Text
                    
СПРАВОЧНЙКПО РАДИОЛОКАЦИИ

3 «ей М® СПРАВОЧНИК ПО РАДИОЛОКАЦИИ
СПРАВОЧНИК по радиолокации Перевод с английского В ЧЕТЫРЕХ ЮМАХ Том 1 «ОСНОВЫ РАДИОЛОКАЦИИ» Том 2 «РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ АНТЕННЫЕ УСТРОЙСТВА» Том 3 «РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА И СИСТЕМЫ» Том 4 «РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ И СИСТЕМЫ» RADAR HANDBOOK Editor-In-Chief MERRILL I. SKOLNIK McGRAW-HILL BOOK COMPANY 1970
СПРАВОЧНИК по радиолокации Редактор М. СКОЛНИК Перевод с английского под общей редакцией К. Н. Трофимова В ЧЕТЫРЕХ ТОМАХ Том 3 «РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА И СИСТЕМЫ» Перевод с английского А. Я. БРЕЙТБАРТА, М. К. РАЗМАХНИНА, П. К. ГОРОХОВА, В. В. ЛИПЬЯЙНЕНА под редакцией А. С. ВИНИЦКОГО МОСКВА «СОВЕТСКОЕ РАДИО» 1979
ББК 32.95 С74 УДК 621 396 96 (031) Справочник по радиолокации. Под ред. М. Сколника. Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ, (в четырех томах) / Под об- шей ред. К. Н. Трофимова; Том 3. Радиолокационные устрой- ства и системы / Под ред. А. С. Виницкого. — М.; Сов. ра- дио, 1978, 528 с., с ил. Настоящая книга является третьим томом русского изда- ния американского «Справочника по радиолокации», выпуска- емого в четырех томах. Третий том посвящен принципам работы и основам инже- нерного проектирования радиолокационных устройств и си- стем. Рассмотрены передающие, приемные и индикаторные устройства. Систематизированы методы радиолокации и прин- ципы построения РЛС с непрерывным излучением и частотной модуляцией, с селекторами движущихся целей (включая само- летную разновидность этих станций), импульсно-доплеровских, РЛС, использующих метод сжатия импульсов. Содержится материал по расчету и конструированию РЛС космических объектов и радиолокационных маяков. Справочник предназначен для специалистов промышлен- ности, преподавателей и студентов вузов. Табл. 38, рис. 297, библ. 435 назв. Редакция литературы по вопросам космической радиоэлектроники С ' п°лписное 2402920000 © Перевод на русский язык. Издшельсызо «Советское радио»* 1979 г.
Содержание справочника Том 1 ГЛ. 1. ВВЕДЕНИЕ В РАДИОЛОКАЦИЮ ГЛ. 2. РАСЧЕТ ДАЛЬНОСТИ ДЕЙСТВИЯ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СТАН- ЦИИ ГЛ. 3. ТЕОРИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ ГЛ, 4. ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПАРАМЕТРОВ ГЛ. 5. ТЕОРИЯ АВТОМАТИЧЕСКОГО ОБНАРУЖЕНИЯ ГЛ. 6. ВЛИЯНИЕ МЕТЕОУСЛОВИЙ НА РАБОТУ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СТАНЦИЙ ГЛ. 7. ОТРАЖЕНИЯ ОТ ЗЕМНОЙ ПОВЕРХНОСТИ ГЛ. 8. ОТРАЖЕНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННОГО СИГНАЛА ОТ МОРСКОЙ ПОВЕРХНОСТИ ГЛ. 9. ЭФФЕКТИВНАЯ ПЛОЩАДЬ РАССЕЯНИЯ ГЛ. 10. ШУМ ЦЕЛИ ГЛ. 11. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ Том 2 ГЛ. 1. ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ, ИХ ОСНОВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ И УЗЛЫ ГЛ. 2. ТЕОРИЯ АПЕРТУРНЫХ АНТЕНН ГЛ. 3. ЗЕРКАЛЬНЫЕ И ЛИНЗОВЫЕ АНТЕННЫ ГЛ. 4. ФАЗИРОВАННЫЕ АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ ГЛ. 5. ФАЗОВРАЩАТЕЛИ ФАЗИРОВАННЫХ АНТЕННЫХ РЕШЕТОК ГЛ. 6. АНТЕННЫЕ РЕШЕТКИ С ЧАСТОТНЫМ СКАНИРОВАНИЕМ ГЛ. 7. АНТЕННЫЕ ОБТЕКАТЕЛИ ГЛ. 8. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ С СИНТЕЗИРОВАНИЕМ АПЕР- ТУРЫ ГЛ. 9. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ Том 3 ГЛ. 1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ ГЛ. 2. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ ГЛ. 3. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ИНДИКАТОРЫ И СИСТЕМЫ ОТОБРАЖЕ- НИЯ в
Содержание справочника ГЛ. 4. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С НЕПРЕРЫВНЫМ ИЗЛУЧЕНИ- ЕМ И С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ГЛ. 5. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С СЕЛЕКТОРАМИ ДВИЖУЩИХ- СЯ ЦЕЛЕЙ ГЛ. 6. САМОЛЕТНЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ С СЕЛЕКТОРАМИ ДВИЖУЩИХСЯ ЦЕЛЕЙ ГЛ. 7. ИМПУЛЬСНО-ДОПЛЕРОВСКИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ ГЛ. 8. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СИСТЕМЫ СО СЖАТИЕМ ИМПУЛЬСОВ ГЛ. 9. ПРИМЕНЕНИЯ БОРТОВЫХ РЛС НА КОСМИЧЕСКИХ ОБЪЕКТАХ ГЛ. 10. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ МАЯКИ Том 4 ГЛ. 1. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ СОПРОВОЖДЕНИЯ ГЛ. 2. РАДИОЛОКАЦИОННОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЫСОТЫ ЦЕЛИ ГЛ. 3. ГРАЖДАНСКИЕ СУДОВЫЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ ГЛ. 4. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НАБЛЮДЕНИЯ ЗА ИСКУССТ- ВЕННЫМИ СПУТНИКАМИ ЗЕМЛИ ГЛ. 5. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ СТАНЦИИ НА ТВЕРДОТЕЛЬНЫХ ПРИБО- РАХ ГЛ. 6. ДВУХПОЗИЦИОННЫЕ И МНОГОПОЗИЦИОННЫЕ РАДИОЛОКАЦИ- ОННЫЕ СИСТЕМЫ ГЛ. 7. РАДИОЛОКАЦИОННАЯ АСТРОНОМИЯ ГЛ. 8. ПАССИВНЫЕ СИСТЕМЫ ГЛ. 9. ОПТИЧЕСКИЕ ЛОКАТОРЫ
Глава 1 РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПЕРЕДАТЧИКИ Т. Вейл 1.1. О выборе типа лампы высокой частоты Передатчик является обычно самым большим, тяжелым и дорогим устройством радиолокационной системы Он потребляет наибольшею часть первичной мощности и требует наиботыието охлаждения, что также вызывает увеличение габаритов, массы и сюимости системы Конструкция передатчика в основном зависит от типа лампы высокой частоты, так что выбор ее явля- ется очень важным при проектировании радиолокационной системы, к тому же очень редко можно получить разработанную и испытанную лампу высокой частоты, которая в полной мере удовлетворяла бы требованиям новой систе- мы Опубликованы параметры окоте 1000 типов высокочастотных ламп, им- пульсная мощностг. коюрых превышает 10 кВт. Однако, поскольку высоко- частотная лампа определяется по крайней мере парой десятков нс зависимых параметров, какой-либо из существующих типов ламп очень редко может удовлетворить требованиям новой системы по всем наиболее важным пара- метрам, таким, как, например, импульсная мощность, длительность импульса, рабочая частота, ширина полосы, усиление, тип фокусировки, тип охлажде- ния. Так как практически невозможно регулировать эти параметры, в случае необходимости изменения едва ли не любого из них требуется разрабатывать новый тип ламп. Так как всегда существует тенденция разрабатывать радиолокационные системы на уровне самых последних достижений, получается, что все раз- работанные и испытанные лампы оказываются устаревшими. Поэтому боль- шая часть новых радиолокационных систем проектируется в расчете на еще не существующие высокочастотные лампы. Вместо реальной лампы пишутся технические требования на лампу, которую рассчитывают разработать в при- емлемые сроки, причем любая тенденция принять желаемое за реально осуществимое приводит к опозданию в поставках. К тому же в разработках высокочастотных ламп большую роль играет удача (и «черная магия»), так что часто наилучшие намерения приводят к неразрешимым проблемам. Хотя чаще всего такие проблемы возникают при разработке военных РЛС в силу необходимости постоянно совершенствовать их параметры, при разработке коммерческих РЛС также иногда стремление снизить стоимость или улучшить параметры приводит к невозможности реализовать требуемую лампу. В результате выбор типа лампы становится первостепенной, но сопряженной с большим риском, задачей. Большая часть этой главы посвящена вопросу выбора типа высокочастот- ной лампы, так как эта сторона проектирования РЛС в существующей лите- ратуре освещена хуже всего. В главе особое внимание уделено проблемам использования и недостаткам каждого типа лампы, так как информацию о достоинствах ламп, естественно, проще получить от заводов-изготовителей Эта глава выполнит свое назначение, если правильно подскажет разработчику перспективной радиолокационной системы те вопросы, которые он додже' 7
Гл. 1. Радиолокационные передатчики поставить перед поставщиком ламп и разработчиком модулятора для полу- чения наилучшего компромиссного решения. Поскольку в большей части РЛС на частотах, превышающих 1 ГГц (и несколько ниже), триоды и тетроды в качестве высокочастотных ламп не используются, а информацию о них легко получить в результате их широкого использования на белее низких частотах, этим типам ламп уделено незначи- тельное внимание. Этот вопрос подробно освещен, например, в книге [2, С. 233—243]. Сравнение триодов и тетродов с другими типами СВЧ ламп в ка- ком-либо частном случае применения может быть произведено методом, при- нятым в табл. 4 (§ 1.4). 1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) Как видно из табл. 1, семейство ламп со скрещенными полями получило широкое развитие, начиная с первых дней радиолокации, когда магнетроны были единственным типом устройства со скрещенными полями [1,37]. Таблица. 1 *) Генератор 1) инжектированный луч 2) распределенная эмиссия А) кругогой Б) линейный МНН—магнетрон, настраиваемый напряжением УСППВ—усилитель со скрещенными полями прямой волны УСППВИЛ —усилитель со скрещенными полями пря- мой волны с инжектированным лучом фирмы GSF УСПОВ —усилитель со скрещенными полями обрат- ной волны М-УОВ — усилитель обратной волны типа М М-ГОВ — генератор обратной волны типа М Взаимодействие' скрещенных полей. Лампы со скрещенными полями полу- чили такое название потому, что электрическое поле Е и магнитное поле В расположены под прямым углом. Они называются также «лампами типа М» в соответствии с французским названием ТРОМ (tubes a propagation des ondes a champs magn^tique— лампы с волной, распространяющейся в магнит- ном поле) в противоположность названию «лампы типа О» от французского ТРО (tubes a propagation des ondes — лампы с распространяющейся волной). 8
1 2. Лампы со скрещенными полями (типа М) В лампах со скрещенными полями электроны, излученные катодом, уско- ряются электрическим полем и приобретают большую скорость, однако чем выше скорость, тем больше их траектории изгибаются магнитным полем. В результате при заданном магнитном поле и в отсутствие поля высокой час» а) круглая лампа д)Линвиная лампа Катод б) Произвольная форма Рис. 1. Траектории электронов в лампах со скрещенными полями. тоты на анодном блоке облако около катода не может распространяться по направлению к аноду больше, чем на какое-то вполне определенное расстоя- ние, так что ток через лампу будет отсутствовать. Максимальная скорость электронов в облаке пропорциональна f/B, а направление перпендикуляре® как электрическому, так и магнитному полю (рис. 1). Граница электронного облака проходит по существу по эквипотенциальной линии. Это справедливо для анода и катода как круглых (рис. 1, а), так и прямолинейных параллель»
Г л. 1. Радиолокационные передатчики пых (рис. 1, б) или произвольных (в определенных пределах) форм (рис I,в). Если приложить теперь к анодному блоку поле высокой частоты, то те элеюрэпы, которые должны испытать замедление, обусловленное их фазой относительно ноля, отдадут часть своей энергии полю высокой частоты и со- ответственно потеряют скорость. Такие замедленные электроны проникнут в постоянное электрическое поле достаточно далеко, Ч10бы вновь приобрести такую же большую <. корость Благодаря этому энергия постоянного электри- ческого ноля преобразуется в энергию высокой частоты Кроме того, в резуль- тате этого процесса электронное облако образует спицы пространственного за- ряда (рис. 1, г) причем расстояния между ними соответствуют расстояниям между максимумами напряженности поля высокой частоты вдоль анодного блока. Вследствие взаимодействия скрещенных полей весь путь до анода мо- гут пройти юлько тс электроны, которые отдали достаточно большую энергию высокочастотному полю Благодаря этому эффективность устройств со скре- щенными почями относительно высока. Электроны с несоответствующей фазой получают дополнительную энер- гию от поля высокой частоты, ускоряются и движутся обратно по направле- нию к катоду. Некоторые электроны получают от поля высокой частоты на- столько большую энергию, что проникают обратно в катод. Если коэффициент вторичной эмиссии катода болипе единицы, возвращающиеся электроны могут вызвать существенное увеличение эмиссии катода В то же время из-за обрат- ной бомбардировки катод разогревается и эти потери уменьшают общий к. п. д Лампы со скрещенными нолями типа, изображенного на рис. 1, а, имеют круглую форму и являются возвратными, так что электроны, не использован- ные при первом пролете, могут быть использованы при последующем пролете вокруг анодного блока Лампы типа, приведенного на рис. 1, б, называются линейными (хотя они' могут являться частью круга) и являются невозвратны- ми. Энергия, не переданная электроном полю высокой частоты при одном про- лете мимо высокочастотного анодного блока, теряется. Эти неиспользованные электроны собираются коллектором так же, как в лампах с прямолинейным электронным потоком (типа О) (рис. 13.). Поэтому к. п д. невозвратных ламп со скрещенными полями меньше, чем возвратных. Однако следует отметить, что в случае отсутствия управляющего электрода или электрода смещения только невозвратный усилитель со скрещенными полями сам выключается при снятии возбуждения высокой частоты. Катоды. В лампах со скрещенными полями используются разнообразные конструкции катодов В магнетронах применяется подогревный цилиндриче- ский катод, вся поверхность которого является эмиттирующей. В круглых уси- лителях со скрещенными полями может быть использован либо кагод такой же конструкции либо холодный катод, причем часть поверхности катода иногда заменяется в области дрейфа управляющим электродом или электро- дом смещения. В невозвратных усилителях со скрещенными полями элект- роны, излученные катодом с конца, расположенного со стороны коллек- тора, практически не могут взаимодействовать с высокочастотной вол- ной, так что большая их часть теряется. Поэтому в таких лампах обычно часть катода используется в качестве эмиттера, а остальная часть специально выполняется неэмпттирующей путем исключения подогрева и использования материала с небольшим коэффициентом вторичной эмиссии. Назначением дополнительной неэмпттирующей части электрода, называемой «основой» ка- тода, является обеспечение требуемой структуры постоянного электростати- ческого ноля. Электроны могут вводиться также с помощью обычной элект- ронной пушки, причем в этом случае «основа» занимает всю длину лампы. Электронная пушка дает возможность применить управляющую сетку, обеспе- чивающею большой коэффициент усиления, однако мощность при этом огра- 10
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) ничена из-за небольшой эмигрирующей поверхности. Для получения больших мощностей необходимы большие эмиттирующие поверхности. Подогрев катода в генераторах необходим для получения достаточной для возникновения колебаний эмиссии. Так как во время работы происходит бомбардировка катода электронами, часто необходимо снизить мощность поло* грева в соответствии с коэффициентом заполнения импульсов во избежание перегрева катода. Это называется программированием подогрева катода маг- нетрона. В усилительных лампах в большинстве случаев мож- но использовать холодный катод. Даже в случае «вы- сокого» вакуума в лампе остается достаточно боль- шое количество молекул га- за (приблизительно 3-103 молекул/см3 при давлении газа 1,33-10~в Па), так что при значительной ВЧ мощ- ности возбуждения основ- ная часть молекул окажет- ся ионизированной и часть свободных электронов по- падет на катод (другие теории запуска при холод- ном катоде базируются на автоэлектронной холодной эмиссии и поверхностном резонансном высокочастот- ном разряде). При соответ- Рис. 2. Охлаждаемый водой катод усилителя со скрещенными полями типа амплитрон. ствующем материале като- да возникает вторичная эмиссия и полный ток като- да нарастает очень быстро (обычно менее чем за 5 нс). При большой средней мощности может потре- боваться жидкостное охлаждение холодного катода во избежание его перегрева (рис. 2), так как на катоде рассеивается около 5% выходной мощ- ности [35]. Так как в холодном катоде отсутствует подогреватель, может показаться, что он обладает бесконечным сроком службы. Однако коэффициент вторичной эмиссии катода должен иметь определенное значение для обеспечения нор- мальной работы, а так как явление вторичной эмиссии еще не до конца изуче- но, получение достаточной долговечности в процессе производства является сложной задачей. Известно, например, что некоторые материалы (такие, как медь, осаждающаяся с анода в результате искрения) могут вызвать отравле- ние катода и снижение вторичной эмиссии. Хотя в технологии изготовления материалов достигнут значительный прогресс, долговечность лампы заданной конструкции гарантируется только в пределах, подтвержденных испытаниями на срок службы. Замедляющие структуры. В результате скрещения электрического и маг- нитного полей электроны следуют по траекториям, показанным на рис. 1, по существу с постоянной скоростью. Для того чтобы электроны были правильно взаимосвязаны с высокочастотными полями вдоль анодного блока, их скорость должна быть согласована с фазовой скоростью ВЧ волны. При заданной мощ- ности диапазон значений скорости электронов, которая должна быть согласо- вана с фазовой скоростью ВЧ волны, распространяющейся вдоль анодного блока, довольно узкий. Так как скорость электронов составляет незначитель- 11
Гл. 1. Радиолокационные передатчики ную долю скорости света, соответствующая замедляющая структура создается путем петлеобразного изгиба высокочастотного пути (рис, 3, а) или путем использования структур с периодической нагрузкой (рис. 3, б), а в случае резонансных структур — соответствующим выбором расстояний между лопат- ками, разделяющими смежные объемные резонаторы. Согласовать фазовою скорость ВЧ волны и скорость электронов очень просто на одной частоте. Однако крутизна зависимости фазовой скорости вол- ны от частоты определяет пределы изменения рабочего напряжения, которые необходимы для поддержания электронов в синхронизме в рабочей полосе частот лампы. В то же время большая крутизна изменения фазовой скорости ЗхоВ ВыхоЗ 1--т— ВЧ ___i___L__L—_J_. .„J. Рис. 3. Замедляющие структуры. ВЧ волны с частотой в генераторе имеет существенное положительное значе- ние, потом) что при заданном напряжении будет устанавливаться точное зна- чение требуемой частоты и частота будет относительно мало зависеть от изменения скорости электронов. Таким образом, зависимость ВЧ сдвига фазы на единицу длины анодной структуры от частоты, называемая диаграммой Бриллюэна или частотно-фазовой характеристикой (omega — beta diagram), оказывает основное влияние на полосу рабочих частот лампы и (или) стабиль- ность [1, 51, 87]. Для достижения желаемого компромисса между требованиями широкопо- лосности, большой рабочей мощности, простоты изготовления и малых разме- ров создано много различных замедляющих структур, хотя ни одна из них не обладает одновременно всеми достоинствами. Лампы со скрещенными полями могут быть обычно разделены на основные типы в соответствии с тем, явля- ются ли замедляющие структуры резонансными, как в магнетронах, или не- резонансными, как в усилителях со скрещенными полями. Дальнейшую клас- сификацию можно произвести в соответствии с тем, распространяется ли ВЧ волна вдоль замедляющей структуры в прямом (по движению электронов) или в обратном направлении [4]. Однако в любом случае фазовая скорость ВЧ волны должна совпадать по направлению со скоростью электронов, так что В лампах обратной волны направления потока ВЧ мощности и фазовой скоро- сти ВЧ волны противоположны. Как следует из частотно-фазовой характери- стики на рис. 4, фазовая скорость вдоль замедляющей структуры сильно зави- сит от частоты, если лампа работает в режиме обратной волны, и слабо, если она работает в режиме прямой волны. Так как скорость электронов должна быть согласована с фазовой скоростью волны для получения взаимодействия Между ними, рабочее напряжение также сильно зависит от частоты в усили- телях обратной волны со скрещенными полями и очень слабо зависит в уси- лителях прямой волны со скрещенными полями. Как будет показано ниже, каждый из этих типов ламп имеет в зависимости от применения те или иные преимущества. Поскольку в магнетроне используется резонансная структура, правильнее рассматривать его как прибор со стоячей, а не бегущей волной; вероятно, можно также считать, что в нем одновременно существуют прямая и обрат- ная волны, что эквивалентно стоячей волне. По этой же причине при движении от одной лопасти к другой в течение одного полупериода электроны одинако- 12
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) во взаимодействуют независимо от направления движения. Если пренебречь явлениями второго порядка, то магнетроны правильно работают при любрй полярности магнитного потока и, следовательно, любом направлении движения электронов. Это вполне понятно, если учесть симметрию лампы. В отличие от первых типов магнетронов, большая часть современных ламп со скрещенными полями большой мощности рассчитана на интенсивно® воздушное или водяное охлаждение. Конструирование анодных радиаторных пластин или лопастей, обеспечивающих минимальную мощность охладитель* ной системы, является особым искусством и выходит за рамки этой главы. Рис. 4. Частотно-фазовые характеристики для режимов прямой (а) и обратной (б) воля. Магнетроны. (Резонансные замедляющие структуры. Возвратные генерал торы со скрещенными полями). Обычный магнетрон, получивший известносх> во время второй мировой войны, продолжает широко использоваться в радис^ локационных передатчиках. Если он соответствует требованиям системы, еЙУ всегда будет отдано предпочтение благодаря его дешевизне, малым габаритдр и массе, небольшому напряжению и малому рентгеновскому излучений а также высокому к. п. д. Однако он может оказаться непригодным в ряда! случаев, например, если требуется: 1) когерентность от импульса к импульсу для подавления появляющихся на последующей развертке сигналов и пр.; 2) более точная регулировка частоты, чем это можно получить с пр* мощью органа настройки магнетрона с учетом всех допусков на мертвой ход, тепловой дрейф, затягивание частоты, уход частоты и т. д.; 3) точный скачок частоты или скачок частоты в пределах импульса или группы импульсов; 4) когерентность фаз при объединении на одном выходе высокочастотной энергии нескольких ее источников; 5) формирование кодированных импульсов или импульсов специальной формы (в случае магнетронов можно формировать импульс при перепаде уроа* ней всего в несколько децибелл, однако даже при этом уход частоты можа> помешать получить желаемые результаты); 6) обеспечение возможно малого уровня мощности паразитного излу- чения. В тех случаях, когда магнетрон принципиально может быть применен можно рассчитывать на использование значительно более широких возмоэф ностей, чем с магнетронами первых типов. Органы настройки. Магнетроны большой мощности могут перестраиваться 13
Гл. 1. Радиолокационные передатчики в основном в пределах 5 или 10%-ной полосы частот, а в некоторых случаях до 25%• Обычно используемый индуктивный орган настройки типа «тернового венца» (данные для диапазона L, т,- 1, гл. 1) должен для получения такой перестройки перемещаться всего на несколько миллиметров, причем нужно иметь возможность точно его устанавливать. Обычный механический привод (дифференциальный ходовой винт, приводимый в действие червячной переда- чей) Обладает очень низким к. п. д. и требуем большой мощности для быстрой перестройки Другими используемыми вариантами являются гидравлический привод, дроссельный привод или просто более эффективная зубчатая передача В вариантах без зубчатой передачи для регистрации положения органа настрой- ки требуется следящее устройство. Гид- равлический привод позволяет произво- дить перестройку во всем диапазоне со скоростью до 20 перестроек в секунду, в то время, как скорость наилучшей зуб- чатой передачи не превышает, по-види- мому, 2 перестроек в секунду. Скорость перестройки в случае дроссельного при- вода составляет 200 перестроек в секун- ду в небольшой части диапазона пере- стройки и порядка 60 перестроек в се- кунду во всем диапазоне. В системах ин- дикации движущихся целей для орга- нов настройки, не являющихся самобло- кирующимися, необходим тормоз, чтобы система настройки могла быть обесточе- на для обеспечения должной стабильно- сти частоты. Вращающиеся органы настройки. Магнетрон с вращающимся органом на- стройки был разработан в 60-е годы Ряс. 5. ц»ворог«ый орган настройки [g 20]. Над анодными объемными резо- магнетрона. наторами размещается диск со щелями (рис. 5), который при вращении по- переменно создает индуктивную и емкостную нагрузку резонаторов (подобно настроечной дроссельной заслонке) для увеличения и уменьшения частоты. При этом можно получить очень высокую скорость перестройки, так как за один поворот диска магнетрон перестраивается в пределах всей полосы в одну и другую сторону столько раз, сколько резонаторов в анодном блоке. Диск смонтирован в вакууме на подшипниках (разработанных для рентгеновских трубок с вращающимся анодом), а его ось имеет магнитную связь с приводом, находящимся вне вакуума. При 1800 об/мин лампа с 10 резонаторами пере- страивается во всем диапазоне 300 раз в секунду. В том случае, когда частота повторения импульсов модулятора и скорость перестройки несинхрон- ны, частота передатчика будет меняться от импульса к импульсу по опреде- ленному закону, определяемому биениями между частотой повторения импуль- сов и частотой перестройки. Нерегулярные (псевдослучайные) скачки частоты можно получить, изменяя частоту повторения импульсов или быстро изменяя число оборотов мотора. Данные первого приближения для сопровождения по частоте в тракте гетеродина приемника получаются от встроенного датчика (обычно емкостного типа), расположенного на одной оси с диском. Недостат- ками вращающихся органов настройки (кроме стоимости и массы) являются: L Более низкая, чем в случае обычных органов настройки, средняя выход- ная мощность, так как охлаждение вращающегося органа настройки является более сложной задачей. 14
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) 2. Не гарантируется точная настройка у границы диапазона перестройки. Так как за каждый период перестройки перекрывается полностью весь диа- пазон перестройки, а работа системы вне выделенного для нее диапазона частот обычно недопустима, допуск на диапазон перестройки должен вклю- чаться в зтот диапазон частот. В настоящее время еще не существует механи- ческих приспособлений, которые позволили бы уменьшить перекрываемый вращающимся органом диапазон перестройки. Однако это может быть осуще- ствлено электронным путем, если синхронизировать частоту повторения импульсов со скоростью перестройки по диапазону и изменять исходную частоту повторения импульсов для получения требуемых пределов изменения частоты передатчика. 3. В случае работы в системе обнаружения движущихся целей с фиксиро- ванной частотой стабильность получается не столь высокой, как с другими органами перестройки, из-за менее жесткого механического крепления и воз- можного микрофонного эффекта. Для повышения стабильности в случае рабо- ты с фиксированной частотой иногда применяется встроенный электромехани- ческий тормоз. Вобуляция. В тех случаях, когда для борьбы с пассивными помехами не используется селектор движущихся целей, бывает целесообразно, чтобы часто- ты заполнения всех зондирующих импульсов во время облучения цели разли- чались по крайней мерена 1/Т (Т — длительность зондирующего импульса) [16]. Так как при этом во избежание ухудшения приема все частоты заполне- ния импульсов должны лежать в возможно более узкой полосе, такая быст- рая перестройка называется вобуляцией (качанием) частоты Хотя оптималь- ным является равномерный разнос частот зондирующих импульсов, можно получить довольно равномерное распределение частот, не повторяющихся в течение времени облучения цели, даже при простой синусоидальной пере- стройке, если тщательно выбрать соотношение частот вобуляции и повторения импульсов. Существует несколько типов магнетронов с вобуляцией [26, 27]. При постоянной частоте вобуляции хорошие результаты дает вибрирующий язычок, помещенный в один или несколько резонаторов анодного блока и возбуждае- мый электромагнитной катушкой. В другом типе применяется мотор, разме- щенный вне вакуума и добавляющий небольшое поступательно возвратное движение стандартному настроечному механизму, причем в случае необходи- мости скорость вобуляции может регулироваться изменением скорости враще- ния этого мотора. Для вобуляции используется также быстро вращающееся устройство, размещенное в вакууме и аналогичное вращающемуся органу на- стройки магнетрона, однако рассчитанное на меньший диапазон перестройки. Для той же цели использовалась ньезокерамическая насадка, называемая органом шепчущей настройки [19], выполнявшая роль преобразователя ее собственных перемещений Во всех этих вариантах устройство, обеспечиваю- щее вобуляцию, обычно является независимым, поэтому выход его из строя не нарушает нормальной настройки. Стабилизированные магнетроны. Стабильность частоты магнетрона при возмущающих воздействиях зависит от нагруженной добротности QL Так как к п. д. является произведением электронного к. п. д. на 1 — QlIQu, где Qu — ненагруженная добротность, то увеличение Ql за счет уменьшения свя- зи с нагрузкой приводит к уменьшению к. п. д. Таким образом, для увеличения Qr необходимо, в первую очередь, увеличить Qu. Объем анодных резонаторов ограничивает возможность увеличения Qu, поэтому необходимо использовать внешний объемный резонатор. Наиболее распространенной конструкцией стаби- лизированного магнетрона является коаксиальный магнетрон, в котором коль- цевой объемный резонатор высокой добротности сильно связан с анодными лопастями, укрепленными на стенке внутреннего цилиндра (рис. 6). На более высоких частотах (выше диапазона X) более удобным устройством является так называемый обращенный коаксиальный магнетрон (рис. 7), так как в слу- 15
Гл. 1. Радиолокационные передатчики чае нормальной конструкции размеры резонатора оказываются слишком малы- ми для размещения катода и анодного блока. Такие конструкции [6, 51, 70] дают возможность увеличить стабильность от 3 до 10 раз за счет снижения как ухода, так и затягивания частоты. Это чрезвычайно важно на высоких частотах (в диапазонах X и К), на которых уход и затягивание частоты могут оказаться больше ширины полосы частот, соответствующей длительности импульса типовых РЛС. Стабилизация приме- няется преимущественно на этих частотах также потому, что резонатор высо- Рис. 6. Коаксиальный магнегрон [70]. кой добротности имеет в этом случае приемлемые размеры Повышение точно- сти отсчета по шкале достигается в том случае, если должным образом выполнены механические узлы. Однако тепловой дрейф может явиться серьез- ной помехой из-за необходимости сильной связи между стабилизирующим резонатором и анодной цепью и вследствие больших ВЧ токов, текущих к резонатору и в резонаторе. По сравнению с обычными магнетронами могут быть улучшены услов::я индикации движущихся целей из-за более высокой стабильности частоты как от импульса к импульсу, так и внутри импульса Однако ожидаемое улучше- ние может оказаться нереализуемым, если вобуляция и шумы в момент за- пуска каждого импульса не будут достаточно малы. Эти характеристики очень сильно меняются для разных типов стабилизированных магнетронов и зависят прежде всего от степени развязки различных типов волн и скорости нараста- ния напряжения питания. Качество индикации движущихся целей для данного типа лампы обычно падает при уменьшении длительности импульса, так как влияние нестабильностей в момент нарастания импульса становится соответст- венно более сильным: Возможны некоторые комбинации перечисленных выше решений. Так, например, довольно часто используются стабилизированные магнетроны с во- буляцпен частоты [26|. С другой стороны, если только не будет разработана совершенно новая конструкция, настройка с помощью вращающегося органа 16
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) не может 'быть совмещена со стабилизацией, так как частота определяез стабилизирующим резонатором (а не лопастями или резонаторами в анода.о.: блоке). Иногда трудно определить, где кончается магнетрон и начинается остал'. ное оборудование передатчика, как, например, в магнетроне с встроенным гидравлическим приводом настройки или магнетроне со встроенным в него устройством управления грубой подстройкой гетеродина. Так как магнетрон заменяется много раз в течение срока службы системы, целесообразно, чтобы как можно меньше разных приспособлений составляли неотъемлемую часть Рис. 7. Обращенный коаксиальный магнетрон (упрошенное изображение): а — поперечное сечение, б — общий вид Отдор мощности о торца резонатора. Щели лопасти связи лампы. Так, например, предпочтительнее, чтобы нелинейный привод, преобра- зующий нелинейную зависимость частоты от положения оси органа настройки типового магнетрона в линейную, был несменяемой частью передатчика, а не заменялся вместе с магнетроном, если только, конечно, срок службы привода не слишком мал. Общие проблемы. Классические проблемы, связанные с работой магнетро- на, продолжают существовать, хотя в настоящее время они лучше изучены, классифицированы и в большей степени поддаются решению Наиболее Тиши- ными из них являются: 1. Искрение. Дуговой разряд между анодом и катодом, возникающий осо- бенно при первом включении магнетрона, для небольшого (в процентном отно- шении) количества импульсов является нормальным. Иногда этот вывод также относится к смене типа колебаний и (или) пропуску импульсов. Модулятор должен выдерживать искрение в течение коротких промежутков времени не выключаясь и должен нормально работать сразу по окончании искрения. 2. Изменение типа колебаний. Если условия для возникновения волны другого типа (других возможных рабочих частот) слишком близки к услови- ям (уровню тока) возникновения волн требуемого типа, стабильную работу магнетрона трудно обеспечить. Чтобы возникла волна требуемого типа, необ- ходимо правильно выбрать скорость нарастания напряжения на катоде маг- нетрона в пределах, определяемых пусковым временем лампы и ближайшими типами волн. Так как пусковое время составляет приблизительно iQiJfo, очень трудно и часто нецелесообразно добиваться работы мощных низкочастотных магнетронов короткими импульсами. При очень медленном нарастании моду- лирующего напряжения (и очень медленном спадании в копие импульса) так- же может возбудиться волна, соответствующая более низкому аначению тока (если он существует в лампе) [87]. 1?
Гл. 1. Радиолокационные передатчики 3. Шумовые кольца. Слишком большое обратное напряжение, возникаю- щее по окончании импульса, или даже небольшой повторный импульс, попа- дающий на магнетрон, может вызвать шумовой сигнал, сравнимый с эхо-сиг- налом ближних целей. Магнетроны ряда типов в этом отношении хуже, что объясняется, по-видимому, различием токов утечки с концов, катода. Термин «шумовое кольцо» принят в связи с тем, что шум появляется после зондирую- щего импульса с одной и той же задержкой и образует кодыю на индикаторе кругового обзора. В зависимости ©т требуемой наименьшей дальности обнару- жения такая же трудность может возникнуть, если напряжение нормального импульса спадает на магнетроне недостаточно быстро по его окончании. Иногда для обеспечения достаточно малого времени спадания требуется специальное устройство отсечения хвоста (см § 1. 12). В маломощных устройствах это можно выполнить с помощью простого нагрузочного сопротивления Эта группа проблем и способы решения сущест- венно зависят от типа как лампы, так и модулятора. 4. Паразитный высокочастотный выходной сигнал Кроме полезной выходной мощности магнетроны генерируют значительные паразитные шумы. Характер и уровень их подобны приведенным в табл. 4 для ламп со скрещен- ными полями, однако благодаря резонансным свойствам магнетрона шум, частота которого значительно отличается от рабочей частоты, за исключением ее гармоник, подавляется. 5. Утечка высокочастотной энергии с катодного стержня. Обычно в лам- пах диапазона S с катодного стержня может излучаться значительная мощ- ность в диапазоне метровых и дециметровых волн, а также на основной часто- те и ее гармониках. Этот эффект существенно зависит от типа магнетрона, а в случае его появления от расположения проводов, напряжения накала, маг- нитного поля и пр. Хотя предпочтительнее подавлять утечку с катодного стер- жня внутри лампы, иногда она с успехом улавливается или поглощается вне лампы, а в ряде случаев с ней мирятся. 6. Дрейф. Частота магнетрона меняется в зависимости от температуры окружающей среды (охлаждающего воздуха или жидкости) в соответствии с температурным коэффициентом резонаторов и может также значительно меняться в процессе разогрева. Даже после длительной работы любое измене- ние положения органа настройки может вызвать дрейф, если в результате, этого начнет меняться нагрев резонатора или органа настройки. Иногда могут применяться устройства температурной компенсации. 7. Уход частоты. Изменение частоты магнетрона, обусловленное изменени- ем анодного тока, называется уходом частоты [87]. Наблюдаемые при этом изменения частоты от импульса к импульсу и внутри импульса должны под- держиваться в пределах технических допусков на систему путем соответству- ющего проектирования модулятора. Хотя в лампах с большим уходом частоты трудности возрастают, требуемое при этом усложнение модулятора находится в допустимых пределах. 8. Затягивание. Изменение частоты магнетрона, обусловленное изменени- ем фазы несогласованной нагрузки, называется затягиванием частоты [87]. Однако благодаря широкой возможности использования ферритовых вентилей затягивание редко- является серьезной проблемой при создании современных радиолокационных передатчиков. Поэтому трудности, связанные с эффектом, длинной линии [73], отошли в прошлое и представляют чисто академический интерес, так как с помощью имеющихся вентилей можно в направлении от магнетрона снизить эффективное рассогласование до уровня, обеспечивающего невозможность перескока частоты. 9. Срок службы. Хотя короткий срок службы некоторых магнетронов обусловлен их быстрым износом, значительная часть магнетронов выходит быстро из строя из-за неправильной эксплуатации. В некоторых случаях в ре- зультате соблюдения правил и соответствующего обучения операторов было 18
1:2. Лампы со скрещенными полями -(типа Л1) достигнуто совершенно поразительное увеличение срока службы (см. § 1. 4) Ж 93]. 10. Срок службы органа настройки. В связи с требованием одновремен- ного снижения цены и габаритов срок службы лампы может быть ограничен усталостью материала сильсфона, который необходим в тех случаях, когда ре- гулируется орган настройки, находящийся в вакууме. Чтобы срок службы лампы не ограничивался из-за органов настройки, находящихся вне вакуума, они должны иметь соответствующие подшипники и зубчатые передачи В ча- С1НОСТИ, ограничение срока службы может быть обусловлено появлением мертво! о хода. Магнетроны, настраиваемые напряжением. В обычном магнетроне, анод- ный блок которою содержит резонаторы высокой добротности, при увеличе- нии анодного напряжения резко возрастает анодный ток и выходная мощ- ность, однако частота изменяется очень мало. При уменьшении добротности резонаторов завшимость частоты от скорости пролета электронных сгустков у анода увеличивается. При достаточно низкой добротности можно получить диапазон перестройки частоты путем изменения напряжения порядка 2:1 и даже больше [30, 31, 51]. Так как для получения большого диапазона наст- ройки изменением напряжения необходима низкая добротность, амплитуда высокочастотного напряжения на аноде ограничена, что, в свою очередь, нак- ладывает ограничение на количество электронов, которое может быть пра- вильно сгруппировано. Поэтому должны быть приняты специальные меры предосторожности для ограничения тока через лампу, что ограничивает вы- ходную мощность Кроме того, при изменении частоты может в значительной степени меняться выходная мощность. Магнетроны, настраиваемые напряже- нием, широко используются в качестве источников непрерывных колебаний мощностью от единиц до сотен ватт в тех случаях, когда требуется быстрая линейная электронная перестройка частоты. К. п. д таких магнетронов выше, чем у ламп обратной волны, а'их частотная перестройка осуществляется по линейному, а не квадратичному закону. Л^агнетроны с настройкой напряжени- ем используются в гетеродинах, сигнал-генераторах, радиовысотомерах и станциях организованных помех и практически не используются в радиоло- кационных передатчиках. Усилители со скрещенными полями. Успешная разработка лампы ти- па М и амплитронов в начале 50-х годов открыла широкие возможности для разработок различных усилителей со скрещенными полями, широко используе- мых в настоящее время от дециметрового диапазона до диапазона К. Благода- ря высокому к.пд., малым размерам и низкому напряжению питания усилите- ли со скрещенными полями особенно пригодны для передвижных и самолетных установок, где требуется небольшая масса. Усилители со скрещенными поля- ми обычно применяются в одном или двух последних наиболее мощных каскадах усилительной линейки, причем для обеспечения требуемого коэффи- циента усиления в предварительных маломощных каскадах применяются лам- па бегущей волны или клистрон. По этим же соображениям усилители со скрещенными полями можно с успехом использовать для увеличения выход- ной мощности существующих радиолокационных систем. . Соотношение между разными типами усилителей со скрещенными полями показано в табл. 1, однако, как следует из табл. 2, они обладают существен- но разными свойствами. Некоторые типы усилителей с повышенным коэффи- циентом усиления пли с автоимпульсной модуляцией разработаны недавно и поэтому выбор их ограничен. Приборы обратной волны были использованы первыми (амплитроны), од- нако в начале 60-х годов серьезными конкурентами стали приборы прямой волны, которые при несколько более низком к.тг. д. обладают высоким коэф- фициентом усиления и позволяют работать в режиме постоянного напряжения (рассматриваемом ниже). Такой режим особенно пригоден для систем с быст- рым переключением частоты, так как после изменения частоты не требуется 1»
Гл. 1. Радиолокационные передатчики регулировка мощности модулятора для поддержания постоянной выходной гл лцности, В приборах обратной волны напряжение, необходимое для полу- чения заданного пикового тока, пропорционально частоте, однако эта зависи- мость может быть автоматически учтена при работе линейного модуля юра ити модулятора на вакуумной лампе в области постоянного значения тока. В возвратном усилителе со скрещенными полями возвратные электрон- Таблица 1 Мощные импульсные усилители со скрещенными полями Характеристики Прямой волны Обратной волны возврат- ные с распреде- ленной эмиссией невозвратные возврат- ные с распреде- ленной эмиссией невоз- вратные с инжек- тирован- ным лучом с инжек- тирован- ным лучом с распре- деленной эмиссией Наименование УОТ) УСППВ2) УСПП- ВИЛ3) Бима- трон Демат- рон Ампли- трон У СЛОВ4) Битер- митрон М-УОВ5) Форма Круглая Линейная или круглая Круглая Линей- ная или круглая Коэффициент усиления, дБ 10-16 Ю—30 | 7—18 6—18 3-20 Ширина полосы, % 10-15 10—25 | 10—15 8—12 30 К. п. д., % 30—60 20—50 | 30—40 40—80 25-50 Вносимые потери, дБ 1,5—3 | 1—4 0,5—2,0 1 Управляющий электрод Нет или выклю- чающий Управля- ющая сетка Не тре- буется Нет или выклю- чающий Управля- ющая сетка Холодный катод (включе- ние высокой частотой) Есть Нет Есть Есть Нет Самовыключение Есть6) Нет | Есть Нет Нет Режим постоянного напря- жения Есть (1-2%) Есть (1—2%) Нет Нет Использование в РЛС Широкое Редкое Широкое Редкое Частота колебаний типа л Приблизительно на 15% выше рабочей полосы Приблизительно на 15% ниже рабочей полосы ') Усилитель со скрещенными полями. 2) Усилитель со скрещенными полями прямой волны. 3) Усилитель со скрещенными полями прямой волны с инжектированным лучом, 4) Усилитель со скрещенными полями обратной волны. 5) Усилитель обратной волны типа М. 6) При наличии смещающего электрода. 20
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) ные сгустки могут вызвать изменение частотной характеристики в зависимо- сти от того, поступают ли они в фазе или в противофазе с высокочастотным сигналом. На частотах, на которых сгустки поступают синфазно, коэффициент усиления увеличивается в результате положительной обратной связи. Благо- даря этому лампа с короткой замедляющей структурой (например, типа ам- плитрона) может обладать умеренным усилением и высоким к. п. д. Однако полоса пропускания ламп, в которых используется этот эффект, не превы- шает 10% диапазона частот, в пределах использован. Другим возможным вариантом ре- шения является создание области дрей- фа (рис. 8), в которой отсутствует поле высокой частоты, что дает возможность электронам перед поступлением их в об- ласть ввода ВЧ сигнала разгруппировы- ваться благодаря расталкиванию объем- ного заряда. В таком варианте рабочая полоса частот шире, однако для полу- чения такого же коэффициента усиле- ния требуется более длинная замедляю- щая структура (обычно 14?.). В то же время благодаря более длинной структу- ре увеличивается площадь анода и со- которых этот эффект может быть Управляющий злеюпрай (3 случае аспользоЗания) Рис. 8. Область дрейфа и управ- ляющий электрод в возвратном уси- лителе со скрещенными полями. ответственно рассеиваемая мощность. Второй вариант использовался в лампах как прямой, так и обратной волны. Не- которые типы ламп обратной волны имеют длинные замедляющие структу- ры без области дрейфа. Хотя эти лампы в пределах 9%-ной полосы частот проходят несколько циклов благоприятного и неблагоприятного возврата элек- тронов, сколько-нибудь значительных изменений их коэффициентов усиления при этом по невыясненным причинам не наблюдается. Большая часть возвратных усилителей со скрещенными полями имеют «холодные» катоды, и запуск их осуществляется подачей ВЧ возбуждения. Высокочастотное возбуждение должно подаваться своевременно, чтобы в лам- пе мог возникнуть ток до того, как напряжение импульса на кагоде превысит номинальное рабочее. Однако даже при наличии области дрейфа лампа не прекращает работать при выключении ВЧ возбуждения. Возвратные элек- троны доставляют энергию, достаточную для поддержания вторичной эмиссии с катода, так что пока не спадет напряжение импульса на катоде, лампа бу- дет генерировать на частоте вблизи края полосы или генерировать широкопо- лосный шум. Кроме того, если под действием ВЧ возбуждения лампа начнет работать, обратная бомбардировка будет разогревать катод и в результате термоэлектронной эмиссии может возникать катодный ток при последующих им'пульсах даже до того, как будет подано ВЧ возбуждение. Так как при этом также возникает выходной шумовой сигнал, обычно во избежание этого ВЧ импульс возбуждения расширяется до предела, при котором он перекры- вает импульс напряжения модулятора. Соответственно в усилительной це- почке, содержащей один или несколько усилителей со скрещенными полями, должен быть предусмотрен припуск на результирующее сокращение ширины импульса. В результате просачивания более широкого ВЧ импульса возбуж- дения на огибающей выходного импульса появляются «пьедесталы» (рис. 9). Хотя для усилителей со скрещенными полями с распределенной эмиссией никогда не разрабатывалась управляющая сетка, они могут выключаться спе- циальным управляющим электродом (называемым также выключающим или гасящим электродом). Работа управляющего электрода была впервые проде- монстрирована в 1960 г. [1, 15, 38]. Он выполняется обычно в виде части ка- 21
Гл. 1. Радиолокационные передатчики годной структуры в области дрейфа (рис. 8). На управляющий электрод подается в конце высокочастотного импульса положительный импульс (по отношению к катоду), благодаря чему на этом электроде собираются элек- троны, пролетающие через область дрейфа и лампа выключается даже при включенном высоком напряжении. Хотя выключающий импульс па управляю- щем электроде может быть очень коротким, он должен начаться раньше, чем ВЧ импульс возбуждения упадет ниже уровня, при котором поддерживается Рис. 9. Пьедесталы на выходном ВЧ им- пупьсе усилителя со скрещенными полями. «синхронизм», и должен продолжаться до тех пор, пока этот импульс не уменьшится настолько, чтобы невозможно было повторное возбуждение лампы [32]. Управляющие электроды в уси- лителях со скрещенными полями сде- лали возможной работу при постоян- ном напряжении без мощного моду- лятора. В этом режиме между ано- дом и катодом всегда включен источ- ник постоянного напряжения, ток в лампе возникает при включении вы- сокочастотного возбудителя и выклю чается управляющим электродом. В результате пьедесталы (рис. 9) пол- ностью устраняются, а ширина импульса уменьшается очень мало. Во избежание включения лампы в отсутствие ВЧ возбуждения катод должен быть холодным, чтобы не могла возникнуть термоэлектронная эмиссия. На управляющий электрод подается короткий импульс средней мощности, напряжение которого обычно равно одной трети анодного напря- жения, а ток — одной трети анодного пикового тока. Благодаря существен- но сниженным требованиям к модулятору в режиме работы на постоянном напряжении возможно более сложное кодирование импульсов (см § 1.9). Однако на управляющем электроде рассеивается при каждом импульсе до- вольно значительная мощность, причем его охлаждение представляет собой трудную задачу, так как он является изолированным электродом Поэтому его нагрев может явиться фактором, oi рапичивающим максимально допусти- мую частоту повторения импульсов. Управляющие электроды были разработаны сначала для усилителей со скрещенными полями прямой волны, но они могут быть использованы и в уси- лителях обратной волны. Однако вследствие зависимости рабочего напряже- ния усилителя последнего типа от частоты этот тип лампы может работать при постоянном напряжении питания только на фиксированной частоте. Поскольку усилитель со скрещенными полями с управляющим электродом должен непрерывно выдерживать при постоянном напряжении питания полное напряжение без пробоя, его номинальная импульсная мощность не может быть столь же большой, как в аналогичной лампе с импульсным питанием катода. Типичной для усилителей со скрещенными полями с управляющим электродом энергетикой обладает лампа типа SFD-237 фирмы SFD Laborato- ries, которая при работе в диапазоне С отдает номинальную импульсную мощ- ность 1 МВт (среднюю мощность 10 кВт) при рабочем напряжении 27 кВ. Работа при постоянном напряжении питания наряду с его достоинствами вызывает необходимость обеспечения защиты лампы при дуговом разряде в ней с помощью защитного разрядника (см. § 1.16). Такая защита не тре- буется только при очень малой емкости батареи накопительных конденсато- ров. Однако размеры батареи конденсаторов определяются допустимым спа- дом вершины импульса, причем вследствие низкого динамического сопротив- ления усилителя со скрещенными полями обычно допускается не более 1 % падения напряжения на 10% йадения выходной мощности. Таким образом, если не используются очень короткие импульсы, то для работы при постоян* 22
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) ном напряжении питания требуется довольно большая батарея кондснса- 1 аров. В обычном импульсном режиме работы магнетронов сопротивление моду- ля юра ограничивает ток дугового разряда, причем дуга гаснет при прекраще- нии импульса. Для ограничения тока дугового разряда до того, как сработает защитный разрядник, и.для того, чтобы разрядник мог отвести ток на себя, при постоянном напряжении питания между накопительным конденсатором источника питания и лампой необходимо последовательно включить резистор (или другого типа полное сопротивление). В ма!нетроне с линейным модулятором лишь изредка происходят про- пуски отдельных импульсов из-за дугового разряда, а в усилителе со скре- щенными полями при постоянном напряжении питания дуговой разряд пол- ностью нарушае! ею работу до тех пор, пока источник питания не будет снова приведен в рабочее состояние. Поэтому при постоянном напряжении писания допустимы значительно более редкие дуговые разряды. Так, напри- мер. если при импульсном питании линейным модулятором магнетрона или усилителя со скрещенными полями 0,1% импульсов сопровождается дуго- вым разрядом, то будет пропущена лишь 0,1% импульсов, а система с усили- телем со скрещенными полями, работающая при постоянном напряжении пи- тания с частотой повторения импульсов 500 Гц, будет в этом случае выклю- чаться каждые 2 с (в среднем). Для резкого снижения количества дуговых разрядов следует с большой осторожностью подходить к выбору номиналь- ной средней мощности усилителя со скрещенными полями, работающего при постоянном напряжении питания. Как только ВЧ возбуждение усилителя со скрещенными полями при по- стоянном напряжении питания достигает уровня, при котором лампа возбуж- дается, катодный ток чрезвычайно быстро возрастает; согласно измерениям время нарастания составляет несколько наносекунд. Вследствие такого бы- строго увеличения тока в проводах питания могут возникнуть ударные ко- лебания, сопровождаемые паразитной фазовой и амплитудной модуляцией в течение импульса. Одним из возможных решений является согласование полного сопротивления кабеля питания с сопротивлениями, которые должны бы(ь включены для защиты от дугового разряда (рис. 10). Индуктивность накопительного конденсатора С1 должна быть очень незначительной. Чрезвычайно быстрое нарастание импульса при подаче ВЧ возбуждения вызывает столь же быстрое нарастание выходного сигнала высокой ча- стоты, вследствие чего энергия далеко отстоящих боковых полос (в пределах нескольких интервалов 11Т) больше, чем при более медленном нарастании (см. § 1.8). (К моменту, когда составлялся этот справочник, еще не были раз- работаны способы управления временем нарастания высокочастотного им- пульса в усилителях со скрещенными полями при постоянном напряжении питания). В тех случаях, когда с возвратного усилителя со скрещенными полями снимается ВЧ возбуждение до того, как выключающий импульс подан на уп- равляющий электрод, возникает широкополосный шум большой мощности. Такая же ситуация может возникнуть в процессе включения, если уровено импульса ВЧ возбуждения достаточен для того, чтобы возник катодный ток, но недостаточно велик для синхронизации мощного выходного сигнала с ча- стотой возбуждения. Хотя эти значения могут значительно колебаться в за- висимости ст конструкции лампы, обычно импульсная мощность, требуемая для возбуждения катодного тока, составляет около 1 кВт, а в случае усилителя со скрещенными полями большой мощности для надежной синхронизации может потребоваться мощность источника ВЧ возбуждения порядка 50 кВт. При этом период нарастания сигнала высокой частоты, в течение которого лампа оказывается уже включенной, но не засиихрояизированной, может быть довольно большим. Поэтому при постоянном напряжении питания быстрое 23
Гл. 1. Радиолокационные передатчики нарастание импульса ВЧ возбуждения желательно для снижения уровня шума на выходе лампы в течение периода запуска. Важным свойством, присущим всем усилителям со скрещенными полями, является то, что паразитный шум на выходе лампы в пределах рабочей полосы частот всегда уменьшается, когда уровень ВЧ возбуждения возрастает по отношению к его минимальному значению. Поэтому увеличенному отноше- нию сигнал/шум соответствует более низкое усиление, а наиболее высокий коэффициент усиления соответствует наименьшему отношению сигнал/шум. Та- кое обратное соотношение между уровнем шума и усилением имеет очень большое значение, так как обычно паразитный шум в полосе 1 МГц на выходе усилителя со скрещенными полями должен быть на 30—60 дБ ниже полной Рис. 10. Согласование соединительного кабеля для усилителя со скрещенными полями, работающего при постоянном напряжении питания. выходной мощности. Небольшие потери, вно- симые в усилителях со скре- щенными полями между вы- сокочастотным входом и высокочастотным выходом в отсутствие напряжения от модулятора, дают возмож- ность легко осуществить программированное ступен- чатое изменение уровня вы- ходной мощности цепочки усилителей со скрещенными полями [36]. В типичной цепочке, состоящей из двух каскадов усилителей со скрещенными полями, перед которыми включена лампа бегущей волны, можно создать три разных уров- ня выходной мощности простой сменой модуляторов, на которые подается импульс. Программирование уровня мощности особенно целесообразно в трех- координатных РЛС обнаружения, так как дает возможность экономить по- требляемую среднюю мощность, снижая импульсную выходную мощность при больших углах места. Программирование уровня мощности возможно также в усилителях со скрещенными полями с управляющим электродом при постоянном напряже- нии питания, как это было впервые продемонстрировано фирмой SFD в 1969 г. Напряжение на управляющий электрод подается в течение всего импульса, и лампа не включается; в этих условиях отсутствует также пара- зитный шум повышенной интенсивности. Однако вследствие различных тре- бований к длительности импульса и времени нарастания обычно для выклю- чения импульса и для поддержания лампы в выключенном состоянии на ин- тервале просачивания мощности используются раздельные модуляторы упра- вляющего электрода. При программировании уровня мощности от импульса к импульсу для са- мовыключающихся усилителей со скрещенными полями (без управляющего электрода) добавляется переключающая лампа, эквивалентная импульсному модулятору питания катода. В этом случае теряются все преимущества само- выключающихся усилителей. Благодаря небольшим потерям, вносимым усилителем со скрещенными по- лями, мощность, отраженная на его выходе, попадает обратно через лампу на ее вход; в ряде случаев поступающая на вход мощность, отраженная от вы- хода, может даже превзойти мощность возбуждения. Таким образом, в це- почке из усилителей со скрещенными полями необходимо устанавливать соот- ветствующим образом рассчитанные вентили (см. § 1.5). Благодаря малым потерям, вносимым усилителем со скрещенными полями н в обратном направлении, можно включать антенный переключатель РЛв 24
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) перед усилителем и принимать эхо-сигиал от цели через усилитель с незначи- тельными потерями на прием. На первый взгляд может показаться, что при таком включении мощность, которую должен пропускать антенный переклю- чатель, уменьшится в число раз, равное коэффициенту усиления усилителя. Однако при правильном учете мощности, попадающей на вход усилителя в обратном направлении в результате отражений в этом усилителе и рассогла- сования нагрузки на его выходе, выявлено, что схема включения антенного переключателя перед усилителем обладает очень незначительными преимуще- ствами. Кроме этого, некоторые рассмотренные выше проблемы, связывавшиеся долгое время лишь с работой магнетронов, присущи также работе усилителей со скрещенными полями. К ним относятся искрение, изменение типа колеба- ний, шумовые кольца, паразитный высокочастотный выходной сигнал и высо- ко (асгогная утечка. Существенное отличие усилителя со скрещенными полями с импульсным питанием катода заключается в том, что изменение типа коле- баний минимизируется при предельном увеличении скорости нарастания на- пряжения. Так как высокочастотное возбуждение все время подается, возник- новение требуемого типа колебаний не запаздывает во времени; однако коле- бания типа л имеют конечное время возникновения и, если изменяющееся напряжение достаточно быстро проходит интервал, в котором они могут воз- никнуть, их энергия окажется незначительной. В правильно рассчитанном усилителе со скрещенными полями при постоянном напряжении питания ко- лебания типа л вообще не возникают, так как напряжение в течение всего времени сохраняет полное свое значение. Возвратные усилители со скрещенными полями обратной волны. Ампли- трон фирмы Raytheon стал первым успешно используемым усилителем со скрещенными полями. В наиболее распространенном типе таких усилителей замедляющая структура очень похожа на структуру магнетрона, за исключе- нием того, что она не является резонансной и разрезана так, чтобы можно было обеспечить ее присоединение со стороны как входа, так и выхода [51, 65]. Амплитрон был также первым усилителем со скрещенными полями, ко- торый работал с холодным катодом. При этом ток катода возникал за счет мощности ВЧ возбуждения. Обнаружено это было случайно: амплитрон был включен без подогрева и тем не менее работал. Был получен высокий к. п. Д-, достигающий 80%, поэтому небольшая лампа могла работать с высокой выходной средней мощностью. Для получения таких параметров иногда тре- буется водяное охлаждение катода (см. рис. 2). Электрическая длина ампли- трона чрезвычайно мала, обычно 600°, благодаря чему фазовый набег между его входом и выходом очень мало меняется при переходе от холодного (в отсутствие тока катода) к горячему режиму. Поэтому стабильность фазы очень высокая, обычно 0,5° на 1% изменения тока анода. Несмотря на малую электрическую длину лампа имеет достаточно боль- шой коэффициент усиления, так как область дрейфа отсутствует, и рассчитана так, что возвратные группы электронов повышают усиление. Коэффициент усиления амплитрона в режиме максимальной выходной мощности обычно составляет только 6—12 дБ, однако этого достаточно, чтобы к. п. д. пере- датчика определялся по существу к. п. д. последнего каскада. При понижен- ной мощности можно получить коэффициент усиления вплоть до 16 дБ, что достаточно для каскада, предшествующего выходному. Были разработаны также усилители со скрещенными полями обратной волны с длинной замед- ляющей структурой и с областью дрейфа (фирмой SFD Laboratories). Им- пульсная мощность такой лампы в диапазоне С (типа SFD-222) составляет 1 МВт при коэффициенте усиления 17 дБ в 6,5%-ной полосе и к. п. д. 45%. Использование возвратного усилителя со скрещенными полями обратной волны в качестве генератора. Амплитрон был использован также в качестве самовозбуждающегося генератора — стабилитрона [65]. Стабилитрон состоит из амплитрона с объемным резонатором, присоединенным к нагрузке на его S5
Гл. I. Радиолокационные передатчики входе, и с устройством рассогласования в точке соединения выходной на- грузки. Рассогласование на частоте резонатора достаточно велико на обоих концах для поддержания колебаний; колебания возбуждаются собственным шумом лампы. В случае перестройки резонатора с целью изменения рабочей частоты необходимо подстроить фазовращатель, чтобы поддерживать фауу отраженного сигнала, необходимую для поддержания колебаний. Резонатор и фазовращатель можно спарить для получения одноручечн.>й настройки (они нс заменяются при смене лампы). Кою а добротность резонатора достаточно велика, стабильность частоты стабилитрона может быть выше стабильности частоты аналогичного магне- трона. Однако чем выше добротность, тем длительнее время запуска, в тече- ние которого лампа ведет себя как плохо стабилизированный генератор, так как напряжение на резонаторе растет. Поэтому существует предельное значе- ние добротности резонатора, выше которого эффективная стабильность, усред- ненная в пределах длительности импульса, не увеличивается и может даже уменьшиться. Существует, по-видимому, оптимальное значение добротности, связанное с длительностью импульса, рабочей частотой и степенью связи с резонатором. Другое практическое ограничение увеличения добротности определяется размерами и стоимостью резонатора. Кроме того, повышение добротности резонатора, работающего при большой мощности, увеличивает опасность пробоя и (пли) возникновения рентгеновского излучения в вакуум- ном резонаторе. На более низких частотах уменьшение ухода частоты и затягивания ча- стоты стабилитрона не дает выигрыша из-за шума при запуске Выигрыш, получаемый по сравнению с магнетроном, должен оцениваться с учетом повы- шения сложности конструкции, размеров и стоимости стабилитрона. Стабили- зированные Магнетроны, разработанные после появления стабилитронов, обла- дают теми же достоинствами, что стабилитроны, но являются более просты- ми приборами. Невозвратные лампы со скрещенными полями обратной волны. Генератор обратной волны типа М (карсинотрон). Так как частота, при которой элек- троны находятся в синхронизме с обратной волной, прямо пропорциональна напряжению между анодом и катодом, можно создать генератор, управляе- мый напряжением, в котором использовано усиление обратной волны. Наи- более распространенный тип генератора обратной волны типа М был впервые разработан в 1949 г. французской фирмой CSF (Всеобщая компания радио- телеграфии), названный карсинотроном [51, 92]. В нем использованы инжек- тированный луч, неэмиттирующая основа катода и круглая, но не возвратная конструкция. В известном смысле генератор обратной волны типа М являет- ся невозвратным нерезонансным аналогом магнетрона, перестраиваемого на- пряжением. Мощность существующих генераторов обратной волны типа М доходит до нескольких сот ватт непрерывного излучения в пределах 30%-ной полосы частот, причем они широко применяются в станциях искусственных помех и в качестве перестраиваемых напряжением источников мощных ко- лебаний. Однако генераторы обратной волны типа М. большой мощности для радиолокационных передатчиков не разрабатывались, так как выходная мощ- ность таких генераторов сильно меняется при перестройке, а также из-за от- носительной сложности и довольно низкого к. п. д. Усилитель обратной волны типа М (битермитрон). Генератор обратной волны типа М можно использовать также в качестве усилителя мощности, так как потери, вносимые им, не превышают примерно 1 дБ. Если выходной сигнал генератора обратной волны типа М подать на вход другого такого же генератора, он будет вести себя как синхронизированный генератор и доба- вит 3 дБ мощности Генератор, использованный в таком режиме, является невозвратным усилителем обратной волны типа М, называемым битермнтро- ном. Устойчивая синхронизация достигается в том случае, когда собственная частота усилительной лампы достаточно близка к частоте возбуждения. 2&
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) Диапазон частот, в котором битермитрон синхронно работает при заданном питающем напряжении, называется шириной полосы синхронизации. Хотя может быть получено усиление, превышающее 3 дБ, вплоть до 20 дБ, ширина полосы синхронизации оказывается при этом настолько незначительной, что подобрать значения параметров битермитрона и канала возбуждения, которые обеспечивали бы синхронную работу, становится очень трудно. Бптермитроны не разрабатывались для радиолокационных передатчиков большой мощности по существу по гем же причинам, что и генераторы обратной волны типа М. Возвратные лампы прямой волны. Ряд особенностей возвратных усили- телей со скрещенными полями прямой волны приобретает особенную значи- мость для систем небольшой массы. Хотя их к. п. д. не столь высок, как у амплитронов, он выше, чем у большей части ламп с прямолинейным элек- тронным лучем (типа О) и у невозвратных усилителей обратной волны, а ко- эффициент усиления обычно несколько больше, чем у амплитронов Так как они являются устройствами прямой волны, рабочее напряжение, как это вид- но из частотно-фазовой характеристики па рис. 4, практически не меняется в пределах всей рабочей полосы частот. В них используются, как и в ам- плитронах, холодные катоды, иногда охлаждаемые водой. Действие управляющих электродов при постоянном напряжении питания было впервые успешно продемонстрировано в лампах этого типа в 1960 г. Слабая зависимость частоты от напряжения питания в лампе прямой волны позволяет быстро менять частоту при постоянном питающем напряжении. Так, например, рабочее напряжение усилителя со скрещенными полями прямой волны меняется при неизменном токе приблизительно на 1% в 10%-ной поло- се частот, а динамическое сопротивление может быть порядка 1% от стати- ческого. Поэтому при питании от источника постоянного напряжения ток, потребляемый лампой, будет меняться в пределах всей полосы частот не бо- лее чем на 10%. В 1968 г. в возвратных усилителях со скрещенными полями прямой волны был осуществлен режим самовыключения [170] Это было выполнено на мо- дифицированном усилителе со скрещенными полями типа SFD-237 с управля- ющим электродом путем подачи на управляющий электрод постоянного на- пряжения смещения, равного половине напряжения между катодом и ано- дом. При таком использовании управляющего электрода он называется сме- щающим электродом. Лампа включается и выключается при подаче и снятии высокочастотного возбуждения, причем переходный режим длится не более 5 нс Исследование паразитного шума на спектроанализаторе показало, что уровень его на 35—55 дБ меньше уровня, обычного для других типов усили- телей со скрещенными полями. К. п. д. лампы составляет 35—45%. В отли- чие от обычных усилителей со скрещенными полями ее анодный ток и выход- ная мощность значительно меняются с изменением уровня ВЧ возбуждения. Во включенной лампе электронный ток смещающего электрода достигает 25% тока катода, так что практически лампа является только частично возврат- ной. Перегрев смещающего электрода может ограничить предельно допусти- мый коэффициент заполнения импульсов (а не частоту повюрения, как в уси- лителях со скрещенными полями с управляющим электродом). В тех пределах, в которых лампа позволяет работать в возвратном режиме, ее к. п. д. выше, чем у дематрона. Чувствительность по фазовой модуляции усилителей со скрещенными по- лями прямой волны мала, однако не в такой степени, как амплитронов, бла- годаря большей общей электрической длине ламп прямой волны. Типичным для них значением электрической длины является 5000°, так что на 1 % изме- нения тока фаза меняется приблизительно на 2° [38]. Невозвратные лампы прямой волны с инжектированным лучом. В конце 40-х годов [7, 22, 23] были выполнены работы по созданию невозвратных усилителей со скрещенными полями прямой волны (ТРОМ), названных лам- пами типа М (рис. 11). Этот вариант лампы имеет много общего с карспно- 27
Гл. 1. Радиолокационные передатчики тронами, включая и его структуру. В лампе типа М используются инжектиро- ванный луч, анод под сравнительно небольшим напряжением в качестве уп- равляющего электрода и неэмиттирующая основа катода. Хотя по существу Эта лампа является линейным прибором с плоским ленточным электронным лучом, ей была придана круглая форма, более удобная для приложения маг- нитного поля. Импульсная мощность лампы составляет 4 МВт при 10 кВт средней мощности в 15%-ной полосе на частоте 3 ГГц. Рабочее напряжение 85 кВ, к. и. д. 50% и коэффициент усиления 15 дБ. Диаметр корпуса лампы равен примерно 30 см, а масса без магнита около 40 кг [5]. Несколько позже такое же устройство было использовано в качестве усилителя со скрещенными полями средней мощности с коэффициентом усиления 30 дБ для возбуждения ।_______________________। О 10 20 30 СМ Рис 11 Невозвратный усилитель со скрещенными полями прямой волны (типа М) (51. более мощных усилителей со скрещенными полями. Эта лампа получила фирменное название биматрон (сокращение наименования beam-injection mag- netron amplifier), и имела линейную форму (прямые параллельные анод и основа катода), как показано на рис. 12. Усилители со скрещенными полями с инжектированным лучом не пред- ставляют особого интереса в качестве мощных выходных каскадов радиоло- кационных систем, так как вследствие ограниченной эмигрирующей поверхно- сти катода они должны работать при более высоких ускоряющих напряже- ниях (и, следовательно, при более значительном рентгеновском излучении), чем усилители со скрещенными полями с распределенной эмиссией. Благода- ря этому характерные преимущества усилителей со скрещенными полями перед лампами с прямолинейным электронным лучом (типа 0) в данном случае снижаются. Достоинствами усилителей с инжектированным лучом в ка- честве каскада промежуточного усиления являются его более высокий, чем у других типов усилителей со скрещенными полями, коэффициент усиления и удобства, создаваемые управляющей сеткой, а недостатком его — необхо- димость в горячем каточе. По сравнению с лампой бегущей волны он меньше и имеет более высокий к.п.д., однако его коэффициент усиления меньше, а шум больше. Таким образом, параметры усилителя со скрещенными поля- ми с инжектированным лучом являются промежуточными между параметра- ми ламп бегущей волны • и типовых усилителей со скрещенными полями, поэтому он может найти применение в ряде специальных случаев, 28
1.2. Лампы со скрещенными полями (типа М) Невозвратные лампы прямой волны с распределенной эмиссией. В 1962 г. при реализации программы создания сверхмощных устройств (см. § 1.7) в США была начата разработка линейного усилителя со скрошенными по- лями'прямой волны с распределенной эмиссией, названного дематроном (со- кращенное distributed emission magnetron amplifier). В этой разработке воз- врагные элекгроны были исключены, чтобы катодный ток не только появлял- Выход Ускоряющий электрод Вход Замедляющая структура I—Соладителе Скорость распространения Волн Основа калсода \Js Электронный луч Электронная скорость пушка электронод Рис. 12. Бимагрон. I Коллектор ся при подаче высокочастотного возбуждения, но и прекращался с его вы- ключением. К удивлению многих, разработка прошла успешно, и появилась первая лампа с полностью автономной импульсной модуляцией, питаемая постоянным напряжением. Существовали опасения, что, поскольку высоко- частотная замедляющая структура лампы имеет большую длину, лампа прж наличии отражений на входе и выходе сможет продолжать работать при сня- Вход ВЧ Выход ВЧ Замедляющая структура I Электронный поток Коллектор Холодный катод , высоко- — долотный КП Неэмиттарующая основа катода Рис. 13. Демагрон с неэмпттирующей основой катода у выходного конца. тии ВЧ возбуждения как генератор с самовозбуждением. Однако лампа аа» дежно выключалась даже при подключении нагрузки, соответствующей КСВЦ порядка 3. Поэтому не требуется ни управляющий электрод, ни какой бы тЖ ни было модулятор; однако все замечания, относящиеся к режиму работы in постоянном напряжении, сохраняют свою силу и в этом случае, включая нео£ ходимость в защитном разряднике. Так как управляющий электрод отсутствует, частота повторения импуль- сов не ограничена и без особого труда работа может производиться очень сложными импульсными посылками, состоящими из коротких импульсов (см, § 1.9). Простота этого устройства достигается за счет пониженного по срав- нению с возвратными усилителями со скрещенными полями к. п. д.а так каж а»
Гл. 1. Радиолокационные передатчики электроны, не отдающие всей своей энергии высокочастотной волне за один яроход, собираются коллектором. Для того чтобы снижение к. п. д. было ми- нимально возможным, эмиггирующий катод ае занимает всю длину лампы. Около выходного конца лампы часть катода заменяется неэмиттнруюшей основой Фрис. 13), так как электроны, излучаемые вблизи выходного конца, имеют мало шансов на полное взаимодействие до того, как попасть на коллек- тор Время спадания импульса сравнимо с временем нарас1ания и составляет несколько наносекунд. Номинальная импульсная мощность дематрона тина L3968 фирмы Litton составляет 100 кВт при коэффициенте заполнения 0,005 с 8%-ной полосой в диапазоне X и коэффициенте усиления 15 дБ. Номиналь- ная импульсная мощность дема трона типа L5111 равна 1 МВт при коэффи- циенте заполнения 0.005 с 10%-ной полосой в диапазоне С и коэффициентом усиления 13 дБ. Длина этих ламп необычно велика для усилителей со скре- Нис. 14. Блок из четырех дематронов. * Видны линейная структура и небольшое поперечное сечение дематронов. [ценными полями и составляет около 13 000 электрических градусов, однако их чувствительность по фазовой модуляции тем не менее мала и обычно не превышает Г на 1% изменения тока. Это объясняется, по-видимому, тем, что большая часть структуры служит только для увеличения тока эмиссии до уровня, при котором может появиться усиление. С этим отчасти связано и то, что использованный тян замедляющей структуры не позволяет получить на выходе лампы такую же среднюю мощность, какая характерна для других типов усилителей со скрещеаными полями. Типичное значение к. п. д. для де- матрона 30%. Прямолинейная форма дематрона позволяет монтировать лампу вместе с постоянным магнитом и соответствующей магнитной экранировкой в длин- ном тонкостенном корпусе с относительно небольшим поперечным сечением (рис. 14), благодаря чему они moiут быть очень плотно смонтированы в слу- чае их использования в качестве элементов возбуждения фазированных ан- тенных р.щеток. 39
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) 1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) - Как видно из табл. 3, разнообразие типов ламп е прямолинейным элек- тронным лучом также достаточно велико. Чтобы луч не расходился ва всем пути вдоль лампы, в лампах с прямолинейным электронным лучом исполь- зуется магнитное поле, ось которого совпадает с осью луча (либо- электроста- тические линзы на оси луча, как в клистроне с электростатической фокуси- ровкой) В этих лампах вся потенциальная энергия электрического ноля пе- редается электронам до того, как они попадают в поле высокой частоты; эта энергия преобразуется в кинетическую энергию электронов В нростран- Та&дица. 3 Примечание \УШЗ-»клиетрон с удлиненным пространством взаимодействия; МИК — многолучевой клистрон; КЭФ — ллистрон с электроста шческой фокусировкой; ЛБВ— л-гмпа бегущей волны: УОВ —усилитель обратной волны: ГОВ —.генератор обрат- ной волны: МЛКБВ — миоголучевой клистрон бегущей волны стве взаимодействия (в «корпусе» лампы) высокочастотные, поля замедляю- щей структуры ускоряют или замедляют электроны в зависимости от их фазо- вых отношений с высокочастотным полем, благодаря чему они группируются в процессе дрейфа вдоль корпуса (термин «дрейф» может показаться стран- ным в. применении к электронам, пролетающим со> скоростью, составляющей заметную часть скорости света, однако все в мире относительно). Эти груп- пы электронов, в свою очередь, наводят интенсивные высокочастотные поля на конце замедляющей структуры, генерируя требуемую выходную ВЧ мощ- ность. В процессе передачи энергии высокочастотному полю электроны- замед- ляются [3J. При прохождении их вдоль корпуса лампы все электроны улавливаются коллектором независимо от того, отдали ли они всю кинетическую энергию высокочастотному полю или нет. В действительности же электроны, которые находятся не в фазе с полем, получают энергию от высокочастотного ноля на выходном конце лампы, причем некоторые из них приобретают энергию, соответствующую удвоенному рабочему напряжению лампы. Хотя эти ламиы являются невозвратными, при использовании коллектора с пониженным, на- пряжением в них возможно сохранение энергии. При конструировании ламп с прямолинейным электронным лучам ма- жет быть проявлена большая гибкость, так как формирование луча, взаимо- действие с высокочастотным полем и рассеяние мощности происходит в раз- 31
Г л. 1. Радиолокационные передатчики ных, практически взаимонезависимых пространствах. Такое разделение функ- ций дает возможность генерировать с помощью этих ламп более высокую Импульсную и среднюю мощность, чем с помощью любых других типов высо- кочастотных ламп. Электронные пушки. Хотя распределенная эмиссия, используемая в уст- ройствах со скрещенными полями, здесь не используется, были достигнуты большие успехи в разработках фокусирующих электронных пушек, в которых цлощадь катода приблизительно в 100 раз больше площади сечения луча 6 пространстве взаимодействия (в «корпусе» лампы). Тем не менее лампы Рис. 15. Зависимость ускоряющего напряжения и юка луча лампы с прямолинейным электронным лучом от мощности луча и первеанса. с прямолинейным электронным лучом должны работать при 6cyiee высоких напряжениях, чем лампы со скрещенными полями, гак как даже в случае очень высокой сходимости луча достижимое значение первеанса лампы отно- сительно мало. Первеансом называется коэффициент К в формуле для эмис- сии электронной пушки, ограничиваемой пространственным, зарядом, /=КЕ’3/2. Для коэффициента К введена единица измерения «мнкроперв» (microperv), причем 1 микроперву соответствует А=1-10~6. Для получения тока 1 А в электронной пушке с типичным значением первеанса, равным 1 микроперву, требуется 10 кВ, а для 31 А необходимо 100 кВ, Так как ток луча и напря- жение пушки связаны нелинейным соотношением, для определения зависимо- сти напряжения и тока лампы с прямолинейным электронным лучом от мощ- ности луча и первеанса удобно пользоваться рис. 15. Из-за более низкого к. н. д. лампы с прямолинейным электронным лучом требуется более высокое напряжение, чем для усилителя со скрещенными полями, так как для получения заданной ВЧ мощности входная мощность должна быть больше. Типовой усилитель со скрещенными полями на 1 МВт импульсной мощности потребляет пиковый ток 50 А при напряжении 40 кВ, а ДЛя типовой широкополосной лампы с прямолинейным электронным лучом требуется при той же выходной мощности напряжение 90 кВ при пиковом токе 40 А. Предельное значение первеанса лампы с прямолинейным электрон- ным лучом определяется допустимыми с точки зрения пробоя расстояниями 32
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) между электродами и допустимой с точки зрения срока службы плотностью тока катода [17]. В правильно рассчитанной лампе срок службы активиро- ванного катода при плотности пикового тока, не превышающей нескольких ампер на 1 см2, достигает 50 000 ч. Оксидные катоды имеют такой же срок службы, однако их эмиссия падает к концу длинного импульса и они легче разрушаются. Подогреватель катода чаще является причиной выхода лампы из строя, чем потеря эмиссии, так как вольфрамовым подогревателям прису- ще определенное время износа. Они кристаллизуются и теряют прочность со скоростью, зависящей от рабочей температуры. Оксидные катоды в этом отношении лучше, так как они работают при более низкой температуре. Рис. 16. Электронные пушки для лампы с прямолинейным электронным лучом большой мощности: а — обычная пушка; б — магнетронная пушка [5]. В случае обычного сплошного луча несколько снижается к. п. д. из-за более слабой связи между высокочастотной структурой и электронами в цен- тре луча, а также из-за неодинаковой скорости электронов в луче, обуслов- ленной его разгруппированием вследствие эффекта пространственного заряда. Этот недостаток может быть в значительной степени устранен при использо- вании полого луча, однако получить хорошую сходимость такого луча значи- тельно труднее. Удачным компромиссным решением является «квазиполый» луч (плотность которого убывает к центру) с первеансом 3 микроперва в серийных лампах и 5,5 микроперв в экспериментальных [17]. Магнетронная инжекционная электронная пушка, изображенная на рис. 16, была изобретена в 1947 г., однако до 1960 г. она не находила успешно- го применения. По принципу устройства она отлична от обычной электронной пушки (рис. 16). В магнетронной инжекционной пушке [5] кольцеобразное облако пространственного заряда в запертом диоде магнетрона используется в качестве действующего катода, а электроны ускоряются аксиальной состав- ляющей электрического поля и образуют полый луч. В клистроне типа Х832 фирмы Eimac с магнетронной инжекционной пушкой было достигнуто значе- ние первеанса, равное 7 микропервам, однако проектировать такое устройство очень трудно. Наиболее сложной задачей является шум, ограничивающий отношение сигнал/шум на выходе лампы. Шум в полосе 1 МГц на выходе мощных ламп с прямолинейным лучом, в которых использованы обычные электронные пушки, на 80—100 дБ ниже общей мощности на выходе (неза- висимо от того, подается или нет высокочастотное возбуждение, хотя 33
Гл. 1. Радиолокационные передатчики часто это отношение оказывается меньше из-за шума самого источника высокочастотного возбуждения (см. § 1.5)). В дампах же с магнетронной пушкой отношение сигнал/шум в полосе 1 МГц колеблется от 30 до 70 дБ в зависимости от того,- насколько удачна конструкция пушки. Так как катод не находится в пространстве взаимодействия, он практи- чески не подвергается обратной бомбардировке; с другой стороны именно поэтому в лампах с прямолинейным лучом невозможен режим работы с хо- лодным катодом (см. § 1.2). Рентгеновские лучи и экранировка. Рентгеновское излучение ламп с пря- молинейным лучом значительно сильнее, чем усилителей со скрещенными по- лями, так как проникающая способность рентгеновских лучей очень быстро увеличивается при напряжениях, превышающих приблизительно 30 кВ. Рент- геновское излучение ламп с прямолинейным лучом обычно увеличивается при подаче ВЧ возбуждения, так как энергия части электронов возрастает в ре- зультате неблагоприятного взаимодействия с высокочастотным полем. Наи- большее рентгеновское излучение наблюдается на краю полосы, или при пе- регрузке. В соответствии с приближенным эмпирическим правилом интенсив- ность рентгеновского излучения на расстоянии 1 м составляет примерно 1Р/ч на каждый киловатт входной мощности луча при напряжении 140 кВ. Во избежание опасного излучения ламп средней мощности с прямолинейным лучом можно использовать внутренний свинцовый экран, однако для ламп большой мощности обычно требуется внешний свинцовый кожух [88, 89]. Замедляющие структуры. Как и в устройствах со скрещенными нолями, в лампах с прямолинейным лучом применяются замедляющие структуры раз- ных типов, в соответствии с которыми лампы получают свои наименования, как, например, многорезонаторный магнетрон, лампа бегущей волны (ЛБВ) и т. д. Однако в последние годы различия между отдельными типами ламп стали менее отчетливыми. Так, например, в лампах бегущей волны иногда используется ряд связанных объемных резонаторов, а в клистронах начинают применять для увеличения связи с лучом сдвоенные или строенные объемные резонаторы, обеспечивающие «удлиненное взаимодействие». Имеется также по существу гибридное устройство — твистрон В результате классификация клистронов и ламп бегущей волны по категориям с ясными различительными признаками является трудной задачей [18]. Фокусировка [5]. При прохождении плотного электронного луча через не- большое отверстие в замедляющей структуре расталкивающее действие про- странственного заряда должно приводить к расширению луча. В лампах малой мощности это явление можно частично или полностью нейтрализовать, если оставить в лампе некоторое количество газа. При этом положительно заряженные ионы, образующиеся в результате столкновений молекул газа с электронами, нейтрализуют пространственный заряд. Это называется ион- ной фокусировкой. В лампах большой мощности ионная фокусировка не мо- жет быть использована, так как при необходимых для нее давлениях газа возникли бы пробои и (или) интенсивная ионная бомбардировка катода. Кроме того, она не может быть использована в лампах с импульсным воз- буждением, так как при включении луча образование ионов происходит с запаздыванием. В лампах большой мощности наиболее употребительной является магнит- ная фокусировка. Теоретически наименьшее аксиальное поле, обеспечивающее требуемую фокусировку при заданных напряжении и токе луча, называется полем Бриллюэна. Это поле позволяет минимизировать мощность электромаг- нита или размеры постоянного магнита. Однако при использовании поля Бриллюэна необходимо, чтобы весь катод был вне магнитного поля, так как пространство вблизи катода в этом случае очень чувствительно к внешним магнитным полям, если только не предусмотрена его магнитная экранировка. 9 Название, введенное фирмой Varian Associates. 34
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) Кроме того, при минимальной интенсивности поля диаметр луча может при высоких уровнях ВЧ сигнала увеличиться почти в два раза, поэтому расчет- ное значение диаметра луча должно быть вдвое меньше. Хотя поле Бриллюэ- на (или близкое к нему) было успешно использовано во многих лампах боль- шой мощности, его осуществление в известной мере критично. Часто применяются поля, в два — три раза превышающие поле Бриллюэ- на, так как при этом луч значительно меньше расширяется при подаче ВЧ возбуждения. В этом случае катод должен частично находиться в магнитном поле, что обычно осуществляется увеличением отверстия в полюсном наконеч- нике магнита. Иногда для регулировки поля в пространстве катода, с целью обеспечения более однородного потока электронов, за главным полюсным на- конечником устанавливается соленоидная компенсационная катушка. С этим видом фокусировки связаны различные наименования луча — иммерсионный, ограниченный или однородный. Требуемое магнитное поле можно создать с помощью внешнего соленои- да, или, с целью минимизации мощности, подводимой к соленоиду, нанесени- ем обмотки непосредственно на лампу. В больших лампах по экономическим соображениям обычно применяются внешние соленоиды. При этом упро- щается обслуживание, если приняты меры к тому, чтобы любая из ламп входила в любой соленоид. В случае приобретения лампы и соленоида у раз- ных поставщиков легко могут возникнуть трудности, связанные с определени- ем юридической ответственности поставщиков за плохую работу лампы. Большой интерес представляют постоянные магниты, так как они не тре- буют ни расхода мощности, ни охлаждения. Отпадает также необходимость в различных защитных устройствах, обеспечивающих невозможность включе- ния лампы в отсутствие требуемого магнитного поля. Однако постоянные маг- ниты сравнительно редко используются с мощными лампами с прямолиней- ным лучем, так как их проектирование является сложной задачей, они неде- шевы и для обеспечения точного управления фокусировкой луча регулировка их менее удобна (длинный соленоид можно разделить на секции с независи- мой регулировкой тока в каждой из них с тем, чтобы оптимизировать прохо- ждение луча, усиление и стабильность). В случае применения одного посто- янного магнита ему обычно придают для уменьшения количества магнитного материала бочкообразную форму (с утолщением в средней части). Хорошим примером является магнит для клистрона линейного ускорителя Стэнфордско- го центра (рис. 32). Внешнее магнитное поле рассеяния бочкообразных маг- нитов очень велико, причем любая попытка уменьшить его с помощью экрана приемлемых размеров влияет на внутреннее поле, а внешнее поле соленоидов незначительно, так как обычно используемая вокруг соленоида для замыка- ния магнитного потока железная оболочка действует как экран. Кроме того, в ряде случаев значительное повышение коэффициента полезного действия в результате улучшенной фокусировки соленоидом полностью компенсирует расход мощности на соленоид. Лампы с прямолинейным лучом могут фокусироваться также с помощью решеток или сборок из постоянных магнитов, как это описано в § 1.6 и по- казано на рис. 31. Возможна также периодическая фокусировка луча (в противополож- ность непрерывной), осуществляемая рядом собирательных электронных линз (см. стр. 48 о клистронах с электростатической фокусировкой). Требуемая среднеквадратическая напряженность поля сравнима с полем Бриллюэна. Хотя при этом диаметр луча в процессе прохождения через линзы все время меняется (он всегда максимален в линзах и минимален между ними), воз- можны приемлемые компромиссные решения. Так, например, поскольку луч правильно фокусируется магнитным полем независимо от его полярности, очень большие преимущества дает поочередное изменение полярности магни- тов (рис. 17). При этом требуемое количество материала для постоянных магнитов и внешнее поле уменьшаются на порядок. Лампа при таком bk.tkv 2* 35
Гл. 1. Радиолокационные передатчики чении довольно чувствительна к внешним магнитным полям, но можно применить экранировку, что обычно и делается. Кроме того, в процессе изго- товления системы фокусирующее поле можно отрегулировать отбором или юстировкой напряженности поля каждого из постоянных магнитов. Одним из недостатков периодической фокусировки постоянными магнита- ми является то, что периодическая система с малыми расстояниями между Разрез по Х-Х Мягкая ешль, омедненная S области объемных резонаторов Рис. 17. Периодический постоянный магнит, фокусирующий с чередующейся полярностью магнитного поля (5]. Рис. 18. ЛБВ диапазона С с управляющей сеткой типа WJ-317 фирмы Watkins—Johnson вместе с периодическим постоянным магнитом. Вверху показано увеличенное изображение сетки. 36
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) линзами не допускает значительного изменения тока луча и напряжения, а с друI ой стороны близкое их расположение требуется во избежание боль- ших колебаний диаметра луча. Поэтому в корпусе часто возникают большие токи, особенно, если режим работы существенно отличается от расчетного. Использование периодической фокусировки постоянными магнитами услож- няет также проектирование лампы не только из-за изменений диаметра луча, но и из-за того, что железные полюсные наконечники устанавливаются обыч- но внутри трубки, а железо в 6 раз хуже проводит тепло, чем медь. Крона того существует максимальный уровень мощности, при превышении которога периодическая фокусировка постоянными магнитами не может быть приме- нена. В диапазоне S получена импульсная мощность 1 МВт, причем как на более высоких, так и на более низких частотах она уменьшается. Поскольку для ламп с прямолинейным лучом с периодической фокусировкой постоянны- ми магнитами требуется очень точная регулировка, они обычно поставляются с укрепленными на них магнитами. Поэтому лампы и магниты раздельно не заменяются. В определенных пределах, как это будет ниже описано, возможна элек- тростатическая фокусировка. Управляющие электроды. В мощных лампах с прямолинейным лучом может быть использована, как и в магнетронах, импульсная модуляция на катод, однако для уменьшения размеров модулятора и потерь в нем более целесообразно применение маломощного управляющего элемента. Идеальным управляющим элементом является сетка с большим коэффициентом усиле- ния, полностью включающая и выключающая ток луча при подаче на нее небольшого импульсного напряжения. Такие сетки нашли широкое применение в лампах с прямолинейным лучом малой мощности. Однако, поскольку для получения высокого коэффициента усиления необходимо, чтобы проволоки сетки были расположены в самом луче, существует предельная мощность, при которой допустимо использование такой перехватывающей сетки. Этот пре- дел определяется либо перегревом из-за слишком интенсивного перехвата, либо тем, что из-за больших размеров сетки поток тепла должен пройти слишком большой путь, пока он не достигнет охлаждаемого края. Кроме того, так как сетка находится в луче, нарушается его однородность и затруд- няется фокусировка. В результате оптимизации их размеров и конфигурации, сетки с большим коэффициентом усиления были успешно применены на сред- них уровнях мощности. На рис. 18 показана лампа бегущей волны диапазо- на С на импульсную мощность 15 кВт и среднюю мощность 500 Вт и ее сет- ка [21]. В 1964 г. разработана неперехвагывающая сетка [176, 177]. Исключи- тельно малый перехват луча управляющей сеткой был достигнут путем раз- мещения управляющей сетки в тени, создаваемой второй сеткой, называе- мой защитной сеткой, расположенной у поверхности катода и работающей при нулевом смещении. На рис. 19 показан общий вид лампы бегущей волны диапазона С типа 634-Н с защитной сеткой [75] на импульсную мощность 75 кВт и среднюю мощность 2,6 кВт. Так как незначительному перехвату соответствует небольшое рассеяние мощности на сетке, защитная сетка поз- волит в дальнейшем применять сетки с большим коэффициентом усиления даже в наиболее мощных лампах с прямолинейным лучом. При составлении технических условий и конструировании мощных ламп с прямолинейным электронным лучом с управляющей сеткой особое внимание должно быть уделено поддержанию эмиссии сетки в допустимых пределах. Это необходимо с точки зрения как режима модулятора, так и шума на вы- ходе лампы в интервалах между импульсами. Эмиссия сетки возникает в ре- зультате высокой рабочей температуры сетки, нагреваемой перехватываемы- ми электронами и излучением катода. Хотя для уменьшения ее эмиссии сетка обычно изготавливается из металла с большой работой выхода (пли покры- вается таким металлом), существует опасность переноса на сетку материала 37
Гл. 1. Радиолокационные передатчики катода при тренировке лампы или в процессе работы. Сетка или ее покрытие могут быть также повреждены искрением. В лампах, уровень выходной мощности которых слишком высок для того, чтобы можно было использовать перехватывающую или защитную сетку, как правило, применяются модулирующие аноды [41]. Так как лампа с прямо- линейным лучом с модулирующим анодом выключается приблизительно при нулевом смещении, обычно коэффициент усиления модулирующего анода определяется как отношение всёго напряжения на лампе к размаху напря- жения на модулирующем аноде относительно нуля, требуемому для полного включения лампы. Если довольствоваться коэффициентом усиления модули- Рис. 19. ЛБВ диапазона С с защитной сеткой типа 634-Н фирмы Hughes без соленоида. Вверху показано увеличенное изображение защитной и управляющей сеток. рующего анода, равным единице, то модулирующий анод должен иметь по существу такую же конфигурацию, какую имела бы входная часть корпусе в области дрейфа в отсутствие модулирующего анода. Поэтому такой моду- лирующий анод всегда легко осуществим. Так как модулирующий анод не является перехватывающим электроны устройством, достижимый коэффициент усиления не превышает несколько единиц, однако по той же причине уровень выходной мощности, при котором допускается применение модулирующего анода, не ограничен. Примером несколько необычной лампы со сравнительно высоким коэф- фициентом усиления является лампа типа L3707 фирмы Litton, в которой ис- пользована магнетронная инжекционная электронная пушка, позволившая получить чрезвычайно высокий первеанс относительно модулирующего анода, равный 24 микропервам, и коэффициент усиления модулирующего анода, рав- ный 4,5. Эта лампа работает при ускоряющем напряжении 180 кВ и токе 185 А при напряжении на модулирующем аноде не выше 40 кВ. Коэффициент усиления лампы равен 36 дБ при импульсной выходной мощности 10 МВт и средней выходной мощности 30 кВт в 8%-ной полосе диапазона L без пере- 38
1.3. Лампы, с прямолинейным электронным лучом (типа О) стройки. В связи с применением в ней магнетронной инжекционной пушки разработчиками этой лампы были затрачены большие усилия на устранение избыточных шумов. Так как высокие значения коэффициента усиления моду- лирующего анода нелегко достижимы, разработчики модуляторов предпочи- тают выбирать этот коэффициент равным единице, причем они могут в этом случае использовать в качестве источника напряжения для коммутации моду- лирующего анода существующий высоковольтный блок питания лампы. Так как модулирующий анод не перехватывает электроны, он потребляет в тече- ние импульса небольшой ток от модулятора, который, в основном, заряжает и разряжает паразитную емкость модулирующего анода в начале и конце импульса. Если модулирующий анод в мощных лампах в результате неправильного расчета электронной пушки подвергается значительной бомбардировке элек- тронами, то даже небольшая часть мощного электронного луча может его очень сильно нагреть, в результате чего он покоробится или распла- вится либо начнет эмиттировать электроны в интервалах между импульсами со всеми последствиями, отмеченными выше в связи с эмиссией сетки. Иногда нагрев модулирующего анода может явиться результатом не плохой электронной оптики, а эмиссии фокусирующего электрода, охватыва- ющего горячий катод. Хотя эмиссия фокусирующего электрода должна ог- сутсгвовать, она может возникнуть при его нагреве, особенно если на его по- верхность попадает материал катода при тренировке лампы или эксплуата- ции Поскольку электроны с фокусирующего электрода распространяются за пределами расчетного диаметра луча, они обычно нагревают модулирующий анод. Коллекторы. Коллектор должен собрать отработавший луч и поглотить остаточную энергию электронов без каких-либо повреждений [5]. После того, как луч покидает область фокусировки и подходит к коллектору, вполне до- пустимо его расширение вследствие расталкивания пространственным зарядом, Чтобы плотность мощности рассеяния была в допустимых пределах, необхо- димо предусмотреть достаточное расширение луча до бомбардировки поверх- ности коллектора. В случае слишком большого давления газа в лампе ионы газа нейтрализуют влияние пространственного заряда и уменьшают степень расширения луча. Распределение луча по коллектору легко проконтролировать в лампах с рабочим напряжением, превышающим 50 кВ, нанеся на коллек- тор рентгеновскую пленку или регистрируя его изображение камерой-обску- рой, изготовленной из свинца [74]. Создание экономичной системы охлажде- ния коллектора является, как и в случае охлаждения анодов ламп со скре- щенными полями, очень сложной задачей, и его рассмотрение выходит за рам- ки задач этого справочника. Для достижения большого срока службы в случае водяного или водо-гликольного охлаждения коллектора вода должна быть во избежание коррозии очень чистой (без ингибиторов) [76, 77]. Хотя во многих типах ламп коллектор не изолирован от корпуса лампы, такая изоляция желательна, так как позволяет измерять ток через корпус, возникающий в результате перехвата корпусом луча. Даже небольшой доли энергии луча достаточно для повреждения корпуса. Такая изоляция является важным защитным средством. Так как корпус всегда оказывается заземлен- ным через высокочастотный вывод (изоляция вывода высокой частоты возможна, но трудно осуществима при высоком уровне мощности), для изме- рения токов через корпус необходимо, чтобы положительный полюс высоко- вольтного блока питания был изолирован от земли. Обычно это не представ- ляет особых затруднений, однако соответствующая защита измерительных цепей должна обеспечиваться в условиях дугового разряда и срабатывания защитного разрядника. Типичная схема такого включения приведена на рис. 44 Резистор R5 служит для измерения токов через корпус, а через конденсатор С2 положительный полюс высоковольтного блока питания заземляется в ин- тервале подачи импульса. 39
Гл. 1. Радиолокационные передатчики В лампах с прямолинейным электронным лучом с более низких! к. п. д. лишь небольшая часть электронов отдает всю энергию высокочастотному полю на выходе, так что почти все электроны достигают коллектора с боль- шой скоростью. Поэтому и в этом случае предпочтительнее улавливать элек- троны изолированным коллектором, положительное напряжение на котором ниже напряжения на корпусе. Так может быть восстановлена часть первона- чально приобретенной электроном энергии, а входная мощность лампы умень- шена. Хотя этот способ позволяет значительно увеличить к. п.. д. лампы, для этого требуются отдельные источники питания для корпуса и коллектора, в результате чего усложняются измерительные и защитные устройства. (Со- противление в цепи коллектора могло бы обеспечить понижение напряжения на нем, однако это свело бы на нет восстановление энергии электронного луча.) Работа с пониженным напряжением на коллекторе усложняет также проек- тирование лампы, так как электроны, не попавшие на коллектор (а также встречные электроны, излученные коллектором), улавливаются корпусом, в ре- зультате чего увеличиваются токи через корпус и рассеиваемая на нем мощ- ность. Так как целесообразность режима работы с пониженным напряжением на коллекторе зависит от остаточной энергии электронов, он наиболее приго- ден для ламп с низким к. п. д. и его использование нецелесообразно в лампах, к. п. д. которых и без понижения напряжения на коллекторе достигает 40% и выше. Теоретически можно получить к. п. д., равный почти 100%, с по- мощью многоэлементного коллектора, захватывающего электроны при опти- мальных напряжениях на элементах, однако при числе элементов, превышаю- щем один или два, усложнение схемы обычно сводит на нет эти преимущест- ва. Иногда предусматривается вторая секция коллектора, в основном для защиты корпуса от бомбардировки вторичными электронами, называемая в этом случае вторичным коллектором. Следует отметить, что независимо от того, находится ли коллектор при пониженном напряжении или он только изолирован, параметры высокочастот- ных колебаний определяются только напряжением на корпусе, с чем связаны высокие требования к его стабильности, в то время, как напряжение на кол- лекторе может в известных пределах меняться и не будет серьезно влиять на работу лампы. Это позволяет уменьшить размеры батареи конденсаторов, определяющих спад выходного импульса высокой частоты, и в случае необхо- димости стабилизации ускоряющего напряжения ограничиться маломощным стабилизатором в блоке питания корпуса. При подаче ВЧ возбуждения рас- пределение токов луча между корпусом и коллектором меняется со скоростью, определяемой временем нарастания сигнала высокой частоты, которое может быть очень коротким. Для такого мгновенного перераспределения токов кор- пуса и коллектора должно быть предусмотрено соответствующее соединение между коллектором и корпусом, либо достаточно хорошее согласование и демпфирование кабелей питания. В противном случае легко возникает «звон» напряжения и соответствующая недопустимая фазовая и амплитудная моду- ляция выходного сигнала. В любой лампе с изолированным коллектором может появиться утечка ВЧ энергии через изоляцию коллектора Эта утечка может нарушить стабильную работу линейки высокочастотных усилителей либо вызвать нестабильность самой лампы. Так как внешнюю защиту довольно трудно создать, предпочти- тельнее ограничить утечку соответствующей конструкцией лампы. В этом слу- чае необходимо использовать стандартный метод измерения утечки, в част- ности, вполне подходит общепринятый метод обнаружения утечки с помощью обычного рупора любого типа. Ионные насосы. В результате работы лампы со скрещенными полями остаточные молекулы газа ионизируются и собираются на металлических по- верхностях лампы, где ионы газа захватываются Даже «натекающий» маг- нетрон часто может восстановить работоспособность, так как в процессе его 40
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) (заботы давление газа будет снижаться. В лампах с прямолинейным электрон- ным лучом такой эффект «откачки» проявляется значительно слабее. Вакуумный насос вакион фирмы Varian Associates состоит из структуры со скрещенными полями (без высокочастотных цепей), предназначенной спе- циально для откачки газа. Такие устройства стали непременной принадлеж- ностью больших ламп с прямолинейным лучом. Они не только поддерживают требуемый вакуум, но и могут использоваться в качестве токовых индикато- ров давления газа в лампе. Местные перегревы внутри трубки, вызванные различными разрегулировками, можно быстро обнаружить по соответствую- щему повышению давления газа до того, как оно станет катастрофическим. При срабатывании защитного шунтирующего разрядника давление газа мо- жет увеличиться, если дуговой разряд произошел в лампе. Неизменность дав- ления газа указывает на то, что либо защита разрядником чрезвычайно эф- фективна. либо дуговой разряд возник где-то в другом месте. Желательно, чтобы в больших лампах с прямолинейным лучом ионный насос работал не- прерывно, даже тогда, когда лампа перевозится или хранится на складе. Это необходимо не только для поддержания вакуума, но и для быстрого обнару- жения его ухудшения. В процессе хранения активная поверхность катода играет роль «геттера», выполняя те же функции, что и ионный насос, но при первом включении накала происходит резкое увеличение давления газа до тех пор, пока ионный насос его не снизит. Защитные шунтирующие разрядники. Так как только коллектор рассчи- тан на поглощение всей энергии электронного луча, то некоторые условия мо- гут привести к мгновенному разрушению лампы с прямолинейным лучом, если мощность блока питания не ограничена, как это сделано в линейных модуля- торах, или если мощность не отводится достаточно быстро через шунтирую- щий разрядник (см. § 1.16). Наиболее частой причиной аварии является ду- говой разряд в лампе, однако защитный разрядник может потребоваться и в случае внезапного прекращения тока через соленоид, а также когда моду- лятор почему-либо не выключит лампу по окончании импульса. Так, например, может возникнуть дуговой разряд между модулирующим анодом и корпусом, не вызывающий сам по себе большого тока, но создающий условия, при кото- рых модулятор может не выключить лампу. Если лампа в течение длительного времени не включалась (например, после перевозки), то первое время после включения в ней обычно наблюда- ются дуговые разряды (это особенно относится к мощным лампам с высоким напряжением). При непрерывной работе частота возникновения дуговых раз- рядов уменьшается, поэтому защитный разрядник срабатывает в системе, на холящейся в эксплуатации, не чаще одного раза в день, а иногда одного раза в неделю и даже еще реже. Хотя некоторые типы ламп с прямолинейным лучом средней и даже боль- шой мощности были успешно разработаны без использования каких-либо защитных разрядников, их выход из строя оказывался более частым. По мне- нию автора, защитный разрядник обязателен в тех случаях, когда энергия разряда блока питания и модулятора через лампу при возникновении дугово- го разряда превышает примерно 50 Дж. К- п. д. на краю полосы частот. Поскольку возможны различные опреде- ления выходной ВЧ мощности ламп с прямолинейным лучом, потребитель должен подходить к определению к. п. д. лампы с известной осторожностью. Для любой данной рабочей точки и частоты к. п. д. легко определяется как отношение выходной мощности к входной мощности луча. (Мощность соле- ноида, накала и системы охлаждения обычно при этом не принимается во внимание, хотя можно показать, что в этом нет особой логики.) Однако у лам- пы, в паспорте которой указывается выходная мощность 1 МВт с полосой 8%, мощность на краю полосы будет составлять лишь 0,5 МВт, если пользо- ваться определением ширины полосы по половинной мощности. С точки зре- ния системы в целом такая лампа обеспечит лишь 0,5 МВт выходной мощ- 41
Гл. 1. Радиолокационные передатчики кости, так что для получения сопоставимых значений при определении к. п. д. следует исходить из этой цифры. Большинство потребителей ламп с прямо- линейным лучом предпочитают говорить о ширине полосы по уровню 1 дБ (как это обычна принято для ламп со скрещенными полями) либо о наимень- шей выходной мощности в пределах полосы частот, включая допуски на воз- можные изменения мощности в этой полосе. Так как нормально достижимые в полосе частот колебания мощности составляют около I дБ, лампа, которая «может обеспечить к. п. д. 40%», имеет с точки зрения потребителя к. п. д., не превышающий 32%. Ч увствительность по фазовой модуляции. Скорость электронов в клист- роне определяет интервал времени, в течение которого сигнал проходит вдоль луча от входа до выхода лампы. Когда на электрон воздействует заданная разность потенциалов, его потенциальная энергия преобразуется в кинетиче- скую. Так как кинетическая энергия пропорциональна квадрату скорости (без учета релятивистского эффекта), скорость электрона пропорциональна корню квадратному из приложенного напряжения. Соответственно при увели- чении приложенного напряжения на 1% скорость возрастает на 0,5%, вслед- ствие чего время пролета через активную область лампы уменьшается на 0,5%. Таким образом, для клистрона йф dE ~Ф~ ’ где ф — полное запаздывание по фазе в лампе от входного до выходного объемных резонаторов Обычные значения полного запаздывания по фазе в клистроне заключены в пределах 1000—3000° (приблизительно от 3 до 91), так что типичным значением чувствительности по фазовой модуляции являет- ся 5—15° на 1% изменения напряжения. Запаздывание по фазе в лампах бегущей волны определяется частично временем пролета электронов и частично временем прохождения высокоча- стотного сигнала вдоль замедляющей структуры. Поэтому запаздывание по фазе в лампах бегущей волны изменяется медленнее, чем скорость электро- нов. В типичной лампе бегущей волны процентное изменение запаздывания составляет от половины до двух третей запаздывания в клистроне. С другой стороны, электрическая длина ламп бегущей волны обычно больше и состав- ляет (6—20)1, а иногда даже до 30 и 401; при этом чувствительность по фа- зовой модуляции составляет 5—40° на 1% изменения напряжения. Преобразование амплитудной модуляции в фазовую. В режиме, близком к насыщению, средняя скорость электронов в лампе с прямолинейным лучом уменьшается, вследствие чего запаздывание по фазе несколько увеличивается, как это показано для типичной лампы на рис. 20. Крутизна кривой отражает зависимость скорости изменения фазы от высокочастотного возбуждения. Это явление называется преобразованием амплитудной модуляции в фазовую и оп- ределяется обычно в градусах на 1 дБ. Оно имеет значение в случае совмест- ного использования ламп разного типа (см. § 1.6), а также при необходимо- сти поддерживать постоянство запаздывания по фазе, как, например, в систе- мах индикации движущихся целей и системах сжатия импульсов. Клистроны. Первой мощной лампой с прямолинейным электронным лу- чом был клистрон на 30 МВт диапазона S, разработанный Стэнфордским уни- верситетом в 1949 г. для линейного ускорителя [64]. Технология, разработан- ная в связи с созданием этой лампы, послужила базой для быстрого разви- тия целой отрасли ламповой промышленности. Первое десятилетие этого раз- вития исчерпывающе освещено в ряде печатных работ [2]. В течение большой части этого периода шел спор между сторонниками внешних объемных резо- наторов и объемных резонаторов в вакууме. В случае внешних резонаторов дампа состоит только из вакуумного пространства взаимодействия с двумя 42
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) керамическими окнами с каждой стороны в качестве вакуумного уплотнения. Объемные резонаторы крепятся на внешней стороне лампы, являются съем- ными и могут быть повторно использованы при смене лампы. В варианте с вакуумными резонаторами они являются неотъемлемой частью корпуса лампы, причем герметичность обеспечивается самими стенками резонаторов. Хотя лампы с внешними резонаторами могут оказаться экономичнее, если учесть весь срок службы оборудования, и широко применяются в качестве ламп средней мощности в дециметровом диапазоне и диапазоне L, их работа Входная мощность (дб относительно 1 МВт) Рис. 20. Зависимость фазового сдвша в лампе с прямолинейным элек- тронным лучом от высокочастотного возбуждения (лампа (ипа VA-133 фирмы Varian) [12]. зависит от состояния поверхности пружинных лапчатых контактов, переда- ющих интенсивные высокочастотные токи в резонаторы. Кроме того, в случае внешних объемных резонаторов появляются дополнительные потери в кера- мических окнах, расположенных внутри резонаторов. В мощных лампах мо- жет также возникнуть на окнах спонтанная вторично-электронная эмис- сия [5]. Этот эффект обусловлен тем, что рассеянные электроны, бомбар- дирующие окно под воздействием высокочастотных полей, высвобождают определенное количество вторичных электронов, достаточное для поддержа- ния непрерывной электронной бомбардировки окна. При разработке мощных клистронов для американской системы раннего предупреждения о ракетном нападении BMEWS (Ballistic Missile Early War- ning System) фирма Eimac встретилась с серьезными трудностями при созда- нии лампы с внешними резонаторами. Был заключен параллельный договор с фирмой Varian Associates, которая успешно разработала лампу типа VA-842 € резонаторами в вакууме. Хотя фирма Eimac позднее добилась окончания разработки варианта с внешними резонаторами (лампа типа Х626), полностью выявились преимущества резонаторов в вакууме для очень больших мощно- стей. Для этих же целей фирма Litton Industries разработала и производила лампу типа L3403. Хотя все лампы для системы BMEWS, изготовленные тре- мя фирмами, удовлетворяли техническим условиям, срок службы и режим обслуживания их значительно различались. Хорошо известны большой коэффициент усиления и высокая энергетика многорезонаторного клистрона. Однако его полоса пропускания в середине 50-х годов не превышала 1%. Более широкие полосы достшались механиче- 43
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Рис. 21. Выходная цепь с удлиненным пространством взаимодействия [63]. ской перестройкой объемных резонаторов; в некоторых случаях использова- лась одновременная перестройка всех резонаторов одной ручкой. Хотя можно расширить полосу частот, пожертвовав высоким коэффициентом усиления, осуществить перестройку со взаимно расстроенными контурами в клистроне значительно сложнее, чем в усилителе промежуточной частоты. Результирую- щая частотная характеристика клистрона включает как произведения промежу- точных значений коэффициентов усиления, так и произведения их максималь- ных значений для отдельных резонаторов; при некоторых комбинациях наст- ройки на выходе появляются интенсивные гармоники; значение коэффициента усиления, полученное при широкой полосе для слабого сигнала, не обес- печивается в режиме насыщения. На современных ЭВМ можно рассчитать оптимальное сочетание на- строек объемных резонаторов, благо- даря чему ширина полосы клистрона быстро начала увеличиваться. При фиксированной настройке резонато- ров была получена полоса пропуска- ния по половинной мощности 8%, а в редких случаях даже 11 % (клист- рон фирмы Varian типа VA 812 С). Возможность получения такой поло- сы пропускания в клистронах опре- деляется также частично повышени- ем первеанса луча, однако в основ- ном она обусловлена успехами, до- стигнутыми в улучшении характери- стик выходного объемного резонато- ра, так как энергетическая полоса пропускания не может быть больше той, которая определяется способностью выходного резонатора извлекать энергию из луча независимо от коэффициента усиления и мощности возбуж- дения цепей на его входе. Поэтому в широкополосных клистронах однорезо- наторные выходные цепи были заменены двух- и трехрезонаторными, а в не- которых случаях цепями с удлиненным взаимодействием [63, 78], в которых используется несколько пространств взаимодействия для извлечения энергии из луча (рис. 21). Такую выходную цепь можно рассматривать как ряд после- довательных и взаимосвязанных объемных резонаторов, в каждом из которых осуществляется связь с лучом; поэтому в такой цепи имеется более одного шанса извлечь энергию из луча, в результате чего увеличивается к. п. д. и энергетическая полоса пропускания. Такое устройство оказалось также при- годным для расширения полосы пропускания предоконечного объемного резо- натора. Однако, поскольку в цепочке резонаторов удлиненного взаимодейст- вия имеется связь между несколькими зонами, в каждой из которых осуще- ствляется также связь с лучом, в лампе этого типа бывает трудно получить колебания в режиме бегущей волны. Хотя у клистрона с удлиненным взаимодействием большой к. п. д. (до 65%), неясно, будет ли он иметь в конечном счете какое-либо преимущество перед лампой с выходными связанными резонаторами бегущей волны (типа твистрона), в которой также предусмотрено удлиненное взаимодействие с лу- чом. У твистрона шире полоса пропускания, а к. п. д. клйстрона с удлиненным взаимодействием окажется, по-видимому, ниже в результате мер, принятых для предотвращения генерации. Лампы бегущей волны (ЛБВ). Маломощная спиральная ЛБВ является наиболее широкополосным прибором. Ширина полосы ЛБВ больше октавы благодаря тому, что фазовая скорость фактически постоянна на всех часто- 44
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) тах. Однако для получения больших мощностей необходимо повысить уско- ряющее напряжение, причем скорость электронов в мощных лампах стано- вится слишком большой для спиральной структуры, так как при увеличении шага спирали уменьшается связь высокочастотного колебания с лучом. Пределом для спиральных ламп является напряжение 10 кВ и импульсная выходная мощность несколько киловатт. При большей мощности возникает проблема генерации на краю полосы, обусловленная особенностями частотной характеристики соответствующей замедляющей структуры. Кроме того, вдоль высокочастотной структуры могут распространяться как прямая, так и обрат- ная волны, что создает возможность самовозбуждения на обратной волне. Могут также во шикнуть в зависимости от используемой структуры другие типы колебаний. В основном по этим причинам разработка мощных ЛБВ тре- Рис. 22. Замедляющая структура четырехлепесткового типа. бует больших затрат и поэтому отстала от разработки клистронов. Однако в 1963 г. было выпущено некоторое количество импульсных ЛБВ на несколь- ко мегаватт с резонаторами четырехлепесткового типа (cloverleaf circuit) [13] (рнс. 22). Такая замедляющая структура может пропустить мощность, срав- нимую с мощностью клистрона. Замедляющие структуры для мощных ЛБВ состоят из спиралеобразных структур (спираль со встречной намоткой или структура типа кольцо-стер- жень) и связанных объемных резонаторов, одним из примеров которых яв- ляется четырехлепестковая структура. При мощностях ниже 100 кВт ширика полосы и к. п. д. структур типа кольцо-стержень выше, чем связанных резо- наторов. При мощностях выше 100 кВт или немного ниже в случаях, когда ограничивающим фактором является средняя мощность, преобладают связан- ные резонаторы [12]. Для ламп с замедляющей структурой типа связанных резонаторов характерен относительно небольшой коэффициент усиления яа единицу длины, но, по-видимому, рабочая импульсная мощность для них яе ограничена. В тех случаях, когда в ЛБВ с замедляющей структурой типа связанных резонаторов импульсное питание подается на катод, существуют моменты во время нарастания и спада напряжения, когда скорость электронов синхронна с граничной частотой (типа л) высокочастотной цепи, в результате чего обыч- но возникает генерация. Эти колебания на фронте и спаде выходного импуль- са имеют характерную форму, из-за которой они получили название «заячьих 45
Гл. /. Радиолокационные передатчики Рис. 23. Колебания типа «заячьих ушей» на огибающей выходного сигнала усили- теля на ЛБВ с импульсной модуляцией на катод. ушей» (рис 23). Полностью подавить эти колебания удается лишь в редких случаях Однако, так как эти колебания зависят от скорости электронов, которая, в свою очередь, зависит от ускоряющего напряжения луча, этот вопрос может быть полностью решен путем подачи импульса на модулиру- ющий анод или управляющую сетку. При этом необходимо лишь обеспечить, чтобы в процессе включения высоковольтного напряжения питания импульсы модулятора не начали подаваться раньше, чем это напряжение надежно пре- высит интервал возникновения генерации, лежащий в пределах от 60 до «0 h рабочего напряжения. Используемая для этой цели цепь защиты называется обычно «Х-процентной цепью», так как рабочая точка ее установки неизвест- на до испытания нескольких ламп. В замедляющие структуры ЛБВ большой мощности необходимо вво- дить вставки — разделители, — во избежание возникновения самовоз- буждения из-за отражений от входа я выхода структуры. Хотя генерация может быть подавлена путем введе- ния распределенных вдоль структуры потерь, это привело бы к снижению к.п.д., что нежелательно для ламп большой мощности. Обычно раздели- тели вводятся после каждых 15— 30 дБ усиления лампы. Модулиро- ванный луч передает сигнал через каждый разделитель в прямом направ- лении, а распространяющаяся по замедляющей структуре энергия погло- щается в этой точке нагрузкой разделителя, благодаря чему на каждом разделителе задерживается энергия, распространяющаяся в обратном напра- влении. Нагрузки разделителей могут быть размещены вне лампы для умень- шения рассеяния в самой высокочастотной структуре. К п. д. ЛБВ меньше, чем к. п. д. клистронов, вследствие необходимости нагружать структуру для обеспечения стабильности, а также из-за довольно большого рассеяния энергий высокой частоты в значительной части всей структуры. Для повышения к. и. д. ЛБВ большой мощности применяется очень эффективная методика, называемая скоростным выравниванием. Она заключается в том, что для учета замедления электронов после отбора от них энергии длина нескольких последних секций замедляющей структуры после- довательно уменьшается несколькими ступенями. Скоростное выравнивание позволяет извлечь больше энергии из луча и значительно улучшить соотноше- ние между шириной полосы и мощностью лампы [12]. Тем не менее в мощ- ных ЛБВ обычно наблюдается значительное снижение выходной мощности на краях полосы, поэтому номинальная ширина полосы очень сильно зависит от того, насколько в данной системе допустимо снижение мощности. Твистроны. В 1963 г. была создана гибридная лампа, во всех секциях которой, за исключением последней, были применены объемные резонаторы клистронного типа, а для выходной секции использована структура бегущей волны четырехлепесткового типа. Целью разработки в то время было получе- ние варианта широкополосной ЛБВ типа VA-125 диапазона S с более высо- ким к. п. д. на основе более эффективного группирования луча объемными резонаторами. Однако в результате было получено не только небольшое по- вышение к. п. д., но и значительное расширение полосы частот, явившееся следствием более гибкой настройки резонаторов в сочетании с широкой по- лосой частот выходной секции ЛБВ на больших мощностях. Для компенсации присущего выходной секции ЛБВ уменьшения коэффициента усиления на краях полосы резонаторы клистрона были настроены, как это показано на рис. 2 , с соответствующим повышением коэффициента усиления на этих ча- стотах. Так как эта гибридная лампа является частично клистроном и частич- 46
1.3. Лампы е прямолинейным электронным лучом (типа О) но ЛБВ, она получила название твистрон [43]. В лампе тина VA-145 полу- чена 14%-ная полоса по точкам половинной мощности или 12%-ная полоса по уровню 1 дБ> в середине полосы к. н. д. равен 48% при коэффициенте усиления 41 дБ. Хотя твистрон сложнее и дороже клистрона, его полоса ча- стот при равных мощностях шире. Многолучевые клистроны. В начале 60-х годов разработан многолучевой клистрон с целью существенного увеличения первеанса по отношению к обыч- ным клистронам [10, 71]. Благодаря использованию большого числа лучей можно получить при заданном рабочем напряжении более значительный по сравнению с однолучевой лампой ток луча и, следовательно, более высокую Характеристика цепи возбуждения широкополосного клистрона Рис. 24. Распределение усиления в гибридной лампе гипа ЛБВ-клистрон (гвистроне> 143]. выходную мощность. Высокочастотное возбуждение подается (рис. 25) на все лучи через периодический волновод и усиливается рядом промежуточных оди- наковых цепей. Выходная мощность собирается в выходном резонаторе, так- же выполненном в виде периодической цепи. С целью расширения полосы пропускания многолучевого клистрона была предпринята попытка заменить резонансную периодическую структуру струк- турой бегущей волны. Этот вариант называется многолучевым клистроном бе- гущей волны, а не многолучевой ЛБВ, так как структура бегущей волны рас- положена поперек, а не вдоль лучей. В последнем варианте ламп такого типа, названном гибридным многолучевым клистроном бегущей волны, использо- ваны, как это показано на рис. 26, структуры бегущей волны на входе и вы- ходе и резонансные промежуточные структуры. Такое сочетание обеспечивает, как и в твистроне, широкую полосу частот и возможность настройки. Ламиа содержит, как это видно из рис 26, 13 электронных лучей, первеанс каждого из которых равен 1,3 микропервам. Для обеспечения индивидуальной подст - 47
Гл. 1. Радиолокационные передатчики ройки для каждого луча предусмотрены отдельные промежуточные объемные резонаторы по четыре на каждый луч Полное сопротивление выходной струк- туры бегущей волны постепенно уменьшается, чтобы каждому лучу соответ- ствовало определенное напряжение, несмотря на увеличение уровня мощности в выходной структуре. По этой же причине доля участия первых трех лучей в формировании выходной мощности оказывается неполной, и они рассматри- ваются как «наращивающие» лучи, обеспечивающие условия, необходимые для полного извлечения энергии из остальных 10 лучей. Для всех лучей многолучевого клистрона используется один соленоид, благодаря чему мощность питания соленоида меньше, чем при простом соеди- нении нескольких ламп. Кроме того, многолучевой клистрон можно отрегули- ровать в процессе производства, так что изготовители оборудования могут Рис. 25. Схематическое изображение многолучевого клистрона [10]. быть уверены в правильном согласовании составляющей его группы ламп. При соответствующей подстройке объемных резонаторов гибридный много- лучевой клистрон бегущей волны обеспечивает более плавную зависимость фазы от частоты во всей рабочей полосе частот, чем однолучевая лампа. Если такой клистрон предназначен для питания группы элементов фазированной антенной решетки, он располагается вблизи, так как благодаря относительно низкому напряжению его габариты могут быть сделаны достаточно малыми. Основным недостатком многолучевого клистрона является его сложность. Хотя при равной импульсной мощности его рабочее напряжение меньше, чем однолучевой лампы, в случае пробоя в какой-либо одной секции все его сек- ции должны быть немедленно выключены, то же необходимо сделать и при появлении газа в одной из секций: при появлении его в одной из секций мгно- венно нарушается вакуум всей лампы. В результате усложнение системы не связано с реальным ее резервированием и обеспечение ее надежности может оказаться серьезной проблемой. Клистроны с электростатической фокусировкой. Полезной особенностью электростатической фокусировки является то, что она не требует расхода мощности и исключает использование тяжелого магнита. Лампы с одним циклом электростатической фокусировки [46] (рис. 27) применялись начиная с середины 40-х годов, однако из-за необходимости закрывать сетками об- ласти дрейфа для получения высокого к. п. д. при неизбежно коротком луче 48
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) большого сечения средняя мощность не могла быть больше нескольких сот ватт в диапазоне S [2, 5, 44]. Одной из проблем в таких лампах являются шумы, возбуждаемые колебаниями ионов, захватываемых между сетками. Для повышения мощности и коэффициента усиления в 1962 г. была разрабо- тана периодическая электростатическая фокусировка. В случае луча с боль- шим первеансом фокусировка является очень сложной задачей, которая не могла быть решена до появления современных вычислительных методов. Меж- КоллекмддУ Окна .. Область нард- Область полного v > щивания извлечении мощности мощности ' В'ыхоВ Нагрузка. и и I ш 1 и I и Bxoct й___C3.fi Нагрузка Катоды Взаимно расстроенные1 резонаторы Рис. 26. Схематическое изображение гибридной лампы типа многолучевого клистрона бегущей волны [71]. ду соседними резонаторами (рис. 28) размещаются кольцевые электроды, на- ходящиеся под потенциалом катода, которые образуют ряд электростатиче- ских линз, обеспечивающих периодическую фокусировку, подобную периодиче- ской фокусировке постоянными магнитами [11, 39. 44, 45]. Эти лампы обла- дают очень малой массой на единицу мощности и коэффициентом усиления, сравнимым с другими типами клистронов. Лампы имеют относительно высо- кий к. п. д. по следующей ранее не упоминавшейся причине: медленные элек- троны, которые отдали свою энергию высокочастотному полю, извлекаются из луча вследствие отсутствия удерживающего магнитного поля. В результате этого в корпусе выходного резонатора возникает довольно большой ток, однако энергия этих электронов мала по сравнению с ускоряющим напряже- нием. В лампах с магнитной фокусировкой эти электроны задерживаются в луче и вызывают значительное снижение потенциала в нем, что является причиной уменьшения к. п. д. Другим преимуществом клистрона с электростатической фокусировкой является то, что ионы, возникающие в результате соударения электронов луча с молекулами остаточного газа, быстро извлекаются поперечными электри- ческими полями, поэтому ни нестабильности, обусловленные колебаниями ионов, ни ионная бомбардировка катода не могут возникнуть [45]. Благодаря этим особенностям такая лампа в принципе является строго линейным устройством, свободным от ряда эффектов второго порядка, свойственных Другим типам лучевых ламп, и может быть использована для генерирования Импульсов специальной формы (см. 1.8). 49
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Рабочее напряжение такой лампы относительно мало критично, так как при изменении ускоряющего напряжения луча соответственно меняется на- пряжение на электростатических фокусирующих линзах и траектории элек- тронов почти не зависят от ускоряющего напряжения. Однако выходная мощность, коэффициент усиления и полоса частот зависят от напряжения лу- ча, поскольку с его изменением меняются ток луча и мощность, потребляемая лампой. Рис. 27. Клистрон с электростатической фокусировкой с одним циклом фокусировки^ а — схематическое изображение лампы (46]; б — внешний вид лампы. 50
1.3. Лампы с прямолинейным электронным лучом (типа О) В процессе разработки клистрона с электростатической фокусировкой на- пряжения на кольцевых электродах можно подобрать так, чтобы фокусировка была оптимальной. В серийных же лампах могут быть соответственно изме- нены диаметры колец для получения таких же результатов при напряжении на кольцах, равном напряжению на катоде. Через линзовые кольца проходит только ионный ток порядка нескольких микроампер. При разработке лампы Рие. 28 Клистрон с электростатической периодической фокусировкой типа L-3975 фир- мы Litton'. а •— схематическое изображение лампы; 6 — внешний вад лампы. Необходимо позаботиться о том, чтобы яе могла возникнуть обратная связь ПО высокой частоте через фокусирующие кольца. Одним из факторов, ограничивающих максимальную мощность клистрона g электростатической фокусировкой, является опасность пробоя между коль- Цевыми электродами и соседними резонаторами. Вторым фактором является 51
Гл. 1. Радиолокационные передатчики максимальный первеанс луча, при котором может быть получена стабильная фокусировка. Этот максимум определяется допустимым уменьшением длины резонаторов и допустимым увеличением диаметра луча. Максимальная им- пульсная мощность клистрона с электростатической фокусировкой при пер- веансе порядка 1,5 микроперв и напряжении, ограниченном возможностью пробоя, составляет 10 МВт в диапазоне L, 1 МВт в диапазоне S и 100 кВт в диапазоне С. Ширина полосы частот клистрона с электростатической фоку- сировкой не превышает 3%, однако диапазон перестройки составляет не менее 15%. Клистрон с электростатической фокусировкой чувствителен к внешним магнитным полям, так как в силу отсутствия необходимости в магнитной структуре он не имеет магнитной экранировки (как обычные клистроны). Однако в случае необходимости экранировка легко может быть создана. Масса клистрона с электростатической фокусировкой чрезвычайно мала по сравнению с другими типами ламп с прямолинейным электронным лучом. Масса лампы типа L-3975 фирмы Litton (рис. 28) при импульсной мощности 1 МВт и средней мощности 5 кВт на частоте 3 ГГц равна 36 кг; ускоряющее напряжение 85 кВ при пиковом токе 27,5 А, коэффициенте усиления 36 дБ и полосе частот по половинной мощности 90 МГц; к п. д. равен 45%. Хотя в этой лампе нет модулирующего анода, клистроны с электростатической фо- кусировкой в принципе можно выполнить с модулирующим анодом. Клистрон с электростатической фокусировкой должен быть достаточно коротким для осуществления фокусировки, вследствие чего его электрическая длина необычно мала для лампы с большим коэффициентом усиления: при усилении 30 дБ она не превышает 1000°. Благодаря этому чувствительность по фазовой модуляции такой лампы составляет всего около 5° на 1% изме- нения напряжения луча. Поскольку фокусирующие ’линзы соединены с катодом, входная емкость клистрона с электростатической фокусировкой в случае подачи импульсного питания на катод значительно больше, чем у соответствующей лампы с фоку- сирующим соленоидом. Общая входная емкость лампы типа L-3975 с пятью фокусирующими линзами составляет приблизительно 90 пФ, из которых 15 пФ приходится на электронную пушку (сам катод) и по 15 пФ на каждый линзовый электрод. Хотя в результате увеличенной емкости несколько возра- стают потери в модуляторе, требуемая дополнительная мощность обычно на порядок меньше потребляемой соленоидом. Генераторы обратной волны и усилители обратной волны типа О. В лампах с прямолинейным электронным лучом, как и в устройствах со скре- щенными полями, возможен режим обратной волны (см. § 1.2). Так как фа- зовая скорость в приборах обратной волны меняется с частотой, рабочая частота лампы обратной волны с прямолинейным лучом меняется почти прямо пропорционально скорости электронов и, следовательно, пропорционально квадратному корню из напряжения луча. Генераторы обратной волны типа О небольшой мощности нашли самое широкое применение в качестве широко- диапазонных генераторов, управляемых напряжением, а также для гетероди- нов и высокочастотных генераторов качающейся частоты. Варианты таких ламп повышенной мощности для радиолокационных передатчиков не разра- батывались, так как при отсутствии каких-либо преимуществ перед лампами других типов они потребовали бы очень точных стабилизаторов высокого напряжения для предотвращения частотной модуляции и дрейфа частоты. Были изготовлены образцы усилителей обратной' волны типа О [68, 69] для использования в качестве настраиваемых напряжением преселекторов и усилителей с низким уровнем шума. Режим усиления достигался тем, что ток луча поддерживался на уровне, при котором самовозбуждение еще не может возникнуть. Лампа ведет себя в этом случае как частотно-избирательный усилитель, настраиваемый напряжением, однако ее коэффициент усиления и полоса пропускания сильно меняются в диапазоне частот перестройки напря- S9
1.4. Сравнение ламп высокой частоты жением. Это объясняется тем, что как коэффициент усиления, так и полоса пропускания зависят от того, насколько близко рабочая точка расположена к точке самовозбуждения, причем ток, при котором возникает генерация, не остается постоянным в диапазоне перестройки. Создание усилителя обратной волны типа О большой мощности невозможно, так как при большом токе луча возникли бы колебания и он превратился бы в генератор обратной волны типа О. Поскольку усилители обратной волны типа М, подобные ам- плитрону (см. § 1.2), являются по существу синхронизированными генератора- ми, мощный генератор обратной волны типа О также мог бы быть использо- ван в качестве синхронизированного генератора, однако он не обладал бы никакими преимуществами по сравнению с другими типами ламп. Как уже отмечено выше, мощная ЛБВ обычно ведет себя при пониженном напряжении как генератор обратной волны типа О. 1.4. Сравнение ламп высокой частоты Анализ характеристик имеющихся ламп позволяет провести некоторые обобщающие сравнения основных типов ламп [25]. Как правило, обобщение таиз в себе известные опасности, так как всегда существуют исключения; приводимые ниже сравнения должны рассматриваться с учетом этого обстоя- тельства. В табл. 4 приведены основные различия наиболее распространенных ти- пов ламп. В некоторых случаях какой-либо фактор настолько однозначно определяет выбор, что разработчик передатчика вынужден мириться с менее существенными недостатками лампы. Однако более обычной является такая ситуация, когда выбор может пасть на ту или другую лампу, так что окон- чательный выбор производится на основании исследования стоимости, графи- ка изготовления и характеристик системы Ниже даны некоторые примечания к табл. 4 Напряжение определяет размеры и стоимость высоковольтного блока пи- тания и модулятора, а также интенсивность рентгеновского излучения. Коэффициент усиления. От коэффициента усиления зависит количество кас- кадов и, следовательно, степень сложности усилительной линейки. Полоса пропускания. В таблице приведена полоса пропускания без регу- лировки органами настройки. Полоса пропускания лампы должна соответст- вовать требованиям на систему, однако иногда полоса пропускания системы выбирается согласно существующим или прогнозируемым возможностям лампы. Рентгеновское излучение влияет на массу передатчика, так как требуется экранировка для защиты персонала (и чувствительных к излучению полупро- водников). К. п. д. очень сильно влияет на массу и стоимость передатчика, на требо- вания к системе охлаждения и первичную мощность питания. Ионный насос. В зависимости от точки зрения может рассматриваться и как преимущество, и как недостаток (см. § 1.3). Масса в табл. 4 приведена для самих ламп. Однако масса передатчиков, в которых использованы лампы с прямолинейным электронным лучом, обыч- но значительно больше массы передатчиков на усилителях со скрещенными полями из-за требуемого соленоида и более низкого к. п. д. этих ламп. Габариты. Замечания относительно размера аналогичны замечаниям, ка- сающимся массы прибора. Стоимость. В таблице приведены характеристики стоимости самих ламп. Они относятся приближенно как к стоимости разработки, так и к стоимости одной лампы. Паразитные шумы. Роль паразитных шумов возрастает при росте числа РЛС в выделенной для них полосе частот, чувствительности приемника и тре- 53
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Таблица 4 Мощные импульсные усилители (сравнительные данные для одних и тех же частоты, импульсной и средней __________________________выходной мощности)___________________________ Характеристика Лампы с прямолинейным электронным лучом Лампы со скрещенными полями 0 клистрон ЛБВ твнстрон возвратная (круговая) невозвратная (обычно линейная) Напряжение Высокое (для 1 МВт требуется приблизительно 90 кВ) Низкое (для 1 МВт требуется приблизительно 40 кВ) Усиление, дБ 30—70 6-20 Полоса пропускания, % 1—8 10—15 10-15 Рентгеновское излу- чение Интенсивное, но свинец обеспечивает надежную защиту Обычно не является проблемой К. п. д., % 15—60 (обычно 30) (клист- роны с электростатической фокусировкой обычно 40) 30—75 (обычно 45) 20—50 (обычно 30) Ионный насос Необходим в мощных лам- пах Самооткачка Масса Большая (за исключением клистронов с электроста- тической фокусировкой) Малая Габариты Большие Малые Стоимость Средняя Высокая Низкая Средняя Паразитные шумы 2>, дБ Обычно —90 (кроме маг- нетронов с инжектиро- ванным лучом) Обычно от —30 до —603) Паразитные типы ко- лебаний Отсут- ствуют Типа л при на растании и спаде импульса; в слу- чае модуляции на анод отсутствуют При включении без ВЧ возбуждения выходные шумы полной мощности; при модуляции на ка- тод колебания типа л при нарастании и спаде импульса 54
1.4. Сравнение ламп высокой частоты Продолжение табл. 4 Характеристика Лампы с прямолинейным электронным лучом Лампа с скрещенными ГЮЛЯМИ*) клистрон ЛБВ твистрон возвратная (кругдвай) невозврат» на я (обычно линейна*) Используемый дина- мический диапазон, ДБ 40—80 3—20 Управляющий элек- трод Нет или модулирующий анод. До пиковой мощно- сти 100 кВт защитная сетка 4) Нет или выключающий электрод Самовключение Самовыключение Нет » Есть »§) Есть » Магнитное поле До 1 МВт в диапазоне S постоянный магнит, в остальных случаях соле- ноид. Возможны бочко- образные магниты (стэн- фордский ускоритель) Постоянный магнит Отношение динамиче- ского сопротивле- ния к статическому 0,8 0,05—0,2 Чувствительность по фазовой модуля- ции, град/% 5—40 Д£/£ 0,5—3 А/// ’> Распределенная эмиссия; различие типов усилителей со скрещенными полями с инжектированным лучом см. табл. 2 !) Для рабочей полосы частот шириной 1 МГц. *J При увеличении ВЧ возбуждения шум уменьшается, так что шумы усилителей Со скрещенными полями с более высоким усилением могут оказаться больше. Более низ- кий уровень шума при большем возбуждении соответствует, таким образом, более низ- кому коэффициенту усиления. ’) Ожидается, что мощность ламп с защитной сеткой будет возрастать. s> С электродом смещения. Примечание: Жирным шрифтом отмечены факторы, являющиеся доминирую- щими в вопросе выбора типа лампы бований к электромагнитной совместимости. Паразитные шумы следует раз- делить на четыре типа: /. Гармоники. Мощность гармоник на выходе ламп как с прямолинейным лучом, так и со скрещенными полями составляет обычно на второй гармонике —25 дБ (относительно мощности на основной частоте), на третьей —30 дБ 55
Гл. 1. Радиолокационные передатчики и значительно меньше на более высоких гармониках. Хотя эти значения силь- но меняются от лампы к лампе, большой разницы между лампами с прямо- линейным лучом и со скрещенными полями не наблюдается. В тех случаях, когда большая мощность гармоник на выходе недопустима, применяются очень высококачественные, хотя и дорогие, фильтры на большую мощность. 2. Йаразитный шум в смежной полосе. Этот шум может явиться след- ствием соседних типов колебаний в усилителях со скрещенными полями и в лампах бегущей волны. Он обычно появляется в областях на несколько процентов выше (в лампах прямой волны) или ниже (в лампах обратной волны) рабочей полосы. Этот шум может быть резко выражен в лампах с им- пульсной. модуляцией на катод и отсутствует в лампах с импульсной модуля- цией на управляющий электрод (в усилителях со скрещенными полями в ре- жиме постоянного напряжения или в лампах бегущей волны с импульсной модуляцией на модулирующий анод). Если паразитные шумы в смежной по- лосе не лежат в непосредственной близости к рабочей полосе, они легко от- фильтровываются. 3. Паразитный шум в рабочей полосе. В табл. 4 приведен этот тип шума, так как он больше всего влияет на работу системы и обычно его нельзя от- фильтровать. Он может создавать помехи другим системам, либо снижать степень подавления мешающих сигналов в селекторах движущихся целей или боковых лепестков в устройствах сжатия импульсов в зависимости от назна- чения электровакуумного прибора. Паразитный шум в рабочей полосе огра- ничивает также возможность улучшения распределения энергии в спектре, которое достигается формированием импульсов. Как показано в § 1.5, пара- зитный шум в рабочей полосе можно уменьшить с помощью источника ВЧ возбуждения 4. Межимпульсный шум. В отличие от перечисленных выше трех типов' шума межимпульсный шум генерируется лампой в интервалах, в которых она должна была бы быть полностью выключена, т. е. между импульсами. Этот шум является серьезным недостатком, так как почти во всех типах радиоло- кационных систем он попадает непосредственно на вход приемника и может либо обусловить появление ложных целей, либо замаскировать истинную цель. В лампах с импульсной модуляцией на катод высокое напряжение в ин- тервалах между импульсами с лампы снимается, так что в этом случае поме- хи отсутствуют, если только длительность спада импульса модулятора или об- ратный ход не слишком велики (см. о шумовых кольцах в § 1.2). В усилите- лях со скрещенными полями при постоянном напряжении питания или в лам- пах с прямолинейным лучом, модулируемых по модулирующему аноду или управляющей сетке, высокое напряжение остается на лампе в интервалах между импульсами. При этом может возникнуть интенсивный шум, если не исключено прохождение через лампу даже самого незначительного тока. По- скольку во всех типах усилителей со скрещенными полями при постоянном напряжении питания используются холодные катоды, ток в лампе не может появиться до подачи ВЧ возбуждения. Для поддержания достаточно низкого уровня шума (и усиливаемых входных сигналов) в лампах с прямолинейным лучом ток луча должен надежно выключаться. Несмотря на то, что обычно разность уровней импульсной выходной мощности и мощности шума прием- ника достигает приблизительно 200 дБ, для большей части ламп требования по межимпульсному шуму легко выполняются. Эта трудность возникает в ос- новном у ламп с прямолинейным лучом с перехватывающей сеткой, так как горячая сетка может излучать и вызывать остаточный ток луча даже после выключения тока катода. Паразитные типы, колебаний. Приведенные в таблице паразитные типы колебаний являются наиболее часто встречающимися. В некоторых лампах иногда эти типы колебаний полностью отсутствуют, а в лампах, не столь тщательно рассчитанных, могут возникнуть другие типы колебаний, например генерация на краях полосы, гармоники и'пр. S6
1.4. Сравнение ламп высокой частоты Используемый динамический диапазон. Как будет показано в § 1.8, ди- намический диапазон и линейность имеют значение для формирования им- пульсов. Управляющий электрод определяет требуемый тип модулятора, в свою очередь, определяющего габариты, массу, стоимость и сложность передатчика. Самовключение характеризует способность лампы включаться при подаче ВЧ возбуждения. Эта способность при наличии выключающего электрода позволяет работать с некоторыми усилителями со скрещенными полями при постоянном напряжении питания. Самовыключение характеризует способность лампы прекратить проводить ток при выключении ВЧ возбуждения без использования специального выклю- чающего электрода. Сочетание самовключения с самовыключением позволяет работать при постоянном напряжении без модулятора и, следовательно, без ограничений по частоте повторения импульсов, присущих модулятору. Магнитное поле. Требования к магнитному полю определяют размер, массу и к. п. д. передатчика. В меньшей степени они влияют на стоимость и обслуживание, а также на экранировку лампы. Динамическое сопротивление характеризует скорость изменения тока лам- пы при заданном изменении приложенного напряжения. Значение этого пара- метра зависит от типа модулятора, причем он может влиять на размер бата- реи конденсаторов высоковольтного блока питания, требуемый для того, что- бы падение мощности во время генерирования импульса не превышало допу- стимого значения. Подробнее см. в табл. 6. Чувствительность по фазовой модуляции определяет те усилия, которые должен затратить разработчик модулятора для выполнения требований, предъявляемых к фазовой стабильности системы. Хотя чувствительность по фазовой модуляции совершенно различна у ламп с прямолинейным лучом и со скрещенными полями, этот параметр редко является решающим при выбо- ре типа лампы высокой частоты. Однако, поскольку он влияет на размеры фильтра высоковольтного блока питания или модулятора, он должен быть учтен при определении габаритов, массы и стоимости всего устройства. Как показано в § 1.10, при решении этих вопросов необходимо учитывать также значение динамического сопротивления лампы и выбранного модулятора. Ис- торически всегда оказывалось возможным добиться необходимого для систе- мы индикации движущихся целей чрезвычайно низкого уровня внутренних помех, предельное значение которого определяется шумом лампы (включая шумы, возникающие в процессе запуска). В случае высокой степени фильтра- ции в высоковольтном блоке питания модулятора даже классический магне- трон типа 5J26 диапазона L со временем обеспечил в селекторе движущихся целей с 2-мкс импульсами (типа ARSR-2) коэффициент подавления 40 дБ. Согласно измерениям частотная модуляция от импульса к импульсу не пре- вышала 2 кГц, а полный размах разброса времени запуска был меньше 20 нс. В системах сжатия импульсов устранение «звона» на вершине импульса до- стигается довольно легко, если используются модуляторы на вакуумных лам- пах, но является сложной задачей, если используются модуляторы с длинной линией как в лампах с прямолинейным лучом, так и в усилителях со скрещен- ными полями, (см. § 1.10). Срок службы. Вопросы выбора типа высокочастотной лампы не могут быть полностью освещены без рассмотрения такого параметра, как срок службы. Однако при сравнении типов ламп можно лишь отметить, что срок службы как ламп с прямолинейным лучом, так и усилителей со скрещенны- ми полями может быть и очень большим (доходящим в некоторых случаях до 40 000 ч), и чрезвычайно малым в случае ошибочных компромиссных решений при- разработке ламп, неправильного применения ламп или отсутст- вия должного обслуживания в процессе эксплуатации. Для получения боль- шого срока службы (не менее 10 000 ч) необходимо тщательно выбрать зна- чение выходной мощности в зависимости от рабочей частоты, по возможности 57
Гл. I. Радиолокационные передатчики не применять повышенной плотности тока катода и тщательно согласовывать выбор лампы и относящегося к ней оборудования. Выбор параметров и ре- жима лампы с достаточными запасами редко удается, так как современные требования к параметрам и ограничения, обусловленные экономическими сооб- ражениями, оставляют мало возможностей для того, чтобы в процессе разра- ботки лампы уделить должное внимание вопросам надежности и эксплуатаци- онных запасов Во многих случаях небольшой срок службы ламп объясняется недально- видной экономией при разработке остального оборудования. В работе [28] описывается, как средний эксплуатационный срок службы магнетронов типа QK 338 был удвоен в течение одного года без каких-либо изменений в самой лампе в результате незначительного усовершенствования оборудования и со- ответствующего обучения обслуживающего персонала. Точно так же в рабо- те [42] рассматривается зависимость срока службы клистронов типа VA-842 от особенностей обслуживания и использованного оборудования. В 1967 г. средний срок службы ламп типа VA-842S, применявшихся в передатчиках си- стемы BMEWS, составлял 24 000 ч. С другой стороны, в технических требова- ниях на большую часть ламв для военных установок предусматриваются ис- пытания на срок службы от 500 до 1000 ч и не ставится вопрос о необходи- мости увеличения срока службы, так что, вероятно, трудно ожидать, что в этих условиях срок службы превысит 1000 ч. 1.5. Генератор или усилитель? Выбор для передатчика генераторной или усилительной лампы является одним из основных вопросов при разработке радиолокационной системы (см. § 5.13) Ниже приведены некоторые особенности передатчика, зависящие от этого выбора или влияющие иа него. Точность установки и стабильность несущей частоты. В передатчике на генераторной лампе рабочая частота задается мощной выходной лампой, а не независимым маломощным стабилизированным генератором, поэтому самое серьезное внимание должно быть уделено выбегу частоты в процессе разогре- ва, тепловому дрейфу, уходу и затягиванию частоты, мертвому ходу органов настройки и ошибкам калибровки. В передатчике, в котором использована линейка усилителей, точность поддержания частоты по существу определяется маломощным стабилизированным кварцевым (или другого подобного типа) генератором. Кроме того, частота усилительной линейки может быть мгновен- ию изменена электронным переключением нескольких задающих генераторов со скоростью, значительно превышающей скорость любого механического ор- гана настройки Когерентность. В системе с усилительной линейкой сигналы первого и вто- рого гетеродинов могут формироваться с любой желаемой точностью, а при использовании передатчика с самовозбуждением для настройки гетеродина на требуемую частоту необходима ручная настройка или система автоматиче- ской подстройки частоты (в случае применения предусилителя высокой ча- стоты его настройку часто сопрягают с настройкой гетеродина). При исполь- зовании передатчика с самовозбуждением должна быть предусмотрена син- хронизация его с когерентным генератором ПЧ, так как иначе начальная фаза каждого импульса передатчика будет случайна относительно фазы‘сигналов первого и второго гетеродинов. В системе, содержащей линейку усилителей, синхронизация когерентного генератора ПЧ автоматически обеспечивается в процессе генерации сигнала. Кроме того, поскольку в передатчике, содержа- щем линейку усилителей, когерентность фаз может поддерживаться в преде- лах серии импульсов, возможно подавление пассивных помех методом чере- сиериодного вычитания, а в системе с самовозбуждением такая компенсация вассивных помех невозможна из-за модуляции по случайному закону S8
1.5. Генератор или усилитель? начальной фазы колебаний от импульса к импульсу. В линейке усили- телей возможна также полная когерентность, при которой взаимно синхрони- зированы частота повторения импульсов, промежуточная и высокая частота. Это иногда необходимо для исключения гармоник частоты повторения им- пульсов из доплеровских полос по промежуточной частоте и для других целей. Синхронизация генератора (называемая также внешней и фазовой син- хронизацией). Для реализации всех преимуществ когерентной усилительной линейки без ее усложнения большое внимание в течение длительного времени уделялось вопросам синхронизации импульсного магнетрона маломощным ис- точником высокой частоты. Одйако уже в 1950 г. было установлено, что для получения надежной синхронизации мощность синхронизирующего сигнала должна быть несоразмерно велика. Так, например, если мощность синхронизи- рующего сигнала на 30 дБ меньше мощности магнетрона, случайная ошиб- ка синхронизации составляет около 10°, а если всего на 15 дБ меньше, то случайная ошибка синхронизации все еще остается порядка 1° [33]. Поэтому такая система не представляет особого интереса. Подготовка генератора. В середине 60-х годов был разработан вариант синхронизации генератора, оказавшийся вполне пригодным. Хотя в этом слу- чае для обеспечения фазовой когерентности также применяется синхронизиро- ванный когерентный генератор, было обнаружено, что введение в магнетрон небольшого сигнала высокой частоты непосредственно перед подачей импуль- са существенно снижает шумы и дрожание импульса. Так было получено уменьшение энергетического спектра шума на 30 дБ. Эта методика, в отличие от методики непосредственной фазовой синхронизации, была названа подго- товкой магнетрона [8]. Были использованы уровни сигнала подготовки от —30 до —60 дБ, однако поскольку чем меньше мощность сигнала подготов- ки, тем критичнее его соотношение с частотой магнетрона; по-видимому, наи- более целесообразным минимальным уровнем следует считать —40 дБ. Сигнал подготовки предварительно группирует электроны в лампе перед подачей импульса, обеспечивая быстрое согласованное возникновение колебаний. Кро- ме того, было найдено, что при этом скорость нарастания напряжения им- пульса, подаваемого на магнетрон, может быть значительно увеличена без опасности появления других типов колебаний, в результате чего улучшается форма очень коротких импульсов. Эта методика позволяет использовать маг- нетрон с высокочастотным источником сигналов подготовки, собранным на интегральных схемах, в таких применениях, которые в ином случае принци- пиально требовали бы использования линейки когерентных усилителей. Нестабильности. Как показано в § 1.10 и 1.13, в системах с импульсными генераторами с самовозбуждением и импульсными усилительными линейками существуют разного типа нестабильности. Для генератора с самовозбуждени- ем стабильность частоты от импульса к импульсу зависит от пульсации вы- соковольтного питания, а внутриимпульсное изменение частоты определяется наклоном вершины импульса и «звоном» на ней. Допустимые пределы таких изменений приведены в табл. 3 гл. 5, однако эти требования могут быть сни- жены, если синхронизация когерентного гетеродина будет основываться на эффективном усреднении частоты передатчика в импульсном интервале. В усилительной линейке пульсация высоковольтного питания определяет ста- бильность фазы от импульса к импульсу, а наклон вершин импульса н «звон» — внутриимпульсное изменение фазы. Достигнутые пределы этих изме- нений также приведены в табл. 3. гл. 5. Представляет интерес следующее компромиссное решение. Если усили- тельная линейка используется совместно с синхронизированным когерентным гетеродином ПЧ, изменения фазы от импульса к импульсу не имеют особого значения (за, исключением тех случаев, когда используется подавление пас- сивных помех методом череспериодного вычитания). Такой режим работы особенно пригоден в том случае, когда к существующему импульсному гене- 59
Гл. 1. Радиолокационные передатчики ратору радиолокационной системы с селектором движущихся целей добавлен мощный выходной усилитель со скрещенными полями. Если при этом просто изменить точку схемы, с которой снимается высокочастотное колебание для синхронизации существующего когерентного гетеродина ПЧ, в добавленном усилителе со скрещенными полями не потребуется фазовая стабильность от импульса к импульсу. Специальные соображения, относящиеся к усилительным линейкам. Ис- пользование усилительной линейки с целью обеспечения когерентной работы и быстрого переключения частоты, связано с рядом усложнений, некоторые из которых рассмотрены ниже. Согласование во времени. Так как времена нарастания сигналов отдель- ных модуляторов различаются, пусковые устройства к каждому усилительно- му каскаду должны быть обычно независимо отрегулированы, чтобы правиль- ная синхронизация осуществлялась без существенной потери энергии луча. В линейке, состоящей из усилителей со скрещенными полями, должны быть предусмотрены допуски на сжатие ширины импульса, возникающее как ре- зультат необходимого перекрытия сигналов возбуждения (см. § 1.2). Однако согласование во времени не является сложной задачей, если линейка состоит из одних усилителей с автоимпульсной модуляцией. Сказывается оно только на форме спада импульса в усилителях со скрещенными полями с управляю- щим электродом при постоянном напряжении питания. Развязка. Каждый промежуточный каскад усилительной линейки дол- жен иметь на выходе согласованную нагрузку даже в том случае, когда КСВН входной цепи последующего каскада достаточно большой (как, напри- мер, в типичном широкополосном клистроне) или когда отраженная мощность велика в самом каскаде (как, например, в усилителях со скрещенными поля- ми). Эта мощность является результатом рассогласования на выходе усили- теля со скрещенными полями, которое приводит к распространению ее по замедляющей структуре в обратном направлении. Так, например, нагрузка, которой соответствует Хсви=1,5, отражает в обратном направлении—14 дБ мощности. На некоторых частотах эта отраженная мощность складывается с мощностью, отраженной внутри лампы, и может попасть на вход лампы при уровне мощности, лишь на 8 дБ меньшем уровня полной, выходной мощ- ности. Таким образом, отраженная мощность окажется на 2 дБ больше мощности, подаваемой на вход лампы, даже при коэффициенте усиления уси- лителя со скрещенными полями, не превышающем 10 дБ. Хотя, по-видимому, это не помешает нормальной работе усилителя со скрещенными полями, в этом случае на входе усилителя необходимо будет установить вентиль с раз- вязкой порядка 16 дБ, чтобы снизить КСВН при наблюдении со стороны пре- дыдущего каскада до КСви=1,5. Согласование. Усилительные лампы обычно чувствительнее к рассогласо- ванию на выходе, чем генераторные. Так как в настоящее время существуют высококачественные вентили, иногда можно получить улучшенные параметры усилителей, если выходной КСВН не превышает 1,1. Кроме того, для стабиль- ной работы некоторых типов ламп (особенно усилителей со скрещенными по- лями и большей части ЛБВ) требуется, чтобы согласование на выходе было осуществлено в значительно более широком диапазоне частот, чем заданная рабочая полоса. Отношение сигнал/шум. В § 1.2—1.4 отмечено, что мощность шума на вы- ходе усилительной лампы может быть значительной. При каскадном включе- нии нескольких ламп отношение сигнал/шум на выходе не может быть боль- ше, чем в наихудшем каскаде. Поэтому необходимо особо тщательно прове- рять, имеет ли входной каскад достаточно малый коэффициент шума, так как в противном случае на выходе всей усилительной линейки не будет достигну- то требуемое превышение сигнала над шумом. Так, например, в маломощной ЛБВ с мощностью входного сигнала 0,5 мВт и коэффициентом шума 35 дБ отношение сигнал/шум в полосе 10 МГц будет не больше 64 дБ. 60
1.5. Генератор или усилитель? В линейке из ламп с прямолинейным электронным лучом существует еще одна причина, влияющая на отношение сигнал/шум. Когда лучи включены, но ВЧ возбуждение не подано, как это бывает в начале и конце каждого импульса или в интервалах импульсной посылки, шум на входе первого кас- када усиливается с большим коэффициентом усиления, чем при полной мощности на выходе. Это объясняется тем, что в каждой лампе линейки коэф- фициент усиления при низком уровне сигнала на несколько децибел больше, чем в режиме насыщения. Общая разность усилений обычно составляет около 12 дБ, так что уровень шума на выходе линейки при снятом возбуждении бу- дет больше на эту же величину. При наличии такого шума в течение значи- тельной части времени может ухудшиться подавление пассивных помех и уровня боковых лепестков в системах сжатия импульсов. В зависимости от ха- рактера пассивных помех при совместном использовании методик сжатия импульсов и индикации движущихся целей требования к шуму могут ока- заться строже, чем при раздельном использовании каждой из методик (см. § 5.15). Иная ситуация возникает на интервалах до и после полезного импульса в линейке усилителей со скрещенными полями с импульсной модуляцией на катод. Так как импульс ВЧ возбуждения должен перекрывать, как показа- но в § 1.2, длительность выходного импульса, в выходном импульсе появля- ются пьедесталы, обусловленные просачиванием более широкого импульса возбуждения. Если пьедесталы не меняются от импульса к импульсу, они не будут ухудшать подавление пассивных помех, а в случае их небольшой дли- ны — влиять и на уровень боковых лепестков системы сжатия импульсов (см. § 1.10). К тому же в интервале появления пьедестала частота возбуждения может смещаться за пределы полосы пропускания приемника, благодаря чему пьедесталы не принимаются приемником; однако в усилителях со скрещенны- ми полями обратной волны внезапное смещение частоты может явиться при- чиной образования выбросов или провалов в выходном импульсе, поскольку рабочее напряжение усилителя со скрещенными полями обратной волны ме- няется с частотой. В случае использования двух параллельных усилительных линеек пьедесталы могут быть сфазированы с помощью маломощного пере- ключателя на 180° и поглощены в искусственной нагрузке, как показано в § 1.6, так что будет передан только прямоугольный импульс. В случае уси- лителей со скрещенными полями при постоянном напряжении питания пьеде- сталы настолько малы, что ими обычно можно пренебречь. Регулировка уровней. В многокаскадной линейке из ламп с прямолиней- ным электронным лучом характеристики каждой лампы частично зависят от характеристик всех предшествующих ламп. В частности, для получения посто- янной выходной мощности в пределах рабочей полосы частот необходимо тщательно определить степень ее постоянства для каждого каскада с учетом допусков на непостоянство ее значения для предшествующего каскада. В про- тивном случае характеристики линейки в целом могут оказаться очень плохи- ми в полосе частот. Так, например, коэффициент усиления лампы в режиме насыщения может быть постоянным в полосе и тем не менее выходная мощ- ность можег очень сильно меняться в полосе при постоянной ВЧ мощности на ее входе. Усиление в режиме насыщения изменяется путем изменения вход- ного напряжения на каждой частоте до достижения точки максимальной выходной мощности. Коэффициент усиления в режиме насыщения определяет- ся в этой точке как отношение выходной мощности высокой частоты к вход- ной. Если выходная мощность в режиме насыщения непостоянна в пределах полосы частот, то коэффициент усиления в режиме насыщения имеет малое отношение к постоянству выходной мощности в рабочей полосе при постоян- ной входной мощности. Точно также постоянное усиление при слабом сиг- нале не является еще признаком постоянства выходной мощности при силь- ном сигнале. Поэтому обычно техническими требованиями должны предусма- триваться такие испытания лампы, которые гарантировали бы необходимые 61
Г л. I. Радиолокационные передатчики значения параметров системы в целом и допуски. Обычно для этого требует- ся, чтобы для каждой лампы была определена характерная для нее «ком- прессия», получаемая обычно в режиме насыщения или близко от него. Так, например, если постоянство выходной мощности в полосе должно поддержи- ваться в пределах ±1 дБ, несмотря на изменения входной мощности в пре- делах ±2 дБ, компрессия составляет 2 : 1 (такое применение данного терми- на связано , но не совпадает с определением разницы между коэффициентами усиления при слабом сигнале и в режиме насыщения, которая также иногда называется компрессией). Так как разработка каскада на маломощной лампе проще, типичная ли- нейка может состоять нз ЛБВ на 1 Вт с компрессией 3:1, ЛБВ на 10 кВт с компрессией 2:1 и выходной лампы с прямолинейным электронным лу- чом на 1 МВт с компрессией 1:1. Следует отметить, однако, что получение компрессии 1 : 1 является трудной задачей, так как это накладывает ограни-» чения на допустимые изменения как входной мощности, так и частоты. Есте- ственно, что при задании распределения коэффициентов усиления и уровней должны быть учтены все потери в аппаратуре между каскадами и допуски на нес, а также допуски на параметры лампы. Нужно также учитывать ха- рактеристики пассивных устройств, выравнивающих частотные характеристи- ки ламп. Регулировка уровней в линейке из усилителей со скрещенными полями являема более простой задачей, так как избыток входной мощности совер- шенно безвреден (избыточная мощность проходит через линейку и суммирует- ся с выходной мощностью) [65]. Необходимо лишь во всех случаях обеспе- чить достаточную входную мощность. Распределение нестабильности. Допуски для каждого каскада многокас- кадной линейки должны быть меньше допусков на нестабильность передат- чика в целом, так как они могут суммироваться, причем в зависимости от характера и источников нестабильностей они суммируются непосредственно или случайным образом, а иногда могут взаимно компенсироваться. Обычно следует подразделить допуск на нестабильность передатчика на несколько допусков меньшей величины с последующим их распределением по каскадам в соответствии с возможностями последних. Такое распределение нестабиль- ности обычно необходимо для учета изменений частоты от импульса к им- пульсу, внутриимпульсных изменений и иногда нелинейности фазовой харак- теристики. Дрожание импульса определяется обычно одним каскадом, поэтому допуск на него редко распределяется между каскадами. Утечка энергии высокой частоты. На частоте передатчика усиления ти- пичной линейки усилителей, помещенной в экранированную камеру или ком- нату, может достигать 90 дБ. Поэтому совершенно очевидно, что во избежа- ние самовозбуждения утечка с выхода на вход линейки должна быть ослаб- лена по крайней мере на 90 дБ. Однако более жесткое требование сводится к тому, чтобы сигнал утечки на входе линейки имел заданную степень «чи- стоты» спектра по отношению к спектру полезного сигнала в этой точке, так как сигнал утечки может подвергнуться в процессе распространения модуля- ции за счет вращения вентилятора, вибрации системы и пр. Так как типичным значением уровня «чистоты», необходимого в системах индикации движущих- ся целей или сжатия импульсов, является 50 дБ, развязка между выходом и входом линейки должна быть не менее 140 дБ. Получение такой развязки мо- жет оказаться трудной задачей, так как утечка из типовых волноводных сое- динений и коаксиальных разъемов имеет порядок — 60 дБ. В число возмож- ных источников утечки в усилительной линейке входят также коллекторные вводы в лампах с прямолинейным лучом и катодные стержни в усилителях со скрещенными полями. Поэтому для успешного выполнения усилительной линейки необходим тщательный контроль утечки ВЧ энергии. То же относит- ся к утечке в интервалах между импульсами, могущей создавать помехи при- ему (см. о межимпульсном шуме в § 1.4).
1.6. Объединение ламп и включение в антенную решетку Надежность. Следствием сложности передающей усилительной цепочки часто является пониженная против требуемой в соответствии с поставленной задачей надежность. Поэтому обычно предусматриваются резервные каскады или полностью резервные усилительные линейки, причем возможны различные комбинации переключения. В зависимости от назначения установки переклю- чение может быть ручным или автоматическим во избежание неизбежной при ручном переключении задержки. Здесь возможен большой выбор средств, требующий, однако, тщательного анализа и наложения определенных ограни- чений, так как сложность и стоимость неправильно выбранных средств кон- троля и автоматического переключения может очень легко выйти за допусти- мые пределы. В расчеты надежности входит исследование различных сочета- ний рабочих и резервных передающих линеек и различных вариантов схем переключения [79, 80], однако расчет надежности систем выходит за рамки этого справочника. 1.6. Объединение ламп и включение в антенную решетку В ряде случаев для увеличения выходной мощности требуется несколь- ко ламп. Начиная с середины 50-х годов для получения мощности, превыша- ющей возможности одной лампы, часто используется включение двух и более ламп. Примерно с 1960 г. было обращено серьезное внимание на возможность повышения надежности путем использования более чем одной лампы, так как вероятность выхода из строя системы в этом случае меньше, чем вероятность выхода из строя одной лампы. Хотя при выходе из строя одной из ламп мощ- ность на выходе уменьшается, причем могут ухудшиться и другие параметры, система в целом может быть рассчитана таким образом, чтобы требования к ней удовлетворялись при некотором количестве вышедших из строя ламп. Соответствующие методики расчета и оценки взаимного влияния параметров подробно рассмотрены в книгах по надежности [79, 80]. Объединение с помощью 3-дБ направленного ответвителя (или двойного тройника). Как 3-дБ направленный ответвитель, так и двойной тройник яв- ляются очень удобными устройствами для суммирования выходной мощности двух ламп [34]. Выбор направленного ответвителя или двойного тройника определяется их способностью работать при заданной мощности и соображе- ниями удобства, однако результаты с точки зрения потребителя получаются одинаковыми. Если выходные мощности обеих ламп одинаковы и сигналы по- ступают в комбинирующее устройство при правильном их фазировании, на выход комбинирующего устройства будет поступать полная мощность. Чем хуже выполняются эти условия, тем большая мощность появится на четвертом плече (с искусственной нагрузкой) комбинирующего устройства, так как мощность на выходном плече - 4- V Pt Р2 cos 0, а мощность на четвертом плече —*1" 2 — V Pi P-t cos 0. При разности фаз выходных сигналов двух ламп, равной 90°, мощность как на выходном, так и на четвертом плече равна половине полной мощности, а при разности фаз 180° можно поменять роли выходного и четвертого плеча для измерения мощности в искусственной нагрузке. Возможность эффектив- «3
Гл. 1. Радиолокационные передатчики ного сложения мощностей двух ламп в требуемом плече в пределах некото- рой полосы частот без какой-либо подстройки зависит от «сопряжения фаз» этих ламп. Это значит, что поскольку фазовый сдвиг в лампах может изме- няться с частотой, это изменение в обеих лампах должно быть одинаковым в пределах допусков, определяемых потерей мощности в четвертом плече. Для облегчения задачи установления соответствующих допусков на рис. 29 приведены кривые мощности, рассеиваемой в четвертом плече (мощности по- терь) для обычно представляющего интерес диапазона изменения параметров. Из рисунка видно, что разность фаз имеет гораздо больше значения, чем раз- ность мощностей. Так как 3-дВ направленный ответ- витель или двойной тройник можно ис- пользовать также как делители мощ- ности, две лампы обычно соединяются параллельно по схеме, изображенной на S) Рис. 29. ваемой амплитуд и фаз двух совместно работа- ющих ламп. Зависимость мощности рассеи- в четвертом плече, от разности Рис. 30. Параллельное включение высоко- частотных ламп или ламповых линеек: а — делитель и сумматор мощности; б — делитель мощности и сложение мощностей в пространстве; в — параллельное включение двух линеек. гая возможная схема соединения, в которой выходные мощности ламп сум- мируются только в пространстве, однако лампы эффективно работают в па- раллель. На рис. 30, в приведено параллельное соединение двух полных усилительных линеек, однако чем больше элементов содержит каж- дая ветвь, тем вероятнее появление разности фаз между ветвями при изме- нении частоты или температуры. Поэтому параллельного соединения целых линеек, более трудного, чем параллельное соединение отдельных каскадов, обычно избегают. Однако параллельное соединение целых линеек дает воз- можность осуществить с помощью маломощного диодного или ферритового переключателя фазы на 180° очень быстрое переключение суммированной выходной мощности с нормального выходного плеча комбинирующего устрой- ства на четвертое плечо для кодирования и формирования импульсов или для переключения с одной антенны на другую. 64
1.6. Объединение ламп и включение в антенную решетку Фазированные антенные решетки (ФАР). По способу использования вы- сокочастотных ламп ФАР могут быть трех типов: 1. Питание всей антенной решетки производится одним генератором, при- чем деление мощности для питания каждого элемента антенны производится с помощью встроенной структуры или эквивалентной распределительной си- стемы оптического типа. Чтобы избежать двойных потерь, связанных с ис- пользованием двух комплектов мощных фазовращателей в антенной решетке для раздельного отклонения луча по строкам и столбцам, ЭВМ, управляющая отклонением луча, должна подавать на каждый фазовращатель команду, включающую сумму команд по строкам и столбцам. В этом случае электрон- но-вычислительная машина может также осуществлять коррекцию коллимации и отклонений параметров, благодаря чему отпадает необходимость в механи- ческой подстройке. 2. Одну лампу можно использовать для питания группы элементов антен- ной решетки. Такая группа называется обычно подрешеткой. Делители мощ- ности (небольшие встроенные структуры) распределяют энергию между эле- ментами подрешетки, причем делители во всех подрешетках одинаковы. На каждый мощный фазовращатель каждой подрешетки подается своя команда отклонения луча, однако команды для всех подрешеток одинаковы, благодаря чему уменьшается загрузка ЭВМ. На установленные перед каждой лампой маломощные фазовращатели (или элементы временной задержки, если длина импульса настолько мала по сравнению с размерами антенной решетки, что в этом может появиться необходимость) подаются раздельные команды от- клонения луча, однако их количество значительно меньше, чем для ФАР типа 1. 3. Устройство, в котором каждый элемент антенны питается отдельной лампой, позволяет осуществлять сдвиг фазы, необходимый для отклонения луча, на сравнительно низком уровне мощности перед оконечными усили- тельными лампами. Возможны различные схемы подачи команд отклонения луча по строкам и столбцам, позволяющие упростить ЭВМ. В ФАР типа 1 использование ламп близко к общепринятому, за исклю- чением, может быть, очень значительной требуемой средней мощности. В та- ких системах для повышения надежности применяется обычно не менее двух параллельно включенных ламп. В зависимости от требуемой мощности и на- дежности можно рассчитать оптимальное количество параллельно включенных ламп. Большие размеры ламп не создают в этом случае каких-либо трудно- стей. ФАР типа 1 подробнее рассмотрены в § 1.7. . В ФАР типа 2, как и типа 1, средняя мощность на одну лампу относи- тельно велика, однако, если количество подрешеток достаточно велико, чтобы система имела требуемые характеристики при одной или нескольких вы- ключенных подрешетках, требования к надежности источника высокой часто- ты каждой подрешетки могут быть снижены, так что на каждую подрешетку Включается одна лампа. Требования к идентичности ламп для ФАР типа 2 едавнимы с предъявляемыми для типа 3. Размеры ламп могут быть или не $Ыть ограничивающим фактором в зависимости от размеров подрешетки, В свою очередь, определяемых рабочей частотой и количеством элементов В подрешетке. Оптимальное количество элементов в подрешетке зависит от наличия соответствующих ламп и их допустимой выходной мощности, от соот- ношения затрат при большом числе маломощных и небольшом числе мощных ламп и в случае очень коротких импульсов от временных задержек в пределах одной подрешетки. Чем больше мощность системы и чем короче импульс, тем меньше оптимальный размер подрешетки. В ФАР типа 3 средняя мощность на одну лампу невелика. Для получе- ния высоких надежности и коэффициента готовности системы не требуется высокая надежность каждой лампы. Допустимое число ламп, которые могут -Одновременно выйти из строя, зависит главным образом от допустимого уве- личения уровня боковых лепестков диаграммы направленности антенной 65
Гл. 1. Радиолокационные передатчики решетки [90, 91]. Однако очевидно, что от среднего срока службы всех ламп сильно зависят эксплуатационные расходы, обусловленные как стоимостью заменяемых ламп, так и расходами по обслуживанию, связанному с их заме- ной. Сравнительно сложное обслуживание, необходимое для ФАР типа 3, требует, чтобы в системах такого типа замена ламп производилась без необ- ходимости выключения всей системы. Размер ламп имеет для ФАР типа 3 большое значение, так как желательно располагать лампы непосредственно за элементом антенны для уменьшения длины соединяющего их волновода, благодаря чему снижаются расходы и увеличивается к. п. д. Если поперечное сечение лампы больше пространства между элементами антенны, лампы дол- жны быть расположены до- Рис. 31. Магнитная структура для решетки из усилителей на ЛБВ. струкция магнитной системы, при статочно далеко за антен- ной решеткой, чтобы обес- печить требуемое расстоя- ние между ними. В этом случае ВЧ энергия подво- дится к элементам антенны через волноводы или ВЧ ка- бели. В некоторых случаях такое расположение не яв- ляется недостатком, напри- мер, когда один комплект ламп предназначен для пи- тания через ВЧ переключа- тель, встроенный на выходе каждой лампы, нескольких антенных полотен. С точки зрения компактности их монтажа линейная форма памп обладает несомненны- ми преимуществами (рис. 14). Во всяком случае для более плотного размещения ламп желательна такая кон- которой обеспечивается их надежная экра- нировка. Другим возможным вариантом монтажа ламп является их размещение в одной большой магнитной структуре, рассчитанной так, чтобы было обеспе- чено требуемое расстояние между лампами и одинаковое номинальное значе- ние напряженности магнитного поля для всех ламп (рис. 31). Интересным примером такого решения является магнитная структура для ЛБВ типа MAR-1 [72]. Это решение оказалось чрезвычайно удачным (хотя и нелегким), однако для него характерно интенсивное внешнее магнитное поле за преде- лами магнитной структуры, которое может влиять на соседнюю аппаратуру. Такая трудность не возникает в случае раздельного выполнения магнитной системы для каждой лампы. В ФАР типа 3 необходимо, чтобы запаздывание по фазе во всех лампах, а также их выходная мощность поддерживались одинаковыми во избежание появления из-за фазовых ошибок чрезмерно больших боковых лепестков диа- граммы направленности антенны. Начальные разбросы запаздывания по фазе могут быть уменьшены, если тщательно контролировать производственные до- пуски на лампу [52, 171], в ряде же случаев возможна регулировка манит- ного поля ламп для приведения запаздывания по фазе во всех лампах к еди- ному эталонному значению. Так, например, испытания дем а тронов показали, что подстройка магнитного поля в нескольких точках вдоль лампы позволяет согласовать лампы в пределах 5° в 8%-ной полосе частот. Кроме идентично- сти с§одих ^обходимо обеспечить идентичность напряжений источников питания всех Ламп, напряжений модуляторов (например, для ЛБВ с управ- 66
1.7 Выходная мощность высокочастотных ламп лающей сеткой), магнитных полей (в случае использования соленоидов), возбуждения высокой частоты и соответствующих высокочастотных элемен- тов (например, ферритовых вентилей). Обычно необходимо составить распре- деление допустимых разбросов значений этих параметров подобно распреде- лению допусков по фазовой стабильности от импульса к импульсу и в меж- импульсном интервале, рассмотренному в связи с усилительными цепочками 1.7. Выходная мощность высокочастотных ламп Повышение мощности, отдаваемой ВЧ лампами, определялось в основном потребностями РЛС военного назначения и соответствовало прогнозам разви- тия данной отрасли техники Некоторые планы развития РЛС особенно силь- но повлияли на ход работ по повышению выходной мощности ВЧ ламп. Линейный ускоритель Стэнфордского центра. Программа развития линей- ного ускорителя Стэнфордского университета непрерывно стимулировала раз- работки ВЧ ламп. Первый клистрон большой мощности разработан в Стан- форде в 1949 г. [64, 163]. При этом были достигнуты большие успехи в тех- нологии создания катодов на высокую импульсную мощность, объемных резо- наторов, окон, коллекторов и керамических уплотнений на высокое напряже- ние, не считая усовершенствований в модуляторе. Высокочастотные структу- ры, изобретенные в начале 50-х годов, продолжают преобладать в разработ- ках мощных ЛБВ, как, например, спираль со встречной намоткой, взаимосвя- занные объемные резонаторы и резонатор четырехлепесткового типа. В даль- нейшем, так как разработчики настаивали на фокусировке клистронов 3-км линейного ускорителя постоянными магнитами, электровакуумная промышлен- ность успешно разработала систему с бочкообразным магнитом (рис. 32), которая в противном случае вероятно не появилась бы для ламп такой боль- шой мощности раньше, чем через 5—10 лет. Потребность в клистронах сна- чала па 240 гнезд с перспективой увеличения до 960 стимулировала работы четырех крупнейших компаний по производству клистронов, которые успеш- но разработали взаимозаменяемые варианты клистрона Станфорда (рис. 32). После начального периода отбора и отказа от наименее удачных вариантов был достигнут средний срок службы клистронов не менее 7000 ч при номи- нальной импульсной выходной мощности 21 МВт в диапазоне S. Подробнее история Стэнфордского ускорителя описана в работах [29, 81] и в приведен- ной в них литературе. Программа частотного разноса. В конце 50-х годов командование проти- вовоздушной обороны финансировало ряд программ развития радиолокации, направленных на то, чтобы неприятель был вынужден расширить частотный диапазон излучения источников искусственных помех, что привело бы к ослаб- лению их действия, либо увеличению количества самолетных средств радиопро- тиводействия. В этих программах было предусмотрено использование практи- чески всех радиолокационных диапазонов и расширение частотных полос, используемых в каждом диапазоне. Очевидным следствием этих программ явился мощный толчок к разработке высокочастотных ламп большой мощно- сти, в частности к созданию ламп для тех радиолокационных диапазонов, которые раньше относительно слабо использовались. Программы разработки сверхмощных ламп. В конце 50-х годов, когда Стали уделять больше внимания фазированным антенным решеткам, многие полагали, что во всех фазированных антенных решетках будет использована бистема отклонения луча маломощными фазовращателями по строкам и столбцам с последующим усилением сигнала усилительной лампой или уси- лительной линейкой в каждом излучающем элементе (см. § ].6, ФАР типа 3), и что поэтому дни больших «сверхмощных» СВЧ ламп сочтены. Эта TO4ifa 3* 67
Гл. 1. Радиолокационные передатчики •л зрения укрепилась после проведенных в это же время испытаний антенны® решеток большой мощности с общей фидерной систехмой питания, выявивший! сложность их применения и необходимость в жестких допусках. Однако мне* ние специалистов радикально изменилось в результате разработок следую* щих устройств: Рис. 32. Клистроны для линейного ускорителя Стэнфордского центра (SLAC) и типовой бочкообразный магнит. 1) мощных ферритовых и диодных фазовращателей, способных пропу- скать мощность, соответствующую одному излучающему элементу, и имевших достаточно малые потери; 2) ЭВМ с быстродействием, достаточным для выработки команд управле- ния лучом для фазовращателей в каждом элементе антенной решетки, что свизило преимущества отклонения по строкам и столбцам; 3) облучателей антенных решеток оптического типа («пространственного витания»), более простых и дешевых, чем общая фидерная система В результате небольшое количество ламп очень большой мощности может витать всю антенную решетку. В тех случаях, когда имеется несколько антен- ных полотен, не работающих одновременно, их питание производится от од- ной лампы с помощью переключателя большой мощности. В этом варианте мощность установки не лимитируется импульсной или средней выходной мощностью одной лампы. Можно комбинировать, симме- 68
1.7. Выходная мощность высокочастотных ламп трировать и коммутировать выходы нескольких мощных ламп, используя существующий набор комбинирующих устройств и делителей, не сосредотачи- вая всю мощность в одном канале. Точно так же, как первые п ответвлений в общей фидерной цепи могут быть заменены 2 п мощными источниками ко- лебаний (соответствующим образом сфазированных), антенная решетка мо- жет облучаться несколькими рупорами, каждый из которых передает часть общей энергии. Таблица I Программы разработок сверхмощных ламп Основное задание: импульсная мощность 100 МВт, средняя 1 МВт Компания GE Raytheon Varian Eimac Litton 'Тип лампы Многолуче- вой клистрон; многолуче- вой кли- строн бе- гущей волны Амплитрон Клистрон и ЛБВ Клистрон Усилителя со скрещен- ными поля- ми: биматрон дематрон Условное обозначе- ние ZM6601 QK1224 — Х3030 — Диапазон частот X S — X S Заданный номинал — Средняя мощность 400 кВт — Средняя мощность 1 МВт Импульсная мощность 10 МВт. средняя 200 кВт _ Полученные результаты — Средняя мощность 425 кВт — Средняя мощность 510 кВт Заданна изменена Технологи- ческие до- стижения Система охлажде- ния. Керамиче- ские детали Высокий первеанс Квазиполый луч Керамиче- ские окна Контур четырехле- песткового типа Высокое на- пряжение Клистрон с удлинен- ным прост- ранством взаимодей- ствия Дематрон (с автоим- пульсной модуляци- ей) Источник [10,71] [82] — [63] [14.40] от
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Имеется ряд причин, обусловливающих непрерывное стремление к увели- чению мощности высокочастотных ламп. Хотя стоимость лампы при этом существенно увеличивается, она составляет одну из наименее значительных долей эксплуатационных расходов на систему. Даже расходы на электриче- скую энергию для питания лампы в течение ее срока службы превышают стоимость лампы. К тому же количество человеко-часов в год, требуемых для 1000000 Гр и оды и тетроды 1908г Амплитрон х- Клистрм.. 100000 .Лампы 1908г. 10000 Магнетроны 1997г. ' ЛОО £ £ 1ООО 100 Импульсный генератор 'обратной волны (типа О) х к 10 01 0,01 L ’х- Сфера л конкурен- ции. Кароинотрон (типа OJ TSepda- i Диодсогра- тельнь/е I ничейным устрой- I накоплением ттда1908г\ объемного |----у——заряда — 0,01 0,1 1 10 . 100 1000 Частота, ГГц 1 Рис. 33. Допустимая средняя мощность высокочастотных ламп к 1968 г. |50j. обслуживания системы с небольшим количеством мощных ламп, меньше, чем в случае большого количества маломощных ламп (см. § 1.6). Кроме того, стоимость оборудования на 1 кВт выходной мощности высокой частоты для мощных ламп обычно меньше, чем для маломощных. В начале 60-х годов были разработаны программы создания ряда сверхмощных усилительных ламп. В них не предусматривалось сначала какое-либо определенное приме- нение ламп, однако, как это и ожидалось, в результате разработок были соз- даны технология, элементы электровакуумных приборов и вспомогательная аппаратура, оказавшие, как это видно из табл. 5, громадное влияние на по- следующие разработки мощных ламп (и, следовательно, РЛС). Зависимость предельной мощности от частоты. Импульсная мощность ламп высокой частоты была доведена до такого значения, при котором пре- дел ставился пробоем в существующих волноводах даже в случае их напол- 70
1.8. Формирование импульсов для минимизации ширины спектра нения газом SF6 под давлением в 128 кПа (12,5 атм). Поэтому для возмож- но большего увеличения средней мощности в начале 60-х годов в радиолока- ции появилась тенденция к увеличению коэффициента заполнения импульса соответствующим формированием импульсов (например, методом сжатия импульсов). В течение длительного времени фактором, лимитирующим повы- шение мощности лампы, были высокочастотные окна (используемые для ва- куумного уплотнения). После первых окон из стекла была разработана тех- нология изготовления окон из алюминиевой керамики, а затем из бериллие- вой Примечательно, что в результате этих разработок [5] номинальная спо- собность окон работать при заданной мощности оказалась существенно больше, чем это требуется. Хотя во многих случаях средняя выходная мощ- ность лампы может быть настолько большой, что волновод даже из электро- литной меди должен охлаждаться водой, предельная средняя мощность ограничена все же самой лампой. Поэтому для характеристики состояния разработок ламп высокой частоты при их сравнении принято указывать достигнутое значение средней мощности (рис. 33) [18, 47—50]. Практически для надежной работы системы эти значения следует несколько уменьшить. Для сравнения на этом же рисунке приведены энергетические параметры микроволновых полупроводниковых приборов, которые, как следует ожидать, будут улучшаться. Однако разрыв между этими устройствами и вакуумными лампами настолько велик, что еще в течение многих лет нельзя ожидать за- мены в импульсных радиолокационных передатчиках вакуумных ламп полу- проводниковыми приборами в качестве мощных источников колебаний. Особое значение имеет также то обстоятельство, что вследствие небольшой тепловой постоянной времени микроволновых полупроводниковых приборов их импульс- ная мощность не может быть на много больше средней мощности. Конечно, при соответствующем соединении большого количества маломощных полупровод- ников или включения их в антенную решетку можно получить достаточно большую мощность. Таким образом, полупроводники могут заменить лампы в таких радиолокационных фазированных антенных решетках, в которых на каждый элемент антенны включен отдельный усилитель (см. ФАР типа 3 § 1.6), особенно в самолетных устройствах, когда на один элемент не тре- буется большая мощность. 1.8. Формирование импульсов для минимизации ширины спектра По мере уплотнения высокочастотного спектра увеличивается внимание к вопросам электромагнитной совместимости (см. т. 2, гл. 9). Хотя в поня- тие электромагнитной совместимости входят все вопросы совместимости, включая оптимальное географическое распределение частот, в этом справоч- нике они будут рассмотрены лишь применительно к выбору тина лампы и ми- нимизации ширины спектра, занимаемого передатчиком. Уменьшение паразитных выходных сигналов. Как было показано в § 1.4, выходные сигналы всех высокочастотных ламп содержат гармоники. Кроме того, большей части ЛБВ и усилителей со скрещенными полями с импульс- ной модуляцией на катод присущи паразитные выходные колебания в диапа- зонах, смежных с рабочей полосой. Во всех лампах возникает шум или па- разитные сигналы в пределах рабочей полосы, обычно от —30 до —60 дВ в полосе 1 МГц в усилителях со скрещенными полями, и от —60 до —90 дВ в лампах с прямолинейным электронным лучом. Снизить гармоники, изменив конструкцию лампы, обычно почти невоз- можно, однако очень легко отфильтровать гармоники (с ослаблением на 30— 60 дБ) с помощью современных фильтров на большую номинальную мощ- ность. Паразитные сигналы в смежных полосах зависят от выбора лампы я модулятора, однако они тоже могут быть в случае необходимости отфильтро- 71
Гл. 1. Радиолокационные передатчики ваны СВЧ фильтрами на большую мощность. Применение фильтров для по- давления паразитных сигналов и шума в рабочей полосе можно лишь в тех случаях, когда частота системы фиксирована, либо имеется достаточно вре- мени для настройки фильтров. Однако, поскольку в этом случае требуются узкополосные фильтры высокой добротности, напряжение на которых во много раз увеличивается, использование их ограничено системами небольшой мощности. Уменьшение ширины спектра, форма которого хуже определяемой выра- жением (sin х)/х. Спектр идеального прямоугольного импульса определяется известным выражением (sinx)/x, где х = л(/0 — f) Т; f0 — рабочая частота и Ток луча В1/ Возйркдвлие Рис. 34. Использование стробированного высокочастотного возбуждения для исключения фазовых искажений. Показаны также потери мощности луча в интервалах фронта и спада импульса моду- лятора. Т — длительность импульса. Если принять в качестве номинальной полосы ча- стот сигнала \/Т, то огибающая спектра будет падать на 6 дБ на каждую октаву номинальной полосы до значения, равного собственному шуму пере- датчика. В зависимости от характеристик лампы и модулятора реальный спектр огибающей может оказаться шире идеального, что наблюдается чаще всего в результате фазовой модуляции на конечных участках фронта и спада реального импульса. В этих случаях следует соответственно исправить форму фронта и спада импульса, либо (в лампах с прямолинейным электронным лучом) не подавать возбуждение высокой частоты в этих интервалах, как это показано на рис. 34. Хотя при этом немного уменьшается к. п. д. передатчика, следует иметь в виду, что энергию за пределами полосы порядка 1/7, гене- рируемую на участках фронта и спада импульса при наличии возбуждения, нельзя использовать в приемнике [61]. Улучшение формы спектра по отношению к определяемой выражением (sin х)/х методом формирования импульсов. Поскольку энергия спектра за пределами ±1/7 относительно /о не используется в приемнике, для электро- магнитной совместимости важно исключить излучение энергии за этими пре- делами. К этому можно подойти, придав импульсам форму, отличную от общепринятой и удобной прямоугольной формы, описываемыми ниже мето- дами. 72
1 8. Формирование импульсов для минимизации ширины спектра Импульсы со сформированными фронтом и спадом. Очень простым ме- тодом является формирование прямоугольного импульса только в интервалах его фронта и спада. При этом уменьшается энергия спектра на частотах, да- леко отстоящих от /о, однако благодаря плоской центральной части импуль- са сохраняется высокий к. п. д. передатчика. Прямоугольному импульсу соот- ветствует наивысший к. п. д. передатчика и самый широкий спектр частот, а для гауссова импульса ширина спектра имеет наименьшее значение, однако к. п. д передатчика ухудшается. Поэтому часть полной длительности импуль- са, которую целесообразно использовать для формирования фронта и спада, зависит от выбранного компромисса между этими двумя крайними случаями. Поскольку спектр треугольного импульса уменьшается на 12 дБ на октаву полосы частот, считая от несущей, спектр симметричного трапецеидального импульса с временем нарастания tT падает на 12 дБ на октаву полосы частот 1//г. Для более сглаженной формы, приближающейся к форме интеграла вероятности, спектр за пределами полосы l/tr падает еще быстрее. Хотя на практике достижимое улучшение ограничено в конечном счете фазовой моду- ляцией передатчика в интервалах фронта и спада, все же можно получить значительное улучшение. Так, например, при соответствующей форме входного ВЧ сигнала передатчика на лампе с прямолинейным электронным лучом ширину спектра по уровню —60 дБ можно уменьшить на порядок ценой сни- жения к. п. д. передатчика на 25%. Квазигауссовы импульсы. Гауссов импульс является импульсом с ная- болвшей скоростью спада энергии боковых полос при заданной его эффек- тивной длительности. Так как истинно гауссов импульс простирается от — со до + оо, следует рассмотреть приближения типа cos2, cos4 и т. д. либо истин- но гауссову форму, усеченную на некоторой конечной длительности. Влияние таких аппроксимаций подробно рассмотрено в т. 2, гл. 9 и в работах [54, 58—60 и 62]. Обычно чем лучше аппроксимация, тем при большем удалении боковых составляющих энергетического спектра от несущей частоты действи- тельный спектр начнет отличаться от спектра идеального гауссова импульса. Так, например, чтобы спектр импульса был подобен спектру идеального гаус- сова импульса до уровня — 70 дБ, длительность аппроксимирующего усечен- ного гауссова импульса должна быть в три раза больше его ширины по уров- ню половинной мощности (при такой его ширине амплитуда у краев импуль- са спадает приблизительно до 0,2%). Удовлетворительный результат дает также аппроксимация cos6 [58]. Так как динамический диапазон в этих случаях должен быть порядка 60 дБ, магнетроны и усилители со скрещенными полями обычно непригодны для систем с формированием импульсов (см. табл. 4). Амплитудная нелинейность. Точное получение заданной формы импульса при нелинейности амплитудных характеристик лампы и модулятора является сложной задачей. Для получения спектра, соответствующего гауссову им- пульсу даже до уровня —50 дБ, обычно требуется достаточно много кри- тичных подстроек. Степень допустимой амплитудной нелинейности зависит от требуемой чистоты спектра и характера нелинейности [58]. Фазовые искажения. Даже в том случае, когда требуемая форма импуль- са может быть реализована, фазовые искажения ограничивают принципиаль- но достижимое улучшение. Чрезвычайно удобным для исследования фазовой модуляции является понятие квадратурного спектра, создаваемого квадратур- ным импульсом. Если разложить выходной импульс высокой частоты на две составляющие, одна из которых находится в фазе с ВЧ заполнением импульса на его фронте и спаде, а другая сдвинута на 90° (находится в квадратуре), го уровень энергии квадратурного импульса будет являться показателем глу- бины фазовой модуляции в импульсном интервале [53, 55]. Эти составляющие легко наблюдать с помощью синхронного детектора (рис. 35). Так как квад- ратурный импульс существует только при наличии фазовой модуляции, он короче полезного импульса и, следовательно, его спектр шире. Полный энерге- 73
Гл. 1. Радиолокационные передатчики тический спектр состоит из спектра полезного импульса и менее интенсивного, ЯО более широкого спектра квадратурного импульса. Поэтому уменьшение де- виации фазы приводит к улучшению (сужению) спектрд, а наблюдение квад- ратурного импульса позволяет непосредственно отслеживать уменьшение девиации фазы в результате различных регулировок. В работе [58] приведены подробные расчеты, позволяющие вычислить влияние фазовой модуляции разной глубины. Для выполнения этих расчетов необходимо знать форму пе- редаточной .характеристики лампы или ее фазовой характеристики, однако яри грубых оценках можно исходить из того, что при плавных или медлен- Рис. 85. Сдама испытания .лампы типа УА-840 для системы TACAN. Для наблюдения квадратурного импульса использован синхронный детектор 153]. ных девиациях фазы порядка 0,’ рад форма спектра начинает значительно отклоняться от формы спектра гауссового импульса только ниже уровня —80 дБ. Этот уровень представляет, вероятно, наибольший интерес, так как уровень внутренних шумов линейки ВЧ ламп тот же. Изменения фазы могут зависеть от метода, выбранного для формирова- ния огибающей импульса. Если модулируется напряжение луча клистрона, то коэффициент усиления, полоса частот и фаза значительно меняются при из- менении напряжения (Большая часть ЛБВ начинает генерировать при таком методе модуляции, и поэтому здесь они не рассматриваются. Подходящими являются триоды и тетроды, однако их рассмотрение выходит за рамки этой главы.) Если модулируется только ток луча управляющей сеткой или моду- лирующим анодом, фазовая модуляция уменьшается приблизительно в 10 раз, оставаясь все же довольно значительной, а в результате изменений коэффи- циента усиления появляется амплитудная нелинейность. Даже в том случае, когда ток луча включается только в импульсных интервалах, а входные ВЧ импульсы сформированы, при этом возникает фазовая модуляция в резуль- тате преобразования амплитудной модуляции в фазовую, а также амплитуд- иая нелинейность в результате насыщения выходной цепи. Кроме того, яри реализации любого из этих методов сказываются неоднородности переда- 74
1.8. Формирование импульсов для минимизации ширины спектра точной характеристики высокочастотных ламп,, являющиеся следств-ием таких факторен второго порядка, как изменение преломления луча, колебания ионов, и npi Таким образом, точное генерирование требуемой формы- импульса без фазовых искажений каким-либо методом,, в- котором изменения вносятся че- рез передаточную характеристику лампы, является трудно осуществимой за- дачей. Единственным исключением в этом отношении является клистрон с элект- ростатической периодической фокусировкой, в котором практически отсутст- вуют неоднородности. Благодаря отсутствию магнитных полей режим работы Подстройка амплитуд Рис. 36. Схема формирования импульсов путем фазирования и суммирования. лампы плавно изменяется при изменении напряжения, а при появлении положительных ионов они быстро улавливаются. При использовании этого типа клистрона с электростатической фокусировкой в телевизионном передат- чике дециметрового диапазона выявилась его необычно гладкая передаточная характеристика. Формирование импульсов с помощью- направленного ответвителя. Ввиду амплитудных и фазовых искажений при формировании импульса в самой ВЧ лампе представляет интерес исследование1 других методов генерирования им- пульсов желаемой формы. На- рис. 36 показано1 как с помощью направленного ответвителя (или двойного тройника) можно скомбинировать выходы двух усилительных линеек для придания импульсу желаемой формы. Обе лампы генерируют полную мощность на протяжении всего импульсного интервала, требуется лишь их стабильная работа. Нулевое значение выходной мощности 75
Гл. 1. Радиолокационные передатчики В начале и в конце импульса достшается такой регулировкой выходных сиг» Налов ламп, при которой они полностью взаимно компенсируются в направ» Венном ответвителе, а для получения полной выходной мощности они фази» руются так, чтобы их мощности суммировались (однако шумы не коррелиро» ваны, поэтому они всегда делятся поровну между выходным плечом и искус» «таенной нагрузкой). Для достижения полной взаимной компенсации двух Выходных сигналов необходимо очень хорошее согласование обоих каналов ВО фазе и амплитуде. Для получения сигнала уровня —40 дБ необходимо Вогласование по амплитуде порядка 1% и по фазе 0,6° (0,01 рад). Таким об- резом данный метод не вносит каких-либо дополнительных искажений, однако Ой очень критичен к балансировке и согласованию обоих каналов, что пред» Ставляст особые трудности, когда каналы включаются и выключаются в на- чале и конце каждого импульса. Параметры обоих фазовращателей также довольно критичны, так что должна быть предусмотрена соответствующая подстройка. К. п. д. Независимо от выбранного метода формирования к. п. д. передат- чяка со сформированными импульсами меньше, чем с прямоугольными. В случае формирования импульса изменением напряжения луча в клистроне модулятор на вакуумных лампах должен поглощать и рассеивать энергию, соответствующую разности напряжений на клистроне и высоковольтном ис» точнике питания. Значительно более высокий к. п. д. можно получить с линей- ным модулятором со специальной схемой, синтезирующей требуемую форму импульса, однако получение достаточно точной формы импульса с модулято- ром этого типа является очень трудной задачей. Особенно трудно добиться спада импульса до нуля из-за рассогласований и потерь в устройствах. Вооб- ще согласование устройств большой мощности не так просто осуществить. Этот метод формирования представлялся целесообразным только для незна- чительных улучшений спектра в передатчиках на триодах и тетродах, однако дальнейшие усовершенствования возможны [56, 57]. Может показаться, что клистроны пли ЛБВ, модулируемые с помощью управляющей сетки или модулирующего анода, могут иметь высокий к. п. д. К сожалению, однако, при низком уровне выходной мощности интенсивность луча должна быть много больше ожидаемой, так как при малом токе луча значительно снижается коэффициент усиления и (или) к. п. д. лампы. Поэтому в течение всей длительности импульса ток луча должен быть достаточно большим. Если формируется входной ВЧ импульс, а луч полностью включен в тече- ние всего импульса, то к. п. д. получается очень низким. Номинальное зна- чение к. п д. лампы (в режиме насыщения) уменьшается в число раз, равное отношению полной длительности формируемого импульса к длительности импульса по половинной мощности, которое составляет обычно от 3:1 до 4:1. Совершенно очевидно, что такое же снижение к. п. д. имеет место при формировании импульса направленным ответвителем. Таким образом, наиболее важным вопросом при проектировании передат- чиков со сформированными импульсами является выбор допустимого усечения во времени, так как от этого непосредственно зависит к. п. д. » В работе [9] был предложен интересный метод повышения к. п. д. клист- рона, в котором формирование выходного импульса осуществляется путем формирования входного ВЧ импульса. При очень небольшом уровне или пол- ном отсутствии входного ВЧ напряжения на коллектор подается пониженное напряжение (приблизительно на 90%, т. е. напряжение катод — коллектор составляет одну десятую напряжения катод — корпус). При увеличении вход- ного ВЧ напряжения напряжение на коллекторе увеличивается до уровня, достаточного для фокусировки луча, и возрастает до полного значения к се- редине импульса, когда входное ВЧ напряжение также достигает полного зна- чения (рис. 37). Так используются все возможности режима пониженного напряжения на коллекторе, так что к. п. д. клистрона, равное 35% при пря- 76
1.8, Формирование импульсов для минимизации ширины спектра моугольной форме импульса, доходит до 26% при форме импульса, близ- кой к гауссовой. Соответствующее импульсное напряжение коллектора легко можно получить с помощью линейного модулятора, так как при этом напряжение на коллекторе не критично. С помощью простого £С-фильтра в качестве устройства формирования импульсов можно получить на коллекто- ре полусинусоидальную форму импульса. Как было показано выше, лучшее приближение к оптимальной гауссовой форме получается с помощью устрой- ства, состоящего из согласно действующих и противодействующих сек- ций [56, 57], ИП Рис. 37. Режим программированного уменьшения напряжения на коллекторе тля по- вышения к.п.д. при усилении формированных импульсов. Тасап — радионавигационная система тактического назначения. Наилуч- шая из всех существующих систем формирования импульсов использована в системе Тасап [174] В наиболее распространенном варианте системы при- меняется клистрон диапазона L. на 37 кВт импульсной мощности с формиро- ванием импульса на управляющей сетке. Сформированный приблизительно по закону cos2 импульс пропускается через рассчитанный на большую мощность фильтр высокой добротности (с потерями 1,5 дБ) с целью дальнейшею улуч- шения спектра. Система удовлетворяет требованиям, согласно которым спектр должен соответствовать гауссову до уровня — 60 дБ. Система работоспособ- на, хотя критичным элементом является фильтр, который во избежание рас- стройки должен иметь температурную роулировку или компенсацию. Из-за большого рассогласования нагрузки при значительной расстройке фильтра может быть также поврежден клистрон [54]. Экспериментальная система Тасап на лампе VA-840. Чтобы исключить применение фильтра, рассчитанного на большую мощность, в 1964 г. был раз- работан клистрон со специальными характеристиками [53, 55]. При разра- ботке этой лампы, получившей обозначение VA-840, предусматривалось полу- чение плавной передаточной характеристики и использование необычной не перехватывающей луч отрицательно заряженной управляющей сетки с коэф- 77
Гл. 1. Радиолокационные передатчики фициентом усиления 7 при небольшом фазовом сдвиге в интервалах вклю- «ния и выключения луча. В результате при модуляции луча с соответству- ющим сочетанием напряжений на сетке и аноде фазовая модуляция в преде- лах импульса не превышала 20°. Кроме, того, лампа была рассчитана так, чтобы зависимость выходной мощности высокой частоты от тока луча была линейнее обычной, благодаря чему соответствующее формирование импульс* ого тока луча обеспечивало требуемую форму огибающей ВЧ импульса. Такое решение целесообразно потому, что создание линейного детектора вы- сокой частоты с динамическим диапазоном 60 дБ для регулировки формы огибающей практически не осуществимо. Придавая импульсному току луча форму, очень близкую к гауссовой (с использованием нескольких корректи- рующих подстроек), и регулируя входной ВЧ сигнал и настройку объемных резонаторов с контролем квадратурного импульса по схеме, приведенной на рис. 35, удалось добиться того, что спектр системы Тасап удовлетворял в лабораторных условиях задаваемым требованиям без необходимости при- менения фильтров высокой частоты, рассчитанных на большую мощность. К сожалению, эта разработка не была доведена до конца, так как оказа- лось невозможным заменить экспериментальную лампу с фокусирующим со- леноидом лампой с фокусировкой постоянными магнитами. Тем не менее ре- зультаты этого исследования окажутся полезными в будущем при разработке передатчиков с регулируемым спектром частот по программе электромагнит- ной совместимости. На основании предыдущего опыта представляется, что прямая зависимость между током луча и выходным сигналом не требуется: эта зависимость должна быть лишь достаточно плавной, так как для наблю- дения синфазного импульса можно использовать синхронный детектор и осу- ществить детектирование огибающей сигнала в очень большом динамическом диапазоне. Так как для удовлетворения требований к спектру квадратурный импульс должен иметь небольшую амплитуду, синфазные импульсы достаточ- но хорошо отображают форму огибающей, что позволяет компенсировать не- линейность передаточной характеристики лампы, непосредственно придавая огибающей импульса на выходе лампы требуемую форму. Следует ожидать, что интерес к формированию импульсов будет непре- рывно расти, однако, вероятно, потребуется применение различных сочетаний и комбинаций рассмотренных здесь методов формирования, прежде чем ока- жется возможным широкое практическое использование сформированных им- пульсов. 1.9. Проблема импульсных посылок В современных радиолокационных устройствах все более желательной является работа посылкой, состоящей из пачки очень коротких импульсов, что позволяет получить высокую разрешающую способность как по дальности, так и по скорости при одном коротком облучении цели. Такой режим работы трудноосуществим в передатчике и существенно влияет на выбор ВЧ лампы. В дальнейшем в качестве примера будет произвольно выбрана форма сигнала, состоящего из 100 посылок в секунду с длиной посылки, равной 1 мс, причем каждая посылка состоит из 1000 импульсов длительностью в 0,1 мкс, излуча- емых через 1 мкс. Частота повторения импульсов в интервале посылки 1 МГц, среднее значение частоты повторения 100 кГц, а среднее значение коэффици- отта заполнения 0,01. В типовых РЛС с импульсными посылками должна оЫть также йредусмотрена возможность одновременной работы импульсами другой длительности, однако данный пример удобен для пояснения проблемы. Лампы с прямолинейным электронным лучом. Когда для усиления опи- санной выше импульсной посылки используется лампа с прямолинейным элек- тронным лучом, к. п. д. лампы очень сильно зависит от двух факторов. 78
1.9 Проблема импульсных посылок 1. Если модулирующие импульсы подаются на катод или модулирующий анод лампы (коэффициент усиления модулирующего анода принимается рав- ным 1), то энергия расходуется за каждый импульс на заряд паразитной емкости цепи до полного ускоряющего напряжения и на последующий раз- ряд. Если интервалы между импульсами достаточно малы, выгоднее оставлять луч включенным и примириться с соответствующей потерей энергии, чем рас- ходовать энергию при каждом включении и выключении луча. Для клистрона на 100 кВт с первеансом, равным 1 микроперву, ток луча 31 А и потребляемая при включенном луче мощность 3,1 Дж/мкс. Если паразшная емкость (катода при модуляции на катод или модулирующего анода при модуляции на моду- лирующий анод) равна 500 пФ, накопленная на ней энергия 2,55 Дж. Вся эта энергия теряется (если не используются чрезвычайно сложные схемы модула- тора) при каждом разряде паразитной емкости и такая же энергия теряется в модуляторной лампе при каждом заряде паразитной емкости, так что при каждом включении и выключении лампы потери энергии составляют 5,1 Дж. Совершенно очевидно, что не имеет смысла выключать клистрон в рассматри- ваемом примере в течение интервала длительностью 0,9 мкс между импуль- сами посылки Потеря энергии будет меньше, если не выключать клистрон, хотя даже в этом случае потеря энергии будет в 10 раз больше, чем при обычном .режиме работы клистрона с длинными импульсами. 2. Даже в случае выбора более «разумной» формы посылки (например, пачки импульсов длительностью 1 мкс с интервалами 10 мкс), потеря энергии при увеличении и уменьшении тока луча обусловлена конечной длительностью фронта и спада импульса модулятора (см рис. 34) [115] Если пиковый ток модулятора, расходуемый на заряд и разряд паразитной емкости цепи, состав- ляет 50 А, то увеличение и уменьшение напряжения происходит в течение 1 мкс Так как ток луча меняется пропорционально напряжению в степени 3/2, результирующая потеря энергии при линейном нарастании напряжения в те- чение 1 мкс эквивалентна потере при полной мощности не за 0,5 мкс, а только за 0,4 мкс. Тем не менее при учете времени как увеличения, так и уменьшения напряжения полная энергия в луче будет соответствовать потерям при пол- ной мощности за 0,8 мкс, т. е. 2,5 Дж. Таким образом, даже в случае им- пульсов длительностью 1 мкс полезная энер1ия составит 3,1 Дж на импульс, энергия, затраченная на заряд и разряд паразитной емкости, 5,1 Дж на им- пульс и энергия, теряемая в луче, 2,5 Дж на импульс. Для значений параме- тров, принятых для второго примера, независимо от к. п. д. самого клистрона, к п. д всего устройства уменьшится в результате использования коротких импульсов в (3,1 4-5,1ф-2,5)/3,1 или в 3,45 раза Повышенный коэффициент усиления. При более высоком коэффициенте усиления модулирующею анода можно, естественно, получить лучшие резуль- таты. Потери энергии луча уменьшатся приблизительно в число раз, равное коэффициенту усиления, а потери в паразитной емкости — в число раз, равное приблизительно квадрату коэффициента усиления. Однако, как было отмече- но в § 1.3, модулирующие аноды с высоким коэффициентом усиления редко применяются. Другое решение — использование управляющей сетки с высоким коэффици- ентом усиления, которая, однако, не может быть использована в лампах боль- шой мощности без защитной сетки (см. § 1.3), уменьшающей мощность, рассеиваемую на управляющей сетке. Защитная сетка с коэффициентом уси- ления порядка 40 применяется в лампах с импульсной мощностью приблизи- тельно до 100 кВт, однако можно ожидать, что мощность ламп с такими сетками будет быстро увеличиваться. В некоторых системах возможна подгонка формы посылки, минимизиру- ющая потери энергии в передатчике. Это приводит, естественно, к компромис- су между к. п. д. передатчика и формой сигнала. Увеличение длительности импульсов и уменьшение частоты их повторения позволяет увеличить мощ- ность излучения в импульсе при заданной первичной мощности. Тем не менее 79
Гл. 1. Радиолокационные передатчики трудности передачи идеальной формы сигнала при улучшенном к. п. д. сохра- няются. Потери энергии луча можно уменьшить, усложнив модулятор с тем, что- бы в результате увеличения допустимого пикового тока ускорить заряд и разряд паразитной емкости. Потери энергии в паразитной емкости также могут быть уменьшены при разработке достаточно сложного модулятора, в котором для заряда и разряда паразитной емкости использован метод сохранения энергии. Такое усложнение допустимо в антенных решетках с не- большим количеством модуляторов на всю систему. Это должно учитываться при выборе размеров подрешетки и числа элементов антенны на одну высо- кочастотную лампу (в § 1.6, ФАР типа 2). Усилители со скрещенными полями. В случае использования для усиле- ния пачек импульсов длительностью 0,1 мкс усилителей со скрещенными поля- ми с импульсной модуляцией на катод возникает та же проблема снижения к. п. д., но она стоит не столь остро благодаря более низкому рабочему на- пряжению усилителей со скрещенными полями. Усилитель со скрещенными полями, эквивалентный лампе с прямолинейным электронным лучом с рабо- чим напряжением 100 кВ, работает при напряжении 40 кВ и пиковом токе 60 А. Поскольку потерн на заряд и разряд паразитной емкости пропорцио- нальны квадрату напряжения, они уменьшаются в усилителе со скрещенными полями в 6,25 раз по сравнению с клистроном на 100 кВ. Кроме того, так как на усилитель со скрещенными полями все время должно подаваться вход- ное ВЧ напряжение во избежание появления интенсивного шума на выходе в процессе нарастания тока, участки увеличения и уменьшения тока луча практически не «отсекаются». Однако из-за этого ухудшается форма импуль- са. В качестве возможного варианта для сохранения требуемой формы им- пульса частота сигнала в интервалах фронта и спада импульса может сме- щаться относительно рабочей частоты либо сигнал может переключаться ка- ким-либо электронным устройством на искусственную нагрузку (см. § 1.5 и 1.6). При этом вновь возникает проблема потери энергии луча, хотя эти поте- ри не столь велики, как в случае лампы с прямолинейным электронным лучом. Вследствие низкого динамического сопротивления усилителя со скрещен- ными полями значительный ток возникает лишь при напряжении, составляю- щем приблизительно 90% от рабочего напряжения. Однако при малой вели- чине динамического сопротивления для ускорения разряда напряжения по окончании импульса потребуется специальная схема «отсекания хвоста» им- пульса, что позволит избежать паразитного шума в интервалах между им- пульсами. Хотя через усилитель со скрещенными полями проходит очень не- большой ток при напряжении, не превышающем 90% рабочего напряжения, он может явиться причиной значительного шума на выходе. Типичная схема отсекания хвоста и соответствующая форма импульсов показаны на рис. 38. Значительное повышение к. п. д. можно получить с помощью усилителя со скрещенными полями при постоянном напряжении питания, который вклю- чается входным ВЧ напряжением и выключается управляющей сеткой, так как заряд и разряд паразитной емкости не происходит при каждом импульсе и можно осуществить очень быстрое включение и выключение лампы. Однако энергия, потребляемая управляющим электродом от импульсного генератора, не является незначительной. В усилителе со скрещенными полями на 40 кВ при токе 60 А она достигает 0,1 Дж на каждое выключение импульса. Таким образом, при работе с импульсами длительностью 0,1 мкс к. п. д. уменьшится в отношении (0,24 + 0,1)/0,24 или в 1,4 раза. Хотя на управляющем элек- троде рассеивается за каждый импульс небольшая доля этой энергии (0,1 Дж), его нагрев ограничивает максимально возможное значение ча- стоты повторения импульсов. Ко времени составления этого справочника до- пустимая частота повторения для управляющего электрода не превышала не- скольких килогерц. Поэтому частота повторения 100 кГц в рассмотренном примере значительно превышает практически достигнутые результаты. 80
1.10. Tребования к стабильности передатчиков Идеальным способом создания импульсных посылок является применение усилителя со скрещенными полями с автоимпульсной модуляцией (например, дематрона), так как в этом случае не требуется модулятор и не возникают трудности, связанные с очень высокой частотой повторения импульсов. При использовании усилителя со скрещенными полями с электродом смещения также не требуется модулятор и отсутствуют ограничения по частоте повто- рения импульсов, однако мощность источника напряжения смещения долж- на быть относительно велика. Применению ламп с автоимпульсной моду- ляцией как средству решения проблемы импульсных посылок уделяется очень большое внимание, и можно ожидать, что в случае успешной разработки они найдут широкое применение. Од- нако в ходе такой разработки потре- буется решение ряда задач, связан- ных со следующими особенностями ламп с автоимпульсной модуляцией (см. также § 1.6. ФАР типа 3): 1) к. п. д. усилителей со скрещен- • ными полями с автоимпульсной мо- дуляцией ниже, чем других типов усилителей со скрещенными полями; 2) при постоянном напряжении питания необходим защитный шунти- рующий разрядник (за исключением случаев, когда батарея конденсаторов достаточно мала); 3) вследствие малого динамиче- ского сопротивления усилителей со скрещенными полями, при работе с длинными импульсами для обеспече- ния небольшого спада их вершины необходима большая батарея конден- ВН Лампа- отсекатель хвоста Лампа- модулятор Паразитные емкости •/Усилитель со окрещенны- ми полями р включен Включен м модулятор отсекатель t Рис. 38. Схема активной цепи отсекания хвоста и соответствующая форма импуль- сов. саторов; 4) при разработке лампы требу- ется обеспечить малую зависимость рабочего напряжения от частоты, что- бы уменьшить изменения мощности в пределах рабочей полосы частот при постоянном напряжении питания; 5) отношение сигнал/шум меньше, чем в лампах с прямолинейным элек- тронным лучом: в зависимости от требуемого усиления оно колеблется обыч- но в пределах 30—60 дБ; 6) в тех случаях, когда с целью упрощения схемы жения питает несколько ламп, их рабочие напряжения согласованы во всей рабочей полосе частот; один источник напря* должны быть хорошо . 7) при питании нескольких ламп от одного источника напряжения дуго- вой разряд в одной из ламп выводит из строя всю группу ламп на время до повторного включения источника питания, если не предусмотрены соответст- вующие устройства для отключения лампы, в которой возник дуговой раз- ряд [67]. Хотя для этого иногда используются плавкие предохраните- ли [98], они очень неудобны, так как возникновение время от времени дугового разряда является нормальным для высокочастотных ламп. 1.10. Требования к стабильности передатчиков Селекторы движущихся целей с импульсной модуляцией. В табл. 3 гл. 5 приведены допустимые значения разного рода нестабильностей в селекторах 81
Гл. 1. Рад ио локационные передатчики движущихся целей. На основании этой таблицы можно сделать следующие выводы в отношении передатчиков [83]: 1) требования по временному дрожанию труднее выполнить в системах с короткими импульсами; 2) требования по стабильности частоты от импульса к импульсу импульс* ного генератора труднее выполнить при более высокой частоте излучения и более длинных импульсах; это также относится к требованиям по стабильно- сти частоты в пределах импульса; 3) требования по стабильности фазы от импульса к импульсу импульсной усилительной передающей линейки не зависят от частоты излучения и дли- тельности импульса; то же относится к стабильности фазы в пределах им- пульса. Другие соображения о выборе между генератором с самовозбуждением и усилительной системой были изложены в § 1.5. Для расчета допустимых пульсаций в цепи модулятора и допустимых изменений напряжения или тока в пределах импульса должна быть известна зависимость ухода частоты (пли фазы) от анодного тока или напряжения, а также характер изменения анодного тока или напряжения при изменении напряжения высоковольтного блока питания. Зависимость ухода частоты (или фазы) от анодного тока или напряжения называется чувствительностью по частотной (или фазовой) модуляции, типичные значения которой приведены в табл. 6. В некоторых случаях в таблице указан диапазон возможных зна- чений чувствительности, так как скорость, с которой меняется анодный ток или напряжение при изменении напряжения высоковольтного блока питания, зависит от относительных значений динамического сопротивления высокочас- тотной лампы и модулятора. Следует отметить, что, хотя динамическое сопро- тивление устройств со скрещенными полями очень невелико (обычно порядка одной десятой статического сопротивления), благодаря согласованию внут- реннего сопротивления линейного модулятора с номинальной нагрузкой изме- нение тока на 1% изменения напряжения высоковольтного блока питания со- ставляет всего около 2% вместо 10%, которые можно было бы ожидать. Для ламп с прямолинейным электронным лучом с импульсной модуляци- ей на управляющую сетку или модулирующий анод напряжение луча непо- средственно определяется напряжением высоковольтного блока питания, так что чувствительность по фазовой модуляции непосредственно связана с пуль- сацией или спадом напряжения высоковольтного блока питания. Кроме того, лампа будет обладать чувствительностью по фазовой модуляции к напряже- нию на управляющем электроде (сетке или модулирующем аноде), однако эта чувствительность обычно на порядок меньше (в градусах на процент из- менения), чем чувствительность к изменению напряжения луча. В ряде случа- ев чувствительность по фазовой модуляции к напряжению накала и магнитно- му полю тоже может оказаться достаточно большой. Для получения доста- точной для индикации движущихся целей стабильности частоты передатчика необходим соответствующий контроль всех нестабильностей. В результате тщательной разработки передатчиков с разными типами ВЧ ламп была получена стабильность, обеспечившая коэффициент улучшения селектора движущихся целей, равный 40 дБ. При некоторых ограничивающих условиях была продемонстрирована стабильность, соответствующая коэффи- циенту улучшения 60 дБ, однако при этом обычно начинают сказываться ограничения, создаваемые другими элементами системы. (Этот вопрос рас- смотрен подробно в § 1.4.) Особенно трудные требования в части, касающейся передатчика, возни- кают при неоднородных интервалах между импульсами в так называемом селекторе движущихся целей с «качающейся частотой повторения импульсов» (см. гл. 5). Хотя требования к стабильности передатчика обычно при этом не меняются, их труднее выполнить, так как при изменении интервалов меж- ду импульсами изменяется выходное напряжение модулятора, 82
110- T ребования к стабильности передатчиков Таблица 6 Показатели стабильности Отношения ди намического сопротивления к статическому Изменение тока или нап- ряжения на 1% измене- ния напряжения высоко- вольтного источника пи- тания % Тип лампа Чувствительность по час' тотаой или фазовой мо- дуляции линейный модулятор модулятор низкого сопро тивления1) на вакуумной лампе или ра- ботающий при постоянном напряжении питания Магнетрон = (0,0014-0,003) А/// 0,05—0,1 А/ 1 ~2 Ы — = 10—20 Стабилитрон или стабилизирован- ный магнетрон = (0,0002-7-0,0005) А/// 0,05—0,1 А/ = 2 / А/ —=10—20 Усилитель ео скре- щенными ПОЛЯМИ1. обратной вол- ны Аф = 0,4—1° на 1% А/// 0,05—0,1 А/ = 2 / -у-—10—20 прямой волны Аф=1,0—3,0° на 1% А/// 0,1—0,2 А/ = 2 / -^- = 5—10 Клистрон Аф/ф=0,5 (АЕ/Е) ф«5Х АфжЮ® на 1% АЕ/Е 0,67 - АЕ — = 0,8 Е АЕ V ЛБВ Аф/ф = 1/з (А^/й). ф^15А Аф«20°на 1% АЕ/Е 0,67 АЕ Е “ °’ Е ==1 Триод или тетрод Аф = 0—0,5* на 1% А//7 1.0 AL-I / Т=1 ‘) Параметры модулятора высокого сопротивления не приведены, так как его выход- ное напряжение не зависит (в идеальном случае) от напряжения высоковольтного источ- ника питания. 63
Гл. /. Радиолокационные передатчики Основной причиной изменения выходного напряжения модулятора в ре- жиме качающейся частоты повторения является изменение напряжения вы- соковольтного блока питания от импульса к импульсу, обусловленное неоднородным потреблением мощности от этого источника. В диапазоне рас- сматриваемых здесь небольших изменений выходного напряжения ток / источника питания через конденсатор фильтра С можно считать практически постоянным, равным среднему значению, взятому за большой отрезок времени (влияние пульсаций выпрямителя может быть рассмотрено отдельно). Поэто- му изменение напряжения источника питания, обусловленное качанием часто- ты повторения импульсов, определяется из выражения MJ = IЫ/С, где Д?— изменение интервалов между импульсами. Эти колебания напряжения можно сделать сколь угодно малыми, соответственно увеличив емкость конденсатора фильтра, однако обычно такой прием «грубой силы» не применяется. Поэтому в модуляторах систем с качающейся частотой повторения импульсов для уменьшения колебаний напряжения от импульса к импульсу применяются специальные регулирующие устройства (см. § 1.17). В результате неоднородности интервалов между импульсами даже при неизменном напряжении высоковольтного источника питания изменения могут возникнуть в других элементах линейного модулятора. «Звон» зарядного дросселя в интервалах между импульсами создает меняющиеся начальные условия для последующего периода заряда; вследствие релаксации конден- сатора схемы формирования импульсов (поглощение в диэлектрике) делители напряжения в более длительных интервалах между импульсами разряжают этот конденсатор в большей степени; восстановление импульсного трансфор- матора меняется в зависимости от интервала между импульсами. Давление газа в водородном тиратроне также может меняться в зависимости от интер- вала между импульсами, что приводит к соответственным изменениям мо- ментов зажигания, также ухудшающим качество индикации движущихся целей. Неодинаковость интервалов между импульсами не сказывается лишь на тех элементах системы, постоянная времени которых значительно больше или меньше интервала между импульсами. По существу маловероятно, чтобы при переходе от одинаковых к неоди- наковым интервалам между импульсами можно было получить однородное выходное напряжение модулятора из-за ряда факторов, которыми просто пренебрегают в системах с одинаковыми интервалами. Степень сложности решения этой задачи зависит от требуемой стабильности в интервалах между импульсами. В крайнем случае требуется ввод соответствующего компенсиру- ющего сигнала в цепь стабилизации. Такой сигнал формируется с помощью пусковых устройств системы. При использовании передатчиков с усилительной линейкой может оказаться, что колебания фазы от импульса к импульсу проще скорректировать не в передатчике, а в приемнике (например, с по- мощью синхронизированного когерентного генератора), если не требуется производить компенсацию помехи методом черезпериодного вычитания. Системы сжатия импульсов. В системах сжатия импульсов с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) в сформированный сигнал могут быть внесены искажения в высокочастотной части системы, в результате которых сжатые импульсы на выходе приемника либо окажутся расширенными, либо будут сопровождаться паразитными эхо-сигналами, называемыми временными бо- ковыми лепестками [66, 85, 86]. Такие искажения появляются в результате отражений или нелинейности по титуле и фазе (дисперсии) в канале высокой частоты либо в процессе модуляции. Паразитный эхо-сигнал допу- стим, если его уровень достаточно мал по сравнению с заданным допустимым уровнем временных боковых лепестков; эхо-сигиал большего уровня допу- стим лишь в том случае, если он влияет только на длительность импульса; и, наконец, его уровень неограничен, если он полностью заключен в преде- лах длительности сжатого импульса Эхо-сигнал, появляющийся в результате отражения, не выйдет полностью за пределы сжатого импульса, если только 84
1.10. Требования к стабильности передатчиков рн не окажется смещенным на всю длительность сжатого импульса. Такое же Смещение эхо-сигнала возникает в результате нелинейности, если только искажение не будет так быстро меняться с частотой, что в пределах ширины спектра ЛЧМ импульса появится по крайней мере два периода его измене- ния. Соответственно эхо-сигналы за пределами сжатого импульса не будут появляться в результате искажения, возникающего в процессе модуляции, если это искажение не меняется достаточно быстро во времени, чтобы появи- лись два периода его изменения в пределах одного периода линейной ЧМ. Хотя в обоих случаях на выходе приемника появляются одинаковые эхо- сигналы, удобнее отдельно рассмотреть фиксированные искажения в канала высокой частоты и зависящие от времени искажения, возникающие в процес- се модуляции. Отражения и нелинейности. Высокочастотная лампа может явиться источ- ником серьезных искажений как сама по себе, так и в соединении с относя- щейся к ней волноводной системой. Искажения, обусловленные самой лампой, существенны в том случае, когда в состав лампы входят цепи настолько вы- сокой добротности, что в пределах ширины спектра ЛЧМ импульса могут возникнуть значительные амплитудные и фазовые нелинейные искажения, однако это маловероятно, если полоса пропускания высокочастотной лампы много больше ширины спектра ЛЧМ импульса. Искажения, обусловленные самой лампой, появляются и в том случае, когда временная задержка сиг- нала в лампе сравнима с длительностью сжатого импульса. При этом отра- жения в самой лампе или высокочастотная утечка лампы могут явиться причиной появления эхо-сигнала за пределами сжатого импульса. Кроме того, в результате векторного сложения [86] сигналов, созданных такими отражениями или утечками, появляется зависимость амплитудных и фазовых нелинейных искажений от частоты. Поэтому во избежание возникновения таких паразитных эхо-сигналов необходима соответствующая линейность лампы по амплитуде и фазе. Как выше было отмечено, нелинейность допустима, если она достаточно мала или достаточно плавно меняется с частотой. Для того чтобы в преде- лах девиации частоты импульсного ЛЧМ сигнала появилось два периода изменения фазы, полная электрическая длина пути (в обоих направлениях) отраженного сигнала (или сигнала утечки) должна меняться в пределах этой девиации частоты на две длины волны. Поэтому в широкополосной лампе высокой частоты вряд ли могут появиться два периода изменения амплитуды или фазы в пределах ширины спектра ЛЧМ импульса, если только электри- ческая длина лампы, выраженная в длинах волны ВЧ сигнала, по меньшей мере не равна обратной величине относительной ширины спектра ЛЧМ им- пульса. Так, например, ширина спектра ЛЧМ импульса, достигающая 50 МГц, составляет на частоте 5 ГГц всего 1%. Поэтому для того, чтобы зависимость нелинейности, вносимой широкополосной высокочастотной лам- пой, от частоты соответствовала бы двум периодам изменения в пределах 1% ширины полосы, электрическая длина лампы должна быть по меньшей мере равна ЮОХ. Соответственно ЛЧМ с девиацией 50 МГц соответствует длительность сжатого импульса (с обычными весовыми коэффициентами), равная 40 нс, и полное время задержки в 100Х на частоте 5 ГГц равно 40 нс Однако, поскольку электрическая длина высокочастотной лампы редко превышает ЗОХ, временные боковые лепестки в широкополосных лампах при относительной ширине спектра ЛЧМ импульса, не превышающей 3%, не могут достигать значительного уровня. Измерения, проведенные на неболь- шом количестве, ламп, подтверждают это заключение. Так, например, перио- дичность нелинейности по фазе в ЛБВ диапазона <S составляет около 80 МГц, а в ЛЁВ диапазона С — около 150 МГц. Для ширины спектра импульсного ЛЧМ сигнала, превышающей несколько процентов, в высокочастотных лампах [24] и других элементах передатчика появляются значительные нелинейности. В тех пределах, в которых эти нели- 85
Гл. 1. Радиолокационные передатчики нейности являются постоянными,, они могут быть скомпенсированы в устрой* стве сжатия импульсов приемника с помощью параллельно включенного компенсатора (или эквивалентного устройства). Однако такой метод. ком> пенсацнн теряет свою эффективность при большом диапазоне изменений ра- бочей частоты системы,, а также при больших доплеровских сдвигах.,. ©Суслов»* ленных высокой радиальной скоростью цели [66]. Когда электрическая длина лампы достаточно мала и не может являться причиной появления отчетливых временных боковых лепестков, имеющиеся в ней рассогласования следует рассматривать совместно со связанной с ней системой волноводов. Волноводы часто бывают достаточно длинными и при интенсивных отражениях могут быть причиной появления больших боковых лепестков. Это особенно следует учитывать при подключении усилителей со. скрещенными полями, так как отраженный сигнал пройдет обратно через усилитель, переотразится от его рассогласованного входа и усилится нри повторном прохождении через усилитель. Таким образом, для отраженных в волноводной системе и поступивших на выход усилителя со скрещенными полями сигналов рассогласование на входе усилителя окажется увеличенным, в число раз. равное коэффициенту усиления усилителя со скрещенными по- лями. Очевидным решением является применение хорошего вентиля непосред- ственно у выхода усилителя со скрещенными полями, благодаря которому такие эхо-сигналы окажутся в пределах сжатого импульса. В широкополосных системах со сжатием ЛЧМ импульсов измерениям линейности в частотной области следует предпочесть непосредственные изме- рения создаваемых лампой искажений короткого импульса. Если пропустить через лампу очень короткий импульс (равный по длительности сжатому им- пульсу или более короткий), то при наличии в лампе значительных отраже- ний или нелинейностей рядом с коротким испытательным импульсом появит- ся эхо-сигнал. Основной трудностью в таких измерениях является ограничен- ное значение отношения сигнал/ш\м в реальных усилшельных линейках (см. § 1.5). В лампе с прямолинейным электронным лучом модуляция луча может выполняться при снятом ВЧ возбуждении, если на выход лампы подается через циркулятор очень короткий измерительный импульс. Это по существу является методом рефлектометрических испытаний во временной области [175], который можно использовать для определения величины и распределения отдельных рассогласований внутри лампы, однако, не далее ближайшей области раздела или дрейфа. При этих испытаниях вход лампы может быть наружен и благодаря этому улучшено отношение сигнал/шум. Если испытывается ЛБВ, то при анализе результатов измерений следует учи- тывать, что отраженные сигналы, проходящие в прямом направлении через выходную секцию лампы, будут усиливаться. Возможна также проверка различных схем включения входа и выхода лампы. Однако, как бы ни были полезны и интересны такие испытания, очень важно подчеркнуть, что при этом не учитываются искажения, вносимые модулятором (так же,, как зави- сящие от времени изменения в самой лампе [52]). Искажения, обусловленные модулятором. Независимо от ширины спект- ра (3 импульсного сигнала с линейной ЧМ в интервале длительности импуль- са Т может легко возникнуть несколько периодов амплитудной или фазовой модуляции, обусловленной «звоном» модулятора или источника питания. Поэтому необходимо, чтобы «звон» и внутриимпульсные пульсации модуля- тора удовлетворяли требованиям, согласно которым при разложении в ряд Фурье в интервале длительности импульса амплитуда составляющих с коли- чеством периодов в интервале импульса от 2 до $Т была настолько мала, чтобы удовлетворялись требования по уровню боковых лепестков [66], а со- ставляющие более низких частот были достаточно малы, чтобы расширение сжатого импульса не было значительным. При обычно требуемом уровне боковых лепестков- 30—40 дБ, составляющая, один период которой соответ- ствует длительности импульса, может быть в четыре раза больше граничной 86
1.12. Линейные модуляторы составляющей, два периода которой укладываются на импульсе. Для спада :или кривизны с периодом, превышающим длительность импульса, допускается (фазовая модуляция не более 30° или -изменение высоты импульса на 1 дБ .Если длительность «звона» или кривизны меньше длительности импульса, их значение может быть соответственно "больше. Благоприятным обстоятельст- вом является то, что допуски для обычных на фронте импульса «звона» или кривизны больше, -чем для эффектов, существующих на всей длительности импульса. По этим же соображениям длительность пьедесталов, присущих линей- кам из усилителей со скрещенными полями ‘(см. § 1.2 и 15), обычно настоль- ко мала, что их влияние очень незначительно. Для минимизации ах влияния частота, используемая на интервалах пьедесталов, должна соответствовать плавному продолжению закона изменения частоты при линейной ЧМ (или другом типе кодирования), используемого в основном импульсном интервале. В любом случае энергия любого искажения, длительность которого столь же мала, как длительность сжатого импульса, будет распределена во времени в приемном устройстве сжатия импульсов, благодаря чему она уменьшается в число раз, равное коэффициенту сжатия. Кроме того, пьедесталы всегда расположены на концах импульса, где взвешивающая схема в приемнике обычно создает значительное ослабление. Поэтому в системах сжатия им- пульсов обычно можно пренебречь пьедесталами в линейках из усилителей со скрещенными полями. Точно так же конечное время нарастания и спада высокочастотного импульса, сравнимое с длительностью сжатого импульса, не только допустимо, но даже желательно [84]. Модуляторы на вакуумных лампах обеспечивают форму импульсов, до- статочно «чистую» для использования в системах сжатия импульсов с уров- нем боковых лепестков от —30 до —40 дБ, в то время, как в случае линей- ных модуляторов это трудно выполнимо из-за звона импульсного трансфор- матора и свойств схемы формирования имяульсов с сосредоточенными пара- метрами. 1.11. Выбор и сравнение импульсных модуляторов разных типов Здесь дано лишь общее описание и сравнение существующих методов модуляции, так как расчеты импульсных модуляторов подробно освещены в литературе [94—96]. В каждом частном случае обычно используются мо- дуляторы различных типов, сравнительные достоинства и недостатки которых приведены в табл. 7. Окончательный выбор производится на основе учета соотношений между стоимостью, размерами, массой, к. п. д. и сроком служ- бы. Большое разнообразие используемых типов модуляторов показывает, что выбор в большой степени зависит от требований, предъявляемых к система, и от типа высокочастотной лампы, на которую должна быть подана импульс- ная модуляция. Специальные методы измерения, связанные с применением импульсных модуляторов, изложены в работах [94—96, 99 и 161], а нагрузки, предназна- ченные для испытания импульсных модуляторов большой мощности, описа- ны в [162], 1.12. Линейные модуляторы Классический линейный модулятор подробно описан в литературе [94—96]. Тииичная схема приведена на рис. 39. В этом типе ^модулятора .коммутирующее устройство U1 (тиратрон, игнитрон, кремниевый управляе- мый вентиль или искровой разрядник) служит только для того, чтобы вы- звать и поддержать разряд схемы формирования импульсов, а форма и дли- 87
Cjm—tui цмини. данные модуляторов Та&лжца 7 Модулятор Номер рисунка Возможности приспособления Возможности формирования импульсов по длительности Гладкость вершины импульса Необходимость в за- щитном разряднике Уровень напряжения модулятора по коэффи- циенту за- воднения импульсов во чере- домито импульсов разной длитель- ности длинные короткие дуговой разряд в нагрузке дуговой разряд в комму- таторе Линей- ный Тиратрон Кремние- вые управля- емые вентили 39 Ограничена зарядной цепью Отсут- ствует Сложная схе- ма формиро- вания импуль- сов Хорошие Имеются пульса- ции Отсутствует Средний Низкий Магнитный 41 Ограничена временем восстанов- ления и заряда Большие кон- денсаторы и схема форми- рования То же Низкий Гибридный маг- нитный с крем- ниевыми управ- ляемыми венти- ли! мп 42 То же То же 3 Гл. 1. Радиолокационные передатчики
Активный коммутатор Продолжение табл. 7 Модулятор Номер рисунка | Возможности приспособления Возможности формирования импульсов по длительности Гладкость вершины импульса Необходимость в за- щитном разряднике Уровень напряжения модулятора по коэффи- циенту за- полнения импульсов по чере- дованию импульсов разной длитель- ности длинные короткие дуговой разряд в нагрузке дуговой разряд в комму- таторе Последова- тельный 43, а Не огра- ничена Имеется J [ревосходные; большая бата- рея конденса- торов Хорошие Хорошая Может быть Имеется Высокий С емкост- ной связью 43, б Ограничена » Большой кон- денсатор связи » То же С транс- форматор- ной связью 43, в э » Тяжелые; большие габа- риты э Довольно высокий Модули- рующий ' анод 44 Не огра- ничена » Превосходные; большая бата- рея конденса- торов Отличные, но низкий к. п. д. б Превос- ходная Имеется » Высокий Управляю- щая сетка. — То же То же Превосход- ные То же 3 ... Низкий ’) Если только через включающую и выключающую лампу не проходит очень большой пиковый ток или если коэффициент усиления модулирующего анода невелик [115]; см. § 1.9. со .... ......- . . .......... . ________ _______________. . ..- 1.12. Линейные модуляторы
Гл. 1. Радиолокационные передатчики дельность импульса определяются исключительно пассивными элементами схемы. Импульс заканчивается тогда, когда пассивные элементы разрядились иасголько, что ток через коммутатор прекращается и восстанавливается его способность выдерживать напряжение. Поскольку разряд прекращается сам по себе, имеется возможность использовать простые коммутирующие устрой- ства, однако это в то же время является наиболее слабым местом линейных модуляторов. Коммутирующее устройство определяет только момент начала разряда и не влияет на форму импульса. Хотя частота повторения импуль- сов может изменяться с помощью диода, включенного последовательно в цепь заряда [94], для изменения длительности импульса схема формиро- L Дроссель Зарядный фильтра дроссель дУД Рис. 39. Схема линейного модулятора. вания импульсов должна коммутироваться соответствующими высоковольтны- ми переключателями По этим же соображениям у импульса получается обычно пологий спад, так как его форма зависит от всей энергии, накоплен- ной в реактивных элементах, а нолучить хорошее согласование в условиях таких- нелинейных нагрузок, как ВЧ лампа и паразитные емкости схемы, очень трудно. Для получения требуемой формы импульса в случае такой очень нелинейной нагрузки, как магнетрон часто требуются «притупляющие» иля демпфирующие схемы [94, 97]. Для формирования импульсов с длительностью, превышающей 50 нс, схемы с распределенными постоянными типа коаксиального кабеля обычно Не применяются в силу их громоздкости. К сожалению, используемые в этих «лучаях схемы формирования импульсов с сосредоточенными постоянными ирнводят к появлению пульсаций. Обычно уровень пульсаций не превосходит 5%, а в случае очень тщательной настройки может быть доведен до 0,5%. Габариты схемы формирования импульсов определяются в основном энер- гией, приходящейся на один импульс (хотя габариты начинают расти и при увеличении частоты повторения импульсов сверх 1 кГц). Импульсные трансформаторы, применяемые для согласования практиче- ски удобных номинальных значений параметров схем формирования им- пульсов и коммутаторов с их нагрузкой, также вносят паразитные реактив- ности <и пульсации [100]. Габариты импульсного трансформатора зависят в основном от произведения импульсного напряжения на время при неболь- шом коэффициенте заполнения и средней мощности при большом коэффици- енте заполнения Существовавшее ошибочное мнение, что пределом для коэффициента трансформации импульсного трансформатора является значе- ние ГО: 1, было рассеяно успешной разработкой трансформаторов с коэффи- циентом 100:1 [129]. Реальные предельные значения коэффициента транс- формации определяются допустимыми для данной длительности импульса максимальными и минимальными значениями полного сопротивления. При 80
1.12. Линейные модуляторы слишком низком полном сопротивлении может оказаться невозможным полу- чить требуемое время нарастания импульса из-за паразитных индуктивно- стей схемы, хотя при тщательном выполнении можно добиться, как" показа- ли исследования физики плазмы [96, 156, 157], исключительно. малой пара- зитной индуктивности схемы. При слишком большом сопротивлении препят- ствием для получения соответствующего времени нарастания может явиться паразитная емкость. В пределах же допустимых значений полных сопротив- лений первичной и вторичной цепей само отношение витков импульсного трансформатора не создает каких-либо трудностей. Обратное напряжение импульсного трансформатора должно поддержи- ваться в определенных пределах, так как в противном случае некоторые типы высокочастотных ламп смогут создавать шумовые кольца (см. § 1.2). В ряде случаев используется диод для демпфирования обратного напряжения 1ДЗ на рис. 39), однако сопротивление в демпфирующей цепи должно быть до- статочно большим, чтобы исходное состояние импульсного трансформатора полностью восстановилось до подачи следующего- импульса. При несоблюде- нии этого условия сердечник импульсного трансформатора может насытить- ся за несколько импульсов. Питание цепи накала (если оно необходимо) высокочастотной лампы мо- жет осуществляться либо через малоемкостный накальный трансформатор, изолированный по высокому напряжению, либо через бифилярную вторичную обмотку импульсного трансформатора, как это показано на рис. 39. Если ток накала настолько велик, что требуется провод бифилярной обмотки импульс- ного трансформатора несоразмерно большого диаметра, может быть приме- нен понижающий автотрансформатор, находящийся под высоким напряжени- ем. В случае питания цепи накала лампы постоянным напряжением ток может подводиться через бифилярную обмотку. Если ток накала слишком велик для этой обмотки, могут быть использованы понижающий трансфор- матор, выпрямитель и фильтр, находящиеся под высоким напряжением. Так как фильтр на большой ток и низкое напряжение имеет большие размеры, более целесообразным может оказаться применение трифилярной вторичной обмотки импульсного трансформатора. В этом случае при питании грехфаз- ным током через трифилярную обмотку выполнение требований по пульсации тока накала достигается либо незначительной фильтрацией, либо вообще без нее. Результатом работы линейного модулятора на несогласованную нагрузку является остаточная энергия в схеме формирования импульсов по окончаний импульса. Если нагрузка меньше требуемой для согласования (т. е. если сопротивление нагрузки меньше полного сопротивления схемы формирования импульсов с учетом- импульсного трансформатора), эта энергия проявляется в виде напряжения обратной полярности на схеме формирования импульсов. В известных пределах это дает дополнительное время для восстановления коммутатора, однако для разряда этой энергии необходим обращенный (ограничительный) диод (Д2 на рис. 39), чтобы напряжение заряда при последующем импульсе не оказалось измененным. Если правильно рассчитать ограничитель [172, 173], то даже при дуго- вом разряде в нагрузке, когда модулятор замыкается накоротко, зарядное напряжение увеличится при последующем импульсе всего на несколько про- центов. Для этого требуется ограничительный диод на очень большой пико- вый ток, особенно при большом коэффициенте заполнения импульсов. Во многих выпущенных между 40-ми и 50-ми годами модуляторах ограничители оказывались недостаточно удовлетворительными из-за относительно неболь- шого тока вакуумных ограничительных диодов. Часто причину интенсивных дуговых разрядов искали в плохом качестве высокочастотных ламп, тогда как ошибка заключалась в том, что модулятор поддерживал начавшийся разряд. Эффективность схемы ограничения легко проверить, контролируя пиковое значение зарядного напряжения [99] при имитации дугового разряда 91
Гл. 1. Радиолокационные передатчики в ВЧ лампе коротким замыканием, поэтому все линейные модуляторы долж- ны быть испытаны таким способом. Необходимо предусмотреть, чтобы в лампах со скрещенными полями мог время от времени возникать дуговой разряд без запуска модулятора, и современные модуляторы обычно рассчи- тываются так, что они не запускаются, если длительность дугового разряда не превышает нескольких секунд. Индуктивные ограничители [94] редко ис- пользуются, так как их параметры подгоняются к длительности только од- ного импульса и такая схема не может ограничить обратное напряжение на тиратроне непосредственно по окончании импульса. При включении хорошо работающей ограничительной схемы так, как это показано на рис. 39, увеличивается обратное напряжение импульсного транс- форматора. Поэтому, а также для более эффективного ограничения обрат- ного напряжения на тиратроне, ограничительная схема часто включается параллельно схеме формирования импульсов либо со стороны тиратрона, либо на противоположном конце. Такая схема называется концевым ограни- чителем линии. При согласовании сопротивлений концевого ограничителя линии и схемы формирования импульсов обратное напряжение на тиратроне имеет наименьшее значение, но для увеличения времени деионизации тира- трона некоторое обратное напряжение может оказаться целесообразным. В тех случаях, когда сопротивление нагрузки линейного модулятора больше, чем это необходимо для согласования, теоретически можно ожидать, что амплитуды серии импульсов будут экспоненциально убывать вследствие неполной деионизации тиратрона перед началом последующего периода за- ряда. Это действительно наблюдается при чисто резистивной нагрузке, в результате чего происходят «затяжной поджиг» тиратрона и запуск моду- лятора. Однако наличие импульсного трансформатора в типичном линейном модуляторе всегда обеспечивает четкую работу с нагрузкой, сопротивление которой превышает сопротивление, соответствующее согласованной нагрузке. Вследствие нарастания намагничивающего тока импульсного трансформатора разряд в схеме формирования импульсов продолжается до изменения поляр- ности напряжения (вероятно, за интервал времени, равный нескольким дли- тельностям импульса), совершенно так же, как и в случае нагрузки, сопро- тивление которой было бы меньше, чем у согласованной нагрузки. Ток в цепи ограничителя часто измеряется и иногда используется в каче- стве меры качества модулятора. Ток через ограничитель может меняться в широком диапазоне, однако это еще не является свидетельством плохой работы модулятора. Так как энергия в схеме формирования импульсов про- порциональна квадрату напряжения, то току в ограничителе, обусловленному рассогласованием, равному 10% полного тока модулятора, будет соответст- вовать только 1% потери энергии. В то же время 10% току ограничителя, являющемуся результатом дуговых разрядов в нагрузке в течение 10% всего времени, будут соответствовать 10% потери энергии. Из этого примера ясно, как здесь можно ошибиться. Так как линейный модулятор работает обычно на согласованную нагруз- ку или близкую к ней, небольшие изменения сопротивления нагрузки могут быть исследованы исходя из того, что мощность, отбираемая от модулятора, будет постоянной. Это справедливо при постоянном зарядном напряжении схемы формирования импульсов, что, в свою очередь, требует наличия эф- фективного ограничения. Точно так же при увеличении пикового разрядного напряжения на 1% мощность на нагрузке увеличится на 2% независимо от ее динамического сопротивления (см. табл. 6). В линейных модуляторах наиболее используемым является резонансный заряд, обеспечивающий более высокий к. п. д. Поскольку в случае неболь- шой добротности зарядного дросселя усиление при резонансе снижается, обычно считают (без должных оснований), что полученное усиление при резонансе является мерилом к. п. д. зарядной цепи. Однако усиление при резонансе зависит и от других факторов, таких, как эффективность ограни- 92
1.12. Линейные модуляторы чителя и емкость конденсатора фильтра. К- п. д. зарядной цепи должен поэтому определяться как произведение энергии, накопленной в схеме фор- мирования импульсов, па частоту повторения импульсов, деленное на подво- димую мощность. Обычно применяется последовательный диод, так что один и тот же зарядный дроссель может быть использован для нескольких схем формирования импульсов (разной длительности) и (или) при разных часто- тах повторения импульсов. Расчет линейного модулятора представляет зна- чительные трудности, если коэффициент заполнения импульсов превышает несколько процентов, так как для деионизации тиратрона (или переключателя другого типа) перед началом последующего увеличения зарядного тока требуется некоторое время. Эффективным решением в этом случае является задержка начала каждого периода заряда с помощью тиратрона (или друго- го аналогичного устройства с управляемым запуском), используемого в ка- честве последовательного диода [171]. Другой задачей, возникающей при большом коэффициенте заполнения, является то, что зарядный ток схемы формирования импульсов, нормально протекающий через первичную обмотку импульсного трансформатора, со- ставляет настолько значительную долю импульсного тока, что им уже нельзя пренебречь. Эту трудность можно обойти такой перестройкой схемы, чтобы зарядный ток не проходил через импульсный трансформатор [107], однако, в конечном счете, предельное значение коэффициента заполнения, лежащее в пределах 10—50%, обусловлено недостатком времени либо для восстанов- ления импульсного трансформатора (т. е. восстановления исходного состоя- ния потока в сердечнике), либо для выравнивания зарядов секций с сосредо- точенными параметрами схемы формирования импульсов перед ее разрядом. Поэтому линейные модуляторы чаще всего используются при небольших ко- эффициентах заполнения, не превышающих 0,005. Форма спада импульса определяется совместным действием многих пара- зитных эффектов, особенно когда нагрузкой является лампа со скрещенными полями. Поэтому для получения крутого спада импульса часто требуется устройство отсекания хвоста какого-либо типа. Это устройство подключается к первичной или вторичной обмотке импульсного трансформатора и может быть столь простым устройством, как параллельное нагрузочное сопротивле- ние, и столь сложным, как активная схема с использованием ламп (рис. 38). Промежуточными по сложности устройствами являются нагрузочные индук- тивности, индуктивности с насыщением и различные сочетания устройств. Быстрый спад импульса имеет особенно большое значение для получения небольшого значения минимальной измеряемой дальности РЛС, для чего требуются импульсы очень небольшой длительности. В этом случае наиболее пригодной может оказаться нагрузочная индуктивность. Однако выбор опти- мального хстройства отсекания хвоста определяется многими факторами, в том числе и диапазоном требуемых длительностей импульсов. Могут быть созданы различные схемы линейных модуляторов, в кото- рых использовано несколько схем формирования импульсов для генерирова- ния выходного импульса при другом значении сопротивления, чем то, кото- рое коммутируется тиратроном [94, 163]. Иногда такая схема обладает опре- деленными преимуществами, но при этом увеличивается стоимость схемы формирования импульсов и усложняется задача получения хорошей формы импульсов. Так как в этом случае напряжение на такой схеме имеет в процессе нормальной работы обе полярности, очень трудно (если не невоз- можно) добиться эффективной работы схемы ограничителя. В результате в большей части модуляторов с несколькими схемами формирования наблю- дается нескол1 ко повторных импульсов (паразитных выходных импульсов, возникающих вслед за полезным импульсом), вызванных многочисленными внутренними отражениями остаточной энергии в нескольких схемах форми- рования импульсов. По этим соображениям модуляторы с несколькими схе- мами формирования импульсов сравнительно мало применяются. 93
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Линейные модуляторы обычно обладают высоким к. п. д., но он может быть снижен по разным причинам. Так, например, в случае коротких импуль- сов значительные потери обусловлены паразитными цепями, сглаживающими схемами и устройствами отсекания хвоста, а в случае длинных импульсов — зарядным дросселем (либо он должен быть очень большим). Коммутаторы. Наиболее распространенными коммутаторами в линейных модуляторах являются водородные тиратроны. Они имеются на самые раз- личные номиналы вплоть до 100 МВт импульсной и 200 кВт средней мощности (на выходе модулятора). При небольшой пиковой мощности частота повто- рения импульсов может достигать 50 кГц. Срок службы правильно эксплу- атируемого тиратрона составляет от 500 до 5000 ч, а в облегченном режиме, вероятно, до 50 000 ч. Правильная эксплуатация водородного тиратрона тре- бует тщательного контроля характеристик, как, например, сопротивления пускового устройства, скорости нарастания тока катода (di/dt), равномер- ности охлаждения [94, 102—104, НО]. В случае коротких импульсов пропуск- ная способность тиратрона ограничена его номинальной импульсной мощно- стью (пиковым прямым напряжением еПп, умноженным на пиковый ток гп) или его ра — фактором (еппХ'пХ/п, где fa — частота повторения импульсов), являющимся мерой нагрева анода. В случае длинных импульсов или большо- го коэффициента заполнения предел определяется номинальным средним зна- чением тока катода. При небольшом коэффициенте заполнения предельное значение может оказаться обусловленным среднеквадратическим током като- да. Для каждою типа лампы можно рассчитать точку «пересечения» (по длительности импульсов или коэффициенту заполнения) различных ограни- чений, что помогает правильно выбрать тип тиратрона. Существенным огра- ничением для тиратронов является нагрев анода, обусловленный потерями при включении или мгновенной подаче обратного напряжения в конце импуль- са, однако простые технические рекомендации тут еще не разработаны Тем не менее мощность рассеяния на аноде можно снизить, уменьшив паразит- ную емкость в цепи анода либо установив небольшой развязывающий дрос- сель (L3 на рис. 39) между паразитной емкостью и тиратроном, либо с по- мощью небольшой реактивной катушки насыщения, включенной последова- тельно с анодом (L4 на рис. 39) [105]. Как правило, большие водородные тиратроны содержат наполненный водородом баллон с независимым подогревателем — так называемый вакуум- метрический диод. В каждом частном случае применения тиратрона можно грубо определить его работоспособность или оценить оставшийся срок службы путем «определения параметров вакуумметрического диода», т. е. путем нахождения предельных значений напряжения на вакуумметрическом диоде, при которых лампа еще удовлетворительно работает. При большом напряжении на вакуумметрическом диоде (и, следовательно, при большом давлении газа) лампа не сможет достаточно быстро деионизироваться (что называется также перекрывающим разрядом, затяжным поджигом, дуговым разрядом или забивающим поджигом) и будет запускать модулятор через схему, перегруженную по току. При небольшом напряжении на вакууммет- рическом диоде тиратрон может не запуститься (хотя это предельное значе- ние не будет достигнуто первым, если имеется хорошее пусковое устройство), либо его анод может перегреться до красного каления (при достаточно высо- кой частоте повторения), либо, если частота повторения недостаточна для перегрева анода, он может медленно включаться, что обычно обнаруживается по закругленному фронту выходного импульса (это нежелательный режим работы, обычно сопровождаемый появлением небольших голубых искр в об- ласти между сеткой и анодом). Режим вакуумметрического диода должен поддерживаться в середине интервала между этими предельными значениями, т. е. если нижнее предельное значение на 16% меньше верхнего, напряжение должно быть на 8% меньше верхнего предельного [165]. Это значение может отличаться от «нормального» напряжения на вакуумметрическом диоде, оп- 94
1.12. Линейные модуляторы ределяемого техническими требованиями армии и флота США для приемо- сдаточных испытаний этой лампы [101]. Конец срока службы определяется падением указанного интервала напряжений на диоде до нуля, если рань- ше не наступит обеднение катода (недостаточная эмиссия). В лампе без регулируемого вакуумметрического диода выход из строя наступает при «работе без газа» с теми же симптомами, что и при малом напряжении на вакуумметрическом диоде, если раньше не произойдет обеднение катода. При напряжениях, превышающих 25 кВ, в водородных тиратронах появ- ляется рентгеновское излучение, наблюдаемое в основном при включении анодного тока, а в случае эмиссии сетки также в интервалах между импульсами. Хотя уровень рентгеновского излучения ниже, чем в эквивалент- ных модуляторах на вакуумных лампах [166], должна быть предусмотрена экранировка (свинцом или свинцовым стеклом) для защиты обслуживающе- го персонала. В тиратронах старых разработок дрожание импульса, обычно обуслов- ленное магнитным поле.м подогревателя катода, составляет от 10 до 20 нс. При питании подогревателя постоянным током дрожание уменьшается до б нс (если только качество пускового устройства не слишком низко или анод- ное напряжение не слишком мало [167, 168]). В современных тиратронах норма 5 нс выполняется даже при питании переменным гоком. В некоторых тиратронах применяется с целью дальнейшего снижения дрожания «подго- тавливающая» сетка, поджигаемая первой, после чего основная сетка вклю- чается с исключительно малой временной задержкой и дрожанием. Задержка зажигания водородного тиратрона после подачи пускового сиг- нала обычно не превосходит долей микросекунды, однако она зависит от напряжения на вакуумметрическом диоде, от времени и от других причин. Когда требуется точное время зажигания, хорошим решением является выбор тиратрона с подготавливающей сеткой. В первых модуляторах широкое использование нашли предзажигаемые разрядники [94—96, 139, 153]. В настоящее время они редко применяются в качестве коммутаторов линейных модуляторов из-за большого дрожания и ограниченного срока службы, но часто используются в качестве защитных разрядников, так как в этом случае дрожание не имеет значения, срок служ- бы резко увеличивается и в то же время большое значение имеет их очень большая импульсная мощность (см. § 1.16). В линейных модуляторах большой мощности иногда используются ртут- ные игнитроны [106—111]. Хотя режим их работы достаточно критичен (осо- бенно в отношении диапазона возможных изменений температуры охлажда- ющей воды), большой интерес представляет высокая импульсная и средняя но- минальная мощность этих устройств. Из-за большого количества электродов они требуют более сложных пусковых и управляющих устройств, чем тира- троны, однако при правильной эксплуатации срок их службы может быТь неограниченным. Зажигание поджигающего электрода должно быть произве- дено приблизительно за 10 мкс до начала прохождения анодного тока, чтобы катодное пятно успело сместиться с этого электрода во избежание его по- вреждения большим пиковым анодным током. К сожалению, пары ртути являются очень тяжелым газом, поэтому из-за медленной его деионизации предельное значение частоты повторения импульсов составляет 500 Гц, а иногда даже меньше. Для ускорения деионизации игнитронов широко исполь- зовалось большое сеточное смещение, но при напряжении, превышающем несколько сот вольт, сокращался срок службы игнитрона из-за пробоев и ионной бомбардировки в интервале восстановления. Поэтому игнитроны не были использованы в Стэнфордском 3-км линейном ускорителе, хотя вначале и предполагалось их применение [ПО, 135]. Вместо них были использованы специально разработанные водородные тиратроны. Кремниевые управляемые вентили в тех случаях, когда это возможно, яв- ляются естественной заменой водородных тиратронов, так как во многом 96
Гл. 1. Радиолокационные передатчики имеют сходные параметры [128, 129]. Как и все полупроводники, кремние- вые управляемые вентили не выдерживают перегрузку, даже мгновенную, поэтому допуски, связанные с достаточно большим допустимым временем усреднения, присущим тиратронам, здесь невозможны. Так, например, при использовании тиратронов увеличение нагрузки при дуговом разряде не име- ет особого значения, так как в результате усреднения на1рузки оно практи- чески не скажется на сроке службы. Для кремниевых управляемых вентилей критерием выбора должны быть не нормальные рабочие условия, а наихуд- шие возможные, включая ток при повреждениях источника питания, при котором вентиль не успевает восстановиться или выходит из строя. При пра- вильной же эксплуатации срок службы кремниевых управляемых вентилей неограничен. Наиболее важными факторами, определяющими их применение в импульсных модуляторах, являются скорость нарастания анодного тока {dijdt), скорость нарастания анодного напряжения (dvjdt} и рассеяние мощ- ности, в свою очередь, зависящее от ряда факторов, включая частоту повто- рения импульсов, интенсивность пускового сигнала и значение dijdt. В случае большой пиковой мощности очень полезно включение дросселя насыщения [105], так как он позволяет распространиться области проводи- мости па всю площадь перехода до того, как начнет протекать большой ток. При это?«1 возможно и допустимо большее значение di/dt. Поскольку при на- личии тока намагничивания дросселя анодный ток небольшой, что способст- вует процессу распространения области проводимости, дроссель насыщения иногда называют задерживающим. Кремниевые управляемые вентили, пред- назначенные для импульсной работы, имеют следующие номинальные пара- метры: пиковое напряжение 1000 В, скорость нарастания напряжения dv[dt = 200 В/мкс, пиковый ток 1000 А, скорость нарастания тока difdt = = 1000 А/мкс Для увеличения мощности можно соединить несколько венти- лей. Для получения надежной работы в условиях максимального использова- ния их возможностей пусковой сигнал должен подаваться одновременно на все вентили. Характерным примером возможностей кремниевых управляемых вентилей является модулятор, разработанный в соответствии с техническими требованиями на клистроны Станфордского линейного ускорителя [129]. В модуляторе использованы 432 пары кремниевых управляемых вентилей, его напряжение равно 256 кВ, ток 256 А (65 МВт импульсной мощности) при средней мощности 75 кВт. Длительность импульса равна 3 мкс, а частота повторения 360 Гц. В линейных модуляторах были использованы также четырехслойные дио- ды, но из-за их более низких показателей их применение было ограничено пусковыми устройствами и другими устройствами малой мощности. В конце 60-х годов был разработан вентиль обратной коммутации [178], являющийся более мощным эквивалентом четырехслойного диода. Примене- ние вентилей обратной коммутации аналогично применению кремниевых уп- равляемых вентилей, за исключением некоторых важных отличий, рассматри- ваемых ниже. Подобно четырехслойному диоду вентиль обратной коммута- ции является двухполюсным устройством, запускаемым путем подачи напря- жения, превышающего рабочее, с временем включения не более 0,1 мкс. Па- раметры вентилей обратной коммутации аналогичны параметрам кремниевых управляемых вентилей, за исключением того, что di/d/=10 000 А/мкс. Это значение столь же велико, как для водородных тиратронов, и примерно в 10 раз больше, чем для кремниевых управляемых вентилей. Это является важным преимуществом вентилей обратной коммутации перед кремниевыми управляемыми вентилями при использовании коротких импульсов. Поскольку нормальный запуск вентилей обратной коммутации производится подачей на- пряжения, превышающего рабочее, они естественно вполне пригодны для последовательного включения и запуска (см. активные коммутаторы в § 1.15), В отличие от кремниевого управляемого вентиля, вентиль обратной ком- мутации является коммутирующим устройством в режиме обратной поляр- 96
1 1'2. Линейные .модуляторы •пости, а в другом направлении он проводит гок, как обычный диод. Поэтому в линейном модуляторе вентиль Обратной коммутации работает также в ка- честве ограничителя, однако без преимуществ, обусловленных последователь- ный сопротивлением. Поэтому для быстрого гашения отражений, возникаю- щих в цепи формирования импульсов, следует включить непосредственно на один из концов длинной линии дополнительный согласованный ограничитель. В то время, как восстановлению кремниевого управляемого вентиля способ- ствует подача обратного напряжения, ускоряющего процесс разряда накоп- ленной энергии, восстановление вентиля обратной коммутации начинается лишь, когда ток через него в обоих направлениях уменьшится до заданного малого значения. Так как для ускорения восстановления вентиля обратной коммутации не может быть использовано обратное напряжение, время его восстановления больше. Поэтому начало периода перезаряда в линейных мо- дуляторах на вентилях обратной коммутации должно быть задержано, чтобы вентиль обратной коммутации успел восстановиться после того, как токи, обусловленные отражениями в схеме формирования импульсов и всплеском обратного напряжения на импульсном трансформаторе, не уменьшаться в достаточной мере. Однако, чтобы вентиль обратной коммутации мог восста- новиться в интервале обратного напряжения, обычно появляющегося после импульса, последовательно с ним можно включить специальный диод быстро- го восстановления. Так как завершение последовательного запуска ряда вентилей обратной коммутации зависит от подводимого к ним напряжения, существует минимальное напряжение, при котором происходит запуск моду- лятора на этих вентилях. На протяжении всей истории развития линейных модуляторов требова- ния к ним опережали возможности коммутаторов, поэтому постоянное внима- ние уделялось использованию двух и более последовательно или параллель- но включенных наиболее мощных коммутаторов для повышения импульсной или средней мощности. Хотя были использованы самые различные схемы включения, к ним ко всем применимы следующие общие замечания. Последовательное включение. При последовательном включении двух или более устройств (рис. 40, а) через них, естественно, проходит один и тот же ток, и можно сделать так, чтобы в периоды отсутствия их проводимости на- пряжение на них делилось поровну. Однако в процессе включения устройст- во, которое включается последним, оказывается под полным напряжением и, таким образом, находится в условиях, аналогичных устройству, состоящему из одного коммутатора. Эксплуатация последовательно включенных тиратро- нов показала, что их срок службы сравнительно невелик. Однако последова- тельное включение кремниевых управляемых вентилей, по-видимому, окажет- ся возможным в основном потому, что последние разработки, в которых предусматриваются специальные компенсирующие устройства для обеспече- ния правильного распределения напряжения в процессе включения, должны скоро выйти из стен лаборатории. Параллельное включение. Напряжение на нескольких параллельно вклю- ченных устройствах с небольшими уравнительными сопротивлениями (рис. 40,6), естественно, одинаково, причем токи в интервалах генерирования импульсов также могут быть равномерно распределены. Однако первая вклю- чившаяся лампа принимает на себя всю нагрузку, обусловленную паразитны- ми емкостями и током нагрузки в интервале его нарастания. В случае использования уравнительного дросселя (рис. 40, в) ток нагрузки всегда рав- номерно распределен, но первая включившаяся лампа удваивает напряже- ние на второй невключившейся лампе, поэтому доля мощности, рассеиваемой на второй лампе при отпирании, соответственно увеличивается. Такие же результаты получаются при параллельном включении нескольких ламп, свя- занных через трансформаторы (рис. 40, г). Если импульсная мощность соответствует номиналу одного коммутирую- щего устройства, а средняя мощность или частота повторения импульсов 97
Гл. 1. Радиолокационные передатчики больше, то можно соединить два (или более) устройства параллельно и отпи- рать их поочередно. При этом мощность, рассеиваемая при отпирании, распре- деляется правильно, но из-за задержки между запусками двух устройств появляется дрожание с частотой, равной половине частоты повторения импуль- сов. Кроме того, при такой схеме включения среднеквадратический ток в каж- дом из N параллельных устройств в раз меньше полного среднеквадрати- ческого тока, а не в Д' раз, как при одновременном запуске. Рис. 40. Включение нескольких коммутаторов: а — последовательное; б — параллельное; в — параллельное с уравнительным дроссе- лем; г «- параллельное со связью через трансформаторы; д — параллельное включение линейных модуляторов. Поскольку последовательное и параллельное включение коммутирующих устройств (особенно при использовании тиратронов) часто давало неудовлет- ворительные результаты, серьезное внимание было уделено системам, в кото- рых необходимый режим работы коммутаторов достигался бы даже ценой усложнения системы. Наиболее простым и удачным решением является па- раллельное включение линейных модуляторов, каждый из которых собран по полной схеме (рис. 40, <?). При этом можно использовать общий импульс- ный трансформатор так же, как и общий зарядный дроссель, хотя отдельные лучше ограничивают ток конденсатора фильтра источника питания в случае недостаточной деионизации тиратрона. При параллельном соединении моду- ляторов ошибки временного распределения пусковых сигналов и неоднойре- менный поджиг тиратронов приводят только к увеличению времени нараста- ния выходного импульса, и лишь тогда, когда ошибки сравнимы с временем нарастания. Независимо от того, согласована нагрузка или нет, через каждый 08
,, J J 3. Магнитные. мрдулрторы тиратрон проходит только часть тока его нагрузки. При дуговом разряде в нагрузке, ток одинаково' увеличивается в каждом тиратроне и в каждом ограничителе. Если нагрузкой является лампа со скрещенными полями, рабо- чий режим каждого параллельно включенного модулятора остается неизмен- ным даже при выходе из строя нескольких модуляторов, однако ток нагрузки уменьшается, Параллельное включение линейных 'модуляторов на тиратронах используется часто. Наиболее интересным примером такого устройства яв- ляется успешно работающий модулятор на кремниевых управляемых венти- лях для клистронных генераторов стэнфордского линейного ускорителя, в котором параллельно включено 432 отдельных линейных модуля, каждый из которых содержит два кремниевых управляемых вентиля [129]. Для от- ключения неисправных модулей используются плавкие предохранители, при- чем каждый из модулей может заменяться при включенной системе. 1.13. Магнитные модуляторы Базовая схема магнитного модулятора приведена на рис. 41 [2, 158, 1591. Конденсатор С1 резонансно заряжается от силовой сети переменного тока. Дроссель L2 насыщается, как только напряжение на С1 достигает пикового значения, и энергия, накопленная в С1, резонансно передается на С2 через насыщенный дроссель L2. При использовании наилучшего материала сердеч- ника этот период может быть в 10 раз короче времени, необходимого для заряда С1. Это отношение называется коэффициентом сжатия данного каска- да магнитного модулятора. Для получения типичного коэффициента запол- нения импульсов порядка 0,001 обычно требуется 3-4 каскада магнитного сжатия. Каждому периоду напряжения сети соответствует один выходной им- пульс, а если перед первым каскадом включен двухполупериодный выпрями* Рис. 41. Схема магнитного модулятора. тель (или эквивалентное устройство), то каждому периоду будет соответст- вовать два импульса. Выходной каскад на рис. 41 является по существу однозвенной схемой формирования импульсов, хотя конденсатор может быть заменен многозвенной схемой формирования. Выходные характеристики в ос- новном подобны характеристикам линейного модулятора. Поскольку каждый конденсатор должен по очереди накапливать энер- гию, размер магнитного модулятора почти прямо пропорционален энергии на 9S
Гл. 1. Радиолокационные передатчики один импульс. В случае небольшой энергии на импульс размеры магнитного модулятора чрезвычайно малы при большом к. п. д. Надежность магнитных модуляторов исключительно высока. Однако выбор частоты повторения им- пульсов ограничен частотой сети питания или кратными ей частотами. Хотя схема магнитного модулятора, на первый взгляд, является очень простой, его разработка требует высокой квалификации. Наиболее сложной задачей является возвращение всех магнитных сердечников в исходное со- стояние в интервалах между импульсами при надежном устранении пара- зитных выходных сигналов в этих интервалах. Запуск магнитного модулятора от внешнего пускового устройства невоз- можен, поэтому момент запуска выходного импульса в каждом периоде на- пряжения сети меняется с изменением этого напряжения, а также температу- ры. Пусковой импульс может быть получен с помощью магнитного модуля- тора точно е момент появления выходного импульса, но этот момент зависит от напряжения сети. Мощность выходного сигнала также зависит от напря- жения сети, как и в нестабилизированном линейном модуляторе. Разработчик магнитного модулятора должен быть одновременно специа- листом по модуляторам и конструктором трансформаторов Кроме того, вслед- ствие взаимосвязи между параметрами конденсаторов и магнитных элементов он должен иметь возможность следить за этой разработкой и в процессе ее производства. По этим причинам магнитные модуляторы обычно поставля- ются в собранном виде. Некоторые применения магнитных модуляторов см. также в т. 4, гл. 4. 1.14. Гибридные магнитные модуляторы с кремниевыми управляемыми вентилями Ряд недостатков магнитных модуляторов может быть устранен путем добавления кремниевых управляемых вентилей [129, 158, 160] (рис. 42). Несмотря на колебания напряжения силовой сети выходная мощность срав- нительно мало изменяется благодаря использованию экономичного и эф- Пусковой импульс Основной начала заряда пусковой импульс \Ь1 9 9 ? >F квз Формиро- ватель ‘ импуль- сов Датчик уровня и генератор пусковых импуль- КВ - кремниевый, варистор Рис. 42. Схема гибридного модулятора с кремниевыми управляемыми вентилями. фективного регулятора зарядного напряжения (см. § 1.17). Другим важным преимуществом такой гибридной схемы является то, что частота повторения импульсов не зависит от частоты сети питания и может регулироваться внеш- ним пусковым устройством. Однако выходной импульс существенно запазды- вав! относи>ельно пускового, и это запаздывание меняется на несколько про- НЮ
1.15. Модуляторы с активным коммутатором гейтов в процессе разогрева и при колебаниях температуры. Хотя эти изме- нения много меньше, чем в чисто магнитном модуляторе, они слишком вели- ки для использования этих модуляторов при индикации движущихся целей. По сравнению с большей частью других типов модуляторов такой гиб- ридный магнитный модулятор работает при более низких напряжениях, име- ет меньшие габариты, прочнее и надежнее. По сравнению с модуляторами только на кремниевых управляемых вентилях сочетание кремниевых управ- ляемых вентилей с включенными за ними одним или двумя каскадами маг- нитного сжатия дает большую импульсную мощность, чем такое же количе- ство кремниевых управляемых вентилей, так как на выходе кремниевых уп- равляемых вентилей длительность импульса больше, а импульсная мощность меньше, чем у импульса на выходе такой комбинации Это преимущество достигается ценой повышения дрейфа, дрожания импульса и усложнения гибридного устройства. 1.15. Модуляторы с активным коммутатором Разнообразие типов импульсных модуляторов с активным коммутатором столь велико, что целесообразно разделить их на три категории: катодные импульсные модуляторы, импульсные модуляторы в цепи модулирующего анода и сеточные импульсные модуляторы. Катодные импульсные модуляторы управляют полной мощностью луча высокочастотной лампы либо непосредст- венно, либо через цепь связи. Импульсный модулятор анода должен обеспе- чить размах напряжения, равный полному напряжению луча лампы, а ток определяется только зарядом и разрядом емкостей схемы в начале и конце импульса, так как модулирующий анод потребляет небольшой ток на протя- жения импульса Импульсные модуляторы для высокочастотных ламп с управ- ляющей сеткой выполняют те же функции, что и импульсные модуляторы в цепи анода, однако, так как сетка — это управляющий электрод с боль- шим коэффициентом усиления, размах выходного напряжения, создаваемый сеточным импульсным модулятором, много меньше, что позволяет использо- вать низковольтные детали и межсоединения. До появления полупроводников эти типы модуляторов назывались моду- ляторами на «жестких» лампах, так как в них использовались исключитель- но вакуумные лампы. В модуляторах с активным коммутатором необходимы коммутаторы, которые могут включаться и выключаться по желанию, так как, в отличие от линейных модуляторов, коммутатор управляет как моментом появления импульса, так и его окончанием. В модуляторах с активным ком- мутатором импульс заканчивается при передаче в нагрузку только части на- копленной модулятором энергии. Единственными полупроводниковыми приборами, устройство которых позволяет выключать их по желанию, являются транзисторы и выключаемые кремниевые тиристоры, но их номинальная мощность значительно меньше, чем у кремниевых управляемых вентилей. Поэтому стремление использовать по- лупроводники для устройств большой мощности привели к разработке спе- циальных схем выключения кремниевых управляемых вентилей в требуемый момент с помощью других таких же вентилей. Хотя эти схемы могли бы быть использованы и с водородными тиратронами и другими коммутаторами, область применения которых обычно ограничивается линейными модулято- рами, это не было сделано, по-видимому, потому, что приборы с горячими катодами менее удобны, чем полупроводниковые. Модуляторы с активным коммутатором обеспечивают, как правило, боль- шую свободу выбора длительности импульсов и частоты повторения, вклю- чая одновременное использование импульсов разной длительности и работу импульсными посылками, поскольку импульс формируется на низком уровне. Максимальная возможная длительность импульса в пределах допустимого 101
Гл. 1. Радиолокационные передатчики спада вершины определяется емкостью накопительного конденсатора (и в слу- чае его использования импульсным трансформатором). Так как энергия, накапливаемая конденсатором, равна СЕ2)2, то для получения, например, 5%-ного спада напряжения конденсатор должен накопить энергию, в 10 раз превышающую энергию, расходуемую в нагрузке за один импульс. В пере- датчиках большой мощности, работающих длинными импульсами, емкость по- лучается большой и, поскольку энергия, накапливаемая одним конденсатором, практически не должна превышать 2 Дж, необходимо соединять последова- тельно и (или) параллельно большое их количество. Такая совокупность кон- денсаторов называется обычно батареей конденсаторов и часто использует- ся в диапазоне от 10 до 1000 кДж. Так, например, в передатчике на 10 МВт импульсной ВЧ мощности при длительности импульсов 100 мкс (1 кДж на импульс) для получения спада напряжения, равного 4%, необходима батарея конденсаторов на 10 кДж. При этом спад выходной мощности лампы с пря- молинейным потоком составит около 13% (если не используется описываемая ниже компенсации спада). Для ламп со скрещенными полями эта задача усложняется по крайней мере в 4 раза из-за низкого динамического сопротив- ления этих ламп (табл. 6)- При тщательном учете паразитных индуктивностей и емкостей схемы в модуляторах с активным коммутатором можно получить хорошую форму импульсов, так как в этих модуляторах отсутствуют цепи формирования им- пульсов, содержащие элементы с сосредоточенными параметрами, которые ограничивают время нарастания и создают внутриимпульсные пульсации. Так же, как линейные модуляторы, модуляторы с активным коммутато- ром должны выдерживать возможные дуговые разряды в нагрузке без по- вреждения. Поскольку усилитель со скрещенными полями, работающий в режиме постоянного напряжения, или лампа с прямолинейным электронным лучом с импульсной модуляцией на модулирующий анод или управляющую сетку включены непосредственно на батарею конденсаторов, для защиты лампы от разряда накопленной энергии при дуговом разряде необходим за- щитный шунтирующий разряднйк (см. § 1.16). В случае катодного импульс- ного модулятора сам коммутатор должен прерывать ток дугового разряда в нагрузке, поэтому поджиг защитного -разрядника не обязателен, если дуго- вой разряд не возникает в самом коммутаторе. Катодные импульсные модуляторы. Схемы основных типов катодных им- пульсных модуляторов с активным коммутатором приведены на рис. 43. Триод является одним из возможных типов активного коммутатора, а лампа с прямолинейным электронным лучом в качестве нагрузки одним из возмож- ных типов высокочастотной лампы с импульсной модуляцией на катод, при- чем это может быть либо генератор с самовозбуждением, либо усилитель со скрещенными полями или с прямолинейным электронным лучом. Номинальные значения параметров коммутатора (напряжение и пиковый ток) в схемах А и Б равны номинальным значениям параметров нагрузки [112, ИЗ]. В схемах В и Г номинальные значения параметров коммутатора могут быть согласованы с нагрузкой соответствующим коэффициентом транс- формации импульсного трансформатора [117]. Однако трансформатор иска- жает форму импульса, а обратное напряжение на трансформаторе увеличи- вает то напряжение, которое должен выдерживать коммутатор. В схеме В [рансформатор имеет более сложную конструкцию, так как первичная обмот- ка находится под высоким постоянным напряжением, в то время, как в схеме Г задача упрощается благодаря конденсатору связи. Хотя схема 4 является самой простой, пусковое устройство в цепи сетки триода (или ана- логичного коммутатора) находится под высоким напряжением, что услож- няет обслуживание и требует применения средств подачи мощности и пуско- вых сигналов на шину ,с высоковольтным «плавающим потенциалом», в то время, как в схемах Б, В и Г пусковая схема находится под потенциалом земли. 1U2
1.15. Модуляторы с активным коммутатором Ряс. 43. Схемы катодных импульсных модуляторов с активным коммутатором. А—в прямой связью; б —с емкостной связью; В —с трансформаторной связью; Г с трансформаторной связью и разделительным конденсатором. 103
.Pju.I., Радиолокационные- передатчики Надо нагельный конденсатор обозначен на всех схемах С1. В схемах Б и Г конденсатор заряжается и разряжается под полным напряжением им- пульса относительно земли, что усложняет конструкцию и увеличивает пара- зитную емкость, включенную параллельно коммутатору. Поскольку одна из составляющих энергии, рассеиваемой в коммутаторе, обусловлена разрядом этой паразитной емкости в начале каждого' импульса, схемы Б и Г менее пригодны при высокой частоте повторения импульсов, особенно если конден- сатор С1 должен быть достаточно большим для правильного воспроизведе- ния формы импульсов большой длительности. Размеры модуляторов в схемах Б и Г больше, чем в схемах А и В по трем причинам. Прежде всего, для уменьшения влияния импульсной на1руз- ки на сеть питания необходим кроме С7 еще конденсатор С2. Во-вторых, во избежание большого обратного напряжения на нагрузке при перезарядке С1 обычно необходимо добавить высоковольтный диод D1. В-третьих, следует включить высоковольтный резистор и (или) дроссель R1 и L1 для ограниче- ния потерь, обусловленных прохождением тока от источника питания через коммутатор в интервале генерирования импульса, и, следовательно, обеспече- ния быстрой перезарядки С1 по окончании импульса. Схемы Б, В и Г пред- ставляют меньше возможностей выбора коэффициента заполнения импульса, чем схема А, из-за наличия трансформатора в схемах В и Г и ряда компро- миссных решений в схеме перезаряда, необходимых в схемах Б и Г. Вместе с тем наличие пути для тока перезаряда в схемах Б и Г обеспечивает доста- точно быстрый спад выходного импульса без дополнительной схемы отсека- ния хвоста В схемах В и Г тот же полезный эффект создает ток намагни- чивания трансформатора, однако в случае использования импульсов разной длительности его действие эффективно лишь на самых длинных импульсах. Таким образом, выбор оптимального активного коммутатора для импульсной модуляции высокочастотной лампы на катод зависит от применения. Мощность накала лампы (если необходим накал) может быть подведе- на через малоемкостный накальный трансформатор, или через бифилярный дроссель (обычно только в случае коротких импульсов), или в схемах В и Г через бифилярную вторичную обмотку импульсного трансформатора. Если активным коммутатором является электровакуумная лампа, следует различать два основных режима работы. В наиболее часто используемом ре- жиме на сетку подается достаточно большой сигнал, чтобы снизить напряже- ние на аноде в импульсном интервале до возможно более низкого уровня. Этому режиму соответствует наименьшая мощность рассеяния на коммута- торе и наибольший к. п. д. Однако колебания напряжения источника питания, обусловленные пульсацией выпрямителя, колебания напряжения в силовой сети и спад напряжения на накопительном конденсаторе передаются непо- средственно на нагрузку. Во втором режиме работы коммутатор использует- ся как прибор «неизменного гока» путем ограничения сеточного возбуждения. При этом влияние спада напряжения на батарее конденсаторов и колебаний напряжения источника питания уменьшается в (Rp-]-Rl)IRl раз, где Rp —- динамическое сопротивление анодной цепи коммутатора, a Rl — динамическое сопротивление нагрузки (табл 6). Благодаря более высокому сопротивлению анодной цепи тетроды больше подходят для режима «неизменного тока», чем 1риоды Однако в режиме «неизменного тока» любые колебания сеточного возбуждения непосредственно передаются на ток в нагрузке, в го время как в первом режиме колебания сеточного возбуждения сравнительно мало ска- зываются В режиме «неизменного гока» сеточное возбуждение может быть запрограммировано для уменьшения спада импульса. Например, можно так подобрать линейное увеличение напряжения сеточного возбуждения, чтобы полностью скомпенсировать падение напряжения на накопительном конден- саторе в течение импульса [114]. Импульсные модуляторы в цепи модулирующего анода с прямой связью. Схема основного типа данною модулягора приведена на рис. 44 [118—120, 104
}.1'5:Мо^уляторы с активным Коммутатором 124, 127]. Вместо изображенного на рисунке клистрона может быть исполь- зован любой тип лампы с прямолинейным электронным лучом и с модулиру- ющим анодом, а вместо триодов любой активный коммутатор соответствую- щего типа. В течение импульса включающая лампа поддерживает на моду- лирующем аноде потенциал, близкий к потенциалу земли, благодаря чему клистрон включается, а в интервалах между импульсами с помощью резисто- ра R3 на модулирующем аноде поддерживается отрицательное смещение от- Рис. 41 Импульсный модулятор в цепи модулирующего анода с прямой связью. носигельно катода клистрона и ток луча клистрона прерывается. Через вклю- чающую лампу значительный ток проходит только в интервалах нарастания импульса, когда происходит заряд паразитной емкости Cs модулирующего анода (включая паразитные емкости всех связанных цепей, как, например, распределительной шины на уровне напряжения включения), а через выклю- чающую лампу только в конце импульса при разряде емкости Cs. Выключаю- щая лампа может рассматриваться как схема отсекателя хвоста. Необходи- мость в такой схеме в этом случае очень велика в основном из-за емкостной нагрузки модулятора. Необходимость в резисторе R3 отпадает, если выклю- чающая лампа включена в течение всего интервала между импульсами. Такая схема без R3 целесообразнее, так как исключаются потери, обусловленные рассеянием энергии на резисторе R3 в течение импульса, и обеспечивается низкое сопротивление в пепи тока утечки модулирующего анода между им- пульсами В схеме с импульсным модулятором в цепи модулирующего анода можно получить исключительно ровную верхушку импульса, так как клистрон при- соединен непосредственно к батарее конденсаторов, а зависимость тока луча клистрона от колебаний входного напряжения на сетке включающей лампы йвляется зависимостью второго порядка малости. Возможность увеличения Ш5
/ г .1. Радиолокационные. передатчики. длительности импульсов ограничивается только размерами батареи конденса- торов, однако при малой длительности импульсов снижается к. п я из-за конечной длительности интервалов включения и выключения модулирующего анода и расходуемой в этих интервалах энергии (см. § 1.9). Включающая и выключающая лампы могут быть значительно менывей мощности, чем коммутатор в схеме того же клистрона с импульсной моду- ляцией на катод, так как величина и длительность токов через них меньше. Однако подаваемая мощность и работа пусковых устройств должны зависеть от двух уровней высокого напряжения, один из которых соответствует на- пряжению высоковольтного источника питания (ИП) Е1, а другой — импульс- ному напряжению модулирующего анода. Поскольку мощность рассеяния в каждой лампе по существу равна CS(E1)ZI2, умноженной на частоту повто- рения импульсов, желательно минимизировать Cs, особенно при высокой ча- стоте повторения. Для модуляторов с незаземленной аппаратурой управления были разработаны специальные высоковольтные лампы [120, 121, 1231 с не- большим входным сеточным напряжением, однако сеточное напряжение может сильно зависеть от эффекта Миллера [125]. Этот эффект наблюдается в той или иной степени во всех модуляторах на электровакуумных лампах. Для того, чтобы реализовать наилучшую форму импульса, необходимо уделить большое внимание времени установления, по истечении которого им- пульс на модулирующем аноде и напряжение на катоде можно считать «пло- скими» (о влиянии модулятора см. § 1.10). «Плоская» форма и постоянство напряжения на модулирующем аноде при изменениях параметров включаю- щей лампы и напряжения на ее сетке могут быть обеспечены с помощью фиксирующих источника питания и диода (рис 44) Можег потребоваться также источник смещения для поддержания достаточно большого напряже- ния на включающей лампе во время импульса во избежание появления боль- шого сеточного тока. В тех случаях, когда допустимо небольшое положи- тельное напряжение на модулирующем аноде относительно земли во время импульса, сочетание источника смещения и фиксирующего диода позволяет обойтись без фиксирующего источника питания. С другой стороны, если мо- жет быть использована включающая лампа, сеточный ток которой будет достаточно мал при наличии фиксирующего напряжения, можно использовать фиксирующие источник питания и диод, исключив источник смещения. Даже в том случае, когда импульсное напряжение на модулирующем аноде быстро стабилизируется на конечном уровне, быстрое нарастание на- пряжения на модулирующем аноде будет сопровождаться, большим спадом напряжения на катоде клистрона, вызванным быстрым нарастанием тока луча клистрона (и тока коммутатора) через дроссель L1. Если индуктивность дросселя Lt в сочетании с паразитными емкостями схемы не полностью демп- фирована сопротивлением луча клистрона, напряжение на катоде клистрона вслед за участкам нарастания не стабилизируется, а начнет колебаться (появится «звон») [169]. Полного демпфирования можно достичь при вклю- чении сопротивления либо параллельно L1 (что допустимо и в том случае, когда согласно требованиям завода-изготовителя включение L1 обязательно), либо между катодом клистрона и распределительной шиной выключения на- пряжения [126]. R5 и С2 образуют обычную цепь для измерения тока на корпус лампы (см § 1.3). Импульсные модуляторы в цепи модулирующего анода с трансформатор- ной связью. Для того чтобы заземлить импульсные цепи и этим облегчить их техническое обслуживание, для подачи сигнала на модулирующий анод лампы с прямолинейным электронным лучом иногда используется трансфор- маторная связь (рис. 45). Для устранения звона и обеспечения достаточно плоской вершины импульса, подаваемого на модулирующий анод, часто тре- буется включение гасящего резистора Rt и(или) фиксирующего диода Д1. Поскольку модулирующий анод является в основном емкостной нагрузкой, 1!Ь
/./«& Модуляторыс активным коммутатором обычно необходима выключающая лампа, а иногда и цепь гашения обратно- го напряжения из и Д2. Вариант этой схемы на кремниевых управляемых вентилях описан в работе (130]. Для литания трансформатора можно использовать также линейный мо- дулятор, однако такое сочетание редко используется из-за его негибкости и появления характерных пульсаций на вершине импульса, а также вследст- вие ряда практических трудностей достижения удовлетворительного к. п. д. Сеточные импульсные модуляторы. Если в высокочастотной лампе имеет- ся управляющая сетка с большим коэффициентом усиления, импульсный мо- дулятор аналогичен тем, которые используются в сеточных цепях коммута- торов других типов модуляторов на электровакуумных лампах, и поэтому здесь он не будет описываться. Можно использовать также модуляторы, подобные изображенным на рис. 43—45, только здесь размах сигнала на сетке должен быть много меньше полного ускоряющего напряжения луча. Модуляторы такого типа особенно пригодны для формирования радиолока- ционных импульсных посылок (см. § 1.9 и [115]), так как влияние паразит- ных емкостей уменьшается пропорционально квадрату коэффициента усиле- ния сетки. Методы борьбы со спадом вершины импульса. Как уже отмечалось, раз- меры батареи накопительных конденсаторов сильно зависят от допустимого спада вершины импульса. Одним из рассмотренных выше методов работы, при котором значительный спад напряжения на батарее конденсаторов ве влечет за собой соответствующего спада вершины выходного импульса, является работа в режиме «неизменного тока» коммутатора катодного им- пульсного модулятора с линейным нарастанием входного напряжения ва сетке. Несмотря на увеличение мощности потерь, этот метод может оказать- ся целесообразным благодаря уменьшению размеров батареи конденсаторов. Возможным вариантом является шунтирование нагрузки цепью, ток в кото- рой со временем убывает. Простейшее устройство такого типа представляет собой последовательную /?С-цепочку. Например, если RC вдвое больше дли- тельности импульса, а сопротивление в 10 раз больше сопротивления нагруз- ки, то 5%-ный спад напряжения батареи конденсаторов будет почти полно- стью скомпенсирован ценой 7%-ной потери мощности Такой же результат можно получить с помощью параллельной /?/.-цепи, включенной последова- тельно с нагрузкой. 107
Гл. I. Радиолокационные передатчики Еще одним возможным методом является выполнение батареи конденсат торов в виде низкоомной цепочки формирования импульсов, для которой спад напряжения преобразуется в прямоугольную ступеньку [114]. Например, батарею конденсаторов, спад напряжения на которой был бы равен 10% при нагрузке 1000 Ом и некоторой длительности импульса, необходимо было бы выполнить в виде многозвенной схемы формирования импульсов с сопротив- лением 50 Ом. При подаче импульсного напряжения на нагрузку напряже- ние немедленно снижается на 5% (без постоянного спада), однако после это- го оно не меняется в течение импульса (не считая пульсаций). В конце импульса батарея конденсаторов окажется разряженной на 10%, но на нагруз- ке все время будет поддерживаться неизменное напряжение. При этом, в отличие от других методов компенсации спада, потери энергии будут ничтожными. Недостатком этого метода являются негибкость схемы и пуль- сации на вершине импульса. Хотя в большей части модуляторов с активным коммутатором с целью упрощения используется решение «грубой силы» (до- статочно большая емкость для получения приемлемого спада), в некоторых специальных случаях из габаритных или экономических соображений может потребоваться использование метода компенсации. Методы связи с пусковым устройством. В ряде типов модуляторов с ак- тивным коммутатором пусковые устройства возбуждают цепи, находящиеся под высоким напряжением относительно земли. Поскольку генераторы ча- стоты повторения импульсов обычно заземлены, в схеме связи с пусковым устройством в некоторой точке должна быть предусмотрена развязка по высокому напряжению. В табл. 8 приведены наиболее употребительные схе- мы связи с пусковым устройством и их параметры [113, 118—120, 122, 124, 148]. Хотя часто для запуска и выключения модулятора достаточно иметь очень короткие импульсы, рассматривались также различные методы связи, обеспечивающие пропускание импульсов большой длительности. Ввиду слож- ности испытания цепей связи под высоким напряжением необходимо пред- усмотреть возможность их испытания при выключенном высоком напряжении. Кроме того, поскольку дуговые разряды в нагрузке и поджиг защитного раз- рядника сопровождаются интенсивными переходными процессами, цепи связи с пусковыми устройствами должны либо их выдерживать, либо иметь соот- ветствующую защиту. Активные коммутаторы. Для импульсных модуляторов созданы электро- вакуумные лампы с номинальными значениями напряжения до 200 кВ и импульсной мощности до 60 МВт. Выбор ламп на напряжения, превышающие 30 кВ, должен производиться с особой осторожностью, так как периодические пробои высокого напряжения являются в этих случаях такой же серьезной проблемой, как в высокочастотных лампах. Для обеспечения надежной рабо ты в полевых условиях следует брать минимальный коэффициент запаса 1,4 (и даже 2,0) по отношению к номинальным данным завода-изготовителя. Во избежание повреждения лампы (а также других элементов устройства) при дуговых разрядах, возникающих в процессе тренировки новой лампы, в неко- торых схемах может потребоваться защитный разрядник [113, 117]. Значение импульсной мощности должно выбираться из расчета приемлемого срока службы лампы. Уменьшение номинального значения пикового тока оксидного катода в случае длинных импульсов совершенно обязательно. Напряжение сеточного возбуждения импульсных модуляторных ламп должно быть доста- точно большим, особенно, если лампа работает в перенапряженном режиме. Выбор входного сеточного напряжения должен производиться с учетом зна- чительной нелинейности характеристики лампы в той области, где ток сетки уменьшается из-за вторичной эмиссии и сопротивление сетки может оказать- ся даже отрицательным. При большом коэффициенте заполнения импульсов следует контролировать мощность рассеяния на управляющей и экранирую- щей сетках и на аноде. 108
Схемы связи с пусковым устройством Таблица 8 Вид связи Возможное число полярностей пуско- вого импульса Дрожание пускового импульса Длитель- ность пу- скового импульса V Емкость, добавля- емая на уровне подклю- чения Время на- растания пускового импульса Защита цепи пускового импульса от нестациоиар- ности напря- жения на уровне под- ключения. дБ Примечание Прямая емкост- ная 2 Зависят от соот- ношения ампли- туды пускового импульса и пуль- сации на уровне подключения Малая Равна емкости конден- сатора связи Малое Не тре- буется Подключение возможно только при низком постоянном на- пряжении Связь через кон- денсаторы и балансный трансформатор 2 Небольшие » То же ~т/20 40—80 Подключение при высоком на- пряжении опасно; исполь- зуется только при постоян- ном напряжении Трансформатор- ная 2 » Неболь- шая ~т/20 Может быть >120 Большие размеры устройства, но может передавать в слу- чае необходимости сигналы большего уровня На высокой ча- стоте fc 1 1/4fc Не огра- ничена То же ~1/Л- 40—80 То же Оптическая 8 1 Небольшие То же Пренеб- режимая Малое Может быть >120 Необходим усилитель с боль- шим коэффициентом усиле- ния на уровне подключения, который должен быть хоро- шо заэкранирован. Необхо- дима точная регулировка 1.15. Модуляторы с активным коммутатором
Гл 1. Р ад ио локационные передатчики Для получения специальных характеристик коммутаторных ламп было создано несколько особых конструкций. В коммутаторной лампе типа инжек- трон фирмы Litton [121] на 150 кВ использована специальная конструкция высоковольтного клистрона. В коммутаторах на большую мощность фирмы Machlett применена магнитная фокусировка, уменьшающая сеточный ток и увеличивающая усиление по мощности [116]. Проникающая способность рентгеновского излучения при напряжениях, превышающих 25—30 кВ, становится значительной. Так как ток проходит через электровакуумные лампы (по крайней мере в начале импульса) при большом напряжении на лампе, должна предусматриваться соответствующая защита от рентгеновского излучения. Обычно защита рассчитывается на наи- высшее рабочее напряжение и наибольшую частоту повторения импульсов или на другие какие-либо условия, соответствующие максимальному уровню рент- геновского излучения. Рентгеновское излучение может увеличиться в резуль- тате нарушения условий нормального режима, например несоответствующего сеточного смещения в интервалах между импульсами, неправильного режима сетки при неполном выключении, или разогрева сетки, достаточного для по- явления эмиссии при выключенном токе катода. Полупроводниковые приборы в качестве активных коммутаторов в им- пульсных модуляторах представляют большой интерес, так как срок их службы при правильном использовании практически неограничен. Однако они медленно внедряются, так как в условиях нестационарных процессов, кото- рые безопасны для тиратронов и электровакуумных ламп, они могут выйти из строя или могут ухудшиться их параметры. Наиболее тяжелыми условия- ми являются дуговой разряд в нагрузке, зажигание защитного разрядника, переходные процессы в сети питания и неправильная регулировка таких сов- местно работающих устройств, как генератор пусковых сигналов. В качестве активных коммутаторов были исследованы также транзисто- ры [155], но при больших мощностях они оказались недостаточно экономич- ными. Кроме того, в режиме насыщения длительность интервала их выклю- чения чрезмерно велика. Кремниевые управляемые вентили имеют обнадеживающие номинальные данные и достаточно тщательно изучены; они постепенно начинают внедрять- ся [130, 131]. Типичная схема модулятора с коммутатором на кремниевых управляемых вентилях приведена на рис. 46. Вентиль КВ1 возбуждает им- пульс и остается во включенном состоянии в течение большей части длитель- ности импульса. Приблизительно за 20 мкс до окончания импульса возбуж- дается вентиль КВ2 и вследствие резонансного разряда конденсатора С1 через L1 изменяется полярность напряжения на С1. Когда направление тока в этой цепи изменяется, вентиль КВ2 запирается и ток проходит через Д1 и КВ1. Направление эюго тока таково, что общий ток через КВ1 умень- шается, но ток через нагрузку не меняется, так как КВ1 еще не заперт. Если ток резонансного разряда L1 и С1 достаточно велик, то ток через КВ1 ста- нет равным нулю, так что создаются условия для восстановления как КВ1, так и КВ2. В течение этого времени напряжение обратной полярности на КВ1 может привести к увеличению напряжения выходного импульса, однако для поддержания постоянства выходного напряжения можно применить различные фиксирующие устройства, например R1 и Д2. Через некоторый интервал времени, необходимый для восстановления способности КВ1 и КВ2 блокировать прямое напряжение (минимально около 10 мкс), возбуждается КВЗ для выключения импульсного тока. Недостатком такой схемы является то, что длительность импульса не может быть меньше примерно 20 мкс, что определяется в основном мини- мальным временем восстановления КВ1 и КВ2. Более короткие импульсы можно получить (ценой уменьшения к п. д.), если L1 и С1 достаточно ве- лики, чтобы отключить КВ1 даже при замкнутой накоротко нагрузке. В этом случае КВЗ может выключить импульсный ток, когда вентиль КВ1 еще вклю- HU
1.15. Модуляторы с активным коммутатором чен, после чего вентиль КВ2 вернет КВ1 в исходное положение. С другой сто- рону, если КВ1 является выключаемым кремниевым тиристором (ВКТ), то не- обходимость в LI, Cl, КВ2 и Д1 отпадает, причем легко могут быть сфор- мированы более короткие импульсы. Однако номинальная мощность выклю- чаемого кремниевого тиристора обычно меньше номинальной мощности крем- ниевого управляемого вентиля. Для получения мощности, превышающей мощность одного кремниевого управляемого вентиля или выключаемого кремниевого тиристора, они могут быть соединены последовательно или параллельно. В последовательной цепоч- ке необходимо обеспечить равномерное распределение напряжения и мощно- Рис. 46. Модулятор с активным коммутатором на кремниевых управляемых вентилях. сти, рассеиваемой при коммутации. Кроме того, крайне желательно одновре- менное возбуждение всех элементов цепочки (многообмоточным пусковым трансформатором или одновременной подсветкой фототиристоров и пр.) для одновременного запуска всех устройств в цепочке. При одновременном воз- буждении резервирование может быть осуществлено включением избыточных элементов в цепочку. При этом в случае выхода из строя отдельных элемен- тов система в целом не выключается, так как кремниевые управляемые вен- тили при выходе из строя обычно замыкаются накоротко. Используется также последовательный запуск последовательной цепочки, при котором запуск одного или небольшого числа элементов (обычно бли- жайших к земле) вызывает покаскадный запуск остальных. Однако в этом случае на последних запущенных элементах падает большое напряжение и (или) рассеивается большая мощность при коммутации. Кроме того, отпа- дает возможность резервирования, так как при выходе из строя какого-либо элемента нарушается процесс последовательного запуска. Параллельное включение элементов также возможно, однако в случае использования кремниевых управляемых вентилей сопротивление схемы на- столько мало, что это может создать ряд неудобств. Равномерное распреде- ление тока между параллельными элементами достигается обычно включени- ем небольшого сопротивления последовательно с каждым элементом. Параллельное включение выключаемых кремниевых тиристоров представляет интерес, так как благодаря ограниченному току сопротивление их больше, чем в случае кремниевых управляемых вентилей. Его следует предпочесть последовательному из-за трудностей, связанных с запуском и выключением выключаемых кремниевых тиристоров через пусковой трансформатор (обрат- ное напряжение на выключающем триггере снова включает выключаемый кремниевый тиристор). Типичная схема параллельного включения выключае- мых кремниевых тиристоров приведена на рис. 47. . .Модуляторы с коммутаторами на кремниевых управляемых вентилях и выключаемых кремниевых тиристорах должны быть рассчитаны так, чтобы 111
Г л. 1. Радиолокационные передатчики они могли выдерживать дуговые разряды в нагрузке. Одним из способов является использование небольших сопротивлений и(или) индуктивностей для ограничения тока, чтобы ток короткого замыкания в начальный момент не превысил допустимого значения, после чего произошел бы поджиг защит- ного разрядника и отвод через него тока. Другим способом (когда допусти- мо уменьшение к. п. д.) является использование большого сопротивления, ограничивающего ток короткого замыкания до уровня, выдерживаемого ком- мутаторами, что позволяет модулятору работать в условиях периодических дуговых разрядов в нагрузке. Так, например, сопротивления в схеме рис. 47 Генератор пусковых импульсод Рис. 17. Модулятор с активным коммутатором на выключаемых кремниевых тиристорах. можно выбрать так, чтобы ток короткого замыкания был вдвое больше ра- бочего, а рабочий ток через коммутаторы был в два раза меньше номиналь- ного в нормальных условиях. Поскольку токи и напряжения на резисторах равны току и напряжению на нагрузке в нормальных условиях, мощность выходного импульса модулятора составляет лишь одну четверть произведе- ния номинальных значений напряжений и токов коммутаторов, а максималь- ное значение к. п. д. не превышает 50%. Тем не менее этот способ приме- няется, так как небольшой к. п. д. часто допустим при модуляции на сетку или модулирующий анод, и в то же время этот способ дает возможность выдерживать дуговые разряды в нагрузке (между сеткой или модулирующим анодом и катодом) без использования защитного разрядника или отключения. Для согласования сопротивлений кремниевых управляемых вентилей и выключаемых кремниевых тиристоров с более высоким сопротивлением нагруз- ки часто целесообразной является трансформаторная связь. При этом необ- ходимо принять меры, чтобы обратное напряжение на трансформаторе между импульсами не помешало восстановлению начального потока в сердечнике перед последующим импульсом. Предельно допустимый режим часто определяется помимо пикового тока, пикового напряжения и времени восстановления, такими параметрами крем- ниевых управляемых вентилей, как dildt, dv/di и температура перехода (осо- бенно при высокой частоте повторения импульсов [164]). Устройства запуска кремниевых управляемых вентилей и выключаемых кремниевых тиристоров часто необходимо экранировать и (или) соответству- 112
1.16. Защитные шунтирующие разрядники ющим образом шунтировать, чтобы исключить ложный запуск, например, в процессе запуска других цепочек или при поджиге защитного разрядника в другом каскаде. Вентили обратной коммутации менее пригодны для модуляторов с актив- ным коммутатором, чем для линейных модуляторов (см. § 1.12), так как последовательно с вентилем обратной коммутации нужно включать диод, чтобы он мог восстановиться в течение интервала обратной полярности (ко- торая для вентилей обратной коммутации является прямой полярностью). В ряде случаев их использования может потребоваться диод на большой ток, с быстрым запуском и быстрым восстановлением. Тем не менее иногда такая схема может оказаться целесообразной, так как вентили обратной коммута- ции имеют очень большое значение di/dt и возможность последовательного запуска. 1.16. Защитные шунтирующие разрядники Поскольку для повреждения высокочастотной лампы (или коммутатора) при дуговом разряде достаточна энергия порядка 50 Дж, а энергия, накап- ливаемая батареей конденсаторов, часто превышает 50 Дж, в схеме должна быть предусмотрена возможность отвода этой энергии. Для линейных моду- ляторов защитный разрядник обычно не требуется, так как в силу самого принципа их устройства ток при коротком замыкании нагрузки не превышает приблизительно двойного рабочего тока, а длительность импульса ограниче- на номинальным значением независимо от режима коммутатора. Кроме того, схема формирования импульсов в линейном модуляторе накапливает энер- гию только на один импульс, а в модуляторах с активным коммутатором накопленная энергия в несколько раз больше (см. § 1.15). Защитные разряд- ники обычно необходимы во всех типах модуляторов с активным коммутато- ром. Они также необходимы при использовании режима постоянного напря- жения усилителей со скрещенными полями, которые присоединяются непо- средственно к батарее конденсаторов подобно лампе с прямолинейным элект- ронным лучом с импульсной модуляцией на модулирующий анод. Защитный разрядник действует как массивная шина, непосредственно замыкающая на- коротко источник питания [140]- Ниже указаны основные особенности работы эффективного защитного разрядника [140, 142, 144, 169]. 1. Для ограничения тока в момент дугового разряда до допустимого зна- чения последовательно с нагрузкой вводится небольшое сопротивление и (или) индуктивность, не нарушающие нормальной работы схемы. На схеме рис. 44 для этой цели используется дроссель L1. Этот дроссель должен быть включен перед защитным разрядником, чтобы не увеличивать индуктивность цепи между защитным разрядником и нагрузкой (см. ниже п. 3). 2. Поджиг защитного разрядника при дуговом разряде в нагрузке осу- ществляется или напряжением, возникающим при переходном процессе дуго- вого разряда (самозапуск), или пусковым сигналом, появляющимся на по- следовательно включенном резисторе или дросселе, или в специальном устрой- стве, содержащем сигнализатор повреждения, и соответствующий генератор поджигающего напряжения. Поджиг защитного разрядника должен проис- ходить очень быстро, обычно за 2—3 мкс, а лучше еще быстрее. 3. Большая часть тока повреждения должна немедленно отводиться че- рез защитный разрядник. Резистор R2 (рис. 44) включен для того, чтобы для тока повреждения суммарное сопротивление в цепи защитного разрядни- ка было меньше, чем сопротивление дугового разряда в нагрузке. Скорость отвода тока повреждения зависит, от индуктивности цепи между защитным разрядником и нагрузкой [149] и цепи самого разрядника. 4. Пиковый ток через защитный разрядник ограничивается до значения, которое может выдержать батарея конденсаторов (и сам разрядник), с по- 113
Г л. L Радиолокационные передатчики мощью резистора R1 (рис. 44). Сопротивление резистора R1 должно быть ие меньше значения, при котором затухание цепи, состоящей из L1 [и (или) паразитной индуктивности цепи], С1 и R1, было бы критическим, чтобы на батарее конденсаторов не возникло обратное напряжение. Такое обратное напряжение создает более тяжелые условия для работы конденсаторов и может попасть на нагрузку, если защитный разрядник не обладает обратной проводимостью. 5. Источник питания должен быть возможно быстрее выключен. Однако, пока не будет разомкнута первичная цепь питания, источник питания продол- жает работать в режиме короткого замыкания, и все его элементы должны быть рассчитаны так, чтобы в течение срока службы они могли выдержать тысячи таких коротких замыканий. Величина тока короткого замыкания за- висит от сопротивления анодного трансформатора и цепи питания. В случае использования электровакуумных выпрямителей создаются более благопри- ятные условия для ограничения тока короткого замыкания, особенно если это выпрямители с температурно ограниченной эмиссией. Контактор в первич- ной цепи питания также должен быть рассчитан на прерывание тока корот- кого замыкания много тысяч раз. Если используются специальные вакуум- ные контакторы, выпрямители с управляющей сеткой [141], игнитроны [138] или, наконец, кремниевые управляемые вентили, то ток короткого замыкания может быть прерван значительно быстрее, чем в случае обыкновенных кон- такторов. При быстром прерывании уменьшается нагрузка на первичную цепь питания, которая рассчитывается на работу в условиях поджига защитного разрядника без повреждений и без выключения других, защитных устройств, повторное включение которых осуществляется вручную. 6. Чтобы ток короткого замыкания источника питания не мог вновь за- рядить батарею конденсаторов по окончании разряда, защитный разрядник должен повторно поджигаться до тех пор, пока не будет разомкнута пер- вичная цепь питания. Защитный разрядник гаснет, как только напряжение батареи конденсаторов снижается до значения, приблизительно равного падению напряжения на защитном разряднике, после чего обычно начинается новый заряд батареи конденсаторов. Поэтому частота повторных поджигов определяется допустимым повышением напряжения при новом заряде. Обыч- ными значениями являются несколько киловольт допустимого напряжения заряда, частота повторных поджигов 300—1000 Гц и скорость размыкания первичной цепи питания 10—100 мс. 7. Поскольку дуговой разряд может произойти в ненормальных услови- ях или в процессе включения, желательно иметь возможность поджига за- щитного разрядника при любом рабочем напряжении. Однако не все защит- ные разрядники удовлетворяют этому требованию, а удовлетворяющие ему обычно называются защитными разрядниками неограниченного диапазона. 8. Поджиг защитного разрядника должен происходить не только при ду- говом разряде, но и в случае других неисправностей [144, 148]. Например, в результате неисправности модулятора длительность импульса может ока- заться чрезмерно большой, или в случае обесточивания соленоида чрезмерно вырасти ток на корпус, или в результате неисправности стабилизатора на- пряжения источника питания сильно увеличиться рабочее напряжение. При этом допустимо, чтобы длительность поджига защитного разрядника состав- ляла несколько микросекунд и даже больше. 9. Дуговой разряд и поджиг защитного разрядника сопровождаются интенсивным-) процессами установления напряжения и тока. Все элементы передатчика (и системы в целом) должны быть хорошо защищены от этих бросков тока или напряжения во избежание ложного запуска, ложной инди- кации, выключения других каналов и повреждения чувствительных деталей. Поджиг защитного разрядника должен рассматриваться как одно из нор- мальных условий работы оборудования, и его влияние должно учитываться в технических требованиях на разработку. 114
1.16. Защитные шунтирующие разрядники 10 Поскольку поджиг защитного разрядника может произойти по мно- гим причинам, а его возникновение является единственным признаком ’ неис- правности, то заключение о том, что же именно явилось причиной поджига, может оказаться трудной задачей Помочь может исследование каждой неис- правной цепи, однако наиболее простым способом [117] является запуск осциллографа при поджиге защитного разрядника и запись (на потенциало- скоп или^ на пленку) сигналов, подаваемых на осциллограф через линию за- держки. Запись показывает, что происходит непосредственно перед поджигом и после него. 11. Поскольку последовательно с каждым конденсатором батареи кон- денсаторов обычно включается резистор во избежание повреждений при пробое конденсатора, иногда удобно увеличить сопротивление такого защит- ного резистора до значения, при котором он сможет выполнять функции ре- зистора R1 на рис. 44. В таком варианте включения резистор обозначен на схеме как R.1 При этом обратное напряжение, возникающее на L1 в интервале спада тока защитного разрядника (даже в случае передемпфирования разряда), подается непосредственно на выпрямители высоковольтного источника пита- ния, поэтому для исключения возможности прохождения большого тока через эти выпрямители, необходимо включение дросселя L2 [138]. Индуктивность дросселя L2 может быть меньше, чем у дросселя фильтра, но больше чем у L1, так как доля тока защитного разрядника, «возвращающегося» через выпрямители, пропорциональна отношению их индуктивностей. Для гашения пульсаций в нормальном режиме работы может оказаться целесообразным включение R4. Как видно из табл. 9, существуют разные типы защитных разрядников. Исторически первыми были использованы тиратроны и игнитроны, поскольку в то время других типов ламп еще не было [112, 140]. Они менее удобны из-за наличия термокатода в тиратроне и сложной схемы предзажигания обычного игнитрона. Специально для использования в качестве защитных разрядников созданы более простые игнитроны, состоящие только из ртутного электрода, поджигающего электрода (игнайтера) и анода. Как тиратроны, так и игнитроны могут быть повреждены при большой скорости нарастания тока — порядка 10 кА/мкс. Герметизированные управляемые газовые разрядники очень компактны и удобны, но не допускают превышения их номинальных мощностей [146, 151] Вакуумные разрядники с плазменным управлением являются разрядни- ками неограниченного диапазона (см. п. 7), однако во избежание сокращения их срока службы не следует превышать номинального значения di/dt. Были разработаны устройства такого типа и на высокие напряжения. Шаровой искровой защитный разрядник [145] состоит из двух шаров с игольчатым поджигающим электродом между ними. Для обеспечения уве- ренного появления поджигающей искры в обоих промежутках между иглой и шарами при всех условиях необходимо включение дополнительных индук- тивностей в цепи нагрузки и самого разрядника, поэтому они менее эффек- тивно (как было отмечено выше, п. 3) отводят энергию дугового разряда в нагрузке, чем разрядники других типов [149]. Многозазорный искровой защитный разрядник был разработан в 1960 г. [142] на основе исследований искровых разрядников, проведенных в Кали- форнийском университете в 1952 г. [139]. При использовании разрядника неограниченного диапазона не требовалось увеличения индуктивности цепи, поэтому такой разрядник нашел широкое применение [117, 143, 147, 150, 169]. Хотя он несколько дороже других типов, его мощность практически не огра- ничена и он обладает уникальной способностью самоподжига при дуговом разряде в нагрузке. Хотя пусковое' устройство при этом сохраняется для других целей (см. п. 8), самоподжиг делает многозазорный защитный разряд- ник чрезвычайно надежным устройством. В нормальных условиях высокое 115
Защитные шунтирующие разрядники Таблица 9 Тип разрядника Максимальное номинальное напряжение, кВ Номинальный ток и энергия Диапазон поджига Само- поджиг Поджи- гаемый электрод Отношение напряжения поджнга к номинальному Габариты Стоимость Водородный тиратрон 40 1251) 5—10 кА 10: 1 Нет Отрица- тельный — 1/10 Малые Неболь- шая Ртутный игнитрон 50 50 кА 50: 1 То же -1/50 » То же Управляемый газовый фирмы EG и G 70 100 кА 4 кДж 3; 1 » Любой -1/3 » Средняя Шаровой фирмы Energy Systems Не лими'1 и ровано Не лимити- рованы Неограниченный 2) » » — 1/2 Большие » Многозазорный (N зазо- ров) То же То же «Неограничен- ный» (минимум 25 В) Есть » -1/2 » Высокая Вакуумный с плазмен- ным управлением фир- мы GE 75 1501) 70 кА 15 кДж «Неограничен- ный» (минимум 300 В) Нет Отрица- тельный — 5 кВ (для всех номиналов) Малые Неболь- шая ’) В стадии разработки. *) При включении последовательно с нагрузкой дросселя, который, однако, ограничивает к. п. д. Гл. 1. Радиолокационные передатчики
1:16. Защи!ные шунтирующие разряди ики напряжение распределяется равномерно между всеми искровыми разрядни- ками, в случае же внезапного возникновения нестационарного процесса (в пусковом сигнале или при дуговом разряде) это распределение напряже- ния нарушается и разрядники быстро поочередно пробиваются. При промежу- точных значениях рабочего напряжения для некоторых типов многозазориых разрядников характерна «опасная зона», в которой пробивается только часть разрядников (несколько разрядников, расположенных ближе к заземленной точке схемы, не пробиваются). Защитный разрядник в случае частичного под- жига нагружает пусковое устройство столь значительно, что при обычном пусковом устройстве процесс поджига не может быть доведен до конца, и отвод энергии не происходит. При соответствующей конструкции [152] можно добиться надежного самоподжига при всех напряжениях, превышающих приблизительно 20% номинального значения, и при соответствующем пуско- вом устройстве можно полностью исключить возможность появления опасной зоны [152]. Самоподжиг не является абсолютным достоинством, так как поджиг за- щитного разрядника может произойти и тогда, когда в этом нет необходи- мости Например, в клистроне с модулирующим анодом дуговой разряд между анодом и катодом в течение импульса приводит лишь к тому, что передача импульса прекращается, поэтому поджиг защитного разрядника не требуется. Однако в результате внезапного выключения тока луча клист- рона в индуктивности между батареей конденсаторов и катодом клистрона возникает нестационарный процесс и выброс напряжения вызывает процесс самоподжига защитного разрядника. Причиной самоподжига может явиться также быстрый спад импульсного тока луча в нормальных условиях. Результаты испытаний защитных разрядников легко могут быть непра- вильно истолкованы. Требования к поджигу для целей, приведенных в п. 2 и 8, могут быть совершенно различными, но обе группы требований должны быть выполнены. Например, проверка времени поджига защитного разрядни- ка в отсутствие дугового разряда в нагрузке не может еще являться доказа- тельством того, что эффективный отвод энергии будет обеспечен и при дуго- вом разряде в нагрузке. Методом качественного определения эффективного отвода энергии является «испытание на станиоли» [144] путем измерения размера отверстия в тонкой металлической пленке, образующегося в резуль- тате дугового разряда. Количественную оценку можно осуществить измере- нием полного заряда, протекающего через специально созданный дуговой разряд в нагрузке [169], но при этом не учитывается энергия, накапливае- мая в паразитной емкости цепи нагрузки. Кроме того, по причинам, изло- женным в п. 9, такие измерения также трудно выполнимы. Тем не менее после изготовления конкретного модулятора и защитного разрядника един- ственными факторами, которые могут повлиять на эффективность защиты, являются надежность и быстрота поджига. Поэтому для суждения о том, изменилась или нет эффективность защиты, достаточно измерить время под- жига защитного разрядника (моделируя дуговой разряд в нагрузке). По- скольку скорость пробоя любого искрового разрядника подчиняется некото- рому статистическому распределению (если только он не облучается доста- точно интенсивно для поддержания определенного количества электронов), измерения эффективности защиты для каждого разрядника должны быть многократно повторены с целью оценки статистическою разброса этого па- раметра [152]. Поскольку остаточная ионизация после пробоя может сохра- няться в течение нескольких секунд, последовательные испытательные под- жиги должны производиться с интервалами, исключающими получение непра- вильных результатов. Поджиг защитного разрядника в воздухе сопровождается большим (аку- стическим) шумом, который можно уменьшить, поместив разрядник в закры- тую камеру. Если шум недопустим, использование какого-либо из гермети- зированных типов защитных разрядников сведет этот шум к «щелчкам». 117
Гл. 1. Радиолокационные передатчики В случае необходимости многозазорный защитный разрядник можно образо- вать из ряда отдельных герметизированных разрядников. Однако при этом теряется возможность использования ультрафиолетового излучения, облуча- ющего последующие разрядники после поджига предыдущих, и может уве- личиться общее время поджига. 1.17. Стабилизаторы Высокочастотные лампы должны обычно работать с точно определенным значением пикового тока импульса с допуском в несколько процентов. Это желательно для системы в целом, так как уменьшение выходной мощности приводит к снижению качества системы, а увеличение — к перегрузке первич- ной сети питания, к перегреву деталей и перегрузке системы охлаждения. В случае ламп со скрещенными полями вблизи от рабочей точки могут воз- никать другие типы колебаний, которых следует избегать. Для ламп с пря- молинейным электронным лучом изменение тока луча влечет за собой быст- рое изменение коэффициента усиления и ширины полосы частот. Поэтому в большей части передатчиков необходим стабилизатор для поддержания постоянства уровня выходной мощности модулятора при изменении напряже- ния первичной сети питания (включая нестационарные процессы), частоты повторения импульсов и длительности импульсов. В некоторых случаях ста- билизатор может оказаться полезным или даже необходимым для уменьше- ния пульсаций высоковольтного источника питания до уровня, требуемого в системе индикации движущихся целей, поскольку пассивные LC-элементы (если они используются) могут оказаться недопустимо большими. В табл. 10 приведены разные типы стабилизаторов и производится сравнение их пара- метров. Наиболее простыми из приведенных в табл. 10 являются стабилизаторы, включаемые в первичную цепь. Феррорезонансные стабилизаторы служат только для поддержания постоянства напряжения на первичной обмотке вы- соковольтного анодного трансформатора. С помощью первичных стабилизато- ров других типов можно не только выполнить эту функцию, но и управляя ими через соответствующую цепь обратной связи, поддерживать постоянным выходное напряжение высоковольтного источника питания или ток ВЧ лам- пы. Кремниевые управляемые вентили (или игнитроны и тиратроны), хотя и называются первичными стабилизаторами, могут использоваться и во вторич- ной обмотке анодного трансформатора. Время реакции таких стабилизаторов на изменения напряжения в силовой сети и в нагрузке практически не превы- шает ‘Д периода частоты напряжения силовой сети в трехфазной системе [138]. Быстрая реакция необходима во избежание чрезмерного увеличения батареи конденсаторов, которая должна поддерживать выходное напряжение в пределах заданного допустимого изменения до тех пор, пока не сработает стабилизатор. Для получения более быстрой реакции в выходной цепи высоковольтного источника питания можно, как и в низковольтной цепи, последовательно включить стабилизатор постоянного тока (последовательный стабилизатор) [136, 137]. При этом легко достигается хорошая стабилизация, так как типо- вые последовательно включаемые лампы большой мощности имеют высокую проводимость Gm, а типовые высоковольтные усилители сигнала ошибки — высокий коэффициент усиления р.. В случае заземления отрицательного полюса высоковольтного источника питания последовательный стабилизатор вклю- чается в выходной высоковольтный провод положительной полярности (рис. 48, а). Когда требуется высокое напряжение отрицательной полярности, стабилизирующая лампа включается в заземленный провод (положительной полярности) между землей и источником питания, поэтому сам источник питания оказывается незаземленным. Для уменьшения токов пульсаций, ко- 118
Стабилизаторы для модуляторов Таблица 10 Тип стабилизатора Диапазон регули- ровки входного или выходного напря- жений, % К. П. д. Скорость реакции Точность, Подавление пульсаций Примечание Стабилизация в первичной цепи Вариак с моторным при- водом 100 Очень высокий Очень низкая 0,3 Нет Движущиеся органы. Тяжелый Феррорезонансный Стабилизирован- ное выходное напряжение Высокий Большая 1,0 Нет Тяжелый, на фиксиро- ванную частоту, толь- ко однофазный Может быть с прямо- угольной и синусои- дальной формой тока Кремниевые управляе- мые вентили или иг- нитрон 100 Очень высокий (уменьшает коэффициент потерь) Средняя 0,1 Нет Небольшие габариты, повышаются пульса- ции, радиочастотные помехи Только для линей- ных модуляторов Последовательный по- стоянного напряжения 100 Низкий Очень большая 0,01 Есть Используются лампы. Лампы должны выдер- живать пиковый ток заряда (в линейных модуляторах) или пи- ковый ток нагрузки (в модуляторах с актив- ным коммутатором) 1.17. Стабилизаторы
Продолжение табл. 10 Тип стабилизатора Диапазон регули- ровки входного или выходного напря жен ий. % К. а. д. Скорости реакции Точносп , Подавление пульсаций Примечание Только для линейных модуляторов Чодулятор на вакуум- ной лампе в режиме неизменного тока 100 НМлКИЙ Большая 1,0 Есть См. § 1.15 Демпфированный за рядный дроссель 30 Низкий Средняя 0,5 Нет Рис. 49, а. Лампы С ограничением доброт- ности 30 Низкий Большая 1,0 Есть Рис. 49, б. Лампы или кремниевые управля- емые вентили Последовательный триод и диод возврата энер- гии 100 Хороший » 1.0 Есть Рис. 50, а. Лампы. Цепь ограничителя может быть исключена Последовательный диод и кремниевый управ- ляемый вентиль воз- врата 30 Хороший » 1 .0 Есть Рис 50, б. Лампы или кремниевые управля.- емые вентили Или эквивалентные регулируемые трансформаторы (типа Powerstat, Inductrol и др.) Гл. 1. Радиолокационные передатчики
1.17л Стабилизаторы торые проходят через последовательный стабилизатор (рис. 48,6), необходи- ма тщательная экранировка. Токи пульсаций появляются в результате раз- личных емкостных паразитных связей, и в случае их чрезмерно большого зна- чения возникают недопустимо большие пульсации выходного стабилизирован- ного напряжения. Это особенно сильно проявляется при малых токах нагруз- ки, когда токи пульсаций могут превзойти ток нагрузки, в результате чего стабилизирующая лампа некоторое время оказывается выключенной. а) V Рис. 48. Последовательные стабилизаторы постоянного напряжения для высоковольтных источников питания с заземленным отрицательным полюсом (а) и с заземленным поло- жительным полюсом (б). На рисунке показаны паразитные емкости. Поскольку избыток входного напряжения падает на последовательном стабилизаторе, то при работе в условиях больших колебаний напряжения первичной силовой сети на нем рассеивается большая мощность. Поэтому, если стабилизатор необходим в основном для уменьшения пульсаций, а не нестационарных процессов в силовой сети, целесообразно использовать его совместно с первичным стабилизатором. Первичный стабилизатор рассчиты- вается обычно так, чтобы падение напряжения на последовательном стаби- лизаторе было наименьшим, при котором обеспечивается требуемое умень- шение пульсаций При таком сочетании получается отличная стабилизация при более высоком к. п. д., чем в случае применения только последователь- ного стабилизатора. Однако внезапное падение напряжения* сети пройдет через последовательный стабилизатор раньше, чем первичный стабилизатор успеет вернуть напряжение на нем в пределы рабочего диапазона. Если по- следовательный стабилизатор предназначен только для снижения пульсаций, а не для статической стабилизации выходного постоянного напряжения, он называется иногда ограничш елем пульсаций. 121
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Перечисленные, выше тины стабилизаторов пригодны как для линейных модуляторов и модуляторов с активным коммутатором, так и для усилителей со скрещенными полями в режиме постоянного напряжения. Остальные типы стабилизаторов пригодны только для одного или двух типов приборов. Выходное напряжение модулятора на. электровакуумной лампе может быть стабилизировано (см. § 1.15), если коммутатор будет работать в режиме неизменного тока. В этом случае колебания выходного напряжения высоко- вольтного источника питания распределяются в соответствии с соотношением между сопротивлениями коммутатора и нагрузки. Стабилизацию можно до- полнительно улучшить с помощью обратной связи, в результате которой все колебания приходятся на коммутатор. Обратная связь может быть мгновен- но действующей или с долговременным усреднением. Второй метод проще, так как не требует широкополосного усилителя в пепи обратной связи, но он менее эффективно снижает пульсации и спад импульса на вершине. Выходное напряжение линейного модулятора можно стабилизировать регулировкой напряжения резонансного заряда схемы формирования импуль- сов. Поскольку усиление при резонансе зависит от добротности зарядного дрос- селя, простейшим методом стабилизации заряда является демпфирование за- рядного дросселя путем шунтирования его (или его добавочной вторичной обмотки) анодным сопротивлением триода (рис. 49, а). Изменяя напряжение смещения триода, можно анодное сопротивление и, следовательно, сопротив- ление при резонансе менять так, чтобы напряжение резонансного заряда не зависело от колебаний напряжения высоковольтного источника питания Другой метод стабилизации зарядного напряжения, называемый ограни- чением добротности [134], заключается в том, что шунтирующая лампа остается выключенной до тех пор, пока напряжение в процессе заряда не достигнет требуемого уровня, после чего она включается и прекращает про- цесс заряда (рис. 49,6). Этому методу свойственна малая инерционность, поэтому он может также уменьшать пульсации. В такой схеме могут быть использованы разные типы ламп, кремниевые управляемые вентили, а также изолированная вторичная обмотка, как на рис. 49, а. Диапазон стабилизации при обоих методах ограничен, поскольку ток в зарядном дросселе должен упасть до нуля к началу следующего периода заряда, так как в противном случае нарастанпе выравнивающего тока приведет к насыщению зарядного дросселя. Неиспользованная энергия, как и в последовательных стабилизато- рах, пропадает, и к. п. д получается невысоким. В стабилизаторе зарядного напряжения (рис. 50, а) энергия, остающаяся в зарядном дросселе к моменту прекращения заряда, не теряется, а возвра- щается в источник питания [132], Обычный последовательный диод заменен триодом, поэтому заряд может быть прекращен путем запирания лампы. Так как дроссель противодействует внезапному прекращению тока через него, напряжение на нем начинает быстро возрастать, пока вторичная обмотка не начнет возвращать накопленную энергию в источник питания через диод воз- врата энергии. В результате увеличивается к. п. д„ а средний ток высоко- вольтного источника при увеличении напряжения уменьшается. Предельно возможное значение к. п. д. ограничено паразитными емкостями и индуктив- ностью рассеяния между первичной и вторичной обмотками зарядного дрос- селя, так как энергия, накопленная в индуктивности рассеяния, не возвраща- ется в источник питания и должна быть поглощена в демпфирующем устройстве, например типа R1 и Cl [133]. Вполне пригодным является коэф- фициент трансформации 1:1, причем заряд может быть прекращен в любой желательной точке интервала заряда Второй тип стабилизатора зарядного напряжения, в котором использован принцип возврата энергии, приведен иа рис. 50,6. Если в первом типе стаби- лизатора используется активный коммутатор, выключаемый по желанию,, для второго типа требуется коммутатор, включаемый но желанию, так что это может CHTt либо лампа, либо кремниевый управляемый вентиль [128, 135, 122
’ 1.17. Стабилизаторы 158]'. Коэффициент трансформации этого зарядного трансформатора (заряд- ного дросселя со вторичной обмоткой) ' должен быть больше чем i : 1 для обеспечения прямого напряжения на кремниевом управляемом вентиле, и об- ласть управления ограничена той частью периода заряда, когда к кремниевому Вторичная Датчик уровня а усилитель постоянного ' тока Средний - ток нагрузки /Первичная Зарядный дросселе Высоко- | болотный ИП I Формирова- тель импульсов б) Рис. 49. Резонансные стабилизаторы напряжения для линейных модуляторов (диссипаг тивного 1ипа): а — демпфированный зарядный дроссель; б — ограничитель зарядного напряжения. управляемому вентилю приложено прямое напряжение. Например, если от- ношение витков вторичной обмотки к первичной составляет 3: 1, то как только напряжение заряда схемы формирования импульсов достигает значе- ния, в 1,33 раза превышающего напряжение высоковольтного источника пи- тания, на кремниевом управляемом вентиле появляется прямое напряжение. Начиная с этого момента заряд может быть прекращен в любое время заиу- 123
Гл. 1. Радиолокационные передатчик^ скбм кремниевого управляемого вентиля. При этом втдричноё’ напряжение мгновенно падает до значения, равного напряжению высоковольтного источ- ника питания, а трансформатор уменьшает напряжение на аноде последо- вательного диода. Остаточная энергия дросселя возвращается затем в источ- Рис. 50. Резонансные стабилизаторы напряжения для линейных модуляторов (с сохра- нением энергии): а—последовательный триод и диод возврата энергии; б — последовательный диод и кремниевый управляемый вентиль возврата энергии. ник питания через кремниевый управляемый вентиль. После того, как ток через дроссель снизится до нуля, напряжение на дросселе также падает до нуля и на кремниевом управляемом вентиле образуется обратное напряже- 124
1.18. Влияние высоковольтного источника и. первичной силовой сети ние, позволяющее ему восстановиться. Так как максимальное напряжение заряда обычно в 1,8 раза больше напряжения высоковольтного источника питания, отношение числа витков 3 : 1 обеспечивает приблизительно 30%-ный диапазон регулировки. Для увеличения диапазона регулировки нужно уве- личить коэффициент трансформации, однако его предельное значение опре- деляется тем-, насколько допустимо увеличение вторичного напряжения (и об- ратного напряжения на кремниевом управляемом вентиле) в начале периода заряда. Эта схема называется стабилизатором энергии [128, 135]. 1.18. Влияние высоковольтного источника и первичной силовой сети Помимо обычных требований, связанных с разработкой высоковольтного источника питания, к нему должны быть предъявлены специальные требова- ния, обусловленные его использованием в импульсном передатчике. Естественно, что мощность импульсного передатчика поступает в нагрузку импульсами; однако желательно, чтобы мощность, поступающая к нему от сети, была существенно постоянной. В результате биений между частотой повторения импульсов и частотой напряжения силовой сети всегда имеют место пульсации мощности, отбираемой импульсными передатчиками от сети. В трехфазных силовых сетях биения вызывают либо одновременные пульса- ции во всех грех проводах питания, либо разбаланс токов в межфазных про- водах Для снижения влияния таких биений до приемлемого уровня часто необходимо применять более сложный фильтр, чем необходимо только для сглаживания пульсаций выпрямителя. Стабилизатор с быстрой реакцией мо- жет дополнительно усложнить задачу, так как для поддержания постоянства выходного напряжения фильтр должен отбирать мощность от сети питания до стабилизатора. Когда в селекторе движущихся целей применяется дестабилизированный высоковольтный источник питания, пульсации после фильтра должны быть достаточно малы, чтобы удовлетворить требованиям, предъявляемым к таким системам (см. § 1.10). Хотя использование многозвенного фильтра выгоднее при заданном уровне допустимых пульсаций, большой однозвенный фильтр может оказаться лучшим решением, если наибольший интерес представляет подавление низкочастотных составляющих пульсаций. Эти низкочастотные составляющие появляются обычно в результате как разбаланса токов в трех- фазной системе, так и наличия субгармоник в системе энергоснабжения, если в ней используются генераторы с числом полюсов больше двух. При использовании в высоковольтных источниках питания радиолокаци- онных передатчиков LC-фильтров должны соблюдаться специальные меры предосторожности. Если нет достаточного демпфирования при включении системы, а также при подключении и отключении нагрузки, то будут возни- кать очень большие провалы и всплески выходного напряжения, обусловлек- ные переходными процессами [100]. Аналогичная проблема возникает, если резонансная частота фильтра близка к частоте повторения импульсов или к какой-либо составляющей спектра серии посылок, формируемых спецвычис- лителем (см. ниже). Поскольку при увеличении демпфирования ухудшается стабилизация и (или) к. п. д., желательно не создавать избыточного демпфи- рования в добавление к уже имеющемуся в цепи высоковольтного источника питания- Удобными элементами демпфирования, уже имеющимися в самой системе, являются реактивное сопротивление силовой сети и реактивность рассеяния анодного трансформатора, так как они мало влияют на к. п. д., хотя и ухудшают стабилизацию. При достаточно малом отношении L/C в фильтре можно получить критическое затухание без дополнительных демп- фирующих элементов Иногда по этим соображениям используется простой фильтр, состоящий из одних конденсаторов. 125
Гл. 1. Радиолокационные передатчики Высоковольтный источник питания передатчика должен быть рассчи1ан так, чтобы он мог выдержать в течение срока службы большое число корот- ких замыканий. В линейных модуляторах может возникнуть «затяжной под- жиг» тиратрона (или коммутатора иного типа), а в модуляторах с ак- тивным коммутатором дуговые разряды и поджиг защитного разрядника являются обычными (см. § 1.16). Ток короткого замыкания длится до тех пор, пока не будет разомкнута первичная цепь питания, поэтому все элемен- ты высоковольтного источника питания должны быть на это рассчитаны. Такие же кратковременные выбросы тока внезапно возникают, когда источ- ник питания включается сразу на полную мощность, а не с постепенным по- вышением напряжения с помощью вариака, регулятора напряжения на кремниевых управляемых вентилях или других аналогичных устройств. Сеть питания должна быть рассчитана и на работу в этих условиях, а контактор в первичной цепи питания должен выдержать несколько тысяч коротких за- мыканий в сети. В современных радиолокационных системах, управляемых спецвычисли- телями, особенно в многофункциональных системах, коэффициент заполнения часто не является неизменным. Хотя структура серии импульсов, называемая иногда шаблоном, обычно повторяется через определенные интервалы, назы- ваемые основным циклом или периодом данных, частота повторения импуль- сов, их длительность и коэффициент заполнения обычно сильно меняются в пределах одного такого периода. В результате изменения потребления тока от высоковольтного источника питания происходит изменение потребления тока от первичной сети, сглаженное только эффективной постоянной времени фильтра высоковольтного источника питания (включая влияние стабилизато- ра напряжения в случае его наличия). Такие изменения потребления от силовой сети называются ударами и могут создать серьезные трудности, если потребляемая передатчиком мощность составляет значительную долю номи- нальной мощности сети питания. Хотя биения между частотой повторения импульсов и частотой напряжения силовой сети также вызывают колебания потребляемой мощности, колебания, обусловленные изменением коэффициента заполнения, сказываются обычно сильнее, так как длятся достаточно долго, чтобы пройти через сглаживающий фильтр с небольшим ослаблением. Прямым следствием является увеличение потребляемой от сети питания пиковой мощ- ности и, следовательно, среднеквадратической кажущейся мощности, потреб- ляемой передатчиком. Коэффициент мощности сети питания, обусловленный передатчиком, опре- деляется (как и в случае любой другой нагрузки) как отношение средней активной потребляемой мощности (ватты) к среднеквадратической кажущей- ся мощности (вольт-амперы). Так как кажущаяся мощность образуется из среднеквадратического напряжения и среднеквадратического тока сети пита- ния, любая причина, приводящая к увеличению среднеквадратического тока при заданной средней мощности в нагрузке, снижает коэффициент мощности. В импульсных передатчиках полный коэффициент мощности определяется тремя факторами. Первым фактором является обыкновенный сдвиг фаз между напряжени- ем сети питания и потребляемым током. В обычном высоковольтном источни- ке питания ток слегка отстает, например, из-за реактивного сопротивления анодного трансформатора, и результирующий коэффициент мощности это хорошо известный cos О, где О — угол между основными составляющими напряжения сети питания и тока нагрузки. Второй фактор обусловлен нели- нейными искажениями тока нагрузки, так как обычно нагрузкой является выпрямитель. Эти искажения особенно велики в случае использования ста- билизатора фазовых напряжений на кремниевых управляемых вентилях. Воз- никающие при этом токи гармоник увеличивают среднеквадратическое значе- ние тока, но не меняют потребление активной мощности, поэтому они тоже уменьшают коэффициент мощности. Третьим фактором, менее всего обычно 126
Список, литературы ожидаемым, являются колебания потребляемой мощности, обусловленные, кан отмечалось выше, биениями с частотой повторения импульсов или изме- нениями коэффициента заполнения в многофункциональной РЛС. В качестве простого примера рассмотрим активную нагрузку • в 2 кВт, периодически включаемую и выключаемую (с любой частотой) таким образом, что она оказывается включенной в течение половины всего рабочего времени. «Спрос» на мощность составляет 2 кВт, в то время, как средняя потребляемая мощ- ность равна 1 кВт. Однако среднеквадрагический ток потребления составляет 0,707 от тока в случае непрерывной нагрузки, так что среднеквадратическое значение потребляемой кажущейся мощности равно 1,414 кВА и коэффициент мощности этой активной нагрузки (конечно, коммутируемой) равен 0,707. Потребление кажущейся мощности увеличивается по мере увеличения нерав- номерности потребления мощности передатчиком. Из этих трех факторов, снижающих коэффициент мощности, только первый может быть полностью скомпенсирован с помощью обычных конденса- торов, корректирующих сдвиг фаз. Токи гармоник распределяются между сопротивлением конденсаторов и сопротивлением источника в сети питания. Фильтрация гармоник возможна, но экономически нецелесообразна Колеба- ния мощности в нагрузке по существу нс зависят от конденсаторов. Для их сглаживания нужны устройства с большой постоянной времени, как, напри- мер, маховики на моторгенераторном агрегате [154]. Результатом воздейст- вия этих трех факторов является то, что «современным» передатчикам при- сущи необходимость в необычайно большой номинальной мощности силовой сети и низкий коэффициент мощности. Это должно учитываться при разра- ботке высоковольтных источников питания и при оценке величины требуемой кажущейся мощности в первичной силовой сети. Список литературы 1. Introduction to pulsed crossed-field amplifiers, SFD Laboratories, Ina, Publ. 2.5M, June, 1967. 2. Skolnik, M. I. “Introduction to radar systems”, McGraw-Hill Book Com- pany, N. Y„ 1962. Сколник M. И. Введение в технику радиолокационных систем. М., «Мир», 1965. 3. Kornpfner, R. “The invention of the traveling-wave tube”, San Francisco Press, San Francisco, 1964. 4. Chodorow, M. and C. Susskind. “Fundamentals of microwave electronics”, McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1964. 5. Gittins, J. F. “Power travelling-wave tubes”, American Elsevier Publishing Company, N. Y., 1965. 6. Edwards, R. High power magnetrons, a state-of-the-art report, Electron. Design News, September, 1965. 7. Warnecke, R. R. and P. Guenard. Some recent work in France on new ty- pes of valves for the highest radio frequencies, Proc. IEE (London), pt. Ill, v 100, p. 351—362, November, 1953. 8. Micronotes, v. 4, N 4, September—October, 1966, Microwave Associates, Inc., Burlington, Mass. 9 Preist, D. H. On a new approach to achieve the spectrum requirements of high power radar systems using klvstron power amplifiers, Eitel—Mac- , Cullough File 6522, Apr. 1, 1963. 10 Dehn, R. A., J. J. Hamilton and J. S. Hickey. The multiple beam klystron, Microwave J., v. 6, p. 68—72, February, 1963. II Recent advances in the Litton electrostatically focused klystron, Litton Industries Research Laboratory, San Carlos, Calif., Oct. 7, 1963. 12. Yocom, W. H. High power travelling-wave tubes, their characteristics and ' some applications, Miciuw-ve J., v, 8, p. 73—78, July, 1965. 127
Гл. I. Радиолокационные передатчика 13. Ruetz, J. A, and W. H. Yocom. High-power traveling-wave tubes for radar systems, IRE Trans., v. MIL-5, p 39—45, April, 1961. 14. The Dematron crossed-field amplifier, Litton Industries Electron Tube Division, San Carlos, Calif. 15. Handy, R. A. A DC-operated CFA chain for 1 MW, 5 kW at S-band, pre- sented at Third Symposium on High-power Microwave Tubes, Fort Mon- mouth, N. J., May, 1967. 16. Beasley, E. W. and H. R. Ward. A quantitative analysis of sea clutter decorrelation with frequency agility, IEEE Trans., v. AES-4, p. 468—473, May, 1968. 17. Staprans. A. The hollowish beam gun for high power microwave tubes, paper 6.2, IEEE International Electron Devices Meeting, Oct., 27, 1966. 18. Hull, J. F. Microwave tubes of the mid-sixties, Proc. Natl. Electron. Conf., v. 21 p 37—41, 1965 19. Perkins, W. H. Improved methods for tuning microwave devices, paper 4.7, IEEE International Electron Devices Meeting, Oct. 18, 1967. 20. Edwards. R. New magnetron shifts frequency fast, Electronics, v. 37, p. 76—81, Apr. 6. 1964. 21. Application engineering note, Watkins—Johnson gridded high-gain C-band traveling wave amplifier WJ-228, Watkins—Johnson Co., Document 100120, April, 1964. 22. Clark, J W. J POM evaluation project, Varian Associates, Palo Alto, Ca- liL, September, 1951, AST1A 155172 23. Wai песке, R. R., W. Kleen, A. Lerbs, O. Dohler and H. Huber. The mag- netron-type traveling-wave amplifier tube, Proc. IRE, v. 38, p. 486—495. May, 1950. 24. Andeison, L. B., W. A. Janvrin, C. Rowe and M. E. Schwartz. Determina- tion of microwave-tube, transfer functions, Proc. IEE (London), v. 114, p. 873—877, July, 1967 25. Edwards, R. E. and В. H. Smith. Which microwave source is for you? Electron. Design, v. 13, p 22—27, Sept. 27, 1965. 26. Horrigan, J. and J. R. Martin. A ditherable frequency coaxial magnetron having superior frequency tracking capabilities, Microwave J., v. 10, p. 16— 17. March. 1967. 27. Ditherer changes magnetron frequency, Electronics, v. 38, p. 152—154, May 31, 1965. 28. Microwave and power tube reliability in the field. Raytheon Microwave and Power Tube Div., Bull. AEB-14, August, 1961. 29. Neal, R. B. “The Stanford two-mile accelerator”, W. A. Benjamin, Inc., N. Y„ 1968. 30. Voltage tunable magnetrons. General Electric Power Tube Dept., Bull. PT-68, 7.5M, December, 1962. 31. Weinstein, M. Voltage tunable magnetron — state of the art, Microwave J., v. 5, p. 162—166, October, 1962. 32. Cutoff electrode operation in CFA’s, Raytheon Bull. ENG-9, June, 1967. 33. Burnsweig, J., F. T. Hurt and L. H. O’Brien. Intra-spectral noise and trans- fei functions of pulsed final power amplifiers, IEEE Electron Devices Mee- ting, Washington, D C„ Oct. 29, 1964. 34. Operation of Amplitrons in parallel, Raytheon Bull. ENG-4, February, 1961. 35. Liquid-cooled cathode Amplitron for increased power capability, Raytheon microwave and power tube operation, Waltham, Mass., May, 1963. 36. Clampitt, L. L. S-band amplifier chain, Raytheon Co., Waltham, Mass., NATO Conference on Microwave Techniques. Paris, France, Mar. 5, 1962. 37. Brown, L. E. Crossed-field forward wave amplifiers offer new advantages for radar systems, Microwave J., v 7, p. 66—71, May, 1964. 38 Mangot, M. and H L. McDowell. Research and development on L-band 128
Список литературы 39 40 41 42 43 44 45 46. 47 48 49 50 51. 52 53. 54 55 56. 57 58. 59 60 61 62 63 crossed-field amplifier chain, SFD Laboratories, Inc., Union, N. J., Novem- ber, 1963, ASTIA AD426729 Hechtel, J. R. and A. Mizuhara. New design concept reduces klystron weight, Electronics, v 35, p. 36—37, Dec. 28, 1962. Summary of technical results, X-band, 100-kW forward-wave structure Dematron, Litton Industries Res. Dept., Tech. Note TN66—3, February, 1966. Badger, G. M. W. A new method of modulating electron beams for pulse applications arid linear amplitude modulation systems, IEEE Natl. Conv. Record, v. 5, pt. 3 p. 82—90, March, 1957 VA-842 reliability study, Varian Tube Division, Reliability Group, Palo Alto, Galli., December, 1962 LaRue, A. D. The Twystron hybrid TWT, Electron. Design News, v. 9, p S-17-S-23, September, 1964 Promm er, A. J. New method for focusing klystrons, Electron. Ind., v. 23, p. 152—153, 156—158, June, 1964. Hechtel, J. R. and A. Mizuhara. A new type of high power microwave tube: the electrostatically focused klystron amplifier. Microwave J., v. 8, p. 78— 83, September, 1965 Veronda, C. New pulse klystron amplifier for the 960 — 1215 megacycle re- gion. Elec Eng v. 71, p. 686—689, August, 1952. Sclater. N. Microwave tubes hold their own, Electron Design, v. 15, p. 17— 18, June 21. 1967 Eastman, L. F. Superpower tubes: their capabilities and limitations, Elect- ronics. v 37, p 48—54, July 13, 1964 Barton, D. K. Radar system performance charts. IEEE Trans., v. MIL-9, p 255—263, July—October, 1965. Osepchuk, J. M. Toward a renaissance in microwave lubes, Microwave J., v 10, p. 18, 20, 22, 106—114, 116, September, 1967. Okress, E. “Crossed-field microwave devices”, vs. 1 and 2, Academic Press Inc., N Y„ 1961. Clampitt, L. L., M Huse and W. Smith. Measurement of phase characte- ristics of high power microwave tubes, IEEE Conv. Record, v. 11, pt. 3, p 147—153, 1963 VA-840 Application Notes, Varian Associates, Palo Alto,Calif., November, 1963. Ashley, J. R. and A. D. Sutherland. Microwave spectrum conservation by means of shaped pulse transmitters, Sperry Electronic Tube Div., Rept. NJ-2761 -0168, July, 1964. The Varian VA-840 — a new klystron for TACAN service, Varian Associa- tes. Palo Alto, Calif., Oct. 8, 1963. Standing. A. F. The generation of high power sin2 video pulses, Fifth Sym- posium on Hydrogen Thyratrons and Modulators, Fort Monmouth, N. J., May, 1958. Rumanelli, J. A cos2coT pulse for radar application, Proc. Sixth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 127, May 17, 1960, AD254—102. Cumming, R. С., M. Perry and D. H. Preist. Calculated spectra of distorted gaussian pulses, Microwave J., v. 8, p. 70—75, April, 1965. Cumming, R. C. The influence of envelope-dependent phase deviation on the spectra of RF pulses, Microwave J., v. 8, p. 100—105, August, 1965. Lundstrom, O. Notes on shaped pulses, Varian Associates. Palo Alto, Ca- lif., May, 1965. Miller, S. N. The source of spectrum asymmetry on high pow'er RF klyst- rons, IEEE MIL-E-CON-9, p. 18—24, Sept. 22, 1965 Goldbarb, E. M. and R. C. Cumming. Interference reduction techniques for pulsed transmitters, Energy Systems, Final Rept ECOM-01444-F, July, 1967, ASTIA AD820216. Luebke, W. and G. Caryotakis. Development of a one megawatt CW klyst- ron, Microwave J., p. 43—47, August, 1966. 129
Гл /. Радиолокационные передатчики 64 Chcdorow, М., Е. L. Ginzton, I. R. Neilson and S. Sonkin. Design and periогшаnee of a high-power pulsed klystron, Proc. IRE, v. 41, p. 1584— 1602. November, 1953 65 Brown, W. C. Crossed field microwave tubes, Electronics, v. 33, p. 75— 79, Apr 29, 1960. 66 Klauder, J.R., A. C. Price, S. Darlington and W, J. Albesheim. The theory and design of chirp radars, Bell System Tech. J., v. 39, p. 745—808, July, 1960 67 Taylor, G. W. and S. Schneider. Energy control for microwave amplifier arrays, IEEE Trans., v. AES-4, N5, p. 659—664, September, 1968. 68 Currie, M. R. and D. C. Forster. Low noise tunable preamplifiers for mic- rowave receivers, Proc. IRE, v. 46, p. 570—579, March, 1958, 69 Nevins, J. E. and M. R. Currie. Experimental X-band preamplifier tubes with 4,5 db noise figure, Proc. IRE, v. 47, p. 2015—2016, November, 1959. 70. Now to speak coaxial magnetrons, SED Laboratories, Inc., Bull. 1770, 2 5M September. 1967. 71. Dehn, R. A. and J. R. M. Vaughan. Status report on multiple beam klyst- rons, Third Symposium on High-power Microwave Tubes, Fort Monmouth, N. J., May 24, 1967. 72. Onusseit, H. F. Magnetic focusing structure for a phased-array transmitter, Proc Natl. Electron. Conf., v. 20, p. 934—938, 1964. 73 Pritchard, W. L. Long-line effect and pulsed magnetrons, IRE Trans., v MTT-4, p. 97—110, April, 1956. 74 Personal communication from Armand Staprans, Varian Associates, Palo Alto, Calif., June, 1966. 75. Forbess, R. A. An advanced type of non-intercepting grid for convergent beam electron guns, IEEE International Electron Devices Meeting, Wa- shington. D C., Oct. 21, 1965. 76 Reyling, G., F. Jensen and C. F. Clark. Cooling system design for scale prevention in high powered klystrons, IRE Trans., v. PEP-6, p. 1—8, Sep- tember, 1962. 77 Humphrey, H, J. The microwave cooling problem, Microwave J., v. 9, p 103—108, March, 1966. 78 Chodorow, M. and T. Wessel-Berg, A high efficiency klystron with distri- buted interaction, IRE Trans., v. ED-8, p. 44—55, January, 1961. 79 Htun, L. T. Reliability prediction tectniques for complex systems, Proc. 17th Ann. Natl. Aerospace Electron, Conf., p. 444—458, May 10—12, 1965. 80 Harrahy, D. J. and J. C. Green. Reliability of non-maintained and maintai- ned systems with redundancy and switching. Proc. 22d Ann. Tech. Conf. Exhibit ASQC, May 6—8, 1968. 81 Neal, R. B. Completion of construction and initial operation of the SLAC accelerator, IEEE Trans., v. NS-14, p. 705—720, June, 1967. 82 Skowron, J. F., W. C. Brown and G. H. MacMaster. The super power CW Amplitron, Raytheon Rept. Pt-584, Sept. 25, 1963. 83. Weil, T. A. Applying the Amplitron and Stabilotron to MTI radar systems, IRE Natl. Conv. Record, v. 6, pt. 5, p. 129—130, 1958. 84 Cook, С. E. and J. Paolillo. A pulse compression predistortion function for efficient sidelobe reduction in a high-power radar, Proc. IEEE, v. 52, p. 337—389, April, 1964. 85 DiFranco, J. W. and W. L. Rubin. Analysis of signal processing distortion in radar systems. IRE Trans., v. MIL-6, p. 219—227, April, 1962. 86. Read, J. Long line effect in pulse compression radar. Microwave J., v. 4, p. 99—100, September, 1961. 87 Collins, G. B. (ed.). “Microwave magnetrons”, MIT Radiation Laboratory Series, v 6. McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1948 88 Braestrup, С. ,B. and HO. Wyckoff “Radiation protection”, Charles C. Thomas, Publisher, Springfield, Ill., 1958. U0
Список, литературы 89. X-ray protection, Natl Bur. Std. (U.S ), Handbook 60, 1955. 90. Allen, J. L. Array radars, a survey of their potential and limitations, Mic- rowave J . v. 5, p. 67—69, May, 1962. 91. Hevesh, A. H. and D. J. Harrahy. Effects of failure on phased-array radar systems, IEEE Trans., v. R-15, p. 22—32, May, 1966. 92. Application notes for M-type backward wave oscillators, Raytheon Bull ENG-8, September, 1966. 93. Techniques for application of electron tubes in military equipment, WADC Tech. Rept 58—446, v. 1, ASTIA AD 205363. 94. Glasoe, G. N. and J. V. Lebacqz (eds). “Pulse generators”, MIT Radiation Laboratory Series, v. 5, McGraw-Hill Book Company, N. Y., 1948. 95. Lewis, 1. A. D. and F. H. Wells. “Millimicrosecond pulse techniques”. M.cGraw-Hill Book Company, N. Y., 1954. 96. Frungel, F. B. A. “High speed pulse technology”, vols. 1 and 2, Academic Press Inc, N. Y., 1965. 97. Main, J. H. A self-biased solid-state diode despiker, Proc. Eighth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 416—422, May, 1964 AD454— 991. 98. Weber, D. J. Phased array power modulator techniques, Proc. Eighth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 314—344, May, 1964, AD454— 991. 99. Weil, T. A. Pulse measurement technique, Proc. Eighth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 120—142, May, 1964, AD454—991. 100 Lee, R. “Electronic transformers and circuits”, 2d ed., John Wiley & Sons, Inc., N Y„ 1955. 101. Martin, S. Operation of hydrogen thyratrons at conditions other than JAN test, Third Hydrogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 118—126, May, 1953. ’ ’ : 102. Goldberg S. Design and measurement of hydrogen thyratron modulator characteristics, Third Hydrogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 15—42, May, 1953. 103. Lyuta, G. R. Use of the JAN hydrogen thyratron specification by equipment manufacturers, Third Hydrogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 5—8, May, 1953. 104. Zinn, M. H. Thyratron drive requirements and trigger circuits, Third Hyd- rogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 43—48, May, 1953. 105. Eichenauer, C. J. A magnetic assist to hydrogen thyratron switch tubes, Fourth Hydrogen Thyratron Symposium, 1955. 106 Zuvers, H. E. Ignitrons for modulator usage, High Power Modulator Col- loq, 1957. 107. Pruitt, D. L. Superpower line type pulser using ignitrons, High Power Mo- dulator Colloq., 1957. 108. Pohl, R. V. and H. E. Zuvers, Ignitrons as pulse modulators, Proc. Sixth Syrnp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 128—138, May, 1960, AD254—102. 109. Knight, H. de B. Ignitron switches in pulsing service, Proc. Sixth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 158—162, May, 1960, AD254— 102. 110. Turner, T. F. Modulator design problems in the proposed Stanford two- mile accelerator, Proc. Sixth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 139—157, May, 1960, AD254—102. 111. Turner, T. F. and H. S. Butler. Performance of ignitrons in pulse service, Proc Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 328—347, May, 1962, AD296—002. 112. Hoover, M. Experimental superpower pulse modulator. High Power Modu- lator CoRpq., 1957 113. Yingst, T. E. A 35-kV, 450-A millisecond-pulse hard-tube modulator circuit, 5* 131
Гл. 1. Радиолокационные передатчики 114 115 116 117 118 119 120 121. 122. 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134. 132 Мое. Sixth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 324—350, May, I960, AD254—102. Martinovitch, V, N. Hard tube modulator techniques that permit utiliza* tion of minimum size capacitor banks, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 415—420, May, 1962, AD296—002. Weinburg, E. F. and W. A. Vail. Modulator considerations for modulating anode beam tubes in burst mode radars. Proc Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p 421—435, May, 1962, AD296—002. Doolittle, H. D., H. Langer, J. A. Randmer and B. Singer. A sixty-me- gawatt hard-tube modulator. Proc Eighth Symp Hydrogen Thyratrons and Modulators, p 254—261, May, 1964, AD454—991. Ingwersen, P. A. A 200-MW hard-tube modulator. Proc. Ninth Modulator Symp., p. 1—9, May, 1966, AD651—694. Bullock, M. Description of experimental pulse modulator for the X-626 kly- stron, High Power Modulator Colloq., 1957 Swanson, J. P. Modulator techniques for gridded klystrons and traveling wave tubes, Proc. Fifth Symp. Hvdrogen Thyratrons and Modulators, p. 260—274, May, 1958. AD650—899 Pappas, C. Some advances in the technology of modulating anode pulsers for high-power klystrons Proc Seventh Symp Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 361—387, May, 1962, AD296—002. Fox, L. J. Design and application of the “Injectron”, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 360, May, 1962, AD296—002 Israel, H. M. Floating deck trigger coupling methods, Proc. Eightt Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 143—152, May, 1964, AD454— 991 Fox, L. J. Development of a 325-kilovolt, high vacuum swutch tube, Proc. Eighth Symp Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 262—276, May, 1964, AD454—991. Grotz, G. Design consideration for 180 kV floating deck modulator, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 368—384, May, 1966, AD651—694. Taylor, G. W Drive requirements for high-voltage low-grid-current tubes, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 269—277, May, 1966, AD651—694. Main, J. H. Settling time considerations in floating deck modulators, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 390—397, May, 1966, AD651—694. Main, J. H. A simplified floating deck modulator, Proc. Ninth Modulator Symp , p. 385—389, May, 1966, AD651—694. Jordan, R., C. Price and L. Swain. Two experimental semiconductor-mag- netic pulse modulators, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators p. 240—259, May, 1962, AD296—002. Thompson, B. J. Modular approach makes design of superpower solid sta- te modulator practical, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 354—367, May, 1966, AD651—694. Lietzau, K. 40 kV semiconductor modulator, Proc. Ninth Modulator Symp., p 343—353. May, 1966, AD651—694. Massey, R. P. High-voltage, high-speed, solid-state floating deck pulse modulator, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 398—424, May, 1966, AD651 — 694. Weil, T. A. Pulsing circuit with return of energy to source, U.S. Patent 3,127,573, May 19, 1959. Picard, D. J. A high efficiency charging regulator for line type modula- tors, Proc. Fifth Symp. Hvdrogen Thyratrons and Modulators, p 223— 231, May, 1958, AD650—899" Schonberg, R. G. High-power pulse system regulation, Proc. Sixth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 313—322, May, 1960, AD251— 102.
Список литературы 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149. 150 151 152 153 154 155 156 Smith, W. 1. The design of a modulator-power supply system for the Stan- forit two-mile linear accelerator, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyra- trons and Modulators, p. 312—327, May, 1962, AD296—002. Haley, J. T. Design of high stability electronic voltage regulators for radar modulators, Proc. Fifth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p ?32 244, May. 1958, AD650—899 Smalley. К. M. A high voltage regulator for pulse loads, Proc. Ninth Mo- dulator Symp., p. 492—512. May, 1966, AD651—694 Weil, I. A. A three megawatt fast response ignitron-regulated HVPS, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 445—463, May, 1966, AD651—694. Gardner, A. L. et al. High power pulse line switching devices, final report, Microwave Laboratory Institute of Engineering Research, Berkeley, Calif., Apr. 1, 1952. ASTIA. ATI 143796. Parker, W. N. and M. V. Hoover. High-speed electronic fault protection for power lubes and their circuitry, IRE Conv Record, v. 3, pt. 9, p. 10—15, 1955. Mark, J. T. Improved power fault protection, Electron. Design, v. 6, p. 46— 49. Mar 5, 1958 Schneider, S., M. H. Zinn and A. J. Buffa. A versatile electronic crowbar system, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 482—506. May, 1962, AD296—002. Grotz, G. A 300-kV multigap crowbar, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p 507—520, May, 1962, AD296—002. Morris, A. J. and J. P. Swanson. The high speed protection of microwave tubes and systems, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modu- lators, p. 436—453, May, 1962, AD296—002. Swanson, J. P. Infinite voltage range triggered arc gaps for crowbar app- lication, Proc. Seventh Symp Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 549—552, May, 1962, AD296—002. Woolaver, L. B. The use of triggered spark gaps as crowbars, Proc. Se- venth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p 521—531, May, 1962, AD296—002. Pappas, C. Fault sensing and protection for high power klystron trans- mitters, Proc. Seventh Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 361—387, May, 1962, AD296—002. Yingst, T. E. Circuits to control and protect high-power modulator tubes, Electronics, v 35, p 56—61, Jan. 12, 1962. Taylor, G. W and S. Schneider. Inductance effects in energy-diverter cir- cuits, Proc. Eighth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 72— 81, May, 1964. AD454—991. Dranchak, M. A. Electronic energy diverter (crowbar) design and applica- tion, Proc. Eighth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 82— 103, May, 1964, AD454—991. Price, H. N. Triggered vacuum gaps, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 122— 133, May, 1966, AD651—694 Weil, T. A. Multigap crowbar study. Raytheon Mem. TAW-502, May 6, 1968. Chodorow, M and al. Stanford high-energy linear electron accelerator (Mark III), Rev Sci. Instr., v. 26, p. 134—204, February, 1955. Electrical transmission and distribution reference book, 4th ed., p. 731—733, Westinghouse Electric Corp., Central Station Engineers, 1964. Sloan, G. and J. V. Stover. Saturated switching properties of power tran- sistors, Proc. Ninth Modulator Symp., p. 325—342, May, 1966, AD651 — 694 Chase, W. G. and H. K. Moore. “Exploding wires”, v. 3, Plenum Press, N. Y, 1964. 133
Гл. 1. Радиолокационные передатчики 157 Ihennas, R. J An electronic scheme for measuring exploding wire energy, ll;ГE Trans., v IM-16, p 51—62, March, 1967 I5h Coate, G. T. and L. R. Swain, Jr. “High-power semiconductor-magnetic pul-w generators”, Research Monograph 39, The ,M I T Press, Cambridge, Mass , 1966 159 Melville, W. S. The use of saturable reactors as discharge devices for pul- se generators, Proc. IEE (London), V. 98, pt. 3, p. 185—207, May, 1951. 160 Cook, D. Solid-state magnetic modulators: questions and answers, Micro- waves, v. 6, N5, p. 56—60, May, 1967. 161. Seminar on high pulse voltage and high average power measurements, sponsored by National Bureau of Standards and Joint Tube Committee 13, held at National Bureau of Standards, Washington, D. C., Apr. 14—15, 1965. 162. Weil, T. A. Thyrite dummy magnetrons and super-non-inductive resistive loads Proc. Fifth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, p. 191— 197, May, 1958, AD650—899. 163 Woodrow, G. V. The multiple line modulator, Third Hydrogen Thyratron Symp Tech. Minutes, p. 171 —175, May, 1953. 164. Gutzwiller, F. W. “SCR Manual”, 4th ed., p. 42—44, General Electric Co., Schenectady, N. Y„ 1967. 165. Personal communication from M. H. Zinn, USAECOM, Fort Monmouth, N. J , June, 1968. 166. Schneider, S. and B. Reich. X-ray emission from high-voltage hydrogen thyratrons. Proc. IRE, v. 43, N6, p 711—715, June, 1955. 167. Lemansky, I. System jitter requirements and jitter measuring equipment, Hvdrogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 132—143, May, 1953. 168. Widman, F, W, Ertccio of driver voltage and source impedance and peak anode charging voltage on pulse time jitter in the 5948 hydrogen thyra- tron, Third Hydrogen Thyratron Symp. Tech. Minutes, p. 82—96, May, 1953 169 Schneider, S. and G. W. Taylor. Transients in high-power modulators, IEEE Trans., v. ED-13, p. 977—984, December, 1966. 170 CFA’s for pulsed radar, a status report on the self-modulation of reentrant circular format tubes, SFD Laboratories, Inc., Union, N. J., Apr. 5, 1968. 171. Zinn, M. H. Charging triode circuit, U.S. Army Signal Eng Lab Tech. Mein Ml746, Mar 1, 1956. 172. Zinn, M. H. Analysis of clipper diode conditions, U.S. Army Signal Eng. Lab. Tech. Mem. M1649, May 2, 1955. 173 Watrons, W. W. and J. J. McArtney. A gas clipper tube for high power radar modulators. Proc. Fifth Symp. Hydrogen Thyratrons and Modulators, May, 1958. 174. TACAN symposium issue, Elec. Comrnun., v. 33, Nl, p. 3—100, March, 1956. 175. Time domain reflectometry, Hewlett—Packard Co., Appl. Note 62, 1964. 176 Development of electron gun with non-intercepting grids. Fourth Quarter- ly Progr. Rept., Electronics Command Contract DA 36-039 AMC-02270(E), Sylvania Electric Products, Inc., Mountain View, Calif., Mar. 15, 1964 — May 28, 1964. 177 Development of electron gun with non-intercepting grids, Final Rept., Electronics Command Contract DA 36-039 AA4C-02270(E), Microwave Electronics Corp., Palo Alto, Calif., May 14, 1963 — Aug 30, 1965 178. Hill, R. A. and W. R. Ol.son Lightweight high-power modulator rmes RSR switch device, Proc. Tenth Modulator Symp, p. 155 - 163, May, 19t38.
Глава 2 РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ Дж. Тейлор и Дж. Маттерн 2.1. Структурная схема радиолокационного приемника Радиолокационный приемник предназначен для усиления отраженных от целей сигналов РЛС и их фильтрации, при которой обеспечивается макси- мальное различение' полезных отраженных сигналов и помех. К помехам относятся не только шумы, возникающие в радиолокационном приемнике, но и сигналы, принимаемые от галактических источников, соседних РЛС и аппаратуры связи и, возможно, от источников преднамеренных помех. Часть собственной излучаемой РЛС энергии, которая рассеивается нежелательными целями (как. например, дождь, снег, птицы, насекомые, атмосферные возму- щения, дезориентирующие отражатели), можно также классифицировать как энергию помех. Если самолетные РЛС используются для измерения высоты и картографирования, то другие самолеты являются нежелательными целями, а земная поверхность — желательной целью. Основным назначением РЛС является обнаружение самолетов, кораблей, наземных транспортных средств или личного состава. Отражения от поверхности моря или суши в этих слу- чаях классифицируются как помехи. Имеются разные толкования того, какую часть тракта РЛС относить к приемнику. В данной главе будут рассмотрены элементы структурной схе- мы приемника, изображенной на рис. 1. Сигнал на вход приемника поступа- ет с антенного переключателя, позволяющего использовать одну антенну для совместной работы передатчика и приемника. Приемник осуществляет фильтрацию сигнала, отделяя полезные отраженные сигналы от помех. Спо- собы реализации этой его функции многообразны. Некоторые из них подробно рассмотрены в других главах. В гл. 4 рассматриваются РЛС с непрерывным (немодулированным) и частотно-модулированным излучениями. В настоящей главе рассмотрение ограничивается приемниками для импульсных РЛС, являющихся наиболее распространенным типом станций. Импульсная РЛС излучает энергию им- пульсами и принимают эхо-сигналы в промежутках между очередными излу- чениями. Большое преимущество этих РЛС заключается в том, что ни проса- чивающаяся энергия передатчика, ни очень сильные отраженные сигналы от расположенных на близких расстояниях местных предметов не поступают на вход приемника одновременно со слабыми эхо-сигналами от дальних целей. Измерение времени запаздывания импульсного эхо-сигнала обеспечивает к тому же мгновенное определение дальности до отразившей этот сигнал цели. Гл. 5—7 (т. з), гл. 11 (т. 1) посвящены вопросам различения полезных целей и помех на основе различия их скоростей или изменения фазы от од- ного импульса к другому; рассматриваемый ниже приемник служит только для получения одиночных импульсных сигналов в форме, пригодной для та- кой дальнейшей более тонкой обработки. В гл. 8 рассмотрены вопросы сжатия импульсов, а здесь будут лишь кратко упомянуты возможности использования этого метода для повышения эффективности различения полезных сигналов и похмех. Физически декодиро- 135
Гл. 2. Радиолокационные приемники вание подобных импульсов может осуществляться либо в приемном устрой- стве (см. рис. 1), либо после операций обработки, связанных с селекцией движущихся целей (СДЦ) и сжатием импульсов (см. перечень возможных выходных сигналов приемника в правой нижней части рис. 1). В гл. 1 и 2 (1. 4) описываются РЛС, используемые для слежения за целью и высотомет- Входной эхо-оигнал о антенного переключателя К индикатору В индикатору На запись К НДЦ га Пч ЭПР и схеме В РЛС с СДЦ сжатия Сжатие импульса импульса Рис. 1. Общая структурная схема радиолокационного приемника: ВРЧ — временная регулировка чувствительности, АПЧ — автоподстройка частоты: АПФ — автоподстройка фазы; АЦП — аналого-цифровой преобразователь; ЭПР — экви- валентная площадь рассеяния; СДЦ — селектор движущихся целей. 136
2.2. Шум. и динамический диапазон приемника рии. Особенности приемников для выполнения этих функций, буду> лишь кратко упомянуты в данной главе. На рис. 1 показаны обычная последовательность операций обработки, которые имеют место в любом радиолокационном приемнике, и все разнооб- разие возможных выходных сигналов, хотя никакой реальный радиолокацион- ный приемник не содержит все эти функциональные узлы или не формирует все указанные выходные сигналы. Почти все радиолокационные приемники строятся по супергетеродинному принципу (см. рис. 1). Отраженный сигнал, подвергнутый незначительному усилению или вообще без усиления, преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ) путем смешивания с сигналом гетеродина. Для получения ко- нечной промежуточной частоты, обычно лежащей в пределах 0,1—100 МГц (без необходимости преодоления серьезных трудностей, связанных с устране- нием зеркальных или побочных каналов приема при преобразовании частоты), может понадобиться не одна ступень преобразования. Дело не только в том, что усиление на ПЧ более стабильно и реализуется проще, чем на СВЧ: относительная полоса частот, занимаемая полезным эхо-сигналом, на проме- жуточной частоте получается больше, а это упрощает фильтрацию. Кроме того, частоту гетеродина в супергетеродинном приемнике можно менять вслед за любым изменением частоты передатчика без подстройки фильтров ПЧ. Указанные преимущества оказались настолько значительными, что конкури- рующие типы приемников почти перестали применяться; поэтому далее будет рассматриваться в основном только супергетеродинный приемник. К приемникам других типов относятся суперрегенеративные, детекторные с видеосигналом на выходе, перестраиваемые по радиочастоте приемники пря- мого усиления. Суперрегенеративный приемник иногда используется в радио- локационных маяках. При этом одна лампа может работать и как передат- чик, и как приемник, а простота и компактность конструкции в этом случае важнее, чем высокая чувствительность. Детекторный приемник также являет- ся простым, но обладает очень низкой чувствительностью. Перестраиваемый приемник прямого усиления имеет усиление только по принимаемой и видео- частоте; хотя его шумовая температура может быть низкой, чувствительность у него плохая, так как осуществить в нем фильтрацию обычных радиолока- ционных эхо-сигналов при оптимальной ширине полосы пропускания, как правило, невозможно. Такая фильтрация практически достижима лишь в РЛС, излучающих сигналы со сравнительно большой относительной шири- ной спектра. 2.2. Шум и динамический диапазон приемника В приемниках возникает внутренний шум, который маскирует слабые отраженные радиолокационные сигналы. Этот шум является одним из основ- ных существенных факторов, ограничивающих дальность действия РЛС, и поэтому данный вопрос подробно рассмотрен в т. 1, § 2.5. Анализ чувстви- тельности РЛС в значительной степени облегчается, если вклад каждого эле- мента в общий шум системы выражать через шумовую температуру, а не через коэффициент шума (определения этих параметров и формулы, связы- вающие их между собой, даны в т. 1, § 2.5). Шумовая температура современных радиолокационных приемников сни- жена до такою уровня, что она уже не оказывает доминирующего влияния на выбор варианта построения приемника. Однако, как ни странно, шумовая температура обычно называется первой из характеристик, задаваемых при выборе и разработке радиолокационного приемника, хотя в РЛС крайне редко испопьзуются приемники с очень низкой шумовой температурой, так как это сопряжено с недопустимым ухудшением какой-либо другой характе- ристики. 137
Г л. 2. Радиолокационные приемники Стоимость редко выступает в качестве фактора, который приходится учитывать при выборе малошумящего приемника: получаемая за счет этого возможность снижения требуемого коэффициента усиления антенны или тре- буемой мощности передатчика всегда дает экономию, намного превышающую любые связанные с его использованием дополнительные расходы. Требования к входным цепям приемника определяются такими более важными рабочими характеристиками, как: I) динамический диапазон и восприимчивость к перегрузкам; 2) полоса пропускания и пределы перестройки; 3) стабильность амплитудно- и фазочастотной характернаик; 4) требования к системе охлаждения. При реализации требований низкой шумовой температуры и широкого динамического диапазона приходится идти на компромисс. Введение усили- теля высокой частоты до первого смесителя приводит к соответствующему увеличению уровня шума системы на входе смесителя, вследствие чего влия- ние шума самого смесителя становится незначительным. Даже если сам уси- литель высокой частоты имеет более чем достаточный динамический диапа- зон, у смесителя он соответственно уменьшается как показано в таблице: Отношение шумовой температуры входных цепей к шумовой темпе- ратуре смесителя дБ 6 10 13,3 Вынужденное сужение динамическо- го диапазона смесителя, дБ 7 10,4 13,5 Повышение шумовой температуры си- стемы из-за шума смесителя, дБ 1 0,4 0,2 Определения, приведенные в § 2.5 т. 1, характеризуют шумовые парамет- ры приемника в простой форме. Динамический диапазон, который представ- ляет собой диапазон уровней сигнала, в пределах которого приемник должен сохранять заданные характеристики, определить труднее. Для этого необхо- димо задание трех параметров: 1. Минимальный, уровень полезного сигнала обычно определяется как уровень входного сигнала, создающий на выходе приемника отношение сиг- нал/шум, равное единице. Иногда его называют «минимальный обнаруживае- мый сигнал». 2. Допустимое отклонение от заданной характеристики. Максимальный сигнал — это сигнал, вызывающий некоторое заданное отклонение от ожидае- мых рабочих характеристик. Для линейных приемников обычно за допустимое отклонение принимается уменьшение на 1 дБ дифференциального усиления, т. е. крутизны амплитудной характеристики — зависимости выходного напря- жения от входного. Для приемников с ограничением или с логарифмической характеристикой необходимо задавать допустимое отклонение выходного на- пряжения. В приемниках с регулируемым усилением необходимо различать мгновенный динамический диапазон и динамический диапазон, который ча- стично достигается в результате программного изменения усиления. 3. Типы сигналов. При определении требований по динамическому диапа- зону общий интерес представляют три типа сигналов: отраженные от распре- деленных целей, отраженные от точечных целей и широкополосные шумопо- добные организованные помехи. Если в РЛС используется фазово-кодирован- ный сигнал, то элементы приемного тракта, предшествующие декодеру, огра- ничивают динамический диапазон сигнала, отраженного от точечной цели, не столь сильно, как сигнала, отраженного от распределенных отражающих объектов; произведение ширины спектра на длительность кодированного им- 1S&
Таблица 1 Шумовые характеристики и динамический диапазон Ан теш:;. j Линия УВЧ Смеси- тель Фильтр Логариф- мический обнаружк - тель Шумовая температура элемента, К Коэффициент передачи элемента 1), дБ 520 1300 300 24000 — —1,о| 25 —6 15 Обший коэффициент передачи до его входа, дБ =EE=l| — 1,0| 24 18 33 Вклад в шумовую температуру, отнесенный к антенне Результирующая ширина полосы но ВЧ Постоянная Больцмана Уровень узкополосного шума2) Система 838 К 80 75 | 660 ь 5 12 29,3 дБК 63,0 дБГц 92,3 — 198,6 —106,3 дБмВт — 10б|—107 | —82 | —88 | —73 | (—73) Максимальный уровень сигнала 2) - - —5 | —16 4-5 (+?) Динамический диапазон для распределенных целей 2), дБ Произведение полосы на длительность сигнала для то- чечной цели 2\ дБ Динамический диапазон для точечной цели 2>, дБ Полоса пропускания приемника 2>, МГц Отношение к общей полосе пропускания приемника 2) Пропускание широкополосной помехи 2), дБ Динамический диапазон при наличии широкополосной помехи 2\ дБ -1=. — 77 72 78 (80) 11 11 11 11 0 0 ' : 88 83 78 (80) — I — 200 | 100 2 2 “ —2Z1’ 100 50 1 1 ~ — 20 17 0 0 57 55 78 (80) ') Немодулированный выходной сигнал — немодулированный входной сигнал на средней частоте, не кодированный импульс. г) На выходе соответствующего элемента (за исключением величин в скобках, определенных на входе нелинейного элемента). 2.2. Шум и динамический диапазон приемника
Гл. 2. Радиолокационные приемники пульса определяет дополнительный динамический диапазон, который декодер может реализовать в случае точечной цели Наоборот, если в приемном трак- те имеется чрезмерно широкополосный УВЧ, то его динамический диапазон по отношению к помехе типа широкополосного шума может быть сильно 01 раничен Выбор характеристик элементов приемного тракта. Для предотвращения непредвиденного ухудшения шумовой температуры или динамического диапа- зона приемника необходим тщательный выбор характеристик элементов его тракта. Из-за недостаточного динамического диапазона радиолокационный приемник становится уязвимым для помех, которые могут вызвать насыщение или перегрузку, маскируя или подавляя полезные отраженные сигналы. Таб- личная форма записи результатов расчетов (типичный пример подобной фор- мы представляет табл. 1) позволяет быстро выявлять те элементы, которые вносят значительный шум или ограничивают динамический диапазон. Типич- ные значения приведены в данной таблице с целью иллюстрации. При пользовании табл. 1 необходимо учитывать одно обстоятельс! во. Динамический диапазон каждого элемента определяют сравнением уровней максимального сигнала и шума системы на выходе данного элемента. В ос- нове этого метода лежит предположение, что все операции по фильтрации (сужение полосы пропускания и декодирование) выполняются данным эле- ментом до перехода в режим насыщения. Те каскады приемника, которые обеспечивают значительную фильтрацию, необходимо рассматривать как от- дельные элементы; если несколько каскадов заменить при расчете одним фильтром, то при этом указанное выше предположение может оказагься ошибочным 2.3. Частотно-избирательные свойства приемника и его элементов Определения. Мгновенной полосой пропускания какого-либо элемента называется полоса частот, в пределах которой данный элемент может одно- временно усиливать два или более сигналов при заданном допуске по моду- лю (а иногда и по фазе) коэффициента передачи. Диапазоном настройки называется диапазон частот, в пределах которого данный элемент может перестраиваться соответствующими органами механической или электронной настройки без ухудшения заданных рабочих характеристик. Наиболее важные характеристики. Обстановка, в которой РЛС должна работать, характеризуется большим количеством источников электромагнит- ных излучений, которые могут маскировать относительно слабые отраженные сигналы, источником которых является собственное излучение РЛС. Невос- приимчивость к таким помехам определяется способностью приемника подав- лять внеполосные помехи (если помехи имеют узкие спектры) или быстро восстанавливать свою чувствительность (если помехи по своему характеру ближе к импульсным). Необходимо учитывать реакцию приемника как в ча- стотной, так и во временной области. Как правило, наиболее критичным узлом приемника, определяющим его частотно-избирательные свойства, является тракт промежуточной частоты: соответствующие вопросы рассмотрены в § 2.7. Однако нельзя не учитывать высокочастотную часть приемника (например, просто полагая ее более широ- кополосной). В § 2.2 было показано, как из-за ее чрезмерно широкой полосы пропускания может уменьшиться динамический диапазон, если помеха имеет характер широкополосного шума. Еще более вероятными являются внеполос- ные сильные помехи, например от телевизионных станций или СВЧ радиоре- лейных линий связи, которые в случае их попадания на вход смесителя могут либо вызвать его перегрузку, либо пройти в тракт промежуточной частоты по одному из побочных каналов преобразования. 140
2.4. Высокочастотная головка приемника Идеальные смесители в супергетеродинном приемнике действую! как перемножители, создающие выходной сигнал, пропорциональный произведе- нию двух входных сигналов. Если исключить влияние нелинейностей и несим- метрии, то такие смесители создают выходные сигналы только на двух часто- тах, равных сумме и разности частот входных сигналов. Смесителей типа перемножителей для преобразования высоких частот в промежуточные (хотя они широко применяются на промежуточных частотах), как правило, нет. Для этих целей широко используются диодные смесители. Частотно-преобра- зовательные свойства диода обусловливаются нелинейностью его характери- стики. Если характеристику задать степенным рядом, то только член второй степени (квадратичный) обеспечивает требуемое преобразование. Остальные члены создают побочные комбинационные составляющие, характеризующие нежелательную способность диода преобразовывать внеполосные сигналы в область промежуточных частот. Эффективность преобразования этих неже- лательных частот, за исключением частоты зеркального канала, достаточно низка, поэтому шумовая температура системы ухудшается незначительно, но смеситель оказывается уязвимым для сильных внеполосных помех. Наилуч- шим радиолокационным приемником считается тот, который имеет самую уз- кую мгновенную полосу по высокой частоте, соизмеримую с шириной спектра излучаемого сигнала, увеличенной на допуск на нестабильность, а также хорошие частотную и импульсную характеристики. Широкий диапазон настройки обеспечивает гибкость, необходимую для отстройки от помех. Если помеха является преднамеренной (организованной), то может потребоваться изменение частоты и от импульса к импульсу. Столь быстрого изменения частоты при необходимом ограничении мгновенной поло- сы частот можно достичь при использовании переключаемых фильтров СВЧ или фильтров, построенных на железо-иттриевых гранатах с электронной перестройкой. Каждый из этих способов сопряжен с некоторыми вносимыми потерями и, следовательно, с дополнительным ухудшением шумовой темпера- туры ради выполнения более важных требований. 2.4. Высокочастотная головка приемника Структурная схема ВЧ головки. Высокочастотная головка радиолокаци- онного приемника состоит из полосового фильтра или полосового усилителя и включенного за ним понижающего преобразователя частоты. С помощью последнего частота РЛС преобразуется в промежуточную частоту, на котором физически реализуемы полосовые фильтры с надлежащими характеристиками избирательности. Сам смеситель и предшествующие цепи являются широко- полосными. Перестройка приемника в пределах, определяемых полосой про пускания преселектора или смесителя, осуществляется изменением частоты гетеродина. Влияние характеристик ВЧ головки на работу РЛС. ВЧ головка влияет на три характеристики некогерентной импульсной РЛС: шум, вносимый ВЧ головкой, ограничивает максимальную дальность обнаружения; насыщение ВЧ головки под воздействием сильных сигналов может ограничить минималь ную дальность действия системы или ее способность работать в условиях сильных помех; наконец, наличие побочных каналов приема у ВЧ головки обусловливает чувствительность приемника к внеполосным помехам. Работоспособность когерентной РЛС еще в большей мере зависит от побочных каналов приема, образующихся при преобразовании частоты: у им- пульсно-доплеровской РЛС ухудшается точность определения дальности и скорости; у РЛС с селекцией движущихся целей ухудшается подавление сигналов, отраженных от неподвижных объектов, а у РЛС со сжатием им- пульсов и высокой степенью разрешения усиливаются боковые лепестки HivHKiiH'i неопределенности по дальности. 141
Гл. 2. Радио юкационные приемники Побочные каналы преобразования смесителей. Математическая модель смесителя. Представление характеристики смесителя степенным рядом яв- ляется наиболее полезным методом при расчете различных побочных явлений, которые часто обнаруживаются. Ток i в нелинейном резисторе можно пред- ставить степенным рядом по напряжению U на концах резистора: 1 = Яо + П1£/ + П2^24~Пз[у34~. . ,-\-anUn. (1) Напряжение, приложенное к смесителю, равно сумме напряжения гетеродина ZJie’^H и напряжения сигнала Яге’чМ: -ЬЯ2е'“2< . (2) Если уравнение (2) подставить в (1) и выполнить указанные операции, то получим формулу для расчета спектра на выходе смесителя. Номограмма комбинационных колебаний в смесителе. Результаты таких расчетов были табулированы в нескольких формах, чтобы помочь разработ- чику системы быстро определить, какие комбинации входных частот и полос пропускания не дают сильных паразитных комбинационных составляющих низкого порядка. Наиболее употребительная форма номограммы смесителя [1] показана на рис. 2. Жирная линия показывает изменение нормированной частоты выходного сигнала (Я—L)]H в зависимости от нормированной ча- стоты входного сигнала L/H. Эта зависимость обусловлена комбинационными составляющими первого порядка вида Н—L, которые возникают в основном из-за квадратического члена в степенном ряду, аппроксимирующем характе- ристику смесителя. Все прочие линии номограммы определяют комбинацион- ные составляющие, обусловленные кубическим членом в степенном ряду и чпе- нами более высокого порядка. На номограмме очерчены контуры семи особенно употребительных обла- стей. Метод применения номограммы проиллюстрируем на примере исполь- зования области, помеченной буквой А и представляющей самую широкую доступную полосу частот, свободную от комбинационных составляющих, со средней частотой LfH—Q^Z. Доступная ВЧ полоса пропускания простирается от 0,61 до 0,65, а соответствующая полоса пропускания по ПЧ — от 0,35 до 0,39. Однако на краях полосы пропускания по ВЧ создаются комбинацион- ные колебания на ПЧ с частотами 0,34 (4Я—6L) и 0,4 (ЗЯ—4L). Любое расширение мгновенной полосы пропускания по ВЧ приведет к перекрытию полос ПЧ, которое невозможно исправить фильтрацией на ПЧ. Комбинацион- ные составляющие частот 4Я—6L и ЗЯ—4L, как все паразитные комбина- ционные составляющие на ПЧ, возникают из-за кубического члена степенного ряда и членов более высокого порядка. Полоса, свободная от паразитных комбинационных составляющих, в лю- бой из обозначенных на номограмме областей составляет примерно 10% от средней частоты, т. е. равна (Я—Поэтому в приемниках, где необхо- димо иметь широкую полосу пропускания, требуется использовать высокую промежуточную частоту, соответствующую средней частоте одной из этих областей. Для ПЧ ниже (Я—£)/Я = 0,14 паразитные комбинационные колеба- ния обусловлены членами чрезвычайно высокого порядка, и поэтому столь малы по амплитуде, что ими обычно можно пренебречь. Номограмма комбинационных колебаний наглядно демонстрирует также появление побочных каналов приема. Один из наиболее сильно выраженных побочных каналов соответствует точке В, где комбинационная частота вида 2Я—2L соответствует колебаниям на выходе смесителя, попадающим в полосу пропускания по ПЧ, при нормированной частоте входного сигнала, равной 0,815. Все комбинационные частоты, вида N{H—L\ соответствуют потен- циально опасным побочным каналам приема, с которыми трудно бороться. 142
2.4. Высокочастотная головка приемника Колебания этих частот необходимо отфильтровывать по ВЧ, чтобы не допу- стить их до входа смесителя. Побочный канал приема, который невозможно рассчитать при помощи данной номограммы, возникает, когда два или более входных сигнала, ча- стоты которых лежат вне основного канала приема, в результате взаимной модуляции создают сигнал на третьей частоте, лежащей в полосе пропуска- Рис. 2. Номограмма комбинационных колебаний на выходе понижающего преобразова- теля: Н —высокая частота входного сигнала; L—низкая частота входного сигнала. ния по ВЧ. Этот эффект обусловлен четными членами четвертого и более высокого порядка в аппроксимирующем ряду. Влияние этого канала будет заметным, например, когда 2/7—Л2 H — L Н ~ Н (3) В некоторых вариантах смесителей уровень, взаимной модуляции уменьшают путем подачи на смесительные диоды,..прямого смешения с целью уменьше- ния кривизны участков их характеристики, . описываемых членами высоких порядков в аппроксимирующем ряду. U3
Гл. 2. Радиолокационные приемники Балансный смеситель. Рассмотренные выше модель смесителя и номо- грамма комбинационных колебаний позволяют рассчитать спектральные харак- теристики несимметричного (с одним сигнальным входом) смесителя. В ба- лансном смесителе эти характеристики видоизменяются за счет симметрии схемы. Две наиболее распространенные схемы балансного смесителя показаны на рис. 3, а, б. В схеме рис. 3, а подавляются все комбинационные колебания по ПЧ и побочные каналы приема по ВЧ, получаемые за счет четных гармоник ча- Рис. 3. Балансный смеситель с инвертированным сигналом (а), с инвертированным гете- родинирующим напряжением (б); смеситель с подавлением теркального канала (#) стоты сигнала. Если фазовый сдвиг на ВЧ получается не путем временной задержки, то частота гетеродина и все ее гармоники подавляются на сигналь- ном входе. Важной особенностью балансного смесителя является также то, что шумовые боковые полосы сигнала гетеродина, которые преобразуются в промежуточную частоту, подавляются на выходе смесителя по ПЧ. В схеме рис. 3, б подавляются все комбинационные колебания по ПЧ и побочные каналы приема, получаемые за счет четных гармоник частоты гетеродина Если высокочастотный фазовый сдвиг получается не путем вре- менной задержки, частота гетеродина и ее нечетные гармоники подавляются на сигнальном входе смесителя. Однако шумовые боковые полосы сигнала гетеродина, преобразуемые в промежуточную частоту, данной схемой не по- давляются. Смесители с подавлением зеркального канала Несимметричный смеси- тель имеет два канала приема, связанные с наличием квадратического члена 1 44
2.4. Высокочастотная головка приемника в аппроксимирующем степенном ряду. Эти каналы расположены на частотах выше и ниже частоты гетеродина, отстоящих от нее на величину промежу- точной частоты Неиспользуемый канал, в силу его частотной симметрии называемый зеркальным, подавляется в однополосном смесителе, схема кото- рого показана на рис. 3, в. В гибридном узле на высокой частоте создается разность фаз 90° между гетеродинирующими напряжениями, подаваемыми на два смесителя, которые могут быть балансными Вследствие этого фазо- вого сдвига выходные ПЧ напряжения смесителя имеют сдвиг по фазе +90° Рис. 4 Шумовые характеристики ВЧ головок радиолокационных приемников. в одной боковой полосе и —90° в другой. В гибридном узле на промежуточ- ной частоте происходит дополнительный положительный или отрицательный фазовый сдвиг на 90°, вследствие чего сигналы верхней боковой полосы складываются на одном выходе и вычитаются на другом. В приемниках, где используются широкие полосы пропускания, гибридный узел на ПЧ должен быть неизбирательного типа. Характеристики усилителей и смесителей. Шумовая температура. Наи- более употребляемым показателем качества смесителя или усилителя является его коэффициент шума. Однако понятие шумовой температуры оказалось более удобным при определении шумовых характеристик мазера и некоторых параметрических усилителей. На рис. 4 показаны типичные значения коэффи- циента шума [2] и шумовой температуры для шести наиболее распростра- ненных типов устройств СВЧ. Мазеры и охлаждаемые параметрические уси- лители здесь не приведены ввиду их ограниченного применения. Кривые рис. 4 показывают постепенное повышение шумовой температуры с увеличением рабочей частоты Балансный диодный смеситель широко используется ввиду его большого динамического диапазона, и, хотя, как свидетельствует рис. 4, обычно он не является особенно малошумящим устройством, разработка дио- дов Шоттки позволила осуществить балансные смесители даже с более широ- ким динамическим диапазоном и коэффициентами шума, сниженными до 5,5 дБ на частотах вплоть до 9 ГГц. Динамический диапазон. Вторым важным показателем качества ВЧ голов- ки является динамический диапазон, измеряемый в пределах от среднеквад- ратического уровня шума до уровня сигнала, который уменьшает дифферен- циальное усиление на 1 дБ. Поскольку среднеквадратический уровень шума зависит от ширины полосы пропускания по ПЧ, эффективный динамический 145
Гл. 2. Радиолокационные приемники диапазон сужается при расширении полосы пропускания по ПЧ. Динамиче- ские диапазоны шести типов устройств СВЧ [2] показаны на рис. 5. Кривые здесь продлены в область полосы пропускания по ПЧ, соответствую- щую максимальной полосе пропускания по ВЧ, достижимой для данного уст- ройства. Балансный диодный смеситель, как видно из сравнения, обладает наи- большим динамическим диапазоном при заданной полосе пропускания по ПЧ Однако динамический диапазон смесителя, перед которым включен малошумя- щий усилитель, сужается пропорционально коэффициенту усиления усилителя. Рис. 5. Динамический диапазон устройств СВЧ. Следовательно, коэффициент шума и динамический диапазон невозможно оптимизировать одновременно. Решение этой задачи может быть найдено на пути использования активного преобразователя [4, 51. Примеры. Балансный диодный смеситель. Балансная' схема на диодах (рис. 3, а,б) является типичной для большинства СВЧ смесителей. Гибрид- ный СВЧ узел можно создать в волноводном коаксиальном или микрополос- ковом исполнении, полоса пропускания такого узла обычно около 10% от средней частоты. Волноводные смесители обеспечивают более широкие поло- сы пропускания, а в случае смесителя на ортогональных типах колебаний реа- лизуются полосы пропускания порядка 20% от средней частоты. Контур ПЧ обычно выполняется на элементах с сосредоточенными пара- метрами. Трансформация напряжения, необходимая для получения оптималь- ного коэффициента шума, может быть осуществлена двухконтурным транс- форматором или П-образными цепями. Контур не настраивается на макси- мальную передачу мощности, так как при этом не обеспечивается минимум шума. Транзисторный СВЧ усилитель. Типичный каскад транзисторного СВЧ усилителя [3] показан на рис. 6. В этом усилителе используется комбинация цепей с сосредоточенными и распределенными параметрами. Цепи связи вы- полняются на дисковых конденсаторах; если вывод необходимо заземлить по высокой частоте, то используются конденсаторы проходного типа.z Коллектор- ная цепь настраивается в широких пределах с помощью резонатора на петле- 146
2 5 Гетеродины Вхойной сигнал Выходной сигнал Меандровый Иикрополосковый резонатор образной микрополосковой линии. Согласующая секция петлеобразной микро- полосковой линии обеспечивает соединение каскадов усилителя. Транзистор с мезаструктурой в микромодульном исполнении (что позволяет монтировать его методом погружения в расплав в отверстиях, высеченных в плате печат- ного монтажа) уменьшает паразитную индуктивность до минимума. Усилитель, состоящий из четырех каскадов этого ти- па, имеет усиление 20 дБ в полосе частот 1100—2000 МГц. СВЧ транзисторы выпу- скаются также в коаксиальном корпусе. Усилители на таких транзисторах очень напоминают ламповые усилители СВЧ. Параметрический усилитель. Упро- щенная схема двухполюсного парамет- рического усилителя с отрицательным со. противлением показана на рис. 7. Варак- торный диод является общим для трех резонансных контуров: резонатора на- качки, холостого резонатора и сигнально- го резонатора. Действие тока накачки и холостого тока в варакторном диоде со стороны сигнального входа проявляется как отрицательное сопротивление. На плече 3 циркулятора появляется отра- женная волна, превышающая по амплитуде падающую волну. Стабильность усиления обеспечивается до тех пор, пока отрицательное сопротивление меньше сопротивления источника. Устройства регулировки этого сопротивления ис- . вч дроссель Смещение -U Рис. 6. Транзисторный литель. СВЧ уси- Входной сигнал i Настройка цепи сигнала Настройка цепи накачки Выходной сигнал Рис. 7. Двухполюсный параметрический усилитель. Вход цепи накачки пользуются для обеспечения усюйчивой работы в широком интервале темпе- ратур. В параметрическом усилителе (ПУ) нетрудно получить усиление 20 дБ на один каскад. 2.5. Гетеродины Функции гетеродина. В супергетеродинном приемнике один или более ге- теродинов и смесителей служат для преобразования частоты принятого отра- женного сигнала в промежуточную частоту, удобную для реализации процес- сов фильтрации и других операций обработки. Приемник можно перестраи- вать, изменяя частоту первого гетеродина, но не затрагивая блока ПЧ прием- ника. Последующие сдвиги по промежуточной частоте часто осуществляются в приемнике с помощью дополнительных гетеродинов, как правило, с фикси- рованной частотой настройки. В импульсных передатчиках с внешним возбуждением те же самые гете- родины также используются для формирования несущей частоты РЛС с тре- буемым сдвигом относительно частоты первсго гетеродина. ,В импульсных 147
Гл. 2. Радиолокационные приемники передатчиках с самовозбуждением, с их независимой несущей частотой используется автоматическая подстройка частоты (АПЧ) для поддержания требуемого частотного сдвига между несущей частотой и частотой первого гетеродина. Во многих РЛС первых поколений единственной функцией гетеродинов было преобразование частоты принятого отраженного сигнала в заданную Частота модуляции, кГц Рис. 8. Спектры фазовой модуляции типичных источников сигналов диапазона С. промежуточную частоту. В большинстве же современных радиолокационных систем производится когерентная обработка серии отраженных от цели сиг- налов. Гетеродины здесь фактически работают как времязадающие опорные генераторы, при помощи которых измеряется запаздывание отраженного от цели сигнала относительно излученного для извлечения информации о даль- ности с точностью до малой доли длины волны. Такая обработка сигналов требует высокой степени фазовой стабильности в передающем и приемном трактах РЛС. Хотя эти методы обработки описываются в других разделах справочника (гл. 5—7, т. 3 и гл. 8, т. 2), они здесь упомянуты, так как опре- деляют основные гребования к стабильности приемника. 148
2.5. Гетеродины Параметры первого гетеродина (стабильного гетеродина) оказывают на результаты обработки сигнала большее влияние, чем параметры передатчика. Последний гетеродин (когерентный) часто используется для внесения фазовых коррекций, компенсирующих влияние движения платформы РЛС или измене- ния фазы передатчика Требования по стабильности первого гетеродина обычно определяют в виде допустимого спектра фазовой модуляции. Источниками паразитной мо- дуляции являются механические или акустические вибрации от вентиляторов и электродвигателей, пульсации питающих напряжений и паразитные колеба- ние. 9. Первый гетеродин, стабилизиро- ванный полым резонатором. ния и шумы, создаваемые в самом первом гетеродине. Как правило, до- пустимая девиация фазы уменьшает- ся при возрастании частоты модуля- ции, так как доплеровский фильтр менее эффективен в подавлении этой модуляции. В РЛС, имеющей двух- импульсный селектор движущихся це- лей, существует линейное соотноше- ние между допустимой девиацией фазы и периодом модуляции Их от- ношение равно допустимой девиации частоты (или «кратковременной абсо- лютной нестабильности частоты», как иногда называют этот параметр). Од- нако этот параметр неадекватно ха- рактеризует требования по стабиль- ности фазы импульсно-доплеровских РЛС и РЛС с селектором движу- щихся целей, в которых когерентно обрабатываются более двух импульсов. Спектр фазовой модуляции, адекватно описывающий нестабильность ча- стоты, приведен на рис. 8 для нескольких типичных СВЧ генераторов [6, 7]. Эти кривые характеризуют результаты, которые следует ожидать в лабора- торных условиях. При ударах и вибрациях фазовая модуляция может резко увеличиться. Однако и при благоприятных условиях нестабилизированный клистронный и большинство триодных генераторов непригодны для многих радиолокационных применений. Хорошие результаты получают при использо- вании клистронных генераторов, стабилизированных полым резонатором или имеющих электронную стабилизацию. Применение цепочек умножителей ча- стоты, особенно с малыми уровнями колебаний умножаемых частот,, обеспе- чивает самый низкий уровень ближайших боковых колебаний и рекомен- дуется для стабилизации клистронных генераторов. Первый гетеродин, стабилизированный полым резонатором. В первом ге- теродине на клистроне, стабилизированном полым резонатором (рис. 9), используется схема АПЧ [8] для удержания частоты клистрона очень близко к средней частоте дискриминатора. В контуре АПЧ содержится операционный усилитель-интегратор, который имеет переходные характеристики, необходи- мые для устойчивой работы схемы. Передаточная функция разомкнутого кон- тура регулирования такой схемы F(p) = _Z^----------- l-j-p(GH-l) (4) где а — характеристика регулирования частоты клистрона, Гц/В; у — харак- теристика дискриминатора, В/Гц; G — коэффициент усиления усилителя; 7( = /?С — постоянная времени;- p = j- (частота в рад/с). Характеристика кон- тура регулирования будет иметь нулевую крутизну до точки разрыва фазы 149
Гл. 2. Радиолокационные приемники при р(0 + 1)/1 = / и крутизну —20 дБ на декаду за точкой единичного уси- ления. Частота, при которой усиление равно единице, Р\ определяется из соот- ношения pr ay(j — 1 (G+l)7\ ' Рис. 10. Перестраиваемый первый гетеродин с фазовой синхронизацией. Oik лик замкнутого контура регулирования на частотную погрешность клист- рона F выражается в виде Г Е (F) =-------. 1+ayG («) Первый гетеродин с фазовой синхронизацией. Метод фазовой автопод- стройки частоты (ФАПЧ) был применен для создания «перестраиваемого» первого гетеродина. Изменение частоты производится дискретными прираще- ниями точно определенного значения. На рис. 10 показаны элементы пере- страиваемого генератора с фазовой синхронизацией. Этот генератор создает в диапазоне СВЧ линейчатый спектр с частотным интервалом F при помощи умножителя на диодах с резким восстановлением в широкополосном исполне- нии. Часть выходной мощности клистрона смешивается с линейчатым спект- ром и колебание с частотой биений F/2 усиливается и подается на фазовый детектор, где производится его сравнение по фазе с колебанием опорной ча- стоты F/2. Операционный усилитель обеспечивает требуемые переходные характеристики схемы АПЧ. При этих условиях клистрон будет синхронизи- рован по фазе на дискретных частотах (7) Передаточная функция разомкнутого контура ФАПЧ apGfl ±рТ,) H-P1(G+ 1)Л-|-72) Р ’ 150
2.5. Гетеродины где а — характеристика регулирования частоты клистрона, Гц/В; 0 — харак- теристика фазового детектора, В/рад; G— коэффициент усиления усилителя; T{ = RC — постоянная времени, с; T2=RfC— постоянная времени, с; /^/-(ча- стота в рад/с). Частотная характеристика этого контура регулирования будет иметь кру- тизну — 20 дБ/декада в области от нулевой частоты до частоты, соответст- вующей разрыву фазы при p[(G + 1) Tj 4-Т'г]—/ в сторону запаздывания, кру- тизну —40 дБ/декада до частоты, соответствующей разрыву фазы при РТг—] в сторону опережения, и крутизну —20 дБ/декада после точки, соот- ветствующей единичному усиленгю. Частота, при которой будет единичное усиление, приближенно определяется выражением Pi ct$GT2 Ошибка замкнутого контура регулирования, обусловленная статической ча- стотной погрешностью клистрона, равна нулю, а ошибка, обусловленная дрей- фом частот клистрона dF/dt равна dF/dT a|3G (Ю) В системах, где полоса пропускания замкнутого контура р\ приближается к 2л-10s, нестабильность клистрона определяется нестабильностью опорных частот. Первый гетеродин по схеме умножителя частоты. В импульсной РЛС, передатчик которой построен по схеме импульсного усилителя с формирова- нием когерентной несущей с помощью высокостабильного возбудителя, этот возбудитель применяется и для прямого формирования частот первого (ста- бильного) и второго (когерентного) гетеродинов. Число возможных вариан- тов схем построения синтезаторов частоты для этих целей безгранично. Общая структурная схема синтезатора частот, напоминающая многие реальные схемы построения, дана на рис. 11. Все опорные частоты, включая несущую, полу- чаются от высокостабильного опорного генератора. Частота этого генератора умножается в нескольких ступенях на 2 и на 3, пока не будет получена тре- буемая частота второго гетеродина. Частота первого гетеродина получается из частоты второго гетеродина при помощи умножителя частоты, генерирую- щего гармоники высокого порядка. Этот умножитель может состоять из длинной цепочки удвоителей и утроителей частоты или из короткой цепочки таких умножителей, за которой следует ступень умножения на варакторном диоде или на диоде с резким восстановлением. Умножитель на диоде с резким восстановлением предпочтительнее ввиду его более высокого к.п.д. В умножи- теле этого типа легко можно получить коэффициент умножения частоты до 100 и более. В системах, где частота сигнала не испытывает больших доплеровских сдвигов, несущую частоту получают, складывая частоты первого и второго гетеродинов. В тех системах, где ожидаются большие доплеровские сдвиги, первый умножитель строится в расчете на создание ряда частот, отстоящих друг от друга на частоту опорного генератора и расположенных симметрично относительно частоты второго гетеродина. Сигналами управления, поступаю- щими от следящей системы, производится включение сигнала той частоты, которая наиболее точно корректирует несущую с учетом доплеровского сдвига. Допустимая нестабильность фазы генератора опорной частоты обратно пропорциональна произведению коэффициентов умножения (AZX/И), Лучшую стабильность фазы можно получить, в-.генераторах более низких частот; это 1S1
Гл. 2. Радиолокационные приемники позволяет удовлетворить возрастающие требования к стабильности фазы. Оптимальное значение частоты лежит в диапазоне 1—5 МГц (частотные пре- делы для кварцевых резонаторов, работающих с основным типом колебаний). Фазовая нестабильность кварцевых генераторов в основном определяется шумом. Наиболее стабильными являются генераторы, в которых кварц исполь- зуется при такой схеме включения, что он действует как фильтр, подавляю- щий большую часть шумов, создаваемых активным прибором, пропуская Рис. 11 Синтезатор частот. только узкий спектр шума. Кроме того, для подавления шумов активного при- бора кварц возбуждают на частоте, лежащей выше предела, определяемого требованиями долговременной стабильности. Чтобы избежать проблем, свя- занных с паразитными комбинационными составляющими сигнала на выходе смесителя, частоту повторения импульсов можно получать от общего опорного генератора, используя делитель частоты. Манипулируемый второй гетеродин. Когерентный генератор в РЛС с им- пульсной модуляцией задающего генератора должен обеспечивать полную компенсацию флюктуаций фазы передатчика. Для подобной автоматической подстройки фазы (АПФ) широко используется манипулируемый второй гете- родин (рис. 12). Опорную фазу ПЧ получают, смешивая малую долю выход- ного сигнала передатчика с выходным сигналом первого гетеродина в смеси- теле, управляемом синхроимпульсом. Импульсное напряжение разностной промежуточной частоты усиливается, а затем вводится в резонатор второго гетеродина непосредственно после гашения колебаний. Временная диаграмма, приведенная на рис. 13. иллюстрирует последова- тельность операций в манипулируемом втором гетеродине. Колебания в резо- наторе второго гетеродина гасятся перед подачей на него синхроимпульса для устранения всей предыдущей информации о фазе. В момент появления синхро- импульса процесс гашения прекращается и колебание нарастает в фазе с синхроимпульсом. Поэтому фаза колебаний второго гетеродина всегда согласована с разностью фаз колебаний на частотах первого гетеродина и РЛС. Если излучаемый импульс имеет очень малую длительность, то для растя- гивания синхроимпульса можно использовать фильтр. Синхроимпульс большей длительности менее критичен к отклонениям фазы на участке спада излучае- мого импульса и, кроме того, позволяет реализовать более высокую доброт- ность Q колебательного контура генератора, что улучшает кратковременную стабильность. Следовательно, манипулируемый второй гетеродин выбирается на основе компромисса между его способностью быстро войти в синхронизм 152
2.5. Гетеродины по фазе после передачи каждого импульса и способностью запомнить фазу на продолжительное время Второй гетеродин с фазовым сдвигом. Схему АПФ второго гетеродина (рис. 14) можно также использовать для коррекции фазы от импульса к им- пульсу, но применение резонаторов с более высокой добротностью Q обеспе- чивает более высокую стабильность. Синхроимпульс растягивается фильтром, в данном случае для согласования с временем установления схемы АПФ, Гасящий импульс Рис. 12. Манипулируемый второй гетеродин. в которой используется фазосдвигающее устройство с электронной регулиров- кой, предназначенное для согласования фазы колебаний кварцевого гетеро- дина с фазой синхроимпульса. Схема АПФ включается электронным ключом, который замыкается только на время действия синхроимпульса. В интервале между последовательными импульсами напряжение фазовой коррекции сохра- няется на интегрирующем конденсаторе С. 13 "ременная paCi/S-a манииулируем<>>о вюрою icicpoAii.-a. 153
Гл. 2. Радиолокационные приемники Если схема АПФ фазируется так, что она всегда захватывает сигнал в момент, когда импульс второго гетеродина отстает по фазе на 90е от синх- роимпульса, то она будет реагировать на начальные запаздывания по фазе в пределах 0—180° почти так же, как линейная схема. Однако реакция на начальные фазовые ошибки в остальных двух квадрантах, особенно в их гра- ничных точках —90° и +270°, будет очень медленной. Чтобы удержать запаз- дывание по фазе первоначально в первых двух квадрантах, в схему АПФ можно добавить квадратурный фазовый детектор и быстродействующее циф- Рис. 14. Второй гетеродин с фазовым сдвигом. ровое фазосдвигающее устройство. Далее для завершения коррекции дейст- вует аналоговое устройство. Время подстройки I, необходимое для того, чтобы схема АПФ уменьшила фазовую ошибку с л/2 до е, равно Т , л * = !°ge— , op 2е (11) где б — чувствительность фазосдвигающего устройства, рад/В; 3 — чувстви- тельность фазового детектора, В/рад; T=RC — постоянная времени, с; а —- остаточная фазовая ошибка, рад. Следует заметить, что процесс стробирова- ния и запоминания фазы не влияет на частоту второго гетеродина и требо- вания к стабильности ее минимальны. В качестве альтернативного варианта построения второго гетеродина можно было бы рассматривать гетеродин, синхронизируемый по фазе схемой АПФ. В этом случае корректируется генератор, управляемый напряжением (ГУН), а не регулируемое фазосдвигающее устройство. Однако при этом могут быть затруднения с возвращением ГУН к исходной частоте после кор- рекции фазы. Любые несовершенства в стробировании и запоминании фазы приводят к фазовым и частотным ошибкам. В этой схеме реализуемая доб- ротность Q даже ниже, чем в манипулируемом гетеродине. АПЧ в РЛС с импульсной модуляцией задающего генератора. На рис. 15 показаны два способа АПЧ в таких РЛС. Сплошной линией в нижней части схемы изображена схема АПЧ первого гетеродина. Здесь система АПЧ удер- живает разность между частотами магнетрона и первого гетеродина равной средней частоте частотного дискриминатора ПЧ. При учете импульсного ха- рактера сигнала ошибки здесь применимы уравнения (4) — (6), полученные 164
2.5 Гетеродины для первого гетеродина, стабилизированного полым резонатором. Поэтому у необходимо определять по выходному отфильтрованному напряжению ди- скриминатора, которое относительно свободно от частотных составляющих, близких к частоте повторения импульсов РЛС. Если эта фильтрация осуще- ствляется фиксирующей непью, то чувствительность дискриминатора резко повышается и устраняются разрывы характеристики вносимого фильтром за- паздывания. Но даже при этом уравнения системы АПЧ не применимы, когда |р|=/п/8, где fn — частота повторения импульсов, так как характеристика Рис. 15. Два способа авюматической подс1ройк» частоты. группового времени запаздывания имеет разрыв при |р|=/п/2. На практике это обстоятельство никогда не является существенным, поскольку систему АПЧ необходимо делать очень инерционной, чтобы изменения частоты от им- пульса к импульсу были чрезвычайно малы. Второй способ применения системы АПЧ в РЛС с импульсной модуля- цией задающего генератора изображен на схеме рис. 15 штриховыми линиями. Он отличается от первого способа лишь тем, что напряжение сигнала ошибки воздействует на магнетронный генератор посредством следящего электродви- гателя (двигателя настройки). Так как двигатель создает разрыв прерывно- сти характеристики времени запаздывания и вместе с тем интегрирует напря- жение сигнала ошибки, то для устойчивой работы схемы в общем случае требуется фазоопережающее звено. Передаточная функция разомкнутого контура для этой схемы записы- вается в виде Р О m) (1 рТ2) (12) тле 6 — характеристика . регулирования .частоты, магнетрона, Гц/рал угла по- ворота вала; у — характеристика "дискриминатора, В/Тц; G — коэффициент 155
Г а 2 Радиолокационные приемники усиления усилителя; li-R^C— постоянная времени фазоопережпющего звена попочки, с; T2—R4C — постоянная времени цепочки, вызывающей отставание по фазе, с; Тт — постоянная времени двигателя, с; Кт — характеристика дви- :агеля, радиан угла поворота вала/с/В; где G) — частота, рад/с. Система АПЧ при правильном расчете должна иметь крутизну передаточной характе- ристики —20 дБ/декада до точки разрыва фазочастотной характеристики дви- гателя при pTm=j, крутизну —40 дБ/декада до точки разрыва фазочастот- ной характеристики фазоопережающей цепочки при рТ\—j и —20 дБ/декада от точки единичного коэффициента передачи контура до точки последнего разрыва непрерывности фазочастотной характеристики при pT^—j в области за точкой единичного коэффициента передачи. Реакция замкнутого контура на частотную ошибку магнетрона теорети- чески равна нулю (если статическим трением в двигателе и редукторе пре- небречь), а реакция на скорость ухода частоты магнетрона dFjdt Е dF dt dFjdt byCiKm (13) Здесь также справедливы замечания, касающиеся фильтрации выходного напряжения дискриминатора и ограничений частотной характеристики контура регулирования, обусловленных частотой следования импульсов АПЧ магнетрона предпочтительней АПЧ первого гетеродина, так как спектр магнетрона настолько широк, что небольшие отклонения несущей ча- стоты, вызванные быстродействующей системой АПЧ, на работе системы не сказываются. В случае АПЧ первого гетеродина фазовая ошибка, обуслов- ленная частотной ошибкой, накапливается в течение всего периода повторе- ния импульсов, что может вызвать, например, ухудшение качественных пока- зателей индикатора движущихся целей при увеличении дальности до цели. 2.6. Усилители с автоматической регулировкой усиления (АРУ) Области применения. РЛС обнаружения принимает отраженные сигналы, столь различные по уровню, что обычно динамический диапазон приемника с фиксированным усилением оказывается недостаточным. Различия в уровнях отраженных сигналов объясняются различиями эффективных площадей рас- сеяния илей (ЭПР) метеорологических условий и дальностей до целей. Однако влияние дальности до цели на уровень отраженных радиолокацион- ных сигналов сказывается гораздо сильнее всех прочих причин. Мощность отраженного радиолокационного сигнала, принимаемого от от- ражающего объекта, изменяется обратно пропорционально четвертой степени дальности или удвоенного времени распространения энергии зондирую- щего радиолокационного сигнала до этого объекта. Влияние дальности на мощность сигналов мешает измерению размера цели. Но определение размера цели необходимо для различения эхо-сигналов от «полезных» целей и эхо-сиг- налов от насекомых, атмосферных аномальностей или птиц (для которых в некоторых случаях ЭПР лишь немного меньше, чем для реактивного истре- бителя). Кроме того, характеристики многих радиолокационных приемников подвергаются нежелательным изменениям, когда динамический диапазон при- нимаемых сигналов превышает динамический диапазон приемника. Влияние этих факторов ослабляется схемой так называемой временной регулировки усиления (ВРУ), при которой усиление радиолокационного приемника ме- няется во времени так, что уровень усиленных радиолокационных эхо-сигна- пов не зависит от дальности до соответствующих целей» 156
2.6. Усилители с автоматической регулировкой усиления (АРУ) В РЛС обнаружения часто используются антенны с диаграммой направ- ленности вида «косеканс-квадрат», усиление в которой уменьшается при уве- личении угла места. При такой диаграмме направленности ограничивается мощность излучения на больших углах места, поскольку самолет, находящий- ся под большим углом места, неизбежно должен быть на малой горизонталь- ной дальности от РЛС и для его обнаружения нужна меньшая мощность. Однако при больших углах места мощность эхо-сигналов становится незави- симой от горизонтальной дальности и вместо этого изменяется обратно про- порционально высоте в четвертой степени. Поэтому характеристика схемы ВРУ, оптимальная для отраженных радиолокационных сигналов, приходящих под малыми углами места, ограничивает дальность обнаружения на больших углах места. Такая несовместимость требований к схеме ВРУ для предельных значений угла места резко ограничивает ее практическую ценность. Ограничение, налагаемое «косеканс-квадратной» диаграммой направлен- ности антенны на эффективность схемы ВРУ, можно ослабить при более реальном подходе к построению РЛС. Установлено, что антенна должна излучать больше энергии под большими углами места, чем это обеспечивается при диаграмме направленности вида «косеканс-квадрат». Это объясняется двумя причинами. Во-первых, дальность обнаружения при больших углах места ограничивается не шумами системы, а отражениями от местных пред- метов, вызванными облучением последних более мощной низковысотной частью главного луча. Во-вторых, применение противником средств радиопротиво- действия (РПД) уменьшает одновременно как максимальную горизонтальную дальность, так и максимальную высоту действия РЛС. Уменьшение макси- мальной высоты действия РЛС является более серьезным фактором. Обе эти причины заставляют отказаться от диаграммы направленности вида «косе- канс-квадрат» в пользу такой диаграммы, при которой антенна излучает больше энергии под большими углами места (см. § 5.20)- Изобретение многолучевых РЛС (типа SPS-2, FPS-7, MPS-20, FPS-27 и т. д.), у которых зона видимости формируется из нескольких лучей, позво- лило использовать схему ВРУ без ограничений, связанных с влиянием диа- граммы направленности антенны. В этих РЛС на каждый луч имеется по одному приемному каналу, и ВРУ можно применять в этих каналах незави- симо. Следовательно, приемники для верхних лучей могут иметь максималь- ное усиление на малых горизонтальных дальностях, тогда как приемники для нижних лучей — только на большой дальности. Однако схема ВРУ не может компенсировать различие уровней прини- маемых сигналов, обусловленное различием ЭПР местных предметов. Если преобладают отражения от «распределенных» местных предметов (от дождя, от морской поверхности, от дезориентирующих искусственных отражателей и т. п.), то применение автоматической регулировки усиления (АРУ) обеспе- чивает дополнительное подавление радиолокационного фона, что улучшает условия обработки принятых сигналов. -Для реализации АРУ напряжение с выхода детектора приемника после усиления и фильтрации подается по це- пям обратной связи на входы цепей регулировки усиления последовательно включенных каскадов усилителя. Постоянная времени цепей АРУ выбирается достаточно малой, чтобы обеспечить много операций по регулировке усиления в течение одного периода следования зондирующих импульсов, но вместе с гем и достаточно большой, чтобы получить приемлемое «усреднение» фона на экране индикатора. Поэтому реакция АРУ всегда несколько запаздывает. Мгновенная автоматическая регулировка усиления (МАРУ) — специали- зированный способ, редко применяемый на практике. МАРУ сохраняет диф- фепенциальное усиление каскада при воздействии незатухающей немодулиро- ванной или медленно модулированной помехи, редко представляющей собой серьезную опасность. В одном из вариантов ее реализации схема МАРУ по пени обратной связи регулирует отрицательное смещение каскада до тех пор, пока положительные выбросы мешающего сигнала не окажу 1ся на уровне 157
Гл 2. Радиолокационные приемники нормальной рабочей точки регулируемого каскада. Время реакции этой систе- мы выбирается очень малым, чтобы она могла отслеживать изменения уровня помехи. Биения отраженного от цели сигнала с узкополосной помехой создают флуктуирующий сигнал на выходе детектора огибающей, который необходимо продетектировать детектором частоты биений («третьим» детектором), если этот сигнал должен быть отображен на индикаторе кругового обзора. Ни АРУ, ни МАРУ не находят широкого применения в современных РЛС обнаруже- ния. В них ввиду его повышенной эффективности используется логарифмиче- ский обнаружитель с постоянной частотой ложных тревог (см. § 2.8). РЛС сопровождения. В отличие от РЛС обнаружения РЛС сопровожде- ния по дальности обрабатывает только конкретный, заданный отраженный радиолокационный сигнал. Этот отраженный сигнал имеет умеренные мерца- ния от импульса к импульсу; однако в основном изменения уровня сигнала происходят из-за изменений дальности цели. Качество работы автоматической системы слежения сильно зависит от этого уровня, который должен оста- ваться постоянным на входе измерителя сигнала ошибки по дальности или по углу. Регулировка уровня эхо-сигнала, подаваемого на вход измерителя, осуществляется впдоизменнной системой АРУ, регулирующее напряжение в которой формируется из эхо-сигнала, захваченного стробирующей цепью следящей системы. Критерии устойчивости таких систем автоматического регулирования разработаны в рамках теории импульсных систем обратной связи. Характеристики регулирования. Усилитель в ВРУ с экспоненциальной характеристикой регулирования. Для правильной работы схему ВРУ требуется сформировать быстро меняющееся управляющее напряжение, компенсирую- щее изменение уровня отраженных радиолокационных сигналов в зависимости от дальности. Наиболее распространенным методом реализации ВРУ является применение повторяющегося пилообразно изменяющегося напряжения, которое подается на входы цепей регулировки усиления ряда последовательно вклю- ченных каскадов усилителя. Полярность этого напряжения выбирается такой, чтобы усиление приемника возрастало при увеличении дальности. Управляю- щему напряжению придается такая форма, чтобы коэффициент усиления приемника по мощности изменялся пропорционально времени в четвертой степени или чтобы коэффициент усиления по напряжению изменялся пропор- ционально времени в квадрате. Точная форма управляющего напряжения зависит от характеристик регу- лирования каскада с регулируемым усилением G{U} и числа каскадов N: GN{U)^t2. (14) Если вид функции G(U} известен, то (14) можно решить относительно управ- ляющего напряжения, получив для него выражение в явном виде. Устройства с регулируемым усилением многих распространенных типов имеют характеристику регулирования, часть которой можно аналитически представить в виде зависимости G«Go№, (15) где G — коэффициент усилении каскада по напряжению; U — управляющее напряжение; К—постоянная величина; <?0 — коэффициент усиления при (7=0. Когда объединяют большое число каскадов, в каждом из них исполь- зуется лишь небольшой нижний участок его характеристики и принятое в (15) приближение становится достаточно хорошим. Схема твердотельного транзисторного усилителя, обеспечивающего харак- теристики регулирования по экспоненциальному закону с высокой точностью [9] в, динамическом- -диапазоне,-составляющем многие десятки децибел, * пэка- 158
2.6. Усилители с автоматической регулировкой усиления (АРУ) зана на рис. 16. Если параметры транзисторов одинаковы, то коэффициент усиления этого каскада определяется по формуле Q =(JL&~q (.U/kT) \ / (16) где q — заряд электрона; k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная темпе- ратура. Эта формула имеет высокую точность на участке характеристики ре- гулирования от точки, где описываемый ею эффект маскируется токами утеч- ки, до точки, где нарушается неравенство и^и0. Генератор управляющего напряжения ВРУ экспоненциальной формы. Закон изме- нения управляющего напряжения, обеспечи- вающий экспоненциальную характеристику регулирования, получается в результате ре- шения уравнений (14) и (15) относитель- но U(t): (2 log/-log Go). (17) В прошлом ограничение, налагаемое на ВРУ диаграммой направленности антенны, настолько ограничивало пределы ее работы по дальности, что не было смысла приме- нять точную ВРУ. Преобладающая форма напряжения ВРУ показана на рис. 17 — эго задержанное или ограниченное экспоненци- Рис. 16. Усилитель с экспоненци- альной характеристикой регулиро- вания. альное напряжение, три параметра которого находятся под контролем оператора РЛС. Экспонента приближается к лога- рифмической кривой только на интервале времени, составляющем 40—200% постоянной времени цепи. В более новых РЛС, для которых максимальная Время Урпоень ” Напряжение Рис. 17. Три регулируемых параметра управляющего напряжения простой си- стемы ВРУ. РиС. 18. Метод синтеза функции log t. дальность действия ВРУ достигает 330 км, управляющее напряжение столь простой формы не применяется. Метод синтеза . логарифмической характеристики регулирования log./ показан на рис. 18. С N генераторов напряжения, экспоненциальной формы 159
Гл. 2. Радиолокационные приемники с постоянными времени, находящимися в определенном соотношении, подают- ся на суммирующий усилитель, осуществляющий их сложение с равным весом, обеспечивая на выходе напряжение, следующее логарифмическому закону на большом интервале времени, т. е. в широких пределах изменения дальности. Выходное напряжение такого синтезированного генератора описывается двумя параметрическими уравнениями. U0~N — (Л4 — I) —0,739, (18) ^10Л' 1 RC. (19) 0----------1--0 Рис. 19. Схема упрощенного генератора log t. Независимая переменная М может принимать только целочисленные значения от 1 до У Смысл величины М заключается в определении каскада, напряже- ние на выходе которого только что снизилось до уровня 1/е. Эти уравнения точно описывают значения выходного напряжения в эти заданные моменты времени; в интервалах между ними ошибка по времени не превышает 5%. Упрощенная схема генератора, основанного на принципе объединения цепей с определен- ным образом подобранными постоянными вре- мени, показана на рис. 19. Эта схема применя- ется в РЛС, где необходима регулировка уси- ления во времени при отношении максимальной дальности к минимальной менее 100. Усилитель с ВРУ, имеющей линейную ха- рактеристику регулирования. Если напряжение сигнала Е> и управляющее напряжение U на схеме рис. 16 поменять местами с изменением знаков на противоположные, то характеристика регулирования усилителя станет линейной; V R Усиление ж---------, Re Ш (20) где U — теперь отрицательное управляющее напряжение, приложенное к эмит- терному резистору Re. Выполненные по такой схеме усилители в интегральном исполнении обеспечивают приближенно линейные характеристики регулиро- вания в диапазоне более 20 дБ. Линейную характеристику регулирования можно также получить при соответствующем использовании устройства с квадратичной характеристикой, такого, как, например, полевой транзистор. Из других приборов, имеющих нелинейную характеристику, пригодны некоторые электронные лампы с рез- кой отсечкой и многоэлектродные электронные лампы, применяемые в каче- стве модуляторных. Если усилительный каскад обладает линейной характе- ристикой регулирования, то оптимальным будет управляющее напряжение вида (21) Таким образом, два каскада усилителей с линейной регулировкой усиления при управляющем напряжении простой пилообразной формы ибеспечиваюг требуемую компенсацию зависимости мощности принимаемого сигнала от чет- вертой степени дальности. 160
2.6. Усилители с автоматической регулировкой усиления (АРУ) Схема ВРУ с обратными характеристиками. При одном необычном спо собе регулировки усиления, который дает результаты весьма близкие к рас- четным, используется ограничитель в качестве вычислителя отношения [10]. Как показано на рис. 20, широкополосный шумовой сигнал или внеполосный немодулированный синусоидальный с эффективным значением U вместе с сиг- налом Ef подается на вход широкополосного ограничителя. Вслед за ограни чителем включен фильтр, согласованный со спектром сигнала. Если прене- бречь затуханием в фильтре, коэффициент усиления на частоте сигнала равен где а — выходной порог ограничителя. Эта формула достаточно точна при Рис. 20. Регулировка усиления методом маскирования. Такой способ регулировки можно трактовать как намеренное подавление сигнала регулируемой помехой. Он применяется в приемниках с постоянной частотой ложных тревог (§ 2.8), которые обнаруживают цели, только когда уровни отраженных от них сигналов превышают помеху в заданное число раз. Регулировки усиления других типов оказывают на приемники с постоян- ной частотой ложных тревог незначительный эффект. Оптимальное управляющее напряжение для ограничительного каскада с регулируемым усилением имеет форму a sin mt (23) Такое напряжение невозможно генерировать непосредственно, но можно полу- чить, модулируя несущую частоты m подходящим видеосигналом. Можно также поступить иначе и использовать два последовательно включенных кас- када ограничения и фильтры для формирования функции, пропорциональной 1Д2 при заданном пилообразном напряжении высокой частоты формы U^t sin pt. ВРУ по высокой частоте. В СВЧ аттенюаторах с электронной регулиров- кой в качестве шунтирующего элемента широко используется р—I—п-диод. Такие аттенюаторы часто применяются для регулировки усиления в высоко частотном тракте радиолокационных приемников, если необходимо расширить динамический диапазон смесителя или УВЧ. Требуемые характеристики контура АРУ. Контур АРУ приемника (рис. 21) имеет коэффициент усиления, который нормально меняется в широ- ких пределах в зависимости от входного сигнала. Поэтому для обеспечения безусловной устойчивости контура регулирования при построении системы выбирают характеристики I типа (с крутизной ската в области верхних ча- стот —20 дБ/декада). Это удовлетворительное решение для многих примене- ний, где допустима инерционная система АРУ. Более быстродействующие си- стемы АРУ II типа нельзя использовать, если усиление по контуру не оста- ется постоянным, б Зак. 2247 161
Гл. 2. Радиолокационные приемники Если закон регулирования в каждом каскаде с регулируемым усилением является экспоненциальным, то дифференциальный коэффициент усиления разомкнутого контура выражается соотношением (24) Все величины, входящие в (24), пояснены на рис. дует, что если контур имеет усиление, выходного сигнала постоянным, то Первый Н-ц каскад каскад GPJ}=GozUi G(U)~Gozui 21.‘Из этого уравнения сле- достаточное для поддержания уровня коэффициент усиления контура также не зависит от уровня входного сигна- ла В этом случае существует значи- тельный простор в выборе характери- стик среза контура АРУ. Следова- тельно, в системе АРУ, от которой требуется быстрая реакция, должна использоваться экспоненциальная ре- гулировочная характеристика. В моноимпульсной РЛС со срав- нением уровней сигналов необходимо, чтобы усилители с регулируемым уси- лением были согласованными по амп- литудно- и фазочастотным характери- стикам. Большие фазовые погрешно- сти могут привести к искажениям ин- формации об угле цели. Однако зна- чение имеют только относительные фазовые ошибки. 2.7. Фильтрация Фильтрация во всей радиолокационной системе. Фильтр служит основ- ным средством, при помощи которого в приемнике осуществляется различение полезных отраженных сигналов и помех многих типов. По своим характери- стикам он может приближаться к устройствам одной из двух форм: к согла- сованному фильтру — пассивной системе, частотная характеристика которой комплексно сопряжена со спектром излучаемого сигнала, или к корреляцион- ному смесителю — активному устройству, в котором производится сравнение принимаемых сигналов с задержанной копией излучаемого сигнала. Предпо- лагается, что инерционность фильтров приемника достаточно мала, поэтому к моменту появления следующего импульса переходные процессы от преды- дущего успевают затухнуть, т. е. отклик фильтров обусловлен лишь одним излученным импульсом. На самом деле большинство РЛС облучают цель серией импульсов, преж- де чем главный лепесток диаграммы направленности полностью отойдет от направления на эту цель, и в приемнике некоторым образом комбинируется ряд принятых эхо-сигналов. Они могут обрабатываться интегратором, анало- гичным согласованному фильтру в том смысле, что импульсная характери- стика его должна соответствовать модуляции отраженного сигнала, произво- димой сканирующей антенной. Принятые эхо-сигналы могут непосредственно подаваться на индикатор кругового обзора, и тогда оператор визуально инте- грирует отметки цели в секторе, который соответствует ширине главного лепестка диаграммы направленности антенны. Чтобы отличить нужные целя от ненужных, могут применяться различные доплеровские методы, включая селекцию движущихся целей. Для всей радиолокационной системы эти опе- 162
2.7. Фильтрация рации можно считать фильтрацией, но они рассматриваются в других главах данного справочника. Здесь же рассмотрены те вопросы фильтрации в прием- нике, которые связаны с отделением одиночного импульса от помех, хотя будет учитываться, что проблема последующей фильтрации последователь- ности эхо-сигналов от одиночной цели требует также рассмотрения вопросов стабильности приемного фильтра. В некоторой точке тракта радиолокационного приемника детектор соз- дает выходное напряжение, являющееся некоторой функцией огибающей сиг- нала ПЧ. Если эта функция является линейной, то такой детектор называется детектором огибающей; логарифмические детекторы будут рассмотрены в § 2.9. Отклик линейного детектора на слабые сигналы, которые незначи- тельно превышают уровень шума, был предметом интенсивных исследова- ний [11]. Различные пары частотных составляющих входного шума, которые могут далеко отстоять от спектра полезного эхо-сигнала, могут взаимодейст- вовать и в результате перекрестной модуляции создавать составляющие ча- стоты биений на выходе детектора, лежащие в полосе полезного сигнала. Аналогично в результате перекрестной модуляции с шумом некоторая часть энергии полезного сигнала попадает за пределы желательной полосы частот. Поэтому фильтрация после детектирования по огибающей менее эффективна, чем додетекторная фильтрация. Все последетекторные цепи должны иметь полосу пропускания в несколько раз шире спектра эхо-сигнала, а додстектор- ную фильтрацию необходимо оптимизировать, как будет описано ниже. Определения. Следует заметить, что не существует общепринятых опреде- лений таких понятий, как длительность импульса и ширина спектра излучае- мого сигнала, импульсная характеристика и полоса пропускания фильтров или эквивалентные параметры антенны — ширины главного лепестка и ширина спектра, обусловленная сканированием антенны. Смысл этих понятий необ- ходимо пояснять. Энергетические определения. Для обнаружения радиолокационных эхо- сигналов на фоне шумов фундаментальными параметрами являются уровни энергий излученного сигнала, шума приемника и отраженных сигналов, принимаемых при сканировании цели антенной. Эти энергетические парамет- ры определяют длительность прямоугольной функции времени, которая имеет такое же максимальное значение и такую же энергию, как и соответствую- щая реальная функция. Единственная цель такого подхода — связать макси- мальное значение функции с более существенным параметром — энергией Из перечисленных параметров легко измеряется только энергия импульса, равная отношению средней мощности к коэффициенту заполнения импульсов. Эту энергию можно использовать непосредственно в уравнении дальности радиолокации, не определяя раздельно пиковую мощность и длительность «энергетического» импульса. Шумовая, или энергетическая, полоса приемника часто используется при 'теоретическом анализе, но редко задается в перечне параметров РЛС; шумовую полосу даже нет необходимости включать в уравнение дальности, если приемник приближается к согласованному фильтру. Определения по уровню —3 дБ. Чтобы сделать возможным непосредст- венное измерение параметров по форме сигналов, развертываемых на экране осциллографа или на ленте самописца, было принято определять ширину функций либо на уровне половинной мощности (—3 дБ), либо на уровне поло- винного напряжения (—6 дБ). Для функций, напоминающих колоколообраз- ные гауссовы кривые, ширина на уровне —3 дБ является точным приближе- нием к их энергетической ширине; частотная характеристика приемника обычно отвечает этому условию достаточно точно. Огибающие импульсов и спектров импульсов на выходе передатчиков обычно значительно откло- няются от гауссовых. Определения по уровню —6 дБ Хотя ширина главного лепестка диаграм- мы направленности антенны (и принятых эхо-сигналов) часто определяется 163
Гл. 2. Радиолокационные приемники по точкам, лежащим на уровне —3 дБ, это фактически определение по уров- ню —6 дБ принимаемых эхо-сигналов при сканировании цели антенной; в тех РЛС, у которых главные лепестки диаграммы направленности на передачу и на прием неодинаковы, обычно задается ширина результирующего лепестка на передачу и прием на уровне —6 дБ. В большинстве случаев при опреде- лении формы импульсов в качестве параметров используют напряжения, при- чем время нарастания и время спада определяются соответственно на уров- нях 10 и 90%, а длительность импульса — на уровне 50% (—6 дБ). Анало- гично частотные характеристики фильтров часто определяются частотными интервалами между точками, лежащими на уровнях —6 и —60 дБ. В этой главе будут в основном использоваться определения по уровню —6 дБ. Таблица 2 Приближения к согласованным фильтрам Форма импульса Фильтр Оптимальное значение произведения ширины полосы на длитель- ность Потери рас- согласования, дБ —3 дБ -6 дБ энерге- тиче- ски й Гауссова Гауссов полосовой Полосовой с прямоугольной частотной характеристикой 0,92 1,04 0,44 0,72 0,50 0,77 0 0,49 Прямоугольная » » » » Гауссов полосовой 5 резонансных контуров с оди- наковой настройкой 2 резонансных контура с оди- наковой настройкой Однополюсный фильтр Полосовой с прямоугольной частотной характеристикой 1,04 0,97 0,95 0,70 1,37 0,72 0,67 0,61 0,40 1,37 0,77 0,76 0,75 0,63 1,37 0,49 0,50 0,56 0,88 0,85 Прямоугольная с внУтриимпулъс- ной ЛЧМ Г ауссов 1.04 длительности по уровню —6 дБ эквива- лентного sin х/х импульса (0,86 ширины его спектра) 0,6 Совершенно независимо от степени его распространенности, имеется несколько рациональных соображений в пользу употребления параметров, определяемых по уровню -—6 дБ. Как указано в табл. 2, значение произве- дения ширины спектра на длительность импульса, оптимальное для обнару- жения импульса на фоне белого гауссова шума, при определении на уровне —6 дБ не отклоняется существенно от единицы у большинства практически используемых сигналов. Энергетические определения или по уровню — 3 дБ приводят к разбросу оптимальных значений в широких пределах в зависи- мости от формы импульса и полосы пропускания фильтра; при использовании 164
2.7. Фильтрация . этих параметров невозможно сделать быструю оценку оптимальной ширины спектра сигнала или полосы пропускания фильтра. Распределенные отражения от местных предметов, дождя или облака искусственных пассивных отражателей часто представляют более серьезную помеху при обнаружении цели, чем шум. При пропускании через фильтр и интегратор с оптимальными полосами пропускания принятый эхо-сигнал растягивается по дальности и по угловым координатам; спектр же местных помех на выходе приемника, будучи произведением спектра излученного сиг- нала и частотной характеристики приемника, уже, чем каждый из них в от- дельности. Поэтому ширина лепестка на передачу и на прием по уровню —6 дБ и длительность импульса по уровню —6 дБ весьма точно аппрокси- мируют протяженность радиолокационной ячейки, из которой «оптимальный» приемник накапливает энергию помех. Подведем итог по общей полезности определений параметров по уровню —6 дБ: 1) в уравнение дальности для обнаружения цели на фоне шума не требуется вводить импульсную мощность, длительность импульса или полосу пропускания приемника; только при вычислении эффективности интегратора необходимо знать число принимаемых импульсов (при этом общепринятым является определение по уровню —6 дБ); 2) оптимальная ширина спектра близка к величине, обратной длительности эхо-сигнала, если оба эти пара- метра измеряются на уровне —6 дБ (это положение относится как к фильтру приемника, так и к интегратору); 3) энергия помех от сигналов, отраженных от местных предметов, дождя или облака искусственных пассивных отража- телей. которая воспринимается приближенно согласованным приемником, хорошо определяется длительностью импульса, измеренной на уровне —6 дБ, и шириной лепестка диаграммы направленности на передачу и прием, также определенной на уровне —6 дБ. Приближения к согласованным фильтрам. Наиболее эффективным фильт- ром для различения белого гауссова шума и полезных эхо-сигналов является согласованный фильтр — пассивная цепь, частотная характеристика которой есть функция, комплексно-сопряженная со спектром излученного сигнала. Он может обрабатывать эхо-сигналы, пришедшие с любых дальностей. Кор- реляционный смеситель — активное устройство, которое сравнивает прини- маемые сигналы с задержанной копией излученного сигнала, математически эквивалентен согласованному фильтру, но он реагирует только на эхо-сш налы, приходящие с одной заданной дальности; вследствие этого его исполь- зование в радиолокационных системах более ограничено. Табл. 2 иллюстрирует относительные потери вероятности обнаружения, возникающие в результате использования различных приближений к согласо- ванному фильтру с целью упрощения аппаратуры или улучшения фильтрации помех других видов. Оптимальные значения полос пропускания этих фильт- ров также приведены в таблице в виде произведения полосы пропускания фильтра ча длительность импульса. Обычно ширина полосы пропускания может отклоняться от оптимального значения на 30—50%, прежде чем вероят- ность обнаружения ухудшится дополнительно на 0,5 дБ. Эта довольно широ- кая область «оптимальных значений» центрируется вблизи значения произ ведения полосы на длительность, равного единице, для всех применяемых фильтров, если использовать определения по уровню —6 дБ. Обычно полосу пропускания радиолокационного приемника выбирают несколько больше оптимального значения — с учетом возможного сдвига между спектром эхо-сигнала и полосой пропускания фильтра, обусловленного скоростью движения цели и допусками на точность настройки приемника. Хотя из-за этого приемник становится более подверженным воздействию узкополосных помех не на основной частоте настройки (рис. 22), зато для него сокращается время, необходимое для восстановления чувствительности приемника после воздействия импульсной помехи (рис. 23). Эти графики также показывают, что с точки зрения хорошего подавления помех обоих IGi
Гл. 2. Радиолокационные приемники указанных типов форма частотной характеристики фильтра в полосе пропу- скания даже важнее, чем ширина полосы пропускания. Следует избегать применения фильтров с прямоугольной формой как частотной характеристики в полосе пропускания, так и импульсной характеристики; чем точнее прибли- жение данного фильтра к гауссову фильтру, тем лучше скаты характеристик как в частотной, так и во временной области. Последний пример в табл. 2 — радиолокационный сигнал с внутриим- пульсной линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) при прямоугольной оги- бающей. Фильтр в таких РЛС выполняет дополнительную функцию — взве- Рис. 22. Частотные характеристики полосовых фильтров. шивапие спектра эхо-сигнала для подавления временных боковых лепестков («звона»), которые появляются на выходе декодера. Эти побочные выходные импульсы позволяют «сильной» цели маскировать присутствие соседних более «слабых» целей, что является источником своего рода собственных помех. Гауссов фильтр с оптимальной полосой пропускания создает временные боко- вые лепестки на уровне —20,5 дБ, и в РЛС с внутриимпульсной ЛЧМ обыч- но используется полоса пропускания, меньшая оптимальной, для дальнейшего уменьшения временных боковых лепестков. Резюмируя, можно сказать, что точно так же, как низкой шумовой тем- пературой радиолокационного приемника обычно жертвуют ради обеспечения некоторых более важных характеристик (динамического диапазона, ширины полосы пропускания и т. д.), фильгр приемника часто выбирают отличным от согласованного фильтра с целью достижения более высокой защищенности от помех, отличающихся от шума. Проблемы фильтрации, связанные с побочными каналами приема при преобразовании частоты. Приближение к согласованному фильтру, как пра- вило, легче всего осуществляется на некоторой частоте, отличной от частоты излучения РЛС. Оптимальная частота фильтрации зависит от ширины спект- 168
2.1. Фильтрация ра эхо-сигнала и .характеристик составляющих элементов фильтра. Поэтому в радиолокационном приемнике производится преобразование частоты эхо- сигнала к средней частоте фильтра посредством одной или более ступеней преобразования с использованием гетеродинов и смесителей. Механизм возникновения побочных каналов приема при преобразовании частоты описан в § 2.4. Частоты мешающих сигналов могут преобразовы- ваться в требуемую промежуточную частоту, несмотря на то, что они доста- точно далеко отстоят от частоты полезного эхо-сигнала на входе смесителя. Способность приемника подавлять подобные помехи определяется фильтра- цией до смесителя и качеством самого смесителя. О 10 20 30 00 50 60 907. 7О°/. 7% 0,5 1 2 3056289 Произведение бремен ноге окнонения от максимума выходного импульса на полосу пропускания по уровню-бдб (B^dt) Рис. 23. Импульсные характеристики фильтров. Зеркальный канал — наиболее опасный из побочных каналов приема, но в смесителе, построенном по схеме подавления сигналов зеркального канала, легко обеспечивается их подавление на 20 дБ. Фильтр может дополнительно ослабить сигналы на частоте зеркального канала, прежде чем они достигнут смесителя, если отношение входной и выходной частот смесителя не превы- шает значения нагруженной добротности Q имеющихся фильтров Необходи- мостью обеспечить заданную степень подавления сигналов зеркального капала объясняется, почему в некоторых приемниках применяется двойное преобра- зование частоты, а не непосредственное преобразование частоты эхо-сигнала в конечную промежуточную частоту в одной ступени преобразования. Прочие побочные комбинационные колебания становятся более опасными, если отношение входной и выходной частот понижающего преобразователя меньше 10. Номограмма побочных комбинационных колебаний (рис. 2) пока- зывает, что существуют определенные значения отношения частот, которые обеспечивают свободные от побочных комбинационных колебаний полосы частот шириной примерно 10% от номинала промежуточной частот. Исполь- зуя высокое значение первой промежуточной частоты, можно устранить ме- шающее воздействие зеркального канала и обеспечить широкий диапазон перестройки приемника, свободный от побочных колебаний. Тем не менее 167
Г л. 2. Радиолокационные приемники необходимость фиЛьтР9ции до смесителя сохраняется, поскольку ближайшие побочные каналы Приема имеют относительно низкий порядок и могут созда- вать на выходе см^сителя сигналы больших уровней. Помимо внеш^их Источников помех разработчик РЛС должен учитывать внутренние источн)1КИ- РЛС с селектором движущихся целей и импульсно-доп- леровские РЛС ос°бенно подвержены воздействию любых подобных колеба- ний внутреннего пРоис^ождения, которые не когерентны, т. е. не имеют оди- наковую фазу npji излучении каждого из импульсов. Из-за их некогерент- ности действие побочного сигнала получается различным для каждого эхо-сигнала и способность подавления помех от местных предметов ухуд- шается. В истинно коГеРентной РЛС все колебания, генерируемые на различных частотах, в том цисле в промежутке времени между импульсами, так или иначе формируют^ °Т единственного стабильного генератора. Когерентны не только все полезные желательные колебания, но также и все возникающие внутри РЛС побоЙНЬ!е нежелательные сигналы и они не влияют на подавле- ние помех от местных Предметов. Чаше всего, oAHa&o, РЛС с селектором движущихся целей и импульсно- доплеровские РЛб бывают псевдокогерентными, как показано на рис. 24. Второй гетеродин является опорным эталонным генератором для фазового детектора и может использоваться как времязадающее устройство, с помощью которого определяется период повторения импульсов. Второй гетеродин так- же используется /ля формирования частоты передатчика, сдвинутой относи- тельно частоты некоге6ентного первого гетеродина. Ни первый гетеродин, ни передатчик некогеРентНы; их фазы различны для каждого излучаемого импульса. Только в Тракте промежуточной частоты приемника эхо-сигнал от неподвижной ц£ли в рабочей полосе частот когерентен (a=const, где а — фаза эхо-сигнала, когда передатчик включен); практически все побочные колебания на выходе смесителя некогерентны и создают флуктуирующий сиг- нал на промежуточной частоте. Единственная побочная составляющая, которая может быть когерентной в псевдокогерентй°й ^ЛС, это колебание на зеркальной частоте. Спектр импульсного сигнала Может иметь довольно широкие скаты и заходить в по- лосу зеркального канала (см. рис. 24). Свернутый спектр на промежуточной частоте имеет две составные части в пределах полосы пропускания согласо- ванного фильтра, и, если относительная ширина полосы пропускания по ПЧ велика, нежелатеЛьная зеркальная составляющая может иметь значительный уровень. Только тогда, когда она когерентна, ухудшение степени подавления помех от местных предметов не будет иметь места. Рассмотрим псевДОкогерентную РЛС, в которой частота следования им- пульсов формируется °т независимого источника. В этом случае фаза второго гетеродина а меняется от импульса к импульсу и, хотя фаза эхо-сигнала от неподвижной цел!’ в рабочей полосе частот меняется в той же мере, фаза побочного эхо-сигнала по зеркальному каналу приема изменяется в проти- воположную сторонУ- При этом степень подавления эхо-сигнала от неподвиж- ной цели ограничиваетея уровнем побочного эхо-сигнала. Очевидно, чтя общая фильтрующая способность РЛС, ее способность усиливать желатеЛьные эхо-сигналы и подавлять нежелательные помехи может ухудшаться из-за побочных каналов приема на различных этапах преобразо- вания. Особенно подвержены такому ухудшению РЛС с селектором движу- щихся целей и импульсно.доплеровские РЛС, которые могут не обеспечивать ожидаемого улучшения степени подавления помех от местных предметов, если сигнал второго гетеродина не имеет одной и той же фазы в момент излуче- ния передатчиком каЩдого импульса. Все РЛС подвержены воздействию помех не на основой частоте приема, которые, если их не отфильтровать до достижения ими смесиделЯ; могут создать заметный выходной сигнал в основ- ной полосе по ПЧ. 168
2.7. Фильтрация, Способность РЛС с селектором движущейся цели и импульсно-доплеров- ских РЛС подавлять помехи от местных предметов может ухудшиться, если фильтр приемника не вполне стабилен. Основные характеристики приемного тракта (коэффициент усиления, групповое время запаздывания, частотная или 3) Рис. 24. Псевдокогерентная РЛС: а «• структурная схема; б — ВЧ спектр эхо-сигнала; в — спектр эхо-сигнала по ПЧ, 169
Гл. 2. Радиолокационные приемники импульсная характеристика) должны быть стабильны, чтобы их влияние на каждый импульс принятого эхо-сигнала было одинаково. Рассмотренные выше побочные каналы приема при преобразовании и про- блемы, связанные с работой первого и второго гетеродинов, изложенные в § 2.5, характеризуют лишь наиболее вероятные, встречающиеся в практике источники нестабильности. Для более полного решения проблемы нестабиль- ности необходимо уделить должное внимание и другим элементам прием- ника. Вибрации или пульсации в цепях питания могут привести к модуляции модуля и фазы коэффициента передачи (особенно в усилителях высокой ча- стоты). Такая модуляция ухудшит степень ослабления помех от местных предметов, если частота пульсаций не является гармоникой частоты повторе- ния импульсов. 2.8. Некоторые соображения о приеме с постоянной частотой ложных тревог Определение. Многие РЛС работают в условиях, когда собственный шум, создаваемый в приемнике, не является доминирующим источником помех. Нежелательные эхо-сигналы от дождя и местных предметов и нежелательные сигналы от других источников излучений часто превышают уровень шума приемника. Эти источники помех могут полностью забить экран индикатора РЛС или перегрузить ЭВМ, осуществляющую решения типа «да—нет» с целью выявления эхо-сигналов, отраженных от целей, подлежащих обнару- жению или сопровождению. Дискретный процесс решения этой задачи обычно связан с установлением порогов обнаружения на входе и выходе цифрового вычислителя. В каждой точке можно определить вероятность обнаружения желательной цели и веро- ятность ложной тревоги из-за шума или одного из упомянутых выше источ- ников помех. Оператор, наблюдающий экран индикатора кругового обзора (ИКО), принимает в некотором смысле сходное решение, и поэтому понятие ложных тревог применимо к большинству радиолокационных систем. И опе- ратор и цифровой вычислитель будут стремиться поддерживать частоты лож- ных тревог на некотором приемлемом постоянном уровне путем автоматиче- ского регулирования усиления в приемном тракте РЛС при изменении интенсивности помех. Приемники, обладающие этим свойством, называются приемниками с постоянной частотой ложных тревог или ПЧЛТ-приемниками. Методы амплитудного различения. Для изменения коэффициента усиле- ния приемного тракта РЛС можно использовать усилители с регулируемым усилением (наподобие описанных в § 2.6), но их возможности по поддер- жанию ПЧЛТ ограничены. Система ВРУ меняет усиление в соответствии со средним ожидаемым уровнем отражений от дождя или местных предметов на различных дальностях, но отклонения от этих ожидаемых уровней или воздействие активных источников помех могут привести к нарушению нор- мальной работы РЛС. Система АРУ будет стремиться поддерживать уровень помехи постоянным [12], но такая система всегда инерционна и медленно реагирует на изменение уровня помех. Например, системы автоматической регулировки усиления по уровню шума (ШАРУ) производят стробирование шума в нерабочих интервалах между излученным и принимаемым импульсами и приводят обычно к неправильному решению о том, что данный уровень помех характерен для всех дальностей. Если селектируемая цель по своим физическим размерам мала по срав- нению с размерами ячейки разрешения РЛС по дальности, а мешающие сиг- налы распределены по протяженной зоне, большой по сравнению с размером ячейки разрешения, то знание этих особенностей цели и помех можно исполь- зовать для их различения. На выходе логарифмического обнаружителя на- пряжение от подобных пространственно распределенных помех от местных I7J
2.8. Некоторые соображения о приеме с постоянной чистотой ложных тревог предметов можно разделить на две составляющие. Одна составляющая бы- стро меняется с дальностью, и ее распределение вероятности и скорость флук- туаций хорошо согласуются с распределением вероятности и скоростью флук- туаций шума независимо от величины сигналов, отраженных от местных предметов. Крони [13] показал, что среднеквадратическое значение выбросов на выходе логарифмического обнаружителя для сигналов, подчиняющихся релеевскому распределению в основной полосе частот, равно ал/У24, где а — крутизна логарифмической характеристики, B/дБ; эта составляющая имеет ПЧЛТ-характеристику для помехи этого типа. Другая составляющая напря- жения меняется более медленно в зависимости от дальности, представляя среднюю интенсивность помех от местных предметов или мешающих эхо-сиг- налов на любой дальности; возможность получения ПЧЛТ-характеристики зависит от того, в какой степени эта составляющая может быть подавлена фильтром. В приемнике с логарифмическим обнаружителем с малой постоянной вре- мени (логарифмический МПВ-приемник) используется фильтр простейшей формы, дифференцирующая цепь с малой постоянной времени. Некоторые его недостатки можно устранить, применяя более сложный фильтр. Для разли- чения этих двух типов приемников второй из них был назван логарифмиче- ским ПЧЛТ-приемником. Как показано на рис. 25, цепочку с малой постоянной времени можно рассма1ривать как приближение к дифференцирующему звену или к комби- нации интегрирующего и вычитающего звеньев. Вторая интерпретация явля- ется более полезной, так как позволяет четко определить ее недостатки. Назначение интегратора — запоминать медленно меняющееся напряжение, ха- рактеризующее среднюю интенсивность помех от окружающих местных пред- метов. Однако если постоянная времени приближенно соответствует длитель- ности импульса, то «среднее» есть просто эхо-сигнал от местного предмета из соседней ячейки дальности и точно так же шумоподобен, как исходный сигнал, отраженный от местных предметов. Вероятность обнаружения ухуд- шается, так как флуктуации на выходе вычитающего звена возрастают из-за присутствия двух шумоподобных сигналов и из-за того, что некоторая часть энергии сигнала, отраженного селектируемой целью, подавляется. При большой постоянной времени ухудшение вероятности обнаружения устраняется, но характерная для такого режима слишком замедленная реак- ция недопустима. В каждой ячейке разрешения по дальности фронты сигна- лов, отраженных от местных предметов, остаются видимыми, а на спадах появляются тени. Задержки в интеграторе и указанный односторонний харак- тер выборок из помехи от местных предметов ограничивают его способность отслеживать изменения интенсивности помех от местных предметов. Рис. 26 иллюстрирует более сложный фильтр логарифмического ПЧЛТ- приемника. Узкополосный фильтр видеочастот с плавной и симметричной им- пульсной характеристикой усредняет сигнал помехи в пределах около 10 ячеек разрешения. Его выходное напряжение является приемлемым «средним», имеющим малую дисперсию по сравнению с входным напряжением, и эхо- сигнал от одиночной цели создает незначительное его возмущение. Поэтому вероятность обнаружения ухудшается в незначительной мере при вычитании этого среднего из сигнала. В схеме имеется линия задержки, согласованная по времени запаздывания с фильтром, так что выборка из помехи от местных предметов является симметричной. Данная схема одинаково реагирует на фронт и спад сигнала помех от местных предметов. Характеристика ПЧЛТ зависит от способности фильтра отслеживать любые изменения средней мощности помех. Длительность импульсного отклика фильтра должна быть меньше длительности сигнала помех, соответствующего протяженности обычной группы отражающих местных предметов, чтобы ПЧЛТ-приемник быстро реагировал на изменяющуюся помеховую обстановку. Если эхо-сигналы должны отображаться на экране ИКО, то обычно 171
Гл. 2. Радиолокационные приемники в схему вводится антилогарифмическая цепочка для восстановления коит- растности изображения и устранения снижения вероятности обнаружения, связанного с логарифмическим сжатием. Грин [14] вычислил потери для диаграммы направленности антенны гауссовой формы, сканирующей цель, при обработке эхо-сигналов квадратичным интегратором. Если исключить антило- гарифм ическую цепь, то потери по мощности при 100 облучениях цели за время ее нахождения в главном лепестке составляют около 1 дБ; при 10 об- лучениях они достигают 0,5 дБ. Цифровые интеграторы, в которых решение Эка-сигнал по ВЧ I Логиоцвичинеснии детехглор U а-) Эхо—сигнал по ПЧ видеосигнал на индикатор Рис. 26. Логарифмический ПЧЛТ-обнару- житель для различения точечных и рас- пределенных целей. видеосигнал на инданаклор Рис. 25. Логарифмический обнаружитель с малой постоянной времени для различе- ния точечных и протяженных целей. о превышении сигналом порога принимается по каждому импульсу, не ухуд- шают своих характеристик при использовании логарифмических обнаружи- телей и поэтому не нуждаются в антилогарифмической цепочке. Методы фазового различения. В ПЧЛТ-приемниках другого класса вся информация об уровне эхо-сигналов полностью утрачивается вследствие использования ограничителей с уровнем ограничения, лежащим .значительно ниже нормального уровня шумов [15]. В этих приемниках различение полез- ных эхо-сигналов и помех осуществляется исключительно по изменению во времени фазовой структуры напряжения на выходе ограничителя — на основе того, насколько хорошо она коррелирована с фазовым кодом излученного импульса. В тех РЛС, которые излучают последовательность простых импульсов, характеристикой, позволяющей различать полезный эхо-сигнал от шума или помех от местных предметов, является мгновенная частота, которая остается постоянной на протяжении импульса независимо от значения несущей часто- ты. Для улучшения этой способности различения и использования других преимуществ сжатия импульсов часто применяют более сложные фазовые коды излучаемых сигналов. На этом общем принципе основано широкое мно- гообразие аппаратурных реализаций, каждая из которых обладает теми или 172
2.8. Некоторые соображения о приеме с постоянной частотой ложных тревог иными преимуществами при подавлении помех определенных типов и недо- статками в некоторых других помеховых ситуациях. Тем не менее всем им присущи определенные обшие свойства, на которых целесообразно остано- виться. В отличие от методов амплитудного различения методы фазового разли- чения не связаны с проблемой скорости реакции на изменяющуюся интенсив- ность помех. Они чувствительны только к тому, насколько хорошо эхо-сиг- нал соответствует заданной внутриимпульсной фазовой структуре, и для них допустимы быстрые изменения уровня сигнала в широких пределах. В принципе режим ограничения разрушает некоторую часть информации, и в результате качество системы несколько ухудшается. Возможность обна- ружения в шумах при ограничении ухудшается [16], но эти потери умень- шаются до менее 1 дБ, если произведение полосы пропускания ограничителя на длительность сигнала превышает 20. Аналогично ограничение уменьшает способность к ослаблению помех от местных предметов у РЛС с селектором движущихся целей, в которых сравнивают более чем два импульса, но имеют менее 20 облучений цели за время ее нахождения в главном лепестке диа- граммы направленности антенны, Эти потери качества относятся к математически идеальному ограничите- лю, т. е. такому ограничителю, который осуществляет нормирование ампли- туды, не искажая фазовых соотношений. В той мере, в какой фазовый сдвиг в ограничителе изменяется с амплитудой, ограничитель преобразует ампли- тудный шум в фазовый. Если изменение амплитуды в пределах 1 дБ (12%) преобразуется в эквивалентное изменение фазы в пределах 12% радиана (7°), то амплитудный шум на входе создает фазовый шум на выходе, имеющий эквивалентную энергию, и вероятность обнаружения уменьшается. Чтобы эти потери были незначительными, крутизна амплитудно-фазового преобра- зования не должна превышать 2°/дБ. Увеличение произведения полосы пропускания на длительность сигнала с целью сокращения потерь из-за ограничения приводит к другим последст- виям. Чем больше полоса пропускания приемника (до перехода его в режим ограничения) превышает ширину спектра излучаемого сигнала, тем более подвержен приемник влиянию помех не на основной частоте приема или мешающих сигналов, частота которых медленно изменяется [12]. С другой стороны, если необходимо обеспечить хорошие импульсные характеристики приемника [12], то нужно улучшить его способность к быстрому восстанов- лению после воздействия импульса или организованной помехи, частота кото- рой быстро изменяется. По мере возрастания длительности эхо-сигнала в ограничительном кас- каде в результате фазового кодирования, РЛС становится более уязвимой для частичного перекрытия эхо-сигналов по времени [15]. Вследствие эффекта подавления слабого сигнала сильным эхо-сигиалом вероятность обнаружения слабого сигнала быстро уменьшается при увеличении относительного их пере- крытия, если после звена согласованной фильтрации установлен обнаружи- тель с фиксированным порогом обнаружения. Это уменьшение вероятности обнаружения связано не с большим ухудшением отношения сигнал/шум для слабого сигнала, а с подавлением и слабого сигнала и шума в чашеобразной области, охватывающей временную длительность сильного сигнала. Влияние этой чашеобразной помеховой области можно ослабить, если после прием- ника с фазовым различением включить логарифмический обнаружитель ПЧЛТ. Последний эквивалентен по своему действию системе АРУ, изменяю- щей усиление, чтобы удалить «черный провал» или чашеобразную область, возникающую из-за ограничения. Этот пример иллюстрирует, как сочетание различных методов получения ПЧЛТ часто может обеспечить защиту от помех многих видов, чем любой одив отдельно взятой метод. Последовательность операций необходимо тща- £73
Гл. 2. Радиолокационные приемники тельно упорядочить, чтобы сохранить преимущества каждого метода, умень- шив вместе с тем влияние различного вида помех. 2.9. Логарифмические усилители Области применения. Моноимпульсные РЛС. Логарифмическим детекто- ром называется устройство, выходной сигнал которого по видеочастоте про- порционален логарифму огибающей входного сигнала ПЧ. Он часто исполь зуется в моноимпульсных РЛС для выделения информации о точном угловом положении разрешаемой цели. Принцип его работы легче всего пояснить для случая гауссовой диаграммы направленности антенны, хотя диаграмма на- правленности практически никогда не бывает вполне гауссовой. Рассмотрим пару диаграмм направленности в форме ехр(—Кф2), направления максимумов которых в одной главной плоскости разнесены на угол 0. Принимаемые сиг- налы подаются на два канала приемника, каждый из которых содержит понижающий преобразователь частоты и логарифмический детектор. Видео- выходы детекторов включены по дифференциальной схеме, так что напря- жения видеосигналов взаимно вычитаются, давая результирующий — разно- стный сигнал, пропорциональный величине Кбф. Выходное напряжение вычи- тающего звена линейно зависит от угла цели ф, и его можно непосредственно использовать для коррекции углового положения антенны. Логарифмическая моноимпульсная система создает более высокий уро- вень углового шума вблизи направления электрической оси антенны, но менее высокий уровень углового шума при больших угловых отклонениях от элект- рической оси, чем суммарно-разностные моноимпульсные системы, обычно применяемые в РЛС сопровождения. Поэтому она более распространена в радиолокационных системах с многолучевой диаграммой направленности антенны, которые пе должны обеспечивать сопровождение цели на направле- ниях, близких к электрической оси антенны. ПЧЛТ-приемник при наличии помех от местных предметов. Логарифми- ческий детектор полезен для обеспечения постоянной частоты ложных тревог при наличии шума, отражений от дождя, от поверхности моря и других поме- хах переменной интенсивности. Этот случай применения рассмотрен в § 2.8. Запись сигналов. Некоторые радиолокационные системы являются изме- рительными устройствами, эхо сигналы в которых записываются для после- дующего анализа или обработки. Если уровень сигнала изменяется в широ- ких пределах, - то может понадобиться запись логарифма его амплитуды. Число двоичных разрядов, необходимых для логарифмической записи, равно ,, , Динамический диапазон, дБ N => Iog2--------------------------. (25) Разрешающая способность, дБ Характеристики. Точность. В логарифмических детекторах и усилителях ПЧ используется кусочно-линейная аппроксимация логарифмической харак- теристики. Для достижения наилучшего совпадения с логарифмической кривой обычно стыкуют отрезки прямых с одинаковым отношением длин и изменяю- щимся тангенсом угла наклона. Каждый отрезок прямой будет точно соот- ветствовать логарифмической кривой в двух точках и иметь максимальную ошибку приближения на его концах и посредине. Абсолютная величина ошиб ки [17] возрастает при увеличении отношения длин отрезков. На рис, 27 показано, как эта ошибка меняется в зависимости от отношения длин отрез- ков (называемого также усилением на отрезок). На практике стыки между «линейными» отрезками не являются резкими и наилучшая подгонка к лога- рифмической кривой может дать погрешность меньше теоретической, 174
2.9. Логарифмические усилители Преобразование к логарифмическому виду можно также производить в цифровой форме (после аналого-цифрового преобразования) при помощи эквивалентного линейного приближения (линейной аппроксимации), В этом случае отношение длин отрезков прямых соответствует основанию системы счисления 2 и максимальная погрешность становится равной ±0,25 дБ. Логарифмические детекторы и усилители часто разрабатываются с регу- лировками в каждом каскаде. Это позволяет производить регулировку накло- на и (или) длины отрезков с целью лучшей подгонки. При регулировке на блок подают прецизионное экспоненциально затухающее колебание ПЧ с ге- нератора сигналов. Блок регулируют до получения линейно-затухающего выходного сигнала, что свидетельствует о правильности регулировки. Рис. 27. Погрешность аппроксимации лога- рифмической характеристики прямолиней- ной характеристикой. Рис. 28. Метод измерения полосы пропу- скания логарифмического усилителя. Динамический диапазон. Динамический диапазон логарифмического детек- тора или усилителя зависит от числа линейных отрезков N и отношения их длин Gi Динамический диапазон = 20/V lg G. (26) Хорошо спроектированный логарифмический детектор может иметь динами- ческий диапазон 80 дБ. достижимый при 9 каскадах при погрешности не более ±0,2 дБ. Полоса пропускания. Полоса пропускания логарифмического детектора или усилителя меняется в зависимости от уровня сигнала. Поэтому логариф- мическое устройство обычно проектируют с большим запасом по полосе про- пускания с учетом того, что перед ним будут установлены фильтры, которые и обеспечат расчетную полосу пропускания приемника. Однако полосу про- пускания самого логарифмического устройства при большом сигнале можно измерить, используя метод, поясняемый рис. 28. Входное напряжение увели- чивают от Ut до Ui+ (3 или 6) дБ, вследствие чего рабочая точка переме- щается из А в В. Затем изменяют частоту сигнала в обоих направлениях, чтобы найти те два значения частоты, которые соответствуют рабочей точ- ке С. Такой же результат можно также получить, изменяя частоту до тех пор, пока выходное напряжение не уменьшится на величину 3S или 6S, где S — крутизна характеристики, B/дБ. В итоге рабочая точка окажется в точке С'. Ввиду зависимости полосы пропускания от уровня сигнала лога- 175
Гл. 2. Радиолокационные приемники рифмический усилитель, если возможно, необходимо настроить по сигналам с уровнями, лежащими ниже порога ограничения, и при использовании в ка- честве контролируемой его характеристики импульсного отклика. Импульсный отклик усилителя измеряют при помощи импульсного сиг- нала ПЧ, имеющего гораздо меньшие времена нарастания и спада, чем испы- —> Жлж’ 7 Усилители - ограничители Аас.над У Рис. 29. Логарифмический детектор: а — структурная схема; б — модуль 9-каскадного логарифмического усилителя (регу- лировка усиления каждой ступени расположена под транзистором). тываемое логарифмическое устройство. Время нарастания — это время, необ- ходимое для возрастания выходного напряжения от —205 до —5, а время спада — это время, необходимое для уменьшения выходного напряжения si —5 до —205. Из-за логарифмической формы характеристики время спада является линейной функцией уровня входного сигнала и превышает время нарастания. Примеры логарифмических устройств. Логарифмический детектор. В ло- гарифмическом детекторе хорошо известного типа используется последова- 176
2.9. Логарифмические усилители тельное детектирование [18], при котором продетектированные выходные на- пряжения с N одинаковых ограничительных каскадов суммируются, как пока- зано на рис, 29,а. Если каждый каскад имеет при малом сигнале коэффи- циент передачи G и уровень ограниченного выходного сигнала Е, то точки пересечений аппроксимирующих отрезков будут находиться на кривой, опи- сываемой выражением где п— к.п.д. детектора, а Е«(Л4)—конкретные уровни входного сигнала, которые соответствуют точкам пересечений линейных отрезков, Et(M) = E/GM. (28) Независимая переменная М обозначает порядковый номер каскада, находя- щегося на пороге насыщения, и принимает только целые значения от 1 до У. Нелогарифмическое слагаемое в виде степенного ряда по 1/G оказывает незначительное влияние на точность аппроксимации логарифмической кривой. Последовательные приращения этого слагаемого при изменении М от 2 до N равны E/GM~l. Таким образом, результирующее воздействие этого члена вы- ражается в смещении выходного сигнала при очень малой потере в точности аппроксимации логарифмической кривой при самых больших уровнях сигнала. Типичный логарифмический детектор при его реализации по 9-каскадной схеме (рис. 29,6) может иметь точность в пределах ±0,25 дБ, динамический диапазон 80 дБ и полосу пропускания от 5 до 10 МГц на средней частоте 30 МГц. Однако в [19] описан 4-каскадный детектор с режимом последова- тельного детектирования, имеющий полосу пропускания 640 МГц при сред- ней частоте 800 МГц. Сообщается о достижении времени запаздывания им- пульса, равного 2,5 нс. Логарифмический усилитель. Логарифмический усилитель ПЧ можно осуществить в виде N одинаковых последовательно включенных каскадов с двумя уровнями усиления. В этом случае получается точная логарифмиче- ская характеристика, если каждый усилитель имеет порог Ет, ниже которого коэффициент усиления имеет фиксированное значение G и выше которого дифференциальное усиление равно 1. Точки пересечения аппроксимирующих отрезков лежат на кривой, описываемой уравнением где Е,(Л4)—уровни входного сигнала, соответствующие точкам пересечения отрезков прямых, 1 — м Et{M) = ETG ' (30) Независимая переменная Л4 — порядковый номер каскада, находящегося на пороге насыщения; М принимает целые значения в пределах от 1 до У. В случае логарифмического усилителя с двумя уровнями усиления все точки пересечений прямолинейных отрезков лежат на логарифмической кривой. Типичный логарифмический усилитель может иметь динамический диапа- зон .80 дБ (получаемый при 9 каскадах) при результирующей полосе пропу- 177
Гл. 2. Радиолокационные приемники екания не менее 5 МГц. Типичная точность аппроксимации — не хуже ±0,25 дБ в пределах динамического диапазона 70 дБ и не хуже ±1 дБ в пределах полного динамического диапазона. Принципиальная схема типичного каскада показана на рис. 30, а его амплитудная характеристика — на рис. 31. Каскад представляет собой атте- нюатор, зашунтированный ограничителем на последовательно включенных Рис. 30. Схема каскада УПЧ с двойным усилением. Рис. 31. Характеристика напряжения кас* када УПЧ с двумя уровнями усиления. диодах, вслед за которым включен усилитель. При отсутствии входного сиг- нала ток делится поровну между диодами ограничителя. Пороговые значения достигаются тогда, когда через диод D2 либо проходит весь ток, либо ток совсем не проходит. Если падениями напряжения на диодах можно прене- бречь, то пороговый режим наступает при Et = ET (31) Сигналы, превышающие по абсолютной величине порог ограничения, ослаб- ляются в R/(R + Rj) раз (величина, обратная коэффициенту усиления усили- теля). Следовательно, дифференциальное усиление в этой области равно 1. Разделительные (блокировочные) конденсаторы используются здесь из-за наличия напряжения смещения постоянного тока, что характерно для огра- ничителя данного типа. Цифровое логарифмирование. Учитывая тенденцию перехода к цифровой обработке, следует остановиться на кусочно-линейной цифровой аппроксима- ции, которую можно выполнить после аналого-цифрового преобразования. Цифровое слово при двоичной системе счисления можно записать в виде (32) где М — место в ряду, левее которого все коэффициенты равны нулю. За- метим, что М имеет по существу тот же смысл, как в предыдущих парагра- фах. Логарифм числа Е по основанию 2 равен 1об!£=Л-М + 1оВ!Л+ ' - ++ . (33) I 2 1 2 / 178
2.10. Ограничители log? Е ~ N—M + ^N— М ~2~+ J ^0 2^"’ (34) Целое число N—М становится характеристикой, а ряд (дробное число в скобках) — мантиссой логарифма. Данное приближение имеет точность в пределах ±0,25 дБ, если мантисса содержит не менее 4 разрядов. Операционные логарифмические усилители. В логарифмических видеоуси- лиюлях используется экспоненциальная характеристика диода. На рис. 32 показана принципиальная схема та- кого усилителя с диодом, имеющим логарифимическую характеристику, а цепи обратной связи операционно- го усилителя Если усиление усили- тельного каскада очень велико, то выходное напряжение становится рав- ным -М— E9=K]g(Ef/R) Рис. 32. Схема логарифмического ви- (35) деоусилителя. в пределах участка, где характеристика диода является логарифмической. Одиночный каскад этого типа может иметь логарифмическую характеристику в пределах нескольких десятков децибел по входному напряжению. Очевидно, данный метод можно приспособить к случаю усиления по ПЧ, сделав харак- теристику симметричной относительно нуля при помощи скрещенных диодов. Взаимное замещение диода и резистора дает антилогарифмическую характе- ристику. Вследствие этого данная схема часто применяется на выходе лога- рифмического ПЧЛТ-приемника для восстановления контрастности эхо-сигна- лов на экране ИКО. Три фактора предопределяют более широкое использование этого метода: 1) наличие стандартных логарифмических схем, выпускаемых промышленно- стью; 2) все возрастающая полоса пропускания, достижимая в операционных усилителях; 3) простота этого метода. 2.10. Ограничители Области использования, Перед любым фазовым детектором, даже таким, который сам имеет характеристику ограничения, ставится один или несколько ограничительных каскадов, если предполагается, что уровень входного сигнала будет меняться в широких пределах. Так, например, ограничитель сопутствует фазовому детектору в системах фазовой синхронизации, в РЛС с СДЦ, в мо- ноимпульсных РЛС с сравнением фаз сигналов. Как показано в § 2.8, ограничитель иногда используется для поддержа- ния постоянной частоты ложных тревог при наличии изменяющейся помехи. Полезный сигнал отделяется от мешающих сигналов при помощи фазового кодирования. Ограничитель также можно использовать для сравнения уровней двух сигналов различных частот. Коэффициент передачи ограничителя по отноше- нию к меньшему из двух сигналов обратно пропорционален уровню большего сигнала, так что схема ограничителя действует как вычислитель отношения, описанный в § 2.6. Характеристики. Ограничитель — это цепь или комбинация сходных це- пей, выходное напряжение которой постоянно в широком диапазоне уровней входного сигнала. Выходной сигнал полосового ограничителя является сину- 179
Гл. 2. Радиолокационные приемники соилальным, тогда как выходной сигнал широкополосного ограничителя по форме приближается к прямоугольному. Существуют гри основные характеристики ограничителей, относительная значимость которых зависит от области использования. Это помехоустойчи- вость (качество работы при наличии шума), равномерность амплитудной характеристики и фазовая стабильность. Когда входной сигнал меняется в достаточно широких пределах, все эти характеристики становятся важными. Равномерность амплитудной и стабильность фазовой характеристик зависят в основном от схемы и конструкции ограничителя и являются непосредствен- ной мерой его качества. Шум. Работа ограничителя при наличии шума характеризуется потерей способности ограничивать сигналы, маскируемые шумами, и отличием отно- шений сигнал/шум на его входе и выходе. В [20] приведена приближенная, ио полезная формула для полосовых ограничителей, которая показывает влия- ние ограничения на отношение сигнал/шум по мощности, когда сигнал и шум присутствуют одновременно: /А) = /А) АААА, (36) \N )„ \ N J> 4/я + (5/Л), ’ (5 \ f S \ Г S \ — ) сж2| ) при ( 1 >1, (37) А/ Д \ N Ji V N J; ’ при(‘Т") <<h (38) \ N Jo 4 \ N Ji \ N Ji Соотношение (37) объясняется тем, что ограничитель подавляет синфаз- вую составляющую шума, оставляя только квадратурную его составляющую, которая «конкурирует» с полезным сигналом. Незначительное подавление слабых сигналов шумом в (38) приводит к снижению вероятности обнаружения, которое можно отнести за счет свойств ограничителя, при приеме с ПЧЛТ методами фазового различения (см. § 2.8). Строго говоря, эти формулы неприменимы к случаю обнаружения эхо-сигналов импульсной РЛС; они не связаны с распределениями вероятно- стей смеси сигнал + шум и одного шума соответственно. Однако по мере того, как произведение полосы пропускания ограничителя на длительность сигнала возрастает, формула (38) все более точно определяет влияние огра- ничителя на минимальный обнаруживаемый сигнал. В [20] показана также связь между выходной мощностью а отношением сигнал/шум на входе: „ (5//V)i ~. (39) 4/n + (S//V)/ 1 ' Когда (S/A/)<>1, мощность выходного сигнала можно считать постоян- ной; однако, когда мощность выходного сигнала можно считать линейной функцией мощности входного сигнала. Это обстоятельство имеет существенное значение при проектировании систем фазовой синхронизации (ФАПЧ). Равномерность амплитудной характеристики. Ни один однокаскадный ограничитель не обеспечивает постоянство уровня выходного сигнала в ши- роком динамическом диапазоне уровней входного сигнала. Одна из причин этого станет ясной, если рассмотреть однокаскадный ограничитель, имеющий 180
2. Id. Ограничители идеально симметричную характеристику ограничения при ±Е. Среднеквадра- тическое значение выходного напряжения на пороге ограничения равно Е/}!2 и возрастает до значения (4/л) (£У2), когда ограничитель входит в ре- жим полного насыщения и выходной сигнал становится прямоугольным. В реальных ограничителях на рав- номерность амплитудной характеристики также оказывает влияние емкость Мил- лера, связанная с накоплением зарядов в транзисторах и диодах, и постоянная времени /?С-цепей, которые вызывают измен шие смешения в зависимости от уровня сигнала. Поэтому, если требует- ся хорошая равномерность амплитудной характеристики, последовательно вклю- чают два (или более) ограничительных кзскэдз. Стабильь сть фазовой характеристи- ки. Нестабильность фазы сигнала (изме- нение фазы сигнала в зависимости от его уровня) на выходе ограничителя лег- че измерить чем теоретически проана- лизировать. В [21] сделаны некоторые Рис. 33. Схемы ограничителей. очень полезные выводы на основе серии экспериментов с пятью обычными огра- ничительными схемами. Показано, что транзистор обеспечивает более высокое общее качество работы в последователь- ном варианте включения, когда влияние накопления зарядов не наблюдается. В ограничителях стандартных типов, известных своей фазовой стабильностью, заслуживают упоминания два общих мо- мента. Во-первых, во всех случаях раз- мах выходного сигнала можно выразить как произведение фиксированного пере- ключаемого тока на сопротивление; та- кие ограничители получили наименование переключающих ограничителей наличной мощности. Во-вторых, паразитные изме- нения фазы, вызываемые изменениями амплитуды, v таких ограничителей обыч- но прямо пропорциональны частоте, на которой они работают; поэтому измене- ния фазы в зависимости от уровня сиг- нала лучше выразить в нс/дБ, чем в гр ад/дБ. Примеры ограничителей. Ограничи- тель на лампе с отклонением луча (рис. 33, а) по качеству ограничения сравним с другими ограничителями. Он ясно относится к переключающим огра- ничителям наличной мощности, высокое качество работы которых отчасти объяс- няется малой емкостью Миллера. Четырехкаскадный полосовой ограничитель этого типа на рабочую частоту 30 МГц [22] имел сдвиг точек перехода через нуль не более 0,4 нс в пределах диапазона ограничения 80 дБ при практически 181
Г л. 2. Радиолокационные приемники постоянном выходном сигнале. Лампа со стробируемым лучом, которую пред- почитают из-за ее несимметричной схемы, не обеспечивает столь высокого качества работы. Ограничитель на последовательных диодах (рис. 33,6) также можно отнести к типу переключающих наличную мощность, когда Результаты, полученные в [21], свидетельствуют о том, что при больших уровнях сигнала ограничителю этого типа присущи недостатки, обусловлен- ные накоплением зарядов. Применение диодов на «горячих» носителях позво- ляет улучшить этот хороший в прочих отношениях ограничитель. Амплитуд- ная характеристика у него гораздо более равномерна, чем у ограничителя с шунтирующим диодом. Транзисторный ограничитель (рис. 33,в) также относится к типу пере- ключающих наличную мощность. В этом случае схема включения в то- ковом режиме позволяет транзистору работать без насыщения, а это является условием, благоприятствующим хорошей фазовой стабильности. Трехкаскад- ный ограничитель на рабочую частоту 10 МГц [22] имел сдвиг точек пере- ходов через нуль не более 6 нс в диапазоне ограничения 50 дБ. Интегральные схемы, в которых используется эта схема ограничителя, приводятся в ката- логах. Ограничитель на туннельном диоде (рис. 33, г) не относится к тину пере- ключающих, но ввиду своих малых рабочих уровней сигналов хорошо под- ходит для микроэлектронных схем. Резисторы Ri и R2 выбирают так, чтобы в области, где туннельные диоды имеют отрицательное сопротивление, парал- лельное соединение ТД и R являлось разомкнутой цепью. Когда /?тд = —Ri, R-гд ^тд + ^1 (40) Диоды, включенные анодами навстречу друг другу, используются для получения симметричной характеристики. Для уровней сигнала, лежащих выше или ниже этой области отрицательного сопротивления, усилитель имеет большое мгновенное усиление. В области отрицательного сопротивления цепь с ТД «разомкнута» и мгновенное усиление каскада резко ограничено из-за дегенерации. Диапазон уровней входного сигнала, в пределах которого усиление кас- када ограничено, равен примерно 6 дБ. Поэтому диапазон ограничения для N включенных каскадов ограничителей на ТД этого типа составляет 6А/ [дБ]. В практике этот диапазон можно несколько расширить, уменьшив или уве- личив значения R} и R2 в первых каскадах. Тогда эти каскады будут ограни- чивать неидеально в диапазоне до 18 дБ, а жесткое ограничение будет обес- печиваться последними 6-дБ каскадами. Восьмикаскадный широкополосный ограничитель на туннельных диодах [23] на рабочую частоту 30 МГц имел сдвиг точек переходов через нуль не более 1,5 нс при изменении уровня входного сигнала в пределах 50 дБ. 2.11. Фазовые и синхронные детекторы Определения и характеристики. Различие между фазовым детектором, синхронным или фазочувствительным детектором и балансным смесителем (балансным преобразователем) иногда бывает не вполне ясным. Это объяс- няется сходством аналоговых устройств, которые выполняют названные функ- ции. Общепринято, однако, считать что устройство используется в качестве 182
2.1 Г. 'Фазовые и синхронные детекторы фазового детектора, когда только фазовая информация присутствует на вы- ходе 'детектора, а в качестве синхронного детектора, когда на выходе имеется как фазовая, так и амплитудная информация, и в качестве смесителя, когда на выходе присутствует фазовая, амплитудная и частотная информация. Ин- формация о доплеровском сдвиге частоты согласно этому определению исклю- чается. • Выходные характеристики фазового детектора обычно относятся к одному на рис. 34. Примечательно то, что Синусоидальная из трех возможных классов, показанных характеристика данного детектора не яв- ляется неизменной. В [20] показаны три случая, когда характеристика данного детектора зависит от формы подаваемых на него сигналов. Диодные детекторы не- которых типов имеют характеристику при входных сигналах и синусоидальную сунусоидальных характеристику треугольной формы при входных сигна- лах прямоугольной формы. В некоторых случаях переход от характеристики тре- угольной формы к синусоидальной про- исходит при уменьшении уровня сигнала или возникновении шума. В некоторых высококачественных системах, где необходимо сохранить мак- симум информации, может использовать- ся пара синхронных детекторов, работа- ющих по квадратурной схеме. Работа та- кого детектора диаграммой: Рис. 34. Разнооль фаз,град Характеристики фазового детектора. описывается следующей Es Ер 2 Es sin (®/ |-0) ® cos О, (41) ER га/ Es sin (го/ 4-0) -» ® Es Er 2 sin 0. (42) cos га/ Синфазный (/) и квадратурный (Q) режимы работы детектора описы- ваются соответственно строками (41) и (42). Если детектор создает функцию фазового угла треугольной, а не синусоидальной формы, то два выходных сигнала все равно можно описывать как синфазную и квадратурную состав- ляющие (будем отличать их обозначения «/» и «Q»). В этом случае детектор работает скорее как фазовый, чем как синхронный детектор. Области применения. РЛС с СДЦ Фазочувствительный детектор является основным элементом почти всех радиолокационных систем с селектором дви- жущихся целей. Он используется для обнаружения фазового сдвига вектора эхо-сигнала, являющегося результатом движения цели за время между оче- редными импульсами. Опорный сигнал подается на детектор от второго гете- родина, обычно называемого когерентным ввиду когерентности его колебания с излучаемым сигналом. Фазовый детектор позволяет запомнить эхо-сигнал в виде видеосигнала или арифметического числа, представляющего вектор эхо-сигнала. 133
Гл. 2. Радиолокационные приемники Чтобы снизить стоимость и упростить эксплуатацию РЛС с СДЦ, пода- вители помех в них часто обрабатывают только одну фазовую составляю- щую. В таких подавителях «треугольная» «/«-составляющая используется для больших эхо-сигналов, так как это уменьшает влияние «слепой зоны», появ- ляющейся на фазовой характеристике по синфазной составляющей I вблизи точки, где dEjdQ близка к нулю. Для эхо-сигналов ниже предельного* уровня характеристика по «/«-составляющей преобразуется в характеристику по / составляющей, при этом возникают эффекты «слепой зоны». Синфазная «/«-характеристика непригодна для подавителей, в которых используются три Рис. 35. Структурные схемы систем измерения скорости: а—метолом слежения за фазой; б — методом слежения за скоростью изменения фазы. или более импульсов. Это вытекает из зависимости взвешивания от плавно изменяющегося доплеровского вектора. В любом случае наилучшая помехо- устойчивость достигается, когда используются обе составляющие — синфаз- ная / и квадратурная Q. Схемы слежения за фазой и скоростью изменения фазы. Фазовый детек- тор используется для точного измерения скорости целей, сигналы которых были отселектированы другими средствами. Высокая точность этого метода объясняется используемым большим временным интервалом измерения. В ре- зультате (А/+ 1)-го измерения радиальной скорости получают V — / ^4-1 ~~(РтУ \ JV+1 “2м Гпи р (43) где с — скорость света; gj — угловая частота РЛС; q^-W-e по счету измере- ние фазы; Тпи — период повторения импульсов. Для извлечения этой инфор- мации в реальных системах требуется фильтр, каким, например, является сле- дящее устройство в виде системы ФАПЧ. На рис. 35,а показана схема фазовой системы слежения, в которой пред- сказываемое значение фазы фр непрерывно сравнивается с измеряемым зна- чением фазы фм. Информация о скорости извлекается из производной пред- сказываемой фазы фр. Так как эта система слежения измеряет фазу, которая эквивалентна дальности (расстоянию), то она ограничена по ускорению и по-, этому не имеет широкого применения. 184
2.11. Фазовые и синхронные детекторы На рис. 35,6 показана схема системы слежения за скоростью изменения фазы, в которой предсказываемая разность фаз Дфр непрерывно сравнивается с измеряемой разностью фаз Дфм. Это осуществляется при формировании производной фазы на входе следящей схемы. В этом случае скорость прямо пропорциональна предсказываемой разности фаз Дфр. Так как эта система слежения измеряет скорость изменения фазы, которая эквивалентна скорости движения цели, то она не ограничена по ускорению. Ошибки запаздывания вносятся только следующей производной более высокого порядка — рывками. а) б) Рис. 36. Структурные схемы моноимпульсного приемника со сравнением амплитуд (а) и фаз (б). Приемники моноимпульсных РЛС. В моноимпульсной РЛС пара рупор- ных облучателей используется для формирования двух одинаковых лучей, которые разнесены на очень малый угол. Два выхода антенны подключены к четырехплечему гибридному кольцу с суммарным и разностным выходами. Диаграмма направленности для разностного выхода будет иметь нуль точно посредине между лучами, тогда как для суммарного выхода она в этом на- правлении будет иметь максимум. Напряжения на этих выходах гибрид- ного кольца называют разностным сигналом (Д) и суммарным сигналом (X). На рис. 36,а показана наиболее распространенная структурная схема моноимпульсной приемной системы со сравнением амплитуд. Схема АРУ, работающая по усиливаемому в суммарном (X) канале сигналу, регулирует коэффициенты усиления идентичных усилителей в обоих каналах обратно пропорционально уровню сигнала в Х-канале- Усиливаемый сигнал разностною канала (обозначаемый как «Д/Х») синхронно детектируется, чтобы сохранить полярность (знак) фазы. Такой моноимпульсный приемник пригоден только 185
Г л. 2., Радиолокационные приемники для РЛС и целей, которые характеризуются лишь незначительной вариацией уровня эхо-сигнала от импульса к импульсу. На рис. 36,6 показана структурная схема моноимпульсного приемника, не имеющего указанного ограничения. В этом приемнике амплитудная инфор- мация преобразуется в фазовую при помощи квадратурного гибридного соединения. Выходные напряжения A±jB и ЛТ/В гибридного соединения преобразуются в сигналы ПЧ и в конечном итоге сопоставляются по фазе на фазовом детекторе. Фазовый детектор для такого приемника должен иметь пилообразную характеристику; в этом случае его нормированное выходное напряжение будет равно 2 arcsin (±Л//<), где К=\А2±В2 — постоянная величина. Перемена полярности у В осуществ- ляется фазовым манипулятором, необходимым для коррекции фазовых оши- бок приемника. Эту функцию выполняет переключатель полярности, включен- ный после детектора. Запись Радиолокационные эхо-сигналы иногда записывают для после- дующего анализа, выполняемого обычно на цифровой ЭВМ. Цифровая форма записи исключает потерю информации при регистрации и, кроме того, обес- печивает возможность непосредственного ввода ее в ЭВМ. Если динамический диапазон эхо-сигналов достаточно мал, то можно записать сигналы синфаз- ной / и квадратурной Q составляющих. Если динамический диапазон эхо-сиг- налов велик, для минимизации числа разрядов можно использовать фазу и логарифмическую амплитуду. В качестве примера рассмотрим систему, в ко- торой требуется фиксировать 3%-ные приращения при записи сигналов, уро- вень которых изменяется в пределах динамического диапазона 72 дБ. Для записи синфазной и квадратурной составляющих необходимы два канала с емкостью запоминающего устройства (ЗУ) по 17 бит в каждом канале, тогда как запись фазы и логарифма амплитуды при таком же качестве тре- бует ЗУ емкостью всего 8 бит в обоих каналах. Более подробное сравнение позволяет произвести табл. 3. Таблица 3 Сравнение двух методов записи Параметр Запись син- фазной и квадратурной составляющих Записи фазы и логарифма амплитуды Значащий разряд наибольший (старший) наименьший (младший) Отношение старшего разряда к млад- шему Число разрядов на канал 4000 1/32 128 000 17 2 рад 0,03 рад 256 8 72 дБ 0,28 дБ 256 8 Примеры фазовых детекторов. Детектор-перемножитель. Лампа со стро- бируемым лучом и до некоторой степени лампа с отклонением луча исполь- зуется в качестве перемножителей для получения произведения сигнала на опорное колебание. Они обладают свойством самоограничения и постепенным переходом от характеристик типа I к характеристикам типа «/» вблизи уров- ня насыщения. Когда они используются как синхронные детекторы, их дина- мический диапазон ограничивается высоким уровнем шумов приборов этого 186
2.11. Фазовые и синхронные детекторы типа. Детектор-перемножитель этого типа можно также реализовать, исполь- зуя перемножитель на полевом транзисторе, как предлагается в [24]. Балансный диодный детектор, (рис. 37, а) широко используется ввиду его необычайно благоприятных характеристик. Если два синусоидальных сиг- нала с одинаковой частотой о) и разностью фаз 0 подать на такой детектор, то выходное напряжение аналитически можно будет записать в виде Eo=K(cos0— cos2w/+Члены более высокого порядка). (44) Я Рис. 37. Схемы фазовых детекторов: а — балансного диодного; б — детектора совпанений. При указанных условиях характеристика детектора будет синусоидальной, а пульсирующее выходное напряжение не будет содержать составляющей основной частоты (о. Если позволяет полоса пропускания, то детектор будет работать при входных напряжениях прямоугольной формы, вследствие чего его характеристика примет треугольную форму. Детектор этого типа поставляется промышленностью в модульной форме, Модуль содержит пару балансных широкополосных трансформаторов и подоб- ранные по допустимому разбросу параметров («согласованные») диоды на «горячих» носителях. Такой детектор можно получить с развязкой между выводами 35 дБ в диапазоне частот 3—100 МГц. Выпускаются модули с мак- симальным частотным пределом 1 ГГц. Теоретически динамический диапазон определяется максимальным отноше- нием сигнал/шум на выходе. Практически же он обычно ограничивается оста- точным разбалансом параметров схемы и их разбросом. При очень точном изготовлении детекторы этого типа могут иметь полезный динамический диа- пазон 50 дБ. Фазовый детектор совпадений (рис. 37,6) обеспечивает выходную харак- теристику треугольной формы. Когда Ев и Ея синфазны, вентиль типа И (S) половину времени фиксирует совпадение, а вентиль типа И (А) — отсутствие совпадения При этом условии на выходе будет максимальное отрицательное напряжение. Когда Е8 и Ея не синфазны, существует обратное состояние и на 187
Г л. 2. Радиолокационные приемники выходе получается максимальное положительное напряжение. Обычно в харак- теристике треугольной формы наблюдается некоторое скругление ее экстре- мумов. Однако благодаря использованию в каждом канале ограничителя на туннельном диоде удалось построить детектор с очень острыми экстремумами его выходной характеристики. Пульсирующее выходное напряжение фазового детектора совпадений содержит составляющую основной частоты. Более высокая частота пульсаций получается при использовании вентильных логических схем типа ИЛИ, но при этом возникают нежелательные напряжения смещения. число Рис. 38. Структурная схема цифрового фазового детектора. Цифровой фазовый детектор (рис. 38) измеряет интервал времени между точками перехода через нуль сигнала и опорного колебания в положительном (или отрицательном) направлении. Пара детекторов перехода через нуль в моменты пересечения нулевой линии соответствующими колебаниями фор- мируют острые импульсы. Импульс опорного канала переводит бистабильный триггер в состояние 1, а импульс сигнального канала сбрасывает его в со- стояние 0. На интервале времени, когда триггер находится в состоянии 1, стробируемый генератор выдает колебание тактовой частоты и счетчик про- изводит измерение длительности этого интервала. Фильтрация осуществляется буферных! регистром. Разрешающая способность такого фазового детектора определяется отно- шением тактовой частоты и промежуточной частоты сигнала. В РЛС сопро- вождения со сгробом дальности ширину спектра сигнала после стробирования можно значительно сузить, не ухудшая отношение сигнал/шум. Полученный таким образом сигнал можно далее транспонировать на очень низкую про- межуточную частоту, избежав тем самым свертывания спектра. 188
2.12. Аналого-цифровые преобразователи В приемнике РЛС сопровождения на фильтр поступает сигнал, длитель- ность которого мала по сравнению с временем реакции фильтра. Вследствие этого фильтр начинает «звенеть» на своей собственной частоте, отклонение (Да?) которой от номинального значения ((Щ) должно быть очень малым, чтобы фазовый детектор с пилообразной характеристикой мог обеспечить соответствие между точками 0 и 360° с точностью до младшего разряда. При заданных допустимой средней частоте фильтра и предельной частоте работы счетчика наиболее высокая точность достигается в том случае, если част