А-И-ЛЕОНОВ КИФОМИЧЕВ
МПУЛ- **
едДИОЛОКАЦ -
I

А. И. ЛЕОНОВ, К. И. ФОМИЧЕВ
МОНОИМПУЛЬСНАЯ
РАДИОЛОКАЦИЯ
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СОВЕТСКОЕ РАДИО»
МОСКВА -1970

УДК 621.396.96
Леонов А. И., Фомичев К. И. Моноимпульсная радиолокация.
М., изд-во «Советское радио», 1970, 392 стр., т. 9000 экз., ц. 1 р. 23 к.
Книга оосвящена различным вопросам моноимпульсной
радиолокации. В ней рассматриваются принципы построения и основные
функциональные элементы моноимпульсных систем пеленгации,
анализируются вопросы точности и разрешающей способности.
Излагаются теоретические вопросы моделирования моноимпульсных
систем .с помощью электронно-вычислительных машин, производится
анализ помехозащищенности моноимпульсных пеленгаторов при
различных видах помех. Описываются области применения и приводятся
основные тактико-технические характеристики некоторых зарубежных
моноимпульсных РЛС.
Книга рассчитана на инженерно-технических работников и
студентов старших курсов высших учебных заведений,
специализирующихся в области радиолокационной техники.
10 табл., 166 рис., библ. 134 назв.
3-4-4
12-70

ВВЕДЕНИЕ
В связи с существенным увеличением скоростей
самолетов, развитием ракетной и космической техники,
а также средств радиопротиводействия повысились
требования к точности определения угловых координат,
скорости обработки информации и помехозащищенности
РЛС. Эти требования в определенной мере нашли свое
удовлетворение в моноимпульсных радиолокационных
системах^ получивших в последнее десятилетие широкое
распространение за рубежом.
Первоначально под моноимпульсными РЛС
подразумевали импульсные радиолокационные станции,
осуществляющие многоканальный прием и способные
в принципе измерять угловые координаты по одному
импульсу, отраженному от цели. В дальнейшем это
понятие расширилось и охватило, кроме импульсных РЛС,
также и РЛС с непрерывным и кдазинепрерьивным
режимами излучения. Иногда моноимпульсные системы
называют системами с мгновенным сравнением
сигналов.
'В связи с интенсивным развитием моноимпульсных
РЛС в печати появилось большое количество сведений,
касающихся отдельных вопросов моноимпульсной
радиолокации. Эти сведения, в основном, содержатся
в статьях и сообщениях рекламного характера,
различных периодических изданиях и патентах. Книг, в которых
освещались бы по возможности все стороны
моноимпульсной радиолокации, до сих пор нет. Изданные моно-.
графии Д. Р. Родса [41] и Э. Ф. Свиридова [45],
посвященные общей теории и сравнительной эффективности
некоторых типов моноимпульсных систем, не
охватывают широкого круга вопросов, представляющих интерес
для лиц, специализирующихся в области радиолокации
и радиопротиводействия. Не затрагивает ряда важных
практических вопросов моноимпульсной радиолокации и
работа Хеллгрена [55].
3

В соответствии с этим при написании данной книги
ставилась задача по возможности восполнить
существующий пробел в литературе и изложить основные
вопросы моноимпульсной радиолокации в
систематизированном виде, придав изложению форму, доступную
широкому кругу лиц, специализирующихся в области
радиолокации.
При написании книги были использованы открытые
материалы зарубежной и отечественной печати, а также
некоторые материалы исследований, выполненных
авторами. Главы 1 (кроме §§ 1.5, 1.6), 2 (кроме § 2.6), 3,9
и §§ 5.4, 6.2.1 написаны А. И. Леоновым. Глава 8
написана А. И. Леоновым при участии В. Н. Васенева и
Ф. В. Нагулинко. Главы 4, 5 (кроме § 5.4), 6 (кроме
§ 6.2.1), 7 и §§ 1.5, 1.6, 2.5 написаны К. И. Фомичевым.
Авторы выражают искреннюю благодарность
С. И. Красногорову и Э. Ф. Свиридову за ценные
замечания, высказанные ими при рецензировании рукописи.
Особую признательность авторы выражают Э. Ф.
Свиридову за помощь и критические замечания, сделанные
им при подготовке данной книги к печати.

ГЛАВА 1
ПРИНЦИП И МЕТОДЫ МОНОИМПУЛЬСНОЙ
РАДИОЛОКАЦИИ
§ 1.1. ПРИНЦИП МОНОИМПУЛЬСНОЙ ПЕЛЕНГАЦИИ
Пеленгация целей, заключающаяся в определении
направления на цель, является одной из основных задач
радиолокации.
До недавнего времени наиболее распространенными
методами точного автоматического определения
направления «а источник сигнала являлись методы
конического, линейного (плоскостного) сканирования и
последовательного переключения диаграмм направленности,
которые реализовывались в одноканальных пеленгаторах.
По этим методам направление на источник определяют
путем сравнения сигналов, последовательно
принимаемых антеннами с различными диаграммами
направленности.
Характерным для указанных методов является также
то, что угловая информация о цели формируется в виде
амплитудной модуляции принимаемых сигналов. При
этом глубина модуляции определяет величину ошибки
пеленгации, а фаза — направление рассогласования оси
антенны по отношению к направлению на пеленгуемую
цель.
Поскольку модуляционный способ формирования
сигнала угловой ошибки требует приема
последовательности отраженных импульсов, то он является
чувствительным к флуктуациям амплитуды принимаемых сигналов,
порождаемых случайными изменениями эффективной
площади рассеяния цели. В этом — один из наиболее
существенных недостатков одноканальных методов
пеленгации, использующих коническое и линейное скавирова-
5

ние луча или последовательное переключение диаграмм
направленности.
В последнее время широкое распространение получил
моноимпульсный метод пеленгации, при котором
отраженный импульс дает полную информацию об угловом
положении цели. Этим и объясняется происхождение
термина «моноимпульсная» (одноимпульсная)
пеленгация. Так как в моноимпульсных системах пеленгация
осуществляется по одному импульсу, то амплитудные
флуктуации отраженного сигнала не оказывают
заметного влияния на точность измерений угловых координат.
Техническим средством реализации моноимпульсной
пеленгации может служить многоканальный прием.
Поэтому принцип моноимпульсной пеленгации заключается
в приеме отраженных от цели сигналов одновременно
по нескольким независимым приемным каналам с
последующим сравнением их параметров. Обычно
предусматривается по два независимых приемных канала на
каждую координатную плоскость пеленгации: два
канала в азимутальной плоскости и два канала в угломест-
ной.
Первоначально моноимпульсный метод был
разработан для точного автоматического сопровождения цели.
В настоящее время моноимпульсный метод применяется
также и в обзорных моноимпульсных радиолокационных
системах. Под обзорными будем понимать
моноимпульсные системы, которые определяют угловые координаты
всех целей, находящихся в пределах диаграммы
направленности и разрешаемых по дальности, для каждого
положения луча в пространстве. Как правило, в обзорных
моноимпульсных системах применяется электрическое
управление лучом, и они сопрягаются с электронными
вычислительными машинами, при помощи которых
ведется программное управление положением луча в
пространстве в соответствии с выбранным методом обзора,
определение координат всех целей, находящихся в луче,
и построение их траекторий.
В зависимости от характера извлечения угловой
информации о цели из принимаемых сигналов различают
два основных метода моноимпульсной пеленгации:
амплитудный и фазовый. \
В моноимпульсных системах с амплитудной
пеленгацией для определения угловой координаты в одной пло-

Скости формируются две перекрещивающиеся диаграммы
направленности антенны, разнесенные на угол ±6о от
равносигаального направления (рис. 1.1). На рис. 1.1
показаны диаграммы направленности в угломестной
плоскости. При отклонении цепи на угол 6 от равносигналь-
ного направления (РСН) и нахождении цели в точке А
сигнал, принятый по нижней диаграмме, больше сигнала,
принятого по верхней диаграмме. Разность амплитуд
Рис. 1.1. Определение угловых координат в моноимпульсных системах
с амплитудной пеленгацией.
принятых сигналов указывает на величину отклонения
цели от равносигнального направления. Знак этой
разности характеризует направление смещения
равносигнального направления относительно цели. Когда равно-
сигнальное направление совмещается с целью,
амплитуды отраженных сигналов, принятых по обеим
диаграммам, равны, а их разность обращается в нуль. Азимут
цели определяется аналогично при помощи
азимутального канала приемника и второй пары диаграмм
направленности в азимутальной плоскости. .
В моноимпульсных системах с фазовой пеленгацией
направление на цель в одной координатной плоскости
определяется сравнением фаз сигналов, принимаемых
Двумя антеннами. В дальней зоне каждая антенна
облучает один и тот же объем пространства, в результате
чего исходящие от точечной цели отраженные сигналы
практически одинаковы по амплитуде, но различаются
7

по фазе. На рис. 1.2 показаны две антенны, отстоящие
одна от другой на расстояние /.
Лидия визирования цели образует угол 0 с осью,
перпендикулярной к линии, соединяющей обе антенны,
Рис. 1.2. Определение угловых координат в моиоимпульоных системах
с фазовой пеленгацией.
т. е. с равносигнальным направлением. Расстояние
между антенной / и целью составляет
а расстояние между антенной 2 и целью —
R, = R — 4-sin8.
Разность расстояний от цели до антенн
AR^Rt — R^lsinb
даст разность фаз
AT=^A/? = -^.sine, (1.1)
где X — длина волны.
Это дает возможность определить угол прихода 0 по
измеренной величине фазовых сдвигов отраженных от
цепи сигналов, принимаемых на две разнесенные
антенны.
Выражение (1.1) показывает, что фазовый сдвиг
сигналов Дер обращается в нуль не только при 0 = 0, но
8

также и при других углах рассогласования,
соответствующих условию
6 = arcsm -г—,
где п= 1, 2,... ,
Вследствие этого пеленгационная характеристика
получается знакопеременной, обладающей, наряду с
основным направлением, многими ложными равносигнальны-
ми направлениями. В этом заключается причина
неоднозначности измерений фазовым методом. Однако
неоднозначность не является очень серьезным недостатком,
если ложные равносигнальные направления находятся
за пределами основного лепестка диаграммы
направленности. Для этого требуется, чтобы расстояние между
центрами приемных антенн не превышало диаметра
каждой из них. Такая система может быть выполнена,
например, в виде двух расположенных рядом антенн.
Наряду с основными методами находит также
применение амплитудно-фазовый метод (или комплексный
метод) [11, 41, 45], являющийся совокупностью основных
методов.
В качестве источника угловой информации в
перечисленных методах соответственно используются
амплитудные, фазовые и амплитудно-фазовые соотношения
сигналов, принимаемых независимыми каналами. Различие
в методе извлечения угловой информации, в свою оче-
цедь, порождает определенные различия в обработке
принимаемых сигналов и, следовательно, в структуре
моноимпульсной системы в целом. Рассмотрим
структурную схему моноимпульсной радиолокационной системы
в общем виде.
§ 1.2. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА МОНОИМПУЛЬСНОЙ
РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЫ
Как уже говорилось выше, в моноимпульсных
системах информация об угловом положении цели получается
при попарном сравнении принятых сигналов. При таком
сравнении напряжение на выходе моноимпульсной
угломерной системы не зависит от абсолютного значения
9

амплитуд принятых сигналов, а определяется лишь
углом прихода сигналов. Пеленгационная характеристика
моноимпульсной системы должна указывать на
величину и знак угла прихода принятого сигнала, т. е. должна
являться нечетной действительной функцией угла
прихода сигнала. Исходные данные об угле прихода,
содержащиеся в паре сигналов, образуются при приеме моно-
импульсной антенной, которую называют угловым
датчиком.
В соответствии с указанными положениями над
принятыми сигналами должны быть произведены такие
операции, чтобы можно было получить функцию,
вещественная часть которой удовлетворяла бы требованиям,
предъявляемым к 1пеленгационным характеристикам
'(независимость от интенсивности сигнала и нечетность
относительно равносигнального направления).
Рассмотрим аналитически возможные решения
поставленной задачи [41, 45]. Напряженность поля в точке
приема в комплексной форме можно записать как
функцию времени t:
E(t) = Emexpi(«>t-<?0) 0<t<T9 (1.2)
где Ет— амплитуда,
-со — частота,
<ро — начальная фаза поля.
Диаграммы направленности антенной системы,
которые являются комплексными функциями угла,
выражаются зависимостями
Л(6) = Л(б)ехр1<Рх(в),
/2(6) = Л(в)ехР1<Ыв)> (1.3)
где Fi(8) и F2(Q) —амплитудные диаграммы
направленности,
<рч(0) и фг(Э)—фазовые ^диаграммы направленности.
Фазовые диаграммы направленности будем считать
зеркальными отображениями друг друга относительно
равносигнального направления, а амплитудные
диаграммы направленности идентичными и смещенными своими
10

максимумами на угол ±8о относительно равносигналь-
ного направления, т. е.
?г(Щ = -^9Ф), 9.(6)=—J"* (*). Л ■
^.(в) = ^(вв —в). Л(в) = ^(вв + в), )
где ф(Э)—разностно-фазовая диаграмма
направленности антенной системы.
Отраженные сигналы, которые принимаются
разнесенными антеннами, могут быть записаны так:
E,(U б)=£(0?1(в), 1
E%(U 6) =£(<)/. (в). J
Exv. •, —*-w/lw, ^ (15)
f 2
Тогда отношение двух принятых сигналов можно
записать как
г т =, Ё* У> 9> - ^ W = ^ (е>'ехР *?* <е> п RV
Данное отношение, которое в дальнейшем будем
называть мультипликативным, при определенных условиях
может служить исходным для формирования пеленгаци-
онной характеристики.
Для формирования пеленгационной характеристики
может быть использовано также отношение разностного
сигнала к суммарному
г ,в)== Ег jtt B)-£,(f, 9) _ Ь (9) —f2 (в)
которое обычно называют аддитивным отношением
принятых сигналов. Связь между мультипликативным и
аддитивным отношениями сигналов устанавливается с
помощью следующих выражений:
_> (в)_-;_1
гт{Ъ) =
Га(6)~г1(9)+Г
1 + Га (9) ) (1-8)
1->а(в)'
Кроме мультипликативного и аддитивного отношений
могут быть образованы другие отношения, удовлетво-
11

ряющие требованиям, предъявляемым к пеленгационной.
характеристике моноимпульсной системы. При
умножении мультипликативного и аддитивного отношений ,на
комплексную постоянную
получим линейно-преобразованные отношения [45]:
гт(Ь)=агп{Ь\ 1
Мв)=ага(в). J
Устройства, в которых образуются сумма и разность
принятых сигналов или производится операция
умножения принятых сигналов на коэффициент а, называются
преобразователями, так как в них в общем случае
возможно преобразование информации из амплитудных
соотношений в фазовые и обратно. Эти преобразования
осуществляются обычно на высокой частоте с
использованием пассивных элементов из-за их относительной
простоты и стабильности характеристик.
Операцию вычисления отношения двух сигналов,
преобразованных или непреобразованных, невозможно
выполнить без предварительного их усиления. Устройство,
содержащее активные элементы, включая усилители и
схему сравнения, которая выделяет мультипликативное
или аддитивное отношение и образует пеленгационную
характеристику, называется угловым дискриминатором.
При амплитудной пеленгации угловая информация
содержится в амплитудных диаграммах Fi(Q) и /^(б).
В этом случае при идентичных фазовых диаграммах
мультипликативное и аддитивное отношения
выражаются только через амплитудные диаграммы
направленности
^=ш-р^
'а (6)
_ Л (В)-Л (В)4 р(6)-1
— л.(в) + ые) _р(в) + 1
(1.10)
При фазовой пеленгации, когда амплитудные
диаграммы идентичны, угловая информация содержится
12

в разности фаз
?(•)=?!(в)-Т.(«)■ (1.11)
Мультипликативное и аддитивное отношения
выражаются только через фазовые диаграммы
'-о-ШгйвН-р1»»-
г (Ь\— expi ух (6) — expi у2 (9) _ . у (8)
raW~" exp i у, (8) + exp i ?s (9) — LS 2 "
(1.12)
Отношение амплитуд р(6) и разность фаз 9(6) будем
называть мультипликативными функциями угла, а
отношения p/aTi4 и tg-^-^—аддитивными функциями угла.
Угловой дискриминатор, в котором для образования
пеленгационной характеристики используется
мультипликативная функция угла, реагирующий только на
амплитудные соотношения принятых сигналов,
называется амплитудным, а реагирующий только на фазовые
соотношения — фазовым. Угловой дискриминатор,
который реагирует как на амплитудные, так и на фазовые
соотношения сигналов и в котором для образования
пеленгационной характеристики используется аддитивная
функция угла, называется суммарно-разностным.
Таким образом, возможны только три различных
метода измерения угла (три типа угловых
дискриминаторов): амплитудный, фазовый и суммарно-разностный.
Каждый из них можно использовать либо при
амплитудной, либо при фазовой, либо при комплексной
пеленгации. Так как каждый из видов пеленгации может быть
использован в сочетании с любым из угловых
дискриминаторов, то возможно всего девять основных классов
моноимпульсных систем, классификация которых
приведена в табл. 1.1 [45].
В дальнейшем, исходя из принятой классификации,
в названии моноимпульсной системы первое слово будет t
характеризовать вид пеленгации, а второе— тип
углового дискриминатора. Так, например, моноимпульсная
система с амплитудным угловым дискриминатором при
амплитудной пеленгации будет называться амплитудно-
амплитудной, а при фазовой пеленгации — фазово-амл-
13

f аЬли.Ца и
Метод измерения (тип углового
дискриминатора)
! Амплитудный (А)
[ Фазовый (Ф)
Суммарно-разностный (СР)
Основные классы моноимпульсных
радиолокационных систем для трех видов пеленгации
амплитудной
(А)
АА
АФ
АСР
фазовой
(Ф)
ФА
ФФ
ФСР
комплексной
(К)
КА
КФ
КСР
литудной. Моноимпульсная система с фазовым угловым
дискриминатором три амплитудной пеленгации будет
называться амплитудно-фазовой, а при фазовой
пеленгации— фазово-фазовой. Моноимпульсная система с
суммарно-разностным угловым дискриминатором в
зависимости от вида пеленгации будет называться
амплитудной суммарно-разностной, фазовой суммарно-разностной
или комплексной суммарно-разностной.
Угловой
датчик
—в*

Преобразователь
инаюрмации
—*•
Угловой

дискриминатор
Рис. 1.3. Блок-схема моноимпульсной системы.
Из указанных в табл. 1.1 девяти возможных классов
моноимпульсных систем на практике наибольшее
применение находят четыре системы:
амплитудно-амплитудная (АА), фазово-фазовая (ФФ), амплитудная
суммарно-разностная (АСР) и фазовая суммарно-разностная
(ФСР). Эти моноимпульсные системы в дальнейшем и
будут рассматриваться.
Исходя из последовательности операций,
выполняемых моноимпульсной системой, структурная схема ее
должна содержать следующее основные элементы
(рис. 1.3):
— угловой датчик, формирующий сигналы, в
соотношениях параметров которых содержится информация
об угловом положении цели;
— преобразователь информации, осуществляющий
преобразование соотношений параметров сигналов;
14

— угловой дискриминатор, выделяющий
вещественную функцию отношения параметров сигналов,
однозначно связанную с углом прихода.
Угловым датчиком служит антенна моноимпульсной
системы, являющаяся наиболее важным элементом и
обладающая некоторыми особенностями, которые
подробно будут рассмотрены в гл. 2.
В качестве преобразователя в моноимпульсных
системах применяется фазовращатель на я/2,
выполняющий операцию умножения на ±£, и
суммарно-разностный преобразователь, в качестве которого обычно при-
V»
F2(8)
Смеситель
*
i
\

Логарифмический
Гетеродин
'
Смеситель
-*

Логарифмический
упч
Детектор
Детектор \
'
(
Схема \
дычитания
t
*(*)
Рис 1.4. Блок-схема амплитудного углового дискриминатора.
меняется кольцевой волноводный мост или двойной
волноводный тройник. (Устройство суммарно-разностных
преобразователей также будет рассмотрено © гл. 2.)
Схемы каждого из трех типов угловых
дискриминаторов приведены на рис. 1.4—1.6. В каждой схеме
используется один гетеродин для образования
промежуточной частоты в обоих приемных каналах, что позволяет
сохранить симметрию двух сигналов и
поддерживать когерентность фаз между ними. Отношение
принятых сигналов гт(9) или га(0), характеризующее
направление прихода, образуется благодаря нормирующему
свойству использованных в схемах усилителей.
В амплитудном угловом дискриминаторе,
приведенном на рис. 1.4, отношение rm(Q) получается
вычитанием значений логарифмов амплитуд двух сигналов, что
эквивалентно образованию логарифма отношения.
Поскольку происходит вычитание значений логарифмов
амплитуд двух сигналов, выходное напряжение не зави-
15

сит от абсолютного уровня принимаемых сигналов.
Выражение lnrm(8) становится равным нулю на равносиг-
нальном направлении [rm(9)=l] и обладает нечетной
симметрией относительно этого направления, т. е. оно
может быть использовано для получения пеленгащшн*
ной характеристики
S(e) = Relrirm(6)=ln|a1(f, в)| —ln|M'. 9)1> (1-13)
где \tii(t, Э)| и \и2у, 8)|—амплитуды сигналов на
выходе приемно-усилительных каналов как функция
времени и угловой ошибки пеленгации.
Разность фаз между сигналами на входе усилителей
не влияет на отношение rm(9), так как сигналы
детектируются до вычитания логарифмов амплитуд этих
сигналов.
В фазовом угловом дискриминаторе при нормировке
необходимо устранить амплитудную модуляцию. Для
этого применяются либо усилители с ограничением
(рис. 1.5,а), на выходе которых амплитуды не зависят
от амплитуд принятых сигналов, либо используется
независимая автоматическая регулировка усиления в
обоих каналах (рис. 1.5,6), Для образования пеленгацион-
ной характеристики может быть использована функция
—frm(e), определяемая равенством (1.12), так как ее
действительная часть
S (6) = Re [— i exp i <p (6)] = sin <p (6) (1.14)
не учитывает амплитудных соотношений.
В суммарно-разностном угловом дискриминаторе
отношение га(0) обеспечивается автоматической
регулировкой усиления в обоих каналах, для образования
напряжения которой используется суммарный сигнал
(рис. 1.6). В результате происходит нормировка
амплитуд суммарного и разностного сигналов относительно
амплитуды суммарного сигнала.
Для получения пеленгационной характеристики
используется аддитивная функция угла, тогда при
идентичных приемных канялах в случае амплитудной
пеленгации
Srth —Ро Ме)-Ме)-МВ)-МВ) , /1 in
S(6)-Re hp + hW-FtWl+Ftp)' {М5)
16

а в случае фазовой пеленгации
|<ме)_-1ч>,(в)
¥(9)
s^K^r^)^4
+ е'
(1.16)
После рассмотрения структурной схемы
моноимпульсной системы 'перейдем к более подробному
описанию наиболее часто применяемых на практике
моноимпульсных радиолокационных систем.
w
Смеситель
i
— .
fiW
■|
\
\
—^
УПЧ с
ограничение/^
Гетеродин
Смеси т° ли
—*■
УПЧ с 1
ограничением
1
l
Фазовый
детектор
А
*)
}S(0)
№^
смеситель
i
Гг®
'
i
we .
f
Гетероди
УПЧ L
7Т_
П
УПЧ L
J АРУ
-| /W
^&J|
/
'
!■
Фазовый
детектор
i
<J
У г
1
к®
Рис, 1,5. Блок-схемы фазового углового дискриминатора с различной
нормировкой за счет ограничения (а) и за счет АРУ (б).
Г0(9)
-
_Ы9)
Разностный канал
Смеситель
\
i
!
■,.!..Mj»|

Гетеродин
y/7V
i
J I
1
. ■ . ■ -■'
f
UH't
ill
/f
АРУ
\i f
1
f
Фазовый
детектор
_
Суммарный канал
Рис. 1.6. Блок-схема суммарно-разностного углового дискриминатора.
17
?-?53§

§ 1.3. МОНОИМПУЛЬСНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ АВТОСОПРОВОЖДЕНИЯ ЦЕЛЕЙ
1.3.1 Амплитудно-амплитудная моноимпульсная
система. Как уже указывалось в § 1.1, в моноимпульсных
системах с амплитудной пеленгацией прием отраженных
от цели сигналов ведется при помощи антенной системы,
формирующей в каждой координатной плоскости два
луча, отклоненных от равиооигаального направления на
угол ±Э0 (рис. 1.1).
>~^- Г\ \Перек)
(_^J \\ тел
^^ У\\перес
ключа
тель
приема -
передачи

Смеситель
Гетеро\
дин

Смеситель

Логарифмический
УПЧ

Детектор

Логарифмический
УПЧ

Детектор
if
Схема
вычита-,
ния
\_.
Передат
чик
Усилитель
сигнала
ошибки
Система
управлениях
антенной
т
Рис. 1.7. Блок-схема амплитудно-амплитудной моноимпульсной
системы сопровождения цели в одной плоскости.
Разбаланс по амплитуде сигналов в независимых
приемных каналах связан непосредственно с ошибкой
сопровождения и тем больше, чем больше эта ошибка.
При отсутствии рассогласования сигналы, принимаемые
независимыми каналами, по амплитуде равны. В
соответствии с этим пеленгация цели достигается поворотом
антенной системы до момента наступления равенства
амплитуд принимаемых сигналов.
На рис. 1.7 приведена упрощенная блок-схема
амплитудно-амплитудной моноимпульсной системы для
пеленгации цели в одной плоскости, в которой нормировка
осуществляется при помощи логарифмических
усилителей.
Если навход антенной системы поступает отраженный
от цели сигнал Ё (t) = Етеш, то при отклонении цели от
раввосигнального направления на угол 0 на выходе ан-
18

тенны первого <й второго каналов принятые сигналы
будут определяться выражениями
Ex{t, b)=[EmFl(b)expi^t = EmF(b0 — в)ехр|<
E2(tt b) = EmF2{b)expiu>t^EmF(b0 + b)expi<ut. (1.17)
После преобразования по частоте, усиления на
промежуточной частоте и линейного детектирования
сигналы на входе вычитающего устройства равны
.соответственно
ul(b) = lnKlEmF(b0 — b),
а1(в) = 1п^то7?(В0 + в)1 (1.18)
где /Ct и /с2 — коэффициенты передачи сигнала в
каналах.
На выходе схемы вычитания получим
Сигнал ошибки с выхода схемы вычитания подается
на усилитель и затем на систему управления антенной.
Из равенства (1Л9) видно, что пеленгационная
характеристика в такой моноимпульсной системе зависит
от диаграмм .налравленности, свойств и идентичности
логарифмических усилителей. Поэтому нестабильность и
неидентичность амплитудных характеристик
логарифмических усилителей приводит к искажению пеленгацион-
ной характеристики и, следовательно, к ошибке в
определении направления на цель.
При идентичных приемных каналах (ki = k2 = k) и
малых угловых ошибках выражение (1.19) молено
записать в следующем виде:
^(0о+0) ^(во)-(1—рЛ) 1—р-9
~2[ре+^+^+...]~2>в, (1.20)
где F(%)—коэффициент усиления антенны в равноси^ .
гнальном направлении,
2* 19

jut — крутизна рабочего участка диаграммы
направленности антенны.
Необходимость поддержания высокой идентичности
амплитудных характеристик усилителей является
основным .недостатком системы с амплитудным угловым
дискриминатором.
1.3.2. Фазово-фазовая моноимпульсная система.
Упрощенная блок-схема фазово-фазовой моноимпульсной
системы, осуществляющей пеленгацию в одной плоско-
/
/
f
Hi
i
1
г
Смиси
таль
\
Гетеро-
бин
*

Смеситель
Пере-
батник
ЦПЧ
Фагобый
детектор
¥Ьазо6ращ\
,„ тс
УПЧ
[J
Система
]ипра8ления\
антенной
Усилитель
сигнала
ошибки
Рис. 1.8. Блок-схема фазово-фазовой моноимпульснои системы
сопровождения цели в одной плоскости.
сти, приведена на рис. 1.8. В такой системе прием
сигналов ведется антенной системой, формирующей в
каждой координатной плоскости два луча, ориентированных
параллельно друг другу.
Сигналы, принимаемые антеннами с идентичными
диаграммами 'направленности, запишем в виде
E,{U b) = EmF (в)expi Ut + Ц-\
Ё% (t9 в) = EmF (6) exp i Lt + Тф - ^-).
(1.21)
где Аф — фазовый сдвиг из-за разности путей
прохождения сигнала от цели до антенн, определяемый
равенством (1.1),
20

Уф = я/2— начальный фазовый сдвиг, необходимый
для обеспечения равенства нулю выходного сигнала при
совмещении равносигнального направления с
направлением на цель (0 = 0).
Сигналы на выходах УПЧ равны соответственно
щ (t, 6) = K.Err.F (6) exp i f <опр/ -f- ^L\,
u2 (t, 6) = K2EmF (6) exp i Unvt + -|- 1-V
(1.22)
В случае применения для нормировки' ограничения
сигналы на входе фазового детектора можно
представить в виде следующих выражений:
u\(t, 8) = t/orpexpi (тПр*-{-^г\
u\(t, 6) = t/orpexpi (enpf-f-!|—Ц-\
(1.23)
где [70гр — порог ограничения по амплитуде.
Если амплитудные детекторы, ©ходящие в состав
фазового детектора, работают в режиме квадратичного
детектирования, т. е. фазовый детектор выполняет
операцию умножения и усреднения входных сигналов, то
сигнал на выходе фазового детектора можно записать
в виде
S"(6) = ^ARe[ii'1(/, 6) i\(t% 8)],
(1.24)
где /СфД — коэффициент передачи фазового детектора.
Следовательно,
S (в) = «*„!/' sin А9. (1-25)
огр
Подставляя вместо Д<р его значение из (1.1), получаем
S(6) = «*„^rsin
1пб V
(1.26)
Сигнал ошибки с фазового детектора подается на
усилитель сигнала ошибки и далее на систему
управления антенной, которая поворачивает антенну на
необходимый угол.

Основным недостатком систем с фазовым угловым
дискриминатором, как подробно будет показано в гл. 6,
является большая зависимость точности пеленгации от
идентичности фазовых характеристик приемных каналов
и их стабильности.
1.3.3. Амплитудная суммарно-разностная
моноимпульсная система. Моноимпульсная система с суммарно-
разностным угловым дискриминатором менее требова-
Переключатель
приено-передачи
Сигнал
дальности
Приемо-У\ I
передающая^
антенна .
\
\
Рис. 1.9. Блок-схема амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы сопровождения цели для пеленгации в одной плоскости.
тельна к идентичности характеристик приемных каналов
и поэтому более широко используется в современных
радиолокационных станциях. В таких системах
принятые от цели сигналы с выхода антенны поступают в
суммарно-разностный преобразователь (полноводный мост),
где суммируются и вычитаются. С выходов волноводно-
го моста суммарный и разностный высокочастотные
сигналы поступают в суммарный и разностный приемные
каналы, где преобразуются в сигналы промежуточной
частоты и усиливаются до необходимой величины.
Амплитуда разностного сигнала определяет величину
угловой ошибки, а разность фаз между суммарным и
разностным сигналом — знак угловой ошибки, т. е. направ-
22

ление отклонения цели от равносигнального
направления.
Блок-схема амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы для пеленгации ;в одной плоскости
приведена на рис. 1.9. Сигналы на выходе антенны
первого и второго каналов при малых отклонениях цели от
равносигнального направления определяются
выражениями
Ёх (/, в) = EmFx (6) exp i Ы = EmF (б0 — 6) exp i со/ =
= £„F(e0)(l+|ie)expi<
£2 (t, 6) = EmF2 (9) exp i mt = EmF (60 -f 6) exp Ы =
= ^(в0)(1-|1в)ехр1ш/.
(1.27)
Суммарный и разностный сигналы иа выходе волно-
водного моста с учетом баланса мощностей примут вид
E0(t,9)=^f[E1(t,9)+Et(t, в)] =
=y2fmF(60)expiW,
£p(f, б) = —[&(*, b)-Et(t, в)1^=
= V% E«,F(90)v&ex.pi*t.
(1.28)
Зависимость сигнала ошибки от амплитуды
принимаемых сигналов исключается системой АРУ.
После преобразования по частоте и усиления, с
учетом работы системы АРУ, на входе фазового детектора
суммарный и разностный сигналы могут быть
представлены выражениями
uc(t, e) = expi(dnpf-f «Pj),
«p(f, 6)=^—-^expi((onp; + cp2),
(1.29)
где ф! и ср2 — фазовые сдвиги в каналах.
На выходе фазового детектора получим
S(6) = ^n^ft8cos(cpl-cp2).
(1.30)
23

Суммарная и разностная диаграммы направленности
амплитудной суммарно-разностной мо'ноимпульсной
системы с условным обозначением фазовых соотношений
знаками '« + » и «—» изображены на рис. 1.10. Из
рисунка видно, что фаза разностного сигнала на выходе
антенны меняется в зависимости от направления
отклонения цели относительно равносигнального направления
и может либо совпадать с фазой суммарного сигнала,
либо быть с ним в противофазе. При отсутствии рассог-
Рис. 1.10. Диаграммы -направленности амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной системы при пеленгации в одной плоскости:
а) парциальные диаграммы; б) суммарная и разностная диаграммы.
ласования, когда направление на цель совпадаете рав-
носигнальным направлением антенной системы,
отраженные от цели сигналы на входе приемных каналов имеют
равные амплитуды. Вследствие этого разностный сигнал
равен нулю.
Разностный сигнал непосредственно используется для
управления положением антенной системы в процессе
пеленгования или в процессе автоматического
сопровождения цели.
Образующийся при пдиеме суммарный сигнал
используется не только в качестве опорного сигнала, но и
для обнаружения цели, а также измерения дальности до
цели и ее скорости.
1.3.4. Фазовая суммарно-разностная моноимпульсная
система. Рассмотрим обработку сигналов в фазовой
суммарно-разностной моноимпульсцой системе (рис, 1.11),
.24

По аналогии.с фазово-фазовой системой, рассмотренной
в 1.3.2, сигналы на выходе антенны в данном случае
можно записать в виде
£.(*, 6) = £mF (6) exp i («rf-^f-V
(1.31)
Переключатель
->иемо-передачи
Ъльцёбой k
Ьлноводныщ
vcm
lepedanwuK
Суммарный канал \
Смеситель Ы УПЧ
Гетеродин
\ УмплитидныиЛ CuJ»a/r ш
детектор
Определения
дальности
m
Фазовый
детектор
Смеситель
\Фазовращ.
на %
УПЧ
гг
Разностный канал
Усилитель
сигнала
ошибки
х
Систепа
управления
антенной
L
Рис. 1.11. Блок-схема фазовой суммарно-разностной моноимпульсной
системы сопровождения цели в одной плоскости.
На выходе волноводного моста получим суммарный и
разностный сигналы в виде
+ expi(w — ^-"Jj,
Ep(t, 6) = ^= £mf (6) [expi («* + *£-)-
-expi(«rf-^f-)].
На выходе фазового детектора после преобразования
по частоте и усиления с учетом работы АРУ и дополни-
25
\ (1.32)

тельного фазового сдвига в разностном канале на я/2
можем записать
е Re &,('.*)«% С 9)t (1.33)
w uc(t, b)ii*e(t, 0)
где u*c и tt*p — комплексно-сопряженные величины
сигналов на выходе суммарного и разностного каналов.
С учетом (1.32) выражение (1.33) принимает вид
*«=f-»-r?^-f-*»«e^- С-34»
После подстановки значения Д<р из (1.1) получим
s (e)=^*totg(4sin 6)- О-35)
Сигнал ошибки с выхода фазового детектора
подается на систему управления антенной.
§ 1.4. ОБЗОРНЫЕ МОНОИМПУЛЬСНЫЕ
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ
В § 1.1 уже говорилось, что обзорными
моноимпульсными системами будем называть такие системы, которые
определяют координаты всех целей, находящихся в
пределах диаграммы направленности и разрешаемых по
дальности для каждого положения луча в пространстве.
Обзорные моноимпульсные системы рассмотрим на
примере систем с амплитудной пеленгацией.
1.4.1. Амплитудно-амплитудная моноимпульсная
система. Как уже указывалось ранее, амплитудный угловой
дискриминатор с логарифмическими усилителями имеет
существенный недостаток, заключающийся в
необходимости поддержания высокой идентичности и
стабильности амплитудных характеристик усилителей. Этот
недостаток затрудняет их практическое применение в
амплитудно-амплитудных моноимпульсных системах.
Рассмотрим другой вариант схемы построения такой
системы, позволяющий избежать необходимости
применения логарифмических усилителей. В системе, блок-
схема которой приведена на рис. 1.12, логарифмические
26

усилители we применяются, а нормировка
осуществляется по суммарному сигналу, образованному на
видеочастоте.
Опишем формирование пеленгационной
характеристики в обзорной амплитудно-амплитудной
моноимпульсной системе с нормировкой по суммарному
сигналу, образованному на видеочастоте.
С вы- П
хода | г
тенньА г
X
СмесительХЛ Оптималь- \ЛЛинейный
ныи (рильтр\
упч
И Детек- \+Лсцмматор\
1 ' тор mi* I
Гетеродин
ш
Смеситель
Оптима/гь -
ный азильтр\
\Линейный
упч

Детектор
Сигналы
для определения
дальности
Ч^Схена [црб
Выбита -
Н1ТЯ
Схема |
\деления
Рис. 1.12. Блок-схема амплитудно-амплитудной обзорной
моноимпульсной системы для определения координат в одной плоскости.
При отклонении цели от равносигнального
направления иа угол 9 сигналы на выходе аитенн будут
определяться формулой (1.27). На выходе детекторов
выражения для сигналов принимают вид
ul(b)=KlEmF(b9)wJil+v6)9
Me)=tf2£rnF(6o)(l-[*0).
(1.36)
При идентичных приемных каналах (/Ci = /c2=/c) на
зыходе суммирующего устройства запишем
исв = и1 (6) + и2 (8) = 2uEmF (8),
а на выходе схемы вычитания
иР в = иг (в) — и2 (в) = 2uEmF (90) м
Тогда на выходе схемы деления получим
S (6) = ^^Yfj ?9 = рб.
w uQ B 2KEmF (90) r
(1.37)
(1.38)
(1.39)
Сравнение равенств (1.20) и (1.39) показывает, что
они совпадают с точностью до постоянного
коэффициента» т. е. и в системе с нормировкой по суммарному си-
27

гналу на выходе получается сигнал, пропорциональный
угловой ошибке пеленгации, и поэтому может он быть
использован в качестве угловой информации при
определении угловых координат целей.
На практике при создании обзорных амплитудно-
амплитудных моноимпульсных радиолокационных
систем с нормировкой по суммарному сигналу, которые
должны иметь динамический диапазон 80—100 дб,
применение линейных УПЧ невозможно. В этих случаях
необходимо применять логарифмические УПЧ, в которых
для устранения необходимости поддержания высокой
идентичности логарифмических амплитудных
характеристик усилителей в различных каналах необходимо
осуществлять нормировку с помощью периодической
последовательности контрольных сигналов и в дальнейшем
схему обработки строить также, как показано на рис. 1.12.
1.4.2. Амплитудная суммарно-разностная
моноимпульсная система. Блок-схема обзорной амплитудной
суммарно-разностной монощпульсной. системы приведена
на рис. 1.13. Из сравнения этой блок-схемы и
блок-схемы, приведенной на рис. 1.9 видно, что в обеих системах
нормировка осуществляется по суммарному сигналу. Но
в обзорной системе нормировка осуществляется не на
промежуточной^ частоте с помощью АРУ, а на
видеочастоте (путем деления сигнала с выхода фазового
детектора на суммарный. Это объясняется невозможностью
использования системы АРУ в обзорных
моноимпульсных системах в силу того, что в них необходимо
определять координаты всех целей, находящихся в луче и раз-
С выхода Г
антенны 1
£с
Волнододнь
%
^
Смеси- \
темь
и 4
Гетерол
дин
\

Смеситель
Суммарный канал
Оптималь
\ный фильтй
Амплитудл
\*\УПЧ\г\ ный '
детектор
Сигнал
для
Оптималь
\ный фильтрХ
\УПЧ\Л
Фазовый
детектор]

определения
дальности
Схема
деления
s(d)
Разностный канал
Рис. 1.13. Блок-схема амплитудной суммарно-разностной обзорной
моноимпульсной системы для определения координат в одной
плоскости.
28

решаемых по дальности. Система АРУ обладает
определенной инерционностью и не может работать по
нескольким близко расположенным целям.
Рассмотрим формирование пеленгационной
характеристики в обзорной амплитудной суммарно-разностной
системе. Суммарный и разностный сигналы на выходе
волноводного моста определяются формулой (1.28).
На входе фазового детектора их можно записать
соответственно
iic {U 6) = V2 KxEnF (%) exp i (сопр* + ?1), 1
ip (t, в) = j/2 K2EmF (60) [хб exp i (шпр/ +<p2).J
Суммарный сигнал на выходе амплитудного
детектора, считая коэффициент передачи его равным единице,
будет равен
^ = /2^^(60), (1.41)
а напряжение на выходе квадратичного фазового
детектора—
иф^=2кфЛк1к2[ЕтР(Ь0)]2^со${<?1 — <р2). (1.42)
В случае применения квадратичного фазового
детектора в блок-схеме, приведенной на рис. 1.13, необходимо
предусмотреть устройство, возводящее в квадрат
суммарный сигнал на выходе амплитудного детектора.
Тогда на выходе схемы деления получим
■ S^) = ^5 = кфд^ч»в сое (?,-?,). (1.43)
Сравнение формул (1.43) и (1.30) показывает, что
они совпадают, т. е. нормировка по суммарному сигналу
на видеочастоте дает тот же эффект, что и нормировка
на промежуточной частоте с помощью АРУ.
Создание обзорных моноимпульсных
суммарно-разностных систем, обладающих высокой разрешающей
способностью по дальности (порядка 10—30 м), из-за
технической трудности реализации фазового детектора,
работающего при длительности импульса, -близкой
29

к 0,1 мксек, может оказаться (невозможной. В этом
случае необходимо ориентироваться на разработку
обзорных амплитудно-амплитудных моноимпульсных систем.
§ 1.5. ПРИНЦИП ПОСТРОЕНИЯ МОНОИМПУЛЬСНЫХ
СИСТЕМ ДЛЯ ПЕЛЕНГАЦИИ В ДВУХ ПЛОСКОСТЯХ
Рассмотренные до сих пор моноимпульсные
радиолокационные системы предназначались для пеленгации
целей IB одной .плоскости. Системы пеленгации в двух
плоскостях значительно сложнее.
Гетеродин
Переключа
тель
приема I I ] ,—
передачи \-\ \ \ \ Cl

Смесителе
т
[Перед

Смеситель

Смеситель

Логарифмический
УПЧ
\^\Детек-
тор

Логарифмический
ЧПЧ
LJ
Детектор
gnu
Логариф-, ХЛетен.
мичеекии\Мдете*
тор

Смеситель
Логариф i
мический

Детектор
Э_
Схема
8ь1чиШа:
ниЯ
~ А
Схема
\вычита-
I ния
ks
3
Рис. 1.14. Блок-схема амплитудно-амплитудной моноимпульсной
системы для пеленгации в двух плоскостях.
Моноимпульсные системы для пеленгации цели в двух
плоскостях с амплитудным и фазовым угловыми дискри-*
минаторами можно создать путем простой комбинации
двух моноимпульсных систем, одна..из которых
предназначена для работы в азимутальной плоскости, а
вторая— в угломестной. Из блок-схемы
амплитудно-амплитудной системы для пеленгации в двух плоскостях,
приведенной на рис. 1.14, видно, что такое построение
требует использования антенны с четырьмя диаграммами
направленности и четырех усилительных каналов. Но
в системах с указанными выше угловыми
дискриминаторами при пеленгации в двух плоскостях можно иметь
один усилительный канал, общий для азимутальной и
угломестной плоскостей. Это упрощает построение
антенны и системы пеленгации в целом, ... . .; ^
30

В качестве примера на рис!'1.15 приведена
упрощенная блок-схема одной из первых фазово-фазовых моно-
им-пульсных РЛС [41]. Антенная система данной РЛС
состоит из четырех жестко связанных параболических
отражателей с облучателями. Одна из антенн
передающая, остальные —приемные, причем одна из приемных
антенн является общей для азимутального и утломест-
ного каналов.
Привод
по углу
места
Привод по азимуте/
Предвари-]
НЧ тельный
УПЧ
Магнетрон
X
Предвари-]
тельный
УПЧ

предварительный
УПЧ
Лестный
Гетеродин
у1одулятор
упЧиАРУ\
ШЧиАРУ\
П
Сигнал
ошибки
по азимуту
—»
Фазовый
детектор
УПЧиАРУ\
Строб.
\дальности\
Фазовый
детектор
i
Сигнал
ошибки
по углу
места
Сигнал для
определения
■" — »■
да/гьности
т
Рис. 1.15. Блок-схема фазово-фазовой моноимпульсной системы для
пеленгации в двух плоскостях.
Основной недостаток такой системы состоит в
неэффективном использовании раскрыва аитенны, поскольку
часть антенны используется только для пеленгации по
азимуту, часть — для пеленгации по углу места и часть—
для излучения. При четырех приемных диаграммах
направленности этот недостаток устраняется, так как и
для приема и для передачи может использо;ваться весь
раскрыв антенны.
В моноимпульсных системах для пеленгации в двух
плоскостях с суммарно-разностным дискриминатором
в отличие от систем пеленгации в одной плоскости
применяется антенна с четырьмя диаграммами
направленности (вместо двух), три или четыре волноводных
моста (вместо одного), добавляется еще один разностный
приемный канал и ряд других элементов. На рис. 1.16
31

изображена амплитудная суммарно-разностная система
для пеленгации в двух плоскостях с использованием
четырех волнаводных мостов, а характер обработки
сигналов в ней показан на рис. 1.17. Метод обработки
сигналов при применении трех волноводных мостов
показан на рис. 1.18.
1
4 i\y
чт^з [
• Передатчик
\
\Перехлючатель
приема
передачи
t
1
1 {X у
1
L/ -г \_ \J л \l Li
Щ £\УД\£\У{ "
1
'
i/J)
Гу5
Tl
Гете ■
родим
Смеси
тель
А
73но \стн

Смеситель
*

Смеситель
Размоет
Суммарный, канал
Лупч
А АРУ
ЬШ\ \%0
ныи
Аупч
\
Аупч
к а на

Амплитудный
детектор
S 5 5
•s» Cj. **
Л ^«3
<о <ьтэ
wan no ази
п по
\миту
Фазовый
детектор
.
Фазовый
детектор
углу места
2
^Г*
И.
*^
*?
3*
.. ,. к. Л Г,
*.§
1*
Кольцевые -■—■. . - g^
волнободные \ ^
мосты - <3 ?
Рис. 1.16. Блок-схема амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы для пеленгации в двух плоскостях.
2 — суммарный выход моста; Л — разностный выход моста.
[1+2+3 + *t] Суммарный канал
Разностный канал
&[(t+2)-(3+b)] ™ У**!/ »еста
[(h2)+(3-W--[№)-(2 + i>)]
Разностный канал
по азимуту
Рис. 1.17. Схема образования суммарного и разностного сигналов
при применении четырех волноводных мостов.
2 — суммарный выход моста; А —разностный выход моста.
32

В 'моноимпульсной системе с четырьмя волноводными
мостами суммарный сигнал образуется путем .попарного
предварительного суммирования сигналов / и 2, 3 и 4
на двух первых мостах, а затем окончательного
суммирования на третьем и четвертом мостах.
Высокочастотная мощность передатчика с помощью тех же мостов
распределяется поровну и в фазе между всеми четырьмя
(1-«)
Разностный канал
по углу места
£ [иг+3+ч] Суммарный канал
Разностный канал
(2-3) по азимуту
Рис. 1.18. Схема образования суммарного и 'разностного сигналов при
.применении трех волнаводных мостов.
2 — суммарный выход моста; Л — разностный выход моста.
излучателями, обеспечивая образование суммарной
диаграммы направленности излучения в пространстве.
Разностный сигнал угла места получается вычитанием из
суммы сигналов излучателей 1 и 2 суммы сигналов
излучателей 3 и 4.
Для получения разностного сигнала по азимуту
в четвертом мосте из суммы сигналов излучателей 1 и 3
вычитается сумма сигналов излучателей 2 и 4.
Аналитически эти сигналы можно представить в виде
следующих выражений:
— суммарный сигнал (на выходе суммарного отвода
третьего моста)
Ee(tt в)==4-£(0['71(в) + ^1(в) + ^(в)-}-7?4(в)], (1.44)
3-2536 ' 33

— разностный сигнал по углу места (на выходе
разностного отвода третьего моста)
ЕР у м (t, 0) = 4" Е (О {[F, (6) + F2 (б)] -
_[F,(e) + F4(0)]}. (1.45)
— разностный сигнал по азимуту (на выходе
суммарного отвода четвертого моста)
Е, а8 (/, 8) = 4- Е (t) {[Ft (6) + Ft (6)] -
-[F,(e) + F4(0)]}. (1.46)
Выход разностного отвода четвертого моста обычно
не используется и нагружается на эквивалент.
При применении в моноимпульсной системе трехвол-
новодных мостов суммарный сигнал образуется
предварительным попарным суммированием сигналов 2 и 3,
1 и 4 «на двух мостах, а затем окончательным
суммированием в третьем мосте. Разностный отвод третьего
моста не используется и нагружается на эквивалент.
Разностный сигнал в одной плоскости образуется за счет
разности сигналов / и 4, а в другой плоскости — за счет
разности сигналов 2 и 3.
При -применении трех волноводных мостов
суммарный сигнал определяется равенством (1.44), а
разностный сигнал равен
£ру«=:р=£(№(в)-*4(е)], (1-47)
E9,a=-±E(t) [F,(б) -F3(6)]. (1.48)
Амплитудная и фазовая суммарно-разностные
моноимпульсные системы идентичны по методу обработки
угловой информации, но имеют принципиальные
различия (в формировании диаграмм направленности. Угловая
информация о цели в амплитудной системе содержится
в отношении амплитуд сигналов, а в фазовой — в
фазовом сдвиге, обусловленном разностью хода сигналов от
цели до антенн соответствующих каналов пеленгации.
. В конструктивном отношении определенными
преимуществами обладают комбинированные моноимпульс-
3.4

мые системы 'Пеленгации. В основе их лежит формиро-
ьание диаграмм направленности антенн,
обеспечивающее получение независимой информации о цели
одновременно ino амплитудным и фазовым соотношениям
принимаемых сигналов. В этом случае оказалось
возможным обойтись при пеленгации в двух плоскостях
только двумя взаимосвязанными каналами с одним вол-
новодным мостом на их входе (рис. 1.19).
Переключатель
?риемо-передачи
ередачи I I
Передатчик
Сигнал для
определения
дальности
Суммарный
канал
Смеситель
Кольцевой
•\6олнободный
^мост
у\упч
Смеситель уАУПЧУ-и
Фазовый
детектор
Разностный канал
Фазовый
детектор
Сигнал
ошибки
по углу
места
Сигнал
ошибки
770
азимуту
Рис. 1.19. Блок-схема комбинированной моноимпульсной системы для
пеленгации в двух плоскостях.
Принцип образования угловых ошибок по двум
координатам одновременно поясняется векторной диаграм-
-> ->
мой (рис. 1.20). Обозначения f/4 и f/2 соответствуют
сигналам в векторном представлении для 'Первого и
второго канало!В. Сигналы отличаются ш амплитуде и
фазе.
-> -+■
Разностный сигнал Uo,—U\, как видно из рисунка,
может быть представлен в виде двух независимых
составляющих, одна из которых .находится в квадратуре
с суммарным сигналом, что характерно для фазовых
систем .пеленгации, а другая составляющая — в фазе или
в тсротивофазе с суммарным сигналом, что характерно
для амплитудных систем пеленгации. Первую
составляющую, как будет показано ниже, можно использовать
в качестве сигнала ошибки по азимуту, вторую — в
качестве сигнала ошибки по углу места.
3* 35

Формируемые антенной два луча в вертикальной
плоскости наклонены друг к другу на угол 29о, а в
горизонтальной плоскости параллельны друг другу и
разнесены на «величину I, что обеспечивает пеленгование цели
в вертикальной плоскости амплитудным методом, а в
горизонтальной — фазовым методом.
Для формирования параллельных в азимутальной
плоскости лучей линейные облучатели антенны
наклонены относительно друг друга и облучают левую и пра-
"2-4
Рис. 1.20. Векторная диаграмма, поясняющая принцип комбинирован-
ной системы пеленгации:
Л_— синфазная составляющая разностного сигнала (ошибка по углу места);
В — квадратурная составляющая разностного сигнала (ошибка по азимуту).
вую половины параболического цилиндра. Для создания
наклона лучей относительно друг друга в вертикальной
плоскости облучатели располагаются по разные стороны
от фокальной плоскости (один выше, другой — ниже)
(рис. 1,21).
Для извлечения угловой информации по каждой
координате на выходе приемных каналов предусмотрено
два фазовых детектора, один из которых формирует
сигнал ошибки по углу места, а" другой — по азимуту.
Разностный сигнал на азимутальный фазовый детектор
подается со сдвигом по фазе на 90° относительно
суммарного, являющегося опорным сигналом. Остальные
элементы комбинированной амплитудно-фазовой системы
аналогичны элементам амплитудной и фазовой систем,
рассмотренным выше.
36;

Рассмотрим формирование пеленгационной
характеристики IB комбинированной амплитудно-фазовой
моноимпульсной системе. Пусть пеленгуемый объект смещен
от равносигнального направления по азимуту на угол
0аз и -по углу места на угол Эум. Тогда сигналы на
выходе антенны будут отличаться по фазе в соответствии
с азимутальным смещением угла и по амплитуде в со-
в горизонтальной плоскости
В Вертикальной плоскости
Рис. 1.21. Принцип формирования диаграмм направленности в
комбинированных моноимпульсных системах.
ответствии с ее угломестным смещением и могут быть
представлены в виде следующих выражений:
(1.49)
Ё, (t, б) = EmF (ба8) F (в, - б, м) exp i[mt + ^, |
tt (t, 6) = EmF (9a3) F (в, + бу „) exp i (wt - ^.
1
На выходе волноводного моста суммарный и
разностный сигналы с точностью до постоянного
коэффициента можно записать в виде
Ee(t, 6) = £K|>(e0-6yM)expi(«rf + %!)+ |
+ ^(9„ + 6yM)expi^-^],
..*p(M) = *.[/4«.--0yJ«pi(«* + %s)- (1,50)
-^(в0 + вум)ехР1^-^],
37

где
£„ =
V2
EmF(%3).
После преобразования по частоте и усиления в УПЧ
без учета фазовых сдвигов и нормировки сигналов
получим
iic(t, e)=£,*c[^(e.-eyM)expi(mII1( + ^+ j
+ F(e0 + 6y„)expi^V-%^)],
«c (t, 8) = Е*щ |> (в0 - 6yM) exp ijv + Щ-
_F(80 + 6yM)expi(«>V-%^]-
На выходе квадратичного фазового детектора с
учетом нормировки сигналов в 'Приемном устройстве сигнал
ошибки определяется выражением
} (1.51)
V ' ФЯ «„(/, в)в*0(<, 8)
(1.52)
В соответствии с этим на выходе фазового детектора
угломестного канала после элементарных
преобразований сигнал ошибки будет иметь вид
кр
X
^ ("ум) — ^ф д"Г"Х
^(Во-8Ум)-^2(Во+еум)
Fz (9, - Ву „)+F2 (9„+87 „) +2F (В, - 8У м) F (86+6у м) cos Д?аз
(1.53)
При малых угловых ошибках, когда справедлива
линейная аппроксимация диаграммы направленности,
F(b0^byu) = F(b0)(l±^YM) (1.54)
и
я(б0-еум)^Р(е0)(1±2^ум). (1.55)
38

Тогда выражение (1.53) при равенстве
коэффициентов передачи приемных каналов можно преобразовать
к виду
5(б,м) = ^фд-47Т. (1.56)
coS2~r
При отсутствии рассогласования в азимутальной
плоскости (A^'a3 = 0) получим
5(6Ум) = Кфд »rff (1.57)
т. е. выражение (1.57) аналогично выражению (1.30),
выведенному для амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы, при условии идентичности
амплитудно-фазовых характеристик приемных
каналов.
На выходе фазового детектора азимутального
канала, учитывая дополнительный фазовый сдвиг
разностного сигнала на я/2, при /сс = /ср получим
Reuc(t, 9)а*р(*, 0)expi-|-
•Ь (оаз) = Кф д ~
Ue (t, 9) в*. (/. 6)
_.. 2F(80-8yM)F(9„+eyM)sin ДЬз
* д Fа(в.-ву u)+F2(80+9у M)+2F(90-9, M)F(90+8.SM) сов Дj.
Выражение (1.58) совпадает с выражением (1.34),
полученным для фазовой суммарно-разностной
моноимпульсной системы-. Получающиеся сигналы ошибки
используются для поворота антенной системы ,или
индикации величины и направления рассогласования антенны
обычным путем.
Таким образом, комбинированная
амплитудно-фазовая система обеспечивает получение сигнала ошибки
в обеих плоскостях пеленгации при наличии только двух
39

каналов. В этом состоит преимущество таких систем
перед чисто амплитудными и чисто фазовыми
суммарно-разностными моноимпульсными системами,
поскольку те при пеленгации в двух плоскостях нормально
требуют четырех диаграмм направленности, четырех
гибридных мостов .и трех каналов промежуточной частоты.
Но при этом -следует иметь в 'виду, что диаграмма
направленности комбинированной амплитудно-фазовой
системы имеет значительную лепестковость, а усиление
суммарной диаграммы направленности и пеленгацион-
ная чувствительность получаются примерно на 3 дб
ниже оптимальных. Поэтому выбирать комбинированную
амплитудно-фазовую систему необходимо на основе
всесторонних расчетов с учетом всех преимуществ и
недостатков этих систем. (При этом следует также учитывать*
что комбинированные системы обладают
потенциальной возможностью увеличения разрешающей
способности по угловым координатам. Это обусловлено тем, что
при использовании их достаточно иметь только два
канала и два облучателя антенны. Использование в таких
системах четырех и более независимых облучателей
создает условия избыточности информации, которые можно
использовать для составления дополнительного
количества уравнений, определяющих положение цели в
(пространстве, и обеспечения разрешения целей,
находящихся на одной дальности в пределах главного луча. Более
подробно об этом будет сказано в гл. 4.
Поскольку комбинированные системы обладают
определенными конструктивными преимуществами, они
нашли широкое применение в бортовой
радиолокационной технике, где вес и габариты аппаратуры
приобретают первостепенное значение.
Одним из первых моноимпульсных радиолокаторов,
работающих комбинированным хметодом, является
экспериментальный самолетный радиолокатор 3-см диапазона
волн AN/APG-25, спроектированный как часть системы
управления огнем защиты хвоста патрульного самолета
ВМФ США [94].
Наряду с комбинированными системами суммарно-
разностного типа могут применяться комбинированные
системы с последетекторной обработкой сигналов,
аналогичные простым амплитудным и фазовым
моноимпульсным системам.
40

§ 1.6. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ МОНОИМПУЛЬСНЫХ
СИСТЕМ, РАБОТАЮЩИХ В НЕПРЕРЫВНОМ
И КВАЗИНЕПРЕРЫВНОМ РЕЖИМАХ ИЗЛУЧЕНИЯ
Характерным для моноимпульсных систем,
работающих в непрерывном и квазинепрерывном режимах
излучения, является использование селекции целей по
скорости, что накладывает определенный отпечаток на
схему их построения. На рис. 1.22 представлена типичная
блок-схема приемника такой моноим'пульсной системы.
Смеси-\\ цпц-1
тель-1 w *

Смеситель-^-
УДЧ-1
\ СмесиАА
г}/лелб-£г^

Смеситель^
^^г'оШмч-гШ
I
Смеси-
тель-3'
!
Рис.
WVonop-
\ ново
{сигналах
Смеси
тель-5\
Гетеро\
дин
m w галтель - 7Г1
Ф-1
Ф-2
Следящий
гетеродин
Сигнал \
ошибки
Фазовый I
детектор
L Частотный
^\дискриминатоЛ
1.22. Блок-схема приемника моноимпульсной системы с
селекцией по скорости.
По своему устройству каждый из каналов приемника
в принципе не отличается от одноканальных угломерных
устройств, используемых в РЛС с (непрерывным
излучением. После преобразования по частоте и усиления
сигналы -промежуточной частоты поступают на смесители
(4) и (5), напряжением гетеродина для которых
является опорный сигнал передатчика на 'промежуточной
частоте. Образующиеся на выходе смесителей сигналы
допплеровскои частоты далее усиливаются в усилителях
допплеровских частот (УДЧ) и селектируются по
частоте.
Для селекции сигналов по допплеровским частотам,
что соответствует селекции целей по скорости, в
приемнике предусмотрены смесители (6) и (7), на выходе
которых установлены узкополосные допплеровские
фильтры Ф-1 и Ф-2, ширина 'полосы пропускания которых
выбирается в соответствии с требованиями разрешения
41

целей ino скорости. Преобразование по частоте
осуществляется с помощью сигналов следящего гетеродина,
управляемого сигналами частотного дискриминатора.
Сигналы с выходов допплеровских фильтров,
содержащие информацию о направлении на выбранную цель,
подаются на фазовый детектор, где формируется сигнал
ошибки, используемый в системе пеленгации обычным
порядком.
Системы пеленгации с селекцией по скорости
достаточно узкополосны. Это накладывает дополнительные
требования на приемные каналы в части идентичности
их амплитудно-фазовых характеристик. Неидентичность
каналов, особенно допплеровских фильтров, будет
вызывать ошибки (пеленгации цели. Поскольку
узкополосные фильтры имеют большую крутизну
фазово-частотных характеристик, а скорость цели и связанная с вей
допплеровская частота в процессе слежения по скорости
меняется в значительных пределах, даже
незначительная неидентичность фазово-частотных характеристик
допплеровских фильтров будет обусловливать большой
паразитный сдвиг фаз сигнала, поступающих на
фазовый детектор, и вызывать большие ошибки пеленгации.
Квазинепрерывный режим излучения,
характеризующийся излучением импульсов с малой скважностью,
также позволяет осуществлять селекцию целей по
скорости. Поэтому построение приемника моноимпульсной
квазинепрерывной РЛС аналогично рассмотренному
выше. Отличие состоит лишь в том, что-при использовании
квазинепрерывного режима излучения в приемник
вводится стробирование усилителей промежуточной
частоты по дальности. Требования к идентичности
приемных каналов при этом остаются такими же, как и при
непрерывном сигнале.

ГЛАВА 2
АНТЕННЫ МОНОИМПУЛЬСНЫХ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
§ 2.1. СВЯЗЬ МЕЖДУ ДИАГРАММОЙ
НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ И РАСПРЕДЕЛЕНИЕМ
ТОКА НА ЕЕ ПОВЕРХНОСТИ
Антенна является основным элементом
моноимпульсной РЛС. Она осуществляет связь между излучающим
источником и угловым дискриминатором. Основные
характеристики моноимпульсных РЛС во многом зависят
от конструкции антенной системы.
Форма диаграмм направленности в моноимпульсной
РЛС оказывает существенное влияние на (пеленгацион-
пую характеристику. Для того чтобы получить заранее
заданную форму диаграмм направленности и,
следовательно, заранее заданную пеленгационную
характеристику, необходимо выбрать соответствующее распределение
токов на поверхности антенны или поля в раскрыве.
Для вывода соотношения между диаграммой
направленности антенны и распределением токов на ее
поверхности рассмотрим прямоугольную антенну (рис. 2.1),
ширина которой в направлении оси у равна d. При
г/^>Я выражение для напряженности электрического
поля в дальней зоне имеет >вид [44]
2
Е ^AsineV=JL f \V ^^expi^-l-sine
d
где
43
W (2.1)

— комплексная функция распределения тока на йоверХ-
ности антенны на расстоянии у от центра раскрыва;
—-г- у — обобщенная координата раскрыва антенны,
« — sin 6 — обобщенный угол прихода.
После замены переменных
м = ,л_8{п0; v=—y (2.2)
Рис 2.1. Излучающий раскрыв антенны.
уравнение (2.1) можно записать в виде
1
Е(и)= ( V (v) exp i uv do, (2.3)
где
W(v) = A (v)expity(v).
Уравнение (2.3) в математическом отношении
аналогично обратному преобразованию Фурье. Следовательно,
к расчету диаграммы напряженности поля можно
применить, теорию преобразований Фурье, если известно
распределение токов на поверхности антенны.
Преобразование Фурье функции f(t) записывается
следующим образом:
со
F(f) = ±\f(t)e~iftdt, (2.4)
—со
44

а обратное преобразование Фурье имеет вид
со
f(t)=^F(f)elftdf. (2.5)
—СО
В уравнении (2.3) пределы интегрирования могут
быть распространены на интервал от —оо до + оо, так
как распределение тока Ч'(а) равно нулю для |а|.>1.
Тогда функция распределения тока на поверхности
антенны является преобразованием Фурье диаграммы
напряженности поля Е(и):
со
W (v) = JL Г Е (и) е-iuo db. (2.6)
—со
Таким образом, по уравнению (2.6) можно найти
распределение тока xY(v), обеспечивающего получение
заданной диаграммы Е(и), а по уравнению (2.3)
рассчитать диаграмму направленности антенны при
различных распределениях тока на поверхности антенны или
поля в ее раскрыве.
Например, для равномерного распределения поля
в раскрыве, когда постоянное значение амплитуды поля
равно Л о, а распределение фаз по раскрыву постоянно,
диаграмма направленности антенны, рассчитанная по
уравнению (2.3), имеет вид
F(u) = A0 jelu°dv = A^. (2.7)
— 1
Эта диаграмма направленности в координатах «и»
существует в пределах от —оо до +оо (рис. 2.2). Но
так как функция распределения поля в раскрыве
должна обращаться в нуль всюду за пределами раскрыва
антенны, то угол Э, измеренный от оси Z, не может быть
больше ±90° и — 1 < sin 9 <il.
Тогда диапазон действительных углов прихода лежит
в интервале —и-=-~ <м <те_- и, следовательно, физически
реализуемому диапазону углов прихода соответствует
лишь часть диаграммы направленности, расположенная
45

в 'Вышеуказанном интервале. Части диаграммы
направленности, расположенные вне этого интервала, можно
определить как «невидимые».
В работе [15] показано, что мощности в «видимой»
и «невидимой» частях диаграммы направленности
связаны соответственно с действительной и реактивной
мощностями в раскрыве.
Наличие «невидимой» части диаграммы
направленности предъявляет определенные требования к мульти-
№ t
Рис. 2.2. Диаграмма направленности антенны в случае равномерного
распределения поля в раскрыве.
пликативному отношению сигналов гт(и). При
использовании для пеленгации либо амплитудных, либо
фазовых диаграмм необходимо, чтобы гт(и) не зависело от
неиспользуемой («невидимой») для пеленгации
диаграммы [41]. Из уравнения (1.6) видно, что необходимым и
достаточным условием является требование, чтобы
используемая диаграмма направленности была четной
функцией относительно равносигнального направления,
т. е. для чисто амплитудной пеленгации
Ф1(ы)=ф2(и), (2.8)
и для чисто фазовой пеленгации
F{(u)=F2(u). (2.9)
Обусловленные равенствами (2.8) и (2.9) требования
к неиспользуемым диаграммам направленности
определенным образом ограничивают форму распределения
токов на поверхности антенн. Как уже указывалось в гл. 1,
в моноимпульсных системах пеленгация обычно
осуществляется либо путем смещения двух амплитудных
диаграмм на некоторый малый угол 90 относительно равно-
46

сигнального направления, либо путем смещения фазовых
центров* двух диаграмм. Разнесенные по углу
амплитудные диаграммы образуются, токами, у которых
функция распределения фаз линейна. Смещение фазовых
центров двух диаграмм можно получить только в
случае, если функция распределения фаз постоянна.
В работе [62] показано, что при линейном
распределении фаз токов обеспечивается максимально
возможное усиление антенны. Поэтому будем считать, что функ-
Рис. 2,3. Диаграммы направленности а,нтенны со смещенным равно-
сигнальным направлением.
ция распределения фаз линейна для амплитудной
/пеленгации и постоянна для фазовой пеленгации. При этом
предположении распределение амплитуд для
амплитудной пеленгации -с линейным распределением фаз
должно быть симметричной функцией относительного центра
раскрыва, а для фазовой пеленгации с постоянным
распределением фаз оно может быть любой произвольной
функцией [41].
Введение в качестве независимой переменной не
самого угла прихода 9, а обобщенного и позволяет
распространить основные теоретические положения
моноимпульсного метода, полученные в предположении, что рав-
носигнальное направление перпендикулярно к плоскости
раскрыва антенны, на случай произвольного
направления равносигнальной линии.
На рис. 2.3 приведены диаграммы направленности
антенны моноимпульсной системы для пеленгации в одной
плоскости. Если первоначальную диаграмму F(u)
сместить вдоль оси и на обобщенный угол сдвига равносиг-
цальнрго направления мСдв, связанный с физическим уг-
47

лом сдвига 6Сдв уравнением
*сдв = V Sill 6СДв), (2.10)
то смещенная комплексная диаграмма напраБленности
в соответствии с уравнением (2.3) запишется в виде
1
h (и — иСАЪ) = [A(v) exp {i [ф (v) —(и — ыСДЕ,) v}} dv
Л
(2.11)
Смещение диаграммы направленности достигается
физически путем линейного сдвига первоначального
распределения в раскрыве на величину исдви. При этом если
первоначальная диаграмма была сдвинута относительно
равносигнального направления на угол
a0^-fUin60, (2.12)
то смещенная диаграмма также будет сдвинута
относительно смещенного равносигнального направления мСдв
на угол и0.
Мультипликативное отношение принятых сигналов
при смещенном равносигнальном направлении будет
определяться выражением
которое при Мсдв^О сводится к обычному определению
в соответствии с (1.6).
Таким образом, диаграммы направленности и
моноимпульсные соотношения сохраняются без искажения
при произвольном смещении равносигнального
направления, когда они выражаются через обобщенную
координату диаграммы направленности.
§ 2.2. ПАРАБОЛИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
Схема параболической антенны, которая состоит из
металлического зеркала в виде параболоида вращения и
облучателя, приведена на рис. 2.4.
48

Основные свойства параболического зеркала
заключаются й следующем:
1) расходящиеся лучи, идущие от источника,
установленного в фокусе зеркала, после отражения от его
поверхности становятся параллельными;
2) расстояние, -пройденное любым лучом от фокуса
до зеркала и после отражения до ллоскости,
перпендикулярной к оси параболоида, не зависит от угла, под
которым луч вышел из фокуса. Благодаря этому
образуется ллоский фронт волны с однородной фазой.
Параболическое
зеркало
Рис. 2.4. Схема параболической антенны:
- диаметр параболического зеркала; fn — фокусное расстояние; Fn
зеркала; 2а0 — угол раскрыва.
- фокус
Параболоид, у которого угол раскрыва 2ао>зт,
называется короткофокусным, а параболоид, у которого 2а0<
<зт,— длиннофокусным. Для короткофокусного
параболоида отношение фокусного расстояния к диаметру
зеркала /n/dn<0,25, а для длиннофокусного параболоида
/n/dn>0,25. Параболические антенны моноимпульсных
радиолокационных станций обычно имеют отношения
/п/dn, лежащие в пределах 0,5-М, что позволяет получить
пересечение диаграмм направленности на заданном
уровне.
Наиболее распространенным типом облучателя для
параболических моноимпульсных антенн является вол-
новодный рупор, который может устанавливаться одним
из способов, показанных на рис. 2.5. В обоих случаях
4-2536 49

волновод, питающий рупор, проходит через отражатель,
что приводит к затенению раскрыза и /Появлению
обратной реакции на облучатель за счет энергии, отраженной
от зеркала. Облучатель, волновод и элементы крепления
-И\
Рис. 2.5. Способы крепления облучателей в параболических антеннах.
затеняют раскрыв зеркала и изменяют эффективную
диаграмму направленности антенны, а отраженная
зеркалом энергия, попадая в облучатель и распространяясь
Параболическое зеркало
-Р^ Смещенный
\ облучатель
\Осно8ное направление
, максимального
"* ~7 - - излучения
Направление максимального
излучения при смещенном
облучателе
Рис. 2.6. Изменение направления максимального излучения при
смещении облучателя.
в обратном направлении ле- волноводу, вызывает
рассогласование полного сопротивления и ухудшает
характеристики передатчика.
Если облучатель переместить из фокуса
параболической антенны на угол щ по окружности с центром, нахо-
50

дящимся в вершине параболоида, то направление
максимального излучения отклонится от оси зеркала на угол
(Х2, несколько меньшим угла си (рис. 2.6). При этом
направление максимального излучения поворачивается
в сторону, противоположную перемещению облучателя.
В моноимпульсных системах с амплитудной
пеленгацией пара облучателей, смещенных симметрично от
фокуса, дает симметрично перекрывающиеся амплитудные
Рис. 2.7. Антенна моноимпульс- Рис. 2.8. Параболическое зерка-
ной системы с фазовой пелен- ло с наклонными облучате-
гацией. лями.
диаграммы направленности для пеленгации в одной
плоскости (см. рис. 1.1).
В моноимпульсных системах с фазовой пеленгацией
антенная система для пеленгации в одной «плоскости
состоит из двух отдельных параболических антенн,
разнесенных на расстояние (базу) / (см. рис. 1.2), с
облучателями, помещенными в фокусе. Одна из антенн или обе
антенны могут использоваться в качестве передающих.
Примером антенны такого типа является антенна
(рис. 2.7), используемая в первой моноимпульсной
системе, разработанной фирмой «Дженерал электрик» [41].
Конструктивно антенна состоит из четырех 16-дюймовых
4* 51

параболических зеркал, обрезанных и сваренных вместе,
с отдельными облучателями, расположенными в
соответствующем фокусе. Для приема используется три
антенны, а так как для пеленгации по углу места и азимуту
используются по два рефлектора, то один является
общим для обеих плоскостей. Использование отдельной
передающей антенны устраняет необходимость переключе1
ния антенной системы на прием и на передачу.
Развитие моноимпульсных систем с фазовой
пеленгацией привело к созданию однозеркальных антенн с че-
тырехрупорным облучателем, расположенным в фокусе
зеркала, но при этом каждый рупор наклонен
относительно ее оси (рис. 2.8). В этом случае в каждой
плоскости формируется два параллельных луча.
§ 2.3. ПАРАБОЛИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ
С КОНТРРЕФЛЕКТОРОМ
В моноимпульсных системах в силу ряда
преимуществ, о которых будет сказано ниже, широкое
применение нашли параболические антенны с
контррефлектором (антенны Кассегрэна). В такой антенне (рис. 2.9)
Параболическое зеркало
Реальный
JpOKt/C
Мнимый
фокус
а)

Гиперболический
контр-
рефлектор
s)
Рис. 2.9. Схема параболической антенны с контррефлектором:
а) геометрия антенны; б) принцип действия антенны.
облучатель помещается в вершине 'параболического
зеркала, а между вершиной и фокусом 'параболы
помещается гиперболический контррефлектор. Один из двух
фокусов гиперболы является реальным фокусом антенной
52 ^

системы £р и помещается в "центре облучателя, другой,
мнимый фокус Frn, находится в фокусе параболы. Точки
F'u и fp являются сопряженными фокусами
гиперболического контррефлектора. Волны от .рефлектора и
контррефлектора отражаются по законам геометрической
оптики (рис. 2.9,6) и после отражения лучи выходят
параллельно и волновой фронт является плоским.
Параметры параболической антенны с
контррефлектором, указанные на рис. '2.9,а, связаны следующими
уравнениями [56]:
*т-нь (2Л4)
=2 А., (2.15)
tg«„ ' tgv dK
, ( «о — "р \
sln( 2 j
sin
(-41*-)
=2-!^-. (2.16)
/P
Обычно параметры dn, /m /p и *xp определяются
исходя из требуемых размеров и характеристик антенной
системы, а после по ним рассчитываются щ, dK и fo-
Если рассматривать контррефлектор как
гиперболическое зеркало, создающее зеркальное изображение
облучателя в точке F'n, находящейся в фокусе параболы,
то антенну с контррефлектором можно рассматривать
как обычную однозеркальную параболическую антенну,
но с другим облучателем (рис. 2.10). Тогда телесный
угол 2сср, образуемый контррефлектором в точке
-Fp,'будет отличаться от телесного угла 2ао. При этом у
мнимого облучателя эффективный раскрыв меньше, а
диаграмма направленности шире по сравнению с реальным,
т. е. происходит усиление за счет применения
гиперболического контррефлектора, равное
ь=*±{; (2.17)
sin
где ет =
(*¥-)
*(J^a-)
— эксцентриситет гиперболического контррефлектора.
53

Усиление также равно отношению разности
расстояний от контррефлектора до реального и мнимого
фокусов к расстоянию от контррефлектора до мнимого фокуса
_fp-f.
(2.18)
Но, с другой стороны, применение контррефлектора
в такой антенной системе приводит к затенению
раскрыва, что вызывает провал в амплитудном распределении
Реальный
уоЬлучатель
\ 1
df\
1
«
4е' _
<с|^г
ч>
Мнимый
облучатель
■~. dK*d3
L
Рис. 2.10. К расчету минимального
затенения контррефлектором.
поля, в результате чего уменьшается усиление и
повышается уровень боковых лепестков. Для уменьшения
затенения можно уменьшать размеры контррефлектора при
одновременном увеличении направленности облучателя
или приближении его к контррефлектору. Однако при
этом возникает затенение раскрыва самим облучателем,
которое может стать больше, чем затенение
контррефлектором. Поэтому при выборе размеров контррефлектора
необходимо найти комлромиссное решение. Затенение
минимально в случае, когда размер облучателя и
расстояние выбраны так, что затенения, вызываемые
контррефлектором и облучателем, примерно одинаковы. В
работе [56] получено основное условие минимального зате-
54

нения (рис. 2.10):
£«-££«-£• *2Л9>
где df — диаметр раскрыва облучателя; kf— отношение
эффективного и геометрического диаметров раскрыва
облучателя.
Приближенное равенство (2.19) получено в
предположении, что углы ар и а/ малы, а контррефлектор
расположен значительно ближе к мнимому фокусу, чем
к облучателю.
/р Зеркало^поВорашванниве
плоскость поляризации
Рис. 2.11. Антенна с поворотом плоскости поляризации для
устранения затенения контррефлектором.
/ — горизонтальная поляризация; 2—вертикальная поляризация.
Минимальный диаметр затенения приближенно равен
[56]
■=/£'*
Я- (2.20)
Рассмотренные выше соотношения для минимального
затенения справедливы для работы 'При любой
поляризации. В случае же работы только с линейной
поляризацией можно уменьшить затенение при помощи методов,
использующих поворот поляризации. В этом случае
контррефлектор (рис. 2.11) представляет собой
горизонтальную решетку, которая отражает горизонтально
поляризованную волну и пропускает вертикально
поляризованные волны. У поверхности основного зеркала
размещается устройство, изменяющее при отражении
поляризацию волны с горизонтальной на вертикальную,
которая теперь беспрепятственно проходит через контр ре-
55

флектор с очень малыми отражениями, практически не
вызывая затенения.
Так как облучатели могут быть сделаны небольших
размеров, то затенение, создаваемое ими, будет
невелико и сравнимо с затенением в обычном параболическом
зеркале. Следовательно, в антенных системах с
поворотом плоскости поляризации целесообразно использовать
большой .контррефлектор и малый облучатель.
Формирование двух диаграмм направленности для
пеленгации в одной плоскости в моноимпульсных
системах, использующих параболические антенны с
контррефлектором, производится теми же способами, что и в
моноимпульсных системах, с обычными параболическими
антеннами.
Наиболее важным достоинством параболической
антенны с контррефлектором при использовании ее в
моноимпульсной системе является возможность размещения
облучателя позади зеркала, что позволяет сократить
длину фидерной линии, питающей облучатель, и,
следовательно, уменьшить ошибки при измерении угловых
координат за счет возникновения разности фаз между
отрезками фидерных линий. Кроме того, в этом случае
оказывается возможным применить в приемном устройстве
малошумящие усилители (квантовомеханические или
параметрические), так как их можно разместить
непосредственно около облучателей. В обычной
параболической антенне потери в фидерной линии, связывающей
облучатель с малошумящим усилителем, расположенным
за зеркалом, вызовут значительное уменьшение
чувствительности приемного устройства, а размещение малошу-
мящего усилителя вблизи фокуса параболоида приведет
к увеличению затенения раскрыва.
Другим важным преимуществом антенны с
контррефлектором является возможность получить
эквивалентное фокусное расстояние, превышающее
действительный осевой размер антенны, т. е. возможность
получить от параболической поверхности с небольшим
отношением /n/dn тот же эффект, что и в случае
применения параболической поверхности с большим
отношением fn/du. При расположении облучателей в вершине
параболического рефлектора или между рефлектором и
контррефлектором эффективное отношение fn/dn может
превосходить отношение fjdn для обычной параболиче-
56

ской антенны ие более чем в два раза. Таким образом,
общая длина антенны с контррефлектором может быть
уменьшена в два раза по сравнению с обычной
параболической антенной.
Третьим достоинством такой антенны является
возможность качания луча путем перемещения
контррефлектора.
§ 2.4. ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ
На практике в моноимпульсных радиолокационных
станциях находят применение также и линзовые
антенны.
Принцип действия линзовой антенны основан на
законах преломления лучей у. поверхности раздела двух
сред. Из оптики известно, что если луч падает на
плоскую поверхность раздела двух сред с диэлектрическими
постоянными 8i и 82 соответственно, то угол
преломления 'можно найти из соотношения
sinp^-^sinp,, (2.21)
где Рг — угол падения, /г± и Пг — показатели
преломления сред.
Показателем преломления среды называется
отношение скорости распространения электромагнитных
волн в свободном пространстве к скорости
распространения их в данной среде. Он равен корню квадратному
из диэлектрической постоянной этой среды:
Таким образом,
sinft^l/ — sin p2. (2,22)
Используя описанное свойство лучей, можно
пояснить физическую сущность действия диэлектрической
линзы (рис. 2.12) следующим образом. Источник F^
излучающий пучок расходящихся лучей, находится
в воздухе (rii=l). В диэлектрической линзе скорость
распространения фронта волны меньше, чем в воздухе,
и поэтому путь, проходимый волной, будет длиннее
57

ё центре Линзы й короче «а ее краях. Соответственно
фронт волны в центральной части линзы
распространяется медленнее, чем фронт волны на краях ее.
Следовательно, по мере продвижения фронта волны в
направлении от облучателя к неосвещенной поверхности
линзы, происходит постепенное его выпрямление. При
правильном выборе профиля линзы на ее неосвещенной
поверхности получается плоский фронт волны.
Обычные диэлектрические линзы из-за их дороговизны и
Плоский
\ фронт
Рис. 2.12. Диэлектрическая линза.
большого веса не нашли широкого применения в
моноимпульсных РЛС. Наибольшее применение на практике
нашли металлопластинчатые линзы и линзы Люнеберга.
Металлопластинчатая линза (рис. 2.13,а) состоит из
пластин, параллельных вектору электрического поля и
расположенных на расстоянии /л друг от друга (У2<
</л=^А,). Пространство между пластинами действует
как волновод, фазовая скорость в котором выше, чем
в воздухе, поэтому показатель преломления меньше
единицы и вычисляется по формуле
«2 = ]/l-^- (2-23)
При соответствующем выборе формы линзы все
лучи, выходящие из точки ^л, достигнут раскрыва в одно
и то же время и поле в раскрыве будет синфазно.
Чем меньше расстояние между пластинами, тем
меньше показатель преломления и тем тоньше линза.
58

Но даже при выборе показателя преломления порядка
0,5 (/л =0,56А,) толщина металлопластинчатой линзы
все же значительна. Для уменьшения толщины
применяют ступенчатые металлопластинчатые линзы
(рис. 2.13,6). В ступенчатой линзе в точках, где
фазовое опережение достигает 360°, толщина линзы
скачкообразно уменьшается, т. е. когда длина пластины до-
А.
стигает величины /п =
толщина пластины умень-
Рис. 2.13. Металлопластикчатые линзы:
а) волноводная; б) ступенчатая.
шается до величины, которую она имела в центре
линзы. Изменение на 360° фаз в различных точках рас-
крыва не оказывает влияния на распределение фазы
поля в раскрыве.
Недостатки ступенчатых линз заключаются в потерях
энергии и увеличении уровня боковых лепестков,
вызванных затенением за счет ступенек, и повышении
чувствительности линзы к изменению частоты.
Формирование двух диаграмм направленности для
пеленгации в одной плоскости в линзовых антеннах
производится теми же способами, что и в
параболических антеннах.
Линза Люнеберга (рис. 2.14) 'выполняется в виде
сферы и имеет переменный показатель преломления.
Благодаря сферической симметрии линзы ее
фокусирующая способность не зависит от направления
прихода волны. Основные свойства линзы Люнеберга
заключаются в том, что падающая на нее плоская волна
фокусируется в точке, лежащей на противоположной
стороне поверхности, и, следовательно, волна от точеч-
59

ного источника Ои, расположенного на поверхности
линзы, при прохождении через нее преобразуется
в плоскую волну (рис. 2.14).
Показатель преломления в линзе Люиеберга
изменяется следующим образом:
*, = /2-£=-.
(2.24)
где гл — радиус линзы Люнеберга,
/и —расстояние от центра линзы до точки, где
рассчитывается показатель преломления!
Тачечный
источник
Рис. 2.14. Сферическая линза Люнеберга.
Как видно из формулы (2.24), в центре линзы
показатель преломления имеет наибольшее значение и
равенV2, на поверхности линзы он равен единице.
Так как обычно наземная и корабельная
радиолокационные станции обеспечивают обзор и сопровождение
целей только в верхней полусфере, то используется
линза Люнеберга в виде полусферы (рис. 2.15), у
основания которой устанавливается плоская отражающая
поверхность, обеспечивающая зеркальное отражение
облучателя из точки Ои в точку 0'и.
В линзе Люнеберга перемещение источника по ее
поверхности вызывает соответствующее перемещение лу-

ча в противоположном направлении. Качание луча
можно осуществить двумя методами: либо путем
перемещения одиночного облучателя по поверхности линзы,
либо при помощи большого количества облучателей,
размещенных на ее поверхности, и переключения
передатчика или приемника с одного облучателя на другой.
Для формирования нескольких лучей требуется
несколько облучателей, расположенных соответствующим
образом на поверхности линзы.
[Сточник /^\^ч/
/ ^чч^ 7 \
&3ч
%г>У \ч
01 -Д V
Мнимое \ Теряемое излучение
изображение Плоская
точечного отражающая
источника поверхность
Рис. 2.15. Полусферическая линза Люнеберга.
Линза Люнеберга может быть 'использована в
антеннах, которые должны обеспечить быстрое
сканирование луча в пределах большого угла, а также при
установке антенны на неустойчивом объекте, например
на корабле. В последнем случае стабилизация луча при
движении корабля может быть достигнута изменением
положения облучателя.
Линзовая антенна обладает рядом преимуществ по
сравнению с зеркальной антенной. Одно из основных
преимуществ заключается в отсутствии затенения рас-
крыва, так как облучатель и волновод не находятся
в поле излучения, другое — в возможности быстрого пе-
61

ремещения луча в большом секторе. Например, линза
Люнеберга может обеспечить перемещение луча во всей
верхней полусфере. Кроме того, линзовые антенны
требуют менее жестких механических и электрических
допусков и обладают небольшой инерционностью.
Недостатками линзовых антенн являются низкий
коэффициент полезного действия вследствие потерь
в материалах, большой занимаемый объем и сложность
изготовления.
§ 2.5. КРОССПОЛЯРИЗАЦИОННОЕ ИЗЛУЧЕНИЕ
ЗЕРКАЛЬНЫХ АНТЕНН
В зеркальных антеннах из-за геометрии антенной
системы, а также из-за несовершенства отражающих
поверхностей и облучателей, смещения облучателей из
фокуса отражателя и дифракционных явлений
возникает деполяризация (кроссполяризация), т. е. излучение
волны, поляризованной иным образом, чем требуется
[1, 16, 62, 63, 100, 101].
Учитывая влияние кроссполяризационного излучения
на КНД антенны и точность пеленгации, рассмотрим
его применительно к параболическим антеннам.
Появление кроссполяризационного излучения,
обусловленного геометрией антенной системы (кривизной
отражающей поверхности) рассмотрим на примере
параболоида, возбуждаемого коротким электрическим
диполем. В этом случае электрическое поле в апертуре
(рис. 2.16) определяется выражением [63]
-* — i Уп exp i kx (fn +z0) ->
£п= 4\^ t* К1 + cos Ф") _
— (1 — cos фп) cos 25п] — ysin25n(l —cos^n), (2.25)
где гш In и я|)п — элементы сферической системы
координат (рис. 2.16),
In — значение тока на поверхности зеркала,
/п—фокусное расстояние параболоида,
Zo — глубина параболоида,
х, у — единичные векторы прямоугольной системы
координат,
&х=-г-—постоянная распространения,
62

r\n —- коэффициент, определяющий уровень боковых
лепестков.
На рис. 2.17 приведена типичная картина поля
в раскрыве параболоида, возбуждаемого электрическим
диполем, расположенным в фокусе параллельно оси х.
Рис. 2.16. Система координат для определения поля в раскрыве
параболоида.
Е"ПЛОСНОСПЧЬ
Рис. 2.17. Распределение напряженности псля в раскрыве
параболоида, возбуждаемого электрическим диполем.
Стрелками показаны составляющие вектора
напряженности ноля в различных точках раскрыва. Компонента,
ортогональная вектору электрического поля диполя,
появление которой обусловлено кривизной поверхности
зеркала, называется кроссполяризационной
составляющей.
63

A
I
i
4
1
1
1
\_
i
i
i '
i
i
i
~i
, '
i
'
i i
i
X-
I " ■<
i
<
1
1 1
t
1 <
\
,
>
1
1
J
1
1
1
-
1
i
i
i
1 1
1 1
x(y=0),
■,
i
i
i i
. i
1 i
i
i
/
i
1 i
1 ,
i
'
i
i
i
Y
' i
■ i
41
I
►
Из уравнения (2.25) видно, что уровень кроссполя-
ризационного излучения возрастает с уменьшением /п.
Это объясняется тем, что при малых fn/dn кривизна
поверхности зеркала больше,
Если в качестве.облучателя используется магнитный
диполь, то распределение поля в раскрыве параболоида
имеет тот же характер, но кроосполяризационные
компоненты
противоположны по фазе
соответствующим кроссполяризацион-
ньш компонентам при
возбуждении
параболоида электрическим
диполем. Следовательно, если
облучатель параболоида
является комбинацией
электрического и
магнитного диполей,
расположенных под прямыми
углами друг к другу, то
можно в определенной
мере компенсировать
кроссполяризационное
излучение антенны,
обусловленное кривизной ее
поверхности. С
достаточной точностью таким
облучателем может служить
небольшой
прямоугольный рупор. Однако, как
показано в работе [100],
в полной мере такая
компенсация не удается.
Смещение облучателя
! из фокуса, что
практически имеет место в
амплитудных
моноимпульсных системах, вызывает
амплитудную
асимметрию в распределении тог
ков на поверхности параболоида, и как следствие,
увеличение уровня кроссполяризационной составляющей в
направлении смещения облучателя [16]. В этом случае ком-
64
Рис. 2.18. Распределение напр я-»
женности поля в раскрыве
параболоида, возбуждаемого
электрическим и магнитным диполями:
а) диполи; в фокусе;: б) диполи
вынесены из фокуса.

пенсация кроссполяризационного излучения, если
таковая имела место при облучении зеркала
совокупностью электрического и магнитного диполей,
расположенных ортогонально в фокусе зеркала, нарушается.
Как видно из рис. 2.18,а, при размещении
электрического и магнитного диполей в фокусе результирующие
токи текут вдоль линий, параллельных оси х вместо
глобальных линий при облучении одиночными диполями.
При выносе облучателя из фокуса (рис. 2.18,6)
наблюдается сужение линий тока по направлению к одному
'из краев зеркала. Из возникающих при этом кроссполя-
ризационных компонент противофазны только те,
которые расположены по разные стороны от оси х. В этом
отличие от случая облучения зеркала одиночным дипо-
Лем, когда противофазность имеет место для всех кросс-
поляризационных компонент, расположенных в разных
квадрантах поверхности параболоида. Аналогичное
распределение составляющих поля будет иметь место и
в раскрыве параболоида.
Диаграмма излучения параболического зеркала при
возбуждении его линейнополяризованным полем
характеризуется двумя диаграммами: диаграммой излучения
с основной (рабочей) поляризацией и диаграммой
излучения с кроссполяризациеи. При симметричном
возбуждении зеркала линейная поляризация 'имеет место
только в направлении главных плоскостей; .при отклонении
от них возникает искажение поляризации, в общем
случае принимающее вид эллиптической поляризации.
На рис. 2.19 представлены нормированные
диаграммы направленности в плоскости Н, рассчитанные для
параболического зеркала с диаметром раскрыва dn =
— 37% и /nMi = 0,25, облучаемого электрическим диполем
[100]. Из рисунка видно, что диаграмма направленности
с кроссполяризациеи на направлении оптической оси
антенны имеет глубокий минимум и два симметричных
относительно него максимума. Лепестки кроссполяри-
зационной диаграммы расположены под углом 45°
к основной плоскости, а ее максимумы совпадают с
первым минимумом диаграммы направленности.
Сдвиг облучателя относительно оси антенны
сопровождается сдвигом диаграмм кроссполяризационных
составляющих. На рис. 2.20 представлены расчетные
диаграммы направленности с кроссполяризациеи для трех
5—2536 65

С крооополяризаиией \
\1
* \
~sf ^v , /
£
£*акс
0,8
/ о,е
1 0^
. 0.2
V
ч
\
—, \
\
'
'
/
L .
\ С основной
\поляризацией
"I"*
1 >.
1
i 1 1—JiC > ^^ fc. ..
•2 -1
В и
Рис. 2.19. Диаграмма направленности зеркальной антенны,
облучаемой электрическим диполем.
*»™lxc*m
-200 -ISO -120 -80 -40
ЪО 60 720 160 ^нин
Рис. 2.20. Амплитудные диаграммы направленности в плоскостях ср
для компоненты £ф/£фмакс при л*с = 19Я.
66

величин смещения облучателя из фокуса параболоида
в плоскости х (хС'-=6,25К 15А, и 19А,) [14]. Из рисунка
видно, что при выносе облучателя из фокуса
наблюдается деформация кроссполяризационной диаграммы
направленности: минимум ее становится менее
глубоким, а максимум — более пологим. При этом уровень
кросеполяризационного излучения и ширина кроссполя-
ризационных лепестков увеличиваются.
Кроссполяризационное излучение наблюдается
также и в случае возбуждения в зеркальной антенне волны
с круговой поляризацией. Как известно, для
возбуждения волны с круговой поляризацией требуется две
рртогонально 'поляризованные волны с одинаковыми
амплитудами и сдвигом по фазе на я/2. Кроссполяриза-
ция антенны приводит к искажению амплитудных и
фазовых соотношений этих составляющих поля
возбуждения. В этом случае наличие круговой поляризации
в направлении максимума излучения облучателя не
гарантирует круговой поляризации в направлении
максимума излучения зеркала. Во многих случаях для
получения оптимальной круговой поляризации
приходится прибегать к облучателям с эллиптической
поляризацией. Но и в этом случае круговую поляризацию
удается получить только в направлении оптической
оси зеркала. В других направлениях поляризация
диаграммы направленности оказывается эллиптической и
даже линейной.
В работе [101] приведен расчет диаграммы
направленности с кроссполяризацией для квадратного рупора,
возбуждаемого двумя ортогональными колебаниями
типа Ни, находящимися в квадратуре. На рис. 2.21
изображена диаграмма направленности с основной
поляризацией в диагональной плоскости и с
кроссполяризацией в главной плоскости. Расчет
кроссполяризационной диаграммы проведен по формуле
/?к sin и { J^_\2 cosu
- • W щ^;
Как видно из рисунка, максимальный уровень кросс-
поляризации относительного главного максимума
составляет —16 дб. Таким образом, реальные антенны
круговой поляризации также имеют кроссполяризацию,

под которой понимается круговая поляризация
противоположного вращения.
Поскольку приемные каналы моноимпульсных
систем имеют несколько излучателей, то описанная выше
поляризационная структура излучения антенн
полностью соответствует диаграммам направленности
каждого приемного канала моноимпульсных РЛС. Отсюда
следует, что диаграмма направленности антенны моно-
Рис. 2.21. Расчетные диаграммы направленности квадратного рупора
с круговой поляризацией.
импульсной РЛС имеет сложную поляризационную
структуру и содержит в себе составляющие как с
основной поляризацией, так и с кроссполяризацией. Это
обуславливает некоторую чувствительность ее к
поляризационным характеристикам принимаемых сигналов.
В том случае, когда поляризация принимаемых
сигналов совпадет с основной поляризацией приемной
антенны, влиянием кроссполяризационных компонент
можно пренебречь и рассматривать диаграмму
направленности приемной антенны в ее классическом виде.
Однако вследствие влияния различного рода причин
отраженные сигналы, поступающие на вход приемника,
деполяризованы, т. е. отличаются по поляризации от
сигналов, излучаемых в направлении цели. Это
усложняет работу й^оимпульсной системы и в ряде случаев
68

увеличивает ее ошибки из-за кроссполяризации
антенны. Более подробно о деполяризации отраженных
сигналов и ее .влиянии на точность пеленгации изложено
в гл. 5.
§ 2.6. ФАЗИРОВАННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ
В настоящее время в моноимпульсных системах
широкое применение находят антенны, выполненные
в виде фазированной решетки. Фазированная антенная
решетка представляет собой антенную систему,
состоящую из большого числа излучающих элементов,
расположенных соответствующим образом относительно друг
друга. Когда сигналы, поступающие ко всем элементам,
согласуются по величине и фазе, образуется луч,
перпендикулярный плоскости антенной решетки. Перемещение
луча в пространстве достигается путем
соответствующего изменения фаз сигналов, подводимых к каждому
элементу.
Направление
прихода сигна/год
Ось_
решетки

Фазовращатели
Сумматор I
Рис 2.22. Схема фазированной решетки.
На рис. 2.22 приведена схема решетки, состоящей
из N элементов с равными расстояниями между ними.
В режиме приема сигналов на выходе сумматора
образуется суммарное выходное напряжение щ. Будем
считать, что элементы решетки являются изотропными
точечными источниками, излучающими энергию
равномерно во,всех направлениях. Сигнал первого элемента

считается опорным с фазой фф. Разность фаз сигналов
в смежных элементах равна
A<pp=^sin8.
Тогда диаграмма направленности по мощности
такой решетки имеет вид [44]
sin2 ^TT-y-sineV
W2sin2 ( л-у-sin 0 J
В связи с тем, что позади антенной решетки
ставится отражающий экран, целесообразно рассматривать
излучение лишь в переднем секторе антенны, когда
угол 9 лежит в пределах от —90° до +90°.
При перемещении луча в секторе ± 90° наименьшие
боковые лепестки получаются при расстоянии между
элементами, равном половине длины волны, т. е. 1$=—.
Если же /ф>~2-, то при качании луча в диаграмме
направленности появляются дифракционные максимумы
высших порядков, амплитуда которых равна амплитуде
основного луча. Из уравнения (2.26) видно, что они
появляются тогда, когда и числитель, и знаменатель
равны нулю или когда 3T(^/X)sirL9 = 0, я, 2я и т. д. Так,
например, при 1ф = Х дифракционные максимумы
появятся при 9= ±90°, а при /ф = 2А, они появятся при
9= ±30° и 9= ±90°.
На практике расстояние между элементами
решетки /ф выбирается из условия получения требуемой
ширины диаграммы направленности и обеспечения
заданных пределов качания луча. Подавление
дифракционного максимума можно также получить путем
неравномерного расположения элементов решетки, так как
направления, в которых формируются дифракционные
максимумы, для различных участков решетки будут
различны, что приведет к размазыванию
дифракционного максимума решетки. Кроме этого, неравномерное
70

расположение Элементов позволяет уменьшить общее
число излучателей в решетке без значительного
изменения ширины диаграммы направленности.
В антенной решетке с неравномерным
расположением излучателей наиболее близкое расположение
элементов делается в центре антенны. При удалении от
центра расстояния между элементами увеличиваются по
определенному закону. Элементы располагаются
симметрично относительно центра решетки.
Если в уравнении (2.26) принять /ф = Л,/2, а синус
9 в знаменателе заменить его аргументом, то ширина
луча по точкам половинной мощности будет
приблизительно равна
9.Л=П^. (2-27)
При применении направленных элементов
диаграмма направленности по мощности линейной антенной
решетки описывается выражением
sin2 (лг*-£-sine")
F* W = F> (6)J Ц-71 -> (2.28)
W2sinMrc--~-sineJ
где Fi(Q)—диаграмма направленности по мощности
отдельного элемента решетки.
Уравнение (2.28) справедливо лишь при одинаковых
диаграммах направленности элементов решетки. На
практике же условие идентичности диаграммы
направленности отдельных элементов в решетке не
выполняется из-за взаимодействия между элементами.
Поэтому уравнение (2.28) является приближенным и
может оказаться непригодным при расчете решетки. Точно
диаграмму направленности решетки можно определить
путем суммирования^ диаграмм направленности всех
элементов с учетом соответствующих амплитуд и фаз.
При этом диаграмма каждого элемента должна быть
снята при наличии всех других элементов.
В качестве излучателей антенной решетки обычно
используются различные слабонаправленные антенны:
вибраторы, щели, рупоры, диэлектрические стержни и
спирали.
71

Диаграмму направленности двумерной прямбуГоЛЬ-
ной плоской решетки можно представить в виде
произведения диаграмм направленности в двух плоскостях,
содержащих главные оси антенны.
В антенных решетках при отклонении луча от
направления, перпендикулярного плоскости антенны,
ширина луча увеличивается, приблизительно обратно
пропорционально cos 0.
& РСН
Направление
прихода сигнала
XXI

Сумматор
ч1)
\Усил\]Усил}АУсиА
, о Iй'
и2
и3
WCUA 1
*N
- Г}
* \J
Г\ ш
\J *
vj .*
>-»■

Сумматор
/%<
,иФ2
Рис. 2.23. Формирование лучей антенной решеткой в моноимпульсной
РЛС с амплитудной .пеленгацией.
Решетку, образующую одиночный луч, можно
преобразовать в многолучевую антенну путем включения
дополнительных фазовращателей на выходе каждого
элемента. Для формирования каждого луча требуется
один дополнительный фазовращатель.
В моноимпульсных системах с амплитудной
пеленгацией формирование двух пересекающихся диаграмм
направленности производится, как показано на рис. 2.23.
Сигналы с выхода усилителя каждого элемента
решетки подаются на два комплекта фазовращателей,
формирующих два луча. С выходов фазовращателей
сигналы подаются на сумматор.
72

В моноимпульсных системах с фазовой пеленгацией
две диаграммы направленности образуются путем
когерентного сложения сигналов (на высокой или
промежуточной частоте при сохранении фаз) отдельно с каждой
из половин решетки.
§ 2.7. ОБЛУЧАТЕЛИ АНТЕНН МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
В моноимпульсных РЛС с фазовой пеленгацией
обычно каждый из четырех облучателей имеет
собственный рефлектор (рис. 2.24). В моноимпульсных РЛС
с амплитудной пеленгацией, в которых применяется
антенна, состоящая из четырех рупоров, облучающих
рефлектор (контррефлектор) или линзу, наибольшее
'распространение получил способ размещения
облучателей, показанный на рис. 2.25. При таком размещении
облучателей для обоих видов пеленгации в системах с
четырьмя мостами угловая информация извлекается пу-
Рис. 2.24. Размещение облучателей в антенной системе
моноимпульсной РЛС с фазовой пеленгацией.
тем сравнения попарных сумм сигналов: при сравнении
суммы сигналов (1 + 2) с суммой (3 + 4) измеряется угол
места, а при сравнении суммы (1+3) с суммой (2 + 4) —
азимут. При этом рупоры возбуждаются по схеме,
показанной на рис. 2.26. В каждом соединении,
отмеченном на схеме точкой, применяется волноводньш
мост. Суммарный сигнал (2) образуется путем
сложения в мосте III сигналов 1 и 3, 2 и 4У
просуммированных предварительно попарно на двух первых
волноводах мостах. Разностный сигнал (Д) по азимуту полу-
73

Рис. 2.25. Четырехрупорный
облучатель.
чается вычитанием в мосте /// из суммы сигналов 1+3
суммы сигналов 2+4. Разностный сигнал по углу места
образуется суммированием в мосте IV разности
сигналов /—3 и 2—4, получаемых на первых двух мостах.
/^ у-^\ Это дает требуемый ре-
s /\—^/J зультат, ибо система
линейна и к ней применим
сочетательный закон (1—
-3) + (2-4) = (1 + 2) —
-(3+4). ■
Для образования
суммарной диаграммы
направленности схема
формирования облучающей
системы возбуждает в
фазе все четыре рупора
(рис. 2.27). Для
получения наиболее
оптимального излучения размеры
рупоров выбираются с
таким расчетом, чтобы
при образовании
суммарного луча антенна
имела максимальное
усиление при равномерном
облучении зеркала.
При формирований
разностных диаграмм при
приеме сигналов пары
рупоров возбуждаются
в противофазе (рис. 2.27).
Благодаря этому
образуются две области
противоположной
полярности, обусловливающие
формирование двухлепе-
£тковой диаграммы
направленности,
необходимой для сопровождения
у^Л места цели по Угловым
координатам.
Рис. 2.26. Схема возбуждения че- Если размеры раскры-
тырехрупорного облучателя. ва облучателя выбраны щ
74 ' ' '
ж
п
Ошибка
по азимуту
Суммарный
сигнал
Ж
Г

соображений получений максимального усиления в
суммарном* луче, то диаграммы облучателей при
формировании разностных лучей получаются вдвое шире
угловых размеров самого рефлектора. Вследствие этого
у краев рефлектора образуются пики разностного
облучения и около половины энергии уходит в пространство,
минуя рефлектор (утечка энергии из антенной
системы). В результате разностные диаграммы направлен-
йозбуждение
облучателей
* Суммарный
сигнал
Облучение
рефлектора
Характеристика
излучения антенны
\\ Хорошая
Доснобной
раскрыв
*■ " I
Разностный
сигнал
по азимуту
Разностный
сигнал
по углу место
Утечко
Низкое усиление}
высокие боковые
лепестки
Рис. 2.27. Обычное облучение в антенне моноимпульсной РЛС.
ности имеют низкое усиление и высокие боковые
лепестки.
Рис. 2.28 поясняет оптимальный метод облучения,
позволяющий устранить утечку энергии излучения
облучателей мимо рефлектора [95]. Необходимо лишь
увеличить приблизительно вдвое соответствующие размеры
облучателей, используемых для формирования
разностных диаграмм. При этом пределы облучения по
существу ограничиваются поверхностью рефлектора и в
результате могут быть получены оптимальные
характеристики в обоих разностных диаграммах. Для получения
оптимальной суммарной диаграммы размеры
облучателя должны быть первоначальными. Таким образом,
размеры облучателей и их запитка должны быть раз-
75

личными для всех трех диаграмм (рис. 2.28), а дли
получения оптимальных характеристик всех трех
диаграмм должны быть разработаны специальные
устройства регулирования каналов.
Ниже рассматриваются четырехрупорный и двенадца-
тирупорный облучатели, позволяющие обеспечить
независимую оптимизацию как суммарного, так и разностных
каналов моноимпульсной РЛС в отношении усиления
антенной системы и уменьшения уровня боковых
лепестков.
Возбуждение
облучателей
Ш
IЛ Л (;+;«' Л хорошая
Хороша*
Рис. 2.28. Оптимальное облучение в антенне маноимпульсной РЛС.
2.7.1. Четырехрупорный облучатель, работающий на
нескольких типах волн. В таком облучателе
используются четыре рупора, расположенные в ряд (рис. 2.29)
[95]. На открытых концах рупоров устанавливают
корректирующие линзы, так как для работы антенны
часто бывает необходимо, чтобы размеры раскрыва
облучателя были равны нескольким длинам волн. В схеме
питания используются восемь двойных волноводных
тройников. Четыре, расположенные сзади, возбуждают
входы четырех рупоров, причем характер возбуждения
определяется каналом, к которому подводится сигнал.
Каждый из остальных четырех тройников связан с
одним из четырех рупоров и обеспечивает четное или
нечетное возбуждение в соответствующем рупоре.
76
Облучение Характеристика
рефлектора излучения антенны
Хорошая

Рупоры в своей узкой части имеют генератор
нормальных типов волн. При возбуждении четного типа
волны распределение поля в раскрыве облучателя
представляет собой сумму первого и третьего типов волн,
при нечетном возбуждении генерируется второй тип
волн. Рупоры 2 и 3 при возбуждении на нечетном типе
волны используются для получения разностной диа-
Разность по азимуту
Разность по углу места
Вход Волны
нечетного типа
Возбуждение Волны
высшего четного типа
Рис. 2.29. Четырехрупорный облучатель, работающий на волнах
нескольких типов.
граммы в плоскости угла места, а при возбуждении на
четном типе — для получения суммарной диаграммы.
Когда все четыре рупора возбуждаются на четном типе
волны, образуется разностная диаграмма в
азимутальной плоскости, при этом берется разность суммы
сигналов рупоров 1 и 2 и суммы сигналов рупоров 3 и 4.
На рис. 2.30 показано соответствующее
распределение поля по раскрыву облучателя в случае
формирования суммарной и разностных диаграмм по азимуту и
углу места.
Пунктирными линиями показаны эквивалентные
области облучателя, которые возбуждаются в трех
приведенных режимах работы. Из рисунка видно
соответствие между этими и требуемыми областями при
оптимальном облучении в соответствии с рис. 2.28.
77

6
Суммарный
сигнал
i + i
4J
Е-плоскость
1+3
Разностный
сигнал
по азимуту
э о
WR
\1+3
н-плоскость
\у-\
1 Разностный
сигнал
по углу песта
Рис 2.30. Возбуждение четырехрулорного облучателя, работающего
на высших типах волн.
2.7.2. Двенадцатирупорный облучатель. Внешний вид
двенадцатирупорного облучателя показан на рис. 2.31.
Для уменьшения боковых лепестков каждый
пирамидальный рупор состоит из четырех секционных рупоров.
Таким образом, в этой облучающей системе всего
48 секционных рупоров [119].
Принципиальная схема
такого облучателя
приведена на рис. 2.32.
Информация, не используемая для
формирования диаграмм
направленности, на выходах
плеч волноводных мостов
подается на согласованную
нагрузку. Формирование
суммарной диаграммы
производится путем возбужде-
■•*■-■—-. ния четырех центральных
Рис. 2.31. Внешний вид две- рупоров таким же образом,
надцатирупорного облучателя. как И В четырехрупорной СИ-
78

стеме. Две другие группы по четыре облучателя каждая
используются для формирования разностных диаграмм
в азимутальной и угломестной плоскостях.
Так как разностные диаграммы в этом случае
формируются системой облучателей с большим раскрывом,
чем в системе с четырьмя облучателями, то потери на
1
! 5
9
2
В
11
10
3
7
12
Ч-
8
5 <*
8 2 6 3 19
10 11
12
LJ LrJ L^J
ГУ ТЧ
Сумма
W»
L
Разностная диаграмма Разностная диаграмма
по азимуту по углу места -
(3+*-+7+в)~(1+2+5+е) (2+3+9 40)-(6+7+11+12)
Рис. 2.3f. Схема формирования суммарной и разностных диаграмм
в двенадцатирупорном облучателе.
переливание энергии уменьшаются. Поэтому
интенсивность облучения у краев рефлектора является примерно
одинаковой в случае воздействия суммарных или
разностных сигналов.
2.7.3. Однорупорный облучатель. Общий вид однору-
порного облучателя показан на рис. 2.33 [109]. Для
рассмотрения принципа работы этого облучателя
предположим, что он применяется для приема линейно
поляризованной волны с поляризацией, направленной
параллельно узкой стороне горловины облучателя.
Когда сигнал приходит из точки, расположенной
в плоскости Н (плоскость угла места), в горловине
возбуждаются волны TEig ц TE2o, относительные вели-
" * ' 7?

чины амплитуд и фаз которых характеризуют угол
прихода. Эти волны возбуждают волну типа ТЕю в двух
боковых плечах, причем составляющие волны в этих
плечах равны по амплитуде, но сдвинуты на 180° по
фазе. Разность сигналов боковых плеч позволяет
определить угол, который имеет волна с осью в плоскости Я.
Рис. 2.33. Общий вид однорупорного облучателя:
а) вид сверху,; б) вид спереди; в) вертикальное сечение по оси симметрии;
/ — левое боковое плечо; 2 — правое боковое плечо; Я — верхнее плечо; 4 —
нижнее плечо.
Если же сигнал приходит из точки, расположенной на
оси облучателя, то в горловине возбуждается только
одна волна ТЕю, а волны, возбуждаемые в двух
боковых плечах, будут равны по амплитуде и фазе.
Следовательно, разность сигналов боковых плеч будет равна
нулю.
Если сигнал приходит из точки в плоскости Е
(плоскость азимута), то в горловине облучателя могут
возбуждаться волны типов ТЕю, ТЕи, ТМн. Эти типы
волн возбуждают составляющие волну ТЕю в верхнем
89

и нижнем плечах, которые равны по амплитуде и
сдвинуты на 180° по фазе. Разность сигналов в верхнем и
нижнем плечах определяет угол прихода сигнала по
отношению к оси в плоскости Е антенны. Когда сигнал
приходит из точки, расположенной на оси облучателя,
разность сигналов верхнего и нижнего плеч будет равна
нулю.
Сигнал может приходить из- точки, не находящейся
ни в плоскости Я, ни в плоскости Е. Тогда в горловине
облучателя возбуждаются волны типов TE2i, TM2i.
Величина связи этих волн с четырьмя плечами зависит от
углов прихода сигналов по отношению к осям
плоскостей Я и Е, а разность сигналов в соответствующих
парах плеч определяет угол прихода сигнала в
соответствующей плоскости.
При конструировании облучателя стремятся сделать"
горловину облучателя достаточно большой, чтобы
могли распространяться волны типов ТЕю, ТЕ2о, ТЕи,
ТМИ, TMi2. Размер /0 должен быть равен около 0,7Л.
Размер 1\ не является критичным.
В табл. 2.1 приведены формулы для критических
длин волн Хс различного типа, возбуждаемых в
горловине облучателя. Все формулы относятся к
прямоугольному типу волновода (ас и Ьс — размеры волновода).
ТАБЛИЦА 2.1
Тип волны
! к
ТЕ10
2ас
ТЕао
«с
ТЕИ. ТМа
2яс
Я + (Яс/Ьс)2
ТЕа1, ТМа1
«с
Vl + {aJ2bcy
§ 2.8. ВЫБОР УГЛА СМЕЩЕНИЯ МАКСИМУМА
ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ И РАССТОЯНИЯ
МЕЖДУ ФАЗОВЫМИ ЦЕНТРАМИ
Важным параметром антенны моноимпульсной РЛС
является угол смещения максимума диаграммы
направленности относительно равносигнального направления
при амплитудной пеленгации и расстояние между
фазовыми центрами антенн при фазовой пеленгации. Эти
параметры оказывают существенное влияние на точ-
9-2535 §1

ность пеленгации и дальность действия станции.
Определение оптимальных значений указанных величин
рассмотрим на примере моноимпульеных систем с
суммарно-разностным угловым дискриминатором.
Ошибка пеленгации обратно пропорциональна
крутизне пеленгационной характеристики \х и отношению
сигнал/шум q\
1
М
(2.29)
Крутизна i-i характеризует пеленгационную
чувствительность и равна
__dS(Q) I
db |8=o'
Р:
В амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системе вблизи равносигнального направления
суммарная диаграмма направленности практически
неизменна, а разностная линейна, поэтому
*=Ж
Л (6)-Мб)
Fi (9) + F% (6)
9=о МО)"
(2.30)
Олтимальный угол смещения, обеспечивающий
максимальную пеленгационную чувствительность, можно
было бы найти, решив уравнение
^р(О)
МО)
= 0,
(2.31)
но из приведенных на рис. 2.34 значений Fc(0), F'v(0),
F P(Q) и ^с (0) • fp (0) в зависимости от угла смещения
видно, что отношение F'p(0)/Fc(0) монотонно возрастает и
в пределах главного лепестка диаграммы
направленности не имеет максимума, т. е. не существует
оптимального угла смещения, обеспечивающего максимальную
пеленгационную чувствительность.
Отношение сигнал/шум q пропорционально
суммарной диаграмме Fc(0), поэтому произведение
M = kbF'v(0) (2.32)
определяется только крутизной разностной диаграммы
82

МгфаЁлейностй на равнбсигнальном направлении. Г1ри
подстановке (2.32) в выражение (2.29) видим, что
точность пеленгации на равносигнальном направлении
зависит от крутизны разностной диаграммы.
Если в качестве критерия для определения
оптимального угла смещения выбрать максимум крутизны
разностной диаграммы, то можно получить
минимальные ошибки пеленгации. Однако требование получения
...
й*/г I) а '
Рис. 2.35. Соотношение между
разносом излучателей и раскры-
вом антенн в моноимпульоной
РЛС с фазовой пеленгацией.
максимума крутизны разностной диаграммы не
является целесообразным критерием, поскольку при таком
угле смещения диаграммы направленности
пересекаются на очень низком уровне и мощность
принимаемого сигнала в суммарном канале будет много меньше,
чем в направлений максимума, а это приведет к
заметному снижению дальности обнаружения цели.
Следовательно, в качестве оптимального угла
смещения целесообразно взять угол, соответствующий
максимуму произведения суммарной диаграммы и крутизны
разностной диаграммы, т. е. выбрать угол смещения
как компромисс между проигрыщем в дальности
действия и точности пеленгации. Из кривых, приведенных на
рис. 2.34, видно, что зависимость Fc(0) -/^(O) имеет
максимум при 9о = О,650о,5.
При таком угле смещения две диаграммы
направленности будут пересекаться ниже их максимумов на
уровне, близком к 3 дб, т. е. на уровне половинной
мощности. Из этого следует, что оптимальный угол
б* 83
7
0,75
0,5
0725
/Л >ч
/ NX
1 ,,1.1, ,1 „
0,5
ysSa.
в.
%s
Рис. 2.34. Зависимость
относительных значений от угла
разноса:
"p(0)/Fc
t) fc(0); 2) JP'p(0)/Fc(0); 3) FD(0);

ШещеНИй равен примерно полуширине диаграммы
направленности по уровню половинной мощности.
Оптимальное расстояние между фазовыми центрами
антенн (рис. 2.35) в фазовой суммарно-разностной
моноимпульсной системе найдем также из условия
получения максимального произведения суммарной
диаграммы и крутизны разностной диаграммы, т. е. из
решения уравнения
4-1^(0)^', (0)| = 0.
Как видно из рис. 2.35, раскрыв антенной системы
моноимпулысной РЛС с фазовой пеленгацией
определяется равенством
</ф=-2(</а—О,
где da — заданные габаритные размеры антенной
системы.
Так как амплитуда суммарного сигнала на входе
приемника определяется произведением диаграмм на
передачу и прием и пропорциональна раскрыву
антенны, то можно записать
^(0) = СФ(4-0, (2.33)
где Сф — коэффициент пропорциональности.
Разностная диаграмма определяется следующим
выражением:
/7p(8) = Fc(6)tg^.. (2.34)
При малых углах отклонения имеем разность фаз
сигналов, принятых двумя диаграммами,
?(fl) = 2ic4-fl.
Тогда крутизна разностной диаграммы на равносиг-
н а льном направлении определится формулой
dFv (6)
84
= F'9(0) = ±Fc(0)V (0) = 4fc(0).
1=0 z Л

Следбвательйб, произведение суммарной диаграммы
к крутизны разностной диаграммы будет равно
Fe{0)-F'p(0) = Fl(0)^=Ct!J-(dn-l).
Указанное произведение максимально, когда
т. е.
ожуда оптимальное расстояние между фазовыми
центрами.
/=^, (2.35)
Таким образом, оптимальное расстояние между
фазовыми центрами равно половине длины раскрыва
антенны.
§ 2.9. ВОЛНОВОДНЫЕ УСТРОЙСТВА СУММАРНО-
РАЗНОСТНОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ
В суммарно-разностных моноимпульсных РЛС
суммарный и разностный сигналы можно получить на
высокой частоте при помощи суммарно-разностных
мостов: кольцевого (рис. 2.36) и двойного волноводного
тройника (рис. 2.37).
Кольцевой суммарно-разностный мост имеет четыре
отвода по одной полуокружности. Расстояния между
отводами равны Я/4. В данной схеме отвод 2 является
суммарным, а отвод А — разностным. Действительно,
если к отводам 1 и 2 подвести синфазные
высокочастотные сигналы, то до отвода 2 эти сигналы пройдут
одинаковые пути и, следовательно, сложатся в фазе, а до
отвода Л они пройдут разные пути и сложатся в лроти-
вофазе. Сигнал в разностном отводе будет иметь фазу
того сигнала, амплитуда которого больше.
Когда сигнал в отводе 1 превышает сигнал в
отводе 2, фаза разностного сигнала, определяемая фазой
сигнала из отвода /, сдвинута относительно отвода /
85

пропорционально SX/4. Суммарный сигнал сдйййут flo
фазе относительно отводов 1 и 2 пропорционально А,/4.
Поэтому разностный и суммарный сигналы находятся
в противофазе.
Если сигнал в отводе / меньше сигнала в отводе 2,
то фаза разностного сигнала, определяемая фазой сиг-
Рис. 2.36. Кольцевой волноводный мост.
Плоскость XOY
0 © О О ©_0 0 u
0 0 00OoG0O О ©
О GO О
О Q0O
О 000
00 О©
тттттт
52
Плоскость XOZ
Рис. 2.37. Двойной волноводный тройник.
86

нала из отвода 2, сдвинута относительно отвода 2
пропорционально V4. Такой же сдвиг по отношению к
отводу 2 имеет суммарный сигнал. В этом случае
суммарный и разностный сигналы оказываются в фазе.
В двойном волноводном тройнике два синфазных
сигнала, поступающих в отводы 1 и 2, образуют в
отводе 2 (плоскость хоу) суммарный сигнал, а в отводе А
(плоскость хог)—разностный [18]. Действительно, если
предположить, что силовые линии электрического поля
волновода в горизонтальной плоскости направлены
снизу вверх, то векторы электрического поля сигналов
/ и 2, поступающих в отвод А, имеют противоположные
направления.
При этом сигнал в разностном отводе будет иметь
ф'азу того сигнала, амплитуда которого больше. В
случае равенства сигналов / и 2 разностный сигнал будет
равен нулю.
Кроме рассмотренных суммарно-разностных мостов
могут применяться и другие типы (мостов, например,
щелевые балансные мосты [131].

ГЛАВА 3
ОСНОВНЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
УГЛОВЫХ ДИСКРИМИНАТОРОВ
§ 3.1. ЛОГАРИФМИЧЕСКИЙ УСИЛИТЕЛЬ
Логарифмический усилитель является нелинейным
усилителем, у которого имеется логарифмическая
зависимость между амплитудами выходного ивых и
входного UBX напряжений.
а8ых
°6ыхк
%« н
0 иШ %к %
Рис. 3.1. Амплитудная характеристика логарифмического усилителя.
расчетная; экспериментальная.
Амплитудная характеристика логарифмического
усилителя (рис. 3.1) при работе в линейном режиме
(^вх^(^вхн) описывается уравнением
ивых=-к0ивх, (3.1)
где ко — максимальный коэффициент усиления щ
линейном участке;

Vbxk—»входное напряженке, начиная с котброго
характеристика становится логарифмической.
При работе же логарифмического усилителя в
логарифмическом режиме (£/Вхн<^вх<£/вхк) выражение
для логарифмической амплитудной характеристики
(ЛАХ) будет иметь вид [12]
^ви = !^ин(аж1п^+1), (3.2)
где ал — коэффициент, характеризующий наклон
логарифмической характеристики,
{Лхк — конечное входное напряжение, при котором
еще оценивается ЛАХ усилителя. \
Кроме этого, логарифмический усилитель можно
характеризовать следующими основными качественными
показателями:
1) ^выхн и f/выхк — выходные напряжения,
соответствующие началу и концу логарифмической
амплитудной характеристики усилителя;
2) динамическим' диапазоном по входному и
выходному напряжениям
Л -- ^вХК ■ Г) ^выхк. ,уо о\
^ех-^-Т/ * ивых — п '■' К0*0)
3) коэффициентом сжатия усиливаемого напряжения
кст = пв ; (3.4)
4) относительной точностью воспроизведения
логарифмической амплитудной характеристики усилителя,
которая показывает отклонение экспериментальной
характеристики от расчетной (рис. 3.1)
Ъл=и*"*-и**?*, (3.5)
^выхр
где f/выхэ — выходное напряжение во всем
динамическом диапазоне при экспериментальной ЛАХ,
^выхр — выходное напряжение во всем
динамическом диапазоне при расчетной ЛАХ.
В § 1.3 было показано, что в моноимпульсной РЛС
с амплитудным угловым дискриминатором, использую-
89

Щим логарифмические усилители, выделение угловой
информации происходит фактически в результате
вычитания значений логарифмов двух сигналов, что
эквивалентно образованию логарифма отношения.
Действительно, иапряжение на выходе вычитающего устройства
(рис. 1.4) при предположении, что логарифмические
усилители одинаковы, будет равно
^в уг^ ^выЯ 1 ^вын 2 == #в у#о^вх н#л lfl~ » («^'Ч'
ь*вХ 2
где /сву — коэффициент передачи вычитающего
устройства.
В соответствии с равенствами (1.4 и 1.5) можем
записать
(3.7)
u*i = E(t)Fx(b) = E(f)'F(b0-l)t
uB*2 = E(t)F2(b) = E(t)F(b0 + b).
Тогда уравнение (3.6) примет вид
Равенство (3.8) описывает пеленгационную
характеристику. Из него видно, что пеленгационная
характеристика в такой моноимпульсной системе зависит от
свойств логарифмического усилителя и не зависит от
величины сигнала. Поэтому всякое отклонение
реальных амплитудных характеристик усилителей от точно
логарифмической приводит к искажению пеленгацион-
ной характеристики и, следовательно, к ошибке в
определении направления на цель.
При заданной допустимой относительной ошибке 8И =—-
в определении отношения ти=-^-1-значения допустимого
#ВХ 2
абсолютного и относительного отклонения реальной
амплитудной характеристики от точно логарифмической
в любой ее точке равны соответственно [12]
|±А£/ви|=0,7лв£/вхнЛ«1п(1 +8И),
"бых< —
шв
ив
0,7дд(1 + *и)
ал In 77 + 1
ивх н
(3.9)
90

Из уравнения (3.9) видно, что допустимое
абсолютное отклонение экспериментальной амплитудной
характеристики от расчетной логарифмической тем выше, чем
больше максимальный коэффициент усиления и входное
напряжение, и постоянно во всем логарифмическом
диапазоне усилителя, а допустимое относительное
отклонение— величина переменная и уменьшается с
увеличением уровня сравниваемых напряжений. Следовательно,
логарифмические усилители, применяемые в
моноимпульсных РЛС, должны -с большей точностью
воспроизводить логарифмический закон усиления в конце
логарифмического диапазона, чем в его начале. Эта
точность увеличивается с увеличением динамического
диапазона усилителя.
В случае неидентичности амплитудных характеристик
двух логарифмических усилителей (отклонение
экспериментальной амплитудной характеристики каждого
усилителя от расчетной логарифмической больше
допустимого значения) выходное напряжение амплитудного
углового дискриминатора не удовлетворяет
требованиям, предъявляемым к пеленгационным
характеристикам моноимпульсных систем. Поэтому необходимо
специальными мерами добиваться идентичности
амплитудных характеристик в обоих каналах усиления.
Существует несколько методов получения
усилителей с логарифмическими амплитудными
характеристиками. В настоящее время наибольшее распространение
получили метод шунтирования анодных нагрузок в
усилителе нелинейными элементами и метод
последовательного сложения выходных напряжений усилительных
каскадов [12].
3.1.1. Логарифмические усилители с шунтированием
анодных нагрузок нелинейными элементами. На рис. 3.2
приведена схема усилительного каскада с анодной
нагрузкой, шунтированной нелинейным элементом. Актив-'
ное входное сопротивление нелинейного элемента
#вх = #нел уменьшается с увеличением приложенного
к нему напряжения, что вызывает уменьшение
коэффициента усиления каскада. В качестве нелинейных
элементов обычно используются вакуумные или
полупроводниковые диоды.
Требования, предъявляемые к нелинейным
элементам, будут рассмотрены ниже,
91

Логарифмическую амплитудную характеристику
в диапазоне 80—100 дб не удается получить с помощью
одного каскада, так как невозможно уменьшить
входное сопротивление нелинейного элемента до долей ома.
№
RW "бы*
Рис. 3.2. Упрощенная схема каскада с нелинейным элементом.
Поэтому для получения логарифмической
характеристики в широком динамическом диапазоне применяют
поочередную работу п нелинейных каскадов на
логарифмических участках их амплитудных характеристик.
"1
lr\Kf + 1
Рис. 3.3. Амплитудная характеристика нелинейного каскада.
На рис. 3.3 показана амплитудная характеристика
одного нелинейного каскада многокаскадного усилителя,
которая состоит из трех участков: линейного 1,
логарифмического 2 и квазилинейного 3 [12]. Если входное
92

напряжение усилителя UBX<UBXB, то все каскады
работают как линейные с коэффициентом усиления К\.
Когда амплитуда напряжения на входе усилителя
достигает величины (/Bx='Ubxh, последний (п-й)
нелинейны^ каскад начинает работать в логарифмическом
режиме и его входное напряжение
UR=Uw-«*-1 . (3.10)
При возрастании входного напряжения последнего
каскада до UB он работает в логарифмическом режиме,
а все остальные — в линейном режиме. При этом
напряжение на выходе нелинейного каскада
и1ЫЯШ=к1ил(ал1п1^+1у (3.11)
В дальнейшем для упрощения будем считать, что ал=
= 1. При изменении входного напряжения последнего
каскада в диапазоне от С/н до UB напряжение на входе
логарифмического усилителя изменяется в диапазоне *"""". в,
а его коэффициент усиления определяется выражением
"•<»>=<~'йЙ,(1"тГ+1> <312>
где Um (П) = UBxKT~l — ^ез5 2 — напряжение на входе я-го
каскада,
Ubx — напряжение на входе усилителя.
Логарифмическая амплитудная характеристика
усилителя в этом случае будет описываться выражением
^ЕЫЯО (П) = UBlll-K0 (П) == KJJk f Ш —Jj (- 1 J~
= KlUn (in %ii+ i^^^^in^i-4- iy (3.13)
Когда напряжение на входе п-го каскада станет
равным Ив, каскад начинает работать в квазилинейном ре-
93

жиме на третьем участке амплитудной характеристики.
При этом для осуществления поочередной работы
каскадов в логарифмическом режиме необходимо, чтобы
напряжение на входе (п—1) каскада было равно
Для выполнения этого условия максимальный
коэффициент усиления нелинейного каскада должен быть
равен
Ki=&=D*i. (ЗЛ4)
Отношение UB/UU определяет также
логарифмический диапазон нелинейного каскада.
При изменении напряжения на входе усилителя в
диапазоне Hn~2 в (д — 1)-й каскад работает в логарифмиче-
ском режиме, все каскады, предшествующие ему,
работают в линейном, а последний каскад — в
квазилинейном режимах. При этом выражение для коэффициента
усиления усилителя при работе (п—1)-го нелинейного
каскада в логарифмическом режиме будет иметь вид
К°^ = КГ2 U^^-^+l)**^ (3.15)
где С/БХ (п-1) = итк"~ = С/Е, а— напряжение на входе
(п—1)-го каскада,
^з(п) — коэффициент усиления п-то каскада.
Все предшествующие каскады, работающие в
линейных режимах, не окажут никакого влияния на
форму амплитудной характеристики усилителя. Последний
каскад, работающий в квазилинейном режиме, не
внесет искажений в логарифмическую амплитудную
характеристику усилителя в том случае, если его
коэффициент усиления Кз(п) будет постоянным и равным
единице или будет переменным и больше единицы, но при
этом дифференциальный коэффициент усиления должен
быть равен единице.
Коэффициент усиления нелинейного каскада на
границе перехода со 2-го участка на 3-й равен
94

- ^=^L^lnb.+ l) = ln^+l. (3.16)
А так как /й>1 и ln/ci>0, то /с2>1 и, следовательно,
в момент перехода из логарифмического режима в
квазилинейный коэффициент усиления нелинейного каскада
ЯЗ = Я2>1.
Значение дифференциального коэффициента
усиления нелинейного каскада при работе его в
квазилинейном режиме найдем из условия равенства первых
производных и ординат для точки перехода второго участка
амплитудной, характеристики нелинейного каскада
в третий:
6Л=
flff/выХ 2 dUB
dUBx.2 dUBx з
Используя уравнение (3.14), можем записать
d[,c'c/'(lnifer + 1)]
dUB-x.2
_d [KxUn (In кх + \).+ -Ьл (Usx з - £/,)] -
dUBxz
Дифференцируя, получаем
uB -°a'
Поскольку в точке перехода I/B = £/H-«1, то 6Д= 1.
Напряжение на выходе нелинейного каскада,
работающего в квазилинейном режиме, может быть
записано в виде
(3.17)
Тогда коэффициент усиления нелинейного каскада
для третьего участка амплитудной характеристики
95

Из равенства (3.18) видно, что /с3 является
величиной переменной и при значительном возрастании
входного напряжения стремится к единице.
Подставляя полученное значение /с3 в уравнение (3.15),
получаем
_ /2-2 KjE/h Yin*7"*"-1* 1 iW
Следовательно, напряжение на выходе усилителя будет
равно
^вызз о (п-1.) = Ubxkq (n- i) = #1^н Ш /fj -j-
а так как С/ет (п- о = UBSl 2, то можем записать
U*n о (п- о = «,£/в In «I + ^a«i (in тт^- + 1) • '
При дальнейшем увеличении входного напряжения
усилителя (п—1)-й каскад начинает работать в
квазилинейном режиме, (п-^-2)-и каскад вступает в
логарифмический режим работы, а коэффициент усиления
усилителя и напряжения на его выходе равны
соответственно
Uвы* о (я- 2) = 2kxUh In к, + иакг Лп %^- + 1V
Рассуждая аналогично, можно получить выражение
для коэффициента усиления и напряжения на входе
логарифмического /г-каскадного усилителя при работе
96

первого Нелинейного каскада в логарифмическом
режиме:
.. /^-iEfL"+ Af^-i!Li5i+0; (ЗЛ9)
^■X(n-l) * J\ ^вх(п) ' У' V '
£/ви о (i) = (n - 1) kJJ* In ^ + if A (in ^ + 1) ■ (3.20)
Таким образом, на основании приведенных выше
рассуждений можем записать общее выражение для
коэффициента усиления /г-каскадного усилителя и
напряжения на его выходе при строго поочередной работе
нелинейных каскадов:
1 Ujax (n-m + l) [ Uu 'J
.х-П(ЙЙ57+'> (3-2"
i=2
где (п—т) — число нелинейных каскадов, работающих
в линейном режиме,
(п—т+\) —число, указывающее номер каскада,
работающего в логарифмическом режиме,
(т—1)—число нелинейных каскадов, работающих
в квазилинейном режиме.
Тогда
£/выхо=*о1/вх. (3.22)
Теперь, после проведения такого анализа, легко
выразить основные качественные показатели /г-каскадного
логарифмического усилителя для общего случая алф\
через показатели отдельных каскадов.
Начало логарифмической амплитудной
характеристики усилителя соответствует входному напряжению,
при котором последний нелинейный каскад начинает
работать в логарифмическом режиме,
7—2536 97

В этом случае напряжение на выходе усилителя будет
равно
^бых;н = Uблн • К1 =и ьыХ в» (о.24)
Конец логарифмической амплитудной
характеристики усилителя соответствует входному напряжению, при
котором первый нелинейный каскад начинает работать
в квазилинейном режиме:
и^ж = ив=и^я^. (3.25)
При этом выходное напряжение
#вых к = пкУъйп In к1 + HtUR = UBX к (пал In кх -f 1). (3.26)
Динамический диапазон усилителя по входному и
выходному напряжениям соответственно будет равен
De=4fcii=<=D;xlf (3.27)
ОвВД=й2аг-яаж1пОв«.1 + Ь (3-28)
Следовательно, коэффициент сжатия усиливаемого
напряжения можно записать в виде
/?сж= Д^^/ю.ьЬ.ж. + Г <3'29)
В многокаскадном логарифмическом усилителе
промежуточной частоты при шунтировании анодных
нагрузок каскадов нелинейными элементами чаще всего
применяются усилители, состоящие из каскадов, в анодные
цепи которых включены одиночные или двухконтуриые
фильтры. Эквивалентная схема нелинейного
резонансного каскада приведена на рис. 3.4 [12]. Коэффициент
усиления этого каскада
KH=SjIjMf_, (З.зо)
АЭ ~Г -КнеЛ
где Sa — крутизна лампы,
А*Э А*вЫХ R& А*К А*вх
93

Rbux*— выходное сопротивление лампы,
Rd — анодное сопротивление,
RK — эквивалентное сопротивление контура,
Явх — входное сопротивление следующей лампы.
Напряжение на выходе нелинейного каскада
Uim = V&i'Kz = SJJj* %э+н£ел- (3-31)
При работе каскада в линейном режиме
сопротивление нелинейного элемента должно быть большим и не
Рис. 3.4. Эквивалентная схема нелинейного резонансного каскада.
шунтировать анодную нагрузку, т. е. '/?Нел1<^^э- В этом
случае /й=5лЯэ-
Закон изменения сопротивления нелинейного
элемента Янелг в зависимости от выходного напряжения
каскада при работе каскада в логарифмическом режиме
найдем, приравняв правые части уравнений (3.11) и (3.31):
К1иж(a,in ^+ iysji^-j^^.. (3.32)
Введя обозначение
4 I
— /у Iti
и»
и произведя преобразования, получаем
Л = а,1п-тг^-4-1
Янел2=__^« (3.33)
С помощью аналогичных рассуждений и используя
уравнения (3.17) и (3.31), найдем зависимость /?нелз от
7* 99

выходного напряжения каскада при работе е^о в
квазилинейном режиме:
#нелз= — ^ . (3.34)
йяра (Рл—ал In кх—1 +ал) — 1
При /?д > In кл /?нел з —* -F- и, следовательно, яг3 =
од
== Од/7 Нел з * А *
На практике при расчете усилителей под входным
сопротивлением нелинейного элемента Явх=^нел
понимается отношение амплитуды приложенного напряжения
Um к амплитуде тока первой гармоники /mi'
RBx=Rnen=-rL» (3.35)
'mi
Амплитуду первой гармоники тока, протекающего
через нелинейный элемент, определяют по статической
вольтамперной характеристике элемента
(полупроводникового или вакуумного диода), которая может быть
задана или графически, или аналитически.
Если характеристика задана графически, то /mi
можно определить графически методом пяти или
двенадцати ординат [25]. Этот метод при больших амплитудах
напряжений дает точность 5—8%. При малых
амплитудах графический метод дает большую ошибку, поэтому
амплитуду тока Imi целесообразно определять
аналитически. Указанные методы подробно описаны в работе
[12] и нами рассматриваться не будут.
Таким образом, нелинейный элемент, шунтирующий
анодную нагрузку усилительного каскада в п-каскад-
ном логарифмическом усилителе, должен удовлетворять
следующим требованиям [12, 32].
1. При малых входных сигналах, когда каскад
работает в линейном режиме, сопротивление нелинейного
элемента должно быть велико и постоянно, чтобы не
происходило шунтирования анодной нагрузки.
2. При работе каскада в логарифмическом режиме
сопротивление нелинейного элемента должно изменяться
в соответствии с формулой (3.33). При этом нелинейный
участок вольтамперной характеристики нелинейного эле-
100

мента должен быть в пределах от
"нел 1 — " выд н — KjJ h Д°
С/нел2= ^'выдв= ffi^H (ад1п^+ О-
3. При работе нелинейного каскада в
квазилинейном режиме сопротивление нелинейного элемента
должно изменяться по закону, определяемому выражением
(3.34). Для выполнения этого требования нелинейный
элемент должен иметь вольтамперную характеристику,
у которой в начале имеется резко выраженный
нелинейный участок с большой крутизной, постепенно
переходящий в линейный.
4. Статические характеристики нелинейных
элементов, шунтирующих анодные нагрузки различных
каскадов /г-каскадного усилителя, должны быть одинаковыми.
5. Нелинейный элемент должен иметь небольшую
междуэлектродную емкость, что имеет особенно
большое значение при создании широкополосных
усилителей.
3.1.2. Логарифмические усилители с суммированием
выходных напряжений каскадов. Метод получения
логарифмической амплитудной характеристики в
усилителях промежуточной частоты, путем последовательного
сложения напряжений с выходов усилительных
каскадов известен в литературе как метод последовательного
детектирования [12].
На рис. 3.5 приведена упрощенная схема
логарифмического усилителя с последовательным детектированием
сигналов и отдельными детекторами в каждом канале.
Входное напряжение высокой частоты усиливается п
усилительными каскадами, на выходе которых
включены Детекторы. Продетектированные сигналы
складываются на общей нагрузке. Чтобы, видеоимпульсы,
поступающие с выходов всех п детекторов, складывались
одновременно, необходимо использовать искусственную
длинную линию, каждое звено которой задерживает
видеоимпульс на время, равное времени прохождения
радиоимпульса через усилительный каскад. Для
исключения отражений линия задержки должна быть
нагружена на входе и на выходе на активное сопротивление,
равное ее волновому сопротивлению.
110

Для рассмотрения принципа получения
логарифмической амплитудной характеристики в таком усилителе
предположим, что все каскады усилителя идентичны и
имеют коэффициент усиления в линейном режиме К\;
при насыщении каскада его выходное напряжение
остается постоянным независимо от амплитуды входного
сигнала. Будем также считать, что сигналы в сумматоре
складываются линейно и коэффициент передачи
сумматора равен единице.
п-й
каскад
Рис. 3.5. Упрощенная схема логарифмического усилителя с последо-
, > вательным детектированием сигналов.
Тогда при поступлении на вход усилителя
небольших напряжений все каскады работают в линейном
режиме и напряжение на выходе сумматора
^IM=(/fSi(«;+<-4...+«].rf4' (з.зб)
Обозначив коэффициент усиления в линейной части
всего логарифмического усилителя [через #р—/^-j-^-+.'..+
--j-tfj^1 -f- к"» уравнение (3.36) можно записать как
и'вых = и'л-кр.. (3.37)
Когда напряжение на входе усилителя достигает
величины £Л,х=Х/вхш последний, /г-й каскад насыщается
и напряжение на выходе детектора последнего каскада
102

а напряжение на выходе сумматора
= и^пкр. (3.38)
При возрастании входного напряжения до
величины U"BX = KiUBKU насыщается предпоследний (п—1)-й
каскад и напряжение .на выходе сумматора (при я>1)
~ К\ l/B3J н \ UВЯ Н^р ==: ^ВЫЯ Н ~р ^1 ^ВЯ Н*
Когда входное напряжение усилителя станет равным
&/'"еж=я?'£Лдн! насыщается (#— 2)-й каскад и напряже*
ние на выходе сумматора
U ь1ы^==^1 ^взян"т" ^вчн(^1 ~r#i ~рЛГ] -р...-p/^j ) ~
« Z/^j "в* н ~Т~ ^вхи #р ^^^выян ~р ^1 ^вяв>
Аналогично при насыщении первого каскада можем
записать
Ц^ = и1ЩЖ = и!^1и1аю г (3.39)
и соответственно напряжение на выходе сумматора
U[n^ иъ„, = (л - 1 )< £/«,« + Umн< === я<£/в*н. (3.40)
Из проведенного анализа видно, что при
поочередном переходе усилительных каскадов в режим
насыщения входное напряжение усилителя изменяется по
показательной функции, а выходное напряжение —линейно.
Следовательно, между входным и выходным
напряжениями существует логарифмическая зависимость.
Запишем равенство (3.30) в виде
ln^^^-Dln^ + ln^H
и найдем отсюда значение п:
1 U{n)
in»*! (/вхн ■
103

Подставив полученное значение п в выражение (3.40)
получим
rtff/вх н j ЕУвХ . я ,. _
= <^,H(1^ln^-fl). (3.41)
Сравнив выражения (3.2) и (3.41), получим
1
In Ki '
Динамический диапазон я-каскадного
логарифмического усилителя с суммированием выходных
напряжений каскадов будет равен соответственно для входного
и выходного напряжений
и
т#
При кх > 1, когда кръкп{, DBbm= n.
Коэффициент сжатия усиливаемого напряжения
#сш— 7) 7 = л • (3.44)
При принятом предположении, что каскады имеют
линейные характеристики вплоть до насыщения,
логарифмическая амплитудная характеристика усилителя
будет отклоняться от точно логарифмической. Точная
Л АХ я-каскадного усилителя с последовательным
детектированием сигналов может быть получена только
при вполне определенных амплитудных характеристиках
каскадов.
Необходимую форму амплитудной характеристики
каскада по заданной логарифмической амплитудной
характеристике усилителя аналитически найти очень
трудно. Но это можно легко сделать
графоаналитическим методом, если задана ЛАХ усилителя UBbIX =
— f(Ubx) и известно количество каскадов п и коэффици-
104

ент усиления каждого каскада /ci [32]. В этом случае
задаются"рядом значений напряжений на входе
усилителя, при которых все каскады, кроме последнего,
работают в линейном режиме.
Выбранное количество значений напряжения на
входе усилителя будет определять число точек
нелинейного участка амплитудной характеристики каскада.
^вых макс
0,8
0,6
0,2
О
0,1 0,2 0,3 0,Ь 0,5 0,6 0,7 "вх
идых макс
Рис. 3.6. Теоретические амплитудные характеристики каскада.
- K.i = 10, я=5; «1=5, я=5; /Ci=5, я=4.
Тогда для каждого значения напряжения на входе
усилителя выходное напряжение последнего /г-го
каскада
t/вм* = / (U«d ~ £ U**m и (3.45)
где f/BiblJ51 — выходное напряжение i-ro каскада, равное
Так как все каскады идентичны, то вычисленный для
последнего каскада нелинейный участок,
присоединяется к линейному участку амплитудной характеристики
предпоследнего каскада в момент перехода его в
нелинейный режим. С увеличением значений напряжений на
входе усилителя построенная таким образом часть
характеристики предпоследнего каскада используется для
дальнейших вычислений амплитудной характеристики
последнего каскада. Необходимо отметить, что
нелинейный участок амплитудной характеристики каскада
играет важную роль в формировании ЛАХ усилителя.
На рис. 3.6 приведены рассчитанные указанным спо-
; 105
/
/
11
if
и
//
s /,
/у
&''
'
5^

собом характеристики каскада для логарифмического
усилителя с последовательным детектированием
сигналов при различных значениях п и /й. Из приведенного
рисунка видно, что форма амплитудной характеристики
каскада зависит как от числа каскадов в усилителе, так
и от коэффициента усиления каскада.
§ 3.2. ФАЗОВЫЙ ДЕТЕКТОР
Важным элементом моноимпульсных систем с
фазовым и суммарно-разностным угловыми
дискриминаторами является фазовый детектор, с помощью которого
определяется направление отклонения цели от равносиг-
нального направления.
На рис. 3.7 приведена схема векторомерного
фазового детектора, у которого Ri = Rz и Ci = C2.
На амплитудный детектор Mi подается сумма
напряжений Ui(t) и u2(t), а на детектор Д2 —разность этих
*,
Ъ.
\2
г. —'—i
д7
ku2(t)
Рис. 3.7. Схема векторомерного балансного фазового детектора.
напряжений. В случае суммарно-разностной
моноимпульсной системы Ut(t) и \xi(t) являются соответственно
нормированными разностным и суммарным
напряжениями, а в случае фазовой системы—напряжениями с
выхода линейных УПЧ. Напряжения, полученные в
результате детектирования, вычитаются путем специального
включения нагрузок амплитудных детекторов Д\ и Ль
Считая амплитудные детекторы устройствами,
выделяющими огибающую или квадрат огибающей входного
106

случайного процесса, можйо получить математические
операции, выполняемые фазовым детектором.
Напряжения, действующие на входах фазового
детектора, запишем в виде
M0 = !7iSin(a>iipf+90, 1
и2 (t) = U2 sin (<опр^+?2). (
(3.46)
На рис. 3.8 изображена векторная диаграмма
напряжений, позволяющая определить напряжения, .кото-
Рис. 3.8. Векторная диаграмма напряжений для фазового детектора.
рые детектируются амплитудными детекторами Mi и Дг-
Эти напряжения соответственно равны векторным
суммам '*
и_=-иг+и2.
(3.47)
При линейных характеристиках детекторов выходное
напряжение фазового детектора будет равно
иФл==кФл[\и+\-\и. и,
(3.48)
где/СфД—коэффициент детектирования.
107

Из векторной диаграммы (рис. 3.8) следует, что
| и+ | = УU2{ + U\ + 2U,U2 cos (ft - ?2). (3.49)
| [). | = УЩ+и22 + 2ВД cos [180 - (ft -*)]=
= ]/f/'+^2 — 2№cos(ft —ft) . (3.50)
Следовательно,
Иф д = кФ я [К ^? +^2 + 2С/!^/2 cos (ft — ft)—
_]/(/*+ ^-2/7^ cos (ft-ft). (3.51)
Если £Л<с£/& что справедливо для моноимпульсных
систем с суммарно-разностным угловым
дискриминатором, то разлагая каждое слагаемое выражения (3.51)
в степенной ряд и ограничиваясь двумя членами
разложения, получим [26]
"Ф R = 2кф д /f2 cos (ft —[ft) = 2яф ДС/Х со s (ft —[ft).
ущ+щ
(3.52)
При равенстве амплитуд сигналов Ui = U2=U. (в случае
систем с фазовым угловым дискриминатором)
напряжение на выходе фазового детектора будет иметь вид
Ч « = Ч д (/2£/2 [1 + cos (ft — ft)] —
• l/2^[l-cos(ft-ft)]) =2*фд[/(]/1 + со5^-у2) -
_ yf i - cos с?, - У2) j=2к^ц |cos а^ _
>~?2> ]■ (3.53)
_ sin ■
На рис. 3.9 приведена зависимость выходного
напряжения от сдвига фаз для двух рассмотренных случаев.
При Ui<^U2 (или при U2<^U\) получается косинусои-
дальная зависимость -выходного напряжения от разности
фаз, а при Ui=U2 и изменении (ф1—ср2) в пределах от
0 до я эта зависимость прямолинейна.
108

При квадратичных амплитудных детекторах Д{ иД2
выходное напряжение фазового детектора
пропорционально среднему значению разности токов, проходящих
через диоды:
Ч а = *Ф д {["i (0 + и* (012 — ["i (0 — и2 (t)]2} =
= K^ux{t)u2{t).
(3.54)
Подставляя в (3.54) значения ux(t) и u2(t) из (3.46),
получаем
Ч д = кф д ^ [/а sin (о)пр^ + fj sin (о)пр^ -f ?г) =
= у^й UXU% cos (? j — <f 2).
(3.55)
Из выражения (3.55) видно, что фазовый детектор
при квадратичных характеристиках диодов Дх и Дг
эквивалентен простому перемножающему устройству (с
учетом отбрасывания высших гармоник соПр), а зависимость
выходного напряжения от сдвига фаз имеет вид
косинусоиды.
ит
t
ч*аи1
i
\V
2\\
п V
2 V
Л
Лл УгУ*
//2
Рис. 3.9. Характеристики фазового детектора:
/ — при У, <^^2; 2— при U,i=U2.
Недостаток рассмотренного фазового детектора
заключается в том, что он ограничивает диапазон углов
прихода величиной, соответствующей интервалу фаз,
равному 180°, в то время как максимальный интервал
однозначной пеленгации, определяемый угловым
датчиком, часто может быть больше этой величины.
109

Другим типом фазового детектора, позволяющим
расширить диапазон углов прихода, является фазовый
детектор Киркпатрика [27, 41]. В этом детекторе
расширение углового диапазона производится за счет
уменьшения чувствительности на равносигнальном
направлении, что, однако, незначительно ухудшает точность
измерения угловых координат, поскольку это уменьшение
чувствительности производится в такой точке системы,
где уровень сигнала наибольший.
ФД
лз
p-jfi
а)
(5)
^е
40
Рис. 3.10, Фазрвый детектор Киркпатрика:
а) упрощенная схема детектора; б) часть схемы, поясняющая образование
напряжений, действующих на диоды.
Схема фазового детектора Киркпатрика приведена
на рис. 3.10. Из сравнения схем, приведенных на рис. 3.7
и 3.10 видно, что детектирующая часть фазового
детектора Киркпатрика точно такая же, как и в обычном
фазовом детекторе, и состоит из двух диодов и
дифференциально включенных нагрузок. У обоих детекторов
выходное напряжение образуется вычитанием напряжений,
действующих на диодах фазового детектора. Но, если
в обычном фазовом детекторе на диоды действуют
сумма и разность входных напряжений, то в фазовом
детекторе Киркпатрика на диоды действуют напряжения,
являющиеся суперпозицией составляющих,
образованных каждым из входных напряжений.
Обозначим напряжения, действующие на входах
диодов, через Vi и У2. Тогда напряжение Ut(t) образует
составляющие V\ и V'% которые действуют только
в точках схемы, показанных на рис. 3.10,6.
Действительно, ток /к, наводимый напряжением ux(t), подается на
два параллельных сопротивления, одно из которых Ro-
110

а второе образовано линией задержки, нагруженной на
волновое сопротивление /?0. Поэтому ток /к делится
поровну между двумя этими сопротивлениями. В
результате две составляющие, образованные напряжением
U\(t), будут равны
V\=u1(t) и V\ = u1(t)emih.
Аналогично, но в обратном порядке, образуются
соответствующие составляющие и входного напряжения
uz(t). Следовательно, выходное напряжение фазового
детектора Киркпатрика в случае линейных диодов,
являющееся суперпозицией этих составляющих, будет
равно
= *Фд [ Vu* + Ul + 2U*U*cos (?i - *» - Ре) -
-Y U] +U22 + 217/7, cos (?l ->;+ p0j] = 4
-]/^+^ /^fffcr^^-^+w
(3.56)
Для системы с суммарно-разностным угловым
дискриминатором (Ut^Uz), разлагая каждое слагаемое
выражения (3.66) в степенной ряд и используя первые
два члена, получаем
Ифд—^Ф д
^+^f!wcos(^?!-w"
, 1/^1+^2 J
яагкфдС/^т^ —<p2)sinp0. (3.57)
Для моноимпульсной системы с фазовым угловым
дискриминатором (Ui = Uz=U) выходное напряжение де-
Ш

гектора Киркпатрика будет равно
_ уГ1+«ць-ъ+Щ = ^^ х
Xsin_liZ^sin-|-. (3-58)
На рис. 3.11 приведены характеристики выходного
напряжения детектора Киркпатрика. Из сравнения вы-
Рис. 3.11. Характеристики фазового детектора Киркпатрика:
а) при Ux <^ U2; б) при t/i=t/3.
■ражений (3.61) и (3.57), а также (3.52) и (3.58) и
приведенных характеристик видно, что выходные
напряжения обычного фазового детектора и детектора
Киркпатрика при Ро=я/2 отличаются только сдвигом на л/2 и
угловой диапазон однозначной пеленгации ограничен
интервалом фаз —ji/2<;<pi—icp^tft/2. Но при <Ро<я/2
угловой диапазон фазового детектора Киркпатрика
расширяется до величины 360° при стремлении ipo к нулю.
На рис. 3.11 в качестве примера расширения углового
диапазона приводится характеристика выходного
напряжения для Ро=0,1, при этом наряду с существенным
расширением углового диапазона сильно уменьшается
крутизна.
§ 3.3. СИСТЕМА АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ
Наибольшее распространение в приемниках
моноимпульсных РЛС находит импульсная система АРУ с
обратной связью, блок —схемы которой приведены на
112

рис. 3.12. Обычно в такой системе на детектор АРУ
подается иапряжение задержки £/зад, благодаря которому
регулировка усиления начинается при превышении
сигналом величины l/зад. Система АРУ может быть «уси-

Регулируемый упч
i
1 1
1 1
1
- »

Регулируемый упч
\\\
}
Фильтр

Регулируемый УПЧ
111
упт
m
'«*
»
* 1 1
Детектор
Фильтр
а)
Детектор
Детектор
АРУ
fgjcJ
Детектор
Фильтр
в)
>
■^
'V »
^
^
■< '|

Видеоусилитель
Детектор
АРУ
№ай

Видеоусилитель
Усилитель
АРУ

видеоусилитель
Детектор
АРУ
{Узад
*
<* i
Рис. 3.12. Блок-схемы импульсных систем АРУ:
а) «неусиленная» система АРУ; б) «усиленная» система АРУ с усилением по
переменному напряжению; в) «усиленная» система АРУ с усилением по по»
стоянному току.
ленной» или «неусиленной», в зависимости от наличия
или отсутствия усилителя в цепи АРУ.
В «усиленных» системах АРУ усиление может
осуществляться до детектора АРУ по переменному
напряжению (рис. 3.12,6) или после детектора АРУ по
постоянному току (рис. ЪЛ2,в).
8—2536 .из

В современных моноимпульсных РЛС также часто
применяются многопетлевые системы АРУ при
параллельно действующих петлях (рис. 3.13). В указанных
системах АРУ в качестве регулируемых усилителей
обычно используются первые каскады усилителя
промежуточной частоты (УПЧ), что обеспечивает малые
нелинейные искажения сигнала в УПЧ.
Регулируемый
УПЧ
i
\ i
~г
i
Детектор
! дру- j L
i Г
J Ару-2 1
1*

видеоусилитель
Рис. 3.13. Блок-схема многопетлевой системы АРУ.
К основным характеристикам системы АРУ
относятся а*мплитудная характеристика цепи АРУ, амплитудная
характеристика регулируемого усилителя при
отсутствии и при наличии регулировки усиления, а также его
регулировочная характеристика [50].
<ых макс Уъы*
Рис. 3.14. Амплитудная
характеристика цепи АРУ.
Амплитудная характеристика цепи АРУ представляет
собой зависимость напряжения регулирования,
подаваемого на регулируемый усилитель, от амплитуды сигнала
на выходе регулируемого усилителя £/рег=/С£/вых). Вид
этой зависимости при наличии в системе АРУ
напряжения задержки приведен на рис. 3.14. Напряжение ре-
114

гулирования отличается от нуля при превышении
амплитуды сигнала на выходе усилителя напряжения
задержки. При дальнейшем увеличении UBUX рабочий участок
амплитудной характеристики при правильном выборе
параметров цепи АРУ должен быть линейным. Угол
наклона характеристики к оси абсцисс определяет
коэффициент усиления цепи обратной связи:
•ъ Ярег = #обр*
Амплитудная характеристика регулируемого УПЧ,
определяющая зависимость амплитуды сигнала на вы-
Рис. 3.15. Амплитудная
характеристика усилителя:
/-^без АРУ; 2-е АРУ.
Рис. 3.16. Регулировочная
характеристика усилителя.
ходе усилителя (UBMX) от амплитуды сигнала на входе
(Овх) без АРУ и при работе АРУ, приведена на
рис. 3.15.
Регулировочная характеристика усилителя
определяет зависимость коэффициента усиления
регулируемого усилителя от напряжения регулирования:
Ярег = / ( k'peiy •
Вид этой зависимости обусловлен анодно-сеточными
характеристиками регулируемых ламп и числом
регулируемых каскадов. В силу того, что обычно существует
нелинейная зависимость крутизны лампы от смещения,
регулировочная характеристика имеет также
нелинейный характер, который в большей мере проявляется
при увеличении числа регулируемых каскадов. Однако
при анализе динамических режимов применяют
различные аппроксимации регулировочной характеристики:
линейную, экспоненциальную, полиномом, гиперболической
функцией и т. д. Вопрос о рациональной аппроксимации
регулировочной характеристики должен решаться вкаж-
8* 115

дом случае отдельно в зависимости от применяемых
методов исследования.
При аналитических расчетах обычно ее считают
линейной, так как такое предположение значительно
упрощает анализ, не приводя к существенным погрешностям
[26]. Типичный вид регулировочной характеристики и
ее линейная аппроксимация показаны на рис. 3.16.
Анализу систем АРУ посвящено большое число
работ, наиболее полно они исследованы в работе [50]. Мы
же рассмотрим только основные динамические свойства
системы АРУ при введении ряда упрощающих
предположений, которые, не искажая существа явлений,
позволяют более просто получить необходимые зависимости.
Будем считать, что в приемном устройстве
отсутствуют нелинейные искажения, а полоса пропускания
приемника намного шире полосы АРУ. Считаем также, что
в цепи АРУ применяется однозвенный фильтр RC и
безынерционный детектор.
Поведение системы АРУ с однозвенным фильтром
можно описать следующей системой уравнений [26]:
тт ( КтРbsj При (У^ыя <^ f/зад»
[#рег^вя При С/ВЪ1^ ^> (/зад»
Upev=Ko6l>FA(p)(Ubw — UBap) При [/Выд>^зад, (3.59
где Km—максимальный коэффициент усиления
усилителя При £/рег = 0,
Ко6р~ЯдКа — коэффициент усиления цепи обратной
связи, равный произведению коэффициентов передачи
детектора и усилителя АРУ,
F (/?) = 1 — оператор однозвенного фильтра АРУ,
Р1 А "Г 1
Та — постоянная времени цепи АРУ.
При линейной аппроксимации регулировочной
характеристики
^ре-г== Km — ^д^рег» (o.oU)
где 6д = tg <рд = -jj^ угловой коэффициент регулиро-
вочной характеристики,
Ubrn = -^ напряжение, при котором коэффициент уси-
ления приемника обращается в нуль.
116

При введений аппроксимации (3.60) система
уравнений (3.59) примет вид
[КтРъъ При £/вы3,< С/8ад»
/ВВД J (*m - 6А1/рвг) £/вд При £/вы*> С/ад,
(/?Г -f 1)1/рвг = Кобр(£/выХ — ^зад) При /7ВыХ>^зад.(3.61)
Найдем реакцию системы на скачок, амплитуда
которого превосходит 1/Вхмин. При f/Bx=f^A=const
система уравнений (3.61) превращается в неоднородное
линейное дифференциальное уравнение первого порядка
с постоянными коэффициентами:
ТА —^ + ^вм О + bAKo6j>UA) = bAKo6pUAU3aA + KmUA.
(3.62)
Решение этого уравнения имеет вид
ивы* = ВА + САе х\ (3.63)
где ВА — частное решение неоднородного уравнения, равное
ВА = , 1+ ■ (3.64)
тд — длительность переходного процесса, равная
кэ — эквивалентный коэффициент усиления системы
АРУ, равный
*э=6А*обр1/А. (3-66)
Задаваясь начальными условиями, найдем
постоянную интегрирования Са. Будем считать, что в
начальный момент при / = 0 напряжение на конденсаторе
фильтра равно нулю. В этом случае f/per = 0 и VBhlx = KmU^
117

Тогда решение уравнения (3.63) запишется в виде
U,.M=Uh
О \ ^обр^зад г Km
t
. ЬА к0брС/3ад + кт \ ,A
-г I к™ Г+7Г )е
(3.67)
Положив £/зад=0, соответственно из уравнений (3.67)
и (3.61) получим
t__
1 +к е ХА'
^еыч = KmUk y+J ' (3-68)
э
Уиг=«^(1_е-^)_
l+ic,
(3.69)
t
крет = кт ^ 1+к^ . (3.70)
Рассчитанные по уравнениям (3.68) и (3.69) кривые
зависимости выходного напряжения и напряжения
регулирования от времени приведены на рис. 3.17.
Выходное напряжение при ^ = 0 скачком возрастает до
величины KmUA, а затем экспоненциально уменьшается до
К?п^А т т
установившегося значения у-р Напряжение
регулирования, наоборот, экспоненциально возрастает до уСТаНОВИВ-
^тКо бр^д _
шеися величины —г-т- • Время переходного процесса в
обоих случаях одинаково и зависит не только от
постоянной времени цепи АРУ и параметров системы АРУ
(ЬА и Коб$), но и от амплитуды скачка UA- Как следует
из равенств (3.65) и (3.66), с ростом UA время
переходного процесса уменьшается и процесс установления
протекает быстрее.
В заключение рассмотрим работу системы АРУ
амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной РЛС,
позволяющей обеспечить независимость сигнала
ошибки от амплитуд принимаемых сигналов благодаря нор-
118

мировке, амплитуд суммарного и разностного сигналов
относительно амплитуды суммарного сигнала.
Блок-схема одной из возможных €хем АРУ приведена на
рис. 3.18 [129].
Разностный и суммарный сигналы из
преобразователя подаются в УПЧ. Каждый канал имеет свою цепь
*/77^
а)
Рис. 3.1 V. Переходные характеристики системы АРУ при воздействии
скачкообразного входного сигнала.
АРУ. Автоматическая регулировка усиления в каждом
УПЧ осуществляется подачей на их входы коротких
контрольных импульсов промежуточной частоты,
вырабатываемых генератором импульсов, амплитуда
которых изменяется пропорционально требуемому усилению.
Эти импульсы подаются с некоторым опережением во
времени относительно зондирующего импульса
передатчика РЛС.
119

Блокинг-генератор вырабатывает сигналы,
запускающие генератор импульсов. Одновременно эти сигналы
подаются через линию задержки на модулятор передать
чика, чем обеспечивается запаздывание зондирующих
импульсов относительно контрольных импульсов.
Импульсы € выхода генератора импульсов поступают на
двухкаскадный УПЧ с переменным усилением и затем
подаются через аттенюаторы на УПЧ суммарного и раз-
На фазовый детектор
Суммарный сигнал
Контрольные импульсы
УПЧ

Двухкаскадный
УПЧ
На амплитудныйдетектор

Детектор

Видеоусилитель
Генератор
импульсов
Напряжение,
нропорциона льное
суммарной у сигналу
Отпирающие импульсы
Детектор
системы
АРУ
Г
блокинг -
генератор
На модулятор
Детектор
системы
АРУ
передатчика
Разностный сигнал
УПЧ
I Детек-
I тор
видео -
усилитель
На (разовый детектор
Рис. 3.18. Блок-схема системы АРУ амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной РЛС.
костного каналов. Далее контрольные 'сигналы
детектируются детекторами и в форме отрицательного
напряжения постоянного тока снимаются с фильтров на
сетки ламп видеоусилителей. С выхода (видеоусилителей
напряжение отрицательной полярности подается на
сетки ламп детекторов системы АРУ. На эти же детекторы
поступают отпирающие импульсы от блокинг-генерато-
ра. На катоды ламе детекторов подается
положительное смещение, и поэтому детектируются только
сигналы, превышающие напряжение 'смещения. Величина
напряжения смещения (напряжения задержки)
регулируется катодными повторителями, связанными с детек-
120

торными лампами, так что при отсутствии
эхо-сигналов детекторы поддерживают постоянным уровень шума
на выходе УПЧ каналов, т. е. действуют как
ограничители шума. Когда система автоматического
сопровождения по дальности захватывает цель, в двухкаскадныи
УПЧ подается положительное напряжение,
пропорциональное суммарному сигналу, что вызывает усиление
контрольных импульсов. В результате схема АРУ
осуществляет нормировку суммарного и разностного сигналов
относительно амплитуды суммарного сигнала и
обеспечивает равенство амплитуд контрольных импульсов,
подаваемых на УПЧ суммарного и разностного каналов,
и поэтому усиление эхо-сигналов в этих каналах будет
^одинаковым как при равенстве шума и эхо-сигнала, так
*и в случае превышения эхо-сигналом шума.

ГЛАВА 4
РАЗРЕШАЮЩАЯ СПОСОБНОСТЬ
И ПЕЛЕНГАЦИОННАЯ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ
МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС ПО УГЛОВЫМ
КООРДИНАТАМ
§ 4.1. ПОНЯТИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ
ПО УГЛОВЫМ КООРДИНАТАМ
Под разрешающей способностью понимается
способность РЛС различать отдельные цели в груше целей
с достаточной достоверностью и надежностью.
Количественно разрешающая способность по угловым
координатам оценивается минимальным углом между
направлениями на цели, при котором еще возможно
раздельное измерение угловых координат не разрешимых по
дальности и скорости целей с требуемой точностью.
В общем случае может возникнуть необходимость
разрешения многих целей. Мы же будем рассматривать
разрешение только двух целей как наиболее простой и
часто встречающийся случай.
Как видно из определения разрешающей
способности, процесс разрешения неотделим от процесса
обнаружения, поэтому в простейшем случае разрешение есть
обнаружение двух сигналов, соответствующих двум целям.
Поскольку в процессе пеленгации парной цели на
выходе приемника будет по крайней мере два сигнала, то
их разрешение будет зависеть от относительной энергии
сигналов и от степени их перекрытия по разрешаемому
параметру — в рассматриваемом случае по углу.
Очевидно, чем меньше перекрытие выходных сигналов по
разрешаемому параметру, тем больше возможность
раздельного сопровождения каждой из целей по дан-
122

ному параметру, тем лучше будет разрешающая
способность РЛС.
В соответствии с этим о разрешающей способности
можно судить по корреляционной функции (входных
сигналов, несущих соответствующую информацию по
параметру разрешения. Очевидно, разрешающая
способность будет тем лучше, чем уже корреляционная
функция по параметру разрешения. •
E0(t,9)
\
9(t)
Рис. 4.1. Огибающая принимаемого высокочастотного сигнала.
Анализ разрешающей способности РЛС по угловым
координатам удобно провести применительно к режиму
обзора пространства. Будем 'предполагать, что антенна
радиолокационной станций последовательно облучает
две точечные цели, расположённые на одинаковом
расстоянии от РЛС и разнесенные по углу на величину А8.
Тогда применительно к интересующему нас случаю
автокорреляционную функцию входных сигналов в
комплексной форме можно записать в виде
L о
(4Л)
где Eo(t, 8) —входной сигнал первой цели,
Eo(t, 8+А6) —входной сигнал второй цели,
Э, Э + АЭ — угловые координаты цели,
Т"—период наблюдения.
Входными сигналами ib рассматриваемом случае
являются высокочастотные сигналы с огибающей,
повторяющей форму диаграммы направленности (рис. 4.1).
123

Очевидно, при единичной амплитуде источников
сигналов
JS0(t, e) = F(0)exp(iarf), (4.2)
Е\ (tfi + А6) = F (6 -f Дв) exp (- W), (4.3)
где F(Q), F(Q + AQ)—амплитудные диаграммы
направленности, разнесенные на угол АО.
km
ж
№(йВ)

Годе
а)
^ F(0 -Дв)
\
V
>
1)
9
Рис. 4.2. Вид функций,
аппроксимирующих диаграмму направленности.
а) диаграмма направленности без сдвига
по углу; б) диаграмма направленности со
сдвигом по углу на Л9; в)
автокорреляционная функция огибающей сигнала.
Экспоненциальный множитель характеризует
высокочастотное заполнение сигнала. Подставляя эти значения
в (4.1), получаем
Ф (Д6) = Re Г (*
F (в) exp (iarf) F (8 + Дв) ехр (— Ш) с/в
]■
= JF(6)F(6 + A6)de.
(4.4)
При колоколообразной форме диаграмма
направленности (рис. 4.2) описывается функцией
^(в) = ехр(-То2в2).
(4.5)
124

Тогда
/Ч6 + Д6) = ехр[-т02(в + Де)2, (4.6)
где yo — коэффициент, характеризующий ширину
диаграммы направленности.
Подставляя (4.5) и (4.6) в (4.4) и беря в
соответствии с выбранной аппроксимацией диаграммы
направленности пределы интегрирования от—оо до оо,
получаем
ЧГ (Аб) = j ехр (- ft 8а) ехр [- ft (6 + Д8)2] db =
—00
- =ехр(—УоД92) jexp(— 2fj2— 2у*Д60)й6. (4.7)
—00
Искомый интеграл является табличным интегралом вида
ехр (.— р*х" — qx) dx = ехр Л°^!1 у~-
—00
Подставляя его значение в (4.7), получаем
Можно показать, что
где foe — энергия высокочастотного сигнала заданной
формы (рис. 4.1).
Действительно, если взять функцию времени Ea(t)
с единичной амплитудой и колоколообразной
огибающей, то
00 00
Яос= \E20(t)dt= fexp(—2Yo^a)cosa(o^ =
—00 " —рО
= |exp(-2T;i.)(-l+^)*=2-^r. (4.9)
—00
125

Отсюда следует, что
ЧГ(Дв) = 2Е0Сехр(- 1^-)' (4.10)
Вид Ч^Лв) показан на рис. 4.2,6.
Определим ширину автокорреляционной функции
условно на уровне 0,5 относительно максимального
значения. Подставляя с этой целью в уравнение (4.10)
значение Чг(Дв)=£ос и решая его относительно ДО,
получаем
AV.= -tL. (4.11)
То
Отсюда ширина автокорреляционной функции на
уровне 0,5
8в = 2|Д0о,5|=-^-. (4.12)
То
Выразим коэффициент Yo через ширину диаграммы
направленности по уровню 0,5 ib соответствии с
принятой аппроксимацией (4.5).
Очевидно, при [^(б) 1=0,5 9=80,5/2. Учитывая это и
решая уравнение (4.5) относительно yo, находим
Yo= 1,66/90,5. (4.13)
Отсюда
■8в=-гжв«.»=1»4в«.»- <4л4>
Получили прямую зависимость между шириной
автокорреляционной функции принимаемых сигналов и
шириной диаграммы направленности. Поскольку ширина
диаграммы направленности определяет разрешающую
способность по углу, ширина автокорреляционной
функции также характеризует разрешающую способность по
углу и может использоваться при приближенной оценке
разрешающей способности РЛС.
Выражение (4.14) подтверждает очевидный вывод,
что для улучшения разрешающей способности по углу
следует стремиться к сужению диаграммы
направленности;
Поскольку зависимость силы сигнала от угла
прихода при работе РЛС в режиме обзора и слежения одна
и та же, полученные выводы справедливы также для
РЛС автосопровождения.
126

Необходимо заметить, что разрешающая
способность характеризуется определенной величиной только
в том случае, когда энергия сигнала существенно
превышает энергию шума приемника. В том случае, когда это
условие не выполняется, величина -угла разрешения
зависит от отношения сигнал/шум и характеризуется
вероятностями правильного обнаружения и ложной
тревоги.
Однако практически за величину потенциальной
разрешающей способности принимают ширину
автокорреляционной функции сигналов разрешаемых целей,
отсчитанную на уровне 0,5 от максимума. При этом
теряется вероятностный подход к оценке разрешающей
способности РЛС, но такой способ удобен своей
простотой и наглядностью.
Реальная разрешающая способность РЛС может
оказаться значительно хуже ее потенциального
значения из-за потерь энергии и искажения формы сигнала
в различных элементах станции. Поэтому реальная
величина разрешающей способности по углу может быть
представлена в виде
86 = 86not + J] 86, = т98вПОт, (4.15)
где 60!пот — величина потенциальной разрешающей
способности по углу,
69/ — долполнительное ухудшение разрешающей
способности по углу в i-ом элементе станции,
у9 — коэффициент ухудшения разрешающей способности
по углу, равный 1 -f- .д * .
о оБОТ
Произведем оценку разрешающей способности
моноимпульсных РЛС и сравним ее с разрешающей
способностью одноканальных РЛС с 'коническим
сканированием луча.
§ 4.2. РАЗРЕШАЮЩАЯ СПОСОБНОСТЬ
МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС ПО УГЛОВЫМ
КООРДИНАТАМ
4.2.1. Амплитудная суммарно-разностная
моноимпульсная система пеленгации в одной плоскости. В этом
случае отраженные сигналы от двух точечных целей
127

(рис. 4.3) для первого и второго приемных каналов
могут быть представлены в комплексном виде как
Ег {Щ = EmiF (60 - б,) ехр Ы + Em%F (60 -
— 62)expi(arf-fa), (4.16)
Е% (t% G) = EmiF (б0 + в,) ехр i Ы + EW2F (80 +
+ 62)expiK + a), (4.17)
где .F(9o—9) и 1р(Эо + Э)—характеристики
направленности антенн соответствующих приемных каналов,
9о — .величина угла отклонения максимума
диаграммы направленности от равносигнального направления,
0i,2 — угловые положения первого и второго
источника сигналов относительно равносигнального
направления (рис. 4.3),
Ет\,2 — амплитуда отраженных сигналов от первой
и второй цели,
а —фазовый сдвиг, обусловленный разностью
расстояний до целей.
цель1
рем
/4^ъЦель2
Рис. 4.3. Геометрия углов при пеленгации двух точечных целей.
При суммарно-разностной обработке сигналов на
входе суммарного и разностного каналов получим
Ее (t,9) =-Щ-\Р (в. - в,) + F (в. + вО] ехр Ы +. .
+ -^lF(»,-eO + F(eo+fl1)]«pi(^ + «). (4Л8)
128

Яр (f ,6) = yf[F (вв - ej ~ F (80 + б,)] ехр Ы +
+ ^[F(b0-b,)-F(b0 + Wapi(*t\+a). (4.19)
Ha выходе идентичных по характеристикам
приемных каналов с точностью до постоянного коэффициента
соответственно получим
ис (/,6) = -Щ- [F (в, - в,) + F (в0 + в,)] ехр i шпр; +
+ ^[т-62) + тЧ-Уехр1КРН-а); (4.20)
f ИрЧ^.в) = j^r [F (в, - в,) - F (в. + в,)] ехр i mBVt +
+ ^-[f(e0-62)-JF(90 + 62)]expi(a)np^a). (4.21)
На выходе фазового детектора умножающего типа
с учетом нормализации сигнала по амплитуде с
помощью быстродействующей системы АРУ и его
усреднения сигнал ошибки может быть определен
выражением
S(6)==ReMU)«*p(U); (4>22)
«С(М) «*„('• 8)
Подставляя (4.20) и (4.21) в (4.22), после
преобразования получаем
S № -= Е^ Wl + 2Em'Em2 Wi ~ У,) + ^ (4 23)
где
ТГ, = F* (60 — в,) — F» (в, + в.).
Ц72 = F (60 — 6J F (б0 — 62) cos a,
W3 = F(b0-\- 61)F(60 + 62) cos a,
^4 = ^'(в«-в.)-^(в. + ^.
^ = [f(6„-61) + F(60 + 61)P)
^e = [f (в. - вО + F (в, + в,)] [F (в. - 62) +
+ F(60 + 62)]cosa,
W7=[F(60-82) + f(6(( + e2)]2.
9—2536 129

В реальных условиях фазовый сдвиг а меняется
сравнительно быстро во времени даже тогда, когда
взаимные -перемещения целей малы, и система АРУ по
отношению к этим изменениям достаточно инерционна.
Вследствие этого фильтр низких частот на выходе
фазового детектора и в непи АРУ отфильтровывает все
составляющие сигнала, образованные членами
выражения (4.23), содержащими cos а. Это позволяет
представить пеленгационную характеристику при наличии
в луче парной цели в упрощенном виде:
с /дч _ I?2 (Во - 90 ~ F2 (во - Pi)] + <* I?2 (6о - _
1Н [^(8о-91) + ^(во + 91)]2 + ^[^(9о- '"
-82)-Я(9о+92)] /49м
'" -e2) + f(e0 + e2)]2 ' v*-"*>
де а = ст21 tLml.
Приравнивая числитель выражения (4.24) нулю,
можно найти условие пеленгации двух точечных целей.
Нетрудно заметить, что в этом случае РЛС будет
отслеживать энергетический центр источников, и равно-
сигнальное направление будет ближе к направлению
на источник, мощность которого больше.
Наибольший интерес представляет случай, когда
одна из целей, например цель № 1, расположена под
малым углом 9i=A9 к равяосигнальному направлению,
что соответствует условию разрешения целей.
В этом случае
F (в, ± 6.)« F (в.) + Д9 ^У90 I = F (вв) (1 + рАв),
(4.25)
где \i — пеленгационная чувствительность,
соответствующая крутизне линейной части пеленгационной
характеристики при пеленгации одиночной цели и равная
-Ar^^L- (4'26)
Подставляя (4.25) в (4.24), получаем после
элементарных преобразований
, , .Г f(6»-8t)+f (fl» + flt)
i+a [ 2F(%)
130

Поскольку разрешение целей обычно наступает при
угловых расстояниях, превышающих ширину
диаграммы направленности, а угловые ошибки пеленгации
разрешенной цели в нормальных условиях не превышают
десятой доли ширины диаграммы направленности,
можно принять 92^>А9.
При выполнении указанных условий функцию ^(бо^
±62) в первом приближении можно считать не
зависящей от А9. Тогда значение пеленгационной
чувствительности -в рабочей точке может быть представлено
следующим выражением:
dS (9)
dAB
(4.28)
Д(М)— \ , Г HBo-92)+f (8о+92)-
l + [a 2F(%) J
откуда следует
^=a'[f(8'-%t,;(B'+'i)]'- (4-29)
Формула (4.29) позволяет оценить изменение
пеленгационной чувствительности за счет влияния мешающей
цели, расположенной под углом 02 к пеленгуемой цели.
Приравнивая S(6) нулю, можем найти величину
ошибки пеленгования
откуда
,А8 + ** *'(е.-Ц7Л(б.+ Ц =0> (430)
fx 4F2 (0О) v '
Полученные выражения (4.29) и (4.31) доказывают,
что влияние второй цели сказывается в изменении
пеленгационной чувствительности и появлении ошибки
пеленгации выбранной цели. Пользуясь этими выражениями,
можно определить условия разрешения целей.
На рис. 4.4 представлены нормированные кривые
6'6а б|ыа, рассчитанные по формуле (4.29) и (4.31) при
9* 131

аппроксимации диаграмм направленности антенн
функцией
sin к -ir~dnb
f^ = -t—i • (4-32)
где dn — диаметр параболоида антенны.
Рис. 4.4. Изменение пеленгациощюй чувствительнасти 6ua и угловой
ошибки* пеленгации б0а амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС из-за мешающей цели.
Угол наклона лучей 0О при этом определяется из
уравнения
K4-rfn0o = -g-«- (4-33)
На рисунке принята ^следующая нормировка
зависимостей:
86а = —^— , (4.34)
a2\ti-2~du
«--V1-*- <4-35>
При принятой аппроксимации ширина диаграммы
направленности по уровню 3 дб равна Qo,s=Mdn и Эо =
^ 00.5/2-
Из рис. 4.4 видно, что при увеличении угла 62
нормированная пеленгационная чувствительность падает и
132

достигает нуля -при "
а , fi Зя
что соответствует вг= 1,5 во,5- При Х2 = я/2(92='Эо) ошибка
пеленгации максимальна и при а=1 достигает величины
Д9 = 0,6 9о, что соответствует ошибке, равной примерно
полуширине угла между источниками сигналов.
Дальнейшее увеличение 92 приводит к уменьшению ошибки
-пеленгации до нуля при в2= 1,5 Э0,5. Отсюда следует,
что полное разрешение целей в рассматриваемом
случае наступает при их разнесении по углу, равном
примерно 1,6 9о,5-Это близко к условию разрешения целей
с учетом ширины автокорреляционной функции.
Естественно, если *выбрать менее жесткий критерии
разрешения, то требования к разносу целей для их
разрешения соответственно снизятся.
4.2.2. Фазовая суммарно-разностная моноимпульсная
система пеленгации в одной плоскости. В этом случае
отраженные сигналы от двух точечных целей,
принимаемые антеннами первого и второго приемных каналов,
могут быть представлены следующими выражениями:
£1(f>e) = £,wll/7(ei)expW.+ £fnaF.(6a)expi(a)f4- «). (4.36)
Е2 (*,в) = EntF (60 exp i (со/ + Ti) +
+ £m2F(62)expiK + a + ?2), (4.37)
где jP(0i) и ^(92)—коэффициенты усиления антенн
в направлении на источники сигналов,
Ф1 и ф2 —фазовые сдвиги сигналов, обусловленные
угловыми ошибками пеленгации их источников и
равные ф1,2 = к1 sin 9i,2,
а —фазовый сдвиг сигнала, обусловленный
разносом целей по дальности.
При суммарно-разностной обработке на 'Входе
суммарного и разностного каналов получим
£e(M) = -^.F(ei)[expiK + ?I) + expi«fl +
- + Jf* F (9а) |ехр'imt+a+^+ехр J {wt+a)]; (4,38)
133

£p W = yfF (6.) Ир i К + ?,) - exp Ш] +
+ y=-f(82)[expiH + a + <p2)-expiH+a)]. (4.39)
На выходе идентичных по характеристикам
приемных каналов с точностью до постоянного
коэффициента соответственно получим
ис (* ,6) = ^f {Fib,) [exp i K:I*+ Tl) + exp ia>np*] +
+ aF (02) [exp i (<olipf -fa + cp2) + exp i (unpf + a)]}; (4.40)
up (f, 0) = ^ {F (80 [exp i (.*npf + Tl) - exp i <»upt} +
+ af(92)[expi( V + a-f<p2) —■ expiKpf + a)]}. (4.41)
На выходе детектора умножающего типа с учетом
нормализации сигнала по суммарному сигналу и
дополнительного фазового сдвига разностного сигнала на 9Qa
сигнал ошибки может быть определен выражением
Reizc(t, 9) в*р(/, 8)expi-^-
S(6) = : г- =
' uQ (t, 9) и*с у, 8)
_F2 (6Q sin у, + a2F2 (92) sin y2 — aF (9t) ^ (92) fsin (a - у,) - _^
F2 (90 + a2F2 (92) + F2 (8,)-cos 7l + a2F2 (92) cos ъ + *
_ — sin(a+y2)] .
"aF (Ч,) F (92) [cos (a-f<p2—у,) +cos a+cos (a+j^+cos (о—у,)
(4.42)
Фазовый сдвиг а в реальных условиях изменяется
быстро и можно предположить, что порождаемые
изменениями фазы колебания сигнала ошибки (полностью
отфильтровываются в системе пеленгации. Тогда
выражение (4.42) может быть упрощено за счет исключения
составляющих, зависящих от а:
S(6) =
s_ F>(e1)8inT,+a,f,(61)rinyt ; ,44оч
F49i) + ^2(9*) + F,(8i)cos<p1 + a1'F8(ea)cosf, ' **'™'
Если цель № 1 расположена под малым углом АО
к равносигнальному Направлению, то Qi==Mi /'(0i)ss
134

F(0) и sin 6i = Дб. Отсюда следуе?
[Z72 ((] \
sin (к/Д0) + a2 TTTm sin (к/ sin 9^
S(6) =
f2 (82) Л (02)
1 +а2 утш + coS (к^АО) + а2 угйуГ cos (/с/ sin 82)
(4.44)
Для интересующей нас области 02>A9 и функции
f (62) в первом приближении можно считать не
зависящими от А9. Поэтому крутизна пеленгационнои
характеристики в рабочей точке может быть рассчитана
приближенно по формуле
\ _ dS(B) I _ td
1 Д9=0 2 + о2 ~утш~ П + cos (к1 sin 82)j
к/ (4.45)
Г , F* <
Л(02) o /c/sin62
cos2 ъ
(0)
При пеленгации одиночного источника а = 0 и ji =
= /с//2, что соответствует нормальной пеленгационнои
чувствительности фазовой суммарно-разностной
моноимпульсной системы.
Решая уравнение (4.45) относительно \х и \л\
можно найти формулу, позволяющую оценить изменение
пеленгационнои чувствительности системы при наличии
мешающего источника сигналов, в виде
8^="w1 =тщcos2 (Kl sin fl*)- <4-46>
Приравнивая (4.44) нулю, найдем условие пеленга*
ции при наличии мешающей цели:
F2 (ft \
sin (я/Дб) + ая.-^таг- sin (л:/ sin 62) = 0
При малых значениях Д-6 sin M&Q^klAQ. Отсюда
следует
186* I = -Лг=-7Щ-sin № sin 6^ <4-47>
135

На рис. 4.5 приведены зависимости пелейгационной
чувствительности и угловые ошибки фазовой суммарно-
разностной моноимпульсной системы, рассчитанной по
формулам (4.46) и (4.47) [55].
При расчетах диаграмма направленности
аппроксимировалась функцией
F(b)--
iJsinK-g-
(4.48)
к-тг'
В целях облегчения сравнения размеры антенн РЛС
амплитудного и фазового типа принимались
одинаковыми и равными dn=2/.
Сравнение расчетных данных, представленных на
рис. 4.4 и 4.5, показывает, что РЛС амплитудного типа
несколько более чувствительна к наличию мешающего
сигнала соседней цели, находящейся внутри основного
0,75
0,5
0,25
V&
\\
t }
/
/
1
1/
V
V
\ 1
\ 1
\\\
X
Оф
7Г ^ 2Л Х2=к1д2
Рис 4 5 Изменение пеленгационной чувствительности биф и угловой
ошибки пеленгации 69ф фазовой суммарно-разностной моиоимпульс-
ной РЛС из-за мешающей цели.
лепестка суммарной характеристики -направленности,
чем РЛС фазового типа. Если мешающая цель
находится за пределами основного лепестка суммарной
диаграммы направленности, то более чувствительной к
мешающим целям оказывается РЛС фазового типа.
Анализ разрешающей способности моноимпульсных
РЛС суммарно-разностного типа выполнен для режима
приема. Если РЛС работает на прием и передачу, то
амплитуды отраженных сигналов ЕтХ и Ет2 будут про-
136

порциональны соответствующим диаграммам
направленности на передачу. Это следует учитывать при
определении пеленгационной характеристики S(9) и величин
Д9 и ц'.
Для упрощения при анализе предполагалось, что одна
из целей расположена под малым углом относительно
равносигнального направления. В том случае, когда это
условие не выполняется, анализ усложняется и бывает
проще при определении разрешающей способности РЛС
прибегать к графическому построению результирующих
пеленгационных характеристик при различных угловых,
расстояниях между целями, задаваясь определенными
аппроксимациями диаграмм направленности.
Как видно из уравнения (4.24), определяющими пе-
ленгационную характеристику являются суммы
разностных и суммарных диаграмм по каждому из источников
сигналов, взятых с весовым коэффициентом, равным
отношению мощностей отраженных сигналов от
соответствующих источников. Вычерчивая суммарные и
разностные диаграммы в соответствующем масштабе (одну
на кальке, другую на миллиметровке) и суммируя их при-
различных величинах углового разноса целей в
соответствии с выражением, определяющим пеленгационную
характеристику, можно в каждом интересующем случае
построить графически результирующую пеленгационную
характеристику и по ее поведению определить момент
разрешения целей.
Графический метод удобен своей наглядностью и
сравнительной простотой. Ниже рассматриваются
результаты графического анализа разрешающей
способности РЛС различных типов: амплитудной
моноимпульсной, с парным переключением, с коническим
сканированием и последовательным переключением диаграмм
направленности (102]. Парциальные диаграммы
исследованных РЛС, представленные на рис. 4.6,
аппроксимировались в области главного лепестка функцией cos2 56,259,.
где 9 — угол рассогласования в градусах. Ширина
диаграммы направленности на уровне 3 дб при принятой
аппроксимации равнялась 1,2°. При анализе
предполагалось равенство амплитуд сигналов от целей (а=1).
На рис. 4.7 приведены нормированные
результирующие пеленгационные характеристики моноимпульсной
РЛС при приеме сигналов от парчой цели для трех зна-
137

чений углового разноса целей. На рисунке видно, что
при угловом разносе целей Г РЛС не различает целей.
В этом случае вид пеленгационной характеристики
типичен для случая одиночной цели. Наличие второй цели
в Луче проявляется лишь в некотором искривлении пе-
Рис. 4.6. Рис. 4.7.
Рис. 4.6. Диаграммы направленности сравниваемых координатных
систем:
с) моноимпульсная система и система с парным переключением диаграмм
направленности антенны; б) система с коническим сканированием луча; в)
система с последовательным переключением диаграмм направленности антенны.
Рие. 4.7. Нормированные пеленгационные характеристики моно-
имиульсной системы при пеленгации парной цели для трех значений
углов видимости целей t|)w.
138

Ленгационной характеристики в равносигнальном
направлении.
При угловом разносе 1,1° появляется излом
пеленгационной характеристики в области средней нулевой
тачки, что уже указывает на наличие двух целей в зоне
облучения РЛС. Но при этом в области направления на
каждую цель крутизна пеленгационной характеристики
низка, что не обеспечивает возможности надежного
сопровождения и определения точных координат целей.
Только при г|)и=1,6° в пеленгационной характеристике
образуются две устойчивых точки с высокой крутизной,
моноимпульсная РЛС полностью различает две цели и
может надежно сопровождать любую из них, выдавая
точные угловые координаты. Поэтому угол в 1,6°, равный
1,33 0о,5, в рассматриваемом случае можно принять за
угол разрешения целей.
Аналогичная методика определения разрешающей
способности применялась в отношении систем с парным
и последовательным переключением диаграмм
направленности антенн, а также систем с коническим
сканированием луча. Пеленгационные характеристики этих
систем сходны между собой и приведены на рис. 4.8. Из
рисунка видно, что при угловом разносе целей 1,5®
(верхняя кривая) ни одна из систем не разрешает целей.
В этом случае все системы показывают на наличие одной
цели вместо двух.
При угловом разносе 1,6° (средняя кривая) пеленга-
пионная характеристика всех трех систем имеет область
нулевой крутизны, охватывающую начало координат.
Этот случай можно уподобить случаю пеленгования
одиночной цели радиолокационной станцией, имеющей
большую область нечувствительности. При угловом разносе
целей 1,7° пеленгационная характеристика указывает на
наличие более чем одной цели, но разнос целей еще
недостаточен для того, чтобы осуществить устойчивое
раздельное автосопровождение любой из целей.
Вид пеленгационных характеристик исследованных
РЛС при полном разрешении целей показан па рис. 4.9.
Сравнительные данные разрешающей способности
исследованных станций приведены в табл. 4.1.
В таблице г|>Икр — минимальный угловой разнос целей,
при котором наступает их разрешение и обеспечивается
возможность раздельного автосопровождения с ошибка-
139

Рис. 4.8. Рис. 4.9.
Рис. 4.8. Нормированные пеленгационные характеристики систем
с парным переключением диаграмм направленности, с коническим
сканированием и последовательным переключением диаграммы
направленности антенны при пеленгации парной цели для трех
значений угла видимости целей г|)и.
Рис. 4.9. Нормированные пеленгационные характеристики,
соответствующие минимальным угловым расстояниям между целями, при
которых обеспечивается точное сопровождение любой из целей:
а) моноимпульсная система; б) система с парным переключением диаграмм
направленно'сти; в) система, с коническим сканированием; г) система с
последовательным переключением диаграмм, направленности антенны.
140

ТаБЛИца 4.!
Тип РЛС
Моноимпульсная
С парным переключением диаграмм
направленности
С коническим сканированием
С последовательным переключением
диаграмм
Фи кр- гРад
1,6
1,7
2,0
2,2
ФИКР/!о.5
1,3
1.4
1,7
1.8
ми, не превышающими штатные. Последняя колонка
таблицы содержит данные об углах разрешения,
нормализованных по ширине диаграммы направленности РЛС
'по уровню половинной мощности.
Из приведенных данных видно, что между моноим-
пульсной системой и системой с парным переключением
диаграмм направленности разница в разрешающей
способности невелика (менее 10%).
Что касается РЛС с коническим сканированием и
последовательным переключением диаграмм, то по
разрешающей способности они уступают указанным выше
системам примерно на 30%.
При выводе формулы (4.24) указывалось, что
фазовыми сдвигами отраженных сигналов можно
пренебрегать на том основании, что они дают сравнительно
высокочастотные составляющие в сигнале ошибки и
отфильтровываются на выходе детектора.
Кроме фазовых изменений, в реальных условиях
будут также изменения в амплитудах отраженных
сигналов в силу геометрических различий целей и флуктуации
величины эффективной отражающей поверхности.
Амплитудные соотношения существенно влияют на момент
разрешения целей. Поскольку амплитудные соотношения
сигналов в реальных условиях подвержены случайным
флуктуациям, то оценка разрешающей способности РЛС
при работе по групповым целям ;в общем случае
представляет сложную задачу, и разрешающую способность
РЛС даже по двум целям можно выразить лишь в виде
некоторой вероятностной величины. •
На рис. 4.10 приведено распределение плотности
вероятности направления систем сопровождения на
каждую из двух целей при различных расстояниях между
14)

/
ними, выраженных в долях ширщш диаграммы
направленности антенны, и с учетом7 реальных флуктуации
амплитуды сигналов [19]. Эти данные показывают, что
разделение двух целей возможно, если они разнесены
на расстояние, соответствующее 0,85 ширины
диаграммы направленности антенны. Это примерно совпадает
с моментом начала разрешения целей, полученного по
описанной выше методике, когда при равенстве отра-
*)
f)
Рис. 4.10. Распределение вероятности направления антенны при
сопровождении двух целей с различными угловыми расстояниями:
а) Ч>и=0,зе0>Б; б) я|>и=0,75е05; в) 4>и = 0,85 60|5.
женных сигналов наличие двух целей уже можно
определить, но еще нельзя осуществить их точное раздельное
сопровождение в силу малой крутизны пеленгационной
характеристики в рабочих точках.
Боковые лепестки диаграммы направленности
ухудшают разрешающую способность по угловым
координатам и могут являться причиной появления ложных
целей.
§ 4.3. ПЕЛЕНГАЦИОННАЯ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ
МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
Пеленгационная чувствительность, >под которой
понимается крутизна пеленгационной характеристики в
рабочей точке, является, . наряду с разрешающей
способностью, важной характеристикой РЛС.
142

На рис. 4.11 представлены нормированные
пеленгационные характеристики при работе РЛС различных
типов по точечным целям, полученные расчетным путем
[102]. При расчетах принималось, что пеленгационные
системы имеют одинаковые диаграммы направленности
и равные отношения сигнал/шум приемников.
Сравнительные данные по пеленгационной
чувствительности выбранных систем для небольших отношений
-7,0\
Ч^
т
1,0
0,5
1
i
у/У
а
1/
ч"
Lt
\--0,5
L -1,0
Х& в
1
1,0
..,. I i
б^град
Рис. 4.И. Нормированные пеленгационные характеристики РЛС при
пеленгации точечного источника:
а) моноимпульсная система; б) системы с последовательным и попарным
переключением диаграмм антенны; в) система с коническим сканированием.
сигнал/шум приведены >в табл. 4.2. Нормировка
крутизны проведена по величине крутизны амплитудной
моноимпульсной системы суммарно-разностного типа.
ТАБЛИЦА 4.
Тип РЛС
Моноимпульсная суммарно-разностная
С последовательным переключением
диаграмм направленности
С парным переключением диаграмм
| С коническим сканированием
Крутизна, ,
1/град
4,6
3,3
3,1
2,7
Нормированная
крутизна
1
0,72
0,67
0,59 '
Приведенные в таблице данные показывают, что
моноимпульсная система при принятых сравнительно
небольших отношениях сигнал/шум обладает наибольшей
пеленгационной чувствительностью, превышающей
примерно в два раза пеленгационную чувствительность РЛС
143

с коническим сканированием. Диалогичный вывод
делается Фьеллбрантом '[53]. /
Поскольку точность пеленгации при учете влияния
внутренних шумов приемника (см. гл. 5) обратно
пропорциональна крутизне пеленгационной характеристики,
моноимпульсная система в указанных условиях
обеспечивает более высокую точность пеленгации.
В условиях сильного сигнала, когда отношение
сигнал/шум достаточно велико и отвечает требованиям
удовлетворительной работы системы автосопровождения
цели, нет заметной разницы в пеленгационной
чувствительности между мО'Ноимпульсными РЛС и
рассмотренными системами.
ТАБЛИЦА 4.3
Тип углового дискриминатора
Амплитудный
Фазовый
Суммарно-разностный
Крутизна характеристик для трех методов
пеленгации
амплитудной
Н-а
0,5,аа
фазовой
комплексной
0Даа
В табл. 4.3 приведены сравнительные данные по
пеленгационной чувствительности моноимпульсных РЛС
различных типов [45], Из таблицы видно, что
моноимпульсные РЛС суммарно-разностного типа независимо
от используемого метода пеленгации имеют пеленгаци-
онную чувствительность в два раза меньшую, чем
моноимпульсные РЛС других типов. Но последнее не
является свидетельством меньшей точности пеленгации
суммарно-разностных моноимпульсных систем, поскольку
не учитывается целый ряд других важных факторов,
определяющих точность.
В табл. 4.3 приняты следующие обозначения:
[Ра
Рф =
dS (9)
db
dS(y)
I 0=0
Дф=0
И4

Следует иметь в виду, что рассмотренные выше
показатели пеленгационной чувствительности и
разрешающей способности по угловым координатам не могут
считаться вполне достаточным основанием для .выбора
наилучшей системы. Кроме указанных параметров, при
выборе типа координаторной системы необходимо
учитывать также чувствительность то дальности, сложность
конструкции, помехозащищенность в отношении
естественных и искусственных помех, тактические условия
работы и ряд других параметров.
§ 4.4. МЕТОДЫ УВЕЛИЧЕНИЯ РАЗРЕШАЮЩЕЙ
СПОСОБНОСТИ МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
ПО УГЛОВЫМ КООРДИНАТАМ
Потребность в увеличении разрешающей способности
по угловым координатам возникает при работе по
групповым целям, а также в условиях применения
противником средств радиопротиводействия, например,
мерцающих помех и различных ложных целей, существенно
усложняющих воздушную обстановку. Такая
потребность возникает также при работе по низколетящим
целям, когда начинает сказываться зеркальное отражение
сигналов от Земли.
Хорошо известный способ увеличения угловой
разрешающей способности состоит в уменьшении отношения
X/d путем использования более коротких волн и антенн
с большими размерами раскрывов. Но такой путь не
везде приемлем, так как связан с увеличением габаритов и
весов алтейной системы РЛС. Поэтому в последнее
время уделяется большое внимание разработке схемных
путей решения проблемы увеличения разрешающей
способности РЛС по угловым координатам, и в последнем
моноимпульсные РЛС обладают определенными
преимуществами перед другими типами систем пеленгации.
Моноимпульсные системы пеленгации не только
обладают повышенной угловой разрешающей способностью
по сравнению с одноканальными системами, но также
при определенных условиях позволяют осуществить
разрешение целей, находящихся в пределах луча антенны
РЛС. Такая возможность обусловливается
использованием 'в моноимпульсных РЛС многоканального приема, ло-
10—2536 145

зволяющего получить дополнительную информацию
о цели.
Как известно, неразрешение целей по угловым
координатам может на РЛС проявляться двояко. В том
случае, когда отраженные от целей сигналы одинаковы по
уровню, равносигнальное направление РЛС будет
устанавливаться в направлении точки, расположенной
посередине между целями. Если при этом имеют место
низкочастотные флюктуации отраженных сигналов и
временами от одной цели приходит более сильный сигнал,
чем от другой, равносигнальное направление будет
перемещаться в соответствии с изменениями уровней
сигналов от одной цели к другой. В обоих случаях РЛС не
сможет правильно указать местоположение цели,
'поэтому полет самолетов группами рассматривается как один
из методов противодействия системам наведения
управляемых ракет с радиолокационными головками
самонаведения (103].
Поскольку в реальных условиях отраженные
сигналы флюктуируют, то один из способов схемного решения
проблемы разрешения целей <в группе основывается на
стробировании по углу [103].
4.4.1. Метод увеличения разрешающей способности,
основанный на стробировании по углу. Сущность
способа заключается в загрублении угломерной следящей
системы по отношению к сигналам ошибки, возникающим
в момент прихода более сильного сигнала с другого
направления, и сопровождении только выбранной цели.
Осуществление принципа стробирования возможно
благодаря тому, что флюктуации отраженных от целей
сигналов приводят к быстрым изменениям сигналов
ошибки. Изменение ошибки лри слежении за одиночной
целью представляет более медленный процесс, поэтому
можно в системе установить определенный порог
отработки угловой информации, с тем чтобы не реагировать
на сигналы ошибок от других целей, превышающие
данный порог срабатывания. Блок-схема одного из
вариантов моноимпульсной системы, использующей изложенный
принцип разрешения целей в группе, представлена на
рис. 4.12. В системе используется линзовая антенна с
четырьмя рупорными облучателями и два передатчика,
работающих на разнесенных частотах или на одной
частоте, но со сдвигом во времени.

Цель 1
Равносигпаль
ное направление
Диаграмма излучений
^. передатчика А
Цель 2 ( '^Лиа&аж*
_ ^vMyy^MfyejtowuxaB

Передатчик А
и>
Лриемник~А
ц1риенникВ\+-
Т
Ш^
Селектор иели\
нающее
устр-во
СтробируеХ
\мое запони\\ Серба-
Дбухполу-
периодныи
выпрями г
тель
мотор
I
I
1
J
mil
Ддухполу-
периобнь/и

выпрямитель

Восстановитель
постоянной
\состабляющей\
Wk*»\
^£Н
Пороговое■-=-
снещение "у
Фазо-
инвертор
Полу-
периовный
пет
вы*

выпрямитель
е
\Осциллогроф\
Канал порогового
сигнала
Рис. 4.12. Блок-схема моноимпульсной РЛС с повышенной
разрешающей способностью.
Необходимо отметить, что разнос по частоте
передатчиков не должен быть слишком велик, поскольку
отражающие способности целей зависят от частоты и это
может сказаться на логической связи между сигналами
ошибки. В этом отношении использование передатчиков
на одной и той же частоте, но работающих со сдвигом по
времени, более выгодно. При этом можно использовать
10* 147

один приемник вместо Двух. Недостатком метода
временного разноса сигналов является усложнение
измерения расстояния до цели, так как в этом случае ©водится
дополнительная неоднозначность.
Благодаря частотному или временному сдвигу
сигналов передатчиков в приемной системе формируется два
неза1висимых напряжения сигнала ошибки, каждое из
которых содержит информацию о местоположении
групповой цели.
Для простоты рассмотрим устройство системы
(пеленгации © одной плоскости. Как видно из рисунка,
диаграмма направленности антенны состоит из двух
раздельных диаграмм, смещенных относительно оси антенны
на равные углы и сформированных двумя облучателями,
каждый из которых возбуждается отдельным
передатчиком (А или В). Наличие двух раздельных диаграмм
позволяет облучать цели, расположенные по разные
стороны от равносигнального направления, /преимущественно
сигналами разных передатчиков, что обеспечивает
получение дополнительной информации о положении целей
при приеме отраженных сигналов.
Для приема и соответствующей обработки
отраженных сигналов предусмотрено два раздельных приемника.
Приемники аналогичны по устройству, поэтому на
рисунке более подробно представлен один из них
(приемник Л).
Сигналы с выхода антенны через переключатели при-
емо-передачи поступают на двойной балансный мост, где
проходят суммарно-разностную обработку, типичную для
амплитудных суммарно-разностных моноимпульсных
систем.
На входе соответствующих приемников образуются
суммарные и разностные сигналы, которые далее
преобразуются по частоте, усиливаются в УПЧ, нормируются
с помощью системы АРУ по суммарным сигналам и
сравниваются на фазовом детекторе. Получающиеся на
выходе каждого из приемников сигналы поступают на
общие суммирующие и вычитающие устройства и
используются для селекции целей.
Для уяснения принципа, на котором основывается
разрешение целей, рассмотрим аналитически обработку
сигналов при пеленгации одиночной и парной целей. При
этом предположим, что используется один передатчик,
148

но излучение по независимым каналам разнесено во
времени. В этом случае при облучении цели верхней
диаграммой направленности антенны (диаграммой А)
принимаемые от цели сигналы на выходе антенных каналов
могут быть выражены как
Ё1Л (t, 6) = Ет „Р (в, - 6) exp i U, (4.49)
E2A(t,b) = EmAF(b0-\-b)F(b0-b)expimt. (4.50)
Отсюда на выходе устройства суммарно-разностной
обработки с точностью до постоянного коэффициента
получаем
■EeA(t,b) = E1A(t,b) + E2A(t,b) =
= Em]AF (в. - 6) [F (в. - в) + F (60+6)] exp i W, (4.51)
EpA(t,b) = E1A{t,9)-E2A{t,9) =
= EmAF (в, - 6) [f (вв _ 6) - F (в, + 6)] exp i Ы. (4.52)
При идентичных каналах и коэффициенте
преобразования в фазовом детекторе, равном единице, сигнал
ошибки на выходе приемника А принимает вид
s (6)- ЯеЁсА <'-9)£*р^-9)
EcA(t,b)E*cX(t,b)
F(8,-6)-F(B,+ 8r /,mv
•/■(в0_в) + /'(80+в)- V*-°°>
Аналогично можно получить соответствующие
выражения для случая, когда цель облучается нижней
диаграммой направленности (диаграммой В):
Ё]В (t, б) = Ет]В (60 + 6) F (90 - б) exp i И + <р), (4.54)
Ё2В (t, 0) = Ет BF> (60 + 6) exp i (arf + f), (4.55)
4 ВС 6) = 3»в*7 (9. + в) [F (б0 -б) +F (0в+8)] exp i (»*+?),
(4.56)
149

-^(flo + flMexpi («* + ?), (4.57)
Re Ёс B (t, 9) Ё\ в (t, 9)
S-(6) = :
4 в V. 9) £*с в С 8)
F(B.-8)-F(9.+ 6)
f(9,-e) + F(90+9)
(4.58)
В результате получаем
SAW=SBQ),.
откуда
bS(b) = SA(b)-SB(i>) = 0. (4.59)
Таким образом, при наличии в зоне пеленгации
одиночной цели на выходе рассматриваемой
моноимпульсной системы получается нулевой разностный сигнал,
независимо от положения цели относительно равносигналь-
ного направления. Это значит, что равенство А5(0)=О
может служить критерием наличия в пространстве
только одной цели. Пеленгация такой цели может
осуществляться обычным методом: либо используя приемник Л,
либо используя приемник В.
При двух целях или более в неразрешаемом объеме
равенство AS(0)=O становится невыполнимым.
Покажем это на примере пеленгации двух неразрешаемых по
направлению целей. Предположим при этом, что цели
идентичны по отражающим способностям.
Если разнос целей в пространстве невелик, то, как
показывает опыт, система пеленгации в принятых
условиях будет отслеживать энергетический центр,
совпадающий в силу равенства отраженных сигналов с
геометрическим центром целей, и будет ;выполняться
равенство |0i| = 1021 = |6|, где 0i и 02 —углы рассогласования
первой и второй целей относительно равносигнального
направления. В этом случае при облучении целей через
верхнюю (А) и нижнюю (В) диаграммы на выходе
приемных каналов соответственно получим
Ё, А (/, 6) = Ет [Р (в0 - 0) exp i ш* +
■+Р(в0 + в)ехр1 (** + ?)]. (4.60)
150

•E2A(t,b)^£mF(\-b)F(90 +
+ в) (exp i *Л + exp i (»* + ?)], (4.61)
£, B(t, 8) = EmF (80 - 6) F (в, + 6) [ехр i «* + exp i Ы + ?)],
(4.62)
f2fl(^,«).= £„ [Р(в, +в)expierf+
+ F»(e0 — 6) exp i.(arf+ ?)].■ (4.63)
Соответственно на выходе суммарных и разностных
каналов (с точностью до постоянного коэффициента)
получим
4 А (t, 6) = EmFc [F (80 - 6) ехр i «rf +
+ F (60 + 8) ехр i(«rf + ?)]. (4-64)
£р л (*, в) = £mFp [F (в, - в) ехр i arf -
_F(60 + 6)expi(arf + <P)b (4-65)
EcB{t,9) = EmFe[F(90 + %)expUt +
+ f(80-8)expi(a>; + cp)], (4.66)
Ёр B (t,b) = £mFp [F (в„ + 8) exp i <*t -
_F(e0-6)expi(arf + ?)]; (4.67)
где
Fc==F(6o_9) + JF(90 + e),
F^F(b0-b)-F(b0 + b).
Сигналы ошибки на выходе приемников А и В после
элементарных преобразований будут записываться как
о /fl._ [F(8„-8)-F (Bt+6)]«
°aW — ft (9„ - 8) + 2F (80 — 8) F (90 + 6) cos у + F2 (6() + e) >
(4.68)
о /йч_ [F(B.-S)-F(6.+ 8)]«
"в V/ — F2 (80 - 8) + 2F (в, - в) F (в, + 8) cos f+F2 (в, + в) '
(4.69)
Результирующие выражения для S^(0) и SB(0)
равны по модулю, но противоположны по знаку. Отсюда
AS(8) = S4(8);-:S^e)^0.. (4.70)

Пользуясь изложенной методикой, можно показать,
что неравенство (4.70) выполняется и в том случае,
когда в неразрешаемом объеме пространства находится
более двух целей с различными отражающими
поверхностями. Можно также показать, что в том случае, когда
равносигнальное направление антенны моноимпульсной
системы смещено в сторону одной из целей и эта цель
в какой-то момент времени является более мощным
источником отражения сигналов, чем другая цель,
разностное напряжение, сигналов ошибки А5(.0) близко или
равно нулю, как и в случае одиночной цели.
Таким образом, равенство нулю разности сигналов
ошибки Д5(6) может являться показателем того, что
выделенный сигнал принадлежит только одной из целей, и
по этому критерию можно осуществлять разрешение
целей.
Для индикации воздушной обстановки в зоне
действия системы пеленгации в режиме поиска разность
сигналов ошибки SA(Q)—SB(0) подается на вход
вертикальной развертки электроннолучевого индикатора, а их
сумма SA(Q) +SB(Q) r— на вход горизонтальной развертки.
Изображение, получающееся при этом на экране
индикатора, показано на рис. 4.13,а. Точки пересечения линии
горизонтальной развертки с параболической кривой,
образующей нижнюю границу изображения и
соответствующие нулевым значениям разностного сигнала AS (в),
указывают местоположение каждой из целей (на
рисунке эти точки помечены жирными вертикальными
линиями).
Если разностное напряжение сигнала ошибки
предварительно подать на двухполупериодный выпрямитель,
вырабатывающий отрицательное напряжение, то на
экране индикатора изображение изменяется (рис. 4.13,6)
и становится более удобным для определения
местоположения целей и осуществления автоматического
сопровождения любой из них.
Если в группе три цели, то изображение на экране
будет иметь вид, как показано на рис. 4.13,#. Внешние
края осциллограммы отмечают крайние цели группы.
Это позволяет оператору РЛС осуществлять
автосопровождение этих целей.
При автоматическом сопровождении выбранной цели
суммарный сигнал подается ца серво-мотор управления
№

положением антенны через управляемое запоминающее
устройство стробирования, осуществляющее блокировку
входных сигналов, не соответствующих критерию
разрешения, и (пропускающего сигналы от выбранной цели.
В рассматриваемой схеме РЛС 'стробирующее
устройство отпирается положительными стробами и запирается
отрицательными, формируемыми при появлении
нежелательных или ■пом.еховых сигналов ошибки.
Стробирующее устройство одновременно
обеспечивает запоминание прошедшего через него сигнала на
определенный промежуток времени, что устраняет размыка-
'цШЩЦ
"1 LJL...H.I..5JJ
^ У\\ ГМ
Ч И N
4j'|
1 1 1 1 1 1 1 1. 11 1
ел*£е —*
а)
\ I 1 г
L1 -4111 II I I
U-LWW и L
11 И Т1111
ЕА*£д —
9}
Рис. 4.13. Изображение на экране индикатора:
а) при пеленгации парной цели (первоначальный вариант системы); б) при
пеленгации парной цели (улучшенный вариант системы); в) при пеленгации
группы из трех целей.
ние следящей системы в момент блокировки стробирую-
щего устройства при формировании в приемном
устройстве РЛС сигналов ошибки от нежелательной цели.
Как указывалось, критерием разрешения является
равенство нулю разностного напряжения сигнала
ошибки iAS(0). В такие моменты времени суммарное
напряжение сигнала ошибки может быть как положительным,
так и отрицательным в зависимости от того, какая из
целей является в этот момент более интенсивным
источником сигналов. Поэтому выбор цели для
автосопровождения осуществляется выбором рабочей полярности
суммарного сигнала ошибки при помощи селектора цели,
состоящего из переключателя и детектора,
последовательно соединенного с входной нагрузкой двухполупери-
одного выпрямителя суммарного сигнала ошибки. В
зависимости от положения переключателя меняется поляр-
153

ность включения детектора и полярность сигнала;
пропускаемого через .него.
Двухполупериодный «выпрямитель суммарного
сигнала ошибки независимо от полярности входного сигнала
вырабатывает на своем выходе напряжение
отрицательной полярности, используемое для блокировки
стробирующего устройства. Блокирование стробирующего
устройства происходит и в том 'случае, если разностный
сигнал ошибки равен нулю, но основным источником
сигналов является нежелательная цель.
В системе имеется ряд дополнительных устройств, не
показанных на рис, 4.12, но необходимых для улучшения
качества ее работы.
Так, например, имеется пороговое устройство,
устраняющее уход антенны по углу в случае малых сигналов
от целей, уровень которых недостаточен для
осуществления по ним «слежения за целью. Предусматривается
также восстановитель постоянной составляющей,
обеспечивающий отпирание стробирующего устройства на
определенные минимальные и максимальные интервалы
времени и тем самым ограничивающий продолжительность
блокирования следящей системы. Познакомиться с
работой этих устройств можно по полному описанию
рассматриваемой системы [103].
Следует заметить, что рассмотренный способ
схемного решения проблемы разрешения целей в группе не
может обеспечить высоких точностей, например,
точностей, достижимых при сопровождении одиночных целей,
так как основан на блокировании следящей системы на
определенных интервалах времени, в течение которых
антенна движется по «инерции».
Тем не менее, преимущество его и польза очевидны,
особенно, как .будет показано в гл. 7, при защите от
определенных видов активных помех.
С точки зрения достижимой точности следует отдать
предпочтение другому способу увеличения разрешения
целей [72], описанному ниже. Сущность данного способа
увеличения разрешающей способности РЛС по угловым
координатам сводится к функциональной обработке
сигналов, принятых одновременно по нескольким
независимым приемным каналам.
4.4.2. Метод увеличения разрешающей способности,
основанный на функциональной обработке сигналов. Из-
154

вестно, что фаза напряженности плоской волны ф в
произвольной тбчке «Н» относительно опорной точки «О»,
расположенной в начале координат картинной
плоскости (рис. 4.14), за счет разности расстояний от
источника излучения Л, выражается формулой
<f^K(R0 — Ra)=—K(p cos Ь cos е sin б -j- P sin & sin s), (4.71;
где #o и /?н — расстояние от источника излучения
сигналов до точек «О» и «Н»,
р, О—полярные координаты точки «Н» относительно
точки «О» в плоскости пеленгования,
е — угол места источника излучения,
0 — азимут источника излучения,
Если в 'плоскости пеленгации использовать
прямоугольную систему координат XY, связанную с полярной
системой координат соотношениями
y = psinfr; x = pcos&,
то уравнение (4.71) принимает вид
f= — л; (х cose sin 6 -|-у sine). (4.72)
При наличии М источников результирующее поле
в рассматриваемой точке пространства определяется
известным выражением
м
Ёъ = Y Am ехр — \к (х cos em sin Ьш-\-у sin еот), (4.73)
где Ат = Еот ехр i (<x>m t -f- <рШэ) — комплексная амплитуда
сигнала от т-то источника;
сот и фто — частота и начальная фаза сигнала от т-то
источника.
Выражение (4.73) показывает, что результирующая
напряженность поля в рассматриваемой точке
пространства может быть определена как сумма М комплексных
уравнений, каждое из которых определяется только
местонахождением соответствующего источника.
Очевидно, если приемная система РЛС способна
сформировать соответствующее количество независимых
уравнений, характеризующих взаимное расположение
источников, то решая эти уравнения известными в мате-
155

матике методами, можно получить параметры,
определяющие направление на каждый из источников сигналов
и тем самым решить проблему разрешения целей ,в
пространстве. В этом и состоит принцип увеличения
разрешающей способности РЛС по угловым координатам
функциональным методом.
Необходимое количество независимых приемных
каналов системы (пеленгации при осуществлении
функционального метода разрешения целей по угловым
координатам определяется по формуле N=2M, где М — число
источников излучения с несовпадающими угловыми
координатами.
Типичная моно'импульсная РЛС, осуществляющая
двухплоскостную 'пеленгацию, имеет 4 приемных канала
и поэтому в принципе может успешно разрешать парную
цель рассматриваемым методом в условиях, когда цели
не разрешаются ни по дальности, ни по скорости.
Применительно к такой моноимлульоной РЛС на
входе «приемных каналов формируется следующая система
уравнений:
El=A1exp[-i(x1Ul + y1Vi)] + I
+Д, ехр [— i (xlU2 + y1V2)l
Ё2= А,ехр [— i (x2U1 + у2Ух)\ +
+К ехр [— 1 (x2U2 + y2V2)], I 4 ?4,
Ё3 =Аг ехр [— 1 (хьиг + у У ^ + I
+ А2ехр[— i (x3U2 + Уз V2)],
Ё, =.Аг ехр [-1 {xJJx + yAVx)\ +
+Л2ехр[— i(xJJ2-\-yAV2)], ]
где
V*=Ksm*v f/1 = ^cose1sin81;
V2 =' к sin e2; U2 = K cos e2 sin 62.
Если выбрать расположение антенн, как показано на
рис. 4.14, и их координаты в прямоугольной системе:
1) ^ = 0; хх = 0;
2) у2 = 1; х2 = 0;
3) t/3 = 0; х3 = 1]
4) ул=1\ хА = 1,
156

где / — расстояние между фазовыми центрами антенн,
то напряжение в каждой антенне выразится следующим
образом:
h1= Al-f- A2i
Е2 = Ах ехр (— i lUi) -f А2 exp (— i IU2),
Es= Лхехр(— i/V1) + ^2exp(—i/V2),
EA = Ax exp [- i / (f/1+V1)] + A2 exp [-i /(t/2+V2)].
I (4.75)
Полученные уравнения могут быть решены
относительно еь 82, 01 и 02 методом разделения волн (72].
Рис. 4.14. Схема расположения антенн и источника излучения в
выбранной системе координат.
Так, совместное решение верхней лары уравнений
системы (4.75) дает
к _ £i exp (— i IU2) — £2
Л* — ехр (— UU2) — ехр (— i И/,)'
К
__ Е2— ^ехрО-ШЛ)
— ехр (— i IU2) — ехр (— i IU2)
(4.76)
(4.77)
Соответственно получим из совместного решения
нижней пары уравнений системы (4.75)
157

л __ £3 ехр (— i IU2) — £\ (А7Я\
Л1_ ехр [- i / (U2 + V,)] - ехр [-i / (tf, + V,)j ' ^'*0)
A — £4 — £3exp(—i/C/Q . ,47Qv
^2 exp [- i / (U2 + K8)] - exp [- i / «A + V,)] ^ *}
Приравнивая попарно соответствующие уравнения
(4.76) — (4.79), после элементарных преобразований
получаем
Д1ехр(—1ШЯ) — Я2 ехр (_. 1у) = 1 ^ {АМ)
£3 ехр (— i / Uг) — £4
£1ехр(-1Ш1)- Е2
£, ехр (—1/*/,) — 4
ехр(— HV2)=\. (4.81)
Комплексные уравнения (4.80) и (4.81) дают четыре
действительных уравнения и позволяют определить
неизвестные U\9 U2, Vi и V2.
Найденные величины t/lj2 и V'i>2 позволяют рассчитать
азимут и угол места каждой из целей по формулам
s1)2 = arcsin-^s (4.82)
к
в1р 2 = arcsin /U9lti . (4.83)
VI,2
iA2
Все операции по вычислению угтшвых координат
целей могут выполняться автоматически вычислительным
устройством. При этом 'выполнение операции вычитания,
сравнения и фазового сдвига сигналов в соответствии
с. формулами (4.80) и (4.81) может производиться как
по высокой, так и по промежуточной частоте [72].
Необходимо отметить, что функциональный метод,
в отличие от рассмотренного выше схемного метода
увеличения разрешающей способности целей по
направлению, в (принципе позволяет получить более высокую
точность измерения угловых координат целей в труппе, но
реализация его не является простым делом. Так,
предложенная схема функциональной обработки по высокой
частоте [72] требует увеличения приемных каналов
моноимпульсной РЛС с четырех до шести и введения в
высокочастотный тракт системы пеленгации 14 суммарно-
разностных мостов. В связи с этим возникают дополни-
158

тельные трудности с обеспечением идентичности и
стабильности фазовых характеристик приемных каналов,
а также значительно увеличиваются потери мощности
принимаемых сигналов, что приходится восполнять
дополнительным усилением в приемных трактах. При
функциональной обработке сигналов по промежуточной
частоте возникают трудности с обеспечением линейности
приемных трактов в достаточно широком динамическом
диапазоне.

ГЛАВА 5
ВОПРОСЫ ТОЧНОСТИ ИЗМЕРЕНИЯ УГЛОВЫХ
КООРДИНАТ МОНОИМПУЛЬСНЫМ МЕТОДОМ
Точность измерения угловых координат оценивается
ошибками пеленгации, вызванными различными
причинами.
По месту возникновения ошибки пеленгации
подразделяются на внешние, вносимые целью и средой
распространения радиоволн, и аппаратурные, обусловленные
несовершенством аппаратуры, недостатками метода
измерения, внутренними шумами ориемника и следящей
системы. По своему характеру ошибки пеленгации
подразделяются на систематические и случайные.
В соответствии с перечисленными источниками
ошибок в табл. 5.1 дан перечень основных составляющих
ошибок, определяющих точность измерения угловых
координат цели.
Ошибки пеленгации, обусловленные влиянием
неидентичности амплитудно-фазовых характеристик
приемных антенн, анализируются в гл. 6. Ниже
рассматривается влияние ряда других причин ухудшения точности
измерения угловых координат моноимпульсным методом.
§ 5.1. ВЛИЯНИЕ УСЛОВИЙ РАСПРОСТРАНЕНИЯ
РАДИОВОЛН НА ТОЧНОСТЬ ПЕЛЕНГАЦИИ
Основными факторами, влияющими на точность
измерения угловых координат моноимпульсным методом,
связанными с условиями распространения радиоволи,
являются поверхность Земли и ее атмосфера. .
Отражения от Земли создают дополнительные
источники излучения, не совпадающие с направлением РЛС —
цель, а неоднородности атмосферы приводят к
искривлению траектории распространения волн и несовпадению
160

таблица s.i
" ■■ •■ • .1 '•■ ■ '•
Источник ошибок
Среда, в которой
распространяются
радиоволны
Пеленгуемая цель
Радиолокатор
Составляющие ошибок
Ошибки, обусловленные отражениями
радиоволн от земли и водной поверхности,
тропосферной и ионосферной рефракцией,
дифракцией и деполяризацией радиоволн.
Ошибки, обусловленные амплитудными
флуктуациями отраженных сигналов,
блужданием центра отражения (угловым
шумом), деполяризацией радиоволн при
отражении от сложной цели.
Ошибки, обусловленные
неидентичностью приемных каналов по амплитудно-
фазовым характеристикам, деформацией
антенн, кроссполяризацией приемных
антенн, нелинейностями и люфтами в приводах
антенны, внутренними шумами
приемников, конструктивными недостатками
различных элементов радиолокатора и их
изменениями вследствие старения,
механических и климатических воздействий и т. д. 1
кажущегося (направления на источник отраженных
сигналов с направлением на истинный источник сигналов.
Влияние условий распространения радиоволн на
ошибки пеленгации .подробно анализируется в ряде
работ (2, 18, 44, 48]. Поэтому в данной книге приводится
лишь краткое обобщение результатов этих работ.
5.1.1. Влияние Земли на точность пеленгации.
Влияние Земли на точность пеленгации проявляется, прежде
всего, в отражении радиоволн от ее поверхности и в
интерференционных явлениях. Как можно видеть из
рис. 5.1, излучаемая антенной энергия попадает на цель
двумя различными путями: прямым путем от РЛС к
цели и после отражения от земной поверхности.
Отраженную волну можно рассматривать как прямое излучение
некоторого фиктивного источника, являющегося
«зеркальным» отражением реального источника. Величина
напряженности результирующего сигнала в месте
приема будет определяться амплитудными и фазовыми
соотношениями прямого и отраженного сигналов и достигать
максимума при их синфазное™ и минимума при их про-
тивофазности.
11—2536 161

Вследствие влияния отражающей поверхности одно-
лепестковая диаграмма направленности РЛС в
вертикальной плоскости превращается в многолепестковую
(рис. 5.2). Из-за многолепестковости количество равно-
сигнальных зон в пеленгационной характеристике систе-
Рис. 5.1. Распространение радиоволн над плоской отражающей
поверхностью.
мы соответственно увеличивается, появляются ложные
рашюсигнальные направления (РСН), расположенные
под различными углами к основному равносигнальному
направлению. В ряде случаев ложные РСН будут
отвечать условиям устойчивости, и тогда становится возмож-
г/ / / > s / гтгТ7*77' / / / s / / / s >
Рис. 5.2. Многолепестковая диаграмма направленности антенны,
обусловленная 'влиянием плоской отражающей поверхности.
ным автосопровождение цели со значительными
угловыми ошибками, ©сновное равносигнальное направление
при этом также может смещаться [82, 132].
Увеличению ошибок пеленгации будет способствовать
также тот факт, что в процессе движения цели
многолепестковая структура диаграммы направленности меняет-
162

ся вследствие изменений условий распространения и
отражения радиоволн. Это приводит к изменениям
положения РСН и достаточно беспорядочным движениям
антенны в процессе слежения за целью*
Пределы, в которых антенна следящей РЛС будет
перемещаться, будут зависеть от коэффициента
отражения, ширины луча антенны и величины угла места цели.
5.1.2. Влияние рефракции и дифракции на точность
пеленгации. Радиоволны в свободном пространстве
распространяются прямолинейно, но при прохождении
атмосферы и особенно ее нижнего слоя — тропосферы
происходит искривление или преломление радиоволн,
называемое рефракцией. Это приводит к ошибкам в определении
направления на цель. Возникновение угловой ошибки за
счет рефракции радиоволн иллюстрируется рис 5.3.
кажущееся
положение
цели
Рис. 5.3. Угловая ошибка, вызываемая рефракцией.
Известно, что скорость распространения радиоволн
в атмосфере определяется выражением
£.=
У'г
(6Л)
где е — диэлектрическая проницаемость среды*
с — скорость распространения радиоволн в свободном
пространстве.
Отсюда следует, что коэффициент преломления,
равный отношению скоростей распространения радиоволн
в свободном пространстве и в данной среде» может быть
найден как
(5.2)
!!•
163

Диэлектрическая проницаемость атмосферы зависит
от метеорологических условий. Зная давление,
температуру и -влажность воздуха, можно вычислить его
диэлектрическую проницаемость и коэффициент преломления
в соответствии с формулой [2]:
'(n_l),0.«^+i8Jley (5.3)
где р— барометрическое давление, мбар,
е — парциальное давление водяных паров, мбар,
Г —абсолютная температура, °К.
Рис. 5.4. Ошибки измерения
угла места в нижних слоях
атмосферы при влажности
воздуха 100% (сплошной линией)
и 0% (пунктирной линией).
? 2 3 4 5 6 Afi7MUh
Поскольку указанные параметры атмосферы
существенно меняются с высотой, то наибольшая рефракция
радиоволн происходит в вертикальной плоскости. В
горизонтальной плоскости явления рефракции
проявляются в значительно меньшей степени, чем в вертикальной.
Влияние рефракции на точность измерения
направления можно оценить углом рефракции, под которым
понимается угол между прямой, соединяющей РЛС и цель,
и касательной к траектории распространения радиоволн
в рассматриваемой точке. На рис. 5.4 приведены
расчетные зависимости [18] измерения ошибок угла места (Д1р)
в нижних слоях атмосферы от высоты полета цели (Я)
й наклона луча антенны радиолокатора (р). Как видно
из рисунка, наибольшие ошибки пеленгации отмечаются
при малых углах места цели.
Несмотря на то, что величины ошибок пеленгации за
счет рефракции невелики и выражаются обычно едини*
164
Н,км
28
24
20
'18
12
8
О
|Г
I
I
if
II
I'
//J
ir/
u£
ПП
J /
I /
\ I
\l
•
pv^
•fi*50°
№S0
/
/
/
/
/
/
>
i
/
A
w;
j
J\
7

цами угловых минут, их следует учитывать в
прецизионных радиолокаторах и компенсировать вводом
соответствующих поправок. Величины (Поправок, как правило,
определяются экспериментальным путем для каждого
интересующего района.
Дифракция заключается в свойстве радиоволн,
аналогично световым волнам, огибать кривую поверхность
Земли. За счет дифракции зона обнаружения может
расширяться за пределы горизонта. Поскольку это явление,
как и рефракция, связано с искривлением траектории
распространения радиоволн, то за счет дифракции
также возможны ошибки б определении направления на
цель. Но способность электромагнитных волн огибать
земную .поверхность зависит от частоты и с увеличением
ее быстро ослабевает. Волны сантиметрового диапазона
обладают слабой дифракционной способностью. Так как
современные радиолокаторы — преимущественно
сантиметрового диапазона, то влияние дифракции радиоволн
на точность пеленгации в первом приближении можно не
учитывать.
§ 5.2. ВЛИЯНИЕ АМПЛИТУДНЫХ И УГЛОВЫХ
ФЛУКТУАЦИИ ОТРАЖЕННЫХ СИГНАЛОВ
НА ТОЧНОСТЬ ПЕЛЕНГАЦИИ
Под флуктуациями отраженных от цели сигналов
в настоящее время понимается большая группа
интерференционных явлений, возникающих при облучении
объекта сложной формы, размеры которого значительно
превышают длину рабочей волны.
Современные моноимпульсные станции работают
в основном в сантиметровом и дециметровом диапазонах
волн, и размеры цели могут составлять сотни длин волн,
поэтому интерференционная диаграмма вторичного
излучения цели оказывается довольно сложной и заметно
меняется при небольших изменениях положения цели
в пространстве, порождая флуктуации сигналов,
отраженных от пеленгуемой цели.
Детальные исследования показали, что флуктуации
отраженных сигналов могут быть разделены на два типа:
флуктуации отраженных сигналов по амплитуде и
флуктуации угла прихода отраженных сигналов от цели. Эти
флуктуации различаются как по самой природе, так и
165

по механизму воздействия на радиолокационные
устройства.
5.2.1. О влиянии амплитудных флуктуации на
точность пеленгации. Амплитудные флуктуации
проявляются в изменениях амплитуды отраженных сигналов от
импульса к импульсу и порождаются флуктуациями
эффективной отражающей поверхности цели вследствие
ее перемещения в пространстве и изменения положения
вт(Т)
0,06
0,04
О 4 в 12 16 20/,гц
Рис. 5.5. Спектр флуктуации сигналов, отраженных от самолета.
относительно облучающей ее РЛС, а также
флуктуациями неоднородностей атмосферы, в том числе
обусловленными колебаниями метеорологических условий на трассе
распространения радиоволн.
В зависимости от типа цели спектральный состав
амплитудных флуктуации может существенно меняться,
0,016
0,008
О 20 UO 60 80 /9гц
Рис. 5.6. Спектр флуктуации сигналов, отраженных от корабля.
что можно видеть, например, из приведенных на рис. 5.5
и 5.6 нормированных спектральных плотностей
амплитудных флуктуации сигналов, отраженных от самолета
и корабля соответственно [18].
Поскольку моноимпульсный метод в принципе
позволяет определять угловые координаты с помощью одного
импульса, а в пределах импульса флуктуации амплиту-
166
\
ч
Ч
—

ды отсутствуют, можно ожидать, что амплитудные
флуктуации-сигналов'на ошибки пеленгации моноимпульсных
РЛС не должны сказываться. Но это не совсем так.
В действительности амплитудные флуктуации
отраженных сигналов оказывают мешающее действие на
моноимпульсные РЛС,. хотя значительно меньше, чем на РЛС
с коническим сканированием или последовательным
переключением луча.
Объясняется это прежде всего тем, что современные
моноимпульсные РЛС не используют своих
потенциальных возможностей в быстродействии и извлекают
угловую информацию о цели из серии последовательных
импульсов. При этом для устранения влияния уровня
приходящих сигналов на величину угловой ошибки
применяют нормировку сигналов обычно с помощью системы
АРУ, работающей по суммарному сигналу. Поскольку
система АРУ имеет конечную полосу пропускания и,
следовательно, ограниченное быстродействие, процесс
нормировки сигналов идет с запаздыванием. Это приводит
к тому, что сигнал ошибки в определенной мере
оказывается зависящим от амплитуды принимаемых сигналов
и модулируется флуктуациями амплитуды этих сигналов.
Составляющие амплитудной модуляции сигнала
ошибки с частотами, лежащими в пределах ширины
полосы пропускания следящей системы РЛС, неизбежно
вызовут увеличение динамических ошибок пеленгации
цели. Для устранения влияния флуктуации амплитуды
отраженного сигнала на точность пеленгования система
АРУ должна быть быстродействующей и способной, по
крайней мере, подавлять флуктуации амплитуды, спектр
которых лежит в пределах полосы пропускания следящей
системы. Однако, как будет показано далее, расширение
полосы пропускания системы АРУ приводит к
увеличению угловых ошибок, обусловленных другими
источниками и, в частности, угловым шумом. Поэтому выбор
полосы пропускания системы АРУ в производится
компромиссно.
Более подробно влияние системы АРУ на угловые
ошибки, вызванные различными источниками,
рассмотрено в § 5.6.
5.2.2. О влиянии угловых флуктуации отраженных
сигналов на точность пеленгации. Под угловыми
флуктуациями понимаются флуктуации угла прихода отра-
167

женных сигналов от цели [5]. То, что такие флуктуации
существуют в отраженном сигнале, было установлено
при разработке и испытаниях первых моноимпульсных
РЛС [19].
В процессе последующих теоретических и
экспериментальных исследований было установлено, что угловые
флуктуации сигнала (угловой шум) порождаются флук-
туациями наклона фазового фронта волны. Поскольку
работу любой системы пеленгации малоразмерных целей
осно&ана на определении положения нормали к
фазовому фронту радиоволн, то изменения положения фазового
фронта в процессе пеленгации представляют собой одно
из ограничений точности различных угломерных
координаторов, в том числе и работающих по моноимпульсному
методу. Это относится в определенной мере и к случаю
пеленгации протяженных целей, хотя ;в этом случае и нет
полного соответствия между равносигнальным
направлением антенны РЛС и направлением нормали к
фазовому фронту (см. раздел 5.2.3).
Появление углового шума связано с изменением
кажущегося положения цели относительно ее физического
центра. Причина его кроется в многоточечной структуре
отражающей поверхности протяженной цели,
обусловливающей блуждание (мерцание) центра отражения как
в пределах геометрических размеров цели, так и за ее
пределами. Учитывая универсальность действия угловых
шумов, остановимся на их природе подробнее. С этой
целью рассмотрим формирование фазового фронта
целью, состоящей из множества отраженных точек. Для
простоты вначале рассмотрим цель, состоящую из двух
изотропных разнесенных в пространстве точечных
источников сигналов.
Двухточечная цель обеспечивает наглядный способ
представления природы угловых шумов и дает
примерную аппроксимацию формы таких целей, как, например,
истребитель небольших размеров с баками на концах
крыльев или групповую цель, состоящую из двух
самолетов, разнесенных по углу в пределах ширины
диаграммы направленности антенны РЛС, т. е. неразрешаемых
по углу.
Рассматриваемая модель цели также хорошо
описывает явления, наблюдаемые при сопровождении
целей при малых углах места, когда, наряду с реальной
168

целью, радиолокатор наблюдает и ее зеркальное
отображение за счет влияния земной (поверхности.
Фазовый фронт волны, как известно,, представляет
геометрическое место точек ^пространства с одинаковыми
фазами. Поэтому для нахождения фазового фронта от
двухточечной цели достаточно найти выражение,
определяющее фазу результирующего сигнала для любой
точки пространства, и приравнять его постоянной величине.
Тогда найденное уравнение определит положение фазо-
Источник 7
Источники
Рис. 5.7. Геометрические соотношения двухточечного источника
сигналов.
вого фронта относительно двухточечного источника
сигналов.
С этой целью предположим, что расстояние между
точечными источниками равно L и точки являются все-
направленными излучателями с фиксированным фазовым
сдвигом (рис. 5.7). В удаленной точке пространства О
с полярными координатами R и \|) излучатели создают
напряженности поля
£j (0 = Яя11 expire*
Ё2 (t) = Ет2 ехр 1 [ tut —
2rcR
2я L
X • » \ 2
2nR 2k
sin ф ) , (5.4)
-^ sin ф — А (5.5)
Сдвиг фаз между этими колебаниями определяется
фазовым углом а и разностью хода Lsin\|), зависящей
от направления на точку приема. На рис. 5.8 сигналы
излучателей представлены в векторной форме. Напря-
169

женность результирующего поля может быть выражена
как
Ё (t) = Ет exp i
Ы
2тг/?
+ Ф(Ф)
(5.6)
Фазовый угол результирующего сигнала Ф'(г|))
относительно опорного, соответствующего направлению,
проходящему через середину расстояния между
источниками, может быть найден как угол, тангенс которого
равен частному от деления суммы вертикальных состав-
Рис. 5.8. Векторная диаграмма сигналов, принятых от двухточечного
источника.
ляющих двух векторов на сумму их горизонтальных
составляющих, т. е.
Ф(ф) = arctg *'"«.-«*М'. + «)
хт/ ° COS e0 + CI COS (e0 + a)
(5.7)
где
2я L
Х--з-Sin ф. . *'■
Задаваясь постоянной фазой результирующего поля
в выражении (5.6), можно получить соотношение между
R и \|), представляющее собой уравнение фазового
фронта в полярных координатах:
-^_ф(^=2ц/г,
(5.8)
17Q

При п,2= 0 уравнение фазового [фронта принимает вид
Нг-=Ф №)■ (5-9)
На рис. 5.9 представлено расчетное и
экспериментальное изображение фазового фронта волны,
обусловленного наличием двух точечных источников сигналов равной
величины [97]. Экспериментальная картина фазового
фронта получена с помощью ультразвуковой ванны при
Рис. 5.9. Фазовый фронт волн, излучаемых двухточечным источником:
а) расчетный; б) экспериментальный.
тех же относительных фазах, амплитудах и расстоянии
между источниками. Сравнение приведенных диаграмм
показывает, что существует почти полная аналогия
между расчетными и экспериментальными данными.
Наибольший интерес представляет наклон фазового
фронта волны, сформированной двумя источниками,
относительно фазового фронта отдельного источника
сигнала, условно расположенного в середине между
рассматриваемыми источниками. Наклон фазового фронта
можно охарактеризовать углом, образованным между
нормалью к заданной точке фазового фронта волны
двухточечного источника сигналов и радиусом-вектором,
проведенным из середины между источниками в ту же
171

точку фазового фронта и совпадающим с нормалью ф^
зового фронта одиночного источника.
Математически этот угол определяется как
tgA* = ^+. (5.10)
С учетом выражения (5.9) получим
*t = U4f. (5.П)
Полученное выражение определяет искажение
фазового фронта, сформированного двухточечным источником
сигналов, ino сравнению со сферическим фазовым
фронтом, свойственным одиночному точечному источнику.
Дифференцируя (5.7) по ф и 'подставляя его ;в (5.11),
после несложных преобразований получим
«Дф^совф ^ -, (5.12)
1 + а2 + 2д cos ( —г— sin ф + a J
где "d-cos ф =фи—угол визирования источников (угловая база).
Если Дф сравнительно невелико, tg Дф я^ Дф и
Аф 1-я2
Фи
/2nL
1 + а2 + 2а cos -у- sin Ф +
V >■
■01
(5.13)
При г|) = 0, когда база источников расположена
перпендикулярно направлению на точку приема, формула
(5.13) упрощается:
А* х~а2 (5 14)
фи — 2(1 +a2+2acosay \^-1^)
Из выражения (5.14) следует, что искажение
фазового фронта волны, обусловленное двухточечной
структурой цели, зависит от соотношения амплитуд сигналов и
сдвига фазы между ними и максимально при шротиво-
фазности (а=я) и равенстве амплитуд (а^=1) сигналов.
В общем случае, когда рассматривается случай отра-
172

женных сигналов от двухточечной цели, амплитудные и
фазовые соотношения сигналов флуктуируют, что
вызывает флуктуации наклона фазового фронта отраженной
от цели волны. Оценку изменений наклона фазового
фронта волны в этом случае целесообразно ороизводить
вероятностным методом, когда определяются вероятности
ошибок, превышающих определенный уровень. Для
простоты предположим, что амплитудные флуктуации
отсутствуют, а фазовые сдвиги отраженных сигналов
равновероятно распределены в интервале от —я до л.
Из теории случайных процессов известно [34], что
вероятность ошибок, превышающих определенный уровень
М, определяется выражением
МмакС
р(М)= f W(M)dM9 (5.15)
м
где W(M) —«плотность вероятности случайной
величины Му
Аф
м =
Фи
Ммакс — максимально возможная ошибка.
В рассматриваемом случае
У(Щ=*{*)-ш> (5Л6)
где W(a) —плотность вероятности фазового сдвига
сигналов, равная в рассматриваемом случае Угя.
Решая уравнение (5.15) относительно а, находим
1 — я2 — 2Af(l +a*) /С1_,
a^arccos 4аМ ^ '. (5.17)
Отсюда, после несложных преобразований, получаем
da 1
"" м/-,+*$&—*•
(5.18)
При вычислении (5.15) воспользуемся табличным
интегралом [17].
С dx 1 2а + Ьх /г 1т
I —-=7- = ^=arcsin —r^ (5.19)
где R = a -f- bx + ex2.
173

1 I 2
ПодСтабляя значений й= — 1, b = 4 _ а2% с=—4 в
(5Л9), производя элементарные преобразования и учитывая
то, что все возможные изменения величины М лежат в
пределах а от 0- до тс, находим
/; (Ж) = -L arcsin i±±2-i-=JL2
r v ' п ч 2a 4Ma
м
lr . /l + a2 \ — a2\
~— I arcsin (-ТГ1 Tw - I —
71 .
2я 4MMaKCa ;'
П + a2 1 — а2 \
\^ 2a A Ma J
(5.20)
Анализ выражения (5Л9) показывает, что Жмакс имеет
место при а = тс и равно
Мткс=^±^. (5.21)
Учитывая (5.21), получим следующую расчетную
формулу:
'ДФ \ i 1 . . /1+ я2 ' 1 — я2 i /с оо\
На рис. 5.10 представлено рассчитанное по формуле
(5.22) распределение вероятности заданного отклонения
фазового фронта волны двухточечного источника
сигналов относительно положения сферического фронта
волны, соответствующего точечному источнику.
Поскольку антенна любой РЛС реагирует на фазовое
распределение поступающей на ее вход
электромагнитной волны, искажения фазового фронта волны
неизбежно скажутся на точности пеленгации цели. При этом
характер влияния искажений фазового фронта
принимаемой волны на точность пеленгации будет определяться
структурой цели и параметрами антенны и следящей
системы РЛС. В том случае, когда цель точечная или
малоразмерная, слежение за целью можно отождествлять
с отслеживанием нормали к фазовому фронту волны
поступающих на вход антенны РЛС .сигналов, и ошибки
пеленгации будут определяться выражением (5.14).
В соответствии с этим, если частотный спектр
флуктуации фазы принимаемых сигналов не превышает ширины
полосы пропускания следящей системы РЛС, что спра-
174

ведливо при слежении за медленно движущимися (или
неподвижными) целями, расчетные кривые рис. 5.10
позволяют при фиксированных отношениях амплитуд
сигналов определить вероятность получения ошибок
пеленгации, превышающих заданную величину. Так,
например, вероятность углового отклонения РСН от
направят 0,2 0,3 0,Ь 0.5 0,6 0,7 0,6 0,9 1,0 1,1 М-
Рис. 5.16. Распределение вероятности ошибки фазового фронта при
различных соотношениях интенсивности отраженных сигналов.
ления на центр базы источников на величину, равную
базе, при а = 0,6; 0,8 и 0,95 примерно равна 17; 14 и 7%
соответственно. При а=0,2 вероятность получения
ошибки, превышающей базу источников, равна нулю.
Зная закон распределения плотности вероятности
W(M), можно вычислить среднеквадратические ошибки.
Для рассматриваемого случая в табл. 5.2 приведены
Т АБЛИЦ А 5.2
а
[е"2],/а/Фи
0,95
2,2
0,1
1,6
0,8
1
0,6
0,8
0,4
0,6
0,2
0,52
0,1
0,505
расчетные зависимости среднеквадратических ошибок
пеленгации, нормированных по величине базы
источников, для различных отношений амплитуд отраженных
сигналов двухточечной цели [18].
Если спектр флуктуации фазы сигналов двухточечной
цели превышает полосу пропускания следящей системы
пеленгатора, методика расчета ошибок меняется, В этом
175

случае лри нахождении выражения, определяющего
условия слежения за целью, предварительно требуется
провести усреднение принимаемого сигнала в
соответствии с его статистическими характеристиками и
инерционностью следящей системы РЛС.
Следует отметить, что отождествление направления
пеленга с направлением нормали к фазовому фронту
результирующего отраженного сигнала справедливо
только при линеаризации леленгационной
характеристики РЛС. Последнее допустимо 'при пеленговании
точечных и малоразмерных целей, .когда угловые отклонения
оси антенны РЛС от Направления на геометрический
центр отраженных «сигналов -невелики.
При больших угловых размерах пеленгуемых целей
необходимо учитывать реальные диаграммы
направленности антенн. С этой целью рассмотрим в общем виде
пеленгацию сложной протяженной цели.
5.2.3. Об ошибках пеленгации целей сложной формы.
В большинстве практических случаев сложную цель
нельзя представить в виде простых геометрических форм,
поддающихся математическому описанию. Поэтому при
анализе ошибок пеленгации сложной цели прибегают
к замене реальных целей определенными моделями.
В качестве такой модели обычно применяют
многоточечную цель, когда отраженный сигнал от сложной цели
представляется совокупностью отражений от множества
точечных целей, характеризующих основные
отражающие элементы реальной сложной цели {38]. При этом
предполагается, что амплитуды и фазы сигналов,
отраженных от каждой точечной цели, взаимно независимы.
Для простоты рассмотрим пеленгацию сложной цели?
в одной плоскости в статических условиях. Пусть
сложная цель представляет совокупность М элементарных
отражателей. Тогда отраженный сигнал от сложной цели
определится как сумма сигналов элементарных
отражателей
м
^ (0 = J] Em exp i (W -f-,%), (5.23)
где Ет — амплитуда сигнала m-го отражателя,
Фт — фаза сигнала т-го отражателя.
В соответствии с этим на выходе первого и второго
каналов антецны амплитудной суммарно-разностной
176

моноимпульсной системы отраженный сигнал сложной
цели может быть представлен выражениями
м
Ёг {U в) = V EmF (Ь;- Ьт) exp i (Ы +[<?т)у (5.24)
М
Е2 (t, 6) =J] EmF (в0 + 6W) exp i (Ы + cpj, (5.25)
где 0m — угловое положение m-го источника
относительно равносигнального направления.
При суммарно-разностной обработке сигналов на
выходе суммарного и разностного каналов соответственно
получим
м
Ec(tJ)= ^^EmFcm(b)expi(<*t + <?m)y (5.26)
/я=1
М
Ev (t, в)= р=-J] ЗД m (8) exp i К + ?m), (5.27)
где
/7cm(6) = /7(60-6m) + F(e0 + 6m),
^рш(б)=,р(е0—em)—,р(60+8ш).
Если фазовый детектор умножающего типа, а
усилительные тракты производят усиление без искажений,
то нормированное выходное напряжение фазового
детектора, как известно, определяется выражением
S(6)= ReiU'.6)g*p(ft6) (g28)
Подставляя в (5.28) выражения (5.26) и (5.27),
получаем
ММ '
(9)Fpn(e)«tpl(erf+t»)X
S(e)=-J^s! : :
J У] fimfinfc m (9) FB n (9) exp i («rf + <pm) X
Ш=1 /2 = 1
_-♦ . X exp — i (col + y?t) _
~" " Xexp — *И+<?п)
12—2536 177

м м
£ У] ЕтЕп [F (80 - 8m) F (80 - 9„) -
т — \ п~\
У V ЕтЕп [F (0О - 9т) F (80 - 0п) +
т — \ п~\
_ -F (0О + 8т) F (80 + 6П)] cos (Ут - yn) ^ 9Qi
+ F (60 + вт) Z7 (90 + 9,)] cos (?m - <рп)' ^-^
Задаваясь соответствующей аппроксимацией
диаграмм направленности антенны РЛС и приравнивая
числитель выражения (5.29) нулю, можно найти условие
равновесия следящей системы РЛС при приеме
сигналов от заданной совокупности точечных излучателей
сложной цели и, следовательно, положение точки,
отслеживаемой радиолокационной системой. Сравнивая
положение точки равновесия с положением геометрического
центра сложной цели, можно определить ошибку
пеленгации в каждом конкретном случае.
При малых угловых отклонениях 8^ справедлива
линеаризация диаграмм направленности
F(60rb8K)H^o)(l,+ ^)-
Тогда выражение (5.29), определяющее
эквивалентную пеленгационную характеристику системы,
принимает упрощенный вид:
м м
V V ЕтЕпЪп COS (<pm — <pn)
S(u)!=^^^ (5.30)
Можно показать, что выражение (5.30) совпадает
с выражением для фазового фронта результирующей
волны многоточечной цели [21, 97]. Анализ показывает
также [43], что уравнение, определяющее пеленгацию
совокупности точечных источников, при малых угловых
отклонениях тождественно уравнению результирующего
вектора Поинтингз.
178

В общем случае, когда угловые отклонения
источников велики и линеаризация диаграммы направленности
несправедлива, пеленг не будет совпадать с
направлением вектора Пойнтинга и нормали к фазовому фронту.
Причину указанного несоответствия можно установить
■:"явнением выражений (5.29) и (5.30), определяющих
условия пеленгации в обоих рассматриваемых случаях.
При учете нелинейности диаграмм направленности,
как можно видеть из выражения (5.29), равносигналь-
ное направление определяется в основном тремя
факторами: напряженностью поля каждого из источников,
положением источников в пространстве и характеристикой
(диаграммой) направленности антенны. В зависимости
от параметров диаграммы направленности антенны
положение равносигнального направления при пеленгации
сложной цели может меняться. Это приведет к
соответствующим изменениям ошибок пеленгации. Что касается
положения вектора Пойнтинга, определяемого
выражением (5.30), то оно не зависит от диаграммы
направленности антенны РЛС и определяется только напряжен-
ностями и пространственным расположением источников.
Поэтому при пеленгации протяженных целей, когда ее
угловые размеры превышают линейную часть пеленгаци-
онной характеристики, неизбежно несоответствие между
пеленгом и направлением вектора Пойнтинга (нормали
к фазовому фронту). Это несоответствие тем больше, чем
больше размеры цели и чем уже диаграмма
направленности антенны РЛС.
В реальных условиях амплитудные и фазовые
соотношения сигналов совокупности источников меняются
в процессе пеленгации по случайному закону, порождая
угловой шум и флуктуации ошибок пеленгации. Расчет
ошибок пеленгации в этом случае следует вести с учетом
спектрального состава углового шума, параметров
системы АРУ и полосы пропускания следящей системы РЛС.
Основные выводы по пеленгации сложной цели
амплитудной моноимпульсной суммарно-разностной
системой можно распространить на моноимпульсные
системы других типоб, а также и системы с коническим
сканированием луча [38].
Учитывая специфичность явлений, связанных с
природой шумов цели, и важность их рассмотрения, при
оценке точности моноимпульсных радиолокационных си-
12* 179

СтёМ, остановимся кратко на методике измерений и
анализе шумов цели.
5.2.4. Методика измерений и анализ шумов цели.
Угловые шумы нельзя обнаружить путем простого
наблюдения отраженных сигналов от цели сложной формы
и для их измерения требуется разработка специальной
методики.
В качестве примера, поясняющего методику
измерения угловых шумов, рассмотрим экспериментальные
исследования флуктуации отраженного от цели сигнала,
выполненные в работе [19]. Экспериментальные
исследования проводились с модернизированной
моноимпульсной РЛС типа Мк-50 в условиях автосопровождения
самолета. Модернизация РЛС заключалась в
использовании двойного комплекта приемного устройства,
работавшего на общую антенну. Один из комплектов
использовался для автосапровождения в режиме пассивной
пеленгации цели по сигналам маяка-ответчика,
установленного на борту самолета, а другой — для
сопровождения цели по отраженным сигналам. Следящая система
последнего комплекта была разомкнутой и в наведении
антенны на сопровождаемую цель не участвовала.
Первый комплект аппаратуры позволял достаточно
точно измерять направление на цель в условиях
отсутствия угловых шумов. Флуктуации сигнала ошибки на
выходе этого комплекта обусловливались только штатными
ошибками слежения практически не флуктуирующего
источника сигнал об. Второй 'комплект имел .возможность
измерять сигнал ошибки с учетом угловых и
амплитудных шумов то отраженным от цели сигналам. Измеряя
напряжения на выходах детекторов сигналов ошибки и
вычитая один результат из другого, можно получить
напряжение, величина которого пропорциональна угловой
ошибке между направлениями на истинное и кажущееся
положение цели в пространстве.
Амплитудный шум измерялся путем записи
мгновенных колебаний уровня отраженных от цели сигналов
относительно среднего уровня. Поскольку точное
определение статистических величин, необходимых при анализе
шумов цели, требует очень большого количества данных,
использовалась магнитная запись ошибок с
последующим воспроизведением и обработкой ее с помощью
специальных анализаторов.
180

Блок-схема устайоЁкй записи й боспройзвеДеййя
сигналов ошибки изображена на рис. 5.11. Для исключения
трудности непосредственной магнитной записи инфра-
звуковых сигналов была применена амплитудная моду-
Источник
инфра звуковых
шумов
[ (0,5-ТОгц)
Магнитофон
*»
»
Звуковой
генератор
(ЮОгц)
\
Амплитудный
модулятор
а)
Линейный
детектор
—-*.
Контрольное
устройство
\
Магнитофон
к анализаторам
б)
Рис. 5.11. Блок-схемы установки:
а) для записи инфразвуковых шумов; б) для воспроизведения их.
'итоаэона
1
шкала
о
Z
| X
3
Рис. 5.12. Блок-схема аппаратуры для анализа распределения
энергетического спектра шумов:
/_ основной анализатор спектра; 2 — интегратор (#=20 ком, С=50 мкф); 3 —
самописец; 4 — кулачковый привод анализатора для линейной развертки.
ляция несущей сигналом более высоких частот. Скорость
записи выбиралась равной 12,7 мм/сек, скорость
воспроизведения — 380 мм/сек.
Блок-схемы аппаратуры для анализа распределения
энергетического спектра шумов и распределения
амплитуд приведены на рис. 5.12 и 5.13. Кривая на выходе
181

анализатора распределения непосредственно указывает
плотность распределения амплитуд.
Пример записи спектра углавых шумов цели
приведен на рис. 5.14. Так как при воспроизведении
происходит расширение спектра частот в 30 раз, то фактический
о)
б)
Приращение напряжения^
измеренное анализатором
распределения анплатид
Направление
развертки
Рис. 5.13. Блок-схема установки для анализа распределения
амплитуд (а) и образец рабочих графиков (б):
/ — анализатор распределения амплитуд; 2 — интегратор {/? = 100 ком, С=
=50 мкф); 3 — самописец.
ш 500 гц
Рис. 5.14. Образец записи типичного спектра угловых шумов от
самолета.
спектр составляющих шума получается при делении
шкалы по оси абсцисс (рис. 5.14) на 30. Изрезанность
спектра вызвана недостаточно совершенным
интегрированием за время периода считывания, и ее можно при
анализе не принимать во внимание. Всплеск в конце
записи соответствует калибровочному сигналу.
182

Путем калибровки радиолокационной станции
напряжение на выходе детектора можно выразить в величинах
линейной ошибки сопровождения цели. На рис. 5.14 по
оси ординат отложены среднеквадратичные значения
шума (выраженные в линейных единицах ошибки
пеленгования), полученные на выходе анализатора с полосой
пропускания 4 гц.
Интерпретация кривых распределения амплитуд
углового шума относительно проста. Будучи построенной
в единицах линейных ошибок, кривая распределения
амплитуд углового шума позволяет оценить возможность
отклонения равносигнального направления за пределы
..; -1&,5 -9,0 -V 0 %5 9,0 13,5
Ошибка сопровождения^*
Рис. 5.15. Распределение вероятностей амплитуд шумов, построенное
по данным об угловых шумах целей.
физических размеров цели (рис. 5.15). В результате
экспериментальных исследований было подтверждено, что
рассеяние радиоволн целью из двух отражателей в ряде
случаев вызывает отклонение кажущегося положения
цели в сторону от действительного положения на
расстояние, в несколько раз превышающее размер цели.
§ 5.3. ВЛИЯНИЕ ВНУТРЕННИХ ШУМОВ ПРИЕМНИКА
НА ТОЧНОСТЬ ПЕЛЕНГАЦИИ
Природа внутренних шумов разнообразна. К
основным причинам их возникновения относятся тепловые
шумы, связанные с хаотическим движением электронов
в проводниках при температурах, не равных
температуре абсолютного нуля; дробовой эффект, порождаемый
183

случайным характером поступления электронов на анод
(сетки) электронных ламп и прохождения барьерного
слоя в полупроводниках; фликкер-эффект,
обусловленный неравномерностью эмиссии электронов в
электронных и полупроводниковых приборах.
Благодаря своей природе, шумы в приемнике всегда
имеют место и потенциально представляют естественную
границу чувствительности и достижимой точности
измерений. Усиливаясь совместно с полезным сигналом,
шумы в той или иной мере нарушают структуру сигнала
ошибки, порождают его флуктуации и определяют зону
нечувствительности системы к измеряемому параметру.
Для установления характера влияния внутренних
шумов приемника на точность пеленгации рассмотрим
амплитудную суммарно-разностную моноимпульсную
систему. При рассмотрении ограничимся случаем
пеленгации в одной плоскости системой с идентичными
приемными каналами. В силу независимости ошибок
приемных каналов друг от друга такое рассмотрение позволяет
судить об ошибках в двух плоскостях пеленгации. С
учетом сделанных допущений сигналы на выходе
усилителей промежуточной частоты суммарного и разностного
каналов с точностью до постоянного коэффициента
можно в принятых обозначениях представить в виде
следующих выражений:
ис (t, 6) = V%KEmF (60) cos содр* -f- иш с (t), (5.31)
ар (f, 6) = /2KEmF (60) ц9 cos шпр* + иш р (*),. (5.32)
где иШс('0> ИшрСО —напряжения шумов на выходе УПЧ
суммарного и разностного каналов.
При работе моноимпульсной РЛС в режиме
слежения за целью отношение сигнал/шум в приемном
устройстве обычно много больше единицы, а угол
рассогласования мал. Это позволяет пренебречь влиянием шумов
в суммарном канале. Тогда выражения (5.31), (5.32)
можно переписать в виде
ис (t, 6) = кЕ cos сопр£, (5.33)
uv (tt 8) = кЕуА cos onp£ -f иш р (О,
где
E = V2EmF(b0). (5.34)
184

Напряжение сигнала ошибки на выходе фазового
детектора умножающего типа без учета нормировки по
суммарному сигналу и с учетом фильтрации
высокочастотных составляющих с точностью до постоянной
составляющей определится как
S (в) = -у * 2£>6 + кЕит р (0 cos о)прг. (5.35)
Первый член полученного выражения является
полезной составляющей, определяющей угол рассогласования
цели относительно равносигнального направления
антенны. Второе слагаемое определяет помеху,
обусловленную наличием внутренних шумов в разностном канале
приемника.
Очевидно, помеховую составляющую сигнала ошибки
создадут только те частотные составляющие шумового
спектра, которые группируются . вблизи частоты
настройки УПЧ и не отличаются <по частоте более чем
на ширину полосы пропускания следящей системы РЛС.
Для количественной оценки этой составляющей
найдем спектральную плотность сигнала ошибки,
определяемого вторым членом (5.35). При этом воспользуемся
методикой, основанной на определении корреляционной
функции помеховой составляющей сигнала ошибки [18]
R(%) = к2Е2 ит .р (t) ит р (t + т) cos (опр^ cos шпр (t + т) =
= ^-j~ #пч COcosconpx, (5.36)
где /?пч(т)—корреляционная функция внутренних
шумов разностного канала на выходе УПЧ.
Как известно, (/?Пч(т) можно представить в виде
Япч (%) = Г {%) COS 0)прт, (5.37
где г(т)—медленно меняющаяся.функция, характер
которой определяется шириной и формой частотной
характеристики УПЧ.
Подставляя (5.37) в (5.36) и учитывая отфильтровы-
вание составляющей частоты 2(оПр на выходе фазового
детектора, получаем
R(z)~±K2E*r(z). (5.38)
185

Отсюда можем найти дисперсию флуктуации сигнала
ошибки на выходе фазового детектора
а2 = /? (0) = -J- к2Е2г (0). (5.39)
Поскольку г(0) является дисперсией шумового
напряжения на выходе УПЧ, то
о* = ± к*ЕЯш=4- *2£2SniA/, (5.40)
где А/ — эффективная полоса пропускания УПЧ,
5Ш — спектральная плотность мощности шумов на
входе УПЧ.
На выходе фазового детектора в РЛС
автосопровождения целей с учетом нормировки при идеально
работающей АРУ или на выходе схемы нормировки в
обзорных РЛС (при одном и том же 4ц) можем записать
<,2,=w- (5-41)
Дальнейшее сводится к нахождению энергетического
спектра флуктуации в полосе пропускания следящей
системы РЛС автосопровождения или в полосе
сглаживающего фильтра (устройства вторичной обработки
информации) обзорной РЛС.
Из теории случайных процессов известно, что при
шумовой амплитудной модуляции энергетический спектр
процесса имеет форму такую же, как спектр одиночного
импульса, а его интенсивность пропорциональна
дисперсии шумов и частоте повторения импульсов
где g((d) —спектр одиночного импульса,
Тп—период повторения импульсов
Если предположить, что фазовый детектор работает
по принципу так называемоего ключевого пикового
детектора, когда напряжение на его выходе в течение
каждого периода повторения импульсов устанавливается
практически мгновенно равным максимальному
значению входного напряжения и поддерживается далее
неизменным до конца периода повторения, после чего
186

скачком снижается до нуля, то выходное напряжение
фазового детектора будет иметь форму импульса
длительностью, равной .периоду следования импульсов Гп, и
его спектр может быть выражен как
(оГп
Отсюда энергетический спектр флуктуации выходного
напряжения ошибки
sin •
G^=4TA-—r— ■ (5.44)
Поскольку следящая система узкополосна, то
случайную ошибку будут вызывать только те составляющие
спектра флуктуации, которые примыкают к нулевой
частоте. В этом случае
адх^Гд. (5.45)
Найдя спектральную плотность флуктуации сигнала
ошибки, можно найти среднеквадратическую величину
ошибки пеленгации, обусловленную влиянием
внутренних шумов приемника, по формуле
ofla VG(0)AFcc> (5.46)
где AFcc — эквивалентная полоса пропускания следящей
системы или сглаживающего фильтра.
Подставляя в (5.46) выражения (5.41) и (5.45) и
произведя несложные преобразования, получаем
|/ 2Sm&f
Tu&Fcс =
=zJL%/Pje-= • х (5.47)
где Рт = SmkfAFc с — мощность шумов в полосе следящей
системы,
к2Е2
Pcv~~2f средняя мощность сигнала на выходе
приемника.
187

Как видно из приведенного выражения, величина
среднеквадратической ошибки, вызванной влиянием
внутренних шумов приемника, обратно пропорциональна
крутизне пеленгационной характеристики и отношению
сигнал/шум на выходе приемника.
Для моноимпульсной системы с амплитудной
пеленгацией, как показано в гл. 2, оптимальным является
пересечение диаграмм направленности на уровне
половинной мощности, т. е. когда 0о = 0о,5/2.
В этом случае ц~ 1/0о и
- - °'500'5 (5.48)
V
Л*
Следует отметить, что внутренние шумы приемника
в .настоящее время относятся к разряду неустранимых
в полной мере факторов, ухудшающих процесс
обработки принимаемых сигналов и представляющих
естественный барьер увеличению точности пеленгации. Поэтому
угловые ошибки, обусловленные внутренними шумами
приемника, определяют предельно достижимую точность
угломерных радиолокационных систем. При больших
отношениях сигнал/шум выражение (5.48) определяет
потенциальную точность пеленгации моноимпульсной
системы. В целях установления связи предельной точности
с полосой пропускания приемника и следящей системы
произведем преобразование отношения PQVIPm с учетом
режима излучения РЛС.
При импульсном излучении это отношение равно
Яер _ AnfnAf (Г.да\
Рт ~ SmbFQQbf ' К }
где Рш — импульсная мощность сигнала на
входе'приемника,
т — длительность импульса,
Ы — частота повторения импульсов.
Поскольку приемная система является согласованной
и тДР«1, а />Шп=5шД/ — мощность шума в полосе
пропускания приемника, выражение (5.49) преобразуется
к виду
^ш Г vs. п *"в «
183

Отношение /П/Л^сс представляет собой число
интегрируемых импульсов принимаемого сигнала.
При работе РЛС в режиме непрерывного излучения
сР ^сР
Ш ' Ш.П^' с
Следовательно,
ТСш
(5.51)
(5.52)
где кш = 2\/ D " для импульсных РЛС,
г *ш п*" с с
лгщ = 2 1/ ъ—^р Для непрерывных РЛС.
Г I Ш П^' С С
Очевидно, чем выше коэффициент кш> тем выше
предельная точность пеленгации радиолокационной системы.
Следует отметить, что влияние внутренних шумов
приемника на точность пеленгации моноимпульсных РЛС
и РЛС с коническим сканированием несколько
различно. Объясняется это количественным различием
проникающих в полосу пропускания следящей системы
шумов приемника и конструктивным различием антенных
систем. В моноимпульсной системе, где принимаемые
сигналы искусственно не модулируются, из спектра шумов
приемника на следящую систему РЛС действуют только
те частотные составляющие, которые находятся в
пределах ее удвоенной полосы пропускания, располагаемой
симметрично относительно каждой частотной
составляющей спектра принимаемого сигнала (рис. 5.16).
В системах пеленгации с коническим сканированием
принимаемые сигналы модулируются по амплитуде с
частотой сканирования, и удвоенные полосы пропускания
следящей системы, определяющие действующие на
следящую систему РЛС участки шумового спектра,
располагаются по обе стороны от каждой частотной
составляющей принимаемого сигнала на расстоянии частоты
сканирования (рис. 5.17). В результате у системы с
коническим сканированием по сравнению с
моноимпульсной системой происходит удвоение эквивалентной полосы
Пропускания следящей системы в отношении
действующих на нее внутренних шумов приемника, и при
одинаковых значениях отношения сигнал/шум в УПЧ и
одинаковых полосах пропусканий следящей системы мощ-
189

ность шума на выходе следящей системы РЛС с
коническим сканированием луча будет в два раза больше,
чем в моноимпульсной радиолокационной системе. По-
*)
Спектральные линии
сигнала
в)
L-
2A Pre
m
1
- fn *
fil
f
Рис. 5.16. Прохождение сигнала и шума в моноимпульсной РЛС:
а) элементы спектра сигнала и шума; б) полоса пропускания следящей
системы.
Основные спектральные
линии сигнала
Ъо ко вые полос*
обусловленные
\сканиро$анием\
Шум
• Ob-fn) fi-fc) fofcfc) (fo+fn) f
2Щс 2йГС0
u— fn -*\
Рис. 5Л7. Прохождение сигнала и шума в РЛС с коническим
сканированием:
а) элементы спектра сигнала и шума; б) полоса пропускания следящей
системы.
этому предельная точность мопоимпульсных РЛС выше,
чем РЛС с коническим сканированием.
Преимущества моноимпульсных РЛС в отношении
влияния внутренних шумов приемника на точность-пе-
190

±л/Ш1,
М9
в
7
6
сс'п
ленгации обусловливаются также тем, что в процессе
слежения цель облучается максимумом диаграммы
направленности, и потери сигнала за счет несоосности
диаграммы направленности с осью антенны, что имеет
место у РЛС с коническим сканированием, практически
отсутствуют. Это обеспечивает в приемном канале моно-
им'пульсной системы более высокое отношение
сигнал/шум, чем в системах с коническим сканированием.
Учет более высокой крутизны пеленгационной
характеристики и перечисленных выше факторов позволяет
оценить энергетическое преимущество моноимпульсной
системы по отношению к внутренним шумам приемника
при сопровождении цели по отраженному сигналу
величиной 5,2 дб [4].
На больших дальностях от- &е
ношение сигнал/шум может
оказаться слишком низким
для нормального
сопровождения цели и тогда возможны
потери цели. В соответствии
с этим качество работы
приемника в некоторых случаях
оценивают через норму потерь,
иод которой понимается
частота (число раз в секунду)
превышения ошибкой
сопровождения максимально
допустимого значения [44].
При выводе формулы
(5.48) предполагалось наличие
идеального стробирования,
когда шумы действуют
только в течение времени приема
полезного сигнала. Если это
не соблюдается, и
длительность строба превышает
длительность импульса сигнала, среднеквадратичные
ошибки зе увеличиваются. На рис. 5.18 приведен график
зависимости ошибки сопровождения от
коэффициента стробирования [18], под которым понимается
отношение длительности селектируемого импульса к
длительности импульса сигнала. Как видно из рисунка,
увеличение коэффициента стробирования может приводить
[ <
и
Г"*/
/
/
1 */_.!
,j^J
*,*
ЬО
"с
Рис. 5.18. Зависимость
ошибки автосопровождения
от коэффициента
стробирования.
191

к значительному увеличению ошибок сопровождения.
Приведенная методика оценки ошибок сопровождения,
справедливая при Яс/Лп>1, может быть -применена для
оценки и других типов моноимпульсных систем. Анализ
показывает, что ошибки сопровождения, обусловленные
влиянием внутренних шумов приемника, для фазового и
амплитудного моноимлульсных методов пеленгования —
одного и того же порядка.
Рассмотрим влияние внутренних шумов приемника
на точность пеленгования моноимпульсных РЛС с
фазированной антенной решеткой, занимающей в силу
многоканальной структуры углового датчика несколько
обособленное положение в семействе моноимпульсных
пеленгаторов.
§ 5.4. ОШИБКИ, ОБУСЛОВЛЕННЫЕ ШУМАМИ
ПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ В МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
С ФАЗИРОВАННОЙ АНТЕННОЙ РЕШЕТКОЙ
При рассмотрении ошибок определения угловых
координат, вызываемых шумами приемных устройств РЛС
с фазированной антенной решеткой, будем считать, что
на линейную решетку под углом 9ф к ее оси падает
плоская волна, и на выходе каждого элемента решетки
(рис. 2.22) установлен усилитель [6]. Тогда напряжение
на выходе усилителя в к-м канале может быть
представлено в виде
ик = Ет cos (Ы -[- <Роп + #Д<Р) + пк. (5-53)
где <р0п — опорная фаза,
Д<р — разность фаз в смежных каналах
■A?==-^-cosep#
пк — шум в к-м канале.
Будем считать, что опорная фаза фоп неизвестна, а
шумы в каналах независимы, нормально распределены и
могут быть записаны в виде
пк = хк cos Ы + ук sin arf, (5.54)
где хк и ук — квадратурные компоненты шумов в к-м
канале.
192

Среднее значение хк = ук = 0, a xl^=y2K=n2K= <£. При
этом отношение мощности сигнала к шуму в каждом
канале будет равно
ш
При этих условиях найдем ошибку измерения
разности фаз Аф, по которой легко найти ошибку определения
величины угла 9Р Пусть имеется ряд отсчетов uKj
полученных в результате мгновенного измерения напряжений
на выходе N каналов решетки. Если для расчета ошибки
измерения Д-ф использовать теорию математической
статистики и обозначить приближенное значение Дер через
Дф*, то для антенной решетки, имеющей один луч,
минимальное значение дисперсии величины Дф* определяется
выражением [6]
2 _ i2o|L 6 ,--fi.
V — (М* - N)E2m ~ (М* -N)q*' ^'0DJ
Расчет ошибок произведем на примере
моноимпульсной системы с амплитудной пеленгацией. В таких
системах антенная решетка формирует два луча, как
показано на рис, 2.23. Для выделения угловой информации два
суммарных сигнала и$ и и$2 детектируются и затем
вычитаются.
Суммарное напряжение для каждого луча может
быть записано в виде
N
-f- хк cos (oit -f- л;8<р) -j- yK sin fat -\- кЩ], (5.57)
N
+ xK cos (со/ — tf8<p) -f ук sin (<*>t —кЪ<?)], (5.58)
где бф — прирост фазы, необходимый для смещения
луча на угол Во.
При условии сохранения информации об
относительных фазах шумов суммарные напряжения могут быть
представлены в виде:
13—2536 193

иф1 = Ах cos <*t -f Bx sin <*>/, (5.59)
ыф =i42coscof-f-^2sinaif, (5.60)
где
л?
At = \\ [Ewcos(yon + K&f + Kty) + xKcosKty + yKsinKby],
K=s\
(5.61)
Bi = V [— £„, sin (?оп + кД,Р+кЬЧ)
*=1
. — jcKsintf8? + ^cos/£*<p], (5.62)
Л2 == V [£ ?r, cos (сроп -f #Д<Р — лЯ?) -f xK cos я&? — {/„ sin кЩ,
(5.63)
л?
^2=2 [—^sin((pon + ^A?—^8?) +
-|-x^ sin л:8<р -[- y^ cos лг8<р]. (5.64)
Рассмотрим квадратичное и тшнейное детектирование.
На выходе квадратичных детекторов будем иметь
■ р?=л;+Я?;р£=4+3. (5.65)
После вычитания получим
Ро = Рi — Р2 • (5.66)
При этом среднеквадратическая ошибка измерения A<Pi
зависит от среднеквадратической ошибки а определения
ро, обусловленной шумом, и производной ро по Aq> в
отсутствие шумов, т. е.
- _ °ро .. (5.67)
дф1 dp0/dA<p
При подстановке в уравнение (5.66) соответствующих
значений, определяемых выражениями (5.61) — (5.65),
без учета шумов получим
194

N
N
sin2 -y (Ay + Sep) sin2 — (Д<Р — Ц)
Lsin2 -у (Д? + «
sin2—(Ay-
(5.68)
Дифференцируя уравнение (5.68) по Д<р, получим на
равносигнальном направлении
dA<p
Дф=0
Е2т Г/Zsin (ОТ?) sin2 (-уЛ - sin e<psin2 (^\ 1
(5.69)
Дисперсия ошибки определения ро, обусловленная
шумами, определяется выражением
вР. = (Ро — Ро)2
(5.70)
При большом отношении сигнала к шуму эта дисперсия
будет равна [6]
AN sin2 f-?p ] sin Sep + sin (2Nd<?) — 2 sin (Wd<p)
*20 = 2Z;V
pO mm
sin 8<f sin'
(*)
(5.71)
d?o
Подставляя полученные значения а и j^- в формулу
5.67) и пренебрегая величинами второго порядка, получаем
n2 i VT; 4/V3/72 »
%i~"2^ȣ?,
4#V
где ф = Л/Т8<р,
/г(ф) = фз
4ф sin2 — + sin 2ф — 2 sin ф
/ ф х2
( Ф sin Ф —4 sin2 —J
(5.72)
(5.73)
Из формулы (5.73) видно, что функция F(ty) зависит
от фазы бф, определяющей смещение луча на угол 6о от
равноеигнального направления. При -ф«я диаграммы
13* 195

будут пересекаться на уровне половинной мощности. Из
графика функции F(ty)y приведенного на рис. 5.19,
следует, что при изменении г|) от 0 до я ошибка измерения
угловых координат не зависит от угла смещения 0О. При
увеличении угла смещения более полуширины
диаграммы направленности указанная ошибка будет возрастать.
Пф)
30
on
О
я
2Л
Рис. 5.19. График функции F(ty).
При угле смещения лучей, составляющем менее
полуширины диаграммы направленности, F(ty)=24 и,
следовательно, можно записать (при больших N)
%i —'
q2N3
(5.74)
При малых N величина а* определяется формулой (5.56).
При линейном детектировании при больших отношениях
сигнала к шуму дисперсия а* ошибки определения Ду2,
полученная аналогичным образом, также определяется
формулой (5.72).
§ 5.5. СУММАРНАЯ ОШИБКА ПЕЛЕНГАЦИИ,
ОБУСЛОВЛЕННАЯ ВЛИЯНИЕМ ШУМОВ ЦЕЛИ
И ПРИЕМНИКА
Чтобы представить себе общий характер
составляющих угловых ошибок системы пеленгации, вызываемых
различного рода шумами, на рис. 5.20 приведены
качественные зависимости относительных величин ошибок
этих составляющих от относительной дальности до цели
[19]. Положение кривых зависит от многих параметров и
характеристик конкретных РЛС и целей. Приведенные
196

кривые соответствуют типичному случаю РЛС слежения.
Как видно из рисунка, только ошибки за счет угловых
шумов и шумов приемника зависят от дальности, причем
влияние шумов приемника возрастает пропорционально
квадрату расстояния до цели вплоть до точки, в которой
усиление приемника становится максимальным
(наступает насыщение).
§ 7 | 1 1 1
8 ю юо юоо
Относительная дальность
Рис. 5.20. Зависимость среднеквадратических ошибок
автосопровождения от дальности цели:
; И сХ^арД5я 2шибка РЛС с коническим сканированием (а) и
моноимпульсной РЛС (О); 2 —ошибки из-за флуктуации амплитуды; 3 — ошибки
следящей системы; 4 — ошибки из-за перемещения центра отражения; 5 —ошибки
из-за шумов приемника.
Амплитудные шумы представляют собой
амплитудную модуляцию сигнала относительно его среднего
уровня, поэтому создаваемые ими угловые ошибки не
зависят от расстояния до цели, если в схеме приемника
предусмотрена система АРУ, поддерживающая средний
уровень принимаемого сигнала неизменным в широком
динамическом диапазоне входных сигналов.
Угловые шумы являются функцией углового размера
Цели, и вызываемые ими ошибки пеленгации изменяются
Обратно пропорционально расстоянию.
Кроме указанных шумов, имеют место также шумы
следящей системы, обусловленные наличием зон
нечувствительности, люфтами и трением в электрокинематиче*
ских звеньях механизма управления антенной, дрейфом
йуля усилителей постоянного тока, разбалансом в схемах
приводных усилителей и т. п. Величина угловых ошибок,
вызываемых шумами следящей системы» не зависит ни
197

от характера цели, ни от дальности, а целиком
определяется конструктивными особенностями системы,
классом точности используемых механизмов и стабильностью
•работы соответствующих электронных схем.
Суммарная ошибка пеленгации радиолокационной
системы может быть определена как среднеквадратическое
значение всех взаимнонезависимых ошибок. На рис. 5.20
для качественного сравнения приведена результирующая
зависимость угловой ошибки от дальности для РЛС
с коническим сканированием луча (а) и
моноимпульсного типа <в предположении, что амплитудные шумы
превышают шумы следящей системы (б). Если справедливо
обратное соотношение, то преимущество моноимпульсной
системы перед системами с интегральной равносигналь-
ной зоной становится несущественным.
Приведенные зависимости показывают, что на
небольших дальностях до цели угловой шум является
определяющим ошибки автосопровождения. На средних
дальностях угловые ошибки обусловливаются в
основном флуктуациями амплитуды отраженных сигналов и
погрешностями следящей системы. На больших
дальностях 'преобладающее влияние на ошибки
автосопровождения оказывают внутренние шумы приемника.
§ 5.6. ВЛИЯНИЕ АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ НА ТОЧНОСТЬ ПЕЛЕНГАЦИИ
Цель, сопровождаемая радиолокационной станцией,
выполняет функции элемента замкнутого контура
сопровождения, поэтому любые изменения амплитуды
отраженного от цели сигнала можно рассматривать как
изменение усиления такого замкнутого контура, что, в свою
очередь, может непосредственно сказаться на точности
измерений координат цели.
В соответствии с этим приобретает большое значение
система автоматической регулировки усиления (АРУ)
приемника, предназначенная для поддержания
постоянства усиления всего контура сопровождения с требуемой
точностью. По своему характеру различают
медленнодействующие и быстродействующие системы АРУ.
При медленнодействующей системе АРУ в контуре
сопровождения поддерживается постоянным среднее
усиление, В этом случае отсутствует реакций АРУ на
194

быстрые изменения уровня отраженного сигнала,
благодаря чему быстрые флуктуации амплитуды сигнала
сохраняют свое влияние на усиление замкнутого контура
слежения и обусловливаемые при этом флуктуации
сигнала ошибки. Быстродействующая система АРУ
реагирует на большинство флуктуации амплитуды
отраженного сигнала и поддерживает усиление контура
слежения постоянным в широких пределах изменения уровня
отраженного сигнала.
Влияние характера системы АРУ на точность
пеленгования рассмотрим на примере амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной системы. При этом
ограничимся случаем пеленгации в одной плоскости с
ошибками, не превышающими линейного участка пеленгацион-
ной характеристики.
Ранее указывалось, что отраженный сигнал от
сложной цели может быть представлен как сумма сигналов
М элементарных отражателей, образующих цель:
м
E(t)= £ Emexpi(<*t + <pm). (5.75)
В соответствии с этим сигналы, принятые первым и
вторым каналами амплитудной моноимпульсной
системы, могут быть выражены следующим образом:
м
Ех (t, 6) = J] EmF (80 - б,,) exp i (*>f + ?fW),
m=l
M
E2 (t, 6) = £ EmF (60 + bm) exp i (arf + ?fn),
где при принятой аппроксимации
F(b0-bm) = F(b0)(l+vAn)9
F(b0 + ew) = F(b0)(l-rfm).
Угловое положение m-ro отражателя Эт
относительно РСН антенны пеленгатора может быть представлено
в виде векторной суммы (рис. 5.21)
Ът = Ъ + ЬК, (5.78)
(5.76)
(5.77)
199

где 0 — угловое положение центра цели относительно РСН>
-*
Дбт — угловое положение яг-го отражателя относительно
центра цели.
Для рассматриваемой плоскости пеленгации 0т
может быть выражено через алгебраическую сумму
проекций соответствующих углов на эту плоскость
6т=-9 + Д8т. (5.79)
Рис. 5.21. Модель цели.
Подставляя (5.79) в выражения (5.76), (5.77) и
принимая в целях упрощения ^(бо) = 1, получим
E1(t,b)=Yi [l+|*(-e + Ae„)]£TOexpiK + 9n,) =
т=\
= (1-ц6)£ (0+ £,*,(*). (5-80)
м
£а(*. в)=£ [1 -1* (-6+ Двт)]^т ехр 1(ш^+ ?«,) =
= (l+tf)12(t)-E7m(t), (5.81)
где
Ёу ш (t) = £ м,Дбт£^ ехр i (arf -f <fm) = Eym ехр i (Ы + ?ш),
M
£(/) = V £wlexpi(orf + ?„1) = iSexpi(<of + T),
200

где £, Еут — результирующие амплитуды сигналов,
ф, фш — результирующие фазы сигналов.
Нетрудно' видеть, что первые слагаемые содержат
полезную информацию об отклонении центра цели
относительно РСН, а вторые обусловлены конечными
размерами цели и являются мешающими составляющими
(угловым шумом). При медленных изменениях взаимного
положения РЛС и цели и достаточно большом М
процессы E(t) и EYm(t) можно считать стационарными
нормальными процессами [21], и
E(t)E7m(t) = 0.
Пренебрегая влиянием внутренних шумов приемника,
на входе суммарного и разностного каналов с учетом
(5.80) и (5.81) получаем
Ec(tJ)=\/JE(t)i (5.82)
£Р (U 6) = VT И£ (0 -ЕУш (t)\ • (5.83)
Дальнейшую обработку сигналов проведем
применительно к двум типам системы АРУ: безынерционной и
инерционной.
При безынерционной (мгновенной) системе
регулировки усиления нормирующий сигнал может быть
представлен как
ЕАРу = ]/ЪЕкскАРу, (5.84)
где кс — коэффициент передачи суммарного канала,
tfApy — коэффициент передачи цепи АРУ.
С учетом нормировки сигналы на выходе суммарного
и разностного каналов с точностью до постоянного
коэффициента могут быть представлены выражениями
М*. 8)= ЧМ) =7Г—:«Р'Кр* + т). (5.85)
САРУ №АРУ
«р V, б) = A£JL= JEE_ Ь exp i (шпрг* -f <?)-
^дру Гсс/САРУ |
-%н.еХр1КР^ + ?ш)], (5.86)
где лгр — коэффициент передачи разностного канала.
201

Отсюда сигнал на выходе фазового детектора
u(e) = Reuc(f,e)i>p(f,8) =
= г—Н-^-соз^-Тш)!- (5-87)
При инерционной системе АРУ, когда полоса
пропускания . системы АРУ много меньше полосы спектра
флуктуации отраженного сигнала, нормирующий сигнал
принимает вид
£APy=Vr2^^/py, (5.88)
где Е — среднее значение огибающей, получаемое в
результате прохождения сигнала через узкополосный
фильтр.
Тогда с учетом выражений (5.82) и (5.83) получаем
Wc(^j) = ^iil.=-_^expiKP^ + ?)' (5.89)
«;p(^e)=-^UTJa-r|-i»eexpiKH?)-
£дРУ К-с^АРУ L Ь
^-expiKP + ?nI)j. (5.90)
Е;
Отсюда сигнал ошибки при наличии инерционной
системы АРУ
и(в) = 1?еис(*,е)и*р(*,6) =
—т^-Г-?-^-^008^-^!- (5-91)
кекЛРУ I -*
Сравнение выражений (5.87) и (5.91) показывает, что
при 6 = 0, когда равносигнальное направление совпадает
с направлением на центр сложной цели, сигнал ошибки
не равен нулю и составляет при безынерционной системе
АРУ
кр Е
«• у)
202
и' (9) = —^— -^-cos (у - ?щ), (5.92)
^с^АРУ

и при инерционной системе АРУ
и"(Ь)= «% £^"-со8(у-уш)- (5-93)
При пеленгации точечной цели Д'0т=О, £уШ = 0 и
и'(8)=и"(8).
Таким образом, полученные выражения
подтверждают тот факт, что при пеленгации сложной цели
возникают ошибки пеленгации за счет угловых шумов цели.
Величина этих ошибок при линеаризации диаграмм
направленности не зависит от угловой ошибки
сопровождения центра цели, но зависит от типа системы АРУ.
При быстродействующей системе АРУ влияние угловых
шумов на точность пеленгации несколько больше, чем
при инерционных системах АРУ. В практических схемах
эта разница обычно невелика, и ошибки за счет
влияния углового шума при быстродействующей системе
АРУ не превосходят ошибки при медленной АРУ более,
чем в 2—3 раза [20].
При инерционной АРУ, как следует из выражения
(5.91), флуктуации суммарного сигнала сказываются на
точности пеленгования. Чтобы снизить влияния этих
флуктуации, можно прибегать к ограничению
суммарного сигнала. В этом случае сигнал ошибки может быть
представлен выражением
" (е> = it^tt t^6 - еу -cos (* - *«)1' <5-94)
\РУкс"
где U0~ порог ограничения сигнала на выходе
суммарного канала.
Очевидно, при инерционной системе АРУ на точность
пеленгации оказывают влияние амплитудные флуктуации
сигнала.
Представляя амплитуду отраженного сигнала как
сумму средней и флуктуирующей составляющих,
выражение (5.94) можно преобразовать к виду
" (6) = ^ЙГ (^6+:Ь0 - Еу ш cos (? - 9ш)], (5.95)
где Е—флуктуационная составляющая амплитуды
отраженного сигнала относительно среднего значения Е.
203

При флуктуирующем сигнале "Точечной цели
и® = ?£&№*+&]. (5-96)
Отсюда следует, что при инерционной системе АРУ
амплитудные флуктуации сигнала оказывают влияние
на точность пеленгования цели и система пеленгации
фактически перестает быть моноимпульсной, так как не
выполняются требования к нормировке сигналов. При
этом величина ошибки, обусловленная амплитудными
флуктуациями, в отличие от ошибок за счет действия
угловых шумов, зависит от угловой ошибки
сопровождения цели и возрастает с увеличением последней.
Количественно оценить ошибки пеленгации за счет
амплитудных и угловых флуктуации можно, если
задаться соответствующими распределениями флуктуации
и параметрами системы АРУ РЛС.
При этом можно пользоваться расчетными
формулами, получающимися из выражений (5.87) и (5.95) при
их приравнивании нулю:
1*8-
Сопоставление выражений (5.97) и (5.98)
показывает, что при быстродействующей АРУ ошибка,
обусловленная амплитудными флуктуациями отраженных
сигналов, равна нулю. Что касается ошибки, вызванной
изменением наклона фазового фронта отраженных сигналов,
то они несколько больше, чем при медленной АРУ.
Однако при медленной АРУ увеличивается влияние
амплитудных флуктуации отраженного сигнала.
На рис. 5.22 приведены экспериментальные
зависимости суммарной ошибки сопровождения, обусловленной
амплитудными и угловыми флуктуациями отраженных
сигналов, от ошибки наведения антенны моноимпульсной
РЛС на цель при различных величинах полосы
пропускания системы АРУ [20]. Ошибки выражены в единицах
размера цели Ьц в зависимости от ошибок наведения
антенны системы пеленгации на центр цели. В результате
204
= -£Р-со8(ч>-тш). (5.97)
-^^со8(?-¥ш). (5.98)
Е + Е"

экспериментов установлено, что при ошибках
сопровождения, равных половине линейного размера цели, уровень
ошибки при медленной и быстрой АРУ примерно
одинаков. При этом на средних и больших дальностях, когда
угловые размеры цели малы и влияние внутренних шумов
системы автосопровождения возрастает, влияние угловых
шумов на точность пеленгации становится
незначительным. При малых углах отклонения антенны от направ-
-3-2-1 О i 2 AL
Рис. 5.22. Зависимость среднеквадратической ошибки, вызванной
амплитудными и угловыми флуктуациями сигнала, от ошибки
наведения антенны на цель при различной ширине полосы пропускания
системы АРУ.
ления на центр цели ошибки пеленгации при
быстродействующей системе АРУ превышают ошибки системы с
медленной АРУ. На малых дальностях до цели вследствие
возрастания влияния угловых флуктуации в ряде
случаев может оказаться целесообразным использование
медленной АРУ.
В ходе экспериментов было также отмечено
проникновение низкочастотных составляющих амплитудных
флуктуации в полосу следящей системы и возникновение
из-за них дополнительных угловых ошибок. Тем самым
подтверждено, что амплитудные флуктуации очень
низкой частоты, лежащие в пределах полосы пропускания
следящей системы, оказывают влияние на все
радиолокационные системы пеленгации, в том числе и на моно-
205

Импульсные. Степень их влияния зависит от
характеристик АРУ и полосы пропускания следящей системы.
Поскольку инерционность сопровождения при
медленной АРУ увеличивает ошибки сопровождения,
полосу пропускания следящей системы необходимо
увеличивать с тем, чтобы снизить до минимума время отработки
углового рассогласования. Однако увеличение ширины
полосы пропускания следящей системы увеличивает
действие шумов на систему и при определенных условиях
7,0
0,1
0,01
0,01 0,1 1,0 10,0 100f0 J3
Рис 5.23. Экспериментальная зависимость среднеквадратичной
ошибки сопровождения от ширины полосы пропускания следящей системы
РЛС при медленной АРУ и нулевой ошибке запаздывания.
Р — отношение полосы пропускания следящей системы к ширине
амплитудного спектра флуктуации по пололинной мощности.
может привести к потере цели (рис. 5.23). При этом
возрастает влияние внутренних шумов системы
автосопровождения, что, в свою очередь, при медленной АРУ
увеличивает ошибки за счет амплитудных флуктуации
отраженных сигналов.
Преимущества использования быстродействующей
АРУ по сравнению с медленной АРУ будут тем
существеннее, чем больше внутренние шумы радиолокатора и
чем шире требуется по тактическим соображениям
полоса 'пропускания следящей системы.
Таким образом, теоретические и экспериментальные
исследования показывают, что ошибка, вызываемая
угловыми шумами, уменьшается при возрастании
постоянной времени системы АРУ. Однако с увеличением
постоянной времени системы АРУ увеличивается ошибка,
вызванная низкочастотными амплитудными флуктуация-
ми отраженных сигналов, модулирующих любой сигнал
ошибки. Эта составляющая пропорциональна ошибке со-
206

провождения и с возрастанием последней быстро
увеличивается. Внутренние шумы системы автосопровождения
еще больше ухудшают работу следящей системы при
медленной АРУ.
Работа следящей системы пеленгации улучшается
при .использовании быстродействующей АРУ,
эффективно устраняющей влияние амплитудных флуктуации
отраженных от цели сигналов. Поскольку при этом
увеличивается влияние на точность пеленгации углового шума
цели, то выбор параметров АРУ должен осуществляться
компромиссно. При этом следует стремиться к
минимально допустимой полосе пропускания следящей
системы, поскольку расширение полосы пропускания
следящей системы приводит к увеличению реакции
угломерного радиолокационного координатора на внутренние и
внешние источники ошибок и к ухудшению точности
пеленгования.
§ 5.7. ВЛИЯНИЕ ДЕПОЛЯРИЗАЦИИ ОТРАЖЕННЫХ
СИГНАЛОВ НА ТОЧНОСТЬ ПЕЛЕНГАЦИИ
Поляризация болн определяется направлением
вектора электрического тюля. Большинство антенн
радиолокационных станций работает с линейной поляризацией, при
которой направление вектора электрического ноля либо
вертикально, либо горизонтально. Это объясняется
частично тем, что линейная .поляризация конструктивно
легче реализуется в аппаратуре.
Кроме линейной поляризации, находит применение,
хотя и значительно реже, круговая поляризация, когда
вектор электрического поля вращается с частотой
сигнала в плоскости, перпендикулярной направлению
распространения радиоволн, в правую или левую сторону.
Круговая поляризация, кроме энергетических
преимуществ, имеет некоторые преимущества при работе в
условиях прохождения радиоволн через слои ионосферы и в
условиях сильно мешающих метеофакторов (дождь, снег,
грозовые облака и др.).
Но формируемая при излучении сигналов
поляризация, как правило, не сохраняется неизменной и
претерпевает те или иные искажения, меняющиеся в
зависимости от условий работы РЛС. Рассмотрим причины де-
?07

поляризации сигналов и связанное с ней ухудшение
точности пеленгации.
5.7.1 Причины деполяризации отраженных сигналов.
Одной из причин деполяризации является среда
распространения радиоволн. Если бы радиоволны
распространялись в густоте или плазме (при отсутствии магнитного
поля), то их поляризация сохранялась бы неизменной.
В действительности радиоволны распространяются
в атмосфере, где имеют место различного рода
неоднородности, в том числе области плазмы
(ионизированного газа), находящиеся в магнитном поле Земли. Это
порождает различные изменения в поляризации сигналов.
Так, например, при прохождении линейно
поляризованных радиоволн через ионизированные участки меняется
наклон плоскости поляризации. При этом направление
поворота плоскости поляризации для излученной и
отраженной волн одинаково, поэтому общий угол поворота
будет в два раза больше, чем при распространении
волны в одном направлении. Поскольку величина угла
поворота плоскости поляризации непостоянна и не может
быть заранее определена, линейно-поляризованная
волна, вернувшись после отражения от цели к
радиолокационной антенне, может иметь поляризацию,
ортогональную излученной, в результате чего прием сигнала и
обнаружение цели станет либо невозможным, либо
пеленгация цели будет с большими ошибками. Во
избежание этого РЛС, предназначенные для дальнего
обнаружения космических объектов, где неизбежно прохождение
радиоволнами участков ионосферы, как правило,
используют круговую поляризацию. Волнах круговой
поляризацией, несмотря на эффект дополнительного вращения
поляризации, сохраняет поляризацию, близкую к
круговой, что обеспечивает уверенное слежение за целью.
Но среда распространения — не единственная
причина деполяризации радиоволны. Другой еще более
важной причиной деполяризации радиоволн, используемых
в радиолокации, является сама цель, отражающая
радиоволны. Реальная цель в подавляющем большинстве
случаев представляет сложную отражающую
поверхность. При облучении на ее поверхности наводятся токи
со сложной пространственной структурой. В результате
интерференционных явлений результирующее поле
излучения (отраженный сигнал), порождаемое наводимым^
Щ

на поверхности цели токами, будет иметь сложную
структуру, в том числе и по поляризации. Вместо
радиоволн со стационарным поляризационным состоянием
будут возникать так называемые частично-поляризован-
ные волны, когда, наряду с регулярными
поляризационными составляющими, присутствуют составляющие
флуктуационного характера, не имеющие в силу своей
неопределенности изображения на сфере поляризации
Пуанкаре. Степень возникающей в данном случае
деполяризации радиоволн будет определяться в основном
структурой цели, параметрами и динамикой ее
движения, поэтому деполяризующие свойства целей в
настоящее время широко исследуются и делаются попытки
использовать их для классификации и распознавания целей
[28, 83, 84, 106].
При работе по низколетящим целям, когда углы
места достаточно малы, на деполяризации радиосигналов
могут сказаться отражения от земной или водной
поверхности. Коэффициенты отражения и преломления
радиоволн, как известно, в значительной степени зависят от
поляризации. Представляя поляризацию падающего
поля в виде двух поляризационных составляющих:
параллельной поверхности отражения и ей ортогональной,
можно показать, что отраженная волна будет иметь
искаженную (в общем случае эллиптическую)
поляризацию. Суммируясь в точке приема с прямой волной от
цели, отраженная от земной (водной) поверхности волна
может дополнительно исказить поляризационную
структуру принимаемых антенной РЛС сигналов.
Таким образом, отраженная от цели радиоволна
в общем случае деполяризована, т. е. имеет
поляризацию, отличающуюся от рабочей поляризации РЛС.
Наряду с составляющими, совпадающими с поляризацией
антенны РЛС, могут появиться регулярные
составляющие, значительно отличающиеся от основной (рабочей)
поляризации, а также нерегулярные (хаотические)
составляющие поляризации.
Рассмотрим, в какой мере деполяризация сигналов
может сказаться на точности пеленгации
моноимпульсных РЛС.
5.7.2. Характер влияния деполяризации отраженных
сигналов на точность пеленгации. Влияние деполяризации
отраженных сигналов на точность пеледгациц обуслов-
Н—253§ 209

ливается, главным образом, кроссполяризацией
приемных антенн РЛС.
Как было показано в гл. 2, большинство антенн,
используемых в современных радиолокаторах, обладают
кроссполяризацией, благодаря чему диаграмма
направленности приемной антенны имеет сложную
поляризационную структуру. Вследствие этого параметры
диаграммы направленности приемной антенны оказываются
зависимыми от поляризации принимаемых радиоволн.
Расчетная диаграмма направленности имеет место
практически при поляризации сигналов,
соответствующей основной (рабочей) .поляризации антенны. В
остальных случаях диаграмма направленности искажается и
тем заметнее, чем существеннее отличается поляризация
принимаемых сигналов от рабочей поляризации антенны
РЛС. При поляризаций сигналов, совпадающей с
кроссполяризацией антенны, ожидаемое искажение
диаграммы направленности максимально. В этом случае
диаграмма направленности антенны полностью будет
определяться структурой кроссполяризационного излучения
данной антенны.
Поскольку диаграмма направленности на кроссполя-
ризации, как можно видеть из приведенных в гл. 2
рисунков, не совпадает ни по форме, ни по положению
с диаграммой направленности на основной поляризации,
такая деформация диаграммы направленности
неизбежно скажется на точности пеленгации.
Анализ показывает [104], что для
линейно-поляризованных антенн несоответствие поляризации принимаемых
радиоволн рабочей поляризации приводит к смещению
их равносигнального направления относительно
оптической оси антенны, причем величина смещения зависит
как от величины несоответствия поляризаций, так и от
угла рассогласования с пеленгуемым источником.
Смещение луча за счет кроссполяризации отмечается и в том
случае, когда пеленгационная антенна имеет луч
круглого сечения. Как правило, диаграмма направленности при
поочередном приеме сигналов, излучаемых
ортогональными диполями, смещается относительно оптической оси
антенны в противоположных направлениях. На этом
основании делается вывод, что ошибки пеленгации
приблизительно удваиваются, если антенна РЛС
предназначена для приема обеих поляризации,
210

Зависимость направления луча антенны от
поляризации принимаемых сигналов сказывается на точности
пеленгационных систем различных типов, в том числе и
работающих моноимпульсным методом. Покажем это на
примере рассмотрения трансформации пеленгационных
характеристик в зависимости от поляризации
отраженных сигналов амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС. В качестве приемной антенны возьмем
антенну типа усеченного параболоида, предназначенную
для слежения за целью в одной плоскости.
Как известно [41], пеленгационная характеристика
амплитудной моноимпульсной РЛС
суммарно-разностного типа с мгновенной системой АРУ может быть
определена по формуле
5 (б) = Rea0(f,9)a*p(ft 9); (5.99)
uQ (t, 8) и\ (t, 6)
где ис (t, 8) и ар (t, 6) — комплексные выражения сигналов
суммарного и разностного приемных каналов.
Предположим, что антенна линейна и распределение
поля по ее раскрыву определяется функциями
-? г* -> т* -► .
tyl{x) = tylx{x)ex-\-ty1y(x)ey—Rnn первого канала;
(5.100)
7* 7* -* 7* ->
^2{х)=-$2Х{х)ех-\-$2у{х)еу—№к второго канала,
(5.101)
где tyix(x); ty2x{x)—функции, определяющие поля
возбуждения по основной составляющей поляризации
принимаемых сигналов,
Фз у (х)\ ф2 у {х) — функции, определяющие поля
возбуждения по кроссполяризационным составляющим
принимаемых сигналов,
ех и еу — единичные векторы.
Определим функции tylX(x) и ty2x(x) как
ф'хя{х)= expi(кхcosос0) f1 (x) \d<x<d (5.102)
<Ь х (х) = exp i (—va;cosa0) f2(x) j
14* 211

Учитывая заданные функции tyix(x) и ty2x(x) и протй-
вофазность лежащих по разные стороны главных
плоскостей раскрыва антенны лепестков диаграммы направленности
на кроссполяризации, функции ^ у (х) и (j>22/ (x) для
рассматриваемого случая могут быть представлены
следующими выражениями:
ф2 у (х) = а^ехр i (—кх cos а0 -f- <рх) /2 (х))
(5.103)
tyiy{x) = aKexpi(KXCOsa0 + y1 + K)f1{x) 1 0<x<d
ф2 у (л:) = ак exp i (— /ос cos а0 -f <Pi + «) /2(*) |
(5.104)
В написанных выше функциях приняты следующие
обозначения:
2d—размер раскрыва антенны,
ао — угол, учитывающий асимметрию диаграммы
направленности в пространстве относительно равносигналь-
ного направления,
ак — относительная амплитуда поля, возбуждаемого
по кроссполяризационнои составляющей принимаемых
сигналов,
|ф"1 — фазовый сдвиг полей, возбуждаемых в раскрыве
антенны то основной и кроссполяризационнои
составляющим.
В целях упрощения амплитудное распределение поля
вдоль антенны будем считать равномерным и равным
fi(x)^f2(x) = l/2d. (5.105)
Пусть принимаемый сигнал определяется выражением
1=Ё*Х + Ёуеу, (5.106)
где
Ех = Е0 ехр 1 к (х cos а -f- у cos p + г cos у) (5.107)
— составляющая сигнала, совпадающая по
поляризации с основной поляризацией антенны,
->•
Ёу = ЬЕ0 ехр i [к (х cos а -|- у cos [} -f- г cos у) -f- T2] (5.108)
212

— составляющая сигнала с поляризацией,
ортогональной основной поляризации антенны.
Здесь Е0— амплитуда падающего поля,
Ь — отношение амплитуд падающего поля на двух
взаимно ортогональных поляризациях,
|ф2 — сдвиг фаз между ортогональными
составляющими падающего поля,
cos a, cos p, cosy — направляющие косинусы
сферической системы координат.
При пеленгации в одной плоскости y = z=Q, и
->•
ЁХ=Е0 exp i кх cos a, (5.109)
Ёу = ЬЕй£Щ)\{кхо,о$(1-\-<?^. (5.110)
Определим при заданных условиях сигналы на выходе
каналов антенны:
w'i (б) = \ ?i (х) Edx = J [ф1Я (х) 1Х + ?1V (х) Ъу\ dx =
S S
[ d
~~Т I \ ехР 'х кх (cos а "Ь cos а°) ^x ~^~
-f- а^б exp i Ф
V
\ exp i л:х (cos а -f- cos а0) dx —
Г exp i кх (cos а -|- cos а0) dx\>,
М0)= J ф2 (*)?<** =]"
(5.111)
dx =
$2х(х)Ех + Ьу(х)еу
s J_
I exp i /a; (cos a — cos aQ)dx -\-
l о
I exp i кх (cos a — cos a0) rfx —
d
— f i кх (cos a — cos a0) dx У (5.112)
-f- aKb exp i Ф
d
213

В результате интегрирования полупим
ы1(в) = 2£0
= 2Е,
sin/и | о l • т sin2 т/2
——\-2аЬехр\Ф- 1
ип
где
sin т .0 , . , sin2 т/2 "| ,- . 1 ^Л
— 12ак6ехР1Ф 1Г- J, (5.113)
=2*Ц^_12а,6ехр!Ф*^]. (5.114)
т = кй (cos a — cos a0),
/г = кй (cos a -)- cos a0),
Отсюда следует
«с(в) = и1(в) + и.(в) = 2£в[-^
т х sin л
— i 2a^6 exp i Ф'
m
sin* —
sin^
(5.115)
"р(в) = м1(6)—иа(в) = 2£,0
sin /я sin «
sin"
— i 2aKbexp i Ф
. (5.116)
Вычисление числителя и знаменателя пеленгационной
характеристики соответственно дает
Reuc(b)u%(9) = 4E2Q
+ 4aKb
sin2 m sin2 n\ ,
sin2
sinm
sin n
m
sin*
n n
sin*
+ 4<62
sin Ф -|-
(5.117)
214

■'ис(в)и*с(в) = 4^
/ sinm i sin n V i
sinJ
1 K \ m ' n J \
I m
I sin2 —
Известно, что
sin1*
sin2
| sin Ф -f
(5.118)
cos a = cos 0- sin 6,
cosa0 = cos&sin80.
Для случая слежения в одной плоскости #=0 и
cos a = sin 0, cos ao — sin 0O.
Обычно выбирают 0о = 0о,б/2, где
fl — AX
U°'5— 2d V
Коэффициент А зависит от типа антенн и для
параболических антенн А ^0,8.
В соответствии с этим выражения тип можно
представить в виде
0,8"-(sin8—sin60), (5.119)
т-
п-=.
и0,5
0,8тс
9о,5
(sin 8 + sin 60).
(5.120)
Поделив выражение (5.117) на (5.118), получим
уравнение, определяющее пеленгационную
характеристику рассматриваемой моноимпульсной системы в
зависимости от поляризации принимаемых сигналов и
поляризационной характеристики приемной антенны. В
соответствии с этим уравнением были произведены расчеты на
ЭВМ.
На рис. 5.24 изображены расчетные пеленгационные
характеристики для различных значений акЬ при 0О)5= 1°
и Ф = 90°.
Как видно из рисунка, увеличение акЬ приводит к
трансформации пеленгационных характеристик, что
проявляется в смещении нуля, изменении крутизны и фор-
215

мы. С увеличением акЬ величина смещения нуля пелен-
гационной характеристики увеличивается и в пределах
(при акЬ—>оо) стремится к ширине диаграммы
направленности (рис. 5.25). Начиная са*& = 0,5 возникает
значительная асимметрия пеленгационной характеристики.
Лепесток характеристики, в сторону которого происходит
смещение нуля, сильно уменьшается по амплитуде.
•- х 3(В),дел
i 1 1 ft 1 1 1 1 1 »
Рис. 5.24. Расчетные пеленгационные характеристики в зависимости
от величины а^Ь при Ф=90о, 0О)5=1° и 00=0,5°.
град
0,5
1 2 3 4» S S акЬ
Рис 5.25. Расчетная зависимость смещения равносигнального направо
ления от величину акЬ при 60,5= 1>Р° и. 9а=0„5°.,
216

Произведение акЬ при пеленгации одиночного
источника сигналов физически означает отношение
амплитуды сигналов на выходе приемной антенны, принятых на
кроосполяризации, к амплитуде сигналов, принятых на
основной поляризации. Поэтому акЬ = оо при ак<.\
соответствует случаю, когда принимаемые сигналы
проходят только по кроссполяризации антенны и имеют
линейную поляризацию, повернутую относительно рабочей
поляризации приемной антенны точно на 90°.
Факт деполяризации отраженных от цели сигналов и
связанное с этим возникновение дополнительных ошибок
tuhuu
0
/'Л
: /
._j_fe
А \
\ \
i \ \
Li . \
&
''А,
/ /
/ /
/ /
/ /
Г I
1 1
. 1 » I .
га
дб
у
%
>^5
\ \
--25\ \
\ \
Li L_
-10°
■S"
О"
а)
S° В
-10' -5°
О"
6)
Рис. 5.26. Диаграммы направленности антенны амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной системы:
а) для основной поляризации; б) для кроссполяризации.
пеленгации за счет кроссполяризации приемных антенн
отмечался экспериментально. Так, в одной из работ [130]
приводятся результаты измерений диаграмм
направленности амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы на основной поляризации и
кроссполяризации. Как видно из рис. 5.26, иллюстрирующего эти
результаты измерений, при приеме сигналов с
поляризацией, совпадающей с кроссполярйзацией приемной
антенны РЛС, парциальные диаграммы моноимпульсной
системы деформируются, в результате чего формируется
равносигнальное направление, отклоненное от
нормального на 2°, что соответствует сдвигу на 0,45 ширины
диаграммы направленности по половинной мощности.
Наличие неидентичности амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов и начальные ошибки сопро-
217

вождений могут усилить влияние крбссполйриЗацйи art-
тенн на точность пеленгации.
На рис. 5.27 приведены зависимости величины
смещения равносигнального направления от ориентации
поляризации и рабочей частоты, полученные
экспериментально с модифицированной моноимпульсной РЛС
AN/FPS-16 с круговой поляризацией в условиях приема
сигналов с линейной поляризацией [49]. Из рисунка
видно, что величина смещения равносигнального
направления при изменении угла ориентации линейной
поляризации и рабочей частоты принимаемых сигналов меняется
o,s
о
-o,s
-1,0
О 20 kQ 60 60 ЮО ПО ПО 160, град
а)
AB0jfUH
0,6
О
'0,6
-1,0
О 20 W 60 вО W0 120 т Щград
- 0 ,„. - -
Рис. 5.27. Зависимости смещения равносигнального направления от
угла наклона плоскости поляризации принимаемых сигналов:
а) по азимуту; б) по углу места.
I'
как по величине, так и по знаку и достигает 1,5'. Если
учесть, что нормальная точность измерения угловых
координат РЛС AN/FPS-16 оценивается десятыми долями
угловой минуты [74], получающимися смещениями
равносигнального направления диаграмм направленности
приемной антенны нельзя пренебрегать.
Таким образом, экспериментальные результаты
подтверждают расчетные данные о влиянии кроссполяриза-
ции приемных антенн моноимпульсных систем на
точность пеленгации. Следует отметить, что изменение
218
1--
Ь~~~"
5Ш
мгц
7750
~Мгц
^500 Мгц
-=*
^ —:
'■
t»-^j

ориентации линейной поляризации волны сказывается
также на изменении глубины минимума разностной
диаграммы направленности, а также на уровне ее боковых
лепестков.
В реальных условиях отраженные сигналы
обладают частично поляризованной структурой. Поэтому
деформация диаграммы направленности будет носить
случайный характер, в результате чего конечный эффект
будет определяться спектральной плотностью изменений
поляризации и полосой пропускания следящей системы
радиолокатора. В этих условиях можно ожидать
снижения пеленгационной чувствительности системы и
увеличения ее среднеквадратических ошибок.
5.7.3. Методы ослабления влияния кроссполяризации
антенн на точность пеленгации. Поскольку кроссполяри-
зация в основном обусловлена самим принципом
формирования диаграмм направленности излучения, то
улучшение качества конструкции и повышение точности
изготовления пеленгацио'нных систем для снижения кроссполя-
ризационного излучения является необходимым, но
недостаточным.
Более эффективными мерами по снижению кросспо-
ляризационных эффектов являются компенсация и
поляризационная фильтрация.
Первый метод основывается на подборе облучателя,
способного компенсировать кроссполяризационные
составляющие поля в раскрыве зеркала. Одним из
простейших облучателей такого типа является совокупность
электрического и магнитного диполей с равными
моментами, расположенными под прямым углом друг к другу.
Аналогом такого облучателя является пирамидальный
рупор [100]. При компенсации кроссполяризации можно
также прибегать к установке в максимумах
электрического поля антенны специальных корректирующих
пластин [133, 134].
Второй метод снижения влияния кроссполяризаци-
оного излучения на точность пеленгации заключается
в использовании решетчатых отражателей и в установке
в раскрывах антенн поляризационных решеток,
представляющих собой обычно сетку из близко
расположенных параллельных проволок или металлических пластин
[1, 63, 77, 111, 112]. Такие отражатели и решетки
отражают волны с поляризацией* параллельной проволокам
219

(пластинам), и пропускают волны с ортогональным
направлением поляризации. Это позволяет в определенной
мере отфильтровать составляющие отраженного сигнала,
поляризация которых близка к кроссполяризации
антенны и, как следствие, ослабить их вредное влияние на
точность пеленгации.
При значениях радиуса провода г0<0,05Я и
расстоянии между осями проводов 5<0,2Х коэффициент
ослабления радиоволн с поляризацией, параллельной
проводам решетки, может быть рассчитан по формуле [1]
1 + ^ 25 In 2nr0/S )
где Г0 —отношение мощности волны, прошедшей через
решетку, к мощности падающей волны.
При /*оД=0,005, 5Д=0,1 и 0,05 расчет по
приведенной формуле соответственно дает
Го=0,05(—13 дб)\ 0,002(—26 (96).
К некоторому уменьшению кроссполяризационного
излучения антенн приводит снижение фазовых
погрешностей распределения поля в раскрыве апертуры антенны
путем уменьшения освещения краев зеркала при его
возбуждении. Но при этом уменьшается также усиление
антенны и расширяется главный лепесток диаграммы
направленности [100, 121].

ГЛАВА 6
ВЛИЯНИЕ НЕИДЕАЛЬНОСТЕЙ ЭЛЕМЕНТОВ
ПРИЕМНОГО ТРАКТА НА ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ
УГЛОВЫХ КООРДИНАТ МОНОИМПУЛЬСНЫМ
МЕТОДОМ
§ 6.1. ОСНОВНЫЕ ИСТОЧНИКИ АППАРАТУРНЫХ
ОШИБОК
Моноимпульсный метод основан, как указывалось
выше, на приеме сигналов одновременно двумя и более
приемными каналами с последующим их сравнением по
амплитуде или фазе. В соответствии с этим точность
пеленгования целей моноимпульсным методом во многом
будет определяться идентичностью характеристик
каждой пары приемных каналов, обеспечивающих в
совокупности пеленгования цели в той или иной координатной
плоскости.
До сих пор при рассмотрении приема и обработки
сигналов в моноимпульсных леленгационных системах
мы исходили из того, что характеристики приемных
каналов идентичны. Это позволяло рассматривать
принципы построения моноимпульсных систем в условиях,
обеспечивающих достижение потенциальных
возможностей моноимпульсного метода пеленгации. В
действительности же конструктивное и схемное выполнение
моноимпульсной РЛС может обладать определенными
недостатками, нарушающими идентичность характеристик
приемных трактов. В ряде случаев такие нарушения
могут возникнуть в процессе эксплуатации аппаратуры
как следствие старения ее элементов, влияния
климатических и механических воздействий. В указанных
случаях точность пеленгования в определенной мере будет
определяться величиной и характером аппаратурных
ошибок,
221

К основным источникам аппаратурных ошибок
моноимпульсных радиолокационных систем следует отнести
недостатки в формировании диаграмм направленности
антенн, неидентичность амплитудно-фазовых
характеристик !Приемно-усилительных каналов, несовершенство
работы системы автоматической подстройки частоты и
автоматической регулировки усиления.
Ниже рассматривается характер влияния некоторых
источников аппаратурных ошибок на точность
пеленгования.
§ 6.2. ВЛИЯНИЕ НЕСОВЕРШЕНСТВА ФОРМИРОВАНИЯ
ДИАГРАММ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕНН
МОНОИМПУЛЬСНЫХ СИСТЕМ НА ТОЧНОСТЬ
ПЕЛЕНГОВАНИЯ
Характер диаграммы излучения антенны
определяется амплитудно-фазовым распределением поля
возбуждения в раскрыве [52, 62]. Поскольку антенны
моноимпульсных РЛС должны формировать симметричные
пары диаграмм направленности в каждой плоскости
пеленгации, это обусловливает определенные требования
к функции распределения поля в раскрыве. (Требования
к функции распределения поля в раскрыве антенны для
амплитудной и фазовой пеленгации были рассмотрены
в § 2.1). Несоблюдение этих требований неизбежно
приводит к несоответствию диаграмм направленности
принципам пеленгации, -к появлению асимметрии по а>мпли-
туде и фазе и ряду других нарушений. Это, в свою
очередь, порождает дополнительные ошибки пеленгации.
Одной из основных причин невыполнения требуемой
симметрии поля возбуждения является неточность
изготовления антенн. Получающиеся при изготовлении
антенны ошибки вызывают неустранимые искажения
распределения поля по раскрыву и, как следствие, приводят
к формированию диаграмм направленности,
отличающихся от расчетных.
Ошибки в распределении поля шо раскрыву можно
разбить на систематические и случайные. Причинами
систематических ошибок могут являться затенение рас-
крыва зеркала антенны облучателями и элементами
крепления, дифракция радиоволн на краях зеркала и
S22

облучателей, взаимная связь каналов. Причинами
случайных ошибок могут служить случайные деформации
поверхности зеркала антенны, перепады температуры
или силы ветра около антенны, приводящие к
колебаниям фазы поля возбуждения, ошибки при изготовлении
антенны и др.
Систематические ошибки, как правило, одинаковы
или близки по величине у однотипных антенн,
изготовленных по установленной технологии, и поэтому могут
быть заранее учтены с определенной точностью. Что
касается случайных ошибок, то их учесть заранее-
невозможно, поскольку они колеблются по величине в
достаточно широких пределах от образца к образцу антенн.
Поэтому оценка случайных ошибок обычно
производится статистическим методом.
Влияние систематических ошибок на диаграмму
направленности может быть определено путем их ввода
в распределение поля по раскрыву по известной
методике [62]. Можно показать, что наличие линейной фазовой
ошибки по раскрыву антенны приводит к
соответствующему отклонению диаграммы направленности от
заданного направления. Если фазовая ошибка меняется по
квадратичному закону, наступает расфокусирование
луча антенны.
Случайные фазовые и амплитудные ошибки в
распределении поля по раскрыву вызывают повышение уровня
боковых лепестков, угловое смещение диаграммы
направленности и уменьшение коэффициента
направленного действия антенны. Влияние случайных фазовых и
амплитудных ошибок в распределении поля по раскрыву
на указанные характеристики антенн исследовалось
статистическим методом в ряде работ [40, 60, 71, 88, 107,
116, 119].
Для пояснения результатов рассмотрим два примера,
соответствующих двухмерной антенной решетке [116] и
антенне параболического типа [40].
6.2.1. Влияние ошибок в распределении поля по
раскрыву антенной решетки на точность пеленгования. При
анализе ошибок пеленгации, вносимых элементами
фазированной решетки, будем считать, что антенна
является прямоугольной решеткой, расположенной в плоскости
XY, а моноимпульсная система является амплитудной
суммарно-разностной.
223

Смещение равносигнального направления,
создаваемое ошибками возбуждения решетки, приведет к
ошибке пеленгации в плоскости XZ, равной
ДеЯв=в'Я0-вЯ0, (6.1)
где 0хо — угол, определяющий равносигнальное
направление при отсутствии ошибок,
0'хо — угол, определяющий равносигнальное
направление при наличии ошибок.
Обычно в моноимпульсных системах с антенными
решетками сопровождение осуществляется сто величине
сигнала ошибки без обращения в 'нуль сигнала 5(0).
В этом случае возникает дополнительный источник
ошибки пеленгации из-за изменения пеленгационной
чувствительности. Если при этом пеленгационную
характеристику считать линейной, определяемой зависимостью
S(0)=ji03C, то ошибка сопровождения может
определяться равенством
Авя=в'Яр-вЯр = АвЯ0+.-^вя, (6.2)
г*
где Q'Xp — истинное направление на цель,
0хр — кажущееся направление на цель, с учетом
ошибок,
A\i/\i — относительное изменение чувствительности
при сопровождении цели,
Qx — смещение цели относительно равносигнального
направления в плоскости пеленгации X, равное (б'хр—
—0'хо)-
Из уравнения (6.2) видно, что ошибка
сопровождения состоит из двух составляющих: первая обусловлена
смещением равносигнального направления, а вторая —
изменением пеленгационной чувствительности.
Суммарная ошибка сопровождения будет
максимальна при максимальном смещении цели от
равносигнального направления. Если принять, что максимальное
смещение цели будет достигать половины ширины
диаграммы направленности, то уравнение (6.2) запишется
в виде ^
[Ae,W=A6,0 + ^2^n6jo. (6.3)
где X — размер решетки в направлении х.
224

Величина суммарной ошибки сопровождения зависит
от типа и величины ошибок амплитудно-фазового
распределения шля возбуждения. Рассмотрим каждую
составляющую ошибки сопровождения. Для дримера
найдем четное возбуждение, создающее суммарную
диаграмму Fc(0), с амплитудно-фазовым распределением
вдоль решетки вида '
А
Ynm = Чпт (1 + A Ynrn) ехр [— i фхп COS 6* 0 +
'+$ут cos6y о — »nW)b (6.4)
где/л:^ ут— координаты излучателей,
Ynm — амплитуда возбуждения при отсутствии
ошибки, .■■'".i.fv
- ■ Лупт—амплитудная ошибка,
-.■ ^пт^— фазовая -ошибка?
Аналогично при нечетном возбуждении по х и у,
создающем разностную диаграмму FV(Q) в плоскости XI,
амплитудно-фазовое распределение описывается
выражением ; ■. _ . . ' а ..•
(1 + AT]nW) exp [—i (px„ cos вЛ 0-f"
s;;, H-Pf/m^se^o^^)]. (6.5)
Фазовая ошибка для любого элемента решетки
состоит из ошибки в .положении этого элемента: и ошибки
в фазе при его возбуждении:
Km = &'пт + Р {bXnm COS Ьх 0 -f' Д{/пт COS ву оГ^'Д^пти COS 62о) '
' .:• - . .-.v.- :■■ ^ ^ (6.6)
где lA^nm, Af/nm, А-гп^ — ошибки местоположения
возбуждаемого элемента,, ' :
'. . ®'пт — фазов#я-*:^-вйшбк&; возйуждде^ого элемента.
Аналогично для фа^бвой ошибки в распределении
поли возбуждения^
диаграммы V '' / ;" г ' ' - г ^ ;; ■ '' ■ -
г Ьпт — Vnm.-jr Р (^nr« COS 8* 0-f" Щпт COS в^0 '-|- ^„w COS в2о).
.Для антеннъус решеток, имеющих большое число
элементов, возбуждение можно;, представить в виде
непрерывных функций у(х, у) и ц(х, у).
15—2536 225

При этом условии выражения для обеих
составляющих ошибки сопровождения примут вид [116]
ла _ 1 •Я£(*.У)-Ч(*.У)<*Л - ft
р. 2Х sin 0^0 2 I JjY<M jj х^Л JpA7 sin ftx0
_ /ЯД^Л ЯДУ^\ - {щ
\\tdA ^xyldA J pA"sin9xe
Отметим, что интегрирование выполняется по
эквивалентному раскрыву решетки, имеющей размеры X, Y,
а все амплитудные и фазовые ошибки возбуждения у
не входят в формулу (6.8).
Формулы (6.8) и (6.9) можем использовать для
расчета ошибок сопровождения, возникающих как из-за
систематических, так и из-за случайных амплитудных и
фазовых ошибок возбуждения [116].
Систематическую ошибку сопровождения рассмотрим
при равномерном амплитудном распределении функции
возбуждения г), когда
I 1 при д;>0,
а возникающая систематическая фазовая ошибка имеет вид
6=—&0 (-"Зр)-I где So — максимальная величина
фазовой ошибки на краю решетки. При этом
составляющие ошибки сопровождения в соответствии с
уравнениями (6.8) и (6.9) будут равны соответственно
•••e-jr^0*); (6Л1)
2*sin9xi =~X$inbx0\~J * (б*12)
Др. X Х_
Следовательно, суммарная ошибка, выраженная в
долях ширины диаграммы направленности, определяется
выражением
-х7ЖГ=йг(1 + ^^). (6.13)
226

Из графика зависимости ошибок сопровождения от
кубической фазовой ошибки (рис. 6.1) видно, что
смещение равносигнального направления является
преобладающей ошибкой сопровождения при наличии
фазовых ошибок,
Случайные ошибки сопровождения рассмотрим для
случая, когда фазовые и амплитудные ошибки поля воз-
X/X$Ln&XQ
0,05
П f)£l
UyUH"
П П1
0,01
О П1
0
J
й
J
ff
У
1/
У
У
IJ
у
г
г
'/
/
3
' |
о о,1 0,2 0,3 %0,рад
Рис. 6.1. Зависимость нормированной ошибки сопровождения от
величины кубической фазовой ошибки возбуждения антенны:
/ — сумм-арпая ошибка; 2 —ошибка из-за смещения равносигнального
направления; 3 — ошибка из-за изменения пеленгационной чувствительности.
буждения имеют нормальное распределение. При
равных нулю средних значениях фазовых ошибок,
равномерном распределении у и ступенчаторавномерном
распределении т|, среднеквадратические значения
суммарной ошибки сопровождения и ее составляющих
в этом случае будут равны [116]
,о \Х sin б*, )
0,64
0,54
P V2Arsin0,-o J \Arsin0Aoy уТШ
< ( * V
ц» \, 2K sin fc. J '
2
V
o. =o„
15»
(6.14)
(6.15)-
(6.16)
227

где N— число элементов решетки по оси х,
.. М—число элементов решетки по оси у,
о* — дисперсия фазовой ошибки в радианах.
На рис. 6.2 приведены зависимости указанных ошибок
от о„ В этом случае также преобладающей является
ошибка за счет смещения равносигнального направле-
ния.
6 ох
* \/XsindXQ
О 0,1 0,2 Ь^,рад
Рис. 6.2. Зависимость нормированной среднеквадратической ошибки
сопровождения от величины среднеквадратической фазовой ошибки
возбуждения антенны:
/ — суммарная ошибка; 2 — ошибка из-за смещения равносигнального направ,-
ления; 3 — ошибка из-за изменения пеленгационной чувствительности.
Среднеквадратической значение суммарной ошибки
сопровождения, обусловленной случайными
амплитудными ошибками, определяется выражением [116]
а -=( Ъ \"—1^56— (б17)
где ва _ а _ а _ среднеквадратическое значение
амплитудной ошибки.
г;?Графики зависимости среднеквадратической
суммарной ошибки от аачприведены на рис. 6.3.
22а.

Приведенные выше выражения для ошибок были
получены для сопровождения в одной плоскости, но они
справедливы и для сопровождения в другой плоскости.
Влияние амплитудных и фазовых ошибок можно
также оценивать с точки зрения изменений диаграммы
направленности антенны. При этом удобно
воспользоваться статистическим методом расчета антенн [40, 60]. Так,
при равномерном распределении амплитуды тока
элементов по раскрыву и нормальном распределении фазо-
л,/х sin еХо
0,5/VNM
0,4-jVT/M
o,3/Vnm
o,2/Vmm
o,i/V*?m
0 0,1 0,Z 0,3 6a
Рис. 6.3. Зависимость нормированной среднеквадратаческой ошибки
сопровождения от величины среднеквадр этической амплитудной
ошибки возбуждения антенны.
вой ошибки статистический расчет [40, 44] дает
следующее обобщенное выражение усредненной диаграммы
направленности антенной решетки по мощности:
М N \
с\ ■ ^j * тп
F(9^j = F(0,>r+^(9, ?К -^Р • (6Л8)
v v /-
/ 1 __ 1 тп
Г2—! п—1
где F(Q, ф)—диаграмма направленности антенной
решетки при отсутствии случайных ошибок,
229

|i(0, ф)—коэффициент наклона диаграммы
направленности, равный
р (6, 9) === cos G (cos2 6 cos2 9 + sin2 <p),
<3q—средний квадрат суммарной ошибки, равный
2 i 2
ки,
за — средний квадрат относительной амплитудной
ошибся—средний квадрат^фазовой ошибки,
Imn — ток в m/г-ом элементе антенны, определяемый
заданным распределением в раскрыве,
0, ф — углы, определяющие ориентацию луча в
выбранной системе координат (рис. 6.4).
Направление
луча
Плоскость расположения
элементов решетки
Рис. 6.4. Система координат для определения углов 0 и ф.
Из выражения (6.18) видно, что влияние
амплитудных и фазовых ошибок приводит к возникновению
побочного излучения, определяемого вторым членом
выражения, и, как следствие, к уменьшению коэффициента
направленного действия. Последнее может быть
определено 'по следующей приближенной формуле [40, 44]:
_G_
Go
1 +
ип
(6.19)
230

где Go, G — коэффициент направленного действия
антенны при отсутствии ошибок и с учетом ошибок
соответственно,
/р — расстояние между элементами антенной решетки.
6.2.2. Влияние ошибок в распределении поля по рас-
крыву параболической антенны на точность пеленгации.
Применительно к параболическим зеркальным антеннам
статистический метод лри малых фазовых ошибках <^
с нормальным законом распределения дает [40, 44]
T(^) = F(e,?) + ^(6,?)^J^exp(~^), (6.20)
где и■= sin 9,
То — интервал корреляции, выраженный в длинах
волн и соответствующий среднему интервалу, на
котором ошибки в токах возбуждения нельзя считать
независимыми.
Как и в выражении (6.18), первый член выражения
(6.20) характеризует диаграмму направленности при
отсутствии ошибок, а второй член описывает ее искажение,
обусловленное фазовой ошибкой в распределении поля
возбуждения по раскрыву. Побочное излучение
пропорционально среднему квадрату ошибки, как и в антенной
решетке, а также пропорционально квадрату интервала
корреляции, выраженного в длинах волн.
При малых ошибках и малом интервале корреляции
уменьшение коэффициента направленного действия
определяется приближенным выражением
£~1 — ,-5-<1 (6.21)
и при большом интервале корреляции выражением
Таким образом, амплитудные и фазовые ошибки
в распределении поля возбуждения по раскрыву
антенны приводят к искажению диаграммы направленности,
проявляющемуся, в частности, в уменьшении коэффици-
231

eHta направленного действия. Ёследствиё этого может
возникнуть неидентичность амплитудных характеристик
приемных каналов моноимпульсной системы и
увеличение ошибок пеленгации.
Для оценки влияния неидентичности диаграмм
направленности на точность пеленгования цели
предположим, что усиление одной из приемных антенн
отличается от другой на величину AG. Как видно из рис. 6.5,
изменение усиления одной из антенн моноимпульсной РЛС
влечет за собой смещение равносигнального направле-
РСн
*№*-Щ
Рис. 6.5. Сдвиг равносигнального
направления при изменении
усиления одной из антенн.
яия (РСН) на величину А0О и является источником
систематической ошибки пеленгования, линейно связанной
с величиной неидентичности антенн но усилению.
Величину систематической ошибки можно определить
следующим образом. Пусть G0—коэффициент усиления
в равносигнальном направлении при условии
идентичности диаграмм направленности, G'0—коэффициент
усиления в равносигнальном направлении при изменении
усиления одной из антенн на величину AG, a ji и j/—
крутизна диаграммы направленности в рабочей точке
для указанных условий. Тогда можно написать
следующие зависимости:
GGS+AG = G'e(l+|i'AflG).
(6.23)
(6.24)
Подставляя (6.23) в (6.24) и пренебрегая величиной
второго порядка малости, после элементарных преобра-
232

зований получаем
д60 = _ (AG» ^ « Ю -L (6.25)
ИЛИ
цДОв~-^. (6.26)
Задаваясь величинами крутизны пеленгационной
характеристики и неидентичности диаграмм
направленности по амплитуде, можно определить значение угловой
ошибки. Расчеты показывают, что при крутизне
пеленгационной характеристики, равной 0,25 l/град,
неидентичность диаграмм направленности по усилению в 10%
приводит к систематической угловой ошибке, равной 0,2°.
Если допустимую угловую ошибку в рассматриваемом
случае принять равной одной минуте, то расхождение
антенн по усилению не должно превышать 0,8%.
Пользуясь формулами (6.22), можно рассчитать
допустимую при этом среднеквадратическую ошибку по
фазе поля возбуждения параболической антенны. Так,
при большом интервале корреляции
1
= (»)'. ,6.28,
При AG/G0 = 0,1, 0^ = 0,32 /?а^= 18,3°. При допустимой
ошибке Д0о=1 мин AG/Go = Q,8%\ Допустимая средне-
квадратическая ошибка по фазе в этом случае равна
^ = (0,008) 1/2= 0,09 рад = 5°.
Это довольно высокие требования к полю
возбуждения антенны. В соответствии с этим к точности
изготовления и обеспечению жесткости антенн моноимпульсных
РЛС предъявляются повышенные требования.
Если разбаланс антенны по усилению происходит за
счет случайных ошибок, то при расчете допустимых
фазовых и амплитудных ошибок в распределении поля воз-
?33

буждеиия решетчатых и параболических антенн можно
пользоваться формулами (6.19), (6.21) и (6.22).
Рассмотрим влияние на точность пеленгования ие-
идентичности амплитудно-фазовых характеристик
приемных каналов моноимпульсных систем.
§ 6.3. ВЛИЯНИЕ НЕИДЕНТИЧНОСТЕЙ АМПЛИТУДНО-
ФАЗОВЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ПРИЕМНЫХ КАНАЛОВ
МОНОИМПУЛЬСНЫХ СИСТЕМ НА ТОЧНОСТЬ
ПЕЛЕНГОВАНИЯ
Появление неидентичности амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов обусловлено
трудностями изготовления деталей со строго заданными
допусками, неизбежными процессами старения деталей и
связанными с этим изменениями их параметров, возможа-юй
расстройкой цепей в процессе эксплуатации
аппаратуры и 'различного рода механическими и климатическими
воздействиями.
При изучении влияния неидентичностей амплитудно-
фазовых характеристик целесообразно приемный тракт
разбивать на две части: на высокочастотную,
включающую антенно-волноводные приемные тракты до
смесителя промежуточной частоты, и часть приемного тракта,
работающую по промежуточной частоте.
Целесообразность такого разделения вытекает из того, что при
изучении влияния неидеальностей каналов УВЧ можно
пренебречь импульсным характером принимаемого сигнала,
так как полоса пропускания этих каналов практически
всегда больше ширины спектра сигнала. Что касается
каналов УПЧ, то в отношении их это уже не является
справедливым и приходится учитывать соотношение
ширины спектра сигнала и полосы пропускания УПЧ
[55].
Для упрощения анализа влияния неидентичностей
амплитудно-фазовых характеристик рассмотрим вначале
случай пеленгации в режиме непрерывного излучения
сигналов, когда ограничения полосы пропускания УПЧ
можно не учитывать. Поскольку степень и характер
влияния неидеальностей амплитудно-фазовых
характеристик зависит в определенной мере от построения пе-
ленгационной системы, анализ проведем применительно
234

к наиболее распространенным типам моноимпульсных
систем.
6.3.1. Влияние неидентичностей амплитудно-фазовых
характеристик амплитудно-амплитудной моноимпульсной
системы на точность пеленгования. Упрощенная
блок-схема амплитудно-амплитудной моноимпульсной системы
представлена на рис. 1.7. Предположим, что пеленгуется
цель с малыми угловыми ошибками 0 и справедлива
линеаризация диаграммы направленности в области рав-
носигнального направления. Если приемные каналы
имеют расфазировку о|э и коэффициенты передачи по
высокой частоте (до УПЧ) /сь к% то сигналы на выходе
УПЧ с логарифмическими характеристиками можно
представить в виде следующих выражений:
щ (t, Ь) = к01 In KlEmF (90) (1 + fx6) exp i (шпр* + ф), (6.29)
и2 (t, б) = к0 2 In K2EmF (80) (1 — ц9) exp i onpf, (6.30)
где /Со 1 и Ко 2 — коэффициенты, характеризующие
крутизну амплитудных характеристик первого и второго
УПЧ.
На выходе УПЧ сигналы детектируются и
сравниваются по амплитуде путем вычитания, образуя при
линейном детектировании сигнал ошибки в соответствии
с выражением
S(0)=|'M'. б)|-|М*, 6)|. (6.31)
Подставляя выражения (6.29) и (6.30), получаем
S(e) = wGl[goln«A(l+^)-ln«1£0(l-^)], (6.32)
где
£0=^, E0 = EmF(b0).
Ко 2
(С учетом принятого ранее допущения о малости
ошибок пеленгации цели выражение (6.32) можно
упростить:
•S(e) = ^e2[fir0ln^1£<0 + fir0ln(l+^e) —
— 1плА —ln(l —i*ft)] = ^,[ln i^^l + (fir0-+l)l*e ].
(6.33)
235

Приравнивая (б.33) нулю и решая относительно цб,
найдем условие пеленгации в виде
•*=—шт^г- (QM)
При идентичных амплитудных характеристиках приемных
каналов (gQ — 1; кх = к2)
S (6) = к0;In j±jj ~ 2*? 2^6. (6.35)
В этом случае S('0)=-O при 0 = 0, что соответствует
условию пеленгования без аппаратурных ошибок.
Сравнение выражений (6.34) и (6.35) показывает,
что неидентичность амплитудных характеристик
приемных трактов амплитудно-амплитудной моноимпульсной
системы приводит к возникновению систематических
ошибок пеленгации, величина которых зависит от
величины неидентичностей.
Если неидентичность имеет место только в
высокочастотных трактах приемника (g"o=l и /Ci=^=/c2), величина
ошибок пеленгации определяется выражением
где ^ = ^/^2.
При /^ = #2 = я; и gQ=£l
можно вести по формуле
g = _ ЩКЕ)^ ^ _ £0-1
Из выражения (6.37) следует, что при неидентично-
сти амплитудных характеристик логарифмических
приемников 'нормировка сигналов нарушается и сигнал
ошибки становится зависимым от уровня принимаемых
сигналов. Так, увеличение входного сигнала в квадрат
приводит к увеличению ошибок пеленгации в два раза.
На рис. 6.6 представлена зависимость обобщенной
угловой ошибки от неидентичности коэффициентов
передачи приемных каналов, рассчитанная по формуле
236
-^г. (6.36)
расчет ошибок пеленгации

(6.36). Зная крутизну пеленгационной характеристики,
по обобщенной ошибке пеленгации можно определить
абсолютное значение угловой ошибки пеленгации при
Любой заданной неидентичности амплитудных
характеристик приемных каналов. Так, например, если jli =
= 0,25 У/град, неидентичность каналов по высокой
частоте 10% (g= 1,1), то аппаратурная ошибка пеленгации
составляет 0,? град. Легко рассчитать допустимую не-
\м8\
Рис. 6.6. Зависимость обобщенной угловой ошибки пеленгации от
неидентичности коэффициентов передачи приемных каналов
амплитудной моноимпульсной РЛС.
. идентичность амплитудных характеристик
высокочастотных каналов при любой заданной допустимой ошибке.
Зависимость рис. 6.6 может быть использована для
оценки ошибок пеленгации при £=1 и £0=^1, если под
величиной |jli0| пониматыцормиров^ную величину ^ g »
а вместо g принимать go.
Полученные результаты/анализа, показывают также,
что фазовая неидентичность приемных каналов не
оказывает -влияния на точность амплитудно-амплитудных
моноцмпульсных систем. Можно показать, что выводы
в отношении влияния неидентичности
амплитудно-фазовых характеристик приемных каналов
амплитудно-амплитудной моноимпульсной системы с логарифмическими
приемниками справедливы и для случаев, когда приме-
237

ияю?ся Приёмники с линейными и -квадратичными
характеристиками.
Мы рассматривали случай малых угловых
отклонений, когда .пеленгационная система работает в линейном
режиме. В ряде случаев за счет значительного
разбаланса приемных каналов по амплитуде ошибки
пеленгации могут выходить ло величине за пределы
линейного участка пеленгационной характеристики. В этом
случае задачу нахождения пеленгационных ошибок
следует решать в общем виде, аппроксимируя диаграммы
направленности соответствующими функциями.
Поскольку в подавляющем большинстве случаев аппаратурные
ошибки невелики, такое усложнение расчетов не
является необходимым, и мы не будем к .нему прибегать.
Перейдем к рассмотрению другого типа,
моноимпульсной системы.
6.3.2. Влияние неидентичности амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной системы на точность
пеленгования. Упрощенная блок-схема амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной пеленгационной системы
предста*влена на рис. 1.9. Пусть коэффициенты передачи
высокочастотных приемных трактов до
суммарно-разностного преобразователя соответственно равны к{ и /С2,
а неидентичность по фазе выражается величиной -ф.
Тогда суммарный и разностный сигналы на выходе
сумматора можно представить следующими выражениями:
Ec(t, b)=-^f[El(tt9) + E2(t,b)] =
= Е, [(1 + |»в) exp i (arf + ф) + g (1 - v») exp i Ы], (6.38)
ЯРМ) = у=[&М)-£,(*, 6)] =
= £0[(l+l^)expi(«rf + t)^-g(l-ne)exp-iarflt(6.39)
где Ёх (t, 6) и Ez (t, б) — математические выражения
сигналов, принимаемых первым и вторым высокочастотными
приемными каналами,
238.

На выходе УПЧ суммарного и разностного каналов
соответственно получим
'ис (U б) = £>с [(1 + v&) exp i Kpf + ф + Т) +
+ £(1-рв)ехр*КР* + ']Г)Ь (6.40)
ыр (t, 6) = £>р [(1 +1&6) exp i (o>np* + ф) —
-г(1-1»в)ехр1шир<], (6.41)
где /cc и /ср — коэффициенты передачи суммарного и
разностного каналов соответственно,
Y — величина фазовой неидентичности суммарного и
разностного каналов.
В детекторе сигнала ошибки пеленгационной
системы происходит перемножение суммарного и разностного
сигналов и фильтрация высокочастотных составляющих.
В соответствии с этим сигнал ошибки с учетом
нормировки по суммарному сигналу может быть представлен
как
ММ)«*сМ)
/ср {[(1+уЛ)«- g2 (1 - р.8)'] cos y+ 2g (1 —уМ») sin ф sin у}
~~ ф* /с, [(1 + ц0)2 + g2 (1 -f*8)2 + 2g (l -|*»е«) cos ф]
(6.42)
Отсюда условие пеленгации цели определится
уравнением
{(1+ц,6)2— g20— p.6)2] cosy+ 2^(1— р.2в2) sin ф sin у = 0.
(6.43)
Решая это уравнение относительно ji8, получаем
следующее выражение, определяющее величину
обобщенной угловой ошибки пеленгации в зависимости от
характера и величины неидентичности
амплитудно-фазовых характеристик приемных каналов амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной системы:
Практическое значение имеет решение при знаке
« + », определяющее устойчивое состояние системы
пеленгации при сравнительно небольших угловых ошиб-
т

ках; Решение при- знаке «т—» дает большие значения
обобщенных ошибок и несправедливо при сделанных
допущениях о работе в линейной области пеленгационной
характеристики.
При идентичных характеристиках приемных каналов
выражение (6.42) превращается в известное выражение,
соответствующее случаю пеленгации без аппаратурных
ошибок:
'S"(6j=|i8". (6.45)
Дифференцируя выражение (6.42) по 9, найдем
выражение для крутизны, пеленгационной характеристики
в рабочей точке:
yS(8)'| _ кр "4p.g [2g;cos y+cos(<fr -f V) + g2 cos (ф — y) ]
db |9=o K* .. , (1 + ^2 + 2^со8ф)2 ,
(6.46)
Сравнивая выражения (6.42), (6.45), видим, что
неидентичность амплитудно-фазовых характеристик
приемных каналов сказывается на ошибках пеленгации. Для
понимания характера зависимости ошибок пеленгации
от неиденгичностеи приемных каналов рассмотрим ряд
частных случаев. :
Случай 1. Амплитудно-фазовые характеристики
суммарного и разностного каналов идентичны,
высокочастотные каналы идентичны по фазе, но неидентичны по
коэффициенту передачи. В этом случае /ср = /сс = /с; у — Ъ\
Подставляя эти значения в выражение (6.44) и
производя элементарные преобразования, получаем
равенство
- ' >e=ffl. v. (6.47)
свидетельствующее о том, что неидентичность
амплитудных характеристик высокочастотных каналов
амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной системы
приводит к сдвигу равносигнального направления и
дополнительным ошибкам пеленгации.
Поскольку высокочастотные приемные тракты
суммарно-разностной системы пеленгации обычно не
содержат в себе активных элементов, то их идентичность
249

в основном будет зависеть от идентичности их
согласований и электрических длин в полосе рабочих частот.
Поэтому при проектировании и изготовлении волновод-
но-фидерных линий, составляющих высокочастотные
каналы системы пеленгации, следует уделять особое
внимание их качеству и точности.
Одним из важных элементов высокочастотных
трактов моноимпульсных РЛС является волноводный мост
для суммарно-разностной обработки сигналов.
Принципиальная схема такого моста изображена на рис. 6.7,
EfihQ)
hftfffj
Wr %MJ
«I
!
w
■ Ec(t,B)
Рис. 6.7. Схема щелевого балансного моста.
где согласование в плечах охарактеризовано
комплексными коэффициентами отражения Гг, а элементы
фазовой подстройки условно изображены заштрихованными
вставками.
В работе [131] показано, что с учетом неидеальности
согласований плеч суммарный и разностный сигналы на
выходе моста могут быть представлены в виде
следующих комплексных выражений:
Et(t, 6) = [[E,{t' 9Н' + ^Гз) + /;2(М)(1 + г,г3)] t (648)
Ep(t, 6):
У2 j 1 + f, f2:f, Г4 + 4" О*. + Г,) (Г, + f4)j
I \&\ it, 6) (1 + Г2 Г4) - £2 (t, 6) (1 + Г, 14)]
V2 [l + f, f2 f, Г4+ 4". (Г. + Г2) (Г. + t4) ]
(6.49)
где, применительно к амплитудной пеленгации,
Ei {t, 0) = ЕтР(Ь0)(\ +fi6)exp -iarf,
Ёг (t, 0) = EmF (в.) (1 — цЛ) exp i Ы.
16-?5?§
(6.50)
(6.51)
2Ц

Благодаря тому, что Г*— комплексные величины,
несогласованность плеч моста вызывает не только
изменение амплитуд суммарного и разностного сигналов, но
также и фазовый сдвиг между этими сигналами.
Пренебрегая для упрощения фазовыми сдвигами, пе-
ленгационную характеристику амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной системы с учетом
рассогласований в волноводном мосте можно представить в виде
U £0(f, 8)£*С(М)
_f(i + н-в) (1 + г2г4) - (1 - |>е) (1 + пг,)} [(1 + И) (1 +
~ [(1 + ^)(1 + Г2Г3) +
+ Г2Г3) + (1-1*8)(1 + Г1Г3)] ,fi rov
"";■ +(i-^e)(i + r1ri)]» • ^-0Z)
Приравнивая числитель нулю и решая равенство
относительно |ы8, найдем зависимость, определяющую
ошибку пеленгации, обусловленную неидентичностью
согласований каналов волноводного моста:
^=2+Мг7+Г1)- (6-53)
Поскольку коэффициент отражения связан с
коэффициентом стоячих волн (КСВ) известным выражением
Г=-К§ТТ' (6'54>
то зависимость |л0 = /(Г) можно рассматривать как
зависимость !Ы0 = /(КСВ) и возможные ошибки за счет
рассогласования плеч волноводного моста оценивать
непосредственно через достижимые величины
соответствующих коэффициентов стоячих волн.
Случай 2. Суммарный и разностный каналы
идентичны по характеристикам, высокочастотные каналы
идентичны по коэффициенту передачи, но неидентичны по
фазе. В данном случае /сс = /ср = /с; y = 0*> g=U ф#0 и
выражение (6.44) принимает вид ц0=О. Это означает,
что независимо от величины фазовой неидентичности
высокочастотных каналов сдвиг нуля пеленгационной
характеристики отсутствует. Но это еще не означает, что
242

работоспособность амплитудно-разностной
моноимпульсной пеленгационной системы в рассматриваемых
условиях сохраняется нормальной, поскольку неизвестно, как
при этом меняется крутизна пеленгационной
характеристики.
Пользуясь выражением (6.46), в применении к
рассматриваемому случаю получаем
dS{b)
с/9
|,= =-TTtW ,6'55)
В нормальных условиях пеленгации ф = 0, и
dS (9) I
db |в=о
При <|£=те выражения (6.38) и (6.39) преобразуются
как
Ec(t, b) = E0[g{l — p,6)expia)^ — (l+^8)expio)^], (6.56)
£p(f, 8) = —£0[g(l—Fie)expicD/ + (l+^)expicDf]. (6.57)
Функционально каналы меняются местами:
суммарный становится разностным, а разностный —
суммарным. Вследствие этого работоспособность
пеленгационной системы полностью нарушается.
Подставляя в (6.55) г|?=;Я, находим
dS{B)
dQ
= оо, (6.58)
8=0
что является следствием нормировки по разностному
сигналу, равному нулю при 0 = 0. Рассматриваемый случай
иллюстрируется рис. 6.8, где представлены схематично
диаграммы направленности по суммарному и
разностному каналам. Там же для сравнения приведены
соответствующие диаграммы направленности при гр = 0,
соответствующие нормальным условиям работы пеленга-
нионной системы.
При я|><я, как можно видеть из выражения (6.55),
крутизна пеленгационной характеристики увеличивается.
Если ф = —, сложение в волноводном балансном мосту
16*
243

происходит в квадратуре, вследствие чего на выходе
суммарного и разностного плеч моста получаются
равные сигналы независимо от соотношения амплитуд
принимаемых сигналов, т. е. независимо от угла
рассогласования (рис. 6.9). Работоспособность следящей системы
F,+F9
о) . б)
Рис. 6.8. Диаграммы направленности по разностному и суммарному
каналам:
а) при *ф=0; б) при/ф-*л.
в этом случае не нарушается, так как угловая
информация, содержащаяся в соотношении амплитуд сигналов,
принимаемых независимыми каналами, в
рассматриваемом случае переходит в разность фаз суммарного и раз-
Рис. 6.9. Векторная диаграмма, поясняющая
образование суммарного и разностного
сигналов при г|з = л/2.
ностного сигналов. Поскольку эта разность фаз на рав-
носигнальном направлении равна 90°, выходной сигнал
фазового детектора при отсутствии рассогласования
равен нулю и следящая система сохраняет свою
работоспособность.
Следует отметить, что сдвиг фаз сигналов на 90°
в тракте, предшествующем устройству суммарио-раз-
244

постной обработки, в ряде случаев специально
используется для преобразования информации [45, 122].
При ^ф— и ^фО суммарный и разностный сигналы
расфазируются. Состояние пеленгационнои системы, при
котором наступает расфазировка каналов, можно
рассматривать как нежелательное, приводящее к
возникновению перекрестной связи каналов и нарушению в той
или иной мере устойчивости ее.
Случай 3. Высокочастотные тракты приемных каналов
идентичны по амплитудно-фазовым характеристикам,
суммарный и разностный каналы идентичны но
амплитуде, но неидентичны по фазе. В этом случае g=l; /cc =
= кр = к; -ф = 0; y^O и условия пеленгации определяются
в соответствии с (6:42) и (6.46) выражением
S(8) = h,9cosy, (6.59)
^jSM -^cosy. (6.60)
ао |8=0
Равенство 5(0) =0 выполняется при 0 = 0. Это
означает, что сдвиг нуля пеленгационнои характеристики
отсутствует. Наличие фазовой неидентичности
сказывается на пеленгационнои чувствительности и крутизне.
При y=±90o сигнал ошибки в пеленгационнои
системе становится равным нулю независимо от величины
угла рассогласования. Работа системы
автосопровождения в этом случае становится невозможной. При 90^<y<
<270° крутизна пеленгационнои характеристики
становится отрицательной, что эквивалентно расфазировке и
потере устойчивости следящей системы пеленгатора.
Таким образом, нельзя пренебрегать фазовой
неидентичностью суммарного и разностного каналов. Хотя она
и не приводит к непосредственному смещению равносиг-
нального направления, величина ее должна находиться
в определенных допустимых пределах. Величину
допустимой неидентичности можно определить исходя из
допустимого уменьшения пеленгационнои чувствительности.
Так, например, если допустимое уменьшение
пеленгационнои чувствительности принять равным 50%, то
допустимая расфазировка суммарного и разностного
каналов не должна превышать у=±60°.
245

Случай 4. Высокочастотные тракты приемных
каналов идентичны по амплитудно-фазовым
характеристикам, суммарный и разностный каналы идентичны по
фазе, но неидентичны по амплитуде. В этом случае
g=\; я|) = 0; у = 0; Ксфкр и условия пеленгации
определяются выражениями
s(e) = ^-|ief (6.61)
dS(B)
db
8=0
(А (6-62)
/с,
Равенство нулю сигнала ошибки выполняется при
0 = 0, и сдвига равносигнального направления пеленга-
ционной характеристики не происходит.
Влияние неидентичности суммарного и разностного
каналов сказывается лишь на пеленгационной
чувствительности, которую можно охарактеризовать формулой
к^= кл± А/с = j ± _Д^ рщ
Изменение чувствительности .прямо пропорционально
разбалансу одного из каналов по коэффициенту
передачи. Так, если допустимая потеря чувствительности
выражается величиной 0,5, то коэффициент передачи
разностного канала не должен быть меньше чем в 2 раза
по сравнению с коэффициентом передачи суммарного
канала.
Случай 5. Приемные каналы до и после суммарно-
разностного преобразователя идентичны по
амплитудным характеристикам, но неидентичны по фазовым
характеристикам. В этом случае g=l; /cc = /cp = /c; чрфО,
уФО и условия пеленгации системы, как следует из
(6.44) и (6.46), определяются уравнениями
lrt=1±l" + 'ln,**'1f, (6.64)
г sin Ф tg Y
dS(b)
rf8
2ц cos y
0=o (l+cos<I>)
(6.65)
Выражение (6.64) аналогично выражению,
полученному несколько другим путем в работе [86].
246

При я|) = 0, y^O (случай 3) |Ы0 = О.
Влияние разбаланса по фазе сказывается лишь на
пеленгационной чувствительности. При 7 = 0, урфО
(случай 2), аналогично (л0 = О. Таким образом,
систематические ошибки пеленгации появляются только при
фазовой неидентичности высокочастотных трактов и
суммарного и разностного каналов одновременно.
На рис. 6.10 представлены величины обобщенных
ошибок, рассчитанных по формуле (6.64) для различных
Рис. 6.10. Зависимость обобщенной ошибки пеленгации от величины
расфазировки суммарного и разностного приемных каналов,
рассчитанная при различных величинах расфазировки высокочастотных
каналов.
величин расфазировки приемных каналов. Пользуясь
расчетными данными и задаваясь величиной
пеленгационной чувствительности, можно определить угловую
систематическую ошибку в зависимости от величины
фазовой неидентичности каналов амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной системы. Так, например,
при |ы = 0,25 l/град, у = 45°, яр = 10° и 45° систематическая
угловая ошибка соответственно равна 0,35° и 1,27°.
Если допустимую ошибку принять равной одной минуте,
то неидентичность по фазе высокочастотных трактов при
у = 45° не должна превышать яр = 0,5°.
247

Результаты анализа показывают, что амплитудная
суммарно-разностная моноимпульсная система в отличие
от амплитудно-амплитудной мойоимпульсной системы
требует достаточно качественной фазировки
высокочастотных Приемных каналов.
Учитывая существенное влияние фазового разбаланса
высокочастотных трактов иа точность пеленгования цели,
при проектировании РЛС волноводный мост,
предназначенный для суммарно-разностной обработки сигналов,
стремятся разместить как можно ближе к антенне, с тем
чтобы снизить возможные неидентичности
высокочастотных трактов по фазе.
Не прибегая к детальному анализу, рассмотрим
методику анализа влияния на точность пеленгования
неидентичности амплитудно-фазовых характеристик
приемных каналов с учетом нелинейности пеленгационной
характеристики. Для этого аппроксимируем амплитудную
диаграмму направленности по напряжению гауссовой
кривой [44]:
F (6) = ехр
<#■
(6.66)
где о£ = 2,776/е0|8>
0о,5 — ширина луча антенны по уровню половинной
мощности.
Для случая взаимно независимых облучателей сиг-
налы на выходе антенны в каждом канале будут
пропорциональны
E,{t, 6)=f (Oexp
£,(*, 6)=£(0ехр
al
-4(б«+6)2
(6.67)
(6.68)
где Е (t) — функция, определяющая сигнал, поступающий
на вход антенной системы от цели.
Сигнал в суммарном и разностном каналах можно
выразить как
£c.M)=.£(O^c(0.,-6), (6.69)
£PM) = £(f)Fp(eo, 6),
(6,70)
248

где f\ ф0, 6), Fp (й0, 6) — Суммарная и разностная диаграм-
мы направленности по напряжению.
Очевидно,
Fc(\, 6):
Tfiexp
-4-{К-ьу
+
+ ехр
= f 2~ехр
—т-(8о+9):
„2
-^(9о + 62)
■И-
]ch(a20606).
(6.71)
Аналогично можно показать, что разностная
диаграмма направленности
/р(60, 0) = V/2exp
-^ (•;+••)
] sh (а* 606).
(6.72)
При заданной аппроксимации диаграмм
направленности пеленгационная характеристика системы без учета
неидентичностеи амплитудно-фазовых характеристик
приемных каналов может быть представлена в виде
5 Re4(M)^P(M) 2Q 673)
. EQ (t, 9) £*с (t, 8) ш ^о °о^- V ^
Полученное выражение показывает, что сигнал
ошибки связан нелинейной зависимостью с углом отклонения
цели от равносигнального направления и только при
малых угловых ошибках может быть выражен линейной
функцией
s(e)«a*e0e. (6-74)
Крутизна пеленгационной характеристики на равно-
сигнальном направлении определяется как
%i_dS(b)
и0и0
= а,
0 v<r
(6.75)
8=0
|9=0 Ch2(^o9o8)
Подставляя значение а0 в (6.75) и полагая 80 = ~р,
находим
И«^.. (6J6)
249

Задаваясь шириной диаграммы направленности по
уровню половинной мощности, можно определить
значение крутизны пеленгационной характеристики, а зная
крутизну, легко рассчитать по приведенным выше
расчетным зависимостям ошибки пеленгации >при любых
возможных неидентичиостях амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов системы. Зависимость
крутизны пеленгационной характеристики от ширины
диаграммы направленности и величины отклонения ее
максимума от оси антенны может быть определена по
изложенной методике для любой аппроксимации
диаграммы направленности с учетом неидентичностей
характеристик приемных каналов.
6.3.3. Влияние неидентичности амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов фазово-фазовой
моноимпульсной системы на точность пеленгования.
Упрощенная блок-схема фазово-фазовой моноимпульсной
системы представлена на рис. 1.8.
Ранее указывалось, что сигналы на выходе первого
и второго каналов антенны в такой системе можно
представить выражениями
Ех (U б) = EmF (6) exp i f*t + Ц~у (6.77)
Ё2 (t, 6) = EmF (6) exp i Lt - ЦЛ • (6.78)
Предположим, что коэффициенты передачи
приемных каналов соответственно равны К\ и я2, а фазовый
сдвиг в одном из каналов равен 90°+я|). Тогда на выходе
каналов УПЧ получим
их (f, в) = £/огр exp i UQpt + £f\, (6.79)
u*(U е) = Г/0грехр1(шпр* —^ + 90 + Д (6.80)
и на выходе фазового детектора с учетом ограничения
сигналов по амплитуде в приемных трактах
S(b)=Reul(t9 b)u*2(t, Ъ) = Яекфр%и1т?ехр1(А<? — 90 —
250

Подставляя в (6.81) значение Aq> и приравнивая
сигнал ошибки нулю, получаем
i^sine^-ф (6.82)
или
sifl6 = -^-^. (6.83)
При автоматическом сопровождении цели угловые
ошибки сравнительно невелики и sin8«6. Отсюда
следует
• — £-}-«-■£«... М4)
или
2«'
(6.85)
Равенство (6.85) показывает, что разбаланс
приемных каналов по фазе приводит к возникновению
угловых ошибок пеленгации, прямо пропорциональных
величине фазового разбаланса. При этом ошибки пеленгации
для следящих фазовых систем не зависят от величины
измеряемой разности фаз, обусловленной отклонением
цели от равносигнального направления [65J.
Что касается разбаланса приемных каналов по
амплитуде, то применение ограничения исключает влияние
его на точность пеленгования фазово-фазовых моноим-
пульсных систем. Это согласуется с выводами
работы [55].
6.3.4. Влияние неидентичности амплитудно-фазовых
характеристик приемных каналов фазовой суммарно-
разностной моноимпульсной системы на точность
пеленгования. Упрощенная блок-схема фазовой суммарно-
разностной моноимпульсной системы представлена на
рис. 1.11. Обозначения неидентичности по фазе и
амплитуде примем такие же, какие были-приняты при
рассмотрении амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы. Тогда сигналы на выходе волноводного
моста можно представить в виде следующих выражений:
Ec(t, e) = £0[expi(«rf + £f-+-<|.) +
+ gexpi(«rf-^-)], (6.86)
251

Ёр (t, 6) = E0 [exp i (mt + Ц- + ф ) -
-gexpi(W~^-)J, (6.87)
где
E^-^EnF{b)Kv
На выходе суммарного и разностного каналов
«с (f, б) = Е0кс Г exp i (»„,* + Ц- + ф) +
+ gexpi('«V-^)], (6.88)
ир(*. 6) = £>рГехр1(шпрг+^|-+
. +Ф+т--г)-*ехР!(ю^-т-+т--г)]- <6-89)
На выходе фазового детектора с учетом нормировки по
суммарному сигналу
s /flv _ Reae(f, 6) а*р(/, 8) =
«о С 0) «%('. 8)
__j^ [(1 — g)2 sin у + 2g sin (Ay + Ф) cos y] ,fi Qm
^c (1+^)2 + 2Ясо5(Д? + ф) * ^'^
Отсюда условие равновесия пеленгационной системы
определяется уравнением
(1 — g2) sin Y + 2gsin(A? + ф) cosy^O. (6.91)
Решая это уравнение относительно Д<р, находим
Ay = arcsin|" {ё*~ l) tgy] — Ф- (6.92)
Подставляя в (6.92) значение Д9 = -у / б и учитывая
равенство 60,8 = Я//, получаем следующую расчетную
формулу для ошибки пеленгации:
arcsin^^tgT)-t]- (6.93)
2*
252

Рассмотрим ряд практических случаев.
Случай 1. Высокочастотные тракты идентичны по
фазе, но неидентичны по коэффициенту передачи,
суммарный и разностный каналы имеют идентичные
амплитудно-фазовые характеристики. В этом случае -ф = 0;
g¥=\; /сс = /Ср = /с; у=0-
Подставляя эти значения в уравнения (6.90) и (6.93),
находим >
■■'■■'"$$)=, г ± У!!оАУ л » (6-94)
( 1 + g ) + 2g cos Д^р ' у '
■ = 0.
^0,5
Следовательно, разбаланс по амплитуде
высокочастотной части приемников фазовой суммарно-разностной
системы не сказывается существенно на точности
пеленгования: нуль пеленгационной характеристики не
смещается, изменяется незначительно только пеленгацион-
ная чувствительность.
Случай 2. Суммарный и разностный каналы
идентичны по характеристикам, высокочастотные каналы
идентичны по коэффициенту передачи, но неидентичны по
фазовому сдвигу. В этом случае /Ср = /сс = /с; y = 0>* £=1>*
\(?^=0, и для сравнительно небольших ошибок пеленгации
£—£• (6'96>
Как и в фазово-фазовой моноимлульсной системе,
ошибка пеленгования прямо пропорциональна величине
фазовой неидентичности высокочастотных каналов. Знак
ошибки зависит от того, в каком канале больше
фазовая задержка.
Случай 3. Высокочастотные тра'кты идентичны но
характеристикам, оуммарный и разностный каналы
идентичны по фазе, но неидентичны по коэффициентам
передачи. В этом случае
g=l; Ф = 0; 7 = 0; ксфк^
~2~
S(0)=-£-tg^-, (6.97)
253

tfS(8)
где |ы — крутизна пеленгационной характеристики си-
стемы с идентичными приемными каналами.
Очевидно, разбаланс суммарного и разностного
каналов по коэффициентам передачи не дает сдвига нуля
пеленгационной характеристики и лишь несколько
сказывается на пеленгационной чувствительности системы.
Случай 4. Высокочастотные тракты идентичны по
характеристикам, суммарный и разностный каналы
идентичны по коэффициентам передачи, но неидентичны
по фазе. В этом случае g=\; "ф=0; /ср=/сс = /с; уф®, и
согласно выражению (6.95) 8/80,5=0, что соответствует
отсутствию сдвига равносигнального напряжения.
Пеленгационная характеристика и ее крутизна для
рассматриваемого случая, в соответствии с выражением
(6.90), могут быть представлены уравнениями
^W-l + cX^^18^008^ (6*99)
dS(b)
db
TZ
=f- cosy. (6.100)
Влияние фазовой неидентичности суммарного и
разностного каналов проявляется, как можно видеть из
выражений (6.99) и (6.100), в изменении пеленгационной
чувствительности.
= 0. Сигнал ошиб-
Приу^-f S(«) = 0h^
)=0
ки становится равным нулю независимо от угла
рассогласования антенны с направлением на цель. При
90<у<270° знак крутизны пеленгационной
характеристики и сигнала ошибки меняется на обратный.
Наступает расфазировка координатной системы, приводящая
к неустойчивому ее состоянию. При фазовом сдвиге
Y^60° пеленгационная чувствительность уменьшается
не более чем в два раза по сравнению со случаем, когда
амплитудно-фазовые характеристики каналов идентичны
между собой.
Следует заметить, что характер влияния
амплитудной и фазовой неидентичности суммарного и
разностного каналов на точность пеленгования у амплитудных и
254

фазовых систем одинаковый, поскольку в обоих типах
систем используется один и тот же угловой
дискриминатор.
Случай 5. Приемные каналы до и после суммарно-
разностного преобразователя идентичны по
амплитудным, но неидентичны по фазовым характеристикам.
В этом случае g=l; /cc = /cp=/c; ^фО; у^О и основные
пеленгациоиные свойства системы определяются
следующими выражениями:
dS (8)
db
= A cos у, (6.102)
где flp=—у" 00,5 — рабочая точка пеленгационной
характеристики, определяемая в соответствии с выражением,
полученным из (6.93):
С—s- <6-|03>
Приведенные выражения показывают, что лри
неидентичности по фазе приемных каналов до и после
суммарно-разностного преобразователя в фазовой
суммарно-разностной моноимпульсной системе возникает сдвиг
нуля пеленгационной характеристики (систематическая
ошибка) и уменьшается пеленгационная
чувствительность (увеличиваются динамические ошибки).
Сопоставление результатов выполненного анализа
позволяет сделать вывод о том, что в системах с
суммарно-разностным угловым дискриминатором --можно
предъявить менее жесткие требования к стабильности по
амплитуде и фазе усилителей промежуточной частоты,
чем в системах с амплитудным и фазовым угловыми
дискриминаторами.
§ 6.4. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ
К ИДЕНТИЧНОСТИ АМПЛИТУДНО-ФАЗОВЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК ПРИЕМНЫХ КАНАЛОВ
ПРИ ИСПОЛЬЗОВАНИИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ,
НЕПРЕРЫВНЫХ И КВАЗИНЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ
Использование в моноимпульсных системах
широкополосных зондирующих сигналов
(частотно-модулированных импульсов, непрерывных сигналов с частотной
255

Модуляцией) ведет к дополнительным требованиям при
построении таких систем.. Это связано с тем, что нг
практике обработка сигналов отличается от
оптимальной и при различных формах сигнала возникают
дополнительные угловые ошибки [45].
Обычно антенная система достаточно широкополосна
и не искажает форму принимаемого сигнала, и,
следовательно, дополнительные требования в основном
относятся к преобразователям информации и угловым
дискриминаторам.
Рассмотрим кратко эти требования применительно
к некоторым видам зондирующих сигналов.
6.4.1. Пеленгация по сигналам с частотной
модуляцией. При использовании частотной модуляции сигнала
преобразователи информации должны выполнять свои;
функции на любой частоте, содержащейся в спектре
принимаемого сигнала.
Применение двойного волноводного тройника
обеспечивает достаточную широкополосность преобразователя
информации. Что касается фазббращателей, то они
выполняют свои функций только при малых относительных
девиациях частоты. Покажем это на примере [45].
Пусть на вход моноимпульсной антенны поступает
Сигнал с линейной частотной модуляцией
£(*) = £wexpiarf, (6.104)
где g) = g)o + g/(^—0,5ГЧ) — мгновенная частота,
соо — средняя частота сигнала,
&' =.— —скорость изменения частоты сигнала,
Тч — период модуляции частоты./
Мгновенная фаза этого сигнала \
?= £ а)Л=(а>0— 0,5coT4)i + 0,5a)72^?0. (6.105)
Фазовращатель можно уподобить задерживающему
устройству. Тогда фаза сигнала,; задержанного на
время т, определится выражением
?т = К - 0,5шТч) (t + *) + 0,5а>' (tЧ-■*)» -|- <Ро> (6Л06)
и разность фаз, соответствующая временному сдвигу т,
256

определится следующей функцией времени:
д? = ^ _ ? — (о)0 — 0,5соТч) т -f- m'ft + 0,5© V. (6.107)
В соответствии с этим сигнал ошибки на выходе
углового дискриминатора при пеленгации цели по
сигналам с частотной модуляцией будет также являться
функцией времени, что понизит точность пеленгации и
помехоустойчивость системы.
Для исключения зависимости разности фаз от
времени необходима либо переменная временная задержка
сигналов, обеспечиваемая фазовращателем со сдвигом
фазы, не зависящим от частоты (в пределах частотного
спектра сигнала), либо малые относительные девиации
частоты, когда Лф — соот.
Если модуляция (несущей частоты принимаемых
сигналов производится по гармоническому закону:
со=icdo+Асе sin Ш, (6.108)
где Дсо — девиация частоты и Q — частота модуляции,
то разность фаз, соответствующая временному сдвигу т,
с учетом неравенства со>й, определяется выражением
Дер = со0т + Дсот sin a(JL-\-%\ - (6.109)
В фазово-фазовой моноимпульсной системе
временная задержка т между принятыми сигналами
определяется угловым положением цели, и сигнал ошибки при
идентичных приемных каналах, как известно,
формируется по закону S(6)=sinA(p. В соответствии с этим
выражение для сигнала ошибки в рассматриваемом
случае при 0 = 0 принимает вид
S (e) = sinU0T + A<DTSinQ^-g- + ,c)]- (6Л1°)
Отсюда следует, что при частотной модуляции
принимаемых сигналов возникает паразитная амплитудная
модуляция сигнала ошибки даже при идентичных
характеристиках приемных каналов.
Аналогичный результат получаем в фазовой
суммарно-разностной системе, где
S(e)==4g^ = tg^[«0T + A^sinQ^4- + <B)]- (6ЛП)
17—2536 257

Таким образом, при использовании
частотно-модулированного сигнала в моноимпульсных системах с фазо-
вой пеленгацией искажается характер пеленгационной
функции и появляется -паразитная амплитудная
модуляция сигнала ошибки, ухудшающая точность пеленгации.
Поэтому в системах с фазовой пеленгацией допустимо
использование частотно-модулированного сигнала с
малой относительной девиацией частоты.
В моноимпульоных системах с амплитудной
пеленгацией и идентичными приемными каналами влияние
частотно-модулированного сигнала сказывается через
зависимость амплитудных диаграмм направленности от
частоты, а также проявляется в паразитной амплитудной
модуляции сигнала ошибки и, как -следствие, в
ухудшении точности.
При неидентичных амплитудно-фазовых
характеристиках приемных каналов влияние
частотно-модулированного сигнала на точность пеленгации усиливается и
ошибки возрастают. Поэтому при работе с
частотно-модулированными сигналами требования к идентичности
амплитудно-фазовых характеристик приемных каналов
возрастают по сравнению с ранее указанными. Оценка
этих требований может быть произведена по описанной
выше методике для каждого интересующего случая.
6.4.2. Пеленгация по непрерывным и
квазинепрерывным сигналам с селекцией по скорости. Примеры
построения моноимпульсных пеленгаторов с селекцией по
скорости приведены в гл. 1. Характерной особенностью
таких систем является измерение угловых координат
цели после селекции сигналов по допплеровским
частотам. Поэтому каждый приемный канал включает в себя
допплеровский фильтр, нагружаемый на фазовый
детектор.
Поскольку допплеровский сдвиг частоты сигнала
зависит от скорости, курсовых параметров
и.аэродинамических свойств цели и в реальных условиях меняется
в достаточно широких пределах, в системах пеленгации
с использованием селекции по скорости предъявляются
особо высокие требования к идентичности
характеристик допплеровских фильтров. Имея узкую полосу и
большую крутизну фазово-частотных характеристик,
такие фильтры при недостаточной идентичности
характеристик и изменении допплеровского сдвига частоты
258

в процессе слежения цели по скорости могут создать
большие аппаратурные ошибки системы пеленгации.
Для ослабления этого приходится прибегать к
стабилизации частоты сигналов, поступающих через допплеров-
ские фильтры на фазовый детектор.
Требования к идентичности приемных каналов при
работе по сигналам квазинепрерывного и непрерывного
типа аналогичны.
6.4.3. Пеленгация при использовании сжатия
импульсного сигнала. Как известно, в целях сохранения
высокой разрешающей способности по дальности и
улучшения энергетических соотношений при
ограниченной пиковой мощности РЛС прибегают к расширению
рабочего импульса и внутриимпульсной частотной
(фазовой) модуляции. Такой импульоный сигнал, будучи
пропущенным через оптимальный фильтр приемника,
претерпевает сжатие по длительности.
Сжатие длительности импульса обусловливается тем,
что оптимальный фильтр создает задержку каждой
спектральной составляющей сигнала в соответствии с ее
частотой таким образом, что низкочастотные
составляющие задерживаются больше, а высокочастотные —
меньше. Это обеспечивает в определенный момент времени
сложение в фазе всех частотных составляющих и
формирование короткого импульса большой амплитуды.
Неидентичность средних частот настройки
оптимальных фильтров приводит к изменению отношения
амплитуд сигналов, появлению паразитного фазового сдвига
и частотной модуляции, что вызывает соответствующее
изменение сигнала ошибки и ухудшение точности
пеленгации. Бели средняя частота сигнала и
неидентичность настройки оптимальных фильтров стабильны во
времени, то искажение сигнала ошибки пеленгационной
системы может быть выбрано при настройке
аппаратуры. В противном случае неизбежно- снижение как
точности, так и помехоустойчивости пеленгации.
Неидентичность фильтров может проявиться в
несогласованности скоростей изменения частоты и
огибающей импульсного отклика фильтра с соответствующими
параметрами входного сигнала. В этом случае даже
при идентичности настройки -средних частот фильтров
паразитные фазовые сдвиги и остаточная частотная
модуляция могут достигать значительной величины.
17* 259

Отсюда следует, что обеспечение определенной
степени идентичности оптимальных фильтров в
моноимпульсных системах пеленгации, работающих по импульсным
сигналам с частотной модуляцией, является весьма
важным.
Задаваясь величинами допустимых паразитных
фазовых сдвигов и остаточной частотной модуляции,
можно определить требования к идентичности оптимальных
фильтров по формулам [45]
Д? = 0,5 farctg ^ -arctg^V (6.112)
ДА= * л^^_^к\ (6.113)
4 \4,+ск Bl+cJ
где
В^ =
*' ' 4(а*+с$ 4(а2+со2)
с. =
Ф1 4 /я2 -L /л2\ 4 Гл? -L гл?'
вл =
4«+<) 4(flf+«f)
Фа 4 fд2 -L ,л2\ ' 4 Г/7? 4- м?
4«+<# ' 4(flf+^)
с =
>Фз 4(а*+вф 4(а2+со2)'
А/г — разность скоростей изменения частоты,
ас — 'коэффициент, характеризующий скорость
изменения огибающей входного сигнала,
(ос — скорость изменения частоты входного сигнала,
й\ и а2 — коэффициенты, характеризующие
изменение огибающей сигналов при прохождении оптимальных
фильтров первого и второго приемных каналов,
(0i и о)2 — скорость изменения частоты сигналов при
прохождении оптимальных фильтров первого и второго
приемных каналов.
§ 6.5. КОНСТРУКТИВНЫЕ МЕТОДЫ УМЕНЬШЕНИЯ
АППАРАТУРНЫХ ОШИБОК ПЕЛЕНГАЦИИ
Методы уменьшения аппаратурных ошибок
пеленгации разнообразны. К ним относятся технологические
методы, связанные с совершенствованием технологии изго-
260

товления отдельных узлов и элементов аппаратуры,
эксплуатационные методы, связанные с подготовкой
аппаратуры к работе, ее настройкой, калибровкой и
эксплуатацией, и конструктивные методы, связанные с
разработкой схемных решений, позволяющих существенно
снизить или полностью исключить влияние
неидентичности амплитудно-фазовых характеристик приемных
каналов.
Наибольший интерес представляют конструктивные
методы, охватывающие различные способы объединения
приемных каналов моноимпульсных РЛС, стабилизацию
промежуточной частоты, перекрестную коммутацию
приемных каналов и ряд других мер!
Остановимся подробней на вопросах объединения
приемных каналов. Сущность объединения состоит в том,
что вместо двух или трех приемных каналов,
необходимых в соответствии с принципом моноимпульсной
радиолокации, используется один канал, функционально
заменяющий два или три ка«ала. Поскольку в этом
случае протяженность раздельных каналов снижается до
минимума, то тем самым снижаются и аппаратурные
ошибки, обусловленные неидентичмостью характеристик
этих каналов. В настоящее время существует много
способов, позволяющих объединить функционально
приемные каналы в едином канале. Рассмотрим некоторые из
них.
6.5.1. Способ объединения приемных каналов по
высокой частоте. Система, упрощенная блок-схема
которой изображена на рис. 6.11, относится к одной из
первых моноимпульсных РЛС с амплитудной пеленгацией,
предназначенных для определения координат в одной
плоскости (124].
Антенная система данной станции состоит из двух
параболических рефлекторов, механически связанных
друг с другом, один из которых является приемным,
другой передающим. Такое построение антенной
системы позволяет избежать проблем, связанных с
переключением высокочастотных трактов на прием и
передачу.
Отличительной особенностью данной РЛС является
объединение приемных каналов по высокой частоте
в один канал с использованием временного разноса
сигналов, принятых по разным каналам, осуществляемого
261

путем высокочастотной задержки одного из сигналов на
время, превышающее длительность импульса.
После объединения высокочастотные сигналы
преобразуются в сигналы промежуточной частоты,
усиливаются в логарифмическом усилителе, детектируются и
разделяются путем соответствующего стробирования.
Разделенные сигналы сравниваются методом вычитания.
Для этого незадержанный сигнал задерживается на ту
же величину, на которую произведена задержка другого
сигнала при объединении каналов.
На канал дальности
Рис. 6.11. Упрощенная блок-схема амплитудно-амплитудной
моноимпульсной РЛС с объединением приемных каналов по высокой
частоте.
Недостатком рассмотренного способа объединения
каналов является снижение разрешающей способности
по дальности. Если РЛС, работающая в обычном
режиме, способна различать цели, радиально разнесенные на
величину, соответствующую длительности импульса, то
рассматриваемая система не способна различать цели,
радиальное расстояние между которыми не превышает
двух длительностей зондирующего импульса. В этом
случае сигналы, отраженные от дальней цели, и
задержанный сигнал от ближней цели будут проходить через
приемник одновременно и разделению не поддаются.
Другим недостатком рассматриваемой системы
является то, что она подвержена действию помехи в виде
парных импульсов, разнесенных на величину задержки,
вводимую в систему при объявлении приемных каналов.
.262

Конструктивным недостатком объединений приемных
каналов по высокой частоте является громоздкость
линии задержки. Так, в разрабртанной Соммерсом РЛС
[124] линия задержки .представляла собой волновод
длиной 30,5 м, свернутый в бухту. При этом требовалась
соответствующая компенсация затухания сигнала в
линии задержки. При такой конструкции возникают
трудности обеспечения идентичности характеристик необъ.
единенных частей приемных каналов.
6.5.2. Способ объединения приемных каналов по
промежуточной частоте. Упрощенная блок-схема приемной
7
г
V
\*х

Смеситель
i
\
Гетеродин
\ч
i
!

Смеситель
\
пупу
пупу\
упч
и детек-
тор
Устройство]
стробир.
■и
ключевая I
схема
I
Линия
задержки
задержки
0 4
Система
автосопр
]ло дальности
Срабнидаю-
щее
устройство
Система
упрабления
антенной
\ Сигнал
ошибки
Рис. 6.12. Упрощенная блок-схема приемной части амплитудно-
амплитудной моноимпульсной РЛС с объединением приемных
каналов по промежуточной частоте.
части моноимпульоной РЛС с амплитудной пеленгацией
и объединением приемных, каналов по промежуточной
частоте представлена на рис. 6.12 '[11
Сигналы, принятые антеннами 1 и 2, поступают на
смесители, где при помощи общего гетеродина
преобразуются в сигналы промежуточной частоты и далее
усиливаются в предварительных усилителях промежуточной
частоты ПУПЧ. После одного из ПУПЧ включается
линия задержки, обеспечивающая задержку сто времени
одного из принятых сигналов на величину,
превышающую длительность рабочего импульса. Разнесение
сигналов по времени позволяет осуществлять усиление
263

обоих принятых сигналов в общем усилителе
промежуточной частоты (УПЧ).
После усиления в УПЧ сигналы детектируются,
разделяются на два канала при помощи стробирования
ключевой схемой и подаются >на сравнивающее
устройство*
\из/!учаемые
f сигналы
игиг
а2-
«Iя
иг~~
-Щт
■ж
п
Л_
-HTj
п
-ш-
-ш-
-W-
-Шг
лп
п
л
\Принятые
сигналы
\ Сигналы
навходеупч
Сигналы
на выходе
детектора
Сигналы
на выходе
f ключевой
схемы
Сигналы
на входе
^сравнивающего
устройства
*ще
?ва
Рис. 6.13. Эпюры напряжений, поясняющие прохождение сигналов
в приемнике амплитудной моноимпульсной РЛС с объединением
приемных каналов по промежуточной частоте.
Работа приемной системы поясняется эпюрами на
рис. 6.13.
Аналогичным образом может быть построена
приемная часть моноимпульсной РЛС с фазовой пеленгацией
и объединением приемных каналов по промежуточной
частоте.
Поскольку изготовить компактную линию задержки
на промежуточной частоте значительно проще, чем на
264

высокой, данная схема обладает преимуществом перед
схемой с объединением приемных каналов по высокой
частоте, представленной на рис. 6.11. Другим
преимуществом является то, что при объединении приемных
каналов по промежуточной частоте пеленгавдюнная система
может быть защищена от воздействия помех в виде
парных импульсов путем введения стробирования
предварительных усилителей промежуточной частоты,
обеспечивающего прохождение только одного из помеховых
импульсов.
Вместе с тем в схеме с объединением приемных
каналов по промежуточной частоте увеличивается влияние
неидентичностей приемных каналов до их объединения,
поскольку их протяженность по сравнению со схемой
рис. 6.11 увеличивается. Что касается недостатка схемы
с объединением приемных каналов по высокой частоте,
заключающегося в снижении разрешающей способности
по дальности, то он сохраняется и в схеме с
объединением по промежуточной частоте.
6.5.3. Способ объединения приемных каналов по
промежуточной частоте с использованием фазовых сдвигов
и временной задержки сигналов. Упрощенная
блок-схема приемной части амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС с объединением дальномерного и
угломерного каналов рассматриваемым способом
представлена на рис. 6.14 [120].
Объединение каналов осуществляется в два этапа.
Вначале объединяются угломерные каналы. Для этого
разностный сигнал азимутального канала £ра сдвигается
по фазе на 90° и суммируется с сигналом угломестного
канала £ру. После этого результирующий угломерный
сигнал преобразуется в сигнал промежуточной частоты,
усиливается в предварительном усилителе
промежуточной частоты (ПУПЧ), задерживается на время, равное
примерно длительности принятого сигнала, и
суммируется с суммарным сигналом промежуточной частоты,
являющимся одновременно сигналом дальности и
опорным сигналом угломерных каналов.
Выходной сигнал общего усилителя промежуточной
частоты (УПЧ) разветвляется на три направления: одна
его часть поступает на фазочувствительный детектор
угломестного канала, другая часть со сдвигом по фазе
на 90° — на фазочувствительный детектор азимутального
265

канала, третья часть сигнала после дополнительного
усиления в каскаде УПЧ и задержки на величину,
равную задержке угломерных сигналов перед объединением
каналов, подается через регулируемый фазовращатель
в канал дальности и на фазочувствительные угломерные
детекторы в качестве опорного сигнала.
Сигнал ошбки по углу места
tpy
Смеси -
тель
{Местный]

гетеродин
Смеси -
тель
сра\

Фазовращатель
90°
\ПУПЧ\
1
\УПЧ
Линия
задержки
j
тпч
я
Фазовый
детектор
''шело мест -
Хного каналах
Допол-
иитель
ныйУПЧ\
\Линия за-\
Н держки
Фазовра-\
сцатель
.360°
\Фазовра-
щатель
30°
Система
авто со
провождения по
дальности
Фазовый
детектор.
азимут.
канала
I
Сигнал ошибки по азимуту
Рис. 6.14. Упрощенная блок-схема приемника амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной РЛС с объединением дальномерного и
угломерного каналов по промежуточной частоте при использовании
фазовых сдвигов и временной задержки сигналов.
Ес — суммарный сигнал; Яр у — разностный сигнал канала угла места; £р а —
разностный сигнал азимутального канала.
Фазочувствительные детекторы по углу места и
азимуту позволяют получить -сигналы по углу места и
азимуту. При получении сигнала по углу места на фазовый
детектор один сигнал с общего УПЧ подается
непосредственно, а другой — через дополнительный стробируе-
мый каскад УПЧ, линию задержки и фазовращатель.
Благодаря этому опорная часть первого сигнала
появляется на детекторе одновременно с угловой частью
второго сигнала (см. эпюры напряжений на рис. 6.15) и
266

взаимодействует с
последним, обеспечивая на
выходе детектора сигнал
ошибки, пропороциональ-
ный углу
рассогласования цели по углу места.
Часть угломерного
сигнала, соответствующая
углу рассогласования
цели по азимуту, не будет
вырабатывать сигнала
ошибки, поскольку она
оказывается в квадратуре
с опорным сигналом. При
получении сигнала
ошибки по азимуту один
сигнал с выхода УПЧ
подается на фазовый
детектор через
фазовращатель, сдвигающий его по
фазе на 90°, а другой
(опорный) —через
дополнительный стробируемый
каскад УПЧ, линию
задержки и фазовращатель.
В этом случае угловая
часть первого сигнала
поступает на детектор
одновременно с опорной
частью второго сигнала и
вырабатывает на выходе
детектора сигнал
ошибки по азимуту. Часть
угломерного сигнала,
соответствующая углу рас-
т
£ру %-
т
ера
fcpy
ера
f
%~
Еру Ера-
Ее-
Еру* Ер а "
s
ра
-fr-
r7k-
•pa
b\№HP
tc+Epy+Epa Wfr-
cpa
—m
4«-
J~L
4&?e
Ec+Epy*Eptr-
cpa
ЧГ
-Wr
-Wh
-4h
-4k-
■#■
-Щг
■m-
-m-
-%-
•w—i
-»-
■Г
Рис. 6.15. Эпюры напряжений сигналов, поясняющие работу
приемника амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной РЛС,
изображенного на рис. 6.14 (стрелками условно обозначены фазовые
соотношения сигналов)..
/ — на выходе волноводных мостов; 2 — на входе смесителя угломерных
каналов; 3 — на выходе смесителя угломерного канала; 4 — на входе УПЧ; 5 — на
выходе УПЧ; 6— на входе фазового детектора азимутального канала; 7 —на
выходе фазового детектора азимутального канала; в —на входе фазового
детектора угломестного канала; 9 — на выходе фазового детектора угломестного
канала.
267

согласования цели по углу места, не пропускается
детектором из-за квадратурности ее с опорным сигналом.
Поскольку в схеме используется две линии
задержки, то это может !вызвать существенную расфазировку
опорного и угломерного сигналов. Для компенсации
паразитных фазовых сдвигов в канале опорного сигнала
предусматривается фазовращатель с широкими
пределами регулировки фазы.
Чтобы отношение сигнал/шум при прохождении
сигналов через приемный тракт не ухудшалось,
применяется стробирование ПУПЧ, обеспечивающее работу
усилителя только на время прохождения сигнала.
Существенным является осуществление задержки сигнала после
ПУПЧ, поскольку это улучшает отношение сигнал/шум.
Задержка до ПУПЧ приводит к ослаблению сигнала
на входе усилителя и, следовательно, к уменьшению
отношения сигнал/шум, что вызывает ухудшение
точности сопровождения цели по угловым координатам и
дальности.
Недостаток рассмотренной системы объединения —
высокая чувствительность к фазовой неидентичности
приемных каналов. Это лишает ее основного
преимущества моноимпульсных пеленгаторов
суммарно-разностного типа, в которых паразитный сдвиг фаз в
приемных каналах не приводит к сдвигу равносигнального
направления. Чувствительность к фазовой
неидентичности делает такую систему мало пригодной для
использования в РЛС с перестройкой по частоте в широких
пределах.
В ряде случаев объединение по описанному выше
принципу производится только разностных каналов и
для устранения ошибок, возникающих при перестройке
системы по частоте, применяют автоматическую
подстройку каналов по фазе [81, 93].
6.5.4. Способ объединения приемных каналов
с использованием низкочастотной модуляции в одном
из каналов. Упрощенная блок-схема приемной части
моноимпульсной амплитудной суммарно-разностной РЛС
с объединением каналов путем применения
низкочастотной модуляции разностного сигнала представлена на
рис.-6.16 [125].
В данной схеме используется обычный способ
формирования суммарного и разностного сигналов с по-
268

мощью двойного волноводного моста. Разностный
сигнал, содержащий угловую информацию о положении
цели в пространстве, модулируется по амплитуде
сигналом звуковой частоты Q и суммируется сигналом
суммарного канала.
В соответствии с этим результирующий сигнал при
аппроксимации суммарной диаграммы функцией cos6,
Приемник
V\M сигналов]
Фазовый
детектор
Сигнал
ошибки
■о
Балансный модулятор
НЧ генератор
Рис. 6.16. Упрощенная блок-схема приемника амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной РЛС с объединением приемных
каналов при использовании низкочастотной модуляции разностного
сигнала.
а разностной диаграммы функцией sin0 может быть
представлен выражением
Ё (t, 6) = Ет (cos б + sin б sin Qt) exp i arf. (6.114)
При малых значениях угловой ошибки выражение
(6.114) преобразуется к виду
Ё (*, 6) = Ет (1 + б sin Qt) exp i <*t. (6.115)
Из выражения (6.115) видно, что коэффициент
модуляции результирующего сигнала пропорционален
угловой ошибке. Поэтому амплитудное детектирование
сигнала на выходе приемника дает сигнал низкой
частоты Q, амплитуда которого пропорциональна величине
угловой ошибки, а фаза указывает направление
рассогласования. При прохождении нулевой ошибки фаза
низкочастотного сигнала меняется на 180°.
Низкочастотный сигнал с выхода приемника ампли-
тудно-модулированных сигналов поступает на фазовый
детектор, где сравнивается по фазе -с- сигналом
генератора низкой частоты и формирует сигнал ошибки
постоянного напряжения, воздействующий на сервомеханизм
управления положением антенны.
В приемной системе могут использоваться
широкополосные устройства обработки сигнала без снижения ее
269

чувствительности, вследствие чего можно существенно
уменьшить паразитные фазовые сдвиги. При этом
критичный к ^настройке узкополосный УПЧ перестает быть
источником ошибок, поскольку суммарный и разностный
сигналы, проходя его, сдвигаются по фазе на
одинаковую величину.
Система достаточно проста в .настройке и стабильна
в различных условиях эксплуатации. Однако введение
низкочастотной модуляции при объединении приемных
каналов делает систему пеленгации чувствительной
к амплитудным флуктуациям принимаемых сигналов,
а также уязвимой со стороны организованных амплитуд-
но-модулированных помех. Очевидно, для создания
таких помех достаточно знать частоту используемой
в РЛС модуляции с точностью до полосы пропускания
следящей системы. В этом заключается серьезный
недостаток рассматриваемой структуры построения
приемной системы моноимпульсной РЛС, ограничивающий ее
применение.
6.5.5. Способ объединения приемных каналов
с использованием разнесения сигналов по частоте.
Упрощенная блок-схема приемника амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной РЛС с объединением
каналов путем разноса сигналов по частоте
представлена на рис, 6.17 [42].
Принцип объединения приемных каналов состоит
в том, что суммарный и разностный высокочастотные
сигналы преобразуются в сигналы близких по значению
промежуточных частот, суммируются и жестко
ограничиваются в многокаскадном широкополосном
усилителе—ограничителе. С выхода УПЧ сигналы поступают
в полосовые фильтры, настроенные на соответствующие
частоты объединенных сигналов, и разделяются ими на
суммарный и разностный сигналы. После разделения
частота суммарного сигнала преобразуется в частоту
разностного сигнала. Полученный в результате
преобразования сигнал используется в качестве опорного в
угломерном фазочувствительном детекторе при
формировании сигнала ошибки, используемого в дальнейшем для
управления антенной системой.
Описанный принцип объединения каналов может
быть применен и в системе, предназначенной для
пеленгации в двух плоскостях. В этом случае объединяемые
270

сигналы (суммарный и два разностных) преобразуются
в сигналы трех близкорасположенных промежуточных
частот таким образом, что их спектры не перекрываются
и тем самым позволяют суммарному сигналу
одновременно нормировать оба разностных сигнала без
использования обычных систем АРУ по суммарному сигналу.
Применение данного метода объединения не
ограничивается системами суммарно-разлостного типа. Он
может быть применен также к другим системам, например
Суммарный
сигналЕс
Разностный\
сигнал £^\
Смеситель V
№
Гетеродин
\
Смеситель V
\ Тт
Гетеродин
\
Л
Смеситель V
k
ft
э-
Полосовой
фильтр
/г
упч
Жесткий
ограничитель
i
\
1
■
Полосовой
фильтр
/г
\
Смеситель •
\
Фазочубст-
вительный
детектор
\
\
Л[А
-kl
»-
.
Амплитуд- |
мый \
детектор \
\еР\
kl
Рис. 6.17. Упрощенная блок-схема приемника амплитудной
суммарно-разностной импульсной РЛС с использованием одноканального
устройства обработки сигналов со сдвигом по частоте.
к амплитудным системам 'с логарифмическими
приемниками. Устройство системы в этом случае будет
отличаться от устройства, изображенного на рис. 6.17, только
детектором, поскольку для получения величины и знака
угла отклонения цели от равносигнального 'направления
в этом случае требуется амплитудный детектор вместо
фазового, примененного в рассмотренной системе.
Поясним аналитически основы рассмотренного
метода обработки сигналов для случая идеального
широкополосного нечетного ограничителя, под которым
подразумевается устройство, состоящее из последовательного
соединения безынерционного нелинейного элемента и
линейного полосового фильтра. Для упрощения анализ
выполним в действительной форме.
271

Пусть на выходе идеального ограничителя
напряжение сигнала равно сумме S(t) двух узкополосных
сигналов S\(t) и S2(t),
где
S1(0 = ^Pcos(©1f + (Pi). (6Л16)
S8(/) = £cCOS(<B2f + q>a)> (6.117)
^р z=z ^p \})\ I1qt==: tlc\t)\
cPi=cPi(0; ъ=ъ#)-
При помощи простых тригонометрических
преобразований S(t) может быть выражена как единая
узкополосная функция с 'несущей частотой coi в следующем
виде:
S (0 = {Е] + E2Q + 2£p£c cos [(«>2 -«,)* +
+ ?я — ?il}1/2 cos jto^ -f arctg X
^,£p sin yt + £c sin [(co2 --fl>t) f + y2]) /g j jgv
^^pCOS^ + £cCOS{((02 —(O!) ^+ <f2]j ' *" '
Известно, что когда на вход идеального полосового
ограничителя подается узкополосный сигнал с
амплитудной и фазовой модуляцией, то на выходе получается
сигнал -с постоянной амплитудой и такой же фазовой
модуляцией, как и сигнал на входе.
Учитывая это и то, что после широкополосного
нечетного ограничения сигнал принимает форму «меандра»,
на выходе ограничителя получим
L{t)=^LC0S^it +
+ arctg EJsin yi + E>sin [,((°2 ~ "Чт^Н \ > (6Л19)
1 b £pcos<p2 + £ccos[((o2 — <ui)t + v2]f v '
где f/огр — порог ограничения.
Воспользовавшись тригонометрическим разложением
вида
cos (o)^ -f- arctg х) = cos <*г( cos (arctg х) —
— sin Ojf sin (arctg x) = cos ш^ cos arccos —
l У 1 + x J
— sin mj sin [arcsin . 1 = — X
X (cos (>>xt — x sin mj),
272

произведем соответствующие преобразования выражения
(6.119):
L(/) =
_ 4f/orp
х(.
Ер sin у! + £с sin [(<о2 — (oQ * + уа] 12) V2
cos (j>! + Ес cos[(w2 — со.!) t + <p2] J J
COS mxt
HI
Ev sin yt + £c sin [((o2 — &l)t+ y2]
■X
_ Wprp
£pCOS <Pi + £c COS[((02 -
£p cos ?! + £<. cos [(q>a
■»l)^+?2]
sinco^
)-■
* {£2+£2c + 2£p£ecos [((o2-<o,)^+T2-?.]}I/2
у £p cos ((Qjt + y.) + £c cos (co2< + y2)
X
41/,
orp
£p cos <p, + £0 cos [(<o2 — <Oi) < + ?2]
£p cos (<Q|< 4- y,) 4- £0 cos (<o2^ -|- y2)
{£2 4- & 4. 2£p£c cos [(«, - »,) f 4 ?• ~ <P.]}'/2
(6.
Разделив числитель и знаменатель на fc, получим
cos [(m2 — «в,) f +
120)
+ *
:я;
, 2£р_
"Т~ р
j|-COS(a)^ + ?1)+COSKf + T2)}. (6Л21)
При £р<£с, что практически вседа выполняется,
величина под знаком квадратного корня может быть
представлена в виде степенных рядов (при
использовании биномиального разложения) следующим образом:
i
Ez
! + -%
£?
Г1 +
+ ?i —ТО
гЧ
2£р£с
Е2Р + Е2С
■ COS [(a
»i)' +
£*
1 + -5
£?
1 +
с £3
Ес 4^
4^~
+£5 ••'
COS[(m, —«,)' + ?• —Til) 2 =
г-
!-f
1 El
3 *
х
18—2536
273

x{i-(f-f-+4--)coeK-*—•>'+
+T.-Tj+-rig- ~4-+-5—-Wk-.-
A/^p.. 1p • ^
+ f——'} cosM(».-«i)>+T.-?J + -..L- (6.122)
Подставляя (6.122) в (6.121), используя
тригонометрические тождества и группируя члены, получаем
следующее выражение для. выходного напряжения
ограничителя:
Xcos(V + cp1)+Cl--r§---')cos^ + ^ +
-f- [другие члены на несущих частотах (o1±z n (u>j — ь>2)]1,
(6.123)
где я = 2, 3, 4, ...
На выходе фильтров получаем
^)=4-^(-ёг+ж §+•••)«*(•.'+*•). (6Л24>
ад=^ f 1 --г.§---]«»'ыЧ-?.)- (6-125)
При £р/£с < 1
ЗД~ ^^С08(^ + ?х), (6Л26)
4£/„
Sftt)я= 1^2- (cos ш^ + ft). (6.127)
274

Расчетные зависимости амплитуд S{(t) и S2(t) от
отношения мгновенных значений амплитуд разностного
и суммарного сигнала Ev/Ec представлены на рис. 6.18.
Как видно из рисунка, при малых отношениях амплитуд
разностного и 'суммарного сигналов, что обычно
выполняется в процессе автоматического слежения за целью,
выходное напряжение S[(t) почти прямо
пропорционально мгновенному значению отношения амплитуд £р/£с
и, следовательно, прямо пропорционально отношению
амплитуд сигналов, принятых антенной РЛС. Это
обстоятельство позволяет производить измерение
направления на цепь рассмотренным методом обработки
сигналов с достаточной точностью. Полученные результаты
могут быть распространены как на непрерывные, так и
импульсные сигналы.
Рассмотренный принцип одноканальных приемных
систем моноимпульсных РЛС с использованием раз-носа
сигналов по частоте не
является единственным.
Существуют и другие его
разновидности. В качестве
примера такой разновидности
можно привести американскую
фазовую моноимпульсную
систему «Минитрек»,
предназначенную для слежения
за искусственными
спутниками Земли.
6.5.6. Способ объединения
приемных каналов с
применением коммутации. Другой
способ компенсации
неидентичности
амплитудно-фазовых _ характеристик
приемных каналов представляет
череспериодная
коммутация каналов [18]. В этом
случае приемные каналы
коммутируются с половинной частотой следования
импульсов, что обеспечивает поочередное подключение
усилителей промежуточной частоты то к одной антенне, то
к другой. При этом фазовый сдвиг за счет
неидентичности амплитудно-фазовых характеристик приемных кана-
18* 275
Щгр
0,01
ы
|- ■ —-|
W\
0,007 0,01 0,1 £р/£с
Рис. 6.18. Нормированная
расчетная зависимость амплитуды
сигналов на выходе полосовых
фильтровот отношения
амплитуд разностного и суммарного
сишалов на входе идеального
ограничителя.

лов принимает то положительное, то отрицательное
значение и в усредненном сигнале ошибки величина
дополнительной ошибки за счет неидентичности каналов будет
значительно уменьшена. Коммутация приемных каналов
может осуществляться также с произвольной частотой,
не связанной с частотой посылок.
Рассмотрим значение коммутации каналов
аналитически на примере амплитудно-амплитудной
моноимпульсной системы с логарифмическими приемниками и
формированием сигнала ошибки по закону
S (8) = In К (*, 6)|—1п|а2(/, 6)|. (6.128)
Как показано в § 6.3.1, в таких системах при
неидентичности каналов имеет место ошибка пеленгации,
определяемая выражением (6.34).
Пусть приемные каналы идентичны по фазе и
коммутируются (непосредственно на выходе антенны по
прямоугольному закону. Тогда сигналы на выходе УПЧ
каналов можно представить в виде следующих выражений:
«и{t, 6) = к01 Inк,Е,{\-hx8)expiо)прг, (6.129)
«2i {t, б) = ко2 In к2Е0 (1 —р,6) exp i wnp^, (6.130)
u12{t, Ъ) = к011пк1Е0(1—рЪ)ехр'и»щ£, (6.131)
«22 (U 8) = tf02 In ^Е0 (1+1*0) ехР * f-W> (6.132)
где ип (t, 6), u2l (/, 9) и и12 (t, б), «22 (t, 6)—выражения
сигналов на выходе первого и второго каналов за первый и
второй полупериоды коммутации соответственно.
В соответствии с этим сигналы ошибки за первый и
второй полупериоды коммутации определяются
выражениями
■Мв) = |ип('. 6)|- \ti21(f, 6)[ = *011пк1£0(1 +
+ V>b)-fcQilntbEQ(l-tf)t (6.133)
S2(6)=-|«i2^ b)\ — \un(t, в)| =
= к011пк1Е0(1—1>Ь)-к021пъЕ0(1+рЪ). (6.134)
При принятой обработке сигналов знаки сигналов
ошибки Si(6) и S2(0) противоположны, поэтому резуль-
276

тирующий сигнал ошибки находится как полуразность
сигналов ошибки за первый и второй полупериоды
коммутации, т. е.
S(6) = 4-[S1(8) —S2(6)]. (6.135)
Подставляя выражения (6.133) и (6.134) и принимая
ошибки пеленгации малыми, после элементарных
преобразований получим
= 4" 12/^ + 2*0.1*0] = tfG,teo + l)|ifl. (6.136)
Очевидно, условие пеленгации 5(0) =0 выполняется при
9 = 0 независимо от неидентичности каналов по
амплитуде, но при этом чувствительность системы пеленгации
уменьшается в 2/(g0+l) раз. Таким образом, в случае
применения коммутации различие в усилении приемных
каналов не приводит к возникновению систематических
ошибок пеленгации.
В том случае, когда место коммутации приемных
каналов отдаляется от выхода антенны, система пеленгации
становится чувствительной к неидентичности
амплитудных характеристик высокочастотных каналов и в
условиях коммутации каналов. Покажем это аналитически.
Пусть коммутация осуществляется непосредственно по
входу УПЧ каналов. Тогда
U\\(U 6) = ^01ln^1£,0(l +n6)expia)nl/, (6.137)
«2i {t, Ь) = ко2 In к2Е0 (1—|*9) ехр 1 Ющ/, (6.138)
ии {t б) = #oi1п к2Е0 (1 — |*в) ехр i wnpf, (6.139)
tl22 (t, 9) = к^Хъ кхЕ0(1 -f рЛ) ехр i a>npf, (6.140)
s(e)=4-[s1(6)-sI(e)]=
= -ГКош№*+1)(1п8 + Ш (6-141)
277

Решая уравнение S(6) относительно ц,9, находим
|l9 = th(—!^)*-^L. (6.142)
Выражение (6.142) аналогично выражению (6.36),
полученному при рассмотрении ошибок пеленгации за
счет неидентичностей амплитудных характеристик
высокочастотных трактов приемника без применения
коммутации каналов.
Существуют и другие способы объединения приемных
каналов с использованием коммутации. Один из таких
способов основан на высокочастотном стробировании
объединяемых каналов, обеспечивающем поочередное их
открывание на .время, в п раз меньшее длительности
рабочего импульса (п — число объединяемых каналов).
Одна из составляющих результирующего сигнала в
приемном канале используется как опорный сигнал, а два
других — как угломерные сигналы [76]. Благодаря
разносу по времени образующихся при этом принимаемых
импульсов преобразование и усиление этих сигналов
может осуществляться при помощи
одноканального.приемника. Возникающая при этом расфазировка сигналов
компенсируется специально подобранными линиями
задержки, а соответствующее разделение сигналов на
выходе приемника осуществляется стробированием,
синхронным со стробированием входных каналов.
Известен способ объединения приемных каналов
путем поочередного подключения выходов антенны без
дробления импульса [96].
Оригинальная схема объединения каналов с
использованием коммутации применена в моноимпульсной
системе, блок-схема которой изображена на рис, 6.19
[75]. Коммутирующими элементами этой схемы являются
ферритовые фазовращатели, включаемые в волноводные
антенные каналы и управляемые от специального
источника питания по определенной программе путем подачи
импульсного напряжения.
При отсутствии подмагничивающего импульса на
ферритовых фазовращателях все каналы синфазны и
результирующая диаграмма направленности имеет
максимум, совпадающий с направлением оси антенны.
При подаче калиброванного импульса напряжения
на любой из ферритовых фазовращателей в соответ-
278

ствующем канале создается дополнительный фазовый
сдвиг,-приводящий к соответствующему отклонению оси
результирующей диаграммы от оси антенны. В
зависимости от канала, в котором включен данный феррито-
вый фазовращатель, диаграмма направленности
отклоняется от оси антенны вниз, вверх, вправо или влево.
Ферритовыё фа з ос д 6ига те/,
♦Ж
Гетеродин
Устройство
управления
Переключение^

Сравнивающее
{устройство]

Сравнивающее
Устройство
Сигнал ошибки
по азимуту
Сигнал ошибки
по углу «еста
Рис. 6.19. Упрощенная блок-схема моноимпульсной РЛС с
коммутацией приемо-передающих высокочастотных каналов.
Учитывая последовательность положений оси
результирующей диаграммы 'Направленности, поступающие при
этом на вход приемника сигналы будут разнесены во
времени, что позволяет последующее их преобразование
и усиление производить в одноканальном приемном
устройстве. На выходе приемника сигналы разделяются
с помощью переключателя, управляемого синхронно
с ферритовыми фазовращателями и направляются
попарно на сравнивающие устройства, где формируют
сигналы ошибки по азимуту и углу места.
Скорость управления лучом, антенны может
достигать нескольких килогерц. В сочетании с кодированиехМ
такая система коммутации достаточно помехозащищена
в отношении синхронных организованных помех и
низкочастотных амплитудных флуктуации, присущих
отраженным сигналам.
279

ГЛАВА 7
ПОМЕХОЗАЩИЩЕННОСТЬ МОНОИМПУЛЬСНЫХ
РЛС
При современном развитии техники трудно
представить работу радиолокационных систем в боевой
обстановке без помех, поэтому при разработке РЛС большое
взимание уделяется вопросам их «помехозащищенности.
Под помехозащищенностью радиолокационных систем
обычно понимается их способность в условиях
создаваемых им помех воспроизводить с достаточной точностью
полезный сигнал и осуществлять необходимые при этом
операции по обнаружению цели, измерению ее
координат и сопровождению. Если РЛС под действием помехи
не в состоянии выполнить возложенных на нее функций,
то она не может быть признана помехозащищенной,
несмотря на ее высокие показатели при отсутствии помех.
Применительно к радиолокационным станциям
автосопровождения цели пол помехозащищенностью следует
понимать способность РЛС сопровождать цель по
координатам с требуемой точностью в условиях применения
различных средств радиопротиводействия.
'Широко распространенные в радиолокации до
внедрения моноимпульсного метода одноканальные
угломерные зарубежные системы автосопровождения,
основанные на методе конического сканирования и
последовательного переключения луча, оказались уязвимыми
со стороны организованных помех и не обеспечивали
в условиях применения современных средств
радиопротиводействия выполнения боевых задач. Так, например,
указанные системы имеют низкую помехозащищенность
от ответных помех с амплитудной модуляцией на частоте
сканирования (переключения) луча. Поэтому одной из
основных причин разработки моноимпульсного метода
и интенсивного внедрения его в радиолокационную тех-
280

Нику, отмечаемых в последнее десятилетие, явилась
необходимость повышения помехозащищенности
угломерного канала, являющегося основным каналом в
радиолокационных системах наведения и автосопровождения.
Оценивая помехозащищенность моноимпульсных РЛС
по отношению к современным видам помех, необходимо
учитывать, что моноимпульоный метод применяется
лишь для измерения угловых координат. Что касается
метода определения дальности и скорости, а также
методов сопровождения по скорости и дальности, то они
принципиально не отличаются от методов, реализуемых
в обычных одноканальных радиолокационных станциях
сопровождения. Поэтому существует преемственность
видов помех и способов защиты от них между однока-
нальными и двухканальными координатами.
Прежде чем приступить к анализу
помехозащищенности моноимпульсных РЛС и оценке их преимуществ
в этом отношении по сравнению с одноканальными
угломерными координатами, рассмотрим существующие
методы создания помех радиолокационным станциям.
§ 7.1. МЕТОДЫ СОЗДАНИЯ ПОМЕХ
РАДИОЛОКАЦИОННЫМ СТАНЦИЯМ
Под помехой понимается любой радиосигнал,
который при приеме ухудшает качество работы РЛС и
нарушает достоверность выдаваемой ею информации
о цели. По своему характеру помеха может иметь как
естественное, так и искусственное происхождение [10, 13,
30, 51, 61, 66, 67]. К первой категории помех можно
отмести помехи, возникающие вследствие грозовой
деятельности в атмосфере, выпадания различного рода
метеоосадков (снег, град, дождь), работы плохо
экранированного электрооборудо1ва;ния и др. Ко второй относятся все
помехи, создаваемые преднамеренно для нарушения
нормальной работы радиолокационной аппаратуры.
Искусственные, или умышленные помехи обычно
делятся на маскирующие и дезинформирующие. К ним
также относят помехи за счет атомных взрывов.
Маскирующие помехи применяются для того, чтобы
воспрепятствовать или существенно затруднить
обнаружение и правильное определение местоположения цели.
Из наиболее распространенных активных средств созда-
281

ния таких помех можно назвать передатчики шумовых
помех, из пассивных средств — дипольные отражатели,
металлизированные ленты.
Дезинформирующие помехи .предназначаются для
дезориентации оператора или автоматического
устройства РЛС путем создания ложных сигналов,
имитирующих по параметрам реальные цели и затрудняющих
селекцию истинных целей от ложных. Средства создания
таких помех могут быть активными (специальные
передатчики) и пассивными (ложные цели).
Существенным различием дезинформирующих помех
от маскирующих является их скрытность действия.
Оператор РЛС обычно не в состоянии определить, что его
дезинформируют, в то время как создание маскирующих
помех легко распознается по изображению на экране
индикаторных устройств.
Помехи за счет высотных ядерных взрывов
охватывают целый комплекс явлений, возникающих при
ядерных взрывах, приводящих к нарушению условий
распространения радиоволн и воздействующих на
радиоэлектронную аппаратуру.
Рассмотрим подробней основные характеристики
умышленных помех.
7.1.1. Активные маскирующие помехи. Наиболее
универсальными среди известных в настоящее время
активных маскирующих помех являются шумовые помехи.
Действие их при достаточной мощности приводит к тому,
что экран индикатора 'Полностью или частично
засвечивается помехой, вследствие чего отметки реальных целей
оказываются замаскированными (рис. 7.1).
Классическим методом создания шумовой помехи
является излучение непрерывного высокочастотного
сигнала, модулированного по амплитуде, частоте или фазе
шумами. Различают прицельную и заградительную
шумовые помехи. Прицельная шумовая помеха
характеризуется узким шумовым спектром, соизмеримым с
полосой пропускания подавляемой РЛС и в этом отношении
имеет энергетические преимущества перед
заградительной помехой. Но прицельная шумовая помеха подавляет
лишь одну выбранную РЛС, и при. недостаточной ее
мобильности от нее можно отстроиться путем смены
рабочей частоты РЛС. Заградительная помеха
характеризуется широким спектром модулирующих шумов и
282

в принципе может одно-временно воздействовать на
несколько РЛС, в том числе и на РЛС с ограниченной
перестройкой по частоте. Но это дается ценой
энергетических потерь. Для создания одинакового эффекта
передатчик заградительной помехи должен иметь
значительно большую мощность, чем передатчик прицельной
шумовой помехи.
Преимуществом заградительной помехи является то,
что при действии РЛС, как правило, не может отстро-
Рис. 7.1. Вид экрана индикатора кругового обзора РЛС при действии
шумовой помехи средней мощности (а) и большой мощности (б).
иться путем перестройки по частоте. Заградительная
помеха может быть получена путем непосредственного
усиления шума соответствующего источника (например,
шумового диода прямого накала) с однородным
спектром шума.
Промежуточное положение между прицельной и
заградительной шумовыми помехами занимает помеха
с качанием частоты. Такая помеха позволяет в течение
определенного времени сосредоточить высокую плотность
мощности помехи во всех перекрываемых рабочих
каналах РЛС. При соответствующем выборе скорости
качания частоты передатчика помех приемник РЛС ие будет
успевать восстанавливать полную чувствительность в
период между воздействиями, в результате чего
.маскирующее действие такой помехи будет достаточно
эффективным. Для создания помехи с качанием по частоте может
быть использована лампа обратной волны, модулируе-
283

мая по частоте шумом для обеспечения хаотического
изменения частоты помехи.
Влияние помехи с хаотическим изменением частоты
несколько отличается от влияния помехи с амплитудной
шумовой модуляцией. При девиации несущей частоты,
значительно превышающей полосу пропускания
приемника, и достаточно узком по сравнению с несущей
частотой спектре модулирующих шумов действие такой
помехи будет вызывать на выходе приемника импульсы
почти постоянной амплитуды, форма которых подобна
частотной характеристике приемника. Такие импульсы
будут получаться при каждом прохождении 'несущей
частоты через полосу пропускания приемника, и интервал
между ними будет меняться по хаотическому закону.
К разряду маскирующих помех можно отнести также
несинхронные импульсные помехи -с низкой и высокой
частотами посылок. Такие помехи -создают крупно или
мелкозернистую структуру засветки индикаторов сярко-
стной отметкой или множество перемещающихся по
определенному или хаотическому закону импульсных
отметок на амплитудных индикаторах, затрудняя
обнаружение и автосопровождение реальной цели.
Рассмотренные активные маскирующие помехи
относятся к категории «силовых» средств
радиопротиводействия, поскольку предусматривают подавление РЛС
ценой достаточно большой мощности помехи. Активные
дезинформирующие помехи, как будет показано позднее,
требуют меньших энергетических затрат.
К помехам 'силового подавления следует также
отнести помеху в виде немодулированной несущей. Такая
помеха способна при соответствующей мощности
снизить чувствительность приемника РЛС настолько, что
создается иллюзия неисправности станции в целом.
В последнее время за рубежом широко исследуются
новые способы создания активных маскирующих помех
с применением выбрасываемых миниатюрных
излучателей. Такие излучатели обычно разрабатываются на
твердых схемах и обеспечивают генерирование помехи
на определенной частоте в течение небольшого отрезка
времени, достаточного, как считается, для прорыва
баллистических ракет через систему ПРО [113].
7.1.2. Пассивные маскирующие помехи. Одним из
первых средств создания пассивных маскирующих помех

радиолокационным станциям, нашедших практическое
применение, являются дипольные отражатели,
представляющие собой обычно металлизированные ленты длиной
около половины длины рабочей волны РЛС.
Сбрасываемые с самолетов пачки дипольных отражателей
разносятся ветром и образуют протяженное отражающее
облако, в результате чего на экране индикаторов
незащищенных РЛС образуется интенсивная засветка области,
соответствующей дипольному облаку, маскирующая
цели в пределах зоны засветки.
Поскольку РЛС, как правило, работают на
разнесенных частотах, дипольные отражатели изготовляются
различных размеров в соответствии с известными и
вероятными рабочими частотами РЛС, для подавления
которых они предусматриваются.
Эффективным методом борьбы с такого рода
пассивными помехами является применение селекции по
частоте, основанной на различии отраженных сигналов
от реальной цели и дипольных отражателей по частоте,
обусловленном различием по скорости движения.
Скорость движения дипольных отражателей определяется
их весом, аэродинамическими характеристиками и
скоростью ветра. По сравнению с самолетом дипольные
отражатели представляют медленно движущуюся цель,
что и позволяет отселектировать их по скорости.
Дипольные отражатели могут выбрасываться при
помощи специальных автоматов в любом направлении от
защищаемого самолета. Выбрасываемые вперед
отражатели могут на некоторое время нарушить работу
системы сопровождения по дальности и скорости и даже
вызвать перенацеливание РЛС на диполи [44].
В целях повышения эффективности дипольных помех
иногда прибегают к подсвечиванию диполей с помощью
высокочастотных сигналов, создаваемых специальными
передатчиками, устанавливаемыми на защищаемом
объекте [105]. При этом подсвечивающий сигнал
излучается либо со сдвигом по частоте относительно
частоты подсвечиваемой РЛС для имитации ложной
скорости диполей, либо со сдвигом по времени, имитируя
перемещение диполей по дальности. Это обеспечивает
приближение характеристик сигналов, принятых от облака
диполей, к характеристикам реальных движущихся
целей и существенно затрудняет их селекцию.
285

Поскольку длина диполей должна соответствовать
длине волны РЛС и с увеличением последней
увеличивается, перевод РЛС зарубежных систем ПВО и ПРО
в область верхней части дециметрового и метрового
диапазонов волн рассматривается как один из
возможных путей ослабления мешающего действия дипольных
помех [ИЗ].
7.1.3. Активные дезинформирующие помехи. В
отличие от шумовых помех, дезинформирующие помехи
предусматривают главным образом искажение информации
о цели путем формирования помеховых сигналов
сложными параметрами, мало чем отличающимися от
параметров реальных отраженных сигналов. Поэтому
результатом действия таких помех является не
маскировка отраженных сигналов от цели, а введение в
заблуждение оператора и автоматических устройств
радиолокационной станции. Создание таких помех требует более
сложной аппаратуры и большего количества сведений
о принципах работы подавляемых РЛС.
К дезинформирующим помехам, создаваемым из
одной точки пространства, относятся:
— ответные многократные помехи,
— уводящие помехи по дальности,
— уводящие помехи по скорости,
— уводящие помехи по угловым координатам.
Принцип создания многократных ответных помех
состоит в том, что передатчик помех в ответ на принятый
импульс РЛС излучает на той же частоте серию
аналогичных по форме движущихся импульсов, разбросанных
по дальности и углу и имитирующих множество целей
[87]. Такая помеха затрудняет оператору выбор
истинной цели и снижает эффективность работы системы
обнаружения и целеуказания. Вследствие этого вместо
реальной цели может быть предпринят перехват многих
ложных целей. Это приведет к распылению сил и средств
противовоздушной обороны, что благоприятно скажется
на вероятности прорыва боевых самолетов к объекту.
Многократная помеха наряду с имитацией воздушных
.целей может быть использована также для имитации
морских целей.
Эффективность многократных ответных помех
повышается, когда многократная ответная помеха
комбинируется с шумовой помехой (рис. 7.2) и тем самым ими-
, 286

тируются цели, прикрываемые постановщиком ! помех,
а также когда ложные отметки целей создаются не по
основному лепестку диаграммы направленности, а по
боковым лепесткам, что обеспечивается
соответствующей синхронизацией излучения ответных импульсов с
периодом обзора РЛС [128].
Создаиие ложных целей возможно также с помощью
выбрасываемых с защищаемого объекта миниатюрных
излучателей — ретрансляторов, разработке которых в
последнее время за рубежом уделяется внимание (113).
Рис. 7.2. Вид ответной многократной помехи в сочетании с шумовой
помехой на экране индикатора кругового обзора РЛС.
Такие миниатюрные ретрансляторы проектируются на
интегральных схемах с использованием туннельных
диодов, предназначенных для «захвата» сигналов РЛС и
переизлучения их с некоторой задержкой по времени.
В зарубежной печати отмечается, что такой способ
создания дезинформирующих помех окажется
перспективным при преодолении баллистическими ракетами
системы ПРО [ИЗ].
В отличие от многократных ответных помех
уводящие помехи создаются системами автоматического,
сопровождения цели. Основной задачей таких помех
является создание таких условий, когда РЛС переходит со
слежения по отраженному сигналу на сопровождение
287

цели по помехе. При создании уводящих помех по
дальности передатчик помех излучает импульсные сигналы,
аналогичные по параметрам отраженным сигналам, но
с плавно меняющейся задержкой по времени,
имитирующей движение цели со скоростью, отличающейся от
скорости реальной цели, создающей помеху.
Если мощность помехи превосходит мощность
отраженного сигнала, строб дальности системы
автосопровождения будет увлекаться помеховым импульсом и
уходить от отметки реальной цепи. Тем самым будет
выдаваться ложная дальность до цели, существенно
нарушающая определение местоположения цели.
Задержку помехового сигнала можно уменьшать или
увеличивать до тех пор, пока не будет обеспечена достаточной
величины ошибка по дальности. Выключение помехи
после осуществления увода строба дальности с отметки
реальной цели приведет к потере цели системой
автосопровождения и переходу РЛС в режим поиска.
Аналогично создается уводящая помеха по скорости
РЛС с непрерывным и квазинепрерывным режимом
излучения, с той лишь разницей, что в этом случае
происходит плавное изменение частоты помехового сигнала
относительно частоты сигнала РЛС. Плавное изменение
частоты помехи приводит к плавному изменению доп-
плеровской частоты и имитации изменения скорости
цели. При достаточном превышении мощности помехи
строб сопровождения по скорости смещается в
соответствии со сдвигом помехи по частоте, и следящая
система выдает ложную информацию о скорости цели.
Выключение помехи после смещения частоты сигнала на
величину, превышающую ширину строба скорости,
приводит к потере цели и переходу РЛС в режим поиска,
как и при выключении уводящей по дальности помехи.
Принцип создания уводящих помех по угловым
координатам сводится к наделению помехи такими
свойствами, которые обеспечивали бы сигнал ошибки в
системе автосопровождения при отсутствии
рассогласования антенны с направлением на цель.
Необходимо отметить, что активные
дезинформирующие помехи энергетически более выгодны, чем активные
маскирующие помехи, поскольку сосредоточивают в
полосе приемника РЛС практически максимальную
мощность, обеспечиваемую передатчиком помех. Но с тех-
288.

нической точки зрения такие помехи более сложны,
поскольку требуют специальной достаточно сложной
аппаратуры.
7.1.4. Пассивные дезинформирующие помехи. К
пассивным дезинформирующим устройствам, создающим
помеху РЛС, относятся различные ложные цели,
способные имитировать реальную цель. Если РЛС не
отличает ложную цель от реальной, то оператор или
автоматическое устройство станции может принять ее за
опасную цель и направить против нее средства
перехвата и уничтожения, что приведет к снижению вероятности
поражения реальной цели.
Рис. 7.3. Управляемый снаряд Квейл.
Простейшими ложными целями являются уголковые
отражатели, способные при сравнительно малых
геометрических размерах давать отраженные сигналы,
соответствующие по уровню крупным целям. Выбрасывая
такие отражатели в момент атаки противника, в ряде
случаев можно отвлечь боевые средства перехвата от
защищаемого объекта и переключить их на
сопровождение ложной цели. Более совершенные ложные цели
могут иметь собственные двигатели, с тем чтобы
имитировать цель не только по отражающим свойствам, но и
по скорости ее движения. Типичным примером такой
радиолокационной ловушки являются используемые
в капиталистических ар,миях небольшие самолеты-
снаряды, подвешиваемые под крыльями самолета-
бомбардировщика и выпускаемые в свободный полет
в соответствующий момент (рис. 7.3) [30]. Чтобы увели-
19—2536 289

чить интенсивность сигналов, отраженных от небольших
объектов, иногда на них располагают активные
ответчики.
Ложным целям за рубежом уделяется большое
внимание при защите боеголовок при преодолении системы
ПРО [46]. Учитывая специфику движения боеголовок,
на средних участках траектории полета
предусматривается применение легких ложных целей (надувные
шары, баллоны), а на конечном участке траектории при
вхождении боеголовки в плотные слои атмосферы —
более тяжелых ложных целей, способных двигаться
в атмосфере, не сгорая.
В качестве пассивных дезинформирующих помех
могут применяться также пачки дипольных отражателей,
выбрасываемые с защищаемого объекта для того, чтобы
перенацелить РЛС противника на ложный объект.
7.1.5. Помехи за счет ядерных взрывов. Существенные
помехи работе радиолокационных станций создают
высотные ядерные взрывы [68].. Ядерному взрыву
сопутствуют электромагнитные эффекты двух основных
видов. Один из этих эффектов заключается в излучении
электромагнитных* импульсов малой длительности в
результате появления некоторой асимметрии в
распределении электрического заряда в области, окружающей
область взрыва, и за счет быстрого расширения достаточно
проводящей плазмы, образующейся при взрыве, в
магнитном поле Земли. Второй эффект связан со
значительными возмущениями электромагнитных волн,
используемых в радиосвязи и радиолокации диапазонов,
возникающими под влиянием ионизирующей радиации
ядерного взрыва или же обусловленными продуктами
деления или водяными парами, введенными в
атмосферу в результате взрыва.
Ионизация, т. е. образование ионных пар, состоящих
из разделенных электронов и положительных ионов,
является основной причиной нарушения работы
радиолокационных станций в широком диапазоне волн.
Ионизация может происходить либо непосредственно, либо
косвенно под воздействием гамма-лучей и нейтронов
первоначального ядерного излучения, бета-частиц и
гамма-лучей остаточного ядерного излучения, а также под
воздействием рентгеновских и даже ультрафиолетовых
лучей, присутствующих в первичном тепловом излуче-
290

нии. Следовательно, после ядерного взрыва плотность
электронов в атмосфере в районе взрыва сильно
возрастает. Эти электроны могут воздействовать на
радиолокационные сигналы, по крайней мере, двумя способами.
Во-первых, при соответствующих условиях они могут
уменьшать энергию волны и таким образом ослаблять
сигнал; во-вторых, фронт волны, распространяющийся
из одной области в другую (с отличающейся
электронной плотностью), будет искривляться, т. е. направление
распространения радиоволн будет «изменяться. Это
явление называется рефракцией. Следовательно,
возникающие в атмосфере под воздействием высотного ядерного
взрыва ионизированные области будут влиять на
радиолокационные сигналы, траектория распространения
которых проходит через эти области.
Воздействие атмосферной ионизации на
радиолокационные станции зависит от высоты и мощности
взрыва, типа и рабочей частоты станции. В зарубежной
печати отмечается, что взрывы на высотах ниже
16 км не вызывают значительной и
продолжительной ионизации и, следовательно, не оказывают
серьезного воздействия на радиолокационные станции. При
взрывах на высоте более 16 км и особенно при взрывах
на высоте более 70 км, где плотность воздуха низка,
возникает значительная ионизация, оказывающая достаточно
сильное влияние на работу радиолокационных станций.
Во многих случаях рефракция радиолокационного
луча в результате изменений плотности электронов при
ядерном взрыве может играть столь же важную роль,
как и его ослабление. Величина отклонения луча при
этом прямо пропорциональна изменению плотности
электронов и обратно пропорциональна квадрату частоты .
сигнала. При1 больших углах падения луча будет иметь
место отражение сигнала и радиолокационный сигнал
будет возвращаться назад, не проходя через
ослабляющий слой.
На основе анализа "многочисленных
экспериментальных данных американские специалисты считают, что
высотные ядерные взрывы могут нарушить работу
радиолокационных станций на время от нескольких секунд
до нескольких часов, в зависимости от мощности и
высоты взрыва, типа и рабочей частоты радиолокационных
станций.
19* 291

§ 7.2. ПОМЕХИ МОНОИМПУЛЬСНЫМ
РАДИОЛОКАЦИОННЫМ СИСТЕМАМ
Ранее указывалось, что в моноимпульсных РЛС
повышенной помехозащищенностью обладает только
угломерный канал, а скоростной и дальномерный каналы
в отношении помехозащищенности не имеют
преимуществ перед скоростными и дальномерными каналами
одноканальных РЛС. Такие помехи, как шумовые,
уводящие по скорости и дальности, будут действовать
достаточно эффективно и на моноимпульсные РЛС, если в
них не предусмотрено специальных мер защиты. При этом
помехи по скорости и дальности в определенной мере
ухудшают помехозащищенность угломерного канала. Срыв
автосопровождения цели по дальности или скорости
приводит РЛС к необходимости перехода в режим поиска
по соответствующим параметрам. Если в зоне
визирования РЛС имеется несколько целей, то при этом
возможен захват новой цели, находящейся в другом
направлении, чем ранее сопровождавшаяся. Это приведет
к перенацеливанию антенны РЛС и увеличению
угловых ошибок. Кроме того, дальность и скорость, как
известно, в зарубежных ракетных комплексах
используются при расчете упрежденного угла стрельбы (пуска
ракеты). Если эти параметры будут заводиться в счетно-
решающий прибор с заметными ошибками, упрежденная
точка встречи также будет определена с ошибкой, что,
в свою очередь, скажется на точности стрельбы. При
пуске ракеты ошибка в расчете упрежденной точки
может привести к увеличению перегрузок ракеты при ее
движении и снижению вероятности поражения цели.
В -соответствии с этим защите каналов селекции
целей также должно уделяться достаточно серьезное
внимание, хотя и не основное, поскольку в
радиолокационных системах слежения и наведения основным каналом
является угломерный канал.
Повышенная помехозащищенность угломерного
канала моноимпульсных систем связана с принципом его
работы. Как известно, в моноимпульсных системах для
точного определения направления на цель в принципе
достаточно одного импульса. Поскольку за время
существования импульса эффективная отражающая
поверхность цели практически не меняется, то моноимлульсная
292

система мало чувствительна к амплитудным флуктуа-
циям отраженного сигнала. Отсюда следует, что
угломерный канал мало чувствителен и к помехам с
амплитудной модуляцией. Напротив, амплитудно-модулиро-
ванная помеха, обладая определенным превышением по
мощности над отраженным сигналом, облегчает работу
моноимпульсного угломерного канала, так как
увеличивает эквивалентную отражающую поверхность цели и
тем самым расширяет диапазон дальностей, в котором
возможно нормальное слежение за целью.
Это справедливо не только для амплитудно-модули-
рованных помех, но также и для помех с другими видами
модуляции, излучаемыми из одной точки пространства,
например, частотно-модулированных и фазомодулиро-
ванных помех, если только приемные каналы идентичны
по амплитудно-фазовым характеристикам.
Однако на практике трудно создать идеальные
моноимпульсные приемники, и могут .иметь место те или
иные недостатки конструктивного и схемного характера.
Эти недостатки могут снижать помехоустойчивость
радиолокационных устройств по отношению к активным
помехам, в том числе к помехам, излучаемым из одной
точки.
К недостаткам, снижающим помехозащищенность
моноимпульсных РЛС, ,кроме неидентичйости по
амплитудно-фазовым характеристикам, обычно относят
нелинейность амплитудных характеристик приемных каналов,
инерционность системы АРУ, различие в коэффициентах
передачи антенных каналов и др.
При нелинейности амплитудной характеристики
сильная помеха может перегружать приемные каналы и тем
самым нарушать нормальные условия работы,
поскольку при насыщении в элементах контура системы
автосопровождения нарушается передача амплитудных
изменений сигнала, что ведет при амплитудном методе
пеленгации к частичному или полному нарушению
формирования сигнала ошибки. Последнее эквивалентно
размыканию следящей системы и неизбежно приведет к
увеличению ошибок пеленгации.
Ошибки, по-видимому, увеличатся, если перегрузку
создавать периодически путем манипуляции (включения
и выключения) .помехи, так как в этом случае для
устранения рщибок в РЛС недостаточно идентичности
.293

статических характеристик, а требуется еще
идентичность !И динамических характеристик приемных каналов.
При ограниченности быстродействия и динамического
диапазона системы АРУ требование идентичности
динамических характеристик не всегда может быть
выполнено.
В ряде случаев воздействие мощной помехи, манипу-
лированной с определенной частотой может вызвать
раскачку антенны по углам за счет резонансных свойств
и инерционности следящей системы. Однако
возможности манипулированной помехи существенно снижаются
при применении приемников с логарифмическими
характеристиками и быстродействующими системами
регулирования усиления.
При наличии инерционной системы АРУ выключение
мощной помехи может приводить к размыканию контура
следящей системы на время, необходимое для
восстановления чувствительности приемного устройства до
уровня, достаточного для приема отраженного сигнала.
Не имея на своем входе управляющих сигналов,
антенная система в этот период будет либо неподвижной,
либо двигаться по инерции, что в обоих случаях
увеличит угловые ошибки слежения. В случае
логарифмического приемника или приемника с быстродействующей
системой АРУ движение по инерции или безразличное
состояние антенны будет сводиться к минимуму, так
как после выключения мощной помехи следящая
система практически мгновенно будет переходить на
слежение по отраженному от цели сигналу.
Несколько обособленное положение по
помехозащищенности занимают моноимпульсные системы,
использующие для снижения требований к идентичности
амплитудно-фазовых характеристик коммутацию приемных
каналов. Введение коммутации делает такие системы при
определенных условиях уязвимыми со стороны ампли-
тудно-модулированных помех, излучаемых из одной
точки [75]. Проиллюстрируем это на примере амплитудно-
амплитудной системы с отработкой сигналов по закону
У(в)==1п|и1(С;в)|-:1пК(^ 0)|. (7.1)
7.2.1. Помехи моноимпульсной РЛС на частоте
коммутации приемных каналов. При коммутации приемных
каналов в амплитудно-амплитудной моноимпульсной

РЛС с логарифмическими усилителями, как показано
в гл. 6 (п. 6.4.6), сигнал ошибки определяется
выражением
5(в) = к.,(£.-И)|1в. (7-2)
Согласно этому выражению равновесие системы,
соответствующее условию пеленгации цели, наступает при
0=0, независимо от неравенства коэффициентов
передачи приемных каналов.
Рассмотрим влияние амплитудно-модулированной
помехи на точность пеленгации данной системы. Для
простоты пренебрежем отраженным сигналом и
предположим, что помеха модулируется сигналом меандровой
формы с частотой коммутации приемных каналов РЛС
синфазно с сигналом коммутации. Тогда сигналы на
выходе каналов УПЧ за первый и второй такт работы
коммутатора в принятых в гл. 6 обозначениях могут быть
представлены в виде следующих выражений:
ип (t, 8) = к01 In к,Е0 (1 + /raj (1+1*6) exp i mnpff (7.3)
w2i (U б) = kq2 In к2Е0 (1 +/тгп) (1 — fx0) exp i a>npf, (7.4)
«i2 (U 6) = ^oi In tfi^o (1 — wn) (1—^9) exp iconpf, (7.5)
u22(t, Ъ) = ко21пк2Е0(1 — mn)(l+^)exPia)nP^ (7.6)
где mn — глубина модуляции помехи.
Отсюда получим результирующий сигнал ошибки на
выходе сравнивающего устройства:
s (в)=4~ & (в) - s2 (в)]=4- [ к у, в)| -
-K(t, 8)|-|"и('. в)| + |и'м(*, 6)|J =
"ш (1_тп)(1-И)
=-J+
К»т (l-mn)(l + p-9) J
=4 «„ [<*.-!) in ({■*£)+
295

+teo + i)in(1r^)]~4-'4te°-1)X
Х1п(}±5=-)+2(*.+ 1),*]. (7.7)
Приравнивая 5(6) нулю и решая уравнение относительно
[хв, найдем
где к=Щ^Ту
Величина под знаком логарифма положительна и
мала при принятых допущениях. Это позволяет
воспользоваться известным разложением логарифмической
функции в ряд |[8] и ограничиться взятием первого
члена ряда. В результате получаем следующую расчетную
формулу:
*-р ■'-:: ',- ' <«>
Выражение (7.9) свидетельствует о том, что
модуляция помехи с частотой коммутации каналов приводит
к систематическим ошибкам пеленгации. Величина этих
ошибок определяется глубиной модуляции помехи и
величиной неидентичности каналов УПЧ по коэффициенту
передачи.
На рис. 7.4 приведены зависимости величины
обобщенной ошибки пеленгации от величины амплитудной
неидентичности приемных каналов, рассчитанные по
формуле (7.9) для случая тп = 0,5 и 0,9. Как видно из
рисунка, при идентичных каналах (go=l) ошибка
пеленгации равна нулю, и помеха с амплитудной
модуляцией на частоте коммутации приемных каналов не
оказывает вредного действия.
Пользуясь расчетными зависимостями, можно по
известной пеленгационной чувствительности определить
абсолютное значение ошибки пеленгации. Так, при тп=
= 0,9 и go =1,3 систематическая угловая ошибка равна
296

0,8° при [х = 0,25 1/град; 0,33° при \х=0,6 1 /град и 0,27°
при jLt = 0,75 1/град.
Возникающие ошибки пеленгации при действии
помехи с синхронной амплитудной модуляцией на частоте
коммутации близки по величине к ошибкам в
аналогичной системе пеленгации без коммутации (рис. 6.6),
возникающим за счет неидентичностей амплитудных
характеристик приемных каналов. Следовательно, синхронная
амплитудно-модулированная помеха на частоте комму-
0,3
0,2
0,1
1 1,2 1,¥ 1,6 д0
Рис. 7.4. Зависимость обобщенной систематической ошибки
пеленгации от величины неидентичности коэффициентов передачи приемных
каналов при действии амплитудно-модулированной помехи на частоте
коммутации.
тации способна существенно нарушить эффективность
введения коммутации каналов.
Рассмотренный случай соответствует идеальным
условиям, когда модуляция помехи по амплитуде
осуществляется синфазно с частотой коммутации приемных
каналов. В реальных условиях такой случай
неосуществим, поскольку можно рассчитывать только на
приблизительное знание частоты коммутации приемных
каналов. В этом случае эффективность помехи будет
зависеть не только от глубины ее модуляции, но также
от частоты модуляции и фазовых соотношений
сигналов модуляции и коммутации.
Поскольку следящая система РЛС узкополосна, то
одним из условий создания помехи на частоте
коммутации является
|Й'к—Йп|^2лД1РСс, (7.10)
297

где AFCC — ширина полосы пропускания следящей
системы РЛС, Qn —частота модуляции помехи, QK —
частота коммутации приемных каналов РЛС.
Условие (7.10) означает, что амплитудно-модулиро-
ванная помеха может оказать воздействие на моноим-
пульсную РЛС, использующую коммутацию приемных
каналов только в том случае, если частота ее
модуляции равна частоте коммутации каналов с точностью
до полосы пропускания следящей системы РЛС.
В том случае, когда частота коммутации точно
известна, но отсутствует возможность синхронизации
амплитудной модуляции помехи по фазе, фазовые
соотношения могут меняться от —я до я, и эффективность
помехи будет также меняться от нуля до
максимального значения, определяемого формулой (7.9).
Неизбежность изменений фазовых соотношений обусловливается
также нестабильностями частоты коммутации приемных
каналов « частоты модуляции помехи.
В предположении равновероятного закона
распределения фазового сдвига в процессе воздействия помехи
величину ошибок в этом случае можно характеризовать
среднеквадратической ошибкой
Учитывая скрытый характер частоты коммутации,
возможность создания синхронной помехи на частоте
коммутации маловероятна. Это тем более справедливо,
если применять коммутацию по специальной
кодированной программе.
7.2.2. Когерентные помехи, создаваемые из двух точек
пространства. Принцип создания когерентных помех
заключается в создании фазовой неоднородности в раскры-
ве приемной антенны путем облучения ее когерентными
сигналами из двух разнесенных точек пространства
[10, 78].
Физические основы данного метода создания помех
достаточно подробно изложены в гл. 5 при
рассмотрении фазового фронта волны сигнала двухточечной цели.
Было установлено, что если цель имеет два источника
сигналов, то при определенных амплитудных и фазовых
соотношениях этих сигналов формируется искаженный
298

no сравнению сб случаем одноточечной цели фазовый
фронт волны, вследствие чего создаются условия
ухудшения точности пеленгации РЛС различных типов, в том
числе работающих моноимпульсным методом.
Для дальнейшего выяснения явлений, связанных
с приемом сигналов от двухточечной цели, и
открывающихся при этом возможностей радиопротиводействия
радиолокационным системам пеленгации с помощью
Иеточник1Ч
г Источник 2
РСн
Рис. 7.5. Схема амплитудной пеленгации двухточечной цели.
организованных помех рассмотрим прием и обработку
сигналов от двух точечных когерентных источников
в амплитудных и фазовых мойоимпульсных системах.
/. Пеленгация двухточечного источника когерентных
сигналов амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС. Предположим, что точечные источники
когерентных сигналов (рис. 7.5) располагаются в
.пределах линейного участка пеленгационнои характеристики
и справедлива линейная аппроксимация диаграмм
направленности
F(60=te) = F(eo)(l zjr^e). (7.12)
При анализе пеленгации двухточечного источника
когерентных сигналов амплитудной суммарно-разностной
299

моноимпульсной системой воспользуемся выражением
(4.23). С учетом (7.12) получим
W2 = (1 + 1x6.) (l-h»6,) Я (6.) cos a,
Wt = (l— |»в.) (1 -цв.) F* (в.) cos a,
!T4 = 4^2P(fio).
^, = 4Р(в.),
\re = 4P(60)cosa,
№, = 4^(60).
Подставляя эти значения в (4.23), после
элементарных преобразований получим
с /Дч _И91 0+Д COS а) +ТА (а2 + a COS a)] o\
5W— l + 2acosa + a2 ' lM{5'
Приравнивая (7.13) нулю, найдем условие,
определяющее положение равносигаального направления при
пеленгации двухточечной цели:
b1(l+acosa)^b1(aM + acosa)=0. (7.14)
Для удобства образующуюся ошибку пеленгации
оценим относительно середины базы (расстояния между
источниками). В этом случае
0i = 0+-#; б2 =
Фи . л л Фи
Г» 8а = е Г
Подставляя значения 0i и 02 в (7.14) и учитывая,
что а<1, в результате решения уравнения (7.14)
относительно 8 получим известное выражение, выведенное
впервые Мидом [33]
9- 1-" (7.15)
Фи 2(1 +а2 + 2л cos a)
Выражение (7.15) аналогично выражению (5.14),
определяющему изменение наклона фазового фронта
волны от двухточечного источника по сравнению с
фазовым фронтом, формируемым точечным источником
сигналов.
300

Полученное соответствие подтверждает тот факт, 4fo
при пеленгации точечных источников с малыми
ошибками радиолокационная система в конечном счете ищет
направление нормали к фазовому фронту отраженных
от цели волн, и искажения фазового фронта за счет
интерференционных явлений многоточечного источника
сигналов цели или за счет умышленного управления
параметрами излучаемых помеховых сигналов неизбежно
должны привести к увеличению ошибок пеленгации.
Величина ошибки пеленгации, как можно видеть из
выражения (7.15), зависит от расстояния между
излучающими источниками, сдвига фаз излучаемых ими
сигналов и отношения их амплитуд на входе пеленгационной
системы.
На рис. 7.6 приведены расчетные зависимости
угловой ошибки пеленгации в относительных величинах
размера базы (расстояния между источниками) от
амплитудных и фазовых соотношений помеховых сигналов.
Расчетные кривые показывают, что величина ошибки
пеленгации не зависит от направления отклонения
относительно источников.
Рассматривая зависимость при а = 1,25, можно
видеть, что при синфазности сигналов величина угловой
ошибки составляет примерно 0,6 величины углового
расстояния между источниками. Поэтому даже при
правильном наведении РЛС на один из источников равно-
сигнальное направление РЛС сместится на точку,
находящуюся примерно посередине между целями. При
увеличении разности фаз сигналов помехи величина
угловой ошибки увеличивается и достигает
максимальной величины при фазовом сдвиге сигналов 180°.
Теоретически ошибки пеленгации в этот момент могут
достигать очень больших величин. Практически же эти
ошибки ограничиваются диаграммой направленности и
не могут превосходить по величине ширину диаграммы
направленности приемной антенны подавляемой РЛС.
При синфазности принимаемых сигналов (а =
=0) ошибка пеленгации уменьшается до значения
(1—а)/2(1+а), что соответствует энергетическому
«центру тяжести» двух источников. Если при зтом
амплитуды сигналов равны, энергетический «центр»
совпадает с геометрическим, проходящим через середину базы
источников когерентных сигналов.
301

Направление отклонения антенны РЯС при приеме
сигналов двух когерентных источников определяется
отношением амплитуд а и при прохождении точки,
соответствующей равенству сигналов, меняется на обратное
(рис. 7.7). Следует иметь в виду, что графики, пред-
Рис 7.6. Расчетные зависимости угловых ошибок пеленгации
двухточечной цели о г амплитудных и фазовых соотношений когерентных
сигналов, излучаемых целью.
ставленные на рис. 7.6 и 7.7, справедливы лишь до
величин ошибок, лежащих в пределах линейного участка
диаграммы направленности антенны РЛС.
2. Пеленгация двухточечного источника когерентных
сигналов фазовой суммарно-разностной моноимпульсной
системой. Условие пеленгации двухточечной цели
фазовой суммарно-разностной моноимпульсной системой
(рис. 7.8) может быть найдено из уравнения S(0)=O.
302

Используя выражение (4.42), в соответствии с этим
получаем
F* (в,) sin ?, + л2Р (62) sin ъ — aF (8,) F (в,) X
X [sin (а — ?,) — sin (а + <р2)],
(7.16)
Рис. 7.7. Зависимость относиггельной угловой ошибки пеленгации
двухточечной цели ог отношения сигналов для выбранных значений
сдвига фаз.
Источник 1:
Источник 2
Рис. 7.8. Схема фазовой пеленгадии двухточечной цели.
303

где а — начальный фазовый сдвиг сигналов от
двухточечной цели;
q>i = tf/sinei; ср2 = лг/sin в2.
Предполагая диаграмму направленности приемной
антенны достаточно широкой, а углы 0i и 62 малыми,
можно принять F(Qi) =F(Q2)y и тогда уравнение (7.16)
упростится:
sin <fi + a2 sin <р2 — a [sin (a — <pt) —
-sin(a + ?.)] = 0. (7.17)
Подставляя в уравнение (7.17) значения <Pi и <р2>
получим
sin к1Ьг -f- a2 sin к1Ь2 — a [sin (a—к1Ь^) —
— sin(a + tf/6a)] = 0. (7.18)
Вводя угловую координату 6, отсчитываемую от
середины базы источников, и угловую величину базы фи,
связанные соотношениями 61 = б + -у-, 62=6---~, и
производя элементарные тригонометрические преобразования,
уравнение (7.18) можно представить в виде
sin к1Ь cos к1 4г+ cos к18 sin к1 -у- +
+ a2 [sin я/б cos я:/ -~ — cos к1Ь sin я/ -~ 1 +
+2а cos fa — к1 ^f\ sin к1Ь = О,
к/Ь,*--. (7.19)
При малых ошибках пеленгации величины к1Ь п к1-^~
достаточно малы, поэтому
sin 27с ^— » 27С-5—; cos 2^—^ 1;
V0,5 °0,5 °0,5
sin* ^-x.-^L; cosTc-iiL^l.
304

В соответствии с этим выражение (7.19) упрощается:
l + ^ + a2(28-W + 4acos(a-7t-^)6-0 (7.20)
26-
или
2b\l+2acos[a — *^\ + a*\=ty(a* — 1). (7.21)
Пренебрегая величиной яфи/во,5 по сравнению с
величиной а, поскольку область наибольших ошибок (нас
интересующих) лежит вблизи a = jt, получаем при а<\
9 1"в* (7.22)
фи — 2(1 + 2a cos a + a2) '
Полученное выражение аналогично выведенному для
случая амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной системы. Можно показать, что для простых
амплитудных и фазовых моноимпульсных систем выражения,
определяющие ошибку пеленгации двухточечного
источника сигналов, получаются такими же.
Таким образом, в отношении угловых ошибок при
пеленгации двухточечного источника когерентных
сигналов моноимпульсные системы с амплитудной и фазовой
пеленгацией идентичны и все выводы, сделанные
применительно к амплитудной моноимпульсной системе,
относятся в равной мере и к фазовым моноимпульсньш
системам.
Соответствие формул (7.22) и (5.14)
свидетельствует о том, что фазовые системы, как и амплитудные,
в процессе пеленгации точечных целей с малыми
ошибками определяют положение нормали к фазовому
фронту принимаемых сигналов, и различные искажения
фазового фронта неизбежно приведут к ухудшению
точности пеленгации.
Описанные выше явления, наблюдаемые при
пеленгации двухточечных источников когерентных сигналов,
положены в основу создания когерентных помех
моноимпульсным РЛС. В соответствии с этим при создании
когерентной помехи излучение производится через две
антенны, а параметры помеховых сигналов
(амплитудные и фазовые соотношения) подстраиваются таким об-
20-2536 305

разом, чтобы обеспечить условия получения
максимальных ошибок пеленгации подавляемой РЛС. Действие
когерентной помехи проявляется в отклонении равносиг-
нального направления подавляемой РЛС в сторону от
направления на цель — постановщика помех.
Ограничением данного метода создания помех
является то, что он требует быстрой отработки информации
при оптимизации параметров помеховых сигналов, а
также то, что он пригоден только для использования на
близких расстояниях [78]. Последнее является
следствием специфики действия когерентных помех,
заключающейся в том, что ошибки пеленгации пропорциональны
величине расстояния между .источниками помехи, и на
больших дальностях, когда угол видения источников,
размещенных в пределах геометрических размеров
постановщика помех, составляет малую величину, они
незначительны. Поэтому ожидаемая эффективность
когерентных помех на больших дальностях до постановщика
помех мала. Размещать же источники в целях
увеличения базы на разных самолетах, по-видимому,
нецелесообразно, поскольку возникнут трудности с обеспечением
когерентности помеховых сигналов.
Когерентная помеха имеет также энергетические
ограничения, поскольку при своем создании требует больших
уровней мощности. Это обусловлено тем, что
максимальный эффект ее действия отмечается при противофазности
сигналов, когда по существу помеховые сигналы,
излучаемые через разнесенные антенны,
значительно компенсируют друг друга. Поэтому для
создания необходимого превышения результирующего
остатка помехи над отраженным сигналом требуются
сравнительно большие уровни мощности помеховых сигналов.
Эти уровни практически должны превышать уровни
известных помех, излучаемых ,из одной точки
пространства.
При увеличении расстояния между источниками
когерентной помехи требования к мощности помехи, как
и к точности наведения помеховых сигналов по
амплитуде и фазе, несколько снижаются.
Несмотря на существующие ограничения,
когерентную помеху обычно рассматривают как один из
возможных видов активных помех в системе радиопротиводей-
306

ствия и учитывают характер ее действия. При этом
следует иметь в виду, что когерентная помеха действует как
на одноканальные, так и на двухканальные
угломерные координаторы в равной мере, поэтому
моноимпульсные пеленгационные системы по
защищенности от когерентных помех не имеют особых
преимуществ перед обычными одноканальными системами
пеленгации.
7.2.3. Мерцающие помехи, создаваемые из двух точек
пространства. При создании мерцающей помехи из двух
точек пространства за рубежом на помехоносителях
устанавливаются автономные передатчики с программным
излучением, заключающемся в простейшем варианте
в поочередном включении и выключении передатчиков.
Действие такой помехи основывается на ограниченной
разрешающей способности угломерных координаторов и
может быть пояснено следующим образом.
Пусть в неразрешаемом объеме следящего
угломерного .координатора находится несколько источников
сигналов. Не располагая возможностью разрешения
каждого из источников по направлению, РЛС будет
отслеживать положение эквивалентного энергетического
центра. В случае амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС, как показано в § 4.2, положение
энергетического центра М источников может быть
определено из уравнения
м
£ ^»№2(9o-U-^(9o + 0r,)] = O> (7-23)
где Рт — мощность, излучаемая т-м источником.
0т— угловая координата т-то источника
относительно равносигнального направления.
При наличии двух постановщиков помех с угловыми
положениями 0i и 02 уравнение (7.23) принимает вид
+ [Рп. (О + Рс2 (*)] [Р (вв - в,) - F2 (в0 - в,)] = 0, (7.24)
где Pci и Рог — мощности отраженных от целей
сигналов,
Рт и Ля — мощности помех, излучаемых целями.
20* 307

Аппроксимируя диаграммы направленности
соответствующими функциями, можно найти условие
пеленгации при любых величинах разноса целей и
соотношениях мощностей излучаемых ими сигналов.
При малых угловых разносах целей, когда диаграмму
направленности антенны РЛС можно аппроксимировать
линейной функцией
F(b0±b) = F(b0)(l+^), (7.25)
получаем
[Ли W + Ла (01 Si + [Ли (t) + Рс2 (t)] 82 = 0. (7.26)
Полагая Pci = PC2 = Pc, что достаточно справедливо при
однотипных целях, и отсчитывая ошибку пеленгации Д8
относительно положения геометрического центра
источников, когда
где г|)и — угловая база источников, уравнение (7.-26)
может быть представлено в виде
[Рт (0 + Рш (0+2рс (01 де - [А.1 (0 - Ри* (*)] ^=о.
Отсюда следует
2Д8 _ Ящ (Q - Яп2 (Q /7 97ч
Фи ~~Лп(0 + Л12(0 + 2Яс(0' 1 ;
Полученное уравнение определяет положение
энергетического центра излучения относительно
геометрического центра источников сигналов.
Для упрощения предположим, что мощность
отраженного сигнала существенно меньше мощности
источников помехи. Тогда можно записать
2Л9 Рт (0 - Рп2 (0 9Я
Фи —Рм(0 + Яп,(0" { }
Из выражения (7.28) следует, что положение
энергетического центра излучения определяется
соотношениями мощностей источников помехи и характером
изменения помехи во времени.
308

Пусть мощности передатчиков помехи равны между
собой и излучение передатчиков производится поочередно.
Тогда при РП1 = 0 ^- = —1, при Рпл = 0 -^-=1.
Получили тривиальный результат, устанавливающий
перемещение энергетического центра излучения в пределах
размещения источников в такт с коммутацией
передатчиков помех.
РЛС, следящая за постановщиками помех, в этом
случае будет стремиться отслеживать то одну, то
другую цель, вследствие чего антенна РЛС будет
раскачиваться по углам в такт с коммутацией помехи. Это
существенно затруднит определение угловых координат
целей и их разрешение по направлению. Угол между
целями, при котором наступает их разрешение в
условиях действия мерцающей помехи, увеличивается.
При наведении ракеты на парную цель увеличение
критического угла разрешения целей неизбежно
приведет к увеличению величины промаха ракеты, поскольку
промах ракеты и критический угол разрешения целей
связаны зависимостью [10]
Л/ = /б 1 П&6 П 9Q4
"2 Т v2 02 ' [ }
отн кр
где А/ — величина промаха в линейных единицах,
/б — проекция линейной величины базы (расстояния
между целями) на плоскость,
перпендикулярную линии визирования,
ng — предельно допустимая перегрузка ракеты,
V0TH — скорость сближения ракеты с целью,
9Кр — критический угол разрешения целей.
В соответствии с этим зарубежные специалисты
мерцающую помеху рассматривают как эффективный вид
помехи системам наведения управляемых ракет [103].
Очевидно, для того чтобы система пеленгации в
условиях действия мерцающих помех могла отслеживать
перемещающийся в пространстве энергетический центр
излучения, частота коммутации передатчиков должна
быть согласованной с полосой пропускания следящей
системы угломерного координатора AFC c.
309

Если принять минимальную продолжительность
излучения каждого из передатчиков равной постоянной
времени следящей системы, то при быстродействующей
системе АРУ приемника РЛС допустимую частоту
коммутации передатчиков помех по прямоугольному закону
можно определить из следующего неравенства:
2 ^AFCC
(7.30)
где Тк — период коммутации передатчиков.
Отсюда
F,<%*. (7.31)
Поскольку действие мерцающей помехи сводится
к поочередному перенацеливанию подавляемого
угломерного координатора с одной цели на другую путем
облучения ее более мощным сигналом с другого
направления, то другим не менее важным, чем частота
коммутации, параметром мерцающей помехи является
ее мощность или, вернее, то превышение помехи над
сигналом, которое обеспечивается при ее создании. При
принятой линеаризации пеленгационной характеристики
требуемое превышение мощности помехи над сигналом,
необходимое для осуществления перенацеливания РЛС,
может быть определено из уравнения (7.27).
Предположим, что в начальный момент
сопровождалась цель 2. При осуществлении перенацеливания РЛС
на цель 1 излучение помехи с цели 2 прекращается
(Ае = 0) и включается излучение помехи целью 1.
Выражение (7.27) в рассматриваемой ситуации примет
вид
2А8
Фи Ры + 2Р<
с
(7.32)
Решая уравнение (7.32) относительно а= рт , полу-
* с
чаем
2Д8
W У=-гг-
(7.33)
310

Величина у=1,0 соответствует случаю точного
перенацеливания, когда антенна РЛС раскачивается в
секторе, равном угловому разносу постановщиков
помех г|)и.
Расчеты по формуле (7.33) показывают, что для
обеспечения раскачки антенны в секторе 0,8г|)и требуется
превышение помехи над сигналом 9 дб. Если размер
угловой базы целей превышает пределы линейного участка
пеленгационной характеристики, расчеты следует
производить с учетом реальных диаграмм направленности и
выражения (7.24), пользуясь изложенной методикой.
Следует отметить, что коммутация передатчиков помех
может производиться также и по случайному закону.
Как и когерентная помеха, излучаемая из двух
точек, мерцающая помеха универсальна в том смысле, что
при определенных условиях может действовать на
системы пеленгации различных типов. Объясняется это тем,
что действие ее в конечном счете также связано с
изменением наклона фазового фронта радиоволны,
принимаемой антенной РЛС.
7.2.4. Помехи с качанием по частоте, создаваемые из
двух и более точек. Ранее указывалось, что передатчики
с непрерывной быстрой перестройкой (качанием)
частоты могут применяться в качестве источника
маскирующих помех. Как и в случае мерцающей помехи, РЛС
в этом случае как бы видит различные цели,
появляющиеся в быстрой последовательности по мере того, как
частота передатчиков помех последовательно попадает
в полосу пропускания приемника РЛС. Мешающий
эффект угломерному каналу в этом случае будет
несколько напоминать эффект обычной групповой цели
с той лишь разницей, что разрешение по дальности
целей будет невозможно, поскольку передатчики помех
работают в непрерывном режиме (103].
Если скорость качания частоты .передатчика
уменьшить в соответствии с требованиями воздействия на
угломерный канал, а самолеты, летящие
рассредоточенной группой, снабдить такими передатчиками, то
частотно-перестраиваемые помехи в принципе могут создать
эффект мерцающей помехи и рассматриваться как
средство подавления угломерного канала, в том числе
работающего моноимпульсным методом.
Эффект мерцающего воздействия помех с качанием
311

частоты в этом случае объясняется тем, что РЛС в
момент совпадения частоты помехи с частотой настройки
ее приемника будет переходить на автосопровождение
соответствующего постановщика помехи. При выходе
частоты помехи за пределы полосы пропускания
приемника РЛС будет продолжать сопровождение той же
цели, но уже по отраженному сигналу.
В момент совпадения с настройкой приемника
частоты помехи, излучаемой с другого самолета, дальномер-
ный канал РЛС окажется забитым помехой, вследствие
чего селекция цели по дальности нарушится, и РЛС
перейдет на автосопровождение новой цели по помехе.
Поскольку самолет, излучающий в последнем случае
помеху, будет находиться в другом направлении, то
антенная система повернется в это новое направление.
Аналогичное перенацеливание произойдет при повторном
вхождении помехи от первой цели или другой новой
цели. В результате поочередного воздействия помех,
излучаемых с разнесенных в пространстве источников
частотно-перестраиваемых помех, антенная система
будет переходить с сопровождения одной цели на
сопровождение другой цели и, следовательно, будет
испытывать раскачку в соответствии с программой работы
передатчиков помех.
Для того чтобы РЛС смогла запеленговать источник
помехи, продолжительность пребывания
частотно-перестраиваемой помехи в полосе пропускания приемника
РЛС, очевидно, должна равняться постоянной времени
угломерной следящей системы или быть больше нее.
Если полоса пропускания приемника РЛС Al/, скорость
перестройки частоты помехи Vf и полоса пропускания
угломерной следящей системы AFC c, то указанное
условие создания помехи с качанием частоты можно
выразить математически в виде:
Отсюда можно определить ожидаемые скорости
перестройки частоты помехи по формуле
VXAfAFcc (7.35)
При Д/ = 3 Мгц, А/7сс = 1,5 гц, У/^4,5 мгц/сек.
312

Допустимые скорости перестройки частоты помехи
довольно низкие, что яьляется ее ограничением,
поскольку при перестройке в широком частотном
диапазоне интервалы между воздействиями помехи будут
велики, что существенно снизит ожидаемый эффект
«мерцания» сопровождаемой цели.
При значительно более высоких скоростях
перестройки, когда время между воздействиями становится
соизмеримым с постоянной времени приемника, ожидаемый
эффект в угломерном канале приближается к эффекту
групповой цели, независимо от разности дальностей от
РЛС до отдельных целей группы, поскольку разрешение
по дальности в этом случае нарушается действием
помехи.
Преимуществом помехи с качанием частоты считается
действие ее на многие РЛС, рабочие частоты которых
перекрываются диапазоном перестройки частоты
передатчиков, и сравнительная простота аппаратуры помех.
7.2.5. Помеха на кроссполяризации. В отличие от
рассмотренных в п. 7.2.2.—7.2.4 видов помех помеха на
кроссполяризации создается из одной точки и поэтому
считается пригодной для индивидуальной защиты
объектов. Принцип создания ее состоит в облучении приемных
антенн РЛС высокочастотными сигналами,
совпадающими по -частоте, но имеющими поляризацию,
совпадающую с кроссполяризацией антенны {78}.
Ранее (гл. 2) указывалось, что антенные системы,
кроме излучения на основной (рабочей) поляризации,
излучают часть мощности на кроссполяризации,
ортогональной рабочей поляризации. Благодаря этому антенна,
помимо диаграммы направленности на рабочей
поляризации, имеет диаграмму направленности на
кроссполяризации, отличающуюся по своей структуре. Так, в
параболических антеннах диаграмма направленности на
кроссполяризации обычно имеет четыре лепестка,
симметрично расположенных относительно равносигнально-
го направления антенны, с максимумами, не
совпадающими с максимумом основной диаграммы.
Поскольку уровень диаграммы на кроссполяризации
отличается от уровня диаграммы на основной
поляризации примерно на два порядка, в нормальных условиях
работы пеленгационных устройств их влияние заметно
не сказывается. При облучении антенны мощными сиг-
313

налами с Поляризацией, совпадающей с ее кроссполяри-
зацией, роль диаграммы направленности на
кроссполяризации можно усилить и тем самым исказить
диаграмму направленности пеленгационнои антенны.
В предельном случае, когда мощность помехи
превышает на несколько порядков мощность отраженного
сигнала, результирующая диаграмма приемной антенны
будет определяться только диаграммой на
кроссполяризации. Поскольку диаграмма направленности на
кроссполяризации существенно отличается по структуре от
основной диаграммы направленности, то это приведет к
искажению пеленгационнои характеристики системы и, как
следствие, к существенному ухудшению точности
пеленгации.
При радиопротиводействии на РЛС с линейной
поляризацией эффективной помехой является помеха с
поляризацией, ортогональной рабочей поляризации РЛС.
В этом случае [78] помеха на кроссполяризации
порождает сильную взаимосвязь каналов азимута *гугла
места, т. е. приводит к расфазировке координатной
системы. При создании такой помехи наведение по
поляризации осуществляется автоматически по сигналам
РЛС, принимаемым на борту самолета, с помощью
системы, анализирующей поляризацию сигналов РЛС и
автоматически устанавливающей поляризацию
излучаемых помеховых сигналов ортогонально поляризации
подавляемой РЛС [78].
Поскольку помеха на кроссполяризации приводит
к искажению рабочей диаграммы направленности
антенны РЛС, она должна действовать как на
моноимпульсные, так и на обычные одноканальные угломерные
координаторы. В этом смысле помеха на кроссполяризации
является универсальной.
§ 7.3. МЕТОДЫ ЗАЩИТЫ МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
ОТ НЕКОТОРЫХ ВИДОВ РАДИОПОМЕХ I
В табл. 7.1 перечислены некоторые виды помех,
которые могут быть применены к моноимпульсным РЛС, и
возможные способы защиты от них [68, 74].
Перечисленные виды помех воздействуют в основном
либо на визуальный канал РЛС, либо на каналы
автосопровождения цели по дальности и скорости. Остано-
314

ТАБЛИЦА 7.1
Виды радиопомех
Несинхронная импульсная
помеха с низкой частотой
посылок
Широкополосный шум.
Несинхронная импульсная
помеха с очень высокой
частотой посылок
Помеха в виде немодули-
рованной несущей
Многократная
ответно-импульсная помеха
Помеха с низкой частотой
качания
Помеха с высокой
частотой качания
Ложные цели
Дипольные отражатели
Уход строба дальности от
истинной цели
Помехи за счет высотных
ядерных взрывов
Методы защиты
Задержка импульса на период
повторения, сравнение его с последующим
импульсом и бланкирование
Увеличение времени наблюдения и
интегрирование. Подавление боковых
лепестков диаграммы направленности
антенны. Перестройка частоты
передатчика
Устранение насыщения приемника
(мгновенная автоматическая
регулировка усиления, применение
логарифмических усилителей и пр.)
Качание частоты повторения в
сочетании с мерами защиты от
несинхронной импульсной помехи
Как и в случае несинхронной
импульсной помехи
Как и в случае широкополосных
шумов
Селекция по отражающей
способности, массе и размерам, по параметрам
траектории движения, степени
торможения в атмосфере и ионизации
воздуха
Селекция по скорости и ускорению
Использование допплеровского сдвига
частоты, узкий строб дальности, стро-
бирование по ускорению
Территориальный разнос РЛС одного
комплекса, работа на разных частотах
однотипных станций, ,-дублирование
объектов комплекса ПВО и ПРО |
вимся несколько подробней на защите от некоторых
помех угломерному Каналу.
7.3.1. Метод защиты от мерцающих помех,
создаваемых из двух и более точек пространства. Поскольку
мерцающие помехи, как указывалось, преследуют цель
ухудшения разрешения целей, то одним из возможных
методов защиты РЛС от таких помех является
увеличение разрешающей способности РЛС в условиях
работы по групповой цели. Поэтому вариант моноимпульсной
системы с повышенной разрешающей способностью,
рассмотренный в гл. 4 (рис. 4.12), обладает также и повы-
315

шенной помехозащищенностью от мерцающих помех.
При создании мерцающих помех передатчики,
установленные на целях, летящих в группе, включаются и
выключаются по периодическому или случайному закону
и существенно затрудняют сопровождение отдельной
цели в течение времени, необходимого для точного
определения ее местоположения и соответствующей реакции
оборонительных средств. В этих условиях описанная
выше моноимпульсная система позволяет вести
сопровождение либо левой, либо правой цели в соответствии
с выбором, сделанным оператором.
Если осуществляется сопровождение, например, левой
цели и сигнал с этой цели внезапно исчезает, а вместо
него появляется другой сигнал, излучаемый целью,
расположенной справа, то результирующий отрицательный
сигнал ошибки канала селекции цели блокирует строби-
рующее устройство на некоторое время и следящая
система не переходит на сопровождение нового мощного
источника сигналов [ЮЗ].-Тем самым основная цель,
которую преследуют мерцающие помехи, заключающаяся
в срыве автосопровождения или ухудшении разрешения
целей, не будет достигнута.
Действие помех с качанием по частоте, создаваемых
с нескольких целей группы, схоже с действием
мерцающих помех. Поэтому описанный способ защиты от
мерцающих помех является защитой также и от помех с
качанием по частоте.
Средством увеличения помехозащищенности
моноимпульсных РЛС от мерцающих помех и помех с качанием
частоты является также сужение диаграммы
направленности и уменьшение ее боковых лепестков, поскольку
оно приводит к увеличению требуемой мощности помехи
и к увеличению разрешающей способности РЛС по
угловым координатам.
7.3.2. Защита от помех на кроссполяризации.
Поскольку помеха на кроссполяризации существенно
отличается по поляризации от рабочей поляризации РЛС,
то очевидным методом защиты от ее действия является
поляризационная селекция сигналов. Известным
средством такой селекции являются поляризационные
решетки, устанавливаемые в раскрывах антенн РЛС [28, 77].
Как описано в гл. 6 такие решетки обеспечивают
передачу рабочих сигналов с малым затуханием и сильно
316

ослабляют сигналы с поляризацией, ортогональной
рабочей поляризации. Тем самым помеха на кроссполяри-
зации при прохождении через поляризационную решетку
сильно ослабляется, и эффективность ее действия
существенно уменьшается.
Иногда в качестве поляризационного фильтра
используется сам отражатель антенны, для чего он
изготавливается в виде системы параллельных металлических
пластин (проволок) [62, 63, 112]. В этом случае кросспо-
ляризационные компоненты поля возбуждения проходят
через отражатель и не отражаются от него, что также
существенно ослабляет кроссполяризационные
составляющие излучаемого и принимаемого сигналов.
Меры, направленные на снижение кроссполяризации
антенн, частично описанные в гл. 2 и 5, также можно
рассматривать как защиту от помех на
кроссполяризации.
В настоящее время за рубежом уделяется серьезное
внимание разработке радиолокационных систем с
разносом по поляризации [130]. Такие системы строятся по
многоканальному принципу и располагают возможностью
работать на таком приемном канале, поляризация
которого наиболее совпадает с поляризацией принимаемых
сигналов. Это позволяет существенно скомпенсировать
эффекты деполяризации сигналов, отраженных от цели,
а также повышает помехозащищенность РЛС от помех
на кроссполяризации.

ГЛАВА 8
ПРИМЕНЕНИЕ МОДЕЛИРОВАНИЯ
ДЛЯ ИССЛЕДОВАНИЯ ОШИБОК ОПРЕДЕЛЕНИЯ
КООРДИНАТ МОНОИМПУЛЬСНЫХ РЛС
§ 8.1. ОБЩИЕ ЗАДАЧИ И НАПРАВЛЕНИЯ
МОДЕЛИРОВАНИЯ
В процессе разработки моноимпульсных РЛС
приходится решать широкий круг вопросов, таких как:
— оценка основных характеристик станции и
определение законов распределения их;
— установление зависимости основных характеристик
от различных факторов, выявление наиболее
существенных и маловлияющих факторов;
— отработка и оценка алгоритмов, применяемых для
обработки радиолокационной информации;
— выработка предложений по улучшению отдельных
характеристик.
Для решения указанных задач в последние годы,
наряду с натурным экспериментом и физическим
моделированием, широко используют и математическое
моделирование. Так как любую моноимпульсную РЛС можно
охарактеризовать с помощью ряда характеристик, то на
практике могут возникнуть два направления разработки
моделей:
— разработка общей модели, позволяющей получить
оценку всех характеристик;
— разработка частных моделей, каждая из которых
позволяет получить оценку одной или нескольких
характеристик.
Разработка и реализация математической модели,
позволяющей получить оценку всех характеристик,
является очень трудоемкой задачей и, кроме того, такая
318

МоДель ке всегда может быть реализована на ЭВМ.
Поэтому на практике целесообразно создавать модели,
определяемые вторым направлением. Если же при
исследованиях с помощью модели выяснится, что
необходимо получить какие-то другие характеристики, то
нужно доработать старую модель или разработать новую.
Составление новых моделей, отличающихся некоторыми
изменениями от уже разработанных, не вызовет больших
затруднений в связи с наличием ряда отлаженных
блоков модели и опытом, приобретенным разработчиком.
Для исследования основных характеристик
моноимпульсных ФЛС наиболее широкое распространение на
практике нашли численные вероятностные (статистиче*
ские) модели, называемые еще моделями «Монте-
Карло».
Ниже будут рассмотрены такие модели для оценки
точности определения координат амплитудной суммарно-
разностной моноимпульсной РЛС автосопровождения
целей и моноимпульсной обзорной РЛС с амплитудной
пеленгацией, использующей широкополосный сигнал.
§ 8.2. МОДЕЛЬ АМПЛИТУДНОЙ СУММАРНО-
РАЗНОСТНОЙ МОНОИМПУЛЬСНОЙ РЛС
СОПРОВОЖДЕНИЯ
Упрощенная блок-схема амплитудной
суммарно-разностной моноимпульсной РЛС, предназначенной для
автоматического сопровождения и определения угловых
координат цели в одной плоскости, приведена на
рис. 1.9.
При моделировании наибольшую сложность
представляет математическое описание углового дискриминатора.
Его описание может быть проведено несколькими
методами. Рассмотрим метод, связанный с расчетом
сигналов и шумов в элементах углового дискриминатора.
Данный метод наиболее полно описывает процессы,
протекающие в реальном дискриминаторе и, кроме того,
позволяет учесть влияние фазовой неидентичности в
каналах.
В рассматриваемой моноимпульсной РЛС для
формирования диаграммы направленности используется
параболическая антенна с диаметром d. При равномерном
распределении поля в раскрыве антенны каждая из че-
31

тырех парциальных диаграмм направленности
описывается выражением
/7(6)=/\(23f929), (8.1)
где Jx (x) — функция Бесселя первого рода,
6=-д угловая координата в относительных
единило,5
цах,
б0>5 — ширина парциального луча в минутах,
fla — угловая координата в минутах, отсчитанная от
центра диаграммы направленности.
Коэффициент 2,62 выбран из условия получения
ширины квадрата суммарной диаграммы направленности,
по напряжению равной единице по уровню 0,7 от
максимального значения. Нормирование диаграммы
направленности по квадрату обусловлено использованием одной
и той же антенны на передачу и прием. Сечение
суммарной диаграммы направленности в одной плоскости (от
четырех рупоров), проходящее через равносигнальное
направление, описывается выражением
Р (fl)_/ (в-0>625) + F (9+0,625) + 2F (|/'82+0)6252) g2
Разностная диаграмма имеет вид
Р /дх F (9 -0,625) -F(6 + 0,625) g3)
Коэффициенты 1/2 и 1/^/2 обусловлены суммированием
(вычитанием) сигналов, принимаемых каждым лучом
антенны, в волноводных мостах. Отраженный сигнал на
входе антенны можем записать в виде
uBx=f(uR, иф), (8.4)
где uR — составляющая отраженного сигнала, зависящая
от потенциала и дальности до цели..
иф — составляющая отраженного сигнала, зависящая
от флуктуации эффективной площади рассеяния цели.
320

Для дальнейших исследований отраженный сигнал
удобно представить в относительных величинах,
приведенных к мощности шума приемника суммарного-
канала.
Отношение сигнал/шум по мощности, пересчитанное
на вход антенны, может быть записано в виде
где П — потенциал станции, определяемый мощностью
передатчика, чувствительностью приемника, потерями
в трактах,
ст(Эц)—эффективная площадь рассеяния цели,
R — дальность до цели.
В амплитудных суммарно-разностных
моноимпульсных РЛС величина фазовой неидентичности
высокочастотного тракта обычно составляет 10—40°. Такая
фазовая неидентичность окажет существенное влияние на
точность определения угловых координат и практически
мало сказывается на уменьшении величины суммарного
сигнала. Поэтому в дальнейшем влиянием фазовой
неидентичности высокочастотного тракта при расчете
амплитуды сигнала и отношения сигнал/шум в
суммарном канале можем пренебрегать.
При этих условиях выражения для суммарного
сигнала и отношения сигнала к шуму по мощности на
выходе волноводного моста имеют вид
«в=««Гв(в). (8-6)
Принятый суммарный сигнал проходит через
линейную часть приемника, где складывается с шумами, и
детектор огибающей. Суммарный сигнал на выходе
линейной части приемника можно представить как
где итс — напряжение шума на выходе линейной части
приемника.
Выражения для модуля и фазы суммарного сигнала
на выходе линейной части приемника можем записать
21—2536 321

б виде
К „ы*1 = \У'и\ + U2m Q+2UcUm c cos (Tciыд-срш с)|, (8.9)
где ф^пс — фаза шумового сигнала на выходе линейной
части приемника.
Фсвых — фаза суммарного сигнала на выходе
линейной части приемника, равная
где ф'С — фаза суммарного сигнала на выходе волновод-
ного моста, равная
9c = arctg , ' « Т ,Л —' (8.11)
с & «(Sj) cos <pr-[-tt(92) cosfn v '
где w(0i) и w(02) —значения модулей суммарных
сигналов в первой и второй плоскостях соответственно:
и (fli) = £/вд| |/f? (8,) + ^ (6J+2F, (6,) F2 (6t) cos ?I [,
а(вО'=£/в,'|^ (62) + ^4 (62)-b2F3 (62) F4 (62) cos <p,J,
*'. ф! и фн — фазы суммарных сигналов в первой и
второй плоскостях,
. b'_^nrrtf,^i(Qi)sinyi+MQi)siny.a
^ — arc i* ^ (Q^ cos ь + ^ (9j) cos ^ ,
в — nfrt{* f» (9г) Sin Уз + f 4 (9a) Sin У*
?п — dlLL^ ^ (02) соз ^ + ^ (9а) cos ^ ,
фь Фг, Фз и ф4 — начальные фазы сигналов, принятых
по каждой парциальной диаграмме направленности
с учетом фазовой неидентичности.
Закон распределения фазы шумового колебания
считаем равномерным в интервале 0—2л:.
Для дальнейших исследований модуль суммарного
сигнала на входе детектора удобно представить в
относительных величинах, приведенных к мощности шума
приемника суммарного канала. Тогда
Цсвых _ 1 / с ]Uuic \ UcUmQ I /
2ошс | | У \с 2аш с °шс
(8.12)
Отношение сигнал/шум на выходе линейной части
322 *

приемника суммарного канала можем записать в виде
Па (9ц)/* (8)
q =-
• Л ВИТ
Кс*
•и -ь
ш с оти '
+ 2
/:
1Ь(8Ц)^С4(8)
М
ш сотн
COS (%
с выЧ '
■?шс), (8.13)
относительное значение амплитуды
ГДе Um с отн — ^утг
У2зшс
шума приемника ^суммарного канала.
Если реальный амплитудный детектор
аппроксимировать безынерционным линейным детектором, то
напряжение и отношение сигнал/шум на его выходе будут
определяться соответственно уравнениями (8.9) и (8.13),
умноженными на коэффициент передачи детектора.
Выражение для отношения сигнал/шум на выходе
приемника суммарного канала с учетом работы системы
АРУ будет получено в дальнейшем после описания
работы системы АРУ.
Разностный сигнал на входе приемника запишем как
iXp = t/psinH + 9p). (8.14)
где
1/р = Ув^(в1) + Мв1)-2Рав1)Л(в1)со8?р==
. = £/eAF(6); срр = ?1;_ср2. (8.15)
Фаза разностного сигнала на выходе волноводного
моста фрн может иметь ряд значений и определяется из
следующих соотношений:
9pH = arctg
M9i)sinyp
ЛМ-меосоз jp
при /71(6)>/72(61)coscpp;
мер sin Ур .
Л(80-/72(е1)соз<рр 1Ъ
?р = 0'
Л(б1)</?2(61)со8сРр;
р2 (fti) sin yp
MeO-MMcosjp
)</72(91)coscPp.
при
(8.16)
при
f<pp>
I/7, (9.)
21<
323

Принятый разностный сигнал в линейной части
приемного устройства складывается с шумовым сигналом.
Следовательно, на входе фазового детектора разностный
сигнал можем записать в виде
^р БЫХ ^р *~Г ^Ш Р'
Модуль разностного сигнала равен
(8.17)
|Ир выя
| = | /ul + U2m + 2£/рС/ш р cos (<рш р — <РР выя), (8.18)
где фшр — начальная фаза шумового сигнала на выходе
линейной части приемника разностного канала.
Фаза 'ф^вых разностного сигнала на выходе линейной
части приемника может иметь ряд значений и
определяется из следующих соотношений:
arcsinl^^sin(Tnip—9рн) при |Е/р|>|Е/Шр|;
arcsin ^^'sin (срш р—срр н)
|ЬР|<|£/ШР|;
| <РшР — ?PH = 0^-f;
при з
[ ?ш Р — ?р н = — * -f- 2Щ
arcsin ш! sin (<рш р — ?р н)+-J-
СРРБЫХГ=?РН +
arcsm
при
l^pKI^:
|Ц°р1
, (|Ур1<Ц/шр|;
при J я
psin(tpmp—<рРн) 2"
f'|f/p|<|t/n.p|;
|?шр —«Рря —*-*--2-«
(8.19)
Будем считать, что нормировка амплитуд
суммарного и разностного сигналов относительно амплитуды
суммарного сигнала производится с помощью описанной
324

в § 3.3 системы АРУ; блок-схема такой АРУ приведена
на рис. 3.18.
Тогда с учетом работы системы АРУ модуль
разностного сигнала на входе детектора имеет вид
и Р вых
Р ЕЫЯ|
*рк вых
f
V
vl . и\
\1 ~~772 cos \тш Р—тр bbisjj
" рк вых и рк вых ^ рк вых
(8.20)
где Црк вых — напряжение контрольного сигнала на выходе
линейной части приемника, в соответствии с которым
ведется нормировка коэффициента усиления в
приемнике разностного канала.
Для дальнейших исследований пронормированный
модуль разностного сигнала удобно представить в
относительных величинах, приведенных к мощности шума
приемника разностного канала:
l"'pn|=l/.
2
Af2(9K ,(/шр0Тн , пА/Чв)ЦшРотн?п ,
~~2 1 2 ~ + 2 2 CCOS(<pm p—fc, вых>
^рк вых Урк вых Урк вых
(8.21
)
где <7Рнв—отношение сигнал/шум контрольного сигнала
по мощности на выходе линейной части приемника
разностного сигнала;
{Лпротн — относительное значение амплитуды шума на
выходе приемника разностного канала.
Знак сигнала ошибки определяется разностью фаз
разностного и суммарного сигналов. Фазы суммарного и
разностного сигналов на входе фазового детектора
определяются выражениями (8.10) и (8.19).
Напряжение на выходе линейного фазового
детектора в соответствии с (3.52) определяется выражением
ир (6) = 2кф и |ц'р ЕЫХ| cos(<p'p гых — <рс Е*д). (8.22)
Тогда сигнал ошибки в угловом канале можем записать
Ир(6) = 2#фдХ
V Л f*F*(B) *% , "*Р отн , . A F (9) Umv orHqQ ,
X I/ 2 » 1 *~2 2 C0S VTHI P Ti- ВЫЯЛХ
I ^ ^рк вых ^рк вых ^рк вых |
Xcos(<ppEbI3I —<рсвы,). (8.23)
325

Сигнал ошибки wp(0) с выхода приемника
разностного канала поступает на приводы антенны.
Теперь определим математическое выражение
отношения сигнал/шум контрольного сигнала <7рКВыХ в
приемнике с учетом работы системы АРУ. При моделировании,
в случае малых изменений амплитуды сигнала AUBblx
на выходе приемника за счет инерционности АРУ,
хорошие результаты дает экспоненциальная аппроксимация
регулировочной характеристики АРУ. Требование малых
изменений амплитуды сигнала AUBblx на выходе
приемника соответствует реальным требованиям к работе
приемных устройств моноимпульсных РЛС,
осуществляющих автоматическое слежение за целью.
При такой аппроксимации регулировочной
характеристики имеем
tfper=tfmexp — (6Л£/Рег). (8.24)
Амплитуда контрольного сигнала на выходе линейной
части приемника разностного* канала при работающей
системе АРУ равна
UVK r«x = ктищ ЕЧ ехр — [bAp(Um IX — (7Р зад) FAp(p)] при
#гиф"рк exj^> ^p зад» .(о.2о)
"рк вы^^ ^тр^рк ъ% При Km^U^ ЕХ ^-~ С/р зад>
где £/рк Гя — амплитуда напряжения контрольного сигнала
на входе приемника разностного канала.
Значения кт> ЬА, £/зад, ^А(р) были определены в § 3.3.
С/рк IX = С/с ехр — [bAc(U'c !ых — Uc зад)^Ас(/?)] ПРИ UC<UC зад,
(8.26)
UVKtx—Uc при Uk<Ucsm,
где UfCiых-амплитуда напряжения суммарного сигнала
на выходе линейной части приемника суммарного канала
с учетом работы системы АРУ.
Доделив правую и левую части выражений (8.25) н
V 2 Сщр— |/2 <Тшр г х - Кт ПОЛУЧИМ
<7рк еыя= ?рк IX!ехр — [Ь'Ар ((7Рк ь.Ыя — <7Р sap)FAp (Р)}
ПрИ <7РквЫЯ><7рзад» (8.27)
326

9рк вы* = 9рк вх При (7РК ъш < (7р зад- V Др= Л'Ар|/"2 ашр-
Аналогично для (8.26) запишем
<7рк гъ = 9с ехр — [&'Ас(?'с еых — 9с зад)/7Ас(/?)]
при qfCvbm>gCsaK (8.28)
<7рК ЕХ = <7с ПрИ <7'сЕЫ*^<7сЗРД-
Соответственно, с учетом работы системы АРУ, на
выходе линейной части приемника суммарного канала можем
записать
<7'с еы* = 9с ехр — [b'Ac(q'c 1ых — 9с зад) F Ас(/?)]
ПРИ <7'сБы*><7сзад, (8.29)
9 с выя = 9с При <7^с выза ^ 9с зад*
Для учета влияния флуктуации отраженного сигнала
на точность определения угловых координат в модели
в блоке формирования отраженного сигнала необходимо
математически достаточно хорошо описать флуктуации
отраженного сигнала. Выбор вида аппроксимации
будет зависеть от типа цели (самолет, ракета, ИСЗ) и от
удобства использования его при моделировании. Метод
имитации флуктуации отраженного сигнала нами
рассматриваться не будет.
Вышеприведенный анализ позволяет сделать вывод
о том, что модель (рис. 8.1) для исследования точности
определения угловых координат в одной плоскости
амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной РЛС
сопровождения должна состоять из следующих основных
блоков: формирования отраженного сигнала с учетом
флуктуации эффективной площади рассеяния цели;
антенны и суммарно-разностных волноводных мостов;
приемника суммарного сигнала с АРУ; амплитудного
детектора; приемника разностного сигнала с АРУ;
фазового детектора; генераторов шума (датчиков случайных
чисел); приводов антенны; формирования траекторий
движения цели; статистической обработки ошибок
измерения угловой координаты.
327

Алгоритмы, имитирующие диаграммы направленности
антенны и сигналы на выходах суммарно-разностного
волноводного моста составляются на основании
выражений .(8.2), (8.3), (8.4), (8.5), (8.6), (8.7), (8.14),
(8.15) и (8.16).
Блок
формирования
отраженного
сигнало
(с учетом
флюктуации)
L"8X
Блок

формирования

траектории
движения
цели
уенератор
шума
\ишр\
Антенна и
суммарно-
разностные
мосты
\и» ft
уенератор\
шума
1"ше
«с
у7раемнак

суммарного
сигнала
с АРУ
Т
Мсмьщ
Рд>
Приемник
разностного
\сигнаиа с АРУ\
tfpn
Jul
)Амрпитуд\
ный
детектор]
«од
Фазовый
детектор\
шщПриОод
L—хантен-{
р$н*№ ,
блок
\статисти\
ческой
[обработки
фщЦизмерения
координат
Рис. 8.1. Блок-схема модели амплитудной суммарно-разностной
моноимпульсной РЛС сопровождения.
Суммарный сигнал на выходе линейной части приемника
описывается выражениями (8.9), (8.10) и (8.13).
Суммарный сигнал на выходе амплитудного детектора
определяется выражениями (8.9), (8.13), (8.29),
умноженными на коэффициент детектирования.
При описании блока приемника разностного канала
используются равенства (8.18) —(8.21).
Работа фазового детектора аппроксимируется
выражением (8.23).
Схема нормировки коэффициентов усиления с
помощью АРУ в приемнике разностного и суммарного
сигналов моделируется в соответствии с выражениями
(8.25) и (8.29).
Генератор шума (датчик случайных чисел) должен
вырабатывать случайную последовательность чисел

с нормальным законом распределения. Дисперсия шума
рассчитывается для максимальной дальности РЛС,
исходя из единичной длительности зондирующего сигнала.
Методы формирования таких случайных
последовательностей на ЭВМ изложены в [9].
Моделирование приводов антенны не представляет
трудности и нами рассматриваться не будет.
В качестве входного воздействия на вход модели в
блоке формирования траектории движения цели может
задаваться эквивалентная синусоида
ub*(t) = Aasin*Jt (8.30)
где Аэ = амплитуда, соэ = А- — частота,
х и х — первая и вторая производные от полинома,
аппроксимирующего траекторию движения цели.
Исходными данными для определения динамических
и флуктуационных ошибок измерения угловых
координат являются реализации сигнала ошибки отработки
приводами антенны входного воздействия при наличии
шумов приемного устройства и флуктуации отраженного
сигнала. Статистическая обработка ведется по ансамблю
реализаций для выбранных средних значений
отношения сигнал/шум.
Задача статистической обработки заключается в том,
чтобы из общей ошибки сопровождения
Да (t) = аш (t) - аЕМ (t) = 8Д sin (mj + ?д) + Д* (0, (8.31)
где аВых(0—измеренное значение угловой координаты,
бд и фд — амплитуда и фаза динамической ошибки,
Ле(0—значение флуктуационной ошибки,
выделить динамическую и флуктуационную
составляющие.
Амплитуду и фазу динамической ошибки при записи
в дискретной форме можно определить из выражения
[п
sin^,J[Aa*(A/.0cosKA«-0 +
п
+ cos<pA, V Да* (A^sinKAM)], (8.32)
329

n
У Да* (AM)cos (cd9AM)
Фд, = arctg '-=! : , (8.33)
У Да* (ht-i) sin (соэДМ)
где Af.f = f;
1 = 1,2,3...„л;
£Да(ДЫ)
Да*(Д*• /) = Да (Ы• 0 —Да(ДМ-); Да(ДМ*) =—— .
Среднее значение динамической ошибки будет равно
*.
v=-4r- (8-34)
где кэ — число реализаций сигнала ошибки,
бДг — динамическая ошибка для фиксированных
значений среднего отношения сигнал/шум в каждой из
реализаций.
"После вычитания в каждой реализации из Aa*(A^-i*)
детерминированной составляющей бд * sin [соэ (А £ • 0 -г
+ фдг-] получим реализацию флуктуационной ошибки
As * (At • i)]= Да* (Af. i)]— 8дг- sin [шэ (Д*. i) +>д<]. (8.35)
Среднее значение корреляционной функции
флуктуационной ошибки будет иметь вид
К
V/?,(AM)
R(M.i)=>^—£ . ч (8.36)
где
/?,(Af-/) = :Rr:L_r J] Де*(ДМ)Де*[Д^+1)],
N—общее число точек при расчете корреляционной
функции,
330

m = 1 »2,3,..., -g точки, в которых рассчитывается
корреляционная функция,
Т
Д£=-тт—временной интервал дискретности,
Т — общая длина реализации (интервал осреднения).
Среднее значение спектральной плотности флуктуа-
ционной ошибки определяется по формуле
G (Д/. i) = 4Дt £ # (А* • О C0S К (А* • 0], (8.37)
о
где А/ — частотный интервал дискретности.
Среднее значение дисперсии флуктуационной ошибки
будет равно
К п
У V [Де*(ДМ)]2
^ = Д ^ • (8-38)
Параметры Af, m, Д/, Д/ и &э выбирают исходя из
необходимой точности получения оценок динамической
и флуктуационной ошибок.
§ 8.3. ОБЩАЯ БЛОК-СХЕМА МОДЕЛИ ОБЗОРНОЙ
МОНОИМПУЛЬСНОЙ РЛС С ЧАСТОТНО-
МОДУЛИРОВАННЫМ СИГНАЛОМ И АМПЛИТУДНОЙ
ПЕЛЕНГАЦИЕЙ
Задачу определения точности измерения координат
с помощью модели будем рассматривать для
произвольного отношения сигнала к шуму и для случая, когда на
выходе модели формируются единичные оценки
измеряемых параметров сигнала и не производится
сглаживание полученных оценок.
В моделях обзорных моноимпульсных РЛС, блок-
схемы которых приведены на рис. 1.12 и 1.13, основную
трудность представляет описание сигнала и углового
дискриминатора.
В модели на входе каждого канала формируется
импульс, амплитуда которого зависит от угла отклонения
цели от равносигнального направления в соответствии
331

с диаграммами направленности антенны, а огибающая и
мгновенная фаза импульса определяются выбранным в
РЛС типом зондирующего сигнала. Далее в импульс
вносятся амплитудные и фазовые искажения требуемого
для исследования вида (случайные или регулярные).
Искаженный импульс аддитивно смешивается с
нормальным белым шумом, спектральная плотность которот
может изменяться для задания нужного отношения
сигнала к шуму. В последующем линейная фильтрация
смеси сигнала и шума моделируется фильтром с весовой
функцией, согласованной с неискаженным сигналом,
либо содержащей искажения требуемого вида.
Детектирование в модели может быть представлено как
определение огибающей процесса на выходе линейного фильтра.
После детектирования оценки амплитуды и временной
задержки импульса можно образовать по алгоритмам,
выбранным для обработки радиолокационной
информации, которые были рассмотрены в гл. 1.
Рассмотрим, модели амплитудно-амплитудной и
амплитудной суммарно-разностной обзорных РЛС для
определения координат в одной плоскости. В связи с этим
необходимо представить в модели два различных
измерительных канала, в которых амплитуды входных
импульсов, искажения и шумы должны задаваться
независимо. Если объем памяти ЭВМ, на которой производится
моделирование, достаточен, то можно моделировать оба
канала параллельно, в противном случае вначале
моделируется один из каналов и выходные результаты
запоминаются, а затем моделируется второй канал и
образуется оценка угла отклонения цели от равносиг-
нального направления. Сказанное дает общее
представление об одном цикле работы модели. Более подробно
модель будет описана ниже.
Для определения статистических характеристик
оценок измеряемых параметров циклы счета на модели
повторяются. В каждом цикле используется новая
реализация шума и случайных искажений. При необходимости
можно от цикла к циклу изменять амплитуды входных
сигналов и их временное положение для моделирования
флуктуации отраженного от цели сигнала и перемещения
цели по угловой координате и дальности. В этом случае
данные модели могут быть использованы в дальнейшем
для исследования алгоритмов сглаживания выходных
332

координат и характеристик точности определения
траекторий целей.
8.3.1. Представление сигнала и шума. При
моделировании в ЭВМ сигнал s(t) может быть представлен
только совокупностью некоторых чисел, зная которые, можно
вычислить любое из текущих значений сигнала,
пользуясь заданными операциями.
Существует бесчисленное множество вариантов
выбора требуемой совокупности чисел. Общие вопросы
представления сигналов исследованы в работе [108], где
предложено обобщенное представление в виде двойного
ряда
•^W-^^nV^^ (8.39)
где Vmn{t) —известные функции.
В [57, 108] показано, что для представления сигнала
длительностью тс, спектр которого занимает полосу
частот ^требуется McNG=xcWc коэффициентов атп.
Следовательно, выбор той или иной системы функций
Vmn{t) определяется только удобством решения
конкретной задачи. Для проводимых исследований
неоспоримыми преимуществами обладает разложение сигнала в ряд
Котельникова:
N12 Sin -J- (f-Щ)
s (t) = V s (lbt) —s , (8.40)
где коэффициентами разложения являются значения
выборки сигнала s (/At) с шагом выборки At = -^-.
В представлении (8.40) вместо непрерывного
сигнала s(t) получен дискретный сигнал s(iAt), что позволяет
использовать в расчетах развитый математический
аппарат дискретных систем [14, 58]. Для широкополосного
сигнала с внутриимпульсной линейной частотной
модуляцией можем записать
s(/)=S(0exp{i(v + 1|.f»)}, |/l=-!-, (8.41)
где S (t) — огибающая сигнала,
333

"2^ девиация частоты,
coq — средняя частота сигнала, которая в дальнейшем
будет называться несущей частотой.
Существует простая связь коэффициентов разложения
сигнала и коэффициентов разложения его спектра, так
как в соответствии с методом стационарной фазы [80]
спектр сигнала (8.41) описывается функцией
Xexp{-i[(—«o)s^"--f ]}, (8.42)
где S (со — <d0) -^- — огибающая сигнала.
Перейдем к вопросу выбора шага выборки At.
Обозначим дискретный сигнал через 5 -д— 1 так, что s[i] = s(iAt)
N N , ' N гм Л
при iz= — — , —._!-i)#tM_ и s [tj—0 при i неравному
t
целому числу, где / = -д-.
Определим спектр S*(ico) дискретного сигналам f-т—1*
Выражение, связывающее дискретный и непрерывный
сигналы, запишем следующим образом [14]:
00 00
[-Ц-]= J^\ s(t)b(t-iAt)dt, \t\<±. (8-43)
Используем известное равенство [14]:
оо * оо . 2%it
. j *('-^) = тг JJe^. (8.44)
/=r —00 /=—00
Умножая обе части равенства (8.44) на s(t)e~{lot и
интегрируя по времени в пределах от —- оо до +-оо,
получаем
5*H=^rSsT(a,+^-)]' (8>45)
/=г —00
334

f. e. спектр дискретного сигнала является периодической
функцией с периодом 2я/Д*. Пусть далее непрерывный
сигнал имеет ограниченный спектр
17(ш) \ = 0 при | со | > А = *№с. (8.46)
Для возможности представления непрерывного сигнала
5 (t) дискретным сигналом 5 [i] требуется совпадение с
точностью до несущественных множителей (в данном случае
-г—] спектра непрерывного сигнала 5 (ico) и одного из
периодов спектра дискретного сигнала S*(i<o) [58]. Такое
совпадение наступает, если, в соответствии с (8.45) и (8.46),
выполняется неравенство -д— >ii, из которого следует,
что шаг выборки ограничен сверху величиной
.А*<пг = -£-- (8Л7)
Соответственно, объем выборки N+1 должен
удовлетворять неравенству
N>Wcxc. (8.48)
Отметим еще одну особенность представления
непрерывных сигналов дискретными. Периодический характер
спектра дискретного сигнала приводит к тому, что
непрерывные сигналы с несущими частотами, разнесенными
согласно (8.45) на величину —д—, имеют одинаковые
дискретные представления. Иначе говоря, в дискретном
виде можно представить непрерывные сигналы только
с несущими частотами соо, меньшими чем 2я/Д*. Таким
образом, для представления в модели приходится
использовать неискаженный входной импульс с несущей
частотой, равной нулю. Возможнее в модели изменения
несущей до величины 2я/Д* достаточны для исследования
влияния смещения несущей при фазовых искажениях
входного сигнала на форму выходного сигнала и
точность измерения его параметров.
Известно, что у радиолокационных сигналов всегда
соо^>Й. О допустимости использования в модели сигна-
335

лов с нулевой несущей частотой для исследования
обработки радиолокационных, сигналов, несущая частота
которых значительно превышает полосу, занимаемую их
спектрами, подробнее будет сказано в п. 8.3.2.
Рассмотрим, какой объем выборки требуется для
представления прямоугольного импульса с линейной
частотной модуляцией
s(*) = exp{iK* + .£*»}, \t\<%. (8.49)
Вычисляя преобразование Фурье от (8.49), найдем
спектр входного импульса [23]
5(i«)=|/ -^-exp[— i2&"(co— О2 JX
x{«[4-v5«—j+/^]-
U
где Z(u)= \ expfi -~- ) dx — интеграл Френеля в ком-
о
плексной форме.
Анализ уравнения (8.50) показывает, что с увеличени
Q
ем коэффициента сжатия Dr = WczQ = -g^- *5С
амплитудный спектр |?(i<o)| приближается к прямоугольному
с общей полосой частот, стремящейся к й. С
уменьшением же коэффициента Dr все большее число
составляющих выходит за пределы полосы частот Q. Так,
например, при Z)r = 50 исследования показали, что для
представления такого сигнала с практически несущественной
погрешностью требуется выборка объемом в 90 чисел.
Линейная фильтрация не приводит к расширению
спектра сигнала. Оценим поэтому расширение спектра
сигнала при детектировании. В случае больших
коэффициентов сжатия из (8.50) получаем [35]
IsM^/^rect-^. (8-51)
336

°°sin2 0
2 Л ^
Сигнал на выходе линейного согласованного фильтра'ра-
вен
1 °г - sin~
*Ф (0 = — J | ?(») Ia exp (imt) dm = zc —ffi exp (ЦД
—oc 2
(8.52>
а сигнал после квадратичного детектирования
определяется выражением
^М0} = <(-^^|. (8.53)
Преобразование Фурье от (8.53) можем записать так:
Qt
Тг (л I СО |\ I (О | ^ «
с j аЧш -ехр(-1шОЛ=^1-|—IJ. l-Q-p1
—оо 2
(8.54)
Сравнение формул (8.51) и (8.54) показывает, что
квадратичный детектор расширяет спектр в 2 раза.
Учитывая, что спектр входного сигнала при искажениях
может несколько расширяться по сравнению со спектром
неискаженного сигнала, и принимая во внимание
удобство использования выходных данных, окончательно
получим объем выборки, равный 201, т. е. A^=4Dr=200,
а шаг выборки Д* = —^. Таким образом, сигнал в
вещественной форме записи с нулевой несущей частотой и
коэффициентом сжатия Dr=50 будет равен
5 (0 - cos •£-. W\t | < -£ , ^ = 50 (8.55)
и представляется в модели дискретным сигналом
5.[i] = cos[^-^-b.yj =cos4vPf (8.56)
22—2536 337

где t — х- » о » • • •» 2 •
2тс 7zDr
. JP20 — -j^r — г~#«7<\
Для выбранных численных значений N = 200 и Dr = 50
получаем ф2о = 0,00393.
В начале параграфа указывалось, что в мйдеЛн
амплитуда входного импульса служит для задания
отклонения цели от равносигнального направления и
моделирования флуктуации отраженного сигнала, а
дополнительные составляющие характеризуют искажения
огибающей и мгновенной фазы. Следовательно, входной
импульс можно представить дискретным сигналом вида
Si* [i\ = Ac (1 + AS И) cosФ Щ rect-jL , (8.57)
где
ФЩ = Н + 9ф1'1 + Н*-1* + ?фгР + А?фЩ.'
Величины Лс и Д$Н служат для изменения
амплитуды импульса и задания искажений огибающей импульса.
Коэффициент фф2 определяет крутизну линейной
частотной модуляции. Коэффициенты фф, ффь щ3 и величина
АффИ служат для задания различных законов изменения
мгновенной фазы импульса. В частности, величины AS[i]
и АффИ могут быть случайными.
При рассмотрении вопроса представления в модели
шума белый нормальный шум n(t) с математическим
ожиданием n(t) ==0 и функцией корреляции
n(t1)n(t2) = Nmb(tl — b)t (8.58)
где 2Nm — спектальная плотность шума,
6(^1—h) —дельта-функция,
заменим шумом в ограниченной полосе частот, которая:
в несколько раз шире полосы частот сигнала. При этих,
условиях шум, используемый в модели, можно считать
белым по отношению к данному сигналу. Тогда при
представлении непрерывного шума дискретным, исполь-
338

зуя (8.40), для ограниченного по полосе шума nn(i)
записываем
sin~^r v-iAi)
МО = У ЧЩ ^ , (8.59)
т. е. непрерывный шум nn(i) представляем дискретным
шумом лМ=/г(1"Д*), a i изменяется от —оо до +оо.
Математическое ожидание непрерывного шума nn{t),
представленного в виде (8.59), равно
-£-(*-/At)
М*) = Y.n№t)*to— = 0,
а функция корреляции
00 * sin-^-^-Mt)
*»&.*.) = J] J л(/Д,)л(«Д4) — -
-X
71
sin ТГ <'2 - kA*) .£. sin "AT & ~ Mt)
x -V ="« S -71—— x
-JJ- (<i — «At) ;=~оо -.-др('1— Wt)
sin -Д— (f2 — Mt) sin -r- (<, — <2)
X —j- — = Nm — (8.60)
Энергетический спектр шума nn(t)
Rn(m) = 2 Гд„(/)ехр(Ы)А (8.61>
вычислим, подставив (8.60) в (8.61):
Rn (ш) = 2Nm Г —- exp (iarf) dt. (8.62)
~oo At
22* 33*

Интеграл вида (8.62) рассмотрен в работе [57], он схо
дится в среднеквадратичёском и равен
Rn (Ю) = 2ЛГШД* rect -^- • (8.63)
Таким образом, энергетический спектр шума, представ-
ленного в.виде (8.59), равномерен в полосе частот —г—.
При моделировании удобно шаг выборки At для
представления сигнала и шума выбрать одинаковым, т. е. ^t = 2?r *
Тогда полоса частот шума равна 4Q и, следовательно,
шум nn(t) хорошо представляет белый шум по
отношению к сигналу, основная энергия которого сосредоточена
в полосе частот Q.
Дискретный шум n[i], в соответствии со сказанным
выше, есть последовательность независимых случайных
чисел с нулевым средним и дисперсией ^=МШ,
распределенных по нормальному закону. Методы получения
таких последовательностей на ЭВМ описаны в [9].
Определение необходимого объема выборки шума будет
проведено в п. 8.3.2.
Требуемое отношение сигнала к шуму q2 в модели
задается амплитудой входного сигнала Ас и дисперсией
шума а\ Энергия неискаженного входного сигнала
представленного в виде (8.40), равна
XIе оо sin1 -?- It — fAi)"
/=—yv/2 -oo [ At lf — 'aOJ
N/2
=A> s «*[-£*i-*)- (8-64)
i=—N/2
Спектральная плотность шума согласно (8.63) равна
2^-At, следовательно, отношение энергии сигнала к спект-
340

ральной плотности шума будет определяться формулой
^ s2*x о [i]
<=-^—. (8-65)
ш
Подставляя в (8.65) выбранные значения N = 200 и
Dr = 40, получаем
2 „2 ЮО
с ъ-
8.3.2. Моделирование обработки сигнала в приемном
канале. Обработка сигнала в приемном канале
включает в себя линейную фильтрацию входного импульса и
шума, а также выделение огибающей, получающейся
после фильтрации аддитивной смеси сигнала и шума.
Запишем входной импульс в виде
slx(t) = SB*(t)exp{i К* + Tt,(0]}, U|<"Г • (8-66)
его огибающая SBX(t) и фазовая модуляция фвх(0
содержат искажения относительно неискаженных 5ВХ о (0 =
=АС и фвхо(^). В модели все искажения удобнее вносить
только в сигнал, поэтому весовую функцию фильтра
примем согласованной с неискаженным импульсом и равной
A(0 = exp{-i[-»o(f-^) + ?B*.(^--')]}.
Щ<%. _ (8-67)
В результате фильтрации на выходе фильтра имеем
сигнал
00
S,(0= Г*ж(т)Л(*—T)dT=exp[im0j^—^-) X
Х[*.е(0 + «М0Ь (8-68)
23-2536 341

где
t
slc(0 = | j Su(T)cosUa(x)-?„,^-/+iJ]x
Xrect — d%, (8.69)
t
X^ect — dx.
Огибающая сигнала на выходе фильтра равна
ЧМО} =[<,(<)+МО]"2. (8-7°)
а мгновенная фаза
arg {Sl(0}=-о (' —r)+arcts йгг <8-71)
Приведенные формулы показывают, что несущая
частота ш0 присутствует только в априорно известном
линейном фазовом члене ш0 [ t + -у-)» не представляющем
интереса для исследований. Таким образом, для
моделирования линейной фильтрации сигнала требуется
представить в модели операции (8.69), а несущую частоту
входного импульса вполне допустимо задавать равной
нулю.
Входной белый шум дает на выходе линейного
фильтра с весовой функцией (8.67) шумовой процесс
со
«,(0 = [n{z)L{t—г)Л;=Гл1С(0 +
—00
+ia«(Oexp[i<D,(f-^-)], (8.72)
342

где
«ю(t) = f «Wcos Гш,г + ?„в(т—<4-^-)1dx;
t
(8.73)
Суммарный процесс на выходе линейного фильтра
есть аддитивная смесь сигнала sx(t) и шума tii(t):
У г (0 = [У к (0 + >>.". (01 exp [i ш„ (* - ^) ], (8.74)
где
ую(о:=*,с(о+лю(о. yi.(o=sie(o+«ie(o. (8.75)
Огибающая выходного процесса равна
L{ydt)}={y\St)-\-y\s{t)\"\ (8.76)
а его мгновенная фаза
' у^~{^ (8.77)
arg {у, (Щ = *0 (*0 - ^ +arc tg g.
(О"
Так как в модели мы задаем несущую частоту равной
нулю, то для моделирования линейной фильтрации шума
необходимо выполнить операции
t
1icW= f ^(t)COS ГТадоИ—f + ^lrfx,
nl8(t) = - J /i(T)sin[TB,o^-<+^|rfx. (8.78)
*_*
По аналогии с (8.40) весовую функцию линейного
фильтра запишем в виде
"/2 sin-£(<-Mt)
Л(0= fl h(iAt)— , Д*=^, (8.79)
/=—#/2
дГ^-^О
23*
343

так что непрерывная весовая функция h(t)
представляется дискретной функцией ft[i]=ft(i'At). Тогда для
операции линейной фильтрации сигнала
s,(0= \sbX{t)h{t-z)dx
имеем дискретный выходной сигнал
• W N/2 Sin ■£- (т — (At)
s,(»At)= J] J] s™(iAt)A(«At)J-^- ; X
i=-N/2 k=-Nj2 ~Kt (Z ~~ 'Д*)
sin ~ [z — (i + к) At *'/2
X — d%= At V sm (к At) h (iAt—KAt)=
-J7 [•=-('■ + *) At *=4!/2+/
yV/2
= At V]. sB*[rc]h[i—K]9 (8.80)
K=—N/2+i
представляющий в модели непрерывный выходной сигнал
*« sin -£- (* — /ДО
М') = Ц М'Д*) — • (8.81)
Определим требуемые пределы вычисления значений
выходного дискретного сигнала Ni и Af2. Как
указывалось выше, весовая функция линейного фильтра (8.67)
согласована с неискаженным входным сигналом при
нулевой несущей частоте
вв*,(0 = Л,ехр{1?«в(0}, \t\<-t (8.82)
и, следовательно, равна
Л(0 = ехр{-Твжо.(^~')}. 0<г<тс. (8.83)
Для исследуемого сигнала с линейной частотной моду-
ляцией <fBXo(t)=-b—t2 неискаженный выходной сигнал опи-
344

сывается выражением
00
«ю (0= \sat(x)h(t — z)(k = AB f expji-^-X
с
xp-(-T-<+*)2]}rectTd'
K.-+)[.-^
^cTc у
x-
-т('-*)
(8.84)
It
•Зтп
Для исследований вполне достаточно воспроизвести
выходной сигнал (8.84) в пределах четырех ближайших к
главному боковых лепестков, т. е. для
t — ^-
2 I
<-q-
Отсюда получаем пределы вычисления дискретного сигнала
Si[t\:
iVl At ^ 2 Q J'
1 / тс . Юя\
(8.85)
Подставляя в (8.85) выбранное значение At=—,
получаем #, = 80, Л^2= 120.
. Сказанное позволяет записать алгоритм линейной
фильтрации сигнала в модели, представляющий
операции (8.69) для входного сигнала (8.57), в следующем
виде:
*» И = J] jAcAt(l+/±S[K])cosU>[K]-
кЫ-N
—Ъо Ы — i-\—2^ ] rect —,
i
*мИ= J] у>4сД*(1+А5[«])япГФМ —
-?ao(«-'+-?-)2]rect-^( Nt<i<Nt. (8.86)
345

Точно так же для представления линейной
фильтрации шума (8.78) получаем
i
Лю И = At Y, п[к]'са&\ъ0(к— i+"2") 1.
k=i—N
i
nls и = д4 bJj я до sin [?20 Л* - '+4)']• (8-87)
Определим необходимый объем выборки дискретного
шума n[k], вычислив статистические характеристики
одного из процессов (8.87) в случае, когда фс}=0 при /c>JV3
и к<—#4i N4, Ns>N/2. Значения N3 и Af4 будут
определены ниже. Для ограниченной таким образом входной
шумовой последовательности из (8.87) будем иметь
VJ ft[«]cosr?10^— f-|-4)1l« 1<М — МА,
= -N,
i
J ftMcos[?10 (*- *+4)']' ^-^4<t<yv3,(8.88)
*3
V ft [a:] cos Г<р1о Г a: — '+4)1' ' >Ns'
V K=/-JV
Так как ft ДО = 0, a ft [к] n [i] = а^ь то из (8.88)
получим среднее значение шума n1Q[t\ = 0 и дисперсию шума
ЛюИэ отнесенную к о^Д^, равную
(i-N/2+Ni
£ COS2(?2oK2), i<N-NAi
*Ч ш
k=—N/2
N/2
Aj <*___ I •■* __ _
U
яг=—ЛГ/2
-i+iV,+iV/2
J cos2(cp20K2), i>Nz.
K=:—N/2
340
(8.89)

Установившаяся дисперсия шума согласно (8.89)
имеет место при N—Ni^.i^N3. Задавшись естественным
требованием стационарного выходного аддитивного
шума для всех вычисляемых точек сигнала А^^л^Л^,
получим Ni = N—Nu Мз = Ы2. При выбранных значениях
N = 200, Ni = 80 и N2= 120 последовательность
дискретного входного шума п[к] должна располагаться в
пределах—120<£< 120.
Суммарные дискретные выходные процессы в
соответствии с (8.75) равны
yic[t\=s1c[l\ + nic[t\,
yis[t\ = slB[i\+nia[t\. (8.90)
Для сокращения объема вычислений целесообразно
сложение сигнала и шума производить до операций
суммирования (8.86) и (8.87). Отбрасывая одинаковый
нормирующий множитель Аь окончательно получаем
к—i—N
Xrect -J-Ьл [к] cos U20 [к — f+x) ]}'
K=i-—N
Xrect4-'- n[K}sm\bo^-i+^)2\ (8.91)
N1<i<N29
фМ = срф + сРфг^+?ф2-^2 + сРфз^3 + ДсРфМ'
Если коэффициент сжатия неискаженного сигнала
выбран равным 50, то численные значения констант,
равны W = 20Q,"Wi = 86, N2=120, ф20=3,93- Ю-3.
Обычно в РЛС процесс с выхода согласованного
фильтра подвергается дополнительной линейной
фильтрации с целью подавления боковых лепестков выходнаго
импульса. В случае применения весовой обработки для
подавления боковых лепестков весовая функция второго
347

линейного фильтра имеет вид
рф = 0,425. (8.92)
Дискретная весовая функция h2\i]=ih2(ikt) при
выбранной величине &t=2jQ~ т°гда равна
К И = 8 [I] + рф {§ [i - 4] + 8 [i + 4]}, (8.93)
а дискретные процессы на выходе второго линейного
фильтра описываются выражениями
i
У2с [/] =, У У г с И А-2 [i — К\ =
k~Nx
= У г с Щ + />Ф {у,с I/—4-1 + у1С [i + 4]}, (8.94)
У к W = г/18 [i] +/?ф {у,« [* — 4] +yls [i + 4]},
Ar1-f4</<yV2—4.
В соответствии с (8.76) и (8.77), чтобы определить
дискретные огибающую и фазовую модуляцию процесса
на выходе, необходимо вычислить
и
arg{y,M} = arc.tg^iJl.
Заметим, что для исключения операции подавления
боковых лепестков сигнала достаточно в (8.94)
положить рф = 0.
Все дискретные сигналы в модели представляют
реальные непрерывные сигналы и связаны с ними рядом
Котельникова (8.40), поэтому при необходимости
получения промежуточных значений сигналов в точках i +
+ г)м, |т|м|<1, следует произвести интерполяцию
Р« + ^ = %т^11+£Гк? . (8-96)
К
где F [к] — интерполируемый сигнал,
348

На рис. 8.2 приведена упрощенная блок-схема
описанной части , модели одного приемного канала. В блоке
сигнала (БС) вычисляются величины
Ac(l+bS[k\) и ФМ = ?ф + ?ф1* + ?ф2<"+
для —2~<Л:<Т~- Величины ^с» ASJtf], Д(Рф М задаются
таблично или вычисляются в других блоках модели,
в зависимости от целей исследования. Блоки согласо-
Г
1
1
AS [к] rL
4С \ДсоГк1 ^i
5£
■г
1 5
♦
Г
I
1
L.
БСФ-1
i
\

Генератор
шума
\
п[к
БСФ-2
.. 1 Г , ~
У/e ^
■
БВО
\y*cllJ\9
1 1
Кб
500-£ | |
1 1
У it 14
1
i
Схема
сложения
i
; '
ytsCi]
'
БВО
■0?***/L
I Г
Кб
^
uUil
MO-S J L.
ч
i'feegl
(
EH
l*foW7 '
Рис. 8.2. Блок-схема модели одного приемного канала обзорной
моноимпульсной РЛС.
ванных фильтров (БСФ-1 и БСФ-2) выполняют операции
(8.91), а блоки весовой обработки (BBQ)—операции
(8.94). Два квадратора (KB) и схема сложения
представляют собой амплитудный квадратичный детектор.
Если же необходимо смоделировать линейный
амплитудный детектор, то на выходе схемы сложения
подключается блок, производящий извлечение квадратного
корня.
В дальнейшем при рассмотрении блок-схемы модели
конкретной обзорной моноимпульсной РЛС блоки БСФ
и БВО будем обозначать БОО (блок оптимальной
обработки); два квадратора, схему сложения и блок
извлечения квадратного корня будем называть блоком
амплитудного детектора (БАД).
349

§ 8.4. МОДЕЛИ АМПЛИТУДНО-АМПЛИТУДНОЙ
И АМПЛИТУДНОЙ СУММАРНО-РАЗНОСТНОЙ
ОБЗОРНЫХ РЛС
Блок-схема амплитудно-амплитудной обзорной РЛС
приведена на рис. 1.12, а блок-схема модели этой
станции для оценки точности определения угловых
координат при пеленгации в одной плоскости приведена на
рис. 8.3.
БС-1
Генератор
шума
ВС-П
BOO-С
yLjCU
ВАД
BOOS
600-С
У?«М
yfcjW
БАД
\ BOOS
\
У?,/*!
чвЬш)
Схема
вычитания
L{y?}i4i
Схема
сложения
ц^л^-ц&ц)
Схема
деления
L{yIjW)*L{yt*I4
Рис. 8.3. Блок-схема модели амплитудно-амплитудной обзорной
моноимпульсной РЛС для определения координат в одной плоскости.
В соответствии с формулой (1.39) для образования
оценок угла отклонения цели от равносигнального
направления в модели используется отношение
<г;=
■Ы4]!-4П4]}
(8.97)
где М#2 го" г и М^" | ~2~ г—значения огибающих
сигналов на выходах блоков амплитудных детекторов первого
N
и второго каналов при i = —, что при неискаженном
входном сигнале соответствует максимальному значению
огибающей выходного сигнала. В формуле (1.36) они
обозначены Ui(Q) и u2(Q) соответственно, При этом на вход
Збо

модели й каждом из циклов по / задаются входные
сигналы
5вх i M = Ко (! + AS" М)cos ф? М. (8'98)
4=4^(8); ^ = 0,^(6),
a^j — коэффициент, служащий для задания величины
отношения сигнала к шуму в соответствии с (8.65).
Диаграммы направленности Л(9) и F2{Q) могут быть
заданы таблично или соответствующими формулами.
Величины ;А1?Д4 щ5, <рфи> фф2;, ффз* А'фф^М,
определяющие амплитудные и фазовые искажения входных
сигналов, могут задаваться независимо в оба канала,
либо только в один из каналов. В последнем случае они
будут представлять относительные искажения
характеристик одного канала по отношению к другому.
Огибающие L{y\.[i]} и £{уя"ОД} процессов на выходах
первого и второго каналов получаются в модели по
алгоритмам, описанным в п. 8.3.2.
Оценка угла отклонения цели от равносигнального
направления 0j определяется по полученной величине
Qj (8.97) из (пеленгационной характеристики, равной
Q,. = S-(8) = M^-M^) в (8<99)
МВ)+-М6)
Блок-схема амплитудной суммарно-разностной
обзорной моноимпульсной РЛС приведена на рис. 1.13, а блок-
схема модели — на рис. 8.4.
В работе [55] показано, что диаграммы
направленности антенн суммарного и разностного каналов
определяются по диаграммам первого и второго каналов с
помощью матричного уравнения
/M»)U/4.i..\ (Ме>\ (8.Ю0)
\М<0/ V ъг W V* (9)/
361

где комплексные величины чг)#, (//=1, 2) задают
амплитудную и фазовую неидентичность разностного волновод-
ного моста. Если обозначить
4*j = TwexP1<P*>
то из (8.100) получаем
/с(в) = /?с(в)ехрР9с(в)]>
/р(в) = ЗД)ехррТр(в)],
(8.101)
£4Л
суммарно-
\го сигнала
\Генератор
сиума
Блок
\разностно
\го сигнала
ь'А'1
г*\БОО-С\
&Щ
\EOO-S\
Уи,га
\БОО-С\
\БОО-.
Ц&ю)
Схема
деления
Схема
[сложения
уЫФ&Ы
Схема
сложения
1
\ВАД
ьЩО-ууМ}
\f
Схема

вычитания
БАД
«fsjW
Схема

вычитания
1
Схема
Вычита
ния
т
ZTj
УцМ
L{yfj[t]-tfj[i})
ylsjMyfsjCO
Рис. 8л. Блок-схема модели амплитудной суммарно-разностной
обзорной моноимпульсной РЛС для определения координат в одной
плоскости.
где
Р] (0) = fon cos <fxlFx (0) + т]12 cos Tia F2 (б)]2 +
+ [YlllsincPllF1(S) + 7li;sincp12F2(e)]2, (8.102)
со m—nrriF 7]n Sin yil/7l(9) + ,»li8siny12F2(8) t
?c W _ ^ ijn cos <рпЛ (8) + tj12 eos b2F2 (8) '
^p (8) = Ы cos 921FX (в) - Ъ2 coscp22F2 (б)]2 +
+ fo»! sin 921Л (6) - Y!22 sin cp22F2 (6)]2,. (8.103)
ш tftt — srrtP- ^i sill ys!/7! (8) — 7)22 sin y22F2 (9)
352

Волноводный мост является строго
сбалансированным, если r|jj=l, q>ij = 0.
В соответствии с равенствами (8.101), (8.102) и
(8.103) при моделировании в каждом цикле следует
задавать два входных сигнала:
5бч с, [*] = Асс, (1 + AS° [к]) cos Ф] [к] ,
5вхрЛ*] = ^(1+Д5;М)со8Ф5М, (8.104)
где
Л^ = а,^с(в), Лсрэ. = а9/Р(б);
+ Д?^М+?е(в);
Сигналы (8.104) в смеси с шумами дадут на выходе
линейной части модели процессы у\$Щ и yp2i[i],
представленные двумя ортогональными составляющими (8.94)
каждый в соответствии с алгоритмами, рассмотренными
в п. 8.3.2.
Для образования оценки угла отклонения цели от
равносигнального направления используются, как
указывалось в гл. 1, процессы на выходе фазового
детектора и на выходе суммарного канала. Для
моделирования процесса на выходе квадратичного фазового
детектора требуется вычислить
—± IS {&[([-&Щ}.' (8.105)
На выходе линейного детектора Необходимо определить
-4^ЙИ-з&М}- (8-Ю6)
После этого в соответствии с формулой (1.43) для
определения оценки угла отклонения цели от равносиг-
353

нального направления вычисляется отношение
или
N
(8.107)
L
г&еЪ}ус2 -^ 1—значения огибающей суммарного сигнала
на выходе блока амплитудного детектора.
Оценка угла отклонения цели от равносигнального
направления 0j определяется по полученной величине
Tj из пеленгационной характеристики
г
rj=s(6)= ^w-fiW ; (8Л08).
^(e)+F,(e)
Способы задания различных видов амплитудных и
фазовых искажений входных сигналов, а также методы
обработки результатов определяются конкретной
задачей исследования, назначением и особенностями
построения РЛС и нами рассматриваться не будут.

ГЛАВА 9
ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ И НЕКОТОРЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ ЗАРУБЕЖНЫХ
МОНОИМПУЛЬСНЫХ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
СТАНЦИЙ
Моноимпульсные системы, как указывалось выше,
обладают высокими показателями в отношении
точности, помехозащищенности и быстродействия. В силу
этих преимуществ они находят широкое применение
з системах наведения и управления ракетным оружием,
системах перехвата баллистических и космических целей
и в системах слежения за спутниками и другими
космическими объектами.
В этой главе будут рассмотрены моноимпульсные
РЛС указанных систем, сведения о которых имеются
в открытой зарубежной и отечественной литературе.
§ 9.1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СЛЕЖЕНИЯ
ЗА БАЛЛИСТИЧЕСКИМИ И КОСМИЧЕСКИМИ ЦЕЛЯМИ
Первой моноимпульсной радиолокационной станцией,
применяемой в США для слежения за баллистическими
ракетами и искусственными спутниками Земли, является
станция AN/FPS-16 [73, 89]. Антенная система станции
состоит из параболического рефлектора и четырехрупор-
ного облучателя (рис. 9.1). Слежение производится
в двух плоскостях.
В двойных волноводных мостах вырабатываются
суммарный и два разностных сигнала, которые затем
усиливаются и перемножаются в фазовом детекторе.
Полученные сигналы ошибок используются для приведения
в движение привода антенны, т. е. РЛС AN/FPS-16 явля-
355

ется амплитудной суммарно-разностной моноимпульсной
станцией сопровождения целей.
Характеристики многих станций AN/FPS-16, находя-"
щихся в эксплуатации, были значительно улучшены
в результате целого ряда изменений, внесенных в их
конструкцию. Так, в антенне между облучателем и
рефлектором было поставлено поляризационное устройст-
Рис. 9.1. Антенна станции AN/FPS-16.
во для преобразования линейной поляризации сигнала
в круговую, в приемном устройстве применен
улучшенный кристаллический смеситель и параметрический
усилитель, снижающий коэффициент шума до 5 дб.
Основные тактико-технические характеристики станции
AN/FPS-16 для обоих вариантов приведены в табл. 9.1.
На базе усовершенствованной радиолокационной
станции AN/FPS-16 была разработана станция AN/FPQ-6
(рис. 9.2), основные тактико-технические
характеристики которой приведены также в табл. 9.1.
356

ТАБЛИЦА 9.1
i Основные
характеристики
Дальность
действия по цели с
°Эфф = 1 М2, КМ
Рабочая
частота, ]\Дгц
Импульсная
мощность, Мет
Частота
следования импульсов,
Щ
Длительность
импульса, мксек
Коэффициент
шума приемника,
\дб
Ошибка по
дальности, м
Ошибка по
угловым
координатам, угл*мин
Диаметр
антенны, м
Ширина
диаграммы
направленности, град
Коэффициент
усиления антенны,
\дб
Облучатель
антенны
Показатели для различных типов РЛС 1
AN/FPS-16
первый
вариант
335
5500—
5900
1
142—1707
0,25;
0,5; 1,0
1°
4,6
0,7
3,60
1,1
44,5
четырех-
рупорный

модернизированный
вариант
500
5400—
5900
3
142—1707
0,25;
0,5; 1,0
5
4,6
0,35
5
0,7
49
четырех-
р упорный
AN/FPQ-6
900
5400—
5900
3
160—1707
0,25; 0,5;
1,0; 2;4
8
4,5
0,4
8,8
0,4
51
пятиру-
порный
/N/FPS-49
4800
длинноволновый
(438 Мгц) и
коротковолновый
участки дециметрового
диапазона
несколько
мегаватт
—
—
—•
25
2
четырехрупорный
357

Дальнейшее улучшение параметров станции
AN/FPQ-6 проводится в направлении увеличения
дальности слежения за целями лутем применения
охлаждаемого параметрического усилителя, увеличения вдвое
мощности передатчика и применения метода сжатия
импульса. Ожидается, что эти усовершенствования доведут
дальность действия станции по цели с аЭфф=1 м2 до
3 400 км.
Рис. 9.2. Общий вид станции' AN/FPQ-6.
Моноимпульсная радиолокационная станция
AN/FPS-49, входящая в систему раннего обнаружения
BMEWS, предназначается для обнаружения и
сопровождения ракет дальнего и среднего радиуса, действия,
а также для обнаружения и сопровождения
искусственных спутников Земли. Она представляет собой импульс-
но-допплеровскую станцию, работающую; на двух
частотах в длинноволновой части дециметрового диапазона и
б коротковолновой части этого же диапазона волн.
При лоиске цели применяется спиральное
сканирование пространства. Станция обнаруживает цели с (Тэфф—i
= 1 м2 на дальности 4 800 км и после их обнаружения
переходит на сопровождение, ,во время которого
вычисляется скорость, направление полета и точка падения,
если целью является ракета [36].
Антенна станции имеет параболический отражатель
диаметром 25 м (рис. 9.3), смонтированный в
обтекателе диаметром 45 м. Бескаркасный сферический
обтекатель (рис. 9.4) сотовой конструкции имеет очень малые
потери. Он собран из 1646 шестиугольных элементов
358

Толщиной 15 см. Общий вес обтекателя около 100 т. Он
может выдерживать скорость ветра до 200 км/час.
Вращение антенны осуществляется при помощи
гидроэлектрического привода. Обзор пространства —по азимуту
в пределах 360° и по углу места в пределах 90°.
Основные тактико-технические данные станции (Приведены
в табл. 9.1. ...
Рис. 9.3. Антенна станции AN/FPSA9.
В режиме обнаружения сигналы, отраженные от цели
и принятые станцией AN/FPS-49, с выхода приемника
поступают в систему съема и предварительной
обработки информации. Информация о дальности, угловых
координатах и допплеровской скорости вводится в ЭВМ
предварительной обработки информации, которая путем
корреляции сигналов производит отсев сигналов,
отраженных от небаллистических целей и предварительно вы-
359

деляет потенциально опасные цели с баллистической
траекторией полета. Данные об этих целях вводятся в ЭВМ
IBM 7090, которая производит окончательное решение
о наличии цеди. В этой ЭВМ отделение
межконтинентальных баллистических ракет от искусственных
спутников Земли производится по скорости изменения азимута
и дальности, а также по сравнению динамических
характеристик целей, записанных в памяти машины. Ма-
Рис. 9.4. Обтекатель антенны станции AN/FPS-49.
шина IBM 7090 позволяет одновременно вести расчет
траекторий нескольких сотен целей с выделением
потенциально опасных целей на фоне ложных. На основе
полученных данных вырабатываются сигналы управления
антеннами станций AN/FPS-49, предназначенных для
слежения за целями.
На базе станции AN/FPS-49 для системы BMEWS
в 1966 г. была разработана более совершенная станция
AN/FPS-92, предназначенная для слежения за
баллистическими ракетами и спутниками. Эта радиолокационная
станция более надежна и помехоустойчива, чем
AN/FPS-49. В ее конструкции более широко
используются схемы на полупроводниках. Станция снабжена
устройством, обеспечивающим нормальную работу в
периоды полярных сияний [90].
360

§ 9.2. Радиолокационные системы Дальнего
сопровождения и связи со спутниками
и космическими кораблями
Система космической радиосвязи и сопровождения
TRAC(E) (Tracking and Communication, Extra —terre-
striall) [7], обеспечивающая сопровождение и
позволяющая поддерживать радиосвязь со спутниками Земли,
Луны и другими космическими объектами, имеет
моноимпульсную амплитудную суммарно-разностную стан-
Рис. 9.5. Обший вид приемной станции системы TRAC(E).
цию слежения с зеркально-параболической антенной
диаметром 25,5 м (рис. 9.5). Облучатель антенны
выполнен в виде четырех турникетных излучателей и
четырех коаксиальных ответвителей, соединенных по
мостовой схеме. Сигналы, принятые облучателями,
складываются в мостовой схеме так, что получается суммарная
и две разностные диаграммы направленности. Ширина
суммарной диаграммы на уровне половинной мощности
порядка Г. Для обнаружения движущихся целей в
станции предусмотрен спиральный обзор пространства в
секторе ±3° с регулируемой скоростью обзора.
Система TRAC(E) является односторонней,
позволяющей измерять угловые координаты, допплеровскую
частоту и принимать телеметрическую информацию. На-
24—2536 361

Земная станция системы работает по сигналам
бортового передатчика. Дальность сопровождения космической
ра'кеты «Пионер IV», на борту которой был установлен
ответчик мощностью 0,2 вт, работающий на частоте
960 Мгц, составила 690 000 км.
Моноимпульсный метод определения угловых
координат используется в наземных станциях системы
обнаружения и автоматического слежения за спутником
связи «Телстар» [39]. Система осуществляет многократную
b;,LU.iBi;)jy
5
Рис. 9.6. Функциональная схема оборудования наземного пункта.
/ — станция грубого наведения;, 2 — станция точного наведения; 3 —
вычислительное устройство; 4— антенна станции автоматического сопровождения; 5 —
система автослежения; 6 — пульт управления.
передачу различной закодированной информации по
118 каналам. Передача полного цикла информации
занимает 1 мин.
ИСЗ «Телстар» имеет следующие характеристики:
апогей 5 600 км
перигей 1 100 км
наклон орбиты 45°
тангенциальная скорость . . . 560 км/мин.
На борту спутника установлены два маяка,
работающие на частотах 136 Мгц и 4 080 Мгц, телеметрическая
и связная аппаратура. Связные сигналы с Земли на
спутник передаются «а частоте 6 390 Мгц, а со спутника на
362

Землю — на частоте 4 170 Мгц. Телеметрическая
информация со спутника передается на частоте 136 Мгц, при
' этом сигнал бортового маяка на этой частоте будет про-
модулирован телеметрической информацией.
Наземный пункт системы состоит из станций грубого
наведения, точного наведения и автоматического
сопровождения (рис. 9.6),
которые работают по
сигналам двух бортовых
маяков [39].
Обнаружение и
сопровождение ИСЗ
осуществляется следующим
образом. По данным,
полученным после запуска
ИСЗ, операторы с
пульта управления наземного
пункта направляют
антенное устройство
командной линии (рис. 9.7),
используемой в станции
грубого наведения, в
точку, где ожидается
появление спутника. После
приема сигналов
бортового маяка на частоте
136 Мгц система грубого
наведения переходит в
режим автослежения. После
этого операторы
посылают последовательность
,в действие основные системы спутника.
На спутнике начинает работать маяк на частоте
4 080 Мгц, сигналы которого принимает станция точного
наведения, и происходит захват спутника. После
захвата ИСЗ станцией точного наведения начинается его
автоматическое сопровождение, причем антенны станций
точного наведения и автоматического сопровождения
работают синхронно.
Станция грубого наведения является фазовой
суммарно-разностной станцией. Кроме грубого определения
положения спутника, эта станция принимает
сверхвысокочастотные телеметрические сигналы с него, а антен-
24* Э63
Рис. 9.7.
Антенна станции грубого
наведения.
команд, которые приводят

8
Передстчик\
200 вт
h

Переключатель
приемо-
передачи
Сумм
сиг \нап
м
Кольцевые
\волнододные\
/посты
Усилитель
телеметра]
ческих
данных |

Многоканальный
разветви-
тель
т*\ Фильтр
Н
Преду
сипите ль
Раз* сигнал по
углу места
Фильтр
Предуси-
литель
Разн сигнал
по азимуту
1*1 Фильтр W
^f Азимут
Преду си-
литель
1-й

преобразователь
1-й

преобразователь, .
1-й
преобразо
в а тель |«*|
место
1-й
гетеродин
166 Мги
**Рег фазы
Рег фазы
\
\
Рег Фазы-
выход
т ел ем етри чесхих
данных
УПЧ
J О Мгц
УПЧ
30 Мги *
УПЧ
за мги
2-й

преобразователь
2-й

преобразователь
\Аг-й
\*\преобразо-
• ватель
2-й
гетеродин
40 Мгц
Рег фазы
Рег фазы
Рег фазы
упч
10 Мгц
Сигнал для
определения
дальности
УПЧ
Ю Мгц
УПЧ
10 Мгц
Детектор
i-| и фильтр
АРУ
Фазовый
детектор
Фазовый
детектор
Сигнал
ошибки по\
азимуту
Г"
I Г
При в одь>
антенны
Рис. 9.8. Блок-схема станции грубого наведения.

ная система станции также используется для передачи
кодированных сигналов >на спутник. Передающее
устройство мощностью 200 вт работает в непрерывном
режиме. Блок-схема станции приведена на рис. 9.8.
Антенная 'система этой станции состоит из четырех
спиральных антенн (рис. 9.7). Ширина диаграммы
направленности антенны по уровню половинной мощности
составляет 20°. Принятые спиральными антеннами
высокочастотные сигналы подаются на четыре кольцевых
Г
Двойные
полноводные
тройники

Параметрический
усилитель
V.

Параметрический
усилитель
А Приемник
r*i захвата
\Параметри-\
ческий
усилитель.
Сигнал от и б
к и по углу
Приемник\
\сопровож
А дения
Сигнал
Ошибки 'ПО
азимуту
Приводы
\антенны
Рис. 9.9. Блок-схема станция точного наведения.
волноводных моста, с помощью которых образуются
суммарный и разностные сигналы по углу места и но
азимуту. Суммарный и разностный сигналы .подаются
через фильтры верхних частот на трехканальный фазо-
чувствительный приемник. Общий коэффициент шумов
приемника составляет 3,5 дб. Преобразование на
первую промежуточную частоту 30 Мгц осуществляется при
помощи термостатированного гетеродина с кварцевой
стабилизацией^ 'стабильность которого составляет
0,001%. В каждом из трех независимых выходов
первого гетеродина регулируется фаза более чем на ±60°.
Для сохранения когерентности по фазе между
суммарным и разностным сигнала-ми во всех трех приемных
каналах используются идентичные усилители,
преобразователи, генераторы и схемы АРУ, разработанного5для
суммарного канала. Вторые преобразователи во всех
трех приемных каналах преобразуют частоту 30 Мгц
в 10 Мгц. Сигналы ошибок по азимуту и углу места
подаются на приводы антенны.
365

Станция точного наведения является амплитудной
суммарно-разностной станцией, блок-схема ее
приведена на рис. 9.9. Антенна станции (рис. 9.10) состоит из
параболического рефлектора диаметром 2,4 ж,
гиперболического контррефлектора диаметром 0,9 м и четырех
рупорных облучателей. Ширина диаграммы
направленности 2, Г.
Рис. 9.10. Общий вид антенны станции точного наведения.
Сигналы с выхода антенны подаются на четыре
двойных волноводных тройника, с помощью которых
образуются суммарный и разностные сигналы по азимуту и
углу места. Суммарный и разностные сигналы поступают
на три параметрических усилителя и далее на приемник
сопровождения, в котором происходит выделение
сигналов ошибок по азимуту и углу места. Сигналы ошибок
подаются затем соответственно на азимутальный иугло-
местный приводы антенны. Одновременно часть энергии
суммарного сигнала подается на приемник захвата,
ускоряющий вхождение в нормальный режим работы
приемника сопровождения.
В трехканальном приемнике сопровождения
используются две ступени преобразования частоты (60 и
б Мгц). Напряжение для системы АРУ вырабатывается
в суммарном канале и приложено ко всем каналам.
Знак сигнала ошибки по азимуту и углу места опреде-
366

Лйетсй путем сравнения фаз суммарного и
соответствующего разностного сигналов в фазовом детекторе.
Станция автоматического сопровождения является
также амплитудной суммарло-разностной
моноимпульсной станцией, работающей на частоте 4 070 Мгц по
сигналу маяка, расположенного на борту спутника. Блок-
схема станции приведена на рис. 9.11.
1-й ге
\теродин\
у-и преоб\
[разоват]
и-й преоб\
]разоват\
1-й преобЫ
!разоват)^усилител\\
:

Предварительный
УПЧ
(60 Мгц)
УПЧ
60Мгц

Предварительный
У/7</
(60 Мгц)

Предварительный
УПЧ
(60 Мгц I
УПЧ
60 Мгц
УП"
60 мгц
УПЧ
60 мгц
у-й преоб
разоват
УПЧ
5Мгц
2-й преоб-
разоват
2-й преоб-
разоват
2-й преоб]
разоват
2-й
\гетероди/1
УПЧ
5Мгц
Фазовый
детектор]
Сигнал фшиёки
по азимуту
УПЧ
5Мгц
УПЧ
5Мгц
-Г
Приводы и
антенны
Фазовый I
детектор^Сигнал Шибки
"^— -по углу места
Рис. 9.11. Блок-схема станции автоматического сопровождения.
В станции используется рупорно-параболическая
антенна, общий вид которой приведен на рис. 9.12.
Антенна состоит из параболического отражателя, облучаемого
коническим рупором. Вершина рупора совпадает с
фокусом параболоида, ось рупора перпендикулярна оси
.параболоида.-Антенна имеет следующие основные
характеристики:
угол раскрытия конического рупора —31,5°;
фокусное расстояние — 18,2 м;
диаметр раскрыва —20,6 м;
площадь раскрыва —334 м;
ширина луча (на частоте 4 080 Мгц) —0,24°.
Антенна закрыта иадувньгм обтекателем диаметром
65 м.
367

На частоте маяка в рупоре распространяются волны
двух типов: Ни и Е0ь Причем для волны Ни существует
как вертикально поляризованная, так и горизонтально
поляризованная компоненты (т. е. распространяются
вертикально поляризованные и горизонтально
поляризованные волны этого типа). В [39] показано, что
диаграммы направленности круглого раскрыва,
возбужденного волнами Нп и Еоь очень близки по форме к сум-
Рис. 9.12. Антенна станции автоматического сопровождения.
/ — верхняя аппаратная; 2 —подшипник угломестного поворотного устройства;
3 — колесо углом.естного поворотного устройства; 4 — параболическое зеркало;
5 —шестерня азимутального привода; 6 — тамбур; 7 — компрессоры системы
поддува обтекателя.
марной и разностной диаграммам моноимпульсной
системы. Суммарная диаграмма образуется волной Ни,
а разностная — волной Е0ь В станции при помощи
преобразователя типов колебаний производится разделение
волн Ни и Еоь Поскольку компоненты волны Нц
геометрически ортогональны, они при. помощи двух
гибридных соединений разделяются на вертикальную и
горизонтальную компоненты.
В дальнейшем горизонтальная и вертикальная
компоненты модулируются и усиливаются раздельно. Два
этих суммарных сигнала исх, ису вместе с промодулиро-
ванньгм разностным сигналом и образуют три сигна-
368

ла автоматического сопровождения, получаемые из
компонент эллиптически поляризованной падающей волны.
Эти три сигнала uGXf ису и иА усиливаются и
преобразуются по частоте в независимых каналах. Каждый
канал состоит из варакторно-параметрического усилителя,
балансного смесителя и предварительного смесителя на
60 Мгц. Затем эти сигналы на промежуточной частоте
60 Мгц подаются на УПЧ, в которых нормируются
разностные сигналы. Далее 'происходит второе
преобразование промежуточной частоты (на 5 Мгц). Угловая
ошибка в каждой плоскости выделяется при помощи
фазового детектора, на который подаются суммарный и
разностный сигналы. Сигналы ошибок подаются
соответственно на угломестный и азимутальный приводы
антенны.
Разработанный в США радиолокационный комплекс
«Хейстак» представляет собой моноимлульсную
радиолокационную станцию очень большой мощности,
предназначенную как для слежения за космическими
аппаратами, так и для проведения работ в области связи и
радиоастрономии, в том числе для получения сведений
о таких далеких планетах, как Марс, Меркурий,
Юпитер [36].
Антенное устройство станции (рис. 9.13) состоит из
параболического рефлектора диаметром 37 м с
контррефлектором диаметром 2,85 ц и рупорных
облучателей. Рефлектор состоит из отдельных алюминиевых
панелей сотовой конструкции. Коэффициент усиления
антенны 69 дбу ширина диаграммы 'направленности около
3 угл. мин. Защита антенны от зимних ветров и
гололеда обеспечивается -сферическим обтекателем диаметром
45 ж, выполненным из стекловолокна толщиной 0,76 мм,
армированного алюминием.
Для обеспечения точности ориентировки антенны не
хуже ±0,3 угл. мин при ширине диаграммы
направленности порядка 3 угл. мин потребовалось применение
специального гидростатического' подшипника весом
около 24 т. Положение антенны управляется
счетно-решающим устройством УНИВАК-490.
Передатчик работает в режиме непрерывного
излучения или импульсами большой длительности и имеет
среднюю выходную мощность 100 кет, рабочая частота
7 750 Мгц.
369

Слабые сигналы принимаются при помощи
нескольких парамагнитных усилителей (мазеров) и
охлаждаемых до температуры жидкого гелия параметрических
усилителей.
Рис. 9.13. Антенна комплекса «Хейстак».
§ 9.3. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СИСТЕМ
ПРОТИВОРАКЕТНОЙ ОБОРОНЫ
В настоящее время в США разработана и
принимается на сооружение система ПРО «Найк-Икс»,
предназначенная для обороны крупных городов,
промышленных центров и укрытых ракетных баз, на которых
размещаются ракеты «Атлас», «Титан» и «Минитмен».
Основными элементами системы «Найк-Икс»
являются радиолокационные станции MAR, TASMAR,
PAR, MSR, противоракеты «Спартан» и «Спринт», ЭВМ
обработки данных, получаемых при сопровождении
целей и исиользуемых для наведения противоракет [36, 69,
370

79]. Указанные элементы предполагается иметь в
системе ПРО «Найк-Икс», предназначенной для защиты
территории США от массированного ракетно-ядерного
ядра. Такая система будет развертываться на втором
этапе создания 'Системы ПРО. На первом этапе создания
системы ПРО Министерством обороны США принято
решение о развертывании «ограниченной» системы «Сей-
фгард» со сроком ввода в 1972—1973 гг.
Рис. 9.14. Элементы «ограниченной» системы ПРО «Сейфгард».
Система ПРО «Сейфгард» будет иметь
радиолокационные станции PAR и MSR; вычислительный комплекс,
состоящий из нескольких ЭВМ; 15—20 стартовых
позиций противоракет «Спартан» (для перехвата боевых
головок ракет за пределами плотных'слоев атмосферы) и
«Спринт» (для перехвата боевых головок на малых
высотах); линии связи (рис. 9.14).
Многофункциональная РЛС MAR в случае
массированного ракетного нападения противника,
использующего усовершенствованные средства прорыва системы
ПРО, решает следующие задачи: производит поиск и
обнаружение целей на дальности около 3 000 км, сопро-
371

вождение целей и опознавание боевых головок ракет
среди ложных целей, наведение противоракет. PJICMAR
должна обслуживать несколько стартовых позиций
противоракет и располагаться от них на расстоянии
порядка 25 км. . ^.^jgi
Оборудование станции MAR смонтировано в
подземном железобетонном помещении с полезной -площадью
6 000 м2 и под тремя защитными колпаками (рис. 9.15).
Рис 9.15. Общий вид станции MAR.
1 — большой колпак; 2 — малые колпаки.
Под большим колпаком размещается приемная
аппаратура, под двумя малыми колпаками — передающая
аппаратура. В стенках большого и одного из двух
малых колпаков имеются «окна», в которых смонтированы
антенны, выполненные в виде фазированных решеток.
Радиолокационная станция TASMAR,
представляющая собой несколько упрощенный вариант станции MAR,
обеспечивает решение перечисленных выше задач при
немассированном ракетном нападении с использованием
менее совершенных средств прорыва системы ПРО.
Станция расположена в одном здании, высота которого
30 м, а занимаемая площадь 75x75 м.
РЛС PAR служит для сверхдальнего обнаружения
целей, а также для наведения противоракет «Спартан»,
предназначенных для перехвата целей на дальних
подступах к обороняемому объекту (на дальности до
960 км). Станция PAR имеет отдельную приемную и
передающую фазированные решетки и будет, вероятно,
работать на частотах в верхней части метрового
диапазона волн (рис. 9.16). Антенные решетки расположены
372

fio двум граням для обеспечения обзора rto aStfiviyty
в пределах 180°. Большая решетка приемная.
Радиолокационная станция MSR также имеет
фазированную антенную решетку и позволяет одновременно
наводить большое число противоракет «Спринт» и
«Спартан» на цели (рис. 9.17). Эта станция является
"единственной-в системе, в которой используется общая
Рис. 9.16. Обший вид с^нции PAR.
Рис. 9.17. Общий вид и расположение аппаратуры в здании стан
ции MSR.
А — антенная решетка.
373

фазированная решетка, работающая на передачу и на
прием. Станция располагается непосредственно на
стартовой позиции. На одну РЛС MAR будет, вероятно,
приходиться четыре РЛС MSR. В случае необходимости
станция MSR может заменить РЛС TASMAR.
В начальный период развертывания системы ЛРО
каждая из ее радиолокационных станций будет
иметь две передающие и две
приемные решетки,
обеспечивающие обзор по азимуту
в пределах 180°.
Поскольку проблема
выделения головной части БР
на фоне ложных целей
является одной из важнейших
яри создании системы ПРО,
в США большое внимание
уделяют созданию
радиолокационных станций
опознавания целей.
Так, моноимпульсная
радиолокационная станция
«Рампарт» имеет два
передатчика общей мощностью
24 Мет, которые работают
на одну антенну диаметром
18 м (рис. 9.18). Излучение
ведется на частоте 3 032 Мгц.
Антенна станции имеет
усиление 52 дб [36].
Излучаемый импульс
состоит из десяти отдельных
импульсов длительностью 1 мксек каждый, разнесенных
по частоте на 1 Мгц. Фронт каждого импульса
совпадает 'со спадом предыдущего импульса, так что
излучаемый сигнал выглядит как один импульс длительностью
10 мксек. Сигналы, отраженные от цели и принятые
приемником РЛС, поступают с выхода его на визуальные
индикаторы и записываются на пленку или бумажную
ленту, а также в цифровой форме на магнитную ленту.
Более совершенной экспериментальной
радиолокационной станцией опознавания по сравнению с РЛС
«Рампарт» является станция «Традекс», предназначен-
374
Рис. 9.18. Антенна станции
«Рампарт».

ная для исследования сложных целей и опознавания
головной части на дальностях до 3 200 км [36].
Общий вид антенны станции приведен на рис. 9.19.
В станции применяется двухчастотныи метод работы,
при котором два передатчика работают одновременно.
Первый передатчик с импульсной мощностью 4 Мет
работает на частоте 425 Мгц. Второй передатчик работает
Рис. 9.19. Антенна станции «Традекс».
на частоте 1320 Мгц и имеет импульсную мощность
1,25 Мет. Частота повторения импульсов 1 500 гц.
Поиск и обнаружение цели происходят на частоте
1 320 Мгц. На этой частоте применяется расширение
импульсов при излучении и сжатие импульсов при приеме.
При коэффициенте расширения импульсов равном 50
достигается 50-кратное увеличение энергии излучаемого
импульса при той же импульсной мощности
передатчика. После приема импульс сжимается в 50 раз.
Слежение за целями осуществляется
моноимпульсным методом «а частоте 425 Мгц. Полученные в
процессе слежения за целью данные накапливаются и преоб-
375

разуются в цифровую и аналоговую формы для
использования вычислительными устройствами и операторами.
Для анализа сложной цели, -содержащей. большое
число отдельных частей, накопление данных о всех
элементах сложной цели осуществляется в канале
промежуточной частоты. При захвате цели генерируется 30
последовательных строб-импульсов дальности, причем
сигналы в каждом стробе накапливаются от импульса
к импульсу на магнитном диске в соответствии с
последовательным положением данного строба. Информация
выдается в виде непрерывной последовательности
сигналов, соответствующих допплеровским частотам целей
в каждом стробе. Одновременное использование
частотного и -временного методов анализа, т. е. стробирование
по дальности и узкополосная фильтрация в канале
промежуточной частоты позволяют обеспечить высокую
разрешающую способность.
Благодаря высокой разрешающей способности,
широкополосному слежению по дальности и узкополосному
по допплеровской частоте, по утверждению
разработчиков, могут быть получены точные и достоверные данные
о размерах, форме цели, ее поступательной скорости,
скорости вращения и ускорении.
§ 9.4. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НАВЕДЕНИЯ
ЗЕНИТНЫХ УПРАВЛЯЕМЫХ РАКЕТ
Моноимпульсные радиолокационные станции,
широко используются в американских и английских системах
наведения управляемых ракет типа «земля — воздух»
(«Найк-Аякс», «Найк-Геркулес, «Бладхаунд») и в
корабельных системах управления стрельбой зенитными
ракетами («Тартор», «Талое», «Террьер»).
Система «Найк-Аякс» включает в себя станцию
кругового обзора, станцию сопровождения цели и станцию
наведения зенитной управляемой ракеты (ЗУР), из
которых две последние являются моноимпульсными
станциями МРА-4 [98]. Станции работают на частоте
9 100 Мгц (Я=3,3 см) и имеют линзовые антенны
диаметром 1,9 м и шириной луча 1,2°. Внешний вид антенны
приведен на рис. 9.20. Импульсная мощность
передатчика станции 200 кет. Длительность импульса 0,25 мкеек,
частота повторения 2 000 гц.
37<3

Рис. 9.20. Антенна станции
сопровождения системы «Найк-
Аякс».
Рис. 9.21. Антенна станции
наведения системы «Найк-Герку-
лес».
В состав системы «Найк-Геркулес» [91, 114] входит
РЛС обнаружения цели и моноимпульсная станция
наведения ЗУР. В станции наведения применяется
антенная система сферического типа с двойной линзой
(рис. 9.21), заключенная в обтекатель из силиконовой
резины.
В модернизированной станции
наведения ЗУР увеличена
мощность передатчика и увеличен
размер антенны приблизительно
вдвое (т. е. раскрыв ее стал
равен 8 м). Модернизированная
система «Найк-Геркулес»
способна действовать не только против
самолетов, но и против ракет;
причем ракеты обнаруживаются
на дальности 300—1 000 км.
В английской системе «Блад-
хаунд» применяется двухканаль-
ная радиолокационная станция
подсвета и наведения ЗУР
(рис. 9.22), осуществляющая
одновременно слежение за целью
и наведение ракеты. В эту
25—2536
А
Рис. 9.22. Станция
наведения системы «Блад-
хаунд».
377

станцию зходят канал 10-см диапазона с
горизонтальной поляризацией и с широким лучом для захвата и
начального сопровождения (от 2 до 6°) и канал 3-см
диапазона с круговой поляризацией и более узким
лучом (Г) для точного отслеживания и подсвета цели.
, В РЛС применяется антенна с параболическим
рефлектором диаметром 2,15 м и четырехрупордым
облучателем. Частота повторения и рабочая частота в станции
Рис. 9.23. Станция управления огнем Рис. 9.24. Станция сле-
AN/SPG-Ы. жения AN/SPGA9.
сменные, имеется три частотные литера и шесть частот
повторения.
После обнаружения цели станция переводится в
режим точного сопровождения. Данные ее подаются на
счетно-решающее устройство, которое вырабатывает
команды запуска ракеты и управления ею на 'начальном
участке полета. На конечном участке полета (ракета
переводится в режим полуактивного самонаведения по.
отраженным от цели сигналам.
Моноимпульсные станции с линзовыми антеннами
нашли широкое применение в корабельных системах
управления стрельбой зенитными ракетами.
В системе «Тартор» используется
моноимпульсная радиолокационная станция управления огнем
AN/SPG-51 (рис. 9.23), которая обеспечивает
автоматический захват и сопровождение цели [92]. За несколько
секунд до запуска включается подсвечивающий луч, и
ракета наводится по отраженном от цели сигналам. Для
378

сопровождения и подсвета в станции используется одна
зеркально-параболическая антенна диаметром 2,4 м.
В системе «Талое» для обнаружения цели и
наведения ЗУР используется моноимпульсная ста,нция
AN/SPG-49 (рис. 9.24) [70, 115]. В 1958 г. для этой
системы была разработана новая станция AN/SPG-56.
В этих станциях применены
линзовые антенны,
формирующие одновременно как лучи
захвата и слежения за целью,
так и лучи слежения за
полетом ЗУР, поэтому они могут
одновременно наводить на цель
две или несколько ЗУР.
В станции AN/SPG-49
применяется магнетрон
мощностью 4 Мет, а в. станции
AN/SPG-56—клистрон со
средней мощностью в несколько
киловатт.
В системе «Террьер» [99]
для наведения зенитных управ- ;
ляемых ракет применяется
станция AN/SPG-5 (рис. 9.25),
а с 1957 г. также и станция
AN/SPG-55 с линзовыми
антеннами. В передатчиках станций применяются мощные
клистроны со средней мощностью несколько киловатт.
Станции имеют большую дальность, высоту, высокую
точность и устойчивость наведения ракет, запускаемых
группами или поодиночке.
Рис. 9.25. Станция
наведения зенитных ракет
AN/SPQ-5.
§ 9.5. РАДИОЛОКАЦИОННАЯ СТАНЦИЯ ОБНАРУЖЕНИЯ
НАЗЕМНЫХ ЦЕЛЕЙ НА ФОНЕ МЕСТНОСТИ
В 1958 г. в США была разработана фазовая
суммарно-разностная экспериментальная моноимпульсная
радиолокационная станция для обнаружения и
определения расстояния до наземных целей на фоне мешающих
отражений от растительности [59]. Блок-схема станции
изображена на рис. 9.26, а ее основные характеристики
приведены в табл. 9.2.
25* 37

f аЬЛЙ'ЦА 9.2
Основные характеристики
Рабочая частота
Импульсная мощность
Длительность импульса
Частота повторения
Промежуточная частота
Ширина полосы УПЧ
Коэффициент шума приемника в каждом
канале
Диаметр каждого параболического
отражателя антенны
Усиление антенны
Ширина диаграммы направленности
по азимуту
1 по углу места
Показатели
35000 Мгц
35 кет
0,06 мюсею
4000 имп/сек
60 Мгц
20 Мгц
18 дб
61 еж
44 Ьб
3°
1 ]° 1
Антенная система станции (рис. 9.27) представляет
собой сдвоенный параболический отражатель с двумя
рупордыми облучателями, центры которых разнесены
в горизонтальной плоскости на 61,4 см для сравнения
фяз -сигналов.
т
м--3

Переключатель
при ем о-
передачи
Смеси-
\Лереключа\
тель
приемо-
передачи
" ■ 1го канала
Приемник
Модуля-
Магнетрон W mop W затор
Синхрони-
\Смеситель
Гетеродин
АПЧ
If Злехтронный
*\переключателк
h

Смеситель
Приемник
разностно-\
го канала
К синхронизации
развертки индикатора
«I
!
Рис. 9.26. Блок-схема станции обнаружения наземных целей.
Отраженные от цели сигналы с выхода антенной
системы поступают в двойной волиоводный тройник, в
котором производится суммирование и вычитание
высокочастотных сигналов, затем преобразованные -сигналы
поступают в двухканальный приемник, на выходе которо-
380

го получаются суммарный и разностный видеосигналы.
Электронный переключатель на выходе приемника
обеспечивает одновременную индикацию суммарного и
разностного видеосигналов на индикаторе.
Рис. 9.27. Антенна станции Рис. 9.28. Осциллограммы видео-
эбнаружения наземных це- сигналов на выходе РЛС.
лей. а) с коническим сканированием; б)
суммарного канала в моноимпульсной РЛС;
в) разностного.
На рис. 9.28 приводятся данные об одновременном
изменении видеосигналов в суммарном (б) и разностном
{в) каналах при отражении от автомашины на фоне
густого кустарника и леса. Результаты наблюдений
сравнивались с данными, получаемыми с помощью РЛС
типа Т-47 с коническим сканированием, расположенной
рядом с моноимпульсной РЛС. Видеоимпульсы яа
выходе приемника РЛС с коническим сканированием
показаны на рис/9.28,а. Расстояние между автомашиной и
радиолокационными станциями равнялось 750 м.
Как видно из рис. 9.28,а, обнаружение автомашины
<на фоне кустарника с помощью РЛС с коническим
сканированием луча практически невозможно вследствие
очень высокого уровня мешающих отражений.
Моноимпульсная станция безошибочно обнаруживает такую цель
по максимальной величине суммарного сигнала (г) и
отсутствию разностного сигнала. Сигнал (д),
следующий за сигналом от автомашины, обусловлен
отражениями от обочины дороги позади машины.
31

ЛИТЕРАТУРА
1. Айзенберг Г. 3. Антенны ультракоротких волн. Связьиздат,
1957.
2. Арен б ер г А. Г., Распространение дециметровых и
сантиметровых волн. Изд-во «Советское радио», 1957.
3. Б акут П. А., Большаков И. А. и др. Вопросы
статистической теории радиолокации. Т. 1, 2. Изд-во «Советское радио»,
1964.
4. Бартон Д. К., Радиолокационные системы. Пер.*с англ. под
ред. К- Н. Трофимова. Воениздат, 1967.
5. Брокнер Ч. Угловые ошибки радиолокационных станций,
автоматически сопровождающих цель. «Вопросы
радиолокационной техники», 1951, № 6.
6. Б р е н н а н Л. Е. Точность измерения угловых координат
радиолокатором с антенной в виде фазированной решетки,
«Зарубежная радиоэлектроника», 1962, № 1.
7. Б р о к м а н М. X., Б у х а н а н X. Р., Ч о у т Р. А. и Мэл-
л и н г Л. Р. Система TRAC (Е) для связи и сопровождения
космических объектов. «Зарубежная радиоэлектроника», 1960,
№ 12.
8. Бронштейн И. Н. и Семендяев К. А. Справочник по
математике. Гостехиздат, 1953.
9. Бусленко Н. П., Шрейдер Ю. А. Метод статистических
испытаний (Монте-Карло) и его реализация на вычислительных
машинах. Физматгиз, 1961.
10. Вакин С. А., Шустов Л. Н. Основы радиопротиводействия
и радиотехнической разведки. Изд-во «Советское радио», 1968.
11. В а си н В. В., Власов О. В., Дудник П. И.,
Степанов Б. М. Авиационная радиолокация. Изд-во ВВИА им. проф.
Н. Е. Жуковского, 1964.
12. Волков В. М. Логарифмические усилители. Гостехиздат, Киев,
1962.
13. Волжин А. Н., Янович В. А. Противорадиолокация.
Воениздат, 1960.
14. Волгин Л. Н., Элементы теории управляющих машин. Изд-во
«Советское радио», 1962.
15. Вудворд Ф. М. и Лаусон Д. Д. Теоретическая точность
получения произвольной диаграммы излучения источника конечных
размеров. НЕЕ (Лондон), 1948, sept., pt. III.
16. Гинзбург В. М., Белова И. И. Расчет параболических
антенн. Изд-во «Советское радио», 1959.
17. Гр ад штейн И. С, Рыжик И. М. Таблицы интегралов, сумм,
рядов и произведений. Физматгиз, 1963.
18. Дулевич В. Е., Кор о стел ев А. А. и др. Теоретические
основы радиолокации. Изд-во «Советское радио», 1964.
382

19. Данн, Ховард, Кинг. Влияние флуктуации эхо-сигнала на
работу радиолокационных станций сопровождения цели.
«Радиотехника и электроника за рубежом», 1959, № 6.
20. Данн, Ховард. Влияние автоматической регулировки
усиления на точность сопровождения целей моноимпульсными
радиолокационными системами. «Радиотехника и электроника за
рубежом», 1959, № 5.
21. Делано Р. Теория мерцания цели и угловые ошибки при
радиолокационном сопровождении. «Вопросы радиолокационной
техники», 1954, № 1.
22. Ж у к М. С, М о л о ч к о в Ю. Б., Проектирование антенно-фи-
дерных устройств. Изд-во «Энергия», 1966.
23. К л а у д е р Н. Р. и др. Теория и расчет импульсных
радиолокационных станций с частотной модуляцией. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1961, № 1.
24. К о р ф М., Б р а й н д л и С. М., Л о у AL Н. Одновременное
измерение угловых координат многих целей с помощью
моноимпульсной РЛС сопровождения. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1963, № 6.
25. К р ы л о в Н. Н. Электрические процессы в нелинейных цепях
радиоприемников. Связьиздат, 1949.
26. Кривицкий Б. X. Автоматические системы радиотехнических
устройств. Госэнергоиздат, 1962.
27. К и р к п а т р и к Г. М. Фазовый детектор с расширением
углового диапазона. Патент США № 2751555 выдан 19.6.1956
с приоритетом от 3.10.1951.
28. Канарейки н Д. Б., Павлов Н. Ф., Потехи н В. А.
Поляризация радиолокационных сигналов. Изд-во «Советское
радио», 1966.
29. К а р п е н т ь е М. Современная теория радиолокации. Пер.
с франц. Изд-во «Советское радио», 1965.
30. Ковит, Холахан, Дэкс, Симпсон, Ламберт, Хэтчер.
Методы и техника радиопротиводействия и борьбы с ним.
«Зарубежная радиоэлектроника», 1960, № 11.
31. Кук. Повышение эффективности радиолокационных устройств
за счет сжатия импульса. «Зарубежная радиоэлектроника», 1960,
№ 9.
32. Л у к о ш к и н А. П. Радиолокационные усилители с большим
диапазоном входных сигналов. Изд-во «Советское радио», 1964.
33. Локк А. С. Управление снарядами. Пер. с англ. Гостехиздат,
1957.
34. Л е в и н Б. Р. Теория случайных процессов и ее применение
в радиотехнике. Изд-во «Советское радио», 1960.
35. Л е з и н Ю. С. Оптимальные фильтры и накопители импульсных
сигналов. Изд-во «Советское радио», 1963.
36. Леонов А. И. Радиолокация в противоракетной обороне. Воен-
издат, 1967.
37. Островитянов Р. В. К вопросу об угловом шуме.
«Радиотехника и электроника», 1966, № 4.
38. Петере, В ей мер. Радиолокационное сопровождение
сложных целей. «Зарубежная радиоэлектроника», 1964, № 7.
39. П о к р а с А. М. Антенные устройства зарубежных линий связи
через искусственные спутники Земли. Цзд-во «Связь», 1965.
383

40. Рузе Д. Влияние ошибок раскрыва на диаграммы
направленности антенн. «Вопросы радиолокационной техники», 1956, № 2.
41. Роде Д. Р. Введение в моноимпульсную радиолокацию. Пер.
с англ. Изд-во «Советское радио», 1960.
42. Рубин, Камен. Новый метод * построения схем сравнения
в моноимпульсной радиолокации. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1965, № 8.
43. С е р г и е в с к и й Б. Д. Определение угловых координат
совокупности излучателей. «Радиотехника», 1967, № 4.
44. Скол ник М. Введение в технику радиолокационных систем.
Пер. с англ. под ред. К. Н. Трофимова. Изд-во «Мир», 1965.
45. Свиридов Э. Ф. Сравнительная эффективность
моноимпульсных радиолокационных систем пеленгации. Изд-во
«Судостроение», 1964.
46. С е р г и е в с к и й Б. Д. Методы и средства противодействия
противоракетной обороне. «Зарубежная радиоэлектроника», 1966,
№ 1.
47. Сивере А. П. Радиолокационные приемники. Расчет и
проектирование. Изд. 3. Изд-во «Советское радио», 1959.
48. Со л овьев . Н. П. Отражающие свойства земных покровов.
«Труды Рижского института инженеров ГВФ», 1963, вып. 27.
49. Смит. Широкополосная антенна круговой поляризации
диапазона «С» для одноимпульсного локатора. В сб. переводов
«Антенны эллиптической поляризации». Изд-во иностранной
литературы, 1961.
50. Тартаковский Г. П. Динамика систем автоматической
регулировки. Госэнергоиздат, 1957.
51. Трофимов К. Н. Помехи радиолокационным станциям. Изд-во
ДОСААФ, 1962.
52. Фельд Я. Н., Бененсон Л. С. Антенны сантиметровых и
дециметровых волн, ч. 1. Изд-во ВВИА им. проф. Н. Е.
Жуковского, 1955.
63. Фьёллбрант. Сравнение чувствительности моноимпульсных
систем и РЛС с коническим сканированием. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1964, № 8.
54. Фалькович С. Е. Прием радиолокационных сигналов на фоне
флюктуационных помех. Изд-во «Советское радио», 1961.
55. X е л л г р е н Г. Вопросы теории моноимпульсной радиолокации.
«Зарубежная радиоэлектроника», 1962, № 12; 1963, № 1.
56. X а н н а н П. Двухзеркальные антенны, построенные на принципе
телескопа Кассегрена. «Зарубежная радиоэлектроника», 1961,
№ 12.
57. X у р г и н Я. Н., Яковлев В. Методы теории целых функций
в радиофизике, теории связи и оптике. Физматгиз, 1962.
58. Цыпкин Я. 3. Теория импульсных систем. Физматгиз, 1958.
59. Ч е н г, С т а б и л и т о. Экспериментальное исследование
возможности применения моноимпульсной РЛС для выделения сигналов
от наземных целей на фоне местности. «Зарубежная
радиоэлектроника», 1961, № 11.
60. III и ф р и н Я. С. Статистика поля линейной антенны. Изд-во
АРТА им. Говорова, 1962.
61. Шлезингер Р. Радиоэлектронная война. Воениздат, 1963.
62. «Антенны сантиметровых волн». Пер. с англ. под ред.
Я. Н. Фельд а. Изд-во «Советское радио», 1950,
3?4

63. Сканирующие антенные Системы СВЧ. Пер. с англ. под реД.
Г. Т. Маркова и А. Ф. Чаплина. Изд-во «Советское
радио», 1966.
64. Справочник по основам радиолокационной техники. Под ред.
В. В. Дружинина. Воениздат, 1967.
65. «Исследование точности и помехоустойчивости фазовых
радиопеленгаторов». Сборник статей Московского авиационного
института. Изд-во «Судпромгиз», 1959.
66. «Радиолокационная война». Пер. с англ. Изд-во «Советское
радио», 1946.
67. Борьба с вражеской радиолокацией. Пер. с англ. Изд-во
«Советское радио», 1946.
68. Действие ядерного оружия. Пер. с англ. Воениздат, 1963.
69. Aviation Week, 1967, 25/IX; 23/X.
70. Aviation Week, 1958, 3/11. . *
71. Bates R. H. Random errors in aperture distributions; IRE Trans.,
1960, v. AP-7, p. 268—275.
72. В a u r. Der Wellenanalysator. Frequenz, 1960, Bd. 14, № 2.
73. Barton D. K. The future of pulse radar for missile and space
range instrumentation. IRE Trans., 1961, v. MIL-5, X, № 4.
74. Barton D. K- Accuracy of a monopulse radar. Proc. 3 Conf.
Nat. Conv. Military Electronics, 1959, p. 179—186.
75. В 1 a s b e r g L. A., Hughes W. A., L a d e r L. J. Sequential
lobing system with ferrite phase shifters. Патент США № 2929058
от 4/1V—1955.
76. В 1 a s b e r g L. A., Hughes W. A., L a d e r L. J. Single channel
monopulse radar system. Патент США № 3175215 от 8.9.1954.
77. Воск М. J., Rosen H. A., Polarization grating for scanning
antennas. Патент США № 3188642 от 26.8.1959.
78. Butler J. L. Radar countermeasures antenna system. Патент
США №3171125 от 5.10.1961.
79. Bulletin of Atomic Scientists, 1967, v. 23, VI, p. 21—24.
80. В е г n f e 1 d M., Cook С, Р а о 1 i 11 о J., Palnueri С
Matched filtering pulse compression and waveform design. Microwave
J., 1964, Part I, № 10; Part II, № 11; Part III, № 12.
81. Chadwick G.G. and She Hon J. \>. Two-channel monopulse
techniques. Theory and practic. IEEE Military Electronics
Conference Record, 1965, Washington, p. 177—181.
82. Cohen W. S t e i n m e t z С. М. Amplitude and phase — sensing
monopulse system parameters. Part I. Microwave J., 1959, v. 2,
№ 10, p. 21—23. Part II, № 11, p. 33—38.
83. Copelend J. R. Radar target classification by polarization
properties. Proc. IRE, 1960, v. 48, VII, № 7.
84. Chu T. S., Konyoumian R. G. An analysis of polarization
variation and its application to circularly — polarized radiators.
IRE Trans., 1962, v. AP-10, № 2.
85. D e v e 1 e t J. A. Thermal — noise errors in simultaneous — lobing
and conical —scan angle — tracking systems. IRE Trans., 1961,
v. SET-7, VI, p. 42—51.
86. D u n n J. H., Howard D. D. Precision tracking with monopulse
radar. Electronics, 1960, v. 33, № 17, p. 51—56.
87. Deloraine E. M., Busignils H. G. Pulse radar countermea-
sure. Патент США № 2943318 от 5.8.1942.
88. E 11 i о t R. S. Mechanical and electrical tolerances for two —
385

dimensional scanning antenna arrays. iRE trans., 1958, v. A£-6,
p. 1514—120.
89. Electronics, 1962, 13/VII.
90. Electronics, 1966, 25/VII.
91. Electronics, 1961, 3/XI.
92. Electronics, 1959, 30/X.
93. Franklin S. В., H i 1 b e r s C. L. and К о s у d a r W. E. A
wideband two channel monopulse technique. IEEE Military
Electronics Conference Record, 1965, Washington, p. 174—176.
94. H a u s z N., Zachary R. A. Phase-amplitude monopulse system.
IRE Trans., 1962, v. MIL-6, № 2.
95. H a n n a n P. W. and Loth P. A. A monopulse antenna
independent optimization of the sum and difference modes. IRE Intern.
Conv. Record, 1961, Part I.
96. H о v d a R. E. Monopulse receiving apparatus. Патент США
№ 3229287 от 1.7.1963.
97. Howard D. Radar target angular scintillation in tracking and
guidance system based on echo signal phase front distortion. Proc.
Nat. Electr. Conf., 1959, v. 15, p. 12—14.
98. Hamman P. L. The radar of Nike-Ajax. Bell Labs. Rec, il!959,
v. 39, № 9.
99. Interavia Air Letter, 1960, 20/11.
100. Jones. Low side lobes in pencil beam antennas. Convention
Record of the IRE, 1953, Pt 2.
101. Jonn F., Ramsay J. F. Polarization characteristics of
antennas. IRE Intern. Conv. Record, 1962, Pt 1.
102. George S. F., Zamanakos A. S. Multiple target resolution
of monopulse versus scanning radars. Proc. of the National
Electronics Conference, 1959, v. XV, p. 814—822.
103. Kuck J. H. Means for tracking multiple target formations bv
radar. Патент США № 3130402 от 12.2.1957.
104. Kel lecher К. S., Scott W. C. Cross-polarization effect on
antenna radiation patterns. Conventions Record IEE, il966, v. 4,
Pt. 1.
105. Kownacki S. Simulation of radar range and doppler effect by
means of stationary target. IEEE Trans, of Aerospace and
Electronics Systems, 1967, p. 148—149.
106. Krishen K-, Koepsel W. W., Durrani S. H.
Cross-polarization measurements and their relation to target surface
properties. IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 1966, №5,
p. 629—635.
107. Leichter M. Beam pointing errors of long line sources. IRE
Trans., 1960, v. AP-8, p. 268—275.
108. L e r n e r R. M. Представление сигналов. IRE Trans. Circuit
Theory, 1959, v..., V.
109. Ma this H. F., Zurcher L. A., Cunderman R. J. Cut
radar hardware needs and costs with a special multi — mode
antenna feed that requires only two hybrids to measure azimuth and
elevation. Electron. Design, '1966, № 8.
110. M с С 1 e 11 a n С Monopulse radar system. Патент США
№2980906 от 18.04.1961.
lll.McCann J. G., Stegen R. J., Falstrom W. Split
parabolic radar antenna utilizing means to discriminate against cross-
polarized energy. Патент США № 3092834 от 23.12.1958.
386

112. Miller P. S., Peeler G. D. M. Polarization filter antenna
utilizing reflector cinsisting of parallel separated metal strips
mounted "on low loss dish. Патент США № 3119109 от 31.12.1958.
113. Miller В. US penetration capability erodes. Aviation Week and
Space Technology, 1967, № 17, p. 90, 95, 98, 99, 105, 108, 109.
114. Missiles and Rockets, 1961, № 20, 15/V.
115. Missiles and Rockets, 1959, 21/IX.
116. Nester N. H. A study of tracking accuracy in monopulse
phased arrays. IRE Trans., 1962, v. AP-10, № 3.
117. Page P. M. Monopulse radar. IRE Conv. Record, 1955, Pt. 8.
118. Rica rdi L., Niro L. Design of a twelvehorn monopulse feed.
IRE Intern. Conv. Record, 1961, Pt. I, III.
119. R о n d i n e 11 i L. A. Effects of random errors on the performance
of antenna arravs of many elements. IRE Natl. Conv. Record,
1959, v. 7, Pt. 1, p. 173—187.
120. Raboy B. Radar system. Патент США № 3129425 от 27.9.1957.
121.Rusch W. V. Т. Phase error and associated cross-polarization
effects in Cassegraihian — fed microwave antennas. IRE Trans.,
1966, v. AP-14, № 3, p. 266—275.
122. Schwarzkopf D. A high precision monopulse receiver. Micro-'
wave J., 1967, v. 10, № 9, p. 92—101.
123. Sonne r G. E. Three beam monopulse radar system and
apparatus. Патент США № 3129425 от 27.9.1957.
124. Sommers H. S. Signal comparison system. Патент США
№ 2721320.
125. Storke F. P. A monopulse instrumentation system. Proc. IRE,
1961, v. 49, № 8, p. 1328—1329.
126. Sha r en son S. Angle estimation with a monopulse radar in
the search mode. IRE Trans., 1962, v. ANE-9, № 3.
127. Watson R. В., Н о r t о a G. W. Simultaneous lobe comparison
for radar direction finding. Патент США № 3025517 от 31.01.1952.
128. White S. В. Radar countermeasure. Патент США № 3019433
от 27.3.1959.
129. Z a char у R. Automatic gain control for monopulse radar.
Патент США № .2943317.
130. Taylor R. E. Satellite tracking simultaneous — lobing
monopulse receiving system with polarization diversity capability. IRE
Trans., 1967, v. AES-3, № 4.
131. Th our el L. Theorie des circuits hyperfrequence a comparaison
de phase on d'amplitude. Annales de Radioelectricite, 1958, № 52,
p. 130—139.
132. Thompson A. S. Boresight shift in phase sensing monopulse
antennas due to reflected signals. Microwave J., 1966, v. 9, № 5,
p. 47—48.
133. Като Сюсукэ и др. Устройство для устранения перекрестной
поляризации в антенне. Японский патент № 22327 от 27.02.63.
134. Като Сюсукэ, Накахара Сигэо. Устройство для
устранения перекрестной поляризации. Японский патент № 17205 от
4.04.63.
387

ПРЕДМЕТНЫЙ
Автоматическая регулировка
усиления 112
— многопетлевая 117
— «усиленная» 113
— «неусиленная» 113
Аддитивное отношение принятых
сигналов 11
Амплитудно-амплитудная доим-
пульсная система 18
— автосопровождения целей 18
— обзорная 26
Амплитудная суммарно-разностная
моноимпульсная система 22
— автосопровождения целей 22
— обзорная 28
Амплитудная характеристика
— логарифмического усилителя 88
— регулируемого усилителя
системы АРУ 115
— цепи АРУ 114
Антенна комплекса «Хейстак» 370
— станции AN/FPS-49 359
грубого наведения системы
TRAC(E) 361
точного наведения системы
TRAC(E) 366
автоматического сопррвожде-
кия системы TRAC(E) 368
«Рампарт» 374
«Традекс» 375
■ сопровождения системы
«Найк—Аякс» 377
наведения системы «Найк—
Геркулес» 377
наведения зенитных ракет
AN/SPQ 379
обнаружения наземных целей
381
слежения AN/SPG 378
управления огнем AN/SPG-51
378
Антенны моноимпульсных систем 43
— параболические 48
— параболические с
контррефлектором 52
— линзовые 57
— рупорно-параболические 367
— типа фазированной решетки 69
— с поворотом плоскости
поляризации 55
База при фазовой пеленгации 84
Волноводные мосты 85
Двенадцатирупорный облучатель 78
Деполяризация радиоволн 208
Диаграмма направленности антенны
— на кроссполяризации 66, 217
— при равномерном распределении
поля возбуждения в раскрыве 46
— со смещенным равносигнальным
направлением 47
— разностная 24
— суммарная 24
—, связь с распределением тока
возбуждения на поверхности
антенны 43
Дифракция радиоволн 163
Кроссполяризация антенн 62
—, влияние на точность пеленгации
209
388
УКАЗАТЕЛЬ
—, способы ослабления вредного
влияния кроссполяризации 219
Комбинированные моноимпульсные
системы 35
Коэффициент сжатия
логарифмического усилителя 88
Линза диэлектрическая 58
— металлопластинчатая 59
— сферическая Люнеберга 60
— полусферическая Люнеберга 61
Логарифмический усилитель 88
— с шунтированием анодных
нагрузок 91
— с суммированием выходных
напряжений каскадов 101
Метод
— графический определения
разрежающей способности по угловым
координатам 137
— защиты от мерцающей и частот-
ноперестраиваемой помехи 314
— измерения и анализа шумов
цели 180
— увеличения разрешающей
способности по угловым
координатам 145
— функциональной обработки
сигналов 154
Методы
.— защиты от радиопомех 314
.—* защиты от помехи на
кроссполяризации 316
— создания помех
радиолокационным станциям 281
— уменьшения аппаратурных
ошибок пеленгации 260
— уменьшения влияния
кроссполяризации антенн на точность
пеленгации 219
Модель моноимпульсной РЛС
— амплитудной
суммарно-разностной автосопровождения целей
319
— обзорной с
частотно-модулированным сигналом 331
— обработка сигнала и шума
— сигнала и шума
Моделирование для исследования
характеристик моноимпульсных
РЛС 318
Моноимпульсная пеленгация 5
Моноимпульсные системы
— с амплитудной пеленгацией 6
— с фазовой пеленгацией 8
— с комбинированной пеленгацией
35 .
Моноимпульсные РЛС
— слежения за баллистическими и
• космическими целями 355
— дальнего сопровождения и связи
со спутниками и космическими
кораблями 361
— систем противоракетной обороны
370
— наведения управляемых
снарядов 376
— обнаружения наземных целей на
фоне местности 379

Обзорные моноимпульсные
системы 26
Облучатели антенн 73
— однорупорные 79
— четырехрупорные 77
— двенадцатирупорные 78
Основные классы моноимпульсных
систем 14
Ошибки
— автосопровождения в
зависимости от коэффициента стробиро-
вания 191
Ошибки пеленгации
— аппаратурные 221
— двухточечной цели 168
—, вызываемые амплитудными и
угловыми флюктуациями 165
— за счет влияния условий
распространения радиоволн 160
— за счет влияния флюктуации
фазового фронта сигнала
двухточечной цели 173
—за счет влияния внутренних
шумов приемника амплитудной
суммарно-разностной системы 183
— за счет влияния внутренних
шумов приемника моноимпульсной
РЛС с фазированной решеткой
192
— за счет искажений в
распределении поля возбуждения по ра,с-
крыву антенной решетки 223, 227
— за счет искажений в
распределении поля возбуждения по рас-
крыву караболической антенны
231
— за счет влияния несовершенств
системы АРУ 198
— основные источники 161
— при неидентичности диаграмм
направленности 232
— при неидентичности амплитудно-
фазовых характеристик приемных
каналов 234
— цели сложной формы 176
Пеленгация по сигналам с
частотной модуляцией 256
— при использовании непрерывных
и квазинепрерывных сигналов
258
— при использовании сжатия
импульсного сигнала 259
— по сигналам на кроссполяриза-
ции 209, 216
Пеленгационная чувствительность
моноимпульсные РЛС 142
Пеленгационная характеристика 10
— при приеме сигналов на кросс-
поляризации 216
Преобразователь 12, 14
Принцип
— амплитудной пеленгации 7
— фазовой пеленгации 8
— построения моноимпульсных
систем для пеленгации в двух
плоскостях 30
— построения моноимпульсных
систем с непрерывным и
квазинепрерывным излучением 41
Предельная точность 188
Помехи радиолокационным
станциям 281
— активные маскирующие 282
— активные дезинформирующие 286
— когерентные, излучаемые из двух
точек, 298
— моноимпульсного типа 292
— мерцающие, излучаемые из двух
точек пространства 306
— на частоте коммутации приемных
каналов 294
—- на кроссполяризации 313
— пассивные маскирующие 284
— пассивные дезинформирующие
289
— с качанием по частоте,
излучаемые из двух и более точек
пространства 311
— при высотных ядерных взрывах
290
Помехозащищенность
моноимпульсных РЛС 280
Разрешающая способность по
угловым координатам 122, 141
Расстояние между фазовыми
центрами антенн 81
Рефракция радиоволн 163
Регулировочная характеристика
системы АРУ 115
Система АРУ суммарно-разностной
РЛС 112
Структурная схема моноимпульсной
системы 9, 14
Суммарно-разностный
преобразователь 17, 85
Спектр сигнала и шума при приеме
моноимпульсной РЛС 190
— сигнала и шума при приеме РЛС
с коническим сканированием 190
— флюктуации сигналов,
отраженных от самолета 166
— флюктуации сигналов,
отраженных от корабля 166
Точность пеленгации парной цели
амплитудной
суммарно-разностной системой 127
— пеленгации парной цели
фазовой суммарно-разностной
системой 133
Угловой датчик 10, 16, 17
Угловой дискриминатор 13
— амплитудный 15
— суммарно-разностный 17
— фазовый 17
Угол смещения диаграмм
направленности 81
Угловой шум 167
Фазов'ый фронт сигнала от
двухточечной цели 171
Фазово-фазовая моноимпульсная
система 20
Фазовая суммарно-разностная
моноимпульсная система 24
Фазовый детектор 106
— вектором ерный 106
— Киркпатрика НО
Флюктуации сигнала
— амплитудные 166
— угловые 167
389

ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение 3
Глава 1
Принцип и методы моноимпульсной радиолокации ... 5
§ 1.1. Принцип моноимпульсной пеленгации ... 5
§ 1.2. Структурная схема моноимпульсной
радиолокационной системы . 9
§ 1.3. Моноимпульсные радиолокационные системы авто-
сопровождения целей . 18
§ 1.4. Обзорные моноимпульсные радиолокационные
системы 26
§ 1.5. Принцип построения моноимпульсных систем для
пеленгации в двух плоскостях 30
§ 1.6. Принципы построения моноимпульсных систем,
работающих в непрерывном и квазинепрерывном
режимах излучения . 41
Г л а в а 2 0
Антенны моноимпульсных радиолокационных систем . 43
§ 2.1. Связь между диаграммой направленности антенны
и распределением тока на ее поверхности . 43
§ 2.2. Параболические антенны 48
§ 2.3. Параболические антенны с контррефлектором . 52
§ 2.4. Линзовые антенны 57
§ 2.5. Кроссполяризационное излучение зеркальных
антенн 62
§ 2.6. Фазированные антенные решетки .... И)
§ 2.7. Облучатели антенн моноимпульсных РЛС . . 73
§ 2.8. Выбор угла смещения максимума диаграммы
направленности и расстояния между фазовыми
центрами 81
§ 2.9. Волноводные устройства суммарно-разностной
обработки сигналов 85
Г л а в а 3
Основные функциональные элементы угловых
дискриминаторов 88
§ 3.1. Логарифмический усилитель 88
§ 3.2. Фазовый детектор 1С6
§ 3.3. Система автоматической регулировки усиления . 112
Глава 4
Разрешающая способность и пеленгационная
чувствительность моноимпульсных РЛС по угловым координатам 122
§ 4.1. Понятие разрешающей способности по угловым
координатам 122
390

§ 4.2. Разрешающая способность моноимлульсных РЛС
по угловым координатам . . , . . . • 127
§ 4.3. Лёленгационная чувствительность моноимпульсных
РЛС 142
§ 4.4. Методы увеличения разрешающей способности
моноимпульсных РЛС по угловым координатам . 145
Глава 5
Вопросы точности измерения угловых координат
моноимпульсным методом 160
§ 5.1. Влияние условий распространения радиоволн на
точность пеленгации 160
§ 5.2. Влияние амплитудных и угловых флуктуации
отраженных сигналов на точность пеленгации . 165
§ 5.3. Влияние внутренних шумов приемника на точность 183
§ 5.4. Ошибки, обусловленные шумами приемных
устройств в моноимпульсных РЛС с фазированной
антенной решеткой . 192
§ 5.5. Суммарная ошибка .пеленгации, обусловленная
влиянием шумов цели и приемника . . . . 196
§ 5.6. Влияние автоматической регулировки усиления на
точность пеленгации 198
§ 5.7. Влияние деполяризации отраженных сигналов на
точность пеленгации . 207
Глава 6
Влияние неидеальностей элементов приемного тракта на
точность измерения угловых координат моноимпульсным методом 221
§ 6.1. Основные источники аппаратурных ошибок . . 221
§ 6.2. Влияние несовершенства формирования диаграмм
направленности антенн моноимпульсных систем на
точность пеленгования. 222
§ 6.3. Влияние неидентичностей амплитудно-фазовых
характеристик 'приемных каналов монэимпульсных
систем на точность пеленгования 234
§ 6.4. Дополнительные требования к идентичности амтг-
литудно-фазовых характеристик приемных каналов
при использовании широкополосных, непрерывных
и квазинепрерывных сигналов 255
§ 6.5. Конструктивные методы уменьшения
аппаратурных ошибок пеленгации 260
Г л а в а 7
Помехозащищенность моноимпульсных РЛС . . 280
§ 7.1. Методы создания помех радиолокационным
станциям • 281
§ 7.2. Помехи моноимпульсным радиолокационным
системам 292
§ 7.3. Методы защиты моноимпульсных РЛС от
некоторых видов радиопомех 314
Глава 8.
Применение моделирования для исследования ошибок
определения координат моноимпульсных РЛС 318
§ 8.1. Общие задачи и направления моделирования . 318
391

§ 8.2. Модель амплитудной суммарно-разностной моно-
, импульсной РЛС сопровождения 319
§ 8.3. Общая блок-схема модели обзорной моноимпульс-
,ной РЛС .с частотно.-модулироаанным сигналом и
амплитудной леленгацией 331
§ 8.4. Модели амплитудно-амплитудной и амплитудной
суммарно-разностной обзорных РЛС .... 350
Глава 9
Области применения и некоторые характеристики зарубежных
моноимпульсных радиолокационных станций 355
§ 9.1. Радиолокационные станции слежения за
баллистическими и космическими целями ..... 355
• § 9.2. Радиолокационные системы дальнего
сопровождения и связи со спутниками и космическими
кораблями 361
§ 9.3. Радиолокационные станции систем
противоракетной обороны . . 370
§ 9.4. Радиолокационные станции наведения зенитных
управляемых ракет 376
§ 9.5. Радиолокационная станция обнаружения наземных
целей на фоне местности 379
Литература 383
МОНОИМПУЛЬСНАЯ РАДИОЛОКАЦИЯ
АЛЕКСАНДР ИВАНОВИЧ ЛЕОНОВ
КОНСТАНТИН ИВАНОВИЧ ФОМИЧЕВ
Научный редактор Э. Ф. Свиридов
Редактор Л. И. Венгренюк
Художественный редактор В. Т. Сидоренко
Обложка художника В. Е. Карпова
Технический редактор Г. 3. Шалимова
Корректор И. Г. Б а г р о з а
Сдано в набор 20/XI 1969 г. Подписано в печать 18/11 1970 г. Т-02964
Формат 84ХЮ8/32 Бумага машиномеловаиная Объем 20,58 усл. печ. л.
Уч. изд. л. 19,843 Тираж 9000 экз. Зак. 2536
Издательство .Советское радио", Москва, Главпочтамт, п/я 693/
Цена 1 р. 23 к.
Московская типография № 10 Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Москва, Шлюзовая наб., 10