Федеральное агентство по образованию
1 осу дарст венное образовательное учреждение
высшего профессионального образования
Нижегородский государственный технический университет
Кафедра «Техника радиосвязи и телевидения»
ГЕНЕРАТОР С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ
Методические указания к лабораторной работе по курсам «Усгройсгва
генерирования и формирования сигналов» для студентов
специальности 200700 и «Радиопередающие устройства», а также
201100 всех форм обучения
Нижний Новгород, 2006
Составитель Ю.Г. Белов
УДК 621.396.61
Генератор с внешним возбуждением на биполярном транзисторе, метод,
указания к лабораторной работе по курсам «Устройства генерирования и
формирования сигналов» для студентов специальности 200700 и
«Радиопередающие устройства» для студентов специальности 20Н00 всех
форм обучения / НГТУ; сост.: Ю.Г. Белов - Н.Новгород, 2006 - 44 с.
Дано описание основ теории транзисторного генератора с внешним
возбуждением. Изложен порядок экспериментального исследования
режимов его работы и энергетических показателей.
Редактор Э.Б. Абросимова
Подписано в печать 27.02.2006. Формат 60 х 84 '/]6. Бумага газетная.
Печать офсетная. Усл. печ. л. 2,75 Уч.-изд. л 2,0. Тираж 300 экз. Заказ 162.
Нижегородский государственный технический университет.
Типография НГТУ. 603600, г. Нижний Новгород, ул. К. Минина, 24.
© Нижегородский государственный
технический университет, 2006
1. Цель работы: Исследовать основные процессы в транзисторном
генераторе с внешним возбуждением в схеме с общим эмиттером при
резистивной и резонансной нагрузке. Изучить формы импульсов токов и
напряжений в цепях генератора в различных режимах, оценить влияние
инерционности транзистора. Исследовать нагрузочные характеристики.
2. Теоретические сведения о транзисторном генераторе с внешним
возбуждением
2 1. Генераторный транзистор и его особенности
Упрощенно биполярный транзистор, как известно, можно представить в
виде двух р-п переходов (эмиттерного и коллекторного) с общей тонкой
базовой областью (на рис.1,а показано на примере п-р-п структуры).
эмиттерный переход
Рис. 1
биполярные транзисторы, разрабатываемые на
Генераторные
мощности до 250 В г, по своей конструкции значительно отличаются от
гранзисторов других назначений. Во-первых, для обеспечения возможности
работы ггри больших плотностях тока они выполняются по мвогоячеечной
многоэмиттерпой структуре, при которой достигается наибольшее
отношение периметра их электродов к площади. По существу генераторный
транзистор (ГТ) представляет собой параллельное соединение большого
числа элементарных транзисторов (от ста до нескольких тысяч), у которых
коллекюры и базы соединяются непосредственно, а последовательно с
каждым эмиттером включается сопротивление для создания отрицательной
обратной связи по постоянному току и по ВЧ с целью выравнивания токов
3
элементарных транзисторов. Транзисторы выполняются по планарной
1ехнологии, при которой площадь коллекторного перехода оказывается в
(3...5) раз больше площади эмиттерного перехода (см. рис. 1,6). Избыточная
площадь создаст так называемую пассивную часть коллекторного перехода.
Во-вторых, для современных генераторных транзисторов характерны
низкие входные и нагрузочные сопротивления, измеряемые единицами и
даже долями Ом. При этом на частотах в сотни МГц и более сильно
сказываются индуктивности выводов транзисторов. Для их снижения
выводы делаются в виде штырьков или полосок, а для снижения
индуктивности общего вывода (по отношению к входной и выходной цепям
генератора) его выполняют в виде нескольких полосок (до двух-четырех),
либо непосредственно соединяют с корпусом прибора. Все это позволяет
снизить индуктивности до единиц и десятых долей наногенри.
В третьих, в ГТ необходимо снижать тепловое сопротивление переход-
корпус Rt пк (до единиц градусов на ватт). Для этого кристалл транзистора
приклеивают к корпусу прибора через беррилиевую керамику, обладающую
малым тепловым сопротивлением и хорошими изоляционными свойствами
по постоянному и переменному токам. Корпус транзистора обычно имеет
сравнительно малые размеры. Поэтому тепловое сопротивление корпус -
среда Rt кс очень велико (оно даже нс указывается в справочных данных).
Из-за большой величины Rt кс транзистор необходимо устанавливать на
специальный теплоотвод - радиатор, а в некоторых случаях применять
принудительное воздушное охлаждение радиатора. Для уменьшения
теплового сопротивления корпус-радиатор транзистор конструктивно
выполняют в виде болта, фланца и т.д., чтобы его можно было плотно, без
зазора, крепить к радиатору. Конструктивные особенности ГТ необходимо
учитывать как при анализе его работы, так и при составлении
эквивалентной схемы.
Современные биполярные генераторные транзисторы, работающие на
частотах < 1ГГц, включаются по схеме с общим эмиттером (ОЭ),
обеспечивающей наибольший коэффициент усиления по мощности.
Типичные статические характеристики п~р~п транзистора при включении
его с ОЭ имеют вид, показанный на рис.2,я.
Как известно[1], в зависимости от полярности и величины напряжений
на электродах выделяют следующие состояния транзистора
(соответс!вующие области показаны на рис.2,а)’.
1.	Состояние отсечки (еб <0, ек> <?с, в частности, ек > 0) - эмиттерный
и коллекторный переходы закрыты; протекает лишь собственный обратный
ток 4бо коллекюрного перехода, имеющий малую величину;
2.	Активное (^>0, ек>еб) - эмиттерный переход открыт, коллекторный -
закрыт, в этом состоянии происходит управление коллекторным током со
стороны напряжения или тока базы (4 =/(еб) или 4 =Й21эо**й гДе ^21эо 
статический коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ);
3.	Насыщения (е^ > 0. ек < е<>) - эмиттерный и коллекторный переходы
открыты; в этом состоянии коллекторный ток практически не управляется
со стороны базы, а зависит от напряжения на коллекторе ек.
4.	Инверсное (ес<0. ек< ес„ в частности, ек <0) - эмиттерный переход
закрыт, коллекторный - открыт; протекает ток iK <0 , замыкающийся через
базовую цепь.
Выделение отмеченных состояний транзистора будет использовано
ниже при классификации режимов его работы по напряженности.
Применение статических характеристик для построения теории
транзисторного генератора (но аналогии с классической теорией лампового
генератора с внешним возбуждением [2]) возможно лишь в диапазоне
очень низких частот, где не проявляется влияние инерционности
транзистора и реактивных элементов его конструкции. Поэтому теорию
транзисторного генератора целесообразно строить на основании
эквивалентной схемы транзистора, учитывающей как его инерционность,
так и указанные реактивные элементы.
Отметим, что эта схема, кроме частотных свойств транзистора, должна
адекватно отображать также особенности его статических характеристик и
все четыре его состояния, что особенно существенно для генераторных
транзисторов, работающих с большими амплитудами токов и напряжений.
Реальные характеристики транзистора нелинейны. Поэтому, чтобы не
вводить в состав эквивалентной схемы нелинейные сопротивления,
реальные статические характеристики идеализируются: заменяются
отрезками прямых линий. Такая идеализация не вызывает затруднений для
выходных характеристик, поскольку они имеют выраженные линейные
участки. Входная и проходная статические характеристики, г.е.
зависимости /б=Леб) и	как известно [1] , близки к
экспоненциальным. Аппроксимирующие прямые, касательные к этим
характеристикам, можно провести по-разному в зависимости от
выбранного участка. Проведем касательные прямые к участкам
характерно1ик	и соответствующим большим рабочим юкам
/к, /’б »7кбо , которые характерны для ГТ (на рис 2,<т - штриховые линии)
Эти прямые пересекают ось абсцисс практически в одной точке при
причем величина напряжения отсечки Е' не зависит от типа транзистора, а
определяется лишь материалом, из которого он изготовлен. Так, для
кремниевых гранзисторов Е' составляет приблизительно 0,7В.
Идеализированные статические характеристики ГТ показаны на рис.2,6. В
отличие от реальных выходных характеристик, у идеализированных
крутизна в активном состоянии принята равной нулю, что эквивалентно
пренебрежению эффектом модуляции толщины базы [1].
6
2 2. Эквивалентная схема генераторного транзистора
Для описания работы ГТ воспользуемся известной [1] П-образной
схемой замещения, которую дополним рядом элементов, учитывающих
конструктивные особенности мощных генераторных транзисторов и
особенности режимов их работы. Такая эквивалентная схема показана на
рис.З. На этой схеме £6	,LK отображают индуктивности выводов
транзистора, резисторы гб	,гк - омические сопротивления областей
кристаллической структуры, прилежащих к переходам, рис. 1,6. Следует
отменить, что резистор г3 учитывает также результирующее сопротивление
от сопротивлений г, . У ГТ сопротивления гб ,г9 ,гк имеют порядок
единиц - долей Ома.
Свойства эмиттерного перехода в закрытом состоянии отображаются
барьерной емкостью С3 и сопротивлением утечки Последнее у
современных многоэмиттерных транзисторов может составлять 100... 1000
Ом. Открыванию эмиттерного перехода на эквивалентной схеме
соответствует замыкание ключа Клэ,которое происходит, когда напряжение
на переходе превысит напряжение отсечки: еэп > Е'. В открытом состоянии
свойства эмиттерного перехода отображают элементы Сл , гр .
Диффузионная емкость Сл » С, учитывает свойство перехода накапливать
неравновесный заряд q6 в базовой области (Сд = Цб /еэп) Сопротивление
рекомбинации гр « /?угэ отображает процесс рекомбинации электронно-
дырочных пар в базе. Благодаря этому процессу через открытый
эмиттерный переход протекает составляющая тока, синфазная с
напряжением еН1. Введение последовательно с цепочкой гр. Сл ЭДС £'
позволяет учесть сдвиг по напряжению на величину Е' относительно
начала координат идеализированной статической характеристики
базового тока 4 рис. 2,6.
Аналогичную релейную аппроксимацию можно применить и для
отображения свойств коллекторного перехода транзистора. Па рис.З
эквивалентная схема коллекторного перехода содержит две цепочки,
аналогичные цепочке эмиттерного перехода. Эти цепочки, разделенные
резистором гб, соответствуют активной ("а") и пассивной ("п”) частям
коллекторного перехода (см.рис. 1,6). Элементы гр ка, Сл ка и кп, Са кп
учитывают процессы рекомбинации и накопления заряда в
соответствующих областях коллекторного перехода; CKd, Скп - барьерные
емкости
7
(©КП > Е')
Рис.3
8
Рис. 4
Для дальнейшего анализа упростим эквивалентную схему ГТ на рис.З.
Учтем, что сопротивление гб имеет малую величину. Предположим также,
что открывание активной и пассивной частей коллекторного перехода
(замыкание ключей Клка,КлК!1) происходит одновременно. Это
предположение справедливо для рассматриваемых ниже режимов работы
ГТ. Сказанное позволяет отобразить на эквивалентной схеме коллекторный
переход в виде одной цепочки Ск, Сдк, £' с ключом Клк, причем
~J-Z-1	„ фкпфка
'-'к	'-'кн ~г'-ка ,	’-'д к ~ '-л кп •'Сд ка , фк w
фкп "Г" фка
Упрощенная эквивалентная схема изображена на рис.4.
На эквивалентных схемах, рис.3,4, свойство усиления описывается
1 енератором тока i к .связанным с эквивалентной схемой идеализированной
модели транзистора, которая на рис.4 заключена между точками Б*-Э*-К*.
Эта схема в активном состоянии (ключ Клэ замкнут) показана отдельно на
рис.5.
3*
Рис. 5
Она отличается от известной [I] схемы замещения наличием ЭДС Е' в-
цепи эмиггерного перехода. ЭДС Е' была введена выше для установления
соответствия между эквивалентной схемой и идеализированными
статическими характеристиками. Для дальнейшего анализа это различие не
является существенным.
В эквивалентной схеме идеального транзистора величина тока
генератора i определяется, как известно [ 1 ] ,током базы i б, причем
зависимость / к от i б является линейной и в операторной форме может
быть записана в виде
h
l + /?Tp
i де А21ю = Тр / тт - статический коэффициент усиления тока в схеме с ОЭ
(а>—>0); гр - гр Сд - постоянная времени рекомбинации заряда в области
базы; г, - параметр, равный времени пролета неосновных носителей через
базу и зависящий от конструкции транзистора; р - линейный
дифференциальный оператор (d/dt)
Рассмотрим возбуждение идеального транзистора базовым током, в
котором имеется постоянная и гармоническая составляющие
i*6(vt) = I60+J6 cosat,	(2)
причем /*бо >4, так как лишь в этом случае не происходит запирания
эмиттерного перехода в течение периода высокой частоты. В
установившемся режиме коллекторный ток содержит постоянную и
гармоническую составляющие
С (о+ С cos(o)t + ),	(3)
которые в соответствии с (1) выражаются через составляющие базового
тока (2):
^к0 “ ^21э0 ’ Л>0’	Iк ~~ 1^2 1э(А)>
где
h
=	(4)
1 + jOJTp
- комплексный коэффициент передачи тока (р-ую) Из (4) определяем
модуль и фазу h2\, (to)
1*2 hl = *2ЬО/71 + ((ОХрТ	С5’*7)
фр = arctgcoip.	(5,6)
Графики | /?2ь| и фр как функции частот построены на рис.6. Как
видно из графиков, на частоте со-сор =l/ip величина | /??1э| уменьшается в
V2 раз по сравнению с /?21эо, а фр ~ 45°. На частоте, равной
(J&, =1/тт =Й2|эо®р,	(6)
I Л2|, 1=1; ч>о=90*.
ю
Следует отметить, что в эквивалентной схеме реального транзистора,
рис.4, частотная зависимость тока генератора Гк, связанная с элементами
гр ,СД эмиттерного перехода, в значительной степени определяет
инерционность транзистора. Влияние других элементов на частотные
свойства транзистора оказывается менее существенным, но возрастает с
увеличением частоты.
Рабочие частоты транзистора условно разделяют на три области:
а)	"низкие" частоты (НЧ)
0,3сот
о < 0,3сор ,
где /?21э ((0)~^21э0 5
б)	"средние" частоты (СЧ)
0,3о)р < <х><3(0р,
1 де справедливо точное выражение
Аа,(ш) = -'’° = —;
1+уСОТр 1 +/<о/0)р
в) "высокие" частоты (ВЧ)
,	0,3<От
й)>3(Ор = ~----,
^21э0
где
h
^2b(<°) «	= -/(0Т /(О.	(7)
ю и
Как нетрудно видеть, выделение областей НЧ и ВЧ производится таким
образом, чтобы в этих областях выполнялись неравенства
о)гр«1 (НЧ),	(отр»1 (ВЧ).	г
Эти неравенства можно преобразовать следующим образом:
<оСд «1/гр (НЧ) ; <йСд»1/гр (ВЧ).
Следовательно, в области НЧ в эквивалентной схеме на рис.4 можно
пренебречь проводимостью емкости Сд по сравнению с активной
проводимостью 1/гр ,в области ВЧ — наоборот, сохрани гь лишь емкостную
проводимость. В области СЧ необходимо учитывать обе проводимости.
Указанные особенности частотных областей используются при анализе
работы транзистора.
Рассмотрим теперь, как эквивалентной схемой отображаются различные
состояния транзистора. Для этого вновь обратимся к полной эквивалентной
схеме, рис 4 ,полагая, что величина тока генератора /к связана с током,
протекающим через открытый эмиттерный переход, соотношением (I).
Состоянию отсечки соответствуют разомкнутые ключи Клэ, Клк . Токи
i б =/ к =0 . Входной ток реального транзистора дем не менее отличен от
нуля, так как может замыкаться через элементы Сэ, /?ут э эмиттерного
перехода.
В активном состоянии замыкается ключ Клэ (открывается эмиттерный
переход), появляется ток i к .управляемый со стороны базы током /*б по
закону (1). Поскольку Сд >>СЭ, Ск; гр <<^уг э, можно считать, что iq ~ i\
Выходной ток транзистора iK,строго говоря, отличен от тока генератора i\,
так как часть этого тока может замыкаться черен емкость Ск и элементы
эмиттерного перехода. Роль емкости Ск коллекторного перехода в
образовании внутренней обратной связи в транзисторе подробно
рассмотрена в [2] , где показано, что Ск образует основную часть выходной
емкости транзистора. В этом нетрудно убедиться, если учесть, что в
реальных транзисторах выполняется условие: Ск «С3 и, тем более,
сопротивление этой емкости 1/соСк много меньше сопротивления открытого
эмиттерного перехода. Поэтому часть тока генератора протекающую
через Ск, можно приблизительно учесть, зашунтировав этот генератор
емкостью Ск. Обратная связь через Ск приводит также [2] к образованию
активной составляющей выходной проводимости транзистора, величина
которой при со>3сор практически не зависит от частоты. Отметим, что
элементами внутренней обратной связи являются также сопротивление гэ
индуктивность Lj эмиттерного вывода транзистора. В последующем
реакцией коллекторной цепи на входную через элементы г, L-,
пренебрежем. Емкость Ск как выходная емкость транзистора учитывается
обычно в составе его коллекторной нагрузки.
12
В состоянии насыщения дополнительно к эмиттерному открывается
коллекторный переход (замыкается ключ Клк). Это происходит при
достижении напряжением еКГ| положительной величины, равной пороговой
Е' !>. Если пренебречь малым сопротивлением открытых коллекторного и
эмиттерного переходов, а также влиянием индуктивностей LK и Д ,
коллекторная цепь транзистора в этом состоянии представляет собой
сопротивление насыщения гиас ~ гк ьГэ Генератор тока i\ в состоянии
насыщения из эквивалентной схемы исключается, так как он используется
для описания работы транзистора только в активном состоянии (см.рис.5).
Коллекторный ток iK в состоянии насыщения определяется внешним
напряжением, приложенным к зажимам К-Э транзистора.
Инверсному состоянию, когда открыт коллекторный переход и закрыт
эмиттерный, на эквивалентной схеме, рис.4, соответствуют замкнутый ключ
Клк и разомкнутый Клэ. Поскольку при этом iK =0, данная эквивалентная
схема не учитывает усилительных свойств транзистора при инверсном
2)
включении , что допустимо для реальных случаев использования мощных
генераторных транзисторов.
В заключение отметим, что параметры эквивалентной схемы, рис.4, для
конкретных типов транзисторов определяются из специально проводимых
экспериментов, в частности, часть параметров можно найти из статических
характеристик, если предварительно привести их к идеализированному
виду, рис.2,6. Так, крутизна входной характеристики /б(еб)связана с гб и гэ, а
также с коэффициентом h2iэо соотношением:
S6 =--------------.
гб+(1+/г21Эокэ
Крутизна характеристики /к(еб) равна 5= Aiiao-Se • Наклон выходных
характеристик /к(ек) в состоянии насыщения определяется сопротивлением
насыщения г!1ас; наклон входной характеристики в состоянии отсечки -
сопротивлением Ry^
15 Под напряжением еКц понимается прямое напряжениер-п переходе
21 Для учета усилительных свойств транзистора при инверсном включении
по1ребовалосъ бы добавить в эквивалентную схему генератор тока i к ине параллельно
цепи эмипервого перехода
13
Для определения граничных частот сот и сор измеряют модуль
коэффициента усиления по току транзистора в схеме с ОЭ | Л2| > им I /4
на высокой частоте юизм >3со, /7ь1эо • Согласно (7) и (6) определяют:
I ^21эизм| ®им •	_е)т^721эО-
Статический коэффициент усиления по току	следует
определять при достаточно больших значениях рабочих для данного
транзистора, так как Л2Гэ0 сильно зависит от уровня токов. Значение
|^21эизм] напротив следует находить при малых амплитудах /к « 1^,
la « Jqq, чтобы в течение периода высокой частоты, во-первых, транзистор
работал в активном состоянии, во-вторых, незначительно менялся уровень
его токов.
Отметим, что эквивалентная схема, рис.4, достаточно точно отражает
свойства реальных транзисторов лишь в области частот со < 0,5сот. На
частотах со > 0,5со3 необходимо учитывать дополнительный фазовый сдвиг
в Лгь, а для СВЧ транзисторов - паразитные емкости.
2.3. Режимы работы генератора с внешним возбуждением
При генерации значительной мощности ВЧ колебаний транзистор
работает с большими переменными токами и напряжениями,
соизмеримыми с постоянными. Совокупность мгновенных значений токов
и напряжений на транзисторе на интервале ВЧ колебания определяют
режим работы генератора.
Выделяют режим работы транзистора без отсечки тока, когда
транзистор не выходит из активною состояния (его называют режимом
"класса А"). В таком режиме транзистор обеспечивает наибольший
коэффициент усиления по мощности, а при усилении колебаний с
меняющейся амплитудой - наибольшую для данного прибора линейность
модуляционной характеристики. При усилении гармонических колебаний
форма коллекторного тока близка к гармонической, что позволяет
исключить фильтры в межкаскадных цепях и строить генераторы
неперестраиваемыми широкодиапазонными. Эти важные преимущества
обуславливают широкое использование такого режима работы транзисюра
в предварительных (сравнительно маломощных) каскадах передатчика, а в
ряде случаев - в предоконечных и даже в оконечных каскадах, несмотря на
существенный недостаток - невысокий КПД генератора и большую
рассеиваемую мощность на коллекторе транзистора Рк, причем ее
максимальное значение достигается в режиме отсутствия ВЧ колебаний и
равно мощности, потребляемой от источника коллекторного питания.
14
Для уменьшения рассеиваемой мощности Рк в транзисторе, повышения
КПД коллекторной цепи ц~Р\/Рц и мощности в нагрузке выбирается режим
работы транзистора с отсечкой тока. При такой работе часть периода ВЧ
колебаний эмиттерный переход закрыт, транзистор находится в состоянии
отсечки. В другую часть периода ВЧ колебаний при открытом эмитгерном
переходе транзистор можег находиться в активном состоянии или в
состоянии насыщения.1} 11о этому признаку различают два крайних режима
работы:
недонапряженный режим - транзистор попеременно находится в
состоянии отсечки или в активном состоянии;
ключевой режим - транзистор попеременно находится в состояниях
отсечки или насыщения. Промежуточное положение занимает
перенапряженный режим (или неполный ключевой режим), при котором
транзистор оказывается попеременно в состояниях отсечки, активном и
насыщения. Граничным между недонапряженным и перенапряженным
режимами является критический режим, когда в некоторый момент
времени транзистор находится на границе между активным состоянием и
состоянием насыщения. Такая классификация совпадает с классификацией
режимов работы ламповых генераторов [2], только здесь добавляется
ключевой режим, который условно можно рассматривать как предельный
случай перенапряженного режима.
Отметим, что для мощных генераторных транзисторов характерно
низкое сопротивление эмиттерного перехода как в открытом, так и в
закрытом состоянии, значительно меньшее, чем внутреннее сопротивление
эквивалентного источника возбуждения с учетом индуктивностей выводов
данного транзистора и индуктивностей монтажа. Поэтому можно считать,
что возбуждение транзистора (точнее, его эмиттерного перехода)
осуществляется от генератора тока, в частности, о г генератора
гармоническою тока /((®/)=Zrcoscot Из-за нелинейности входного
сопротивления транзистора при переходе его из состояния отсечки в
активное состояние и обратно, напряжение на эмитгерном переходе (а
также между выводами эмиттера и базы) оказывается негармоническим. В
этом основное отличие теории генератора на мощном биполярном
транзисторе от теории ламповых генераторов: последняя строится в
предпосылке гармонической формы напряжения на входе (между сеткой и
катодом) лампы.
В некоторых случаях, например, при значительном рассогласовании с нагрузкой
щанзистор в ючение небольшой части периода ВЧ колебаний может находиться в
инверсном СОС1СЯНИИ
15
2.3.1. Недонапряженный (критический) режим
Для изучения характерных особенностей этого режима определим
формы токов и напряжений в транзисторе, включенном по схеме с ОЭ при
возбуждении гармоническим током /r(a>0=4COSO)^ Для этого воспользуемся
эквивалентной схемой, рис.4, в которой пренебрежем влиянием
индуктивностей выводов Z6, L}) сопротивлениями	а также
внутренней обратной связью через емкость Ск. При этом можно перейти к
упрощенной эквивалентной схеме, показанной на рис.7,а, в которой
<?эп(ео/) =еб(с£>/) и ток /6((oZ)=/60+7rcosco/; (постоянная составляющая задается в
генераторе цепью смещения на базу). При напряжении ew(co/)<£''
эмиттерный переход закрыт и входная цепь транзистора определяется
параллельным соединением сопротивления утечки /?п и барьерной емкости
Сэ постоянная времени которых равна тзак= В течение другой части
периода эмиттерный переход открыт, напряжение на эмиттерном переходе
и входная цепь транзистора определяется параллельным
соединением сопротивления гр и диффузионной емкости Сд с
постоянной времени тотк=тр=грСд, причем тОТ|с<<тза|<. Временные
зависимости i б(<в/), i к(ю/) и напряжения еэт(со/) в схеме, рис.7,а,
определяются из совместного решения системы двух линейных
дифференциальных уравнений, описывающих процессы в транзисторе при
открытом и закрытом эмиттерном переходе[2].
Определим вид временных зависимостей /*б(сог), i к(<щ) и еЭ1!(о)Г)
вначале на очень низких, затем на высоких частотах. Это можно сделать
качественно, не решая дифференциальных уравнений. На очень низких
частотах (св <0,3/тзак) допустимо пренебречь не только влиянием емкости
Сл (как в области НЧ), но и емкости Сэ. Эквивалентная схема принимает
вид, показанный на рис.7,6. Заметим, что в рассматриваемом частотном
диапазоне вместо эквивалентной схемы, рис.7,6 можно было бы
воспользоваться статическими характеристиками, рис.2 и получить более
точные результаты, учитывающие влияние сопротивлений гб, Однако
для общности, предполагая в дальнейшем учесть инерционность
транзистора, будем проводить анализ-с помощью эквивалентной схемы.
рис.7,б
16
Рис. 7
17
При разомкнутом ключе Кл3 токи i	i к((зИ)~О . а входной ток
zfi(d)Z) протекает через сопротивление 7?уэ и создает напряжение на закрытом
эмитгерном переходе косинусоидальной формы мк(гоф/?у,/б(сог), рис.
8,я. Когда это напряжение достигает уровня £', происходит открывание
эмиттерного перехода и появляются токи i б(<щ)~ z6(on) и i к(о/) /?2ьо^*б(^)
Точки, в которых еЭ[13ак- Е', определяют значение угла огсечки 9 импульсов
и i К((Щ)- Очевидно, эти импульсы представляют собой отрезки
симметричных косинусоид. Напряжение на открытом эмитгерном
переходе, образующееся за счет протекания тока i р через сопротивление гр
, еэ11 отк=-^г с(<»0» также имеет форму косинусоиды, но малой амплитуды по
сравнению с напряжением е1Пзак, так как гр << /?у).
На высоких частотах со>3/тотк=3<ор, наоборот, можно пренебречь
сопротивлениями /?уэ и гр, считая сопротивление эмиттерного перехода в
обоих состояниях емкостным и l/jfaC^, и перейти к эквивалентной
схеме на рис.7,в. Входной ток /6(со/) будет поочередно протекать через Са
(при замкнутом ключе Клэ) или через Сэ (при разомкнутом Клэ). Формы
импульсов токов, рис.8,б, протекающих через емкости Сл и Сэ,
представляют собой отрезки косинусоиды тока	несодержащие
постоянной составляющей, цепь которой в схеме на рис.7.в оказывается
разорванной. При этом в соответствии с соотношением (7) ток т*к(свт)
отстает по фазе от z‘*6(co/) на л/2 и, следовательно, имеет форму
симметричных косинусоидальных импульсов с углом отсечки 0.
Напряжение на эмиттерном переходе как в открытом, так и в закрытом
состояниях представляет собой отрезки косинусоид, сдвинутых
относительно тока z6(<x>0 на л/2 вследствие протекания тока /б(«0 через
емкости Сд и Сэ. При этом еЭ11 огк по сравнению с сэп зак имеет малую
амплитуду, поскольку Сл » С3 . Таким образом, на высоких частотах
импульсы тока i к((о/) и напряжения сэп(«)0 , как и на очень низких частотах,
представляют собой отрезки симметричной косинусоиды, запаздывающей
на л/2 относительно возбуждающего тока z6(coT)
18
Рис. 7
17
Рис. 9
На низких и средних частотах 0,3A,dK <<о < 3/тО1К из-за
неравенства постоянных времени (т,ак ^тогк ) при
переходе транзистора из состояния отсечки в активное
и обратно (при замыкании и размыкании ключа Кл, в
схеме на рис. 7,6) появляются переходные процессы. В
результате импульсы тока i к(<ог) становятся
несимметричными, рис.9. Нарушается симметрия
также в форме напряжения еэ„ («0. Однако, как
показывает анализ [3], это приводит к незначительным
изменениям в расчетах входной и выходной цепей генератора. Тем не
менее, "перекосов" в импульсах /*к стремятся избежать особенно в
широкодиапазонных двухтактных генераторах при работе транзисторов с
углом отсечки 0 = 90°("класс В"). "Перекосы" в импульсах Л((о/) в этих
генераторах приводят к негармонической форме выходного напряжения
(из-за присутствия в коллекторном токе нечетных высших гармоник,
которые не подавляются двухтактной схемой).
Рис. 10
Устранение "перекосов" в импульсах /*к(со/)
достигается включением дополнительного
шунтирующего сопротивления /?д между выводами
базы и эмиттера транзистора, рис. 10. Сопротивление /?д
выбирают из условия выравнивания постоянных
времени эмиттерного перехода в закрытом и открытом
состояниях
.	с =	=1/	=^2Ы
лак р  р Т°гк	J Z	’
ЛуЭ + Кд	®т
т.е. равным
& - ^ьо__________1
(ОтСэ J—	э «>гСэ
при Ry э —> оо .
20
Поскольку /?д »гс, можно считать, что это сопротивление включается
параллельно эмиттерному переходу транзистора и на частотах <о<3со, /?221->о
выравнивает его постоянные времени. Одновременно сопротивление
снижает обратное напряжение на закрытом эмиттерном переходе (7fn mdx,
рис.8,а, так как теперь при закрытом эмиттерном переходе ток /б(<о/)
протекает через более низкое сопротивление. Эта роль Rn особенно
существенна в каскадах, которые возбуждаются от генератора
гармонического тока. В таких каскадах, к которым прежде всего относятся
мощные генераторы, включение RA с целью снижения U& тах оказывается
целесообразным не только на низких и средних, но и на высоких частотах.
Таким образом, при включении Rn и возбуждении гармоническим
гоком z, ^ cosco? во всем диапазоне рабочих частот транзистора импульсы
тока i K(Gtf) будут в недонапряженном режиме близки к отрезкам
симметричной косинусоиды с углом отсечки G. Инерционность транзистора
в данном случае проявляется в том, что с ростом частоты увеличивается
фазовый сдвиг Л(р=фр между максимальными значениями токов Ц^) и
Гк((о?), а также уменьшается высота импульсов коллекторного тока
падает), рис. 11, (см. частотные зависимости <рр(о), | h2\3 (<в) | на
рис.6). Эти явления, как было показано, обуславливаются влиянием
емкостей См Сэ эмиттерного перехода.
1.	Очень низкие частоть
2.	Низкие частоты.
3.	Средние частоты.
4.	Высокие частоты
cot
'г
21
Выходной ток транзистора /к из-за влияния обратной связи через
емкость Ск несколько отличается от тока i\ (по амплитуде и по фазе).
Однако сделанные выводы относительно формы коллекторного тока,
зависимости его амплитуды и фазы от частоты в целом остаются
справедливыми.
2.3.2. Расчет входной цепи транзистора в недонапряженном режиме
Расчетные формулы даются на основании соотношений в
[3,0.111 — 114], записанных без учета обратной связи через емкость Ск при
заданной (или известной из расчета коллекторной цепи) постоянной
составляющей /ко коллекторного тока и для заданного угла отсечки 0.
Параметры транзистора П302, используемого в лабораторном макете, даны
в прил. А. Значения коэффициентов at, у0, и cos0 берутся из прил. Б.
1.	Амплитуда тока базы (равная амплитуде возбуждающего тока)
,	7«<>	V' + febo/7 /т)2 .	/о.
6 г’Ыго(< Wr.®
2.	Максимальное обратное напряжение на эмитгерном переходе не
должно превышать предельно допустимого:
(1 + COS 9)7?.,
Т J — _ 2_____________ д /
бэтах	хк0
У0(®)«21э0
& — ^бэ ДОП •
3.	Постоянная составляющая базового тока
4о=^кО^ЬО
4.	Необходимое напряжение смещения на эмитгерном переходе
у о (л- О)/?,
То
В заключение отметим, что при построении широкодиапазонных
генераторов должна обеспечиваться постоянная в рабочем диапазоне частот
й)н...й)в величина мощности в нагрузке />[(a))~const. Данное обстоятельство
требует постоянства нагрузочного сопротивления в коллекторной цепи
транзистора Z3K.(o))=;7?3K^const и поддержания /K1(co)~const, поскольку
Р] ^0,5I2KlR3K. При сохранении постоянства угла отсечки 0 ~ const это
потребует обеспечения неизменной амплитуды 1кт импульсов
коллекторного тока, рис.11, или его постоянной составляющей /ко.
22
Как нетрудно видеть из формулы (8), для поддержания 1кт , /K<r=const с
ростом частоты потребуется увеличивать амплитуду 1, возбуждающего
тока Характерный вид зависимости /г(а>), построенной при условии
/K()_-const, показан на рис. 12.
" А	В реальных транзисторах напряжение
7еб(<о?) между базовым и эмиттерным
выводами с ростом частоты все сильнее
начинает отличаться от еэп(<в^) из-за влияния
гб, г3 и £б, L3. В результате с ростом частоты
L-----,----------------► входное сопротивление реального
О Щ.	(Д. со
1	гранзистора будет определяться, главным
Рис. 12	образом, сопротивлениями гб, гэ и
индуктивностями L3 и, в меньшей мере, емкостью эмиттерного перехода.
В результате напряжение e6(<B/) приближается к гармоническому. В
частности, для транзистора П302,используемого в лабораторном стенде, у
которого гэ = 0, а влиянием £б и L3 на частотах меньших 100 кГц можно
пренебречь, отличие напряжения еб(сог) от напряжения еэп(соО обусловлено
падением напряжения тока /б((о?) на сопротивлении гб (на рис. 8,«,б
напряжение показано штриховыми линиями). Из рисунка 8,6 видно,
что на высоких частотах еб(со/) по амплитуде значительно больше еэп(со/) , а
его форма приближается к гармонической.
2.3 3 Перенапряженный и ключевой режимы
В этих режимах форма импульсов zK(<or) зависит не только от амплитуды
и формы входного тока, но и от характера и величины коллекторной
нагрузки (вида колебательной системы и ее связи с нагрузкой). В
дальнейшем будем рассматривать раздельно генераторы с резонансной
(избирательной) и резистивной (широкодиапазонной) нагрузками. Для
простоты будем анализировать работу генераторов на достаточно низких
частотах, на которых можно пренебречь влиянием инерционности
транзистора, обусловленной емкостями эмиттерного перехода, а также
накопительным процессом в коллекторном переходе.
23
Как отмечалось выше, в перенапряженном режиме транзистор
попеременно находится в состоянии отсечки, активном и насыщения, в
ключевом - переходит из отсечки в насыщение, минуя активное состояние.
Учитывая сказанное, эквивалентную схему коллекторной цепи транзистора
в названных режимах можно изобразить в виде, показанном на рис. 13 без
учета влияния емкости Ск и в предположении, что на достаточно низких
частотах Азь ^21эо
На рис. 13 ключ Кл переключается в правое положение при переходе
транзистора в состояние насыщения, когда при открытом эмиттерном
переходе открывается также коллекторный. Последнее происходит, если
прямое напряжение на коллекторном переходе достигает порогового
значения екп >Е' (см.рис.4). Поскольку амплитуда переменного напряжения
па открытом эмиттерном переходе мала, рис.8, можно считать, что
еЭ11 («к ~Е' Следовательно, как видно из рис.4, переход в режим насыщения
(открывание коллекторного при открытом эмиттерном переходе)
происходит при напряжении между точками К* и Э* ек*.э*<0, что и
отмечено на рис. 13. Напряжение на зажимах К-Э транзистора екэ — ек
отличается от ек*_э* за счет падения напряжения, создаваемого током iK ~ i\
на сопротивлениях гк и гэ . Поэтому условие перехода в состояние
насыщения можно записать также в виде
ост ~1к (fэ +?v)~ Ас Гнас •
24
Построенной на рис. 13 эквивалентной схемой коллекторной цепи
транзистора воспользуемся для анализа работы генератора в
перенапряженном и ключевом режимах.
Рис. 14
Работу генератора с резонансной нагрузкой рассмотрим на примере
простейшей схемы, рис.14, генератора с параллельным контуром в
коллекторной цепи с высокой добротностью Q~R^/р »1, где
Rj = R-jqRh^(RjO * Rh) > R3O ~Qo р •
Qo и /?эо - добротность и эквивалентное сопротивление ненагруженного
контура; р=717с - характеристическое сопротивление. Контур настроен в
резонанс на частоту возбуждающего тока соо = 1 / VZc = <о. Схема подачи
напряжения смещения на базу транзистора на рис. 14 не показана. Следует
отметить, что резистор /?д следует включать на высокой частоте.
На рис. 15 показана трансформация формы импульсов коллекторного
тока /к(<в0 и напряжения ек(со/) по мере возрастания напряженности режима.
В недопапряженном режиме, рис. 15,а, ток коллектора, как было показано
выше, близок по форме к симметричным косинусоидальным импульсам с
углом отсечки 0.
Благодаря фильтрующим свойствам контура и настройке его в резонанс
форма напряжения на коллекторе ек(ои) близка к гармонической. При
увеличении амплитуды входного тока /г возрастает высота импульсов 1кт
коллекторного тока, амплитуда первой гармоники /к) и, следовательно,
амплитуда напряжения на коллекторе UK = IK]R3. При определенном
значении UK наступает критический режим, рис. 15,6, при котором в момент
когда zK(6)==ZKniax, напряжение ек((ог) достигает минимальною
значения <?K(6)=eK0CT=-z-liac/Kmax. Дальнейшее увеличение амплитуды
возбуждения (и соответственно амплитуды 17к) переводит генератор в
25
Рис. 15
26
перенапряженный режим, так как на части периода высокой частоты
оказывается ек(со/)< екосг (ключ на эквивалентной схеме, рис. 13,
переключается в правое положение, соответствующее состоянию
насыщения). На интервале насыщения контур шунтируется сопротивлением
/11ас и формы тока iK((Dt) и напряжения ек(ам) зависят от того, насколько
значительно это шунтирование. Степень шунтирования оценивается
величиной qitac=riiac/p.
При «/„ас >1, что более характерно для ламповых генераторов, нежели
транзисторных, контур незначительно шунтируется сопротивлением г[)ас. На
этапе насыщения от -01 до 01 напряжение на коллекторе остается
гармоническим, рис,15в Поскольку в соответствии с эквивалентной
схемой, рис. 13, в насыщении /к =ек /гнас в импульсе коллекторного тока
появляется симметричный провал косинусоидальной формы.
При qltac <1, что специфично для современных мощных генераторных
гранзисторов, на этапе насыщения от -0] до Gj контур шунтируется
относительно малым сопротивлением г[1ас. В результате в эту часть периода
напряжение на коллекторе уплощается и остается практически неизменным
ек((1)/)= г11ас/к(сог)=Ю, рис. 15,г, тогда как в импульсе iK появляется
несимметричный провал пилообразной формы.
Отметим, что при определенных соотношениях между напряжением Ек
коллекторного питания, коллекторной нагрузкой R3 и амплитудой
возбуждения 1Г возможно появление инверсного состояния: переход в
сильно перенапряженный режим, при котором	ек((Ы)<0 (на
рис. 15,в,г показано штриховыми линиями).
При дальнейшем увеличении амплитуды возбуждения длительности
активных этапов (-0/ <'s£>t\< 0) сокращаются и в пределе генераюр
переходит в ключевой режим. Соответствующие осциллограммы показаны
на рис. 15,с) для случая qHitc >1 При <?Ha€ <1 осциллограммы рассмотрены
в[4]
Эквивалентную схему коллекторной цепи транзистора, рис. 13, для
ключевого режима работы можно упростить и представить в виде ключа с
последовательно включенным сопротивлением насыщения г11ас, рис. 16.
Моменты замыкания и размыкания ключа определяются током
возбуждения. Величина и форма тока /к(<о/) в ключевом режиме зависят, как
следует из эквивалентной схемы на рис. 16, лишь от напряжения ек(со/)
27
Рис. 16
Рис. 17
Как показано в [4,с.83], применение
ключевого режима в генераторе с
высокодобротным LC - контуром не
позволяет достигнуть высоких
энергетических показателей (как при qlue> I
так и при <7нас <1). Поэтому ключевой режим
в таких генераторах не применяется.
Широкое применение ключевой режим
находит [2] в генераторе с резистивной
нагрузкой, работа которого рассматривав гея
ниже.
Схема генератора показана на рис. I7.
Для исключения потерь мощности
постоянного тока в сопротивлении 7?н в
генераторе на рис. 17 использовано
параллельное питание цепи коллектора.
а недонапряж б критический в перенапряж г ключевой
режим	режим
режим	режим
Рис. 18
28
На рис. 18 приведены временные зависимости коллекторного
напряжения ек(<о/) и тока iK(u>t) в четырех возможных режимах работы,
смена которых происходит по мере возрастания амплитуды тока
возбуждения. Отличие данной схемы от ранее рассмотренной с резонансной
нагрузкой состоит в том, что в состоянии насыщения в коллекторной цепи
транзистора протекает ток постоянной величины, определяемый
напряжением коллекторного питания Ек, сопротивлениями нагрузки и
насыщения rliat (см. рис. 13). Благодаря этому в перенапряженном режиме
импульсы /к(со/) и eK(w0 уплощаются, а в ключевом режиме становятся
прямоугольной формы. Отметим, что в схеме генератора на рис. 17
коллекторное напряжение ек(сог) колеблется вокруг напряжения питания
и на части периода превышает £к, поскольку постоянная составляющая Ек
связана с переменным напряжением ек(<о/) интегральным соотношением
1 2л?
Ек =— feK(coZ)cZ(cor), аналогично тому, как постоянная составляющая /ко
2я '
связана с переменным током коллектора.
Более подробно работа ключевого генератора с резистивной нагрузкой,
а также других типов ключевых генераторов рассмотрена в [2,4].
2.3 4. Нагрузочные характеристики
В теории линейных электрических цепей обычно рассматривается
генератор (источник сигнала) с постоянными ЭДС и внутренним
сопротивлением 0</?г<оо. В частных случаях это сопротивление
принимается бесконечно большим Rj •—» ос (генератор тока) или бесконечно
малым R, —>0 (генератор напряжения). Для генераторов с постоянным R,
нагрузочные характеристики хорошо известны.
В мощных каскадах радиопередатчиков генераторы обычно работают с
относи гелыю большими переменными составляющими токов и
напряжений в нелинейных режимах. В результате величина ЭДС и
внутреннее сопротивление эквивалентного источника, усредненные по
первой гармонике, сильно зависят от сопротивления нагрузки. По этой
причине нагрузочные характеристики таких генераторов существенно
отличаются от нагрузочных характеристик генераторов с постоянным
внутренним сопротивлением. Ограничимся качественным рассмотрением
нагрузочных характеристик, показывающих зависимость режима работы
29
генератора от сопротивления нафузки, на примере генератора с
резонансной нафузкой. рис. 14. При условии	можно считать
коллекторную нафузку транзистора равной Лэ ~ R» и рассматривать
нагрузочные характеристики в зависимости от /?н
При малом значении сопротивления нафузки RH < Лнкр и малой
амплитуде UK< UK кр генератор находится в недонапряженном режиме. Как
было показано выше, в недонапряженном режиме коллекторная цепь
транзистора эквивалентна генератору тока сложной формы с Rj —> оо
(см.рис.7 и рис. 11). Поэтому теоретически первая гармоника и
постоянная составляющая коллекторного тока /к[ , 1К0 и подводимая
мощность Ро= не зависят от R„, а напряжение на контуре UK ~ /к!Лн и
генерируемая мощность 7э1~0,572К1/?п увеличиваются пропорционально /?н
рис. 19.
В критическом режиме (Rh=Rh кр)
UK - £Лк₽, и при минимальном
мгновенном напряжении на коллекторе
транзистор находится на фанице
насыщения: ек min= ек осг. = ек(0) = Ек -
- UK кр (рис. 15,6).
При переходе в перенапряженный
режим рост напряжения UK
прекращается	из-за офаничивающего
действия коллекторного перехода - на
интервале	насыщения выходное
сопротивление транзистора определяется малым сопротивлением г||ас,
рис!3.	Поэтому	усредненное	по первой	гармонике внутреннее
сопротивление	эквивалентного генератора	в коллекторной цепи
оказывается малым и транзистор близок к генератору напряжения с
амплитудой U, « UK кр ~ Ек и R, —*0. По мере увеличения RH увеличивается
длительность этапа насыщения, соответственно, увеличивается провал в
импульсе тока 4(coZ) и следовательно, уменьшается первая гармоника 7К) и
постоянная составляющая /к0 тока. Мощность в нафузке снижается
обратно пропорционально /?н
Из рис. 19 видно, что максимальная мощность в нагрузке оказывается в
критическом режиме. Одновременно КПД 1]=Р{/Ро также достигает
максимального значения вблизи критического режима Хотя при переходе
30
в перенапряженный режим КПД изменяется мало, но мощность в на!'рузке,
а значит, коэффициент усиления по мощности Кр уменьшаю 1ся
значительно Поэтому оптимальным считается критический режим. На
рис. 19 штриховыми линиями показаны нагрузочные характеристики
реального 1енераюра. В недонапряженном режиме заметные различия
теоретических и реальных характеристик на низких частотах обусловлены
конечным наклоном статических характеристик /к(ек) в активном состоянии
транзистора (см. рис.2,а), а на высоких частотах— влиянием обратной связи
через емкость Ск. Вблизи критического режима эти отклонения
обусловлены также отсутствием резкой границы между активным
состоянием и состоянием насыщения у реальных транзисторов.
2	3.5. Расчет коллекторной цепи транзистора
Расчет выполняется на основании соотношений, приведенных в
[3, с. 109-111] для критического режима в транзисторном генераторе с
резонансной нафузкой при заданных генерируемой мощности Pt,
напряжении коллекторного питания Ек и угле отсечки 0. Параметры
транзистора ПЗО2, коэффициенты разложения косинусоидального импульса
cty(0) и а/(0) даны в прил. А и Б.
I.	Амплитуда переменного напряжения на коллекторе UK в
критическом режиме:
(7	=£ 0,5 4-0,5 J
8гняг
пас
9 “|	•
а|(в)Ек2
2.	Максимальное напряжение на коллекторе (7К1Г)ах не должно
превышать предельно допустимое UK3 дол’
U 4 U <1/
^ктах '-'к кр <-'кэ доп
3	Амплитуда первой гармоники коллекторного тока
2Pi/UKKp.
4.	Посюяниая составляющая коллекторного тока
/ко =(a0(e)/ai(Q)) ZK1 (при 0<7S<79
5	Максимальная величина 7Ktnax коллекторного тока не должна
превышать предельно допустимую:
,	1 Г
к max	к0 < 1к доп ("при §<180°)
6.	Мощность, потребляемая от источника коллекторного питания:
-Е* /к •
31
7.	КПД коллекторной цепи
П=Р\ /Р^
8.	Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора
9.1'емпература t°n переходов транзистора не должна превышать
предельно допустимую
t°„ С=^С+Рк/?,,с<Г|1Д0ПС,
где /?пс - тепловое сопротивление переход-среда транзистора; t°c С -
температура окружающей среды (обычно I ’с ~ 25° С).
10. Сопротивление коллекторной нагрузки для получения критического
режима
кр — U к Кр S2Pi •
11 .Активное сопротивление нагрузки, включаемое параллельно
колебательному контуру:
Л — кр
н " Яэ0 - R3 кр ’
где 1?эо - эквивалентное сопротивление ненагруженного колебательного
контура.
2.3 6 Сравнительные свойства режимов транзисторного генератора
В заключение дадим сравнительную характеристику различных
режимов работы транзисторного генератора и укажем области их
практического применения. Применительно к транзисторным генераторам
оправдано противопоставление двух режимов: нсдонапряженного и
ключевого, которые качественно различаются по способу управления
током коллектора и величине достижимого КПД генератора.
В недонапряженном режиме, когда транзистор представляется
эквивалентной схемой, рис.7,a-в, амплитуда и форма коллекторного тока
i к(ьМ) определяются током базы и слабо зависят от напряжения
коллекторного питания и сопротивления коллекторной нагрузки Z3 . Как
видно из рис. 15,а, в активном состоянии ток коллектора протекает при
достаточно большом коллекторном напряжении ек>гнас/кт. Это
обуславливает относительно большую рассеиваемую мощность на
коллекторе как мгновенную PK(d)t)= eK(<at) так и усредненную за
период ВЧ колебаний:
32
1 71	Iе
РК = -- feK(<oz)/K(w/)<i((o/) = — feK(<0Z)zK((0/)£Z((0/).	(9)
-n	271-e
В ключевом режиме транзистор представляется эквивалентной схемой,
рис.16, из которой следует, что величина и форма тока iv(wt) определяется
напряжением коллекторного низания Ек и сопротивлением коллекторной
нагрузки Z3. При этом входной ток определяет лишь длительность этапов
насыщения и отсечки. Поскольку в состоянии насыщения ток /к(со/)
протекает при минимально возможном напряжении, на коллекторе
(^к" ^нас'«к) существенно снижается мощность, рассеиваемая на коллекторе
транзистора. Соотношение (9) для ключевого режима принимает вид
г 0
Л- = f/2(030^(0)0,
2л - е
откуда следует, что, если гнас-^0, то мощность Рк—>0. Снижение
рассеиваемой мощности повышает надежность работы транзистора,
упрощает систему его охлаждения и тем самым уменьшает массу и
габариты всего устройства. Ввиду того, что в схемах ключевых генераторов
(см. например, рис. 17) амплитуда и форма тока определяются параметрами
коллекторной цепи (и в незначительной степени сопротивлением 7'нас), в
этих схемах оказывается слабой зависимость выходной мощности от
параметров транзистора^ 1эо, гнас и др.) и от изменений амплитуды
возбуждения (при условии сохранения состояния насыщения). Благодаря
этому при замене транзисторов нс требуется специальный их подбор и
дополнительная регулировка аппаратуры.
Различия в способе управления током коллектора определяют и
ограничивают области применения того и другого режимов. Ключевой
режим можно использовать только для усиления ВЧ колебаний с
постоянной амплитудой, например, ЧЕМ и ФМ колебаний, при импульсной,
телеграфной работе (амплитудной, частотной, фазовой телеграфии), а также
при осуществлении коллекторной амплитудной модуляции. В то же время
ею нельзя использовать при усилении колебаний с меняющейся
амплитудой, а также при осуществлении базовой или эмиттерной
амплитудной модуляции. Наоборот, недонапряженный режим
целесообразно применять в генераторах, где необходимо управлять
амплитудой колебаний со стороны входа транзистора, например, при
усилении AM и ОМ колебаний. Поэтому такие генераторы часто называют
33
усилителями модулированных колебаний -УМК. Недонапряженный режим
пригоден для базовой и эмиттерной модуляции, но не приемлем для
осуществлении коллекторной модуляции
Поскольку для достижения состояния насыщения требуется большая
амплитуда возбуждения, для ключевого режима характерны меньшие
значения коэффициента усиления по мощности Однако для него частотные
ограничения обусловлены не только меньшим значением коэффициента
усиления по мощности, но и влиянием выходной емкости и индуктивностей
выводов транзистора, приводящим к дополнительным коммутативным
потерям и вследствие этого к снижению КПД. Эти обстоятельства
ограничивают возможность реализации ключевого режима областью
сравнительно низких частот, верхняя граница которых составляет
(0,1.. .0,2)<вг. На более высоких частотах возможно применение
перенапряженного режима и кригического. Первый по стабильности
выходной мощности близок к ключевому режиму, но отличается меньшим
КПД. Второй обеспечивает наибольший коэффициент усиления по
мощности при достаточно высоком КПД. Поэтому на частотах, близких к
максимальной, даже при усилении колебаний с постоянной амплитудой
целесообразно использовать критический режим с целью достижения
наибольшего коэффициента усиления по мощности.
3. Описание лабораторной установки
В состав лабораторной установки для исследования транзисторного
генератора с внешним возбуждение (ГВВ) входят универсальный стенд с
автономным источником питания, работающим от сети 220 В, звуковой
генератор типа ГЗ-109, миливольтметр типа B3-38 и двухлучевой
осциллограф типа С1 -69.
Упрощенная схема универсального стенда показана на рис.20
Генератор выполнен на кремниевом сплавном транзисторе П302 с
проводимостью р-п-р типа, включенном по схеме с общим эмиттером.
Транзистор П302 значительно отличается по параметрам от мощных
генераторных ВЧ биполярных транзисторов. Он выбран только с той
целью, чтобы в диапазоне относительно низких частот (от 1 до 100 кГц),
перекрываемом типовым звуковым генератором, можно было наблюдать
эффекты, свойственные работе транзистора в диапазоне низких, средних и
высоких частот.
В коллекторной цепи транзистора предусмотрена смена согчасующс -
фильтрующих цепей изменение характера и величины сопротивления
нагрузки с помощью переключателей соответственно S3, S4 и 5’5
34
Рис. 20
В данной лабораторной работе исследуется работа ГВВ при корогком
замыкании по высокой частоте в коллекторной цепи, а также при
непосредственном включении нагрузки в коллекторную цепь и при
включении нагрузки в параллель с резонансным колебательным контуром,
что соответствует положениям 1,4 и 2 переключателя S3 на рис.20. Схемы
соединений, осуществляемых переключателем S3 в этих положениях,
показаны на рис.21. В двух последних случаях рассматривается работа
генератора на чисто активное сопротивление нагрузки (переключатель S4 в
положении 1).
Схема питания коллекторной цепи параллельная. Напряжение питания
Ек регулируется в пределах от 0 до 30 В. В генераторе предусмотрена
возможность подачи в коллекторную цепь (с помощью переключателя S2)
напряжения от дополнительного звукового генератора (ЗГ №2) для
осуществления коллекторной модуляции.
Во входной цепи в качестве источников возбуждения
1	используются звуковые генераторы. Предусмотрена
у. ... возможность изменения схемы цепи возбуждения с
>------------< помощью переключателя SI. В положении 1
возбуждение подается через сопротивление Лг=2 кОм,
>------Г-----< что обеспечивает возбуждение транзистора
>	< гармоническим током базы на частотах от 1 до 100 кГц.
В положении 2 напряжение возбуждения подастся через
>------——----<	/?г меньшей величины (0,27 кОм), что позволяет
Рис. 21
обеспечить на частоте 50 кГц большую величину
коллекторного тока при сохранении возбуждения гармоническим током
базы. В этом положении возбуждение может подаваться одновременно и с
генератора ЗГ №2 через такое же сопротивление Rv - 0,27кОм, чго
позволяет исследовать работу ГВВ в режиме усиления двухтонового
сигнала. В положении 3 подключается только генератор ЗГ №1 через
сопротивление Rr еще меньшей величины (0,15кОм), что дает возможность
подавать на транзистор возбуждение еще большей амплитуды Такая
амплитуда необходима, в частности, при исследовании ключевого режима
работы генератора.
36
Между базовым и эмиттерным выводами транзистора включено
шунтирующее сопротивление /?д = 1кОм, величина которого выбрана из
условия равенства постоянных времени эмиттерного перехода в открытом и
закрытом состояниях. На этом сопротивлении за счет протекания
постоянной составляющей базового тока образуется автоматическое
запирающее смещение на базу, которое совместно с внешним отпирающим,
регулируемым в пределах от 0 до -1 В, определяет положение рабочей
точки транзистора Как показано в [4], такое комбинированное смещение на
базу обеспечивает угол отсечки коллекторного тока постоянный и близкий
к 90° при изменении возбуждающего тока в широких пределах.
На передней панели универсального стенда установлены приборы,
измеряющие постоянные токи (Z^, Z^) и напряжения (Е5, Ек ) транзис!ора.
Формы импульсов напряжений и токов на базе и коллекторе транзистора и
на нагрузке генератора можно контролировать с помощью осциллографа.
Для этого на передней панели стенда имеются соответствующие клеммы
напряжений а «б\ и*, wH, а для измерения токов и „/к включены
измерительные сопротивления /?изм2 =7?изм3 = 3,6 Ом с соответствующими
клеммами. Поскольку сопротивление 2?Изм1 в сумме с RmM2 составляет
величину 10 Ом, по результатам измерения милливольтметром напряжения
на (/?изм! +ЯИзм2) удобно контролировать величину амплитуды тока
возбуждения. При этом необходимо помнить, что милливольтметр измеряет
действующее (эффективное) значение напряжения. Подключая
милливольтметр к клеммам ик, „ип можно измерять напряжение на
коллекторе транзистора и на сопротивлении нагрузки. На переднюю панель
выведены также клеммы С7Г1" , „£/Г2 и Uq , к которым подключаются
1енераторы ЗГ №1 и ЗГ №2. Их напряжения можно контролировать
внешним вольтметром.
приборов (инсгрукции по работе с измерительными приборами имеются в
лаборатории).
4.	Последовательность выполнения работы и обработка
экспериментальных данных
Теоретическая часть
Выполняется при подготовке к работе
4.1.	Изучить теорию генератора с внешним возбуждением на
транзисторе по схеме с общим эмиггером (с. 3-34 данных методических
указаний или по литературе [4, с.36-86].
37
4.2.	Ознакомиться со схемой лабораторной установки (рис.20) органами
управления, способами измерения токов и напряжений.
4.3.	По формулам, приведенным на с. 31-32 данных мелодических
указаний, рассчитать коллекторную цепь генератора в критическом режиме
на заданную мощность Pi = 1 Вт при напряжении Ек = 20 В и угле огсечки
0^90°, приняв эквивалентное сопротивление пенагруженного
колебательного контура R^o - 2 кОм. Оценить возможность реализации
рассчитанного режима по всем предельно допустимым величинам
транзистора. При расчетах параметры транзистора П302 и коэффициенты
разложения косинусоидального импульса берутся из прил. А и Б к данным
методическим указаниям.
Выполняется при составлении отчета
4.4.	По формулам, приведенным на с. 22 данных методических
указаний (расчет входной цепи), рассчитать амплитуду тока базы /б,
максимальное напряжение на закрытом эмитгерном переходе Uq3 mdX;
постоянную составляющую тока базы /бо и напряжение смещения Е&
необходимые для обеспечения заданной величины постоянной
составляющей коллекторного тока /ко при угле отсечки 0 - 90°. Расчет /б
выполнить на частотах 1,2,4, 8,20,50 и 100 кГц (что соответствует
диапазону частот от ~ 0,005 ft, до 0,5 fT ) при /к0 = 20мА, £’== - 0,4 В;
= 1 кОм
При расчетах воспользоваться данными из прил. 1 и 2, а также
результатами измерений параметров А21эо и/ транзистора.
Экспериментальная часть^
4.5.	Провести подготовку источника возбуждения - генератора ГЗ-109
к выполнению работы. Для этого регулятор уровня выходного сигнала
установить в крайнее левое положение, переключатель "Выходное
сопротивление" - в положение "600 Ом". Установить частоту 50 кГц.
Включить универсальный стенд и измерительные приборы.
4	6. Произвести измерение значений параметров /?21зо и /г экземпляра
транзистора, установленного в данном лабораторном макете.
Переключатель 51 установить в положение 1, 53 - в положение 1,
установить Ек = 15В. Изменяя регулятором "Е6" напряжение смешения.
I) Конкретные пункты заданий экспериментальной части выполняются в
соответствии с указаниями преподавателя и нт лаборанта
открыть транзистор, установив /ко ~20 мА. Измориib постоянную
составляющую тока базы . Определить статический коэффициент
усиления тока в схеме с ОЭ по формуле
^21э0= 4с0 /^60
Регулируя уровень выходного напряжения генератора ГЗ-109,
установить достаточно малую амплитуду тока базы 4 так, чтобы транзистор
работал в режиме "класса А" (без отсечки тока). Формы токов iK(ort) и iefwt)
наблюдать на экране двухлучевого осциллографа. Определить модуль
коэффициента усиления тока транзистора на частоте/=50 кГц по формуле
1*21,1=4/7»,
где 4 и /6 - амплитуды токов коллектора и базы. Значения 1К и /б удобно
измерять с помощью двухлучевого осциллографа, подключив его входы к
резисторам Лизм2 и Лизм3 на лабораторном макете. Поскольку эти резисторы
имеют одинаковую величину, отношение /к / 16 можно найти, отсчитав
значения амплитуд токов по масштабной сетке на экране осциллшрафа при
условии, что в обоих его каналах установлены одинаковые коэффициенты
усиления. Граничную частоту транзистора в схеме с ОЭ определить по
формуле
Ут— [ ^21э | 17изм>
где/иэм =50кГц.
4.7.	Исследовать входную цепь генератора при работе транзистора в
диапазоне частот при короткозамкнутой нагрузке (/?„ = 0) и неизменном
значении постоянной составляющей коллекторного тока. Изучить формы
импульсов тока zK(coZ), idtwt) и напряжения еб((о0 и установить их
соответствие теоретическим.
Регулятор выходного напряжения генератора ГЗ-109 вывести в крайнее
левое положение. Регулятором " установить внешнее смещение на базу
приблизительно 0,4В так, чтобы при дальнейшем его увеличении начинали
протекать токи /ко и До Регулируя уровень выходного напряжения
генератора ГЗ-109, получить значение тока До =20 мА. Наблюдая
осцилло1рамму тока , убедиться, что транзистор работает в режиме с
отсечкой тока.
На частоте f = 50 кГц измерить значения токов /бэф> Л»о- напряжения
смещения Еъ, угла отсечки 0 и сравнить их с расчетными. Затем,
устанавливая значения частоты f - 1,2,4,8,20 и 100 кГц и поддерживая
постоянным /ч.<| = 20 мА, снять зависимость /оЭф от f Экспериментальную и
расчетную зависимости l^j) построить на одном графике.
39
Ток /бЭф рассчитывается по напряжению, измеренному на левой клемме
/6\ учитывая, что = 7?ИЗМ| +- Иизч2 =10 Ом. Угол отсечки коллекторного
тока 0 определяется по осциллограмме /к(соТ) как половина части периода, в
пределах которого протекает гок.
На трех частотах I, 8 и 100 кГц, соответствующих ~ 0,1 / / h2\^ ,
- / hzirf и ~ 0,5/т, зарисовать осциллограммы , zK(co/),	При
снятии осциллограмм, используя возможности двухлучевого осциллографа
СI -69, зарисовать осциллограммы токов и напряжений с учетом их фазовых
соотношений. Измерить фазовый сдвиг между максимальными значениями
токов и	Отметим, что при одновременном наблюдении
двухлучевым осциллографом осциллограмм тока и напряжения правильные
фазовые соотношения между ними получатся, если подавать
соответствующие сигналы на инвертированные входы осциллографа.
4.8.	Изучить формы импульсов /к(со/) и ек(ит) в генераторе с резистивной
нагрузкой в недонапряженном, критическом, перенапряженном и ключевом
режимах.
Вывести регулятор выходного напряжения генератора ГЗ-109 в крайнее
левое положение, установить частоту 20 кГц. Перевести переключатель S3 в
положение 4, S1 - в положение 3. Установить сопротивление нагрузки
RH = 250 Ом.
Увеличивая амплитуду возбуждения, получить импульсы zK(co/) и eK(otf),
как на рис. 18. Зарисовать осциллограммы в четырех указанных режимах с
учетом фазовых соотношений.
4.9.	Изучить формы импульсов 4(со/) и ек(о>Г) при нагрузке в виде
резонансного АС-контура, настроенного на частоту ~ 50 кГц в
недонапряженном, критическом, слабо и сильно перенапряженном
режимах. Для этого перевести переключатель S3 в положение 2, S1 - в
положение 2, установить сопротивление нагрузки /?н= 350 Ом, увеличить Ек
до 20 В. На генераторе ГЗ-109 установить частоту 50 кГц. Увеличивая
амплитуду возбуждения и регулируя частоту в пределах ±5 кГц , добиться
того, чтобы в осциллограмме импульса iK((otJ в слегка перенапряженном
режиме появился небольшой симметричный "провал". При этом можно
считать, что LC -контур настроен в резонанс на частоту возбуждения.
40
Изменяя амплитуду возбуждения, добиться недонапряженного,
критического, слабо и сильно перенапряженного режимов. Признаком
соответствующего режима может являться отсутствие или появление
впадины (провала) в импульсе тока и уплощения в форме напряжения
на коллекторе eK(coz). Зарисовать осциллограммы и eK(coz) для этих
режимов с учетом фазовых соотношений.
4.10.	Измерить экспериментально энергетические характеристики
генератора и сопоставить с расчетными, полученными в п.5.3 задания.
Переключателем 55 установить Rn ~ расч. Установить такую
амплитуду возбуждения, чтобы был критический режим при Ек - 20 В.
Настройку на критический режим можно осуществлять по форме импульса
юка /к(сог), когда дальнейшее увеличение амплитуды возбуждения ведет к
появлению симметричного провала. Измерить и сопоставить с расчетными
значения А-о, €4 Ро, Л, t] и угла отсечки 9. При определении Pi =IKiUK /1
первую гармонику коллекторного тока рассчитать по формуле
41 -L«i(®) /«о(9)]4о- Рассчитать мощность в нагрузке	/7?н,
определить КПД цепи согласования т)цс = Рк / Рх и КПД генератора
= П -Пис-
4.11.	Исследовать нагрузочные характеристики генератора, т.е.
зависимости /ко, UK, Ро, Рн и цг = Рн/Ро от изменения сопротивления R„ при
фиксированных значениях напряжения Ек - 20 В, амплитуде возбуждения
(7, и внешнем смещении £б.
При исследовании нагрузочных характеристик исходным является
критический режим при RH =7?нрасч» рассмотренный выше. Изменяя /?„ от
Лчрасч сначала вниз до 50 Ом, а затем вверх до 1000 Ом, произвести
измерение /ко и При снятии характеристик одновременно наблюдать
осциллограммы 4(свг) и ек((о/) с тем, чтобы затем на графиках указать
области, соответствующие различным режимам по напряженности.
На основании полученных экспериментальных данных построить
графики зависимости A-о, Ц, PQ, Рц и т|г от RH .
4	12. Установить регулятор уровня возбуждения генератора ГЗ-109 в
крайне левое положение. Выключить питание стенда и всех измерительных
приборов
5.	Содержание отчета
5	I Название работы и ее цель
41
5.2.	Принципиальная схема исследуемого ГВВ с нагрузкой в виде LC-
контура.
5.3.	Расчеты по п.н.4.3 и 4.4 задания
5.4.	Результаты измерения параметров /721-ю и fy транзистора.
5.5.	Осциллограммы /б(сог),	e6fcof),	снятые при
исследованиях входной цепи и режимов генератора. Сопоставление их с
теоретическими зависимостями.
5.6.	Таблицы экспериментальных значений /бэф , /go > Е& , 0 ; таблица и
график зависимости /с эф от/- при исследовании входной цепи.
Таблица значений /к0 , Ц<эф > 0 ,Ро , Pi , Р» , Л > Лис ♦ Лг ~ при работе
генератора в критическом режиме на частоте 50 кГц.
Таблицы значений /к0 , Uu Эф ,Р0 , Рк , Лг и графики зависимости этих
величин от /?н- при исследовании нагрузочных характеристик.
Сравнение с расчетными значениями.
5.7.	Выводы по результатам работы.
6. Контрольные вопросы для подготовки к работе
6.1.	Каковы особенности эквивалентной схемы мощного генераторного
транзистора? Каковы предельно допустимые величины его токов и
напряжений?
6.2.	Каковы причины, ограничивающие максимальные значения
мощности и частоты генераторного транзистора?
б.З.	Как аппроксимируются статические вольтамперные характеристики
генераторного транзистора?
6.4.	Почему для поддержания постоянной мощности в нагрузке ГВВ по
мере повышения частоты необходимо увеличивать амплитуду тока базы ?
6.5.	Как следует изменять амплитуду возбуждения и напряжение
смещения транзистора для получения неизменной мощности в нагрузке в
широком диапазоне частот?
б.б.	Опишите баланс мощностей в коллекторной цепи транзисторного
ГВВ.
6.7.	Как выбирают угол отсечки коллекторного тока в транзисторном
ГВВ?
6.8.	Дайте	определение недонапряженного, критического,
перенапряженного и ключевого режимов в транзисторном генераторе.
42
6.9.	В чем энергетические особенности недонапряженного,
перенапряженного и ключевого режимов?
б.Ю.П	очему при входе в перенапряженный режим даже при
настроенном в резонанс LC-контуре в напряжении eK(ct)f) появляется
уплощение?
6.11.	Как изменяется форма импульсов коллекторного тока
генератора с резонансной нагрузкой при расстройке коллекторного контура
в недонапряженном и в перенапряженном режимах?
6.12.	Почему нагрузочная характеристика Р] от R3 имеет экстремальную
точку?
6.13.	Нарисуйте электрическую схему транзисторного ГВВ с
резонансной нагрузкой. Объясните назначение элементов схемы.
Список использованной литературы
I.	Степаненко, И.П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем
/ И.П. Степаненко - М.: Энергия, 1977. - 672 с.
2.	Устройства генерирования и формирования радиосигналов / под ред.
Г.М. Уткина, В.Н. Кулешова и М.В. Благовещенского. - М.: Радио и связь,
1984.-416 с.
3.	Проектирование радиопередатчиков / под ред. В.В. Шахгильдяна. -
М.: Радио и связь, 2000. - 656 с.
4.	Шумилин, М.С., Козырев, В.Б., Власов, В.А. Проектирование
транзисторных каскадов передатчиков /М.С. Шумилин, В.Б. Козырев, В.А.
Власов. - М.: Радио и свяаь.1987. - 320 с.
43