (7.34). Элементы MN лежат в плоскости ху.
Статистическая оценка боковых лепестков описывается модифициро-
ванным распределением Релея, аналогичным распределению Релея, рас-
смотренному в разд. 2.4. Плотность распределения вероятностей для моди-
фицированного распределения Релея определяется выражением
P(r)dr = gexp(-^)zo(5)df’ (7‘76)
где р (г) dr — вероятность того, что параметр (в данном случае уровень
боковых лепестков) лежит между значениями г и г + dr; о2 — средний
квадрат значения г; а — постоянное смещение, добавляемое к параметру
нормального распределения Релея; /0 — модифицированная функция Бессе-
ля первого рода.
Согласно Рузу, обусловленное случайными ошибками распределение
паразитных боковых лепестков относительно их среднего квадрата, описы-
вается модифицированным распределением Релея со следующими постоян-
ными:
а2 = Ро(0, <₽), (7.77а)
м IV
о" = S (0, <р) ? -Щр— • (7-776)
[2 2
Фиг. 7.62 иллюстрирует характер результатов, полученных согласно
анализу Руза, для распределения уровня боковых лепестков. По оси орди-
нат отложен относительный уровень боковых лепестков в децибелах, а по
оси абсцисс — среднеквадратичная ошибка (е2)1/2 для токов в рассматривае-
27 М Сколник
418
Глава 7
мой антенне. Кривые указывают процент боковых лепестков, относительный
уровень которых при данной ошибке для тока меньше соответствующей вели-
чины, указанной на оси ординат. Кривые относятся к решетке Дольфа —
Чебышева, состоящей из 25 элементов и рассчитанной для боковых лепе-
стков, уровень которых на 29 дб ниже уровня основного лепестка. Ордината
определяется интегрированием плотности распределения вероятностей
Фиг. 7.62. Распределение боковых лепестков, обусловленное случайными ошибками.
Решетка из 25 элементов, рассчитанная на боковые лепестки, относительный уровень которых
на 29 дб ниже уровня основного лепестка; среднеквадратичная ошибка (ев)1/^.
р (г) dr, определяемой уравнением (7.76), в пределах от — со до г. Излуче-
ние по боковым лепесткам решетки с таким же распределением Чебышева,
но состоящей из 50 элементов, будет приблизительно на 3 дб меньше.
Руз определил также влияние ошибок на к. н. д. антенны. Если к. н. д.
антенны при отсутствии ошибок обозначить Go, а к. н. д. антенны при
наличии ошибок — G, то, согласно Рузу, уменьшение к. н. д. решетки,
излучающей в направлении, перпендикулярном плоскости расположения
элементов, приближенно определяется выражением
(7'78)
Антенны
419
При выводе данного выражения, не зависящего от распределения токов
и размеров решетки, сделаны допущения, что связь между элементами
ничтожно мала, расстояние между элементами меньше длины волны, вслед-
ствие чего отсутствуют вторичные главные максимумы, а к. н. д. Go антен-
Ф и г. 7.63 Зависимость верхнего предела среднего повышения уровня боковых
лепестков вследствие случайных ошибок для различных решеток Дольфа — Чебышева
от допусков о4 и F (определенных в тексте).
Сплошные кривые относятся к F = 0,25, пунктирные — к F — 0,125, А — антенна из 24 элемен-
тов. расчетный уровень боковых лепестков—40 дб; Б — антенна из 24 элементов, расчетный уровень
боковых лепестков —30 дб; В — антенна из 24 элементов, расчетный уровень боковых лепестков
—20 дб;Г — антенны из 48 элементов, расчетный уровень боковых лепестков—40 дб; Д — антенна
нз 144 элементов, расчетный уровень боковых лепестков—40 дб.1
на четверть длины волны от плоскости расположения элементов, будет
приближенно определяться при отсутствии ошибок выражением AziMNdllK2.
Работы Руза были развиты Эллиотом [9], который провел анализ
влияния ошибок в положении и ориентации элементов, а также ошибок
в распределении токов элементов. Для анализа он использовал двухмерную
реЛетку из MN вибраторов с трехмерными возможными ошибками в рас-
положении каждого вибратора и с двухмерными угловыми ошибками в ориен-
тации каждого вибратора. Были также учтены, как и в работе Руза, слу-
чайные ошибки в распределении токов в вибраторах. Было принято, что
отклонения фаз токов в вибраторных элементах носят случайный характер
и не зависят от ошибок в расположении и ориентации вибраторов. Предпо-
ложено также, что составляющие ошибки расположения и составляющие
420
Глава 7
ошибки ориентации независимы между собой и описываются нормальным
законом распределения. В работе Эллиота рассматривается главным образом
влияние ошибок на излучение решетки по боковым лепесткам.
Эллиот пришел к выводу, что ошибки в расположении вибраторов
оказывают преобладающее влияние на диаграмму направленности.
На фиг. 7.63 представлены примеры применения проведенного им анализа.
По оси ординат отложены верхние пределы среднего повышения уровня
боковых лепестков из-за случайных ошибок в различных решетках Доль-
фа — Чебышева. По оси абсцисс отложена величина ot, представляющая
собой среднеквадратичную ошибку расположения вибраторов относитель-
но какой-либо из трех координатных осей (ошибки вдоль каждой оси при-
няты равными). F — число между 0 и 1, определяемое соотношением отпЦтп,
где отп — среднеквадратичная ошибка для тока 1тп в тп-м вибраторе
решетки. Влияние ошибок ориентации вибраторов обычно ничтожно мало
и на графиках фиг. 7.63 принято равным нулю.
Работы Руза и Эллиота были основаны на исследовании мадых средне-
квадратичных амплитудных и фазовых ошибок, а результаты, полученные
Рондинелли ПО], продолжившим эти работы, относятся ко всем значениям
этих ошибок. Он анализировал ошибки в токах элементов, подчиняющиеся
как закону распределения Релея, так и закону равномерного распределения.
Для непрерывного раскрыва можно также получить результаты,
аналогичные полученным для антенны с дискретным раскрывом (антенной
решетки). При анализе антенной решетки было принято, что ошибка в токе
одного элемента не зависит от токов в соседних элементах. Соответствующее
допущение для непрерывной антенны заключается в том, что ошибка в токе
на одном участке антенны не зависит от ошибок в токах на соседних участ-
ках. Средний интервал, на котором ошибки в токах нельзя считать незави-
симыми, называется интервалом корреляции и обозначается буквой С.
Значение интервала корреляции влияет как на величину, так и на характер
направленности побочного излучения.
Анализ ошибок в непрерывном раскрыве был проведен Рузом [8].
Им принято равномерное распределение ошибок по раскрыву. Для случая
профилированного отражателя типа параболоида это означает, что рас-
пределение фазовой ошибки не является равномерным, если только на краях
нет больших искажений. Каждый из различных коррелированных участков
ошибок в пределах раскрыва считался независимым от других. Было при-
нято, что’фазовые ошибки подчиняются нормальному закону распределе-
ния. Величина участка, в пределах которого ошибка является коррелиро-
ванной, также была принята малой по сравнению со средним расстоянием
на раскрыве, характеризующим заметное изменение облучения.
В связи с тем что Руз в основном рассматривал параболически-зеркаль-
ную антенну, исследовалась тишь чистая фазовая ошибка 6, выраженная
в радианах. При малых фазовых ошибках статистическая «средняя» диа-
грамма направленности по мощности имеет вид
Р (0, <р) = Ро (6, ф) + S (0, <р) z2Gp ехр -J , (7.79)
где и = sin 0, а остальные параметры определены выше. Эта диаграмма
аналогична статистической средней диаграмме для дискретной решетки,
определяемой уравнением (7.75). Первый член характеризует диаграмму
направленности при отсутствии ошибок, а второй член описывает откло-
нения, обусловленные наличием ошибок. Излучение по боковым лепесткам
пропорционально среднему квадрату ошибки, как и в дискретной решетке,
Антенны
421
но оно также пропорционально квадрату интервала корреляции, выражен-
ного в длинах волн. На фиг. 7.64 представлен пример приложения анализа
Руза к параболическому отражателю диаметром D при равномерном рас-
пределении по раскрыву (пунктирные кривые) и при косинус-квадратном
распределении по раскрыву (сплошные кривые). Средний уровень ближ-
них боковых лепестков [т. е. при и = 0 в уравнении (7.79)1 показан как
функция среднеквадратичной ошибки для отражателя, выражаемой в радиа-
нах. Кривые, изображенные на фиг. 7.64, могут также служить для иллю-
страции влияния интервала корреляции на уровень боковых лепестков,
Фиг. 7.64. Зависимость среднего уровня ближнего бокового лепестка от средне-
квадратичной ошибки формы зеркала (в радианах) и диаметра антенны D (в длинах
волн) для антенны с параболическим зеркалом.
Интервал корреляции С = IX. Пунктирные кривые соответствуют равномерному облучению рас-
крыва, сплошные — облучению раскрыва по косеканс-квадратному закону.
так как, согласно уравнению (7.79), боковые лепестки пропорциональны
C2/G0, или C2/D2. Следовательно, кривые для D = 50Х и С — Л также дей-
ствительны для случая D — 25Л и С — 0,5Х. Кривые для D = 100Х и С — А,
могут быть также использованы для D = 50Z и С = 0,5Л или D = 25А
и С = 0,25Х и т. д.
Руз установил, что уменьшение к. н. д. для случая малых ошибок
при малом интервале корреляции определяется приближенным выражением
£.«1
Go
4
(7.80)
а при большом интервале корреляции — выражением
G
Go
1 —62,
(7-81)
Бейтс [11] провел анализ для антенны с непрерывным раскрывом,
пользуясь несколько отличным методом. В качестве основы для расчета он
воспользовался автокорреляционной функцией и теоремой Винера —Xин-
чина, связывающей диаграмму направленности по мощности и автокорреля-
ционную функцию распределения по раскрыву. Если автокорреляционная
функция, описывающая случайные ошибки по раскрыву, может быть пред-
ставлена выражением Ф (х) = Л11Е ехр (— х2/р2), то наименьший возмож-
ный уровень боковых лепестков 5 (и) в направлении, определяемом выраже-
422
Глава 7
нием и — sin 0, может быть найден из следующего соотношения (проводи-
мого в обозначениях, использованных Бейтсом):
с, . n1/2BMW' Z л2₽2и2\ ,,
5 (и)=ехр (—' (7-82)
а коэффициент уменьшения к. н. д.— из соотношения
где М — мощность излучения в результате облучения раскрыва, обуслов-
ленного только случайными ошибками; W — весовой коэффициент, который
следует применить к неравномерным распределениям по раскрыву; 0 —
интервал корреляции, в пределах которого сконцентрировано 85% данной
ошибки; 2а — размер раскрыва в плоскости ху\ Р — полная мощность
(квадрат напряжения), излучаемая при заданном распределении по рас-
крыву.
В соответствии с уравнением (7.82) наименьший вероятный уровень
боковых лепестков пропорционален значению интервала корреляции 0
в первой степени, в то время как аналогичное выражение, полученное
Рузом [уравнение (7.79)], устанавливает квадратичную зависимость от
интервала корреляции С. Причина расхождения заключается в том, что
интервал корреляции С, по Рузу, относится к двухмерному распределению
по раскрыву, а интервал 0, по Бейту, основан на замене двухмерного распре-
деления эквивалентным одномерным линейным источником. Таким образом,
определения интервала корреляции в обоих случаях не совпадают.
Кроме повышения уровня боковых лепестков, случайные фазовые
и амплитудные ошибки в распределении по раскрыву вызывают ошибку
в положении главного луча. Рондинелли [10] показал, что для равномер-
ного распределения амплитуд по квадратной решетке М X М статистиче-
ская среднеквадратичная ошибка направления луча составляет
«•=<еэ,,=-й^-- <7-84)
где о — среднеквадратичная нормированная ошибка в токе при релеевском
законе распределения ошибок; k = 2л/Л; de — расстояние между элемен-
тами; М — число элементов, расположенных вдоль одного размера квад-
ратной решетки. Распределение фазы предполагается равномерным. Соглас-
но уравнению (7.84), ошибка для антенной решетки из 100 X 100 элементов
с равномерным облучением при ширине луча приблизительно 1° и а = 0,4
составляет 0,22-10 • рад 0,001°). Отношение среднеквадратичной ошиб-
ки направления луча к его ширине по точкам половинной мощности равно
(7-85>
Лейхтером [12] проведен анализ ошибок направления луча для непре-
рывного линейного источника, но он может быть применен и к линейной
антенной решетке. Были рассмотрены как равномерные распределения,
так и модифицированные распределения Тэйлора. Было принято также,
что распределения амплитуд и фаз подчиняются нормальному закону
и не зависят одно от другого. На фиг. 7.65 представлен пример полученных
Лейхтером результатов для равномерного распределения амплитуд. Вели-
чина Ов представляет допустимую среднеквадратичную фазовую ошибку,
Антенны
423
при которой для решеток с расстоянием между элементами Х/2 ошибка
направления с указанной вероятностью будет лежать в интервале (— 0, 0).
Угол 0j измеряется от центра луча (0 = 0) до первого нуля.
При конструировании антенн для радиоастрономических устройств,
размеры которых могут равняться сотням метров, оценка влияния ошибок
также имеет важное значение.
Выводы. По результатам описанных выше исследований ошибок в рас-
крыве можно сделать некоторые интересные выводы. Для антенных решеток
эти выводы можно сформулировать следующим образом:
1. Уравнение (7.75) показывает, что чем больше число элементов MN
в решетке, тем меньшим будет побочное излучение при определенном допус-
ке на ошибку и расчетном уровне боковых лепестков Это объясняется
Ф it г. 7.65. Зависимость от где стб — среднеквадратичная фазовая
ошибка, при которой ошибка направления для решеток с расстоянием между элемен-
тами Л/2 будет лежать с вероятностью р (6) в интервале (— 0, 6).
Сплошные кривые относятся к значению р(0) = 0,95, пунктирные — к значению р (0) = 0,99;
0i — угол до первого нуля; D — длина аитеины.
тем, что основной луч увеличивается пропорционально квадрату числа
элементов (MN)2, в то время как побочное излучение возрастает по линей-
ному закону, так как оно представляет собой некогерентное сложение
многих составляющих.
2. Повышение уровня боковых лепестков из-за случайных ошибок
не зависит от угла качания луча [10]. Уровень боковых лепестков при
качании луча повышается независимо от того, имеются ли случайные ошиб-
ки или они отсутствуют.
3. Чем ниже расчетный уровень боковых лепестков, тем больше будет
боковых лепестков при данных размерах антенны и данном допуске на
ошибку [9].
4. В двухмерной решетке наибольшее влияние оказывает ошибка рас-
положения элементов. Более второстепенную роль играют ошибки в токах,
поступающих в элементы. Угловое положение элементов имеет относи-
тельно небольшое значение [9].
424
Глава 7
Для антенн снепрерывным раскрывом справедливы следующие выводы:
1. Согласно Рузу, излучение по боковым лепесткам пропорционально
среднему квадрату ошибки, как и в дискретной решетке и, кроме того,
пропорционально квадрату интервала корреляции, измеренного в длинах
волн. Бейтс [11] дает отличное от Руза определение интервала корреляции
и по этой причине получает зависимость первой степени.
2. В случае неизбежности ошибок отклонения реальной поверхности
зеркальной антенны от расчетной, участки, где имеются такие отклонения,
должны быть небольшими, т. е. при одном и том же механическом допуске
антенна с меньшим интервалом корреляции (более шероховатая поверх-
ность) обеспечит получение более низкого уровня боковых лепестков, чем
антенна с большим интервалом корреляции. Отклонение, охватывающее
больший участок поверхности антенны, по-видимому, оказывает худшее
влияние, чем местные занимающие небольшую площадь неоднородности
в виде выступа или впадины со значительно большими размерами. Поэтому
неоднородности в виде винтов или заклепок на поверхности отражателя
будут оказывать незначительное влияние на диаграмму направленности
антенны [11].
3. При повышении частоты увеличиваются как фазовые ошибки, так
и интервал корреляции, выраженный в длинах волн. Поэтому к. н. д.
антенны с неизменной площадью увеличивается не пропорционально квад-
рату частоты, а медленнее. Для отражателей с одинаковым к. н .д. (с оди-
наковым диаметром, измеренным в длинах волн) относительный уровень
боковых лепестков, обусловленный ошибками, будет повышаться пропор-
ционально четвертой степени частоты, или на 12 дб/октава.
Из материала настоящего раздела следует вывод, что тонкая структура
диаграммы направленности, особенно в области вне главного луча, в боль-
шей мере определяется, по-видимому, точностью изготовления антенны,
чем способом облучения раскрыва. Таким образом, в реализации диаграммы
направленности инженер-механик и квалифицированные рабочие играют
такую же важную роль, как проектировщик антенны.
,7.12. ОБТЕКАТЕЛИ [3]
Антенны для наземных радиолокаторов часто подвергаются действию
сильных ветров, обледенению и (или) влиянию перепадов температуры.
Для обеспечения их долговечности и работоспособности в неблагоприятных
метеорологических условиях необходимо обеспечивать их защиту. Антенны,
предназначенные для работы в суровых метеорологических условиях,
обычно устанавливаются в защитных сооружениях, называемых обтекателя-
ми. Обтекатели должны обладать большой механической прочностью, не
внося при этом заметных потерь и не вызывая искажений диаграммы направ-
ленности и смещения электрической оси антенны, а также других ухудшений
нормальной работы антенны. Антенны, установленные на самолетах, также
должны быть закрыты обтекателями для защиты от больших аэродинамиче-
ских нагрузок постоянного и переменного характера и уменьшения до мини-
мума лобового сопротивления.
Конструкции обтекателей для антенн можно разбить на два самостоя-
тельных и относительно четко выраженных класса в зависимости от того,
является ли антенна бортовой или наземной (корабельной). Обтекатель
бортовой антенны характеризуется меньшими габаритами по сравнению
с обтекателями наземных антенн, так как сами самолетные антенны имеют
Антенны
425
небольшие размеры. Обтекатель бортовой антенны должен обладать доста-
точной прочностью, с тем чтобы он являлся органической частью конструк-
ции самолета, и обычно его конструкция должна соответствовать аэроди-
намическим формам самолета, снаряда или космического корабля, на кото-
рых он должен быть установлен. По этим причинам высокочастотные харак-
теристики самолетного обтекателя часто выбираются с учетом необходимости
Фиг. 7.66. Самолет радиолокационного дозора с обтекателем антенны.
обеспечения требуемых аэродинамических характеристик. В качестве инте-
ресного примера использования обтекателей для самолетных радиолокато-
ров может служить самолет радиолокационного дозора, показанный на
фиг. 7.66.
Обтекатель обеспечивает работу наземной радиолокационной антенны
при сильном ветре, а также предохраняет эту антенну от обледенения.
Хотя и имеется возможность построить достаточно прочную антенну, спо-
собную выдержать воздействие чрезвычайно неблагоприятных метеороло-
гических факторов, а также оборудовать ее достаточно мощными электро-
двигателями для вращения при сильном ветре, однако часто оказывается
более экономически целесообразным сконструировать более легкую антен-
ну с силовым приводом умеренной мощности и закрыть ее обтекателем.
Обтекатель для наземной антенны обычно имеет форму части сферы.
Сфера позволяет создать прочную механическую конструкцию и при наличии
сильных ветров обладает определенными преимуществами в аэродинамиче-
ском отношении. Частицы атмосферных осадков кружатся вокруг сферы,
а не ударяются об нее. Поэтому снег или другие твердые частицы не всегда
осаждаются на больших сферических поверхностях.
Первые большие обтекатели (диаметром 15 м и более) для наземных
радиолокационных антенн появились вскоре после второй мировой войны.
Они были построены из прочного, гибкого, непроницаемого для воздуха
материала, а внутри обтекателей поддерживалось избыточное воздушное
давление. Надувные обтекатели с избыточным воздушным давлением обла-
дают хорошими электрическими свойствами и могут работать почти на всех
частотах, используемых в радиолокации. Их применение в особенности
полезно на более высоких частотах, например в 3-сантиметровом диапазоне
волн, где другие типы обтекателей оказываются непрактичными. Трудности,
связанные с непрерывным поддержанием внутри оболочки избыточного
426
Глава 7
давления, а также возможность деформации оболочки при сильном ветре
являются основными недостатками надувного обтекателя.
От указанных выше недостатков надувных обтекателей свободны
жесткие обтекатели, изготовленные из различных пластмассовых материа-
лов, усиленных стекловолокном.
Показанный на фиг. 7.67 обтекатель диаметром около 18 м сконструиро-
ван таким образом, что нагрузку воспринимают фланцы между панелями,
из которых собран обтекатель, в то время как пластмассовые панели дей-
ствуют как тонкие диафрагмы, передающие ветровую нагрузку на раму,
Фиг. 7.67. Обтекатель жесткой конструкции для антенн наземных радиолокаторов.
к которой они прикреплены. По некоторым данным, уменьшение к. н. д.
антенны, вызываемое обтекателем, меньше 0,3 дб в дециметровом диапазоне
волн. В 10-сантиметровом диапазоне волн снижение к. н. д. составляет
около 0,5 дб, а результирующее повышение уровня боковых лепестков
составляет 2 дб при уровне —25 дб. Обтекатель не оказывает сколько-
нибудь заметного влияния на электрическое полное сопротивление антенны
или на точность определения направления. На более высоких частотах
сантиметрового диапазона жесткий обтекатель оказывается менее при
годным, чем надувной обтекатель, так как жесткий обтекатель должен
иметь более массивные конструктивные элементы и более толстую обо-
лочку.
Хотя при конструировании трудно добиться, чтобы обтекатели жестко-
го типа выдерживали ураганы, все же можно обеспечить их устойчивость
против бурь и арктических ветров. Надувные обтекатели не обладают такой
прочностью. Ветры coj скоростью около 66 м/сек встречаются редко;
Антенны
427
в₽тры со скоростью около 83 м/сек бывают раз в 10 лет, а о ветрах со ско-
ростью порядка 90 м/сек можно лишь сказать, что они возможны. В боль-
шинстве случаев вращающиеся антенны, не защищенные обтекателями, при
сильных штормовых ветрах, скорость которых превышает 27 м/сек, должны
останавливаться и надежно закрепляться. Антенна, закрытая надежным
жестким обтекателем, может продолжать работать при сильном ветре.
Даже при отсутствии сильных ветров антенна, заключенная в обтекатель,
Ф и г. 7.68. Модель металлической рамы обтекателя жесткой конструкции диаметром
около 34 м.
обладает тем преимуществом, что ее вращение может быть обеспечено
менее мощным электродвигателем, чем при работе без обтекателя при ветре
средней силы.
Обтекатель, изображенный на фиг. 7.67, может служить примером
обтекателя с несущей рамой, оболочка которого является тонкой по срав-
нению с длиной волны. В больших обтекателях такого типа в качестве
основных опорных конструктивных элементов могут применяться металли-
ческие ребра без заметного ухудшения при этом электрических характери-
стик антенны. На фиг. 7.68 показана модель рамы обтекателя диаметром
около 34 м. Применение стальных труб, приваренных к отлитым из стали
раструбам крестовины, обеспечивает минимальную экранировку раскрыва
антенны. Случайное расположение ребер жесткости предупреждает появле-
ние периодических ошибок в распределении по раскрыву, которые могут
428
Глава 1
вызвать образование нежелательных боковых лепестков. Конструкция
также обеспечивает получение более однородных электрических характе-
ристик обтекателя при излучении электромагнитных волн различной
поляризации.
На фиг. 7.69 показан обтекатель диаметром около 43 м, закрывающий
антенну диаметром около 26 м радиолокатора сопровождения системы
дальнего обнаружения баллистических снарядов. Вместо металлической
Фиг. 7.69. Обтекатель из пластин слоистой сотовой конструкции диаметром около
43 м радиолокатора сопровождения системы дальнего обнаружения баллистических
снарядов.
несущей рамы в обтекателе применены панели со слоистой сотовой струк-
турой. Панели состоят из двух тонких плотных слоев толщиной около 1 мм
с сотовым заполнением из крафт-бумаги толщиной около 15 см. Потери на
отражение сведены к минимуму благодаря выбору соответствующей толщи-
ны панелей. Обтекатель состоит Ьсего из 1646 панелей или модулей. Они
сгруппированы в 12 одинаковых секций, образуемых из додекаэдра—сфери-
ческого тела с 12 равными пятиугольными гранями. Каждый пятиугольник
далее разбивается на шестиугольные и пятиугольные секции. Коэффициент
передачи такого обтекателя равен 98?6. Средняя ошибка отклонения элек-
трической оси антенны радиолокатора составляет около 1/10 000 дистан-
ции, а максимальная ошибка — около 3/10 000 дистанции. Диаграмма
Антенны
429
направленности ухудшается очень незначительно. Обтекатели данного типа
устойчивы при скорости ветра до 83 м/сек.
Одним из наиболее крупных жестких обтекателей является обтекатель
диаметром 46 м для радиолокационной антенны диаметром 36,6 м лаборато-
рии Линкольна Массачусетского технологического института, установлен-
ной в Хайстек Хилл. Рабочая частота составляет 8000 Мгц, а средняя
излучаемая мощность радиолокатора равна 100 кет.
7.13. ФОКУСИРУЕМЫЕ АНТЕННЫ
Многие случаи применения антенн связаны главным образом с исполь-
зованием электромагнитного поля, формируемого в зоне Фраунгофера или
дальней зоне. Если работа происходит в области, дальность до которой
меньше примерно 2D2A, где D — диаметр антенны, а X — длина волны,
то соотношения Фраунгофера нельзя применять для описания диаграммы
направленности (разд. 7.2). При увеличении раскрыва антенны часто при-
ходится иметь дело с диаграммами направленности для дальностей менее
2D 2 А, т. е. для зоны Френеля.
Диаграммы направленности для зоны Френеля имеют важное значе-
ние при использовании мощных радиолокаторов с большими раскрывами,
так как в этой зоне обслуживающий персонал может подвергаться опасному
воздействию потоков мощности большой плотности (разд. 11.9). В целях
обеспечения безопасности обслуживающего персонала необходимо иметь
данные об ожидаемых плотностях потока мощности в зоне нахождения
персонала, чтобы можно было принять соответствующие меры защиты.
На фиг. 7.70 приведена характеристика аксиального поля в зоне Френеля
для равномерно облучаемого круглого раскрыва. К.н.д. антенны в этой
зоне меньше, чем в зоне Фраунгофера.
В зоне Френеля путем фокусирования излучения можно получить
такой же к.н.д. антенны, как и в зоне Фраунгофера. Фокусирование
излучения можно осуществить, используя сферическое распределение фазы
по плоскому раскрыву с целью уравнивания электрических путей от каж-
дой точки раскрыва до точки, в которой необходимо сфокусировать излу-
чаемую энергию. Гибкость, которой обладают антенные решетки, делает
их весьма пригодными в качестве электронно управляемых антенн с пере-
менным фокусом.
Диаграмма направленности в фокальной плоскости фокусируемой
антенны совпадает с диаграммой направленности в зоне Фраунгофера
(в бесконечности). Диаметр сфокусированного луча, измеренный по точкам
половинной мощности, приблизительно равен Rf К/D для равномерно облу-
чаемого круглого раскрыва, где Rf — расстояние до фокуса. Для фокуси-
рования потока мощности в луч с диаметром сечения 1м на расстоянии 10 км
диаметр антенны должен равняться 10 000Х. При Rf = D2/k размер сечения
луча в плоскости, для которой производится фокусировка, равен размеру
•раскрыва антенны.
На фиг. 7.71 представлен график напряженности поля фокусируемой
антенны с равномерно облучаемым раскрывом площадью (50Х)2 при фоку-
сировании луча в точке, находящейся на расстоянии 1000Z от антенны.
Это относительно небольшое фокусное расстояние, так как величина 2D2A
при раскрыве в 50Х равна 5000Z.. Одной из интересных особенностей этой
диаграммы направленности является то, что точка максимальной напря-
женности не соответствует фокусу.
Фиг. 7.70. Напряженность аксиального поля равномерно облучаемого круглого
раскрыва.
По оси ординат отложены значения напряженности поля, отнесенные к напряженности поля
в раскрыве; по оси абсцисс — расстояние в единицах D2/X.
Ф и г. 7.71. Диаграммы напряженности поля равномерно облучаемого квадратного
раскрыва (50 Л)2, сфокусированного в точке, находящейся на расстоянии 1000 X.
Антенны
431
Фокусированные антенны представляют интерес для передачи большой
мощности высокой частоты без использования обычных фидерных линий.
Одним из возможных применений является передача энергии с земли на
вертолет.
ЛИТЕРАТУРА
1. Антенна сантиметровых волн, перев. с англ, под редакцией Я. Н. Фельда, изд-во
«Сов радио», 1950.
2. Стрэттон Дж. А., Теория электромагнетизма, перев. с англ, под редак-
цией С. М. Рытова, Гостехтеоретиздат М,— Л., 1948.
3. Механизмы вращения антенны, перев. с англ, под редакцией С. Ханевского,
изд-во «Сов. радио». 1951.
4. Парамонов В К, Влияние осадков на электрические свойства проволоч-
ных решетчатых поверхностей, Радиотехника, № 9, 12—20 (1956).
5. Щелкунов С., Ф р и и с Г., Антенны (теория и практика), перев с англ,
под редакцией Л. Д. Бахраха, изд-во «Сов. радио», 1955.
6. Д в а й т Г. Б., Таблицы интегралов и другие математические формулы, ИЛ,
1948.
7. Радиолокационная техника, изд-во «Сов. радио», 1949.
8. R uze J., The effect of Aperture Errors on the Antenna Radiation Pattern, Suppl.
al Nuovo cimento, 9, 3, 364—380 (1952)
9. E 1 1 i о t t R. S., Mechanical and Electrical Tolerances for Twodimensional Scan-
ning Antenna Arrays, IRE Trans, AP-6, 114 —120 (1958).
10. R о n d i n e 1 1 i L. A., Effects of Random Errors on the Performance of Antenna
Arrays of Many Elements, IRE Natl. Conv. Record, 7, pt. 1, 173—187 (1959).
11. Bates R. H. T., Random Errors in Aperture Distributions, IRE Trans.,
AP-7, 369—372 (1959).
12. L e i c h t er M., Beam Pointing Errors of Long Line Sources, IRE Trans., AP-8,
268—275 (1960).
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Аренберг А. Г., Распространение дециметровых и сантиметровых волн, изд-во
«Сов. радио», 1957.
Горелик Г. С., Колебания и волны, Физматгиз, 1959.
Драбкин А. Л., Зузенко В. Л., Антенно-фидерные устройства, изд-во
«Сов. радио», 1961.
Ф р а д и н А. 3., Антенны сверхвысоких частот, изд-во «Сов. радио», 1957.
8.
Приемники
8.1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Способность радиолокационного приемника обнаруживать отраженные
сигналы и извлекать из них полезную информацию ограничивается в прин-
ципе наличием шума. Шум может попадать в приемник через антенну вместе
с полезным сигналом (внешний шум) или возникать в самом приемнике
(внутренний шум). Так как шум нельзя полностью устранить, влияние его
должно быть сведено к минимуму для получения оптимальных характери-
стик радиолокационной станции. Снижение уровня шума улучшает спо-
собность приемника обнаруживать слабые сигналы и извлекать полезную
информацию. Задача снижения уровня шума особенно важна при расчете
чувствительных приемников, применяемых в радиолокационных станциях
дальнего действия.
В гл. 2 было показано, что для радиолокационного обнаружения малых
целей на больших дальностях требуются большая мощность передатчика,
значительная площадь антенны и чувствительный приемник. Любое повы-
шение чувствительности может быть использовано для уменьшения мощ-
ности передатчика или размеров антенны. Так как стоимость хорошего
приемника обычно значительно ниже стоимости антенны больших размеров
или мощного передатчика, то улучшение характеристик приемника может
привести к снижению общей стоимости радиолокационной станции.
Правильный расчет приемника основывается на максимизации отно-
шения сигнал/шум, или точнее, как будет показано в гл. 9, на максимизации
апостериорной вероятности, функции правдоподобия или другого анало-
гичного параметра. Но для практического расчета приемника обычно удовле-
творительным критерием является максимизация отношения сигнал/шум
в линейной части приемника. Максимальное отношение сигнал/шум можно
получить, если рассчитывать приемник как согласованный фильтр (разд. 9.2)
или как коррелятор (разд. 9.3). Приемник, рассчитанный по одному из этих
методов (которые в принципе одинаковы), дает оптимальное усиление
полезного сигнала и подавляет паразитные сигналы, в том числе и шум.
Правильно спроектированный приемник должен также иметь низкий уро-
вень собственных шумов, особенно во входных каскадах, где сигналы наи-
более слабые.
Кроме принимаемых сигналов, поступающих из антенны, в приемное
и индикаторное устройства должны подаваться контрольные и управляю-
щие сигналы из других устройств радиолокационной станции для правиль-
ной интерпретации информации, содержащейся во входных сигналах.
Так, для определения времени распространения сигнала или дальности
Приемники
433
необходимо знать момент излучения сигнала, а для определения угловых
координат цели должно быть известно положение антенны. В станциях
с селекцией движущихся целей или в станциях с непрерывным излучением
энергии для определения допплеровского сдвига частоты нужно знать
частоту передаваемых сигналов. Чем больше имеется в приемнике априор-
ной информации, тем лучше, так как из общей теории связи следует, что
для извлечения из отраженного сигнала максимальной информации необ-
ходимо иметь полное описание сигнала.
Наряду с уровнем шума и чувствительностью приемника для инженера,
занимающегося проектированием радиолокационных приемников, пред-
ставляют интерес и такие характеристики, как усиление, полоса пропуска-
ния, динамический диапазон, точность настройки, механическая прочность
и простота конструкции.
Общее усиление приемника складывается из усиления его отдельных
каскадов, причем основное усиление в приемниках супергетеродинного типа
получается в каскадах промежуточной частоты и видеочастоты. Коэффи-
циент усиления по мощности приемника и индикаторного устройства состав-
ляет обычно 150—200 дб.
Динамический диапазон приемника должен быть таким, чтобы прием-
ник мог обнаруживать наиболее слабые сигналы и не перегружаться при
приеме самых сильных отраженных сигналов.
Полоса пропускания приемника должна охватывать частотный спектр
передаваемого сигнала и ожидаемые допплеровские частоты. Вопросы
настройки радиолокационного приемника обычно не имеют такого важного
значения, как это имеет место в связном радиоприемнике. Диапазон
перестройки приемника не должен быть больше диапазона перестройки
передатчика, и, так как мощные передатчики значительно труднее пере-
страивать, чем приемники, вопросы настройки последнего редко являются
ограничивающим фактором при расчете радиолокационных приемников.
В передатчиках радиолокационных станций, особенно с автогенераторами,
наблюдается уход частоты, поэтому для компенсации этих неуправляемых
изменений частоты передатчика приемник должен иметь схему автомати-
ческой подстройки частоты (АПЧ).
Типы радиолокационных приемников [1]. В радиолокационных стан-
циях находят применение приемники различных типов, в том числе супер-
гетеродинные, сверхрегенеративные, детекторные приемники с усилением
по видеочастоте и с настроенными высокочастотными каскадами. Хотя
каждый из них имеет определенную область применения, для которой
он подходит лучше, чем другие типы, все же наибольшее распространение
получил супергетеродинный приемник благодаря его высокой чувствитель-
ности, большому коэффициенту усиления, хорошей избирательности и на-
дежности. Суперрегенеративный приемник может быть с успехом применен
там, где простота и компактность имеют большее значение, чем чувствитель-
ность. Его можно рекомендовать для радиолокационных маяков, где одну
лампу можно использовать для передачи и для приема. Детекторный прием-
ник с усилением по видеочастоте сравнительно прост, но имеет очень низкую
чувствительность. Кроме того, все усиление сигнала должно происходить
в нем в видеочастотных каскадах. Приемник с настроенными высокочастот-
ными каскадами почти не нашел применения в радиолокации. Он во многом
аналогичен детекторному приемнику с усилением по видеочастоте, но имеет
высокочувствительный усилитель с усилением, достаточно большим для
компенсации шума, создаваемого детектором. В этом приемнике нет каскадов
промежуточной частоты.
28 М. Сколннк
434
Глава 8
8.2. ПРИЕМНИК СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ТИПА
На фиг. 8.1 приведена упрощенная блок-схема радиолокационного
супергетеродинного приемника. Отраженный сигнал поступает на вход
приемника из антенны, проходит через антенный переключатель и усили-
вается в усилителе высокой частоты с низким уровнем шума. Если внешним
шумом можно пренебречь, то чувствительность приемника определяется
шумом, создаваемым в его входном каскаде. На схеме входным каскадом
является усилитель высокой частоты, но во многих практических случаях
Антенна
От
передатчика
Ф и г. 8.1. Блок-схема супергетеродинного приемника с автоматической подстройкой
частоты.
этот усилитель отсутствует и входным каскадом приемника служит смеси-
тель. Функция смесителя, или первого детектора, состоит в преобразовании
высокой частоты сигнала в более низкую промежуточную частоту (ПЧ),
обычно равную 30 или 60 Мгц. Это преобразование выполняется путем
смешения в нелинейном элементе (смесителе) высокочастотного сигнала
с колебаниями местного гетеродина и выделения сигнала разностной часто-
ты. Частота сигнала преобразуется, таким образом, в промежуточную,
на которой легче получить необходимое усиление. На промежуточной
частоте также легче получить заданную частотную характеристику прием-
ника. Второй детектор, который может быть ламповым или полупроводнико-
вым, выделяет модулирующий видеосигнал из принятого сигнала. Видео-
сигнал усиливается в каскадах видеочастоты до уровня, достаточного для
его использования в индикаторном устройстве.
Одним из требований к радиолокационному приемнику является полу-
чение минимального внутреннего шума, в связи с чем важно рассчитать
его входные каскады так, чтобы они имели небольшой коэффициент шума.
Если первым каскадом является смеситель, то его полупроводниковый
детектор должен обладать минимальными потерями преобразования и низкой
шумовой температурой; шум, генерируемый местным гетеродином, не дол-
жен попадать в смеситель. Для этого между гетеродином и полупроводни-
ковым детектором включается узкополосный фильтр или применяется
балансная схема смесителя. При отсутствии в схеме приемника высокочас-
тотного усилителя коэффициент шума усилителя промежуточной частоты
(УПЧ) должен быть достаточно низким.
Приемники
435
Так как полоса пропускания высокочастотной части приемника срав-
нительно широкая, то усилитель промежуточной частоты будет определять
частотную характеристику всего приемника. Правильный выбор частотной
характеристики УПЧ позволяет получить максимальное отношение сиг-
нал/шум. Второй детектор приемника — существенно нелинейный прибор.
Нелинейность приводит к возникновению дополнительных составляющих
шума, ухудшающих отношение сигнал/шум. Они отличаются от шума в полу-
проводниковом элементе, обусловленного фликкер-эффектом (влияние этого
шума обычно устраняется увеличением усиления по промежуточной часто-
те), и являются следствием самого процесса детектирования. Между состав-
ляющими полезного сигнала и шума, подведенными к нелинейному элементу,
возникают биения, вследствие чего энергия сигнала переходит в энергию
шума. Характеристика второго детектора (линейная, квадратичная, куби-
ческая и т. п.) не оказывает существенного влияния на процесс детекти-
рования. Однако для практических целей следует отдать предпочтение
детектору с линейной характеристикой, имеющему более широкий динами-
ческий диапазон. Видеоусилитель также может ухудшить отношение
сигнал/шум, но в правильно рассчитанном и хорошо отрегулированном
приемнике этого можно избежать. Метод индикации данных может оказать
некоторое влияние на общую чувствительность приемного устройства,
особенно если решение об обнаружении цели должен принимать оператор.
Автоматическая подстройка частоты [1]. Система АПЧ, обычно при-
меняемая для сохранения настройки приемника на частоту передатчика,
известна под названием разностно-частотной системы. Часть сигнала
передатчика подается в смеситель АПЧ, где она взаимодействует с сигналом
гетеродина. Если частота передатчика и частота настройки приемника точно
совпадают, разностная частота смесителя АПЧ будет точно равна промежу-
точной частоте. Когда настройка приемника нарушается, разностная частота
будет иметь другое значение. Любое отклонение разностной частоты от про-
межуточной обнаруживается частотным дискриминатором АПЧ, который
вырабатывает напряжение сигнала ошибки. Величина этого напряжения
пропорциональна отклонению разностной частоты от промежуточной, а знак
указывает на направление отклонения. Напряжение сигнала ошибки кор-
ректирует частоту гетеродина, общего для смесителей приемника и схе-
мы АПЧ.
Схема АПЧ действует как следящая система. Для выработки коррек-
тирующего сигнала всегда необходимо некоторое напряжение ошибки,
но величина этого напряжения может быть уменьшена за счет увеличения
усиления в системе АПЧ.
Противопомеховые схемы [1, 2]. Супергетеродинный приемник являет-
ся наиболее распространенным приемником как в радиолокации, так
и в радиосвязи. Его теория и техника достаточно хорошо разработаны
и описаны в литературе, поэтому, не повторяя известных данных, следует
остановиться лишь на особенностях расчета супергетеродинного приемника,
имеющих важное значение при использовании его в радиолокации.
Радиолокационный приемник должен сводить к минимуму влияние
мешающего излучения других устройств и умышленных помех. Влияние
этих помех может проявляться в двух направлениях. Во-первых, они
могут затруднять работу оператора по обнаружению полезных сигналов
и извлечению из них необходимой информации. Во-вторых, достаточно
мощный мешающий сигнал может вызвать перегрузку приемника и его
насыщение. При насыщении приемника он запирается, и для восстановле-
ния его чувствительности после прекращения действия мешающего сигнала
28*
436
Глава 8
потребуется определенное время. Во время насыщения и восстановления
чувствительности приемник не реагирует на новые принимаемые сигналы.
Рассматриваемые в этом разделе методы относятся в первую очередь к пред-
отвращению насыщения приемника.
Помехи от различных технических приборов, например от электродви-
гателей и люминесцентных ламп, можно уменьшить или полностью устра-
нить при правильном конструировании этих приборов путем тщательного
экранирования и применения фильтров. Другими видами помех для радио-
локационного приемника могут быть непрерывные колебания, сигналы
с амплитудной или частотной модуляцией, импульсные сигналы или моду-
лированные шумом непрерывные колебания. Чем больше мешающий сигнал
сходен по своим характеристикам с полезным радиолокационным сигналом,
Разделительный
конденсатор
Фиг. 8.2. Применение разделительного конденсатора для устранения постоянного
напряжения смещения, создаваемого непрерывными мешающими колебаниями.
тем труднее их различить. Теоретически оптимальная способность прием-
ника извлекать полезный сигнал из помех и шума получается при расчете
его по методу согласованного фильтра, описанному в гл. 9. В этом разделе
указываются некоторые практические методы уменьшения влияния мешаю-
щих сигналов при применении радиолокационного приемника обычного
супергетеродинного типа.
Рассмотрим сначала помеху в виде немодулированных синусоидальных
колебаний, частота которых слегка отличается от несущей частоты радиоло-
кационной станции. Если второй детектор непосредственно связан с видео-
усилителем, то незатухающие колебания будут преобразовываться вторым
детектором в постоянное напряжение, которое изменит смещение лампы
первого каскада видеоусилителя, что может привести к его насыщению.
Влияние смещения, получающегося за счет выпрямления незатухающих
колебаний, можно устранить, подавая такое же напряжение с противополож-
ным знаком или, более простым способом, соединяя детектор с видеоусили-
телем через разделительный конденсатор (фиг. 8.2). Оба эти способа обеспе-
чивают нормальную работу приемника, если только мешающий сигнал
не вызывает перегрузки усилителя промежуточной частоты. Включение
разделительного конденсатора приводит к хорошим результатам, и этим
методом можно широко пользоваться при проектировании супергетеродин-
ных приемников как радиолокационных, так и другого назначения.
Если мешающий сигнал представляет собой модулированные по ампли-
туде или частоте незатухающие колебания, то на выходе второго детектора
вместе с постоянным напряжением смещения от несущей появятся пере-
менные составляющие. Для устранения этих переменных составляющих
достаточно заменить простой разделительный конденсатор фильтром верх-
них частот, включенным между вторым детектором и видеоусилителем.
Фильтр верхних частот, применяемый для этих целей, называется схемой,
с модой постоянной времени. Этот фильтр может быть обычной 7?С-схемой,
имеющей две или более частоты отсечки, которые могут выбираться опера-
тором радиолокационной станции по его усмотрению. При отсутствии
помех включается низшая частота отсечки и через фильтр проходит почти
Приемники
437
вся энергия, содержащаяся в отраженном сигнале. Когда появляется моду-
лированная помеха, включается более высокая частота отсечки. Так как
фильтр поглощает вместе с модулирующим сигналом помехи и часть энергии
полезного сигнала, проходящие через фильтр радиолокационные сигналы
будут претерпевать некоторое ослабление. Поэтому схема с малой постоян-
ной времени должна применяться в приемниках только тогда, когда это
действительно необходимо.
Схема с малой постоянной времени оказывается эффективной только
в случаях, когда усилитель промежуточной частоты не перегружается.
Перегрузку этого усилителя можно устранить, понижая усиление. Хотя
оператор может делать это вручную, его реакция не всегда будет достаточно
быстрой. В связи с этим для быстрой регулировки усиления в большинстве
К видео -
усилителю
Ф и г. 8.3. Схема мгновенной автоматической регулировки усиления (МАРУ).
радиолокационных приемников применяется схема мгновенной автоматиче-
ской регулировки усиления (МАРУ), аналогичная в принципе автоматиче-
ской регулировке усиления (АРУ), применяемой в обычных радиоприем-
никах, но отличающаяся более высокой скоростью действия. МАРУ основа-
на на регулировании усиления УПЧ при помощи отрицательной обратной
связи (фиг. 8.3). Сигнал, получающийся на выходе последнего каскада
УПЧ, выпрямляется детектором, усредняется в /?С-фильтре с малой постоян-
ной времени и подается с отрицательной полярностью на управляющую
сетку лампы предоконечного каскада УПЧ. Постоянная времени фильтра
обычно берется в несколько раз больше длительности зондирующего сигна-
ла. Отраженные сигналы проходят через фильтр с небольшим ослаблением,
а сигналы большей длительности, например отраженные от местных объек-
тов большой протяженности, претерпевают значительное ослабление.
Обратной связью схемы МАРУ могут быть охвачены только один или два
каскада усилителя промежуточной частоты, так как при большем числе
регулируемых каскадов может ухудшиться устойчивость работы усилителя.
Поскольку обычно первым перегружается оконечный каскад, то он и охва-
тывается схемой МАРУ. Если требуется применять МАРУ в первых каска-
дах УПЧ, они могут охватываться другим контуром обратной связи.
Другой способ предотвращения перегрузки усилителя промежуточной
частоты состоит в применении схемы, в которой выходной сигнал усилителя
пропорционален логарифму его входного сигнала. Как будет показано
в разд. 12.4, приемники с логарифмической характеристикой хорошо подав-
ляют мешающие отраженные сигналы от местных предметов.
На фиг. 8.4 показана схема автоматической регулировки усиления
приемника, аналогичная схеме МАРУ и известная под названием схемы
с балансным смещением детектора. Она отличается от схемы МАРУ двумя
438
Глава 8
особенностями: 1) в ней не используется обратная связь, так как входной
сигнал поступает из каскада приемника, расположенного до каскада,
к которому подводится управляющий сигнал; 2) смещение подается на
диодный детектор, а не в каскад усилителя промежуточной частоты.
Линия задержки предотвращает действие смещения в течение длительности
импульса. (В схеме МАРУ линию задержки нельзя применить, так как
включение ее в цепь отрицательной обратной связи усложнило бы вопросы
сохранения устойчивости системы ) Схема с балансным смещением детекто-
ра обычно имеет сравнительно небольшой динамический диапазон, поэтому
ей должен предшествовать усилитель промежуточной частоты, защищенный
МАРУ. На фиг. 8.4 показаны также схемы с малой постоянной времени
Фиг 8.4. Схема с балансным смещением детектора.
и МАРУ. Так как эти противопомеховые схемы ослабляют вместе с мешаю-
щими сигналами и полезный сигнал, предусмотрена возможность их
выключения, когда в их применении нет необходимости.
Вероятность насыщения приемника может быть также уменьшена
путем изменения его усиления во времени так, чтобы оно было небольшим
для сигналов от ближних целей и максимальным для сигналов от целей,
находящихся на предельных дальностях. Этот метод называется временной
автоматической регулировкой усиления (ВАРУ). На небольших дальностях
вследствие изменения интенсивности отраженного сигнала обратно про-
порционально расстоянию в четвертой степени получаются сильные сигналы
от целей и от местных предметов. Ввиду этого усиление приемника при
приеме таких сигналов должно быть снижено. На больших дальностях
влияние мешающих отражений проявляется в меньшей степени и усиление
приемника может быть повышено для обнаружения слабых сигналов от целей.
Так же как и рассмотренные выше другие схемы, ВАРУ следует применять
только тогда, когда в этом действительно есть необходимость, и выключать
ее, когда она не используется.
Техника борьбы с помехами сравнительно проста. Применение кон-
кретных схем защиты приемника обычно зависит от решения оператора.
В некоторых радиолокационных станциях оператор не участвует в процес-
се обнаружения и сигналы с выхода приемника подаются непосредственно
в устройство обработки данных, например в цифровую вычислительную
машину. В таких случаях для предотвращения перегрузки вычислительной
машины сильными мешающими, сигналами могут применяться более слож-
ные схемы.
Другие способы снижения влияния помех на радиолокационные прием-
ники рассмотрены в разд. 12.9 и 12.10.
Приемники
439
8.3. ШУМЫ ПРИЕМНИКА [21
Если бы в приемнике не создавались шумы, то при достаточном усиле-
нии можно было бы обнаруживать любой сигнал, каким бы слабым он ни
был. Но практически этого нельзя достичь, так как в приемнике всегда
имеются шумы, которые усиливаются вместе со слабыми сигналами. В этом
разделе рассматриваются некоторые виды шумов, возникающих в радио-
локационном приемнике. Шумы, поступающие в приемник через антенну,'
будут рассмотрены в разд. 8.6
Тепловые шумы. В любом проводнике при температуре, отличающейся
от абсолютного нуля, электроны всегда находятся в хаотическом движе-
нии. Это движение вызывает появление на сопротивлении R пф абсолютной
температуре Т шумового напряжения, средний квадрат которого равен
&=4RkTBn, (8.1)
где k — постоянная Больцмана, равная 1,38-10" 23 джГК\ Вп — полоса
частот, в пределах которой измеряется шумовое напряжение.
Шумовая полоса частот Вп определяется как
со
<8-2)
—оо
где Н (f) — частотная характеристика цепи; /0 — резонансная частота
(обычно средняя частота полосы пропускания).
Шумовую полосу частот цепи можно представить как полосу про-
пускания фильтра с прямоугольной характеристикой высотой И (f0) и шири-
ной Вп, мощность шума на выходе которого равна полной мощности шума
данной цепи. О шумовой полосе уже говорилось в разд. 2.3.
Проводник, имеющий абсолютную температуру Т и генерирующий
шум, может быть представлен схемой из последовательно соединенных
нешумящего сопротивления R и генератора напряжения шума, средний
квадрат которого определяется выражением (8.1). Известно, что макси-
мальная передача мощности от генератора в нагрузку получается в том
случае, когда полное сопротивление нагрузки и полное внутреннее сопро-
тивление генератора являются комплексно сопряженными. Таким образом,
максимальная мощность шума от проводника с сопротивлением R полу-
чится при условии, что сопротивление нагрузки также равно R. Максималь-
ная мощность шума, передаваемая в нагрузку, при этих условиях равна
e2!4R, или
kTBn (8.3)
Шумовое напряжение, определяемое уравнением (8.1), или мощность
шума [уравнение (8.3)1, называется тепловым шумом вследствие его зависи-
мости от температуры Т. Он создается во всех проводниках с конечным
сопротивлением при температуре, отличной от абсолютного нуля. Выраже-
ния (8.3) и (8.1) описывают тепловой шум в диапазоне сверхвысоких частот.
Спектр теплового шума в полосе частот, используемых в радиолокации,
не зависит от температуры и называется поэтому белым шумом. Однако
для теплового шума существует верхняя критическая частота, за которой
его спектр перестает быть однородным и амплитуды составляющих спектра
быстро уменьшаются с ростом частоты. Это случается в дальней инфракрас-
ной области при нормальной температуре. Эти частоты лежат за пределами
частотного диапазона, используемого в радиолокации. Тепловой шум
иногда называют также шумом Джонсона.
440
Глава 8
Дробовые шумы. Электроны излучаются катодом электронной лампы
хаотически и достигают анода с неодинаковыми скоростями. Случайный
характер прихода электронов на анод вызывает хаотические шумы, назы-
ваемые дробовыми шумами. Для диода, работающего в режиме ограничения
тока эмиссии температурой катода, средний квадрат дробового шума анод-
ного тока равен
К 2е1Вп, (8.4)
где е — заряд электрона; I — среднее значение (постоянная составляющая)
тока; Вп — шумовая полоса.
Когда диод работает в режиме ограничения тока пространственным
зарядом, наблюдается некоторое сглаживание дробовых шумов анодного
тока. Вследствие этого шумовой ток будет несколько меньшим, чем в преды-
дущем случае. Эти шумы называются ослабленными дробовыми шумами.
Дробовой шум возникает не только в простом диоде, но и в лампах
с управляющей сеткой, лампах бегущей волны, клистронах, магнетронах,
полупроводниковых диодах и триодах, а также других приборах, через
которые проходит ток.
Шумы токораспределения. В лампах, имеющих несколько электродов
с положительным потенциалом, ток распределяется между этими электро-
дами (например, в пентоде ток распределяется между анодом и экранирую-
щей сеткой). Так как распределение эмитированных электронов носит слу-
чайный характер, то деление тока между различными положительными
электродами будет также случайным, что вызовет дополнительные шумы.
Следствием случайного распределения электронов будет некоторое кажущее-
ся увеличение дробовых шумов анодного тока. В этом случае говорят, что
увеличение дробовых шумов вызывается шумами от токораспределения;
они являются причиной того, что пентоды имеют более высокий уровень
шумов, чем триоды. Поэтому там, где требуется снизить шумы, например
во входных каскадах усилителя промежуточной частоты, следует отдавать
предпочтение триодам.
Наведенные шумы сетки. Движение электронов от катода к аноду
в лампе с сеткой вызывает ток в цепи сетки. Если бы поток электронов
с катода был однородным, количество электронов, попадающих на сетку
и покидающих ее, было бы одинаковым и наведенный в цепи сетки ток
равнялся бы нулю. Но в действительности электронный поток неоднород-
ный, хаотический, и поэтому в цепи сетки возникнет наведенный ток.
Флуктуации наведенного сеточного тока имеют характер шумов. Вследствие
управляющего действия сетки эти флуктуации проявляются как шумы
в анодной цепи. В отличие от других видов шумов амплитуда спектра наве-
денных шумов сетки с повышением частоты возрастает. Это обстоятельство
ограничивает применение обычных ламп на высоких частотах. При частотах
выше 100 Мгц наведенные шумы представляют главную трудность при
расчете усилителей с низким уровнем шума.
Существует корреляция между наведенными шумами сетки и дробовы-
ми шумами анодного тока. Возможно их взаимное частичное подавление.
Правильное согласование цепей лампы может дать некоторое снижение
общего уровня шумов, что является прямым следствием корреляции двух
указанных составляющих шумов. Однако существует практический предел
применения этого способа, так как независимые (некоррелированные) шумы
сетки могут быть большими, достигая в некоторых случаях 70% общих
шумов.
Приемники
441
Шумы полупроводниковых диодов. Невозбужденный полупроводни-
ковый диод может создавать тепловые шумы так же, как любое другое
сопротивление при тепловом равновесии. При прохождении тока через
диод возникают дополнительные составляющие шумов и результирующие
шумы будут представлять собой сложную комбинацию тепловых шумов
в сопротивлении перехода, дробовых шумов в барьерном слое и фликкер-
шумов в полупроводнике (мерцательных шумов).
Кроме дробовых и тепловых шумов, в полупроводниках при низких
частотах возникает дополнительный шум со спектральной плотностью,
обратно пропорциональной частоте. Он называется фликкер-шумом или
шумом с характеристикой 1// (где f— частота) и возникает в полупровод-
никовых триодах (транзисторах), электронных лампах (особенно с оксид-
ными катодами), а также в полупроводниковых диодах. Вследствие обратно
пропорциональной зависимости мощности этих шумов от частоты они будут
преобладающими в полупроводниковых приборах на низких частотах.
В полупроводниковом диоде типа 1N23E эти шумы превышают дробовые
шумы при частотах ниже 100 кгц. Поэтому в супергетеродинном приемнике
с низким уровнем шума промежуточная частота должна быть выше некоторой
граничной частоты, если требуется, чтобы мерцательные шумы не были
преобладающими. Чувствительность детекторных приемников с полупро-
водниковым детектором и усилением по видеочастоте ограничивается глав-
ным образом мерцательными шумами.
Шумы транзисторов. В транзисторах наблюдаются те же составляющие
шумов, что и в полупроводниковых диодах: тепловые, дробовые и мерца-
тельные шумы.
8.4. КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА
«Идеальный» приемник не добавляет своего шума к усиливаемому
сигналу, но во всех реальных приемниках создается некоторый внутренний
шум. Мерой шума, возникающего в реальном приемнике, по сравнению
с идеальным приемником служит коэффициент шума. Коэффициент шума F
линейной системы можно определить как
<8’5>
или в эквивалентной форме
где SBX — номинальная мощность входного полезного сигнала; NBX —
номинальная мощность входного шума, равная kTBn\ 5ВЫХ — номинальная
мощность выходного сигнала; — номинальная мощность выходного
шума, причем под номинальной мощностью подразумевается мощность,
отдаваемая на согласованную нагрузку. Коэффициент усиления системы
равен G == SBBiX/SBX.
Уравнения (8.5) и (8.6) дают два разных, но эквивалентных определения
коэффициента шума. Последний можно рассматривать как величину, харак-
теризующую ухудшение отношения сигнал/шум цепью (приемником), или
как отношение действительной выходной мощности тепловых шумов в согла-
сованной нагрузке к мощности шумов, которая получалась бы при условии,
что цепь усиливает только тепловые шумы источника. Коэффициент шума
обычно выражается в децибелах, т. е. как 10 lg F. Значения коэффициента
442
Глава 8
шума практических приемников приведены в разд. 8.7 и представлены
на фиг. 8.11.
Выражение для коэффициента шума можно также переписать в виде
г kTBnG+\N
F = kTBnG~' (8'7)
ИЛИ
где ДМ — дополнительный шум, создаваемый самой цепью.
Температура Т, входящая в выражение для коэффициента шума, это
температура на входе цепи. Чтобы стандартизовать определение F, амери-
канский Институт радиоинженеров принимает 70 = 290° К (~ 17° С).
Она близка к комнатной температуре, а также удобна тем, что kT0 при
этом получается равным примерно 4-10 21 вт/гц. Для обычных радиолока-
ционных приемников условный выбор стандартной температуры для всех
измерений и расчетов не связан с какими-либо трудностями, так как шум
вп
"о
G2> ви
Ф и г. 8.5. Каскадное соединение двух цепей.
реального приемника всегда больше шума идеального приемника при тем-
пературе 290 К. Но для приемников с низким уровнем шума, например
с парамагнитными или параметрическими усилителями, более удобной
мерой шума является эффективная шумовая температура (разд. 8.5).
Коэффициент шума многокаскадной схемы. Рассмотрим две последова-
тельно соединенные цепи, имеющие одинаковую шумовую полосу Вп,
но различные коэффициенты шума и усиления (фиг. 8.5). Пусть Fj и Gj —
коэффициенты соответственно шума и усиления первой цепи, а и б, —
аналогичные параметры второй цепи. Задача состоит в нахождении коэф-
фициента шума Fo двухкаскадной схемы. Из определения коэффициента
шума [уравнение (8.6)1 следует, что мощность выходного шума No двух-
каскадной схемы равна
N0--=FnGlG,kT0Bn, (8.9)
т. е. мощности шума первой цепи на выходе второй цепи, плюс мощность
шума ДАб>, вносимого второй цепью. Это можно записать как
No - fc7’0BnF1G1G2 + ДД'2=- kT0BnFGfi2 + (F2- 1) kT0BnG2, (8.10)
или
F0=F,+^-. <811)
Влияние второй цепи на величину общего коэффициента шума можно
существенно уменьшить, если усиление первой цепи взять достаточно
большим. Этот вывод имеет важное значение для расчета многокаскадных
приемников. Однако для уменьшения общего коэффициента шума недоста-
точно иметь малошумящим только первый каскад приемника. Последующие
каскады также должны иметь небольшой коэффициент шума, иначе для
превышения шума последующих каскадов первый каскад должен иметь
достаточно высокое усиление. Если первая цепь представляет собой не уси-
Приемники
443
литель, а схему с потерями (как, например, полупроводниковый смеситель),
Gj следует считать величиной, меньшей единицы.
Можно показать, что коэффициент шума А-каскадной схемы равен
= + + +с/ГС'д-_,' <812>
Аналогичное выражение может быть получено для коэффициента шума
многокаскадной схемы, отдельные цепи которой имеют неодинаковую шумо-
вую полосу и (или) температуру.
Измерение коэффициента шума. Очень важно знать коэффициент шума
работающего приемника, так как этот коэффициент может быть использован
в качестве меры чувствительности приемника. Чем больше коэффициент
шума, тем ниже чувствительность. Существуют два основных метода изме-
рения коэффициента шума.
По первому методу вход приемника соединяется с калиброванным
генератором непрерывных колебаний и при помощи измерителя мощности
измеряется мощность на выходе усилителя промежуточной частоты. При
согласованном сопротивлении на входе приемника и отсутствии колебаний
генератора выходной сигнал будет получаться только за счет собственного
шума приемника. Затем на вход приемника подается сигнал от генератора
непрерывных колебаний и регулируется так, чтобы мощность сигнала
и шума стала равной удвоенной мощности шума приемника, измеренной
ранее. Отношение сигнал/шум по мощности 5ВЬ1Х/АВЫХ на выходе прием-
ника при этих условиях приблизительно равно единице. Входная мощность
сигнала SBX может быть определена по шкале генератора непрерывных
колебаний, а входная мощность шума А'вх равна kT0Bn (Вп определяется
путем измерения полосы пропускания приемника). Полученные таким
образом величины позволяют определить коэффициент шума путем подста-
новки их в уравнение (8.5).
При втором методе измерения коэффициента шума используется источ-
ник шума известной мощности, например аргоновая газоразрядная лампа.
Коэффициент шума определяется посредством измерения 1) мощности
выходного шума приемника Аь когда ко входу его подключено согласован-
ное сопротивление при температуре Tt, и 2) мощности выходного шума N2,
когда вход приемника подключен к согласованному генератору шума при
температуре Т2. Температура Т2 является эквивалентной температурой
сопротивления, создающего такой же шум, как и генератор шума. Можно
показать, что коэффициент шума в этом случае равен
F (t2/T0-\)-Y(T,IT0-\) . (8 j3)
где ¥ = А2/Аь а 7/ — стандартная температура, равная 290° К-
Рассмотренные два метода, в одном из которых используется калибро-
ванный генератор непрерывных колебаний, а во втором — широкополосный
источник шума, по существу одинаковы. На практике применяются различ-
ные варианты этих методов, но принципы остаются теми же. Преимущество
применения генератора непрерывных колебаний состоит в том, что он позво-
ляет измерять коэффициент шума в широких пределах, тогда как вследствие
ограниченной мощности шума, получаемой от газоразрядной лампы, при
использовании широкополосного источника шума можно измерять коэф-
фициенты шума, не превышающие 20 дб. С другой стороны, этот метод не
требует знания шумовой полосы приемника, а при измерении с помощью
калиброванного генератора непрерывных колебаний ее нужно знать. Прак-
444
Глава 8
тически измерения коэффициента шума при помощи шумового генератора
осуществляются проще, и получается меньший разброс результатов изме-
рений. Измерение очень малых коэффициентов шума, например парамаг-
нитных и параметрических усилителей, требует особой тщательности, так
как стандартные приборы для измерения шума не всегда обеспечивают
достаточную точность.
Результаты измерения коэффициента шума при помощи генератора
непрерывных колебаний могут не совпадать с результатами, полученными
при использовании широкополосного источника шума, если в схему входят
нелинейные элементы, например смесители или параметрические усили-
тели. Поэтому при интерпретации таких измерений следует соблюдать
осторожность. Обычный супергетеродинный приемник одинаково реаги-
рует как на частоту сигнала, так и на зеркальную частоту, поэтому, если
для измерения коэффициента шума применяется широкополосный источник
шума, перекрывающий как полосу сигнала, так и зеркальную полосу,
эффективная полоса пропускания приемника равна 2Вп, тогда как при
применении генератора непрерывных колебаний она равна только Вп.
Коэффициент шума, измеренный с широкополосным источником шума,
будет на 3 дб ниже измеренного с помощью генератора непрерывных колеба-
ний. Если на входе радиолокационного приемника включить фильтр,
подавляющий зеркальную полосу, результаты обоих методов измерения
будут одинаковыми.
Часто желательно иметь некоторые средства автоматического и непре-
рывного контроля коэффициента шума приемника работающей радиолока-
ционной станции. Это можно осуществить введением в приемник испытатель-
ного сигнала — в виде высокочастотного импульса или стробированного
шумового сигнала — в период времени, непосредственно предшествующий
генерированию следующего импульса передатчика. Коэффициент шума
может быть определен путем измерения мощности входного испытательного
сигнала и мощности шума приемника при отсутствии сигнала. Можно про-
градуировать измерительный прибор непосредственно в значениях коэффи-
циента шума, что позволит расчету, обслуживающему радиолокационную
станцию, следить за коэффициентом шума или чувствительностью прием-
ника непосредственно по шкале прибора. Можно также использовать прибор
с релейным контактом для автоматической сигнализации о превышении
коэффициентом шума заданного предельного уровня.
8.5. ЭФФЕКТИВНАЯ ШУМОВАЯ ТЕМПЕРАТУРА
Понятие о коэффициенте шума было первоначально сформулировано
для характеристики свойств приемника или схемы с относительно высоким
уровнем шума. Применение коэффициента шума, определяемого при стан-
дартной температуре То — 290° К, для характеристики малошумящих
приборов менее удобно, чем применение такого параметра, как эффективная
шумовая температура.
• Коэффициент шума, согласно уравнению (8.8), равен
г L^kT0BnG-
Пусть Те — эффективная шумовая температура на входе схемы, создающая
на ее выходе шум ДА. Тогда ДА = kTeBnG и
Е = 1 + (8.14а)
1 о
Приемники
445
ИЛИ
Te=(F-l)T0. (8.146)
Следует подчеркнуть, что эффективная шумовая температура схемы
не обязательно равна физической шумовой температуре на ее входных
зажимах. Эффективная шумовая температура идеального приемника (F = 1)
равна 0°. У приемника с коэффициентом шума, равным 3 дб при стандартной
температуре (То — 290° К), эффективная шумовая температура равна
290° К, а у приемника с коэффициентом шума 10 дб — 2610° К.
Эффективная шумовая температура, определенная по формуле (8.14),
не зависит от выбора стандартной температуры То при условии, что коэф-
фициент шума F отнесен к той же температуре.
Для многокаскадной цепи с числом каскадов N эффективная шумовая
температура определяется как
71е = Л + ^- + тЛ-+--- + ^N-r------• (8.15)
Эффективная шумовая температура и коэффициент шума описывают одни
и те же свойства приемника. О том, какой из этих параметров лучше, мне-
ния расходятся. Однако следует считать, что каждый из них оказывается
полезным в определенной области; поэтому, вероятно, оба параметра будут
применяться и в дальнейшем. Понятием эффективной шумовой температуры
следует пользоваться для характеристики приборов с низким уровнем
шума, а понятием коэффициента шума — для характеристики обычных
приемников.
8.6. ШУМ ОКРУЖАЮЩЕЙ СРЕДЫ
На частотах радиовещательного диапазона или на коротких волнах
уровень шума окружающей среды очень высок и чувствительность прием-
ника ограничивается шумом, попадающим в него из антенны вместе с по-
лезным сигналом. На сверхвысоких частотах уровень внешнего шума
сравнительно низок и чувствительность обычного радиолокационного при-
емника определяется главным образом его внутренним шумом. Однако
если приемник сверхвысоких частот имеет входной каскад с низким уров-
нем шума, например парамагнитный или параметрический усилитель, то
его чувствительность будет ограничиваться скорее внешним, чем внутрен-
ним шумом. В этом разделе рассматриваются некоторые внешние источники,
шум от которых может попадать в приемник. Можно считать, что каждый
из них имеет определенную эквивалентную шумовую температуру. Влия-
ние каждого источника на результирующую эквивалентную шумовую
температуру приемника может быть вычислено по формуле (8.15).
Космический шум. Внеземное электромагнитное излучение создает
в приемнике непрерывный шумовой фон. Источником этого шума может
быть наша Галактика, внегалактические источники, отдельные радио-
звезды и Солнце.
Уровень космического шума с повышением рабочей частоты снижается.
Космический шум нужно учитывать при расчете приемников, работающих
в диапазоне метровых и дециметровых волн. На частотах выше 1000 Мгц
его влиянием обычно можно пренебречь.
Интенсивность космического шума зависит от того, в каком участке
небесной сферы производится его наблюдение. Она достигает максимума
в направлении центра нашей Галактики и снижается до минимума в на-
446
Глава 8
правлении на полюс, вокруг которого вращается Галактика. На фиг. 8.6
дан график зависимости яркостной температуры космического шума, или
температуры пространства, от частоты (пунктирная линия). Яркостная
температура протяженного источника излучения, измеренная в определен-
ном направлении, равна температуре черного тела, имеющего такую же
яркость, как и данный источник. Яркость определяется как мощность,
принимаемая единицей поверхности апертуры, отнесенная к 1 гц ширины
Фиг. 8.6. Максимальная и минимальная яркостная температура неба, восприни-
маемая идеальной наземной антенной, принимающей сигналы, поляризованные в одной
плоскости.
Пунктирные кривые относятся к космическому шуму. Космический шум преобладает при низких
частотах, а шум, обусловленный атмосферным поглощением,— при более высоких частотах. Мак-
симум космического шума соответствует направлению на центр, а минимум — на полюс Галакти-
ки. Максимум атмосферного поглощения соответствует горизонтальному направлению луча антен-
ны, а минимум — направлению его в зенит.
полосы и единичному телесному углу. Она имеет единицу измерения
вт/м^-гц-стер. Яркость В и яркостная температура Тв в диапазоне радио-
локационных частот связаны формулой Релея — Джинса:
В =-2^- , (8.16)
где k — постоянная Больцмана; X — длина волны.
Яркостная температура характеризует интенсивность излучения в дан-
ном направлении на определенной частоте. Измеряемая температура яв-
ляется средней яркостной температурой в пределах диаграммы направлен-
ности антенны и называется антенной температурой.
Физики и астрономы обычно имеют дело с неполяризованным излуче-
нием. Но антенны большинства радиолокационных станций реагируют на
излучений с определенной поляризацией. Поэтому графики яркостной
температуры на фиг. 8.6'построены для антенны, принимающей сигналы,
поляризованные в одной плоскости, и дают значения температуры, вдвое
Приемники
447
меньшие тех, которые были бы получены с антенной, реагирующей на
сигналы, поляризованные в двух взаимно перпендикулярных направле-
ниях.
Термин температура пространства употребляется как синоним тер-
мина «яркостная температура космического шума». Эта температура равна
температуре идеальной антенны (без боковых и задних лепестков и потерь),
направленной на источник космического шума при отсутствии земной
атмосферы и других источников шума.
Шум от атмосферного поглощения. Из теории излучения черного тела
известно, что любое тело, поглощающее энергию, излучает такое же коли-
чество энергии, какое оно поглощает, так как при несоблюдении этого-
условия температура одних участков тела будет повышаться, а других —
понижаться [2]. Вследствие этого линия передачи с потерями поглощает
определенное количество энергии и переизлучает ее в виде шума. Это отно-
сится и к атмосфере, так как она ослабляет или поглощает излучение на
сверхвысоких частотах.
Рассмотрим поглощающую атмосферу с температурой Та, окруженную
воображаемым черным телом с той же температурой. Потери характери-
зуются коэффициентом L, учитывающим ослабление энергии излучения
при прохождении через атмосферу. Мощность шума от черного тела в полосе
Вп равна kTaBn. После прохождения через атмосферу мощность шума
будет равна kTaBnIL. Таким образом, в атмосфере поглощается мощность
kTaBn(l— 1/L), равная мощности шума, излучаемого самой атмосферой.
Из определения эффективной шумовой температуры и с учетом того, что
1/L меньше единицы, можно получить следующую формулу:
ДМ = kT,BnG = = kTaBn (1 - -0 .
Отсюда
Te=Ta(L-l). (8.17)
Если потери в атмосфере равны 1 дб при температуре Та = 260° К, эффек-
тивная шумовая температура Те будет равна 68° К. Увеличение потерь
до 3 дб приведет к повышению эффективной шумовой температуры до 260° К.
При потерях, равных 10 дб, значение Те достигает 1340° К.
Как будет показано ниже, эффективная шумовая температура линии
с потерями L и температурой Та вычисляется также по формуле (8.17).
График яркостной температуры, или температуры пространства, обу-
словленной космическим шумом и атмосферным поглощением при приеме
сигналов, поляризованных в одной плоскости, показан на фиг. 8.6 сплош-
ной линией. При вычислении шума от атмосферного поглощения темпера-
тура окружающей среды принимается равной 260° К. На высоких частотах
(выше 5000 Мгц) яркостная температура определяется в основном атмо-
сферным поглощением, а на более низких частотах (ниже 1000 Мгц) —
космическим шумом. В диапазоне частот от 1000 до 10 000 Мгц наблю-
дается широкий минимум яркостной температуры. Для достижения мак-
симальной чувствительности радиолокационной системы и использования
преимуществ приемника с низким уровнем шума желательно выбирать
рабочие частоты системы в этих пределах.
Минимальное атмосферное поглощение наблюдается при вертикальном
направлении антенны (в зенит), а максимальное — при горизонтальном
направлении.
Шум увеличивается в случае горизонтального направления антенны
вследствие того, что ее луч проходит большую область плотного слоя атмо-
448
Глава 8
сферы, чем при направлении в зенит. Проведенные в ряде трудов вычис-
ления позволяют сделать вывод, что для снижения пространственного
шума, попадающего в главный луч антенны, его следует направить под
углом места не менее 5°.
Атмосферные и промышленные помехи. Грозовой разряд в виде молнии
излучает в диапазоне радиочастот шум значительной мощности. В различ-
ных частях света в каждый момент времени происходит в среднем около
1800 гроз и каждую секунду около 100 из них сопровождается молниями.
Совместное влияние этих молний создает шумовой спектр с особенно боль-
шой интенсивностью на частотах радиовещательного диапазона и на ко-
ротких волнах. Шум, возникающий от грозовых разрядов, называется
атмосферными помехами. (Их не следует смешивать с описанным выше шу-
мом от атмосферного поглощения.) Амплитуда спектра атмосферных помех
быстро уменьшается с повышением частоты, и обычно шум становится
незначительным на частотах выше 50 Мгц\ поэтому атмосферные помехи
редко имеют существенное значение при проектировании радиолокацион-
ных станций, за исключением, может быть, станций, работающих в длин-
новолновой части метрового диапазона волн.
Другим видом шума, преобладающим на низких радиолокационных
частотах, являются промышленные помехи. Примерами их могут служить
помехи от автомобильного зажигания, электрических бритв, электриче-
ского инструмента и люминесцентных ламп. Так же как и атмосферные
помехи, промышленные помехи не оказывают влияния на радиолокацион-
ные станции дециметрового и сантиметрового диапазонов.
Солнечный шум. Солнце представляет собой мощный источник электро-
магнитного излучения, интенсивность которого изменяется со временем.
Минимальный уровень солнечного шума соответствует излучению черного
тела при температуре около 6000° К. Плотность потока мощности (в еди-
ницах вт!м2-гц), принимаемого на Земле от теплового источника, нахо-
дящегося на таком же расстоянии, как и Солнце, равна
5 = 1,88‘1.П“277^, (8.18)
Л/
где Td— кажущаяся температура диска, °К; X— длина волны, м.
Уравнение (8.18) показывает, что мощность солнечного шума возра-
стает приблизительно пропорционально квадрату частоты. График плот-
ности потока как функции частоты для основных составляющих теплового
шума «спокойного» Солнца дан на фиг. 8.7. Этот график не точно под-
чиняется уравнению (8.18), так как при его построении учтено поглощение
в солнечной атмосфере.
Когда на поверхности Солнца появляются вспышки или солнечные
пятна, уровень солнечного шума может возрасти на несколько порядков
относительно уровня для спокойного, или невозмущенного, Солнца. Интен-
сивный шум от возмущенного Солнца имеет сложный характер, и механизм
его еще не совсем ясен. Он может иметь длительность от доли секунды до
нескольких дней. Этот шум также показан на фиг. 8.7.
В диапазоне метровых волн солнечный шум может превосходить тепло-
вую составляющую на 40 дб или более, а у верхней границы микроволнового
диапазона волн (фиг. 1.5) наблюдается лишь небольшое возрастание уровня
шума в периоды повышенной активности Солнца. Как правило, чем выше
интенсивность шума, тем меньше его длительность. «Шумовые бури», отме-
ченные на фиг. 8.7, могут длиться от нескольких часов до нескольких
дней. В этот период могут наблюдаться короткие выбросы длительностью
Приемники
449
несколько секунд, накладывающиеся на медленно изменяющийся средний
уровень. Предполагается, что медленно изменяющаяся составляющая обу-
словлена тепловым излучением от областей с повышенными плотностью
и температурой.
Ординаты на фиг. 8.7 представляют плотность потока и в отличие от
фиг. 8.6 не учитывают поляризацию сигнала.
Дискретные радиозвезды. Существует много внеземных источников
радиоизлучения, называемых радиозвездами. Одна из самых больших
Фиг. 8.7. Плотность потока шума от Солнца, созвездия Кассиопеи и Луны
в зависимости от частоты.
радиозвезд находится в созвездии Кассиопея. Плотность потока ее излуче-
ния представлена графиком на фиг. 8.7. Как правило, излучение радио-
звезд в диапазоне частот, используемых в радиолокации, очень слабое,
и поэтому они не создают серьезных помех.
Плотность потока и яркостная температура. Для характеристики
дискретных источников шума, таких, как звезды и Солнце, используется
плотность потока мощности (равная мощности, приходящейся на единицу
поверхности в полосе частот, равной 1 гц). Источники непрерывного шума,
например космического шума и шума от атмосферного поглощения, харак-
теризуются яркостной температурой или температурой пространства. Плот-
ность потока S связана с яркостной температурой Тв и может быть вычис-
лена интегрированием яркости В по всему телесному углу И:
S= V Bd£l = —Tzdtl. (8.19)
Солнце и Луну можно рассматривать как «точечные» источники только
при условии, что угол, под которым они видны (порядка 0,5° в обоих слу-
чаях), меньше ширины луча антенны.
Потери в элементах высокочастотного тракта. Любые потери в фидер-
ной линии приемника, антенном переключателе, антенном обтекателе или
29 М. Сколник
450
Глава 8
самой антенне приводят к возникновению шума. Следовательно, каждый
высокочастотный элемент с потерями может иметь определенный коэффи-
циент шума или эффективную шумовую температуру. Эффективную шумо-
вую температуру элемента можно определить аналогично тому, как было
выведено уравнение (8.17) для шума от атмосферного поглощения, или
непосредственно применяя формулы (8.6) и (8.14).
Коэффициент шума был определен выше как
= <8’6>
где температура Т взята равной температуре окружающей среды Та. Выход-
ной шум Л^вых высокочастотного элемента с потерями равен kTaBn, a G =
= 1/L, где L — коэффициент, учитывающий потери (большие единицы).
Следовательно,
f=z. = 4- ' <8-20>
Эффективная шумовая температура равна
Te=(L-\)Ta. (8.17)
Шумовая температура системы. При вычислении эффективной шумо-
вой температуры радиолокационного приемника должны быть учтены все
Антенна
Космический
шум
Атмосфер -
1 ный шум
Высокочастотная,---------
линия передачи Приемник
и т.п.
Trf i Lrf
Tre
Излучение Вековых и заднего
лепестков TBL
Фиг. 8.8. Источники шума, влияющие на эффективную шумовую температуру
системы.
шумы, воспринимаемые системой от различных источников, причем состав-
ляющие шума от этих источников должны быть просуммированы по формуле
(8.15). Рассмотрим, например, простую передающую линию с потерями L
при температуре окружающей среды Та, соединенную с приемником, эффек-
тивная шумовая температура которого равна Тте. Эффективная шумовая
температура двух соединенных последовательно цепей и ТгЬг равна
Те = 7\ + T2Li. Таким образом, шумовая температура передающей линии
равна
Te=(L-l)Ta + LTre.
Если коэффициент шума приемника равен F и Та = То (где То — стандарт-
ная температура), то Те = (FL — 1) То. Общий коэффициент шума пере-
дающей линии с потерями L, соединенной с приемником, имеющим коэффи-
циент шума F, равен Fo = FL.
На фиг. 8.8 указаны некоторые источники шума, которые следует
учитывать при вычислении эффективной шумовой температуры системы.
Антенна воспринимает космический шум с температурой Тс и шум от погло-
щения в атмосфере с температурой Tat и потерями Lat. Атмосферу можно
Приемники
451
характеризовать в данном случае общей температурой и суммарными
потерями. Но при желании потери можно подразделить на потери в ионо-
сфере, в кислороде и парах воды. Результирующая температура космическо-
го и атмосферного шумов, равная Тс + (Lat— 1) Tat, называется темпера-
турой пространства, яркостной температурой или антенной температу-
рой идеальной антенны.
Потери в высокочастотных элементах Lrf, показанные на фиг. 8.8,
включают потери в антенне, обтекателе, антенном переключателе и пере-
дающей линии. Эффективная шумовая температура приемника равна Тге.
Если допустить, что шумы попадают в приемник только через глав-
ный лепесток диаграммы направленности антенны, а влиянием боковых
лепестков можно пренебречь, то эффективная шумовая температура системы
Те может быть вычислена непосредственно по формуле (8.15). Следовательно,
T'e = Tc-\-{Lat— 1) Tat + (Lrf— 1) TrjLat + TreLTtLat. [(8.21)
Заметим, что Tc, Tat и Trf — действительные температуры, а Те и Тге —
эффективные шумовые температуры.
В общем можно выделить три категории факторов, влияющих на общую <
эффективную шумовую температуру системы: I) эффективная шумовая
температура пространства, 2) эффективная шумовая температура, обу-
словленная потерями в высокочастотных элементах, и 3) эффективная
шумовая температура самого приемника.
Уравнение (8.21) применимо только к идеальной антенне без боковых
лепестков. В реальных антеннах шум воспринимается не только главным,
но и боковыми лепестками. Во многих случаях суммарная мощность шума
от боковых лепестков может быть больше мощности шума главного лепест-
ка. Это, в частности, имеет место в том случае, когда главный лепесток
направлен на сравнительно «холодное» небо, а боковые лепестки — на
«нагретую» землю.
Мощность шума, воспринимаемого антенной, зависит от ее общей диа-
граммы направленности, включая боковые лепестки, и характера объекта,
на который она направлена. Почва в большинстве случаев поглощает энер-
гию, поэтому часть диаграммы направленности, облучающая поверхность
земли, воспринимает шум от источника с окружающей температурой.
Хорошо отражающие источники, такие, как гладкая морская поверхность
или дорога, действуют как зеркало и отражают излучение неба и других
объектов. Вследствие этого море или металлический объект могут ка-
заться очень «холодными», если они ориентированы так, что излучение
неба отражается от них в антенну [2]. Выбор поляризации также влияет
на поглощение излучения морем или почвой. При вертикальной поляриза-
ции поглощение больше, чем при горизонтальной. Фиг. 8.9, а дает при-
ближенный вид диаграммы направленности антенны, главный лепесток
которой облучает «холодное» небо, а боковые лепестки — земную поверх-
ность со сравнительно высокой температурой (около 300° К). Характер
изменения температуры в зависимости от угла места антенны показан
на фиг. 8.9, б.
Суммарная антенная температура может быть найдена путем интегри-
рования по всей сфере температур на отдельных участках с весовыми зна-
чениями, определяемыми усилением антенны:
У Г8(6, <p)G(0, <p)d»
а J G (0, <р) dQ
(8.22)
29*
452
Глава 8
где dQ — телесный угол, определяемый sin OdBdfp. Температура пространства
(6, ф) часто является сложной функцией, поэтому Т„ вычисляется при-
ближенно численным методом. Антенная температура представляет собой
среднюю температуру пространства в зоне, охватываемой диаграммой
направленности антенны.
На фиг. 8.10 дан график антенной шумовой температуры в зависи-
мости от угла места, вычисленной для антенны с параболическим отражате-
лем диаметром 3 м, работающей на частоте 1000 Мгц. Вычисления прово-
дились для следующих условий работы: 1) поляризация вертикальная,
2) антенна расположена на берегу и направлена в сторону моря, 3) антенна
Область Область
в, град
в, град
Фиг. 8.9. Диаграмма направленно-
сти антенны, главный лепесток кото-
рой направлен в зенит, а боковые
лепестки облучают землю (а), и ха-
рактер изменения шумовой темпера-
туры с учетом весовых коэффициен-
тов, определяемых усилением антен-
ны (6).
Ф и г. 8.10. Вычисленная шумовая
температура антенны в зависимости
от угла места.
Частота 1000 Мгц, диаметр параболоида
3 л.
всегда ориентирована в направлении центра Галактики, 4) в зоне, охваты-
ваемой диаграммой направленности антенны, нет интенсивных радиозвезд,
5) активные потери в отражателе, облучателе и передающей линии состав-
ляют 2% подводимой мощности, 6) облучатель создает конус излучения
с параболическим фронтом. Антенная температура равна приблизительно
105° К, когда точка, соответствующая уменьшению усиления главного
лепестка на 3 дб, лежит в горизонтальной плоскости, и асимптотически
понижается примерно до 55° К при увеличении угла места. В диапазоне
2000—4000 Мгц типичной температурой антенны можно считать 150 К при
направлении ее луча на поверхность суши или моря и 40° К при направле-
нии в небо. Минимальная практическая величина равна приблизительно
30° К и достигается при применении антенны с очень низким уровнем боко-
вых лепестков и главным лепестком такой формы, что он не захватывает
сильные источники шума, такие, как нагретая земля.
Приемники
453
Аналогичные результаты были получены по измерениям на волне
9270 Мгц температуры параболической антенны диаметром 4,5 ж, располо-
женной над землей. Минимальная температура, измеренная при направле-
нии главного луча примерно в зенит, равнялась 40° К- Большая часть
шума получалась при этом от боковых лепестков, направленных на землю.
Когда под антенной были расположены два больших экрана из проволочной
сетки, минимальная температура снизилась с 40 до 10° К. Такой же ре-
зультат мог быть получен при расположении антенны в центре озера.
8.7. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Классическая схема супергетеродинного приемника включает усили-
тель высокой частоты как входной каскад. Но на сверхвысоких частотах
такой усилитель не всегда применяется. В большинстве радиолокацион-
ных приемников в прошлом усилитель высокой частоты отсутствовал,
а входным каскадом являлся смеситель. Возможные преимущества приме-
нения усилителя высокой частоты сводились на нет слишком большим
шумом, вносимым им. Однако современные достижения в области мало-
шумящих приборов позволяют применять в приемнике усилители высокой
частоты с низким уровнем шума. К таким усилителям относятся: лампа
бегущей волны, лампа обратной волны, клистрон, параметрический уси-
литель, парамагнитный (квантовый) усилитель, туннельный диод и мало-
шумящий триод.
Важным критерием для сравнения характеристик различных входных
усилителей приемника служит коэффициент шума. Но это не единственный
критерий, так как усилитель должен еще иметь и достаточно большое
усиление для превышения сигнала над шумом, создаваемым в последую-
щих каскадах приемника [уравнение (8.11)]. Он должен также обладать
известной надежностью, в частности просачивающаяся из передатчика
мощность не должна вызывать ухудшения его характеристик. Другое
важное требование к входному усилителю состоит в том, чтобы он был не
слишком сложным и имел небольшие размеры.
В этом разделе описываются различные типы усилителей высокой ча-
стоты для радиолокационных приемников. Полупроводниковый смеситель,
часто являющийся входным каскадом приемника, рассматривается в сле-
дующем разделе.
Усилитель высокой частоты на триоде. Триоды имеют высокий уровень
шума и небольшое усиление на сверхвысоких частотах. Но с понижением
частоты коэффициент шума уменьшается, а усиление повышается. На более
низких частотах сверхвысокочастотного диапазона применение входного уси-
лителя на триоде может дать определенные преимущества. Например, пра-
вильно рассчитанный усилитель на вакуумном триоде может иметь на
частоте около 1 Мгц шумовую температуру порядка 25° К. На фиг. 8.11
представлены графики изменения коэффициента шума различных входных
каскадов приемника в зависимости от частоты. Из триодов самый низкий
коэффициент шума имеет триод типа WE416B, а также WE 6280, выпускае-
мый серийно. Аналогичная кривая для триода типа GE 6299 прошла бы
приблизительно на 0,5 дб выше кривой для WE 416В. Для сравнения на
фиг. 8.11 приведена кривая коэффициента шума миниатюрных ламп ультра-
высокочастотного диапазона, применяемых в телевизионных приемниках.
. Пентоды редко применяются во входных каскадах приемников с низ-
ким уровнем шума вследствие сравнительно большого коэффициента шума,
обусловленного токораспределением.
454
Глава 8
Кривые на фиг. 8.11 показывают, что применение на частотах выше
800—1000 Мгц усилителей высокой частоты на триодах не дает никаких
преимуществ.
Усилители на лампах бегущей и обратной волны и на клистронах.
Усилители на лампах бегущей волны, обратной волны и на клистронах
могут иметь относительно низкий коэффициент шума. Так, для первых
двух усилителей он равен приблизительно 3 дб в диапазоне 2000—4000 Мгц
и несколько больше 4 дб в диапазоне 8000—12 000 Мгц. Для усилителей
Фиг. 8.11. Зависимость коэффициентов шума различных приемников от частоты.
на клистронах коэффициент шума выше на несколько децибел. С отража-
тельным клистроном типа 2К25 (723А/В) на частотах около 10 000 Мгц
в регенеративном усилителе можно получить коэффициент шума 5 дб и уси-
ление 14 дб при ширине полосы 20 Мгц.
Низкий уровень шума в усилителях на лампах бегущей и обратной
волны и на клистронах получается благодаря применению электронной
пушки специальной конструкции, работающей по принципу скачкообразно-
го изменения скорости. В супергетеродинных приемниках с широкополос-
ным усилителем высокой частоты (например, на лампе бегущей волны)
часто включается фильтр для подавления зеркальной частоты. Если такой
фильтр не используется и зеркальная частота может проходить в приемник,
мощность его шума удваивается. Когда входной усилитель, пропускающий
зеркальную частоту, работает при комнатной температуре, коэффициент
шума увеличивается приблизительно на 3 дб. Хотя фильтр, если он при-
меняется, снижает шум от зеркальной частоты, он вносит некоторые потери.
А в разд. 8.6 было показано, что потери во входных цепях приемника повы-
шают коэффициент шума. С другой стороны, настраиваемые усилители
на лампе обратной волны и на клистроне имеют узкую полосу, поэтому
если промежуточная частота выше полосы пропускания усилителя, то
зеркальная частота будет подавляться. Приведенные выше значения коэф-
Приемники
455
фициента шума даны с учетом отсутствия шума от зеркальной частоты.
Они применимы и в том случае, когда мощность сигнала принимается на
зеркальной частоте так же, как и на основной. Это имеет место, например,
в радиоастрономии, где полезный сигнал представляет собой широкополос-
ный шум.
Параметрический усилитель. Параметрический усилитель, или усили-
тель с переменной реактивностью, представляет собой устройство с низким
уровнем шума, предназначенное для усиления сигналов. Название «пара-
метрический» связано с дифференциальным уравнением, описывающим
•его работу, в которое входит один или несколько изменяющихся во вре-
мени параметров. Принцип действия параметрического усилителя не нов.
Он был впервые применен к электрическим цепям Релеем в 80-х годах
прошлого столетия, а его механическая аналогия, относящаяся к маятнику
и вибрирующим струнам, была известна еще раньше. (Повседневным при-
мером параметрического усиления может служить качание ребенка на
качелях. Он учится раскачиваться при помощи «накачки». Для этого он
снижает свой центр тяжести при движении вниз и повышает его при дви-
жении вверх. «Накачка» производится, таким образом, с удвоенной часто-
той качания.) Применение параметрического усиления на сверхвысоких
частотах в конце 50-х годов стало возможным благодаря появлению новых
приборов и методов, которых не было ранее, в частности диода с изменяю-
щейся емкостью.
Принцип действия параметрического усилителя можно пояснить на
примере простого колебательного контура, состоящего из индуктивности
и емкости и настроенного на резонансную частоту. Предположим, что мы
можем физически раздвинуть пластины конденсатора в момент, когда
колебательное напряжение достигло положительного максимума. Для
этого нужно произвести определенную работу, следствием чего является
повышение напряжения на пластинах. (При постоянном заряде конденса-
тора напряжение на нем обратно пропорционально емкости; следовательно,
уменьшение емкости, вызванное раздвиганием пластин, приводит к повы-
шению напряжения.) Если возвратить пластины в начальное положение
в момент прохождения напряжения через нуль, т. е. когда на пластинах
нет заряда, работа не производится и напряжение на конденсаторе остается
неизменным. Раздвигание пластин при максимальном отрицательном на-
пряжении снова приведет к повышению напряжения. Таким образом, если
каждый раз раздвигать пластины конденсатора при положительном или
отрицательном максимуме напряжения и сближать их снова при прохож-
дении напряжения через нуль, то можно получить усиление сигнала на
резонансной частоте. Если соединить контур с входной цепью и подклю-
чить нагрузку, получится простой параметрический усилитель. Практи-
чески изменение емкости достигается электронным способом, а не посред-
ством механического движения, как описано выше, причем емкость изме-
няется по синусоиде, а не по прямоугольной кривой. Аналогично пара-
метрическое усиление можно получить, изменяя индуктивность резонанс-
ного контура.
Рассмотренный простой параметрический усилитель требует, чтобы
изменение емкости происходило с частотой (называемой частотой на-
качки), равной удвоенной резонансной частоте (или частоте сигнала) колеба-
тельного LC-контура. Этот параметрический усилитель фазочувствитель-
• ный, так как для получения усиления фаза изменения емкости (или частота
накачки) должна быть в правильном соотношении с фазой или частотой
сигнала. Фазовая чувствительность иногда ограничивает применение
456
Главк 8
усилителя. Но сочетание низкого уровня шума и фазовой чувствитель-
ности может представить интерес при конструировании допплеровских
приемников. Если частота входного сигнала <о0 изменится вследствие
допплеровского сдвига на Дсо, то при частоте накачки, равной 2ю0, сигнал
будет не только усиливаться, но и модулироваться с частотой Лю. Другими
словами, если считать входной сигнал однополосным, то усилитель будет
добавлять вторую боковую полосу. Режим работы параметрического уси-
лителя с частотой накачки, равной удвоенной частоте сигнала, называют
вырожденным.
Для большинства применений в радиолокации фазовая чувствитель-
ность вырожденного параметрического усилителя нежелательна. Но она
сигнала, а>.
сигнала, а>г
Ф и г. 8 12. Эквивалентная схема двухконтурного параметрического усилителя
с циркулятором.
может быть с успехом использована в радиолокационных станциях с аппа-
ратурой селекции движущихся целей, в которых сигнал накачки полу-
чается из второй гармоники опорного сигнала, когерентного с сигналом
передатчика. Этот режим работы называется синхронной накачкой. Вместо
когерентного гетеродина и фазового детектора для получения опорной
фазы в системе селекции движущихся целей может быть использован
источник синхронной накачки. Но применять вырожденный параметриче-
ский усилитель в когерентной системе селекции движущихся целей сле-
дует с некоторой осторожностью, так как при этом ухудшается видимость
целей на фоне мешающих отражений и иногда генерируются ложные сиг-
налы целей. Некоторые авторы указывают, что лучшие результаты могут
быть получены с обычным усилителем, имеющим такой же коэффициент
шума.
Фазовую чувствительность вырожденного параметрического усили-
теля, обусловленную сигналом накачки, можно устранить, если выбрать
частоту накачки несколько отличной от удвоенной резонансной частоты.
Из принципа действия параметрического усилителя следует, что в нем
.создается еще третий сигнал с частотой, равной разности частот сигнала
накачки и усиливаемого сигнала. Эта частота называется холостой, так как
дополнительный сигнал является в большей или меньшей мере бесполез-
ным побочным продуктом.
Схема усилителя этого типа приведена на фиг. 8.12. Один колебатель-
ный контур настроен на частоту усиливаемого сигнала (щ, а второй — на
холостую частоту <о2. Оба контура связаны через конденсатор, емкость ко-
торого изменяется в зависимости от напряжения с частотой со;, = (Щ + <о2.
(Можно использовать и переменную индуктивность.) В схеме показан
также циркулятор с тремя плечами, развязывающий вход и выход усили-
теля. Усиливаемый сигнал подается в плечо 1 циркулятора. Этот сигнал
Преемники.
457
проходит через циркулятор в плечо 2, с которым связан усиливающий ре-
зонансный контур. После усиления полезный сигнал вместе с холостым
сигналом снова поступает в плечо 2 и затем проходит в выходное плечо 3.
Холостая частота может быть отделена от частоты сигнала при помощи
соответствующих фильтров. Выходным сигналом параметрического усилите-
ля может быть усиливаемый сигнал, или холостой, или тот и другой вместе.
Для предотвращения попадания частоты накачки на выход усилителя
между плечом 2 и самим усилителем следует включить заградительный
фильтр, настроенный на эту частоту. Однонаправленное действие цирку-
лятора исключает проникновение на вход усилителя шума, возникающего
в нагрузке, и его усиления.
Полоса холостых частот обычно должна отфильтровываться как на
входе, так и на выходе усилителя, если требуется усилить только одну
полосу частот. Такой вид усилителя называется одноканальным или одно-
полосным. Если фильтры в схеме не предусмотрены, то при появлении на
входе усилителя полезного сигнала с частотой сщ будет появляться и ме-
шающий сигнал с зеркальной частотой. Такой вид усилителя называется
двухканальным или двухполосным. Аналогично при наличии сигнала с хо-
лостой частотой (о2 появится мешающий сигнал с частотой (»! усиливаемого
сигнала.
Влияние шума на холостой частоте во многих отношениях сходно
с влиянием шума на зеркальной частоте в усилителе на лампе бегущей
волны. Шум на холостой частоте складывается с шумом на частоте сигнала
и увеличивает коэффициент шума усилителя. В параметрическом усилителе
шум на холостой частоте зависит от внешней температуры антенны, а в уси-
лителе на лампе бегущей волны шум на зеркальной частоте генерируется
в самой схеме. Поэтому общий коэффициент шума параметрического уси-
лителя при направлении антенны в небо может быть меньше, чем усилителя
на лампе бегущей волны.
При определении коэффициента шума системы надо учитывать и шум
на зеркальной частоте. Рассмотрим, например, случай, когда усилитель
на лампе бегущей волны и параметрический усилитель имеют одинаковый
коэффициент шума 5 дб при температуре 290 ’ К. При комнатной темпера-
туре (290° К) оба усилителя имеют одинаковую чувствительность, но если
бы температура стала равной 50° К, то параметрический усилитель обна-
руживал бы минимальные сигналы с амплитудой, равной 2/3 амплитуды
минимальных сигналов, обнаруживаемых усилителем на лампе бегущей
волны. Если потребовать, чтобы оба усилителя имели одинаковую чувст-
вительность при температуре 50° К. то усилитель на лампе бегущей волны
должен был бы иметь коэффициент шума 3,7 дб (при 290° К), если коэффи-
циент шума параметрического усилителя равен 5 дб. Если в параметри-
ческом усилителе имеется как полезный, так и холостой сигнал, а в усили-
теле на лампе бегущей волны — полезный сигнал и сигнал с зеркальной
частотой, то коэффициент шума у обоих усилителей должен равняться
2 дб.
Принимая, что основным видом шума параметрического усилителя
является тепловой шум, а вход и выход его связаны через циркулятор,
как показано на фиг. 8.12, можно вычислить теоретический коэффициент
шума для одноканального усилителя по формуле
/,= «р0внешн (823
W2 Ql
Здесь ^внешн — внешняя добротность резонансного контура усиливаемого
458
Глава 8
сигнала; Qz— добротность нагруженного контура. В случае сильной связи
с резонансным контуром отношение фвнетн/@£ можно сделать близким к еди-
нице. Тогда коэффициент шума достигнет теоретического минимума
Лшн = -^=1+^-. (8.24а)
К>2 ~ ш2
Соответствующая эффективная шумовая температура равна
Гми„ = То^. (8.246)
ы2
Следовательно, условия получения минимального коэффициента шума
состоят в том, чтобы отношение частоты накачки к холостой частоте со2
было мало, а нагрузка была бы жестко связана с усилительным резонатор-
ным контуром. Это также означает, что отношение частоты накачки к часто-
те сигнала должно быть большим.
Уравнение (8.24) применимо к случаю одноканальной работы при
стандартной температуре То. Для случая двухканальной работы или работы
при температуре источников шума ниже комнатной теоретически минималь-
ный коэффициент шума не ограничивается этим отношением. Если темпера-
тура Г на входе усилителя отличается от стандартной температуры То, то
минимальный коэффициент шума равен
р —1-1- Ы1 —
г МИН — 1 Э т •
<±»2 1 О
В качестве элемента с переменной емкостью, применяемого в параме-
трическом усилителе, может служить р — n-переход полупроводникового
диода. Диод с изменяющейся емкостью называют варактором. Емкость
варактора зависит от напряжения на переходе. Следует отметить, что диод
•с управляемой емкостью р — «-перехода отличается от обычного СВЧ
диода, применяемого в качестве детектора. Последний представляет собой
нелинейное сопротивление и обладает потерями преобразования. Варактор,
работающий в параметрическом усилителе, является нелинейной емко-
стью и может давать усиление при преобразовании.
Варакторный диод состоит из полупроводника p-типа (с фиксирован-
ными отрицательными и подвижными положительными зарядами), нахо-
дящегося в контакте с полупроводником «-типа (с фиксированными поло-
жительными и подвижными отрицательными зарядами). В переходе между
двумя полупроводниками отсутствуют подвижные носители зарядов. Эта
область называется обедненным слоем. Обедненный слой можно считать
непроводящей или диэлектрической областью, граничащей с каждой сто-
роны с проводящими областями. Такая комбинация эквивалентна конден-
сатору с плоскопараллельными пластинами, разделенными обедненным
слоем. Толщина обедненного слоя изменяется в зависимости от приложен-
ного электрического поля. Таким образом, если к диоду ср — «-переходом
приложить переменное напряжение, например напряжение накачки, его
емкость будет изменяться с частотой этого напряжения.
Диод с управляемой емкостью не является единственным элементом,
применяемым в параметрических усилителях. В усилителях СВЧ диапазона
можно использовать феррит, обладающий свойствами нелинейной реак-
тивности; такие усилители были предложены раньше полупроводниковых.
Кроме того, известны малошумящие параметрические усилители с элек-
тронным пучком.
Ферритовые параметрические усилители менее распространены, чем
полупроводниковые, так как для их работы требуется сравнительно боль-
Приемники ,
459
шая мощность накачки (порядка киловатт) и постоянное магнитное
поле для начального подмагничивания феррита. Если высокочастотное
магнитное поле накачки направить параллельно постоянному магнит-
ному полю (продольная накачка), а не перпендикулярно (поперечная
накачка), то можно значительно снизить мощность накачки. В одном
экспериментальном усилителе на частоте 4000 Мгц получалось усиление
смодулированных колебаний, равное 25 дб, при мощности накачки
менее 1 вт.
Электронно-лучевой параметрический усилитель, несмотря на то что
в нем применяется горячий катод, может иметь очень хороший коэффи-
циент шума. Сообщалось об усилителе, имевшем на частоте 500 Мгц коэф-
фициент шума 1,3 дб, причем 0,4 дб было обусловлено потерями во вход-
ном устройстве связи. Ширина полосы этого усилителя равнялась 10’.'6
рабочей частоты, а усиление составляло 20 дб при мощности накачки в не-
сколько милливатт. Электронно-лучевым параметрическим усилителям свой-
ственна более широкая полоса пропускания, чем описанным выше усили-
телям на твердом теле. Кроме того, они, безусловно, более стабильны.
Сигналы в них могут распространяться только в прямом направлении,
поэтому нет необходимости в применении циркулятора.
Параметрический усилитель с управляемой емкостью (фиг. 8.12),
в котором ыр = о)! + (о2, представляет собой прибор с отрицательным со-
противлением. Он имеет ограниченный коэффициент усиления и аналогично
другим усилителям с отрицательным сопротивлением недостаточно устой-
чив. При слишком большом отрицательном сопротивлении усилитель
может возбуждаться. Однако если взять частоту накачки (ор = ю2 — (Oi,
то для контура усиливаемого сигнала усилитель будет представлять собой
положительное сопротивление. Такой усилитель, называемый преобразова-
телем с повышением частоты, работает вполне устойчиво. В этом преобра-
зователе на вход подается усиливаемый сигнал с частотой (щ, а выходной
сигнал имеет суммарную частоту со2 = ьц + Следовательно, частота
выходного сигнала выше частоты входного сигнала. Выход параме-
трического усилителя может соединяться с кристаллическим смесителем
обычного приемника. Преобразователь с повышением частоты может иметь
максимальное усиление при преобразовании, равное (о2/т1- Если усиление
преобразователя достаточно высокое, то влияние шума кристаллического
смесителя на общий коэффициент шума будет незначительным. Так как
величина усиления ограничена отношением частот входного и выходного
сигналов, преобразователь этого типа целесообразно применять на часто-
тах 300—3000 Мгц или более низких.
В литературе описаны результаты измерений параметрических уси-
лителей трех типов, работающих на частоте 400 Мгц. Параметрический
усилитель с отрицательным сопротивлением (одноконтурный усилитель,
работающий на разностной частоте) имел усиление 20 дб, коэффициент
шума менее 1 дб и полосу пропускания 0,4 Мгц. Частота накачки равня-
лась 9700 Мгц, а холостая частота — 9300 Мгц. Преобразователь с повы-
шением частоты при частоте накачки 8900 Мгц и выходной частоте 9300 Мгц
имел усиление 11 дб и коэффициент шума 0,7 дб. Ввиду того что усиление
преобразователя ограничено, влиянием последующих каскадов (с коэф-
фициентом шума 7,6 дб) нельзя было пренебречь. Поэтому общий коэффи-
циент шума приемника равнялся 1,9 дб, а ширина полосы пропускания уси-
лителя — 30 Мгц. Третий тип — двухконтурный усилитель, работающий
на разностной частоте,— имел характеристики, промежуточные по срав-
нению с характеристиками первых двух усилителей: частота накачки
460
Глава 8
9700 Мгц, разностная частота выходного сигнала 9300 Мгц, усиление
18 дб, коэффициент шума менее 1 дб, полоса пропускания 2,5 Мгц.
В описываемых параметрических усилителях в качестве резонансных
систем используются объемные резонаторы. Но, к сожалению, эти резо-
наторы имеют сравнительно узкую полосу пропускания. Полосу можно
несколько расширить, если вместо объемных резонаторов применить систему
с бегущей волной. Усилитель с такой системой не только имеет более ши-
рокую полосу, чем усилитель с объемным резонатором, но еще и обладает
однонаправленным действием, т. е. не требует циркулятора. В одном из
вариантов параметрический усилитель бегущей волны представлял собой
длинную линию, периодически нагруженную диодами с изменяющейся
емкостью. На каждый диод подавалось напряжение накачки, вызывавшее
изменение емкости диодов во времени. Экспериментальный параметриче-
ский усилитель бегущей волны с восемью такими диодами имел усиление
от 6,7 до 13 дб в полосе 550—930 Мгц и коэффициент шума 2,3 дб при вход-
ном сигнале в виде широкополосного шул!а и 4,9 дб для одноканального
варианта. Частота накачки равнялась 1500 Мгц.
Другой способ расширения полосы пропускания состоит в исполь-
зовании обычных резонансных контуров вместо объемных резонаторов.
При применении в приборах дециметрового диапазона волн в качестве
сигнального и холостого контуров вместо объемных резонаторов много-
звенных фильтров было получено расширение полосы пропускания на 40 %.
В вырожденном двухрезонансном параметрическом усилителе, собранном
на диоде с переменной емкостью и работающем на частоте порядка 6000 Мгц,
один колебательный контур образовывался паразитными емкостью и
индуктивностью диода. Усилитель работал устойчиво и имел следущие ха-
рактеристики: полоса пропускания 500 Мгц, усиление 15 дб, коэффициент
шума 2 дб, мощность накачки 50 мет. Другой усилитель вырожденного
типа на диоде из арсенида галлия с основным колебательным контуром,
образованным индуктивностью и емкостью диода, работал на частоте по-
рядка 10 000 Мгц, имел полосу пропускания 510 Мгц, усиление 12 дб и коэф-
фициент шума 3,7 дб. •
Одно из преимуществ параметрического усилителя состоит в том, что
он имеет низкий уровень шума при комнатной температуре и не требует
охлаждения. При желании можно снизить коэффициент шума усилителя,
применив охлаждение. Например, двухканальный вырожденный параме-
трический усилитель на полупроводниковом диоде при температуре 296' К
имел коэффициент шума 1,8 дб (для одноканального усилителя — 4 дб),
усиление 13 дб и полосу пропускания 25 Мгц. При температуре 87° К коэф-
фициент шума понизился до 0,6 дб (избыточная шумовая температура
44° К), что эквивалентно 3,6 дб для одноканального усилителя.
В этом разделе были кратко рассмотрены различные возможные типы
параметрических усилителей. Они отличаются от обычных усилителей
высокой частоты тем, что преобразуют высокочастотную энергию одной
частоты в высокочастотную энергию другой, а не энергию постоянного
тока в высокочастотную энергию. Параметрические усилители могут иметь
сравнительно хороший коэффициент шума (фиг. 8.11), получаемый при
комнатных температурах. В большинстве параметрических усилителей
применяются полупроводниковые диоды с изменяемой емкостью (варакторы),
но вместе с тем применяются и ферриты. В некоторых случаях электронно-
лучевые параметрические усилители могут конкурировать с усилителями
на варакторах. Параметрический усилитель бегущей волны имеет более
широкую полосу пропускания.
Приемники
461
Параметрические усилители с отрицательным сопротивлением, в кото-
рых используются объемные резонаторы, более надежны и дешевы, чем
электронно-лучевые параметрические усилители и усилители бегущей
волны. Они также требуют меньшей мощности накачки, но менее стабильны
в работе, что является их основным недостатком. Усилитель-преобразова-
тель с повышением частоты работает совершенно устойчиво, но он имеет
ограниченное усиление, и характеристики его ухудшаются на частотах
выше 3000 Мгц. Параметрический усилитель бегущей волны более широко-
полосный. То же относится и к электронно-лучевому параметрическому
усилителю. Усилители на полупроводниковых диодах более подвержены
вредному воздействию мощного сигнала, чем усилители других типов.
Парамагнитные усилители (мазеры) [6]. Парамагнитный усилитель,
действие которого основано на принципах квантовой механики, обладает
очень низким уровнем шума. Его шумовая температура может равняться
всего нескольким градусам Кельвина, и шумовые характеристики при-
ближаются к характеристикам идеального усилителя, т. е. коэффициент
шума близок к 1 (0 дб), что желательно иметь у каждого применяемого
на практике прибора. Но, к сожалению, такой коэффициент шума сопро-
вождается определенными недостатками. Для парамагнитного усилителя
требуется сложная внешняя схема, магнитное поле, и он должен работать
при температуре жидкого гелия (1—4° К).
Хотя действие парамагнитного усилителя основано на принципах
квантовой механики, а параметрического усилителя — на законах класси-
ческой радиотехники, оба они имеют некоторые общие черты. Каждый
питается от источника высокочастотной энергии, называемого генератором
накачки, а не от источника постоянного тока. Применяемые в них высоко-
частотные элементы должны реагировать как на частоту сигнала, так и на
частоту накачки. Оба усилителя ведут себя как отрицательное сопротив-
ление на частоте усиливаемого сигнала и обладают свойством двусторон-
него действия, заключающимся в том, что энергия может проходить в них
в обоих направлениях (от входа к выходу и наоборот). (Исключение в этом
отношении представляют параметрический усилитель с преобразованием
при повышении частоты, а также параметрический и парамагнитный усили-
тели бегущей волны, в которых энергия может распространяться только
в одном направлении.) Для устойчивой работы усилителей в них должны
применяться элементы одностороннего действия, например циркулятор
или изолятор. Такой элемент препятствует также прохождению шума от
сравнительно горячей нагрузки в усилитель по каналам обратной связи.
Так же как и у любого усилителя с отрицательным сопротивлением, произ-
ведение усиления по напряжению на полосу пропускания в описываемых
усилителях — величина постоянная.
Имеется несколько разновидностей квантовых усилителей. В пер-
вом мазере использовался аммиак, и он работал как генератор. Наиболь-
ший интерес с точки зрения применения в радиолокации представляют пара-
магнитныё усилители на твердом теле, в которых используются парамаг-
нитные кристаллы, помещенные в магнитное поле, и, в частности, так
называемые трехуровневые парамагнитные усилители.
Работа трехуровневого парамагнитного усилителя может быть объяс-
нена при помощи диаграммы энергетических уровней, часть которой при-
ведена на фиг. 8.13, а. Эта диаграмма для рабочего вещества усилителя
описывает различные внутренние дискретные энергетические состояния
электронов в атоме или молекуле. В вертикальном направлении отклады-
вается энергия. Из множества возможных в атоме энергетических уровней
462
Глава 8
показаны только три. Для перемещения связанного электрона в веществе
с низшего на высший энергетический уровень система должна поглощать
энергию. Когда электрон, находящийся на высшем энергетическом уровне
Е2, переходит на низший уровень Elt он излучает энергию на частоте /,
з
Частота
сигнала
Частота
накачки
Фиг. 8.13. Диаграмма энергетических уровней для системы с тремя уровнями (а),
нормальное распределение электронов (б) и распределение электронов при насыще-
нии (в).
г
определяемой из соотношения квантовой механики £2 — £i = hf, где h —
постоянная Планка. При тепловом равновесии, когда на систему не дей-
ствуют внешние силы, электроны в веществе распределяются по различ-
ным энергетическим уровням. Относительные количества электронов
с энергиями Ei и Е2 определяются из соотношения Больцмана
£?- = ехр[-(£2-£1)ЛТ], (8.25)
где «1 и п2 — соответственно числа электронов с энергиями Et и £2; k —
постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура.
При нормальных условиях чем выше энергетический уровень, тем
.меньше он имеет электронов (фиг. 8.13, б).
Диаграмму энергетических уровней можно сравнить с лестницей.
Для подъема по лестнице нужно затратить энергию, а при прыжке с лест-
ницы энергия освобождается. Если на лестнице играет большая группа
мальчиков, то возможно, что они займут все ее ступеньки, но большинство-
все же будет находиться внизу. То же относится и к электронам (маль-
чики) и их энергетическим состояниям (положение на лестнице), за исклю-
чением того, что поведение электронов более предсказуемо.
Рассмотрим рабочее вещество парамагнитного усилителя с тремя близко
расположенными энергетическими уровнями £ь £2, £3 (фиг. 8.13, а). Отно-
сительная населенность этих уровней определяется по уравнению (8.25;
и показана на фиг. 8.13, б. Пусть на систему воздействует сильный высо-
Приемники
463-
кочастотный сигнал накачки с частотой [р = (Е3 — E^lh. Под действием
энергии накачки будет происходить переход электронов с уровня Ех на
уровень Е3 до тех пор, пока не наступит насыщение, т. е. пока населен-
ность уровней и Е3 электронами не станет одинаковой (фиг. 8.13, в).
Сравнивая уровни 2 и 3, можно заметить, что число электронов на третьем
уровне больше, чем на втором. Если теперь на систему будет воздейство-
вать сигнал с частотой = (£3 — E^lh, он вызовет переход электронов
с уровня 3 на уровень 2 с излучением энергии на частоте Д. Таким образом,
в парамагнитном усилителе происходит усиление СВЧ посредством воз-
бужденного излучения.
Если населенность более высокого энергетического уровня больше,
чем более низкого, то соотношение Больцмана (8.25) можно применять,
считая температуру Т отрицательной, а не положительной. Численно
отрицательную температуру можно считать эффективной шумовой темпе-
ратурой парамагнитного усилителя при условии, что потерями в нем можно
пренебречь (что в действительности не так).
Энергетические уровни в рабочем веществе парамагнитного усилителя
должны располагаться так, чтобы частоты, соответствующие, переходам
энергии, находились в диапазоне сверхвысоких частот. В трехуровневом
усилителе можно применить такие парамагнитные вещества, как рубин,
работающий в сильном магнитном поле. Электроны обладают «спиновым
магнитным моментом», вследствие чего они действуют как маленькие маг-
ниты. Если вещество, в атомах которого связанные электроны имеют опре-
деленный магнитный момент, помещается в магнитное поле, то магнитные
моменты под действием поля будут ориентироваться в определенных дис-
кретных направлениях. Магнитная энергия зависит от направления ориен-
тации, соответствующего определенному энергетическому уровню на диа-
грамме уровней. В парамагнитных кристаллах, помещенных в сильное
магнитное поле, могут создаваться три энергетических уровня, необходимых
для работы усилителя. Интервалы между энергетическими уровнями за-
висят от магнитного поля. Тепловые процессы могут ухудшать действие
парамагнитного усилителя, поэтому его рабочее вещество должно охлаж-
даться до температуры жидкого гелия. Чем ниже температура,* тем мень-
шая мощность накачки требуется для достижения насыщения и тем больше
будет произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропус-
кания.Важным следствием работы при низкой температуре является умень-
шение шума.
Трехуровневый парамагнитный усилитель может работать в резона-
торе, помещенном в криостат, представляющий собой сосуд Дьюара, напол-
ненный жидким гелием (фиг. 8.14). Жидкий гелий заключен в сосуд, ох-
лаждаемый жидким азотом. Криостат располагается между полюсами
магнита. Резонатор, в котором находится парамагнитное вещество усили-
теля, должен поддерживать колебания как на частоте накачки, так и на
частоте сигнала. Частота накачки называется еще частотой насыщения.
Как показано на фиг. 8.14, энергия накачки и сигнал подводятся к объем-
ному резонатору по отдельным линиям передачи. Так как в парамагнитном
усилителе с объемным резонатором вход и выход совмещены, усиленный
сигнал должен отводиться от резонатора по той же линии, по которой он
подводится. Для разделения входного и усиленного сигналов в схему
включается циркулятор. Парамагнитные усилители могут работать почти
на всех частотах диапазона, представляющего интерес для радиолокации.
Сам парамагнитный усилитель имеет очень низкую шумовую темпе-
ратуру. Однако чувствительность всей системы с таким усилителем опре-
464
Глава 8
деляется прежде всего шумом, вносимым вспомогательными звеньями,
например передающими линиями и другими элементами высокочастотного
тракта. Типичная система циркулятор — парамагнитный усилитель может
иметь эффективную шумовую температуру около 25° К, что соответствует
коэффициенту шума 1,08, или 0,3 дб. Большая часть шума обусловлена
потерями в циркуляторе и элементах высокочастотного тракта, так как
теоретически шумовая температура охлаждаемого парамагнитного уси-
лителя равна всего нескольким градусам Кельвина. Коэффициент шума,
Фиг. 8.14. Трехуровневый парамагнитный усилитель с объемным резонатором.
равный 0,3 дб, вероятно, является нижним пределом для приемника с пара-
магнитным высокочастотным усилителем. Если бы в систему вносились
дополнительные потери порядка 0,5 дб, то коэффициент шума возрос бы
до 0,8 дб, что уже приближается к коэффициенту шума параметрических
усилителей.
Можно привести три примера трехуровневых парамагнитных усили-
телей с объемным резонатором. В первом из них, предназначенном для
работы на частотах 300—500 Мгц, используются в качестве рабочего ве-
щества кристаллы калий-кобальтового цианида с добавкой хрома. Частота
накачки 5400 Мгц, напряженность магнитного поля около 80 гс, ширина
полосы пропускания 100 кгц, коэффициент усиления около 10 дб. Более
высокое усиление можно получить за счет сужения полосы пропускания.
Теоретически шумовая температура такого усилителя равна 0,1 ° К. Для
развязки входа и выхода в системе применен направленный ответвитель
с потерями около 10 дб. Усилитель использовался как входной каскад
приемника с коэффициентом шума 4,8 дб. Общая шумовая температура
приемника с парамагнитным усилителем составляла приблизительно 70° К
(коэффициент шума около 1 дб). Если антенна направлена в пространство
с температурой 100' К, то эффективная шумовая температура системы
будет около 170° К, а коэффициент шума — около 2 дб. Направленный
ответвитель применялся из-за отсутствия в то время соответствующего цир-
кулятора; вследствие этого терялось 10 дб . усиления, даваемого уси-
лителем.
Приемники
465
В качестве второго примера можно привести парамагнитный усилитель,
перестраиваемый в диапазоне 8400—9700 Мгц. В нем использовался кри-
сталл рубина, помещенный в магнитное поле 4000 гс. Частота накачки рав-
нялась 23 Ггц, мощность накачки 15 мет. Ширина полосы пропускания
составляла 20 Мгц, коэффициент усиления 10 дб. Шумовая температура
без учета влияния антенны, антенного переключателя и приемника была
около 20е К.
Третий усилитель представлял собой компактный настраиваемый
парамагнитный усилитель на кристалле рубина. Перестройка более чем
на одну октаву (от 850 до 2000 Мгц) осуществлялась путем регулирования
постоянного магнитного поля, частоты накачки и изменения настройки
объемного резонатора на частоты сигнала и накачки. Произведение уси-
ления по напряжению на ширину полосы пропускания равнялось 37,5 Мгц
при температуре 1,5° К. Циркулятор с вносимыми потерями 0,3 дб сужал
диапазон перестройки системы до 200 Мгц. Парамагнитный усилитель,
циркулятор и вспомогательное оборудование были сконструированы в виде
компактной системы. Коэффициент шума равнялся 0,5 дб (эффективная
шумовая температура 35° К).
В трехуровневых парамагнитных усилителях частота накачки выше
частоты сигнала. Однако в случае применения рабочего вещества с четырьмя
или более энергетическими уровнями можно осуществлять ступенчатую
накачку и затем вызывать переход электронов сразу на несколько уровней
вниз для усиления на более высокой частоте.
Парамагнитный усилитель имеет два основных недостатка: необходи-
мость охлаждения жидким гелием и узкую полосу пропускания. Рубино-
вые усилители работают при температурах, близких к температуре жидкого
азота, но при этом соответственно возрастает шум. Пока еще нельзя опре-
деленно сказать, может ли парамагнитный усилитель работать при комнат-
ной температуре.
Ширина полосы пропускания парамагнитного усилителя с объемным
резонатором недостаточна для многих применений. У рабочих образцов
таких усилителей она составляла около 0,1 % частоты сигнала, но возможно
некоторое увеличение ее за счет уменьшения усиления. Полоса пропуска-
ния может быть расширена, если вместо объемного резонатора применить
систему с бегущей волной. Парамагнитный усилитель бегущей волны,
состоящий из гребенчатой структуры и рубина, имел полосу пропускания
25 Мгц (около 0,4% частоты сигнала) и усиление 23 дб на частоте 6 Ггц.
Частота накачки равнялась 19 Ггц, мощность накачки 100 мет, магнитное
поле около 4000 гс.
Необходимое для работы парамагнитного усилителя магнитное поле
можно создавать постоянным магнитом, располагаемым снаружи сосуда
с охлаждающим жидким газом. Магнитные поля, достаточные для многих
применений, можно также получать при помощи сверхпроводящих соленои-
дов и магнитов с железным сердечником. Особенность их состоит в том,
что после намагничивания до требуемой степени они не потребляют мощ-
ности для поддержания поля.
Кроме недостаточно широкой полосы, необходимости применять жид-
кий гелий и сложности вспомогательного оборудования, парамагнитный
усилитель имеет еще один недостаток, ограничивающий его применение
в радиолокации. Он легко перегружается при сравнительно слабых сиг-
налах. В военных радиолокационных станциях из-за малой мощности насы-
щения парамагнитный усилитель особенно чувствителен к помехам. Так,
описанный выше усилитель 10-сантиметрового диапазона перегружался при
30 М. Сколник
466
Глава 8
мощности, превышавшей 10-8 вт, тогда как обычный супергетеродинный
приемник допускает значительно большую мощность (на 80—90 дб) без
ухудшения характеристик. Восстановление чувствительности парамагнит-
ного усилителя после перегрузки происходит через доли секунды. Это
сравнительно большое время восстановления чувствительности препятствует
применению таких усилителей в радиолокационных станциях, если послед-
ние не имеют более эффективных антенных переключателей.
Хотя парамагнитные усилители легко перегружаются, они не по-
вреждаются при избыточной мощности, поэтому опасности выгорания не
возникает.
Для дополнительной развязки с передатчиком между парамагнитным
усилителем и антенным переключателем может включаться ферритовый
выключатель. Сообщалось о применении парамагнитного усилителя в радио-
локационной станции 3-сантиметрового диапазона с импульсной мощностью
150 кет. Измеренная шумовая температура системы, состоявшей из пара-
магнитного усилителя, циркулятора, смесителя и усилителя промежуточ-
ной частоты, равнялась 65° К- Шумовая температура приемника с учетом
потерь, вносимых ферритовым переключателем (0,25 дб), разрядником
антенного переключателя, волноводом и вращающимися сочленениями
волноводов, достигала 173° К (коэффициент шума 2 дб).
Кроме использования в качестве малошумящего усилителя, парамаг-
нитный усилитель может работать как генератор с очень высокой ста-
бильностью частоты и служить стандартом частоты. Такие усилители
могут генерировать достаточную мощность на частотах миллиметрового
и субмиллиметрового диапазонов [6], а также в диапазоне оптических частот.
Парамагнитные усилители оптического диапазона иногда называются лазе-
рами [буква Л — начальная буква от английского слова light — свет].
Получение с помощью оптического или инфракрасного парамагнит-
ных усилителей когерентных колебаний открывает возможность создания
сравнительно мощных локационных станций на этих частотах. Дальность
действия таких станций сильно ограничивается поглощением световых
и инфракрасных лучей в атмосфере, но при применении их в космическом
пространстве за пределами земной атмосферы можно получить сравнительно
большие дальности (несколько сотен или тысяч километров). Одним из
присущих оптическому парамагнитному усилителю положительных свойств
является1 Образование без дополнительной оптики очень узкого луча. Теоре-
тическая ширина луча составляет несколько десятков или сотен микро-
радиан. Практически получались лучи уже 0,1°. Но слишком узкий луч
может затруднить визирование цели.
Туннельные диоды. Туннельный диод представляет собой прибор
с отрицательной проводимостью, который может быть использован в каче-
стве усилителя высокой частоты. Его собственный шум обусловлен дробо-
вым эффектом, сопровождающим прохождение электронов через барьер-
ный слой. Коэффициент шума туннельного диода выше, чем у парамагнит-
ного или параметрического усилителя. Но этот диод может найти приме-
нение там, где ради простоты и экономичности можно пойти на некоторое
повышение коэффициента шума.
Сравнение усилителей различных типов. На фиг. 8.11 даны кривые
изменения коэффициента шума высокочастотных усилителей, рассмотренных
в этом разделе. Для сравнения здесь же приведена кривая коэффициента
шума супергетеродинного приемника с кристаллическим смесителем на
входе. Для парамагнитного усилителя трудно указать определенное зна-
чение коэффициента шума без учета влияния вспомогательных элементов.
Приемники
467
При построении кривой на фиг. 8.11 потери, вносимые этими элементами,
считались постоянными и равными 0,5 дб. Эти кривые являются только
относительными характеристиками, и вследствие быстрого развития данной
области они справедливы только для времени их опубликования.
Пока не существует правил, позволяющих быстро выбрать тот или
иной прибор. Если подходить только с требованием низкого коэффициента
шума, то предпочтение следовало бы отдать парамагнитному усилителю.
Однако практически этот усилитель редко применяется как входной кас-
кад радиолокационного приемника из-за его сложности, узкой полосы
пропускания и подверженности перегрузкам. Кроме того, преимущества,
даваемые малошумящим входным каскадом, в значительной мере пропа-
дают, если учитывать влияние других элементов радиолокационного прием-
ника и передающих линий. Общий коэффициент шума приемника с пара-
магнитным усилителем на входе, работающего в полевых условиях, прак-
тически, по-видимому, будет мало отличаться от коэффициента шума прием-
ника с хорошим параметрическим усилителем.
Параметрические усилители — сравнительно простые приборы и могут
работать при температурах окружающей среды. Одно из ограничений пара-
метрического усилителя на полупроводниковом диоде состоит в опасности
выгорания при чрезмерной мощности. Параметрические усилители, по-
видимому, более подходят для применения в дециметровом диапазоне,
так как здесь коэффициент шума у них ниже, чем на более высоких часто-
тах. Вследствие высокого уровня космического шума на частотах ниже
1000 Мгц применение малошумящих приборов не дает заметного преиму-
щества. Поэтому в 10-сантиметровом диапазоне и на более высоких часто-
тах, по-видимому, более подходящим был бы парамагнитный усилитель,
если со свойственными ему недостатками можно мириться. На частотах
выше 10 000 Мгц возрастание уровня шума из-за атмосферного поглоще-
ния может свести на нет все преимущества, даваемые малошумящими при-
борами.
Усилители на лампах бегущей и обратной волн могут соперничать
по коэффициенту шума с параметрическими усилителями, особенно на более
высоких частотах радиолокационного диапазона. Они не являются при-
борами, основанными на использовании свойств твердого тела, но таким
нельзя считать и параметрический усилитель, так как энергию накачки
он обычно получает от источника на вакуумной лампе, например на кли-
строне.
Усилитель на триоде имеет лучшие шумовые свойства, чем кристалли-
ческий смеситель на частотах ниже 800 Мгц, и он менее подвержен выго-
ранию, чем смеситель.
Приемник с кристаллическим смесителем имеет более высокий коэф-
фициент шума, чем большинство других приборов, но он широко приме-
няется в радиолокационных станциях благодаря его простоте.
Коэффициент шума, показанный для одного туннельного диода на
фиг. 8.11, ниже, чем у кристаллического смесителя, но выше, чем у других
малошумящих приборов.
Приемники с низким уровнем шума не всегда желательно применять
в радиолокационных станциях, даже если они так же экономичны, как,
например, приемники с кристаллическим смесителем. Так как военные
радиолокационные станции должны иметь хорошую дальность действия,
несмотря на применение противником помех, то не всегда целесообразно
снижать мощность передатчика и компенсировать это низким коэффициен-
том шума приемника. Но для радиолокационных станций гражданского
30*
468
Глава 8
применения проблемы защиты от умышленных помех не существует, поэтому
применение малошумящего приемника может дать значительный выигрыш.
Любое повышение чувствительности приемника позволяет соответственно
снизить мощность передатчика. Уменьшение мощности передатчика всегда
более желательно, так как при этом снижаются эксплуатационные расходы
и первоначальная стоимость радиолокационной станции.
8.8. КРИСТАЛЛИЧЕСКИЕ СМЕСИТЕЛИ 11,5]
Во многих супергетеродинных приемниках радиолокационных станций
сантиметрового диапазона нет усилителя высокой частоты. В них входным
каскадом служит кристаллический смеситель. Коэффициент шума хорошего
радиолокационного приемника с кристаллическим смесителем равняется
7—10 дб (фиг. 8.11). По сравнению с коэффициентом шума малошумящих
усилителей высокой частоты это, конечно, большая величина. Но такой
коэффициент шума кристаллического смесителя приемлем для многих радио-
локационных станций, особенно там, где простота конструкции имеет
важное значение.
В качестве смесительного элемента, как правило, используется полу-
проводниковый диод с нелинейной вольт-амперной характеристикой [1, 5].
Составной частью любого смесителя является гетеродин, обычно на отра-
жательном клистроне. Характеристики усилителя промежуточной частоты
также имеют важное значение при расчете смесителей, так как он тоже
влияет на коэффициент шума.
Относительная шумовая температура и потери преобразования. Работа
смесителя характеризуется двумя параметрами: потерями преобразования
и относительной шумовой температурой. Потери на преобразование Lc
определяются как
, Номинальная мощность высокой частоты /о
!-/(• -- fr v •
Номинальная мощность промежуточной частоты ' '
Этот параметр служит мерой эффективности преобразования смесителем
высокочастотной энергии в энергию промежуточной частоты. Идеальный,
или совершенный, смеситель должен иметь потери преобразования, равные
1, или 0 дб. Практически потери преобразования у сверхвысокочастотных
смесителей составляют 5—8,5 дб\ типичным значением для хорошего диода
можно считать 6 дб.
Кристаллический смеситель называется широкополосным, если в согла-
сованную нагрузку попадают частоты сигнала и зеркальные частоты. Энер-
гия, поступающая в канал высокочастотного сигнала, преобразуется широ-
кополосным смесителем в равной мере в энергию промежуточной и зеркаль-
ной частоты. Поэтому теоретически потери преобразования в широкополос-
ном смесителе не могут быть меньше 3 дб. Размыкание или замыкание
накоротко выхода для канала зеркальной частоты позволяет получить
узкополосный смеситель. Потери преобразования в узкополосном смесителе
меньше, чем в широкополосном. Однако чем меньше эти потери, тем хуже
будет развязка между каналами высокой и промежуточной частоты прием-
ника, поэтому расчет узкополосного смесителя более критичен, чем широ-
кополосного. Практически коэффициенты шума обоих смесителей почти
одинаковы. Рассчитать и испытать широкополосный смеситель легче,
поэтому обычно характеристики диодов указываются применительно к сме-
Приемники
469
сителям этого типа. Во всех последующих разделах изложение ведется
применительно к этому смесителю.
Относительная шумовая температура смесительного диода tr (не смеши-
вать с эффективной шумовой температурой) определяется как отношение
фактической располагаемой мощности шума на промежуточной частоте
в согласованной нагрузке к располагаемой мощности шума в согласован-
ной нагрузке от эквивалентного чисто активного сопротивления, или
FrkTBnG_Fr _Fc
kTBn ~ tc - Lc
(8.27)
Здесь Fc — коэффициент шума смесительного диода; Gc = l,Lc—усиление
при преобразовании.
Следовательно, коэффициент шума смесительного диода равен Fc =
= trLc. Относительная шумовая температуры диода увеличивается с пони-
жением частоты и становится очень большой в диапазоне звуковых частот.
В диапазоне от 100 кгц (точное значение зависит от типа диода) до долей
герца относительная шумовая температура изменяется приблизительно
обратно пропорционально частоте. Шум с такой характеристикой назы-
вается фликкер-шумом или 1 /f-шумом. На частотах выше 500 кгц относи-
тельная шумовая температура приближается к постоянной величине. На
частоте 50 гц tr может достигать величины 105, а на частоте 30 Мгц (типич-
ная промежуточная частота радиолокационных приемников) относительная
шумовая температура смесительного диода может находиться в пределах
от 1,3 до 2,0.
Хотя коэффициент шума смесительного диода равен произведению
потерь преобразования на относительную шумовую температуру, он не
может служить полной мерой чувствительности приемника с кристалличе-
ским смесителем. Полный коэффициент шума приемника зависит не только
от коэффициента шума смесителя, но и от коэффициента шума следующих
каскадов (тракт промежуточной частоты приемника) и потерь преобразова-
ния смесителя. Коэффициент шума приемника можно вычислить по фор-
муле (8.11) для каскадного соединения двух цепей. Первой цепью в этом
случае будет смеситель с коэффициентом шума Fc = trLc и усилением
1/Lc, а второй — усилитель промежуточной частоты с коэффициентом
шума Fa. ч. Общий коэффициент шума приемника с кристаллическим сме-
сителем равен
F0^F1 + ^^ = trLc + (Fn ,ч—1)LC Lc(/r + Fn.4-l). (8.28)
Это выражение не учитывает влияния потерь в высокочастотной части
приемника, а также шума, вносимого гетеродином. Если, например, потери
преобразования равны 6 дб, коэффициент шума усилителя промежуточной
частоты 1,5 и относительная шумовая температура 1,4, то коэффициент
шума приемника по формуле (8.28) равнялся бы 8,8 дб. Кривая коэффи-
циента шума приемника с кристаллическим смесителем, приведенная на
фиг. 8.11, дает постоянное значение 7,5 дб на частотах ниже 10 000 Мгц.
Это значение типично для смесительных диодов типа 1N263 (германиевый)
или 1N23E (кремниевый).
Шум гетеродина. При выводе формулы для коэффициента шума прием-
ника с кристаллическим смесителем предполагалось, что гетеродин не
вносит шума в смеситель. Однако колебания гетеродина не чисто синусои-
дальные, поэтому в них всегда имеются шумовые составляющие. Шум гете-
родина имеет спектр, напоминающий по форме резонансную кривую объем-
470
Глава 8
чого резонатора (фиг. 8.15). Смеситель, действующий как нелинейный
элемент, преобразует шумовые составляющие на частоте сигнала или на
зеркальной частоте в составляющие промежуточной частоты, что снижает
отношение сигнал/шум. Поэтому для снижения шума приемника до мини-
мума необходимо подавлять шумовые составляющие гетеродина. По одному
из методов для этого следует включить узкополосный высокочастотный
полосовой фильтр между гетеродином и смесителем. Центральная частота
фильтра должна совпадать с частотой гетеродина. Полоса пропускания
фильтра должна быть небольшой по сравнению с полосой усилителя про-
межуточной частоты, чтобы составляющие шума на частоте сигнала и на зер-
кальной частоте не попадали в смеситель. (В некоторых случаях объемный
резонатор гетеродина может быть
достаточно узкополосным, чтобы дей-
ствовать как полосовой фильтр; тогда
необходимость включения специаль-
ного фильтра отпадает.) Узкополос-
ный фильтр с постоянной настройкой
Фиг. 8.16. Принцип действия
балансного смесителя.
fB4 ~ сигналы ВЧ; freT — колеба-
ния гетеродина; А — соосные плечн.
Фиг. 8.15. Спектр шума гетеро-
дина.
может оказаться неэффективным в радиолокационных станциях с большим
уходом частоты передатчика. Так как система автоматической подстройки
частоты изменяет частоту гетеродина для сохранения настройки приемника
на частоту передатчика, то противошумовой фильтр должен также все время
подстраиваться на частоту гетеродина.
Другой метод устранения шумов гетеродина, свободный от недостатков
указанного выше метода, состоит в применении балансного смесителя
(фиг. 8.16). В схеме балансного смесителя используется гибридное соеди-
нение, например двойной волноводный тройник. Двойной волноводный
тройник имеет четыре плеча (плечо Е, плечо Н и два соосных плеча), схо-
дящихся вместе. Сигнал, подаваемый в плечо Е, разделяется поровну
между соосными плечами. Сигналы на выходе этих плеч имеют одинаковую
амплитуду, но. отличаются по фазе на 180°. В идеальном тройнике при
подаче сигнала в плечо Е энергия в плечо Н не должна проходить. Анало-
гично если сигнал подается в плечо Н, он делится поровну между соосными
плечами и не проходит в плечо Е. На выходе соосных плеч получаются при
этом сигналы с равными амплитудами и фазами.
В балансном смесителе колебания гетеродина подводятся к плечу Н,
а сигнал — к плечу Е. На равных расстояниях от центра соосных плеч
монтируются смесительные диоды. На одном из диодов сигнал гетеродина
и высокочастотный сигнал будут совпадать по фазе, а на другом — отли-
чаться на 180°, как показано на фигуре. В результате сигналы промежуточ-
Приемники
471
ной частоты на выходе этих диодов также будут отличаться по фазе на 180°.
Сигнал промежуточной частоты выделяется в вычитающей схеме, к которой
подводятся сигналы от обоих диодов. Любые составляющие шума гетероди-
на, попадающе на диоды, будут в фазе и уничтожатся в схеме вычитания.
Основное преимущество балансного смесителя по сравнению с про-
стым фильтром состоит в том, что его можно сделать относительно широко-
полосным, а по сравнению с обычным смесителем — в меньшей потребной
мощности гетеродина, так как связь его с детектором может быть более
сильной, причем благодаря развязке плеч гетеродина и антенны колеба-
ния гетеродина излучаться не будут. В балансном смесителе, показанном
на фиг. 8.16, схема вычитания может быть заменена схемой сложения, если
изменить полярность одного из диодов или поменять места подключения
к двойному тройнику гетеродина и высокочастотного канала.
Работа при низких температурах. Можно предполагать, что работа
кристаллического смесителя при низких температурах должна привести
к определенному улучшению коэффициента шума диода. Эксперименталь-
ные измерения, проведенные с германиевыми диодами 3-сантиметрового
диапазона типа 1N263, показали, что можно получить улучшение на 0,3—
0,6 дб при охлаждении до температуры 170—220° К- Однако охлаждение
смесителя до температуры жидкого азота (77° К) не дало улучшения коэф-
фициента шума приемника. Это было объяснено повышением относительной
шумовой температуры при понижении рабочей температуры.
Выгорание диода [5]. При воздействии на полупроводниковый диод
избыточной высокочастотной энергии может произойти его повреждение,
называемое выгоранием. Этот термин означает любое ухудшение детектор-
ных или преобразовательных свойств полупроводникового диода, явив-
шееся следствием электрической перегрузки. Если избыточная энергия
воздействует на сверхвысокочастотный полупроводниковый диод, то выде-
ляемое при прохождении тока тепло не будет уже в достаточной мере рас-
сеиваться и может привести к повреждению самого диода. Первоначальное
действие избыточной энергии проявляется в повышении относительной
шумовой температуры диода и понижении чувствительности. Дополнитель-
ная энергия вызывает нарушение контакта в диоде, т. е. выводит его из
строя. При выгорании не обязательно физическое разрушение диода. Но
чрезмерное повышение относительной шумовой температуры может быть
не менее, а даже более вредно, чем полное разрушение диода, ввиду того
что постепенное ухудшение свойств диода может быть не обнаружено сразу,
как выход его из строя. В связи с этим в радиолокационных станциях,
от которых по условиям работы требуется высокая степень готовности,
вводятся средства автоматического контроля коэффициента шума прием-
ника. Проблема выгорания усложняется тем, что иногда ухудшение свойств
может быть временным. Одной из основных причин выгорания диодов
в радиолокационных приемниках является просачивание энергии передат-
чика через антенный переключатель вследствие старения разрядника защиты
приемника. При излучении передатчиком импульса этот разрядник про-
бивается. Полный пробой наступает спустя некоторое конечное время,
которое не должно превышать нескольких наносекунд. В течение этого
времени энергия просачивается в приемник, и, если она достаточно велика,
это может вызвать повреждение диода. Количество энергии в части импуль-
са, следующей за начальным выбросом, обычно невелико, поэтому она не
так опасна, как энергия, просачивающаяся во время начального выброса.
Энергия, вызывающая выгорание диода, составляет 1—5 эрг в зависи-
мости от типа диода.
472
Глава 8
Выгорание детектора может быть вызвано импульсом без начального
выброса при длительности, превышающей 1 мксек. В этом случае выгора-
ние зйвисит от импульсной мощности, а не от энергии. При импульсной
работе диоды могут выдерживать импульсную мощность порядка несколь-
ких ватт. Например, диод типа 1N23C 3-сантиметрового диапазона может
выдержать импульсную мощность несколько ватт без заметного ухудше-
ния (при нагрузке по постоянному току 100 ом, коэффициенте заполнения
0,002 и длительности импульса 0,6 мксек). Отдельные диоды этого типа
выдерживали до 25 вт. При импульсной мощности более 25 вт коэффи-
циент шума увеличивается на 3 дб или более. Для большинства смеситель-
ных диодов можно считать допустимой среднюю мощность около 300—
350 мет.
Другой причиной выгорания диодов может явиться случайное воздей-
ствие энергии других близко расположенных радиолокационных станций
или разряд статического электричества через диод.
8.9. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ [4]
Усилитель промежуточной частоты радиолокационного приемника
должен иметь достаточное усиление и динамический диапазон, выбранные
с учетом возможных изменений мощности отраженных сигналов. Коэф-
фициент шума усилителя должен быть низким, так как он влияет на общий
коэффициент шума приемника с кристаллическим смесителем. Представ-
ляет интерес также полоса пропускания усилителя, от которой в значи-
тельной мере зависит полоса пропускания всего приемника.
Применение триодов в усилителях промежуточной частоты. В разд. 8.3
указывалось, что в отношении уровня шума триоды более предпочтительны,
чем пентоды. Уровень шума у пентода выше, чем у триода, вследствие
влияния перераспределения тока. Если в усилителях промежуточной
частоты с низким уровнем шума приходится применять пентоды, их нужно
включать по схеме триода. Хотя уровень шума у триода невысокий, при-
менение его связано с другими трудностями, обусловленными главным
образом обратной связью между анодом и сеткой. Расчет схем усилителей
на триодах имеет целью в первую очередь нейтрализацию этой обратной
связи для обеспечения его устойчивой работы и получения необходимого
усиления без критических регулировок.
Различают три основные схемы включения триодов в усилительных
каскадах в зависимости от того, какой электрод заземлен (катод, сетка или
анод). Если в каждой из основных схем применить по два триода, то можно
получить девять комбинаций. Опытным путем найдено, что лучшей из этих
девяти комбинаций является схема, состоящая из каскада с заземленным
катодом, за которым следует каскад с заземленной сеткой, и известная
под названием каскодной схемы. Каскад с заземленной сеткой служит нагруз-
кой для первого каскада с заземленным катодом, поэтому коэффициент
усиления первого каскада равен единице и нейтрализации его не требуется.
Второй триод служит для получения необходимого усиления. Каскодный
усилитель по стабильности и усилению эквивалентен усилителю на пенто-
де, а по коэффициенту шума — усилителю на триоде. Возможный коэф-
фициент шума его равен 0,25 дб на частоте 6 Мгц, 1,35 дб на частоте 30 Мгц
и 5,5 дб на частоте 180 Мгц [41.
Если приемник располагается на значительном расстоянии от прием-
ной антенны, потери в передающей линии, соединяющей антенну с прием-
Приемники
473-
ником, могут быть настолько большими, что они значительно ухудшат
отношение сигнал/шум. В таких случаях на практике прибегают к распо-
ложению смесителя и предварительного усилителя промежуточной частоты
непосредственно у антенны, а основного усилителя промежуточной частоты
в приемнике. Передачу сигналов по линии на промежуточной частоте про-
изводить легче, чем на высокой частоте, и потери при этом уменьшаются.
Выбор промежуточной частоты. Выбор промежуточной частоты произ-
водится на основе компромисса между некоторыми противоречивыми фак-
торами. В том случае когда нежелательно, чтобы составляющие спектра
Ф и г. 8 17. Коэффициент шума приемника с кристаллическим смесителем как функ
ция частоты.
сигнала промежуточной частоты попадали в полосу пропускания видео-
усилителя, промежуточная частота должна быть большой по сравнению
с шириной спектра сигнала. Это желательно также и потому, что чем выше
промежуточная частота, тем меньше размеры деталей (катушек и конден-
саторов) и всего усилителя. Однако это приводит к трудностям производ-
ства и обслуживания и к ухудшению коэффициента шума УПЧ.
Общий коэффициент шума приемника с кристаллическим смесителем
зависит от ряда факторов, в том числе от коэффициента шума УПЧ. Выра-
жение для коэффициента шума приемника (8.28) можно переписать в виде
Fnp = Lc [(4-1) + (Fn. ч—1) + 1 ]. (8.29)
Выражения (tc—1) и (Fn4— 1) представляют собой избыточную отно-
сительную шумовую температуру и избыточный коэффициент шума усили-
теля промежуточной частоты соответственно. Они не зависят от частоты,
тогда как потери преобразования £с зависят от нее. Избыточный коэффи-
циент шума (Вп.ч — 1) теоретически пропорционален частоте, а избыточ-
ная относительная шумовая температура приблизительно обратно про-
порциональна частоте в диапазоне до 0,1 Мгц. На более высоких частотах
она изменяется медленно и приближается к значению, обусловленному
дробовым эффектом. Минимальный коэффициент шума получается, когда
[(4 —1) + (Fn.4—1)1 достигает минимума. Поэтому нельзя сделать
определенного вывода относительно оптимального выбора промежуточной
частоты без знания частотной зависимости 4 и Fn4- На фиг. 8.17 приведена
кривая коэффициента шума приемника со смесителем на диоде 1N23 в зави-
474
Глава 8
симости от частоты. Коэффициент шума диода, определенный опытным
путем, учитывает шум гетеродина в схеме балансного смесителя и шум
самого диода. Коэффициент шума УПЧ взят типичным для серийно выпус-
каемой аппаратуры (2 дб на частоте 30 Мгц и 3,5 дб на частоте 60 Мгц).
Данных о потерях преобразования для этого диода нет, поэтому они были
приняты равными 6 дб. Оптимальная промежуточная частота, соответ-
ствующая минимальному коэффициенту шума, заключается в очень широ-
ких пределах. Чем выше коэффициент шума УПЧ, тем ниже будет опти-
мальная промежуточная частота. Аналогично чем больше избыточная отно-
сительная шумовая температура, тем выше оптимальная частота. В США,
как правило, применяются промежуточные частоты, равные 30 и 60 Мгц.
В интересах получения минимального коэффициента шума может быть взята
и более низкая промежуточная частота.
Частотные характеристики [4, 7]. В разд. 9.2 будет показано, что
для любой формы передаваемого сигнала существует определенная частот-
ная характеристика приемника (или характеристика полосы пропускания),
при которой выходное отношение сигнал/шум будет максимальным. При
импульсе простой формы обычная форма характеристики полосы пропуска-
ния близка к оптимальной. Для обычных усилителей промежуточной час-
тоты, применяемых в простых импульсных радиолокационных станциях,
наиболее важным требованием является обеспечение необходимой ширины
полосы пропускания и усиления, а форма характеристики полосы пропус-
кания имеет второстепенное значение.
Усилитель промежуточной частоты состоит из нескольких каскадов.
Характеристика каждого каскада выбирается такой, чтобы полоса пропуска-
ния всего усилителя приближалась к заданной. Простая характеристика
полосы пропускания—это резонансная кривая одиночного колебательного
контура, состоящего из индуктивности и емкости. УПЧ называется усили-
телем с одинаково настроенными каскадами, если разонансные контуры
всех каскадов одинаковы и настроены на одну частоту. Практически емко-
стью контура обычно служит емкость монтажа. В каждом каскаде имеется
одна регулировка,— как правило, регулировка индуктивности. Усилитель
с одинаково настроенными каскадами очень прост, не сложен для изготов-
ления и наладки и некритичен к регулировке. Однако он имеет ограничение
по величине достижимого произведения усиления на полосу пропуска-
ния.
Произведение усиления на полосу пропускания характеризует отно-
сительное качество различных усилительных схем. Это произведение пос-
тоянно и зависит от свойств ламп и вида схемы связи. Полоса пропускания
может быть увеличена путем уменьшения общего усиления, и наоборот.
Для одиночного резонансного каскада произведение усиления по напря-
жению на полосу пропускания равно (1 /2л) (gm/C), где gm— крутизна
характеристики лампы; С — емкость [4]. Для лампы типа 6АК5 это про-
изведение равно 55 Мгц, для лампы 6АС7 — 50 Мгц с учетом емкости лам-
повой панели и монтажа. Если требуется получить усиление 120 дб при
ширине полосы пропускания по промежуточной частоте 2 Мгц, то полоса
пропускания одного каскада должна быть 6 Мгц. При этом усиление на
каскад может быть равно 17 дб. Следовательно, для получения усиления
120 дб нужно взять семь каскадов. Общая полоса пропускания и-каскадного
усилителя с одинаково настроенными каскадами приблизительно равна
полосе пропускания одного каскада, разделенной на 1,2 п1^, при п > 3.
Если требуется более широкая полоса, то нужно применять или лучшую
лампу, или лучшие схемы.
Приемники
475
При отсутствии лучших ламп для увеличения произведения усиления
на полосу пропускания следует применять другие схемы межкаскадной
связи. Частотная характеристика схемы связи должна быть такой, чтобы
общая характеристика связанных каскадов спадала не так быстро, как
характеристика одиночного резонансного контура. Схема с двойной настрой-
кой (трансформаторная связь) в этом отношении имеет лучшую характерис-
тику, чем схема с одинаково настроенными резонансными контурами. Частот-
ная характеристика схемы с двойной настройкой зависит от степени связи
между двумя резонансными контурами. Связь обычно берется близкой
к критической, когда резонансная характеристика имеет форму известной
двугорбой кривой. Полоса пропускания схемы из п каскадов с двойной
настройкой равна полосе одиночного каскада, деленной на 1,1 п1/2. Так,
девять каскадов с двойной настройкой и полосой пропускания 6 Мгц дают
общую полосу пропускания 3,2 Мгц, тогда как девять одинаково настроен-
ных контуров также с полосой 6 Мгц дают общую полосу пропускания
только 1,7 Мгц. Основным недостатком схемы с двойной настройкой по
сравнению со схемой с одинаковой настройкой контуров является более
трудная регулировка.
Другой метод расширения полосы пропускания состоит в применении
взаимной расстройки контуров. Основной цепью усилителя со взаимной
расстройкой является одиночный резонансный контур, причем связанные
с ним контуры настроены не на одинаковую с ним частоту, как в схеме с оди-
наковой настройкой контуров, а несколько расстроены один относительно
другого. Общая частотная характеристика двух резонансных контуров
с разнесенными частотами настройки имеет такую же форму, как характе-
ристика двух связанных контуров при критической связи, т. е. система
из взаимно расстроенных контуров сохраняет свойство широкополосное™.
Практически шесть каскадов с парами взаимно расстроенных контуров,
дающих общее усиление 100 дб, будут иметь полосу пропускания в 2 раза
шире, чем при одинаковой настройке. Еще более широкую полосу пропус-
кания можно получить, применяя три или более взаимно расстроенных
контуров. Известны взаимно расстроенные тройки, четверки и т. д. Преи-
мущество системы со взаимно расстроенными контурами состоит в приме-
нении простых резонансных контуров, что облегчает их производство
и обслуживание.
Для повышения эффективности схем связи можно применять схемы
с двойной настройкой, в которых связь между последовательными кас-
кадами берется выше и ниже критической, благодаря чему общая частотная
характеристика становится плоской.
8.10. ИНДИКАТОРЫ
Индикатор предназначен для представления информации, содержащейся
в отраженных сигналах, в форме, удобной для понимания оператором.
Индикатор может быть соединен непосредственно с видеочастотным выхо-
дом приемника, если скорость поступления радиолокационной информации
невелика. Если же скорость поступления информации настолько велика,
что оператор не успевает следить за ней, то необходимы автоматические
устройства съема и обработки информации, например цифровые вычисли-
тельные машины. Такие устройства выдают на индикатор только обобщен-
ную информацию.
476
Глава 8
Наиболее распространенной формой индикации радиолокационной
информации является визуальная, осуществляемая при помощи электронно-
лучевых трубок. Известны и другие визуальные индикаторы, например
индикатор с химической записью, стрелочный прибор, ультразвуковой
модулятор света и световое табло. Возможны также различные звуковые
методы индикации о появлении целей. Такая сигнализация особенно полезна
в районах с малой плотностью воздушных целей, где нет необходимости
держать оператора в напряженном состоянии в течение длительного периода
времени. Органы слуха оператора часто могут использоваться как прибор
обнаружения при применении радиолокационных станций непрерывного
излучения, когда допплеровские частоты попадают в диапазон звуковых
частот. В некоторых радиолокационных станциях индикатора не требуется,
так как выходные радиолокационные сигналы не используются оператором.
Это имеет место, например, в радиолокационных станциях автоматического
сопровождения управляемых снарядов, где информация обрабатывается
автоматическим вычислительным устройством.
Радиолокационные индикаторы обычно двухмерные. Иногда приме-
няются стереоскопические индикаторы, особенно в радиолокационных стан-
циях, выдающих информацию о трех координатах цели. Примером таких
станций может служить станция, показанная на фиг. 1.11.
Электронно-лучевые трубки [7, 8]. Существуют два основных метода
индикации информации на экране электронно-лучевой трубки. В элек-
тронно-лучевых трубках с амплитудной отметкой, например в индикаторе
дальности типа А, появление целей отмечается отклонением электронного
луча. В электронно-лучевых трубках с модуляцией интенсивности элек-
тронного луча сигнал от цели вызывает повышение интенсивности луча
и появление яркостной отметки в виде светлого пятна на экране трубки.
При отсутствии целей экран остается темным. Примером такого индика-
тора может служить индикатор кругового обзора. Индикаторы с амплитуд-
ной отметкой имеют более простую схему, чем индикаторы с яркостной
отметкой. Они также более удобны для измерения дальности или угловых
координат. На индикаторе с амплитудной отметкой легче обнаруживать
цели на фоне шума или помех. Но индикаторы с яркостной отметкой
представляют информацию в более наглядной и удобной для понимания
форме.
Наиболее распространены индикаторы: кругового обзора, дальности
(типа А), дальности и азимута (типа В>. Индикатор типа В представляет
собой индикатор с яркостной отметкой и прямоугольным растром. По одной
оси координат отсчитывается азимут, по второй — дальность. Отклонение
электронного луча или подсветка линии развертки, вызываемые нали-
чием цели, обычно называются отметками.
Фокусировка и отклонение электронного луча в трубке могут осуще-
ствляться при помощи электростатического, или магнитного поля, или сов-
местного действия обоих полей. Трубки с электростатическим управлением
обычно длиннее трубок с магнитным управлением, но они легче и потреб-
ляют меньшую мощность. Это объясняется отчасти особенностями фоку-
сирующей и отклоняющей систем. В трубках с магнитным управлением
для фокусировки и отклонения электронного луча применяются катушки
сравнительно больших размеров, потребляющие большую мощность.
Однако в неподвижных наземных станциях размеры и вес индикаторных
трубок обычно не играют решающей роли.
Электронный луч в трубках с электростатическим управлением может
отклоняться с большей частотой, так как создавать высокочастотное откло-
Приемники
477
няющее поле при помощи пластин, имеющих сравнительно небольшую
емкость, легче, чем при помощи катушек с большой индуктивностью. По
этой причине трубки с электростатическим управлением часто применяются
в индикаторах с амплитудной отметкой, например в индикаторах даль-
ности типа А. Трубки с магнитным управлением применяются в индикато-
рах с яркостной отметкой, за исключением тех случаев, когда имеются
ограничения по весу.
Разрешающая способность у трубок с магнитным управлением значи-
тельно выше, чем у трубок с электростатическим управлением. Диаметр
электронного луча в трубке типа 5BYP5 менее 0,025 мм на полезной пло-
щади экрана диаметром 114 мм. Это позволяет уложить на диаметре экрана
около 6000 телевизионных строк, что на порядок больше, чем у трубок,
применявшихся во время второй мировой войны. Улучшение электронно-
лучевых трубок в послевоенные годы было связано главным образом с раз-
витием телевидения.
Можно создать индикаторные устройства с ультразвуковой модуляцией
света, дающие до нескольких десятков тысяч элементов разрешения на одну
строку вместо 6000 элементов на диаметр трубки 5BYP5 или 300 элементов
трубки 12DP7A. Этот индикатор отличается по принципу действия от инди-
катора с электронно-лучевой трубкой. В нем не наблюдается ореола, свой-
ственного электронно-лучевым трубкам, поэтому он имеет динамический
диапазон 100 : 1 и более, тогда как у электронно-лучевых трубок этот диа-
пазон равен 15 : 1. Большое число элементов разрешения делает индикатор
с ультразвуковым модулятором света особенно ценным для радиолокацион-
ных станций с очень высокой разрешающей способностью, например само-
летных станций для картографической съемки.
Яркость изображения на экране электронно-лучевой трубки должна
быть достаточной для наблюдения отметок оператором. В наземных радио-
локационных станциях условия наблюдения слабых изображений могут
быть улучшены за счет расположения индикаторов в затемненной комнате
или применения непрозрачного тубуса над экраном трубки. Но на само-
лете не всегда удобно регулировать внешнее освещение, а применение тубуса
иногда может оказаться неудобным, особенно если оператор должен выпол-
нять и другие функции. В таких условиях можно применять индикаторы
с большой яркостью изображения, основанные на использовании запоми-
нающих трубок. Изображения на таких индикаторах можно наблюдать при
дневном освещении.
Электронно-лучевой индикатор с яркостной отметкой представляет
собой нелинейный прибор. Трубка с электростатическим управлением имеет
приблизительно квадратичную модуляционную характеристику, а трубка
с магнитным управлением — приблизительно кубическую. Следствием
этого является более сжатый динамический диапазон, чем у прибора с линей-
ной характеристикой. Динамический диапазон индикатора кругового
обзора часто ограничивается отношением 15 : 1. Такой ограниченный диа-
пазон приводит к засвечиванию экрана сильными сигналами. Аналогичная
проблема возникает в телевидении, где линейность характеристики прием-
ной электронно-лучевой трубки имеет существенное значение для правиль-
ного воспроизведения всех градаций сигнала. Нелинейность модуляционной
характеристики электронно-лучевой трубки может быть скомпенсирована
при помощи схемы так называемой гамма-коррекции, применимой в видео-
каскадах приемника. Назначение этой схемы состоит в изменении ампли-
туды видеосигнала, обратном характеристике электронно-лучевой трубки,
для получения линейной результирующей характеристики.
478 Глава 8
Экраны электронно-лучевых трубок. В радиолокационных индикато-
рах применяется большое количество трубок с экранами разных типов,
различающимися по времени затухания люминесценции и длительности
послесвечения. В табл. 8.1 приведены характеристики некоторых люмино-
форов, применяемых в индикаторных трубках.
ТАБЛИЦА 8.1
Характеристики люминофоров индикаторных электронно-лучевых трубок
Тип люмино- фора Цвет флуоресцентного свечения Цвет фосфоресцентнего послесвечения Длительность послесве- чения
Р1 Желто-зеленый Желто-зеленый Средняя
Р4 Белый Белый От средней до умерен- но короткой
Р5 Голубой Г олубой Умеренно короткая
Р7 Белый Желто-зеленый Белый — умеренно корот- кая; желто-зеленый — большая
Р11 Голубой Голубой Умеренно короткая
Р12 Оранжевый Оранжевый Большая
Р13 Красно-оранжевый Красно-оранжевый Средняя
Р14 Пурпурно-голубой Желто-оранжевый Пурпурно-голубой — уме- ренно короткая; жел- то-оранжевый—сред- няя
Р17 От желто-белого до го- лубовато-белого Желтый Г олубой — короткая; желтый—большая
Р19 Оранжевый Оранжевый Большая
Р21 Красно-оранжевый Красно-оранжевый Средняя
Р25 Оранжевый Оранжевый »
Р26 » » Очень большая
Р28 Желто-зеленый Желто-зеленый Большая
Длительность послесвечения изображения на экране электронно-луче-
вой трубки выбирается с учетом назначения индикатора. Экраны с большой
длительностью послесвечения (типа PI9 или Р21) применимы для инди-
каторов кругового обзора, где период кадровой развертки может составлять
несколько секунд. С другой стороны, там, где послесвечения не требуется,
например когда период кадра меньше времени реакции глаза (0,1 сек или
меньше), можно применить люминофоры Р1 или Р4. Люминофор Р1 приме-
няется в большинстве индикаторов типа А.
На фиг. 8.18 показаны характеристики послесвечения люминофоров
Р1 и Р19.
Для получения большой длительности послесвечения иногда приме-
няется двухслойный или каскадный экран, например Р7 или Р14. Первый
слой люминофора при возбуждении электронным лучом дает интенсивное
свечение малой длительности. Начальная вспышка света этого слоя- возбу-
ждает второй слой с длительным послесвечением. Такое действие каскад-
ного экрана позволяет получить большую эффективность, чем при непо-
Приемники
479
средственном возбуждении электронным лучом второго слоя с длительным
послесвечением. У экрана с люминофором Р14 первый слой под действием
электронной бомбардировки дает начальную вспышку голубого цвета,
а второй слой — длительное послесвечение желто-оранжевого цвета. Перед
экраном можно установить оранжевый светофильтр, пропускающий свет
Фиг. 8.18. Характеристики после-
свечения люминофоров Р1 и Р19.
мсек
только от второго слоя. Если вместо оранжевого применить голубой свето-
фильтр, он будет задерживать световой сигнал от длительного послесве-
чения второго слоя и пропускать только кратковременные голубые вспыш-
ки. Таким образом, в зависимости от применяемого светофильтра один
и тот же каскадный экран может давать кратковременное или длительное
свечение.
В табл. 8.1 указан цвет флуоресцентного (кратковременного) свечения
и фосфоресцентного (длительного) послесвечения. Флуоресценцией можно
называть люминесценцию, исчезающую почти сразу после прекращения
возбуждения, а фосфоресценцией — длительную люминесценцию. Каскад-
ные экраны дают при флуоресценции и фосфоресценции свечение различ-
ного цвета. Не все экраны с длительным послесвечением должны быть
каскадными, например люминофор Р19 однослойный с длительным после-
свечением без начальной вспышки.
Если требуется индикатор с очень большой длительностью послесвече-
ния, можно применить запоминающую электронно-лучевую трубку. Изо-
бражение на экране такой трубки может сохраняться практически сколь
угодно долго, до тех пор пока оно не будет стерто.
Разрешающая способность электронно-лучевой трубки ограничивается
как характеристиками люминофора, так и диаметром электронного луча.
480
Глава 8
Двухслойный люминофор, например Р7, имеет худшую разрешающую
способность, чем однослойный, например Р5.
Вамоскоп. Вамоскоп представляет собой комбинацию электронно-
лучевой трубки и усилителя на лампе бегущей волны, заключенных в одну
колбу (фиг. 8.19). Лампа бегущей волны располагается в горловине элек-
тронно-лучевой трубки. Электронный луч проходит сквозь спираль лампы
бегущей волны, где он взаимодействует с высокочастотным полем и в резуль-
тате этого оказывается промодулированным по скорости и плотности тока
в соответствии с амплитудой высокочастотных сигналов. Если электроны
луча после выхода из спирали замедляются до скорости, соответствующей
потенциалу катода, они возвращаются обратно. На экран трубки попадают
Фиг. 8.19. Схема вамоскопа.
только электроны, скорость которых при выходе из спирали оказывается
выше, чем при входе в нее. Это может иметь место только при наличии
высокочастотного сигнала. Поэтому экран будет светиться только при
приеме сигналов.
Вамоскоп представляет собой приемник с усилителем высокой частоты.
Встроенная в него лампа бегущей волны может усиливать весьма широко-
полосные радиолокационные сигналы. Для получения дополнительного
усиления перед вамоскопом может быть включен предварительный усили-
тель на лампе бегущей волны.
8.11. АНТЕННЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ [9]
Антенным переключателем называется прибор, который 1) подключает
антенну к передатчику или приемнику и 2) защищает приемник от повре-
ждения во время излучения передатчика. В антенных переключателях
обычно используются газоразрядные приборы, но в последнее время приме-
няются также ферриты и варакторные диоды. В разд. 3.2 было рассмотрено
несколько типов пассивных антенных переключателей, основанных на
использовании свойств гибридного волноводного соединения или вращении
плоскости поляризации. В этом разделе будут рассмотрены активные пере-
ключатели с переключающими элементами. Для типичной радиолокацион-
ной станции мощность в импульсе равна 10е вт, а допустимая мощность
на входе приемника не должна превышать нескольких ватт. Следовательно,
Приемники
4Щ
антенный переключатель должен создавать развязку между передатчиком
и приемником порядка 60 дб при пренебрежимо малом снижении переда-
ваемой мощности.
Ответвительные антенные переключатели. Принцип действия антен-
ного переключателя ответвительного типа показан на фиг. 8.20. Этот пере-
ключатель состоит из разрядников защиты приемника и блокировки пере-
датчика, в качестве которых используются газоразрядные лампы. При
включении передатчика оба разрядника ионизируются и пробиваются.
Разрядник защиты приемника при пробое замыкает накоротко вход прием-
ника и препятствует попаданию в него мощности зондирующего сигнала.
Антенна
Фиг. 8.20. Антенный переключатель ответвительного типа.
Разрядник защиты приемника (РЗП) отключает приемник от антеииы и защищает его от поврежде
ння мощным излучением передатчика. Разрядник блокировки передатчика (РБП) направляет отра-
женные сигналы в приемник.
Этот разрядник подключен к главной передающей линии через четвертьвол-
новую линию, короткозамкнутую со стороны приемника и разомкнутую
со стороны передатчика, поэтому она не препятствует прохождению мощ-
ности от передатчика к антенне.
Разрядник блокировки передатчика пробивается при излучении одно-
временно с разрядником защиты приемника. При пробое этот разрядник
замыкает накоротко четвертьволновую линию, через которую он подключен
к главной линии. Со стороны главной линии четвертьволновая линия ока-
зывается разомкнутой, поэтому она не оказывает влияния на прохождение
мощности от передатчика к антенне.
Во время приема передатчик отключен и ни один из разрядников не
пробит. Размыкание разрядника блокировки передатчика равносильно
тому, что четвертьволновая линия, к которой он подключен, оказывается
короткозамкнутой в точках соединения ее с главной линией. Если эти точки
кажущегося короткого замыкания расположены на расстоянии четверти
длины волны от линии разрядника защиты приемника, то передатчик ока-
зывается отключенным от главной линии, и отраженные сигналы направ-
ляются из антенны в приемник.
Показанный на фиг. 8.20 антенный переключатель ответвительного
типа относится к переключателям с параллельным соединением разрядников.
Можно использовать также переключатели с последовательным И после-
довательно-параллельным соединением разрядников.
Разрядники защиты приемника. Одним из первых разрядников был
простой искровой разрядник, состоящий из двух электродов, разделенных
воздушным зазором. Такой разрядник может хорошо выполнять функции
защиты приемника, так как имеет большое сопротивление при отсутствии
пробоя и малое при пробое. Однако он неудобен в практическом отношении
31 М. Сколиик
482
Глава 8
из-за непостоянства характеристик, необходимости частой регулировки
и ограниченного срока службы. Свойства простого искрового разрядника
можно улучшить, заключив электроды в частично откачанную стеклянную
колбу, помещенную в объемный резонатор: Если искровой разрядник
заключить в стеклянную колбу (или колбу из другого подходящего мате-
риала), наполненную газом с давлением в несколько миллиметров ртутного
столба, то можно снизить пробивное и рабочее напряжения. Применяемый
для наполнения разрядников газ должен быстро и легко ионизироваться
и деионизироваться. При конструировании разрядников, удовлетворяю-
щих этим требованиям, могут встретиться определенные трудности. Для
получения малого времени деионизации нужно быстро отводить электроны,
выделяющиеся при разряде. Это может быть осуществлено за счет процесса
непосредственной рекомбинации электронов с положительными ионами,
но при этом время деионизации получается очень большим. Если восстанов-
ление нейтрального состояния разрядника должно происходить быстро,
то нужно ввести некоторый катализатор, в качестве которого можно исполь-
зовать нейтральные атомы или стенки колбы разрядника. Для ускорения
процесса деионизации можно применять газы с высоким электронным
сродством, например водород, галогены и водяные пары. Атомы таких
газов легко присоединяют к себе электроны, превращаясь в отрицательные
ионы, которые быстрее, чем электроны, рекомбинируются с положитель-
ными ионами и нейтрализуются.
К сожалению, газы с высоким электронным сродством чрезвычайно
активны химически. У разрядников, наполненных таким газом, очень мал
срок службы. Наиболее подходящим веществом для сверхвысокочастотных
разрядников защиты приемника оказались пары воды. Ранее некоторые
разрядники просто наполнялись воздухом без предварительного удаления
из него паров воды; применялась также смесь из аргона и паров воды.
Разрядник защиты приемника, наполненный чистым инертным газом,
например аргоном, имеет низкое пробивное напряжение и сравнительно
большой срок службы. Однако у таких разрядников сравнительно велико
время деионизации (порядка нескольких миллисекунд), поэтому их можно
применять только в радиолокационных станциях дальнего действия (стан-
циях обнаружения спутников и баллистических ракет), не предназна-
ченных для обнаружения целей на малых дальностях.
Время рекомбинации может уменьшаться благодаря влиянию стенок
разрядника или других поверхностей. В некоторых устройствах для этой
цели в области разряда помещается кварцевая стенка. Она состоит из очень
тонких волокон и имеет большое отношение поверхности к объему. Квар-
цевая стенка особенно эффективна в разрядниках, наполненных чистым
инертным газом. Поверхностная рекомбинация позволяет снизить время
восстановления до 50 мксек. Имеются сообщения о разрядниках защиты
приемника с наполнением аргоном, имеющих еще меньшее время восстанов-
ления за счет поверхностной рекомбинации. При наполнении аргоном
потери в дуге разряда значительно ниже, чем при наполнении парами воды.
Разрядник защиты приемника не является идеальным выключателем,
поэтому часть мощности передатчика всегда просачивается в приемник.
Огибающая просачивающегося высокочастотного импульса может иметь
форму, аналогичную показанной на фиг. 8.21. В типовом разряднике защиты
приемника пробой после излучения импульса передатчиком происходит
в течение конечного времени (приблизительно 10 нсек). Кратковременный
пик с большой амплитудой у переднего фронта импульса (фиг. 8.21) обу-
словлен этим конечным временем пробоя разрядника-. После пробоя и иони-
Приемники
483
зации газа мощность, просачивающаяся в приемник, значительно снижается
по сравнению с начальным пиком. Этот участок просачивающегося импульса
называется плоским. Повреждение кристаллического смесителя приемника
может быть вызвано или большой энергией начального пика, или избыточ-
ной мощностью плоской части импульса.
Для обеспечения надежного и быстрого пробоя разрядника при излу-
чении импульса передатчиком в некоторые разрядники вводится дополни-
тельный источник электронов. Такой источник электронов может быть
получен за счет вспомогательного поджигающего разряда на постоянном
токе, возникающего между дополнительным электродом, введенным в раз-
рядник, и одним из основных его электродов (фиг. 8.22). Электроны, осво-
бождаемые при этом поджигающем разряде, проходят к зазору разрядника
и ускоряют его пробой при излучении зондирующего импульса.
Фиг. 8.21. Форма импульса, проса-
чивающегося через разрядник защи-
ты приемника.
Фиг. 8.22. Разрядник
защиты приемника с под-
жигающим электродом.
Поджигающий разряд генерирует шум, как и все газоразрядные
приборы. Если в разряднике поддерживается достаточно интенсивный
поджигающий разряд, то уровень шума может оказаться настолько высо-
ким, что это приведет к снижению чувствительности приемника.
Пример конструкции типового разрядника защиты приемника показан
на фиг. 8.23. Он состоит из отрезка волновода, закрытого с обоих концов
стеклянными или керамическими окнами, прозрачными для волн сверх-
высокочастотного диапазона. Два разрядных промежутка, образованных
усеченными конусами и отстоящих на четверть волны один от другого,
дают более широкую полосу пропускания, чем можно получить с одним
разрядным промежутком. Усеченные конусы и перегородки образуют сек-
ции резонансного фильтра, причем первые представляют собой емкостные
элементы, а вторые — индуктивные. Основное назначение этих секций
фильтра состоит в облегчении пробоя разрядника путем создания доста-
точно сильного электрического поля в зазоре между усеченными конусами.
Применение двух разрядных промежутков не только дает более широкую
полосу пропускания, но и снижает мощность, просачивающуюся в прием-
ник во время плоской части импульса, так как оба промежутка пробиваются
и вносят соответствующее затухание. Каждое из двух окон согласуется
с индуктивной диафрагмой. Они имеют меньшую добротность, чем разряд-
ные промежутки, а так как они находятся на расстоянии четверти длины
волны от соответствующих разрядных промежутков, это приводит к допол-
нительному расширению полосы пропускания. Поджигающий разряд
создается в более удаленном от передатчика разряднике. Во время работы
этот разрядник пробивается первым, затем происходит пробой второго раз-
31*
484
Глава 8
рядника и возникает разряд у входного окна, ближайшего к передатчику,
где и происходит основной разряд.
Затухание во время плоской части импульса определяется в основном
разрядом на входе и в двух разрядных промежутках. Общее затухание
составляет 80—100 дб. Энергия, просачивающаяся в приемник во время
начального пика, зависит от конструкции поджигающего разрядника, от
свойств и давления газа, примененного для заполнения разрядника. Потери
в дуге зависят в первую очередь от характеристик входного окна и газового
разряда у этого окна. Время восстановления определяется свойствами газа
и физическими условиями разряда (влиянием стенок или других элементов,
Фиг. 8 23. Типичный разрядник защиты приемника.
ускоряющих деионизацию). Для оптимальной работы разрядника требо-
вания в отношении.типа газа и давления различны для резонансных секций
и для участка у входного окна. Давление газа, при котором получают
минимальные потери в дуге и минимальное время восстановления, не соот-
ветствует требованиям снижения до минимума начального пика и проса-
чивающейся мощности на плоском участке импульса. Для устранения
этого противоречия можно применить отдельную стеклянную капсулу,
припаянную к входному окну, состояние газа в которой отличается от сос-
тояния газа в остальном объеме.
Одним из факторов, ограничивающих срок службы разрядников защиты
приемника, является постепенное поглощение наполняющего газа эле-
ментами конструкции разрядника. Это приводит к тому, что в процессе ста-
рения разрядник уже не будет работать при давлении газа, на которое
он рассчитан. Время восстановления разрядника увеличится, следствием
чего может быть потеря отраженных сигналов от ближних целей, что недопу-
стимо в станциях с малой дальностью действия. В разрядниках обычно
имеет место также распыление материала электродов, особенно в разрядни-
ках с поджигающими электродами. Распыление может вызвать короткое
замыкание поджигающего разрядного промежутка и расстройку резо-
нансного контура. Параметром, определяющим срок службы разрядника,
является в основном величина просачивающейся мощности, а не его физи-
ческое разрушение или износ. Разрядник считается негодным, если он
уже не защищает приемник. Средний срок службы типового разрядника
защиты приемника составляет несколько сотен часов.
Применение поджигающего разряда и наполнение разрядника парами
воды уменьшают его полезный срок службы. Если не требуется обеспечить
быстрый пробой и малое время восстановления разрядника, то лучше при-
Приемники
485
менять простые и надежные разрядники с наполнением чистым инертным
газом, имеющие большие сроки службы. :.
Часть мощности зондирующего сигнала, попадающей в разрядник
защиты приемника, расходуется на разряд. Эти потери в дуге зависят
от характеристик входного окна и газового разряда в нем. В разрядниках
с наполнением парами воды потери в дуге составляют 0,5—1 дб. В мощных
разрядниках тепла, выделяющегося за счет потерь в дуге, может оказаться
достаточно для того, чтобы расплавить входное окно. Потери в дуге для
разрядников с наполнением аргоном могут составлять 0,1 дб или менее.
При приеме разрядник защиты приемника вносит потери около 0,5—-1 дб,
ослабляющие отраженные сигналы. Потери в дуге, вносимые потери и шум
поджигающего разряда снижают чувствительность радиолокационного
приемника и должны учитываться при точных расчетах характеристик
станции.
К разрядникам блокировки передатчика предъявляются менее жесткие
требования, чем к разрядникам защиты приемника, поэтому они проще.
Для наполнения разрядников блокировки передатчика можно применять
чистый инертный газ, например аргон, так как время восстановления
разрядника не имеет решающего значения. Кроме того, нет необходимости
введения ускоряющих средств, например поджигающего разряда. Благо-
даря отсутствию химически активных газов и поджигающего разряда
срок службы разрядников блокировки передатчика получается значительно
большим, чем разрядников защиты приемника.
Балансный переключатель. Кроме переключателя ответвительного
типа, имеется еще несколько разновидностей схем включения разрядников
защиты приемника и блокировки передатчика. Ответвительный переклю-
чатель — простейший по устройству, но он недостаточно широкополосный.
Более широкополосным является балансный переключатель (фиг. 8.24).
В принципе ширина его полосы пропускания ограничивается только поло-
сой волновода. В балансном переключателе используется гибридное соеди-
нение того или иного вида. (Гибридное соединение представляет собой сочле-
нение волноводных, коаксиальных или других передающих линий, имею-
щее четыре .плеча или четыре ветви. При правильном согласовании плеч
энергия, поступающая в одно из них, распределяется поровну между двумя
из остальных трех плеч.) В антенных переключателях балансного типа
часто применяется гибридное соединение с укороченными щелями. Оно сос-
тоит из двух отрезков волновода, соединенных узкими стенками. Связь
между волноводами осуществляется через щель, прорезанную в этих сое-
диненных стенках. Такое гибридное соединение представляет собой по суще-
ству широкополосный направленный ответвитель с ослаблением 3 дб.
Использование его в антенном переключателе показано на фиг. 8.24. При
передаче (фиг. 8.24, а) мощность распределяется поровну между двумя
отрезками волновода в первом соединении. Оба разрядника защиты прием-
ника пробиваются, и сигнал, отражаясь от них, проходит к антенне, как
показано на фигуре. Гибридное соединение данного типа обладает тем свой-
ством, что при каждом прохождении энергии через щель в любом направ-
лении ее фаза изменяется на 90° в сторону опережения. Поэтому энергия
должна распространяться, как указано сплошными стрелками. Энергия,
просачивающаяся через разрядники защиты приемника, направляется
в плечо с согласованной искусственной нагрузкой (пунктирные стрелки),
а не в приемник. Кроме затухания, выносимого разрядниками защиты
приемника, гибридное соединение обеспечивает дополнительную развязку
в 20—30 дб.
486
Глава 8
При приеме разрядники защиты приемника не пробиты и отраженные
сигналы проходят через переключатель в приемник, как показано на
фиг. 8.24, б. Мощность делится поровну в первом соединении и благодаря
Искусственная
Передатчик
К дополнительному
РЗП и приемнику
Гибридные соединения с укороченными щелями
а .
Искусственная
нагрузка
Антенна
Двойной РЗП
ПереЭатчик
К дополнительному
РЗП и приемнику
Гивридные соединения с укороченными щелями
5
Ф и г. 8.24. Балансный антенный переключатель с двойным разрядником защиты
приемника и двумя гибридными соединениями с укороченными щелями.
а — прохождение энергии при передаче; б — прохождение энергии при приеме.
изменению фазы на 90° при прохождении через щель энергия складывается
в плече, соединенном с приемником, а не в плече с искусственной нагрузкой.
Фиг 8.25. Внешний вид балансного антенного переключателя.
Внешний вид балансного антенного переключателя показан на фиг. 8.25.
Этот переключатель, предназначенный для работы в диапазоне 8490—
9578 Мгц, рассчитан на импульсную мощность 200 кет. Вносимые потери
при приеме (потери в переключателе) равны 1,2 дб.
Приемники
487
Часто между балансным антенным переключателем и приемником
включается дополнительный маломощный разрядник (вместо него может
быть применен также диодный ограничитель) для защиты приемника от
случайных импульсов близкорасположенных радиолокационных станций.
Эти импульсы слишком слабы, чтобы пробить разрядники в балансном
смесителе, но достаточно сильны, чтобы вызвать повреждение приемника.
Дополнительный разрядник необходим также для защиты приемника от
энергии, отражающейся от антенны при неточном согласовании ее с фиде-
ром. При рассогласовании порядка 2 : 1 развязка между передатчиком
и приемником может снижаться до 10 дб. Применение дополнительного
РБП
Передатчик
Искусственная
нагрузка
Передатчик
Искусственная
нагрузка
Гибридное > Гибридное
соединение —! соединение
К РЗПи
приемнику
Антенна
РБП
К РЗПи
приемнику
, Антенна
Гибридное Гибридное
соединение _ соединение
Фиг. 8 26. Балансный антенный переключатель с разрядниками блокировки
передатчика.
а — прохождение энергии при передаче; б — прохождение энергии при приеме. Гибридные
соединения с укороченными щелями.
разрядника защиты приемника позволяет оптимизировать условия работы
антенного переключателя. При этом разрядники защиты приемника в антен-
ном переключателе выполняют в основном функции переключения и имеют
небольшие потери в дуге в широкой полосе частот, а дополнительный раз-
рядник, пробиваемый при малых уровнях мощности, обеспечивает эффек-
тивную защиту приемника. Таким образом, каждый разрядник рассчиты-
вается на выполнение одной, а не двух функций (переключение и защита),
чем и достигается его оптимальная работа.
Следующую разновидность схемы антенного переключателя представ-
ляет схема с четырьмя разрядниками блокировки передатчика и двумя
гибридными соединениями (фиг. 8.26). В этой схеме разрядники блокировки
передатчика отражают принимаемые сигналы в приемник, тогда как в баланс-
ном переключателе (фиг. 8.24) разрядник защиты приемника отражает
зондирующий сигнал в антенну. При передаче (фиг. 8.26, а) разрядники
блокировки пробиваются и пропускают энергию мощного передатчика
в антенну. Поток энергии показан пунктирными линиями. Во время приема
(фиг. 8.26, б) разрядники блокировки приемника имеют большое сопротив-
ление и принимаемые сигналы, отражаясь от них, проходят в приемник.
Дополнительный разрядник защиты приемника, включенный в его линию,
предотвращает попадание избыточной мощности в приемник.
Балансный антенный переключатель с разрядниками блокировки пере-
датчика может пропускать большую мощность, чем переключатель, соб-
488
Глава 8
ранный по схеме фиг. 8.24, но он имеет меньшую ширину полосы пропу-
скания.
Можно также создать антенный переключатель, используя два гибрид-
ных соединения и полуволновой фазовращатель, чувствительный к изме-
нению мощности сигнала (фиг. 8.27). Сигнал передатчика подводится
к плечу 1 и разделяется поровну между плечами 3 и 4. Если пути прохо-
ждения энергии между двумя гибридными соединениями одинаковы, то вся
мощность сигнала будет поступать в антенное плечо 7 благодаря сдвигу фаз
на 90°, вводимому гибридными соединениями. При приеме фазовращатель,
Приемник
Передатчик
Фиг. 8.27. Антенный переключатель с фазовращателем (а) и полуволновой фазо-
вращатель, чувствительный к изменению мощности сигнала (б).
Гибридное соединение с укороченными щелями.
включенный между плечами 6 и 3, увеличивает сдвиг фаз на половину
длины волны. Вследствие этого отраженные сигналы будут направляться
в плечо приемника, а не передатчика.
Схема и принцип действия фазовращателя, чувствительного к изме-
нению мощности сигнала, показаны на фиг. 8.27, б. Фазовращатель состоит
из гибридного соединения и двух газоразрядных ламп. За лампами на рас-
стоянии четверти длины волны расположены металлические закорачиваю-
щие пластины. Мощный импульс передатчика (из плеча 3) поступает в пле-
чо а и делится поровну между плечами с и d. При этом происходит зажи-
гание газоразрядных ламп и энергия после отражения попадает в плечо b
(а из него в плечо 6 на фиг. 8.27, а). При приеме отраженный сигнал посту-
пает в плечо Ь. Мощность его недостаточна для зажигания газоразрядных
ламп, поэтому он проходит четвертьволновой отрезок линии и отражается
от металлической пластины. Следовательно, принимаемый сигнал проходит
на полволны больший путь, чем мощный импульс передатчика. По имею-
щимся сведениям антенный переключатель с фазовращателем может про-
пускать в 2 раза большую мощность по сравнению с балансным антенным
переключателем, собранным из тех же элементов.
Приемники 489
Ферритовые антенные переключатели. Существует много методов
использования ферритовых элементов (гираторов, изоляторов, циркулято-
ров и фазовращателей) в антенных переключателях. В антенном переклю-
чателе с фазовращателем (фиг. 8.27) может быть использован как феррито-
вый фазовращатель, так и фазовращатель на газоразрядных лампах. На
фиг. 8.28 показан ферритовый антенный переключатель с дифференциаль-
ным сдвигом фаз. Сигнал от передатчика поступает в плечо Н двойного волно-
водного тройника и делится поровну между двумя соосными плечами
с ферритовыми фазовращателями. В одном плече создается изменение
Передатчик Приемник
Н/ £
Двойной
волноводный ----------
тройник
Ферритовые —
фазовращатели
Антенна
Гибрид-^
ное
соединение
Фиг. 8.28. Ферритовый антенный переключатель с дифференциальным сдвигом фаз.
Гибридное соединение с укороченными щелями.
фазы на 45е в сторону опережения, а в другом — на 45° в сторону отстава-
ния. Два сигнала из этих плеч поступают затем в гибридное соединение
с укороченными щелями, и при правильном соотношении их фаз они скла-
дываются в антенном плече.
При приеме мощность сигнала делится поровну гибридным соеди-
нением с укороченными щелями. Фазовые сдвиги, создаваемые ферритовым
фазовращателем, теперь изменят знаки, так как в фазовращателе с диф-
ференциальным сдвигом фаз энергия распространяется в противополож-
ном направлении. Это значит, что в верхнем плече фаза будет теперь изме-
няться на 45° в сторону запаздывания, а в нижнем плече — на 45° в сторону
опережения. Эта разность фаз плюс изменение фазы на 90°, созданное в ниж-
нем плече гибридным соединением с укороченными щелями, создает сум-
марную разность фаз 180° между сигналами в двух плечах. Это и есть соотно-
шение фаз, необходимое для того, чтобы два сигнала, подаваемые в соосные
плечи двойного волноводного тройника Т, складывались в плече Е (сое-
диненном с приемником) и не попадали в плечо И (соединенное с передат-
чиком). В плечо приемника может быть включен дополнительный разрядник
для защиты приемника от просачивающейся мощности сигнала передатчика,
сигнала, отраженного от антенны, и сигналов близко расположенных радио-
локационных станций.
Ферритовые антенные переключатели по сравнению с антенными
переключателями с разрядниками характеризуются меньшим временем
восстановления и большим сроком службы. Они также сравнительно широ-
кополосные. Однако они имеют большие размеры и вес и для их работы тре-
буется магнитное поле.
В антенном переключателе может также использоваться трехплечевой
ферритовый циркулятор с диодным ограничителем на входе приемника.
Затворы. Так как на поджигающем электроде в разряднике защиты
приемника при выключенном передатчике потенциал отсутствует, то для
пробоя разрядника в таком случае требуется значительно большая мощ-
490
Глава 8
ность. Это может привести к повреждению приемника излучением близко
расположенных передатчиков, мощность которых недостаточна для проби-
вания разрядника. Для защиты приемника при таких условиях часто
применяются механические затворы, закрывающие вход приемника при
неработающей радиолокационной станции. Затвор может представлять
собой металлическую пластину, помещаемую в волноводе.
ЛИТЕРАТУРА
1. Приемники радиолокационных станций, перев. с англ, под ред. А. П. Сиверса,
т. 1—2, изд-во «Сов. радио», 1949.
2. Пороговые сигналы, перев. с англ, под ред. А. П. Сиверса, изд-во «Сов. радио»,
1952.
3. Ван-дер-Зил А., Флуктуационные явления в полупроводниках, перев.
с англ, под ред. Ф. В. Бункина, ИЛ, 1961.
4. Ламповые усилители, перев. с англ, под ред. В. И. Сушкевича, т. 1—2, изд-во
«Сов. радио», 1950.
5. Кристаллические детекторы, перев. с англ, под ред. Е. Я Пумпера, т 1—2,
изд-во «Сов. радио», 1950.
6. Зингер Д ж., Мазеры, квантовые усилители и генераторы, перев. с англ, под
ред. Ф. В. Бункина, ИЛ, 1961.
7. Радиолокационная техника, перев. с англ., т. 1—2, изд-во «Сов. радио», 1949.
8. Электронно-лучевые трубки и индикаторы, перев. с англ, под ред. А. Я. Брейтбарта,
изд во «Сов. радио», 1950.
9. Антенные переключатели, перев. с англ, под ред. Р. И. Перец, изд-во «Сов. радио»,
1950.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Гуткин Л. С., Лебедев В. Л., С и ф о р о в В. И., Радиоприемные устрой-
ства, ч. 1 и 2, изд-во «Сов. радио», 1961.
Гуткин Л. С., Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных
помехах, Госэнергоиздат, 1961.
Фалькович С. Е., Прием радиолокационных сигналов на фоне флуктуацион-
ных помех, изд-во «Сов. радио», 1961.
9.
Обнаружение радиолокационных
сигналов в шуме
9.1. ВВЕДЕНИЕ
Радиолокационная станция выполняет две основные операции: 1) обнару-
жение отражающих объектов и 2) извлечение информации из принятых сиг-
налов для получения таких данных о цели, как ее положение, скорость
и, если возможно, размеры. Операции обнаружения и извлечения информа-
ции могут выполняться раздельно и в любом порядке, хотя радиолока-
ционная станция, являющаяся хорошим устройством обнаружения, обычно
будет и хорошим устройством для извлечения информации и наоборот.
В этой главе рассматриваются три основных вопроса проблемы обна-
ружения: 1) определение понятия оптимального х) приемника для обнару-
жения слабых сигналов в шуме; 2) сравнение реальных приемников с идеаль-
ным приемником; 3) выбор критерия для решения вопроса о наличии или
отсутствии сигнала.
Вопрос об оптимальном приемнике для обнаружения слабых сигналов
в шуме обсуждается с различных точек зрения. При этом рассматривается
несколько различных вариантов такого приемника: 1) приемник с сог-
ласованным фильтром; 2) корреляционный приемник; 3) приемник, опре-
деляющий обратную вероятность; 4) приемник, определяющий коэффициент
правдоподобия. В разд. 9.2 рассматривается характеристика линейного
приемника, при которой отношение сигнал/шум на его выходе получается
максимальным. Такой приемник называется приемником с согласованным
фильтром. Отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности
шума для согласованного фильтра равно 2 Е/N 0, где Е — энергия сигнала,
No— мощность шума на единицу ширины полосы пропускания. Можно
показать, что корреляционный приемник математически эквивалентен
приемнику с согласованным фильтром, хотя по практическому выполнению
они различны. Взаимно корреляционный и автокорреляционный приемники
рассматриваются в разд. 9.3.
Процесс радиолокационного обнаружения состоит в решении вопроса
о том, имеется ли на выходе приемника только шум или шум плюс полезный
сигнал. Критерии для решения этого вопроса выводятся на основании
классической теории проверки статистических гипотез. К таким критериям
относятся критерий Неймана — Пирсона, идеального наблюдателя и после-
1) Слово «оптимальный» как прилагательное не является просто синонимом
слова «лучший». Оно означает лучший при определенных (обычно противоречивых)
условиях.
492
Глава 9
довательного анализа (разд. 9.4). Все эти критерии основаны на принятии
решения о превышении выходным сигналом определенного порогового
уровня.
В разд. 9.5 рассматривается приемник, определяющий обратную вероят-
ность, и проводится сравнение его с согласованным фильтром, корреля-
ционным приемником и приемником, определяющим коэффициент правдо-
подобия.
В разд. 9.6 сравниваются детектор огибающей, когерентный детектор,
фазовый детектор и детектор с отсчетом переходов через нуль. Затем следует
разд. 9.7, в котором анализируется роль оператора в процессе радиолока-
ционного обнаружения.
Разд. 9.8 и 9.9 посвящены интегратору на линиях задержки и бинар-
ному интегрированию (бинарному обнаружению) соответственно.
9.2. ПРИЕМНИК С СОГЛАСОВАННЫМ ФИЛЬТРОМ
Согласованным фильтром называется схема, функция передачи кото-
рой максимизирует отношение сигнал/шум по мощности (при этом берется
отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шума). Метод
согласованного фильтра является оптимальным методом обнаружения
сигналов в шуме. uCj
Комплексная функция передачи фильтра Н (f) выражает отношение
амплитуд и фаз выходного и входного сигналов при условии, что входной
сигнал чисто синусоидальный. Модуль функции передачи | Н (f) | назы-
вается амплитудно-частотной характеристикой приемника. Если полоса
пропускания приемника широка по сравнению со спектром сигнала, то за
счет этого будет вводиться избыточный шум, снижающий выходное отноше-
ние сигнал/шум. С другой стороны, если полоса пропускания приемника
уже спектра сигнала, вместе с уменьшением энергии шума будет происхо-
дить значительное уменьшение энергии полезного сигнала. В результате
опять получится снижение отношения сигнал/шум. Таким образом, суще-
ствует оптимальная ширина полосы пропускания, при которой отношение
сигнал/шум будет максимальным. Это должно быть известно инженеру,
проектирующему радиолокационный приемник. Для импульсных радио-
локационных станций существует практическое правило, согласно которому
ширина полосы пропускания приемника В приближенно равна обратной
величине длительности импульса т. Как будет показано ниже, это допусти-
мое приближение для импульсных радиолокационных станций с обычными
супергетеродинными приемниками. Это правило не применимо при сигна-
лах, отличающихся по форме от прямоугольного импульса, и оно приве-
дено здесь только для качественной иллюстрации влияния характеристики
приемника на отношение сигнал/шум. Для точного определения оптималь-
ной характеристики приемника необходимо учитывать функцию передачи
и форму принимаемого сигнала.
В дальнейшем под функцией передачи приемника будет пониматься
его функция передачи от зажимов антенны до выхода усилителя промежу-
точной частоты. (Влияние второго детектора на отношение сигнал/шум
будет рассмотрено позднее, в разд. 9.6. Второй детектор и видеоканал пра-
вильно спроектированного радиолокационного приемника супергетеро-
динного типа будут оказывать незначительное влияние на выходное отно-
шение сигнал/шум, если приемник рассчитывается как согласованный
фильтр.) Сужение полосы пропускания более удобно осуществлять в уси-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 493
лителе промежуточной частоты. Полоса пропускания усилителя высокой
частоты и смесителя в нормальном супергетеродинном приемнике обычно
значительно шире полосы пропускания УПЧ. Поэтому за функцию пере-
дачи приемника от зажимов антенны до выхода УПЧ принимается функ-
ция передачи только УПЧ. Следовательно, нужно найти форму этой функ-
ции, при которой отношение сигнал/шум на выходе усилителя УПЧ будет
максимальным. Этот усилитель можно рассматривать как фильтр с уси-
лением. Представляет интерес частотная характеристика этого фильтра;
абсолютная величина усиления не влияет на форму характеристики согла-
сованного фильтра.
Норт показал, что для принимаемого сигнала s (/) с заданным отно-
шением энергии сигнала Е к энергии шума N (или мощности шума на еди-
ницу ширины полосы пропускания) функция передачи линейного фильтра
(инвариантного относительно временного положения сигнала), максими-
зирующая отношение пикового значения сигнала к среднему значению
шума на выходе (по мощности)2) при фиксированном отношении сигнал/шум
на входе (по энергии), имеет вид
W(/) = GaS*(f)exp(-/2nf/1). (9-0
со
где 5 (/) = s (/) ехр (—&—спектр напряжения входного сигнала
—со
(преобразование Фурье от временной функции s (/)]; S* (/) — комплексно-
сопряженная функция S (/); — фиксированный момент наблюдения сиг-
нала; Ga — постоянная, равная максимальному усилению фильтра (обычно
принимается равной единице).
Принимаемый вместе с сигналом шум считается стационарным и имею-
щим равномерный спектр (белый шум). Он не обязательно должен быть
гауссовым. Если шум не белый, уравнение (9.1) может быть преобразовано,
как показано ниже в этом разделе. Фильтр с функцией передачи, выра-
жаемой уравнением (9.1), называется фильтром Норта, сопряженным
или, чаще всего, согласованным фильтром. Он также называется фильтром
с критерием по преобразованию Фурье. Не следует смешивать согласование
в данном случае с согласованием полных сопротивлений, при котором
максимизируется передаваемая в нагрузку мощность, а не отношение сиг
нал/шум. Функция передачи согласованного фильтра представляет собой
комплексно-сопряженную функцию спектра принимаемого сигнала, за
исключением множителя ехр (— учитывающего изменение фазы.
Сдвиг фазы изменяется пропорционально частоте. Следствием сдвига будет
постоянная временная задержка. Временная задержка должна обязательно
указываться в технических требованиях к фильтру, так как это важно
с точки зрения его физической реализуемости, поскольку сигнал на выходе
фильтра не может появиться при отсутствии сигнала на входе. Спектр
принимаемого сигнала может быть представлен амплитудным спектром
| S (/) | и фазовым спектром ехр [— /<ps (/)]. Функция передачи согласо-
ванного фильтра может быть аналогично выражена через его амплитудно-
и фазо-частотную характеристики | Н (/) | и ехр [—jq>m (/)!- Без учета
постоянной Ga уравнение (9.1) можно переписать для согласованного
фильтра в следующем виде:
I Н (/) | ехр [—/фт (/)] = | S (/) | ехр {/ [<ps (9.2)
1) Здесь, как и прежде, берется отношение пиковой мощности сигнала к средней
мощности шума.— Прим. ред.
494
Глава 9
или
И
|Я(П| = |5(Л|
(9.3а)
<Pm(D = —<Р« (f)4-2n^i.
(9.36)
Таким образом, амплитудно-частотная характеристика согласованного
фильтра одинакова с амплитудным спектром сигнала, а фазо-частотная
характеристика равна фазовому спектру сигнала (со знаком минус) плюс
пропорциональный частоте фазовый сдвиг.
s(t)
Ф и г. 9.1. Принимаемый сигнал s (/)
(а) и импульсная характеристика
h (/) согласованного фильтра для
сигнала s (/) (б).
Согласованный фильтр может также характеризоваться импульсной
характеристикой, представляющей собой обратное преобразование Фурье
от функции передачи:
ОО
h(t)= Д(/)ехр (j2nft) df. (9.4)
—оо
Физически импульсная характеристика фильтра представляет собой его
отклик на поданный на вход единичный импульс (дельта функция). Под-
становка (9.1) в (9.4) дает
ОО I
h(t) = Ga J S*(f)expf-/2n/(Zi-01^ (9.5)
Так как S* (f) = S (— f), то
ОО
h(t) = Ga $ 5 (f)ехр l/2n/(/i-01 df = Gas(tl-t).
—оо
(9.6)
Довольно интересным результатом является то, что импульсная харак-
теристика согласованного фильтра является зеркальным отображением
принимаемого сигнала, т. е. представляет собой принимаемый сигнал,
перемещающийся в обратном направлении по шкале времени от фиксиро-
ванного момента времени На фиг. 9.1 показаны принимаемый сигнал s (/)
и импульсная характеристика h (t) согласованного фильтра.
Из требования реализуемости фильтра следует, что его импульсная
характеристика не должна существовать на участке t < 0 (нельзя полу-
чить отклик на выходе фильтра до того, как на его вход подан импульс),
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 495
поэтому всегда t < Это эквивалентно условию, наложенному на функцию
передачи Н (/), т. е. что должен существовать фазовый сдвиг ехр (— j2nfti).
Однако для удобства импульсную характеристику согласованного фильтра
иногда записывают просто как $ (— t).
Вывод характеристики согласованного фильтра. Функция передачи
согласованного фильтра выведена многими авторами, которые пользова-
лись для этого или вариационным исчислением, или неравенством Шварца —
Буняковского. В этом разделе функция передачи согласованного фильтра
будет выведена при помощи неравенства Шварца — Буняковского.
Нужно доказать, что функция передачи линейного фильтра, инвариант-
ного относительно временного положения сигнала, максимизирующая выход-
ное отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шума,
имеет вид
tf(f) = GoS*(flexp(-/2nfa)
при условии, что входной шум стационарный и белый (с одинаковой спек-
тральной плотностью). Отношение, которое нужно максимизировать, равно
Rf = Миманс , (9.7)
где | s0 (/) | макс — максимальная величина напряжения выходного сиг-
нала, N — средняя мощность шума на выходе приемника.
Отношение Rf не полностью соответствует отношению сигнал/шум,
которое рассматривалось ранее в связи с выводом уравнения дальности
радиолокации. [Заметим, что здесь пиковая мощность это действительно
пиковая мгновенная мощность, тогда как пиковая мощность, о которой
говорилось в гл. 2 при анализе уравнения дальности радиолокации, это
средняя мощность за время длительности импульса синусоидальной формы.
Если входным сигналом $ (/) является прямоугольный импульс, то отно-
шение Rf равно удвоенному отношению средней мощности сигнала
(в импульсе) к средней мощности шума. ] Напряжение на выходе фильтра
с функцией передачи Н (J) равно
оз
I «о (О I = | $ 5 (f) Н (f) ехр (J2nft) dt | , (9.8)
—оз
где S (/) — преобразование Фурье от входного (принятого) сигнала.
Средняя мощность шума на выходе фильтра есть
03
N^-^- J \H(f)\2df, (9.9)
—03
где No — входная мощность шума на единицу полосы пропускания. Коэф-
фициент 1/2 перед интегралом появился вследствие того, что интегрирование
производится в пределах от —со до + <ю, тогда как No это мощность на
1 гц полосы пропускания только в положительной области.
Подстановка уравнений (9.8) и (9.9) в (9.7) с учетом того, что макси-
мальная величина | s0 (t) | 2 получается в момент / = Л, дает
со
| J S(f)H(f)exP(j2nftt)dl 2
Rf = —---------------------- • (9.Ю)
2° j \H(f)\2df
496
Глава 9
Неравенство Шварца — Буняковского состоит в следующем: если Р и Q —
две комплексные функции, то
» P*Pdx Q*Qdx>| j P*Q dx|2. (9.11)
Знак равенства берется при условии Р = kQ, где k — постоянная.
Если положить
Р* = S(f) ехр (/2л^)
и
и учесть, что
P*Pdx= \ \P\2dx,
то, применяя неравенство Шварца — Буняковского к числителю выра-
жения (9.10), можно получить
jj
—СО
Л
2
(9.12)
Из теоремы Парсеваля следует, что
со со
$ |5(/)|Mf= J |s(O|Mf = E,
—СО —оо
(9.13)
где Е — энергия сигнала.
, Таким образом,
(9.14)
Функцию передачи, максимизирующую отношение Rf пиковой мощ-
ности сигнала к средней мощности шума, можно получить, исходя из того,
что знак равенства в уравнении (9.11) берется, когда Р = kQ, или
Н (f) = GaS* (f) ехр (-/WJ, (9.15)
где постоянная k принята равной 1/Ga.
Интересным свойством согласованного фильтра является то, что неза-
висимо от формы сигнала максимальное отношение пиковой мощности
сигнала к средней мощности шума равно удвоенному отношению энергии
сигнала Е к мощности шума на 1 гц полосы пропускания No. Мощность
шума на 1 гц полосы пропускания No равна kT0F, где k — постоянная
Больцмана, То — стандартная температура (290° К), F — коэффициент
шума. Для прямоугольного импульса с синусоидальным заполнением
пиковая мощность сигнала, входящая в выражение (9.7), равна удвоенной
средней мощности в импульсе. Следовательно, для частного случая прямо-
угольного импульса с синусоидальным заполнением максимальное отно-
шение средней мощности сигнала к средней мощности шума на выходе согла-
сованного фильтра равно E!N0, т. е. отношению сигнал/шум по энергии.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
497
Согласованный фильтр и функция корреляции. Сигнал на выходе
согласованного фильтра не совпадает по форме с входным сигналом. Однако
с точки зрения обнаружения сигнала в шуме сохранение формы сигнала не
обязательно. Если же требуется сохранить форму входного импульса,
а не получить максимальное отношение сигнал/шум, то нужно применять
некоторые другие критерии [11.
Можно показать, что сигнал на выходе согласованного фильтра про-
порционален входному сигналу, коррелированному с излученным сигна-
лом, за исключением временной задержки Функция R (/) взаимной
корреляции двух сигналов z/ (X) и s (X) конечной длительности опреде-
ляется как
оо
R(t) = \ z/(X)s(A—/)dX. (9-16)
— ОО
Сигнал г/вых (/) на выходе фильтра с импульсной характеристикой h (t)
при подаче на его вход смеси сигнала и шума увх (/) = $(/) + л (/) равен
СО
Увых (0 = Увх(Е)Ь(1—Л) dA.
—со
(9.17)
Если фильтр согласованный, то h (Л) = s (^ — X), и уравнение (9.17) при-
нимает вид
ОО
№ых(0= § yBx(^)s(ti—t + K)dK = Rtt — ti).
—со
(9.18)
Таким образом, согласованный фильтр осуществляет взаимную кор-
реляцию между принятым сигналом, смешанным с шумом, и ранее излучен-
ным сигналом (вернее аналогом излученного сигнала). Излученный сигнал
«воспроизводится» в согласованном фильтре с помощью его функции пере-
дачи. Если бы входной сигнал увх (/) был таким же, как сигнал s (/), с кото-
рым согласован фильтр (т. е. если бы шумом можно было пренебречь),
то на выходе фильтра получалась бы автокорреляционная функция этого
сигнала. Два примера автокорреляционной функции показаны на фиг. 9.9
и 9.10.
Эффективность реальных фильтров. Практически согласованный фильтр
не всегда можно осуществить точно. Поэтому целесообразно сравнить
эффективность несогласованных фильтров с эффективностью идеального
согласованного фильтра. В качестве критерия для сравнения будет взято
отношение
_ I s0 (0 1макс/^вых
Qf~ 2E/N0
(9.19)
где s0 (/) и Л^вых — соответственно напряжение и средняя мощность шума
на выходе несогласованного фильтра; Е — энергия сигнала; No — мощ-
ность шума на 1 гц полосы пропускания на входе согласованного фильтра.
Как обычно, в статистической теории шума полные сопротивления цепей
принимаются равными 1 ом, так что квадрат напряжения равен мощности.
Рассмотрим отношение сигнал/шум на выходе простой резонансной
RLC-uem. Задачу можно рассматривать, используя эквивалентный фильтр
нижних частот. Возьмем простой /?С-фильтр нижних частот с постоянной
времени а — 1 /RC с учетом того, что его полоса пропускания в 2 раза уже,
32 М. Сколинк
498
Глава 9
чем у полосового 7?£С-фильтра. Входной сигнал $ (/) представляет собой
прямоугольный импульс с амплитудой А и длительностью т, определяемый
следующими условиями:
А при 0</<т,
s(/) = Л <
' ' 0 при других значениях t.
Функция передачи /?С-фильтра нижних частот равна
я(/)=^ых= Ga , (920а)
где G—усиление фильтра, <в -2л/.
Импульсная характеристика, являющаяся преобразованием Фурье
выражения (9.20а), равна
/z(Z) = Gaexp(—at) при t>0. (9.206)
Сигнал на выходе фильтра есть
t
s0(t) = J s(k)h(t—X)dX, (9.21а)
—co
ИЛИ
t
s0(t) = GA\)ae-^t-^d'k = GA(l—e-at) при 0<(<т (9.216)
о
и
s0 (t) = GA = GA (g-au-*)—e~al) при Z>t. (9.21b)
о
При 0 <;£<;? производная от s0(t) положительна; следовательно,
выходной сигнал будет возрастающей функцией времени. При />т эта
производная отрицательна, и выходной сигнал представляет собой убываю-
щую функцию времени. Следовательно, максимальное значение s0 (t)
должно получаться при t = т:
ко(О|макс = Л2С2| 1 —ехр (—ат) |2. (9.22)
Средняя мощность шума на выходе фильтра равна
со со
J \H(f)\*df = ^- J (9.23)
—co —oo
Тогда отношение (9.22) к (9.23) имеет вид
I so(O 1макс _ 4Л2б2 [1 —ехр (—ат)]2 _ 2Е 2 [ 1—ехр (-ат)]2
А^вых — aW0G2 — А\) ат
где Е—энергия сигнала, равная Л2т. Следовательно,
2 [1-ехр (-ат))2 . (9.24)
Максимум получается при ат = 1,25. Так как a = \/RC = 2лВ0,
где Вп — полоса пропускания ^С-фильтра нижних частот на уровне поло-
винной мощности, то этот максимум будет при Вох = 0,199 ~ 0,2. Опти-
мальное произведение Вг для полосового /?£,С-фильтра в 2 раза больше,
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 499
т. е. равно 0,4. Максимальное значение для этого фильтра равно 0,816,
что соответствует ухудшению отношения сигнал/шум на 0,88 дб по срав-
нению с отношением для согласованного фильтра. Характер изменения
эффективности фильтра в зависимости от величины Вт показан на фиг. 9.2,
где приведен также аналогичный график для фильтра с прямоугольной
характеристикой (кривая А). В табл. 9.1 даны значения Вт для различных
типов фильтров и разных форм сигналов, максимизирующие отношение
сигнал/шум. В ней также приведены потери, характеризующие ухудшение
отношения сигнал/шум по сравнению с согласованным фильтром.
Ф и г. 9.2. Эффективность резонансного fiLC-фильтра и фильтра с прямоугольной
характеристикой и полосой В относительно согласованного фильтра при входном
сигнале в виде прямоугольного импульса длительностью т
Лучшее приближение к согласованному фильтру для прямоугольного
импульса может быть получено с более сложной схемой. Например, если
импульсная характеристика схемы имеет вид e~Olt (1 + a2t + a.3tz + ot4/3),
то эффективность Qf этой схемы равна 0,93, а потери по сравнению с идеаль-
ным согласованным фильтром составляют 0,3 дб. (В этом случае ссуг = 6,18;
о^т = 13,8; сс3тI 2 = — 73,9 и а4т3 = 283,8, где т — длительность импульса.)
Пример приближения к согласованному фильтру. Рассмотрим пример
расчета фильтра, согласованного с прямоугольным видеоимпульсом. Хотя
согласованный фильтр для видеосигналов имеет ограниченную ценность
в радиолокации (согласованный фильтр следует применять в каскаде про-
межуточной частоты для получения максимальной эффективности), он рас-
сматривается здесь для пояснения принципа. Этот пример можно затем
распространить и на импульс промежуточной частоты. Амплитуда импульса
равна А, длительность — т. Модуль функции передачи фильтра имеет вид
I И (f) I = | Л j ехр (- /2л//) dt | = Ат | | .
о
(9.25)
Возможно несколько методов аппроксимации | Н (f) | или h (/).
32*
500
Глава 9
ТАБЛИЦА 9.1
Эффективность несогласованных фильтров относительно согласованного фильтра
Форма входного сигнала Характеристика фильтра Оптимальное произведе- ние Вт Ухудшение отношения сигнал/шум относи- тельно согласованного фильтра, дб
Прямоугольная Прямоугольная 1,37 1,7
гауссова кривая 0,72 0,98
Гауссова кривая Прямоугольная 0,72 0,98
гауссова кривая 0,44 0 (согласованный фильтр)
Прямоугольная Резонансная кривая од- ного каскада, настро- енного на одну ча- стоту 0,4 0,88
Резонансная кривая двух каскадов, настро- енных на одну ча- стоту 0,613 0,56
Резонансная кривая пяти каскадов, настро- енных на одну ча- стоту 0,672 0,5
Если на вход фильтра, согласованного с прямоугольным видеоимпуль-
сом, подать импульс, то на выходе его получится прямоугольный импульс.
Схема, показанная на фиг. 9.3, аппроксимирует импульсную характерис-
тику этого типа. Она состоит из короткозамкнутой линии задержки дли-
Выход
Фильтр
нижних
частот
Линин о. _
задержки _|
Ф и г. 9.3. Блок-схема согласованного фильтра для прямоугольного видеоимпульса.
ной т/2, нагруженной на характеристическое сопротивление Rc. Парал-
лельно линии подключен фильтр нижних частот. Поданный на вход линии
импульс отразится от ее короткозамкнутого конца с обратной полярностью.
На вход фильтра нижних частот поступят два импульса с различной поляр-
ностью, разделенных временном интервалом т, как показано на фиг. 9.3.
Если постоянная времени фильтра велика по сравнению с длительностью
импульса, то на выходе его получится импульс, близкий по форме к прямо'
угольному.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
501
Схема согласованного фильтра для последовательности импульсов
показана на фиг. 9.4. Она состоит из фильтра, согласованного с одиночным
импульсом, и следующей за фильтром линии задержки с отводами.
Фиг 9.4 Блок-схема согласованного фильтра для
пульсов.
л_п_п_л
последовательности видеоим-
На фиг. 9.5 приведен фильтр, согласованный с импульсом промежу-
точной частоты. Его отличие от фильтра для видеоимпульса состоит в том,
что это не фильтр нижних частот, а полосовой фильтр, настроенный на
промежуточную частоту, а вместо короткозамкнутой линии задержки при-
менена разомкнутая линия. Когда на вход согласованного фильтра подается
импульс напряжения, на входе узкополосного фильтра промежуточной
Фиг. 9.5. Блок-схема согласованного фильтра для прямоугольного импульса про-
межуточной частоты.
А—каскад преобразования напряжение—ток.
частоты получатся два импульса тока положительной полярности. Времен-
ной интервал между этими импульсами равен т. Если узкополосный фильтр
состоит из высокодобротного резонансного контура, то первый импульс
создаст на его выходе затухающее косинусоидальное колебание. Второй
импульс прекратит это колебание, если добротность велика, а при резо-
нансной частоте контура за время т произойдет N + 1/2 периодов колеба-
ний (N — целое число).
Влияние формы излучаемого сигнала. До сих пор принималось, что
форма принимаемого сигнала $ (/) задана и фильтр согласуется с сигналом
такого же вида. Однако можно несколько упростить задачу, выбирая такую
форму излучаемого сигнала, при которой расчет согласованного фильтра
оказывается более простым и реальным. Как было ранее показано, энергия
принимаемого сигнала является важным параметром, определяющим спо-
собность радиолокационной станции обнаруживать небольшие цели. Форма
излучаемого сигнала не имеет значения для обнаружения, но она влияет
на расчет согласованного фильтра и на возможное приближение к нему.
Форма излучаемого сигнала влияет на точность измерения и разрешающую
способность. (Этот вопрос обсуждается в следующей главе.)
Один из способов создания согласованного фильтра основан на при-
менении линии задержки с отводами. На фиг. 9.6 приведена блок-схема
радиолокационной станции с согласованным фильтром, в которой линия
задержки с отводами используется в схеме формирования излучаемого
сигнала и в схеме согласованного фильтра. Излучаемый сигнал формируется
путем пропускания короткого импульса через линию задержки (правая
Фиг. 9.6. Радиолокационная станция с согласованным фильтром, в котором использована линия
задержки.
Указанный на схеме полосовой фильтр с полосой W представляет собой согласованный фильтр по схеме фиг. 9.5.
РЗП — разрядник защиты приемника. Линия задержки имеет следующие данные: ширина полосы U7, время задерж-
ки Т Число отводов 2WT.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
£03
часть верхней половины схемы). Отводы сделаны через равные интервалы
по длине линии. Если полоса пропускания линии равна W, а задержка сиг-
нала в линии (длительность излучаемого сигнала) есть Т, то число отво-
дов, согласно теореме квантования, должно составлять 2WT. В каждый
отвод линии при помощи потенциометра или фазовращателя вводится весо-
вая функция. Сигналы из отдельных отводов суммируются в один резуль-
тирующий сигнал. Длительность этого выходного сигнала равна Т, т. е.
времени прохождения импульса в линии задержки, а форма его будет опре-
деляться характером весовых функций, вводимых в каждый отвод. Весовые
значения могут придаваться амплитуде, фазе или частоте сигнала. Получен-
ный в результате суммирования выходных сигналов всех отводов общий
выходной сигнал усиливается в усилителе мощности и излучается. Если счи-
тать, что цель не искажает сигнал при отражении, то принимаемый сигнал
должен иметь такую же форму, как и излучаемый. При приеме отраженный
сигнал обрабатывается в согласованном фильтре, импульсная характе-
ристика которого является зеркальным отображением временной функции
принимаемого сигнала. Следовательно, согласованный фильтр представляет
собой линию задержки, аналогичную линии, применяемой для формирова-
ния излучаемого сигнала, но имеющую отводы, следующие в обратном
порядке. Хотя на фиг. 9.6 показаны две отдельные линии задержки, прак-
тически можно использовать одну линию для последовательного выполнения
обеих функций. При передаче сигнал будет генерироваться при подаче
импульса на один конец линии, а при приеме сигнал будет вводиться
в другой ее конец. Линия задержки действует как экспандер сигнала при
передаче и как компрессор при приеме. Здесь получается аналогия с тех-
никой сжатия импульсов, рассматриваемой в разд. 10.9.
Оптимальный фильтр для «небелого» шума- При выводе характеристики
согласованного фильтра [уравнение (9.15) ] принималось, что спектр шума,
сопровождающего полезный сигнал, равномерный, т. е. он не зависит от
частоты (белый шум). Если это допущение неверно, то фильтр, максимизи-
рующий выходное отношение сигнал/шум, не будет вместе с тем и согла-
сованным фильтром [уравнение (9.15)]. Было доказано, что если входной
спектр мощности мешающего шума представить как [А7, (/)]2, то функция
передачи фильтра, максимизирующего выходное отношение сигнал/шум,
равна
GoS*(/)exp( —/2л//,) /о 9R\
INi (/)12 ’ 1 }
а импульсная характеристика h (/) определяется интегральным уравнением
<i
5(/, —0=-J- h{^)Rn(t—p)d|T, (9.27)
ua
0
где Rn (t) — функция автокорреляции шума, связанная со спектральной
плотностью мощности выражением
Rn (0 = $ [W. (012 cos (2л//) df. (9.28)
b
Если шум небелый, то фильтр, максимизирующий выходное отношение
сигнал/шум, называется согласованным фильтром для «небелого» шума.
Для белого шума lNt (f)]2 = const, и уравнение (9.26) функции передачи
согласованного фильтра для «небелого» шума переходит в (9.15).
504
Глава 9
В радиолокации в большинстве случаев шум, сопровождающий полез-
ный сигнал, можно считать белым. Важным исключением является случай
приема сигнала от цели при наличии мешающих отражений от поверх-
ности Земли. При этом надо пользоваться более общей формой характе-
ристики согласованного фильтра (9.28). Подробнее об этом будет сказано
в разд. 12.4.
Максимальное отношение сигнал/шум и обнаружение слабых сигналов.
По определению согласованный фильтр—это фильтр, максимизирующий
выходное отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шума.
Интуитивно можно предположить, что это также и лучший фильтр для обна-
ружения слабых сигналов, по крайней мере при отсутствии нелинейностей.
Было показано [2], что характеристика согласованного фильтра является
также характеристикой фильтра, максимизирующего вероятность обна-
ружения при фиксированной вероятности ложной тревоги (критерий Ней-
мана — Пирсона), при условии, что входной шум имеет гауссово (нормаль-
ное) распределение амплитуд.
Если отношение сигнал/шум увеличивается вследствие влияния нели-
нейных элементов приемника, возможность обнаружения слабых сигналов
не может соответственно повыситься, так как отношение сигнал/шум теряет
смысл для нелинейных систем. Поэтому стремление получить высокое отно-
шение сигнал/шум не должно быть конечной целью, если приемник нелиней-
ный. Нелинейный приемник можно оценивать по другим критериям, напри-
мер по отношению энергии сигнала к мощности шума на 1 гц полосы про-
пускания E/No или по содержащейся в сигнале информации (в смысле
теории информации Шеннона).
9.3. КОРРЕЛЯЦИОННОЕ ОБНАРУЖЕНИЕ
Взаимно корреляционный приемник. Функция взаимной корреляции
является мерой взаимной связи между двумя сигналами vt (/) и с2 (0- Эта
функция представляет собой усредненное за большой интервал времени
произведение двух функций и может быть представлена в виде
СО
С12 (Тт) = § v^{t)v2(t—TT)dt для апериодической функции, (9.29а)
—со
Т
Ci2(Tr)= Ит-ну- Vi (t) v2 (t—Tr)dt для случайной функции. (9.296)
Т~>03 ijp
Здесь Тт — временное запаздывание. В радиолокации ТГ это время рас-
пространения радиоволн до цели и обратно, равное 2Rlc, где R — даль-
ность ис — скорость света.
Если Vi (t) = v2 (/), уравнения (9.29) будут выражать функцию авто-
корреляции Си (Тг)- Хотя интегрирование производится в пределах от — оо
до +оо, практически сигналы имеют конечную длительность и произве-
дение Vi (t) v2 (t — Tr) будет равно нулю за пределами определенной
области.
Свойства функции взаимной корреляции могут быть положены в основу
проектирования радиолокационного приемника. Например, примем, что
Vt (t) — входная функция приемника yt (/), которая состоит из импульсного
сигнала s (t) и шума п (t), причем частота и длительность импульсного сиг-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
505
нала известны. Корреляционный приемник определяет, поступает или нет
на его вход сигнал. Он также измеряет дальность R по временному запаз-
дыванию ТГ. Так как шум, сопровождающий сигнал, является случайным
и неизвестным, то приемник должен определять функцию взаимной корре-
ляции, а не автокорреляции. В приемнике должен генерироваться опорный
импульсный сигнал v2 (/), огибающая которого одинакова по форме с ожи-
даемым сигналом s (/) (при отсутствии шума). Приемник вычисляет функ-
цию взаимной корреляции для различных значений Тг. Если величина
С12 (Тг) при некотором значении Тг превышает определенный заранее задан-
ный порог, это указывает на наличие цели на дальности Р = сТг/2.
Принятый сигнал уi (t)
Фиг. 9.7. Блок-схема взаимно корреляционного приемника.
Можно считать, что оператор радиолокационной станции, наблюдаю-
щий отметки на экране индикатора, определяет функцию взаимной корре-
ляции в процессе обнаружения сигналов от целей. Он хранит в своей памяти
форму отметки, соответствующую отметке цели, которую он хочет найти
на экране. Фактически он имеет дело со множеством отметок, каждая из
которых соответствует определенному запаздыванию Тт. Если на экране
появляется отметка, сходная с отметкой, хранимой в памяти оператора,
то последний считает ее отметкой цели.
Процесс определения взаимной корреляции является основным в обна-
ружении слабых сигналов в шуме. В предыдущем разделе отмечалось
сходство между приемником с согласованным фильтром и взаимно кор-
реляционным приемником. Математически согласованный фильтр опре-
деляет взаимную корреляцию принимаемого сигнала и запоминаемого
фильтром аналога излученного сигнала. Взаимно корреляционный прием-
ник (фиг. 9.7) определяет функцию взаимной корреляции путем умножения
входного сигнала у-, (t) на задержанный на время Тг аналог излученного
сигнала s (/ — Тг) и усреднения этого произведения. Усреднение осуще-
ствляется в фильтре нижних частот. На выходе фильтра получается функ-
ция взаимной корреляции для фиксированного времени Тг. Так как фильтр
нижних частот не является совершенным интегратором, на выходе его
получается приближенное значение функции взаимной корреляции. Однако
в большинстве применений получаемое приближение оказывается доста-
точным. Приемник, блок-схема которого приведена на фиг. 9.7, опреде-
ляет наличие цели только для одного значения времени запаздывания Тт.
Поиск целей на других дальностях можно осуществлять изменением вре-
мени 77, но это связано с увеличением времени поиска. Если время поиска
должно быть минимальным, то вместо одного канала нужно применять
дополнительные параллельные каналы. Каждый такой дополнительный
канал должен содержать линию задержки, соответствующую конкретному
значению Тг, умножитель и фильтр нижних частот. До сих пор считалось,
506
Глава 9
что частота принимаемого сигнала известна, т. е. излучаемый импульс
не претерпевает допплеровского смещения частоты или это смещение (если
оно есть) известно. Если частота отраженного сигнала неизвестна, нужно
применить несколько параллельных приемников, перекрывающих полосу
частот, в которой заключается частота принимаемого сигнала. Опорные
сигналы s(t— Тг) каждого приемника должны иметь различные частоты.
Число требуемых параллельно соединенных корреляционных приемников
зависит от величины допплеровского сдвига и от свойственной отраженному
сигналу разрешающей способности по частоте, которая зависит от длитель-
ности импульса. Применение такого способа требуется при использовании
согласованного фильтра в том случае, когда частота отраженного сигнала
неизвестна.
Приемник, изображенный на фиг. 9.7, измеряет функцию взаимной
корреляции на аналоговой основе. В некоторых случаях лучше производить
это вычисление, пользуясь цифровой техникой. При этом функции (/)
и v2 (0 квантуются через определенные временные интервалы. Интервал
квантования берется достаточно большим, с тем чтобы последовательные
дискретные значения функции были независимыми. Таким образом, щ (t)
будет • представлена последовательностью значений о2, а3, . .
а}, a v2 (t) — последовательностью blt b2, b3, . . . , bj. Смещение между
v1 (f) и v2 (0 в случае аналогового вычисления представляется в виде не-
прерывного временного запаздывания Тг, а при цифровом вычислении
оно будет состоять из смещений k дискретных значений, т. е. Тт = kd,
где d — интервал квантования.
Функция взаимной корреляции для п дискретных значений опреде-
ляется как
п
^12 (^) — lim — । ajbj+k
п-*со ,
3=1
Л'
3=1
(9.30)
где N — конечное, но большое число наблюдений.
В литературе можно найти описание электронного коррелятора, осно-
ванного на уравнении (9.30). Можно также использовать универсальную
цифровую вычислительную машину для вычисления функции взаимной
корреляции по составленной для этого программе.
Метод взаимной корреляции очень удобен при применении сигналов
типа шума. При работе радиолокационной станции с такими сигналами
не возникает проблем неоднозначности в определении дальности или изме-
рении допплеровского сдвига частоты, связанных с сигналами периодиче-
ской формы. Широкополосный сигнал типа шума легче генерировать, чем
другие сигналы сложной формы. Кроме того, сигнал типа шума имеет
определенные преимущества в отношении помехозащищенности станций,
так как разведка противником такого сигнала значительно труднее, чем
сигналов с повторяющимися характеристиками.
Исследование возможности применения шумовой модуляции и кор-
реляционного обнаружения сигналов в радиолокационных высотомерах
показало, что можно создать высотомер, свободный от неоднозначности,
свойственной системам с периодической модуляцией. Основанный на этих
принципах высотомер мог бы измерять высоты до нескольких метров, а кон-
струкция его была бы не сложней высотомера с частотной модуляцией.
Автокорреляционный приемник. Функция автокорреляции также может
быть положена в основу проектирования приемника для определенных
классов сигналов. Блок-схема автокорреляционного приемника приведена
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
Б07
на фиг. 9.8. Здесь вместо умножения входного сигнала на аналог излу-
ченного сигнала производится умножение принятого сигнала на такой же
сигнал, задержанный на некоторое время. На выходе блока обработки
данных получается информация от многих каналов в форме, удобной для
Линия задержки
Фиг. 9.8. Блок-схема автокорреляционного приемника.
дальнейшего применения. Функцию автокорреляции можно также полу-
чить, применяя квантование сигнала и цифровую обработку, как и при
вычислении функции взаимной корреляции.
Использование принципа автокорреляции в радиолокационных прием-
никах даст, вероятно, меньший эффект, чем применение принципа взаим-
Сц (in)
Фиг. 9 9. Автокорреляционная функция синусоидального сигнала и хаотического
шума.
Пунктирной линией показана составляющая, обусловленная шумом.
ной корреляции. В случае автокорреляционного приемника нет необхо-
димости заранее знать форму принимаемого сигнала, что является суще-
ственным преимуществом. Однако способность обнаруживать слабые сиг-
налы у него хуже, чем у взаимно корреляционного приемника.
Описанный выше автокорреляционный приемник представляет собой
компромиссное решение, к которому приходится прибегать из-за того, что
форма шума заранее неизвестна. Если бы было возможно предсказать форму
шума (что практически неосуществимо), то в оптимальном корреляционном
приемнике производилось бы умножение принятого сигнала на вспомога-
508
Глава 9
тельный опорный сигнал так же, как и во взаимно корреляционном при-
емнике.
Некоторые примеры автокорреляционных функций приведены на
фиг. 9.9 и 9.10. Автокорреляционная функция синусоидальных колебаний,
не ограниченных по длительности, и шума имеет вид, показанный нафиг. 9.9.
На фиг. 9.10 дана автокорреляционная функция для последовательности
видеоимпульсов.
_п___п____п
Время —
а
Фиг. 9.10. Автокорреляционная функция (б) последовательности видеоимпульсов (а).
Сравнение корреляционного приема и фильтрации. Как было пока-
зано выше, взаимно корреляционный приемник более эффективен, чем
автокорреляционный приемник. Сравнение двух корреляционных методов
на примере обнаружения синусоидального сигнала в хаотическом шуме
приводит к результатам, приведенным на фиг. 9.11. Здесь представлены
Ф и г. 9.И. Улучшение отношения сигнал/шум при автокорреляционном и взаимно
корреляционном приеме синусоидального сигнала в хаотическом шуме.
графики зависимости отношения сигнал/шум на выходе приемника от отно-
шения сигнал/шум на его входе, вычисленные при "помощи цифрового
электронного коррелятора. Для вычисления было использовано 60 000 дис-
кретных значений. При больших отношениях сигнал/шум разница между
двумя методами незначительна. Но при малых отношениях сигнал/шум
видно явное преимущество взаимно корреляционного метода. Это объяс-
няется тем, что в данном методе используется опорный сигнал, свободный
от шума. В автокорреляционном приемнике «опорный сигнал» становится
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
509
более зашумленным при уменьшении отношения сигнал/шум и входной
сигнал гетеродинируется скорее с шумом, чем с полезным сигналом.
Корреляционный прием не всегда оказывается эффективнее обычной
фильтрации в частотной области. Как было показано, приемник, спроек-
тированный как согласованный фильтр, теоретически эквивалентен взаимно
корреляционному приемнику. Практически корреляционный прием и опти-
мальная фильтрация разнятся типом аппаратуры, необходимой для реа-
лизации каждого из этих методов. В одних случаях проще спроектировать
и изготовить приемник с согласованным фильтром, а в других — взаимно
корреляционный приемник. Например, если для выделения очень слабого
сигнала из шума требуется большое время интегрирования (возможно,
порядка нескольких минут), то целесообразнее применять метод цифро-
вой корреляции, а не аналоговый согласованный фильтр. В большинстве
других применений обычно используется согласованный фильтр. Однако
оба приемника оказываются эквивалентными, если они правильно спроек-
тированы и сконструированы.
Важным и интересным примером применения корреляционного обна-
ружения может служить использование его при обработке первых радио-
локационных сигналов, отраженных от планеты Венеры. Передаваемый
сигнал представлял собой последовательность импульсов длительностью
около 5 мин. Корреляционный метод был единственным методом обработки
сигналов такой длительности (разд. 14.3).
9.4. КРИТЕРИИ ОБНАРУЖЕНИЯ
Обнаружение слабого сигнала при наличии шума аналогично решению
вопроса о присутствии на выходе приемника только шума или сигнала
и шума. Такое решение принимает (возможно, подсознательно) оператор
радиолокационной станции на основе информации, представленной на
экране индикатора. Когда процесс обнаружения выполняется автомати-
чески электронными средствами без участия оператора, критерии обна-
ружения не могут быть случайными. Они должны быть строго сформу-
лированы и введены в устройство, принимающее решение.
В гл. 2 процесс радиолокационного обнаружения рассматривался
с точки зрения порогового обнаружения. Почти во всех радиолокационных
станциях решение об обнаружении принимается на основе сравнения выход-
ного напряжения приемника с некоторым пороговым уровнем. Если оги-
бающая выходного напряжения превышает определенный заранее задан-
ный уровень, то считается, что принят полезный сигнал. Назначение поро-
гового уровня состоит в разделении области выходного напряжения на две
части: одна соответствует обнаружению сигнала, вторая — отсутствию
обнаружения. Другими словами, пороговый детектор позволяет выбрать
одну из двух гипотез: Первая гипотеза предполагает, что выходное напря-
жение обусловлено только шумом, а вторая — что выходное напряжение
обусловлено сигналом и шумом. В гл. 2 было показано, что линия раздела
между этими двумя областями зависит от вероятности ложной тревоги,
которая в свою очередь связана со средним периодом ложных тревог.
Существуют два вида ошибок, которые могут быть сделаны при при-
нятии решения. Эти ошибки неизбежны при наблюдении в течение конеч-
ного времени и при наличии шума. Первая ошибка состоит в том, что при-
нимается решение о наличии сигнала, когда на выходе приемника имеется
только шум. Это происходит тогда, когда уровень шума настолько высок,
510
Глава 9
что он может превысить пороговый уровень. В статистической теории обна-
ружения эта ошибка иногда называется ошибкой первого рода. В радио-
локации она называется ложной тревогой. Вторая ошибка заключается
в принятии решения об отсутствии сигнала, когда он фактически присут-
ствует, т. е. в отождествлении сигнала с шумом. Это ошибка второго рода,
называемая в радиолокации пропуском сигнала. Установление порогового
уровня должно производиться на основе компромисса между этими двумя
типами ошибок. Относительно высокий пороговый уровень снизит вероят-
ность ложной тревоги, но при этом будет больше пропусков сигнала. Харак-
тер применения радиолокационных станций будет существенно влиять
на относительную значимость этих ошибок, а следовательно, и на установ-
ление порогового уровня.
Наблюдатель Неймана — Пирсона. В гл. 2 пороговый уровень выби-
рался таким, чтобы не была превышена определенная заданная вероятность
ложной тревоги, т. е. вероятность обнаружения максимизировалась при
фиксированной вероятности ложной тревоги. Это эквивалентно фиксиро-
ванию вероятности ошибки первого рода и минимизации ошибки второго
рода. Этот критерий аналогичен критерию Неймана — Пирсона, приме-
няемому в статистике для проверки статистических гипотез [2]. Поэтому
решающее устройство такого типа иногда называют наблюдателем Ней-
мана — Пирсона. В статистике метод Неймана — Пирсона считается наи-
более мощным средством испытания гипотез и оптимальным независимо
от априорных вероятностей сигнала и шума. Критерий Неймана — Пир-
сона очень удобен для применения в радиолокации, и им часто пользуются
на практике, иногда не подозревая об этом.
Идеальный наблюдатель. Критерий Неймана — Пирсона не един-
ственный, которым можно воспользоваться для установления порогового
уровня. Одним из первых математических критериев, примененных в тео-
рии радиолокационного обнаружения, был критерий идеального наблю-
дателя [3]. (Термин «идеальный» не означает, что этот критерий обяза-
тельно является идеальным.) Критерий идеального наблюдателя макси-
мизирует общую вероятность правильного решения (или минимизирует
общую вероятность ошибки). Так как ошибками при обнаружении могут
быть как ложная тревога, так и пропуск цели, то общая вероятность ошибки
равна
Р(Е) = Р(^)Рл.т + Р(ХЛ/)Рпр, (9.31)
где Р (Н) и Р (SN) — априорные вероятности приема шума и сигнала
плюс шум соответственно, причем Р (N) + Р (SN) = 1; Рл_ Т — условная
вероятность ложной тревоги при приеме шума; Рпр — условная вероят-
ность пропуска сигнала *). \
В математических работах для обозначения Рл. т и Рпр часто приме-
няются буквы а и р.
Априорная вероятность—это вероятность приема только шума или
смеси сигнала и шума, установленная до принятия решения об обнару-
жении цели. В случае идеального наблюдателя эти вероятности должны
быть известны заранее.
Вероятность ложной тревоги при применении критерия идеального
наблюдателя зависит от вероятности пропуска сигнала. Этим данный кри-
терий отличается от критерия Неймана — Пирсона, в котором Рл т фик-
сирована. Функция идеального наблюдателя заключается в минимизации
!) Вероятность пропуска сигнала равна единице минус вероятность обнаружения.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 511
общей вероятности ошибки. Эта функция выполняется посредством регу-
лирования порогового уровня, который в свою очередь влияет на вероят-
ности ложной тревоги и пропуска сигнала. Миддлтон утверждает, что если
вероятность ложной тревоги равна 0,05, то вероятность обнаружения сос-
тавит 0,90. Вероятность ложной тревоги, равная 0,05, считается высокой
для большинства применений радиолокационных станций. Практически
она редко превышает 10-4. Малые значения вероятности ложной тревоги
при применении критерия идеального наблюдателя означают очень высо-
кую вероятность обнаружения. Например, вероятность ложной тревоги
1б-5 соответствует вероятности обнаружения 0,99998. Таким образом,
минимизация общей ошибки приводит к требованию излишне высокой
вероятности обнаружения. Поэтому с практической точки зрения идеаль-
ный наблюдатель менее эффективен, чем наблюдатель Неймана — Пирсона
для большинства радиолокационных применений. Реализация в аппара-
туре критерия идеального наблюдателя сложнее, так как пороговый уро-
вень не фиксируется.
Проведенная оценка идеального наблюдателя и наблюдателя Ней-
мана — Пирсона доказала преимущество последнего, так как в качестве
критерия для сравнения была взята максимальная вероятность обнару-
жения. По определению наблюдатель Неймана — Пирсона должен быть
более эффективным при этих условиях. Однако если за критерий для срав-
нения взять минимальную общую ошибку, то лучшим будет идеальный
наблюдатель. Критерий Неймана — Пирсона более подходит для приме-
нения в радиолокации, а критерий идеального наблюдателя — для при-
менения в радиосвязи, где пропуск символа ведет к таким же нежелатель-
ным последствиям, как и ложный символ, вызванный шумом. Критерий
идеального наблюдателя придает одинаковый вес ошибкам, связанным
с ложной тревогой и с пропуском сигнала. Но могут быть такие случаи,
когда равный вес неприменим (критерий Байеса). Если значение ошибок
неодинаково, то теория идеального наблюдателя должна быть соответ-
ственно изменена для учета этого обстоятельства с использованием поло-
жений теории статистических решений. К сожалению, в большинстве
применений радиолокационных станций нет обоснованного подхода к оценке
пропуска сигнала или ложной тревоги, поэтому применение теории ста-
тистических решений в радиолокации ограничено.
Последовательный наблюдатель. Для наблюдателя Неймана — Пир-
сона и идеального наблюдателя время интегрирования (или число наблю-
даемых импульсов) считается фиксированным. Однако решение об обна-
ружении может быть сделано на основе лишь нескольких или даже только
одного наблюдения. При этом потребуется зарегистрировать последнее
наблюдение, при котором был превышен порог. Отсюда следует, что было
бы выгодно применять гибкий критерий обнаружения, учитывающий этот
факт. Таким критерием обнаружения является критерий последователь-
ного наблюдателя [2’] ’). При последовательном анализе непрерывно наблю-
дается напряжение на выходе приемника и на основании одного наблю-
дения принимается одно из трех решений: 1) выходное напряжение прием-
ника обусловлено сигналом и шумом; 2) выходное напряжение обусловлено
только шумом; 3) произведенное наблюдение недостаточно для принятия
первого или второго решения. Если полученных данных достаточно для
1) В советской литературе метод последовательного наблюдателя чаще называет-
ся методом последовательного анализа, поэтому в дальнейшем мы будем пользоваться
последним термином.— Прим. ред.
512
Глава 9
принятия первого (сигнал плюс шум) или второго (только шум) решения,
то проверка на этом заканчивается. Но если принимается третье решение,
т. е. определенного заключения не сделано, то производится следующее
наблюдение. На основании суммарных данных снова принимается одно
из трех решений. В случае если снова не будет принято определенное реше-
ние о наличии сигнала или шума, делается еще одно наблюдение и процесс
повторяется до тех пор, пока данные наблюдений не окажутся достаточ-
ными для принятия определенного решения.
При последовательном анализе заранее фиксируется вероятность
ошибки, но допускается изменение времени интегрирования (или числа
наблюдений). Таким образом, устанавливаются два пороговых уровня
с нечетко ограниченной ими областью. Если выходное напряжение безу-
словно ниже нижнего порогового уровня, принимается решение о нали-
чии только шума. Когда превышен верхний порог, принимается решение
о наличии сигнала и шума. Если же выходное напряжение находится между
двумя пороговыми уровнями, принятие решения невозможно и делается
повторное наблюдение.
Теоретически последовательный анализ выполняется приемником,
вычисляющим коэффициент правдоподобия Lr (v). Этот коэффициент рас-
сматривается ниже в данном разделе, но здесь его можно определить как
отношение плотности вероятности для сигнала плюс шум к плотности
вероятности только шума. Он является мерой правдоподобия того, что
огибающая напряжения на выходе приемника является результатом приема
сигнала плюс шум, а не только шума. Чем больше коэффициент правдо-
подобия, тем больше вероятность присутствия сигнала. Метод коэффи-
циента правдоподобия использует два пороговых уровня, разграничиваю-
щих три области: положительного решения, отрицательного решения
и отсутствия решения. Пороговые уровни определяются вероятностью
ложной тревоги РЛ т и вероятностью обнаружения РОбн- Верхний уро-
вень задается отношением LT (о) = Л>бн/Ел. т, а нижний —отношением
Lr(v) = (1 -Ро6н)/(1 -Рл.т).
Хотя теорию последовательного анализа лучше излагать, применяя
коэффициент правдоподобия, с практической точки зрения считается более
удобным пользоваться понятием последовательного критерия. Можно
показать [2], что приемник, спроектированный как согласованный фильтр,
эквивалентен приемнику, вычисляющему функцию правдоподобия. Поэтому
выход приемника можно прокалибровать для отсчета коэффициента правдо-
подобия для выходного сигнала приемника.
Последовательный анализ позволяет значительно сократить в среднем
число выборок (импульсов), необходимых для принятия решения. Полу-
чаемое улучшение зависит от наличия или отсутствия сигнала. При нали-
чии сигнала среднее число выборок (или наблюдений), требуемых для при-
нятия решения, значительно выше, чем при наличии только шума. Когда
на выходе приемника имеется только шум, последовательный анализ позво-
ляет сравнительно быстро принять решение.
Средний выигрыш зависит также от того, производится когерентный
или некогерентный прием. При когерентном приеме (производится додетек-
торное интегрирование импульсов) и Робн = 0,90, РЛ т = 10~8 после-
довательный анализ может привести к решению, что на выходе приемника
имеется только шум, при числе наблюдений, в среднем в 10 раз меньшем,
чем требуется наблюдателю Неймана — Пирсона. При наличии сигнала,
близкого к пороговому, последовательный анализ требует в среднем в 2 раза
меньшее число наблюдений, чем эквивалентный наблюдатель с фикси-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
513
рованным количеством выборок. Если опять принять, что Робн = 0,90
и Рл. т = ЮЛ то при некогерентном приеме (производится последетектор-
ное интегрирование импульсов) последовательный анализ потребует в 14 раз
меньше наблюдений, чем в случае наблюдения только шума.
При наличии сигнала потребуется вдвое меньше наблюдений, чем
эквивалентному наблюдателю Неймана — Пирсона.
Чем больше выигрыш, получаемый при последовательном анализе
по сравнению с обычным наблюдателем, тем больше будет отклонение
числа наблюдений, требуемых для последовательного анализа. Если бы
это отклонение было небольшим, тогда и выигрыш был бы небольшим,
а разница между этими методами наблюдения была бы незначительной.
Бусганг и Миддлтон утверждают, что дисперсия может быть равна в сред-
нем около 50%, если Рл. т = 10~5 = Рпр = 1 — Роен-
Преимущество последовательного анализа состоит в том, что он в сред-
нем всегда более эффективен, чем соответствующее интегрирование за фик-
сированное время. Как критерий обнаружения последовательный анализ
лучше, чем наблюдатель Неймана — Пирсона, так как последний может
рассматриваться как частный случай последовательного анализа, для
которого испытание заканчивается точно после п наблюдений. Последо-
вательный анализ в некотором отношении превосходит также и идеального
наблюдателя; он очень эффективен, и если его можно применить, то это
дает значительный выигрыш. Последовательный анализ, разработанный
первоначально Вальдом [4], широко применяется в промышленности для
контроля качества. Его применение дает существенный выигрыш в стои-
мости и времени, необходимых для проверки изготовляемой продукции.
К сожалению, применение последовательного анализа в радиолока-
ции ограничено. Когда антенна находится в любом определенном поло-
жении, радиолокационная станция наблюдает одновременно большое число
разрешаемых интервалов дальности, достигающее иногда нескольких
сотен. На каждом интервале дальности в пределах ширины луча антенны
нужно принять решение о наличии или отсутствии цели до того, как антенна
переместится в другое положение. Поэтому время облучения целей при
ориентировке луча антенны в каждом направлении определяется не сред-
ним числом наблюдений, сделанных каждым обнаруживающим устрой-
ством, а тем интервалом дальности, который требует наибольшего числа
наблюдений. Это может привести к такой затрате времени, что выгода,
даваемая последовательным анализом, будет сведена на нет. Требуемое
для принятия решения время может оказаться даже большим, чем для
наблюдателя Неймана — Пирсона с фиксированным числом выборок.
Если требуется использовать в радиолокации полный выигрыш, давае-
мый последовательным анализом, то нужно, чтобы при каждом положении
луча антенны принималось только одно независимое решение. Можно
привести примеры, когда можно получить существенный выигрыш от при-
менения последовательного анализа: 1) если ведется наблюдение за одним
или немногими интервалами дальности (например, радиолокационные
станции системы обнаружения, предназначенные для обнаружения только
тех целей, которые появляются на определенных дальностях); 2) если
от радиолокационных станций не требуется определения дальности и они
могут работать длинными импульсами, длительность которых может быть
больше половины периода повторения; 3) если решение, принятое на одном
интервале дальности, обеспечивает с высокой вероятностью принятие пра-
вильного решения на других интервалах (например, если принимается
решение об отсутствии цели на интервале, соответствующем максимальной
33 М. Сколник
514
Глава 9
дальности и, следовательно, приему самого слабого сигнала, то вполне
обоснованно можно считать, что цели также не будет на меньших дально-
стях, когда отношение сигнал/шум выше).
Вследствие того что требуемое время наблюдения при последователь-
ном анализе является переменным, приборная реализация этого метода
в радиолокационных станциях (когда он применим) более сложна, чем
метода наблюдателя Неймана — Пирсона. Радиолокационные станции,
в которых применяется последовательный анализ, должны иметь антенну
с электронным качанием луча, допускающую быстрое перемещение луча
в заданное положение по команде решающего устройства.
Коэффициент правдоподобия. Рассмотренные выше критерии обнару-
жения могут быть выражены через коэффициент правдоподобия [2]. Этот
коэффициент, имеющий важное значение в статистике, может быть опре-
делен как отношение плотности вероятности, соответствующей сигналу
плюс шум рЙп (v), к плотности вероятности, соответствующей только
шуму рп (у), т. е.
£Г(И)=₽™Д) (9.32)
Он является мерой правдоподобия того, что огибающая выходного напря-
жения приемника v обусловлена сигналом плюс шум, а не одним шумом.
Коэффициент правдоподобия является случайной переменной и зависит
от входного напряжения приемника. Если коэффициент правдоподобия
Lr (ц) достаточно большой, это дает основание принять решение о наличии
сигнала. Таким образом, обнаружение можно осуществлять, устанавли-
вая пороговый уровень на выходе приемника, вычисляющего коэффициент
правдоподобия. Выбор конкретного порогового уровня будет зависеть
от применяемого статистического критерия обнаружения, от допустимой
вероятности ошибок и их относительного значения.
Применение коэффициента правдоподобия особенно полезно при
анализе статистических проблем обнаружения. Однако спроектировать при-
емник, непосредственно вычисляющий коэффициент правдоподобия в соот-
ветствии с формулой (9.32), очень трудно. Но, как было показано некото-
рыми авторами [2], в отдельных случаях приемник, вычисляющий коэф-
фициент правдоподобия, эквивалентен приемнику, вычисляющему функцию
взаимной корреляции, или приемнику, имеющему характеристики согла-
сованного фильтра, т. е. максимизирующему выходное отношение сиг-
нал/шум.
Наблюдатель Неймана — Пирсона эквивалентен наблюдателю, вычи-
сляющему коэффициент правдоподобия и решающему, выполняется ли
условие Lr(t?)>K, где К— действительное неотрицательное число,
зависящее от выбранной вероятности ложной тревоги.
Критерий идеального наблюдателя требует, чтобы коэффициент правдо-
подобия равнялся
Z"-^^>Pl^v) = const’
где Р (N) и Р (SN) — априорные вероятности для шума и сигнала плюс
шум соответственно. При применении последовательного анализа коэффи-
циент правдоподобия Lr (ип) n-го порядка сравнивается с двумя поро-
говыми уровнями, выбранными так, что сигнал считается обнаруженным,
если Lr (vn)^ Kt, и отсутствующим, если Lr (оп) < К2» где Kj и Кг опре-
деляются по заданным вероятностям пропуска сигнала и ложной тре-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 515
воги. Если Лг < Lr (vn) < Kt, решение не может быть принято и тре-
буется произвести следующее наблюдение.
Через коэффициент правдоподобия могут быть выражены и другие
критерии, например критерий минимальной потери информации или кри-
терий, основанный на обратной вероятности. Одно из преимуществ коэф-
фициента правдоподобия и критерия Неймана — Пирсона состоит в том,
что они не требуют знания априорных вероятностей. Имеется много слу-
чаев, когда вычислить априорные вероятности невозможно. Однако при-
менение коэффициента правдоподобия не позволяет вычислить ожидаемые
общие потери информации или вероятность ошибки, так как для этого
необходимо иметь априорную информацию.
В теории радиолокационного обнаружения находит широкое приме-
нение и принцип обратной вероятности. Подробнее он будет рассмотрен
в следующем разделе. Метод обратной вероятности требует знания априор-
ных вероятностей. В большинстве применений радиолокационных стан-
ций задание априорной вероятности не лишено определенного смысла. Если
априорная вероятность постоянна, то определение обратной вероятности
сводится к образованию коэффициента правдоподобия.
Подводя итоги, можно сказать, что приемник, вычисляющий коэф-
фициент правдоподобия, является оптимальным с точки зрения статисти-
ческой теории обнаружения при условии задания априорных вероятно-
стей. При наличии приемника, использующего коэффициент правдоподо-
бия, можно реализовать любой критерий обнаружения, если правильно
выбрать пороговые уровни.
9.5. ОБРАТНАЯ ВЕРОЯТНОСТЬ
Рассмотренные до сих пор критерии обнаружения были основаны
на представлениях о прямых вероятностях. Прямая вероятность характе-
ризует возможность наступления некоторого события при данной гипотезе.
Например, вероятность того, что конкретная радиолокационная станция
обнаружит определенную цель при заданных условиях, есть прямая вероят-
ность. С другой стороны, если событие действительно произошло, задача
образования лучшей оценки причин этого события составляет задачу обрат-
ной вероятности. Например, будем считать, что рассматриваемое событие
представляет собой напряжение v на выходе радиолокационного приемника.
При наблюдении этого напряжения нужно определить, обусловлено ли
оно только шумом или полезным сигналом и шумом. Вероятности приема
только шума или сигнала плюс шум, известные до наступления данного
события, являются априорными вероятностями. Они характеризуют началь-
ные знания о событии. Вероятность того, что выходное напряжение v прием-
ника вызвано только шумом или сигналом плюс шум, является апостериор-
ной вероятностью и характеризует состояние знаний, полученных в ре-
зультате наблюдения напряжения на выходе приемника.
Метод обратной вероятности требует использования априорных вероят-
ностей, связанных с каждой из возможных гипотез, объясняющих событие.
Априорные вероятности используются вместе с полученными сведениями
о данном событии для вычисления апостериорных вероятностей. Для каж-
дой гипотезы вычисляется своя апостериорная вероятность. Гипотеза, для
которой апостериорная вероятность наибольшая, принимается как наиболее
правдоподобная для объяснения события.
33*
516
Глава 9
Этот метод был применен Вудвордом [51 и Дэвисом [6] для приема
сигналов в шуме. Он основан на приложении правила Байеса к вероятности
причин. Совместная вероятность двух событий х и у равна
Р (х, У)=р(х)р(у\х) = р (у) р (х | у), (9.33)
где р (х) и р (у) — вероятности событий х и у соответственно; р (у | х) —
условная вероятность того, что событие у произойдет, когда событие х
уже произошло; р(х\у) — условная вероятность того, что событие х про-
изойдет, когда событие у уже произошло.
Пусть событие х = SN представляет собой сигнал плюс шум, а собы-
тие у — входное напряжение приемника, которое может состоять или из
сигнала плюс шум, или только из шума. Уравнение (9.33) можно пере-
писать в следующем виде:
p(SN\y)=p{SN}p^SN). (9.34)
Это правило Байеса. Оно выражает (апостериорную) вероятность наличия
сигнала при данном входном напряжении приемника у. Приемник,
вычисляющий апостериорную вероятность, устраняет нежелательную инфор-
мацию и извлекает максимум возможной информации из принятого сиг-
нала [5].
Вероятность события у может быть выражена как
р (у) =- р (у I SN) р (SN) + p(y\N)p (N). (9.35)
Апостериорная вероятность равна
р (SN | у) = . । (9.36)
'' Р(У\ SN)p(SN)+p(y | W)p(/V) ' ’
Уравнение (9.36) может быть выражено через коэффициент правдоподобия
Lr(y) = [p(y\SN)]/[p(y\N)]-.
<9-37>
Таким образом, если можно построить приемник, вычисляющий коэф-
фициент правдоподобия, и если известна априорная вероятность р (SN),
то может быть вычислена апостериорная вероятность. Так как р (SN | у)
есть монотонная функция LT(y), то выход приемника, использующего
коэффициент правдоподобия (или приемника с согласованным фильтром),
может быть прокалиброван непосредственно в величинах апостериорной
вероятности.
Для определенного входного напряжения у приемник может опреде-
лить из уравнения (9.36) вероятность приема конкретного сигнала. Так как
у будет тогда фиксировано, числитель уравнения (9.36), равный р (у), ста-
нет постоянным, и выражение для апостериорной вероятности примет вид
р (SN \y) = kp (SN) p(y\SN), (9.38)
где постоянная k определяется из условия нормирования, т. е. из усло-
вия, что интеграл от р (SN\y) по всем возможным значениям должен рав-
няться единице. Следовательно, если априорная вероятность р (SN)
известна, то апостериорная вероятность может быть найдена непосредственно
из уравнения (9.38), когда p(y\SN) определена. Если принимаемый сиг-
нал у (t) как функция времени состоит из полезного сигнала s, (t) и белого
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
517
гауссова шума п (/) = у (/) — s, (f), то, как показали Вудворд и Дэвис,
Р (У I SN) = рп [п (01 = рп [у (t)—s (01 ос ехр [
«И
(9.39)
где рп In (01 — плотность вероятности шума п (0; Л/о— средняя мощность
шума на единицу полосы пропускания (размерность энергии).
При подстановке этого выражения в (9.38) апостериорная вероят-
ность для сигнала s; (/) принимает вид
р (SN \y) — kp (SN) ехр |
То
1у(0-^(012^} •
о
(9.40)
Входящий в это выражение определенный интеграл имеет пределы, опре-
деляемые длительностью времени наблюдения (0 -» Т0).
Уравнение (9.40) положено в основу метода, примененного Вудвор-
дом и Дэвисом для анализа проблемы радиолокационного приема при
наличии помехи в виде белого гауссова шума. Постоянная выбирается из
условия нормирования р (SN | у). Без учета априорного весового множи-
теля р (SN) уравнение (9.40) показывает, что наиболее вероятный сиг-
нал S, (/) это сигнал, имеющий наименьший средний квадрат отклонения
от принимаемого сигнала y(t).
Вычисление апостериорной вероятности может быть выполнено
посредством вычисления функции взаимной корреляции действительно при-
нятого сигнала и различных других форм сигналов, которые могут быть
приняты. Развертывая интеграл, входящий в (9.40), получим
[y(Q—M0J2^ = J y2(t)dt —2 J y(t)Si(t)dt+ J sl(t)dt. (9.41)
При приеме форма сигнала у (/) известна, поэтому первый интеграл
в правой части уравнения будет постоянным и его можно включить в по-
стоянную k. Последний интеграл выражает энергию Е полезного сигнала
Si (t) и также является постоянным. Но второй интеграл не постоянный.
Апостериорная вероятность может быть записана в виде
т0
р (SN \y) = kp (SN) ехр [ jj у (Г) (t) dt ] , (9.42)
0 о
где первый и третий интегралы уравнения (9.41) вошли в постоянную k.
Следовательно, если априорную вероятность р (SN) можно считать
постоянной, тогда вычисление апостериорной вероятности эквивалентно
умножению принятого сигнала у (t) на полезный сигнал s, (t) и интегриро-
ванию по времени. Это точно такой же процесс, который выполняет взаим-
но корреляционный приемник (разд. 9.3); этот процесс эквивалентен опе-
рации, выполняемой согласованным фильтром (разд. 9.2).
При радиолокационном приеме принятый сигнал выражается функ-
цией Si (t — Тт), где Гг = 2/?/с—неизвестное временное запаздывание,
равное времени распространения сигнала на расстояние 7? до цели и обрат-
но, ас — скорость распространения. Апостериорная вероятность обнару-
жения отраженного сигнала, если он присутствует, равна интегралу от всех
возможных величин запаздывания
p(SN\y) = k J p(SN, Тг)ехр [-Д- J у (t) ss (t—Tr) dt] dTr. (9.43)
518
Глава 9
Но обычно представляет интерес не возможность нахождения цели на
любой дальности, а вероятность нахождения ее на какой-то определенной
дальности. Апостериорная вероятность присутствия цели на конкретной
дальности R = cTR/2 равна
р (ТR \y) = kp (TR) ехр [ ~ \ у (0 Si (t - TR) dt ] . (9.44)
Эта апостериорная вероятность не относится к представлению об обна-
ружении. Она просто выражает вероятность того, что отраженный от цели
сигнал будет запаздывать на время TR, если этот сигнал существует.
Выше уже отмечалось, что приемник, использующий коэффициент
правдоподобия, и приемник, использующий метод обратной (апостериор-
ной) вероятности, сходны до некоторой степени. Апостериорная вероят-
ность для точно известного сигнала при наличии белого гауссового шума
равна [6]
p(S7V|z/)^^(S7V)exp[—+ y(t)Si(t)dt]. (9.45)
Коэффициент правдоподобия для того же случая (который может соот-
ветствовать когерентной радиолокационной станции) равен [2]
£г(у) = ехр [ —+ у (t) 8г (0 dt ] . (9.46)
Сходство между коэффициентом правдоподобия и апостериорной вероят-
ностью существует также и в том случае, когда параметры сигнала (фаза,
временное запаздывание и т. д.) известны не полностью. Основная раз-
ница между этими двумя методами состоит в том, что метод обратной вероят-
ности требует знания априорных вероятностей, тогда как метод коэффи-
циента правдоподобия не требует этого. (Коэффициент правдоподобия может
быть выведен из обратной вероятности, если сделать допущение, что апо-
стериорные вероятности также равны.) Оба метода могут быть реализо-
ваны путем вычисления функции взаимной корреляции принятого сигнала
и сигнала s; (/).
Ограничение метода обратной вероятности, основанного на примене-
нии правила Байеса, связано с трудностью задания априорных вероятно-
стей. В большинстве практических случаев эти априорные вероятности
неизвестны. Например, было бы необходимо задать априорную вероятность
нахождения цели на конкретной дальности в любое определенное время.
Это почти невозможная задача. При отсутствии лучших данных можно
было бы допустить, что все интервалы дальности априори являются равно-
вероятными, поэтому априорную вероятность можно считать постоянной.
Однако это допущение, если его слепо применять при вычислениях, свя-
занных с обратной вероятностью, может привести к ошибочным и противо-
речивым заключениям. На эту трудность определения априорной вероят-
ности указали Вудворд и Дэвис [5]. Но они предположили, что априорный
фактор может быть исключен из вычисления обратной вероятности, если
он сомнителен, а практически он может вводиться субъективно наблюдате-
лем. Но это не решает вопроса, так как не доказано, что оператор может
вводить необходимую априорную вероятность, и, кроме того, известны
многие системы, в которых оператор не участвует в принятии решения об
обнаружении. Несмотря на все это, можно утверждать, что если априорные
вероятности известны, то методом обратной вероятности можно пользо-
ваться с успехом. Если априорные вероятности неизвестны, то обычно
применяют метод коэффициента правдоподобия.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
519
В заключение можно упомянуть об одном попутном выводе, вытекаю-
щем из работы Вудворда и Дэвиса [5], состоящем в том, что отношение
сигнал/шум по мощности не является столь эффективной характеристикой
способности радиолокационной станции обнаруживать цели, как отноше-
ние сигнал/шум по энергии E/No.
9.6. ХАРАКТЕРИСТИКИ ДЕТЕКТОРА
Часть радиолокационного приемника, извлекающая модулирующий
сигнал из принимаемых колебаний, называется детектором. Этот термин
означает несколько больше, чем просто выпрямительный элемент. Детектор
включает в себя часть радиолокационного приемника от выхода усилителя
промежуточной частоты до входа индикатора или устройства для обработки
данных. Мы не будем касаться проблемы усиления, хотя она имеет важное
значение в проектировании приемника. Вместо этого мы сосредоточим
внимание на влиянии детектора на полезный сигнал и шум.
Одним из видов детекторов является детектор огибающей, устанавли-
вающий наличие сигнала по амплитуде огибающей несущих колебаний.
Вся информация о фазе при этом теряется. Можно также спроектировать
детектор, который будет использовать для обнаружения цели только инфор-
мацию о фазе. Примером такого детектора может служить детектор с от-
счетом прохождений принимаемого сигнала через нуль. Такой детектор
разрушает информацию об амплитуде. Если бы фаза несущих колебаний
отраженного сигнала была точно известна, то можно было бы сконструи-
ровать детектор, оптимально использующий для обнаружения цели инфор-
мацию об амплитуде и фазе, содержащуюся в отраженном сигнале. Он
обладал бы большей эффективностью, чем детектор, использующий инфор-
мацию только об амплитуде или только о фазе. Когерентный детектор
представляет собой детектор, использующий информацию об амплитуде
и фазе. Эти три типа детекторов — детектор огибающей, детектор с отсче-
том переходов через нуль и когерентный детектор — рассматриваются
в данном разделе.
Детектор огибающей. Оптимальное детектирование. Функция детектора
огибающей состоит в извлечении модулирующего сигнала и подавлении
колебаний несущей частоты. При этом вся информация о фазе теряется,
и решение об обнаружении цели принимается на основе амплитуды огибаю-
щей. Можно напомнить, что анализ уравнения дальности радиолокации
в гл. 2 основывался на использовании детектора огибающей.
Детектор огибающей состоит из выпрямительного элемента и фильтра
нижних частот, пропускающего частоты модуляции и задерживающего
несущую частоту. Характеристика выпрямительного элемента связывает
выходной сигнал с входным и называется характеристикой детектора.
Большинство характеристик детектора аппроксимируется или линейной,
или квадратичной характеристикой. В линейном детекторе выходной сиг-
нал прямо пропорционален входному сигналу. (В действительности так
называемый линейный детектор является нелинейным прибором, иначе он
не был бы детектором.) Аналогично в квадратичном детекторе выходной
сигнал пропорционален квадрату огибающей входного сигнала. В некото-
рых приводимых ниже математических выкладках детектор предполагается
линейным, в других — квадратичным. В общем разница между этими двумя
типами детекторов незначительна, поэтому характеристика детектирова-
ния выбирается исходя из удобства математического анализа. Когда речь
520
Глава 9
идет о характеристике детектора, то подразумевается общая характери-
стика для детектора и видеоинтегратора, если последний используется.
Если бы детектор был линейным, а видеоинтегратор имел бы квадратичную
характеристику, то для комбинации детектора и интегратора следовало
бы принять квадратичную характеристику.
В дальнейшем будет выведена оптимальная форма характеристики
детектора. Это было сделано вначале Маркумом [7], а затем повторено рядом
других авторов [5]. Приводимый здесь вывод основывается на работе Мар-
кума и использовании критерия коэффициента правдоподобия.
Допустим, что имеется п независимых импульсов с амплитудами
огибающих v4, v2, •••, vn, получаемых от радиолокационного приемника.
Задача состоит в том, чтобы определить, обусловлены ли эти п импульсов
сигналом плюс шум или только шумом. Плотность вероятности для огибаю-
щей п независимых импульсов шума равна произведению плотностей
вероятности для каждого импульса, или
Рп (п, Vi) = П Рп (Vi). (9.47)
i=l
Плотность вероятности для i-ro шумового импульса рп (vt) выражается
уравнением (2.21), которое приводится здесь вновь:
Рп (ш) = Vi ехр (--2“) ’ (2-21)
где Vi — отношение амплитуды огибающей R к среднеквадратичному зна-
чению шумового напряжения фо1/2- Аналогично плотность вероятности
для огибающей п импульсов, обусловленных сигналом плюс шум, равна
Рв(п, Vi)= fl Ps(vt). (9.48)
i=l
Плотность вероятности сигнала плюс шум р8 (ог) может быть записана
в виде
г V* -4- a2 i
Ps (Vi) = Vi exp [-г-^— J Io (aVi), (2.27)
где a — отношение амплитуды сигнала (синусоидального) к среднеквадра-
тичному значению шумового напряжения; 10 (х) — модифицированная функ-
ция Бесселя нулевого порядка.
Процесс детектирования эквивалентен определению, какая из двух
плотностей вероятности [(9.47) или (9.48)1 более точно описывает выходное
напряжение приемника.
Отношение плотностей вероятности для сигнала плюс шум и только
для шума называется коэффициентом правдоподобия (разд. 9.4). Он может
быть использован для решения вопроса о наличии или отсутствии сигнала.
Чем больше коэффициент правдоподобия, тем больше вероятность того,
что на входе приемника имеется сигнал плюс шум, а не один шум. Присут-
ствие сигнала определяется по превышению коэффициентом правдоподобия
(или другой монотонной функцией от него) некоторого заранее установлен-
ного порогового значения. Выбор порога зависит от вероятности ложной
тревоги.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
521
Коэффициент правдоподобия равен отношению функций плотностей
вероятности (9.48) и (9.47), т. е.
П fiexP[— Н+°2)/2] fo(.avt) п
LT (и) = —-------------------------= ехР ( — п П /о (9-49)
[J Ujexp( —и?/2) *=*
i=l
где X — постоянная, зависящая от вероятности ложной тревоги. Логариф-
мирование коэффициента правдоподобия дает
У| In /о (avi) > In А + и . (9.50)
i—1
Отсюда следует, что оптимальная обработка импульсов с амплитудами
vt (где i= 1, 2, ..., п) должна состоять в суммировании их по закону
п
2 In / о (avi) и сравнении этой суммы с пороговой величиной, стоящей
4=1
в правой части уравнения (9.50). Следовательно, детектор и интегратор
должны иметь совместную характеристику вида
у = ln I0(av), (9.51)
где у — выходное напряжение детектора и интегратора; а — отношение
амплитуды синусоидального сигнала к среднеквадратичному значению
шумового напряжения; v — отношение амплитуды напряжения промежу-
точной частоты к среднеквадратичному значению шумового напряжения;
10(х)—модифицированная функция Бесселя нулевого порядка.
Уравнение (9.51) определяет форму характеристики детектора, макси-
мизирующего коэффициент правдоподобия при фиксированной вероятности
ложной тревоги. Для большйх отношений сигнал/шум (а > 1) модифици-
рованная функция Бесселя может быть аппроксимирована
выражением:
следующим
pav
/0 (av) »----------j-7-,
(2лаи)1^2
(9.52)
а оптимальная характеристика детектора — выражением
eav 1
у « In---------гг я» av—In (2nav) я» av.
v (2лаи)1/2 2
(9.53)
Таким образом, линейный детектор является аппроксимацией опти-
мального детектора при больших отношениях сигнал/шум.
Для малых отношений сигнал/шум модифицированная функция Бес-
селя может быть выражена как
/о (av) = 1 + + О (aV). (9.54)
Если всеми членами, кроме квадратичного, можно пренебречь, то характе-
ристика детектора для малых отношений сигнал/шум примет вид
• г . . . f, , a2va\ а2е2 /Г1
y = \nl0(av) яг; In Q1 +-4 J T' (9-55)
т. e. переходит в характеристику квадратичного детектора.
522
Глава 9
На основании всего сказанного можно сделать заключение, что для
малых отношений сигнал/шум квадратичный детектор может служить под-
ходящей аппроксимацией оптимального детектора с характеристикой
In I0(av), а для больших отношений сигнал/шум более подходящим будет
линейный детектор. Практически применение квадратичного или линей-
ного детектора не дает существенной разницы. Эта разница выражается
в изменении требуемого отношения сигнал/шум менее чем на 0,2 дб [7].
Фиг. 9.12. Сравнение логарифмического детектора (сплошная кривая) и квадратич-
ного детектора (пунктирная кривая).
Вероятность ложной тревоги 10-Ю; число интегрируемых импульсов п равно 10 и 100. При вычис-
лении учитывались потери, обусловленные формой диаграммы направленности (форма принята
соответствующей гауссовой кривой.)
Если имеется возможность выбора, то следует отдать предпочтение линей-
ному детектору вследствие его линейности и большого динамического
диапазона. Характеристика линейного детектора, как и характеристика
любого другого детектора, при малых отношениях сигнал/шум приближается
к квадратичной.
Несколькими исследователями [5] было показано, что не всегда можно
йренебрегать членами ряда, аппроксимирующего функцию Бесселя [урав-
нение (9.54)1, имеющими степень выше второй. Эти члены высшего порядка
имеют важное значение, если пороговый уровень непостоянный. Порого-
вый уровень считается постоянным при применении критерия Неймана —
Пирсона. Он не остается постоянным, когда применяются весовые крите-
рии обнаружения, такие, как критерий идеального наблюдателя и кри-
терий последовательного анализа.
Логарифмический детектор. Если выходное напряжение приемника
пропорционально логарифму огибающей входного напряжения, такой
приемник называется логарифмическим. Он находит применение там, где
требуется большой динамический диапазон. Например, такой приемник
может быть применен в том случае, когда нужно избежать насыщения
приемника или уменьшить влияние мешающих отражений от местных
предметов в станциях без селекции подвижных целей (разд. 12.4).
Характеристики обнаружения (зависимость вероятности обнаружения
«от вероятности ложной тревоги, отношение сигнал/шум и число интегрируе-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
523
мых импульсов) логарифмического приемника были вычислены Грином 18].
Полученные им результаты представлены в качестве примера на фиг. 9.12.
Сплошные кривые относятся к логарифмическому детектору, а пунктир-
ные кривые — к квадратичному детектору. В обоих случаях принималось,
что в пределах ширины диаграммы направленности антенны гауссовой
формы (по точкам половинной мощности) размещается п импульсов с рав-
ными интервалами между ними. Эти кривые учитывают потери, обуслов-
ленные формой диаграммы направленности.
При 10 интегрируемых импульсах логарифмический детектор дает
потери около 0,5 дб, а при 100 импульсах — 1,0 дб. При одном импульсе
(интегрирование не производится) потерь нет. Потери (в децибелах) при-
близительно пропорциональны логарифму числа интегрируемых импульсов,
по крайней мере в тех пределах параметров, для которых были проведены
вычисления (0,01 < РОбн < 0,99, 10*® < Рл. т < 10*10, 1 < п < 100).
Детектор с отсчетом переходов через нуль. Информация, содержащаяся
в переходе принимаемого сигнала через нуль, может быть использована
Фиг. 9 13. Синусоидальное колебание с восемью переходами через нуль за период
Т (а) и синусоидальное колебание плюс шум с десятью переходами через нуль
за период Т (б).
для обнаружения сигналов в шуме. Из всех параметров особый интерес
представляет расстояние между точками пересечения сигналом линии
нулевого напряжения. Изменение этого расстояния зависит от того, прини-
мается ли сигнал плюс шум или только шум. Рассмотрим, например, сину-
соидальный сигнал (фиг. 9.13, а). В течение временного интервала Т имеют
место восемь переходов сигнала через нуль. Если синусоидальные колеба-
ния искажаются шумом, среднее число переходов через нуль может воз-
расти (фиг. 9.13, б). В общем чем меньше отношение сигнал/шум, тем боль-
шим будет среднее число переходов через нуль п0. Можно использовать соот-
ветствующий прибор для отсчета среднего числа переходов через нуль за
один временной интервал. Когда это число будет меньше заранее установ-
ленного, можно говорить о присутствии сигнала от цели; если же число
пересечений превысит установленный порог, это будет свидетельствовать
об отсутствии сигнала от цели. Один из способов определения среднего
числа переходов через нуль основан на применении специального счетчика.
Среднее число переходов в 1 сек через нуль напряжения на выходе
узкополосного полосового фильтра с прямоугольной частотной характери-
стикой, на вход которого подается смесь синусоидального сигнала и гаус-
сова шума, равно
n0 = 2f0
(S//V) + l + ab/1272)-ii/s
(9.56)
524
Глава 9
где f0—центральная частота полосы пропускания фильтра; fB — ширина
полосы пропускания фильтра; S/N — отношение сигнал/шум по мощности.
На фиг. 9.14 приведены кривые, построенные по этой формуле. Когда
сигнал отсутствует (S/N = 0), среднее число переходов через нуль макси-
мально. Чем выше отношение сигнал/шум, тем меньше среднее число пере-
ходов через нуль п0. Чем шире полоса пропускания фильтра, тем больше
интервал между значениями п0 для сигнала плюс шум и только для шума.
Фиг. 9.14. Среднее число переходов через
нуль п0 напряжения на выходе полосового
фильтра с прямоугольной частотной ха-
рактеристикой.
Одним из видов детектора с отсчетом переходов через нуль является
фазовый фильтр. Выходное напряжение этого фильтра зависит от частоты
входного сигнала, а не от его амплитуды. Схема фазового фильтра дана
на фиг. 9.15, а. Он состоит из полосового фильтра с прямоугольной частот-
ной характеристикой с полосой сов. Такой фильтр может представлять собой,
например, УПЧ супергетеродинного приемника. Спектры сигнала и шума
могут иметь форму, представленную на фиг. 9.15, б.
Выход полосового фильтра разделяется на два канала, в один из кото-
рых вводится временная задержка т, вызывающая линейный фазовый сдвиг
на 2л рад (т = 2л/юв). Нулевой сдвиг фазы получается на средней частоте
полосы пропускания, или на частоте сигнала (фиг. 9.15, в). Оба канала
объединяются в фазосравнивающей схеме. Средняя величина выходного
сигнала Fo при отсутствии шума изменяется, как показано на фиг. 9.15, г.
Когда присутствуют сигнал и шум, средняя величина выходного
напряжения фильтра равна
Fs+N = к [ У 4- arcsin + t , (9.57)
где К — постоянная, зависящая от параметров схемы и не зависящая от
входного сигнала; S/N— отношение сигнал/шум по мощности.
Из формулы следует, что при поступлении на вход фильтра только
шума величина F равна К/4, а при больших отношениях сигнал/шум F
приближается к К/2.
a — одна из схем фазового фильтра для супергетеродинного приемника; б — частотный спектр
-сигнала и шума на выходе полосового фильтра; в — зависимость фазового сдвига от частоты
•сигнала, прошедшего через линию задержки; г — выходное напряжение фазового фильтра при
отсутствии шума.
Врем#
Фиг. 9.16. Видеоимпульс и шум на экране индикатора типа А.
526
Глава 9
Другой метод представления информации, связанный с отсчетом пере-
ходов через нуль, основан на применении периодометра. Этот прибор изме-
ряет продолжительность каждого периода (расстояние между двумя сосед-
ними переходами через нуль). Результат измерения воспроизводится на
экране электронно-лучевой трубки в виде отклонения пятна от условной
нулевой линии развертки. Отклонение электронного луча по горизонтальной
оси производится напряжением развертки, а по вертикальной оси — выход-
ным напряжением периодометра. При наличии только одного шума на экра-
не трубки будет наблюдаться периодическая последовательность точек со
случайным отклонением от нулевой линии. Если присутствует полезный
сигнал, точки пересечения нулевой линии будут расположены более рав-
номерно и разброс точек на экране уменьшится.
Следовательно, характер изображения на экране индикатора позво-
ляет судить о наличии или отсутствии полезного сигнала. По характеру
изображения на экране может быть также опознан частотно-модулирован-
ный сигнал.
Описанные выше методы применимы главным образом тогда, когда
анализ сигнала производится в канале промежуточной частоты приемника.
Аналогичные методы могут применяться также и в видеотракте. Прямо-
угольный импульс, сопровождаемый шумом, после прохождения через
детектор огибающей может иметь вид, показанный на фиг. 9.16. Видео-
импульс вызывает подъем уровня шума над нулевой линией, вследствие
чего число переходов через нуль уменьшается. При больших отношениях
сигнал/шум число переходов через нуль за время, равное длительности
импульсов, практически близко к нулю. По наличию или отсутствию пере-
ходов через нуль можно, таким образом, опознать полезный сигнал.
Некоторые авторы утверждают, что детектирование сигналов проме-
жуточной частоты детектором с отсчетом переходов через нуль, периодо-
метром или фазометром может быть сравнимо с детектированием при помощи
детектора огибающей. Одно из преимуществ детектора с отсчетом пере-
ходов через нуль состоит в том, что изменение усиления приемника (или
в случае применения фазового фильтра изменение усиления в части прием-
ника, предшествующей этому фильтру) не имеет такого влияния, как при
детекторе огибающей. Это важно для приемников с фиксированной вероят-
ностью ложной тревоги (разд. 12.10). Пороговый уровень, устанавливае-
мый на выходе детектора огибающей, зависит от среднеквадратичного
уровня шума. Если бы шум изменялся вследствие изменения усиления прием-
ника или умышленных помех, пороговый уровень оказался бы неправиль-
ным. Ввиду экспоненциальной зависимости между периодом ложной тре-
воги и отношением порогового напряжения к среднеквадратичному напря-
жению шума небольшие изменения последнего вызывали бы значительные
изменения среднего периода ложной тревоги. Влияние колебаний усиле-
ния приемника на порог детектора огибающей может быть снижено хорошей
схемой АРУ. Можно также сделать пороговый уровень зависимым от сред-
него уровня шума. Применение обоих этих методов ограничивается тем,
что они рассчитаны на сравнительно медленные изменения усиления и при
быстрых изменениях неэффективны.
Выходное напряжение детектора с отсчетом переходов через нуль
зависит только от отношения сигнал/шум, а не от абсолютного уровня шума.
Как указывается в одной из работ, «фазовый детектор может быть лучше
амплитудного детектора при обнаружении очень слабых сигналов в неко-
герентных системах или там, где невозможно точно регулировать усиление
системы до детектора». Одним из недостатков детектора с отсчетом пере-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
527
ходов через нуль по сравнению с амплитудным детектором является услож-
нение схемы.
Когерентный детектор. Когерентный детектор (фиг. 9.17) состоит из
опорного гетеродина, соединенного с балансным смесителем. На вход сме-
сителя подается сигнал известной частоты f0, известной фазы <р0 и сопутст-
вующий шум. Сигнал опорного гетеродина должен иметь такие же частоту
и фазу, как и детектируемый сигнал. На выходе смесителя включен фильтр
нижних частот, пропускающий только постоянную составляющую и низ-
кочастотные составляющие модуляции и заграждающий путь сигналам
с частотой, близкой к несущей. Когерентный детектор осуществляет пре-
образование несущей частоты в постоянный ток. Он не выделяет огибаю-
щей модулирующего сигнала и является чисто линейным детектором
Фиг. 9.17. Блок-схема когерентного детектора.
тогда как «линейный» детектор огибающей не может считаться линейным
в этом смысле. Ввиду этого когерентный детектор будет более эффективным,
особенно при малых отношениях сигнал/шум.
Когерентный детектор в отличие от детектора огибающей не разру-
шает информацию о фазе; он также не разрушает информацию об амплитуде
в отличие от детектора с отсчетом переходов через нуль. Так как когерент-
ный детектор использует больше информации, чем детектор огибающей или
детектор с отсчетом переходов через нуль, то очевидно, что отношение
сигнал/шум на его выходе выше. Улучшение отношения сигнал/шум может
достигать 1—3 дб и более в диапазоне значений этого отношения, пред-
ставляющих практический интерес для радиолокации. На фиг. 9.18 срав-
ниваются вероятности обнаружения для случаев, когда параметры сигнала
полностью известны (когерентный детектор) и когда не известна только
фаза сигнала (детектор огибающей) [2]. По оси абсцисс вместо отношения
сигнал/шум по мощности откладывается отношение 2EIN0, где Е — энер-
гия сигнала и 7V0— мощность шума на единицу полосы пропускания.
Когерентный детектор аналогичен рассмотренному ранее взаимно
корреляционному приемнику. Он также аналогичен фазочувствительному
детектору, применяемому в радиолокационных станциях с селекцией по-
движных целей и в моноимпульсных станциях сопровождения. Основная
разница между когерентным детектором и фазочувствительным детектором
состоит в том, что опорный сигнал в последнем не обязательно должен иметь
такую же фазу, как и входной сигнал. Отсюда следует, что в среднем фазо-
чувствительный детектор будет не так эффективен, как когерентный.
Если частота и фаза принимаемого сигнала не известны с точностью,
достаточной для когерентного детектирования, то все же можно получить
некоторую выгоду, применив двухканальную детекторную систему. Сигнал
разделяется на два канала, в каждом из которых содержится смеситель
(фиг. 9.19). Один и тот же опорный гетеродин используется в обоих кана-
лах, но в одном из них фаза опорного сигнала смещена на 90°. Выходы
смесителей соединены с фильтрами нижних частот. Напряжение выхода
каждого фильтра подается на квадратичный детектор. Выходы детекторов.
528
Глава 9
объединены для выделения огибающей модулирующего сигнала. Опорный
сигнал не обязательно должен иметь те же частоту и фазу, что и входной
Фиг. 9.18. Сравнение вероятности обнаружения полностью известного сигнала
(когерентный детектор) и сигнала с неизвестной фазой (детектор огибающей).
-------- полностью известный сигнал;------сигнал известный, за исключением фазы.
сигнал. Так как в двухканальной детекторной системе применяются нели-
нейные выпрямительные элементы, она уступает по своим качествам настоя-
Ф и г. 9.19. Двухканальная детекторная система.
щему когерентному детектору. По существу двухканальная схема (фиг. 9.19)
является разновидностью детектора огибающей.
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме 529
Синхронное детектирование и детектирование с синхронизацией фазы.
Синхронный детектор, или синхродин, аналогичен когерентному детектору
и отличается от него только тем, что фаза опорного сигнала синхронизи-
руется с фазой принимаемого сигнала при помощи каких-либо автоматиче-
ских средств. Процесс синхронного детектирования аналогичен автокорре-
ляции. Синхронизация может осуществляться путем подачи некоторой
части входного напряжения в схему опорного гетеродина. Однако входное
отношение сигнал/шум не должно быть слишком низким, так как иначе
опорный гетеродин может синхронизироваться не с полезным сигналом,
Ф и г. 9.20. Блок-схема детектора с синхронизацией фазы.
Настройка гетеродина осуществляется управляющим напряжением.
а с шумом. Лучший способ синхронизации состоит в применении следящей
системы для постоянного согласования фазы настраиваемого напряжением
опорного гетеродина с фазой принимаемого сигнала (фиг. 9.20). Такая схе-
ма, известная под названием схемы с синхронизацией фазы, является
основой системы «Микролок», применяемой для пассивного слежения за
спутниками. Так как полоса следящей системы должна пропускать только
разность частот сигнала и настраиваемого напряжением гетеродина, то шум
в контуре регулирования будет значительно меньше, чем в сравнимом
неследящем фильтре, который должен реагировать на все возможные изме-
нения частоты сигнала. В результате получается значительное повышение
чувствител ьности.
При использовании синхронного детектора для радиотелефонной связи
было найдено, что вследствие узкой полосы пропускания контура регули-
рования фазы синхронизация осуществляется на уровне шума, что делает
канал непригодным для связи такого типа.
Синхронное детектирование удобнее применять при непрерывных
сигналах (используемых для связи), чем при импульсных, так как в ин-
тервалах между импульсами (когда сигнала нет) трудно регулировать
частоту опорного гетеродина. Как можно ожидать, синхронный детектор по
величине отношения сигнал/шум находится между когерентным детектором
и линейным детектором огибающей. Синхронный детектор с контуром
регулирования фазы лучше детектора с синхронизацией за счет подачи
сигнала. Всегда будет существовать некоторое отношение сигнал/шум,
ниже которого настраиваемый напряжением гетеродин контура регули-
рования фазы не будет синхронизироваться слабым входным сигналом,
и эффективность детектора сильно снизится -
Теоретически когерентный детектор может извлечь любой сигнал из
шума, но практические условия работы всегда устанавливают некоторый
предел этой возможности.
34 М. Сколиик
530
Глава 9
9.7. РАБОТА ОПЕРАТОРА РАДИОЛОКАЦИОННОЙ
СТАНЦИИ
Оператор, чтобы принять информацию от радиолокационной станции,
использует органы зрения или слуха. Наиболее распространенным видом
радиолокационной индикации является визуальная индикация при помощи
электронно-лучевой трубки того или иного типа.
Способность оператора обнаруживать радиолокационные сигналы
в шуме не может быть определена с такой высокой надежностью, как это
сделано в отношении электронного порогового детектора. Работа опера-
тора радиолокационной станции должна оцениваться опытным путем.
В разд. 2.12 при оценке уравнения дальности радиолокации было
учтено ухудшение работы радиолокационной станции, обусловленное уста-
лостью оператора, его недостаточной натренированностью, перегрузкой,
а также его ограниченной «полосой пропускания». В этом разделе будет
рассмотрена роль оператора в распознавании и интегрировании сигналов
в шуме. Условия несколько идеализированы, поэтому «потери» оператора
учитываться не будут. Работа оператора рассматривается в связи с инди-
каторами трех типов: 1) типа А с амплитудной отметкой; 2) кругового обзора
с яркостной отметкой; 3) со строчной разверткой [например, индика-
тор типа дальность — азимут (типа В) или регистрирующее устройство,
использующее химический процесс]. Будут также рассмотрены: использова-
ние в качестве индикатора обычного измерительного прибора постоянного
тока, некоторые особенности слуховой индикации и способность оператора
приспособляться к условиям наблюдения.
Индикатор типа А. Некоторые результаты экспериментальной работы
по проверке способности оператора обнаруживать сигналы на экране инди-
катора типа А представлены на фиг. 9.21 [3]. По оси ординат отложено
отношение сигнал/шум по мощности, необходимое для обнаружения сигна-
лов с вероятностью 0,90, а по оси абсцисс — произведение длительности
импульса на ширину полосы пропускания по промежуточной частоте.
На графике показано также влияние числа интегрируемых импульсов.
Данные, представленные на фиг. 9.21, были получены методом «принуди-
тельного выбора», состоявшим в том, что оператор должен был решить, в ка-
ком из шести возможных участков экрана индикатора А находится сигнал.
Было установлено, что такой метод устраняет влияние психологических
факторов различных операторов на принятие решения. В экспериментах
участвовали три оператора, сделавших приблизительно 10 000 отдельных
наблюдений, на основании которых и построены эти кривые.
Как следует из этих кривых, требуемое отношение сигнал/шум зависит
от произведения длительности импульса т на полосу пропускания по про-
межуточной частоте В. Оптимальное произведение Вт близко к единице,
что совпадает с результатами, приведенными в разд. 9.2 для обычных филь-
тров. Однако увеличение отношения сигнал/шум с ростом произведения Вт
для индикатора типа А и оператора происходит не так быстро, как для
обычного фильтра. Авторы книги «Пороговые сигналы» [3] объясняют эту
разницу за счет «видеополосы» глаза, ограничивающей общую ширину
полосы пропускания. Эффективная видеополоса глаза при наблюдении
индикатора типа А ограничена, так как глаз не может различать события,
разделенные малым пространственным интервалом.
Фиг. 9.21 показывает также, что требуемое отношение сигнал/шум
уменьшается приблизительно пропорционально квадратному корню из чис-
ла интегрируемых импульсов п. Ввиду этого в гл. 2 коэффициент, учиты-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
531
вающий улучшение отношения сигнал/шум при интегрировании, был взят
равным п1''2 (улучшение на 1,5дб при удвоении числа интегрируемых импуль-
сов). Этот коэффициент меньше полученного для идеальногододетекторного
интегратора (3 дб при удвоении числа интегрируемых импульсов) и даже
для идеального последетекторного интегратора (2,2—2,4 дб при том же
условии).
Влияние яркости отметок на экране типа А на результаты экспери-
ментов было незначительным. Изменение яркости в пределах 60 дб от «еле
различимого» следа до «слишком яркого, неприятного для наблюдения»
Фиг. 9.21. Экспериментальные данные о мощности сигнала, необходимой для получе-
ния вероятности обнаружения 0,90, в зависимости от, произведения Вт.
Длительность импульса 1 мксек, ширина импульса на экране 1,7 ял, ширина полосы пропускания
по видеочастоте 10 Мгц, время индикации сигнала 3 сек. Индикатор типа А с люминофором,, Р1.
Однокаскадный усилитель промежуточной частоты с двухрезонансной кривой.
вызывало изменение отношения сигнал/шум приблизительно на 3 дб.
Величина отклонения луча на экране индикатора также мало влияла на
отношение сигнал/шум, необходимое для обнаружения, при условии, что
среднее отклонение, вызванное шумом, превышало 0,5 мм. Влияние полосы
пропускания по видеочастоте было незначительным, если она была шире
0,5/т. Среди других факторов, влияние которых исследовалось, были сле-
дующие: длина развертки и длительность импульса, фокусировка пятна,
частота повторения импульсов, время индикации сигнала, тип люминофора
(Р1 и Р7), интервал наблюдения, число возможных положений сигнала
и расстояние между ними.
Индикатор кругового обзора. Характеристики работы оператора,
наблюдающего за индикатором кругового обзора с яркостной отметкой,
аналогичны полученным для индикатора типа А с амплитудной отметкой;
34*
Б32
Глава 9
Были опубликованы результаты экспериментов с индикатором кругового
обзора, аналогичных проведенным с индикатором типа А. Отраженный
сигнал всегда появлялся на неизвестном для оператора азимуте на расстоя-
нии 25 лии от центра экрана трубки 5FP7. Оператор должен был обнаружи-
вать.отметки известной формы на определенной дальности, но на неизвестном
азимуте. В экспериментах участвовали, как уже говорилось, три оператора.
Их результаты отличались не более чем на 1 дб. В большинстве экспери-
ментов ширина луча антенны была постоянной и равнялась 4°, скорость
вращения антенны составляла 4 об/мин, поэтому время наблюдения было
небольшим и постоянным. Оптимальное произведение Вх находилось
в пределах 0,63—1,17, что совпадаете результатами для индикатора типа А.
Коэффициент улучшения отношения сигнал/шум за счет интегрирования,
пропорциональный п1/2 в пределах изменения частоты повторения импуль-
сов 100 : 1, равнялся 1,5 дб при увеличении числа интегрируемых импуль-
сов в 2 раза. В некоторых случаях этот коэффициент достигал 1,8 дб. Опубли-
кованные данные показывают также влияние ограничения, вызванного
небольшим динамическим диапазоном индикатора с яркостной отметкой.
Когда начинало действовать это ограничение, то увеличение числа интегри-
руемых импульсов не давало улучшения отношения сигнал/шум. Сообща-
лось также, что наблюдаемость сигнала улучшалась пропорционально
ширине луча антенны в степени 2/3 при изменении его ширины в пределах
от 2 до 12°. Этого следовало ожидать на основании того, что коэффициент
улучшения отношения сигнал/шум за счет интегрирования пропорциона-
лен и1/з.
Индикаторы со строчной разверткой. В индикаторах типа А с ампли-
тудной отметкой последовательные развертки накладываются одна на дру-
гую, возбуждая по существу один и тот же участок люминофора. Визуаль-
ное совместное воздействие нескольких разверток получается от той же
площади люминофора, что и при одном следе. В индикаторах с яркостной
отметкой, таких, как индикатор кругового обзора типа В или химических
регистрирующих устройствах, развертки могут располагаться рядом,
а не накладываться друг на друга. Но в большинстве радиолокационных
станций индикаторы с яркостной отметкой работают в таком режиме, что
в них используются оба эти эффекта, т. е. происходит некоторое наложение
импульсов при последовательном перемещении разверток.
Применение строчной развертки в индикаторах с яркостной отметкой
улучшает обнаружение сигналов по сравнению с методом наложения после-
довательных разверток. Это особенно наглядно видно при использовании
химического регистрирующего устройства. Прибор этого типа неэлектрон-
ный и обладает очень медленной реакцией, поэтому он в большинстве слу-
чаев непригоден для применения в радиолокационных станциях. Он приме-
нялся в станциях звуковой локации, где период повторения импульсов
измеряется долями секунды, а не долями микросекунды. Запись сигналов
в этом индикаторе осуществляется воздействием иода на пропитанную
иодистым калием бумагу. Бумага медленно продвигается в направлении,
перпендикулярном направлению отклонения пишущего пера, на которое
воздействует ток сигнала. Положение отметки относительно оси времени
определяет дальность цели, а интенсивность — амплитуду отраженного
сигнала. Запись сигналов не стирается.
Улучшение отношения сигнал/шум, получаемое в химическом реги-
страторе со строчной разверткой за счет интегрирования импульсов, дости-
гает 2,2—2,5 дб при удвоении числа интегрируемых импульсов. Эти цифры
значительно выше, чем для индикатора с электронно-лучевой трубкой
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
533
(1,5 дб). Характеристика химического регистратора представлена кривой А
на фиг. 9.22. Здесь по оси ординат отложено отношение сигнал/шум, тре-
буемое для вероятности обнаружения 0,50, а по оси абсцисс — число инте-
грируемых импульсов. Кривая В для индикатора типа В с яркостной отмет-
кой и длительным послесвечением экрана получена при тех же условиях,
что и кривая А. На фиг. 9.23 показаны образцы изображений, полученных
с химическим регистрирующим устройством и индикатором типа В соот-
ветственно.
Эффективность электронно-лучевого индикатора со строчной разверт-
кой несколько ниже химического прибора, но значительно выше индикатора
с наложением последовательных разверток (кривая С на фиг. 9.22). Различие
Фиг. 9.22. Зависимость порога обнаружения сигналов оператором (отношения сиг-
нал/шум, отнесенного к одному импульсу) от числа интегрируемых импульсов при
наблюдении индикаторов разных типов
А — регистрирующий прибор с химической записью; В — электронно-лучевой индикатор типа В;
С — индикатор с наложением разверток, улучшение на 1,5 дб прн удвоении числа интегрируемых
импульсов; D—идеальное додетекторное интегрирование, улучшение на 3 дб при удвоеинн числа
интегрируемых импульсов.
характеристик химического и электронно-лучевого приборов при одинако-
вых условиях работы объясняется более совершенной памятью первого.
Следовательно, для более эффективного использования всех импульсов,
получаемых за время наблюдения, интегрирующий прибор должен иметь
память, способную сохранять все импульсы. Наклон кривой D на фиг. 9.22
характеризует степень улучшения, которое могло бы быть получено при
применении идеальногододетекторного интегрирования. Эта кривая соответ-
ствует улучшению отношения сигнал/шум на 3 дб при удвоении числа
интегрируемых импульсов.
Иногда улучшение обнаружения сигналов, создаваемое индикатором
со строчной разверткой, объясняют наличием в этом случае некоторой
визуальной корреляции. Однако автор настоящей книги считает, что это
улучшение соответствует теоретическим расчетам, полученным Маркумом
для идеального последетекторного интегрирования. Четыре точки на
фиг. 9.22, обозначенные черными треугольниками, были получены, по дан-
ным Маркума, для вероятности ложной тревоги 10"3. Эти расчетные точки
534
Глава 9
довольно хорошо совпадают с экспериментальными данными и близки
к кривой с наклоном 2,2 дб при удвоенном числе интегрируемых импульсов.
Поэтому улучшение, даваемое интегратором со строчной разверткой, можно
объяснить тем, что оператор оптимально интегрирует все импульсы, когда
они имеются, в то время как в обычных индикаторах не все импульсы могут
быть эффективными вследствие несовершенной памяти. Эффективность
Фиг. 9.23.
а — фотография записи импульса на регистрирующем приборе с химической записью; б — и зоб*
ражение^на экране индикатора типа В. В обоих случаях отношение сигнал/шум для одиночного
импульса —3 дб.
интегрирования обычного электронно-лучевого индикатора можно сравнить
с эффективностью несовершенного последетекторного интегратора. Если
память недостаточна (г* мало), то из уравнения (2.35) следует, что коэф-
фициент улучшения за счет интегрирования пропорционален г№. Элек-
тронно-лучевые индикаторы можно считать несовершенными интеграторами,
так как сигналы могут претерпевать заметное затухание за время, равное
интервалу между импульсами.
Акустическое обнаружение. Органы слуха оператора также могут
быть использованы для восприятия радиолокационной информации. В доп-
плеровских радиолокационных станциях непрерывного излучения санти-
метрового диапазона допплеровское смещение частоты при радиолокации
самолетов лежит в диапазоне звуковых частот. Допплеровское смещение
частоты можно обнаружить на слух и в импульсных радиолокационных
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
535
станциях. Кроме того, частота повторения импульсов или ее гармоники
обычно лежат в звуковом диапазоне и могут быть использованы для обна-
ружения целей.
Ухо оператора является как бы узкополосным полосовым фильтром,
пропускающим частоту сигнала. Такой полосовой фильтр, задерживая
шум вне полосы пропускания, дает улучшение обнаружения по сравненью
с приемником, имеющим широкую частотную характеристику. Благодаря
тому что ухо действует как узкополосный фильтр, любой видеофильтр
с полосой не уже эффективной полосы пропускания уха, не будет оказывать
Фиг. 9.24. Эффективная полоса пропускания уха в зависимости от частоты.
влияния на чувствительность. Эффективная полоса пропускания уха изме-
няется в зависимости от частоты, как показано на фиг. 9.24. При частоте
ниже 1000 гц полоса пропускания составляет около 50 гц. Она увеличивается
с повышением частоты; следовательно, высокие частоты как бы маски-
руются более слабыми низкими частотами. Таким образом, ухо можно
представить себе как набор полосовых фильтров с перекрывающимися
полосами пропускания, зависящими от частоты.
Если не принимаются меры по устранению шума на всех участках
дальности, кроме того участка, на котором находится цель (селекция по
дальности), то ухо не будет таким эффективным прибором обнаружения,
как глаз. Разница между ними может достигать 10 дб. Глаз оператора
при наблюдении экрана индикатора сам производит селекцию. Он может
сосредоточиться на одном участке дальности и исключить из наблюдения
остальные. Если при акустическом обнаружении применяется селекция
по дальности, то ухо и глаз могут быть сравнимыми по эффективности,
а в некоторых случаях ухо может быть даже более эффективным прибором
обнаружения сигналов, чем глаз. Однако в сложной обстановке психологи-
ческая напряженность может снизить эффективность слухового обнару-
жения.
Обнаружение при помощи стрелочного измерительного прибора. Этот
метод в принципе аналогичен методу акустического обнаружения и отли-
чается от него только типом индикаторного прибора. Звуковой сигнал,
536
Глава 9
получаемый на выходе приемника, детектируется и подводится к обычному
измерительному прибору постоянного тока. Отклонение стрелки прибора
указывает на наличие сигнала. По существу, измерительный прибор выпол-
няет ту же функцию, что и видеофильтр нижних частот, и действует как
последетекторный интегратор. Оператор, наблюдающий за отклонением
стрелки прибора, отмечает наличие цели, когда стрелка перейдет за уста-
новленный предел. Можно применить звонок или сигнальную лампу для
сигнализации оператору о наличии цели. Можно также подавать сигнал
в счетчик или автоматическое устройство обработки данных.
Приспосабливаемость оператора. В ряде экспериментов изучались
некоторые психологические факторы, влияющие на способность оператора
обнаруживать сигналы в шуме. В частности, исследовалась способность
оператора пользоваться своим критерием принятия решения так, чтобы
получить максимальную плату за правильные решения. Условия испыта-
ния были следующими: порог, отделяющий полезный сигнал от шума, не был
фиксирован; оператору сообщалась априорная вероятность приема сигнала
с шумом; ему также была известна цена правильного решения (прием сигнала
с шумом или только шума), а также ошибочного решения (ложная тревога
или пропуск сигнала). Эти условия изменялись от испытания к испытанию.
За правильные и ошибочные решения оператор получал или выплачивал
соответствующую сумму в зависимости от принятых им решений. Действие
оператора оценивалось путем сравнения с показателями, вычисленными
на основе статистической теории обнаружения [2]. Эксперименты показали
хорошее совпадение полученных результатов с теоретическими. Расхожде-
ние составляло всего несколько процентов. На основании этого было сде-
лано заключение, что оператор может приспосабливаться к обстановке
и применять оптимальный критерий решения и что простая модель решаю-
щего устройства может предсказывать поведение оператора в части обна-
ружения и опознавания целей в достаточно сложных условиях.
9.8. ИНТЕГРАТОРЫ НА ЛИНИЯХ ЗАДЕРЖКИ
В некоторых случаях применения радиолокационных станций должно
проводиться автоматическое интегрирование импульсов без участия опера-
тора, наблюдающего за индикатором. Для этой цели может быть исполь-
зовано много способов электронного интегрирования. Интегрирование
обычно производится в видеотракте приемника (последетекторное инте-
грирование), а не в тракте промежуточной частоты (додетекторное инте-
грирование). Последетекторное интегрирование менее эффективно, чем
идеальное додетекторное интегрирование, но оно легче осуществимо
(разд. 2.6).
Последетекторное интегрирование может выполняться при помощи
аналоговой или цифровой техники в зависимости от вида сигнала, вводи-
мого в интегратор. К аналоговым интеграторам относятся полосовые RLC-
резонансные контуры, /?С-фильтр нижних частот, магнитный барабан,
электронно-лучевая запоминающая трубка и линия задержки с рециркуля-
цией. Большинство методов цифровой техники сходно с методами аналоговой
техники, за исключением квантования аналоговых сигналов во времени
и по амплитуде и выполнения необходимых операций в цифровой форме.
В цифровых интеграторах используются такие известные схемы, как триг-
геры, регистры сдвига, запоминающие устройства на магнитных сердеч-
никах и магнитных барабанах. Важный метод цифровой техники, известный
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
537
под названием двоичного интегрирования, рассматривается в следующем
разделе, здесь же описываются интеграторы на линиях задержки.
Интегратор на многоотводной линии задержки. Схема такого инте-
гратора показана на фиг. 9.25. Время задержки сигнала в линии берется
равным времени интегрирования. Отводы располагаются через интервалы,
соответствующие периоду повторения импульсов, а число отводов равно
Фиг. 9.25. Интегратор импульсов на линии задержки с отводами.
числу интегрируемых импульсов. Выходы всех отводов суммируются так,
что на каждом из них получается сумма предшествующих п-импульсов.
Одно из важных преимуществ интеграторов этого типа состоит в возмож-
ности придавать каждому отдельному импульсу любое весовое значение
путем введения соответствующего затухания в каждый отвод линии
задержки.
В качестве многоотводной линии задержки такого интегратора может
быть использован вращающийся магнитный барабан или диск (фиг. 9.26).
Ф и г. 9.26. Вращающийся магнитный барабан (или диск) в качестве интегратора
на линии задержки с отводами.
Выходной видеосигнал подводится к записывающей головке барабана,
переносящей этот сигнал на поверхность барабана. Сигналы от п пред-
шествующих импульсов суммируются путем объединения выходов п считы-
вающих головок, расположенных на равных расстояниях одна от другой
по периферии барабана. Интервал между головками соответствует расстоя-
нию, которое пройдет точка на магнитной поверхности барабана за период
повторения импульсов. Накопленная на поверхности барабана информа-
ция стирается для записи новых сигналов. Магнитный барабан позволяет
получать сравнительно большие временные задержки.
Интегратор на линии задержки с рециркуляцией. Линия задержки
может также использоваться в интеграторе по схеме с рециркуляцией
выходного сигнала (фиг. 9.27, а). Интегратор на линии задержки с рецир-
куляцией соответственно складывает сигналы каждого нового периода
развертки с суммой соответствующих сигналов всех предыдущих периодов
развертки. Для предотвращения нежелательных колебаний, обусловленных
положительной обратной связью, сумма сигналов должна ослабляться
в k раз после каждого прохождения по линии. Коэффициент k — это коэффи-
538
Глава 9
циент усиления контура, образованного линией задержки и цепью обрат-
ной связи. Для устойчивой работы он должен быть меньше единицы. Опти-
мальная величина k зависит от числа интегрируемых импульсов (разд. 2.6).
Одноконтурный интегратор на линии задержки с рециркуляцией
(фиг. 9.27, а) практически имеет усиление, ограниченное величиной, равной
примерно 0,9. Это соответствует оптимальному числу интегрируемых импуль-
сов (около 40). При больших усилениях контура возникают нежелательные
колебания. Двухконтурная схема интегратора (фиг-. 9.27, б) допускает
Фиг. 9 27. Интегратор на линии задержки с рециркуляцией.
а — одноконтурный; б — двухконтурный. Коэффициент усиления контура обратной связи Л-<1.
стабильное усиление порядка 0,98 или более, что соответствует приблизи-
тельно 60 интегрируемым импульсам. Линии задержки с рециркуляцией
в схемах, изображенных на фиг. 9.27, рассчитаны на прохождение ампли-
тудно-модулированных сигналов. В случае частотно-модулированных сигна-
лов линия может накапливать до 200 импульсов. Линия задержки, в которой
информация в форме коротких импульсов несущей, имеющих одинаковую
среднюю фазу, многократно проходит через петлю с устройством памяти,
способна интегрировать до 2000 импульсов.
Роль линий задержки, применяемых в интеграторах, могут выполнять
ультразвуковые линии, линии с сосредоточенными постоянными, электрон-
но-лучевые запоминающие трубки, магнитные барабаны или магнитные
диски. Если радиолокационный видеосигнал квантован по времени и ампли-
туде, то можно сконструировать линию задержки на магнитных сердечни-
ках, действующих как регистры сдвига.
9.9. ДВОИЧНОЕ (БИНАРНОЕ) ИНТЕГРИРОВАНИЕ
Один из методов обработки выходных сигналов радиолокационного
приемника, основанный на использовании цифровой техники, состоит
в поиске пачки импульсов, содержащей п импульсов, ожидаемых от цели
за один период обзора. Если число принятых импульсов т превышает
минимальную (пороговую) величину, то принимается решение о наличии
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
539
цели. Этот метод цифрового обнаружения является по существу методом
интегрирования. Он имеет определенные преимущества по сравнению с дру-
гими методами интегрирования. В литературе этот метод называется также
Ф и г. 9 28. Блок-схема двоичного интегратора.
двухпороговым обнаружением, обнаружением по методу т из п и бинарным
интегрированием. Все эти названия отражают характер выполняемых опера-
ций при обнаружении. В данном разделе будет употребляться термин
двоичное (бинарное) интегрирование.
Амплитуда
jy Порог
_.п
Время —
Фиг. 9.29. Формы сигналов в двоичном интеграторе.
а — выходной видеосигнал приемника; б — ограниченный снизу видеосигнал; в — выход кван-
тующего каскада.
Блок-схема, иллюстрирующая метод двоичного интегрирования, пока-
зана на фиг. 9.28, а формы сигналов в различных точках интегратора —
на фиг. 9.29. Радиолокационный видеосигнал проходит через пороговый
детектор (или ограничитель снизу). Детектор пропускает только те сиг-
налы, амплитуда которых превышает установленный пороговый уровень
(фиг. 9.29, б). Выходной сигнал первого порогового детектора квантуется
540
Глава 9
через определенные временные интервалы. Квантующий каскад вырабаты-
вает стандартный импульс, если видеосигнал превышает порог. Когда такого
превышения нет, импульс не вырабатывается. Наличию стандартного
импульса соответствует цифра 1, а отсутствию — цифра 0 двоичной системы
счисления. Интервал квантования удобно брать таким, чтобы он соответ-
ствовал разрешаемому интервалу дальности.
Выходной сигнал квантующего устройства может иметь вид, пред-
ставленный на фиг. 9.29, в. Единицы и “нули, соответствующие каждому
интервалу дальности, выбираются селектором дальности (фиг. 9.28). Подсчет
единиц и нулей, соответствующих конкретным интервалам дальности
за п последовательных периодов повторения зондирующих импульсов,
производится двоичным счетчиком. Если в течение п последних периодов
повторения будет по крайней мере т единиц, то счетчик генерирует импульс,
посылаемый в индикатор станции или в устройство автоматической обра-
ботки данных, сигнализирующий об обнаружении цели на определенном
интервале дальности. Для каждого интервала дальности в селекторе даль-
ности должен быть отдельный выход.
Напряжение видеочастоты, получаемое на выходе радиолокационного
приемника, квантуется по дальности и амплитуде двоичным интегратором.
Квантование по амплитуде производится по двум уровням (0 и 1); отсюда
и название этого метода — двоичный, или бинарный. При желании число
уровней квантования можно увеличить. Однако небольшое улучшение,
получаемое при числе уровней квантования более двух, обычно не оправ-
дывает связанного с этим усложнения аппаратуры.
Двоичный интегратор имеет два пороговых устройства. Одно срабаты-
вает от аналогового напряжения и пропускает только сигналы, превышаю-
щие установленный уровень. Второе устройство представляет собой цифро-
вой счетчик.
Для любого значения п существует оптимальное значение т.
На фиг. 9.30 приведена кривая, связывающая оптимальное значение т
с общим числом импульсов п. Эта кривая [9] приближенная, так как она
в какой-то мере зависит от вероятности ложной тревоги. Вместе с тем она
не зависит от отношения сигнал/шум.
Квантование сигнала в двоичном интеграторе приводит к потере инфор-
мации. Поэтому следует ожидать, что двоичный интегратор будет менее
эффективным, чем интегратор непрерывного действия, обрабатывающий
в оптимальном режиме аналоговые видеосигналы. Потеря информации
в двоичном интеграторе составляет приблизительно 0,5—1,0 дб 191. По дру-
гим данным, полученным при помощи другого метода анализа, максималь-
ная потеря при квантовании, выражающаяся в снижении отношения
сигнал шум, равна приблизительно 1,9 и 1,4 дб. Все эти данные получены
в предположении постоянства амплитуды. Аналогичный анализ для флуктуи-
рующей цели (быстро замирающие сигналы без корреляции от импульса
к импульсу) дает число 1,5—2 дб. Хотя значения, полученные при различ-
ных методах анализа, и не совпадают полностью, все они показывают, что
ухудшение отношения сигнал/шум при двоичном интегрировании сравни-
тельно невелико и в большинстве случаев допустимо. Выход двоичного
интегратора можно также использовать для улучшения измерения углового
положения цели по так называемому методу расщепления луча. Этот метод
состоит в определении центра пачки из п импульсов. В литературе [101
описано несколько методов обнаружения и определения направления
прихода отраженных сигналов при помощи бинарных обнаружителей.
Бинарный обнаружитель квантованного видеосигнала аналогичен устрой-
Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме
541
ству, измеряющему плотность единиц в некотором интервале, определяемом
шириной луча антенны. Бинарный обнаружитель не получает априорных
данных о появлении цели. Он должен быть достаточно чувствительным
для быстрого обнаружения областей с повышенной плотностью и вместе
с тем не слишком чувствительным, чтобы не обнаруживать ложные цели,
Ф и г. 9.30. Оптимальное число импуль-
сов т,,пт (для максимального числа п им-
пульсов) в двоичном интеграторе.
обусловленные шумом. После обнаружения области с повышенной плотно-
стью прибор должен также отметить и окончание этой области. При этом
слишком высокая чувствительность детектора привела бы к расщеплению
пачки сигналов от цели.
Одно из преимуществ двоичного интегрирования по сравнению с анало-
говым состоит в том, что на его эффективность не влияют потери в запоми-
нающем устройстве. Во многих интеграторах (например, в интеграторе на
линии задержки с рециркуляцией или с Д£С-фильтром) запасенная энергия
убывает с течением времени, что ограничивает продолжительность памяти
интегратора и число интегрируемых импульсов. В двоичных интеграторах
используются цифровые схемы, поэтому потерь в запоминающем устройстве
нет. Время хранения информации может быть сколь угодно большим. Одна-
ко это преимущество несколько теряет свое значение в связи с разработкой
аналоговых приборов с долговременной памятью. В настоящее время имеют-
ся электронно-лучевые запоминающие трубки, способные хранить информа-
цию в течение недель, а также магнитные устройства (барабаны, диски или
ленты), которые могут хранить записанные сигналы почти без ограниче-
ния времени
Двоичное интегрирование и расщепление луча сходны с некоторыми
операциями, выполняемыми в процессе обнаружения оператором, работаю-
щим за индикатором кругового обзора. Когда антенна облучает цель,
п принятых импульсов образуют на экране индикатора отметку в виде
542
Глава 9
дуги. Длина дуги характеризует ширину луча и дальность цели. Для рас-
познавания этой характерной формы оператор должен мысленно принять
некоторый критерий, аналогичный выбору минимального числа т из п
возможных импульсов. Конечно, оператор не может считать импульсы,
поступающие от цели при ее облучении, так же как он не мог бы созна-
тельно считать число углов многоугольника для того, чтобы, определить,
не является ли он треугольником. Когда он узнаёт на экране характерную
форму отметки цели, то считает, что ее положение совпадает с центром
отметки.
ЛИТЕРАТУРА
1. Давенпорт В. Б., Рут В. Л., Введение в теорию случайных сигналов
и шумов, перев. с англ, под ред. Р. Л. Добрушина, ИЛ, 1960.
2 Peterson W. W., Birdsall Т. G., Fox W. С., The Theory of Signal
Detectability, IRE Trans., PGIT-4, 171—212 (September 1954).
3. Пороговые сигналы, перев. с англ, под ред. А. П. Сиверса, изд-во «Сов. радио»,
1952.
4. В а л ь д А., Последовательный анализ, Физматгиз, 1960.
5. Вудворд Ф. М., Теория вероятностей и теория информации с применения-
ми в радиолокации, перев. с англ, под ред. Г. С. Горелика, изд-во «Сов. радио»,
1955.
6. Davies I. L., On Determining the Presence of Signals in Noise, Proc. IEE, pt. Ill,
45—51 (March 1952).
7. M a r c u m J., A Statistical Theory of Target Detection by Pulsed Radar, Mathema-
tical Appendix, Rand Corp. Research Mem. RM-753, July 1, 1948; см. также IRE
Trans., IT-6, 145—267 (April 1960).
8. G r e e n B. A., Jr., Radar Detection Probability with Logarithmic Detectors,
IRE Trans., IT-4, 50—52 (March 1958).
9. S w e r 1 i n g P., The «Double Threshold» Method of Detection, Rand Corp. Rept.
RM-1008, December 17, 1952, Santa Monica, California.
10. D i n n e e n G. P., Reed I. S., An Analysis of Signal Detection and Location
by Digital Means, IRE Trans., IT-2, 29—38 (March 1956).
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Г у т к и н Л. С., Теория оптимальных методов радиоприема при флуктуационных
процессах, Госэнергоиздат, 1961.
Вайнштейн Л. А., Зубаков В. Д., Выделение сигналов на фоне случайных
помех, изд-во «Сов. радио», 1960.
С а й б е л ь А. Г., Основы радиолокации, изд-во «Сов. радио», 1961.
Левин Б. Р., Теория случайных процессов и ее применение в радиотехнике,
изд-во «Сов. радио», 1960.
Миддлтон Д., Введение в статистическую теорию связи, изд-во «Сов. радио»,
1961.
Вентцель Е. С., Теория вероятностей, Физматгиз, 1958.|
Крамер Г., Математические методы статистики, перев. с англ., ИЛ, 1948.
10.
Извлечение информации
из радиолокационных сигналов
10.1. ВВЕДЕНИЕ
В гл. 9, посвященной вопросам обнаружения, указывалось, что наблюде-
ние радиолокационных сигналов можно было бы разделить для анализа
на обнаружение сигналов в шуме и извлечение информации, содержащейся
в сигнале. В настоящей главе обсуждаются некоторые вопросы, относящиеся
к извлечению информации из сигналов, отраженных от цели. Из отражен-
ного сигнала можно извлечь информацию о следующих характеристиках
цели: I) дальности, 2) скорости, или допплеровской частоте, 3) углах при-
хода сигнала — азимуте и угле места, 4) размере цели, 5) форме цели,
6) изменении формы цели.
Обнаружение сигнала в шуме эквивалентно испытанию статистических
гипотез. При анализе проблемы радиолокационного обнаружения могут
быть применены многие методы математической статистики. Аналогично
извлечение информации из радиолокационных сигналов представляет собой
задачу статистической оценки параметров. Математический аппарат оценки
параметров, разработанный для других дисциплин, может быть применен
и к проблеме, радиолокации целей.
В некоторых отношениях обнаружение сигналов и извлечение информа-
ции не являются полностью независимыми процессами. Любой из этих про-
цессов теряет смысл без другого. Более того, обнаружение можно также
рассматривать как задачу оценки параметров, в которой параметром являет-
ся отношение сигнал/шум. Решение о наличии или отсутствии цели может
приниматься на основе оценки величины отношения сигнал/шум.
В этой главе рассматриваются некоторые основные положения, относя-
щиеся к проблеме извлечения информации из радиолокационного сигнала.
10.2. ИЗМЕРЕНИЕ ФАЗЫ И АМПЛИТУДЫ
Источником информации о цели в радиолокационной системе является
электромагнитная энергия, рассеиваемая целью в направлении на радиоло-
кационный приемник. Отраженный от цели сигнал может быть разложен
на частотные составляющие, каждая из которых в любой момент времени
имеет определенные амплитуду и фазу. Радиолокационная станция измеряет
амплитуду и фазу отраженного сигнала, принятого при данном положении
цели, на данной частоте и в данное время. Отдельное наблюдение сигнала
544
Глава 10
и измерение его амплитуды и фазы с учетом положения, частоты и времени
дают мало информации о цели. Все, что можно установить из такого изме-
рения,— это факт присутствия цели неизвестного типа. Более подробная
информация о цели может быть получена путем проведения серии измерений
амплитуды и фазы как функций частоты, времени и положения. В общем
существует шесть возможных первых производных, по которым можно судить
о характере цели. Измерения углового направления, дальности и относи-
тельной радиальной скорости можно произвести по изменениям фазы в зави-
симости от положения цели, частоты и времени. О форме, размерах и разво-
ротах цели можно сделать заключение на основе измерения изменений
амплитуды в зависимости от тех же величин. Эти шесть возможных произ-
водных используются не во всех радиолокационных станциях. Большинство
станций выдает только информацию об изменениях фазы.
Измерение фазы и амплитуды в зависимости от положения, частоты
и времени может производиться непрерывно или дискретно, т. е. через
определенные интервалы времени. Дискретные измерения практически
иногда легче выполнять, но они могут приводить к неоднозначности.
Дискретное измерение, даже правильно осуществленное, может дать больше
одного значения измеряемой величины, и будет неизвестно, какое из них
верное. При непрерывных измерениях такой неоднозначности нет.
Производные фазы. Измерения изменений фазы в зависимости от поло-
жения, времени и частоты—это обычно выполняемые радиолокационной
станцией измерения. Наблюдения фазы улавливаемого антенной электро-
магнитного излучения как функции положения цели для определенного
момента времени и постоянной частоты определяют угловое направление
на цель. Это измерение угла прихода сигнала. Чем больше разность фаз,
отнесенная к единичному телесному углу, тем точнее будет измерение.
Параболический отражатель с однорупорным облучателем производит
непрерывное измерение направления распространения фронта волны, и при
этом не возникает неоднозначности. Антенна интерферометра, состоящая
из двух разнесенных элементов, осуществляет дискретное измерение угла,
и хотя это измерение точное, оно неоднозначно. Если расстояние между
элементами антенны меньше Л/2, неоднозначности в измерении угла не будет.
Изменение фазы во времени при фиксированных положении цели
и частоте сигнала является мерой допплеровского смещения частоты.
При этом предполагается, что излучение, падающее на цель, монохромати-
ческое и что передаваемый сигнал используется также в качестве опорного
сигнала. Если измерение фазы производится непрерывно, как, например,
в радиолокационных станциях непрерывного излучения, описанных в гл. 3,
то измерение допплеровского смещения частоты будет однозначным. Но если
измерение производится дискретно, как в радиолокационных станциях
с аппаратурой селекции движущихся целей или в импульсно-допплеров-
ских станциях, возможна неоднозначность.
Изменение фазы в зависимости от частоты для определенного момента
времени и некоторого фиксированного положения цели, является мерой
дальности цели. Пусть передаваемый сигнал представляет собой одиночный
импульс. Если спустя некоторое время измерить фазы различных частотных
составляющих отраженного сигнала, то можно предсказать, в какое время
все они были бы опять в фазе и суммировались бы, образуя импульс. Отсюда
следует, что скорость изменения фазы в зависимости от частоты эквивалентна
временному запаздыванию импульса, или дальности. Хотя этот принцип,
возможно, не слишком очевиден применительно к импульсным радиолока-
ционным станциям, он очень наглядно был продемонстрирован на примере
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
545
двухчастотной радиолокационной станции непрерывного излучения, опи-
санной в разд. 3.5, которая определяет дальность до цели посредством
измерения разности фаз двух отраженных сигналов, имеющих различные
частоты. Как радиолокационная станция, излучающая пачки импульсов,
так и двухчастотная станция непрерывного излучения измеряют дальность
дискретно, вследствие чего возможна неоднозначность.
Производные амплитуды сигнала. Измерение амплитуды отраженного
сигнала как функции от положения, частоты и времени не настолько рас-
пространено в радиолокационных станциях, как аналогичное измерение
фазы. Измерение фазы удобно для исследования целей, которые можно счи-
тать точечными, а измерение амплитуды более подходит для изучения
размеров и формы цели.
Изменение амплитуды сигнала в функции от частоты при фиксирован-
ном положении цели и применительно к некоторому определенному моменту
времени дает представление о размерах цели. График изменения амплитуды
сигнала, отраженного от сферической цели, в зависимости от частоты имел
бы форму, аналогичную графику изменения эффективной площади рас-
сеяния цели, показанному на фиг. 2.10. Отсюда можно сделать вывод, что
в общем случае изменение амплитуды в зависимости от частоты связано
с размерами цели.
Изменение амплитуды отраженного сигнала в зависимости от положе-
ния цели, рассматриваемое для некоторого момента времени и при постоян-
ной частоте, связано с формой цели. График изменения амплитуды в зави-
симости от углового направления представляет собой диаграмму эффектив-
ной площади рассеяния цели. Примеры таких диаграмм были даны в гл. 2.
Изменение амплитуды отраженного сигнала во времени при постоян-
ной частоте и фиксированном положении цели характеризует изменение
наблюдаемой формы цели. Например, относительное изменение положения
самолета в строю, изменение положения отдельного самолета в пространстве
или вращение спутника вокруг одной из его осей — все это вызывает изме-
нение наблюдаемой амплитуды сигнала во времени.
Выводы. Измерения изменений амплитуды в зависимости от положе-
ния х, частоты f и времени t не нашли такого широкого применения, как
соответствующие измерения фазы. Ввиду важности знания фазы при опре-
делении характеристик цели в современных радиолокационных станциях,
предназначенных для полного использования их возможностей, требуется
стабилизация фазы передаваемого сигнала или по крайней мере эта фаза
должна быть известна. Шесть измеряемых производных можно представить
в следующем виде:
Ст)., -У™’
j 1 — относительная скорость,
/ дф \
)t,x~ Дальность’
/ дА > .
чагЛ. ~*opMa цели’
/ дА \ .
f—изменение формы (вращение),
— размеры цели.
35 М. Сколннк
546
Глава 10
--------_
10.3. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Радиолокационные станции наиболее часто измеряют следующие три
параметра: 1) дальность цели; 2) скорость изменения дальности; 3) угол
прихода сигнала.
Дальность. Измерение дальности является, по-видимому, наиболее
важным измерением, выполняемым при радиолокации целей. Вряд ли есть
еще такие технические средства, которые обладали бы такой же способно-
стью определять расстояние до удаленных объектов, как радиолокацион-
ная станция. Измерение дальности сводится к измерению интервала времени
между приемом отраженного сигнала и некоторого контрольного сигнала.
В качестве контрольного обычно используется излучаемый передатчиком
зондирующий сигнал. Излучаемый сигнал должен иметь какие-то отличи-
тельные признаки, чтобы отраженный сигнал мог быть опознан как сигнал,
излученный в некоторый момент времени, известный в месте приема. Отли-
чительным признаком излучаемого сигнала может быть изменение его
амплитуды (импульсная радиолокационная станция), частоты (радиолока-
ционная станция непрерывного излучения с частотной модуляцией) или
фазы (многочастотная радиолокационная станция непрерывного излучения).
Наиболее распространенным методом «маркировки» излучаемого сигна-
ла является амплитудная модуляция его прямоугольными импульсами.
Хотя могут быть применены и другие способы амплитудной модуляции,
модуляция импульсами является простой и обычно практически сравни-
тельно легко осуществимой.
Излучаемый сигнал можно также маркировать изменением частоты
во времени. Этот принцип применяется в радиолокационных станциях
непрерывного излучения с частотной •модуляцией, описанных в разд. 3.3.
Частотная модуляция может быть непрерывной во времени или может
осуществляться в пределах одного импульса, как при использовании метода
сжатия импульсов, описанного в конце этой главы.
Фаза излучаемого сигнала может быть использована для маркировки
начала отсчета времени. При этом дальность можно измерять путем сравне-
ния фаз отраженного и излучаемого сигналов. Практически такой способ
применим только при дальностях до цели, меньших половины длины рабочей
волны станции, поэтому он бесполезен на волнах сантиметрового диапазона.
В разд. 3.5 обсуждался метод измерения дальности, основанный на измерении
разности фаз двух колебаний различных частот. Для измерения дальности
с высокой точностью можно также модулировать по фазе импульс большой
длительности.
Скорость изменения дальности. Изменение дальности во времени
можно определить по сдвигу частоты отраженного сигнала, вызванному
эффектом Допплера (разд. 3.1). Радиолокационные станции непрерывного
излучения, станции с аппаратурой селекции движущихся целей и импульсно-
допплеровские станции используют допплеровский сдвиг частоты для выде-
ления движущихся целей. Однако дискретный характер импульсного
излучения может привести к неоднозначности результатов измерения.
Непрерывное излучение позволяет однозначно определить допплеровскую
частоту. Скорость можно также определить непосредственно путем измере-
ния изменений дальности за несколько последовательных наблюдений.
Оба метода должны давать совпадающие результаты, если скорость распро-
странения радиоволн в среде не зависит от частоты.
Угловое положение. Угловое положение цели характеризуется двумя
ортогональными угловыми координатами, например азимутом и углом
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
547
на цель по макси-
места. Угловые координаты цели определяются по направлению распро-
странения фронта волны отраженного сигнала. Это направление называется
углом прихода сигнала.
Радиолокационное измерение угла при помощи механически вращаемой
параболической антенны с однорупорным облучателем производится непре-
рывно и поэтому дает однозначные результаты. Антенна с высокой направ-
ленностью, т. е. с узким лучом, определяет направление
мальной амплитуде отраженного сигнала. Луч антенны производит после-
довательный обзор заданного объема пространства.
Можно также производить непрерывное измерение угла при помощи
антенны с несколькими перекрывающимися лучами, каждый из которых
имеет свое направление, так что они перекрывают одновременно все про-
странство поиска (разд. 7.7).
Точность измерения углов может быть повышена, если применить две
или более антенны, разнесенные на большое число длин волн, но при этом
приходится жертвовать однозначностью результатов измерений. Такой
метод дискретного измерения углов применяется в интерферометрах.
Чем больше расстояние между антеннами, тем более точным будет измере-
ние углов. Но дискретный характер измерения и связанная с этим неодно-
значность ограничивают применение интерферометров в радиолокации.
Интерферометр находит широкое применение в радиоастрономии, особенно
там, где неоднозначность может быть легко разрешена.
Измерение высоты. Существует много случаев, когда знание высоты
цели не является необходимым (например, при определении координат
наземных или морских целей).
Однако в ряде случаев требуется знание положения цели в трехмерном
пространстве. Третьей координатой, определяющей положение цели, может
быть угол места, но часто удобнее пользоваться высотой. Высоту можно
вычислить по измеренным дальности и углу места. Пользоваться высотой
вместо угла места особенно удобно там, где высота изменяется меньше, чем
угол места. Это обычно относится к самолетам и искусственным спутникам,
вращающимся по близким к круговым орбитам.
Информация о положении цели в трехмерном пространстве может быть
получена при помощи симметричной антенны с остронаправленным лучом.
Как азимут, так и угол места могут быть определены на основе одного
наблюдения при помощи одной радиолокационной станции. Основной недо-
статок радиолокационной станции с остронаправленным лучом состоит
в том, что для обзора заданного участка пространства требуется сравни-
тельно большое время. Время поиска зависит от числа импульсов, которые
нужно получить от каждой цели за один период обзора. Чем больше за один
период обзора принимается отраженных импульсов, тем точнее будет изме-
рение углов и эффективнее селекция движущихся целей. Время ts, в тече-
ние которого антенна с шириной луча в горизонтальной плоскости 0В
и вертикальной плоскости <рв совершит обзор сектора с размером по азимуту
0( и углу места <р( при п импульсах, приходящихся на каждый простран-
ственный элемент разрешения, и частоте повторения импульсов fr, равно
^ = 7^4-• (Ю-1)
/гФвОВ
Вращение остронаправленного (игольчатого) луча по азимуту может
осуществляться механически, как в обычных наземных станциях обнару-
жения. Быстрое качание луча по углу места также может производиться
механически путем перемещения всей антенны. Для обзора пространства
35*
548
Глава 10
игольчатым лучом можно также применить антенну в виде параболоида
вращения с многорупорным облучателем, плоской решетки или параболиче-
ского цилиндра с облучателем типа линейной решетки. В последнем случае
качание луча по углу места может осуществляться электронным способом,
а по азимуту — механическим. Электронное управление положением луча
при этом обычно производится путем изменения частоты.
Информацию об угле места можно получить при помощи нескольких
игольчатых лучей, расположенных один над другим (парциальные диа-
граммы направленности). Угол места цели определяется по номеру луча,
принявшего отраженный сигнал. Каждый луч связан со своим приемником.
На каждый луч может быть также отдельный передатчик, или один пере-
датчик с широким лучом в вертикальной плоскости может облучать всю
зону пространства, перекрываемую узкими приемными лучами. Перекры-
вающиеся игольчатые лучи могут формироваться одной антенной, облучае-
мой несколькими рупорами по одному на каждый луч, как в станции
AN/TPS-27 (фиг. 7.14). Лучи могут формироваться и антенной решеткой,
элементы которой сгруппированы так, что они образуют требуемое количе-
ство лучей. Посредством интерполяции напряжений сигналов, принимаемых
от соседних лучей, методом парциальных диаграмм можно получить более
точное измерение угла места, чем при одном неподвижном игольчатом луче.
Во многих радиолокационных станциях для поиска применяется
веерный луч. И хотя широкий в вертикальной плоскости луч не позволяет
измерять угол места цели с любой степенью точности, в некоторых случаях
можно получить грубое представление о высоте цели. В одном из методов
используется явление, описанное в разд. 11.2 и состоящее в том, что при
некоторых обстоятельствах широкий веерный луч разбивается на много
лепестков за счет интерференции прямой волны и волны, отраженной от
поверхности земли. Многолепестковость наиболее вероятна при использо-
вании более низких частот и при распространении радиоволн над водной
или другой хорошо отражающей поверхностью. Если интерференционная
многолепестковая диаграмма направленности известна (она может быть
определена путем вычисления или калибровки по известной цели, например
по самолету), то дальность, на которой цель впервые обнаружена радиоло-
кационной станцией, является мерой высоты цели [1]. Уточнение высоты
можно произвести, наблюдая траекторию полета цели в пределах диаграммы
направленности. Такой метод нельзя считать удовлетворительным, так как
он дает лишь приближенную оценку высоты и, кроме того, недостаточно
надежен. Он зависит от слишком многих неуправляемых факторов, таких,
например, как условия распространения радиоволн. Метод требует также
априорного знания эффективной площади рассеяния цели.
Другой метод измерения угла места или высоты основан на использо-
вании двух разнесенных по высоте антенн. Угол места измеряется путем
сравнения разности фаз в двух антеннах, как в интерферометре. Угол места
можно также измерить посредством формирования двух перекрывающихся
в вертикальной плоскости веерных лучей при помощи одного отражателя,
как в моноимпульсной радиолокационной станции с амплитудным сравне-
нием сигналов. Суммарный и разностный сигналы используются так же,
как и в моноимпульсной станции сопровождения целей, за исключением
того, что сигнал ошибки измерения угла места не воздействует на следящую
систему, а используется непосредственно как мера угла места.
Обычный метод одновременного измерения азимута и угла места основан
на применении двух станций с веерными лучами. Одна из станций имеет луч
(широкий в вертикальной плоскости и узкий в горизонтальной), вращающий-
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
549
ся по азимуту для определения дальности и азимута и осуществления при
необходимости селекции движущихся целей. Это обычная радиолокационная
станция обнаружения. Отдельная радиолокационная станция с лучом,
широким в горизонтальной плоскости и узким в вертикальной, используется
Фиг. 10.1. Радиолокационный высотомер AN FPS-6 10-сантиметрового диапазона
волн.
Антенна размещена под радиопрозрачным укрытием. Размеры антенны 10x2,25 м\ скорость обзора
20—30 качаний в минуту. Дальность действия по самолету около 400 км.
для измерения угла места. Примером такой станции, называемой высото-
мером, может служить станция AN/FPS-6 (фиг. 10.1). Дальность и азимут,
определяемые радиолокационной станцией обнаружения, можно использо-
вать для ориентирования высотомера по азимуту.
Высотомер производит поиск цели путем обзора пространства по углу
места. После захвата цели на дальности, указанной станцией обнаружения,
высотомер продолжает обзор пространства с большой скоростью для точного
определения центра отраженного сигнала. Станцию обнаружения и высото-
мер можно располагать в различных пунктах или смонтировать на одном
пьедестале, развернув антенны на 180° одна относительно другой.
Другой метод определения высоты, применявшийся в прошлом, назы
вается методом V-луча. Работающая по этому методу радиолокационная
станция имеет два луча: один вертикальный, а второй наклоненный под
некоторым углом к вертикали (фиг. 10.2). Угол между вертикальным
550
Глава 10
и наклонным лучом на этом чертеже равен 45°. Время наблюдения одной
и той же цели каждым лучом зависит от дальности цели и ее высоты. Можно
показать, что высота h цели, находящейся на дальности R, равна
__ ftsinAco
(Ю.2)
Здесь До — угол поворота антенны в горизонтальной плоскости между
двумя последовательными обнаружениями цели (лучами), равный u>sth, где
Фиг. 10.2. Геометрические соотношения для антенны с V-лучом.
го, — скорость вращения антенны, об!сек\ th — время между двумя.наблю-
дениями, сек.
Хотя угол между лучами на фиг. 10.2 взят равным 45°, его выгодно
брать меньшим, если радиолокационная станция должна работать при
больших плотностях целей. Чем больше целей, тем сложнее корреляция
отраженных сигналов, принимаемых по двум лучам. Но при уменьшении
угла между лучами корреляция отраженных сигналов облегчается. Другое
полезное видоизменение конфигурации, показанной на фиг. 10.2, состоит
в разделении лучей при нулевом угле места, чтобы поступление данных от
вертикального и наклонного лучей было разделено во времени большим
интервалом. *
Радиолокационная станция с V-лучом типа AN/CPS-6B измеряла
высоту с точностью ± 300 м, т. е. с точностью такого же порядка, как
и высотомеры выпуска того же года [11. Вариантом станции с V-лучом
является станция с Х-лучом.
Показанная на фиг. 10.3 станция типа AHSR-1 представляет собой
работающий на прием. высотомер, применяемый совместно со станцией
обнаружения 10-сантиметрового диапазона в системе управления воздуш-
ным движением для получения информации о целях по трем координатам.
Он имеет 111 приемных лучей в вертикальной плоскости. Нижний луч
шириной 0,2° направлен под углом 0,5° относительно горизонтальной
плоскости. Самый верхний луч шириной приблизительно 1° направлен под
углом места 40'. Антенна представляет собой вертикально расположенную
решетку. В горизонтальной плоскости лучи имеют веерную форму. Три
отдельные вертикальные решетки, расположенные в виде равностороннего
треугольника, обеспечивают обзор в пределах 360°. Цель облучается
основной станцией обнаружения, определяющей дальность и азимут.
Веерные лучи станции AHSR-1 определяют.угол места. Многолепестковая
парциальная диаграмма приемной станции формируется электронным спо-
собом при помощи высокочастотной формирующей схемы. Высота антенной
системы около 50 м. Каждая из трех решеток содержит приблизительно
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
551
15 км волноводного тракта. Разрешающая способность системы по высоте
равна 300 м при дальности около 90 км. Так как станция AHSR-1 имеет
только приемную антенну, то боковые лепестки у нее, как у антенны одно-
Ф и г. 10.3. Радиолокационный вы-
сотомер AHSR-1, применяемый в си-
стеме управления воздушным дви-
жением.
стороннего действия, т. е. меньше, чем у антенны двухстороннего действия
активной радиолокационной станции. Влияние мешающих сигналов, при-
нимаемых боковыми лепестками, снижается схемой компенсации боковых
лепестков, использующей всенаправленную антенну.
10.4. СТАТИСТИЧЕСКАЯ ОЦЕНКА ПАРАМЕТРОВ.
ФУНКЦИЯ ПРАВДОПОДОБИЯ
Теория оценки параметров — это часть теории математической стати-
стики. Она нашла широкое применение во многих областях, включая связь
и радиолокацию. Отраженный сигнал, принимаемый радиолокационным
приемником, может быть представлен соотношением A cosI2nf(t — Тп) +
+ фо1, где А — амплитуда, f — частота, TR = 2R/c — время распростра-
нения сигнала на расстояние R и обратно, с — скорость света, ф0 — фаза
излученного сигнала относительно некоторой опорной величины. Три пара-
метра отраженного сигнала, дающие информацию о цели,—это амплитуда А,
552
Глава 10
частота f и временное запаздывание Тп. Фаза <ро является произвольной
постоянной, которая считается известной априори, поэтому она не является
параметром, подлежащим оценке. Вследствие влияния шума результаты
измерения этих параметров оказываются разбросанными по случайному
закону относительно некоторого среднего значения и поэтому представляют
собой стохастический процесс. Пользуясь теорией оценки параметров,
можно определить среднее значение каждого параметра и его дисперсию.
Оценка среднего значения (первого момента) является оценкой самого пара-
метра, а оценка его дисперсии (второго момента) характеризует точность
измерений. Можно также оценить моменты высшего порядка, если они
представляют интерес.
В этом разделе дается краткая сводка основных преимуществ теории
оценки параметров Фишера и Крамера [2]. Основой теории оценки пара-
метров является использование функции максимального правдоподобия.
Принятый сигнал, доступный наблюдателю ‘), может быть записан
в следующем виде:
y(t) = s(t\ at, а2, ..., am) + n(t), (10.3)
где у (0 — сумма шума п(1) и сигнала $(/; аь а2, а3, . . ., qm). Сигнал
является функцией времени и m параметров alt а2, . . . , ат. В радиолока-
ции представляют интерес три параметра; параметр а, может соответство-
вать амплитуде, а2 — частоте, а3 — временному запаздыванию. Предпола-
гается, что полное описание шума известно в месте приема. В большинстве
случаев шум можно считать гауссовым. Гауссов шум может представлять
собой многие реальные шумовые процессы. Вместе с тем он значительно
упрощает математический анализ по сравнению с другими распределения-
ми. Величины s(/; аь . . ., ат) принимаются известными для всех значе-
ний t, alt .... ат, но наблюдатель заранее не знает возможных значений
параметров принимаемого сигнала y(t). Проводится некоторое число наблю-
дений y(f) через дискретные интервалы или непрерывно за конечный отрезок
времени. Дискретные значения представляются как
Ht^Si + nt, t = l, 2, .. ., N. (10.4)
Эти W значений y(t) используются для оценки параметров.
Так как полное статистическое описание шума предполагается изве-
стным, плотность совместной вероятности для шума рп(гц, п2, . . ., nN)
может быть определена наблюдателем. Из уравнения (10.4) следует, что
nt — y-L — slt и плотность совместной вероятности для N полученных из
наблюдения значений сигнала y(t) равна
рЙ (Ун Уг, • > Ун, at, а2, .. ., ат) = рп (yi—slt y2—s2, ..., yN—sN). (10.5)
Следовательно, задача наблюдателя состоит в формировании оценок а
на основе N наблюдений yt, . . ., уи, описанных функцией плотности
вероятности рв, форма которой известна и зависит от а.
Пусть а — оценка отдельного параметра а, основанная на N наблюде-
ниях t/i, . . . , yN. Дисперсия а подчиняется неравенству
Г ~12
Дисперсия а > ’ (10 6)
£1А да ) J
х) Под «наблюдателем» не обязательно понимается человек. Этот термин упот-
ребляется здесь в более общем смысле и относится также к логическим решающим
устройствам, рассмотренным в разд. 9.4.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
553
где Е означает математическое ожидание или среднее значение случайной
переменной. Если математическое ожидание равно исследуемому пара-
метру, т. е. если Е (а) = а для всех а, то оценка называется несмещенной, и
Дисперсия а > 2 . (10.7)
Несмещенные оценки, для которых справедлив знак равенства, называются
эффективными оценками. Если эффективная оценка а для а существует,
ее можно найти как единственный непостоянный корень следующего
уравнения:
d 1gРвУ2< > уn< °) q (10 8)
рассматриваемого как уравнение для а, выраженного через значения у.
Функция плотности вероятности ps (yit . . ., yN\ а) в уравнениях (10.5)
и (10.8) называется функцией правдоподобия. Решения уравнения (10.8)—
это решения, максимизирующие функцию правдоподобия; они называются
максимально-правдоподобными оценками. Постоянные решения уравне-
ния (10.8) нельзя считать приемлемыми оценками, так как они не зависят
от у. Следовательно, должны рассматриваться только непостоянные
решения.
Метод максимального правдоподобия очень полезен как средство анали-
за. Решение уравнения (10.8) дает оценку среднего значения а, а решение
уравнения (10.7) — оценку его дисперсии.
10.5. ТЕОРЕТИЧЕСКАЯ ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ
ДАЛЬНОСТИ И ДОППЛЕРОВСКОЙ СКОРОСТИ
Способность радиолокационной станции обнаруживать отраженные
сигналы существенно ограничивается шумом. Аналогично шум является
фактором, ограничивающим точность оценки сигналов станцией. Для прак-
тических применений радиолокации представляют интерес следующие пара-
метры: дальность (или временное запаздывание сигнала), скорость изме-
нения дальности (или допплеровская скорость) и угол прихода сигнала.
Может также измеряться амплитуда отраженного сигнала, но знание ее
точной величины не имеет существенного значения, за исключением случаев,
когда она влияет на отношение сигнал/шум.
В этом разделе будут определяться теоретические точности радиолока-
ционных измерений. Для упрощения анализа предполагается, что сигнал
значительно превышает шум. Это вполне обоснованное допущение, так как
для надежного обнаружения отношение сигнал/шум должно быть сравни-
тельно большим (разд. 2.5). Кроме того, как будет показано позднее, боль-
шие отношения сигнал/шум необходимы для точных измерений. Предпола-
гается также, что ошибка измерения какого-либо конкретного параметра
не зависит от ошибок измерений любых других параметров. Справедливость
этих допущений зависит от действительной величины отношения сигнал /шум.
Теоретическую точность радиолокационных измерений можно опреде-
лить различными методами. Применяемые или упоминаемые в этом разделе
методы основаны на использовании 1) простых геометрических соотношений
сигнала, шума и измеряемого параметра, 2) критерия обратной вероятности,
3) рационально выбранного селектирующего сигнала, предварительно про-
554
Глава 10
ходящего через согласованный фильтр, и 4) оценки дисперсии при помощи
функции правдоподобия. Мерой ошибки служит среднеквадратичное значе-
ние разности измеренной и действительной величин.
Амплитуда, фаза и частота синусоидальной волны. Рассмотрим непре-
рывную синусоидальную волну A sin -Т <р), где А — ее амплитуда,
f — частота и <р— фаза. Один период этой волны показан на фиг. 10.4.
Ф и г. 10.4. Влияние шума на точность измерений.
------синусоидальный сигнал;-------взаимодействие сигнала н шума.
Сопровождающий эту волну шум n(t) вызовет отклонение амплитуды
от ее действительного значения А на величину ДА = n(t). Тогда средне-
квадратичная ошибка измерения амплитуды будет
SA = (n2)l/2. (10.9)
Относительная ошибка равна
_________________________________________1___ (10 10)
где S/N — отношение сигнал/шум по мощности.
Измерение фазы можно рассматривать как измерение момента перехода
волны через нуль. Ошибка в определении времени для конкретного перехода
через нуль равна
= (10.11)
где s = 2nfA — крутизна синусоидальной волны при переходе через нуль.
Среднеквадратичная ошибка равна
б/ = [(Д/Р]1/2==------------—ту . (10.12)
И 7 2лМ 2nf (2S/7V)1/a
Так как <р = 2л/7, ошибка измерения фазы 6<р = 2л/6/ равна
б<р =----(10.13)
(2S/JV)1/a •
Период Т — это время между двумя последовательными переходами через
нуль при одинаковой крутизне. Следовательно, среднеквадратичная
ошибка измерения периода будет в j/2 раз больше среднеквадратичной
ошибки одного перехода через нуль при условии, что два измерения
переходов через нуль независимы друг от друга:
6Т =-----—-=--------------1—тг- (Ю.14)
• 2л/(2S/A')1/2 2n(S/N)1/2
Ошибка измерения периода ДТ связана с ошибкой измерения частоты Д/
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
555
соотношением ДТ = Д/7/\ Поэтому
bf= —----------чг,
2л (S/7V)1/2
(10.15)
и относительные среднеквадратичные ошибки измерения частоты и периода
равны
С/ 1
f 2л (S/W)1/s ’
(10.16а)
аг 1
т ~ 2n(S/N)1/2'
(10.166)
Таким образом, ошибка измерения фазы и относительные ошибки
измерения амплитуды, периода и частоты зависят только от отношения
сигнал/шум.
Точность измерения дальности. Измерение по переднему фронту импуль-
са. Измерение дальности R сводится к измерению временного запаздывания
Ф и г. 10.5. Измерение временного запаздывания по переднему (или заднему) фронту
импульса.
---отраженный импульсный сигнал, не искаженный шумом;------влияние шума на форму
отраженного импульсного сигнала.
f
сигнала TR = 2R/c, где с — скорость света. Один из методов измерения
дальности при импульсном сигнале состоит в измерении времени пересече-
ния передним фронтом импульса некоторого порогового уровня [3]. Не иска-
женный шумом импульс, показанный на фиг. 10.5 сплошной линией, не
является строго прямоугольным, так как это потребовало бы бесконечно
широкой полосы пропускания. Влияние шума проявляется в искажении
формы импульса и смещении момента перехода его через пороговый уро-
вень (пунктирная линия на фиг. 10.5). Максимальная крутизна (скорость
нарастания) переднего фронта прямоугольного импульса с амплитудой А
на выходе видеочастотного фильтра равна A/tT, где tr — время нарастания
фронта. Для больших отношений сигнал/шум крутизна фронта импульса,
искаженного шумом, остается практически такой же, как и неискаженного
импульса. Пользуясь данными фиг. 10.5, можно установить, что крутизна
фронта импульса с шумом равна п (t)/ATR, где п (/) — напряжение шума
вблизи перехода через пороговый уровень и ДТН— ошибка измерения
временного запаздывания. Приравнивая два выражения для крутизны,
получим
ДТи = ^7Г <10Л7)
556
Глава 10
ИЛИ
[(ATh)2]1/2 = 6TR =------------Ц-,- , (10.18)
(Д2/п2)*/2 (25/Л')1/г ’
где A2 In2 — отношение видеосигнал/шум по мощности. Справедливость пос-
ледней части уравнения (10.18) обусловлена тем, что отношение сигнал/шум
по мощности на видеочастоте равно удвоенному отношению сигнал/шум по
мощности (S/N) на промежуточной частоте, если детектирование линейное
и отношение сигнал/шум большое.
Если время нарастания видеоимпульса ограничивается полосой про-
пускания В по промежуточной частоте, то tr х 1 /В. Пусть S = Е7т и /V =
= NoB, где Е — энергия сигнала, No — мощность шума на единицу полосы
пропускания и т — длительность импульса. Тогда ошибка измерения вре-
мени запаздывания может быть записана в виде
6T«=C1W»)'’- <10,9>
Если аналогичные и независимые измерения времени запаздывания про-
извести по заднему фронту импульса, то точность обоих измерений улуч-
шится в или (для прямоугольного импульса)
(|0-20»
При постоянной амплитуде импульса А среднеквадратичная ошибка изме-
рения временного запаздывания [уравнение (10.18)1 пропорциональна
времени нарастания импульса и не зависит от длительности импульса.
Поэтому повышение точности может быть получено за счет уменьшения
времени нарастания (расширения полосы пропускания) или улучшения
отношения сигнал/шум.
Точность измерений при использовании селектирующих сигналов
и согласованных фильтров. Рассмотрим блок-схему приемника (фиг. 10.6),
ffd-W
Фиг. 10.6. Блок-схема приемника для измерения дальности (временного запаздыва-
ния Тп) с использованием селектирующего сигнала g(t — Тft).
состоящую из смесителя (или умножителя частоты) и фильтра нижних частот
(или интегратора). На вход смесителя поступают принятый отраженный
сигнал у (/) и селектирующий сигнал g (t — TR). Время TR = 2R/c пред-
ставляет собой оценку действительного времени задержки То- Как и ранее,
предполагается, что сигнал значительно превышает шум; следовательно,
о приблизительном положении отраженного сигнала можно составить
определенное представление.
Отраженный сигнал у (t) состоит из полезного сигнала и шума, т. е.
у (0 = s (/ — То) + п (0. где s (/ — То) — отраженный сигнал при отсут-
ствии шума. Если смеситель линейный, отклики фильтра нижних частот
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
557
на сигнал so и шум по могут быть выражены как
so(TR—To) \g(t-TR)s(t-T0)dt,
п0(Тл) J g(t-TR)n(t)dt.
(10.21)
(10.22)
Ошибка измерения равна ДУд = TR — То.
Выходное напряжение 8о(Д7’л) при оптимальном селектирующем
сигнале должно быть нечетной функцией. При ДТд = 0 его величина,
а также производные четного порядка равны нулю. Для небольших ДТ’д
Ф и г. 10 7 Влияние шума на смещение точки перехода через нуль выходного сигнала
приемника, собранного по схеме фиг. 10.6.
п (f) — шум; se (TR — То) — выходной сигнал.
выходное напряжение пропорционально ATR (подобно тому как и в детек-
торе угловой ошибки моноимпульсной радиолокационной станции сопро-
вождения). __
Отношение среднего квадрата шумового напряжения п20 к крутизне М
выходного напряжения s0(ATR) при TR = 0 будет служить мерой средне-
квадратичной ошибки измерения времени
(67’Н)2^ДП = ^2 , (10.23)
где
L d\TR J&rn=o
Характер изменения ошибки показан на фиг. 10.7. Выходное напряже-
ние приемника при приеме только сигнала so представлено сплошной кри-
вой. Пунктирная кривая учитывает влияние шума. Шум смещает точку
перехода через нуль на величину At = ATR.
Показано, что преобразование Фурье Sg (f) от оптимального селекти-
рующего сигнала, минимизирующего ошибку измерения временного запаз-
дывания [уравнение (10.23)], без учета постоянного множителя равно
= <10-24>
где S(f) и Ni(f) — преобразования Фурье от входного сигнала s(t — То)
558
Глава 10
и входного шума n(t) соответственно. Множитель j2nf соответствует диффе-
ренцированию. Следовательно, оптимальный селектирующий сигнал имеет
вид производной по времени от принятого сигнала, если спектр шума
постоянный. Применяя теорему свертки к уравнению (10.21), получим,
что преобразование Фурье от выходного сигнала So(f) равно Sg (/) S* (/), или
s0(f) = 7мюр|2 • (10-25)
Это преобразование от нечетной функции.
Селектирующий сигнал и согласованный фильтр взаимно связаны.
В'разд. 9.2 было показано, что функция передачи согласованного фильтра
без учета постоянного множителя и временного запаздывания равна
= (|°-26>
где, согласно принятым в разд. 9.2 обозначениям, S* (/) — комплексно
сопряженная от преобразования Фурье входного сигнала при отсутствии
шума, a Nt (f) — спектр входного шума (преобразование Фурье от входного
напряжения). Следовательно, если перед смесителем (фиг. 10.6) включен
согласованный фильтр, то оптимальный селектирующий сигнал имеет вид
Sg(f) = /2nf. (10.27)
Это преобразование Фурье от парного импульса и2 (0> или первая произ-
водная от импульсной функции &' (/). Поэтому селектирующий сигнал
можно записать в виде
g (t-TR) = и2 (t—TR) = 6' (#-Ти). (10.28)
Проведенный анализ показывает, что оптимальная обработка при
измерении дальности состоит в пропускании сигнала через согласованный
фильтр и селекции его значений в моменты времени до и после TR. Разность
этих двух выборочных значений сигнала является мерой разности оценен-
ного TR и истинного То времени запаздывания. В некоторых отношениях
этот процесс селекции аналогичен методу стробирования по дальности
в радиолокационных станциях сопровождения цели, описанному в разд. 5.6,
за исключением того, что селекция здесь производится на бесконечно малом
интервале, тогда как при сопровождении по дальности этот интервал одного
порядка с длительностью импульса.
Подстановка соотношения для оптимального селектирующего сигнала
в выражение для определения точности измерения дает
ДП = —-------------5. (10.29)
4 J (2nJF)a|S(/)|2/^iW|2d/
о
Если спектр шума постоянный и спектральная плотность энергии равна
No em/гц, то средний квадрат ошибки равен
(&TRy= дт!= ——-------------------• (10.30)
4 J (2n/)2|S(/)|2d/
о
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
559
Ширину полосы Р можно определить как
Р2=~-------------------= 4 $ (2n/)2|S(/)|2d/,
J |$(/)|2#
(10.31)
где Е — энергия сигнала. Это определение ширины полосы частот отли-
чается от данного ранее в этой книге, и оно не связано простым соотноше-
нием с шириной полосы частот, измеряемой по точкам половинной мощно-
сти, или шумовой полосой. Выражение для ошибки измерения, выраженной
через эффективную ширину полосы частот, принимает вид
6ТЛ =------тг •
P(2£/Wo)1/2
Тогда ошибка измерения дальности равна 67? = (с/2) 6TR.
Понятие об эффективной ширине полосы частот [уравнение (10.31)1 было
использовано Вудвордом [4] в его работе по обнаружению и точности
измерений, основанной на использовании метода обратной вероятности.
По существу Р2 представляет собой нормированный второй момент спектра
| <$ (/) | 2 относительно среднего значения (здесь берется значение для нуле-
вой частоты). Чем больше величина Р2, тем точнее будет измерение даль-
ности.
Примеры определения точности измерения временного запаздывания
(дальности). Вычисление Р2 для идеального прямоугольного импульса
(с длительностями нарастания и спада фронтов, равными нулю) приводит
Фиг. 10.8. Спектр «прямоугольного» импульса, ограниченного полосой пропускания.
к Р2 = со. Из этого следует, что минимальная среднеквадратичная ошибка
измерения дальности при прямоугольном импульсе идеальной формы равна
нулю, и измерения дальности могут производиться без ошибки. Однако
практически форма импульса отличается от идеальной, так как нулевое
время нарастания и спада фронтов потребовало бы применения схемы с бес-
конечно широкой полосой. Конечная ширина полосы пропускания приво-
дит к конечному времени нарастания импульса и конечному значению Р2.
Чтобы вычислить Р2 (и ошибку измерения дальности) для реального
«прямоугольного» импульса, примем, что спектр импульса имеет форму
S (/) = (sin л/т)/л/т, т. е. такую же, как идеальный прямоугольный импульс
длительностью т, но спектр его ограничен конечной величиной В, как
показано на фиг. 10.8. Это эквивалентно пропусканию идеального прямо-
угольного импульса через фильтр с полосой пропускания В. На выходе
фильтра получается импульс длительностью приблизительно т, но с конеч-
560
Глава 10
ной крутизной фронтов. Форма такого прямоугольного импульса, спектр
которого ограничен полосой пропускания, приведена на фиг. 10.9.
Фиг. 10.9. Форма прямоугольного импульса после прохождения через фильтр
с ограниченной полосой пропускания.
Интегралы в выражении для 02 [уравнение (10.31)] должны быть
взяты теперь в пределах от — В/2 до + В12 вместо пределов от — со до + оо.
Следовательно, эффективная ширина полосы частот равна
В/2
(2л)2 j р (sin2n df
о2 _ —в/2_____________________ 1________лДт—sin лДт________ ,. р
Р в/2 т2 Si (лДт)+(со5 лДт— 1)/лДт ’ ' ' '
J (sin2 л/т)/л2/2 df
-в/2
X
где Six—интегральный синус, определяемый как [(sin и)/и\ du.
о
График 02т2 в функции от Вт приведен на фиг. 10.10. При Вт —> со про-
изведение 02т2—>2Вт или для больших Вт
12 ~ 2В
(10.34)
Из графика фиг. 10.10 видно, что соотношение 02т2«2Вт может
служить хорошим приближением почти для всех значений Вт. Следо-
вательно, среднеквадратичная ошибка измерения временного запаздывания
при «прямоугольном» импульсе длительностью т, спектр которого огра-
ничен шириной полосы пропускания В, приблизительно равна
<10-35>
Длительность импульса т в этом выражении равна длительности идеаль-
ного прямоугольного импульса до ограничения его спектра шириной полосы
пропускания. В случае больших значений произведения Вт это является
хорошим приближением для ширины импульса со спектром, ограниченным
полосой пропускания.
Выражение (10.35) одинаково с (10.20), но оно выведено совершенно
другим путем. Это довольно интересный результат, так как из него следует,
что величина временного запаздывания, полученная методом непосред-
ственного измерения, например по переднему фронту импульса, может быть
найдена с такой же точностью, как и при использовании описанного выше
метода оптимальной обработки сигнала. При анализе точности измерений
для случая, когда спектр импульса ограничен полосой пропускания, при-
нималось, что применяется согласованный фильтр. Если ширина спектра
f Извлечение информации из радиолокационных сигналов 561
«прямоугольного» импульса изменялась, то согласованный фильтр также
изменялся.
Пользуясь выражениями (10.31) и (10.32), можно показать, что средне-
квадратичная ошибка измерения временного запаздывания при трапецеи-
Ф и г. 10 10 Зависимость Р2 т2 от Вт для «прямоугольного» импульса, спектр которого
ограничен полосой пропускания.
дальнем импульсе с длительностью верхнего среза 27"t и длительностью
обоих фронтов Т2 равна
«4W 00.36)
Когда трапецеидальный импульс приближается по форме к прямоуголь-
ному, т. е. когда выражение (10 36) принимает вид
(10ЭТ)
Ширина полосы В равна приблизительно 1/Г2, и если где т—
длительность импульса, то
67л х (~4BE/No ) ,
т. е. среднеквадратичная ошибка будет такой же, как полученная ранее
для прямоугольного импульса со спектром, ограниченным полосой про-
пускания.
Если в выражении (10.36) положить Т\ —>-0, то оно будет определять
ошибку измерения времени запаздывания для импульса треугольной формы.
36 М. Сколник
562
Глава 10
<
Полагая длительность треугольного импульса по основанию тв = 2Т2,
получим
6ТЙ= -т®---------(10.38)
/l2(2E/JV0)l'«
Рассмотрим импульс, описываемый гауссовой кривой
s(() = exp^------т2 J, (10.39)
где т — длительность импульса по точкам половинной мощности. Импульс
гауссовой формы иногда применяется в тех случаях, когда нужно устранить
помехи от соседней аппаратуры, работающей на близких частотах. Такой
импульс хорошо подходит для этой цели потому, что его спектр быстро спа-
дает по обе стороны от несущей частоты. Среднеквадратичная ошибка для
этого импульса равна
т 1,18
Л “ 1,18(2E/N0)1^2 ~ Тв (2£7/V0)' 2 ’ (10.40)
где В — ширина полосы спектра импульса гауссовой фопмы, измеренная
по точкам половинной мощности.
Эффективная полоса сигнала с равномерным частотным спектром
шириной В равна 0 = лВ,|ЛЗ. Огибающая сигнала, образующая равно-
мерный частотный спектр, определяется соотношением (sin х)/х, где х
= пВт. Следовательно, среднеквадратичная ошибка измерения времени
запаздывания для импульса, форма которого определяется соотношением
(sinx)/x, равна
Гз
67л--------------
лВ (2E//V0)1/2
(10.41)
Наибольшую точность измерения времени запаздывания дает радиолока-
ционный сигнал, имеющий при прочих равных условиях наибольшую
эффективную полосу 0. Если полоса ограничивается внешними факторами
до величины В, то наибольшую величину 0, а следовательно, и наибольшую
точность измерения дальности дал бы спектр, вся энергия которого сосредо-
точена на границах полосы, т. е.
S(f) = 6(f-f0-B,2) + 6(f-f04-B/2),
где fo — несущая частота и б (х)—дельта-функция. Соответствующий
сигнал состоит из двух синусоидальных колебаний с частотами fo ± В/2.
Это сигнал двухчастотной радиолокационной станции непрерывного излу-
чения, рассмотренной в разд. 3.5. Практическое использование спектра
двухчастотной радиолокационной станции непрерывного излучения (и соот-
ветствующего ему сигнала) не всегда позволяет получить необходимые
результаты, так как при этом возникает неоднозначность измерений, если
частотный интервал В между двумя частотами больше c!2Rb, где с —
скорость распространения радиоволн и Rh — максимальная однозначная
дальность. Для однозначного измерения дальности спектр должен быть
непрерывным в полосе В. Даже при непрерывном спектре форма сигнала
может содержать боковые лепестки или случайные выбросы, влияющие
на интерпретацию результатов измерений. Например, равномерный спектр
шириной В соответствует сигналу формы (sin х)/х, где х nBt, с первыми
боковыми лепестками (по обе стороны от главного максимума), уровень
которых на 13,2 дб ниже уровня главного максимума. Спектр со впадиной
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
563
даст лучшую точность измерений, но более заметные боковые лепестки,
а выпуклый спектр, имеющий более низкий уровень боковых лепестков,
даст меньшую точность измерений. Следовательно, выбор оптимальной
формы радиолокационного сигнала применительно к измерению дальности
должен производиться на основе компромисса между требованиями к точно-
сти и однозначности измерений.
Во всех предшествовавших рассуждениях принималось, что радиоло-
кационные измерения основаны на использовании видеосигнала, а не
сигналов высокой или промежуточной частоты. Измерения дальности при
помощи сигналов высокой или промежуточной частоты более точны, но они
также приводят к неоднозначным результатам. Получаемые при измерении
результаты повторяются через половину длины высокочастотной волны.
Информацию о дальности, содержащуюся в сигнале высокой или промежу-
точной частоты, Вудворд назвал информацией, связанной с тонкой структу-
рой сигнала. Пример, дающий представление об информации о дальности,
заключенной в тонкой структуре, приведен на фиг. 10.11 (график изменения
амплитуды выходного сигнала во времени). Чтобы извлечь информацию
о дальности, используя тонкую структуру сигнала, необходимо поддерживать
постоянной фазу сигнала. Значение 02 при использовании тонкой струк-
туры сигнала для получения информации о дальности равно
J (2n/)2|S(/-/0)|2d/
-------------------
j \S(f-f0)\*df
= ₽*+(2л/о)2«(2лА))2,
co
j (2n)2(/-/0)2|S(/)|2d/
—co
co
J |S(/)|2d/
—03
(10.42)
где fo — несущая частота; | S (f — fo) | — спектр видеосигнала, симметрич-
ный относительно fo', — величина 02 для видеосигнала (выведенная
ранее в этом разделе).
Возможность повышения точности измерения за счет использования
информации, заключенной в тонкой структуре, редко используется на прак-
тике вследствие возникающей неоднозначности измерений. Радиолокацион-
36*
564
Глава 10
ные станции, разрушающие информацию о фазе, разрушают также и инфор-
мацию о дальности, содержащуюся в тонкой структуре сигнала. Выходной
сигнал таких станций представляет собой огибающую сигнала, показанного
на фиг. 10.11.
Вычисление 0? (или 02) аналогично вычислению момента инерции тела
относительно центра его массы, а вычисление 0)г — относительно оси,
параллельной 'оси, проходящей через центр массы и смещенной от нее.
Точность и обратная вероятность. Метод обратной вероятности, опи-
санный Котельниковым [5] и Вудвордом [4], был использован как основа
для определения теоретически возможных точностей радиолокационных
измерений. Этот метод состоит в вычислении апостериорной вероятности
события при заданных априорной вероятности и форме шума. Как было
показано выше, апостериорная вероятность временного запаздывания
Тл = 2Rlc отраженного сигнала у (/) равна
Р (ТR\ у) — kp (TR) екр J y(t)si(t — TR)dt^ , (10.43)
где p(TR\y)—апостериорная (условная) вероятность нахождения цели
на дальности TR при данном принятом сигнале у (/) = st (t — То) + п (t)\
k — постоянная; p(TR) — априорная вероятность получения TR; No —
мощность шума на единицу ширины полосы; sf (t — TR) — излученный
сигнал St (t), задержанный на время TR, То — истинное временное запазды-
вание; п (/) — шум, сопровождающий сигнал.
Радиолокационный приемник, построенный на основе уравнения (10.43),
выбирает такое значение TR, которое максимизирует апостериорную вероят-
ность р(Тп\у). Вследствие влияния шума максимум р (TR \y) не будет
точно определен. Интервал конечной ширины вблизи максимума служит
мерой неопределенности измерения времени запаздывания отраженного
сигнала. Точнее, за меру ошибки измерения принимается среднеквадратич-
ное значение TR вблизи максимума р (TR\y).
В области, где р (TR | у) максимальна, априорная вероятность р (TR)
считается медленно изменяющейся функцией от TR. Следовательно, р (TR)
можно полагать постоянной. Тогда максимизация p(TR\y) эквивалентна
максимизации выражения
СО
9 (*
q = -^ \ у (t) Si (t-TR)dt. (10.44)
—СО
Это выражение можно также получить, используя рассмотренные в предыду-
щей главе соотношения для согласованного фильтра, взаимно корреляцион-
ного приемника, или приемника, определяющего коэффициент правдоподо-
бия. Подстановка у (t) = s, (t — То) + п (t) в уравнение (10.44) приводит
к появлению двух интегралов. Один интеграл учитывает автокорреляцию
сигналов s; (t — Тп) и s, (t — То), а другой — взаимную корреляцию
сигнала s£ (t — TR) и шума п (/). Хотя сигнал и шум не могут быть разделе-
ны при приеме, для определения точности измерения следует рассматривать
только интеграл, учитывающий автокорреляцию двух сигналов. Это под-
тверждается выводами, приведенными Вудвордом [4], и допустимо для боль-
ших отношений сигнал/шум. Интеграл, учитывающий взаимную корреля-
цию сигнала и шума, создает неоднозначность. Эту неоднозначность можно
свести к незначительной путем небольшого повышения порогового уровня,
так же как ложные тревоги обнаружения, обусловленные шумом, снижа-
лись посредством правильного выбора порогового уровня.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 565
Максимизация р (TR | у) эквивалентна в данном случае максимиза-
ции выражения
СО
9 Р
^(Гв)-=-< J Siit-T^sdt-T^dt. (10.45)
— СО
Разлагая g (TR) в ряд Тэйлора по То
g (Tr) -= g (То) + (ТП-То) g' (То) + ^Д~-Го)2 g" (То) + ..., (10.46)
имеем
оо
g(T0) = ~^ S sl(t-To)dt = ^, (10.47а)
—СО
со со
9 Р 9 Р
g' = ^\ Si и~то)si и-т°'> dt=~^ J i2nf ।5 i2 df=°* (1 °-47б>
—co —с»
co
9 P
^'(П) =4- \ Si (t-T0) S" (t-T0) dt =
2V0 J
—co
oo
= —$ (2n/)2]S(f)|ad/=—Д-ЕР2, (10.47b)
где S(f) — преобразование Фурье от st (t — To).
Подставляя эти значения в (10.46) и пренебрегая членами высшего
порядка, получим
Н • (10.48)
Следовательно,
р(Гя1!,)«ехР[-1ДЦ=^]. (10.49)
Апостериорная вероятность вблизи TR = То характеризуется кривой,
имеющей форму кривой плотности распределения вероятностей по нор-
мальному закону. Стандартное отклонение TR можно найти из рассмотре-
ния этого выражения. Оно равно
6TR =---------—п- ,
₽ (2Е/И0) ,г
(10.50)
т. е. аналогично выражению (10.32), выведенному другим путем.
Точность и функция правдоподобия. Пользуясь теорией оценки пара-
метров Фишера и Крамера [2], можно показать, что при определенных
условиях функция правдоподобия может быть использована для получения
нижней границы оценки конкретного параметра. Об этом кратко говорилось
в разд. 10.4. Используя уравнение (10.7), среднеквадратичное отклонение
относительно среднего значения оцениваемого параметры а можно пред-
ставить в виде
566
Глава 10
(Обозначения см. в разд. 10.4.) Плотность совместной вероятностира (уь ...
..., уп\ а) является функцией правдоподобия.
Если радиолокационный сигнал имеет вид
У (t) — А (Тп) в, {t—То) + п (/),
(10.52)
то среднеквадратичное отклонение временного запаздывания относительно
среднего значения удовлетворяет неравенству
(10.53)
Так как А (ТП) можно считать постоянной, уравнение (10.53) примет вид
^т’(Тп) > [ -----------------------’----------) ,/2. (10.54)
[£$
—со
Можно показать, что это неравенство приводится к выражениям (10.32)
или (10.50). Приведенные выше соотношения в отличие от метода обратной
вероятности не требуют никаких априорных предположений относительно
значения оцениваемого параметра.
Точность измерения частоты (или допплеровской скорости). Пользуясь
методом обратной вероятности, можно показать, что минимальная средне-
квадратичная ошибка измерения частоты равна
6/ =----—(10.55)
а(2£/Л'0)/2
где
J (2л/)2 s2 (/) dt
ct2 = ———-------- (10.56)
СО
( S2 (/)<//
—со
и s (/) — входной сигнал, рассматриваемый как функция времени. Отметим
сходство в определении а и 0 [уравнение (10.31)], а также между выраже-
ниями для i>f и fiTn. Параметр а называется эффективной длительностью
сигнала, а (а/2л)2 представляет собой нормированный второй момент от
s2 (/) относительно среднего времени, принимаемого равным t = 0. Если это
среднее не равно нулю, а имеет некоторое значение t0, то подынтегральное
выражение в (10.56) равнялось бы (2л)2 (/ — /o)2s2 (/) В радиолокации
ошибка измерения, выражаемая уравнением (10.53), соответствует ошибке
измерения допплеровского сдвига частоты.
Величина а2 для идеального прямоугольного импульса длительно-
стью т равна л2т2/3; тогда среднеквадратичная ошибка измерения час-
тоты определяется соотношением
6/------., . (10.57)
лт (2£//V0)l/2
Чем больше длительность импульса, тем выше точность измерения
частоты.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
567
Для прямоугольного импульса, спектр которого ограничен полосой
пропускания, а ошибка измерения временного запаздывания опреде-
ляется уравнением (10.33), величина а2 равна
, л2т2
и2 = —о—
cos лВт—3 8(cosjiBt—1) 2sinnBT , . ,, ,
----лВт-------(лВт)з-----------(лДтГ +51(ЛЙТ)
Si (лВт) + (со5 лВт— 1)/лйт
(10.58)
В пределе при Вт —> 0 величина а2 приближается к л2т2/3, т. е.
к значению, полученному для идеального прямоугольного импульса.
Величина а2 для идеального прямоугольного импульса конечна, хотя
величина 02 для него бесконечна. Но а2 будет бесконечной для сигнала
с идеально прямоугольным частотным спектром. Такой спектр имеет сигнал
вида (sin х)/х бесконечной длительности, где х = nBt. Практически сигнал
любой формы должен быть ограничен во времени, поэтому и величина сс2
должна быть конечной. Ошибка измерения частоты (или а2) для сигнала
с прямоугольным спектром может быть найдена по способу, аналогичному
примененному при вычислении 02 для прямоугольного импульса, спектр
которого ограничен полосой пропускания. Выражение для ошибки измере-
ния частоты будет аналогичным выражению (10.33), но В и т в нем поме-
няются местами.
Среднеквадратичная ошибка измерения допплеровской частоты при
трапецеидальном импульсе равна
(272/3 + 27t)1/2
( 2Т1Т2 , 7,71 Tl 27? y/s Z 2Е \*/г '
I. 3 “г 3 + 15 + 3 J
(10.59)
Если трапецеидальный импульс будет приближаться по форме к прямо-
угольному, т. е. если 7\ = т/2 > 7\, то выражение (10.59) сведется к выра-
жению (10.57) для прямоугольного импульса.
Для треугольного импульса в уравнении (10.59) следует принять
Т\ = 0 и считать, что 2Тг = тв. Тогда среднеквадратичная ошибка изме-
рения частоты будет равна
; Ю1/г
' лтв(2£/ЛГ0)1/2 ‘
Для импульса гауссовой формы
б/
____ 1,18 В
лт^Е/Ио}1'2 ~ 1,18 (2£7(VO)1/2 ‘
(10.60)
(10.61)
Выражения для ошибок измерения временного запаздывания и частоты,
полученные в этом разделе, применимы к единичному циклу наблюдений.
Когда делается несколько независимых циклов наблюдений, результи-
рующая ошибка может быть найдена путем объединения отдельных ошибок
по обычным правилам математической статистики, т. е. дисперсия (квад-
рат или f>Tn) для N независимых циклов наблюдений равна дисперсии
для одного цикла наблюдения, деленной на N. Если а2 или 02 остаются
одинаковыми при каждом измерении, то выведенные здесь выражения еще
применимы, но под Е нужно понимать суммарную энергию сигнала всех N
циклов наблюдений. Однако это строго справедливо, только когда E/No
велико для каждого цикла наблюдений. Эти выражения неприменимы
в большинстве случаев при последетекторном интегрировании, так как
отношение E/No для каждого импульса обычно мало.
568
Глава tO
10.6. СООТНОШЕНИЕ НЕОПРЕДЕЛЕННОСТИ
Так называемое соотношение «неопределенности» в радиолокации
утверждает, что произведение эффективной ширины полосы Р, занимаемой
сигналом, на его эффективную длительность а должно быть больше или
равно л, т. е.
Ра>л. (10.62)
Выражение (10.62) для соотношения неопределенности в радиолокации
может быть выведено из определений р и а, данных уравнениями (10.31)
и (10.56), при помощи неравенства Шварца — Буняковского. Применение
слова «неопределенность» неудачно, так как ничего неопределенного в выра-
жении для соотношения неопределенности (10.62) нет. Оно утверждает
хорошо известное математическое соотношение, что короткий сигнал дает
широкий спектр, а сигнал большой длительности дает узкий спектр и что
сигнал и его частотный спектр не могут быть сделаны произвольно малыми
одновременно.
Но соотношение (10.62) полезно в том смысле, что оно дает представле-
ние о точности, с какой могут быть одновременно измерены временное
запаздывание и частота. Произведение среднеквадратичных ошибок изме-
рения временного запаздывания [уравнение (10.32) J и частоты [уравнение
(10.55)] равно
$a(2E/N0) ’
(10.63)
Подстановка в неравенство (10.62) дает
««raw- "ои>
Это значит, что временное запаздывание и частота могут быть измерены
одновременно со сколь угодно малой теоретической ошибкой, если спроектиро-
вать радиолокационную станцию так, чтобы было обеспечено достаточно
большое отношение энергии сигнала Е к мощности шума на единицу ширины
полосы No или чтобы при фиксированном отношении Е /No выбранная форма
сигнала давала бы большое произведение Ра. Для выполнения последнего
требования сигнал должен быть широкополосным и большой длительности.
Наихудшей формой сигнала с точки зрения получения высокой точности
одновременного измерения временного запаздывания и частоты будет
такая, для которой Ра = л. Можно показать, что это соответствует импульсу
гауссовой формы. Треугольный импульс несколько лучше в этом отноше-
нии, так как для него Ра = [Л6/5л.
Соотношение неопределенности в радиолокации имеет противополож-
ный смысл по сравнению с принципом неопределенности квантовой механи-
ки. Согласно последнему, положение и скорость электрона или другой части-
цы атома не могут быть определены одновременно с любой желаемой сте-
пенью точности. Точное определение одного параметра может быть про-
изведено только за счет снижения точности измерения второго параметра.
В радиолокации дело обстоит не так. Как положение (дальность или вре-
менное запаздывание), так и скорость (допплеровская частота) цели могут
быть теоретически определены одновременно с большой точностью, если
произведение Ра и (или) отношение E/No достаточно большие. Два принципа
неопределенности относятся к различным явлениям, и принцип неопреде-
ленности в радиолокации, основанный на классических положениях, не
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
569
следует смешивать с физическим принципом, описывающим явления
квантовой механики. В классической радиолокации нет теоретического
предела для минимального значения произведения f>TRbf, так как инженер,
проектирующий радиолокационную станцию, свободен в выборе произве-
дения Ра (посредством выбора соответствующей формы сигнала) и отноше-
ния E/Nq. Он связан только чисто практическими ограничениями, например
недостаточной мощностью станции или невозможностью выдержать допуски.
В квантовой механике в отличие от радиолокации наблюдатель не может
управлять системой, так как произведение Ра не поддается изменению.
Доказательство неравенства (10.62). Произведение эффективной шири-
ны полосы р и эффективной длительности импульса а равно
СО со
У (2л«2|5(Л|М( J (2л/)252(0Л
—с» —со
ОО оо
j \ S(f)\*df J #(t)dt
— оо —оо
Используя обратное преобразование Фурье
s (0 = J S (/) ехр (/2л//) df,
—оо
можно показать, что
со оо
J (2л/)21S (/) |2 d/= — J s"(t)s(t)dt.
—оо —оо
(10.65)
(10.66)
(10.67)
Беря правый интеграл по частям и полагая, что функция превращается
в нуль при подстановке пределов, получим
оо оо
J (2л/)2|Х(/)|2<// = J [s'(0l2^- (10.68)
—оо —со
По теореме Парсеваля
J|S(f)|2df= ^s2(t)dt = E. (10.69)
—оо —оо
Подстановка (10.68) и (10.69) в уравнение (10.65) дает
2л { J [s' (/)]2 dt J Z2s2(0d/}1/2
Ра =-----—--------——------------- . (10.70)
J s*(t)dt
Неравенство Шварца — Буняковского для двух функций действительного
переменного F и G имеет вид
J F2dx J G*dx>(^ FGdxy . (10.71)
Полагая F = s'(t) и G = ts(t), имеем
J [s'(012d/ J/*s*(Od<>[ Jte(0s'(O<tt]2. (10.72)
570
Глава 10
Интегрируя по частям правую часть и полагая, что функция превра-
щается в нуль при подстановке пределов, получим
со со сю —
[ j /s(os'(o^]2=4-{ $ *4~[s2w,d/}2=4"L S s2(o^]2 (Ю.73)
— co —co — oo
Применение неравенства Шварца — Буняковского к уравнению (10.70) дает
₽а> л,
т. е. соотношение (10.62), приведенное в начале этого раздела.
Знак равенства в выражении (10.71) можно употреблять только при
F/G = const, или в рассматриваемом случае при s' (/)/ts (t) = const. Этому
условию удовлетворяет сигнал гауссовой формы s (/) = ехр (— kt2/2).
Таким образом, одновременное измерение времени и частоты при использо-
вании сигнала гауссовой формы дает меньшую точность, чем при использо-
вании любого другого сигнала.
10.7. ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ УГЛОВЫХ КООРДИНАТ
Определение углового положения цели сводится к измерению угла при-
хода фронта волны отраженного сигнала. Теоретическая среднеквадратич-
ная ошибка измерения угла прихода может быть определена аналогично
тому, как были определены ошибки измерения времени (дальности) и часто-
ты в разд. 10.5. Аналогия между ошибками измерения угла и временного
запаздывания или частоты следует из того, что преобразование Фурье связы-
вает диаграмму направленности и распределение амплитуд в раскрыве
антенны так же, как временную функцию сигнала и его частотный спектр.
Угловая точность и эффективный раскрыв антенны. Для упрощения
анализа рассмотрим угловую ошибку только в одной координатной пло-
скости. При желании выводы могут быть распространены и на ошибки
в обеих плоскостях. Предположим, что отношение сигнал/шум большое,
а шум может быть описан плотностью распределения вероятности по нор-
мальному закону.
Рассмотрим линейную приемную антенну длиной D, или антенну
с прямоугольным раскрывом шириной D (фиг. 10.12). Распределение
амплитуд по раскрыву в функции от х обозначим А(х). Усиление (по
напряжению) в зависимости от угла 0 в плоскости xz пропорционально
В/2
G„(0) = A (х) ехр f/2л * sinO^dx. (10.74)
-D/2
Если угол 0 мал, то sinO^O и уравнение (10.74) принимает вид
обратного преобразования Фурье
D/2
G„ (0) = С А(х)ехр'—dx. (10.75)
«) А
-0/2
Оно аналогично обратному преобразованию Фурье, связывающему час
тотный спектр S (/) и временную функцию сигнала s (Z), или
ОО
s(0= S (/) ехр (/2лД) df. (10.76)
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
571
Когда антенна вращается с равномерной угловой скоростью <os, прини-
маемый сигнал от точечной цели будет пропорционален G„ (0) = G„
и может рассматриваться как временная функция. Если G/Х в уравнении
(10.75) отождествить с t в уравнении (10.76), а х отождествить с f, то теоре-
Ф и г 10 12 Прямоугольный раскрыв приемной антенны шириной De распределением
амплитуд А(х), создающий диаграмму направленности Gr(0).
тическая среднеквадратичная ошибка измерения угла может быть полу-
чена по аналогии с ошибкой измерения временного запаздывания [урав-
нение (10.32)], или
(10-77)
где у —эффективная ширина раскрыва антенны, определяемая как
J (2лх)21 А (х) |2 dx
У2 = ------------- (10.78)
J |Л(х)|2Дх
Теоретическая угловая ошибка антенны с прямоугольным распределением
амплитуд в раскрыве равна
60 -
/3 X
nD(2E/N0)1/2
(10.79а)
Эффективная ширина раскрыва равна коэффициенту 2л, умноженному
на квадратный корень из нормированного второго момента от | А (х) |2
относительно среднего значения х, взятого при х = 0. Ширина луча по
точкам половинной мощности 0В при прямоугольном распределении
равна 0,88Х/Е> рад. Тогда
бе = _ОДй80в (10.796)
(2£//V0)1/2
Здесь 60 и 0 измеряются в одних и тех же единицах. Относительная
ошибка 60/Ов является функцией только E/No. Угловая ошибка может
быть во много раз меньше ширины луча в зависимости от величи-
ны EIN0.
Выведенные ранее формулы для ошибок измерения временного
запаздывания и частоты при сигналах различной формы можно исполь-
зовать для определения угловой ошибки при различных распределениях
амплитуд в раскрыве. Эффективную ширину раскрыва у при разных рас-
572
Глава 10
пределениях амплитуд можно вычислить теоретически. Ниже приводятся
ее значения для некоторых видов распределений.
Параболическое распределение:
f 0,863£>2
у2={ 1,88Е>2
3,287Е>2
4(х)=|_Щ^
при Д = 0,
при А = 0,5,
при А = 1,0.
(10.80)
Косинусоидальное распределение:
A(x) = ccs~, |х|<—;
у2 = 1,286£>2.
Треугольное распределение:
л(х)=1-4и, и<4;
у2-0,986О2.
(10.81)
(10.82)
Проведенный выше анализ точности измерений угловых координат
относится к случаю использования антенны только на прием (т. е. рас-
сматривается «односторонняя» диаграмма направленности по напряже-
нию). При радиолокационных измерениях амплитуда принимаемого
сигнала зависит от двухкратного («двухстороннего»), а не «односторон-
него» использования антенны, поэтому точность измерений может отли-
чаться от приведенной выше.
Угловая точность и оценка параметров. Для определения нижнего
предела точности измерения импульсной радиолокационной станцией обна-
ружения угла прихода отраженного сигнала воспользуемся описанным
в литературе методом, основанным на использовании статистической теории
оценки параметров. Предположим, что станция осуществляет обзор про-
странства в пределах определенного спектра по одной координате (например,
по азимуту). Угловой сектор полагаем большим по сравнению с шириной
луча антенны, поэтому краевыми эффектами можно пренебречь. За время
одного периода обзора точечную цель считаем неподвижной. Дальность
делится на интервалы строб-импульсами. Перемещение антенны А0 за период
повторения импульсов мало по сравнению с шириной луча. Хотя можно
применить любой тип детектора огибающей со строго монотонной характе-
ристикой, для простоты анализа возьмем линейный детектор.
Выходной сигнал приемника при нахождении цели в определенном
интервале дальности представляет собой пачку импульсов, повторяющихся
с постоянной частотой следования, огибающая которых дважды промодули-
рована диаграммой направленности антенны. Если бы отсутствовал шум,
центр пачки импульсов можно было бы точно найти, зная диаграмму направ-
ленности антенны. Однако внутренний шум приемника, внешний шум
и флуктуации эффективной площади рассеяния цели накладывают ограни-
чения на точность, с какой могут быть определены центр пачки импульсов
и направление на цель.
Если задана форма луча антенны и другие параметры, как-то: отноше-
ние сигнал/шум, частота повторения импульсов и т. д., то задача состоит
в нахождении пределов точности угловых измерений при наличии шума
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 573
и флуктуаций эффективной площади рассеяния цели. На основе теории
оценки параметров получим выражение для нижней границы бмин стан-
дартного отклонения (среднеквадратичной ошибки) регулярной несмещен-
ной оценки угла 0Г. При этом принимаем, что диаграмма направленности
антенны имеет форму гауссовой кривой, усиление по мощности при исполь-
зовании антенны на передачу и прием изменяется по закону е-02. Влияние
диаграммы направленности антенны учитываем дважды, т. е. при распро-
странении сигнала в прямом и обратном направлениях, тогда как выражения
для точности угловых измерений, выведенные ранее в этом разделе, отно-
сятся к распространению сигнала только в одном направлении.
Фиг. 10.13. Зависимость угловой ошибки бМИ1, от отношения сигнал/шум (S//V)e.
в центре луча.
A/g — число импульсов, облучающих цель за время ее нахождения в пределах ширины луча 20g.
--------------- нефлуктуирующая цель;-------быстро флуктуирующая цель.
Стандартное отклонение угловой оценки 0Г относительно истинного
положения цели 0Г обозначается как 60г = [£ (0Г — 0Г)2]1/2, где Е fg (x)J
означает математическое ожидание величины g (х) и равно J g (х) р (х) dx.
Здесь р (х) — плотность вероятности величины х.
Результаты вычислений нижнего предела регулярной несмещенной
оценки угла0г показаны нафиг. 10.13. По оси абсцисс отложено отношение
574
Глава 10
сигнал/шум (S/N)c, соответствующее направлению центра луча на цель.
Ширина луча диаграммы, имеющей вид гауссовой кривой, по точкам спада-
ния мощности на Me равна 20g. (Если 0В — ширина луча по точкам поло-
винной мощности, то 20g = 0,850 в.) Число импульсов, излучаемых за время
перемещения луча на угол 20g, равно N6. Сплошная кривая на фиг. 10.13
относится к нефлуктуирующей цели, а пунктирная кривая — к цели,
эффективная площадь рассеяния которой флуктуирует от импульса к им-
пульсу в соответствии с законом распределения Релея.
Для малых отношений сигнал/шум нижний предел 6(0Г) может быть
аппроксимирован выражением
1,260й
а для больших отношений сигнал/шум
^МИН ~ „ ,rV7- »
(S/N)c У Ng
_ 1,060g
~ V Ng (S!N)r ’
(10.83)
(10.84)
Оценка по максимальному правдоподобию. Выведенный выше нижний
предел 6ЫИ„ для стандартного отклонения 6 (0Г) относится ко всем регуляр-
ным несмещенным оценкам 0Т. Но до сих пор ничего не было сказано о том,
существует ли в действительности оценка, стандартное отклонение которой
достигает нижнего предела бМИ11.
Ф и г. 10.14 Зависимость стандартного отклонения оценки по максимальному правдо-
подобию от отношения сигнал/шум в центре луча.
Диаграмма направленности антенны характеризуется соотношениями (sin 0)/0 для | 0 |<л н
(1 К2) [(sin 0J/6] для л<10|<2п.
Вероятность превышения шумом порогового уровня равна 0,1.
Как показано в литературе, оценка азимута цели 0Г по максимальному
правдоподобию является «асимптотически эффективной» оценкой 0Т; это
значит, что отношение 6нИП/6г (0Г) приближается к единице, когда число
выборочных значений (импульсов) стремится к бесконечности при фиксиро-
ванной ширине луча 0g. Другими словами, асимптотически эффективная
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
575
оценка—это такая оценка, для которой среднеквадратичная ошибка оценки
приближается к минимально возможной величине, когда число выборочных
значений становится большим. Кроме того, оценка по максимальному
правдоподобию закономерно будет приближаться к истинной величине,
если число выборочных значений, по которому производится оценка,
достаточно велико. Метод максимального правдоподобия состоит в на-
хождении для каждого ансамбля напряжений v2, ..., vN величин
0Г, (S/A)c, максимизирующих плотность совместной вероятности для
Уь Уг, y.v при заданных 0г и (S/N)c (разд. 10.4). Таким образом,
по крайней мере для большого числа импульсов оценка положения цели
может быть сделана по методу максимального правдоподобия, для которого
стандартное отклонение приближается к SM11H при допущении, что внешние
шумы отсутствуют (действует только внутренний шум приемника).
В одном описанном в литературе анализе оценки угловой точности
радиолокационной станции обнаружения по максимуму правдоподобия
рассмотрена цель с быстрыми флуктуациями отражающей поверхности
(статистически независимыми от импульса к импульсу), описываемыми
плотностью вероятности для закона распределения Релея. На фиг. 10.14
даны кривые стандартного отклонения в функции отношения сигнал/шум,
числа импульсов, попадающих на цель за один период обзора Nв.
Оценка точности измерения угловых координат при использовании
двоично-квантованного видеосигнала. Число импульсов, попадающих на
цель при облучении ее антенной радиолокационной станции, зависит от
скорости обзора, ширины луча и частоты повторения импульсов. На экране
индикатора кругового обзора каждая цель создает отметку в форме дужки,
длина которой пропорциональна ширине луча антенны. Оператор индикато-
ра кругового обзора может оценить угловое положение цели, проводя
линию, делящую дужку отметки пополам. Аналогичная процедура может
применяться при использовании индикатора типа В. Этот метод определения
углового положения цели называется расщеплением луча или делением
огибающей.
Оценка углового положения цели методом деления огибающей может
также выполняться при помощи схем типа цифрового вычислительного
устройства. Автоматическое деление огибающей особенно важно там, где
нежелательно или невозможно использовать оператора для извлечения
информации из радиолокационного сигнала. Автоматическое измерение
углового положения цели может производиться точнее, чем это делает
оператор, наблюдающий за изображением на экране индикатора кругового
обзора. Кроме того, автоматическое устройство может обрабатывать больше
целей в единицу времени, чем оператор.
Во многих методах оценки угловых координат выходной видеосигнал
радиолокационного приемника сначала квантуется по нескольким интерва-
лам дальности (селекция по дальности). Импульсы, отраженные от одной
цели, обрабатываются как одна пачка. Если цель присутствует на опреде-
ленном интервале дальности, выходной сигнал селектирующего устройства
будет состоять из пачки импульсов, следующих с частотой повторения,
с огибающей, соответствующей форме диаграммы направленности антенны.
Если цель отсутствует, огибающая имеет форму шумовой кривой. Пачки
импульсов от каждого участка дальности пропускаются через пороговое
устройство, формирующее «единицу», если радиолокационный видеосигнал
превышает определенный уровень, и «нуль», если видеосигнал ниже этого
уровня. Таким образом, радиолокационный видеосигнал квантуется и пре-
образуется в двоичные знаки, сгруппированные в серии единиц или нулей
576
Глава 10
в зависимости от того, содержит ли выходной видеосигнал информацию
о цели или он состоит только из шума. При наличии цели число единиц
будет соответствовать числу импульсов от цели. Этот процесс аналогичен
двух пороговому обнаружению, описанному в разд. 9.9. Квантование радио-
локационного видеосигнала более чем по двум уровням дает более точные
оценки, но требует дополнительной аппаратуры.
Устройство обработки данных должно различать начало и конец серии
единиц, соответствующей цели. Вследствие влияния шума и флуктуаций
эффективной площади рассеяния цели всегда будет некоторая неточность
в определении центра луча.
Двоично-квантованный видеосигнал может обрабатываться различными
способами для получения оценки углового положения цели. Выбор кон-
кретного метода зависит от требуемой точности и допустимой степени слож-
ности аппаратуры.
10.8. ФОРМА ЗОНДИРУЮЩЕГО СИГНАЛА [41
Выбор формы зондирующего сигнала зависит от требований, предъяв-
ляемых 1) к обнаружению цели, 2) к точности измерений дальности, 3) к до-
пустимой неоднозначности измерений и 4) к разрешающей способности.
Влияние формы радиолокационного сигнала на эти параметры можно
выяснить на основании анализа выходного сигнала радиолокационного
приемника. Приемник предполагается оптимальным, т. е. что он спроекти-
рован как приемник с согласованным фильтром, взаимно корреляционный
приемник или как приемник, определяющий коэффициент максимального
правдоподобия или обратную вероятность. Как было показано в предыдущей
главе, выходной сигнал любого из этих приемников пропорционален функ-
ции взаимной корреляции С (АГД) принятого сигнала у (t) = s (t — То) +
-j- n (/) и задержанного на время TR зондирующего сигнала s (t — TR), т. е.
С(А7’В)= J y(t)s(t—TR)dt, (10.85)
где То — действительное время распространения сигнала до цели и обратно;
TR — оценка действительного времени распространения (считается пере-
менной); АГд = То — Тп — ошибка оценки времени распространения.
Это выражение относится к неподвижной цели с нулевым допплеров-
ским сдвигом частоты. В слегка измененном виде оно применимо также
к целям, движущимся с известной относительной скоростью. Выражение
(10.85) определяет выходной сигнал правильно спроектированного радио-
локационного приемника.
Функция взаимной корреляции выходного сигнала радиолокационного
приемника была использована в гл. 9 как основа для определения способ-
ности приемника обнаруживать сигналы. Она была также использована
для определения точности оценки радиолокационных параметров [уравне-
ние (10.44)1. В этом разделе это же уравнение используется для выяснения
влияния формы зондирующего сигнала на неоднозначность радиолокацион-
ных измерений и на выделение одной цели из множества других.
Прежде чем перейти к анализу неоднозначности и разрешающей спо-
собности, рассмотрим кратко значение уравнения (10.85) с точки зрения
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 571
обнаружения, а также требования, предъявляемые к зондирующему сигна-
лу применительно к процессу обнаружения цели и точности измерения.
Выходной сигнал радиолокационного приемника пропорционален
С (&TR). Если цель находится на дальности /?о = сТо/2, то величина
С (ДТд) в отсутствие шума будет иметь максимум при TR = То. Если на
выходе приемника установлено решающее устройство с определенным поро-
говым уровнем, решение об обнаружении цели принимается, когда этот
максимум превысит выбранный порог. При расчете приемника как согласо-
ванного фильтра для зондирующего сигнала определенной формы вероят-
ность обнаружения не зависит от формы сигнала. Она зависит только от
отношения E/No полной энергии Е, содержащейся в сигнале, к мощности
шума No на единицу ширины полосы. Таким образом, с точки зрения
задачи обнаружения цели к форме зондирующего сигнала не предъявляет-
ся особых требований, за исключением того, чтобы он допускал создание
соответствующего согласованного фильтра или приближающейся к нему
схемы.
Вопрос о выборе формы зондирующего сигнала можно разделить на две
части. Первая состоит в определении полной энергии этого сигнала из
уравнения дальности радиолокации. Вторая заключается в выборе кон-
кретной формы сигнала на основе требований к точности, допустимой
неоднозначности и разрешающей способности.
В разд. 10.5 было найдено, что точность, с которой могут быть изме-
рены дальность и допплеровская скорость, зависит от отношения энергии
сигнала к мощности шума на единицу ширины полосы, т. е. зависимость
та же, что и для вероятности обнаружения. Следовательно, надежность
обнаружения и точность измерения координат взаимосвязаны. Кроме того,
было найдено, что точность измерения дальности и допплеровской скорости
зависит от формы зондирующего сигнала или его частотного спектра.
Эта зависимость была установлена при рассмотрении эффективной ширины
полосы спектра сигнала ₽ (уравнение (10.31)] и эффективной длительности
сигнала а [уравнение (10.56)1.
Неоднозначность. Неоднозначное измерение — это измерение, дающее
более одного значения параметра, из которых приемлемо только одно.
Следовательно, при таких измерениях правильное значение параметра
оказывается неопределенным. Неоднозначность появляется при дискретных
измерениях. В предшествующих главах рассматривались такие причины
возникновения неоднозначности, как прием отраженного сигнала на втором
периоде развертки, что может иметь место при использовании периодических
зондирующих сигналов, и возникновение слепых скоростей в импульсно-
допплеровских радиолокационных станциях с аппаратурой селекции дви-
жущихся целей. Неоднозначность в измерении дальности не возникает,
если передатчик излучает только один зондирующий импульс. Не будет
неоднозначности измерения допплеровской частоты и при непрерывном
сигнале.
При наличии в луче станции более одной цели наряду с проблемой
неоднозначности может возникнуть и проблема разрешающей способ-
ности.
Обращаясь к принятому нами математическому представлению выход-
ного сигнала приемника, можно сказать, что неоднозначность возникает
тогда, когда функция корреляции (10.85) имеет максимумы при значениях
TR, отличающихся от истинного значения времени запаздывания сигнала
от цели То- Так как принятый сигнал у (t) содержит полезный сигнал и шум,
т. е. у (0 = s (( — То) + п (/), выходной сигнал приемника С (&TR) можно
37 М. Сколник
578
Глава 10
записать в виде
С(ДГд) = J s(t-T0)s(t-TR)dt+ ^n(t)s(t-TR)dt = l(ATR) W(TR).
(10.86)
Первый интеграл £ (ДТВ) представляет собой функцию автокорреляции
полезного сигнала, а второй интеграл т] (TR) — функцию взаимной корре-
ляции полезного сигнала и шума. Второй интеграл может привести к слу-
чайным неоднозначностям, если шум п (/) будет достаточно большим, чтобы
вызвать превышение выходным сигналом приемника порогового уровня.
Это явление относится к проблеме ложной тревоги, и оно может быть устра-
нено повышением порогового уровня. Влияние таких «неоднозначностей»
здесь исключается из обсуждения. Будут рассматриваться только неодно-
значности, обусловленные дискретным характером передачи. При этом
принимается, что отношение сигнал/шум достаточно велико и (как и при
анализе измерений в предыдущем разделе) интегралом т] (Тп), представляю-
щим функцию взаимной корреляции полезного сигнала и шума, можно
пренебречь. При этих допущениях выходной сигнал приемника для боль-
ших отношений сигнал/шум будет пропорционален функции автокорреляции
В(ДТд) = J s(/-T0)s(/-TH)A. (10.87)
Это выражение аналогично выражению для выходного сигнала приемника
с согласованным фильтром, на вход которого подается только полезный
сигнал без шума.
Функция £ (ДТ'д) будет иметь максимум, равный энергии сигнала Е,
при То = TR. Вблизи TR = То всегда будет некоторый конечный разброс
значений | (ДТП). Ширина области этого разброса будет определять точ-
ность, с которой может быть измерено То. Как будет показано ниже, этот
разброс должен быть небольшим для разрешения двух близко распо-
ложенных целей. Для всех других значений TR величина В (ДТд) должна
равняться нулю или быть очень небольшой. Если величина £ (Д7д) имеет
максимумы для значений TR, отличающихся от То, выбор максимума,
соответствующего истинному положению цели, будет неоднозначным.
Разрешающая способность. При наличии многих целей понятия обна-
ружения, точности и неоднозначности применяются к каждой отдельно
рассматриваемой цели, и в этом случае предъявляется новое требование
к форме зондирующего сигнала, а именно требование, связанное с раз-
дельным наблюдением каждой отдельной цели при наличии других целей.
Способность радиолокационной станции раздельно наблюдать цели назы-
вается разрешающей способностью.
Разрешающая способность станции необходима при наличии несколь-
ких одинаковых целей, находящихся близко одна к другой, например
самолеты в строю, спутник и последняя ступень ракеты или боевая головка
снаряда, окруженная его осколками. Другим примером может служить
выделение нужной цели на фоне отражений от местных предметов. Но даже
если нет других целей или отражений от местных предметов, существует
необходимость разрешения отраженного и зондирующего сигналов.
Для упрощения анализа допустим, что нужно разрешить только две
цели. Чем больше отличаются цели одна от другой, тем легче разделить
их. Пусть отраженный сигнал от одной цели будет у^ (/), а от второй —
у2 (/)• В качестве меры различия этих сигналов примем средний квадрат
их разности. Чем больше различие между сигналами, тем больше будет
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
579
средний квадрат разности. Если они одинаковы, то разность равна нулю.
Для максимизации разрешающей способности зондирующий сигнал следует
выбрать так, чтобы имел максимум следующий интеграл:
$ If/i (0-%(012^= $
-2 J уЛ1)УгЦ)М+ J y*(t)dt.
(10.88)
Первый и третий интегралы в правой части этого равенства постоянны
и равны энергии сигналов от каждой цели. Поэтому условие получения
максимума среднего квадрата разности двух сигналов эквивалентно полу-
чению минимума интеграла
$ l/i (t)y2(t) dt. (10.89)
Сигналы у{ (/) и у2 (/) могут быть представлены в виде суммы полезного
сигнала и шума. Если принять, как и в предыдущих разделах, что отноше-
ние сигнал/шум достаточно большое, то интегралами, содержащими шум,
можно пренебречь, и интеграл (10.89) примет вид
J s(t — TJslt — Tz) dt,
(10.90)
где Ti и Т2 — времена запаздывания сигналов, отраженных от целей, нахо-
дящихся на дальностях и Z?z. Для совершенного разрешения этот инте-
грал, представляющий собой функцию автокорреляции сигнала, должен
равняться нулю при всех Т, кроме = Т2. Его значение при 7\ = Т2
максимально и равно энергии сигнала Е, если обе цели имеют одинаковую
эффективную площадь рассеяния. Интеграл должен равняться нулю при
Ti #= Т2. Вблизи Tt = Т2 интеграл должен быстро спадать до нуля. Требо-
вания к этому интегралу аналогичны требованиям, предъявляемым к уравне-
нию (10.87) для достижения хорошей точности и однозначности измерений.
Оба интеграла имеют одинаковую форму, если эффективные площади рас-
сеяния целей одинаковы. Отсюда следует, что функция автокорреляции
(10.90) может быть использована для определения разрешающей способности,
обеспечиваемой при определенной форме зондирующего сигнала, аналогично
тому, как ее можно использовать для определения точности и степени
неоднозначности.
Выше было сделано допущение, что допплеровская частота или равна
нулю, или одинакова для обеих целей. Аналогичные рассуждения приме-
нимы к способности зондирующего сигнала разрешать цели с различными
допплеровскими частотами, но находящиеся на одной дальности. Разрешаю-
щие способности по допплеровской частоте и дальности могут рассматри-
ваться совместно, как это будет сделано ниже.
Диаграмма неопределенности. Влияние формы зондирующего сигнала
на неоднозначность определения допплеровской скорости и дальности (или
частоты и времени запаздывания) можно проследить, если развернуть функ-
цию автокорреляции принятого сигнала (10.87). Сигнал s (/) считается состо-
ящим из двух частей: огибающей модуляции и (t) и несущей cos 2nfot.
Функцию взаимной корреляции £ (Д7^) можно записать в виде
u(t — T0)u(t — TR)cos2n,f0t cos2n(f0 + fd) t dt, (10.91)
где To — истинное время запаздывания отраженного сигнала; TR — оценка
времени запаздывания отраженного сигнала; fd — допплеровский сдвиг
частоты отраженного сигнала.
37*
5Я0
Г л а в a 10
Трехмерный график функции хс переменными временем запаздывания
отраженного сигнала и допплеровской частотой дает наглядное представле-
ние о точности и неоднозначности измерений при зондирующем сигнале s(t).
Если вместо То и TR взять 7\ и Т2, то этот же график может быть использо-
ван для оценки способности радиолокационной станции разрешать две
цели, дающие сигналы с равной амплитудой, но отличающиеся по доппле-
ровской скорости и дальности.
Для удобства начало графика функции х выбирается так, чтобы истин-
ное время запаздывания отраженного сигнала То и частота зондирующего
сигнала fo равнялись в этой точке нулю. Это не влияет на форму графика
и приводит только к сдвигу его по осям координат. Так как в радиолока-
ционной станции информация о фазе принятого сигнала обычно разрушается,
следует рассматривать только величину функции (10.91). Таким образом,
функция, подлежащая анализу для определения пригодности различных
выбранных форм зондирующих сигналов, имеет вид
|х(Л, fd)l = | $ u(t)u(t—TR) cos 2nfdtdt\ . (10.92)
Она называется функцией неопределенности, а ее график — диаграм-
мой неопределенности.
Функция х имеет следующие свойства:
\1(TR, fd)| = |x(O, 0)1 -2Е, (10.93)
\X(-TR, -fd)\ = \UTR, fd)\, (10.94)
\1(TR, o)| = | J u(t)u(t-TR)dt\ , (10.95)
1 7. (°, fd) | = | § (0 cos 2nfdt dt | , (10.96)
$ $ |х(Л, fd)\idTRdfd = (2E)2. (10.97)
Уравнение (10.93) показывает, что максимум функции | х | получается
в начале координат, а по величине он равен удвоенной энергии отраженного
сигнала. Коэффициент 2 появляется вследствие того, что информация о фазе
не учитывается и рассматривается только огибающая модуляции. Уравне-
ние (10.94) выражает свойство симметрии этой функции. Уравнения (10.95)
и (10.96) описывают по ведение функции неопределенности по осям TR и fd
соответственно. По оси Tr функция | х I пропорциональна функции авто-
корреляции огибающей отраженного сигнала, а по оси fd — пропорциональ-
на спектру квадрата огибающей отраженного сигнала. Из уравнения (10.97)
следует, что полный объем равен (2Е)2. Имея в виду эти свойства функции
| х |, перейдем к исследованию диаграмм неопределенности некоторых
классов зондирующих сигналов.
Идеальная диаграмма неопределенности. Если бы не было никаких
ограничений, идеальная диаграмма неопределенности состояла бы из одного
максимума бесконечно малой ширины в начале координат и равнялась бы
нулю во всех остальных областях (фиг. 10.15). Единственный максимум уст-
раняет всякую неоднозначность, а его бесконечно малая ширина позволяет
одновременно определять частоту и временное запаздывание с любой сте-
пенью точности. Такая диаграмма позволила бы разрешать две цели неза-
висимо от расстояния между ними. Конечно, нет ничего удивительного в том,
что получение такой идеальной диаграммы неопределенности практически
невозможно. Основные свойства функции неопределенности не позволяют
получить такую идеальную форму. Два основных ограничения состоят в том,
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
58]
что максимальная высота графика функции | % |2 равна (2£)2, а ограничен-
ный ею объем конечен и равен (2£)2. Таким образом, высота диаграммы в на-
чале координат фиксирована, и функция ограничивает конечный объем.
Фиг. 10.15. Идеальная диаграмма неопределенности.
Достаточно хорошо приближающейся к идеальной форме может быть диаг-
рамма неопределенности, показанная на фиг. 10.16. Она не дает неоднознач-
ности, так как имеет только один максимум, но ширина этого максимума
может быть такой, что требования в отношении точности и разрешающей
способности не будут удовлетворяться. Максимум может быть сужен, но для
\%(TK,fd)\
Ф и г. 10.16. Диаграмма неопределенности,
т — длительность сигнала; В — ширина
приближающаяся к идеальной.
полосы спектра сигнала.
сохранения постоянства объема высота диаграммы в какой-то области долж-
на увеличиться. Если максимум сделан слишком узким, то вследствие
требования постоянства объема, ограниченного поверхностью диаграммы,
могут образоваться другие максимумы не в начале координат. Это приведет
к возникновению неоднозначности.
Таким образом, требования в отношении точности и однозначности
измерений не всегда можно выполнить одновременно.
Трехмерную диаграмму неопределенности можно сравнить с ящиком,
наполненным песком. Количество песка в нем постоянно и соответствует
постоянной энергии сигнала. Песок нельзя ни добавлять в ящик, ни уда-
лять из него; его можно насыпать в одну кучку в центре ящика (начало коор-
Фиг. 10.17. Трехмерная диаграмма неопределенности для одиночного прямоуголь-
ного импульса.
а — контуры постоянного допплеровского сдвига частоты (скорости); б — контуры постоянного
временного запаздывания (дальности); в — полная трехмерная диаграмма.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
583
динат), причем высота кучки не должна превышать некоторого фиксирован-
ного уровня 2Е. Если кучка песка в центре оказалась слишком узкой, остав-
шийся песок можно сгрести в другие кучки, высота которых может быть
сравнимой с высотой центральной кучки.
Оптимальной является форма сигнала, имеющая желаемую диаграмму
неопределенности при заданной энергии. Обычные радиолокационные стан-
ции импульсного типа и непрерывного излучения имеют диаграмму неопре-
деленности, отличающуюся от идеальной. Для получения диаграммы, пока-
занной на фиг. 10.16, передаваемый сигнал должен быть шумообразным.
Синтез формы зондирующего сигнала, удовлетворяющего требованиям
в отношении точности, однозначности и разрешающей способности и име-
ющего соответствующую диаграмму неопределенности, очень трудная задача.
Обычная методика состоит в построении диаграммы неопределенности для
более распространенных сигналов и исследовании ее свойств. Вследствие
трудности синтеза диаграмма неопределенности является в первую очередь
средством выяснения применимости выбранной формы сигнала, а не нахож-
дения оптимальной формы.
Одиночный прямоугольный импульс с синусоидальным заполнением.
Диаграмма неопределенности для одиночного прямоугольного импульса
синусоидальных колебаний приведена на фиг. 10.17. Контуры для постоян-
ного допплеровского сдвига частоты (скорости) показаны на фиг. 10.17, а.
fd
Ф и г. 10.18. Двухмерная диаграмма неопределенности.
а — длинный импульс; б — короткий импульс.
Контур нулевой скорости имеет треугольную форму и представляет собой
функцию автокорреляции прямоугольного импульса, которую можно полу-
чить из уравнения (10.95). Контуры для постоянных значений временного
запаздывания показаны на фиг. 10.17, б. Центральный контур, соответст-
вующий Тп = 0, представляет спектр прямоугольного импульса [уравне-
ние (10.96)1. Нафиг. 10.17, в представлена сложная трехмерная поверхность
неопределенности.
Обычно строить трехмерную диаграмму неопределенности неудобно,
поэтому часто пользуются двухмерной диаграммой для представления наибо-
лее характерных свойств сигнала. На фиг. 10.18 показан в качестве примера
двухмерный график трехмерной диаграммы неопределенности, соответст-
вующей одиночному импульсу (фиг. 10.17, в). На этой диаграмме темные
участки означают области, где 1 х (7"д, fd) I имеет большую величину, зашт-
рихованные участки — области, где функция | х I мала, но не равна нулю.
Не заштрихованы области, где функция I х I равна нулю. График для оди-
ночного импульса показывает области эллиптической формы, в пределах
которых функция | х I имеет большую величину.
584
Глава 10
Этого следовало ожидать из всего проведенного ранее анализа, так как
одиночное измерение не может дать неоднозначный результат, если порог
выбран правильно. Ошибка по дальности пропорциональна длительности
импульса т, а ошибка по допплеровской частоте пропорциональна 1 /т.
Укорочение импульса повышает точность измерения дальности, но это дости-
гается за счет ухудшения точности измерения допплеровской частоты. Хотя
размер эллипса по одной оси можно взять сколь угодно большим или сколь
угодно малым, следует иметь в виду, что размер по другой оси изменяется
в обратном порядке. Область вблизи начала координат не может быть взята
сколь угодно малой по обеим осям одновременно без смещения темного участ-
ка диаграммы.
Полагая длительность импульса очень большой (по существу бесконеч-
ной), можно применить фиг. 10.18 к радиолокационной станции непрерыв-
ного излучения. Аналогично, если считать длительность т очень малой (бес-
конечно малой), диаграмму можно применить к импульсной радиолокацион-
ной станции.
Периодическая последовательность импульсов. Рассмотрим последова-
тельность из пяти импульсов длительностью тс периодом повторения импуль-
сов Тр и длительностью последовательности импульсов Td (фиг. 10.19, а).
Фиг. 10.19. Последовательность из пяти прямоугольных импульсов.
а — последовательность импульсов; б — диаграмма неопределенности.
Диаграмма неопределенности для этого случая приведена на фиг. 10.19, б.
При одиночном импульсе точности измерения временного запаздыва-
ния и частоты взаимозависимы и связаны длительностью импульса т.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
585
Периодическая последовательность импульсов свободна от этого огра-
ничения. Ошибка измерения времени запаздывания определяется, как
и прежде, длительностью импульса т, а точность измерения частоты зави-
сит от общей длительности последовательности импульсов. Следовательно,
точности измерения времени и частоты могут быть независимы друг от друга.
Но возможность независимого управления точностями измерений вре-
мени и частоты при периодической последовательности импульсов достигает-
ся за счет появления дополнительных максимумов в диаграмме неопределен-
ности. Появление этих максимумов приводит к неоднозначности. Общая
площадь заштрихованных участков на диаграмме неопределенности для
последовательности импульсов равна площади соответствующих участков
диаграммы для одиночного импульса при условии, что энергия сигналов
в обоих случаях одинакова. Это следует из выражения (10.97). Практически
инженер, проектирующий радиолокационную станцию, выбирает период
повторения импульсов Тр таким, чтобы все представляющие интерес цели
появились вблизи центрального максимума, а все остальные максимумы
были бы отодвинуты от области, занятой целями. Периодическая последо-
вательность импульсов является хорошей формой сигнала с точки зрения
точности, если применение радиолокационной станции позволяет пренебречь
неоднозначностью или устранить ее. Тот факт, что в большинстве практи-
ческих радиолокационных станций применяется сигнал такой формы, явля-
ется лучшим доказательством его пригодности, чем любой теоретический
анализ, который можно привести здесь. Однако всегда имеет большое зна-
чение теоретическое подтверждение качественных и интуитивных подходов,
на основе которых обычно принимается большинство практических инже-
нерных решений, ввиду отсутствия лучших критериев.
Одиночный модулированный по частоте импульс. Неоднозначность
можно исключить, применяя сигнал в виде одиночного импульса, а не после-
довательности импульсов. Как было установлено выше, при сигнале в виде
простого высокочастотного импульса нельзя одновременно получить высо-
кие точности измерения времени запаздывания сигнала и частоты. Однако
желаемой высокой точности одновременного измерения времени и частоты
можно добиться, если излучать импульсы достаточно большой длительности
(для получения желаемой точности измерения частоты) и с достаточно широ-
кой полосой (чтобы удовлетворить требованию в отношении точности изме-
рения времени). Иначе говоря, максимум в центре диаграммы можно сузить,
передавая импульс с большим произведением длительности на ширину поло-
сы частот (т. е. импульсе большим произведением Ра). Один из методов рас-
ширения спектра импульса длительностью т состоит в применении внутри-
импульсной модуляции. Диаграмма неопределенности для импульса с внут-
ренней частотной модуляцией приведена на фиг. 10.20. Сигнал представляет
собой высокочастотный импульс, частота которого изменяется линейно от
/о — Д/72 при t = 0 до fo + Д/72 при t = т, где /о — несущая частота,
а Д/ « В — частотная девиация.
Диаграмма неопределенности имеет эллиптическую форму, как и для
одиночного немодулированного импульса, но ось эллипса расположена
наклонно относительно осей времени и частоты. Такая форма диаграммы не
совсем удовлетворительна. Точность по любой оси можно сделать сколь
угодно высокой, однако точность по главной оси эллипса будет сравнитель-
но невысокой. Это следует из того факта, что временное запаздывание (даль-
ность) и допплеровская частота определяются путем измерения частотного
сдвига. Таким образом, ни дальность, ни скорость не могут быть определены
без знания второй из этих величин. Это ограничение можно преодолеть, если
586
Глава 10
излучать второй импульс с частотной модуляцией, наклон которого на диа-
грамме неопределенности будет отличаться от показанного на фиг. 10.20.
Модуляция этого импульса может быть линейной, но не с повышением, а с по-
нижением частоты. Такой метод измерения аналогичен методу, применяемо-
му в радиолокационной станции, излучающей частотно-модулированные
непрерывные колебания (гл. 3) и измеряющей как дальность, так и доппле-
ровский сдвиг частоты. Отметим, что при использовании частотной моду-
ляции, осуществляемой по пилообразному закону, такие станции могут
измерять дальность только при отсутствии допплеровского сдвига частоты.
Если вместо модуляции по пилообразному закону применять модуляцию
Фиг. 10.20. Диаграмма неопределенности для одиночного высокочастотного
импульса с частотной модуляцией.
по треугольному закону, то можно измерять и дальность, и допплеровскую
частоту. Этот метод можно применять в импульсных радиолокационных
станциях с частотной модуляцией. Однако и здесь могут возникнуть труд-
ности, если заранее не известно, какой частотный сдвиг больше — доппле-
ровский или временной.
Желательные формы зондирующего сигнала. Рассмотренные формы
сигнала нельзя считать хорошим приближением к идеальному сигналу
(фиг. 10.15). Очевидно, что периодические сигналы неприемлемы, если геомет-
рия задачи не позволяет исключить неоднозначность. Идеальный сигнал
представляет собой одиночный импульс с большим произведением ширины
спектра импульса на его длительность. Полоса частот, занимаемая сигналом,
может быть расширена за счет амплитудной, частотной или фазовой моду-
ляции. Амплитудная модуляция не всегда желательна с практической точ-
ки зрения, так как большинство передатчиков радиолокационных станций
имеет ограничения по импульсной мощности. При данной длительности
импульса такой передатчик с амплитудной модуляцией будет излучать мень-
ше энергии в импульсе, чем при фазовой или частотной модуляции. В сле-
дующем разделе приводятся примеры расширения полосы сигнала за счет
частотной и фазовой модуляций.
Модулированный шумом сигнал дает диаграмму неопределенности,
приближающуюся к идеальной. Такой сигнал можно сравнить с сигналом,
модулированным одновременно по амплитуде, частоте и фазе.
Диаграмму неопределенности с симметрией вращения [3] можно полу-
чить, используя сигнал вида
ип (t) = нп (К?/) (10.98)
|/ л1/гл!2"
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 587
где ип (0 — огибающая зондирующего сигнала; у — отношение оси угло-
вой частоты к оси времени; Нп (z) — n-й полином Эрмита, определяемый как
//п(г) = (-1)п^-^й-е-Л (10.99)
Диаграмма неопределенности, соответствующая сигналу, определяемому
соотношением (10.98), обладает свойством вращательной инвариантности
Фиг. 10.21.
а — огибающая зондирующего сигнала для п = 10 [уравнение (10.98)1 (частотный спектр имеет
такую же форму), б — огибающая отклика согласованного фильтра на сигнал а при п — 10;
в — трехмерная диаграмма неопределенности для сигнала а.
в том смысле, что при вращении ее относительно начала координат в пло-
скости Тп, fd форма диаграммы не меняется. Термин «вращение» применен
здесь в широком смысле, так как движение может совершаться в действи-
588
Глава 10
тельности по эллиптическому контуру. При у = 1 вращение происходит
почти по круговой орбите.
На фиг. 10.21 приведены в качестве примера а) сигнал, определяемый
уравнением (10.98), б) отклик согласованного фильтра на этот сигнал и в)
диаграмма неопределенности при у = 1 и п = 10. Частотный спектр сигнала
(10.98) имеет такую же форму, как и временная функция сигнала, поэтому
фиг. 10.21, а представляет собой также и спектр сигнала. Произведение
ширины спектра на длительность для сигналов этого класса при возрастании
п увеличивается пропорционально (п Ц- ^)2. Сигнал, требуемый для полу-
чения диаграммы неопределенности с вращательной инвариантностью, не-
равномерный по амплитуде, поэтому генерирование его сложнее, чем сиг-
нала с равномерной амплитудой.
Выводы. В этом разделе рассмотрены некоторые факторы, относящиеся
к выбору правильной формы зондирующего сигнала. Выбор формы сигнала
с точки зрения обнаружения может производиться независимо от требова-
ний к ней, обусловленных точностью, однозначностью и разрешающей спо-
собностью. Зондирующий сигнал удовлетворяет требованиям в отношении
обнаружения цели, если его энергия достаточно велика, а приемник спро-
ектирован как оптимальный, например приемник с согласованным фильтром.
Форма зондирующего сигнала имеет значение постольку, поскольку она
влияет на практический расчет согласованного фильтра.
Пригодность того или иного конкретного сигнала с точки зрения точ-
ности, однозначности и разрешающей способности может быть определена
качественно по его диаграмме неопределенности. Периодические сигналы
в общем можно считать удовлетворяющими требованиям в отношении точ-
ности и разрешающей способности при условии, что неоднозначность резуль-
татов или допустима, или может быть исключена. Сигнал в форме одиночного
импульса с синусоидальным заполнением устраняет проблему неоднознач-
ности, но не допускает одновременного измерения временного запаздывания
и частоты с большой точностью. Однако это можно осуществить, применяя
зондирующий сигнал с большим произведением ширины спектра сигнала
на его длительность (сигнал с большим произведением оф). Проблема синтеза
оптимального зондирующего сигнала по диаграмме неопределенности,
составленной на основе тактико-технических требований к разрабатываемой
станции, очень сложна и часто решается опытным путем.
10.9. сжатие ИМПУЛЬСОВ
Сжатие импульсов—это метод, позволяющий получить от радиолокаци-
онной станции, работающей длинными импульсами, такие же разрешающую
способность и точность, как при работе короткими импульсами, а характе-
ристики обнаружения цели, как при длинных импульсах. Это достигается
модуляцией излучаемых импульсов. Приемник рассчитывается так, что он
«сжимает» модулированные импульсы в более короткие. Применение сжатия
импульсов особенно полезно в случаях ограничения импульсной мощности
передатчика радиолокационной станции. Хотя сжатие импульсов можно
рассматривать как частный случай применения теории согласованного филь-
тра или расчета оптимальной формы зондирующего сигнала, основные прин-
ципы этого метода были сформулированы до применения современной теории
связи к радиолокации.
Для передачи импульса с большой энергией необходимо, чтобы импульс-
ная мощность передатчика и (или) длительность импульса были большими.
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 589
Если длительность импульса ограничивается для получения высокой точ-
ности измерения дальности или разрешающей способности, требуемая энер-
гия импульса должна получаться за счет большой импульсной мощности.
Однако во многих практических случаях невозможно получить требуемую
импульсную мощность из-за опасности возникновения пробоя в элементах
системы. В радиолокационных станциях с ограниченной импульсной мощ-
ностью требуемая энергия импульса может быть получена только за счет
излучения импульсов большой длительности.
При рассмотрении вопроса о точности измерения дальности и эффектив-
ной ширине полосы сигнала р в разд. 10.5 было установлено, что большая
длительность импульса и высокая точность измерения дальности не всегда
несовместимы.
Сжатие импульсов методом частотной модуляции. На фиг. 10.22 в ка-
честве примера приведена блок-схема радиолокационной станции со сжа-
тием импульсов методом частотной модуляции. Она отличается от схемы
обычной импульсной радиолокационной станции только наличием частот-
ного модулятора в передатчике и сжимающего фильтра в приемнике. Зон-
дирующий сигнал представляет собой прямоугольный импульс с постоянной
амплитудой А и длительностью т (фиг. 10.23, а). Частота импульса возраста-
ет в течение его длительности от f, до f2 (фиг. 10.23, б). Временная диаграм-
ма сигнала, обладающего такими свойствами, показана на фиг. 10.23, в.
Частотно-модулированный отраженный сигнал, принимаемый радиолока-
ционным приемником, проходит через сжимающий фильтр, рассчитанный
так, что скорость прохождения в нем сигнала зависит от частоты. В рас-
сматриваемом случае фильтр ускоряет составляющие сигналы с более вы-
сокими частотами у заднего фронта импульса и замедляет составляющие
с более низкими частотами у переднего фронта. В результате этого началь-
ный импульс длительностью т сжимается в более короткий импульс с дли-
тельностью, равной приблизительно 1/В, где В = /2— ft (фиг. 10.23, г).
Сжатый импульс имеет форму вида (sin nBt)lnBt. Мгновенная мощность
в импульсе возрастает в Вт раз после прохождения через сжимающий фильтр,
а амплитуда импульса — в У Вт раз. Коэффициент Вт называется коэффи-
циентом сжатия.
Сжимающий фильтр должен быть рассчитан с учетом формы зондирующе-
го сигнала. Если временная задержка фильтра очень мала, то сжатие им-
пульса будет неполным. С другой стороны, если время прохождения сигнала
через фильтр будет слишком велико, сжатый импульс начнет расходиться.
Степень сжатия, допустимая для данного импульса, зависит от ширины
полосы частот, занимаемой зондирующим сигналом. Основой для расчета
сжимающего фильтра служит теория согласованного фильтра.
Существует несколько видов схем, которые могут быть использованы
для получения временной задержки, являющейся функцией частоты. Фильтр
верхних частот имеет временную задержку, уменьшающуюся при повыше-
нии частоты. Такой фильтр может представлять собой отрезок высокочастот-
ного волновода или обычный фильтр промежуточной частоты. Если направ-
ление частотной модуляции противоположно показанному на фиг. 10.23, б,
т. е. если более высокие частоты получаются в начале импульса, а более
низкие — в конце его (фиг. 10.23, д), для сжатия импульсов можно исполь-
зовать фильтр нижних частот. Скорость распространения сигнала в фильтре
нижних частот максимальна на низких частотах и уменьшается с повыше-
нием частоты; на граничной частоте она уменьшается до нуля. Но фильтр
нижних частот можно применить и для импульсов с повышающейся частот-
ной характеристикой (фиг. 10.23, б), если частоту гетеродина при приеме
Фиг. 10.22. Блок-схема радиолокационной станции со сжатием импульсов и внутри-
импульсной частотной модуляцией.
К инди-
катору
1
Время
Фиг. 10.23. Формы сигналов при сжатии импульсов методом частотной модуляции.
а — зондирующий сигнал в виде прямоугольного импульса с амплитудой А и длительностью т;
б — частота зондирующего импульса (частота изменяется равномерно от fi в момент t =ti до /г
в момент t — ti, где ti — ti = Т н в — форма излучаемого сигнала, описываемого графика-
ми а и б; г — импульс на выходе сжимающего фильтра при подаче иа его вход импульса с линейной
частотной модуляцией; д — изменение частоты зондирующего импульса при 12<h-
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
591
сделать больше самой высокой частоты, содержащейся в частотно-модули-
рованном импульсе. Тогда импульсу будет придаваться форма в соответст-
вии с фиг. 10.23, д.
Другая схема, в которой групповая скорость возрастает при повыше-
нии частоты (временная задержка уменьшается при повышении частоты),
представляет собой гибридное соединение. Два его противоположных плеча
соединены с эквивалентами обратных реактивных сопротивлений. В резуль-
тате получается волноводный эквивалент схемы временной задержки с по-
стоянным сопротивлением, обычно применяемой на более низких частотах
(фиг. 10.24). Гибридное соединение может представлять собой двойной волно-
водный тройник, волноводный мост или направленный ответвитель с уко-
роченными щелями. Реактивные полные сопротивления могут быть выпол-
нены в виде волноводов с внутренними диафрагмами. Два волноводных
Фиг. 10 24. Низкочастотный эквивалент высокочастотной схемы сжатия импульсов.
Схема состоит из гибридного соединения и двух плеч с взаимно обратными сопротивлениями.
Временная задержка обратно пропорциональна частоте.
плеча гибридного соединения можно сделать одинаковыми, за исключением
того, что одно из них должно быть на четверть длины волны длиннее другого.
Фильтр для сжатия импульсов может быть выполнен в виде каскадной
цепочки фильтров промежуточной частоты. Можно также использовать
в качестве сжимающего фильтра дисперсионную линию задержки, имеющую
соответствующую зависимость групповой скорости от частоты. В некоторых
случаях такими свойствами могут обладать ультразвуковые линии из
длинных металлических полос (никель, латунь и сталь). Такие линии
особенно подходят для применения в ультразвуковых или гидролокацион-
ных установках. Линейная частотная модуляция не является абсолютно
необходимой в радиолокационных станциях со сжатием импульсов. Закон
частотной модуляции может быть любым при условии, что сжимающий
фильтр будет рассчитан на соответствующую форму зондирующего сигнала.
Форма зондирующего сигнала также не обязательно должна быть прямо-
угольной.
Зондирующий сигнал может генерироваться путем непосредственной
частотной модуляции передатчика. Но если форма зондирующего сигнала
должна быть точно согласованной с характеристиками сжимающего фильт-
ра или, наоборот, характеристика фильтра должна быть строго согласована
с формой сигнала, то обычно лучше формировать зондирующий сигнал
непосредственно при помощи сжимающего фильтра путем пропускания через
него импульса в противоположном направлении. (См. описание радиоло-
кационной станции с согласованным фильтром, данное в разд. 9.2.)
Максимально возможные коэффициенты сжатия импульсов зависят от
тех усилий, которые затрачиваются для их достижения при проектировании
аппаратуры. Известно, что для импульсов гауссовой формы и многозвен-
ной схемы сжатия можно получить коэффициенты сжатия Вт в пределах
592
Глава 10
от 8 до 40. В одном английском патенте утверждается, что можно получить
коэффициент сжатия импульса, равный 100. В других работах также при-
водятся значения коэффициента сжатия порядка 100.
Кроме применений в радиолокации, метод сжатия импульсов исполь-
зуется также и для других целей. Он может быть применен для генери-
рования импульсов большой мощности при помощи передатчика с ограничен-
ной импульсной мощностью, за которым следует сжимающий фильтр. Метод
сжатия импульсов можно использовать для компенсации дисперсионных
эффектов, свойственных передающим системам, в которых распространяются
короткие высокочастотные импульсы. Сжатие импульсов применимо в уль-
тразвуковых локационных установках, например в гидролокаторах или
дефектоскопах.
Точность измерения параметров при использовании сжатия импульсов
методом частотной модуляции. Точность измерения дальности и относитель-
ной (допплеровской) скорости при помощи техники сжатия импульсов мож-
но определить методами, описанными в разд. 10.5. Пусть радиочастотный
прямоугольный импульс длительностью т с несущей частотой fo модули-
руется по частоте в пределах полосы В по линейному закону
$ (/) = A cos (2n/of ф- nBt2),
- (10.100)
Пренебрегая информацией о дальности, содержащейся в тонкой структуре
импульса, и используя только низкочастотную модуляцию (как это обычно
делается при радиолокационных измерениях), по формуле (10.31) можно
найти величину 02 для импульса длительностью т с линейной частотной
модуляцией
п2В2 лВ2 sin нВт nB2S (лВт)
Rz_ ~3 2Вт (2Вт)3/2
Р С(лВт)
(2Вт)1/2
(10.101)
где 5 (и) и С (и) — синусные и косинусные интегралы Френеля. При Вт ->
-► оо значение 02 -> л2В2/3, т. е. к величине, которую можно ожидать при
равномерном спектре шириной В. Тогда среднеквадратичная ошибка изме-
рения времени
gy1 ___________1^3_________
R пВ (2£/2V0)1/2
(10.102)
Ошибка измерения дальности 67? равна (с/2) ЪТп, где с — скорость распро-
странения радиоволн. Сигнал на выходе сжимающего фильтра при подаче
на его вход прямоугольного импульса с линейной частотной модуляцией
будет определяться соотношением (sin nBt)lnBt. По аналогии со случаем
использования прямоугольного импульса, спектр которого ограничен
полосой пропускания, среднеквадратичная ошибка измерения частоты при
импульсе (на выходе сжимающего фильтра), описываемом соотношением
(sin nBt)!nBt и имеющем конечную длительность, для больших Вт равна
Ошибка измерений относительной скорости ба равна (2./2) 6/, где 1 — длина
волны.
Так как сжатие импульсов применяется как средство повышения точ-
ности измерения дальности при использовании импульсов большой дли-
Извлечение информации из радиолокационных сигналов
593
тельности, интересно сравнить теоретические среднеквадратичные ошибки,
получаемые при использовании «сжатого» импульса с линейной частотной
модуляцией [формула (10.102)] и «прямоугольного» импульса, спектр кото-
рого ограничен полосой пропускания [формула (10.35)], занимающего такую
же полосу В и имеющего такую же длительность т.
Отношение ошибок измерения временной задержки (дальности) равно
(10.104)
Сравнение теоретических ошибок измерения частоты дает соответственно
1^6
л(Вт)1/2
(10.105)
Отсюда следует, что сжатие импульсов дает улучшение точности измерения
дальности в несколько раз по сравнению с применением импульсов без сжа-
тия, но это достигается за счет соответствующего ухудшения точности
измерения частоты.
Произведение для сжатого импульса с линейной частотной модуля-
цией при больших Вт равно л (2Вт/3)*/г, т.е. такое же, как для прямоуголь-
ного импульса, спектр которого ограничен полосой пропускания.
В общем случае сжатый импульс, кроме основного максимума, соответ-
ствующего положению цели, имеет еще дополнительные максимумы. Это
показано на фиг. 10.23 для импульса вида (sin х)/х, где вблизи главного
максимума показаны два боковых лепестка с амплитудой на 13 дб ниже
максимальной. По аналогии с пространственными боковыми лепестками
диаграммы направленности антенны они названы временными боковыми
лепестками. Временные боковые лепестки обычно малы по сравнению с мак-
симумом сигнала, поэтому вопроса о неоднозначности измерений не возни-
кает. Но наличие боковых лепестков усложняет проблему обеспечения высо-
кой разрешающей способности вследствие того, что боковые лепестки сигна-
ла, отраженного от больших целей, могут маскировать основной сигнал,
отраженный от небольшой цели, которая была бы обнаружена при отсутствии
большой цели.
Временные боковые лепестки можно ослабить, пропуская принимаемый
сигнал через «взвешивающий» фильтр, ослабляющий частотные составляю-
щие вблизи границ полосы. Это аналогично снижению уровня боковых
лепестков в антенных системах путем применения облучения, интенсивность
которого убывает к краям отражателя.
Взвешивающий фильтр рассогласовывает согласованный сжимающий
фильтр и как следствие этого уменьшает отношение сигнал/шум. Обычно
уменьшение отношения сигнал/шум составляет примерно 1 дб. Другим
следствием ослабления боковых лепестков путем снижения энергии у краев
полосы является уменьшение эффективной ширины полосы 0 и увеличение
минимальной теоретической ошибки измерения дальности. Степень дости-
жимого ослабления боковых лепестков ограничивается практически точ-
ностью, с которой может быть реализован взвешивающий фильтр. Это ана-
логично ограничению снижения уровня боковых лепестков диаграммы
направленности антенны ошибками распределения фаз и амплитуд поля в рас-
крыве антенны (разд. 7.11).
Фазокодовое сжатие импульсов. Другим примером сжатия импульсов
может служить метод фазокодовой манипуляции. Длинный импульс с дли-
тельностью т разбивается на Вт равных интервалов длительностью по 1 IB,
где В — полоса сжатого импульса, зависящая от требуемой точности изме-
38 М. Сколник
594 Глава 10
—
рения дальности. Коэффициент сжатия равен Вт. Фаза в пределах одного
интервала или постоянна, или изменяется на 180° в зависимости от того,
соответствует ли данному интервалу в двоичном коде 0 или 1. Импульс с фа-
зокодовой манипуляцией можно генерировать, как показано на фиг. 10.25,
при помощи многоотводной линии задержки. Линия задержки имеет Вт
отводов, расположенных через равные расстояния. На вход линии подается
импульс длительностью 1/В. Отводы регулируются так, что фаза сигнала не
изменяется, если в кодовой последовательности ему соответствует нуль,
и изменяется на 180°, если этому отводу соответствует кодовая единица.
При приеме кодированный фазоманипулированный сигнал проходит через
аналогичную (или ту же) линию задержки, но с отводами, расположенными
в обратной последовательности. На выходе многоотводной линии задержки
Линин задержки
с отводами
Вход \Полосовой
' " фильтр
Jm* f If__________f
О или Л радиан д 1
л
Фазоманипулиро -
банные импульсы
Фиг. 10.25. Генерирование импульсов с фазокодовой манипуляцией при помощи
многоотводной линии задержки
Блок с надписью <полосовой фильтр» представляет собой согласованный фильтр, который может
быть аналогичен фильтру на фиг. 9.5,
при приеме получается сжатый импульс длительностью приблизительно
1/В. Радиолокационная станция с фазокодовой манипуляцией представляет
собой частный случай системы с согласованным фильтром, показанной на
фиг. 9.6. Сигналы, снимаемые с отводов линии, умножаются на весовые коэф-
фициенты, учитывающие фазовые соотношения.
Фазокодовая манипуляция должна рассчитываться так, чтобы обеспе-
чить максимальное сжатие при минимальных боковых лепестках. Одним
из методов выбора оптимального кода является метод регистра сдвига, или
нулевой последовательности, дающий код максимальной длительности.
Сравнение коротких и сжатых импульсов. Метод сжатия импульсов
может быть применен там, где нужно иметь импульсы большой длительности
для получения большой энергии в импульсе при хорошей разрешающей
способности и высокой точности измерений. Однако разрешающая способ-
ность по дальности при сжатии импульсов несколько ниже, чем при приме-
нении коротких импульсов. Это объясняется основными ограничениями
метода, связанными с наличием временных боковых лепестков, а также труд-
ностями практической реализации метода сжатия импульсов. Может ока-
заться трудным поддерживать постоянной частоту передатчика в течение
длительности импульса, вследствие чего импульсы не будут точно сжимать-
ся. Другим возможным ограничением может быть снижение отношения
сигнал/шум и ухудшение точности измерения дальности, что связано с необ-
ходимостью применения взвешивающих фильтров.
Необходимые точность и разрешающая способность могут быть получе-
ны при передаче длинной последовательности коротких импульсов, как это
осуществляется в обычных импульсных радиолокационных станциях. Для
получения требуемой суммарной энергии для обнаружения целей импульсы
можно интегрировать. Точность измерения дальности при помощи коротких
импульсов может быть сделана очень высокой при условии, что для обнару-
жения целей интегрируется достаточное число импульсов. Измерение доп-
Извлечение информации из радиолокационных сигналов 595
плеровских частот также можно сделать достаточно точным, если передавать
длинную последовательность импульсов. Однако сигнал в форме последова-
тельности импульсов приводит к неоднозначности измерений дальности
и допплеровской частоты, тогда как при сжатии импульсов неоднозначность
отсутствует, если фильтры рассчитаны правильно.
В общем вследствие простоты генерирования и применения немоду-
лированных импульсов им отдается предпочтение перед сигналами более
сложной формы, если получаемая при этом точность измерения дальности
приемлема. Вопрос о практическом применении метода сжатия импульсов
в конкретной радиолокационной станции должен быть рассмотрен всесто-
ронне. Его применение зависит от того, компенсируют ли получаемые при
этом улучшения дополнительное усложнение аппаратуры.
ЛИТЕРАТУРА
1. Радиолокационная техника, т. I—II, изд-во «Сов. радио», 1949.
2. Крамер Г., Математические методы статистики, перев. с англ, под ред.
А. Н. Колмогорова, ИЛ, 1948.
3. Голдман С., Гармонический анализ, модупяция и шумы, перев. с англ, под'
ред. Г. С. Горелика, ИЛ, 1951.
4. Вудворд Ф. М., Теория вероятностей и теория информации с применениями
в радиолокации, перев. с англ, под ред. Г. С. Горелика, изд-во «Сов. радио»,
1955.
5. Котельников В. А., Теория потенциальной помехоустойчивости, Госэнер-
гоиздат, 1956.
38*
Распространение радиоволн
используемых в радиолокации
диапазонов
11.1. ВВЕДЕНИЕ
Окружающие условия, в которых работает радиолокационная станция,
могут оказывать существенное влияние на распространение радиоволн.
Условия распространения имеют важное значение, так как они влияют па
дальность действия станции и на точность измерений. При любом подробном
анализе или прогнозировании работы радиолокационной станции должны
учитываться явления, связанные с распространением радиоволн, так как
большинство станций не работает в условиях «свободного пространства»,
для которого выводилось уравнение дальности радиолокации (гл. 1 и 2).
Два наиболее важных фактора, влияющих на дальность действия радиоло-
кационной станции, это поверхность Земли и ее атмосфера. Характеристики
радиолокационной станции, выведенные для свободного пространства, изме-
няются в реальных условиях вследствие 1) отражения радиоволн от земной
поверхности, 2) рефракции, обусловленной неоднородностью атмосферы,
и 3) поглощения радиоволн газами, образующими атмосферу.
Обычно при рассмотрении условий распространения радиоволн, исполь-
зуемых в радиолокации, удобно разграничивать две различные области.
Первая, и наиболее важная это оптическая область, или область интерфе-
ренции, ограниченная линией прямой видимости (прямого наблюдения)
радиолокационной станции. Вторая — область дифракции, названная так
потому, что она находится за пределами линии видимости (горизонта)
радиолокационной станции. Энергия, проникающая в эту область, попадает
туда благодаря огибанию радиоволнами земной поверхности или за счет
преломления (рефракции) в земной атмосфере. На еще большие расстояния
электромагнитная энергия распространяется за счет тропосферного рассея-
ния. Хотя тропосферное рассеяние имеет важное значение для радиосвязи,
оно не представляет интереса для радиолокации, так как рассеянные сиг-
налы обычно имеют очень слабую интенсивность.
Явления, связанные с распространением радиоволн, достаточно понятны
с качественной стороны, однако получить количественные характеристики
и’прогнозы их можно только в наиболее простых случаях. Во многих отно-
шениях прогнозирование распространения радиоволн сходно с прогнози-
рованием погоды. Действительно, во многих случаях существует корре-
ляция между условиями распространения и метеорологическими условиями.
Например, влияние атмосферной рефракции на распространение радиоволн
можно предсказать на основе измерения давления, температуры и влажности
воздуха. Как и при прогнозировании погоды, сбор необходимых данных
Распространение радиоволн
597
может потребовать значительных усилий, которые не всегда будут оправданы
экономически.
В общем теоретический анализ условий распространения радиоволн
обычно не дает количественных результатов, пригодных для точных расчетов
в радиолокации, вследствие того, что эта задача очень сложная, и любые
упрощающие допущения, вводимые для получения решений, могут не точно
описывать реальную обстановку. Экспериментальные измерения также не
всегда удовлетворительны, так как наблюдаемые явления носят статисти-
ческий характер и могут претерпевать значительные изменения в зависи-
мости от места и времени действия радиолокационной станции. Вследствие
этого проектировщик радиолокационной системы должен часто довольство-
ваться только качественным знанием «средних» условий распространения
радиоволн.
11.2. РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН НАД ПЛОСКОЙ
ПОВЕРХНОСТЬЮ
Хотя практически будет мало случаев, когда точный прогноз условий
распространения радиоволн может быть сделан в предположении, что поверх-
ность Земли плоская (без учета влияния ее кривизны), тем не менее полезно
Фиг. 11.1. Распространение радиоволн над плоской отражающей поверхностью.
рассмотреть этот особый случай. Допущение, что поверхность Земли пло-
ская, упрощает анализ и позволяет определить характер изменений, вноси-
мых в работу радиолокационной станции отражением радиоволн от земной
поверхности.
Рассмотрим плоскую, гладкую отражающую поверхность, над которой
на высоте ha расположена антенна радиолокационной станции. Цель нахо-
дится на высоте ht и на дальности R от радиолокационной станции. Как
показано на фиг. 11.1, излучаемая антенной энергия попадает на цель двумя
различными путями: прямым путем от радиолокационной станции к цели
и после отражения от земной поверхности. Отраженный от цели сигнал при-
ходит обратно к радиолокационной станции теми же путями. Таким обра-
зом, принятый отраженный сигнал состоит из двух составляющих, распро-
страняющихся по разным путям. Величина результирующего отраженного
сигнала будет зависеть от амплитуд и разности фаз прямого и отраженного
от поверхности Земли сигналов. Изменение напряженности поля в месте
Нахождения цели, вызванное наличием земной поверхности, можно выра-
зить отношением
Напряженность поля у цели при учете влияния земной поверхности . ц j.
Напряженность поля у цели в свободном пространстве ’ ' ‘ '
598
Глава 11
В проводимом ниже анализе принимается, что длины распространения
прямого и отраженного сигналов почти (но не совсем) равны, поэтому ампли-
туды этих сигналов приблизительно одинаковы при условии отсутствия
потерь при отражении от поверхности Земли. Отсюда следует, что если
амплитуды двух сигналов различны, то коэффициент отражения от земной
поверхности меньше единицы. Хотя оба пути распространения соизмеримы
по длине, точного равенства между ними нет. Любая разность относитель-
ных фаз прямой и отраженной волн может быть отнесена на счет разницы
путей распространения и изменения фазы при отражении. Коэффициент
отражения представляет собой комплексную величину R = ре-'’1’; действи-
тельная его часть q описывает изменение амплитуды, а аргумент ф учиты-
вает фазовый сдвиг при отражении.
Далее в этом анализе предполагается, что коэффициент отражения
R = —1. Отраженная волна не изменяется по амплитуде, но ее фаза изме-
няется на 180". Коэффициент отражения, равный —1, имеют на сверхвысо-
ких частотах гладкие поверхности с хорошими отражающими свойствами
при условии, что излучение поляризовано горизонтально, а угол падения
волн мал.
Эффективная диаграмма излучения радиолокационной станции, распо-
ложенной в точке А на фиг. 11.1, может быть определена, если станцию
считать аналогичной интерферометру с двумя антеннами: радиолокацион-
ной антенной А и ее зеркальным отображением Д'. Разность между путями
отраженной волны АМВ и прямой волны АВ (или А"МВ) равна А =
= 2ha sin g, если R > ha. Для малых углов £ множитель sin £ можно
заменить на (ha 4- ht)/R, так что А = 2ha (ha + ht)/R ^2haht/R.
В последнем выражении предполагается, что ht > ha. Разность фаз,
соответствующая разности длин путей распространения, равна
(11.2)
Л 1\
К ней нужно добавить фазовый сдвиг фг при отражении волны в точке М,
равный л рад, или 180°. Полная разность фаз прямого и отраженного сигна-
лов, измеряемая у цели, составляет
, ... 2л 2h„ht , /11
ф — фа + фг — —д - +л. (11.3)
Результирующая двух сигналов с единичной амплитудой и разностью фаз
ф равна [2(1 со5ф)]’А. Следовательно, отношение мощности, попадающей
на цель в точке В, к мощности, которая попала бы на нее при нахождении
ее в свободном пространстве, будет равно
П2 = 2< 1-cos 4f^t-')=4sin2-2^^-. (11.4)
Согласно принципу взаимности, расстояние от цели до радиолокационной
станции будет таким же, как от радиолокационной станции до цели. Поэтому
отношение мощностей в месте нахождения радиолокационной станции равно
т]* — 16 sin4 ——• (11.5)
Уравнение дальности радиолокации, характеризующее мощность при-
нимаемого отраженного сигнала, должно быть видоизменено введением
коэффициента распространения т]4, выражаемого уравнением (11.5). Так
как величина синуса изменяется от 0 до 1, коэффициент изменяется от 0
Распространение радиоволн
599
до 16. В этих же пределах изменяется и интенсивность принимаемого сигна-
ла. Отсюда следует, что, согласно зависимости между дальностью и мощ-
ностью сигнала, дальность действия радиолокационной станции будет изме-
няться от нуля до удвоенной дальности для свободного пространства.
Напряженность поля максимальна, когда аргумент синуса в уравне-
нии (11.5) равен л/2, Зл/2, . . ., (2n + 1) л/2, где п = 0, 1, 2, .. .. Поэтому
максимумы определяются условием
^^- = 2п+1. (11.6)
Минимумы (или нули) получаются при равенстве синуса нулю или при
Таким образом, влияние плоской отражающей поверхности проявляется
в том, что непрерывная диаграмма обнаружения радиолокационной стан-
ции в вертикальной плоскости превращается в многолепестковую (фиг. 11.2).
Фиг. 11.2. Многолепестковая диаграмма направленности антенны, обусловленная
влиянием плоской отражающей поверхности Земли.
Цель, находящаяся в максимуме какого-либо лепестка, будет обнаружена
на дальности, в 2 раза большей, чем в свободном пространстве. Однако под
другими углами места дальность обнаружения может быть меньше, чем
в свободном пространстве. Когда цель попадет в нуль диаграммы обнару-
жения, сигнал от цели не будет принят.
Угол места максимума первого (самого нижнего) лепестка равен прибли-
зительно "K/^ha рад. Если желательно обнаруживать цели под малыми угла-
ми места, следует увеличить высоту расположения радиолокационной антен-
ны и (или) уменьшить длину рабочей волны. Многолепестковая диаграмма
направленности антенны может оказаться полезной, когда желательно иметь
возможно большую дальность обнаружения низколетящих целей, а непре-
рывная диаграмма обнаружения не требуется.
Чтобы показать влияние плоской поверхности Земли, уравнение даль-
ности радиолокации (1.10, б), приведенное в гл. 1 в простой форме, можно
переписать с учетом коэффициента распространения i] в следующем виде:
Р, а™ малых углов). (11.8)
Как видно из этого уравнения, мощность принимаемых сигналов от целей,
находящихся под малыми углами места (в нижней части первого лепестка),
изменяется обратно пропорционально дальности в восьмой, а не в четвертой
степени. Это явление было подтверждено опытным путем для морских целей,
находящихся на небольших дальностях, когда справедлива приближенная
600
Глава 11
формула для плоской Земли [1]. Другое отличие уравнения (11.8) от нор-
мального уравнения дальности радиолокации состоит в том, что вместо
произведения GX в него входит отношение G/X.
Проводимый в этом разделе анализ основан на многих упрощающих
допущениях, поэтому при применении его результатов и заключений к дейст-
вительным условиям следует соблюдать осторожность. Допущение об иде-
ально отражающей плоской Земле применимо лишь в немногих случаях,
равно как и предположение, что антенна излучает равномерно по всем
направлениям в вертикальной плоскости. В радиолокационных станциях
применяются направленные антенны, поэтому идеализированная многоле-
пестковая диаграмма направленности антенны [уравнение (11.4)] должна
быть соответственно видоизменена с учетом реальной диаграммы направлен-
ности. Теоретически нулям в многолепестковой диаграмме соответствует
нулевая напряженность поля, так как считается, что прямой и отраженный
от Земли сигналы имеют одинаковые амплитуды. Практически нули в диа-
грамме «заполнены», а максимумы ее уменьшены вследствие того, что отра-
жающая поверхность не идеальна и коэффициент отражения меньше единицы.
Нули диаграммы также будут «заполнены», если радиолокационная стан-
ция излучает широкополосные сигналы.
В рассмотренном ранее примере коэффициент отражения земной поверх-
ности принимался равным —1. Это справедливо при горизонтальной поля-
ризации излучения и гладкой отражающей поверхности. Величина и фаза
коэффициента отражения для вертикально поляризованного излучения
изменяются не так, как при горизонтальной поляризации (фиг. 11.3). Гра-
фики представляют вычисленные значения величины и фазы коэффициента
отражения для гладкой морской поверхности на частотах 100 и 3000 Мгц.
Они показывают, что коэффициент отражения для вертикально поляризо-
ванного излучения меньше, чем для горизонтально поляризованного. Угол,
соответствующий минимальному коэффициенту отражения, называется
углом Брюстера.
Различие коэффициентов отражения для двух поляризаций приводит
к различным диаграммам обнаружения. При вертикальной поляризации
нули выражены менее резко, а максимумы меньше по величине. Вертикаль-
ной поляризации следует отдать предпочтение в том случае, когда требуется
полное перекрытие пространства в вертикальной плоскости. Горизонталь-
ную поляризацию следует применять, когда желательно получить увели-
ченную дальность обнаружения, а сплошного перекрытия пространства
в вертикальной плоскости не требуется. Теоретические кривые на фиг. 11.3
построены для гладкой отражающей поверхности. Практически это условие
редко выполняется, и разница в диаграммах обнаружения для горизонталь-
ной и вертикальной поляризации часто не так заметна, как этого следовало
бы ожидать, исходя из теоретических расчетов. При определении характера
отражения (зеркального или рассеянного) шероховатость поверхности имеет
большее влияние, чем ее электрические свойства. Измерения показали, что
коэффициент отражения нормальной (не гладкой) земной поверхности заклю-
чается в пределах от 0,2 до 0,5 и редко превышает 0,5 на частотах выше
1500 Мгц, за исключением случаев очень малых углов падения.
Наличие отражающей поверхности влияет на измерение малых углов
места и на зону действия радиолокационной станции. Если угол места цели
меньше ширины луча антенны, радиолокационная станция принимает
как врямую, так и отраженную от Земли волны, поэтому диаграмма направ-
ленности антенны изменяется. Станция «видит» как цель, так и ее зеркаль-
ное отображение. Радиолокационные высотомеры, определяющие угол
Фиг. 11.3. Зависимость величины (а) и фазы (б) коэффициента отражения от угла
падения (для морской воды).
Отраженная волна отстает по фазе от падающей волны.
602
Глава 11
прихода сигнала путем сравнения амплитуд сигналов, принимаемых двумя
расположенными под разными углами места лепестками (метод переключе-
ния лепестков), могут давать ошибочные и неоднозначные результаты при
малых углах. Ошибки измерения при малых углах места можно значитель-
но уменьшить по величине, а неоднозначность устранить, если окружить
радиолокационную станцию металлическим экраном для исключения при-
ема отраженной от Земли волны. Экран заменяет отраженную от земной
поверхности волну дифракционной волной, имеющей меньшее значение.
Дифракционный экран одновременно ослабляет влияние мешающих отра-
жений от местных предметов.
Отраженная от земной поверхности волна при малых углах места
влияет и на работу радиолокационных станций сопровождения целей. Стан-
ция сопровождения, как и радиолокационный высотомер, может давать
ошибочные данные об угле или следить не за действительной целью, а за
ее «кажущимся изображением» на поверхности Земли, находящимся под
отрицательными углами места. Общее влияние отраженной волны на стан-
цию слежения до некоторой степени аналогично флуктуации угла прихода
отраженного сигнала (разд. 5.5)..
Если длительность радиолокационного импульса мала по сравнению
с разностью времен распространения волн по прямой и ломаной линиям,
то на экране индикатора могут появиться два сигнала как бы от отдельных
целей. Сигнал, находящийся ближе к началу развертки, является прямым
сигналом и соответствует истинному положению цели. Более удаленный
сигнал соответствует ложному положению цели. В некоторых случаях
появление ложных целей может быть нежелательным, а при некоторых усло-
виях работы временной интервал между истинной и ложной целями можно
использовать как меру высоты цели.
11.3. УЧЕТ КРИВИЗНЫ ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ
В общем случае при расчете зоны действия радиолокационной стан-
ции кривизной земной поверхности нельзя пренебрегать. Это особенно
справедливо при построении зон обнаружения под малыми углами
места вблизи горизонта. При изучении распространения радиолокационных
волн представляют интерес области интерференции и дифракции. Область
интерференции расположена в пределах линии прямой видимости радиоло-
кационной станции. Прямая и отраженная волны интерферируют и образуют
многолепестковую диаграмму излучения, аналогичную диаграмме для
плоской земной поверхности. Однако при учете кривизны земной поверх-
ности эта диаграмма не будет такой изрезанной: минимумы не такие глубо-
кие, а максимумы имеют меньшую величину, так как отраженные от кри-
вой поверхности волны больше расходятся, чем отраженные от плоской
поверхности.
Вторая область, представляющая интерес для разработчиков радиоло-
кационной аппаратуры, находится за областью интерференции ниже линии
прямой видимости станции и называется областью дифракции или тени.
В этой области радиолокационные сигналы быстро затухают. Вследствие
больших потерь лишь немногие радиолокаторы сантиметрового диапазона
могут создавать в области дифракции сколько-нибудь значительную напря-
женность поля. Влияние кривизны земной поверхности на зону действия
радиолокационной станции можно определить аналитическим путем для
идеализированного случая гладкой поверхности. Хотя вычисления для
Распространение радиоволн
603
гладкой земной поверхности не позволяют точно определить зону действия
конкретной радиолокационной станции, они дают качественное описание
ожидаемых эффектов.
Существуют математические методы описания распространения элект-
ромагнитной энергии над гладкой круглой земной поверхностью с извест-
ными и однородными диэлектрической постоянной и магнитной проница-
емостью. Однако решение соответствующих математических уравнений
связано с большими трудностями. Приходится применять всякие прибли-
жения, и вычисления обычно производятся графическим или числовым
методом. В литературе приводятся графики и номограммы, упрощающие
расчеты зоны действия радиолокационной станции для гладкой земной повер-
хности [2]. Если задача усложняется необходимостью учета шерохова-
тости поверхности или нестандартной атмосферы, то математические методы
и вычислительные средства оказываются почти бесполезными.
11.4. РЕФРАКЦИЯ
Радиоволны распространяются в свободном пространстве прямолиней-
но, но при распространении электромагнитных волн в земной атмосфере
Фиг. 11.4. Расширение радиолокационного горизонта вследствие рефракции радио-
волн в атмосфере (а) и угловая ошибка, вызываемая рефракцией (б).
их траектории изгибаются или преломляются. Одно из следствий преломле-
ния или рефракции состоит в увеличении дальности прямой видимости,
а значит, и возможной дальности действия радиолокатора (фиг. 11.4, а).
Другое воздействие заключается в появлении ошибок измерения углов
места (фиг. 11.4, б). Искривление траектории радиоволн в атмосфере, или
604
Глава 11
рефракция, вызывается изменением с высотой скорости их распространения
или коэффициента (показателя) преломления, определяемого как отноше-
ние скоростей распространения радиоволн в свободном пространстве и в дан-
ной среде. На сверхвысоких частотах коэффициент преломления п для воз-
духа, содержащего водяные пары, равен
(n-l)-108 = /V = ^^+ 3’7^106-- , (11.9)
где р — барометрическое давление, мбар (1 мм рт. ст. равен 1,3332 мбар)-,
е — парциальное давление водяных паров, мбар-, Т — абсолютная темпе-
ратура, ° к.
Параметр N = (п—IJ-IO8 называется приведенным коэффициентом
преломления или модулем приведенного коэффициента преломления. Он
часто используется в работах по распространению радиоволн вместо п,
так как более удобен для расчетов. Основная разница между рефракцией
световых волн и радиоволн состоит в том, что водяные пары оказывают несу-
щественное влияние на световые волны. Вследствие этого вторым членом
в формуле (11-9) для частот оптического диапазона можно пренебречь. Так
как барометрическое давление р и содержание водяных паров е быстро
уменьшаются с высотой, а температура Т понижается с ростом высоты
очень медленно, коэффициент преломления нормально должен уменьшаться
с высотой. Типичное значение коэффициента преломления около поверх-
ности Земли равно 1,0003. В стандартной атмосфере этот коэффициент умень-
шается со скоростью около 4,10-8 на 1 м высоты.
Уменьшение коэффициента преломления с высотой означает, что ско-
рость распространения радиоволн увеличивается с ростом высоты, а это
вызывает искривление их траекторий вниз. В результате получается уве-
личение возможной дальности действия радиолокационной станции
(фиг. 11.4, а). (Могут иметь место и изменения коэффициента преломления
в горизонтальной плоскости, но они не влияют существенно на искривление
траектории.) Преломление радиолокационных волн в атмосфере аналогич-
но отклонению световых лучей оптической призмой. Можно .построить
траекторию распространения радиоволн в атмосфере, если известен закон
изменения коэффициента преломления. Классический метод учета атмос-
ферной рефракции при расчетах распространения радиволн состоит в заме-
не действительного радиуса Земли а (а = 6300 км) эффективным радиусом
ka и действительной атмосферы — однородной атмосферой, в которой элект-
ромагнитные волны распространяются прямолинейно, а не по кривым траек-
ториям (фиг. 11.5). Можно показать, что величина коэффициента k, на кото-
рый нужно умножить радиус Земли для построения прямолинейной траек-
тории волны, равна
где dn/dh — скорость изменения коэффициента преломления п с высотой
[2]. Вертикальный градиент показателя преломления dn/dh нормально
отрицательный. Если принять, что этот градиент постоянен по высоте, то
/г = 4/3. Использование эффективного радиуса Земли, равного 4/3 дейст-
вительного радиуса, очень удобно для учета рефракции радиоволн и поэтому
находит широкое применение в работах по радиосвязи, распространению
и радиолокации. Однако это только приближенные расчеты, и они не могут
давать правильных результатов при необходимости проведения точных
Распространение радиоволн
605
радиолокационных измерений, как, например, радиолокационными высо-
томерами с большой дальностью действия. Когда коэффициент преломления
Фиг. 11.5. Искривление антенного луча вследствие рефракции при действительном
радиусе Земли (а) и форма луча при использовании эффективного радиуса Земли (6).
равномерно уменьшается с высотой так, что k — 4/3, говорят, что это соот-
ветствует стандартной рефракции.
Из простых геометрических соотношений следует, что расстояние d
от радиолокационной станции, антенна которой находится на высоте Л,
до горизонта равно
d = V2kah, (11.11а)
где ka — эффективный радиус Земли. При этом предполагается, что h.
мало по сравнению с а. При k = 4/3 формула (11.11а) преобразуется в очень
удобное соотношение
d=4,151/7i, (11.116)
где d выражено в километрах, a h — в метрах.
Формулы (11.11) иногда используются для вычисления дальности
прямой видимости наземной радиолокационной станцией цели, находящей-
ся на высоте h. В некоторых случаях это может привести к неверным резуль-
татам ввиду того, что оптическая дальность прямой видимости не обяза-
тельно соответствует радиолокационной дальности, как это объясняется
в разд. 11.6.
Приближенное значение эффективного радиуса Земли, равное 4/3 дей-
ствительного радиуса, является лишь средней величиной, и им можно
пользоваться только для общих расчетов. Правильное значение k зависит
от метеорологических условий. Среднее значение k над континентом США,
измеренное па высоте 1 км, изменялось от 1,25 до 1,45 в феврале и от 1,25
до 1,90 в августе. Более высокие значения k наблюдались, как правило,
в южной части страны. Для арктического климата приводятся значения k
в пределах от ®/5 до 4/3 [2]. Применение эффективного радиуса Земли пред-
полагает, что величина dnldh постоянна по высоте или уменьшается линей-
но с высотой. Это предположение не согласуется с установленным экспе-
риментально характером изменения коэффициента преломления атмосферы
606
Глава 11
на высотах более 1 км. Было найдено, что изменение коэффициента прелом-
ления с высотой более точно описывается экспоненциальным, а не линейным
законом, принятым для модели Земли с постоянным эффективным радиу-
сом. Более приемлемым является закон экспоненциального изменения при-
веденного коэффициента преломления с высотой
N = Nsexp [ — ce(h—hs)], (11.12)
где Ns — приведенный коэффициент преломления у поверхности Земли;
h — высота цели; hs — высота расположения антенны радиолокационной
станции; се = In (Ms/At) — постоянная, зависящая от величин Ns и Nt.
Здесь yVj -— приведенный коэффициент преломления на высоте 1 км.
Было найдено, что экспоненциальная модель позволяет более точно учи-
тывать влияние атмосферной рефракции, чем линейная.
Применение правильной атмосферной модели имеет важное значение
для радиолокационных высотомеров, особенно при действии их по целям,
находящимся на больших дальностях. Рефракция, вызывающая искривле-
ние траекторий радиоволн, приводит к тому, что кажущийся угол места
цели отличается от истинного. При некоторых применениях радиолокацион-
ных станций, например для управления воздушным движением или для
наведения истребителей при перехвате бомбардировщиков, требуется точно
измерять высоту. В таких случаях необходимо вносить в определяемые радио-
локационной станцией данные поправку на рефракцию для лучшей оценки
угла места, дальности или высоты. Обычно измерений коэффициента пре-
ломления у поверхности Земли оказывается достаточно для оценки влияния
рефракции.
Наиболее сильно влияние рефракции на измерения проявляется при
малых углах места вблизи горизонта. При углах места более 3—5° ею в боль-
шинстве случаев можно пренебречь.
Там, где требуются особо точные радиолокационные измерения, нужно
пользоваться более совершенными моделями атмосферной рефракции, но для
грубых оценок вполне удовлетворительной и более удобной оказывается
упрощенная модель с эффективным радиусом Земли, равным 4/3 действи-
тельного радиуса.
Проведенное рассмотрение рефракции относилось в основном к целям
(самолетам), находящимся в нижней части атмосферы, называемой тропосфе-
рой. Такие цели, как спутники и баллистические ракеты, летят выше тро-
посферы и ионосферы, поэтому в этих случаях нужно учитывать влияние
всех слоев атмосферы.
11.5. АНОМАЛЬНОЕ РАСПРОСТРАНЕНИЕ
Когда коэффициент атмосферного преломления равномерно уменьшается
при увеличении высоты (как при стандартной рефракции, рассмотренной
в предыдущем разделе), влияние атмосферы на распространение радиоволн
можно учесть простым путем, введя, например, эффективный радиус Земли.
Однако линейный градиент коэффициента преломления не учитывает всех
условий распространения Им полезно пользоваться только в тех случаях,
когда требуются лишь общие заключения о влиянии условий распростране-
ния на работу радиолокационной станции. Если градиент коэффициента пре-
ломления нелинейный, влияние среды распространения на характеристики
радиолокационной станции может быть учтено при помощи более сложных,
Распространение радиоволн
607
но хорошо известных методов 12]. Для таких оценок обычно требуется гра-
фик изменения коэффициента преломления в зависимости от высоты. Его
можно получить путем обычных метеорологических измерений температу-
ры, давления и влажности воздуха. Для определения степени искривления
траекторий радиоволн можно воспользоваться стандартными методами пост-
роения хода лучей, известными из оптики.
Атмосферная рефракция нормально вызывает искривление траекторий
радиоволн в сторону поверхности Земли. Если траектории изгибаются
на достаточно большом расстоянии, они могут иметь такую же кривизну,
как и поверхность Земли. При этом первоначально горизонтальные траек-
тории могут огибать поверхность Земли на постоянной высоте. В этом случае
не будет» радиолокационного «горизонта». Для того чтобы за счет такого
искривления траектории радиоволн получались сравнительно большие даль-
ности действия, не требуется больших изменений коэффициента преломле-
ния. Искривление первоначально горизонтальных траекторий так, что они
будут следовать кривизне земной поверхности, может получаться при гра-
диенте коэффициента преломления порядка —16-10“8 на 1 м.
Такое аномальное распространение радиволн называется сверхрефрак-
цией или волноводным распространением. Сверхрефракция увеличивает даль-
ность действия радиолокационной станции по наземным и поверхностным
целям и позволяет видеть их за нормальным радиолокационным горизонтом.
Энергия распространяется по так называемому атмосферному волноводу,
или волноводному каналу, который образуется около или вблизи поверх-
ности Земли. Иногда говорят, что энергия «захватывается» волноводным
каналом и распространяется по нему на большие расстояния. Атмосферный
волновод, расположенный в непосредственной близости от земной поверх-
ности, называют приземным атмосферным волноводом, а волновод, лежащий
надземной поверхностью,—приподнятым атмосферным волноводом. Наиболее
обычным является приземный атмосферный волновод. Если нужно исполь-
зовать атмосферный волновод, антенна радиолокационной станции должна
располагаться в нем или вблизи от него. Напряженность поля радиолока-
ционной станции внутри атмосферного волновода может быть такого же
порядка, как в свободном пространстве, даже для дальностей, превышающих
дальность прямой видимости, при условии, что длина волны достаточно мала,
а поглощением радиоволн в атмосфере можно пренебречь.
Атмосферный волновод образуется, когда коэффициент преломления
быстро уменьшается с увеличением высоты. Чтобы коэффициент преломле-
ния [формула (11.9)] уменьшался с высотой, температура должна повышаться
и (или) влажность (содержание водяного пара) должна уменьшаться с высо-
той. Повышение температуры с увеличением высоты называется температур-
ной инверсией. Образование атмосферных волноводов при сверхрефракции
может вызываться различными метеорологическими условиями. Сверхрефрак-
ция над сушей обычно вызывается излучением тепла земной поверхностью
ночью, особенно в летнее время, когда земля влажная. Земля теряет тепло,
и температура ее поверхности понижается, в то время как температура верх-
них слоев изменяется незначительно или остается постоянной. Это приво-
дит к появлению благоприятных для образования атмосферных волноводов
условий, т. е. к температурной инверсии у поверхности Земли и резкому
уменьшению влажности с увеличением высоты. Вследствие этого сверхреф-
ракция над сушей наиболее заметна ночью и обычно исчезает во время теплой
части дня.
Другой типичный случай образования сверхрефракции наблюдается
при движении теплого сухого воздуха с суши над более холодными массами
608
Глава 11
воды. Теплый воздух охлаждается в нижних слоях при движении над водой,
что вызывает температурную инверсию. В то же время влажность воздуха
увеличивается и градиент влажности повышается. Аномальное распростра-
нение такого вида над морской поверхностью будет наиболее заметно
с подветренной стороны суши. Сверхрефракция возникает при этом как днем,
так и ночью и может наблюдаться в течение длительного времени. Однако
наиболее часто она наблюдается во второй половине дня и вечером, когда
теплый воздух движется к морю.
Таким образом, характер сверхрефракции над сушей и над морем неоди-
наков. Массивы суши изменяют температуру быстрее, чем море. Вследствие
этого над сушей наблюдаются более сильные дневные изменения рефракции,
чем над морем, где рефракция более постоянна и захватывает большие
области.
Образование приземных атмосферных волноводов может также вызы-
ваться нисходящими потоками воздуха во время грозы. Относительно
холодный воздух, распространяющийся от очага грозы, приводит к темпе-
ратурной инверсии в самых нижних слоях атмосферы (на высоте несколько
сот метров). Градиент влажности также благоприятствует образованию
атмосферных волноводов. Образование волноводных каналов во время гроз
наблюдается не так часто, как в других, рассмотренных ранее условиях,
но оно имеет важное значение, так как может быть использовано для обна-
ружения грозовых очагов. Оператор, внимательно наблюдающий радиоло-
кационное изображение на экране индикатора, может обнаружить грозу
по внезапному увеличению числа наземных целей и их дальности. Условия
образования волноводных каналов при грозе кратковременны: они сохра-
няются в течение 0,5—1 час.
За исключением случаев образования атмосферных волноводов во время
грозы, сверхрефракция обычно имеет место при хорошей погоде. Так как
тропические (но не экваториальные) районы отличаются хорошей погодой,
не удивительно, что наиболее интенсивная сверхрефракция наблюдается
именно там. В районах с умеренным климатом сверхрефракция чаще воз-
никает летом, чем зимой. Она почти не наблюдается при плохой погоде,
когда атмосфера перемешана. В холодную ветренную дождливую погоду
нижняя атмосфера находится в возмущенном состоянии и условия распро-
странения можно считать нормальными. Неровная местность и высокие
ветры способствуют перемешиванию атмосферы, а следовательно, и сни-
жению вероятности сверхрефракции.
Высота атмосферного волновода обычно равна нескольким десяткам
метров и редко превышает 150—180 м. Распространение радиоволн в атмо-
сферном волноводе очень сходно с распространением в металлическом вол-
новоде, с тем отличием, что верхняя стенка волновода отсутствует. Аналогия
будет более близкой с волноводом, через верхнюю стенку которого проис-
ходит утечка энергии. В атмосферном волноводе могут распространяться
только определенные типы волн, а распространение волн длиннее критиче-
ской в нем невозможно. Упрощенная модель распространения радиоволн
в приземном волноводе дает следующее выражение для максимальной длины
волны Хмакс. которая может распространяться в волноводе высотой d:
Амане = 2,5 (^-)1/2d3/\ (11.13)
где Амакс, kh и d выражаются в одинаковых единицах [3].
Если принять, что вертикальный градиент коэффициента преломления
tMilkh изменяется линейно со скоростью 1,2-10-8 лг1, Tod = 5 м при
Распространение радиоволн
609
Л = 1 см и d = 105 м при X = 100 см. Так как высота атмосферных волно-
водов обычно невелика, влияние сверхрефракции будет наиболее сильно
на волнах сантиметрового диапазона. В отличие от стандартного волновод-
ного распространения критическая волна для атмосферного волновода
не разделяет резко соседние области диапазона волн, и, хотя по атмосфер-
ному волноводу хорошо распространяется излучение с волной короче Лмакс,
излучение с волной в несколько раз длиннее Хмакс может также в какой-то
мере захватываться этими волноводами.
Минимальный размер атмосферного волновода, необходимый для рас-
пространения электромагнитной энергии, значительно больше минималь-
ного размера металлического волновода, необходимого для распростране-
ния энергии на той же волне. Это расхождение обусловлено существенным
различием в распределении коэффициента преломления в этих типах вол-
новодов.
Сверхрефракция ограничивается небольшими углами места. Она редко
влияет на радиолокационное обнаружение при углах места, превышающих
1,0—1,5°. Основное влияние сверхрефракции состоит в увеличении зоны
обнаружения наземными радиолокационными станциями целей, находя-
щихся на поверхности Земли. Пример увеличения зоны обнаружения, кото-
рое может быть получено в периоды сверхрефракции, показав на фиг. 11.6.
Как правило, низко расположенные радиолокационные станции более под-
вержены влиянию сверхрефракции, чем высоко расположенные. Сверхре-
фракция — довольно распространенное явление и может наблюдаться
почти в любом месте расположения радиолокационных станций. Наиболее
известные морские районы, в которых преобладает сверхрефракция, отно-
сятся в основном к районам с тропическим климатом. Наибольшие даль-
ности действия наземных радиолокационных станций за счет сверхрефрак-
ции были получены в Индийском океане во время второй мировой войны.
В Бомбее (Индия) радиолокационная станция, работавшая на волне 1,5 м
и расположенная на высоте 70 м над уровнем моря, принимала в жаркое
время года сигналы, отраженные от пунктов, находящихся на Аравийском
полуострове, на расстояниях 1800—2700 км. Вполне обычным было обна-
ружение кораблей на дальностях до 350 км, а иногда и до 1200 км. Однако
при нормальных условиях распространения эта радиолокационная станция
обнаруживала корабли на расстояниях не более 30—35 км.
Хотя благодаря сверхрефракции дальность действия радиолокацион-
ных станций может значительно .увеличиться, она не всегда желательное
явление. Большие дальности действия при сверхрефракции относятся
39 М. Сколник
610
Глава 11
главным образом к наземным целям и местным предметам, создающим
мешающие отражения, а это затрудняет обнаружение самолетов, наземных
и надводных целей.
Увеличение дальности обнаружения наземных целей во время сверх-
рефракции может привести оператора радиолокационной станции, рабо-
тающей с ухудшенными характеристиками, к неверным заключениям, если
он будет относить эти дальности за счет хорошей работы станции, а не
за счет аномальных условий распространения. Увеличение дальности обна-
ружения за счет сверхрефракции может также привести к неоднозначности
и затруднениям в наблюдении и сопровождении целей, связанным с воспро-
изведением на экране индикатора отраженных сигналов, соответствующих
предшествующим зондирующим сигналам. Но если даже преимущества,
даваемые сверхрефракцией, компенсируют все эти недостатки, ценность ее
была бы ограниченной, так как ввиду нерегулярности ее появления на этом
физическом явлении нельзя строить какие-либо определенные расчеты.
Возникновение и интенсивность сверхрефракции определяются неуправляе-
мыми метеорологическими условиями.
Сверхрефракция, если она возникает, обычно неравномерно проявляется
на всех азимутах рабочей зоны радиолокационной станции. Это особенно
относится к станциям, расположенным на побережьи, и к корабельным
станциям, находящимся вблизи больших массивов суши.
Аномальные метеорологические условия не всегда вызывают увеличе-
ние дальности действия радиолокационной станции. Может иметь место
и обратное явление. Градиент коэффициента преломления может вызывать
искривление траекторий волн не вниз, а вверх, что приведет к уменьшению
дальности действия по сравнению со стандартными условиями. Это явле-
ние называется субрефракцией или пониженной рефракцией. Сообщалось,
например, о случаях, когда радиолокационная станция сантиметрового
диапазона не видела пункт, находящийся на расстоянии около 40 км, хотя
он был в пределах оптической видимости [3J.
В некоторых случаях пониженная рефракция может вызываться тума'-
ном. При образовании тумана часть водяного пара в атмосфере переходит
из газообразного состояния в жидкостное, но общее количество воды остается
неизменным. Вода в капельном состоянии меньше влияет на коэффициент
преломления, чем водяной пар. Следовательно, образование тумана вблизи
земной поверхности приводит к уменьшению содержания водяного пара
в атмосфере, влияющего на коэффициент преломления. Но при наличии
других факторов туман не является ни необходимым, ни достаточным усло-
вием возникновения пониженной рефракции [2, 3].
Термин аномальное распространение включает в себя как сверхре-
фракцию, так и субрефракцию. Эти явления могут существенно изменять
характеристики радиолокационной станции, поэтому обслуживающий стан-
цию персонал должен хорошо это понимать, чтобы в случае их возникнове-
ния правильно оценивать данные, выдаваемые станцией.
11.6. ОБНАРУЖЕНИЕ НА МАЛЫХ ВЫСОТАХ
Электромагнитные волны распространяются в свободном пространстве
прямолинейно. Однако в земной атмосфере они могут проникать за гео-
метрический горизонт вследствие рефракции. Другое явление, позволяю-
щее расширить зону обнаружения радиолокационной станции за геометри-
ческий горизонт, называется дифракцией. Радиоволны могут огибать кри-
Распространение радиоволн
6Н
вую поверхность Земли аналогично дифракции световых волн на клине.
Способность электромагнитных волн огибать земную поверхность за счет
дифракции зависит от частоты, или, точнее, от соотношения линейных раз-
меров объекта и длины волны. Чем ниже частота, тем сильнее дифракция
волн. Механизм дифракции имеет важное значение на весьма низких часто-
тах, которые используются для обеспечения мировых дальних связей.
Но для применяемых в радиолокации частот длины волн малы, чтобы
создавалась значительная дифракция, и за счет последней распространяется
лишь незначительная доля энергии. Следовательно, зона обнаружения
радиолокационной станции не может быть существенно расширена за пре-
делы горизонта путем использования этого явления.
На фиг. 11.7 даны графики напряженности электрического поля (отно-
сительно напряженности в свободном пространстве) в зависимости от рас-
стояния от передающей антенны. При расчетах принималось, что радиоло-
кационная антенна и цель находятся на одной постоянной высоте (в данном
примере 100 м). Расчетные кривые относятся к распространению радиоволн
над идеализированной гладкой поверхностью Земли при отсутствии атмо-
сферы. Линия прямой видимости между радиолокационной станцией
и целью представляет собой прямую, касательную к земной поверхности
(фиг. 11.8). Расстояние между станцией и целью по этой прямой равно
d0= ]/^2kaiTl+]/'2kah2, (11.14)
где hi и h2 — высота антенны и цели соответственно; а — истинный радиус
Земли; k — коэффициент перехода от истинного к эффективному радиусу
Земли, учитывающий рефракцию при однородном градиенте коэффициента
преломления (разд. 11.4).
Точка, в которой линия прямой видимости касается земной поверхно-
сти, соответствует геометрическому, или оптическому, горизонту.
На частотах оптического диапазона [к »0) напряженность поля в обла-
сти интерференции (т. е. между радиолокационной станцией и геометри-
ческим горизонтом) по существу такая же, как и в свободном пространстве.
Поле не проникает за горизонт. На основании этого можно сказать, что
для частот оптического диапазона волн и для очень высоких частот диапа-
зона радиоволн геометрический горизонт представляет собой приближенную
границу между областью распространения радиоволн и областью, где
радиоволны отсутствуют. Как видно из графиков фиг. 11.7, при понижении
частоты все больше энергии проникает за геометрический горизонт. Но
напряженность поля у линии горизонта и в области до линии горизонта
с понижением частоты уменьшается.
Таким образом, можно сделать вывод, что если желательно, чтобы
радиолокационная станция обнаруживала цели на малых высотах за гори-
зонтом в области дифракции или тени, ее рабочая частота должна быть
возможно ниже. Но если обнаружение низколетящих целей должно быть
оптимальным в зоне интерференции (т. е. если задача обнаружения целей
за горизонтом не ставится), частоту радиолокационной станции нужно
брать по возможности более высокой.
Формулой дальности прямой видимости (11.4) нельзя пользоваться
для определения дальности действия радиолокационной станции без учета
некоторых обстоятельств. Фиг. 11.7 показывает, что цель, расположенная
у геометрического горизонта, находится не в свободном пространстве,
а в области дифракции волн, излучаемых радиолокационной станцией.
Напряженность поля у цели, находящейся на границе прямой видимости
станции, может быть ниже, чем в свободном пространстве, на 10—30 дб.
39*
Фиг. 117 Теоретическая напряженность поля (относительно напряженности в сво-
бодном пространстве) в зависимости от расстояния от передающей антенны.
Вертикальная поляризация; ha — ht = 100 м; k — 1; проводимость почвы 10-1 jko/jh; диэлектри-
ческая постоянная 4.
Фиг. 11.8. Геометрические соотношения при распространении радиоволн над сфери-
ческой поверхностью Земли.
Распространение радиоволн
613
Вследствие этого ослабление сигнала в области дифракции может быть
очень значительным. На частоте 500 Мгц при распространении в одном
направлении потери составляют приблизительно 0,5 дб!км на небольших
высотах. На более высоких частотах эти потери могут быть даже большими.
Поэтому для перекрытия расстояния 10 км за горизонтом мощность радиоло-
кационной станции должна быть увеличена по сравнению с требуемой для
свободного пространства по крайней мере на 10 дб.
11.7. ДИФРАКЦИОННЫЕ ЭКРАНЫ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СТАНЦИЙ
Дифракционный экран представляет собой поверхность из отражаю-
щего или поглощающего материала, расположенную вокруг радиолока-
ционной станции для ослабления или устранения нежелательных отраже-
ний от земной поверхности. Дифракционный экран можно применять для
преграждения пути отраженной от Земли волне с целью ослабления интер-
ференции и улучшения точности измерения координат цели при малых
углах места. Отражения от земной поверхности, особенно при малых даль-
ностях, часто могут быть более сильными, чем полезный сигнал от цели.
Вследствие этого полезный сигнал будет маскироваться мешающими отра-
жениями, что затруднит обнаружение цели. Рассмотренные в гл. 4 радиоло-
кационные станции с аппаратурой селекции движущихся целей ослабляют
отраженные сигналы от неподвижных наземных целей по сравнению с сиг-
налами, отраженными от движущихся целей, но полностью их не устра-
няют. Применение экрана для дальнейшего ослабления мешающих отра-
жений может дать улучшение во многих случаях.
Сигналы, отраженные от земной поверхности и местных предметов,
можно ослабить просто увеличением угла места луча антенны, с тем чтобы
уменьшить энергию, излучаемую в направлении земной поверхности.
К сожалению, при этом одновременно уменьшается зона обнаружения
под малыми углами места, что не всегда желательно. Дифракционный
экран, окружающий радиолокационную станцию, ослабляет отражения
от земной поверхности за счет того, что он представляет собой препятствие
на пути их распространения к радиолокационному приемнику. Как показы-
вает опыт, дифракционный экран может ослаблять сигналы, отраженные
от поверхности Земли и местных предметов, на 10—15 дб при незначитель-
ном уменьшении зоны обнаружения под малыми углами места. Во всех
случаях применения экрана затраты на его сооружение должны окупаться
даваемыми им преимуществами.
Дифракция радиоволн на препятствиях может увеличить интенсивность
сигнала по сравнению с той, которая была бы при отсутствии препятствия.
В горных местностях за счет этого явления может увеличиваться дальность
связи на метровых, дециметровых и сантиметровых волнах. При опреде-
ленных условиях дифракция может также увеличить и зону обнаружения
радиолокационной станции.
11.8. ЗАТУХАНИЕ РАДИОВОЛН В АТМОСФЕРЕ
Затухание радиоволн в чистой атмосфере при отсутствии осадков
обусловлено поглощением электромагнитной энергии кислородом и водя-
ным паром. Поглощение энергии в газах объясняется переходом электро-
нов в молекулах с одного энергетического уровня на другой.
Частота, Ггц
Фиг. 11.9. Поглощение электромагнитной энергии атмосферными газами.
Пунктирная кривая представляет собой поглощение водяным паром в атмосфере при давлении
760 мм рт. ст., содержащей 1% молекул воды (7,5 г воды иа 1 «•); сплошная кривая представляет
поглощение кислородом в атмосфере при давлении 760 мм рт. ст.
Фиг. 11.10. Уменьшение дальности действия радиолокационной станции вследствие
затухания радиоволн на участке между передатчиком и приемником.
Параметры ва кривых относятся к распростраиеиию в одном направлении.
Распространение радиоволн
615
Затухание радиоволн в атмосфере может быть выражено экспоненциаль-
ным законом. Уменьшение мощности радиолокационного сигнала при его
распространении в атмосфере (в двух направлениях) на расстояние /?
равно ехр (— 2а/?), где а — коэффициент затухания на единице длины
траектории (при распространении в одном направлении). Вместо построе-
ния графика для а принято представлять графически затухание в децибе-
лах на единицу длины траектории при распространении радиоволн в одном
направлении. Это равносильно построению графика величины 4,34 а, где
постоянный коэффициент служит для перехода от натуральных логарифмов
к десятичным. Кривые поглощения кислородом и водяным паром показаны
на фиг. 11.9. Резонансные максимумы для водяного пара получаются
на частотах 22,3 и около 180 Ггц, а для кислорода — на частотах 60 и
120 Ггц. На частотах ниже приблизительно 1 Ггц влияние атмосферного
поглощения незначительно. При повышении частоты до 10 Ггц оно уже
приобретает важное значение. На миллиметровых волнах атмосферное
поглощение сравнительно велико, и это является основной причиной того,
что наземные радиолокационные станции редко работают на частотах выше
35 Ггц.
Фиг. 11.10 показывает уменьшение дальности действия радиолокацион-
ной станции вследствие затухания радиоволн. По оси абсцисс отложена
дальность действия в свободном пространстве, а по оси ординат — действи-
тельная дальность действия при условии равномерного затухания по всему
пути распространения с указанной на кривых интенсивностью.
11.9. ВРЕДНОЕ ВОЗДЕЙСТВИЕ СВЕРХВЫСОКОЧАСТОТНОГО
ИЗЛУЧЕНИЯ [4]
Сверхвысокочастотное излучение большой мощности может сопро-
вождаться различными нежелательными явлениями. Так, например, сооб-
щалось, что колебания мощностью 50 кет, излучаемые из открытого волно-
вода сечением 150 X 380 мм, могут вызвать перегорание обычных освети-
тельных ламп и свечение люминесцентных ламп, находящихся на расстоя-
нии нескольких метров от волновода. Поэтому нет ничего удивительного
в том, что сверхвысокочастотная энергия при достаточной ее интенсивности
вредна для здоровья человека и может вызывать биологические изменения
в его организме.
Основное действие сверхвысокочастотного излучения на живые ткани
заключается в их нагревании. В регулируемых дозах нагрев за счет излу-
чения полезен и применяется в медицине для лечебных целей. Частоты
от 13,56 Мгц до 18 Ггц используются для диатермии. Сверхвысокочастот-
ный нагрев используется также и для некоторых бытовых целей, например
в сверхвысокочастотных кухонных плитах для быстрого приготовления
пищи.
Вредное действие сверхвысокочастотиого излучения в избыточных
дозах проявляется или в общем повышении температуры тела, или в мест-
ном нагреве отдельных чувствительных частей тела. Облучение всего тела
вызывает повышение температуры внутри его и создает чувство озноба.
Повышение температуры тела на 1° считается недопустимым, а длительное
воздействие излучения или слишком высокая температура могут привести
к вредным последствиям. Неприятное ощущение, вызываемое повышением
температуры тела, может иногда служить предупреждением для лиц, под-
вергающихся облучению.
61b
Глава 11
\
Степень опасности местного нагрева зависит от того, существует ли
компенсирующее охлаждение для отвода тепла, выделяемого при нагреве
тела. Например, местный нагрев менее опасен для мускульных тканей,
кровеносные сосуды которых способствуют отводу тепла. Нагрев более
опасен для мозга, половых органов и глаз, где существуют ограниченные
возможности теплообмена с другими тканями.
В печати приводилось много, примеров об образовании катаракты
на глазах животных при воздействии на них сверхвысокочастотного излу-
чения. Тепло воздействует на жидкость, заполняющую глазное яблоко,
так же, как на белок яйца. Последний прозрачен при комнатной темпера-
туре, но при чрезмерном повышении температуры становится непрозрачным.
Этот процесс необратим. Хотя мужские половые органы более чувстви-
тельны к теплу, чем глаза, повреждение их часто бывает временным и
обратимым.
На частотах ниже 400 Мгц и выше 3000 Мгц тело поглощает менее
половины падающей на него энергии. Излучение на более низких из этих
частот проходит сквозь кожный покров, а на более высоких частотах отра-
жается от него. В интервале частот от 1000 до 3000 Мгц количество погло-
щаемой энергии может достигать 100% в зависимости от толщины кожи
и подкожного жирового слоя.
Если облучению подвергается все тело, повышение температуры или
ощущение нагрева может служить предупреждением для предотвращения
местного повреждения отдельных частей тела. Однако если облучаются
только отдельные участки тела, то ощущение нагрева может наблюдаться
не во всех случаях. Это зависит от частота воздействующего излучения.
Нагрев, вызываемый низкочастотным излучением, проникает внутрь тела
и становится опасным, так как внутренняя сеть чувствительных нервов
может не воспринимать его. Излучение на более высоких частотах погло-
щается в поверхностных тканях тела и поэтому ощущается более сильно,
чем внутренний нагрев.
Известно неско/гЬко случаев, когда излучение радиолокационных стан-
ций было причиной биологических повреждений человеческого организма.
При повышении мощности станций возможности биологических поврежде-
ний возрастают, и для их предотвращения необходимо применять соответ-
ствующие меры. В США вооруженными силами и рядом промышленных
фирм было установлено, что максимальный безопасный уровень излучения
соответствует средней плотности потока мощности 10 мвт/см2. Большие
плотности потока мощности являются потенциально опасными. Средние
плотности потока мощности в пределах от 1 до 10 мет!см2 считаются без-
опасными при кратковременных и случайных облучениях, но при длитель-
ном облучении плотность потока мощности должна быть меньше 1 мвт/см2.
В зоне Френеля антенна с круглым отражателем площадью А, излу-
чающая среднюю мощность Р, создает максимальную плотность потока
мощности в луче W = ЬР!А. Коэффициент 4 в этой формуле учитывает
тот факт, что максимальная напряженность поля в зоне Френеля в 2 раза
больше, чем в раскрыве антенны.
Приведенный выше критерий средней мощности предполагает, что
преобладающими в воздействии излучения на организм являются тепловые
эффекты. Однако имеются указания на то, что сверхвысокочастотное излу-
чение вызывает также и нетепловые биологические эффекты. Было найдено,
что импульсная мощность может вызывать биологические изменения,
не наблюдающиеся при непрерывном излучении той же средней мощности.
Поэтому нельзя не учитывать возможность опасного влияния очень боль-
Распространение радиоволн
617
шой импульсной мощности, если средняя мощность даже не превышает
безопасного уровня.
В целях предосторожности районы с повышенной плотностью мощности
следует ограждать заборами, охранять и закрывать доступ в них для людей
во время работы станций на излучение. Обслуживающий персонал стан-
ции никогда не должен заглядывать в открытые концы волноводов или
в рупорные облучатели антенны, связанные с включенным передатчиком.
Если персонал работает на участках с плотностью потока мощности, пре-
вышающей безопасный уровень, он должен быть защищен экранами или
защитными костюмами из отражающих тканей.
Другой потенциальной опасностью при работе с большими мощно-
стями является генерация рентгеновских лучей при использовании высоких
напряжений для питания мощных ламп. Такие лампы следует помещать
в свинцовые экраны, а персонал должен носить контрольные приборы,
предупреждающие об опасных дозах рентгеновского излучения.
ЛИТЕРАТУРА
1. Радиолокационная техника, перев. с англ., т. 1—2, «Сов. радио», 1949.
2. Burrows С. R., Attwood S. S., Radio Wave Propagation, Acad. Press,
Inc., N. Y„ 1949.
3. Распространение ультракоротких волн, перев. с англ, под ред. Б. А. Шиллерова,
«Сов. радио», 1954.
4. Р е у t о n М. F., Biological Effects of Microwave Radiation, Plenum Press, Inc.,
N. Y., 1961.
/
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
A p e н б e p г А. Г., Распространение дециметровых и сантиметровых волн, «Сов.
радио», 1957.
12.
Отражения от местных предметов.
Метеорологические условия
и помехи
12.1. ВВЕДЕНИЕ
В этой главе будут рассмотрены различные источники нежелательных отра-
женных сигналов и помех, влияющих на качество радиолокационной инфор-
мации. Одним из источников помех является рассмотренный в разд. 8.6
космический шум. Два важных класса нежелательных сигналов, которые
могут попадать в радиолокационный приемник, составляют сигналы, отра-
женные от местных предметов, и помехи от близко расположенных пере-
датчиков.
Отражения от местных предметов заполняют экран индикатора и затруд-
няют распознавание полезных радиолокационных сигналов. К местным
предметам, образующим отраженные сигналы, относятся растительный
покров, деревья, холмы, различные сооружения и морская поверхность.
Отражения от грозовых облаков, атмосферных осадков и других метеороло-
гических образований, затрудняющие радиолокационное наблюдение, также
можно рассматривать как отражения от местных предметов. Однако отра-
жения от местных предметов не всегда рассматриваются как мешающие
сигналы. Так, для самолетной радиолокационной станции перехвата воз-
душных целей отражения от земной поверхности будут мешающими, а для
самолетной картографической станции эти отражения будут полезными
сигналами. Аналогично сигналы, отраженные от метеорологических обра-
зований, не будут мешающими сигналами для радиолокационной станции
обнаружения зон с неблагоприятными метеорологическими условиями.
Другими мешающими сигналами являются сигналы, отраженные от
полуволновых полосок («дипольных отражателей»), обычно алюминиевых,
сбрасываемых противником для создания ложных целей и дезориентации
радиолокационных средств. Отражения от таких полосок аналогичны
в некоторых отношениях отражениям от местных предметов.
Отраженные сигналы от местных предметов могут быть одиночными
или распределенными. Одиночные сигналы можно рассматривать как
сигналы от «точечных» отражателей,, размеры которых достаточно малы
по сравнению с шириной луча антенны. Отражения от земной и морской
поверхности, дипольных отражателей и метеорологических образований
создают, как правило, распределенные сигналы. Сигнал этого типа полу-
чается от большого числа отдельных отражателей, находящихся
в зоне, перекрываемой лучом антенны радиолокационной станции. Оди-
ночные мешающие отражатели обычно не представляют каких-либо трудно-
стей при проектировании радиолокационных станций. Но распределенные
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 619
сигналы от сложных и протяженных местных предметов, имеющих большую
отражательную поверхность, могут ограничить способность радиолока-
ционной станции обнаруживать цель. Значительная часть усилий в радио-
локационной технике направлена на разработку методов, обеспечивающих
удовлетворительную работу при наличии отражений от местных предметов.
В данной главе основное внимание уделяется рассмотрению сигналов
от распределенных местных предметов. Главное отличие этих сигналов
от других, нарушающих нормальную работу радиолокационной станции,
например от внутренних шумов приемника, заключается в наличии неко-
торой корреляции их от обзора к обзору. Одним из наиболее важных методов
борьбы с отражениями от местных предметов является метод селекции
движущихся целей, описанный в гл. 4.
Мешающие отражения от земной поверхности, моря или атмосферных
осадков вызываются излучением самой радиолокационной станции. Дру-
гие мешающие сигналы внешнего происхождения или помехи, создавае-
мые другими радиолокационными станциями, связными передатчиками
или специальными передатчиками помех, отличаются по своему характеру
от сигналов от местных предметов. С целью обеспечения нормальной работы
радиолокационных станций эти помехи должны ослабляться или устра-
няться.
12.2. МЕШАЮЩИЕ ОТРАЖЕНИЯ ОТ ЗЕМНОЙ
ПОВЕРХНОСТИ
Природа отражений от земной поверхности. Отражения от земной
поверхности влияют на работу как самолетных, так и наземных радиолока-
ционных станций. Чем выше расположена станция над землей, тем больше
будет мешающих сигналов, принимаемых радиолокационной станцией.
Наземные радиолокационные станции принимают мешающие сигналы глав-
ным образом от неподвижных, стационарных, объектов. Для самолетных
станций характер мешающих отражений от местных предметов непрерывно
меняется вследствие движения самолета.
Здания, башни и другие сооружения дают более интенсивные отражен-
ные сигналы, чем обычный природный ландшафт. Это объясняется наличием
больших плоских отражающих поверхностей и «уголковых» отражателей.
Водные бассейны, дороги, взлетные полосы рассеивают в обратном направ-
лении мало энергии, но их можно распознать на экране индикатора круго-
вого обзора, так как они появляются в виде темных участков на ярком фоне,
создаваемом отражениями от земной поверхности.
Наземные радиолокационные станции принимают сильные отраженные
сигналы от таких наземных объектов, как холмы, горы или даже ровные
участки поверхности, если они соответствующим образом ориентированы.
Так как такие сигналы обычно бывают сильнее сигналов, отраженных
от таких целей, как самолет, они существенно ухудшают работу радиоло-
кационных станций, не имеющих аппаратуры селекции движущихся целей.
Если мешающие отражения довольно интенсивны, то даже и характеристики
станций с аппаратурой селекции движущихся целей могут ухудшиться,
так как в этих станциях мешающие отражения практически не исключаются
полностью. Зона действия мешающих отражений от земной поверхности
может к тому же расширяться за счет явлений аномального распростране-
ния радиоволн и сверхрефракции. При высокой интенсивности мешающих
отражений в приемник могут поступать мешающие отраженные сигналы,
принимаемые боковыми лепестками и еще больше затрудняющие наблюдения.
620
Глава 12
Эффективная площадь рассеяния для распределенных объектов. Для
характеристики мешающих отражений от распределенных объектов в каче-
стве меры интенсивности отраженных сигналов берется удельная эффек-
тивная площадь рассеяния о0, а не обычно применяемая эффективная
площадь рассеяния о (разд. 2.7). При радиолокации распределенных объек-
тов, таких, как земная или морская поверхность, о является функцией
размеров луча антенны, тогда как о0 не зависит от него. В некоторых слу-
чаях для характеристики мешающих отраженных сигналов употребляется
Фиг. 12.1. Определение эффективной площади рассеяния для земной или морской
поверхности.
а — вид в вертикальной плоскости, показывающий протяженность участка поверхности, облучае-
мого лучом радиолокационной станции; б — вид в горизонтальной плоскости, показывающий
участок поверхности, содержащий отдельные независимые отражатели.
параметр у = о0/sin <р, где <р — угол наклона луча антенны. При неровной
поверхности у почти не зависит от угла <р, за исключением случаев почти
вертикального падения.
Если длительность импульса равна т, а скорость распространения
радиоволн с, то вес индивидуальные отражатели, находящиеся в пределах
участка дальности, равного ст/2 и расположенного вдоль линии распро-
странения радиоволн, будут вносить свой вклад в общий отраженный сиг-
нал. Коэффициент 1/2 учитывает распространение радиоволн в прямом
и обратном направлениях. Из фиг. 12.1 видно, что о0 = о/[(ст/2) RQв sec <р],
где о — общая эффективная площадь рассеяния всех отдельных отражате-
лей, расположенных в пределах проекции площади сечения луча на поверх-
ность Земли, R—дальность и 6В—ширина луча по точкам половинной
мощности в азимутальной плоскости.
Точно определить удельную эффективную площадь рассеяния земной
поверхности трудно вследствие различного характера местности и многих
факторов, влияющих на условия отражения радиоволн. Основными фак-
торами, влияющими на отражение радиолокационных сигналов от земной
поверхности, являются неровность рельефа местности, угол падения энер-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 621
гии, поляризация, комплексная диэлектрическая постоянная отражающей
поверхности и частота.
Неровность местности является, вероятно, наиболее важным факто-
ром, влияющим на величину удельной эффективной площади рассеяния
земной поверхности. Гладкой можно считать поверхность, характеризую-
щуюся непрерывной структурой, для которой среднеквадратичное значе-
ние изменения рельефа местности значительно меньше длины волны. Для
сантиметровых волн свойствами гладкой поверхности обладают асфальт
и бетон. Неровными (шероховатыми) поверхностями на этих же частотах
будут трава, поля с зерновыми культурами, т. е. поверхности, среднеквад-
ратичное значение неровностей для которых равно нескольким длинам
волны. Отраженный сигнал от неровной поверхности почти не зависит
Ф и^г. 12.2. Графики зависимости у = <r°/sin <р от угла <р для гладкого бетонного по-
крытия дороги (пунктирные кривые) и для шероховатого гравийного и шлакового
покрытий (сплошные кривые) для диапазонов 10 и 35 Ггц.
от поляризации падающего излучения, а параметр у = o°/sin ф не зависит
от угла <р. В качестве иллюстрации на фиг. 12.2 представлены графики
зависимости параметра у от угла ф для двух типов дорожного покрытия
(гладкий бетон и крупный гравий) и частот двух диапазонов (10 и 35 Ггц).
Приведенный выше критерий неровности поверхности основывается
на сравнении степени изменения поверхности с длиной волны. Другой
широко применяемый критерий был предложен Релеем [1]. Он учитывает
как отношение неровности к длине волны, так и угол ф. Согласно критерию
Релея, поверхность можно считать гладкой, если разность фаз двух лучей,
отраженных от гребня и впадины неровности, меньше Х/4. Если I — высота
гребня неровности, то поверхность считается гладкой, когда выполняется
условие I sin ф <Х/8. Таким образом, поверхность может внешне казаться
неровной (большое /), но если угол ф мал, то ее можно считать гладкой,
так как отражение от нее будет скорее зеркальным, чем рассеянным.
Для теоретического вычисления эффективной площади рассеяния раз-
личных поверхностей в литературе описаны две модели поверхностей
с различной степенью шероховатости. Первая модель относится к поверхно-
стям типа асфальтового или бетонного дорожного покрытия или к другим
типам слегка шероховатых поверхностей, которые практически можно счи-
тать гладкими, если случайные неровности по глубине значительно меньше
длины волны, а величина, характеризующая наклон поверхности в любом
622
Глава 12
месте, значительно меньше единицы. Для этой модели
СО
гтО — Р
Y = ЧкГдГ = 8 (Sin2 Tz*ki.! е J° ^2kr C0S r dr'
ь
(12.1>
где k = 2л/Л; Jo (x) — функция Бесселя нулевого порядка; z2 — средне-
квадратичное значение неровности поверхности, определяемое как
L/2 L/2
г2 = lim -у2- f t /2(х, y)dxdy.
L^° -L/2 -L/2
(12.2>
Здесь f (x, y)— высота поверхности, измеряемая относительно среднего
уровня.
Функция Q (г) в выражении (12.1) представляет собой функцию
автокорреляции для рассматриваемой поверхности и равна
еИ = е(Кх2+у2) = Нт-1- f (‘ л+ю (12 Зу
J/2 -1/2
Поверхность считается изотропной. Коэффициент Г в (12.1) учитывает за-
висимость отраженного сигнала от поляризации и диэлектрической
постоянной; для горизонтальней поляризации он равен
________ei /е2— 1_________
[s in ф + (Е1 + /Е2—cos2 ф)1/2]2
(12-4)
где Ej + j е2 — комплексная диэлектрическая постоянная
Для вертикальной поляризации коэффициент Т равен
— О [(Е1+/Е2)(1+сО52ф) —СО52ф] 2
поверхности.
у _ I (Е1 4~/е2 _________________________
КЕ1 + ie2) sin ф + (et + /е2 —cos2 ф)1/2]2
(12.5)
Типичные значения величин, входящих в выражение (12.1) для волн
3-сантиметрового диапазона, следующие: z2 = 2,6- 10-4cjt2; р (г) = ехр (—7г),
где г в сантиметрах; Ej + /е2 = 6,5 + / 1,5. Некоторые авторы утвер-
ждают, что выражение (12.1) можно применять для вычисления отражен-
ных сигналов от «гладких» поверхностей с ошибкой, не превышающей
несколько децибел.
Были выведены также выражения для эффективной площади рассея-
ния при неровностях, создаваемых некоторыми типами растительности,
например травой. В этом случае можно допустить, что отдельные стебли
представляют собой тонкие длинные цилиндры с потерями, расположенные
по поверхности случайным образом, но с некоторой известной вероятностью
распределения направлений их осей. Величины эффективной площади
рассеяния, вычисленные при помощи модели рассеяния радиоволн поверх-
ностями, покрытыми растительностью, качественно совпадают с экспери-
ментальными данными.
На фиг. 12.3 приведен в качестве примера график эффективной пло-
щади рассеяния для лесистой местности. Измерения были проведены на вол-
нах 3-сацтиметрового диапазона; высота деревьев достигала 15 м.
Знание характера отражений от мешающего фона имеет важное зна-
чение для оценки условий работы радиолокационных станций обнаружения
и самолетных станций перехвата. Оно позволяет рассчитать интенсивность
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 623
мешающих отражений, на фоне которых должны наблюдаться полезные
отраженные сигналы. Характер мешающих отражений от земной поверх-
ности также важно знать при расчете параметров радиолокационных высо-
томеров, особенно при почти вертикальном падении волн. За небольшими
исключениями, отражения от земной поверхности можно рассматривать как
отражения от большого числа отдельных отражателей, а не как зеркаль-
ное отражение, даже при углах падения, близких к вертикальным.
Форма антенного луча. Характерное свойство радиолокационной антен-
ны с косеканс-квадратной диаграммой направленности состоит в том, что
интенсивность отраженного сигнала от изолированного изотропного 1)
отражателя не зависит от дальности. Применение антенны с косеканс-
квадратной диаграммой направленности (разд. 2.11 и 7.9) при выполнении
Фиг. 12.3. Удельная эффективная площадь рассеяния для леса.
некоторых условий будет обеспечивать независимость интенсивности сиг-
налов, отраженных от земной поверхности, от дальности. Основными среди
этих условий являются: 1) изотропность отражателей; 2) наличие ровной
поверхности; 3) отсутствие отражающих поверхностей, создающих много-
лепестковую диаграмму в вертикальной плоскости.
Допущение, что мешающие отражения от земной поверхности полу-
чаются от отдельных отражателей, эффективная площадь рассеяния которых
не зависит от угла падения, не всегда обосновано. При «неровной» местности
удельная эффективная площадь рассеяния о0 пропорциональна sin ср.
Поэтому эффективная площадь рассення о для такой местности будет
не постоянной, а пропорциональной R sin <p/cos <p = ft/cos <p, где R —
расстояние от радиолокационной станции до наземной цели и h = R sin <р —
высота радиолокационной станции над Землей. Учитывая это свойство
«неровной» поверхности, можно показать [подобно тому как это было сде-
лано при выводе выражения (2.46)1, что коэффициент усиления антенны
должен быть пропорционален cosec2 <p]/cos ф, или точнее
„ „ cosec2 q> l^cos ф /ю
G (6) =G0----- т ПРИ Фо < Ф < фпи <12-6)
cosec2 ф0 у cos<po
1) Под изотропным понимается отражатель, эффективная площадь рассеяния
которого не зависит от угла наблюдения.
624
Глава 12
где Go — максимальный коэффициент усиления антенны; <р0, ф,„ — углы,
определяющие область, охватываемую лучом антенны.
Диаграмма направленности антенны, определяемая уравнением (12.6),
называется равноэнергетической диаграммой направленности и приме-
няется в радиолокационных станциях обзора земной поверхности. Она
создает на индикаторе с прямоугольным растром (например, типа В) раз-
вертку, яркость которой не зависит от дальности. Но на экране кругового
обзора изображение воспроизводится в полярных координатах и расстояние
между двумя соседними развертками дальности изменяется пропорцио-
нально расстоянию от центра экрана. Следовательно, центральная часть
изображения будет ярче, чем его края, если антенна имеет равноэнергети-
ческую диаграмму. Яркость изображения на экране стандартного индикато-
ра кругового обзора можно сделать однородной, если придать лучу антенны
форму cosec2’5 <р Vcos <р = cosec2<p j/ctg Ф- Была также предложена форма
луча вида созес2ф cos ф, аппроксимирующая оптимальную диаграмму,
полученную в процессе летных испытаний многих конструкций антенны,
работающих в диапазоне волн 1—10 см.
Практически форма антенного луча, рассчитанная на получение одно-
родных отражений от местности, не является критичной. Разница, полу-
чаемая при различных формах диаграммы направленности, невелика,
особенно если учесть приближенный характер анализа. Кроме того, можно
считать, что простая косеканс-квадратная диаграмма направленности
антенны может достаточно хорошо аппроксимировать диаграмму направ-
ленности любой другой формы. Этого можно достигнуть простым изменением
наклона антенны.
Радиолокационная картографическая съемка. Для производства радио-
локационной съемки местности целесообразно применять наиболее высо-
кие частоты, позволяющие получить очень узкие диаграммы направлен-
ности при практически допустимых размерах антенны.
Для получения высокой разрешающей способности по угловым коор-
динатам требуется антенна с большим раскрывом. В радиолокационной
станции бокового обзора применяется антенна сравнительно небольших
размеров, которая по существу синтезирует ряд «раскрывов» в один с дли-
ной, во много раз большей, чем длина самолета. Это достигается благодаря
движению самолета, несущего антенну. Эффект, создаваемый такой синте-
зированной антенной переменной длины, используется за счет соответ-
ствующей обработки сигналов.
Примером самолетной радиолокационной станции бокового обзора
является станция AN/UPD-1. Она имеет антенну длиной 1,5 м. Кроме
антенны бокового обзора на самолете установлены аппаратура для накоп-
ления радиолокационных отраженных сигналов и допплеровско-инер-
циальная система, обеспечивающая прямолинейный полет самолета. Радио-
локационные сигналы регистрируются на пленке и обрабатываются анало-
говым вычислительным устройством на Земле после возвращения самолета
на базу. После обработки получается довольно подробная неискаженная
карта, на которой местность и объекты представлены так, как если бы они
снимались непосредственно сверху (за исключением нормального радиоло-
кационного затенения). Угловая разрешающая способность станции
AN/UPD-1 сделана не зависящей от дальности путем одновременной фоку-
сировки на всех дальностях.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
625
12.3. МЕШАЮЩИЕ ОТРАЖЕНИЯ ОТ МОРСКОЙ ПОВЕРХНОСТИ
Мешающие сигналы от морской поверхности могут существенно затруд-
нять обнаружение самолетными и корабельными радиолокационными стан-
циями надводных целей и целей, находящихся на небольшой высоте относи-
тельно поверхности моря. Величина сигналов от морской поверхности,
рассеиваемых в направлении на радиолокационную станцию, зависит
от угла наклона луча антенны, длины волны и поляризации излучения,
состояния моря и силы ветра.
Поверхность моря можно рассматривать как состоящую из большого
числа отдельных отражателей, рассеивающих или отражающих падающую
на них энергию независимо друг от друга. Средняя мощность отраженных
обратно сигналов (усредненная за большое число периодов повторения)
от независимых отражателей, облучаемых антенной, равна
В — _P<G2^2- V q. (12 7)
г (4л)з/?4 J-1 °" u ' >
где о, — усредненная по времени эффективная площадь рассеяния t'-ro
отражателя.
Уравнение (12.7) получается непосредственно из простого уравнения
дальности радиолокации. Величина <тг учитывает влияние возможной мно-
голепестковой структуры падающего электромагнитного поля, вызванной
отражением от морской поверхности [1J. Для небольших углов наклона
луча антенны площадь, по которой производится суммирование в уравне-
нии (12.7), определяется элементом разрешения, ограниченным шириной
луча по азимуту 0В и длительностью импульса т. При скорости распростра-
нения радиоволн с и дальности R площадь, по которой суммируются ст;,
равна приблизительно /?0вст/2. Если через о" обозначить среднюю удель-
ную эффективную площадь рассеяния, то о, == о°/?0вст '2, и уравнение
i
дальности радиолокации для рассматриваемого случая принимает вид
Р =—<G2^2^5--- п° (12 81
Гг (4л)3/?з 2 ° ‘
Отметим, что в этом случае (соответствующем, например, работе кора-
бельной радиолокационной станции, луч которой направлен почти гори-
зонтально) мощность мешающих отраженных сигналов от больших участ-
ков морской поверхности изменяется обратно пропорционально дальности
в третьей, а не в четвертой степени. Это объясняется тем, что сигнал отра-
жается от большой поверхности. Чем больше дальность, тем больше будут
линейные размеры луча и число облучаемых им отражателей.
Другой предельный случай получается при использовании игольчатой
диаграммы направленности антенны и большом угле ее наклона относительно
горизонтальной плоскости. Пачка импульсов в этом случае перекрывает
большую площадь морской поверхности, чем проекция поперечного сече-
ния луча. Следовательно, площадь, по которой при этом производится
суммирование в уравнении (12.7), определяется шириной луча по азимуту
0В и углом места ср в, а не длительностью импульса. Если <р — угол наклона
луча, то можно написать V = o°7?20B(pB/sin <р и
Р PtG2X2eB<pBo0
Г (4л)3 R2 sin \ * /
40 М. Сколник
626
Глава 12
Мощность отраженного сигнала, как следует из этого уравнения, изменяется
обратно пропорционально квадрату дальности. Уравнения (12.8) и (12.9)
можно применять к любой сложной цели, создающей мешающие отраже-
ния, если она состоит из большого числа отдельных и независимых отра-
жателей.
Изменение ст0 в зависимости от угла наклона луча. Удельная эффек-
тивная площадь рассеяния сг° зависит от рабочей волны станции, поляри-
зации излучения, состояния моря, ветра и угла наклона луча относительно
горизонтальной плоскости. Как правило, величина о0 возрастает с увели-
чением угла наклона луча. Характер изменения а0 в зависимости от угла
Фиг. 12.4. Изменение о0 для мешающих отражений от морской поверхности
в зависимости от угла наклона луча относительно горизонтальной плоскости
и рабочей частоты станции.
наклона представлен кривыми на фиг. 12.4. Эти кривые построены по усред-
ненным экспериментальным данным для различных состояний моря и ско-
ростей ветра, изменявшихся в пределах от 3,7 до 45 км!час. При изменениях
угла от 10 до 90° величина о0 изменяется приблизительно на 40 дб. Боль-
шие значения <т° при углах наклона, близких к 90', указывают на то, что
при таких углах, по-видимому, имеет место зеркальное отражение.
Данные, приведенные на фиг. 12.4, применимы прежде всего к боль-
шим углам наклона луча. При малых углах наклона характер изменения
о0 отличается от характера, показанного на фиг. 12.4; он имеет вид, пред-
ставленный на фиг. 12.5. Существует некоторый критический угол наклона,
при котором наклон кривой, характеризующей зависимость <т° от угла,
резко изменяется. Обе кривые построены по усредненным данным, полу-
ченным для многих точек. Кривая а относится к спокойному морю (волны
высотой от р,3 до 1 м), а кривая б — к волнующемуся морю (волны высо-
той от 1 до 1,5 м). Критический угол, при котором изменяется наклон кри-
вой, с усилением волнения моря уменьшается. В одной серии опытов на час-
тотах волн 10-сантиметрового диапазона критический угол изменялся от 5°
при спокойном море до 1° и менее при сильном волнении.
Изменение крутизны кривой при малых углах наклона луча было
объяснено интерференцией прямой и отраженной волн, аналогичной интер-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
627
ференции при распространении радиоволн над плоской землей. В разд. 11.2
было показано, что мощность отраженного сигнала от точечной цели над
плоской землей изменяется пропорционально R~6 при малых углах места
(соответствующих нижней части луча), а не У?-4, как в более общем случае.
Это обусловлено интерференцией прямого и отраженного лучей. Аналогич-
ное явление имеет место и для мешающих отражений от моря. При образо-
вании мешающих отраженных сигналов от протяженной поверхности интен-
сивность их изменяется пропорционально R~3 [уравнение (12.8)1. Но если
имеет место интерференция, то интенсивность отраженных сигналов изме-
няется пропорционально /?’. Экспериментальные измерения подтвердили
наличие механизма интерференции при условии нахождения отражателей
Фиг. 12.5. Изменение а0 для мешающих отражений от морской поверхности в зависи-
мости от угла наклона луча (при малых углах).
а — спокойное море; б — умеренное волнение на море.
над поверхностью моря. Этот факт был использован для вычисления высоты
отражателей на основе экспериментально определенных переходных даль-
ностей, разделяющих области, где мощность отраженных сигналов изме-
няется пропорционально 7?-3 и R 7 (переходная дальность Rt для цели,
равномерно распределенной по высоте, равна Rt hH /0,2Х, где h — высота
радиолокационной станции, Н — высота верхней точки цели). Был сделан
вывод, что высота отражателей значительно меньше высоты волн на море
и что отражение происходит от участков, лежащих у подошвы волны.
При малых углах наклона луча и горизонтальной поляризации излу-
чения было найдено, что для волн 10-сантиметрового диапазона величина
о0 изменяется в пределах от —30 до —70 дб. Это значит, что эффективная
площадь рассеяния каждого квадратного метра морской поверхности изме-
няется от 10 3 до 10-7 At2. Такне малые значения исключают возможность
получения отраженных сигналов за счет зеркального отражения. Однако,
ввиду того что луч антенны облучает большую площадь, результирующий
отраженный сигнал может быть достаточно сильным. Например, при дли-
тельности импульса 1 мксек и ширине луча 1 ° площадь, перекрываемая
лучом на дальности 40 км, равна приблизительно 105 м2. Если о0 изме-
няется в пределах от —30 до —70 дб, то суммарная эффективная площадь
рассеяния изменяется в пределах от 100 до 0,01 Л12.
40*
628
Глава 12
Изменение а0 в зависимости от частоты. В различных сообщениях
об экспериментальных измерениях отражений от морской поверхности нет
совпадения в отношении зависимости о0 от частоты. Измерения усложняют-
ся различными факторами, влияющими на абсолютную величину о0
и не поддающимися регулированию. Кроме того, в области малых углов
имеет место интерференция прямой и отраженной волн, что усложняет
определение истинной зависимости о0 от частоты. Приведенные рядом
исследователей измерения о0 на 10- и 3-сантиметровом диапазоне волн
показывают, что зависимость о0 от частоты изменяется в очень широких
пределах. Например, при спокойном море о0 приблизительно пропорцио-
нальна а при сильно волнующемся море пропорциональна fn, где п
больше 4 [1]. Данные фиг. 12.4 показывают возрастание оп с частотой;
при длине волны 8,6 мм о0 на 8—12 дб больше, чем при волне 3,2 см. Это
соответствует частотной зависимости, лежащей в пределах от f14 до f21.
Вместе с тем измерения, проведенные другими исследователями, показали
почти полную независимость о0 от частоты в диапазоне от 10 до 50 Ггц.
Измерения, выполненные в Морской исследовательской лаборатории
на волнах 3,2, 9,1 и 26 см, выявили приблизительно линейную зависимость
о0 от частоты.
На основании приведенных данных можно сделать вывод, что действи-
тельную зависимость о0 от частоты трудно установить. Однако в общем
эффективная площадь рассеяния с повышением частоты увеличивается.
Большинство публикуемых данных подтверждает линейную зависимость
о0 от частоты.
Зависимость а0 от поляризации [1]. Изменения о0 в зависимости
от характера поляризации связаны с частотой и состоянием моря. На вол-
нах 10-сантиметрового диапазона в случае спокойного моря отраженный
сигнал при вертикальной поляризации может быть на 20—30 дб сильнее,
чем при горизонтальной поляризации. Когда море неспокойно, разница
между отраженными сигналами при вертикальной и горизонтальной поля-
ризациях становится незаметной; в случае умеренного волнения моря
(волны высотой 1—1,5 м) отраженные сигналы при обеих поляризациях
получаются одинаковыми. Аналогичные результаты были получены на вол-
нах 3-сантиметрового диапазона, за исключением того, что разница в сигна-
лах при вертикальной и горизонтальной поляризациях и спокойном море
была не такой большой, как на волнах 10-сантиметрового диапазона. При
умеренном волнении на море соотношение интенсивностей сигналов может
быть даже обратным, т. е. отраженные сигналы могут быть более сильными
при горизонтальной, а не при вертикальной поляризации. Мешающие отра-
жения от морской поверхности часто представляются на экране индикатора
типа А в виде шума при вертикальной поляризации и в виде выбросов
в случае горизонтальной поляризации.
Зависимость от состояния моря. Выше отмечалось, что зависимость о0
от частоты и поляризации излучения связана с состоянием моря. Получе-
ние количественной информации о влиянии состояния моря на о0 связано
с большими трудностями, так как параметры моря трудно измерить. Кроме
того, если даже эти параметры были бы измерены, то оставалось бы неясным,
какие из них являются наиболее важными. К факторам, влияющим на состоя-
ние морской поверхности, относятся период и форма волн, их высота, ветер
и наличие или отсутствие «барашков». Высота волн обычно принимается
за показатель состояния моря (табл. 12.1).
Данные экспериментальных измерений показывают, что интенсивность
сигналов, отраженных от морской поверхности, с увеличением волнения
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
629
ТАБЛИЦА 12.1
Шкала состояния моря [1]
Показатель состояния моря Состояние Высота волны, м
0 Штиль 0
1 Слабое волнение <0,3
2 Легкое волнение 0,3—0,9
3 Умеренное волнение 0,9—1,5
4 Бурное 1,5—2,4
5 Очень бурное 2,4-3,6
6 Шторм 3,6—6,0
моря возрастает. Установлено, что о0 увеличивается с ростом высоты волн
до некоторого предела, а затем уменьшается. Сообщалось, что при работе
на волнах 3-сантиметрового диапазона переход от возрастания о0 до неза-
висимости ее от состояния моря наблюдался при высоте морских волн
от 0,6 до 1 м [1J.
Величина о0 зависит также от направления ветра [1]. Отраженный
сигнал более интенсивен, когда луч антенны направлен навстречу ветру.
При ориентировке луча по ветру интенсивность отраженного сигнала
на 5—10 дб меньше.
При малых углах места мешающие отражения от морской поверхности
представляются на экране индикатора типа А в виде отдельных выбросов,
как бы соответствующих разрешаемым морским волнам. Однако аналогич-
ная картина наблюдалась даже и в том случае, когда длительность импульса
была слишком велика, чтобы имело место разрешение отдельных волн.
Появление выбросов при малых углах места было объяснено влиянием
интерференции прямой и отраженной волн, уменьшающей степень облу-
чения подавляющего большинства гребней волн.
Механизм образования мешающих отражений от моря. Были пред-
ложены по крайней мере три теории, объясняющие образование мешающих
отражений от морской поверхности. Эти теории следующие: 1) наблюдаемый
сигнал является результатом дифракции радиоволн на волнистой поверх-
ности моря, или зеркального отражения при правильном ориентировании
волн [1J; 2) отраженный сигнал обусловлен в основном рассеянием энер-
гии водяными брызгами, разносимыми ветром над морской поверхностью;
3) элементарные отражатели, от которых получаются мешающие сигналы,
представляют собой небольшие грани или пятна на поверхности с такими же
отражательными свойствами, как у наклонных пластин. .
Первая гипотеза, согласно которой мешающие отраженные сигналы
от моря являются результатом дифракции, качественно согласуется с неко-
торыми экспериментальными наблюдениями, но она не может удовлетвори-
тельно объяснить некоторые важные характеристики мешающих отражений.
Для проверки этой гипотезы были произведены расчеты рассеяния на упро-
щенной модели с морскими волнами синусоидальной формы [1J. Хотя это
была искусственная модель, она дала зависимость о0 от угла наклона
луча антенны, подобную той, какая была получена при некоторых реальных
экспериментах: при малых углах наклона луча удельная эффективная
площадь рассеяния с увеличением этого угла быстро возрастала по сте-
€30
Глава 12
пенному закону, затем при некотором критическом угле происходил пере-
ход почти к линейному закону. Однако количественные расчеты, получае-
мые при помощи модели с синусоидальными морскими волнами, противо-
речат экспериментальным данным, что ставит под сомнение правильность
дифракционной гипотезы. Другая причина, вызывающая недоверие к этой
гипотезе, состоит в том, что она не учитывает различия рассеяния радиоволн
при горизонтальной и вертикальной поляризациях, а экспериментальным
путем было найдено, что эффективная площадь рассеяния от морской
поверхности при вертикальной поляризации может быть в 1000 раз больше,
чем при горизонтальной поляризации.
Вторая теория, согласно которой отраженный сигнал обусловлен рас-
сеянием энергии водяными брызгами, может качественно объяснить наблю-
даемую зависимость о0 от поляризации излучения. Величина коэффициента
отражения горизонтально поляризованных волн для гладкой плоской
поверхности равна единице (или немного меньше), а изменение фазы при
отражении равно л рад. Поэтому амплитуды прямой и отраженной волн
при малых углах приблизительно одинаковы, но фазы их противоположны.
В результате этого обе волны взаимно компенсируются, и брызги вблизи
мирской поверхности оказываются необлученными. (В практических усло-
виях коэффициент отражения морской поверхности не точно равен едини-
це, поэтому взаимное ослабление прямой и отраженной волн будет только
частичным и брызги будут облучаться, хотя и слабо.) Коэффициент отра-
жения при вертикальной поляризации обычно значительно меньше еди-
ницы, поэтому взаимное ослабление полей прямой и отраженной волн
не будет таким полным, как при горизонтальной поляризации. По-
этому цели, находящиеся вблизи морской поверхности, при вертикальной
поляризации будут облучаться более сильно, чем при горизонтальной
поляризации.
При повышении частоты разница в интенсивности отраженных сигна-
лов, возникающих при различных поляризациях, возрастает. Это можно
объяснить с помощью фиг. 11.2, на которой показано, что угол места пер-
вого интерференционного лепестка при горизонтальной поляризации равен
Л/4й0 (X — длина волны, ho — высота расположения радиолокационной
станции). Повышение частоты уменьшает угол места первого лепестка,
в результате чего цели, находящиеся под малыми углами места, облучаются
сильнее при горизонтальной поляризации. При вертикальной поляризации
облучение цели будет также увеличиваться с повышением частоты, но отно-
сительное увеличение не так велико, как при горизонтальной поляризации.
Разница сигналов, наблюдаемая при двух видах поляризации, осо-
бенно заметна при спокойном море. Волнение моря нарушает интерферен-
ционную картину, особенно в минимумах поля. При волнении моря брызги
поднимаются на большую высоту и перекрывают значительную часть интер-
ференционного лепестка. Таким образом, теория, объясняющая образова-
ние отраженных сигналов отражением от водяных брызг, предсказывает
уменьшение зависимости о0 от поляризации при увеличении волнения моря,
что совпадает с экспериментальными наблюдениями.
Эта теория объясняет, по крайней мере качественно, наблюдаемую
зависимость о0 от поляризации излучения. Однако она дает не согласую-
щиеся с экспериментом предсказания о частотной зависимости. Эффектив-
ная площадь рассеяния брызг, размеры которых малы по сравнению с дли-
ной волны, должна подчиняться известному закону рассеяния Релея
(разд. 2.7), т. е. величина ее должна быть пропорциональна частоте в чет-
вертой степени, но большинство экспериментальных данных показывает,
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 631
что эффективная площадь рассеяния пропорциональна частоте в степени
меньше четвертой. Вследствие этого отражение радиолокационных сигналов
от брызг нельзя считать основным фактором в образовании мешающих
сигналов от морской поверхности.
Возможность качественного объяснения зависимости о0 от поляриза-
ции на основе теории отражения от морских брызг приводит к выводу, что
механизм образования мешающих отраженных сигналов должен учиты-
вать интерференцию прямой и отраженной волн. При этом должны быть
найдены отражатели, которые давали бы лучшее приближение к экспери-
ментально наблюдаемой частотной зависимости о0, чем морские брызги.
Исходя из этого, было высказано предположение, что отражающие эле-
менты облучаются комбинацией прямой и отраженной волн, причем послед-
няя отражается от элементов морской поверхности, находящихся ближе
к радиолокационной станции, чем остальные отражатели. При этом ука-
зывалось, что отражатели не обязательно должны находиться над морской
поверхностью, а могут лежать на самой поверхности. От них происходит
интерференционное отражение, необходимое для объяснения зависимости
о0 от поляризации прямой волны.
Была предложена третья модель образования мешающих отраженных
сигналов от морской поверхности, в которой основными отражающими эле-
ментами являются небольшие грани или пятна на поверхности, наложенные
на основную форму волны. Для радиолокационной станции морская поверх-
ность представляется в виде совокупности граней различных размеров
с ориентацией, распределенной вокруг среднего контура морской поверх-
ности. Считается, что эти грани хаотически движутся одна относи-
тельно другой, так что относительные фазы отраженных сигналов неза-
висимы.
Теория отражения от граней согласуется с данными наблюдений в той
части, где при малых углах наклона луча отраженные сигналы малы. Это
может быть объяснено характером направленного отражения от граней,
подобного отражению от плоских пластин. Наиболее эффективное отраже-
ние происходит от граней, периметр которых равен приблизительно поло-
вине длины волны. Интенсивность отражения от грани возрастает прибли-
зительно пропорционально квадрату ее наклона. Следовательно, наиболь-
шая доля в мешающем отраженном сигнале будет получаться за счет
граней, находящихся вблизи гребня волны, а не вблизи ее впадины. Для
небольших углов наклона луча относительно горизонтальной плоскости
теория отражения от граней дает зависимость о0 от частоты, связанную
с распределением размеров граней. Данные о распределении размеров
граней отсутствуют, поэтому никаких выводов о частотной зависимости <т°
на основе теории отражения от граней не было сделано. Однако теория
показывает, что о0 увеличивается пропорционально частоте в некоторой
степени. Точное значение показателя степени зависит от распределения
размеров граней.
Теория отражения от граней в ее первоначальном виде не дает удовлет-
ворительного объяснения всем данным. Например, она не может правильно
объяснить разницу величин о0 при направлении луча радиолокационной
станции по ветру и против ветра.
Большие величины ст0, получающиеся при больших углах наклона
луча, указывают на то, что при этом имеет место зеркальное отражение.
Это не противоречит механизму отражения от граней, так как при больших
углах наклона облучение некоторых граней будет происходить при нор-
мальном падении луча, что и создает сильное обратное рассеяние.
632
Глава 12
Объяснение зависимости интенсивности отраженных сигналов от поля-
ризации интерференцией прямой и отраженной волн не всегда приемлемо,
хотя такое объяснение и занимает важное место в теориях отражения
от брызг и граней. Было установлено, что интерференция не может пол-
ностью объяснить все экспериментальные данные.
Ни одна из предложенных теорий образования мешающих отражений
от морской поверхности не может считаться вполне удовлетворительной.
Отсутствие единой, всеобщей теории объясняется отчасти сложностью
характера состояния моря. Модель моря, учитывающая все наблюдаемые
данные, вероятно, была бы очень сложной. Другой причиной, затрудняю-
щей создание обобщенной теории, является отсутствие экспериментов
с регулируемыми условиями. Экспериментаторам приходится иметь дело
с естественными условиями, и они зачастую не знают количественных
характеристик моря. Это затрудняет также проверку результатов, полу-
ченных различными экспериментаторами, по-видимому, при одинаковых
условиях.
12.4. ОСЛАБЛЕНИЕ МЕШАЮЩИХ ОТРАЖЕНИЙ
За исключением отдельных случаев (например, применение радиоло-
кационных станций для картографической съемки местности), сигналы,
отраженные от поверхности Земли, моря или атмосферных осадков, обычно
являются нежелательными, так как они маскируют представляющие инте-
рес цели. Один из методов выделения движущихся целей на фоне мешаю-
щих отражений от местности использует допплеровское смещение частоты,
вызываемого движением цели. На этом основано действие радиолока-
ционных станций непрерывного излучения (гл. 3), станций с аппаратурой
селекции движущихся целей и импульсно-допплеровских станций (гл. 4).
Другим, более простым средством ослабления мешающих сигналов (при
одновременном ослаблении и полезных сигналов) является уменьшение
усиления приемника на малых дальностях. Этот способ, основанный
на применении так называемой временной регулировки усиления (ВАРУ),,
был кратко описан в разд. 8.2.
Ниже будут рассмотрены два других способа ослабления влияния
мешающих отраженных сигналов. Один из них основан на применении
фильтра для ослабления мешающих отражений, работающего по принципу
действия согласованного фильтра (разд. 9.2). Другой способ состоит в при-
менении усилителей с логарифмической или ограничительной характери-
стикой, предотвращающей насыщение приемника. Методы ослабления
мешающих сигналов, основанные на использовании допплеровского сме-
щения частоты и согласованного ослабляющего фильтра, увеличивают
отношение сигнала от цели к мешающему сигналу; временная же регули-
ровка чувствительности и логарифмический приемник оказывают другое
действие: они уменьшают усиление приемника при наличии сильных мешаю-
щих отражений и предотвращают перегрузку приемника этими сигналами.
Прежде чем переходить к описанию согласованного фильтра для ослаб-
ления мешающих отражений и логарифмического приемника, следует
напомнить два важных результата из теории мешающих отражений. Они
касаются функции распределения вероятностей и частотного спектра отра-
женных сигналов, создаваемых моделью мешающих отражений, основан-
ной на законе Релея.
Для теоретического анализа мешающих отражений' в большинстве
случаев используется модель, состоящая из большого числа отражателей^
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 633
находящихся в разрешаемом радиолокационной станцией элементе [1, 21.
Фазы сигналов от отдельных отражателей случайны, и вероятность приема
сигнала от любого конкретного отражателя считается не зависимой от сиг-
нала, отраженного от любого другого отражателя. Можно показать, что
при этих условиях вероятность нахождения амплитуды х мешающего сиг-
нала в пределах х и х + dx равна
p(x)dx = -^-eKp ^~~^dx, (12.10)
где Ро — среднее во времени значение х2. Это описанное в гл. 2 распреде-
ление Релея. Его форма не зависит от распределения амплитуд составляю-
щих при единственном условии, что число отражателей велико. Если все
отражатели одинаковы по размерам, то распределение Релея хорошо пред-
ставляет мешающие отражения, даже при наличии в разрешаемом радиоло-
кационной станцией элементе всего пяти или четырех отражателей. Когда
число их равно десяти и более, разница между экспериментальным и теоре-
тическим распределениями для большинства применений не существенна.
Распределение Релея описывает изменение амплитуды мешающих отра-
жений на данной дальности от одного обзора пространства к следующему.
В общем случае оно не может описывать амплитуды мешающих сигналов
для одной развертки по дальности, так как интенсивность их не посто-
янна, а убывает с увеличением дальности.
Одно из свойств мешающих отражений, описываемых распределением
Релея, состоит в том, что среднеквадратичное значение амплитуды флуктуа-
ций относительно среднего значения пропорционально последнему. На этом
свойстве основано проектирование логарифмического приемника для
ослабления мешающих отражений.
Частотный спектр принимаемых радиолокационным приемником мешаю-
щих отраженных сигналов зависит от спектра передаваемого сигнала.
Если спектр передаваемого сигнала не слишком широкий, то все частоты,
близкие к частоте передатчика, в среднем одинаково отражаются от местных
предметов. Отсюда следует, что усредненный за большой период времени
спектр мощности для мешающих сигналов будет таким же, как спектр
излучаемого сигнала [2]. Таким образом, спектр мешающих отраженных
сигналов будет существенно отличаться от частотного спектра шума
приемника.
Согласованный фильтр для ослабления мешающих отраженных сигна-
лов. В разд. 9.2 было показано, что частотная характеристика Н (f) фильтра,
максимизирующего отношение пиковой мощности сигнала к средней мощ-
ности шума, имеет вид
w)=, (i2.il)
где S* ([) — функция, комплексно сопряженная преобразованной по Фурье
временной функции принимаемого сигнала s (/); [М, (f)]2— спектр мощ-
ности входного шума; G — коэффициент пропорциональности.
Мешающие отраженные сигналы можно рассматривать как источники
помех, на фоне которых должен выделяться полезный сигнал, так же как
на фоне шумов схемы. Если шум приемника мал по сравнению с мешающими
отраженными сигналами, то [7V,-(/)J2 можно считать спектром мощности
мешающих отраженных сигналов на входе приемника. Таким образом,
уравнение (12.11) представляет собой характеристику фильтра промежуточ-
ной частоты, максимизирующего отношение пиковой мощности полезного
€34
Глава 12
сигнала к средней мощности мешающих отраженных сигналов. Это отно-
шение измеряется на выходе тракта промежуточной частоты приемника
перед вторым детектором. Очень важно максимизировать отношение полез-
ного сигнала к мешающим сигналам именно в тракте промежуточной час-
тоты, чтобы слабые полезные сигналы не ослаблялись, а мешающие отра-
женные сигналы не усиливались за счет нелинейности характеристики
второго детектора.
Если мешающие отражения могут быть представлены моделью Релея,
Фиг. 12.6. Частотная характеристика | /7;,пт (/) | оптимального фильтра промежу-
точной частоты для подавления мешающих отражений при зондирующем сигнале
в виде прямоугольного импульса длительностью 1 мксек.
(/)12 будет таким же, как и спектр излучаемого импульса. Отсюда
[/V, (f)]2 = [S (/)] 2= S* (J) S (f). Подстановка этого соотношения в урав-
нение для характеристики согласованного фильтра (12.11) дает
(12.12)
Таким образом, оптимальным фильтром, ослабляющим мешающие
отраженные сигналы, будет фильтр с частотной характеристикой, пропор-
циональной обратной величине спектра излучаемого сигнала (который
считается одинаковым со спектром принимаемого сигнала). Например,
высокочастотный спектр (или спектр промежуточной частоты) S (/) радио-
локационного сигнала в виде прямоугольного импульса длительностью т
с синусоидальным заполнением и амплитудой, равной единице, имеет вид
С/А— sinn(f—, sinn(f + foH .ov
2л (/-/о) + 2л(/+/0) • (12.13)
Это известный спектр вида (sin х)/х с центральной частотой f = ±/о, где
fo — высокая (или промежуточная) частота. Частотная характеристика
фильтра, ослабляющего мешающие отраженные сигналы, обратна характе-
ристике, описываемой уравнением (12.13). Пример такой характеристики
дан на фиг. 12.6 для излучаемого импульса длительностью 1 мксек.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 635
Улучшение отношения полезного отраженного сигнала к мешающим
отраженным сигналам, создаваемое ослабляющим фильтром, можно найти
путем сравнения этих отношений на его входе и выходе. Отношение
полезного сигнала к мешающим сигналам (по мощности) на входе равно
’----------------------------------------- "2.14)
I \S(f)\2df
—со
Постоянная в этом выражении опущена, так как она при нахождении
конечного соотношения исключается. Подстановка S (/) из выражения
(12.13) дает
Реальный ослабляющий фильтр будет иметь характеристику вида (12.12),
но с конечной шириной полосы. Тогда
ёТм ПРИ /о—4-<Ш</о+v ’
Яопт(/) = { S(f) 2 2 (12.16)
I 0 при других f,
где В—«полоса» фильтра. («Полоса» понимается здесь как предельная
полоса пропускания, а не как полоса между точками половинной мощ-
ности.)
Напряжение сигнала на выходе такого фильтра можно найти, поль-
зуясь уравнением (9.8):
— fo+B/2 fo+B/2
So(O= J Ge^‘df + jj Ge^ffdf =
-f0-B/2 fo-B/2
_ 2G Г sin2jI </о + Д/2)< _ sin 2л (fp—B/2) t J (12 17)
Максимальное значение s0 (t) равно 2GB. Мощность мешающих отра-
женных сигналов на выходе оптимального фильтра равна
- fo+B/2 fo+B/2
Свь,х= jj G2df+ J G2df=2G2B. (12.18)
- fo-B/2 fo-B/2
Отношение пиковой мощности полезного сигнала к средней мощности
мешающих отраженных сигналов равно
< S \ = | s0 (0 [макс = 2В (12.19)
\ с /вых Овых
Следовательно, создаваемое ослабляющим фильтром улучшение будет
равно отношению выражения (12.19) к (12.15), или
улучшение = Вт. (12.20)
Характеристики логарифмического приемника. Большинство рассмот-
ренных в разд. 8.2 методов ослабления помех может быть использовано
до известной степени и для ослабления мешающих отраженных сигналов.
Один из этих методов основан на применении временной автоматической
регулировки усиления приемника (ВАРУ). Задачей ВАРУ является про-
граммное изменение усиления приемника в зависимости от дальности.
636
Глава 12
ВАРУ уменьшает усиление приемника на малых дальностях, где мешаю-
щие отраженные сигналы особенно велики. Кроме того, предусматривается
ручная регулировка усиления, позволяющая оператору дополнительно
регулировать усиление в зависимости от интенсивности мешающих отра-
жений.
Существуют некоторые практические ограничения применения ВАРУ.
Правильная коррекция программного изменения усиления во времени
зависит от вида мешающих отражений. Это требует определенной квали-
фикации от оператора, чтобы он мог выделить полезные сигналы, незначи-
тельно превышающие по амплитуде мешающие отраженные сигналы. Если
мешающие отражения в конкретных условиях работы радиолокационной
станции неодинаковы по всем азимутам, то должно быть выбрано компро-
миссное положение органов регулировки ВАРУ, и для каждого азимута
она будет действовать неоптимальным образом. Отсюда следует, что идеаль-
ная ВАРУ не может быть реализована на практике даже высококвалифици-
рованным оператором.
Когда мешающие отраженные сигналы могут быть описаны распреде-
лением Релея, функции идеальной ВАРУ могут автоматически выполняться
приемником с логарифмической характеристикой, за которым следует
дифференцирующая схема. Такой приемник должен действовать так же
эффективно, как приемник с линейной характеристикой, снабженный
хорошо рассчитанной схемой ВАРУ.
Одно из различий между мешающими отраженными сигналами и внут-
ренним шумом приемника состоит в том, что интенсивность мешающих
отраженных сигналов изменяется в зависимости от дальности. Логарифмиче-
ский приемник устраняет это изменение и позволяет получить на выходе
мешающие отраженные сигналы с амплитудами, не зависящими от даль-
ности .
Способность логарифмического приемника ослаблять влияние мешаю-
щих отраженных сигналов можно оценить приближенно, использовав тот
факт, что среднеквадратичная амплитуда флуктуаций относительно средней
амплитуды пропорциональна для распределения Релея среднему значению.
Это можно представить как ёивх = kvBX, где 6пвх — среднеквадратичная
амплитуда флуктуаций мешающих отраженных сигналов на входе прием-
ника, цвх — среднее значение амплитуды мешающих отраженных сигна-
лов на входе приемника и k — постоянная. Соотношение между напряже-
ниями на выходе и входе приемника можно записать в виде
^вых — о bvBX, (12.21)
где а и b — постоянные. Это приводит к следующему приближенному
выражению:
б^вых = Д-Рвх = const. (12.22)
t'BX
Следовательно, среднеквадратичное значение флуктуаций на выходе
приемника не зависит от амплитуды входного напряжения. Можно пока-
зать, что если к входному напряжению приемника с идеализированной лога-
рифмической характеристикой применимо распределение Релея, то резуль-
тирующая среднеквадратичная флуктуация относительно среднего значения
выходного напряжения постоянна, не зависит от среднеквадратичной ампли-
туды флуктуаций входного напряжения и равна ал/241/2, где а — крутизна
логарифмической характеристики.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
637
Назначение дифференцирующей схемы (фильтра верхних частот),
включаемой после логарифмического приемника, состоит в исключении
среднего значения выходного напряжения и оставлении только флуктуаций
мешающих сигналов, отраженных от поверхности моря и дождя, а также
шума приемника с постоянным средним уровнем на экране индикатора.
Действительно, логарифмическая характеристика не может получаться
при входных напряжениях, близких к нулю, так как иВЬ1Х -> — оо при ивх
—>0. В некоторой точке характеристика должна отклониться от логариф-
мической и пройти через начало координат. Практический логарифмический
приемник должен иметь характеристику вида пвых = a 1g (1 + bvBX).
Если приемник имеет линейную характеристику при низких уровнях сигна-
ла и логарифмическую при больших сигналах, он называется приемником
с линейно-логарифмической характеристикой. Характеристика должна быть
логарифмической до уровня сигналов, лежащего приблизительно на 20 дб
ниже среднеквадратичного уровня шума. Ниже этого уровня находится
только около 1 "о флуктуаций шума. Приемник с линейно-логарифмиче-
ской характеристикой дает небольшое ослабление интенсивности мешаю-
щих отраженных сигналов по сравнению с приемником с линейной харак-
теристикой или с логарифмической характеристикой для сигналов, уровень
которых более чем на 20 дб ниже уровня шума.
Порядок проектирования приёмников с логарифмической характери-
стикой описан в литературе [3]. Выходные сигналы логарифмического
приемника при их воспроизведении на экране индикатора типа А отли-
чаются по форме от выходных сигналов линейного приемника. Логарифми-
ческая характеристика подавляет сигналы с большой амплитудой. Чтобы
сделать выходное напряжение логарифмического приемника более сходным
с выходным напряжением линейного приемника, можно применить видео-
усилитель с характеристикой, обратной логарифмической характеристике
приемника.
Хотя логарифмический приемник действует во многих отношениях
как ВАРУ, он не может ослаблять мешающие сигналы, отраженные от
близко расположенных объектов и принимаемые боковыми лепестками, как
это делает ВАРУ. Схема ВАРУ снижает усиление приемника на малых
дальностях и тем самым уменьшает амплитуду сигналов, принимаемых
любым боковым лепестком. Мешающие отраженные сигналы, которые при-
нимаются боковыми лепестками и попадают в логарифмический прием-
ник, не будут ослабляться и могут маскировать полезные сигналы на экране
индикатора. Иногда логарифмический приемник и схема ВАРУ исполь-
зуются совместно.
Применение логарифмического приемника имеет важное значение для
корабельных радиолокационных станций, где он дает возможность наблю-
дать на экране слабые отраженные от буев и небольших судов сигналы при
наличии сильных мешающих отражений от морской поверхности.
12.5. МЕШАЮЩИЕ СИГНАЛЫ ОТ МЕТЕОРОЛОГИЧЕСКИХ
ОБРАЗОВАНИЙ [1]
В гл. 1 было сказано, что радиолокационная станция может наблюдать
цели при различных метеорологических условиях, например сквозь туман,
в дождь и снег. Это не совсем верно, так как на работу некоторых радиоло-
кационных станций могут существенно влиять метеорологические образова
638
Глава 12
ния в атмосфере (гидрометеоры). В общем можно сказать, что на радиолока-
ционные станции, работающие на более низких частотах, метеорологиче-
ские условия и атмосферные осадки не оказывают существенного влияния,
но при более высоких частотах сигналы, отраженные от атмосферных осад-
ков, могут быть очень сильными и могут также маскировать полезные сиг-
налы, как и любые другие мешающие отраженные сигналы.
Обнаружение радиолокационной станцией атмосферных осадков
(дождя, снега, града) является в зависимости от назначения станции ее
положительным или отрицательным качеством. Сигналы, отраженные
от атмосферных осадков, затрудняют работу оператора радиолокационной
станции обнаружения воздушных или надводных целей. Например, сиг-
налы, отраженные от грозовых облаков, могут маскировать полезные отра-
женные сигналы от целей, находящихся на том же удалении и под тем же
азимутом. Небольшое изолированное грозовое облако на большой дальности
может быть принято за реальную цель. Кроме того, метеообразования могут
снижать дальность действия радиолокационных систем вследствие погло-
щения и (или) рассеяния энергии.
Но для метеорологических радиолокационных станций отражения
от дождя, снега или града имеют важное значение. Радиолокационная
станция может быть использована для получения картины выпадения
осадков в зоне ее действия. Как средство измерения количества осадков,
выпадающих на сравнительно большой территории за определенный период
времени, такая станция очень полезна для метеорологов. Радиолокационные
станции широко используются для изучения гроз, шквалов, ураганов
и исследования физических свойств облаков. Радиолокация полезна
не только как средство изучения основных свойств этих явлений, но и как
средство сбора информации, необходимой для прогнозов погоды.
Важную роль играют метеорологические радиолокационные станции,
устанавливаемые на самолетах для предупреждения пилотов об опасных
грозовых зонах, которые следует обходить (разд. 13.5).
Уравнение дальности радиолокации с учетом влияния метеорологиче-
ских условий. Простое уравнение дальности радиолокации имеет вид
р _ PtGWa
(4л)з/?4 •
(12.23)
Значение входящих в него величин дано в разд. 1.2. При распространении
этого уравнения на случай радиолокации метеообразований принимается,
что дождь, снег, град или другие гидрометеоры могут быть представлены
совокупностью большого количества независимых отражателей с эффектив-
ной площадью рассеяния ог, расположенных в разрешаемом радиолока-
ционной станцией объеме. Пусть означает общую среднюю эффектив-
I
ную площадь рассеяния отражателей, находящихся в единице объема.
Суммирование о, производится в единице объема. Эффективная площадь рас-
сеяния гидрометеора для конкретной радиолокационной станции может быть
выражена как о = VmVo;, где Vm— объем элемента разрешения радиолока-
i
ционной станции. Объем Vm для луча с шириной в вертикальной плоскости <р в
и в горизонтальной плоскости 6 в при длительности импульса т равен при-
близительно Vm ~ (л/4) (Л/2), где h = ст и с— скорость рас-
пространения радиоволн. Коэффициент */2 учитывает распространение
радиоволн в прямом и обратном направлениях. Если предположить, что
отражатели распределены равномерно в объеме луча, то мощность прини-
маемых сигналов, отраженных от гидрометеоров, усредненная за большое
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 639
число независимых обзоров пространства радиолокационной станцией,
равна
^=^2 2 °- (12.24)
i
Здесь Ае — эффективный раскрыв антенны, равный приблизительно
ОХ2/4л ж Х2/0 в(р в. Усреднение РГ соответствует сглаживанию вследствие
хаотического движения отражателей во времени. Уравнение (12.24) пока-
зывает, что средняя мощность принимаемого сигнала обратно пропорцио-
нальна дальности в квадрате, а не в четвертой степени. Это относится
к случаю, когда элемент разрешения станции заполнен отражателями.
Если это не так, то следует ввести поправку. Размеры элементов разреше-
ния большинства метеорологических радиолокационных станций малы
по сравнению с областями, занимаемыми гидрометеорами, за исключением
случаев рассеяния при больших дальностях или там, где имеет место
описываемое ниже явление «яркой полосы».
Можно показать, что если длина волны велика по сравнению с окруж-
ностью рассеивающей частицы диаметром D (область рассеяния Релея),
то эффективная площадь рассеяния этой частицы равна
л8О6
|К|2-
(12.25)
1К|2 зависит от диэлектрической постоянной частицы и медленно изме-
няется при изменении длины волны. В частности, К — {tn2— \)/{т2 + 2),
где т — комплексный коэффициент преломления, равный т = п — ik
(п— коэффициент преломления и А— коэффициент поглощения для рас-
сматриваемого вещества 14]). Для воды при температуре 10° С и длине
волны 10 см ; К i2 равен приблизительно 0,93. Для льда значение । К |2
близко к 0,197 и не зависит от частоты в диапазоне сантиметровых волн.
Подстановка значения of из уравнения (12.25) в (12.24) дает
Рг = S 796 । К I2" (12.26)
Диаметр частицы D входит в это выражение в шестой степени; из этого
следует, что при любом распределении частиц наличие небольшого коли-
чества крупных дождевых капель создаст отраженный сигнал большой
мощности.
Уравнение (12.26) определяет мощность отраженного от метеорологи-
ческих частиц сигнала, усредненную за большое число независимых
обзоров. Оно не учитывает затухание сигналов, вызываемое самими осад-
ками. Затухание сигнала при распространении радиоволн на расстояние R
и обратно выражается экспоненциальной функцией от R, т. е. значение
мощности принимаемого сигнала должно быть умножено на множитель
ослабления ехр (—2а/?), где а — коэффициент затухания при распростра-
нении радиоволн в одном направлении. Тогда средняя мощность принимае-
мого сигнала будет равна
==-жгехр(-2а7?)2/?в1/<12- (12-27>
640
Глава 12
Если коэффициент а не одинаков на всем расстоянии /?, то множитель
ослабления должен определяться по формуле
д
ехр( — 2^adR^. (12.28)
о
Уравнение дальности радиолокации, учитывающее затухание сигнала
из-за наличия гидрометеоров, не может быть решено в явной форме отно-
сительно дальности. Во многих случаях это не имеет значения, так как
затухание часто бывает незначительным, и им можно пренебречь. Если
затуханием сигнала нельзя пренебречь, уравнение дальности радиолока-
ции можно решить методом последовательных проб.
Рассеяние радиоволн дождем. Когда радиолокационная станция рабо-
тает на частотах, для которых справедлива теория рассеяния Релея, урав-
нение (12.26) хможно использовать для определения радиолокационным
методом суммы Z = 2 D6. Закон рассеяния Релея применим, когда длина
волны велика по сравнению с окружностью дождевой капли. Он применим
на волнах 10- и 5-сантиметрового диапазона, а также дает хорошее при-
ближение (за исключением очень сильного дождя) на волнах 3-сантиметро-
вого диапазона. На волнах короче 3 см закон рассеяния Релея неприменим.
Это не так важно ввиду того, что сильное затухание радиоволн на более
высоких частотах не позволяет производить точные измерения.
Более важной, чем ^D№, величиной, которую можно измерить радио-
г
локационным методом, является интенсивность дождя г. (Метеорологи
обычно обозначают интенсивность дождя буквой R, а радиолокационную
дальность — буквой г. Однако специалисты по радиолокации привыкли
к обозначению дальности через R, поэтому в дальнейшем применяется это
последнее обозначение.) По данным экспериментальных измерений интен-
сивности дождя г установлено, что величина Z = 2^6 связана с г зави-
г
симостью
Z = агь, (12.29)
где а и b — эмпирически определяемые постоянные. Многие эксперимен-
таторы предпринимали попытки определить эти постоянные, но полученные
ими результаты сильно расходятся. Частично это объясняется, вероятно,
трудностями проведения количественных измерений и изменением характера
дождя во времени и в зависимости от местности. Наиболее приемлемым
считается соотношение
Z = 2£)6-=200r1-6j (12.30)
где Z измеряется в единицах ммв /м3, аг— в мм/час [4]. Мощность прини-
маемого отраженного сигнала можно выразить через интенсивность дождя
— пБР.Д h
рг = ~ 32/Йл °’93 Х 200rl'fl- (12.31)
Это уравнение позволяет определить мощность сигнала, отраженного
от дождя, без учета затухания радиоволн. Затухание должно учитываться
на волнах от 3 см и короче, а при необходимости проведения точных изме-
рений — и на волнах короче 10 см. Если затухание не учитывается в тех
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 641
случаях, когда оно должно приниматься во внимание, результаты измере-
ния интенсивности дождя могут быть ошибочными. Хотя в принципе можно
вносить поправку на затухание, практически это не всегда удобно делать,
особенно если характеристики радиолокационной станции не известны
с высокой точностью. Точные измерения интенсивности дождя редко могут
Ф и г. 12.7. Удельная эффективная площадь рассеяния дождя при температуре 18° С.
----------------------- точные значения;----приближенные значения.
быть выполнены на волнах, претерпевающих большое затухание в атмо-
сфере, поэтому наиболее короткие волны сантиметрового диапазона при
точных измерениях осадков не используются.
Практически было найдено, что измеренная мощность отраженного
сигнала обычно меньше вычисленной по уравнению дальности радиолока-
ции, поэтому часто вводится эмпирический коэффициент для коррекции
этого необъясненного расхождения. На волне 10 см измеренные величины
отраженного от дождя сигнала были на 4—10 дб ниже вычисленных. Радио-
локационные станции для измерения интенсивности дождя должны кали-
броваться по стандартным дождемерам, расположенным в том же районе.
Величина удельной эффективной площади рассеяния дождя 2 °i (т- е-
эффективной площади рассеяния на единицу объема) представлена
на фиг. 12.7 в функции от длины волны и интенсивности дождя. Пунктир-
ные линии построены для релеевского закона рассеяния [уравнение (12.25)]
при подстановке 2 D6 = 200 г1-8. Сплошные кривые представляют собой
2
точные вычисленные значения 2 Применение релеевского закона рас- 41
41 М. Сколннк
642
Глава /?
сеяния дает удовлетворительное приближение в большей части диапазона
частот, представляющих интерес для радиолокации.
Рассеяние радиоволн снегом. Сухие снежные частицы представляют
собой отдельные или соединенные друг с другом кристаллы льда. Коэффи-
циент | К|2 в уравнении (12.26) для частицы льда имеет меньшее значение,
чем для дождевой капли той же массы. (На волне 3 см | К |2 для льда равен
0,22 его значения для воды.) Соотношение между Z и интенсивностью снего-
пада такое же, как и для дождя, т. е. Z = 200 г1>6, где г— интенсивность
снегопада у земли, измеряемая в миллиметрах столба воды в час, образо-
ванной растаявшим снегом. Интенсивность снегопада, как правило, меньше
интенсивности дождя, поэтому снег меньше влияет на работу радиолока-
ционных станций, чем дождь.
Рассеяние радиоволн ледяными сферическими частицами, покрытыми
водой. Влага в атмосфере на высотах, где температура ниже температуры
замерзания, превращается в кристаллы льда, снег или град. Когда эти
частицы падают на землю, они тают и превращаются в дождь под действием
более высокой температуры на меньших высотах. Когда это происходит,
наблюдается усиление отражения радиолокационных сигналов, так как
водяные капли отражают сильнее, чем частицы льда. Когда частицы снега
или града начинают таять, они сначала становятся сферическими ледяными
частицами, покрытыми водой. На волнах радиолокационного диапазона
рассеяние и затухание радиоволн, вызываемые этими частицами, такие
же, как и сферическими водяными каплями с одинаковыми размерами
и формой. Даже при сравнительно тонком поверхностном слое воды такие
частицы рассеивают радиоволны почти так же хорошо, как аналогичные
водяные капли.
Радиолокационные наблюдения установившегося дождя показывают
существование «яркой полосы» на высоте, где температура немного выше 0°.
«Яркая полоса» представляет собой область с повышенной отражатель-
ной способностью толщиной в несколько сот метров. Эта полоса сравни-
тельно узкая, но в ней может иметь место сильное затухание, когда радио-
локационное наблюдение ведется через эту полосу под малыми углами места.
. Было высказано предположение, что яркая полоса вызывается снегом,
проходящим через зону оттаивания. При переходе через эту зону плоские
или иглообразные снежинки и хлопья с небольшой эффективной площадью
рассеяния превращаются в однородные по форме частицы, площадь рассея-
ния которых увеличивается благодаря водяному покрову. По мере таяния
частицы теряют свою первоначальную форму, скорость падения их возра-
стает, а число частиц на единицу объема уменьшается.
Рассеяние радиоволн облаками. Большинство капельных частиц, обра-
зующих облако, имеет диаметр, не превышающий 100 мк, поэтому теория
рассеяния Релея может быть применена к облакам на всех частотах радио-
локационного диапазона. Капельные частицы облаков имеют диаметр,
приблизительно в 100 раз меньший диаметра дождевых капель (величина
Z = У D6 для отражений от облаков составляет около 1 • 10-6 доли ее
г
значения для отражений от дождя). Ввиду этого отраженные от облаков
сигналы почти не оказывают влияния на работу радиолокационной стан-
ции. Вместе с тем, несмотря на то что сигналы, отраженные от облаков,
очень слабые, радиолокация оказывается полезным средством исследова-
ния облаков метеорологами и физиками, особенно на волнах короче 3 см.
При этом излучение радиолокационной станции обычно направляется
вверх, поэтому дальности получаются сравнительно небольшие.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
643
На волнах около 1 см можно также получить слабые отраженные
сигналы от густого тумана. Но на волнах длиннее 3 см отражение от тумана
практически отсутствует.
Радиолокационное обнаружение молний [4]. Молнии создают ионизи-
рованные газовые столбы, плотность которых достаточна для рассеяния
электромагнитной энергии. Отражение электромагнитной энергии от иони-
зированной среды может происходить при условии, когда рабочая частота
радиолокационной станции меньше критической частоты /с:
~ 9000 - <12-32)
где е — заряд электрона; т — масса электрона; Ne — число электронов
в 1 см3.
Молнии обнаруживались на всех частотах, применяемых в радиолока-
ции. Обнаружение молний радиолокационными средствами связано с опре-
деленными трудностями, так как для получения сильного отраженного
сигнала необходимо, чтобы след молнии был приблизительно перпендику-
лярным к лучу радиолокационной станции. Время появления молнии
и положение ее в пространстве трудно прогнозировать. Кроме того, сиг-
налы, отражаемые от молний, особенно при разрядах между облаком и зем-
лей, часто маскируются сопровождающими их атмосферными осадками.
Радиолокационные станции обнаруживали молнии протяженностью
несколько десятков километров. Такие молнии получались на больших
высотах (4500—6000 м) при разрядах между облаками или внутри одного
облака, и их трудно наблюдать другими (нерадиолокационными) сред-
ствами.
12.6. ЗАТУХАНИЕ РАДИОВОЛН
ПРИ РАСПРОСТРАНЕНИИ ЧЕРЕЗ МЕТЕООБРАЗОВАНИЯ
В разд. 11.8 рассматривалось распространение электромагнитной
энергии в атмосфере в хорошую погоду, т. е. при отсутствии метеообразо-
ваний. Затухание радиоволн при этом обусловлено в основном поглощением
энергии водородом и водяным паром, присутствующими в воздухе. Но
метеообразования могут существенно увеличить затухание.
В диапазоне частот, для которого справедлива теория рассеяния Релея
(размеры частиц малы по сравнению с длиной волны), затухание вследствие
поглощения энергии равно
Затухание = 0,434 D3^ Im (—K)J дб!км, (12.33)
i
где суммирование производится по объему, равному 1 м3. В этой формуле
D — диаметр частицы, см\ X — длина волны, см\ Im (—К) — мнимая
часть коэффициента К, зависящего от диэлектрической постоянной час-
тицы (разд. 12.5). При температуре 10° С величина Im (—К) для воды равна
0,00688 на волне длиной 10 см и 0,0247 на волне 3,2 см. Формула (12.33)
дает хорошее приближение для затухания из-за дождя волн 10-сантиметро-
вого диапазона и более длинных. Так как затухание радиоволн из-за дождя
обычно невелико и не существенно на длинных волнах, для которых спра-
ведливо это выражение, упрощение, даваемое теорией рассеяния Релея,
имеет ограниченное применение для прогнозирования затухания радио-
волн из-за дождя. Поэтому вычисление затухания, вносимого дождем,
41*
644
Глава 12
должно основываться на точных формулах для сферических капель [11.
Результаты такого вычисления приведены на фиг. 12.8 в функции длины
волны и интенсивности дождя.
Фиг. 12.8. Затухание радиоволн в дожде при распространении радиоволн в одном
направлении при температуре 18° С.
а — моросящий дождь, 0,25 мм/час; б — слабый дождь, 1 мм/час; в — умеренный дождь, 4 мм/час',
г — сильный дождь. 16 мм/час-, д — ливень, 40 мм/час.
Затухание, вызываемое частицами льда в атмосфере (снег, град, облака
из ледяных частиц), значительно меньше, чем затухание, вызываемое дож-
дем с эквивалентной интенсивностью. Затухание, вызываемое снегом при
0° С, выражается формулой
Q 0,00349г1 >в 0,00224г ,.о
Затухание = ——--------Н — об! км, (12.34)
где г — интенсивность снегопада, измеряемая количеством воды, полу-
чаемым при таянии снега, мм/час-, X — длина волны, см.
Так как каплеобразные частицы воды, образующие облака и туман,
обычно малы по сравнению с длиной волны, для них справедливо прибли-
жение Релея, и затухание может быть вычислено по формуле (12.33). Эту
формулу можно переписать в несколько ином виде
Затухание = 0,434 Im (—К) дб/км, (12.35)
где М — содержание воды (водность), г/м3; q — плотность воды, равная
1 г/см3; Л—длина волны, см.
Эмпирическим путем было найдено, что в диапазоне волн от 0,5 до
10 см Im (—К) изменяется приблизительно пропорционально Л.1, поэтому
формулу (12.35) можно переписать (с точностью до 5%) в виде [1]
Затухание = дб/км. (12.36)
Это выражение справедливо для температуры 18° С. Затухание зависит
от температуры и уменьшается более чем в 3 раза при изменении темпера-
туры от 0 до 40° С.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 645
Из эмпирического выражения 11]
М = 9286г/-'-43 (12.37)
можно найти корреляцию между затуханием радиолокационных сигналов
Ф и г. 12.9. Затухание радиоволн в тумане при распространении радиоволн в одном
направлении при температуре 18° С.
Сильный туман: М = 2,3 г/мя, видимость 30 ж; легкий туман: М = 0,032 г/м8, видимость 120 м.
и оптической видимостью в тумане. В формуле (12.37) d— дальность опти-
ческой видимости, м; М — средняя водность, г!м3.
На фиг. 12.9 даны графики затухания радиоволн в тумане, построен-
ные на основании формул (12.36) и (12.37).
12.7. ВИДИМОСТЬ ЦЕЛЕЙ НА ФОНЕ ОТРАЖЕНИЙ
ОТ МЕТЕООБРАЗОВАНИЙ
При рассмотрении влияния сигналов, отраженных от метеообразова-
ний, на работу радиолокационной станции следует различать цели двух
типов. Одна из них может считаться нормальной целью для обычных радио-
локационных станций. Примером цели этого типа является самолет. К целям
второго типа относятся метеорологические образования, например дождь,
молнии, грозы и т. д. Если радиолокационная станция рассчитана на опти-
мальную работу по целям одного типа, это не означает, что она будет рабо-
тать оптимально или даже удовлетворительно по целям другого типа. Метео-
образования в районе нахождения самолета могут создавать нежелатель-
ные отраженные сигналы, маскирующие полезные сигналы от самолета.
Сигналы, отраженные от атмосферных осадков, могут мешать метеорологи-
ческой станции следить за грозой, так же как и обычной станции следить,
например, за самолетом. Кроме того, атмосферные осадки на пути между
радиолокационной станцией и целью могут ослаблять радиолокационные
сигналы. Наиболее серьезной помехой является образование мешающих
отраженных сигналов, за исключением, может быть, случаев значитель-
ного затухания сигналов на самых высоких применяемых в радиолокации
частотах.
646
Глава 12
Уменьшение дальности действия из-за воздействия метеофакторов.
Уменьшение дальности действия радиолокационной станции, вызываемое
затуханием сигналов в дожде (или в других осадках), а также мешающим
воздействием сигналов, отраженных от дождя, можно определить, исполь-
зуя уравнение дальности радиолокации. При отсутствии осадков (в сухую
погоду) отношение принимаемого сигнала к шуму равно
< Л = , (12.38)
\ N Jd Nr Л>
где Pd — мощность сигнала, принимаемого от цели с эффективной пло-
щадью рассеяния сгг, находящейся на дальности Rd в «сухом» воздухе;
Ki — постоянная, характеризующая параметры радиолокационной станции
[/<! = Рг02Х2/(4л)3]; Nr — мощность шума приемника.
Предположим, что целью является самолет, размеры которого малы
по сравнению с размерами радиолокационного луча.
В ненастную погоду отношение сигнал/шум определяется уравнением
<5 А - pw ,)93q
kA'Jw Nr+Nc~ Nr + Nc ’ UZ.oaj
где Pw — мощность сигнала, отраженного от цели с эффективной площадью
рассеяния от, находящейся^ на дальности Rw в плохую погоду; Nc —
мощность мешающих отраженных сигналов; ф = ехр (—2a/?w); а — коэф-
фициент затухания.
Мощность мешающих отраженных сигналов Nc, попадающих в прием-
ник вместе с сигналом от цели, выражается формулой (12.27). Мешающие
сигналы в случае применения импульсной радиолокационной станции
получаются главным образом от осадков в непосредственной близости
от цели. Считается, что мешающие метеообразования однородны и полностью
заполняют элемент разрешения радиолокационной станции. Если принять
также, что шум приемника и мешающие отражения некоррелированы
и образуют в приемнике аддитивный шум, то следует считать, что цель
может быть обнаружена в плохую погоду при том же отношении сиг-
нал/шум, как и в сухую погоду. Следовательно, приравнивая отношения
сигнал/шум для обоих случаев [уравнения (12.38) и (12.39)] и воспользо-
вавшись формулой (12.27) для выражения Nc с подстановкой <тг вместо
De | К |2, можно получить следующее выражение:
Rd = RLe2a^ + Rl (12.40)
г
Первый член этого выражения учитывает затухание, а второй — рассея-
ние радиоволн метеообразованиями. Затухание не зависит от параметров
радиолокационной станции, за исключением частоты (так как для водяного
пара, тумана и дождя а изменяется в зависимости от частоты). Второй член
выражения следует учитывать только при наличии осадков в месте нахо-
ждения цели. Таким образом, если импульсная радиолокационная станция
работает при дожде, а цель находится за пределами зоны дождя, второй
член выражения (12.40) следует исключить.
Уравнение (12.40) нельзя решить непосредственно относительно Rw
(Rw — дальность действия в плохую погоду). Однако можно задаваться
величинами Rw и вычислять по ним соответствующие значения Rd.
Осадки так же влияют на работу радиовысотомеров, как и на работу
других радиолокационных станций. На высших частотах сантиметрового
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 647
диапазона или на частотах миллиметрового диапазона волн мешающие сиг-
налы от осадков могут затруднять прием самолетным радиовысотомером
сигналов, отраженных от поверхности земли. Было показано, что для типич-
ного импульсного высотомера (длительность импульса 0,1 мксек; отношение
полезного сигнала к мешающим сигналам равно 10 дб) минимальная длина
волны, обеспечивающая надежную работу при интенсивных осадках, лежит
в области 10-сантиметрового диапазона.
Кроме того, что метеообразования вызывают затухание сигналов
и создают мешающие отраженные сигналы, они могут оказывать непосред-
ственное влияние на аппаратуру и ее элементы, что также может уменьшить
дальность действия радиолокационной станции. Нужно защищать от попа-
дания дождя волноводы, передающие линии и другие элементы. Дождевая
вода на обтекателях антенны не только поглощает часть излучаемой энер-
гии, но также создает рассогласование, вызывающее отражение энергии
обратно к передатчику станции.
Обнаружение самолетов при наличии метеообразований. Сигналы
от отдельных частиц, образующих осадки, значительно слабее сигнала
от самолета. Однако осадки могут занимать значительный объем простран-
ства и полностью заполнять элемент разрешения радиолокационной стан-
ции. Суммарная энергия, принимаемая от всех частиц, находящихся в эле-
менте разрешения радиолокационной станции, может быть достаточно
большой по сравнению с энергией от наблюдаемой цели. Сигналы от осад-
ков будут засвечивать экран индикатора и затруднять обнаружение полез-
ных целей.
Мешающие сигналы от метеообразований во многом сходны с мешающими
сигналами от поверхности земли или от моря; поэтому некоторые методы
устранения или ослабления последних могут быть эффективными и для
ослабления сигналов, отраженных от метеообразований. Например, радио-
локационная станция с аппаратурой селекции движущихся целей может
быть использована для выделения целей на фоне сигналов от метеообразова-
ний на основе различия в допплеровском сдвиге частоты сигналов этих
двух видов. Но наряду с общим перемещением метеообразований, напри-
мер шторма, существует еще движение внутри самого образования, затруд-
няющее работу станции с аппаратурой селекции движущихся целей
и уменьшающее ее способность подавлять мешающие сигналы от метео-
образований.
Из других ранее рассмотренных методов ослабления мешающих отра-
женных сигналов могут быть использованы согласованный ослабляющий
фильтр и приемник с логарифмической характеристикой. Интенсивность
мешающих сигналов от метеообразований может быть уменьшена путем
применения узкого луча антенны и коротких импульсов. Наиболее прием-
лемым методом уменьшения влияния метеообразований на работу радио-
локационной станции является применение более низких частот. Когда
размеры частиц, образующих осадки, малы по сравнению с длиной волны
и рассеяние ими энергии подчиняется закону Релея, эффективная площадь
рассеяния изменяется пропорционально Л-4. Однако не во всех случаях
можно выбирать низкие рабочие частоты. Если радиолокационная станция
должна работать на высших частотах сантиметрового диапазона, а цель
имеет сложную структуру, как, например, самолет, то можно улучшить
способность станции обнаруживать цель при наличии осадков, применяя
волны с круговой поляризацией.
Круговая поляризация радиоволн [5]. Возможность успешного обна-
ружения нужной цели при наличии мешающих сигналов, таких, как отраже-
648
Глава 12
ния от метеообразований, зависит от различия характеристик этих целей.
Чем больше различие целей, тем легче спроектировать радиолокационную
станцию, обладающую необходимой избирательностью. Для выделения
целей типа самолета на фоне метеообразований может быть использовано
различие сигналов, отраженных от самолета, и метеообразований. Дожде-
вые капли имеют сферическую или близкую к ней форму, и рассеяние
энергии дождем не зависит от поляризации падающих волн. Самолет же
представляет собой сложную цель, и рассеяние им энергии зависит от поля-
ризации.
Волна с круговой поляризацией, падающая на сферический отражатель,
после отражения от него также имеет круговую поляризацию, но противо-
положного направления. Так как в радиолокационной станции использует-
ся для передачи и приема одна и та же антенна, она не может принимать
волны с противоположной круговой поляризацией, и сигналы, отраженные
от дождевых капель, не будут попадать в приемник. Но такие цели, как
самолет, отражают сигналы как с поляризацией излучаемого сигнала,
так и с противоположной поляризацией. Падающая на самолет энергия
может возвращаться к станции после однократного отражения как от пло-
ской, так и от сферической поверхности или после многократного отражения
от различных поверхностей (подобно тому как это происходит в уголковом
отражателе). При каждом отражении направление поляризации изменяется
на противоположное. Сигналы, претерпевшие одно (или нечетное число)
отражений, не будут приниматься антенной с круговой поляризацией,
а сигналы с двукратным отражением (или с четным числом отражений)
будут приниматься без ослабления.
Волну с круговой поляризацией можно представить как содержащую
составляющие с горизонтальной и вертикальной поляризациями, отличаю-
щиеся по фазе на 90°. Поэтому один из методов генерирования волн с кру-
говой поляризацией может состоять в разделении сигнала передатчика
на две равные части — одну с горизонтальной, а другую с вертикальной
поляризацией — и задержке фазы одной из них относительно другой на 90°.
Обе составляющие излучаются с одинаковыми амплитудами и будут одина-
ково отражаться идеально сферическими дождевыми каплями. При приеме
разность фаз между составляющими снова изменится на 90°, и они склады-
ваются. Так как теперь эти составляющие отличаются по фазе на 180°
и имеют равные амплитуды, они взаимно уничтожаются, и сигналы от дож-
девых капель, таким образом, устраняются. Самолет же не представляет
собой симметричный отражатель, поэтому две составляющие с различными
поляризациями не будут после отражения иметь одинаковые амплитуды
и полного взаимного уничтожения их при приеме не произойдет.
Способность радиолокационной станции с круговой поляризацией
подавлять отраженные от дождя сигналы зависит от того, насколько поля-
ризация волн, излучаемых реальной антенной, близка к круговой, и от
формы частиц, образующих метеообразования. Чем больше форма частиц
приближается к сферической, тем полнее будет подавление отраженных
от них сигналов. Практически достигалось ослабление сигналов от плотных
дождевых облаков на 30 дб. Но для частиц несферической формы, таких,
как снежные хлопья, отраженные сигналы ослаблялись только на 15 дб
и менее.
Эффективная площадь рассеяния целей типа самолета для волн с кру-
говой поляризацией меньше, чем для волн с линейной поляризацией. Разни-
ца в интенсивностях сигналов от самолета при круговой и линейной поляри-
зациях зависит от ракурса, под которым видна цель. Сообщалось, что при
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 649
круговой поляризации эффективная площадь рассеяния в среднем на
6—8 дб меньше, чем при линейной поляризации. Можно увеличить эффек-
тивную площадь рассеяния цели для круговой поляризации при помощи
установки на ней маяка-ответчика или пассивного отражателя, рассчитан-
ного на круговую поляризацию. Так как отраженный от самолета сигнал
при круговой поляризации будет меньше, чем при линейной, то антенна
радиолокационной станции должна быть спроектирована так, чтобы оператор
мог выбирать вид поляризации излучения по своему усмотрению в зави-
симости от наличия или отсутствия осадков.
На подавление мешающих сигналов от дождя с помощью круговой
поляризации излучаемых волн могут неблагоприятно влиять отражения
от земной поверхности. В разд. 11.2 было показано, что часть излучаемой
энергии может попадать на цель не только прямым путем, но и после отраже-
ния от земли. Это имеет особенно важное значение в тех случаях, когда
луч антенны облучает гладкую земную поверхность. Принимаемый сигнал
будет при этом иметь две составляющие, пришедшие по прямой и ломаной
линиям. Изменение амплитуды и фазы при отражении будет неодинаковым
для волн с горизонтальной и вертикальной поляризациями (фиг. 11.3).
Вследствие этого отраженные сигналы с вертикальной и горизонтальной
поляризациями не будут полностью взаимно уничтожаться, если более
или менее значительная часть энергии распространяется с отражением
от земли.
Круговая поляризация может улучшить отношение сигнала от цели
к сигналу от метеообразований на 8—25 дб по сравнению с линейной поля-
ризацией. При нормальных благоприятных условиях улучшение может
составлять 15—20дб. Величина 8 дб относится к таким осадкам, как мокрый
снег. Улучшение на 25 дб возможно, когда дождевые капли по форме близ-
ки к сферическим, а отражениями от земной поверхности можно пренебречь.
Фиг. 12.10 показывает улучшение изображения на экране индикатора кру-
гового обзора, получаемое при использовании круговой поляризации.
Волны с круговой поляризацией можно генерировать, пропуская
линейно поляризованные волны через решетку из четвертьволновых метал-
лических пластин (фиг. 12.11), расположенных под углом 45° к вектору
электрического поля падающей линейно поляризованной волны. Падающая
волна разлагается на две взаимно перпендикулярные линейно поляризо-
ванные составляющие с одинаковыми амплитудами. Одна из составляющих
параллельна пластинам, а другая перпендикулярна. Последняя свободно
проходит сквозь пластины, претерпевая только незначительное ослабле-
ние вследствие конечной толщины пластины. Параллельная составляющая
распространяется так же, как в волноводе. Так как фазовая скорость
в волноводе больше, чем в свободном пространстве, параллельная состав-
ляющая ускоряется относительно перпендикулярной. Расстояние между
пластинами и размер их в направлении распространения радиоволн выби-
раются такими, чтобы параллельная составляющая опережала перпендику-
лярную по фазе на 90° (четверть длины волны).
Поляризатор в виде четвертьволновой решетки может быть помещен
в антенном фидере или между облучателем с линейной поляризацией и отра-
жателем антенны. Функции решетки из четвертьволновых пластин может
выполнять диэлектрическая перегородка, помещенная в фидер и ориентиро-
ванная под углом 45° к вектору электрического поля. Длина диэлектриче-
ской перегородки такова, что составляющая с параллельной поляризацией
отстает по фазе на 90° относительно перпендикулярной составляющей.
Так как отраженный сигнал противоположной поляризации не должен
650
Глава 12
попадать в приемник, на пути его помещается перегородка из поглощающего
материала, ориентированная под углом 45° к вектору электрического поля
излучаемого сигнала.
Другой метод генерирования волн с круговой поляризацией основан
на применении турникетного волноводного соединения. Это соединение
(фиг. 12.12) состоит из четырех плеч в виде отрезков прямоугольного вол-
новода, расположенных в одной плоскости, и плеча из отрезка круглого
Ф иг. 12.10 Изображение на экране кругового обзора, показывающее ослабление
мешающих отражений от сильного дождя при применении круговой поляризации.
Радиолокационная станция работает в 25-сантиметровом диапазоне.
волновода, перпендикулярного к остальным четырем плечам. По круглому
волноводу может передаваться энергия, получаемая от любого из четырех
прямоугольных волноводов. Если соединение волноводов правильно согла-
совано, то мощность, подводимая к плечу 1, делится следующим образом:
одна половина мощности попадает в плечо 5, а вторая распределяется
поровну между плечами 3 и 4. В плечо 2, расположенное напротив входного
плеча 1, мощность не попадает. Для получения волн с круговой поляриза-
цией плечи 3 и 4 замыкаются накоротко. Если участок короткого замыкания
в одном из боковых плеч находится на расстоянии Б/8 длины волны от центра
соединения, а во втором боковом плече — на расстоянии 7/8 длины волны
от центра, то два сигнала, отраженных от участков короткого замыкания
волноводов, будут складываться в круглом волноводе в фазе. Эти сигналы
будут ортогональными к сигналу, попадающему в круглый волновод непо-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 651
средственно из входного плеча, и отличаться от него по фазе на 90°. Два орто-
гональных сигнала в круглом волноводе имеют одинаковые амплитуды,
но отличаются по фазе на 90°, т. е. удовлетворяют требованиям, необходимым
Фиг 12.11. Четвертьволновая пластина для преобразования линейной поляризации
в круговую и наоборот
для получения волн с круговой поляризацией. Четвертое прямоугольное
плечо нагружено согласованной нагрузкой. Если турникетное соединение
передает сигнал с правой поляризацией, оно будет принимать сигнал с пра-
вой поляризацией в плечо / и с левой поляризацией в противоположное
плечо 2.
Турникетное соединение позволяет путем регулирования относительных
положений участков короткого замыкания в боковых прямоугольных плечах
Выхов сигнала с
круговой поляризацией
Ф и г. 12 12. Турникетное соединение для получения круговой поляризации
получать волны с эллиптической поляризацией, частными случаями которой
являются круговая и линейная поляризации. Направление вращения векто-
ра электрического поля может быть сделано или правым, или левым.
Обычный отражатель антенны из сетки с ромбическими отверстиями
не может считаться удовлетворительным при применении круговой поляри-
зации излучения, так как он имеет несимметричную диаграмму и неодина-
ково реагирует на составляющие с горизонтальной и вертикальной поляри-
зациями. Антенная поверхность должна иметь одинаковые отражательные
652
Глава 12
свойства для волн с поляризацией любого типа, как, например, сетка
с квадратными отверстиями или сплошная поверхность.
Обнаружение сигналов, отраженных от метеообразований. Проектиро-
вание радиолокационной станции, предназначенной в основном для обна-
ружения метеообразований, например гроз, зон осадков и т. п., отличается
от проектирования станции для обнаружения целей типа самолета при
наличии сигналов, отраженных от метеообразований. При обнаружении
самолетов можно избежать затухания и отражения сигналов, вызываемых
осадками, применяя низкую рабочую частоту. Было бы также желатель-
ным брать более низкую рабочую частоту и для метеорологической станции
обнаружения осадков, чтобы ослабить мешающие отражения от туч, но это
недопустимо, так как при этом ослаблялись бы и полезные отраженные
сигналы (от атмосферных осадков). Таким образом, частота радиолокацион-
ной станции обнаружения осадков должна быть достаточно высокой для
получения необходимой энергии сигналов от осадков, но не настолько
высокой, чтобы эти сигналы маскировались мешающими сигналами от дру-
гих метеорологических образований. Применение более высоких частот
выгодно также с точки зрения получения высокой разрешающей способно-
сти по угловым координатам при неизменных размерах антенны. Поэтому
можно считать, что оптимальные рабочие частоты для обнаружения осадков
лежат в пределах 4—12 Ггц. Если радиолокационная станция предназначена
для измерения осадков, например интенсивности дождя, большое затухание
сигналов в этом диапазоне может привести к ошибочным результатам.
В таких случаях более удовлетворительные результаты могут быть полу-
чены при использовании волн 10-сантиметрового диапазона, для которого
затуханием в осадках можно пренебречь. Для компенсации свойственного
этому диапазону снижения интенсивности отраженных сигналов (по отно-
шению к их возможному уровню на более высоких частотах) должна быть со-
ответственно увеличена мощность, излучаемая радиолокационной станцией.
В качестве примера радиолокационной станции, спроектированной
специально для наблюдения метеорологических образований, можно при-
вести станцию типа WSR-57, используемую американским бюро погоды.
Она работает в 10-сантиметровом диапазоне волн (2700—2900 Мгц), но путем
смены передатчика и элементов антенны может быть переведена на частоты
5- и 3-сантиметрового диапазона волн. Импульсная мощность в 10-санти-
метровом диапазоне волн равна 500 кет. Антенна — параболический
отражатель диаметром 3,6 м. Станция может обнаруживать слабые дожди
на дальностях до 370 км.
12.8. СЛУЧАЙНЫЕ ОТРАЖЕННЫЕ СИГНАЛЫ [1, 4]
Отраженные сигналы могут быть получены из областей пространства,
где, казалось бы, нет отражающих объектов. Объекты, от которых полу-
чаются такие сигналы, в американской литературе принято называть «при-
зраками», «летающими радиолокационными тарелками», «ангелами» и т. д.
Эти названия отражают случайный характер отраженных сигналов такого
рода, сигналов, имеющих различные формы. Происхождение их может быть
обусловлено различными причинами, например пролетом птиц, насекомых
и метеорологическими явлениями.
Вероятно, наиболее важным источником случайных сигналов, особенно
для наземных радиолокационных станций, ведущих обзор пространства над
морем, и для корабельных станций, действующих вблизи побережья, являют-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
653
ся птицы. Сообщалось, например, что причиной почти всех случайных сигна-
лов, наблюдавшихся вблизи Атлантического побережья на средних широ-
тах, были птицы. Хотя эффективная площадь рассеяния одной птицы
значительно меньше, чем самолета, сигналы, отраженные от птиц, могут
иметь сравнительно большую интенсивность, особенно на малых дально-
стях. Это объясняется тем, что интенсивность сигналов изменяется обратно
пропорционально дальности в четвертой степени. Например [4], площадь
рассеяния птицы величиной с морскую чайку может быть порядка 0,01 Л12.
Сигнал, отраженный от такой птицы, находящейся на расстоянии 20 км,
может быть одинаковым с сигналом от самолета, имеющим эффективную
площадь рассеяния 100 м2 и находящимся на расстоянии 200 км. Когда пти-
цы летят стаями, их суммарная эффективная площадь рассеяния может быть
значительно больше, чем у одной птицы. Так как на небольшой площади
экрана индикатора радиолокационной станции воспроизводится сравни-
тельно большой объем пространства, изображение может казаться «заби-
тым» мешающими сигналами от птиц, хотя визуально в окружающем стан-
цию пространстве можно обнаружить всего несколько птиц. Если бы
в среднем на каждый квадратный километр просматриваемой зоны в радиу-
се 20 км от станции приходилась одна птица, то на экране индикатора
кругового обзора можно было бы видеть более 200 отраженных сигналов.
Эти сигналы будут существенно мешать наблюдению. Было отмечено, что
если на 1 км2 зоны обзора приходятся всего три птицы, они могут полностью
засветить экран индикатора кругового обзора. Птицы могут летать со ско-
ростью до 90 км/час (при попутном ветре их скорость еще больше). Такая
скорость, вероятно, слишком велика для того, чтобы отраженные от птиц
сигналы могли подавляться большинством радиолокационных станций
с аппаратурой селекции движущихся целей (за исключением, может быть,
станций, работающих на волнах порядка 1 м). В связи с небольшой пло-
щадью рассеяния птиц они будут обнаруживаться радиолокационной
станцией средней мощности на дальностях 35—45 км или меньше. Наиболее
интенсивных сигналов от птиц следует ожидать в периоды их перелетов
(весной и осенью) и в течение времени суток, когда их активность особенно
велика (на восходе и закате солнца).
Насекомые, даже очень мелкие, также могут обнаруживаться радио-
локационной станцией. Была установлена непосредственная связь между
появлением случайных сигналов на экране индикатора радиолокационной
станции и наблюдением насекомых в луче прожектора, просматривавшего
тот же участок пространства, что и радиолокационная станция. Эффектив-
ная площадь рассеяния насекомого величиной с обыкновенную муху состав-
ляет на волне 8,6 мм около 10-Б м2. По некоторым данным, даже при незна-
чительной концентрации насекомых (одно насекомое на 10 000 ма) могут
возникать случайные отраженные сигналы достаточно большой интенсив-
ности. Сигналы очень большой интенсивности могут возникать при такой
концентрации насекомых, когда они вряд ли могут быть обнаружены визу-
ально. Насекомые обычно переносятся ветром, поэтому их скорость можно
считать равной скорости ветра. Случайные отраженные сигналы от насе-
комых и птиц наиболее вероятны на небольших высотах перед закатом
солнца и в сумерки. Большинство насекомых не может летать при темпера-
туре ниже 4° С или выше 30° С. Следовательно, вне этого температурного
диапазона большой концентрации отраженных сигналов от насекомых не
следует ожидать.
Кроме того, что насекомые являются причиной случайных сигналов
на экране индикатора радиолокационной станции, они могут нарушить
654
Глава 12
работу станции сантиметрового диапазона и прямым путем, если, например,
попадут в волноводные фидерные линии.
Все примеры появления случайных отраженных сигналов не могут быть
объяснены только присутствием птиц или насекомых в зоне действия радио-
локационной станции. Многие случайные отраженные сигналы вызываются
метеорологическими явлениями. Случайные отраженные сигналы одного
вида, появляющиеся при наличии ветра, могут длиться от долей секунды
до нескольких секунд. Такие сигналы в отличие от сигналов, отраженных
от осадков, когерентны; они обнаруживаются обычно радиолокационными
станциями средней мощности на дальностях, меньших 35 км. Большинство
источников этих сигналов, возникающих в областях нижней тропосферы,
по размерам меньше разрешающей способности станции. На волнах 3-
и 1-сантиметровых диапазонов объемная отражающая способность источ-
ников этих сигналов соответствует эффективной площади рассеяния от 0,4
до 50 см2.
Наблюдениями установлено, что случайные отраженные сигналы,
связанные с наличием ветра, появляются при высоких температуре и влаж-
ности воздуха и малых скоростях ветра. Меньшая интенсивность их наблю-
дается при температуре ниже 0° С. Особенно повышенная активность наблю-
дается в течение летних месяцев в полдень при ясном небе. Случайные
отраженные сигналы этого вида не появляются, когда земля покрыта сне-
гом, а также когда атмосфера очень сухая или очень холодная.
Многие случайные отраженные сигналы, источниками которых не
являются птицы или насекомые, связываются с изменениями коэффициента
преломления атмосферы. Однако расчеты показывают, что для получения
наблюдавшихся интенсивных случайных отраженных сигналов градиенты
коэффициента преломления должны быть очень большими, т. е. коэффициент
преломления должен изменяться очень сильно при небольшом изменении
расстояния. К сожалению, теоретически рассчитываемые значения градиен-
тов коэффициента преломления должны быть значительно больше величин,
измеренных на практике; поэтому этой гипотезой нельзя объяснить наблю-
давшиеся случайные сигналы.
Было высказано предположение, что многие случайные отраженные
сигналы, наблюдаемые в дневное время, обусловлены невидимыми пузырь-
ками воздуха, поднимающимися с поверхности земли вследствие конвекции
во время сильной солнечной активности. Эти конвекционные пузырьки
играют важную роль в образовании кучевых облаков. Внутренняя область
пузырьков представляет собой среду с преломляющими свойствами, отли-
чающимися от свойств окружающей среды. На границе раздела этих сред
происходит резкое изменение коэффициента преломления, что может вызвать
отражение радиолокационных сигналов. Благоприятные для образования
конвекционных пузырьков условия (высокие температуры, повышенная
влажность и малые скорости ветра) являются также благоприятными для
повышенной интенсивности ложных сигналов.
Другие формы случайных сигналов, связанных с метеорологическими
явлениями, представляют собой: 1) некогерентные (флуктуирующие) сигна-
лы, отраженные от столбов теплого воздуха под кучевыми облаками; 2) отра-
женные сигналы в форме перевернутого U или V, возникновение которых
связано с верхней кромкой кучевых облаков; 3) отраженные сигналы,
обусловленные резкими изменениями вертикального градиента коэффициен-
та преломления; 4) аномальные отраженные сигналы, которые, как пред-
полагают, создаются граничными поверхностями между слоями воздуха
с различной влажностью над смежными массами холодной и теплой воды.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
655
Радиолокационные станции обнаруживают также движение невидимого
морского бриза, дующего по направлению к берегу [4]. Сигналы от мор-
ского бриза некогерентны и сходны по характеристикам с сигналами,
отраженными от атмосферных осадков, но наблюдаются в ясную погоду.
Сигналы этого типа наблюдались на волне 1,25 см.
Так называемый кольцевой отраженный сигнал является случайным
сигналом совершенно другого вида [4]. На экране индикатора кругового
обзора этот сигнал появляется вначале в виде точки и затем образует быстро
расширяющееся кольцо. Этот процесс аналогичен образованию круговых
волн на воде, когда в нее бросают какой-нибудь предмет, например камень.
Сигналы этого типа наблюдались мощными радиолокационными станциями
25-сантиметрового диапазона. Когда одно кольцо достигает в диаметре
нескольких километров, иногда образуется второе кольцо. Они увеличива-
ются, как волны на поверхности воды, со скоростью от 35 до 90 км/час и
могут иметь диаметр до нескольких десятков километров. Точечный источник
и образовавшиеся вокруг него кольца как бы движутся с попутным ветром.
Такие сигналы наблюдались во все времена года, но наиболее часто они
возникают зимой. Одно из объяснений происхождения кольцевых отражен-
ных сигналов связывает их образование с характером распространения
радиоволн в атмосфере. Однако одновременные визуальные и радиолока-
ционные наблюдения показывают, что случайные кольцевые отраженные
сигналы, появляющиеся при восходе солнца, могут быть вызваны вылетом
скворцов из их гнезд группами в некоторой последовательности.
Случайные радиолокационные отраженные сигналы могут возникать
от больших неорганических или органических частиц, заносимых в воздух
сильным ветром или грозой. Отраженные сигналы возникали также от райо-
нов лесных пожаров и от столбов дыма на шлакоотвалах. Отражательная
способность частиц дыма очень мала, чтобы ею можно было объяснить про-
исхождение этих сигналов. В частности, сигналы, отраженные от столбов
дыма на шлакоотвалах, могут объясняться отражением от многочисленных
больших частиц, находящихся в воздухе над этими районами.
Случайные сигналы некоторых видов могут возникать в результате
облучения сравнительно больших целей боковыми лепестками диаграммы
направленности радиолокационной станции, появления кругосветного эхо-
сигнала или помех от других радиолокационных станций. Все эти причины
могут вызвать появление на экране индикатора отметки цели, когда в дей-
ствительности цели нет.
Еще одной причиной случайных отраженных сигналов может быть
аномальное распространение радиоволн. При определенных условиях
волны, излучаемые радиолокационной станцией под малыми углами места,
могут отклоняться к земле вследствие отражения или преломления. Отражен-
ные сигналы приходят к станции тем же путем; вследствие этого радиолока-
ционная станция наблюдает поверхность земли или какой-нибудь объект
на ней как воздушную цель. Например, вполне реальны случаи, когда
оператор радиолокационной станции будет сопровождать несуществующую
воздушную цель, если отклоненный радиолокационный луч облучает дви-
жущийся поезд. «Кажущаяся» движущаяся цель может наблюдаться даже
в том случае, когда станция облучает неподвижный наземный объект при
условии, что отражающая область атмосферы сама находится в движении.
Радиолокационный луч может отклоняться к земле при наличии: 1) атмо-
сферных слоев с большой преломляющей способностью; 2) резких локальных
изменений градиента коэффициента преломления, вызванных, например,
изменениями градиента влажности над рекой или озером; 3) преломляющих
656
Глава 12
неоднородностей, движущихся по ветру. Если, например, на дальности
100 км находится горизонтальный отражающий слой, поднимающийся со
скоростью 3 м/сек, он может создавать ложный отраженный сигнал от «цели»,
движущейся со скоростью 560 км/час. Появление многих так называемых
«летающих тарелок», о которых сообщалось в начале 50-х годов, может быть
объяснено этой причиной.
Случайные отраженные сигналы, причинами которых не являются пти-
цы или насекомые, представляют научный интерес для метеорологов, так
как они позволяют получить дополнительные данные о природе атмосферы,
особенно о явлениях, не наблюдаемых визуально. Но и сигналы, отражен-
ные от птиц и насекомых, не лишены научного интереса, так как радиоло-
кация является потенциальным средством наблюдения за их поведением
в условиях темноты и над относительно большими площадями.
Как правило, хорошо натренированный опытный оператор без труда
отличит большинство случайных ложных целей от реальных.
12.9. ПОМЕХИ
Все расширяющееся применение радиолокационной, связной и дру-
гой излучающей аппаратуры приводит к возрастанию возможности созда-
ния взаимных помех. Эти помехи выражаются в том, что излучение одной
станции может нарушать нормальную работу других станций, работающих
на прием. В районах, где расположено много радиоэлектронной аппаратуры,
взаимные помехи близко расположенных радиолокационных станций могут
серьезно повлиять на их работоспособность. Мешающие сигналы могут
быть импульсными, непрерывными немодулированными и непрерывными
модулированными. В этом разделе основное внимание будет уделено
импульсным помехам, создаваемым другими радиолокационными стан-
циями. В следующем разделе рассматриваются умышленные помехи воен-
ным радиолокационным станциям.
Мешающий сигнал от соседней радиолокационной станции обычно
состойт из последовательности высокочастотных импульсов с постоянной
или непостоянной частотой повторения, несущая частота которых может
совпадать или не совпадать с частотой полезного сигнала. В общем случае
частота повторения импульсов мешающего сигнала не будет такой же,
как у станции, на которую воздействует эта помеха. Но даже если бы эти
частоты совпадали, сигналы, вероятно, не были бы синхронными. Вслед-
ствие этого мешающие сигналы обычно не появляются на экране индикатора
на одной и той же дальности при каждом новпм обзоре пространства. Изобра-
жение импульсной помехи на экране индикатора типа А имеет вид часто-
кола, поэтому такое название иногда применяется к помехе этого Типа.
Одним из способов предотвращения взаимных помех радиолокацион-
ных станций в известной степени служит работа близко расположенных
станций на разных частотах. Однако практически частотный спектр излу-
чаемых сигналов определенной станции может быть значительно шире поло-
сы пропускания приемника. Значительная энергия помехи может попадать
в радиолокационные приемники даже в том случае, когда их рабочие частоты
значительно отличаются от частоты мешающего передатчика. Прямоуголь-
ный импульс, как видно из его спектра (сплошная кривая на фиг. 12.13),
содержит значительную энергию на боковых частотах, которая может
создавать помехи. Но импульс гауссовой формы (пунктирная кривая на той
же фигуре) имеет спектр с быстро спадающей амплитудой. Для сведения
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 657
к минимуму помех было бы целесообразно применять сигнал гауссовой или
подобной формы. (Однако в отношении других требований применение
импульса гауссовой формы нельзя считать желательным, ввиду того что
общая точность одновременного измерения дальности и допплеровской
частоты, как показано в разд. 10.6, при импульсе гауссовой формы ниже,
чем при сигналах другой формы.) Импульс совершенной прямоугольной
формы и гауссов импульс являются идеализацией, которую нельзя реализо-
вать практически. Однако их спектры можно рассматривать как предел
Фиг. 12.13. Сравнение частотных спектров прямоугольного импульса и импульса
гауссовой формы.
Длительность импульса по точкам половинной мощности т.
---- прямоугольный импульс;-----импульс гауссовой формы.
того, что можно ожидать от реальных радиолокационных сигналов. В спек-
тре излучаемого сигнала могут быть и другие частотные составляющие,
кроме тех, которые определяются преобразованием Фурье от временной
функции сигнала. Они могут быть вызваны паразитными колебаниями
или шумом, возникающими в передатчике.
Радиолокационные приемники, предназначенные для работы в усло-
виях сильных помех, должны тщательно экранироваться. Там, где необхо-
димо, для ослабления мешающего излучения радиолокационных станций,
работающих на близких частотах, должны применяться фильтры.
Кроме хорошего инженерного расчета радиолокационных приемников
и устранения помех в месте их возникновения, применяются другие методы
ослабления взаимных помех радиолокационных станций, основанные на
использовании различия полезных и мешающих сигналов по частоте, вре-
мени прихода или форме.
Селекция по длительности импульса [2]. Если длительность сигнала
помехи отличается от длительности импульса станции, подверженной
воздействию данной помехи, это обстоятельство может быть использовано
для селекции полезных сигналов. Один из методов селекции импульсов
по их длительности иллюстрирует схема фиг. 12.14. Входной импульс
дифференцируется и направляется в два канала. В одном из них дифферен-
цированный импульс задерживается на время т, равное длительности
42 М. Сколник
658
Глава 12
выделяемого импульса, а во втором — проходит через инвертор. Если дли-
тельность входного импульса равна т, то задний фронт прошедшего через
инвертор импульса совпадает по времени с передним фронтом импульса,
задержанного на т. Схема совпадения пропускает импульсы из двух каналов
только при их точном временном совпадении. Если длительность входного
импульса отличается от т, то получившиеся после его дифференцирования
остроконечные импульсы не совпадут по времени и не пройдут через схему
совпадения.
Дифференци-
рующая цепь
Схема
задержит
Схема ________
совпадения
— Инвертор
Фиг. 12.14. Блок-схема селектора импульсов по длительности и форма сигналов
в отдельных точках схемы.
а — прямоугольный входной импульс; б — дифференцированный импульс; в — импульс на выходе
инвертора; г — задержанный импульс; д — нмпульс на выходе схемы совпадения.. ,
Идеальный селектор импульсов по длительности (фиг. 12.14) задержи-
вает все импульсы, длительность которых не равна точно т. Практически
же такой селектор должен пропускать импульсы с длительностью, несколько
отличающейся от расчетной, так как необходимо учитывать изменения
длительности от импульса к импульсу. В реальном селекторе длительность
Ат двух остроконечных импульсов имеет конечную величину и входные
импульсы с длительностью т ± Дт будут проходить через селектор. Дли-
тельность остроконечных импульсов Ат можно сделать при необходимо-
сти любой.
Селектор импульсов по длительности обеспечивает некоторое подавле-
ние помех, однако это подавление обычно не бывает таким полным, как это
следовало бы ожидать из рассмотрения идеализированных форм сигнала.
Практически импульсы не будут идеально прямоугольными. Отметим, что
селектор импульсов по длительности не относится к схемам типа «согласо-
ванный фильтр», предназначенным для получения максимальной чув-
ствительности.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 659
Селекция по частоте повторения импульсов. Описанный в разд. 9.8
интегратор видеоимпульсов на линии задержки может быть использован для
селекции импульсов по частоте повторения. Интегратор видеоимпульсов
на линии задержки лучше всего пропускает сигналы, у которых частота
повторения импульсов равна или кратна обратной величине задержки.
На фиг. 12.15,а показано изображение на экране индикатора кругового
обзора, получаемое при воздействии импульсных помех от двух радиолока-
ционных станций. После пропускания видеоимпульсов через интегратор
на линии задержки изображение принимает вид, показанный на фиг. 12.15, б.
Другой метод селекции по частоте повторения состоит в модуляции
частоты повторения одной радиолокационной станции так, чтобы появляю-
щиеся на экране индикатора другой станции помехи не маскировали изо-
бражения. При практически допустимых частоте повторения, частоте моду-
ляции и индексе модуляции можно добиться того, что импульс мешающей
станции будет воспроизводиться на экране индикатора станции, подвержен-
ной воздействию помехи, в виде цели, движущейся со скоростью
150 000 км/час, которая легко может быть опознана как помеха. Однако
распознавание помехи не является главной проблемой в системах, сопря-
женных с цифровыми вычислительными машинами для обработки данных;
необходимо предотвращать попадание посторонних данных в машину,
так как сравнительно небольшая помеха может вызвать ее перегрузку.
Синхронизация и запирание. Взаимные помехи групп радиолокацион-
ных станций, расположенных в одном районе, могут быть ослаблены, если
все станции имеют одинаковую частоту повторения импульсов и излучение
их синхронизировано. Синхронизация нескольких станций может быть
осуществлена посредством их прямого соединения, если они расположены
на небольшом расстоянии одна от другой.
Если частоты повторения импульсов нескольких станций неодинаковы
или станции не синхронизированы, попадание мешающих импульсов в инди-
катор можно исключить, применив запирание приемника в моменты их
прихода. Информацию, необходимую для запирания приемника, можно
получать путем непосредственного соединения различных радиолокацион-
ных станций между собой. Когда это невозможно (например, при располо-
жении станций на судах или на большом расстоянии друг от друга на суше),
для защиты от взаимных помех на станции может быть установлен отдель-
ный вспомогательный приемник, определяющий момент превышения поме-
хой порогового уровня. Когда это происходит, основной приемник запи-
рается. Частотная характеристика вспомогательного приемника, приме-
няемого для обнаружения помех, должна иметь минимум на несущей
частоте радиолокационной станции и нарастать до максимума по обеим
сторонам от несущей. Таким образом, вспомогательный приемник создает
некоторую защитную полосу. Широкополосный мешающий сигнал, прини-
маемый основным приемником, попадает также в защитную полосу вспомо-
гательного приемника и вызывает запирание основного приемника радио-
локационной станции. Собственные сигналы радиолокационной станции
не могут вызывать запирания основного приемника, так как частотная
характеристика вспомогательного приемника имеет минимум на несущей
частоте станции.
Схема подавления помех. Представленная на фиг. 12.16 схема была
предложена для ослабления сильных мешающих импульсных сигналов,
отличающихся по частоте от несущей частоты станции и имеющих боковые
спектральные полосы, способные нарушить нормальный прием. В этой
схеме перед УПЧ нормального приемника включены широкополосный уси-
42*
Ф и
а
г. 12.15. Импульсные помехи от двух радиолокационных станций на экране
индикатора кругового обзора.
- сигналы помех ие подавлены; б — видеосигнал прошел через интегратор на линии
задержки и помехи сняты.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 661
литель и ограничитель. Широкополосный усилитель рассчитан на про-
пускание большей части спектра мешающего сигнала. Если полезный
и мешающий сигналы не присутствуют одновременно, а уровень ограничения
превышает амплитуду полезного сигнала, ограничитель будет уменьшать
помехи.
Эта схема подавления шума основана на том факте, что шумовые выбро-
сы имеют очень малую длительность, если они не «расширяются» каким-
нибудь узкополосным элементом в приемнике. Широкополосный усилитель
предназначен для сохранения малой длительности выбросов. Шумовые
выбросы подрезаются в ограничителе, и значительная часть их энергии при
Фиг. 12.16. Блок-схема устройства для ослабления помех.
этом отсекается. Если бы шумовые выбросы не ограничивались, это при-
водило бы к ударному возбуждению узкополосного УПЧ и появлению
на его выходе импульса, более широкого, чем входной. Помеха действовала
бы в этом случае в приемнике более длительное время, чем при ограничении
ее до узкополосного усилителя. Полезные сигналы, появляющиеся вместе
с шумовыми выбросами, не обнаруживаются. Однако схема предотвращает
воздействие шума на приемник в течение времени, превышающего длитель-
ность шумового выброса.
Подавление помех. Широкополосные мешающие сигналы могут быть
подавлены или ослаблены путем вычитания выходного напряжения радио-
локационного приемника из выходного напряжения вспомогательного
приемника, настроенного на частоту, несколько отличающуюся от рабочей
частоты радиолокационной станции.
Выходное напряжение радиолокационного приемника состоит из полез-
ного сигнала плюс помехи, а вспомогательного приемника — только из
помех. В результате вычитания одного выходного напряжения из другого
в идеальном случае должен оставаться только полезный сигнал и внутрен-
ний шум приемника. Вычитание осуществляется в видеотракте приемника
перед вторым детектором. Хотя этот метод подавления помех оказывается
эффективным при воздействии импульсных помех большой интенсивности,
он приводит к ухудшению общего отношения сигнал/шум при отсутствии
помех, так как к шуму радиолокационного приемника добавляется шум
вспомогательного приемника.
Подавление сигналов, принимаемых по боковым лепесткам'[2]. Еще
один метод уменьшения сигналов, принимаемых по боковым лепесткам
диаграммы направленности антенны, основан на пространственном разде-
лении сигналов. Он требует применения отдельного приемника со всена-
правленной антенной. Мешающий сигнал, если он принят также и боковым
лепестком, появится в обоих приемниках как в дополнительном, так
и в основном. Мешающий сигнал во вспомогательном приемнике может быть
использован для запирания радиолокационного приемника. Удобно также
использовать помехи на выходе вспомогательного приемника для исключе-
ния их в основном радиолокационном приемнике.
662
Глава 12
Помехи связным приемникам. Радиолокационная станция не только
создает помехи другим радиолокационным станциям, но может мешать
и связной аппаратуре. В литературе сообщалось о помехах, создаваемых
радиолокационными станциями системе связи TD-2 на сантиметровых
волнах (3700—4200 Мгц). В системе TD-2 применяется частотная модуля-
ция при выходной мощности в каждом из двух широкополосных каналов,
равной 0,5 вт. Два этих канала (для связи в двух направлениях) позволяют
вести одновременно передачу 600 телефонных разговоров или двух теле-
визионных программ. Установлено, что при этом действие помех проявляет-
ся при отношении (на входе приемника) пиковых величин полезного сигнала
к мешающему сигналу радиолокационной станции меньшем 15 дб для
телевидения и равном 0 дб для телефонии. Выяснено, что помехи объяс-
няются побочным излучением радиолокационных станций, работающих
на частотах, отличающихся от частоты, примененной для связи. Радиоло-
кационные помехи прослушиваются в телефонной аппаратуре как зуммерный
сигнал или появляются на экране телевизионного приемника в виде дви-
жущихся случайно расположенных белых тире, а также создают ошибки
в линиях телекодовой связи. Паразитное излучение радиолокационной
станции можно снизить путем тщательной отработки передатчика, выбора
формы зондирующего сигнала со спектром, не содержащим энергии за пре-
делами рабочей полосы пропускания радиолокационной станции, а также
применения фильтров на выходе передатчика. Помеха может быть также
ослаблена применением в линии связи поляризации сигналов, отличной
от поляризации сигналов радиолокационной станции.
12.10. РАДИОПРОТИВОДЕЙСТВИЕ И БОРЬБА С НИМ
Военная радиолокационная станция, работающая в боевой обстановке,
может подвергаться воздействию умышленных, или организованных, помех,
появляющихся на экране индикатора^ в виде дополнительных отметок.
Число таких отметок в одних случаях может быть небольшим, и они могут
быть похожи на отметки от реальных целей, в других случаях — очень
большим, и тогда они занимают значительную часть экрана. Цель создания
организованных помех состоит в том, чтобы полностью нарушить работу
радиолокационных станций и воспрепятствовать их использованию как
составных’элементов боевых комплексов. Создание помех радиолокационным
станциям называется радиопротиводействием или противорадиолокацией.
Военные радиолокационные системы должны проектироваться так, чтобы
они хорошо выполняли свои функции не только в мирных условиях, но
и в боевой обстановке при наличии организованных помех.
Методы радиопротиводействия могут быть разделены на две группы
в зависимости от того, предназначены ли они для подавления радиолокацион-
ных станций или для дезориентации операторов. Назначение методов
первой группы состоит в том, чтобы замаскировать или закрыть действи-
тельную цель мешающими отметками на экране. Влияние таких помех
аналогично влиянию мешающих отражений от земной или морской поверх-
ности, за исключением того, что эффективная умышленная помеха обычно
закрывает большую площадь экрана индикатора. Для создания таких
помех может быть использована мощная станция непрерывного излучения
с модуляцией широкополосным шумом.
Методы второй группы имеют целью создание дезориентирующих помех,
которые могли бы быть приняты за сигналы, отраженные от реальных целей.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
663
Если на экране индикатора появляется достаточно большое количество
ложных целей, оператор не может следить за всеми ими и выделять действи-
тельные цели. При этом некоторые действительные цели будут потеряны
или оператор направит боевые средства на несуществующую цель. Примером
помех такого рода являются ответные помехи. Передатчик помех в этом
случае переизлучает сигналы радиолокационной станции, задержанные
на некоторое время, поэтому они появляются на экране индикатора со сме-
щением по дальности и (или) по угловым координатам относительно дей-
ствительной цели.
Для обеспечения максимальной эффективности дезориентирующие
сигналы должны быть по форме трудно отличимыми от сигналов, отражен-
ных от реальных целей. Требования к передатчику дезориентирующих
помех в отношении мощности довольно умеренные, так как ложные сигналы
должны быть сравнимы по мощности с сигналами, отраженными от дей-
ствительных целей. Но передатчики помех, подавляющих радиолокацион-
ные станции, должны иметь сравнительно большую мощность, так как
их сигналы должны превышать сигналы от действительной цели.
Как подавляющие, так и дезориентирующие средства противорадиоло-
кации могут быть или активными, или пассивными. Активные помехи
создаются специальными передатчиками. Это могут быть передатчики
шумовых или ответных помех. Пассивные средства противорадиолокации
не излучают собственной энергии. К ним относятся, например,’дипольные
отражатели, ложные цели, а также поглощающие материалы.
Шумовая помеха. Наиболее простой помехой является непрерывный
немодулированный сигнал с частотой, равной частоте радиолокационной
станции. Такая помеха может быть устранена в приемнике при помощи
конденсатора связи в видеоусилителе, как было описано в разд. 8.2. Если
незатухающий сигнал модулирован с низкой частотой по амплитуде или
частоте, то для устранения помехи в приемнике следует применять вместо
простого конденсатора фильтр нижних частот. Эффективно мешающий сигнал
должен иметь такие же характеристики, как и радиолокационный сигнал.
Однако точные характеристики сигнала подавляемой станции не всегда
известны. При отсутствии подробной информации о радиолокационном
сигнале лучшим мешающим сигналом будет белый гауссов шум, перекры-
вающий полосу пропускания приемника подавляемой станции.
Шумовая помеха, энергия которой сконцентрирована в сравнительно
узкой полосе, но вместе с тем достаточно широкой, чтобы перекрывать
полосу пропускания приемника, называется прицельной помехой. Для подав-
ления обычных радиолокационных станций с длительностью импульса
порядка нескольких микросекунд ширина полосы прицельной помехи
может равняться нескольким мегагерцам. Правильно рассчитанный передат-
чик прицельных помех может существенно нарушить работу радиолокацион-
ной станции. Такой передатчик концентрирует большую мощность шума
в полосе пропускания приемника. Если этот шум попадает в приемник,
то оператор радиолокационной станции мало что может сделать для борьбы
с ним. Влияние шумовой помехи равносильно увеличению коэффициента
шума приемника. При достаточно большой мощности передатчика помех
весь экран индикатора может быть засвечен помехой.
Отличительная особенность прицельной помехи, делающая ее эффек-
тивной,— концентрация большой мощности в узкой полосе — является
вместе с тем ее слабым местом. От прицельной помехи можно отстроиться,
изменив рабочую частоту радиолокационной станции. Изменение частоты
должно осуществляться быстро, чтобы мешающий передатчик не мог быть
664
Глава 12
перестроен за время изменения частоты. Идеальным было бы изменение
рабочей частоты станции от импульса к импульсу. Можно применить вспомо-
гательный приемник для контроля диапазона частот, в котором работает
станция, и выбора участков этого диапазона, относительно свободных от
помех. Радиолокационная станция, способная быстро изменять частоту,
называется частото-маневренной.
Заградительной помехой называется шумовая помеха, занимающая
сравнительно широкую полосу частот. Ширина полосы заградительной
помехи должна охватывать весь диапазон перестройки радиолокационных
станций определенного класса. Простое изменение частоты в пределах
диапазона перестройки радиолокационной станции не приведет к устране-
нию влияния заградительной помехи. Однако заградительная помеха
не может быть такой эффективной, как прицельная помеха, особенно в тех
случаях, когда радиолокационная станция имеет фиксированную настрой-
ку. Если передатчик заградительной помехи может излучать только огра-
ниченную мощность (это может иметь место в самолетных станциях), то
вследствие распределения этой мощности в широкой полосе частот мощность
помехи в полосе пропускания приемника будет меньше, чем в случае при-
цельной помехи. Следовательно, если заградительная и прицельная помехи
должны быть одинаково эффективными по воздействию на определенную
станцию без быстрой перестройки частоты, то передатчик заградительной
помехи должен излучать большую суммарную мощность, чем передатчик
прицельной помехи.
Заградительная помеха создает серьезную угрозу радиолокационным
станциям. Одной из возможных мер борьбы с ней может быть работа радио-
локационных станций, входящих в одну систему, на частотах различных
диапазонов. Это вынудит противника создавать заградительную помеху
в каждом диапазоне.
Заградительная помеха может быть получена путем непосредственного
усиления шума. Подходящим источником шума для прямого усиления
может быть широкополосный радиоприемник, так как его характеристики
удовлетворяют требованиям к характеристикам источника шума. Он имеет
однородный спектр шума с гауссовым распределением амплитуд.
Другой способ создания помехи в полосе частот, более широкой, чем
полоса прицельной помехи, состоит в качании частоты передатчика помех
в пределах рабочего диапазона радиолокационной станции. Эта помеха
называется помехой с перестройкой частоты. В передатчике таких помех
может быть использована лампа обратной волны, модулируемая по частоте
шумом для получения хаотических изменений частоты. Особенности непре-
рывного сигнала, несущая частота которого модулирована шумом, рас-
смотрены в книге [2].
Влияние помехи с хаотическим изменением частоты несколько отли-
чается от влияния шума с амплитудной модуляцией. Импульсы шума,
создаваемые в радиолокационном приемнике непрерывным сигналом, несу-
щая частота которого модулирована шумом, обусловлены девиацией несу-
щей частоты и ее прохождением через полосу пропускания приемника.
Принимается, что по сравнению с шириной полосы пропускания приемника
общая девиация несущей частоты (ширина полосы помехи) велика, а частоты,
содержащиеся в шуме и вызывающие модуляцию, малы. Тогда на выходе
приемника будет получаться серия хаотических импульсов, форма которых
будет подобна частотной характеристике приемника, а амплитуды почти
постоянны. Такие импульсы будут получаться при каждом прохождении
несущей частоты через полосу пропускания приемника. Временные про-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
665
межутки между импульсами имеют случайные значения, так как модуляция
несущей шумом носит хаотический характер. Эффективность помехи с хаоти-
ческим качанием частоты зависит от получения такой шумовой модуляции,
при которой время отклонения несущей в пределах, равных ширине полосы
пропускания приемника, приблизительно равно времени нарастания сигна-
ла в приемнике, т. е. времени, равному обратной величине полосы пропу-
скания. Отдельный передатчик помех с хаотическим качанием частоты
может одновременно мешать большому числу радиолокационных станций,
работающих на различных частотах.
Слабая шумовая помеха воспринимается радиолокационной стан-
цией по главному лучу антенны. При этом на экране индикатора кругового
обзора получается узкая светлая полоса на азимуте мешающего передат-
чика (фиг. 12.17, а). Если передатчик помех находится на самой цели,
радиолокационная станция может определить только направление на нее,
но не дальность. В принципе можно определить положение цели, несмотря
на отсутствие информации о дальности методом триангуляции по данным
измерения углов двумя или более радиолокационными станциями.
При увеличении мощности помехи в приемник попадает все больше
мешающих сигналов, принимаемых боковыми лепестками антенны, и экран
индикатора кругового обзора все больше засвечивается помехой (фиг. 12.17,6)
вплоть до полного засвечивания (фиг. 12.17, в).
Так как мощность помехи, попадающей в радиолокационный приемник,
изменяется обратно пропорционально квадрату расстояния между радио-
локационной станцией и источником помехи (распространение в одном
направлении), а мощность полезного отраженного сигнала обратно про-
порциональна расстоянию в четвертой степени (распространение в прямом
и обратном направлениях), всегда существует некоторое расстояние, в пре-
делах которого мощность радиолокационных отраженных сигналов будет
больше мощности помехи. Это расстояние называется дальностью само-
прикрытия цели помехой, и его можно найти, приравняв выражение для
мощности принимаемого сигнала при распространении в двух направлениях
[выражение (2.1)] и при распространении в одном направлении [уравне-
ние (13.106)] с учетом разницы полос пропускания. При этом следует иметь
в виду, что мощность попадающей в приемник помехи J, требуемая для
эффективного мешания, может отличаться от мощности принимаемого
радиолокационного сигнала S. Дальность самоприкрытия цели помехой
приблизительно равна
, PtrGrCsBJ
где PtT — мощность передатчика радиолокационной станции; Рц — мощ-
ность передатчика помех; Gr — усиление антенны радиолокационной стан-
ции; Gj — усиление антенны передатчика помех; о — эффективная площадь
рассеяния цели; Bj — ширина полосы помех; ВГ — полоса пропускания
приемника; J /S — отношение мощности помехи к мощности радиолокацион-
ного сигнала.
Мощность помехи, создаваемой передатчиком помех, установленным
на цели с эффективной площадью рассеяния а, будет превышать мощность
радиолокационных сигналов, если цель находится на расстоянии Rsa или
большем.
Дальность, с которой помеха начинает снижать эффективность работы
радиолокационной станции, может быть определена, исходя из условия
равенства мощности шумовой помехи на 1 гц полосы пропускания приемника
Ф и г. 12.17. Изображение помех на экране индикатора кругового обзора.
а — слабая помеха, расположение засвеченного сектора соответствует азимуту передатчика помех;
б—помеха средней интенсивности; в — сильная помеха, полная засветка экрана.
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
667
(уравнение (12.42)] и мощности собственных шумов приемника, также при-
ходящейся на 1 гц (уравнение (12.43)]:
PtjAr
Noj:= Bj (4nRj)z ’ (12.42)
N0r = kT0Fn. (12.43)
Здесь Ar — эффективный раскрыв антенны радиолокационной станции
при работе на прием; k — постоянная Больцмана; То — стандартная
температура (290 К); Fn — коэффициент шума приемника.
Приравняв эти два выражения, можно найти максимальную дальность
эффективного воздействия помехи
РцАГ
(12.44)
Из уравнений (12.41) и (12.44) следует, что для превышения радиолока-
ционным сигналом мощности помехи нужно повышать мощность передатчи-
ка, усиление и эффективный раскрыв антенны радиолокационной станции.
Если ширина полосы помехи постоянна, то полоса пропускания приемника
должна быть как можно уже. В случае если противник имеет достаточно
данных, чтобы сделать полосу помехи равной ширине полосы пропускания
приемника [Bj/Br = 1 в уравнении (12.41)], то из уравнения (12.44) сле-
дует, что для уменьшения R, необходимо брать полосу пропускания прием-
ника как можно шире. Это соответствует представлениям об оптимальном
фильтре, согласно которым для обнаружения сигнала требуется определен-
ное отношение E/No. Хотя из уравнения (12.44) следует, что увеличение
коэффициента шума приемника уменьшает дальность эффективного воздей-
ствия помехи, нужно учитывать, что при этом также уменьшается и даль-
ность радиолокационного обнаружения. Если коэффициент шума приемника
намеренно увеличен для ослабления влияния помех, то для компенсации
уменьшения дальности обнаружения требуется соответствующее увеличе-
ние излучаемой мощности.
Ответные помехи. Наблюдаемая радиолокационной станцией цель
может создавать ложные «отраженные» сигналы путем задержки принятых
сигналов станции и переизлучения их с небольшим временным запаздыва-
нием. Это осуществляется передатчиком ответных помех. Задержка пере-
излучения сигналов приводит к тому, что ответные сигналы появляются
на дальности и азимуте, отличных от истинных дальности и азимута пере-
датчика помех. Таким образом, передатчик ответных помех создает на
выходе приемника радиолокатора ложные сигналы, которые в принципе
нельзя отличить от сигналов, отраженных действительными целями. Термин
«передатчик ответных помех» следует относить к такому передатчику,
который излучает сигналы, точно соответствующие сигналам, отраженным
от цели.
Передатчик ретрансляционных помех, запускаемый сигналом радио-
локационной станции, излучает сигналы, близкие по форме к сигналам,
отраженным от цели. Ретранслятор может также излучать шумовые импуль-
сы. Его работа может быть запрограммирована таким образом, что он будет
запускаться только при облучении боковыми лепестками (но не главным
лучом) радиолокационной станции, создавая при этом на экране индикатора
ложные отметки на направлениях, отличающихся от направления на дей-
ствительную цель.
668
Глава 12
Передатчик ответной уводящей по дальности помехи, предназначенный
для противодействия системе сопровождения целей по дальности, должен
нарушать работу станции, захватившей цель. В разд. 5.6 указывалось, что
радиолокационная станция сопровождения целей может сопровождать
цель по дальности при помощи двух строб-импульсов, вырабатываемых
в приемнике и совмещаемых с центром сигнала, отраженного от цели. Счи-
тается, что радиолокационная станция «захватила» цель, когда отраженный
от нее сигнал находится точно между строб-импульсами дальности. При дви-
жении цели строб-импульсы автоматически следуют за ней. Работа пере-
датчика ответной помехи, противодействующего системе сопровождения
по дальности, начинается с излучения отдельных импульсов синхронно
с каждым принимаемым импульсом радиолокационной станции. Это равно-
сильно усилению сигнала, отраженного от цели. Затем время излучения
импульсов передатчиком помех медленно изменяется, что создает кажущееся
изменение дальности цели. Если помеха мощнее отраженного от цели сигна-
ла, то схема сопровождения цели в радиолокационной станции начнет
сопровождать ложный сигнал передатчика помех и не будет реагировать
на более слабый отраженный сигнал. Таким образом, передатчик помех
отводит систему сопровождения по дальности от действительной цели.
Задержку между сигналом, отраженным от действительной цели, и ложным
сигналом можно увеличивать или уменьшать до тех пор, пока ложный сигнал
не выйдет за пределы зоны возможного захвата следящей системой по даль-
ности действительного отраженного сигнала; после этого выключение пере-
датчика помех приведет к потере цели системой сопровождения и вынуж-
денному переходу станции в режим поиска.
В радиолокационных станциях непрерывного излучения для сопро-
вождения цели по скорости иногда применяется настраиваемый фильтр,
следящий за допплеровским смещением частоты. Передатчик помех для
подавления системы сопровождения по скорости излучает сигналы, имити-
рующие изменение скорости цели или создающие впечатление об ее по-
стоянстве.
Могут также применяться передатчики ответных помех, предназначае-
мые для противодействия системам сопровождения по угловым координатам
с коническим сканированием луча. Такие передатчики излучают помехи
с частотой конического сканирования для нарушения работы следящей
системы.
Один из способов ослабления влияния ответных помех состоит в излу-
чении радиолокационной станцией зондирующих сигналов сложной формы,
разведка и воспроизведение которых для создания помех были бы затруд-
нены. Можно изменять длительность импульса, частоту повторения, поляри-
зацию или применять более сложные приемы.
Пассивные средства противорадиолокации. Передатчики шумовых
и ответных помех относятся к активным средствам противорадиолокации.
Они генерируют или усиливают электромагнитные колебания и затем
излучают их. Пассивные средства противорадиолокации не генерируют
и не усиливают электромагнитные колебания — они только отражают
падающие на них радиолокационные сигналы, видоизменяя их. К пассив-
ным средствам противорадиолокации относятся дипольные отражатели,
ложные цели и средства, уменьшающие эффективную площадь рассеяния
цели.
Одними из первых нашедших практическое применение средств созда-
ния пассивных помех радиолокации являются дипольные отражатели,
обычно представляющие собой полуволновые полоски металлической фоль-
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия 669
ги, уложенные в пачки. Сбрасываемые с самолетов пачки дипольных отра-
жателей разносятся ветром и образуют протяженное отражающее облако.
Сравнительно небольшая пачка отражателей может образовать облако
с эффективной площадью рассеяния, сравнимой с площадью рассеяния
большого самолета.
Дипольные отражатели могут применяться как для подавления радио-
локационных станций, так и для дезориентации. Для дезориентации при-
меняются сосредоточенно расположенные отражатели, а для подавления —
отражатели, распределенные на большую область пространства. В первом
случае сбрасываются отдельные пачки отражателей, которые могут быть
приняты оператором радиолокационной станции за реальные цели.
Распределение отражателей в пределах большой области создается
при непрерывном сбрасывании пачек с самолета. Разлетающиеся отражатели
образуют как бы коридор, по которому может лететь самолет, оставаясь
необнаруженным. Для непрерывного заполнения коридора отражателями
необходимо, чтобы в каждом элементе разрешения радиолокационной стан-
ции сбрасывалась по крайней мере одна пачка отражателей.
По сравнению с самолетом дипольные отражатели представляют собой
медленно движущуюся цель. Вертикальное снижение отражателей зависит
от их веса и аэродинамических характеристик, а горизонтальная состав-
ляющая скорости — от ветра. Небольшая скорость дипольных отражателей
позволяет отличать их от самолетов. Селекция осуществляется или опера-
тором, или системой селекции движущихся целей.
Сбрасываемые с самолета дипольные отражатели могут также исполь-
зоваться для подавления работы станций сопровождения целей. Если стан-
ция захватила какую-либо цель и сопровождает ее, сбрасывание отражате-
лей может переключить ее на сопровождение отражателей.
Дипольные отражатели были очень эффективным средством противо-
радиолокации во время второй мировой войны, когда применялись сравни-
тельно тихоходные самолеты. При высоких скоростях современных самолетов
сбрасываемые пачки дипольных отражателей будут быстро отделяться
от самолета-постановщика помех, что облегчает селекцию целей. Однако
дипольные отражатели не обязательно должны просто сбрасываться с само-
лета. Их можно выбрасывать при помощи специальных автоматов вперед,
назад, вверх или вниз под самолет. Выбрасываемые вперед отражатели
могут нарушать работу систем сопровождения по дальности и скорости
станций сопровождения целей.
Ложные цели представляют собой небольшие объекты, подобные,
например, самолету, которые могут быть приняты за реальные цели. Если
радиолокационная станция не отличает ложную цель от самолета, оператор
станции может принять ложную цель за самолет противника и направить
против нее активные средства обороны. При большом числе ложных целей
система обороны может оказаться перегруженной.
Ложную цель небольшого размера, имитирующую самолет или ракету,
можно спроектировать так, чтобы она имела -»ффективную площадь рас-
сеяния, сравнимую с площадью рассеяния большого самолета. Для этого
на ней устанавливаются устройства, увеличивающие мощность отражен-
ного сигнала, например уголковые отражатели, отражатели Люнеберга
или активные ответчики. Ложная цель может быть также снабжена неболь-
шим передатчиком помех для имитации передатчика помех на действитель-
ной цели и для достижения большего сходства ложной и действительной
целей. Ложные цели могут транспортироваться атакующими самолетами
и выпускаться у границы нормальной дальности обнаружения радиолока-
670
Глава 12
ционной станции. Так как ложные цели могут быть сделаны очень по-
хожими на реальные цели, стратегия обороняющейся стороны долж-
на состоять в том, чтобы уничтожить все вражеские цели, включая и
ловушки.
Пассивным средством противодействия радиолокационным станциям
сопровождения с коническим сканированием являются вращающиеся угол-
ковые отражатели, устанавливаемые на самолете-цели. Вращение угол-
кового отражателя модулирует отраженный сигнал по амплитуде. Если
частота модуляции совпадает с частотой конического сканирования, работа
станции сопровождения с коническим сканированием может быть нарушена,
так же как при естественной флуктуации амплитуды отраженного сигнала
(разд. 5.5).
Другой возможный метод пассивной противорадиолокации состоит
в уменьшении эффективной площади рассеяния цели путем придания ей
соответствующей формы. Цель с поверхностями двойной кривизны имеет
небольшую площадь рассеяния. Цель не должна содержать плоских, цилин-
дрических или конических поверхностей, которые могут облучаться падаю-
щими радиолокационными волнами с направления, нормального к поверх-
ности.
Эффективная площадь рассеяния цели может быть также уменьшена
при помощи поглощающих материалов или покрытий [5]. В одном типе
поглощающего покрытия используется явление интерференции волн. Толщи-
на покрытия равна четверти длины волны, вследствие чего энергия, отра-
жающаяся от его передней грани, компенсирует энергию, отражающуюся
от внутренней грани. Недостатком интерференционного покрытия является
его узкополосность.
В покрытии другого типа происходит поглощение падающей на него
энергии внутри материала. Такое покрытие обычно толще интерференцион-
ного, но оно обладает большей широкополосностью.
Борьба с противорадиолокацией. Любая радиолокационная станция
может быть подавлена помехами противника, решившего добиться этого
любой ценой. В этом нет ничего удивительного, так как можно считать, что
почти любая военная задача может быть выполнена при наличии доста-
точных сил и больших затратах. В основе методов борьбы с противорадиоло-
кацией лежит принцип вынужденного усложнения и удорожания средств
противорадиолокации, применяемых противником.
Как правило, при надлежащем проектировании радиолокационных
систем помехоустойчивость любой из них повышается. В основе правиль-
ного расчета лежит максимизация отношения энергии принимаемого сигна-
ла к мощности шума на единицу ширины полосы пропускания E/No.
Стремление снизить стоимость системы при ее проектировании часто пони-
жает ее помехоустойчивость. Большинство методов ослабления взаимных
помех, описанных в разд. 12.9, применимо также при борьбе с умышленными
помехами. Хорошим методом ослабления умышленных или взаимных помех
является предотвращение насыщения или перегрузки приемника мощными
сигналами помех. Приемник должен иметь широкий динамический диапа-
зон; поэтому желательно применить линейный, а не квадратичный детектор.
Для борьбы с прицельной узкополосной помехой радиолокационная станция
должна быть перестраиваемой. Выделение рабочих частот радиолокационных
станций в далеко отстоящих друг от друга диапазонах (разнесение по часто-
те) вынудит противника применять больше мешающих передатчиков, что
иногда связано с большими трудностями. Чтобы избежать попадания
помехи в приемник с направлений, отличных от направления главного луча,
Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
671
антенна должна иметь низкий уровень боковых лепестков. Для борьбы
с помехами от дипольных отражателей радиолокационную станцию следует
снабжать аппаратурой селекции движущихся целей.
Чтобы радиолокационная станция сохраняла свои характеристики
при наличии помех, отношение E/No всегда должно превышать минималь-
ную величину, требуемую для обеспечения заданной вероятности обнаруже-
ния при допустимой вероятности ложной тревоги. Когда No увеличивается
за счет помех, соответственно должна повышаться энергия сигнала Е.
Энергия отраженного сигнала может быть повышена за счет увеличения
мощности радиолокационного передатчика и размеров антенны или за счет
увеличения времени облучения радиолокационной станцией конкретной
цели (снижения скорости получения информации). Отношение E/No может
быть также повышено путем распределения энергии радиолокационного
сигнала в широкой полосе, что потребует распределения энергии помехи
No и снижения ее плотности.
Борьба с ответными помехами может быть основана на применении
зондирующих сигналов, при которых сигналы передатчика ответных помех
и отраженные сигналы действительной цели будут различными.
В радиолокационной станции с автоматическим пороговым обнаруже-
нием, т. е. обнаружением цели по превышению выходным напряжением
приемника заранее установленного порогового уровня, действие шумовой
помехи может увеличить частоту ложных тревог до недопустимого предела.
Когда за выходными сигналами радиолокационного приемника наблюдает
оператор, он может уменьшить возросшую вероятность ложной тревоги
уменьшением усиления приемника на время действия шума или отворотом
антенны от направлений, пораженных помехами. Однако, если обработка
выходных данных радиолокационной станции производится каким-либо
автоматическим устройством, например вычислительной машиной, это
устройство может оказаться перегруженным дополнительными ложными
сигналами, обусловленными помехами. Таким образом, очень важно, чтобы
на выходе приемника поддерживалась постоянной вероятность ложной
тревоги. Приемник, обладающий таким свойством, называется приемником
с постоянным уровнем ложной тревоги. В одном из приемников этого типа
используется средний уровень шума для управления работой схемы авто-
матической регулировки усиления, выполняющей функции оператора,
регулирующего усиление приемника вручную. Автоматический приемник
с постоянной вероятностью ложной тревоги быстрее реагирует на изме-
нение этого параметра, чем оператор, особенно когда радиолокационная
станция подвергается воздействию шумовой помехи только с нескольких
азимутальных секторов. Другой возможный способ осуществления прием-
ника с постоянной вероятностью ложной тревоги основан на применении
жесткого ограничителя на выходе приемника, за которым следует счетчик
числа переходов через нуль (разд. 9.6).
Приемник с постоянной вероятностью ложной тревоги независимо
от того, имеет ли он автоматическую или ручную регулировку усиле-
ния, поддерживает вероятность ложной тревоги постоянной за счет сниже-
ния вероятности обнаружения. Когда для сохранения постоянной вероят-
ности ложной тревоги пороговый уровень поднимается, то минимально
обнаруживаемый при нормальных условиях сигнал не превысит возросший
пороговый уровень и не будет обнаружен. Следовательно, приемник этого
типа не обеспечивает повышения помехозащищенности; при наличии помех
он только облегчает функционирование^ приемника за счет снижения его
чувствительности. Если помехи очень интенсивные, то схема реагирования
672
Глава 12
приемника с постоянной вероятностью ложной тревоги может привести
в сущности к тому же результату, что и выключение приемника.
Автоматизация обнаружения и обработки данных не позволяет пол-
ностью освободиться от использования оператора. Хорошо натренирован-
ный и опытный оператор выполняет полезную и необходимую работу в усло-
виях помех и не может быть полностью заменен автоматическим устройством
для обработки данных. Такое устройство может быть рассчитано для работы
только при воздействии заранее известных видов помех, т. е. все возможно-
сти ослабления таких помех должны быть заложены в аппаратуру при
ее проектировании. При появлении помех других видов работа устройства
может быть нарушена. В то же время оператор обладает способностью при-
спосабливаться к новым и изменяющимся условиям и может правильнее,
чем машина, распознавать новые виды помех и принимать меры по ослабле-
нию их влияния.
Проблема проектирования радиолокационных систем, способных про-
тивостоять влиянию помех, рассматривалась также в свете математической
теории игр. Было показано, что при определенных допущениях оптималь-
ная стратегия как для стороны, имеющей радиолокационную станцию,
так и для стороны, располагающей передатчиком помех, состоит в равно-
мерном распределении их мощностей во всем диапазоне радиолокационных
частот, а в радиолокационной станции, кроме того, должен применяться
приемник с согласованным фильтром. Это заключение основано на допуще-
нии, что в качестве критерия работоспособности радиолокационной станции
обе стороны принимают отношение сигнал/шум на выходе детектора, но
при этом разработчик радиолокационной станции стремится максимизиро-
вать это отношение, а разработчик передатчика помех — минимизировать
его. Любое отклонение от оптимальной стратегии каждой из сторон может
только ухудшить положение. Если бы был использован другой критерий
работоспособности радиолокационной станции, то оптимальная стратегия
могла бы быть другой.
ЛИТЕРАТУРА
1. Распространение ультракоротких радиоволн, перев. с англ, под ред. Б. А. Шилле-
рова, изд-во «Сов. радио», 1954.
2. Пороговые сигналы, перев. с англ, под ред. А. П. Сиверса, изд-во «Сов. радио»,
1952.
3. Приемники радиолокационных станций, перев. с англ, под ред. А. П. Сиверса,
т. 1—2, изд-во «Сов. радио», 1949.
4. Баттан Л. Д ж., Радиолокационная метеорология, перев. с англ, под ред.
К. я. Кондратьева, Л., Гидрометеоиздат, 1962.
5. Радиолокационная техника, т. 1—2, изд-во «Сов. радио», 1949.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
А р е и б е р г А. Г., Распространение дециметровых и сантиметровых волн, изд-во
«Сов. радио», 1957.
Драбкин А. Л., Зубенко В. Л., Антенно-фидерные устройства, изд-во
«Сов. радио», 1961.
Трофимов К- Н., Помехи радиолокационным станциям, изд-во ДОСАФ, 1962.
13.
Техника проектирования
радиолокационных систем
13.1. СИСТЕМОТЕХНИКА
Систему можно определить как совокупность независимых элементов,
объединенных для выполнения общей задачи. Радиолокационная станция
представляет собой систему, так как она состоит из ряда элементов (антен-
ны, передатчика, приемника, устройства обработки данных, индикатора),
общей задачей которых является обнаружение целей и определение их
местоположения при помощи электромагнитных волн.
Инженер — специалист какой-либо области техники, применяя прин-
ципы и законы науки, разрабатывает новые приборы, выполняющие опре-
деленные функции. Инженер-системотехник создает новые системы. Разра-
ботка системы требует от инженера способности охватывать задачу в целом,
а не отдельные частные ее стороны с узкоспециальной точки зрения. Общая
задача разработки системы состоит в удовлетворении требований заказчика
на основе использования достижений науки и техники. Инженер в отличие
от ученого интересуется наукой не ради самой науки, а для приложения
ее к решению поставленных перед ним задач.
Указания по проектированию системы, так же как по исследованию
и разработке, можно дать лишь в общем виде. Задача проектирования
состоит в том, чтобы обеспечить оптимальные характеристики системы.
Общую задачу, объединяемую понятием «проектирование системы», можно
конкретизировать путем расчленения последовательности операций, выпол-
няемых разработчиком системы, на ряд этапов. Можно наметить шесть
таких этапов.
Первый этап — уточнение задачи и уяснение требований, выдвинутых
заказчиком. Идея разработки системы может исходить от заказчика или
от самого разработчика. Но, как правило, заказчик знает только конечный
результат, который он хочет получить, а разработчик системы должен
действовать как связующее звено между заказчиком и техникой. Заказчик
и разработчик системы совместно вырабатывают требования, которым
должна удовлетворять новая система. Инженер-системотехник должен
понимать запросы заказчика и состояние техники, чтобы удовлетворительно
решить поставленную перед ним задачу. Если какое-либо требование ока-
жется практически невыполнимым, он предлагает заказчику пересмотреть
требования, с тем чтобы найти компромиссное решение при имеющихся
технических средствах.
Во многих случаях лица или организации, выдающие заказы, даже
не представляют себе всю сложность проблемы, которую должен
43 М. Сколннк
674
Глава IS
решить инженер-системотехник. Иногда это называют «незнанием в квадра-
те», т. е. заказчик не знает, что он не знает. При таком положении инженер-
системотехник, действуя по своему усмотрению, может провести необходи-
мые предварительные поиски путей решения проблемы и предложить раз-
работать новую систему.
Идея разработки новой системы может также исходить от исследова-
тельской лаборатории. Новые технические достижения или новые элементы
могут сделать возможной разработку системы, которая раньше казалась
нереализуемой. Системотехник в сильной мере зависит от результатов
работы специалистов по отдельным элементам и конструкциям системы,
так как их достижения дают ему возможность реализовать новую систему.
Независимо от того, откуда исходит идея разработки системы, в конечном
счете заказчик (оплачивающий расходы) определяет основные условия
и требования, которыми должен руководствоваться разработчик системы.
После того как проблема точно сформулирована, второй этап разработ-
ки системы должен состоять в анализе всех возможных путей решения этой
проблемы. Каждая возможность должна быть всесторонне изучена с точки
зрения поставленных требований. Должно быть проведено сравнение
всех предложенных решений на основе какого-то общего критерия. Решение
может основываться на использовании известных методов и применении
уже имеющихся элементов и деталей или же на совершенно новом подходе,
требующем новых разработок.
Третий этап состоит в выборе оптимальной системы, т. е. системы,
максимально приближающейся к идеальной с учетом физических, экономи-
ческих или технических ограничений, обусловленных или самими физиче-
скими законами, или заказчиком. В определении оптимальных характери-
стик системы большую помощь может оказать математический анализ.
Однако во многих случаях возможности применения математического ана-
лиза ограничены, в частности когда система очень сложна или исходные
данные, необходимые для анализа, оказываются очень грубыми. Процесс
принятия решения часто в значительной мере основывается на опыте и лич-
ной интуиции инженера-системотехника. Это, очевидно, относится не только
к разработке системы, но и к решению любой инженерной задачи.
Первые три этапа разработки системы — формулирование задачи,
анализ возможных путей ее решения и выбор оптимального решения —
иногда объединяются понятием анализ системы.
При рассмотрении нескольких вариантов решений для определения
оптимальных характеристик системы обычно выполняется определенный
объем работы по ее проектированию. Но большинство производимых при
этом расчетов носит предварительный характер и имеет целью выяснение
возможности осуществления системы в том или ином варианте. Результаты
прикидочных расчетов обычно представляются в форме блок-схем системы.
Когда выбрано оптимальное решение, проводятся более подробный анализ
и расчеты, уточняются и детализируются частные схемы, объединяемые
в общую схему системы. Это будет четвертый этап в разработке си-
стемы.
Пятый этап состоит в разработке реальной аппаратуры. Он обычно
бывает наиболее трудоемким и требует больших денежных затрат.
Шестой этап включает в себя испытание системы и оценку ее с точки
зрения удовлетворения условиям заказчика.
Разработчик системы создает новую и нужную систему подобно тому,
как, например, инженер, проектирующий отдельные схемы, создает новую
оригинальную схему. Оба они имеют в своем распоряжении определенные
Техника проектирования радиолокационных систем
675
основные элементы (или «кирпичи»), из которых они и сооружают свои
приборы. Инженер, разрабатывающий схемы, имеет дело с лампами, полу-
проводниковыми приборами, туннельными диодами, сопротивлениями, кон-
денсаторами и т. д., которыми его обеспечивают разработчики этих эле-
ментов. На основе математического анализа, экспериментов и собствен-
ного опыта он и составляет требуемые схемы. Для инженера-системотех-
ника исходными элементами являются антенны, передатчики, усилители
и другие разрабатываемые соответствующими специалистами узлы и блоки.
Он также использует математический анализ, эксперименты и личный опыт
в процессе своей работы. Основная разница между этими разработчиками
состоит в том, что специалист по проектированию схем в большинстве
случаев может решить свою задачу без внешней помощи. Он только должен
быть обеспечен необходимыми элементами. Но разработчик системы для
достижения своей цели должен опираться на существенную помощь со сто-
роны специалистов других отраслей техники, ученых, математиков. Разра-
ботка системы редко может быть делом одного человека. Она связана
с большим количеством технических дисциплин, и один человек не может
быть хорошим специалистом в каждой из них.
13.2. ВЫБОР ПАРАМЕТРОВ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ
СИСТЕМЫ
Важную часть разработки радиолокационной системы составляет выбор
ее основных параметров, таких, как мощность передатчика, усиление
антенны, коэффициент шума приемника и т. п., совокупность которых
описывает систему. Основой для определения параметров радиолокацион-
ной системы служит уравнение дальности, выведенное в гл. 2. Хотя многие
параметры, входящие в это уравнение, могут быть выбраны на основе
рекомендаций, некоторые из них нельзя установить независимо от других.
Это требует определенного решения со стороны разработчика системы.
Так, в приведенном ниже примере расчета радиолокационной станции
показано, что рабочая частота, средняя мощность передатчика и размеры
антенны не могут выбираться независимо. После определения одного из
параметров выбор двух других в известной мере уже предрешен. При реше-
нии таких вопросов разработчик должен делать правильный выбор, руко-
водствуясь своим обобщенным опытом и здравым смыслом. Очень редко
два разработчика радиолокационных систем, действуя независимо друг
от друга, приходят к одинаковым решениям, так как их опыт и подход
к проблеме неодинаковы.
«Стандартной» схемы разработки радиолокационной системы не суще-
ствует. По одному из возможных методов можно начать разработку с выбора
частоты. Частота не входит в явной форме в уравнение дальности (2.1).
Но в неявном виде она входит почти в каждый параметр радиолокационной
системы. Частота влияет также на характер распространения радиоволн
и воздействия внешних условий. Некоторые параметры получаются более
благоприятными при низких частотах (например, влияние атмосферных
условий, возможность получения большой мощности, степень затухания
радиоволн в атмосфере), для других параметров лучше брать более высокую
частоту (например, более узкий луч антенны и меньшее влияние космиче-
ского шума получаются на более высокой частоте). Выбор оптимальной
рабочей частоты должен быть сделан как компромисс между отдельными
зависящими от частоты параметрами.
43*
676
Глава 13
Критерием для выбора параметров радиолокационной системы может
быть минимизация стоимости. Стоимость является наиболее важной сторо-
ной любого проекта.
Во многих случаях анализа радиолокационных систем из уравнения
дальности можно определить произведение средней мощности передатчи-
ка Рср на раскрыв антенны Ае. Дальнейший выбор Рср и Ае может быть
сделан по критерию минимизации стоимости. Например, стоимость радио-
локационной системы можно выразить как
С = kiPcpA~ kzAe-\-С3, (13.1а)
где kt и k2 — стоимость единицы средней мощности и раскрыва антенны
соответственно; С3 — стоимость остальных элементов радиолокационной
системы.
Пусть определяемое из уравнения дальности произведение РСр^е
равно К. Тогда выражение (13.1а) для стоимости примет вид
С = ^Рср + ^- + С3. (13.16)
г ср
Дифференцируя это выражение по Рср и приравнивая результат нулю,
получим
Средняя мощность, минимизирующая стоимость, равна
(Рср)мин=(^)1/2. (13.3)
Вместо минимальной стоимости может быть взят другой критерий.
Параметры радиолокационной системы можно было бы выбирать, например,
исходя из требования минимизации времени разработки или максимизации
вероятности успеха.
13.3. ПРИМЕР: НАЗЕМНАЯ РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ
ОБНАРУЖЕНИЯ САМОЛЕТОВ
В этом и следующих двух разделах будут кратко рассмотрены три
примера расчета радиолокационных систем для иллюстрации некоторых
применяемых при этом принципов. Полный проект радиолокационной
системы должен включать в себя детальное обоснование выбора параметров
системы, ее состав, схемы и, возможно, спецификацию всех элементов.
Такой полноты нельзя дать в книге ограниченного объема. Вместо этого
в приводимых примерах основное внимание будет сосредоточено на выборе
главных параметров системы. В данном разделе будет рассмотрена гипоте-
тическая наземная радиолокационная станция обнаружения воздушных
целей, на примере которой будет показано, как определить совокупность
параметров станции, удовлетворяющих поставленной задаче. В качестве
второго примера взята радиолокационная станция наблюдения в зоне
аэропорта типа ASDE (разд, 13.4). Это реальная станция, применяемая
во многих крупных аэропортах США. Пример интересен в том отношении, что
станция разрабатывалась, исходя из специфического требования получе-
ния хорошей разрешающей способности при небольшой, дальности.
Техника проектирования радиолокационных систем 677
Третий пример относится к самолетной метеорологической станции
(разд. 13.5).
Важную роль в разработке радиолокационной системы играет ее назна-
чение. Радиолокационная станция в большинстве случаев является уста-
новкой специального назначения. Ее расчет оптимизируется для конкрет-
ного применения, поэтому она редко может эффективно использоваться
для других целей. Можно привести для примера такие предельные случаи:
радиолокационная станция обнаружения баллистических снарядов не подой-
дет для определения скорости движения автомашин. Точно так же вряд ли
можно ожидать, что самолетная метеорологическая радиолокационная
станция будет эффективно работать в качестве станции предупреждения
столкновений самолетов. Так как разработка радиолокационной системы
должна проводиться для конкретных условий ее применения, то очевидно,
что кажущееся незначительным изменение требований к системе может
привести к существенным изменениям принципов ее построения и пара-
метров.
Рассматриваемая в этом разделе радиолокационная станция пред-
ставляет собой стационарную наземную установку. Она предназначается
для обнаружения и определения местоположения самолетов на макси-
мально возможных дальностях. Обзорная радиолокационная станция
такого типа может быть использована для контроля за полетами самолетов
в системе управления воздушным движением. (Этот пример носит чисто
иллюстративный характер. Его не следует рассматривать как наилучшее
или как единственное решение.)
Выбор параметров радиолокационной станции основывается на уравне-
нии дальности (гл. 2). Здесь используется это уравнение в следующей форме:
макс —
гРсрО<Ле<тпЕг (п) ехр(-2а/?макс)-|1/4
(2.58)
(4n)2kT0FnBntfr (4)i
где /?макс — максимальная дальность действия радиолокационной стан-
ции, At; Рср — средняя мощность передатчика, вт; Gt — коэффициент
усиления передающей антенны; Ае — эффективный раскрыв приемной
антенны, At2; п — число импульсов, принимаемых антенной за время ее
перемещения на угол, равный ширине луча, измеренной по точкам поло-
винной мощности; Et (п) — параметр, характеризующий эффективность
интегрирования импульсов; а — коэффициент затухания в среде распро-
странения, At-1; k — постоянная Больцмана; То — стандартная температу-
ра, равная 290° К; Fn — коэффициент шума приемника; Вп — ширина
полосы пропускания приемника, гц; т — длительность импульса, сек;
fr — частота повторения импульсов, гц; (S//V)( — отношение сигнал/шум
на входе приемника, необходимое для обнаружения цели при приеме за один
период обзора одного отраженного сигнала; La — коэффициент потерь
в системе, не входящих в другие параметры.
Некоторые из этих параметров определяются на основании требований,
поставленных заказчиком, другие выбираются логическим путем разработ-
чиком радиолокационной системы; часть параметров являются произволь-
ными и могут выбираться по усмотрению разработчика. Рабочая частота
не входит в явном виде в это уравнение дальности, но, как указывалось
в предыдущем разделе, это не значит, что она не влияет на характеристики
радиолокационной станции. Частота содержится в неявном виде в боль-
шинстве параметров, входящих в уравнение дальности.
678
Глава 13
Конкретное назначение радиолокационной станции определяет в изве-
стной мере: 1) эффективную площадь рассеяния цели о; 2) точность, с кото-
рой должны измеряться координаты цели (точность измерения координат
зависит отчасти от ширины полосы пропускания Вп, длительности импуль-
са т и размеров антенны, выраженных в длинах волн); 3) вероятность обна-
ружения и средний период ложных тревог (что определяет отношение
сигнал/шум); 4) скорость выдачи данных, или время Т8 между последова-
тельными наблюдениями одной и той же цели. Эти исходные данные для
расчета системы определяются совместно разработчиком системы и заказ-
чиком. Остальные параметры выбираются разработчиком путем логиче-
ского обоснования, если это возможно, с использованием некоторых прием-
лемых критериев, таких, как минимизация общей стоимости, минимизация
времени разработки или максимизация достижения успеха. Если система
слишком сложна для логического обоснования выбора параметров, а крите-
рии не очень ясны или если исходные данные, необходимые для аналитиче-
ского расчета системы, не могут быть заданы определенно, разработчик
системы должен искать решение, руководствуясь собственным опытом
и инженерной интуицией.
Выбор рациональных параметров наземной радиолокационной станции
обнаружения воздушных целей будет описан здесь с качественной стороны.
Параметры, подлежащие определению в первую очередь, связаны с требо-
ваниями заказчика. В данном гипотетическом примере нам придется высту-
пать и в качестве заказчика, и в роли разработчика системы. Поэтому
первые шесть параметров, задаваемых обычно заказчиком, можно выбрать
в некоторой степени произвольно.
Эффективная площадь рассеяния цели а. В разд. 2.8 были указаны
несколько методов статистической оценки и выбора значений площади
рассеяния реальных (сложных) целей. Наиболее простой, но не обязательно
лучший из них состоит в использовании при проектировании минимальной
величины площади рассеяния, т. е. величины, которая будет превышаться
в течение определенного (большого) времени, обычно выражаемого в про-
центах общего времени наблюдения. В данном случае для удобства будет
принят этот метод. Его применение приводит к тому, что система будет рас-
считана с некоторым запасом. Примем, что минимальная эффективная пло-
щадь рассеяния цели равна 5 м2. Такую площадь рассеяния может иметь
реактивный самолет средних размеров при облучении его с носовой части
или под близким к этому ракурсом. Винтовые самолеты и реактивные само-
леты больших размеров обычно имеют большую эффективную площадь
рассеяния.
Вероятность обнаружения. Вероятность обнаружения цели с площадью
рассеяния а = 5 м2 на максимальной дальности при одном обзоре считаем
равной 0,90, а допустимый средний период ложных тревог берем равным
удесятеренному периоду обзора Ts.
Разрешающая способность. Принимается, что радиолокационная стан-
ция должна видеть раздельно две цели, если их дальности отличаются
более чем на 1 км. Хорошую разрешающую способность радиолокационной
станции по угловым координатам обеспечить труднее, чем по дальности.
Например, если требовалось бы разрешить по угловым координатам две
цели, находящиеся на дальности 400 км и на расстоянии 1 км друг от друга,
то угловая разрешающая способность станции должна равняться 0,14°.
Хотя такая разрешающая способность и возможна у радиолокационных
станций обнаружения с большой дальностью действия, однако это нельзя
считать общим правилом. Поэтому обычно при проектировании радиолока-
Техника проектирования радиолокационных систем
679
ционных станций приходится мириться с худшей угловой разрешающей
способностью (или идти на увеличение размеров антенны для получения
более высокой разрешающей способности). В данном примере ширина луча
произвольно берется равной 2°. Она может быть изменена в процессе рас-
чета, если окажется, что целесообразно взять другую величину. Угловая
разрешающая способность станции связана с выбором ширины луча антен-
ны, а ширина луча в свою очередь зависит от требуемого числа импульсов,
попадающих на цель за один обзор, периода обзора, частоты повторения
импульсов, а также от усиления антенны. Вопрос о точности измерения
координат и разрешающей способности должен решаться на основе диа-
граммы неопределенности (разд. 10.8), хотя в данном примере это и не
делается.
Период обзора Ts- Время или период обзора это время между последова-
тельными наблюдениями радиолокационной станцией одной и той же цели.
В рассматриваемом примере период обзора равен периоду вращения антенны
(т. е. обратной величине скорости ее вращения). Если антенна вращается
слишком быстро, число импульсов, принимаемых за один период обзора
от определенной цели, может оказаться недостаточным для качественной
работы системы селекции движущихся целей (разд. 4.3). Кроме того, это
приведет к снижению точности измерения угловых координат (разд. 10.7).
С другой стороны, при слишком малой скорости вращения антенны частота
получения информации о положении быстро движущейся цели может ока-
заться очень низкой. Для радиолокационных станций рассматриваемого
типа и назначения типовая скорость вращения антенны равна 5 об/мин,
что соответствует периоду обзора 12 сек. За 12 сек цель, движущаяся со ско-
ростью 1000 км/час, пройдет расстояние около 3,5 км.
Зона обнаружения. Идеальной зоной обнаружения для радиолокацион-
ной станции данного тица была бы полусфера с центром, совпадающим
с точкой расположения станции. Однако практически обзор всей полусферы
не всегда необходим и экономически не оправдывается. Верхняя часть
полусферы может быть исключена из зоны обнаружения, и диаграмма
обнаружения по углу места будет ограничиваться сектором от горизонталь-
ной плоскости до 45°. Зона обнаружения по азимуту принимается рав-
ной 360°.
Максимальная дальность действия /?макс. Дальность действия назем-
ных радиолокационных станций практически ограничивается радиолока-
ционным горизонтом (разд. 11.6). Если принять, что все представляющие
интерес цели находятся на высотах ниже 20 000 м, то, согласно уравне-
нию (11.14), максимальную дальность действия станции не следует делать
больше 550 км.
Частота повторения импульсов fT. Частота повторения импульсов, соот-
ветствующая однозначному определению максимальной дальности 550 км,
равна приблизительно 270 гц [уравнение (1.2) J. Однако практически тре-
буется некоторое время для возврата схемы развертки индикатора в исход-
ный режим перед новым периодом развертки. С учетом этого обстоятельства
возьмем более низкую частоту повторения импульсов, а именно
250 гц.
Число импульсов п, принимаемых от цели за один обзор. Число отра-
женных импульсов, принимаемых от определенной цели за один обзор,
равно пв ~ QBfT/6wm [уравнение (2.30)], где пв = п — число отраженных
импульсов, принимаемых при перемещении антенны на измеренную по точ-
кам половинной мощности ширину луча 0B; fr — частота повторения
импульсов и <от — скорость вращения луча антенны, об/мин.
680
Глава 13
Каждый из параметров 6В, fr и сот может определяться из других
условий, а не из требования получения необходимого числа импульсов п.
Например, скорость вращения луча была взята равной 5 обIмин, чтобы
обеспечить определенное минимальное время между двумя наблюдениями
цели. Частота повторения импульсов была определена из условия одно-
значного измерения дальности. Ширина луча (имеется в виду ширина луча
в азимутальной плоскости) выбрана, исходя из требуемой точности изме-
рения угловых координат или разрешающей способности. Таким образом,
выбор этих трех параметров предопределяет число импульсов, принимаемых
от цели за один обзор. Эти параметры должны быть такими, чтобы за каждый
обзор от цели принимался по крайней мере один отраженный импульс.
Фактически же необходимо принимать более одного импульса, так как
при одном импульсе получатся значительные потери, обусловленные формой
диаграммы направленности антенны (разд. 2.12).
Еще более важным обстоятельством, требующим приема за один обзор
большого количества отраженных импульсов, является необходимость обе-
спечения нормальной работы системы селекции движущихся целей. Способ-
ность этой системы различать движущиеся и неподвижные наземные цели
находится в прямой зависимости от числа импульсов, принимаемых от цели
за период обзора (разд. 4.3). Чем более принимается импульсов, тем лучше
будет подавление мешающих отражений от земной поверхности. При выбран-
ных параметрах fr = 250 гц, 0в = 2° и гот = 5 обIмин число отраженных
импульсов, принятых за один обзор, равно 16,7. Ослабление мешающих
отражений при этом будет равно приблизительно 23 дб (фиг. 4.40). Во мно-
гих случаях можно считать достаточным ослабление около 20 дб.
Другой довод в пользу увеличения числа принимаемых за один обзор
отраженных импульсов может быть обусловлен требованием повышения
вероятности обнаружения. Чем больше отраженных импульсов принимается
от цели, тем большая энергия сигнала поступит в приемник. Увеличение
числа принимаемых импульсов может быть достигнуто за счет повышения
частоты повторения импульсов (но ценой увеличения мощности передатчика)
или за счет уменьшения скорости вращения антенны (что приведет к возра-
станию времени между последовательными наблюдениями цели). Увеличе-
ние числа принимаемых за обзор импульсов за счет увеличения ширины
диаграммы направленности антенны не приводит к общему повышению
вероятности обнаружения, даже если все импульсы будут обрабатываться
без потерь, так как применение более широкого луча приводит к снижению
усиления антенны. Таким образом, произведение nGt в уравнении дально-
сти не зависит от величины 0в. Другими нежелательными последствиями
увеличения ширины луча являются ухудшение отношения сигнал/шум
вследствие снижения эффективности площади антенны (если считать, что
X остается постоянной), а также снижение точности измерения угловых
координат.
Число отраженных импульсов, которые можно эффективно использо-
вать в радиолокационном приемнике, ограничивается потерями при после-
детекторном интегрировании (разд. 2.6).
Эффективность интегрирования ЕДп). Интегрирование 16,7 импульса,
принимаемых от цели в данном примере, производится в видеоканале прием-
ника (последетекторное интегрирование). Эффективность Et (и) для идеаль-
ного последетекторного интегрирования, согласно фиг. 2.8, а, равна 0,71
при 17 интегрируемых импульсах, если амплитуды их одинаковы. Следова-
тельно, коэффициент улучшения при интегрировании пЕ, (п) = 16,7-0,71 =
= 11,8. Если интегрирование производится оператором, работающим за
Техника проектирования радиолокационных систем
681
пультом индикатора (в процессе интегрирования участвуют зрение и мозг
оператора), fo эффективность равна л/|/п, или 0,245, и коэффициент улуч-
шения равен 4,1. В нашем примере берется эффективность интегрирования,
соответствующая идеальному последетекторному интегратору. При этом
считается, что в радиолокационной станции применяется какое то автомати-
ческое устройство для обработки сигналов, способное выполнить требуемое
интегрирование (разд. 9.8 и 9.9). Реальные интегрируемые импульсы не
будут иметь одинаковых амплитуд ввиду того, что они подвергаются «про-
странственной» модуляции лучом антенны. Это учитывается коэффициентом
потерь, обусловленных формой диаграммы направленности (разд. 2.12),
который входит в общий коэффициент потерь в системе Ls.
Форма излучаемого сигнала. Излучаемый радиолокационной станцией
сигнал должен обладать достаточной энергией, чтобы после отражения
от цели он мог быть обнаружен с заданной вероятностью обнаружения
и желаемым периодом ложных тревог (разд. 2.5). Форма излучаемого импуль-
са не оказывает существенного влияния на вероятность обнаружения, если
в приемнике применен согласованный фильтр (разд. 9.2). Но форма импульса
существенно влияет на точность измерения дальности и допплеровской ско-
рости. Точность измерения дальности зависит от спектра излучаемого
сигнала (разд. 10.5), а точность измерения допплеровской скорости —
от длительности излучаемого сигнала. Для простоты рассмотрим сигнал
прямоугольной формы. Импульс длительностью 6 мксек будет разрешать
две цели с одинаковой площадью рассеяния, если интервал дальности между
ними составляет около 1 км. Ближе расположенные цели могут разрешать-
ся, если отношение сигнал/шум достаточно велико. Если точность, полу-
чаемая при использовании простого прямоугольного импульса, окажется
недостаточной, то ее можно повысить, применяя излучаемые сигналы более
сложной формы (разд. 10.8 и 10.9). Теоретическая точность измерения даль-
ности и допплеровской скорости характеризуется уравнениями (10.32)
и (10.35) соответственно.
Ширина полосы пропускания приемника Вп. Если частотная характе-
ристика усилителя промежуточной частоты имеет приблизительно гауссову
форму, а принимаемый сигнал представляет собой прямоугольный импульс,
то из табл. 9.1 следует, что ухудшение отношения сигнал/шум для этого
случая по сравнению с отношением для согласованного фильтра составит
около 1 дб при произведении ширины полосы на длительность импульса,
равном 0,72. Таким образом, если длительность импульса равна 6 мксек,
то ширина полосы по точкам половинной мощности составит 120 кгц. Так как
шумовая полоса фильтра с гауссовой характеристикой составляет 1,06 шири-
ны полосы по точкам половинной мощности, произведение Bni равно 0,76
и Вп = 127 кгц.
Отношение сигнал/шум. Требуемое отношение сигнал/шум приемника
для одиночного импульса находится по фиг. 2.7. Средний период ложных
тревог равен 120 сек (удесятеренный период обзора). Вероятность ложной
тревоги, согласно выражению (2.25), будет равна (Впт)-1 = (1,27-106 X
X 120)-1 = 6,5-10~8. Это значение в сочетании с вероятностью обнаруже-
ния, равной 0,90, требует, чтобы отношение сигнал/шум для одного отра-
женного импульса равнялось 25 или 14 дб. С учетом потерь при интегриро-
вании требуемое отношение сигнал/шум для одиночного импульса при
16,7 интегрируемого после детектирования импульса составит 25/(16,7 X
X 0,71) = 2,11.
Коэффициент шума приемника Fn- Этот параметр зависит от типа
входного каскада приемника и в меньшей мере от частоты (фиг. 8.11). Возь-
682
Глава 13
мем предварительно в качестве входного каскада приемника параметриче-
ский усилитель, описанный в разд. 8.7. Точное значение коэффициента шума
может быть определено только после уточнения рабочей частоты, однако
изменение его в значительной части диапазона частот, применяемых в радио-
локации, происходит очень медленно. Для расчета можно взять значение
коэффициента шума 1,5 дб. Если окончательно уточненная рабочая частота
будет значительно отличаться от ранее выбранной, то, возможно, придется
ввести в уравнение дальности другое значение коэффициента шума и пере-
смотреть значения других параметров.
Коэффициент затухания а. Затухание радиоволн в атмосфере играет
важную роль при проектировании радиолокационных систем, особенно
работающих в верхней части спектра частот, используемых в радиолокации.
Но в рассматриваемом примере затухание считается незначительным. Если
бы в результате анализа, проведенного при этом предположении, была выбра-
на частота, для которой затуханием нельзя пренебречь, то пришлось бы
провести повторный анализ с учетом затухания.
Коэффициент усиления антенны Gt. Коэффициент усиления антенны
определяется шириной луча в плоскостях азимута и угла места. В данном
примере он предполагается не зависящим от выбора частоты, но, как будет
видно позднее, эффективный раскрыв приемной антенны является функцией
рабочей частоты. Ширина луча антенны в азимутальной плоскости была
взята ранее равной 2°, а в плоскости угла места (несколько произвольно) —
5°. Луч имеет косеканс-квадратную форму в пределах угла места от 5 до 45°.
Коэффициент направленного действия для луча сечением 2x5° равен
приблизительно 36 дб [уравнение (7.56)]. Если к. п. д. антенны считать
равным 0,6, то коэффициент усиления антенны по мощности составит
приблизительно 34 дб [уравнение (7.7)]. Это значение еще снизится за счет
косеканс-квадратной формы луча до 31,2 дб [уравнение (7.59)].
Коэффициент потерь в системе La. Величина потерь в системе прини-
мается равной 10 дб, или Ls = 10 (разд. 2.12). Сюда входят потери в пере-
дающих линиях и других сверхвысокочастотных элементах, потери в неи-
деальном приемнике, искажение поля и т. д. Величина потерь, равная 10 дб,
взята номинально только для данного примера. В действительности же при
проектировании радиолокационной станции разработчик должен тщательно
проанализировать принятую схему построения станции для выявления всех
источников потерь. Расчетная дальность действия может оказаться в 2 раза
больше действительной, если не учтены все потери в системе.
Произведение средней мощности на раскрыв антенны РсрАе. Выше были
определены все параметры, радиолокационной станции, входящие в уравне-
ние дальности, за исключением средней мощности передатчика и эффектив-
ного раскрыва антенны. Произведение этих параметров является постоян-
ной величиной и в первом приближении не зависит от частоты. Решая
уравнение дальности (2.58) относительно Р(рЛе и подставляя значения
уже выбранных параметров, можно найти величину этого произведения.
В данном примере оно равно приблизительно 52-103 вт-м2. Эффективный
раскрыв антенны зависит от усиления и частоты уравнение (7.8)]. Если
средняя мощность, частота или раскрыв должны быть выбраны в рассма-
триваемом примере по какому-нибудь другому критерию, то этим самым
автоматически определяются два других параметра. Все три параметра
могут быть ограничены по тем или иным соображениям определенными
пределами, что ограничит возможность выбора мощности передатчика
и раскрыва антенны. Средняя мощность передатчика может быть ограни-
чена практическими условиями (например, рассеянием тепла) определенной
Техника проектирования радиолокационных систем
683
максимальйой величиной, или импульсная мощность может быть ограничена
возможностью пробоя высокочастотных элементов, что в свою очередь
ограничит среднюю мощность передатчика, если скважность импульсов
должна остаться постоянной. Ограничения могут быть наложены также на
физические размеры антенны, а следовательно, и на ее эффективный рас-
крыв. Определенные частотные диапазоны могут представлять больший
интерес, чем другие, например в отношении улучшения характеристик
системы селекции движущихся целей, или более благоприятных условий
распространения и меньшего влияния атмосферных условий, или из-за
наличия необходимых элементов, входящих в систему.
Ниже указываются значения средней мощности и эффективного рас-
крыва для нескольких возможных рабочих частот радиолокационной стан-
ции, при этом произведение РСрАе считается равным 52-103 вт-мг:
Частота, Мгц Эффективный раскрыв, Л<2 Средн яя мощность, кет Приблизи- тельная ширина антенны, м
450 46,5 1,1 21,6
1200 6,55 8,0 8,1
3000 1,045 50 3,25
На основании этих данных можно сделать заключение, что с точки зре-
ния требований, предъявляемых к такой станции, больше подходят низкие
частоты. Средняя мощность, равная 1,1 кет на частоте 450 Мгц, считается
небольшой для наземной радиолокационной станции. Антенна имеет разме-
ры 21,6 м по ширине и около 8,7 м по высоте. Подобные антенны часто при-
меняются в наземных станциях сверхвысокочастотного диапазона.
Если Же по каким-либо соображениям такая антенна окажется слишком
большой, то для уменьшения ее размеров следует перейти на более высокую
рабочую частоту, что повлечет за собой повышение средней мощности пере-
датчика для компенсации уменьшения площади антенны. Однако уменьшение
размеров антенны за счет увеличения средней мощности передатчика при
повышении рабочей частоты оказывается невыгодным. При постоянном
коэффициенте усиления антенны мощность должна возрастать пропорцио-
нально квадрату частоты. Это — неблагоприятное обстоятельство, так как
возможность генерирования больших мощностей на сверхвысоких частотах
снижается с ростом частоты. На частоте 3000 Мгц среднюю мощность 50 кет
следует считать сравнительно большой, а размеры антенны (ширина 3,25 м) —
слишком малыми. Таким образом, более низкая частота допускает более
благоприятный выбор параметров. Другими преимуществами более низкой
рабочей частоты являются лучшая работа системы селекции движущихся
целей и меньшее влияние атмосферных условий на распространение
радиоволн.
Выбор средней мощности передатчика (а также раскрыва антенны
if рабочей частоты) может быть также произведен на несколько иной количе-
ственной основе, например, по критерию минимальной стоимости, описан-
ному в разд. 13.2. Следующее выражение дает среднюю мощность в ваттах
при минимальной стоимости:
(Рср)мин=Г^У/г. (13.3)
684
Глава 13
где k2 — стоимость единицы площади зеркала антенны; ki — стоимость
единицы мощности; К = РСрАе, ет-м2.
При проведении подробных расчетов следует обращать больше внима-
ния на оптимизацию некоторых параметров, выбор которых производится
на основе противоречивых требований. При тщательном проектировании
было бы необходимо построить диаграммы обнаружения станции для типич-
ных целей. Следует также принимать во внимание внешний шум, условия
распространения радиоволн, затухание их в атмосфере и ослабление дождем
и т. д. Это лишь немногие из большого количества факторов, которые должны
учитываться при проектировании радиолокационных систем.
Выше было показано, как определяются параметры радиолокационной
системы, но ничего не было сказано о построении оптимальной конфигурации
узлов и элементов, входящих в систему. Конструктивное оформление
аппаратуры, конечно, может оказать существенное влияние на выбор
параметров. Таким образом, проектирование радиолокационной системы
состоит в получении приблизительного решения и постепенном уточнении
его до достижения оптимального варианта. Здесь был сделан лишь первый
шаг в этом направлении. •
В начале этого раздела указывалось, что на проектирование радиоло-
кационной системы влияют требования, обусловленные ее назначением.
Например, допустим, что в предыдущем примере было бы необходимо взять
ширину луча равной не 2, а 0,2°. Тогда требуемый коэффициент усиления
антенны возрос бы в 10 раз и соответственно должно бы уменьшиться число
импульсов, принимаемых от цели за один обзор, чтобы произведение nGt
осталось неизменным. Произведение РсрДе также не должно измениться.
Не останется постоянной и эффективность интегрирования, однако изме-
нение ее в данном примере незначительно, и им можно пренебречь. Но умень-
шение числа принимаемых за один обзор отраженных импульсов в 10 раз,
т. е. до 1,7 импульса, приводит к тому, что величина п становится почти
минимально допустимой. Необходимо, чтобы за каждый обзор принимался
по крайней мере один импульс. Полученное значение несколько превышает
минимальную величину, но оно слишком мало для нормальной работы
системы селекции движущихся целей. (Хотя для удовлетворительной работы
этой системы при непрерывном вращении антенны требуется большое число
принимаемых за один обзор отраженных импульсов, радиолокационная
станция может быть рассчитана так, что система селекции движущихся
целей будет выполнять свои функции при нескольких или даже при одном
импульсе. При одном импульсе работа системы будет удовлетворительной,
если импульс достаточно длинный, а допплеровская скорость довольно
большая, чтобы можно было получить значительное изменение частоты
в течение длительности импульса. Эти условия редко выполняются в радио-
локационных станциях обнаружения самолетов, но могут удовлетворяться
в станциях обнаружения баллистических снарядов и спутников.) Если для
улучшения работы системы селекции движущихся целей требуется за один
обзор принимать большее количество импульсов, для этого придется пойти
на некоторый компромисс при выборе других параметров. Число прини-
маемых за обзор импульсов можно увеличить за счет повышения частоты
повторения импульсов или уменьшения максимальной дальности однознач-
ного определения расстояния до цели. Возможно также снижение скорости
вращения антенны, если допустимо увеличение времени между последова-
тельными наблюдениями цели. Если увеличение периода обзора недопусти-
мо, то можно применить дополнительный луч антенны.
Техника проектирования радиолокационных систем
685
13.4. РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ ДЛЯ НАБЛЮДЕНИЯ
В ЗОНЕ АЭРОПОРТА ASDE
Важное значение в работе аэропорта имеет наблюдение за движением
на летном поле. Диспетчер аэропотра должен быть постоянно осведомлен
о выруливании самолетов на взлетно-посадочную полосу, о расположении
самолетов, готовящихся к рейсу, о движении бензозаправщиков и других
служебных машин. В небольших аэропортах с малой интенсивностью движе-
ния наблюдение за перемещением самолетов и машин на летном поле может
осуществляться из диспетчерского пункта визуально. Но в крупных аэро-
портах с большой интенсивностью движения визуального наблюдения
за всей зоной аэропорта уже недостаточно, особенно в условиях плохой
видимости. Для обеспечения диспетчера необходимой информацией о поло-
жении и движении самолетов на летном поле в таких аэропортах должны
применяться разного рода автоматические приборы. Эта информация может
получаться от фотоэлементов, линий индуктивной связи, датчиков давления
и других приборов, расположенных в различных точках летного поля.
Однако наиболее практичным и экономичным оказывается получение
информации при помощи радиолокационной станции наблюдения за движе-
нием в зоне летного поля.
Станция типа ASDE была разработана специально для наблюдения
за движением на летном поле аэропорта. Она должна иметь хорошую разре-
шающую способность по дальности и азимуту. Поэтому характерными для
нее являются работа короткими импульсами и применение антенны больших
размеров. Военный вариант этой станции имеет обозначение AN/FPN-31.
На фиг. 13.1 приведена фотография изображения Нью-Йоркского аэро-
порта на экране индикатора станции ASDE. Фотография сделана с выдерж-
кой времени, в течение которой антенна сделала более 10 оборотов. Черные
полосы на фотографии — это взлетно-посадочные полосы. Светлые точки
по их краям означают посадочные огни. Возможность различить их на
фотографии свидетельствует о высокой разрешающей способности радио-
локационной станции. В нижней части фотографии можно видеть призем-
ляющийся самолет; его последовательные положения зафиксированы соот-
ветственно перемещению от обзора к обзору. Три других самолета видны
в неподвижном положении у пересечения взлетно-посадочных полос у ниж-
него края снимка. Диаметр этого изображения соответствует приблизи-
тельно 2,5 км. Разрешающая способность станции по дальности равна 3 м,
а по азимуту — 0,25°, что соответствует приблизительно 3 м на дальности
700 м. Такая высокая разрешающая способность дает возможность видеть
на экране индикатора форму самолета, что позволяет определить его рас-
положение и относительные размеры. Высокая разрешающая способность
при выдаче информации через каждую секунду (один полный обзор за 1 сек)
обеспечивает получение очень подробной динамической картины обстановки
в аэропорте. Радиолокационная станция ASDE может различать такие
цели, как небольшие автомашины, и даже позволяет видеть водителя, если
он находится не в машине.
Радиолокационная станция ASDE работает на частоте 24 Ггц. Такая
высокая частота позволяет получить узкий луч при сравнительно неболь-
ших размерах антенны, представляющей собой более или менее обычный
отражатель с раскрывом 3,6 X 1,2 м. Ширина луча по точкам половинной
мощности в азимутальной плоскости равна 0,25°, а в плоскости угла места —
1°. Нижней части луча придана видоизмененная косеканс-квадратная
форма, и нижняя граница луча находится под углом 25° ниже горизонталь-
686
Глава 13
ной линии. Это обеспечивает непосредственный обзор поверхности летного
поля при расположении станции на диспетчерской вышке аэропорта. При
установке антенны на высоте 30 м минимальная дальность действия рав-
на 60 м.
Фиг. 13.1. Изображение Нью-Йоркского аэропорта на экране индикатора станции
ASDE.
Длительность импульса составляет 0,02 мксек, что соответствует даль-
ности 3 м. При таком коротком импульсе уход частоты магнетрона, вызы-
ваемый эффектом длинной линии, отсутствует (разд. 6.2). Для пропускания
таких импульсов усилитель промежуточной частоты должен иметь полосу
шириной 100 Мгц. Ширина полосы пропускания по видеочастоте равна
50 Мгц.
Так как станция ASDE имеет сравнительно небольшую дальность
действия, это позволяет применить высокую частоту повторения импульсов.
Она равна 14 400 гц, что соответствует однозначно определяемой дальности
Техника проектирования радиолокационных систем
687
около 10 км. Антенна вращается со скоростью 1 об!сек и принимает за один
обзор около 10 отраженных импульсов от цели.
Магнетрон, возбуждаемый модулятором на вакуумных лампах, работает
при импульсной мощности от 36 до 50 кет и коэффициенте заполнения 0,0003.
Коэффициент шума приемника равен 19 дб. Для правильной индикации
выходных данных станции без значительного ухудшения разрешающей
способности в индикаторе кругового обзора применяется электронно-лучевая
трубка диаметром 400 мм с разрешающей способностью до 1000 линий
на диаметр. Отражения от сильного дождя могут мешать работе станции
ASDE из-за высокой несущей частоты сигнала. Поэтому антенна рассчитана
на излучение волн или с линейной, или с круговой поляризацией. Выбор
поляризации осуществляется оператором при помощи дистанционного
управления. Круговая поляризация используется для устранения мешаю-
щего воздействия отражений от сильного дождя, а излучение с линейной
поляризацией применяется в ясную погоду.
Для поддержания заданной скорости вращения антенны при сильном
ветре применяется надувной антенный обтекатель в форме усеченной снизу
сферы диаметром 5 м. Обтекатель не только снижает мощность, требуемую
для вращения антенны, но и устраняет вибрации ее основания, вызываемые
порывами ветра.
13.5. САМОЛЕТНАЯ МЕТЕОРОЛОГИЧЕСКАЯ
РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ
' Самолетная радиолокационная станция может выполнять различные
функции в интересах обеспечения навигации, которые не могут выполняться
удовлетворительно другими средствами. Она может обнаруживать опасные
грозовые центры и высокие точки земной поверхности на трассе полета.
При помощи радиолокационной станции можно производить картографи-
ческую съемку местности при любых условиях погоды, измерять путевую
скорость и угол сноса, а в сочетании с наземными маяками определять
положение ориентиров и конечных пунктов полета. Одним из возможных
применений радиолокационной станции на самолете может быть предупреж-
дение столкновений с другими самолетами. Хотя теоретически возможно
создание универсальной радилокационной станции, предназначенной для
выполнения всех этих функций, однако она вряд ли могла бы выполнять
любую функцию так же хорошо, как специальная станция.
Применение радиолокационных станций для предупреждения летчи-
ков об опасных грозовых очагах получило широкое распространение в гра-
жданской авиации. Правильное использование самолетной метеорологиче-
ской станции может облегчить условия полета пассажиров в плохую погоду,
сократить задержки самолетов из-за нелетной погоды и уменьшить возмож-
ность повреждения самолетов. Одна грозовая туча обычно маскирует
несколько отдельных центров грозовой активности. Летчик должен обхо-
дить именно эти центры, а не саму тучу, в чем ему помогает радиолокацион-
ная станция. Небольшие изолированные грозовые очаги не представляют
серьезных трудностей для летчика, так как он может обойти их, не затра-
чивая на это дополнительного летного времени. Однако, если эти очаги
образуют группы и полосы в сочетании с сильной облачностью, облет их
часто может оказаться нежелательным. При таких обстоятельствах радио-
локационная станция дает возможность летчику лететь сквозь облака,
избегая опасных центров турбулентности.
688
Глава 13
Облет центров турбулентности имеет важное значение для полетов
в плохую погоду. Радиолокационная станция может измерять интенсивность
дождя, но не турбулентность. Однако между дождем и турбулентностью во
время грозы существует непосредственная взаимосвязь. Эта взаимосвязь
имеет место не с интенсивностью дождя, а с градиентом интенсивности,
который можно определить как изменение интенсивности дождя на единицу
дальности. Чем выше этот градиент, тем сильнее турбулентность. Кривые
равной интенсивности отраженных сигналов, о которых будет сказано ниже
в этом разделе, позволяют летчику оценить градиент интенсивности дождя,
а следовательно, и турбулентность.
Облет облаков с сильной турбулентностью снижает также вероятность
попадания в сильный град, который может повредить самолет.
Выбор рабочей частоты имеет важное значение в проектировании мете-
орологической радиолокационной станции (разд. 12.7). На самолетах граж-
данской авиации применяются метеорологические радиолокационные стан-
ции, работающие в 5- и 3-сантиметровых диапазонах волн.
Если в метеорологических станциях этих диапазонов применяются
антенны одинаковых размеров, а сами станции имеют сходные параметры,
то индикация грозовых центров будет более четкой на индикаторе станции
3-сантиметрового диапазона. С другой стороны, станция 5-сантиметрового
диапазона обеспечивает более глубокое проникновение радиоволн в районы
интенсивного дождя. Высокая разрешающая способность станции 3-санти-
метрового диапазона позволяет создать легкую малогабаритную аппаратуру,
тогда как для получения такой же угловой разрешающей способности на бо-
лее низкой частоте необходимо применять антенну больших размеров. Радио-
локационная станция 5-сантиметрового диапазона с ее большой антенной
более подходит для крупных самолетов дальних авиалиний, а более компакт-
ная станция 3-сантиметрового диапазона — для небольших самолетов.
Какой из этих двух частотных диапазонов является оптимальным, не
совсем очевидно. Вначале изготовители метеорологических радиолокацион-
ных станций для авиации сосредоточивали свои усилия на одном из этих
диапазонов. Изготовители антенн могли поставлять антенну с фидерной
линией, способную работать в любом диапазоне. Ввиду того что можно было
использовать оба эти диапазона, изготовители поставляли модели на ту
и на другую частоты.
Метеорологическая радиолокационная станция монтируется в носовой
части самолета под антенным обтекателем. Антенна создает игольчатый луч,
просматривающий сектор пространства впереди самолета. Обзор простран-
ства антенной может быть секторным (поступательно-возвратное перемеще-
ние подвижного элемента антенны в ограниченном угловом секторе) или
непрерывным круговым (перекрытие сектора в 360°). Непрерывное враще-
ние антенны по окружности иногда бывает легче осуществить, чем качание
ее в ограниченном секторе. Расположенная в носовой части самолета антенна
не может производить обзор пространства сзади него. Поэтому на индикаторе
воспроизводится изображение секторов по 120°, расположенных по обе сто-
роны от траектории полета самолета. Некоторые конструкции допускают
наклон антенны для обследования состояния погоды на различных высотах
или для съемки местности. Иногда предусматривается стабилизация антен-
ны для устранения ухудшения изображения при маневрах самолета.
Частота повторения импульсов равна частоте бортовой сети перемен-
ного тока (400 гц). Эта частота соответствует максимальной однозначно опре-
деляемой дальности около 380 км.
Техника проектирования радиолокационных систем
689
----------------------------------------------------------------------
Важными характеристиками любой самолетной радиолокационной стан-
ции являются низкая стоимость и малый вес.
Районы с большим градиентом интенсивности дождя (а следовательно,
и сильной турбулентностью) представляются на экране индикатора кру-
гового обзора метеорологической станции в виде линий равных отраженных
сигналов. Когда интенсивность отраженных от осадков сигналов превышает
некоторый пороговый уровень, что соответствует районам интенсивного дож-
дя, засветка экрана индикатора кругового обзора уменьшается. Таким обра-
зом, дождевая туча на индикаторе будет казаться темной в тех местах, где
интенсивность дождя выше порогового уровня. На фиг. 13.2 даны для срав-
нения изображения на обычном индикаторе кругового обзора и на индика-
торе с линиями равной интенсивности отраженных сигналов. Внешний
Фиг 13.2. Изображения на экране индикатора метеорологической станции.
д _ нормальное изображение на экране индикатора кругового обзора; б — изображение с линиями
равной интенсивности.
контур грозовой тучи определяется уровнем минимально различимого
сигнала. Внутренний контур очерчивает участок тучи, в пределах которого
интенсивность отраженных сигналов зависит от выбранного порога (обычно
на 10—20 дб выше минимально различимого сигнала). Интервал между двумя
контурами служит мерой градиента интенсивности дождя. Чем меньше этот
интервал, тем больше градиент.
Индикация с применением контурных линий применяется вследствие
того, что индикатор кругового обзора, обладающий небольшим динамиче-
ским диапазоном, позволяет получать незначительный контраст отметок
от целей различной величины. В индикаторе кругового обзора с контурными
линиями должна применяться схема с временной регулировкой усиления,
так как образование линий равной интенсивности связано с разностью
амплитуд сигналов. Схема временной регулировки усиления должна обеспе-
чить, чтобы любая измеряемая разность амплитуд отраженных сигналов
была вызвана изменением интенсивности дождя, а не изменением дальности.
Метеорологическая радиолокационная станция может также предупре-
ждать о наличии возвышенностей местности на пути самолета. На фиг. 13.3
показан самолет, летящий над гористой местностью. Три изображения
на экране индикатора соответствуют трем положениям самолета на трассе
полета. Радиолокационная станция имеет индикатор кругового обзора со
смещенным центром. Отметка самолета находится в нижней части экрана.
Небольшой круг внизу экрана называется высотным сигналом и представ-
44 м. Сколник
690
Глава 13
ляет собой сигнал, принятый станцией от ближайшей точки земной поверх-
ности, лежащей непосредственно под самолетом. Кольцевая метка дальности
(пунктирная линия) устанавливается на экране на дальности R = hc cosec ф,
где йс — минимально допустимое расстояние между самолетом и поверх-
ностью земли, а ф—угол, образуемый лучом радиолокационной станции
и горизонталью. Эта метка, определяющая дальность R, называется кольцом
безопасности. Любой отраженный сигнал, появляющийся внутри этого
кольца (кроме высотного сигнала), указывает на приближение самолета
к опасной возвышенности и предупреждает летчика о возможности столкно-
вения.
Метеорологическая радиолокационная станция может также предупре-
ждать о возможности столкновения с другими самолетами. Однако обычная
Ф и г. 13.3. Использование метеорологической радиолокационной станции для пре-
дупреждения о наличии возвышенностей местности.
метеорологическая станция мало подходит для этой цели, так как она не
может вести обзор во всей сфере и не имеет индикации курса, на котором
возможно столкновение.
Кроме прямого назначения, самолетная метеорологическая станция
может быть использована для картографической съемки местности. Если
направить луч антенны вниз, то можно получить на экране станции изображе-
ние местности. Такие выделяющиеся ориентиры, как реки и береговая линия,
могут быть использованы для целей навигации.
Самолетные радиолокационные станции могут также использоваться
совместно с системой наземных радиолокационных маяков. Положение
самолета относительно наземных маяков-ответчиков можно определять по
измерениям, производимым на экране индикатора кругового обзора. Каж-
дый наземный маяк опознается по количеству и расположению отметок
на экране индикатора.
Хотя изображения на экране индикатора метеорологической станции,
получающиеся при горизонтальном обзоре, дают значительное количество
информации о состоянии погоды, можно получить дополнительную инфор-
мацию при обзоре в вертикальной плоскости. При этом можно определить
изменение и распределение интенсивности отраженных от осадков сигналов
по вертикали. Пользуясь индикатором с контурными линиями, летчик может
определить характер облачности в верхней полусфере. Вертикальный обзор
позволяет также летчику обнаружить появление яркой полосы (разд. 12.5),
Техника проектирования радиолокационных систем
691
а следовательно, и высоту, на которой температура равна 0° С. При полете
выше высоты, соответствующей яркой полосе, летчик может быть уверен,
что существенного обледенения самолета не произойдет, так как исадки на
этих высотах могут быть только в форме льда или снега.
13.6. «РАЗНЕСЕННЫЕ» РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ
На протяжении всей этой книги принималось, что в радиолокационной
станции для передачи и приема используется одна и та же антенна, как пока-
зано на фиг. 13.4, а. Но в некоторых радиолокационных станциях могут
б
Фиг. 13.4. Радиолокационные станции.
а — «совмещенная»; б — «разнесенная».
применяться отдельные передающая и приемная антенны, разнесенные на
значительное расстояние. В ряде случаев с одним передатчиком применяется
несколько приемников. В этом разделе будут рассмотрены некоторые харак-
теристики, возможности и ограничения радиолокационной станции с разне-
сенными передающим и приемным пунктами и произведено сравнение этой
станции с обычной радиолокационной станцией, в которой передатчик
и приемник расположены в одном пункте.
Расстояние между передающим и приемным пунктами разнесенной
радиолокационной станции может быть любым, но здесь будет рассмотрена
станция, в которой расстояние между передатчиком и приемником сравнимо
с дальностью до цели. Если целью является самолет, то это расстояние может
быть от нескольких километров до нескольких сот километров. В станции
наблюдения за спутниками это расстояние составит сотни и даже тысячи
километров. Существует определенное различие между станциями с неболь-
44*
£92
Глава 13
шим и большим расстоянием между передающим и приемными пунктами.
В первом случае станция более сходна с обычной радиолокационной станцией,
тогда как во втором случае, рассматриваемом здесь, станция имеет специфи-
ческие особенности.
Описание. Станция с отдельными передающим и приемным пунктами
не является новой по своей идее. Принцип построения такой станции был
реализован в первых радиолокационных станциях1). Затем ввиду определен-
ных преимуществ станций с общей антенной разнесенные станции почти
перестали использоваться. В начале 50-х годов разнесенные радиолокацион-
ные станции были «изобретены» вторично, и интерес к ним снова возрос.
Пространственное разнесение передатчика и приемника приводит к су-
щественному отличию характеристик такой станции от характеристик стан-
ции с одной общей антенной. Размещение на местности разнесенной радиоло-
кационной станции более сходно с размещением аппаратуры системы связи
между двумя пунктами на сверхвысоких частотах, чем с обычной радиоло-
кационной станцией. В литературе появлялись сообщения о радиолокацион-
ном обнаружении самолетов такими системами связи. Возможно, что наибо-
лее наглядным подтверждением общности принципов радиолокационной
станции с разнесенными передающими и приемными пунктами и системы
связи является возникновение помех на экране телевизоров при пролете
самолета над приемной телевизионной антенной, вызванных отражениями
радиоволн от этого самолета.
По принципу работы разнесенная радиолокационная станция более
подходит для создания неподвижной несканирующей зоны обнаружения,
подобной зоне заграждения (фиг. 13.4, б). Такую зону обнаружения проще
всего получить при неподвижных антеннах, создающих веерные лучи.
Лучи могут быть ориентированы под любым углом места, но здесь для удоб-
ства будет рассмотрено их вертикальное или близкое к вертикальному поло-
жение. Лучи передающей и приемной антенн могут совершать обзор про-
странства при условии их синхронизации и одинаковой ориентации в про-
странстве. Целесообразность применения или неподвижных, или сканирую-
щих лучей определяется в каждом конкретном случае в зависимости от
назначения станции. В данном разделе будет рассмотрена только система
с неподвйжными лучами.
Зона обнаружения разнесенных антенн при неподвижных лучах, имею-
щая характер зоны заграждения, существенно отличается от полусфериче-
ской зоны обнаружения радиолокационной станции с общей антенной для
передачи и приема.
Сигнал, излучаемый передатчиком разнесенной радиолокационной
станции, попадает, как показано на фиг. 13.4, б, в приемник двумя путями:
прямым и после отражения от цели. В месте приема могут быть произведены
измерения: 1) полной длины пути Dt + Dr или времени распространения
сигнала, принимаемого после отражения от цели, 2) угла прихода отражен-
ного сигнала и 3) частот прямого и отраженного сигналов, которые будут
различными, если цель движется (эффект Допплера).
Для извлечения максимума информации из отраженного сигнала в месте
приема необходимо знать передаваемый сигнал. Для определения доппле-
ровского сдвига частоты надо знать частоту передаваемого сигнала. Для
измерения полного пути распространения отраженного сигнала Dt + DT
г) Такой принцип построения был использован, в частности, в одной из первых
отечественных радиолокационных станций, работавших в непрерывном режиме и ис-
пользовавших для обнаружения самолетов эффект Допплера.— Прим. ред.
Техника проектирования радиолокационных систем 693
требуется знать опорную фазу или начальную точку отсчета времени. В ка-
честве опорной частоты может быть использована частота прямого сигнала.
Точка начала отсчета времени также может быть определена по прямому
сигналу при условии, что расстояние Db между передатчиком и приемником
точно известно. Если это расстояние достаточно большое, то прямой сигнал
может претерпевать сильное затухание на пути распространения и может
оказаться слишком слабым для обнаружения. (Отраженный от цели сигнал
не будет сильно ослабляться, если цель находится над линией прямой види-
мости радиолокационной станции.) В тех случаях, когда прямой сигнал
не принимается, его функции может выполнять опорный генератор, синхро-
низированный с передатчиком. Ввиду этого предполагается, что в месте
приема всегда известны характеристики передаваемого сигнала или в резуль-
тате непосредственного приема, или косвенным путем.
Разнесенная радиолокационная станция, так же как и обычная («сов-
мещенная») радиолокационная станция, может работать в режиме непрерыв-
ного или импульсного излучения. В такой станции с успехом могут исполь-
зоваться все преимущества непрерывного или непрерывного модулирован-
ного излучения. В радиолокационных станциях непрерывного излучения
требуется значительная развязка между передатчиком и приемником, пред-
отвращающая непосредственное попадание передаваемого сигнала в прием-
ник. Эта развязка может получаться просто за счет удаления приемника на
значительное расстояние от передатчика.
Информация, извлекаемая из сигнала разнесенной радиолокационной
станции. Любая радиолокационная станция (совмещенная или разнесенная)
может определять 1) наличие цели (достаточных размеров) в зоне обнаруже-
ния, 2) положение цели в пространстве и 3) радиальную составляющую
скорости цели (допплеровскую скорость) относительно станции.
Метод определения положения цели одинаков для обеих этих станций.
Он состоит в измерении дальности и угла прихода сигнала в двух ортого-
нальных плоскостях. Дальность, измеряемая разнесенной станцией, равна
сумме S — D/ Dr, т. е. полному пути сигнала, несущего информацию
о цели. Сумма Dt + Dr определяет положение цели на поверхности вытя-
нутого сфероида, образуемого вращением эллипса вокруг его большой оси,
два фокуса которого находятся в точках расположения передатчика и прием-
ника. Для точного определения положения цели требуется знание угла при-
хода отраженного сигнала в точку приема. Пересечение луча, проведенного
под углом прихода сигнала, с поверхностью сфероида определит положение
цели в пространстве.
По теореме косинусов из геометрического построения фиг. 13.4, б
следует
DI =D2r + D2b—2DrDbcos^e, (13.4)
где фе — угол прихода сигнала, измеренный в плоскости зоны обнаружения,
которая считается в данном случае вертикальной.
Разнесенная радиолокационная станция может измерять фе и S =
= Dt+Dr. Расстояние Db между передатчиком и приемником считается
известным Выражение (13.4) можно переписать в следующем виде:
___S^ + Db—2SE>t,cosif>e
*__2 (S — Db cos уе)
или
Г) =____S2-D?
г 2(8 — L>bcosijie) ‘
(13.6)
694
Глава 13
Полученное выражение определяет положение цели в плоскости угла
фе. Положение цели в трехмерном пространстве находится путем измерения
ортогональной угловой координаты (не показанной на фиг. 13.4, б).
Если сумма S = Dt + Dr приближается к длине базисной линии Db,
сфероид вырождается в прямую линию, соединяющую его фокусы. При этих
условиях можно только определить, что цель находится где-то на линии,
соединяющей передатчик и приемник.
Определение положения цели совмещенной и разнесенной станциями,
по существу одинаково. Совме щенная станция, как и разнесенная станция,
измеряет полное расстояние, проходимое сигналом от передатчика до цели
Фиг. 13 5. Чертеж, поясняющий уравнение (13.8).
и от цели до приемника. Дальность, измеряемая первой станцией, определяет
положение цели на поверхности сферы. (Сфера представляет собой предель-
ный случай вытянутого сфероида при расстоянии между его фокусами, рав-
ном нулю.) Точное положение цели находится затем как точка пересечения
луча (определяемого углом прихода сигнала) с поверхностью сферы.
Допплеровская частота fd биений прямого и отраженного сигналов
в разнесенной станции пропорциональна производной по времени от сум-
марного пути, пройденного несущим информацию сигналом:
ь=Н4 <D-+D’>] • <13-7>
где X — длина волны излучаемого сигнала. Допплеровское смещение часто-
ты позволяет различать неподвижные объекты и движущиеся цели, но не
является мерой радиальной скорости цели, как в совмещенных радиоло-
кационных станциях.
В принципе траекторию цели можно определить, измеряя только доп-
плеровскую частоту. Применив систему координат и обозначения, показан-
ные на фиг. 13.5, можно переписать выражение (13.7) для допплеровской
частоты в виде
г _ vr Г________r4-fecos<p_________________r—(Dt,~b) cos <р_____ 1
'd~ * t(b2+r2 + ft2+2brcos<p)1/2+[(Оь—b)2-br2-|-/i2 — 2(рь—Ь)г cos q>l1/2J '
(13.8)
Это выражение может быть использовано как основа для определения
скорости цели vr, высоты h и угла пересечения ср (при условии, что они оста-
ются постоянными в течение времени измерения), а также для определения
Техника проектирования радиолокационных систем
695
положения цели в направлении вектора г. Требуется минимум пять измере-
ний допплеровской частоты и соответствующих им моментов времени. Вви-
ду симметрии невозможно, пользуясь только измерениями допплеровской
частоты, отличить данную траекторию отее зеркального изображения отно-
сительно вертикальной плоскости, пересекающей базисную линию Db,
т. е. угол ф нельзя отличить от угла —ф, а расстояние b до точки пересече-
ния — от расстояния Db — b.
Другой метод определения положения цели только по измерениям доп-
плеровской частоты состоит в получении непрерывной записи изменения доп-
плеровской частоты в функции времени и совмещении полученной кривой
с кривыми, рассчитанными для разных траекторий. Вычисление координат
цели можно осуществлять также методом итерации.
В любом случае определение траектории цели по выражению (13.8)
или эквивалентному ему представляет собой сложную задачу. Очевидно,
необходимо применить для этих расчетов вычислительные машины.
Радиолокационные измерения при использовании разнесенных стан-
ций. Направление на цель определяется в месте приема по углу прихода
отраженного сигнала. Можно также применить способы, аналогичные исполь-
зуемым для определения угловых координат цели в совмещенных станциях.
Фиг 13.6. Диаграмма направленности передающей и приемной антенн разнесенной
радиолокационной станции.
При измерении угла прихода отраженного от цели сигнала необходимо отде-
лить какими-либо средствами этот сигнал от прямого сигнала и сигналов,
приходящих по другим путям распространения.
Один метод измерения угла прихода, удобный для применения при
неподвижной зоне обнаружения разнесенной станции, показан на фиг. 13.6.
Передающая антенна создает веерный луч, узкий в азимутальной плоскости
и широкий в плоскости угла места. Диаграмма направленности приемной
антенны состоит из ряда независимых перекрывающихся игольчатых лучей,
ориентированных так, что они образуют так называемую парциальную диа-
грамму направленности, охватывающую ту же зону пространства, что и пере-
дающая антенна. Такую диаграмму направленности может иметь зеркаль-
ная антенна или линза со многими облучателями, а также многоэлементная
линейная антенная решетка при соответствующем соединении элементов.
Плоскостная антенная решетка также может формировать парциальную
диаграмму направленности. Азимут определяется так же, как и при исполь-
зовании однолучевой антенны. Применение парциальной диаграммы направ-
ленности для измерения угла места приводит к увеличению коэффициента
усиления антенны по сравнению с однолучевой антенной. Более высокое
696
Глава 13
усиление антенны улучшает отношение сигнал/шум, а следовательно, повы-
шает вероятность обнаружения и (или) точность измерения координат цели.
Как отмечалось выше, измерение суммарного пути распространения
отраженного сигнала S = Dt + Dr имеет важное значение для определения
положения цели. Этот путь может быть измерен подобно тому, как он изме-
ряется совмещенной радиолокационной станцией. При этом можно исполь-
зовать]или непрерывное, или импульсное излучение. При импульсном излу-
чении временной интервал Д/ между приемом прямого и отраженного сигна-
лов определяет суммарное расстояние S = Db + сД/, где с — скорость
распространения радиоволн, a Db — расстояние между передатчиком
и приемником. Обе эти величины считаются известными.
Временной интервал Д/ можно также определить и при непрерывном
излучении с частотной модуляцией. Частота принимаемого отраженного
сигнала в любой момент времени зависит от общего времени его распростра-
нения от передатчика до цели и от нее до приемника. Следовательно, раз-
ность частот прямого и отраженного сигналов может служить мерой вре-
менного интервала Д/.
Другой метод измерения суммарного пути распространения прямого
и отраженного сигналов заключается в измерении разности фаз двух или
более близких по частоте непрерывных сигналов в фиксированный момент
времени (разд. 3.5). Если фазы двух сигналов в момент их излучения пере-
датчиком известны, то относительная разность их фаз в месте приема может
быть использована для измерения времени распространения или расстояния.
Допплеровскую частоту в разнесенной радиолокационной станции можно
измерять, используя обычный метод измерения частоты (при помощи настра-
иваемых фильтров, счетчиков числа переходов через нуль, дискриминаторов,
анализаторов спектра и т. д.). Поэтому эти методы здесь не рассматриваются.
Уравнение дальности для разнесенной радиолокационной станции.
Уравнение дальности для совмещенной станции в простейшей форме имеет
вид
р __ PtG2№om /10 п„\
— /л \чпиг1 1 (Jo.ya)
(4л)3/?4ДрЬя
где Рт — мощность принимаемого сигнала, em\ Pt — мощность излучаемого
сигнала, вт\ G — коэффициент усиления антенны; X — длина волны, м;
ат — эффективная площадь рассеяния цели, мг\ R — дальность цели, м',
Lp — потери при распространении радиоволн в одном направлении; Ls —
потери в системе.
Соответствующее уравнение дальности для разнесенной станции можно
записать в виде
Pf =------PtGtGr^b------. (13.96)
(^DlD-rLp(t)Lp(r)La
Здесь Gt— коэффициент усиления передающей антенны в направле-
нии на цель; Gr — коэффициент усиления приемной антенны в направлении
на цель; аь — эффективная площадь рассеяния цели, м2', Dt — расстояние
от передатчика до цели, м\ DT — расстояние от цели до приемника, м;
Lp (/) — потери при распространении радиоволн от передатчика до цели;
Lp (г) — потери при распространении радиоволн от цели до приемника.
Уравнения (13.9) представляют лишь одну из многих форм уравнения
дальности радиолокации. Они не дают полного описания работы радиолока-
ционной системы, так как в них не входят в явном виде многие важные фак-
торы. Вместе с тем они удобны для проведения относительного сравнения
систем.
Техника проектирования радиолокационных систем
697
Эффективная площадь рассеяния оь цели, облучаемой разнесенной радио-
локационной станцией, служит мерой энергии, рассеиваемой в направле-
нии на приемник. В литературе приводятся величины оь для различных
целей [1]. Здесь будут приведены два примера а>:. В одном из них угол
отражения 0 (определяемый из фиг. 13.4, б) равен точно 180°. В другом
угол 0 может принимать любые значения, кроме 180°.
В случае, когда 0 180°, применима следующая теорема: «В пределе
при бесконечно малой длине волны эффективная площадь рассеяния цели,
представляющей собой достаточно гладкое тело, для разнесенной радиоло-
кационной станции при направлениях на передатчик и приемник, определя-
емых соответственно векторами к и п0, равна эффективной площади рассе-
яния цели для совмещенной радиолокационной станции при направлении
на приемо-передатчик, определяемом вектором к + п0 при к=^ п0. Здесь
к — единичный вектор, направленный от передатчика к цели, а п0 — еди-
ничный вектор, направленный от приемника к цели. Считается, что цель
находится в начале системы координат. Эта теорема позволяет определить
площадь рассеяния цели для разнесенной станции по известной площади рас-
сеяния цели для совмещенной станции, если выполняются условия, при
которых справедлива эта теорема.
На основании приведенной теоремы можно сделать заключение, что
при 0 =#= 180° площадь рассеяния конкретной цели для разнесенной станции
сравнима по порядку величинысее площадью рассеяния для совмещенной стан-
ции. Это не означает, что величины площади рассеяния цели, наблюдаемой
двумя станциями, будут обязательно одинаковыми. В одних случаях она
будет больше для совмещенной станции, в других — для разнесенной стан-
ции. Но в среднем для обеих станций эти величины будут сравнимыми.
Теорема не охватывает случай, когда 0 = 180° (рассеяние вперед).
В этом случае эффективная площадь рассеяния цели может быть во много раз
больше, чем для совмещенной станции (рассеяние назад). Показано, что
эффективная площадь рассеяния при рассеянии вперед для цели с площадью
проекции А равна uf= 4лЛ2А2, где X — длина волны излучаемого сигнала
(считается малой по сравнению с размерами цели). Этот результат был полу-
чен из оптики. Сфера радиусом а имеет эффективную площадь рассеяния для
совмещенной станции, равную от = ла2. Таким образом, отношение-эффек-
тивных площадей рассеяния при рассеянии вперед и назад в случае сферы
равно GflGm = (2ла/Х)2. При а/Х = 10 теоретическая площадь рассеяния
цели при рассеянии вперед на 36 дб больше, чем при рассеянии назад.
Эффективные площади рассеяния при рассеянии вперед и назад равны,
если цель представляет собой плоскую поверхность. Но для целей выпуклой
формы площадь рассеяния при рассеянии назад остается почти постоянной
при повышении частоты, тогда как при рассеянии вперед она увеличивается
при повышении частоты. Поэтому в диапазоне частот, представляющих
интерес для радиолокации, когда длина волны сравнима с размерами цели,
площадь рассеяния цели при рассеянии вперед будет больше, чем при рас-
сеянии назад.
Другое интересное свойство цели, рассеивающей вперед, состоит в том,
что поглощающее и отражающее тела одинаковой формы имеют одинаковую
площадь рассеяния при рассеянии вперед, но количество энергии, рассеива-
емое поглощающим телом назад, будет значительно меньше, чем рассеива-
емое в том же направлении отражающим телом.
Если бы радиолокационную станцию спроектировать так, чтобы можно
было использовать увеличение эффективной площади рассеяния цели при
рассеянии вперед, это дало бы существенное повышение вероятности обна-
698
Глава 13
ружения или при той же вероятности обнаружения, как у станции с Р #=
У= 180°, снижение излучаемой мощности. Однако применение такой стан-
ции было бы ограниченным. Для получения рассеяния вперед угол отраже-
ния Р должен точно равняться или быть близким 180°. Поэтому цель должна
находиться на прямой линии, соединяющей передатчик и приемник, а пере-
дающая и приемная антенны располагаться в пределах прямой видимости.
Фиг. 13.7. Кривые изменения эффективной площади рассеяния О;, сферы для раз-
несенной радиолокационной станции в зависимости от угла отражения Р при двух
значениях ка = 2лп/Х.
Сплошные кривые относятся к плоскости Е (0 измеряется в плоскости вектора Е), а пунктирные
кривые — к плоскости Н (0 измеряются в плоскости вектора Н, перпендикулярного к вектору Е).
(Ширина диаграммы рассеяния для рассеивающей вперед сферы радиусом а
приблизительно равна 2Х/ла при а/Л > 1.) Это препятствует использо-
ванию преимущества, создаваемого рассеиванием энергии вперед, разне-
сенной радиолокационной станции, если ее передатчик и приемник распо-
ложены за пределами прямой видимости, а также если станция предназначена
для обнаружения высоко летящих целей.
Использование в разнесенной радиолокационной станции явления уве-
личения площади рассеяния за счет рассеяния вперед привело бы, кроме
того, к потере информации о допплеровской частоте и положении цели. При
Р = 180° допплеровская частота равна нулю; вследствие этого движущиеся
Техника проектирования радиолокационных систем 699
цели нельзя выделять, измеряя частоту принимаемого сигнала, в связи
с чем такая станция не обладает способностью селекции движущихся целей.
Кроме того, определение положения цели по измерению суммарного пути S
распространения отраженного сигнала было бы, как указывалось выше,
неопределенным.
Следовательно, можно сделать вывод, что условия получения сильного
сигнала при рассеянии вперед слишком ограничены, чтобы их можно было
использовать для практического применения в радиолокации. В общем раз-
несенная радиолокационная станция по сравнению с совмещенной станцией
не имеет каких-либо эксплуатационных преимуществ, обусловливаемых
увеличением эффективной площади рассеяния цели. Если условия работы
позволяют использовать увеличение площади рассеяния цели при рассея-
нии вперед, то это достигается ценой ухудшения информации о положении
цели и ограничения возможности селекции движущихся целей.
Аналогичное явление имеет место и при эксплуатации совмещенной
станции. Эффективная площадь рассеяния самолета, наблюдаемого этой
станцией сбоку, может быть на несколько порядков больше, чем при наблю-
дении его с носовой части. Например, эффективная площадь рассеяния вытя-
нутого сфероида, вычисленная по законам геометрической оптики, равна
лаЧЬ1 при облучении его сбоку и лЬ2 при облучении спереди. Здесь а
и b - - соответственно большая и малая полуоси сфероида. Если a/fe=10, или
а = 10t, то отношение эффективных площадей рассеяния при облучении
сбоку и спереди равно 104. Хотя это и очень большая величина, разработчик
радиолокационной системы не может использовать большую эффективную
площадь рассеяния, соответствующую случаю облучения цели сбоку, если
необходимо, чтобы станция обладала способностью селекции движущихся
целей по допплеровской частоте.
На фиг. 13.7 приведены теоретические кривые изменения эффективной
площади рассеяния сферы для разнесенной радиолокационной станции.
Сравнение разнесенной и совмещенной радиолокационных станций.
Ввиду различия в конструктивном построении этих станций трудно провести
их точное сравнение. Зона обнаружения совмещенной станции обычно пред-
ставляет собой полусферу, тогда как у разнесенной станции она будет более
или менее плоской. Совмещенная станция чаще всего работает в импульсном
режиме, и лишь в некоторых случаях применяется непрерывное излучение.
Разнесенные станции работают преимущественно с непрерывным излучением,
хотя в них может быть применено и импульсное излучение.
Совмещенная станция позволяет более просто извлекать полезную
информацию о цели из принимаемого сигнала. Другое преимущество станции
этого типа состоит в том, что для ее установки требуется только одна, а не
две площадки. Таким образом, разнесенная станция может оказаться более
дорогой, чем станция с общей антенной при сравнимых вероятностях обна-
ружения, так как стоимость оборудования второй площадки (здания, подъ-
ездных путей, жилых домов и т. д.) может составить значительную часть
общих затрат.
Разнесенная станция не может перекрывать полусферическую зону
обнаружения, как совмещенная станция, но последняя при неподвижной
антенне может иметь такую же зону обнаружения, как и первая станция.
Сравним между собой станции двух типов, имеющие одинаковые зоны обна-
ружения. При этом примем, что две удаленные одна от другой совмещенные
радиолокационные станции с неподвижными антеннами создают такую
же зону обнаружения, как и разнесенная станция. Таким образом, система
с совмещенными станциями будет иметь в этом случае два передатчика, два
700
Глава 13
приемника и две антенны для создания такой зоны обнаружения. Станция
второго типа также должна иметь две антенны, но только один передатчик
и один приемник. Если в станциях обоих типов применяется одинаково*3
оборудование (т. е. одинаковые антенны, передатчики и т. д.) и для простоты
принять, что оь = ага, то из уравнений (13.9) следует, что отраженные сиг-
налы обеих станций будут равны, когда цель находится в середине зоны обна-
ружения (А? = Dt = Dr). При других положениях цели способность обеих
станций обнаруживать цели улучшается. В системе с совмещенными стан-
циями отраженный сигнал при приближении цели к любой станции быстро
возрастает вследствие обратно пропорциональной зависимости между мощ-
ностью сигнала Рт и А?4 [уравнение (13.9а)]. Сигнал в разнесенной станции
возрастает при приближении цели к любой границе зоны обнаружения, так
как мощность отраженного сигнала изменяется обратно пропорционально
DtDr [уравнение (13.96)]. Однако общее изменение (динамический диапазон)
принимаемого сигнала в зависимости от положения цели больше для сов-
мещенной станции, чем для разнесенной (в станции последнего типа при
уменьшении Dt увеличивается Dr и наоборот).
Все сказанное выше относилось к целям, находящимся в свободном
пространстве. Но во многих представляющих практический интерес слу-
чаях условия свободного пространства не выполняются, поэтому должны
учитываться различные факторы, влияющие на распространение радиоволн.
Зона обнаружения радиолокационной станции может искажаться вслед-
ствие образования лепестков при интерференции прямой и отраженной от
земли волн. Входящие в уравнения (13.9) коэффициенты потерь при распро-
странении могут учитывать затухание в атмосфере, дифракцию или потери
вследствие рассеяния в тропосфере, если радиолокационная станция пред-
назначена для обнаружения целей за горизонтом.
13.7. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ МАЯКИ
Радиолокационная станция обнаруживает цель посредством посылки
зондирующего сигнала и приема отраженного сигнала. Радиолокационный
маяк аналогичен по своему действию обычной радиолокационной станции,
за исключением того, что ответный сигнал излучается передатчиком, нахо-
дящимся на борту цели, а не получается вследствие отражения от нее зон-
дирующего сигнала. Маяк работает во взаимодействии с «активной» целью,
тогда как радиолокационная станция имеет дело с «пассивной» целью. Система
маяков состоит из запросчиков и ответчиков. В качестве передатчика-
запросчика может использоваться передатчик самой радиолокационной стан-
ции или отдельный передатчик, специально спроектированный как элемент
системы маяков. Ответчик устанавливается на борту цели и во многих отно-
шениях сходен с передатчиками ответных и ретрансляционных помех
(разд. 12.10). При приеме сигнала от запросчика ответчик на борту цели
автоматически излучает ответный сигнал. Этот сигнал, обычно передаваемый
в закодированном виде в целях его опознавания, принимается запросчиком,
где он декодируется и воспроизводится на индикаторе, аналогичном инди-
катору радиолокационной станции.
Радиолокационные маяки позволяют получить более мощный сигнал
от цели и обеспечивают возможность опознавания целей и передачи инфор-
мации от цели к запросчику. Ответный сигнал маяка обладает лучшими харак-
теристиками, чем отраженный от цели сигнал. Он обычно больше по ампли-
туде и не флуктуирует как сигнал от сложной цели типа самолет. Кроме того,
Техника проектирования радиолокационных систем
701
сигнал маяка не претерпевает изменений, вызываемых перемещением «све-
тящихся точек» сложной цели при ее сопровождении радиолокационной стан-
цией. Ответный сигнал маяка кодируется для опознавания цели и (или)
передачи информации от нее. Важной информацией, передаваемой от цели,
является ее высота. Она может получаться непосредственно от высотомера
на борту самолета. Передача информации о высоте цели при помощи ответ-
чика маяка устраняет необходимость использования для этого вспомога-
тельной радиолокационной станции определения высоты.
Цели, оборудованные маяками, могут легко обнаруживаться при нали-
чии сильных мешающих отражений от земной поверхности или от осадков.
Если передача кодированного ответного сигнала производится на частоте
сигнала запроса, то его легко отличить от некодированных мешающих отра-
жений. Селекция ответного сигнала маяка еще более облегчается, если его
частота отличается от частоты сигнала запроса. В этом случае ответный
сигнал и мешающие отражения можно разделить при помощи фильтров.
Работа системы селекции движущихся целей при использовании сигнала
маяка не зависит от допплеровского смещения частоты и не осложняется
наличием слепых скоростей, получающихся в случае использования отра-
женного сигнала. Так как интенсивность сигнала маяка изменяется про-
порционально 1 ,'R2, а не 1 //?4, то мощность передатчика маяка будет значитель-
но меньше мощности передатчика радиолокационной станции, а размеры
сравнительно небольшие.
Преимущества маяков могут быть использованы только при условии
возможности установки ответчика на объекте. Система маяков эффективно
применяется для управления воздушным движением и является составным
элементом общей системы управления воздушным движением США. В воен-
ной авиации маяки-ответчики, известные под наименованием ответчиков
системы опознавания, используются для опознавания своих самолетов.
Но если ответчики можно было бы установить даже на всех целях, то при
этом проявились бы недостатки, свойственные системе маяков по сравнению
с обычными радиолокационными станциями. Основной недостаток системы
маяков обусловлен ее ограниченной пропускной способностью, рассматри-
ваемой ниже. Ввиду этого обстоятельства, а также в связи с тем, что не все
цели могут быть оборудованы ответчиками, система маяков может только
дополнить радиолокационную систему, а не заменить ее.
Работа радиолокационного маяка. Радиолокационный маяк имеет
запросчик, передающий сигналы ответчикам, расположенным на борту целей.
Кодированный ответный сигнал ответчика принимается запросчиком и вос-
производится на экране индикатора кругового обзора аналогично обычному
радиолокационному отраженному сигналу.
Запросчик маяка состоит из передатчика, приемника и относящихся
к ним антенн. Как и в радиолокационной станции, для передачи и приема
обычно используется одна общая антенна. Каждый импульс запросчика
запускает передатчик ответчика. Ответный сигнал может состоять из одного
импульса, но чаще всего применяется кодовая последовательность импульсов.
Для срабатывания ответчика требуется некоторое конечное время. Это при-
водит к тому, что ответный сигнал запаздывает во времени относительно
отраженного от цели сигнала. В большинстве случаев это запаздыва-
ние можно сделать незначительным по сравнению с длительностью импульса.
Передатчиком запросчика может быть передатчик самой радиолокацион-
ной станции или отдельный специальный передатчик сигнала запроса. Выбор
того или другого передатчика производится в зависимости от условий
применения системы. Если основное назначение маяка состоит в обеспечении
702
Глава 13
навигации самолетов посредством приема радиолокационных сигналов
от объектов с известными координатами, то более удобно использовать
передатчик самой радиолокационной станции. Аналогичное решение может
быть принято и в случае применения маяка для увеличения дальности дейст-
вия радиолокационной станции за счет приема более сильного сигнала от
цели, чем отраженный сигнал. При использовании передатчика радиолока-
ционной станции для передачи сигнала запроса требуется меньшее количество
аппаратуры. Кроме того, при этом снижается вероятность запуска ответчика
импульсами других радиолокационных станций.
С другой стороны, в аппаратуре, предназначенной для опознавания целей,
очевидно, целесообразнее применять специальный передатчик запроса.
Ответчик системы опознавания в принципе должен работать со всеми ради-
олокационными станциями. Однако практически вряд ли можно спроектиро-
вать простой ответчик, который мог бы работать с каждой радиолокационной
станцией. Точно так же нельзя предположить, что на цели можно установить
отдельный ответчик на каждую из станций, которые будут наблюдать эту
цель. Поэтому компромиссное решение может состоять в применении иден-
тичных передатчиков и приемников сигналов запроса для работы с каждой
радиолокационной станцией. При этом на цели должен быть только один
ответчик. Аппаратура опознавания не должна быть аналогичной радиоло-
кационной станции, с которой она используется, и не обязательно должна
работать на той же частоте. Единственное требование состоит в том, чтобы
она могла работать совместно с любой радиолокационной станцией. Ответные
сигналы бортового ответчика могут приниматься специальным приемником
и воспроизводиться на экране индикатора кругового обзора радиолокацион-
ной станции вместе с сигналами, отраженными от целей. В качестве примера
маяка, рассчитанного на установку в самолете любого типа и на работу сов-
местно с любой радиолокационной системой, можно назвать маяк, применя-
емый в общей системе управления воздушным движением США, использу-
емой военной и гражданской авиацией.
В предыдущем разделе упоминалось, что маяк, установленный в опре-
деленном пункте на земле, может использоваться как навигационное средст-
во совместно с самолетной метеорологической станцией. Кодированный
ответ маяка позволяет летчику опознавать его и определять свое положение
относительно известной точки расположения маяка. В такой системе запрос-
чиком служит сама радиолокационная станция. Маяки могут также уста-
навливаться на борту судов и на космических объектах.
Уравнение дальности радиолокационного маяка. Для определения даль-
ности действия радиолокационного маяка нужно составить два уравнения.
Одно из них характеризует дальность канала запроса, т. е. расстояние от
запросчика до ответчика, а второе — дальность канала ответа, т. е. расстоя-
ние от ответчика до запросчика. Эти уравнения имеют вид
Канал запроса RMaKC , = ( (13.10а)
Канал ответа RMaKc г = Г f *r<f/г. (13.106)
В уравнении (13.10а) Pti — мощность передатчика запросчика, —
коэффициент усиления антенны запросчика, Аг — эффективный раскрыв
антенны ответчика при приеме и SM„„ г — минимальный обнаружимый
приемником ответчика сигнал. Аналогичные обозначения относятся к ответ-
чику в уравнении (13.106). Эти уравнения называются уравнениями дально-
сти радиолокационного маяка. Их можно легко вывести подобно уравнению
Техника проектирования радиолокационных систем
703
дальности радиолокации, а также преобразовать для того, чтобы получить
наглядное представление о влиянии других факторов, ограничивающих
дальность действия маяка.
Дальность действия маяка определяется дальностью канала запроса
или канала ответа в зависимости от того, какая из них меньше. Как правило,
параметры системы выбираются такими, чтобы обе дальности были одинако-
выми.' Пользуясь соотношениями Сц = 4лЛ;/Х2 и Gtr — 4лЛг/Х2 и считая
частоты каналов запроса и ответа одинаковыми (или почти одинаковыми),
можно найти, приравнивая /?макс i и Дмакс г,
PuS^i^PtrS^r. (13.11)
В практических системах чувствительность приемника ответчика
обычно хуже, чем приемника запросчика. Это объясняется более широкой
полосой пропускания приемника ответчика, который должен работать во
всем диапазоне частот запроса. Другая причина более низкой чувствитель-
ности приемника ответчика заключается в том, что он обычно имеет неболь-
шие размеры и вес. Как правило, легче получить и сохранять хорошую
чувствительность приемника в наземных установках, чем в самолете или
космическом объекте. Кроме того, чувствительность приемника ответчика
может временами намеренно ухудшаться для уменьшения излишних запу-
сков от сигналов других запросчиков, находящихся в радиусе действия
ответчика. Таккак8МИН1- меньше8М11Н г. то из уравнения (13.11) следует, что
мощность запросчика Рц должна быть больше, чем мощность ответчи-
ка Ptr. Это часто имеет место в системе самолетных маяков, так как
выгоднее и удобнее иметь мощный передатчик на земле, чем на самолете.
Пропускная способность. Одно из основных ограничений системы маяков
обусловлено помехами от других маяков, особенно в районах с большой
плотностью движения. Из самого принципа действия ответчика следует, что
он может быть запрошен любым запросчиком в пределах его дальности дейст-
вия, а его ответные сигналы могут приниматься любым приемником,
настроенным на ту же частоту. Если в данном районе слишком много мая-
ков, то их взаимные помехи могут сделать всю систему маяков бесполезной.
Существенное усложнение проблемы помех вносят боковые лепестки
антенны запросчика. Рассмотрим систему самолетных маяков с такой даль-
ностью действия, что ответные сигналы могут приниматься только основным
лепестком антенны запросчика. При уменьшении расстояния между запро-
счиком и ответчиком интенсивность принимаемого сигнала возрастает обрат-
но пропорционально квадрату расстояния. На малых расстояниях ответный
сигнал может быть настолько сильным, что он будет уже приниматься мно-
гими боковыми лепестками антенны запросчика. Это приведет к удлинению
отметок на экране индикатора кругового обзора. При некотором достаточно
малом расстоянии между запросчиком и ответчиком ответный сигнал может
появиться на экране индикатора кругового обзора в виде замкнутого кольца.
Очень сильный ответный сигнал, попадающий в запросчик через боко-
вые лепестки, может быть частично ослаблен автоматической временной
регулировкой усиления. Действие временной регулировки усиления состоит
в снижении вероятности приема сильных сигналов с ближних расстояний
боковыми лепестками антенны без изменения условий приема слабых сиг-
налов с больших расстояний. Хотя временная регулировка усиления
несколько снижает вероятность приема посторонних ответных сигналов, она
не обеспечивает полного решения проблемы помех приемнику запросчика.
Она изменяет зону действия запросчика в вертикальной плоскости, вследст-
вие чего небольшие цели могут оказаться необнаруженными на малых
704
Глава 13
дальностях, особенно если они находятся над главным вертикальным лепест-
ком или под ним.
Избыточное число ответных сигналов, принимаемых боковыми лепест-
ками антенны запросчика, составляет только часть проблемы помех маякам.
Вторая часть этой проблемы связана с самим ответчиком. Если ответчик
находится на небольшом расстоянии от запросчика, он может запускаться
сигналами, принимаемыми боковыми лепестками его антенны. Вследствие
этого ответчик может запрашиваться чаще, чем один раз за период вращения
антенны запросчика. Если расстояние между запросчиком и ответчиком
очень мало, то ответчик может запрашиваться непрерывно. Это приводит
к тому, что ответчик будет захвачен сильными близко расположенными запрос-
чиками, а слабые» сигналы от дальних запросчиков не будут приниматься.
Для предотвращения перегрузки ответчика сигналами запроса приме-
няется схема автоматического контроля перегрузки. Ее назначение состоит
в понижении чувствительности приемника ответчика при возрастании сред-
него числа запросов и поддержании числа ответов в секунду на допустимом
уровне. Схема автоматического контроля перегрузки повышает вероятность
срабатывания ответчика от сильных сигналов запроса и делает его нечувст-
вительным к слабым сигналам от ближних запросчиков, которые могут быть
приняты боковыми лепестками антенны. К сожалению, при этом он не реаги-
рует и на слабые сигналы удаленных запросчиков, принимаемые главным
лепестком антенны. Перегрузку ответчика можно также предотвратить пос-
редством снижения отношения числа ответов к числу запросов, чтобы сохра-
нить на допустимом уровне общее число ответов в секунду. Это в равной
мере влияет на все запросы, поэтому условия приема слабых сигналов
будут такими же, как и сильных.
Другая мера защиты ответчика от перегрузки сигналами запроса со-
стоит в подавлении влияния боковых лепестков ^антенны запросчика путем
применения, всенаправленной антенны запросчика в сочетании с направлен-
ной антенной. Существует несколько способов использования всенаправлен-
ной антенны для уменьшения числа запросов на боковых лепестках. Наибо-
лее простой из них состоит в излучении всенаправленной антенной контроль-
ного импульса, за которым через определенное время (обычно 8 мксек)
следует второй импульс, называемый импульсом запроса и излучаемый
направленной антенной. Контрольный импульс всенаправленной антенны
устанавливает некоторый пороговый уровень в ответчике, который должен
быть превышен импульсом запросчика для получения ответного сигнала.
Пороговый уровень устанавливается таким, чтобы только сигналы, излуча-
емые главным лепестком направленной антенны, могли превысить его.
Запросы, излучаемые боковыми лепестками направленной антенны, подавля-
ются в такой системе за счет того, что диаграмма направленности всенаправ-
ленной антенны согласуется с диаграммой направленной антенны. В литера-
туре описаны и другие методы уменьшения запроса на боковых лепестках.
Всенаправленная антенна, применяемая для снижения запросов на боковых
лепестках при передаче, может быть использована для подавления
ответных сигналов, принимаемых боковыми лепестками. Основной недоста-
ток методов подавления влияния боковых лепестков при помощи всенаправлен-
ной антенны заключается в необходимости применения дополнительного обо-
рудования в запросчике и соответственном изменении бортового ответчика.
Наиболее очевидный способ уменьшения запросов и ответов на боковых
лепестках состоит в применении антенны с очень низким уровнем боковых
лепестков. Однако у практически применяемых антенн уровень первого
бокового лепестка составляет от—25 до—30 дб, а уровень от—30 до—35 дб
Техника проектирования радиолокационных систем 705
можно считать исключением. Дальнейшее снижение этого уровня связано
с большими трудностями.
Если ответчик находится в пределах дальности действия нескольких
запросчиков, расположенных в разных пунктах, он может опрашиваться
всеми ими, а его ответные сигналы могут приниматься всеми запросчиками.
В каждом запросчике ответные сигналы на его собственный запрос будут
появляться на экране индикатора в одном и том же положении (если пре-
небречь перемещением ответчика за период опроса). Но ответы на запросы
других маяков не будут располагаться в одном и том же месте экрана инди-
катора при каждом цикле запроса. Это явление аналогично воздействию
несинхронных импульсных помех на работу импульсной радиолокационной
станции. Для выделения синхронных и подавления несинхронных ответных
сигналов может быть применен интегратор на линиях задержки с рециркуля-
цией или интегратор на потенциалоскопах.
Чтобы случайные импульсы не могли быть приняты за ответный сигнал
ответчика, применяется метод кодирования и декодирования по длительности
группы импульсов. Если действительный ответ состоит из группы импульсов,
а начало и конец этой группы разделены фиксированным временным интер
валом, то можно создать схему, которая будет пропускать только кодовые
группы импульсов, имеющие определенную длительность.
Когда ответные сигналы нескольких ответчиков поступают на вход
приемника запросчика почти одновременно, то от^ет может быть расшифро-
ван неправильно или вообще не принят. Аналогичное явление может случить-
ся и в ответчике при почти одновременном приходе запросов от нескольких
запросчиков. Это вызовет неправильный ответ или вообще потерю ответа,
что снижает эффективность работы системы. Потеря ответа может быть выз-
вана и] другими причинами. Например, действие схемы автоматического
контроля перегрузки понижает чувствительность системы, что приводит
к уменьшению числа ответов. Другой причиной снижения числа ответов
может быть конечное время, требующееся для того, чтобы ответчик мог
принять новый запрос после посылки ответа. Это так называемое «время
восстановления» составляет в типичных ответчиках 100—150 мксек.
Оператору радиолокационной станции иногда легче оценивать общую
воздушную обстановку, если отраженные сигналы и ответные сигналы маяка
воспроизводятся на одном экране индикатора кругового обзора. Ответные
сигналы часто представляют собой парные или многократно повторяющиеся
импульсы или имеют другую кодовую комбинацию. Радиолокационные отра-
женные сигналы обычно воспроизводятся в виде одиночных отметок. Но
если на одном индикаторе одновременно появляется большое число отражен-
ных и кодированных ответных сигналов, то возможно их перекрытие, что
приведет к неправильному истолкованию отметок.
Радиолокационные маяки для управления воздушным движением. При-
менение радиолокационных маяков как средства опознавания самолетов
зависит от того, насколько широко они могут использоваться. В США
применяется единая система радиолокационных маяков для управления
воздушным движением в гражданской и военной авиации. При наличии
отдельного передатчика запросчика со своей антенной эти средства могут
работать с любой радиолокационной станцией. Небольшие размеры антенны
запросчика позволяют монтировать ее непосредственно на антенне радиоло-
кационной станции, с которой она будет использоваться. (На фиг. 1.6 пока-
зана антенна запросчика, смонтированная над антенной радиолокационной
станции.) Ответные сигналы маяка воспроизводятся вместе с отраженными
сигналами на одном индикаторе кругового обзора.
45 М. Сколник
706
Глава 13
Упрощенная блок-схема системы маяков, применяемой для управления
воздушным движением, приведена на фиг. 13.8. Запросчик работает на ча-
стоте 1030 Мгц при частоте повторения импульсов 300 гц. Рабочая частота
ответчика 1090 Мгц. Посылка ответных сигналов на частоте, отличающейся
Ответчик
Фиг. 13.8. Блок-схема системы маяков для управления воздушным движением.
А — вращающееся соединение; Б — импульс запуска от радиолокационной станции.
от частоты запросчика, предотвращает запуск других ответчиков сигналами
данного ответчика и прием сигналов запроса как ложных ответных сигналов
близко расположенными приемниками. Кроме того, это позволяет наблюдать
ответные сигналы при наличии мешающих отражений. Передатчик наземного
запросчика имеет импульсную мощность 1—2 кет. Мощность передатчика
самолетного ответчика обычно составляет 500 вт. Ответчик работает с все-
направленной антенной. Система рассчитана на работу при удалении ответ-
чика от запросчика до 400 км. Чувствительность приемника запросчика
(минимальный обнаруживаемый сигнал) равна —84 ^Относительно 1 мет,
а приемника ответчика составляет —74 дб относительно 1 мет. Приемник
запросчика имеет временную регулировку усиления и интегратор для уси-
ления синхронизированных ответных сигналов. В ответчике применена схема,
фиксирующая число ответов в секунду и предотвращающая его перегрузку.
ЛИТЕРАТУРА
1. Радиолокационная техника, перев. с англ., т. 1—2, изд-во «Сов. радио», 1949.
ДОПОЛНИТЕЛЬНАЯ ЛИТЕРАТУРА
Г у д Г. X., Мак о л Р.Э., Системотехника. Введение в проектирование больших
систем, перев. с англ, под ред. Г. Н. Поварова, изд-во «Сов радио», 1962.
Харрис К. Е., Некоторые вопросы построения обзорных радиолокационных
систем с активным ответом, перев. с англ., изд-во «Сов. радио», 1957.
14.
Радиолокационное обнаружение
внеземных объектов
14.1. ВВЕДЕНИЕ
Радиолокация может быть использована для обнаружения и исследования
внеземных объектов, таких, как Луна, планеты, Солнце, метеоры, кометы,
а также полярных сияний, ионосферы, свободных электронов и межпланет-
ного газа. Искусственные спутники, баллистические ракеты и космические
корабли также можно отнести к внеземным объектам, поскольку они летают
за пределами земной атмосферы. Конструкции радиолокационных систем
для обнаружения астрономических объектов и космических целей одинаковы.
Исследование астрономических объектов радиолокационными методами
иногда называют радиолокационной астрономией.
Радиолокационная астрономия дополняет визуальную астрономию
и радиоастрономию, а также исследования космоса при помощи космических
кораблей. В отличие от других методов астрономических исследований
радиолокационная астрономия не зависит от собственных излучений астро-
номических объектов. В ней, наоборот, используются сигналы, зондирующие
космическое пространство. Радиолокационное измерение расстояний, как пра-
вило, более точно,чем измерение, основанное на использовании оптических
приборов. Кроме того, радиолокационная система позволяет производить
измерения и исследования в дневное время и в плохую погоду, когда опти-
ческие средства применять нельзя. Это преимущество особенно ценно при
наблюдении полярных сияний и метеоров.
Радиолокационная система получает информацию о внеземных объектах
и среде распространения посредством сравнения отраженных от них сигна-
лов с сигналом, который был бы принят от идеальной цели. Для этого исполь-
зуются излучаемые сигналы известной формы, а не энергия, излучаемая сами-
ми объектами, как это имеет место в радиоастрономии. Но применение пере-
датчика для облучения целей наряду с определенными преимуществами имеет
и некоторые недостатки. Изменение интенсивности отраженных сигналов
обратно пропорционально дальности в четвертой степени и требует для
обнаружения удаленных внеземных объектов радиолокаторов большой мощ-
ности, а следовательно, и больших размеров. Поэтому для радиолокацион-
ных систем наблюдения внеземных объектов характерны большая средняя
мощность передатчика, антенны с большими раскрывами, приемники с низ-
ким уровнем шума, сложные системы обработки данных и длительное время
наблюдения.
Область применения радиолокационной астрономии ограничивается
сравнительно близкими астрономическими объектами, находящимися в пре-
45*
708
Глава 14
делах солнечной системы. Хотя многие внеземные цели характеризуются
очень большими физическими размерами, это обстоятельство теряет свое
значение вследствие больших расстояний до этих целей. Другая причина,
ограничивающая область применения радиолокационной астрономии сол-
нечной системой, связана с очень большим временем прохождения сигналов.
Радиолокационный сигнал, отраженный от самой удаленной планеты, может
быть принят через 10,4 час после излучения зондирующего сигнала, а от
ближайшей звезды Альфа Центавра он мог бы прийти только через 8,6 года.
Способность радиолокационных бистем обнаруживать и наблюдать вне-
земные объекты представляет интерес для астрономов и исследователей косми-
ческого пространства как средство изучения среды, окружающей нашу пла-
нету. Кроме обеспечения научной информации о солнечной системе, приме-
нение радиолокации играет большую практическую роль в космических поле-
тах для наблюдения космических кораблей и спутников, особенно если они
оборудованы радиомаяками-ответчиками. Данные, получаемые от больших
радиолокационных систем, представляют также определенную ценность
для планирования космических полетов. Радиолокационные системы, спо-
собные обнаруживать космические корабли и следить за ними, могут быть
также использованы для связи с ними и приема от них телеметрической
информации.
14.2. РАДИОЛОКАЦИЯ ЛУНЫ
Луна исследовалась радиолокационными средствами больше, чем дру-
гие внеземные объекты. Она является наиболее близким к нам небесным телом,
поэтому ее наблюдать легче всего. Большинство крупных радиолокационных
систем при некоторой их модификации было бы способно принимать сигналы,
отраженные от Луны. Расстояние от Земли до Луны составляет около
380 000 км, а радиус последней равен приблизительно 1740 км. Эффективная
площадь рассеяния Луны значительно меньше площади ее проекции. Отно-
шение эффективной площади рассеяния Луны к площади ее поперечного
сечения равно приблизительно 0,05 для систем непрерывного излучения. Ради-
олокационное обнаружение Луны эквивалентно обнаружению цели с эффек-
тивной площадью рассеяния 1 м2, находящейся на расстоянии 460 км.
Первые опыты. В 1946 г. в США для радиолокации Луны была исполь-
зована модифицированная станция SCR-270, работавшая на частоте 111,5 Мгц.
Так как время распространения сигнала от Земли до Луны и обратно равно
приблизительно 2,5 сек, то для создания достаточной плотности энергии на
объекте были применены импульсы большой длительности (0,25 сек). Мощ-
ность в импульсе равнялась 3 кет, период повторения импульсов 4 сек.
В разд. 9.2 было показано, что для получения максимального отношения
сигнал/шум произведение длительности импульса на ширину полосы про-
пускания приемника в обычных радиолокационных станциях должно быть
приблизительно равно единице. Поэтому ширина полосы пропускания при
длительности импульса 0,25 сек должна быть равной всего 4 гц. Однако в опи-
сываемых опытах такую узкую полосу нельзя было применить из-за неста-
бильности частоты передатчика. Ввиду этого ширина полосы пропускания
приемника по промежуточной частоте была взята равной 50 гц вместо опти-
мальной.
Луна движется вокруг Земли по эллиптической орбите со средним экс-
центриситетом, равным 0,055. (Эксцентриситет эллипса равен отношению рас-
стояния между фокусами к длине его большой оси.) Небольшая величина
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
709
эксцентриситета означает, что орбита Луны близка к круговой. Однако Луна
все же имеет некоторую составляющую скорости, направленную к центру
Земли, что вызывает допплеровское смещение частоты. В описываемом опыте
максимальное допплеровское смещение частоты достигало 300 гц, что зна-
чительно превышало ширину спектра импульса длительностью 0,25 сек
и полосу пропускания приемника (50 гц). Вследствие этого приемник был
настроен на частоту, отличающуюся от частоты передатчика на величину
допплеровского смещения.
Модернизированная антенна радиолокационной станции SCR-270 пред-
ставляла собой решетку из 64 диполей, расположенных в восемь рядов.
Усиление антенны было равно 21 дб. Антенна могла вращаться по ази-
муту, но имела фиксированное положение по углу места. Луна на-
блюдалась при пересечении ею луча антенны шириной 12° при восходе
и заходе.
В Венгрии радиолокация Луны была проведена на частоте 120 Мгц.
Была применена антенная решетка из 36 диполей, излучавшая импульсы
длительностью 60 мксек с пиковой мощностью 3 кет и периодом повторения
3 сек. Ширина полосы пропускания приемника по промежуточной частоте
равнялась 200 кгц, по видеочастоте—20 гц. Улучшение отношения сиг-
нал/шум достигалось за счет применения интегратора с большой постоянной
времени в виде электролитических элементов. При помощи механически
вращающегося переключателя, эквивалентного схеме селекции сигналов
по дальности (по времени), выход приемника последовательно подключался
за период повторения к 10 интеграторам. Каждый из них соответствовал
определенному интервалу дальности. Прохождение тока через прибор
обнаруживалось по выделению пузырьков водорода на катоде. (Электролит
представлял собой раствор гидроокиси кальция 30%-ной концентрации.)
Выделявшийся на отрицательном электроде водород собирался в капилляр-
ных трубках. Количество выделившегося газа было пропорционально про-
шедшему через прибор току и, следовательно, электрической энергии.
Через все остальные электролитические элементы (кроме соответствовав-
шего дальности до Луны) проходил только шумовой ток приемника. Период
наблюдения в этих опытах достигал 30 мин, что позволяло получить доста-
точное количество энергии для обнаружения цели. Однако такой длитель-
ный период наблюдения не позволял обнаруживать флуктуации, характер-
ные для отраженных от Луны сигналов.
Флуктуации отраженных сигналов. При проведении первых в США
опытов было установлено, что амплитуда отраженных от Луны сигналов
не остается постоянной, а флуктуирует во времени. Во многих случаях
сигналы как будто совсем исчезали. Наблюдавшиеся флуктуации имели
период, равный нескольким минутам.
Аналогичные явления наблюдались в Австралии, где в качестве «радио-
локационной» станции использовалась радиовещательная станция, рабо-
тавшая на частоте 20 Мгц. Были отмечены замирания двух типов: с корот-
ким и длинным периодами. Период долговременных замираний продол-
жался от нескольких минут до нескольких часов. Происхождение их было
приписано влиянию ионосферы. (Проведенные позднее англичанами экспе-
рименты показали, что долговременные замирания обусловлены вращением
плоскости поляризации электромагнитных волн, возникающим при распро-
странении радиоволн в ионосфере.)
Кратковременные замирания длились несколько секунд или даже
доли секунды и были объяснены либрацией Луны. Либрация Луны приво-
дит к небольшим, но имеющим существенное значение изменениям ее ракурса
710
Глава 14
относительно наземной радиолокационной станции. Одной из причин
либрации Луны является изменение ее орбитальной скорости, происходя-
щее вследствие изменения расстояния от Земли до Луны. Вторая причина
либрации состоит в том, что экватор Луны наклонен к плоскости ее орбиты
приблизительно на 6,5°. Вследствие этого наземный наблюдатель иногда
видит большую часть северного полушария Луны, а иногда большую часть
ее южного полушария Третья причина либрации Луны связана с враще-
нием Земли, вызывающим изменение положения Луны относительно назем-
ного наблюдателя.
Либрация приводит к тому, что отдельные отражатели, создающие
отраженный от Луны сигнал, изменяют свое положение относительно радио-
локационной станции. Поэтому составляющие отраженного сигнала имеют
различные фазы. Результирующий сигнал будет изменяться во времени
подобно тому, как изменяются отраженные сигналы от подвижного мешаю-
щего фона (деревьев, поверхности моря и т п.). Статистический характер
замираний описывается распределением Релея. Быстрые замирания свя-
зываются с либрацией, так как эксперименты показали, что они изменяются
пропорционально либрации.
Вращение плоскости поляризации, обусловленное эффектом Фарадея.
Электромагнитная волна, распространяющаяся в ионизированной среде
в присутствии магнитного поля, претерпевает вращение плоскости поля-
ризации. Это явление называется эффектом Фарадея. С ним связаны долго-
временные замирания отраженных сигналов. На пути распространения
сигналов к Луне ионизированной средой является ионосфера, а магнитным
полем — поле земного магнетизма. Поворот плоскости поляризации при
распространении сигналов в прямом и обратном направлениях может быть
выражен следующим образом:
/1.2
Q= 4’7^° МЯ cos 6 sec % dh рад. (14.1)
hl
Здесь f — частота электромагнитного излучения, гц; N — число электро-
нов в 1 см3; Н — напряженность магнитного поля, гс; в — угол между
направлением распространения и вектором магнитного поля; х — угол
между направлением распространения и вертикальной осью (по направле-
нию к зениту) в точке входа радиолокационного луча в ионосферу; dh —
элемент высоты (см) вдоль линии, соединяющей антенну и Луну.
Величины N, Н и 0 входят в подынтегральное выражение ввиду того,
что они могут быть функциями высоты.
При распространении линейно поляризованной волны в ионосфере ее
плоскость поляризации повернется на угол, определяемый выражением (14.1).
Направление вращения плоскости поляризации для излученной и отра-
женной волн одинаково, поэтому общий угол поворота будет в 2 раза
больше, чем при распространении волны в одном направлении. Таким обра-
зом, при приходе отраженной волны обратно к радиолокационной станции
ее плоскость поляризации будет не такой, как у излученной волны. Если
приемная антенна возбуждается только волнами с такой же поляризацией,
как и излученная волна, то поступающая в приемник энергия будет зави-
сеть от относительной поляризации отраженной волны. Когда поляризация
отраженной волны окажется перпендикулярной к поляризации излученной
волны, отраженный сигнал не будет принят. При совпадении поляризации
отраженной и излученной волн отраженный сигнал принимается без ослаб-
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
711
ления. При любом другом направлении поляризации отраженной волны
принимаемый сигнал будет пропорционален косинусу угла между пло-
скостями поляризаций отраженной волны и приемной антенны.
Корреляция между долговременными замираниями отраженных от Луны
сигналов и вращением плоскости поляризации из-за эффекта Фарадея
была убедительно показана при излучении волн с линейной поляризацией
одного направления и приеме отраженных сигналов антенной, способной
принимать волны со взаимно перпендикулярными плоскостями поляриза-
ции. При уменьшении силы сигнала с одной поляризацией наблюдалось
усиление сигнала с перпендикулярной поляризацией, причем сумма обоих
сигналов оставалась постоянной. Изменения замираний сигналов во вре-
мени при приеме только одной составляющей были объяснены непрерыв-
ным изменением концентрации электронов в ионосфере.
Так как угол поворота плоскости поляризации обратно пропорционален
кв’адрату частоты, замирания отраженных от Луны сигналов будут незна-
чительными, если частота настолько высока, что максимальный угол
поворота не превысит долей радиана. Поэтому сигналы с частотой порядка
1500 Мгц или выше не претерпевают замираний из-за вращения плоскосту
поляризации. В радиолокационных станциях, работающих на частотах,
при которых вращение плоскости поляризации значительно, замирание
принимаемых сигналов можно устранить, применив две антенны со взаимно
перпендикулярными направлениями поляризации. Выходы двух каналов
с различной поляризацией могут быть объединены для выделения одного
выходного сигнала; потери при больших отношениях сигнал/шум будут
незначительными.
Волны с круговой поляризацией не подвержены эффекту Фарадея
и поэтому распространяются в ионосфере без замираний. Однако на поля-
ризацию отраженных волн может влиять характер цели. Такие простые
цели, как сфера или плоская поверхность, отражают волны с круговой
поляризацией с изменением направления поляризации на противополож-
ное, т. е. правая поляризация изменяется на левую и наоборот. Это может
привести к тому, что антенна с круговой поляризацией не сможет принять
излученный ею же сигнал после отражения от цели, если последняя изме-
няет направление поляризации. Сложные цели, как правило, отражают
волны с тем и другим направлением поляризации и поэтому могут быть обна-
ружены антенной, рассчитанной на прием сигналов какой-либо одной поля-
ризации. Однако для получения оптимального результата приемная антенна
должна принимать составляющие с двумя ортогональными поляризациями
независимо от того, с какой поляризацией они излучаются. Например, если
излучаются волны с горизонтальной поляризацией, антенна должна при-
нимать волны с горизонтальной и вертикальной поляризациями и выходы
двух каналов должны объединяться в одном приемнике. Если излучаются
волны с правой круговой поляризацией, приемная антенна должна быть
рассчитана на прием волн как с правой, так и с левой круговой поляри-
зациями.
Из выражения (14.1) следует, что угол поворота плоскости поляриза-
ции может служить мерой общего числа электронов в ионосфере, находя-
щихся на пути распространения радиоволн. Так как произведение
Н cos 0 sec х изменяется в области ионосферы только на 10%, его можно
вынести за знак интеграла, а для вычислений можно взять среднюю высоту.
Тогда О становится пропорциональной Ndh. Хотя измерение такого рода
не позволяет непосредственно получить распределение электронов по вы-
712
Глава 14
соте, оно может обеспечить определение общего содержания электронов —
величину, которую нелегко измерить другими средствами.
По общему содержанию электронов как функции высоты можно судить
о распределении электронов по высоте. Если угол поворота плоскости
поляризации превышает 2л рад, измерение содержания электронов будет
неоднозначным. Неоднозначность можно устранить путем измерения Q
на другой близкой частоте, отличающейся на несколько процентов. Изме-
рение общего содержания электронов показало, что ионосфера простирается
до значительных высот, возможно, до 1000 км.
Луна как радиолокационная цель. Характер сигналов, отраженных
от Луны, зависит от состояния ее поверхности (ее электрических характе-
ристик, неровностей и т. д.), длины импульса по сравнению с физическими
размерами Луны, от ее движения относительно Земли и либраций. Для
частот оптического диапазона поверхность Луны представляется «шерохо-
ватой», т. е. рассеяние ею световых волн может быть объяснено тем, что
она имеет статистически равномерно распределенные неровности, размеры
которых соизмеримы с длиной волны. Шероховатой поверхностью Луны
объясняется почти равномерное ее освещение.
Если бы Луна была идеально гладким отражателем, то отраженный
радиолокационный сигнал приходил бы от небольшой площади (первой
зоны Френеля), ближайшей к Земле. Это не имеет места на частотах опти-
ческого диапазона, так как освещенность поверхности Луны почти рав-
номерна.
Рассеяние электромагнитной энергии поверхностью Луны на частотах
радиолокационного диапазона отличается от рассеяния на оптических
частотах. Эксперименты показывают, что Луну нельзя считать ни идеально
гладким, ни идеально шероховатым отражателем.
Если бы поверхность Луны была «шероховатой» для частот радиолока-
ционного диапазона, отраженный сигнал получался бы почти от всей ее
полусферы, обращенной к Земле. Время, в течение которого электромаг-
нитная энергия распространится от точки первого контакта с поверхностью
Луны до ее лимба и обратно, составило бы приблизительно 11,6 мсек. При
излучении коротких импульсов (длительность которых мала по сравнению
с 11,6 мсек) и наблюдении длительности отраженного сигнала можно опре-
делить характер поверхности Луны. Если импульс удлиняется и длитель-
ность его будет порядка 11,6 мсек, то можно сделать вывод, что Луна обла-
дает неровной отражающей поверхностью. Если же заметного удлинения
отраженного импульса не наблюдается, то сигналы отражаются от неболь-
шой площади, ближайшей к Земле, т. е. имеет место зеркальное отражение
от гладкой поверхности.
Экспериментальные наблюдения с использованием коротких радиоло-
кационных импульсов не показали ожидаемого удлинения импульсов
за счет шероховатости поверхности Луны. Пример изображения на инди-
каторе типа А отраженного от Луны сигнала при импульсе длительностью
300 мксек показан на фиг. 14.1. Оно было получено во время эксперимен-
тов с радиолокационной станцией, работавшей на частоте 400 Мгц при
импульсной мощности 130 кет. Ширина полосы пропускания приемника
составляла 6 кгц. На фиг. 14.1 показан также профиль поверхности Луны
в масштабе, соответствующем масштабу радиолокационного отраженного
сигнала. Сигнал состоит как бы из двух частей. Вначале имеется сравни-
тельно большой выброс от ближайшего к Земле участка поверхности Луны,
простирающегося на 300—400 км. На расстоянии от 400 км до лимба Луны,
т. е. на дистанции 1740 км, сигнал спадает более медленно. Было сделано
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
713
заключение, что отраженный сигнал представляет собой сумму двух сиг-
налов: отраженного зеркально от квазигладкой}поверхности и диффузно
рассеянного шероховатой поверхностью, причем преобладает первый.
।
Фиг. 14.1. Изображение на экране индикатора типа А отраженных от Луны сигна-
лов при периоде наблюдения 15 сек и частоте повторения импульсов 30 гц.
Внизу показан профиль поверхности Луны в таком же масштабе.
При посылке импульсов длительностью 12 мксек на частоте 198 Мгц
было обнаружено, что больше половины энергии отраженного от Луны
сигнала приходит в первые 50 мксек. Это соответствует поверхности цели,
диаметр окружности которой составляет всего 330 км. Таким образом,
714
Глава 14
эффективно отражающая поверхность имеет диаметр, равный приблизи-
тельно 1/ю диаметра Луны. Аналогичные результаты были получены с радио-
локационной станцией, работавшей на частоте 120 Мгц. На основании изме-
рений, проведенных на частоте 400 Мгц, было сделано заключение, что
отражения происходят от центральной части поверхности Луны радиусом,
равным приблизительно 0,2 ее радиуса. Было также установлено, что «коэф-
фициент усиления» Луны как отражателя относительно площади ее попе-
речного сечения равен 4, а коэффициент отражения поверхности бли-
зок к 0,02.
О рассеивающих свойствах поверхности Луны в функции угла паде-
ния можно судить по изменению отраженного сигнала в зависимости
от дальности. Экспериментальные данные, полученные на частоте 400 Мгц,
были представлены эмпирической формулой, выражающей закон рассея-
ния энергии поверхностью Луны
D, . Zsinq>\20±6
Р (<р) ос ±0,1 для —л<<р<л.
Здесь величина Р (<р) пропорциональна мощности, отражаемой в направле-
нии к радиолокационной станции бесконечно малой площадкой на поверх-
ности Луны; <р — угол, измеряемый относительно нормали к лунной поверх-
ности.
Эффективная площадь рассеяния Луны зависит от длительности импуль-
са. При коротких импульсах эффективная площадь рассеяния меньше, чем
при длинных. Уменьшение величины эффективной площади рассеяния
при коротких импульсах по сравнению с ее величиной при непрерывном
сигнале называется потерей от модуляции. Потери от модуляции равны
около 1 дб при длительности импульса 200 мксек, 8,5 дб при 30 мксек,
17 дбпри 10 мксек и 2266 при 2 мксек. Для импульсов длительностью ~5 мксек
и короче эти потери постоянны. Импульсы длительностью более 300 мксек
оказываются достаточно длинными для реализации такой же эффективной
площади рассеяния, как при непрерывном сигнале.
Эффективную площадь рассеяния Луны часто выражают как часть
площади поперечного сечения ла2 идеально отражающей сферы радиусом а,
равным радиусу Луны. Анализ различных опубликованных данных об
эффективной площади рассеяния Луны показывает, что ее величина при
длительности импульса 5 мксек и короче лежит в пределах (4 -г- 6)-10-4 ла2
для диапазона частот от 100 до 3000 Мгц.
Расстояние от Земли до Луны и диаметр Луны таковы, что наземная
приемная антенна оказывается в зоне Френеля Луны. Граница между
зоной Френеля и зоной Фраунгофера принималась равной 8а2/Х. Попереч-
ное сечение зоны Френеля, вычисленное по законам геометрической оптики
для поверхности двойной кривизны, равно
(R + Q1) (7? q2)
(14.2)
где R — дальность до точки зеркального отражения на поверхности двой-
ной кривизны; pj, q2 — главные радиусы кривизны (принимается, что Qi
и q2 велики по сравнению с А).
Для Луны Qi = q2, R = 380 000 км и <т = 0,991 поперечного сечения
зоны Фраунгофера. Следовательно, тот факт, что наземный приемник
не находится в дальней зоне, оказывает небольшое влияние на величину
эффективной площади рассеяния.
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
715
Информация, получаемая при радиолокационных наблюдениях. Бла-
годаря тому что Луна находится на небольшом расстоянии от Земли, много
сведений о ней было получено из визуальных наблюдений. Радиолокация
позволила астрономам пополнить эти сведения и, в частности, сделать
заключение о состоянии поверхности Луны. Радиолокационные измере-
ния позволяют также судить об электрических свойствах поверхности, т. е.
ее проводимости, диэлектрической постоянной и магнитной проницаемости.
При помощи радиолокационной станции типа интерферометра с двумя
антеннами, излучающими короткие импульсы, можно получить точные дан-
ные о дальности и угловом положении Луны и составить карту ее поверх-
ности. Такую карту можно также составить без выполнения точных угло-
вых измерений, если одновременно определять дальность и допплеровскую
частоту по отраженному сигналу.
Тщательное измерение дальности за большой период времени можно
использовать для точного определения орбиты Луны. По этим данным
можно найти отношение массы Луны к массе Земли. Точное измерение
дальности, приведенное в различных пунктах земной поверхности, может
уточнить сведения о размерах и форме Земли. Можно выявить существова-
ние приливного выступа в области лунной поверхности, постоянно обра-
щенной к Земле. Данные об отражении поверхностью Луны радиоволн
имеют важное значение для проектирования систем дальней радиосвязи
с использованием Луны как пассивного отражателя.
14.3. РАДИОЛОКАЦИЯ ПЛАНЕТ
Радиолокация дает возможность получать информацию о планетах
и других телах солнечной системы. Эта информация дополняет данные,
получаемые методами классической оптической астрономии и радиоастро-
номии. В принципе радиолокационное наблюдение планет не отличается
от наблюдения Луны. При этом может быть получена информация того же
характера, что и о Луне. Радиолокационные станции могут производить
точное измерение дальности, а по характеру отраженных сигналов можно
судить о свойствах поверхности планет как отражателей радиоволн.
Так как планеты находятся на значительно больших расстояниях
от Земли, чем Луна, для их наблюдения требуются более мощные радиоло-
кационные станции. Такие станции должны иметь антенны больших раз-
меров, излучать более мощные сигналы и иметь более чувствительные
приемники. Принимаемые отраженные сигналы следует наблюдать в тече-
ние более длительных промежутков времени.
Характеристики радиолокационной станции Милстоун Хилл, пред-
назначенной специально для обнаружения внеземных целей, приведены
в разд. 5.9. Эта радиолокационная станция принимает отраженные от Луны
сигналы и обеспечивает получение большой величины отношения сиг-
нал/шум. Она была успешно применена также для локации Венеры.
Антенна станции представляет собой вращаемый в двух плоскостях пара-
болоид диаметром 25 м. Средняя мощность передатчика 150 кет, коэф-
фициент заполнения 0,06.
Мощность и размеры антенны станции Милстоун Хилл могут быть
увеличены по крайней мере на целый порядок. В радиотелескопе англий-
ской обсерватории Джодрел Бэнк используется в качестве антенны вра-
щающийся параболоид диаметром 75 м, а американская установка в Шугар
Грув имеет параболическую антенну диаметром 180 м. Обе эти антенны
716
Глава 14
поворачиваются и могут просматривать верхнюю полусферу. Ввиду боль-
шой стоимости вряд ли будут построены антенны такого типа еще больших
размеров. Антенны более значительных размеров будут, по-видимому,
состоять из неподвижного зеркала и подвижного облучателя для управле-
ния положением луча. В качестве примера можно назвать отражатель
диаметром 300 м станции Корнеллского университета. В Пуэрто-Рико
в качестве отражателя антенны используется сферическое углубление
в земле радиусом 260 м. Допуск на отклонение поверхности отражателя
от сферической формы равен примерно 3 см. Сферическая, а не параболи-
ческая форма отражателя выбрана для того, чтобы можно было управлять
лучом в более широких пределах по углу места. Отражающая поверхность
представляет собой алюминиевую сетку, которой выстлано углубление.
Посредством перемещения облучателя можно качать луч в секторе +20"
относительно вертикали. В качестве облучателя используется щелевая
решетка в волноводе квадратного сечения, создающая бегущую волну
с двойной поляризацией. Облучатель корректирует аберрацию сфериче-
ского отражателя. Длина облучателя 30 м, вес 5 т. Он имеет около 738
излучающих щелей на всех четырех стенках. Ширина луча равна 0,17°,
усиление 60 дб на частоте 430 Мгц. Импульсная мощность передатчика
2,5 Мет, средняя мощность 150 кет.
Можно также создать большую антенну в виде решетки с качающимся
лучом. Однако это экономически выгодно только на более длинных волнах.
В большинстве радиолокационных станций, использованных перво-
начально для обнаружения и наблюдения внеземных объектов, передатчик
имел среднюю мощность, равную нескольким киловаттам или в отдельных
случаях нескольким десяткам киловатт. Передатчики станции Милстоун
Хилл работали со средней мощностью 100—200 кет. Нет никаких суще-
ственных препятствий для увеличения этой мощности на целый порядок.
Квантовые и параметрические усилители повысили чувствительность
радиолокационных приемников на много децибел при относительно неболь-
ших затратах (по сравнению с общей стоимостью радиолокационной стан-
ции). При отсутствии квантового усилителя эксперименты по радиолока-
ции Венеры, проведенные лабораторией Линкольна Массачусетского тех-
нологического института, вряд ли были бы предприняты. Эти приборы
настолько улучшили чувствительность приемников, что возможность обна-
ружения объектов ограничивается теперь внешним шумом, попадающим
в приемник, а не его внутренним шумом. Дальнейшее повышение чувстви-
тельности приемника, вероятно, уже не будет столь значительным, как
достигнутое за счет применения квантовых усилителей.
Возможно, что наиболее важным достижением радиолокационной тех-
ники, сделавшим практически осуществимым радиолокационное обнару-
жение планет, является обработка слабых отраженных сигналов с помощью
больших цифровых вычислительных машин. Для вычислительной машины
составляется программа, согласно которой она действует как оптимальный
взаимно корреляционный детектор. Машина имеет преимущество по срав-
нению с оптимальными детекторами других видов, состоящее в том, что
она может обрабатывать сигналы большой длительности (порядка 10 мин
и более) без «потери памяти», характерной для многих аналоговых прибо-
ров. Кроме того, система цифровой обработки малочувствительна к неста-
бильности источников питания или других блоков устройства. При приме-
нении цифровой, вычислительной машины сигналы не обязательно должны
обрабатываться в реальном времени. Их можно записывать на магнитную
ленту и обрабатывать в любое удобное время. Это позволяет применить
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов 717
различные методы обработки для получения максимального количества
сведений о характере цели. Так как при обнаружении планет производится
наблюдение только за одной целью, то можно держать луч радиолокацион-
ной станции в течение продолжительного времени на цели, чтобы получить
большую суммарную энергию отраженных сигналов.
Планеты как радиолокационные цели. Некоторые характеристики
планет, имеющие важное значение для их обнаружения радиолокацион-
ными средствами, приведены в табл. 14.1. Если принять, что эффективная
площадь рассеяния цели пропорциональна площади ее поперечного сече-
ния ла2, то приведенные в таблице коэффициенты ла2/с(4 являются мерой
сложности локации различных объектов солнечной системы. В таблице
показано также, что для радиолокации ближайшей планеты (Венеры)
станция должна обнаруживать сигналы, уровень которых на 70 дб ниже
уровня сигнала, отраженного от Луны. Это требует передатчика большой
мощности и приемника высокой чувствительности. Еще более высокие
требования предъявляются к радиолокационной станции для локации самой
дальней планеты солнечной системы Плутона. Отраженный от нее сигнал
будет .почти на 160 дб слабее сигнала, отраженного от Луны. Тем не менее
нет основательных причин, кроме экономических, препятствующих по-
стройке радиолокационной станции, которая могла бы обнаруживать
большинство основных планет солнечной системы.
Если радиолокационная станция должна обнаруживать небесные тела
за пределами солнечной системы, то первой ее целью, очевидно, будет бли-
жайшая звезда Альфа Центавра. Она находится на расстоянии около
4 световых лет, и станция, используемая для ее локации, должна быть
в состоянии обнаруживать сигналы, уровень которых на 280 дб ниже уровня
сигналов, отраженных от Луны.
Применение отношения ла2/сд как основы для сравнения относитель-
ной сложности обнаружения планет предполагает, что они представляют
собой идеально отражающие сферические цели. Если поверхность планеты
не гладкая, а шероховатая и если планета вращается вокруг своей оси или
имеет атмосферу или ионосферу, значение коэффициента, используемого
для такого сравнения, может измениться.
Вращение планеты вокруг ее оси приводит к тому, что допплеровское
смещение частоты сигнала, отраженного от поверхности у лимба планеты,
будет не таким, каку сигнала, отраженного от ближайшего к Земле участка
поверхности. Допплеровские смещения частоты для правого и левого краев
лимба имеют противоположные знаки, так как при приближении одного
края лимба другой удаляется. Разность допплеровских смещений от при-
ближающегося и удаляющегося краев лимба приведена в таблице для несу-
щей частоты f = 1000 Мгц. (Величина допплеровского расширения спектра
для другой несущей частоты может быть вычислена по значению, приве-
денному в таблице, так как допплеровское смещение частоты прямо про-
порционально несущей частоте.) Незатухающая синусоидальная волна
с частотой 1000 Мгц, падающая на поверхность вращающейся планеты,
будет после отражения иметь спектр, максимальная ширина которого ука-
зана в таблице (при условии, что поверхность шероховатая). Если это имеет
место, то полоса пропускания приемника должна быть достаточно широкой,
чтобы охватывать спектр, расширяющийся вследствие допплеровского
смещения частоты. При излучении импульса длительностью т ширина
полосы пропускания приемника должна быть равна приблизительно 1/т.
Однако если допплеровское расширение спектра больше чем 1/т, то полосу
пропускания приемника следует соответственно увеличить. За широкополое-
ТАБЛИЦА 14.1
Характеристики Луны, Солнца и планет как радиолокационных целей
Цели Минималь- ное удале- ние d, м Радиус а, м nu2/d4, Л-2 Значение относи- тельно значения для Луны, дб Период обраще- ния, сутки Максималь- ное доп- плеровское расшире- ние спект- ра на ча- стоте f = = 1000 Мгц, гц Время рас- простране- ния в двух направле- ниях, сек Макси- мальное удлине- ние им- пульса, мсек .Та W У В Значение Jta2/rf4 относи- тельно значения для Л\ ны, дб Приблизи- тельна я темпера- тура чер- ного тела, X = 3.15 см. °К
Луна 3,84-108 1,74-106 4,4-10-22 0 27,3 16 2,56 11,6 1,1-10-22 0 220
Венера 3,7-Ю10 6,1-106 6,2-10-29 -68 225 27 247 40,7 1,2-10-29 -70 580
Марс 5,3-ЮЮ 3,4-106 4,6-10-36 -80 1,03 3 200 353 22,6 8,13,-10-32 -91 218
Меркурий 7,7-ЮЮ 2,4-10е 5.2-10-31 -89 88 27 513 16,0 1-10-31 -90 613’)
Юпитер 5.8-1011 7,1-10’ 1.6-10-31 -94 0,41 168 000 3 870 473 3,9-10- 34 -115 145
Сатурн 1.2-1012 6.0-10’ 5.5-Ю-зз -109 0,43 135 000 8 000 400 1,5-10-35 -129 120 1)
Уран 2,5-1012 2,5-10’ 5-Ю-зз -109 0,45 5 400 16 660 167 6,8-10-37 -153
Нептун 4,2-1012 2,6-10’ 6.8-10-36 -138 0,66 3 800 28 000 173 1,1-10-37 -150 1081)
Плутон 5,5-10’2 3,0-106 3,1-10-38 -161 36 600 20 /
Солнце 1,5-1011 7,0-108 3-Ю-2’ -52 t 1 000 4,66 60001)
1) Измерена на частотах оптического диапазона.
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
719
ным усилителем промежуточной частоты может следовать узкополосный
фильтр последетекторного интегратора в видеотракте с шириной полосы
В„ = 1/2т. Коэффициент улучшения отношения сигнал/шум за счет после-
детекторного интегрирования равен приблизительно (Вп. 4/Bv)1^. При
детектировании такого типа отношение сигнал/шум для сигналов, отра-
женных от планет, пропорционально величине лаЧсР JгВп ч, приведенной
в таблице.
Отметим, что здесь имеются некоторые изменения значений коэффи-
циента, характеризующего относительную сложность обнаружения объектов.
Влияние допплеровского расширения спектра, учитываемое коэффи-
циентами, приведенными в таблице, может показаться сравнительно неболь-
шим. Если спектр отраженного сигнала или его форма известны или могут
быть определены, то можно спроектировать приемник с характеристиками
согласованного фильтра, а не простого полосового фильтра с равномерной
частотной характеристикой, как принималось выше. В гл. 9 было показано,
что приемник с согласованным фильтром является оптимальным, так как
он создает максимальное отношение сигнал/шум на выходе схемы. Он,
однако, может быть применен только в том случае, когда известна форма
принимаемого сигнала. К сожалению, это не всегда имеет место при первых
исследованиях планет с помощью радиолокаторов.
Когда согласованный фильтр применить нельзя, влияние допплеров-
ского расширения спектра и связанное с этим ухудшение отношения сиг-
нал/шум можно устранить, проводя передачу короткими импульсами.
Если импульс достаточно короткий и его спектр значительно шире, чем
допплеровское расширение спектра, то ухудшение отношения сигнал/шум
будет небольшим.
Кроме допплеровского расширения спектра сигнала, происходит еще
и допплеровское смещение частоты, которое должно учитываться при рас-
чете приемника. Движение большинства планет относительно Земли доста-
точно хорошо известно из оптических наблюдений, поэтому его влияние
можно заранее компенсировать. Основные трудности может представить
неизвестное допплеровское расширение спектра, вызываемое вращением
планеты. Если вращение планеты точно известно, его влияние также можно
компенсировать путем правильного проектирования приемника. Скорость
вращения планеты можно определить по измеренному расширению спектра
отраженного сигнала.
В табл. 14.1 указано также время прохождения сигнала до планеты
и обратно. Это важный фактор, влияющий на расчет радиолокационной
станции для наблюдения планет. Большое время прохождения допускает
интегрирование отраженных сигналов за длительное время, что улучшает
условия наблюдения. Однако в некоторых случаях, например при радиоло-
кации Плутона, отраженный сигнал из-за большого времени прохождения
к планете и обратно (около 11 час) не может быть принят в том же месте,
откуда был послан зондирующий сигнал, вследствие вращения Земли.
В таблице приведены также данные об удлинении импульса, вызывае-
мом распространением сигнала на поверхности планеты. Указанное удли-
нение импульса произойдет, если поверхность планеты шероховатая. Глад-
кая поверхность не вызывает удлинения. Влияние удлинения импульса
аналогично влиянию допплеровского расширения его спектра, связанного
с вращением планеты. Чем больше имеется сведений о планете и ее поверх-
ности, тем в большей степени можно достичь приближения характеристик
проектируемого приемника к характеристикам приемника с согласованным
фильтром.
720
Глава 14
Обнаружение сигналов, отраженных от различных объектов солнечной
системы, может иногда лимитироваться шумом, создаваемым планетой как
некоторым эквивалентным черным телом с определенной температурой.
Этот шум попадает в приемник вместе с отраженным сигналом и ухудшает
отношение сигнал/шум. В табл. 14.1 указана температура эквивалентного
черного тела для планет, измеренная для 3-сантиметрового диапазона
(X = 3,15 см). Если нет данных об измерениях на частотах 3-сантиметрового
диапазона, приводятся температуры, измеренные на частотах оптического
диапазона.
Информация, получаемая при радиолокационных наблюдениях. Радио-
локационное наблюдение планет и других объектов солнечной системы
требует применения весьма сложной аппаратуры. Оно будет полезным лишь
в том случае, если будет давать новую информацию о солнечной системе.
К такой информации может быть отнесено: точное значение расстояния
до планет, скорость их вращения, состояние поверхности или данные
об атмосфере, окружающей планеты.
Радиолокация обеспечивает измерение дальности с высокой точностью.
В принципе радиолокационное измерение дальности позволяет определять
межпланетные расстояния со значительно большей точностью, чем изме-
рение с помощью оптических средств. Оптические измерения относитель-
ных положений планет позволяют определять величины с точностью до
1 - 10 е или 1-10’ при выражении расстояний в астрономических единицах.
Астрономическая единица широко применяется астрономами для измере-
ния расстояний в солнечной системе. Она равна среднему радиусу земной
орбитых). Абсолютная величина астрономической единицы определена
посредством оптических измерений с точностью (1-^-2)-10 3, т. е. еначи-
тельно худшей, чем точность относительных измерений дальности. Низкая
точность измерения астрономической единицы оптическими средствами
объясняется малой длиной базисных линий на Земле, а также влиянием
рефракции в земной атмосфере.
Радиолокационное измерение дальности не имеет таких ограничений,
как оптическое измерение. В принципе точность измерения дальности
радиолокационными методами зависит главным образом от того, с какой'
точностью определена скорость света. Лучшая теоретически возможная
точность радиолокационного измерения дальности позволяет определять
орбиты различных планет с большей точностью, чем при оптических изме-
рениях.
По изменениям формы отраженного от планеты сигнала можно судить
о состоянии ее поверхности, так же как и при радиолокации Луны. Пра-
вильный анализ отраженных сигналов позволяет установить, происходит ли
отражение от неровной, гористой местности или от сравнительно ровной
поверхности, например от океана. Измерения на различных частотах могут
дать некоторые сведения о характере материала поверхности планет.
В частности, таким путем можно обнаружить наличие растительности.
Дополнительное преимущество радиолокационных средств перед
оптическими состоит в возможности проникновения зондирующих сигна-
лов через атмосферу, окружающую планету, и получении сигналов, отра-
женных непосредственно от ее поверхности. Это особенно важно при наблю-
дении Венеры, окруженной атмосферой, не прозрачной для оптических волн.
Волны радиолокационной станции могут проходить сквозь атмосферу
планеты, если частота выбрана так, что энергия не поглощается и не рас-
]) Астрономическая единица равна 149,5 млн. км.— Прим. ред.
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
721
сеивается атмосферой. Однако поглощение радиоволн можно использовать
для определения состава атмосферы планет. Излучая энергию на различных
частотах и наблюдая изменения интенсивности отраженных сигналов,
можно определить степень поглощения энергии в атмосфере планеты в функ-
ции частоты и по этой зависимости установить состав атмосферы. Такой
метод требует значительного усложнения радиолокационной станции
и наличия достаточно полных сведений о поверхности планеты.
Рельеф поверхности можно определить путем измерения дальности
короткими импульсами. Но для измерений, основанных на получении
допплеровского смещения частоты, должны излучаться длинные импульсы.
Выбор формы излучаемого сигнала, при которой можно одновременно
получить хорошую разрешающую способность по дальности и допплеров-
ской частоте (разд. 10.8), иногда трудно осуществить, так как планеты
не являются точечными отражателями, а их отражательные свойства
не йсегда известны.
Угловые размеры планет слишком малы для того, чтобы можно было
получить удовлетворительное разрешение отдельных участков их поверх-
ности при помощи узкого антенного луча, как при радиолокации Луны
или Солнца. Было высказано предположение, что при детальном исследо-
вании поверхности планет информация, получаемая при анализе допплеров-
ского смещения частоты, может заменить данные, получаемые за счет раз-
решения по угловым координатам.
Скорость вращения планеты может быть определена по периодичности
изменения отраженных сигналов при длительных радиолокационных
наблюдениях, которое может быть вызвано наличием на планетах конти-
нентов или океанов. Если поверхность планеты шероховатая, то скорость
вращения планеты можно также определить по расширению диапазона
допплеровских частот. Имеются данные, что при добавлении одной или
нескольких приемных антенн, расположенных на определенном расстоя-
нии от радиолокационной станции так, что они образуют интерферометр,
можно определить не только скорость вращения планеты, но и направление
оси вращения. Интерферометр может также дать информацию о характере
поверхности планеты, так как при его использовании можно определить
величину удельной эффективной площади рассеяния поверхности планеты
в функции угла падения волн, измеряемого относительного поверхности
планеты.
В принципе радиолокационными методами можно установить наличие
или отсутствие ионосферы вокруг планеты. Простая импульсная радиоло-
кационная станция с высокой разрешающей способностью, работающая
на достаточно низкой частоте, позволит установить существование ионо-
сферы вокруг планеты по приему сигналов, отраженных от участков про-
странства, находящихся на дальностях, меньших, чем расстояние до поверх-
ности планеты. Сигналы, отраженные от ионосферы, будут больше зависеть
от рабочей частоты станции, чем сигналы, отраженные от поверхности
планеты. Частота радиолокационной станции должна быть достаточно
высокой, чтобы волны проходили через ионосферу Земли, и вместе с тем
достаточно низкой, чтобы они отражались от ионосферы планеты. По резуль-
татам наблюдений за вращением плоскости поляризации радиоволн можно
получить некоторые сведения о магнитном поле планет, имеющих ионосферу.
Информация, получаемая при радиолокационном зондировании пла-
нет, может быть также получена при помощи космических кораблей, как
пилотируемых, так и беспилотных. Космические корабли могут собирать
значительно больше информации, чем наземные радиолокационные стан-
V4 46 М. Сколник
722
Глава 14
ции. Исключением может явиться исследование таких районов, как солнеч-
ная корона. Радиолокационные станции для исследования планет более
громоздки и сложны по сравнению со станциями наземного применения,
однако их сооружение обойдется все же дешевле, чем запуск космических
кораблей. Кроме того, радиолокационные исследования позволяют более
обоснованно осуществлять проектирование космических кораблей. Боль-
шие радиолокационные системы, разработанные для исследования планет,
могут быть также использованы для связи с космическими кораблями.
Радиолокационное наблюдение планет. В 1958 г. при помощи радио-
локационной станции Милстоун Хилл были приняты сигналы, отраженные
от Венеры. Станция работала на частоте 440 Мгц импульсами длительностью
2 мсек, при частоте повторения импульсов 30 гц. Пиковая мощность состав-
ляла 265 кет. Станция имела антенну диаметром 25 м. На входе прием-
ного устройства был применен квантовый усилитель, благодаря чему эффек-
тивная шумовая температура приемника не превышала 170° К- В этих
условиях отношение сигнал,шум для одиночного отраженного от Венеры
импульса при дальности около 45 млн. км равнялось, по данным вычисле-
ний,— 10 дб. Такой сигнал слишком слаб для обнаружения. С целью повыше-
ния отношения сигнал/шум производилось накопление (интегрирование)
большого числа таких слабых импульсов. Интегрирование импульсов проис-
ходило в течение приблизительно 4,5 мин, т. е. времени, необходимого для
прохождения электромагнитной энергии до Венеры и обратно.
Для обнаружения Венеры импульсы излучались в течение 4,5 мин.
В конце этого периода передатчик выключался и к антенне подключался
приемник. В течение следующих 5 мин сигналы с выхода приемника запи-
сывались в цифровой форме на магнитную ленту для последующей обра-
ботки на цифровой вычислительной машине IBM-704. Машина была запро-
граммирована так, что она работала как взаимно корреляционный де-
тектор .
За 4,5 мин передатчик, работающий с частотой повторения 30 гц, мог
послать примерно 8100 импульсов. Однако непрерывная последовательность
из 8100 импульсов не использовалась, так как при выбранной частоте повто-
рения измерение дальности было бы неоднозначным. Неоднозначный интер-
вал дальности был бы меньше точности измерений, выраженных в астроно-
мических единицах. Это не позволило бы определить истинное расстояние
до планеты. Для преодоления этой трудности в экспериментах, выполненных
станцией Милстоун Хилл, была применена модуляция импульсного излу-
чения по коду, период которого приблизительно равнялся времени про-
хождения сигнала до Венеры и обратно. Модуляция последовательности
импульсов давала возможность так распределить отраженные импульсы
по времени, что неоднозначность устранялась. Это выполнялось автомати-
чески при обработке данных цифровой машиной, даже если импульсы
были затеряны в шуме.
Модуляция последовательности импульсов осуществлялась просто
выключением и включением передатчика. Кодирование импульсов, осно-
ванное на произвольном изменении фазы излучаемых колебаний на обрат-
ную, также было испытано при первых попытках наблюдения Венеры,
но безуспешно. Модуляция изменением фазы должна в принципе давать
большее отношение сигнал, шум, чем простая модуляция включением
и выключением передатчика, так как при ней передаются все импульсы.
Однако для осуществления такой модуляции необходимо, чтобы отражен-
ные импульсы были когерентными. Для сигналов, отраженных от Венеры,
это условие не выполняется.
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
723
Цифровая вычислительная машина определяет взаимную корреляцию
сигналов аналогично тому, как это описано в разд. 9.3. Аналог излучен-
ного сигнала умножается на принятый сигнал и результат усредняется
за определенный период времени. Так как точное время прихода отражен-
ного сигнала неизвестно (оно также подлежит измерению), при обработке
методом взаимной корреляции нужно брать различные временные интер-
валы, охватывающие предполагаемую дальность. Факт обнаружения уста-
навливается по интервалу времени, дающему напряжение на выходе кор-
релятора, значительно превышающее среднеквадратичное значение выход-
ного сигнала вычислительной машины.
Взаимная корреляция сигналов должна выполняться также для каж-
дого из возможных значений допплеровского смещения частоты. Однако
скорость движения Венеры относительно Земли достаточно хорошо извест-
на, поэтому такие вычисления не были необходимыми. Узкополосные
фильтры приемника были просто настроены на ожидаемую частоту отра-
женных сигналов.
Применение универсальной цифровой вычислительной машины для
обработки сигналов методом взаимной корреляции является мощным сред-
ством техники обнаружения. Влияние различных целей может быть про-
верено посредством простого сравнения принятого сигнала с различными
введенными в запоминающее устройство машины опорными сигналами.
Сигнал, дающий максимальное сходство с опорным сигналом, с наиболь-
шей вероятностью является действительным сигналом. Например, можно
сделать определенные предположения о рассеивающих свойствах поверх-
ности планеты. Влияние каждого фактора на отраженный сигнал может
быть вычислено или определено другим путем, и соответствующие гипоте-
тические сигналы можно использовать как опорные при вычислении взаим-
ной корреляции. Гипотетический сигнал, при котором получается наилуч-
шая функция взаимной корреляции, наиболее точно соответствует дей-
ствительным условиям.
При вычислении взаимной корреляции для отраженных от Венеры
сигналов было учтено их расширение во времени вследствие удаления
планеты за период наблюдения. Коррекция может быть сделана по данным
об орбите планеты, полученным посредством оптических измерений.
Фиг. 14.2 иллюстрирует обработку вычислительной машиной методом
взаимной корреляции сигналов, отраженных от Венеры. Показана только
центральная часть (16%) временного интервала, в течение которого факти-
чески определялась взаимная корреляция. Этот временной интервал равен
±0,1% суммарного времени прохождения сигнала и соответствует погреш-
ности в измерении астрономической единицы оптическими средствами. Две
верхние кривые представляют сигнал на выходе коррелятора для двух
различных случаев. Положение планеты определяется по максимальному
пику в средней части диаграммы. Черные стрелки отмечают дальность,
вычисленную по значениям астрономической единицы и скорости света.
Получившееся совпадение является случайным, так как величины, исполь-
зованные для вычисления положений планеты, были установлены Между-
народным астрономическим союзом и не совпадают с общепринятыми. Ниж-
няя кривая на фиг. 14.2 представляет собой форму выходного напряже-
ния коррелятора, соответствующего случаю приема отраженного сигнала
без шума.
Первые опыты радиолокации Венеры позволили определить новое
значение астрономической единицы (позднее было показано, что оно неточ-
но). Кроме того, они показали отсутствие корреляции от импульса к импуль-
46*
724
Глава 14
су, что объясняется влиянием поверхности планеты. Вместе с тем не наблю-
далось разрыва отдельных импульсов, что указывает на когерентность
отраженных сигналов в интервале 2 мсек (длительность импульса).
Весной 1961 г. лаборатория реактивных двигателей Калифорнийского
технологического института проводила интенсивные наблюдения Венеры.
Получавшиеся отношения сигнал/шум позволяли обнаруживать отражен-
ные сигналы за несколько минут. Благодаря этому отпадала необходимость
в трудоемкой и длительной обработке сигналов. Передатчик мощностью
Относительное совпадение записанных сигналов и Временных метон, м сен
Ф и г. 14.2. Сигнал на выходе коррелятора при приеме отраженных от Венеры
сигналов.
а — наблюдение 10 февраля 1958 г.; б — наблюдение 12 февраля 1958 г.; в — функция взаимной
корреляции для отраженного сигнала без шума.
13 кет с антенной диаметром 26 л работал в непрерывном режиме на частоте
2388 Мгц. Отдельная приемная антенна такого же диаметра располагалась
на расстоянии 12,5 км от передатчика и экранировалась от него рельефом
местности. Шумовая температура приемного устройства равнялась 60° К;
полоса пропускания составляла 1 гц. При этих параметрах получалось
отношение сигнал шум, равное в среднем 10 дб. Такое большое отношение
сигнал шум (по сравнению с полученным станцией Милстоун Хилл) было
достигнуто за счет большего усиления антенны и более низкой шумовой
температуры системы. Это стало возможным благодаря использованию
более высокой рабочей частоты (2388 Мгц вместо 440 Мгц в станции Мил-
стоун Хилл). Другой причиной улучшения чувствительности была узкая
полоса пропускания приемника.
По результатам радиолокационных измерений расстояния Земля —
Венера величина астрономической единицы оказалась равно 149 599 000 км
с точностью 0,001 %. Небольшое допплеровское смещение частоты отра-
женного сигнала указывало на то, что Венера вращается очень медленно
и совершает один полный оборот вокруг Солнца за 225 земных суток. Венера
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
725
оказалась лучшим отражателем, чем Луна. Ее отражательная способность
равна приблизительно 10—15% отражательной способности полированной
сферы одинаковых размеров, тогда как для Луны эта величина составляет
только 2%. Излучаемый сигнал имел круговую поляризацию. Сравнение
амплитуд принятых отраженных сигналов с круговой поляризацией при
излучении сигналов с левой и правой поляризациями показывает, что шеро-
ховатость поверхности Венеры приблизительно такая же, как и поверх-
ности Луны, т. е. неровности соизмеримы с длиной волны излучаемого
сигнала.
14.4. РАДИОЛОКАЦИЯ СОЛНЦА
Для радиолокационных станций Солнце представляет собой динами-
ческий изменяющийся газообразный объект, который может отражать,
преломлять или поглощать падающие на него электромагнитные волны.
Кроме того, оно само излучает довольно интенсивный шум. Как следует
из табл. 14.1, для обнаружения отраженных от Солнца сигналов потребо-
валась бы радиолокационная станция с чувствительностью на 50 дб выше,
чем у применяемой для радиолокации Луны, при условии одинаковой отра-
жательной способности Солнца и Луны. Поскольку, однако, их отражатель-
ные свойства не одинаковы, то расчет радиолокационной станции для наблю-
дения Солнца должен производиться на основе других исходных данных,
чем расчет станции для наблюдения Луны или планет. Радиолокационные
станции для наблюдения Солнца должны иметь более высокую чувствитель-
ность, чем указанная в табл. 14.1, и обычно работают на более низких
частотах по причинам, указанным ниже.
Солнце окружено короной, представляющей собой массу ионизирован-
ного газа при высокой температуре, простирающегося на расстояние, рав-
ное нескольким солнечным радиусам. Ионизированная солнечная корона
оказывает существенное влияние на эффективную площадь рассеяния.
При этом эффективная площадь рассеяния Солнца оказывается больше его
оптического диска. Однако получающееся благодаря этому преимущество
компенсируется рефракцией и поглощением радиоволн в солнечной короне.
Рефракция уменьшает эффективную площадь рассеяния, так как радио-
волны отклоняются от направления на отражающую поверхность. Погло-
щение радиоволн в короне быстро увеличивается при повышении частоты.
С повышением частоты радиоволны до их отражения глубже проникают
в корону. Уменьшение эффективной площади рассеяния при повышении
частоты объясняется отражением от меньшей физической поверхности,
а также дополнительным поглощением из-за увеличившегося пути распро-
странения. Поэтому для радиолокационного наблюдения Солнца предпоч-
тительнее использовать низкие, а не высокие частоты.
Другим интересным свойством Солнца, делающим его необычной радио-
локационной целью, является изменение его короны. Солнечная корона
нормально состоит из некоторого числа радиальных лучей, картина кото-
рых изменяется за несколько суток или меньший период времени. Могут
быть также изменения с периодом в несколько секунд или минут, затруд-
няющие радиолокационное обнаружение. При правильном выборе формы
передаваемого сигнала и применении необходимой обработки отраженных
сигналов использование радиолокационных методов наблюдения позволяет
получить дополнительную информацию о структуре и временных измене-
ниях короны.
Ч2 46 М. Сколннк
726
Глава 14
Излучаемый Солнцем шум на несколько порядков выше уровня шума
других планет. Кроме того, иногда наблюдаются вспышки излучения шума
нетеплового происхождения. Эти вспышки могут быть на несколько поряд-
ков выше обычно излучаемого шума. Как всплески шумового излучения
большой интенсивности, мешающие радиолокационным наблюдениям, так
и статистику шума нетеплового происхождения заранее определить трудно.
Это затрудняет разработку оптимальной станции обнаружения. Солнечный
шум возрастает с повышением частоты (разд. 8.6), что также делает жела-
тельным применение низкой частоты для радиолокационного наблюде-
ния.
Рабочую частоту радиолокационной станции не следует выбирать
слишком низкой, так как при понижении частоты быстро усиливается
космический шум (фиг. 8.6). Кроме того, радиосигналы с частотой ниже
некоторой предельной не могут проходить сквозь земную ионосферу.
При низкой частоте для получения достаточно узкого луча потребуется
антенна очень больших размеров.
Исследования возможностей радиолокационного наблюдения Солнца
показали, что оптимальный диапазон частот лежит вблизи 30 Мгц.
При радиолокации Солнца в апреле 1959 г. ученые Стэнфордского уни-
верситета использовали методы обработки сигналов, аналогичные приме-
нявшимся в лаборатории Линкольна Массачусетского технологического
института при обнаружении Венеры. Антенная система радиолокационной
станции состояла из четырех ромбических антенн, занимавших прямо-
угольник с размерами 250 X 220 м. Усиление антенны на рабочей частоте
25,6 Мгц составляло 25 дб. Средняя мощность передатчика равнялась
40 кет. Отношение сигнал/шум для отраженных сигналов перед детекти-
рованием равнялось —22 дб. За время прохождения сигнала до Солнца
и обратно (16 мин) передатчик включался и выключался через 30-секундные
интервалы. Перед приходом первого отраженного сигнала к радиолокатору
передатчик отключался, а антенна подключалась к приемнику. В течение
следующих 12 мин производилась запись отраженных сигналов на магнит-
ную ленту. Ширина полосы пропускания приемника по промежуточной
частоте равнялась 2 кгц и выбиралась с учетом расширения спектра отра-
женного сигнала вследствие вращения Солнца. Приемник был настроен
на частоту передаваемого сигнала, так как допплеровское смещение частоты
было меньше 25 гц. Лента с записью отраженных сигналов (и шума) вво-
дилась в электронную вычислительную машину IBM-797, которая опре-
деляла взаимную корреляцию этих сигналов с аналогом излученного сиг-
нала, также записанного на ленте. На выходе вычислительной машины
получалась функция взаимной корреляции излученного и принятого сиг-
налов. Она имела форму треугольника, вершина которого указывала поло-
жение Солнца.
14.5. РАДИОЛОКАЦИЯ МЕТЕОРОВ
Метеорами называются явления, связанные с проникновением в атмо-
сферу Земли частиц космического происхождения (метеоритов), которые
при вхождении в земную атмосферу раскаляются от столкновений с молеку-
лами воздуха и сгорают. При сгорании метеориты оставляют за собой иони-
зированные следы, способные отражать сигналы радиолокаторов. Боль-
шинство метеоритов полностью сгорает на высотах 80—120 км над поверх-
ностью Земли. Изучение отраженных сигналов позволяет не только лучше
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
727
познать природу метеоров, но и получить дополнительные данные о состоя-
нии верхних слоев атмосферы и происходящих в них процессах.
Видимые метеоры образуются метеорными телами, имеющими массу
от 1 г до миллионных долей грамма. По произведенным подсчетам в земную
атмосферу ежесуточно проникает более 100 млн. метеорных тел, общая
масса которых, включая редко долетающие до Земли тела, достигает 1 т.
Скорость метеорных тел находится в пределах 11—72 км/сек. Вычисленная
теоретически эффективная площадь рассеяния видимых невооруженным
глазом метеоров равна приблизительно 0,2-10® м2 на частоте 30 Мгц при
дальности 150 км (эффективная площадь рассеяния прямо пропорциональна
дальности и длине волны).
Метеоры могут быть спорадическими или ливневыми. Спорадические
метеоры составляют около 3/4 общего их количества. Траектории и скорости
спорадических метеоров случайны. Возникновение ливневых метеоров
может быть в известной мере прогнозировано. Метеоры в потоке движутся
по параллельным траекториям с одинаковой скоростью и как бы вылетают
из одной точки небесной сферы. Метеорные потоки наблюдаются в то время
года, когда орбита Земли пересекает рои метеорных тел. Большинство
метеорных потоков наблюдается ежегодно регулярно в одно и то же
время.
Как правило, метеорные частицы сами по себе слишком малы, чтобы
их можно было обнаружить. Метеорные частицы наблюдаются визуально
и радиолокационными средствами по ионизированным следам, которые они
оставляют. Существуют два типа отраженных сигналов, которые могут
различаться радиолокационными средствами. Одни из них, называемые
головными отраженными сигналами, получаются вследствие отражения
радиоволн от движущихся облаков ионов, создаваемых метеоритом во время
формирования ионизированного следа. Головной отраженный сигнал дви-
жется со скоростью метеора и имеет сравнительно небольшое время суще-
ствования. Вследствие большой скорости метеоров возникает значительное
смещение частоты головного отраженного сигнала. Головной отраженный
сигнал наблюдается сравнительно редко, особенно на более высоких час-
тотах.
Сигналы другого типа — это главные сигналы, отраженные от ионизиро-
ванного следа. Линейная плотность ионизированного следа, оставляемого
метеоритом, может изменяться от 1010 до 10й электронов на метр. Так как
ионизированный след можно считать неподвижным по сравнению с быстро
перемещающимся головным отраженным сигналом, допплеровское смеще-
ние частоты сигнала от ионизированного с деда относительно невелико
и вызывается главным образом атмосферными высотными ветрами. Скорость
этих ветров на высотах, где наблюдаются метеоры, может достигать 10—
100 м/сек. Длительность отраженных от ионизированного следа сигналов
зависит от времени рекомбинации электронов и положительных ионов,
составляющих ионизированный след.
Хотя большинство отраженных от метеоров сигналов при радиолока-
ции их на УВЧ существует небольшое время, равное долям секунды, отдель-
ные отраженные сигналы могут наблюдаться несколько секунд. Теорети-
чески длительность отраженного от метеора сигнала пропорциональна
квадрату длины волны, а мощность — кубу длины волны.
Количество энергии, отражающейся от ионизированного следа, зави-
сит от ракурса, под которым он наблюдается. Максимальный отраженный
сигнал получается в тех случаях, когда луч радиолокационной станции
перпендикулярен к метеорному следу. Зависимость интенсивности отра-
46*
728
Глава 14
женного сигнала от угла наблюдения может быть использована для опре-
деления направления движения метеоров.
Сигналы, отраженные от метеоров, могут иметь быстро нарастающий
фронт, за которым следуют колебания с возрастающей частотой. Это объяс-
няется дифракционными эффектами Френеля, причем колебания амплитуды
могут быть использованы для определения скорости метеоров.
Радиолокационное наблюдение метеоров имеет большое значение для
астрономов, так как позволяет получить данные об орбите, скорости, раз-
мерах и частоте появления метеоров. При помощи радиолокации можно
определить характеристики ионизации, диффузии и рекомбинациии ионов
и состав верхних слоев атмосферы, в которых происходит ионизация.
Некоторые сведения о скорости, направлении и турбулентности в верхних
слоях атмосферы может дать допплеровское смещение частоты сигнала,
отраженного от ионизированного метеорного следа. По радиолокационным
данным можно также определить давление, плотность и температуру
на высотах около 100 км.
Одно из основных преимуществ радиолокационных наблюдений состоит
в том, что они позволяют обнаружить больше метеоров, чем при визуаль-
ных наблюдениях. В период отсутствия метеорных потоков наблюдатель
может обнаруживать визуально несколько метеоров в 1 час, а радиолока-
ционная станция — несколько сотен метеоров в 1 час. Во время максимума
потока Джакобинид в октябре 1946 г. радиолокационная станция обна-
руживала до 168 метеоров в 1 мин.
Другое преимущество радиолокационных наблюдений перед визуаль-
ными заключается в возможности их выполнения в любую погоду, при
наличии облачности, днем и ночью. Способность радиолокационной стан-
ции обнаруживать метеоры в дневное время привела к открытию новых
потоков, наблюдаемых только в дневное время, которые не могли быть
обнаружены другими средствами.
Выше упоминалось, что радиолокационные наблюдения позволяют
определить скорость метеоров. Не было обнаружено ни одного метеора,
скорость которого превышала бы скорость выхода тела из солнечной систе-
мы. На основании этого было сделано заключение, что метеориты являются
элементами нашей солнечной системы, а не телами межзвездного происхож-
дения. Поэтому орбиты метеоритов представляют собой эллипсы, а не гипер-
болы. Это заключение, вероятно, нельзя было бы сделать на основании
только оптических измерений.
Радиолокационная станция обнаружения внеземных объектов за метеор-
ным поясом (находящимся на высоте 80—120 км над Землей) может также
обнаруживать и метеориты на дальностях, соответствующих интервалу
высот, в котором они создают ионизацию. Приходящие из этой области
отраженные сигналы могут попадать в приемник и мешать обнаружению
полезных целей. Действие их аналогично мешающему влиянию отражений
от земной поверхности на работу обычной наземной системы. Мешающие
метеорные отражения можно ослабить или подавить путем: 1) выключения
(стробирования) радиолокационного приемника на интервале дальностей,
соответствующем высоте метеорного пояса, 2) селекции сигналов от полез-
ных целей на основе отличия их скоростей от скоростей метеоров и 3) при-
менения высокой рабочей частоты, при которой интенсивность сигналов,
отраженных от метеоров, будет невелика.
Результаты радиолокационного изучения метеоров с успехом исполь-
зуются при проектировании систем дальней радиосвязи, работа которых
основана на использовании рассеяния радиоволн метеорными следами.
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов 729
Оптимальные частоты для таких систем связи лежат в нижней части диапа-
зона УВЧ. Хотя каждый метеорный след существует кратковременно,
за время его существования можно передать значительную часть сообще-
ния. Сообщение передается частями при появлении метеорных следов.
Отдельные части передаваемого сообщения записываются в накопителе
приемной станции до окончания приема всего сообщения. Использование
рассеяния радиоволн метеорами позволяет создавать сравнительно быстро-
действующие системы связи, действующие на расстояниях 500—1500 км,
при небольшой мощности передатчика и простой антенной системе.
14.6. РАДИОЛОКАЦИОННОЕ НАБЛЮДЕНИЕ ПОЛЯРНЫХ
СИЯНИЙ
Полярное сияние представляет собой сложное быстро изменяющееся
явление, вызываемое возбуждением и ионизацией газов, образующих
верхние слои земной атмосферы, быстрыми заряженными частицами,
испускаемыми Солнцем. При попадании этих заряженных частиц в верх-
ние слои атмосферы они взаимодействуют с магнитным полем Земли и вызы-
вают свечение, принимающее разнообразные формы. В северных широтах
полярные сияния наиболее часто наблюдаются вблизи 67° геомагнитной
широты (отсчитываемой относительно северного геомагнитного, а не геогра-
фического полюса). В зоне максимальной активности полярных сияний их
можно наблюдать почти в каждую ясную ночь. К северу или к югу от зоны
максимальной активности сияний их частота и интенсивность уменьшаются.
Аналогичные явления свечения наблюдаются в южном полушарии.
Как установлено, повышенная активность полярных сияний следует
за солнечными бурями. Существует прямая связь между солнечной актив-
ностью и интенсивностью полярных сияний. Повышенная интенсивность
полярных сияний наблюдается примерно через 1—2 дня после солнечных
возмущений (время полета заряженных частиц от Солнца до Земли). В тече-
ние этого времени сияния можно видеть на широтах, далеко отстоящих
от нормальных зон сияния. Было установлено, что интенсивность поляр-
ных сияний изменяется в соответствии с 11-летним периодом солнечной
активности. Сияния чаще наблюдаются примерно в течение 2 лет после
максимума солнечных пятен и реже во время их минимума.
Полярные сияния образуются в ионосферном слое Е на высотах 90-—
ПО км. В отдельных случаях они наблюдались на высотах ниже 70 км
и выше нескольких сотен километров.
Ионизация, являющаяся причиной полярных сияний, вызывает также
отражения электромагнитной энергии. Более сильные отраженные сигналы
получаются на более низких частотах, поэтому большинство радиолока-
ционных наблюдений было проведено на метровых или наиболее длинных
дециметровых волнах. В общем радиолокационные отраженные сигналы
коррелированы в пространстве и времени с визуально наблюдаемыми кар-
тинами полярных сияний, но интенсивность этих сигналов не связана про-
стой зависимостью с яркостью сияния.
Полярное сияние при правильном его облучении может иметь очень
большую эффективную площадь рассеяния. Сообщалось, например, что
эффективная площадь рассеяния сильного полярного сияния достигала
30 км2 на частоте 50 Мгц.
Интенсивность отражений от полярных сияний можно также характе-
ризовать эффективным коэффициентом отражения. Этот коэффициент опре-
730
Глава 14
деляется как отношение интенсивности действительно принятого сигнала
к интенсивности сигнала, который мог бы быть получен при зеркальном
отражении от большого металлического листа, находящегося на таком же
удалении, как и полярное сияние. На частоте 100 Мгц максимальный
эффективный коэффициент отражения от сильного сияния оказался равным
10-4. Это значит, что почти вся падающая на полярное сияние энергия про-
ходит через него и только небольшая ее доля отражается.
Можно предположить, что области ионизации, благодаря которым
получаются радиолокационные отраженные сигналы, образуют небольшие
цилиндрические столбы, или удлиненные «капли», со сравнительно боль-
шим отношением длины к диаметру, ориентированные вдоль силовых линий
магнитного поля Земли. Точный механизм рассеяния электромагнитной
энергии неизвестен. Максимальное отражение получается в случае, когда
луч антенны направлен перпендикулярно цилиндрическим столбам иони-
зированного газа, располагающимся вдоль силовых линий магнитного
поля. Вследствие этого отраженные от полярного сияния сигналы, наблю-
даемые любой радиолокационной станцией, будут зависеть в значительной
мере от расположения радиолокационной станции и направления ее луча.
Условия, при которых получаются максимальные отраженные сигналы,
могут быть найдены путем вычисления угла между направлением луча
радиолокационной станции и направлением силовых линий магнитного
поля Земли. Последнее можно аппроксимировать полем магнитного диполя,
расположенного в центре Земли. Если луч радиолокационной станции
падает нормально или почти нормально к силовым линиям магнитного
поля на высоте около 100 км, то получение отраженных от полярных сияний
сигналов является наиболее вероятным.
Зависимость интенсивности отраженных сигналов от направления
визирования полярных сияний является одним из важных факторов, опре-
деляющих возможность их наблюдения радиолокационными средствами.
При отклонении радиолокационного луча от перпендикулярного направ-
ления число отраженных сигналов и их интенсивность уменьшаются.
На более низких частотах эта зависимость менее заметна. На частотах
около 400 Мгц допуск на отклонение луча от нормального направления
может составлять несколько градусов.
Наблюдаются два типа отраженных от полярных сияний сигналов,
называемых дискретными и диффузными. Дискретные отраженные сигналы
наблюдаются наиболее часто; они коррелированы с видимыми в ночное
время конфигурациями полярных сияний. Получаются они от ионизиро-
ванных образований в слое Е ионосферы, ориентированных относительно
магнитного поля Земли, как показано на фиг. 14.3, и лежащих в плоскости,
перпендикулярной радиолокационному лучу. При такой ориентации отра-
женный сигнал не смещается по дальности при изменении угла места луча.
Дискретные отраженные сигналы обнаруживаются в периоды темноты,
когда солнечный свет не попадает в область слоя Е ионосферы. Суточный
ход интенсивности отраженных сигналов имеет широкий максимум с цент-
ром около местной полуночи. Хотя эти отраженные сигналы и называются
дискретными, они имеют сложную форму и по характеристикам сходны
с сигналами от большого количества хаотически расположенных движущих-
ся отражателей. За несколько минут своего существования они претерпе-
вают быстрые замирания.
Диффузные отраженные сигналы получаются от ионизированных обра-
зований в слое Е ионосферы, ориентированных вдоль слоев, почти парал-
лельных земной поверхности. Поэтому диффузные сигналы дают уменьше-
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
731
ние дальности при увеличении угла места антенны радиолокационной стан-
ции. На фиг. 14.3 показано типичное расположение диффузного и дискрет-
ного ионизированных образований по данным радиолокационных наблюде-
ний на Аляске. Отличительной чертой диффузных отраженных сигналов
является то, что они наблюдаются только в дневное время, когда область
отражения освещена Солнцем. Их можно наблюдать с большей вероятно-
стью в часы, когда в атмосфере происходят наибольшие изменения, т. е.
в ранние утренние и поздние вечерние часы. В полдень, когда атмосферные
условия стабильны, интенсивность отраженных сигналов минимальна. Для
по долготе. В отличие от дискретных отраженных сигналов они существуют
в течение сравнительно большого периода времени (порядка нескольких
часов) и редко перемещаются. Сигналы обоих типов имеют одинаковые
допплеровские характеристики.
Зависимость изменений интенсивности отраженных от полярных сия-
ний сигналов от частоты определить трудно вследствие их быстрых флук-
туаций во времени. Все же было установлено, что интенсивность отражен-
ных сигналов с повышением частоты быстро уменьшается. Кроме того,
и зависимость интенсивности отраженных сигналов от направления визи-
рования также становится более заметной на более высоких частотах.
Высказано предположение, что интенсивность этих сигналов изменяется
пропорционально f~b, но отмечалась также зависимость вида f~10 для дискрет-
ных отраженных сигналов, когда область отражения не полностью запол-
няла диаграмму направленности антенны станции. Отраженные от север-
ных сияний сигналы почти не наблюдаются радиолокационными станциями,
работающими на частотах 1000—2000 Мгц или более высоких частотах
Полярное сияние дискретного или диффузного характера смещает
частоту и расширяет спектр отраженных сигналов. Расширение спектра
подобно увеличению шума и объясняется случайными скоростями элемен-
тарных отражателей области полярного сияния. Смещение частоты может
быть объяснено движением самой области полярного сияния. Как смещение
частоты, так и расширение спектра пропорциональны несущей частоте
732
Глава 14
сигнала. Этого следует ожидать, если оба изменения вызываются эффектом
Допплера. Смещение частоты может происходить в обе стороны от несущей.
При несущей 400 Мгц смещение частоты отраженного сигнала достигало
2,5 кгц. Было также установлено, что величина и знак допплеровского сме-
щения не всегда коррелированы с измеренными изменениями дальности
ионизированных областей полярного сияния, как этого следовало бы ожи-
дать в случае, если бы цель представляла собой движущийся металличе-
ский лист.
Широкий частотный спектр и смещение частоты отраженных сигналов
указывают на то, что полярное сияние является сложной радиолокационной
целью. Амплитуда отраженных сигналов быстро флуктуирует во времени.
Эти флуктуации характеризуются распределением вероятности по релеев-
скому закону. Флуктуации амплитуды и частотный спектр взаимосвязаны.
Если колебания амплитуды вызваны интерференцией отражений от дви-
жущихся областей полярного сияния, скорость отражателей должна быть
около 500 м/сек, т. е. на порядок выше нормальной скорости дрейфа слоя Е.
Наряду с наблюдением отражения радиолокационных сигналов от по-
лярных сияний проводились также эксперименты по изучению распростра-
нения в них радиоволн. В этих экспериментах использовалось отражение
энергии от Луны при осуществлении связи по трассе Земля — Луна —
Земля. Часть пути отраженной энергии проходила через область полярных
сияний. Эксперименты, проведенные на частоте 400 Мгц, показали, что
полярные сияния, находящиеся на пути распространения отраженной
энергии, вызывают быстрые флуктуации (с периодом в несколько минут)
угла поляризации принимаемого сигнала. Вероятно, это вызывается изме-
нениями общего количества электронов в ионосфере. Наблюдалось также
повышение интенсивности замираний отраженных сигналов, которое
не может быть объяснено только либрацией Луны. На этой частоте замет-
ного поглощения сигнала в полярном сиянии не происходит. По наблюде-
ниям за излучением небесных тел поглощение при распространении энер-
гии в области полярных сияний в одном направлении может достигать 3 дб
на частоте 30 Мгц. (Антенна при наблюдениях была направлена в зенит.)
При распространении радиоволн в прямом и обратном направлениях и от-
клонении радиолокационного луча на некоторый угол от зенита поглоще-
ние на частоте 30 Мгц можно считать равным 12 дб. Поскольку поглощение,
выраженное в децибелах, почти пропорционально квадрату длины волны,
поглощение на частоте 10 Мгц может достигать 80 дб, но должно быть
ничтожно малым на метровых и более коротких волнах.
14.7. РАДИОЛОКАЦИОННОЕ НАБЛЮДЕНИЕ
ИОНИЗИРОВАННЫХ СРЕД
Отражения от ионосферы. Окружающая Землю ионосфера была пер-
вой внеземной целью, обнаруженной благодаря отражению от нее радио-
волн. Электромагнитная волна, падающая на область ионизированного
газа, какой является ионосфера, может поглощаться, преломляться, отра-
жаться или проходить через нее с незначительным ослаблением. Полное
отражение происходит, если при частоте f падающей волны выполняется
условие
f2 = _A£L = 81N, (14.3)
' 4леот
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
733
где N— число электронов в 1 м3; е — заряд электрона (1,59-10~18 k\,
т — масса электрона (9-10~31 кг), е« — диэлектрическая постоянная сво-
бодного пространства (1/36 л-10“8 ф!м).
Из выражения (14.3) следует, что волна с частотой f будет отражаться
от ионосферы на высоте, где концентрация электронов равна N = /2/81.
Частота волны, отражающейся от слоя ионосферы с максимальной электрон-
ной концентрацией, называется критической частотой. Волны с частотами
ниже критической отражаются к Земле; волны с более высокими частотами
проходят через ионосферу. Так как ионосфера состоит из нескольких слоев
с различной концентрацией электронов (например, слои D, Е, Fl и F2),
то каждому из них будет соответствовать своя критическая частота.
Измерение действующей высоты ионосферы имеет важное значение для
прогнозирования условий распространения коротких волн. (Действующей
высотой ионосферы называется высота, на которой как бы происходит
отражение радиоволн. Она больше высоты электронного слоя, вызывающего
отражение, так как электромагнитные волны распространяются в ионизи-
рованных областях более медленно, чем в свободном пространстве.) Зна-
ние действующей высоты ионосферы на пути распространения коротких
волн от передатчика к приемнику позволяет определить оптимальную
частоту для связи.
В применяемом для измерения действующей высоты ионосферы обору-
довании используется принцип радиолокатора. Это так называемые стан-
ции зондирования ионосферы. Типичной установкой для измерения высоты
ионосферы может служить автоматическая станция С4 с качающейся часто-
той зондирующего сигнала. Она излучает импульсные сигналы. Частота
передатчика непрерывно изменяется в диапазоне от 1 до 25 Мгц для изме-
рения высоты ионосферы как функции частоты. Изменение частоты в ука-
занных пределах может происходить в течение 15, 30 и 120 сек. Излучаемая
пиковая мощность составляет 30 кет на относительно более низких часто-
тах и 10 кет на более высоких частотах. Импульсы длительностью 50 мксек
излучаются с частотой повторения от 10 до 70 гц. Полоса пропускания
приемника равна 25 кгц.
Станция ионосферного зондирования дает высотно-частотную харак-
теристику ионосферы, т. е. зависимость действующей высоты ионосферы
от частоты; эта характеристика автоматически записывается на пленку.
Между частотой отраженного сигнала и концентрацией электронов имеется
определенная зависимость, характеризуемая выражением (14.3). Пример
высотно-частотной характеристики ионосферы показан на фиг. 14.4.
На низких частотах диапазона действующая высота изменяется медленно;
это указывает на то, что отражение происходит от высоких уровней слоя
и что плотность ионизации с высотой возрастает. При приближении к крити-
ческой частоте слоя действующая высота ионосферы резко возрастает, дости-
гая больших величин. При частотах выше критической энергия уже не отра-
жается, а распространяется дальше в ионизированном слое. Однако она
может отражаться от следующего слоя с большей плотностью ионизации.
На частотах выше первой критической (соответствующей нижнему слою)
действующая высота лишь немногим больше высоты первого слоя. С повы-
шением частоты зондирующих сигналов она вначале изменяется медленно,
а при приближении к критической частоте второго слоя снова резко воз-
растает и волны проходят через оба слоя. Когда частота зондирующих
сигналов превышает критическую частоту второго слоя, отражение волн
происходит от третьего ионизированного слоя и процесс повторяется далее
аналогичным образом. Электромагнитная волна с частотой, соответствую-
47 м Сколннк
734
Глава 14
щей максимальной концентрации электронов всех слоев, будет проходить
через ионосферу без отражения. Эта частота называется максимальной
применимой частотой.
Характер распределения концентрации электронов в ионосфере опре-
деляется путем измерения действующей высоты ионосферы как функции
частоты. Это определяет кривую содержания электронов в атмосфере
до высоты, соответствующей максимальной концентрации электронов.
Полученную кривую нельзя продолжить за пределы исследованной области
с нормальным отражением; для этого должна применяться другая методика.
Концентрация электронов на больших высотах может быть определена
при помощи специально запускаемых ракет путем измерения поворота
Фиг. 14.4. Высотно-частотная характеристика ионосферы.
плоскости поляризации волн или непосредственных измерений с исполь-
зованием искусственных спутников Земли. Концентрацию электронов
можно также измерить посредством радиолокационных наблюдений неко-
герентного рассеяния электромагнитной энергии электронами при облу-
чении их мощной радиолокационной станцией.
Некогерентное рассеяние электромагнитной энергии электронами.
Некогерентное рассеяние электромагнитной энергии электронами в иони-
зированной среде обычно очень мало, однако оно достаточно для его обна-
ружения мощной радиолокационной станцией наблюдения внеземных
объектов.
Одиночный свободный электрон имеет эффективную площадь рассеяния
ое — С 4л^Г s*n14’^)2 = 8-10- sin2 ф м2, (14.4)
где р — магнитная проницаемость среды (4л-10“7); е и т — соответственно
заряд и масса электрона; ф — угол поляризации, определяемый как угол
между направлением поляризации падающего поля и направлением от отра-
жателя к приемнику (обычно для радиолокационных отражателей ф =
= 90°). Отметим, что эффективная площадь рассеяния электрона не зави-
сит от частоты. Если в 1 л3 имеется N электронов и все они рассеивают
энергию некогерентно, то эффективная площадь рассеяния единицы объема
будет равна
= Noe.
(14-5)
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов 735
Рассеяние электромагнитной энергии электронами может быть коге-
рентным, частично когерентным или некогерентным в зависимости от соот-
ношения несущей частоты и частоты столкновения электронов с молеку-
лами воздуха. Когерентное рассеяние обычно наблюдается на низких
частотах, а некогерентное — на более высоких частотах. Примером коге-
рентного рассеяния может служить рефракция радиоволн в ионизированной
среде. Частично когерентное рассеяние используется в системах связи,
основанных на рассеянии радиоволн ионосферой. При этом отдельные огра-
ниченные объемы ионизированной среды рассеивают энергию когерентно.
Некогерентное рассеяние электронами происходит, когда допплеров-
ское смещение частоты, вызываемое тепловым движением электронов,
больше частоты столкновений. Движение электронов, обусловленное их
температурой, хаотично. Хаотическое движение электронов приводит
к тому, что энергия падающей волны распределяется в полосе частот, ширина
которой определяется частотой падающей волны и скоростью отражателей.
Таким образом, при очень высокой частоте падающей волны расширение
частотного спектра отраженного сигнала может быть очень большим. Напри-
мер, на частоте 200 Мгц расширение, вызываемое ионосферными отражате-
лями, составляет 100 кгц. Так как частотное расширение спектра пропор-
ционально скорости хаотического движения электронов, оно может быть
использовано для измерения температуры отражателей.
Концентрация электронов может быть найдена путем измерения интен-
сивности сигнала, получаемого от некогерентных отражателей. Подста-
новка в уравнение дальности радиолокации для объемно распределенных
целей [уравнение (12.24)1 выражения для эффективной площади рассеяния
электронов, заключенных в единице объема [уравнения (14.4) и (14.5)], дает
р _ PjAehNae ( /< 4 z-v
r ~ 32R2 •
В этом уравнении Рг — средняя мощность принимаемого сигнала; Pt —
пиковая мощность зондирующего импульсного сигнала радиолокационной
станции; Ае — эффективная площадь антенны; h — протяженность
импульса в пространстве; R — расстояние до рассеивающего объема;
<те — эффективная площадь рассеяния одиночного электрона; N — кон-
центрация электронов.
Все параметры, входящие в уравнение (14.6), считаются известными,
за исключением концентрации электронов N. Этот параметр и должен быть
определен по данным радиолокационных измерений.
Радиолокационная станция Милстоун Хилл, работающая на частоте
440 Мгц, была способна определять кривую концентрации электронов
в ионосфере до высот, превышающих высоту слоя с максимальной концен-
трацией, посредством измерения слабых сигналов, отраженных от свобод-
ных электронов.
Некогерентное рассеяние электромагнитной энергии электронами может
быть также использовано для измерения ионизации областей полярных
сияний, для обнаружения потоков частиц, летящих из космического про-
странства, и для исследования существования кольцевых токов вокруг
Земли.
Радиолокационное наблюдение на трассе Луна —Земля. Радиолока-
ционные станции обнаружения внеземных объектов можно использовать
для исследования пространства между Землей и Луной путем наблюдения
рассеяния электромагнитной энергии электронами на дальностях до одного
радиуса Земли. Хотя такая дальность составляет лишь небольшую часть
736
Глава 14
расстояния между Землей и Луной, которое равно приблизительно 60
радиусам Земли, все же можно получить некоторую информацию о свой-
ствах трассы Луна — Земля путем изучения сигналов, распространяю-
щихся через эту область. Ионизированная среда влияет на фазу и группо-
вую скорость распространяющихся в ней волн. О свойствах этой среды
можно сделать некоторые заключения, сравнивая сигналы, распростра-
няющиеся по трассе Луна — Земля, с сигналами, которые были бы при-
няты при распространении в свободном пространстве.
Один из методов изучения сигналов, проходящих по трассе Луна —
Земля, состоите использовании Луны в качестве пассивного радиолокацион-
ного отражателя. Если отражательные свойства Луны хорошо известны,
то явления, вызываемые средой, можно отделить от явлений, вызываемых
самой Луной.
Изменение фазовой скорости (запаздывания волны) или групповой
скорости (дисперсия) служит мерой концентрации электронов. Например,
запаздывание в ионизированной среде относительно запаздывания в сво-
бодном пространстве прямо пропорционально средней концентрации элек-
тронов и обратно пропорционально квадрату частоты. При частоте 20 Мгц
относительное запаздывание радиолокационных импульсов в среде с кон-
центрацией электронов 10е в 1 м3 равно 10-4, а при частоте 100 Мгц —
только 4-10-6. Хотя эти относительные запаздывания и малы, но при пра-
вильном выборе частоты и при условии, что длина пути распространения
в среде достаточно велика, их можно измерить.
Время распространения электромагнитных волн в ионизированной
среде зависит от частоты и концентрации ионов. Поэтому импульс с широ-
ким спектром будет претерпевать искажения вследствие различных запаз-
дываний его составляющих. Если через среду распространяются незату-
хающие волны с двумя различными частотами, то относительный сдвиг
их фаз будет мерой концентрациии ионов. Обычный метод проведения таких
измерений состоит в передаче модулированных колебаний с нижней и верх-
ней боковыми полосами и сравнении изменения фазы между несущей и верх-
ней боковой полосой и несущей и нижней боковой полосой. Измерения
на несущей частоте 23 Мгц при частоте модуляции 2 кгц показали, что
средняя концентрация электронов на трассе Луна — Земля равна 10®
в 1 м3.
14.8. ОБНАРУЖЕНИЕ И СОПРОВОЖДЕНИЕ
СПУТНИКОВ ЗЕМЛИ И КОСМИЧЕСКИХ КОРАБЛЕЙ
Обнаружение и сопровождение искусственных спутников Земли может
осуществляться визуальными методами, путем приема радиосигналов,
излучаемых самим спутником, или радиолокационными методами. Излу-
чаемые спутником сигналы могут содержать ответные сигналы маяка-
ответчика, а также сигналы, несущие телеметрическую или связную инфор-
мацию. Прием телеметрических или связных сигналов является удобным
средством определения положения спутника и параметров его орбиты.
Так как эти сигналы проходят от спутника до Земли только в одном направ-
лении, слежение за спутником по его сигналам можно вести на значительно
большей дальности, чем при использовании радиолокационных методов.
Если по каким-либо причинам бортовой передатчик спутника или кос-
мического корабля прекратит работу (например, вследствие израсходова-
ния питания или из-за неисправности), слежение должно продолжаться
визуальным или радиолокационным методом. Радиолокационные средства
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
737
играют также важную роль при начальном обнаружении «немых» спутников
военного назначения.
Кроме определения траектории (или параметров орбиты) спутников,
радиолокационные наблюдения могут дать информацию о цели и среде
распространения, подобную той, которая получается при радиолокации
Луны (разд. 14.2). Радиолокационные станции, применяемые для обнару-
жения спутников и слежения за ними, отличаются от станций, предназна-
ченных для получения научной информации с помощью спутников. Радио-
локационные станции для научных наблюдений спутников сходны с опи-
санными ранее станциями для радиолокации Луны, Солнца и планет.
К станциям, предназначенным для наблюдения «немых» спутников, должны
предъявляться другие требования, и их характеристики должны быть
Эффективная площадь рассеяния, мг
Фиг. 14.5. Функция интегрального распределения вероятностей для эффективной
площади рассеяния второго советского спутника.
сходными с характеристиками военных радиолокационных станций, осо-
бенно в отношении надежности и полного перекрытия небесного простран-
ства. Такие требования не являются абсолютно необходимыми для стан-
ций, ведущих научные наблюдения, так как они имеют дело с целями, при-
мерное положение которых заранее известно, и сами цели «способствуют»
их наблюдению.
Радиолокационные наблюдения спутников могут дать некоторые све-
дения об их характеристиках. Это не имеет значения при наблюдении
спутников мирного назначения, так как такая информация обычно известна
заранее. Однако, если цель представляет собой «немой» спутник военного
назначения, ее характеристики могут быть не известны. Посредством изме-
рения интенсивности сигналов за определенный период времени можно
определить статистические данные об элективной площади рассеяния цели.
На фиг. 14.5 в качестве примера представлены такие данные, полученные
путем радиолокационных наблюдений за спутником. Это — кривая инте-
грального распределения вероятностей для эффективной площади рассея-
ния второго советского спутника (1957 г.) при частоте зондирующего сиг-
нала 106 Мгц. По оси ординат отложен процент времени, в течение которого
площадь рассеяния меньше величины, указанной на оси абсцисс. В течение
50% времени площадь рассеяния меньше 1,8 мг. Максимальная площадь
рассеяния, полученная во время этих наблюдений, была немногим меньше
440 мг. Независимые наблюдения этого же спутника при помощи радиоло-
кационной станции Милстоун Хилл, работавшей на частоте 440 Мгц, пока-
зали, что максимальная величина эффективной площади рассеяния равна
738
Глава 14
приблизительно 500 м2. По изменению отраженного сигнала во времени
можно определить характер вращения спутника; по ним можно также
составить представления о конфигурации цели.
Общее содержание электронов на пути между радиолокационной стан-
цией и спутником можно определить по измерениям угла поворота пло-
скости поляризации радиоволны из-за эффекта Фарадея, так же как
и в случае приема сигналов, отраженных от Луны. Так как орбиты спут-
ников могут располагаться на весьма различных высотах, то можно опре-
делить кривую распределения концентрации электронов по высоте. Вывод
спутников на различные орбиты обеспечивает также возможность иссле-
дования влияния {полярных сияний на распространение радиоволн.
По результатам наблюдения спутников при их входе в атмосферу
можно получить данные о плотности верхних слоев атмосферы. Скорость
уменьшения периода обращения по орбите и высоты зависит от лобового
сопротивления, а значит, и от плотности атмосферы на высоте спутника.
Радиолокационные наблюдения позволяют определять параметры орбиты
спутника по мере того, как эта орбита сокращается. На основании этих
измерений может быть предсказано время разрушения и сгорания спутника
после входа его в атмосферу.
Первоначальное обнаружение. Радиолокационная станция с узким
игольчатым лучом обеспечивает успешное сопровождение спутника после
того, как он «захвачен». Однако во многих случаях луч должен быть на-
столько узким, что обнаружение цели становится сложной проблемой.
Не всегда можно быть уверенным в том, что станция с игольчатым лучом
в режиме обзора пространства сможет обнаружить спутник при его про-
ходе через зону действия станции, особенно если спутник не излучает
радиосигналов и априорной информации о его орбите не имеется.
Радиолокационные станции, имевшиеся ко времени запуска первых
спутников, имели ограниченную способность их обнаружения. Поэтому
нужно было найти другие средства для ориентирования радиолокацион-
ного луча на цель. Если спутник можно наблюдать визуально и сопровож-
дать при помощи оптического телескопа, то его угловые координаты могут
быть определены по ориентации телескопа. Оптический телескоп может
давать точные угловые координаты, а радиолокационная станция — даль-
ность. Однако оптические средства могут выдавать данные целеуказания
радиолокационной станции только в ночное время в ясную погоду и когда
спутник не находится в тени Земли. В большинстве случаев для успешного
обнаружения спутника оптическими средствами должны быть заранее
известны некоторые сведения о его орбите и времени прохождения в поле
зрения наблюдателя.
Если для опознавания и пассивного сопровождения спутник излучает
незатухающие сигналы, то можно определить параметры орбиты по изме-
рению допплеровского смещения частоты в функции времени. Такой спо-
соб, вероятно, менее точен, чем оптические наблюдения, однако он дает
удовлетворительную информацию, необходимую для начального наведения
радиолокационной станции сопровождения на цель. Одним из наиболее
простых параметров, который можно определить по измерению допплеров-
ского смещения частоты, является наименьшая дальность до спутника
при его приближении к точке наблюдения. Эта дальность Ro приближенно
равна
Ro^-
г
и2
(14-7)
макс
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
739
где v — скорость спутника; Л, — длина волны излучаемого сигнала; —
измеренное допплеровское смещение частоты; {dfd/df)M3,KC — максимальная
скорость изменения допплеровской частоты.
Для определения орбиты необходимо с помощью одной и той же стан-
ции произвести несколько измерений времени и дальности Ro при несколь-
ких прохождениях спутника или при одном прохождении спутника изме-
рить Ro с различных точек. Заметим, что для определения Ro необходимо
знать скорость спутника.
Если скорость неизвестна, ее можно найти итерационным методом
по данным нескольких наблюдений. Величиной v можно задаться, поль-
зуясь известными данными об орбитах других спутников. Эта величина
используется для вычисления дальности Ro, которая может быть определена
по нескольким наблюдениям. По значению Ro находится высота, а также
вычисляется более точное значение скорости. При этом используются
законы Кеплера, описывающие планетарное (орбитальное) движение.
Такие последовательные методы оценки параметров нужно продолжать
до получения желаемой точности.
Для определения орбиты по этому методу необходимы наблюдения
спутника с помощью одной станции, но на нескольких периодах его обра-
щения, или определение его координат в течение одного периода обращения,
но несколькими находящимися в различных пунктах станциями. Однако
можно определить параметры орбиты за один период прохождения спут-
ника над станцией, если использовать полный допплеровский сигнал,
а не максимальную скорость изменения допплеровской частоты. Кривая
изменения допплеровского смещения частоты во времени может быть исполь-
зована для определения параметров орбиты с помощью цифровой вычисли-
тельной машины итерационным методом.
Сопровождение космических целей и прогнозирование их траекторий
во многих отношениях отличаются от сопровождения целей типа самолета.
Траектории спутников, как правило, более стабильны, чем траектории
самолетов, так как последние в отличие от спутников способны совершать
-быстрые маневры. Поэтому непрерывное сопровождение спутников не всегда
может быть необходимым.
Системы обзора космического пространства. Спутники мирного назна-
чения могут оборудоваться передатчиками, облегчающими определение пара-
метров их орбит. Примером системы слежения за спутниками по их сигналам
может служить американская система «Минитрэк». Это пассивная система
обнаружения, так как действие ее основано на приеме излучения самой
цели. В системе «Минитрэк» излучаемые целью незатухающие сигналы
принимаются наземными антеннами, расположенными на определенном
расстоянии одна от другой, как в интерферометре. Пара разнесенных антенн
дает точную, но не однозначную информацию об угловом положении цели.
Для устранения неоднозначности применяется вторая пара антенн с мень-
шей базой. Аналогичная система антенн, расположенная перпендикулярно
к первой, дает информацию об угловом положении цели в ортогональной
плоскости. При прохождении спутника над антенной системой измеряются
его текущие угловые координаты. По этим данным вычисляется орбита
спутника.
Если спутник военного назначения и не излучает сигналов на частоте
пассивной системы обнаружения или если по каким-либо причинам пере-
датчик сигналов спутника мирного назначения прекратил свою работу,
•следует применять активную радиолокационную систему обнаружения
и сопровождения. Пассивная система «Минитрэк» может быть превращена
740
Глава 14
в активную радиолокационную систему, если ее дополнить наземным пере-
датчиком. В системе обзора космического пространства военно-морского
флота США имеется передающая антенна и две вынесенные приемные
антенны. Конфигурация системы сходна с конфигурацией разнесенной
радиолокационной станции. Передатчик и приемники разнесены на рас-
стояние в несколько сотен километров. Узкий веерный луч передающей
антенны ориентирован так, что он располагается в одной плоскости с таки-
ми же веерными лучами двух приемных антенн. Обнаружение отражаю-
щего объекта, находящегося в зоне, перекрываемой всеми тремя антеннами,
и определение его положения производится посредством измерения углов
прихода сигналов к приемным антеннам. Система обзора космического
пространства такого типа работает на юге США. Ее данные передаются
в вычислительный центр для обработки и вычисления параметров орбит
обнаруженных целей.
Кроме сигналов, отраженных от спутников, эта система обзора косми-
ческого пространства принимает нежелательные отраженные сигналы
от метеорных следов и самолетов, а также сигналы от излучающих спут-
ников и радиозвезд, промышленные и атмосферные помехи. При достаточно
высокой рабочей частоте влияние сигналов, отраженных от метеоров,
и других атмосферных помех может быть значительно снижено.
Разнесенная радиолокационная система имеет ряд недостатков по срав-
нению с совмещенной системой, особенно в связи с тем, что для ее разме-
щения требуются три площадки.
Другой системой обнаружения и сопровождения космических объектов
является применяемая в армии США система «Доплок». Подобно системе
военно-морского флота она может либо работать по сигналам маломощных
передатчиков, установленных на спутниках, либо использовать мощные
наземные передатчики. Приемная система «Доплок» формирует несколько
веерных лучей (обычно три), направленных под разными углами места.
Один луч направляется в зенит, а два других располагаются по обе стороны
от этого направления. При прохождении спутника над системой «Доплок»
он поочередно пересекает каждый луч. Основным элементом приемной
системы является узкополосный допплеровский фильтр с синхронизацией
фазы, следящей за частотой отраженного сигнала, изменяющейся вслед-
ствие допплеровского смещения. Приемная система регистрирует доппле-
ровскую частоту как функцию времени. По полученной записи можно
вычислить орбиту спутника при помощи цифровой вычислительной машины
итерационным методом.
При использовании наземного передатчика система «Доплок» превра-
щается в активную разнесенную радиолокационную систему. Длина базис-
ной линии между передающей и приемной антеннами составляет несколько
сот километров.
Радиолокационная система обнаружения баллистических ракет. Проб-
лемы, связанные с обнаружением межконтинентальных баллистических
ракет, аналогичны проблемам, возникающим при обнаружении спутников.
Методы определения траекторий ракет и спутников во многих отношениях
сходны. Орбиты и тех и других объектов эллиптические, но орбита балли-
стической ракеты пересекает земную поверхность в точке запуска и точке
падения.
Система обнаружения баллистических ракет, называемая системой
BMEWS, рассчитана на обнаружение ракет в момент их появления над.
горизонтом на расстоянии несколько тысяч километров и заблаговременное
предупреждение о их приближении. Система BMEWS выдает предупреж-
Фиг. 14.6. Обнаружение баллистических ракет станцией AN/FPS-50 системы
BMEWS.
Ф и г. 14.7. Антенны станций AN/FPS-50 системы BMEWS, в Туле (Гренландия).
742
Глава 14
дение о полете ракеты за 15 мин до ее падения. Станции этой системы рас-
положены в пунктах Туле (Гренландия), Клир (Аляска) и Файлингдэйлс
Мур (Англия).
В системе BMEWS применяются радиолокационные станции двух
типов. Станции первого типа — это станции обнаружения AN FPS-50c антен-
ной системой в виде параболического тора с раскрывом 120 X 50 м, облу-
чаемого системой рупорных облучателей органного типа (разд. 7.4). Непод-
вижный отражатель формирует два узких луча, которые ориентированы
Ф и г. 14.8. Антенна станции сопровождения AN FPS- 49.
под разными углами места (фиг. 14.6) и одновременно перемещаются по ази-
муту. При пролете ракеты сквозь лучи измеряются ее угловые координаты
и скорость, по которым можно вычислить траекторию, точку и время паде-
ния, а также точку запуска. На фиг. 14.7 показаны антенные системы стан-
ций AN/FPS-50 в Туле.
Другая радиолокационная станция системы BMEWS — станция сопро-
вождения типа AN/FPS-49 с антенной в виде параболического зеркала
диаметром 25 м. Станция может вести обзор пространства и сопровождать
цели (фиг. 14.8). Антенна станции установлена в сферическом обтекателе
диаметром 42 м (фиг. 7.69). Станция AN/FPS-49 при обзоре пространства
обнаруживает цель и переходит на сопровождение, во время которого она
Радиолокационное обнаружение внеземных объектов
743
определяет, является ли цель баллистической ракетой, и затем вычисляет
ее траекторию, точки запуска и падения.
Сопровождение космических объектов. В виду того что мощность отра-
женного сигнала изменяется обратно пропорционально дальности в чет-
вертой степени, то по мере увеличения высоты орбиты обнаружение спут-
ников радиолокационными средствами становится все более трудной задачей.
Теоретически можно построить радиолокационную систему, способную
обнаруживать и сопровождать спутники с периодом обращения, равным
24 час (высота полета над Землей около 37 000 км). Однако радиолокацион-
ное обнаружение искусственных спутников на дальностях, равных рас-
стоянию от Земли до Луны, при помощи существующих систем маловеро-
ятно. Радиолокационное обнаружение межпланетных космических кораб-
лей на расстояниях, значительно превышающих расстояние до Луны,
будет еще более трудной задачей.
Обнаружение и сопровождение дальних космических кораблей может
быть осуществлено, если на их борту будет установлен передатчик, дей-
ствующий как маяк, посылающий ответные сигналы. При сравнительно
небольшой мощности бортового передатчика и применении более или менее
обычной радиолокационной станции обнаружения космических объектов
можно сопровождать космические корабли до ближайших планет — Венеры
и Марса. Метод сопровождения по бортовому радиомаяку может быть при-
менен для слежения за космическими кораблями и спутниками, зондирую-
щими границы солнечной системы.
ЛИТЕРАТУРА
1. Ловелл Б., Клегг Дж., Радиоастрономия, перев. с англ., под ред. Б. М. Чи-
хачева, ИЛ, 1953.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие редактора русского издания . . . . . . .... 5
Предисловие автора ................................................... 9-
Глава 1. Физические основы радиолокации................................. 11
1.1. Введение..................................................... 11
1.2. Уравнение дальности радиолокации............................. 14
1.3. Блок-схема радиолокатора н его работа........................ 16
1.4. Диапазон частот, применяемых в радиолокации.................. 18
1.5. Области применения радиолокации.............................. 21
Глава 2. Уравнение дальности радиолокации..................<............ 27
2.1. Расчет дальности действия радиолокатора...................... 27
2.2. Минимальный обнаруживаемый сигнал............................ 28
2.3. Шумы приемника............................................... 30
2.4. Плотность вероятностей ...................................... 33
2.5. Отношение сигнал/шум......................................... 38
2.6. Интегрирование радиолокационных импульсов.................... 46
2.7. Эффективная площадь рассеяния целей.......................... 52
--- 2.8. Флуктуация эффективной площади рассеяния....................... 64
2.9. Мощность передатчика......................................... 72
2.10. Частота повторения импульсов и неоднозначность определения
дальности......................................................... 73
2.11. Параметры антенны........................................... 75
2.12. Потери в системе............................................ 78
--- 2.13. Влияние условий распространения электромагнитных колебаний 85
Глава 3. Радиолокационные станции с непрерывным излучением и частотной
модуляцией излучаемых колебаний.......................................... 92
3.1. Эффект Допплера . . . . ;.................................... 92
3.2. Радиолокационная станция с непрерывным излучением колебаний 94
3.3. Радиолокационая станция, излучающая частотно-модулированные
непрерывные колебания....................................... 111
3.4. Самолетная допплеровская навигационная радиолокационная
система..................................................... 132
3.5. Многочастотные радиолокационные станции непрерывных коле-
баний .......................................................... 136
Глава 4. ^Радиолокационные станции с аппаратурой селекции движущихся
целей и импульсно-допплеровские радиолокационные станции . . 143
4.1. Радиолокационные станции с аппаратурой селекции движущих-
ся целей......................................................... 143
4.2. Линии задержки и компенсирующие устройства.................. 151
Оглавление 745
4.3. Выделение сигнала от движущейся цели на фоне помех от непод-
вижных объектов................................................. 180
4.4. Системы СДЦ с использованием селекторов дальности и фильтров 194
4.5. Импульсно-допплеровская радиолокационная система........... 197
4.6. Некогерентный метод селекции движущихся целей............ 199
4.7. Системы селекции движущихся целей, установленные на движу-
щемся носителе................................................... 200
4.8. Флуктуации, вызванные движением носителя................... 203
4.9. Влияние боковых лепестков диаграммы направленности на рабо-
ту импульсно-допплеровского бортового радиолокатора .... 207
Глава б. Радиолокационные системы сопровождения........................ 211
5.1. Радиолокационное сопровождение............................. 211
5.2. Метод последовательного переключения диаграммы направленно-
сти антенны...................................................... 212
5.3. Метод конического сканирования ............................ 214
5.4. Моноимпульсный метод углового сопровождения................ 226
5.5. Эффективная площадь рассеяния цели и точность определения угло-
вых координат................................................... 238
5.6. Сопровождение по дальности................................. 245
5.7. Сопровождение по частоте Допплера .......................... 246
5.8. Захват цели................................................ 247
5.9. Радиолокационные станции сопровождения...................... 248
Глава 6. Радиолокационные передатчики ... 252
6.1. Введение................................................... 252
6.2. Магнетронный генератор..................................... 253
6.3. Клистронный усилитель...................................... 271
6.4. Усилитель на лампе бегущей волны........................... 279
6.5. Амплитрон и стабилитрон.................................... 282
6.6. Лампы с сеточным управлением............................... 289
6.7. Сравнение различных типов ламп............................. 302
6.8. Модуляторы................................................. 307
Глава 7. Антенны...................................................... 317
7.1. Параметры антенных устройств............................... 317
7.2. Диаграмма направленности антенны и распределение поля в ее раск-
рыве ............................................................ 322
7.3. Антенны с параболическими зеркалами........................ 329
7.4. Зеркальные антенны со сканирующим лучом.................... 338
7.5. Антенна Кассегрэна......................................... 345
7.6. Линзовые антенны........................................... 350
7.7. Антенные решетки ........................................ 361
7.8. Синтез диаграмм направленности............................. 394
7.9. Косеканс-квадратная диаграмма направленности антенны .... 406
7.10. Влияние широкополосных сигналов на диаграммы направленно-
сти антенн....................................................... 408
7.11. Влияние неточностей изготовления антенн на диаграммы направлен-
ности ........................................................... 415
7.12. Обтекатели................................................ 424
7.13. Фокусируемые антенны...................................... 429
Глава 8. Приемники.................................................... 432
8.1. Радиолокационные приемники................................ 432
8 2. Приемник супергетеродинного типа...................... 434
8.3. Шумы приемника............................................ 439
8.4. Коэффициент шума.......................................... 441
8.5. Эффективная шумовая температура........................... 444
8.6. Шум окружающей среды ..................................... 445
746
Оглавление
8.7. Усилители высокой частоты.................................. 453
8.8. Кристаллические смесители . ... . ................... 468
8.9. Усилители промежуточной частоты........................... 472
8.10, Индикаторы............................................ . 475
8.11. Антенные переключатели.................................... 480
Глава 9. Обнаружение радиолокационных сигналов в шуме.................. 491
9.1. Введение................................................... 491
9.2. Приемник с согласованным фильтром........................... 492
— 9.3. Корреляционное обнаружение.................................. 504
— 9.4. Критерии обнаружения........................................ 509
— 9.5. Обратная вероятность........................................ 5ТЪ
9.6. Характеристики детектора .................................... 519
9.7. Работа оператора радиолокационной станции.............. . . 530
9.8. Интеграторы на линиях задержки........................... . . 536
9.9. Двоичное (бинарное) интегрирование......................... . 538
Глава 10. Извлечение информации из радиолокационных сигналов............ 543
10.1. Введение................................................. 543
10.2. Измерение фазы и амплитуды................................. 543
10.3. Радиолокационные измерения................................. 546
10.4. Статистическая оценка параметров. Функция правдоподобия . . 551
10.5. Теоретическая точность измерения дальности и допплеровской ско-
рости ............................................................ 553
10.6. Соотношение неопределенности............................... 568
10.7. Точность измерения угловых координат....................... 570
10.8. Форма зондирующего сигнала................................. 576
10.9. Сжатие импульсов........................................... 588
Глава 11. Распространение радиоволн используемых в радиолокации диапа-
зонов .................................................................. 596
11.1. Введение................................................... 596
11.2. Распространение радиоволн над плоской поверхностью .... 597
11.3. Учет кривизны земной поверхности........................... 602
11.4. Рефракция.................................................. 603
11.5. Аномальное распространение................................. 606
11.6. Обнаружение на малых высотах............................... 610
11.7. Дифракционные экраны радиолокационных станций.............. 613
11.8. Затухание радиоволн в атмосфере............................ 613
11.9. Вредное воздействие сверхвысокочастотного излучения ... 615
Глава 12. Отражения от местных предметов. Метеорологические условия
и помехи................................................... 618
12.1. Введение................................................. 618
12.2. Мешающие отражения от земной поверхности......... 619
12.3. Мешающие отражения, от морской поверхности........ 625
12.4. Ослабление мешающих отражений................ 632
12.5. Мешающие сигналы от метеорологических образований .... 637
12.6. Затухание радиоволн при распространении через метеообразования 643
12.7. Видимость целей на фоне отражений от метеообразований . . .. 645
12.8. Случайные отраженные сигналы................ 652
12.9. Помехи ........................................................ 656
12.10. Радиопротиводействие и борьба с ним........................... 662
Глава 13. Техника проектирования радиолокационных систем.............. 673
13.1. Системотехника............................................ 673
13.2. Выбор параметров радиолокационной системы................. 675
13.3. Пример: наземная радиолокационная станция обнаружения само-
летов .................................................... 676
Оглавление 747
13.4. Радиолокационная станция наблюдения в зоне аэропорта ASDE 685
13.5. Самолетная метеорологическая радиолокационная станция . . . 687
13.6. «Разнесенные» радиолокационные станции .................... 691
13.7. Радиолокационные маяки .................................... 700
Глава 14. Радиолокационное обнаружение внеземных объектов 707
14.1. Введение ................................................. 707
- - 14.2. Радиолокация Луны......................................... 708
14.3. Радиолокация планет....................................... 715
14.4. Радиолокация Солнца ...................................... 725
14.5. Радиолокация метеоров..................................... 726
—- 14.6. Радиолокационное наблюдение полярных сияний.............. 729
— 14.7. Радиолокационное наблюдение ионизированных сред.......... 732
— 14.8. Обнаружение и сопровождение спутников Земли и космических
кораблей............................................................ 736
М. Сколник
ВВЕДЕНИЕ В ТЕХНИКУ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
Редакторы Н. А. Данилов и И.М. Андреева
Художник А. Д. Смеляков
Художественный редактор Н. А. Фильчагина
Технический редактор А. Г. Резоухова
Сдано в производство 1/VII 1965 г.
Подписано к печати 19/XI 1965 г.
Бумага 70х1081/1в= 23,40 бум. л.
65,45 печ. л. Уч.-изд. л. 58,85.
Изд. № 20/2202
Цена 4 р. 32 к. Зак. 1213
Темплан 1965 г. Изд-ва «Мнр» пор. № 163
ИЗДАТЕЛЬСТВО «МИР»
Москва, 1-й Рижский пер., 2
Л1осковская типография № 16 Главполиграфпрома
Государственного комитета
Совета Министров СССР по печати
Москва, Трехпрудный пер., д. 9