г. с. цыкин

ЭЛЕКТРОННЫЕ
УСИЛИТЕЛИ

Издание третье, дополненное

ДОПУЩЕНО МИНИСТЕРСТВОМ СВЯЗИ СССР В КАЧЕСТВЕ УЧЕБНИКА
ДЛЯ ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИХ’ИНСТИТУТОВ связи

ИЗДАТЕЛЬСТВО «связь»

МОСКВА 1965

Scan AAW
УДК 621.375.2 + 621.375.4(075.8)
ПРЕДИСЛОВИЕ

Широкое применение усилителей электрических сигналов в раз-
личных отраслях современной техники привело к необходимости
хорошей подготовки в этой области инженеров большинства техни-
ческих специальностей.

Поэтому курс усилительных устройств является одним из базо-
вых курсов многих высших технических учебных заведений; его
цель — ознакомить студентов этих вузов с основами теории и прак-
тики усиления электрических сигналов, так как знание этих основ
необходимо для усвоения ряда специальных дисциплин — радио-
приёмных и радиопередающих устройств, радиолокации и радио-
навигации, телевидения и телеуправления, многоканальной связи,
импульсной техники и многих других.

Развитие теории и техники за последние годы, появление новых
принципов усиления сигналов, создание полупроводниковой тех-
ники потребовали пересмотра принципов анализа и расчёта уси-
лительных схем с целью разработки единой методики исследова-
ния и расчёта ламповых и транзисторных устройств. В курс введён
ряд новых вопросов, например стабилизация режима транзистор-
ных каскадов, взаимная коррекция каскадов усиления гармониче-
ских сигналов, корректирование времени установления в импульс-
ных усилителях и др.

Основой книги явился курс лекций по электронным усилите-
лям, читавшийся автором с 1934 г. в Московском электротехниче-
ском институте связи. Для облегчения усвоения материала в тексте
использован элементарный математический аппарат и приведено
большое количество практических примеров расчёта.

Учебник написан по программе, разработанной совместно пре-
подавателями Московского и Ленинградского электротехнических
а
институтов связи. Автор признателен проф. Г. В. Войшвилло за
ряд ценных советов и замечаний, сделанных им при редактировании
рукописи.

Настоящее, третье издание книги отличается от первых двух
тем, что в нём потерявший актуальность к настоящему времени
материал заменён современным.

Все отзывы и пожелания по книге просьба направлять по адре-
су: Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2, издательство «Связь».

Автор
ГЛАВА 1

ВВЕДЕНИЕ

1.1.	ОСНОВНЫЕ СВЕДЕНИЯ И ОПРЕДЕЛЕНИЯ

В современной технике широко используется принцип уп-
равления энергией, позволяющий при помощи затраты неболь-
шого количества её управлять энергией во много раз большей.
Форма как управляемой, так и управляющей энергии может
быть любой: механической, электрической, световой, тепловой
и т. д.

Частный случай управления энергией, при котором процесс
управления является непрерывным, плавным и однозначным, на-
зывают усилением; устройство, осуществляющее такое управление,
называют усилителем.

Очень широкое применение в современной технике имеют уси-
лители, у которых как управляющая, так и управляемая энергия
представляют собой электрическую энергию. Такие усилители на-
зывают усилителями электрических сигналов.

Управляющий источник электрической энергии, от которого уси-
ливаемые электрические колебания поступают на усилитель, назы-
вают источником сигнала, а цепь усилителя, в которую эти коле-
бания вводятся, — входной цепью или входом усилителя. Источ-
ник, от которого усилитель получает энергию, преобразуемую им
в усиленные электрические колебания, называют основным источ-
ником питания. Кроме него, усилитель может иметь и другие
источники питания, энергия которых не преобразуется в усиливае-
мые колебания. Устройство, являющееся потребителем усиленных
колебаний, называют нагрузкой усилителя или просто нагрузкой;
цепь усилителя, к которой подключается нагрузка, называют вы-
ходной цепью или выходом усилителя.

Усилители электрических сигналов, называемые в дальнейшем
для сокращения усилителями, применяются во многих областях со-
временной науки и техники. Особенно широкое применение усили-
тели имеют в радиосвязи и радиовещании, радиолокации, радио-
навигации, радиопеленгации, телевидении, звуковом кино, дальней
проводной связи, технике радиоизмерений, где они являются осно-
вой построения всей аппаратуры.

Кроме указанных областей техники, усилители широко при-
меняются в телемеханике, автоматике, счётно-решающих и вы-
числительных устройствах, в аппаратуре ядерной физики, химиче-
ского анализа, геофизической разведки, точного времени, медицин-
ской, музыкальной и во многих других приборах.

1.2.	ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ

По роду усиливаемых электрических сигналов усилители можно
разделить на две группы:

Усилители гармонических сигналов (или гармонические усили-
тели), предназначенные для усиления квазипериодических сигна-
лов различной величины и формы, т. е. сигналов, гармонические
составляющие которых изменяются много медленнее длительности
устанавливающихся процессов в цепях усилителя. К гармониче-
ским усилителям относятся: микрофонные и магнитофонные уси-
лители, усилители воспроизведения грамзаписи, звукового кино,
многие измерительные усилители и т. д.

Усилители импульсных сигналов (или импульсные усилители),
предназначенные для усиления импульсных сигналов различной
величины и формы. Устанавливающиеся процессы в цепях этих
усилителей должны протекать с такой скоростью, чтобы не иска-
жать недопустимым образом форму усиливаемых импульсов.
К импульсным усилителям относятся усилители импульсных систем
связи, импульсных радиолокационных и радионавигационных
устройств, многие усилители систем регулирования и управле-
ния, усилители счётно-решающих устройств, телевизионные видео-
усилители и т. д.

По ширине полосы и абсолютным значениям усиливаемых час-
тот усилители делят на следующие типы:

Усилители постоянного тока (точнее, усилители медленно ме-
няющихся Напряжений и токов), предназначенные для усиления
электрических колебаний любой частоты в пределах от низшей
рабочей частоты fH =0 до высшей рабочей частоты f6, т. е. уси*
лители, усиливающие как переменные составляющие сигнала, так
и его постоянную составляющую.

Усилители переменного тока, предназначенные для усиления
электрических колебаний любой частоты в пределах от fH >0
до /б, но неспособные усиливать постоянную составляющую сиг-
нала.

Усилители высокой частоты (УВЧ), предназначенные для уси-
ления электрических колебаний несущей частоты (как модулиро-
ванной, так и немодулированной), например принимаемых при-
ёмной антенной радиоприёмного устройства. УВЧ можно подраз-
делить на усилители радиочастоты, усиливающие электрические
колебания несущей частоты, и усилители промежуточной частоты,
усиливающие электрические колебания преобразованной частоты
(в радиоприёмных устройствах супергетеродинного типа). УВЧ
6
характеризуются отношением высшей рабочей частоты к низшей,
близким к единице f обычно — <1,1 V так как спектральные со-
\ tn /

ставляющие модулированного колебания тесно группируются
вблизи несущей или промежуточной частоты.

Усилители низкой частоты (УНЧ), предназначенные для уси-
ления гармонических составляющих непреобразованного переда-
ваемого или принимаемого сообщения. Такое название этот тип
усилителей получил в начале развития радиотехники, когда по
радио передавались только речь, музыка и телеграфные сигналы
невысокой скорости, и гармонические составляющие непреобра-
зованного сигнала действительно имели низкую частоту, не пре-
вышающую десятка килогерц.

В настоящее время название «усилитель низкой частоты» является непод-
ходящим для многих усилителей непреобразованного сигнала, так как частоты
последнего нередко вовсе не являются низкими. Например, ;в телевидении час-
тота сигналов изображения достигает нескольких мегагерц; усилители этих сиг-
налов нередко называют видеоусилителями. В технике радиопередающих
устройств усилители модулирующих колебаний обычно называют модуляторами.

Усилители низкой частоты характеризуются большим отноше-
нием высшей рабочей частоты к низшей, лежащим в пределах
10-4-500 для усилителей звуковых частот и превышающим 105 для
некоторых типов видеоусилителей. Усилители с высшей рабочей
частотой порядка сотен килогерц и выше, одновременно имеющие
большое отношение высшей рабочей частоты к низшей, обычно
называют широкополосными усилителями.

Кроме того, усилители разделяются на усилители прямого уси-
ления, в которых подводимые электрические колебания усилива-
ются непосредственно, без преобразования частоты этих колеба-
ний, и усилители с преобразованием, в которых спектр частот уси-
ливаемых колебаний преобразуется.

Избирательные усилители усиливают электрические сигналы
в узкой полосе частот; их усиление резко падает на частотах как
выше, так и ниже средней частоты. Избирательные усилители
подразделяют на резонансные, усиление которых с изменением
частоты меняется по закону, связанному с законом изменения пол-
ного сопротивления параллельного резонансного контура, и узко-
полосные, усиление которых почти постоянно в узкой полосе частот
и резко падает за её пределами.

По назначению усилители делят на телевизионные, радио-
локационные, широковещательные, магнитофонные, измеритель-
ные и т. д.

По роду применяемых усилительных элементов (см. ниже)
усилители подразделяют на ламповые, транзисторные, магнитные,
сверхпроводниковые (криотронные) и др.; две первые группы
обычно называют электронными усилителями.
1.3.	СПОСОБЫ УСИЛЕНИЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ

Усиление электрических сигналов осуществляется в усилителе усилитель-
ными элементами (усилительными приборами)—особыми устройствами, обладаю-
щими управляющей способностью. Наиболее распространенными усилительными
элементами являются: электровакуумный, полупроводниковый, магнитный.

Электровакуумный усилительный элемент представляет собой хорошо изве-
стную из курса электронных приборов вакуумную электронную лампу, в кото-
рой анодным током управляют путём изменения напряжения на управляющей
сетке.

Достоинствами электронной лампы являются: ничтожная инерционность,
позволяющая усиливать электрические сигналы в очень широкой полосе частот
от fw=0 (т. е. от постоянного тока) до частот ® тысячи и выше мегагерц; высо-
кое входное сопротивление; большое усиление пи мощности, превышающее в не-
которых случаях миллион раз; высокая электрическая прочность; малая чув-
ствительность к изменениям окружающей температуры; малые искажения уси-
ливаемых сигналов и ряд других. К недостаткам электронной лампы можно от-
нести: сравнительно небольшой срок службы (обычно от нескольких со ген до
нескольких тысяч часов), в результате чего надёжность работы ламповой аппа-
ратуры оказывается невысокой; наличие цепи накала, требующей специального
источника питания, увеличивающей расход энергии и требующей времени для
прогрева лампы.

Высокие усилительные свойства электронной лампы и её универсальность
являются причиной того, что усилители с электронными лампами, сокращённо
называемые ламповыми усилителями, находят широкое применение.

Полупроводниковым усилительным элементом является транзистор, в ко-
тором током коллектора управляют путём изменения тока в цепи базы или
эмиттера. Усиление мощности подводимого сигнала транзистором может дости-
гать десятков тысяч раз.

Преимуществами транзисторов по сравнению с электронными лампами яв-
ляются: значительно больший срок службы и более высокая механическая проч-
ность, а следовательно, и более высокая надёжность работы аппаратуры; очень
малые размеры; почти мгновенная готовность к работе, что вызывается от-
сутствием цепи накала; очень малое потребление энергии и высокий коэффи-
циент полезного действия. К их недостаткам относятся: низкое входное сопро-
тивление; сильное влияние температуры на параметры и большой их разброс,
что заставляет применять в транзисторных усилителях специальные схемы ста-
билизации режима; более сильная обратная связь выходной цепи с входной.
Несмотря на указанные недостатки, транзисторы вследствие своих достоинств
находят очень широкое применение в современных усилителях.

Можно усиливать электрические сигналы также при помощи сверхпровод-
никового усилительного элемента (криотрона), принцип действия которого осно-
ван на том, что увеличение напряжённости магнитного поля понижает тем-
пературу перехода некоторых металлов и сплавов в сверхпроводящее со-
стояние.

При температуре ниже критической электрическое сопротивление материа-
ла остаётся равным нулю и при наличии магнитного поля, если напряжённость
последнего не превышает определённого значения, выше которого сопротивле-
ние быстро возрастает, достигая нормальной величины. Изменяя магнитное поле
около этого значения, можно управлять сопротивлением цепи, что и исполь-
зуется в криотроне.

В простейшем виде криотрон представляет собой тонкую проволочку из
материала, обладающего сверхпроводимостью при низких температурах, на
которой намотана управляющая обмотка из другого материала, имеющего
более высокую температуру перехода в сверхпроводящее состояние и всегда
.обладающего сверхпроводимостью при рабочей температуре криотрона. Охла-
див криотрон до температуры перехода проволочки в сверхпроводящее со-
стояние и направив слабый ток сигнала в управляющую обмотку, можно тем
8
самым сильно менять сопротивление проволочки, а следовательно, получать
большие изменения тока в ней.

К достоинствам криотрона относятся: очень малые размеры, простота
конструкции, высокая надёжность работы, очень низкий уровень собственных
шумов Умного меньший, чем у электронной лампы и транзистора), ничтожное
потребление энергии питания. Его недостатками являются: более высокая
инерционность и необходимость применения холодильной установки, поддер-
живающей рабочую температуру криотрона (обычно порядка нескольких гра-
дусов Кельвина).

Принцип действия, свойства и область применения магнитных
усилителей рассмотрены в главе 8.
ГЛАВА 2

ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ УСИЛИТЕЛЯ

2.1. ВЫХОДНЫЕ И ВХОДНЫЕ ДАННЫЕ

Основными показателями, характеризующими свойства усили-
теля, являются: выходные и входные данные, коэффициент уси-
ления, коэффициент полезного действия, частотная, фазовая,
амплитудная и переходная характеристики, динамический диапа-
зон, уровень собственных помех, нелинейность.

К выходным данным относятся: номинальное (заданное тех-
ническими требованиями) выходное напряжение Uвых или вы-
ходная мощность Р%, отдаваемые усилителем при работе на рас-
чётную нагрузку. Сопротивление нагрузки усилителя Z% в общем
случае комплексно, но выходное напряжение, ток и мощность
обычно рассчитывают в условиях, когда можно пренебречь реак-
тивными составляющими сопротивления нагрузки и считать послед-
нее чисто активным и равным При этом

U вых	I

и2

р ___ г тт ______ J2 Р_____ вых

1 выхи вых 1 вьис^ D

А2

(2.1)

Если нагрузкой усилителя является ёмкость Сн, то обычно за-
дают только выходное напряжение усилителя Uвых, которое он
должен обеспечивать на зажимах этой ёмкости.

К выходным данным усилителя относится и его выходное сопротивление
Хвых* в общем случае также имеющее комплексный характер. Однако вы-
ходное сопротивление усилителя не всегда является существенным параметром,
а поэтому 'нередко и не контролируется.

Основными входными данными усилителя являются его вход-
ное сопротивление Z вх и номинальное входное напряжение Uex,
при котором усилитель отдаёт заданное техническими требова-
ниями напряжение или мощность в нагрузку. Номинальное вход-
ное напряжение усилителя должно быть равно или меньше вы-
ходного напряжения источника сигнала, от которого работает уси-
литель. При активном входном сопротивлении усилителя Rex:

U вХ	I вх^-вх

?вх — I вх^вх ~ 12вх^вх —

и2вх

Rex

(2.2)
Источником сигнала для усилителя могут являться различные
приборы, а поэтому данные источников сигнала очень разнообраз-
ны. Для иллюстрации в табл. 2.1 приведены ориентировочные
данные электродвижущей силы (эдс), выходного сопротивления и
выходной ёмкости некоторых источников сигнала.

Таблица 2.1

Источник сигнала	Амплитуда эдс Uu, в	Выходное со- противление ом	Выходная ём- кость Си, пф
Угольный микрофон телефонного аппа- рата 		0,054-0,2	504-300	«-—и
Электродинамический микрофон радио- вещательного типа		(0,54-5). 10“3	4004-600	—
Звукосниматель электромагнитного типа для проигрывания граммофонных пластинок		0,14-0,5	2004-1000	
Диодный детектор радиовещательного радиоприёмника 		0,54-5	(104-500)-103	1004-2000
Диодный детектор телевизионного ви- деоканала 		0,24-2	5004-3000	54-20 '

2.2. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ И КОЭФФИЦИЕНТ
ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ

Коэффициентом усиления напряжения или просто коэффи-
циентом усиления усилителя К называют отношение его выходно-
го напряжения ивых к входному Uвх:

К =	.	(2.3)

"вх

В общем случае коэффициент усиления усилителя гармониче-
ских сигналов является комплексной величиной, характеризуе-
мой модулем и фазовым углом, так как выходное напряжение
из-за наличия реактивных элементов в усилителе и нагрузке не сов-
падает по фазе с входным напряжением. Для усилителя импульс-
ных сигналов по этим же причинам коэффициент усиления являет-
ся функцией времени, так как выходное напряжение при подаче на
вход скачка напряжения изменяется с течением времени.

В области средних рабочих частот для усилителя гармониче-
ских сигналов и в течение небольшого времени после окончания
процесса установления фронта импульсов для усилителя им-
пульсных сигналов влиянием реактивных элементов усилителя и
нагрузки можно пренебречь. В этих условиях коэффициент уси-
ления усилителя гармонических сигналов является действитель-
ной величиной, а коэффициент усиления усилителя импульсных
сигналов не зависит от времени.

Так как восприятие органов чувств человека подчиняется ло-
гарифмическому закону, коэффициент усиления нередко выра-
жают в логарифмических единицах — децибелах (в радиотех-
нике, радиовещании, импульсной технике) или неперах (в тех-
нике проводной связи). Коэффициент усиления из абсолютного
значения переводят в децибелы, неперы и обратно по следующим
выражениям:

K(56)=201g/< = 201g^

ивх

К(неп)	In	U вых Uex	(2.4)
К(дб) к = 10 20 =	_ еК(неп)	

где е — основание натуральных логарифмов.

Между коэффициентами усиления в децибелах и неперах су-
ществует следующая связь:

^(дб) ~ 8,7 К(н£?л) 1

К(им)^0,115К(ад|

(2.5)

В усилительной технике также используют понятие коэффициента усиле-
ния тока Кт> равного отношению выходного тока Iвых к входному /вх, и по-
нятие коэффициента усиления мощности равного отношению отдаваемой
в нагрузку или на вход следующего каскада мощности Р2 к входной мощ-
ности РвХ'



1 вых
Цх

к __ ?2

Км— р

г вх

(2.6)

Иногда также пользуются понятиями крутизны усиления по току, равной
отношению выходного тока усилителя к его входному напряжению, и крутизны
усиления по мощности, равной отношению выходной мощности усилителя к квад-
рату его входного напряжения.

Коэффициенты усиления тока и мощности переводят -в логарифмические еди-
ницы и обратно по следующим формулам:

Кт(дб)~~	1

Кщ(неп) == I*1 Кт J

==	1

^м(неп) = 0,5 1п

(27)

(2.8)
^т(дб)
20	кг

/<„ = 10	= е

Км(дб)

Км=10	10	= е0’5Хл,(неп)

(2.9)

Коэффициент полезного действия усилителя (кпд) представ-
ляет собой отношение мощности Р2, отдаваемой усилителем в
нагрузку, к суммарной мощности ЕЛ потребляемой им от источ-
ников питания,

•	(2.Ю)

Для усилителя с большой выходной мощностью кпд является
одним из важнейших показателей.

2.3.	ЧАСТОТНАЯ, ФАЗОВАЯ И ПЕРЕХОДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Из-за присутствия в схеме усилителя сосредоточенных и рас-
пределённых ёмкостей и индуктивностей коэффициент усиления
усилителя изменяется с частотой как по модулю, так и по фазе.
В результате этого отдельные гармонические составляющие по-
данного на вход сложного периодического колебания усиливаются
усилителем неодинаково и сдвигаются им на различный угол.
Это приводит к искажению формы усиливаемых сигналов даже
при отсутствии в цепях усилителя нелинейных элементов; поэтому
такие искажения называют линейными.

Представив выходное напряжение усилителя как вектор, сдви-
нутый на угол ф по отношению к вектору входного напряжения,
можно написать:

U =U е1ф

U	U	icf> icP

К = -^=-^е =Ке =/((cost+ i Sin?)
"вх	"вх

Таким образом, коэффициент усиления на любой частоте
характеризуется модулем коэффициента усиления К и аргумен-
том — углом сдвига фазы ф между выходным и входным на-
пряжениями.

Для суждения о величине линейных искажений, вносимых
усилителем гармонических сигналов, пользуются частотной и фа-
зовой характеристиками.

Частотной характеристикой усилителя называют зависимость
модуля коэффициента усиления от частоты (рис. 2.1). Частот-
ную характеристику строят в прямоугольной системе координат:
по вертикальной оси в линейном масштабе откладывают К в аб-

(2.П)
солютных или логарифмических единицах (или выходное напря-
жение UвЫх, соответствующее постоянной величине входного на-
пряжения Uex), по горизонтальной — частоту f в герцах или
угловую частоту co = 2jtf в логарифмическом масштабе. Необхо-
димость применения логарифмического масштаба по оси частот

вызывается широким частотным диапазоном современных уси-
лителей.

Рис. 2.1. Частотная характеристика

Рабочим диапазоном частот
усилителя гармонических сигна-
лов называют полосу частот от
низшей рабочей частоты fH до
высшей рабочей частоты fei в пре-
делах которой коэффициент уси-
ления усилителя по модулю, а
иногда и по фазе не должен выхо-

дить за пределы заданных до-

пусков.

Рабочий диапазон частот, а следовательно, и его граничные
частоты fн и /б зависят от назначения усилителя; их выбирают

в соответствии со спектральным составом усиливаемых сигна-
лов.

В табл. 2.2 приведены ориентировочные данные рабочего диа-
пазона частот усилителей гармонических сигналов наиболее упо-
требительных типов.

Таблица 2.2

Назначение усилителя	?н, гц	fe, кгц
Высококачественное воспроизведение речи и музыки .	304-50	104-15
Радиовещание и звукозапись среднего качества . . .	704-100	54-7
Звуковое кино 		504-100	54-10
Коммерческая телефония		250-т-300	2,54-3
Многоканальная проводная телефонная связь . . , .	60004-60 000	304-1000	
Осциллоскоп невысокого качества для [исследования установившихся процессов		304-50	1004-500
Широкополосный осциллоскоп для тех же целей . . .	04-20	5 0004-30000

При прохождении через усилитель, представляющий собой
> линейную систему сложного гармонического колебания, форма
последнего может изменяться по двум причинам:

а)	если отдельные гармоники сложного колебания усиливают-
ся усилителем неодинаково;

14
б)	если отдельные гармоники сложного колебания сдвигаются
усилителем на различные отрезки времени.

Искажения формы сигнала, вызванные неодинаковым усиле*
нием его гармонических составляющих, называют частотными
искажениями. Вносимые усилителем частотные искажения опре-
деляются неравномерностью его частотной характеристики в ра-
бочем диапазоне частот. Идеальной частотной характеристикой,
при которой усилитель не вносит частотных искажений, является
прямая, параллельная горизонтальной оси.

Для анализа усилительных схем удобно понятие относитель-
ного усиления Y, представляющего собой отношение коэффициен-
та усиления схемы К на данной частоте f к её коэффициенту уси-
ления в области средних рабочих частот

У=Л	(2.12)

^Ср

Мерой частотных искажений, вносимых усилителем на часто-
те f, служит модуль относительного усиления Y, равный отноше-
нию модулей коэффициентов усиления на данной и средней рабо-
чей частотах:

Нередко для оценки частотных искажений пользуются обрат-
ным отношением, обозначаемым через М и называемым коэффи-
циентом частотных искажений,

M = ± =	(2.14)

Относительное усиление и коэффициент частотных искажений
выражают как в относительных, так и логарифмических едини-
цах. Для перевода Y и М из относительных значений в децибелы
и обратно используют соотношения:

удб = 20 lg V

Y{d6)

Y = 10 20

Мдб = 20 IgM
м(дб)
М = Ю 20

Допустимая величина частотных искажений зависит от на-
значения усилителя и изменяется в широких пределах. Так, на-
пример, для радиовещательных усилителей среднего качества

(2.15)
допускают частотные искажения порядка ± (2-г-4) дб в полосе
рабочих частот, что почти не ощущается ухом. Для измерительных
усилителей, входящих в измерительные приборы, допустимые ча-
стотные искажения определяются точностью прибора и могут со-
ставлять десятые и даже сотые доли децибела.

Удобными для расчётов являются нормированные (обобщённые)
частотные характеристики, где по вертикали откладываю- мо-
дуль относительного усиления У, а по горизонтали — нормиро-
ванную частоту X, равную произведению частоты на опреде)
лённые параметры схемы. Нормированная частотная характери-
стика справедлива для данной схемы независимо от величин вхо-
дящих в схему элементов; это делает её очень удобной
при анализе свойств и расчёте схемы по заданной характери-

стике.

Фазовой характеристикой называют зависимость угла сдвига
фазы ф между выходным и входным напряжениями от частоты,
т. е. зависимость аргумента относительного усиления от частоты
(рис. 2.2). Масштаб обеих осей
обычно берут линейным, так как

Рис. 2.2. Фазовая характеристика
и оценка фазовых искажений:

а) в области нижних и
б) в области верхних частот

при этом фазовая
даёт возможность

характеристика

оценивать

мые усилителем фазовые

вноси-
искаже-

ния. Положительные значения ф, от-
кладываемые вверх по вертикаль-
ной оси, соответствуют опережению
входного напряжения выходным, от-

рицательные,
отставанию

от входного;

масштаба на

откладываемые вниз, —
выходного напряжения
применение линейного
оси частот заставляет

строить фазовые характеристики от-

дельно для

области нижних

теристики, так же как и
ванном виде.

1 (рис. 2.2а) „и области верхних рабо-
чих частот 4 (рис. 2.26), так как при
нанесении их на одном графике об-
ласть нижних частот получается
чрезмерно сжатой. Фазовые харак-
частотные, нередко строят в нормиро-

Искажения формы сигнала, вызываемые неодинаковым сдви-

гом во времени отдельных гармонических составляющих слож-
ного сигнала, называют фазовыми искажениями. Вносимые уси-
лителем фазовые искажения определяются его фазовой харак-
теристикой. Не всякий фазовый сдвиг, вносимый усилителем, соз-
даёт фазовые искажения. Если, например, вносимый усилите-
лем угол сдвига' фазы прямо пропорционален частоте, то усили-
тель не изменяет формы усиливаемых сигналов, а лишь сдвигает
сигнал во времени: следовательно, в этом случае усилитель не
вносит фазовых искажений.

Для пояснения сказанного представим мгновенное значение напряжения
ивх, подаваемого на вход гармонического усилителя, .в виде суммы ряда

р

ивх =^ипм sin (noit + ^n).	(2.16)

Если модуль коэффициента усиления усилителя К не зависит от частоты
(усилитель не вносит частотных искажений), а вносимый усилителем на часто-
те n-й гармоники угол сдвига фазы прямо пропорционален частоте:

<рп = /гсот,	(2.17)

то получим

р

ивих — К 2 UnM sin (« ш * + п + Фл) =
rt=l
р

=^2f7-sin[rtto(z+T)+'W-	(2Л8)

Из сравнения (2.16) и (2.18) видно, что в рассматриваемом случае вы-
ходное напряжение отличается от входного лишь	"

времени на величину т, называемую временном
сдвигом. Форма выходного сигнала при этом не
будет отличаться от формы входного, а следо-
вательно, фазовые искажения будут отсутствовать
(рис. 2.3).

На рис. 2.3а сплошной линией изображён
входной сигнал, состоящий из основной частоты
и третьей гармоники (пунктирные кривые). Если
при прохождении сигнала через усилитель основ-
ная частота и третья гармоника сдвинутся, поло-
жим, на одинаковый угол в 90° (рис. 2.36), то
форма выходного сигнала будет резко отличать-
ся от формы входного. Если же первая гармо-
ника сдвинется на 90°, а третья на 90X3=270°,
т. е. сдвиг фазы будет пропорционален частоте
(рис. 2.3в), то форма выходного сигнала не бу-
дет отличаться ст формы входного, но выходной
сигнал будет сдвинут относительно входного на
время т.

Следовательно, идеальной фазовой
характеристикой усилителя, соответству-
ющей отсутствию вносимых усилителем
фазовых искажений, является прямая,
проходящая через начало координат под
любым углом к горизонтальной оси. По-
этому вносимые усилителем фазовые ис-
кажения оценивают не абсолютным зна-
чением угла сдвига фазы ср, вносимого

усилителем, а разностью ординат Ф фазовой характеристики и
касательной к ней, проведённой через начало координат.

2—$77	17

<0

6)

-Де»

V

И быж

й)

u *

t

t

-irk

Рис. 2.3. Фазовые искажения
В области нижних частот проходящая через начало коорди-
нат касательная к фазовой характеристике совпадает с горизон-
тальной осью, а поэтому мерой фазовых искажений на нижних
частотах Фн является абсолютное значение вносимого усилите-
лем угла сдвига фазы фк (рис. 2.2а). В области верхних частот
фазовые искажения Ф в обычно много меньше вносимого усилите-
лем угла сдвига фазы срв (рис. 2.26).

Человеческое ухо практически не реагирует на фазовые со-
отношения гармонических составляющих, несмотря на то, что
при этом изменяется форма сигнала. Поэтому в усилителях зву-
ковой частоты фазовые искажения обычно не ограничивают и не
принимают во внимание при проектировании усилителя. В уси-
лителях для осциллоскопов фазовые искажения приводят к тому,
что изображение на экране осциллоскопа отличается от действи-
тельной формы сигнала, а поэтому жёстко ограничиваются. Так,
например, сдвиг фазы основной частоты сложного колебания на
5-Г-70 может заметно изменить его форму. Поэтому для усилите-
лей осциллоскопов высокого качества допускают Фн не выше
4~5°. Фазовые искажения на высшей рабочей частоте меньше
отражаются на форме сигнала, и в указанных усилителях Фв
допускают до 20-н30°. В некоторых типах измерительных уси-
лителей фазовые искажения отражаются на точности измере-
ния, а поэтому также ограничиваются.

Частотно-фазовая характеристика представляет собой зави-
симость коэффициента усиления (или относительного усиления)
в комплексной форме от частоты. Её строят в полярной системе
координат, откладывая от центра векторы Къ Л2, Кз и т. д. под
углами ф1, ф2, Фз, характеризующие усиление на частотах

Рис. 2.4. Частотно-фа-	Рис. 2.5. Переходная характе-

зовая характеристика	ристика

/з и т. д. Соединив плавной линией концы векторов, получают
частотно-фазовую характеристику, у которой по горизонтальной
оси оказывается отложенной действительная составляющая коэф-
фициента усиления а, а по вертикальной оси — мнимая его со-
ставляющая ib (рис. 2.4). Такая характеристика показывает изме-
18
нения как модуля, так и аргумента коэффициента усиления К с
частотой и заменяет две характеристики — частотную и фазовую.
В ряде случаев, например при ‘анализе устойчивости усилителей,
её применение является очень удобным.

Переходной характеристикой называют зависимость мгновен-
ного значения выходного напряжения усилителя от времени
ивых (/) или мгновенного значения коэффициента усиления от
времени к(/) = —при подаче на вход мгновенного скачка
ивх (О

напряжения (рис. 2.5). Этой характеристикой пользуются в усили-
телях импульсных сигналов для оценки искажений формы усили-
ваемых импульсов.

Для расчётов удобны нормированные (обобщённые) переход-
ные характеристики, где по вертикальной оси откладывают
отношение у выходного напряжения к его значению после уста-
новления фронта скачка, а по горизонтальной — время t или без-
размерную величину х, пропорциональную времени.

Идеальная нормированная переходная характеристика имеет
форму единичной функции1). Усилитель с такой переходной ха-
рактеристикой, не содержащий нелинейных элементов, не иска-
жает форму усиливаемых импульсов.

Так как в схемах усилителей имеются ёмкости и индуктивно-
сти, переходные характеристики даже у усилителей, не содержа-
щих нелинейных элементов, отличаются от единичной функции.
В результате форма усиливаемых импульсов искажается. Иска-
жения, вызванные присутствием в схеме реактивных элементов
(индуктивностей, ёмкостей) называют переходными искажения-
ми; отсюда следует, что последние являются линейными иска-
жениями.

Переходные искажения делятся на два основных вида: иска-
жения фронта и искажения вершины импульса; первые оценивают
временем установления ty и выбросом фронта S.

У современных усилителей импульсных сигналов процесс
установления переднего фронта импульса происходит за очень
короткое время, во много раз меньшее длительности усиливае-
мых импульсов. Поэтому для оценки искажений фронта и иска-
жений вершины импульса используют переходные характеристи-
ки с различными масштабами времени. Для оценки искажений
фронта пользуются переходной характеристикой с сильно растя-
нутым масштабом времени, называемой переходной характери-
стикой в области малых времён; для оценки искажений верши-
ны импульса используют переходную характеристику с сильно

!) Единичной функцией называют функцию, имеющую значение, равное
нулю для всех значений / от — оо до 0 и равное единице для всех значений t
больших нуля.

2*	19
Рис. 2.6. Определение време-
ни установления ty и вы-
броса переднего фронта 6 по
нормированной переходной
характеристике в области
малых времён

области малых времён

сжатым масштабом времени, называемую переходной характери-
стикой в области больших времён.

Временем установления обычно называют время, за которое
выходное напряжение нарастает от 0,1 до 0,9 значения, имею-
щего место по окончании процесса установления фронта. Время
установления удобно определять по нор-
мированной переходной характеристике
как разность времени t2, соответствующе-
го // = 0,9, и времени соответствующего
// = 0,1 (рис. 2.6):

= tv	(2.19)

Время установления выражают в
секундах (микросекундах, наносекун-
дах).

Выброс переднего фронта импульса
оценивают относительной величиной
разности максимальной ординаты пе-
реходной характеристики и ординаты,
имеющей место по окончании процесса
установления фронта. По нормирован-
ной переходной характеристике для
рис. 2.6) выброс фронта 6 определяют в

относительных единицах или процентах выражением

8 =	8%= Ю0(^ак-1).	(2.20)

Искажения вершины импульса обычно оценивают относи-
тельной величиной спада плоской вершины А в момент оконча-
ния импульса Т и выражают относительной величиной или в
процентах. Иногда плоская вершина импульса при прохождении
через усилитель приобретает подъём (рис. 2.7); в этом случае
искажения вершины оценивают или относительной величиной
этого подъёма Д' или изменением амплитуды Д" за время про-
хождения плоской части импульса. По нормированной переход-
ной характеристике для области больших времён указанные иска-
жения определяют так:

А = 1 — Ут
=ут—1

А7 = У макс У у

(2.21)

Величина допустимых переходных искажений зависит от на-
значения усилителя. Так, например, в усилителе для импульсно-
го
го осциллоскопа обычно допускают время установления не свы-
ше 50% от наименьшего времени установления исследуемых им-
пульсов, выброс — не более 24-4%, спад — не более 34-5% для

Рис. 2.7. Определение искажений вершины импульса по нор-
мированной переходной характеристике в области больших
времён:

а) спада А; б) подъёма А'; в) изменения амплитуды А"

импульсов наибольшей длительности. Для телевизионных видео-
усилителей допускают время установления порядка (0,54-1) t3
(t3 — длительность одного элемента изображения) и выброс не
больше 54-10%.

Математический анализ показывает, что выражение, определяющее коэф-
фициент усиления схемы в комплексной форме, легко преобразуется в опера-
торное изображение, оригиналом которого является уравнение переходной ха-
рактеристики схемы. Поэтому частотная, фазовая и переходная характеристи-
ки схемы обычно оказываются однозначно связанными1) [Л19, стр. 63—72;
Л5, стр. 1(26—460]. Это позволяет по одной из характеристик найти осталь-
ные. Однако аналитическое нахождение неизвестной характеристики по извест-
ным оказывается несложным лишь для простейших схем, уравнение коэффи-
циента усиления которых содержит ict> в невысокой степени.

Для определения переходной характеристики по экспериментально снятым
частотной и фазовой характеристикам, аналитическое выражение которых не-
известно, и для определения частотной и фазовой характеристик по известной
переходной разработаны графические методы (Л 19, стр. 410—421]. Существуют
также способы определения переходных искажений по известному уравнению
или графику частотной характеристики [Л31].

2.4.	АМПЛИТУДНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА И ДИНАМИЧЕСКИЙ
ДИАПАЗОН

Амплитудная характеристика усилителя представляет собой
зависимость установившегося значения выходного напряжения
от величины подаваемого на вход синусоидального напряжения
неизменной частоты. В рабочей области амплитуд сигнала, по-
ступающих на вход усилителя, амплитудная характеристика
обычно прямолинейна; угол её наклона определяется коэффи-

’) Связь между указанными характеристиками неоднозначна лишь для
неминимально фазовых систем, сравнительно редко встречающихся на
практике.
циентом усиления усилителя на данной частоте. При чрезмер-
ной амплитуде сигнала нелинейные элементы, входящие в схему
усилителя (электронные лампы, транзисторы, трансформаторы с
ферромагнитными сердечниками), перегружаются и пропорцио-

нальность между входным и выходным напряжениями нару-
шается. В результате при чрезмерных амплитудах входного сиг-

Рис. 2.8. Амплитудная ха-
рактеристика

нала амплитудная характеристика ис-
кривляется (рис. 2.8).

Амплитудная характеристика идеаль-
ного усилителя представляет собой пря-
мую, проходящую под определённым уг-
лом через начало координат. Однако ам-
плитудная характеристика реальных уси-
лителей не проходит через начало коор-
динат, а начинается в определённой точ-
ке на оси выходных напряжений. Объяс-
няется это тем, что в реальных усилите-
лях при отсутствии подаваемого на вход

сигнала
вается равным не нулю, а
усилителя U п.

' В большинстве случаев эдс

напряжение на выходе оказы-
напряжению собственных помех

источника сигнала, подключаемо-

го к входу усилителя, не является постоянной, а изменяется от
наибольшего значения иимакс Д° наименьшего UUMtiH- Отноше-
ние Uи максой мин называют динамическим диапазоном сигна-
ла Дс:

И _ макс
и и мин

(2.22)

Динамический диапазон симфонического оркестра достигает
60-4-80 дб; большинство других источников сигнала имеет значи-
тельно меньший динамический диапазон.

Амплитудная характеристика усилителя показывает, что ла его вход мож-
но подавать напряжение сигнала не меньше Uвх мин (рис. 2.8), так как в про-
тивном случае сигнал на выходе будет маскирован ((заглушён) собственными
помехами усилителя, и не выше Увхмакс* так как иначе усилитель будет да-
вать чрезмерные нелинейные искажения (см. ниже), вызываемые перегрузкой
нелинейных элементов усилителя. Отношение Uвх максвх мин представляет
собой динамический диапазон усилителя Ду>

Ду

Uex макс
Uвх мин

Ду(дб) в 20 Ду =

Uex макс

Uex мин

(2.23)
Чтобы усилитель мог усиливать как минимальную, так .и максимальную
амплитуды сигнала, динамический диапазон усилителя должен быть равен или
больше динамического диапазона сигнала, т. е.

Ду > Дс.	(2-24)

Если это условие не выполняется, динамический диапазон сигнала сжимают
при помощи ручной или автоматической регулировки усиления.

2.5.	СОБСТВЕННЫЕ ПОМЕХИ УСИЛИТЕЛЯ

2.5.1.	Наводки и фон

Основными составляющими собственных помех усилителя яв-
ляются: наводки и фон, помехи от микрофонного эффекта, тепло-
вые шумы, шумы усилительных элементов.

Наводками называют напряжение посторонних сигналов в
выходной цепи, наводимое на цепи усилителя посторонними ис-
точниками сигналов и источниками помех — соседними усилите-
лями, электродвигателями, генераторами и другими электричес-
кими приборами. Причиной появления наводок служат паразит-
ные электрические, магнитные и гальванические связи цепей уси-
лителя с источниками помех. Устранение наводок достигается
экранированием, усилителя и его отдельных цепей, а также при-
менением развязывающих фильтров.

Фоном называют периодическое напряжение в выходной цепи
усилителя, гармонические составляющие которого кратны ча-
стоте сети переменного тока, питающего усилитель или распо-
ложенный вблизи него прибор. Основными причинами появления
фона служат: недостаточное сглаживание выпрямленного напря-
жения источников питания усилителя, питание накала элект-
ронных ламп переменным током, наведение переменной эдс в
цепях усилителя электрическими и магнитными полями трансфор-
маторов питания, соседних приборов и подводящих проводов.
Для устранения фона применяют источники питания с хорошо
сглаженным напряжением, используют соответствующие лампы
и схемы включения при питании накала переменным током
(см. стр. 354-37), удаляют и экранируют от источников фона опас-
ные в отношении наводок цепи усилителя, а также применяют об-
ратную связь, что рассматривается в гл. 7.

2.5.2.	Помехи от микрофонного эффекта

Микрофонным эффектом усилителя называют способность по-
следнего давать на выходе постороннее напряжение при воздей-
ствии' на усилительные элементы и детали усилителя вибраций и
механических сотрясений.

При сотрясении усилительного элемента, например электрон-
ной лампы, электроды последней колеблются с частотами много-
численных механических резонансов её арматуры, что вызывает
появление в анодной цепи переменной составляющей тока слож-
ной формы. Воздействие механических колебаний на трансформа-
тор также может вызвать появление на его обмотках переменной
эдс, если сердечник трансформатора обладает магнитострикцион-
ным эффектом.

Для ослабления помех от микрофонного эффекта применяют
усилительные элементы со слабо выраженным микрофонным эф-
фектом (например, транзисторы), амортизируют усилительные
элементы с сильным микрофонным эффектом, особенно в первых
каскадах усиления, а иногда амортизируют также и входной
трансформатор, если он обладает микрофонным эффектом.

2.5.3.	Тепловые шумы

Напряжением теплового или термического шума называют не-
периодическое флуктуационное!) напряжение, имеющееся на
зажимах любого проводника, цепи или элемента схемы. Возник-
новение этого напряжения вызывается хаотическим тепловым
движением электронов. Так как всякий проводник обладает элек-
трическим сопротивлением, хаотическое движение электронов
создаёт на зажимах цепи или проводника беспорядочно изменяю-
щееся напряжение с непрерывным частотным спектром, прости-
рающимся от f=0 до f= оо.

Действующее (среднее квадратичное) значение напряжения
тепловых шумов Uшт на концах сопротивления Z в полосе частот
от fi до /г определяется выражением

/

ишт=У	(2.25)

где R j — активная составляющая сопротивления Z в интерва-
ле частот от fi до

Т — абсолютная температура сопротивления;

k — постоянная Больцмана, равная 1,37 • 10“”23 джоуля
на градус.

Если в полосе частот от f\ до активная составляющая со-
противления цепи равна R и постоянна, что обычно имеет место
в цепях усилителя, подставив в (2.25) значение k и Т=293° и про-
интегрировав, получим для комнатной температуры в 20°С напря-
жение тепловых шумов в микровольтах:

= 0.13 V	(2.26)

!) Хаотически отклоняющееся от среднего статистического значения.
Любая цепь усилителя является генератором тепловых шу-
мов; однако практическое значение обычно имеет лишь шум
входной цепи, так как он усиливается наибольшим количеством
каскадов. Поэтому практически обычно рассчитывают напряжение
тепловых шумов только входной цепи усилителя, подставляя в (2.26)
значение /?, равное активной составляющей сопротивления входной
цепи в области средних рабочих частот, а вместо граничных про-
пускаемых частот f2 и fi — высшую и низшую рабочие частоты f^
и Д, что не вызывает большой ошибки.

Из (2.25) видно, что для уменьшения напряжения тепловых шумов необ-
ходимо уменьшать сопротивление цепи, полосу пропускаемых частот или тем-
пературу. Однако полоса пропускаемых частот обычно бывает задана, а
снижение сопротивления входной цепи сопровождается снижением напряже-
ния сигнала на входе и может даже ухудшить отношение сигнала к шуму.
Снижение температуры входной цепи до величины, близкой к абсолютному
нулю, хотя и может в некоторых случаях сильно уменьшить уровень собствен-
ных помех усилителя, используется на практике лишь в особых случаях (на-
пример, при сверхдальней космической связи), так как технически трудно осу-
ществимо.

2.5.4.	Шумы усилительных элементов

Кроме тепловых шумов, источником шумов усилителя явля-
ются также усилительные элементы. Основной причиной шумаг
создаваемого электронной лампой, служит так называемый дро-
бовой эффект. Даже при постоянстве питающих напряжений на
электродах лампы количество электронов, вылетающих с като-
да, в различные моменты времени неодинаково вследствие ста-
тистического распределения скоростей теплового движения
электронов в накалённом катоде. Флуктуации анодного тока соз-
дают на нагрузке, включённой в цепь анода лампы, шумовое
напряжение, имеющее подобно тепловому шуму входной цепи
непрерывный частотный спектр. Это явление и называют дробо-
вым эффектом.

Несмотря на то, что все лампы усилителя являются источни-
ками шумов, практическое значение обычно имеет лишь шум пер-
вой, входной лампы усилителя, так как он усиливается наиболь-
шим числом каскадов. Напряжение шумов лампы, вызванное
дробовым эффектом, так же как и напряжение тепловых шумов
входной цепи, пропорционально корню квадратному из полосы
пропускаемых частот. Поэтому напряжение шумов входной лам-
пы, приведённое к её управляющей сетке, удобно вычислять по
формуле, аналогичной (2.26), в которую взамен активного сопро-
тивления входной цепи R подставляют шумовое сопротивление
входной лампы усилителя %шл'.

^шл (мкв) ~ 1$ 'У (/в	f н\кгц) ^шл (ком) *	(2.27}

Шумовое сопротивление лампы представляет собой эквива-
лентное сопротивление, которое, будучи включено в цепь управ-
ляющей сетки, создаёт на анодной нагрузке напряжение тепло-
вых шумов, равное напряжению шумов данной лампы. Напряже-
ние шумов, определяемое из (2.27), приведено к управляющей
сетке лампы, так как в таком виде его удобно складывать с на-
пряжением тепловых шумов входной цепи.

Для триодов с оксидным катодом величина шумового сопро-
тивления с достаточной для практики точностью определяется вы-
ражением [ЛЗ, стр. 312]

(2.28)

где S — крутизна анодного тока лампы в точке покоя, лш/в.

Шумы пентода выше, чем шумы триода, вследствие флуктуа-
ций распределения электронного потока между электродами. Шу-
мовое сопротивление пентода приближённо определяется ф-лой
(ЛЗ, стр. 313].

D

1Хшл (ком)

2,5 /др

5 Лго + Ло

(2.29)

1 + 8М ,
S /

где IaQ и 19Q— токи покоя анода и экранирующей сетки в рабо-
чем режиме.

Дробовой эффект не является единственным источником шу-
ма ламп; дополнительными источниками шума являются эффект
мерцания катода, вторичная эмиссия электродов, ионизация
остатков га^а, сеточные токи. Эффект мерцания наблюдается у
активированных катодов, в особенности у оксидных, и сильно
увеличивает шумы лампы в области низких частот, порядка со-
тен герц и ниже.

Таблица 2.3

Тип лампы	ком	Примечание
6Н15П	0,5	Триод
6Ж4	0,25	Триодное включение
6Ж1П	0,4	»
6Ж9П	0,12	»
6Ж4	0,8	Пентодное включение
6Ж1П	1,9	»
6Ж9П	0,36	»

Для уменьшения составляющей помех усилителя, вызываемой
шумами ламп, в качестве входной лампы желательно применять
триод (или пентод в триодном соединении) с возможно большей
крутизной характеристики. Значение шумового сопротивления не-
которых ламп в типовом режиме приведено в табл. 2.3.
Шумовое сопротивление меняется в довольно широких пре-
делах у различных экземпляров ламп одного и того же типа.
Поэтому приведённые в таблице цифры следует рассматривать
как средние.

Собственные шумы транзисторов имеют сходную природу с
шумами электронных ламп и сильно зависят от типа, техноло-
гии изготовления и режима работы. Для маломощного транзисто-
ра наименьший уровень шумов имеет место при токе коллектора
порядка 0,1-е-0,2 ма, напряжении между коллектором и базой
порядка 0,5-7-2 в и сопротивлении источника сигнала порядка
300—1000 ом. В таких условиях уровень шумов специальных ма-
лошумящих типов транзисторов (П9А, П13Б и др.) того же по-
рядка, что и уровень шумов электронных ламп.

Уровень шумов транзистора обычно характеризуют коэффи-
циентом шума, выражаемым в децибелах и показывающим, на
сколько децибел включённый в цепь усиливаемого сигнала тран-
зистор повышает уровень шумов по сравнению с тепловыми шума-
ми цепи.

Суммарное напряжение шумов UШ9 приведённое к входу уси-
лителя и обусловленное тепловыми шумами и шумами усилитель-
ных элементов, приближённо определяется выражением

(2'30>

где U шу — напряжение шумов первого усилительного элемента,
приведённое к входной цепи.

Для усилителя с электронной лампой на входе Uшу обычно
принимают равным Uшл входной лампы, определяемому по ф-ле
(2.27).

2.6.	НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ

2.6.1	. Общие сведения

Нелинейными искажениями называют изменения формы сиг-
нала, вызываемые нелинейностью элементов схемы усилителя.
Основными причинами появления нелинейных искажений в уси-
лителе являются нелинейность характеристик усилительных эле-
ментов, применяемых в усилителе (электронных ламп, транзи-
сторов и т. д.), а также нелинейность характеристик намагничи-
вания магнитного материала сердечников трансформаторов и
дросселей усилителя.

На рис. 2.9 показано, как нелинейность характеристики анод-
ного тока электронной лампы вызывает появление нелинейных
искажений. При подаче на управляющую сетку лампы синусои-
дального напряжения ии = U UMsin cut ток анодной цепи ia уже
не является синусоидальным, а следовательно, содержит высшие
гармоники.
При работе электронной лампы с сеточными токами из-за не-
линейности сеточного тока нелинейные искажения возникают не

только в анодной, но и в сеточной цепи (рис. 2.10). При сину-
соидальной эдс источника сигнала (сплошная кривая на

Рис. 2.9. Нелинейные искажения сигнала
из-за нелинейности характеристики анод-
ного тока лампы

рис. 2.10а) напряжение на
управляющей сетке лампы
оказывается несинусоидаль-
ным, так как в моменты про-
хождения импульсов сеточ-
ного тока на внутреннем
сопротивлении источника
(рис. 2.106) создаётся паде-
ние напряжения icRu, вычи-
тающееся из эдс. В резуль-
тате положительная верхуш-
ка кривой напряжения на
управляющей сетке оказы-
вается подрезанной (пунк-
тирная кривая), а следова-
тельно, подводимое к сетке*

напряжение уже содержит высшие гармоники. Вследствие того,
что. транзисторы всегда работают с наличием тока во вход-
ной цепи, они вносят нелинейные искажения как по выходной,

так и по входной цепям, как
и электронная лампа, рабо-
тающая с токами сетки.

2.6.2	Коэффициент гармоник
и затухание нелинейности

Чем больше отличается
от синусоиды форма выход-
ного сигнала при введении
во входную цепь усилителя
синусоидальной эдс, тем
больше относительная амп-

литуда высших гармоник и
их количество в выходном
сигнале. Поэтому нелиней-
ность усилителя гармониче-
ских сигналов и вносимые
им нелинейные искажения

Нс

Рис. 2.10. Нелинейные искажения сигна-

ла из-за нелинейности характеристики
сеточного тока лампы:

а) графики, поясняющие возникновение
искажений; б) принципиальная схема
входной цепи

удобно оценивать коэффициентом гармоник кг, равным отно-

шению действующего значения появившихся в выходной цепи
Гармоник тока (или напряжения) к току (или напряжению)

основной частоты. При этом полагают, что на вход усилителя
включён источник синусоидальной эдс, а нагрузка усилителя?
представляет собой активное сопротивление, не зависящее от
частоты:	___________________ _________________________

Д/~ ^ + /з + /4 + * * ’	]/Л U2 +Ul + U4 + * * •

Кг =	-	=	-	, (2.31)

где /ь Л, /з и т. д. — действующие или амплитудные значения
первой, второй, третьей и т. д. гармоник то-
ка на выходе;

U\, U2i U3 и т. д. — действующие или амплитудные значения
первой, второй, третьей и т. д. гармоник на-
пряжения на выходе.

При практических расчётах нередко используют коэффици-
енты второй, третьей и т. д. гармоник, представляющие собой
отношение тока (или напряжения) данной гармоники к току
(или напряжению) основной частоты. Такие «частные» коэффи-
циенты гармоник обозначаются через к с соответствующим ин-
дексом:

кг3 = — = — и т. д.
г3 /1 и,

Из сказанного следует, что полный коэффициент гармоник
кг выражается через частные коэффициенты гармоник следую-
щим образом:	_____________________

Кг = У к2г2 + к*з + К*4 + • • • ,	(2.33)

д. гармоник, выражае-
и т. д.

п L (2.34)

В технике проводной связи нелинейность усилителя обычно
оценивают затуханием нелинейности усилителя Ь или затухани-
ем нелинейности второй Ь2, третьей Ь3 и т.
мыми в неперах:

Ь2 = In-— = 1п~~ ; b3 = In = In

•2	^2	Лз “2

b = In—	11   .......=	In —=

^2 Н" 73 + ^4 + • • •	^2 + ^3“Н^4+- * *

Допустимая величина вносимых усилителем нелинейных ис-
кажений определяется его назначением. Так, например, в усили-
теле для высококачественного усиления речи и музыки допу-
скают коэффициент гармоник порядка 1-4-2%; в звуковом уси-
лителе среднего качества — до 5-4-7%'. В усилителях многока-
нальной связи допустимая величина нелинейных искажений мно-
го меньше; для таких усилителей допускают затухание нелиней-
ности отдельных гармоник порядка 7-4-10 неп и выше, что соот-
ветствует полному коэффициенту гармоник в 0,2-4-0,01%. Такие
жёсткие требования обусловлены тем, что на многоканальных
линиях дальней связи последовательно включается большое ко-
личество усилителей, нелинейные искажения которых суммиру-
ются, а также тем, что нелинейность усилителей приводит к вза-
имному влиянию каналов.

2.6.3. Коэффициент нелинейности

В усилителях импульсных сигналов нелинейность усилителя
сказывается иначе, чем в усилителях гармонических сигналов.
В некоторых случаях, например, при усилении прямоугольных



а

и макс

Рис. 2.11. Определение
коэффициента нелиней-
ности усилителя им-
пульсных сигналов

импульсов постоянной амплитуды, нелиней-
ность усилителя практически не влияет на
форму выходных импульсов, а поэтому
обычно и не ограничивается. При усилении
импульсов различной амплитуды нелиней-
ность усилителя изменяет соотношение амп-
литуд импульсов в выходной цепи, что, на-
пример, в телевидении приводит к измене-
нию относительной плотности полутонов
(искажению световых градаций) изображе-
ния. При усилении пилообразных, треуголь-

IL	-	-	-	- V

п ных, трапецеидальных импульсов нелинеи-

ность усилителя приводит к искривлению
наклонных краёв импульса.

Нелинейность усилителей импульсных
сигналов можно оценивать коэффициен-
том нелинейности у, представляющим со-
бой относительное изменение крутизны

зависимости выходного тока от эдс источника сигнала в интерва-
ле максимального входного сигнала UUMaKC (рис. 2.11):

tga-tg₽	ЮЛ tga-tgp

Т —	—	, Т% —	----—

tg a	tg а

(2.35)

При практическом определении коэффициента нелинейности
удобно касательные к точкам наибольшей и наименьшей крутиз-
ны продолжить до пересечения друг с другом (точка С на
рис. 2.11) и провести через точку пересечения прямую, параллель-
ную горизонтальной оси. Отрезки а и б, отсекаемые касательны-
ми на любой вертикальной прямой, пропорциональны тангенсам
противолежащих углов, поэтому

а — б

(2.36)

В эту формулу подставляют длину отрезков а и б в миллимет-
рах, измеренную масштабной линейкой.
ГЛАВА 3

ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ СХЕМ

3.1,	БЛОК-СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ

В большинстве случаев усиление одного усилительного элемен-
та недостаточно, и в усилителе применяют несколько таких эле-
ментов, включаемых таким образом, что электрические колеба-
ния, усиленные первым элементом, подводятся ко второму, затем
к третьему и т. д. Часть схемы усилителя, составляющую одну
ступень усиления, называют усилительным каскадом.

Для наглядного изображения устройства усилителя применяют
блок-схему (функциональную схему), где прямоугольниками с

Усилитель

Рис. 3.1. Блок-схема усилителя

надписями обозначают основные части (узлы) усилителя
(рис. 3.1): входное устройство, предварительный усилитель, мощ-
ный усилитель, выходное устройство. Рассмотрим назначение этих
частей и их структуру.

Входное устройство служит для передачи сигнала во вход-
ную цепь первого усилительного элемента. Его применяют, ког-
да непосредственное включение источника сигнала на вход уси-
лительного элемента нецелесообразно. Например, при непосред-
ственном включении симметричной линии связи на вход усили-
тельного элемента симметрия линии нарушается, так как один
из его входных зажимов обычно соединён с общим проводом.
В этом случае напряжение от линии на вход усилителя подают
Рис. 3.2. Входное уст-
ройство в виде сим-
метрирующего транс-
форматора с регуля-
тором усиления

через симметрирующий трансформатор, имеющий симметричную
относительно земли первичную обмотку (рис. 3.2).

Входное устройство в виде повышающего трансформатора
применяют также для связи низкоомного источника сигнала с
цепью управляющей сетки входной лампы усилителя в том слу-
чае, когда шум лампы при непосредственном включении источ-
ника оказывается выше уровня минимального сигнала. Приме-
нение повышающего трансформатора в этом случае повышает
напряжение сигнала, увеличивая тем самым
отношение сигнала к помехам.

Входное устройство в виде трансформа-
тора с шунтами или без шунтов на обмот-
ках применяют и для согласования вход-
ного сопротивления усилителя с сопротив-
лением источника сигнала, когда источник
сигнала должен работать на нагрузку, рав-
ную его характеристическому сопротив-
лению.

Когда назначением входного устройства
является лишь предотвращение попадания

на вход усилителя постороннего постоянного напряжения, при-
меняют упрощённое входное устройство, состоящее из сопротив-
ления и ёмкости. Частью входного устройства нередко является
регулятор усиления простейшего типа — сопротивление с переме-
щающимся по нему ползунком (рис. 3.2).

Предварительный усилитель усиливает ‘ напряжение, ток или
мощность сигнала до величины, необходимой для подачи на вход
мощного усилителя. Предварительный усилитель может состоять
из одного или нескольких каскадов предварительного усиления;
количество последних определяется необходимым усилением
сигнала. Если напряжение, ток или мощность, отдаваемые источ-
ником сигнала, достаточны для подачи на вход мощного усили-
теля, предварительный усилителе в составе усилителя отсут-
ствует.

Мощный усилитель предназначен для отдачи в нагрузку за-
данной мощности сигнала. Мощные усилители с большой выход-
ной мощностью могут содержать несколько каскадов мощного
усиления, так как последний каскад такого усилителя требует
на входе значительную мощность сигнала, которую должен от-
дать предыдущий каскад, являющийся в этом случае также кас-
кадом мощного усиления. Когда нагрузкой усилителя является
небольшая ёмкость (например, управляющий электрод кинеско-
па или отклоняющие пластины электронно-лучевой осциллоско-
пической трубки), на выходе усилителя необходимо обеспечить
лишь напряжение определённой величины. Здесь мощный усили-
тель не нужен, и последний каскад усилителя является каскадом
предварительного усиления.
Выходное устройство служит для связи выходного каскада
усилителя с нагрузкой в случаях, когда непосредственное подклю-
чение нагрузки к выходному каскаду нецелесообразно.

Выходное устройство в виде симметрирующего трансформато-
ра с симметричной вторичной обмоткой применяют при работе от
несимметричного выходного каскада усилителя на симметричную
нагрузку, например, симметричную линию связи. Трансформатор-
ное выходное устройство с шунтами на обмотках или без шун-
тов применяют также при необходимости согласования выходного
сопротивления усилителя с характеристическим сопротивлением
нагрузки.

Выходное устройство в виде выходного трансформатора ча-
сто также применяют в усилителях для того, чтобы создать
выходному каскаду наивыгоднейшее сопротивление нагрузки,
при котором каскад отдаёт требуемую мощность при высоком ко-
эффициенте полезного действия и малых нелинейных искаже-
ниях.

Для предотвращения попадания постоянной составляющей на-
пряжения источника питания в цепь нагрузки применяют выход-
ное устройство из сопротивления и ёмкости. Если возможно не-
посредственное включение нагрузки в выходную цепь оконечного
каскада, выходное устройство не применяют.

3.2.	СПОСОБЫ ВКЛЮЧЕНИЯ УСИЛИТЕЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ

В качестве усилительных элементов в большинстве современ-
ных усилителей применяют электронные лампы или транзисторы.
Те и другие имеют три основных электрода: эмитирующий, управ-
ляющий и электрод, ток в цепи которого управляется. Для крат-
кости последний электрод будем называть управляемым. В элек-
тронной лампе эмитирующим электродом является катод, управ-
ляющим — управляющая сетка и управляемым — анод.

В транзисторе эмитирующим электродом является эмиттер,
управляющим — база (основание), управляемым — коллектор.

Для усиления электрических сигналов источник сигнала вклю-
чают в цепь управляющего электрода, а нагрузку — в цепь управ-
ляемого. При трёх основных электродах возможны три способа
включения усилительного элемента, при которых будет происхо-
дить усиление сигнала. Эти три способа показаны на рис. 3.3 и 3.4
(для упрощения рисунков источники питания усилительных эле-
ментов здесь не показаны).

Способы включения электронной лампы следующие:

1)	С общим катодом (рис. 3.3а), где источник сигнала вклю-
чают в провод управляющей сетки, нагрузку — в провод анода.
Общий провод входной и выходной цепей, обычно присоединяемый
к точке нулевого потенциала схемы, при этом оказывается соеди-
нённым с катодом.
2)	С общей сеткой (рис. 3.36), где источник сигнала вклю-
чают в провод катода, нагрузку — в провод анода. Общий про-
вод входной и выходной цепей при этом соединён с управляю-
щей сеткой.

Рис. 3.3. Способы включения электронной
лампы:

aj с общим катодом; 6J с общей сеткой;
в) с общим анодом

3)	С общим анодом (катодный повторитель), -где источник
сигнала включают в провод управляющей сетки, нагрузку — в
провод катода (рис. З.Зв). Общий провод в этом случае соеди-
нён с анодом.

Рис. 3.4. Способы включения транзистора:
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в} с общим
коллектором

Способы включения транзистора следующие.

1)	С общим эмиттером (рис. 3.4а), где источник сигнала
включён в провод базы, нагрузка — в провод коллектора, а эмит-
тер соединён с общим проводом источника сигнала и нагрузки.
Этот способ включения аналогичен включению электронной лам-
пы с общим катодом.

2)	С общей базой (рис. 3.46), где источник сигнала включён
в провод эмиттера, нагрузка — в провод коллектора, а база сое-
динена с общим проводом. Этот способ аналогичен включению
лампы с общей сеткой.

3)	С общим коллектором (эмиттерный повторитель, рис. 3.4в),
где источник сигнала включён в провод базы, нагрузка — в про-
вод эмиттера, а коллектор соединён с общим проводом. Способ
аналогичен включению лампы с общим анодом.
3.3. ЦЕПИ ПИТАНИЯ

3.3.1.	Питание цепей накала

Питание цепей накала электронных ламп осуществляют как
от постоянного, так и от переменного токов.

При питании цепей накала от гальванических элементов или
других химических источников тока обычно применяют эконо-
мичные лампы прямого накала, так как электрическая энергия,
получаемая от химических источников тока, стоит очень дорого.

Рис. 3.5. Питание цепи накала от постоянного тока:
а} параллельное; б) последовательное включение
нитей накала

При низковольтных источниках питания (несколько вольт) при-
меняют схему параллельного включения нитей накала (рис. 3.5а).
Напряжение накала в небольших усилителях обычно не регули-
руют, так как цепь накала допускает значительные колебания
питающего напряжения (порядка ±10%). Для контроля напря-
жения накала и других напряжений иногда в усилителе преду-
сматривают вольтметр, включаемый в контролируемую цепь на-
жатием кнопки или другим способом.

В усилителях проводной связи питание цепи накала обычно
осуществляют последовательно от центрального источника с на-
пряжением 12, 24 или 48 в. Для поддержания постоянства тока
накала в цепь включают барретер Б, а иногда и добавочное со-
противление Rd для гашения избытка напряжения (рис. 3.56).

При питании цепей накала от переменного тока используют
преимущественно подогревные лампы, так как маломощные лам-
пы прямого накала дают высокий уровень фона. Лишь мощные
лампы прямого накала с толстой нитью, имеющей большую тепло-
вую инерцию, допускают питание накала переменным током.

Для уменьшения фона при питании цепей накала ламп пря-
мого накала переменным током минус источника питания анода
присоединяют к средней точке обмотки накала (рис. 3.6). В мощ-
ных лампах для этой же цели иногда питают цепь накала двух-
фазным или трёхфазным током [Л22, стр. 156—157].

Питание цепей накала переменным током обычно осуществля-
ют от понижающей обмотки трансформатора, первичную обмотку
которого присоединяют к сети переменного тока.

3*	35
При питании накала подогревных ламп от переменного тока
их нити накала обычно соединяют параллельно В усилителях
с малым коэффициентом усиления для уменьшения фона один
из концов нити накала соединяют с минусом источника анодного
питания и катодом. Эту точку обычно присоединяют к корпусу
(шасси) прибора, что по- а) I Ji

зволяет подводить пита-
ние накала ко всем лампам
одним проводом, так как в
качестве второго провода
используют шасси прибора
(рис. 3.7а).

В усилителях с коэф-
фициентом усиления по-
рядка тысячи и выше та-
кая схема непригодна, так
как даёт значительный

Рис. 3.7. Питание цепи накала по-
догревных ламп переменным то-
ком:

а); однопроводная несимметрич-
ная схема; б) двухпроводная сим-
метричная схема со средней точ-
кой обмотки накала; в) двухпро-
водная схема с искусственной
средней точкой

Рис. 3.6. Пи-

такие цепи
накала лам-
пы прямого
накала пере-
менным то-
ком

фон. Здесь применяют двухпроводную схему питания цепей нака-
ла, оба проводника свивают для компенсации излучаемых ими
электрических и магнитных полей, а минус источника анодного
питания и катод присоединяют к средней точке обмотки накала
(рис. 3.76). Если обмотка накала не имеет средней точки, приме-
няют схему с искусственной средней точкой, образуемой при по-
мощи двух одинаковых сопротивлений /?1 и % в несколько десят-
ков или сотен ом каждое (рис. 3.7в).

Дальнейшего уменьшения фона можно достичь применением
для первой лампы усилителя отдельной обмотки накала с регу-
лируемой искусственной средней точкой (рис. 3.8). Б этом случае
в качестве искусственной средней точки применяют переменное
36
сопротивление в несколько десятков или сотен ом; положение пол-
зунка, соответствующее наименьшему уровню фона, подбирают'
индивидуально для данного экземпляра лампы.

Дополнительное снижение фона можно получить, подав на
нить накала подогревной' лампы относительно её катода, поло-
жительный потенциал 104-30 в.

При подогревных лампах с хорошо сконструиро- /i\-
ванным катодом указанные меры позволяют сни- |_|
зить уровень фона, приведённый к управляющей Г~1
сетке первого каскада, примерно до десятка микро- ;

вольт. Если это недопустимо, накал ламп первых кас-	~1

кадов питают постоянным током.	V —с±з-

3.3.2.	Питание цепей управляющих сеток

Для повышения входного сопротивления лампы
и устранения нелинейных искажений, вызываемых
токами управляющей сетки, на последнюю обычно
подают отрицательный потенциал (смещение) от-
носительно катода. Редко применяемым способом
является подача отрицательного смещения от от-
дельного источника смещения — выпрямителя, ба-
тареи.

При питании накала от источника постоянного

Рис. 3.8. Схе-
ма питания
цепи накала
подогревной
лампы с ре-
гулируемой
средней точ-
кой

тока и последовательном соединении нитей накала отрицательное
смещение на сетку можно снимать с нити накала соседней лампы
и с включённого в цепь накала добавочного сопротивления Rd

Рис. 3.9. Подача отрицательного смещения на управляю-
щие сетки от цепи накала:

а} при последовательном соединении; б) при параллель-
ном соединении нитей накала

(рис. 3.9а). При питании накала постоянным током и параллель-
ном включении нитей накала ламп смещение также можно сни-
мать с включённых последовательно в цепь накала добавочных
сопротивлений Rdl, Rd2y (рис. 3.96).

Отрицательное смещение на управляющую сетку можно по-
дать с сопротивления RKy включённого в цепи катода подогрев-
Ной лампы. Такой способ подачи смещения называют катодным
смещением, а сопротивление RK — сопротивлением катодного
смещения. Существуют две разновидности схем катодного сме-
щения — схемы группового смещения и схемы индивидуального
смещения. В схемах группового смещения RK вводят в общий
катодный провод группы ламп или всех ламп усилителя
(рис. 3.10). Величина R* здесь определяется наибольшей необ-
ходимой величиной отрицательного смещения и^макс и током
в общем катодном проводе /0, пред-
ставляющим собой сумму анодных
и экранных токов взятой группы
ламп:

=	(3J)

Рис. 3.10. Схема группового ка-
тодного смещения с развязы-
вающими фильтрами

С сопротивления группового
смещения можно снимать различ-
ные напряжения смещения, для
чего от этого сопротивления де-
лают отводы или его делят на не-
сколько частей, как показано на
рис. ЗЛО.

Групповое катодное смещение можно применять как при
подогревных лампах, так и при лампах прямого накала; на прак-
тике его обычно используют при лампах прямого накала. Недо-
статком группового катодного смещения является то, что из-за

прохождения переменных составля-
ющих анодных токов всех ламп че-
рез RK на нём появляется переменное
напряжение, подающееся затем на
сетки ламп. Для защиты сеток от это-
го напряжения, нарушающего нор-
мальную работу усилителя и могу-
щего вызвать самовозбуждение по-
следнего, в цепи управляющих сеток
приходится включать развязываю-
щие фильтры, состоящие из сопро-
тивлений Rip и конденсаторов Сф
(рис. 3.10).

При подогревных лампах обыч-

Рис. 3.11. Схема индивиду-
ального катодного смещения:
а)> обычная; б)) с делителем

но применяют .индивидуальное ка-

тодное смещение. Здесь сопротивление RK включают в цепь ка-
тода каждой лампы (рис. 3.11а); при этом напряжение смещения
>не зависит от токов других ламп, что делает его более стабиль-

ным и устраняет паразитную межкаскадную связь, имеющую ме-
сто при групповом смещении.
Индивидуальное катодное смещение стабилизирует режим работы каскада,
уменьшая изменения режима при смене лампы и изменения режима работы
каскада, вызываемые изменением параметров лампы в течение срока её служ-
бы. Так, при лампе с пониженным анодным током и меньшей крутизной
характеристики отрицательное смещение на сетке получается меньше нор-
мального, что приводит к перемещению точки покоя вверх и увеличению анод-
ного тока и крутизны до значений, близких к нормальным. При повышенном
анодном токе и крутизне они автоматически снижаются, также приближаясь
к нормальным значениям.

Переменная составляющая тока катода, проходя через RK
создаёт на нём напряжение, уменьшающее усиление каскада (см.
стр. 303—305). Для устранения потери усиления параллельно R*
обычно включают блокировочный конденсатор Ск достаточно боль-
шой ёмкости, практически закорачивающий RK для переменной со-
ставляющей тока катода (стр. 305—307). Сопротивление RK рас-
считывают, исходя из необходимой величины отрицательного сме-
щения С7с0 и среднего значения тока катода лампы 1кср в рабочем
режиме:

^=7^.	(3.2)

'к ср

Для уменьшения потери усиления при отсутствии конденса-
тора Ск смещение можно подавать на управляющую сетку от
делителя (рис. 3.116); такой способ не даёт снижения усиления
при уменьшении частоты сигнала до нуля, но дополнительно
нагружает источник анодного питания, а поэтому применяется
в особых случаях, например в усилителях постоянного тока.

В схемах рис. 3.11 можно заменить RK кремниевым стабилитроном; ввиду
низкого сопротивления последнего переменному току конденсатор С к при этом
не нужен. Если напряжение на стабилитроне велико для подачи на сетку, сме-
щение снимают с делителя, включённого параллельно стабилитрону.

3.3.3.	Питание цепей анодов и экранирующих сеток

В усилителях малой мощности цепи анодов всех ламп обычно
питают параллельно от общего источника анодного питания: вы-
прямителя, сети постоянного тока, аккумуляторной батареи или
батареи гальванических элементов. В мощных усилителях обычно
применяют несколько источников питания анодных цепей, так как
анодное напряжение отдельных каскадов различно и при большой
мощности установки гасить избыток напряжения оказывается эко-
номически невыгодно.

При подключении к одному источнику питания анодных це-
пей нескольких каскадов переменная составляющая анодного
тока каждого из них создаёт переменную составляющую напря-
жения на зажимах источника питания, подающуюся на осталь-
ные каскады. Это приводит к возникновению паразитной меж-
каскадной связи через источник анодного питания, искажаю-
щей характеристики усилителя, а иногда вызывающей даже его
самовозбуждение. Для ослабления этой связи в анодные цепи
включают развязывающие фильтры Яф Сф (рис. 3.12), ослаб-
ляющие переменную составляющую напряжения при передаче

Рис. 3.12. Питание анодных цепей от
общего источника

её от источника питания к
анодным цепям каскадов.
Последний каскад обычно
не имеет развязывающего
фильтра, так как требует
наибольшего напряжения пи-
тания.

Питание цепей экраниру-
ющих сеток в усилителях
малой мощности осуществ-
ляют обычно от источника
анодного питания. Когда со-

противление в цепи анода для постоянного тока невелико и лам-
па должна работать при напряжении на экранирующей сетке,
равном или близком к анодному, экранирующую сетку присоеди-
няют к плюсу источника анодного питания непосредственно
(рис. 3.13а) или через общий с анодной цепью развязывающий
фильтр КфСф (рис. 3.136).

Рис. 3.13. Питание экранирующей сетки:

а) непосредственно от источника анодного
питания; б) через общий развязывающий
фильтр; в) через гасящее сопротивление R3;

г), через делитель напряжения RiR2

Если напряжение на экранирующей сетке должно быть ниже
анодного, на неё подают напряжение от источника анодного пи-
тания через гасящее сопротивление R3 (рис. 3.1 Зе). Величину Ra
рассчитывают по известному напряжению источника анодного
40
питания Еа, необходимому напряжению на экранирующей сетке
U9q. падению напряжения на сопротивлении катодного сме-
щения Uc0 и среднему значению тока экранирующей сетки

—(3.3|
h со

Переменная составляющая тока экранирующей сетки, прохо-
дя через создаёт на нём переменное напряжение, которое
оказывается приложенным между экранирующей сеткой и плюсом
источника анодного питания, т. е. между экранирующей сеткой и
катодом, так как источник анодного питания имеет ничтожное со-
противление для переменного тока. Это напряжение находится
в противофазе с напряжением сигнала на управляющей сетке
и снижает ток сигнала анодной цепи, а следовательно, и уси-
ление каскада.

При положительной полуволне сигнала на управляющей сетке ток анода
растёт, а следовательно, растёт и почти пропорциональный ему ток экраниру-
ющей сетки. При этом увеличивается падение напряжения на R9 и уменьша-
ется напряжение на экранирующей сетке, что не позволяет анодному току до-
стичь значения, которое он имел бы при постоянстве напряжения на экрани-
рующей сетке.

Для устранения потери усиления от влияния между экра-
нирующей сеткой и общим проводом (или катодом) включают
конденсатор С9 достаточно большой ёмкости, замыкающий пе-
ременную составляющую тока экранирующей сетки; расчёт не-
обходимой ёмкости этого конденсатора рассматривается в
п. 7.4.1. Включение R9i так же как и включение RK, стабили-
зирует режим работы каскада, уменьшая изменения режима
как при смене ламп, так и при изменении их параметров во вре-
мя работы.

В каскадах с регулировкой усиления изменением отрицатель-
ного смещения на управляющей сетке подача напряжения на
экранирующую сетку через гасящее сопротивление вызывает
уменьшение диапазона регулировки усиления, так как при по-
нижении напряжения на управляющей сетке напряжение на
экранирующей растёт. В таких случаях для стабилизации по-
тенциала экранирующей сетки на неё подают напряжение с де-
лителя (рис. 3.13г), либо включают вместо С9 и стабилитрон
с подходящим рабочим напряжением. Ток 1д в сопротивлении дели-
теля берут в 2-?-5 раз больше среднего значения тока экрани-
рующей сетки 1эср; сопротивления делителя *и R2 определяют
из выражений:

П __ ^0 4~

Eg УэО Uco
Id + Ц ср
Последние способы подачи напряжения на экранирующую сет-
ку используют и в усилителях постоянного тока.

3.3.4.	Питание цепей транзисторов и стабилизация точки покоя

Питание цепей коллектора в транзисторных усилителях
обычно осуществляют от общего источника постоянного токй,
к которому параллельно подключают питаемые цепи. Для устра-
нения паразитных межкаскадных связей через общий источник
питания применяют развязывающие фильтры, как и в ламповых
усилителях.

Для установления необходимого режима работы на базу тран-
зистора относительно эмиттера подают небольшое отрицательное
смещение (0,05—0,5 в, в зависимости от типа транзистора и режи-
ма его работы) ]). Это смещение желательно получать от источ-
ника коллекторного питания, так как при этом для питания уси-
лителя потребуется лишь один источник.

На рис. 3.14 показаны простейшие способы подачи смеще-
ния во входную цепь транзистора. На рис. 3.14а смещение на

Рис. 3.14. Простейшие способы подачи смещения во вход-
ную цепь транзистора:

а) фиксированным током базы; 6} фиксированным напря-
жением база—эмиттер; в) фиксированным током эмиттера

базу подаётся от источника коллекторного питания через гася-
щее сопротивление /?ь значительно большее сопротивления
участка база — общий провод постоянному току. Ток смещения
базы, текущий через /?1, практически определяется величиной

и напряжением источника питания и не меняется при измене-
нии температуры транзистора, его старении и замене. Поэтому
описанный способ называют смещением фиксированным током
базы.

На рис. 3.146 смещение на базу подаётся от источника коллек-
торного питания через делитель напряжения R\Rz- Если сопротив-

*) Указанная на рисунках книги полярность источников питания и смеще-
ния относится к транзисторам типа р-п-р; при транзисторах типа п-р-п поляр-
ность заменяют на обратную.
ления делителя много меньше сопротивления постоянному току
участка база — общий провод, напряжение смещения практически
будет неизменным при изменении температуры, старении и замене
транзистора. Данный способ подачи смещения называют смеще-
нием фиксированным напряжением.

На рис. 3.14в ток выходной цепи устанавливается током сме-
щения эмиттера, определяемым напряжением дополнительного
источника смещения Е9 и гасящим сопротивлением в цепи эмит-
тера значительно превышающим сопротивление участка эмит-
тер — общий провод постоянному току. Такой способ называют
смещением фиксированным током эмиттера.

Транзисторный каскад сохраняет работоспособность и имеет
расчётные свойства лишь в том случае, если ток покоя выходной
цепи (ток коллектора при включении с общим эмиттером и об-
щей базой и ток эмиттера при включении с общим коллектором)
не выходит за определённые пределы.

Вследствие сильного изменения параметров транзисторов с
температурой и большого разброса их статического коэффи-
циента усиления тока простой и экономичный способ смеще-
ния фиксированным током базы непригоден для серийной и мас-
совой аппаратуры и приборов, работающих в широком диапа-
зоне температур. Его можно использовать лишь при изменении
окружающей температуры не выше 10—20°С и значении Ri, ин-
дивидуально подобранном для данного транзистора; замена
транзистора или большое изменение температуры могут изме-
нить ток покоя коллектора в десять и более раз, что приведёт
к неработоспособности каскада или выходу транзистора из
строя.

Значение R\ при смещении фиксированным током базы рассчи-
тывают по выражениям

п __ д (Ек Убо) _	U(fa	(3 5)

Лео (1 а) 1кн (1 а) I кн,

где а — статический коэффициент усиления тока транзистора
при включении с общей базой; Ек — напряжение источника пи-
тания; Iкн — начальный (остаточный) ток коллектора транзи-
стора; Iхо и I э0 — необходимый ток покоя коллектора или эмит-
тера; U6o —напряжение смещения база—эмиттер, имеющее место
при этом токе покоя.

В серийной и массовой аппаратуре, которая должна сохранять
расчётные свойства при установке в неё любых исправных экземп-
ляров транзисторов рекомендованного типа и работать в широ-
ком диапазоне температур, применяют различные способы стаби-
лизации тока покоя выходной цепи, т. е. способы стабилизации ра-
бочей точки. Наиболее употребительным способом стабилизации
рабочей точки, пригодным для каскадов, у которых среднее зна-
чение выходного тока не зависит от амплитуды сигнала (режим 4,
см. п. 4.3), является стабилизация при помощи отрицательной об-
ратной связи по постоянному току, основные схемы которой даны
на рис. 3.15, 3.16, 3.17.

На рис. 3.15 приведены варианты стабилизации рабочей точки
отрицательной обратной связью, снимаемой с коллектора или
коллекторной стабилизации. К сопротивлению приложена

Рис. 3.15. Коллекторная стабилизация:
а) при включении с общим эмиттером
(обычный вариант); б) при таком же вклю-
чении, не снижающая усиления; в) при
включении с общим коллектором; г) при
включении с общей базой

разность напряжения источника питания Ек и падения напряже-
ния на сопротивлении нагрузки RK (или R9). Если почему-либо
ток покоя выходной цепи стремится возрасти, падение напряже-
ния на нагрузке увеличивается, напряжение на уменьшается

Рис. 3.16. Эмиттерная стабилизация при включении:
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в} с общим кол-
лектором

и ток смещения базы падает; это сильно снижает возрастание тока
покоя по сравнению со схемой рис. 3.14а. При стремлении тока
покоя уменьшиться процесс автоматического регулирования проис-
ходит обратным образом.

Коллекторная стабилизация наиболее проста и экономична,
но удовлетворительно действует лишь при большом падении
44
питающего напряжения на нагрузке (0,5 Е* и выше), небольших
изменениях коэффициента усиления тока транзисторов и малых
неуправляемых (остаточных) токах коллектора. При подаче
смещения параллельно источнику сигнала и включения транзи-
стора с общим эмиттером (рис. 3.15а) усиление каскада и его
входное сопротивление снижаются из-за обратного прохождения

Рис. 3.17. Комбинированная стабилизация при включении:
а) с общим эмиттером; б) с общей базой; в) с общим кол-
лектором

усиленного сигнала через во входную цепь. Для устранения
этого делят на две части (рис. 3.156), между которыми и об-
щим проводом включают блокировочный конденсатор Сб доста-
точно большой ёмкости.

Более высокую стабильность рабочей точки обеспечивает
наиболее распространённая схема эмиттерной стабилизации,
варианты которой изображены на рис. 3.16. Стабилизация ре-
жима в схеме осуществляется отрицательной обратной связью,
получаемой за счёт введения в провод эмиттера сопротивления
R3. Смещение между базой и эмиттером равно разности напря-
жения, снимаемого с делителя и падения напряжения на
пропорционального току эмиттера. При возрастании тока
покоя коллектора ток эмиттера также растёт, увеличивается
падение напряжения на что уменьшает напряжение смеще-
ния между базой и эмиттером, тем самым запирая транзистор и
не давая току покоя заметно возрасти. Чтобы включение R3 не
снизило усиления каскада, параллельно Rэ включают конденса-
тор Сэ достаточной ёмкости, практически закорачивающий R^
для токов сигнала.

Ещё более высокую стабильность точки покоя даёт схема ком-
бинированной стабилизации (рис. 3.17), в которой объединены
оба предыдущих способа введения отрицательной обратной связи.
Комбинированная стабилизация имеет место, например, при вклю-
чении в каскад с эмиттерной стабилизацией сопротивления R$
развязывающего или сглаживающего фильтра.

Так как серийная и массовая аппаратура должна сохранять гарантируе-
мые свойства как при установке в неё любых экземпляров транзисторов ре-
комендованного типа, удовлетворяющих справочным данным, так и при изме-
нении температуры окружающей среды в заданных пределах, цепи смеще-
ния и стабилизации рассчитывают так, чтобы обеспечить изменение положе-
ния рабочей точки (тока покоя) в допустимых пределах при заданных эксплу-
атационных условиях.

Основными причинами изменения тока покоя каскада при замене транзи-
стора или изменения температуры являются: изменение статического коэффи-
циента усиления тока а, изменение начального тока коллектора 1 кн* измене-
ние необходимого для получения заданного тока покоя напряжения смещения
база — эмиттер 67не-

минимальное и максимальное значения а для транзистора применяемого
типа берут из справочных данных, где эти значения обычно даются для тем-
пературы 20°С. Величина а немного растёт с повышением температуры и при
наличии экспериментальных данных в справочные значения желательно ввести
поправку на минимальную температуру для а мин и максимальную темпера-
туру для алсаягс-

Максимальный начальный ток коллектора 1КН указан обычно в справочных
данных транзистора также для 20°С. Значение I кн можно считать не завися-
щим от коллекторного напряжения, что не вносит заметной ошибки.

С повышением температуры 1Кн растёт у германиевых транзисторов при-
мерно вдвое на каждые 10°С и у кремниевых — примерно втрое на 10°С. От-
сюда максимальное значение Iкн в условиях эксплуатации определится вы-
ражениями:

т — т	т —Т

макс с	макс с

10	10

кн макс ~ 1кн с 2	5 ^кн макс кн с 3	(3.6)

первое из которых относится к германиевым транзисторам, а второе — к
кремниевым. Здесь I кн с — указанное в справочнике максимальное значение
1Кн, Т'с — температура, для которой оно указано, и Т маКс — максимальная
температура коллекторного перехода в условиях эксплуатации, в градусах
Цельсия.

Напряжение смещения база — эмиттер 67^, необходимое для получения
выбранного тока покоя, находят по статическим характеристикам транзистора.
Так как характеристики даются также для 20°С, по найденному из характери-
стик значению Uбо определяют максимальное и минимальное напряжения сме-
щения в вольтах:

^бо макс ~ &бо “И 0.0022 (20 Т^мин) 1

^бо мин ~ ^бо	0,0022 (Тмакс —20)	/

(37)

где ТMuti и Тмакс — минимальная и максимальная температуры переходов
, транзистора в условиях эксплуатации аппаратуры. Формулы (3.7) справедливы
как для германиевых, так и для кремниевых транзисторов.

Цепи стабилизации рассчитывают в следующем порядке: исходя из мини-
мально допустимого для каскада тока покоя коллектора 1 ко мин* определяют
по данным ниже формулам и рекомендациям все входящие в схему сопротив-
ления; затем находят наибольшее значение тока покоя коллектора Iко макс
46
и минимальное напряжение коллектор — эмиттер Uко мин • имеющее место при
Iко макс- Если полученные значения Iко макс и 0ко мин допустимы, стаби-
лизация выполнена правильно.

Для коллекторной стабилизации (рис. 3.15) расчётные формулы имеют
следующий вид:

__ амин	— ^бо макс)	Вк 1ко мин

Iко мин	амин)

^ко макс

амакс(EK-U6<>мин) + (#к+ #1) Iкн макс

Як+Я1(1 амакс)

(3.8>

гг	т->	макс ^кн макс

Uко мин — ^к

амакс

Здесь и ниже Ек — наименьшее напряжение источника питания, RK —
сопротивление постоянному току в цепи коллектора; его величина определяется
•в п. 5.2.5.

Для эмиттерной стабилизации (рис. 3.16) расчётные формулы таковы:

______By [амин (&к	Ufio макс)	В91ко мин! ,
(Вэ 4- /?г) 1ко мин	амин (Iко мин Въ U^o макс)

__амакс [ЕкВч — Убо мин№+^)1+/«кмакс [ Вэ^Вг+В^+В^Вч]
Вэ (Bl + т?2) + Bl /?2 (1 — амакс)

(3.9>

г	р » п	Iко макс	^кн макс D

ко мин — ск ‘ко макс ^к	Кэ

амакс

Величину Вэ находят, исходя из допустимого падения на нём напряже
ния питания:

(0,05 - 0,3) Ек	(Qtf>+W)EK

Кэ=	~	.	(о. 111}

*эо мин	‘K0MUH

Коэффициент в скобках берут равным 0,05-5-0,15 в каскадах мощного уси-
ления и 0,1 -5-0,3 в каскадах предварительного усиления. Значение Т?2 берут раэ
в 5-=-15 больше входного сопротивления переменному току транзистора рассчи-
тываемого каскада. Чем больше Вэ и чем меньше /?2, тем сильнее стабилизи-
рующее действие схемы.

Комбинированную стабилизацию (рис. 3.17) рассчитывают по формулам:

)Вч [амин (Ек У бо макс)	(Вэ~\~Всь) Iко мин! Вф (амин Сб,макс ~\~ВЭ1 колик))

(Вэ 4~ Вч) I ко мин	амин Уко мин В? У Со макс)

,	____амакс (£* Вч ВУбо мин) 4" кн макс	I

ко макс—	-	D п

Л амакс Ai К2

п	р j D	Iкмакс 1кн макс

ико мин — ск	‘ко макс Кк	X

амакс

X В9 4- Вф 4“ 9Ф	t/6o мин .

(3.11)
гце

/1 — В9 (Ri 4“ В2 4* Вф) 4- Вч (В; 4" Вф); Б —	4~	4~ Вф.
Величину Нф выбирают при расчёте фильтра, исходя из допустимого па-
дения напряжения питания (см. п. 9.3.7); значения R3 и R2 находят так же,
как при расчёте эмиттерной стабилизации.

Формулы (3.8), (3.9) и (3.11) справедливы для включения транзистора
с общим эмиттером и с общей базой; при включении с общим коллектором
вносят следующие изменения: для схемы рис. 3.15в в ф-лах (3.8) заменяют Rk
на R3. для схем рис. 3.16в и 3.17в в ф-лах (3.9) и (3.11) принимают /?к=0.

Пример 3.1. Рассчитаем стабилизацию для реостатного каскада предва-
рительного усиления с германиевым транзистором, включённым с общим эмит-
тером и имеющим по справочнику следующие данные: aMlM—0,95: вмакс~
«1; U <50=0,16 в при /ко = 1 ма'> /«„<!• 10 ~5 а при 20°С. Данные каскада
таковы: Ек=10 в; Rk=3 ком; минимально допустимые для нормальной рабо-
ты каскада Ik^muh =0,9 ма и Uко мин = 2 в. Наименьшая и наибольшая тем-
пература окружающей среды в условиях эксплуатации аппаратуры —40°С и
Ч-50°С. Входное сопротивление транзистора переменному току /?бх=800 ом\
допустимая мощность рассеяния при 20°С равна 150 мвт\ его тепловое сопро-
°С ‘

тивление /?г=0,2“—,В коллекторной цепи каскада сопротивление фильтра
отсутствует.

Так как разброс значений а и изменения температуры велики, а сопротив-
ление фильтра отсутствует, используем эмиттерную стабилизацию. При токе
коллектора 1 ма и напряжении эмиттер—коллектор в несколько вольт выде-
ляемая в транзисторе мощность составит несколько милливатт, и при указан-
ном выше тепловом сопротивлении повышение температуры переходов будет
ничтожно. Поэтому считаем температуру переходов равной температуре окру-
жающей среды, т. е. Тмин =—40°С и Тмакс = +50°С. Тогда

макс =	+ 0,0022 (20 - Тмин) = 0,16 0 ,0022 (20 + 40) = 0,292 в.

Возьмём /?2 в 8 раз больше R вх и округлим полученное значение до бли-
жайшего стандартного, т. е. 6,2 ком; R9 найдём по ф-лам (3.10), положив ко-
эффициент в скобке равным 0,25 и округлив полученное значение до стандарт-
ного 2,7 ком. Подставив имеющиеся величины в ф-лу (3.9) для и вычислив
результат, получим его равным 14,1 ком. Округлив Ri до ближайшего в мень-
шую .сторону стандартного сопротивления 13 ком (так как при округлении в
большую сторону Iк* мин получится меньше заданного), найдём Uба мин и
1кн макс-

иб9мин = ибо — ®,М22(Тмакс--%)) = 0,16 — 0,0022(50 — 20)= 0,094 в,

Тмакс ~~ Тс	50—20

10	s 10	и

1 кн макс ~ 1 кн с^	=1*10 *2	=8-10

Подставив полученные данные в остальные ф-лы (3.9), найдём, что
Лео макс = 1,37 ма; Uk^muh =2,41 в, что удовлетворяет поставленным требова-
ниям. Небольшой запас по Ukqmuh полезен, так как при расчёте не учитыва-
лись разброс значений U бь и старение транзисторов.

Для каскадов, у которых среднее значение выходного тока
растёт с увеличением амплитуды сигнала (каскады, работаю-
щие в режиме В, см. п. 4.3), подачу смещения фиксированным
током базы, а также способы стабилизации рабочей точки об-
ратной связью, описанные выше, применять нельзя.- В этих слу-
чаях приходится использовать менее экономичное, расходующее
дополнительную энергию от источника питания, смещение фик-
48
сированным напряжением эмиттер—база (рис. 3.146). В этом
случае сопротивления делителя и R2 рассчитывают по фор-
мулам:

о __Ек ^бо . о __ Ufio

1 h+hcp' 2“ h

(3.12)

где I б Ср—среднее значение тока базы за период при максималь-
ном расчётном сигнале;

1д—ток делителя (ток через сопротивление /?г).

Обычно берут 1д = (0,5-^-2) Iбмакс где Iбмакс —максимальное
значение тока базы за период при максимальном расчётном сигнале.

Смещение фиксированным напряжением we очень критично
к замене транзисторов, но пригодно лишь для каскадов, рабо-
тающих при мало меняющейся температуре. Чтобы поддержи-
вать постоянным положение точки покоя в каскадах, работаю-
щих в режиме В при больших изменениях температуры, исполь-
зуют температурно-компенсированное смещение от делителя,
для чего одно из сопротивлений делителя берут температурно-
зависимым. Можно также заменить R2 полупроводниковым диодом;
сопротивление последнего будет падать при повышении темпера-
туры и расти при её понижении, автоматически изменяя напряжение
смещения в нужную сторону для поддержания постоянства тока
покоя.

Подача смещения фиксированным током эмиттера обеспечи-
вает высокое постоянство тока покоя выходной цепи как при за-
мене транзисторов, так и при больших изменениях температуры.
Однако на практике этот способ применяют редко, так как он

требует дополнительного источника смещения и
пригоден только в режиме А.

Другие способы стабилизации рабочей точ-
ки в транзисторных каскадах рассмотрены в
специальной литературе [Л28, стр. 66—84; ЛЮ,
стр. 159—185].

Смещение на транзистор можно подавать
как параллельно источнику сигнала (рис. 3.14а),
так и последовательно с ним (рис. 3.18). Па-

Рис. 3.18. Подача
смещения на базу

раллельная подача возможна при источнике последовательно с
сигнала как соединённом, так и не соединён- источником
v	сигнала

ном с общим проводом, но при ней источник

сигнала шунтируется гасящим сопротивлением

или делителем смещения. При последовательной подаче шунтиро-
вания нет, но она возможна лишь при источнике сигнала, хорошо
проводящем постоянный ток и не соединённом с общим проводом,
и требует блокирования цепи смещения конденсатором Св до-
статочно большой ёмкости.

4—577

49
3.4.	СХЕМЫ МЕЖКАСКАДНОЙ СВЯЗИ

3.4.1.	Общие соображения

Для передачи сигнала от его источника к входу первого усили-
тельного элемента, от одного усилительного элемента к другому
и от последнего усилительного элемента к нагрузке применяют
специальные схемы связи. Эти схемы одновременно служат для
подачи питающих напряжений на электроды усилительных элемен-
тов и придания частотной, фазовой и переходной характеристи-
кам каскада заданных свойств. Существует четыре основных схе-
мы связи: непосредственная (прямая); реостатно-ёмкостная;
трансформаторная; дроссельная. Иногда используют видоизмене-
ния и комбинации этих схем; название усилительного каскада
определяется применённой в нём схемой связи.

3.4.2.	Непосредственная связь

Простейшая схема связи — непосредственная (прямая) связь
выходного электрода предыдущего усилительного элемента с
входным электродом последующего (рис. 3.19/2 и б). Сопротив-
ление Ra (или /?к) является сопротивлением нагрузки усилитель-
ного элемента; на нём выделяется усиленный сигнал и через не-
го подаётся питающее напряжение на выходной электрод (анод,
коллектор).

Рис. 3.19. Каскад

а) с электронной

с непосредственной связью:
лампой; б) с транзистором

Основным достоинством каскада с непосредственной связью
является его способность усиливать сигналы с частотами, на-
чиная от нуля; такой каскад усиливает не только переменные
составляющие тока и напряжения сигнала, но и его постоянную
составляющую.

Недостатком каскада с непосредственной связью является не-
обходимость введения во входную цепь следующего усилительно
го элемента, кроме напряжения смещения, также и напряжения,
50
компенсирующего падение напряжения на выходных электродах
усилительного элемента; вторым недостатком, рассматриваемым в
гл. 8, является дрейф нуля.

Непосредственная связь находит широкое применение в усили-
телях постоянного тока в качестве схемы межкаскадной связи, а
также в усилителях как постоянного, так и переменного тока в»
качестве входного и выходного устройств. В усилителях перемен-
ного тока для межкаскадной связи эта схема вследствие указан-
ных недостатков применяется редко.

3.4.3.	Реостатно-ёмкостная связь

Схема реостатно-ёмкостной связи, обычно называемая сокра-
щённо схемой реостатной или резистивной связи, состоит ив
следующих деталей: нескольких омических (активных) сопротивле-
ний и одного конденсатора (рис. 3.20tz и б). Поясним назначение
этих деталей на схеме простейшего реостатного каскада с элект-
ронной лампой (рис. 3.20а).

Рис. 3.20. Реостатный каскад:

а) с электронной лампой; б) с транзистором

Сопротивление в цепи анода Ra служит для выделения уси-
ленного лампой сигнала, подводимого затем к управляющей*
сетке следующего каскада, и подачи на анод лампы питающего*
напряжения.

Разделительный конденсатор Сс в цепи сетки преграждает
путь постоянному току с анода лампы на управляющую сетку сле-
дующего каскада, но пропускает на неё усиленный сигнал.

Сопротивление в цепи управляющей сетки Rc служит для
подачи на управляющую сетку лампы следующего каскада напря-
жения смещения и для стекания с сетки зарядов, приносимых по-
падающими на неё электронами и ионами.

Реостатный каскад обладает наилучшей частотно-фазовой и.*
переходной характеристиками из простейших схем межкаскад-
ной связи, потребляет малый ток от источника анодного пита-
ния, нечувствителен к внешним переменным магнитным полям,
4*	5!
имеет наименьшую стоимость, вес и объём вследствие малых
размеров и стоимости применяемых в нём деталей. Однако коэф-
фициент усиления реостатного каскада несколько меньше, чем
дроссельного и трансформаторного. Кроме того, реостатный кас-
кад непригоден для мощного усиления, так как почти вся отдавае-
мая усилительным элементом мощность выделяется в сопротив-
лении Ra (или RK).

Вследствие простоты, дешевизны и хороших характеристик
реостатный каскад является основным типом каскада предвари-
тельного усиления. Реостатная схема связи в полном и упро-
щённом виде также широко применяется в качестве входного и вы-
ходного устройств в усилителях переменного тока.

3.4.4.	Трансформаторная связь

Трансформаторным каскадом называют каскад, в котором
для связи с последующим каскадом или нагрузкой применён
трансформатор. Первичную обмотку трансформатора (рис. 3.21)
включают в выходную цепь усилительного элемента, а к вторичной,
обмотке подключают входную цепь следующего каскада или на-
грузку. Выходную цепь усилительного элемента питают через пер-
вичную обмотку трансформатора, а необходимое напряжение или
ток смещения на входную цепь следующего каскада подают через
вторичную обмотку. Переменная составляющая выходного тока,
проходя через первичную обмотку трансформатора, создаёт на ней
падение напряжения, трансформирующееся во вторичную обмотку
и попадающее во входную цепь следующего каскада.

Рис. 3.21. Трансформаторный каскад:
а) ламповый; б) транзисторный

Для изменения свойств трансформаторного каскада или упро-
щения конструкции трансформатора одну из его обмоток (или обе)
иногда шунтируют активным сопротивлением.

Применение трансформаторной связи при выборе соответствую-
щего коэффициента трансформации позволяет создать для усили-
тельного элемента наивыгоднейшую нагрузку и получить на на-
£2
грузке наибольшее возможное напряжение и мощность. Поэтому
трансформаторная связь наиболее распространена в каскадах мощ-
ного усиления, а также широко применяется в качестве входного и
выходного устройств в усилителях переменного тока.

Трансформаторный каскад имеет значительно худшую частотно-
фазовую и переходную характеристики, чем реостатный. Вес, габа-
риты и стоимость трансформатора обычно значительно больше,
веса, габаритов и стоимости деталей реостатного каскада.

3.4.5.	Дроссельная связь

Дроссельной связью называют схему, аналогичную реостат-
ной, в которой сопротивления Ra и Rc заменены дросселями
La и Lc. Схема простейшего каскада с такой связью приведена
на рис. 3.22а. Назйачение её деталей то же, что и в реостатном
каскаде.

Рис. 3.22. Схемы каскадов:
а} дроссельного; б) дроссельно-реостатного; в) реостатно-дроссельного

Дроссельный каскад позволяет улучшить режим питания?
выходной цепи усилительного элемента по сравнению с реостат-
ным вследствие малого сопротивления дросселя La постоянному
току и даёт немного больший коэффициент усиления. Его частот-
но-фазовая и переходная характеристики несколько лучше, чем
трансформаторного, но хуже, чем реостатного, а габариты, вес и
стоимость деталей ещё больше, чем у трансформаторного каскада.
Поэтому в указанном на рис. 3.22а виде схема почти не приме-
няется, а используется в комбинации с реостатным каскадом, об-
разуя дроссельно-реостатный или реостатно-дроссельный каскады
(рис. 3.226 и в), стоимость которых ниже, а свойства практически
те же, что у дроссельного.

3.4.6.	Реостатно-трансформаторная связь

Если в реостатном каскаде заменить сопротивление утечки управляющей
сетки Rc первичной обмоткой трансформатора, концы вторичной обмотки ко-

53
торого присоединить к управляющей сетке следующей лампы и общему про-
воду, получим реостатно-трансформаторный каскад (рис. 3.23). В нём транс-

Рис. 3.23. Реостатно-
трансформаторный
каскад

форматор не имеет постоянного подмагничивания сер-
дечника, так как через его обмотки не проходит
постоянная составляющая тока; это позволяет умень-
шить размеры трансформатора по сравнению с обыч-
ной трансформаторной схемой. Кроме того, реостат-
но-трансформаторный каскад позволяет получить ча-
стотную характеристику с подъёмом на нижних ча-
стотах, что невозможно в обычном реостатном или
трансформаторном каскаде. Однако частотно-фазовые
и переходные характеристики такого каскада не лучше,
чем у трансформаторного, а стоимость и размеры его
велики; поэтому реостатно-трансформаторный каскад
в настоящее время применяют очень редко, так как
для получения частотной характеристики с подъёмом
на нижних частотах существуют более простые и дешё-

вые способы.

3.5.	НЕСИММЕТРИЧНЫЕ И СИММЕТРИЧНЫЕ КАСКАДЫ

3.5.1.	Несимметричные (однотактные) каскады

Симметричной называют цепь, симметричную относительно
центральной оси, оба провода которой имеют в любой момент вре-
мени равные и противоположные по знаку потенциалы относительно
точки нулевого потенциала. Такой точкой в усилителе является
общий провод схемы, соединяемый с корпусом (шасси), имеющим
«а землю большую ёмкость и нередко заземляемым.

Электронная лампа и транзистор, имеющие три электрода,
подключаемые к входной и выходной цепям, являются несимметрич-
ными приборами, так как один из проводов входной и выходной
цепей у них общий и соединяется с общим проводом.

Вследствие этого простейшие схемы реостатного, трансфор-
маторного и дроссельного каскадов, рассмотренные выше, имеют
несимметричный вход и выход и называются несимметричными
или однотактными. Однотактные каскады вследствие своей про-
стоты имеют очень широкое применение; каскады предваритель-
ного усиления и каскады мощного усиления с выходной мощностью
до нескольких ватт почти всегда делают однотактными.

3.5.2.	Симметричные (двухтактные) каскады

Нередко источник сигнала или нагрузка симметричны и не
.допускают подключения каскада с несимметричным входом или
выходом. При этом использование однотактного каскада воз-
можно только при-- подключении его к источнику сигнала или
нагрузке через симметрирующий трансформатор. Однако вви-
54
ду высокой стоимости трансформатора и затруднительности его
конструирования на широкую полосу частот использование сим-
метрирующего трансформатора иногда невозможно. В этих слу-
чаях симметричность входа и выхода усилителя можно обеспе-
чить применением симметричных каскадов, называемых двух-
тактными.

Двухтактные каскады представляют собой как бы два одно-
тактных каскада с соединёнными вместе общими (заземлёнными)
проводами. Их можно выполнить с любой схемой связи — рео-
статной, дроссельной, трансформаторной и т. д. В качестве при-
мера на рис. 3.24а и б приведены схемы двухтактных каскадов
с электронными лампами и с транзисторами.

Рис. 3.24. Схемы двухтактных каскадов:

а) реостатного с электронными лампами, включёнными с общим ка-
тодом; б) трансформаторного с транзисторами, включёнными с об-
щим эмиттером

Двухтактные каскады, кроме симметричности, имеют ряд дру-
гих достоинств, а именно:

1)	компенсацию чётных гармоник, вносимых усилительными
элементами;

2)	компенсацию помех (в частности, фона), вносимых источни-
ками питания;

3)	компенсацию токов сигнала в проводах питания;

4)	компенсацию постоянного подмагничивания сердечника
выходного трансформатора.

Компенсация чётных гармоник позволяет использовать при
двухтактной схеме экономичные режимы работы усилительного
элемента, дающие большой процент чётных гармоник и поэтому
не всегда применимые при однотактной схеме.

Компенсация помех и фона увеличивает динамический диапа-
зон усилителя и повышает допустимую переменную составляющую
напряжения (пульсацию) источников питания. Последнее упро-
щает и удешевляет сглаживающие фильтрыг источников питания
двухтактных каскадов.
Компенсация токов сигнала в проводах питания уменьшает па-
разитные межкаскадные связи через источники питания, что упро-
щает и удешевляет развязывающие фильтры усилителя. Кроме
того, компенсация токов сигнала в проводах питания иногда поз-
воляет исключить блокировочные конденсаторы цепей питания,
смещения и стабилизации рабочей точки в двухтактных каскадах.
Исключение указанных конденсаторов уменьшает искажения, од-
новременно упрощая и удешевляя усилитель.

Компенсация постоянного подмагничивания сердечника выход-
ного трансформатора позволяет повысить переменную составляю-
щую индукции в сердечнике, что уменьшает размеры, вес и стои-
мость трансформатора.

Указанные преимущества настолько важны в каскадах мощ-
ного усиления, что каскады с выходной мощностью выше 34-5 вт
обычно выполняют по двухтактной схеме. В ряде случаев, напри-
мер при питании усилителя от химических источников тока, двух-
тактная схема мощного каскада оказывается целесообразной даже
при выходной мощности порядка долей ватта, так как позволяет,
применив экономичный режим, в несколько раз сократить потреб-
ление электроэнергии.

Двухтактную схему также применяют в выходных каскадах ши-
рокополосных усилителей гармонических и импульсных сигналов,
работающих на симметричную нагрузку, когда применение сим-
метрирующих выходных трансформаторов невозможно из-за слиш-
ком широкого диапазона рабочих частот.

Во входных каскадах и каскадах предварительного усиления
двухтактную схему применяют лишь там, где это необходимо из-за
её меньшей восприимчивости к внешним помехам и других до-
стоинств.

Докажем указанные выше свойства для идеальной (строго симметричной)
двухтактной схемы. Пусть двухтактная схема (рис. 3.25а) имеет выходной
трансформатор с одинаковым числом витком половинок первичной обмотки,
равным wln и одинаковые лампы Л\ и Л2. Подадим на .вход каскада сим-



Рис. 3.25. Упрощённые схемы двухтактных каскадов для рас-
смотрения свойств двухтактной схемы:
а) трансформаторного; б) реостатного
метричное относительно земли напряжение сигнала ивх см cos соt; тогда
напряжение сигнала в цепи сетка—катод ламп Л\ и Л2 будет равно:

«вх =	см cos со/

= и см cos со t

UC2 = — UCM COS О>/

(3.13)

Представим зависимость анодного тока ламп от напряжения сигнала при
напряжении смещения на сетке, равном U со в виде степенного ряда

== 1а0 + «1 «с + «2 «2 + «з «3 +	+ • • *	(3.14>

Подставив в (3.14) значение ис =иС1 из (3.13), получим для анодного
тока лампы

iai = 4о+ “i Uсм cos со t +а2 U2M cos2 со/ +

+ а3 U3M cos3 со t + а4 U*M cos4 <*) t + . ..	(3.15>

Заменим в (3.15) степени косинусов известными выражениями:

cos2 co t = 1/2 (1 + cos 2(01)

COS3 (0 t = 1/4 (3cos (O t + COS 3(0 t)

cos4 co / = 1/8 (3 + 4 cos 2 (o / + cos 4 co/)	‘ ’	(3.16>

и т. д.

Просуммировав члены, содержащие косинусы одинаковых углов и обоз-
начив множитель при сумме через а с соответствующим индексом и штрихом,-
найдём

iai = Icp + «1 у CM cos со t + а2 U2CM cos 2 (о t + а'3 U3CM cos3 о> t +

+ а4 Vсм cos4 w t + • • • = Icp + Але cos <о /+ 1ъм c°s 2 со/ +

+ 13м cos 3(о / + 14м cos 4(о / + . .	(3.17>

где /ьс» 1%м и т. д. — амплитуды первой, второй и т. д. гармоник анодного
тока.

Подставив в (3.14) значение ис =ис2 из (3.13) и проделав аналогичные
операции, получим значение анодного тока лампы Л2 в виде

/й2 = Icp — Iim cos (о / + 12м cos 2(o / — I3M cos 3co / + cos 4(o / . . .	(3.18>

Выражения <(3.17) и t(3jl8) показывают, что анодные токи ламп Л\ и Л2
при подаче на их вход косинусоидального сигнала содержат постоянную со-
ставляющую Iср и токи чётных и нечётных гармоник.

В двухтактном трансформаторе обе половины первичной обмотки нама-
тывают в одну сторону. При этом анодные токи ламп Л\ и Л2, идя от средней
точки к анодам, обегают сердечник трансформатора в противоположных на-
правлениях, создавая магнитодвижущие силы (мдс) противоположных знаков.
Поэтому суммарная мдс, наводящая магнитный поток в сердечнике, а следо-
вательно, и ток во вторичной обмотке, равна

Я = 0,4 я (ial wln — ia2 wln) = 0,4 л wln (ial — ia2).	(3.19>

57
Подставив в (3.19) значения iai из (3.17) и ia2 из <(3.18), убедимся, что
•при указанных допущениях мдс, а следовательно, и магнитный поток в сердеч-
нике содержат лишь первую и более высокие нечётные гармоники:

Н = 0,4 к wln (21М1 cos + 2IM3 cos 3 ш t + . . .).	(3.20)

Поэтому и эдс, наводимая на вторичной обмотке трансформатора, не бу-
дет содержать чётных гармоник, которые окажутся взаимно компенсирован-
ными. Постоянная составляющая магнитного потока в сердечнике, вызываемая
в однотактной схеме током 1Ср> в двухтактной схеме также компенсируется»
и при отсутствии сигнала магнитный поток в сердечнике трансформатора
двухтактного каскада отсутствует. Так как кривая намагничивания магнитных
материалов при отсутствии постоянного подмагничивания симметрична, транс-
форматор в идеальной двухтактной схеме вносит только нечётные гармоники,
тогда как трансформатор однотактной схемы, имеющей подмагничивание сер-
дечника, вносит как чётные, так и нечётные гармоники. В результате при про-
чих равных условиях нелинейные искажения, вносимые трансформатором двух-
тактной схемы, оказываются меньше.

Для доказательства компенсации токов сигнала в проводах питания найдём
ток в общем проводе источника анодного питания га, равный, как видно из
рис. 3.25, сумме токов ifll и ia2> значения токов возьмём из 1(3.47) и (3.18):

»a = «ai + ia2=2/Cp + 2/j<2cos2ax< + 2/JM4COs4<o< + .. .	(3.21)

Отсюда видно, что ток в общем проводе источника анодного питания идеаль-
ной двухтактной схемы не содержит токов частоты сигнала, а представляет со-
^бой сумму постоянных составляющих токов обеих ламп и сумму токов чётных
тармоник. Аналогичным способом легко убедиться, что и ток в общем Проводе
экранирующих сеток не содержит токов частоты сигнала.

При симметрии двухтактной схемы изменение напряжения источников пи-
тания цепей анода, управляющей и экранирующей сеток одновременно, с оди-
наковой амплитудой и полярностью подаётся на обе лампы. В результате
диодные токи обеих ламп одновременно и одинаково изменяются. Одинаковые
изменения тока в половинках первичной обмотки выходного трансформатора
«создают одинаковые по величине, но противоположно направленные мдс, кото-
рые взаимно уничтожаются, не наводя эдс во вторичной обмотке. Поэтому
фон и другие посторонние эдс, содержащиеся в напряжении источников пита-
ния, а также любые помехи, наводимые синфазно на оба плеча схемы (напри-
мер, фон от питания цепей накала переменным током), не проходят на выход
схемы и не искажают усиливаемых сигналов.

В симметричном двухтактном реостатном каскаде (рис. 3.256) выходное
напряжение (напряжение между анодами ламп Л\ и Л2) также не содержит
чётных гармоник. В этом нетрудно убедиться, подставив в выражение для вы-
ходного напряжения

иеых = uai иа2 — (Ра ^al Ra) №a — г'а2 Ra) = Ga2 — iai) Ra (3.22)
значения iai и iat из (3.17) и (3.18)

ивых = Ca2 — 4zi) Ra == — (2I mi cos w + 2/ж3 COS mt + . . .)RO‘	(3.23)

Напряжения же uai и иаъ и токи iai и ifl2 содержат чётные гармоники.

Из-за разброса параметров усилительных элементов и до-
пусков на детали двухтактная схема никогда не бывает строго
симметричной. Поэтому на практике в двухтактной схеме чётные
гармоники, фон, помехи и т. д. не уничтожаются полностью, а
58
лишь уменьшаются по сравнению с однотактной. Измерения по-
казали, что при отсутствии специального подбора усилительных
элементов в плечах двухтактной схемы чётные гармоники, фон
и т. д. уменьшаются по сравнению с однотактнойг не менее чем
в 3-4-5 раз, что и учитывают при практических расчётах. При
симметрировании схемы установлением равенства постоянных со-
ставляющих выходных токов плеч, что в усилителях большой мощ-
ности обычно осуществляют регулированием напряжения смеще-
ния на управляющих электродах одного плеча схемы, компенса-
ция получается в 10 и более раз.

3.5.3. Инверсные каскады

Двухтактные схемы требуют на входе одинаковых по вели-
чине напряжений сигнала противоположных полярностей, т. е.
сигнала, симметричного относительного общего провода. Одно-

тактные схемы имеют несимметричный выход, так как у них

одним из выходных проводников является об-
щий провод. Поэтому для передачи сигнала от
однотактных схем к двухтактным применяют
особые каскады, имеющие несимметричный
вход и симметричный выход. Такие каскады
называют инверсными. Их используют не
только для перехода от однотактных схем к
двухтактным, но и в качестве выходных кас-
кадов в усилителях, работающих на симмет-
ричную нагрузку.

Простейшим способом передачи напря-
жения сигнала с выхода однотактного кас-

Рис. 3.26. Трансфор-
маторный инверсный
каскад с электронной
лампой

када на вход двухтактного является вклю-

чение между ними трансформатора с несимметричной первичной
обмоткой и симметричной вторичной. Для получения напряжения,
симметричного относительно точки нулевого потенциала, от сере-
дины вторичной обмотки делают вывод, присоединяемый к точке
нулевого потенциала схемы (шасси, рис. 3.26).

В предварительных усилителях обычно применяют бестранс-
форматорные инверсные каскады из-за их простоты, дешевизны и
широкой рабочей полосы частот; такие каскады рассмотрены
в пп. 7.4.4—7.4.6.
ГЛАВА 4

РАБОТА УСИЛИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА В СХЕМЕ

4.1.	ДИНАМИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

4.1.1.	Общие сведения

Динамической характеристикой усилительного каскада или
усилительного элемента называют зависимость между мгновенны-
ми значениями напряжений и токов его цепей при нагруженной
выходной цепи.

Динамические характеристики широко используются при гра-
фическом анализе работы усилительного каскада и практических
расчётах. Так, например, по динамическим характеристикам на-
ходят положение точки покоя (начальной рабочей точки) на се-
мействе статических характеристик усилительного элемента и со-
ответствующие этой точке ток и напряжение; определяют вноси-
мые усилительным элементом нелинейные искажения. По ним мож-
но найти коэффициент усиления каскада, отдаваемые напряжение
и мощность сигнала, определить необходимые входное напряже-
ние, ток и мощность, а также мощность, потребляемую каскадом
от источника питания.

При расчёте усилительных каскадов пользуются четырьмя
видами динамических характеристик, а именно:

выходными, представляющими собой зависимость выходного
тока от выходного напряжения;

входными — зависимостью входного тока от входного напря-
жения;

проходными — зависимостью выходного тока (или выходного
напряжения) от входного тока (или входного напряжения);

сквозными — зависимостью выходного тока (или напряжения)
от эдс источника сигнала входной цепи.

Сопротивление внешней цепи любого электрода усилительно-
го элемента в общем случае является комплексным; оно всегда
проводит постоянный ток, так как через него на электрод по-
даётся питающее напряжение. Для бесконечно медленных изме-
нений напряжения или тока сопротивление такой цепи активно;
назовём это сопротивление сопротивлением цепи постоянному току
и обозначим через 7?=.
Для переменной составляющей тока сопротивление цепи обыч-
но отличается от сопротивления постоянному току; обозначим его
через Z и назовём сопротивлением цепи переменному току. В об-
щем случае Z имеет активную и реактивную составляющие
и X:

Z = R~+'\X.	(4.1)

Динамические характеристики для бесконечно медленных из-
менений тока или напряжения, характер которых определяется со-
противлением цепи постоянному току R = , называют динамически-
ми характеристиками постоянного тока.

Динамические характеристики для быстрых изменений тока или
напряжения (с частотой сигнала), характер которых определяет-
ся сопротивлением цепи переменному току Z, называют динами-
ческими характеристиками переменного тока.

Так как сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного
элемента переменному току может быть активным, комплексным
или реактивным, существуют три вида динамических характери-
стик переменного тока — для активной, комплексной и реактив-
ной нагрузок.

4.1.2.	Выходные динамические характеристики

Выходная динамическая характеристика постоянного тока

Выходные динамические характеристики применяют при рас-
чёте каскадов с любым типом усилительных элементов — с трёх-
электродной лампой, экранированной лампой, транзистором.

Выходную динамическую характеристику
постоянного тока используют для опре-
деления положения точки покоя на семей-	I А

стве статических характеристик выходной	Гг*в

цепи усилительного элемента при известных Я tZj Г“] +
напряжении питания выходной цепи, сопро- ис I pg|
тйвлении выходной цепи постоянному току, #------*-— *—-J

напряжении или токе смещения управляюще- ▼

го электрода.

Рассмотрим способ построения выходной
динамической характеристики постоянного
тока на примере усилительного каскада с
электронной лампой, включённой с общим
катодом (рис. 4.1). Напряжение иа между

Рис. 4.1. Усили-
тельный каскад с
лампой, нагружен-
ной активным со-
противлением

анодом и катодом лампы, в дальнейшем называемое напряжени-

ем на аноде, равно разности напряжения источника анодного пи-
тания Еа и падения напряжения на сопротивлении анодной на-
грузки ia Ra=s, где ia— ток в цепи анода и Ra= — сопротивле-
ние нагрузки анодной цепи постоянному току. Определяя отсюда
ia, получим уравнение, выходной динамической характеристики
постоянного тока в виде

; ___ иа

1а	р

(4.2)

Уравнение (4.2) в координатах выходной цепи (Za, еа в рас-
сматриваемом примере) представляет собой прямую, отсекаю-
щую на вертикальной оси отрезок и на горизонтальной оси
отрезок Еа\ положение этой прямой на семействе выходных харак-
теристик определяется значениями 7?а= и Еа. Поэтому рассматри-

ваемую характеристику обычно

Рис. 4.2. Выходные динамические ха-
рактеристики постоянного тока:
/) динамическая прямая для сопро-
тивления выходной цепи постоянно-
му току, равного 7?=;	2) для

< R=; 3) ДЛЯ R^2 > R='>
4] для /?е=3 = 0

называют нагрузочной прямой или
нагрузочной линией постоянного
тока.

Для построения нагрузоч-
ной прямой постоянного тока
на горизонтальной оси семей-
ства статических выходных ха-
рактеристик усилительного эле-
мента для выбранного способа
его включения откладывают на-
пряжение источника питания вы-
ходной цепи £, а на вертикаль-
ной оси — ток /, определяемый
выражением

/=£.	(4.3)

Проведённая через эти две точки прямая и представляет со-
бой нагрузочную прямую постоянного тока (прямая 1 на рис. 4.2).
Отношение отрезка Е, отсекаемого ею на оси напряжений, в воль-
тах, к отрезку, отсекаемому на оси токов, в амперах, равно сопро-
тивлению нагрузки выходной цепи постоянному току R = в омах.

При увеличении сопротивления R = нагрузочная прямая постоянного тока
идёт положе (прямая 5), при уменьшении R= —круче (прямая 2). При 7?= = 0
она превращается в вертикальную прямую {(прямая 4), при R== оо — сливает-
ся с горизонтальной осью.

Точка пересечения нагрузочной прямой постоянного тока со
статической выходной характеристикой для заданного смещения
на управляющем электроде определяет режим покоя усилитель-
ного элемента и называется точкой покоя. Координаты точки по-
коя определяют ток покоя и напряжение покоя выходного элек-
трода (/о и Uq на рис. 4.2).
Выходная динамическая характеристика переменного тока
для активной нагрузки

В зависимости от схемы усилительного каскада сопротивление
выходной цепи усилительного элемента переменному току может
быть меньше, равно или больше сопротивления постоянному току.
Рассмотрим, чему равны Z и R для наиболее употребительных
схем усилительных каскадов.

В усилительном каскаде с активным сопротивлением Ra>, вклю-
чённым непосредственно в выходную цепь (рис. 4.3а), как пере-

Рис. 4.3. Различные виды нагрузки выходной цепи усилительного элемента:
а) активным сопротивлением; б) реостатной схемой связи;

в) трансформатором

менная, так и постоянная составляющие выходного тока идут по
одному и тому же пути — через Ra. Пренебрегая внутренним со-
противлением источника питания выходной цепи ввиду его ма-
лости по сравнению с Ra, найдём что в этом случае сопротивле-
ние нагрузки выходной цепи усилительного элемента переменно-
му току активно и равно сопротивлению нагрузки выходной цепи
постоянному току, так как они оба равны Ra:

za = Ra^=Ra==-Ra-	(4.4)

В реостатном каскаде с развязывающим фильтром в выход-
ной цепи (рис. 4.36) постоянная составляющая выходного тока
проходит последовательно через Ra н Иф, а поэтому сопротив-
ление выходной цепи постоянному току здесь равно:

Ra==Ra + R*.	(4.5}

Сопротивление выходной цепи переменному току здесь опре-
деляется входящими в схему элементами Ra, R,^ Rc, Сф, Сс
и, строго говоря, комплексно. Однако, взяв конденсаторы Сф и Сс
достаточно большой ёмкости, можно сделать их сопротивление
для переменной составляющей тока пренебрежимо малым, и на-
грузкой усилительного элемента окажутся сопротивления Ra и
Rc, соединённые параллельно. Поэтому на частотах, для которых
выполняются условия

сопротивление нагрузки усилительного элемента переменному току
в реостатном каскаде можно считать активным и равным:

Za^R	.	(4.7)

Ra + Ъ

Выражение (4.7) справедливо для реостатного каскада с
электронной лампой, работающей без токов управляющей сетки.
При работе с токами сетки, а также в транзисторном каска-
де сопротивление нагрузки выходной цепи переменному току
равно сопротивлению параллельного соединения сопротивления,
найденного из (4.7), и входного сопротивления следующего кас-
када.

Сравнив (4.5) с (4.7), нетрудно убедиться, что в реостатном
каскаде сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного
элемента постоянному току больше, чем переменному.

В трансформаторном каскаде, работающем на активное сопро-
тивление Т?2 (рис. 4.3в), сопротивлением нагрузки выходной цепи
постоянному току является сопротивление первичной обмотки
трансформатора постоянному току гь так как постоянная состав-
ляющая выходного тока проходит через эту обмотку:

^в_=п.	(4.8)

Сопротивление выходной цепи переменному току здесь равно
входному сопротивлению первичной обмотки нагруженного транс-
форматора переменному току. В следующей главе показано, что
в области частот, где можно пренебречь влиянием индуктивности
первичной обмотки трансформатора и его индуктивности рассея-
ния на входное сопротивление, последнее можно считать актив-
ным и равным:

+ 4 +	(4.9)

где г'2 и Т?'2 — приведённые к первичной обмотке активное со-
противление вторичной обмотки и сопротивлени
нагрузки трансформатора.

Из сравнения (4.8) и (4.9) видно, что в трансформаторном кас-
каде сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного эле-
мента постоянному току много меньше, чем переменному.
Уравнения (4.7) и (4.9) справедливы для большей части диа-
пазона рабочих частот, и сопротивление нагрузки выходной це-
пи переменному току оказывается практически активным почти
во всей полосе рабочих частот; поэтому выходную динамическую
характеристику переменного тока обычно строят для активной
нагрузки.

Рассмотрим построение выходной динамической характеристи-
ки переменного тока для активной нагрузки на примере усили-
тельного каскада с электронной лампой, включённой с общим
катодом. Пусть напряжение источника анодного питания каскада
равно Еа , сопротивление анодной нагрузки переменному току
активно и равно Ra^, а сопротивление анодной нагрузки постоян-
ному току Ra=s^= Ra___

При подаче на управляющую сетку лампы только напряже-
ния смещения Uc0 точка покоя определится пересечением дина-
мической прямой постоянного тока и статической анодной ха-
рактеристики лампы для напряжения на управляющей сетке
ис= UCQ. При этом ток анода и напряжение на аноде будут пред-
ставлять собой ток покоя и напряжение покоя:

аО

иа ~ Еа I~ ЕаО

При подаче на управляющую сетку, кроме смещения, также
и напряжения сигнала мгновенное значение тока анода и напря-
жения на аноде определится выражениями:

I аО 4“ & ia

“а Еа (4o^fl== +А*<Л~) = UaQ — Д 'а^а-

где Д/д — мгновенное значение переменной составляющей анод-
ного тока.

Уравнение (4.11) представляет собой прямую, проходящую
через точку покоя; эта прямая является динамической выходной
характеристикой переменного тока для активной нагрузки и на-
зывается нагрузочной прямой или нагрузочной линией переменного
тока для активной нагрузки.

Для построения нагрузочной прямой переменного тока доста-
точно найти точку её пересечения с горизонтальной или верти-
кальной осью семейства статических выходных характеристик уси-
лительного элемента для выбранного способа его включения. На
основании (4.11) для этих точек:

^вых О, Д 1вых Z0, и вых	Uq + Z0^

Л. А • D Т Т . Л •	'Л	*	(4* 12)

^вых — 0, Д 1вЫХЕ~ = ^0» △ ^вых = п

(4.10)

(4.11)
Отложив на горизонтальной оси вправо от точки Uq отрезок
или на вертикальной оси вверх от точки /о отрезок ,

проводят через конец отложенного отрезка и точку покоя прямую,
являющуюся нагрузочной прямой переменного тока (рис. 4.4,
прямая /).

При изменении R^ наклон нагрузочной прямой переменного тока меняет-
ся. При R^ =0 она превращается в вертикальную прямую 2, проходящую че-
рез точку покоя, при R^ = сю обращается в прямую 3, параллельную гори-
зонтальной оси.

Нагрузочные прямые переменного тока широко используют
при расчёте каскадов, работающих при большой амплитуде сиг-
нала. При этом зависимость

Рис. 4.4. Нагрузочные прямые перемен-
ного тока:

выходного тока от входного
напряжения нелинейна и
аналитические методы рас-
чёта дают большую ошибку»
Здесь нагрузочные прямые
переменного тока позволяют
точнее найти мощность и на-
пряжение сигнала на на-
грузке, рассчитать вносимые
каскадом нелинейные иска-
жения и судить о зависимо-
сти этих величин от положе-

/) нагрузочная прямая для сопротивле-
ния нагрузки выходной цепи переменно-
му току, равного R^ 2) то же, для

7?^=0; 3) то же, для R^ = оо

ния точки покоя, амплитуды
сигнала, сопротивления на-
грузки и других факторов.

Выходные динамические характеристики переменного тока для
комплексной и реактивной нагрузок

Найдём уравнение выходной динамической характеристики переменного
тока для комплексной нагрузки на примере каскада с электронной лампой,
включенной с общим катодом (рис. 4.5а).Для упрощения предположим, что
на управляющую сетку подаётся синусоидальный сигнал малой амплитуды,
для которого зависимость анодного тока от напряжения на сетке можно счи-
тать линейной. При этих условиях в анодной цепи появится синусоидальная
переменная составляющая тока, .а между анодом и катодом лампы появится
синусоидальная переменная составляющая напряжения, мгновенное значение
которой запишем в виде

— Uам Sin о) /.	(4.13)

Мгновенное значение переменной составляющей напряжения на нагрузке
Uz^ равно и противоположно по знаку иа^. , так как сумма переменных на-
пряжений по замкнутому контуру АБВГ ‘(рис. 4.5а) равна нулю, т. е.

Чг— = ~	= — Уам sin <0 t = UaM sin (а> / + it).	(4.14)
Выразим переменную составляющую анодного тока I а через переменную
составляющую напряжения на нагрузке Uz и сопротивление нагрузки Za:

Uz	Uz

'-т. ‘ *->•	(4,6>

Рис. 4.5. Выходные динамические характеристики пере-
менного тока при комплексной нагрузке:
а} принципиальная схема каскада; б) выходная дина-
мическая характеристика для комплексной нагрузки;
в) то же, для чисто реактивной нагрузки

Из (4.15) видно, что переменная составляющая тока ® нагрузке отстаёт от
напряжения на нагрузке на угол <рд, определяемый соотношением

<Ра = arc tg .	(4.16)

Мгновенное значение переменной составляющей анодного тока ia^ мож-
но записать тогда в виде

== 1ам sin (ш/ + it — <ра) *= — IaM sin (<»t — <ро).	(4.17)

Заменив в (4.17) синус разности двух углов согласно известному тригоно-
метрическому соотношению, найдём

ia^ = 1ам COS S1’n — 1ам sin со t COS	(4.18)

5*	67
Для получения уравнения динамической характеристики в координатах ia,
иа исключим из (4.18) sin со/ и cos<o/, для чего решим (4.13) относительно
sin со/:

sin о) i » ——
^ам

cos ш / = У1 — sin3 ш /

(4.19)

Подставив значения sin<o/ и cosco/ в (4.18), получим

а ^ам sin<P а

«Л—

— 4zjlcCOS<pfl ---

иам

(4.20)

Перенеся второй член правой части полученного выражения в левую часть
и возведя обе части в квадрат, после преобразований найдём

•2	•	2

2p+2‘^Zl.cos<pa+^ = s^?e.

(4.21)

Выражение (4.21) является уравнением наклонного эллипса, центр кото-
рого находится в начале координат. Так как значения ia^> и иа~- отсчитыва-
ются от точки покоя, началом координат для эллипса, а следовательно, и его
центром является точка покоя (рис. 4.56). Отсюда выходная динамическая ха-
рактеристика (нагрузочная линия) переменного тока при комплексной нагрузке
имеет вид наклонного эллипса с ценЬром в точке покоя.

При чисто реактивной нагрузке	cprt =90° и уравнение нагрузочной

линии принимает вид

(4.22)

представляя собой уравнение эллипса с центром в точке покоя и осями, парал-
лельными координатным (рис. 4.5в). При чисто активной нагрузке (Ха=0,
=0) ур-ние (4.21) вырождается в уравнение прямой, что совпадает с полу-
ченными ранее результатами.

Вследствие сложности построения динамических характеристик для ком-
плексной нагрузки при практических расчётах их почти не применяют. Когда
нагрузка имеет значительную реактивную составляющую, которой нельзя пре-
небречь, графический анализ работы каскада можно без большой ошибки про-
изводить по нагрузочной прямой переменного тока, полагая сопротивление на-
грузки выходной цепи переменному току активным и равным модулю сопротив-
ления комплексной нагрузки.

4.1.3.	Проходные динамические характеристики

Проходные динамические характеристики также находят при-
менение при расчёте усилительных каскадов. По ним, например,
удобно строить зависимость выходного тока от времени, т. е. фор-
му кривой выходного тока.

68
Проходную динамическую характеристику строят на семей-
стве проходных статических характеристик усилительного эле-
мента (например, на семействе статических характеристик за-
висимости iewx от ивх). Проще всего её строить переносом на-
грузочной прямой из выходных координат в проходные. Для это-
го на семействе статических выходных характеристик усилии

Рис. 4.6. Построение проходной динами-
ческой характеристики методом переноса
из выходных координат в проходные

тельного элемента для выбранного способа включения и задан-
ного сопротивления нагрузки выходной цепи строят нагрузоч-
ную прямую способом, указанным на стр. 62 или стр. 66. Затем
горизонтальную ось графика продолжают влево и, нанеся на
ней масштаб входных напряжений или токов, отмечают на нём
входные напряжения или токи, соответствующие статическим
выходным характеристикам (рис. 4.6). Вертикальная ось являет-
ся общей для обоих графиков. Точки пересечения нагрузочной
прямой с выходными статическими характеристиками (точки а,
б, в, г правого графика на рис. 4.6) переносят параллельно го-
ризонтальной оси на вертикали отмеченных входных напряже-
ний или токов левого графика (точки а', б', в', г'). Соединив пе-
ренесённые точки плавной линией, получают проходную динами-
ческую характеристику для заданного сопротивления нагрузки
выходной цепи.

Нетрудно видеть, что проходная динамическая характеристика непрямоли-
нейна, если статические проходные характеристики усилительного элемента
искривлены. При увеличении сопротивления нагрузки выходной цепи R дина-
мическая проходная характеристика делается положе и несколько спрямляется;
при R -> оо она превращается в горизонтальную прямую, а при R -> 0 совпа-
дает со статической проходной характеристикой.

Проходные динамические характеристики постоянного тока можно по-
строить аналитическим путём. При этом для каждой характеристики семейст-
ва статических проходных характеристик вычисляют значение ieux по вы-
ражению

_ Е ~ ивых
1вЫХ — ft

(4.23)
полагая ивих равным напряжению на выходном электроде, которому соответ-
ствует данная характеристика. Найденное для каждой характеристики значе-
ние ieblx отмечают на ней же (рис. 4.7); соединив отмеченные точки плавной
линией, получают проходную динамическую характеристику постоянного тока

Рис. 4.7. Аналитическое построение
проходной динамической характе-
ристики

(жирная линия на рис. 4.7). Аналитическое построение проходной динамической
характеристики переменного тока производят аналогично, заменив в ф-ле (4.23)
RB на R^t подставив в числитель вместо Е напряжение на аноде в точке
покоя Uo и откладывая полученные значения ieux от линии /0.

4.1.4.	Входные динамические характеристики

Входную динамическую характеристику используют при рас-
чёте транзисторных каскадов для нахождения тока, напряже-
ния и мощности сигнала во входной цепи и определения вход-
ного сопротивления транзистора переменному току в рабочем
режиме.

Рис. 4.8. Построение входной и сквозной динамических характеристик перемен-
ного тока для транзисторного каскада с общим эмиттером:

а) семейство статических выходных характеристик и нагрузочная прямая для
Rk~^ =250 ом; б) семейство статических входных характеристик и динамическая
входная характеристика (пунктир); в) сквозная динамическая характеристика
для /?ж^=250 ом и 7?и = 150 ом
Её строят переносом точек пересечения нагрузочной прямой
со статическими выходными характеристиками на семейство вход-
ных статических характеристик.

Так, например, для построения входной динамической характеристики пе-
ременного тока каскада с общим эмиттером при сопротивлении нагрузки вы-
ходной цепи переменному току RK~ =250 ом строят на семействе выходных
статических характеристик транзистора для включения с общим эмиттером на-
грузочную прямую для Rk~ =250 ом (рис. 4.8а). Точки пересечения этой прямой
со статическими выходными характеристиками (точки а, б, в, г, д на рис. 4.8а)
наносят на семействе'входных статических характеристик транзистора для вклю-
чения с общим эмиттером (точки а', б', а', г', д' на рис. 4.86). Например, для
точки в на рис. 4.8а имеем: г^=2 ма\ ик=9 в. Точку с этими координатами
откладывают на семействе статических входных характеристик (точка в' на
рис. 4.86). Перенеся остальные точки и соединив их плавной линией, получим
входную динамическую характеристику переменного тока для сопротивления
нагрузки выходной цепи переменному току в 250 ом (пунктирная линия на
рис. 4.86).

Если вместо семейства статических входных характеристик
транзистора имеется лишь статическая входная характеристика для
одного значения напряжения на коллекторе, точки нагрузочной
прямой переносят на входную статическую характеристику, по ко-
торой затем находят необходимые входные данные.

4.1.5.	Сквозные динамические характеристики

Так как у усилительных элементов нелинейна как зависимость
выходного тока от выходного напряжения, так независимость вход-
ного тока от входного напряжения, оценку нелинейности каска-
дов, работающих с входными токами (например, транзисторных),
следует производить по зависимости выходного тока от эдс источ-
ника сигнала, т. е. по сквозной динамической характеристике пере-
менного тока.

Для её построения необходимы нагрузочная прямая переменного
тока и входная динамическая характеристика. Для точек пере-
сечения нагрузочной прямой со статическими выходными харак-
теристиками отмечают выходной ток /бЫх, а для соответствующих
им точек входной динамической характеристики — входное напря-
жение ивх и входной ток iex. Эдс источника сигнала входной
цепи для каждой точки находят по выражению

и и ~ u8X “F	(4.24)

где Ru — сопротивление источника сигнала переменному току,
равное выходному сопротивлению предыдущего каскада для пере-
менного тока. Точки с найденными значениями ieux и ии откла-
дывают в координатах i вых, ии и, соединив их плавной линией,
получают сквозную динамическую характеристику.

Пример 4.1. Построим сквозную динамическую характеристику транзис-
торного каскада с общим эмиттером, характеристики которого даны на
рис. 4.8а и б, для выходного сопротивления предыдущего каскада переменно-
му току 7?tt=150 ом и сопротивления нагрузки выходной цепи переменному
току RK^ =250 ом. На рис. 4.8а и б построены нагрузочная прямая и входная
динамическая характеристики для этого значения RK_. Возьмём на нагрузоч-

ной прямой рис. 4.8а любую точку, например в; для неё iex = ^=2 ма;
^вых = *№=44 ма; ивых=ик = 9 в. На входной динамической характеристике точ-
ке 16=^2 ма соответствует значение ивх=и^ =0,25 в. Отсюда для точки в"
сквозной динамической характеристики, соответствующей выходному току
Чс =44 ма, эдс источника сигнала будет равна

а и = ивх “И *ел' Ru == 0,25 -|- 2• 10 3-150 = 0,55 в.

Нанесём точку в", имеющую iK =44 ма и att=0,55 в в координатах iK и
ии (рис. 4.8в). Рассчитав аналогично значения ии для других точек нагрузоч-
ной^прямой, нанеся эти точки в координатах i к> ии и соединив их плавной ли-
нией, получим сквозную динамическую характеристику переменного тока для
Rk =250 ом и Ru =150 ом, изображённую на рис. 4.8в.

4.2.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ ГАРМОНИЧЕСКИХ СОСТАВЛЯЮЩИХ
ВЫХОДНОГО ТОКА

4.2.1.	Метод пяти ординат

Для расчёта коэффициента гармоник кг необходимо разло-
жить на гармонические составляющие кривую выходного тока,
имеющую место при подключении к входу каскада источника
синусоидальной эдс с заданным внутренним сопротивлением.
Разложение можно произвести при помощи графоаналитических
методов гармонического анализа [Л21, стр. 424—430]. Однако
эти методы очень трудоёмки, а поэтому при расчёте коэффициен-
та гармоник обычно пользуются упрощёнными способами, даю-
щими достаточную точность.

Поясним сущность упрощённых способов гармонического ана-
лиза. Представив зависимость выходного тока от входной эдс иа
в виде степенного ряда и приняв иа=иим cos cat, нетрудно полу-
чить способом, применённым для вывода ур-ния (3.17), следую-
щий результат:

ieux = /cp + /iMcos<x>t + I2Mcos2<at + I3Mcos3oifi+ . . . (4.25)

Задавшись несколькими значениями со/ в пределах от 0 до л,
выбранными определённым образом, и ограничив ряд (4.25)
числом членов, равным количеству взятых значений со/, получим
систему уравнений. Её решение даст возможность выразить 1Ср>
l1Mi и т- Д- через мгновенные значения 1вых, соответствующие
взятым значениям со/.

Так, например, взяв пять значений со/, равные 0,,
л, и ограничив число членов ряда первыми пятью, получим си-
стему уравнений:
<о 4 — 0; iBaxi — Лр + Л.и + 1гм + 13м + hM

Ш ^2 = “Г" > fewx2 = ср + О.бД-и	0,5/2л, — /Зл — 0,5/4Л

о

ТЕ

® ^8	2 ’ ^вы*3 ср ^М + ^<Л£

9
'ЛвЫХ±— ср О»$ЛлС 0»5/2л + Ллс 0»5/4j|<
о

ш 4 = к; Zewjt8 = Icp Iim + Izm 13м + Цм

(4.26)

Обозначим токи следующим образом (рис. 4.9): 1выхЪ соответ-
ствующий эдс входа + UUM, через 1макс', 1выхг . соответствующий
эдс входа +0,5 UUM, через Л; ieuJc3, соответствующий эдс входа 0,
через /0; ieux4, соответствующий эдс входа —0,5 UIlM, через /2;
4ых«> соответствующий эдс входа —UUM, через 1мин. Тогда, ре-
шая (4.26) относительно /ср, 11м, 13м, 13м, получим:

г   Iмакс + I мин + 2(4 + /а)

Ср~	6

г ___1макс	1 мин Н~ Л	Л

1М	3

Г макс + мин	%9

Г ___ ^макс 1 мин	(Л ^2)

Зл£	6

г _ 1макс 4~ 1мин —4(7i + /2) + 6/q

(4.27>

Для проверки правильности результатов вычислений по ф-лам
(4.27) удобно воспользоваться первым ур-нием (4.26), заменив в
нём ieuxi на его значение

hp + Лл< +	+ Ьм + 1*м == макс-	(4.28)‘

Указанный метод предложен Клином, а поэтому его назы-
вают методом Клина, или методом пяти ординат. Он даёт воз-
можность по пяти точкам сквозной динамической характеристи-
ки, соответствующим +UUM\ +Q$UUM\ 0; —0,5 UUM\ —UUm> найти
среднее значение выходного тока и амплитуды его первых че-
тырёх гармоник. Среднее значение выходного тока определяет
мощность, потребляемую каскадом от основного источника пи-
тания, а амплитуды первых четырёх гармоник используют для
расчёта коэффициента гармоник и точного значения мощности пер-
вой гармоники. Этот метод пригоден при любой форме динами-
ческой характеристики и при отсутствии на ней резких изло-
мов даёт достаточную для практики точность. В каскаде с элек-
тронной лампой, включённой с общим катодом и работающей
без токов сетки, мгновенное значение эдс источника сигнала ии
не отличается от мгновенного значения напряжения сигнала на
•сетке, так как входной ток практически отсутствует. Здесь гар-

Рис. 4.9. Расчёт гармонических со- Рис. 4.10. Расчёт гармонических состав-
ставляющих выходного тока по ляющих анодного тока методом пяти
сквозной динамической характери- ординат по нагрузочной прямой пере-
стике переменного тока методом	менного тока

пяти ординат

монические составляющие удобно рассчитывать непосредственно
по точкам нагрузочной прямой переменного тока. Проведя на се-
мействе статических выходных характеристик лампы нагрузочную
прямую переменного тока «(Рис- 4.10), отмечают точки её пересе-
чения со статическими характеристиками для напряжений на сетке:
^со + ^см> исо +0.5 исм; Uc0-, иг0— 0,5 Uсм\ Uc0 — UCM и нахо-
дят значения: 1амаКС, IаЬ 1а0, Iai, 1ам1Ш, по которым рассчи-
тывают гармонические составляющие анодного тока.

Так как в координатах ia> иа длина отрезков нагрузочной прямой прямо-
пропорциональна разности токов, соответствующих концам отрезков, то, заме-
нив в ф-лах (4.27) разности токов соответствующими отрезками (рис. 4.10) и
поделив высшие гармоники на первую, получим:

Ьм __ ЫЬ(а-б)
Ьм	а + б -ре

7зм	аб — 2в

Iim 2(а + б + в)
1Зе — 36 *{— а лс
=	4(а + б+’в)

(4.29)
Эти выражения позволяют точнее вычислить коэффициент гармоник, чем
ф-лы (4.27), так как в них подставляют длины отрезков, измеренные масштаб-
ной линейкой, а не значения токов, отсчитываемые по масштабу вертикальной
оси с меньшей точностью.

Из (4.29) можно найти, что коэффициент второй гармоники
обращается в нуль при а = б, а коэффициент третьей гармоники
обращается в нуль при а + 6 = 2 в. При расчёте каскадов мощного
усиления следует стремиться к соблюдению указанных соотноше-
ний, это позволяет сильно уменьшить коэффициент гармоник.

При расчёте коэффициента гармоник по сквозной динамиче-
ской характеристике также можно пользоваться ф-лами (4.29).
Для этого на вертикали откладывают отрезки а, б, в, г, д, е, ж
(рис. 4.9), длину которых подставляют в (4.29).

4.2.2.	Метод трёх ординат

к

Если взять три значения равные О, >

ряда (4.25) первыми тремя, то после реше-
ния системы уравнений получим фор-
мулы, определяющие среднее значение
выходного тока и амплитудные значе-
ния его первой и второй гармоник по мак-
симальному значению выходного тока
1Макс* ег0 минимальному значению I мин и
току покоя /о (рис. 4.11):

.   fмакс 4“ Iмин 4“

1ср —	4

. _ 1 макс	I мин

Км —	о

(4.30)

Км

Iмакс 4~ Iмин	2/р

“	4

Так как в ф-лах (4.30) из высших
гармоник имеется лишь вторая, то коэф-
фициент гармоник кг считаем приближён-
но равным коэффициенту второй гармо-
ники:

Км
кг ~ кг%—	—

Км

Iмакс 4~ 7мин	2/р а б

2 (1макс ^мин) 2 {а + б)

(4.31)

л, и ограничить число членов

Рис. 4.11. Расчёт гармонических
составляющих выходного тока
и коэффициента гармоник ме-
тодом трёх ординат:

а) по сквозной динамической
характеристике переменного то-
ка; б) по нагрузочной прямой
переменного тока для электрон-
ной лампы, работающей без то-
ков управляющей сетки

Формулы (4.30) предложены Келлогом,
поэтому описанный метод расчёта коэффи-
циента гармоник называют методом Келло-
га или методом трёх ординат. Он применим
лишь в случаях, когда сквозная динами-
ческая характеристика переменного тока близка к параболе (рис. 4.11а), т. е.
когда её производные выше второй очень малы. Это редко имеет место, а по-
этому метод трёх ординат даёт меньшую точность и почти не используется на
практике.

Описанные выше упрощённые методы гармонического анализа применимы
при условии, что второй полупериод кривой (выходного тока симметричен отно-
сительно оЛ=л. Если это не имеет места, разложение производят при помощи
графоаналитических методов гармонического анализа, использующих ординаты
обеих половин периода [Л21, стр. 424—430].

4.3.	РЕЖИМЫ РАБОТЫ УСИЛИТЕЛЬНОГО ЭЛЕМЕНТА

4.3.1.	Режим А

Режимом А называют такой режим работы усилительного
элемента, при котором ток в выходной цепи протекает в течение
всего периода сигнала и крайние положения рабочей точки не вы-
ходят за пределы сравнительно прямолинейной части проходной ди-
намической характеристики (рис. 4.12). Для обеспечения этого не-

обходимо иметь такое напряжение или ток смещения управляющего
электрода, чтобы точка покоя находилась достаточно высоко.

Из рис. 4.12 видно, что амплитуда переменной составляющей
выходного тока 1 м в режиме А не может превышать тока покоя
/о- Среднее значение тока 1ср, потребляемого от основного (анод-
ного или коллекторного) источника питания, в режиме А почти
не меняется и равно току покоя как при сигнале, так и без него
ввиду почти одинаковой площади положительной и отрицательной
полуволн переменной составляющей выходного тока.

Одним из важнейших показателей каскада мощного усиления
является коэффициент полезного действия (кпд) ц его выходной
цепи, определяемый как отношение отдаваемой каскадом мощ-
ности сигнала Р к мощности потребляемой им от источника
литания выходной цепи:

(4.32)
Ввиду большого потребления тока и большого расхода мощ-
ности питания как при сигнале, так и без него кпд режима А ока-
зывается низким, что является его недостатком.

Достоинством режима А являются малые нелинейные иска-
жения. Это объясняется расположением точки покоя на прямо-
линейном участке динамической характеристики, в результате
чего форма выходного тока мало отличается от формы эдс сиг-
нала. Достоинством режима А также является его пригодность
не только для двухтактных, но и для однотактных каскадов.
Поэтому режим А широко используют в усилительных каскадах
малой мощности. Каскады предварительного усиления и каскады
мощного усиления с выходной мощностью до нескольких ватт
работают почти всегда в режиме А. В каскадах мощного усиле-
ния большей мощности применение режима А невыгодно из-за
низкого кпд.

4.3.2.	Режим В

Режимом В называют такой режим работы усилительного эле-
мента, в котором при идеализированной (спрямлённой) проходной
динамической характеристике ток выходной цепи протекает в те-
чение половины периода сигнала (рис. 4.13). Для этого в режи-

_____ идеализированный режим В (спрям-
лённая характеристика); ----- практиче-

ский режим В

ме В смещение на управляющем электроде усилительного эле-
мента берут примерно равным величине, отсекаемой на горизон-
тальной оси спрямлённой динамической характеристикой (отрезок
ОА на рис. 4.13).

Отсюда при спрямлённой динамической характеристике ток
покоя в режиме В равен нулю; при подаче на вход каскада ко-
синусоидальной эдс = UUM cos a)t выходной ток прекратится

точке со/= —
2

в

. Угол, соответствующий моменту

прекращения

выходного тока, называют углом отсечки и обозначают через 0.
Из сказанного следует, что в идеальном режиме В угол отсечки

равен -у- =90°, а выходной ток протекает в течение 2 0 = л. Одна-

ко на практике проходная динамическая характеристика непря-
молинейна, в результате чего значение тока покоя /0 в режиме
В не равно нулю, а составляет обычно 5-т-15% максимального
выходного тока 1'макс (точка В на рис. 4.13). Значение угла от-
сечки 0 в режиме В из-за кривизны динамической характеристи-
ки превышает , и ток выходной цепи течёт немного больше

половины периода.

Поэтому практический режим В иногда называют режимом АВ, так как
он является как бы промежуточным между режимом А и идеальным режи-
мом В.

Разложение в ряд Фурье идеализированных импульсов выходного тока ре-
жима В при косинусоидальном сигнале, представляющих собой косинусоидаль-
ные импульсы с углом отсечки 90°, даёт

i.ux = 0,318 l'MaKC + 0,5 {'цакс cos ® t + 0.212/^cos 2 <» t-

— 0,0424/L™ cos4 w t + 0,0182 l'Kr — . . . =

— Iср + Лж cos ш * + 12м cos 2 o> t — Цм cos 4(0 t + IQM cos 6ш t — ...	(4.33)

Из (4.33) следует, что при идеальном режиме В выходной ток не содер-
жит нечётных гармоник, кроме первой, а содержит постоянную составляющую
и чётные гармоники; величина постоянной составляющей и амплитуды первых
двух гармоник выражаются через максимальное значение выходного тока /
следующим образом:

1ср — 0,3181макс

11м	0,5 Iмакс

Ьм = 0,2121 макс

(4.34)

Отсюда видно, что в режиме В амплитуда первой гармоники выходного
тока в 1,57 раза превышает его среднее значение /ср, а коэффициент вто-
рой гармоники, равный отношению амплитуды второй гармоники к амплитуде
первой, превосходит 42%.

Ввиду незначительности тока покоя и малого среднего значе-
ния выходного тока по сравнению с его амплитудой, кпд режи-
ма В значительно выше, чем режима А. Однако большое содер-
жание чётных гармоник в выходном токе позволяет применять
режим В в однотактных каскадах усиления гармонических сигна-
лов лишь в резонансных усилителях, где нагрузкой является па-
раллельный резонансный контур, настроенный на частоту сигнала
или на одну из его гармоник. В этом случае напряжение на на-
грузке практически синусоидально, так как для других частот па-
раллельный контур представляет собой почти короткое замыкание.
78
В усилителях импульсных сигналов одной полярности режим В.
может применяться и в однотактной схеме.

В усилителях, предназначенных для усиления гармонических

сигналов различных частот, а также в усилителях импульсных
сигналов обеих полярностей использование режима В возмож-
но лишь в двухтактной схеме. При этом одно плечо двухтактной
схемы работает в течение положи-

тельного полупериода сигнала, дру-
гое — в течение отрицательного по-
лупериода и форма сигнала на на-
грузке при прямолинейной проходной
динамической характеристике не от-
личается от формы эдс источника
сигнала (рис. 4.14). В практических
условиях вследствие непрямолиней-
ности динамической характеристики
и неодинаковости параметров усили-
тельных элементов в плечах схемы

режим В в двухтактной схеме даёт рис.4.14. Форма тока в плечах
нелинейные искажения как по чёт- двухтактной схемы и в нагруз-
ным, так и по нечётным гармони- ке при работе в режиме В
кам. Коэффициент гармоник в ре-

жиме В выше, чем в режиме А, вследствие использования боль-
шего участка статической характеристики усилительного элемен-
та, включая её криволинейную нижнюю часть.

Режим В из-за высокого кпд широко применяется в каска-
дах мощного усиления. Каскады с выходной мощностью порядка
десяти и более ватт, предназначенные для усиления гармониче-

ских сигналов различных частот или импульсных сигналов, всегда
работают в режиме В. В экономичных переносных устройствах,
питаемых от химических источников тока, применение режима В
иногда целесообразно в каскадах с выходной мощностью даже в

доли ватта.

4.3.3.	Режим С

Режимом С называют такой режим работы усилительного
элемента, при котором ток в его выходной цепи при подаче на
вход синусоидальной эдс протекает меньше половины периода.
Для этого на управляющий электрод усилительного элемента
подают такое смещение, при котором точка покоя лежит на го-
ризонтальной оси левее точки пересечения спрямлённой проход-
ной динамической характеристики с горизонтальной осью
(рис. 4.15). Ток покоя в режиме С равен нулю; при подаче на
вход косинусоидальной эдс выходной ток имеет форму косину-
соидальных импульсов с углом отсечки меньше 90°. Разложение
таких импульсов в ряд Фурье показывает, что даже при пря-
молинейности динамической характеристики каскада выходной
ток в режиме С содержит постоянную составляющую, первую
гармонику, а также чётные и нечётные гармоники. Из-за при-
сутствия нечётных гармоник двухтактная схема не может вос-
становить форму подаваемого сигнала, а поэтому режим С непри-
меним в усилителях, предназначенных для усиления сигналов
различных частот.

Отношение амплитуды первой гармоники выходного тока к
его среднему значению в режиме С ещё больше, чем в режиме В,
и растёт с уменьшением угла отсечки. Вследствие отсутствия
тока покоя и меньшей величины среднего значения выходного
тока, кпд режима С ещё выше, чем режима В. Поэтому режим С
широко используют в мощных резонансных усилителях радио-
передающих устройств, где нагрузкой является параллельный
резонансный контур, настроенный на частоту подаваемого на
вход синусоидального колебания или на одну из его высших
гармоник.

4.3.4.	Режим D

Режимом D или ключевым режимом (называют такой режим работы, при
котором усилительный элемент в течение рабочего цикла находится только в
двух состояниях: или полностью заперт, а следовательно, текущий через него
ток равен нулю, или полностью отперт, а следовательно, падение напряжения
на нём близко к нулю. В таком режиме потери питающей энергии в усилителе
оказываются очень малыми, так как в обоих состояниях выделение энергии в
усилительном элементе ничтожно, а поэтому кпд усилительного каскада можно
получить близким к единице.

Однако для усиления гармонических сигналов произвольной формы ре-
жим D можно использовать только после преобразования этих сигналов в пря-
моугольные импульсы постоянной амплитуды и переменной ширины, про-
порциональной мгновенному значению усиливаемого сигнала. После усиле’-”^
прямоугольные импульсы переменной ширины обратно преобразуются в сигнал
первоначальной формы [Л8].

Преобразующие устройства, позволяющие использовать ключевой режим
для усиления сигналов произвольной формы, сложны и требуют тщательной
наладки для получения высококачественного усиления, а поэтому режим D
в настоящее время находит применение лишь в особых случаях.
4.3.5.	Работа с токами сетки

При большой выходной мощности каскада с электронными
лампами экономически выгодно подавать на управляющую сет-
ку амплитуду сигнала, превышающую напряжение отрицатель-
ного смещения, а иногда даже и не подавать смещения. Это поз-
воляет увеличить переменную составляющую анодного тока и
снизить за счет этого напряжение источника анодного питания,
а иногда также увеличить кпд каскада и снимаемую с него мощ-
ность.

В моменты, когда напряжение на управляющей сетке положи-
тельно относительно катода, в её цепи появляется ток; поэтому
такой режим работы называют работой с токами сетки. Недостат-
ками работы с токами сетки являются: увеличение нелинейных
искажений за счёт нелинейности характеристик сеточного тока и
необходимость применения особой схемы предыдущего каскада,
дающего малые искажения при нагрузке токами сетки.

Для обозначения работы с токами сетки у обозначения режи-
ма обычно ставят индекс «2»; так, например, режим В2 есть ре-
жим В с токами сетки. При работе без токов сетки у обозна-
чения режима ставят индекс «1» или вовсе не ставят индекса
(режим Ai или режим А).

Работу с токами сетки обычно применяют лишь в режимах В
и С, так как эти режимы используют в мощных установках, где
повышение кпд и снижение напряжения источника питания играют
большую роль. В режиме А, используемом в каскадах предвари-
тельного усиления и маломощных выходных каскадах, указан-
ные преимущества не имеют практического значения; поэтому, а
также из-за увеличения нелинейных искажений, работа с токами
сетки в режиме А применяется очень редко.

При выходной мощности в сотни ватт и выше работа с тока-
ми сетки позволяет сократить размеры, вес и стоимость усилителя
и источников питания. Поэтому ламповые каскады с такой мощ-
ностью, предназначенные для усиления электрических сигналов
различных частот, обычно работают в режиме В2 и выполняются
по двухтактной схеме. Резонансные усилители радиопередающих
устройств почти всегда работают в режиме С2, так как это поз-
воляет полнее использовать применённую лампу; двухтактная
схема здесь необязательна, так как резонансный контур отфиль-
тровывает ненужные гармонические составляющие.

Разделение режимов работы на режимы с токами сетки и без них от-
носится только к устройствам с электронными лампами. В транзисторах уп-
равление током выходной цепи осуществляется входным током, а поэтому
они всегда работают с входными токами. В режиме А ток во входной цепи
транзистора -протекает в течение всего периода сигала, в режиме В — в те-
чение полупериода.

6—577	81
4.4.	СВОЙСТВА ЭЛЕКТРОННОЙ ЛАМПЫ ПРИ РАЗЛИЧНЫХ
СПОСОБАХ ВКЛЮЧЕНИЯ

4.4.1.	Включение с общим катодом

Рассмотрим эквивалентные схемы, свойства и область приме-
нения различных способов включения электронной лампы и
транзистора.

В курсе электровакуумных приборов [ЛЗ, стр. 186] показано,
что для малых амплитуд сигнала цепь анод — катод электрон-
ной лампы можно рассматривать как генератор с электродвижу-
щей силой [xUc и внутренним сопротивлением

где Uc	— напряжение сигнала, приложенное меж-

ду управляющей сеткой и катодом;

|i =	—статический коэффициент усиления лам-

пы;

Ri =	t — внутреннее сопротивление лампы пере-

менному току.

На частотах порядка тысяч герц и выше на работу лампы
начинают влиять её междуэлектродные ёмкости, которые поэто-
му необходимо ввести в ЭКВИВалент-

Рис. 4.16. Принципиальная схема
каскада с общим катодом

ную схему каскада.

При включении с общим като-
дом (рис. 4.16) ёмкость анод —
катод лампы Сак присоединена
параллельно сопротивлению на-
грузки каскада Z н. Обозначим
сопротивление параллельного сое-
динения Сак и ZH через Za. При
подаче к точкам сетка — катод

напряжения сигнала Uc и снятии
усиленного напряжения сигнала Ua с точек анод — катод

имеем:

0вх =

UBUX = Ua = — IaZa

(4.35)

Заменив лампу генератором эдс и пренебрегая проводимо-
стью ёмкости анод—сетка Сае ввиду невысокого сопротивления
цепи анод — катод, получим эквивалентную схему выходной цепи
82
электронной лампы, включённой с общим катодом
из неё следует, что

(рис. 4.17а);

(4.36)

Рис. 4.17. Эквивалентные схемы выходной цепи каскада с общим
катодом:

а) схема с генератором эдс; б) схема с генератором тока; в) уп-
рощённая схема с генератором тока

Определяя отсюда коэффициент усиления напряжения К как
отношение выходного напряжения к входному, найдём:

т/ _ U вых __ ______..

(Jex	Р Ri + Za

(4.37)

Знак минус в выражении для коэффициента усиления указы-
вает на то, что усилительный каскад с лампой, включённой с об-
щим катодом, меняет полярность сигнала, т. е. при синусоидальном
сигнале и активной нагрузке меняет фазу на 180°.

Схему рис. 4.17а называют эквивалентной схемой с генерато-
ром эдс. Эта схема и соответствующее ей выражение (4.37), оп-
ределяющее коэффициент усиления напряжения каскада, удобны
при анализе и расчёте каскада с трёхэлектродной лампой, так
как р, триода почти не зависит от режима его работы и всегда ука-
зывается в справочнике по лампам.

Однако для экранированной лампы (тетрода, пентода) эта
эквивалентная схема и выражение (4.37) неудобны, так как и
экранированной лампы сильно зависит от режима, а поэтому в
справочнике обычно не указывается. Графическое определение ц
по семейству статических характеристик экранированной лам-
пы затруднительно ввиду её высокого внутреннего сопротивле-
ния. Поэтому для экранированной лампы удобнее формула, оп-
ределяющая коэффициент усиления через статическую крутизну
характеристики анодного тока S, легко находимую графически
6*	аз
по характеристикам лампы. Для её получения достаточно заме-
нить в (4.36) и (4.37) р. на SRP что даст:

<4 =-$<4

RjZg

Ri + za

где Sd — динамическая крутизна характеристики лампы, при
активном сопротивлении нагрузки анодной цепи
равная

Sd =-----1---- •	«39)

Выражения (4.38) соответствуют эквивалентной схеме
рис. 4.176, где генератор тока, имеющий бесконечно большое
сопротивление, отдаёт в схему ток, равный SUC ; этот генератор
работает на параллельно соединённые сопротивления и
"Схему рис. 4.175 называют эквивалентной схемой с генератором
тока.

Обычно сопротивление анодной нагрузки переменному току
Za во много раз меньше внутреннего сопротивления экранирован-
ной лампы Ri ; при этом динамическая крутизна характеристики
Sd практически равна статической крутизне S и ф-лы (4.38) уп-
рощаются:

йа=— sucza, k^—sza.	(4.40)

Формулу (4.40) обычно и применяют для расчёта коэффици-
ента усиления каскада с экранированной лампой, включённой с
общим катодом. Она соответствует упрощённой эквивалентной
схеме выходной цепи, отличающейся от схемы рис. 4.175 отсутст-
вием сопротивления Ri (рис. 4.17в).

Выходное сопротивление лампы с общим катодом, как видно
из принципиальной схемы рис. 4.16, равно сопротивлению парал-
лельного соединения Rt и СаК\ однако, так как ёмкость С аК
обычно относят к нагрузке, выходное сопротивление лампы счи-
тают равным

=	(4.41)

Входное сопротивление электронной лампы с общим катодом
представляет собой сопротивление участка сетка — катод. При
работе лампы в отрицательной области напряжений на управ-
ляющей сетке сопротивление участка сетка—катод переменному
току определяется сопротивлением изоляции этого участка, элек-
84
тронными токами сетки, ионными токами сетки и токами сигна-
ла, проходящими через междуэлектродные ёмкости сетка—катод
и сетка—анод Сск и Сас. Сопротивление изоляции лампы, а так-
же сопротивление, обусловленное

электронными и ионными токами
сетки, обычно не менее 107—9-1О8 ом
и с ними приходится считаться
лишь в электрометрических и спе-
циальных измерительных усилите-
лях. Практически можно считать,
что сопротивление участка сетка —
катод определяется токами сигнала
через СсК и Сас.

Поэтому входное сопротивление

/7	г

Рис. 4.18. Эквивалентная схе-
ма электронной лампы, вклю-
чённой с общим катодом

лампы с общим катодом с достаточной точностью определяется
её эквивалентной схемой для переменного тока (рис. 4.18):

(4.42)

Находя из рис. 4.18 значения I вх, /ь получим:

так как ток через ёмкость Сас вызывается напряжениями Uc и
Ua, действующими в контуре АБВГА. Подставив в (4.42), значе-

ние I ех, найдём:

0с _____________________Ос____________

Л + Л	1 ш Сск 0с + 1 ш Сса (0с — йа)

(4.44)

Если сопротивление анодной нагрузки активно, отношение
UalUc* равное коэффициенту усиления К, вещественно и отрица-
тельно, при этом содержание квадратной скобки знаменателя
имеет размерность ёмкости- и входное сопротивление будет чисто
ёмкостным. Эквивалентную входную ёмкость, определяющую
входное сопротивление лампы в динамическом режиме, называют
динамической входной ёмкостью и обозначают Свх д .
Определяя из (4.44) динамическую входную ёмкость при ак-
тивной нагрузке анодной цепи, получим для трёхэлектродной
лампы с общим катодом:

Свх д =	= С- + М1 + 7г) •	(4Л5)

1 ш zex	\ Uc)

При экранированной лампе в (4.45) вместо СсК войдёт пол-
ная статическая входная ёмкость экранированной лампы Свх,
равная сумме ёмкости управляющая сетка — катод СсК и ёмко-
сти управляющая сетка — экранирующая сетка С сЭ. ёмкость уп-
равляющая сетка — анод экранированной лампы называют про-
ходной ёмкостью и обозначают С пр. Поэтому для экранирован-
ной лампы с общим катодом динамическая входная ёмкость
равна:

С^ = Свх + Слр(1 + ^).	(4.46)

Значения Свх и Спр даются в справочных данных лампы.

Возрастание входной ёмкости лампы в динамическом режиме при вклю-
чении её с общим катодом объясняется тем, что^ к ёмкости Сае приложено
напряжение Vс + ^а, т. е. напряжение в I 1 + Т7 / Раз 6°льше U с\ поэтому
и ток через Сас во столько же раз растёт, что эквивалентно кажущемуся уве-
(\ \ ^а\
личению емкости в I 1 + "77" раз.

\ U с /

Из ‘(4.45) и ’(4.46) следует, что Сдх д не является постоянной величиной
для данной лампы, а зависит от режима её работы и сопротивления анодной
нагрузки. При коротком замыкании нагрузки 1/а = 0и Свх д= СсК + Сас; при

и Cex.Q Сек ~F ~F Р)«

У обычных триодов ёмкость С ас имеет величину одного по-
рядка с Сск и СаК9 а поэтому динамическая входная ёмкость ока-
зывается много большей, чем статические ёмкости лампы.

Так, например, для триода с СсК =3 пф и Сас =2 пф при коэффициенте
усиления каскада ^=60 она равна:

Свх = 3 -Ь 2(1 +60)= 125 пф.

Большая входная ёмкость снижает усиление предыдущего
каскада уже на верхних звуковых частотах и недопустима при
усилении более высоких частот. Поэтому в широкополосных уси-
лителях применяют экранированные лампы, имеющие малую
проходную ёмкость. Несмотря на возрастание входной - ёмкости
лампы при введении в неё экранирующей сетки, динамическая
входная ёмкость при этом оказывается много меньше.

Например, для экранированной лампы с Свх=7 пф и Спр =0,01 пф при
том же значении коэффициента усиления К=60

Свхд = 7 + 0,01(1 +60) = 7,61 пф,
что <в 16 раз меньше, чем в предыдущем примере для триода.
86
Таким образом, при активной нагрузке анодной цепи вход-
ное сопротивление лампы с общим катодом является чисто ёмко-
стным и ток Л через проходную ёмкость С пр опережает входное
напряжение Uc на 90°. При нагрузке анодной цепи активным со-
противлением и ёмкостью (ёмкостной нагрузке) выходное на-
пряжение йа отстаёт по фазе от 0а, соответствующего активной
нагрузке, и ток I? отстаёт от тока, имеющего место при актив-
ной нагрузке. В результате при ёмкостной нагрузке /2 опережает
Uc меньше, чем на 90°, а следовательно, входное сопротивление
электронной лампы с общим катодом при ёмкостной нагрузке
анодной цепи имеет ёмкостную и положительную активную со-
ставляющие сопротивления.

При нагрузке анодной цепи активным сопротивлением и ин-
дуктивностью (индуктивной нагрузке) выходное напряжение
опережает по фазе Ua активной нагрузки и ток /2 опережает
входное напряжение U с больше, чем на 90°. Это показывает, что
входное сопротивление электронной лампы с общим катодом при
индуктивной нагрузке анодной цепи имеет ёмкостную и отрица-
тельную активную составляющие сопротивления.

Отрицательная величина активной составляющей входного сопротивления
соответствует тому, что входная цепь не потребляет энергию от ’источника сиг-
нала, а наоборот, отдаёт её в источник, являясь, таким образом, генера-
тором энергии. В рассматриваемой схеме это объясняется передачей энергии
усиленных сигналов .в цепь входа через проходную ёмкость. При определён-
ных условиях передаваемая обратно энергия может скомпенсировать потери во
входной цепи и в ней возникнут незатухающие колебания. Это явление назы-
вают самовозбуждением (см. п. 7.3.1).

Самовозбуждение усилителя недопустимо, так как возникающие при нём
собственные колебания искажают, а иногда и уничтожают усиленные сигналы
в выходной цепи.

Поэтому для устойчивой работы усилительных каскадов с триодами при
включении с общим катодом и индуктивной нагрузке анодной цепи не следует
допускать слишком высокого активного сопротивления источника сигнала (или
предыдущего каскада). При экранированных лампах, имеющих малую про-
ходную ёмкость, передаваемая во входную цепь энергия мала и усилительные
каскады с такими лампами менее склонны к самовозбуждению от влияния про-
ходной ёмкости. По этой причине в резонансных и полосовых усилителях ра-
диопередающих и радиоприёмных устройств, где нагрузка анодной цепи в опре-
делённой области частот имеет индуктивный характер, применяют экранирован-
ные лампы с очень малой проходной ёмкостью.

В области звуковых частот входное сопротивление электрон-
ной лампы с общим катодом очень высоко, и входной ток много
меньше выходного; поэтому лампа при таком включении даёт
усиление как напряжения, так и тока сигнала. Вследствие высо-
кого входного сопротивления и большого усиления как тока, так
и напряжения включение с общим катодом является основным
способом включения электронной лампы в усилителях.
4.4.2.	Включение с общим анодом

Рис. 4.19. Принципиальная схе-
ма каскада с общим анодом

Простейшая схема усилительного каскада с электронной
лампой, включённой с общим анодом, приведена на рис. 4.19.
Из неё видно, что при подаче на вход напряжения U вх напря-
жение между сеткой и катодом U с равно разности Uex и напря-
жения UK на нагрузке ZH в цепи ка-
тода. Параллельно ZH в схеме
включена ёмкость СаК и ёмкость
катод — подогрев СКп, так как цепь
накала одним концом или средней
точкой присоединяется к общему
проводу. В эквивалентных схемах
сопротивление параллельного соеди-
нения ZH, СаК и Скп обозначено че-
рез ZK.

Представим эквивалентную схему
выходной цепи в таком же виде,
как и для включения с общим като-

дом, заменив лампу генератором эдс или тока с параметрами ца ,
Ria И Sa.

Для определения этих параметров используем метод холо-
стого хода и короткого замыкания, применяемый в электротех-
нике. При ZK — оо и напряжении U с	между сеткой и катодом

напряжение холостого хода на зажимах нагрузки UKXX, равное
р Uc, представляет собой эдс эквивалентного генератора
Составив уравнение Кирхгофа для входной цепи, при этих усло-
виях согласно рис. 4.19 получим

^ = ^+р^ = ^ + |’Дх = —+рЛ. (4.47)

1 +|Х

откуда статический коэффициент усиления лампы при включении
её с общим анодом

Для определения Ria положим ZK=0; ток короткого замы-
кания цепи катода при этом

IKK3=^-=SjjBX,	(4.49)

RiK

так как UK =0 и Uвх приложено между сеткой и катодом;
здесь RiK и Sic — внутреннее сопротивление и статическая кру-
тизна характеристики лампы по цепи катода (см ниже). Зна-
88
чение Ria при рассматриваемом включении определим как от-
ношение UKxx и 1ККз:

Ria =

рйвх Ri* _ RjK ________ Rik

1 + H (л Uex 1 + H 1 + SKRiK

(4.50)

Крутизну характеристики лампы Sa найдём, поделив ца на
Ria-

"Pvz = Р 1 +р _ Р

Ria 1 + И Rik R[k

(4.51)

Отсюда, пренебрегая проводимостью входной ёмкости лам-
-пы Сск, эквивалентные схемы выходной цепи можно представить
в виде, изображённом на рис. 4.20а и в.

Рис. 4.20. Эквивалентные схемы выходной цепи
каскада с общим анодом:

а) с генератором эдс; б) то же, упрощённая;
в) с генератором тока; г) то же, упрощённая

Коэффициент усиления напряжения при включении с общим
анодом равен:

£r UK

K='f=''-
ивх

ZK

Ria~\-ZK (1 + p-) ZK + R[k

SkRikZk

(1 + $к&1к) ^K~\-RlK

(4.52)

У экранированных ламп и у большинства триодов ц 1; пре-
небрегая единицей по сравнению с ц, получим более простые фор-
мулы для Ria и К:

На—1

js ___ §kZk

1 + SkZk ,

(4.53)


Эти формулы обычно и применяют для практических расчё-
тов выходного сопротивления и коэффициента усиления лампы
с общим анодом. Они соответствуют упрощённым эквивалент-
ным схемам выходной цепи, изображённым на рис. 4.206 и г.
Коэффициент усиления К в выражении (4.52) не имеет знака
минус; это показывает, что лампа с общим анодом не изменяет
полярность усиливаемого сигнала, как это имеет место при вклю-
чении с общим, катодом.

Из (4.52) и (4.53) видно, что коэффициент усиления лампы с
общим анодом всегда меньше единицы и приближается к ней
при SKZK 1. При больших значениях SKZK выходной сигнал
получается почти той же амплитуды, что и входной, и полярно-
сти выходного и входного сигналов совпадают; поэтому каскад
с общим анодом называют катодным
повторителем,

4||-т--------- для триода, а также для экра-

Г	U	еск	[Ъ I	1	нированной лампы при включении

р	U L J#	[К	блокировочного конденсатора	Сэ

I	Т	♦	(~W 1	Т	между экРаниРУюи*ей сеткой и	ка-

I	I	уЛ с I	|	тодом переменные составляющие	то-

ка катода и анода равны и крутиз-
Рис. 4.21. Эквивалентная схема ^а катодного тока SK равна Крутиз-
триода, включённого с общим не характеристики анодного тока S.
анодом	Для экранированной лампы с кон-
денсатором С 9	между экранирую-

щей сеткой и нулевым проводом, а также для экранированной
лампы в триодном соединении SK определяется выражени-
ем (7.52).

Входное сопротивление лампы с общим анодом найдём из
эквивалентной схемы рис. 4.21:

7 ___ U вх ___	Uex	_

^вх .	.	.	, .	. . —

4+4 i Ш СскУвХ + i Ш ССК ( Vex-Uк)

^[Сас + Сск^-К)]

Из (4.54) следует, что при активной нагрузке катодной цепи
входное сопротивление чисто ёмкостное и динамическая входная
ёмкость лампы с общим анодом

Свх.д — Сас + Сск (1	К).

(4.55)

Формула (4.55) справедлива для триода. При экранирован-
> ной лампе с конденсатором Сэ между экранирующей сеткой и
катодом она справедлива при замене Сск на Свх и Сао на Спр,
При экранированной лампе с конденсатором Сэ между экрани-
рующей сеткой и общим проводом, а также при экранирован-
90
ной лампе в триодном соединении Свх разделяется на ёмкость
управляющая сетка — катод СсК9 включённую, как и у триода, и
ёмкость управляющая сетка — экранирующая сетка Ссэ, под-
ключённую к входным зажимам каскада. Поэтому для последних
двух случаев

с^.д = Спр + Ссэ + СсД 1 - К).	(4.56)

Значения ССэ и СсК в справочных данных экранированных
ламп обычно не указываются; положив С ск^СсЭ^ 0,5 С бХ, по-
лучим для экранированной лампы в триодном соединении, а также
при конденсаторе Сэ между экранирующей сеткой и общим про-
водом

См.д Спр + 0,5СвЛ (2 - Л).	(4.57)

Исследование ф-лы >(4.54) показывает, что при ёмкостной составляющей
сопротивления в нагрузке катода ZK входное сопротивление лампы с общим
анодом приобретает, кроме ёмкостной, также и отрицательную активную со-
ставляющую. При индуктивной нагрузке катодной цепи активная составляю-
щая входного сопротивления положительна.

Однако ввиду того, что на ёмкости Свх, через которую происходит пере-
дача энергии из выходной цепи во входную, падает лишь разность напряже-
ний Uex и UKt передаваемая в цепь .входа энергия невелика и катодный по-
вторитель обычно работает устойчиво при любой нагрузке.

Динамическая входная ёмкость лампы с общим анодом, как
видно из сравнения ф-л (4.45) и (4.55), значительно меньше, чем
лампы с общим катодом. Поэтому входной ток катодного повто-
рителя очень мал, и он даёт ещё большее усиление тока, чем кас-
кад с общим катодом.

4.4.3.	Включение с общей сеткой

При напряжении источника сигнала U exi приложенном меж-
ду управляющей сеткой и катодом, цепь анод—катод электрон-
ной лампы можно заменить генератором эдс [iUex. Поэтому, при
включении с общей сеткой (рис. 4.22), электродвижущей силе ис-
точника сигнала Uu и его внутреннем сопротивлении Ru напряже-
ние холостого хода выходной цепи анод—сетка составит

йасхх = ии + р-йи = (\ + р)йа,	(4.58)

откуда

= 1 +	(4.59)

Ток короткого замыкания цепи анода
отсюда

(4.61)

J	(1 +н) (Ju

(1 +^) Ru + Ъ

и эквивалентное внутреннее сопротивление лампы

Rtc = *еых =	+ (1 + И) R».	(4.62)

1а кз

Следовательно, при включении с общей сеткой лампа имеет
статический коэффициент усиления, равный 1 + ц, и выходное
сопротивление, превышающее и зависящее от сопротивления

Сак

Рис. 4.22. Каскад с общей сеткой:

а) принципиальная схема; б) эквивалентная схема выходной цепи;
в) полная эквивалентная схема

источника сигнала. Эквивалентная схема выходной цепи каска-
да с общей сеткой приведена на рис. 4.226. Из рис. 4.22а видно,
что здесь выходной ток проходит через входную цепь, в резуль-
тате чего входное напряжение U вх меньше эдс источника сиг-
нала Uu. В отличие от коэффициента усиления напряжения К,
равного отношению выходного напряжения к входному (в дан-
ном случае Uас и Uex) введём понятие сквозного коэффициен-
та усиления напряжения Кс, равного отношению выходного на-
пряжения к эдс источника сигнала. Значение Кс найдём из
рис. 4.22в:

д-   Uвых	Uас --------(1 + |x)Za-- ,	(4.63)

йи йа	(i+i>)Ru + Ri + za	’

где Za есть сопротивление параллельного соединения Z к и Сас.
92
Положив в полученном выражении /?„ = 0, найдём значение К
для включения с общей сеткой:

X = Ц^ых _ U^c _ (1 + V ----Za--	(4 64)

йвх Uex	Ri + Za

Коэффициенты усиления Кс и К не имеют знака минус; это
показывает, что у каскада с общей сеткой полярности выходного
и входного сигналов совпадают.

Входное сопротивление лампы с общей сеткой нетрудно
найти из рис. 4.22в. Пренебрегая проводимостью ёмкостей Сск
и СаК ввиду низкого входного сопротивления схемы, найдём
входной ток 1вх и входное сопротивление цепи вправо от то-
чек АБ:

(4.65)

При ц 1 и Za<^Rt входное сопротивление обращается в

= (4-66)

S

где S — статическая крутизна характеристики анодного тока
лампы в точке покоя.

Так как выходной ток практически равен входному, при вклю-
чении с общей сеткой лампа не даёт усиления тока. Из (4.65) и
(4.66) видно, что входное сопротивление лампы здесь очень
мало; поэтому каскад с общей сеткой не применяют в качестве
самостоятельного усилительного каскада в усилителях гармони-
ческих и импульсных сигналов, так как его низкое входное со-
противление почти закорачивает предыдущий каскад или источ-
ник сигнала.

Включение с общей сеткой используют в схемах некоторых
каскадов, содержащих две лампы (например, в инверсных кас-
кадах, балансных каскадах усилителей постоянного тока и т. д.).
Включение с общей сеткой применяют также в резонансных и
полосовых усилителях ультракоротковолновых радиоприёмных
и радиопередающих устройств. Использование при таком вклю-
чении триодов специальной конструкции с малой ёмкостью Сак
позволяет получить устойчивую работу усилителя на этих часто-
тах и повысить отношение сигнала к помехам [Л20, стр. 354—358;
Л15, стр. 140—146].
4.5.	СВОЙСТВА ТРАНЗИСТОРА ПРИ РАЗЛИЧНЫХ
СПОСОБАХ ВКЛЮЧЕНИЯ

4.5.1.	Общие соображения

Рис. 4.23. Обобщённая эквивалент-
ная схема усилительного каскада

тивный четырёхполюсник

Определение свойств транзистора при различных способах
включения удобно производить при помощи формул, получен-
ных «а основании обобщённой схемы рис.. 4.23, где включённый
произвольным образом транзи-
стор представлен в виде активно-
го четырёхполюсника. Здесь Ua и
Zu — эдс и внутреннее сопротив-
ление источника сигнала, Z№ —
сопротивление нагрузки выходной

уравнениями:

цепи.

В теории электрических цепей
показано [Л6, стр. 205], что в схе-
ме рис. 4.23 любой линейный ак-
полностью описывается четырьмя

вх AjA1 4~ ЛыдА.2
и =u j zu

Uвых = вх%21 4" Iвых&ж

I] =_____7	7

вых 1вых^н

(4.67)

где 2ц, Zi2, Z21 и z22 — сопротивления, характеризующие свойства
четырёхполюсника.

Решив совместно ур-ния (4.67), нетрудно найти для схемы
рис. 4.23 коэффициенты усиления, а также входное и выходное
сопротивления. Так, например, сквозной коэффициент усиления
напряжения четырёхполюсника Ксч, равный отношению выход-
ного напряжения к эдс источника сигнала, будет равен:

/г =	=------------—------------- (4.68)

Uu	(гИ + %и) (г22 +	— г12г21

и коэффициент усиления напряжения четырёхполюсником

Д __ вых _ г21^К

Uex	211 (222 + ^«)	Z12?21

Коэффициент усиления тока четырёхполюсником

1Z __ вых ____г21

“	у 1 7	*

/«Г	Z22 +

(4.69)

(4.70)
Входное сопротивление четырёхполюсника

(4.71)
1вх	*22 ‘

Для определения выходного сопротивления четырёхполюсни-
ка %выхч предположим, что его вход замкнут на сопротивление
а на выход подано напряжение U вых. Находя для этого слу-
чая отношение выходного напряжения к выходному току из
(4.67), получим

.	(4.72)

1еЫх	211 + Z“

При бесконечно большом сопротивлении нагрузки (-> со )
коэффициент усиления напряжения Кч достигает наибольшего
значения, который назовём статическим коэффициентом усиления
напряжения и обозначим через ц по аналогии со статическим ко-
эффициентом усиления электронной лампы. Подставив Z н = со
в (4.69), найдём

Р = ^ .	(4.73)

211

При коротком замыкании нагрузки (ZH=0) наибольшего зна-
чения достигает коэффициент усиления тока Ктч\ его значение
при коротком замыкании нагрузки назовём статическим коэффи-
циентом усиления тока и обозначим через v. Значение v получим
из (4.70), положив ZH =0:

V = —(4.74)

*22

При одновременном равенстве входного сопротивления четы-
рёхполюсника внутреннему сопротивлению источника сигнала и
выходного сопротивления четырёхполюсника сопротивлению на-
грузки имеет место наибольшее усиление мощности сигнала. Счи-
тая все сопротивления ур-ний (4.71) и (4.72) чисто активными (что
справедливо для определённой области частот) и обозначив их
через г с соответствующими индексами, положим Rex — Ru и
Reux ~ Решив полученную систему уравнений относительно
Ru и RH, найдём, что оптимальные значения сопротивлений
источника сигнала и нагрузки Ruonm и %нопт равны:

опт ^11

r1ЪГ21

Г11Г22

= 1/1-7^

r	rIV 22

(4.75)
При этом выделяемая в нагрузке мощность сигнала достигает
наибольшего значения и коэффициент усиления мощности Км, рав-
ный отношению мощности сигнала в нагрузке к мощности сигнала
на входе, также достигает максимума, равного:

К

м макс

। 1/ 1	Г12/*21 }

''и''22 L1 + К	1 -- ГцГгг J

(4.76)

Для транзисторных каскадов эквивалентную схему выходной цепи удобно
привести к тому же виду, что и для электронной лампы. Это позволит при рас-
чётах транзисторных каскадов пользоваться расчетными формулами и общей
теорией, справедливыми для каскадов с электронными лампами.

Для этого, полагая все сопротивления транзистора активными (что спра-
ведливо для области частот, в которой не сказывается влияние его между-
электродных ёмкостей и время диффузии носителей зарядов), поделим числитель и
знаменатель выражения (4.69) на Гц и заменим отношение г2\ к Гц согласно (4.73)
через ц. Тогда

• ________________ZH___________

/	'12Г21\ . ~

( Л22   I +

(4.77)

Из сравнения (4.77) с (4.72) видно, что содержимое скобки в знаменателе
выражения .(4.77) представляет собой значение выходного сопротивления

транзистора при коротком замыкании цепи входа, т. е. при Z ц=0. Обозначив
это сопротивление через Ri по аналогии с внутренним

Рис. 4.24. Эквивалент-

сопротивлением электронной лампы и назвав
ним сопротивлением транзистора, получим:

внутрен-

ная схема выходной

— г22 —

Г12Г21

(4.78)



цепи транзистора,
приведённая к виду
эквивалентной схемы
выходной цепи элек-
тронной лампы

U вых__

йвх ~Р Rt + Zn

(4-79)

Выражение (4.79) показывает, что выходная цепь транзистора при любом
способе его включения может быть представлена в виде эквивалентной схемы
рис. 4.24, не отличающейся от эквивалентной схемы выходной цепи электрон-
ной лампы.

4.5.2. Включение с общей базой

Эквивалентная схема транзистора может быть изображена
как с генератором эдс, так и с генератором тока. Для частот, где
не сказывается влияние междуэлектродных ёмкостей и время
диффузии носителей зарядов, эти схемы при включении транзи-
стора с общей базой могут быть представлены в виде, изобра-
жённом на рис. 4.25.

96
Здесь гэ — сопротивление эмиттерного перехода;

гб — сопротивление базы;

гк — сопротивление коллекторного перехода;

гг — эквивалентное сопротивление, выражающее вну-
треннюю эдс, генерируемую транзистором;

1Э — ток в цепи эмиттера;

а — статический коэффициент усиления тока транзистора
при включении с общей базой.



Рис. 4.25. Эквивалентные схемы транзистора, включённого
с общей базой:

а) схема с генератором эдс; б) схема с генератором тока

Отметим, что полярность генераторов эдс и тока на эквивалентных схемах
транзистора определяется принятым направлением тока эмиттера. При направ-
лении тока от точки э к точке о плюс генератора обращён к точке к; при обрат-
ном направлении тока эмиттера полярность генератора обратна. Указанное пра-
вило обусловлено физикой процессов в транзисторе.

Рис. 4.26. Эквивалентная схема для средних частот
транзисторного каскада с общей базой

Рисунку 4.25а соответствует эквивалентная схема, изображён-

ная на рис. 4.26. Здесь /бх = /э, а поэтому э; = 1вхгг. Из этой схемы следует  U вХ	I вх^э	( I вх Н- вых} Г б	0  U вых 4" ( jвх “Ь Iвых} Г б “Ь 1 вых?“I- Л  откуда  V ex = 1 вх (.Г э 4" Г б) 4" I вых? б  Uвых = 1вх (Гб + Гг) + 1вык (Гб + Г	Гс генератора /Згг =  n 1 >	<4-80)  \х?г 0 J  ч 1.	(4.81)  к) J

7—577

97
Сравнив (4.81)

с (4.67), убедимся, что в рассматриваемом

случае:

г11 — ГЭ + гб

Z12 — Г б

2ы = Гб + Гг

z22 = Гб + Гк

(4.82)

Подставив (4.82) в (4.69) — (4.78), получим для включения
с общей базой:

’ = гб + гг ~ Гг 1)
Гэ + гб гэ+гб h

(4.83)

;б = _	+	_ _Гг_ !)

гб+г/с	Гк

Ы = а~ —

гк

______________(гб~^ гг)^н___________

Гб(гк — гг + r9 + Zn) + гэ (rK + ZH)

гг 		гб Ч~ гг  ^тб	।	। 7 »  г б + г к +	(4.86)
7		 г । г гк — гг~\~  ^вхб — гэ~Г	,  г б + г к +	(4.87)
N со О\  II о?  •Ч "1  О\  + 1. 0) Оз	(4.88)

R.6 = rK—r6^—^ .	(4.89)

Гб + гэ

4.5.3. Включение с общим эмиттером

Эквивалентная схема транзисторного каскада с общим эмитте-
ром изображена на рис. 4.27. Здесь ток эмиттера Iэ равен сумме
токов I вх и 1вих\ отсюда:

вх	Iвх^б	вх вых) Гэ = О

Uвых “Ь вх “Ь вых}	4“ Iвыхг*	{^вх “И )вых)	~ ®

, (4.90)

*) Так как гг > гб < гк
что даёт

У вХ   iвх (гб “Ь ^*) + Iвых?»

йвых = jвх (Г9	?г) “Ь вых fa"» Н- ^г)

(4.91)

Сравнив (4.91) с (4.67), увидим, что для данного случая:

?11 = Г 3 + Гб

212 = га

2п = Гв — Гг

222 = Га + Гк—Гг

(4.92)

Рис. 4.27. Эквивалентная схема для средних частот
транзисторного каскада с общим эмиттером

Подставив (4.92) в (4.69) -ь (4.78), получим для транзистора
с общим эмиттером:

г9 — гг

Гэ + Г6

гэ + гб

______________(гэ гг) ZH________________

гб(гк — гг + гэ + 2Я) 4- Гз (rK + ZK)

Лтэ =

Гг—Г3

Гз + гк — гг-\- ZH

вх в Гб 4" Гд

(4.93)

(4.94)

(4.95)

(4.96)

(4.97)

7	__ г ___г Л- г гг~*ГгбЛ-%и

^вых з Гк 'г “г гз 	 — .

г9 + гб + Za

Rie =ГК — Гг +	Гб .

г9 + гб

(4.98)

(4.99)



_________

г к — гг + Г з -|- 2ц
4.5.4.	Включение с общим коллектором

Эквивалентная схема транзисторного каскада с общим коллек-
тором изображена на рис. 4.28. Здесь = отсюда:

U ex Iвх^б	(jex 4“ вых} Г* 4” 1 выхгг 0-1 /л i ЛЛ\

---U ВЫХ-- I ВЫхГ 2 4~ вХ 4~ вых) ГК 4~ I ВЫХ? э   0
оЬЬЛ оОСЛ с 1 \ оХ 1	ЫЛЛ / ** 1 оиъЛ &

(4.100)

что даёт

U ex	I вх (гб + Г к) + I вых (Хк	Г г)

Uвых ~ Iвх^к 4“ вых (X э 4“ Гк	Г г)

(4.101)

^1 б	t 0	3

Рис. 4.28. Эквивалентная схема для средних частот
транзисторного каскада с общим коллектором

Из сравнения (4.101) с (4.67) следует:

?н =	4~ гк

Zi2^rK—r,	(4.102)

^21 — Г К

222= Гэ+ Гк—Гг .

Подставив (4.102) в (4.69) — (4.78), получим для транзистора
ё общим коллектором:
^вх к Гб Гк

______Гэ Ч~ ZH_______
Г к — Гг + гэ + Z„

гк + гб + Za

RiK = ra+r6

(4.107)

(4.108)

(4.109)

4.5.5.	Сравнение свойств транзистора при различных способах
включения

Для сравнения основных свойств транзистора при различном его вклю-
чении приведена табл. 4.1, данные которой рассчитаны по приведённым
выше формулам для плоскостного транзистора малой мощности, имеющего
гэ =30 ом; г q =200 ом; г к, =1 Мом, гг =0,96 Мом.

Таблица 4,1				
Параметры транзистора		Включение		
		с общей базой	с общим эмиттером	с общим коллекто- ром
Статический коэффициент усиления напряжения р .		4170	—4170	0,9998
Статический коэффициент усиления тока v . . . .		—0,96	24	—25
	при	38 ом	950 ом	950 ом
Входное сопротивление Rex	при К.ц=Кнопт> равное Ru опт	93,5 ом	467 ом	30,8 ком
	при	оо	230 ом	230 ом	1 Мом
	при Я„=0	165 ком	165 ком	38 ом
Выходное сопротивление	при Ru—Ru. опт’		81,3 ком	1233 ом
&вых	равное RH опт	406 ком		
	при Ru-»-<x>	1 Мом	40 ком	40 ком
Коэффициент усиления напряжения К при RH~				0,97
—опт				2965	—1376	
Коэффициент усиления тока	m при RH=RH опт .	—0,638	7,92	—24,2
Коэффициент усиления мощности Км макс при				23,5
Rh,—опт			2025	10 900	

Из таблицы видно, что при включении с общей базой транзистор не из-
меняет полярности усиливаемых сигналов; коэффициент усиления напряжения
при оптимальной нагрузке здесь достигает нескольких тысяч. Коэффициент
усиления тока при этом меньше единицы и мало меняется при изменении
режима, температуры и замене транзистора. Входное сопротивление при
включении с общей базой наименьшее, а, выходное — наибольшее из всех спо-
собов включения. Входное сопротивление при включении с общей базой ра-
стет при увеличении сопротивления нагрузки; выходное сопротивление растёт
при увеличении сопротивления источника сигнала. При изменении сопротивле-
ния нагрузки и источника сигнала входное и выходное сопротивления могут ме-
няться в несколько раз (рис. 4.29).

Рис. 4.29. Зависимость входного сопротивления от сопротивления
нагрузки (а) и выходного сопротивления от сопротивления ис-
точника сигнала (б) для транзистора с данными табл. 4.1, вклю-
чённого с общей базой

При включении с общим эмиттером транзистор меняет полярность уси-
ливаемых сигналов; усиление напряжения при оптимальной нагрузке здесь
лишь немного ниже, чем при включении с общей базой. Усиление тока при
включении с общим эмиттером может достигать десятков раз, но сильно ме-
няется при изменении режима работы, температуры и замене транзистора.
Усиление мощности при включении с общим эмиттером — наибольшее; вход-
ное сопротивление выше, а выходное — ниже, чем при общей базе. Входное со-
противление при включении с общим эмиттером и увеличении сопротивления
нагрузки уменьшается, выходное сопротивление уменьшается при увеличении
сопротивления источника сигнала. Изменение входного и выходного сопротив-
лений при изменении сопротивлений нагрузки и источника сигнала достигает
нескольких раз (рис. 4.30).

Рис. 4.30. Зависимость входного сопротивления от сопротивления
нагрузки (а) и выходного сопротивления от сопротивления источ-
ника сигнала (б) для транзистора с данными табл. 4.1, включённого
с общим эмиттером

При включении с общим коллектором (эмиттерный повторитель) тран-
зистор не даёт усиления напряжения, а усиление тока при таком включении
немного выше, чем при общем эмиттере. Усиление тока, так же как и при
включении с общим эмиттером, сильно меняется при изменении режима ра-
102
боты, температуры и замене транзистора. Входное сопротивление при таком
включении наибольшее, а выходное — наименьшее из всех способов включе-
ния. Входное сопротивление при увеличении сопротивления нагрузки растёт, вы-
ходное при увеличении сопротивления источника сигнала также увеличивается.
Изменение входного и выходного сопротивлений при изменении сопротивлений
нагрузки и источника сигнала достигает сотен и даже тысяч раз (рис. 4.31).
Эмиттерный повторитель не меняет полярности усиливаемых сигналов.

Рис. 4.31. Зависимость входного сопротивления от сопротив-
ления нагрузки (а) и выходного сопротивления от сопротив-
ления источника сигнала (б) для транзистора с данными
табл. 4.1, включённого с общим коллектором

Вследствие наибольшего усиления мощности включение с общим эмитте-
ром является наиболее употребительным при усилении слабых сигналов. При
большой амплитуде сигнала (в каскадах мощного усиления) включение с об-
щим эмиттером даёт значительные нелинейные искажения, но требует малой
мощности входного сигнала.

Включение с общей базой даёт меньшее усиление мощности и в много-
каскадных транзисторных усилителях может применяться только при транс-
форматорной межкаскадной связи. При таком включении нелинейные иска-
жения и изменения свойств каскада при изменении режима работы, темпера-
туры и замене транзистора меньше, чем при общем эмиттере. Включение с
общей базой применяется в каскадах мощного усиления, так же как и вклю-
чение с общим эмиттером.

Включение с общим коллектором (эмиттерный повторитель) ввиду отсут-
ствия усиления напряжения применяется реже. Его иногда используют в пер-
вых каскадах предварительного усиления для повышения входного сопротив-
ления усилителя и усиления входного тока. В каскадах мощного усиления
включение с -общим коллектором выгоднее включения с общим эмиттером и
общей базой лишь при очень малых напряжениях источника питания и боль-
шой выходной мощности. Включение с общим коллектором применяют также
при необходимости получения низкого выходного сопротивления усилителя или
малых нелинейных искажений; при небольшом сопротивлении источника сигнала
такое включение даёт -очень малый коэффициент гармоник.

4.5.6.	Частотные свойства транзисторов

Эквивалентные схемы рис. 4.25—4.28 справедливы для низко-
частотных транзисторов (П6, П13 и др.) лишь до частот в несколь-
ко килогерц и для высокочастотных (П403, П411 и т. д.) — до
десятков и сотен килогерц. Для более высоких частот эти схемы
неверны, так как не учитывают междуэлектродные ёмкости и из-
менение параметров транзисторов с частотой.
Основными факторами, влияющими на характеристики транзи-
сторного усилительного каскада в области верхних частот, кроме
реактивных элементов схемы, являются падение статического коэф-
фициента усиления тока транзистора с ростом частоты и изменение
с частотой его входного сопротивления.

Обычно транзистор работает на сопротивление нагрузки, много
меньшее его выходного сопротивления, т. е. в режиме, близком к
короткому замыканию выходной цепи.

При включении транзистора с общей базой в этих условиях
коэффициент усиления тока на частоте f приближённо определяется
выражением:

а =

(4.110)

где а0 — значение коэффициента усиления тока на низких часто-
тах; fa — граничная частота транзистора, на которой коэффи-
циент усиления тока при включении с общей базой /падает в У 2
раз по сравнению с его значением на низких частотах.

Рис. 4.32. Зависимость входного
сопротивления транзистора от ча-
стоты при малом сопротивлении
нагрузки выходной цепи:

/) при включении с общей базой;
2) при включении с общим эмит-
тером

Рис. 4.33. Эквивалентная
схема входной цепи тран-
зистора с общим эмит-
тером, при малом актив-
ном сопротивлении на-
грузки выходной цепи

Входное сопротивление транзистора, включённого с общей
базой, в указанных условиях растёт с повышением частоты
(рис. 4.32,/).

При включении с общим эмиттером и активном сопротивлении
нагрузки выходной цепи, много меньшем выходного сопротивле-
ния транзистора, что имеет место в большинстве случаев, вход-
ное сопротивление с ростом частоты падает (рис. 4.32,2). Упрощён-
ную эквивалентную схему входной цепи транзистора при этом мож-
но представить в виде, изображённом на рис. 4.33, где гб — сопро-
тивление базы, гэд и Сэд—динамическое сопротивление и динами-
104
ческая ёмкость эмиттерного перехода, определяемые выражениями:

^-Г^ + СЛ1 + Х).	(4.111>

/а ГЭ

где С к —ёмкость коллектор — база транзистора, RK — сопротив-
ление нагрузки цепи коллектора переменному току, К — коэф-
фициент усиления напряжения (отношение выходного напряже-
ния сигнала к входному) каскада, входную ёмкость которого рас-
считывают.

При включении с общим коллектором входное 1сопротивление
транзистора также падает с ростом частоты; эквивалентная схе-
ма входной цепи здесь имеет тот же вид, что и при включении
с общим эмиттером, но значения гэд и Сэд определяются выра-
жениями:

Гэд

гэ +

1 — а0

0,16

fa (Гэ + Кэ~)

(4.112>

» С эд

При включении как с общим эмиттером, так и с общим кол-
лектором граничная частота транзистора, на которой коэффи-
циент усиления тока снижается в ]/ 2 раз по сравнению со зна-
чением коэффициента усиления тока на низких частотах, при-
ближённо равна:

f

• гр о. э

— fepo.K — L 0—а«),

(4.1 13>

т. е. уменьшается примерно в р раз по сравнению с граничной ча-
стотой при включении с общей базой .

Выходное сопротивление транзистора при всех трёх способах включения
падает с ростом частоты и имеет как активную, так и ёмкостную составляю-
щие. При включении с общей базой эквивалентная выходная ёмкость практи-
чески равна ёмкости коллектор — база транзистора Ск\ при включении с об-
щим эмиттером максимальное значение эквивалентной выходной ёмкости, па-
дающей с ростом частоты, приближённо можно найти из выражения

С вых о,э ~ С* I 1

«о

1 — 7о

Гб
г б + г эд

(4.114}

Для большинства транзисторов значение Свых о э много меньше, чем
а поэтому при расчёте частотной характеристики в области верхних частот и
переходной характеристики в области малых времён многокаскадного усили-
теля с транзисторами, включёнными с общим эмиттером, обычно достаточно
точные результаты получаются при учёте влияния только входной динамической
ёмкости транзистора Сэд--

Более подробное рассмотрение свойств транзисторов в области высоких
частот и более точные эквивалентные схемы можно найти в специальной ли-
тературе [например, ЛЮ, стр. 267—317].
4.5.7.	Соотношения между г-, у- и й-параметрами

Если при составлении системы уравнений, связывающих токи и напряже-
ния на входе и выходе четырёхполюсника, в качестве .независимых перемен-
ных принять Iвх ‘.и /вых > а в качестве зависимых — Uвх и U вых* получим
систему ур-ний 1(4.67), в которую входят сопротивления zn, zl2, z2\ и z22, на-
зываемые z-параметрами четырёхполюсника. Свойства транзистора при ' лю-
бом его включении, как показано выше, могут быть -выражены через его
^-параметры, а затем и через сопротивления Т-образной эквивалентной схемы,
изображённой на рис. 4.25.

Если же за независимые переменные взять U вх и Ueux, а за зависимые
— I вх и Iвых* получим систему уравнений, в которую вместо сопротивлений Zu,
•Z12» £21 и %22 войдут проводимости r/ц, i/i2, Уг\ и у22. При выборе в качестве не-
зависимых переменных Iвх и ивых* а в качестве зависимых Uex и ^вых в си"
стему уравнений войдут так называемые смешанные параметры Лц, hl2, h2l и h22,
из которых h[\ имеет размерность сопротивления, h22 — проводимости, a- hl2 и
Л21 являются безразмерными.

-Как ^/-параметры, так и /i-параметры могут быть выражены через z-napa-
метры и обратно. Также нетрудно установить связь между сопротивлениями
Т-образной эквивалентной схемы рис. 4.26 и у- или /i-параметрами подобно тому,
как это было сделано для z-параметров; ^/-параметры более удобны для анали-
за свойств транзисторов на высоких частотах, для чего нередко и используются.
Преимуществом /i-параметров является простота их экспериментального опре-
деления, почему они обычно и приводятся в справочных данных.
ГЛАВА 5

КАСКАДЫ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ

5.1.	ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ ТРЕБОВАНИЯ И МЕТОДЫ АНАЛИЗА

Назначением каскадов предварительного усиления является
усиление напряжения, тока или мощности сигнала до величины,
необходимой для подачи на вход мощного усилителя. Для умень-
шения количества каскадов коэффициент усиления каждого из них
должен быть возможно большим. Поэтому в каскадах предвари-
тельного усиления применяют усилительные элементы ю макси-
мальным коэффициентом усиления, и так выбирают режим их ра-
боты, способ включения и детали схемы, чтобы получить возможно
большее усиление.

При анализе свойств каскада усиления гармонических сиг-
налов полагают, что на вход поступает установившееся синусои-
дальное электрическое колебание, и , составив эквивалентную
схему каскада для переменного тока, комплексным методом на-
ходят уравнение частотно-фазовой характеристики, т. е. зависи-
мость коэффициента усиления К или относительного усиления Y
в комплексной форме от частоты f. Зависимость модуля К или
У от частоты определит частотную характеристику К=ф(/) или
У=ф1(/), а зависимость аргумента <р от частоты — фазовую ха-
рактеристику <p=h|)2(f). Решив уравнение частотной или фазовой
характеристики относительно элементов схемы, получают форму-
лы, позволяющие рассчитать детали схемы по заданным характер
ристикам или искажениям.

Такой метод применяют для расчёта каскадов, усиливающих
сигналы неизменной или медленно меняющейся амплитуды и фор-
мы, например, сигналы речи, музыки, измерительные синусоидаль-
ные сигналы и т. д.

При анализе свойств каскада усиления импульсных сигна-
лов полагают, что на вход поступает мгновенный скачок напря-
жения, и решением системы интегро-дифференциальных уравне-
ний, составленных на основании законов Кирхгофа для токов и
напряжений в цепях эквивалентной схемы, находят уравнения
переходной характеристики и переходных искажений. Решив
последние относительно элементов схемы, по заданной величине
переходных искажений рассчитывают детали схемы. Такой ме-
тод используют для расчёта каскадов усиления импульсных сиг-
налов.

Однако указанный метод даже в применении к простейшим
цепям требует большой вычислительной работы, а при сложных
цепях требует решения алгебраических уравнений высоких сте-
пеней, отнимающего много времени. Поэтому для нахождения
переходных характеристик удобнее пользоваться упрощённым
операторным методом, заключающимся в том, что в выражении
для Y произведение ico заменяют оператором р, после чего, заме-
нив Y на f(p), получают операторное уравнение (изображение)
нормированной переходной характеристики схемы. Найдя по
таблицам решений операторных уравнений [Л23, стр. 319—393]
оригинал, соответствующий данному операторному уравнению,
получают искомую переходную характеристику.

5.2.	РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД

5.2.1.	Основные свойства, применение, эквивалентные схемы

Как указывалось выше, реостатный каскад является основным
типом каскада предварительного усиления ввиду простоты, деше-
визны, малых размеров и очень хороших частотной, фазовой и пе-
реходной характеристик.

В реостатном каскаде предварительного усиления может быть
использован любой усилительный элемент малой мощности, даю-
щий достаточное усиление, — триод со средним или большим ц,
экранированная лампа, транзистор.

Электронные лампы в реостатном каскаде предварительного
усиления обычно включают с общим катодом, так как при этом
они дают большое усиление напряжения сигнала и при работе
в области отрицательных напряжений на управляющей сетке
имеют высокое входное сопротивление. Каскад с общей сеткой,
давая даже немного большее усиление напряжения, из-за низ-
кого входного сопротивления почти закорачивает предыдущий
каскад или источник сигнала, почему здесь и не применяется.
Катодный повторитель используется лишь в особых случаях, так
как не даёт усиления напряжения.

Транзисторы в реостатных каскадах предварительного уси-
ления обычно включают с общим эмиттером, так как только при
этом можно соединить последовательно несколько каскадов, по-
лучая от каждого из них усиление сигнала. Включение с общей
базой целесообразно лишь для входных каскадов, работающих от
источника сигнала с малым внутренним сопротивлением, порядка
входного сопротивления транзистора при таком включении. Вклю-
чение с общим коллектором (эмиттерный повторитель) применяет-
ся лишь в особых случаях, указанных в п. 7.4.3.
108
Типовая принципиальная схема реостатного каскада с трио-
дом приведена на рис. 5.1. Для упрощения анализа её свойств
предположим, что ёмкость конденсаторов Ск и Сф очень вели-
ка; тогда их сопротивлением для частот сигнала можно прене-
бречь и считать для переменного тока закороченными точку А
с точкой Б и точку В с точкой Г. Полагая, что на вход каскада
подаётся установившееся синусоидальное напряжение ивх =
=-.U6xM sincoZ, заменим выходную цепь усилительного элемента

Рис. 5.1. Принципиальная схема рео-
статного каскада предварительного
усиления с триодом

генератором напряжения с эдс
pUext и внутренним сопротивле-
нием Ri. Подключив к генера-
тору сопротивление Ra и па-
раллельно ему последователь-
ную цепочку CcRc, так же как

Рис. 5.2. Полная эквивалентная схе-
ма лампового реостатного каскада

на принципиальной схеме, с учётом замыкания точек АБ и ВГ, по-
лучим эквивалентную схему реостатного каскада (сплошные ли-
нии на рис. 5.2). Влияние конденсаторов Ск и Сф на свойства
каскада будет рассмотрено позже.

Исследования показали, что такая схема справедлива лишь
для частот не выше нескольких килогерц; чтобы сделать её при-
годной для более высоких частот, необходимо учесть ёмкости,
отсутствующие' в принципиальной схеме, а именно: выходную
ёмкость усилительного элемента Свых, ёмкость монтажа См и
ёмкость нагрузки С н. Без заметной погрешности можно считать
эти ёмкости включёнными между выходными зажимами схемы и
заменить их ёмкостью Со

Cq — ^вых "4“ См “Ь н*	(5.1)

Ёмкость монтажа См при рациональном расположении де-
талей и продуманном монтаже реостатного каскада не превы-
шает 54-6 пф для пальчиковых ламп и миниатюрных деталей,
84-10 пф для приёмно-усилительных ламп и деталей обычного
размера, 34-4 пф для транзисторных каскадов.

Полная ёмкость Со, нагружающая усилительный элемент,
изображена на рис. 5.2 пунктиром. Для каскада предваритель-
ного усиления с электронной лампой, работающего на цепь сет-
ка — катод следующей лампы, ёмкость Свлх равна выходной
109
ёмкости лампы рассчитываемого каскада, ёмкость Сн — входной
динамической ёмкости лампы следующего каскада Свх.д, опреде-
ляемой выражением (4.46); тогда

Со = свих + см + Свх.д — свых + см + Свх + Спр (1 +

уг) • (5.2)

U с 1

влияние Сс

| влияние Со

СОбласть
нижних
частот

Рис. 5.3.
стика

частот
части:

Область
средних
частот

| Область
I верхних
частот

Частотная

характери-

реостатного каскада

на горизонтальной

к

4

Увеличение сопротивления разделительного конденсатора Сс
с понижением частоты вызывает увеличение на нём падения на-
пряжения сигнала, вследствие чего выходное напряжение с по-
нижением частоты падает.

Уменьшение сопротивления ёмкости
Со с повышением частоты приводит к
снижению напряжения сигнала на ней,
являющегося выходным напряжением
каскада.

Таким- образом, коэффициент уси-
ления реостатного каскада падает на
нижних частотах из-за возрастания
сопротивления разделительного кон-
денсатора Сс и на верхних частотах
из-за уменьшения сопротивления ём-
кости Со (рис. 5.3). Поэтому область
оси графика можно разделить на три
гот, в которой сказывается влияние раз-

делительного конденсатора Сс, область верхних частот, где влияет
ёмкость Со, и область средних частот, где практически отсутствует
влияние как Сс, так и Со.

На основании этого для облегчения анализа частотной и фа-
зовой характеристик из полной эквивалентной схемы рис. 5.2
можно составить три частные эквивалентные схемы: схему для
нижних частот, в которой отсутствует ёмкость Со, не влияющая
в этой области частот; схему для средних частот, где ёмкость Со
отсутствует, а ёмкость Сс закорочена, так как ни та, ни другая
в этой области частот не влияют; и схему для верхних частот,
где закорочена ёмкость Сс, так как её сопротивление в этой об-
ласти частот ничтожно мало.

Деление рабочей области частот на нижние, средние и верхние частоты и
разделение полной эквивалентной схемы на соответствующие частные схемы
удобно не только для реостатного каскада, но и для каскадов с другими видами
межкаскадной связи, а поэтому часто используется на практике.

При подаче на вход реостатного каскада мгновенного скач-
ка напряжения ёмкости Со и Сс начинают заряжаться. Малая
до величине ёмкость Со, заряжающаяся от параллельно соеди-
нённых сопротивлений Ri, Ra, Rc, заряжается быстро. Так как
напряжение на ёмкости Со представляет собой выходное напря-
жение каскада, последнее достигает установившегося значения
ПО
через очень малый промежуток времени. За это время раздели-
тельный конденсатор Сс большой ёмкости, заряжающийся через
большое сопротивление Rc, не успевает заметно зарядиться и на-
пряжение на нём в процессе заряда ёмкости Со можно считать
равным нулю. Это (позволяет закоротить конденсатор Сс, исклю-
чив тем самым его из схемы при определении времени установле-
ния каскада; эквивалентная схема при этом упрощается, принимая
вид схемы для верхних частот.

Поэтому нахождение переходной характеристики в области,
малых времён, определяющей время установления каскада, ведёт-
ся по эквивалентной схеме для верхних частот.

Процесс заряда конденсатора Сс через сопротивление Rc
занимает много большее время, чем заряд ёмкости Со; поэтому
при рассмотрении процесса заряда Сс ёмкость Со можно считать
уже заряженной и отключить от схемы, после чего эквивалент-
ная схема каскада примет вид схемы для нижних частот. Так
как выходное напряжение ивых представляет собой разность
напряжения на выходе усилительного элемента и напряжения
на разделительном конденсаторе, по мере заряда конденсатора
Сс выходное напряжение будет падать, вызывая тем самым спад
вершины усиливаемых импульсов.

Поэтому нахождение переходной характеристики в области
больших времён, определяющей искажения вершины усиленных
импульсов, ведётся по эквивалентной схеме для нижних частот.

Из сказанного можно также заключить, что:

1)	частотная и фазовая характеристики в области нижних ча-
стот определяют переходную характеристику в области боль-
ших времён, а следовательно, и искажения вершины усиленных
импульсов;

2)	частотная и фазовая характеристики в области верхних ча-
стот определяют переходную характеристику в области малых
времён, а следовательно, время установления и выброс.

Указанные правила справедливы для усилительных каскадов
и усилителей с любой схемой межкаскадной связи.

5.2.2.	Область нижних частот

Для упрощения эквивалентной схемы, изображённой на
рис. 5.4а, заменим в ней генератор с эдс ycUex и внутренним со-
противлением Ri, шунтированный сопротивлением Ra, эквивалент-
ным генератором. Это устранит в схеме параллельную ветвь;
внутреннее сопротивление эквивалентного генератора для нижних
частот R9h и его эдс U9н найдём методом холостого хода и ко-
роткого замыкания, применяемым в электротехнике.

Эквивалентный генератор при отсутствии нагрузки (холо-
стом ходе, рис. 5.56) должен иметь на выходе то же напряже-

Ш
ние ^хх эн, что и схема рис. 5.5а; находя из последней значе-
ние U хх, получим

UXX — UЭН “ Р Uex R •	(5.3)

*4 г Ka

Рис. 5.4. Эквивалентная схема реостатного кас-

када для нижних частот:
а) обычная; б) упрощённая

Ток короткого замыкания эквивалентного генератора 1 кз дол-
жен быть равен току короткого замыкания схемы рис. 5.5а, по-
этому, как видно из рис. 5.5в, определится выражением

4 = ^-	(5Л)

Рис. 5.5. Преобразование шунтированного генератора:

а) шунтированный генератор; б) эквивалентный генератор;
в) короткое замыкание шунтированного генератора

Внутреннее сопротивление эквивалентного генератора опреде-
лится как отношение его эдс к току короткого замыкания, т. е. как
отношение (5.3) к (5.4), откуда

Кэн —Ki

Ra

Ri + Ra

(5.5)

Следовательно, сопротивление эквивалентного генератора рав-
но сопротивлению параллельного соединения сопротивления шун-
тируемого генератора и шунтирующего сопротивления.

Заменив в схеме рис. 5.4а шунтированный генератор эквива-
лентным с параметрами, определяемыми ур-ниями (5.3) и (5.5),
получим упрощённую эквивалентную схему реостатного каска-
да для нижних частот, изображённую на рис. 5.46. Из неё сле-
дует, что выходное напряжение реостатного каскада в области
нижних частот равно произведению тока в цепи I на сопротив-
112
ление Rc. Ток I равен эдс U9Hi делённой на полное сопротивле-
ние цепи, т. е.

у ___________эн_________

Ran — 1	7“ + Rc

шСс

йвых = 1RC = й3к---------—г

Ran + Rc — i 77“
^Сс

(5.6)

На средних частотах последнее слагаемое знаменателя полу-
ченных выражений пренебрежимо мало по сравнению с суммой
первых двух, а следовательно, выходное напряжение на средних
частотах определится так:

U^XcP-fj3n—^-.	(5.7)

Кэн ”Г К

Поделив (5.6) на (5.7), получим относительное усиление в
комплексной форме для реостатного каскада в области нижних
частот

У =------Кэн + Кс---=-------------1---------=-------!----- > (5

Ran + Rc — i 77“	1 — * n . n \	1 — *

cd Cc	ш Cc (R9h "T Rc)	ш

где

^н — Cc (Ran ~Ь Rc) ~ CcRc

(5.9)

имеет размерность времени и называется постоянной времени
нижних частот реостатного каскада. Аргумент выражения (5.8)
есть угол сдвига фазы ф выходного напряжения относительно
входного в области нижних частот. Этот угол определится как
арктангенс отношения мнимой части выражения (5.8) к дейст-
вительной:

1

С с (Ran + Rc)

1

— = Y (cos ср + i sin <p);

Сс (Rgn 4“ Rc) _

ср arc tg

о) Сс (R3h “Ь Rc)

. 1

= arc tg---------

. 1

= arc tg — ,
5 X 9

(5.Ю)

1

где X— нормированная частота для области нижних частот,
равная

Х = №я = оСД/?Эя + ^).	(5.11)

Из (5.10) видно, что при изменении частоты сигнала со от 0

до оо тангенс угла сдвига фазы меняется от оо до 0. Отсюда

8-577

113
следует, что угол сдвига фазы между выходным и входным напря-
жениями реостатного каскада в области нижних частот стремится
к +90° при безграничном понижении частоты и к 0° на средних
частотах, где X становится очень большим. Положительное зна-
чение <р показывает, что в области нижних частот выходное на-
пряжение опережает по фазе входное.

Из рис. 5.46 видно, что при частоте, стремящейся к нулю, сопротивление
цепи стремится к бесконечности и становится ёмкостным. (При этом ток / в цепи
опережает эдс	а следовательно, и входное напряжение Uex на 90°;

так как выходное напряжение й вых* равное I\RC* в фазе с током, то и
выходное напряжение при частоте, стремящейся к нулю, опережает входное
на 90°.

При f -> оо сопротивление конденсатора Сс ничтожно мало и сопротивле-
ние цепи практически активно; поэтому ток в цепи, а следовательно, и выходное
напряжение будут в фазе с входным напряжением.

Модуль относительного усиления, определяющий вносимые
реостатным каскадом частотные искажения и его частотную ха-
рактеристику на нижних частотах, получим из (5.8)

Из (5.12) видно, что при безграничном понижении частоты
относительное усиление, а следовательно, и коэффициент уси-
ления реостатного каскада стремятся к нулю; при повышении
частоты У стремится к единице, а К — к усилению на средних
частотах.

Действительно, из рис. 5.46 видно, что при безграничном понижении частоты
сопротивление конденсатора Сс стремится к бесконечности, ток в цепи стре-
мится к иулю, а следовательно, и выходное 1напряжение также стремится к нулю.
При возрастании частоты сопротивление конденсатора Сс стремится к нулю,
а выходное напряжение — к своему значению на средних частотах.

Рис. 5.6. Нормированные частот-
ная и фазовая характеристики
реостатного каскада для области
нижних частот

Нормированные частотная и
фазовая характеристики реостат-
ного каскада в области нижних
частот, построенные по выраже-
ниям (5.10) и (5.12), приведены
на рис. 5.6. Здесь по горизонталь-
ной оси отложена нормированная
частота X в логарифмическом
масштабе, а по вертикальной
оси — относительное усиление У
и угол сдвига фазы между
выходным и входным напря-
жениями ф в линейном масш-
табе.
Положив в ф-ле (5.12) (d = (dh =2rcfH и решив её относительно
Сс, получим выражение, определяющее необходимую ёмкость
разделительного конденсатора по заданному коэффициенту частот-
ных искажений Мнс от влияния этого конденсатора на низшей
рабочей частоте fH

Сс =-----------0,159	.	(5.13)

+ М2нс-\

Обычно в ламповых реостатных каскадах R9h<^Rc; пренебре-
гая величиной R по сравнению с Rc получим более простые фор-
мулы, применяемые для расчётов ламповых каскадов:

?=arctg77^-’	(5-14)

Г^с^с

(5J5)

0,159

М2м-1

(5.16)

Для определения переходной характеристики реостатного кас-
када в области больших времён заменим в (5.8) У на f(p) и ico
на оператор р, после чего получим

(5.17)

Из таблиц [Л23, стр. 319] найдём оригинал, соответствующий
изображению (5.17) и представляющий собой нормированную
переходную характеристику реостатного каскада в области боль-
ших времён:

/(0. = е

y = f(x) = e х .

(5.18)

где х, представляющий собой нормированное время, равен

х = ±-

t

С(№эн + Rc)

t

ccRc

(5.19)

8*

115
Отсюда согласно (2.21) спад Дс вершины импульса длитель-
ностью Г, вызванный влиянием разделительного . конденсатора Се,
составит

______т

±с = 1 —Ут= 1 — е C'(R™+R^ ,	(5.20)

Решая (5.20) относительно Сс, получим формулу для опреде-
ления необходимой ёмкости разделительного конденсатора по до-
пустимой величине спада Дс и длительности импульса Т

(Ran + Rc) In 
1 IA-

(5.21)

При Дс< 1, что обычно имеет место, In-------- ~Дс, в чём не-

1

трудно убедиться разложением в ряд Тейлора, и выражение для
Сс упрощается

Сс	-Л— ,	(5.22)

Ьс(Кэн + Яс) ЬсКс

если R9h < Rc. Решив (5.22) относительно Дс, получим простую
формулу

Т	Т

Wc	ZH

(5.23)

из которой следует, что спад численно равен отношению длитель-
ности импульса к постоянной времени каскада в области нижних
частот. Так, например, для получения спада, равного 0,1 при дли-
тельности импульса 0,01 сек, необходима постоянная времени кас-
када в области нижних частот, в 10 раз превышающая длитель-
ность импульса и, следовательно, равная 0,1 сек.

5.2.3.	Область средних частот

С целью упрощения эквивалентной схемы для средних частот,
изображённой на рис. 5.7а, заменим параллельно включённые со-
противления Ra и Rc сопротивлением Ra~, равным

Ra.

RgRc

Ra + Rc

(5.24)

Здесь Ra~ представляет собой сопротивление нагрузки выход-
ной цепи усилительного элемента переменному току.
После этой замены эквивалентная схема реостатного каска-
да для средних частот примет вид, изображённый на рис. 5.76.
Из неё следует, что

D

=	—— •	(5.25)

оЫл I оХ П \ П	'	'

*^i ।

Рис. 5.7. Эквивалентная схема реостатного каскада для сред-
них частот:

а) обычная; б) упрощённая

Расчётный коэффициент усиления каскада считают равным от-
ношению выходного напряжения на средних частотах к входному
напряжению; поэтому расчётный коэффициент усиления реостат-
ного каскада Кср найдём, поделив (5.25) на 0вх,

=%-="  (5-2б)

Формула (5.26) удобна для практических расчётов коэффици-
ента усиления реостатных каскадов с триодами. Для каскадов с
экранированными лампами удобнее формула, выражающая коэф-
фициент усиления через статическую крутизну характеристики
анодного тока лампы S в точке покоя.

Для получения такой формулы заменим в (5.26) р на S/?2-,
после чего получим

р р

= (5-27)

Ki “г Ка~

где R9e —сопротивление эквивалентного генератора на верхних
частотах, используемое далее.

В большинстве случаев для каскада с экранированной лампой
» при этом коэффициент усиления определяется более
простым выражением

Kcp~SRa~.	(5.28)

В ламповых широкополосных каскадах Rc^>Rai а поэтому, как
следует из (5.24), Ra~~Ra и

К ср ^SRa.

(5.29)

117
Так как эквивалентная схема для средних частот содержит
только активные сопротивления, частотные искажения и фазовые
сдвиги на средних частотах практически отсутствуют.

5.2.4.	Область верхних частот

Для упрощения эквивалентной схемы реостатного каскада
для верхних частот, приведённой на рис. 5.8а, заменим Ra
и Rc на Ra~ согласно (5.24), а затем приведём генератор
с эдс вх и внутренним сопротивлением Ri, шунтированный
сопротивлением Ra~, к эквивалентному генератору методом,

Рис. 5.8. Эквивалентная схема реостатного каскада для
верхних частот:

а) обычная; б) упрощённая

описанным в п. 5.2.2. После этого эквивалентная схема тримет
вид, изображённый на рис. 5.86. Эдс эквивалентного генератора
для верхних частот Uэв и его внутреннее сопротивление Rae
определятся выражениями:

= Н йвх —,	(5.30)

R = ₽.------.	(5.31)

Ri+Ra~ RiRa+RiRc + RaRc

Находя выходное
дение тока в цепи на

напряжение схемы рис. 5.86 как произве-
сопротивление ёмкости Со, получим

U

вых

1

— i-------

г	to Cq

эв~	. 1

Rse	1 г

to Со

Уэв

1 + i 03 C0R3e

(5.32)

= и

На средних частотах второй член знаменателя полученного
выражения становится пренебрежимо мал по сравнению с еди-
ницей, а следовательно, выходное напряжение на средних ча-
стотах

Uвых ср	Uэв*

(5.33)
Поделив (5.32) на (5.33), получим относительное усиление
реостатного каскада на верхних частотах в комплексной форме

1

1 + i ш CqR36

1

1 + i

(5.34)

где

— CQR9e

(5.35)

имеет размерность времени и называется постоянной времени
верхних частот реостатного каскада. Аргумент выражения (5.34)
есть угол сдвига фазы ср выходного напряжения относительно вход-
ного в области верхних частот и определяется как арктангенс от-
ношения мнимой части (5.34) к действительной:

1

1 — i ш С^эв

\ + 1«>С&эв	1 + (о>Со^5б)2

= Y (cos ср + i sin ср),

ср = arc tg (— <0 C0Rae) = — arc tg (co C0R3e) = — arc tg X, (5.36)

где X — нормированная частота для области верхних частот,
равная

X = опб = (О CQR9e.	(5.37)

Из (5.36) следует, что угол сдвига фазы между выходным и
входным напряжениями реостатного каскада в области верхних
частот стремится к —90° при безграничном (повышении частоты
и к 0° на средних частотах, где X становится ничтожно малым. От-
рицательное значение ср показывает, что в области верхних частот
выходное напряжение отстаёт по фазе от входного.

'Сказанное видно и из эквивалентной схемы рис. 5.86. При безграничном
повышении частоты сопротивление ёмкости Со становится ничтожно малым и
ток сигнала в цепи оказывается в фазе с иЭв, а следовательно, и с Так
как 0 вых снимается с ёмкости Со, то оно будет отставать от тока, а значит,
и от входного напряжения на 90°. При малых значениях со сопротивление
цепи практически чисто ёмкостное и ток в цепи опережает эдс на 90°, а так
как выходное напряжение отстаёт от тока на 90°, оно оказывается в фазе с
входным.

Модуль относительного усиления, определяющий вносимые
реостатным каскадом частотные искажения и его частотную харак-
теристику на верхних частотах, найдём из (5.34):

Y = —	1	— = —-1

/ 1 + (ш	У1+№

М = -^ = ]/14-(фС0/?^

(5.38)
При возрастании частоты Y -* 0, а при её уменьшении Y ->1. Поэтому коэф-
фициент усиления реостатного каскада при повышении частоты падает, стремясь
к нулю на очень высоких частотах, и принимает значение, равное коэффициенту
усиления на средних частотах при понижении частоты.

Стремление коэффициента усиления к нулю при повышении частоты обу-
словлено тем, что сопротивление ёмкости Со, с которой снимается выходное на-

пряжение. при этом также стремится к нулю.

Нормированные частотная и фазовая характеристики рео-

статного каскада для области верхних частот, (построенные по

Рис. 5.9. Нормированные частот-
ная и фазовая характеристики
реостатного каскада для верхних
частот

выражениям (5.36) и (5.38),
на рис. 5.9.

Приравняв (о = о)б М=Мв
шив (5.38) относительно R 9в,
чим

даны

и ре-
полу-

(5.39)

л Чтобы коэффициент • частотных
искажений рассчитываемого каска-
да на высшей рабочей частоте не
превысил заданной величины Мв,
необходимо R3e иметь равным или
меньше найденного из (5.39). Так

как с увеличением высшей рабочей частоты R9e уменьшается,

для расширения полосы пропускания реостатного каскада в
сторону высоких частот уменьшают сопротивление эквивалентно-

го генератора.

Так как R 9в представляет собой сопротивление параллельно
соединённых Rt, Ra и Rc, его уменьшение возможно за счёт умень-
шения любого из этих трёх сопротивлений. Однако, в каскаде с
триодом Ri не удаётся менять в широких пределах, а в каскаде с
пентодом Ri много больше Ra и изменение Rt почти не влияет на
R9b. Поэтому в ламповом каскаде уменьшение R36 'практически
возможно лишь за счёт уменьшения /?аили Rc .

Выгоднее уменьшать Ra> так как при этом уменьшается паде-
ние питающего напряжения на Ra и растут напряжение на аноде,
ток покоя и крутизна характеристики в рабочей точке; кроме того,
уменьшение Ra позволяет снизить напряжение анодного питания.
Уменьшение Rc не даёт этих преимуществ, а наоборот, сопровож-
дается увеличением ёмкости разделительного конденсатора Сс, как
это видно из (5.16) и (5.22).

Для определения переходной характеристики реостатного кас-
када в области малых времён заменим в (5.34) Y на f(p) и ico на
оператор р, что даст

/(р)=-

1

1 + Ртв

(5.40)
Из таблиц решений операторных уравнений [Л23, стр. 319]
найдём оригинал, соответствующий изображению (5.40) и пред-
ставляющий собой нормированную переходную характеристику
реостатного каскада в области малых времён

__________t_
= 1 — е 'в

y = f(x) = l—fi С,/?эв = 1 - е~х .

где х— нормированное время, равное

х = — = —— .	(5.42)

Т8 0)^38

Нормированные переходные характеристики реостатного кас-
када для области больших времён и области малых времён, по-
строенные по выражениям (5.18) и (5.41), даны на рис. 5.10.

Рис. 5.10. Нормированные переходные характеристики реостатного
каскада:

а) в области больших времён; б) в области малых времён

Время установления реостатного каскада ty нетрудно найти
по уравнению переходной характеристики в области малых вре-
мён, определив из него Л, соответствующее у=0,1, и соответ-
ствующее у=0,9:

_ А

0,1 = 1 — е \ 4 = тв1п1,11;

__ it

0,9 = 1—е т®; 4 = тв1пЮ.

Отсюда, согласно (2.19),

ty = t*— 4 = te (In Ю;— In 1,11) = In 9 = 2,2te = 2,2С07?эв,(5.43)

121
и нормированное время установления реостатного каскада

ху = 211 = _А_ = 2,2.	(5.44)

тв C0R3B

При использовании экранированных ламп и малых значениях
решая (5.43) относительно ЯЭв и учитывая сказан-
ное, получим расчётную формулу, определяющую Ra Для реостат-
ного каскада с экранированной лампой по заданному времени
установления

R^R= —(5.45)
а эв 2,2С0

Найдём соотношения, связывающие переходные искажения
с частотными и фазовыми искажениями реостатного каскада.
Определим частотные и фазовые искажения, вносимые каскадом
при синусоидальном сигнале с длительностью полу/периода, рав-
ной длительности импульса Т. Частота такого сигнала f связана
с Т соотношением

Т = — = — .	(5.46)

2/ CD

Если каскад при длительности импульса Т даёт опад в 10%,
то на основании (5.23)

Т = — = 0,1	= Юк = 31,4.

(D

Подставив это значение сот в (5.10) и (5.12), получим:

? = arc tg = -i- = arc tg0,0318 = 1 °50' 2°,

M = ]/l + (—V= 1,0005.

V \31,4/

Следовательно, частотные искажения в 0,05% и фазовый сдвиг
в 2° в реостатном каскаде соответствуют спаду, вершины импульса
в 10%. Отсюда видно, насколько хорошей частотной и фазовой ха-
рактеристиками должен обладать каскад на нижних частотах,
чтобы вносить небольшой спад вершины импульса.

Для определения связи времени установления реостатного
, каскада /ус его верхней граничной частотой fe2 (частотой, на ко-
торой относительное усиление Yвг =0,707) положим в (5.39)

=^вг = У2. Решим полученный результат относи-
тельно CqR36 и подставим найденное значение в (5.43). Это даст:
122
V <~1	!

швг	6,28/бг

(5.47)

— 2,2С07?эв

2,2 = 0235

6,28/вг	f вг





IIIIIIIIIIIIIIIIIIIII

t



Следовательно, каскад с верхней граничной частотой 10 Мгц
будет иметь время установления 0,035 ллссек = 35 нсек.

Полученные соотношения приближённо справедливы для кас-
кадов с коррекцией, а также для многокаскадных усилителей.

Одиночный прямоугольный импульс может быть представлен суммой двух
скачков напряжения или тока: одного, (имеющего место .в момент времени
/=0 и соответствующего началу импульса; другого такой же величины и
противоположного знака, имеющего место в
момент времени t=T и соответствующего концу
импульса.

Если в момент окончания импульса пара-
метры каскада имеют те же значения, что и
в момент его начала, процесс установления
заднего фронта импульса определяется урав-
нением, аналогичным '(5.44), но выходное на-
пряжение изменяется от значения, имевшего
место при t=T, в обратную сторону на вели-
чину, равную высоте переднего фронта (рис. 5.11).
В этом случае задний фронт импульса аналоги-
чен переднему фронту.

Напряжение, оставшееся на выходе каска-
да после окончания процесса установления
заднего франта, медленно спадает по уравне-

нию переходной характеристики в области больших времён, образуя так назы-
ваемый обратный выброс (рис. 5.11). Нетрудно видеть, что амплитуда обрат-
ного выброса в реостатном каскаде равна спаду вершины импульса. Обратный
выброс обычно считают второстепенным видом переходных искажений и редко
принимают во внимание.

и,

вых*

-2





'одр'

\3

Рис. 5.11. Передний фронт
импульса (/), задний
фронт (2) и обратный вы-
брос (5)

5.2.5.	Расчёт реостатного каскада

Расчёт реостатного каскада предварительного усиления начинают с выбора
усилительного элемента, подходящего для проектируемого усилителя.

Трёхэлектродная лампа в реостатном каскаде предварительного усиления
даёт коэффициент усиления напряжения порядка i(0,654-0,85) р; поэтому
для получения возможно большего усиления здесь применяют триоды с вы-
соким р. Для получения очень большого усиления удобны двойные триоды;*
такая лампа с р,=704-4 00 при сборке на ней двух каскадов может дать усиле-
ние до 2000ч- 5000.

Экранированные лампы в реостатном каскаде дают более высокое усиле-
ние напряжения, достигающее 1004-300 при усилении звуковых частот и обыч-
ном напряжении источника анодного питания (1504-300 в). Но каскад с экра-
нированной лампой потребляет больший ток от источника анодного питания,
даёт большие частотные искажения на нижних частотах из-за цепи экранирую-
щей сетки и стоит дороже. Поэтому применение экранированных ламп в каска-
дах усиления звуковых частот не всегда выгодно.

В каскадах предварительного усиления с высшей рабочей частотой по-
рядка сотен килогерц и выше применяют только экранированные лампы, так
как триоды цри этом дают много меньшее усиление из-за высокой входной ди-
намической ёмкости.

В реостатном транзисторном каскаде предварительного усиления с общим
эмиттером усиление напряжения пропорционально коэффициенту усиления тока
транзистора при таком включении, а поэтому для таких каскадов желательно
применять транзисторы с высоким значением (3.

Сопротивление Ra в ламповом реостатном каскаде предварительного уси-
ления выбирают как с точки зрения получения наибольшего усиления напря-
жения сигнала, так и с точки зрения допустимых частотных искажений на выс-
шей рабочей частоте.

При неизменном Rc и увеличении Ra усиление каскада на средних ча-
стотах вначале растёт, а при Ra >Rc начинает падать. Уто объясняется
тем, что при больших и увеличивающихся значениях Ra динамическая кру-
тизна характеристики анодного тока в точке покоя падает быстрее роста
Ra~ , представляющего собой параллельное соединение 7? а и Rc. При Ra~
= (0,24-0,5) Rс усиление каскада незначительно ниже максимально возмож-
ного, но частотные искажения на высшей рабочей частоте много меньше, а
максимальная неискажённая амплитуда выходного сигнала много больше, чем
при Ra—Rc‘ Поэтому в ламповых каскадах усиления звуковых частот Ra
берут порядка (0,24-0,5) Rc> что составляет (504-300) ком. В каскадах с
триодами Ra нецелесообразно брать больше 54-107?ic, где Ric — внутреннее
сопротивление триода в прямолинейной части его характеристики, указанное в
справочнике по лампам.

В реостатных каскадах предварительного усиления с экранированными
лампами и высшей рабочей частотой порядка сотен и выше килогерц допусти-
мое с точки зрения частотных искажений на высшей рабочей частоте значение
Ra много меньше Ri и 7?с; поэтому R36t равное параллельному соединению
этих трёх сопротивлений, практически равно R а* Отсюда на основании (5.39)
максимально допустимое значение Rа в таком каскаде

Ra ~ Rss = «>всо = 6,28 feC0 •

(5.48>

Если Ra оказывается меньше нескольких десятков килоом, в каскаде целе-
сообразно применить высокочастотную коррекцию (см. п. 5.7).

Так как сопротивление Rc шунтирует выходную цепь предыдущей лам-
пы, для получения наибольшего усиления Rc желательно брать возможно
больше. Однако при слишком большом Rc у ламп средней и большой мощ-
ности возникает следующее явление. Ток эмиссии с управляющей сетки, вы-
званный её нагревом от катода и анода или электронной бомбардировкой, со-
здаёт на Rc падение напряжения, обращённое плюсом к сетке )(рис. 5.12).
В результате отрицательное смещение на сетке падает, ток анода растёт* анод
греется сильнее и эмиссия с сетки увеличивается. При слишком большом Rc
этот процесс протекает лавинообразно и лампа выходит из строя. Указанное
явление сильнее проявляется при фиксированном смещении (смещении от
отдельного источника); при катодном смещении рост анодного тока увели-
чивает смещение, что тормозит развитие процесса. По этой причине в справоч-
ных данных лампы указывают максимально допустимое для неё значение RCr
для фиксированного смещения это значение обычно ниже, чем для катодного
смещения. Например, для пентода 6П14П при фиксированном смещении
Rc макс=®,3 Мом и при катодном смещении RCuaKc = \ Мом.

Через сопротивление изоляции разделительного конденсатора Сс, ламповой
,панельки и цоколя лампы (рис. 5.13) на управляющую сетку от источника анод-
ного питания попадает положительный потенциал

ДЦ,

__ у R°

и

иао р

(5.49>
где Uao — анодное напряжение,

Ru3 — сопротивление изоляции указанных деталей.

При нормальных условиях работы аппаратуры и доброкачественных дета-
талях RU3 измеряется тысячами мегом; поэтому при Uao порядка сотен вольт
значение Rc не следует брать выше (14-2) Мом, так как иначе изменение
отрицательного смещения согласно (5.49) может превысить (0,1-ь0,2) в, что
нежелательно.

Рис. 5.12. Умень-
шение отрицатель-
ного смещения на
управляющей сет-
ке вследствие
эмиссии электро-
нов с неё

Рис. 5.13. Уменьшение отрицатель-
ного смещения на управляющей
сетке вследствие низкого сопротив-
ления изоляции деталей схемы

Поэтому на практике величину Rc для каскадов усиления звуковых частот
берут не выше указанной в справочнике; если максимально допустимая вели-
чина R с в справочных данных лампы не указана, для усилительных ламп малой
мощности Rc берут порядка 1(0,54-1) Мом.

Выбрав Ra и Rc и проведя нагрузочную прямую постоянного тока на
семействе статических выходных характеристик лампы, находят наименьшее до-
пустимое отрицательное смещение на управляющей сетке

исЛмин = ивХм+((Ь7+1)=~^ + (0,7—1), в,	(5.50)

^ор

гдёUвхм*ивыхм—максимальная расчётная амплитуда сигнала на входе и вы-
ходе каскада соответственно;

Кор—ориентировочное значение коэффициента усиления каска-
да, полагаемое для триода порядка 0,75ц применённой
лампы, а для экранированной лампы равное Sop Ra~ .
Здесь Sop — крутизна статической характеристики лампы
в середине отрезка нагрузочной прямой постоянного тока,
заключённого между нулевой характеристикой и горизон-
тальной осью.

Запас по смещению в (0,74-1) в берут потому, что у некоторых ламп
токи сетки практически исчезают лишь при отрицательном смещении в
(0,6-т-0,7) в.

Рассчитав отрицательное смещение, находят положение точки покоя, в ко-
торой определяют действительное значение Ri Хдля триода) или S ‘(для экра-
нированной лампы), после чего рассчитывают точное значение усиления по ф-ле
(5.26) или (5.28) ’ и точное значение необходимого входного напряжения. При
усилении звуковых частот по ф-ле -(5.38) проверяют допустимость вносимых ча-
стотных искажений на высшей рабочей частоте.
В каскаде усиления звуковых частот с экранированной лампой при напря-
жении источника питания анодных цепей (150-нЗОО) в и Ra порядка сотен
килоом напряжение на экранирующей сетке следует брать равным (25-е-50) в.
Если статические характеристики для таких напряжений в справочнике от-
сутствуют, их следует снять экспериментально. Гасящее сопротивление R3 в
цепи экранирующей сетки рассчитывают, поделив падающее на нём напряже-
ние на ток покоя экранирующей сетки в выбранном режиме. Ориентировоч-
но этот ток можно считать во столько же раз меньшим анодного тока в точке
покоя, во сколько раз ток экранирующей сетки меньше анодного в типовом ре-
жиме, указанном в справочнике. Блокировочный конденсатор цепи экранирую-
щей сетки рассчитывают по выражению (7.71).

Необходимую ёмкость разделительного конденсатора определяют по ф-ле
(5,16); рабочее напряжение конденсаторов Сэ и Сс берут порядка напряжения
источника анодного питания, так как при непрогретой или вышедшей из строя
лампе на них падает это напряжение. Сопротивление утечки конденсатора Сс
должно быть не меньше 1000 Rc> инауе заметно изменится отрицательное сме-
щение на управляющей сетке лампы.

Сопротивление катодного смещения находят, поделив напряжение сме-
щения на ток покоя цепи катода лампы /Л-о = -А о + Ао- Для триода
Блокировочный конденсатор цепи катодного смещения рассчитывают по ф-ле
(7.65). Его рабочее напряжение берут равным или выше напряжения отрица-
тельного смещения. Если размеры и стоимость конденсатора Ск слишком
велики, можно отказаться от его применения, помирившись с потерей усиле-
ния, или использовать для смещения специальный выпрямитель, или включить
в цепь катода кремниевый стабилитрон, стабильное падение напряжения с ко-
торого полностью или через делитель подать на управляющую сетку. Но при
смещении от выпрямителя или стабилитрона изменение положения рабочей точ-
ки при колебании напряжений источников питания, замене и старении ламп бу-
дет больше, чем при катодном смещении.

Для уменьшения потери усиления при отсутствии Ск можно дополнитель-
но питать RK через добавочное сопротивление Rd (рис. 3.116); это уменьшает
необходимое значение RK, а следовательно, и потерю усиления.

При чрезмерно большой величине Сэ можно заменить его стабилитроном,
или отказаться от применения R3 и подавать напряжение на экранирующую
сетку от делителя (рис. 3.13г) или специального выпрямителя, иногда даже ста-
билизированного.

В транзисторном реостатном каскаде предварительного усиления звуко-
вых частот сопротивление в цепи коллектора RK выбирают, исходя из необхо-
димого значения тока покоя коллектора рассчитываемого каскада /ЛО- Этот
ток должен обеспечивать с достаточным запасом как по нелинейным иска-
жениям, так и с точки зрения изменения положения точки покоя при коле-
баниях температуры окружающей среды и замене транзистора максимальную
расчётную амплитуду переменной составляющей входного тока транзистора
следующего каскада 1вхМсл‘ При наличии в каскаде стабилизации режима
обычно достаточно иметь

Асо == (1,3 -г- 1,7) /вх м сл.	(5.51)

По найденному из (5.51) значению /Л-о и необходимому коэффициенту уси-
ления выбирают тип транзистора для рассчитываемого каскада. Если получен-
ное значение /я0 очень мало, его повышают до величины, обеспечивающей нор-
мальный коэффициент усиления тока транзистора (обычно до 1 ма).

Сопротивление в цепи коллектора RK можно найти из выражения

(0,3-0,5)Ех

Rk — т

ко

(5.52)
где Ек — напряжение источника питания.

В транзисторном реостатном каскаде падение напряжения питания на RK
желательно иметь порядка (0,34-0,5) от напряжения источника питания,
так как при этом точка покоя выходной цепи будет -находиться около середи-
ны выходной динамической характеристики и возможность её перехода в не-
линейную область из-за изменения температуры или а транзистора будет мала.
Выбор схемы стабилизации рабочей точки и её расчёт производят по указани-
ям, данным на стр. 43—49.

Разделительный конденсатор цепи базы Ср рассчитывают по ф-ле (5.13), ис-
ходя из допустимых частотных искажений, вносимых им на низшей рабочей
частоте. При этом считают

Ran + Rc= рвЫХт** + Rex ел ~ RK,	(5.53>

Квых т ~гКк

где R вых т — выходное сопротивление транзистора рассчитываемого каскада;

%вх сл— входное сопротивление следующего каскада с учётом его цепей сме-
щения и стабилизации.

При расчёте транзисторных каскадов предварительного усиления удобно
пользоваться не коэффициентом усиления напряжения, как при расчёте лампо-
вого каскада, а коэффициентом усиления тока; для обычного реостатного кас-
када с общим эмиттером его можно считать равным

Rk^

Rm = $мин ~Б ~ 0,8 $минл	(5.54)

^вх т

где Rex т—входное сопротивление переменному току транзистора следу-
ющего каскада;

RK~—сопротивление нагрузки переменному току цепи коллектора
рассчитываемого каскада;

— —наименьший статический коэффициент усиления тока тран-
1 амин

зистора рассчитываемого каскада при включении с общим
эмиттером.

При включении транзистора следующего каскада с общим эмиттером или
общим коллектором характеристики рассчитываемого каскада .в области верх-
них частот обычно определяются динамической ёмкостью эмиттерного пере-
хода транзистора следующего каскада С9д сл» его динамическим сопротив-
лением гэд сл и выходным сопротивлением рассчитываемого каскада Reux
с учётом цепей смещения и стабилизации следующего. Расчёт частотной ха-
рактеристики и частотных искажений на -верхних частотах в этом случае
можно производить по ф-лам (5В8), полагая в них С^=СЭдсл и R3e~

(Reux ~1~ гб с л) г эд сл	ReuxRex т с л

= "т---—------—------ « —---——-------, где г q ^— сопротивление базы тран-

^вых + гбс л Т гэд сл	Reux\Rex т с л

зистора следующего каскада и Rex т сл — его входное сопротивление перемен-
ному току в точке покоя.

5.2.6.	Примеры расчёта

Пример 5.1. Рассчитаем ламповый реостатный каскад предварительного
усиления звуковых частот. Предъявленные к каскаду требования и другие
данные таковы: fH = 70 гц; fe =8000 гц; коэффициент частотных искажений
на низшей рабочей частоте Л1я<1,06; коэффициент частотных искажений на
высшей рабочей частоте Л4в<1,03; каскад должен отдавать на управляющую
сетку оконечной лампы 6П14П амплитуду сигнала Vс максъ=Ь в при амплитуде
сигнала на входе Uc мака < 0,25 в; напряжение анодного питания с учётом
падения напряжения на развязывающем фильтре Еа =200 в. Входная ёмкость
СвХ2 лампы 6П14П равна 11 пф, её проходная ёмкость Спр2 =0,2 пф; ампли-
туда сигнала в её анодной цепи Ua максг =210 в. В рассчитываемом каскаде
должна быть применена экономичная лампа пальчиковой серии с напряжением

када предварительного усиления с триодом
типа 6С1П

Так как коэффициент усиления каскада должен быть не ниже 5:0,25=20,
выбираем для него триод. Ввиду того что усиление каскада с триодом состав-
20

= 26,7; подходя-

ляет примерно 0,75ц, нам необходим триод, имеющий ц

^0,75

щим является экономичный пальчиковый триод типа 6С1П, характеристики ко-
торого даны на рис. 5.14. Этот триод имеет: ц=26; С вих =1,4 пф; внутреннее
сопротивление по справочнику Ric =11,6 ком.

Возьмём сопротивление в анодной цепи Ra = lR /с=81,2 ком, округлив его
до ближайшего стандартного в 82 ком, и сопротивление утечки сетки Rc лампы
6П14П, работающей с катодным смещением, равным 820 ком, что меньше мак-
симально допустимого для неё значения в 1 Мом.

Проведём на семействе характеристик 6С1П нагрузочную прямую постоян-
ного тока для 7?а=<82 ком; Еа =220 в и найдём наименьшее допустимое отрица-

тельное смещение на сетке

Ucomuhi =	+0,7 = -----f----+ 0,7 = 0,956 в.

comuhi 0.75(j -г 0,75-26

При таком смещении, как видно из рис. 5.14, точка покоя окажется около
верхнего конца нагрузочной прямой и ток покоя составит приме,рно 2 ма. Для
снижения потребляемой мощности и предотвращения появления сеточных токов
при повышенной амплитуде сигнала увеличим смещение до 2 в; при этом ток
покоя I go = 1,75 ма и внутреннее сопротивление лампы в точке покоя, определяе-
мое наклоном касательной к характеристике в этой точке Ri =16 ком.
В этом случае

____Ra Rc

Ra + Rc

82-103-820-103

82-103+820-103

74,5-103 ом,

и коэффициент усиления каскада
Ra^	74,5-Ю3

Кср = Я/+ Ra-~ = 26 16-103 + 74,5-103 = 21 ’4’

что достаточно, так как при этом 'напряжение входного сигнала составляет
5:21,4=0,234 в<0,25 в.

При ёмкости монтажа iCjc=6 пф для пальчиковых ламп полная ёмкость Со,
нагружающая каскад, будет равна

Со = свых 1 + см + свх2 + спр2 Л

'	и с макс 2 /

= 1,4 + 6 + И +0,2^1 + ^) -27 пф.

Найдём значение и коэффициент частотных искажений Мв на высшей
рабочей частоте:

RiRa~ 14-103.74,5-103

Rae = Ri+Ra~ = 14- 1О3+74,5.103 = 11,8‘10’ ом'

Me = Vl + (<о8С0Лэв)2 =]Л + (6,28.8000-27-10—12-11,8-103)2=1,00013.

Следовательно, частотные искажения на высшей рабочей частоте много мень-
ше максимально допустимых.

Отрицательное смещение на сетку 6С1П будем снимать с сопротивления ка-
тодного смещения величина которого должна быть равна

D У со	U со	2

R- + " + = 1 + Го-’ “1,40“'

что округлим до стандартного значения в 1,2 ком. .

Для определения размеров (ваттности) сопротивлений Rc* Rk най-
дём максимальную выделяющуюся на них мощность. Мощность на RK со-
ставит

Р = /2) RK= 1^RK= ( 1,75-10-?)2 1200 = 3,68.10“3 вт-,

мощность на Rc

U2

с макс 2

2RC

52

-----------— =15,3-10 6 вт;
2-820-103

мощность на Ra найдём, пренебрегая переменной составляющей анодного тока
вв^ду её малости по сравнению с постоянной составляющей

р==/2)Лв = (1 75. io~3)282.1O3 = 0,251 вт.

Поэтому сопротивления RK и Rc берём наименьшего размера <(на 0,12 или
0,25 вт), a Rа* учитывая разброс параметров ламп и сопротивлений, что может
привести к увеличению выделяемой на Ra мощности — на 0,5 вт.

9—577	129
В рассчитываемом каскаде частотные искажения на нижних частотах будут
вносить: разделительный конденсатор Сс и конденсатор катодного смещения Ск.
В п. 7.4.1 указано, что коэффициенты частотных искажений, вызванные этими
конденсаторами, перемножаются. Поэтому возьмём коэффициенты частотных ис-
кажений Мнс и Мнк от влияния С с и Ск соответственно fio il,03 каждый, что в
произведении даст допустимое значение Мн =1,06. Тогда необходимая ёмкость
конденсатора Сс составит

Л ,	0.159	0,159

С о	__________________________________

° ‘fHRc V М2ш-1	70-820- 10s V1,03* - 1

= 1,13-10-8 ф а 0,01 мкф.

Расчёт необходимой ёмкости конденсатора Ск по ф-ле । (7.65) для рассматри-
ваемого случая, приведённый в примере 7.1 на стр. 307 даёт значение Ск — 10 мкф.
Конденсатор Cct к которому при непрогретой или выключенной лампе приложено
всё напряжение питания в 220 в, берём бумажный на рабочее напряжение не ниже
200-7-250 в; конденсатор Ск берём электролитический на рабочее напряжение не
ниже 2ч-3 в.

Определение значений Y для рассчитанного каскада, необходимых для по-
строения частотной характеристики усилителя, производят на нижних часто-
тах по ф-лам (5.15) и (7.62) минимум для трёх значений частоты, напри-
мер, для 0,5fw> 2fw; найденные для каждой частоты значения Y пе-
ремножают. Если в каскаде имеется ещё и конденсатор Сэ в экранирующей
сетке, вместо ф-лы (7.62) используют ф-лу (7.76). На верхних частотах так-
же находят не менее трёх значений Y по ф-ле (5.38); например, для частот 0,5f6,
2f6. Полученные данные сводят в таблицу; произведя указанные расчёты
для настоящего примера, получим следующие результаты, по которым и строим
частотную характеристику:

1> гц	35	70	140	4000	8000	16000
Y	0,833	0,952	0,988	«1	0,9999	0,9995

Пример 5.2. Рассчитаем транзисторный реостатный каскад предваритель-
ного усиления, имеющий такие данные: fH =100 гц; f6=5000 гц, М нс< 1,06,
Мв < 1,06. Транзистор следующего каскада имеет: амплитуду входного тока
сигнала 1вхмсл =0,2 ма; ток покоя базы /^огл=0,25 ма; входное сопротивле-
ние переменному току в точке покоя при включении с общим эмиттером, най-
денное по статической входной характеристике 7?вХто=200 ом; наименьшую
граничную частоту при включении с общей базой fa =465 кгц; коэффициент
усиления напряжения в рабочем режиме К=300; максимальную ёмкость кол-
лекторного перехода Ск=50 пф; сопротивление эмиттерного перехода, прибли-
жённо равное входному сопротивлению по переменному току при включении
транзистора с общей базой и найденное по статической входной характеристике
для такого включения гэ = 10 ом; сопротивление делителя, осуществляющего
смещение и стабилизацию режима </?^сл=2 ком (равное параллельному соеди-
нению сопротивлений, образующих делитель). Коэффициент усиления тока рас-
считываемого каскада должен быть не меньше 15. Каскад предназначается для
работы в диапазоне температур окружающей среды —5°-т-4-40оС; напряжение
питания каскада ЕЛ=12 в.

Ввиду значительного диапазона температур окружающей среды применяем
в рассчитываемом каскаде эмиттерную стабилизацию точки покоя; транзистор
130
для этого диапазона температур пригоден германиевый. Найдём допустимое ми-
нимальное значение его коэффициента усиления тока:

Кт « 0,8	1,25^= 1,25-15= 18,75.

Ток покоя коллектора рассчитываемого каскада должен быть не ниже
/ ко ~ 1 I вх м с л = 1	>2 = 0,3 МО.

Подходящим для каскада является маломощный германиевый транзистор
типа П14, имеющий ₽лсЦЛ=20 при токе коллектора /ко=4 ма\ останавливаемся
на этом транзисторе и увеличиваем ток покоя коллектора до рекомендуемого зна-
чения в '1 ма. Задавшись падением напряжения питания на сопротивлении в цепи
коллектора RK равным 0,4 EKt найдём

0,4Е„	0,4-12

1М ~ 1-10—3

4800 ом;

берём для RK стандартное непроволочное сопротивление 4,7 ком наимень-
шего размера, так как выделяемая на нём мощность не превышает 5 мет.
Стабилизирующее сопротивление R9 в цепи эмиттера и сопротивления дели-
теля R2 и Ri рассчитываем, как указано на стр. 46—48; параллельно R9 вклю-
чаем блокировочный электролитический конденсатор, устраняющий снижение уси-
ления от .влияния R9. Необходимую ёмкость этого конденсатора находим по ука-
заниям на стр. 313—314.

ёмкость конденсатора связи Сс найдём из выражения

0,159

fHRKVМ^-I

______0,259
100-4700/1,06“— 1

= 0,96-10~6 фх 1 мкф-.

этот конденсатор для сокращения его размеров можно взять электролитическим
с рабочим напряжением не ниже 12 в.

Для определения коэффициента усиления тока каскада Кт найдём сопро-
тивление нагрузки коллекторной цепи переменному току

_________Rk Rd СЛ R вх сл______
Rk Rd сл “И Rk Rex сл + Rd сл Rex сл

4700-2000-200	4 „

------------------------------ =175 ом,
4 700 • 2000+ 4700 - 200+ 2000 - 200

откуда наименьший коэффициент усиления тока

Rm ~ ?мин D

Квх с л

= 20 —= 17,5
200

что удовлетворяет заданию.

9*
Для определения коэффициента частотных искажений каскада на высшей ра-
бочей частоте найдём максимально возможную динамическую входную ёмкость
следующего каскада:

г ~	16	, п zi ,	0,16

~ f:a мин га +С^ + К)= -465 103 1()

+ 50-10~12(1 + 300) = 4,92-10“8 ф.

Пренебрегая влиянием выходного сопротивления транзистора рассчитанного
каскада вследствие его большой величины, найдём выходное сопротивление
источника сигнала для следующего каскада как сопротивление параллельного сое-
динения RK и %дсл

Rewx ~

Rk %д сл

Rk + Rd сл

4700«2000

4700 + 2000

« 1400 ом,

а затем определим значение Кэв'.

Reux Rex т сл____1400 • 200

Reux Rex т сл 1400 -|- 200

Отсюда наибольшее возможное значение Мв составит
мв = /1+(6,28 feCea/?«,)» =
= V1 +(6,28-5000-4,92- 10-8-175)а = 1,037,

что меньше допущенного в задании; следовательно, выбор деталей и рас-
чёт каскада произведены правильно. Полный коэффициент частотных иска-
жений рассчитанного каскада на нижних частотах определится совместным
воздействием конденсаторов Сс и Сэ и может быть найден как произведение двух
коэффициентов частотных искажений — одного от влияния Сс [ф-ла (5.13) с
заменой 7?с на 7?к] и другого от влияния Сэ [ф-ла (7.89)].

5.3.	ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ КАСКАД

5.3.1.	Основные свойства, применение, эквивалентная схема

Вследствие большей стоимости, габаритов и веса по сравнению
с реостатным каскадом трансформаторный каскад предваритель-
ного усиления применяется сравнительно редко. Как элемент связи
трансформатор находит основное (применение в усилителях в ка-
честве входного, а также выходного устройств.

В ламповых усилителях применение трансформатора в каче-
стве элемента межкаскадной связи обычно нецелесообразно, но
иногда оказывается необходимым. Например, для каскада мощно-
го усиления с напряжением сигнала на входе 200 в реостатный
каскад предварительного усиления, работающий от источника
анодного питания с напряжением 250-4-300 в, непригоден, так как
132
имеет амплитуду неискажённого выходного напряжения лишь по-
рядка 504-70 в, что в данном случае недостаточно. Трансформа-
торный каскад предварительного усиления в этих условиях может
дать амплитуду неискажённого выходного напряжения до 2504-
4-400 в и поэтому оказывается пригодным.

Помимо этого, трансформатор находит применение в усили-
телях небольшой мощности для связи предоконечного каскада с
двухтактным оконечным, работающим в режиме В с токами
сетки. Реостатный инверсный каскад в этом случае оказывается
непригодным вследствие высокого выходного сопротивления, а
также потому, что его разделительные ёмкости заряжаются им-
пульсами сеточного тока, что приводит к появлению больших не-
линейных искажений.

Значительно чаще применяется трансформатор в качестве эле-
мента межкаскадной связи в транзисторных усилителях. Его при-
менение позволяет лучше использовать усилительные свойства
транзистора и получить большее усиление на каскад, применять
в каскадах предварительного и мощного усиления включение с об-
щей базой, переходить от одного способа включения к другому и
от маломощных транзисторов к мощным.

В трансформаторном каскаде можно использовать любой
усилительный элемент — триод, экранированную лампу, транзи-
стор. Электронную лампу для получения большрго усиления и
высокого входного сопротивления включают в трансформатор-
ном каскаде обычно с общим катодом; транзистор в трансформа-
торном каскаде включают обычно с общим эмиттером или об-
щей базой. Принципиальная схема трансформаторного каскада

предварительного усиления с триодом
приведена на рис. 5.15.

Источником сигнала для межкас-
кадного трансформатора является вы-
ходная цепь усилительного элемента
рассчитываемого каскада, а нагруз-
кой вторичной обмотки — входная
цепь усилительного элемента следую-
щего каскада. В ламповом усилителе
нагрузкой вторичной обмотки меж-
каскадного трансформатора является
входное сопротивление лампы следую-

Рис. 5.15. Принципиальная
схема трансформаторного

щего каскада, практически равное со- каскада с триодом
противлению её входной динамической

ёмкости, а также сопротивление шунта Р^ иногда подключае-
мого параллельно вторичной обмотке трансформатора. В тран-
зисторном усилителе нагрузкой вторичной обмотки межкаскад-
ного трансформатора является входное сопротивление транзи-

стора следующего каскада, практически активное в диапазоне
звуковых частот.
Анализ свойств трансформаторного каскада производят по его
эквивалентной схеме, приведённой к одной из обмоток трансфор-
матора. Эквивалентная схема трансформатора, известная из основ
электротехники и приведённая к его первичной обмотке, изображе-
на на рис. 5.16; обозначения здесь следующие:

Г\ и 1^2—активные сопротивления первичной и вторичной
обмоток трансформатора, практически равные со-
противлениям этих обмоток постоянному току;

Lsi и L's2 — индуктивности рассеяния первичной и вторичной
обмоток;

L[ — индуктивность первичной обмотки;

гс — сопротивление потерь в сердечнике.

Приведённые к первичной обмотке электрические величины
цепи вторичной обмотки, как известно из основ электротехники,
определяются выражениями:

Т 1 __

52 “ п*

С2 = С2п2 »

(5.55)

где п—коэффициент трансформации трансформатора, равный от-
ношению числа витков его вторичной обмотки W2 к числу
витков первичной

/г = — .	(5.56)

Схема рис. 5.16 справедлива лишь для частот, не превышающих
нескольких сотен герц. На более высоких частотах сказывается

Рис. 5.16. Эквивалентная
схема трансформатора

Рис. 5.17. Замена ряда ёмкостей,
имеющихся в трансформаторе (а)
эквивалентной собственной ёмко-
стью трансформатора Стр (б)
влияние ёмкостей, существующих в трансформаторе между вит-
ками обмоток, между секциями обмоток, между обмотками, меж-
ду обмотками и сердечником (рис. 5.17а). Для упрощения ана-
лиза все указанные ёмкости можно заменить одной эквивалент-
ной ёмкостью Стр, подключённой к вторичной обмотке (рис. 5.176)
и оказывающей на характеристики трансформатора в области
верхних частот примерно такое же влияние, как и все ёмкости,
в действительности имеющиеся в трансформаторе. Эквивалентную
ёмкость Стр называют собственной ёмкостью трансформатора; её
значение трудно рассчитать, но легко измерить; величина Стр для
входных, межкаскадных и выходных трансформаторов малых и
средних размеров, применяемых в усилителях небольшой мощно-
сти, обычно лежит в пределах от 15 до 100 пф. Ориентировочное
значение Стр при расчёте трансформаторного каскада можно брать
из табл. 5.1, составленной на основании измерений собственной
ёмкости трансформаторов различных размеров и конструкций.

Таблица 5.1

Тип трансформатора и намотка	Количество секций	Стр' п&
111-20x30, броневого типа, намотка вразброс с несколь- кими прокладками из папиросной бумаги		1	250
<11-14x14, броневого типа, намотка вразброс с нес- колькими прокладками из папиросной бумаги . . .	1	100
Двухкатушечный 12x20, стержневого типа, намотка вразброс с несколькими прокладками из папиросной бумаги		2+2	70
111-12x15, броневого типа, намотка в слой с проклад- ками из телефонной бумаги		1	50
111-20x30, броневого типа, намотка вразброс с нес- колькими прокладками из папиросной бумаги . . .	6	40
UI-5X7, броневого типа, намотка вразброс с несколь- кими прокладками из папиросной бумаги		3	15
Двухкатушечный 6x10, стержневого типа, намотка вразброс с несколькими прокладками из папиросной бумаги		2+2	25
<11-4x6, броневого типа, намотка вразброс с несколь- кими прокладками из папиросной бумаги		1	35

Полагая для упрощения анализа сопротивления ёмкостей
Сф и Ск ничтожно малыми, как и в случае реостатного каска-
да, получим полную эквивалентную схему трансформаторного кас-
када в виде, изображённом на рис. 5.18. Здесь Свых —выходная
ёмкость усилительного элемента; С'тр, См, С'н, R2 — приведён-
ные к первичной обмотке значения собственной ёмкости транс-
форматора Стр, ёмкости монтажа См, нагружающей трансфор-
матор ёмкости Сн и нагружающего трансформатор активного
сопротивления Т?2.

Рис. 5.18. Полная эквивалентная схема трансфор-
маторного каскада

Эквивалентная схема рис. 5.18 справедлива для трансформа-
торного каскада (предварительного усиления, для трансформатор-
ного каскада мощного усиления и для трансформаторного вход-
ного устройства, а поэтому анализ, выводы и расчётные формулы
настоящей главы справедливы для входных, межкаскадных и вы-
ходных трансформаторов.

В большинстве случаев влияние выходной ёмкости Свых на
процессы в схеме невелико ввиду малой её величины, а поэтому
для упрощения анализа из эквивалентной схемы её можно ис-
ключить. Влияние сопротивления потерь в сердечнике гс в усили-
тельных трансформаторах также обычно мало по сравнению с
влиянием индуктивности первичной обмотки Li; поэтому для упро-
щения эквивалентной схемы исключим из неё и гс. Объединив Стр,
См и Сн в ёмкость С, равную их сумме

С = Стр + См + Ск,	(5.57)

nip • м 1 * * * * *	Л*7	V

получим ’после указанных упрощений эквивалентную схему
н г lsj ls2 гг	трансформаторного каскада в ви-

де рис. 5.19, где

1 ОУ С'=Сп?,	(5.58)

Сопротивление индуктивно-

Рис. 5.19. Упрощённая эквивалентная сти первичной обмотки транс-

схема трансформаторного каскада форматора coLi, уменьшающее-

ся с понижением частоты, в об-

ласти нижних частот сильно шунтирует выходную цепь усилитель-
ного элемента; в результате этого выходное напряжение U2 в об-
ласти нижних частот с понижением частоты падает (рис. 5.20, ле-

вая часть характеристики). В области верхних частот растёт со-
противление индуктивностей рассеяния Lsi и Z/s2, включённых
последовательно с нагрузкой трансформатора, и уменьшается
сопротивление ёмкости С7, включённой параллельно нагрузке;
136
это изменяет выходное напряжение трансформатора в области
верхних частот (рис. 5.20, правая часть характеристики).

Исследования показали, что если на высшей рабочей часто-
те (об сопротивление полной ёмкости С, нагружающей вторич-
ную обмотку трансформатора, втрое или более превышает ве-
личину то в полосе рабочих частот нагрузку можно считать

активной и рассчитывать частотную и фазовую характеристики
трансформатора без учёта влияния ёмкости С. Отсюда условие

активности нагрузки трансформатора
приобретает вид:

к

1
ювС

ЗТ?2

L_

3coeC 20/вС

(5.59)

-^Влияние L,
I влияние ^}lS2u

Трансформатор, для

которого

Область Область^Область
нижних I средни* I Верхних
частот । частот । частот

удовлетворяется условие (5.59), на- Рис. 5.20. Частотная характери-
зовём трансформатором с активной стика трансформаторного кас-

нагрузкой; в его эквивалентной схе-	каДа

ме исключим ёмкость С', так как её

влияние даже на высшей рабочей частоте невелико.

Трансформатор, для которого условие (5.59) не удовлетво-
ряется, нельзя рассчитывать без учёта влияния ёмкости С'\ та-
кой трансформатор назовём трансформатором с ёмкостной на-
грузкой.

5.3.2. Область нижних частот

Для упрощения анализа, как и в случае реостатного каскада,,
полосу рабочих частот разделим на нижние, средние и верхние-
частоты. Пренебрегая в области нижних частот влиянием Lsi, L's%

Рис. 5.21. Эквивалентные схемы трансформаторного
каскада:

а) для нижних частот; б) то же, преобразованная

и С', получим из рис. 5.19 эквивалентную схему трансформатор-
ного каскада для нижних частот (рис. 5.21а), справедливую как
для активной, так и для ёмкостной нагрузок трансформатора.

Для упрощения вывода уравнений частотной и фазовой ха-
рактеристик в области нижних частот будем рассматривать точ-
ки А и Б схемы рис. 5.21а как выходные и для вывода используем
не выходное напряжение схемы U'2> а напряжение U, ему пропор-
циональное и находящееся с ним в фазе. Заменим генератор с
эдс вх и внутренним сопротивлением RL Ч-п, шунтированный
сопротивлением г'4-7?', эквивалентным генератором. Методом, из-
ложенным в п. 5.2.2, найдём, что эдс и внутреннее сопротивление
эквивалентного генератора равны:

Ri + Г1 + г2 + #2
№ +ri) ( г2 + Я2)
Ri + rL + r2 + ^2

(5.60)

После указанных преобразований схема рис. 5.21а примет
вид, изображённый на рис. 5.216. Из неё следует, что

U=U9H

i о)

i о» Li R9h

(5.61)

На средних частотах icoLj^> R9Hi а следовательно, U ср = 09н\
поделив (5.61) на Ucpi получим относительное усиление транс-
форматорного каскада в области нижних рабочих частот

i о» Lx _______	1

i СО + Ran ।______________. Ran

о» Lx

(5.62)

Угол сдвига фазы, вносимый трансформаторным каскадом в
области нижних частот, найдём как арктангенс отношения мнимой
части выражения (5.62) к действительной:

(5.63)

R	11

<Р = arc tg = arc tg-= arc tg —

co Li	co~H	X

где

(5.64)
есть постоянная времени в области нижних частот трансформа-
торного каскада, а X—нормированная частота, равная

х =	.	(5.65)

R9H

При изменении частоты (о от оо до нуля tg ф изменяется от О
до оо , а следовательно, угол сдвига фазы ф, вносимый трансфор-
маторным каскадом в области нижних частот, растёт с пониже-
нием частоты, стремясь к пределу в +90° при со ->0.

К этому же выводу можно прийти из рассмотрения эквивалентной схемы
рис. 5.216. При стремлении частоты к нулю сопротивление цепи будет стре-
миться к Яэн и ток в цепи окажется в фазе с эдс U эн- Падение же напря-
жения на индуктивности Li, являющееся выходным напряжением схемы U,
будет опережать ток, а следовательно, и входное напряжение на 90°. При
стремлении частоты к бесконечности сопротивление цепи станет практически
чисто индуктивным, ток в цепи будет отставать от эдс на 90°, а выходное напря-
жение, опережающее ток на 90°, окажется в фазе с эдс, а следовательно, и с
входным напряжением.

Модуль относительного усиления и коэффициент частотных
искажений трансформаторного каскада в области нижних частот,
определяющие вносимые каскадом частотные искажения и его ча-
стотную характеристику на этих частотах, получим из (5.62),

(5.66)

Сравнив (5.62) с (5.8) и (5.63) с (5.10), убедимся, что уравне-
ния нормированных частотной и фазовой характеристик в области
нижних частот для реостатного и трансформаторного каскадов
аналогичны, а поэтому нормированные частотная и фазовая
характеристики реостатного каскада, изображённые на рис. 5.6,
справедливы и для трансформаторного каскада, только в послед-
нем случае нормированная частота определяется выражением
(5.65), а не (5.11).

Положив (в 5.66) (o = (ort =2л/к, М=Мнт и решив результат
относительно Li, получим формулу для определения необходимой
индуктивности первичной обмотки по заданному коэффициенту ча-
стотных искажений от влияния трансформатора Мнт на низшей ра-
бочей частоте соя

0,159/?5rt

(5.67)
Значение R3fi - подставляемое в (5.63), (5.66) и (5.67), опреде-
ляют по выражению (5.60); при отсутствии сопротивления нагруз-
ки или шунта R2 на вторичной обмотке трансформатора R3H =
= Rt + ii, а при Rt > R~ = /*1 + r2 + R2, что имеет место в
трансформаторных каскадах мощного усиления с экранированны-
ми лампами и в транзисторных трансформаторных каскадах мощ-
ного усиления:

R3H^r'2 + R'2 =	= R~-ri.	(5.68)

Для нахождения переходной характеристики трансформатор-
ного каскада в области больших времён, 'определяющей спад вер-
шины усиливаемых импульсов, заменим в ф-ле (5.62) Y на f(p)
и ico на оператор, р, что даст

(5-69)
pLi + R3H

Из таблиц решений операторных уравнений найдём оригинал
изображения (5.69), представляющий собой уравнение нормиро-
ванной переходной характеристики трансформаторного каскада в
области больших времён:

_______ эн,
/(/)=е_£*

(5.70)

у = /(х) = е^

где х, представляющий собой нормированное время, в данном слу-
чае равен

*эн f

х =

(5.71)

Сравнив (5.70) с (5.18), убедимся, что переходная характери-
стика в области больших времён трансформаторного каскада имеет
тот же вид, что и реостатного. Это естественно, так как их ча-
стотные и фазовые характеристики в области нижних частот ана-
логичны.

Согласно (2.21) спад Дг вершины прямоугольного импульса
длительностью Т, вызванный влиянием индуктивности первичной
обмотки трансформатора L\, составит

Иэн

ьт = 1 -Ут = 1 — е”~ 5	(5.72)
Решив (5.72) относительно £ь получим формулу для расчёта
необходимой индуктивности первичной обмотки импульсного
трансформатора по допустимой величине спада Дг и длительно-
сти импульса Т

£х = —.	(5.73)

Физически спад плоской вершины усиливаемых импульсов в трансформа-
торном каскаде объясняется тем, что нарастающий по экспоненциальному за-
кону во время прохождения плоской вершины импульса ток первичной обмот-
ки стремится к установившемуся значению, определяемому активным сопро-
тивлением цепи. Поэтому напряжение на вторичной обмотке трансформатора,
пропорциональное противоэлектродвижущей силе первичной обмотки, а сле-
довательно, и первой производной тока первичной обмотки по времени, па-
дает по закону ((5.70), стремясь к нулю при неограниченном увеличении вре-
мени.

Выражение '(5.70), определяющее переходную характеристику трансформа-
торного каскада в области больших времён, ,а следовательно, и ф-ла (5.73)
справедливы лишь для линейных систем. При подаче на первичную обмотку
трансформатора прямоугольного импульса напряжения индукция в сердечнике
нарастает со временем линейно и к концу действия импульса с амплитудой U до-
стигает значения

UT

вт = Во +--------- 108, гс,	(5.74)

wiQc

где В т — индукция в магнитном материале сердечника в момент окончания
импульса длительностью Т сек;

Во—	остаточная индукция в магнитном материале сердечника, гс;

— число витков первичной обмотки трансформатора;

qc — чистое сечение магнитного материала сердечника, см2.

Так как характеристика намагничивания магнитных материалов нелинейна,
ток намагничивания трансформатора нарастает со временем по кривой, отличаю-
щейся от экспоненты. Поэтому и спад плоской вершины импульса в действитель-
ности происходит по более сложному закону, чем (5.70). Отличие действительно-
го спада от (5.72) невелико до тех пор, пока индукция в конце действия импуль-
са В т много меньше индукции насыщения материала сердечника. Если же ин-
дукция в конце действия импульса, определяемая выражением (5.74), прибли-
жается к индукции насыщения материала сердечника, ток намагничивания транс-
форматора резко растёт и спад сильно увеличивается из-за падения индуктивно-
сти первичной обмотки. Аналогичное явление получается, если возрастающий ток
намагничивания доводит работающий на трансформатор усилительный элемент до
режима ограничения.

При больших скоростях нарастания магнитной индукции, имеющих место
в импульсных трансформаторах, основным видом потерь в магнитном мате-
риале сердечника являются потери на вихревые токи. Так как любой контур,
по которому замыкаются вихревые токи в пластине или ленте сердечника, со-
держит некоторую индуктивность, процесс нарастания вихревых токов в мо-
мент начала импульса происходит не мгновенно, а с постоянной времени, оп-
ределяемой отношением индуктивности контура к его активному сопротивле-
нию. Размагничивающее действие вихревых токов вызывает увеличение тока
первичной обмотки. В результате, если постоянная времени нарастания вих-
ревых токов значительно превышает время нарастания переднего фронта им-
пульса, спад вершины растёт, что учитывается .уменьшением расчётного зна-
чения магнитной проницаемости материала сердечника при конструктивном рас-
чёте трансформатора {Л7, стр. 292].
5.3.3. Область средних частот

Так как в области средних частот элементы Lsl, L's2, С
практически не влияют на выходное напряжение трансформатора,
их можно исключить и эквивалентная схема трансформаторного
каскада для средних частот примет вид, (Изображённый на рис. 5.22.

,	Из этой схемы следует, что

№ и- | ГК"/ =	----7 , (5.75)

L_____1____1____1_Д	Ri + + r2 + R2

Рис. 5.22. Эквивалентная схе-

ма трансформаторного каска- а следовательно,
да для средних частот

Ut = п й'2 = п ивх-------.	(5.76)

Rl + rl + г 2 + &2

Отсюда коэффициент усиления напряжения трансформаторного
каскада на средних частотах составит

= F п--------------г .	(5.77)

&ex	Ri + Г1 + г2 4" #2

Выражение (5.77) удобно для трансформаторных каскадов с
электронными лампами; при расчёте транзисторных трансфор-
маторных каскадов удобнее пользоваться коэффициентом усиле-
ния тока

Кт =	*> t	(5.78)

где Кт(б 9 — коэффициент усиления тока транзистора, опреде-
ляемый в зависимости от способа включения тран-
зистора выражением (4,86), (4.96) или (4.106).

При отсутствии шунта или нагрузки /?2 на вторичной обмотке,
что иногда имеет место у входных и межкаскадных трансформа-
торов ламповых усилителей, R2= 00 и ф-ла (5.77) принимает
вид

Я =	(5.79)

Для входных трансформаторов р в ф-лах (5.77) и (5.79) по-
лагают равным единице, и тогда эти формулы дают значение ко-
эффициента передачи напряжения входного трансформатора, рав-
ного отношению напряжения на вторичной обмотке к эдс источника
,сигнала.

Из рис. 5.22 следует, что отношение мощности сигнала Р2, вы-
деляющейся в нагрузке трансформатора /?2, к мощности сигна-
142
ла Р—, отдаваемой усилительным элементом, представляющее
собой коэффициент полезного действия трансформатора j\mp>
равно

Р	/27?2	₽2	Яо

= — =-------------------=------------= — .	(5.80)

/* ('х + 'г + ^г)	ri + r2"b^2

Сумма сопротивлений + r'2+R'2 есть входное сопротивление
трансформатора в области средних частот, а следовательно, рав-
на сопротивлению нагрузки выходной цепи усилительного элемен-
та переменному току, т. е.

ri + r2 + R2 = Rex ~	(5.81)

Обозначив отношение активного сопротивления первичной об-
мотки ri к приведённому активному сопротивлению вторичной г'г
через с и заменив в (5.80) г'2 на —, после решения результата от-
с

носительно г\ получим формулу для расчёта активного сопротивле-
ния первичной обмотки трансформатора

=	(5.82)

1 + с

Заменив в (5.80) и через сг'2, решив результат относительно г'2
и помножив обе части полученного равенства на и2, получим фор-
мулу для расчёта активного сопротивления вторичной об-
мотки	, .

г2 = —— Я2	.	(5.83)

1 + с Т]тр

При отсутствии постоянной составляющей тока в первичной об-
мотке трансформатора значение с в ф-лах (5.82) и (5.83) берут
равным единице, т. е. берут равным rV так как при этом раз-
меры, вес и стоимость трансформатора получаются наименьши-
ми [Л24, стр. 199—201]. В межкаскадных трансформаторах пред-
варительных усилителей, где проходящая через обмотки постоян-
ная составляющая тока невелика или вовсе отсутствует, значение с
также можно брать равным 1. В выходных трансформаторах одно-
тактных и двухтактных каскадов мощного усиления в режиме А
через первичную обмотку протекает постоянная составляющая
тока, создающая значительное падение напряжения на актив-
ном сопротивлении обмотки, что снижает общий кпд каскада.
В этих случаях для уменьшения падения напряжения на первичной
обмотке и повышения кпд каскада значение с в ф-лах (5.82) и
(5.83) следует брать от 0,5 до 0,75.

Чем больше сумма сопротивлений г{ + г'2 при неизменных
остальных данных трансформатора, тем меньше его размеры, вес
и стоимость [Л24, стр. 190—198]; однако из (5.77) и (5.80) видно,
что при увеличении этой суммы снижается как коэффициент
усиления каскада; так и кпд. трансформатора. Поэтому суммар-
ное сопротивление обмоток для уменьшения размеров, веса и стои-
мости трансформатора берут возможно более высоким, но при ко-
тором коэффициент усиления или кпд ещё получается достаточным.

Оптимальные с указанной точки зрения значения кпд. транс-
форматоров с активной нагрузкой v\mp и сопротивлений обмо-
ток = для трансформаторов с ёмкостной нагрузкой даны в
табл. 5.2, которой пользуются для расчёта активных сопротивле-
ний обмоток трансформаторов как с активной, так и с ёмкостной
нагрузками.

Таблица 5.2

Тип и мощность трансформатора	г‘тр	
	в стационарных установках с боль- шой продолжи- тельностью работы	в портативных ус- тановках с малой продолжитель- ностью работы
Входные и межкаскадные трансформаторы малой мощности (до 1 вт), имеющие активное сопро- тивление нагрузки или шунт на вторичной об- мотке 		0,654-0,8	0,64-0,75
Выходные трансформаторы с активной нагрузкой и выходной мощностью:  до 1 вт		0,74-0,8	0,64-0,75
от 1 до 10 вт		0,754-0,85	0,74-0,80
» 10 до 100 вт		0,844-0,93	0,754-0,85
» 100 вт до 1 кет		0,924-0,96	>0,85, если ус-
> 1 до 10 кет		0,954-0,98	ловия охлажде-
выше 10 кет		0,97 и выше	ния не допус- кают такого кпд

Тип трансформатора

Продолжение табл. 5.2

Г^Г2

«Входные, межкаскадные и выходные трансфор-
маторы без активного сопротивления нагрузки
или шунта на вторичной обмотке:

в стационарных установках с электронными
лампами и большой продолжительностью ра-
боты ...................................

в портативных установках с электронными
лампами и малой продолжительностью рабо-
' ты.......................................

в транзисторных малогабаритных установках

(0,24-0,4)/?/

(0,3-0,5)/?/
(0,44-0,8)/?/
Примечание. Указанные в табл. 5.2 значения кпд и сопротивлений об-
моток оптимальны для трансформаторов звуковой частоты с сердечником из
трансформаторной стали и низшей рабочей частотой порядка 30±200 гц. Для
трансформаторов с более высокой низшей рабочей частотой, а также для транс-
форматоров с сердечником из пермаллоя оптимальное значение кпд выше ука-
занного в таблице, а сопротивления обмоток соответственно ниже.

Необходимое значение коэффициента трансформации транс-
форматора с активной нагрузкой определяется по заданной
величине его входного или выходного сопротивления на средних
частотах в зависимости от того, какое из этих сопротивлений яв-
ляется заданным для рассчитываемого трансформатора.

Входное сопротивление трансформатора в области средних ча-
стот Rex, равное для выходного трансформатора сопротивле-
нию нагрузки выходной цепи усилительного элемента переменному
току R^ и сопротивлению нагрузки источника сигнала для вход-
ного трансформатора, задано (известно) для выходных транс-
форматоров с обычной нагрузкой, не требующей согласования
(электродинамический громкоговоритель, трансляционная линия,
измерительный прибор и т. д.), а также для всех входных и меж-
каскадных трансформаторов.

Необходимое значение коэффициента трансформации для
указанных типов трансформаторов, при котором входное сопротив-
ление трансформатора в области средних частот Rex=R^ равно
заданному, нетрудно найти из (5.80) и (5.81), откуда

К~ = К,,=г1+гг + К1 = .^-=-£-;	(5.84)

Чтр Чтр

П — ~\/	— 1 /~	_ Д[ Г2 4~ #2

У R~ Цтр У Rex т\тр у R~ ri

Последний вариант выражения для п получается заменой в
(5.81) приведённых сопротивлений их значениями согласно (5.55)
и решением результата относительно п.

По ф-лам (5.84) рассчитывают коэффициент трансформации
всех входных и межкаскадных трансформаторов предварительных
усилителей, а также коэффициент трансформации выходных транс-
форматоров каскадов мощного усиления, работающих на нагруз-
ку, не требующую согласования, т. е. равенства выходного сопро-
тивления трансформатора волновому сопротивлению нагрузки.

Для выходных трансформаторов каскадов мощного усиле-
ния подставляемое в ф-лу (5.84), берут равным оптимально-
му сопротивлению нагрузки выходной цепи усилительного элемен-
та переменному току, определяемому наклоном нагрузочной пря-
мой переменного тока для рассчитываемого каскада. Для входных
и межкаскадных трансформаторов предварительных усилите-
10-577	145
лей = Rex берут равным выходному сопротивлению источника
сигнала или усилительного элемента, так как при заданном сопро-
тивлении нагрузки Т?2 в этом случае коэффициент усиления каска-
да (или коэффициент передачи напряжения входного трансфор-
матора) максимален [Л24, стр. 41].

Для малогабаритных транзисторных трансформаторных каскадов предва-
рительного усиления звуковых частот оптимальный коэффициент трансформа-
ции, при котором усиление каскада максимально, обычно оказывается практи-
чески неосуществимым. Дело в том, что при большой величине оптимального
сопротивления нагрузки транзистора при включении с общей базой или общим
эмиттером для получения удовлетворительной частотной характеристики кас-
када на нижних частотах требуется большая индуктивность первичной обмот-
ки Li, не осуществимая в малогабаритном трансформаторе. Поэтому в рас-
сматриваемом случае коэффициент трансформации следует определять, исхо-
дя из допустимых размеров трансформатора. Взяв из таблицы нормализо-
ванных сердечников или сконструировав сердечник допустимых размеров, рас-
считывают размещающееся на нём количество витков первичной обмотки и её
индуктивность (см. п. 11.1), отведя на эту обмотку около 0,75 полезной пло-
щади окна и беря для неё провод наименьшего диаметра, допустимого из
соображений механической прочности и устойчивости против коррозии. Затем
из ф-лы (5.67) определяют R эн, подставив в неё значение £ь найденное из вы-
ражения (11.31), а по известным R дк, Rt и т\тр, взятому из табл. 5.2, находят
7?~, которое подставляют в (5.84), и рассчитывают оптимальный коэффициент
трансформации для трансформатора выбранных размеров, при котором коэффици-
ент усиления каскада будет максимально возможным. Значение с в ф-лах (5.82)
и (5.83) в этом случае берут порядка 0,2-г-0,3.

Коэффициент трансформации выходных трансформаторов, работающих на
нагрузку, требующую согласования (равенства выходного сопротивления
трансформатора на средних частотах Reux сопротивлению нагрузки), опре-
деляют, исходя из необходимой величины -выходного сопротивления транс-
форматора. Из эквивалентной схемы рис. 5.22 видно, что R вых> равное со-
противлению цепи -влево от нагрузки, приведённому к вторичной обмотке, со-
ставит

%вых = (Ri + ri + г%)п*-	(5.85)

-Подставив в '(5.85) значение п+г/ из (5.80), положив Rebl,x =Т?2 и решив
результат относительно п, получим формулу для определения коэффициента
трансформации выходного трансформатора, работающего на нагрузку, тре-
бующую согласования,

n=l/j?2(^~1.).	(5.86)

При расчёте п по ф-ле (5.86) сопротивление нагрузки выходной цепи усили-
тельного элемента для переменного тока получается равным

о =	=________= г 4- Гг +Г5 871

2т]тр—1	1 П2

Для этого значения R^ и должна строиться нагрузочная прямая перемен-
ного тока, по которой рассчитывают отдаваемую каскадом мощность и его
коэффициент гармоник.

Коэффициент трансформации трансформатора с ёмкостной на-
грузкой как при наличии шунта на вторичной обмотке, так и при
его отсутствии определяется по заданной частотной характеристике
в области верхних частот (см. стр. 157).
5.3.4. Область верхних частот

Для трансформатора с активной
области верхних частот влиянием Li
лучим эквивалентную схему для
верхних частот (рис. 5.23). Здесь
через Ls обозначена индуктивность
рассеяния трансформатора, равная
сумме индуктивности рассеяния пер-
вичной обмотки и приведённой к
первичной обмотке индуктивности
рассеяния вторичной,

нагрузкой, пренебрегая в
и С7, из схемы рис. 5.19 по-

Рис. 5.23. Эквивалентная схема
для верхних частот трансфор-
маторного каскада с активной
нагрузкой

Lsi Ls2.

(5.88)

Выходное напряжение здесь определится выражением

D

й'2 = Р йвх------------; 2 , -----------.	(5.89)

Я/ + fi + r2 +	+

На средних частотах мнимая часть знаменателя выражения
(5.89) становится пренебрежимо мала по сравнению с его дей-
ствительной частью, а поэтому выходное напряжение схемы на
средних частотах обращается в

йьр = р йвх--------2-—7 •	(5.90)

^ + Г1 + Г2"Ь #2

Поделив (5.89) на (5.90), получим относительное усиление в
комплексной форме для верхних частот трансформаторного каска-
да с активной нагрузкой

где тв — постоянная времени для верхних частот трансформа-
торного каскада с активной нагрузкой, равная

% ------------------7 -	(5.92)

Ri + rl + г 2 + ^2

Угол сдвига фазы выходного напряжения относительно вход-
10*	147
ного найдём как арктангенс отношения мнимой части выраже-
ния (5.91) к его действительной части

ф = — arc tg-------------- = — arc tg X, (5.93)

где X— нормированная частота, равная в данном случае

X =--------.	(5.94)

Ri + г1 + Г2“Ь ^2

Из (5.93) видно, что при изменении частоты от 0 до оо угол
сдвига фазы в области верхних частот у трансформаторного
каскада с активной нагрузкой должен изменяться от 0 до —90°.
Отрицательное значение угла показывает, что выходное напряже-
ние отстаёт от входного.

Возрастание сопротивления индуктивности рассеяния трансформатора с
повышением частоты приводит к увеличению падения напряжения на ней, в
результате чего выходное напряжение трансформатора в области верхних ча-
стот падает с ростом частоты. При бесконечном возрастании частоты выходное
напряжение стремится к нулю, сопротивление цепи делается почти чисто ин-
дуктивным и ток в цепи отстаёт от эдс на угол, стремящийся к 90°. Отсюда
угол сдвига фазы между выходным напряжением, находящимся в фазе с то-
ком, и входным напряжением должен стремиться к —90° при безграничном по-
вышении частоты.

Модуль относительного усиления и коэффициент частотных
искажений в области верхних частот трансформаторного каскада
с активной нагрузкой найдём из (5.91):

У =	1	=_______________!_____________=	1

М Г-----------/-----TLS-------/1 + Х2

1/ 1 Д- ---------Ц----7

у \ Ri + '’i + r2 + ^2 /	/с

Сравнив (5.93) с (5.36) и (5.95) с (5.38), увидим, что уравне-
ния нормированных частотной и фазовой характеристик в области
верхних частот для реостатного каскада и трансформаторного
каскада с активной нагрузкой аналогичны, а следовательно,
характеристики рис. 5.9 справедливы и для трансформаторного
каскада с активной нагрузкой.

Положив со = сов =2nfe, М — Мв, и решив (5.95) относительно
LSf получим формулу для определения допустимой индуктивности
рассеяния трансформатора с активной нагрузкой по заданному
коэффициенту частотных искажений Мв на высшей рабочей
частоте

Rn .---------Ri -f- R >-----------

L-  -------VW—	~1 = w^vr <5-96>

F	b,zo/e r
Приведённый выше анализ относился к трансформаторам, обе обмотки
которых работают в режиме А. В выходном трансформаторе каскада, работа-
ющего в режиме В, в любой момент времени работает половина первичной
обмотки, вторая (Половина первичной обмотки в это время отключена от схе-
мы. Ввиду этого действительной первичной обмоткой трансформатора, рабо-
тающего в режиме В, следует считать половину всей первичной обмотки. В
этом случае эквивалентная схема трансформатора, работающего в режиме В,
для установившихся процессов не будет отличаться от обычной и большин-
ство расчётных формул трансформатора с активной нагрузкой останется спра-
ведливым.

Во избежание ошибок полезно ввести для этого случая ряд особых обоз-
начений. Так как в электрическом расчёте выходного трансформатора, работа-
ющего в режиме В, участвует лишь половина первичной обмотки, обозначим
её активное сопротивление и индуктивность соответственно через г1п и Lln.
Коэффициент трансформации, представляющий собой в данном случае отношение
числа витков вторичной обмотки w2 к числу витков половины первичной wln обоз-
начим через пп

ш2
=

™1П

(5.971

При этом формулы приведения для режима В примут вид:

__

~ Пп

(5,98)

Сопротивление эквивалентного генератора на нижних частотах для выходного
трансформатора в режиме В определится выражением

(Rin + г1п) ( г2 + Я2)

™ п = ’ Rin + rln+r2 + R2 =

(Rin 4” rln) (R^n	г 1л)

Rin + R-~n

(5.99)

где Rin — выходное сопротивление плеча в режиме В, равное его среднему
сопротивлению за рабочий полупериод и определяемое по идеа-
лизированной выходной статической характеристике плеча схе-
мы;

R^n — входное сопротивление половинки первичной обмотки транс-
форматора переменному току, нагружающее плечо схемы и
равное

R-~n = rln+r2 + R2.	(5.100)

При указанных обозначениях формула для расчёта частотной характери-
стики и области нижних частот для выходного трансформатора в режиме В
примет вид

(5 101)
и в области верхних частот

(5.102)

где Lsn —индуктивность рассеяния трансформатора, приведённая к половинке
первичной обмотки и определяемая выражением

Lsn — Lsin + Ь$2 в	о *

Пп

(5.103)

Здесь Lsln — индуктивность рассеяния половинки первичной обмотки.
Следует заметить, что при обычной конструкции трансформатора индуктив-
ность рассеяния Lsrl, определяющая частотную и фазовую характеристики в
области верхних частот трансформатора, работающего в режиме В, физиче-
ски представляет собой индуктивность рассеяния между вторичной обмоткой
трансформатора и половинкой его первичной обмотки. Это не следует забы-
вать при вычислении L srl по конструктивным данным трансформатора при его
конструктивном расчёте.

Формулы для определения необходимой индуктивности половинки пер-
вичной обмотки Lin, допустимой индуктивности рассеяния трансформатора Lsn,
коэффициента трансформации пп выходного трансформатора в режиме В при-
нимают вид:

т_______0 > 159 п

ln~

(5.104)

Rin. + R—п л /------5------

Lsn 6,28 fe V мв —1 >

R*

R^n Утр

Г2 “Ь #2

Rstl Г\П

(5.105)

(5.106)

Наилучшее использование материалов в трансформаторе, первичная об-
мотка которого работает в режиме В, имеет место при гХп =0,707 г'2 [Л24,
стр. 201—203]. Подставив в (5.80) это соотношение и решив результат отно-
сительно fin и г2, получим формулы для определения допустимого активного
сопротивления обмоток трансформатора с первичной обмоткой, работающей в
режиме В:

г1п — 0 R^n (1 Утр}
1~^тР
Утр

(5.107)

Для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме А, и
вторичной — в режиме В (например, входного трансформатора транзисторно-
го двухтактного каскада, работающего в режиме В), формулы для расчёта
ri и г2п принимают вид:

Г1 = 0,42/?_(1 — rimp)

rtn=0,58Rt-~y>mp

Утр

(5.108)
На рис. 5.24 изображена эквивалентная схема для верхних
частот трансформаторного каскада с ёмкостной нагрузкой.
Здесь индуктивность рассеяния трансформатора Ls и ёмкость
С' образуют последовательный резонансный контур. Если зату-

хание этого контура мало, выход-
ное напряжение, снимаемое с ём-
кости С', вблизи частоты резонан-
са будет иметь максимум, превос-
ходящий напряжение на средних
частотах, и частотная характери-
стика будет иметь подъём в об-
ласти верхних частот (рис. 5.25,
кривые для d2 <2). При боль-
шом затухании частотная харак-
теристика с ростом частоты будет

Рис. 5.24. Эквивалентная схема
для верхних частот трансформа-
торного каскада с ёмкостной на-
грузкой

монотонно падать из-за повышения сопротивления индуктивности
рассеяния и понижения сопротивления ёмкости С' (рис. 5.25,
кривые для d£>2).

Рис. 5.25. Семейство нормированных частотных
характеристик для области верхних частот транс-
форматорного каскада с ёмкостной нагрузкой

Для определения уравнений частотной и фазовой характеристик
в области верхних частот трансформаторного каскада с ёмкостной
нагрузкой найдём из рис. 5.24 значение t7'2:

U’ = Риех----,	(5.109)

2 r tx z, + z2	ъ

1+ z2
где

Zi — 7?/ + r14-r24-io>L5

1 = J_

Z2 R'2

(5.110)

Подставив (5.110) в (5.109), после простых преобразований
получим

^2 =

r'2

Iх вх

Ls

—т+с

R2

. (5.111)

.) +(Ma£,C'

-]- i®

Обозначим:

as=-^
8 Re

i'2’

r2

(5.112)

(5.113)

Лв = ^-

8 i + «e

1 1" '2
r'2

Ri + rl H" r2 4" ^2

(5.114)

(5.115)

1
(i)2 — —	--- ,

ГЛЛгС'

(5.116)

X=— = <»VAeLsC',	(5.117)

U)2

(5.118)

здесь de — коэффициент, характеризующий затухание контура
и обратный его добротности Qe.

Подставив эти обозначения в (5.111), получим значение О2
в более простом виде:

2

(7; = р ивхАв-----------------------------------. (5.119)

о>2 + i ш de <О2 + (1 ш)2	1 “I" *
Относительное усиление в комплексной форме определим как
отношение выражения (5.119) к его пределу при безграничном по-
нижении частоты, равному p,Uвх Ав , что даст

У =------------.	(5.120)

<х>| 4“ i ш de -|- (i <о)2	1 + 1 Xde X2

Угол сдвига фазы выходного напряжения относительно вход-
ного найдём как арктангенс отношения мнимой части выражения
(5.120) к его действительной части

с? = arc tg--1 = —arctg——.	(5.121>

г	1 — Х2 /	6 1—-X2

При безграничном возрастании частоты сопротивление цепи из 7?/, r2r
Ls становится практически чисто индуктивным, и ток в этой цепи отстаёт от
^в'х на угол, стремящийся к 90°. Сопротивление разветвления из С' и /?2 > ‘на
котором падает напряжение U 2 , при этом имеет практически чисто ёмкостный
характер. Поэтому U 2 отстаёт от тока на угол, стремящийся к 90°. В результа-
те согласно схеме рис. 5.24 выходное напряжение трансформатора, находящееся:
в фазе с t/2, должно отставать от входного на угол, стремящийся к 180° при
£->оо.

Модуль относительного усиления, определяющий вносимые
трансформаторным каскадом с ёмкостной нагрузкой частотные
искажения и его частотную характеристику в.области верхних ча-
стот, получим из (5.120):

__1_ =_______1________

м у (1—х*у+хч2в
м= у (1 — x2)2 + x2J2

(5.122)

Из (5.121) и (5.122) следует, что характер фазовой и частот-
ной характеристик в области верхних частот у трансформаторно-
го каскада с ёмкостной нагрузкой зависит от коэффициента de.
Семейства нормированных частотных и фазовых характеристик
для области верхних частот трансформаторного каскада с ёмкост-
ной нагрузкой и различных значений de, построенные по ф-лам
(5.121) и (5.122), приведены на рис. 5.25 и 5.26. __

Как видно из рис. 5.25, при значениях б/в<фЛ2 частотная ха-
рактеристика на верхних частотах у трансформатора с ёмкостной
нагрузкой имеет подъём, вызываемый резонансом последователь-
ной цепи из Ls и С', и увеличивающийся с уменьшением
dB. Этот резонанс называют резонансом рассеяния трансформа-
тора.
Для определения частоты .наибольшего подъёма частотной характеристи-
ки со' продифференцируем подкоренное выражение знаменателя ф-лы (5.122)
по X, приравняем производную нулю и решим результат относительно X; это
даст

Рис. 5.26. Семейство нормированных фазовых характе-
ристик для области верхних частот трансформаторного
каскада с ёмкостной нагрузкой

Подставив в (5.122) значение X' из \(5.123), найдём величину максималь-
ного подъёма характеристики

у макс = “77-= -Г 1	• = •	(5.124)

ММин	У d2—0,25 d*

Приравняв У макс в (5.124) единице и решив результат относительно det най-
дём, что критическое значение d6t при котором подъём на характеристике
исчезает, равно У 2.

При корректировании трансформатором снижения усиления, вносимого
другими элементами устройства на верхних частотах, частотную характе-
ристику трансформатора берут с подъёмом нужной величины. В этом случае
частоту максимального усиления со' можно взять равной высшей рабочей ча-
стоте устройства сов, так как при этом общая частотная характеристика бу-
дет до частоты со в почти горизонтальной. В этих условиях М М1Ш будет равно
заданному коэффициенту частотных искажений Мв на высшей рабочей ча-
стоте; учтя это и решив '(5,124) относительно det получим формулу, опреде-
ляющую de для трансформатора с ёмкостной нагрузкой, при котором его
частотная характеристика на высшей рабочей частоте (об будет иметь задан-
ный подъём 7макс=Ув = —
Мв

de = j/2-2-^[Z^2

(5.125)
Необходимое для получения заданного подъёма характеристики значение
de может быть также найдено по графику рис. 5.27, построенному по
ф-ле (5.125).

У трансформатора с ёмкостной нагрузкой и шунтом на вторичной об-
мотке сопротивление шунта полжно быть не меньше определённой величины,

/4	ного подъёма частотной харак-

। _|_ а 	(5-127) теристики YMaKc от d2

При других значениях рб/#б, не равных i(5.126), de будет больше deMUH\
поэтому при любых значениях рб/7?б справедливо условие

(5.128)

Решая (5.128) относительно аб, получим формулу для определения наи-
меньшего значения аб, которое можно брать при данной величине dв, т. е. при
заданном подъёме характеристики,

ав > ,2	1» ав мин — j2 1 •

(5.129)

Отсюда наименьшее допустимое сопротивление шунта R2 на вторичной об-
мотке трансформатора

#2мин — ав мин# в

,	/ 4

Rz мин = ^2мин п2 = #2 Л2 [ “ТТ 1

(5.130)

Если взять ав = авмин, то необходимое затухание, а следовательно, и за-
данный подъём частотной характеристики получатся только при соблюдении
условия (5.126), что соответствует одному значению индуктивности рассеяния
трансформатора Ls. Если взять аб> авмин, заданный подъём характеристики
может быть получен при двух значениях рб//?б, а следовательно, при двух
значениях Lst так как ур-ние (5.118) является квадратным относительно рб.
При ав мин оба корня уравнения совпадают.
Для определения значения Ls, при котором частотная характеристика имеет
заданный подъём, решим (5.118) относительно рв

2ReVAe

(5.131)

Найдя из (5.123) со', и подставив в результат значение со2 из (5.116), по-
лучим

V1 —0,5

(5.132)

Помножив почленно (5.131) на (5.132), решив результат относительно Ls
и полагая сов =2л/в = со', получим формулу, для определения необходимой ин-
дуктивности рассеяния трансформатора с ёмкостной нагрузкой при заданном
подъёме частотной характеристики Мв на высшей рабочей частоте

кв

= 3,14 Д,

/1- 0,5rf2

(5.133)

Формула (5.133) имеет в знаменателе знаки ±, что соответствует двум
значениям индуктивности рассеяния. В обычных случаях перед корнем в зна-
менателе следует брать знак плюс; при этом значение Ls получается меньше,
но, как будет показано ниже, коэффициент усиления каскада (или коэффици-
ент передачи напряжения для входного трансформатора) возрастает. Знак ми-
нус перед корнем берут лишь в случаях, когда Ls при знаке плюс получается
слишком малой и невыполнимой практически.

Для трансформатора без шунта на вторичной обмотке аб = оо
ф-ла (5.133) упрощается, принимая вид

Re /~П

Ls= 6,28/g |/	0,5	'	(5.134)

Если трансформатором не требуется корректировать общую частотную
характеристику устройства на верхних частотах, значение de берут равным
V 2, так как при этом подъём в области верхних частот отсутствует, а харак-
теристика оказывается более стабильной в условиях производства и эксплуа-
тации.

Для определения значения L$ при частотной характеристике без подъёма
в области верхних частот подставим в (5.122) de=Y2, положив М = Мв,
Х=Х в, со = соб =2л/б, и решим результат относительно Хв

х«=-^=^Л1в-1	•	(5.135)

Заменив со2 её значением согласно (5.116) и решив результат относитель-
но <ов, найдём

V Мд—1

К AeLsC'

(5.136)
Помножив (5.136) почленно на (5.131) и решив результат относительно Lst
получим формулу для определения необходимой индуктивности рассеяния транс-
форматора с ёмкостной нагрузкой при частотной характеристике без подъёма
в области верхних частот по заданному коэффициенту частотных искажений Мв
на высшей рабочей частоте fe

s

0,225
fe

(5.137)

При отсутствии шунта на вторичной обмотке трансформатора выражение
(5.137) упрощается, принимая вид

Ls =	у Л}2-1 .	(5.138)

/в

Для трансформатора с ёмкостной нагрузкой ёмкость С, нагружающая вто-
ричную обмотку, задана. Так как сопротивление источника сигнала также зада-
но, вид частотной характеристики такого трансформатора в области верхних ча-
стот зависит от коэффициента трансформации п, определяющего приведённое
значение ёмкости С', а следовательно, и коэффициент d в.

Для определения п, при котором частотная характеристика трансформатора
с ёмкостной нагрузкой будет иметь заданный подъём на .высшей рабочей часто-
те, заменим в '(5.132) приведённую к первичной обмотке ёмкость С' на её зна-
чение, равное См2, и решим результат относительно п. Так как в этом случае
coz=G)e, формула для определения коэффициента трансформации шунтирован-
ного трансформатора с ёмкостной нагрузкой и максимальным подъёмом частот-
ной характеристики на высшей рабочей частоте примет вид

w* 0,159/1-0,5 d2.

t.VA.L.C 	(5J39>

Формулу для определения коэффициента трансформации шунтированного
трансформатора с ёмкостной нагрузкой и частотной характеристикой без подъё-
ма на верхних частотах \de = V 2) нетрудно получить аналогичным способом
из (5.136)

(6140)
fe VАв LSC

Для определения необходимого коэффициента трансформации трансформа-
тора с ёмкостной нагрузкой без шунта на -вторичной обмотке подставим в
(5.118) Ав =1, /?2== 00 и заменим С' на Сп2. Решив полученное уравнение отно-
сительно п, найдём

и =----

(5.141)

Выражение (5.141) справедливо для трансформатора с ёмкостной нагруз-
кой без шунта на вторичной обмотке при любом виде частотной характеристики
в области верхних частот (как с подъёмом, так и без подъёма).
Ввиду того что трансформатор в действительности представ-
ляет собой систему с распределёнными, а не с сосредоточенными
постоянными, эквивалентная схема рис. 5.19 неверна для очень
высоких частот. Поэтому полученные на основании этой схемы
формулы для расчёта частотной и фазовой характеристик в об-
ласти верхних частот трансформатора с активной и ёмкостной
нагрузками справедливы лишь для рабочей области частот и дают
неверные результаты на частотах, во много раз превышаю-
щих высшую рабочую частоту. Согласно полученным форму-
лам трансформатор с активной нагрузкой при безграничном
повышении частоты не может дать фазовый сдвиг больше —90°,
а трансформатор с ёмкостной нагрузкой — больше —180°. Изме-
рения же показывают, что в действительности на очень высоких
частотах (f= 10/в 4-100 fe ) трансформатор с активной нагрузкой
может вносить фазовый сдвиг в —200-=—300°, а трансформатор с
ёмкостной нагрузкой — свыше —500°.

При необходимости иметь частотную, а в особенности фазовую характери-
стику трансформаторного каскада для частот, во много раз превосходящих
высшую рабочую (что, например, требуется при проектировании усилителей с
отрицательной обратной связью), эти характеристики следует снимать экспе-
риментально.

Для нахождения переходной характеристики трансформатор-
ного каскада в области малых времён заменим в ур-нии (5.120)
Y на f(p) и ico на оператор р, что даст

(О?

f (Р) = —---------------— •	(5.142)

<*>2 + pde ш2 +

Из таблиц решений операторных уравнений найдём, что ори-
гинал изображения (5.142), представляющий собой уравнение
нормированной переходной характеристики трансформаторного
каскада в области малых времён, «имеет три значения, а именно:

а)	для dB >2 переходная характеристика апериодична

б)	для de =2 переходная характеристика также апериодична

zz = /(x) = l-(l+x)e-x;

(5.144)
в)	для de<2 переходная характеристика имеет колебательный
характер

- 0,5dex	/	________

У = /(*) = 1-----------sin । х 1/1 — 0,25^ +

/4-^1	И

+ агс!§т/ —1 V	(5.145)

В выражениях (5.143) — (5.145) применены обозначения:

В1 = 0(5 (de + / </2-4)
В2=0,5 ^de-y~d^4
X = 0)2/

значения со2 и de определяются выражениями (5.116) и (5.118)..

Семейство нормированных переходных характеристик транс-
форматорного каскада для области малых времён, рассчитан-
ное по ур-(ниям (5.143) —
(5.145), приведено на
рис. 5.28. Из него видно, что
при колебательном характе-
ре переходной характеристи-
ки, соответствующем de <2„
процесс установления фрон-

(5.146)

Рис. 5.28. Семейство нормированных
переходных характеристик трансфор-
маторного каскада для области ма-
лых времён

Рис. 5.29. Зависимость норми-
рованного времени установле-
ния ху и выброса 6 от коэффи-
циента de для трансформатор-
ного каскада

та импульса сопровождается выбросом, величина которого растёт
с уменьшением de\ время же установления каскада с уменьше-
нием d& падает. Поэтому при расчёте трансформаторного каска-
да усиления импульсных сигналов следует брать значение d6, со-
ответствующее максимально допустимому выбросу, так как при
этом время установления каскада будет наименьшим. Если выброс
недопустим, берут de =2, так как при этом время установления
будет наименьшим возможным.

Для определения зависимости выброса от коэффициента de
.продифференцируем (5.145) по х и найдём наименьшее значение х,
при котором производная обращается в нуль; подставив это зна-
чение в (5.145), найдём максимальную ординату переходной ха-
рактеристики. Вычтя из этой ординаты единицу, получим вы-
ражение, определяющее зависимость выброса б от коэффи-
циента de в виде

Зависимость нормированного времени установления ху
ют de может быть вычислена по ур-ниям (5.143) — (5.145) или
найдена из рис. 5.28. Графики зависимости б и ху от d в, построен-
ные по приведённым выше уравнениям, даны на рис. 5.29. Из них
видно, что при de — У 2, что соответствует частотной характеристи-
ке без подъёма, выброс немного превышает 4%, а нормированное
время установления равно примерно 2,2.

5.3.5. Нелинейные искажения, вносимые трансформатором

Искажения, вносимые вследствие нелинейности характеристики
намагничивания материала сердечника

У большинства магнитных материалов зависимость магнитной
индукции от намагничивающего поля нелинейна. Поэтому
при включении в цепь первичной обмотки трансформатора си-
нусоидальной эдс ток первичной обмотки оказывается неси-

Рис. 5.30. Эквивалентная схема,
поясняющая появление нелиней-
ных искажений вследствие нели-
нейности характеристики намагни-
чивания материала сердечника
трансформатора

нусоидальным, т. е. содержит
высшие гармоники. Ток этих гар-
моник, проходя через источник
эдс, создаёт падение напряжения
на его внутреннем сопротивле-
нии, и напряжение на обмотках
трансформатора оказывается не-
синусоидальным. В результате
из-за нелинейности характери-
стики намагничивания магнитного

материала сердечника трансформатор вносит нелинейные иска-
жения. Сказанное поясняется упрощённой эквивалентной схемой
трансформатора для нижних частот, изображённой на рис. 5.30.
Здесь нелинейность тока намагничивания трансформатора отра-
жена включением последовательно с индуктивностью первичной
обмотки Li генератора эдс второй, третьей, четвёртой и т. д. гар-
моник £2,3,4,... Этот генератор создаёт в цепи первичной обмот-
ки трансформатора токи высших гармоник /2,3,4,.-., которые прохо-
дят через источник сигнала и вызывают появление на выходе
трансформатора напряжения высших гармоник t/2,3,4,—

При постоянстве амплитуды подводимого к трансформатору
синусоидального напряжения индукция в сердечнике изменяется
обратно пропорционально частоте. Так как нелинейность кри-
вой намагничивания растёт с увеличением индукции, нелинейные
искажения рассматриваемого вида возрастают с понижением ча-
стоты, достигая наибольшего значения на низшей рабочей ча-
стоте. Кроме того, так как индукция в сердечнике трансформато-
ра растёт с увеличением подводимого к нему напряжения, эти не-
линейные искажения максимальны при наибольшем напряжении
сигнала на трансформаторе.

В усилителях гармонических сигналов подводимое к трансфор-
матору колебание является сложным и может рассматриваться
как периодическое. В этих условиях нелинейность характери-
стики намагничивания материала сердечника, так же как и нели-
нейность характеристики усилительного элемента, приводит к по-
явлению в выходном сигнале высших гармоник и комбинационных
частот, амплитуда которых зависит от данных трансформатора и
условий его работы.

Для уменьшения нелинейных искажений, вносимых нелиней-
ностью характеристики намагничивания сердечника трансформа-
тора, ограничивают индукцию в сердечнике при максимальном
сигнале и низшей рабочей частоте, а также увеличивают индуктив-
ность первичной обмотки трансформатора, что уменьшает его
ток намагничивания. Ориентировочно допустимые значения
максимальной индукции для различных магнитных материалов
и различных значений мощности трансформатора приведены в
табл. 11.3.

Ввиду того что нелинейные искажения рассматриваемого вида
резко снижаются при повышении частоты и ничтожно малы в об-
ласти средних и верхних частот, при расчёте коэффициента гармо-
ник усилителя их обычно не учитывают.

Оценку нелинейных искажений этого вида можно производить при помощи
коэффициента гармоник кг> определяемого выражениями (2.31) и (2.33). Расчёт
коэффициента гармоник, вызванного нелинейностью характеристики намагничи-
вания материала сердечника трансформатора, рассматривается в специальной
литературе [Л24, стр. 153—184].

Искажения, вносимые трансформатором из-за отсечки тока
в обмотках

Иногда ток сигнала в обмотке трансформатора протекает не
весь период. Например, в выходных трансформаторах ламповых
11—577	161
сетки, ь отличие от

Рис. 5.31. Упрощённая
эквивалентная схема для
верхних частот двух-
тактного трансформатор-
ного каскада, работаю-
щего в режиме В

и транзисторных каскадов, работающих в режиме В, половинки
первичной обмотки работают поочерёдно, примерно по пол-
периода, отключаясь от схемы на остальную часть цикла. С от-
сечкой тока в обмотке работают также входные трансформаторы
транзисторных каскадов, работающих в режиме В, и входные
трансформаторы ламповых каскадов, работающих с токами
выходных у указанных входных транс-
форматоров отсечка тока имеет место
не в первичной, а во вторичной обмотке.
При работе таких трансформаторов от
источника синусоидальной эдс кривая
выходного напряжения оказывается не-
синусоидальной. Искажения этого вида
растут с повышением частоты сигнала и
обычно оцениваются также коэффициен-
том гармоник.

Рассмотрим процесс возникновения
указанных искажений на упрощённой эк-
вивалентной схеме для верхних частот
двухтактного трансформаторного каска-
да, работающего в режиме В (рис. 5.31),

где L sXn представляет собой индуктивность рассеяния половин-
ки первичной обмотки, Л'2 — индуктивность рассеяния вторичной
обмотки, приведённую к половинке первичной. Работа первичной
цепи в режиме В отражена на схеме включением в половинки цепи
вентилей В, пропускающих ток только в одном направлении.

Решая систему дифференциальных уравнений для токов и
напряжений схемы рис. 5.31 [Л 17, Л18, ЛЗО], можно найти зави-
симость токов поло1винок первичной обмотки и тока вторичной
обмотки от времени. Решение показывает, что индуктивность
рассеяния обмоток заставляет половинки первичной цепи рабо-
тать больше оолупериода, затягивая длительность импульса тока
в первичной обмотке и искажая его форму. В результате это-
го половинки первичной цепи часть периода работают совмест-
но; угол совместной работы, аналогичный углу перекрытия фаз
в многофазном выпрямителе [Л32, стр. 83—89], увеличивается с
повышением отношения реактивной составляющей сопротивления
цепи к активной, а следовательно, растёт с повышением частоты.

Искажённые импульсы тока первичной цепи, суммируясь во
вторичной цепи, создают на нагрузке несинусоидальное напря-
жение, содержащее третью и более высокие нечётные гармоники
(рис. 5.32).

Анализ этого явления показал, что- при отношении реактив-
ного сопротивления цепи к активному, значительно меньшем еди-
ницы, что имеет место в рабочей полосе частот, коэффициент
гармоник, вносимый трансформатором двухтактной схемы в ре-
162
жиме В из-за отсечки тока в первичной обмотке, приближённо
может быть найден из выражения

кг0~0,4

ш Lsn

Rin + R~n

где со, Lsn, Kin и — величины,
(5.148) видно, что рассматриваемые
нием частоты.

Положив в (5.148) (о = 2л/ и ре-
шив результат относительно Lsn,
получим расчетную формулу для
определения допустимой индуктив-
ности рассеяния выходного транс-
форматора, работающего в режи-
ме В, по заданному коэффициенту
гармоник кг0 из-за отсечки тока на
частоте /

Дп^О,Чо Rin + R~n  (5.149)
Л

При расчёте кг0 обычно берут
того же порядка, что и коэффициен

(5.148)

входящие в ф-лу (5.102). Из
искажения растут с повыше-

Рис. 5.32. Искажение формы
кривой напряжения на нагруз-
ке в режиме В от влияния ин-
дуктивностей рассеяния выход-
ного трансформатора

гармоник к г проектируемо-

го каскада. Ввиду того что искажения рассматриваемого вида
обусловлены третьей и более высокими гармониками сигнала,
а частотная характеристика на частотах, превышающих высшую
рабочую, резко падает, значение / в ф-ле (5.149) можно брать
порядка 0,5/в так как даже при таком значении частоты / ука-
занные гармоники ослабляются, выходя за полосу пропускания
каскада.

Выражения (5.148) и (5.149)—приближённые, так как эквивалентная схема
рис. 5.31, на основании которой они получены, не учитывает нелинейности -уси-
лительных элементов и нагружающей трансформатор ёмкости. Кроме того, к2о
зависит от отношения индуктивностей рассеяния первичной и вторичной обмоток
при неизменной их сумме; приведённые формулы справедливы для соотношений,
обычно имеющих место на практике.

Из сравнения (5.148) с (5.102) видно, что между искажениями рассматри-
ваемого типа и вносимыми трансформатором частотными искажениями на
верхних частотах существует прям.ая связь. Расчёт показывает, что если допу-
стить значения кго = О,ОЗ на частоте f=0,5fe, то коэффициент частотных ис-
кажений трансформатора на высшей рабочей частоте будет равен 1,011, или
0,09 дб. Отсюда видно, что для получения малых значений кг0 при работе в
режиме В необходимо иметь очень малую индуктивность рассеяния выходного
трансформатора. Применение усилительных элементов с высоким 7?/ (экра-
нированные лампы, транзисторы) облегчает проблемы конструирования вы-
ходного трансформатора, повышая его допустимую индуктивность рассея-
ния.

Если обычная конструкция выходного трансформатора не даёт возмож-
ности получить достаточно малую индуктивность рассеяния, необходимую для
!!•	163
обеспечения заданного коэффициента гармоник на -высшей рабочей частоте, при-
меняют или особые способы намотки обмоток выходного трансформатора, опи-
санные на стр. 269—272 и 476—477, или используют в каскаде мощного усиле-
ния схемы, не дающие искажений из-за отсечки тока (стр. 273—276).

5.4. ПРИМЕРЫ РАСЧЁТА

Пример 5.3. В качестве примера расчёта трансформатора с активной
нагрузкой рассчитаем выходной трансформатор для транзисторного усилителя
звуковых частот. Предъявленные требования и другие данные таковы: сопротив-
ление нагрузки усилителя 7?2=2 ом; расчётное сопротивление нагрузки выход-
ной цепи транзистора оконечного каскада RK~ =500 ом; выходное сопротив-
ление транзистора Ri =20 ком; низшая и высшая рабочие частоты — 200 и
5000 гц; коэффициенты частотных искажений на этих частотах Мн и Мв — не
более 2 дб; выходная мощность Р2=10 мет. Выходной каскад — однотактный,
работает в режиме А.

Чтобы убедиться в активности нагрузки трансформатора, найдём макси-
мально допустимую ёмкость С на вторичной обмотке, при которой нагрузка ещё
является активной

С = —-— = ------------------= 5,3-10 6 ф = 5,3 мкф.

3(0б/?2	3-6,28-5000-2

Емкость нагрузки вместе с ёмкостью монтажа и собственной ёмкостью тран-
сформатора во много раз меньше найденной величины, а поэтому нагрузку
трансформатора можно считать активной. Для расчёта допустимого активного
сопротивления обмоток и коэффициента трансформации возьмём кпд трансфор-
матора согласно табл. 5.2 для мощности 10 мет равным 0,75 и коэффициент с
на основании указаний стр. 143 равным 0,67; тогда:

с	0,67

П= 1 _|_ е'— W = t + 0 67" -500(1 —0,75) = 50 ом;

1 Р 1тР

, . Кг	~

1 + С Чтр

1	1—0,75

-------2-----:—

1 +0,67	0,75

= 0,4 ом;

п —

Rb~\-r2

\/ 500 — 50

=0,073.

Необходимую индуктивность первичной обмотки найдём, определив экви-
валентное сопротивление генератора Rqh, и допустимый коэффициент частот-
ных искажений Мн на низшей рабочей частоте; учитывая, что Ri^>RK^, получим:

(Ri + fi) ( г2 + #2)

+ r2 + R2

« RK~ — гг — 500 — 50 = 450 ом;

(дб)	2

	20	 20
Л1„=10-------=10-=1,26;

г 0,159Яэ„	0,159-450

L, =---7==— = -------г = = 0,47 гн

Af^-l 200/1,26*-1
Индуктивность рассеяния даже при трансформаторе с сердечником из транс-
форматорной стали обычно не превышает 1% -от Lb и, следовательно, составит
не более 0,0047 гн. При этом коэффициент частотных искажений от
влияния Ls на высшей рабочей частоте будет равен

6,28 Lsl*	Г 6,28-5000-0,0047

Ri + R^, ] — |/	+ [	20 000 + 500

2

= 1,000 026,

т. е. искажения практически будут отсутствовать.

Пример 5.4. В качестве примера расчёта трансформатора с ёмкостной
нагрузкой рассчитаем входной трансформатор для усилителя звуковых ча-
стот с электронными лампами. Задано: fH =50 гц; fe =10 000 гц; относитель-
ное усиление на низшей и высшей рабочих частотах Ум и Ув должны быть
равны —1 дб и +2 дб соответственно (в относительных единицах 0,89 и
1^26). Сопротивление источника сигнала /?и=/?/=600 ом; шунт на вторич-
ной обмотке трансформатора необязателен. Уровень входного сигнала доста-
точно велик, и применение пермаллоя для сердечника трансформатора с целью
уменьшения его размеров и снижения наводок не является необходимым.
Динамическая- входная ёмкость лампы, на которую работает трансформатор
Свх.д =35 пФ-

Определим активное сопротивление обмоток трансформатора, взяв согласно
указаниям табл. 5.2 значение г1 = г'2=0,3

ri = г'2 = 0,3 Ri = 0,3-600 = 180 ом.

Так как шунт на вторичной обмотке трансформатора отсутствует, необхо-
димая индуктивность первичной обмотки определится выражением

о, 159 (Ri + г,)	0,159 (600 + 180)

Li —-----===— =---------т==— = 4,93 гн.

fHV М2 — 1	50/1,122 -1

1н г ,инт
где

Значение =0,784, необходимое для получения подъёма частотной ха-
рактеристики на высшей рабочей частоте в 1,26 раза (Ув =1,26), найдём из
графика рис. 5.27 или по ф-ле (5.125). Сопротивление источника эдс на верх-
них частотах

Re ^Ri+r! + г2 = 600 + 180 + 180 = 960 ом.

Найдём полную ёмкость С , нагружающую вторичную обмотку трансфор-
матора, положив ёмкость монтажа С,м = 15 пф, собственную ёмкость Стр для
небольшого входного трансформатора с сердечником из трансформаторной
стали согласно табл. 5.1 равной 50 пф и учитывая включённый параллельно вто-
ричной обмотке конденсатор Сп с ёмкостью порядка 40 пф для подстройки
частотной характеристики,

С = Свх д Д- Стр + См + Сп = 35 Д- 50 + 15 + 40 = 140 пф.

Необходимая для получения заданной частотной характеристики на верх-
них частотах индуктивность рассеяния трансформатора

Re _ /~~1 I 960	_ / I

L5 = R no f	1/ —7 — 0,5 =---------— 1/ --------— 0,5 =0,0134 гн.

5	6,28 fe у d2	6,28-104 у 0,784
Отсюда коэффициент рассеяния трансформатора



0,0134

4,93

= 0,00273,

что при сердечнике из трансформаторной стали потребует применения чередую-
щейся конструкции обметок.

Коэффициент трансформации п, обеспечивающий получение заданной ча-
стотной характеристики на верхних частотах и равный при отсутствии шунта на
вторичной обмотке коэффициенту передачи напряжения на средних частотах
Кср^ равен

и — Кер —

/ 0,784-0,0134

V 9602-140-10 12

9.

Отсюда допустимое активное сопротивление вторичной обмотки

r2 = r'2n2 = 180-92 » 14 600 ом.

Такое сопротивление вторичная обмотка будет иметь при намотке её из
провода диаметром 0,03ч-0,04 мм; из соображений механической прочности и
устойчивости против коррозии диаметр провода вторичной обмотки следует уве-
личить. Вызванное этим снижение сопротивления вторичной обмотки можно
скомпенсировать увеличением сопротивления первичной или введением поправ-
ки в электрический расчёт трансформатора.

Пример 5.5. Для иллюстрации расчёта трансформатора с ёмкостной на-
грузкой и шунтом на вторичной обмотке рассчитаем трансформатор с шун-
том по требованиям и условиям предыдущего примера. Значения ав =0,784;
ri = ^2=180 ом; Re =960 ом; С=140 пф найдём как и в примере 5.4. После этого
определим наименьшее допустимое значение ав

4	4

“«*“« = d2~	0,784 - ’ =4’L

Возьмём аемин = 5 и вычислим приведённое к первичной обмотке сопро-
тивление шунта

/?2 = oLeRe = 5-960 = 4800 ом.

При этом значение R9H получится равным

(Ri + ri) ( г' + R')	(600 + 180) (180 + 4800)

RaH = ------------;-----;--= ------------------------= 675 ОМ,

Ri + П + r2 + R2 600+ 180 + 180+4800

и необходимая индуктивность первичной обмотки составит

0,159^н	0,159-675

2^1 —	  	- . г	1  л 9^/ wfl

/Ж М2т-1	50И,12*-1

что немного меньше, чем для трансформатора без шунта.
166
Необходимую индуктивность рассеяния найдём из выражения

Re

Ls=--------

5	3,14f6

]Л -0,5 d2e

960
--------- X
3,14-10*

У 1—0,5-0,784

°'784-TTi

= 0,0194]0,0437| гн,

беря перед корнем в знаменателе знак плюс. В скобках, здесь и дальше, указа-
ны значения, получающиеся, если взять перед корнем знак минус.

Коэффициент рассеяния трансформатора

0,0194

--- = --------= 0,0045 10,01021;

4,27	1

значение в скобках может быть получено в трансформаторе с сердечником из
трансформаторной стали при простой '(нечередующейся) конструкции обмоток.
Коэффициент трансформации и коэффициент передачи напряжения трансформа-
тора найдём из выражений:

0,159 V 1—0,5 d2	0,159 /1-0,5-0,784

f»]/ Т7~ LsC 1041/ т^0’0194'140’10

у 1 + “в	у 1 +5

= 8,24 | 5,5

Яд

5

- =8,24------ = 6,8714,591.

в 1+5	11	1

Активное сопротивление вторичной обмотки и сопротивление шунта на ней
должны быть соответственно:

Г2 = г'2 п* =’180-8,242 = 12 200 ]5440| ом;

Rt =R2n2 = 4800- 8,242 = 325 000 |145 000| ом.

5.5.	РЕОСТАТНО-ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ КАСКАД

5.5.1.	Принципиальная схема, основные свойства, применение

Принципиальная схема реостатно-трансформаторного каскада изображена
на рис. 5.33.

В современной электронной аппаратуре такой каскад применяют редко вви-
ду его большой стоимости, размеров и веса.

Частотная и фазовая характеристики реостатно-трансформаторного кас-
када в области верхних частот не отличаются от частотной и фазовой харак-
теристик обычного трансформаторного каскада, а следовательно, много хуже,
чем у реостатной схемы. Его коэффициент усиления при использовании триодов
или транзисторов немного ниже, чем у трансформаторного; при исполь-
зовании экранированных ламп реостатно-трансформаторный каскад позволяет
Рис. 5.33. Принципиальная
схема реостатно-трансфор-
маторного каскада

получить очень большое усиление напряжения в полосе звуковых частот (до
нескольких сотен раз).

В области нижних частот реостатно-трансформаторный каскад позволя-
ет получить подъём частотной характеристики, который можно использовать
для коррекции общей частотной характеристики проектируемого устройства.

Однако при значительной амплитуде сигна-
ла на обмотках трансформатора вследствие
изменения магнитной проницаемости материа-
ла сердечника частотная и фазовая харак-
теристики схемы в области нижних частот
сильно изменяются при изменении амплиту-
ды сигнала. Это явление имеет место
и в трансформаторной схеме, но в реостат-
но-трансформаторной эти изменения больше,
особенно при наличии подъёма частотной
характеристики на нижних частотах. Для
предотвращения изменения характеристик
при «изменении амплитуды сигнала реостат-
но-трансформаторный каскад целесообраз-
но ставить в начале усилителя, где ампли-
туда сигнала невелика и индукция в сер-
дечнике при максимальном сигнале не пре-

восходит значений, соответствующих начальной магнитной проницаемости ма-
териала сердечника [Л24, стр. 407].

При реостатно-трансформаторной схеме по первичной обмотке трансфор-
матора не протекает постоянная составляющая выходного тока усилительного
элемента, в результате чего сердечник трансформатора освобождается от по-
стоянного подмагничивания. Это позволяет уменьшить размеры трансформатора
без ухудшения его характеристик.

5.5.2.	Эквивалентная схема, основные характеристики, расчёт

Полагая, как и прежде, сопротивление ёмкости, шунтирующей сопротивле-
ние катодного смещения, ничтожно малым, получим полную эквивалентную схе-
му реостатно-трансформаторного каскада в виде, изображённом на рис. 5.34а.
Для упрощения схемы заменим в ней генератор с эдс вх и внутренним со-
противлением Rit шунтированный сопротивлением Ra> эквивалентным генера-
тором с эдс \i*Uex и внутренним сопротивлением 7?^ где:

D	П \

После замены эквивалентная схема примет вид, представленный на
рис. 5.346. Пренебрегая в области нижних частот влиянием сопротивления
потерь в сердечнике rCi индуктивностью рассеяния обмоток LS1 и £$2, а
также приведённой ёмкостью С', нагружающей трансформатор, получим экви-
валентную схему для нижних частот реостатно-трансформаторного каскада
(рис. 5.34в). Из этой схемы видно, что разделительная ёмкость Ci образует
с индуктивностью первичной обмотки трансформатора последовательный
резонансный контур с резонансной частотой, лежащей в области нижних ча-
стот. При достаточной добротности этого контура частотная характеристика
каскада приобретает подъём в области нижних частот. Фазовый сдвиг, вно-
симый реостатно-трансформаторным каскадом при безграничном понижении
частоты, стремится не к +90°, как у реостатного или у обычного трансфор-
маторного каскада, а к +Я80°, так как сдвиг фазы тока в последовательной
цепи C\LX при понижении частоты стремится к +90°, а выходное напряжение,
168
пропорциональное напряжению на Lj, опережает ток на угол, также стремящийся
к +90°, что в сумме и даёт +180°.

Рис. 5.34. Эквивалентные схемы реостатно-транс-
форматорного каскада:

а) полная; б) то же, приведённая к эквивалент-
ному генератору; в) для нижних частот

Находя для схемы рис. 5.34в напряжение U, пропорциональное и синфазное
напряжению (7'2, получим [Л24, стр. 101].

ц* Uвх Ан
г v ил а

1—	X2 — iXd„

(5.151>

где

(5.152>
Определив из (5.151) модуль относительного усиления и угол сдвига фазы
реостатно-трансформаторного каскада -в области нижних частот, получим:

м У(1 —

XdH
V = arc tg ——

(5.153)

где X — нормированная частота;

dH—коэффициент, определяющий затухание цепи, и обратный её доброт-
ности.

Сравнив (5.153) с 1(5.121) и (5.422), увидим, что частотная и фазо-вая ха-
рактеристики в области нижних частот реостатно-трансформаторного каскада
и частотная и фазовая характеристики в области верхних частот трансформа-
торного каскада определяются аналогичными выражениями. Поэтому можно
сделать следующие заключения:

1)	Характер частотной и фазовой характеристик в области нижних частот
у реостатно-трансформаторного каскада определяется коэффициентом dHt при
значении которого меньше / 2 на частотной характеристике появляется подъём;
величина последнего растёт с уменьшением dH. Связь между коэффициентом ча-
стотных искажений Мн на частоте максимального подъёма и значением dH оп-
ределяется выражением, аналогичным '(5.125)

dH = ]^2 — 2 ]А—Л4*.	(5.154)

2)	Для обеспечения возможности получения заданного подъёма частотной
характеристики необходимо иметь

4

“«> d2

(5.155)

При равном правой части уравнения, заданный подъём характеристики
может быть получен лишь при одном значении Lx и Сг, при art, превышающем
правую часть, — при двух значениях Ц и С\.

Семейство нормированных частотных характеристик реостатно-трансформа-
торного каскада <в области нижних частот, построенное для различных значений
du по выражению (5.153), дано на рис. 5.35.

Приравняв частоту максимального подъёма частотной характеристики низ-
шей рабочей частоте, получим для реостатно-трансформаторного каскада с подъ-
ёмом частотной характеристики в области нижних частот и с шунтом на вто-
ричной обмотке трансформатора формулы для определения необходимой индук-
тивности первичной обмотки трансформатора и ёмкости разделительного кон-
денсатора Ci [Л24, стр. 104]:

.	0,318

t________ (	Г--------4-----

f V 1—0,5rf2 I	Д/ d*— ..

IH	I* \	у •*'	1 —|— Ct

0,0253 AH
/^(1-0,54)

(5.156)

В ф-ле (5Л56) для Ц обычно берут перед корнем в скобках знак плюс, так
как при этом уменьшаются размеры, вес и стоимость трансформатора, что эко-
номически .выгодно, несмотря на увеличение ёмкости конденсатора Gj.
Для реостатно-трансформаторного каскада с подъёмом частотной харак-
теристики Ба нижних частотах, но без шунта на вторичной обмотке расчётные
формулы для L\ и Ci принимают вид:

Рис. 5.35. Семейство нормированных частот-
ных характеристик для нижних частот рео-
статно-трансформаторного каскада

При частотной характеристике реостатно-трансформаторного каскада без
подъёма в области нижних частот целесообразно брать dH =	2, так как

при большем значении dH и заданной низшей рабочей частоте произведение
L\CX растёт, что увеличивает размеры, вес и стоимость каскада. Положив
для этого случая = V2 и приравняв М заданному коэффициенту частот-
ных искажений на низшей рабочей частоте [Л24, стр. 106], получим для ре-
остатно-трансформаторного каскада без подъёма частотной характеристики на
нижних частотах и с шунтом на вторичной обмотке расчётные формулы для
L\ и С\\

0,225AJ?„

0,0253Ая

(5.158)
и для каскада без подъёма характеристики и без шунта на вторичной об-
мотке:

0,1125/?м

L1~	4 ________

—1 I	(5.159)

В ф-ле (5.158) для Ц по указанным выше соображениям перед корнем
в знаменателе следует брать знак плюс.

Эквивалентные схемы для средних и верхних частот реостатно-трансформа-
торного каскада совпадают с эквивалентными схемами трансформаторного
каскада, только в них вместо ц и Я/ входят р,* и RP определяемые выраже-
ниями (5.150).

Поэтому коэффициент усиления реостатно-трансформаторного каскада в
сопротивление обмоток трансформатора рассчитывают так же, как и для
трансформаторного каскада, по формулам и указаниям стр. 142—145, а коэф-
фициент трансформации, индуктивность рассеяния, частотную «и фазовую ха-
рактеристики каскада на верхних частотах — по формулам и указаниям
стр. 145—148 при активной нагрузке трансформатора реостатно-трансформа-
торной схемы и по формулам .и указаниям стр. 153—157 при ёмкостной на-
грузке.

В расчётные формулы обычного трансформаторного каскада при расчёте
реостатно-трансформаторной схемы вместо ц и Ri подставляют ц* и R( , на-
ходимые по выражениям (5.150). Величину Ra в реостатно-трансформаторном
каскаде с трёхэлектродной лампой берут порядка (2-4-5) в каскаде с экра-
нированной лампой — максимально возможную с точки зрения размеров, веса
и стоимости трансформатора — обычно в пределах от 104 до 109 ом [Л24,
стр. 113—114]. В транзисторном каскаде RK находят, исходя из допустимого
падения на нём напряжения источника питания.

5.6.	ДРОССЕЛЬНО-РЕОСТАТНЫЙ КАСКАД

5.6.1.	Принципиальная схема, основные свойства, применение

Из принципиальной схемы дроссельно-реостатного каскада (рис. 3.226)
видно, что он отличается от реостатного заменой сопротивления Ra индуктив-
ностью La.

В дроссельно-реостатном каскаде, так же как и в трансформаторном, по-
стоянная составляющая напряжения на выходном электроде усилительного эле-
мента (аноде, коллекторе) почти равна напряжению источника питания ввиду
незначительности падения постоянной составляющей напряжения на активном
сопротивлении г дросселя La. Поэтому при равных напряжениях питания мак-
симальная амплитуда выходного сигнала у дроссельно-реостатного каскада в.
2—3 раза больше, чем у реостатного.

Частотная ,и фазовая характеристики дроссельно-реостатного каскада в об-
ласти верхних частот аналогичны характеристикам реостатного; в области ниж-
них частот дроссельно-реостатный каскад, как и реостатно-трансформаторный^
может иметь подъём частотной характеристики. Вносимый им .в области нижних
частот фазовый сдвиг может превышать 90°.

Указанные свойства делают дроссельно-реостатный каскад удобным для
предварительного усиления в усилителях большой мощности, требующих подачи
на вход мощного каскада большой амплитуды напряжения сигнала.
5.6.2.	Эквивалентная схема, основные характеристики, расчёт

Полная эквивалентная схема дроссельно-реостатного каскада дана на
рис. 5.36а. Как и в случае реостатного каскада, при её составлении предпо-
лагалось, что ёмкость конденсатора цепочки катодного смещения очень .ве-
лика, а поэтому сопротивление RK для переменной составляющей анодного тока
является закороченным. Здесь г — активное сопротивление обмотки дросселя,
практически равное сопротивлению провода обмотки постоянному току, Со —
полная ёмкость, нагружающая каскад, равная сумме выходной ёмкости усили-
тельного элемента каскада Свих, ёмкости монтажа С собственной ёмкости
дросселя Сор и динамической входной ёмкости следующего усилительного эле-
мента Свхд

Со = Свих + См + СдР -}-Свх д.	(5.160)

Рис. 5.36. Эквивалентные схемы дроссельно-реостатного каскада:
а) полная; б) для нижних частот, упрощённая

На нижних частотах шунтирующее действие ёмкости Со ничтожно; кроме
того, активное сопротивление дросселя г даже на низшей рабочей частоте вэ
много раз меньше ^индуктивного сопротивления дросселя Пренебрегая на
этих основаниях влиянием элементов г и Со, получим для области нижних ча-
стот упрощённую эквивалентную схему дроссельно-реостатного каскада
(рис. 5.366). Из неё выходное напряжение каскада в области нижних частот
и вых определится как

U вых=	7 Y~Z Z Z ’	(5.161)

+ zd ^zezd + zd^ ZQ

где

= 7?/, Ze = i w La, Zc = i , Zd = Rc.

Подставив эти значения в (5.161), получим
й_____________________________________________________

вЫХ~ ! fr	Л 11 _|

Rc 0,2 LaCcRc CcRc ш La] »

Если обозначить через:

(5.162)

ан ________

1 -4- R/ -4~ R.

(5.163)
и подставить эти обозначения в t(5.162), после преобразований найдём

у. ____ Р' вХ (1 Ан)

вых 1

(5,164)

Из сравнения (5.164) с (5.151) видно, что частотная и фазовая характери-
стики дроссельно-реостатного каскада в области нижних частот не отличаются
от характеристик реостатно-трансформаторного каскада в этой же области ча-
стот, определяемых -выражениями (5.153).	__

Отсюда следует, что у дроссельно-реостатного каскада при dH < У 2 на
частотной характеристике в области нижних частот появляется подъём, увели-
чивающийся с уменьшением dH, Связь между величиной максимального подъё-
ма и коэффициентом dH определяется ур-нием (5.154). Для обеспечения задан-
ной величины подъёма значение ая должно быть не меньше анМин* определяе-
мого выражением (5.155). Из (5.155) следует, что для получения характеристи-
ки с подъёмом а« должно быть больше единицы, что соответствует Ri >RC*
Так как это имеет место лишь при экранированной лампе с большим внутренним
сопротивлением, в дроссельно-реостатном каскаде с триодом частотная харак-
теристика на нижних частотах подъёма не имеет.

Однако на частотах во много раз ниже низшей рабочей частоты выра-
жения (5.153) становятся для дроссельно-реостатного каскада неверными из-
за влияния активного сопротивления дросселя г. На этих частотах сопро-
тивление цепи CcRc во много раз больше сопротивления цепи rLa> а поэтому
коэффициент частотных искажений и угол сдвига фазы такого каскада с до-
статочной для практики точностью можно найти как произведение коэффициен-
тов частотных искажений и сумму углов сдвига фазы цепей Ri rLa и Сс Rc
Это даёт:

г_ 1 _1/1+Ла X2 1

М |/ a> + ^« + xd	(5165)

(а - 1) X	b

<P = arctg--—— + arc tg — ,

CL -f- Л	Л

где

а = 1 + — , Ь=-^~ ,
г rCcRc

03 La

Рис. 5.37. Частотная и фазовая характе-
ристики дроссельно-реостатного каскада
в области очень низких частот для
а=6=10

Из рис. 5.37, на котором даны ча-
стотная и фазовая характеристики, по-
строенные по ф-лам ,(5.165) для
а=40 и 6 = 10, видно, что угол сдвига
фазы, вносимый рассматриваемым
каскадом, при безграничном понижении
частоты стремится к +90°, как у реостат-
ного каскада, достигая при указанных
значениях а и b максимальной величи-
ны +130°.

Коэффициент усиления дроссельно-
реостатного каскада определяется экви-
валентной схемой для средних частот,
изображённой на рис. 5.38,

к —

Кср Ri + RcY

(5.166)
Эквивалентная схема для верхних частот дроссельно-реостатного кас-

када, приведённая к эквивалентному генератору, не отличается от такой
схемы для реостатного каскада, приведённой на
рис. 5.86; входящее в эту схему сопротивление Rae

же

в случае дроссельно-реостатного каскада определяется
выражением

Вэв —

RtRc

Ri + Rc

(5.167)

Рис. 5.38. Эквивалент-

Нс r



ная схема для средних
п	.	частот дроссельно-

Ввиду этого частотная и фазовая характеристики реостатного каскада
дроссельно-реостатного каскада на верхних частотах
определяются ур-ниями (5.36) и (5.38), как и для ре-
остатного. Однако вследствие больших значений R33 и Со частотная и фазо-
вая характеристики в области верхних частот дроссельно-реостатного каскада
несколько хуже, чем реостатного.

5.7.	ШИРОКОПОЛОСНЫЕ КАСКАДЫ И КОРРЕКЦИЯ

5.7.1.	Применение и основные сведения

Нередко частотную характеристику усилительного каскада тре-
буется расширить либо в сторону высоких, либо в сторону низких
частот, либо в обе стороны; иногда требуется получить подъём ча-
стотной характеристики каскада в области верхних или в области
нижних частот.

Для изменения частотной, фазовой и переходной характери-
стик усилительных каскадов применяют специальные цепи, назы-
ваемые цепями коррекции или корректирующими цепями. Цепи,
изменяющие частотную и фазовую характеристики каскада на
нижних частотах, а следовательно, и его переходную характери-
стику в области больших времён, называют цепями низкочастотной
коррекции.

Цепи, изменяющие частотную и фазовую характеристики кас-
када в области верхних частот, а следовательно, и его переход-
ную характеристику в области малых времён называют цепями
высокочастотной коррекции.

Современная техника нередко требует усиления электрических
сигналов в очень широкой полосе частот — от единиц или десят-
ков герц до многих мегагерц. Рассмотренные выше схемы меж-
каскадной связи не обеспечивают равномерного усиления сиг-
налов в столь широкой полосе частот, поэтому для усиления ши-
рокополосных электрических сигналов применяют реостатный
каскад, обладающий наилучшими частотной, фазовой и переход-
ной характеристиками из всех схем межкаскадной связи, и вводят
в него корректирующие цепи.
Каскад с коррекцией, усиливающий сигналы с очень широкой
полосой частот (высшая рабочая частота порядка мегагерц или
выше и отношение высшей рабочей частоты к низшей порядка 1000
и более), называют широкополосным каскадом или каскадом ши-
рокополосного усиления. Широкополосные каскады применяют
как для усиления гармонических сигналов с широкой полосой
частот, так и для усиления импульсных сигналов с малым
временем установления и большим диапазоном длительности
импульсов.

В широкополосных каскадах применяют или специальные элек-
тронные лампы, называемые широкополосными лампами, или спе-
циальные высокочастотные транзисторы (П403, П410, П411 и др.).

Электронные лампы в широкополосных каскадах обычно вклю-
чают с общим катодом, транзисторы — с общим эмиттером.

Рассмотрим требования, предъявляемые к электронной лампе
для широкополосного каскада. Назовём верхней граничной часто-
той f вг частоту, на которой усиление каскада падает в / 2 раза
по сравнению с усилением на средних частотах, а следовательно,
коэффициент частотных искажений Мвг равен 2. Подставив
значения }вг и Мвг в (5.39) и помножив обе части равенства на
крутизну характеристики анодного тока лампы S, согласно (5.27)
получим:

Произведение Кср fez пропорционально площади частотной
характеристики, а поэтому его называют площадью уси-
ления.

Поделив равенство (5.44) на S и решив результат относительно
отношения , найдём

tv	ty _ 2,2 ’

КсрС0 5

кср S
ty	2,2С0

Отсюда следует, что площадь усиления лампового реостатного
каскада, а также отношение коэффициента усиления к времени
установления каскада есть постоянная величина, прямо пропор-
циональная нагружающей каскад ёмкости. Так как в ламповых ши-
рокополосных усилителях ёмкость Со в основном определяется
176
входной и выходной ёмкостями ламп, то для получения от
широкополосных каскадов высоких коэффициентов усиления при
больших значениях высшей рабочей частоты или малом времени
установления в них применяют специальные экранированные лам-
пы (пентоды, тетроды, лампы с катодной сеткой), имеющие ма-
лую входную и выходную ёмкости и большую крутизну характе-
ристики.

Приняв ёмкость монтажа См для миниатюрных и пальчико-
вых ламп и малогабаритных деталей равной 5,5 пф, а для обыч-
ных ламп приёмно-усилительной серии и деталей обычных разме-
ров равной 10 пф, полагая Свхд для экранированной лампы рав-
ной С вх, указанной в справочных данных лампы, и считая, что
предыдущий и последующий каскады выполнены на одинаковых
лампах, получим значения Кср fez Для широкополосных ламп,
указанные в табл. 5.3.

Таблица 5.3

CSSSSg-.-. V.  Тип лампы	Мощность накала  Рн* вт	Анодный ток ма	Ток экранирую- щей сетки /эо, ма	Крутизна ха рак- | теристики 3	,  лш/в	Входная ёмкость  СвХ’ "Ф	Выходная ёмкость  Свых‘ "*	Проходная ём- кость Cnpt пф	Полная ёмкость со. пф		^сР ^вг
6Ж4	2,84	10,2	2,2	9,0	11,0	5,0	0,015	26,0	0,35	55,0
6П9	4,1	30,0	6,5	11,0	13,0	7,5	0,06	30,5	0,36	57,2
6Ж1П	1,1	7,5	2,0	5,2	4,4	2,5	0,025	12,4	0,42	66,8
6Ж5П	2,84	10,0	2,0	9,0	10,0	2,5	0,04	18,0	0,5	79,6
6П15П	4,79	30,0	4,5	14,7	13,5	7,0	0,07	26,0	0,565	90,0
6Ж9П1)	1,9	15,5	3,0	17,5	8,5	3,5	0,03	17,5	1,0	159
6Ж11Ш)	2,8	25,0	6,0	28,0	14,0	3,5	0,05	23,0	1,22	194
6Э5П1)	3,8	45,0	9,0	30,5	16,0	2,9	0,075	24,4	1,25	199
6Ж21П2)	2,2	17,0	4,0	17,0	5,0	1,8	0,03	12,3	1,38	220
6Ж22П2)	3,15	30,0	5,0	30,0	9,0	2,4	0,05	16,9	1,77	282

*) Лампы с мелкоструктурной сеткой.

2) Лампы с катодной сеткой, требующей дополнительного источника питания.

Чем больше отношение S к Со имеет лампа, тем большее уси-
ление даёт каскад при заданной высшей рабочей частоте. Одна-
ко лампы с очень большой крутизной характеристики имеют
большой анодный ток и большую мощность накала. Поэтому
лампу для широкополосного каскада следует брать с наимень-
шим потреблением энергии питания, лишь обеспечивающую не-
обходимый коэффициент усиления и заданную амплитуду вы-
12—577	177
ходного напряжения. Для суждения об экономичности лампы в
табл. 5.3 приведена мощность накала, ток анода и ток экранирую-
щей сетки в нормальном режиме.

Площадь усиления транзисторного реостатного каскада, нагру-
женного на входную цепь следующего транзистора, включённого
с общим эмиттером, при уменьшении RK не остаётся неизменной,
как у лампового при уменьшении Ra (стр. 176), а падает. Это
объясняется присутствием в эквивалентной схеме входной цепи
следующего транзистора последовательного сопротивления гб
(рис. 4.33), из-за которого R3e на эквивалентной схеме рис. 5.86
становится равным	сл-, где R — сопротивление парал-

бсл~\~гэд сл

лельного соединения выходного сопротивления транзистора, сопро-
тивления делителя смещения следующего каскада и RK', гбсл и
гэдСл — сопротивление базы и динамическое сопротивление эмит-
тера следующего транзистора.
Коэффициент усиления каска-
да Кт, равный —----------------------------------------------- ,

К~Ггб сл~ггэд сл
при уменьшении RK падает
быстрее, чем /?9б, вследствие
чего полоса расширяется мед-
леннее падения усиления, что и
приводит к снижению площади
усиления каскада.

Рис. 5.39. Реостатный каскад с элек-
тронной лампой и низкочастотной кор-
рекцией цепочкой СфКф:

а) принципиальная схема; б) упрощён-
ная эквивалентная схема для нижних
частот

5.7.2.	Низкочастотная коррекция

Простым и употребитель-
ным способом низкочастотной
коррекции для реостатных кас-
кадов является включение це-
почки C$R$ в выходную цепь
усилительного элемента. Эта
цепочка также защищает кас-
кад от паразитной связи через
источник питания и сглаживает
пульсацию. Принципиальная
схема лампового каскада с та-
кой коррекцией приведена на
рис. 5.39а.

Конденсатор Сф на средних и верхних частотах имеет ничтож-
ное сопротивление по сравнению с R а, и нагрузкой лампы на этих
частотах является Ra. На низких частотах сопротивление конденса-
тора Сф становится значительным, и сопротивление анодной нагруз-
178
ки лампы возрастает, что компенсирует снижение усиления каска-
да от влияния Сс.

На очень низких частотах, где сопротивление ёмкости С ф мно-
го больше Кф, нагрузкой лампы является Ra + это сильно
поднимает усиление каскада на низких частотах, тем самым рас-
ширяя его полосу пропускания в сторону нижних частот при неиз-
менной ёмкости конденсатора Сс.

Цепочка С фЯф может сильно поднять усиление на нижних ча-
стотах лишь при Rt ^>Ra < Rc, что обеспечивается автоматиче-
ски в каскадах с экранированными лампами и полевыми (каналь-
ными) транзисторами; использование такой коррекции здесь очень
эффективно и не сопровождается потерей усиления каскада на
средних частотах. При использовании трёхэлектродных ламп или
обычных транзисторов для соблюдения указанного выше неравен-
ства приходится брать Ra (или RK ) много ниже нормальной ве-
личины, что снижает усиление каскада во столько же раз, во сколь-
ко расширяется полоса пропускания в сторону нижних частот.

Для лампового широкополосного каскада Rc Rai а поэтому
напряжение между точками А и Б (рис. 5.396) практически равно
произведению тока SUex на сопротивление цепочки RaR^f^.

и = SU„Ra

1 4- R?______________

Ra (1 + Сф Rф)

(5.170)

Отсюда нетрудно найти, что угол сдвига фазы напряжения U
относительно UeX составит

ср — —arc tg

® <^ф

Rф + Ra+Ra^CфRфУ '

(5.171)

Выходное напряжение можно найти так:

1 СО CgR^

1 -|- i со CcRc

0 = и--------------------

вых	1

(5.172)

откуда угол сдвига фазы Ueux относительно U выразится так:

ср = arc tg

1

со CcRc

(5.173)

Полный угол сдвига фазы выходного напряжения относительно
входного равен сумме углов, найденных по ф-лам (5.171) и
(5.173),

ср Л = arc tg----------arc tg-----------—--------- . (5.174)

Гсф	®CcRc	8 Rф + Ra + Ra(<*CфRф)*	1

12*

179
Коэффициент усиления каскада в области нижних частот най-
дём, подставив в (5.172) значение U из (5.170) и поделив резуль-
тат на Uext

&  4~ 1 w СфКфВа 1ш CcRc	/g 175)

сф~	а Ra + i <*>СфЯфЯа	1 + i ш CcRc '	' * '

Значение Y Сф определим как отношение выражения (5.175)
к его пределу при безграничном возрастании частоты, равно-
му SRa,

yr   Rg Ra Ч~ 1 ® CtpRffrRg	i со CcRc	j76)

сФ~ Ra + i<‘>Ctj>Rg}Ra l + ivCcRc '	’

Отсюда модуль относительного усиления, определяющий ча-
стотную характеристику каскада на нижних частотах,

(Ra + R*)'+(»C<j>R<j>Rar
R2a + (<*Clt)R<t)Ra)*

(»CcRc)»
l+^CcRc)»

(5.177)

Обозначив через

b =
#ф

tn =	= —

CcRc V

коэффициент низкочастотной коррекции,
отношение постоянных времени цепей
анода и сетки,

Х = ® CcRc— нормированную частоту

и подставив эти обозначения в (5.174), (5.176) и (5.177), получим
указанные выражения в более простом виде:

,1	. тХ

<р А = arc tg — — arc tg-----------

гсф 5 X 6 d + d2 + m2X2

Y = 1 + ^ + itomTg 1

сф b + i w т 1 + i

(5.178)

УсФ =

(1 + b)* + m2X2 X2

Ь2 + m2X2 1 + X2

Из (5.178) следует, что частотная и фазовая характеристики
рассматриваемой схемы зависят от коэффициентов b и т. Пер-
вая дробь подкоренного выражения для Y сф определяет частот-
ную характеристику цепи	эта характеристика имеет

вид, изображённый на рис. 5.40а. Начало подъёма этой харак-
180
теристики определяется постоянной времени цепи анода =
= СJRai сдвигаясь в сторону более низких частот при увеличе

нии %а. Вторая дробь подкоренно-
го выражения определяет частот-
ную характеристику цепи Сс%с
(рис. 5.406); начало её падения
определяется постоянной време-
ни цепи сетки xc=CcRc, сдвига-
ясь при увеличении тс к более
низким частотам. При та > тс
(или, что то же самое,	кор-

ректирующая цепь поднимает ча-
стотную характеристику на ча-
стотах, где она уже сильно упала
от влияния Сс, и подъём на ре-
зультирующей характеристике от-
сутствует. При ха < корректи-
рующая цепь начинает поднимать
характеристику там, где она ещё

Рис. 5.40. Частотные характери-
стики в области нижних частот
широкополосного реостатного
каскада с низкочастотной коррек-
цией цепочкой СфНф

заметно не снизилась от влия-

ния С с и частотная характеристика каскада получается с подъё-
мом на нижних частотах (рис. 5.40в).

Из (5.478) также видно, что цепочка СфКф корректирует фазовую харак-
теристику каскада, внося отрицательный угол, компенсирующий положительный
угол сдвига фазы цепочки \CcRc- Наилучшее корректирование фазовой характе-
ристики в области нижних частот без перекомпенсации фазового сдвига, вноси-
мого цепочкой CcRc, имеет место при т=1, т. е. при Сф#а—Сс%с>

Нормированные семейства частотных характеристик для обла-
сти нижних частот реостатного каскада с низкочастотной коррек-
цией цепочкой CфRф, построенные по ур-нию (5.178), приведены
в приложении 1. Из них видно, что цепочка CфRф тем сильнее
расширяет полосу рабочих частот каскада, чем меньше 6, а сле-
довательно, чем больше Rф по сравнению с R а. Поэтому уве-
личение Rф при заданной низшей рабочей частоте позволяет умень-
шить как ёмкость разделительного конденсатора С с, так и ём-
кость корректирующего конденсатора Сф. Наибольшее возможное
значение ограничивается допустимым падением на нём посто-
янной составляющей напряжения источника анодного питания.

Для получения уравнения переходной характеристики рассмат-
риваемой схемы заменим в (5.178) У^ на f(p) и ico на оператор р,
что после простых преобразований даст

f (р) = 1 + 6 4- pm РЪ
b 4- pmzc 1 +jc

(5.179)

с

Из таблиц решений операторных уравнений найдём, что ориги-
нал, соответствующий изображению (5.17-9) и являющийся урав-
пением нормированной переходной характеристики в области
больших времён реостатного каскада с низкочастотной коррекцией
цепочкой СфЯф, имеет вид

или

где

(5.182)

Семейства нормированных переходных характеристик, построен-
ные по ф-ле (5.181) для различных значений b и т, приведены в
приложении 2. Они характеризуют форму вершины прямоугольного
импульса, прошедшего через каскад и позволяют рассчитать каскад
с низкочастотной коррекцией цепочкой по заданной форме
и величине искажений вершины импульса.

Включение цепочки СфЯф в анодную цепь тем эффективнее корректирует
спад вершины импульса, чем меньше Ь, т. е. чем больше Яф по сравнению с Яа<
Наилучшее корректирование спада без его перекомпенсации имеет место при
т = 1, т. е. при равенстве постоянных (времени цепи анода и цепи сетки. При
/и<1 получается перекомпенсация спада в начале импульса и его вершина при-
обретает выпуклую форму.

Семейства частотных и переходных характеристик приложе-
ний 1 и 2 пригодны для расчёта транзисторных каскадов, у кото-
рых сопротивление нагрузки много больше величины RK — напри-
мер, для расчёта низкочастотной коррекции в выходных каскадах
транзисторных усилителей, работающих на высокоомную нагрузку.

Способы расчёта транзисторных каскадов с низкочастотной
коррекцией цепочкой СфЯф работающих на низкое входное сопро-
тивление следующего каскада, можно найти в специальной лите-
ратуре (например, [ЛИ], стр. 534—544).

5.7.3.	Параллельная высокочастотная коррекция

Наиболее распространённой схемой высокочастотной коррекции
ламповых широкополосных усилителей, используемой и в транзи-
сторных схемах, является включение последовательно с сопротивле-
нием Ra (или RK) небольшой индуктивности (рис. 5.41а, б). Такую
схему называют схемой параллельной высокочастотной коррекции
или простой высокочастотной коррекции.
182
Принцип её действия таков. На верхних частотах коэффициент усиления
лампового реостатного каскада падает из-за влияния ёмкости Со. При включе-
нии в схему индуктивности La из элементов R aLa и Со образуется параллель-
ный резонансный контур, сопротивление которого, равное Ra на нижних часто-
тах, на резонансной частоте может быть равным и даже больше Ra*

Рис. 5.41. Реостатный
каскад с параллельной
высокочастотной кор-
рекцией:

а) принципиальная схе-
ма лампового каскада;
б) то же, транзисторно-
го; в) упрощённая экви-
валентная схема лампо-
вого каскада для верх-
них частот

Выбрав La так, чтобы резонанс имел место там, где частотная характеристика
реостатного каскада падает из-за влияния Со, можно сильно расширить полосу
усиливаемых каскадом частот и даже получить подъём частотной характери-
стики на верхних частотах. В транзисторном усилителе параллельная высоко-
частотная коррекция действует точно так же; здесь ёмкость Со практически
равна входной динамической ёмкости транзистора следующего каскада.

Параллельная высокочастотная коррекция проста конструктив-
но, легко настраивается и обладает высокой надёжностью. Она
позволяет в 2—3 раза расширить полосу частот лампового реостат-
ного каскада при сохранении усиления на средних частотах или
увеличить Ra, а следовательно, и усиление во столько же раз при
неизменной высшей рабочей частоте.

Для области верхних частот, пренебрегая влиянием Rt и Rc
ввиду малости Ra по сравнению с этими сопротивлениями, полу-
чим упрощённую эквивалентную схему для верхних частот лампо-
вого каскада в виде, изображённом на рис. 5.41 в. Из неё следует,
что выходное напряжение Uвых равно произведению тока I = SU вХ
на сопротивление Z цепи, состоящей из La, Ra и Со:
z^

Ra + i <nLa

1 i CD C$Rg "h 0 <й)2

тт _____ от*J у   ______SUex (Rg 4“ i ш Lg)

-	1 + i W CoRa + (i ш)2 C0Lg

(5.183)

Поделив 0вых на ег0 предел при безграничном уменьшении ча-
стоты, равный SUexRa, и обозначив через а отношение

а = -^~

C»R2a

(5.184)

которое назовём коэффициентом высокочастотной коррекции, полу-
чим Y для области верхних частот в виде

у- _ ______1 4~ 1 ш аСрКд__

l + iaC0Ra + (i<^ aC2R2a

Обозначив через X нормированную частоту, равную



(5.186)

и найдя модуль У и аргумент q> выражения (5.185), получим урав-
нения частотной и фазовой характеристик в области верхних ча-
стот лампового реостатного каскада с параллельной высокочастот-
ной коррекцией в удобном для практических расчётов виде:

У = 4 = /(l-aXV + X- ’	<5J87>

ср = — arc tgX(l — а+а2Х2).	(5.188)

Отсюда видно, что частотная и фазовая характеристики кас-
када зависят только от коэффициента высокочастотной коррек-
ции а. При безграничном возрастании частоты угол сдвига фазы,
вносимый каскадом с простой высокочастотной коррекцией, стре-
мится к —90°, как и у обычного реостатного каскада; относитель-
ное усиление при этом стремится к нулю.

Исследование ур-ния (5.187) показало [Л 11, стр. 134], что увели-
чение коэффициента высокочастотной коррекции а расширяет по-
лосу усиливаемых частот, но при а>0,414 на частотной характе-
ристике появляется подъём, растущий с увеличением а.

Для определения частоты, на которой коэффициент усиления максимален,
достаточно продифференцировать подкоренную дробь выражения (5.187) по X,
.приравнять производную нулю и решить результат относительно X. Отсюда най-
дём, что нормированная частота X', при которой коэффициент усиления каскада
максимален, равна

Х' = — у У 2а — а«ЗГ .	(5.189)
и частота максимального усиления

U) = -------- .

Со/?а

(5.190)

Подставив значение X' в '(5.187), получим максимальное значение относи-
тельного усиления У макс* соответствующее максимальному подъёму характе-
ристики,

а

макс =	.--- ..	----------

V 2 У 2а + а2 — 2а — 1

(5.191>

Кривые зависимости X' и У Макс от а, построенные по выражениям (5.189>
и (5.191), полезные при практических расчётах, приведены на рис. 5.42.

Анализ ур-ния (5.188) показы-
вает [ЛГ4, стр. 135—135], что при
а=0,322 фазовая характеристика кас-
када в области верхних частот наи-
более близка к прямой, проходящей
через начало координат, что соотвег
ствует наименьшим фазовым иска-
жениям.

Семейство нормирован-
ных частотных характери-
стик, построенное по выра-
жению (5.187) для различ-
ных значений а и используе-
мое при расчёте параллель-
ной высокочастотной кор-
рекции для ламповых каска-
дов усиления гармонических

Рис. 5.42. Зависимость X' и Y макс
от коэффициента высокочастотной
коррекции

сигналов, приведено на
рис. 5.43.

Для получения переход-
ной характеристики в обла-

сти малых времён заменим в выражении (5.185) У на f(p) и

io>

на оператор р, что даст

j (р) __ 1 + PaC()Ra

1 + pC<JRa + p2aCg R2a

(5.192>

Из таблиц решений операторных уравнений найдём, что ори-
гинал этого изображения, представляющий собой уравнение пере-
ходной характеристики в области малых времён реостатного кас-
када с параллельной высокочастотной коррекцией имеет в зависи-
мости от величины а три значения. При а<0,25 переходная харак-
теристика апериодична и описывается уравнением
у=/(х) = 14

1— Vc
fl -]-fl pc e 2a *
C— Yc

г-- l+ Ve -

a — ayc	e 2a

c + Y~

(5.193)

я'де x = —-----нормированное время; с=1—4а.

С JR а

Рис. 5.43. Семейство нормированных частотных характеристик для
области верхних частот лампового реостатного каскада с параллель-
ной высокочастотной коррекцией

При а = 0,25 она также апериодична и имеет вид

i/ = /(x) = l-(l+x)e-^

(5.194)

И, наконец, при а>0,25 переходная характеристика имеет ко-
лебательный характер, определяясь выражением
X

y = f(x) = l —

V tn	.	У m, 1 2fl

sinx---------H cos x —----- e

2a	2a

(5.195)

где m = 4a—1, a x и c — то же, что в (5.193).

Семейство нормированных переходных характеристик в области
малых времён лампового реостатного каскада с параллельной вы-
сокочастотной коррекцией, построенное по выражениям (5.194) и
(5.195), приведено на рис. 5.44.

терисгик в области малых времён лампового реостатного
каскада с параллельной высокочастотной коррекцией

Из рис. 5.44 видно, что введение дросселя уменьшает вре-
мя установления каскада. Это объясняется тем, что в момент по-
явления скачка напряжения в анодной цепи дроссель препятствует
ответвлению тока в анодное сопротивление Ra, направляя весь
скачок тока в ёмкость Со, вследствие чего напряжение на послед-
ней возрастает быстрее. Чем больше индуктивность корректирую-
щего дросселя, тем дольше он препятствует ответвлению тока в Ra
и тем сильнее сокращается время установления. Но при а>0,25
переходная характеристика приобретает колебательный характер
и на переднем фронте импульса появляется выброс, величина ко-
торого растёт с увеличением а.

Анализ выражения (5.195) показывает, что зависимость выбро-
са от а определяется выражением [ЛИ, стр. 139]:

arc tg УЧа—1—тс

4а-1

8=yra е

(5.196)

Кривые зависимости от а нормированного времени установле-

ния ху, равного

X = —,
у CaRa

(5.197)

и выброса б, рассчитанные по ф-лам (5.194) — (5.196), приведе-
что при а = 0,35, что соответ-

времени установления и выброса от ко-
эффициента высокочастотной коррек-
ции а

ствует выбросу переднего фрон-
та в 1%, нормированное время
установления равно 1,31,
что по сравнению с ху =2,2
для некоррелированного ре-
остатного каскада даёт вы-
игрыш по времени установ-
ления в 1,68 раза. При уве-
личении а выигрыш растёт,
а поэтому при расчёте каскада
следует брать возможно боль-
шее значение а, соответствую-
щее максимально допустимому
выбросу.

Большую роль при расчё-
те многокаскадных импульс-
ных усилителей играет так
называемый критический выб-
рос 8Кр- Так называют выброс,
при котором выброс много-

каскадного усилителя с одина-
ковыми каскадами равен выбросу одного каскада, т. е. выброс, не
изменяющийся при увеличении числа каскадов усилителя. Вели-
чина критического выброса зависит от схемы высокочастотной кор-
рекции; для схем сложной коррекции величина критического выб-
роса зависит от параметров схемы.

Для параллельной высокочастотной коррекции

5.7.4.	Последовательная высокочастотная коррекция

Схема последовательной высокочастотной коррекции, изо-
бражённая на рис. 5.46, удобна для ламповых каскадов усиле-
188
ния звуковых и сверхзвуковых частот. Здесь в провод управляю-
щей сетки последовательно включена индуктивность LCt обра-
зующая с входной динамической ёмкостью следующей лампы Свхд
и добавочной ёмкостью Сд последовательный резонансный кон-
тур. При достаточной добротности этого контура на частот-
ной характеристике каскада в области верхних частот получается
подъём.

При коррекции такого типа в каскаде желательно использо-
вать трёхэлектродную лампу, так как при экранированной лампе
и большом Ra необходимое значение Lc получается очень велико
и его трудно осуществить практически.

Последовательная высокочастотная коррекция пригодна так-
же и для транзисторных каскадов. У транзистора с общим эмит-
тером динамическая ёмкость эмиттерного перехода С9д> опреде-
ляемая выражением (4.111), с индуктивностью корректирующего
дросселя образует последовательный резонансный контур, дей-
ствующий так же, как и в каскаде с электронной лампой. Подбо-
ром индуктивности дросселя Le удаётся расширить полосу пропус-
кания каскада в сторону высоких частот и уменьшить его время
установления.

Если выходная ёмкость рассчитываемого каскада Свих <
«С Свх.д + Сд, то эквивалентная схема для области верхних частот
такой коррекции аналогична эквивалентной схеме для верхних
частот трансформаторного каскада с ёмкостной нагрузкой, и для
расчёта можно использовать анализ, приведённый на стр. 151—160.

Рис. 5.46. Схема последовательной высокочастотной коррекции
в усилителях:
а) ламповом; б) транзисторном

Учитывая, что в данном случае коэффициент трансформации п
нужно считать равным единице, а С'=СМ + Свх,э+Сд, получим
расчётные формулы для коэффициента de, индуктивности коррек-
тирующего дросселя Lc и ёмкости добавочного конденсатора Сд
по заданной величине относительного усиления Ye = Умакс на выс-
шей рабочей частоте fe:
0J59^ j _05rf2

C Me V

Сд=-^-_ (CeX.d+CM)
R2e

(5.198)

В ф-лах (5.198) через R'3e обозначена сумма #Эв, определяе-
мого выражением (5.31), и активного сопротивления корректирую-
щего дросселя на частоте резонанса. Так как расчёт активного со-
противления дросселя на резонансной частоте затруднителен вви-
ду того, что в него входит сопротивление потерь в сердечнике и
другие составляющие, при расчёте можно положить R'ge =1,57?Эв,
убрав излишний подъём характеристики, если таковой получится
у собранного каскада, включением параллельно С д непроволочного
сопротивления в несколько десятков или сотен тысяч омов, подби-
раемого до получения нужного подъёма.

Если выходная ёмкость рассчитываемого каскада одного порядка с 1входной
динамической ёмкостью следующего, то эквивалентная схема последовательной
коррекщии содержит две ёмкости: С1=Свых + СМ1 и C2=Cex.^ + Сжа. Здесь
СМ1 и ^м2 — частичные ёмкости монтажа, равные в сумме полной ёмкости мон-
тажа См\ можно считать См1=Смг =0,5 См.

В этом случае уравнение частотной характеристики имеет более высокую
степень и последовательная коррекция может дать больший выигрыш в уси-
лении или полосе усиливаемых частот, чем параллельная коррекция. Однако
получение монотонной частотной характеристики (характеристики без подъёмов
и провалов) здесь возможно лишь при С2=ЗСЬ что ограничивает применимость
схемы. Переходная характеристика с небольшим выбросом (6=1,5%) и малым
нормированным временем установления (ху = 1,23) получается при С2=4,71 Сь
При других значениях отношения С21СХ характеристики оказываются менее бла-
гоприятными [ЛИ, стр. 141—145].

5.7.5.	Сложная высокочастотная коррекция

Если параллельная высокочастотная коррекция не обеспе-
чивает необходимого усиления или требует применения слишком
мощного усилительного элемента, можно использовать схемы слож-
ной высокочастотной коррекции, содержащие несколько коррек-
тирующих элементов, но зато дающие больший выигрыш в усиле-
нии. С увеличением числа корректирующих элементов расчёт и на-
стройка схемы усложняются, а также возрастает влияние замены и
старения элементов схемы на характеристики каскада, что снижает
надёжность аппаратуры. Поэтому схемы с количеством коррек-
190
Рис. 5.47. Схемы сложной высокочастотной коррекции:
а) основная; «зеркальная»

тирующих элементов больше трёх
употребительными схемами слож-
ной высокочастотной коррекции
являются схемы параллель-
но-последовательной коррекции
(рис. 5.47). Здесь полная ёмкость
Со, нагружающая каскад, делит-
ся индуктивностью L\ на две ём-
кости Ci и С2 (рис.5.48),образую-
щие с индуктивностями Li и Ь2
резонансную систему с более вы-
соким характеристическим сопро-
тивлением, чем при параллельной

применяют редко. Наиболее

Рис. 5.48. Эквивалентная схема
для верхних частот реостатного
каскада со сложной высокочастот-
ной коррекцией по схеме
рис. 5.47а

высокочастотной коррекции. В результате при той же высшей рабо-
чей частоте рассматриваемая схема позволяет включить в выход-
ную цепь большее сопротивление /?а, а следовательно, получить
большее усиление. Емкость Сх представляет собой сумму выходной
ёмкости лампы каскада Свых и частичной ёмкости монтажа См1
выходной цепи

— С вых +

(5.199>

ёмкость С2 есть сумма ёмкости нагрузки каскада Сн(или ди-
намической входной ёмкости следующего усилительного элемента)’
и частичной ёмкости монтажа цепи нагрузки (или входной цепи
следующего усилительного элемента) См2

С% — Сн + См2 — Свх дсл + СМ2-

(5.200}

Эквивалентная схема для верхних частот каскада, изображён-
ного на рис. 5.47, имеет вид, показанный на рис. 5.48; уравне-
ние его относительного усиления в комплексной форме имеет вид
[ЛИ, стр. 153—154]
Y =

1 + i a>t8 (a + gA) 4~ (i (UTe)1 aaibi

1 4- i <“Te О + aA) + (i “''«)* (a + «Л + ain) + *

4- (1 ®Te)s 4- airt‘) 4- 0 ®Te)4 (aain — gain*) ’

(5.201)

где

— Со^а

а = ——

CoR2

ах = ——

C.R2

bt = ^

1

Cl ct
п = — =-----—

Со	С1+С2

(5.202)

я модуль относительного усиления и угол сдвига фазы
верхних частот определяются выражениями:

у __ !/	1+Л1х» + л8Х<

V 1 + BjX» + ВаХ< + В3Х« + В4Х» ’

(а + аМ X
ф = arc tg 1 u-------

т 6 1—ааЛХ*

_ arc (1 + дЛ) X — (aa^j + агп — а^) X»

1 — (а + «Л + Д1Л)Х* -|- (aajn — аа^т^Х*

области

(5.203)

, (5.204)

в

где

X=wC0Ra

Ai = а2 4- а2 6*

Аа = а2а2Ь2

Bi — (1 4” Л1&1)® — 2 (а 4“	4~ ^j/i)

= (а 4-	4- ахп)а 4- 2ахп (1 — п) — 2 (1 4- а^) X

X (аа^ 4- а^п — аап^

В3 = (aa-ibl 4- arn — а^п*)2 — 2aaxn (1 — п) (а 4- агЬг 4- а^п)

Bt = (aajti —[аа^п2}2

. (5.205)

Анализ ф-лы (5.203) показывает, что наибольшее расширение
полосы в сторону высоких частот при отсутствии подъёма на ча-
стотной характеристике (наилучшая частотная характеристика)
имеет место при
192
Д1 = Вх; А2 = В2; В8 = 0.	(5.206)

Решение ур-ний (5.205) при соблюдении условия (5.206) поз-
воляет найти а, а\ и Ь\ по известному п; графики зависимости
значений а, а\ и &i от п, соответствующие наилучшей частотной
характеристике, приведены на рис. 5.49. Здесь же даны зависи-
мости нормированного времени установления ху и выброса 6 от п,
которые можно использовать при расчёте каскадов усиления им*
пульсных сигналов.

Рис. 5.49. Значения расчётных коэффициентов в зави-
симости от п для схемы сложной высокочастотной кор-
рекции по рис. 5.47а, соответствующие наилучшей, ча-
стотной характеристике

Семейство нормированных частотных характеристик (рис. 5.50)
для различных значений п, построенное по ф-ле (5.203), при соб-
людении условия (5.206). позволяет рассчитывать параллельно-
последовательную высокочастотную коррекцию для каскадов уси-
ления гармонических сигналов.

Схема 5.476 является зеркальным изображением схемы 5.47а;
уравнение её нормированного коэффициента усиления в комплекс-
ной форме определяется выражением (5.201), в котором вместо п
следует подставить п' = С~ =1—п. Поэтому схему 5.476 рассчи-

Ci+C2

тывают по приведённым выше формулам и графикам, в которые
вместо п подставляют 1—п.

Из рис. 5.50 видно, что схема 5.47а даёт наилучшие резуль-
Q

таты при п= — =0,596; следовательно, схема 5.476 даст наилуч-
Со

шие результаты при п = 0,404. При уменьшении п для первой схемы
и увеличении п для второй полоса пропускания каскада умень-
13-577	193
шается; при п>0,596 для первой схемы и п<0,404 для второй мо-
нотонная частотная характеристика не может быть получена.

Исследования показали, что для получения от схем рис. 5.47
наибольшего усиления при заданном значении п следует приме-
нять определённую схему, а в некоторых случаях, подключая к
одной из частичных ёмкостей дополнительный конденсатор.

Рис. 5.50. Семейство нормированных частотных ха-
рактеристик для сложной высокочастотной коррек-
ции по схеме рис. 5.47а

Рекомендации по выбору схемы для различных диапазонов
значений п, обеспечивающие получение наилучших результатов,
даны в табл. 5.4.

Таблица 5.4

Диапазон значений п	Схема, дающая наилучший результат
0,75-5-0.69  0.694-0,596	Зеркальная схема  Основная схема с подключением дополнительной ём- кости к С2, доводящей п до 0,596
0,5964-0,50  0,504-0,404  0,4044-0,31	Основная схема  Зеркальная схема  Зеркальная схема с подключением дополнительной ём- кости к Ci, доводящей п до 0,404
0,314-0,25	Основная схема
Расчёт параллельно-последовательной коррекции с заданным подъёмом
частотной характеристики на верхних частотах ввиду сложности ур-ния
(5.203) и зависимости его от нескольких переменных труден и неоднозначен.
Поэтому каскады усиления гармонических сигналов с коррекцией типа рис. 5.47
обычно рассчитывают с наилучшей частотной характеристикой (без подъёма
на верхних частотах), что допустимо, так как их в основном используют в
оконечных каскадах широкополосных усилителей, где для уменьшения мощ-
ности оконечной лампы и уменьшения расхода энергии от источника питания
желательно включить (возможно большее сопротивление Ra в анодную цепь.
При необходимости получения общей частотной характеристики с подъёмом
на верхних частотах или корректирования других каскадов в усилителе можно
использовать каскад с параллельной коррекцией, расчёт которой с нужным
подъёмом частотной характеристики на верхних частотах не представляет за-
труднений.

Для определения переходной характеристики в области малых
времён схемы рис. 5.47 достаточно заменить в (5.201) Y на f (р),
ico на р и найти оригинал полученного изображения. Уравнение её
переходной характеристики оказывается очень сложным1).

Рис. 5.51. Графики зависимости расчётных коэффициентов от-
п для схемы коррекции по рис. 5.47а, соответствующие кри-
тическому выбросу

Для практических расчётов каскадов усиления импульсных сиг-
налов с параллельно-последовательной коррекцией можно исполь-

9 Подробное исследование свойств схемы последовательно-параллельной
коррекции произведено Г. В. Брауде [Л2]. Им рассчитаны её частотные и пе-
реходные характеристики для параметров, обеспечивающих небольшие, в том
числе и критические выбросы.

13*	195
зовать графики зависимости расчётных коэффициентов от п, соот-
ветствующие критическому выбросу, и приведённые на рис. 5.51.
Как видно из этих графиков, критический выброс для коррекции
такого типа зависит от п, достигая при п = 0,65 более 4%.

Графики рис. 5.51 справедливы для «основной» схемы рис. 5.47а;
для «зеркальной» схемы рис. 5.476 они пригодны при условии за-
мены п на 1—п.

Рекомендации по выбору схемы при различных значениях п
для расчёта каскадов усиления импульсных сигналов даны в
табл. 5.5.

Таблица 5.5

Диапазон значений п	Схема, дающая наилучший результат
0,75—0,656	Основная схема с включением дополнительной ёмкости к С2, доводящей п до 0,656
0,656-0,5	Основная схема без дополнительных ёмкостей
0,5—0,344	Зеркальная схема без дополнительных ёмкостей
0,344-0,25	Зеркальная схема с включением дополнительной ёмкос- ти к С19 доводящей п до 0,344

Наибольшую полосу пропускания и наименьшее время установления из
применяемых схем сложной высокочастотной коррекции имеет автотрансфор-
маторная схема высокочастотной коррекции, изображённая на рис. 5.52. Она

Рис. 5.52. Схема автотрансформаторной
высокочастотной коррекции

содержит две корректирующие индуктивности L\ и Ь2 с коэффициентом
Ci

взаимной индукции М. между ними. Эта схема при п= *	=0,4 и паде-

^1+^2

нии усиления на высшей рабочей частоте 10% (Ув =0,9) даёт выигрыш в
усилении в 2,1 раза больше, чем схема параллельной коррекции; при п=0,4 и
выбросе фронта в 1% она имеет нормированное время установления *у==0,75,
что в 1,74 раза меньше, чем у схемы параллельной коррекции при том же вы-
бросе [ЛИ, стр. 169—174].

5.7.6. Расчёт широкополосных каскадов

Расчёт лампового широкополосного каскада начинают с выбора лампы,
обладающей достаточно большим отношением S/Co и возможно более эконо-
мичной. Для оконечного каскада со значительным выходным напряжением бе-
рут лампу с достаточно большим анодным током, способную развить на низко-
омной анодной нагрузке заданное выходное напряжение. Необходимое значе-
ние анодного тока находят при помощи приближённого расчёта.

При расчёте каскада усиления гармонических сигналов с параллельной
высокочастотной коррекцией по графикам рис. 5.43 выбирают значение а, при
котором имеет место нужная форма частотной характеристики в области верх-
них частот, и по заданному значению относительного усиления на высшей ра-
бочей частоте (или коэффициенту частотных искажений Мв — — } находят на

\	¥ в /

горизонтальной оси графика значение Хв. Необходимые значения Ra и La рас-
считывают по выражениям:

0,159Хб ’
/А

(5.207)



При расчёте каскада усиления гармонических сигналов со сложной высоко-
частотной коррекцией типа рис. 5.47 определяют и, после чего на основании
табл. 5.4 выбирают схему коррекции и рассчитывают дополнительно подклю-
чаемую ёмкость, если таковая оказывается необходимой. Далее по графикам
рис. 5.49 находят а, а\, Ь\ и по частотной характеристике рис. 5.50, соответствую-
щей найденному и, определяют Хв, соответствующее заданному Ув. Детали
схемы рассчитывают по выражениям:

D 0,159Хв

Ra - f г

М =

L2 =

(5.208)

При расчёте каскада усиления импульсных сигналов с параллельной высо-
кочастотной коррекцией по графикам рис. 5.45 находят значение а, соответст-
вующее допустимому выбросу, и нормированное время установления после
чего рассчитывают Ra и по формулам:

R = - ty -
а хуС0

(5.209)

При расчёте каскада усиления импульсных сигналов со сложной высоко-
частотной коррекцией типа рис. 5.47 находят п, выбирают схему коррекции и
рассчитывают дополнительно подключаемую ёмкость, если таковая необходима,
а затем по графикам рис. 5.51 определяют коэффициенты а, а\, b\, Ху, после чего
рассчитывают элементы схемы:

о = _G_
а ХуС0
^1=^^	(5.210)

L2 — aCQRa

Если в каскаде имеется низкочастотная коррекция цепочкой СфКф, после
расчёта Ra находят наибольшую допустимую величину R ф и наименьшее воз-
можное значение Ь:

Кф макс —

ь =

Ед ~~~	D

j	—Ха

Ja0

R
Кф макс

(5.211)

где Еа — напряжение источника анодного питания,

— минимально допустимая для рассчитываемого каскада постоянная
составляющая напряжения на аноде,

(/со — напряжение катодного смещения.

Выбрав Ь, на семействе частотных или переходных характеристик, соот-
ветствующих взятому Ь (приложение 1 или 2), подбирают частотную или
переходную характеристику нужного вида; если цепочка CфRф должна кор-
ректировать только цепь CcRc* частотную или переходную характеристику бе-
рут критическую, без подъёма. Значение Хн (или хт ) на выбранной характе-
ристике отмечают там, где частотные искажения (или спад) достигают допусти-
мого значения.

Если же цепочка Сф Rф должна корректировать также и искажения,
вносимые цепями Ск RK и Сэ R9t или искажения других каскадов или це-
пей, при расчёте каскада усиления гармонических сигналов частотную харак-
теристику на семействах приложения 1 берут с максимальным подъёмом .в
1,14-1,3 раза больше необходимого. Значение Хн на характеристике отмечают
правее точки максимального подъёма, где подъём достигает нужной вели-
чины; при этом общая частотная характеристика устройства получается с
меньшими отклонениями от линейности. Расчёт элементов схемы производят
по выражениям:

__О > 159/иХц тТ макс
fnRa = ХТ^

__ 0,159Xrt ___Т'макс

Сс~ fHRc ~ xtRc

При расчёте каскадов усиления импульсных сигналов с цепочкой Сф Rф
корректирующей, кроме спада цепи Сс Rc, ещё и спад цепей С к RK и Сэ R3
или также и спад цепей других каскадов, на семействах переходных харак-
теристик приложения 2 для найденного b выбирают переходную характери-
198
стику той формы, которую хотят иметь у .корректируемого каскада или группы
каскадов; на этой характеристике отмечают значение соответствующее
концу усиливаемого импульса наибольшей длительности Тмакс, где спад,
подъём или неравномерность достигает допустимого значения. Расчёт элемен-
тов схемы ведут по формулам:

Сф = т Ra

(5.213)

Сс

где —эквивалентная постоянная времени всех корректируемых цепей, опре-
деляемая выражением



(5.214)

(определение постоянных времени цепей катодного смещения тк и экранирую-
щей сетки тэ дано на стр. 313).

Вследствие допусков на сопротивления и конденсаторы, неточного знания
ёмкостей монтажа и разброса параметров усилительных элементов частотная
и переходная характеристики собранного широкополосного каскада мо-
гут отличаться от расчётных. Подгонку частотной характеристики кас-
када в области верхних частот или переходной характеристики в области малых
времён обычно производят изменением индуктивности корректирующего дросселя,
для чего в нём предусматривают подстроечный сердечник из высокочастотного
магнитного материала >(карбонильного железа, феррита); подгонку частотной
характеристики в области нижних частот или переходной характеристики в
области больших времён производят изменением величины Rc* для чего по-
следовательно с основным сопротивлением можно включить небольшое под-
гоночное.

Для широкополосных транзисторных каскадов, работающих на высокоомную
нагрузку, например для оконечных каскадов, нагрузкой которых являются откло-
няющие пластины электронно-лучевой осциллоскопической трубки или электрод
управления яркостью электронного луча кинескопа, приведённый на стр. 179—196
анализ практически остаётся справедливым, и для расчёта таких каскадов можно
использовать методику, изложенную на стр. 197—199, взяв для каскада транзи-
стор с граничной частотойfa не ниже (3—4)/в, имеющий достаточное макси-
мальное напряжение между электродами и достаточный ток коллектора.

В широкополосных транзисторных каскадах предварительного усиления,
нагруженных на входную цепь следующего транзистора, включённого с общим
эмиттером, рассмотренные выше схемы высокочастотной коррекции индуктив-
ностью менее эффективны из-за влияния г& (стр. 178), а поэтому здесь оказы-
вается более целесообразным использование высокочастотной коррекции цепоч-
кой C9R9, свойства и методика расчёта которой изложены на стр. 315—319.
При желании всё же применить в предварительном каскаде коррекцию индук-
тивностью для каскада подбирают транзистор, имеющий fa >5fe; значение RK
здесь можно ориентировочно определить из выражения, которое получим, при-
равняв fe & ftp » 0,16/Сэд R9Bf подставив сюда значение R3e со стр. 178 и
решив результат относительно RK~R:
Р ~ __________гэд сл_______

61вгэд сл^эд сл—1

(5.215)

здесь г9д сл,С9э сл, сЛ — параметры гэд, С9э, ^следующего транзистора, опре-
деляемые по формулам стр. 104—105 для включения с общим эмиттером. Порядок
величины корректирующих индуктивностей можно найти по приведённым выше
расчётным формулам для L, заменив в них на полученное из (5.215) значе-
ние 7?*; окончательная величина индуктивности подгоняется при установке тран-
зистора в каскад, так как она сильно разнится для различных экземпляров тран-
зисторов.

Если полоса пропускания каскада в сторону высоких частот после его сбор-
ки и настройки получилась больше необходимой, значения R к и L можно уве-
личить, что повысит коэффициент усиления каскада; если же полоса мала, по-
ступают наоборот или берут транзистор с большей граничной частотой.

5.7.7. Примеры расчёта

Пример 5.6. Для иллюстрации особенностей расчёта оконечного каскада
широкополосного усилителя с большой амплитудой выходного ‘напряжения рас-
считаем каскад со следующими данными: fH =400 гц; fe = 4 Мгц\ УНОк > 0,84;
Feo/f> 0,707; максимальная амплитуда выходного напряжения на средних ча-
стотах U вых о/с=40 в.

Нагрузкой каскада является ёмкость :в 6 пф\ разделительный конденса-
тор б цепи нагрузки не требуется. В каскаде должна быть использована
малогабаритная подогревная лампа пальчиковой серии с напряжением накала
63 в.

Применим в каскаде параллельную высокочастотную коррекцию и, так как
подъём частотной характеристики на верхних частотах не нужен, берём а=0,414;
по кривой для этого значения а из рис. 5.43 находим, что заданное значение
УвоЛ.=0,707 соответствует значению Хв =1,7. Найдём необходимый .анодный
ток покоя лампы; для этого определим приближённо ёмкость, нагружающую
каскад, положив выходную ёмкость лампы примерно 3 пф для лампы пальчи-
ковой серии, а ёмкость монтажа — порядка 5 пф.

Со*=Свых + СМ + СН «3 + 5 + 6= 14 пф.

Отсюда ориентировочное значение Ra составит

0,159Xfl

0,159-1,7

4-10е-14-10-12

= 4830 ом.

Для получения на таком сопротивлении амплитуды сигнала в 40 в потре-
буется амплитуда переменной составляющей анодного тока

I = ивых ок.	_40_ = 8 28.10~3 a = 8,28 ма.

ам Ra 4830

Полагая ток покоя в 4,2 раза больше амплитуды переменной составляющей
для получения небольших нелинейных искажений, получим

/ао ~ 1 Л1ам = 1,2-8,28 « 10 ма.
Подходящим является подогревный тетрод пальчиковой серии типа
6Ж5П, имеющий напряжение накала 6,3 в, ток накала 0,45 а, ток анода в
нормальном режиме 10 ма, крутизна характеристики 9 ма)в. Номинальное
значение его выходной ёмкости Свых равно 2,5 пф. Подставив это значение

в формулу для Со вместо взятых
ные расчёты, найдём, что до-
пустимая величина Ra равна
5000 ом.

В соответствии
мём для Ra
меньшую сторону
непроволочное

4700 ом
сеиваемой
так как

с этим возь-
ближайшее в
стандартное
сопротивление

с максимальной рас-

мощностью I
при токе покоя

0,5 вт,

выделяющаяся на нем
ность составит 0,47 вт.

этом значение Хв

10 ма
мощ-
•При

для высшей

рабочей частоты 4 Мгц будет

равно 1,6

усиление на

и относительное

этой частоте Yi

как

нетрудно

найти

в ОК>
по

ф-ле (5.187), окажется равным

0,75,
стимо.

Из

что по заданию допу-

ориентировочно 3 пф и повторив проделан-

Рис. 5.53. Семейство статических выходных
характеристик лучевого тетрода 6Ж5П для
(/эо =150 в и нагрузочная прямая для
/?а=4700 ом и £а = 160 в

семейства статических

характеристик лампы 6Ж5П
для нормального для неё на-

пряжения

сетке
что

на экранирующей

150 в (рис. 5.53) видно,

при

выходной динам и-

ческой характеристике, соответствующей Ra~ =4700 ом, необходимая ампли-
туда выходного напряжения в 40 в обеспечивается как при положительной, так
и. при отрицательной полуволнах сигнала при напряжении источника анодного’
питания Еа =160 в, на котором и останавливаемся. Для получения тока покоя
анода в 40 ма на управляющую сетку необходимо подать отрицательное сме-
щение Ucq =2 в. При этом ток экранирующей сетки составит 2 ма, а сопротив-
ление катодного смещения R к и гасящее сопротивление цепи экранирующей
сетки R9 должны быть равны:

Rk —



2

л.

1ао +

Ед — УэО



(10 ч- 2) 10“3

160 — 150

2-10-3 “

= 166 ом.

5000 ом.

Для RK и R9 берём ближайшие стандартные непроволочные сопротивле-
ния в 160 и 5100 ом соответственно наименьшего размера, так как выделяемая
на них мощность равна нескольким десяткам милливатт.

Необходимая индуктивность корректирующего дросселя составит

La = аС0Я2 = 0,414-13,5-10“12-4700г = 1,23-10~4 гн = 123 мкгн.

Включать в цепь анода оконечного каскада сопротивление R<p экономи-
чески нецелесообразно, так как это заставит увеличить напряжение источника1
анодного питания, а следовательно, и потребляемую усилителем мощность. Кор-
рекцию нижних частот, если она необходима, целесообразно ввести в предыду-
щих каскадах, где напряжение источника анодного питания в 160 в позволит
это сделать. Так как по условию в цепи нагрузки нет разделительного конден-
сатора, частотные искажения на нижних частотах в рассчитываемом каскаде оп-
ределятся цепями CKRK и C3R9.

Задавшись коэффициентом частотных искажений на низшей рабочей ча-
стоте от влияния цепи катодного смещения Мнк и коэффициентом частот-
ных искажений 7Ияэ от влияния цепи Сэ R9 по 1,09 каждый, найдём по
ф-лам (7.65) и (7.71) необходимую ёмкость конденсаторов Ск и Сэ, что даст
58 и 0,33 мкф соответственно. Взяв для Ск электролитический конденсатор в
50 мкф с рабочим напряжением не ниже 2 в и для Сэ бумажный
конденсатор в 0,5 мкф с рабочим напряжением не ниже 160 в, по ф-ле
(7.76) найдём, что коэффициент частотных искажений рассчитанного каскада
МНКэок = МНОк на низшей рабочей частоте в 100 гц будет равен '1,19 (Yhok —
=•1 • Мн ок =0,84). Так как это соответствует заданию, конденсаторы Ск и Сэ
выбраны правильно.

Коэффициент усиления каскада и необходимая амплитуда напряжения сиг-
нала на его входе составят

Кер ок « SRa = 9-10-3 . 4700 = 42; Utx ок =	= 0.95 в.

Кер ок

Пример 5.7. Для иллюстрации особенностей расчёта широкополосного кас-
када пред®зрительного усиления гармонических сигналов, корректирующего
частотные искажения других элементов схемы, рассчитаем каскад предвари-
тельного усиления к каскаду примера 5.6. Предъявленные требования и другие
данные таковы: суммарные частотные искажения обоих каскадов на низшей и
высшей рабочих частотах 100 гц и 4 Мгц не должны превышать 1 дб (Yн> 0,89,
Ув > 0,89). Нагрузкой предварительного каскада является входная цепь каска-
да примера 5.6. Питание обоих каскадов должно производиться от общих источ-
ников. Усиление желательно получить наибольшее; лампа каскада должна быть
подогревной, пальчиковой серии.

Так как от рассчитываемого каскада требуется выходное напряжение лишь
0,95 в, целесообразно применить лампу с малым анодным током, но большим
отношением крутизны к междуэлектродной ёмкости для получения максималь-
ного усиления. Подходящим является пальчиковый подогревный пентод типа
6Ж1П с напряжением накала 6,3 в, током накала 0,175 а, нормальным током
анода в точке покоя 7,5 ма, крутизной характеристики в этой точке 5,2 ма/в
и выходной ёмкостью около 2,5 пф.

При входной ёмкости лампы 6Ж5П в 10 пф и её проходной ёмкости с учё-
том ламповой панельки порядка 0,1 пф динамическая входная ёмкость оконеч-
ного каскада составит

Свх.д вк = Свх ок + Спр ок (1 +	) = 10 + 0.1 (1	« 14 пф.

Положив ёмкость монтажа См равной 5 пф, найдём полную ёмкость Со, на
гружающую каскад,

Со = Свих Пр + См 4- Свх Q ок = 2,5 4- 5 + 14 = 21,5 пф.

Для получения на высшей рабочей частоте суммарного относительного уси-
ления обоих каскадов Ye =0,89 предварительный каскад должен иметь на этой
частоте относительное усиление Yenp

Ye 0,89

Yenp= У^О.75^1’19’
где Ye ок—относительный коэффициент усиления оконечного каскада на высшей
рабочей частоте, равный 0,75 (стр. 201). Из рис. 5.43 находим, что подходящее
значение а равно 0,7; при этом максимальный подъём характеристики ра-

«вен необходимому значению
ния а находим, что Увлр = 1,19
место при Хв =0,85, откуда

Ye пр •
имеет

Ra

0,159Х(

feC0

0,159-0,85

> 4-108-21,5-10~12

= 1570

ом.

Берём для Ra ближайшее стан-
дартное непроволочное сопротивление
1600 ом наименьшего размера, так
как выделяющаяся на нём мощность
меньше 80 мет; необходимая индук
тивность корректирующего дросселя

По характеристике для этого значе-

Рис. 5.54. Семейство статических вы-
ходных характеристик пентода 6Ж1П
для ^эо = 12О в и нагрузочная пря-
мая для Ra =1600 ом и Еа =100 в

La = aCtfil = 0,7-21,5- 10-,2-1600a =
= 38,5-10-6 гн. = 38,5 мкгн.

Для получения нормального для 6Ж1П тока анода в 7,5 ма при нормаль-
ном для неё напряжении на экранирующей сетке в 120 в необходимо отрица-
тельное смещение на управляющей сетке 1,8 в (рис. 5.54). Ток экранирующей
сетки при этом равен 2 ма, и сопротивление катодного смещения должно
быть

RK =----—— =--------------2л” = 190 ом.

Лхо+Ло (7,5 + 2)10

Так как крутизна характеристики анодного тока лампы при этом равна
5,2 ма1в, коэффициент усиления каскада и необходимая амплитуда сигнала на
его входе составят:

Кер пр ~	= 5,2-10“3 -1600 = 8,3,

UВХ пр —

U,x ок 0» 95

Кер пр 8 >3

= 0,115 в.

При подаче напряжения на экранирующую сетку 6Ж1П от общего с оконеч-
ным каскадом йсточника анодного питания Еа сопротивление в цепи экраниру-
ющей сетки определится как

Ea-U„-Uc0 160- 120-1,8

Rs =-------------= -----—« 19• 103 ом.

1эо	2 -10 3

Берём для RK ближайшее стандартное непроволочное сопротивление в
200 ом, а для R3 —20 ком наименьшего размера, так как выделяющаяся на них
мощность мала.

Задавшись коэффициентами частотных искажений Мнк и Мнэ на низшей
рабочей частоте от влияния цепей CkRk и C9R9 такой же величины, как
в оконечном каскаде примера 5.6, т. е. по 1,09 каждый, по ф-лам (7.65) и (7.71)
найдём, что ориентировочные значения Ск и С9 равны 37,6 и 0,376 мкф соот-
ветственно. Взяв для Ск ближайший стандартный электроли-
тический конденсатор в 50 мкф с рабочим напряжением не ниже 2 в и для С&
бумажный конденсатор в 0,5 мкф с рабочим напряжением не ниже 160 в, по
ф-ле (7.76) найдём, что относительное усиление рассчитываемого каскада на низ-
шей рабочей частоте Ункэпр от влияния Ск и Сэ равно 0,88. Для получения
результирующего относительного усиления обоих каскадов на низшей частоте
Ук=0,89 относительное усиление рассчитываемого каскада от влияния цепей
Сс Rc и Сф необходимо иметь равным.

_ YH_______________0,89	_

У неф пр — у у ~ q 84. о 88	’	*

‘нокгнкэпр и,о^-и,оо

где Y н ок — относительное усиление оконечного каскада на низшей рабочей* ча-
стоте, равное 0,84.

Из семейства статических характеристик 6Ж1П для U50 = 120 в (рис. 5.54)
видно, что на каскад достаточно подать напряжение в 100 в; при напряжении
источника питания оконечного каскада 160 в в цепь анода рассчитываемого кас-
када можно включить сопротивление равное

160—100	___

^7,5.16^	°"'

Взяв для Кф ближайшее стандартное непроволочное сопротивление в
8200 ом на 0,5 вт (так как выделяемая на нём мощность составляет 0,46 вт),
найдём, что значение коэффициента низкочастотной коррекции b в этом случае
будет около 0,2.

По семейству нормированных частотных характеристик для 6=0,2 (стр. 489)
выбираем характеристику для /п=0,8, имеющую подъём немного больше требуе-
мого значения УНСфпр. По этой характеристике находим, что YH =4,21 имеет
место при Хн = 1,2, откуда

0,159/лХя	0,159-0,8-1,2 л	Л

С, =--------" —---------------= 0,955-10 6 Ф = 0,955 мкф.

ф fHRa	100-1600

Возьмём для Сф ближайший стандартный конденсатор в 1 мкф на рабочее
напряжение не ниже 160 в; чтобы при изменении ёмкости Сф коррекция не на-
рушилась, найдём необходимое произведение C<J?c, решив относительно него
только что использованную формулу

0.159Х»	C#Ra	1-IO"6.-1600

CcRc —----г----=------ =------1------= 0,002 сек.

1н tn	0,8

„Для лампы 6Ж5П наибольшее допустимое сопротивление в цепи управляю-
щей сетки равно 1 Мом. Возьмём стандартное значение Rc немного меньше этой
величины, например 0,68 Мом\ тогда ёмкость разделительного конденсатора опре-
делится как

CcRc 0,002 г . q

Найденное значение Сс нестандартно; уменьшим Rc до 0,62 Мом и повто-
рим расчёт, который даст Сс =3230 пф. Это значение близко к стандартному
в 3300 пф, которое и принимаем для Сс. Следовательно, останавливаемся для Rc
на непроволочном сопротивлении в 0,62 Мом наименьшего размера и для Сс
на бумажном конденсаторе в 3300 пф на рабочее напряжение не ниже 160 в.
Точная подгонка частотной характеристики обоих каскадов на нижних
частотах может быть произведена небольшим изменением Rc в ту или
другую сторону.
Частотная характеристика оконечного каскада примера 5.6, а также суммар-
ная частотная характеристика обоих каскадов, рассчитанные по приведённым вы-
ше формулам, даны на рис. 5.55.

Рис. 5.55. Частотные характеристики широкопо-
лосных каскадов примеров 5.6 и 5.7:

а) оконечного; б) суммарная предварительного
и оконечного

Пример 5.8. Для иллюстрации выигрыша, даваемого сложной высокочастот-
ной коррекцией, пересчитаем пример 5.6 на параллельно-последовательную кор-
рекцию. Положив полную ёмкость монтажа каскада порядка 6 пф, так как в
схему добавляются Lx и/?ь примем частичные ёмкости монтажа СМ1 и См2 по 3 пф
каждая. Тогда Сь С2, Со и п составят:

Cj = Свых ~|- СМ1 — 2,5 + 3 = 5,5 пф; С2 — Сн 4-	= 6 4~ 3 = 9 пф’,

С 5 5

С, = С, + С2 = 5,5-|-9 = 14,5 пф; п =	= 0,38.

Со 14,5

Согласно табл. 5.4 для п=0,38 берём схему рис. 5.476, доведя п до 0,404
подключением к Ci дополнительной ёмкости С^; необходимое значение Са най-
дём, решив относительно него выражение

п	£1 + Са 5,5 4- Сд

Qi 4" 4" ^2	5,5 4“ Оэ 4" 9

отсюда получим С$ =0,6 пф\ расчётное значение п для схемы рис. 5.475 при
этом будет

n = 1 —0,404 = 0,596.

По графикам рис. 5.49 для п=0,596 находим: а=0Д5; aj = 0,59; &i = 0. По кри-
вым рис. 5.50 определим, что при п=0,596 значение Ув =0,707 соответствует ве-
личине Ха =2,7; отсюда

R

0,159Хб__________0,159-2,7

/А ~ 4-10е-15,1 • 10-12

= 7100 ом,

так как при добавлении к Ci ёмкости в 0,6 пф Со становится равным 15,1 пф.

Взяв для Ra ближайшее в меньшую сторону стандартное непроволочное
сопротивление в 6800 ом, видим, что оно почти в полтора раза больше, чем
для параллельной коррекции. Ввиду этого для получения выходного напряжения
40 в потребуется лампа с током покоя не 10, а 7 ма ив оконечном каскаде
можно будет применить лампу 6Ж1П, однотипную с лампой предварительного
каскада. Если же в каскаде оставить лампу 6Ж5П, с неё можно будет снять
амплитуду напряжения сигнала выше 60 в и коэффициент усиления

Кер ок ~ SRa = 9-10-3 - 6800 = 61.

что примерно в полтора раза больше, чем при параллельной коррекции. При
меньших частотных искажениях на высшей рабочей частоте выигрыш, даваемый
параллельно-последовательной коррекцией, будет ещё больше.

Значения £ь L2, найдём из выражений:

L, = ^С,/?2 = 0,59-15,1 •10-12-68008 = 4,12-10-4 гн = 412 мкгн,

L, = аСоЛд= 0,15-15,1 •10—12-68002 = 1,05-Ю-4 гн= 105 мкгн,
„	Ra	6800

1	ьг о

Частотную характеристику каскада на верхних частотах удобно строить по
семейству нормированных частотных характеристик. Для этого масштаб гори-
зонтальной оси графика рис. 5.50 делят на 6,28. 106 Ra Со, после чего он пре-
вращается в мегагерцы и нормированная характеристика для имеющего место
значения п будет искомой частотной характеристикой; дальнейший расчёт каска-
да не отличается от предыдущего примера.

Пример 5.9. Для иллюстрации особенностей расчёта выходного каскада уси-
лителя импульсных сигналов со значительной амплитудой сигнала на выходе
рассчитаем оконечный каскад со следующими данными: время установления
/у<10~8се/с, выброс б, равный критическому; максимальная длительность уси-
ливаемых импульсов Тмакс=2- 10”5сек; спад плоской вершины А<3%. Наи-
большая расчётная амплитуда выходных импульсов Uвых ок	в должна обес-

печиваться при любой полярности входных импульсов; постоянная составляю-
щая напряжения на нагрузке должна отсутствовать. Количество импульсов в
секунду не более 1000. Полезной нагрузкой каскада являются ёмкость Сн — 8пф
и активное сопротивление RH =0,1 Мом, соединённые параллельно. В каскаде
должна быть использована малогабаритная подогревная лампа с напряжением
накала 6,3 в.

Если применить в каскаде параллельную высокочастотную коррекцию, кри-
тический выброс для которой равен примерно одному проценту, то по кривым
рис. 5.45 найдём, что 6=1% соответствует значениям а=0,35 и ху =1,31. Для
выбора лампы найдём ориентировочное значение ёмкости Со, положив выходную
ёмкость лампы равной примерно 4 пф и ёмкость монтажа порядка 5 пф,

Со = С вых + Ои +	= 4+ 5 + 8= 17 пф.

Отсюда ориентировочная величина сопротивления анодной нагрузки

Для получения на таком сопротивлении импульса напряжения 18 в необхо-
дим импульс тока

/^ = -^^- = ^ = 0,04а=. 40 ма.

Ra 449
Для обеспечения выходных импульсов напряжением 18 в обеих полярно-
стей ток покоя лампы должен немного превышать найденное значение 1ам- По*
справочнику найдём, что поставленным требованиям удовлетворяет пальчико-
вый тетрод типа 6П1П с током анода в нормальном режиме 45 ма и крутизной
характеристики в 4,5 ма/в.

Однако коэффициент усиления каскада при этом составит лишь
449*4,5.10“3~2, что слишком мало; поэтому применим в каскаде широкополосный
тетрод типа /6Э5П с током анода в 45 ма, крутизной характеристики 5 = 30,5 ма/в
и выходной ёмкостью 2,85 пф. Подставив это значение Свы,х вместо 4 пф в пре-
дыдущие ориентировочные расчёты, найдём что Ra < 481 ом\ останавливаемся
для Ra на стандартном непроволочном сопротивлении 470 ом на 1 вт, так как
выделяющаяся на нём в режиме покоя мощность при токе анода в 45 ма равна
0,91 вт. При сигналах максимальной амплитуды вследствие их большой скваж-
ности (не более 1000 импульсов длительностью 2. 10"~5 сек в секунду) выделяю-
щаяся на Ra мощность возрастает незначительно.

Необходимая величина индуктивности корректирующего дросселя

La = аС0Р2 = 0,35-15,85-10~12-4702 = 1,23 1(Г6г«.

Взяв напряжение источника анодного питания Еа равным рекомендован-
ному для 6Э5П напряжению на экранирующей сетке =150 в и построив на
семействе статических характеристик лампы нагрузочную прямую для Еа =150#
и Ra =470 ом, увидим, что для получения I а =45 ма необходимо отрицатель-
ное смещение на управляющей сетке, равное 1,8 в. При этом ток покоя экрани-
рующей сетки /эо составит примерно 10 ма, и в качестве сопротивления катод-
ного смещения Rk может быть использовано стандартное непроволочное сопро-
тивление в 33 ом на 0,25 вт, так как рассеиваемая на нём в режиме покоя мощ-
ность составляет лишь 0,1 вт.

Так как напряжение источника анодного питания равно напряжению на

экранирующей сетке, последняя подключается к плюсу источника

анодного
цепочкой

питания непосредственно. Применять низкочастотную коррекцию
СфКф 'В данном каскаде нецелесообразно, так как это вызовет необходимость
увеличения напряжения источника анодного литания. Поэтому каскад будет
иметь лишь две цепи, вносящие спад: цепь Ск RK и цепь, состоящую из раз-
делительного конденсатора Ср и сопротивления нагрузки Из допустимого
спада в 3% отведём на менее стабильную цепь катодного смещения 1% и на
цепь CPRH —2%, после чего по ф-лам (7.65) и '(5.22) найдём необходимую ём-
кость конденсаторов Ск и Ср, равную 75 и 0,01 мкф соответственно.

Коэффициент усиления каскада и необходимая амплитуда сигнала на его

входе составят:

Кер ок ~ S/?a = 30,5-10—3 -470 =<14,3,
г,	Uвых ОК	18

1,26’

Пример 5.10. Для иллюстрации особенностей расчёта предварительных кас-
кадов импульсного усиления рассчитаем предварительный каскад к оконечному
каскаду примера 5.9 по следующим требованиям: время установления каскада
ty < 8-10~9се/с; выброс 6, равный критическому; суммарное для обоих каскадов
изменение высоты плоской вершины импульса длительностью 2*10"~5 сек
не более 5%.

Применим в каскаде параллельную высокочастотную коррекцию и попробуем
использовать в нём экономичную лампу 6Ж1П, имеющую С вЬ1Х~2,5 пф и крутиз-
ну характеристики в формальном режиме 5,2 ма!в. Найдём значение Со, положив
ёмкость монтажа С^=5 пф\ при коэффициенте усиления оконечного каска-
да 14,3, входной ёмкости 6Э5П 16 пф и её проходной ёмкости Спр< 0,075 пф,
составляющей с учётом ламповой панельки примерно 0,1 пф, это даст
•Со = ^ + Сж + Сбх + Слр(1 + ^) = 2,5 + 5 + 16 + О,1(1+14,3)^25 пф.

Для параллельной коррекции критический выброс равен 1%,
ветствует а=0,35 и ху —1,31; отсюда:

чему соот-

G	810-9

1.31.25.10-»' -244 “’

Кср « SRa = 5,2-10~3 - 244 =* 1,27.

Следовательно, 6Ж1П в этих условиях практически не даёт усиления и в
каскаде придётся (Использовать лампу с большей величиной Kep fez» хотя и ме-
нее экономичную (см. табл. 5.3), например, 6Ж9П, имеющую: C6wjr=3,5 пф;
^0 = 15,5 ма; U9q^150 в; /эо =3 ма; 5=17,5 ма!в. Уточнив значение Ra для
Свых =3,5 пф, найдём, что оно не должно превышать 235 ом; останавливаемся
на стандартном сопротивлении в 220 ом на 0,25 вт. При этом

La^aCaR2 = 0,35-26-10~12-220а = 0,44-10“6 гн.

Кср пр ~ SRa = 17,5-10—3 - 220 = 3,85,

£/б г ок 1,26

Uexnp = -^ = ^-=0,327 в.

Т^ср пр о,оо

По семейству характеристик 6Ж9П найдём, что при равном напряже-
нию источника питания оконечного каскада, т. е. 150 в, для получения
/йо =|15,5 ма необходимо отрицательное смещение на управляющей сетке 1,5 в./
Отсюда сопротивление катодного смещения

V	15

Rk = Лю + Лн. = (15,5 +3)10-3 = 81 °М'

останавливаемся на стандартном сопротивлении в 82 ом на 0,25 вт.

Из характеристик 6Ж9П видно, что при Ra =220 ом, U со =—1,5 в,
Uex пр=0,327 в достаточно иметь напряжение на аноде U09=70 в; отсюда мак-
симально допустимое значение R ф и минимально возможное значение b со-
ставят:

D Еао Uco D 150 70 1,5 лйлл

Вф макс — r	Ra — i к г < з 220 — 4840 ом,

/й0	10,0‘iU

Ъмип =	----“=0,045.

Ьфмакс 4840

Увеличим b jup 0,1 и возьмём для Кф стандартное непроволочное сопротив-
ление в 2200 ом на 1 вт. Суммарную переходную характеристику обоих каска-
дов в области больших времен возьмём с подъёмом, равным примерно половине
допустимой неравномерности в 5%; из семейства характеристик для 6=0,1
(стр. 493) видно, что такая характеристика соответствует значению т = 0,91.
Снижение ординаты на 2% (ут =0,98), что вместе с максимальным подъёмом
около 3% и будет равно допустимому изменению высоты вершины в 5%, здесь
имеет место при х=хг =1,75, откуда

Тмакс 2-10“5	г

^=-^=л^г=1’14-10 сек-
Так как в рассчитываемых каскадах имеются четыре цепи, вызывающие
искажения вершины импульса (цепи С р RK оконечного и предварительного
каскадов, цепь нагрузки CPRH, цепь CcRc между оконечным и предвари-
тельным каскадами), то та будет эквивалентной постоянной времени всех этих
цепей. Для уменьшения изменения переходной характеристики в области боль-
ших времён при колебаниях крутизны ламп, напряжений питания и т. д.
возьмём постоянные времени цепей катодного смещения тх2 и т/а в 2 раза
больше постоянных времени хс и цепей CcRc и CcRh, постоянные времени
последних возьмём одинаковыми. Тогда

т	т т	— О । Q * т ’

т№ tki zh тс 2тс 2тс тс

откуда	= 3,42- Ю”"5 сек и = тЛ1 = 6,84-10”“5 сек. Задавшись для

6Э5П сопротивлением Rc =0,1 Мом, что не превышает допустимого значения,
найдём ёмкость конденсатора Сс :

тс 3,42-Ю-5	in ,

= —7-=-------------= 3,42-10""10 ф^ЗЗО пф.

Rc 105

Емкость конденсатора в цепи нагрузки оконечного каскада при наличии низ-
кочастотной коррекции в предварительном каскаде должна быть

3,42-10“5	щ

Ср= -/-=	---= 3,42-10~ ° </> = 330 пф,

1U

а ёмкость конденсатора СК1 в рассчитываемом каскаде и СК2 в оконечном
каскаде, найденные по ф-ле (7.65), составят лишь 1,43 и 2,56 мкф соответственно,
что позволит взять оба конденсатора по 2 мкф.

Пример 5.11. Для иллюстрации расчёта широкополосного транзисторного
каскада с большой амплитудой выходного напряжения рассчитаем каскад уси-
ления видеосигналов, имеющий Ув=0,707 на высшей рабочей частоте 5 Мгц,
ивыха + 25 в при ёмкости нагрузки Crt=4 пф и Rh= 00 •

Для снижения потребляемой каскадом мощности и повышения усиления
применим каскодную схему (стр. 215); для получения амплитуды сигнала ±25 в
напряжения покоя на RK и на верхнем транзисторе (Г2, рис. 5.576) должны быть
не ниже 25 в. Для обеспечения заданной амплитуды при изменении температуры
или замене транзистора возьмём эти напряжения по 30 в. Верхний транзистор
должен иметь допустимое напряжение коллектор—эмиттер не ниже 70 в и зна-
чение fa не ниже 15—20 Мгц. Напряжение покоя коллектор—эмиттер транзи-
стора достаточно иметь равным 3-=-4 в, что при падении на R9 примерно 1 в
даст напряжение источника питания каскада 30+30+4+1=65 в; в качестве
транзистора Тх пригоден П403 или аналогичный.

Если ёмкость коллектора—база транзистора Т2 в рабочем режиме равна 5пф
и ёмкость монтажа 3 пф, нагружающая каскад ёмкость Со составит 5+3 + 4= 12 пф;
при использовании параллельной высокочастотной коррекции и частотной ха-
рактеристике без подъёма (а=0,414) для Yв =0,707 из рис. 5.43 найдём
Хв = 1,75. Отсюда



0,159Xg	0,159 1,75

Со ~ 510М2-10-12

= 4630 ом

4,7 ком.

Для получения на этом сопротивлении напряжения 30 в необходим ток
покоя коллектора транзистора Т2 в 30 : 4,7 • 103=6,4 • 10"3а=6,4 ма; выделяемая
14—577	209
на его коллекторе мощность, максимальная при отсутствии сигнала, составит
30 • 6,4 • 10 ~3 = 0,192 вт. Индуктивность корректирующего дросселя, включённого
последовательно с Rk. должна быть равна:

La—aC0 Я2 = 0,414-12-10”12-47002 = 1,1* 10”4 гн-

Ток эмиттера транзистора Тх почти равен току коллектора транзистора Т2;
отсюда найдём R9 — 1 : 6,4 • 1О’“3= 156—160 ом; сопротивление делителей смеще-
ния рассчитывают обычным образом, ёмкость конденсатора С достаточно взять
такой, чтобы его сопротивление на низшей рабочей частоте не превышало сопро-
тивления цепи базы транзистора Т2\ разделительный конденсатор СС9 если он
имеется, рассчитывают обычным образом.

Если входная ёмкость транзистора Тх, которую можно найти по ф-ле (4.111),
положив К=1, не создаёт во входной цепи или предыдущем каскаде значитель-
ных частотных искажений на высшей рабочей частоте, конденсатор Сэ рассчиты-
вают по ф-ле (7.89), исходя из допустимых частотных искажений на низшей
рабочей частоте. В этом случае, при входном сопротивлении транзистора Т2 &
рабочей точке 5 ом, его коэффициент усиления напряжения составит 4700 : 5—900,
так как /К~1Э и при включении с общей базой Rk^Rbux • При (3=40 у транзи-
стора Тх коэффициент усиления мощности каскада составит 900*40=36 000, так
как усиление по напряжению транзистора Тх близко к единице. На вход каскада
потребуется напряжение сигнала в 25 : 900—0,03 в

Если же входная цепь или предыдущий каскад дают значительные искаже-
ния на высшей частоте, часть R3 (или всё сопротивление) можно шунтировать
малой ёмкостью, что снизит усиление каскада, но улучшит его частотную харак-
теристику на верхних частотах (стр. 315—319).

5.8.	СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ КАСКАДОВ ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО
УСИЛЕНИЯ

5.8.1.	Каскад с бегущей волной

При высшей рабочей частоте порядка двухсот и выше мега-
герц даже лучшие современные лампы в рассмотренных схемах
не могут применяться для усиления электрических сигналов.
Так, например, при /б=200 Мгц коэффициент усиления каскада
с лампой 6Ж5П и сложной коррекцией, как видно из примера
5.8, будет равен 1,22, так как произведение коэффициента усиления
на высшую рабочую частоту в мегагерцах для него составляет
61-4 = 244.

Кроме того, при высшей рабочей частоте в десятки мегагерц
и выше получение выходных напряжений в несколько десятков
вольт становится очень затруднительным, так как для этого тре-
буются лампы с анодным током в сотни миллиампер, потребля-
ющие от источников питания очень большую мощность. Параллель-
ное включение нескольких ламп почти ничего не даёт, так как при
этом растёт Со, что заставляет уменьшать Ra-

Широкополосное усиление с высшей частотой порядка сотен
мегагерц, а следовательно, со временем установления порядка
одной-двух наносекунд позволяет осуществить лишь каскад с
бегущей волной, иначе называемый каскадом распределённого
210
усиления, принцип устройства которого приведён на рис. 5.56.
В нём используют несколько одинаковых ламп, аноды и управ-
ляющие сетки которых разделены индуктивностями La и Lc, обра-
зующими с междуэлектродными и монтажными ёмкостями Са и
Сс звенья двух искусственных линий. К началу сеточной линии
подключается источник сигнала Uu, к концу анодной — нагрузка
каскада Ra.

Рис. 5.56. Принцип устройства каскада с бегущей волной

Для создания в сеточной и анодной линиях режима бегущей
волны волновое сопротивление сеточной линии рс берут равным
сопротивлению источника сигнала Ru, а волновое сопротивление
анодной линии ра — равным сопротивлению нагрузки анодной це-
пи Ra, Для предотвращения отражения сигнала от конца сеточной
линии последний нагружают активным сопротивлением Rc = pc, к
началу анодной линии для этой же цели подключают сопротивле-
ние Ra=pa* Индуктивность звеньев линий La и Lc берут такой,
чтобы скорость распространения бегущей волны по обеим линиям
была одинакова; это обеспечивается при LaCa = LcCc.

Если напряжение на входе сеточной линии изменить на вели-
чину и6х, то вправо по сеточной линии будет распространяться
скачок напряжения. В момент подачи скачка на вход сеточной
линии анодный ток первой лампы изменится на Suex, в результате
чего напряжение на её аноде изменится на Suex~, так как входное
сопротивление участков анодной линии вправо и влево от лампы
равно ра. Полученный в анодной цепи первой лампы скачок на-
пряжения будет распространяться в обе стороны по анодной линии.
Распространяющийся влево скачок попадёт на Ra, и так как
Pa = Ra, он полностью поглотится. Ввиду того что скорость распро-
странения сигнала по сеточной и анодной линиям одинакова, рас-
пространяющийся вправо по анодной линии скачок достигнет анода
14*	211
второй лампы в момент, когда к её сетке придёт скачок, распро-
страняющийся по сеточной линии. Вторая лампа, как и первая,
создаст при этом на анодной линии напряжение Su вх ~ , которое,

сложившись с напряжением от первой лампы, образует на аноде
второй лампы суммарное напряжение сигнала, равное

Это напряжение, распространяясь дальше по анодной линии впра-
во, суммируется с напряжениями, даваемыми следующими лам-
пами, и создаст на анодной нагрузке Ra в конце анодной линии
напряжение сигнала nSuex где п — число ламп каскада.

Вследствие присоединения электродов ламп каскада с бегущей
волной к различным точкам анодной и сеточной линий входные и
выходные ёмкости отдельных ламп не складываются, .а крутизна,
как показано выше, суммируется. В результате каскад с бегущей
волной оказывается эквивалентным обычному каскаду с лампой,
имеющей отношение 5/С0 в п раз больше, чем используемые лам-
пы. Это позволяет повысить верхнюю границу усиливаемых кас-
кадом частот, доведя её до нескольких сот мегагерц при лучших
современных лампах.

За счёт сложения токов сигнала отдельных ламп в анодной ли-
нии каскад с бегущей волной позволяет увеличить амплитуду
выходного напряжения, облегчая тем самым решение второй задачи
широкополосного усиления.

Количество ламп, применяемых в каскаде с бегущей волной,
достигает 6—8. Необходимость обеспечения одинаковых скоростей
распространения сигнала по сеточной и анодной линиям, а также
отсутствия отражений у их концов делает настройку каскада
сложной и трудоёмкой. Получение у каскада с бегущей волной
монотонной частотной характеристики на частотах, близких к выс-
шей рабочей, довольно затруднительно и требует принятия специ-
альных мер [Л 19, стр. 202—203]; его переходная характеристика
в области малых времён обычно имеет значительный выброс. В та-
ких каскадах приходится уделять серьёзное внимание борьбе с са-
мовозбуждением, так как наличие большого количества ламп с
высокой крутизной характеристики облегчает возможность их само-
возбуждения.

Вследствие большого потребления энергии, больших размеров
и стоимости, сложности настройки каскад с бегущей волной приме-
няется для усиления лишь таких электрических сигналов, которые
не могут быть усилены обычными средствами.

Пример 5.12. Расчёт каскада с бегущей волной производят на основании
соотношений теории электрических фильтров. Например, для каскада, выполнен-
ного по схеме рис. 5.56, положив высшую рабочую частоту fe равной граничной
212
частоте пропускания Г-образных звеньев фильтра нижних частот, связывающих
отдельные лампы каскада, будем иметь:

f =.....1	-

(5.216)

Если в каскаде применены лампы 6Ж1П, имеющие Свх=4,35 пф, Свых=
==2,45 пф и S=5,2 ма/в, то при ёмкости монтажа на каждый электрод в 2 пф
получим ёмкость звена сеточной линии Сс=4,35+2 = 6,35 пф и ёмкость звена
анодной линии Са=2,45+2=4,45 пф. Если верхняя рабочая частота /в=300 Мгц,
то по ф-лам (5.216) найдём, что индуктивность звеньев сеточной и анодной ли-
ний Lc и La и сопротивления нагрузки этих линий 7?с и Ra составят:

L’ “ "‘fa, = 3,14'(340V.6.35.10-|! = ‘	"’’7 “ = 0,177

3,14*(3-104)4-4,45-10“12 = °’5°'‘°-7 г"“0,253

1,77-10~7

6,35-10“12

= 167 ом,

2,53-10~7

4,45-Ю-12



ОМ.

При шести лампах в каскаде его коэффициент усиления напряжения на

средних частотах

Кср Я 0,5nS/?a==0,5-6-5,2-10~3 -238® 3,7.

Непосредственная передача усиленного сигнала от одного каскада с бегу-
щей волной к другому через разделительный конденсатор возможна лишь при
равенстве волновых сопротивлений сеточной линии последующего каскада и
анодной линии предыдущей. При неравенстве волновых сопротивлений анодной
и сеточной линий для обеспечения отсутствия отражений в месте их соедине-
ния, искажающих характеристики, сигнал от одного каскада к другому пере-
дают через специальные согласующие трансформаторы.

Частотная характеристика в области нижних частот каскада с бегущей
волной определяется схемой и данными цепи межкаскадной связи и рассчиты-
вается так же, как у обычного каскада.

5.8.2.	Каскодная схема

В широкополосных ламповых усилителях с большим усилением
шумы первой лампы создают на выходе усилителя значительное
напряжение, не позволяющее усиливать слабые сигналы и умень-

213
шающее динамический диапазон передачи. В этих случаях жела-
тельно в первом каскаде усилителя применить триод, так как его
шумы много меньше шумов экранированной лампы. Но примене-
ние триода в широкополосном усилителе обычно невозможно из-за
его большой динамической входной ёмкости.

Рис. 5.57. Каскодная схема:
а) ламповый вариант; б) транзисторный вариант

Применение каскодной схемы позволяет использовать триоды

в первом каскаде широкополосного усилителя, что может сильно
снизить уровень собственных шумов усилителя. Эта схема содер-

жит два одинаковых триода или транзистора; в её ламповом ва-
рианте (рис. 5.57а) триод на который поступает входной сиг-
нал, включён с общим катодом. С анода триода Лх сигнал посту-

пает на катод триода Л2, включённого с общей сеткой (соединён-
ной с общим проводом через конденсатор С большой ёмкости).
Так как входное сопротивление триода с общей сеткой, являюще-
гося нагрузкой Ra триода очень мало и близко к —, коэф-

S

фициент усиления триода равный примерно SRa^ при низко-
омной нагрузке, близок к единице, а его динамическая входная ём-
кость не превышает входную ёмкость экранированной лампы.

Сопротивление Ra в анодной цепи триода Л2 рассчитывают, как
в обычном широкополосном каскаде, и усиление триода Л2 оказы-
вается примерно равным усилению экранированной лампы, вклю-
чённой с общим катодом. В результате входная ёмкость и уровень
шумов каскодной схемы получаются почти такими, как у каскада
с триодом, а коэффициент усиления близок к коэффициенту уси-
ления каскада с экранированной лампой.
Каскодную схему применяют в первых каскадах ламповых ви-
деоусилителей и других широкополосных устройств с большим уси-
лением, магнитофонных усилителей, высокочувствительных и широ-
кополосных радиоприёмных устройств. При использовании её в
видеоусилителях в анодную цепь триода Л2 вводят коррекцию, рас-
считываемую обычно.

Коэффициент усиления схемы рис. 5.57а равен [ЛИ, стр. 458—461]:

к = О +	•

СР Я/i (1 + р-2) + Я/2+#а

(5.217)

здесь индексы «1» относятся к триоду Ль индексы «2» — к триоду Л2.

В транзисторных усилителях каскодная схема расширяет полосу
пропускания при тех же транзисторах, так как динамическая вход-
ная ёмкость транзистора Т{ (рис. 5.57б), нагруженного на низкое
входное сопротивление транзистора Т2, включённого с общей базой,
много ниже, чем у обычного каскада с транзистором, включённым
с общим эмиттером.

В широкополосных транзисторных усилителях с большим вы-
ходным напряжением, работающих на высокоомную нагрузку, при-
менение каскодного оконечного каскада позволяет увеличить RK
вследствие малой выходной ёмкости Т2, включённого с общей ба-
зой, и снизить ток питания коллектора при прежней амплитуде вы-
ходного сигнала. Усиление каскада получается очень высоким при
широкой полосе пропускания, так как транзистор Т2 даёт очень
большое усиление по напряжению, а Т\—усиление по току, почти
равное его значению р.

Каскодную схему используют и в резонансных транзисторных
усилителях высокой частоты вследствие слабой обратной связи вы-
ходной цепи с входной; она позволяет получить большее устойчивое
усиление и меньшее влияние настройки выходного контура на
входной.

5.8.3.	Каскад с параллельным управлением

Выходные каскады широкополосных усилителей с большим вы-
ходным напряжением требуют мощных усилительных элементов и
потребляют большую мощность; значительная часть последней вы-
деляется в Ra или RK, куда также ответвляется ток сигнала. Это
заставляет увеличивать ток покоя выходной цепи, мощность усили-
тельного элемента и мощность питания.

В каскаде с параллельным управлением (рис. 5.58) Ra заменено
усилительным элементом, на вход которого подают сигнал обрат-
ной полярности; питание обоих усилительных элементов можно
производить последовательно от одного источника.

Так как здесь отсутствует Ra, а заменяющий его второй, допол-
нительный усилительный элемент является таким же генератором
сигнала, как и первый, и также работает на внешнюю нагрузку, кас-
кад с параллельным управлением энергетически выгоднее обыч-
ного каскада; при тех же отдаваемых в нагрузку вольтамперах сиг-
нала он потребляет от источника питания значительно меньшую
мощность и выделяет меньше тепла.

9

Рис. 5.58. Каскад с параллельным управ-
лением:
а) ламповый; б) транзисторный

В каскадах с параллельным управлением можно применять как
электронные лампы, так и транзисторы; подаваемый на второй
усилительный элемент сигнал можно получать различно, например,
его можно снимать с небольшого сопротивления R, как это сде-
лано в схемах рис. 5.58. В таких каскадах можно применять вы-
сокочастотную коррекцию (индуктивности L и Li на рис. 5.58а и
ёмкости Сэ на рис. 5.586). В ламповом варианте в качестве
второй лампы можно использовать триод вследствие малости со-
противления /?, шунтирующего входную динамическую ёмкость
лампы cZ?2.

Каскады с параллельным управлением находят применение в
оконечных каскадах ламповых и транзисторных видеоусилителей
и других широкополосных усилителей, работающих на внешнюю
нагрузку с низким сопротивлением. Такие каскады более подробно
рассматриваются в специальной литературе [например, ЛИ,
стр. 484—491].
5.8.4.	Каскад с повышенным выходным напряжением

Максимальное выходное напряжение сигнала, которое мож-
но получить от обычного широкополосного транзисторного кас-
када, зависит от допустимого напряжения питания применён-
ного транзистора и обычно не превышает десяти вольт, что не-
достаточно для подачи на отклоняющие пластины обычных элек-

Рис. 5.59. Каскад с повышен-
ным максимальным напряже-
нием сигнала и несимметрич-
ным выходом

тронно-лучевых осциллоскопических
трубок и на электрод управления
яркости обычных кинескопов.

Для получения повышенного
максимального выходного напряже-
ния сигнала в транзисторных уси-
лителях используют особые выход-
ные каскады с последовательно
включаемыми транзисторами, прин-
цип действия которых поясняется
схемой рис. 5.59. Здесь верхний
транзистор с сопротивлением RK
является нагрузкой для нижнего
транзистора, включённого с общим
эмиттером; сигнал с коллектора
нижнего транзистора поступает на

эмиттер верхнего, включённого с общей базой и не меняющего по-
лярности усиленного сигнала. Поэтому напряжения сигнала, раз-
виваемые обоими последовательно включёнными транзисторами,
складываются на сопротивлении делитель R'\R'z обеспечивает
напряжение сигнала на входе верхнего транзистора, необходимое*
для полного использования его коллекторного напряжения при сиг-
нале на входе нижнего транзистора, соответствующем полному
использованию коллекторного напряжения нижнего транзистора.

Режим покоя обоих транзисторов выбирается таким, чтобы на-
пряжение источника питания делилось между ними поровну; в ре-
зультате напряжение питания схемы можно брать вдвое больше,
чем для обычного каскада с одним транзистором, и получать на
сопротивлении R максимальное напряжение сигнала в два раза
выше, чем от обычного каскада. Аналогичным образом можно*
включить не два, а три транзистора или больше и получить в нес-
колько раз большее максимальное напряжение сигнала, чем может
отдать обычный транзисторный каскад [ЛИ, стр. 578—581].

Схемы типа рис. 5.59 имеют несимметричный выход и поэтому
могут работать на нагрузку, один конец которой присоединён к
общему проводу; при симметричной нагрузке для удвоения мак-
симального напряжения сигнала можно использовать обычный
инверсный каскад с эмиттерной связью или инверсный каскад с
общим эмиттером.
ГЛАВА 6

КАСКАДЫ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ

6.1.	ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ ТРЕБОВАНИЯ

Назначением каскадов мощного усиления является отдача в
ч<агрузку заданной мощности сигнала. Эта мощность должна от-
даваться при наименьшем потреблении мощности от источников
питания, допустимом уровне нелинейных искажений и допустимом
уровне частотных, фазовых или переходных искажений.

Поэтому выбор режима и расчёт каскадов мощного усиления
производят, исходя из заданной величины выходной мощности
при наибольшем кпд каскада и минимальном уровне нелинейг
ных искажений. Допустимый уровень частотных, фазовых или
переходных искажений обеспечивают соответствующим расчётом
выходного трансформатора или другой схемы связи каскада с на-
грузкой.

Режим питания, положение точки покоя на характеристиках
усилительного элемента, сопротивление нагрузки его выходной
цепи, смещение во входной цепи каскада мощного усиления выби-
вают, исходя из указанных выше требований. При этом коэффи-
циент усиления каскада обычно получается много ниже, чем в кас-
каде предварительного усиления; с этим приходится мириться, так
жак для каскада мощного усиления коэффициент усиления являет-
ся второстепенным показателем.

Сопротивление внешней нагрузки каскада мощного усиления
юбычно не равна расчётному сопротивлению нагрузки усилитель-
ного элемента. Для обеспечения усилительному элементу необходи-
мого сопротивления нагрузки, а иногда для получения определён-
ной величины выходного сопротивления усилителя усилительный
элемент обычно связывают с нагрузкой выходным трансформато-
ром с соответствующим коэффициентом трансформации.

На вход каскада мощного усиления подают большую амплиту-
ду сигнала, захватывающую всю рабочую область характеристик
-усилительного элемента. Вследствие этого параметры усилитель-
ного элемента за период сигнала изменяются в широких пределах.
Поэтому расчёт коэффициента усиления, отдаваемой мощности,
коэффициента гармоник каскада мощного усиления производят
:218
графическим способом, так как аналитические методы расчёта
дают здесь большую ошибку.

Каскады мощного усиления могут работать как в режиме А,
так и в режиме В: в них используют трёхэлектродные лампы, экра-
нированные лампы, транзисторы.

На практике встречаются каскады мощного усиления с выход-
ной мощностью от милливатт до сотен киловатт. При выход-
ной мощности до десятых долей ватта в каскадах мощного
усиления применяют маломощные электронные лампы предвари-
тельного усиления (триоды, экранированные лампы) или мало-
мощные транзисторы. При выходной мощности до ста—двухсот
ватт применяют специальные выходные лампы (триоды, лучевые
тетроды, пентоды небольшой мощности), а также мощные транзи-
сторы. При мощности в несколько сот ватт и выше используют
мощные генераторы и модуляторные лампы различных типов.

В каскадах мощного, усиления электронные лампы обычно
включают с общим катодом, так как при этом усиление получает-
ся наибольшим, а транзисторы — с общим эмиттером или общей
базой; включение с общим коллектором применяют реже (см.
стр. 103; 2374-238).

Метод расчёта каскада мощного усиления зависит как от режи-
ма, в котором он работает, так и от типа применённого усилитель-
ного элемента.

6.2.	РАБОТА КАСКАДА В РЕЖИМЕ А

6.2.1.	Основные соотношения

Для рассмотрения основных свойств каскада мощного уси-
ления, работающего в режиме А, обратимся к рис. 6.1, на кото-

ром изображено семейство статиче-
ских выходных характеристик уси-
лительного элемента и нагрузочная
прямая для взятого сопротивления
нагрузки выходной цепи переменно-
му току. Здесь UeXM — амплитуда
синусоидального напряжения на
входе, UM — амплитуда переменной
составляющей выходного напряже-
ния, 1М — амплитуда переменной со-
ставляющей выходного тока, /о —

Рис. 6.1. Анализ свойств кас-
када мощного усиления в ре-
жиме А

ток покоя, Uo — напряжение покоя
выходного электрода.

В режиме А форма выходно-

го сигнала мало отличается от

формы сигнала на входе, а следовательно, форма переменных
составляющих выходного тока и напряжения при синусоидаль-
ном сигнале близка к синусоиде. Поэтому среднее значение выход-
ного тока в рабочем режиме 1ср и мощность отдаваемую в на-
грузку, можно считать равными соответственно:

I ср ~ /о

(6.1)

Мощность Ро, потребляемая каскадом от источника питания
выходной цепи, в этом случае определится выражением

Ро — IcpUf) ~ I

(6.2)

Назовём коэффициентом полезного действия режима отноше-
ние отдаваемой в нагрузку мощности к мощности, потребляемой
каскадом от источника питания выходной цепи, и обозначим это
отношение через т):

(б.з)

^0

Подставив в (6.3) найденные значения Р- и Ро и полагая, что
при полном использовании усилительного элемента 1М достигает
величины /0, получим для кпд режима А выражение

^ = 0,5-^ = 0,5$,
70^0

(6.4)

где g= представляет собой коэффициент использования питаю-
ио

щего напряжения.

Мощность Р, выделяющаяся на выходном электроде усилителъг
ного элемента (аноде, коллекторе), равна разности мощности Ро,
потребляемой от источника питания выходной цепи, и мощности
сигнала Р^, отдаваемой усилительным элементом в нагрузку. За-
менив Ро и Р их значениями, найдём

P = Po-P~ = IJJo-0,5IMUM.

(6.5)

При работе каскада отдаваемая мощность не остаётся неизмен-
ной; при отсутствии сигнала на входе или отключении нагрузки
отдаваемая мощность практически равна нулю. Из (6.5) следует,,
что при этом выделяющаяся на выходном электроде мощность
максимальна и равна Ро. Поэтому ток покоя выходной цепи уси-
лительного элемента /0 при работе в режиме А выбирают так, что-
бы произведение IqUq не превосходило максимально допустимой
мощности рассеяния на выходном электроде.

Так как часть мощности, отдаваемой каскадом мощного усиле-
ния, теряется в выходном трансформаторе, мощность Р^, которую
220
каскад должен отдавать, находят по заданной мощности в нагруз-
ке Р% и кпд выходного трансформатора т]тр:

.	(6.6)

‘Цтр

Расчёт двухтактного каскада в режиме А мало отличается от
расчёта однотактного каскада. В двухтактном каскаде мощ-
ность , которую должен отдавать один усилительный элемент,
равна Р^, найденной из ф-лы (6.6), делённой на количество уси-
лительных элементов в каскаде. Дальнейший расчёт производят
обычным образом, исходя из полученного значения Р^. Однако
вследствие компенсации чётных гармоник в двухтактной схеме её
коэффициент гармоник рассчитывают иначе, чем однотактной.

Если токи Iмакс, /1» /о» ^2, ^мин одного плеча двухтактной схе-
мы из-за несимметрии усилительных элементов отличаются от но-
минальных, найденных по динамической характеристике, в (1+&)
раза, а токи другого — в (1—Ь) раза, где b — коэффициент асим-
метрии усилительных элементов каскада, то гармонические состав-
ляющие токов плеч будут отличаться от своих номинальных зна-
чений во столько же раз. Так как нечётные гармоники выходного
тока в двухтактной схеме складываются, а чётные вычитаются, не-
чётные гармоники при указанной асимметрии плеч удвоятся, а чёт-
ные умножатся на 2Ь. Отсюда расчётная формула для коэффи-
циента гармоник двухтактного каскада в режиме А примет вид

1Л (Ь1гмУ + 123м + (Ы^

Кг ---------------------------.	(6.7)

*1М

Значение Ъ зависит как от типа усилительных элементов, так
и от условий их работы. Для каскадов с электронными лампами,
если лампы в плечах не подбирают и анодные токи плеч не вы-
равнивают, что обычно имеет место в каскадах небольшой мощ-
ности (до нескольких десятков ватт), значение b может дости-
гать 0,2.

В мощных каскадах (сотни ватт и выше), работающих обыч-
но в режиме В, средние значения токов плеч двухтактного каскада
контролируют измерительным прибором, и эти токи можно выров-
нять регулировкой смещения на одном плече. В этом случае зна-
чение Ь не превышает 0,07.

В транзисторных каскадах коэффициент асимметрии зави-
сит как от способа включения транзисторов, так и от отноше-
ния их входного сопротивления к сопротивлению источника сиг-
нала. Для включения с общей базой при сопротивлении источни-
221
ка сигнала, много большем входного сопротивления транзисто-
ра, что обычно и имеет место на практике, и отсутствии подбора
транзисторов и симметрирования плеч значение Ь не превышает
0,05; при малом сопротивлении источника сигнала значение b
в этих условиях может возрасти до 0,2ч-0,25. При включении с
общим эмиттером и включении с общим коллектором из-за боль-
шого разброса коэффициента усиления тока при таких вклю-
чениях транзисторы в каскаде следует подбирать по р; при раз-
нице по р не более 20% значение Ь обычно не превосхо-
дит 0,1.

6.2.2.	Каскад с трёхэлектродной лампой

Для определения желательных параметров триода и наивы-
годнейшего сопротивления его анодной нагрузки при работе в
режиме А используем идеализированное 'семейство выходных

статических характери-
стик (рис. 6.2). При рас-
чёте каскада мощного»
усиления напряжение на
аноде UaQ выбирают, ис-
ходя из рекомендаций
справочника по лампам»
или из экономических и
конструктивных сообра-
жений; поэтому UaQ бу-
дем считать заданным.

При полном использо-
вании триода нагрузочная

Рис. 6.2. Работа каскада мощного усиления прямая переменного тока
с триодом в режиме А	(прямая АБВ на рис. 6.2)

делится точкой покоя Б
пополам. Эта прямая слева ограничивается нулевой характеристи-
кой (характеристикой для ис = 0), справа — горизонтальной осью.
Из рис. 6.2 видно5 что в этом случае сопротивление нагрузки вы-
ходной цепи переменному току Ra~ и внутреннее сопротивление
триода Ri определяются как:

^ам

Мам

(6.8>



U ост
^ам

где Uост— наименьшее мгновенное значение напряжения на аноде,,
называемое остаточным напряжением.
Обозначив через а отношение Ra~ /Ri, из (6.8) получим:

Uост

Ra~ = aRi

(6.9>

Заменив в (6.9) Uост согласно рис. 6.2 через СДо—Uа* и решив
результат относительно UaM, найдём.

UaM = Ua\ •	(6.10>

UM	Q	'	Л

1+—
а

Отдаваемая триодом мощность сигнала Р определится через
амплитуду переменной составляющей напряжения на аноде и со-
противление нагрузки для переменного тока:

U2 U2

Р =	=.	(6.11)

Подставив сюда	значение	Uам из (6.10), получим

U2	1

р = —---------!------.	(6.12)

.	4

Выражение (6.12) показывает, что наибольшая мощность, ко-
торую триод может отдать в нагрузку в режиме А без токов
сетки:

1)	обратно пропорциональна внутреннему сопротивлению
триода Ri\

2)	прямо пропорциональна квадрату напряжения на аноде

3)	зависит от коэффициента нагрузки а, т. е. от отношения со-
противления нагрузки к внутреннему сопротивлению триода.

Следовательно, для получения наибольшей отдаваемой мощ-
ности при заданном анодном напряжении или получения задан-
ной мощности при наименьшем анодном напряжении необходим
триод с возможно меньшим Ri.

Уменьшить Ri триода можно как увеличением крутизны его статической
характеристики S, так и уменьшением его статического коэффициента усиле-
ния р,. Поэтому для каскадов мощного усиления, работающих без токов сетки,,
применяют триоды с малым р, (3-=-10) и большой крутизной характеристики S
(З-т-20 ма/в). Применять триоды с р,<Зч-4 нецелесообразно, так как при этом
требуется настолько большая амплитуда входного напряжения сигнала, что её
не сможет обеспечить предыдущий каскад. Увеличение S связано с повышением
мощности накала, а поэтому ограничиваемся экономическими соображениями.
Примером триода небольшой мощности, предназначенного для работы в кас-
каде мощного усиления без тока сетки, является триод типа 6С4С с парамет-
рами ц~4, 3~5 ма/в, Ri—Ж) ом.
Для определения оптимального отношения сопротивления на-
грузки анодной цепи к внутреннему сопротивлению триода,
при котором отдаваемая мощность максимальна, продифферен-
цируем знаменатель второго сомножителя правой части выра-
жения (6.12) по а и, приравняв производную .нулю, найдём опти-
мальное значение а, соответствующее максимуму отдаваемой мощ-
ности:

(6.13)

Следовательно, при заданном анодном напряжении и работе
без токов сетки триод в режиме А отдаёт наибольшую мощность
при сопротивлении анодной нагрузки, равном удвоенному внутрен-
нему сопротивлению триода.

Для определения зависимости кпд каскада мощного усиления
•с триодом в режиме А от коэффициента нагрузки используем вы-
ражение (6.4), которое в данном случае примет вид

= 0,5

I ам^ам

I аобаь

= 0,5-^-,
^ао

(6.14)

так как при полном использовании триода по току /ал, = /ао. За-
менив в (6.14) согласно рис. 6.2 [7а0 через Uocm+U ам, поделив чис-
литель и знаменатель полученного выражения на и учтя (6.9),

получим

= 0,5

^ам __ 0 5______—

U ост + ^ам	2 +

(6.15)

Отсюда следует, что кпд каскада мощного усиления с триодом
в режиме А растёт с увеличением сопротивления нагрузки, стре-
мясь к 0,5 при безграничном его возрастании.

Действительные значения кпд в режиме А получаются в
1,14-1,4 раза меньше вычисленных по ф-ле (6.15). вследствие то-
го, что спрямлённая нулевая характеристика пересекает гори-
зонтальную ось правее начала координат, а также из-за необ-
ходимости иметь IaM<IaQ, так как при полном использовании
триода по току нелинейные искажения получаются чрезмерно
большими.

Рассмотрим, как зависят вносимые триодом нелинейные иска-
' жения от сопротивления нагрузки. На рис. 6.3, на котором изобра-
жены нагрузочные прямые для различных Ra~ при неизменном
анодном напряжении, видно, что при возрастании Ra~ нагрузоч-
ная прямая идёт положе и разница в длине её отрезков а и б умень-
224
шается, так как расстояние по горизонтали между статическими
характеристиками триода почти постоянно вследствие постоянства
его статического коэффициента усиления ц. Из ф-лы (4.31) мож-
но видеть, что при этом коэффициент гармоник падает. Следова-
тельно, увеличение сопротивления нагрузки уменьшает вносимые
триодом нелинейные искажения.

Рис. 6.3. Уменьшение
вносимых триодом не-
линейных искажений
при увеличении со-
противления нагрузки:
l)R~l=0; 2) Яа~2>0;

3)

Рис. 6.4. Зависимость Р_, т] и кг

от коэффициента нагрузки а для кас-
када мощного усиления с триодом
в режиме А

Зависимости отдаваемой триодом в режиме А мощности и кпд
Ra—

от а= -д- , рассчитанные по ф-лам (6.12) и (6.15), а также ориен-
тировочный характер зависимости коэффициента гармоник каска-
да от а приведены на рис. 6.4. Из этих зависимостей следует, что
значение Ra~ в каскаде мощного усиления с триодом в режи-
ме А желательно брать порядка (2-т-3)/?г- или выше, если послед-
нее допустимо с точки зрения отдаваемой мощности.

Расчёт каскада мощного усиления начинают с выбора лампы, подходящей
по отдаваемой мощности. Так как часть мощности теряется в выходном транс-
форматоре, мощность которую должна отдавать лампа, находят по необхо-
димой мощности в нагрузке Р2 и кпд выходного трансформатора х\тр из выра-
жения (6.6); значение берут из табл. 5.2. После этого подбирают триод с
подходящей отдаваемой мощностью в режиме А. Если в справочных данных
отдаваемая мощность не указана, берут триод с допустимой мощностью рассея-
ния на аноде порядка

Ра доп = (3,5—6) Р~.	(6.16)

Подобрав лампу, задаются напряжением на аноде iUao порядка 0,7—0,8,
максймально допустимого для взятой лампы, и находят ток покоя по формуле

1ао —

(0,84-0,9) Ра доп
Uao

(6.17)
так как мощность, рассеиваемая на аноде в точке покоя, не должна превосхо-
дить Ра доп ПРИ имеющихся допусках на параметры ламп и колебаниях питаю-
щих напряжений.

Нанеся точку покоя на семействе характеристик лампы в координатах
ia=f(ua), находят соответствующее ей отрицательное смещение uc—Uco. Найдя
графическим способом внутреннее сопротивление триода Ri в точке покоя, оп-
ределяют наивыгоднейшее сопротивление анодной нагрузки лампы

Ra~ ~ (2,5-4) Rt.	(6.18)

После этого через точку покоя проводят- нагрузочную прямую, соответству-
ющую выбранному R t Амплитуду сигнала на сетке U см берут равной отри-
цательному смещению Uc0 и отмечают крайние положения рабочей точки, соот-
ветствующие иСМакс=и№см=® и ис muh=Uco—V см = 2(/сОна нагрузочной
прямой. Значения анодного тока в этих точках составят / макс и ^мин соответ-
ственно.

При правильно выбранном режиме значение / мин, в однотактном каскаде
должно быть порядка (0,1-4-0,15) /а0; при меньшем 1мин каскад вносит большие
нелинейные искажения; при большем I мин снижается отдаваемая триодом мощ-
ность и его кпд: для изменения I мин достаточно изменить Uao или Ra-^,

Добившись правильного значения минимального тока, находят отдаваемую
лампой мощность по выражению

Р~ ъ 0,125 (2IaM2UaM) = 0,125 (IMaKC-IMUti)*Ra„ .

(6.19)

Если отдаваемая мощность достаточна, на динамической характеристике
отмечают uci — Uco+0t5UCM и uc2=Ucq—0f5UCMt находят соответствующие этим
точкам значения Л и /2, после чего по ф-лам (4.27) определяют 1 iMi 13м,
Цм, I ср И рассчитывают коэффициент гармоник в случае однотактного каскада
по ф-ле (2.31), а в случае двухтактного — по ф-ле (6.7).

Если полученное значение коэффициента гармоник больше допустимого,
увеличивают Ra—> и повторяют расчёт.

Вследствие компенсации чётных гармоник значение /мин* двухтактном кас-
каде можно брать порядка (0,054-0,1) /ао, что повышает снимаемую с ламп
мощность и кпд каскада.

Пример 6.1. Рассчитаем каскад мощного усиления с триодом в режиме А,
отдающий во внешнюю нагрузку мощность Р2=3 вт при коэффициенте гармоник
не выше 5%.

Мощность, которую должна отдавать лампа, составит

где кпд выходного трансформатора т\тр в соответствии с табл. 5.2 для мощ-
ности в 3 вт возьмём равным 0,8. Ориентировочное значение Ра доп будет равно:

Ра доп = (3,54-6)	= (3,54-6) 3,75 = 134-22,5 впг.

Подходящим по мощности рассеяния на аноде является триод прямого
накала типа 6С4С, имеющий Ра доп —15 вт.

. Задавшись напряжением на аноде i/flo=24O в, что немного меньше 0,7 Uao макс
(для этой лампы UaQ макс =360 в), найдём ток покоя:

ао

0,85Ра доп

иа9

0,85-15	„ о

——— = 53-10 d а = 53 ма.

240
Нанеся точку покоя на семействе статических характеристик триода, уви-
дим, что она соответствует смещению на сетке £/со=—42,5 в (рис. 6.5). Опреде-
лив внутреннее сопротивление 7? i триода в этой точке, равное примерно 800 ом,
найдём оптимальное сопротивление анодной нагрузки

Ra~ = 3Rt = 3-800 - 2400 ом.

Проведя через точку покоя нагрузочную прямую для Ra___= 2400 ом (пря-

мая 7), увидим, что её крайние точки (wc=0 и uc=2Uc0 =—85 в) соответ-
ствуют /л£Лкс=110 ма и Iмин = 6 ма'- значение Iмин составляет примерно 12%
от тока покоя, что является нормальным.

Проверим мощность, отдаваемую лампой,

=0,125(/жалс-/жик)*Яа~ = 0,125(110-10-3 — 6-Ю-3 )2.2400;= 3,24

Отдаваемая мощность мала, поэтому увеличиваем анодное напряжение до
300 в и находим новое положение точки покоя

0,85-15	о

IaQ = зоо ~ 42’10 3 а = 42 ма>

что при t/ao=3OO в соответствует смещению на сетке Uco——59 в. Оставим
прежнее значение /^^ = 6 ма, так как оно не превышает 0,15 нового значения
тока покоя.
Полагая амплитуду напряжения сигнала на сетке UCM равной величине
отрицательного смещения, т. е. 59 в, найдём нижний конец нагрузочной прямой
как пересечение горизонтали, соответствующей 1Мин—^ ма со статической харак-
теристикой триода для ис=ис0—Uсм =—Н8 в. Через эту точку, соответствую-
щую иамакс =480 в, и точку покоя проводим прямую, которая и будет искомой
нагрузочной прямой (прямая 2). Её пересечение со статической характеристикой
для ис=0 даёт /дшкс==:85,5 ма и waj£y^=80 в.

При этих данных отдаваемая лампой мощность составит

Р~ ~ 0,125 (2UaM • 21 ам) = 0,125 (иа Макс иа мин) макс — Iмин) —

= 0,125 (480 — 80) (85,5 — 6)-10~3 = 3,98 вт,

что немного превышает заданное значение. Отметив на новой динамической
характеристике две точки, для которых:

= Uса “I- 0,56/см = — 59 + 0,5- 59 = — 29,5 в;

ис2 =	0,5£7fJ£ = —59-0,5-59 = —88,5 в,

найдём, что соответствующие этим точкам значения токов равны:

/х = 63,5 ма, /2 = 22 ма.

Амплитудные значения гармоник выходного тока и его среднее значение
найдём по ф-лам (4.27):

11м = 40,33 ма; /2л< = 1,88 ма; = — 0,58 ма;

/4х = 0,12лш; 1ср = 43,75 ма.

Проверив правильность вычислений по ф-ле (4.28)

11м + ^2лс + Лж + Лж + I ср = ^макс — 40,33 + 1,88—0,58+0,12+43,75=85,5 ма,

убедимся, что расчёт гармонических составляющих сделан правильно.

Сопротивление нагрузки, соответствующее новой динамической характери-
стике, равно

^ам	Uа макс	Uа мин	480	80 клоп

оиии

2/ ам	I макс	^ман (85,5	6) 10

и коэффициент гармоник, вносимый триодом в этом режиме,

У 1,882 + 0,582 + 0,122
'	-... = 0.9489; кг% =4,89%,

,оо

что не превышает заданных 5%-

Так как отдаваемая мощность получилась больше заданной, её можно умень-
шить небольшим повышением сопротивления анодной нагрузки или снижением
анодного напряжения.

Например, повернув нагрузочную прямую вокруг точки покоя настолько,
чтобы 1Мин стал равен 9 ма (прямая 5), получим: /_ийкс=80 ма, /1 = 60 ма,
/ао=42 ма; /2=24 ма; I Мин=^ ма;	в; иа Макс= 492 в. Это даст:

₽а^=5870 ом, Р^=3,8 вт и яг=3,74%.

Необходимая величина сопротивления катодного смещения Рк составит

Rk =

Uco
I ср

59

43,75-10“3

= 1350 ом,
и выделяемая на 7?к мощность при полной амплитуде сигнала

Р = /2 7?к = 0.043752-1350 = 2,6 вт,
ср

что нужно учесть при подборе типа сопротивления. Так как триод 6С4С прямо-
го накала, RK включают между минусом источника анодного питания и средней
точкой обмотки накала.

Для предотвращения снижения усиления каскада от RK последнее шун-
тируют конденсатором СЛ, ёмкость которого может быть рассчитана по
ф-ле (7.65).

Если активное сопротивление первичной обмотки выходного трансформа-
тора и=500 ом, то необходимое напряжение источника анодного питания

Еа = UaQ + Icprv + Uc0 = 300 + 0,04375-500 + 59	380 в.

Из примера видно, что триод в режиме А даёт малые нелинейные иска-
жения, состоящие в основном из второй гармоники; поэтому при использова-
нии триодов в двухтактной схеме, компенсирующей чётные гармоники, коэф-
фициент гармоник сильно уменьшается, что позволяет полнее использовать
лампы.

6.2.3.	Каскад с экранированной лампой

Вследствие особой формы статических анодных характери-

стик экранированных ламп
даваемая лампой мощность
при увеличении Ra^ и неиз-
менных остальных данных
вначале быстро растёт, а за-
тем почти не увеличивается
(рис. 6.6, кривая Р^).

При малых сопротивле-
ниях нагрузки зависимость
анодного тока экранирован-
ной лампы от напряжения
на её управляющей сетке
близка к параболе. Поэтому
пентод и лучевой тетрод при
малых Ra^ дают нелиней-
ные искажения в основном
по второй гармонике, как и
триод. При увеличении Ra^
вторая гармоника умень-
шается и, пройдя через ну-
левое значение, вновь воз-

(лучевых тетродов и пентодов) от-

Рис. 6.6. Зависимость отдаваемой мощ-
ности и коэффициентов гармоник от ве-
личины Ra____ для пентода 6П9 при

= 250 в; U9o= 150 в; Uc0 =— 3 в;

U СМ = 3 в

растает, изменив фазу на
обратную; третья гармоника

при увеличении Ra^ возрастает монотонно (рис. 6.6, кривые кг2

и кл).

Отсутствие второй гармоники в выходном токе соответствует
такому расположению нагрузочной прямой переменного тока.
При котором длины отрезков а и б равны (рис. 4.10). Так как
Третья гармоника при увеличении Rбыстро растёт, наимень-
шее значение коэффициента гармоник имеет место -не при Ra~-,
соответствующем отсутствию второй гармоники, а при не-
сколько меньшей его величине (рис. 6.6, кривая кг). Значение Ra^>
При котором кг минимален, является оптимальным для одно-
тактного каскада мощного усиления с экранированной лампой,
так как при этом отдаваемая лампой мощность и кпд близки к
Максимальным. Значение Ra~Onm Для каскада мощного усиления
с экранированной лампой, работающей в режиме А, много мень-
ше её внутреннего сопротивления и обычно лежит в пределах
(0,07—0,15) Ri.

Преимуществом экранированной лампы в каскаде мощного
усиления по сравнению с триодом является более высокое значе-
ние коэффициента использования анодного напряжения, достигаю-
щее при Ra^onm У хороших экранированных ламп 0,854-0,9 про-
тив 0,44-0,6 у триодов. В результате этого кпд каскада с экрани-
рованной лампой в режиме А достигает 0,35-4-0,4 против 0,154-0,25
для каскада с триодом.

Другим преимуществом экранированной лампы является более
высокая чувствительность, выражающаяся в том, что для полу-
чения заданной выходной мощности она требует входного напря-
жения сигнала в 34-5 раз меньше, чем триод. Это объясняется
малым отношением сопротивления нагрузки к внутреннему сопро-
тивлению экранированной лампы, в результате чего её динамичес-
кая крутизна характеристики практически равна статической,
тогда как у триода динамическая крутизна в (1+Ra~/Ri) = (34-5)
раз меньше статической и он для получения той же переменной
составляющей тока сигнала требует входного напряжения в 34-5
раз большего.

Недостатками экранированной лампы являются: более высо-
кие нелинейные искажения и преобладание в них третьей гармони-
ки, сильнее ощущающейся на слух, чем вторая, резкое возрастание
нелинейных искажений при изменении сопротивления нагрузки в
любую сторону и сильная зависимость выходного напряжения от
сопротивления нагрузки.

Расчёт каскада мощного усиления с экранированной лампой в режиме А,
так же как и каскада с триодом, начинают с определения необходимой отда-
ваемой мощности. Из выпускаемых ламп подбирают лучевой тетрод или пентод
с подходящей отдаваемой мощностью; если она не указана, берут лампу с до-
пустимой мощностью рассеяния на аноде

Радоп = Р,5+4)Р~.	(6.20)

Затем по ф-ле (6.17) находят ток покоя /Оо, взяв напряжение на аноде Uao
порядка 0,7-4-0,9 максимально допустимого для лампы. Задавшись напряжением
на экранирующей сетке в рекомендуемых пределах, отмечают точку покоя на
семействе статических выходных характеристик для выбранного U её поло-
230
жение определит необходимое отрицательное смещение на управляющей сетке
и максимальную амплитуду сигнала U см, равную отрицательному смещению.

Нагрузочную прямую переменного тока проводят через точку покоя с та-
ким наклоном, чтобы отрезок а получился в 1,14-1,2 раза длиннее отрезка б
(рис. 4.10).

Если I мин при этом составляет (0,2-4-0,25$ Ло, режим выбран правильно; в
этом случае коэффициент гармоник обычно лежит в пределах 64-8%, что для
экранированной лампы можно считать нормальным.

Отдаваемую мощность находят по ф-ле (6.19); если она достаточна, оп-
ределяют гармонические составляющие выходного тока методом пяти ординат
и находят коэффициент гармоник каскада при однотактной схеме по ф-ле (2.31).
Если найденное значение кг превышает допустимое, а отдаваемая мощность
больше требуемой, можно уменьшить расчётную амплитуду сигнала на управ-
ляющей сетке, не изменяя остальных данных; это снизит коэффициент гармоник.

При расчёте двухтактного каскада мощного усиления с экранированными
лампами в режиме А находят мощность, которую должна отдавать одна лам-
па, поделив мощность, вычисленную по ф-ле (6.6), на число ламп каскада.

Для получения наименьшего коэффициента гармоник при экранированных
лампах в двухтактной схеме значение Ra следует брать меньше, чем в одно-
тактной. При этом падает третья гармоника (рис. 6.6); возрастание же второй
гармоники не увеличивает коэффициента гармоник каскада вследствие компен-
сации чётных гармоник. Поэтому для двухтактного каскада с экранированными
лампами в режиме А наклон нагрузочной прямой берут таким, чтобы отрезок
а был в 1,34-1,5 раза длиннее отрезка б. Нормальное значение Iмин для двух-
тактного каскада с экранированными лампами можно считать равным
(0,154-0,2)'Ло; расчёт коэффициента гармоник для него производят по ф-ле (6.7) ,
учитывающей компенсацию чётных гармоник.

Ток экранирующей сетки резко растёт при уменьшении анодного напря-
жения. Поэтому, когда напряжение на управляющей сетке близко к нулю, ток
экранирующей сетки сильно возрастает, так как напряжение на аноде лампы
при этом минимально. В результате наибольшая мощность на экранирующей
сетке выделяется при максимальной амплитуде сигнала; эта мощность равна
произведению среднего значения тока экранирующей сетки I э Ср на напряже-
ние на ней. Значение 1ЭСр можно найти по ф-ле (4.27) для Лр, подставляя
в неё значения тока экранирующей сетки 19 макс* Л1> Лг> Л мин* соответ-
ствующие точкам нагрузочной прямой, используемым для расчёта коэффи-
циента гармоник. Указанные значения тока экранирующей сетки находят по
семейству характеристик тока экранирующей сетки для напряжений на аноде
и управляющей сетке, имеющих место в каждой из точек.

Пример 6.2. Рассчитаем каскад мощного усиления в режиме А на экрани-
рованных лампах с выходной мощностью 6 вт при коэффициенте гармоник
не выше 4%. Так как заданная величина коэффициента гармоник для экрани-
рованных ламп является очень малой, останавливаемся на двухтактной схеме
каждой из ламп мощность
вт,

с одной лампой в плече. В этом случае отдаваемая

Р,

Р2

6

^\тр 2*0,83

= 3,62

так как для мощности в 6 вт т\тр согласно табл. 5.2 должен быть порядка 0,83.
Мощность в 3,62 вт может отдать лучевой тетрод типа 6П6С, для которого
00/2=13,2 вт\ UaQjtaKc^&S® в; U эъ лш/о?=310 в.

Задавшись £Ло=СЛо=25О в и приняв мощность, рассеиваемую на аноде
в точке покоя, равной 0,85Ра дот найдём ток покоя

г	0,85Ра доп

iaQ~ U =
иао

0,85’13,2

250	~

45-10 3 а = 45 ма.
Нанеся эту точку на семействе статических характеристик тетрода 6П6С
для Uэо=25О в, увидим, что она соответствует отрицательному смещению на
управляющей сетке £/со =—12,5 в (рис. 6.7}. Задавшись максимальной ампли-
тудой сигнала на управляющей сетке U см, равной величине отрицательного сме-
щения, найдём, что нижний конец нагрузочной прямой переменного тока будет
лежать на статической характеристике для aCMllH—UCQ—Uсм——25 в.

Наклон нагрузочной прямой подберём таким, чтобы её верхняя половина
получилась примерно в 1,4 раза длиннее нижней (рис. 6.7, отрезки а и б); при
этом коэффициент гармоник двухтактного каскада с экранированными лампами
близок к минимальному. Сопротивление нагрузки, соответствующее проведён-
ной нагрузочной прямой, определится отрезками, отсекаемыми её продолжением
на осях координат,

е 440

^ = T = iBi^ = 4200 ом-

Отметив на нагрузочной прямой точки Ц и /2, соответствующие напряже-
нию сигнала, равному половине положительной и половине отрицательной ам-
плитуд (ис\ — —6,25 в и Wc2=—18,75 в), получим значения токов (рис. 6.7}:
1макс = 95 ма; /1 = 71 ма; /а0=45 ма; /2=24 ма; 1мин — 8 ма.

Рис. 6.7. Расчёт каскада мощного усиления с экранирован-
ной лампой (лучевым тетродом типа 6П6С) в режиме А

Рассчитав гармонические составляющие и среднее значение анодного тока
методом пяти ординат, найдём: /Ги = 44,7 ма; 12м = 3,25 ма; 1зм~—1,17 ма*
1&м=—0,58 ма; 1ср=48,3 ма.

Отдаваемая лампой мощность при этом

« 0,125 (1макс — IMUHy Ra~ = 0,125 (0,095 — 0,008)2 4200 = 3,97 вт,
т. е. немного больше заданной. Коэффициент гармоник каскада при отсутствии*
подбора ламп в плечах схемы (Ь < 0,2) не превысит значения:

]^(Ы2М)2 + 13м + (ы^

= о оз=з%
44,7	,о»

что удовлетворяет поставленным условиям. Так как отдаваемая мощность выше*
заданной, можно уменьшить ток покоя или амплитуду сигнала на управляю-
щей сетке; в последнем случае коэффициент гармоник будет ещё меньше.

Для определения мощности, рассеиваемой на экранирующей сетке, найдём
её токи, соответствующие отмеченным на нагрузочной прямой точкам, за исклю-
чением точки покоя; они будут равны:

7элгакс = 22; /э1= И;	1эмин=1

Подставив эти значения токов в ф-лу (4.27) для 1ср, найдём, что сред-
нее значение тока экранирующей сетки при максимальном расчётном сигна-
ле I э Ср составит 8,5 ма. Отсюда рассеиваемая на ней мощность при макси-
мальном сигнале

Р3 = 1эсри31> = 8,5-ю-3 -250 = 2,12 вт,

что не превосходит максимально допустимых для этой лампы 2,2 вт.

6.2.4.	Каскад с транзистором

При напряжении питания транзисторного каскада мощного*
усиления порядка десяти и выше вольт остаточным напряже-
нием можно пренебречь ввиду его малости (несколько десятых
вольта для германиевых транзисторов при включении с общим*
эмиттером и отсутствие при включении с общей базой). В этих

случаях можно считать, что ток
покоя выходной цепи /0 и напря-
жение питания Uq могут быть ис-
пользованы полностью, и ампли-
туда переменной составляющей
выходного тока и напряжения
приближённо равны току и на-
пряжению покоя соответственно
(рис. 6.8):

вых м ~ '()

вых М ~

Uвых м	1

Рис. 6.8. Выбор сопротивления"
нагрузки для транзисторного кас-
када мощного усиления в режи-
ме А
Отсюда полное использование транзистора как по току, так и
по напряжению будет иметь место при сопротивлении нагрузки
выходной цепи переменному току, равном



U вых м
Iвых м

(6.22)

Более точно с учётом недоиспользования транзистора по току
и напряжению необходимое сопротивление нагрузки можно найти
графически по отрезкам, отсекаемым на координатных осях се-
мейства статических выходных характеристик продолжением на-
грузочной прямой.

Подставив в выражение, определяющее выходную мощность
значения 1выхм и UebiXM из (6.21) и решив результат отно-
сительно /0, получим формулу для определения тока покоя выход-
ной цепи транзистора в режиме А по заданным выходной мощно-
сти и напряжению питания:

^ = О>5/вкх^ж^О,5/о(/о

7° и0

(6.23)

Из (6.23) видно, что с уменьшением Uo растёт ток покоя вы-
ходной цепи, а следовательно, и амплитуда переменной составляю-
щей выходного тока. Для увеличения последней приходится уве-
личивать амплитуду переменной составляющей входного тока, что
приводит к увеличению переменной составляющей входного на-
пряжения. В результате при уменьшении напряжения питания
транзистора и неизменной выходной мощности растёт необходи-
мая входная мощность, т. е. падает коэффициент усиления мощ-
ности каскада. Кроме того, при увеличении переменной состав-
ляющей тока в цепях транзистора увеличивается используемая
область его статических характеристик, что ведёт к увеличению
вносимых им нелинейных искажений.

Поэтому напряжение питания транзисторных каскадов мощно-
го усиления желательно брать возможно более высоким. При пита-
нии от выпрямителя и хорошо сконструированном выходном транс-
форматоре его можно брать равным (0,3-4-0,4) Uмакс , где UмаКс —
максимальное допустимое напряжение между выходными электро-
дами, указанное в справочных данных для применённого способа
включения транзистора.

Для транзисторных каскадов мощного усиления малогаба-
ритных приборов, питаемых от химических источников тока, сол-
нечных батарей и т. д., целесообразно брать напряжение пита-
ния ниже максимального, так как при уменьшении напряжения
и неизменной ёмкости батареи в ватт-часах её размер, вес и
стоимость падают, а срок службы растёт. Предел снижению пи-
234
тающего напряжения в этих случаях ставят указанные выше
факторы.

Максимально допустимая температура коллекторного и эмит-
терного переходов транзистора Тпдоп сравнительно невысока; по-
этому для увеличения допустимой мощности рассеяния, а следова-
тельно и повышения отдаваемой мощности сигнала, транзисторы
каскадов мощного усиления обычно устанавливают на теплоотво-
дящую конструкцию или снабжают радиатором. Простейшие конст-
рукции, часто применяемые на практике, показаны на рис. 6.9.

Рис. 6.9. Конструкции теплоотвода для транзисторов:

а) радиатор, к которому триод крепится с гладкой стороны;

б) боковая стенка алюминиевого шасси с фрезерованными или
литыми рёбрами и вырезами в них для крепления транзисторов;

в) теплоотвод в виде металлического уголка, крепящийся к ме-
таллическому шасси

Разность температуры переходов Тп и температуры корпуса
триода Тк практически пропорциональна выделяемой в транзисто-
ре мощности Р

Tn — TK=RmeP,	(6.24)

где Rme— внутреннее тепловое сопротивление транзистора, выра-
жающееся в градусах Цельсия разности температуры переходов
и корпуса на ватт выделяемой в нём мощности.

Разность температуры корпуса транзистора и температуры ок-
ружающей среды Токр также пропорциональна выделяемой в тран-
зисторе мощности Р

TK-T0Kp=RmHP,	(6.25)

где RmH — наружное тепловое сопротивление, выражающееся в гра-
дусах Цельсия разности температур корпуса транзистора и окру-
жающей среды на ватт выделяемой в транзисторе мощности.

Сложив (6.24) и (6.25), получим

Tn-T0Kp=(Rme + Rm>)P.	(6.26)

Мощность Р представляет собой сумму мощности Рэ, выделяе-
мой в эмиттерном переходе, и мощности Рк> выделяемой в коллек-
торном переходе:

Р = РЭ + РК.

(6.27)

235
Решив (6.26) относительно Р и положив Тп = ТПмакс (Тпмакс—
выбранное максимальное значение температуры коллекторного пе-
рехода), получим формулу, определяющую допустимую выделяе-
мую в транзисторе мощность по максимальной температуре перехо-
да и максимальной температуре окружающей среды ТокрмаКС'-

Р=(Л + Л)=

Тп макс ^окр макс

Рте +

(6.28)

Внутреннее тепловое сопротивление R тв транзистора указы-
вается в его справочных данных. Наружное тепловое сопро-
тивление RmH определяется в основном конструкцией радиатора
или теплоотвода, охлаждающих транзистор.

Решив (6.28) относительно RmH, получим формулу для рас-
чета теплового сопротивления радиатора или теплоотвода

^тн

Тп макс	Токр макс

Рэ + Рк

(6.29)



Для расчёта необходимой поверхности охлаждения радиатора
для транзистора можно воспользоваться приближённой фор-
мулой, связывающей полную поверхность радиатора Sp (с
обеих сторон) с наружным тепловым сопротивлением RmH
и справедливой для вертикальной чистой металлической пластины
при естественном охлаждении воздухом при нормальном атмосфер-
ном давлении:

°р(см*)

1400

PfTlH

(6.30)

Радиатор, отводящий тепло от транзистора, для уменьшения га-
баритов и веса делают из металла с высокой теплопроводностью
(обычно из алюминия, реже — из красной меди). Толщина радиа-
тора должна быть такой, чтобы обеспечивалась малая разность
температур в точке крепления транзистора и на краю радиатора;
обычно для этого достаточна толщина материала от 1 до 5 мм, в за-
висимости от отводимой мощности.

Если поверхность охлаждения радиатора, найденная из (6.30),
оказывается равной или меньше полной поверхности корпуса тран-
зистора, то радиатор не нужен, так как его роль будет выполнять
корпус транзистора.

Ввиду того что контакт между корпусом транзистора и радиатором имеет
тепловое сопротивление, не равное нулю, температура корпуса транзистора
всегда превышает температуру радиатора. Это снижает мощность, которую
можно снять с транзистора, или заставляет увеличивать размеры, вес и стои-
мость радиатора.
чего перед установкой транзистора на
тонким слоем невысыхающей вязкой

Рис. 6.10. Двухтактный каскад мощного
усиления с общим эмиттером, допуска-
ющий крепление на общем радиаторе
или шасси без изолирующей прокладки

устанавливая их на радиаторы, изолиро-
почему-либо неудобно, можно устранить

Для уменьшения разности температур между корпусом транзистора и ра-
диатором следует снижать тепловое сопротивление между ними. Для этого
поверхность радиатора или теплоотвода в месте крепления транзистора
выравнивают и зачищают; контактную поверхность транзистора также зачи-
щают и плотно прижимают его к охлаждающей поверхности.

Для улучшения теплового контакта между транзистором и радиатором
тонкую воздушную прослойку между ними полезно заполнить материалом с
более высокой теплопроводностью, дл
радиатор место крепления покрываю1
жидкости (кремнеорганического сое-
динения, эпоксидной смолы, вазе-
лина).

Корпус мощных транзисторов
соединён с коллектором, а поэто-
му при использовании для охлаж-
дения транзистора металлического
шасси усилителя, соединённого с
общим проводом схемы, а также
при установке на один общий ра-
диатор обоих транзисторов двух-
тактного каскада их корпус элек-
трически изолируют от теплоот-
вода, крепя транзисторы на ра-
диатор через слюдяную проклад-
ку толщиной 0,034-0,05 мм. Для
снижения теплового сопротивле-
ния прокладки её с обеих сторон
следует покрыть тонким слоем не-
сохнущей смазки.

Слюдяная прокладка ухуд-
шает охлаждение транзисторов;
поэтому желательно её не применять,
ванные от общего провода; если это

прокладку в указанных выше случаях, видоизменив схему каскада таким обра-
зом, чтобы коллекторы транзисторов электрически были соединены с шасси
(например, используя схему рис. 6.10).

Нелинейные искажения, вносимые транзисторным каскадом
мощного усиления, зависят от ряда факторов, важнейшими из
которых являются способ включения транзистора и отношение со-
противления источника сигнала (выходного сопротивления преды-
дущего каскада) Ru к входному сопротивлению транзистора Rex.
Ориентировочные кривые зависимости коэффициента гармоник от
отношения RuIRex при различных способах включения транзистора
однотактного каскада мощного усиления, работающего в режи-
ме А, приведены на рис. 6.11; из них видно, что наибольшие нели-
нейные искажения даёт включение с общим эмиттером и наимень-
шие — включение с общим коллектором.

Расчёт транзисторного каскада мощного усиления начинают с определения
необходимой отдаваемой мощности, после чего подбирают подходящий по
мощности транзистор и выбирают способ включения, учитывая, что при вклю-
чении с общей базой он даёт малые нелинейные искажения и свойства каскада
мало меняются при изменениях температуры и замене транзистора. Включение
с общим эмиттером требует^меньшей мощности входного сигнала, но при нём
повышается коэффициент гармоник и нестабильность свойств каскада. Вклю-
чение с общим коллектором требует примерно такой же мощности входного
сигнала, что и включение с общей базой, даёт невысокую стабильность свойств,
каскада, как и включение с общим эмиттером, но сильно снижает нелинейные
искажения.

Выбрав способ включения, определяют напряжение источника питания на
основании сказанного на стр. 234—235 и находят сопротивление нагрузки вы-
ходной цепи и ток покоя по ф-лам (6.22) и (6.23).

Рис. 6.11. Характер зависимости коэффи-
циента гармоник транзисторного однотакт-
ного каскада мощного усиления в режиме
А от отношения сопротивления источника
сигнала к входному сопротивлению тран-
зистора

После этого на семействе статических выходных характеристик наносят
точку покоя и проводят нагрузочную прямую, соответствующую найденному
сопротивлению нагрузки выходной цепи. Перенеся точки этой прямой на входную
характеристику, находят ток и напряжение смещения входной цепи, амплитуду
напряжения входного сигнала и входное сопротивление транзистора. Амплитуду
входного тока сигнала, а затем и входную мощность определяют, поделив ампли-
туду выходного тока на $Мин применённого типа транзистора. Коэффициент
гармоник находят методом пяти ординат, построив сквозную динамическую ха-
рактеристику каскада для Ра, равного выходному сопротивлению источника сиг-
нала рассчитываемого каскада.

В режиме А наибольшая мощность выделяется в транзисторе в режиме по-
коя; она равна

Рк. + Рэ — W) + lextPex о,	(6.31)

где / бх0 и U6Xq — ток и напряжение смещения входной цепи. Найденное из
(6.31) значение мощности подставляют в ф-лу (6.29) и определяют допусти-

238
мое тепловое сопротивление радиатора или теплоотвода; если 7? тн получается
отрицательным или много меньше Rme> выбранный транзистор непригоден для
рассчитываемого каскада и его следует заменить более мощным. Если
получается равным или больше Rme* рассчитывают по ф-ле (6.30) необходимую
поверхность охлаждения радиатора и конструируют его.

Пример 6.3. Рассчитаем транзисторный каскад мощного усиления для полосы
частот 200ч-5000 гц, имеющий МНС 1,18, Мв< 1,18, и отдаваемую в сопротив-
ление нагрузки 7?2=5 ом через выходной трансформатор мощность Рг=20 мет при
коэффициенте гармоник кг не выше 6%.
Источник сигнала (предыдущий каскад)
вместе с делителем подачи смещения
7?! Т?2 рассчитываемого каскада (рис. 6.12)
имеет сопротивление 7?и = 700 ом. Пред-
назначен каскад для работы в комнат-
ных условиях (ТоКр мин= 10°С; ТоКр маКс =
= 30°С); его питание и стабилизация ре-
жима осуществляются от источника по-
стоянного тока с напряжением 12 в.

При мощности в нагрузке Р2 = 20л«вт’
и кпд выходного трансформатора т]=0,75
(согласно табл. 5.2) отдаваемая каска-

дом мощность

р~=—

Timp

Рис. 6.12. Принципиальная схема од-
нотактного транзисторного каскада
мощного усиления к примеру 6.3

должна быть не ниже

0,02

0,75

0,027 вт.

При кпд каскада в режиме А по-
рядка 0,45 подводимая к транзистору от

источника питания мощность составит 0,027 : 0,45=0,06 вт; эта мощность при от-
сутствии сигнала и будет выделяться в транзисторе. Следовательно, для каскада
пригоден маломощный транзистор, предназначенный для усиления слабых сиг-
налов, с допустимой мощностью рассеивания 0.1—0,2 вт при комнатной темпе-
ратуре. Так как максимальная температура окружающей среды невелика, тран-
зистор пригоден германиевый; для получения от каскада наибольшего усиления и
возможности использования реостатной схемы связи с предыдущим каскадом
применяем включение с общим эмиттером, что возможно при заданной величине
коэффициента гармоник.

Подходящим для каскада является низкочастотный германиевый транзистор
малой мощности типа П13, имеющий: наибольший ток коллектора в режиме уси-
ления ко лаке =20 ма, допустимое пиковое напряжение коллектор—эмиттер
Укэмакс =45 в, допустимую мощность рассеивания при естественном охлаждении
Лэои = 150 мет, наименьшее значение статистического коэффициента усиления
тока при включении с общим эмиттером	Семейство его статических вы-

ходных характеристик и входная характеристика для включения с общим эмит-
тером даны на рис. 6.13.

Возьмём постоянную составляющую напряжения коллектор—эмиттер С/Кэ(>
равной 0,35 допустимого пикового напряжения, т. е. 0,35 • 15=5,25—5 в; чтобы
при установке в каскад любого исправного экземпляра транзистора П13 он от-
давал заданную мощность и не перегревался, введём в каскад эмиттерную ста-
билизацию точки покоя. Так как напряжение источника питания значительно
больше необходимого, излишек напряжения погасим на сопротивлении эмиттер-
ной стабилизации принципиальная схема рассчитываемого каскада изобра-
жена на рис. 6.12.

Найдём минимально допустимый ток покоя цепи коллектора для получен-
ного значения отдаваемой каскадом мощности:

, Р»

ко мин — Т1

икэо

Рг

20-10—3

Т1Л Лтр ^кэо	0,45-0,75-5

= 11,9-10"3 а.
Возьмём ток смещения базы равным 0,8 ма; тогда при напряжении коллек-
тор—эмиттер 5 в ток покоя коллектора будет равен примерно 12 ма (рис. 6.13а,
точка Л). Для полного использования транзистора как по току, так и по напря-
жению проведём нагрузочную прямую переменного тока через точку покоя А
так, как это сделано на рис. 6.13а; продолжив прямую до пересечения с осями
и поделив отсекаемые ею на осях отрезки друг на друга, найдём, что она соот-
ветствует сопротивлению нагрузки цепи коллектора переменному току, равному:

Е 10
= — =---------о- = 418 ом.

к~ I 24 10-3

При полном использовании транзистора по току максимальное значение
тока коллектора составит 23 ма, а минимальное будет близко к 0; отдаваемая
при этом транзистором мощность

Р^ = 0Л,&(1КмаКс-1киПнГКк^ = 0,125 (23-10~3-0)2-418 = 0,0276 вт
немного превосходит необходимую.

Перенеся точки пересечения нагрузочной прямой со статическими выход-
ными характеристиками на входную характеристику (рис. 6.136, точки 1—7),
для построения сквозной динамической характеристики определим для каждой
из точек по рис. 6.13а и б значения i>, сведя их в табл. 6.1; сюда же вклю-
чим графу значений эдс источника сигнала, рассчитанных для каждой точки при
</?ц=700 ом по ф-ле (4.24).

Таблица 6.1

Номер точки	1	2	3	4	5	6	7
iK, ма	0	5	9,5	13,7	17,5	20,5	23
ма	0	0,3	0,6	0,9	1,2	1,5	1,8
Ufa мв	0,1	0,21	0,26	0,29	0,32	0,34	0,355
Uu = u6+ i6Ru> в	0,1	0,42	0,68	0,92	1,16	1,39	1,615

Построенная по данным табл. 6.1 сквозная динамическая характеристика
изображена на рис. 6.14; разделив проекцию этой характеристики на горизонталь-
ную ось на четыре равных отрезка, каждый из которых соответствует 0,5 UиМ9
и отметив эти отрезки на характеристике, спроектируем их на вертикальную ось.
Границы спроектированных на вертикальную ось отрезков определят значения
токов коллектора, необходимых для расчёта коэффициента гармоник каскада
по методу пяти ординат; найдя эти токи, увидим, что IМакс= 23 ма; 1г= 18,5ма;
/о=12,5 ма; /2=6 ма;	По ф-лам (4.27) получим, что амплитудные зна-

чения гармонических составляющих коллекторного тока и его среднее значение
равны:

/ мпкс — 7мин	7л — Iа	23 — 0 "4~ 18,5 — 6

/MUftb	MUtt 1*16	I	>	11 ал

IM =---------3--------=------------3--- = 11,83 ма,

Т	Iмакс ~\~1 мин 2/0	23 0	2*12,5

Л м— --------------- =------------- =—0.5 ма.
16—577

Рис. 6.13. Характеристики транзистора П13 для включения с общим
эмиттером:

а) семейство статических выходных характеристик и нагрузочная прямая для Rк~ =418 ом\ б) статическая
входная характеристика для U кэ = 5 в
,	1макС-1мин-^(к-1^	23-0-2(18,5-6)

/зи =---------------------=-------------------=—0,33 ма

О	о

,	_ /л.а«с + /л(цн-4(/1 + 72) + 6/0	23+ 0-4 (18,5-+6)4-6-12,5

*м	12	12

.	Iмакс ~f~ Iмин+ 2(Zi + /2)	23 +0+'2 (18,5+6)

1ср=-------------------Г =-------------6------=12 ма-

Расчёт коэффициента гармоник по ф-ле (2.31) для этих данных даст:

у /22м+i23m+j24m _ /(-0,5)2+(-0,33)2+02	_0 051 _5

г	11м	11.83

что по условию допустимо.

Рис. 6.14. Сквозная динамическая характери-
стика каскада примера 6.3

Наибольшую амплитуду входного тока сигнала, которую должен отдать
предыдущий каскад в цепь базы рассчитываемого, нельзя считать равной
Уб макс —1б мин) : 2= (1,8—0) : 2=0,9 ма, как это следует из вемейства выходных
характеристик рис. 6.13а, так как в справочнике приводятся характеристики для
242
транзисторов не с наихудшими, а со средними, типовыми параметрами. Поэтому
определение входного тока сигнала следует производить через $миц по выра-
жению

г ____ 1 выхм

вх М — Л
YMUH

Uк макс	мин)

2$MUH

23—0

— = 0,96 ма
2-12

такую амплитуду тока сигнала легко отдаст каскад предварительного усиления
с аналогичным транзистором П13.

Среднее за период входное сопротивление наихудшего транзистора составит

Вех

иб макс иб мин 0,355—0,1
=---------------' =----------5" =133 ом

Ъ.Ьхм 2-0,96-10"3

при этом входная мощность сигнала и коэффициент усиления мощности рассчи-
тываемого каскада будут равны:

Рвх = 0,5I2eXMRax = 0,5 (0,96-10~3 )а-133 = 61,2-Ю-6 вт;

к _ 2°-В * 10"3
м Рвх 61,2-10-6

= 327.

Выходной трансформатор каскада должен обеспечить сопротивление нагруз-
ки цепи коллектора переменному току /?к~=418 ом при сопротивлении нагрузки
вторичной обмотки 5 ом и является трансформатором с активной нагрузкой; его
коэффициент трансформации должен быть

*2

'Чтр

5
0,75-418

= 0,126.

Так как выходной трансформатор работает в режиме А и имеет значитель-
ную постоянную составляющую тока в первичной обмотке, величину коэффици-
ента с (стр. 143) в формулах, определяющих сопротивление обмоток, возьмём
равной 0,65; тогда:

с „	0,65^

Г1 = ГТ7Л«~(1 ~W = 1	'418~°’75) =41 -2 ом'

1 + С	l-f-U,bOj

Г	1 р * ~

Г2~~1 I Л

* + с 'Чтр

_1_.5±^75=1>о1

1 + 0,65	0,75

ом.

В рассчитываемом каскаде частотные искажения на нижних частотах будет
вносить не только выходной трансформатор, но и конденсатор Сэ эмиттерной
стабилизации; положим коэффициент частотных искажений от влияния транс-
форматора на низшей рабочей частоте Мнт=1,12. Внутреннее сопротивление
транзистора 7?/ в рабочей точке, как нетрудно найти из наклона выходных ста-
тических характеристик (рис. 6.13а), составляет примерно 5 ком, т. е. во много
раз превосходит/?^; поэтому необходимую индуктивность первичной обмотки

выходного трансформатора можно определить по упрощённой формуле:

16*	243
0,159 (RK~ — гД	0,159 (418 — 41,2)

Lx =----- = =-------------- —	0,6 гн.

LV	200/1,12»-!

Ввиду того что Ri RK~, допустимое значение индуктивности рассеяния
трансформатора Ls получится много больше действительного и его можно не
рассчитывать; найдём коэффициент частотных искажений на высшей рабочей
частоте, положив действительную индуктивность рассеяния трансформатора по-
рядка 0,01 от Li, т. е. 0,01 • 0,6=6 • 10“3 гн\

6,28-5000-6-10~3 Одов-
5000 + 418 J

следовательно, каскад практически не будет вносить частотных искажений на
верхних частотах. Однако вследствие большой динамической входной ёмкости
транзистора П13, определяемой ф-лой (4.111), значительные искажения на верх-
них частотах даст предыдущий каскад.

Расчёт сопротивлений эмиттерной стабилизации производят, приняв в каче-
стве 1комин,ь ф-лах (3.9) полученную величину /ХСр=12 ма. Возьмём при тран-
зисторе с наименьшим (3 напряжение коллектор—эмиттер немного выше мини-
мально необходимых 5 в, например, 5,5 в, так как при транзисторе с наиболь-
шим р ток коллектора возрастает и U кэп уменьшится; тогда, как видно из прин-
ципиальной схемы каскада, величину R9 можно найти из выражения:

с= №к ~~^1кср1\ — U/сэо _ (Ек — 1ксрг1 — Цкэо) ?мин а
9 Ср	1к ср (1 + $мин)

(12 — 12-10“3-41,2 — 5,5)12

= ------------------------------е= 450 ом>

12-10"3(1 + 12)

что округлим до стандартного в меньшую сторону, равного 430 ом.

Задавшись значением нижнего сопротивления делителя смещения /?2=2 ком,
по ф-лам (3.19) получим, что верхнее сопротивление делителя </?i должно быть
взято равным 1,5 ком-, проверка максимального значения тока коллектора и мини-
мального напряжения коллектор—эмиттер по этим же формулам для макси-
мально возможного р, равного 45 для П13, показывает, что они не выходят
за допустимые пределы. Уточнённое положение точки покоя определится точ-
кой В на рис. 6.13 а и б, соответствующей Лео = 12,5 ма, ^бп =0,82 ма, U6b =0,27 в.

Необходимую ёмкость конденсатора С э найдём по ф-ле (7.89), отведя на
неё оставшийся коэффициент частотных искажений, равный	Л4Я/П—

= 1,18: 1,12» 1,05.

6.3. РАБОТА КАСКАДА В РЕЖИМЕ В

6.3.1.	Основные соотношения

В каскаде, работающем в режиме В, плечи двухтактной схе-
мы работают поочерёдно, каждое в течение полупериода сигна-
ла, отключаясь от схемы на вторую половину периода. Это яв-
ляется особенностью такого каскада и может вызвать появление
в схеме переходных процессов, увеличивающих искажения усили-
ваемых сигналов.
Как указывалось на стр. 149, для упрощения анализа транс-
форматорного каскада, работающего в режиме В, удобно при-
вести его схему к одной половинке первичной обмотки выход-
ного трансформатора и считать, что на эту половинку работает
один усилительный элемент в течение всего периода сигнала.
Все расчёты тогда можно будет производить для половины пе-
риода сигнала по семейству характеристик одного усилительно-
го элемента, получая при этом данные, относящиеся ко всему
каскаду за период.

При прямолинейных статических выходных характеристиках
усилительного элемента, работающего в режиме В (рис. 6.15) v

Рис. 6.15. Анализ свойств каскада мощного усиления в режи-
ме В:

а) статические характеристики и динамическая выходная характе-
ристика; б) зависимость тока i0> потребляемого от источника пита-
ния, от времени; в) зависимость тока в нагрузке от времени

и синусоидальном входном напряжении среднее значение тока, пот-
ребляемого каскадом от источника питания выходной цепи /ср, и
амплитуду первой гармоники выходного тока 11м каскада, найдём,
удвоив значения первых двух членов ряда (4.33), относящегося к
одному плечу двухтактной схемы:

1ср = 0,637/^

(6.32)

1м 1 макс

Потребляемая от источника питания выходной цепи мощность
Pq и отдаваемая усилительными элементами мощность Р~ за каж-
дый из полупериодов, а следовательно, и за весь период будут
равны:
Ро~1срио



(6.33)

где R~n — сопротивление нагрузки одного плеча схемы для пере-
менного тока.

Отсюда кпд выходной цепи в режиме В

Р, о i Г U м

7]я = —• = JL ’ вых- = — $ = 0,785$
в Ро 2	/ Va 4

лмакс

(6.34)

где £=

^вых м
и»

— коэффициент использования напряжения источни-

ка питания выходной цепи.

Выделяемая на выходном электроде одного усилительного
элемента мощность определится как полуразность потребляемой
и отдаваемой мощностей:

Р = O,5(Po-PJ = 0,318/^ Uo -	(6.35)

Первый член этого выражения пропорционален первой сте-
пени амплутуды сигнала, второй — её квадрату. При опреде-

Рис. 6.16. Зависимость

мощности, выделяющей-
ся на выходном электро-
де усилительного элемен-
та, работающего в режи-
ме В, от амплитуды вход-
ного сигнала

ленной амплитуде сигнала выделяемая
на выходном электроде мощность дости-
гает наибольшего значения (рис. 6.16);
для определения условий, при которых
это имеет место, заменим в (6.35) Гмакс
через Uвьсхм и	после чего это выра-

жение можно представить в виде

ifi f i	i	\

р=	. (б.зб)

А	\тс	4	/

Дифференцируя выражение в скобках
по £ и приравнивая производную нулю,
найдём, что Р достигает наибольшей ве-
личины при значении |*, равном

46

— = 0; $* = — =0,637.	(6.37)

2	тс
При этом кпд выходной цепи ц* составляет

=	- -7- — = °>5>	(6.38)

4	4 тс

а следовательно, мощность, выделяемая на выходном электроде,
равна отдаваемой.

Если каскад мощного усиления работает в режиме В с из-
меняющейся в широких пределах амплитудой входного сигна-
ла, g изменяется пропорционально сигналу. В этом случае, если
при максимальном расчётном сигнале §<Д637, максимальная
мощность выделяется на выходном электроде при максималь-
ном сигнале и её находят по ф-ле (6.35), подставив в формулу ,
соответствующее максимальному расчётному сигналу. Если же
при максимальном расчётном сигнале §>0,637, максимальная
мощность на выходном электроде выделяется при амплитуде
сигнала, соответствующей § = 0,637. В этом случае максимальную
мощность, выделяющуюся на выходном электроде, также нахо-
дят по ф-ле (6.35), но в формулу подставляют !'макс, соответствую-
щий § = 0,637.

При работе каскада мощного усиления в режиме В с неизмен-
ной амплитудой сигнала выделяемую на выходном электроде уси-
лительного элемента мощность находят по ф-ле (6.35) для расчёт-
ной амплитуды сигнала.

В симметричной двухтактной схеме с выходным трансформа-
тором, работающей в режиме В, магнитодвижущая сила (мдс),
создаваемая прохождением тока покоя усилительного элемента
через половину первичной обмотки трансформатора, компенси-
руется точно такой же мдс обратного знака, создаваемой про-
хождением тока покоя другого усилительного элемента через дру-
гую половину первичной обмотки. Поэтому при прохождении эдс
сигнала через нулевое значение магнитный поток в сердечнике
выходного трансформатора отсутствует и нагрузочная прямая,
плеча проходит не через точку покоя, а через точку UQ на го-
ризонтальной оси семейства статических выходных характеристик
(см., например, рис. 6.22).

Проведённая на семействе статических выходных характери-
стик усилительного элемента нагрузочная прямая, соответствую-
щая выбранному значению сопротивления нагрузки выходной
цепи переменному току, в режиме В представляет собой лишь
половину полной нагрузочной прямой. Вторая половина прямой,
являющаяся продолжением первой, расположена ниже горизон-
тальной оси. При симметричности плеч двухтактного каскада,
работающего в режиме В, он не вносит чётных гармоник; из фор-
мул метода пяти ординат следует, что при Гх — 0,5 Гмакс третья
гармоника также исчезает. Отношение токов Гх и Гмйкс зависит
ют величины смещения на входном электроде усилительного эле-
мента, поэтому для получения наименьшего коэффициента гармо-
ник при максимальной расчётной амплитуде сигнала смещение
желательно брать таким, чтобы 1\ = 0,5 1'макс.

В каскадах, работающих в режиме В с изменяющейся в ши-
роких пределах амплитудой сигнала (например, в усилителях для
усиления сигналов речи и музыки), необходимо иметь крутизну
характеристики усилительного элемента в точке покоя не ниже
0,Зч-0,4 средней крутизны за рабочий полупериод. При крутизне
в точке покоя меньше указанного значения суммарная динами-
ческая характеристика каскада заметно искривляется вблизи точ*
ки покоя, и каскад вносит значительные нелинейные искажения
при малых амплитудах сигнала.

Параметры усилительных элементов, используемых в двух-
тактной схеме, отличаются друг от друга в пределах допусков
технических условий. Вследствие этого верхний и нижний полу-
периоды сигнала на выходе двухтактной схемы, работающей в
режиме В, оказываются неравными, что вызывает появление в
выходном сигнале чётных гармоник и смещает точку, соответ-
ствующую прохождению сигнала через нулевое значение, с гори-
зонтальной оси.

Для расчёта коэффициента гармоник двухтактного каскада с
несимметричными плечами токи Гмакс, Д, I'Q, найденные по ста-
тическим характеристикам усилительного элемента, принимают за
номинальные и находят пять значений токов 1макс, Д, Д, Д и 1миН9
предположив, что одно плечо имеет токи в (1+6), а другое
в (1—6), отличающиеся от номинальных. Учитывая, что токи вто-
рого плеча имеют обратное направление, их считают отрицатель-
ными. Остаточный ток покоя Д, вызывающий подмагничивание вы-
ходного трансформатора, равен разности токов покоя обоих плеч.
В результате получим следующие формулы для вычисления ука-
занных токов:

1 ма*с 0 + 6) Iмакс

д = (1 + &)/;

д = (1 + б)/;-(1-б)/’=26/;
д=-а-б)/;

? мин —	(1	6) 1*^	1

(6.39)

Значения коэффициента асимметрии Ь для разных усили-
тельных элементов и различных условий их работы указаны на
стр. 221—222.

Найденные из (6.39) значения токов подставляют в ф-лы (4.27)
и находят 1Цм, 13м и Дж, по которым при помощи выра-
жений (2.31)-г-(2.33) рассчитывают коэффициент гармоник. Сред-
нее значение тока Iср , потребляемого каскадом в режиме В от
248
источника питания при максимальном сигнале, вычисляют по
ф-ле (6.32), так как выражение для 1ср в ф-ле (4.27) здесь не-
пригодно.

В ламповом каскаде, работающем в режиме В, отрицательное смещение^
на управляющие сетки желательно подавать от отдельного источника (вы-
прямителя). Чтобы токи сетки, имеющие место при случайной перегрузке уси -

Рис. 6.18. Амплитудная
характеристика каскада
мощного усиления, ра-
ботающего в режиме В
с катодным смещением

Рис. 6.17. Подача отрицательного смещения на сетки
каскада с электронными лампами в режиме В от
выпрямителя смещения
лителя, не запирали выпрямитель смещения и не заряжали выходной конден-
сатор его фильтра до напряжений, при которых мощный каскад будет рабо-
тать в режиме С, выпрямитель смещения нагружают сопротивлением
(рис. 6.17)\ Ток нагрузки этого выпрямителя для
каскада в режиме В без токов сетки берут по-
рядка 0,1 от среднего значения анодного тока
каскада при максимальном сигнале.

Отрицательное смещение на сетки ламп в ре-
жиме В можно подавать и с сопротивления,
включённого в общий катодный провод двух-
тактной схемы (катодное смещение). Однако
ввиду того, что среднее значение анодного тока
в режиме В сильно зависит от амплитуды сиг-
нала, смещение на сетке при малых амплитудах
будет невелико и каскад будет работать почти в
режиме А. При максимальном расчётном сигнале
и правильно рассчитанном сопротивлении катод-
ного смещения каскад будет работать в режи-
ме В, но при сигнале выше расчётного перейдёт
в режим С. Вследствие возрастания отрицатель-
ного смещения на сетках при увеличении ампли-
туды сигнала средняя крутизна характеристики ламп

за период падает, и амплитудная характеристика каскада, работающего в ре-
жиме В с катодным смещением, получается криволинейной (рис. 6.18)\

Значение RK для каскада, работающего в режиме В с катодным смеще-
нием, находят, поделив напряжение отрицательного смещения Uco на средний
ток в катодном проводе при максимальном расчётном сигнале 1кСр

RK^^~.	(6.40>

* к ср

Для триодов Iк ср равно среднему току в анодном проводе Iа ср и нахо-
дится по ф-ле (6.32) ; для экранированных ламп Iк ср равно сумме 1аср и сред-
него значения тока экранирующих сеток за период сигнала.
Чтобы переменная составляющая тока общего катодного провода, имею-
щая большую амплитуду в режиме В, не создавала значительного падения
напряжения на сопротивлении катодного смещения, последнее должно быть
шунтировано конденсатором Ск достаточно большой ёмкости; в противном
случае коэффициент усиления каскада понизится, так как на работающую в
данное мгновение лампу незашунтированное RK будет влиять, как и в одно-

тактном каскаде.

Недостаточная ёмкость конденсатора Ск в режиме В вызывает не только
частотные искажения на нижних частотах, но и приводит к искажению фор-
мы сигнала из-за нестационарного процесса заряда конденсатора катодным
током каждые полпериода. Необходимую
ёмкость этого конденсатора приближённо
можно рассчитать так же, как и для одно-
тактного каскада, задавшись частотными
искажениями на низшей рабочей частоте

Рис. 6.19. Определение тока по-
коя каскада мощного усиления
с катодным смещением, рабо-
тающего в режиме В

Мнк порядка 1,014-1,03. При этом вслед-
ствие компенсации первой гармоники сиг-
нала в общем катодном проводе частотные
искажения от цепи CKRK будут практи-
чески отсутствовать и при расчёте частот-
ной характеристики каскада их можно не
учитывать, а дополнительный коэффициент
гармоник из-за нестационарных процессов
будет невелик и также может не учиты-
ваться.

При расчёте каскада в режиме В с ка-
тодным смещением необходимо проверять
мощность, рассеиваемую на аноде ламп в
режиме покоя. Так как по отношению к
источнику анодного питания лампы двух-
тактной схемы 'включены параллельно, то
для нахождения тока покоя каскада при

отсутствии сигнала строят статическую характеристику зависимости удвоенного
^катодного тока лампы от смещения на сетке и находят точку пересечения
этой характеристики с прямой, проходящей через начало координат и через
точку пересечения перпендикуляров, восстановленных из точек Ucq и 21кср
‘(рис. 6.19). Прямая характеризует падение напряжения на сопротивлении RK
в зависимости от тока через него, а точка пересечения прямой и характери-
стики суммарного катодного тока определяет смещение на сетках каскада UcQ
и суммарный катодный ток 2 /л0 при отсутствии сигнала. Поделив этот
ток пополам и вычтя из него ток экранирующей сетки при каскаде с экрани-
рованными лампами, находят анодный ток покоя одной лампы и мощность,
рассеиваемую на аноде в режиме покоя. Если найденная таким образом мощ-
ность превышает Радоп взятой лампы, работа в данном режиме с катодным
смещением невозможна и смещение на сетку необходимо подавать от отдель-
ного источника.

6.3.2.	Каскад с трёхэлектродными лампами

Для определения желательных параметров триодов и наивы-
тоднейшего сопротивления их анодной нагрузки в режиме В ис-
пользуем семейство идеализированных выходных статических
характеристик триода (рис. 6.20). Постоянную составляющую на-
пряжения на аноде t7ao будем считать заданной.

При работе без токов сетки и полном использовании ламп на-
грузочная линия, проходящая через точку /?а0, касается нулевой
250
характеристики триода (прямая А на-рис. 6.20). При этом сопро-
тивление анодной нагрузки плеча переменному току /?а~п и внут-
реннее сопротивление триода Ri определяются формулами:

го усиления с триодами в режи-

(6.43)	ме В

Решив- (6.43) относительно Uам и подставив результат в фор-
мулу, определяющую отдаваемую каскадом мощность сигнала ,
получим

"ам .	1

2*a~n 2Rl а + 2 + —
а

(6.44)

Это показывает, что наибольшая мощность, которую триоды
могут отдать при работе в режиме В без токов сетки:

1)	прямо пропорциональна квадрату анодного напряжения f/ao;

2)	обратно пропорциональна внутреннему сопротивлению трио*
дов Ri\

3)	зависит от отношения сопротивления нагрузки к внутреннему

сопротивлению лампы.

Отсюда следует, что для получения наибольшей мощности в
режиме В при заданном напряжении на аноде необходим триод
с малым внутренним сопротивлением, как и в режиме А. Про-
дифференцировав знаменатель правой части выражения (6.44)
по а и приравняв производную нулю, нетрудно убедиться, что
максимум отдаваемой мощности имеет место при а=1. Следо-
вательно, при заданном анодном напряжении и работе без токов
сетки триод в режиме В отдаёт наибольшую мощность при
сопротивлении анодной нагрузки, равном его внутреннему сопро-

тивлению.
Для определения зависимости кпд каскада мощного усиле-
ния с триодами в режиме В от сопротивления нагрузки исполь-
зуем выражение (6.34), которое после замены Uo через UaM+Uocm

и деления числителя и знаменателя полученного выражения на

иост примет вид

Уам

4 UaM + U(

тс а

:----- -------------------- f

'ост 4 1 + а

(6.45)

так как согласно (6.43) отношение UaM/Uост — а~ '	•

Из (6.45) видно, что кпд каскада мощного усиления с трио-
дами в режиме В растёт с увеличением сопротивления нагрузки,
стремясь к — =0,785 при безграничном возрастании Ra~n.

Рис. 6.21. Зависимость отдаваемой
мощности и кпд от коэффициента
нагрузки для каскада мощного
усиления с триодами, работающе-
го в режиме В

При рассмотрении зависимо-
сти вносимых триодом нелиней*
ных искажений в режиме А от
сопротивления нагрузки было по-
казано, что с возрастанием
они уменьшаются; это остаётся
справедливым и для режима В.

Зависимости отдаваемой три-
одами в режиме В мощности и
коэффициента полезного действия
от а, рассчитанные по ф-лам (6.44)
и (6.45), приведены на рис. 6.21.
Из них следует, что сопротивле-
ние нагрузки плеча Ra~n двух-
тактного каскада мощного усиле-
ния с триодами в режиме В же-
лательно брать порядка 1,5 Ri
или выше, если последнее допу-
стимо с точки зрения отдаваемой
каскадом мощности.

Расчёт каскада мощного усиления с триодами в режиме В начинают с оп-
ределения необходимой отдаваемой мощности Р~, после чего из выпускаемых
ламп подбирают триод (обычный или двойной) с небольшим р и Ра доп п°и
рядка

?а доп ~ (0,5—1)

(6.46)

Задавшись .напряжением на аноде, равным максимальному или близким
к нему, находят сопротивление анодной нагрузки плеча

^ = (b5-2)/?z.

(6.47)

Подставляемое в (6.47) значение /?/ берут из справочных данных лампы
или находят графически для прямолинейной части статических выходных харак-
теристик.
Пример 6.4. Рассчитаем каскад мощного усиления на триодах в режиме В
с выходной мощностью 140 вт и коэффициентом гармоник не выше 3%.

Положив кпд выходного трансформатора согласно табл. 5.2 для такой мощ-
«ости порядка 0,93, найдём, что мощность Р которую должны отдавать лам-
пы каскада, равна примерно 151 вт. Отсюда допустимая мощность рассеяния
на аноде каждого триода составит

Радол==(0,5-7-1)= (0,54-1)151 = (764-151) вт.

Подходящим является мощный усилительный триод типа ГМ-70, имеющий:
|1=6,7; Рi —• 1100 ОМ, Рц доп — 125 вт\ макс — 1 Кв. Взяв Ra-^n ,
получим

Рис. 6.22. Семейство статических выходных ха-
рактеристик триода ГМ-70 и нагрузочная пря-
мая для одного плеча двухтактного каскада,
работающего в режиме В при Ra____n=2200 ом

Для полного использования ламп возьмём Г/ао равным максимально до-
пустимому, т. е. 1,5 кв} нагрузочная прямая плеча для Ra ^д=2200 ом и
С/ао=1,5 кв, построенная на семействе статических выходных характеристик
триода ГМ-70, дана на рис. 6.22. Из неё находим, что ^жа/сс=380 ма} иам — ^^в»
откуда

Р~ «	= 0,5-380-НГ3 - 830 = 158 вт,

что достаточно. Так как коэффициент использования анодного напряжения в дан-
ном случае равен

е _ Мам

~ UaO

830

1500

0,55,
максимальная мощность будет рассеиваться на анодах при максимальном сиг-
нале и для одного триода составит

Ра = 0,318/’ 1/а0 —0,25/Хг /?а~„=0,318 0,38-1500—0,25-0,38«-2200=102 вт,
MUM Ur*'H

что не превышает допустимого значения.

Для получения наименьшего коэффициента гармоник при максимальном
сигнале возьмём /'=0,51 ^^=190 ма\ по динамической характеристике
найдём, что эта точка соответствует смещению на сетке в —100 в. Отсюда
максимальная амплитуда сигнала, равная смещению, составит 200 в\ ток по-
коя /а0, определяемый точкой пересечения вертикали Uao со статической ха-
рактеристикой для UCb——200 в, равен 50 ма. Ввиду малой допустимой вели-
чины коэффициента гармоник смещение на сетки подаём от специального вы-
прямителя. Мощность, рассеиваемая на аноде одной лампы, в режиме покоя
будет равна:

= 1айиаЬ = 50-10 3 • 1500 = 75 вт,

что вполне допустимо. Крутизна характеристики в точке покоя получается рав-
ной примерно половине максимальной крутизны, поэтому нелинейные искаже-
ния при малых сигналах будут ничтожны.

Так как мощность каскада свыше 100 вт и к нему предъявляются жёсткие
требования в отношении коэффициента гармоник, предусмотрим на одном из
плеч регулировку напряжения сеточного смещения; тогда коэффициент асим-
метрии Ъ можно считать равным 0,07 и расчётные токи для определения коэф-
фициента гармоник при максимальном сигнале, найденные по ф-лам (6.39), со-
ставят:

I макс — 406; /х — 203; /до ♦ /г —	177; Imuh^— 354 ма.

Расчёт гармонических составляющих выходного тока по ф-лам (4.27} и ко-
эффициента гармоник по ф-ле (2.31) даёт:

/ци —380; /2л —9,5; /зл<— 0;	---0,83 ма*, кг% —2,5%

что не превышает заданного значения.

Средний ток, потребляемый от источника анодного питания при максималь-
ной расчётной амплитуде сигнала, будет равен

1ср = 0,6371макс = 0,637- 380 = 242 ма.

Ток нагрузки выпрямителя смещения /м берём равным 0,1/ср«25 ма, от-
сюда сопротивление нагрузки выпрямителя смещения

и отдаваемая выпрямителем смещения в его нагрузку мощность

P = Uc^H = 200-25-10~3 =5 вт.
6.3.3.	Каскад с экранированными лампами

В режиме В, так же как и в режиме А, наивыгоднейшей на-
грузкой для экранированной лампы является такая, при которой
верхний конец нагрузочной прямой проходит через сгиб статичес-
кой анодной характеристики для ис=0. При этом отдаваемая лам-
пами мощность и кпд близки к максимальным. Ввиду того что
нагрузочная прямая в режиме В проходит через точку С7а0 на
горизонтальной оси, а не через точку 1ао режима А, сопротивление
анодной нагрузки плеча Ra^n получается меньше, чем в режи-
ме А, обычно находясь в пределах (0,044-0,1 )7?г-.

Для уменьшения коэффициента гармоник при большой ам-
плитуде сигнала отрицательное смещение на управляющей сетке
экранированных ламп, как и в случае триодов, берут таким, при
котором ток 1\ вдвое меньше Для уменьшения нелинейных
искажений при слабых сигналах необходимо иметь статическую
крутизну характеристики в точке покоя, не ниже 0,34-0,4 крутизны
в рабочей её части.

Расчёт каскада мощного усиления с экранированными лампами в режиме
В начинают с определения необходимой отдаваемой мощности, после чего под-
бирают лампу с допустимой мощностью рассеяния на аноде порядка

(0,34-0,6)	(6.48>

Напряжение на аноде и напряжение на экранирующей сетке для полного
использования лампы берут максимально допустимыми или близкими к ним
и на семействе статических выходных характеристик проводят нагрузочную
прямую через сгиб статической характеристики для ис=0 и точку 17ао на го-
ризонтальной оси. Отрицательное смещение на управляющей сетке находят,,
как указано выше; амплитуду входного сигнала обычно берут равной величи-
не отрицательного смещения. Коэффициент гармоник определяют так же, как
для каскада с триодами в режиме В. Мощность, выделяемую на аноде, рас-
считывают для отсутствия сигнала и для сигнала, соответствующего £=0,637.
Мощность, выделяемую на экранирующей сетке, находят для максимального-
расчётного сигнала, определив среднее значение тока экранирующей сетки при
максимальном сигнале по формуле метода пяти ординат.

Следует отметить, что нельзя подавать напряжение на экранирующие сет-
ки экранированных ламп мощного каскада, работающего в режиме В, через
гасящее сопротивление. При максимальном сигнале среднее значение тока эк-
ранирующих сеток резко возрастает и напряжение на них падает, что ведёт
к сильному снижению мощности, отдаваемой каскадом. Поэтому напряжение-
на экранирующие сетки в режиме В следует подавать от источника с малым
внутренним сопротивлением — общего источника анодного питания, низкоомно-
го делителя, специального выпрямителя и т. д.

Пример 6.5. Рассчитаем каскад мощного усиления на экранированных лам-
пах в режиме В с выходной мощностью 100 вт и коэффициентом гармоник не-
выше 8%.

Положив кпд выходного трансформатора для такой мощности равным 0,92
в соответствии с табл. 5.2, найдём, что с каскада необходимо снять мощность
Р— = 109 вт. Отсюда для каскада пригодны лампы с допустимой мощностью
рассеяния на аноде.

= (0,34-0,6)	= (0,34-0,6)-109 « 334-66 вт.
Подходящим является лучевой пентод ГУ-50, имеющий иа^макс = 1000 в;
&эо макс — 250 в; Ра эоп = 40 вт\ РЭдоп=5 вт. Для полного использования ламп
•берём £/э=250 в и £/ао=9ОО в (немного ниже максимального, так как макси-
мальный режим по всем показателям одновременно брать не рекомендуется)).

Рис. 6.23. Характеристики лучевого пентода ГУ-50 для <(7ЭО=
=250 в:

а] семейство статических выходных характеристик и нагру-
зочная прямая плеча двухтактного каскада в режиме В для
Ra^n= ом; б) семейство статических характеристик тока
экранирующей сетки

На семействе статических выходных характеристик ГУ-50 для напряжения
иа экранирующей сетке €7эо=25О в (рис. 6.23а) проводим нагрузочную прямую
из точки (7а0=900 в на горизонтальной оси до сгиба статической характеристи-
ки ис=0.
Найдя из рис. 6.23а /^^=275 ма и U аж=820 в, определим сопротивле-
ние анодной нагрузки плеча, отдаваемую мощность и коэффициент использо-
вания анодного напряжения:

Ra~n =

UaM 820
«3000 ом’

1 макс	0.275



^=0,5-0,275-820 = ИЗ вт;

Отдаваемая мощность немного превышает требуемую; следовательно, тип
ламп и их режим выбраны правильно. Так как g>0,637, максимальная мощ-
ность будет выделяться на анодах при амплитуде сигнала, соответствующей
£=0,637. При этом

,	0,637

Iмакс	275 Q $1 =192 ма

и выделяемая на аноде одной лампы мощность

Ра=0,318 /^„,-0.25 /^^„ = 0,318-0,192-900-

— 0,25-0,192«-3000 = 27,5 вт,
что допустимо.

Для получения наименьших нелинейных искажений при максимальной ам-
плитуде сигнала возьмём ток равным 0,5 I макс' т. е. 137,5 ма. На нагрузоч-
ной прямой этому току соответствует статическая характеристика для отрица-
тельного смещения 26 в, а следовательно, на управляющую сетку необходимо
подать смещение, равное 52 в, что даст ток покоя анода /а0=30 ма и ток покоя
экранирующей сетки 3 ма. При смещении от выпрямителя рассеяние мощности
на аноде при отсутствии сигнала составит

Рм=> la^Jao = ЗО Ю-3 -900 = 27 вт

и на экранирующей сетке

Рэо = /эо^эо = 3-1О-3 - 250 = 0,75 вт,

что допустимо. Если контрольные приборы в каскаде отсутствуют, а следова-
тельно, плечи двухтактной схемы не симметрируются, коэффициент асиммет-
рии b может достигать 0,2 и расчётные токи для определения гармонических
составляющих выходного тока согласно (6.39) составят:

Iмакс ~ 330; /1 из 165;	= 12; /2=	110; /мин = ““ 220 ма t

что даст по ф-лам (4.27) и (2.31) гармонические составляющие выходного тока
и максимально возможный коэффициент гармоник:

Км — 275; 1%м = 21,5; J3M = 0; 1±м = — 3,17 ма; кг% » 7,9% .

Это удовлетворяет поставленным требованиям. В действительности при уста-
новке в каскад ламп одной партии значение b обычно не превосходит 0,1-5-0,15,
что соответствует коэффициенту гармоник в 4-5-6%. Для определения мощно-
17—577	257
сти, рассеиваемой на экранирующей сетке при максимальном сигнале, найдём
токи экранирующей сетки для 4 точек метода пяти ординат, т. е. в данном
случае для ас = 0; ис=—26; ис — —78; ис= —104 в. По нагрузочной прямой
рис. 6.23а и её продолжению нетрудно найти, что соответствующие этим точкам
напряжения на аноде будут 80; 480; 1320; 1720 в.

По семейству статических характеристик тока экранирующей сетки ГУ-50
(рис. 6.236) для этих напряжений на управляющей сетке и на аноде получим

h макс — 80» hi — 0; 1$2 — 0,5; /э мин — 0 ма.

Отсюда среднее значение тока экранирующей сетки одной лампы

т (/эмакс + Ьми^ + НЬг + Ьг) (80 + 0) + 2 (9 + 0,5)
1=-----------------------------------=----------------------- = 16,5 ма

эср	б	g

и мощность, рассеиваемая на экранирующей сетке при максимальном сиг-
нале,

Рэ = 1эсрим = 16,5-10"“3 *250 = 4,12 вт,

что допустимо. Ток, отбираемый от источника анодного питания, при макси-
мальном сигнале будет равен

1а ср = 0,637/^ = 0,637*275 = 175 ма

и средний ток катодной цепи двух ламп при максимальном сигнале
21кср = 1а ср + 2/а ср = 175 4-2-16,5 = 208 ма.

Для упрощения схемы попробуем применить в каскаде катодное смещение,
поставив в общий катодный провод сопротивление RK-

кср

Рис. 6.24. Определение рассеяния
на аноде пентода ГУ-50 в точке
покоя при работе в режиме В с
катодным смещением

Для определения катодного тока
при отсутствии сигнала и катодном сме-
щении построим характеристику зави-
симости катодного тока двух ламп от
смещения на управляющей сетке
(рис. 6.24), пользуясь статическими ха-
рактеристиками рис. 6.23а и б. Восста-
новив к координатным осям рис. 6.24
перпендикуляры в точках Uc0=— 52 в и
/кСр ==208 ма и проведя через точку их
пересечения и начало координат прямую,
найдём по точке пересечения прямой с
характеристикой катодного тока отри-
цательное смещение на сетке при отсут-
ствии сигнала, равное 39 в. При этом
ток покоя лампы, как видно из рис. 6.23а,
будет равен 70 ма и выделяемая на ано-
де мощность составит

Ра = 70-10-3 - 900 = 63 вт,
что недопустимо. Следовательно, в дан-
ном случае применить катодное сме-

щение нельзя и смещение на сетку следует подать от выпрямителя с напряже-
нием 52 в, нагруженного током i«0,l /а Ср«20 лш.
Ввиду больших изменений тока экранирующей сетки при отсутствии сиг-
нала и полном сигнале (3 и 16,5 ма) её питание от источника анодного пита-
ния через гасящее сопротивление недопустимо и напряжение на неё подадим
от выпрямителя с напряжением 250 в, питающего анодные цепи предыдущих
каскадов.

6.3.4.	Каскад с транзисторами

В режиме В, так же как и в режиме А, ввиду незначительно-
сти остаточного напряжения у транзисторов максимальная ампли-
туда переменной составляющей выходного напряжения U выхм поч-
ти равна напряжению питания выходного электрода UQ. Отсюда
отдаваемая каскадом мощность и сопротивление нагрузки
плеча переменному току R~n определятся выражениями:

U2	U2

Р =0,5-1^- ^0,5^

,	Uвых М	Uвых м 

Цых м	1макс

(6.49)

. Из этих формул нетрудно получить следующие расчётные
формулы для транзисторного двухтактного каскада, работающего
в режиме В:

МаКС R-n

Напряжение питания транзисторов UQ для уменьшения вход-
ной мощности сигнала и коэффициента гармоник в режиме В
желательно брать возможно более высоким, но не выше 0,44-0,45
максимально допустимого напряжения между выходными элек-
тродами для применённого способа включения. Способ включения
транзисторов выбирают согласно рекомендациям, приведённым на
стр. 101 — 103 и 237.

При этом необходимо иметь в виду следующее. При полном использова-
нии транзистора в режиме В максимальный коллекторный ток в несколько раз
превышает значение, имеющее место в режиме А. Поэтому сквозная динами-
ческая характеристика из-за снижения коэффициента усиления тока при боль-
ших токах коллектора значительно сильнее искривляется в режиме В. В ре-
зультате коэффициент гармоник транзисторного каскада в режиме В получает-
ся выше, чем в режиме А. При включении с общей базой коэффициент гармо-
ник в режиме В мало зависит от сопротивления источника сигнала. При вклю-
чении с общим эмиттером коэффициент гармоник имеет тот же порядок, что
и при включении с общей базой, лишь при низком сопротивлении источника
сигнала (много ниже входного сопротивления транзистора); при высоком со-
противлении источника включение с общим эмиттером даёт очень большой коэф-
17*	259
фициент гармоник, до десятков процентов, являющийся обычно недопустимым.
Наименьший коэффициент гармоник, как и в режиме А, даёт включение с об-
щим коллектором при условии невысокого выходного сопротивления предыду-
щего каскада. При работе в режиме В включение с общим эмиттером даёт зна-
чительно меньший выигрыш по мощности входного сигнала, чем в режиме А,
ввиду резкого падения 0 при больших токах.

Так как в транзисторном каскаде £~1, максимальная мощ-
ность выделяется на коллекторе при входном сигнале, соответ-
ствующем £ = 0,637. Её рассчитывают по ф-ле (6.35), подставив
в последнюю значение 7^^, соответствующее £ = 0,637.

Повышение входного сопротивления транзистора при малых
входных токах приводит к изгибу нижней части сквозной дина-
мической характеристики, что при слабых сигналах вызывает
появление значительных нелинейных искажений. Поэтому в кас-
кадах, работающих в режиме В с изменяющейся амплитудой
сигнала, на базу относительно эмиттера подают небольшое от-
рицательное смещение (0,1-^0,2 в для германиевых транзисто-
ров) от низкоомного делителя напряжения. При этом сквоз-
ная характеристика спрямляется и нелинейные искажения при
слабых сигналах практически исчезают.

При работе в режиме В с постоянной амплитудой сигнала
и включении с общей базой можно получить низкий коэффициент
гармоник и без смещения, спрямив нижний изгиб сквозной харак-
теристики высоким сопротивлением источника сигнала.

Динамические характеристики транзисторного каскада в ре-
жиме В строят для одного полупериода сигнала. Напряжение,
ток и мощность входного сигнала находят по входной динамиче-
ской характеристике; коэффициент гармоник — по сквозной дина-
мической характеристике. Влияние несимметрии транзисторов на
коэффициент гармоник учитывается методом, изложенным на
стр. 221—222.

Пример 6.6. Рассчитаем транзисторный каскад мощного усиления в режи-
ме В с выходной мощностью Рг=60 вт и выходным напряжением t/2=60 в для
усиления радиовещательной передачи. Значение кг при выходном сопротивлении
предыдущего каскада Run—0,5 ом, приведённом к плечу оконечного каскада, не
должно превышать 5%; ТОкр жякс=35°С.

При кпд выходного трансформатора т]тР=0,9 (табл. 5.2) отдаваемая каска-
дом мощность Р~ составит 66,7 вт\ для её получения используем транзисто-
ры П210, имеющие: Uk6 макс~6$[в, ^кэ макс—60 в, 1кмакс=12а, Tndon — 6i5°Cf
вгп» Рлсок= 15.

Для малых изменений свойств каскада при замене транзисторов и обеспе-
чения заданного кг применим включение с общей базой. Так как входной сигнал
подаётся от входного трансформатора, эмиттер по постоянному току практи-
чески закорочен с базой и напряжение питания следует выбирать исходя из
допустимого напряжения коллектор—эмиттер. Возьмём =0,35 Ьк9макс —
==0,35 • 60=21 в\ тогда сопротивление нагрузки плеча схемы и максимальная
амплитуда тока коллектора будут равны:

Яи-л3*0-5	/З_=о,5-211:66,7=3,31 ож;

=^Л~Я=21:3,31=6,34 а.
На семействе статических выходных характеристик П210 для включения
с общей базой (рис. 6.25а) строим нагрузочную прямую, соответствующую
RK~n =3>31 ом и ^/со2=21 в. Из входной характеристики П210 для включения
с общей базой (рис. 6.256) видно, что для устранения нелинейных искажений
при слабых сигналах на базу относительно эмиттера следует подать отрицатель-
ное смещение примерно в 0,2 в. В этом случае необходимая амплитуда тока
входного сигнала и амплитуда входного напряжения составят: ^вхл = 6,65 а и
У вх лс=0,72 в.

Рис. 6.25. Статические характеристики транзистора П210 для включения
с общей базой:

а) выходные характеристики и нагрузочная прямая плеча двухтактно-
го каскада в режиме В для RK~n =3,31 ом; б) входная характеристика
для £7^=54-30 в

Расчёт коэффициента гармоник по сквозной динамической характеристике,
построенной по характеристикам рис. 6.25а и б для RUn=0,5 ом при коэффицйен-
те асимметрии плеч 6=0,05, даёт значение кг = 4%, что по заданию допустимо.

Так как расчётное сопротивление нагрузки каскада 7?2= ^2: Лг=602: 60=60 ом,
сопротивление половинки первичной обмотки выходного трансформатора, сопро-
тивление его вторичной обмотки, коэффициент трансформации на половинку пер-
вичной обмотки, найденные по ф-лам (5.107) и (5.106), составят: ^1Л=0,19 ом;
г2=2,8 ом; пп =4,48. Необходимую индуктивность половинки первичной обмотки
рассчитаем по заданной низшей рабочей частоте и допустимым частотным иска-
жениям на этой частоте по ф-ле (5.104), положив в ней Яэнп~&к~п—rin\ допусти.
м\ю индуктивность рассеяния, как и в примере 6.3, рассчитывать не нужно,
так как её действительное значение будет много меньше допустимого.

Для предотвращения возрастания нелинейных искажений каскада на верхних
частотах и предохранения транзисторов от перенапряжений из-за нестационарных
процессов половинки первичной обмотки выходного трансформатора (и поло-
винки вторичной обмотки входного) следует намотать в два провода, соединив
затем их так, чтобы они образовали обмотки со средними точками (см. стр. 270
и 476—477).

Необходимое напряжение источника коллекторного питания каскада найдём
из выражения:	= ^/л:о+Лог1л=21+0,15 • 0,19 — 21 в, так как 1къ~1эо =0,15 а,

что видно из рис. 6.256. Для предотвращения появления дополнительных нели-
нейных искажений и повышения выделяемой в транзисторах мощности от влия-
ния внутреннего сопротивления источника питания (см.стр. 423) его желательно
иметь не выше 0,1 ом\ при питании каскада от выпрямителя последний целесо-
образно выполнить с электронным стабилизатором напряжения.

Для подачи смещения на базу от источника коллекторного питания можно
использовать низкоомный делитель напряжения; в этом случае принципиальная
схема каскада не будет отличаться от схемы выходного каскада усилителя, изоб-
ражённого на рис. 9.33. Здесь через /?ц, кроме постоянной составляющей тока /0
от источника питания, проходят импульсы тока базы в направлении, обратном /0.
Возьмём /0 равным наибольшей амплитуде тока базы, т. е. /0= к макс’
₽л<цн:=в,34 : 15=0,42а; тогда в момент максимума тока базы ток через будет
равен нулю, как и напряжение смещения. Чтобы получить при этом 1 вх л = 6,65 а,
потребуется амплитуда напряжения на входе уже не U вх л = 0,72в, a U'ex м~ 0,92 в,
что увеличит необходимую выходную мощность предыдущего каскада, доведя
её до 0,5-6,65*0,92 = 3,06 вт. Величину сопротивления /?ц найдём по формуле
#п = Ц)0-* ^о=О,2:0,42 = 0,475 ом. Через сопротивление делителя /?!2 кроме
тока /о проходит удвоенный ток покоя базы, равный 2/к0: $мин ~2 • 0,15 : 15=0,02 а;
при напряжении на /?12, равном Ек—Uqq=21—0,2 = 20,8 в, и токе через него, рав-
ном 0,42 + 0,02 = 0,44 а, величина составит 20,8 : 0,44=47,2 ом. На T?i2 будет
выделяться мощность, равная 0,44*20,8 — 9 вт, от которой это сопротивление не
должно перегреваться.

Потребляемая делителем /?ц/?12 мощность увеличивает расход мощности от
источника питания и снижает кпд каскада; для её уменьшения можно применить
в каскаде транзисторы с Ржи«=30 и пересчитать делитель, что снизит расход
мощности на делитель до 4,5 вт. Можно также исключить делитель, подав на
транзисторы смещение от отдельного низковольтного выпрямителя, что ещё боль-
ше снизит бесполезный расход мощности, но усложнит и удорожит каскад.

Так как при радиовещательной передаче амплитуда сигнала меняется, вы-
деляемая на коллекторе мощность будет наибольшей при £=0,637, что даст
амплитуду тока коллектора 0,637*0,634=4,04 а; по ф-ле (6.15) найдём, что при
этом Рк= 13,5 вт. При £=0,637 амплитуда тока эмиттера и амплитуда напряжения
на эмиттере составят примерно 0,637*6,65=4,24 а и 0,637*0,92 = 0,585 в, что на
один транзистор даст Рэ=0,5 • 4,24 • 0,525 : 2 = 0,62 вт. Отсюда, допустив макси-
мальную температуру переходов транзистора 7\лткс=75°С, приТоКр маКс =35°С
по ф-ле (6.29) получим Етн,- 1,85°С/вт, что согласно ф-ле (6.30) потребует при
естественном воздушном охлаждении для каждого из транзисторов радиатора
с площадью охлаждения 760 см2.

6.4.	РАСЧЁТ КАСКАДА С ТОКАМИ СЕТКИ

При работе с токами сетки могут быть использованы как
триоды, так и тетроды или пентоды. Форма статических анодных
характеристик триодов при положительных напряжениях на сет-
ке не отличается от формы характеристик экранированной лампы;
разница между ними заключается лишь в том, что у триода ха-
рактеристика для ис = 0 проходит низко и не имеет сгиба, а у экра-
нированной лампы эта характеристика лежит значительно выше
и имеет сгиб (рис. 6.26).
Ввиду этого при работе с токами сетки расчёт каскада с
триодом почти не отличается от расчёта каскада с экранирован-
ной лампой. Так как в каскадах большой мощности лампы рабо-
тают в режиме В, работа с токами сетки находит основное приме-
нение в этом режиме.

Рис. 6.26. Вид статических выходных характеристик
экранированной лампы и триода:

а) характеристики экранированной лампы; б) ха-
рактеристики триода для положительных напряже-
ний на управляющей сетке

При работе с токами сетки максимальное значение анодного
тока лампы Гмакс уже не ограничивается характеристикой для
ис = 0 и может быть значительно увеличено; это позволяет при
прежней снимаемой мощности уменьшить напряжение источни-
ка анодного питания. Предел увеличению 1'макс ставит ток насы-
щения катода лампы /5, определяемый данными катода. Для
мощных ламп ток насыщения катода указывается в справочных
данных.

Ввиду того что Is сильно зависит от напряжения накала лам-
пы и резко снижается даже при небольшом её недокале, при расчё-
те каскада с токами сетки 1макс омелу еч брать несколько ниже
указанного в справочных данных лампы значения Is

C„ = (<V^'W,.	(6.51)

Отметив найденное из (6.51) значение 1 макс на вертикаль-
ной оси семейства статических выходных характеристик лам-
пы, проводят через отметку горизонтальную прямую и находят
статическую характеристику и'смакс, которую проведённая пря-
мая пересекает на середине сгиба (рис. 6.27). Точка пересече-
ния прямой и этой характеристики определит наивысшее поло-
жение рабочей точки (точка А на рис. 6.27). Напряжение на
аноде t/ao при работе с токами сетки берут порядка 0,7 Uао маКС,
а иногда и выше. Отметив выбранное значение (7ао на горизон-
тальной оси семейства характеристик, проводят нагрузочную
прямую плеча через точку А и точку Иао горизонтальной оси.
Сопротивление нагрузки плеча переменному току Ra^n опреде-

ляют как отношение С7ао к току г, отсекаемому на вертикаль-

Рис. 6.27. Расчёт каскада мощно-
го усиления в режиме В с токами
сетки

ной оси продолжением нагрузоч-
ной прямой.

При работе с токами сетки
остаточное напряжение на аноде,
соответствующее точке Л, в слу-
чае триодов получается столь же
малым, как и в случае экраниро-
ванных ламп. Коэффициент ис-
пользования анодного напряже-
ния § достигает: 0,84-0,9. Поэто-
му кпд каскада с триодами при
работе с токами сетки, определя-
ющийся для режима В выраже-
нием (6.34), достигает 0,654-0,7,
т. е. тех же значений, что и кпд

экранированной лампы в этом режиме.

Для уменьшения вносимой каскадом третьей гармоники ток 9
соответствующий половине расчётной амплитуды напряжения
сигнала, берут равным 0,5/^flACC. Отложив этот ток на вер-
тикальной оси и снеся его на нагрузочную прямую плеча (точ-
ка 5), находят напряжение на управляющей сетке wci, соответ-
ствующее этой точке. Отсюда находят амплитуду напряжения сиг-
нала на управляющей сетке U см и отрицательное смещение t/co
на ней:

U см = 2 (ис макс — исА\ U с0 = ис макс — UC4 = 2ис1 — ис ^^.(6.52)
см \ с микс	J IV с микс СМ	Сл с микс \	/

Найденное значение 0с9 определяет положение точки покоя В,
а следовательно, и ток покоя плеча

При использовании в каскаде, работающем с токами сетки,
правых (генераторных) триодов найденная указанным выше обра-
зом точка покоя обычно оказывается расположенной на статичес-
кой характеристике для ис = 0 или очень близко к ней. В этом слу-
чае отрицательного смещения на сетку лампы не требуется, что
является преимуществом правых триодов, так как источник сме-
щения мощного каскада, работающего с токами сетки, имеет зна-
чительные размеры и стоимость.

Дальнейший расчёт каскада, работающего с токами сетки, не
отличается от расчёта каскада, работающего в режиме В без токов
сетки. Выпрямитель смещения каскада, работающего с токами
сетки во избежание его подзаряда токами сетки должен иметь
264
невысокое внутреннее сопротивление и быть нагружен током поряд-
ка 0,5 среднего значения анодного тока каскада при максимальном
расчётном сигнале.

6.5.	ПРЕДМОЩНЫЕ КАСКАДЫ

6.5.1.	Предъявляемые требования

Каскад, подающий сигнал на работающий с токами сетки кас-
кад мощного усиления, назовём предмощным каскадом; к нему
предъявляются особые требования.

Когда в цепи сетки мощного каскада проходит сеточный токг
он нагружает предмощный каскад, вследствие чего выходное на-
пряжение последнего уменьшается на величину, равную произве-
дению сеточного тока на выходное сопротивление предмощного кас-
када. Так как сеточный ток не подчиняется линейному закону и
обычно протекает лишь часть периода, форма напряжения сигнала
на сетке мощного каскада искажается (рис. 2.10).

В результате при работе с токами сетки из-за внутреннего со-
противления предмощного каскада в сеточной цепи мощного кас-
када появляются дополнительные нелинейные искажения, увели-
чивающие коэффициент гармоник усилителя.

Чтобы токи сетки мощного каскада не создавали значитель-
ных дополнительных нелинейных искажений, необходимо иметь
выходное сопротивление предмощного каскада для переменного*
тока много меньше наименьшего сопротивления цепи сетка—катод
мощного каскада RCKMllH.

Кроме этого, цепь сетки мощного каскада должна иметь ма-
лое сопротивление постоянному току, так как иначе сеточные то-
ки создадут значительное дополнительное отрицательное смеще-
ние на сетке, изменяющееся с изменением амплитуды сигнала.

Значение RCk мин находят следующим образом. На нагрузочной прямой,,
соответствующей выбранному сопротивлению анодной нагрузки лампы и про-
ведённой на семействе её статических выходных характеристик, отмечают верх-
нее положение рабочей точки, соответствующее максимальной расчётной ам-
плитуде напряжения сигнала на управляющей сетке. Определив соответ-
ствующее этой точке значение анодного напряжения и aMUHt по семейству ста-
тических характеристик тока управляющей сетки лампы для различных анод-
ных напряжений находят максимальное значение тока управляющей сетки
/смака* соответствующее полученному минимальному анодному напряжению*
иа мин и максимальному напряжению на управляющей сетке и с макс Поделив-
максимальную расчётную амплитуду напряжения сигнала на управляющей сет-
ке мощного каскада UCM на полученное значение 1С маКС , находят сопротивле-
ние RcK мин мощного каскада

RcKmuh =

* с макс

Если выходное сопротивление предмощного каскада в поло-
се рабочих частот не превышает (0,2-j-0,3) RCKmuh> коэффициент
гармоник от влияния токов сетки обычно возрастает не более чем^
на 2-е-3°/о, что для радиовещательных усилителей приемлемо, так
как результирующий коэффициент гармоник усилителя может
быть снижен до допустимой величины применением сравнительно
неглубокой отрицательной обратной связи.

6.5.2.	Трансформаторный предмощный каскад

В качестве предмощных каскадов наиболее часто применяют
две схемы, удовлетворяющие указанным выше условиям: инверс-
ный трансформаторный предмощный каскад и двухтактный дрос-
сельный предмощный каскад с катодным выходом.

Первая схема (рис. 3.26) одновременно выполняет роль инверс-
ного каскада. Коэффициент трансформации межкаскадного транс-
форматора пп, равный отношению числа витков половинки вторич-
ной обмотки к числу витков всей первичной, в данном случае опре-
деляется, исходя из допустимой величины выходного сопротивления
предмощного каскада RebLXdOn по формуле

= ]/	(	(6.54)

где г2п — активное сопротивление половинки вторичной обмотки
трансформатора, — активное сопротивление его первичной об-
мотки, Ri — внутреннее сопротивление лампы предмощного каска-
да в точке покоя. Сопротивления обмоток трансформатора для по-
лучения малого выходного сопротивления предмощного каскада
должны быть невелики, а поэтому кпд межкаскадного трансформа-
тора предмощного каскада для получения малых дополнительных
нелинейных искажений приходится брать порядка 0,94-0,95, что
приводит к его большим размерам и весу.

Для быстрого гашения нестационарных процессов в обмотках
межкаскадного трансформатора, возникающих вследствие им-
пульсного характера его нагрузки, обе половинки вторичной об-
мотки шунтируют активными сопротивлениями, обеспечивающими
активность нагрузки трансформатора на высшей рабочей частоте.
Для этой же цели индуктивность рассеяния трансформатора, а так-
же индуктивность рассеяния между половинками его вторичной
обмотки должны быть возможно малыми.

При использовании в предмощном каскаде триода коэффициент трансфор-
мации, найденный из (6.54), обеспечивает удовлетворительные условия работы
триода, создавая для него нагрузку, близкую к оптимальной. Необходимую
амплитуду напряжения сигнала на сетке триода предмощного каскада U см
находят обычным образом через коэффициент усиления предмощного каскада
Кер и амплитуду напряжения на сетке мощного каскада UCmm\ коэффициент
усиления предмощного каскада рассчитывают по формуле

^ср = п „2 ,	2, in »	(6.55)

^1ПП * ГГ2 “Г А/г
где ц и R[ — статический коэффициент усиления и внутреннее сопротивление
триода предмощного каскада; Rn—сопротивление нагрузки трансформатора,
приведённое к половинке его вторичной обмотки, равное

п	RlUnRcKMUH	/С

Rn s Р . 97?------ ’	(6 •5б)

к tun I ^CKMUH

где Rtun — сопротивление шунта на каждой из половинок вторичной обмотки
трансформатора.

Напряжение отрицательного смещения на сетке триода предмощного кас-
када берут, как обычно, на (0,5-г-1) в больше максимальной амплитуды сигнала
для предотвращения появления сеточных токов. Если при таком смещении по-
ложение точки покоя обеспечивает работу предмощного каскада в режиме А,
мощность йрименённого триода достаточна; в противном случае заменяют триод
на более мощный.

При использовании в предмощном каскаде экранированной лампы найден-
ный из (6.54) коэффициент трансформации не обеспечивает удовлетворитель-
ных условий её работы, и для создания лампе оптимальной нагрузки первичную
обмотку трансформатора также шунтируют активным сопротивлением 7?i, вы-
бираемым так, чтобы нагрузка лампы оказалась оптимальной или близкой к ней.
Коэффициент усиления предмощного каскада в этом случае определяют также
по ф-ле (6.55), в которую вместо ц подставляют произведение SRi, где S —
крутизна характеристики анодного тока применённой лампы в точке покоя, а
вместо Ri подставляют Отрицательное смещение на управляющей сетке
находят так же, как и для триода.

Трансформаторный предмощный каскад не применяют в вы-
сококачественных усилителях большой мощности ввиду трудно-
сти охвата глубокой обратной связью; такой каскад используют
лишь в усилителях невысокого качества с малой выходной мощ-
ностью, где отрицательная обратная связь отсутствует или имеет
небольшую глубину.

6.5.3.	Дроссельный предмощный каскад с катодным выходом

В двухтактном дроссельном предмощном каскаде с катодным
выходом (рис. 6.28) могут быть использованы как триоды, так и
экранированные лампы. Выходное сопротивление лампы в таком
каскаде равно примерно l/SK, как и для обычного катодного по-
вторителя, и при большой крутизне характеристики применённых
ламп может быть порядка ста ом и ниже. При низком выходном
сопротивлении предмощного каскада дополнительные нелинейные
искажения, вносимые токами сетки мощного каскада, оказываются
очень малыми.

Для дроссельного предмощного каскада выбирают лампы, обес-
печивающие при отсутствии сеточных токов импульс катодного
тока, не менее чем в полтора раза превышающий максималь-
ное расчётное значение сеточного тока мощного каскада. Напря-
жение анодного питания берут таким, чтобы лампы могли отдать
амплитуду переменной составляющей напряжения на катодной
нагрузке, немного превышающую расчётную амплитуду напряже-
ния сигнала на управляющей сетке мощного каскада. В усилителях
очень большой мощности дроссельный предмощный каскад неред-
ко работает в режиме В для уменьшения размеров и мощности
применяемых в нём ламп, а также для уменьшения расхода электро-
энергии на питание усилителя.

Необходимая индуктивность катодного дросселя каскада мо-
жет быть определена по допустимой величине его тока намагни-
чивания на низшей рабочей частоте; этот ток, равный отноше-

Рис. 6.28. Принципиальные схемы предмощного двухтактного дрос-
сельного каскада с катодным выходом:
а) с триодами; 6} с экранированными лампами

нию расчётного напряжения сигнала между сетками ламп мощ-
ного каскада к индуктивному сопротивлению дросселя на низшей
рабочей частоте coKLdp, увеличивает максимальное значение тока,
проходящего через лампы предмощного каскада. Задавшись допу-
стимой величиной тока намагничивания, нетрудно найти необходи-
мую индуктивность дросселя. При таком расчёте индуктивности
дросселя вносимые им частотные искажения и фазовые сдвиги на
низшей рабочей частоте ничтожны вследствие низкого выходного
сопротивления ламп каскада.

Если в таком каскаде используют экранированные лампы не
в триодном соединении, для уничтожения переменного потенциа-
ла между экранирующей сеткой и катодом (т. е. для подачи на
экранирующие сетки ламп каскада напряжений сигнала, равных
и синфазных напряжениям сигнала на их катодах) положительное
напряжение на экранирующие сетки подают через симметричную
дополнительную обмотку на катодном дросселе, превращающую
дроссель в трансформатор (рис. 6.286). Число витков дополнитель-
ной обмотки берут равным числу витков первичной обмотки дрос-
селя. Для уничтожения влияния индуктивности рассеяния такого
трансформатора на характеристики каскада между синфазными
концами первичной и вторичной обмоток включают конденсато-
ры Сэ значительной ёмкости (в усилителях звуковых частот по-
рядка нескольких десятых микрофарады).
Коэффициент усиления дроссельного каскада с катодным вы-
ходом рассчитывают как коэффициент усиления обычного катод-
ного повторителя. Ввиду того что он получается близким к едини-
це, на вход каскада приходится подавать симметричное напряже-
ние сигнала большой величины.

Дроссельный каскад с катодным выходом обладает очень хо-
рошими частотными и фазовыми характеристиками как в обла-
сти нижних, так и в области верхних частот ввиду низкого вы-
ходного сопротивления. Поэтому его применяют в усилителях
большой мощности, где для получения высоких качественных
показателей используют глубокую отрицательную обратную
связь.

6.6.	СПЕЦИАЛЬНЫЕ СХЕМЫ КАСКАДОВ МОЩНОГО УСИЛЕНИЯ

6.6.1.	Двухтактные схемы с выходным трансформатором
специальной конструкции

оифилярно

Рис. 6.29. Бифилярная намотка
первичной обмотки выходного
трансформатора, работающего в
режиме В

сигнала между наматываемыми

Для снижения искажений из-за отсечки тока в каскаде, ра-
ботающем в режиме В, можно использовать схемы с особой
конструкцией выходного трансформатора, уменьшающей или
полностью уничтожающей индуктивность рассеяния между по-
ловинками первичной обмот-
ки, являющуюся одной из ос-
новных причин появления этих
искажений.

Одна из таких схем
(рис. 6.29), пригодная для лам-
повых каскадов, имеет разде-
лённую на две равные части
каждую из половинок первич-
ной обмотки: одну из получен-
ных таким образом четвертей
первичной обмотки включают
в цепь катода, другую — в
цепь анода противоположного
плеча схемы. Намотку этих
двух четвертей, так же как и
двух других, производят сразу
в два провода. При указанном
включении четвертей потенциал

вместе витками отсутствует, а поэтому ёмкость между наматы-
ваемыми одновременно секциями не входит в эквивалентную схе-
му каскада и не влияет на его свойства. При такой конструкции
индуктивность рассеяния между половинками первичной обмотки
снижается до ничтожной величины, и искажения из-за отсечки
тока практически исчезают.
Однако здесь изоляция наматываемых вместе проводников дол-
жна выдерживать напряжение источника анодного питания, кото-
рое оказывается приложенным между ними. Это заставляет при-
менять для первичной обмотки провод с высокой электрической и
механической прочностью изоляции (ПЭВ, ПЭЛШО и др.) и поз-
воляет использовать схему лишь в каскадах небольшой мощности,
имеющих анодное напряжение не выше 3004-400 в.

При таком включении частей первичной обмотки каждое пле-
чо схемы превращается в каскад с разделённой нагрузкой
(стр. 331—335), имеющий коэффициент усиления напряжения
около двух. Это заставляет подавать на вход каскада большое
напряжение сигнала, примерно равное половине переменной со-
ставляющей напряжения на аноде, что является недостатком схе-
мы. Однако ввиду присутствия в таком каскаде глубокой отрица-
тельной обратной связи его коэффициент гармоник во всей полосе
рабочих частот получается очень малым.

В транзисторных каскадах мощного усиления сопротивления
нагрузки выходных цепей транзисторов и напряжение питания
невелики. Поэтому в двухтактных транзисторных каскадах, рабо-
тающих в режиме В, для устранения искажений из-за отсечки
тока в первичной обмотке выходного трансформатора последнюю
наматывают в два провода с половинным числом витком
После намотки и сборки трансформатора конец одного провода
соединяют с началом другого и полученную таким образом сред-
нюю точку присоединяют к источнику питания выходной цепи;
оставшиеся начало и конец соединяют с выходными электродами
транзисторов.

У такого трансформатора индуктивность рассеяния между по-
ловинками первичной обмотки ничтожно мала, и искажения из-за
отсечки тока практически исчезают. Несмотря на большую соб-
ственную ёмкость первичной обмотки, достигающую десятков ты-
сяч пикофарад при таком способе намотки, эта ёмкость обычно не
сказывается на свойствах каскада ввиду малой величины сопро-
тивления нагрузки выходной цепи.

Входные трансформаторы транзисторных двухтактных кас-
кадов, работающих в режиме В, а 'также входные трансформато-
ры ламповых двухтактных каскадов, работающих в режиме В с
токами сетки, вносят аналогичные искажения из-за отсечки тока
во вторичной обмотке. Для устранения этих искажений вторич-
ную обмотку входных трансформаторов транзисторных каска-
дов также наматывают в два провода, соединяя затем концы
этих проводов так же, как у первичной обмотки выходного транс-
форматора. Во входных трансформаторах ламповых каскадов,
работающих в режиме В с токами сетки, ввиду высокоомности
входной цепи указанный способ намотки непригоден, а поэтому
для устранения искажений из-за отсечки тока во входной цепи
270
здесь используют двухтактный дроссельный предмощный каскад
с катодным выходом (стр. 267—269).

В другой схеме, два варианта которой даны на рис. 6.30, для
уничтожения искажений из-за отсечки тока половинки первич-
ной обмотки выходного трансформатора по переменному току
соединены параллельно. При этом процесс переключения поло-
винок обмотки в режиме В уже не имеет места, вследствие чего

Рис. 6.30. Двухтактные каскады мощного усиления с несиммет-
ричным выходом:

а) с триодами, соединёнными по постоянному току параллель-
но; б) с лучевыми тетродами, соединёнными по постоянному
току последовательно

искажения из-за отсечки тока исчезают. В схеме рис. 6.30а анод-
ные цепи триодов питаются от источника анодного питания па-
раллельно. Конденсатор С большой ёмкости соединяет по пере-
менному току два конца половинок первичной обмотки; два дру-
гих конца половинок присоединены к разноимённым зажимам
источника анодного питания, а следовательно, также соединены
по переменному току. В результате половинки первичной обмот-
ки трансформатора по переменному току оказываются соединён-
ными параллельно.

В схеме рис. 6.306 анодные цепи лучевых тетродов питаются
от источника анодного питания последовательно. Здесь конден-
сатор большой ёмкости Сь как и в схеме рис. 6.30а, соединяет
два конца первичных полуобмоток; конденсатор С2 соединяет
нижний конец нижней полуобмотки с минусом источника анод-
ного питания, а следовательно, и с верхним концом верхней полу-
обмотки, соединённым с плюсом источника анодного питания.
В результате и здесь половинки первичной обмотки выходного
трансформатора по переменному току оказываются включёнными
параллельно.

Так как в схемах рис. 6.30 используется выходной трансфор-
матор почти обычной конструкции (с двумя отдельными поло-
винками первичной обмотки), их можно применять в каскадах
большой мощности с высоким напряжением источника анодного
питания. Разумеется, конденсатор С в схеме рис. 6.30а и конден-
саторы Cj и С2 в схеме рис. 6.306 должны иметь рабочее напряже-
ние не ниже напряжения источника анодного питания.

Недостатком схем рис. 6.30 является несколько усложнённая
подача отрицательного смещения и напряжения сигнала на лампы
каскада [Л24, рис. 9.10].

6.6.2.	Ультралинейный каскад

Ультралинейным каскадом называют двухтактный трансфор-
маторный каскад мощного усиления с экранированными лампа-

ми, у которого экранирующие сетки ламп присоединены к сде-
ланным от определённого числа витков отводам на первичной
обмотке выходного трансфор-

Рис. 6.31. Ультралинейный каскад
мощного усиления

матора (рис. 6.31).

Каскад с экранированными
лампами, у которого экраниру-
ющие сетки присоединены к
анодам, или, что то же самое,
к крайним концам обмотки вы-
ходного трансформатора, имеет
свойства каскада с триода-
ми — низкое выходное сопро-
тивление, хорошо демпфирую-

щее подвижную систему электродинамического громкоговорителя,
малый коэффициент гармоник, большое напряжение входного сиг-
нала, малый кпд.

При соединении же экранирующих сеток со средней точкой
первичной обмотки каскад с экранированными лампами приобре-
тает свои обычные свойства — высокое выходное сопротивление,
большой коэффициент гармоник, малое напряжение входного сиг-
нала, высокий кпд.

При постепенном переносе точки присоединения экранирую-
щих сеток от средней точки к концам первичной обмотки подво-
димое к экранирующим сеткам напряжение сигнала, являющее-
ся напряжением отрицательной обратной связи, плавно изме-
няет свойства каскада от свойств, характерных для каскада
с экранированными лампами, до свойств каскада с триодами.
При определённом, оптимальном положении точек присоедине-
ния экранирующих сеток каскад имеет выгодную мощность и
кпд лишь незначительно ниже, чем у обычного каскада с экра-
нированными лампами, а коэффициент гармоник и выходное со-
противление почти такие же, как у каскада с триодами; необхо-
димое напряжение входного сигнала при этом оказывается мно-
го ниже, чем для триодов. Таким образом, при оптимальном по-
ложении отводов от первичной обмотки, к которым присоеди-
няются экранирующие сетки, каскад приобретает положительные
свойства как триода, так и экранированной лампы, не имея их
недостатков.

Особенно сильно удаётся снизить в ультралинейном каскаде
коэффициент гармоник при работе в режиме В, почему его обыч-
но и используют в таком режиме. Однако необходимым условием
получения малого коэффициента гармоник, в особенности на верх-
них частотах, является малая индуктивность рассеяния как между
половинками первичной обмотки, так и между частями обмоток,
присоединёнными к экранирующим сеткам, и этими половинками.
Сказанное заставляет особенно тщательно конструировать выход-
ной трансформатор для такого каскада.

Оптимальное место отводов от первичной обмотки зависит от
типа применённых в ультралинейном каскаде ламп; его находят
экспериментально. Например, для ламп 6П1П и 6П6С отвод де-
лают от 0,22 о>1п, считая от средней точки обмотки; для ламп
6П14П и 6ПЗС — от 0,43 W\n, где W\n — число витков половинки
первичной обмотки трансформатора [Л9, стр. 10—14].

6.6.3.	Бестрансформаторные двухтактные каскады

Включение нагрузки непосредственно в выходную цепь усили-
тельных элементов без выходного трансформатора позволяет уст-
ранить вносимые последним частотные, фазовые, переходные и не-
линейные искажения, снизить стоимость каскада и избавиться от
искажений из-за отсечки тока в режиме В.

Однако в обычных схемах непосредственное включение на-
грузки практически неосуществимо по' нескольким причинам,
одной из которых является прохождение через- нагрузку постоян-
ной составляющей тока выходной цепи усилительных элементов,
нередко недопустимое для нагрузки и снижающее кпд каскада
из-за потерь мощности от постоянной составляющей тока в со-
противлении нагрузки. Кроме того, при непосредственном вклю-
чении нагрузки отсутствует возможность трансформации её сопро-
тивления, и для получения высокого кпд и хорошего исполь-
зования усилительных элементов нагрузка должна иметь сопротив-
ление, оптимальное для усилительных элементов каскада (специ-
альные громкоговорители с повышенным сопротивлением звуковой
катушки и т. д.).

Прохождение постоянной составляющей тока через нагрузку и
связанное с этим снижение кпд устраняется в бестрансформатор-
ном двухтактном каскаде с параллельным (несимметричным) вы-
ходом, два варианта схемы которого даны на рис. 6.32. Для упро-
щения здесь не показаны цепи подачи смещения на входные элек-
троды усилительных элементов.

В варианте рис. 6.32а питание выходных цепей усилительных
элементов производится от двух одинаковых источников питания,
18—577	273
соединённых последовательно, или от одного источника со сред-
ней точкой. Постоянная составляющая тока через нагрузку Zw,
включённую в средний провод источника питания, здесь не про-
ходит, так как средние значения токов питания плеч 1СР\ и /СР2,
равные по величине, в этом проводе направлены в противополож-

Рис. 6.32. Бестрансформаторные двухтактные каскады с парал-
лельным (несимметричным) выходом:

а) с электронными лампами и двумя источниками питания;
б); с транзисторами и одним источником питания

ные стороны, а поэтому компенсируются. Переменные составляю-
щие токов плеч I и /_2 проходят через нагр'узку в одном на-
правлении и складываются. Симметричное напряжение сигнала на
вход схемы подают от инверсного каскада.

В схемах рис. 6.32 и 6.33 усилительные элементы по отноше-
нию к источнику или источникам питания (т. е. по постоянному
току) включены последовательно, а по отношению к нагрузке
(т. е. по переменному току) — параллельно. И то, и другое снижает
расчётную величину сопротивления нагрузки, приближая её к
сопротивлению электродинамических громкоговорителей обычной
конструкции.

Бестрансформаторный двухтактный каскад может работать
как в режиме А, так и в режиме В. Для него пригодны как элек-
тронные лампы любого типа, так и транзисторы. При использо-
вании последних каскад упрощается, так как в этом случае отпа-
дает надобность в отдельных обмотках накала для ламп в раз-
личных плечах, катоды которых находятся под неодинаковым по-
тенциалом относительно общего провода. Кроме того, при транзи-
сторах нередко удаётся так подобрать напряжение питания,
что сопротивление стандартного громкоговорителя оказывается
равным расчётному сопротивлению коллекторной нагрузки и отпа-
дает необходимость в специальном громкоговорителе.

При использовании в каскаде по схеме рис. 6.32 электронных
ламп оптимальное сопротивление нагрузки оказывается значи-
тельным и каскад не может работать на обычный низкоомный
громкоговоритель непосредственно. В этом случае можно вклю-
274
чить обычный громкоговоритель или другую низкоомную нагруз-
ку между точками Б и В (рис. 6.32а) или точками А и В
(рис. 6.326) через понижающий трансформатор с нужным коэф-
фициентом трансформации. При работе такого каскада в режи-
ме В искажений из-за отсечки тока не будет, так как в обмотках
трансформатора отсечки тока нет.

В варианте рис. 6.326 питание осуществляется от одного ис-
точника без средней точки; нагрузка здесь подключается к точ-
кам А и Б через разделительный конденсатор Ср, сопротивление
которого на низшей рабочей частоте должно быть невелико по
сравнению с сопротивлением нагрузки.

Ещё проще в выполнении бестрансформаторный двухтактный
каскад с параллельным выходом и параллельным входом
(рис. 6.33); цепи смещения для упрощения схемы здесь не показа-

Рис. 6.33. Бестрансформаторные двухтактные
каскады с параллельным входом и параллель-
ным выходом:

а) с двумя источниками питания; 6) с одним
источником питания и разделительным кон-
денсатором в цепи нагрузки

ны. Вх таком каскаде используют транзисторы с одинаковыми па-
раметрами и характеристиками, но противоположным характером
проводимости: в одном плече типа р-п-р, в другом — типа п-р-п.
Ввиду этого при подведении к их входу сигнала одинаковой поляр-
ности ток в одном плече растёт, а в другом падает; в результате
схема работает как двухтактная при подаче на вход несимметрич-
ного напряжения сигнала и не нуждается в инверсном каскаде.

Можно питать выходные цепи схемы рис. 6.33, как и схемы рис. 6.32, от
двух последовательно соединённых источников, одного источника со средней
точкой и от одного источника без средней точки с разделительным конденсато-
ром в цепи нагрузки. Общий провод предварительных каскадов, в том числе и
инверсного, если он имеется, можно присоединить как к точке Я, так и к точке Б
рис. 6.32 и 6.33; в первом случае предыдущие каскады можно питать от полного
напряжения источника питания, во втором — только от половинного напряжения.
Во втором случае цепь питания предыдущих каскадов подключается параллельно
одному из плеч бестрансформаторного каскада, что нарушает симметрию схемы.

Способ включения транзисторов в бестранеформаторных двухтактных кас-
кадах в принципе может быть любым; однако, так как предыдущий каскад здесь
18*	275
каскада оказываются включенными с

Рис. 6.34. Двухкаскадный бестранс-
форматорный усилитель с оконечным
каскадом по схеме рис. 6.336, рабо-
тающим в режиме В

целесообразно делать реостатным, подключение последнего приводит к определён-
ному способу включения транзисторов выходного каскада. Например, при пита-
нии предоконечного реостатного каскада от полного напряжения источника пита-
ния и выходном каскаде, выполненном по схеме рис. 6.33, транзисторы оконечного
бщим коллектором (рис. 6.34). При этом
на вход оконечного каскада приходит-
ся подавать напряжение сигнала, превы-
шающее напряжение сигнала на выходе
оконечного каскада. Такое напряжение
сигнала предоконечный каскад не мо-
жет обеспечить даже при питании от
полного напряжения источника, в ре-
зультате чего напряжение питания тран-
зисторов оконечного каскада оказывает-
ся недоиспользованным и кпд оконечно-
го каскада получается низким. Для
устранения этого недостатка верхний ко-
нец сопротивления RK присоединяют к
нижнему концу сопротивления нагрузки
оконечного каскада, что увеличивает
амплитуду напряжения питания предо-
конечного каскада почти в 1,5 раза и
позволяет полностью использовать на-
пряжение питания и транзисторы око-
нечного каскада.

Напряжение смещения, необходимое для устранения нелинейных искажений
при слабых сигналах и работе оконечного каскада в режиме В в схеме рис. 6.34,
обеспечивается делителем R2—Rs', конденсаторы С2 и С3 устраняют падение на-
пряжения сигнала на сопротивлениях 7?3 и /?4. Ток покоя транзистора предоко-
нечного каскада здесь должен быть немного больше амплитуды входного тока
оконечного каскада; сопротивление 7? к берут таким, чтобы падение напряжения
питания на нём при отсутствии сигнала составляло 0,5 Е к.

При заданном сопротивлении нагрузки RH бестрансформаторного двухтакт-
ного каскада и заданной мощности в нагрузке для полного использования
напряжения питания и получения высокого кпд каскада напряжение питания
должно быть определённым. Необходимое напряжение питания Ек для такого
каскада, работающего в режиме В, и максимальное значение тока через тран-
зисторы Iкмакс находят по формулам, которые нетрудно получить на основании
изложенного на стр. 244—260:

l'KMaKC = 1/^ ; 1У^я+иост ].	(6.58)

г Rh

Остаточное напряжение UOcm находят по семейству статических выходных
характеристик выбранного транзистора для включения с общим эмиттером и по-
лученного /кмакс- Значение 1кмакс не должно превосходить максимальный ток
коллектора выбранного транзистора; Ек не должно превышать 0,8—0,9 макси-
мально допустимого напряжения коллектор—эмиттер. Остальной расчёт такого
каскада не отличается от расчёта обычного двухтактного каскада в режиме В.

Различные варианты схем бестрансформаторных двухтактных каскадов мощ-
ного усиления и каскадов предварительного усиления к ним можно найти в спе-
циальной литературе [ЛЮ, стр. 259—262]; [ЛЗЗ, стр. 285—302].
ГЛАВА 7

ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ

7.1.	ОСНОВНЫЕ ОПРЕДЕЛЕНИЯ

Рис. 7.1. Обратная
связь в усилителе:
К—коэффициент уси-
ления усилителя; р—
коэффициент переда-
чи цепи обратной
связи

Обратной связью называют связь между электрическими це-
пями, посредством которой энергия сигнала передаётся в направ-
лении, обратном нормальному, т. е. из цепей с более вы-
соким уровнем сигнала в цепи с более низким его уровнем; на-
пример, из выходной цепи усилителя во входную или с после-
дующих каскадов в предыдущие (рис. 7.1).
Обратная связь сильно влияет на свойства и
характеристики усилителя, а поэтому неред-
ко вводится в усилитель для изменения его
свойств в нужном направлении.

Передача энергии сигнала из последую-
щих цепей в предыдущие через паразитные
связи (ёмкостные, индуктивные, гальваниче-
ские и др.) всегда имеет место в усилителе.
Обратную связь, обусловленную такими
связями, называют паразитной обратной
связью. Так как большинство паразитных

связей не поддаётся расчёту, они могут изменять свойства уси-
лителя непредусмотренным образом. Поэтому паразитные связи
в усилителе ослабляют настолько, чтобы они практически не
сказывались на его свойствах; способы их ослабления рассмот-
рены в гл. 9.

Цепь обратной связи вместе с частью схемы усилителя, к
которой она подключена, образует замкнутый контур, называе-
мый петлей обратной связи. Если в усилителе имеется одна пет-
ля обратной связи, связь называют однопетлевой (рис. 7.2а);
если петель обратной связи несколько, связь называют много-
петлевой (рис. 7.26, в, г). Если в усилителе имеется несколько
петель обратной связи, не захватывающих одна другую, петли
обратной связи называют независимыми (рис. 7.26); если же
петли захватывают одна другую, петли называют зависимыми
(рис. 7.2в). Если в петле обратной связи, охватывающей весь уси-
литель, имеются петли обратной связи, охватывающие отдельные
каскады или части усилителя, их называют местными петлями об-
ратной связи (рис. 7.2г).

Существуют различные способы снятия энергии сигнала с
277
выхода схемы и подачи её на вход схемы (рис. 7.3 и 7.4). Если

Рис. 7.2. Виды обратной связи:

а) однопетлевая; б) двухпетлевая с независимыми петлями; в) двух-
петлевая с зависимыми (совместными) петлями; г) многопетлевая с
местными (PiKi и РзКз) петлями

(рис. 7.3а), связь называют обратной связью по напряжению, так
как при этом напряжение обратной связи прямо пропорциональ-

Рис. 7.3. Способы снятия обратной
связи:

а) обратная связь по напряже-
нию; б) обратная связь по току;
в}, смешанная (мостовая) по вы-
ходу обратная связь

но выходному напряжению уси-
лителя U вых.

Если же энергию сигнала сни-
мают с выхода последовательно
с нагрузкой (рис. 7.36), связь на-
зывают обратной связью nd току,
так как при этом напряжение об-
ратной связи прямо пропорцио-
нально выходному току 1вых.

Возможна комбинация этих
способов снятия энергии сигнала,
при которой напряжение обрат-
ной связи имеет две составляю-
щие: одну пропорциональную вы-
ходному напряжению и другую
пропорциональную выходному то-
ку (рис. 7.Зе). Такую связь на-
зывают мостовой или смешан-
ной по выходу обратной связью.

Цепи усилителя нередко бывают
сложными, и тогда трудно определить,
какой из способов снятия энергии сиг-
нала имеет место в рассматриваемой схе-
ме. Для решения этой задачи можно
мысленно оборвать цепь нагрузки, а затем мысленно закоротить нагрузку. Если
при обрыве нагрузки напряжение обратной связи не исчезает, а при коротком за-
мыкании исчезает, то в схеме обратная связь по напряжению; если напряжение
обратной связи исчезает при обрыве нагрузки и не исчезает при её коротком за-
мыкании, то в схеме обратная связь по току. Если же напряжение обратной
связи остаётся как при обрыве нагрузки, так и при её коротком замыкании, то
в схеме смешанная по выходу обратная связь.

Если сигнал обратной связи вводят во входную цепь последова-
тельно с источником сигнала (рис. 7.4а), связь называют последо-
вательной обратной связью. Если его вводят параллельно источ-
нику сигнала (рис. 7.4б), связь называют параллельной обратной
связью. Существует и комбинированный способ введения обратной
связи во входную цепь (рис. 7.4в), называемый смешанной или
мостовой по входу обратной связью.

Рис. 7.4. Способы введения обратной связи:

а) последовательная обратная связь; б) параллельная обратная связь; в) сме-
шанная (мостовая) по входу обратная связь

Для определения, какой из способов введения обратной связи имеет место
в схеме, достаточно мысленно оборвать цепь источника сигнала, а затем зако-
ротить источник. Если напряжение обратной связи не подаётся на вход при
обрыве цепи источника сигнала и подаётся при ею коротком замыкании, то
в схеме последовательная обратная связь. Если напряжение обратной связи
подаётся на вход при обрыве цепи источника сигнала и не подаётся при его
коротком замыкании, в схеме параллельная обратная связь. Если же напряже-
ние обратной связи подаётся на вход как при обрыве, так и при коротком замы-
кании источника сигнала, то в схеме смешанная по входу обратная связь.

7.2.	ВЛИЯНИЕ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ НА СВОЙСТВА УСИЛИТЕЛЯ

7.2.1.	Коэффициент усиления

Рассмотрим влияние обратной связи на основные свойства
усилителя — коэффициент усиления, нелинейные искажения и по-
мехи, стабильность усиления, входное и выходное сопротивления,
частотную, фазовую и переходную характеристики.

Для определения влияния обратной связи на коэффициент
усиления воспользуемся схемой последовательной обратной свя-
зи по напряжению (рис. 7.5). Для упрощения анализа поло-
жим входное сопротивление усилителя бесконечно большим, а
следовательно, входной ток равным нулю. Пусть источник сиг-
нала даёт на выходе (зажимах аг) синусоидальное напряжение
U неизменной частоты и амплитуды, а усилитель представляет
собой строго линейную систему. При этих условиях на выходе
усилителя и на выходе цепи обратной связи появятся синусо-
идальные напряжения Ueux и
Uce, в общем случае сдвину-
тые по фазе относительно U
из-за реактивных сопротивле-
ний в схеме.

Коэффициент усиления уси-

Рис. 7.5. Влияние обратной связи на
коэффициент усиления

X	р =

^вх

где 0вх

Отсюда

лителя без обратной связи л и
коэффициент передачи напря-
жения цепи обратной связи р
при этом определятся выраже-
ниями:

—^£2— ; рХ = ^£S. (	(7.1)

UebLX	УвК

— напряжение на входе усилителя.

0св=^ивх.	(7.2)

Обозначив произвольно направление напряжения источника
сигнала U направленной вверх стрелкой и полагая, что ни усили-
тель, ни цепь обратной связи не меняют полярность сигнала, полу-
чим направления напряжений в схеме, указанные на рис. 7.5. Об-
ходя контур габвг по часовой стрелке, получим

й-йвх+йсв=о.	(7.3)

Определяя отсюда U и используя (7.2), найдём, что

=	(7.4)

Коэффициент усиления усилителя с обратной связью Ксв есть
отношение выходного напряжения усилителя UebLX к выходному
напряжению источника сигнала J7, откуда

/( =	= —*— = —1.	(7.5)

й й 1 — рк .__ и™

Ьвх

Выражение (7.5) является одним из основных для усилителей
с обратной связью. По нему можно .найти модуль Ксв и аргу-
мент qce коэффициента усиления усилителя с обратной связью на
любой частоте, а следовательно, рассчитать как частотную, так и
фазовую характеристики усилителя с обратной связью по частот-
280
ной и фазовой характеристикам цепи обратной связи и усилителя
без обратной связи.

Из (7.5) следует, что введение обратной связи в усилитель
изменяет его коэффициент усиления в 1—раз; произведение
называемое петлевым усилением, как видно из (7.1), представляет
собой отношение напряжения на выходе цепи обратной связи к
напряжению на входе усилителя и равно коэффициенту усиления
схемы вдоль всей петли обратной связи.

Если напряжение обратной связи ljce совпадает по фазе с на-
пряжением сигнала в цепи, куда вводится обратная связь, а по-
этому арифметически складывается с напряжением сигнала, —
обратную связь называют положительной обратной связью. Если
же напряжение обратной связи противоположно по фазе напря-
жению сигнала в той цепи, куда связь подаётся, а поэтому вычи-
тается из напряжения сигнала, — обратную связь называют отри-
цательной обратной связью.

При положительной обратной связи р/<='РК, а следовательно,,
выражение (7.5) обращается в

1—

(7.6>

Если при этом р/<<1, то знаменатель выражения (7.6) мень-
ше единицы и Ксв больше К. Следовательно, положительная об-
ратная связь при ₽К<1 увеличивает коэффициент усиления уси-
лителя. При рК=1 значение Ксв становится бесконечно боль-
шим, что, как показано ниже, физически соответствует самовоз-
буждению усилителя.

При отрицательной обратной связи рК——и выражение
(7.5) принимает вид

к ______к к

1 + ₽к -

ивх

откуда следует, что отрицательная обратная связь уменьшает
коэффициент усиления усилителя в 1 + ₽К раз. Величину 1 +
при отрицательной обратной связи называют глубиной обратной
связи.

Ниже показано, что отрицательная обратная связь улучшает
многие свойства усилителя, а поэтому, несмотря на уменьшение
усиления, её широко используют в современных усилителях. По-
ложительную обратную связь, ухудшающую большинство свойств
усилителя, редко используют в усилительных устройствах; ос-
новное применение она находит в генераторах электрических ко-
лебаний.

Так как цепь рК может вносить фазовые сдвиги, изменяю-
щиеся на многие сотни градусов при изменении частоты, отри-
цательная на одной частоте обратная связь превращается в по-
ложительную на другой частоте, где сдвиг фазы петли обратной
связи изменяется на 180°. Поэтому усилитель, имеющий на одной
частоте отрицательную обратную связь, на другой частоте мо-
жет иметь положительную обратную связь. Для избежания оши-
бок и неточностей в терминологии обратную связь при практиче-
ском использовании классифицируют по её знаку в середине полосы
рабочих частот усилителя, где фазовые сдвиги невелики и прохо-
дят через нулевое значение.

Если р является действительной величиной и не зависит от ча-
стоты, обратную связь называют частотнонезависимой-, если р
комплексно, а следовательно, зависит от частоты, обратную связь
называют частотнозависимой.

7.2.2.	Нелинейные искажения и помехи

Пусть усилитель при синусоидальном напряжении сигнала
на входе 0вх даёт на выходе, кроме синусоидального напряже-
ния йвих, также напряжение какой-либо гармоники или помехи
U2. Введём в этЬт усилитель обратную связь (рис. 7.6); тогда

. i

in

Рис. 7.6. Изменение помех и нели-

нейных искажений обратной

связью

--г



для сохранения прежнего вы-
ходного напряжения и преж-
ней выходной мощности на
вход усилителя потребуется
подать напряжение U, опреде-
ляемое выражением (7.4).

Обозначим ‘напряжение гар-
моники или помехи .на выходе
усилителя с обратной связью
через Uzce\ тогда, считая уси-

литель квазилинейным и пренебрегая составляющими высших
порядков в выходном напряжении, получим, что Uг св должно
представлять собой сумму напряжения йг даваемого усилителем
без обратной связи, и напряжения UZCB, прошедшего через цепь
обратной связи и усилитель, а следовательно, помноженного на
петлевое усиление рЛ, т. е.

игсе = и
С Си	С 1 I ' Q Со

Решая это уравнение относительно Uzce, получим

= <7-8>

1 — р Д
что при отрицательной обратной связи обратится в

и = ——____

г св 1 + $ к

____

_ U св

Увх

(7.9)

Полученные формулы справедливы для любой гармоники, ком-
бинационной частоты или помехи, возникающей в части усилите-
ля, охваченной обратной связью. Из них следует, что при неизмен-
ных выходной мощности и выходном напряжении отрицательная
обратная связь уменьшает, а положительная увеличивает помехи
и искажения, возникающие в части усилителя, охваченной обрат-
ной связью.

Так как отрицательная обратная связь уменьшает каждую из
вносимых усилителем гармоник согласно (7.9), то и коэффи-
циент гармоник усилителя ею уменьшится во столько же раз.
Поэтому, если на частотах гармоник фазовые сдвиги в цепи
невелики и динамическая характеристика системы имеет неболь-
шие отклонения от линейности (т. е. система квазилинейна), коэф-
фициент гармоник устройства с отрицательной обратной связью
кгсв определится через коэффициент гармоник без обратной свя-
зи кг выражением

— Кг — Кг

1 + ? К | , Усе ’
НвХ

(7.Ю)

Снижение уровня внутренних помех, фона и нелинейных искажений отри-
цательной обратной связью привело к её широкому использованию в мощных
усилителях, работающих в экономичных режимах В и В2. Применение отрица-
тельной обратной связи здесь позволяет получить высококачественное усиление
с большим динамическим диапазоном и малыми нелинейными искажениями при
высоком коэффициенте полезного действия устройства. Уменьшение усиления,
вызываемое введением отрицательной обратной связи, заставляет повышать
коэффициент усиления предварительного усилителя, в котором для этой цели
можно ввести дополнительный каскад. Однако стоимость этого каскада и услож-
нения схемы, вызываемого применением обратной связи, в усилителе большой
мощности оказывается ничтожной по сравнению с уменьшением стоимости,
размеров и веса усилителя, улучшением его свойств и сокращением эксплуата-
ционных расходов.

Приравняв коэффициент гармоник на выходе усилителя с отрицательной
обратной связью кгсв допустимому коэффициенту гармоник кгэОп и решив
(7.10) относительно U св, получим выражение, позволяющее рассчитать необхо-
димое напряжение отрицательной обратной связи Uce по известному входному
напряжению усилителя без обратной связи UeXl коэффициенту гармоник усили*
теля без обратной связи кг и допустимому коэффициенту гармоник :

СЛд к?

₽К=-^=—^--1
и вх	кг эоп

-1)

\ dQti /

(7.11)
Более строгий анализ показывает [Л25, стр. 19—30], что при значительных
отклонениях динамической характеристики системы от линейности и при резких
её изломах снижение нелинейных искажений обычно получается меньшим, чем
это следует из ф-лы (7.10). Однако ф-лы (7.10) и (7.11) в большинстве случаев
дают достаточную точность, а поэтому обычно и применяются для практических
расчётов.

Вследствие появления значительных фазовых сдвигов в усили-
теле на нижних и верхних частотах его рабочего диапазона умень-
шение помех и нелинейных искажений отрицательной обратной
связью здесь сильно снижается. Поэтому отдельные составляю-
щие помех и искажений на этих частотах следует рассчитывать па
ф-ле (7.8), учитывающей влияние фазовых сдвигов.

7.2.3.	Нестабильность усиления

При работе усилителя его коэффициент усиления может из-
меняться вследствие изменения параметров усилительных эле-
ментов и электрических величин деталей схемы. Параметры и
электрические величины изменяются под влиянием ряда причин,,
называемых дестабилизирующими факторами. К дестабилизи-
рующим факторам относятся: старение усилительных элементов и
деталей схемы, их замена, изменение температуры, влажности и
давления окружающей среды, изменение напряжения источников^
питания и т. д.

Способность усилителя изменять коэффициент усиления при
воздействии дестабилизирующих факторов (нестабильность уси-
ления dq) оценивают относительным изменением коэффициента
усиления при воздействии дестабилизирующего фактора бесконеч-
но малой величины и для усилителя без обратной связи опреде-
ляют выражением

^ = -^,	(7.12>

л

' где d[K] — дифференциал коэффициента усиления усилителя. Не-
стабильность усиления усилителя с обратной связью dqce опреде-
лится соответственно выражением

dgc( = d-^
"Св

К св

(7.13)

Подставив в (7.13) значение Ксв из (7.7) и продифференциро-
вав, получим для отрицательной обратной связи



а [К]
(1+W а[К]1

К

1

К

4?- • (7-14>

Следовательно, отрицательная обратная связь стабилизирует
коэффициент усиления усилителя, уменьшая его нестабильность.
284
Стабилизирующее действие отрицательной обратной связи ис-
пользуют для стабилизации коэффициента усиления измеритель-
ных усилителей и усилителей многоканальных линий связи, усиле-
ние которых должно поддерживаться постоянным с высокой сте-
пенью точности.

Приравняв нестабильность усиления усилителя с обратной связью dqce
допустимой нестабильности усиления dqdon и решив (7.14) относительно Ucet
получим формулу, позволяющую рассчитать необходимое значение рК и на-
пряжение отрицательной обратной связи по известному входному напряжению
усилителя Vext нестабильности усиления усилителя без обратной связи dq и
допустимой нестабильности усиления dqdOn\

"вх dqdon

I dq
U^U [-------ч—

</ &	ОА I J —

V dqdon

(7.15)

При глубокой отрицательной обратной связи коэффициент уси-
ления усилителя с обратной связью почти не зависит от его уси-
ления без обратной связи, практически определяясь коэффициен-
том передачи напряжения цепи обратной связи. В этом нетрудно
убедиться, положив в ф-ле (7.7) значение 1 и пренебрегая
единицей в знаменателе по сравнению с р/<,

К _ К = _1_
1+^К	р

(7.16)

7.2.4.	Входное сопротивление

Обратная связь изменяет входное сопротивление цепи, в кото-
рую её вводят. Изменение входного сопротивления зависит от спо-
соба введения обратной связи во входную цепь, её величины

Рис. 7.7. Влияние обратной связи на входное сопротивление:
а) при последовательной обратной связи; б) при параллельной обрат-
ной связи

и фазы, но не зависит от способа снятия с выходной цепи. Рассмот-
рим влияние обратной связи на входное сопротивление.

Последовательная отрицательная обратная связь (рис. 7.7а)
увеличивает входное сопротивление части усилителя, охваченной
обратной связью. Для доказательства этого обозначим входное
сопротивление усилителя без обратной связи через Zex, тогда Z вхг
ток входной цепи 1вх и напряжение на входных зажимах усилите-
ля Uвх будут связаны соотношениями:

г ____ U вх

вх	7

^вх

7	___ ^вХ

'вх

1вХ >

(7Д7)

Входное сопротивление схемы с обратной связью Zexce опре-
делится как отношение напряжения 0, подаваемого на схему, к
току входной цепи 1вх; подставив в выражение для 2вхсв значе-
ние U из (7.4), получим

=	=	=	(7,18)

lex lex \	Uex /	\ Vex /

При отрицательной обратной связи знак в скобке выражения
(7.18) обращается в плюс, а следовательно, последовательная от-
рицательная обратная связь независимо от способа её снятия уве-
личивает активную составляющую входного сопротивления и
уменьшает динамическую входную ёмкость части усилителя, охва-
ченной обратной связью, в (1 + -^-^(I + рК) раз.

Поэтому последовательная отрицательная обратная связь ис-
пользуется во входных каскадах усилителей при необходимости
обеспечить высокое входное сопротивление устройства.

Положительная последовательная обратная связь, как видно
из (7.18), при р/С<1 уменьшает входное сопротивление, а при
р/С> 1 делает его отрицательным.

При параллельной отрицательной обратной связи входное со-
противление уменьшается. Для доказательства этого возьмём!
простейшую схему параллельной обратной связи (рис. 7.76) и
найдём её входную проводимость увхсв =—-—.Обозначим вход-
ах св

ную проводимость усилителя без обратной связи через увх и про--
водимость цепи обратной связи через усв. Тогда, составив урав-
нения Кирхгофа для контуров абвгжа и абедгжа и решив их от-
носительно тока входной цепи I вх и тока в цепи обратной свя-
зи I св9 при принятых на рис. 7.8 направлениях токов и напряже-
ний получим:

Iвх У вх Uвх

Iсв	Усв (^вХ св )

(7.19>
Входной ток схемы I равен сумме токов 1вх и 1св\ подставив
в выражение для входного тока схемы значения 1 вх и 1св и вы-
неся йвх за скобку, найдём

7 = 4х 4~ 1св = УЛИЛ f1 - Y <7-20)

Отсюда входная проводимость
по входу обратной связью, равная
мы I к входному напряжению
Uex, составит

Увх с» “7
”вх

=yex + yCe(i-^}. (7.21)
\ ^вх /

Отсюда видно, что при па-
раллельной обратной связи к
проводимостй входной цепи увх

ратной связи, помноженная

схемы увхсв с параллельной
отношению входного тока схе-

Рис. 7.8. Влияние способа снятия
обратной связи на выходное сопро-
тивление

добавляется проводимость цепи об-
а ( 1 —	|. Если обратная связь

\	U вх/

отрицательна, знак в скобке изменяется на плюс и к увх добав-

ляется положительная проводимость, а следовательно, параллель-
ная отрицательная обратная связь независимо от способа её сня-
тия уменьшает входное сопротивление части усилителя, охвачен-
ной обратной связью.

При параллельной положительной обратной связи, как видно
из (7.21), входное сопротивление при U св < Uex уменьшается, а
ПРИ Uсв > Uex в зависимости от величины усв или увеличивает-
ся, или делается бесконечно большим, или становится отрица-

тельным.

7.2.5.	Выходное сопротивление

Обратная связь изменяет и выходное сопротивление той цепи,
с которой её снимают. Изменение выходного сопротивления зави-
сит от способа снятия обратной связи, её величины и фазы, но не
зависит от способа введения во входную цепь. Рассмотрим влия-
ние обратной связи на выходное сопротивление на схеме сме-
шанной по выходу и последовательной по входу обратной связи
(рис. 7.8), для чего воспользуемся методом холостого хода и ко-
роткого замыкания, применяемым в электротехнике. Для упро-
щения выводов положим, что сопротивление источника сигнала
и сопротивление цепи обратной связи малы по сравнению с вход-
ным сопротивлением усилителя, а поэтому ими можно прене-
бречь.

Обозначим коэффициент усиления части схемы, охваченной
обратной связью, при холостом ходе (обрыве нагрузки) через Кхж.
Тогда выходное напряжение схемы при холостом ходе ивыххх
определится через входное напряжение при холостом ходе Uexxx
и коэффициент усиления холостого хода

Uвых XX —	вх хх*	(7.22)

При коротком замыкании нагрузки эдс выходной цепи усили-
теля будет равна входному напряжению усилителя при коротком
замыкании нагрузки ивхкз> помноженному на Кхх\ поэтому ток
короткого замыкания выходной цепи 1выхкз составит

/	__ Кхх Uex КЗ	[П QQ\

1 вых к3 ~	7	•	V

^вых

Входное напряжение как при холостом ходе, так и при коротком
замыкании выходной цепи связано, как видно из рис. 7.8, с на-
пряжением обратной связи Uce и напряжением сигнала U соотно-
шениями:

Uвх кз	U 4~ U св Кз I

вх XX ~ U	Uсв хх, j

Определяя выходное сопротивление схемы с обратной связью
Zвых св как отношение выходного напряжения холостого хода к
выходному току короткого замыкания и заменив в результате IJвх
его значением как для режима холостого хода, так и для режима
короткого замыкания, получим

’	— UВЫХ XX __ у U + Uce XX

вых св .	^вых

*вых кз	U + Uce кз

(7.25)

где Ucexx и исвкз —напряжения обратной связи при холостом
ходе и коротком замыкании выходной цепи.

Из (7.25) видно, что выходное сопротивление усилителя со сме-
шанной по выходу обратной связью зависит как от знака обратной
связи, так и от того, какая связь преобладает — по току или по
напряжению. Так, например, если связь отрицательная и
Uсв кз > Uсв хх> а следовательно, в усилителе преобладает связь
по току, то выходное сопротивление усилителя с обратной связью
будет больше, чем без обратной связи. При Uсвкз + Ucexx выход-
ное сопротивление усилителя при введении как положительной, так
и отрицательной связи не изменяется.
Если в усилителе имеется только обратная связь по напряже-
нию, то 0св кз	подставив для этого случая в (7.25) значение U

из последнего выражения ур-ния (7.24), получим

г _____ %вых

вых Св— у.---------

| _ "св XX

"вХ XX

(7.26)

При отрицательной связи минус в знаменателе выражения
(7.26) обращается в плюс и, следовательно, отрицательная обрат-
ная связь по напряжению уменьшает выходное сопротивление час-
ти схемы, охваченной обратной связью, в [1 +	или, что

то же самое, в (1 + р/СлД раз.

Поэтому отрицательная обратная связь по напряжению широко приме-
няется в мощных усилителях, работающих на трансляционную сеть. Сниже-
ние выходного сопротивления такого усилителя отрицательной обратной связью
по напряжению уменьшает рост выходного напряжения при выключении або-
нентов трансляционной сети, стабилизируя выходное напряжение усилителя при
изменениях нагрузки.

Найдём необходимое напряжение обратной связи по заданной величине Н
повышения выходного напряжения при сбросе нагрузки. Отношение выходного
напряжения усилителя при сбросе нагрузке ивыххх к выходному напряжению
при нормальной нагрузке U вых определится как

rj _ Uвых XX	кхх = Р _ ^ + ^~

ивых “ к R~ R~
и Ri + R~

(7-27)

где ри/?/ —статический коэффициент усиления и внутреннее сопротивление
усилительного элемента выходного каскада усилителя,

R^, —сопротивление нагрузки его выходной цепи переменному току.

Необходимое внутреннее сопротивление усилительного элемента с обрат-
ной связью Rice* ПРИ котором Н будет равно заданному, найдём решением
(7.27) относительно Ri, что даст

=	(7.28)

Заменив в (7.26) Zeblx на /?/ и Zeux св на /?/ св, для отрицательной
обратной связи получим

	l+^i.	(7.29)
"i св-------------------------------------ивх хх

Так как

=	-7Г = рк>	(7.30)

ивххх	ивх

то, поделив левое равенство (7.30)

отношение Кхх /К согласно (7.27) и

Усв XX „ ..

но ----- » найдем

“вх хх

У Св XX _

УвХ XX

почленно на правое, заменив в результате
решив полученное выражение относитель-

U Ri + R~
исв ________

Uex

(7.31)
Подставив в (7.29) отношение U Св хх/Увх хх из (7.31 J и значение Ric*
из (7.28), решим результат относительлно это даст

Uce = Увх

Ri~R~ (Я-1)
(Ri + R~) (ff — 1)'

(7.32)

При	. что имеет место в каскадах мощного усиления с экраниро-

ванными лампами, а также в каскадах мощного усиления с транзисторами,
ф-ла (7.32) упрощается, обращаясь в

U„x
исв ~ ——
св Н—1

U.„

₽К = ту2- *

ивх

1

Я-1

(7.33)

Если в усилителе имеется только обратная связь по току, то
Ucexx = 0; подставив для этого случая значение U из (7.24) в
(7.25), найдём

Zeux св = Zeux (1 —	.	(7.34)

оШ'Л Со	эЫЛ \	•	/	'	*

\	Увх КЗ /

При отрицательной связи знак в скобке обращается в плюс,
а следовательно, отрицательная обратная связь по току увели-
чивает выходное сопротивление части усилителя, охваченной об-
ратной связью, в [ 1 + 	) раз.

\ Увхка)

Отрицательная обратная связь по току применяется в выход-
ных каскадах устройств, выходной ток которых должен оставать-
ся почти неизменным при значительных изменениях сопротивле-
ния нагрузки. Увеличение выходного сопротивления устройства при
использовании связи по току уменьшает изменения тока в нагруз-
ке при изменении её сопротивления, стабилизируя, таким образом,
выходной ток при изменении нагрузки.

При сопротивлении источника сигнала ZU9 сравнимом с входным сопротив-
лением устройства ZeX9 и последовательной по входу обратной связи изменение
выходного сопротивления, а также и влияние обратной связи на все остальные
свойства усилителя уменьшается. Анализ показывает, что при этом расчётные
формулы для связи по напряжению и связи по току соответственно приобре-
тают вид:

,	_________Zeux________

вых св в .

J _ Усв XX Zex

Увх хх	+ ZBX

(7.35)

^вых Св — % вых ( 1

У Св КЗ	% вх

Увх Кз 4“ Z9X
При Zu<^Zex эти формулы превращаются в (7.26) и (7.34): при Zu^>Zex
обратная связь практически исчезает и выходное сопротивление остаётся тем
же, что и без обратной связи.

В случае параллельной по входу обратной связи сопротивление источника
сигнала влияет обратным образом; при равенстве его нулю обратная связь
исчезает.

7.2.6.	Частотная, фазовая и переходная характеристик»

Обратная связь, изменяя коэффициент усиления усилителя,
изменяет его частотную, фазовую и переходную характеристики.
Для выяснения влияния обратной связи на указанные характери-
стики обозначим через:

?уси — частотнозависимые составляющие угла сдвига фазы,
усилителя и угла сдвига фазы цепи обратной связи;

и — полные углы сдвига фазы усилителя и сдвига фа-
зы цепи обратной связи, включающие в себя изменение поляр-
ности сигнала, имеющее место как в усилителе, так и в цепи об-
ратной связи. Если ни усилитель, ни цепь обратной связи не изме-
няют полярности проходящего через них сигнала, то = <?ус и
фр=фцс, если же обе цепи меняют полярность сигнала, то
и = <рцс+ 180°;

Фр* — полный угол сдвига фазы петли обратной связи, рав-
ный <?х + ?р..

При этих обозначениях коэффициент усиления усилителя без
обратной связи К и коэффициент передачи напряжения цепи об-
ратной связи р можно представить в виде:

К = К (cos <рх4- i sin><)	(7 Зб>

₽= p(cos?₽ + isin<p₽) (’

где К и р — модули коэффициента усиления усилителя без об-
ратной связи и коэффициента передачи напряжения цепи обрат-
ной связи.

Подставив значения К и 0 из (7.36) в (7.5), после уничтожения
мнимости в знаменателе и простых преобразований получим

= К _ К tcos У« — ft К cos + i (sin ук + ft К sin ур )]
Св 1 — ft К (cos <f>K — ft Л cos ур )2 + (sin ук + sin ур )2

Определяя отсюда модуль коэффициента усиления усилителя-
с обратной связью Кев и вносимый им угол сдвига фазы ®св1 най-
дём:

ксв= к

]/l-20tfcos-(TK + ?₽ )+ft*K*	(7 38>

sin ук + ₽ К sin у»

у,.= arctg---------------2-

COS ук — ft К COS Ур

19*

29L
Формулы (7.38) позволяют рассчитать частотную и фазовую
характеристики усилителя с обратной связью по частотной и фа-
зовой характеристикам цепи обратной с^язи и частотной и фазо-
вой характеристикам усилителя без обратной связи.

Для усилителя без обратной связи коэффициент частотных
искажений М равен отношению коэффициента усиления на
средних частотах Кср к модулю коэффициента усиления К на рас-
сматриваемой частоте; для усилителя с обратной связью коэффи-
циент частотных искажений Мсв равен отношению Ксрсв1Ксв.
Учитывая это, для частотнонезависимой отрицательной обратной
связи (р =—Р) при малых фазовых сдвигах в усилителе
(cos ф^ — 1) из (7.38) получим:

Мсв

Кср /1 -^pKcos^ + p2#2

Л1(1 + Р Ю

(7.39)

Отсюда

Мсв — 1

М(1 + Р/<)-1~рКгр _ Af-1

1+$кср

1 + $КСр

(7.40)

1 +
m Ъс

К

Так как частотные искажения пропорциональны разности коэф-
фициента частотных искажений и единицы, из (7.39) и (7.40) сле-
дует, что при малых фазовых сдвигах в усилителе частотно-
независимая отрицательная обратная связь уменьшает частотные
искажения и фазовые сдвиги усилителя примерно во столько же
раз, во сколько и коэффициент усиления.

Если усилитель не вносит частотных искажений и фазовых
сдвигов, то частотнозависимая отрицательная обратная связь при
малых фазовых сдвигах (cos<pp«—1), как нетрудно найти из
(7.38) аналогичным методом, приведёт к появлению в усилителе
с обратной связью частотных искажений и фазовых сдвигов, опре-
деляемых выражениями:

Мсв — 1» — (М8— 1) 

<?св ~	<Р₽ 1 + ₽ К

(7.41)

где Мр — коэффициент частотных искажений цепи обратной свя-
зи, равный отношению её коэффициента передачи напряжения на
средних частотах (JCp к модулю ₽ на рассматриваемой частоте.

Из (7.41) следует, что частотнозависимая отрицательная
обратная связь вносит в усилитель частотные искажения и фа-
292
зовые сдвиги, противоположные имеющимся у цепи обратной
связи.

На рис. 7.9 для иллюстрации приведено несколько простей-
ших частотнозависимых цепей, частотные характеристики коэффи-
циента р для этих цепей и результирующие частотные характе-
ристики усилителя с обратной связью. Так, например, введение
в цепь отрицательной обратной связи цепочки RC, изображён-

Рис. 7.9. Простейшие цепочки частотнозависимой обратной связи (а); их
частотные характеристики (б) и частотные характеристики усилителей (в)„
получаемые при введении этих цепочек в цепь отрицательной обратной
связи

ной в левом верхнем углу рисунка, имеющей падающую на
верхних частотах частотную характеристику, приводит к подъёму
частотной характеристики усилителя с обратной связью на этих,
частотах.

Сказанное можно пояснить следующим образом. Рассмотренная цепочка
пропускает напряжение отрицательной связи на вход устройства на средних
и нижних частотах, что приводит к сильному падению усиления на этих ча-
стотах. На верхних же частотах напряжение обратной связи на выходе цепоч-
ки снижается, и усиление уменьшается меньше, что и создаёт подъём харак-
теристики устройства на верхних частотах.

Поэтому частотнозависимую отрицательную обратную связь
применяют для всевозможных изменений частотной и фазовой ха-
рактеристик усилителей — например, для корректирования харак-
теристик в области нижних, средних и верхних частот, для кон-
струирования избирательных усилителей и т. д.

Частотную и фазовую характеристики усилителя с отрицательной обратной
связью можно построить графически по частотной и фазовой характеристикам
усилителя и цепи обратной связи. После простых преобразований выражение
(7.5) можно представить в виде

1-^0 = -Le-^-pe^,	(7.42>

А

1	1	А

откуда следует, что вектор есть разность векторов и р.

А св	К
Характер построения зависит от того, в цепи усилителя или в цепи обрат-
ной связи изменяется полярность сигнала, что превращает обратную связь в
отрицательную, но результат построения от этого не зависит; на рис. 7.10 дано
построение- для случая изменения полярности в цепи обратной связи. При по-

1

К

От центра полярной системы координат 0 откладывают модули значений
под углами фус для ряда частот, считая положительным направлением мо-

дуля направление вправо по горизонтали и положительным значением угла

Рис. 7.10. Графическое построение частотной и фазовой
характеристик усилителя с частотнозависимой обратной
связью

— направление по часовой стрелке. Линия, соединяющая концы отложен-
ных векторов, будет представлять собой годограф вектора . Затем от точ-
ки 0 откладывают модули значений Р под углами фцс для различных частот,
•считая положительным направлением р направление влево по горизонтали и
положительным значением угла фцс — направление против часовой стрелки.
Линия, соединяющая концы векторов р, является годографом этого вектора.
Соединяя точки годографов —-г и Р для одноимённых частот, получим ис-
А

!) Годографом вектора называют линию, описываемую концом векторам
комые значения —— и <рСб. Если началом вектора “г-— считать точку годо-
Асв	Ксв

графа р, то положительным направлением этого вектора будет направление

вправо по горизонтали и положительным направлением угла <рСб — направле-
ние по часовой стрелке.

При частотнонезависимой отрицательной обратной связи построение упро-

щается. В этом случае, построив,
откладывают влево от точки 0 на
1
торую с точками годографа
Л

как указано выше, годограф вектора “Г ,
К
расстоянии р от неё точку В, соединяя ко-

для различных частот, получают искомые

1
значения — и усв.
Ксв

Изменяя частотную и фазовую характеристики усилителя, обратная связь
изменяет и его переходную характеристику. Для определения переходного ко-
эффициента усиления усилителя с обратной связью можно воспользоваться
ф-лой (7.5)\ в которую для этой цели подставляют значения К и р в ком-
плексной форме для соответствующей области частот. Заменив ico на опера-
тор р, получают изображение переходного коэффициента усиления КСв (р)>
по которому из таблиц решений операторных уравнений находят оригинал
Ксв представляющий собой искомый переходный коэффициент усиления
усилителя с обратной связью.

Для пояснения сказанного найдём переходный коэффициент усиления в об-
ласти больших времён для трансформаторного каскада с частотнонезависимой
отрицательной обратной связью. Коэффициент усиления такого каскада в обла-
сти нижних рабочих частот без обратной связи, определяющий его переходную
характеристику в области больших времён, согласно (5.62) равен

K=KcpY =

Kep i ш

• । #9Н

(7.«)

Подставив в (7.5): значение К, заменив ico на р и приняв для отрицательной
связи р=—р, получим:

(1 +~

__	Кер Р

1 + р КСр Ren

(1 +

(7.44)

Из таблиц решений операторных уравнений найдём для изображения вида
(7.44): искомый переходный коэффициент усиления каскада с обратной связью

Ксв (0 —

*эн t

Кер

1 + VKcp*

(7.45)
7.3.	УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

7.3.1.	Причина самовозбуждения

Из выражения (7.5), определяющего коэффициент усиления
линейной системы с обратной связью в установившемся режи-
ме, следует, что при коэффициент усиления системы стано-
вится бесконечно большим. При этом ничтожно малое входное
напряжение частоты, для которой рХ= 1, должно привести к появ-
лению на выходе бесконечно большого напряжения этой частоты.
В действительности выходное напряжение не будет бесконечно
большим, ограничиваясь амплитудной характеристикой системы.

Так как на входе любой схемы имеется напряжение тепловых
и других шумов с непрерывным частотным спектром, на вы-
ходе системы с рК= 1 при отсутствии входного сигнала появ-
ляются электрические колебания частоты, для которой петлевое
усиление равно единице. Это явление называют самовозбуждением
системы.

Самовозбудившаяся система не может усиливать подаваемые
на её вход электрические сигналы, так как она оказывается
загруженной собственными колебаниями. Поэтому для усилитель-
ных устройств самовозбуждение недопустимо, и его предот-
вращение является одной из основных задач проектирования уси-
лителей с обратной связью.

Значение петлевого усиления рХ, превышающее единицу, так-
же обычно приводит к самовозбуждению системы1)- При этом
амплитуда собственных колебаний на выходе нарастает до тех
пор, пока верхний загиб амплитудной характеристики не снизит
коэффициент усиления системы X настолько, что рХ станет равно
единице. После этого нарастание амплитуды собственных колеба-
ний прекратится и она примет стационарное значение.

Устойчивой в отношении самовозбуждения усилительной систе-
мой считают такую, которая не может самовозбудиться в
эксплуатационных условиях. Ввиду того что в эксплуатационных
условиях коэффициент усиления усилителя и его частотно-
фазовая характеристика могут изменяться, для обеспечения устой-
чивости системы необходимо иметь запас как по модулю векто-
ра рХ, так и по его фазе.

В усилительных устройствах с отрицательной обратной связью
введение сколь угодно глубокой обратной связи, казалось бы, не
может вызвать самовозбуждения, так как при этом знаменатель
выражения (7.5) положителен и превышает единицу. Однако,

!) При рК> 1 самовозбуждение отсутствует лишь в особом случае, рассмот-
ренном на стр. 297.
как указывалось выше, при фазовом сдвиге цепи p^ в ±180°
отрицательная обратная связь превращается в положительную^
и если при этом оказывается больше единицы, устройство са-
мовозбуждается.

Ввиду того что фазовый сдвиг цепи p^ достигает 180° обычна
за пределами рабочей полосы частот, самовозбуждение усилите-
лей с отрицательной обратной связью обычно имеет место на очень
низких или очень высоких частотах, выходящих за пределы поло-
сы рабочих частот усилителя.

7.3.2.	Критерий устойчивости

Удобный критерий устойчивости системы с обратной связью,,
сформулированный Найквистом [Л 16] и пригодный как для ана-
литического, так и для экспериментального использования, заклю-
чается в следующем.

Рис. 7.11. Годографы вектора РК (диаграммы
Найквиста) для неустойчивого (а) и устой-
чивого (б) усилителей с обратной связью

Если точка с координатами (1,0) лежит внутри годографа век-
тора РК для диапазона частот от 0 до оо, то система неустойчива
(рис. 7.11а); если же точка (1,0) лежит вне указанного годографа,
система устойчива (рис. 7.116). В первом случае для частоты, со-
ответствующей пересечению годографа с горизонтальной осью
правее точки (1,0), произведение рК вещественно и превышает
единицу, а следовательно, для этой частоты выполняется
условие самовозбуждения; во втором же случае частота,
для которой выполняется условие самовозбуждения, не су-
ществует.

Найквист показал, что есть устойчивые системы с обратной связью, у ко-
торых вещественное значение РК превышает единицу, например, системы с ча-
стотно-фазовой характеристикой цепи РК, изображённой на рис. 7.12. Однако
такие системы, называемые условно устойчивыми, неудобны для практического
применения, так как при включении или перегрузке самовозбуждаются, ввиду
того что при этом их коэффициент усиления изменяется и точка (1,0)} попадает
внутрь годографа.

Для построения годографа вектора РК при проверке устойчивости проек-
тируемого усилителя с обратной связью вычисляют как модуль, так и ар-
тумент произведения 07< для различных частот, в основном, лежащих за пре-
делами рабочей полосы частот усилителя. Модуль р/< находят как произве-
дение модуля коэффициента усиления усилителя К на модуль коэффициента
передачи напряжения цепи обратной связи 0; аргумент определяют как
сумму угла сдвига фазы (рк усилителя и угла сдвига фазы <р $ цепи обратной

связи.

Найдя для частоты coi модуль 0/G и аргумент ср«откладывают от нача-

ла координат вектор 0Ль под -углом к горизонтальной оси и отмечают

Рис. 7.12. Годограф петле-
вого усиления для условно-
устойчивого усилителя

конец вектора точкой. Проделав то же для
ряда других частот, соединяют отмеченные
точки линией, являющейся годографом векто-
ра 0^. Во избежание ошибок построение луч-
ше начинать со средних частот, увеличивая
значения со, и построить, таким образом, одну
половину годографа; вернувшись затем к
средним частотам и уменьшая со, строят вто-
рую его половину. Для усилителей перемен-
ного тока годограф вектора р/С представляет
собой замкнутую кривую, приходящую в на-
чало координат как при со=О, так и при
(0= оо.

Пострренная аналитическим путём частот-
но-фазовая характеристика петли обратной
связи обычно отличается от действительной
характеристики, особенно в области высоких

частот, где невозможно точно учесть всевозможные паразитные и распреде-
лённые ёмкости схемы. Поэтому после изготовления макета или опытного об-
разца усилителя с обратной связью снимают экспериментально частотно-фазо-
вую характеристику разомкнутой цепи для принятия мер по устранению
возможности самовозбуждения усилителя.

7.3.3.	Способы обеспечения устойчивости

Из сказанного следует, что если фазовые сдвиги петли
обратной связи в полосе частот от 0 до оо не достигают 180°,
глубина отрицательной обратной связи в усилителе может быть
сколь угодно большой без опасности его самовозбуждения. Отсю-
да надёжной, но редко выполнимой практически мерой обеспе-
чения устойчивости усилителя с отрицательной обратной
связью является недопущение в цепи 0К фазовых сдвигов, превы-
шающих 180°.

Если указанное условие невыполнимо, для уменьшения возмож-
ности самовозбуждения усилителя следует:

а)	охватывать обратной связью возможно меньшее количе-
ство каскадов, так как это уменьшает сдвиг фазы петли обратной
(Связи;

б)	применять в охваченных обратной связью каскадах схемы
•межкаскадной связи, дающие малые фазовые сдвиги.

Количество каскадов, охватываемых обратной связью, зависит
от её назначения в проектируемом усилителе. Если обратную связь
применяют для изменения входного или выходного сопротивления
298
усилителя, достаточно ввести её только во входной или выходной
каскад соответственно. Если обратную связь используют для
снижения коэффициента гармоник усилителя, ею достаточно охва-
тить только оконечный каскад при условии, что коэффициент гар-
моник предоконечного каскада является допустимым.

Однако при необходимости введения глубокой связи в указан-
ных случаях -нередко приходится охватывать два или даже три
каскада, так как при введении её в один каскад или не удаётся
получить нужную глубину связи, или необходимое входное напря-
жение охваченного каскада оказывается настолько большим, что
не может быть обеспечено предыдущим каскадом.

При использовании отрицательной обратной связи для повы-
шения стабильности усиления ею приходится охватывать все
каскады усилителя. При этом в петле обратной связи может ока-
заться много каскадов и обеспечение устойчивости усилителя при
глубокой связи станет затруднительным или даже невозможным.
В этом случае вместо одной петли обратной связи, охватываю-
щей весь усилитель, можно ввести две или больше незави-
симых петель, каждая из которых охватывает только часть
усилителя. Однако несколько петель сильнее снижают усиление,
чем одна, а поэтому такой способ следует применять только в край-
них случаях.

Например, при необходимости повысить стабильность усиления пятикаскад-
ного усилителя в 20 раз его необходимо охватить петлей отрицательной обрат-
ной связи с р/<=19, что снизит усиление в 20 раз. Обеспечение устойчиво-
сти при пяти каскадах в петле обратной связи и такой её глубине затрудни-
тельно, и в усилителе придётся ввести две независимые петли с рК = 19 каж-
дая, что обеспечит необходимую стабильность усиления. Но при этом коэффи-
циент усиления усилителя снизится уже не в 20, а в 20x20=400 раз, что потре-
бует введения в усилитель дополнительного каскада, увеличивающего число кас-
кадов в каждой из петель до трёх.

Из рассмотренных выше схем межкаскадной связи наилучшей
для использования в усилителях ‘с отрицательной обратной
связью является реостатно-ёмкостная, так как она даёт неболь-
шие и плавно изменяющиеся фазовые сдвиги, не превышающие
90° «а каскад. Поэтому один реостатный каскад, охваченный
частотнонезависимой отрицательной связью, оказывается устой-
чивым при любой глубине связи, так как сдвиг фазы в цепи рК
при этом не может превысить 90°. Два реостатных каскада, охва-
ченные частотнонезависимой отрицательной связью, теоретически
устойчивы также при любой глубине связи, так как, несмотря
на то, что в этом случае сдвиг фазы цепи рК при со -> 0 и со -> оо
стремится к 180°, при этом обращается в нуль вследствие
падения до нуля коэффициента усиления усилителя. Однако на
практике из-за дополнительных фазовых сдвигов, вызываемых
паразитными связями и цепями питания, двухкаскадный реостат-
ный усилитель при глубокой отрицательной связи может само-
возбудиться, так как сдвиг фазы достигнет 180* на частотах, где
коэффициент усиления больше нуля.

Дроссельная схема межкаскадной связи и её варианты для
усилителей с отрицательной обратной связью несколько хуже
реостатно-ёмкостной, так как её собственная ёмкость Со выше, а
фазовые сдвиги в области нижних частот больше 90°.

Наихудшей схемой межкаскадной связи для использования в
петле обратной связи является трансформаторная, так как один
трансформатор в области верхних частот даёт фазовый сдвиг,
доходящий до нескольких сот градусов. Поэтому применения
трансформаторов и трансформаторных каскадов в петле обратной
связи следует по возможности избегать. Например, при охвате
отрицательной связью оконечного трансформаторного каскада
напряжение обратной связи желательно снимать не со вторич-
ной, а с первичной обмотки трансформатора, так как при этом
последний будет входить в петлю обратной связи лишь ча-
стично.

При необходимости охвата трансформатора отрицательной
обратной связью ему следует обеспечить активность нагрузки,
так как это уменьшит фазовые сдвиги в области верхних частот.
Трансформаторы с ёмкостной нагрузкой дают настолько боль-
шие сдвиги фазы на верхних частотах при малом падении уси-
ления, что введение сколько-нибудь глубокой отрицательной
связи при таком трансформаторе в цепи рК оказывается невоз-
можным.

Указанные меры не всегда достаточны для обеспечения
устойчивости усилителя. Нередко отрицательной связью прихо-
дится охватывать несколько каскадов, и максимальный сдвиг
фазы петли обратной связи оказывается много больше 180°. В ре-
зультате уже при сравнительно неглубокой отрицательной
связи РК на частоте сдвига фазы в 180° получается больше еди-
ницы.

Например, при охвате частотнонезависимой отрицательной обратной связью
трёх одинаковых реостатных каскадов и сдвиге фазы на каскад в 60° сдвиг
фазы цепи рА достигает 180° При этом, как нетрудно найти из (5.14), (5.15),
(5.36) и (5.38), относительное усиление каскада окажется равным 0,5, а отно-
сительное усиление цепи РА составит 0,53=0,125. Отсюда следует, что крити-
ческое значение РК на средних частотах, при котором такой усилитель теряет
устойчивость, равно 8, так как при этом на частоте сдвига фазы цепи
рК в 180° значение РК окажется равным единице. На практике для создания
запаса устойчивости значение РК на средних частотах в таком усилителе при-
дётся брать не выше 44-5. Аналогичным образом можно найти, что для четы-
рёхкаскадного реостатного усилителя с одинаковыми каскадами практически
допустимое значение рА не превышает двух. Введение в петлю обратной свя-
зи хотя бы одного трансформатора сильно снижает и без того незначительную
допустимую глубину связи.

Более хорошие результаты можно получить, применяя в усилителе с об-
ратной связью каскады с различной полосой пропускания; но это даёт ощути-
мый эффект лишь при большом различии полос пропускания каскадов. На
практике этот способ используют редко, так как при сокращении полосы про-
300
пускания части каскадов обратная связь действует не во всей полосе рабочих
частот, что недопустимо, а при расширении их полосы падает коэффициент
усиления, что заставляет увеличивать количество каскадов. Но последнее увели-
чивает фазовые сдвиги, что может уничтожить полученный выигрыш.

В многокаскадных усилителях с глубокой отрицательной об-

ратной связью для обеспечения устойчивости применяют цепи

частотно-фазовой коррекции, уменьшающие значение рК на ча-
стотах, где сдвиг фазы вдоль петли обратной связи достигает

180е. С точки зрения ус-
тойчивости системы без-
различно, куда вводить
корректирующую цепь —
в усилитель или в цепь
обратной связи, а поэто-
му на практике примени*
ют оба варианта.

Схема коррекции, не-
обходимая для корректи-
рования частотно-фазо-
вой характеристики цепи
РЛ, зависит от вида этой
характеристики. Синтези-



Рис. 7.13. Реостатный каскад с частотно-
фазовой коррекцией на нижних (цепочка
и верхних (цепочка CeRe) часто-
тах

рование корректирующих схем для различных случаев прак-
тики рассматривается в специальной литературе [Л1 и др.];
эта задача является одной из сложнейших в теории усилитель-
ных схем и в настоящее время не является решённой в общем

виде.

Однако известно несколько простых схем частотно-фазовой
коррекции, дающих хорошие результаты в большинстве случаев
практики. Так, например, включение в реостатный каскад па-
раллельно Rc последовательной цепочки из Re и Св (рис. 7.13)
снижает усиление каскада на верхних частотах, одновременно
уменьшая фазовый сдвиг в опасной области частот. Аналогичные
результаты на нижних частотах получаются при включении в
каскад последовательно с Rc параллельной цепочки из RH и Сн.
Если обозначить:

________RjRgRc____

RiRa + RiRc + RaR<

a = —
R»

b=^-

X = <•> C0R3e

(7.46)
то зависимости модуля относительно усиления и угла сдвига фа-
зы от частоты в области верхних частот для схемы рис. 7.13 опре-
делятся выражениями:

____________________1___________________

л ГТ аХ2 у / а2ЬХ “у
У V + а2Ьа+ Ха/ + \а2£2 + X2 + /

. v a2b + a2b2+X2

ср = — arc щ Л------5-----!—

Т	5 аа/>а+ (1 + а)Х2

(7.47)

получаемыми из эквивалентной схемы такого каскада для области
верхних частот. Если обозначить:

) __ 'Ri.Rg

<ЭН" Rl+^a

а =	—

#ЭН

ь =

?------

ш Сс (*эн

(7.48)

то зависимость модуля относительного усиления и угла сдвига фа-
зы от частоты в области нижних частот для схемы рис. 7.13 также
будет определяться выражениями (7.47), но знак угла сдвига фа-
зы изменится на плюс.

Частотная и фазовая характеристика такого каскада в об-
ласти верхних частот, построенные по выражениям (7.47) для
а = 6 и 6 = 0,1, приведены на рис. 7.14. Для сравнения там же да-
ны частотная и фазовая характеристики того же каскада без кор-
рекции цепочкой CeRe. Из рисунка видно, что при сдвиге фа-
зы в 60° относительное усиление корректированного каскада рав-
но примерно 0,075 вместо 0,5 для каскада без коррекции. Сле-
довательно, усилитель, составленный из трёх таких каскадов
и имеющий на средних частотах £7\ = 1000, на частоте сдвига фа-
зы петли обратной связи в 180° будет обладать почти тройным за-
пасом устойчивости.

По характеристикам рис. 7.14 нетрудно рассчитать, что коррек-
тирование указанным образом частотно-фазовой характеристики
только одного каскада позволяет увеличить допустимую глу-
бину отрицательной обратной связи в трёхкаскадном реостат-
ном усилителе с одинаковыми каскадами более чем в 10 раз. Кор-
ректирующие цепочки, как указывалось выше, могут быть вклю-
чены не в каскад, а в цепь обратной связи, если это оказывается
более удобным.
Цепочки катодного смещения, экранирующей сетки и эмиттерной стабили-
зации влияют на частотную и фазовую характеристики каскада аналогично
цепочке Сц$н* поэтому указанные цепочки в усилителе с отрицательной обрат-
ной связью повышают его устойчивость в области нижних частот.

Рис. 7.14. Частотная и фазовая характе-
ристики схемы рис. 7.13 в области верхних
частот для g=6; 6==0,1 (сплошные линии).
Пунктир — характеристики того же каска-
да без коррекции

В тех случаях, когда частотно-фазовая характеристика петли^
обратной связи резко изменяется при небольших ивменениях ча-
стоты, для частотно-фазовой коррекции применяют более сложные
цепи, нередко включающие в себя, кроме сопротивлений и ёмко-
стей, также и индуктивности.

7.4.	СХЕМЫ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

7.4.1.	Цепи катодного смещения, экранирующей сетки,
эмиттерной стабилизации

Введение в цепь катода электронной лампы сопротивления ка-
тодного смещения RK создаёт в каскаде последовательную отри-
цательную обратную связь по току. Если это сопротивление не
зашунтировано ёмкостью Q, обратная связь в рабочем диапазоне
частот остаётся практически неизменной. Она.уменьшает коэффи-
циент усиления, коэффициент гармоник, динамическую входную
ёмкость каскада и увеличивает его входное и выходное сопротив-
ления.

Для определения коэффициента усиления каскада с сопротивлением RK >
цепи катода найдём напряжение UK , равное произведению переменной со-

303
ставляющей катодного тока 1К на сопротивление RK и являющееся напряже-
нием обратной связи U св (рис. 7.15),

и к = Uce =	= SdjJ'XRK,	(7  49)

где SdK — динамическая крутизна характеристики катодного тока.

Подставив значение U св в (7.7), для активной нагрузки анодной цепи

получим

к

1 + S^kRk

ксе

(7.50)

где /( — коэффициент усиления каскада при отсутствии RK.

_____	Из (7.50) видно, что включение RK в цепь

катода электронной лампы снижает усиление
каскада в (1+S^kR^) раз, что обычно состав-
ляет 1,5ч-3 раза. У триода, работающего без то-
ков сетки, ток катода равен току анода, а сле-
довательно, динамическая крутизна характери-
стики катодного тока S$K равна динамической
крутизне анодного тока Sq> определяемой при
наличии RK формулой

(7.51)

Ra~ + Rk

Рис. 7.15. Каскад с сопро-	1 +------~

тивлением RK в цепи катода

Для экранированной лампы обычно Ri^>Ra~_±-RK ,а поэтому динамическая
крутизна характеристики катодного тока SdK практически равна статической кру-
тизне характеристики катодного тока SK. В нормальном режиме работы
экранированной лампы ток экранирующей сетки пропорционален току анода
и SK можно найти как

SK= +	,	(7.52)

где S — статическая крутизна характеристики анодного тока в точке покоя,
1ао и — токи покоя анода и экранирующей сетки.

Коэффициент гармоник каскада с сопротивлением RK в цепи катода най-
дём, подставив значение Uсв из (7.49), в (7.10); учитывая сказанное, получим
для триода и экранированной лампы:

кг св триода

1 + SqRk

________кг

кг св экр л — . . с D

1 “Г •ЬкА/с

(7.53)

где кг — коэффициент гармоник каскада при отсутствии RK.

Выходное сопротивление лампы Rice ПРИ наличии RK можно найти мето-
дом холостого хода и короткого замыкания. При коротком замыкании нагрузки
выходной цепи ток в ней согласно рис. 7.15 равен

/ _ Iх ( — Iкз&к)

Rf + R/c R/ + R* Rz + U+pJRk
Поделив выходное напряжение холостого хода UвЬ1Х vv> равное в данном
случае цU, на полученное значение / кз, найдём

Rice= °еыххх- = Ri + (1 + v-)RK
l*3

(7.55)

Выражение (7.55) удобно для расчёта выходного сопротивления триода.
При экранированной лампе пренебрегая в (7.55) единицей по сравнению
с ц, подставив вместо ц произведение S7? / и заменив крутизну анодного тока 3
крутизной катодного тока Зк, получим для экранированной лампы

Ri св ~ Ri (1 + SkRk)-

(7.56)

Таким образом, введение RK в цепь катода как бы увеличивает внутрен-
нее сопротивление лампы. Это немного улучшает частотную и фазовую харак-
теристики реостатного каскада на нижних частотах и ухудшает их на верхних
частотах; в каскаде с триодом ухудшение характеристик на верхних частотах
получается значительным. В трансформаторном каскаде введение RK ухудшает
характеристики на нижних частотах.

Методом, применённым для вывода выражения (4.45), определяющего ди-
намическую входную ёмкость лампы при включении с общим катодом, нетрудно
найти, что при сопротивлении RK в цепи катода динамическая входная ёмкость
каскада с триодом Свх д равна

1 + SdRK

Свх д ~

(7.57)

где U — напряжение сигнала на входе каскада,

Uа — напряжение сигнала на аноде лампы.

Для экранированной лампы при включении блокировочного конденсатора
экранирующей сетки С3 между экранирующей сеткой и общим проводом или
при отсутствии цепочки C3R3 в экранирующей сетке, полагая ёмкость
,5Сзх, получим

,	0,5Cex / Un \

С.Л^°.^+ТТ^ + СЛР(1+^-)	(7.58)

и для экранированной лампы
и катодом

^вх д =

при включении Сэ между экранирующей сеткой

(7.59)

1 +5Як

так как в этом случае напряжение обратной связи вводится последовательно
с обеими составляющими ёмкости Свх, a SK обращается в 3 ввиду того, что
переменная составляющая тока экранирующей сетки не проходит через RK-

Для устранения потери усиления, вызываемой сопротивлени-
ем его шунтируют конденсатором Ск большой ёмкости. При
этом коэффициент усиления каскада определится выражением
(7.50), в которое вместо R* войдёт ZK, равное сопротивлению па-
раллельно соединённых RK и‘Ск,

g ___ ____Rk____

1 + 1“ (7 60)

ту  к	1 —[— i <0 CKRK

се~ ср 1 + Sd«/?K+i <»CKRK .

20-577

305
Из (7.60) видно, что Ксв падает с уменьшением частоты, стре-
мясь к пределу, равному (7.50) при безграничном её понижении;
при повышении частоты К св стремится к Кср. Поэтому включе-
ние Ск, уничтожая потерю усиления на средних и верхних часто-
тах, вызывает дополнительные частотные искажения и фазовые
сдвиги на нижних частотах.

Поделив (7.60) на его предел при безграничном повышении
частоты, равный 7<cp, получим относительное усиление YK каска-
да с цепочкой CKRK на нижних частотах в комплексной форме;
его модуль YK определит вносимые цепочкой CKRK частотные ис-
кажения, а арктангенс отношения мнимой части к действитель-
ной — угол сдвига фазы ср*:

1 ~Н i 0J CKRK

1 + ЗдкКк + i 0J CkRk

= _L = 1/ i + ("C^)2
Мк V U + SdKRK)* + (<*CKRK)*

™ CkRk $дк

Ф* = arc tg-------------------.

^ + SdKRK + ^CKRKy

Частотная и фазовая характеристики каскада с цепочкой CKRK
в катоде (без других цепей, вносящих искажения на нижних ча-
стотах), построенные по выражениям (7.62) и (7.63), приведены
на рис. 7.16 (здесь b к — SdKRK).

Рис. 7.16. Семейства нормированных частотных (а) и фазовых (б) характери-
стик каскадов с цепочкой катодного смещения

Из рис. 7.166 видно, что угол сдвига фазы срк, стремящийся к нулю при
повышении и понижении частоты, имеет максимум при определённом её значе-
нии. Для нахождения частоты со', при которой (р« максимален, продифферен-
цируем (7.63) по (о и приравняем производную нулю; подставив значение со'
в (7.63), получим значение максимального угла сдвига фазы у>кмакс'-

, V\ + SdKRK

’ - сл

, Sd/cRtc

?^ = arctg 2ГГ—__

(7.61)

(7.62)

(7.63)

(7-64)
Решая (7.62) относительно CKi получим формулу для опреде-
ления необходимой ёмкости блокировочного конденсатора цепи ка-
тодного смещения по заданному коэффициенту частотных искаже-
ний Mw/cot цепочки CKRK на низшей рабочей частоте fH

0,159
Ск =-------

(l + SdKRK)*-M2HK

м

2
нк

(7.65)

— 1

Значение МнК в каскадах усиления звуковой частоты обычно берут поряд-
ка 1,01-5-1,03 в зависимости от предъявляемых к усилителю требований, в
ф-лах (7.61) для каскада с триодом обращается в So, равную

S

s<? =

и-

Ri= р

Ra~ Ri+Ra~

~r7

(7.66)

а для каскада с экранированной лампой при включении Сэ между экранирую-
щей сеткой и общим проводом — в определяемую выражением (7.52).

Пример 7.1. Найдём необходимую ёмкость блокировочного конденсатора
катодного смещения для каскада предварительного усиления с триодом типа
6С1П, рассчитанного в примере 5.1, приняв коэффициент частотных искажений
на низшей рабочей частоте в 70 гц от влияния этого конденсатора Мнк =1,03.

Так как динамическая крутизна характеристики в данном случае согласно
(7.66) равна

[А	26	о

sd = p — == —------------------------- = 0,288-10-3 а в,

Ri+Ra~ 16-103 -f- 74,5-103

необходимое значение Ск на основании ф-лы (7.65) составит

0,159 , / (1 + 0,288-10~3 • 1200)а — 1,03а

70-1200 |/	1,032 — 1	“

что округлим в большую сторону до стандартного значения в 10 мкф, взяв в
качестве Ск электролитический конденсатор в 10 мкф на рабочее напряжение
не ниже напряжения смещения, т. е. не ниже 2 в.

Включение в цепь экранирующей сетки гасящего сопротивле-
ния R9 снижает усиление каскада так же, как и включение RK
в цепь катода. При подаче на управляющую сетку напряжения
сигнала в цепи экранирующей сетки, так же как и в цепи анода,
появляется ток сигнала. Создаваемое этим током падение на-
пряжения на Ra приложено к экранирующей сетке в противо-
фазе с напряжением сигнала на управляющей сетке. Так как
экранирующая сетка управляет анодным током лампы анало-
гично управляющей, в результате появления на экранирующей
сетке противофазного напряжения ток сигнала в анодной цепи
уменьшается, а следовательно, падает и коэффициент усиления
каскада.

20*	307
Для ликвидации потери усиления сопротивление R9 шунтируют
конденсатором С9 достаточно большой ёмкости, обычно включае-
мым не параллельно R9, а между экранирующей сеткой и общим
проводом (рис. 3.13); при этом С9 и R9 образуют ячейку фильт-
ра, защищающего экранирующую сетку от помех, пульсаций и па-
разитной связи через источник анодного питания.

Необходимая ёмкость блокировочного конденсатора цепи эк-
ранирующей сетки может быть найдена из следующих соображе-
ний. При включении сопротивления Z9 в цепь экранирующей сет-
ки, малого по сравнению с внутренним сопротивлением лампы по
экранирующей сетке, напряжение сигнала на Z9 определится вы-
ражением

^3 = 1э^э— S9yfjyZ9i

где 19 — ток сигнала в цепи экранирующей сетки, — крутизна
тока экранирующей сетки по напряжению на управляющей, Uy —
управляющее напряжение, равное разности напряжения сигнала
на управляющей сетке и напряжения сигнала на экранирующей
сетке U9i приведённого к цепи управляющей сетки. Для приведе-
ния U9 к управляющей сетке его необходимо поделить на стати-
ческий коэффициент усиления лампы по экранирующей сетке
практически равный статическому коэффициенту усиления данной
экранированной лампы в триодном соединении (т. е. при экрани-
рующей сетке, соединённой с анодом).

Обозначив приведённое к управляющей сетке значение U9 че-
рез U св, получим

() =	(7.67)

Св Ртр Ртр

Обозначив отношение S9y l\imp, равное статической крутизне ха-
рактеристики тока экранирующей сетки по напряжению на ней же,
через и приравняв [7у = Uexi после подстановки значения Uсв
из (7.67) в (7.7) найдём, что

Ксв = ----—

св 1 + S3z3

(7.68)

По отношению к экранирующей сетке С9 и R9 включены па-
ралельно; поэтому Z9 определится выражением, аналогичным вы-
ражению для ZK в ф-ле (7.60). Подставив значение Z9 в (7.68),
нетрудно методом, использованным для получения выражений
(7.62) и (7.63), получить формулы для определения относительно-
го усиления Y9 и угла сдвига фазы в области нижних частот
от влияния цепочки С 9R9:

v _ 1 _ 1/	1+(“Сэ/?а)8	(7.69)

э~ М9 ~ V (1+5^)8 + (шСэ/?э)« ’
to C9R% S9
cp = arc tg---------------------- •

Y * l + SaRa + (<*C9R9)'

(7.70)

Сравнив (7.69) и (7.70) с (7.62) и (7.63), нетрудно видеть, что
вносимые цепочкой экранирующей сетки искажения аналогичны
искажениям, вносимым цепочкой катодного смещения. Поэтому
графики рис. 7.16 пригодны также для определения искажений,
вносимых цепью экранирующей сетки.

Решив (7.69) относительно С9, получим формулу для опреде-
ления необходимой ёмкости конденсатора С9 по заданному коэф-
фициенту частотных искажений Мнэ от цепочки C9R9 на низшей
рабочей частоте fH

С = °»159
Э

м2нэ —1

(7.71)

Значение Л4кЭ, так же как и МнК, в каскадах усиления звуковой
частоты берут порядка 1,014-1,03.

Величина S3y с достаточной для практики точностью опреде-
ляется соотношением

5Эу = S = SK ,	(7.72)

Ло ^йо т Ьо

а следовательно, может быть найдено так:

____ $эу ____ о	Ло ___________
Э___° к	~_____________~

Ртр	Ртр V аО “Г * эо)	l/*9

где

л____Ртр Uao ~Ь Ло)

(7.73)

(7.74)

Значение цтр можно найти по двум статическим характеристикам анод-

ного тока в координатах ia,

сетке U91

ис для различных напряжении на экранирующей

и U92 при неизменном напряжении на

аноде (рис. 7.17). Проведя через точку 1а0 прямую,
параллельную горизонтальной оси, определяют ^тР
из соотношения

_ 91 — 92
\^тр — wj ___rj

— иа.

(7.75)

Здесь Uc\ и Uc2 — напряжения на управляющей
сетке, соответствующие точкам пересечения прове-
дённой прямой с первой и второй характеристи-
ками.

Рис. 7.17. Определение
по статическим
анодным характери-
стикам для различных
напряжений на экра-
нирующей сетке

Для определения цтр можно также воспользо-
ваться двумя статическими характеристиками анод-
ного тока в координатах ia, ис для напряжений на
аноде Uai и Ua2 при триодном включении лампы.
В этом случае [imp находят также по ф-ле (7.75),
подставив в неё взамен U91 и U92 значение Uai
и Ua2', метод определения Ucl и Uc2 остаётся тем же.
Значения ртр и А3 для некоторых экранированных ламп даны в табл. 7.1.

Таблица 7.1

Тип лампы	6Ж1П	6Ж4	6Ж5П	6К1П	6К4П	6ПЗС 6П7	6П6С  6П1П	6П9	6П14П	6П15П
А9	100	220	300	33	90	130	80	135	220	190
Утр	22	40	50	10	25	*8,5	8,5	25	22	25

Продолжение

Тип лампы	6П18П	6Ж9П	6ЖИП	6Э5П	6Ж21П	6Ж22П	ГУ-29	ГУ-50	ГУ-80	ГУ-27Б
Лэ	100	270	280	180	315	300	ПО	60	15	150
Iх тр	13	50	50	33	60	50	9	5	3	10

Если R3 не зашунтировано большой ёмкостью, оно, так же как RK, сни-
жает усиление каскада. Кроме снижения усиления, незашунтированное R3
сильно увеличивает динамическую входную ёмкость каскада. Последнее вы-
зывается тем, что статическая ёмкость экранирующая сетка — управляющая
сетка С 9С при этом оказывается под воздействием напряжений U 3 и входного
и приводится к управляющей сетке, увеличенной в 1+/G раз, где Кэ —коэф-
фициент усиления по цепи экранирующей сетки. Так, например, для лампы
6Ж4 при Кэ = 25 и С зс~4 пф динамическая входная ёмкость будет свыше
100 пф.

Каскад с экранированной лампой обычно имеет как цепочку CKRK в катоде,
так и цепочку C3R3 в экранирующей сетке. В этом случае коэффициент частот-
ных искажений и фазовый сдвиг, вносимые суммарным воздействием обеих
цепочек, не равны произведению МКМ3 и сумме	соответственно, так

как эти цепочки не являются последовательно включёнными звеньями цепи,
не обладающими взаимным влиянием.

Для одновременного присутствия в каскаде цепочек CKRK и C3R3 можно
использованным выше методом получить расчётные формулы для коэффициен-
та частотных искажений Мкэ и угла сдвига фазы в области нижних частот,
вызванных одновременным влиянием цепочек C^Rk и C3R3\ эти формулы
имеют вид [Л26]:

где

ХкЬк (1 +	+ Х3Ь3 (1 + xfy

?кэ = arc tg (1 + **) (1 +	(1 + xj) + (1 + х2к) ’

Х& — ш CKRK-, Хэ — C3R3
b& = SKRK; b3 = S3R3

(7.78)
Значение Мнэ всегда больше произведения МКМЭ а значение укэ всегда
меньше суммы + <рэ.

Цепочки CkRk и C3R3 можно рассматривать в каскаде как самостоя-
тельное звено, не связанное взаимным влиянием с другими элементами; поэто-
му полный коэффициент частотных искажений и полный угол сдвига фазы кас-
када в области нижних частот находятся как произведение МКэ на коэффициент
частотных искажений остальных цепей каскада и как сумма фкэ с углом сдвига
фазы остальных цепей каскада.

Так как цепь катодного смещения и цепь экранирующей сетки
вносят частотные искажения и фазовые сдвиги на нижних часто-
тах, эти цепи вызывают спад вершины импульсов. Для определе-
ния спада, вызываемого цепью катодного смещения, заменим в
(7.61) ico на оператор р и Y на f(p), что даст

1 ~Т рСкЯк	1 ~Ь pCKRK

1 + S$kRk + pCKRK 1 + SKRK + pCKRK

(7.79)

так как для экранированных ламп, применяемых в каскадах уси-
ления импульсных сигналов, динамическая крутизна характери-
стики катодного тока SdK практически равна его статической кру-
тизне SK, определяемой ф-лой (7.52).

Из таблиц найдём, что оригинал выражения (7.79), определяю-
щий переходную характеристику в области больших времён элек-
тронной лампы с цепочкой CKRK в цепи катода, имеет вид:

где

/(/) = —5—

1+ЗЛ

1 + SKRK е к^к

У — f(x) ~	’—

1У’ 1+SKRK

CKRK

(7.80)

(7.81)

«Л* —	" 4

представляет собой нормированное время. Семейство нормирован-
ных переходных характеристик усилительного каскада с цепоч-
кой CKRK в катоде, построенное по ф-ле (7.80), приведено на
рис. 7.18.

Подставив в (2.21) значение у для t=T из (7.80), получим фор-
мулу для определения величины спада Дк, вызванного цепочкой
CKRK при длительности импульса Т,

Дк =

SkRk I J
1 + SrRk \

1+SKRK
— е Ск Rlc

(7.82)

Решив (7.82) относительно Ск, получим формулу, определяю-
щую ёмкость блокировочного конденсатора цепи катодного смеще-
ния по известным длительности импульсов Т и спаду от влияния
цепочки катодного смещения Дх,
CK =

Rk In

7(1 +SKRK)
______SkRk______
SkRk — A/c (1 Ч- SkRk)

При AK < 1, что имеет место в большинстве случаев,

In----------------- = 1п--------1------ _д

SkRk-*k(1 + SkRk)	, Л l + SKflK	SKRK

SkRk

(7.83)

(7.84)

и выражения

(7.83) и (7.82) упрощаются, принимая вид:

^К

(7.85)

7

Ск
где

Из (7*85)

Ск

К

постоянная времени цепи катода.

видно, что при малой величине спада его значение

не зависит от величины сопротивления смещения RK, а опреде-

ных

переходных характеристик

для области больших времён кас-
када с цепочкой катодного сме-
щения

ляется только ёмкостью блокиро-
вочного конденсатора Ск.

Включение в цепь экранирую-
щей сетки цепочки Сэ7?э, вызы-
вая появление частотных искаже-
ний и фазовых сдвигов, аналогич-
ных частотным искажениям и фа-
зовым сдвигам от цепочки CKRK>
приводит к появлению спада вер-
шины импульса Дэ, определяемо-
го выражениями, аналогичными
(7.82) — (7.85), в которые вместо
Ск и #к входят С9 и R9, а вме-
‘ сто крутизны катодного тока по
напряжению на управляющей

сетке Sx — крутизна тока экранирующей сетки по напряжению
на ней же.

Выразив через SK согласно (7.73), получим формулы для
определения спада Дэ, вызванного цепочкой C9R9t и необходи-
мой ёмкости конденсатора Сэ по заданной величине спада:

А9С9 Сэ	(J Sby

(J tsk __ TS9
Э Аэ Дэ
Сэ АэС9	и

где т э= — =	— постоянная времени цепи экранирующей сет-

Sk

ки. Значение А 9 берут из табл. 7.1 или находят по характеристикам
лампы согласно указаниям стр. 309.

312
В каскаде усиления импульсных сигналов, имеющем, кроме цепочки CcRc
в управляющей сетке, цепочку CkRk в катоде и цепочку С 9R9 в экранирующей
сетке, спад вершины импульса определяется суммарным влиянием этих трёх
цепей. Анализ показывает, что результирующий спад А при малом его абсо-
лютном значении в этом случае практически равен сумме спадов: цепи управ-
ляющей сетки At, цепи катодного смещения Ак и цепи экранирующей сет-
ки А э:

А ~	+ Дк + Д5 = 7|

L

s«+Al = rr_L + _L = _L'

СК С9 _	|_ ТС ТК _

(7.87>

При расчёте каскадов усиления импульсных сигналов удобно ввести понятие
эквивалентной постоянной времени цепей CcRc, } CKRK, C3R9. Из (7.87) сле-
дует, что эта эквивалентная постоянная времени определится выражением

— = —+ —+ г- = —— 4-^+-^.	(7.88)

(в	Ъ СсКс Ск Сд

Эквивалентную схему транзисторного каскада с общим эмит-
тером и стабилизирующим сопротивлением R9 в цепи эмиттера,
шунтированным конденсатором С9, можно привести к виду, ана-
логичному эквивалентной схеме лампового каскада с общим ка-
тодом и цепочкой катодного смещения Ск RK. Поэтому искаже-
ния, вносимые цепочкой C9R9 в транзисторном каскаде, опреде-
ляются формулами, аналогичными тем, которые определяют иска-
жения от цепочки CKRK в ламповом каскаде.

Ввиду этого нахождение частотных, фазовых и переходных
искажений, вносимых цепочкой C9R9, и расчёт ёмкости конден-
сатора С9 по заданной величине искажений в транзисторном
каскаде можно производить по ф-лам (7.62), (7.63), (7.65) и
(7.85), заменив в <них RK на R3, Ск на С5, МнК на Мнз и считая
ввиду низкого входного сопротивления транзисторного каскада
величину SdK или SK, равной---------, где Rexe — входное

Rex б+(1—а)Ки
сопротивление транзистора в рабочей точке при включении его
с общей базой; а — статический коэффициент усиления тока
транзистора при таком включении; Ru — сопротивление источника
сигнала для рассчитываемого каскада. Однако, ввиду того что
р
в случае транзисторного каскада величина -------- обычно

а) Ru
оказывается во много раз больше единицы, ф-лы (7.62) и (7.65)
для расчёта относительного усиления и ёмкости конденсатора цепи
эмиттерной стабилизации С9 в транзисторном каскаде принимают
вид:

/[(О С9 (Rex б ~i~ Rg а ^//)]2
[со С3 (Rex б + Ru а Ru)]2 1

___________0,159____________

(Rex s + Ru- °Ru) Ум2нэ-1

(7.89)
Такой метод расчёта даёт частотные, фазовые и переходные искажения
сквозной характеристики транзисторного каскада, определяемой отношением
напряжения на выходе каскада к эдс источника сигнала на его входе. При
желании рассчитать обычные частотные, фазовые или переходные характери-
стики, определяемые отношением выходного напряжения к входному, в при-
ведённых выше формулах полагают Ru = 0, т. е. S$K или SK считают рав-
ным 1/Rex$ .

Из ф-лы (7.89) видно, что при стремлении Ru к бесконечности требуемая
ёмкость конденсатора Сэ стремится к нулю; это объясняется тем, что R9 не
влияет на коэффициент усиления тока каскада, а лишь снижает его коэффи-
циент усиления напряжения из-за повышения входного сопротивления, что при
очень большом Ru не изменяет величины входного тока.

7.4.2.	Высокочастотная коррекция цепочками катодного смещения
и эмиттерной стабилизации

Если в катодный провод лампы включить сопротивление RK
и зашунтировать его конденсатором Ск малой ёмкости, на нижних
и средних частотах в каскаде появится отрицательная обратная
связь, снижающая усиление в 1+5^7?^ раз. На высоких частотах
вследствие уменьшения сопротивления Ск обратная связь будет
ослабляться, что увеличит усиление каскада там, где оно падает
от влияния CQ. Изменяя Ск, можно менять вид частотной характе-
ристики на верхних частотах, получая её как без подъёма, так и
с подъёмом нужной величины; переходная характеристика в обла-
сти малых времён при этом может быть получена как без выброса,
так и с выбросом любой величины.

Для высокочастотной коррекции такого типа можно использовать сопро-
тивление катодного смещения, зашунтпровав его небольшой ёмкостью такой
величины, чтобы получить нужный вид характеристики.

Если обозначить через

1	(l+b)C<,Ra C0R,,	1

= —~; т =------------ ; х —---; а = „ •' •

SKRK	CKRK	t uC^Ra

(7.90)

то уравнения частотной характеристики на верхних частотах и переходной
характеристики в области малых времён лампового реостатного каскада с высо-
кочастотной коррекцией цепочкой CkRk совпадут с ф-лами (5.178) и (5.181) и
для расчёта характеристик каскада на верхних частотах будут пригодны
графики стр. 488—497.

Однако ламповый каскад с такой коррекцией имеет меньшую
площадь усиления, чем каскад с коррекцией индуктивностью, а
поэтому в широкополосных ламповых каскадах предварительного
усиления применения не находит. В широкополосных ламповых
выходных каскадах с большой амплитудой сигнала такая коррек-
ция (применяемая иногда совместно с индуктивной) позволяет
сильно увеличить Ra и при заданной амплитуде выходного сигнала
уменьшить анодный ток лампы и мощность питания, а поэтому
иногда используется.-
высокочастотной коррекции индуктив-

Рис. 7.19. Частотные характеристики реостат-
ного транзисторного каскада:

без коррекции при большом значении RK (1);
при большом R к, высокочастотной коррекции
цепочкой C3R9 и критическом значении Сэ(2),
то же, при Сэ больше критического (3, 4)

a Rk в коллекторе предыдущего кас-

В широкополосных транзисторных каскадах предварительного
усиления с любым видом
ностью для получения
требуемой полосы берут
малое RK, что из-за влия-
ния гв снижает площадь
усиления каскада; при гб,
равном RK предыдущего
каскада, площадь усиле-
ния падает вдвое, что сле-
дует из выражений для
R36 и Rm, данных на
стр. 178. В результате
этого транзисторный кас-
кад с коррекцией индук-
тивностью имеет площадь
усиления лишь примерно
такую же, как некор-
ректированный каскад с
большим RK, или немного
выше.

При высокочастотной
коррекции цепочкой С3R3
эту цепочку включают
в эмиттер транзистора,

када берут большим, порядка входного сопротивления следую-
щего транзистора, или выше, находя RK по допустимому падению
на нём напряжения питания; в этом случае гб практически не сни-
жает площади усиления. Частотная характеристика каскада с
такой коррекцией на частотах вблизи граничной немного выходит
за характеристику некорректированного (рис. 7.19, кривые 1 и 2),
сливаясь с ней на более высоких частотах; это обстоятельство
вместе с более резким падением корректированной характеристики
увеличивает площадь усиления каскада с корректирующей цепоч-
кой C3Ra , делая её примерно в 1,5 раза большей площади усиле-
ния некорректированного.

Поэтому высокочастотная коррекция цепочкой С3R3 в транзи-
сторном каскаде по выигрышу в площади усиления оказывается
примерно эквивалентной параллельной высокочастотной коррекции
в ламповом каскаде и даёт возможность получить большее значение
площади усиления транзисторного каскада, чем при параллельной
высокочастотной коррекции индуктивностью. Дополнительным до-
стоинством коррекции цепочкой Сэ R3 является присутствие в кас-
каде сильной отрицательной обратной связи не только по по-
стоянному току, но и в рабочей полосе частот, стабилизирующей
как положение точки покоя, так и усиление каскада при замене
транзистора, изменении его свойств, температуры и режима питания.
Рис. 7.20. Кривые для расчёта широкополосных
транзисторных каскадов с высокочастотной кор-
рекцией цепочкой C3R9
Увеличивая Сэ, из горизонтальной частотной характеристики
можно получить характеристику с подъёмом на верхних частотах
(рис. 7.19, кривые 3 и 4). Расчёт транзисторных каскадов с высо-
кочастотной коррекцией цепочкой СЭЯЭ можно производить при
помощи графиков рис. 7.20 и приведённых ниже формул.

Пример 7.2. Рассчитаем двухкаскадный транзисторный широкополосный
усилитель с высокочастотной коррекцией цепочками Сэ R3 , работающий от
источника сигнала с сопротивлением Ru — 200 ом, на нагрузку /?«= 500 ом
и Сн=> 3 пф, с амплитудой выходного напряжения У вых — 1,5 в, высшей рабо-
чей частотой fe = 7 Мгц и подъёмом частотной характеристики на этой час-
тоте 2 дб (У в ус = 1,26). Напряжение источника питания Ек = 12 в, постоянная
составляющая напряжения на нагрузке и источнике сигнала должна отсутст-
вовать.

Ток покоя коллектора транзистора второго каскада для получения выход-
ного напряжения 1,5 в должен быть не ниже

Uв tlx	1,5	о

т= -^Г' = 50б==3’ ° а>

однако, так как на входе и выходе усилителя для отделения постоянной состав-
ляющей (согласно заданию) необходимо включить разделительные конденса-
торы и в цепь коллектора второго транзистора потребуется ввести сопротивление
/?к, шунтирующее нагрузку, увеличим /ко2 ДО 5 ма.

При напряжении коллектор — эмиттер второго транзистора 4-?-5 в, что
достаточно для получения выходного напряжения в 1,5 в, и падении напряже-
ния на R92 около 1 в сопротивление в его коллекторе Rk2 должно быть равно

(12-4,5-1)
5-IO-3

Rk2 —

= 1300 ом (стандартное 1,3 ком),

при этом сопротивление коллекторной нагрузки второго транзистора переменно-

му току составит

&к~2 —

500-1300
-----------=361 ом,
500 + 1300

что при 7^02=5 ма обеспечит получение ^в«х=1,5 в с запасом на изменение по-
ложения точки покоя.

Исходя из полученных данных, подберём для усилителя транзисторы
с fa > 5fe=35 Мгц, максимальным напряжением коллектор — эмиттер не ниже
Ек = 12 в и допустимым током покоя коллектора не меньше 5 ма. Этим
условиям удовлетворяют транзисторы П416, П416А, П416Б; используем для
обоих каскадов транзисторы П416А, имеющие средний коэффициент усиления
из указанных трёх типов. Данные П416А таковы: UK9MlKC = 15 в, I^^kc^
= 15 ма, Ркмакс=.\00 мет, РуМин = 4 на частоте f = 20 Мгц (что даёт fa^ff =
= 4 • 20 = 80 Мгц), г6^ 50 ом, р0~ 80.

В рассчитываемом усилителе относительное усиление на высшей рабочей
частоте

У в ус ~ УьъУвгУв вх»

где Ув2, Ув1 и Ув вх — относительные усиления цепи коллектора второго каскада
(цепи нагрузки), цепи коллектора первого каскада и входной цепи соответствен-
но. При С rt~6 пф с учётом ёмкости монтажа и R 2 =361 ом

1

Ув2 = ----- '	 ................  ^	0,995;

V 1 + (6,28-7-10®-6-10~12-361)2

задавшись <Ув1 = 0,7, найдём, что при Увус — 1,26 значение Уввх =1,81.

Ток коллектора первого транзистора возьмём равным 3 ма, что обеспечит
для П416А площадь усиления, близкую к максимальной; сопротивление в его
коллекторе 7? £ можно взять 2 ком. При этом падение напряжения на R К1 и
сопротивлении фильтра 7? (если оно потребуется) составит около 7 в. Это
оставит на выходные электроды транзистора и напряжение в 5 в, что
достаточно.

Сопрстивление эмиттера второго транзистора гэ2 при токе эмиттера
Л02	коз =5 ма, найденное по его входной характеристике для включения

30

с общей базой или по приближённой формуле гэ « —т------------ составит 6 ом,

1 эЪ (ма)

откуда его входное сопротивление при общем эмиттере

Rex 2 ~гб2 “Ь (1 "I-Р02) Гэг =50+(14-80)6 = 536 ом;

для первого транзистора аналогичным образом найдём г51 = 10 ом и 7?dX1=860 ом.
Взяв нижние сопротивления делителей смещения Т?21 и Т?22 по 3 ком и пренебре-
гая шунтирующим действием верхних сопротивлений из-за их большой величи-
ны, рассчитаем эквивалентные сопротивления источников сигнала для обоих
транзисторов по формулам:

n _ Ra Ru	^1*22

Киэ1 ~ Р _Ц 7?	’ Киэ2 ~ р I п

откуда получим RU3i = 187 ом и Т?йэа=.1200 ом.

Динамическую входную ёмкость первого транзистора Сэд1 и его граничную
частоту с общим эмиттером в рабочих условиях f@pl найдём из выражений:

0» 16	/ Rk~1 \ г _ 0, 16 [г91 (1 + Poi) + Г61 +

Сэд1^ 7^1+СК1\+~^~)'	+	‘

Положив 7?K/wl « RU32 = 1200 ом, ввиду большого входного сопротивления
второго транзистора с цепочкой C52 7?52B эмиттере, получим: Сэ^1=805- 10“12 Ф;
f$pi = 1’08 • Ю6 гц. Для второго транзистора, подставив в эти формулы его
данные, найдём: С^2 =638 • 10-12 ф и f^p2 =0,715 • 106 гц.

По рис. 7.20а найдём, что для входной цепи второго каскада (коллекторной
цепи первого), имеющей Ув1 =0,7 при

fe

f ер2

7-Ю6

0,715-106

коэффициент Л2, равный снижению усиления от влияния Т?Э2, составит 6,8; от-
сюда сопротивление в эмиттере второго каскада

п [^н.92 + гб2 + (1 + Рог) Лэг! (^2	1)

что даст 7?э2 = 124 ом и после округления до стандартного—120 ом.

Для получения более ровной частотной характеристики усилителя возьмём
частоту максимального подъёма во входной цепи немного больше высшей рабо-
чей, равной 7 Мгц; для обеспечения этого достаточно принять за fe входной
цепи её граничную частоту, на которой Ув вх =0,707, и взять эту частоту втрое
больше высшей рабочей частоты усилителя. Отсюда для входной цепи fe =7 -3=
= 21 Мгц и по рис. 7.20 а для

f 1,08

и Ув = 0,707 получим 41 = 13,8. Рассчитав 7?э1 по формуле, аналогичной формуле
^для Т?э2, найдём 7?э1 = 114 ом, что округлим до стандартного в ПО ом.

Критическую величину ёмкости Сэ, при которой на частотной характери-
стике каскада или цепи исчезает подъём, для первого транзистора можно найти
по приближённой формуле
318
0,16

что даст СЭ1 кр =97,5 • 10“12 ф. Для второго транзистора по аналогичной фор-
муле найдём ^32x^=274- 10“12 ф; так как у входной цепи второго транзистора
частотная характеристика должна быть без подъёма, СЭ2 берём равным най-
денному Сэ2Кр . Величину СЭ1 определим при помощи рис. 7.206, откуда получим,
что для максимального подъёма характеристики У макс =	немного превы-

шающего необходимое ^/ввх==1,81, величина п при Л1 = 13,8 составит 2,75;

отсюда

Сэ1=Сэ1етп=97,5- IO"12-2,75=268.10~12 ф.

Ввиду того что у отдельных экземпляров транзисторов Ск значительно
разнятся, полученные приближённые величины Сэ экспериментально уточняют
при установке транзисторов в усилитель.

Коэффициенты усиления тока первого и второго каскадов найдём из выра-
жений:

„Poi %иЭ2 ,

__ Роа %к~2

RH '

откуда получим Ami = 8,13 и Ат2=57,7. Отсюда входной ток сигнала первого
транзистора

ItX1 =	.7 7 = 6'38‘ 10"5а

oUU*о, 1о-о/, (

и при входном сопротивлении первого каскада без учёта делителя смещения*
равном

Rexi = r61 +(r31 + Rai) (1 + Poi ) =50+(10+ПО) (1+80)=9770 ом,
напряжение сигнала на входе составит

Uex= 6,38-10-6-9770=0,0623 в,

а коэффициент усиления напряжения рассчитанного усилителя

Сопротивления делителей смещения и разделительные конденсаторы
рассчитывают обычным образом; если стабилизация режима сопротивлениями R9\
и R 32 недостаточна, последовательно с ними вводят дополнительные сопротив-
ления, шунтируемые конденсаторами большой .ёмкости, как обычно.

7.4.3.	Катодный и эмиттерный повторители

В гл. 4 было показано, что катодный и эмиттерный повторители
имеют малую динамическую входную ёмкость, высокое входное и
низкое выходное сопротивления. Из-за этого, несмотря на отсут-
стие усиления напряжения, катодный и эмиттерный повторители
часто применяют в широкополосных усилителях как гармониче-
ских, так и импульсных сигналов в качестве входного каскада*
когда усилитель должен иметь малую входную ёмкость и высокое
входное сопротивление, а также в качестве выходного каскада
в указанных усилителях при работе их на ёмкостное или актив-
ное сопротивление нагрузки малой величины (например* на боль-
шую ёмкость, на коаксиальный кабель, для предотвращения от-
ражения сигнала нагруженный на конце активным сопротивлением,
равным характеристическому сопротивлению кабеля и т. д.).
Входное сопротивление катодного повторителя на средних и верх-
них частотах практически чисто ёмкостное и определяется его
входной динамической ёмкостью, рассчитываемой по выражениям
(4.55) и (4.57).

Вследствие малой входной ёмкости катодного повторителя
в нём даже при широкополосном усилении применяют не только
экранированные лампы, но и триоды (рис. 7.21). Ввиду малого
выбора маломощных триодов с высокой крутизной, а также
из соображений однотипности ламп, в катодном повторителе не-
редко применяют экранированные лампы в триодном соединении
(рис. 7.216 и в).

Рис. 7.21. Способы включения электронной лампы в катодном повторителе:
д) включение триода; б) триодное включение экранированной лампы при
напряжении на экранированной сетке, равном анодному; в) триодное вклю-
чение экранирующей лампы при напряжении на экранирующей сетке ниже
анодного; г) пентодное включение экранированной лампы при напряжении
на экранирующей сетке ниже анодного

Параллельно нагрузке катодного повторителя нередко вклю-
чают активное сопротивление RK. Включение этого сопротивле-
ния необходимо для образования замкнутой цепи для постоян-
ной составляющей катодного тока в тех случаях, когда цепь на-
грузки не пропускает постоянной составляющей тока (например,
дри работе каскада на ёмкость Сн или при разделительном
конденсаторе Ср в цепи нагрузки). Включение RK применяю/
также для понижения выходного сопротивления катодного повто-
рителя.

При работе катодного повторителя на ёмкость Сн и большой
.амплитуде выходного напряжения на высшей рабочей частоте Д
величина /?Лдолжна удовлетворять условию

D 24-3	0,34-0,5

.1\ К
fe^H

-так как в противном случае RK будет заметно шунтировать на-
грузку, что вызовет необходимость увеличения тока покоя кас-
када и расхода питающей энергии, а также понизит коэффи-
циент усиления. Верхний предел для RK в этом случае ставится
допустимой для применённой лампы разностью потенциалов меж-
ду катодом и подогревом, так как при обычной схеме питания на-
320
кала падение напряжения на RK оказывается приложенным меж-
ду этими цепями.

Если при наименьшем RK, удовлетворяющем условию (7.92),
падение напряжения на нём превышает допустимую для приме-
нённой лампы разность потенциалов катод—подогрев, питание це-
пи накала лампы катодного повторителя следует производить от
отдельной незаземлённой обмотки накала, среднюю точку или один
из концов которой соединяют с катодом лампы.

При работе катодного повторителя на активную нагрузку RH,
требующую согласования (например, на электрический фильтр,
требующий равенства выходного сопротивления каскада харак-
теристическому сопротивлению фильтра), включение RK позволяет
этого добиться, если внутреннее сопротивление лампы, равное при-

мерно — , больше RH. Так как выходное сопротивление катодного

повторителя при наличии RK равно сопротивлению параллельного

соединения — и RKi для получения Reblx = RH величина RK дол-

жна быть равна

Ввиду того что при включении с общим анодом электронная
лампа может быть заменена источником сигнала с эдс, равной
и внутренним сопротивлением переменному току
Ria^ —, как показано на стр. 88—89, эквивалентная схема катод-
ного повторителя с разделительной ёмкостью Ср в цепи нагрузки
(рис. 7.22) аналогична эквивалентной схеме обычного реостатного
каскада, отличаясь от неё лишь обозначениями.

Поэтому фазовая и частотная характеристики катодного по-
вторителя на нижних частотах, а также его переходная харак-
теристика в области больших времён определяются выражения-
ми (5.10), (5.12) и (5.18), которые для схемы рис. 7.22 обра-
щаются в

откуда

0,159

L(R3H + RH) V	{RaH+ In _L_ <*-+ Ы •

(7.95)

321
В ф-лах (7.94) и (7.95)

1 + SKRK

(7.96)

а Мнс~ и — коэффициент частотных искажений на низшей ра-
бочей частоте и спад вершины импульса длительностью Т от влия-
ния конденсатора Ср.

Рис. 7.22. Принципиальная схема катодного повторителя
с разделительной ёмкостью в цепи нагрузки (а) и эк-
вивалентная схема его выходной цепи (б)

Фазовая и частотная характеристики катодного повторителя на
верхних частотах и его переходная характеристика в области ма-
лых времён определяются выражениями (5.36), (5.38) и (5.41),
в которых R3e и Со принимают значения:



J_______

1 1

RK + RH

(7.97)

Со — Свых См Сн С/сл

так как при включении лампы с общим анодом ёмкость катод—
подогрев СКп, для обычных ламп имеющая величину от 3 до 15 пф,
присоединена параллельно нагрузке (рис. 4.19).

Ввиду малости — значения R3tl и R9e у .катодного повторн-
ых

теля выражаются сотнями и даже десятками ом; в результате
этого его частотная и фазовая характеристики на нижних частотах
немного хуже таковых для обычного реостатного каскада, а на
верхних частотах настолько хороши, что не нуждаются в высоко-
частотной коррекции до частот в десятки мегагерц.

Малый коэффициент гармоник катодного повторителя, объяс-
няющийся наличием в нём отрицательной обратной связи, отсут-
322
ствие высокого положительного потенциала на выходных прово-
дах, низкое выходное сопротивление, возможность получения хо-
рошей частотной, фазовой и переходной характеристик без шун-
тирования нагрузки малым активным сопротивлением, позволяю-
щая использовать в каскаде лампу меньшей мощности, чем при
анодной нагрузке [Л27, стр. 39], заставляет нередко использовать
катодный повторитель в качестве выходного каскада в широко-
полосных усилителях гармонических и импульсных сигналов, рабо-
тающих на значительную ёмкость или коаксиальный кабель, соеди-
няющий отдельные узлы аппаратуры.

Коэффициент усиления катодного повторителя на средних ча-
стотах Кср и его коэффициент гармоник кг определяются выраже-
ниями, вытекающими из (4.53) и (7.10),

(7.98)

где кга — коэффициент гармоник каскада с анодной нагрузкой
при равной амплитуде переменной составляющей анодного тока,
a R — сопротивление нагрузки каскада в области средних частот,
для схемы рис. 7.22 равное

7? =	.	(7.99)

Rk + Rh	'

Коэффициент усиления напряжения Кср и коэффициент уси-
ления тока Керт эмиттерного повторителя на средних частотах,
а также входное и выходное сопротивления транзистора в этой
области частот определяются выражениями (4.105), (4.106), (4.107)
и (4.108) соответственно; при сопротивлении нагрузки цепи эмит-
тера переменному току R9~ и входном сопротивлении повто-
рителя, много меньшими сопротивления коллекторного перехо-
да гк, что обычно имеет место для расчёта эмиттерного повтори-
теля, можно пользоваться более удобными для практического
применения приближёнными формулами, получаемыми из ука-
занных выражений:

к	• к -- 1 .

СР Rex6+R,~’ срт~1-а’

п _____ Rex 6 +

1 — а

Веых ~ Rex б "Ь R-u 0 а) >

(7.100)

где Rtx6 и а—входное сопротивление транзистора, найденное
по его входной статической характеристике в рабочей точке для
21* 323
включения с общей базой, и статический коэффициент усиления
тока при таком включении; Ru — сопротивление источника сиг-
нала переменному току.

Для снижения напряжения на аноде лампы, защиты от паразитных связей,
сглаживания пульсаций в цепь анода катодного повторителя иногда включают
цепочку СфЛф (рис. 7.23а). Включение такой цепочки здесь приводит не к кор-
рекции характеристик, как в реостатном каскаде, а наоборот, к появлению
дополнительных частотных искажений и фазовых сдвигов на нижних частотах

Рис. 7.23. Включение цепочки Сф#ф в катодном (а) и эмиттерном
(б) повторителях

и спада вершины импульса. Полагая сопротивление анодной цепи равным сумме
внутреннего сопротивления лампы и сопротивления цепочки С фИф, получим
следующие выражения для относительного усиления, коэффициента частотных
искажений, угла сдвига фазы в области нижних частот и спада, вызываемых
цепочкой СфНф. в катодном повторителе:

• _ 1 + * C# Кф
$	1 4~ Ьф 4- i w Сф Иф

ЛА (14-b^4-(^C0R0?
\+(^СфЯфу

Чф = arc tg

w Ьф Сф Кф
Т+Ьф(<*СфЦфУ

(7.)0)>

т
^X>C^Ri(l+SKR)

где

h г

RkRh

Rk 4" Ru

(7J02)

В случае отсутствия в схеме RK или RH величина R приобретает значение
оставшегося в схеме сопротивления.

Решив выражения для Мф и Дф относительно Сф получим формулы для
определения необходимой ёмкости этого конденсатора по заданному коэффи-
324
п иен ту частотных искажений МПф на низшей рабочей частоте или спаду А

0,159 / 0 +М2	___________г

Ф~ 1нКф¥ М2нф-1 К ^Rt(l + SKR)'

При использовании в катодном повторителе экранированных ламп и по-
даче на экранирующую сетку пониженного по сравнению с анодным напряжения
в цепь экранирующей сетки включают цепочку С 9R9 (рис. 7.21г). Это приводит
к появлению дополнительных частотных искажений и фазовых сдвигов на ниж-
них частотах и спада вершины импульса. Полагая переменную составляющую
анодного тока синфазной напряжению сигнала между управляющей сеткой и
катодом и равной произведению этого напряжения на крутизну статической
характеристики анодного тока лампы, получим после пересчёта влияния
экранирующей сетки в цепь управляющей следующие формулы для относитель-
ного усиления, коэффициента частотных искажений, угла сдвига фазы в области
нижних частот и спада от цепочки СЭЯЭ в катодном повторителе:

где

1 -J- Ьэ + i w Сэ R3

м _ 1/(1+^)24-(“СХУ
Мэ~ V (\ + ^СэНэу

<0 Ьэ Сэ R9
ср, = arc tg ------------

У * i+b9+(<*C9R9)*
д	TSk

9~ C9A9(1 + SR)

(7.104)

Sk Ra . q	Rk Rh

Аэ (1 + SR)	Rk + Ru

Значение коэффициента пересчёта Аэ берут из табл. 7.1 для применённой
лампы или находят по данным на стр. 309 указаниям. Решив (7.104) относи-
тельно Сэ, получим формулы для определения ёмкости этого конденсатора по
заданному коэффициенту частотных искажений на низшей рабочей ча-
стоте или спаду

0,159 / (1+5э)г-ЛС	TSK

Э= fnR3 Г М2нз-1 ~ ^A3(i + SR) ’	(’ >

Включение цепочки	в цепь коллектора эмиттерного повторителя

(рис. 7.236) вызывает появление дополнительных частотных искажений на
нижних частотах и спада вершины импульса, как и в катодном повторителе.
Расчёт дополнительных искажений от этой цепочки и расчёт необходимой ём-
кости конденсатора Сф можно производить по’ф-лам (7.101) — (7.103), заме-
нив в них Ri на выходное сопротивление транзистора при включении с общим

эмиттером, на -------- и R на R9^,

Rex б

Для подачи отрицательного смещения на управляющую сет-
ку лампы катодного повторителя удобно использовать падение
напряжения на RK (рис. 7.24я). Если это падение напряжения
больше необходимого смещения, RK делят на две части (7.246),
присоединяя нижний конец /?с к точке соединения этих частей,
или включают между анодом и управляющей сеткой сопротив-
ление (рис. 7.24в), образующее с Rc делитель, подающий на
сетку положительное напряжение, компенсирующее избыток
смещения.

Рис. 7.24. Подача отрицательного смещения на управ-
ляющую сетку лампы катодного повторителя при на-
пряжении на RK:

а) равном, б) и в) больше, г) меньше необходимого
смещения

Если падение на RK меньше необходимого смещения, после-
довательно с RK можно включить дополнительное сопротивле-
ние нужной величины Rd, зашунтировав его конденсатором до-
статочно большой ёмкости (рис. 7.24г) для предотвращения паде-
ния на Rd напряжения сигнала, приводящего к снижению усиле-
ния каскада.

При подаче смещения по схеме рис. 7.246 последовательно с Rc
оказывается введённым напряжение отрицательной обратной свя-
зи, в результате чего входное сопротивление схемы правее Сс ока-
зывается равным

П' __ п Rk (1 + rR)
с~ с RK(i+sKR)-SKRRK J
где

Rk = Rki 4- Rk2

R —

Rk + Rh -

(7.106)

(7.107)
При отсутствии RH выражение (7.106) упрощается:



SrRk2 \_О

1+$Л1Г с

1 + SKRK

1+ SKRK1

(7.108)

По указанной причине при расчёте частотных искажений и фа-
зовых сдвигов в области нижних частот, а также спада вершины
импульса, вносимых конденсатором Сс при включении Rc по схеме
рис. 7.246, и при расчёте ёмкости этого конденсатора пользуются
обычными формулами, подставляя в них вместо Rc значение R'c ,
найденное из (7.106) или (7.108).

При подаче смещения по схеме рис. 7.24г конденсатор Сд вносит частот-
ные искажения и фазовые сдвиги на нижних частотах, а также спад вершины
импульса, определяемые выражениями, аналогичными (7.62), (7.63) и (7.85),
S/C

в которых вместо SdK или SK входит -------где R — сопротивление парал-

1 4* SkR

лельного соединения RK и RH, определяемое выражением (7.102) и примеча-
нием к нему, и вместо Ск и RK — С$ и Rq соответственно. Отсюда необходимая
ёмкость конденсатора С$ может быть найдена по коэффициенту частотных
искажений на низшей рабочей частоте или спаду Да из выражения

0,159

/я Rd

SkR&

\ + SKR) нд
м2нд-\

TSK
&d(l + SKR)

(7.109)

Делитель подающий смещение на входную цепь эмиттерного повто-
рителя, снижает его входное сопротивление, так как сопротивление делителя
для хорошей стабилизации режима приходится брать небольшим. При исполь-
зовании эмиттерного повторителя в качестве входного каскада и необхо-

Рис. 7.25. Специальные схемы эмцттерных повторителей:

а) схема эмиттерного повторителя с повышенным входным сопротивлением;
б) схема, повышающая коэффициент усиления каскада, работающего на эмит-
терный повторитель

димости получения высокого его входного сопротивления (порядка ста и бо-
лее килоом) точку соединения /?1 и R2 присоединяют к базе через дополнитель-
ное сопротивление Rd, равное (0,24-0,5) R2l и к эмиттеру через конденсатор
С, имеющий для низшей рабочей частоты сопротивление много меньше сопро-
тивления делителя RiR2 (рис. 7.25а). Входное сопротивление эмиттерного
Повторителя при этом для частот сигнала можно считать равным входному со-
противлению транзистора, найденному из (7.100), соединённому параллель-
на

но с сопротивлением -—— значение дср в этом случае определяют так-
1— Кер

же из ф-л (7.100), полагая R9^ равным параллельному соединению R9t RH,

R2 и

При использовании эмиттерного повторителя в качестве выходного каска-
да почти весь ток сигнала предыдущего каскада идёт через сопротивление кол-
лекторной нагрузки последнего вследствие высокого входного сопротивления
эмиттерного повторителя, что очень сильно снижает коэффициент усиления тока
предыдущего каскада. Для устранения этого можно в цепь коллектора преды-
дущего каскада включить добавочное сопротивление Rq9 равное (0,2-j-0,5)7?x,
и подключить точку соединения Rd и RK к эмиттеру через конденсатор С,
имеющий для низшей рабочей частоты сопротивление много меньше RK
(рис. 7.256). При этом эквивалентное сопротивление в цепи коллектора преды-

Rd

дущего каскада увеличится до значения 2?jc + "—~ » где Кср—коэффициент
I Кср

усиления напряжения эмиттерного повторителя, определяемый ф-лой (7.100):
это сильно увеличит ток сигнала во входной цепи повторителя.

При подаче на вход катодного повторителя мгновенно нара-
стающих импульсов нагружающая его ёмкость Со заряжается

б)

Рис. 7.26. Перегрузка катод-
ного повторителя импульса-
ми с чрезмерно крутыми
фронтами

и разряжается с постоянной времени
верхних частот

%= ---------Т-----г- (7.11°)

(рис. 7.26), в результате чего в момент
начала импульса всё напряжение по-
следнего оказывается приложенным
между сеткой и катодом лампы. По
мере заряда ёмкости Со напряжение
сигнала между сеткой и катодом па-
дает в (1+ SX/?) раз, приближаясь к
установившемуся значению, меньшему
начальной амплитуды.

Поэтому при подаче на вход катод-
ного повторителя очень быстро нара-
стающих и спадающих импульсов
(с постоянной времени нарастания и
спадания много меньшей тб) между
сеткой и катодом лампы появ-
ляются резкие выбросы напряжения
(рис. 7.26г).

При положительном скачке вход-
ного напряжения (соответствующем
переднему фронту импульса положи-
тельной полярности или заднему фрон-
ту импульса отрицательной полярности) и большой амплитуде сиг-
нала напряжение на управляющей сетке лампы может оказаться
на некоторое время положительным (косая штриховка на
рис. 7.26г). Это вызовет появление сеточного тока, который, про-
ходя через /?с, создаст дополнительное отрицательное смещение на
управляющей сетке, что может сильно увеличить время установле-
ния каскада.

При отрицательном скачке входного напряжения (переднем*
фронте импульса отрицательной полярности или заднем фронте
импульса положительной полярности) и большой амплитуде сиг-
нала отрицательное смещение на управляющей сетке станет на-
столько велико, что лампа каскада на некоторое время может запе-
реться (горизонтальная штриховка на рис. 7.26г). При запертой
лампе изменение напряжения на нагрузке будет происходить с
большей постоянной времени, равной

/ — г р ~ г RkRh

в 0 С° Rk + Rh

(7.111>

что также может значительно увеличить время установления.

Для устранения выбросов напряжения в цепи сетка—катод
катодного повторителя, перегружающих лампу, увеличивающих,
время установления и не позволяющих снять с каскада макси-
мальную амплитуду сигнала, которую он мог бы отдать при от-
сутствии выбросов, достаточно время установления катодного по-
вторителя tyKn сделать равным или меньшим времени установле-
ния /^приходящих на вход каскада импульсов, т. е.

ty кп — 2,2 CQR9e tya.

Решив (7.112) относительно R9f}i получим

R = кп <Г tyti
Эв~~ 2,2С0	2,2С0

(7.112)

(7.113)

Выражение (7.113) должно удовлетворяться для катодных по-
вторителей, рассчитываемых на отдачу максимально возможной
амплитуды выходного сигнала. Найденное по заданному времени
установления катодного повторителя или по времени установления
входного сигнала из выражения (7.113) значение R3e обеспечи-
вают выбором лампы с достаточной крутизной характеристики в
рабочей точке или выбором соответствующего значения R к.

При малых амплитудах входного сигнла выбросы напряжения
сетка—катод даже при мгновенно нарастающих и спадающих им-
пульсах невелики по абсолютной величине и не приводят к появ-
лению сеточных токов или запиранию лампы, а поэтому в катодных
повторителях, работающих при малых амплитудах сигнала, удов-
летворение условия (7.113) не обязательно.
Пример 7.4. Рассчитаем выходной каскад для широкополосного усилителя
гармонических сигналов, работающего на коаксиальный кабель с характери-
стическим сопротивлением /?н=75 ом, нагруженный на конце активным сопро-
тивлением в 75 ом для обеспечения отсутствия отражения. В полосе частот
10 кгц—100 Мгц частотные искажения каскада не должны превышать ,1 дб\
амплитуда напряжения сигнала на входе кабеля должна быть не менее 3 в.
Напряжение источника анодного питания усилителя равно 180 в, постоянная
составляющая напряжения на входе кабеля должна отсутствовать. В каскаде
должна быть применена лампа пальчикового типа с напряжением накала 6,3 в.

Ввиду малого сопротивления нагрузки и очень широкой полосы рабочих
частот используем в качестве выходного каскада катодный повторитель с раз-
делительным конденсатором в цепи нагрузки (рис. 7.24), не пропускающим
в кабель постоянную составляющую катодного тока. При амплитуде напря-
жения выходного сигнала 3 в и сопротивления нагрузки 75 ом от каскада по-
требуется амплитуда тока сигнала 3 : 75 = 0,04 а; ' литывая, что r катод лам-
пы придётся включить сопротивление Rk для пропускания поскяньой состав-
ляющей катодного тока, шунтирующее полезную нагрузку, для повторителя
потребуется лампа с током покоя катода порядка 45—50 ма и высокой кру-
тизной характеристики, чтобы не вносить сильного ослабления сигнала при ра-
боте на такую низкоомную нагрузку.

По справочнику найдём, что указанным условиям \. овлетворяет широко-
полосный тетрод с мелкоструктурной сеткой типа 6Э5П, имеющий при напря-
жении на аноде и экранирующей сетке 150 в и отрицательном смещении на
управляющей сетке в 2 в ток анода 40 ма, ток экранирующей сетки 8 ма, кру-
тизну характеристики в таком режиме около 29 ма1в\ Свых = 2,85 пф\ СКп <
'С 12 ,5 тъф\ Ра дэп = 8 >3 вШ‘, Рэ доп = 2,3 etn.

Остановившись на этом режиме, для упрощения схемы каскада включим
в рассчитываемом катодном повторителе тетрод 6Э5П триодом, соединив анод
с экранирующей сеткой. Тогда для получения между катодом и экранирующей
сеткой напряжения в 150 в при напряжении питания в 180 в и токе катода
в 48 ма в цепь катода для гашения избытка напряжения в 180—150=30 з
потребуется включить сопротивление Rk =30 : 0,048=625 ом.

Остановившись на стандартной величине RK =620 ом и взяв в цепи управ-
ляющей сетки 6Э5П сопротивление утечки /?с=0,1 Мом, для компенсации из-
бытка отрицательного смещения в 28 в и получения на сетке относительно като-
да напряжения в —2 в между анодом и управляющей сеткой включим сопро-
180—28	180—28 ь

тивление Ri=Rc ----—-----= Юб -----—----- =5,42• 106 ом, которое округлим до

28	28

«стандартного в 5,6 Мом.

Найдя по ф-ле (7.52), что крутизна катодного тока SK лампы 6Э5П в выб-
ранном режиме равна 35 ма/в, определим полное сопротивление нагрузки ка-
тодного повторителя R и его коэффициент усиления

RKRH  620-75 

RK + RH 620 + 75

67 ом\

SKR_______35-1Q—3 -67

СР = 1 + SKR 1+35- IO-3 -67

«откуда для получения выходного напряжения в 3 в на вход катодного повтори-
теля потребуется подать 3 : 0,7=4,3 в.

Чтобы коэффициент частотных искажений на низшей рабочей частоте не
превысил 1 дб (MHf = 1,2), последовательно с кабелем необходимо включить
разделительный конденсатор с ёмкостью не менее

z.	0,^59	0,159	л _ б

Ср =--------------Г . 	=----------------- 1— = 0,308-10”6 ф,

10‘(27,3 + 75)/1,12«-1
так как #эк на основании ф-лы (7.96) оказывается равным 27,3 ом. Получен-
ное значение Ср округлим до ближайшего в большую сторону конденсатора
в 0,5 мкф на рабочее напряжение порядка 180 в, так как при коротком замы-
кании лампы на него попадёт всё напряжение питания. Для снижения ёмко-
сти монтажа Ср следует взять малогабаритным и крепить на изоляционной под-
ставке или подвесить на выводных проводниках.

Положив ёмкость монтажа цепи катода и выходной цепи порядка 8 пф,
найдём, что при чисто активном входном сопротивлении кабеля (Ск=0) зна-
чение Со на основании ф-лы (7.97) составит около 23 пф, а/?эв=20 ом. Отсюда
коэффициент частотных искажений на высшей рабочей частоте в 100 Л4гц
будет равен

мв = /1 +(6,28/всо«эв)а = у 1 +(6,28-103-23-10—12-20)8 =%= 1,04,
что много меньше допустимого значения в 1 дб.

Время установления рассчитанного катодного повторителя составит

/у = 2,2С0Лэв= 2,2-23-10—12-20= 1-10-9 сек,
т. е. 1 наносекунда.

Пример 7.5. Рассчитаем эмиттерный повторитель для повышения входного
сопротивления усилителя воспроизведения грамзаписи, изображённого на
рис. 9.33 и имеющего 100 гц; fe = 6000 гц; входное напряжение сигнала
транзистора Т2 Увхъ =0,03 в; его входное сопротивление ^?вл-2 = 700 ом; ток сме-
щения базы 1б2 = 50 мка; динамическая входная ёмкость =5500 пф; паде-
ние напряжения питания на /?4, являющемся сопротивлением в эмиттере
повторителя и нижним сопротивлением делителя смещения транзистора Т2, 3 в;
напряжение питания первых двух каскадов 10 в. Сопротивление источника сиг-
нала (звукосниматель с поднимающей нижние частоты цепочкой RC) на часто-
тах 100 и 6000 гц—30 ком и 1 ком соответственно: его эдс t/tt = 0,15 в.

Возьмём для повторителя транзистор П14, однотипный с транзистором Т2.
Так как входной ток сигнала транзистора Т2 равен 0,03 : 700 = 43* 10—6 а, ток
покоя транзистора 7\ возьмём не 1 ма, как обычно, а 0,5 ма для снижения шумов
транзистора и повышения входного сопротивления повторителя. Текущий через
/?4 ток питания практически равен току покоя коллектора транзистора Ть и при
падении напряжения 3 в на» Т?4 величина этого сопротивления должна быть
равна 3:0,0005=6000 ом—6,2 ком.

Сопротивлением нагрузки цепи эмиттера повторителя является параллельное
соединение Квх2 и что составляет 630 ом; входное сопротивление П14 для
включения с общей базой и для тока эмиттера 0,5 ма R вх б=50 ом (из статиче-
ской входной характеристики). При	Для П14 найдём согласно (7.100)

коэффициент усиления напряжения, входное напряжение, входное и выходное
сопротивления повторителя:

Кэ~	630	1Л,,	0,03

Ксвг=ь----------=----------=0,926; Uejel=—=	---—0,0324 в.

Квхб~1~Вэ~	50+630	^cpi	0,926

(1+^««)=(50+630)х(1+20)=14 000 ом;

Яи	1000

б + ..д	—50+ а; 100 ом;

1~гРмин	1 + 20

Если расчёт сопротивлений /?1 и R2 эмиттерной стабилизации повторителя
дал их значения 82 ком и 56 ком, входное сопротивление усилителя, равное
параллельному соединению 7?exl, и R2, составит примерно 10 ком и развивае-
мое на входе усилителя источником сигнала минимальное напряжение будет
0,15 10 000
равно	^-— = 0,0375 в, что достаточно.

30 000+10 000
Разделительный конденсатор Ci рассчитаем согласно (5.13); в данном случае
Кэц-\-Кс= 30+10=40 ком, и при Мнс =1,08 на частоте 100 гц получим ^=0,1 мкф.

Частотные искажения повторителя на верхних частотах найдём по
ф-ле (5.38), полагая С0=С9<э2» и рассчитав по указаниям стр. 127 Кэв, которое
при г =100 ом и г3<52 =600 ом составит 150 ом; это даст для /б=6000 гц зна-
чение Л1в= 1,0005. Так как для П14 /алшл=1 Мгц, динамическая входная ёмкость
повторителя с этим транзистором согласно (4.112) составит Сэд1 =235 пф; R9e
входной цепи на частоте 6000 гц равно примерно 1 ком, и входная цепь на этой
частоте согласно (5.38) даст Л4в= 1,00004, что вместе с повторителем составит
Мв = 1,00054. Следовательно, на высшей рабочей частоте у повторителя вместе
с входной цепью частотные искажения будут практически отсутствовать.

7.4.4.	Инверсный каскад с разделённой нагрузкой

Инверсный каскад с разделённой нагрузкой представляет со-
бой реостатный каскад с включёнными в провод катода и в про-
вод анода (или в провод эмиттера и в провод коллектора) сопро-
тивлениями нагрузки (рис. 7.27). При равенстве токов сигнала

Рис. 7.27. Инверсный каскад с разделённой нагрузкой:
а) с электронной лампой; б) с транзистором

в катодном и анодном проводах и равенстве сопротивлений на-
грузки катодной и анодной цепей, снимаемые с сопротивлений RK
и Ra напряжения сигнала Ьвых1 и Uвых2 (рис. 7.27а) одинаковы и
имеют противоположную полярность.

В каскаде с разделённой нагрузкой применяют триод, экрани-
рованную лампу, транзистор. Так как в ламповом варианте напря-
жение на RK обычно превышает необходимую величину смещения,
RK делят на две части (рис. 7.27а) или подают на сетку компенси-
рующее положительное напряжение (рис. 9.32).

Рассмотрим свойства лампового варианта такого каскада. На-
пряжение сигнала на катодной нагрузке на средних частотах здесь
определится выражением
=	(7.114)

где R~— сопротивление катодной и анодной нагрузок переменно-
му току, равное

__ RkRci _ RgRcz	/7 115)

Rk + Rcl Ra + Rei

так как для симметричности выходных напряжений плеч сопро-
тивления катодной и анодной нагрузок должны быть равны.

Отсюда коэффициент усиления каскада на средних частотах,
равный отношению Ивых к входному напряжению Cex=Uc+UK:

_ vR~ _

Р/С + Я/ + 2/С ~	‘	(7.П6)

Из (7.116) видно, что коэффициент усиления напряжения кас-
када с разделённой нагрузкой всегда меньше единицы и стремится
к ней при х» + 27?_. Его эквивалентная схема со стороны
катодного выхода принципиально не отличается от эквивалентной
схемы катодного повторителя; ввиду низкого выходного сопротив-
ления лампы по катодному выходу ReblxK, здесь равному
(7?z 4- R~ )/1 + ц, его характеристики на верхних частотах почти

так же хороши, как у катодного повторителя, и не нуждаются
в высокочастотной коррекции до десятков мегагерц.

Расчёт частотных, фазовых и переходных характеристик кас-
када с разделённой нагрузкой ведут по формулам реостатного
каскада, учитывая, что R9e здесь равно параллельному соединению
КвЫхк, н R а Со при подогревном триоде составляет

Со = 2СаК + См + Сн + Скп,	(7.117)

где	—ёмкость анод — катод лампы каскада, См — ёмкость мон-

тажа одного плеча, Сн— ёмкость нагрузки плеча, СКп — ёмкость
катод — подогрев. При подогревном пентоде в пентодном включе-
нии Сак заменяют ёмкостью анод — защитная сетка; в триодном
включении с защитной сеткой, соединённой с катодом СаК , заме-
няют суммой ёмкостей экранирующая сетка — анод и защитная

сетка — все остальные электроды.

Динамическая входная ёмкость такого каскада меньше, чем
реостатного, и для триода (1), экранированной лампы без цепочки
C9R9 или с нижним концом С9 на катоде (2), и с нижним кон-
цом С9 на общем проводе (3) определяется соответственно ука-

занным номерам выражениями:

1 • Свх д^СсК (1 — Кср) + Сас (1 + Кср)

2.	Свхд=Свх(\-КСр) + Спр(\ +КСр)^Свх(\-Кер)

3.	Свх ^0,5Cex (1 -Кср) + 0,5Свх = С J(1 ~ 0.5Кср)

(7.118)

Достоинствами инверсного каскада с разделённой нагрузкой

являются его простота, использование одного усилительного эле-

333
мента, очень хорошие характеристики на верхних частотах из-за
глубокой отрицательной обратной связи, малый коэффициент
гармоник. Его недостатки: отсутствие компенсации пульсаций
источника питания, невозможность введения низкочастотной кор-
рекции, вдвое меньше максимальное выходное напряжение по
сравнению с обычным реостатным каскадом.

Инверсный каскад с разделённой нагрузкой применяют в широ-
кополосных усилителях гармонических и импульсных сигналов
и в усилителях звуковых частот для перехода от однотактного
к двухтактному каскаду. Как выходной каскад в широкополосных
усилителях его применяют редко ввиду малого выходного напря-
жения.

Если (на любой частоте сопротивление нагрузки анодной цепи
триода равно сопротивлению его катодной цепи, то выходные на-
пряжения обоих плеч схемы одинаковы и она даёт симметричное
выходное напряжение на всех частотах, так как через оба указан-
ных сопротивления проходит одна и та же переменная составляю-
щая анодного тока.

В действительности же ёмкость Со верхнего плеча схемы на
величину Скп меньше ёмкости нижнего плеча, что нарушает сим-
метрию выходного напряжения, приводя к подъёму частотной ха-
рактеристики верхнего плеча на верхних частотах. Указанная
асимметрия обычно проявляется лишь на частотах порядка де-
сятков и выше килогерц и в каскадах усиления звуковых частот
не имеет значения. В широкополосных каскадах эту асимметрию
устраняют включением небольшого полупеременного конденсато-
ра параллельно Ra и подстройкой его или намеренным увеличением
ёмкости монтажа верхнего плеча схемы.

В области нижних частот симметрия выходного напряжения
схемы нарушается тем, что в сопротивление нагрузки верхнего
плеча входят сопротивление источника питания и сопротивление
цепочки Сф%ф, если последняя имеется в схеме. Чтобы эта асим-
метрия не проявлялась, цепочка СфЯф не должна заметно влиять
на частотную и фазовую характеристики каскада в рабочей полосе
частот.

При использовании в каскаде с разделённой нагрузкой трёх-
электродной лампы, подаче отрицательного смещения на сетку
с части катодного сопротивления (рис. 7.27а) и одинаковой вели-
чине сопротивлений Ra и RK выходное напряжение катодного пле-
ча на средних частотах оказывается больше. Это вызывается тем,
что через Rc течёт ток источника сигнала идущий через RK
в том же направлении, что и переменная составляющая катодного
тока. Для того чтобы вызываемая этим обстоятельством асиммет-
рия напряжений плеч не превышала нескольких процентов, вели-
чина Rc должна быть не меньше

^xo;~30T?K-Lz^_	(7.119)

^ср
Указанное явление наблюдается и при экранированной лампе.
Но при экранированной лампе и конденсаторе Сэ, включённом
между экранирующей сеткой и общим проводом, имеется ещё одна
причина появления асимметрии, заключающаяся в том, что через
анодную нагрузку лампы проходит переменная составляющая
анодного тока, а через катодную нагрузку — переменная состав-
ляющая катодного тока. Для устранения этой асимметрии следуег
взять в у раз меньше /?а, где S и SK — статическая крутизна
характеристики анодного и катодного токов в рабочей точке.

В транзисторном каскаде с разделённой нагрузкой через эмит-
терное плечо идёт ток эмиттера, через коллекторное — ток кол-
лектора; поэтому при одинаковых сопротивлениях нагрузки плеч
выходное 1напряжение эмиттерного плеча оказывается больше.
Для получения симметричного выхода сопротивление можно
взять меньше RK.

Ввиду того что выходное сопротивление эмиттерного плеча
много ниже сопротивления коллекторного, при работе на нели-
нейные входные цепи следующего двухтактного транзисторного*
каскада и большой амплитуде сигнала нелинейные искажения
верхнего и нижнего плеча оказываются неодинаковыми, что уве-
личивает коэффициент гармоник схемы. Для уничтожения этой
асимметрии и снижения коэффициента гармоник при больших
амплитудах в провод эмиттерного плеча можно включить сопро-
тивление Rd (показано пунктиром на рис. 7.276); при этом для
получения симметричного выхода R9 следует увеличить.

В ламповом каскаде усиления звуковых частот Ra и RK обычна
берут порядка нескольких десятков килоом, так как при дальней-
шем увеличении этих сопротивлений коэффициент усиления кас-
када практически не меняется, так же как и глубина обратной,
связи, достигающая при этом достаточной величины. В широко-
полосных каскадах значение RK (а следовательно, и связанное с
ним Ra) выбирают из тех же соображений, что и в катодном повто-
рителе (стр. 320—321, 329). В транзисторном каскаде сопротив-
ление в коллекторной цепи берут, если возможно, раз в 10—20
больше входного сопротивления следующего каскада.

Для расчёта коэффициентов усиления напряжения, тока и рас-
чёта входного сопротивления такого каскада можно пользоваться
ф-лами (7.100) эмиттерного повторителя.

Остальные детали инверсного каскада с разделённой нагрузкой
рассчитывают так же, как в обычном реостатном каскаде.

7.4.5.	Инверсный каскад с катодной (эмиттерной) связью

В инверсном каскаде с катодной (эмиттерной) связью при-
меняют трёхэлектродные лампы, экранированные лампы, транзи-
сторы (рис. 7.28). Поясним принцип действия такого каскада на
Рис 7.28. Инверсный каскад с катодной
связью (а) и с эмиттерной связью (б)

варианте с экранированными лампами, изображённом на
рис. 7.28а. Здесь в общий катодный провод ламп Л\ и Л2 вклю-
чено сопротивление катодной связи RKc. В анодных цепях ламп
включены сопротивления Rai и /?а2, с которых непосредственно или
через разделительные конденсаторы снимают выходное напряже-
ние. Управляющая сетка нижней лампы присоединена по перемен-
ному току (через конденсатор С” большой ёмкости) к общему
проводу; поэтому такой каскад иногда называют инверсным каска-
дом с общей сеткой. Так как напряжение на RKC обычно пре-
вышает необходимое отрицательное смещение, последнее сни-
мают с части R^ или вводят в цепь управляющих сеток компен-
сирующее напряжение.

При подаче на вход каскада положительной полуволны сиг-
нала напряжение на сетке верхней лампы растёт, её ток катода
увеличивается и падение
напряжения на RKc воз-
растает. При этом напря-
жение на сетке нижней
лампы уменьшается, так
как эта сетка соединена с
левым концом RKC, имею-
щим отрицательный по-
тенциал относительно ка-
тода. Поэтому напряже-
ние сигнала на сетке ниж-
ней лампы получает про-
тивоположную полярность
по отношению к напря-
жению сигнала на сетке
верхней лампы, а следо-
вательно, напряжения
ивЫх! и и вых 2 имеют про-
тивоположные знаки.

Достоинствами инверс-
ного каскада с катодной
(эмиттерной) связью яв-
ляются: возможность вве-
дения низкочастотной и
высокочастотной коррек-
ции; почти вдвое больше
выходное напряжение по
сравнению с каскадом
с разделённой нагрузкой;
сильное ослабление вносимых усилительными элементами чётных
гармоник, ослабление фона от питания цепи накала переменным
током и малая чувствительность к пульсациям питающих
напряжений. Ослабление гармоник, пульсаций и фона вызы-
вается как схемной симметрией плеч, так и тем, что токи ука-
занных гармоник и помех синфазно проходят через сопротивле-
ние связи, что создаёт для них сильную отрицательную обрат-
ную связь. К недостаткам каскада относятся: вдвое меньший ко-
эффициент усиления по сравнению с обычным реостатным кас-
кадом, необходимость применения двух усилительных элементов,
несимметрия выходных напряжений плеч на средних частотах
выхвыл 2) при одинаковых сопротивлениях нагрузки выходных
цепей. Последнее устраняется выбором Ra\ несколько меньшей
величины, чем -но при этом повышается чувствительность кас-
када к пульсациям и помехам и появляется несимметрия выход-
ных напряжений на высоких частотах.

Инверсный каскад с катодной связью применяют в широко-
полосных усилителях гармонических и импульсных сигналов,
где нужны хорошие частотная и переходная характеристики, а
небольшая асимметрия выходного напряжения допустима. Здесь
его используют в качестве оконечного каскада для работы на
симметричную нагрузку и в качестве переходного от одно-
тактной схемы к двухтактной. В усилителях звуковых частот его
применяют в качестве переходного каскада от однотактной схе-
мы к двухтактной при условии устранения асимметрии на средних
частотах.

Сопротивление RKc, включённое в общий катодный провод,
создаёт отрицательную обратную связь по току для верхней лам-
пы. Нижняя лампа по отношению к R кс включена с общей сет-
кой, и её входное сопротивление шунтирует RKC. Вследствие это-
го при одинаковых лампах в плечах каскада в катоде верхней
лампы оказывается сопротивление R'Ke, определяемое выраже-
нием

11

Rkc Rkc Ri

где |i и Ri — статический коэффициент усиления и внутреннее
сопротивление применённых ламп; Ra^ — сопротивление нагруз-
ки анодной цепи каждой из ламп переменному току, равное сопро-
тивлению параллельного соединения Ra и Rc.

Переменные составляющие анодного тока верхней и нижней
ламп при подаче на вход каскада синусоидального напряжения
Utx=Uc+UK равны:

I =

аг	RiA-Ra^ + R^	(7 121)

ai	Rl + Ra^-R'n
Напряжение UKt подающееся на катод нижней лампы, обра-
зуется в результате прохождения тока 1а\ через 7?^

	*	*	Ль  =	- •	(7.122  Ri + Ra^ + R^

Коэффициенты усиления плеч, равные отношению их выходно-
го напряжения к Uвх, для верхнего и нижнего плеч составят:

ЪсР к		 Uвых 1 	 УвХ  	 У вых 2 		IaiRa~	P UcRa~		. (7.123)
		Uc + UK lazRa^	[Ri-\-Ra~ +  P UkR(1^		
^2Ср	Увх	Uc + UK	(Ri 4” Ra~ R/cc)	(UC + UK)	
Подставив значения R'^ и			UK из (7.120)	и (7.122) i	j (7.123),

получим окончательно для верхнего и нижнего плеч:

__ Р Ra~ (Р Rkc + Rkc + Ri + Ra~)

1СР ~	(1 + (О (Ri + Ra~) + (Ri + Ra~)2

К _____	P Ra~ (p Rkc + RKc)

*P ~ 2RKC (1 + p) (Ri + Ra~) + (Ri + Ra~)* .

(7.124)

Из (7.124) следует, что при одинаковых лампах и деталях в
плечах инверсного каскада с катодной связью нижнее плечо имеет
меньший коэффициент усиления, а следовательно, и меньшее вы-
ходное напряжение. Отношение выходного напряжения верхнего

плеча к выходному напряжению нижнего, характеризующее асим-
метрию выходного напряжения каскада на средних частотах, най-
дём из (7.124)

__ Uвых 1	-J . Ri ~Ь Ra~	. г>г"\

Ц ~	=	+ (М+ 1)^с •	(7J 25)

Следовательно, асимметрия выходного напряжения каскада с
катодной связью уменьшается с ростом RKC.

При -использовании в рассматриваемом каскаде экранирован-
ных ламп обычно R i^Ra\ &i КкС’ Iх 1’ при этом выраже-
ния (7.124) и (7.125) упрощаются, принимая вид:

1 Н~ SKRKC

1 + %SKRKC

Kicp ~

%2Ср

SKRKC

1 + ^кс

(7.126)

q ~ 1 SkR™
SKRKC )

где S и SK — статическая крутизна характеристики анодного и
катодного токов каждой из ламп каскада в точке
покоя.
Экранирующие сетки ламп каскада можно соединить вместе,
поставив в их цепь общее гасящее сопротивление и общий бло-
кировочный конденсатор С3, подключив его нижний конец к обще-
му проводу схемы.

Интересно отметить, что суммарный коэффициент усиления обоих плеч ин-
версного каскада с катодной связью равен коэффициенту усиления обычного
реостатного каскада; сложив коэффициенты усиления плеч, определяемые вы-
ражением (7.124) или (7.126), после сокращений получим

I	У вых 1 + U вых 2

1 Ср "Г ^2 Ср —	JJ

ивх

= R 4-R	= S#a~-

(7.127)

Динамическая входная ёмкость каскада с катодной связью
меньше, чем у обычного реостатного. Учитывая, что подводимое
к цепи сетка—катод верхней лампы напряжение сигнала примерно
вдвое меньше входного напряжения каскада, получим следующие
выражения для динамической входной ёмкости каскада с катод-
ной связью для применения в нём: 1) трёхэлектродных ламп,
2) экранированных ламп с цепочкой C3R3 в экранирующих сетках
и подключении С3 к общему проводу:

1 • Свх д ~ ®&СсК + Сас (1 + ср)1 |
2. Свхд^0975Свх + Спр(1+К1ср) J

(7.128)

При использовании в каскаде с катодной связью трёхэлектрод-
ных ламп его динамическая входная ёмкость получается значи-
тельной, а поэтому триоды здесь применимы лишь в усилителях с
невысокой верхней границей рабочих частот. Для мощных уси^
лителей инверсный каскад с катодной связью и равными нагруз-
ками плеч непригоден из-за асимметрии выходных напряжений.
Уменьшением сопротивления нагрузки верхнего плеча можно лик-
видировать асимметрию; вследствие автобалансных свойств тако-
го каскада [Л5, стр. 432] она будет невелика как при замене ламп,
так и при изменении их параметров.

В инверсных каскадах с катодной связью, применяемых в ши-
рокополосных усилителях, сопротивления Rai и Ra% обычно берут
одинаковыми, так как в этих случаях асимметрия в Юч-20%,
имеющая место в правильно спроектированном каскаде с одина-
ковыми Ra, почти всегда является допустимой.

При использовании в каскаде с катодной связью экранированных ламп их
экранирующие сетки можно соединить вместе и включить в общий провод
гасящее сопротивление R э без блокировочного конденсатора С э. Это не вы-
зовет снижения коэффициента усиления, но создаст дополнительную отрица-
тельную обратную связь по экранирующей сетке для верхней лампы, умень-
шающую асимметрию выходных напряжений. В этом случае асимметрия опре-
делится выражением для q из (7.126), в которое вместо SKRK в числитель и
знаменатель войдёт SKRK + S3R3. Однако при этом немного, возрастёт дина-
мическая входная ёмкость каскада из-за присутствия напряжения сигнала на
22*	339
экранирующих сетках и увеличатся нелинейные искажения при больших ампли-
тудах сигнала из-за нелинейности тока экранирующих сеток.

В области верхних частот асимметрия выходных напряжений
каскада с катодной связью возрастает, так как напряжение UKc,
подающееся на нижнюю лампу, уменьшается на высоких часто-
тах из-за влияния ёмкостей, шунтирующих RKc (входная ёмкость
нижней лампы, ёмкость катод—подогрев обеих ламп, ёмкость мон-
тажа и т. д.). Однако ввиду того, что выходное сопротивление кас-
када между точками присоединения RKc очень мало, частотная
характеристика напряжения UKc в области верхних частот во мно-
го раз лучше частотной характеристики реостатного каскада с
анодной нагрузкой. Поэтому дополнительная асимметрия на верх-
них частотах, вызываемая частотной зависимостью U кс, обычно
невелика.

В области нижних частот асимметрия выходных напряжений
рассматриваемого инверсного каскада также возрастает из-за до-
полнительных частотных искажений вносимых в нижнее плечо раз-
делительной ёмкостью С*. Для уменьшения этой асимметрии при
одинаковых сопротивлениях R'c и R”c ёмкость конденсатора С"
можно взять в несколько раз больше Сс'.

В широкополосных усилителях величину RKC выбирают, исходя из допу-
стимой асимметрии каскада на средних частотах. Решив выражение для q из
(7 126) относительно RKc> получим

В усилителях для электронных осциллоскопов значение q обычно берут
порядка 1,1-т-1,15; чрезмерно большим RKC брать не следует, так как на нём
будет большое падение напряжения питания, вследствие чего максимальное
выходное напряжение каскада уменьшится. При цепи накала, соединённой с
минусом источника анодного питания, амплитуда напряжения на Rkc не должна
превосходить допустимой для применённых ламп разности потенциалов катод —
подогрев.

Сопротивления Ra в анодных цепях инверсного каскада с катодной связью
и другие его детали рассчитывают, как в обычном реостатном каскаде. Ввиду
того что эквивалентная схема его плеч не отличается от эквивалентной схемы
реостатного каскада, расчёт частотных, фазовых и переходных характеристик
производится по формулам реостатного каскада. При необходимости улучше-
ния характеристик каскада в каждом его плече можно применить как высоко-
частотную, так и низкочастотную коррекцию; элементы схемы и коррекцию
рассчитывают обычным образом.

У инверсного каскада с эмиттерной связью (рис. 7.286) входное
сопротивление примерно вдвое больше входного сопротивления
обычного реостатного каскада с общим эмиттером; коэффициент
усиления тока такой же, как у реостатного каскада с общим эмит-
тером; коэффициент асимметрии q при одинаковых нагрузках кол-
лекторных цепей обоих плеч определяется ф-лой (7.126), в кото-
рой RKc заменяют на R 9 и 5ц на -------, где R9x6 — входное со-

Rex б

противление транзистора в рабочей точке при включении с общей
базой.
7.4.6.	Инверсный каскад с общим катодом (эмиттером)

В инверсном каскаде с общим катодом для получения напря-
жения сигнала обратной полярности используют дополнитель-
ную лампу, включенную с общим катодом. Здесь обычно приме-
няют двойной триод; транзисторный вариант называют инверс-
ным каскадом с общим
эмиттером. Принципиаль-
ные схемы такого каскада
изображены на рис. 7.29.

Поясним принцип дейст-
вия каскада на ламповом
варианте. Триод вклю-
чённый с общим катодом,
является обычным каскадом
предварительного усиления,
и его расчёт не отличается
от расчёта простого реостат-
ного каскада. Триод Л2 фа-
зоопрокидывающего плеча,
включённый также с общим

Рис. 7.29. Инверсный каскад:
(а) с общим катодом, (б) с общим
эмиттером

катодом, получает на сетку
напряжение сигнала с дели-
теля из сопротивления R'cl
и RncV подключённого к вы-
ходу усилительного плеча.
Детали фазоопрокидываю-
щего плеча обычно берут
одинаковыми с деталями
усилительного плеча; отри-
цательное смещение на сет-
ки обоих ламп подаётся с
сопротивления RKt включён-
ного в их общий катодный
провод. Так как напряжение
сигнала, поступающее на

вход триода Л2, синфазно выходному напряжению усилительного
плеча Uвыхъ а выходное напряжение Ueux2 триода Л2 имеет об-
ратную полярность по сравнению с его входным напряжением,
^вы.х2 оказывается обратным по знаку относительно USbix].

Чтобы Ueblx2 по абсолютной величине было равно Ueblxl, произ-
ведение коэффициента передачи напряжения делителя R'ciR"ci на
коэффициент усиления К2сзо фазоопрокидывающего плеча должно
быть равно единице; отсюда

—Rcl _ .	(7.130)

С Rbcp --- 1
Сопротивление R'ci обычно берут равным /?с2, выбираемым,
как обычно, в соответствии со свойствами ламп следующего кас-
када или нагрузки; Ra\ и Ra2 берут одинаковыми, выбирая их так
же, как в обычном реостатном каскаде предварительного усиле-
ния. Коэффициенты усиления плеч находят по формулам реостат-
ного каскада.

Так как через сопротивление катодного смещения RK, стоящее
в общем катодном проводе, при симметрии плеч схемы текут рав-
ные и противоположные по знаку токи сигнала, напряжение сигна-
ла на нём практически отсутствует и его не следует шунтировать
конденсатором Ск-

Достоинствами инверсного каскада с общим катодом являются
вдвое большее максимальное выходное напряжение, чем у
каскада с разделённой нагрузкой, и вдвое больший коэффи-
циент усиления по сравнению с каскадом с катодной связью. К его
недостаткам следует отнести худшую частотно-фазовую и пере-
ходную характеристики, чем у каскада с разделённой нагрузкой,
отсутствие компенсации гармоник и пульсаций, асимметрию вы-
ходных напряжений как на нижних, так и на верхних частотах,
появление асимметрии выходных напряжений на средних частотах
при замене лампы Л2 или изменении её параметров из-за измене-
ния при этом коэффициента усиления фазоопрокидывающего пле-
ча, затруднительность введения коррекции.

Асимметрия выходных напряжений на нижних частотах здесь
появляется из-за дополнительных частотно-фазовых и переходных
искажений, вносимых цепочкой Сс2 Rc2 фазоопрокидывающего пле-
ча; её можно уменьшить, взяв ёмкость конденсатора Сс2 в несколь-
ко раз больше ёмкости конденсатора Сс\,

Асимметрия выходных напряжений <на верхних частотах обу-
словлена частотной зависимостью выходного напряжения делите-
ля R'ci R”c{ и частотно-фазовыми и переходными искажениями,
вносимыми фазоопрокидывающим плечом. Для уменьшения этой
асимметрии параллельно Rc\ можно включить небольшой полупе-
ременный конденсатор С (рис. 7.29а), подстройкой которого можно
добиться сильного уменьшения указанной асимметрии.

При установке в фазоповорачивающее плечо лампы с парамет-
рами, отличающимися от тех, по которым рассчитывался дели-
тель R'cl R”cV коэффициент усиления плеча изменяется и U вых2 ста-
новится не равным Ueblxl. Разница в напряжениях плеч, имеющая
место по этой причине при замене ламп в каскаде, может дости-
гать 20—30%, что недопустимо для мощных двухтактных каскадов,
в особенности работающих в режиме В, так как ухудшает ком-
пенсацию гармоник и снижает отдаваемую каскадом мощность.

Для ослабления этого недостатка между точкой соединения
сопротивлений R^\ и Rc2 и точкой нулевого потенциала А (ммну-
342
сом источника анодного питания) включают балансирующее со-
противление Re (изображено пунктиром на рис. 7.29а), создаю-
щее отрицательную обратную связь в фазоопрокидывающем пле-
че при его коэффициенте усиления выше нормального и таким
образом автоматически симметрирующее схему. В таком виде кас-
кад называют автобалансным инверсным каскадом.

Введение балансирующего сопротивления также уменьшает
асимметрию выходных напряжений плеч на нижних и верхних ча-
стотах, а поэтому в автобалансном каскаде обычно берут Сс2=Сс}
и не применяют подстроечного конденсатора С.

Рассмотрим влияние сопротивления 7?^ на работу каскада. Если усили-
тельное плечо имеет большее выходное напряжение, чем фазоопрокидываю-
щее, то при равенстве 7?с1+7?с1 = Т?С2 и положительной полуволне напряже-
ния Uвых1 потенциал точки Б окажется выше потенциала точки А. На сопро-
тивлении Re появится напряжение сигнала с направлением, указанным на
рис. 7.29 стрелкой, складывающееся с напряжением сигнала, падающим на
RcV Суммарное напряжение окажется приложенным между сеткой и катодом
лампы Л'2, так как точка соединения R и Rci подведена к сетке этой лам-
пы, а точка А по сигналу имеет потенциал катода вследствие отсутствия на RK
напряжения сигнала.

В результате в цепь сетка—катод лампы Л2 поступит увеличенное напря-
жение сигнала, что сильно уменьшит асимметрию выходных напряжений. При
выходном напряжении фазоопрокидывающего плеча, превышающем выходное
напряжение усилительного, имеет место аналогичный процесс саморегулирова-
ния схемы; при этом напряжение сигнала на 7?^ оказывается в противофазе
с напряжением сигнала на 7?с1 и вычитается из последнего. В результате на
сетку лампы Л2 поступает разность напряжений и выходные напряжения плеч
в этом случае также выравниваются.

Таким образом, появляющееся на сопротивлении Re при неравенстве вы-
ходных напряжений плеч напряжение сигнала создаёт в каскаде обратную
связь автоматически выравнивающую (балансирующую) выходные напряжения,
откуда схема и получила название автобалансной.

Анализ показывает [Л4, стр. 330—331], что асимметрия выходных напря-
жений плеч на средних частотах уменьшается от влияния балансирующего со-
противления Re в схеме рис. 7.29а приблизительно в

ср Кб

2 Re 4- Rc

раз,

(7.131)

где К2ср —коэффициент усиления фазоопрокидывающего плеча;

Rc=Rc2=Rci- Величину Re берут порядка 0,57?с2, так как при этом мало возрас-
тёт сопротивление цепи сеток ламп мощного каскада постоянному току, а балан-
сирующее действие сопротивления Re обычно оказывается достаточным. На-
пример, если асимметрия выходных напряжений плеч обычного инверсного
каскада с общим катодом равна 20%, то при коэффициенте усиления фазо-
опрокидывающего плеча К2=30 и 7?с=0,2 Мом введение в схему сопротивле-
ния Ret равного 0,5 7?с=100 ком, снизит асимметрию согласно (7.131) до 2,4%,
что является допустимым.

Если в автобалансном инверсном каскаде закоротить сопротив-
ление уменьшив одновременно R'cl до определённого значения,
каскад сохранит свои свойства; такой упрощённый автобаланс-
ный инверсный каскад с общим катодом изображён на рис. 7.30.
Значение R'cl здесь берут [Л5, стр. 433] равным

Rc\~Rc2

Ktcp-l-2^-

_________^С2

Къср 4- 1 +

^2~Н^С2

R6

(7.132)

где

К — tt #а2
^ср ~ Р-2 „	,

*42 т Ка2

Rj2Rg2

Ri2-VRa2

Здесь [12 — статический коэффициент усиления лампы Л2 и

/?г2 — её внутреннее сопротивление
^Cf

Рис. 7.30. Упрощённый вариант авто-
балансного инверсного каскада с об-
щим катодом

в точке покоя.

Входное сопротивление и
входная динамическая ёмкость
инверсного каскада с общим
катодом, включая его автоба-
лансные варианты, не отлича-
ются от таковых обычного рео-
статного каскада.

Инверсный каскад с общим
катодом в обычном и автоба-
лансном варианте в основном
применяют в усилителях зву-
ковых частот в качестве пере-
ходного каскада от однотакт-
ных схем к двухтактным, где
его свойства, в особенности в
автобалансных вариантах, яв-
ляются вполне удовлетвори-

7.4.7.	Схемы усилителей с обратной связью

Простейшие схемы с отрицательной обратной связью, охва-
тывающей только один каскад, а поэтому применимые лишь при
малой глубине связи (до нескольких единиц), приведены на
рис. 7.31 и 7.32. Схема рис. 7.31 представляет собой схему парал-
лельной отрицательной обратной связи по напряжению, умень-
шающую входное сопротивление, выходное сопротивление и
коэффициент гармоник охваченного каскада. Выходное сопро-
тивление усилительного элемента здесь уменьшается в
344
D	п

1 +|i---—— раз, коэффициент гармоник в 1 +	----—— раз,,

Ree + Ree	Ree “Ь Rae

где R9e — сопротивление схемы между точкой А и общим про-
водом при отключённой цепи обратной связи, для лампового,
варианта равное параллельному соединению Ri, Ra и Rc. В транс
форматорном каскаде напряжение обратной связи можно снять,
со вторичной или специальной обмотки (рис. 7.32); в этом случае

Рис. 7.31. Схема параллельной отрицательной обратной связи по напряжению,
охватывающей один реостатный каскад:
а) с электронной лампой; б) с транзистором

получится последовательная обратная связь по напряжению,,
увеличивающая входное сопротивление и уменьшающая выходное
сопротивление и коэффициент гармоник каскада. Увеличение
входного сопротивления и уменьшение коэффициента гармоник.

Рис. 7.32. Схема последовательной отрицательной об-
ратной связи по напряжению, охватывающей один
трансформаторный каскад
а) с электронной лампой; б) с транзистором

здесь будет в 1+ — раз, уменьшение выходного сопротивления —

в 1+|ыпсв раз, где псв — коэффициент трансформации обмотки
обратной связи, равный отношению числа витков обмотки обрат-
ной связи к числу витков первичной обмотки. Отрицательная

345»
обратная связь здесь получится лишь при определённом включе-
нии выводов первичной обмотки и обмотки обратной связи; пере-
мена выводов любой из этих обмоток изменит обратную связь на

-положительную.

При необходимости охвата отрицательной обратной связью
двух реостатных каскадов подача обратной связи с выхода вто-
рого каскада на вход первого через сопротивление, как сдела-
но в схеме рис. 7.31, оказывается невозможной, так как при этом
из-за перемены полярности сигнала каждым из каскадов обрат-
ная связь оказывается положительной. Для получения в этом
случае отрицательной связи необходимо изменить полярность

«напряжения обратной связи при

Рис. 7.33. Схема введения отрица-
тельной обратной связи в двух-
каскадном реостатном усилителе

введении его во входную цепь,
для чего это напряжение пода-
ют на сопротивление, вклю-
чаемое в катод (или эмиттер)
первого каскада, как показано
на рис. 7.33. В такой схеме
имеет место последовательная
Обратная связь по напряже-
нию, охватывающая оба каска-
да и уменьшающая выходное
сопротивление и коэффициент
гармоник усилителя. Кроме
этого, первый каскад здесь
имеет местную последователь-
ную отрицательную обратную
связь по току от сопротивле-
ния RCe, увеличивающую
входное и выходное сопротив-

ления первого усилительного
элемента. Глубина местной связи, охватывающей первый кас-
кад, много меньше глубины связи основной петли, охватываю-
щей оба каскада, а поэтому местная связь мало отражается на
свойствах схемы.

В усилителях дальней телефонной связи и других многока-
нальных устройствах, для стабилизации коэффициента усиления
и обеспечения высокого затухания нелинейности усилителя (ма-
лого коэффициента гармоник), петлей обратной связи приходит-
ся охватывать весь усилитель, состоящий нередко из трёх каска-
дов. Упрощённая принципиальная схема одного из таких усили-
телей дана на рис. 7.34. Здесь все три каскада охвачены смешан-
ной по выходу глубокой отрицательной обратной связью, вклю-
чающей в себя выходной трансформатор и делители напряже-
ния R1R2 и R3R4 и обеспечивающей необходимые стабильность
усиления и затухание нелинейности. Кроме общей петли, охва-
тывающей три каскада, первый каскад имеет местную связь по
току, обусловленную сопротивлением R\, и третий каскад — ме-
стную смешанную по выходу обратную связь, обусловленную де-
лителем R3R4 и обмоткой обратной связи на выходном трансфор-
маторе. Эти местные обратные связи имеют меньшую глубину и
слабее влияют на свойства усилителя.

В усилителях с большой выходной мощностью, двухтактный
оконечный каскад которых работает в режиме В с токами сет-
ки (например, в усилителях мощных трансляционных подстанций
проводного вещания, мощных модуляционных устройствах), для
получения необходимой глубины связи петлей отрицательной об-
ратной связи приходится охватывать три и даже четыре каскада.
Упрощённая принципиальная схема одного из таких усилителей
с выходной мощностью 30 кет и глубиной обратной связи в 20 дб
приведена на рис. 7.35. Здесь все четыре каскада выполнены двух-

Рис. 7.34. Принципиальная схема одного из вариантов введе-
ния отрицательной обратной связи в трёхкаскадном усилителе
дальней связи

тактными и обратная связь введена симметрично в оба плеча,
чтобы не нарушить симметрию схемы. Для обеспечения устойчи-
вости усилителя при указанной глубине связи частотно-фазовая
характеристика первого каскада скорректирована по нижним и
верхним частотам цепочками /?3С3; R4C& /?6С4; RsC6. С целью
уменьшения влияния входного трансформатора на частотно-фазо-
вую характеристику цепи напряжение обратной связи введено
последовательно со вторичной обмоткой этого трансформатора
и обмотка шунтирована цепочками R\C\ и R2C2} для уменьшения
влияния выходного трансформатора на частотно-фазовую харак-
теристику цепи р/С напряжение обратной связи снимается с его
первичной обмотки и эта обмотка шунтирована конденсаторами С7
и С8 небольшой ёмкости. Цепочки	и RioRwRu являются

делителями напряжения цепи обратной связи. Для предотвращения
попадания положительного напряжения с анодов ламп последнего
каскада на сетки ламп первого в цепи обратной связи предусмот-
рены конденсаторы С$ и Сю большой ёмкости, не влияющие на
См

Рис. 7.35. Принципиальная схема четырёхкаскадного усилителя звуковых частот
с выходной мощностью 30 кет и отрицательной обратной связью глубиной 20 дб,
охватывающей все четыре каскада
величину напряжения обратной связи в рабочей полосе частот.
Для уменьшения напряжения чётных гармоник, синфазно подаю-
щихся на сетки ламп первого каскада, в его общий катодный про-
вод включён дроссель Lb на котором падает почти всё это напря -
жение. Для уменьшения фазовых сдвигов усилителя его второй
каскад выполнен дроссельно-реостатным; для этой же цели дрос-
сель £2 шунтирован активными сопротивлениями /?7 и /?8. Так как
последний каскад усилителя работает с токами сетки, для умень-
шения нелинейных искажений от них третий каскад, являющийся
предмощным, выполнен по схеме двухтактного дроссельного ка-
тодного повторителя.
ГЛАВА 8

СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ УСИЛИТЕЛЕЙ

8.1.	УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

8.1.1.	Основные свойства и применение

Рис. 8.1. Характеристики
усилителя постоянного
тока:

а) частотная, б) ампли-
тудная; пунктир — ам-
плитудная характери-
стика усилителя, изменя-
ющего полярность сиг-
нала

Усилителями постоянного тока или усилителями медленно
изменяющихся токов и напряжений называют усилители, ко-
эффициент усиления которых при уменьшении частоты сигнала до
нуля остаётся таким же, как и на средних частотах (рис. 8.1а).
Такие усилители могут усиливать сколь
угодно медленные электрические колеба-
ния. Их низшая рабочая частота /я= 0;
высшая рабочая частота как и у уси-
лителей переменного тока, определяется
назначением усилителя.

Так как усилитель постояного тока
усиливает как переменную, так и посто-
янную составляющие сигнала, при отсут-
ствии напряжения сигнала на входе уси-
лителя на его выходе должна отсутст-
вовать как переменная, так и постоян-
ная составляющие напряжения. При пе-
ремене полярности постоянной составля-
ющей сигнала на входе постоянная со-
ставляющая на выходе также должна
менять полярность. Идеализированная
амплитудная характеристика такого уси-
лителя изображена на рис. 8.16.

Усилители постоянного тока исполь-
зуются во всевозможной радиоэлектрон-
ной аппаратуре — ламповых вольтмет-
рах, осциллоскопах, схемах автоматиче-
ской регулировки усиления радиоприём-
ников, стабилизаторах тока и напряже-

ния, электронных приборах для измерения неэлектрических вели-
чин, управляющих и следящих системах и многих других случаях.
По принципу действия и схемному выполнению усилители по-
стоянного тока делятся на два основных типа: усилители прямого
усиления и усилители с преобразованием.
8.1.2.	Усилители постоянного тока прямого усиления

Так как усилитель постоянного тока должен усиливать и по-
стоянную составляющую сигнала, в его цепях нельзя применять
детали, сопротивление которых зависит от частоты — конденсато-
ры, дроссели, трансформаторы; здесь пригодны только схемы
гальванической связи, содержащие детали, сопротивление которых
не зависит от частоты.

В транзисторных усилителях постоянного тока прямого усиле-
ния находит применение простейшая схема прямой связи, так как
в них компенсация постоянной составляющей выходного напря-
жения (см. стр. 50) предыдущего транзистора осуществляется про-
сто; для этого напряжение на R9 следующего транзистора берут
больше на разность напряжений коллектор—эмиттер предыдущего*
и база—эмиттер последующего (рис. 8.2):

(8.1>

Un=U31+(UK1-U6i).

Рис. 8.2. Транзисторный усилитель постоянного
тока с прямой связью

При этом, несмотря на довольно глубокую местную отрицатель-
ную обратную связь во всех каскадах, каждый из них может да-
вать значительное усиление как тока, так и напряжения. Стабили-
зация точек покоя всех каскадов здесь, в основном, осуществляется
петлей обратной связи, охватывающей весь усилитель (делитель
смещения и обратной связи RoiRd*)- Делитель R2 компенсиру-
ет постоянную составляющую напряжения между входными зажи-
мами усилителя, делитель ^{R^— между выходными.

В ламповых усилителях постоянного тока схема типа рис. 8.2
не находит применения, так как вследствие значительного напря-
жения между анодом и катодом лампы сопротивление в катоде
следующей приходится брать настолько большим, что уже второй
каскад часто не даёт усиления из-за местной обратной связи.
Поэтому здесь используют другие схемы, например схему с дели-
телем напряжения в цепи питания (рис. 8.3). В этой схеме с сопро-
тивления снимают отрицательное смещение для лампы
источником анодного питания для нее является падение напряже-
ния на сопротивлениях /?2 и /?з. Падение напряжения на берут
меньше /Ooi^ai на величину отрицательного смещения на сетке вто-
рой лампы; в этом случае при подключении катода второй лам-
пы к точке соединения /?2 и /?з на её сетке получается нужный от-
рицательный потенциал относительно катода. Источником анод-
ного напряжения для второй лампы служит падение напряжения
на сопротивлениях /?з, R4 и R$. Падение напряжения на /?5 бе-
рут равным /ао2 Ra2', в этом случае при подключении нижнего

Рис. 8.3. Схема усилителя постоянного
тока с делителем напряжения в цепи
питания

выходного конца схемы к
точке соединения и Rs на-
пряжение на выходе при от-
сутствии сигнала на входе
будет равно нулю.

Общим недостатком схем
рис. 8.2 и 8.3 является от-
сутствие общего провода
между входной и выходной
цепями. Поэтому, если за-

землить один из зажимов
входной цепи, приключён-
ная к выходным зажимам

нагрузка окажется под по*
генциалом относительно земли. Если же заземлить один из выход-
ных зажимов, под потенциалом относительно земли окажется вход
усилителя. В схеме рис. 8.3 при лампах прямого накала необ-
ходимы отдельные источники накала для каждой лампы, а при
.подогревных лампах и общей обмотке накала между катодами

Рис. 8.4. Схема усилителя постоянного тока с потенцио-
метрической межкаскадной связью

и накалом появляется разность потенциалов, которая может при-
вести к пробою изоляции катод — подогрев и выходу ламп
:из строя.

Другим недостатком схемы рис. 8.3 является потребление де-
лителем цепи питания значительной мощности, так как его сопро-
.352
тивление приходится брать малым, чтобы выходные токи усили-
тельных элементов, текущие через делитель, не создавали на его
сопротивлениях напряжений паразитной обратной связи, достаточ-
ных для нарушения нормальной работы усилителя.

Схема усилителя постоянного тока с потенциометрической меж-
каскадной связью (рис. 8.4) лишена указанных недостатков, свойст-
венных схемам с прямой (непосредственной) связью, изображённым

на рис. 8.2 и 8.3. Здесь входная и
выходная цепи имеют общий про-
вод. Компенсация положительно-
го потенциала, поступающего с
анода предыдущей лампы на сет-
ку последующей, осуществляется
от делителей напряжения (по-
тенциометров), из сопротивле-
ний 9Rn и Rc, Rn и R'c, питае-
мых от источника отрицатель-
ного смещения, роль которого
в схеме рис. 8.4 выполняет па-
дение (напряжения на сопротив-
лении /?2« Аналогичная цепоч-
ка из сопротивлений 7?" и R’c

используется для компенсации
анодного напряжения покоя
третьей лампы. Питание анод-
ных цепей производится от ис-
точника анодного питания, роль
которого выполняет падение на-
пряжения на сопротивлении
Вместо одного источника пита-
ния Еа в схеме можно приме-
нить два отдельных источника или
один общий со средним выводом;
в этих случаях делитель напря-
жения R\Rz из схемы исключа-
ется (рис. 8.5а).

Рис. 8.5. Схемы каскада усиления
постоянного тока с потенциометриче-
ской связью:

а) принципиальная схема; б) эквива-
лентная схема для постоянного тока;
в) эквивалентная схема для перемен-
ного тока

Сопротивления 7?п и /?с нетрудно рассчитать по эквивалентной схеме кас-
када для постоянного тока, изображённой на рис. 8.56. Шунтирующим влия-
нием входного сопротивления лампы обычно можно пренебречь, так как се-
точные токи при отрицательном смещении на сетке очень малы. Решая при этом
условии уравнения Кирхгофа для схемы рис. 8.56, получим формулы для опре-
деления Rn и Rc:

Rn =

Ra (Ug oi	02)

Еа-
\	^0 /

23—577

(8.2)

353
Re—

Ra fie ~F Uc 02)

Ea — a 01 (1 + "JT"

\	^0 ,

(8.3)

где J?o='f/aoi/ laoi—сопротивление лампы каскада постоянному току.

Формулы (8 2) и (8.3) справедливы для каскада предварительного усиле-
ния без катодного смещения (второй каскад на рис. 8.4). При расчёте >Rn и Rc
для каскада с сопротивлением RK в катоде (первый каскад на рис. 8.4) в (8.2)
и (8.3) вместо Uaoi подставляют t/aoi + ^coi, а Ro заменяют на 7?0+^яг- При
расчёте Rn и Rc для оконечного каскада (третий каскад рис. 8.4) в
ф-лах (8.2) и (8.3), полагают Uco2 равным нулю.

Недостатком потенциометрической схемы связи является в
1,5—2 раза меньший коэффициент усиления каскада по сравнению
со схемой непосредственной связи. Это объясняется шунтирова-
нием сопротивления потенциометром, а также тем, что часть
напряжения сигнала теряется на Rn- У каскада с непосредственной
связью без обратной связи коэффициент усиления на средних час-
тотах выражается формулой

=р VTF" - S’R-	(М>

У каскада же с потенциометрической связью, как видно из
рис. 8.5в, коэффициент усиления на средних частотах равен

тг   U вых
ср и
и в X

Уд Увых = Ra Rc

Увх	Уд	R'a Rn + Rc

где R'a — сопротивление анодной нагрузки лампы, равное

D’ _ Rg (Rn ~Ь Rc)
а~ Rg + Rn + Rc '

(8.5)

(8.6)

При использовании экранированных ламп R'a^Ri и ф-ла (8.5)

принимает вид



____RgRc____

Ra + Rn + Rc

(8.7)

Применение катодного смещения в каскаде усиления постоян-
ного тока снижает усиление в	раз; шунтировать сопро-

тивление JRK конденсатором Ск здесь нельзя, так как на частотах,
близких к нулю, конденсатор не устранит обратную связь.

Частотная характеристика в области верхних частот, а также
переходная характеристика в области малых времён рассмотрен-
ных схем усиления постоянного тока с непосредственной связью
не отличаются от характеристик реостатного каскада и могут
рассчитываться по обычным формулам. Однако у лампового кас-
када с потенциометрической связью большое сопротивление Rn
отделяет выходную ёмкость предыдущей лампы от входной ёмко-
354
сти последующей и здесь можно пользоваться формулами реостат
ного каскада, если считать, что

Со ~ См + Свх д,

(8.8)

КЭв—

R»Rc

Rn + Rc

(8.9)

Пример 8.1. Рассчитаем потенциометрический каскад усиления постоянного
тока по схеме рис. 8.5а для усиления сигналов с напряжением 0,1 в на одной
половине двойного триода типа 6Н2П. Этот триод имеет р,=97 и Ri =50-4-150 ком
в зависимости от положения точки покоя. Напряжение источников питания Еа
и Ес возьмём по 200 в.

Для получения возможно большего усиления зададимся высоким значени-
ем Ra, возьмём ориентировочно 7?а = 390 ком и найдём графически по семей-
ству характеристик лампы в координатах ia, иа при £а = 200 в, J?fl=390 ком и
Uco=—1 б значения: 1ао ~ 3 • IO-4 a; Uao=8O в\ 7?0=267 • 103 ом\ Ri = 125- 103 ом.

Но таков был бы режим лампы, если бы через Ra проходил только ток /ао;
в потенциометрической схеме через Ra проходит ещё и ток 1п, а поэтому для
получения найденного выше режима Ra нужно взять меньше 390 ком-, возь-
мём Ra равным 300 ком и найдём Rn и Rc, положив отрицательное смещение на
сетке следующей лампы равным 6 в.

Тогда:

300-103 (80 + 6)

200 — 80 1 +

300-Ю3 \

267-Ю3 )

= 0,86-106

ом;

Rc

300-103 (200 — 6)

200 — 80 1 +

300-103 \

267-Ю3 )

= 1,94-Ю6 ом.

Я

По ф-ле (8.5) найдём, что коэффициент усиления каскада при отсутствии
в катоде лампы сопротивления катодного смещения равен 46; при катодном
смещении и RK =3300 ом он упадёт до 25. При динамической входной ёмкости
следующей лампы 35 пф и ёмкости монтажа сеточной цепи 5 пф, учитывают-
ся ф-лы (8.8) и (8.9), найдём, что усиление каскада снизится на 1 дб уже на
частоте около 3000 гц.

8.1.3.	Дрейф нуля и способы его уменьшения

Изменение напряжения источников питания усилителя во вре-
мя работы, изменение параметров усилительных элементов и дета-
лей схемы вследствие их старения и колебаний окружающей тем-
пературы вызывают изменение напряжений покоя на электродах
усилительных элементов.

В усилителях постоянного тока прямого усиления эти
изменения напряжения усиливаются последующими каскадами
и поступают на выход. В результате при отсутствии напряжения
сигнала на входе усилителя, на его выходе появляется напря-
жение, имеющее как медленно изменяющуюся постоянную со-
23*	355
ставляющую Udn, так и беспорядочные колебания около этой
постоянной составляющей (рис. 8.6). Это явление называют
дрейфом нуля.

Дрейф нуля в усилителях постоянного тока обычно оцени-
вают изменением входного напряжения, вызывающим такое же

изменение выходного напряжения, и относят к единице времени.
Напряжение дрейфа на выходе усилителя может превысить на-

пряжение усиленных

Рис. 8.6. Дрейф нуля в
усилителе постоянного
тока:

U$K — амплитуда коле-
баний напряжения дрей-
фа’, Udn—постоянная со-
ставляющая напряже-
ния дрейфа

сигналов; кроме того, оно может изменить
режим работы усилительных элементов
настолько, что он выйдет за пределы ра-
бочей области характеристик. Поэтому
дрейф нуля очень вреден и с ним прихо-
дится бороться различными средствами.
Для неискажённого усиления сигна-
лов напряжение дрейфа Udi приведённое
к входу усилителя, 'не должно превышать
определённой доли от минимального рас-
чётного напряжения входного сигнала.
При питании аппаратуры от сети пере-
менного тока амплитуда колебаний на-
пряжения дрейфа UdK в основном опре-
деляется колебаниями напряжения сети,

а также эффектом мерцания эмитирую-

щих электродов усилительных элементов.

Постоянную составляющую напряжения дрейфа Udn можно
привести к нулю регулировкой одного из сопротивлений схемы
(например, сопротивления, компенсирующего постоянную со-
ставляющую выходного 'напряжения). Однако это не всегда осу-
ществимо в условиях эксплуатации усилителя и неудобно, так

как заставляет следить за положением нуля и компенсировать
его уход.

Изменение постоянной составляющей напряжением дрейфа в
основном определяется: нагревом усилительных элементов и де-
талей схемы после включения усилителя, старением усилительных
элементов и деталей, разрядом батарей при батарейном питании
усилителя и медленным уходом опорного напряжения при питании
от стабилизированного выпрямителя.

Так как сигнал минимален на первом каскаде усилителя, до-
пустимое напряжение дрейфа минимально также для первого

каскада.

Основными мерами уменьшения дрейфа являются: предвари-
тельный прогрев усилителя, стабилизация источников питания, ис-
пользование компенсационных и балансных схем в первых каска-
дах усилителя.

При нестабилизированных источниках питания и использовании усилитель-
ных каскадов без компенсации и балансировки дрейф нуля в усилителях пря-
мого усиления оказывается настолько велик, что при питании от сети нередко
356
нарушает работу однокаскадного усилителя, не говоря уже о многокаскадных.
Экспериментально найдено, что изменение напряжения накала &UH подогрев-
ных ламп с оксидным катодом эквивалентно введению в цепь управляющей

сетки постоянной эдс, в вольтах примерно равной относительному изменению
напряжения накала. Так, например, при изменении напряжения накала на 10%

(да« = о,шя)

ьин о,шя

Он

Uh

= 0,1 в,

(8.10)



где U&— приведённое к управляющей сетке напряжение дрейфа в вольтах.

Напряжение дрейфа от изменения напряжения источника анодного или
коллекторного питания имеет величину того же порядка, что и от изменения
напряжения накала. Поэтому для лампового усилителя постоянного тока с
напряжением дрейфа на входе от нестабильности питания 100 мкв и использо-
вании схем без компенсации и баланса, положив на дрейф от накала
и ^рейф от анода по 50 мкв, на основании (8.10) найдём, что допустимое отно-
сительное изменение питающих напряжений составит 50 • 10“6- При колебаниях
\

напряжения питающей сети в 10% I-—= 0,11 это вызовет необходимость
\ Uc /

применения схем стабилизации накала и анода, уменьшающих колебания пи-
тающих напряжений в ——

2000 раз; такие схемы стабилизатора сложны

и дороги.

Одной из простейших компенсационных ехем является схема с
катодной компенсацией, уменьшающая дрейф от изменения напря-
жения накала (рис. 8.7а). При правильном выборе элементов она

Рис. 8.7. Каскад усиления постоянного тока с катодной компен-
сацией дрейфа от накала:

а) принципиальная схема; б) зависимость напряжения дрейфа
для обычного каскада (/) и для каскада с катодной компенса-
цией (2)

уменьшает напряжение дрейфа, вызванное -непостоянством напря-
жения накала, в несколько десятков раз (рис. 8.76).

Изменение напряжения накала здесь приводит к появлению
эдс дрейфа, одинаковой для обеих ламп при их симметричности;
лампа является компенсационной. Её «сетка подключается к
точке соединения сопротивлений и Т?2, включённых в общий ка-
тодный провод.

Сопротивление Л?2 берут равным —-, где S2 — статическая
S2

крутизна характеристик лампы Л2 в точке покоя; при этом на-
пряжение дрейфа, вызываемое изменением накала, теоретически
равно нулю [Л5, стр. 674, 675]. Сопротивление рассчитывают,
исходя из необходимого отрицательного смещения на сетке
лампы Л2.

Коэффициент усиления каскада типа рис. 8.7а определяется как коэффи-
циент усиления каскада с нешунтированным сопротивлением в цепи катода;
учитывая, что это сопротивление здесь представляет собой результат парал-
лельного соединения	и сопротивления катодного входа лампы Л2, не-

трудно найти, что при одинаковых статических коэффициентах усиления обеих
ламп Ц1 = Ц2=Ц коэффициент усиления будет равен [Л5, стр. 676, 677].

 <8'*>

При наличии в анодной цепи лампы Лх потенциометра или моста, компен-
сирующего постоянную составляющую выходного напряжения, в (8.11) под-
ставляют значение Ra, соответствующее применённой схеме, и учитывают её
коэффициент передачи.

В схеме рис. 8.7а, так же как и в других компенсационных
и балансных схемах, желательно применять двойные триоды ввиду
их большей идентичности по (напряжению дрейфа и процессу ста-
рения, а также меньшего разброса параметров, что даёт более
высокую и устойчивую компенсацию.

Катодная компенсация мало изменяет дрейф, вызванный
изменением напряжения анодного питания. Однако, если нижний
конец источника сигнала присоединить не к общему проводу, а к
делителю анодного напряжения в точке с потенциалом, равным
Ealfii, то дрейф от изменения напряжения анодного питания также
будет компенсироваться (рис. 8.8).

Сильное .снижение дрейфа от изменения напряжения накала
и анода дают балансные (симметричные) каскады, которые могут
быть выполнены как параллельными, так и последовательными.
Примером параллельного балансного каскада является каскад
с катодной связью, аналогичный по схеме инверсному каскаду
с катодной связью (рис. 8.9). При полной симметрии ламп и дета-
лей такого каскада и отсутствии сигнала на входе выходное на-
пряжение Ueblx не содержит постоянной составляющей, и напря-
жение дрейфа теоретически равно нулю при изменениях как на-
пряжения накала, так и напряжения анода. В действительности,
вследствие неполной симметрии схемы напряжение дрейфа как
от накала, так и от анода не равно нулю, но оно может быть
уменьшено, по крайней мере, в несколько десятков раз по сравне-
нию с обычным несимметричным каскадом.

Коэффициент усиления параллельного балансного каскада,
представляющий собой отношение	найдём, сложив К\СР
и из выражений (7.124) или (7.126) и заменив в полученном
результате Ra на параллельное соединение Ra и RH /2, что после
сокращения даст

KCP=V--------

Кн + Ъ

что равно коэффициенту усиления реостатного каскада, работаю-
щего на нагрузку из параллельно соединённых Ra и RJ2.

Рис. 8.8. Схема каскада уси-
ления постоянного тока с
катодной компенсацией
дрейфа от накала и потен-
циометрической компенса-
цией дрейфа от источника
анодного питания

Рис. 8.9. Схема параллельного
балансного каскада

Недостатком параллельного балансного каскада является то,
что при передаче с него напряжения сигнала на каскад с несим-
метричным входом его компенсационные свойства сильно ухуд-
шаются и усиление падает, так как в этом случае выходное на-
пряжение приходится снимать с анода одной из ламп и общего
провода (рис. 8.10). Поэтому параллельный балансный каскад

Рис. 8.10. Упрощённые паралельные балансные каскады:
а] перевёртывающий; б) неперевёртывающий фазу усиливаемого
сигнала
даёт наилучшие результаты при работе либо непосредственно на
симметричную нагрузку, либо на последующий каскад с симмет-
ричным входом.

Еще более высокую компенсацию дрейфа ввиду симметрии схе-
мы как для постоянной, так и для переменной составляющей тока
даёт последовательный балансный каскад (рис. 8.11а), нуждаю-

Рис. 8.11. Последова-
тельный балансный
каскад:

а) принципиальная
схема; б) эквивалент-
ная схема для ниж-
них и средних частот

щийся в уравновешивании постоянной составляющей выходного
напряжения. Выход у него несимметричный; коэффициент усиле-
ния ниже, чем параллельного балансного каскада, и может быть
найден из эквивалентной схемы рис. 8.116.

К ср	Н

Rh

(8.13)

2Rh + Ri+Rk(1+p) + R

При Ru R^R, что обычно имеет место в каскаде с экраниро-
ванными лампами, выражение (8.13) упрощается

1Z ._,

ср l + SKRK

(8.14)

Широко применяются в усилителях постоянного тока прямого
усиления обычные двухтактные каскады. Они также обладают ма-
лым дрейфом ввиду компенсирующего действия по отношению к
синфазным напряжениям на электродах усилительных элементов.
Компенсация может быть усилена включением в общий провод
эмитирующих электродов сопротивления связи.

В усилителях постоянного тока прямого усиления для повы-
шения стабильности коэффициента усиления и уменьшения нели-
нейности часто применяют отрицательную обратную связь. Она
почти не уменьшает приведённое ко входу напряжение дрейфа,
так как снижает усиление почти во столько же раз, во сколько
и напряжение дрейфа на выходе [Л. 5, стр: 695—697]. Применение
360
обратной связи только для уменьшения постоянной времени
входной цепи усилителя нецелесообразно, так как тот же резуль-
тат может быть получен более простым путём — шунтированием
входа активным сопротивлением. Однако при необходимости при-
менения обратной связи для стабилизации усиления или повыше-
ния линейности усилителя целесообразно использовать её и для
уменьшения постоянной времени входной цепи, так как в данном
случае это может быть получено попутно без дополнительной по-
тери усиления.

Рис. 8.12. Схема двухкаскадного усилителя постоянного
тока для низкочастотного электронного осциллоскопа

Для иллюстрации на рис. 8.12 приведена схема двухкаскад-
ного усилителя постоянного тока прямого усиления для элек-
тронного осциллоскопа. Его коэффициент усиления — несколь-
ко тысяч; первый каскад выполнен по последовательной баланс-
ной схеме на двойном триоде с высоким р; второй — по парал-
лельной балансной схеме на экономичных пентодах с малым
анодным током. Переменное сопротивление 7?i служит для под-
бора наилучшей компенсации дрейфа; постоянная составляю-
щая выходного напряжения первого каскада уравновешивается
падением напряжения на Т?2 и Сопротивления Т?2 и 7?з соз-
дают отрицательную обратную связь по току, уменьшающую
влияние разброса параметров ламп на работу каскада; R4 яв-
ляется сопротивлением катодной связи. Смещение начального
положения электронного луча производится переменным сопро-
тивлением Т?5-
В транзисторных усилителях постоянного тока дрейф нуля вы-
зывается также изменением параметров транзисторов с изменением
температуры. Поэтому здесь, кроме указанных выше способов
снижения дрейфа (стабилизация питания, балансные каскады),
используют способы, уменьшающие дрейф от изменения темпера-
туры — схемы с взаимной компенсацией дрейфа между каскадами,

Рис. 8.13. Двухкаскадный транзисторный
усилитель постоянного тока с температур-
ной компенсацией дрейфа

температурнозависимые со-
противления и т. д. [Л28,
стр. 105—112]. Для иллю-
страции на рис. 8.13 приве-
дена схема двухкаскадного
транзисторного усилителя
постоянного тока, использу-
ющая для температурной
компенсации дрейфа ком-

пенсацию дрейфа первого
каскада дрейфом второго и полупроводниковый диод Д в качестве
температурнозависимого сопротивления.

Кремневые транзисторы обычно дают меньший дрейф от изме-
нения температуры, чем германиевые, так как остаточный (не-
управляемый) ток коллектора, резко растущий с повышением
температуры, у них примерно на 3 порядка ниже.

8.1.4.	Усилители постоянного тока с преобразованием

Стабилизация источников питания и применение балансных
и компенсационных схем позволяют снизить приведённую ко вхо-
ду постоянную составляющую дрейфа усилителя постоянного тока
прямого усиления до нескольких сотен, в лучшем случае десят-
ков микровольт в час. При этом колебания напряжения дрейфа,
вызываемые в ochobihom эффектом мерцания, остаются порядка
ста микровольт.

Поэтому для усиления электрических сигналов с напряже-
нием ниже сотен микровольт усилители постоянного тока пря-
мого усиления непригодны. Для усиления медленно меняющих-
ся (напряжений меньшей величины применяют усилители по-
стоянного тока с преобразованием, устройство и принцип дейст-
вия которых поясняет рис. 8.14. Здесь (Напряжение усиливаемого
сигнала, имеющего спектр частот 0—й, при помощи балансного
модулятора БМ модулирует по амплитуде напряжение местно-
го генератора Г частоты со, в результате чего на выходе модуля-
тора получаются модулированные колебания с. несущей часто-
той со и спектром боковых частот (о±й. Эти колебания посту-
пают на вход усилителя переменного тока У, рассчитанного на
пропускание полосы частот со±й. Усиленные модулированные
колебания поступают на балансный демодулятор БД, выделяю-
щий из них усиленный первоначальный модулирующий сигнал,
362
поступающий затем в нагрузку И. Для неискажённого усиления
несущая частота со должна быть по крайней мере в 5—10 раз
больше наивысшей частоты усиливаемых сигналов Q.

Дрейф усилителей посто-

янного тока с преобразова-
нием в основном опреде-
ляется дрейфом модулято-
ра. При некоторых типах
модуляторов удаётся полу-
чить дрейф усилителя поряд-
ка сотых долей микровольта
в минуту и меньше. Флук-
туационные колебания на-
пряжения дрейфа, отнесён-
ные ко входу в усилителях
постоянного тока с преобра-
зованием могут быть сниже-
ны до тысячных долей мик-
ровольта и ниже.

Достоинствами усилите-
лей постоянного тока с пре-
образованием по сравнению
с усилителями постоянного
тока прямого усиления яв-
ляются:

1)	малый уровень дрей-
фа, что позволяет получить
высокую чувствительность;

2)	малая чувствитель-
ность к колебаниям питаю-
щих напряжений, что позво-
ляет обойтись без стабили-
зации напряжения источни-
ков питания;

3)	простота введения об-
ратной связи и регулировки

Рис. 8.14. Блок-схема усилителя по-
стоянного тока с преобразованием
(а) и форма сигнала в различных
точках схемы (б)

усиления.

Существенным недостатком усилителей постоянного тока с
преобразованием является относительная сложность устройства,
включающего в себя, кроме усилителя, ещё и ряд других эле-
ментов.

Чтобы при изменении полярности входного сигнала менялась
полярность сигнала на выходе, в усилителях постоянного тока
с преобразованием применяют баласные схемы модуляторов и де-
модуляторов.

Простейшим типом балансного модулятора является вибра-
ционный прерыватель или переключатель (вибратор), обычно
363
ческим механизмом.

Рис. 8.15. Вибрационный ба-
лансный модулятор с повыша-
ющим трансформатором:

В — вибратор; Т — повышаю-
щий трансформатор; С — кон-
денсатор, ограничивающий по-
лосу пропускания модулятора

Рис. 8.16. Балансный модулятор на
пентагридах:

Ry — установка баланса несущей ча-
стоты

приводимый в действие электромагнитным или электродинами-
прерываний -или переключений же-
лательно иметь возможно более
высокой, так как это упрощает и
удешевляет конструкцию усили-
теля переменного тока и расши-
ряет полосу частот, пропускае-
мую устройством, но при этом
повышается потребляемая вибра-
тором мощность и сокращается
срок его службы. Исходя из ука-
занных соображений, частоту ко-
лебаний вибратора обычно берут
в пределах 100—1000 гц. При
низкоомном источнике сигнала
напряжение после вибратора мо-

жет быть повышено трансформатором (рис. 8.15). Для умень-
шения помех полосу пропускания усилителя переменного тока
желательно иметь узкой, лишь достаточной для пропускания спект-
ра боковых частот со±й.

Вибрационные прерыватели
и другие типы механических
модуляторов (например, кон-
денсаторные) имеют очень низ-
кий уровень дрейфа, в основ-
ном обусловленный паразитны-
ми магнитными и электричес-
кими наводками на входную
цепь, её термоэлектродвижу-
щей силой, контактной разно-
стью потенциалов замыкаю-
щихся контактов. При тща-
тельной защите входной цепи и
хорошей конструкции вибрато-
ра возможно получение дрей-
фа усилителя порядка тысяч-
ных долей микровольта в мину-
ту и ниже.

Кроме механических моду-
ляторов, в усилителях постоян-
ного тока с преобразованием
применяют электронные (лам-

повые и транзисторные), магнитные и другие модуляторы. Баланс-
> ный модулятор с электронными лампами изображён на рис. 8.16.
Здесь напряжение сигнала подаётся симметрично и в противо-
фазе на первые сетки ламп Л\ и «Яг, в анодные цепи которых
включены сопротивления Ra и балансирующие сопротивления
Напряжение несущей частоты от генератора Г подаётся симмет-
рично ,и в противофазе на третьи сетки тех же ламп. При симмет-
ричности схемы и отсутствии сигнала на входе напряжение не-
сущей частоты на выходе отсутствует, так как лампы и Л2
отдают равные и противоположные по фазе колебания несущей
частоты. Приходящий на вход модулятора сигнал увеличивает
усиление одной лампы и уменьшает усиление другой, в результате
чего на выходе -схемы появляется напряжение несущей частоты,
пропорциональное поданному на вход сигналу. При перемене по-
лярности входного сигнала фаза напряжения несущей частоты на
выходе изменяется на 180°.

Достоинством электронных и магнитных модуляторов по срав-
нению с механическими является большой срок службы и отсут-
ствие необходимости ремонта и наладки; их недостатком является
значительно более высокий уровень дрейфа.

Простейшим типом балансного демодулятора, нередко при-
меняемым в усилителях постоянного тока с преобразованием,
является вибратор, аналогичный вибрационному модулятору и
приводимый в действие синхронно с модулятором от общего
источника переменного напряжения. Иногда в качестве демоду-
лятора используют дополнительные контакты на якорьке вибра-
ционного модулятора, что автоматически синхронизирует рабо-
ту модулятора и демодулятора; однако при этом появляется па-
выхода усилителя со входом и прихо-

разитная ооратная связь
дится принимать меры к
её устранению.

Кроме механических
балансных демодулято-
ров, в усилителях посто-
янного тока с преобразо-
ванием применяют элек-
тронные и магнитные де-
модуляторы. Высокий
уровень дрейфа этих де-
модуляторов не играет
большой роли, так как
уровень -сигнала на выхо-
де усилителя обычно во
много раз превышает на-

частоты

Рис. 8.17. Схема кольцевого демодулятора с
полупроводниковыми диодами
пряжение дрейфа.

Из электронных демодуляторов наиболее распространенным
является кольцевой демодулятор на полупроводниковых диодах
(рис. 8.17). Сопротивления /?, включаемые последовательно с дио-
дами, уменьшают влияние разброса и изменения параметров дио-
дов, переменное сопротивление балансирует -схему. Конденсатор
С отфильтровывает остаток несущей частоты и её гармоники.
В качестве примера на рис. 8.18 приведена схема усилителя
постоянного тока с преобразованием для усиления сигналов с
минимальным напряжением в доли микровольта и полосой частот
О—10 гц. Усилитель имеет вибрационный модулятор и демодуля-
тор, работающие синхронно, с частотой 70 гц, не кратной частоте
сети переменного тока, питающей усилитель, для уменьшения

Рис. 8.18. Схема трёхкаскадного усилителя постоянного тока с преобразованием

влияния фона. Трёхкаскадный усилитель несущей частоты — изби-
рательный, с полосой пропускания 60-4-80 гц, что достигается кон-
денсаторами Ci и С4, настраивающими входной и выходной транс-
форматоры на эту полосу частот. Усиление регулируется сопротив-
лением нуль устанавливается введением во входную цепь
плавно регулируемой постоянной эдс малой величины любой
полярности; для упрощения схемы введение этой эдс на рисунке не
показано. Приведённый ко входу дрейф нуля у такого усилителя
может быть снижен до тысячных долей микровольта в час.

8.1.5.	Магнитные усилители

К усилителям постоянного тока с преобразованием можно от-
нести и так называемые магнитные усилители, в которых электри-
ческие сигналы усиливаются при помощи использования нелиней-
ности характеристики намагничивания магнитного материала без
применения электронных ламп или транзисторов.

По принципу действия магнитный усилитель сходен с усили-
телем постоянного тока с преобразованием; для усиления элек-
трических сигналов в магнитном усилителе используется магнит-
ный модулятор, иначе называемый дросселем насыщения. Уст-
ройство и принцип действия магнитного модулятора поясняют-
ся рис. 8.19. На среднем стержне сердечника из магнитного ма-
териала с нелинейной кривой намагничивания (рис. 8.19а) по-
мещена обмотка подмагничивания 1, питаемая от источника по-
366
стоянного тока Eq и создающая постоянную составляющую маг-
нитодвижущей силы HQ (рис. 8.196), смещающую точку покоя
магнитного материала сердечника на сгиб характеристики намаг-

ничивания в точку А. На
ложена управляющая об-
мотка 2, к которой подво-
дят усиливаемый сигнал.

Подводимый к управ-
ляющей обмотке 2 сиг-
нал создаёт переменную
составляющую мдс
(рис. 8.196), смещающую
точку покоя во время по-
ложительного полуперио-
да вправо (крайнее по-
ложение — точка М на
рис. 8.196) и во время
отрицательного полупе-
риода — влево (точка N).

Магнитная

проницае-

мость материала сердеч-
ника для переменной со-
ставляющей магнитного
потока ц в точке М опре-

„ dB
делится производной —
dH

а этой точке или танген-
сом угла наклона фг ка-
сательной к характери-
стике намагничивания в
точке М\ магнитная про-
ницаемость в точке N оп-
ределится тангенсом угла
фь Из рис. 8.196 видно,
что магнитная проницае-
мость за положительный
полупериод сигнала будет
меньше, чем за отрица-
тельный.

среднем же стержне сердечника распо-

Рис. 8.19. Магнитный модулятор:
а) устройство; б) принцип дей-
ствия

Обмотки 3 и 3', расположенные на крайних стержнях сердеч-
ника, присоединяют к генератору синусоидальной эдс Г, являю-
щемуся источником питания магнитного усилителя; для неиска-
жённого усиления частота этого генератора должна в 54-10 раз
превышать наивысшую частоту усиливаемых магнитным усилите-
лем сигналов. Обмотки 3 и 3' соединяют друг с другом таким об-
разом, чтобы переменная составляющая магнитного потока, вы-
зываемая прохождением тока питания от генератора Г через эти
обмотки, была направлена в крайних стержнях в разные сторо-
ны (пунктирные стрелки на рис. 8.19а) и, следовательно, не
заходила в средний стержень; это избавляет управляющую об-
мотку 2 от наведения в ней напряжения, имеющего частоту пи-
тающего генератора Г, и цепь генератора от попадания в неё напря-
жения сигнала. Последнее объясняется тем, что вызываемый об-
моткой 2 магнитный поток направлен в обмотках 3 и З7 в одну
сторону (сплошные стрелки на рис. 8.19а), а поэтому индуктируе-
мые в этих обмотках эдс при указанном выше способе соединения
обмоток взаимно уничтожаются.

Индуктивность катушки с сердечником из магнитного материа-
ла прямо пропорциональна магнитной проницаемости ц материа-
ла сердечника для переменной составляющей магнитного потока
[см. ф-лу (11.31)]; поэтому индуктивность обмоток 3 и 5х, назы-
ваемых управляемыми обмотками, будет возрастать при отрица-
тельном полупериоде сигнала и падать при положительном. Так
как управляемые обмотки подключены к генератору питающего
напряжения Г последовательно с нагрузкой Н магнитного моду-
лятора, ток питания в этой цепи будет падать при отрицательной
полуволне сигнала и возрастать при положительной, т. е. ока-
жется промодулированным по амплитуде подводимым к управ-
ляющей обмотке 2 сигналом.

Один из вариантов схемы двухтактного магнитного усилите-
ля изображён на рис. 8.20а. Здесь ММ — два магнитных моду-
лятора, образующие с трансформатором Тр двухтактную схему.-
Входной сигнал подаётся на соединённые последовательно управ-
ляющие обмотки модуляторов: управляемые обмотки модуляторов
также соединены последовательно и их средняя точка и средняя
точка первичной обмотки трансформатора подключены к генера-
тору питания Г. Концы управляемых обмоток подключаются к
концам первичной обмотки трансформатора.

Так как напряжение сигнала на управляющих обмотках верх-
него и нижнего модуляторов сдвинуто на 180°, огибающая тока
в верхней и нижней половинках первичной обмотки трансформа-
тора сдвинута на 180° (рис. 8.206) и магнитные модуляторы с
трансформатором Тр образуют балансный модулятор. Напряжение
с вторичной обмотки трансформатора, имеющее форму, аналогич-
ную напряжению иу на рис. 8.146, подаётся на балансный демоду-
лятор БД (например, кольцевой демодулятор с полупроводниковы-
ми диодами), с выхода которого, приобретя форму усиливаемого
сигнала, поступает в нагрузку Н.

Ввиду того что управляющие обмотки магнитного модулятора
могут иметь большое количество витков, а управляемые — малое,
для управления большими токами в выходной цепи достаточны
малые токи сигнала; поэтому магнитный усилитель может давать
большое усиление, достигающее тысяч раз по мощности и более
на один каскад.
24—577	369

Рис. 8.20. Магнитный усилитель:
а) устройство; б) форма тока во входной и выходной цепях
Большими достоинствами магнитных усилителей являются: низ-
кий уровень собственных шумов, очень высокая надёжность ра-
боты и практически неограниченный срок службы, мгновенная
готовность к работе после включения питания, нечувствитель-
ность к вибрациям и ударам. Их основным недостатком являет-
ся необходимость иметь источник питания с частотой, по крайней
мере в несколько раз превышающей высшую усиливаемую часто-
ту сигнала.

Магнитные усилители оказываются очень удобными для усиле-
ния невысоких частот, начиная от нуля и кончая десятками или
сотнями герц; в этом случае их основной недостаток превращается
в достоинство, так как для питания усилителя при этом можно
использовать дешёвую энергию сети переменного тока частотой
50—2000 гц без выпрямления.

Магнитные усилители широко используются во всевозможных
устройствах автоматического регулирования, управления и кон-
троля — например, в стабилизаторах тока и напряжения, устрой-
ствах автоматического регулирования и управления судовых, авиа-
ционных, артиллерийских и ракетных механизмов и т. д.

По принципу действия и схеме с магнитными усилителями сходны диэлек-
трические усилители, в которых вместо магнитных модуляторов используются
диэлектрические модуляторы, представляющие собой нелинейные конденсато-
ры, ёмкость которых изменяется при изменении приложенного к ним напряже-
ния сигнала. Свойства диэлектрических усилителей во многом аналогичны
свойствам магнитных, но они пока ещё почти не имеют практического приме-
нения.

8.2.	ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

8.2.1.	Основные свойства и применение

Усилители, усиливающие сигналы в узкой полосе частот и име-
ющие резко падающую частотную характеристику с обеих сторон
полосы пропускания, называют избирательными или селективны-
ми усилителями. Избирательные усилители в основном применя-
ются для усиления сигналов высокой частоты, а поэтому подробно
рассматриваются в специальных курсах радиоприёмных и радио-
передающих устройств.

Однако иногда избирательные усилители применяют и для уси-
ления непреобразованного сигнала, нередко имеющего низкую
частоту. Примером являются усилители для мостовых схем, ана-
лизаторов гармоник и других приборов, усиливающие лишь полез-
ный сигнал и отфильтровывающие помехи и гармоники, затруд-
няющие измерение.

По принципу действия и схемному выполнению избирательные
усилители можно разделить на:

а)	усилители с резонансными контурами,

б)	усилители с обратной связью.
8.2.2.	Усилители с резонансными контурами

Простейшей и наиболее употребительной схемой избирательно*
го усиления является каскад, нагруженный на параллельный ре-
зонансный контур (рис. 8.21). Для получения высокой избиратель-

Рис. 8.21. Каскады избирательного усиления с параллельным резонанс-
ным контуром:

а) с прямым; б) с автс/грансформаторным; в) с трансформаторным
включением следующего усилительного элемента; г) эквивалентная
схема выходной цепи такого каскада

ности и большого коэффициента усиления в таких каскадах при-
меняют усилительные элементы с высоким выходным сопротивле-
нием и большим статическим коэффициентом усиления р (экра-
нированные лампы, транзисторы). В этом случае Reblx оказывает-
ся много больше сопротивления нагрузки усилительного элемента
и коэффициент усиления каскада практически пропорционален
сопротивлению нагрузки.

Эквивалентная схема выходной цепи избирательного каскада
с параллельным резонансным контуром дана на рис. 8.21г. Здесь
R — сопротивление, шунтирующее контур и равное сопротивле-
нию параллельного соединения выходного сопротивления RBux
усилительного элемента каскада, входного сопротивления RBX сле-
дующего каскада (пересчитанного при трансформаторном или ав-
тотрансформаторном включении контура) и резонансного сопро-
тивления Rk самого контура.

24*	371
Полное сопротивление Z такой цепи переменному току часто-
той со равно сопротивлению параллельного соединения L, С и R и
может быть представлено в виде

(8.15)

где Юо= 7^
q = _t

— резонансная частота цепи межкаскадной
— её добротность.

При со = соо, т. е. на резонансной частоте, Z максимально

но R.

СВЯЗИ,

и рав-

Коэфф'ициент частотных искажений каскада М на частоте о
согласно (2.14) определится как отношение модулей коэффициен-
тов усиления: Ко на резонансной частоте соо и Кш на частоте о.
Используя (8.15) и (4.40), получим

где Х=— — нормированная частота.
%

Решив (8.16) относительно Q, найдём

Q =	.	(8.17)

Каскады избирательного усиления обычно рассчитывают по
заданной избирательности Su, представляющей собой отношение
коэффициента усиления каскада Ко на резонансной частоте соо к
коэффициенту усиления Кп на частоте помехи о)п; избирательность
численно равна коэффициенту частотных искажений каскада М
на частоте соп. Заменив в (8.17) М на Su и обозначив отношение (оо
к (оЛ через Хп, получим формулу для определения минимально
необходимой добротности цепи межкаскадной связи по заданной
избирательности Su

Г) ___	1	SU	/О | Дх

^смин —	1	~	1 >	($•*$)

хп-— Хл ——

Лл	Лл

так как Su обычно много больше единицы.

Нередко требуется, чтобы в полосе рабочих частот коэффи-
циент частотных искажений М избирательного каскада не превы-
372
шал определённой величины; в этом случае по заданной резонанс-
ной частоте со0 и коэффициенту частотных искажений Mi на край-
ней рабочей частоте <х>1 из (8.17) находим максимально допустимую
добротность цепи межкаскадной связи

У ^-1 _ XiVMl— 1 ~ Ум1 — 1 _
xt-— = +	~ 2^-1) ~

\ COq /

=------f-*-у Ml— 1 ,	(8.19)

так как Х{= — близко к единице. При М\ = j/Tвыражение (8.19)
<о0

упрощается

Q ~	___

Ма*с 2^-^)

(8.20)

где Л/ — полная полоса пропускания каскада в обе стороны от
резонансной частоты /0.

Найдя Q по ф-лам (8.18) и (8.19) и остановившись на значе-
нии, удовлетворяющем заданные избирательность и коэффициент
частотных искажений, определяют индуктивность L и ёмкость С
контура.

В усилителях с экранированными лампами Rex имеет тот же
порядок, что и Reux', поэтому в ламповых каскадах избиратель-
ного усиления обычно применяют непосредственное включение
контура в цепь межкаскадной связи (рис. 8.21а). В транзистор-
ных же усилителях для согласования выходного сопротивления
предыдущего каскада с входным сопротивлением последующего,
что необходимо для получения наибольшего усиления, исполь-
зуют трансформаторное или автотрансформаторное включение
контура (рис. 8.216 и в). Необходимый коэффициент трансфор-
мации трансформатора или автотрансформатора п = до2/^1, пре-
небрегая влиянием активного сопротивления обмоток, определяют
из выражения

П=	(8.21)

* К вых

Входное и выходное;сопротивления транзисторов, подставляе-
мые в (8.21), находят для частоты /о и применённых способов
включения. При наличии в схеме сопротивлений, шунтирующих
входную цепь транзистора, в (8.21) в качестве Rex подставляют
результирующее входное сопротивление каскада.

Потери энергии в индуктивности контура обычно много боль-
ше потерь в ёмкости, а поэтому добротность QK параллельного
контура можно считать практически равной добротности Qu ка-
тушки индуктивности. Отсюда резонансное сопротивление конту-
ра Rк можно найти через добротность катушки Qu по формуле

Rk —	(Do LQU.

(8.22)

При увеличении RK растёт резонансное сопротивление цепи межкаскадной
связи R, а следовательно, увеличивается и коэффициент усиления избиратель-
ного каскада. Однако для увеличения RK, как видно из (8.22), необходимо по-
вышать добротность катушки индуктивности Qu, что связано с увеличением
её размеров, веса и стоимости. Поэтому на практике обычно выбирают разме-
ры, вес и стоимость катушки, приемлемые по экономическим и конструктивным
соображениям, и останавливаются на коэффициенте усиления каскада, который
при этом получается.

Расчёт добротности катушек индуктивности дан в соответствующей лите-
ратуре: например, радиочастотных катушек — в Л20, стр. 146—164, низкочастот-
ных катушек с ферромагнитным сердечником — в Л24, стр. 115—126.

Для практических расчётов каскадов избирательного усиления
приведена табл. 8.1 ориентировочных значений добротности кату-
шек индуктивности небольших размеров в широком диапазоне зна-
чений резонансной частоты fQ.

Таблица 8.1

e==	Резонансная частота, f0	Добротность катушки, Qu		Наилучший материал для сердечника
		без ферромаг- нитного сер- дечника	с ферромагнит- ным сердечни- ком	
	—-	0,14-1 кгц	—	44-20	пермаллой
	14-10 кгц	—	10ч-50	феррит
	104-100 кгц	—	304-150	феррит
	0,14-1 Мгц	204-100	1004-300	феррит
	14-10 Мгц	504-150	1004-250	карбонильное
				железо
	104-100 Мгц	1004-250	—	—

Необходимые для получения заданных характеристик каскада
значения индуктивности и ёмкости контура найдём, подставив в вы-
ражение для добротности цепи межкаскадной связи Q значение R,
а затем и RK из (8.22), и решив результат относительно L:

q __ R __ RmRk ___________ Rm % Ши

% L (RM + RK) (oo L (RM + o>0 LQU) o>0 L
j __ Rm (Qu Q)

QQu

c = —

“oL

(8.23)
Здесь через RM обозначено сопротивление цепи межкаскадной
связи, равное сопротивлению параллельного соединения выходного
сопротивления усилительного элемента избирательного каскада и
входного сопротивления следующего каскада. Для лампового уси-
лителя с непосредственным включением

RiRc

Ri + Rc ’

(8.24)

а для транзисторного усилителя при трансформаторном или авто-
трансформаторном включении

= R^xRe x y 	(8 25)

Reux + Rex сл

При коэффициенте трансформации п, равном наеденному из
(8.21), последнее выражение упрощается

RM =	•	(8-26)

Так как точное значение Qu до расчёта катушки неизвестно, в
(8.23) подставляют ориентировочное значение из табл. 8.1; после
конструктивного расчёта катушки значение Qu можно уточнить
и ввести поправку в данные контура.

ёмкость конденсатора контура Ск берут меньше С, найден-
ной из (8.23), так как параллельно этому конденсатору вклю-
чена выходная и входная ёмкости усилительных элементов и ём-
кость монтажа

CK = C-(CeMX + Cexa+-CJ.	(8.27)

Чтобы резонансная частота каскада мало менялась при заме-
не усилительных элементов и изменении их параметров, полная
ёмкость контура С должна быть значительно больше суммы ёмко-
стей, стоящей в скобках выражения (8.27). Если это не удовлет-
воряется при найденном из (8.23) значении С, последнее увели-
чивают, пересчитывают L и для сохранения нужной добротности
цепи межкаскадной связи Q при непосредственном включении кон-
тура его шунтируют сопротивлением RM или уменьшают Rc. При
трансформаторном и автотрансформаторном включении контура
необходимое значение добротности восстанавливают изменением
коэффициента трансформации.

Если один каскад избирательного усиления обеспечивает за-
данную избирательность усилителя, но не обеспечивает необходи-
мого коэффициента усиления, в усилитель добавляют нужное коли-
чество обычных реостатных каскадов. Если же при расчёте избира-
тельного каскада по заданной для усилителя избирательности не-
обходимая добротность цепи межкаскадной связи Q получается
больше указанной в табл. 8.1, заданная избирательность не может
быть обеспечена одним резонансным каскадом и в усилителе при-
меняют два избирательных каскада или больше. При настройке
нескольких каскадов избирательного усиления на одну резонанс-
ную частоту fo избирательность усилителя равна произведению из-
бирательностей отдельных каскадов

sa = Suxsu2. . .	(8.28)

Если при расчёте QMUtl и QMaKC по ф-лам (8.18) и (8.19) QMaKC
получается меньше QMUH, каскад с резонансным контуром не может
обеспечить заданную избирательность при данном коэффициенте
частотных искажений в полосе пропускания. Для обеспечения за-
данных требований в этом случае можно использовать два взаим-
но-расстроенных резонансных каскада. При соответствующей рас-
стройке результирующая частотная характеристика такой рас-
строенной пары может быть получена столообразной формы или
даже с провалом в середине (рис. 8.22).

Рис. 8.22. Частотные ха-
рактеристики расстроен-
ной пары резонансных
каскадов:

1 и 2—первого и второго
каскадов; 3 — результи-
рующая характеристика
пары

Рис. 8.23. Каскад избиратель-
ного усиления с полосовым
двухконтурным фильтром и ин-
дуктивной связью

Такого же вида частотные характеристики имеет один каскад
избирательного усиления, если для межкаскадной связи исполь-
зовать два настроенных на одну частоту параллельных резонанс-
ных контура со слабой индуктивной или ёмкостной связью между
ними (рис. 8.23). Расчёт таких каскадов рассматривается в курсах
радиоприёмных и радиопередающих устройств.

Пример 8.2. Рассчитаем транзисторный каскад избирательного усиления
с общим эмиттером при трансформаторном включении контура (рис. 8.21в).
Предъявленные требования и другие данные таковы: резонансная частота
/о—1 кгц; избирательность Su > 10 на частоте fn=2 кгц\ коэффициент частот-
ных искажений < 1,12 в полосе Af=50 гц. Выходное сопротивление тран-
зистора каскада избирательного усиления Reux — ^ ком‘> его внутреннее со-
376
противление 165 ком; статический коэффициент усиления ц=4200; входное
сопротивление следующего каскада 7?вх=500 ом.

Найдём необходимый для согласования входной и выходной цепей коэф-
фициент трансформации, обеспечивающий максимальное усиление

1/ Rex

п Wi ~ Г Reux

1 /~ 500

V 80-103 =0’079-

При таком коэффициенте трансформации сопротивление цепи межкаскад-
ной связи составит

RM

__ RebLX	80 • 103

=	2	=	2

= 40-103 ом.

Для резонансной частоты /о=1 кгц из табл. 8.1 находим значение доброт-
ности катушки Qu, равное примерно 15. Минимальное значение добротности
цепи межкаскадной связи, необходимое для обеспечения заданной избиратель-
ности, будет равно

Su	su	Ю

Qmuh ~--------------=--------~--= ---------------- =6,67.

х 1 Jk_A_ !2~103 ыо8

"	/о f.n 1-103	2-103

Максимальное значение добротности цепи межкаскадной связи, допусти-
мое с точки зрения заданных частотных искажений в полосе пропускания,
составит

Ъмакс = -77/м2- 1 = 77 У 1,12»— 1 = 10.2.

Д £	1	50

Остановившись на значении Q = 8, удовлетворяющем обоим условиям, най-
дём индуктивность первичной обмотки резонансного трансформатора

woQu Q

• 40 • 103 (15—8)

-------4----~ = 0,372 гн

6,28-103-158

и ёмкость, которая должна быть включена параллельно первичной обмотке,

1	1	о

С =-------=-------------------=6,8-10 8 ф = 0,068 мкф.

(6,28-103)2 0,372	’

При таком большом значении С выходной и пересчитанной входной ёмко-
стью транзистора, а также ёмкостью монтажа можно пренебречь и включить
параллельно первичной обмотке трансформатора ёмкость Сх=0,068 мкф.

Для определения коэффициента усиления каскада найдём ориентировочное
значение резонансного сопротивления контура

RK = b>QLQu = 6,28-103-0,372-15 = 35-103 ом

и резонансное сопротивление цепи межкаскадной связи

RMRK _ 40-103-35-103

Rm + Rk ~ 40-103 +35-103

= 18,7-103 ом.
Пренебрегая для упрощения расчётов падением напряжения на активном
сопротивлении обмоток трансформатора, найдём приблизительное значение ко-
эффициента усиления напряжения каскада

R	18,7-103

Кп = и п----------= 4200 • 0,079 ----------------------= 34.

° Н Ri + R	165-10s + 18,7-103

После конструктивного расчёта катушки индуктивности (в данном случае
резонансного трансформатора), расчёта сопротивления обмоток и добротности
первичной обмотки полученные данные можно уточнить.

8.2.3.	Усилители с обратной связью

Каскад избирательного усиления с резонансным контуром
удобен при частотах сигнала порядка килогерц и выше. При бо-

лее низких частотах

велика, и катушка с

Рис. 8.24. Схема двой-
ного Т-образного RC
моста

индуктивность контура получается очень
такой индуктивностью и требуемой доброт-
ностью имеет большие размеры, вес и стои-
мость и делается очень восприимчивой к
наводкам и помехам.

Поэтому избирательные усилители на
частоту порядка сотен герц и ниже удобнее
строить с использованием избирательных
RC систем.

Наиболее употребительной схемой тако-
го типа является схема с двойным Т-образ-
ным RC мостом в цепи отрицательной об-

ратной связи (рис. 8.24).

Составив уравнения Кирхгофа для такого моста и решив их

относительно коэффициента передачи моста р, равного отноше-

нию выходного напряжения к входному при ненагруженном мосте,
для обозначений и данных рис. 8.24 получим

1	.	. 4Х

— = 1 — 1----,

р	1— X2’

(8.29)

где X = ($RC—нормированная частота.

При Х=1, т. е. при со=— =(о0, коэффициент передачи обра-
АС

щается в 0, а следовательно, для этой частоты мост сбалансирован.
При введении такого моста в цепь отрицательной обратной связи
последняя на частоте соо исчезает и усилитель имеет коэффициент
усиления такой же, как и без обратной связи. При отклонении ча-
стоты от соо в любую сторону в усилителе появляется отрицатель-
ная обратная связь, возрастающая по мере удаления частоты от
<оо, и коэффициент усиления быстро падает в обе стороны от ча-
стоты баланса.

Для получения уравнения частотной характеристики такой
схемы достаточно положить коэффициент усиления усилителя
378
Кср чисто вещественным, что справедливо для диапазона рабочих
частот, поделить его на коэффициент усиления усилителя с отри-
цательной обратной связью, подставить в результат значение р
из (8.29) и найти модуль полученного выражения.

Это даст

(8.30)

Семейство нормированных частотных характеристик избира
RC мостом в цепи отрицатель

тельного усилителя с двойным
ной обратной связи, построен-
ное по ф-ле (8.30) для раз-
личных значений КСр, приведе-
но на рис. 8.25. Из него видно,
что чем больше коэффициент
усиления Кср части усилителя,
охваченной обратной связью
через мост, тем уже полоса
пропускания схемы, а следова-
тельно, тем больше её избира-
тельность.

Для сравнения рассматри-
ваемой схемы с каскадом,
имеющим резонансный контур,
определим эквивалентную доб-
ротность Q5, которую должен

Рис. 8.25. Нормированные частотные
характеристики избирательного уси-
лителя с двойным RC мостом в цепи

иметь контур резонансного кас- отрицательной обратной связи

каскада при равной полосе

пропускания. Методом, применённым для вывода ф-л (8.19) и

(8.20), найдём, что при <oi~cdo; и

(8.31)

Подставив в (8.30) последнее выражение, приняв У=0,707 и
решив результат относительно Q3, получим

q = у (1 4-^-2 _ 1 +кср .	(8 32)

Следовательно, схема с двойным RC мостом в цепи отрицатель-
ной связи эквивалентна контуру с добротностью, равной примерно
четверти коэффициента усиления системы, охваченной обратной
связью. Например, если ЛСр = 60, то 15.
Цепью отрицательной связи через двойной RC мост можно
охватывать как один, так и несколько каскадов. При охвате двух
или трёх каскадов можно получить очень высокие значения эк-
вивалентной добротности, а следовательно, и избирательности
системы, так как коэффициент усиления охваченной обратной

связью части усилителя в этом случае может достигать десят-
ков и даже сотен тысяч. Однако получение очень высокой изби-

рательности затруднительно потому, что при отклонении элемен-
тов моста от данных рис. 8.24, соответствующих точному балан-
су, коэффициент передачи на частоте fQ получается не равным
нулю. В зависимости от характера разбаланса в системе при этом
появляется положительная или отрицательная обратная связь
[Л5, стр. 418—419], при больших значениях Кср сильно меняющая
усиление и полосу пропускания и даже приводящая к самовозбуж-
дению устройства.

Схема с двойным RC мостом даёт наилучшие результаты при
ненагруженном мосте. При нагрузке моста его коэффициент пере-
дачи падает и избирательность схемы уменьшается.

Выход моста обычно подключают к входной или межкаскад-

ной цепи усилителя (рис. 8.26), которая нагружает мост. Чтобы
избирательность схемы от этого сильно не ухудшалась, R берут
значительно меньше сопротивления входной или межкаскадной

цепи. Но при малом R падает
усиление каскада, работающего
на мост, что также снижает изби-
рательность.

Рис. 8.26. Избирательный уси-	Рис. 8.27. Вариант схемы рис. 8.26 с по-
литель с двойным RC мостом	дачей- напряжения сигнала от катодного

повторителя в цепь катода лампы из-
бирательного каскада

Для хорошего использования избирательных свойств схемы на-
пряжение-сигнала можно подавать в цепь катода лампы (рис. 8.27);
при этом выход моста, подключаемый к сетке, ненагружен и свой-
ства каскада определяются ур-ниями (8.30) и (8.32). Чтобы из-
бавиться от низкого входного сопротивления схемы, на входе
можно использовать катодный повторитель, что также показано
на рис. 8.27.
Действительные характеристики схемы с двойным RC мостом
несколько отличаются от расчётных, так как усилитель вносит
фазовый сдвиг и его коэффициент усиления изменяется с частотой.
Для уменьшения расхождения следует применять усилитель с до-
статочно широкой полосой пропускания.

Избирательное усиление можно полу-
чить и с помощью частотнозависимой
положительной связи, например, введя
в цепь положительной обратной связи
усилителя четырёхполюсник, изображён-
ный на рис. 8.28. У этого четырёхполюс-
ника на частоте

/о =----г 1	(8.33)

в,

Г=НН—I—?

4 с' [И i
i_______—J

Рис. 8.28. Частотнозависимая
цепь, применяемая в избира-
тельных усилителях с поло-
жительной обратной связью

коэффициент передачи максимален, а фазовый сдвиг равен нулю.
При отклонении частоты от /о в любую сторону фазовый сдвиг
растёт, а коэффициент передачи падает. При включении такого
четырёхполюсника в цепь положительной обратной связи усиление
на частоте /о возрастёт, если на этой частоте р/<<1. При удалении
частоты от /о усиление будет падать, стремясь к усилению без об-
ратной связи. Например, при р/<=0,99 на частоте fo усиление со-

гласно ф-ле (7.6) возрастёт в
изменении частоты в любую
сторону, а следовательно, схе-
ма будет иметь остроизбира-
тельную частотную характери-
стику. Такую схему избира-
тельного усиления называют
недовозб уждённым генерато-
ром.

Однако без повышения ста-
бильности усиления недовоз-
буждённый генератор не позво-
ляет получить высокую изби-
рательность, так как для того,
чтобы избирательность не ме-
нялась и схема не само-
возбуждалась при изменении
нении параметров усилительны:
не выше 0,5-?-0,7.

100 раз и будет резко падать при

Рис. 8.29. Схема избирательного усили-
теля типа недовозбуждённого генера-
тора

R — регулировка глубины отрицатель-
ной связи, изменяющая избирательность

питающих напряжений и изме-
[ элементов, р/< приходится брать

Для получения от недовозбуждённого генератора хорошей из-
бирательности его усиление стабилизируют, например, сильной от-
рицательной обратной связью (рис. 8.29). Это позволяет применять
в цепи положительной обратной связи значения рК, близкие к еди-
нице, без опасности самовозбуждения схемы и изменения её харак-
теристик.
ГЛАВА 9

ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ УСИЛИТЕЛЕЙ

9.1.	ПРОЕКТИРОВАНИЕ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Для усиления слабых электрических сигналов одного каскада
усиления обычно оказывается недостаточно, а поэтому большин-
ство современных усилителей выполняется многокаскадными.

При проектировании многокаскадных усилителей возникает ряд
вопросов, не встречающихся при рассмотрении отдельных каска-
дов, к которым относятся: расчёт коэффициента усиления много-
каскадного усилителя; суммирование вносимых отдельными каска-
дами искажений сигнала и распределение заданных на весь уси-
литель искажений по каскадам; паразитные межкаскадные связи
и защита от них; определение допустимой пульсации источников,
питания и расчёт дополнительных сглаживающих фильтров, поме-
щаемых в усилителе; расчёт регуляторов усиления и т. д.

9.2.	ИСКАЖЕНИЯ СИГНАЛА В МНОГОКАСКАДНОМ УСИЛИТЕЛЕ

9.2.1.	Коэффициент усиления и искажения в многокаскадном
усилителе

Докажем, что коэффициент усиления многокаскадного усили-
теля равен произведению коэффициентов усиления отдельных
его каскадов. Для этого обозначим напряжение на входе пер-
вого каскада через U вх, напряжение на выходе первого каскада,
являющееся входным напряжением второго каскада — через
С/i, напряжение на выходе второго каскада — через U2 и т. д., на-
пряжение на выходе последнего каскада через U вых (рис. 9.1).
Тогда коэффициенты усиления первого, второго, третьего и т. д.
каскадов Дь Д2, . . Дп и коэффициент усиления усилителя Кус
определятся как:

1Z Ueux

 '=^\

Х1 =

U1
йвх ’

U вых

Uex

Д2 —

U,

(9.1)


Перемножив К\, Къ, . . Кп, получим

ХЛ • • • Кп=— — • • •	= Кус, (9.2)

ивх их ип-! ивх

что и требовалось доказать.

Рис. 9.1. Коэффициент усиления многокаскадного
усилителя

Так как модуль произведения комплексных чисел равен про-
изведению модулей этих чисел, на основании (9.2) можно на-
писать

Кус = К& . . .Кп.	(9.3)

Следовательно, коэффициент усиления многокаскадного усили-
теля в относительных единицах равен произведению коэффициен-
тов усиления отдельных его каскадов в тех же единицах.

Прологарифмировав равенство (9.3) и помножив обе части по-
лученного результата на 20, получим

20^^ = 2016^ + 2016^+ . . . + 2016^.	(9.4)

Отсюда, согласно (2.4),

КуС дб = К1дб + К%дб + • • . + Кп дб-	(9.5)

Следовательно, коэффициент усиления многокаскадного усили-
теля в логарифмических единицах равен сумме коэффициентов
усиления отдельных каскадов в тех же единицах.

Представив модуль коэффициента усиления на частоте f как
произведение коэффициента усиления на средних частотах Кср на
модуль относительного усиления на этой частоте У/, получим для
многокаскадного усилителя

Kf ус КСр yc^fyc KcplY	. К ср пУfn

= КсрусУрУр . . . Yfn).	(9.6)

Поделив вторую и последнюю части равенства (9.6) на КСруС>
найдём

У/ус = У/3У/2 . . . У/л,	(9.7)

откуда

Mfyc = MflMf2 . . . Mfn.	(9.8)

383
Из (9.7) и (9.8) следует, что относительное усиление или ко-
эффициент частотных искажений многокаскадного усилителя в от-
носительных единицах равны произведению относительных усиле-
ний или коэффициентов частотных искажений отдельных его кас-
кадов в тех же единицах.

Прологарифмировав (9.7) и (9.8), помножив результат на 20 и
учитывая (2.15), найдём

20igKz.yc = 20igKzl 4-2o;igKZ3 + . . . +20igr/rt,

201gM/yc = 201gAlzl + 201gM/2 + . . . +201gM/n.

Следовательно,

Уfyc дб ~ Уfl дб + У/2 дб 4“ .  • 4“ Уfn дб |	(g gj

Mfyc дб ~ Mfi & + Mfi дб + . . . + Mfnd6 J

Отсюда относительное усиление или коэффициент частотных
искажений многокаскадного усилителя в логарифмических еди-
ницах равны сумме относительных усилений или коэффициентов
частотных искажений отдельных его каскадов в тех же еди-
ницах.

Представим коэффициент усиления многокаскадного усилителя
и отдельных его каскадов в показательной форме:

Хус= Кусе' Ьс = Кг	. Кп^ =

= /Сусе'(<Р1+<Рт+’ ' •+?») ,	(9.10)

где q)JC, фь ф2 и т. д. — углы сдвига фазы выходного напряжения
относительно входного для всего усилителя и его первого, второго
и т. д. каскадов соответственно. Отсюда

= ?1 + ?2В+ •••+?«>	(9.11)

т. е. угол сдвига фазы, вносимый многокаскадным усилителем,
равен сумме углов сдвига фазы, вносимых отдельными каска-
дами.

Коэффициент гармоник многокаскадного усилителя определяет-
ся нелинейностью всех входящих в него нелинейных элементов.
Точный расчёт коэффициента гармоник частотнозависимой систе-
мы, которой является усилитель, очень сложен. Однако основные
нелинейные искажения обычно вносит оконечный каскад и коэф-
фициент гармоник усилителя в большинстве случаев можно счи-
тать равным коэффициенту гармоник оконечного каскада.

Когда коэффициент гармоник предыдущих каскадов сравним
с коэффициентом гармоник оконечного каскада, коэффициент гар-
моник усилителя по отдельным гармоникам считают равным сум-
ме коэффициентов гармоник отдельных каскадов по этим гармо-
384
никам, так как в самом неблагоприятном случае (при совпадении
фаз отдельных составляющих суммируемой гармоники) он не прев-
зойдёт этой суммы:

Кг Зус ~ Кг2 + Кг2 + Кг2 + • • •

Кг Зус ~ Кгз + КгЗ + КгЗ + • • •

Кг^ус~Кг4 +Кг4 + • • • ,

(9.12)

где кг 2ус, кг3уб?, к^4уС—коэффициенты гармоник усилителя по
второй, третьей и четвёртой гармони-
кам;

^2, Kg3, к'г4 — коэффициенты гармоник по второй,
третьей и четвёртой гармоникам оконеч-
ного каскада;

к’2, ^гз» Лг4 — то же» предоконечного каскада;

^22 » к'гз » к'г4—то же» тРетьего от конца каскада и т. д.

Суммирование гармоник продолжают до каскада, коэффициен-
том гармоник которого можно пренебречь.

Полный коэффициент гармоник усилителя в этом случае опре-
деляют согласно (2.33) выражением

Кг ус ~ ]/^ ^г2ус + К2г3ус + K<e4ic •	(9.13)

Следовательно, частотную и фазовую характеристики много-
каскадного усилителя можно точно рассчитать по известным ча-
стотным и фазовым характеристикам его каскадов при помощи
простых выражений (9.7) и (9.11).

Иначе обстоит дело с переходными характеристиками. Пере-
ходную характеристику многокаскадного усилителя с различными
каскадами нельзя получить простым и точным способом из пере-
ходных характеристик его каскадов.

Поэтому при необходимости определения переходной харак-
теристики многокаскадного усилителя её находят приближённы-
ми графическими методами по известным переходным характе-
ристикам каскадов или по известным частотной и фазовой ха-
рактеристикам усилителя [ЛИ, стр. 144—158]. Однако, эти мето-
ды требуют точных графических построений и большой затраты
времени.

Одним из простейших способов построения переходной характеристики мно-
гокаскадного усилителя является метод ступенчатой аппроксимации, при кото-
ром переходную характеристику многокаскадного усилителя находят по извест-
ным переходным характеристикам отдельных каскадов или их групп.

При этом ось времени переходных характеристик двух каскадов (или
двух групп каскадов) yi=f(t) и y2=f(t) разбивают на одинаковые участки Д/
25—577	385
(рис. 9.2), отметив на одной из характери-
стик среднюю высоту ординаты каждого
участка (аь а2у а$ и т. д. на рис. 9.2а) и
на другой — высоту ординаты в конце
участка (bu b2, b3 и т. д. на рис. 9.26). За-
меним первую переходную характеристику
ступенчатой кривой; высота каждой сту-
пеньки этой кривой а' определится как раз-
ность соседних значений а, т. е.

а1 = а1 — ао = <ь	1

(9.14)

а2=а2 —а3 = а3 — а2 и т. д. 7

При колебательном характере переход-
ной характеристики отдельные значения а'
могут быть равны нулю и даже иметь знак
минус.

На основании принципа суперпозиции
сигнал на выходе второго каскада (или
группы каскадов) можно представить как
сумму сигналов (рис. 9.2е), вызванных от-
дельными прямоугольными ступеньками пер-
вой характеристики с учётом времени появ-
ления каждой ступеньки (рис. 9.2в, гид).
Каждая ступенька переходной характери-
стики первого каскада даёт на выходе вто-
рого каскада сигнал, совпадающий по фор-
ме с переходной характеристикой второго
каскада и по величине пропорциональный
высоте ступеньки. Разбивку оси времени на
участки прекращают там, где переходные
характеристики обоих каскадов достигают
стационарного состояния.

При вычислении ординат результирую-
щей переходной характеристики удобно
пользоваться формой записи, данной в
табл. 9.1.

Рис. 9.2. Ступенчатая аппроксимация
переходной характеристики многокас-
кадного усилителя:

а) переходная характеристика перво-
го каскада или группы; б)то же, вто-
рого каскада или группы; в) воздей-
ствие первой ступеньки на характери-
стику второго каскада; г) то же, вто-
рой ступеньки; д) то же, третьей сту-
пеньки; е) результирующая переход-
ная характеристика двух каскадов
или групп

Ввиду сложности построения переходной характеристики мно-
гокаскадного усилителя её строят редко, обычно ограничиваясь
386
д=яс=	,=	Интервал времени	А/1	А/,	А/,		“п
Хе ступеньки	b а'	ь*	bt	bi		ъп
1			а^Ь2	афз		a\bn
2	«2	—				а2 Ьп-\
3	а3	—	—	а3^1		а3 Ьп—2
						

п	а'п	—	—	—	—	ап61
И		+а2^1	°1^з+  -\~а2 ^+		а1^л+ +а2 Ьп-1+ +“з 6л-г+ + •  .+  +аЛ ^=======9

определением по приводимым ниже приближённым формулам вно-
симых им переходных искажений.

Время установления многокаскадного усилителя tyyc, состоя-
щего из одинаковых апериодических каскадов без высокочастот-
ной коррекции (а следовательно, и без выбросов), при времени

’) Здесь в горизонтальные строки 1, 2, 3 и т. д. записывают значения ординат
выходного сигнала, вызванного 1, 2, 3-й и т. д. ступеньками; сумма значений
по каждому вертикальному столбцу даёт ординату результирующей переходной
характеристики в конце данного интервала времени А/.
установления одного каскада ty приближённо определяется выра-
жением

tyye^tyn°’6,	(9.15)

где п — число каскадов в усилителе.

Для многокаскадного усилителя, состоящего из одинаковых
каскадов с высокочастотной коррекцией при малом выбросе в каж-
дом каскаде (б= 1-т-2%), время установления определяется приб-
лижённой формулой, отличающейся от (9.15) только показателем
степени при п

tyyc^tyn°'5 = tyVn.	(9.16)

При большем выбросе показатель степени при п становится
-ещё меньше.

При различных апериодических каскадах, а также при различ-
ных каскадах с малым выбросом (не выше нескольких процентов)
время установления многокаскадного усилителя приближённо
равно

~	+	.	(9.17)

где tyl, ty2t ty3 — время установления первого, второго и т. д. кас-
кадов.

Если каскады усилителя не имеют выбросов, то и усилитель
также выброса не имеет:

8Х = 82 = 83

Выброс многокаскадного усилителя, состоящего из одинаковых
каскадов, каждый из которых имеет выброс, равный критическому,
равен выбросу одного каскада:

$1 — §2 ~ $3 = • • • =

8ус = Ькр

Напомним, что для реостатного каскада с простой высокочастотной коррек-
цией критический выброс равен примерно 1%; для схемы сложной высокочастот-
ной коррекции типа рис. 5.47 критический выброс зависит от параметров схемы
и лежит в пределах 1,1-4-4,3 %.

Выброс многокаскадного усилителя, имеющего каскады с раз-
личными, но небольшими выбросами и примерно одинаковым вре-
менем установления, приближённо может быть оценён выражением

8ус~/8? + 822+ 8!+ • • •	(9.2°)

Формулы (9.15) — (9.20) пригодны для усилителей, каскады
которых имеют примерно одинаковые постоянные времени и совер-
шенно не пригодны для усилителей с каскадами, имеющими сильно
388

(9.18)

(9.19)
разнящиеся выбросы и различные постоянные времени. В этих
случаях время установления многокаскадного усилителя может
быть сделано меньше времени установления каскада с наиболь-
шим ty при малом выбросе всего усилителя (стр. 3934-399).

Спад или подъём плоской вершины импульса в многокаскадном
усилителе при небольшой его величине (Д^^0,1) приближённо
равен сумме спадов и подъёмов, вносимых каскадами усилителя,
или сумме спадов и подъёмов всех цепей усилителя:

Дус^Д1 + Д2 + Аз+ • •	(9.21}

где Дь Д2, Дз — спад или подъём, вносимый первым, вторым,
третьим и т. д. каскадами или первой, второй,,
третьей и т. д. цепями усилителя.

9.2.2.	Последовательность расчёта усилителя; распределение
искажений между каскадами и взаимная их коррекция

При распределении искажений, допущенных на усилитель,,
между отдельными его каскадами исходят из искажений, обеспе-
чиваемых при невысокой стоимости, небольших размерах и про-
стой конструкции деталей каскада. Ориентировочные значения
относительного усиления на низшей и высшей рабочих часто-
тах YHd6 и Увдб, при которых стоимость и размеры деталей мож-
но считать нормальными, для каскадов усиления звуковых частот
даны в табл. 9.2.

Расчёт усилителя начинают с составления его блок-схемы,
выбора усилительных элементов и составления принципиальных
схем входного устройства, промежуточных каскадов, оконечного
каскада и выходного устройства, исходя из назначения усилителя
и предъявленных к нему технико-экономических и конструктивных
требований.

Затем выбирают усилительные элементы для отдельных
каскадов и находят число каскадов, исходя из заданной выход-
ной мощности или выходного напряжения и напряжения источ-
ника сигнала, приближённо определив коэффициенты усиления
каскадов и коэффициент передачи напряжения входного уст-
ройства.

Составив таким образом примерную принципиальную схему
усилителя, в случае усилителя звуковых частот складывают ча-
стотные искажения всех каскадов отдельно на низшей и выс-
шей частотах, беря значения Ундб и Увоб из табл. 9.2. Для ста-
ционарных усилителей значения У ндб берут ближе к нижнему
указанному пределу, для переносных и малогабаритных — бли-
же к верхнему пределу. Значения Ув^б берут средние из ука-
занных.
Тип каскада или цепи	УЛ. дб			'.	। даа  ув. дб
Выходной или предварительный трансформатор- ный каскад с активной нагрузкой и трёхэлек- тродной лампой		-(0,64-1)	- (0,5-1)
Выходной или предварительный трансформатор- ный каскад с активной нагрузкой и экраниро- ванной лампой		-(0,84-1,5)	—(0,2—0,3)
Выходной или предварительный трансформатор- ный каскад с транзистором		-(14-2)	-(04-0,2)
Предварительный трансформаторный каскад с ём- костной нагрузкой и трёхэлектродной лампой	-(0,64-1)	-1-Н-10
Предварительный трансформаторный каскад с ём- костной нагрузкой, экранированной лампой и шунтом на первичной обмотке трансформатора	-(0,84-1,5)	—14-4-10
Предварительный реостатный каскад с трёх элек- тродной лампой, работающий на экранирован- ную лампу		-(0,24-0,6)	—0,1
Предварительный реостатный каскад с трёхэлек- тродной лампой, работающий на трёхэлектрод- ную лампу 		—(0,24-0,6)	—(0,2—0,4)
Предварительный реостатный каскад с экраниро- ванной лампой, работающий на экранирован- ную лампу 		—(0,34-0,9)	—(0,14-0,3)
Предварительный реостатный каскад с экраниро- ванной лампой, работающий на трёхэлектрод- ную лампу		-(0,34-0,9)	-(0,34-0,6)
Предварительный реостатный каскад с транзис- тором 		-(0,54-1)	х)
Входной трансформатор с активной нагрузкой и сердечником из пермаллоя		-(0,34-0,8)	-(0,14-0,3)
Входной трансформатор с активной нагрузкой и сердечником из трансформаторной стали . . .	-(0,54-1)	—(0,54-1)
Входной трансформатор с ёмкостной нагрузкой	- (0,54-1)	—14-+10
Разделительная цепочка СТ? на "входе, выходе или между каскадами усилителя с электрон- ными лампами 		—(0,14-0,3)	0
Цепочка катодного смещения CKRK в каскаде усиления с электронной лампой		—(0,14-0,3)	0
Цепочка C3R3 в цепи экранирующей сетки . .	-(0,14-0,3)	0
Продолжение

Тип каскада или цепи	дб	Ув. м
Разделительная цепочка CR на входе, выходе или между каскадами транзисторного уси- лителя	-(0,34-1,0)	0
Цепочка C3R3 эмиттерной стабилизации ....	-(0,34-1,0)	0

J) Значение Yв , дб определяется динамической входной ёмкостью транзистора сле-
дующего каскада.

Если найденная сумма частотных искажений на низшей рабо-
чей частоте окажется много меньше величины, допущенной для
усилителя, увеличивают искажения на каскад до получения
суммы, равной или немного меньшей заданных на усилитель иска-
жений. В этом случае усилитель проектируют без низкочастотной
коррекции.

Если же найденная сумма значительно превышает допущен-
ные на усилитель искажения на низшей частоте, в одном или не-
скольких каскадах вводят низкочастотную коррекцию цепоч-
кой С### или обратной связью такой величины, чтобы резуль-
тирующие частотные искажения на низшей рабочей частоте ока-
зались в 1,54-2 раза меньше допущенных на усилитель; это необ-
ходимо из-за разброса параметров усилительных элементов и до-
пусков на детали.

Если (нужно получить частотную характеристику усилителя с
подъёмом на низшей рабочей частоте, частотные искажения на
каскад берут из табл. 9.2 в соответствии с приведёнными выше
указаниями, суммируют их и вводят в усилителе низкочастотную
коррекцию такой величины, при которой получится заданный
подъём характеристики.

Если найденные после сложения искажения на высшей рабо-
чей частоте окажутся много меньше допущенных на усилитель,
искажения на каскад увеличивают до значений, при которых сумма
станет равной или немного меньшей заданной величины; высоко-
частотную коррекцию в этом случае не вводят.

Если сумма искажений на высшей частоте намного превы-
шает заданную на усилитель величину, в одном из каскадов вво-
дят высокочастотную коррекцию, доведя результирующие ча-
стотные искажения усилителя на высшей рабочей частоте до
0,54-0,7 величины, заданной на усилитель. Высокочастотную
коррекцию в усилителе звуковых частот можно осуществить при
помощи входного трансформатора с ёмкостной нагрузкой, схе-
мы последовательной коррекции, обратной связи и другими спо-
собами.
Если нужно получить частотную характеристику усилителя с
подъёмом на высшей рабочей частоте, после суммирования частот-
ных искажений каскадов на высшей частоте вводят в усилитель вы-
сокочастотную коррекцию такой величины, при которой на высшей
рабочей частоте получится заданный подъём.

После распределения частотных искажений переходят к вы-
бору режима работы и электрическому расчёту деталей схемы,
начиная с оконечного (выходного) каскада. Найдя коэффициенты
гармоник каскадов по отдельным гармоникам, определяют коэф-
фициент гармоник усилителя по выражениям (9.12) и (9.13). Если
найденное значение не превышает допустимого, изменений в расчёт
вносить не нужно; если же найденный коэффициент гармоник зна-
чительно превосходит допустимую величину, каскады усилителя,
вносящие чрезмерный коэффициент гармоник, охватывают отрица-
тельной обратной связью, необходимую глубину которой опреде-
ляют выражением (7.11).

Введение обратной связи, используемой также для уменьшения
изменения выходного напряжения усилителя при сбросе нагрузки
или для повышения стабильности его коэффициента усиления, мо-
жет привести к необходимости введения дополнительного каскада
и перераспределения частотных искажений, изменяющихся при
введении обратной связи.

При проектировании широкополосных усилителей как гармо-
нических, так и импульсных сигналов после составления блок-схе-
мы, выбора усилительных элементов, составления принципиальной
схемы и определения числа каскадов распределяют заданные на
усилитель частотные или переходные искажения.

Допущенные на широкополосный усилитель гармонических
сигналов частотные искажения на низшей частоте Чнусдб, а так-
же допущенный на усилитель импульсных сигналов спад Аус де-
лят поровну между каскадами (или цепями), вызывающими
эти искажения или спад, и рассчитывают ёмкость конденсаторов
Сс, Ск и Сэ по найденным для каждого каскада искажениям.
Если рассчитанные конденсаторы имеют небольшие размеры и
стоимость и уменьшение их ёмкости в несколько раз не отразит-
ся на размерах и стоимости усилителя, низкочастотную коррекцию
в усилитель не вводят и останавливаются на конденсаторах най-
денной величины. Если же размеры и стоимость рассчитанных
конденсаторов велики и уменьшение их ёмкости экономически и
конструктивно выгодно, в усилитель вводят низкочастотную кор-
рекцию. В этом случае в усилителе гармонических сигналов ча-
стотные искажения на каскад берут в (2—5) раз больше, а в уси-
лителе импульсных сигналов спад берут в (З-т-10) раз больше взя-
того первоначально и корректируют искажения или спад усили-
теля до допустимого значения цепочкой или цепочками СфЯф
в каскаде или каскадах предварительного усиления (за исключе-
392
нием катодных повторителей, так как в последних цепочка СфЯф
не корректирует частотные и переходные искажения на нижних
частотах). В оконечных каскадах введение цепочки СфЯф не-
желательно, так как заставляет повышать напряжение источника
питания, что увеличивает потребляемую мощность, а также раз-
меры, вес и стоимость источника питания.

Корректирование характеристик усилителя на нижних часто-
тах можно производить как одной цепочкой СфЯф в одном из
каскадов предварительного усиления (например, в первом, тре-
бующем наименьшего напряжения питания), так и в нескольких
каскадах одновременно. При корректировании характеристик од-
ной цепочкой требуется один конденсатор Сф сравнительно не-
большой ёмкости, но результирующая характеристика усилителя
получается с большей неравномерностью, чем при корректировании
в нескольких каскадах; в последнем случае для коррекции тре-
буется несколько конденсаторов Сф, каждый из которых имеет
большую ёмкость.

Равномерное распределение частотных искажений на верхних
частотах между каскадами широкополосного усилителя гармо-
нических сигналов с высокочастотной коррекцией, так же как и
равномерное распределение времени установления между каска-
дами усилителя импульсных сигналов с высокочастотной коррек-
цией экономически невыгодно, а поэтому его применяют лишь в
особых случаях.

Для уменьшения мощности, потребляемой от источника пи-
тания, и уменьшения размеров и стоимости последнего в выход-
ном каскаде широкополосного усилителя с большой амплитудой
выходного сигнала экономически выгодно брать частотные иска-
жения на высшей частоте или время установления, превышаю-
щие допущенные на весь усилитель. Это позволит взять в око-
нечном каскаде значительно большее сопротивление нагрузки,
что уменьшит необходимую амплитуду переменной составляющей
выходного тока и даст возможность применять в нём менее мощ-
ный усилительный элемент, потребляющий меньшую мощность. До-
пущенные частотные искажения на высшей частоте или время
установления оконечного каскада можно скорректировать в пред-
варительных каскадах, получив при этом частотные искажения или
время установления и выброс усилителя не выше заданных. При
этом коэффициент усиления усилителя будет выше, чем при оди-
наковых каскадах.

Наилучшая монотонная частотная характеристика на верх-
них частотах (т. е. характеристика без подъёмов и провалов), а
также переходная характеристика в области малых времён с
малым временем установления и малым выбросом имеют место
у усилителя с разнополосными каскадами при определённых со-
отношениях параметров высокочастотной коррекции каскадов.
Эти соотношения зависят от вида частотной или переходной
характеристик усилителя, схемы высокочастотной коррекции и
числа взаимно корректируемых каскадов [Л14]. Чем большее
количество каскадов входит во взаимно корректируемую груп-
пу, тем больше выигрыш в коэффициенте усиления и экономия
питания.

Одним из недостатков взаимной коррекции является то, что
при изменении параметров усилительных элементов, ёмкости мон-
тажа, индуктивности корректирующих дросселей и т. д. частотная
характеристика на верхних частотах, а следовательно, время ус-
тановления и выброс изменяются сильнее, чем в усилителях с
равномерным распределением искажений между каскадами; од-
нако во многих случаях изменения показателей не выходят за допу-
стимые пределы. Другим недостатком взаимной коррекции является
более сложная подгонка характеристик усилителя к расчётным.

Задача определения оптимальных соотношений параметров
высокочастотной коррекции взаимно корректируемых каскадов
сложна и в настоящее время решена лишь для простейших слу-
чаев. Ниже приведены оптимальные соотношения для двух- и
трёхкаскадных усилителей с параллельной высокочастотной кор-
рекцией.

В двухкаскадном усилителе гармонических сигналов с взаимно
корректированными каскадами значение а для оконечного каскада
берут равным 0,27 и для первого — равным 1,12. Постоянная време-

Рис. 9.3. Нормированные частотные ха-
рактеристики разнополосной пары каска-
дов с простой высокочастотной коррек-
цией при ai = l,12; 02=0,27; тв1 = 0,394тв2:
1 — первого каскада; 2 — второго кас-
када; 3 — характеристика пары

ни первого каскада на верх-
них частотах Tn= Coital при
этом должна составлять
0,394 от постоянной времени
оконечного каскада тв2 =
= С02^а2, ОТКуда

7?fll=0,3947?e8§5. (9.22)

Результирующая частот-
ная характеристика на верх-
них частотах такой разнопо-
лосной пары каскадов мо-
нотонна, так как частотные
искажения оконечного кас-
када до определённой ча-
стоты полностью корректи-
руются предварительным
каскадом. Характеристики
каскадов, а также результи-
пары для указанных соотноше-

рующая частотная характеристика

ний, нормированные по второму каскаду, даны на рис. 9.3, где по
горизонтальной оси отложена нормированная частота

X = 6,28Д?02Яо2.	(9.23)
а по вертикали — относительное усиление. Уравнение нормирован-
ной частотной характеристики пары каскадов (кривая 3 на рис 9.3)
в этом случае имеет вид

1 +0,268Х2 + 0,0142Х4

1 + 0,268Х2 + 0,0142Х4 + 0,0022Х8 *

(9.24)

Выигрыш в мощности питания и коэффициенте усиления, даваемый такой
парой по сравнению с парой одинаковых каскадов, зависит от частотных ис-
кажений результирующей характеристики на высшей рабочей частоте; напри-
мер, при Yвус = 0,9 и одинаковых каскадах с а=0,414 (наилучшая характери-
стика без подъёма) получим Ув1=^в2= K^eyc= V 0,9=0,95. По ф-ле (5.187)
найдём, что при а=0,414 это соответствует значению Хв1= Хб2 =0,93. При раз-
нополосных каскадах, как видно из кривой 3 рис. 9.3, значение Yeyc =0,9 имеет
место при Хв2 =1,95, что в 2,1 раза больше, чем при одинаковых каскадах.
Отсюда и сопротивление Т?а2, пропорциональное Хв2, будет в 2,1 раза больше
у разнополосного варианта. Максимальное выходное напряжение усилителя,

соответствующее полному использованию лампы оконечного каскада, при этом
увеличится не менее чем в —— =1,34 раза, так как первый каскад, как видно

из кривой 1 рис. 9.3, при Хв=1,95 имеет подъём частотной характеристики
в 1,57 раза. Следовательно, разнополосная пара даст экономию в 1,34 раза по
мощности питания оконечного каскада и мощности оконечной лампы усилителя

при том же максимальном выходном напряжении.

Для определения выигрыша в коэффициенте усиления, даваемом разно-
полосной парой, достаточно поделить произведение Хв обоих каскадов разно-
полосной пары на то же произведение одинаковой пары, так как Хв пропор-
ционально Ra, а следовательно, и коэффициенту усиления каскада.

Это даст

*«2Хв1 Хв2 0-394 хв2	1,95-0,394-1,95

--------__ --------------- .	~ 1 73.

Хв2Хв1 Хв2Хб1	0,93-0,93

Таким образом, разнополосная пара при Убус=0,9 имеет коэффициент уси-
ления в 1,73 раза больше, чем пара одинаковых каскадов, имеющих а=0,414
и те же частотные искажения на высшей частоте. При меньших частотных иска-
жениях разнополосная пара даёт ещё больший выигрыш.

При расчёте разнополосной пары каскадов усиления гармони-
ческих сигналов с параллельной высокочастотной коррекцией, выб-
рав лампы для оконечного и предварительного каскадов, находят
ёмкость С02, нагружающую оконечный каскад, после чего по кри-
вой 3 рис. 9.3 находят значение Хв=Хв2, соответствующее задан-
ному на усилитель относительному усилению на высшей рабо-
чей частоте. Затем по ф-лам (5.207) рассчитывают /?а2 и La2i зная,
что для оконечного каскада £2 = 0,27. Найдя ёмкость COi, нагру-
жающую первый каскад, по ф-ле (9.22) и последней ф-ле (5.207),
определяют Rai и Lal, зная, что для первого каскада £1 = 1,12;
дальнейший расчёт производят обычным путем.

Разнополосная пара при изменении ёмкостей ламп, монтажа
и т. д. изменяет характеристики значительно больше, чем пара
395
одинаковых каскадов; например, при уменьшении CG2 на 10%
и увеличении С01 на 10% (один из наиболее неблагоприятных
случаев) на частотной характеристике пары получается подъём
около 9%.

В трёхкаскадном усилителе гармонических сигналов с взаимно
корректированными каскадами монотонная частотная характери-
стика имеет место при

аг = 2,28; а2 = 0,37\ а3 = 0,25; тв1 = 0,237 тб3; тб2 = 0,659тб3;

(9.25)
откуда нетрудно найти, что

Rai = 0,237Яа3	; Rai = 0,659 Ra3 .	(9.26)

£-01	^02

Нормированная по третьему (оконечному) каскаду частотная
характеристика разнополосной тройки с такими данными, изобра-
жённая на рис. 9.4, выражается уравнением

У _ -1/	1 + 0,41ЗХ2 + 0,039Х4 + 0,0011X*	(q

Y V 1+0,413Х2 + 0,039Х4 + 0,0011X6+ 0,000026Х12 ’	( ‘ '

где X — нормированная частота, равная 6,28/Соз/?аз-

Рис. 9.4. Нормированная частотная характе-
ристика разнополосной тройки каскадов с па-
раллельной высокочастотной коррекцией, со-
ответствующей условию (9.25)

> Разнополосная тройка даёт ещё больший выигрыш, чем разно-
полосная пара; при Yeyc =0,9 она даёт большее максимальное вы-
ходное напряжение сигнала или экономию в мощности питания
оконечного каскада при том же выходном напряжении в 1,62 раза
396
и больший коэффициент усиления в 3,78 раза по сравнению с трой-
кой одинаковых каскадов, имеющих а = 0,414.

Изменение характеристик разнополосной тройки при изме-

нении параметров схемы больше, чем у разнополосной пары, и

настройка её сложнее; расчёт
чен расчёту разнополосной
пары.

В двухкаскадном усили-
теле импульсных сигналов с
параллельной высокочастотной
коррекцией и разнополосны-
ми каскадами для получе-
ния выброса переходной ха-
рактеристики усилителя в об-
ласти малых времён в 1 % ко-
эффициенты коррекции каска-
дов, постоянную времени верх-
них частот первого каскада
и сопротивление Rai берут
равными:

аг = 1,4; а2 = 0,325;

Tei = 0,233 тб2;

Ral = 0,233Яс2	. (9.28)

разнополосной тройки аналоги-

Рис. 9.5. Нормированные переходные ха-
рактеристики в области малых времён
разнополосной пары каскадов с парал-
лельной высокочастотной коррекцией, со-
ответствующей условию (9.28):

1 — первого каскада; 2 — второго кас-
када; 3 — характеристика пары

Нормированная по второму каскаду переходная характеристи-
ка такой пары в области малых времён дана на рис. 9.5 (кри-
вая 5); здесь же пунктиром даны переходные характеристики в об-
ласти малых времён первого (кривая 1) и второго (кривая 2)
каскадов. На горизонтальной оси рис. 9.5 отложено нормированное
t
время х, равное -------.

Создай

Из рисунка нетрудно найти, что нормированное время установ-
ления оконечного каскада равно 1,4, как и должно быть для кас-
када с а = 0,325. Однако время установления всего усилителя (двух
каскадов), как видно из кривой 5, равно лишь 0,76, т. е. почти
вдвое меньше времени установления последнего каскада.

Корректирование времени установления второго каскада получается потому,
что первый, «быстрый» каскад, имея большой выброс (около 47%), приходя-
щийся на переднем фронте второго, «медленного» каскада с большей постоян-
ной времени, заставляет результирующую переходную характеристику подни-
маться быстрее. К тому времени, когда характеристика второго каскада'приб-
лижается к стационарному состоянию, выброс на характеристике первого кас-
када меняет знак, не давая появиться сколько-нибудь значительному выбросу
на результирующей характеристике.
По сравнению с одинаковыми каскадами, имеющими 0 = 0,35 и
дающими тот же выброс результирующей переходной характери-
стики усилителя в 1%, разнополосная пара с указанными выше
данными имеет примерно в 1,6 раза большее усиление и даёт эко-
номию в мощности выходной лампы около 1,7 раза с учётом её
перегрузки выбросом первого каскада !).

При расчёте такой пары, выбрав лампы и найдя С02, по задан-
ному времени установления пары tyn определяют сопротивление
в анодной цепи второго каскада:

Р _

02	0,760)2

(9.29>

после чего, найдя Соь рассчитывают согласно (9.28) значение Ra\-
Индуктивность корректирующих дросселей находят по известным
Rai и /?а2, зная, что 01 = 1,4 и 02 = 0,325. Дальнейший расчёт произ-
водится обычным путём.

Разнополосная тройка при усилении импульсных сигналов даёт
ещё больший выигрыш. При выбросе результирующей переходной
характеристики в 1 % для неё берут:

а1 = 4,434; а2 = 0,953; аа=0,318; 7?й1=0,06727?а3
X	9	*	&	*	'	Q	*	J	С4Х	*	U-w	4

^01 }

(9.30>

/<2 = 0,2827<3-^;

Ь02

р _ tym

а3 0,475Соз

где tym — время установления тройки.

Время установления усилителя, состоящего из нескольких раз-
нополосных пар или троек с указанными выше данными, прибли-
жённо определяется выражением

4 __
ty yc^-ty V

(9.31>

где п — число пар или троек в усилителе,
ty— время установления пары или тройки.

Если проектируемый усилитель должен иметь возможно более
постоянную частотную характеристику на верхних частотах
при замене ламп, изменении ёмкости монтажа и т. д., от разно-
полосных каскадов следует отказаться и поделить заданные на
усилитель частотные искажения на высшей рабочей частоте ме-
жду всеми вносящими искажения каскадами поровну, взяв при
параллельной высокочастотной коррекции 0 = 0,414 для всех кор-
ректируемых каскадов. При проектировании усилителя импульс-
ных сигналов с возможно более постоянной переходной харак-

9 При усилении отдельных прямоугольных импульсов обеих полярностей.
398
теристикой в области малых времён, а также при проектирова-
нии усилителя импульсных сигналов *без выброса значение а при
параллельной коррекции берут равным 0,25 у всех каскадов, а
время установления каждого из п каскадов ty определяют по
времени установления усилителя tyyc из приближённого выра-
жения

(9.32)

9.3.	ПАРАЗИТНЫЕ СВЯЗИ В МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЯХ

9.3.1.	Виды паразитных связей

Между цепями, деталями и каскадами многокаскадного уси-
лителя имеются паразитные связи, которые могут настолько из-
менить свойства и характеристики усилителя, что он не будет
удовлетворять заданным требованиям и даже может стать не-
работоспособным. Поэтому в многокаскадном усилителе все ви-
ды паразитных связей должны быть ослаблены настолько, что-
бы они практически не влияли на его свойства и характери-
стики.

Основными видами паразитных связей в усилителе являются:

1)	электростатические,

2)	магнитные,

3)	электромагнитные,

4)	электромеханические,

5)	связи через общие источники питания.

Рассмотрим указанные виды паразитных связей и способы их
ослабления.

9.3.2.	Электростатические связи

Между любыми проводниками или деталями схемы усилите-
ля существует электрическая ёмкость. Через эту ёмкость электри-
ческая энергия от цепей с высоким потенциалом сигнала пере-
даётся на цепи с низким потенциалом, например от выходной цепи
каскада на его входную цепь или на цепь предыдущего каскада
(рис. 9.6). В результате часть схемы усилителя, связанная пара-
зитной ёмкостью Сп, оказывается охваченной параллельной об-
ратной связью по напряжению с коэффициентом передачи напря-
жения цепи обратной связи р, равным

₽= ------Z~r~ ,	(9.33>

Z — i----

шСя

где Z — сопротивление цепи, в которую вводится обратная связь.

399
Паразитная ёмкостная обратная связь, как видно из (9.33),
является частотнозависимой и растёт с повышением частоты. На
высоких частотах, обычно за пределами высшей рабочей часто-

сильные изменения характеристик усили-

ты, она может вызвать

Рис. 9.6. Паразитная ём-
костная обратная связь
в усилителе

мере. Помножив обе части
соответствует возможности
но Сп, получим

теля и даже его самовозбуждение.

Особенно опасной эта связь является между
входной и выходной цепями усилителя, а также
между его первым и последним каскадами, так
как между этими цепями коэффициент усиления
максимален, а фазовые сдвиги велики, что соз-
даёт благоприятные условия для самовозбужде-
ния. В усилителе с большим коэффициентом уси-
ления ничтожной паразитной ёмкости между ука-
занными цепями достаточно, чтобы вызвать са-
мовозбуждение или резко изменить характери-
стики на верхних частотах. Покажем это на при-
равенства (9.33) на К, приравняв рК единице, что
самовозбуждения, и решив результат относитель-

1

G)Z(tf — 1)

1__

<oZ#

(9.34)

Отсюда в усилителе с коэффициентом усиления К=104 при сопротивлении
входной цепи Z=2* 104 ом и благоприятном фазовом сдвиге на частоте f==109 гц
для самовозбуждения достаточна паразитная ёмкость между выходной и вход-
ной цепями, равная

1

С

п~ uZK 6,28 -105 •2-104-10*

10“14 0 = 0,01 пф.

Чтобы характеристики такого усилителя на частоте в 100 кгц заметно не
изменились, паразитная ёмкость между рассматриваемыми цепями должна быть
в 5-г-Ю раз меньше, т. е. не должна превосходить (l-s-2) 10“”3 пф.

Для уменьшения паразитных ёмкостных связей детали усили-
теля обычно монтируют внутри металлической коробки (шасси),
соединяемой с общим проводом схемы, а каскады усиления распо-
лагают один за другим в виде линейки (полоски), так как при
этом получается максимальное удаление опасных цепей друг от
друга. Однако в усилителях с большим усилением или высокой
верхней рабочей частотой этого недостаточно, и здесь электроста-
тически экранируют входные и выходные цепи, а иногда ставят
внутри шасси металлические экраны, разделяющие входные и вы-
ходные цепи каскадов.

Если указанные меры не были достаточно эффективно использованы при
конструировании усилителя и он не может работать из-за паразитных ёмкост-
ных обратных связей, можно шунтировать входные цепи активным сопротив-
лением, что снижает Z этих цепей и уменьшает коэффициент передачи пара-
зитной связи. Также помогает шунтирование входных или выходных цепей
небольшой ёмкостью, уменьшающее усиление на высоких частотах. Разу-
меется, шунтирование цепей отражается на коэффициенте усиления усилителя
и его характеристиках, а поэтому к нему следует прибегать лишь в крайних
случаях.
При расположении нескольких усилителей, усиливающих раз-
личные сигналы, недалеко друг от друга, а также при располо-
жении усилителя вблизи выпрямителя возникает паразитная ём-
костная связь между усилителями различных сигналов или между
усилителем и выпрямителем. Первый вид связи может привести к
наложению одной передачи на другую, второй — к появлению на
выходе усилителя фона переменного тока, снижающего динами-
ческий диапазон усилителя.

Меры борьбы с паразитными ёмкостными связями указанных
видов те же, что и с паразитными ёмкостными обратными свя-
зями, — взаимное удаление и электростатическое экранирование
входных цепей и первых каскадов усилителя от источников
помех.

9.3.3.	Индуктивные связи

Ток сигнала, проходя по выходным проводам усилителя, соз-
даёт переменное магнитное поле, наводящее эдс во входных
проводах. Поэтому взаимоиндуктивность, существующая между
любыми проводниками, создаёт в усилителе паразитную индук-
тивную обратную связь. Однако при правильно выполненном мон-
таже величина индуктивной связи между проводниками настоль-
ко мала, что не отражается «а свойствах усилителя даже при очень
большом усилении.

Значительно опаснее индуктивная связь между трансформа-
торами усилителя. Магнитное поле рассеяния выходного транс-
форматора, попадая во входной трансформатор, наводит эдс в
обмотках последнего, создавая паразитную обратную связь. При
достаточном усилении эта обратная связь вызывает изменение
характеристик усилителя или его самовозбуждение в области
рабочих частот.

Очень опасной для усилителей с большим усилением являет-
ся индуктивная связь входного трансформатора с источниками
переменных магнитных полей, например трансформаторами пи-
тания, электродвигателями и трансформаторами других усили-
телей. Трансформатор питания обычного радиоприёмника, рас-
положенный на расстоянии нескольких десятков сантиметров от
входного трансформатора средних размеров, может навести на
вторичной обмотке последнего напряжение помех порядка не-
скольких милливольт, это в сотни раз превышает допустимую ве-
личину для высококачественного микрофонного или магнитофон-
ного усилителя.

Для снижения наводок и ослабления паразитной обратной
связи входной трансформатор следует располагать возможно
дальше от выходного и особенно от трансформатора питания (на
противоположной стороне шасси). Устанавливать его следует
так, чтобы силовые линии магнитного потока рассеяния выход-
26—577	401
ного трансформатора и особенно трансформатора питания про-
ходили через входной трансформатор перпендикулярно оси его
обмоток (рис. 9.7), что сильно ослабляет связь между трансфор-
маторами. Наивыгоднейшее положение входного трансформа-
тора в отношении помех нередко находят экспериментально на

Рис. 9.7. Один из вариантов правиль-
ного расположения входного транс-
форматора усилителя (/) относитель-
но выходного или силового (2); (3) —
немагнитная прокладка, необходимая
при креплении трансформатора на
стальном шасси

макете усилителя.

Слабее паразитная индук-
тивная связь проявляется при
стержневой (двухкатушечной)
конструкции трансформаторов.
Однако вследствие более вы-
сокой стоимости производства
таких трансформаторов по
сравнению с броневыми в ма-
ломощной электронной аппара-
туре они применяются редко.

Почти полным отсутствием
внешнего магнитного поля рас-
сеяния, а следовательно, и
паразитной индуктивной свя-
зи отличаются тороидальные
трансформаторы. Несмотря на
это, сложность намотки таких

трансформаторов делает целесообразным их применение лишь в
особых случаях.

Для уменьшения наводок и паразитных индуктивных связей
размеры входных трансформаторов усилителей с большим коэф-
фициентом усиления (микрофонных усилителей, усилителей
воспроизведения магнитной звукозаписи и т. д.) следует делать

возможно меньшими, используя для их сердечника материалы
с высокой магнитной проницаемостью (Н80ХС, Н80МЗ, Н79М4
и т. д.). Для дальнейшего снижения наводок такие трансформа-
торы помещают в экраны из тех же материалов. Конструкция и
расчёт экранов рассматриваются в специальной литературе
[Л24, стр. 332—351]. При креплении входного трансформатора на
стальном шасси необходимо обеспечить зазор хотя бы несколько
миллиметров между шасси и сердечником или экраном (рис. 9.7);
при отсутствии такого зазора паразитные индуктивные связи

сильно увеличиваются.

9.3.4.	Электромагнитные связи

В усилителях с высшей рабочей частотой ниже десятков мега-
герц паразитные электромагнитные обратные связи обычно про-
являются в виде самовозбуждения отдельных каскадов на часто-
тах порядка сотен мегагерц. Выводы усилительного элемента с
присоединёнными к ним монтажными проводниками обладают
402
распределённой и сосредоточенной ёмкостью и индуктивностью и
представляют собой колебательную систему с резонансной часто-
той порядка сотен мегагерц. При существующем расстоянии меж-
ду выводами электромагнитная связь между ними нередко ока-
зывается достаточной для самовозбуждения каскада на указан-
ных частотах. Такое самовозбуждение характерно для электрон-
ных ламп с высокой крутизной характеристики; кроме ухудшения
свойств каскада, оно нередко приводит к гибели генерирующей
лампы, у которой трескается стекло у вводов вследствие его пере-
грева в высокочастотном поле.

Паразитная генерация этого вида обнаруживается по рез-
кому падению выходной мощности и коэффициента усиления
каскада, повышенному току питания, а также по свечению
укреплённой на изоляционном стержне индикаторной неоновой
лампочки, одним электродом которой касаются электродов гене-
рирующей лампы. Такую генерацию обычно устраняют по-
следовательным включением в цепь управляющего или другого
электрода непроволочного сопротивления от нескольких ом до
нескольких сотен ом. Это сопротивление припаивают непосред-
ственно к лепестку ламповой панели или выводу транзистора
и лишь за ним припаивают детали схемы каскада и монтажные
провода. При параллельном включении усилительных элементов
и в двухтактных каскадах такие сопротивления ставят в каждом
усилительном элементе.

В усилителях с высшей рабочей частотой порядка сотен мега-
герц излучаемая проводниками и деталями выходного каскада
электромагнитная волна распространяется вдоль шасси, как по
волноводу, по направлению к первым каскадам. Если усиление
усилителя на единицу длины шасси превышает затухание распро-
страняющейся в обратном направлении электромагнитной волны,
усилитель самовозбудится. Для уменьшения такой «волноводной»
обратной связи и устранения вызываемого ею самовозбуждения
уменьшают ширину шасси, сохранив или увеличив расстояние
между каскадами. Также помогает установка внутри шасси по-
перечных металлических перегородок, имеющих с шасси хороший
электрический контакт.

9.3.5.	Электромеханические связи

Электромеханические связи проявляются в усилителях, нахо-
дящихся на небольшом расстоянии от громкоговорителя или под-
вергающихся вибрациям и механическим сотрясениям.

Колебания диффузора громкоговорителя через корпус по-
следнего, крепление и шасси передаются усилительным элемен-
там. Если применённые усилительные элементы обладают мик-
рофонным эффектом, в их выходной цепи при этом появится пе-
ременная составляющая тока, имеющая частоту механических
26*	403
колебаний. Эта переменная составляющая усилится, поступит в
громкоговоритель и создаст, таким образом, паразитную элек-
тромеханическую обратную связь. Наиболее опасной, нередко
приводящей к самовозбуждению устройства, является паразит-
ная связь громкоговорителя с первой лампой многокаскадного
лампового усилителя. Частота возникающей при этом генера-
ции обычно лежит в области средних звуковых частот (2004-
4-2000 гц).

В усилителях, подвергающихся вибрациям и сотрясениям, ме-
ханическая связь усилительных элементов с источниками вибраций
приводит к появлению на выходе усилителя посторонних напря-
жений (помех), искажающих усиливаемые сигналы.

Поэтому в усилителях с большим усилением, расположенных
близко от громкоговорителя или подвергающихся вибрациям и
сотрясениям, желательно применять усилительные элементы, не
обладающие заметным микрофонным эффектом (например, тран-
зисторы). При использовании в таких усилителях электронных
ламп лампу первого каскада амортизируют, подвешивая её па-
нельку на пружинных или резиновых амортизаторах; полезна
также амортизация громкоговорителя или источника вибраций.
Желательно, особенно для первых каскадов, применение ламп
с жёсткой конструкцией внутренней арматуры, так как такие
лампы обладают слабым микрофонным эффектом. Наибольшим
микрофонным эффектом обладают экономичные лампы прямого
накала из-за их тончайшей нити накала; наименьшим — подо-
гревные лампы, особенно подогревные лампы специальной кон-
струкции.

При очень большом усилении амортизация лампы и источника
колебаний оказывается недостаточной, так как механические ко-
лебания передаются лампе через воздух. В этих случаях первую
лампу защищают от воздействия воздушных колебаний звуконе-
проницаемым экраном, представляющим собой надевающийся на
лампу и не касающийся её толстый металлический колпачок, кре-
пящийся на амортизированной ламповой панельке.

В усилителях с очень большим усилением иногда приходится
амортизировать и входной трансформатор, который вследствие
магнитострикционного эффекта сердечника может преобразовать
механические колебания в электрические.

9.3.6.	Связи через общие источники питания

Внутреннее сопротивление источника питания во много раз
меньше сопротивления нагрузки усилительного элемента; поэтому
падение напряжения сигнала на зажимах источника питания нич-
тожно по сравнению с напряжением сигнала на нагрузке и при
анализе свойств усилительного каскада им можно пренебречь, что
и было сделано в предыдущем изложении.
Но в многокаскадном усилителе даже небольшое падение на-
пряжения сигнала на зажимах источника питания может сделать
усилитель неработоспособным.

Рассмотрим влияние внутреннего сопротивления общего ис-
точника питания в многокаскадном усилителе с электронными
лампами (рис. 9.8). Токи сигнала анодных цепей всех каскадов

Рис. 9.8. Паразитная обратная связь в многокаскадном
усилителе через общий источник анодного питания

Рис. 9.9. Петли паразитной связи через ис-
точник питания;

здесь проходят через источник анодного питания создавая на
его зажимах падение напряжения. Ввиду усиления сигнала каж-
дым из каскадов ток сигнала оконечного каскада 1амок обычно
во много раз больше токов сигнала других каскадов и падение
напряжения сигнала Un
на сопротивлении источ-
ника питания Zn можно
считать равным

Uам о* Zn. (9.35)

Напряжение Un вмес-
те с постоянной составля-

ющей напряжения источ-
ника анодного питания
Еа подаётся на анодные
цепи всех каскадов, а за-

стрелки — основная петля, охватывающая
весь усилитель, за исключением входной
цепи первого каскада; точки — вторая
петля, охватывающая на один каскад
меньше

тем через элементы меж-

каскадной связи на управляющие сетки всех каскадов, за исклю-

чением первого.

Таким образом, в n-каскадном усилителе образуется п—1 зам-
кнутых петель паразитной обратной связи (рис. 9.9), петлевое
усиление которых рК, определяет устойчивость петли. Коэффи-
циентом усиления К здесь является произведение коэффициентов
усиления каскадов, входящих в рассматриваемую петлю, а коэф-
фициентом передачи 0 — коэффициент передачи напряжения об-
ратной связи через цепь питания. При Zn = Q коэффициент пере-
дачи р обращается в 0, и паразитная обратная связь через общий
источник питания исчезает. Обычно наиболее опасной в отноше-
нии самовозбуждения является самая большая петля обратной
связи, охватывающая наибольшее количество каскадов, так как
для неё коэффициент усиления максимален и она имеет наиболь-
шие фазовые сдвиги из-за наибольшего количества элементов.

Паразитная связь через источник питания, недостаточная для
самовозбуждения усилителя, может вызвать недопустимые изме-
нения его частотно-фазовой и переходной характеристик. При от-
сутствии защитных мер в двухкаскадном усилителе, питающемся
от обычного выпрямителя, она вызывает заметное изменение ча-
стотной характеристики на нижних частотах; отсутствие защитных
мер в усилителе с числом каскадов больше двух обычно приводит
к его самовозбуждению.

Одной из защитных мер является уменьшение сопротивления
источника питания в широком диапазоне частот включением па-
раллельно ему блокировочного конденсатора Сб большой ёмкости.
Однако расчёт показывает, что даже в случае несложного трёх-
каскадного усилителя нужное значение Сб измеряется тысячами
микрофарад, что практически (неприемлемо.

Второй возможной защитной мерой является использование
источника питания с электронной стабилизацией выходного напря-
жения [Л 12, стр. 63—80]. Выходное сопротивление такого источ-
ника равно нескольким омам или долям ома, что в большинстве
случаев обеспечивает нормальную работу многокаскадного уси-
лителя. Но стабилизированные источники питания громоздки, до-
роги и имеют низкий кпд. Несмотря на это, их применяют для
питания многокаскадных усилителей, когда нельзя использовать
другие меры ослабления паразитной связи через источник питания,
а также при необходимости поддержания постоянства питающего
напряжения.

Третьим, .наиболее употребительным способом ослабления
паразитной обратной связи через общий источник питания яв-
ляется включение в выходные цепи’ предварительных каскадов
цепочек СфЯф, выполняющих в этом случае роль развязывающих
фильтров (рис. 9.10). Эти цепочки уменьшают напряжение пара-
зитной обратной связи, подающееся на каскады, до допустимого
значения.

Развязывающие цепочки каскадов можно включить последо-
вательно, параллельно и смешанно (рис. 9.10я, бив). Последо-
вательное включение наиболее экономично, так как при нём для
первых каскадов используются развязывающие цепочки после-
дующих каскадов, а поэтому его желательно и применять на прак-
тике. Недостатком последовательного включения является более
сильное влияние на характеристики; это затрудняет его приме-
406
нение в широкополосных усилителях с низкочастотной коррек-
цией, которую последовательно включённые развязывающие це-
почки могут нарушить. Для предотвращения сказанного необхо-
димо, чтобы ёмкость каждого из конденсаторов развязывающих
цепочек превышала ёмкость корректирующего конденсатора
не меньше чем в 20-?-30 раз. Если это невыполнимо, приме-

Рис. 9.10. Включение развязывающих фильтров:
а) последовательное; б) параллельное; в) сме-
шанное

няют параллельное или смешанное включение; при параллельном
включении ёмкость развязывающей цепочки должна превышать
ёмкость корректирующей не меньше чем в 10-Е-15 раз. Если и это
удовлетворить не удаётся, развязывающие фильтры в усилителе
не ставят, а используют для его питания выпрямитель с электрон-
ной стабилизацией напряжения.

Фаза напряжения паразитной обратной связи и её изменение
с частотой зависят от входящих в петлю обратной связи схем меж-
каскадной связи, способов включения усилительных элементов,
числа каскадов, характера сопротивления источника питания и ря-
да других факторов. Несмотря на это, расчёт мер защиты обычно
не представляет больших трудностей.

Найдём в качестве примера допустимое внутреннее сопротивление стаби-
лизированного выпрямителя, питающего четырёхкаскадный ламповый реостат-
ный усилитель (рис. 9.11). Внутреннее сопротивление такого выпрямителя на
очень низких частотах обычно мало зависит от частоты и является практически
активным. На средних и высоких частотах имеющийся на выходе выпрямителя
блокировочный конденсатор сильно снижает внутреннее сопротивление выпря-
мителя, а с ним и паразитную связь. Поэтому самовозбуждение усилителя от
паразитной связи через источник питания обычно имеет место на очень низких
частотах.

Если бы цепочки CcRc не вносили фазовых сдвигов, паразитная связь,
как это следует из полярностей сигнала- и напряжений паразитной связи, обоз-
наченных на рис. 9.11, была бы отрицательной в петлях 1 и 3, начинающихся

Рис. 9.11. Паразитная обратная связь через общий источник
анодного питания в четырёхкаскадном усилителе

от сеток ламп второго и четвёртого каскадов, и положительной в петле 2,
начинающейся от сетки третьего каскада. Несмотря на то, что паразитная
связь петли 2 положительна, обычно более опасной является отрицательная
связь петли 1 вследствие большей её глубины, превращающаяся в положитель-
ную на очень низких частотах, где суммарный сдвиг фазы всех трёх цепо-
чек CcRc равен 180°.

Ток сигнала оконечного каскада 1амок и напряжение паразитной связи на
зажимах выпрямителя Uп можно представить в виде:

, UctKt.

‘амок — D ’

Ка ок

р	Р

Un = 1ам OK *П — UC£ ^4	— UC2 ^2 Кз Кь >	(9.36)

Ха ок	Ха ок

где /(2, Кз, ^4 — коэффициенты усиления второго, третьего и четвёртого каска-
дов; остальные обозначения понятны из рисунка.

На управляющую сетку второго каскада попадает напряжение паразитной
обратной связи:

Vnn = $MUn,	(9.37)

где —коэффициент передачи напряжения паразитной связи межкаскадной
схемой на	~

следует из

средних частотах. Для первого и второго каскадов, как
рис. 9.11, он равен:

где

Ri

#1 + Rai

(9.38)

D _

Ril + Rcz

(9.39)

лампы

каскада.

Ru— внутреннее

Для других схем межкаскадной связи и других усилительных элементов
значение (3 приведено в табл. 9.3.

—
Таблица 9.3

Тип каскада		Примечание
1. Реостатный каскад лам- пового усилителя  (рис. 9.12а)	R R+Ra	bRc Ri + Rc
2. Реостатный каскад транзисторного усили- теля (рис. 9.126)	R  R + Rnd		Reux Rex сл  Reux 4“ Rex сл d	R* R&1 сл  кд~ RK + RdlCJl Rex сл — входное сопро- тивление тран- зистора следую- щего каскада
3. Трансформаторный кас- кад лампового усили- теля (рис. 9.12в) с шунтом на первич- ной обмотке трансфор- матора	nRr Ri+Rt	п — коэффициент транс- формации трансфор- матора
4. То же, с шунтом Т?2 на вторичной обмотке		nR2	  Ri + rl + r2"t" ^2	
5. То же, без шунтов на обмотках	n	
6. Трансформаторный кас- кад	транзисторного  усилителя (рис. 9.12г)		п ^вх СЛ	  Rewx + ri + r2 + ^вх сл	Rex сл — входное сопро- тивление тран- зистора следую- щего каскада  ReHX — выходное сопро- тивление тран- зистора преды- дущего каскада
7. Катодный повторитель лампового усилителя (рис. 9.126)	R  Ri (1 + R)	d	 RkRc .  Rk + Rc  SK — крутизна катодного тока лампы
3

Тип каскада

Примечание

1. Эммитерный повтори-
тель транзисторного
усилителя (рис. 9.12е)

R& Re к сл

R + Red

Red —

Ra 4" Rex сл
Rewx Rdi сл

Reux + Rdl СЛ

Reux — определяется
ф-лой (4.98), в
которую вместо
гэ подставляют
ГЭ +R

R

R =

Примечание. Для инверсного каскада с обшим катодом (эмиттером) 3^ нахо-
дят, как для обычного реостатного каскада; для инверсных кас-
кадов с разделённой нагрузкой или катодной (эмиттерной) связью
3^ ~ 1 .

Рис. 9.12. Определение для различных схем межкаскадной связи
(к табл. 9.3)

Отношение Unn /Uc представляет собой петлевое усиление, определяющее
устойчивость усилителя. При одинаковых постоянных времени всех трёх це-
почек CcRc обратная связь петли 1 станет положительной на частоте, на кото-
рой сдвиг фазы каждой из цепочек равен 60°. Из ф-л (5.14) и (5.15) нетрудно
найти, что при этом модуль коэффициента усиления К каждого из трёх послед-
них каскадов окажется равным 0,5ЛСр, где КСр —коэффициент усиления каскада
на средних частотах, и петлевое усиление составит

^ПП2 _ P.U1 Un Ri ^2 ср Кз ср К& ср Rn

UС2	Uc2 Ri + Rai 2*2*2 RaoK.

к к к ________________RiRn_________

= ^2 ср ^3 ср ср x D (D iD X
О Ka OK \Ki J- Aal)

(9.40)
Приравняв (9.40) единице и решив результат относительно /?п, найдём со-
противление источника питания, при котором усилитель станет неустойчивым:

г> 8 Ra оК (Rx + /?Л1)

^2 Ср Аз Ср Ср ^1

(9.41)

Например, для усилителя с /<2Ср = КзСр=20; /<4СР=30; 7?ао/с=6 ком-,
Rai—40 ком-, Rn =1 Мом’, Rc2=0,2 Мом\ R\ составит 0,167 Мом и сопротивле-
ние выпрямителя, достаточное для самовозбуждения усилителя, будет равно

_ 8-6-103(1,67-105 + 4-104)
п~	20-20-30-1,67-105	- °М'

Чтобы быть гарантированным от самовозбуждения усилителя и дополни-
тельных частотных искажений, сопротивление выпрямителя желательно иметь
порядка 1 ом.

Допустимое сопротивление источника питания для усилителя с двухтакт-
ным оконечным каскадом, работающим в режиме А, в 3—5 раз больше най-
денного по ф-ле (9.41), так как в этом случае через источник питания проходит
лишь разность токов сигнала плеч оконечного каскада.

9.3.7.	Расчёт развязывающих фильтров

Рассмотрим расчёт развязывающих цепочек для усилителя, питающегося
ют обычного выпрямителя. Выходное сопротивление выпрямителя в области
звуковых частот обычно имеет ёмкостный характер, обусловленный выходным
конденсатором сглаживающего фильтра выпрямителя Сб, и практически рав-

но сопротивлению этого кон-
денсатора:

(9.42)

О)Св

Однако на очень низких
частотах, порядка герц, на ко-
торых обычно и происходит
самовозбуждение усилителя от
паразитной связи через общий
источник питания, сопротивле-
ние выпрямителя становится
практически активным. Пред-
положим, что сопротивление вы-

Рис. 9.13. Ламповый трёхкаскадный усили-

прямителя на частоте, опас- гель с последовательным включением раз-
ной с точки зрения самовоз-	вязывающих цепочек

буждения, чисто активно и рас-

смотрим расчёт развязываю-

щих цепочек на примере трёхкаскадного лампового усилителя, принципиальная
схема которого изображена на рис. 9.13.

При последовательном включении развязывающих цепочек, обычно приме-
няемом на практике, в каждую петлю паразитной связи входит равное
количество цепочек С CRC и Сф&ф. Найдём коэффициент передачи напряже-

♦ . • й3

ния р = рсРф= -7— пары таких цепочек, одна из которых имеет постоянную
Ui

времени Tc — CcRCi а другая —постоянную времени тф = С(рис. 9.14). При
этом пренебрежём влиянием одной цепочки на другую, так как в усилителе они

отделены друг от друга.
Учитывая сказанное, получим

Рис. 9.14. Эквивалентная
схема цепочек СфНф и
CcRc

^CcRc

 и\ й2  й3

Щ и1	и,

1

1 -k i со Сф Нф

1

(9.43)

Обозначив через Хс =сотс = (д Сс/?с и через /п= — — отношение постоян-
ной времени развязывающей цепочки к постоянной времени цепочки CcRtr
получим

₽ =----------—--------— •	(9.44)

1 + т+ i 1тХс — ——)

\ /

Коэффициент передачи р становится действительным, а следовательно,
сдвиг фазы, вносимый парой цепочек, обращается в нуль при равенстве ну-
лю множителя при i в выражении (9.44); это имеет место при значении

коэффициента передачи р и фа-
зового угла фР от нормирован-
ной частоты для цепочек Сф R^
и CcRc

(9.45)

Подставив это значение Хс в (9.44),
найдём коэффициент передачи пары цепо-
чек на частоте нулевого сдвига фазы:

1 + т

(9.46)

Обычными методами отыскания макси-
мума нетрудно убедиться, что правая часть
выражения (9.44) имеет максимум на ча-
стоте, определяемой условием (9.45), а по-
этому значение р, найденное из (9.46), яв-
ляется максимальным. На рис. 9.15 даны
графики изменения модуля коэффициента
передачи р и угла сдвига фазы ф$ такой
пары цепочек, построенные по выражению

(9.44) для двух значений т.

В схеме рис. 9.13 наиболее опасной является петля паразитной связи, охва-

тывающая два последних каскада. Так как обратная связь этой петли поло-

жительна, для выполнения условий самовозбуждения её фазовый сдвиг должен
быть равен нулю.

Р — Зс — P#

1
При активном сопротивлении выпрямителя, что было предположено выше,
самовозбуждение рассматриваемой петли может возникнуть лишь на частоте,
удовлетворяющей ур-нию (9 45). Если обе пары цепочек Сс7?с и СфКф, вхо-
дящие в петлю, одинаковы, то коэффициент передачи петли на частоте нуле-
вого сдвига фазы определится как квадрат выражения (9.46), и условие отсут-
ствия самовозбуждения может быть записано так:

Z	1

Рла Къср Кзср	~	< 1 •	(9.47)

/ J д	\

\ Ч )

Решив (9.47) относительно Сф, получим расчётную формулу для опреде-
ления ёмкости конденсаторов развязывающих цепочек, необходимой для устой-
чивой работы трёхкаскадного реостатного усилителя, питаемого от обычного
выпрямителя,	__________________

Сф=‘^->^(у?м1^срК3ср-^--------------1).	(9.48)

Кф Кф \	*\а~ок /

Значение для подстановки в (9.48) находят из табл. 9.3; Ra_оК пред-

ставляет собой сопротивление анодной нагрузки оконечного каскада перемен-
ному току; значение Zn для обычных выпрямителей с напряжением 200-4-400 в
и током 50-^200 ма имеет величину порядка 3004-1000 ом. В случае двухтакт-
ного выходного каскада в режиме А величину Zn считают впятеро меньше
указанного значения для учёта компенсации двухтактной схемой тока сигнала
в источнике питания. Значение тс полагают равным CeRc лишь в том случае,
если каскады усилителя не имеют цепочек Ск#к и Сэ R3\ при наличии этих
цепочек в (9.48) вместо тс подставляют эквивалентную постоянную времени
определяемую выражением

" ../4-.'" (JJ-i ’	(SL49)

где Мн — полный коэффициент частотных искажений каскада от влияния це-
почек CcRc, CKRK, и C9R9 на низшей рабочей частоте

Если сопротивление выпрямителя на частоте, опасной с точки зрения са-
мовозбуждения, имеет реактивную составляющую, то отсутствие фазовых
сдвигов в петле обратной связи будет иметь место не на частоте, определяе-
мой ф-лой (9.45), а на несколько иной частоте, где сдвиг фазы, вноси-
мый цепочками CcRct СфЯф, скомпенсирует сдвиг фазы, даваемый выпрями-
телем. Ввиду того что на этой частоте коэффициент передачи цепочек CcRc и
СфКф будет меньше максимального, ф-ла (9.48) остаётся справедливой и при
ёмкостном или индуктивном сопротивлении выпрямителя.

Устойчивой работы усилителя можно добиться и параллельным включением
развязывающих цепочек. При этом в цепь питания первого каскада окажется
включённой только одна цепочка СфЯф и коэффициент передачи петли обрат-
ной связи определится уравнением

Р — Pc Pc P# — . J . 2

(1 — i---1 (1 4- i wtJ

\ ш *с /

1

1 —	4- 2т 4- i (т Хс

(9.50)

,,	... г.	Сф^ф

где Хс = o>CcRc = и т = —— = ~~-
^cRc
Отсутствие фазового сдвига в этом случае имеет место при



(9.51)

а значение коэффициента передачи при этом

2 4- т

2(1-гт)2

(9.52)

Записав для этого случая условие отсутствия самовозбуждения и решив
его относительно Сф, получим.

Z 2 + v"

?л(1 Къср Кзср "XT"	~	7Z" < 1;	(9.53}

«а~ок	2Л+ W

\ /

где

^Ф “ “п
кф

(9.54>

(9.55)

А --	^2 ср ^3 ср

Обозначения в ф-лах (9.53) — (9.55) те же, что и в ф-ле (9.48). Приме-
чания, сделанные к ф-ле (9.48), справедливы и для ф-лы (9.54). При реак-
тивном сопротивлении выпрямителя ф-ла (9.54) практически Остаётся справед-
ливой.

Стоимость и размеры непроволочного сопротивления Яф не за-
висят от его величины в омах, а стоимость, размеры и вес конден-
сатора Сф снижаются с уменьшением его ёмкости. Поэтому для
развязывающей цепочки с заданной постоянной времени хф эконо-
мически выгодно брать возможно большее Яф> так как при этом Сф
будет минимально и развязывающая цепочка будет иметь наи-
меньшие размеры, вес и стоимость. Наибольшее возможное зна-
чение Яф определяется допустимым падением на нём напряжения
источника питания. При последовательном включении развязы-
вающих цепочек, положив падение напряжения на всех сопротив-
лениях Кф одинаковым, наибольшее допустимое значение каждого
из сопротивлений можно найти из формулы

R = Е-имин (	(9 56)

л/0

где Е — напряжение источника питания;

Uмин— напряжение, достаточное для питания первого каскада
усилителя;
п — количество последовательно включённых развязываю-
щих цепочек;

/о — ток покоя, проходящий через рассчитываемое сопро-
тивление.

Если UMUH почему-либо определить затруднительно, его можно
взять порядка 0,7 Е.

Полученные выше формулы позволяют рассчитать постоянную
времени развязывающей цепочки, необходимую для устойчивой
работы усилителя. Однако в практических условиях этого обычно
оказывается недостаточно. При развязывающих цепочках в цепях
питания напряжение паразитной обратной связи, попадающее на
управляющий электрод усилительного элемента, с понижением
частоты растёт. Если на низшей рабочей частоте напряжение
паразитной связи составляет заметную часть напряжения сигнала,
оно изменит выходное напряжение каскада на этой частоте, а
следовательно, создаст дополнительные частотные искажения на
нижних частотах.

Чтобы частотная характеристика усилителя практически не
изменилась, дополнительные частотные искажения на низшей ча-
стоте должны быть по крайней мере в 24-3 раза меньше допущен-
ных на каскад искажений, что согласно табл. 9.2 составляет
0,1-4-0,5 дб. Отсюда допустимый коэффициент дополнительных ча-
стотных искажений на низшей рабочей частоте Мнд в относитель-
ных единицах должен лежать в пределах

Мнд = 1,012—s— 1,06.	(9.57)

На основании (7.5) для данного случая можно написать

~^— — Мнд = 1 — ^- = 1 _	,	(9.58)

КСв	Uex	"вХ

так как значение Мнд определится как отношение коэффициента
усиления усилителя на средних частотах, где нет рассматриваемой
обратной связи, к усилению на низшей частоте, где эта связь су-
ществует.

Сдвиг фазы между напряжением паразитной связи Unn и напря-
жением сигнала U вх меняется в широких пределах и его опреде-
ление для каждого каскада в отдельности затруднительно.

Поэтому при определении из (9.58) допустимого значения Unn
возьмём самый неблагоприятный случай — сдвиг фазы между Unn
и Uex в 180°. Решая при этом условии (9.58) относительно Unv,
приравняв последнее допустимому напряжению паразитной свя-
зи Und, Uex — амплитуде напряжения сигнала UCM и перейдя к
модулям, получим

ипд=\{Мнд-\)исм.~	(9.59)
Отношение попадающего на управляющий электрод напряже-
ния паразитной связи	при отсутствии развязывающей

цепочки к допустимому напряжению паразитной связи Und пока-
зывает, во сколько раз развязывающая цепочка должна ослабить
напряжение паразитной связи на низшей рабочей частоте fH.
Обозначим это отношение через фр и назовём его коэффициентом
развязывания:

фп =	= ЬДк .	(9.60)

ипд ипд

Заменив в (9.60) Un и Uпд их значениями из (9.35) и (9.59) и
положив Zn для низшей рабочей частоты равным сопротивлению
выходного конденсатора фильтра выпрямителя на этой частоте,
получим формулу, определяющую необходимый коэффициент раз-
вязывания для любого каскада усилителя:

ф =	0»159 IaJA ок

& f^Uсм сл(МНд 1)

(9.61)

Из рис. 9.14 видно, что цепочка СфЯф ослабляет подаваемое
на неё напряжение в отношении Из ф-лы (9.43) следует,
что модуль отношения £A/f72 на низшей рабочей частоте, рав-
ный фр, составит

ФР = /1 + ЬС^)2~,	(9.62)

так как обычно фР5> 1.

При расчёте развязывающих цепочек в многокаскадном уси-
лителе находят значения фр для каждого каскада, за исключе-
нием последнего, по ф-ле (9.61), подставляя в неё UCM и Мнд сле-
дующего каскада, и получают таким образом фр\ для первого кас-
када, фР2 для второго и т. д.

При последовательном соединении цепочек Сф коэффициен-
ты развязывания перемножаются, а поэтому в многокаскадном
усилителе с последовательным включением цепочек СфЯф необ-
ходимый коэффициент развязывания цепочки данного каскада ф'р
определяется как отношение найденных по ф-ле (9.61) значе-
ний фр для данного и следующего каскадов:

ф'.= Фп

Р Фръ

ф' =

р2 Фрз

(9.63)

И т. д.

Для последней развязывающей цепочки ф'р будет равно фр
предпоследнего каскада, найденному из (9.61). Значения для
416
всех цепочек находят из (9.56), а затем рассчитывают Сф на осно-
вании (9.62), как:

_ 0,159^,

f Pj.

'нКф\ .	(9.64)

_ 0,159^2

Сфг~1^~

И т. д.

Если в каскаде уже имеется цепочка С фкНфк, корректирующая
нижние частоты, она уменьшит напряжение паразитной обратной
связи в 6,28 fHC^R^ раз, с учётом чего ёмкость развязывающей
цепочки этого каскада определится так:



0,025^

КфСфк Кфк

(9.65)

Величину Яф в этом случае берут такой, чтобы падение напря-
жения источника питания на нём и Кфк не превышало допустимого.
Для того чтобы коррекция не нарушилась, значения С ф данного
и последующих каскадов должны превышать СфК, как указыва-
лось выше, не менее чем в 20-4-30 раз.

При параллельном включении развязывающих цепочек значе-
ния Яф находят из (9.56), положив п=1, а Сф рассчитывают по
величинам фр> полученным из (9.61):

Р ___ 0,159фР1

н Ф1 .	(9.66)

__ 0,1590^

И т. д.

Если последний каскад усилителя двухтактный и работает в
режиме А, значение IaMoKi подставляемое в (9.61), берут равным
примерно одной трети максимального значения тока сигнала в пле-
че каскада.

При усилении импульсных сигналов недостаточная для са-
мовозбуждения паразитная связь через общий источник питания
может вызвать изменение расчётной величины спада вершины
импульса.

При длительности импульса, много меньшей постоянной вре-
мени сглаживающего фильтра выпрямителя, что обычно имеет
место, изменение напряжения UK на выходном конденсаторе Св
фильтра выпрямителя в конце импульса длительностью Т можно
считать равным

ик

1дм ок р
Св

(9.67)

27—577

417
Изменение напряжения UKn на управляющем электроде усили-
тельного элемента зависит от схемы межкаскадной связи и опре-
деляется так:

UKn=$MU"	(9-68)

Значение определяется табл. 9.3. Допустимое изменение на-
пряжения 0кд на управляющем электроде можно найти через рас-
чётную величину спада каскада Д и максимальное напряжение
сигнала на управляющем электроде U см:

UKd = (0,3 +0,5) UCMb.	(9.69)

Отношение UKrjUKd показывает, во сколько раз развязывающая
цепочка должна уменьшить изменение напряжения, т. е. представ-
ляет собой необходимый коэффициент развязывания. Обозначив
его, как и в предыдущем случае, через фр, получим

(h = ^кп = P-и ок?	ZQ 70)

икд	(0,3 + 0,5)исмСвЬ •	'

При двухтактной схеме оконечного каскада значение 1амо*
берут равным примерно одной трети амплитуды тока сигнала
плеча.

Значение фр для рассматриваемого случая, равное отноше-
нию изменения напряжения Uк на входе цепочки к изменению
напряжения иКф на её выходе, найдём операторным методом.
Падение напряжения на выходном конденсаторе фильтра вы-
прямителя Св при прохождении через него синусоидального то-
ка 1амоК равно:

[j	/амок	(9.71)

"	1(0Св	х '

При подаче этого напряжения на вход развязывающей цепочки
напряжение на её выходе будет

п = йп = 1амок	(9.72)

п* \ + ^СфЯф i<oCe(l+i<oC^)

Заменив в (9.71) и (9.72) ico оператором р, получим оператор-
ные изображения, оригиналы которых найдём с помощью таб-
лиц решений операторных уравнений. Первый из оригиналов
даст закон изменения напряжения ик (/) на входе цепочки СфЯф
от времени при включении на выходной конденсатор фильтра
выпрямителя скачка тока 1амою второй — закон изменения на-
пряжения иКф (t) на выходе этой цепочки от времени. Эти ориги-
налы имеют вид:

ия(0 =	(9.73)

св
иКф№ = t 1 -	е

Сб \ t t

(9.74)

где ^ф—СфЯл —постоянная времени развязывающей цепочки.

Поделив (9.73) на (9.74) и положив t равным длительности
импульса Т, получим

Фр =

икф

1

е" V
т

(9.75)

При фр5>1, что обычно имеет место, выражение (9.75) упро-
щается:

ф„^2

• р	р	р

(9.76)

в чём нетрудно убедиться разложением его в ряд.

Определив аналогичным образом значение фР двух последо-
вательно включённых цепочек с постоянными времени хф1~ Сф1Яфг
и СфъВф* найдём, что оно равно:

Фр =----------------5--i---------г ~ баб,	(9.77)

.	ь а2 а

где а = ^5? и Ь = —. При а — Ь, т. е. одинаковых постоянных вре-^
мени цепочек, выражение (9.77) упрощается:

фр =-------------------п- ~ ба2.	(9.78)

1 — 2а + (1 + 2а) е

При расчёте трёхкаскадного усилителя импульсных сигналов с последова-
тельным включением развязывающих цепочек коэффициенты фР\ и фр2 пред-
оконечного и оконечного каскадов находят по ф-ле (9.70). Емкость Сф2, вклю-
чаемую в выходную цепь предоконечного каскада, рассчитывают по ф-ле (9.76),
решив её относительно Сф

Сфг=я^~- (979)

Емкость Сф1 первой развязывающей цепочки, включаемой в выходную цепь
первого каскада, находят, решив (9.76) и (9.77) относительно Сф1:

<9“°>

Сопротивления Яфх^Яф^ рассчитывают по ф-ле (9.66), положив п= 2. Ко-
личество последовательно включённых развязывающих цепочек выше двух в
усилителях импульсных сигналов встречается редко.

27*	419
Самовозбуждение лампового усилителя или изменение его характеристик
может иметь место также вследствие паразитной обратной связи через общий
источник питания цепей накала. В усилителях с подогревными лампами этот
вид паразитной связи проявляется обычно лишь при высшей рабочей частоте
усилителя порядка десятков мегагерц и выше. Вследствие значительного ин-
дуктивного сопротивления цепи накала на этих частотах энергия усиленного
сигнала через ёмкостные паразитные связи попадает на цепь накала, а с неё
таким же путём на сетки первых каскадов.

Для ослабления паразитной обратной связи через цепь накала применяют
несколько способов. Одним из них является соединение с шасси через бе-
зындукционные конденсаторы достаточной ёмкости (1004-1000 пф)) обоих ле-
пестков накала ламповой панельки каждой из ламп усилителя. При одно-
проводной системе накала с шасси через конденсатор соединяют один провод
накала.

Вторым способом является подводка напряжения накала к лампам при
помощи так называемых ёмкостных шин накала; при этом проводники (или
проводник) накала выполняются в виде прямых медных или латунных поло-
сок, прижатых к шасси рядом с линейкой ламповых панелек через изоляци-
онную прокладку. От шин отпаиваются возможно короткие проводники к ле-
песткам накала каждой панельки. Напряжение накала к шинам следует подво-
дить со стороны оконечного каскада.

Третьим способом является последовательное включение в провод накала,
непосредственно у лепестков накала ламповых панелек, дросселей накала.
При однопроводной системе накала дроссели накала последовательно с лепест-
ком, соединяемым с шасси, не включают. Дроссели накала выполняют в виде
цилиндрической однослойной бескаркасной спирали с внутренним диаметром
4-?-8 мм и количеством витков Юч-ЗО, наматываемой из медного провода диа-
метром 0,44-0,7 мм с эмалевой изоляцией. Витки дросселя обычно наматывают
вплотную друг к другу.

9.4.	ТРЕБОВАНИЯ К ИСТОЧНИКАМ ПИТАНИЯ УСИЛИТЕЛЯ

9.4.1.	Требования к источникам питания цепей накала

Основным требованием, предъявляемым к источнику питания
цепей накала ламп усилителя, являются необходимые для питания
ламп ток и напряжение накала.

Вследствие лёгкости трансформирования и меньшей стоимо-
сти электрической энергии переменного тока силовой и освети-
тельной сети по сравнению с другими видами электроэнергии
питание цепей накала при возможности следует производить от
сети переменного тока. Для этой цели на трансформаторе пита-
ния анодного выпрямителя предусматривают специальную об-
мотку. Питание накала переменным током допускают подогрев-
ные лампы; возможно также питание переменным током цепи
накала мощных модуляторных, генераторных и других ламп пря-
мого накала с толстой нитью накала, имеющей большую тепло-
вую инерцию.

Маломощные и экономичные лампы прямого накала требуют
для питания цепи накала постоянный ток, так как при питании
переменным током дают недопустимо высокий уровень фона. Пи-
тание цепей накала таких ламп можно производить от сети
переменного тока через выпрямитель; при отсутствии сети пи-
420
тание осуществляют от химических источников тока, термобата-
рей и т. д.

При параллельном соединении цепей накала ламп, в большин-
стве случаев применяемом на практике, потребляемый от источ-
ника питания накала ток Iя равен сумме токов накала всех ламп
усилителя I Ki, 1Н2, Лз и т- Д-» а напряжение источника питания
накала UH равно напряжению накала ламп Uя1, Uh2, UH3:

I н =	+ ^Н2 + ^нз + . . .

(/K=(/K1=t/K2=t/K8= . . .

(9.81)

При последовательном соединении цепей накала потребляемый
от источника питания накала ток равен току одной лампы, а на-
пряжение источника питания накала равно сумме напряжений на-
кала всех ламп:

I н	I н! I н2 нЗ • • •

UH = <41 +	+ ^нз + • . .

(9.82)

При включении последовательно в цепь стабилизатора тока
для стабилизации режима накала напряжение источника питания
накала должно быть увеличено на падение напряжения на ста-
билизаторе.

Колебания напряжения источника питания цепи накала не
должны выходить за пределы, допустимые для усилителя. Если
они превышают допустимую величину, источник питания ста-
билизируют.

9.4.2.	Требования к источникам питания анодных
(коллекторных) цепей

Основным требованием, предъявляемым к источнику питания
анодных (коллекторных) цепей усилителя, также являются необ-
ходимые ток и напряжение.

Для питания этих цепей применяются почти исключительно
источники питания постоянного тока.

Вследствие низкой стоимости электроэнергии сети переменного
тока питание анодных (коллекторных) цепей усилителя обычно
производят от сети через выпрямитель.

При параллельном включении цепей анода (коллектора)
усилительных элементов, обычно применяемом на практике, по-
требляемый от источника питания ток / определяется одним из
выражений:

I I а ср! а срЗ Н- . • • "4“ Л cpl Н- э срЗ "4“ • • • д

I Л cpl "4” Iк срЗ "4“ • • • *4“ д

, (9.83)
где lacpblacp** т.д. — средние значения анодного тока первого,
второго и т. д. каскадов;

1эсръ hep* и т- Д- —средние значения токов экранирующих
сеток;

1*Сръ 1ксръ и т- Д« — средние значения коллекторного тока пер-
вого, второго и т. д. каскадов;

1д — ток делителей напряжения, если таковые
имеются в схеме.

При работе каскада в режиме А средние значения токов можно
считать равными токам покоя.

Напряжение источника питания, когда им является выпрями-
тель, определяется оконечным каскадом усилителя, обычно тре-
бующим наибольшего напряжения питания. При ламповом одно-
тактном трансформаторном оконечном каскаде с катодным смеще-
нием необходимое напряжение источника анодного питания уси-
лителя Еа определяется как

aQrl +	(9.84)

где UaQ — постоянная составляющая напряжения между анодом
и катодом лампы;

Ло — ток покоя лампы;

ri — сопротивление первичной обмотки выходного трансфор-
матора постоянному току;

исо — напряжение катодного смещения.

Формула (9.84) справедлива и для двухтактного каскада как
в режиме А, так и в режиме В, но при двухтактном каскаде гх за-
меняют на сопротивление половины первичной обмотки Пп.

Для транзисторного усилителя с двухтактным трансформатор-
ным выходным каскадом в режиме А по схеме рис. 3.246 необхо-
димое напряжение питания определится выражением

Ек = (7ЛО + 1^г1п +	(9.85)

Где UKQ — постоянная составляющая напряжения между коллек-
тором и эмиттером оконечного каскада;

Ло — ток покоя коллектора;

U9 — падение напряжения на стабилизирующем сопротивле-
нии в цепи эмиттера;

в однотактном каскаде Г\п заменяют на

При питании анодно-экранных или коллекторных цепей от
имеющегося источника постоянного тока каскады рассчитывают
на имеющееся напряжение; в этом случае, решив (9.84) или (9.85)
относительно £7а0 или UKOt находят постоянную составляющую на-
пряжения на аноде или коллекторе по известному напряжению ис-
точника питания; на эту постоянную составляющую напряжения
и рассчитывают оконечный каскад.

При работе усилителя в режиме А внутреннее сопротивление
источника питания постоянному току может быть любым, так
422
как среднее значение потребляемого тока в этом случае почти
не зависит ни от амплитуды сигнала, ни от нагрузки; сопротив-
ление источника питания однотактного каскада, работающего
в режиме А, переменному току в полосе рабочих частот не дол-
жно превышать (0,054-0,1) сопротивления нагрузки выходной
цепи усилительного элемента, так как в противном случае воз-
можны искажения частотно-фазовой и переходной характеристик
каскада. При двухтактном каскаде в режиме А сопротивление
источника питания переменному току может быть любым, так
как ток сигнала в этом случае не проходит через источник пи-
тания.

Сопротивление источника питания двухтактного каскада, ра-
ботающего в режиме В, как постоянному, так и переменному
току должно быть возможно малым. При отсутствии сигнала на
входе каскада напряжение источника питания должно возра-
стать не более чем на 54-10%, что и определяет допустимую ве-
личину сопротивления источника питания постоянному току. При
большом сопротивлении источника питания постоянному току
максимальная мощность, выделяющаяся на выходных электро-
дах усилительных элементов, возрастает и имеет место при
£<0,637.

Реактивная составляющая сопротивления источника питания
двухтактного каскада, работающего в режиме В, в полосе ча-
стот от f«доfH, не должна превышать 54-10% сопротивления
нагрузки плеча каскада, в противном случае каскад может вно-
сить значительные дополнительные нелинейные искажения, ана-
логичные тем, которые даёт двухтактный каскад в режиме В
при недостаточной ёмкости конденсатора Ск цепи катодного
смещения.

Колебания напряжения источника анодного (коллекторного) пи-
тания не должны выходить за пределы, допустимые для усилите-
ля. Если они превышают допустимую величину, источник питания
должен быть стабилизирован.

9.4.3.	Расчёт допустимой пульсации источников питания

При питании усилителя от выпрямителя амплитуда перемен-
ной составляющей напряжения на выходе фильтра выпрямителя
Епм не должна превосходить допустимой величины. Эта перемен-
ная составляющая (рис. 9.16), обычно называемая пульсацией, че-
рез элементы межкаскадной связи попадает в питаемые цепи и
вызывает появление фона на выходе усилителя.

Напряжение сигнала, а с ним и напряжение пульсаций уси-
ливаются усилительными каскадами, поэтому первые каскады
допускают меньшее напряжение пульсаций, чем последние. Наи-
меньшее напряжение пульсаций допускает первый каскад уси-
лителя.
Если все каскады усилителя питать непосредственно от вы-
прямителя, последний придётся делать с напряжением пульса

ции, допустимым для питания первого каскада, нередко изме-
ряемым микровольтами. Выпрямитель с таким низким уровнем
пульсации сложен и дорог, так как требует весьма громоздкого
сглаживающего фильтра или применения электронного стабили-

Рис. 9.16. Зависимость
напряжения на выхо-
де выпрямителя от
времени

затора. Поэтому обычно поступают иначе:
проектируют выпрямитель с пульсацией,
допустимой для оконечного каскада, а даль-
нейшее сглаживание пульсаций производят
цепочками СфЯф в выходных цепях каска-
дов предварительного усиления. При этом
аппаратура получается проще и дешевле,
гак как фильтр выпрямителя оказывается
несложным, а цепочки СфЯф в предвари-
тельных каскадах одновременно являются
развязывающими фильтрами.

Чтобы напряжение пульсаций не отра-

жалось на качестве усиливаемых сигналов,
оно не должно превосходить (0,14-1) наименьшего расчётного на-
пряжения сигнала. Последнее равно максимальному напряжению
сигнала Uм, делённому на динамический диапазон сигнала Дс, а
поэтому амплитуда допустимого напряжения пульсации Епд в це-

пях, несущих сигнал, равна:

Епд = (0,1 + 1)^.

Дс

(9.86)

Амплитуду напряжения пульсаций Епп на нагрузке усилителя
нетрудно определить по схеме оконечного каскада. Так, например,
для трансформаторного каскада с общим катодом (рис. 9.17а) она
будет равна:

Е

пп

nMRl+*a~'

(9.87)

Приравняв полученное значение Епп допустимому напряжению
пульсации Епд, подставив значение последнего из (9.86) и при-
няв UM равным максимальному напряжению сигнала в анодной
цепи Uам, после решения результата относительно получим
формулу для определения амплитуды допустимого напряжения
пульсации выпрямителя, питающего усилитель с трансформатор-
ным выходным каскадом,

Е =

*-'пм

(0,14-l)(/?Z+^)

иам.

(9.88)

ДЛ
Аналогичным путём получим расчётную формулу для Епм вы-
прямителя, питающего усилитель с реостатным оконечным каска-
дом (рис. 9.176):

£ =	(R+Ra) и	(9 89)

пм	Дсъ ам ’	1

где

— RiRh

Ri + Rh

Рис. 9.17. Определение допустимой пульсации выпрямите-
ля, питающего:

а) трансформаторный каскад; б) реостатный оконечный-
каскад

Для транзисторных каскадов ф-лы (9.88) и (9.89) остаются1
справедливыми, если Ri заменить на Явых и П°Д Ra понимать со-
противление в выходной цепи транзистора.

Рис. 9.18. Определение допустимой пульсации выпря-
мителя, питающего трансформаторный оконечный кас-
кад с экранированной лампой:

а) без цепочки СЭДЭ \ б) с цепочкой C9R9

Если оконечный каскад усилителя выполнен с экранированной*
лампой, экранирующая сетка которой питается непосредственно
от анодного выпрямителя (ри£. 9.18а), то поступающее на экра-
нирующую сетку напряжение пульсации также вызовет фон в вы-
ходной цепи. В этом случае допустимая амплитуда напряжения
пульсации Епдс на управляющей сетке лампы оконечного каскада
определится согласно (9.86), как

Епдс = (0,1^1)-^,	(9.90)

где UCM — расчётная амплитуда напряжения сигнала на управ-
ляющей сетке лампы оконечного каскада.

Допустимая амплитуда пульсации на экранирующей сетке Епд9
будет в [1тр раз больше, так как она влияет на анодный ток в [imp
раз слабее управляющей. Положив EnM=End9t получим для вы-
прямителя, питающего усилитель с экранированной лампой в око-
нечном каскаде,

Епм = Епда = (0,1 ч- 1) ±2^-,	(9.91)

Дс

где [imp — статический коэффициент усиления применённой в кас-
каде экранированной лампы в триодном включении,
который берут из табл. 7.1 или находят по указаниям
стр. 309.

Если же в цепи экранирующей сетки лампы оконечного каска-
да имеется цепочка Сэ/?э (рис. 9.186), уменьшающая поступаю-
щее на экранирующую сетку напряжение пульсации в 6,28 f пС 9R3
раз, допустимая амплитуда пульсации выпрямителя во столько же
раз увеличится:

Епм = (0,6 ч- 6) fnC3R3^^-.	(9.92)

Дс

Здесь fn — частота пульсаций выпрямителя, равная частоте пи-
тающей выпрямитель сети переменного тока fc, по-
множенной на число полупериодов (фаз) выпрям-
ления т, т. е.

fn=f<m.	(9.93)

Формулами (9.88) и (9.89) пользуются при расчёте допусти-
~мой пульсации выпрямителя для усилителя, имеющего однотакт-
ный оконечный каскад с трёхэлектродной лампой или транзи-
стором. Если же усилитель имеет однотактный трансформатор-
ный оконечный каскад с экранированной лампой, Епм опреде-
ляют как по ф-ле (9.88), так и по ф-ле (9.91) или (9.92) и оста-
навливаются на меньшем значении. При двухтактном оконечном
каскаде в режиме А найденное значение Е пм увеличивают в 3—
5 раз, учитывая компенсацию фона в каскаде. Для двухтактного
оконечного каскада, работающего в режиме В, берут найденное
426
для однотактного каскада значение Епм, так как в этом случае
плечи каскада работают поочерёдно и компенсации фона не про-
исходит.

Если амплитуда напряжения пульсации выпрямителя превы-
шает (2--3) % Еа, расчётное напряжение выпрямителя следует
увеличить на величину амплитуды пульсации, так как в против-
ном случае при минимальном мгновенном значении выпрямленно-
го напряжения Емин (рис. 9.16) оконечный каскад усилителя не
сможет отдать расчётную мощность.

9.4.4.	Расчёт цепочек СфЯф на сглаживание пульсаций

Напряжение пульсации выпрямителя, спроектированного на
основании ф-л (9.88) — (9.92), велико для предварительных кас-
кадов, поэтому развязывающие цепочки С фЯф, стоящие в выход-
ных цепях усилительных элементов предварительных каскадов,
должны обеспечивать необходимое дополнительное сглаживание
пульсаций.

Допустимое для управляющего электрода усилительного
элемента напряжение пульсации определяется выражением
(9.90). Коэффициент передачи напряжения пульсации схемой
межкаскадной связи не отличается от коэффициента передачи
напряжения паразитной связи Р^, данного в табл. 9.3. Поэтому
попадающее на управляющий электрод напряжение пульсации
Епп = $мЕпм должно ослабляться до допустимой величины цепоч-
ками СфЯф, выполняющими в этом случае роль дополнительных
сглаживающих фильтров. Необходимый коэффициент сглаживания
этих цепочек фс = Епп1Епд на основании (9i90) определится, как:

Рлп ЕпмДс
(0,1-1)^2
т ___ Рж2 ЕпМДс

Фс2 (0,1ч-1)(/сж8
И т. д.

где фС1 и рл1, фс2 и — коэффициенты сглаживания и коэф-
фициенты передачи межкаскадной связи для первого, второго
и т. д. каскадов соответственно; Ucm2 и UCM3 — амплитуды на-
пряжения сигнала на управляющем электроде второго, третьего
и т. д. каскадов. Значения для подстановки в (9.94) берут из
табл. 9.3.

При последовательном включении цепочек СфЯф их коэффи-
циенты сглаживания перемножаются, и здесь необходимый коэф-
фициент сглаживания цепочки ч данного каскада ф'с определится
как отношение найденных из (9.94) значений фс для данного и сле-
дующего каскадов:
ф'. = -^1-
С Фс2

(9.95)

Ф’с^ —

Фсз

И Т. Д.

Для последней цепочки ф'с = фс. Значения Сф рассчитывают ис-
ходя из того, что на основании (9.62) цепочка СфКф имеет на ча-
стоте пульсации fn коэффициент сглаживания, равный 6,28 }пСфКф’.

_ 0,159^	0,159ф;2

(9.96)

При параллельном включении цепочек СфЯф значения Сф на-
ходят, подставив в (9.96) вместо ф'с значения фс.

Если в каскаде, кроме развязывающей, имеется цепочка
£фкЯфк, корректирующая нижние частоты, найденное из (9.96)
значение Сф уменьшают в 6,28 }пСф*КфК раз, учитывая этим ко-
эффициент сглаживания корректирующей цепочки. Для того
чтобы коррекция не нарушилась, Сф должно превышать СфК не ме-
нее чем в 20—30 раз.

Таким образом, устанавливаемые в многокаскадном усилителе цепочки
СфИф должны обеспечивать отсутствие самовозбуждения усилителя из-за па-
разитной обратной связи через общий источник питания, допустимые дополни-
тельные частотные или переходные искажения и необходимое дополнительное
сглаживание пульсации. Поэтому ёмкость конденсаторов этих цепочек обычно
рассчитывают на допустимые частотные искажения или спад, затем на необ-
ходимое сглаживание пульсаций и на отсутствие самовозбуждения. После этого
останавливаются на значениях Сф, обеспечивающих все требования.

Пример 9.1. Рассчитаем данные выпрямителя и цепочек СфЯф для трёхкас-
кадного усилителя звуковых частот, схема и основные данные которого приве-
дены на рис. 9.19. Остальные данные, необходимые для расчёта, таковы: ко-
эффициенты усиления первого, второго и третьего каскадов на средних ча-
стотах Лсрь КСр2 и Ксрз — 28,29 и 16,7; коэффициенты частотных искажений
на низшей рабочей частоте frt=70 гц первого и второго каскадов и

—1,04; внутреннее сопротивление ламп первого, второго и третьего кас-
кадов в точке покоя Rilt Ri2 и Ri3— 20, 20 и 40 ком; амплитуды напряжения
сигнала на сетке первой, второй и третьей ламп UCMi, Ucm* и ^смз — 0,015,
0,42 и 12 в; постоянная составляющая и амплитуда переменной составляю-
щей напряжения на аноде оконечного каскада иаоок и Мамок—250 и 200 в;
сопротивление первичной обмотки выходного трансформатора постоянному то-
ку Г1=500 ом; сопротивление нагрузки лампы оконечного каскада переменному
току	5700 ом; динамический диапазон сигнала Дс=Ю0; выходную

ёмкость фильтра выпрямителя Св ориентировочно положим равной 10 мкф.

Необходимое напряжение выпрямителя и потребляемый от него ток со-
ставят:

Еа = Мао ок + 1ао ок + М = 250 + 40* 10 $ *500 + 13 = 283 в;

^в/ао1*4“7ао2*4“^аоз~1“^эоз = 1	1»2-|-40-|-5 = 47,2 ма.
Ток накала применённых в усилителе ламп 6НЗП и 6П1П составляет 0,35
и 0,45 а, а их напряжение накала равно 6,3 в; следовательно, обмотка накала
ламп усилителя должна иметь напряжение 6,3 в и отдавать ток

Ifi — Im	1н2 в 0»$5 + 0 > 45 = 0,8 о

Найдём эквивалентную постоянную времени первого и второго каскадов
на нижних частотах, определяемую ф-лой (9.49),

0,159

0,159
-----  .	1 -=- = 0,008 сек
70 J/ 1,04а— 1

Рис. 9.19. Схема усилителя звуковых частот к примеру 9.1

и коэффициент передачи напряжения межкаскадной связью первого каскада
(табл. 9.3):

/? = /?! =

Rjl &С2

Ril + &С2

20-330

20+330

= 18,9

ком;

= ——-------=------'---= 0,159

Ri + Rai 18,9+100

Режим работы и данные второго каскада рассчитывались, исходя из напря-
жения питания 200 в, а режим и данные первого — исходя из питающего на-
пряжения 150 в; отсюда падение напряжения на должно быть равно 83 в
и падение напряжения на —50 в. Так как токи, текущие через эти сопро-
тивления, равны 1 и 2,2 ма, 7?^ и составят:

Яф1 ° 1.10-з~- -50	к** - 2,Т1о-з~ “38 'С0Л*’

Возьмём для #ф1 и ближайшие стандартные непроволочные сопро-
тивления 47 и 39 ком. Сопротивление выпрямителя Zn на очень низких часто-
тах, опасных с точки зрения самовозбуждения усилителя, положим равным
700 ом; тогда необходимые ёмкости конденсаторов СфХ и Сф2, обеспечивающие
устойчивость усилителя, будут:

Рла ^2 ср ср	=

0,008 /т/	700	\	«

—-Г" |/ 0,159-29-16,7 ------------ — 1 =0,356-Ю-6#,

47-103 Н	5700	/	v

^-(У^м1^срКаср-^-

Кф2 \

0,008 /1/	700	\

- I/ 0,159-29-16,7 —-----------1 = 0,429-10~6 ф.

39- 10s V	5700	)

Теперь найдём коэффициенты развязывания для первого и второго каска-
дов, обеспечивающие коэффициенты дополнительных частотных искажений вто-
рого и третьего каскадов Mhq2 и Мноз не выше 1,02 на низшей частоте:

0,159 ?м11амок	0,159-0,159-35-Ю-3

фр1 =----------------=---------------------------= 150,

IhPPcmi(MHdz—1)	70-10-10“6 -0,42(1,02—1)

0,159₽ж2/йл< ок 0,159-0,159-35-Ю-3

фп2 в---------------- — -------------------------= 5, 27,

1нРРсмз(Мндз—1)	70-10-Ю"6-12(1,02—1)

так как 0жа также равно 0,159 и 1амок=35 ма, в чём нетрудно убедиться, по-
делив Намок на Яа^ок* Ввиду того что развязывающие цепочки в усилителе
соединены последовательно, их значения фр должны быть равны:

, Фт	150	г

^=ir=T^=28’5; ^=^=5-27-

Отсюда ёмкости СфГ и C^2t обеспечивающие допустимую величину допол-
нительных частотных искажений, составят:

О>1590р1

1н R$i

0,159 0;2

Сф2= ЪЬфз

Найдём допустимую
цепи оконечного каскада,
лителя среднего качества,



0,159-28,5	fi

_ ! >38.10—6 0= 1,38 л«/с0.

0,159-5,27	а

-----—1-----= 0,307-Ю-6 0 = 0,307 ж0.

70-39- О3

амплитуду пульсации выпрямителя питания анодной
полагая коэффициент в скобках равным 0,3 для уси-

&пм в

(0,1-Т-1) (Rj ок + Яд~ок)

Дс Rg^oK

0,3 (40-103 + 5,7- 1Q3)

100-5,7-Ю3

200 = 4,8 в.
Чтобы напряжение на экранирующей сетке лампы 6П1П было равно реко-
мендованному (4-250 в относительно катода), в цепь экранирующей сетки не-
обходимо включить сопротивление, на котором будут падать излишние 20 в;.
величина этого сопротивления определится, как:

20

Ra = е ,п_3 = 4000 0М’

О • 1U

так как постоянная составляющая тока экранирующей сетки Iлампы око-
нечного каскада равна 5 ма. Возьмём для ближайшее стандартное непро-
волочное сопротивление 3,9 ком. Рассчитанная, исходя из допустимых ча-
стотных искажений, ёмкость С9 получилась равной 2 мкф; приняв множитель
в скобке равным 2 для усилителя среднего качества, найдём амплитуду пуль-
сации выпрямителя, допустимую для питания цепи экранирующей сетки око-
нечного каскада:

(0,6-6)fnCaR3iimpUCM3	2-100-2-10-6-3,9-108-8,5-12

дс	-	ют	-	=1,08,

так как при питании выпрямителя от сети 50 гц и двухполупериодном выпрям-
лении fn = 100 и |1тр для лампы 6П1П согласно табл. 7.1 равно 8,5. Допу-
стимая пульсация получилась много меньше, чем для анода; чтобы не услож-
нять фильтр выпрямителя, возьмём для С9 электролитический конденсатор с ёмко-
стью 5 мкф. Тогда, пересчитав допустимую для экранирующей сетки пульсацию,,
найдём, что она равна 4 в\ с таким напряжением пульсации и проектируем)
выпрямитель.

В этом случае необходимые коэффициенты сглаживания пульсаций для*
первого и второго каскадов получатся равными:

,	КхЕпмДс	0,159-4-100 _

‘Pcl”(0,14-l)t/fJM2= 0,3-0,42

,	?м2 Епм Дс   0,159•4♦100  

(0,1-1) UCM3~ 0,3-12

Требуемые коэффициенты сглаживания первой и второй цепочек при по-
следовательном их соединении будут:

Отсюда Сф! и Сф2, необходимые для дополнительного сглаживания пуль-
сации, составят:

0,159 ф'с{
tn Дф1
0,159(/>;2
tn Дф2

Ефг

0,159-28,5	R

—--------— = 0,965-10”6 ф\

100-47-103

Еф2

0,159-17,7 л

—------ — = 0,72-10 6 ф.

100-39-103

Останавливаемся на стандартных конденсаторах Сф1—Сф2=1 мкф с ра-
бочим напряжением 300 в, удовлетворяющих всем трём требованиям.
9.5.	ПРОТИВОШУМОВАЯ КОРРЕКЦИЯ

В широкополосной аппаратуре при больших коэффициентах уси-
ления шумы входной цепи и шумы первого усилительного элемен-
та оказываются настолько высокими, что динамический диапазон
устройства оказывается недостаточным для нормальной работы
аппаратуры. '

Когда источник сигнала имеет высокое внутреннее сопротив-
ление, как, например, это имеет место в передающей телевизи-
онной аппаратуре, где источником сигнала является электронно-
оптический преобразователь, имеющий выходное сопротивле-
ние порядка мегом, динамический диапазон устройства можно
расширить применением так называемых схем противошумовой
коррекции.

Принцип действия противошумовой коррекции заключается в
том, что сопротивление Rex во входной цепи усилителя
{рис. 9.20а), являющееся сопротивлением нагрузки источника сиг-
нала, выбирают не из расчёта получения хорошей частотной или
переходной характеристики входного устройства (при этом сопро-
тивление Rex должно быть малым, порядка сотен или тысяч ом),
л берут во много раз большим — порядка десятков тысяч или со-
тен тысяч ом.

При таком Rex напряжение сигнала на входе усилителя в об-
ласти нижних частот возрастает почти во столько раз, во сколько
увеличено Rex ; напряжение тепловых шумов входной цепи при
этом почти не увеличивается, так как оно пропорционально корню
квадратному из активной составляющей сопротивления входной
цепи, быстро падающей с ростом частоты. В результате отноше-
ние сигнала к шумам сильно растёт, что увеличивает динамический
диапазон устройства.

Однако при высоком Rex частотная характеристика входной
цепи усилителя оказывается падающей, начиная с частот в не-
сколько килогерц или десятков килогерц, из-за влияния входной
емкости Свх и для получения горизонтальной частотной харак-
теристики устройства в полосе до нескольких мегагерц её кор-
ректируют одним или несколькими корректирующими каскада-
ми, усиление которых растёт с повышением частоты по необхо-
димому закону.

Корректирующие каскады нередко имеют коэффициент уси-
ления меньше единицы на низких частотах, а поэтому собствен-
ные шумы каскада, следующего за корректирующим, при малом
уровне сигнала на его входе могут снизить выигрыш в отноше-
нии сигнала к шуму. Для устранения этого перед корректирую-
щим каскадом или каскадами включают один или несколько
широкополосных каскадов, повышающих уровень сигнала
(рис. 9.20а).
Схемы противошумовой коррекции подразделяются на схе-
мы простой противошумовой коррекции и схемы сложной проти-
вошумовой коррекции. В схемах простой противошумовой коррек-
ции дополнительных элементов во входную цепь усилителя не
включают, а лишь увеличивают сопротивление Rex, как было

а)



Рис. 9.20. Противошумовая коррекция:

а) блок-схема; б) частотные характеристики усилителя с
простой противошумовой коррекцией:

1 — входного устройства, 2 — корректирующего каскада; 3 — всего уси-
лителя
указано выше; для корректирования возникающих при этом частот-
ных искажений на верхних частотах и уменьшения времени уста-
новления устройства в усилитель вводят каскад, коэффициент уси-
ления которого на верхних частотах растёт пропорционально ча-
стоте (рис. 9.206).

Две схемы корректирующих каскадов для простой противо-
шумовой коррекции даны на рис. 9.21. В схеме рис. 9.21а повы-

Рис. 9.21. Корректирующие каскады для простой противошумовой коррекции:
а)) с нагрузкой сопротивлением и индуктивностью; б); потенциометрический

шение коэффициента усиления с ростом частоты достигается за
счёт включения последовательно с небольшим активным сопротив-
лением нагрузки Ra индуктивности La; сопротивление R шунтирует
резонансный контур, образуемый индуктивностью и нагружающей
каскад ёмкостью Со, устраняя дополнительный подъём характе-
ристики от влияния резонанса на верхних частотах.

В схеме рис. 9.216 (потенциометрической) линейное повышение
усиления с ростом частоты обусловлено тем, что делитель из со-
противлений и Т?2, действующий на низких частотах, ослабляет
сигнал во много раз сильнее делителя из ёмкостей С\ и С2, дей-
ствующего на высоких частотах.

Расчёт корректирующих каскадов для простой противошумо-
вой коррекции в усилителях гармонических сигналов производят,
исходя из заданной полосы пропускания усилителя; в усилителях
импульсных сигналов — исходя из заданного времени установле-
ния и допустимой величины выброса. Методику расчёта таких кас-
кадов и необходимые расчётные формулы можно найти в специ-
альной литературе [ЛИ, стр. 433—453J.

В тех случаях, когда выигрыш в отношении сигнала к шуму,
даваемый простой противошумовой коррекцией оказывается не-
достаточным, применяют сложную противошумовую коррекцию, в
которой ёмкость входной цепи Свх разделяют последовательно
включённой- корректирующей индуктивностью на две частичные
ёмкости, аналогично тому, как это имеет место в схемах сложной
434
Высокочастотной коррекции. Сложная противошумовая коррекция
даёт возможность повысить отношение сигнала к шуму в 1,5—2 ра-
за по сравнению с простой противошумовой коррекцией, но тре-
бует применения более сложных корректирующих схем, менее
устойчива в эксплуатации и сложнее в наладке [ЛИ, стр. 453—
458].

9.6.	РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ И РЕГУЛИРОВКА ТЕМБРА

9.6.1.	Назначение регулировки усиления и её типы

Регулировка усиления, имеющаяся в большинстве современных
усилителей, применяется для следующих целей:

1)	поддержания усиления усилителя неизменным при замене
усилительных элементов, их старении, изменении питающих напря-
жений и т. д.;

2)	изменения уровня выходного сигнала или поддержания его
постоянства;

3)	предохранения усилителя от перегрузки при слишком высо-
ком уровне входного сигнала.

Усиление можно регулировать плавно или скачками; в пер-
вом случае регулировку называют плавной, во втором — ступен-
чатой. В усилителях в большинстве случаев применяют плавную
регулировку усиления; ступенчатая регулировка конструктивно
сложнее, так как требует применения специального переключателя
и большее количество деталей. Поэтому ступенчатую регулировку
применяют лишь в следующих случаях: когда необходимо изме-
нять коэффициент усиления усилителя в строго определённое чис-
ло раз; когда плавная регулировка не обеспечивает предъявлен-
ных к усилителю требований; когда механическая надёжность
плавной регулировки недостаточна. Отношение коэффициентов
усиления усилителя при двух крайних рабочих положениях регуля-
тора называют глубиной регулировки или полным затуханием ре-
гулятора и выражают обычно в децибелах.

Для предотвращения перегрузки усилительных элементов при
возрастании амплитуды сигнала регулировку усиления обычно вво-
дят во входной цепи или первых каскадах усилителя. Основными
способами регулировки усиления являются: потенциометрическая
регулировка, регулировка изменением режима усилительного эле-
мента, регулировка обратной связью.

9.6.2.	Потенциометрическая регулировка

Потенциометрическая регулировка усиления осуществляется
введением в цепь сигнала делителя напряжения (потенциометра,
рис. 9.22) с переменным коэффициентом деления. В качестве ре-
гулятора может быть использован шунт на вторичной обмотке
28*	435
входного трансформатора, сопротивление утечки цепи сетки рео-
статного каскада, сопротивление нагрузки источника сигнала, со-

противление нагрузки катодного или эмиттерного повторителя и
т. д. Такая регулировка находит очень широкое применение как

в ламповых, так и в транзисторных усилителях.

Для плавной потенциометрической регулировки усиления
обычно используют непроволочные переменные сопротивления,
изменение вводимого сопротивления в кото-

Рис. 9.22. Расчёт
плавной потенцио-
метрической регу-
лировки усиления

рых производится вращением рукоятки, пере*
мещающей скользящий по поверхности сопро-
тивления ползунок.

Основными достоинствами плавной потен-
циометрической регулировки являются её про-
стота и возможность глубокого регулирования
усиления. К её недостаткам следует отнести
изменение частотно-фазовой и переходной ха-
рактеристик при перемене положения регуля-

тора и появление на выходе усилителя шумов

при вращении регулятора^ вызываемых непостоянством контакт-
ного сопротивления ползунка. Плавную потенциометрическую ре-
гулировку применяют в усилителях звуковой частоты и других
усилителях с высшей рабочей частотой не выше нескольких де-

сятков килогерц, так как здесь изменение характеристик невелико.
В широкополосных усилителях её удаётся использовать лишь при
низкоомном регуляторе, являющемся нагрузкой катодного повто-
рителя. Из-за вносимых потенциометрической регулировкой шумов
её не следует вводить в цепи с минимальным напряжением сигнала
ниже сотен микровольт.

При использовании регулировки для поддержания постоян-
ства коэффициента усиления усилителя при старении ламп и де-
талей и изменении напряжения источников питания необходимая
глубина регулировки обычно не превышает 10-=-15 дб. В этих
случаях в качестве регулятора можно применять непроволочные
переменные сопротивления с линейной зависимостью введённого
сопротивления от угла поворота рукоятки (переменные сопро-
тивления типа А).

При использовании регулировки в усилителях звуковых частот
для регулирования громкости звука и предохранения усилителя
от перегрузки желательно иметь изменение громкости, пропорцио-
нальное затуханию регулятора Ь в децибелах, прямо пропорцио-
нальным углу поворота ф рукоятки. Записав это и заменив отноше-
ние входного Uex и выходного ивых напряжений отношением
сопротивлений, на которых эти напряжения имеют место (рис. 9.22),
при ненагруженном регуляторе получим

^ = 4<l»=201g-^- = 201g^-,

ивых
где А — коэффициент пропорциональности;

Rp — полное сопротивление регулятора;

Rx — сопротивление, с которого снимают выходное напряже-
ние.

Решив (9.97) относительно Rx, найдём

р

^ = ^ 10 20 =	(9.98)-

10 20

Из (9.98) видно, что в данном случае изменение сопротивле-
ния Rx при вращении рукоятки регулятора должно происходить
по показательному закону. Поэтому в усилителях звуковых ча-
стот, а также во всех' других случаях, когда регулировка уси-
ления должна производиться по аналогичному закону, в каче-
стве регуляторов применяют непроволочные сопротивления, в ко-
торых логарифм изменения сопротивления пропорционален углу
поворота рукоятки регулятора (переменные сопротивления типа
В с показательным законом изменения сопротивления). Такие
сопротивления позволяют получить рабочий диапазон глубины
регулировки порядка 40 дб при удовлетворительной её равно-
мерности, что для усилителей звуковых частот обычно доста-
точно.

Как указывалось, одним из недостатков плавной потенцио-
метрической регулировки являются вносимые ею частотно-фазо-
вые и переходные искажения, изменяющиеся при перемене поло-
жения регулятора. Поэтому при расчёте такой регулировки опре-
деляют величину сопротивления регулятора /?р, при котором мак-
симальная величина вносимых регулятором частотных или пере-
ходных искажений не превышает заданного значения.

5>

Рис. 9.23. Эквивалентные схемы плавного потен-
•циометрического регулятора усиления:
aj полная; б)) преобразованная

Из эквивалентной схемы регулятора (рис. 9.23) видно, что он
должен вносить частотные искажения на верхних частотах в уси-
лителе гармонических сигналов и увеличивать время установле-
ния усилителя импульсных сигналов. Если регулятор включён на
входе усилителя, Ra есть сопротивление источника сигнала, от ко-
торого работает усилитель; если регулятор стоит между каска-
дами, Ru есть выходное сопротивление предыдущего каскада, Ср —
ёмкость, нагружающая регулятор, равная сумме входной динами-
ческой ёмкости усилительного элемента, на который работает ре-
гулятор, и ёмкости монтажа:

Ср=Свхд+См.	(9.99)

Выходное сопротивление регулятора при обозначениях рис. 9.23
равно:

^вых =	+	(9.100)

Ru + Rp

где Rx— часть сопротивления регулятора 7?р, заключённая меж-
ду ползунком и нижним проводом схемы.

При движении ползунка RebiX будет изменяться. Наибольшее

значение RBblx будет при максимуме числителя выражения (9.100).

Продифференцировав числитель по Rx и приравняв производ-
ную нулю, найдём, что Reux максимально при

R = ^+RP

2

(9.101)

Подставив это значение Rx в (9.100), найдём максимальное
значение выходного сопротивления регулятора:

КвЫхмаКе=-^~±.	(9.102)

Из рис. 9.236 видно, что упрощённая эквивалентная схема по-
тенциометрического регулятора аналогична эквивалентной схеме
реостатного каскада для верхних частот, а поэтому формулы, оп-
ределяющие максимальные частотные искажения Мвр1 вносимые
регулятором на высшей рабочей частоте соб и вносимое им время
установления t ур, будут иметь вид:

Мвр “Ь CpRebLXMaKc>

/	_о 9р р

*ур ^^^р^вых макс

(9.103)

В нижнем положении регулятора Reux = 0\ при этом регулятор
не вносит частотных искажений и время установления его равно
нулю. Поэтому значения Мвр и typi полученные в (9.103), пред-
ставляют собой максимальное изменение частотных искажений
и времени установления при вращении регулятора. Подставйв в
(9.103) значение ReblXMaKc из (9.102) и решив результат относи-
тельно Rp, получим расчётные формулы для определения макси-
мально допустимого сопротивления регулятора по допустимым
значениям Мвр или typ.

= 0,637 Г ^р-1 	_R^	(9д 04)

Le^p	^р
Значение Мвр или typ обычно берут порядка 0,15—0,25 от ча-
стотных искажений или времени установления, заданных на уси-
литель, и не учитывают при распределении искажений и расчёте
частотной характеристики усилителя и его времени установ-
ления.

Пример 9.2. В качестве примера рассчитаем допустимое сопротивление ре-
гулятора для усилителя рис. 9.19. Ёмкость экранированного проводника длиной
10 см, соединяющего ползунок регулятора с сеткой лампы, примем равной 12 пф
(120 пф на метр); добавив сюда 5 пф на ёмкость сеточного лепестка ламповой
панельки и ёмкость вывода регулятора, получим ёмкость монтажа Сх = 17 пф.
Динамическая входная ёмкость триода 6НЗП при^р=29, Сск =2,5 пф, Сас = 1,3 пф
и нагружающая регулятор ёмкость С р составят:

Свх д = Сск + Сас (1 + КсР) = 2,5	1,3 (1 + 29) = 41,5 пф;

Ср = Свх q + См = 41,5 4- 17 = 58,5 пф.

Пусть заданный на усилитель коэффициент частотных искажений Мв на
высшей рабочей частоте fe = 8000 гц равен 1,5 дб. Примем Мвр =0,2 М8=0,3 дб=
= 1,036. Сопротивление источника, от которого работает регулятор, в данном
случае равно

, __ ^11’^Л1 

U^Ril + Ral ~

20-100

20 + 100

• 103 = 16,7-103 ом.

Отсюда максимально допустимое сопротивление регулятора

0,637]/	— 1	„	0,637 ]/1,0362— 1

£	- 1О

f.eCp	8000-58,5 10—12

—16.7-103= 351-103 ом.

Ближайшее стандартное переменное сопротивление имеет величину 330 ком;
следовательно, сопротивление регулятора в схеме рис. 9.19, равное 330 ком,
выбрано правильно. В

В тех случаях, когда усилитель должен иметь ряд фиксирован-
ных, строго определённых значений коэффициента усиления, что,
например, требуется в измерительной аппаратуре для изменения
пределов измерения, применяют ступенчатую потенциометричес-
кую регулировку усиления (рис. 9.24); её обычно делают с посто-
янным входным сопротивлением Rex. Изменение усиления между
соседними ступенями, выраженное в децибелах (скачок регули-
ровки), в измерительной аппаратуре обычно берут 6, 10 или 20 дб
в зависимости от предъявленных к прибору требований. При ис-
пользовании такой регулировки в высококачественных усилителях
звуковых частот скачок берут таким, чтобы он практически не ощу-
щался на слух (1-4-2 дб).
При сопротивлении регулятора Rp=Rbx и затухании регулятора на данной
ступени b дб сопротивление Rx определится на основании (9.98): как

(9.105)

10 20

Затухание первой ступени обычно делают равным нулю; поэтому \Rxi
оказывается равным сопротивлению регулятора RP. Это сопротивление берут не
выше максимально допустимого для входной цепи лампы, на которую работает
регулятор.

Рис. 9.24. Ступенчатая потенциометрическая регулировка усиления:
а) с общим делителем; б) с отдельными делителями

Как показано на рис. 9.24, ступенчатую регулировку можно выполнить дву-
мя способами': с отводами от общего сопротивления (рис. 9.24а) и с отдель-
ными делителями на каждую ступень (рис. 9.246). Несмотря на большее коли-
чество сопротивлений и необходимость применения двухползункового или
сдвоенного одноползункового переключателя, второй способ применяется чаще.
При первом способе подгонка и ремонт регулятора очень затруднительны, так
как здесь все сопротивления связаны и неисправность одной ступени влияет
на остальные.

Ступенчатую потенциометрическую регулировку можно сделать
частотнонезависимой в широком диапазоне частот (от постоянно-
го тока до десятков мегагерц). Для этого параллельно сопротив-
лениям делителя и R2 включают ёмкости Ci и С2 (рис. 9.25),
удовлетворяющие соотношению

R1C1 = R£2.	(9.106)

Такую регулировку называют ступенчатой компенсированной
регулировкой усиления и применяют в широкополосной измери-
тельной аппаратуре; её обычно делают с постоянным входным со-
противлением.

' Сопротивление RP=RX\ (рис. 9.25) обычно берут близким к максимально
допустимому для входной цепи лампы, a Rxz, Rx$ и т. д. находят из выраже-
ния (9.105).

Ёмкость Ср, нагружающая регулятор, определяется выражением (9.99);
эта ёмкость, подключаемая к нижним сопротивлениям регулятора, является
440
заданной. Параллельно нижним сопротивлениям иногда приходится включать
дополнительные конденсаторы С р$, изображённые на рис. 9.25 пунктиром.
Емкость, шунтирующая верхние сопротивления регулятора, состоит из ёмкости
монтажа верхнего сопротивления Смв и ёмкости подключённого параллельна
полупеременного конденсатора (триммера) Ст, корректирующего частотно-фа-
зовую и переходную характеристики регулятора.

Рис. 9.25. Ступенчатая потенциометрическая компен-
сированная регулировка усиления с постоянным
входным сопротивлением

Согласно (9.106) необходимая ёмкость триммера определится выражением

Ст = ^ф--Смв,	(9.107»

Кв

где RH и Re— нижнее и верхнее сопротивления данной ступени регулятора.

Если Ст при расчёте по ф-ле (9.107)) получается меньше 2 пф или отри-
цательной, задаются значением Ст около 3 пф и ставят параллельно нижнему
сопротивлению дополнительную ёмкость С^, находимую из выражения

Са = (Ст +^мв} Re — Ср.	(9.108).

Пример 9.3. Рассчитаем ступенчатый компенсированный регулятор усиле-
ния с входным сопротивлением 1 Мом для широкополосного осциллоскопа,
схема которого дана на рис. 9.32; регулятор должен иметь семь ступеней с
затуханием 0, 10, 20, 30, 40, 50, 60 дб (1; 3,16; 10; 31,6; 100; 316 и 1000 раз).
Нагружающая регулятор ёмкость Ср = 15 пф; ёмкость монтажа каждого из верх-
них сопротивлений Смв положим равной 3 пф.

Сопротивление Rxi, равное сопротивлению регулятора RP, составит 10б ом;.
Rx2, 7?хз и т. д., найдём на основании (9.105)) как:

Rx2 =—= 3,16-10» ом-
ьдб	Л

10 20	10 20

10е	10е

Rx3 =—20~ = 106 °м’‘ • ' Rx7 =—6О~ = 103 ом‘

ю 20	10 20

Отсюда верхние сопротивления второй, третьей и т. д. ступеней регулятора-
будут равны:

Rp Rx* 6,84-105 ом; Rp — RX3 = 9-Ю5 ом;...; Rp— RX1^1Q6 ом.
Емкости корректирующих триммеров Ст2, Ст3 второй, третьей и т. д. сту-
пеней регулятора составят:

р ____	^Х2

Сгп2 — D D

Кр--- АХ2

15-3,16.106

Смв~ 6,84-Юь -3-3.9 пф;

Ср Rx3

Ст3 ~~ Р Р
Кр-------- АХ3

15-105

Сме~ 9-105 ~ 3 ~ ~ 1 П(^а

Для Ст2 возьмём триммер с минимальной ёмкостью 2 и максимальной
5 пф; так как Ст3 отрицательно, берём Стз и последующие триммеры со сред-
ней ёмкостью около 3 пф	пф; Смакс-=5 пф) и включаем параллель-

но RX3, RX4 и т. д. дополнительные ёмкости, равные:

(Ст + Смв) (Rp-RX3) _ (3 -f- 3) 9 -10* _
Rx3	Р Ю5

15 = 39 пф;

• • •> £#7 —

(3 + 3) IQg

103

15 « 6000 пф.

После сборки регулятора и установки его на место регулируют триммеры
до получения на каждой из ступеней линейной частотной характеристики.

9.6.3.	Регулировка изменением режима

Коэффициент усиления усилителя можно изменять, меняя на-

пряжение смещения на управляющих электродах усилительных
элементов. При этом будет изменяться режим работы усили-

тельного элемента, его параметры, а следовательно, и даваемое
им усиление. Регулировка усиления такого типа наиболее часто

менением режима работы усилитель-
ного элемента:

а) изменением отрицательного сме-
щения на управляющей сетке; б) из-
менением напряжения на экранирую-
щей сетке

используется в каскадах с экра-
нированными лампами; при
трёхэлектродных лампах она
работает плохо, так как усиле-
ние последних мало зависит от
напряжения смещения. В тран-
зисторных каскадах такую ре-
гулировку применяют реже,
так как она плохо совместима
со схемами стабилизации ре-
жима. При экранированных
лампах регулировку изменени-
ем режима можно осуществить
как по управляющей, так и по
экранирующей сеткам.

При регулировке усиления
изменением отрицательного

•смещения на управляющей сетке последовательно с сопротивле-
нием катодного смещения RK включают переменное сопротивление
регулятора Rp (рис. 9.26). При увеличении Rp отрицательное
смещение на сетке возрастает, крутизна характеристик в точке
покоя падает и усиление уменьшается.

При регулировке усиления изменением напряжения на экрани-
рующей сетке последовательно с R3 включают переменное сопро-
тивление Rp (рис. 9.266) или изменяют напряжение на экранирую-
щей сетке при помощи потенциометра. При уменьшении напряже-
ния на экранирующей сетке точка покоя опускается, крутизна лам-
пы уменьшается и усиление падает.

Достоинством регулировки изменением режима является почти
полное отсутствие влияния положения регулятора на характери-
стики усилителя в области верхних частот и возможность дистан-
ционного управления усилением, почему этот способ регулировки
применяют в широкополосных усилителях. Его недостатком являет-
ся возможность повышения вносимых усилительным элементом
нелинейных искажений при смещении точки покоя на криволиней-
ную часть характеристики. Это заставляет применять регулировку
рассматриваемого типа в первых каскадах усиления, где ампли-
туда сигнала невелика, и ограничивать глубину регулировки вели-
чиной в 10-4-20 дб.

Расчёт регулировки усиления изменением режима сводится к определению
сопротивления регулятора, обеспечивающего заданную глубину регулировки.
Для этого случая нормальный К и минимальный Кмин, коэффициенты усиления
каскада могут быть выражены как:

К = AS

К мин — ASMUfi

(9.109)

где А —коэффициент пропорциональности,

S и $мин — нормальная крутизна в точке покоя и минимальная крутизна
анодного или коллекторного тока.

Обозначив через ДР диапазон регулировки в относительных единицах, по-
лучим

откуда

К AS S

Кмин	ASMUH	$мин

Змин — п
Др

(9.110)

(9.111)

Диапазон регулировки в децибелах берут не выше 104-20 дб (Др не более
34-10), так как при большей глубине её равномерность ухудшается и возможно
увеличение вносимых каскадом нелинейных искажений.

Найдя из (9.111) крутизну SMUH, обеспечивающую необходимый диапазон
регулировки, при регулировке изменением сопротивления катодного смещения
определяют по характеристике зависимости S от ис для применённой в каскаде
лампы отрицательное смещение н-а управляющей сетке исмакс> при котором
крутизна анодного тока равна 3Мин* а затем находят ток катода при этом сме-
щении Iк мин* Сопротивление регулятора Rp определится как:

> _ маКс

<р~ I

1 к мин

(9.112)

-- Кк*
где RK—сопротивление катодного смещения, включённое последовательно с
сопротивлением регулятора RP.

Расчёт регулировки усиления, изменением напряжения на экранирующей
сетке производится аналогичным путём.

В качестве регулятора при регулировке усиления изменением
режима применяют непроволочные переменные сопротивления
типа Б (логарифмические), если усиление должно возрастать
при вращении регулятора по часовой стрелке, и сопротивления ти-
па В (показательные), если усиление должно падать при вращении
регулятора по часовой стрелке. В обоих случаях можно использо-
вать линейные сопротивления типа А, но при этом регулировка бу-
дет менее плавной.

Рис. 9.27. Регули-
ровка усиления об-
ратной связью

9.6.4.	Регулировка обратной связью

Регулировку усиления обратной связью можно применять в
каскадах с любыми усилительными элементами. Схема такой ре-
гулировки в каскаде с электродной лампой дана на рис. 9.27.

Регулировка здесь осуществляется введени-
ем в цепь катода переменного сопротивле-
ния Rp, напряжение отрицательной обрат-
ной связи с которого попадает в цепь уп-
равляющая сетка — катод последователь-
но с напряжением источника сигнала и сни-
жает усиление аналогично тому, как это
имеет место в каскаде с неблокированным
ёмкостью Ск сопротивлением катодного
смещения. При увеличении Rp напряжение
обратной связи растёт и усиление каскада
падает. Положение точки покоя при изме-
нении положения регулятора остаётся прак-
тически неизменным, а поэтому такая регу-

лировка не увеличивает вносимые каскадом нелинейные иска-
жения.

Регулировку усиления обратной связью можно применять в
каскадах как с малой, так и с большой амплитудами сигнала; она
обеспечивает получение глубины регулировки до 15-4-20 дб. К её
недостаткам можно отнести наличие постоянного потенциала меж-
ду катодом и подогревом лампы в случае соединения подогрева
с нулевым проводом схемы, а также влияние положения регуля-
тора на характеристики каскада в области частот порядка десят-
ков мегагерц из-за влияния суммарной ёмкости С (изображена
пунктиром на рис. 9.27), складывающейся из ёмкости регулятора,
ёмкости монтажа и ёмкости катод—подогрев лампы. Это застав-
ляет в широкополосных ламповых усилителях брать RpMaKc^>
ом [Л13, стр. 143].
Расчёт регулировки усиления обратной связью в основном за-
ключается в определении сопротивления регулятора, обеспечиваю-
щего необходимый диапазон регулировки.

При введении в цепь катода или эмиттера сопротивления Rp
коэффициент усиления каскада КСр, имевший место до введения
сопротивления, согласно (7.50) упадёт до значения

к = Дср

св 1 + SdKRp

(9.113)

Диапазон регулировки усиления Др, получаемый при измене-
нии сопротивления регулятора от 0 до Rp, будет равен отноше-
нию Кср1Ксв, т- е-

а, - 4е- = 1 + s,.rp.

К Св

(9.114)

Решив (9.114) относительно Rp, получим расчётную формулу
для определения необходимого сопротивления регулятора по задан-
ной величине диапазона регулировки:

Яр =

Др-1
SdK

(9.115)

Здесь — динамическая крутизна катодного или эмиттер-
ного тока. Для экранированной лампы SdK можно считать, равной
статической крутизне катодного тока SK в точке покоя, определяе-
мой ф-лой (7.52), для триода — динамической крутизне анодного
тока Sd в точке покоя, определяемой ф-лой (4.39); для транзи-
стора

$	________J_____

dK Rex + (l-*)Ra ’

где R вх и а — входное сопротивление и коэффициент усиления
тока при включении транзистора с общей базой;

Ru —сопротивление источника сигнала или выходное
сопротивление предыдущего каскада.

Например, при экранированной лампе с 5к=6*10“3 a/в для получения
диапазона регулировки в 12 дб (ДР—4) в цепь катода лампы потребуется вклю-
чить переменное сопротивление, равное

R'~ S.

4 — 1

6-10“ 3

= 500 ом.

В качестве регулятора при регулировке усиления обратной
связью обычно применяют непроволочные переменные сопротивле-
ния типа А с линейным законом изменения сопротивления.
9.6.5.	Регулировка тембра

ществляется регуляторами

Рис. 9.28. Регулятор темб-
ра, снижающий усиление на
верхних частотах:

В усилителях нередко требуется плавно изменять частотную
характеристику в области нижних или верхних частот для кор-
ректирования общей частотной характеристики системы. Это осу-
тембра, представляющими собой ча-
стотнозависимые цепи, включаемые в
схему межкаскадной связи или в цепь
обратной связи.

Существует большое количество
схем регуляторов тембра, различным
образом изменяющих частотную ха-
рактеристику усилителя. Например,
для снижения помех от соседнего ка-
нала в радиоприёмниках и для умень-
шения шума иглы в усилителях воспро-
изведения грамзаписи используют ре-
гуляторы тембра, плавно снижающие
усиление на верхних частотах при не-
изменном усилении на средних и ниж-
них частотах. Простейшая схема регу-
лятора тембра такого типа и её частот-
ные характеристики для различных
положений регулятора даны на
рис. 9.28. Здесь представляет собой
противлений схемы каскада и является

заданным; сопротивление регулятора Rp и ёмкость конденсатора С
определяются выражениями:

т~)	л 0,08

/ Сх~^- (9Л16>

Yв макс

а) принципиальная схема;
б) частотные характеристи-
ки при различных положе-
ниях регулятора

результат суммирования

где Увмакс—наибольшее значение относительного усиления на
верхних частотах, соответствующее полностью вве-
дённому сопротивлению

Л — частота, на которой усиление снижается на 1 дб.

При использовании такого регулятора тембра в ламповом рео-
статном каскаде предварительного усиления цепочку CRP вклю-
чают параллельно Rc', в этом случае Ri оказывается равным сопро-
тивлению параллельного соединения Ri, Ra и Rc.

При использовании регулятора в транзисторном реостатном
каскаде цепочку CRP включают параллельно выходной цепи тран-
зистора; Rx здесь равно сопротивлению параллельного соедине-
ния RebLX транзистора, RK в его выходной цепи и входного сопро-
тивления следующего транзистора.

Другой регулятор тембра, плавно поднимающий частотную
характеристику на нижних частотах, применяется в усилителях
446
воспроизведения звука для корректирования частотной характера
стики магнитофонной и граммофонной записи, падающей с пони-*
жением частоты примерно от 1 кгц. Простейшая схема такого ре-
гулятора и частотные характеристики для различных его положе-
ний даны на рис. 9.29. Этот регулятор хорошо работает при усло-
вии Ri>R2+Rp', если Ris»R2+Rp, то значения R2 и С определя-
ются простыми формулами:

Т?2= -----------

Ун макс 1

0,31

(9.117)

где YHMaKc — наибольшее значение относительного усиления на

нижних частотах, соответствующее полностью введён-

ному сопротивлению Rp\

fi — частота, на которой усиление возрастает на 1 дб.

При использовании такого регулятора
тембра в ламповом реостатном каскаде
цепочку CRPR2 можно включить парал-
лельно 7?с; в этом случае будет равно
сопротивлению параллельного соедине-
ния R^ Ra и Rc. Сопротивление регуля-
тора Rp берут в (3-4-10 раз меньше 7?г,
разделительный конденсатор Сс в этом
случае рассчитывают, как обычно, на
пропускание низшей рабочей частоты, но
в расчётную формулу вместо Rc подстав-
ляют /?2, что сильно увеличивает необхо-
димую ёмкость этого конденсатора. В

ламповом каскаде с таким регулятором
тембра желательно применять экраниро-
ванную лампу. При использовании регу-
лятора в транзисторном каскаде и вклю-
чении цепочки CRPR2 параллельно вход-
ной цепи следующего транзистора
оказывается равным сопротивлению па-
раллельного соединения Reblx, RK и Rex
следующего транзистора. В этом случае

Рис. 9.29. Регулятор-
тембра, повышающий
усиление на нижних
частотах:

а) принципиальная
схема; б) частотные
характеристики при
различных положени-
ях регулятора

для уменьшения ёмкости конденсатора С и увеличения сопротив-
лений Rp и R2 последовательно с Rex можно включить дополни-

тельное сопротивление.

Существуют схемы регуляторов тембра, позволяющие вра-
щением одной рукоятки как снижать, так и повышать усиление
в определённой области частот [ЛЮ, стр. 223—225; Л29, стр.
38—54; Л9, стр. 32—38].

При необходимости регулирования тембра как нижних, так и
верхних частот для устранения влияния положения одного регуля-
тора на характеристики другого их желательно располагать в раз-
личных каскадах. Иногда для этой цели в усилитель вводят спе-
циальные каскады, почти не дающие усиления, но позволяющие
в широких пределах изменять частотную характеристику усилите-
ля как на нижних, так и на верхних частотах, а также регулиро-
вать усиление.

Схема такого регулятора тембра, использующего сдвоенный
пальчиковый триод типа 6НЗП и позволяющего как снижать, так

Рис. 9.30. Регулятор тембра нижних и верхних частот с лампой 6НЗП:
а) принципиальная схема; б) частотные характеристики при различных поло-
жениях регуляторов тембра

и повышать усиление на нижних и верхних частотах по сравнению
со средними, приведена на рис. 9.30а; её частотные характеристи-
ки для различных положений регулятора тембра нижних частот
(РНЧ) и регулятора тембра верхних частот (РВЧ) даны на
рис. 9.306. Схема содержит регулятор усиления потенциометричес-
кого типа (РУ), обеспечивает максимальную регулировку тембра
порядка ±20 дб на 50 и 10 000 гц, имеет в верхнем положении
регулятора усиления коэффициент усиления на средних частотах
около 4 и максимальное выходное напряжение порядка 1 .в.

9.7.	КОНСТРУКТИВНОЕ ОФОРМЛЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ

Конструктивное оформление усилителя определяется его на-
значением и предъявляемыми эксплуатационными требова-
ниями.

Усилители небольшой мощности, являющиеся частью какого-
либо прибора (например, усилители радиоприёмников, телевизо-
ров, осциллоскопов и т. д.), обычно помещают в корпусе прибора,
где для усилителя предусматривают необходимое место.

Переносные усилители небольшой мощности, оформляемые в
виде отдельной конструкции (например, усилители портативного
типа для усиления актуальных передач), обычно монтируют на ме-
таллическом шасси с металлической же передней стенкой (па-
нелью), на которой располагают органы управления; для защиты
деталей и монтажа усилителя от повреждений и для экраниро-
448
вания усилителя всю конструкцию вставляют в металлическую ко-
робку без передней стенки (кожух). При наличии в усилителе вы-
сокого напряжения его снабжают блокировкой, которая при сня-
тии кожуха разрывает цепь питания и делает невозможным вклю-
чение усилителя без защитного кожуха.

Стационарные усилители небольшой мощности, оформляемые
в виде отдельной конструкции (например, усилители дальней
связи), обычно монтируют на металлических панелях, также за-
щищаемых с одной стороны кожухом, и располагают на специаль-
ных стойках; при их конструировании соблюдают правила техники
безопасности.

Усилители большой мощности, выполняемые в виде стационар-
ных конструкций, обычно монтируют в металлических шкафах,
защищающих детали и монтаж и предохраняющих обслуживаю-
щий персонал от поражения высоким напряжением. Шкаф надёж-
но заземляют и снабжают автоматической блокировкой, отклю-
чающей питание и разряжающей конденсаторы питания с высоким
напряжением при открывании шкафа.

При очень большой мощности усилителя (десятки и сотни кило-
ватт) его обычно монтируют в отдельном огороженном помещении,
которое также защищают блокировкой.

В трансляционных усилителях большой мощности, имеющих
высокое анодное напряжение (несколько киловольт) и работаю-
щих на абонентскую линию, для защиты абонентов от возмож-
ности поражения высоким напряжением при пробое выходного
трансформатора последний снабжают надёжно заземляемым ме-
таллическим экраном между первичной и вторичной обмотками
(изображён пунктиром на рис. 7.35).

Для защиты источников питания усилителя от короткого замы-
кания или перегрузки, которые могут вызвать воспламенение изоля-
ции подводящих проводов или аварию источника питания, цепь
питания обычно защищают плавкими предохранителями на соот-
ветствующую величину тока. Цепи питания включают и выключа-
ют выключателями соответствующей мощности и напряжения; для
контроля включения усилитель нередко снабжают контрольной
лампочкой, загорающейся при включении.

9.8.	ПРИМЕРЫ ПОСТРОЕНИЯ СХЕМ УСИЛИТЕЛЕЙ

Для иллюстрации рассмотрим несколько принципиальных схем
несложных усилителей.

На рис. 9.31 изображена схема трёхкаскадного лампового уси-
лителя звуковых частот, предназначенного для работы от электро-
динамического микрофона на несколько громкоговорителей элек-
тродинамического типа.

Входной трансформатор усилителя Трх здесь имеет симмет-
ричную и экранированную первичную обмотку для уменьшения
29—577	449
чувствительности линии, соединяющей микрофон с усилителем,
к помехам и наводкам. Для уменьшения чувствительности вход-
ного трансформатора к посторонним магнитным полям он за-
ключён в экран из материала с высокой магнитной проницае-
мостью. Шунт на вторичной обмотке трансформатора позво-
ляет получить нужную величину входного сопротивления уси-

Рис. 9.31. Схема трёхкаскадного лампового усилителя звуковых частот

К нитям
напала ламп

лителя. Экранированная лампа Л\ в первом каскаде применена
потому, что триод не обеспечивает необходимого коэффициента
усиления, вызывая необходимость увеличения числа каскадов до
четырёх. Второй каскад представляет собой инверсный каскад с
общим катодом. Для сокращения количества ламп в усилителе и
лучшего обеспечения симметрии плеч инверсного каскада в нём
применён сдвоенный триод. В последнем каскаде, работающем че-
рез выходной трансформатор Тр% на нагрузку, применены два
лучевых тетрода в двухтактной схеме, отдающие необходимую
мощность. Все цепи анодов, управляющих и экранирующих се-
ток питаются от выпрямителя, отрицательный зажим которого
присоединён к металлическому корпусу (шасси) усилителя, ис-
пользуемому в качестве общего провода. Цепи накала ламп пи-
таются от общей обмотки накала, средняя точка которой соеди-
нена с общим проводом для уменьшения фона на выходе усили-
теля. Обмотка накала помещена на общем трансформаторе пи-
тания выпрямителя и усилителя 7р3.

/?5, Т?7, /?и, С2, Се представляют собой сопротивления и кон-
денсаторы цепей катодного смещения каскадов; /?4, /?15, С3, С9 —
гасящие сопротивления и блокировочные конденсаторы цепей
экранирующих сеток; С! ,с /?3 и С5 с 7?ю образуют развязываю-
450
щие и сглаживающие фильтры; /?2, /?8, Rq — сопротивления в
анодных цепях первого и второго каскадов; С4, С6 и С7 — разде-
лительные конденсаторы; /?б — сопротивление в цепи сетки вто-
рого каскада, используется одновременно в качестве регулятора
усиления, так как установка последнего на входе первого каска-
да повысит шумы усилителя ввиду низкого напряжения сигна-
ла на входе; Лц и Rw — сопротивления в цепях управляющих
сеток ламп Л3 и Л4; /?i3 — балансирующее сопротивление упро-
щённой автобалансной инверсной схемы вместе с сопротивле-
ниями и /?12 одновременно выполняющее роль делителя на-
пряжения сигнала, подаваемого на сетку нижней половины лам-
пы Л 2.

Рис. 9.32. Схема трёхкаскадного лампового широкополосного усилителя
для электронного осциллоскопа

На рис. 9.32 дана схема трёхкаскадного усилителя широкопо-
лосного осциллоскопа. Усилитель имеет несимметричный вход;
для изменения пределов измерения на его входе включён компен-
сированный ступенчатый регулятор усиления, состоящий из сопро-
тивлений /?2, R^ R±, Rs и конденсаторов С2, С3, С4. Конденсато-
ры С2 и С3 — полупеременные, исправляющие частотную харак-
теристику регулятора. Для упрощения схемы на рисунке изображе-
ны сопротивления и конденсаторы лишь двух ступеней регулятора.
Во всех каскадах применены экранированные лампы, усиливаю-
щие более широкую полосу частот, чем триоды.

Для получения симметричного выходного напряжения, необ-
ходимого для подачи на отклоняющие пластины осциллоскопи-
ческой электронно-лучевой трубки, в качестве выходного каска-
да в усилителе использован инверсный каскад с катодной связью

29*

451
(лампы Л3 и Л4). Отрицательное смещение на управляющие
сетки ламп Л\ и Л2 снимается с цепочек катодного смещения
и /?14Сю и подаётся на первую лампу через входной регу-
лятор усиления, а на вторую — через сопротивление /?ц. Необ-
ходимое отрицательное смещение на управляющих сетках ламп
Л3 и Л4 получается в результате вычитания из падения напря-
жения на сопротивлении катодной связи /?2j напряжений, сни-
маемых с делителей /?i6, R17, R19 и /?25, ^?2б- Переменное сопро-
тивление R\7 позволяет изменять отрицательное смещение на
управляющей сетке лампы Л3 и получать на выходе усилителя
постоянный потенциал любой величины и полярности, исполь-
зуемый для смещения изображения на экране осциллоскопа.
Re, R\2, R20, R23 — сопротивления в анодных цепях каскадов уси-
ления; L2, L3, L4 — дроссели высокочастотной коррекции;
R7, С5 и 7?1з, С9 служат развязывающими и сглаживающими
фильтрами; R7 с С5, кроме этого, расширяют диапазон рабочих
частот усилителя в сторону нижних частот; Rg, R\q, R\$, R22, С7,
Сп, C13 — гасящие сопротивления и блокировочные конденсато-
ры цепей экранирующих сеток. Сопротивление Rg — переменное,
используется в качестве плавного регулятора усиления, пере-
крывающего ступени регулировки входного регулятора. Сь С8
и С12 — разделительные конденсаторы; См соединяет управляю-
щую сетку лампы Л4 по переменному току с общим проводом
схемы. /?18 и R24 — противогенерационные сопротивления неболь-
шой величины (порядка десятков ом), иногда включаемые в цепь
управляющих сеток ламп с высокой крутизной характеристики
для устранения возможности их самовозбуждения.

Цепи анодов, управляющих и экранирующих сеток получают
питание от общего выпрямителя. Цепи накала питаются от обмот-
ки накала, находящейся на трансформаторе питания выпрямите-
ля Тр, её средняя точка для уменьшения фона соединена с точкой
нулевого потенциала усилителя (шасси).

На рис. 9.33 приведена схема четырёхкаскадного транзисторно-
го усилителя звуковых частот. Здесь три первых каскада — одно-
тактные, работают в режиме А. Первый каскад для повышения
входного сопротивления усилителя включён с общим коллектором;
второй и третий для повышения коэффициента усиления включе-
ны с общим эмиттером. Последний каскад — двухтактный и для
повышения кпд усилителя работает в режиме В; для снижения
коэффициента гармоник и возможности установки в каскад любых
экземпляров транзисторов без стабилизации рабочей точки тран-
зисторы здесь включены с общей базой.

Конденсаторы С\ и С4 — разделительные; между первым и
вторым каскадами — непосредственная связь; сопротивления
и R2, R7 и /?8, и R12 образуют делители, задающие необ-
ходимое смещение на транзисторы; сопротивление R4 являет-
ся сопротивлением нагрузки в цепи эмиттера первого кас-
452
када; первый, второй и третий каскады имеют эмиттерную ста-
билизацию, осуществляемую соответственно сопротивлениями
$4, R5 и /?ю; Т?5 одновременно регулирует усиление при помощи
обратной связи. Конденсаторы С3 и С= — блокировочные,
предотвращают снижение усиления от влияния стабилизирую-
щих сопротивлений Rs и /?ю; С2 и Rg образуют развязывающий

Рис. 9.33. Схема четырёхкаскадного транзисторного усилителя звуковых частот
для проигрывания грампластинок

и сглаживающий фильтр, защищающий два первых каскада.
Для снижения мощности, потребляемой делителем 7?ц/?12, пита-
ние первых трёх каскадов осуществляется параллельно сопро-
тивлению Ru- Межкаскадный трансформатор Трх одновременно
выполняет роль инверсного; выходной трансформатор Тр2 обеспе-
чивает транзисторам оконечного каскада необходимое сопротив-
ление нагрузки.

9.9.	НАДЁЖНОСТЬ УСИЛИТЕЛЬНОЙ АППАРАТУРЫ

В современной усилительной аппаратуре проблема обеспече-
ния достаточной надёжности и безотказности работы имеет перво-
степенное значение.

Современные электронные вычислительные машины, локацион-
ные устройства, телеметрические, регулирующие и управляющие
системы * содержат многие тысячи деталей и цепей, от исправ-
ности которых зависит работоспособность всего оборудования.
Доступ к оборудованию, его проверка, регулировка и исправление
в случае неисправности нередко очень затруднены, а иногда и не-
возможны, например для искусственных спутников Земли, косми-
ческих ракет в полёте и т. д. Отказ в работе даже небольшого
узла здесь может сделать бесполезной затрату большого количест-
ва труда и средств.

Поэтому основные узлы сложных электронных устройств, опре-
деляющие работоспособность системы, должны обладать настоль-
ко высокой надёжностью работы, чтобы вероятность отказа аппа-
ратуры в течение определённого, заранее заданного интервала вре-
мени была достаточно малой.

Потеря аппаратурой работоспособности, т. е. отказ её в рабо-
те, обычно имеет место из-за одной из двух основных причин, а
именно: выхода из строя какой-либо детали или цепи, влекущего
за собой прекращение действия аппаратуры (например, перегора-
ние электронной лампы, пробой конденсатора, нарушение контак-
та цепи), или изменения электрических данных деталей, вызвавше-
го такое изменение свойств и характеристик устройства, что оно
Перестаёт выполнять свои функции.

Поэтому надёжность аппаратуры зависит от надёжности дета-
лей, из которых эта аппаратура выполнена; следовательно, при
конструировании высоконадёжных усилителей необходимо исполь-
зовать высоконадёжные детали. При данной надёжности деталей
надёжность аппаратуры зависит от количества использованных в
ней деталей; чем больше деталей в аппаратуре, тем ниже её на-
дёжность. Поэтому при конструировании высоконадёжных уст-
ройств желательно применять наиболее простые схемы с наимень-
шим количеством деталей.

Надёжность деталей, а следовательно, и аппаратуры, в которой
эти детали использованы, зависит от режима работы деталей; для
повышения надёжности облегчают режим работы деталей, не до-
пускают предельных и близких к предельным нагрузок и режимов.
Например, в транзисторной аппаратуре максимальное напряжение
на коллекторе допускают в 1,5—2 раза ниже предельно допустимо-
го для данного типа транзистора; это сильно уменьшает возмож-
ность выхода транзисторов из строя.

Кроме использования для высоконадёжной аппаратуры дета-
лей высокой надёжности и наименьшего их количества повышения
надёжности работы аппаратуры можно добиться использованием
в ней схем и узлов, безотказно работающих при больших измене-
ниях электрических данных деталей и широких допусках на них;
одним из примеров таких схем являются схемы с глубокой отри-
цательной обратной связью. Применение в высоконадёжной аппа-
ратуре схем, критичных к допускам на детали и небольшим изме-
нениям их данных, как, например, схем взаимной коррекции кас-
кадов, недопустимо.

Одной из наименее надёжных деталей усилителя являются уси-
лительные элементы: наиболее низкую надёжность имеют элек-
тронные лампы; транзисторы по сравнению с ними обладают зна-
чительно более высокой надёжностью. Наиболее высокую надёж-
ность имеют магнитные усилительные элементы.

Надёжность работы аппаратуры сильно зависит от условий её
эксплуатации. При обычных условиях эксплуатации стационар-
ной и переносной аппаратуры и правильном выборе режима рабо-
ты усилительных элементов надёжность транзисторной аппаратуры
много выше аналогичной ламповой и приближается к надёжности
454
магнитных усилителей; однако при работе в тяжёлых условиях
(сильная вибрация, значительные ускорения, большие изменения
температуры и давления окружающей среды и т. д.) транзисторные
усилители пока ещё имеют значительно худшую надёжность, чем
магнитные.

Для повышения надёжности деталей, а следовательно, и кон-
струируемой из этих деталей аппаратуры их жёстко контролируют
и тренируют в тяжёлых режимах и тяжёлых внешних условиях;
после тренировки детали вновь контролируют, и для аппаратуры
высокой надёжности используют лишь детали, не изменившие за-
метно свои параметры после тренировки. Такой отбор в особенности
полезен для электронных ламп и транзисторов.

Готовую аппаратуру высокой надёжности проверяют и трени-
руют в условиях, по возможности близких к рабочим, а иногда
даже и в более тяжёлых; это помогает выявить слабые узлы и де-
тали и заменить их до пуска аппаратуры в эксплуатацию.

Повышение надёжности работы системы возможно также пу-
тём дублирования либо всей аппаратуры, либо наименее надёжных
её узлов; однако такой способ повышения надёжности увеличи-
вает габариты, вес и стоимость устройства, а поэтому его приме-
нение нежелательно и может быть оправдано лишь в исключи-
тельных случаях.
ГЛАВА 10

ИСПЫТАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ

10.1.	ОСНОВНЫЕ ИСПЫТАНИЯ, ПРОХОДИМЫЕ УСИЛИТЕЛЕМ

После изготовления или ремонта усилитель подвергают провер-
ке и различным испытаниям для того, чтобы убедиться в соответ-
ствии его свойств техническим требованиям. Основные этапы про-
верки и основные испытания заключаются в следующем:

1.	Внешний осмотр конструкции и монтажа.

2.	Проверка правильности монтажа.

3.	Проверка режимов работы усилительных элементов.

4.	Снятие частотной, фазовой и амплитудной характеристик.

5.	Измерение переходных искажений.

6.	Измерение коэффициента гармоник.

Проверку усилителя начинают с осмотра его внешнего вида,
состояния отделки, покраски, после чего проверяют качество вы-
полнения монтажа, паек, надёжность крепления деталей.

Правильность монтажа и исправность деталей схемы обычно
контролируют портативным стрелочным омметром постоянного
тока, которым проверяют все монтажные соединения усилителя
по его монтажной и принципиальной схемам, а также картам на-
пряжений и сопротивлений.

Режимы работы цепей усилительных элементов обычно про-
веряют портативным универсальным измерительным прибором
(тестером), присоединяемым к проверяемой цепи. В усилителях
с впаянными в схему усилительными элементами проверку тока в
цепи проводят косвенно, измеряя падение напряжения на каком-
либо активном сопротивлении цепи, чтобы не отпаивать усилитель-
ный элемент.

10.2.	СНЯТИЕ ЧАСТОТНОЙ, ФАЗОВОЙ И АМПЛИТУДНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИК

Частотная характеристика является одним из важнейших пока-
зателей усилителей гармонических сигналов, а поэтому, как пра-
вило, контролируется. Частотную характеристику иногда снимают
и у усилителей импульсных сигналов, например при разработке
и испытании таких усилителей с обратной связью. Для обеспече-
456
ния правильности снятия частотной характеристики усилитель
должен быть поставлен в условия, возможно близкие к рабочим.
Сопротивление источника сигнала и сопротивление нагрузки дол-
жны быть те же, что и в рабочих условиях; для усилителя, рабо-
тающего от несимметричного источника сигнала на несимметрич-
ную нагрузку, схема испытания должна быть также несимметрич-
ной, для симметричного усилителя — -симметричной.

Блок-схема простейшей установки, применяемой для снятия
частотной характеристики усилителей, приведена на рис. 10.L

Рис. 10.1. Схема снятия частотной характеристики
усилителя

Здесь Г — генератор синусоидальных электрических колебаний
с необходимым для испытания частотным диапазоном; частоту
и выходное напряжение этого генератора можно плавно изменять.
Напряжение на выходе генератора, поступающее на вход испы-
туемого усилителя У, контролируют вольтметром переменного
тока Vi с нужной чувствительностью и нужным частотным
диапазоном; нередко этот вольтметр имеется в генераторе. <Для
получения правильных результатов измерения генератор должен
иметь выходное сопротивление много меньше сопротивления ис-
точника сигнала, от которого усилитель будет работать; для со-
здания рабочих условий во входную цепь усилителя включают
эквивалент сопротивления источника сигнала Ru, а иногда и эк-
вивалент ёмкости источника Си, если это необходимо. К выхо-
ду усилителя подключают эквивалент нагрузки, состоящий из
активного -сопротивления RH, ёмкости Сн или того и другого,,
в зависимости от действительной нагрузки. Параллельно экви-
валенту нагрузки включают вольтметр V2, контролирующий вы-
ходное напряжение усилителя. Необходимо иметь в виду, что
вольтметр У2 может заметно нагружать усилитель, а поэтому
эквивалент нагрузки вместе с вольтметром должен иметь сопро-
тивление, равное сопротивлению нагрузки усилителя в рабочих
условиях. Если в рабочих условиях один из входных и один из
выходных зажимов усилителя заземлены, в испытательной установ-
ке эти зажимы также заземляют.

При снятии частотной характеристики на вход усилителя обыч-
но подают напряжение в 3—10 раз меньше максимального расчёт-
ного, что соответствует прямолинейному участку амплитудной ха-
рактеристики. При этом верхний загиб амплитудной характери-
стики не искажает измерений; кроме того, при таких входных на-
пряжениях частотная характеристика некоторых трансформатор-
ных каскадов на нижних частотах получается значительно худшей,
чем при максимальных напряжениях.

Частотную характеристику снимают следующим образом. Ус-
тановив нужное значение частоты генератора Г, устанавливают
по вольтметру Vi желаемую эдс источника входного сигнала Uu
и отмечают показания выходного вольтметра V2. Установив
следующее значение частоты и то же значение Uu, вновь
отмечают показания выходного вольтметра. Изменяя далее часто-
ту генератора и поддерживая Uu = const, снимают таким образом
зависимость U9blx = ф(/), представляющую собой частотную харак-
теристику испытуемого усилителя. Снятие частотной характеристи-
ки удобно начинать с самой низкой частоты, постепенно повышая
её до самой высокой.

Для визуального наблюдения частотных характеристик суще-
ствуют специальные установки, автоматически воспроизводящие
частотную характеристику исследуемого устройства на экране
вмонтированной в них осциллоскопической трубки (например, из-
меритель частотных характеристик типа ИЧХ-1 и др.).

Фазовую характеристику усилителя снимают сравнительно ред-
ко, обычно лишь при проектировании и испытании усилителей с
обратной связью. При этом усилитель также должен быть постав-
лен в рабочие условия. Снятие фазовой характеристики можно
производить на установке для снятия частотной, измеряя угол
сдвига фазы между выходным напряжением и эдс источника вход-
ного сигнала при помощи фазометра Ф (рис. 10.2). При отсут-

Рис. 10.2. Схема снятия фазовой характеристики уси-
лителя

ствии фазометра для этой цели можно использовать обычный од-
нолучевой электронный осциллоскоп, подав на вход вертикально-
го отклонения выходное напряжение, на вход горизонтального —
входную эдс и определяя искомый угол по виду изображения на
экране. Ввиду того что усилители горизонтального и вертикального
отклонений осциллоскопа вносят неодинаковые фазовые сдвиги,
для исключения вносимой этим ошибки исследуемые напряжения
желательно подавать непосредственно на отклоняющие пластины
электронно-лучевой трубки. Эдс входного сигнала усилителя для
458
этой цели обычно слишком мала, и вместо неё на трубку можно
подать напряжение с входа делителя Д с регулируемым коэффи-
циентом деления, подключаемого к выходу генератора Г. При
измерении удобно коэффициент деления этого делителя устанавли-
вать равным коэффициенту усиления испытуемого усилителя, что-
бы подаваемые на отклоняющие пластины напряжения были оди-
наковы. При измерении с помощью фазометра делитель также
является полезным; разумеется, делитель не должен вносить за-
метных фазовых сдвигов в диапазоне измеряемых частот. Удобно
снимать фазовую характеристику усилителя при помощи двухлу-
чевого электронного осциллоскопа.

Измерение фазовой характеристики следует начинать с обла-
сти средних рабочих частот исследуемого усилителя, где он почти
не вносит фазовых сдвигов, так как в противном случае нетрудно
ошибиться на величину, кратную 180°. Поэтому фазовую харак-
теристику обычно снимают отдельно для нижней половины частот-
ного диапазона, начиная со средней частоты и идя в сторону по-
нижения частоты, и для верхней половины, начиная с той же
средней частоты и повышая частоту. При снятии фазовой харак-
теристики, как и при снятии частотной, входное напряжение берут
в несколько раз меньше максимального расчётного. При снятии
фазовой характеристики цепи на фазометр или осциллоскоп
подают напряжение с выхода цепи р, отключив её от входа уси-
лителя, подключив на место этой цепи её эквивалент и нагрузив
цепь р её сопротивлением нагрузки.

Амплитудную характеристику усилителя можно снимать на
установке для снятия частотной характеристики; её можно сни-
мать на любой частоте рабочего диапазона. Обычно амплитуд-
ную характеристику снимают на частоте порядка средней рабо-
чей частоты усилителя (для усилителей звуковых частот 400-4-
-4-1000 гц).

Снимают амплитудную характеристику так: переключив
вольтметр Vi на входные зажимы усилителя, устанавливают
нужное значение частоты генератора Г и подают на вход усили-
теля наименьшее значение входного напряжения, контролируя
его вольтметром Записав показания выходного вольтметра
У2, увеличивают входное напряжение и вновь регистрируют по-
казания V2. Указанные операции повторяют до значений вход-
ного напряжения в 1,2—1,5 раза больше максимального расчёт-
ного. По полученным данным строят зависимость Ueux = f (Uex)
представляющую собой амплитудную характеристику усилителя.

Для определения уровня собственных шумов усилителя от-
ключают от его входа генератор Г, включив параллельно вход-
ным зажимам усилителя эквивалент сопротивления источника
сигнала Ru. Напряжение, указываемое при этом выходным
вольтметром У2, представляет собой напряжение собственных шу-
мов усилителя.
10.3.	ИЗМЕРЕНИЕ ПЕРЕХОДНЫХ ИСКАЖЕНИЙ

При испытании усилителей импульсных сигналов вместо снятия
частотной характеристики измеряют вносимые усилителем пере-
ходные искажения — спад плоской вершины Д, время установле-
ния ty, выброс фронта импульса 6. Измерения также производят
в условиях, возможно более близких к рабочим.

Рис. 10.3. Схема измерения переходных искаже-
ний усилителя

Схема измерения переходных искажений, вносимых усилителем
импульсных сигналов, приведена на рис. 10.3. Здесь ГИС — гене-
ратор прямоугольных импульсных сигналов, имеющий внутреннее
сопротивление, равное сопротивлению источника сигналов, на ра-
боту от которого рассчитан испытуемый усилитель У; ИО — элек-
тронный осциллоскоп для измерения переходных искажений, назы-
ваемый сокращённо импульсным осциллоскопом; Zн — сопротив-
ление, составляющее вместе с входным сопротивлением им-
пульсного осциллоскопа эквивалент сопротивления нагрузки уси-
лителя.

Для определения переходных искажений на вход испытуемого
усилителя от генератора импульсных сигналов подают прямоуголь-
ные импульсы нужной амплитуды, длительности и скважности.
Величину эдс входных импульсов регулируют при помощи конт-
рольного вольтметра и делителя, имеющихся в генераторе. С вы-
хода усилителя импульсы подают на усилитель вертикального от-
клонения осциллоскопа. На усилитель горизонтального отклонения
поступает напряжение от генератора ждущей развёртки, имею-
щегося в осциллоскопе. Для получения на экране электронно-лу-
чевой трубки неискажённого изображения фронта усиленных им-
пульсов генератор ждущей развёртки осциллоскопа запускают
специальными импульсами, поступающими на него от импульсного
генератора по отдельному проводу и запускающими развёртку не-
много раньше появления импульса на выходе усилителя.

На экран электронно-лучевой трубки осциллоскопа наклады-
вают прозрачную пластинку с прямоугольной сеткой, по которой
производят отсчёт переходных искажений. Для определения вре-
460
мени установления испытуемого усилителя импульсный осцилло-
скоп снабжается градуированной по времени горизонтальной раз-
вёрткой или генератором меток времени, дающим на изображе-
нии импульса светлые или тёмные точки через определённые ин-
тервалы времени (например, через 0,01, 0,1, 1 мксек). Смерив дли-
ну отрезка горизонтальной оси между 0,1 и 0,9 установившейся
амплитуды или сосчитав количество меток времени между этими
ординатами, находят время установления усилителя. Выброс
фронта и спад вершины определяют непосредственно по наложен-
ной на экран сетке.

При измерении времени установления и выброса фронта на
вход усилителя подают короткие импульсы с длительностью не
больше 10/ и выбирают скорость развёртки, обеспечивающую
удобный отсчёт времени установления и выброса. При измерении
спада вершины на вход подают импульсы максимальной расчёт-
ной длительности и выбирают скорость развёртки, при которой
на экране электронно-лучевой трубки умещается одно или несколь-
ко изображений импульса.

Для получения правильных результатов измерения необходи-
мо, чтобы время установления и спад измерительных импульсов,
выдаваемых генератором Г, а также время установления и спад
импульсного осциллоскопа были, по крайней мере, в несколько
раз меньше времени установления и спада испытуемого усилите-
ля. Выброс фронта импульса генератора Г и импульсного осцилло-
скопа желательно иметь равным нулю, в худшем» случае не более
одного процента.

Существуют установки для испытания усилителей импульсных
сигналов, содержащие все необходимые для измерения переход-
ных искажений приборы в одной конструкции (например, измери-
тель переходных характеристик типа ИПХ-1 и др.).

10.4.	ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА ГАРМОНИК

Для измерения коэффициента гармоник усилителя на его вход
подают чисто синусоидальное напряжение от генератора Г
(рис. 10.4). Коэффициент гармоник отсчитывают по измерителю
нелинейных искажений И, включаемому на выход усилителя парал-
лельно эквиваленту нагрузки и указывающему коэффициент гармо-
ник усилителя в данных условиях.

Рис. 10.4. Схема измерения коэффициента гармоник усилителя
Если коэффициент гармоник измеряют для контроля исправно-
сти усилителя, то измерение обычно производят на средней рабо-
чей частоте усилителя при максимальной расчётной мощности и
расчётном сопротивлении нагрузки на выходе. При исследовании
разрабатываемого усилителя измерение коэффициента гармоник
нередко производят на низшей, средней и высшей рабочих часто-
тах или снимают зависимость коэффициента гармоник от частоты.
Иногда также снимают зависимость коэффициента гармоник от
напряжения входного сигнала или от сопротивления нагрузки.

При исследовании усилителя для анализа вносимых им нели-
нейных искажений удобнее пользоваться не измерителем нелиней-
ных искажений, а анализатором гармоник, позволяющим отдельно
замерить напряжение каждой гармоники на выходе усилителя.
Коэффициент гармоник усилителя при пользовании анализатором
гармоник находят по ф-ле (2.31).

Для получения правильных результатов при измерении коэф-
фициента гармоник необходим измерительный генератор с коэф-
фициентом гармоник, по крайней мере, в несколько раз меньшим
наименьшего коэффициента гармоник испытуемого усилителя, и
высокой стабильностью частоты.
ГЛАВА 11

КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЁТ ТРАНСФОРМАТОРОВ
И ДРОССЕЛЕЙ

11.1.	КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ СИГНАЛЬНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ

11.1.1.	Конструктивные особенности сигнальных трансформаторов

В отличие от трансформаторов питания (силовых)" трансформаторы, пред-
назначенные для трансформирования электрических сигналов, в дальнейшем
будем называть сигнальными трансформаторами. Конструктивный расчёт таких
трансформаторов производят по данным, полученным из электрического расчё-
та, — индуктивности первичной обмотки, индуктивности рассеяния, омическому
сопротивлению обмоток, коэффициенту трансформации и т. д.

Задачей конструктивного расчёта является: выбор конструкции трансфор-
матора, выбор магнитного материала для сердечника, выбор или расчёт раз-
меров сердечника, расчёт числа витков обмоток трансформатора и выбор про-
вода для них, расчёт размещения обмоток. По окончании конструктивного рас-
чёта нередко приходится производить уточнение электрических данных рассчи-
танного трансформатора.

Для сигнальных трансформаторов применяют те же конструкции, что и для
силовых, — броневую, стержневую и тороидальную (рис. 11.1).

Рис. 11.1. Конструкция трансформаторов:
а) броневая, б) стержневая, в) тороидальная

Броневые трансформаторы имеют одну катушку с обмотками и наиболее
просты и дешёвы в производстве. Поэтому сигнальные трансформаторы малой
и средней мощности (до сотен ватт) обычно делают броневого типа. Броневые
трансформаторы наиболее чувствительны к наводкам и обладают большой ин-
дуктивностью рассеяния.

Сигнальные трансформаторы большой мощности (киловатт и выше) обычно
делают стержневыми, с двумя катушками, несущими обмотки; они имеют луч-
шее охлаждение обмоток и меньшую индуктивность рассеяния по сравнению
с броневыми, что очень важно для мощных трансформаторов, работающих при
высоких напряжениях источника питания. Кроме того, при двухкатушечной
конструкции легче обеспечить симметричность схемы, что необходимо для мощ-
ных каскадов, так как они всегда бывают двухтактными.

Стержневые трансформаторы менее чувствительны к наводкам от посторон-
них магнитных полей вследствие компенсации наводимой в одной катушке эдс
другой катушкой; поэтому иногда стержневую конструкцию применяют для вход-
ных трансформаторов усилителей с очень низким уровнем входного сигнала.

Тороидальная конструкция много сложнее и дороже в изготовлении, а
поэтому для сигнальных трансформаторов применяется редко. Основным достоин-
ством тороидального трансформатора является очень малая чувствительность
к внешним магнитным полям и очень слабое поле рассеяния.

11.1.2.	Типы сердечников и их сборка

Для уменьшения эффекта вытеснения магнитного потока (магнитного скин-
эффекта) и потерь на вихревые токи материал для сердечника берут в виде
тонких листов или ленты. Простейшим и наиболее употребительным способом из-
готовления сердечника является сборка его из штампованных или нарезанных
пластин нужной формы и размеров.

Сердечники броневых трансформаторов малых и средних размеров обыч-
но делают прямоугольного сечения, собирая их из Ш-образных пластин и пере-
крышек или из двух типов Ш-образных пластин (рис. 11.2). Если по условиям

Рис. 11.2. Пластины для сборки бро-
невого сердечника с прямоугольным
сечением стержня:

а и б — Ш-образная пластина и пе-
рекрышка; виг — Ш-образные пла-
стины двух типов

Рис. 11.3. Пластины для сборки
стержневого сердечника с прямо-
угольным сечением стержня:
а и б — Г-образные пластины; в и
г — П-образная пластина и перекрыш-
ка; д и е — полосы двух типов

работы трансформатора немагнитный зазор в сердечнике не нужен, по-
следний собирают вперекрышку, чередуя пластины при сборке так, чтобы у
лежащих друг на друге пластинах разрезы приходились с противоположных
сторон. Если же немагнитный зазор нужен (например, при постоянном подмаг-
ничивании сердечника в несколько ампервитков на сантиметр и выше), все
пластины одного типа вставляют в катушку с одной стороны, приложив с дру-
гой стороны пластины другого типа и проложив между обеими частями сер-
дечника изоляционную прокладку нужной толщины, устанавливающую величи-
ну немагнитного зазора.

Сердечник малых и средних стержневых трансформаторов обычно делают
также прямоугольного сечения, собирая его из Г-образных пластин, П-образных
пластин и перекрышек или из полос (рис. 11.3); сердечник больших стержневых
трансформаторов обычно делают круглого (точнее ступенчатого) сечения, со-
бирая его из полос соответствующих размеров (рис. 11.4).

При работе стержневого трансформатора со значительным постоянным под-
магничиванием его сердечник собирают с зазором.	5

Сборка сердечника из пластин удобна и проста при толщине магнитно-
го материала не ниже 0,2н-0,3 мм. При очень тонком магнитном материале
удобнее и дешевле оказываются «витые» сердечники, навиваемые из ленты
магнитного материала нужной толщины и ширины. Перед навивкой ленту
покрывают огнеупорным изолирующим и склеивающим составом; навитый сер-
464
дечник распиливают пополам и отжигают для снятия внутренних напряжений
в материале, возникших в процессе навивки. В катушку броневого трансфор-
матора обычно вставляют два таких распиленных кольца, в катушки стержне-

«2

Площадь сечения стержня -0,667dP

Рис. 11.4. Стержневой сердечник с круглым (трёх-
ступенчатым) сечением стержня:

а) сечение сердечника; б) размеры полос для
сборки сердечника

вого — одно (рис. 11.5). При текстурованных магнитных материалах, имеющих
высокие магнитные свойства в определённом направлении (сталь Э310, Э320
и др.), применение витых стержневых сердечников целесообразно при толщине
магнитного материала порядка 0,2 мм и выше.

Рис. 11.5. Броневой (а) и стержне-
вой (б) трансформаторы с витым
сердечником

Рис. 11.6. Обозначения размеров броне-
вого (а) и стержневого (б) сердечников

В формулы конструктивного расчёта трансформаторов входит средняя дли-
на магнитной силовой линии сердечника /с; приводим выражения, определяю-
щие /с для различных случаев [Л24, стр. 304—306].

Броневой сердечник с прямоугольным сечением, неодинаковым по длине
(Х/з>0,5г/1, рис. 11.6а),

lc~ h 4- — (0,5/г + b + 1 >18у3 + 0,19^);
Уз

(11.1)

30—577

465
обозначения, входящие в ф-лу (11.1), приведены на рисунке. Для броневого
сердечника прямоугольного и одинакового по длине сечения 0/з=0,5г/1) выра-
жение для /с упрощается:

1С « 2/14-26 4-1,57^.

(11-2)

Стержневой сердечник с прямоугольным неодинаковым по длине сечением
(Уз>Уъ рис. 11.66):

/с=2Л + -^-[26+с1,57(р, + 4г,)].	(11.3)

Уз

Стержневой сердечник с прямоугольным одинаковым по длине сечением

lc SB 2h + 2b + 3,14yt.	(11.4)

Стержневой сердечник с одинаковым сечением по длине и трёхступенчаты-
ми стержнями (рис. 11.4):

lc w 2h 4- 26 4- 2,58d.

(11.5)

Сигнальные трансформаторы малых размеров и мощности не нуждаются
в изоляции пластин сердечника друг от друга, так как естественная плёнка
окисла является для них достаточной изоляцией. В сигнальных трансформато-
рах больших размеров, с напряжением сигнала на виток порядка десятых долей
вольта и выше, пластины изолируют друг от друга, покрывая их с одной сторо-
ны тонким слоем изолирующего лака.

Чистое сечение магнитного материала сердечника qc, входящее в формулы
конструктивного расчёта, определяется для броневых и стержневых сердечни-
ков с прямоугольным сечением выражением

Ус = У1У2Кс,	(116)

где кс — коэффициент заполнения площади сечения сердечника магнитным
материалом; его значение зависит от толщины материала, качества проката и
технологии процесса производства трансформатора; средние значения кс даны
в табл. 11.1.

Таблица 11.1

Магнитные материалы		Значения кс для пластин	
		без изоляции	с лаковой изо- ляцией
	0,5	0,93	0,92
Горячей прокатки с толщиной, мм	। 0,35	0,89	0,88
	0,2	0,82	0,80
	0,1	0,72	0,70
	0,5	0,97	0,96
	0,35	0,95	0,94
Холодной прокатки с толщиной, мм	0,2	0,93	0,91
	0,1	0,88	0,86
	0,05	0,75	0,72
11.1.3.	Выбор магнитного материала для сердечника

Магнитный материал для сердечника сигнального трансформатора выбира-
ют в соответствии с типом трансформатора, условиями его работы и предъ-
являемыми конструктивными и экономическими требованиями.

Для трансформаторов малой мощности (не выше десятых долей ватта) ма-
логабаритной и переносной аппаратуры, где необходим наименьший вес и
размеры трансформатора, при отсутствии постоянного подмагничивания сердеч-
ника наилучшим материалом являются высоконикелевые пермаллои, содержа-
щие 784-80% никеля (Н79М4, Н80ХС и др.), имеющие наиболее высокую маг-
нитную проницаемость из употребительных магнитных материалов; это позво-
ляет максимально сократить размеры и вес трансформатора.

Для таких же трансформаторов малогабаритной и переносной аппарату-
ры, работающих с постоянным подмагничиванием сердечника, наилучшим ма-
териалом являются низконикелевые пермаллои, содержащие 454-50% никеля
(Н45, Н50ХС и др.), позволяющие в этих условиях получить наименьшие раз-
меры и вес трансформатора.

Для трансформаторов малой мощности (десятые доли ватта и ниже) ста-
ционарной аппаратуры, для которой важна наименьшая стоимость, а не разме-
ры и вес, при отсутствии постоянного подмагничивания сердечника наилучшим
материалом является трансформаторная сталь с повышенной начальной маг-
нитной проницаемостью типа Э46. Немного худшие разультаты даёт применение
для таких трансформаторов холоднокатаных трансформаторных сталей марок
Э310—ЭЗЗО; применение обычной горячекатаной трансформаторной стали ма-
рок Э42—Э43 также возможно, но при этом размеры, вес и стоимость транс-
форматора получаются немного больше.

Для трансформаторов малой мощности наименьшей стоимости с постоян-
ным подмагничиванием сердечника почти равноценными материалами являются
холоднокатаные стали Э310—ЭЗЗО и высококачественные трансформаторные ста-
ли Э42 и Э43. Размеры и вес трансформатора при стали Э42 и Э43 оказываются
немного больше.

Для трансформаторов средней и большой мощности (несколько ватт и
выше) наилучшим магнитным материалом являются холоднокатаные кремни-
стые трансформаторные стали типа Э310—ЭЗЗО. Применение для таких транс-
форматоров сталей типа Э42 и Э43 допустимо, но при этом вес и стои-
мость трансформатора возрастают на 104-30% и повышается индуктивность
рассеяния.

Толщину листов магнитного материала сердечника выбирают в соответ-
ствии с низшей рабочей частотой трансформатора, сортом материала и раз-
мерами сердечника [Л24, стр. 225—228]. Для трансформаторов звуковых ча-
стот с низшей рабочей частотой не выше 1004-200 гц и сердечником из транс-
форматорной стали толщину пластин обычно берут 0,354-0,5 мм; при более
высокой низшей частоте толщину пластин берут меньше. В трансформаторах
звуковой частоты с сердечником из пермаллоя толщину пластин обычно берут
в пределах от 0,1 до 0,35 мм, применяя тем более тонкий материал, чем вы-
ше низкая частота и магнитная проницаемость материала и чем меньше разме-
ры сердечника.

11.1.4.	Выбор и расчёт размеров сердечника

Сердечник для сигнального трансформатора выбирают по двум показате-
лям: по конструктивной постоянной нижних частот А, определяющей частот-
ную характеристику трансформатора на нижних частотах и его переходную
характеристику в области больших времён, и по конструктивной постоянной
индукции D, определяющей амплитуду переменной составляющей индукции в
сердечнике на низшей частоте, а следовательно, и вносимые трансформатором
нелинейные искажения.

30*

467
Значения А и D связаны как с электрическими, так и с конструктивны-
ми данными трансформатора, а следовательно, могут быть найдены как по
электрическим свойствам трансформатора, так и по геометрическим размерам
его сердечника.

Для трансформатора, обе обмотки которого работают в режиме А, необхо-
димые значения А и D находят по формулам:

. (1+с)М

/1 —

р _ 1 + С П/72Р

В мн fn

Для трансформатора с первичной обмоткой, имеющей две половинки й ра-
ботающей в режиме В, и вторичной обмоткой, работающей в режиме А (выход-
ной трансформатор двухтактного каскада, работающего в режиме В):

3,41

1 + 1,41 Hz/zp 1/

ВмнГн	Цтр (1—Л/тгр)

и для трансформатора с первичной обмоткой, работающей в режиме А, и вто-
ричной из двух половинок, работающей в режиме В (входной трансформатор
транзисторного каскада мощного усиления, работающего в режиме В):

2,41 М

P'-i

1,41 + т]тр т/Р2

В мп tn	Л/пр (1 Л/тгр)

(11.9)

В ф-лах (11.7) — (11.9) обозначения следующие: Lj и и — индуктивность
первичной обмотки трансформатора и её активное сопротивление; LXn и* г1п —
индуктивность и активное сопротивление половинки первичной обмотки; ц —
магнитная проницаемость материала сердечника для переменной составляю-
щей магнитного потока; Вмн — амплитуда переменной составляющей индукции
в сердечнике при максимальном сигнале и низшей рабочей частоте; f н — низ-
шая рабочая частота; и r|wp —отдаваемая трансформатором в нагрузку
мощность и его кпд; с — отношение активного сопротивления первичной обмот-
ки к приведённому активному сопротивлению вторичной, входящее в ф-лы (5.82)
и (5.83).

Найдя по ф-лам (11.7) — (11.9) значения А и D, по таблице основных дан-
ных сердечников, приведённой в приложении 4, подбирают сердечник, имею-
щий как Д, так и D-, равные или больше найденных. При расчёте А и D по
ф-лам (11.7) — (Н.9) значение ц для трансформаторов малой мощности, ра-
ботающих без подмагничивания сердечника, берут равным начальной магнит-
ной проницаемости применённого магнитного материала, указанной в табл. 11.2.
Для трансформатора с мощностью порядка 1 вт и выше, работающих без под-
магничивания сердечника, значение ц находят из рис. 11.7 для применённого
материала и индукции в сердечнике в Дс раз меньше величины Вмн, выбран-
ной для рассчитываемого трансформатора на основании табл. 11.3, где Дс —
расчётный динамический диапазон сигнала, для широковещательной передачи
принимаемый обычно равным 100. Для трансформаторов, работающих с под-
468
Рис. 11.7. Зависимость магнитной проницаемости от
переменной составляющей индукции для наиболее
употребительных трансформаторных сталей

Рис. 11.8. Ориентировочная зави-
симость эквивалентной начальной
магнитной проницаемости от L/o
для наиболее употребительных
магнитных материалов
Магничиванием сердечника, ц полагают равным эквивалентной начальной маг-
нитной проницаемости материала, ориентировочное значение которой рзнор
находят из графика рис. 11.8 по величине произведения Л/02, где L — индук-
тивность обмотки, вызывающей подмагничивание, в генри, а /0 — постоянная
составляющая тока в ней в амперах.

Таблица 11.2

Материал



Высококачественная трансформаторная сталь горячего проката
(Э42, Э43).................................................

Высококачественная трансформаторная сталь холодного проката

(эзю, Э320, эззо).......................:	. ..............

’Трансформаторная сталь с повышенной начальной проницае-
мостью (Э46)...............................................

Пермаллой с содержанием никеля 45—50% при толщине листов
0,24-0,35 мм (Н45, Н50ХС и др.) ...........................

То же, при толщине листов и, 14-0,15 мм....................

Пермаллой с содержанием никеля 754-80% при толщине листов
0,14-0,35 мм (Н79М4, Н80ХС и др.)........................

400

500

600

2500

2000

10 0004-15 0001)

*) В трансформаторах малых размеров с учётом влияния сборки Ш-образных пластин впе-
рекрышку.

Таблица 11.3

Материал сердечника и мощность трансформатора	вмн* гс
Трансформатор малой мощности с сердечником из высоконикелевого пермаллоя (Н79М4, Н80ХС и др.)	  Трансформатор малой мощности с сердечником из низконикелевого пермаллоя (Н45, Н50ХС и др.)		  Трансформатор с сердечником из трансформаторной стали Э42, Э43 и мощностью порядка:	1 000  2 000
1в/и		4 000
10 вт		7 000
100 вт		9 000
1 кет		10 000
10 кет		11 000

Примечание. При сердечнике из стали ЭЗЮ, Э320, ЭЗЗО и аналогичной
Вмн можно увеличить в 1,14-1,2 раза по сравнению с величинами, указанными для
стали Э42, Э43.
470
Значение Вмн для подстановки в ф-лы (11.7) — (11.9) берут из табл. 11.3, а
значения с и т]™? — принятые при электрическом расчёте трансформатора.

При конструктивном расчёте трансформаторов очень малой мощности, по-
рядка 0,01 вт и ниже, значение D можно не рассчитывать и выбирать сердеч-
ник из таблиц приложения 4, имеющий А примерно равное или немного боль-
шее найденного по ф-лам (11.7) — (11.9).

Приведённые в таблицах приложения 4 значения А и D рассчитаны по
геометрическим размерам сердечников при помощи формул:

Л = 7,18-10—3 ydJib-r?

D = У1УъКс -1/ НЬкр
~ 2,98-10* У 1а

(И.Ю)

где У\, Уч, h, b — размеры сердечника, указанные на рис. 11.6;

Zc и /о — средняя длина магнитной силовой линии сердечника и сред-
няя длина витка обмоток трансформатора, указанные в таб-
лицах приложения 4, а также определяемые ф-лами (11.1)—
(11.5) и (11.19) —(11.21);

кс и /с0 — коэффициенты заполнения сечения стержня сердечника маг-
нитным материалом и площади окна сечением меди, средние
значения которых даны в табл. 11.1 и 11.4.

Таблица 11.41)

Марка провода и его диаметр, мм	К»			
	300 в	Ед=3004-1000 в	21^ = 14-3 кв	=34-10 кв
ПЭЛ, ПЭВ_0,03-7-0,05	0,124-0,15	—	—	—
ПЭЛ, ПЭВ 0,05-т-0,10	0,154-0,20	—	—	—
ПЭЛ, ПЭВ 0,10-7-0,20	0,184-0,25	0,15-7-0,20	—	—
ПЭЛ, ПЭВ 0,20-7-0,50	0,224-0,30	0,18-7-0,25	0,124-0,18	0,094-0,18
ПЭЛ, ПЭВ 0,50-7-1,50	0,274-0,35	0,224-0,30	0,154-0,22	0,14-0,2
ПБД, ПЭЛБД 0,5-7-1,5	0,164-0,25	0,43-7-0,20	0,104-0,15	0,084-0,15
ПБД, ПЭЛБД 1,5-7-4,5	0,224-0,30	0,18-7-0,25	0,144-0,20	0,14-0,2

’) Первые три графы таблицы (Еа < 3 кв) относятся к трансформаторам с прямо-
уголпннм сечением сердечника и сухой изоляцией; последняя графа — к трансформаторам
с трёхступенчатым сечением сердечника и масляной изоляцией. Для трансформаторов наи-
меньшей стоимости берут значения к0 ближе к нижнему пределу, для трансформаторов
наименьшего веса — ближе к верхнему пределу. Для Еа> 1 кв провод ПЭЛ применять
не рекомендуется.

Размеры сердечника, выходного трансформатора наименьшей стоимости
стержневого типа с первичной обмоткой из двух половинок, работающих в ре-
жиме В, и вторичной обмоткой, работающей в режиме А, можно найти по
формулам:
1)	при прямоугольном сечении стержня и #2=1,бг/ь /i=2,75t/b 6=l,lt/i:

_ 5 Г 2,84-10» (0,71 + Р2

Ух W |/ В2^ f2H К*с Kt т1тр (1 — 7]шр) ’

(11.11)

2)	при трёхступенчатом сечении стержня и Z> = 0,9d; ft=2,25d, qc =0,667d2Kc
и остальных соотношениях, указанных на рис. 11.4:

5/' 8,7-104071 +Т)^)2^2

(еж) |/ В2 д2 к2 *0	(j _ n/np)

(11-12)

Значения BMHt кс, Ко для подстановки в (11.11) и (11.12) берут из табл. 11.1,
11,3, 11,4; найдя У\ или по соотношениям размеров рассчитывают остальные
данные сердечника.

11.1.5. Расчёт числа витков обмоток

Выбрав или рассчитав сердечник для трансформатора, находят число вит-
ков его первичной обмотки по двум формулам, первая из которых определяет
число витков по необходимой индуктивности первичной обмотки трансформа-
тора, вторая — по индукции в сердечнике на низшей частоте, допустимой с точ-
ки зрения вносимых трансформатором нелинейных искажений:

а», = 8,92-10» ТЛ-Цг",
1	“ Р Яс

ГбЭ-Ю’^^-г,)

О). =----------------

В мн f.H,4cR~

(11.13)

(11.13а)

Найдя из (11.13) и (1.1.13а) число витков, останавливаются на большем зна-
чении, обеспечивающем как необходимую индуктивность первичной обмотки,
так и допустимую индукцию в сердечнике. Обозначения здесь следующие: U1M—
максимальная амплитуда напряжения сигнала на первичной обмотке трансфор-
матора; /с и qc — средняя длина магнитной силовой линии сердечника в санти-
метрах и чистое сечение магнитного материала стержня сердечника в квадрат-
ных сантиметрах, значения которых берут из таблиц приложения 4 для выб-
ранного сердечника или рассчитывают по приведённым выше формулам; ос-
тальные обозначения те же, что и прежде. Значения Вмн и ц в (11.13) и (11.13а)
подставляют применявшиеся в ф-лах (11.7) — (11.9) при расчёте А и D.

При расчёте трансформатора с работающей в режиме В первичной обмот-
кой, состоящей из двух половинок, и вторичной обмоткой, работающей в ре-
жиме А, в (11.13) и (11.13а) заменяют wb Lb rb U 1M, R на win, Llnt rXn.
Ухмп и рассчитывая, таким образом, число витков одной из половинок
первичной обмотки.

Если большее число витков получено по ф-ле (11.13) и трансформатор .
работает с подмагничиванием, найденное число витков уточняют, определив
472
Рис. 11.9. Зависимость эквивалентной начальной магнитной про-
ницаемости от постоянного подмагничивания для наиболее упот-
ребительных магнитных материалов

Рис. 11.10. Зависимость оптималь-
ного немагнитного зазора от по-
стоянного подмагничивания для
наиболее употребительных маг-
нитных материалов
ампервитки постоянного подмагничивания на сантиметр длины средней силовой
линии по выражению

Wnt} Л Л

аа,0 = —У—,	(11.14)

1с

где wop — ориентировочное число витков первичной обмотки, найденное из
(11.13);

/о — постоянная составляющая тока обмотки, вызывающей подмагничи-
вание;

п — коэффициент трансформации подмагничивающей обмотки, равный
отношению её числа витков к числу витков первичной обмотки. Если
подмагничивание вызывается первичной обмоткой, то п в ф-ле (11.14)
полагают равным единице.

По найденному значению awQ из рис. 11.9 и 11.10 определяют точную ве-
личину эквивалентной начальной магнитной проницаемости материала сердеч-
ника [1Эц и оптимальный немагнитный зазор z в процентах от Zc. Подставив
значение \кэн в ф-лу (11.13), находят уточнённое число витков первичной обмот-
ки; толщину немагнитной прокладки между обеими частями сердечника рассчи-
тывают по выражению

lz = 5-10“3 zlc.	(11.15)

Число витков вторичной обмотки (или её половинки для трансформатора
со вторичной обмоткой, работающей в режиме В) определяют по формулам:

^2 = ^1^;	=	=	(11.16)

первая из которых относится к трансформатору с обеими обмотками, работаю-
щими в режиме А; вторая — к трансформатору с первичной обмоткой в ре-
жиме В и вторичной в режиме А; третья — к трансформатору с первичной об-
моткой в режиме А и вторичной в режиме В.

11.1.6.	Выбор изоляции провода обмоток и расчёт его диаметра

Обмотки сигнальных трансформаторов обычно наматывают из медного изо-
лированного провода круглого сечения; прямоугольный провод используют лишь
при большом сечении проводника, порядка 5 мм2 и выше.

Для обмоток обычно применяют медные провода с эмалевой изоляцией
(ПЭЛ, ПЭВ и др.) вследствие их невысокой стоимости и малой толщины изо-
ляции, что приводит к хорошему заполнению окна сердечника медью и к умень-
шению размеров, веса и стоимости трансформатора. Однако при диаметре про-
вода выше 1ч-2 мм обычная эмалевая изоляция (ПЭЛ) при резких изгибах про-
вода трескается и отстаёт от провода, что может вызвать короткое замыкание
•части обмотки и выход из строя трансформатора. Поэтому при диаметре про-
вода выше 1-4-2 мм обычно применяют провод с комбинированной эмалево-
хлопчатобумажной изоляцией (ПЭЛБО, ПЭЛБД и др.), имеющий более вы-
сокую механическую прочность, но и более толстую изоляцию.

Провода с комбинированной эмалево-шёлковой изоляцией (ПЭЛШО,
ПЭЛШД и др.) из-за высокой стоимости в сигнальных трансформаторах при-
меняют редко.

Необходимый диаметр провода обмоток рассчитывают по найденному из
электрического расчёта активному сопротивлению обмотки, которое обычно
считают равным омическому сопротивлению обмотки. Полагая длину провода
обмотки равной произведению средней длины витка трансформатора в санти-
метрах Zo на число витков обмотки w, на основании закона Ома нетрудно по-
474
лучить формулу для расчёта диаметра круглого медного провода в миллиметрах
по заданному сопротивлению обмотки г в омах:

= 0.015 у	(11.17)

Формула (11.17) справедлива для обмоток, имеющих температуру 20°С.
Если температура обмотки сильно отличается от комнатной, диаметр провода
находят по выражению

1/ [1 + 0,004 (Z3 —20)] ^Zo

^«> = 0.015 У	\(11.18)

Где t° — температура обмотки в градусах Цельсия.

Среднюю длину витка трансформатора Zo, входящую в (11.17) и (11.18),
берут из таблицы приложения 4 для выбранного сердечника или рассчитывают
по следующим выражениям [Л24, стр. 310]:

1)	для трансформатора броневого типа с прямоугольным сечением сердеч-
ника при толщине гильзы каркаса и толщине намотки обмоток 0,86:

Zo « 2уг + 2у2 + 8 + 2,5 Ь;	(11.19)

2)	для трансформатора стержневого типа с двумя катушками, прямоуголь-
ным сечением сердечника при толщине гильзы каркаса 6к и толщине намотки
каждой из катушек в 0,356:

Zo ~ 2у! + 2у2 + 8 + + 1,16;	(11.20)

3)	для трансформатора стержневого типа с двумя катушками, трёхступен-
чатым сечением сердечника при толщине гильзы 6^ и толщине намотки каждой
из катушек в 0,356:

Z0^3,146/4-6,3^+1,16.

(И.21)

Рассчитав диаметры проводов обмоток, из приложения 3 подбирают ближай-
шие стандартные диаметры.

При расчёте диаметра провода для маломощных или малогабаритных транс-
форматоров он может получиться порядка 0,02 мм или тоньше. Такой тонкий
провод имеет недостаточную механическую прочность и легко разрушается кор-
розией. В этих случаях диаметр провода следует увеличить до наименьшего
допустимого. Для трансформаторов ламповой аппаратуры, работающих в ком-
натных условиях при напряжении анодного питания порядка сотен вольт, наи-
меньшим допустимым диаметром провода при пропитке обмоток изоляционным
составом или лаком можно считать 0,05 мм; для трансформаторов транзистор-
ной аппаратуры, работающей в таких же условиях при напряжении питания в
единицы или десятки вольт, наименьшим диаметром можно считать 0,03 мм.
При работе аппаратуры в тяжёлых условиях применение таких диаметров про-
вода требует герметизации трансформатора.

11.1.7.	Расположение обмоток и расчёт их размещения

Обмотки на катушке трансформатора можно расположить одну над другой
или рядом друг с другом. Обычно применяют первый вариант, более простой
и удобный для производства. Рассмотрим, какая из обмоток должна распола-
гаться внутри и какая — снаружи.
В трансформаторах, на электрические свойства которых влияет собствен-
ная ёмкость трансформатора (например, входные трансформаторы ламповых
усилителей с большим коэффициентом трансформации и др.), обмотку с боль-
шим числом витков желательно располагать сверху (рис. 11.11), так как эта

Рис. 11.11. Рациональное расположение обмоток
однотактных входных и выходных трансформато-
ров, работающих в режиме А при невысоких на-
пряжениях питания. Вариант справа имеет мень-
шую индуктивность рассеяния между обмотками

снижает собственную ёмкость трансформатора. Сверху также обычно распо-
лагают первичную обмотку мощных выходных трансформаторов, работающих
при анодном напряжении порядка киловольта и выше, так как это упрощает
конструкцию трансформатора. При напряжении порядка трёх и выше киловольт
первичную обмотку обычно располагают на отдельном каркасе, надеваемом на
катушку вторичной обмотки.

В понижающих трансформаторах, работающих при напряжении питания
не выше нескольких сот вольт (выходные трансформаторы ламповых усилите-
лей небольшой мощности, входные межкаскадные и выходные трансформато-
ры транзисторных усилителей), экономически выгодно располагать внутри пер-
вичную обмотку, так как это уменьшает количество расходуемого на транс-
форматор более дорогого тонкого провода Располагаемая при этом сверху
толстая вторичная обмотка защищает тонкую обмотку от механических повреж-
дений. Увеличение собственной ёмкости на электрических свойствах таких
трансформаторов практически не отражается.

Входной трансформатор двухтактного каскада должен иметь симметричные
половинки вторичной обмотки, дающие одинаковые и сдвинутые на 180° напря-
жения во всей полосе рабочих частот. У выходного трансформатора двухтакт-
ного каскада по этим же соображениям симметричными должны быть половин-
ки первичной обмотки. Конструктивное выполнение этих требований оказывается
довольно затруднительным.

Рис. 11.12. Простейшие варианты расположения об-
моток входных и выходных трансформаторов с од-
ной двухтактной обмоткой. Вариант (б) имеет мень-
шую индуктивность рассеяния между обмотками

Простейшее расположение обмоток таких трансформаторов, не обеспечи-
вающее симметрии напряжений половинок в области верхних частот, а поэтому
применяемое только в усилителях невысокого качества, изображено на рис. 11.12.
В двухтактных трансформаторах транзисторных усилителей для получения сим-
476
метрии половинок двухтактной обмотки по активному сопротивлению и индук-
тивности, а также для практического уничтожения индуктивности рассеяния
между половинками двухтактной обмотки, что особенно важно при работе в
режиме В, двухтактные обмотки наматывают в два провода. Соединив после
намотки конец одного провода с началом другого, получают среднюю точку
двухтактной обмотки; оставшиеся начало и конец являются началом и концом
обмотки (рис. 11.13). При использовании проводов марок ПЭВ, ПЭШО такой
способ намотки вполне пригоден для напряжений, имеющих место в транзистор-
ных каскадах; большая собственная ёмкость обмотки не сказывается на работе
каскада вследствие малого сопротивления его нагрузки. Уничтожение индуктив-
ности рассеяния между половинками двухтактной обмотки, даваемое этим спо-

Конец провода б-
Конец провода а



Начало провода б-

Начало провода а-

Рис. 11.14. Расположение
обмоток, пригодное для
трансформатора высоко-
качественного лампового
усилительного каскада,
работающего в режи-
ме А

Рис. 11.13. Намотка двухтактной обмотки
в два провода для уничтожения индуктив-
ности рассеяния между половинками об-
мотки, работающей в режиме В

собом намотки, не только снижает коэффициент гармоник каскада на верхних
частотах при работе в режиме В, н© и снижает напряжения переходных про-
цессов на транзисторах, что уменьшает возможность их пробоя. При работе
обеих обмоток трансформатора в режиме В обе обмотки наматывают указан-
ным способом. Такой способ намотки пригоден и для трансформаторов лампо-
вых усилителей при невысоких напряжениях питания и малых сопротивлениях
нагрузки.

В ламповых усилителях высокого качества, где необходима строгая симмет-
рия двухтактной схемы во всей рабочей полосе частот, применяют геометри-
чески симметричное расположение обмоток, разделяя для этого катушку бро-
невого трансформатора на две половинки или используя две катушки стержне-
вого трансформатора. Простейший вариант расположения обмоток для симмет-
ричного трансформатора с двухтактной обмоткой, работающей в режиме А, дан
на рис. 11.14. Для симметричного трансформатора с двухтактной обмоткой, ра-
ботающей в режиме В, необходима малая индуктивность рассеяния между по-
ловинками этой обмотки, что достигается при расположении обмоток, приведён-
ном на рис. 11.15. При необходимости уменьшения индуктивности рассеяния
между первичной и вторичной обмотками трансформатора однотактную обмотку
рис. 11.14 и 11.15 делят на две равные части, между которыми помещают двух-
тактную обмотку, как показано на рис. 11.126.

Обмотки сигнального трансформатора обычно наматывают на каркас, изго-
товляемый из изоляционного материала (пластмассы, прессшпана). Толщину
гильзы каркаса и его щёк выбирают в соответствии с размерами трансформа-
тора и его рабочим напряжением. Для увеличения электрической прочности
обмотки и уменьшения собственной ёмкости трансформатора каркас иногда делят
поперечными перегородками на несколько секций.

Для трансформаторов средних и малых размеров иногда применяют бес-
каркасную намотку, при которой обмотки наматывают на гильзу из изоляцион-
ного материала без щёк. Для удержания крайних витков обмоток на месте при
такой намотке через один или несколько слоёв провода прокладывают слой изо-
ляционной бумаги.

Намотку обмоток производят или правильными слоями (в слой или ви-
ток к витку), или беспорядочно, хаотично (вразброс или внавал). Намотка в
слой даёт лучшее заполнение окна сердечника и повышает электрическую проч-

Рис. 11.15. Расположение обмоток симметричных трансформа-
торов высококачественных ламповых каскадов, работающих
в режиме В:

а) броневого; 6) стержневого с двумя катушками



ность обмотки, особенно при прокладке через каждый слой изоляционной бу-
маги. Однако она сложнее и дороже намотки вразброс, особенно при малых
диаметрах провода. Поэтому обмотки из провода тоньше 0,1—0,07 мм обычно
наматывают вразброс. При использовании для обмоток проводов ПЭЛ, ПЭЛУ
и им подобных для уменьшения возможности образования короткозамкнутых
витков при намотке вразброс в обмотку вводят несколько тонких бумажных
прокладок. При использовании провода ПЭВ и аналогичных бумажные про-
кладки не обязательны. Обмотки из провода диаметром 0,3 мм и выше обычно
наматывают в слой, так как при толстом проводе это несложно.

Толщина изоляционной прокладки между обмотками трансформатора за-
висит от напряжения между ними и применяемого изоляционного материала.
При напряжении между обмотками порядка 5 кв и выше трансформатор обычно
делают с масляной изоляцией. Необходимая толщина гильзы и щёк каркаса,
а также изоляции между обмотками для различных трансформаторов даны в
табл. 11.5.

Приведённые в табл. 11.5 данные для напряжений между обмотками до
3000 в включительно относятся к изоляционным материалам типа бумаги »
прессшпана и сухим трансформаторам. Применение лакоткани и пропитка ка-
тушки под вакуумом позволяет уменьшить указанную в таблице толщину
междуобмоточной изоляции вдвое. Применение для гильзы высокого напря-
жения гетинаксовых труб в масляных трансформаторах с напряжением 5 кв
и выше позволяет уменьшить указанную в таблице толщину гильзы в 1,5—
2 раза.

Толщина гильзы низкого напряжения, а также толщина гильзы каркаса
при намотке обмоток на общем каркасе обычно определяется лишь необходи-
мой механической прочностью катушки и лежит в пределах от 0,3 мм для очень
малых трансформаторов до 5 мм для больших.
Таблица 11.6

Напряжение между обмотками, в	Испытательное на- пряжение при 50 гц кв эфф	Толщина крайних щёк, мм	Толщина средних щёк, мм	Толщина изоляции между обмотками мм	Толщина гильзы вы- сокого напряжения мм	Зазор между гильзой высокого напряжения и обмоткой низкого напряжения, мм	Расстояние крайней щеки от края карка- са, мм
50	0,22	0,54-1	0,34-0,5	0,034-0,1	—	—	—
300	1,2	1,54-3	14-2	0,34-0,5	—	—	——
1 000	4	4 4-5	24-3	1—1,5	—	—	—
3 000	10	64-8	44-5	—	44-5	——	74-10
5 000	15	84-10	4~5	—	34-4	34-4	104-12
7 000	21	84-10	44-5	—	44-6	54-6	154-18
10 000	30	8-е-10	44-5	—	64-8	64-8	204-25

После расчёта числа витков обмоток и определения диаметра провода про-
веряют размещение обмоток.

При намотке вразброс для этого находят чистую высоту намотки обмот-
ки hH, вычитая при бескаркасной намотке из высоты окна h с обеих сторон
расстояние, оставляемое для того, чтобы крайние витки не соскакивали
(рис. 11.16). Это расстояние берут от 1,5 мм для малых трансформаторов до

Рис. 11.16. Расчёт размещения обмоток при бескаркасной (а) и каркасной (6}
намотках трансформатора

6 мм для больших. При каркасной намотке вразброс hH находят как внут-
реннее расстояние между крайними щёками каркаса минус сумма толщин внут-
ренних щёк, если таковые имеются.

Далее находят площадь Q, занимаемую обмоткой, из выражения

du3w

Q =-------,	(11.22)

«3
тде dU3 — диаметр провода обмотки с изоляцией, w — число витков обмотки,
к3 — коэффициент заполнения обмотки, зависящий от диаметра провода, фор-
мы гильзы каркаса, качества намотки. Ориентировочные значения к3 приведе-
.ны в табл. 11.6.

Таблица 11.6

^Диаметр провода с изоляцией мм	к3 при намотке вразброс без прокладок		к3 при намотке вразброс с прокладками из тонкой 	 бумаги 		
	для круглого каркаса	для прямо- угольного кар- каса	для круглого каркаса	для прямоу- гольного кар- каса
0,03	0,72	0,65	0,60	0,50
0,05	0,75	0,68	0,63	0,53
0,1	0,80	0,72	0,72	0,62
0,2	0,83	0,75	0.78	0,70
0,5	0,85	0,80	0,82	0,75

Толщину обмотки а находят, поделив площадь намотки на её чистую вы-
соту:

Q

а = —^~.	(11.23)

Рассчитав толщину обмоток, определяют суммарную толщину катушки а0,
сложив толщину первичной обмотки аь толщину вторичной а2, толщину гильзы
каркаса б к и суммарную толщину междуобмоточной изоляции Ди:

а^ = Uj + а2 +	+ Д и.	(11.24)

При намотке в слой а0 рассчитывают иначе. Здесь чистую высоту намотки
fiH находят, вычтя из внутреннего расстояния между крайними щеками кар-
каса суммарную толщину промежуточных щёк, если таковые имеются, или
вычтя из высоты окна h удвоенное расстояние в 1,5—6 мм при бескаркасной
намотке, оставляемое для устойчивости крайних витков. Затем находят число
ритков в слое wCJl , поделив /гм на диаметр провода с изоляцией dU3

hu

(11.25)
dy.3

Количество слоёв р находят делением числа витков обмотки w на число
-витков в слое w сл

W

р=--------.	(11.26)

&сл

Толщину обмотки а при круглом каркасе определяют как:

a = pdU3 + bnp(p-l)t	(11.27)

где б пр — толщина прокладки между слоями, которую берут равной пример-
но 0,2—0,3 диаметра провода без изоляции, но не тоньше 0,01 мм и не тол-
ще 0,15 мм. При намотке в слой без прокладок ЪПр считают равной нулю.
При прямоугольном каркасе толщину обмотки находят по выражению

а = (1,2-1,4)

(11.28)

Здесь числовой коэффициент в простых скобках учитывает выпучивание
обмотки на плоских сторонах каркаса; его берут равным 1,2 при толстом про-
воде, малом числе слоёв и квадратном сечении сердечника и равным 1,4 при
тонком проводе, большом числе слоёв и большом отношении г/2/#ь Суммарную
толщину катушки а0 при намотке в слой находят по ф-ле (11.24).

Если толщина катушки а0, найденная согласно (11.24), лежит в преде-
лах (0,7-е-0,9)6 для броневого трансформатора и в пределах (0,354-0,45)6 для
стержневого трансформатора с двумя катушками, сердечник выбран правиль-
но. Если же катушка не умещается в окне или в нём остаётся слишком много
места, изменяют размеры сердечника или электрические данные трансформа-
тора, добиваясь нормального заполнения окна.

После расчёта размещения обмоток находят индуктивность рассеяния
трансформатора Ls , приведённую к первичной обмотке, по его конструктив-

ным данным:

к/9(ЗЛц +д, + д2) 2

s 108 m* (hn + hm) р

(11.29)

где к. — числовой коэффициент, равный примерно 0,7 при намотке одной, об-
мотки на другую (расположение обмоток типа рис. 11.11а) и примерно 0,8 при
чередовании обмоток (расположение обмоток типа рис. 11.116); /0 — средняя
длина витка трансформатора, см\ Ди — суммарная толщина изолирующих
промежутков между обмотками в направлении ширины окна 6, см\ ах и а2 —

суммарная толщина первичной и вторичной
лирующих промежутков между первичной
гушке в направлении ширины окна 6
(равное единице для риС. 11.11а и
двум — для рис. 11.116); h0l и h02 —
полная высота первичной и вторичной
обмоток в направлении высоты окна h,
см (рис. 11.17).

По ф-ле (11.29) можно рассчитать
и индуктивность рассеяния между поло-
винками обмотки, работающей в режи-
ме В; для этого в формулу подстав-
ляют данные, относящиеся к этим поло-
винкам.

При конструктивном расчёте транс-
форматора вначале берут более прос-
тое и дешёвое в производстве нечере-
дующееся расположение обмоток типа
рис. 11.11а, 11.12а и т. д. Если при
этом конструктивная индуктивность
рассеяния трансформатора, найденная по
больше допустимой индуктивности расе

обмоток, см; т — количество изо-
и вторичной обмотками на ка-



Рис. 11.17. Расчёт индуктивности рас-
сеяния по конструктивным данным
трансформатора

ф-ле (11.29), оказывается значительно
;яния Ls , найденной из электричес-

кого расчёта, трансформатор делают с чередующимся расположением обмоток
(рис. 11.116, 11.126 и т. д.), разделив одну из обмоток на две равные половины
и поместив другую обмотку между ними. Это уменьшает конструктивную индук-
тивность рассеяния в 3—4 раза. Убедившись в необходимости применения чере-
дующейся намотки, енота проверяют размещение обмоток и рассчитывают кон-

структивную индуктивность рассеяния.

При необходимости подгонки конструктивной индуктивности рассеяния к
величине, найденной из электрического расчёта, или небольшого её измене-
ния изменяют толщину изоляционной прокладки между обмотками или чи-

31—577

481
ело витков обмоток в допустимых пределах. При чередующейся намотке для
этой цели можно разделённую обмотку делить на неодинаковые части [Л24,
стр. 316—318].

У выходных трансформаторов мощных усилителей, работающих в режи-
ме В, при амплитуде входного сигнала выше максимальной расчётной на пер-
вичной обмотке появляются перенапряжения, которые могут во много раз
превышать питающее напряжение. В мощных ламповых выходных каскадах,
работающих при напряжениях источника анодного питания Еа в несколько
киловольт и выше, для защиты трансформатора от пробоя этими перенапря-
жениями параллельно половинкам первичной обмотки обычно ставят два искро-
вых разрядника, каждый из которых регулируется на (1,5-=-2) Еа. В этом слу-
чае каждая половинка первичной обмотки трансформатора должна выдержи-
вать примерно 2,5 Еа. На два слоя первичной обмотки при этом будет прихо-
диться напряжение, равное -----, где pin — число слоев половинки первич-

sPin

ной обмотки, s — количество последовательно включённых секций, на которые
она разделена. Это напряжение и будет максимальным напряжением между
крайними витками лежащих друг на друге слоёв обмотки. Приняв допустимую
величину этого напряжения равной 500 в для проводов с комбинированной
или высокопрочной изоляцией, из которых наматываются обмотки таких транс-
форматоров при наличии изоляционной прокладки между слоями, и решив ре-
зультат относительно s, получим формулу для определения необходимого ко-
личества секций половинки первичной обмотки:

100 р1п

Для повышения импульсной электрической прочности мощных выходных
трансформаторов верхний слой приключаемой к аноду секции обычно отде-
ляют от последующих слоёв более толстой прокладкой и наматывают с рас-
стоянием между витками.

После окончательного расчёта размещения обмоток трансформатора мож-
но рассчитать точные значения активного сопротивления его обмоток, опреде-
лив среднюю длину витка первичной и вторичной обмоток по эскизу разме-
щения обмоток.

Если число витков первичной обмотки трансформатора равно величине,
найденной из ф-лы (11.13а), т. е. определяется допустимой индукцией в сердеч-
нике, находят действительную индуктивность первичной обмотки трансформа-
тора по формуле, известной из основ электротехники:

l,26p qc

L'= Wlc	(1L31)

в которую все размеры подставляют в сантиметрах. Действительная индуктив-
ность первичной обмотки будет больше найденной из электрического расчёта;
частотную характеристику каскада на нижних частотах и частотные искаже-
ния на низшей рабочей частоте в этом случае рассчитывают по величине £ь
найденной из ф-лы (11.31).

11.1.8. Пример конструктивного расчёта трансформатора

Произведём конструктивный расчёт выходного трансформатора для двух-
тактного стационарного усилителя звуковых частот с выходной мощностью
Р2=20 вт, работающего в режиме В. Электрические данные каскада и транс-
форматора следующие: напряжение источника анодного питания Еа = 360 в;
амплитуда выходного напряжения плеча (У1Л£Л=29О в; активное сопротивление
482
половинки первичной обмотки гГп = 137 ом; активное сопротивление вторичной
обмотки /2=0,63 ом; кпд трансформатора г)т р — 0,87; коэффициент трансфор-
мации лп=0,0796; сопротивление нагрузки плеча Ra—п =1810 ом; низшая
рабочая частота f « = 70 гц; динамический диапазон сигнала Дс=100; необхо-
димая индуктивность половинки первичной обмотки Lin = 7 гн; допустимая ин-
дуктивность рассеяния LSn=0,05 гн.

Так как трансформатор двухтактный и подмагничивание у него практи-
чески отсутствует, возьмём для сердечника трансформаторную сталь марки
Э310—ЭЗЗО с толщиной 0,5 мм, допустимой для низшей рабочей частоты 70 гц.
Согласно табл. 11.3 для трансформатора с мощностью 20 вт при сердечнике
из стали Э42—Э43 допустима амплитуда переменной составляющей индукции
на низшей частоте Вмн около 7500 гс; повысим допустимую индуктивность для
стали Э310—ЭЗЗО в 1,15 раза, взяв её равной 8500 гс.

При наименьшем сигнале индукция в сердечнике на низшей частоте будет
в Дс раз меньше и составит 85 гц; для такой индукции магнитная проницае-
мость р, стали Э310—ЭЗЗО согласно рис. 11.7 равна 1350. Отсюда по ф-лам (11.8)
найдём, что значения А и D составят:

3,41-7
1350-137

= 1.29-10-4 ;

1 + 1,41-0,87 т/ 20	, -

D~ 8500-70 V 0,87(1 —0,87) _4,97’10	•

Так как усилитель стационарный, сердечник для трансформатора берём
наименьшей стоимости; из приложения 4.1 находим, что подходящим как
по Л, так и по D является сердечник Ш-19Х38, имеющий Л = 2,76*10”4 >
D = 5,4-10~5; ft=33,5 мм; Ь = \2 мм; дс=6,35 см2; lc = lQfi см; /0=14,8 см. При
этих данных необходимое число витков половинки первичной обмотки соглас-
но (11.13) и (11.13а) составит:

1/	7-10,6

= 8,92-10s у 1350-6,35 = 829;

_ 1,59-Ю7-290 (1810 —137) _
К’1"-	8500-70-6,35-1810	“ 3°’

Взяв большее число витков, т. е. ИЗО, находим число витков вторичной
обмотки w2=Win • пп — 1130 • 0,0796=90 витков.

Диаметр провода первичной и вторичной обмоток определим из (11.17),
что даст:

„ 1 /1130-14,8

di = 0,015 I/ ---рту— = 0,166 мм;

1 / 90-14,8

d2 = 0,015 |/ —— =0,69 мм.
г U, оо

Ближайшими стандартными диаметрами являются 0,17 мм и 0,69 мм, на
которых и останавливаемся. Для уменьшения стоимости трансформатора при-
меняем провод с обычной эмалевой лакостойкой изоляцией (ПЭЛ), имеющий
при указанных диаметрах без изоляции максимальные диаметры с изоляцией
d1U3 =0,19 мм и с1ыз =0,74 мм.

31»	483
Взяв длину каркаса равной 33 мм (на 0,5 мм меньше высоты окна Л), тол-
щину крайних щёк по 2 мм и поставив в каркасе среднюю щеку толщиной
в 1,5 мм для обеспечения симметричности намотки первичной обмотки, полу-
чим свободную ширину каждой из двух секций в 13,75 мм. Ввиду того что для
обмоток взят провод с обычной эмалевой изоляцией, для обеспечения отсут-
ствия короткозамкнутых витков наматываем обмотки в слой с прокладками
после каждого слоя; для уменьшения индуктивности рассеяния между поло-
винками первичной обмотки, что важно в режиме В, обмотки на каркасе распо-
лагаем по схеме рис. 11.15а, разделив каждую из полуобмоток пополам и по-
местив её половинки в разных секциях каркаса.

Число витков в слое первичной обмотки wlcA, число слоёв в одной её чет-
верти pi и толщину четверти при прокладке после каждого слоя бумаги тол-
щиной 0,04 мм найдём из выражений (11.25), (11.26) и (11.28):

13,75	Л ИЗО _

"“=’5Л7 = 72л=,72;	T77J’'s=:t

а, = 1,35(8-0,19 +0.04(8— 1)) = 2,43 мя,

взяв коэффициент в ф-ле (11.28) равным 1,35 для провода 0,17 мм. Число вит-
ков в слое вторичной обмотки, число слоёв и её толщина при прокладке между
слоями бумаги 0,12 мм и коэффициенте 1,25 для провода 0,69 мм составят:

13,75	90

=	=1816 * 18= * = Т1Г =213 *3;

а, = 1,25 [3-0,74 + 0,12 (3 — 1)] = 3,07 мм.

При изоляционной прокладке между секциями первичной обмотки и ме
жду первичной и вторичной обмотками в 0,5 мм, требуемой согласно табл. 11.5
для напряжения источника питания 360 в, и толщине гильзы каркаса 1 мм пол-
ная толщина катушки будет равна:

а9 = 2-2,43 + 3,07 + 2-0,5 + 1 = 9,93 мм,

что составляет 0,83 6; следовательно, выбранный сердечник для трансформа-
тора пригоден. Индуктивность рассеяния трансформатора найдём по ф-ле (11.29),
вычислив её отдельно для обеих четвертей первичной обмотки и сложив ре-
зультат:

L 0,7» 14,8 (3-0,05 + 0,243 + 0,307)-565*

108-1«(1,375 + 1,375)	+

0,7-14,8 (3-0,343 + 0.243 + 0,307) 565*

+	10М» (1,375 + 1,375)	“

27,5-10“3 гн.

так как для одной из четвертей расстояние между обмотками равно толщине
междуобмоточной изоляции, т. е. 0,05 см, а для другой — равно толщине поло
вины полуобмотки другого плеча вместе с удвоенной толщиной междуобмо-
точной изоляции, что составляет 0,343 см\ высота обмоток hOi и hQ2 в обеих
секциях равна 1,375 см. Индуктивность рассеяния получилась меньше допусти-
мой, а поэтому обмотки оставляем нечередующимися.

Индуктивность плеча первичной обмотки Ьщ при ц=1350 и ИЗО витках
в плече будет больше заданных 7 гн, её расчёт по ф-ле (11.31) даст значение
13 гн, которое и определит частотные искажения каскада на низшей частоте
и его частотную характеристику на нижних частотах; частотные искажения
на высшей рабочей частоте и характеристика на верхних частотах определятся
найденным из конструктивного расчёта значением LSn =27,5 мгн.
11.2. КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ ДРОССЕЛЕЙ

11.2.1.	Расчёт дросселей с замкнутым сердечником

Ввиду того что дроссель отличается от трансформатора лишь тем, что имеет
только одну обмотку, его конструктивный расчёт мало отличается от расчёта
трансформатора.

Выбор типа сердечника для дросселя и марки магнитного материала про-
изводят из тех же соображений, что и для трансформатора. Необходимые раз-
меры сердечника здесь также определяются коэффициентами А и D, находимы-
ми по формулам:

А = ——

Р'

UM

D =----7=---

1,41/г BMHfH

(11.32)

где L и г — индуктивность дросселя в генри и омическое сопротивление его
обмотки в омах; UM—максимальная расчётная амплитуда напряжения сиг-
нала на дросселе. Значение ц в формуле для А определяют так же, как и для
трансформатора; значение Вмм в формуле для D берут тем же, что и для транс-
форматора таких размеров. По найденным А и D из приложения 4 подбирают
сердечник.

Число витков обмотки дросселя определяют по ф-лам (11.13) и (11.13а),
принимающим в этом случае вид:

1,59-107<4
w= —------------

В МН ГН Qc

(11.33)

Значения входящих в (11.13) величин находят так же, как н для транс-
форматора. Из двух значений найденных из (11.33), останавливаемся на
большем. Выбор провода обмотки и расчёт её размещения производят как и
для трансформатора; толщину катушки дросселя находят, как сумму толщи-
ны обмотки и толщины гильзы каркаса. Так производят конструктивный расчёт
дросселей с низкой добротностью; конструктивный расчёт дросселей с высокой
добротностью, применяемых в резонансных цепях, имеет особенности, изложен-
ные в специальной литературе [Л24, стр. 115—126].

11.2.2.	Расчёт дросселей высокочастотной коррекции

Размеры дросселя высокочастотной коррекции делают возможно малыми
для уменьшения его ёмкости, повышающей ёмкость монтажа, и для ослабле-
ния паразитных связей. Так как последовательно с дросселем включается со-
противление Ra, во много раз превышающее омическое сопротивление дроссе-
ля, выбор диаметра провода для него определяется только соображениями ме-
ханической прочности.

Корректирующий дроссель конструктивно выполняется в виде однослойной
или многослойной катушки, намотанной на трубке из прочного изолирующего
материала, с наружным диаметром 0,4-=-0,8 см. Для изменения индуктивности
дроссель нередко снабжают подстроечным сердечником из карбонильного железа
или высокочастотного феррита. Размеры сердечника берут такими, чтобы он
увеличивал индуктивность дросселя в 1,4—1,7 раза; в расчётные формулы для
определения числа витков дросселя при этом подставляют индуктивность в 1,2—
1,3 раза меньше найденной из электрического расчёта. Длину намотки дроссе-
ля I обычно берут в пределах 1,2-?-2,5 его диаметра d (рис. 11.18).

Для однослойного дросселя (рис. 11.18а), обладающего малой собственной
'ёмкостью, пригоден провод с любой изоляцией. Однако при индуктивности по-
рядка 100 и выше микрогенри однослойный дроссель требует применения слиш-
ком тонкого провода и поэтому при такой индуктивности обычно применяют
многослойную намотку. Для многослойных дросселей удобен провод марки
ПЭЛШО, дающий небольшую собственную ёмкость дросселя и не образующий
короткозамкнутых витков. Для уменьшения собственной ёмкости многослойных
дросселей их обмотку делят на 3—5 секций с обычной намоткой или намоткой
типа «универсаль» (рис. 11.186).

Рис. 11.18. Конструкция дросселей высокочастотной коррекции:
а) однослойного; б) многослойного секционированного

Конструктивный расчёт корректирующего дросселя начинают с выбора его
конструкции и размеров; при малогабаритном усилителе размеры берут ближе
к нижнему пределу, при обычном — средние или ближе к верхнему пределу.
Число витков w при однослойной конструкции дросселя определяют по формуле

6,7 г_______

w=4-/L(d + 2,22/),
d

(11.34)

где L — индуктивность дросселя в микрогенри, d и I — его размеры в санти-
метрах.

Диаметр провода обмотки с изоляцией в этом случае находят из выражения

.	1QZ<™>

"из (мм)	W

(11.35)

Выбрав марку провода, подбирают по стандарту ближайший диаметр, после
чего уточняют расчёт, пересчитав длину намотки и подставив уточнённую длину
в (11.34). Провод тоньше 0,07—0,08 мм применять не следует, ввиду его малой
механической прочности. Если расчёт приводит к немного меньшему диаметру,
увеличивают d или I и пересчитывают дроссель.

При индуктивности выше 100—200 мкгн диаметр провода при однослойной
намотке получается много меньше указанного предела; поэтому для таких
дросселей обычно применяют многослойную намотку. Диаметр трубкй для мно-
гослойного дросселя выбирают так же, как и для однослойного; задавшись на-
ружным диаметром намотки и её длиной /, находят число витков обмотки
из выражения
486
6,12 r_____________________

w = —— VL (d + 3/ + 3,33a),
d

(11.36)

где L — индуктивность дросселя в микрогенри и а — толщина обмоток в санти-
метрах, равная полуразности ее наружного dH и внутреннего deH диаметров;
остальные обозначения, выраженные также в сантиметрах, приведены на
рис. 11.186.

Формула (11.36) достаточно точна, если расстояние между секциями много
меньше ширины секции; если это не так, число витков получается немного за-
вышенным. Найдя число витков, выбирают марку провода по стандарту так,
чтобы обмотка уместилась в заданные размеры. После уточнения размеров пе-
ресчитывают число витков, подставив в (11.36) уточнённые размеры.
СЕМЕЙСТВА НОРМИРОВАННЫХ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
КАСКАДА С НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
ЦЕПОЧКОЙ СфКф
489*
Y


СЕМЕЙСТВА НОРМИРОВАННЫХ ПЕРЕХОДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
КАСКАДА С НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
ЦЕПОЧКОЙ СфКф
494


fl
У

ооооооооооооооооооооооооооооо
Д W W W W Ъ ND Ю ND io b ь- ’h- к- к- >— '*►— ►- к- к- о о о о о о о
4^ ►— ОО СЛ СО >— СО-ЧСЛСОь—ОСООО^ОСЛ^СОЮ*— оюоочспсл^и

Диаметр провода без
ИЗОЛЯЦИИ, мм

Ь— I— Н- ►— I— tONDNDWW^UlUlO)CD4OO0i- OOUlOONDN^UlNDOO^
О’— СОСЛОООСОООСЛЮОСЛ»— бОЧЧФ^ЮСЛ^ОЗСЛООЩОЮОО
>— UlW^NDUlNDCflON1-4 О 00 СО СО ND •— ООООООООООООО

Сопротивление 1 км
провода при 20°С, ом

диаметр провода Д
с изоляцией, ami <~

0,51

□
диаметр провода Ф
с изоляцией, мм ®

ооооооооооооооооооооооооооо сл СЛ 4^ 4Х к-. ОО СО ОО СО 00 ЬЭ ЬЭ ЬЭ КЭ ко ьо ЬЭ ь- >— ь- И- •— >— й- й- й- о 1	1	1  ООО^^^ООО^ЮОООСЛ^ООЮ^-ОО^ОСЛ^СОЮЬ-ОО	диаметр провода с изоляцией, мм	1 ПЭВ-2 I

оооооооооооооооооооооооо о о сл w к о а к о) о) bi к- w оо io к к к	к* и- к* к- о о о о о о о о о  ^ОООООМООФОЮСЛООЮОООО»— 0004^ЮОФ^а>4^00ЬЭ»--*-0 а>	осло>ьэоооооооюооа>4^4^^1»— сльэсооооосооооо	Вес 1 км провода ПЭЛ, ПЭВ-1, ПЭВ-2 кг	
ООООООООООООО  к к к к к к к к к оо оо оо оо 1 1 1 1 1 1 1 I 1 I 1 1 1 1 1 1 1 слюоа>юоооа>4^ооа>4^оо	диаметр провода с изоляцией, jkjk	Л  СП о
ооооооооо  O'ui'ook-Toookq'^klk^'luoocol 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1  Qo)-‘NDCn444co<DcDNDO)ND СЛ О 00 со о	вес 1 км провода кг	
ООООООООООООО  kj к к к к к к сл к к» к*. к* 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1  О	^’-ООО^ЮОСЛОО’-О	диаметр провода с изоляцией, лсл<	□  СП
оооооооо  к к	к	го	о	о	ОО	к	к	к к	ОО	ОО	i 1 I 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1  С© С©	О	ЬЭ	•—	И-	to	to	со	со о	о	о>	вес 1 /см провода гг	

Приложение 3

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ МЕДНЫХ ОБМОТОЧНЫХ ПРОВОДОВ
00
*— •— •— •— •— H-и— И— Ь-	И—	»—	_•	о	о	о о	о	о	О	О	О	о	о	о	о	о	о	о	о	о	о

•—	О	О	о	Ъ	Ю	Ъ ОО	ОО	ОО	ч	Ч	Ч	05	О)	СП	СП	СЛ	СЛ	СЛ	U1	СП

Фослослослоаэьооо^оооооооэо-ч^ьоф-ч^ьоф-чслсо’—1 о

Диаметр провода без
изоляции, мм

Л»—	ь-и—	ЮЬЭЬЗЮЮОЭО0О0О04^^^4^СЛСла>СП*Ч-Ч00с£>

Ф Ф О >- ЮС045»СЛСЛЧФОЮ45»СПЧОЮ45»-ЧОСС>СЛФ4^Со45»СОСОФСЛЮ

Сопротивление 1 км
провода при 20°С, ом

►— >— Н-Н- >—>—>— >-000000000000000000

2cncn^^wwtototo>- >— ООФФФООООООООЧ^ЧСПСПОСПСЛСПСЛСЛ
0000000000э004^0ст>ьэ^гэс0ст>ьэс0ст>000004^ьэс0*44^ьэ00ост>4^

ь-н-ь-н-н- Н-	ОООООООООООООООООО

СП СЛ Ц1 4^ w W Ь К) Ь	О О СО Ф СО ОО оо ОО ОО Ч Ч N О) СП СП СП СП О' сл сл

оо со 00 СОООСООО^ООЬОООЬОФОЬОФОСОО-Ч^ЬОФ-Ч^ЬООООООСО

диаметр провода с изоляцией, мм	ПЭЛ
	□
диаметр провода	СР
с изоляцией, мм	W
	—

0>СПСЛСЛ4^Ф»ОООЭЮЮ>—	ООСООООООООООО^^-Чс^ООСПСПСЛСЛ

-ЧОЭСОСЛ»— СЛЬЭФСЛЮФСПС>00-ЧСЛЬЗФСЛ45»ЮОООСЛ

диаме гр провода g
с изоляцией, мм W
ю

Вес 1 км провода

ПЭЛ, ПЭВ-1, ПЭ В-2;
кг

МСЛ 45» W W Ю >- ОООООО’Ч^ООСЛСЛ^^^ОООЭОЭОЭЮЬЭЮЬЭЬОЬОЬ-^-

ЬОСО Ф Ф Ф О W U1 Ф к Ч U1 *>- N к оо сл к СО СП W со к к ио О ОО к
СПЮФОЮСа>С^СЛСЛФСЛЮО^00ФЮ4^00	СП> —‘ ФО —

диамет р провода с изоляцией, мм	I ПЭЛБО
вес 1 км провода кг	
диаметр провода с изоляцией, мм	|	ПБД
вес 1 км провода кг	

Продолжение

УГОГОГОЮЮГО1-**-— — *-*-  О 00 0 ф. ю	О Ъ О° 00	СП СП  СЛООСЭ^ООЬЭСЛООн-^ООЬЭ	Диаметр провода без изоляции, мм	
мюоомдслслслослччоо  Ф»	ЬО	СО О 4^ 00 СО 00 со 00 СЛ  ооосэдофсло’-О'ЧФО	Сопротивление 1 км провода при 20°С, ом	
NOtOtObObO^- —  1	1 Imw Ю - О О Ф 00 ч ч  4^CnOb04^-qOCO^J’—	диаметр провода с изоляцией, мм	| ПЭЛ
ЬО	ЬО	ЬО	ЬО	ЬО	—-	—  1	1	1 СЛ	СО	to	’-	О	Ф	Ф	оо ч ч  4^СПО^-4^^0ЬОСПО	диаметр провода с изоляцией, мм	I ПЭВ-1 |
ЬОЮЬОГОЬОЬО —  1	1	1 СЛСОГО^-ООФООЧЧ  *4 CD СО 4^ -О О СО СЛ Ф СО	диаметр провода с изоляцией, мм	I ПЭВ-2
1 1 I 4^WWtOtOtOtOtO’-b- 1 1 1 ьосп»— ООСПСЛСО»— Ф00  О	to 00 Ф	*to СО Ф сл	Вес 1 км провода ПЭЛ, ПЭВ-1, ПЭВ-2 кг	
to to to to to >- •— >—  1 1	1	1	1 wto'-'-ОФФоо  ^ОФЮСЛООЮСЛ	диаметр провода с изоляцией, мм	I ПЭЛБО 1
OObObObObObObO^-  |	|	|	|	|— СО'ЧСЛСлЭ’— OQ0  <1 4^ CO 4^ СП CD 4^ CD	вес 1 км провода кг	
COCObObObObObObObObObO*-^-  4^^-CDOOCH 4^CObO^-b-OCDCD bOCDCDObOObOCHOO»— 4^00>—	диаметр провода с изоляцией, мм	1 ПБД
СПСЛ4^4^СОСлЭЬОК>ЬОЬОЬОЬО»— О)ЧФСО^*-ФЧ	СЛ	co	ЬО	О	CD  o> сл оо о о оо сл сл	о	оо	о	о	~	вес 1 км провода кг	

Продолжение
Приложение 4

ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ БРОНЕВЫХ СЕРДЕЧНИКОВ И ТРАНСФОРМАТОРОВ,
СОБРАННЫХ ИЗ Ш-ОБРАЗНЫХ ПЛАСТИН

4.1 Сердечники для трансформаторов наименьшей стоимости

Тип сердечника	Размеры сердечника				, мм	Основные данные трансформатора с таким сердечником						
		•4	*				3?		WJ ,0J	о	о  6	лз  и 0) «
Ш-10Х10	10	10	6,5	18,0	6,5	0,88	5,66	0,230	5,85	4,40	5,8	75
Ш-10Х15	10	15	6,5	18,0	6,5	1,32	5,66	0,225	6,85	5,50	8,0	108
Ш-10Х20	10	20	6,5	18,0	6,5	1,76	5,66	0,22	7,85	6,25	9,9	141
Ш-12Х12	12	12	8,0	22,0	8,0	1,27	6,74	0,36	7,00	6,97	9,7	136
Ш-12Х18	12	18	8,0	22,0	8,0	1,90	6,74	0,35	8,20	8,65	13,2	195
Ш-12Х24	12	24	8,0	22,0	8,0	2,54	6,74	0,34	9,40	9,80	16,2	253
111-14x14	14	14	9,0	25,0	9,0	1,73	7,92	0,48	8,24	9,15	14,0	206
Ш-14Х21	14	21	9,0	25,0	9,0	2,59	7,92	0,47	9,64	11,5	19,2	295
Ш-14Х28	14	28	9,0	25,0	9,0	3,45	7,92	0,46	11,0	13,1	23,6	385
Ш-16Х16	16	16	10,0	28,0	10,0	2,25	9,03	0,64	9,28	12,4	19,8	298
Ш-16Х24	16	24	10,0	28,0	10,0	3,38	9,03	0,62	10,9	15,3	27,0	426
Ш-16Х32	16	32	10,0	28,0	10,0	4,50	9,03	0,60	12,5	17,2	33,0	554
Ш-19Х19	19	19	12,0	33,5	12,0	3,18	10,6	1 ,00	11,0	19,6	32,2	515
Ш-19Х28	19	28	12,0	33,5	12,0	4,68	10,6	0,98	12,8	24,3	43,4	733
111-19x38	19	38	12,0	33,5	12,0	6,35	10,6	0,95	14,8	27,6	54,0.	952
Ш-22Х22	22	22	14,0	39,0	14,0	4,26	12,4	1,45	13,0	27,6	47,7	825
Ш-22ХЗЗ	22	33	14,0	39,0	14,0	6,39	12,4	1 ,40	15,2	34,1	65,0	1170
Ш-22Х44	22	44	14,0	39,0	14,0	8,52	12,4	1,35	17,4	38,3	79,5	1710
Ш-26Х26	26	26	17,0	47,0	17,0	5,95	14,7	2,20	15,4	41 ,5	75,5	1430
Ш-26Х39	26	39	17,0	47,0	17,0	8,92	14,7	2,15	18,0	52,0	103	2030
Ш-26Х52	26	52	17	47,0	17	11,9	14,7	2,10	20,6	59,3	127	2620
Ш-30 X 30	30	30	19	53,0	19	7,92	16,9	2,90	17,6	55,5	108	2110
Ш-30 X 45	30	45	19	53,0	19	11,9	16,9	2,80	20,6	68,8	147	2980
Ш-30Х60	30	60	19	53,0	19	15,8	16,9	2,70	23,6	76,8	180	3850
Ш-35 X 35	35	35	22	61,5	22	10,8	19,8	4,00	20,4	76,8	160	3340
111-35x52	35	52	22	61,5	22	16,0	19,8	3,90	23,8	95,0	217	4720
Ш-35 х 70	35	70	22	61,5	22	21,6	19,8	3,80^	27,4	109,0	270	6100
Ш-40 X 40	40	40	26	72,0	26	14,1	22,5	5,70	23,2	110,0	235	4620
Ш-40 X 60	40	60	26	72,0	26	21,1	22,5	5,55	27,2	137,0	320	6460
Ш-40 X 80	40	80	26	72,0	26	28,2	22,5	5,40	31,2	156,0	394	8290
4.2. Сердечники для трансформаторов наименьшего веса

	Размеры сердечника				ММ	Основные данные трансформаторов с таким сердечником						
Тип сердечника	5	1	«4		1 -°	5	§	с?	/о, СМ	«ори	о  Q	вес, г
Ш-ЗхЗ	3	3,0	2,0	10,0	4	0,079	2,79	0,072	2,5	0,58	0,45	4,5
Ш-ЗХ4.5	3	4,5	2,0	10,0	4	0,119	2,79	0,070	2,8	। 0,76 /	0,63	6,0
Ш-ЗХ6	3	6,0	2,0	10,0	4	0,158	2,79	0,068	3,1	0,89	0,78	7,5
Ш-ЗХ7.5	3	7,5	2,0	10,0	4	0,198	2,79	0,066	3,4	0,99	0,92	9,1
Ш-4Х4	4	4,0	2,5	14,0	5	0,140	3,9	0,134	3,2	1,08	0,96	10,4
Ш-4Х6	4	6,0	2,5	14,0	5	0,210	3,9	0,130	3,6	1,40	1,34	13,9
Ш-4Х8	4	8,0	2,5	14,0	5	0,280	3,9	0,126	4,0	1,63	1,66	17,4
Ш-4Х10	4	10,0	2,5	14,0	5	0,35	3,9	0,122	4,4	1,79	1,95	20,9
Ш-5Х5	5	5,0	3,5	17,0	6	0,22	4,5	0,205	3,9	1,84	1,69	20,9
Ш-5Х7	5	7,0	3,5	17,0	6	0,31	4,5	0,2 -	4,3	2,3	2,24	26,7
Ш-5Х10	5	10,0	3,5	17,0	6	0,44	4,5	0,194	4,9	2,78	2,94	35,5
Ш-5Х12	5	12,0	3,5	17,0	6	0,53	4,5	0,187	5,3	2,98	3,34	41
Ш-бхб	6	6,0	4,0	20,0	7	0,32	5,44	0,297	4,5	2,79	2,76	34,3
Ш-6Х9	6	9,0	4,0	20,0	7	0,475	5,44	0,29	5,1	3,57	3,8	46,3
Ш-6Х12	6	12,0	4,0	20,0	7	0,63	5,44	0,28	5,7	4,08	4,68	58,2
Ш-6Х15	6	15,0	4,0	20,0	7	0,79	5,44	0,27	6,3	4,47	5,48	69,7
Ш-9х9	9	9,0	4,5	22,5	9	0,71	7,7	0,45	6,3	4,73	6,37	73,8
Ш-9Х13	9	13,0	4,5	22,5	9	1,03	7,7	0,44	7,1	5,95	8,6	97,2
Ш-9Х18	9	18,0	4,5	22,5	9	1 ,43	7,7	0,425	8,1	7,0	11,0	126
Ш-9Х22	9	22,0	4,5	22,5	9	1,75	7,7	0,41	8,9	7,52	12,6	148
Ш-12Х12	12	12,0	6,0	30,0	12	1,27	10,3	0,88	8,5	9,17	13,7	182
Ш-12Х18	12	18,0	6,0	30,0	12	1,9	10,3	0,86	9,7	11,8	19	246
Ш-12Х24	12	24,0	6,0	30,0	12	2,54	10,3	0,83	10,9	13,5	23,5	307
Ш-12Х30	12	30,0	6,0	30,0	12	3,17	10,3	0,8	12,1	14,6	27,3	369
Ш-16Х16	16	16	8,0	40,0	16	2,25	13,7	1,7	11,1	18,1	29,5	443
Ш-16Х24	16	24	8,0	40,0	16	3,38	13,7	1,65	12,7	23,0	40,9	592
Ш-16Х32	16	32	8,0	40,0	16	4,5	13,7	1,6	14,3	26,4	50,5	741
Ш-16Х40	16	40	8,0	40,0	16	5,63	13,7	1,54	15,9	28,6	58,8	885
Ш-20 X 20	20	20	10,0	50,0	20	3,52	17,1	2,76	13,8	29,6	52,8	878
Ш-20 X 30	20	30	10,0	50,0	20	5,28	17,1	2,69	15,8	37,8	73,0	1175
Ш-20Х40	20	40	10,0	50,0	20	7,04	17 1	2,6	17,8	43,1	90,2	1464
Ш-20Х50	20	50	10,0	50,0	20	8,8	17,1	2,51	19,8	46,9	105,0	1747
Продолжение

Тип сердечника	Размеры сердечника, мм				Основные данные трансформаторов с таким сердечником						
		5	*			Ъ 5г	см	5	10, см	А-10»	о  6	вес, г
Ш-25 х 25 Ш-25Х37 111-25x50  Ш-25Х62  Ш-32Х32  Ш-32 X 48  Ш-32 X 64  Ш-32 х 80	25  25  25  25  32  32  32  32	25 12,5 62,5 25  37 12,5 62,5 25  50 12,5 62,5 25  62 12,5 62,5 25  32 16,0 80,0 32  48 16,080,0 32  64 16,0 80,0 32  80 16,0 80,0 32			5,5  8,13  11,0  13,6  9,0  13,5  18,0  22,5	21,4  21,4  21,4  21,4  27,4  27,4  27,4  27,4	4,48  4,37  4,22  4,07  7,6  7,42  7,17  6,9	17,4  19,8  22,4  24,8  22,2  25,4  28,6  31,8	47,5  60,3  69,9  74,7  80,7  103,0  118,0  128,0	93,5  128,0  160,0  185,0  177,0  245,0  303,0  352,0	1755  2310  2900  3430  3720  4960  6150  7330

Примечание к таблицам. Чистое сечение сердечника вычислено для
коэффициента заполнения сердечника к^ = 0,88; вес трансформатора рассчитан для
удельного веса магнитного материала, равного 7,6, при обмотках из медного провода
с учётом веса арматуры сердечника в 5% от веса магнитного материала и с учётом
веса изоляции провода и обмоток в 10% веса меди.
ЛИТЕРАТУРА

1.	Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью.
Изд. ИЛ, 1948.

2.	Брауде Г. В., ЕпанешниковК. В. и КлимушевБ. Я. «Расчёт
сложной схемы коррекции телевизионных усилителей». «Радиотехника», № 6.
1949 и № 2, 1950.

3.	В л а с о в В. Ф. Электронные и ионные приборы. Связьиздат, 1960.

4.	Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты. Связьиздат, 1939.

5.	Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах.
Связьиздат, 1963.

6.	3 елях Э. В. Основы общей теории линейных электрических схем. Изд.
АН СССР, 1951.

7.	И ц х о к и Я. С. Импульсные устройства. Изд. «Советское радио», 1959.

8.	Лабутин В. К. Усилитель класса Д. Госэнергоиздат, 1956.

9.	Лабутин В. К- Новое в технике высококачественного усиления. Госэнер-
гоиздат, 1957.

10.	Л о у А. и др. Основы полупроводниковой электроники. Изд. «Советское ра-
дио», 1958.

11.	Лурье О. Б. Усилители видеочастоты. Изд. «Советское радио», 1961.

12.	Мазель К. Б. Стабилизаторы напряжения и тока. Госэнергоиздат, 1955

13.	Мамонкин И. Г. Импульсные усилители. Госэнергоиздат, 1958.

14.	MullerF. A. «High frequency compensation of RC amplifiers». <PIRE»>
August 1954.

15.	Нейман M. С. Курс радиопередающих устройств. Ч. 1 Радиопередатчики
высоких частот. Изд. «Советское радио», 1957.

16.	Nyquist Н. «Regeneration theory», «BSTJ», January 1932.

17.	Pen T u n g Sa h. A. «Quasi-transients in class В audio frequency push-
pull amplifiers». «PIRE», November 1936.

18.	Писаревский A. M. Исследование нелинейных искажений, обусловлен-
ных устанавливающимися процессами в мощных усилителях класса В. «Ра-
диотехника», № 2, 1947.

19.	Ризкин А. А. Основы теории усилительных схем. Изд. «Советское радио»,
1954.

20.	С и ф о р о в В. И. Радиоприёмные устройства. Воениздат, 1951.

21.	Смирнов В. И. Курс высшей математики, т. 2. ГИТТЛ, 1956.

22.	Коллектив авторов под ред. Терентьева Б. П. «Радиопередающие устрой-
ства». Связьиздат, 1962.

23.	Теумин И. И. Справочник по переходным электрическим процессам. Связь-
издат, 1951.

24.	Цы кин Г. С. Трансформаторы низкой частоты. Связьиздат, 1955.
25.	Ц ы к и н Г. С. Отрицательная обратная связь и её применение. Связьиздат.
1940.

26.	Ц ы к и н Г. С. «К расчёту каскадов широкополосного и импульсного усиле-
ния с корректирующей цепочкой RC в цепи анода». «Радиотехника», № 3.
1952.

27.	Цы кин Г. С. «К расчёту катодного повторителя». «Радиотехника», № L
1955.

28.	Ши Р. (под общей редакцией. Полупроводниковые триоды и их применение
Госэнергоиздат, 1957.

29.	Шиповский А. Н. Высококачественные усилители низкой частоты. Гос-
энергоиздат, 1952. .

30.	Э й л е н к р и г А. И. «Модуляционное устройство класса В». «ИЭСТ», № 9.
1940.

31.	Ми гул ин. И. Н. «Корреляционный метод оценки качества переходных
процессов». Киевский дом научно-технической пропаганды, 1963.

32.	А к с ё н о в В. Н. «Выпрямители и трансформаторные подстанции». Связь-
издат, 1961.

33.	Б у д и н с к и й Я. «Усилители низкой частоты на транзисторах». Связь-
издатл 1963.
ОГЛАВЛЕНИЕ

С?#.

Предисловие..........................................................  3

Г лава 1.	Введение

1.1.	Основные сведения и определения...................................5

1.2.	Типы усилителей...................................................6

1.3.	Способы усиления электрических	сигналов...........................8

Глава 2. Основные показатели усилителя

2.1.	Выходные и входные данные........................................10

2.2.	Коэффициент усиления и коэффициент полезного действия .	.11

2.3.	Частотная, фазовая и переходная характеристики...................13

2.4.	Амплитудная характеристика и динамический	диапазон .... 21

2.5.	Собственные помехи усилителя.....................................23

2.5.1.	Наводки и фон..............................................23

2.5.2.	Помехи от микрофонного эффекта.............................23

2.5.3.	Тепловые шумы..............................................24

2.5.4.	Шумы усилительных элементов................................25

2.6.	Нелинейные искажения.............................................27

2.6.1.	Общие сведения.............................................27

2.6.2.	Коэффициент гармоник и затухание нелинейности .... 28

2.6.3.	Коэффициент нелинейности...................................30

Глава 3. Принципы построения усилительных схем

3.1.	Блок-схема усилителя.............................................31

3.2.	Способы включения усилительных элементов.........................33

3.3.	Цепи питания.....................................................35

3.3.1.	Питание цепей накала.......................................35

3.3.2.	Питание цепей управляющих сеток............................37

3.3.3.	Питание цепей анода и экранирующих сеток...................39

3.3.4.	Питание цепей транзисторов и стабилизация точки покоя ... 42

3.4.	Схемы межкаскадной связи.........................................50

3.4.1.	Общие соображения..........................................50

3.4.2.	Непосредственная связь.....................................50
3.4.3.	Реостатно-ёмкостная связь.....................................51

3.4.4.	Трансформаторная связь........................................52

3.4.5.	Дроссельная связь ...	 53

3.4.6.	Реостатно-трансформаторная связь..............................53

3	5. Несимметричные и симметричные каскады..............................54

3.5.1.	Несимметричные (однотактные) каскады..........................54

3.5.2.	Симметричные (двухтактные) каскады............................54

3.5.3.	Инверсные каскады...........................................  59

Глава 4. Работа усилительного элемента в схеме

4	1. Динамические характеристики........................................60

4 1.1. Общие сведения................................................60

4.1	2. Выходные динамические характеристики..........................61

4.1.3.	Проходные динамические характеристики.........................68

4.1.4.	Входные динамические характеристики...........................70

4.1.5.	Сквозные динамические характеристики..........................71

4.2.	Определение гармонических составляющих выходного тока .... 72

4.2.1.	Метод пяти ординат............................................72

4.2.2.	Метод трёх ординат............................................75

4.3.	Режимы работы усилительного элемента................................76

4.3.1.	Режим	А......................................................76

4.3.2.	Режим	В....................................................  77

4.3.3.	Режим	С......................................................79

4.3.4.	Режим	D......................................................80

4.3.5.	Работа	с токами сетки.........................................81

4.4.	Свойства электронной лампы при различных способах включения .	. 82

4.4.1.	Включение	с	общим катодом.....................................82

4.4.2.	Включение	с	общим анодом......................................88

4.4.3.	Включение	с	общей сеткой .	.	 91

4.5.	Свойства транзистора при различных способах включения .... 94

4.5.1.	Общие соображения.............................................94

4.5.2.	Включение	с	общей базой.......................................96

4.5.3.	Включение	с	общим эмиттером...................................98

4.5.4.	Включение	с	общим коллектором................................100

4.5.5.	Сравнение свойств транзистора при различных способах включения 101

4.5.6.	Частотные свойства транзисторов.............................103

4.5.7.	Соотношения между z-, у- и /г-параметрами...................106

Глава 5. Каскады предварительного усиления

5.1.	Предъявляемые требования и методы анализа..........................107

5.2.	Реостатный каскад..................................................108

5.2.1.	Основные свойства, применение, эквивалентные схемы .	.	. 108

5.2.2.	Область	нижних частот	.	.	 111

5	2.3.	Область	средних частот..................................116

5.2.4.	Область	верхних частот	.	.	 118

507
5.2.5.	Расчёт реостатного каскада..................................123

5.2.6.	Примеры расчёта.............................................127

5.3.	Трансформаторный каскад...........................................132

5.3.1.	Основные свойства, применение, эквивалентная схема .... 132

5.3.2.	Область нижних частот.......................................137

5.3.3.	Область средних частот......................................142

5.3.4.	Область верхних частот......................................147

5.3.5.	Нелинейные искажения, вносимые трансформатором .... 160

5.4.	Примеры расчёта.................................................164

5.5.	Реостатно-трансформаторный каскад...............................167

5.5.1.	Принципиальная схема, основные свойства, применение	.	.	.	167

5.5.2.	Эквивалентная схема, основные характеристики, расчёт	.	.	.	168

5.6.	Дроссельно-реостатный каскад....................................172

5.6.1.	Принципиальная схема, основные свойства, применение	.	.	‘172

5.6.2.	Эквивалентная схема, основные характеристики, расчёт	.	.	.	173

5.7.	Широкополосные каскады и коррекция..............................175

5.7.1.	Применение и основные сведения..............................175

5.7.2.	Низкочастотная коррекция....................................178

5.7.3.	Параллельная высокочастотная коррекция......................182

5.7.4.	Последовательная высокочастотная коррекция..................188

5.7.5.	Сложная высокочастотная коррекция...........................190

5.7.6.	Расчёт широкополосных каскадов..............................197

5.7.7.	Примеры расчёта.............................................200

5.8.	Специальные схемы каскадов предварительного	усиления	.	.	.	.210

5.8.1.	Каскад с бегущей волной.....................................210

5.8.2.	Каскодная схема.............................................213

5.8.3.	Каскад с параллельным управлением...........................215

5.8.4.	Каскад с повышенным выходным	напряжением	.	.	.	’ .	.	.	217

Г лава 6. Каскады мощного усиления	t

6.1.	Предъявляемые требования..........................................218

6.2.	Работа каскада в режиме А.........................................219

6.2.1.	Основные соотношения........................................219

6.2.2.	Каскад с трёхэлектродной лампой.............................222

6.2.3.	Каскад с экранированной лампой..............................229

6.2.4.	Каскад с транзистором.......................................233

6.3.	Работа каскада в режиме В.........................................244

6.3.1.	Основные соотношения........................................244

6.3.2.	Каскад с трёхэлектродными лампами...........................250

6.3.3.	Каскад с экранированными лампами............................255

6.3.4.	Каскад с транзисторами......................................259

6.4.	Расчёт каскадов с токами сетки....................................26?

6.5.	Предмощные каскады................................................265

6.5.1.	Предъявляемые требования....................................265

6.5.2.	Трансформаторный предмощный каскад..........................266
6.5.3.	Дроссельный предмощный каскад с катодным выходом .	. 267

6.6.	Специальные схемы каскадов	мощного	усиления................269

6.6.1.	Двухтактные схемы с выходным трансформатором специальной
конструкции....................................................269

6.6.2.	Ультралинейный каскад...................................272

6.6.3.	Бестрансформаторные двухтактные	каскады.................273

Г лава 7. Обратная связь

7.1.	Основные определения.............................................277

7.2.	Влияние обратной связи на свойства усилителя.....................279

7.2.1.	Коэффициент усиления..................................... .	279

7.2.2.	Нелинейные искажения и	помехи.............................282

7.2.3.	Нестабильность усиления....................................284

7.2.4.	Входное сопротивление......................................285

7.2.5.	Выходное сопротивление.....................................287

7	2.6. Частотная, фазовая и переходная характеристики..........291

7.3.	Устойчивость усилителей с обратной связью........................296

7.3.1.	Причина самовозбуждения....................................296

7.3.2.	Критерий устойчивости......................................297

7.3.3.	Способы обеспечения устойчивости...........................298

7.4.	Схемы с обратной связью..........................................303

7.4.1.	Цепи катодного смещения, экранирующей сетки, эмиттерной ста-
билизации ........................................................303

7.4.2.	Высокочастотная коррекция цепочками катодного смещения и
эмиттерной стабилизации...........................................314

7.4.3.	Катодный и эмиттерный повторители..........................319

7.4.4.	Инверсный каскад с разделённой нагрузкой...................332

7.4.5.	Инверсный каскад с катодной (эмиттерной) связью .... 335

7.4.6.	Инверсный каскад с общим катодом	(эмиттером)	.341

7.4.7.	Схемы усилителей с обратной связью.........................344

Глава 8. Специальные типы усилителей

8.1.	Усилители постоянного тока.......................................350

8.1.1.	Основные свойства и применение.............................350

8.1.2.	Усилители постоянного тока прямого усиления................351

8.1.3.	Дрейф нуля и способы его уменьшения........................355

8.1.4.	Усилители постоянного тока с преобразованием...............362

8.1.5.	Магнитные усилители........................................366

8.2.	Избирательные усилители...................................... ...	370

8.2.1.	Основные свойства и применение.............................370

8.2.2.	Усилители с резонансными контурами	... 371

8.2.3.	Усилители с обратной связью................................378

Г лава 9. Основы проектирования усилителей

9.1.	Проектирование многокаскадных усилителей.........................382

9.2.	Искажения сигнала в многокаскадном усилителе	... 382
9.2.1.	Коэффициент усиления и искажения в многокаскадном усилителе 382

9.2.2.	Последовательность расчёта усилителя; распределение искажений
между каскадами и взаимная их	коррекция.................389

9.3.	Паразитные связи в многокаскадных усилителях.....................399

9.3.1.	Виды паразитных связей .	 399

9.3	2. Электрические связи.......................................399

9.3.3.	Индуктивные связи...........................................401

9.3.4.	Электромагнитные связи......................................402

9.3.5	Электромеханические связи....................................403

9.3.6.	Связи через общие источники питания.........................404

9.3.7.	Расчёт развязывающих фильтров...............................411

9.4.	Требования к источникам питания усилителя........................420

9.4.1.	Требования к источникам питания	цепей накала......420

9.4.2.	Требования к источникам питания	анодных (коллекторных) цепей 421

9.4.3.	Расчёт допустимой пульсации источников питания .... 423

9.4.4.	Расчёт цепочек С ф#ф на сглаживание пульсаций .... 427

9.5.	Противошумовая коррекция.........................................432

9.6.	Регулировка усиления и регулировка тембра........................435

9.6.1.	Назначение регулировки усиления	и её типы.......435

9.6.2.	Потенциометрическая регулировка.............................435

9.6.3.	Регулировка изменением режима...............................442

9.6.4.	Регулировка обратной связью...............................441*

9.6.5.	Регулировка тембра..........................................446

9.7.	Конструктивное оформление	усилителей............................448

9.8.	Примеры построения схем	усилителей	.	  449

9.9.	Надёжность усилительной аппаратуры...............................453

Г лава 10. Испытание усилителей

10.1.	Основные испытания, проходимые усилителем.......................456

10.2.	Снятие частотной, фазовой и амплитудной	характеристик .... 456

10.3.	Измерение переходных искажений..................................460

10.4.	Измерение коэффициента гармоник.................................461

Глава 11. Конструктивный расчёт трансформаторов и дросселей	1

11.1.	Конструктивный расчёт сигнальных	трансформаторов................463

11.1.1.	Конструктивные особенности сигнальных трансформаторов .	. 463

11.1.2.	Типы сердечников и их сборка.............................464

11.1.3.	Выбор магнитного материала для сердечника................467

11.1.4.	Выбор и расчёт размеров сердечника.......................467

11.1.5.	Расчёт числа витков обмоток..............................472

11.1.6.	Выбор изоляции провода обмоток и расчёт его диаметра .	. 474

11.1.7.	Расположение обмоток и расчёт их размещения	.... 475

11.1.8.	Пример конструктивного расчёта трансформатора	.... 482
11.2.	Конструктивный расчёт дросселей................................485

11.2.1.	Расчёт дросселей с замкнутым сердечником................485

11.2.2.	Расчёт дросселей высокочастотной коррекции............ 485.

Приложение 1. Семейства нормированных частотных характеристик
каскада с низкочастотной коррекцией цепочкой СфЯф................488

Приложение 2. Семейства нормированных переходных характеристик каска-
да с низкочастотной коррекцией цепочкой СфПф.....................493

Приложение 3. Основные данные некоторых медных обмоточных проводов 498

Приложение 4. Основные данные броневых сердечников и трансформато-
ров, собранных из Ш-образных пластан............................. ...	501

4.1.	Сердечники для трансформаторов наименьшей стоимости .	.	. 501

4.2.	Сердечники для трансформаторов наименьшего веса .... 502

Литература...........................................................504
Георгий Сергеевич Цыкин

ЭЛЕКТРОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Редактор Л. И. Венгренюк

Техн, редактор С. Ф. Романова	Корректор И, Г. Длугач

Сдано в набор 12/XI 1964 г.	Подписано в печ. 4/VI 1965 г.

Форм. бум. 60x90/16	32,0 печ. л. 32,0 усл.-п. л. 28,07 уч.-изд. л.

Т-07245 Тираж 26 000 экз. (2-ой завод) Зак. изд. 12121 Цена 1 руб. 13 коп.

Издательство «Связь», Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2.

Типография издательства «Связь» Государственного комитета

Совета Министров СССР по печати. Москва-центр, ул. Кирова, 40. Зак. тип. 577
ОПЕЧАТКИ,
замеченные в книге Г. С. Цыкина «Электронные усилители.

Стр.	Строка	Напечатано	Должно быть
20	3 сн.	△ = У макс	Ут	А ' == У макс	Ут
139	3 св.	х — . . .	Х = . . .
155	8 сн.	.	. -- /?2П2 . . .	. . . = Reri* . . .
209	2 св.	• • • СрКк • • •	• • • CkRk • • •
212	5 »	• • • 2(/?“e*'2L) •	•	2 (s“e* *2) •
220	12 сн.	. . . н Р . . .	. . . и Р~ . . .
223	4 сн.	. . . ограничиваемся . . .	. . . ограничивается. . .
224	8 св.	donm — 2	аоптп = 2
276	10 сн. .	(6.58)	(6.57)
283	ф-ла (7.10)	_ Кг = 1+рК	кг  • • • - 1+рк   
288	3 сн.	• • • Uce К9	Uсв XX • • •	• • • Uce КЗ = Uсв XX • . .
325	5 св.	. . . (рис. 7.21г) . . .	. . . (рис. 7.21г, г). • .
	ф-ла (7.104)	м» - V (1+...	М* - ]Z !
330	3 сн.	. . .(Мда=1,2),	. . . (Мяс = 1,12),
332	4 сн.	. . . (рис. 9.32).	. . . (рис. 7.24г).
356	16 сн.	. . . напряжением . . .	. . . напряжения . . .

Зак. № 577