Т. Т Машкова
С. Н. С гепанез
основы РАДИОТЕХНИКИ
Учебник для техникумов

Т. Т. Машкова
С.Н. Степанов
основы РАДИОТЕХНИКИ
Допущено Департаментом авиационной промышленности Минпрома РФ в качестве учебника для авиационных техникумов
Москва
«Радио и связь» 1992
ББК 32.84 М38
УДК 621.37(075)
Рецензенты: Н. Д. Алтухов, И. В. Соииов
Редакция литературы по радиотехнике и электросвязи
Машкова Т. Т., Степанов С. Н.
М38 Основы радиотехники: учебник для техникумов. — М.: Радио и связь, 1992. — 232 с.: ил.
ISBN 5-256-01021-2.
Рассматриваются вопросы теории линейных цепей и линий передачи энергии, распространения радиоволн различных диапазонов, а также построения антенных систем. Описываются принципы, действия усилителей низкой частоты отдельных каскадов радиопередающих и радиоприемных устройств.
Для учащихся авиационных техникумов (специальность «Радиотехника»).
„ 2302020000-000 „
М —--------------14-02
046(01)-02
ББК 32.84
Учебное издание
Машкова Тамара Трофимовна, Степанов Сергей Николаевич
ОСНОВЫ РАДИОТЕХНИКИ
Учебник
Заведующий редакцией В. Н. Вяльцев
Редактор В. К. Старикова
Обложка художника В. Я. Виганта
Художественный редактор В, И. Мусиенко
Технический редактор А. Н. Золотарева
Корректор Н. В. Козлова
ИБ № 1865
Сдано в набор 28.05.92	Подписано в печать 05.08.92*
Формат 60X84 1/16 Бумага типографская Л& 2 Гарнитура литературная Печать высокая
Усл. печ. л. 13,49	Усл. кр.-отт. 13,72	Уч.-изд. л- 15,11 Тираж 4000 экз.
Изд. № 22522	Зак № 1140	С-099
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва. Почтамт, а/я 693
Типография издательства «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
ISBN 5-256-01021-2
© Машкова Т. Т., Степанова С. Н„ 1992

ПРЕДИСЛОВИЕ
Радиотехника как наука занимается изучением электромагнитных колебаний и волн радиодиапазона 3... 3-1012 Гц. Одновременно радиотехника является и отраслью техники, основанной на применении таких колебаний и волн для передачи (приема) информации.
Радиотехнические средства используются в радиосвязи, радиовещании, телевидении, радиолокации, радиопеленгации, радиоастрономии, радиоакустике, радиотелемеханике и ряде других областей науки и техники. Широкое применение радиотехника находит во многих отраслях народного хозяйства. С помощью радиотехнических средств осуществляются, например, поверхностная закалка стальных деталей, высокочастотный нагрев и плавка металлов, радиоразведка полезных ископаемых и т. д. Она весьма успешно применяется в медицине, службе точного времени, составлении прогнозов погоды и для многих иных целей.
Велико значение радиотехники на флоте, в авиации и в освоении космоса. Достаточно сказать, что радиосвязь между современными летательными аппаратами является основным средством связи; при помощи радионавигационных приборов осуществляется уверенное вождение судов и самолетов на большие расстояния в любых метеорологических условиях. Радиолокационные станции дают возможность обнаруживать, распознавать и определять местонахождение самолета или любого другого объекта и основные показатели его движения: скорость, высоту полета, остаток горючего в баках, номер борта и др. Радиотелеметрические устройства обеспечивают измерение па расстоянии и передачу различных физических величин и необходимых данных с борта самолета, ракеты, космического корабля и т. д.
Современный уровень развития радиотехники позволяет получать информацию о таинственных и удивительных процессах, происходящих как в отдаленных галактиках, так и внутри атомных ядер, демонстрируя тем самым огромный диапазон сфер ее применения. Сейчас практически пет ни одной отрасли народного хозяйства, где бы не использовалась радиоэлектронная аппаратура, поэтому курс «Основы радиотехники'» является базовым специальным предметом, который вместе с группой таких дисциплин, как «Основы электроники», «Основы импульсной техники» и др., дол
жен стать фундаментом для подготовки учащихся радиотехнических специальностей.
При изложении материала учебника акцент делается на физическую сущность явлений и процессов, протекающих в электрических схемах, без привлечения сложных математических выкладок. Авторы ставили своей задачей изложить основы радиотехнических знаний, пользуясь элементарной математикой, и вместе с тем дать возможно более строгий анализ важнейших явлений, на которых основана работа радиотехнических устройств. Изложение материала ведется, как правило, па упрощенных схемах, от которых сравнительно легко можно перейти к изучению практических схем современных радиоустройств.
Материал учебника тесно связан с другими предметами и является их логическим продолжением. В необходимых случаях приводится дополнительный материал, не предусмотренный программой.
Ввиду ограниченного объема книги не удалось дать подробного разбора схемотехники на базе интегральных схем, более подробно рассмотреть вопросы применения синтезаторов частот, микропроцессоров при построении радиопередатчиков и радиоприемников.
Предисловие, введение, гл. 1—4 написаны Т. Т. Машковой, главы 5, 6 — С. Н. Степановым.
ВВЕДЕНИЕ
В.1. ПРИНЦИПЫ РАДИОСВЯЗИ
Под радиосвязью понимают обмен информацией па расстоянии с помощью радиоволн. Информацией может быть: речь человека, музыка, изображение, текст и т. д.
Радиоволной называется переменное электромагнитное поле, представляющее собой особый вид материи, которая распространяется в пространстве со скоростью света с=3-1010 см/с.
Для обмена радиоинформацией необходимо иметь: радиопередающее устройство; среду, через которую- распространяются радиоволны; радиоприемное устройство.
Рассмотрим общую схему радиосвязи для передачи и приема звуковых сигналов. Звуковые колебания, как известно, лежат в полосе частот 20...20000 Гц. Используя формулу }. — Тс=сЦ, можно подсчитать, что эти колебания создают волны длиной 15... 15 000 км.
Антенны эффективно излучают электромагнитные колебания только тогда, когда пх размеры соизмеримы с длиной волны. Реально можно построить антенны с размерами в несколько сотен метров, которые обеспечивают связь на волнах, длина которых не более нескольких километров. Но частоты таких колебаний во много раз превышают частоты звуковых колебаний, поэтому высокие частоты можно использовать только как «транспорт», т. е. в качестве переносчиков полезных звуковых сигналов. Часто эти высокочастотные колебания называют несущими.
Наложение полезной передаваемой звуковой информации на высококачественное колебание, в результате чего меняется один из параметров этого колебания, называется модуляцией. По закону изменения низкочастотного сигнала может меняться амплитуда, частота или фаза несущих волн, соответственно модуляция называется амплитудной, частотной, фазовой. На рис. В.1 приведены графики передаваемого низкочастотного звукового сигнала, высокочастотного сигнала н амплитудно-модулнрованных высокочастотных колебаний.
Всякое радиопередающее устройство должно состоять из следующих элементов: генератора высокочастотных колебаний; устройства, где происходит модуляция, и антенны.
Приемное устройство должно иметь антенну, которая преобразует энергию электромагнитных волн в энергию высокочастотных электрических колебаний. Но так как на антенну приходят колебания от многих радиостанций, а выделить нужно среди них только сигнал одной, нужной, радиостанции, после антенны должно стоять избирательное устройство. Далее высокочастотный сигнал необходимо подвергнуть преобразованию, обратному модуляции, т. е. отделить полезную низкочастотную информацию от теперь уже ненужного «транспорта» — несущей. Такое преобразование называется детектированием, а устройство, его реализующее,— детектором. И наконец, выделенный сигнал нужно подать на оконечное устройство, которое позволит! человеку воспринимать его в виде записи, звука, света и т. д. Следовательно, радиоприемное устройство должно содержать антенну, избирательное устройство, детектор и оконечное устройство.
Упрощенная структурная схема линии радиосвязи имеет вид, показанный на рис. В.2.
Рис. ВЛ. Временные диаграммы при амплитудной модуляции: а — модулирующий сигнал; б — сигнал несущей частоты; в — амплитудно-моду-лироваиный сигнал
Рис. В.2. Упрощенная структурная схема линии радиосвязи
Электромагнитная Волна
В.2. ВИДЫ СИГНАЛОВ
В цепях радиотехнических устройств используют различные виды сигналов. Рассмотрим наиболее часто встречающиеся.
Непрерывный синусоидальный (его называют также гармоническим) сигнал (рис. В.З). При начальной фазе, равной нулю, синусоидальный сигнал описывается уравнением
Z — /т sin <»t,
где i—мгновенное значение тока; 1т — амплитуда, т. е. максимальное значение тока; со — циклическая частота.
Два других синусоидальных сигнала оказываются сдвинутыми относительно синусоиды с нулевой начальной фазой на угол q>. Причем синусоида, описываемая уравнением
I' = /msin (o>Z + сро)
(штрихпунктирная кривая на рис. В.З), опережает на <р0, а синусоида, описываемая уравнением
i" = lm sin (o>Z — <ро)
(штриховая кривая на рис. В.З), отстает на сро от первой.
Время, за которое синусоидальный сигнал проходит все возможные значения, называется периодом колебаний и обозначается Т. Величина, обратная периоду, называется частотой fi = 1/Т и измеряется в герцах (Гц).
Один герц соответствует одному колебанию в секунду.
Период Т, угловая частота со и частота f связаны зависимостью (о=2л/=2л/Г.
Периодические несинусоидальные сигналы. Различные варианты таких сигналов показаны на рис. В.4.
Рис. В.З. Синусоидальные сигналы с различными начальными фазами
Рис. В.5. Спектральное представление периодического несинусоидального тока
Рис. В.4. Примеры периодических несииусоидальных сигналов:
а. б, в — симметричные сигналы; г — несимметричный сигнал
Для того чтобы легче было изучать явления в радиотехнических цепях при прохождении сигналов различного вида, очень часто пользуются математическим преобразованием — разложением в ряд Фурье. Суть этого преобразования заключается в следующем. Любую периодическую последовательность сигналов с периодом Т можно представить в виде бесконечной суммы постоянной составляющей и синусоидальных (гармонических) составляющих с различными амплитудами, частотами и начальными фазами:
i (<) = Zo + fmi cos (W 4-	4-
“4“ An 2 cos (2<»Z + <p2) -j-
+ Апз cos (3o>Z Тз) + •••
Постоянная составляющая тока /0 представляет собой среднее значение тока за период. Если ток состоит из двух одинаковых импульсов противоположного направления (рис. В.4,а), то 1о—О.
Составляющая с наименьшей частотой со называется первой или основной гармоникой, составляющие с частотами 2со и 3®
называются соответственно второй, третьей и т. д. гармониками и являются высшими гармониками.
Амплитуды гармонических составляющих убывают с ростом номера гармоники (хотя иногда и не монотонно), поэтому на практике учитывают конечное число гармоник (рис. В.5). Чем ближе форма тока к синусоиде, тем меньше гармоник нужно брать, чтобы суммируя их, с удовлетворительной точностью воспроизвести форму не-
Рис. В.6. Замену прямоугольных импульсов тремя первыми составляющими ряда Фурье
синусоидального тока. Итак, можно сказать, что несинусоидальные периодические токи образуются набором или спектром синусоидальных токов кратных частот. Графическое суммирование трех первых составляющих ряда Фурье при образовании одномерных прямоугольных импульсов дано для примера на рис. В.6. Чем больше число гармонических составляющих, тем с большей точностью воспроизводится форма импульса.
Одиночные непериодические сигналы. Существуют при грозовых разрядах, во время различных переключений в цепях и т. д. Описанный ранее метод систематического разложения в ряд Фурье можно распространить и на них, если рассматри-
вать одиночный сигнал как периодический с периодом Т, стремящимся к бесконечности.
С возрастанием периода разница частот между гармониками уменьшается и при Т-+оо
Да) = («-}- 1) <и — /га> — 0.
Рис. В.7. Спектральная ха-	„	. ,
рактеристика одиночного	Следовательно, одиночный (непрямоугольного импульса	периодический) сигнал имеет
сплошной спектр (рис. В.7). Однако, как и у периодических сигналов, амплитуды составляющих спектра убывают с ростом частоты.
Таким образом, использование рядов Фурье позволяет свести задачу о воздействии любых сложных сигналов на радиотехнические цепи к рассмотрению прохождения группы синусоидальных
«сигналов.
Глава 1. ЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ
1.1. СВОБОДНЫЕ КОЛЕБАНИЯ В КОНТУРЕ
Общие сведения. В радиотехнике используются электромагнитные колебания высокой частоты, которые создаются электрическими колебательными системами. Из большого многообразия электрических колебательных систем наиболее простой является колебательный контур.
Колебательным контуром называют электрическую цепь, состоящую из конденсатора С и катушки индуктивности L (рис. 1.1). Реальный колебательный контур кроме конденсатора и катушки индуктивности содержит резистор R, активное сопротивление которого эквивалентно потерям энергии в контуре. Существуют потери на:
токи утечки в диэлектриках, которые не являются идеальными изоляторами;
вихревые токи во всех металлических предметах, которые расположены вблизи контура и подвержены влиянию его переменного магнитного поля;
нагрев провода вследствие явления поверхностного эффекта (или скин-эффекта). Суть этого явления заключается в том, что ток высокой частоты проходит только по тонкому слою на поверхности, а не по всему объему проводника, в результате этого рабо-
Рис. 1.2. Схема для получения свободных колебаний в контуре
Рис. 1.1. Схематическое изображение колебательного контура
чее сечение провода уменьшается и сопротивление увеличивается. Увеличение сопротивления пропорционально росту частоты;
нагрев твердых диэлектриков, в которых под действием переменного электрического поля возникает колебание молекул, сопровождающееся их взаимным трением (диэлектрический гистерезис) ;
нагрев ферромагнитных сердечников за счет магнитного гистерезиса и вихревых токов (токов Фуко), возникающих в них;
переход энергии в другие цепи, связанные с данным контуром; излучение контуром электромагнитных волн.
Все потери в контуре зависят от частоты и растут с ее уве; личением. Таким образом, активное сопротивление включает все суммарные потери энергии в контуре.
Колебательный контур используется в самых различных радиотехнических устройствах, но чаше всего в передающих и приемных. Частота (длина волны) колебаний, возникающих в контуре, определяется индуктивностью и емкостью, изменяя которые можно менять частоту колебаний.
Свободные колебания в идеальном контуре. Идеальным называется контур, состоящий из катушки и конденсатора, являющихся реактивными сопротивлениями и не вызывающих потерь энергии, т. е. в идеальном контуре /?=0. Схема, поясняющая возникновение свободных колебаний в таком контуре, изображена на рис. 1.2. Чтобы сообщить некоторый начальный запас энергии, необходимо переключатель поставить в положение 1, тогда конденсатор С подключается к батарее и начинает заряжаться. В результате между его обкладками возникает разность потенциалов, равная напряжению источника Е. Верхняя пластина конденсатора заряжается положительно, нижняя — отрицательно. При этом количество энергии, запасенное электрическим полем конденсатора,
WmC = CE*l2,
где Wmc — количество энергии, Дж; С — емкость конденсатора, Ф; Е — напряжение, В.
Заряженный конденсатор подключается к катушке индуктивности и начинает через нее разряжаться, что является, началом возникновения в контуре колебательного процесса (рис. 1.3). В момент /=0 за счет разности потенциалов Е, имеющейся между пластинами конденсатора, в контуре появляется ток, направленный от верхней обкладки к нижней. При этом возникает ЭДС самоиндукции встречного знака (по правилу Ленца), которая препятствует быстрому нарастанию тока и замедляет разряд конденсатора. Постепенно количество энергии в электрическом поле конденсатора уменьшается, а ток и напряженность магнитного поля катушки увеличиваются; энергия электрического поля конденсатора переходит в энергию магнитного поля.
Рис. 1.3. Графики напряжений и токов, поясняющие возникновение свободных колебаний в контуре
К моменту t= (1/4)7 конденсатор разряжается полностью и разность потенциалов между его обкладками становится равной нулю. В этот момент ток в контуре и напряженность магнитного поля в катушке достигают максимального значения, вся электрическая энергия конденсатора уже перешла в энергию магнитного поля катушки, которая определяется
VTmt = U*J2.
где 1т — амплитудное значение тока в катушке.
К моменту t= (1/4)7’ разность потенциалов между обкладками конденсатора равна пулю. Ток, протекающий через катушку, начинает уменьшаться, но при этом возникает ЭДС самоиндукции, под действием которой продолжается движение зарядов в прежнем направлении, поэтому верхняя пластина конденсатора заряжается отрицательно, а нижняя — положительно. Энергия магнитного поля катушки переходит в энергию электрического поля конденсатора. В дальнейшем ток и количество магнитной энергии в катушке уменьшаются, а разность потенциалов между обкладками конденсатора и количество электрической энергии в нем увеличиваются.
К моменту t= (2/4)7 магнитная энергия катушки превращается полностью в электрическую энергию конденсатора. Потенциал
на конденсаторе восстанавливается до первоначального значения, но направление электрического поля изменяется. Затем снова начинается разряд конденсатора через катушку индуктивности, и весь процесс повторяется, только ток к катушке протекает теперь уже от нижней обкладки конденсатора.
К моменту t=T разность потенциалов между обкладками конденсатора достигает своего первоначального значения, т. е- значения ЭДС источника. После этого начинается разряд конденсатора через катушку индуктивности, и весь процесс повторяется в той же последовательности. Непрерывное превращение энергии из электрической в магнитную и наоборот называют электромагнитными колебаниями. Время Т, в течение которого происходит одно колебание, называют периодом колебаний. Полученные таким способом колебания называют свободными или собственными, так как они происходят без всякого внешнего воздействия.
Выше предполагалось, что в контуре отсутствуют активные потери, т. е. /?=0. При этих условиях запасенная энергия в процессе колебаний не расходуется, амплитуда колебаний в контуре с течением времени не изменяется, поэтому такие колебания называются незатухающими. Энергия электрического поля целиком превращается в энергию магнитного поля, поэтому справедливы равенства
wmC^wmL-,
CU42^LPI2^CUl~LP.	(l.I>
nv	m*	mm	'	*
По закону Ома
= ^т/ХЛ = Umlrc ~ Um/^L = Umlo0C.
Подставив выражение Im в (1.1), получим m	mu
или 1=(ОоЛС, или (Оо=1/УГС— угловую частоту свободных колебаний. Но ©o=2nfo, отсюда
f0=Yj2KVLC~,	(1.2)
где fo — частота свободных или собственных колебаний идеального контура, Гц; L — индуктивность катушки контура, Гн; С —емкость конденсатора контура, Ф.
Из выражения (1.2) видно, что чем больше емкость и индуктивность контура, тем меньше частота его собственных колебаний. Период Го свободных колебаний и частота являются величинами взаимообратными, поэтому
Го= llfa=2^VLC.	(1.3)
Зависимость периода и частоты свободных колебаний от С и £ можно объяснить следующим образом. Увеличение емкости увеличивает время заряда и разряда конденсатора, а при увеличении индуктивности возрастает возникающая в ней ЭДС самоиндукции и, следовательно, ток медленнее нарастает и медленнее уменьшается. Выведем соотношение между амплитудами напряжения и тока свободных колебаний в контуре. Из (1.1) видно, что
Величину р называют волновым (или характеристическим) сопротивлением контура. Можно показать, что оно равно емкостному сопротивлению конденсатора или индуктивному сопротивлению катушки на частоте свободных колебаний:
Xl = <“<£ = LlV LC =VLjC—p;
7Lc = 1>0С = 1/	С = V LIC = р.
ZzC»
Таким образом,
= р = V L/C.
(1.4>
Свободные колебания в реальном контуре. Реальный колебательный контур всегда имеет активное сопротивление, в котором часть энергии контура безвозвратно расходуется на тепло. Вслед
ствие этого количество энергии в контуре уменьшается и колеба-
ния затухают, причем чем больше активное сопротивление, тем быстрее затухают колебания (рис. 1.4). Амплитуда тока и ампли-
туда напряжения убывают по экспоненциальному закону.
При большом активном сопротивлении контура, когда весь за-
пас энергии быстро превращается в тепло, разряд конденсатора иосит апериодический (неколебательный) характер. Такой вид
разряда может быть при ₽>2р.
Когда /?=2р, наблюдается критический режим, который лежит на грани между двумя рассмотренными выше процессами: колебательным и апериодическим разрядами конденсатора. Если /?<2р, то разряд конденсатора через катушку индуктивности представляет собой колебательный процесс и возникают свободные
Рис. 1.4. Форма тока в контуре при различном активном сопротивлении
колебания в контуре. Скорость убывания таких колебаний в контуре с потерями называется коэффициентом затухания d=Rfp. Зависимость коэффициента затухания от волнового сопротивления можно пояснить таким образом. Чем меньше р, тем больше амплитуда тока в контуре и, следовательно, тем большее количество энергии превращается в тепло на активном сопротивлении при том же его значении.
Величина, обратная затуханию, называется добротностью контура:
Q = p!R.	(1.5)
Поскольку р—XC=XL на частоте свободных колебаний,
Q = р//? =	= %£//?
или Q = p//?=XC//?—1/ыоС^?.
Добротность контура определяет его качество: чем она больше, тем лучше контур. Чтобы увеличить добротность контура, необходимо уменьшить активные потери в нем. А так как самые большие потери в катушке (потери в конденсаторе обычно значительно меньше), то добротность контура определяется в основном ее добротностью. У контуров высокого качества добротность достигает 200... 300, у контуров среднего качества она — всего несколько десятков.
1.2. ВЫНУЖДЕННЫЕ КОЛЕБАНИЯ
В ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОМ КОНТУРЕ
Резонанс напряжений. Свободные колебания в контуре всегда затухающие из-за потерь энергии. В современной радиотехнике используются незатухающие колебания. Для получения таких колебаний необходимо непрерывно пополнять запас энергии контура, чтобы компенсировать потери, поэтому контур подключают к генератору переменного тока. Незатухающие колебания, возникающие в контуре, называются вынужденными. Их особенность заключается в том, что частота определяется частотой воздействующей ЭДС и амплитуда зависит не только от внешней ЭДС, но и от соотношения частоты генератора и частоты собственных колебаний контура. Если эти частоты равны, то в контуре возникают колебания с очень большой амплитудой; такое явление называется резонансом. В зависимости от вида подключения катушки индуктивности и конденсатора контура к внешнему источнику различают два вида резонанса: последовательный, или резонанс напряжений (источник внешней ЭДС включен последовательно с L и С);
параллельный, или резонанс токов (источник внешней ЭДС включен параллельно L и С или вне контура).
Рис. 1.5. Схема последовательного контура
Рис. 1.6. Зависимости реактивных сопротивлений контура от частоты
Рассмотрим подробно условия возникновения последовательного резонанса. Активное сопротивление 7?, учитывающее потери энергии в контуре, для уюбства анализа и расчетов изображают на схеме в виде отдельного элемента (рис. 1.5). Полное сопротивление контура
ZK = V/?l + (Zt-zc)z =]/ Я2+ <»Л----------- .
В общем случае оно содержит активную и реактивную составляющие. т. е. ZK=|7?2+X2.
Реактивное сопротивление контура может быть емкостным или индуктивным в зависимости от того, какое из двух сопротивлений— XL или Хс — больше. При частоте генератора, равной частоте резонанса: fr=fP, эти сопротивления оказываются численно равными Xl=Xc и взаимно компенсируют друг друга. Режим, при котором в последовательном контуре возникает равенство индуктивного и емкостного сопротивлений, называется резонансом напряжений (рис. 1.6).
Из равенства ыЛ—1/<»С получим ы2£С = 1 или соответственно
ff=	(1.6)
Общее сопротивление контура при резонансе напряжений минимальное, чисто активное и определяется только сопротивлением потерь
А.Р = Я.	(1.7)
На частоте генератора меньше резонансной, Xc>Xl — контур имеет емкостную расстройку, т. е. представляет для генератора 2—1140	17
сопротивление емкостного характера; на частоте генератора больше резонансной XL>XC—контур имеет интуитивную расстройку, т. е. представляет для генератора сопротивление индуктивного характера. В любом из этих случаев при отклонении от резонанса полное сопротивление контура возрастает по сравнению со значением при резонансе.
Построим векторные диаграммы (рис. 1.7) для трех случаев: Шг=б>р; сог<к>р; (ог>соР. Из рисунка видно, что в случае а) вектор тока в контуре совпадает по фазе с вектором ЭДС, т. е. в момент резонанса общее сопротивление контура носит активный характер; в случае б) вектор тока опережает вектор напряжения, а в случае в) отстает от вектора напряжения, что является характерным для емкостного и индуктивного сопротивлений соответственно. Ток в контуре в момент резонанса максимальный и определяется по формуле
/к — E/R.	(1.8>
Таким образом, напряжение генератора Е равно падению напряжения на активном сопротивлении /?. Большой ток в контуре при резонансе создает на индуктивном и емкостном сопротивлениях напряжения, превышающие напряжение генератора в Q раз:
Е 1
Ul = I k.pZl = E/RwpL; Uс : Л.р/.с =  --— ;
К u)pC
Ul Eu>pL <i>p£ _ Р _q.
“Г = ~RE~ = ~~R~ = ~R
Uc = Е .	1	=	= 0.
Е R^CE RupC R
Ul = Uc = EQ.
Чем выше добротность контура Q, тем больше увеличивается напряжение при резонансе. Повышение напряжения на катушке индуктивности и на конденсаторе характерно для резонанса напряжений, что и подчеркнуто в его названии. Большие напряжения UK и Uc получаются за счет постоянного накопления энергии в контуре в процессе возникновения в нем колебаний, амплитуда которых нарастает до тех пор, пока энергия, даваемая генератором, не станет равна потерям энергии в активном сопротивлении контура. После этого в контуре происходят мощные колебания, характеризующиеся большими током и напряжением, а генератор расходует небольшую мощность только для компенсации потерь энергии.
Резонансные кривые. Зависимость сопротивления контура от частоты. Как было показано выше, полное сопротивление контура зависит от частоты. Несколько вариантов такой зависимости для контуров с различными добротностями показано на рис. 1.8. Чем меньше добротность контура, тем более пологи идет кривая.
Зависимость тока в контуре от частоты. Так как при резонансе сопротивление контура минимально, то ток достигает в этот момент максимального значения и будет тем больше, чем меньше сопротивление потерь, что определяется (1.8). При уменьшении и увеличении частоты сопротивление контура возрастает, а ток уменьшается (рис. 1.9). Форма резонансной кривой зависит от качества контура.
Резонансные кривые в относительном масштабе. Для сравнительной оценки контуров с различными резонансными частотами и добротностями удобно строить резонансные кривые в относительном масштабе. В этом случае по горизонталь
Рис. 1.8. Зависимости полного сопротивления контура от частоты Q1>Q2>Q3 2*
Рис. 1.9. Зависимости тока в контуре от частоты Qi>Q2>Q3
ной оси откладывается абсолютная пли относительная расстройка контура. Абсолютная расстройка представляет собой разность между частотой генератора и абсолютной частотой контура: Д/= =fr—fo- Абсолютная расстройка выражается в единицах частоты (герц или килогерц). При резонансе, когда частота генератора и собственная частота контура равны, абсолютная расстройка равна пулю. Если частота генератора больше собственной частоты контура, расстройка считается положительной (Af>0). При частоте генератора меньше собственной частоты контура, расстройка отрицательна. Отношение абсолютной расстройки к собственной частоте контура Д/7/о называется относительной раса ройкой. При резонансе относительная расстройка
Д///о=(/г-/о)//о = 0.
В относительном масштабе по вертикальной оси откладывается отношение тока в контуре при данной расстройке к току при резонансе /к//р. Вид резонансных кривых в таком масштабе показан на рис. 1.10.
Можно показать, что уравнение резонансной кривой имеет вид
(1-9) Введем следующие обозначения: /к//р—{/, 2QAf/fo=x. Тогда уравнение (1.9) запишется так:
у=1/У1+х\
Рис. 1.10. Резонансные кривые последовательных контуров с различными добротностями, построенные в относительном масштабе
Рис. I.I1. Полоса пропускания контура
Полоса пропускания, избирательность и коэффициент прямо-угольности. Известно, что форма резонансной кривой определяется добротностью контура. Однако на практике очень часто пользуются еще рядом параметров: полосой пропускания и коэффициентом прямоугольности. Любой сигнал, как излучаемый, так и принимаемый, представляет собой спектр частот и занимает определенную полосу. В зависимости от вида сигнала эта полоса может иметь ширину от десятков до миллионов герц. Для того чтобы сигналы проходили через контур без искажений, полоса пропускания контура должна соответствовать спектру сигнала.
Полосой пропускания контура называется ряд частот, в_пре-делах которых ток в контуре уменьшается не более чем в }'2 раз по сравнению с током при резонансе. Полосу пропускания можно определить графически, пользуясь построенными резонансными кривыми как в абсолютных (рис. 1.11, а), так и в_относительных единицах (рис. 1.116). Для этого через точку /Р/}'2 в абсолютных единицах или через точку 1/У2=»0,707 в относительных единицах проводится горизонтальная прямая. По точкам пересечения прямой с резонансной характеристикой определяется полоса пропускания. Полосу пропускания можно вычислить, пользуясь уравнением (1.9):
Л//р = l//l+4Q2(A/;/o)2 = 1/^2"= 0,707;
(4//Р)2 = 1/1 + 4Q2 (Д//Л)2= (1//2)2 = 1/2,
отсюда 4Q2 (Af/f0)2 = 1; 2A/ = /0/Q.	(1.10)
Полоса пропускания контура прямо пропорциональна резонансной частоте и обратно пропорциональна добротности контура. Ширина полосы пропускания характеризует такое важное свойство контура, как избирательность, т. е. способность из большой массы сигналов выделять только те, частоты которых близки к резонансной, и «не пропускать» частоты^ которые не вошли в полосу. Чем качественнее контур, чем выше его добротность, тем лучше избирательность. Идеальной резонансной характеристикой, обеспечивающей высокую избирательность и минимальные частотные иска- I*	.
жения сигнала, является характеристи-	--1---
ка прямоугольной формы (рнс. 1.12).	I
Степень отклонения реальной амплитуд-	j
но-частотной характеристики от идеаль- _______ j
ной характеризует коэффициент прямо-	fi A fz Л
угольности, который оценивается отно-
шением двух полос пропускания, одна из которых отсчитывается на уровне 1/^2,
Рис. 1.12. Идеальная резонансная характеристика
а другая — на If 10, II100 или 111000:
== 2Д f на уровне 0,7/2Д^на уровне 0,1; 0,001; 0,001*
Для идеальной АЧХ /Сп=1* Чем меньше /Сп, тем сильнее форма реальной АЧХ отличается от формы идеальной.
Применение. При включении генератора в контур резонансные свойства контура ухудшаются, падает добротность, так как полное активное сопротивление цепи в этом случае равно сумме внутреннего сопротивления генератора и сопротивления потерь контура:
/p = E2'(R + /?r); Q9K = p/(/? + /?r)<Q*
Колебательный контур представляет для генератора нагрузку. Известно, что условием максимальной отдачи мощности в нагрузку является равенство внутреннего сопротивления генератора и сопротивления нагрузки. Так как сопротивление последовательного контура мало, генератор с большим внутренним сопротивлением нельзя непосредственно включать в контур, поэтому часто используют трансформаторное включение. Например, при включении последовательного контура в качестве входных избирательных цепей приемника применяют индуктивную связь с приемной антенной, которую можно рассматривать как генератор со значительным внутренним сопротивлением (рис. 1.13).
Резонансные свойства контура позволяют выделить из множества сигналов, приходящих на приемную антенну, сигнал одной, определенной частоты. В качестве еще одного примера использования последовательного контура можно привести резонансный волномер (рис. 1.14), предназначенный для измерения частоты (длины волны) и представляющий собой настраиваемый последовательный колебательный контур с индикатором резонанса. При измерении частоты волномер располагают так, чтобы его катушка оказалась индуктивно связанной с цепью, в которой проводятся из-
Рис. 1.14. Электрическая схема резонансного волномера
Рис. 1.13. Использование последовательного контура в качёстйе входных цепей приемника: а — электрическая принципиальная схема; б — эквивалентная схема
мерения. Вращением конденсатора добиваются резонанса в контуре, о чем будет сигнализировать максимальное отклонение стрелки прибора. Предварительно отградуировав волномер по частоте или длине волны, можно определить его резонансную, а следовательно, и измеряемую частоту.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
I.	Почему резонанс в последовательном контуре называется резонансом напряжений?
2.	От чего зависит добротность контура и каким образом ее можно увеличить?
3.	Как можно определить полосу пропускании?
4.	Почему сопротивление последовательного контура в момент резонанса минимально?
5.	Объяснить характер расстройки контура при и>г>ыр и u>r<o>p.
6.	Идеальный последовательный контур имеет следующие данные:
£ = 300 мкГн; С = 300 нФ.
Определить: а) какой емкости эквивалентен контур при частоте внешней ЭДС /1 — 100 кГц; б) какой индуктивности эквивалентен контур при частоте внешней ЭДС /г=1000 кГц.
7.	Элементы последовательного контура имеют следующие данные:
/.=400 мкГн: С = 400 пФ; R = 10 Ом.
Внешняя ЭДС Д=1 В. Внутренним сопротивлением генератора можно пренебречь. Определить /р, р, Q, d, 2Af, Uc, О г. ZK.f.
8.	Почему идеальная резонансная характеристика должна иметь прямоугольную форму?	1
9.	Что надо сделать, чтобы при резонансе напряжений получить возможно большие напряжения иа катушке и на конденсаторе?
1.3. ВЫНУЖДЕННЫЕ КОЛЕБАНИЯ В ПАРАЛЛЕЛЬНОМ КОНТУРЕ
Резонанс токов. На рис. 1.13 показана электрическая цепь, состоящая из параллельно включенных катушки индуктивности, конденсатора и генератора, — параллельный колебательный контур.
Рис. 1.15. Параллельный контур пер- Рис. I.I6. Зависимость токов в левого вида	раллельиом контуре от частоты ге-
нератора
Режим, возникающий в такой цепи при условии Л-=А)=/р, называется резонансом токов. При этом емкостное сопротивление конденсатора и индуктивное сопротивление катушки численно равны: XL=Xc-
Предположим,	L, т. е. допустим, что контур идеальный,
тогда Er=Uc=Ui- Под воздействием напряжения генератора через емкостную и индуктивную ветви протекают токи, зависимость которых от частоты генератора показана на рис. 1.16;
1с = £г/(1/о>0С) = Efo,	(1.11)
А =	=	(1.12)
Токи, проходящие через конденсатор и катушку индуктивности, имеют противоположное направление, поэтому согласно первому закону Кирхгофа ток в общей цепи /о будет равен разности этих двух токов, т. с. /0=/с—II.
В момент резонанса исходя из формул (1.11) и (1.12) 1с=1ьг следовательно, /о=0, т. с. контур представляет для источника бесконечно большое сопротивление. В реальном контуре всегда есть потери, которые больше относят к индуктивной ветви, поэтому Il<Jc, а следовательно, Лгт^О.
Векторные диаграммы токов для параллельного контура представлены на рис. 1.17.
Сопротивление параллельного контура при резонансе чисто активное, поскольку напряжение на контуре и ток в неразветвлен-ной части цепи совпадают по фазе. Найдем его значение:
7 _ ZiZ2 _ (l/»)0C)l//?2-^ (»)0£)2 _ (1/ш0С)а>07- _ L/C
К'Р —zi + z2 ~	~ R	~ R
Величиной № в числителе можно пренебречь, поскольку она в десятки и сотни раз меньше оэцА, а нх квадраты различаются в десятки тысяч раз.
Учитывая равенства (1.4) и (1.5), найдем ZK.P = p2//? = pQ.
Обычно добротность контуров, используемых в радиотехнических устройствах, очень высока — десятки или сотни единиц, ха-
Рис. 1.17. Векторные тиа-граммы токов параллельного контура:
а —контур идеальный; б — контур реальный
рактеристическое сопротивление имеет величину несколько сотен ом, поэтому сопротивление контура при резонансе лежит в пределах от нескольких тысяч до сотен тысяч ом.
Соотношения токов в общем проводе емкостной и индуктивной ветвей параллельного контура в момент резонанса следующие^
С учетом (1.4)
/о = f/ZK.p = f/?/P2,
/с = £'(1/ш0С) = £/Р;
Il = E/waL = Е/р-,
1С/Io = Ep2/pER = р/Е = Q;
IL/I0 = Ep2/pER = p/R=Q.
Следовательно,
I с/1о = II! Io = Q-	U-13>
В данном случае добротность параллельного контура показывает, во сколько раз ток в каждой из ветвей в момент резонанса превышает ток в цепи источника. Соотношение (1.13) объясняет, почему резонанс в параллельном контуре называется резонансом токов.
В последовательном контуре при резонансе ток генератора максимальный, а в параллельном — минимальный и расходуется только для компенсации потерь энергии в контуре.
Резонансные кривые. В момент резонанса зависимость, сопротивления контура от частоты генератора имеет максимальное значение, емкостной и индуктивный токи равны по величине и ток в общей цепи равен пулю. При увеличении частоты генератора емкостное сопротивление конденсатора уменьшается: Ас= 1/ci)tC= 1/2л/гС, а индуктивное увеличивается: XL= — СОгГ. —
Ток в емкостной ветви увеличивается, а в индуктивной — уменьшается, поэтому суммарный ток во внешней цепи носит емкостной характер и контур ведет себя как емкостное сопротивление. При частоте ниже резонансной преобладает гок индуктивной ветви и контур ведет себя как индуктивное сопротивление (рис. 1.18). Таким образом, при расстройках последовательного и параллельного контуров их сопротивления носят реактивный характер, причем, если частота генератора меньше резонансной, сопротивление последовательного контура емкостное, а параллельного, наоборот, индуктивное; если частота генератора больше резонансной сопротивление последовательного контура индуктивное, а параллельного — емкостное.
Зависимость тока /о и напряжения на контуре от частоты генератора. Генератор, подключаемый
Рнс. 1.18. Зависимость сопротивления параллельного контура от частоты
Рис. 1.19. Эквивалентная схема цепи параллельного контура при питании от генератора, имеющего внутреннее сопротивление
к параллельному контуру, имеет внутреннее сопротивление /?г, которое от частоты не зависит, а сопротивление контура зависит от частоты. Эквивалентная схема, учитывающая внутреннее сопротивление генератора, показана на рис. 1.19.
Форма резонансных кривых тока и напряжения зависит от соотношения внутреннего сопротивления генератора и эквивалентного сопротивления контура при резонансе. Если внутреннее сопротивление генератора значительно меньше резонансного сопротивления контура (/?г«7к.р), то падением напряжения на внутреннем сопротивлении генератора можно пренебречь, так как оно мало. Напряжение на контуре равно ЭДС генератора и не зависит от частоты. Ток в общей цепи
/0 = Er{ZK
изменяется обратно пропорционально сопротивлению контура (рис. 1.20). При вышеуказанном соотношении Rr и ZK.P схема не облачает избирательными свойствами по напряжению, так как напряжения всех частот, выделяемых на контуре, одинаковы и не
Рис. 1.20. Зависимость напряжения па контуре и тока в общей цепи от частоты генератора для случая Rr^Znp
Рис. 1.21. Зависимость напряжения на контуре и тока в общей цепи от частоты генератора для случая Rr^>ZKB
Рис. 1.22. Полоса пропускания параллельного контура по току и напряжению для случая /?г«2кр
зависят от частоты настройки контура. Если внутреннее сопротивление генератора значительно больше резонансного сопротивления контура: Rr^>ZK.p, то полное сопротивление цепи определяется сопротивлением генератора и от частоты практически не зависит. При этом ток в общей цепи также не зависит от частоты:
Io = EJ(Rr + ZK)^EI/Rr.
Напряжение на контуре составляет небольшую часть ЭДС, однако при изменении частоты генератора изменяется прямо пропорционально сопротивлению контура (рис. 1.21). В этом случае схема не обладает избирательными свойствами по току. Из графиков, представленных на рис. 1.19 и 1.20, видно, что резонансная кривая тока и резонансная кривая напряжения отличаются друг от друга по форме.
На рис. 1.22 показан вид резонансных кривых тока и напряжения при Rr, соизмеримом по величине с ZK.P.
Полоса пропускания по току — это полоса частот, в пределах которой ток в цепи изменяется не более чем в раз по сравнению с током при резонансе. Соответственно полосой пропускания по напряжению называется полоса частот, в пределах которой напряжение па контуре изменяется не более чем в f2 раз по сравнению с резонансным напряжением.
Расчеты показывают, что при Rr=Z.K.f полоса пропускания по току увеличивается до значения 2Afi=],2ft)/Q.
Влияние нагрузки. Параллельный контур является составной частью какого-либо радиотехнического устройства, поэтому необходимо учитывать не только внутреннее сопротивление генератора, 27
Рис. 1.23. Схема параллельного контура с учетом
Величину Z3K можно
но и шунтирующее действие сопротивления нагрузки (рис. 1.23).
Если контур построен в резонанс на частоту генератора, то общее сопротивление всей цепи
7 ___	2к.р/?ш
. (1.14> 1+^
считать эквивалентным сопротивлением
нового контура, полученного из первоначального в результате под-
ключения к нему сопротивления шунта.
Из уравнения (1.14) видно, что Z3K<ZK.P. Соответственно добротность шунтированного контура
*- = Q —.	(1.15).
Р Р 1 +	1 + -^
Добротность колебательного контура уменьшается при шунтировании тем больше, чем меньше величина шунтирующего сопротивления. Внутреннее сопротивление генератора влияет на параметры цепи аналогично /?ш.
Снижение добротности контура ведет к расширению полосы пропускания, что в ряде случаев ухудшает частотную избирательность. Чем больше внутреннее сопротивление генератора ₽г и шунтирующее сопротивление /?ш по сравнению с собственным сопротивлением контура, тем лучшую избирательность обеспечит контур.
Однако на практике часто возникает необходимость расширить полосу пропускания контура. Такую задачу приходится решать в радиолокационных и телевизионных приемниках, так как спектр частот, занимаемый радиоимпульсом или телевизионным сигналом, имеет ширину до нескольких мегагерц. При решении этой задачи часто пользуются способом, описанным выше, т. е. шунтированием параллельного контура сопротивлением. Если /?ш равно резонансному сопротивлению ZK.P, то добротность контура уменьшается, а полоса пропускания увеличивается в 2 раза: 2Af=2f0/Q.
Контур с неполным включением. Все контуры, которые были рассмотрены выше, относятся к контурам первого вида. В радиотехнике часто применяются параллельные контуры, в ветвях которых последовательно включены катушка индуктивности и конденсатор. Контур, в обеих ветвях которого включены катушки индуктивности Li и L2 (рис. 1.24), называется контуром второго вида. Контур, в обеих ветвях которого включены конденсаторы 28
Рис. 1.24. Контур второго вида
Рис. 1.25. Контур третьего вида
(рис. 1.25), называется контуром третьего вида. Контуры второго и третьего видов можно преобразовать в контур первого вида, подключив генератор к точкам бив.
Для контуров второго и третьего видов существует понятие коэффициента включения р.
Коэффициент включения контура второго вида
Pl — LiKL} Z,2)	(1-16)
— это отношение индуктивности, входящей в индуктивную ветвь, ко всей индуктивности контура.
Коэффициент включения контура третьего вида
Рс — Сг1(Сг С2)	(1-17)
— это отношение емкости, входящей в комбинированную ветвь, ко всей емкости контура.
Коэффициенты включения Pl и рс меньше единицы, поэтому включение контуров второго и третьего видов принято называть неполным включением. Если рь=1 и рс=1, то получается параллельный контур первого вида, имеющий полное включение.
Контура второго и третьего видов имеют два резонанса. Если <ijiL2= то в правой ветви контура второго вида наблюдается резонанс токов. При этом сопротивление правой ветви очень мало, весь ток практически проходит через эту ветвь и она определяет общее сопротивление контура.	___
Резонансная частота правой ветви = l/^LzC. На более низких частотах, когда сумма всех реактивных сопротивлений контура равна нулю, т. е. ог^-Н-согЕг—1/<О2С=0, возникает резонанс токов и контур представляет собой большое чисто активное сопротивление. При этом резонансная частота ы2= 1/У(7-1 + £2)С. Сравнивая резонансные частоты оц и ю2, можно вывести соотношение >а>1 = ы2у1-1-Е1/£2, а учитывая выражение (1.16), получаем Ю| = ='w2yi/(l—р), т. е. <оt>(j)2.
У контура третьего вида резонанс напряжений в левой ветви наблюдается при ti>iL = l/raiCz, а резонанс токов — при равенстве реактивных сопротивлений обеих ветвей, т. е. при 1/<02^1 =<02^-— —1/ыг^2-
Резонансная частота при резонансе токов Ш2= = l/VLCCa/CG+Cs).
Из двух последних зависимостей получаем «2 = =«iV(Ci + C2)/Ci, а с учетом (1.17) (02 = (1>!У1/(1—р).
Эта зависимость показывает, что в отличие от контура второго вида в контуре третьего вида резонанс напряжений происходит па более низких частотах, чем резонанс токов.
Большой интерес представляют резонансные сопротивления контуров второго и третьего видов:
ZK.p2 = p£ZK.pl;	(1.18>
ZK.p3 = p*ZK.pl,	(1.19)
где Zk.pi — резонансное сопротивление контура первого вида, индуктивность которого L=Lj \-L2, а емкость
С = С,С2/(С1 + Сг).
Из уравнений (1.18) и (1.19) видно, что на величину резонансных сопротивлений контуров второго и третьего видов влияет коэффициент включения. Этот результат имеет большое практическое значение. Известно, что максимальная мощность от генератора к нагрузке передается при равенстве сопротивления нагрузки и внутреннего сопротивления генератора. Во многих радиотехнических схемах генераторов нагрузкой является параллельный колебательный контур.
Чтобы мощность, отдаваемая контуру, была максимальной, резонансное сопротивление параллельного контура должно быть равно внутреннему сопротивлению генератора, которое регулировке не поддается, поэтому приходится «подгонять» под него сопротивление контура. В контурах второго вида это делается просто: перемещая один из вводов генератора вдоль катушки индуктивности, т. е. сдвигая точку а (рис. 1.24), можно изменять резонансное сопротивление в пределах от ZK.Pi до нуля и подбирать нужное его значение.
Аналогичная регулировка в контурах третьего вида осуществляется изменением величины емкости конденсаторов Ci и С2, но при этом необходимо помнить, что общая емкость должна оставаться постоянной. Такой способ менее удобен, поэтому контура третьего вида применяются реже.
Неполное включение контуров используется также для уменьшения шунтирующего действия па контур внутреннего сопротив-30
ления генератора или сопротивления нагрузки, приводящего к расширению полосы пропускания. Подбирая коэффициент включения, можно получать такую ширину полосы пропускания, которая не будет превышать заданного значения.
Явление последовательного резонанса в контурах второго и третьего видов используется для фильтрации нежелательных частот. При резонансе напряжений сопротивление одной из ветвей становится минимальным и шунтирует нагрузку, поэтому ток резонансной частоты практически через нагрузку не проходит. Частоту последовательного резонанса или резонанса напряжений можно менять, подбирая различные значения коэффициента включения.
Существенным недостатком контуров второго и третьего видов является меньшее значение напряжения, снимаемого с контура, по сравнению с напряжением контура первого вида, имеющего такие же величины L, С, R.
Применение. Параллельные контуры широко используются в радиотехнических устройствах в качестве частотоизбирательной нагрузки в схемах с электронными лампами, полупроводниковыми приборами, микросхемами. Последние работают, как правило, при небольших токах, и для выделения значительного напряжения нужной частоты на нагрузке необходимо высокоомное сопротивление, каким и является параллельный контур. Усилители высокой частоты радиоприемных устройств, усилители мощности радиопередающих устройств тоже имеют в качестве нагрузки параллельные колебательные контуры.
Контур с большим характеристическим сопротивлением и малым сопротивлением потерь иногда используется для ослабления тока определенной частоты и называется фильтром-пробкой. Рассмотрим пример такого использования (рис. 1.26).
Фильтр, состоящий из £ф, Сф, включают последовательно с входным контуром £Вх, Свх и настраивают в резонанс на частоту помехи, а входной контур — на рабочую частоту полезного сигнала. Сопротивление фильтра (между точками А, В), которое является сопротивлением параллельного контура, для резонансной частоты очень большое, а при значительных расстройках оно уменьшается, поэтому ток с частотой полезного сигнала беспрепятственно проходит во входной контур, а сигнал помехи задерживается, отфильтровывается. Далее входной контур усиливает полезный сигнал за счет резонанса напряжений и дополнительно ослабляет помеху. Из рисунка видно, что фильтр- пробка соединяется последовательно с входным контуром.
Рис. 1.26. Схема' входной цепи приемника с фильтром — «иробкойэ
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
I.	Почему резонанс в параллельном контуре называется резонансом токов?
2.	Сделайте сравнительную оценку последовательному и параллельному резона пса м.
3.	Контур состоит из конденсатора С=625 пФ, катушкн индуктивности £=625 мкГн и активного сопротивления R=I5 Ом. Контур подключен к генератору с напряжением 1/г=10 В. Определить /0, Zx.p, II, 1с, fv, 2Ду, <2р.
4.	В каком случае контур не обладает избирательными свойствами по напряжению и почему?
5.	В каком случае контур не обладает избирательными свойствами по току и почему?
6.	Постройте векторные диаграммы токов параллельного контура для случаев, когда №г>ь)р и
7.	Параллельный контур состоит из £ = 400 мкГн, С=400 пФ, R = 10 Ом. Определить полосу пропускания контура для двух значений сопротивления шунта: R,=600 кОм; 7?2= 150 кОм.
8.	В каком случае используются контуры второго и третьего видов?
9.	Контур имеет собственную частоту [=5 МГц. К нему подсоединен генератор переменной ЭДС частотой 3 МГц. Какова будет частота колебаний в контуре?
10.	Как влияет внутреннее сопротивление генератора на резонансные свойства контура?
И. Один контур настроен на длину волны 400 м, а другой — на волну 10 м. Добротность у боих контуров равна 80. Найти полосу пропускания каждого контура.
1.4. вынужденные колебания В СВЯЗАННЫХ КОНТУРАХ
Колебательные контуры называются связанными, если энергия •из одного контура передается в другой и наоборот.
Колебания в первичной цепи происходят под воздействием внешней переменной ЭДС, а во вторичной — за счет колебаний в первичной цепи. Взаимное влияние контуров друг на друга осуществляется через общий для них элемент связи.
Виды связи и коэффициенты связи. Индуктивная (трансформаторная) связь. Контур, состоящий из L,CiRi, является первичным, так как питается непосредственно от генератора. Вторичный контур LzCzRz получает энергию от первичного контура за счет взаимной индукции между катушками Li и £2, оцениваемой коэффициентом взаимной индукции М (рис. 1.27). Степень связи между контурами зависит от расстояния между катушками и их взаимного расположения. Чем меньше расстояние, тем больше связь. При взаимно перпендикулярном расположении катушек связь можно менять, поворачивая одну из катушек.
ксв=ти/рТ77.
Автотрансформаторная связь. При автотрансформаторной связи (рис. 1.28) элементом связи является часть катуш-32
Рис. 1.27. Индуктивная связь двух контуров
Рис. 1.28. Автотрансформаторная связь двух контуров
ки первичного контура £св, общая и для первичного, н для вторичного контура. Переменный ток, протекая в первичном контуре, создает на Есв падение напряжения, которое прикладывается ко вторичному контуру.
Величина связи между контурами зависит от того, какую долю составляет индуктивность £св от полной индуктивности Lt. Передвигая щуп снизу вверх, можно изменять связь от пуля до единицы:
Ксв = ^-сВ/К(Есв + ^1) l^cu + £2) •
Внутренняя емкостная связь. Емкость первичного контура образуется двумя последовательно включенными конденсаторами Ci и Сев. Связь между контурами осуществляется через конденсатор связи Ссв (рис. 1.29). Напряжение на Ссв, создаваемое током первичного контура, возбуждает колебания во вторичном контуре. Чем меньше емкость связи, тем большее емкостное сопротивление и тем большее напряжение поступает во вторичный контур. Следовательно, с уменьшением Ссв связь оказывается более сильной:
^св — V^|С2/(бсв	С,) (Ссв 4- С2) .
Рис. 1.29. Внутренняя емкостная связь двух контуров 3—1140
Рис. 1.30. Внешняя емкостная связь двух контуров
Внешняя емкостная связь. Во всех трех предыдущих случаях вторичный контур по способу питания был последовательным, так как его катушка индуктивности L? и емкость С2 были включены последовательно по отношению к введенному в него напряжению. При внешней емкостной связи переменное напряжение не введено внутрь контура, а приложено извне через Ссв, поэтому вторичный контур можно рассматривать как параллельный. Степень связи между контурами определяется величиной Ссл (рис. 1.30). Конденсатор связи и вторичный контур соединены между собой последовательно. При увеличении емкости Ссв ее сопротивление уменьшается и увеличивается ток, питающий вторичный контур. Следовательно, при увеличении Ссв связь между контурами становится больше. Коэффициент связи определяется по формуле
Л^са = ^ce/P^(Q 4- Ссв) (С2-{-Ссв).
Существует общая формула для определения коэффициента связи:
Л”св — ХСв/У
где Хсв — сопротивление элемента связи; Х2 — реактивные сопротивления контуров, имеющие тот же характер, что и сопротивление связи.
Входное сопротивление. Вносимые сопротивления. Рассмотрим эквивалентные схемы двух связанных контуров (рис. 1.31). Полное сопротивление первого и второго контуров, показанных на рис. 1.31,а,
4 = 4 4- ZCB; Z2 = Z24- ZCB.
Второй закон Кирхгофа для первого и второго контуров соответственно записывается:
4=4 (Zi + ZCB) + /2zCB=44 + ;'ЛВ;	(i -20>
Рис. 1.31. Эквивалентные схемы связанных контуров
О — Д2СВ + /2(Z2 + ZCB) — А^с»+	(1-21)
или I2 —	/tZCB/Z2.
Произведем подстановку (1.21) в (1.20):
Ёх = I Л -f- Aj^cb = Л (^i ZCB/Z2).
Входное сопротивление связанных контуров, или сопротивление, оказываемое току генератора,
ZDX = Ё,//, = Zj	ZCB/Z2.
Это выражение можно преобразовать, если учесть, что полное сопротивление контуров имеет активную и реактивную части, а сопротивление связи всегда носит реактивный характер:
z _z n I (ix">2 к I :х I Х" z“_z' ^~r<+Jx> r2+/X, _R1+,X,+/?,+№'
Для выделения активной и реактивной составляющих входного сопротивления необходимо освободиться от мнимого члена в знаменателе последней дроби:
№ R2-jX2	X*
Z>Y =/?!-}- jXx + +в . 	-Ri+jXx-\- R2+X2 Яг —
где Z2 — модуль полного сопротивления вторичного контура.
Из полученного выражения следует, что входное сопротивление состоит из двух составляющих — активной и реактивной:
= Rax + J^bx, X2 яи = /?,+-^- R2.
Х* Хвх = Хх-^-Х2
(1.22)
(1.23)
Из уравнений (1-22) и (1.23) видно, что в сопротивление каждого из контуров входит собственное сопротивление и вносимое, т. е.
Минус в последнем выражении указывает на то, что знак вносимого в первичный контур реактивного сопротивления противоположен по знаку собственному реактивному сопротивлению Х2 вторичного контура.
Теперь для определения тока генератора можно систему связанных контуров заменить одним контуром (рис. 1.31,6), сопротивления КОЮрОГО СОСТОЯТ ИЗ RBX = Ri + RBH И Abx = Xi +Лвн.
Физический смысл активного вносимого сопротивления. Рассмотрим два контура с индуктивной связью, каждый из которых настроен в резонанс на частоту генератора <оо-В первом и втором контурах наблюдается резонанс напряжений. По условию резонанса ток в первом контуре иосит активный характер н совпадает по фазе с ЭДС генератора Е,. Ток Е создает во втором контуре ЭДС взаимоиндукции Е2, которая по законам электромагнитной индукции отстает па 90° от Л и определяется по формуле
Е2 = ЦыцМ.
Во втором контуре появляется ток /2, который по условию резонанса совпадает по фазе с напряжением £2 и находится так:
Z2 — E2/R2 — I xu>QMjR2.
Ток /2. протекая по Т2, наводит в первичном контуре ЭДС взаимоиндукции которая отстает по фазе на 90° от /2, создавшею ее, и равна
Из векторной диаграммы (рис. 1.32) видно, что ЭДС генератора Ех и наведенная вторичным контуром ЭДС Е'х противоположны по фазе, поэтому ток Л определяется теперь разностью Ех и Е’;
Преобразуем полученное выражение:
/
/Л =	J ==£.;
f Л Ь
Рис. 1.33. Векторная диаграмма, иллюстрирующая процессы в индуктивно связанных контурах при внесении реактивного сопротивления
Рис. 1.32. Векторная диаграмма, иллюстрирующая процессы в индуктивно связанных контурах при внесении активного сопротивления
f.
Z1"" wgAl2 '
Знаменатель дроби представляет собой входное сопротивление первого контура
где /?i — собственное сопротивление контура, a (до M^jR?— вносимое сопротивление Rbh = wuM2/R2. Тогда £Bx=/?i + /?BH.
Итак, влияние второго контура на первый можно рассматривать как внесение в первый контур дополнительного сопротивления, значение которого характеризует переход некоторого количества энергии из первого контура во второй.
Если второй контур настроен на частоту генератора, то он вносит в первый контур только активное сопротивление, которое тем больше, чем сильнее связь.
Физический смысл реактивного вносимого сопротивления. Связанные контуры настроены на частоту юо>ь>г. Ток fi сдвинут по фазе относительно £i па <рвх (рис. 1.33).
Вектор ЭДС £2 отстает от тока Д на 90°. Так как второй контур имеет индуктивную расстройку, вектор тока отстает от вектора £2 па <р2-
По закону электромагнитной индукции ток наводит в первом контуре ЭДС £j с отставанием по фазе от /2 на 90°. Электродвижущая сила £; имеет две составляющие: активную £’Л, направленную против вектора ЭДС £(, и реактивную Е'1Х, перпендикулярную вектору ЭДС £].
Результирующая ЭДС £ находится как разность Et и Е'г Судя по положению векторов £i и £, угол <fi не равен углу <рвх. За счет появления вносимой в первый контур ЭДС Е\ отставание по фазе тока Л от ЭДС генератора £1 уменьшилось от <р1 до (рвх» ЧТО эквивалентно внесению в первый контур реактивности противопо-ложного знака, т. е. емкости. Таким образом, в рассматриваемом случае второй контур, имея индуктивную расстройку, вносит в первый контур емкостное сопротивление.
Аналогично можно показать, что при емкостной расстройке второго контура в первый будет внесено индуктивное сопротивление.
В общем случае при расстройке контуров вносимое сопротивление представляет собой комплексную величину, активная составляющая которой уменьшает ток а реактивная — изменяет величину расстройки первого контура.
Резонансы. Настройка на частные, сложный и полный резонансы. Целью настройки системы связанных контуров обычно яв
ляется получение во втором контуре максимального тока или требуемой полосы пропускания при возможно большей избирательности. Увеличения тока во втором контуре можно добиться несколькими способами.
Первый частный резонанс. Первый контур настра-ивается в резонанс па частоту генератора изменением либо емкостного, либо индуктивного сопротивления. В момент резонанса возрастает ток в первом контуре, а следовательно, и во втором. Связь между контурами остается произвольной.
Условие этого резонанса Ai+AB„=0.
Второй частный резонанс. В резонанс на частоту генератора с помощью переменной емкости или индуктивности настраивается второй контур, а настройка первого контура и связь между контурами остаются произвольными. Условие второго частного резонанса
где Х'„ — реактивное сопротивление, вносимое из первого контура во второй.
Полный резонанс. В первых двух случаях из первого контура во второй передается незначительная доля энергии. Для передачи максимальной мощности во второй контур нужно помимо настройки подобрать еще и наивыгоднейшую связь. Обычно связь между контурами устанавливают минимальной и каждый из контуров порознь настраивают на частоту генератора. После этого увеличивают связь до получения максимального тока во втором контуре. Недостатком такого вида настройки является необходимость в трех регулировках.
Условие полного резонанса
*та.=0 и Хи2 = 0.
Полное сопротивление каждого из контуров определяется только их активными составляющими Zuxl — /?, + /?вн; 2ВХ2=/?2+/?йн.
Сложный резонанс. Используется, когда необходимо получить достаточно широкую полосу пропускания при резком ослаблении не входящих в нее частот. Достигается это подбором наиболее выгодной связи между контурами при расстроенных первом и втором контурах. При этом собственное реактивное сопротивление каждого контура становится равным по величине и противоположным по знаку вносимому реактивному сопротивлению. Коэффициент связи в этом случае больше критического.
Условие сложного резонанса -¥1+Л'вн=0; Л'г + ^в,, =0; КЖкр, где КкР — критический коэффициент связи, при котором вносимая активная составляющая сопротивления равна собственной активной составляющей.
Рис. 1.34. Зависимости формы токов первичного (а) и вторичного (б) контуров от коэффициента связи
Амплитудно-частотные характеристики и полоса пропускания. Рассмотрим ЛЧХ индуктивно связанных контуров, у которых L, С, R, а следовательно, добротность Q и собственная частота ы0 одинаковы. В отличие от АЧХ одиночного контура их форма определяется не только добротностью, но и коэффициентом связи. Рассмотрим три варианта Лсв<Лкр‘, Дев=Акр, Аса>Акр.
При слабой связи во второй контур передается небольшая мощность, получаемая от генератора. Взаимная реакция контуров друг на друга невелика, вносимые сопротивления малы:	и ре-
жимы контуров изменяются мало.
Резонансные кривые токов Л и /г практически имеют такой же вид, как и у одиночных контуров (рис. 1.34). Отпако при увеличении связи ток в первичном контуре уменьшается, а во вторичном увеличивается из-за возрастания ЭДС £2, наводимой в этом контуре. Полосой пропускания системы связанных контуров называется спектр (полоса) частот, в пределах которого ток во втором контуре уменьшается в_У2 раз по сравнению с максимальным значением (составляет 1/У2=0,707 максимальной величины).
Полоса пропускания связанных контуров меньше, чем у аналогичного одиночного контура. Например, при К=0,1Кк.р.
2Д/= 0.652V-
Активно и реактивно вносимые в первый контур сопротивления с увеличением коэффициента связи растут, поэтому формы резонансных кривых токов изменяются (рис. 1.34). Чем больше коэффициент связи, тем больше вносимое активное сопротивление
и тем меньше ток Дрез в первом контуре. Критической называется связь, когда /?ан=/?1, мощность, отдаваемая генератором, делится поровну между контурами и ток /2Рез во втором контуре достигает своего максимального значения. При этом ток первого контура
71 = £'г/(/?1 + /?вн) = £2/2Я1.
Эквивалентное сопротивление каждого из контуров на частоте резонанса имеет активный характер.
При критической связи полоса пропускания связанных контуров
2Д/= 1,4121/,
т. е. в 1,41 раза больше полосы пропускания одиночного контура.
При сильной связи и частоте генератора, равной собственной частоте контуров (fr—/о), вносимое активное сопротивление RBtl превышает активное сопротивление R\ первичного контура. Ток Лрез и ЭДС Ez, а следовательно, и ток 72рез оказываются меньше, чем при критической связи (рис. 1.35). Условие передачи во вторичный контур максимальной мощности на разностной частоте не выполняется.
Равенство RBH~R\ будет восстановлено, если увеличение /?вн = за счет сильной связи (Хсо) будет скомпенсировано уменьшением его за счет увеличения сопротивления Zz. Это возможно при расстройке второго контура, когда его собственное сопротивление возрастает и в первый контур вносится активная и реактивная составляющие: Zz=yrR%+X%.
В подкоренном выражении реактивная составляющая Z2 берется в квадрате, поэтому будет одинаковой как при емкостной, так и при индуктивной расстройке. На двух частотах /' и f" (рис. 1.35), называемых частотами
Рис. 1.35. Резонансные кривые тока вторичного контура при связи больше критической
связи, вносимое реактивное сопротивление полностью скомпенсирует собственное реактивное сопротивление первого контура и наблюдается два боковых резонанса. На частоте f' характер расстройки обоих контуров емкостной, при этом второй контур вносит в первый индуктивное сопротивление, равное по модулю емкостному сопротивлению.
На частоте f" оба контура имеют индуктивную расстройку, а вносится в первый контур реактивность противоположного знака, т. е. емкость.
Определим частоту, при которой вносимое реактивное сопротивление равно реактивному сопротивлению первого контура, т. е.
xBU = WM*izi)X2 = x,.
Решим последнее выражение относительно w2:
u>2 = Х^Х2М\
Подставив найденное значение частоты в формулу для активного вносимого сопротивления, определим активное вносимое сопротивление для случая, когда XBh=Xi:
Rm =	= (Х2ЯЦХ2М?) M2R2!Z?2 = XvR2fX2.
Так как Rt=-R?, Xt^X2, to Rbh = R2=R\, поэтому на частотах связи f' и f" вносимое активное сопротивление равно сопротивлению Ri первого контура, а ток в первом контуре h=Er/2Ri.
Чем больше коэффициент связи, тем больше вносимое реактивное сопротивление и тем сильнее отличаются частоты связи f' и f" от частоты собственных колебаний контуров fo. В результате впадина между горбами резонансной кривой будет глубже, а расстояние между горбами больше. Если первый и второй контуры неидентичны, но имеют одинаковую частоту собственных колебаний, горбы резонансных кривых токов Л и 12 несимметричны. Частоты связи определяются по формулам
f' = fdVT+K
С ростом частот связи увеличивается полоса пропускания. Максимальное значение 2\/ соответствует случаю, когда наименьший ток /грез («провал») между максимумами резонансной кривой равен /2ч.ах/У2 (рис. 1.35). Это получается При коэффициенте связи
KCB = 2,41/Q = 2,41d,
где d — затухание контура.
Максимальная полоса пропускания системы связанных контуров в 3,1 раза больше полосы пропускания одиночного контура:
2ДЛа.г = 3.1-2Д/,
где 2Д|— полоса пропускания одиночного контура.
Применение. Системы связанных контуров используют чаще всего в качестве полосовых фильтров. Полосовые фильтры (т. е. фильтры, пропускающие определенную полосу частот) могут состоять из двух или трех связанных контуров. Такие фильтры обла
дают большой избирательностью и очень часто применяются в приемных устройствах.
Объясняется это тем, что резонансные кривые системы связанных контуров имеют крутые склоны, т. е. лучший коэффициент прямоугольное™ по сравнению с одиночными контурами при нужной (иногда достаточно Широкой) полосе пропускания. При одинаковой полосе пропускания одиночного колебательного контура и системы связанных контуров добротность последних может быть в 3 раза выше, а это означает, что системы связанных контуров имеют лучшую избирательность, чем одиночный контур. Кроме того, ширина полосы пропускания связанных контуров меняется в широких пределах путем изменения коэффициента связи. Благодаря этому ценному свойству связанные контуры широко применяются. Бывают случаи, когда все же ширина полосы пропускания оказывается недостаточной. Расширить ее можно, за-шунтировав каждый контур в отдельности активным сопротивлением. Добротность таких контуров ухудшается, полоса пропускания каждого контура увеличивается, а следовательно, и увеличивается полоса пропускания всей системы.
Полосовые фильтры обычно оформляются в виде единой конструктивной единицы и имеют три вида регулировок: одна — для изменения величины связи между контурами, две другие — для настройки каждого из контуров на заданную частоту (если система состоит из двух контуров).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	Объясните, что нужно сделать с элементом связи в каждой из четырех •схем связанных контуров, чтобы связь между контурами увеличилась.
2.	Какая связь двух контуров называется критической?
3.	Почему индуктивная связь наименьшая, если витки катушек первичного и вторичного контуров расположены под прямым углом друг к другу?
4.	Что изменится в первичном контуре, если при индуктивны! связи между контурами увеличить число витков катушки вторичного контура.
5.	Что такое вносимое сопротивление?
6.	Два одинаковых контура, связанных трансформаторной связью, состоят из следующих элементов: £[ = £.2=150 мкГн; С[ = Сг=200 пФ; 7?|=7?2=2О Ом. При К=2% определить активное вносимое сопротивление.
7.	Как изменяется вид резонансных кривых тока второго контура при увеличении коэффициента связи?
8.	Чем объясняется наличие «провала» и двух «горбов» в резонансной характеристике при связи больше критической?
9.	. От чего зависят значения частот связи f н f" при сильной связи между контурами?
10.	Объясните, почему меняется знак реактивной составляющей вносимого сопротивления.
11.	Каким образом можно изменить ширину полосы пропускания связанных контуров?
12.	Два одинаковых связанных контура состоят из следующих элементов: £i==/,2=300 мкГн; С1=Сг=300 пФ. Определить емкость связи для двух случаев: внешнеемкостной и внутриемкостной связи между контурами, если коэффициент связи Л=1%.
13.	Чем можно оценить избирательные свойства системы связанных контуров?
14.	Расскажите о применении полосовых фильтров.
15.	Объясните, чем полный резонанс отличается от частных резонансов, а сложный резонанс от полного. Как практически можно получить каждый из вышеупомянутых резонансов?
Глава 2. ДЛИННЫЕ ЛИНИИ, ВОЛНОВОДЫ И ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ
2.1. ОСОБЕННОСТИ КОНТУРОВ УКВ ДИАПАЗОНА
С увеличением рабочей частоты рассмотренные выше контуры с сосредоточенными параметрами оказываются_малопригодными.
Зная основную формулу колебаний fo= l/2n|'LC, можно сделать вывод, что для высоких рабочих частот потребуются контуры с очень маленькими значениями индуктивностей и емкостей.
Сделать катушку индуктивности менее чем из одного витка практически невозможно, кроме того, с уменьшением индуктивности уменьшается характеристическое сопротивление контура, а следовательно, и добротность. Емкость, равная нескольким пикофарадам или даже десяткам пикофарад, представляет собой практически емкость монтажа, емкость р-п переходов и т. д. Контур с сосредоточенными параметрами может обеспечить рабочую частоту приблизительно до 300... 500 МГц. На более высоких частотах в качестве колебательных систем обычно используются отрезки длинных линий и объемные резонаторы, которые называются колебательными системами с распределенными параметрами.
2.2. ДЛИННЫЕ ЛИНИИ
Конструктивные особенности. Линия передачи, длина проводов которой соизмерима с длиной волны называется длинной линией. Если длина линии близка к ?./4, то такая линия уже считается Длинной. Например, при 1= 10 км и рабочей частоте 300 Гц (?.= = 1000 км) линия не является длинной (//%= 1/100), а при /=1 см и f=30 ГГц (/.= 1 см) линия считается длинной (//Х= 1/1 = 1).
Рис. 2.1. Основные виды линий передачи
Некоторые виды длинных линий показаны на рис. 2.1: а — открытая четырехпроводпая линия, провода соединяются попарно; б— открытая двухпроводная линия; в, г — коаксиальная линия — экранированная несимметричная линия, состоящая из соосно расположенных проводов — внешнего и одного или двух внутренних. Внешний провод представляет собой медную оплетку или медную трубку жесткой конструкции. Провода изолированы друг от друга эластичным диэлектриком. При воздушном заполнении внутренний провод крепится на диэлектрических шайбах или металлических изоляторах; д, е— полосковые (ленточные) линии, симметричная и несимметричная соответственно. Они широко используются в малогабаритной аппаратуре. В симметричной линии пластины 1 играют роль внешнего провода, а пластины 2 — внутреннего. Пластины разделены диэлектриком 3. В несимметричной линии полосковый проводник 2 отделен от металлического плоского экрана 1 тонким слоем диэлектрика 3.
Основные характеристики. Провода линии (рис. 2.2) обладают индуктивностью, зависящей от их геометрических размеров, формы и взаимного расположения, т. е. от конструкции линии. Между двумя проводами линии существует взаимная емкость и активная утечка, провода имеют также активное сопротивление. Каждый короткий участок линии Л/ обладает малыми значениями индук-44
Рис. 2.2. Схема двухпроводной ли- Рис. 2.3. Эквивалентная схема длин-нИИ	ной линии
тивиости А/., емкости \С, активной утечки AG и активного сопротивления -\R, поэтому электрическую эквивалентную схему длинной линии можно представить как цепь звеньев, каждое звено которой состоит из АД AC, \G и А/? (рис. 2.3).
Следовательно, индуктивность, емкость, активное сопротивление и утечка линии распределены по всей длине, поэтому линию называют электрической цепью с распределенными параметрами.
Первичными параметрами линии являются: погонные индуктивность Д, емкость Ci, активное сопротивление А*, и утечка Gb Погонные параметры — это параметры, приходящиеся на единицу длины липин. Если величина этих параметров не меняется по .длине линии, то такую линию называют однородной. Погонные параметры зависят от конструктивных особенностей линии. Так, погонная индуктивность увеличивается с уменьшением диаметра проходов п увеличением расстояния между ними. Погонная емкость зависит от диэлектрической постоянной среды, разделяющей провода линии, и тем больше, чем толще провода и чем меньше расстояние между ними. Погонное активное сопротивление определя-• ется материалом проводов и частотой тока, протекающего по линии; с увеличением частоты погонное сопротивление возрастает. Погонная проводимость (утечка) зависит от электрических свойств диэлектрика, заполняющего устройства между проводами, и от частоты: с увеличением частоты погонная проводимость увеличивается.
Для большинства линий выполняются неравенства
• coCi^Gi, где о» — частота генератора. Эти линии называются линиями без потерь.
Вторичным параметром является волновое сопротивление р= =1/Lt/Ci. где L\ и Ci—погонные параметры. Из этого выражения видно, что волновое сопротивление по своей природе близко к характеристическому сопротивлению контура, оно чисто активно и не зависит от частоты.
Распространение энергии в линии без потерь. Бегущие волны. Рассмотрим явления, происходящие в длинной идеальной (7?=0, 45
Gi=O), т. e. без потерь, линии, на входе которой включен генератор синусоидальной ЭДС, а на выходе—активное сопротивление, равное волновому сопротивлению линии. При поступлении энергии в линию от генератора в ближайших к источнику участках проводов линии начинает протекать ток, так как в один из проводов поступают электроны с отрицательного полюса источника, а из другого провода электроны уходят к положительному полюсу. В результате ближайшие участки проводов линии заряжаются, между ними возникает напряжение, равное напряжению источника. Этот участок линии начинает играть роль источника напряжения для последующего участка и т. д. Таким образом, вдоль бесконечной линии от одного участка линии к другому начинает протекать ток, создающий вокруг проводов магнитное и электрическое поле. По линии распространяется электромагнитная волна, скорость которой
17= 1/ГЛсГ
Рассмотрим подробнее распределение волн напряжения и тока вдоль линии. В первую четверть периода напряжение изменяет свое значение па входе линии от нуля до максимального значения и перемещается вдоль линии на расстояние
Х = V774 = Х/4,
т. е. на четверть длины волны. Следовательно, все мгновенные значения напряжения от момента Л = 0 до	распределены
вдоль участка линии длиной Z/4 (рис. 2.4,а). Положительный потенциал в каждой точке линии откладывается вверх на рисунке, а отрицательный — вниз. Благодаря наличию разности потенциалов в отдельных точках вдоль линии протекает ток, распределение которого показано на рис. 2.4 штриховой линией.
В течение следующего промежутка времени от	до /3 =
= 772 напряжение на входе линии уменьшится до нуля и переместится вдоль липни на расстояние, равное Х/4, т. е. теперь максимум напряжения (тока) окажется на расстоянии Z/4 от начала линии, тогда как в момент /2 = 774 этот максимум был на входе линии. Точно так же перемещаются на Х/4 и все остальные мгновенные значения напряжения и тока (рис. 2.4,6).
Аналогично образуются третья и четвертая четверти волн (рис. 2.4,в, г).
Итак, при синусоидальном источнике ЭДС мгновенные значения напряжения и тока бегущих волн имеют вдоль линии синусоидальное распределение. Значение напряжения (тока) в любой точке, расположенной па расстоянии X от входа линии (месте подключения генератора), будет изменяться по такому же закону, как и напряжение генератора, но с запаздыванием на время Af = =X/V (X—. расстояние вдоль линий, а V — скорость распростра-46
рис. 2.4. Бегущие волны напряжения и тока в линии:
-----ток;--------напряжение
нения энергии), за которое электромагнитная волна доходит до этой точки, т. е. по закону
их — t/msin w (t—X/V)-
Полученное выражение называют уравнением бегущей волны. Если в любой момент потенциалы обоих проводов равны по величине и противоположны по знаку, а токи проводов равны по величине и противоположны по направлению, то волны называются симметричными. В дальнейшем для простоты изображения будем Показывать симметричные волны напряжения и тока вдоль линии, либо на верхнем, либо на нижнем проводе (рис. 2.5).
Рнс. 2.5. Две волны напряжения, излученные генератором в моменты времени t' и причем t"—f - Г/4
U.I,
1Г
I
Г
Рнс. 2.6. Действующие значения напряжения и тока бегущей волны вдоль линии: -----напряжение;----ток
Итак, через любую точку линии последовательно проходят все значения волны напряжения и тока, поэтому их действующие значения по всей длине линии одинаковы (рнс. 2.6).
Очень важной особенностью бегущих воли является то, что ток и напряжение в любых точках линии, в том числе и на входе линии (т. е. на зажимах генератора), совпадают по фазе.
Отношение напряжения к току на входе линии называется входным сопротивлением. В режиме бегущих волн сопротивление в любом сечении линии и входное сопротивление чисто активные и равны волновому. Вообще бегущие волны распространяются только в одном направлении от генератора вдоль линии бесконечной протяженности, по длине которой условия распространения не меняются. Но бесконечно длинная линия существует только теоретически, практически режим бегущих волн можно получить в любой линии, если нагрузить ее на сопротивление, равное волновому. В этом случае говорят, что линия согласована с нагрузкой, и вся энергия бегущей волны поглощается на конце линии актив
ным сопротивлением.
Стоячие волны в линии без потерь. Образование стоячих волн в разомкнутой линии и их особенности. Если сопротивление нагрузки не равно волновому, то часть энергии отражается от конца линии и идет обратно в сторону генератора, т. е. в линии кроме падающей волны, идущей от ге
нератора к нагрузке, появляется отраженная волна, движущаяся ей навстречу.
При разомкнутой линии (рис. 2.7) на конце линии нет потребителя, энергия падающей волны полностью отражается от конца линии и движется к ее входу, поэтому амплитуды падающей и отраженной волн равны. В результате сложения (интерференции) этих волн образуются стоячие волны тока и напряжения.
Физически процесс отражения от конца разомкнутой линии можно объяснить следующим образом. Когда падающая волна доходит до конца линии, то там начинают накапливаться заряды, которые создают определенную разность потенциалов. А это равносильно тому, что к концу линии подключили источник переменной ЭДС, который создает новую бегущую волну, движущуюся от конца линии к началу, т. е. отраженную. Ток на конце линии всегда равен нулю, поскольку = следовательно, ток падающей волны равен по величине и противоположен по направлению току отраженной волны. Из этого вытекает, что падающая волна тока, отражаясь от конца линии, изменяет фазу на 180°, т. е. направление тока меняется на противоположное. Фаза же на-
Рис. 2.8. Образование стоячих воли в разомкнутой линии: л — напряжения; б — тока;---- падающая волна;-----отраженная;
—--- стоячая
4—1140	49
Рис. 2.9. Мгновенные значения напряжения (с) н тока (б) в разомкнутой линии в различные моменты времени: 6=0; t3=TI&, t3=2T/8;	ts=4T/8-, t&=
-5Т/8; h = 6T/8; ts-7T/8
пряжения при отражении не изменяется, так как при этом ни знак, ни величина заряда не изменяются. Волны тока и напряжения содержат равные энергии магнитного и электрического полей. На разомкнутом конце линии ток равен пулю, а следовательно, и магнитное поле равно нулю, поэтому энергия электрического поля в конце линии удваивается за счет того, что энергия магнитного поля убывает до нуля.
Чтобы выяснить особенности стоячих волн, необходимо сложить падающие и отраженные волны напряжения и тока. На рис. 2.8 показано графическое сложение этих волн через каждую четвертую долю периода. Из этих рисунков видна основная особенность стоячих волн: пулевые и максимальные значения напряжения п тока всегда находятся в одних и тех же точках, не перемещаются вдоль линии, в результате и волны называются стоячими.
Заметим, что на рис. 2.8 представлены не мгновенные значения напряжения и тока, а амплитудные значения в определенных точках линии. Мгновенные же значения напряжения и тока показаны на рис. 2.9 для моментов ti, tz, и т. д.
На линии есть точки, в которых напряжение (ток) всегда равно пулю, и точки, в которых напряжение (ток) достигает максимального значения — двойной амплитуды бегущей волны. Эти точки называются узлами и пучностями напряжения (тока), причем узлу напряжения соответствует пучность тока и наоборот. Отношение амплитуды напряжения в пучности к амплитуде тока в-пучности равно волновому сопротивлению линии:
ад=2ад/т=р.
Итак, в разные моменты изменяется по синусоидальному закону только напряжение или ток, которые в каждой точке линии имеют свою амплитуду. Распределение действующих значений на-50
Л/4 О I fo/ft (J/fa (2/fo Л/4 О L а)	S)
Рис. 2.10. Распределение действующих значений напряжения (а) и тока (б) в разомкнутой линии
пряжения и тока вдоль разомкнутой линии показано на рис. 2.10, где начало координат помещено в конце линии, поэтому можно указать, на каком расстоянии от конца линии располагаются узлы и пучности напряжения и тока.
Пучности напряжения: 0, (2/4)%, (4/4)1, (6/4)% и т. д.
Узлы напряжения: (1/4)7., (3/4)X» (5/4)%, (7/4)7. и т. д.
Пучности тока: (1/4)%, (3/4)7., (5/4)%, (7/4)% и т. д.
Узлы тока: 0, (2/4)?., (4/4) к, (6/4)%, (8/4)7. и т. д.
Можно сделать следующие выводы:
1.	Расстояние между узлом и пучностью всегда равно %/4.
2.	Расстояние между двумя узлами или двумя пучностями всегда равно %/2.
3.	Стоячая волна тока сдвинута па (1/4)7. (или на 90°) относительно стоячей волны напряжения. Это говорит о том, что в линии происходит колебание энергии, похожее на колебательный процесс в замкнутом контуре. Когда в линии напряжение наибольшее, а ток равен нулю, вся энергия сосредоточена в электрическом поле, а энергия магнитного поля равна нулю. Через четверть периода ситуация меняется па противоположную: энергия магнитного поля максимальна, а электрического поля равна нулю. Еще через четверть периода энергия вновь возвратится в электрическое поле и процесс колебаний повторится.
Выведем уравнения стоячих волн напряжения и тока. По-прежнему будем считать, что начало координат находится в конце линии. Тогда уравнение падающей волны в конце линии имеет вид ^пад — ^-7/ппад Sin <о/.
Напряжение падающей волны в сечении линии с координатой X (см. рис. 2.7) опережает напряжение на конце линии на время М=Х!С\ напряжение отраженной волны в этом же сечении отстает от напряжения на конце линии на то же время &1=Х/С, поэтому
йпад =- (7„,пад sin w (f + А'/С);
«отр = итпал sin U> (t — XjC).
Токи падающей и отражённых волн в сечении X определяются ПО формулам:
А1ад == (^Лппад/р) Sin <D (t + XjC)',
Л>тр ‘ (^Липад/р) Sin О) (t Х/С).
Знак минус учитывает изменение направления тока на противоположное при отражении. Результирующие значения напряжения и тока в сечении X равны сумме падающей и отраженной волн:
ист = итпал [sin ш (t + Х/С) -I- sin w (t — A'/QJ;
4т = Цппад/р [sin w (t + X/C) — Sin Ш (t — A'/C)].
Пользуясь тригонометрическими формулами
sin a + sin p — 2 sin (a -J- P)/2 cos (a — p)/2;
sin a — sin p = 2 cos (a -J- p)/2 sin (a — p)/2, получим
wCT = 2t/mnaa cos (W/./C) sin lot-
ici = (2C/mnaa/p)sin (ioX/С) cos <ot.
Так как <o = 2nlT и T=t.jC, то co/C=2л/ТС= 2л/Х. Обозначим (2лД)=р. Величина р показывает изменение фазы, приходящееся на единицу длины волны, и называется коэффициентом фазы. Учитывая это, выражения для «ст и iCT можно переписать:
кст = 2 <7тпая cos pA'sinwZ;	(2.1)
i'ct = (2<7тпад/р) sin ₽Х cos iot.	(2.2)
Эти выражения называются уравнениями стоячих волн напряжения и тока.
Анализ уравнений (2.1) и (2.2) подтверждает выводы, полученные путем рассмотрения физической сущности явлений, происходящих в линии. Например, из (2.1) видно, что амплитуда напряжения изменяется вдоль линии по косинусоидальному закону (см. рис. 2.10). Множитель
2итваЛсоз?Х=ит„	(2.3)
не зависит от времени и является амплитудой напряжения стоячей волны. При X =0 (конец линии) амплитуда напряжения максимальна.
Амплитуда тока, как видно из (2.2), изменяется вдоль линии по синусоидальному закону. Множитель
(2t7mnan/P)slnpA'=ZmCT	(2.4)
является амплитудой стоячей волны тока. При Х=0 амплитуда тока равна нулю. 52
Входное сопротивление разомкнутой линии. Отношение амплитуд напряжения и тока на входе линии (в месте подключения генератора) равно абсолютному значению входного сопротивления. Разделив выражение (2.3) на (2.4), получим значение сопротивления
Рис. 2.11. Зависимость входного сопротивления разомкнутой линии от ее длины
ZBX = 0 от-послсдова-которого Zbx = — ОО
Zm = — pctg РА'.
Знак минус учитывает, что ток опережает напряжение на 90°. Из графика зависимости входного сопротивления линии от ее длины (рис. 2.11) видно, что входное сопротивление меняется в пределах от —со до + со с пе-
реходом через нулевое значение. При равенстве резок длинной линии эквивалентен идеальному тельному колебательному контуру, сопротивление при резонансе напряжений тоже равняется нулю. При
отрезок длинной линии эквивалентен идеальному параллельному колебательному контуру, у которого при резонансе токов резонансное сопротивление стремится к бесконечности. Но в отличие от колебательных контуров с сосредоточенными параметрами,
имеющими лишь одну резонансную частоту, длинная линия имеет бесконечное число резонансных частот. Так, в разомкнутой на конце линии ее входное сопротивление равняется нулю в точках Х=Л/4, ЗХ/4, 5л/4, 7/./4, 97/4 и т. д., а входное сопротивление равно ± со в точках Х=0. 7/2, X, ЗХ/2 и т. д. На отрезках, длина которых не кратна 7/4, линия представляет собой либо индуктивное, либо емкостное сопротивление. Меняя длину линии, можно изменять ее резонансную частоту, т. е. перестраивать с одной волны на другую.
Образование стоячих волн в короткозамкнутой линии и их особенности. В такой линии сопротивление нагрузки равно нулю и все особенности работы определяются условиями, создающимися на конце линии. Напряжение на конце линии равно нулю, так как там нет разности потенциалов. Такие же условия, очевидно, можно создать, подключив к выходу генератор, создающий там напряжение, равное по величине и противоположное по фазе напряжению падающей волны. Этот генератор создал бы отраженную волну, имеющую на конце линии фазу, противоположную фазе падающей волны, т. е., отражаясь
in
4/4Z J/4A #4Л Л/4	0~*1
Z/th Л/4 о I В)
Рис. 2.12. Распределение действующих значений напряжения (а) н тока (б) в разомкнутой линии
от конца линии, волна напряжения меняет фазу на противоположную. На конце линии нет потребления энергии, поэтому отраженная волна по амплитуде равна падающей; складываясь, они образуют стоячие волны. Ток на конце линии максимален и равен сумме токов падающей и отраженной волн. Следовательно, от короткозамкнутого конца линии волна тока отражается без изменения фазы.
Сравнив рис. 2.10 и 2.12, сделаем вывод, что распределение напряжения вдоль замкнутой линии имеет такой же вид, каким было распределение тока в разомкнутой липин, а распределение тока — такой же вид, каким было распределение напряжения. Зная это, можно, нс повторяя выводов предыдущего параграфа,
написать уравнения стоячих волн напряжения и тока для короткозамкнутой линии:
= 2/тПад cos Рх sin
4ZCT /ппад Sin Вх COS (о/.
Входное сопротивление короткозамкнутой линии
2BX = ptgpx.
На графике зависимости входного сопротивления от длины липни (рис. 2.13) видно, в каких случаях линия эквивалентна последовательному, параллельному контуру, индуктивности или емкости. Сравнение зависимостей, изображенных на рис. 2.11 и 2.13, показывает, что входные сопротивления короткозамкнутой и
Рис. 2.13. Зависимость входного сопротивления замкнутой линии от ее длины
разомкнутой линий одинаковы, если длина одной из них больше или меньше другой на Х/4.
Смешанные волны. В случаях, когда линия нагружена на ак
тивное сопротивление, не равное волновому, или на комплексное сопротивление, в линии возникает режим смешанных волн. Амплитуда отраженной волны в этом случае меньше амплитуды падающей, так как на конце линии имеет место частичное поглощение энергии и частичное отражение ее. Следовательно, смешанная волна характеризуется наличием и бегущей, н стоячей волны:
/отр = ”'*пад> е/Отр = А^пад-
Коэффициент р называется коэффициентом отражения. При комплексной нагрузке коэффициент отражения становится также комплексной величиной р—р№. Модуль коэффициента отраже-
ния показывает отношение амплитуд падающей и отраженной волн, а фаза равна сдвигу фаз между падающими и отраженными волнами напряжения на нагрузке. В режиме бегущих волн р=0, так как отсутствует отраженная вол-«а. В режиме стоячих волн при разомкнутой линии р— I, <р=0, так как волна напряжения отражается от конца линии без изменения фазы; в случае короткозамкнутой линии р=—1, ф=180°, потому что волна напряже- -• ния, отражаясь от кон- 1 ца линии, меняет фазу на противоположную.
Проанал и з и р у е м графики, представленные на рис. 2.14. При

Рис. 2.14. Распределение действующих значений напряжения и тока в линнн / со смешанными волнами: « — при Ди>р; б — при /?„<₽; в — нагрузка комплексная
a)	LU!
5/Ы	4/4А	2А/4	А/4. О
<0
г</ы г+ш 11' в)
о
/?н>р(а) режим тяготеет к режиму линии, разомкнутой па конце. Значит, волна напряжения отражается от нагрузки без изменения фазы, а волна тока — с изменением фазы на 180°, поэтому на нагрузке напряжение равно сумме падающей и отраженной волн, а ток — разности падающей и отраженной волн. Максимумы напряжения (минимумы) тока расположены вдоль линии, начиная от ее конца, через каждые Z/2. Начало координат по-прежнему помещено в месте подключения нагрузки.
При /?н<р(6) режим схож с режимом короткозамкнутой линии. Волна напряжения отражается с изменением фазы на 180°, а волна тока — без изменения фазы. На нагрузке получаются минимальное напряжение и максимальный ток.
При комплексном сопротивлении нагрузки падающая и отраженная волны напряжения (тока) на нагрузке могут иметь сдвиг фаз в пределах 360°. Распределение амплитуд напряжения и тока вдоль линии зависит от знака и значении реактивной и активной составляющих сопротивления нагрузки. Но в любом случае напряжение и ток на нагрузке имеют промежуточные значения между максимальными и минимальными.
Во всех трех случаях отражение от конца линии неполное, амплитуда отраженной волны всегда меньше амплитуды падающей волны, поэтому в том месте, где должен быть узел, суммарное напряжение (ток) не снижается до нуля, а равно разности амплитуд падающей и отраженной волн; точно так же в местах пучностей получается наибольшее значение напряжения (тока), равное сумме падающей и отраженной воли, но меньшее по значению, чем удвоенное значение падающей волны.
Для оценки режима в линии служит коэффициент бегущей волны
КБВ = Umtn/Umax = Imin!^max == ^б-
В режиме бегущих волн КБВ-1, в режиме стоячих волн КБВ-0.
Иногда пользуются понятием коэффициента стоячей волны КСВ: КСВ-1/КБВ-Кст.
Входное сопротивление линии с комбинированными волнами носит комплексный характер, но значения активных и реактивных составляющих зависят от длины линии и от частоты распространяющихся колебаний. В точках минимального напряжения RB* — = р/Сб, в точках максимального напряжения Явх=р/Кб. Для четвертьволновой линии, нагруженной активным сопротивлением, 7?вх=р2//?н.
Применение. Как указывалось ранее, длинные линии можно использовать в качестве колебательных контуров с очень высокой добротностью— 1000 и более на частотах 300 ...500 МГц. Чаще всего встречаются четвертьволновые короткозамкнутые отрезки, так как при резонансе токов они обладают минимальными раз-56
Рис. 2.15. Примеры использования длинных линии:
о—изолятор; б — трансформатор; в — шлейф; г — искусственная линия задержки
мерами. Их применяют в генераторах УКВ. На волнах дециметрового диапазона используются больше коаксиальные линии, так как у двухпроводных расстояние между проводами становится соизмеримым с длиной волны, вследствие чего возникают потери на излучение. Настройка таких контуров осуществляется изменением длины линии путем перемещения закорачивающей перемычки в двухпроводных линиях или плунжера (поршня) в коаксиальных линиях.
С ростом частоты увеличиваются потери в диэлектриках, поэтому на сантиметровых и дециметровых волнах в качестве изолятора используется отрезок четвертьволновой и короткозамкнутой линии, входное сопротивление которой в точках а, б очень велико (рис. 2.15,а), благодаря чему энергия, передаваемая по фи-Деру, в изолятор не поступает. Такой металлический изолятор в Диапазоне СВЧ намного превосходит по своим свойствам обычный диэлектрик. Недостатком металлических изоляторов является возможность использовать их только па одной длине волны.
Во многих радиопередающих и радиоприемных устройствах, самолетного оборудования антенна по конструктивным соображениям расположена на некотором расстоянии от передатчика или приемника. Для передачи высокочастотных сигналов от передатчика к антенне и от антенны к приемнику используется длинная
линия, которая в данном случае называется фидером. Эффективность такой передачи обеспечивается малыми потерями в самом фидере и хорошим согласованием волнового сопротивления фидера с внутренним сопротивлением источника и с сопротивлением нагрузки. Если такого согласования нет, то в линии возникают отраженные волны, что резко ухудшает условия передачи и снижает КБВ.
На практике довольно часто встречаются случаи, когда волновое сопротивление фидера не равно сопротивлению нагрузки. Чтобы согласовать эти сопротивления, применяются трансформаторы сопротивлений с помощью линий. В качестве трансформатора может быть использована линия любой длины, но чаще применяются четвертьволновые трансформаторы, так как они обладают наибольшим коэффициентом трансформации и трансформируют активное сопротивление нагрузки в активное же входное сопротивление.
Предположим, что волновое сопротивление фидера меньше сопротивления нагрузки: рф</?н. Для согласования р$ и /?„, очевидно, необходимо между линией и нагрузкой включить повышающий трансформатор в виде отрезка линии длиной Х/4:
Rbx.tp — (>IpIRh ==' Рф»
где рТр — волновое сопротивление трансформатора^__
Из последнего равенства следует, что ртр=УЯирф.
Для выполнения этого равенства необходимо увеличить волно вое сопротивление трансформатора, для чего можно расстояние между проводами сделать больше. При этом увеличивается погонная индуктивность и уменьшается погонная емкость, следовательно, возрастает волновое сопротивление (рис. 2.15,6).
При наличии в нагрузке реактивной составляющей ее можно скомпенсировать с помощью отрезка короткозамкнутой линии — шлейфа, длина которого меньше или больше Z/4. Шлейф подключается к нагрузке и становится эквивалентом некоторой дополнительной реактивной нагрузки, сопротивление которой подбирается равным по величине и противоположным по знаку сопротивлению нагрузки (рис. 2.15,в).
Длинные линии используются также в качестве линий задер-.жек импульсов на определенное время. Для получения большего времени задержки применяются искусственные линии задержки, состоящие из набора ячеек LC (рис. 2.15,г). Время задержки импульса, подаваемого на вход линии,
4 = n^LC,
где L = Li = L2=, ..., —Ln, С=С\ = С2=... =	С„; п — Число ячеек.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	Какая линия называется длинной н какая короткой?
2.	Как можно обеспечить режим бегущих ваш в длинной линии?
3.	Чему равияетси волновое сопротивление линии в режиме бегущих ®олн?
4.	В чем разница и сходство в режимах стоячих воли при 7?н=оо и 7?н=0?
5.	Почему сдвиг фаз между напряжением и током в стоячей волне равен 90°, а в бегущей — О?
G. Какие наименьшие отрезки длинной линии эквивалентны последовательному и параллельному колебательным контурам?
7.	Чему равняется входное сопротивление отрезка разомкнутой линии длиной Л./10, если р=300 Ом.
8.	Когда KDB равняется единице и когда нулю?
9.	Зачем нужно согласовывать фидер с нагрузкой и как это делается?
2.3. ВОЛНОВОДЫ
Назначение и виды волноводов. С изобретением генератора сантиметрового диапазона волн — магнетрона, который очень широко стал использоваться в самолетных радиолокационных станциях, потребовались новые виды линий передач. Двухпроводные воздушные линии и коаксиальные кабели оказались непригодными, так как с укорочением длины волны потери в них сильно возросли, в двухпроводной линии — за счет излучения, в коаксиальном кабеле — за счет потерь во внутреннем проводе и потерь в диэлектрике.
Для передачи энергии сантиметрового диапазона волн стали применяться волноводы — полые металлические трубы круглого, прямоугольного или какого-либо другого вида сечения (рнс. 2.16).
Рис. 2.16. Формы поперечного сечения некоторых волноводов:
• ~ КРУГЛЫЙ; б — Рямоугольный; в — "-образный; г — «-образный
Линия пробоя
Рис. 2.17. Линии пробоя коаксиального кабели и круглого волновода
Волновод обладает рядом преимуществ по сравнению с двухпроводной воздушной линией и коаксиальным кабелем. Энергия распространяется внутри волновода, поэтому отсутствуют потери на излучение и воздействие внешних полей; в волноводе нет внутреннего про-
вода и диэлектрика, что также уменьшает потери. Для лучшей проводимости внутренняя поверхность стенок волновода покрывается часто слоем серебра. При одинаковых размерах с коаксиальным кабелем волновод без опасности пробоя может передавать большую мощность (рис. 2.17). Одним из существенных недостатков волновода является то.
что внутри него могут распространяться волны, длина которых не превышает некоторого критического значения.
Распространение электромагнитных волн. Режимы работы волновода имеют большое сходство с режимами работы двухпроводной линии. В волноводах могут существовать бегущие, стоячие и смешанные волны в зависимости от степени отражения энергии от конца волновода. Характеристикой режима работы является K^B=EminlEmax, где Emin и Етах — наименьшая и наибольшая величина действующего значения напряженности электрического поля. Практически чисто бегущую или чисто стоячую волну в волноводе получить трудно, особенно трудно получить бегущую волну. При КБВ = 0,8 принято считать, что нагрузка хорошо согласована с волноводом. Опираясь на значения, полученные при изучении длинных линий, рассмотрим условия, при которых может распространяться энергия в волноводе. Предположим, что к двухпроводной симметрично согласованной линии параллельно подсоединили большое число короткозамкнутых четвертьволновых отрезков шлейфов (рис. 2.18,а).
В точках их подключения сопротивление равно бесконечности, поэтому присутствие отрезков не повлияет на режим работы линии и электромагнитная энергия от генератора будет переноситься бегущей волной к нагрузке- При бесконечно большом числе шлейфов получается сплошная замкнутая поверхность, которая и образует волновод прямоугольного сечения (рис. 2.18,6). В таком волноводе также распространяется электромагнитная бегущая волна.
Размер широкой стенки волновода о = 2Х/4+Д или а»2Х/4=Л/2. Если частота генератора изменилась и длина шлейфов стала меньше А/4, то их входное сопротивление уменьшилось. Энергия, ответ-
вляясь в эти отрезки, перестает распространяться вдоль волновода. Если же ширина широкой стенки остается больше Z/2, т. е. длина волны генерируемых колебаний уменьшается, волновод остается открытым. В этом случае нужно учитывать толщину проводов двухпроводной линии '\ = а—за счет которой уменьшается длина четвертьволновых отрезков.
Итак, длина волны распространяющихся в волноводе колебаний зависит от величины широкой стенки волновода. Критическая длина волны ХКр=2а. Для волн с длиной ?.<АКр волновод открыт, Для волн с длиной Х>7.Кр волновод закрыт, т. е. энергия электромагнитных волн в волноводе не распространяется.
Размер узкой стенки волновода определяет в основном величину передаваемой мощности и выбирается таким, чтобы исключить возможность пробоя. Обычно б~0,5а. Механизм распространения электромагнитных волн в волноводе обусловлен многократным отражением их от стенок волновода (рис. 2.19).
Рис. 2.19. Отражение волн различной длины от стенок волновода
Падающая волна наводит в поверхностном слое проводника токи, которые создают новую электромагнитную волну — отраженную и т. д. Чем больше длина волны, тем ближе угол падения а к нулю, т. е. волны падают на стенки волновода почти перпендикулярно. При )„=Кк?, а —0 падающая и отраженная волны двигаются навстречу друг другу, образуя стоячую волну, и энергия по волноводу не передается.
Теория распространения волн в волноводах довольно сложна, поэтому рассмотрим некоторые положения из этой теории, которые хорошо подтверждаются экспериментально.
1. Фазовая скорость движения фронта волны в волноводе больше скорости движения фронта волны в свободном пространстве, т. е. больше скорости света.
Полагаем, что падающая волна плоская. Это значит, что поверхности, соединяющие точки с одинаковыми фазами, представляют собой плоскости и называются фронтом волны (рис. 2.20).
Рис. 2.20. Отражение электромагнитной волны от идеально проводящей плоскости
Плоская волна падает на идеально проводящую поверхность. Вектор V изображает скорость движения фронта волны. Его числовое значение в воздухе равно скорости света, т. е. V=c.
Волны Xj и Х2 приходят в точки А и В одновременно (рис. 2.20), но фронт волны 2.2 придет в точку А через время Т, пройдя по плоскости расстояние AB=)Jsina, поэтому скорость движения фронта волны — фазовая скорость вдоль плоскости
Уф = ЦТ sin а = c/sin а.
Поскольку sina<l. фазовая скорость больше С. При а->0 Уф—>-оо, а это значит, что фронт волны достигает точек А и В одновременно. Однако при возрастании фазовой скорости уменьшается скорость переноса энергии вдоль волновода, которая называется групповой скоростью. Последняя представляет собой проекцию вектора скорости распространения волны на направление продольной оси волновода. При критическом режиме, когда а = 0, фазовая скорость стремится к бесконечности, а групповая скорость равна нулю.
2. Структура волн в волноводе отличается от структуры волн в свободном пространстве. Типы волн в волноводе могут быть различные. Название типа определяется вектором, направленным вдоль широкой стенки волновода. Например, поперечные электрические волны ТЕ или Н — вдоль широкой стенки направлен вектор Н, а электрическое поле Е является поперечным; поперечные магнитные волны ТМ или Е — вдоль широкой стенки направлен вектор Е, а поперечным является магнитное поле Н. Чтобы дать более точную характеристику виду колебаний, к буквам Н и Е преписывают цифровые индексы, указывающие, какое число полуволн укладывается вдочь широкой и узкой стенок волновода. Например, волна типа Н!С соответствует поперечной электрической волне, у которой вдоль широкой стенки волновода число полуволн равно единице, а вдоль узкой стенки — нулю. Бывают волны и более высоких порядков, например Н2С, Н22, Е20 н т. д., но они практически используются мало.
Чаще всего применяются волноводы с волной Н|0, поэтому важно знать структуру электрического и магнитного полей этой волны. На широких стенках волновода сосредоточены основные заряды с противоположными знаками, поэтому электрические силовые линии имеют направление от одной широкой стенки волновода к другой. Если идти вдоль волновода, то направление электрических силовых линий меняется на противоположное через каждые Полволны. В поперечном сечении напряженность электрического поля имеет такое же распределение, как и в короткозамкнутой ли-
Рис. 2.21. Волна типа Ню в прямоугольном волноводе
нии: равна нулю на краях и имеет максимум в середине (рис. 2.21).
Структуру магнитного поля можно рассматривать, воспользовавшись представлением волновода в виде двухпроводной линии, к которой присоединены короткозамкнутые четвертьволновые отрезки— шлейфы. На рис. 2.22, а изображены магнитные поля каждого шлейфа в одном из сечений, параллельном узкой стенке волновода.
Рис. 2.22. Образование структуры магнитного поля в волноводе
рис. 2.23. Возбуждение волны Ню с помощью штырька
Поля проводов соседних шлейфов, а также поля проводов, принадлежащих одному шлейфу, имеют противоположные значения и уничтожают друг друга в пространстве между шлейфами, поэтому суммарное поле может быть представлено сплошной линией, окружающей шлейфы (рис. 2.22,6). Когда шлейфов много, они сливаются в одну замкнутую поверхность, образующую экран, магнитные силовые линии не могут выйти за пределы этого экрана и замыкаются внутри волновода. Вдоль волновода направление магнитных силовых линий меняется на противоположное тоже через половину длины волны (рис. 2.22,в). Анализ рис. 2.21 и 2.22 показывает, что электрическое поле имеет только поперечную составляющую, а магнитное — поперечную и продольную.
Возбуждение и согласование. Каждый тип волны требует определенного вида и расположения элементов возбуждения. Создаваемые ими поля должны по своей структуре соответствовать тому типу волны, который хотят получить в волноводе. Любое устройство, дающее возбуждение, может быть использовано и для приема волн.
Электрическая связь осуществляется с помощью штырька-виб-ратора (или зонда), который устанавливается в месте максимального электрического поля и вдоль электрических силовых линий. Такой штырек часто является продолжением внутреннего провода коаксиального кабеля и работает как антенна. Чем больше величины штырька, тем сильнее связь; регулируя величину погружения штырька, можно менять количество подавляемой или отбираемой энергии (рис. 2.23).
А^агнитная связь осуществляется с помощью витка (петли) связи, который помещается в месте максимального магнитного Поля и таким образом, что его плоскость перпендикулярна магнитным силовым линиям. Величину связи регулируют поворотом 5—1140	65
Рис. 2.24. Возбуждение волны Ню с помощью витка
петли связи (рис. 2.24). Применяется также дифракционная связь, т. е. связь через отверстие в общей стенке волноводов, если тако вая есть. Энергию, передаваемую из одного волновода в другой, регулируют, изменяя величину отверстия.
Для получения в волноводе режима бегущих волн используются различные согласующие устройства. По принципу действия они похожи на перемычки, которые применялись в длинных линиях и создавали определенный вид реактивной нагрузки. На рис. 2.25, а показан настроечный винт, который эквивалентен ли нии, разомкнутой на конце. Если его длина он эквивалентен емкости, а при 1>г<.№ — индуктивности. Размещается винт параллельно электрическим силовым линиям.
На рис. 2.25,6, в изображены согласующие диафрагмы — тонкие металлические пластины, расположенные в поперечном сече-
Рис. 2.25. Виды согласующих элементов в волноводе 66
ним волновода. В случае б действие диафрагмы аналогично сближению обкладок конденсатора, т. е. увеличению емкости. В случае в в диафрагме возникают токи, увеличивающие магнитное поде, т. е. увеличивается индуктивность. Иногда для согласования с нагрузкой используется ответвление, внутри которого движется плунжер (рис. 2.25,г). Длина ответвления подбирается таким образом, чтобы волна, отраженная от плунжера, и волна, отраженная от нагрузки, около ответвления складывались и компенсировали друг друга.
Применение и разновидности. Волноводы в виде металлических труб, о которых говорилось, не являются единственным вариантом волноводных систем. С переходом па более высокие рабочие частоты, с миниатюризацией радиоэлектронной аппаратуры появилась необходимость в новых видах волноводов. Одним из них является полосковый волновод, рабочая частота которого до 10 ГГц. Полосковый волновод конструктивно очень прост — две или три металлические пластины, разделенные диэлектриком, толщина которого несколько миллиметров. Основными недостатками таких волноводов являются небольшая электрическая прочность и потеря в диэлектрике.
В последнее время стал широко использоваться оптический волновод или световод, наиболее перспективным типом которого является гибкий волоконный световод. Он имеет низкие потери и позволяет передавать свет па большие расстояния.
Световод представляет собой тонкую нить из оптически прозрачного материала. Эта нить имеет сердцевину и оболочку, показатели преломления которых различны. Лучи света, распространяясь по световоду, испытывают полное внутреннее отражение на поверхности раздела сердцевины и оболочки и распространяются только по сердцевине. Диаметр нити световода—от нескольких десятков до нескольких тысяч микрометров. В настоящее время разработаны световоды н более сложной конструкции, например многослойные или с эллиптической сердцевиной. Последние перспективны для применения, где требуется сохранить поляризацию света.
Световодом распространяются электромагнитные колебания, частоты которых (1013... 1015 Гц) выходят за пределы радиочастот, что дает возможность передавать по ним очень большой объем Информации. Благодаря этому очень важному свойству световоды входят в состав интерфейсных систем, предназначенных для обмена информацией между устройствами вычислительной системы (например, между устройствами ввода данных и запоминающим Устройством). В большинстве ЭВА'! третьего поколения, устанавливаемых на борту летательного аппарата, используются такие Интерфейсные системы.
5*	67
2.4. ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ
На волнах сантиметрового диапазона (а частично и дециметрового) применение отрезков длинных линий в качестве колебательных систем становится нецелесообразным из-за сильного увеличения потерь, что влечет за собой падение добротности контура— основной качественной характеристики. Поэтому уже на наиболее коротких волнах дециметрового диапазона (10...30 см) и сантиметровых волнах основным видом колебательных систем становятся объемные резонаторы.
Объемный резонатор представляет собой металлическую коробку, не имеющую внутренних проводов. Получить его можно из отрезка волновода, закрыв торцы хорошо проводящими металлическими пластинами. Объемные резонаторы бывают прямоугольные, цилиндрические, тороидальные и т. д. (рис. 2.26).
На рис. 2.27 показаны три варианта перехода от контура с сосредоточенными параметрами к объемному резонатору. Суть этого перехода заключается в том, что к металлическим пластинам, выполняющим функции конденсатора, подключается параллельно бесконечное множество витков, образующих катушку индуктивности. В результате увеличиваются резонансная частота и добротность. Поясним сказанное с помощью простого числового примера. Если включить параллельно 36 витков, то индуктивность уменьшится в 36 раз, а частота увеличится в 6 раз, так как
L = Lt /36; f0 = 1/2п VLC.
При этом характеристическое сопротивление контура, определяемое формулой p—^LjC, уменьшится в 6 раз, если считать, что потери в основном сосредоточены в витках, а активное сопротивление уменьшится в 36 раз. Зная, что Q=p/R, получаем для дан-
Рис. 2.27. Переход от контура с сосредоточенными параметрами к объемному резонатору:
а — прямоугольному; б — цилиндрическому; в — тороидальному
ного примера увеличение добротности контура в 6 раз. Исходя из рассмотренного примера при числе витков, равном /V, следует ожидать увеличение добротности и частоты в jW. На самом деле качество контура возрастает гораздо больше, чем в Объемный резонатор представляет замкнутую металлическую поверхность, которая является хорошим экраном и исключает излучение. Добротность объемных резонаторов достигает 104.
Благодаря отражению энергии от стенок резонатора структура поля внутри пего такая же, как и у длинных линий и волноводов в режиме стоячих волн. Резонансная длина волны резонатора определяется его геометрическими размерами. Резонансная частота для резонатора прямоугольного типа (рис. 2.26, а)
A0 = 2/KW+l/ZA
цилиндрического (рпс. 2.26, б)
\)=2,62/?,
тороидального с воздушным заполнением (рис. 2.26, в)
Хо= 2zr]/rK//J.
В отличие от контура с сосредоточенными параметрами объ емный резонатор так же, как любая система с распределенным!, параметрами, имеет бесчисленное множество резонансных частот, что и является его основным недостатком.
Для связи объемных резонаторов с другими цепями используются те же элементы, что и в волноводах: штырь, петли связи, отверстие. Настройку резонаторов на определенный диапазон частот можно осуществить, изменяя их объем. Для этого используются подвижные плунжера, конструкции с двумя цилиндрами, один из которых может ввинчиваться и вывинчиваться и т. д. Небольшую перестройку можно производить с помощью ввинчивающихся внутрь резонатора винтов, короткозамкнутых витков и т. д. Изменение длины или местоположения этих элементов приводит к изменению какого-нибудь реактивного сопротивления объемного резонатора, а следовательно, и к изменению его резонансной длины волны.
Такие достоинства объемного резонатора, как высокая доброт ность, полная экранировка и отсутствие токов и напряжений на наружной поверхности, небольшие размеры, прочность конструкции, обеспечили самое широкое их использование в сантиметровом диапазоне волн. Объемные резонаторы применяются в мощных магнетронных и клистронных генераторах радиопередатчиков не которых самолетных станций, в антенных переключателях, волномерах и т. д.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	Какими преимуществами и недостатками обладают волноводы по сравнению с длинными линиями?
2.	Что такое критическая длина волны в волноводе и отчего опа зависит?
3.	Почему волноводы не используются в метровом диапазоне волн?
4.	В чем разница волн типа Н и типа Е?
5.	Покажите структуру электрического и магнитного нолей для волны Но.
6.	Что такое фазовая и групповая скорость, в чем разница между ними?
7.	Определите размеры поперечного сечения прямоугольного волновода, если через него проходит колебание с частотой 8 ГГц.
8.	Какое значение имеет местоположение элементов связи в волноводе?
9.	Почему объемные резонаторы имеют высокую добротность?
10.	Определите размеры цилиндрического резонатора для колебаний с частотой 3 ГГц.
11.	Определите основную резонансную частоту колебаний волны Ню, возникающую в прямоугольном объемном резонаторе с а=3 см.
12.	Каким образом можно перестроить объемный резонатор?
13.	Недостатки и преимущества объемных резонаторов.
рлава 3. АНТЕННЫ И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
3.1. НАЗНАЧЕНИЕ АНТЕНН.
ПОЛУВОЛНОВЫЙ И ЧЕТВЕРТЬВОЛНОВЫЙ ВИБРАТОРЫ
Антенна служит для излучения и приема электромагнитных колебаний. Передающая антенна преобразует токи высокой частоты в электромагнитные колебания. Приемная антенна преобразует энергию электромагнитных волн в токи высокой частоты. Антенны обладают очень важным свойством обратимости, т. е. способности работать как на прием, так и на передачу с сохранением всех основных параметров. Это свойство позволяет рассматривать антенны, не разделяя их на приемные и передающие.
Простейшая антенна может быть получена из отрезка четвертьволновой линии, разомкнутой на конце (рис. 3.1,о). Такой отрезок излучает радиоволны слабо, так как магнитные поля обоих проводов во внешнем пространстве почти полностью компенсируют друг друга из-за противоположного направления токов в проводах. Если концы такой линии развести в разные стороны, то получим простейшую антенну — симметричный вибратор, длина которого равна М2. Токи в проводах вибратора совпадают по иа-
Рис. 3.1. Образование полуволнового вибратора из отрезка разомкнутой линии (а) и его эквивалентная схема (б)
Рис. 3.2. Свободные колебания в полуволновом вибраторе правлению, поэтому излучения от них складываются. Эквивалентная схема такого вибратора (рис. 3.1,6) состоит из бесконечно большого числа элементарных конденсаторов и катушек индуктивностей, равномерно распределенных по всей длине, т. е. представляет собой открытый колебательный контур. Колебательные процессы в таком контуре по сути ничем не отличаются от рассмотренных ранее процессов в закрытом колебательном контуре.
На рис. 3.2 показаны схема для возбуждения свободных колебаний и процесс образования этих колебаний в вибраторе. Если к вибратору подключить источник постоянной ЭДС, то распределенные емкости зарядятся до максимального значения (рис.3.2,а). После отключения источника и соединения проводов начнется разряд емкостей, в результате чего ток через вибратор увеличивается. На концах вибратора значение тока всегда остается равным нулю, а в центре ток достигает максимального значения, так как по этому участку проходят разряды всех емкостей (рис. 3.2,6). К моменту полного разряда распределенных емкостей энергия электрического поля переходит в энергию магнитного поля распределенных индуктивностей. В следующий момент ток, не меняя своего направления, начинает уменьшаться, емкости перезаряжаются. Мгновенному нарастанию и убыванию тока препятствует ЭДС самоиндукции индуктивностей. К моменту, когда ток уменьшится 72
до нуля, емкости полностью перезарядятся и напряжение на концах вибратора достигнет первоначального значения, но противоположного знака (рис. 3.2,в). После этого весь процесс повторяется, но только ток проходит в противоположном направлении (рис. 3.2, г, д).
Так как вибратор представляет разомкнутую на конце линию, то большинство свойств двухпроводной линии, рассмотренных ранее, у него сохраняется. Во время колебательного процесса в вибраторе тоже образуются стоячие волны, причем на концах провода всегда находятся пучности напряжения и узлы тока. Длина волны вибратора вдвое больше длины антенного провода, т. е. Хо=2/.
Основное отличие вибратора от линии заключается в его способности хорошо излучать радиоволны. Переменный ток создает вокруг вибратора переменное электромагнитное поле, которое и переносит энергию в окружающее пространство. Если один из проводов симметричного вибратора убрать, а второй разместить вертикально над землей и нижний конец заземлить, то получим несимметричный вибратор (рис. 3.3,а), длина которого в 2 раза меньше полуволнового вибратора и равна Z./4.
Длина волны колебаний, возникающих в четвертьволновом несимметричном вибраторе, в 4 раза больше длины антенного провода, т. е. Хо = 4/.
Распределение напряжения и тока по длине вибратора можно построить, представив, что в земле есть его зеркальное отображение (рис. 3.3,6), которое в совокупности с самим вибратором образует полуволновый вибратор.
3.2. КАЧЕСТВЕННЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ АНТЕНН
Количество энергии, которое антенна излучает (принимает) в различных направлениях, неодинаково. Направленные свойства антенны характеризуются рядом показателей, приведенных ниже.
Диаграмма направ-
Рис. 3.3. Четвертьволновый вибратор:
® — несимметричный вибратор; б — распределение « к / по длине вибратора
ленности наглядно изображает зависимость напряженности электрического поля Е или мощности поля Р, создаваемых в равноудаленных от антенны точках, от направ-
лепия излучения:
£=^,(6°) или Р=<р2(в°).
Вибратор
Рис. 3.4. Диаграммы направленности полуволнового вибратора:
а, б — вертикальная и горизонтальная в полярной системе координат; в, г — вертикальная и горизонтальная в прямоугольной системе координат; д — пространственная
Обычно диаграмму направленности снимают в двух плоскостях — горизонтальной и вертикальной и1 строят либо в полярной, либо в прямоугольной системе координат, но первая используется чаще.
Рассмотрим диаграмму направленности полуволнового вибратора в полярной системе координат (рис. 3.4).
В вертикальной плоскости, совпадающей с осью вибратора, максимальное излучение наблюдается в направлении, перпендикулярном оси вибратора, а в направлении оси излучение отсутствует; диаграмма направленности имеет вид восьмерки (рис. 3.4,а). В плоскости, перпендикулярной к оси, вибратор во всех направлениях излучает одинаково и диаграмма направленно-74
Сти имеет вид окружности (рис. 3.4,6). Те же самые диаграммы доказаны на рис. 3.4, в, г в прямоугольной системе координат. Пространственная диаграмма направленности имеет вид тороида (рис. 3.4,6).
Практически диаграмму направленности можно снять, обойдя вибратор по окружности в интересующей нас плоскости с каким-нибудь индикатором напряженности поля или измерителем мощности. В каждой точке этой окружности показания прибора будут пропорциональны величине их радиусов О А и ОБ (рис. 3.4,6). Разрешающая способность антенны определяется шириной диаграммы, которая показывает, в пределах какого угла напряженность электрического поля Е уменьшается в ^2 раз, а мощность излучения в 2 раза по сравнению с нх максимальным значением. Ширина диаграммы направленности, показанной на рис. 3.4, а, равна 2Q.
Коэффициент направленного действия D — это отношение плотности потока мощности направленной антенны к плотности потока мощности ненаправленной антенны той же мощности на том же расстоянии:
D = Птах/Пср,
где /7ср — средняя плотность потока мощности ненаправленной антенны.
Любая антенна является реальной системой, в которой часть мощности, подводимой от передатчика, теряется на нагрев изоляторов, проводов, утечку и т. д., поэтому ранее рассмотренный вибратор не является идеальной линией и в нем, строго говоря, возникает режим не стоячих, а смешанных волн. Благодаря наличию смешанных волн и происходит излучение энергии в пространстве, величина которой эквивалентна некоторому условному активному сопротивлению излучения, включенному в пучность тока. Величина сопротивления излучения
РЕ = Р5/7»,
где Ps—мощность излучения; / — действующее значение тока в пучности вибратора.
Потребляемая ап генной мощность Ра складывается из мощности излучения Ре и мощности потерь Ря , которая зависит от сопротивления потерь:
Ра = Ре + Ра,
•а Полное активное сопротивление антенны
Ра — Ре + Ря.
Коэффициент полезного действия антенны представляет отношение мощности излучения (полезной) ко всей мощности, подводимой к антенне (затраченной):
*1а = Ps/Pa = Rsl(Rs + Ра).
Из последнего равенства вытекает, что чем больше мощность и сопротивление излучения, тем больше КПД. Для полуволнового вибратора значение КПД довольно высокое — порядка 90%.
Коэффициент усиления антенны G зависит от ее направленных свойств и потерь:
О = P'-max'(lAj Р'-Ср — DxiA.
Каждый элемент антенны излучает энергию, пропорциональнук току, проходящем у через него. Так, у полуволнового симметрично го вибратора больше всего энергии излучают элементы, расположенные в центре, так как именно там находится пучность тока. Если заменить площадь, охватываемую кривой распределения тока и проводом антенны, на равноценную площадь прямоугольника с тем же самым основанием, то количество излучаемой (принимае мой) энергии не изменится (рнс. 3.5). Высота такого прямоугольника является действующей высотой НД. Понятие действующей высоты относится только к проволочным антеннам и не применимо для зеркальных, рупорных, антенн поверхностных воли и других-антенн УКВ. Очень часто используется понятие действующей высоты для приемных антенн, потому что у них оно определяет величину наводимой ЭДС Ед: ЕА = ЕИЛ, где Е — напряженность электрического поля, приходящаяся на 1 м действующей высоты приемной антенны. Действующая высота полуволнового вибратора Лд=0,64£, где L — геометрическая высота вибратора.
3.3. РЕЗОНАНСНЫЕ ЧАСТОТЫ АНТЕНН. СПОСОБЫ НАСТРОИКИ АНТЕНН В РЕЗОНАНС
Антенна обладает бесконечным числом резонансных частот, так же как длинная линия. Резонанс симметричной антенны наступает всякий раз, когда по длине антенны укладывается целое число полуволн, причем наиболее длинная из них та, половина которой равна длине провода вибратора. Несимметричная антенна
Рис. 3.5. Определение действующей высоты антенны
также представляет собой резонансную систему, когда по ее длине укладывается целое число четвертей волн, причем основной будет та, четверть длины которой равна длине антенны.
В зависимости от того, к какой точке антенны подключен источник питания, в ней возникает либо резонанс токов, либо резонанс напряжений. Если источник располагается в пучности тока, имеет место резонанс напряжений; входное сопротивление
Гис. 3.6. Размещение источника питания в симметричном и несимметричном вибраторе
Рис. 3.7. Способы настройки антенны:
а — включением катушки индуктивности; б — включением конденсатора
антенны мало и равно сопротивлению потерь (рнс. 3.6,а, б). Если поместить источник в узлах тока, наблюдается резонанс токов; входное сопротивление антенны велико (рис. 3.6,в, г).
Большое количество резонансных частот дает возможность использовать антенну для работы на нескольких фиксированных волнах. Для перестройки антенны внутри диапазона используются катушки индуктивности или конденсаторы, которые включаются так, как показано па рис. 3.7, а, б. Можно было бы изменять длину самой антенны, но практически реализовать это сложно. Включение катушки индуктивности увеличивает длину свободных колебаний, так как общая индуктивность провода увеличивается. При включении конденсатора в антенну общая емкость уменьшается, так как конденсатор подключается последовательно с емкостью антенного провода. Частота свободных колебаний увеличивается, •а длина волны становится при этом меньше. Большинство современных радиостанций работает в широком диапазоне частот, и для настройки их антенн используется целый набор различных индуктивностей и емкостей.
3.4. ОСОБЕННОСТИ АНТЕНН ДЛИННЫХ, СРЕДНИХ, КОРОТКИХ И УЛЬТРАКОРОТКИХ ВОЛН
Антенны длинных (ДВ) и средних (СВ) волн. Они обычно объединяются в одну группу. Эти антенны представляют собой ча-яце всего несимметричный вибратор или провод с верхней гори-
77
Рис. 3.8. Некоторые типы антенн ДВ и СВ: а — распределение тока в антенне с катушкой; б — распределение тока в Г— образной антенне; в — Т-образная антенна; г — зонтичная антенна
зонтальной частью, расположенный вертикально. На ДВ и СВ земная поверхность имеет хорошую проводимость, поэтому применение горизонтальных антенн оказывается невозможным. Они вместе со своим зеркальным отображением создают противофазные поля, компенсирующие друг друга. Чтобы антенна была резонансной, имела достаточный КПД и сопротивление излучения, ее минимальная длила должна быть Z/4. Сделать антенну выше 200... 300 м трудно, и поэтому при а>1000 м последовательно с антенной включают удлинительную катушку (рис. 3.8,а). На СВ при работе антенны в широком диапазоне частот может оказаться, что частота подводимых колебаний ниже резонансной. В этом случае последовательно с проводом антенны подключается укорачивающий конденсатор.
При увеличении длины волны действующая высота антенны уменьшается и для несимметричного вибратора лежит в пределах от 0,5/г до 0,64/г. Сопротивление излучения такого вибратора, а следовательно, и мощность, и КПД находятся в прямой зависимости от действующей высоты. Небольшое увеличение действующей высоты дают горизонтальные или наклонные провода, расположенные в верхней части антенны. Горизонтальная часть антенны вместе с землей образует некоторую емкость, благодаря чему амплитуда тока на конце антенны увеличивается. Горизонтальная часть антенны не излучает, зато распределение тока в излучающей верхней части становится существенно лучше, площадь тока, а следовательно, и действующая высота антенны увеличиваются. Наибольшее распространение получили Г-образные, Т-образные и зонтичные антенны (рис. 3.8,6—г).
Помимо указанных применяют также рамочные антенны с хорошо выраженными направленными свойствами, антенны-мачты, представляющие собой жесткие конструкции, укрепленные на изоляторах; в СВ диапазоне в качестве приемных антенн широко используются ферритовые антенны.
Антенны коротких волн. С укорочением длины волны используемых типов антенн становится больше. На КВ проводимость почвы ухудшается, потери в заземлении увеличиваются, поэтому использование заземленного вибратора становится нецелесообразным. Чаще всего в КВ диапазоне используется горизонтальный полуволновый вибратор. Для получения максимальной связи наибольшее излучение должно быть направлено под небольшим углом к горизонту (15...20°). Форма диаграммы направленности в обоих плоскостях — горизонтальной и вертикальной — в значительной степени зависит от высоты подвеса. Хорошая диаграмма получается при высоте подвеса h от 0,5 до Л; h более Л получить трудно.
На рис. 3.9 показаны диаграммы направленности симметричного полуволнового вибратора в зависимости от высоты подвеса и под разными углами к горизонту. Из рисунка видно, что с увеличением высоты подвеса растет число лепестков в диаграмме направленности и улучшается направленность излучения, причем чем выше подвешена антенна, тем ближе ее нижний лепесток к линии горизонта. На форму диаграммы направленности и величину сопротивления излучения оказывает влияние длина вибратора. Оптимальная длина вибратора выбирается из соотношения
0,8/<Х<4/.
Для нормальной работы антенны в широком диапазоне частот необходимо, чтобы диаграмма направленности и входное сопротивление антенны мало менялись с изменением длины волны. Таким свойством обладает так называемый диполь Надененко
Рис. 3.9. Диаграммы направленности симметричного горизонтального вибратора при различных высотах подвеса:
а — в вертикальной плоскости; б — в горизонтальной плоскости под разными углами и горизонту
Рис. 3.10. Диполь Надененко
(рис. 3.10), который имеет малое волновое сопротивление, а следовательно, и малое входное сопротивление /?Ех=р%- При диаметре излучателя £) = 0,03Z, р=300 Ом антенна хорошо согласуется в широком диапазоне частот с 200-омным кабелем. Конструктивно диполь Надененко представляет собой 6—8 проводов, натянутых по образующим цилиндрам, что с успехом заменяет сплошную металлическую поверхность.
Узкие диаграммы направленности можно получить в КВ диапазоне с помощью системы вибраторов, определенным образом расположенных и запитанных по отношению друг к другу. Принцип действия таких систем основан на пространственной интерференции радиоволн, излучаемых всеми элементами. Складываясь в определенных направлениях, волны дают увеличение напряженности поля, а вычитаясь — уменьшение или полное его отсутствие. На таком принципе работают фазированные антенные решетки, которые в настоящее время широко используются на летательных аппаратах.
Антенны УКВ диапазона. Антенны УКВ диапазона отличаются очень большим разнообразием. Они могут быть разделены на две группы: вибраторные и поверхностные. К вибраторным относятся как одиночные симметричные вибраторы, так и многовибраторные антенны типа «волновой канал». Поверхностные антенны бывают рефлекторными, линзовыми, щелевыми, рупорными, диэлектрическими, спиральными и др.
Антенна типа «волновой канал» (рис. 3.11) состоит из активного вибратора, к которому подводится питание, и пассивных вибраторов, токи в которых наводятся волной, создаваемой активным вибратором. Пассивный вибратор, расположенный сзади активного, называется рефлектором, а размещенный впереди активного вибратора в направлении излучения—директором. В такой антенне очень важно обеспечить определенный фазовый сдвиг между токами, наводимыми в вибраторах. Величину фазового •сдвига задают расстояниями между вибраторами и выбором их длины. Диаграмма направленности антенны зависит в основном от числа директоров, приблизительно коэффициент направленного действия в 5 раз больше числа директоров (Д~5п). Достоинством вибраторных антенн является простота конструкции, а недостатком— сложность регулировки и довольно большая ширина диаграммы направленности. «0
Рнс. 3.12. Параболический рефлектор
рис. 3.11. Антенна типа «волновой канал» (а) н ее диаграмма направленности (б)
Среди антенн поверхностного типа наиболее широко применяются в авиации параболические зеркала (рефлекторы), выполненные обычно из дюралюминиевого листа. Метод получения узкой диаграммы направленности в пих основан на том, что лучи, идущие параллельно оси зеркала, собираются в одной точке, называемой фокусом. Если сделать обратное, т. е. поместить в фокусе зеркала излучатель, то его лучи будут собраны зеркалом в параллельный пучок (рис. 3.12).
Узкая диаграмма направленности получается при изготовлении параболического зеркала с очень высокой степенью точности. Ширина диаграммы может быть подсчитана по формуле 6=60X,/D. Например, при £) = 2О2„ ширина луча 0 = 3°, что вполне реализуемо на дециметровых и сантиметровых волнах.
Рупорная антенна представляет волновод, один конец которого открыт. Волны, перемещающиеся по волноводу, будут частично отражаться от конца, частично излучаться в окружающее пространство. Чтобы уменьшить эффект отражения от открытого конца волновода, надо согласовать его волновое сопротивление со свободным пространством. Это достигается изменением площади отверстия. На рис. 3.13 показаны различные виды рупорных антенн.
6—1140
Рис. 3.13. Рупорные антенны
81
Диаграмма направленности рупор-ных антенн зависит от длины угла раскрыва рупора и длины волны из лучаемых колебаний. Чем больше : ;	длина рупора и угол раскрыва, тем
’ ’	уже диаграмма направленности.
Щелевые антенны — это одна Рис. 3.14. Диэлектрическая ан- или несколько щелей, прорезанных теина	в объемном резонаторе или волно-
воде. Чтобы излучалась или принималась энергия, щель должна быть вырезана в проводящей поверхности возбужденного волновода или объемного резонатора вдоль линий магнитного поля с максимальной напряженностью. Если длина щели равняется Х/2, то поле такой антенны аналогично магнитному полю полуволнового вибратора. Для получения более узкой диаграммы направленности применяют мпогощелевые антенны.
В диэлектрических антеннах используется эффект преломления радиоволн на границе двух сред с различными диэлектрическими постоянными. Такая антенпа представляет собой диэлектрический стержень, в котором вибратор возбуждает волпы (рис. 3.14). Ширина диаграммы направленности диэлектрической антенны зависит от длины стержня. Антенпа с более длинным стержнем имеет более узкую диаграмму направленности. Например, при длине стержня 5Х ширина диаграммы около 30°.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	В каком случае отрезок разомкнутой линии длиной л/4 начинает излучать радиоволны?
2.	С помощью эквивалентной схемы полуволнового вибратора объясните процесс возникновения колебаний в вибраторе.
3.	Покажите диаграмму направленности четвертьволнового вибратора в полярной системе координат в вертикальной и горизонтальной плоскостях.
4.	Объясните физический смысл сопротивления излучения.
5.	Какова величина входного сопротивления вибратора, если питающий его генератор включен в узел тока?
6.	Каким образом можно увеличить действующую высоту антенны?
7.	Укажите способы настройки антенн
8.	Какое влияние оказывает земля на направленные свойства антенны?
9.	Как нужно запитать и па каком расстоянии друг от друга расположить два вибратора, чтобы излучение было только в одном направлении?
10.	Имеет ли значение, на какой стейке и в каком месте вырезать щель в волноводе?
11.	Будет ли принимать сигналы вертикальный четвертьволновый вибратор с вертолета, который находится точно над ннм?
12.	От чего зависит ширина диаграммы направленности параболического зеркала, рупора, диэлектрической антенны.
13.	Можно ли использовать параболическое зеркало для приема длинных волн?
82
3.5.	ФАКТОРЫ, ВЛИЯЮЩИЕ
НА РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
Условия распространения радиоволн определяются свойствами атмосферы, космоса, земли н различны для волн разных диапазонов. В любой реальной среде (воздухе, земле, воде) есть огромное количество нейтральных и заряженных частиц — атомов, молекул, электронов и ионов, поэтому, когда появляется электромагнитное поле, заряженные частицы начинают колебаться с частотой этого поля, т. е. получают дополнительную энергию. В результате увеличивается скорость их движения, вероятность столкновения с другими частицами, что приводит к повышению температуры вещества. Часть энергии радиоволн расходуется на нагревание окружающего воздуха, земли, воды, и напряженность поля по мере удаления от передатчика становится меньше. Ее можно подсчитать по формуле
где Ет — амплитуда напряженности поля, В/м; Р — мощность излучения антенной, Вт; R — расстояние от антенны, м.
Из приведенного выражения следует, что напряженность поля увеличивается с повышением мощности излучения, но в меньшее число раз. Например, если мощность излучения увеличилась в 9 раз, то напряженность — всего лишь в 3 раза, т. е. дальность действия утраивается. Излученные антенной волны расходятся во всех направлениях, но их распространение ограничивается, с одной стороны, поверхностью земли, а с другой — поверхностью ионосферы, т. е. волны распространяются по своеобразному коридору тремя путями (рис. 3.15): огибанием поверхности земли (а),
Рнс. 3.16. Зависимости напряжения поля различных длин волн от расстояния от антенны
Штриховой линией показаны уровни сигнала, необходимые для телефонной связи днем и ночью
отражением от поверхности земли (б) и отражением от ионосферы (в). Волны, распространяющиеся вдоль земной поверхности, называются поверхностными. Они состоят из прямой волны, огибающей поверхность земли, и волны, отраженной от земной поверхности. Волна отраженная от ионосферы, называется пространственной.
Земля обладает свойствами полупроводящей среды, причем величина потерь энергии в земле в очень сильной степени зависит от частоты проходящей волны и сопротивления почвы электрическому току. По мере роста частоты колебаний увеличиваются потери энергии в земле, которые хорошо заметны на более коротких волнах. На рис. 3.16 показана зависимость напряженности поля различных длин волн от расстояния от антенны. В данном случае антенна представляет собой штырь высотой 10 м, излучающий мощность 1 Вт. Из графика следует, что дальность радиосвязи днем на волне 300 м примерно равна 120 км, а на волне 200 м — 80 км. Ночью уровень помех увеличивается, дальность связи уменьшается, поэтому требуется большая напряженность поля.
На затухание поверхностной волны большое влияние также оказывает характер почвы. Над поверхностью моря дальность свя-84
зи обычно больше, чем над сушей. При прохождении радиоволн над каменистой или песчаной пустыней напряженность поля уменьшается, а если радиоволны распространяются вдоль равнины с влажной почвой, то напряженность поля увеличивается. На степень затухания пространственных волн оказывают влияние характер местности (равнина, среднепересечеиная, лесной массив, гористая), время года и ряд других факторов.
Необходимо отметить, что на распространение радиоволн оказывают влияние все слои атмосферы: тропосфера (нижний, наиболее плотный слой атмосферы, верхняя граница которой находится на высоте 10... 12 км), стратосфера (высота 60... 80 км) и ионосфера (высоты свыше 60 км). Тропосфера влияет на дальность распространения волн УКВ диапазона, стратосфера — на сверхдлинные волны, а влияние ионосферы оказывается наиболее всеобъемлющим.
Ионосфера характеризуется малой плотностью газа и большой концентрацией электронов и ионов, образованных из нейтральных молекул под действием солнечной радиации. Ионосфера состоит из нескольких слоев — D, Е, F, расположенных на различной высоте и имеющих различную концентрацию ионов (рис. 3.17). Наибольшая плотность ионов на высоте 300... 400 км, т. е. в слое F. Зимой и ночью, когда освещенность уменьшается, плотность ионов становится меньше и максимумы плотности слоев перемещаются выше. В различных точках земного шара в один и тот же момент освещенность разная, поэтому распределение ионизированных слоев по земному шару неравномерное и нерегулярное.
Степень ионизации зависит не только от времени года и времени суток. Она связана также с периодическими изменениями активности излучения солнца, которые наблюдаются каждые 11 лет и проявляются в виде темных пятен на солнце — очагов интенсивного излучения.
Рис. 3.17. Слои ионосферы
Радиоволна, проходя через ионосферу, частично отражается, а частично поглощается, но потери энергии в ионосфере значительно меныпне, чем вдоль поверхности земли. Количество отраженной энергии зависит от частоты излучения, атмосферных, географических факторов, а также от угла, под которым радиоволна подходит к ионизированному слою.
3.6.	РАСПРОСТРАНЕНИЕ СВЕРХДЛИННЫХ И ДЛИННЫХ ВОЛН
Сверхдлинные волны СДВ охватывают диапазон 7.= 10.. 100 км, а длинные ДВ л=1... 10 км. В значениях частоты это будут соответственно диапазоны: на сверхдлинных /=3... 30 кГц; па длинных f=30...300 кГц. Самые благоприятные условия для распро странения СДВ и ДВ создаются поверхностной волной, так как малы потери энергии в земной поверхности.
Вода морен и океанов, а также влажная почва являются для СДВ и ДВ хорошим проводником, поэтому при 7^=20 — 30 км возможна связь с подводными лодками на глубине несколько десятков метров. Очень важным свойством волн этих диапазонов является способность огибать земную поверхность и всякие препятствия (дифракция), что в значительной степени облегчает условия приема, например па гористой местности, и увеличивает дальность радиосвязи (рис. 3.18).
Вместе с тем волны СДВ и ДВ распространяются также и пространственной волной, так как электропроводимость ионосферы уже в нижних слоях D и Е для них достаточно велика. При передачах в дневное время отражение в основном происходит от слоя D, а в ночное — от слоя Е. Па расстояния до 300 ...400 км СДВ и ДВ распространяются только поверхностной волной, на трассах до 700... 1000 км энергия радиоволн переносится как пространственной, так и поверхностной волной, причем доля участия обеих волн в этом процессе приблизительно одинакова. На очень большие расстояния, вплоть до 20 000 км, ионосферные волны распространяются как бы в гигантском волноводе, стенками ко-торого являются нижние слои ионосферы, с одной стороны, и полупроводящая земная поверхность — с другой.
Проводящие свойства земной
Рис. 3,18. Явление дифракции для поверхности, а также слоев D и воли различной длины	Е не столь сильно зависят от
внешних факторов, как верхние слои ионосферы, поэтому условия распространения СДВ и ДВ достаточно стабильные, что является важным преимуществом этих волн. Второе преимущество — дальность действия, однако для связи на большие расстояния требуются очень мощные передатчики (до мегаватт) и больших размеров антенны.
Существенным недостатком СДВ и ДВ является невозможность их использования для передачи сигналов с широким спектром, например частотно-модулированных, импульсных. Постоянство напряженности поля в пункте приема в любое время суток и года определило применение СДВ и ДВ в аварийной службе, при передаче точных сигналов времени, в дальней радионавигации.
3.7.	РАСПРОСТРАНЕНИЕ СРЕДНИХ ВОЛН
Средние волны СВ занимают диапазон Z,= 100... 1000 м (f = = 300...3000 кГц). В отличие от ДВ они больше поглощаются земной поверхностью и глубже проникают в ионосферу. Средние волны в дневное время, отражаясь от слоя Е, дважды проходят слой D, который часто называют дневным слоем, что приводит к большим потерям энергии. В ночное время, когда слоя D нет, условия распространения СВ ионосферными лучами улучшаются, и тогда дальность приема увеличивается.
В дневные часы СВ являются только поверхностными и дальность распространения над сушей до 500 км, а ночью па значительных расстояниях от передатчика — до нескольких тысяч километров можно принимать и пространственные волны. На СВ значительно слабее, чем на DB, проявляется свойство дифракции, что также уменьшает дальность передачи.
На средних волнах в достаточном удалении от передатчика наблюдается явление замирания сигнала, называемое ближним федингом. Суть этого явления заключается в том, что в какой-то точке приема поверхностная и пространственная волны интерферируют с переменным сдвигом по фазе, который образуется за счет различных расстояний, проходимых пространственной и поверхностной волнами от передатчика до приемника. Длина лучей ионосферной волны меняется в слое Е, поэтому разность хода пространственной и поверхностных волн тоже принимает различные значения, и, когда она становится равной ?./2 волны, складываясь в противофазе, компенсируют друг друга. Это явление замирания особенно ощутимо в коротковолновой части диапазона СВ. На средних волнах наблюдается еще явление дальнего фединга, при котором интерферируют две пространственные волны. Для устранения вредного явления замирания применяют следующие меры: одновременный прием на антенны, разнесенные на большие расстояния, повышение мощности излучения и др.
Средние волны применяются для радиовещания, радионавига ции и пеленгации, для связи на небольшие расстояния.
3.8.	РАСПРОСТРАНЕНИЕ КОРОТКИХ ВОЛН
На коротких волнах КВ (Z,= 10... 100 м, f=3... 30 МГц) увеличиваются потери поверхностных волн, так как растет глубина их проникновения в землю и уменьшаются потери пространственных волн. Явление дифракции проявляется еще слабее, чем на СВ. Поэтому передача энергии на КВ осуществляется в основном пространственной волной, которая может обеспечить дальность передачи на 10 ...20 тыс. км при сравнительно небольшой мощности передатчика, в то время как поверхностная волна может распространяться всего лишь на несколько десятков километров. Механизм распространения пространственной волны таков, что, попеременно отражаясь то от ионосферы, то от поверхности земли (рис. 3.19), волны могут приходить из точки А в точку Б, отразившись от ионосферы один раз /, дважды 2, трижды 3 или многократно 4.
При таком распространении волн возможны более частые замирания сигнала (дальний фединг), чем на СВ, и явления радиоэха. Радиоэхо — это многократный прием сигнала в результате одноразового или многоразового отражения его от ионосферы. Потери на пути следования таких пространственных волн небольшие, поэтому вторичная волна в месте приема может оказаться достаточно интенсивной и ухудшить связь для всех видов сигналов. Попадая на неровности земной поверхности, отраженные от ионосферы волны частично рассеиваются, и возможен случай, когда часть рассеиваемой энергии возвращается обратно к передат
Рис. 3.19. Распространение пространственной волны в КВ диапазоне 88
Ионосфера.
Рис. 3.20. Зона молчания
чику (эффект Кабанова). Энергия этих волн невелика, но иногда они используются в радиолокации для наблюдения за объектами, расположенными за линией горизонта.
Большим недостатком связи на КВ является также наличие зоны молчания (рис. 3.20). В зоне молчания на достаточно близком расстоянии от передатчика сигнал не прослушивается, хотя на более дальнем расстоянии осуществляется нормальный прием. Зона молчания определяется границей, за которой прекращается действие поверхностной волны, и второй границей, за которой начинается прием пространственной волны. Связь посредством пространственной волны может быть неустойчива во всем диапазоне, поскольку плотность ионизированного слоя меняется. Коротковолновый передатчик должен иметь несколько рабочих частот, волну выбирают по специальным графикам, которые учитывают время суток, время года, солнечную активность и расстояние между корреспондентами. В дневное время применяются наиболее короткие-волны диапазона (10... 25 м); для ночных передач па дальние расстояния используется более длинноволновая часть диапазона (40 ...100 м).
Перечисленные особенности распространения КВ, среди которых главной является обеспечение связи на больших расстояниях при незначительной мощности передатчика, а также широкий диапазон частот позволяют использовать КВ для дальнего радиовещания, дальней радиосвязи с самолетами и морскими судами и в загоризонтной радиолокации.
3.9.	РАСПРОСТРАНЕНИЕ
УЛЬТРАКОРОТКИХ ВОЛН
Диапазон УКВ подразделяется на волны следующих поддиапазонов: метровые (1=10... 1 м, /=30... 300 МГц), дециметровые-(1=10... 1 дм, /=300...3000 МГц), сантиметровые (1=10... 1 см, /=3„.30 ГГц), миллиметровые (1=10...! мм, /=30...300 ГГц),, субмиллиметровые (1=1...0,5 мм, /=300...6000 ГГц). По своим физическим свойствам УКВ приближаются к световым волнам, они не обладают дифракцией, поэтому устойчивая радиосвязь наблюдается в пределах прямой видимости (АВ, рис. 3.21).
 Увеличить дальность действия УКВ можно, располагая передающую и приемную антенны по возможности выше, т. е. увеличивая ht и /г2 (рис. 3.21). Если hi и h2 измеряются в метрах, то расстояние предельной прямой видимости в километрах вычисляется Во формуле
АВ = 3,57 (УТ^ 4- УЪ).
Рис. 3.21. Пути распространения УКВ
Высота башен для антенн важнейших радиорелейных линий достигает 100 м, а высота телевизионной Останкинской башн i равна 540 м.
Дальность может быть увеличена почти на 15% за счет явлений тропосферной рефракции (преломления), так как за счет рефракции волны могут огибать поверхность земли (АСВ на рис. 3.21) или изменять свою траекторию (ADEFN на рис. 3.21).
В пространстве, ограниченном снизу земной поверхностью, а сверху — слоем тропосферы, образуется своеобразный атмосферный волновод, расстояние между «стенками» которого порядка нескольких десятков метров (рис. 3.22). Волны с 7.<1 м распространяются по такому волноводу путем многократного отражения от тропосферы и земли, дальность связи увеличивается во много раз и достигает сотой и тысяч километров. Однако явление это случайное, поэтому при проектировании радиолинии не рассчитывают на увеличение радиосвязи за счет атмосферных волноводов.
Рис. 3.22. Траектория УКВ в атмосферном волноводе
Рис. 3.23. Рассеяние радиоволн па неоднородностях тропосферы
•90
Дальность радиосвязи может быть увеличена за счет неоднородностей тропосферы, которые рассеивают приходящие на них ролны (рис. 3.23). Неоднородностями могут быть" капельные образования дождя, снега, тумана. Радиолинии тропосферного рассеяния используются больше всего на дециметровых и частично на сантиметровых волнах, в то время как для более длинных волн тропосфера практически прозрачна.
При распространении УКВ используется также рассеяние волн ионосферой. Созданы ионосферные линии радиосвязи, которые обеспечивают дальность действия до 2500 км, т. е. больше, чем тропосферные.
Благодаря усиленному освоению в последние десятилетия УКВ диапазона улучшилась работа радионавигационных и радиолокационных служб как на земле, так и в воздухе, стали возможными дальние передачи радио- и телепрограмм через искусственные спутники — ретрансляторы. Осуществляются с земли управление космическими кораблями и связь с космонавтами. Все это требует установки на космических кораблях радиосредств разных диапазонов— КВ п УКВ, по наиболее важная часть радиоднапазона для космической связи лежит в пределах ~ 1000... 10 000 МГц (сантиметровые и миллиметровые волны). Для связи по линиям космос— космос, т. е. без участия земли, могут использоваться миллиметровые, субмиллиметровые п даже оптические волны, создаваемые лазерными установками. Это открывает большие перспективы в использовании радиолиний при межпланетных полетах, в радиоастрономии.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Почему длинные волны используются для передачи сигналов точного времени, метеосводок, аварийных сигналов?
2.	Что такое поверхностная и пространственная волна?
3.	Объясните явление интерференции, дифракции, рефракции.
4.	От чего зависит дальность радиопередач на средних волнах?
5.	Объясните явление «замирания».
6.	Почему короткие волны распространяются на большие расстояния, чем Средние волны?
7.	Чем вызвана «зона молчания» на КВ?
8.	Поясните суть эффекта Кабанова и радиоэха.
9.	Область использования КВ.
10.	Почему передатчик, работающий на КВ, должен иметь пескотько рабочих частот?
11.	Какую полосу частот охватывает УКВ диапазон?
12.	Объясните, как влияет тропосфера па распространение УКВ.
13.	Почему длительное время радиолинии на УКВ использовались только ® пределах прямой видимости?
14.	Что позволяет использовать УКВ в радиолокации, радионавигации, радиоастрономии и для связи с космосом?
15.	Перспективы практического использования радиолиний, работающих «з УКВ.
91
Глава 4. УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
4.1.	ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
Назначение. Усилителем называется устройство, дающее возможность получить на выходе электрические колебания большей мощности по сравнению с колебаниями, поступающими на вход. При этом желательно, чтобы форма сигнала па выходе повторяла форму сигнала на входе. В общем виде усилитель можно представить как активный четырехполюсник, на вход которого подается усиливаемый сигнал, а к выходу подсоединяется нагрузка (рис. 4.1).
Активный четырехполюсник, каковым является усилитель, в отличие от пассивного четырехполюсника (колебательного контура, трансформатора) имеет на нагрузке большую мощность, чем па входе, за счет того, что расходуется энергия источника питания, а входной сигнал только управляет ею. В пассивных четырехполюсниках ток или напряжение па выходе могут быть больше, чем на входе, по мощность при этом не увеличивается, т. е. фундаментальный закон сохранения энергии нигде не нарушается. В качг стве усилительных элементов могу г использоваться биполярные и полевые транзисторы, микросхемы, а в случае необходимости по лучения значительных мощностей (папрнмер, в выходных каскадах передатчика) — электровакуумные лампы.
В большинстве случаев усилитель, собранный на одном активном элементе, не может обеспечить заданного коэффициента усн-
Рис. 4.1.’ Структурная схема усили
теля

Рис. 4.2. Структурная схема многокаскадного усилителя
Каскады предварительного усиления
дения, поэтому современные усилители являются, как правило, многокаскадными. Каскадом называется усилительный элемент в совокупности с нагрузочным сопротивлением, элементами питания и элементами, обеспечивающими связь данного каскада с последующим или с внешней нагрузкой. На рис. 4.2 показан многокаскадный усилитель, состоящий из каскада предварительного усиления и оконечного или выходного каскада. Усилители — одни из самых широко применяемых радиоустройств, их используют в Приемниках н передатчиках, измерительной аппаратуре, радиолокационных и радионавигационных станциях, в устройствах записи И воспроизведения звука, в телемеханике, автоматике, вычислительной технике, бытовой аппаратуре и т. д.
Классификация. Усилители классифицируют по различным признакам: по назначению, виду усиливаемых сигналов, полосе усиливаемых частот и разновидности используемых элементов. По назначению усилители делятся на телевизионные, радиолокационные, широковещательные, измерительные и т. д., т. е. этот признак группы определяется устройством, в котором используется усилитель. К этой же группе относятся усилители напряжения, тока и мощности. Все они в конечном итоге усиливают мощность, но в усилителях напряжения увеличение мощности происходит за счет увеличения напряжения, в усилителях тока — за счет увеличения тока.
В зависимости от вида усиливаемых колебаний усилители бывают: гармонических сигналов и импульсных (видео- и радиоимпульсов).
К усилителям гармонических сигналов относятся микрофонные, магнитофонные, измерительные усилители воспроизведения грамзаписи и др.
Импульсные усилители используются в радиолокации, телевидении, в телеграфии, вычислительной технике и т. д.
Одним из главных классификационных признаков является полоса частот, в пределах которой усилитель может удовлетворительно работать. Усилители этой группы можно разделить на следующие основные типы.
1.	Усилители звуковой частоты УЗЧ предназначены для усиления непрерывных сигналов звукового диапазона, частоты которых лежат в пределах 20... 20 000 Гц. Для этих усилителей характерно очень большое отношение верхней частоты к нижней частоте полосы пропускания: в радиовещании это отношение приблизительно равняется ста, а в телевидении — несколько десятков тысяч раз.
2.	Усилители высокой или радиочастоты УРЧ, предназначенные для усиления сигналов радиочастот. Широкое применение танке усилители нашли в радиоприемных и радиопередающих устройствах; их полоса пропускания располагается около некоторой Центральной частоты и может меняться в широких пределах.
3.	Узкополосные (избирательные) усилители — усиливают сиг. налы в очень узкой полосе частот, соотношение верхней и нижней частот полосы пропускания немногим больше единицы. Эти усч-лители усиливают сигналы различных диапазонов и выступают з качестве свеобразпых частотных фильтров, выделяющих или подавляющих определенный спектр частот.
В качестве нагрузки узкополосных усилителей используются чаще всего колебательные контура, в связи с этим их иногда щ -зывают резонансными.
4.	Широкополосные усилители имеют очень большую полосу пропускания — от нескольких килогерц до нескольких мегагерц й используются для усиления сигналов с широким частотным спектром, например видеоимпульсов, поэтому их иногда называют вч-деоус пл и тел я м и.
5.	Усилители постоянного тока УПТ усиливают сколь угодно медленно меняющиеся электрические сигналы, начиная с таких, у которых частота равна пулю (постоянный ток), при этом верхняя частота диапазона может достигать десятков и сотен килогерц. Такие усилители позволяют усиливать как постоянные, так и переменные составляющие сигналов и используются в измер!  тельной аппаратуре, выичелительной технике и т. д. В качестве ак тивных элементов в усилителях могут использоваться: электровакуумные лампы, биполярные и полевые транзисторы, микросхемы.
Основные технические показатели. Коэффициент усиления уси-  литсля является его важнейшей характеристикой. Он показывает, во сколько раз напряжение, ток или мощность на выходе усилителя больше напряжения, тока или мощности на входе усилителя. Соответственно этому различают следующие коэффициенты усиления:
коэффициент усиления напряжения Ku = UBuxJUbx;
коэффициент усиления тока /С/=7ВЫх/7Вх;
Коэффициент усиления мощности Кр = Рвых/Рвх.
В многокаскадном усилителе, где коэффициенты усиления каждого каскада Ki, К2, К?.. К«, общее усиление определяется
Кобш = Х'Л2Лгз...Кп.	(4.1)
При большом числе каскадов коэффициент усиления получается слишком громоздким, поэтому в усилительной технике очень часто коэффициент усиления исчисляют в логарифмических единицах— децибелах. Коэффициент усиления по мощности Кр[дБ1= = I0IgK₽.
Учитывая, что мощность пропорциональна квадрату напряжения или тока, выражения для коэффициентов усиления по напряжению и току имеют вид
Ки [дБ] = 201g Ки; К, [дБ] = 201g Kt.
94
Известно, что логарифм произведения равен сумме логарифмов, поэтому общий коэффициент усиления в децибелах многокаскадного усилителя выражается формулой
Ко6щ [дБ] = [дБ] + К2[дБ] + К3 [дБ] + ... + Кп [ДБ].	(4.2)
Номинальная выходная мощность—это максимальная мощность в нагрузке, при которой искажения сигнала на выходе не превышают допустимой величины.
Чувствительность усилителя определяется минимальным уровнем сигнала на входе, при котором обеспечивается поминальная мощность на выходе. Чувствительность усилителя по напряжению можно вычислить, пользуясь зависимостью 17вых=/(t/Bx) — амплитудной характеристикой усилителя (рис. 4.3).
Рабочий диапазон частот — ряд частот, в пределах которого коэффициент усиления изменяется не более чем эго допустимо по техническим условиям на данный усилитель. Допустимые изменения коэффициента усиления составляют обычно 1... 3 дБ.
Коэффициент полезного действия учитывается при рассмотрении усилителей средней и большой мощности, так как он оценивает их экономичность. Этот показатель представляет отношение полезной мощности, выделяемой в нагрузке, к мощности, потребляемой усилителем от источника питания:
^ = (РВых/Ро)-ЮОо/0.
Рис. 4.3. Амплитудная характеристика усилителя
Рис. 4.4. Эквивалентная схема усилителя
95
Входное сопротивление усилителя определяется между клеммами 1—1 на входе усилителя (рис. 4.4):
^?вх == Е7ВХ//ВХ,
а выходное сопротивление — между клеммами 2—2 на выходе усилителя при отключенной нагрузке.
На эквивалентной схеме источник входного сигнала показан в виде генератора с ЭДС ЕВх и внутренним сопротивлением со стороны выхода усилитель представлен источником напряжения с ЭДС Евых и внутренним сопротивлением Е?вых, причем нагрузкой усилителя может быть не только потребитель, но и входное сопротивление следующего каскада.
Таким образом, усилитель представляет собой нагрузку для источника сигнала и одновременно сам является источником сигнала для сопротивления нагрузки.
В зависимости от соотношения внутреннего сопротивления источника Ri и входного сопротивления RBX, а также соотношения /?вых и 7?н усилитель может работать в режиме усиления тока (/?вх<С/?£ и /?н</?вых), усиления напряжения (RBX^>R, и /?н»Явых) и усиления мощности (RBX~Ri и Е?н~/?вых).
Искажения в усилителях. При усилении сигнала могут возникать нелинейные, частотные и фазовые искажения.
Нелинейные искажения проявляются в том, что форма сигнала на выходе усилителя или отдельного каскада, если усилитель многокаскадный, не повторяет форму входного сигнала. Нелинейные искажения возникают из-за нелинейности вольт-амперной характеристики усилительного элемента, а также характеристик намагничивания трансформаторов или дросселей с сердечниками. Если на вход усилителя, собранного на биполярном транзисторе, поступает синусоидальный сигнал с частотой f (рис. 4.5), то из-за нелинейности входной характеристики транзистора форма тока во входной цепи отличается от синусоидальной. Известно, что такую форму тока, пользуясь преобразованием Фурье, можно представить рядом гармонических составляющих с частотами f, 2f, 3f, 4f и т. д. На рис. 4.5 показаны первые три гармоники тока, являющиеся основными составляющими несинусоидального колебания. Нелинейные искажения появляются также и в выходной цепи биполярного транзистора из-за нелинейности его выходной характеристики. Если усилитель собран на полевом транзисторе или электровакуумной лампе, то причиной нелинейных искажений является нелинейность их вольт-амперных характеристик. Чем заметнее форма сигнала на выходе отличается от формы сигнала на входе, т. е. чем больше содержание высших гармоник в выходном сигнале, тем существеннее нелинейные искажения. Количественно нели-96
Рис. 4.5. Графики, поясняющие возникновение нечнпсйных искажений во входной цепи биполярного транзистора:
1 — перввя гармоника; 2— вторая гармоника; 3— третья гармоника
нейные искажения оцениваются коэффициентом нелинейных искажений (коэффициентом гармоник)
Аг = УР2 + Р3+ ... + PJP,.	(4.3)
где Р2+Р3+ — +Рп — сумма мощностей, выделяемых на нагрузке высшими гармониками, появившимися в результате нелинейного усиления; Pi—мощность первой (рабочей) гармоники.
Если нагрузка имеет одно и то же сопротивление для всех гармонических составляющих, то коэффициент гармоник можно определить еще по двум формулам:
К = ]Л|+/£+•••+ '2//,;
*7 = у +
где Ii, /2, h — амплитудные (действующие) значения первой, второй, третьей и т. д. гармоник тока на выходе; U\, U2, U3— амплитудные (действующие) значения первой, второй, третьей и т. д. гармоник напряжения на выходе.
7—1140	97
Если усилитель многокаскадный, то общий коэффициент нелинейных искажений приближенно можно определить как сумму коэффициентов нелинейных искажений отдельных каскадов:
Лг.общ — Л’г! + КГ2 + ^гЗ + ••• +	‘	(4-4)
Обычно коэффициент нелинейных искажений выражают в процентах, а его допустимая величина зависит от назначения усилителя. В усилителях звуковых частот среднего качества Кг~ = 5...8%, а в усилителях, используемых в измерительной аппаратуре, Кт составляет десятые доли процента.
Частотные искажения, вносимые усилителем, определяются видом его амплитудно-частотной характеристики, представляющей зависимость коэффициента усиления от частоты во всем диапазоне частот усиливаемых сигналов. В зависимости от назначения усилителя, его элементной базы вид частотной характеристики может быть различным, как, например, на рис. 4.6.
Однако усиление в большинстве усилителей звуковой частоты должно быть по возможности равномерным в пределах заданного рабочего диапазона частот. Непостоянство коэффициента усиления объясняется наличием в схеме усилителя различных реактивных
элементов, сопротивления которых частотозависимы, и приводит к появлению частотных искажений, изменяющих тембр звука. На рис. 4.6 показаны идеальная и реальная АЧХ. Следует обратить
внимание, что при построении таких характеристик по горизонтальной оси удобнее откладывать частоту не в линейном, а в логарифмическом масштабе (для каждой частоты по оси откладывается величина lgf, а подписывается значение частоты). Количественно частотные искажения оцениваются коэффициентом частотных искажений М, равным отношению коэффициента усиления на средних частотах КсР к коэффициенту усиления на данной частоте Kf.
M = Kcp/Kf.	(4.5)
Обычно наибольшие частотные искажения возникают на границах диапазона нижних fK и верхних fe частот. В этом случае
Рис. 4.6. Амплитудно-частотная характеристика усилителя (АЧХ) 98
коэффициенты частотных искажений
А4Н = ^Р/Л'Н;
Л4В = Кср/Кв,
где К» и Кв —коэффициенты усиления соответственно па нижних и верхних
частотах диапазона.
Если Л4> 1, то в рассматриваемой области частотная характеристика имеет завал, а если М<1—то подъем. Установлено, что изменение силы звука на 15...20% человеческим ухом не воспринимается, поэтому для усилителей звуковых частот допустимое значение коэффициента частотных искажений лежит в пределах 0,8<сЛ4с1,25, а для усилителей контрольно-измерительной аппаратуры допустимые искажения определяются требуемой точностью измерения и могут равняться десятым и даже сотым долям де-цебела.
Коэффициент частотных искажений многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов частотных искажений отдельных каскадов:
Мо6ш = М1М2М3, .... Мп.
(4.6)
Часто коэффициент частотных искажений выражают в децибелах:
7И [дБ] = 20 Ig АГ.
(4.7)
Фазовые искажения появляются в усилителе за счет сдвига фаз между входным и выходным сигналами. Величина фазовых искажений определяется реактивными элементами схемы, а поворот фазы самим усилительным элементом не учитывается. Оцениваются фазовые искажения по фазочастотной характеристике усилителя, представляющей зависимость угла сдвига фаз <р между
входным и выходным напряжениями усилителя от частоты (рис. 4.7).
Понятие фазовых искажений относится лишь к сложному сигналу, состоящему из ряда гармонических составляющих, между которыми существуют определенные фазовые соотношения. Если
при прохождении через усилитель время запаздывания для всех гармоник одинаково, то фазовые соотношения между ними сохраняются и форма сигнала на выходе повторяет форму входного сигнала. Этот случай соответствует идеальной фазочастотной характеристике. В реальной ситуации время запаздывания для всех
Составляющих сигнала различно, фазовые соотношения между ними нарушаются и форма выходного
сигнала отличается от формы входного.
В многокаскадном усилителе фазовый сдвиг между сигналом, подаваемым на вход первого каскада Усилителя, и сигналом, снимаемым с последнего каскада, определяется суммой фазовых сдвигов в отдельных каскадах:
Рис. 4.7. Фазочастотная характеристика усилителя
7*
?общ — 4*Т2Н“?3 4“ ••• + Vn-
99
Эти искажения не ухудшают качества звукового воспроизведения сигнала, так как слух человека не обнаруживает изменений в фазовых соотношениях отдельных звуковых колебаний. Но при приеме телевизионного изображения импульсных сигналов фазовые искажения портят изображение п с ними приходится считаться.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	В чем суть управляющего действия усилительного элемента?
2.	Может ли усилить мощность повышающий трансформатор?
3.	Может ли усилить синусоидальный сигнал частотой 50 Гц усилитель постоянного тока?
4.	Во сколько раз увеличится напряжение на выходе усилителя, если усиление возрастет па 40 дБ?
5.	Чем отличаются схемы усилителя тока и усилителя напряжения?
6.	Мощность, потребляемая от источника питания, 4 Вт; КПД г]=0,8; £^вых='-3 В. Определить сопротивление нагрузки усилители.
7.	Объясните появление нелинейных искажений в транзисторном усилителе за счет его выходных характеристик.
8.	Усилитель имеет коэффициент нелинейных искажений Кг—8%. Что это означает?
9.	Усилитель состоит нз четырех каскадов усиления, каждый из первых двух каскадов имеет коэффициент усиления, равный 30; коэффициент усиления предоконечной ступени равен 20, а конечной —10. Определите коэффнциен усиления всего усилителя.
10.	Зависит ли величина нелинейных искажений от амплитуды входного сигнала?
II.	Определите общее усиление трехкаскадного усилителя в дБ, если Ки— = 20, Кия—80; Кьз = 40.
12.	Покажите вид частотной характеристики усилителя постояного тока.
13.	На частоте f„ Кв—5; Мв=4 дБ. Определите коэффициент усиления усилителя для средних частот.
14.	В каких случаях необходимо учитывать фазовые искажения усилителей, а в каких нет?
4.2. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ звуковой частоты
Общие сведения. Назначением каждого усилителя в конечном итоге является обеспечение на сопротивлении нагрузки сигнала необходимой мощности. Источниками сигнала в УЗЧ могут яв литься такие устройства, как детектор, звукосниматель, микрофон, термопара с преобразователем постоянного тока в переменный, фотоэлемент, всевозможные датчики и т. д. Напряжение па входе усилителя может изменяться в широких пределах в зависимости от источника сигнала — от долей микровольта до нескольких вольт. Например, современные микрофоны выдают на выходе напряжение от 1 до 3 мВ, а .напряжение, получаемое с фотоэлемента, не превышает нескольких микровольт. Очевидно, что подавать столь слабые сигналы непосредственно на усилитель мощности не 100
меет смысла, так как они не смогут обеспечить в выходных цепях существенного увеличения тока, а следовательно, и выходной мощности. В связи с этим УЗЧ, как правило, являются многокаскадными (см. рис. 4.2), состоящими из каскадов предварительного усиления и оконечного каскада. Назначением каскадов предварительного усиления является усиление тока или напряжения, создаваемого источником сигнала, до величины, необходимой для додачи на вход мощного оконечного каскада.
Каскады предварительного усиления могут выполняться на-биполярных, полевых транзисторах, электронных лампах, интегральных микросхемах. Современные УЗЧ в микроисполнении отличаются от дискретных аналогов в основном конструктивнотехнологическими особенностями, а схемные решения практически остаются теми же и прннципальных отличий не имеют. Работа каскадов предварительного усиления характеризуется коэффициентом усиления (по напряжению, току или мощности), амплитудно-частотной характеристикой, фазочастотной характеристикой и стабильностью работы во времени. Коэффициент нелинейных искажений существенного значения не имеет, если уровень входного сигнала небольшой, и усилитель работает в режиме класса А. Как известно, в этом случае используются нелинейные участки входной и выходной характеристик усилительного элемента. Если же уровень входного сигнала велик (превышает несколько десятых вольта для транзисторного каскада и 2...3 В — для лампового)» то расчет коэффициента нелинейных искажении необходим.
В предварительных усилителях первые каскады заслуживают особого внимания. Поскольку амплитуда сигнала, приходящего на вход, как правило, мала, уровень собственных шумов усилителя должен быть незначительным н меньше по величине уровня полезного сигнала. Вход первого каскада усилителя должен быть согласован с выходом источника сигнала. В качестве согласующего устройства может использоваться понижающий трансформатор (если /?и>/?вх1), повышающий трансформатор (если /?и</?Вх1), эмиттерный, катодный или истоковый повторители, имеющие большое входное сопротивление. Если сопротивление источника и входное сопротивление первого каскада одного порядка, то согласующее устройство можно не включать. Предварительные каскады классифицируют по виду нагрузки в выходной цепи усилительного элемента. Наибольшее применение получили каскады, нагрузкой которых является резистор.
Резисторные каскады ПУНЗЧ. Принципиальные электрические схемы резисторных каскадов на биполярном и полевом трапзисто-
6)
Рис. 4.8. Схемы электрические принципиальные на биполярном (а) и полевом (б) транзисторах
рах показаны на рис. 4.8. В приведенных схемах используется резисторно-емкостная связь между каскадами. В схеме усилителя на биполярном транзисторе Ср1 предохраняет источник сигнала от попадания на него постоянного напряжения. Разделительный кон денсатор СР2 препятствует прохождению постоянной составляющей тока из выходной цепи на вход следующего каскада, но пропускает переменную составляющую усиленного сигнала. С помощью резисторов /?дь /?д2, /?дз, подается фиксированное смещение на базе транзисторов, обеспечивают автоматическое смещение и 102
мпературную стабилизацию токов транзисторов. Резистор /?к , ужит для подачи на коллектор напряжения питания и выделения усиленного полезного сигнала. Конденсатор Сбл предохраняет источник питания от попадания переменной составляющей.
Аналогичные элементы имеет схема усилителя на полевом транзисторе. Конденсаторы Ср выполняют такие же функции, как И в предыдущей схеме; через резисторы R3 подается напряжение смещения в цепи затвора; элементы RnCa обеспечивают постоянное автоматическое смещение на входе транзистора; на сопротивлении нагрузки Rc выделяется усиленный сигнал.
Процесс усиления схемы на биполярном транзисторе выражается определенной взаимосвязью электрических величин:
16 -> 1К —> IKRK —> (UK = Ек	= t/вых-
На рис. 4.9 дано графическое пояснение этой взаимосвязи. На входе усилителя приложено напряжение UmBX = U6m, синфаз-но с которым изменяется ток базы (под Ut> понимается разность потенциалов между базой и эмиттером). Изменение базового тока приводит к пропорциональному изменению тока в выходной коллекторной цепи транзистора /к, а следовательно, и напряжения на коллекторе, которое равно разности напряжения источника и падения напряжения на резисторе Rx. Из этого следует, что максимальному значению напряжения па входе усилителя соответствует минимальное значение напряжения на выходе, т. е. транзистор в данном случае повернул фазу входного сигнала на 180°.
Рис. 4.9. Пояснение процесса усиления сигнала для схемы с общим эмиттером: а — входная характеристика; б — выходная характеристика
В связи с этим изменение тока коллектора при изменении тока базы происходит не по статической, а по динамической характери стике, наклон которой зависит от величины сопротивления RK.
При работе усилительных каскадов, выполненных на полевом транзисторе или лампе, по динамическим характеристикам таким же образом можно определить ток стока или анодный ток.
Из построения, приведенного на рис. 4.9, можно определить следующие величины:
входное сопротивление
। ^вх “ ^max/Anax t/бт!
коэффициент усиления по напряжению
Где Um вых = (t/к max—UKtnin)/2‘, Uт d№ (Uб max—U6min)/2.
Коэффициент усиления по напряжению можно определить и по широко известной формуле ffu=SRH, где £— крутизна характеристики транзистора; RH — сопротивление нагрузки по переменному току, представляющее собой параллельное соединение RK и /?Вх.сл следующего каскада.
Для рассматриваемой схемы с ОЭ £=/121/^11, следовательно,
Kv = h2iRH/hu.
Анализируя эту формулу, можно сделать вывод, что коэффициент усиления по напряжению прямо пропорционален коэффициенту передачи по току Л2[ = р и обратно пропорционален Лц — входному сопротивлению транзистора;
коэффициент усиления по току
т= ^твых/ tmBX "= 1Кт!1бт
ИЛИ Kl = h2iRK/ (/?к + /?вх.сл);
коэффициент усиления по мощности
Кр = KvKi-	.	,
В схеме усилителя, приведенной на рис. 4.8, а, рабочая точка задается с помощью фиксированного напряжения смещения, подаваемого от источника £к через делитель напряжения /?Д(/?Д2-Сопротивление делителя можно определить из соотношений
= (£к	£/6)/(7д4~ /6);
Лд2=^б//Д.
Ток делителя обычно выбирается в пределах /д~ (2... 5)/б.
Пренебрегая малым внутренним сопротивлением источника питания, можно считать, что Rai и /?д2 включены параллельно друг другу и /?вх транзистора. Для удовлетворительной работы трапзи-104
тора необходимо, чтобы RatRaz! (Rai + R^j^Rex, т. е. делитель, образованный резисторами Rai и Ra2, должен обладать достаточно большим сопротивлением.
Разделительный конденсатор и входное сопротивление последующего каскада образуют делитель напряжения. Чтобы напряжение на входе следующего каскада значительно не уменьшалось, необходимо выдерживать соотношение 1/юСР<С/?вх.
Большое значение в работе усилителей играет стабилизация рабочей точки. Для транзисторных схем серьезным дестабилизирующим фактором является температура. Если не предусмотреть-специальных мер, то температурная нестабильность может вызвать значительные нелинейные искажения усиливаемых сигналов. Для стабилизации рабочей точки довольно часто используется схема эмиттерной стабилизации в виде элементов R3C3.
При прохождении через R3 тока эмиттера создается напряжение, которое прикладывается навстречу фиксированному прямому напряжению смещения, снимаемому с резисторов RaiRm- При увеличении температуры возрастает постоянная составляющая коллекторного, а следовательно, и эмиттерпого токов, так как 1Э = /к+/б. Увеличивается падение напряжения на R3, в результате суммарное напряжение между эмиттером и базой уменьшается, что Приводит к уменьшению тока базы, а следовательно, и тока коллектора. При уменьшении температуры ситуация будет обратная. Конденсатор С3 выбирается достаточно большой емкости (порядка десятков микрофарад) и служит для отвода переменной составляющей эмйттерного тока от резистора R3.
Существует несколько видов межкаскадпых связен: гальваническая (непосредственная), трансформаторная и емкостная. Наибольшее распространение в схемах УЗЧ с резисторной нагрузкой Случила емкостная связь.
Усилитель, состоящий из двух каскадов с емкостной связью Между ними, показан на рис. 4.8. Рассмотрим АЧХ резисторного усилителя, собранного на биполярных транзисторах. Для этого составим полную эквивалентную схему первого каскада усилителя ис. 4.10), а также эквивалентные схемы для низких, средних и
верхних частот усиливаемых сигналов (рис. 4.11), показав в этих схемах лишь те элементы, которые оказывают существенное влияние на свойства усилителя в рассматриваемом диапазоне частот. Транзистор заменяют его Т-образной эквивалентной схемой; последовательно или параллельно соединенные элементы заменяют одним эквивалентным элементом. Так, делитель напряжения R^R^ заменен одним сопротивлением Ra=RmRbs/{Rai+R)i.2), сопротивление в цепи коллектора RK\ и входное сопротивление следующего каскада Rbx-сл заменены эквивалентным сопротивлением /?н= =1/?к1/?вх.сл/(/?к+Лвх.сл); суммарная монтажная емкость и входная емкость следующего каскада в сумме представляют собой полную емкость, нагружающую каскад С0~См + СВх.сл.
Из полной эквивалентной схемы, представленной на рис. 4.10, видно, что в ее состав входят частотно-зависимые сопротивления емкостей, часть которых включена по отношению ко входу и выходу каскада последовательно (СР1 и Ср2), а часть — параллельно какому-нибудь элементу схемы (Ск, Сэ, Со). Влияние этих емкостей на уровень выходного напряжения, а следовательно, и на коэффициент усиления на различных частотах проявляется по-разному. С понижением частоты емкостное сопротивление разделительных конденсаторов CPi и Ср2 увеличивается и возрастает их влияние на работу схемы. Сопротивление (Хср ) и /?Вх.сл представляет собой делитель напряжения, и чем больше напряжения падает на (Хср ), тем меньше его прикладывается ко входу следующего каскада, т. е. в конечном итоге с уменьшением частоты коэффициент усиления уменьшается, а АЧХ падает вниз (рис. 4.12). 106
Рис. 4.12. АЧХ резисторного каскада
В то же время влиянием емкостей Ск и Со можно пренебречь, так как на низких частотах их сопротивления гораздо больше сопротивлений тех элементов, к которым они подключены параллельно. Конденсатор Сэ, как правило, выбирается большой емкости, и даже на низких частотах его сопротивление невелико и оказывается меньше сопротивления Кэ, поэтому падением переменного напряжения на R3C3
можно пренебречь. Учитывая все сказанное, эквивалентная схема резисторного усилителя для низких частот приобретает вид, показанный на рис. 4.11,а.
При переходе в область средних частот сопротивления разделительных конденсаторов Агср=1/0)ср СР уменьшаются и уже не оказывают существенного влияния па работу схемы, падением напряжения на них можно пренебречь. Сопротивления же малых емкостей Ск и Со остаются еще достаточно большими на средних частотах, и поэтому их тоже можно не учитывать. Эквивалентная схема для средних частот (рис. 4.11,6) не содержит реактивных элементов, и АЧХ в этом диапазоне имеет равномерный характер, а коэффициент усиления — максимальное значение (рис. 4.12).
При дальнейшем увеличении частоты сопротивление емкостей Хс„ =\/ывСо и Хск =1/(оБСк уменьшается, шунтируется сопротивление нагрузки и снижается коэффициент усиления транзистора. В результате АЧХ усилителя имеет завал па верхних частотах, а эквивалентная схема приобретает вид, показанный на рис. 4.11,в. Граничными частотами нижнего fH и верхнего [в диапазонов называются частоты, на которых коэффициент усиления падает в 1,4 раза по сравнению с максимальным значением, т. е. составляет 0,7Хср (рис. 4.12).
Для уменьшения завала АЧХ в области нижних частот емкость разделительного конденсатора увеличивают до десятка микрофарад, а в усилителях в микроминиатюрном исполнении вообще от нее отказываются (применяют непосредственную межкаскадную связь). Чтобы уменьшить спад АЧХ на верхних частотах, уменьшают сопротивление нагрузки или берут транзистор с более высокой граничной частотой. В особых случаях для выравнивания частотной характеристики вводят в схему усилителя элементы частотной коррекции.
Довольно равномерный вид АЧХ резисторного каскада, небольшие размеры, масса, стоимость, простота конструкции обес-
Рис. 4.13. ' Двухкаскадный транзисторный усилитель с трансформаторной связью
печили широкое использование таких усилителей в качестве пред варительных каскадов усиления. Однако низкий КПД не дает воз можности использовать их для мощного усиления.
Трансформаторные ПУНЗЧ. В многокаскадных усилителях с трасформаторной связью первичная обмотка трансформатора включается в выходную цепь каскада, а нагрузкой вторичной об мотки является либо входное сопротивление следующего каскада, либо нагрузка оконечного каскада (рис. 4.13).
Режим работы транзисторов VT’i и VT2 задается с помощью элементов Ri, Rz и R3, которые определяют местоположение рабочей точки. Для согласования сопротивления источника сигнала с входным сопротивлением VTt используется трансформатор Т1г трансформатор Т2 согласует выходное сопротивление транзистора VTi со входным сопротивлением транзистора VT2, а трансформатор Уз используется для согласования входного сопротивления транзистора VT2 с сопротивлением нагрузки.
Величины коэффициентов трансформации зависят от соотношения величин согласуемых сопротивлений. Так, трансформатор Т2 является понижающим, поскольку выходное сопротивление транзистора VTi всегда больше входного сопротивления транзистора VT2.
Коэффициент трансформации п, равный отношению числа витков вторичной обмотки W? к числу витков первичной обмотки 1^1, выбирают из расчета -Rbnxi =₽exsM2, откуда
/1 =	= ]/ /?вх2^Вых1 <С1-
Питание в коллекторную цепь транзистора подается от источника через первичную обмотку трансформатора, падение напряжения на которой незначительно и не превышает долей вольта. Благодаря этому питание коллекторной цепи можно осуществлять от источника с гораздо меньшим напряжением, чем в случае усилителя с резисторной нагрузкой, что является экономически выгодным. При небольшом падении напряжения на коллекторной на-108
грузке можно увеличить сопротивление 2?э, тем самым улучшив условия стабилизации. Трансформаторная связь дает возможность освободиться от разделительных конденсаторов, повысить коэффициент усиления каскада за счет повышающего трансформатора, а также без усложнения схемы получить симметричный выход, что бывает необходимо при сопряжении с двухтактным каскадом. К недостаткам таких усилителей можно отнести увеличение массы, размера, стоимости, значительные нелинейные искажения за счет нелинейности характеристики намагничивания стали сердечника трансформатора, а также чувствительность трансформатора к внешним магнитным полям.
Рассмотрим амплитудно-частотную характеристику трансформаторного ПУНЗЧ. Представим первый каскад усиления в виде эквивалентной схемы (рис. 4.14). В этой схеме: Ci — суммарная емкость первичной цепи, состоящая из выходной емкости транзистора Скэ, емкости монтажа первичной цепи СМ1 и распределенной емкости первичной обмотки трансформатора Cti:
— Скэ -J- СМ1 + С71;
С2 — суммарная емкость вторичной цепи трансформатора, приведенная к его первичной цепи:
С? — л2 (^«2 4” ^м2 + Ci 2),
где СВх2 — входная емкость второго каскада; Ск2 — емкость монта-□ка вторичной цепи; Ст2 — распределенная емкость вторичной обмотки трансформатора Т2\ LSi — индуктивность рассеяния первичной обмотки; L'S2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки; ri + r'2—сопротивление потерь первичной и вторичной обмоток трансформатора.
Сопротивление R'Kl—RBx2ln% —это входное сопротивление следующего каскада, пересчитанное в первичную цепь. Влияние сопротивлений потерь в трансформаторе можно учесть, пересчитав выходную проводимость транзистора hi23:
^22э — ^22» (RB + Г1 +
Рис. 4.15. Упрощенная эквивалентная схема усилителя с трансформаторной связью
ч—
Рис. 4.16. Эквивалентные сх< мы усилителя с трансформаторной связью для иижннх (а), средних (б) и верхних (в) частот
0)
Тогда эквивалентная схема упрощается и приобретает вид, показанный па рис. 4.15.
В области низких частот реактивное сопротивление емкости Со велико, а реактивное сопротивление индуктивности рассеяния Ls мало, поэтому их влиянием на работу схемы можно пренебречь.
Сопротивление индуктивности ЩыЦ) уменьшается с пониже нием частоты, шунтируя нагрузочное сопротивление /?„. поэтому на низких частотах наблюдается завал АЧХ. Эквивалентная схе ма усилителя для низких частот представлена па рис. 4.16, а, а вид АЧХ показан на рис. 4.17 (кривая I).
В области верхних частот сопротивление индуктивности Li велико, и поэтому его можно не учитывать. В этой части диапазона
Рис. 4.17. АЧХ усилителя с транс- Рис. 4.18. ИМС К2УС249 форматорной связью
ПО
ущественное влияние на работу усилителя оказывают элементы s и Со, которые образуют последовательный контур и могут вызвать резонансный подъем усиления, если последующий каскад усилителя обладает высоким входным сопротивлением (кривая 2 ца рис. 4.17). Для устранения подъема частотной характеристики вторичную обмотку трансформатора иногда шунтируют резистором (см. рнс. 4.13).
Если же входное сопротивление следующего каскада невелико, оно шунтирует емкость Со, и тогда существенное значение имеет падение напряжения на Ls, которое увеличивается с ростом частоты, а падение напряжения на нагрузке уменьшается, в результате чего наблюдается спад усиления.
В области средних частот может возникнуть резонанс в параллельном контуре, образованном элементами ЦС0. Сопротивление контура при резонансе имеет очень большое значение и чисто активно, поэтому им можно пренебречь. Эквивалентная схема для средних частот приобретает вид, показанный на рис. 4.16,6.
Резонансная частота определяется по формуле
Го=1/2луЕ^7
Общий вид АЧХ, изображенный на рис. 4.17, имеет неравномерный характер, что является недостатком ПУНЗЧ с трансформаторной связью. Однако, несмотря на отмеченные недостатки, трансформаторы позволяют получить для усилительного элемента наилучшие условия согласования с нагрузкой и выделить па пей наибольшее напряжение и мощность при хорошем КПД.
ПУНЗЧ на интегральных схемах. В последнее время п качестве, усилителей широко используется ИМС. В основном это аналоговые ИМС, работающие в линейном режиме, поэтому они назы-аются часто линейными. К усилителям, выполненным па таких схемах, предъявляются те же требования, что и к обычным усилителям. Основные из них — получение максимального усиления и минимальных частотных, фазовых и нелинейных искажений. Схемы усилителей на ИМС обладают рядом особенностей.
1.	В большинстве случаев схемы усилителей многокаскадные, связь между каскадами чаще всего непосредственная, т. е. без разделительных конденсаторов. Вызвано это тем, что конденсаторы в интегральном исполнении имеют небольшие емкости и часто являются нелинейными элементами, следовательно, могут быть Причиной частотных и нелинейных искажений.
2.	Непосредственная связь между каскадами вызывает большие трудности в обеспечении заданного режима по постоянному току. Небольшая нестабильность в питании или изменение температурного режима приводят к значительным изменениям уровня Сигнала на выходе усилителя, т. е. к нестабильности коэффициента
усиления, поэтому такие усилители требуют стабильного питания И специальной температурной стабилизации.
3.	Для более устойчивой работы схем, улучшения их показа, телей, увеличения входных и выходных сопротивлений применяют. ся глубокие отрицательные обратные связи, т. е. подача части вы. годного сигнала на вход в противофазе с входным сигналом (более подробно отрицательные обратные связи будут рассматривать-•ся в следующем параграфе).
4.	В интегральных схемах технологические трудности вызывают изготовление дискретных элементов — резисторов, конденсаторов, особенно больших номиналов; кроме того, перечисленные дискретные элементы занимают большие места и являются дорогостоящими. Поэтому в ИМС транзисторы используются не только в качестве активных элементов, но и выполняют функции сопротивлений, конденсаторов, элементов стабилизации.
5.	В ИМС используются элементы, которые невозможно реализовать в дискретном исполнении, например многоэмиттерные и многоколлекторпые транзисторы.
6.	Интегральные схемы позволяют обеспечить элементам одинаковые тепловые условия, поскольку все компоненты ИМС располагаются па одной подложке на очень близком расстоянии друг от друга. Это позволяет получить идентичные температурные зависимости, что бывает очень важно при работе симметричных схем.
7.	Объемы ИМС очень небольшие, что накладывает жесткие требования на величину допустимой рассеиваемой мощности.
Рассмотрим ИМС К2УС249 (рис. 4.18), которую можно применять в качестве однокаскадного резисторного усилителя и эмит -терного повторителя (рис. 4.19, 4.20). В первом варианте нагруз кой каскада является резистор /?к, во втором выходной сигнал ..снимается с резистора R3, а чтобы режим работы транзистора по достоянному току не изменился, в цепи коллектора RK остается,
И 17
К2УС2М оХ
и
Рис. 4.19. Схемы резисторного каскада на ИМС К2УС249:
g — схема соединений выводов; б — электрическая прннцнпивльиая схема 112
рис. 4.20. Эмиттерный повторитель иа ИМС К2УС249:
g — схема соединения выводов; б — электрическая принципиальная дома
но блокируется по переменному току конденсатором Сб. Интегральная схема К2УС249 имеет несколько входов — непосредственный через ввод 9 и емкостной через ввод 1. Все остальные элементы схемы выполняют те же функции, что и в рассмотренной ранее схеме резисторного УЗЧ на дискретных элементах.
Транзисторную схему 1УС751 можно использовать в качестве многокаскадного усилителя с непосредственной связью (рис. 4.21). Первые два каскада на транзисторах VTt и УТ2 собраны по схеме с ОЭ, нагрузками их являются сопротивления $К1 и Rk?. Третий каскад на транзисторе УТ3 представляет эмиттерный повторитель, выходное напряжение снимается с резистора /?эз- Напряжение отрицательной обратной связи снимается с R33 и через резистор Ro.c подастся на вход первого каскада (на /?Э1) с помощью перемычки между выводами 13 и 14. Схема имеет большое входное и малое выходное напряжения.
Рис. 4.21. Схема трехкаскадного усилителя с непосредственной связью на ИМС 1УС751:
• — схема соединения выводов; б — электрическая принципиальная схема
%—1140	ИЗ
Рнс. 4.22. Балансный симметричный каскад на биполярных транзисторах
Помимо рассмотренной схемы, состоящей из последовательности транзисторных каскадов с непосредственной связью, в последнее время широко применяются ИМС, в основе которых лежит дифференциальная схема, расширяющая их функциональные возможности.
Простейший дифференциальный (балансный) усилитель с симметричным выходом показан на рис. 4.22. Выполнен он на основе моста, резисторы /?К1 и /?К2 схемы образуют два плеча моста, два других плеча — транзисторы V74 и VT2. Через /?э в одну диагональ моста подается напряжение питания Ек, с другой диагонали снимается выходное напряжение. Если схема симметрична, т. с. параметры транзисторов идентичны (Rki = Rkz), то при t/nx = 0 мост сбалансирован. Транзисторы работают в одинаковых режимах, токи в коллекторных цепях и напряжения на RKi н RKz равны, поэтому (7вых=^к| — (7к2 = 0.
Это равенство определяет основное достоинство дифференциального усилителя, которое выражается в следующем. При изменении температуры окружающей среды, напряжения питания п т. д., вызывающих дрейф нуля, баланс схемы не нарушается и выходное напряжение остается равным нулю. Это обстоятельство очень важно для УПТ, которые, как известно, усиливают сигналы в очень широкой полосе частот, начиная с fc=0.
Дифференциальные каскады могут быть выполнены и на полевых транзисторах. Большое входное сопротивление, малый уровень собственных шумов полевых транзисторов обеспечили их широкое использование в предварительных усилителях.
114
рнС- 4.23. Усилитель звуковой частоты на базе ИМС 235УН5:
схема соединений; б — электрическая принципиальней схема

В качестве примера, где реализуетси дифференциальный усилитель на биполярных транзисторах, рассмотрим ИМО 235УН5, которую применяют для усиления НЧ колебаний. Схема соединений и принципиальная электрическая схема показаны на рис. 4.23.
Первый каскад ИМС на V7\ выполнен по схеме с ОЭ, второй каскад на транзисторе \'Т2 работает как эмиттерный повторитель, обеспечивая согласование с оконечным дифференциальным каскадом на транзисторах VT3 и V7\. Рабочий диапазон частот схемы 25 Гц... 100 кГц, причем верхнюю граничную частоту можно регулировать внешним конденсатором, включаемым между выводом 8 И корпусом. Входной сигнал можно подавать на базу транзистора VT2 непосредственно, минуя первый усилительный каскад. Усиление ИМС, равное 400, при этом уменьшается в 30—40 раз. В случае необходимости можно использовать только первый каскад.
8»	Н5
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	Для чего нужны каскады предварительного усиления?
2.	С какой целью на входе первых каскадов используется согласующее устройство?
3.	Назовите основные требования, которые предъявляются к каскадам предварительного усиления
4.	Нарисуйте схему резисторного каскада и объясните назначение всех элементов схемы.
5.	Укажите преимущества н недостатки схемы резисторного усилителя.
6.	Какие элементы схемы резисторного усилителя являются причиной неравномерности АЧХ?
7.	В чем преимущества и недостатки транзисторных ПУНЗЧ?
8.	Резистор И =2000 Ом присоединен к генератору переменного тока через понижающий трансформатор с коэффициентом трансформации 4: 1. На какое сопротивление нагружен генератор?
9.	Генератор переменного тока имеет внутреннее сопротивление 3000 Ом. Через какой трансформатор надо присоединить сопротивление 300 Ом, чтобы генератор был нагружен на 1000 Ом?
10.	На каких частотах вносит искажения межвнтковая емкость трансформатора?
11.	Каким образом можно уменьшить спады частотной характеристики на нижних и верхних частотах в усилителях с трансформаторной связью?
12.	Почему в схемах усилителей, собранных на ИМС, часто используются непосредственные связи между каскадами?
13.	В чем преимущество ИМС с дифференциальными каскадами перед ИМС с последовательными транзисторными каскадами?
4.3. ОКОНЕЧНЫЕ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Особенности выходных каскадов. Оконечные каскады усилите лей являются, как правило, усилителями мощности. По сравнению с предварительными каскадами они имеют ряд особенностей. Для выделения в нагрузке заданной мощности на вход каскада мощного усилителя подается сигнал большой амплитуды, захватываю тип значительную область характеристик транзистора, поэтому увеличение мощности, развиваемой в нагрузке, сопровождается возрастанием нелинейных искажений. Выходные каскады потребляют от источников питания довольно большую мощность, и их КПД должен быть высоким, так как в конечном счете он определяет экономичность всего усилителя. Учитывая вышесказанное, основными параметрами, характеризующими работу усилителя мощности, являются выходная мощность, КПД и коэффициент нелинейных искажений.
Режимы работы усилительных приборов. В выходных каскадах используется большое разнообразие режимов работы их усилительных элементов. Различают два основных режима работы: режим без отсечки выходного тока, или режим работы колебаний первого рода, и режим с отсечкой тока, или режим работы колебаний второго рода.
Рис. 4.24. Графики работы усилительного элемента в различных режимах: А(а), В (б), С (в), АВ (г)
Режим работы колебаний первого рода называется иначе режимом класса А. Этот режим характеризуется тем, что форма тока в выходной непи повторяет форму сигнала, подаваемого на вход усилителя. На рис. 4.24, а показаны графики, иллюстрирующие работу усилительного элемента в режиме класса А. Рабочая точка К находится в этом случае примерно на середине прямолинейного участка проходной характеристики, а амплитуда входного сигнала не выходит за пределы этого участка. Амплитуда переменной составляющей выходного тока 1т не может быть больше постоянной составляющей /Вь.хо, которая протекает и при любом Уровне входного сигнала, и при его отсутствии поэтому мощность, потребляемая от источника питания, достаточно высока, а КПД
усилителя низкий (ц = 20... 30%). Коэффициент полезного дейст-вия можно увеличить до 40%, включив нагрузку через трансфер, матор. Однако сохранение формы усиливаемых сигналов в режц_ ме класса А является важным качественным показателем этог0 режима, нелинейные искажения минимальны и не превышаю^ З...6%. Режим А применяют главным образом в каскадах пред, варительного усиления, а также в выходных каскадах небольшой мощности.
В выходных каскадах с мощностью, превышающей несколько ватт, используется режим колебаний второго рода. Этот режим характеризуется углом отсечки б, который равен половине той части периода, выраженной в угловых единицах, во время которой через усилительный элемент протекает ток. В зависимости от величины угла отсечки различают следующие разновидности режима колебаний второго рода:
режим класса В — угол отсечки 6=90°, КЦД=65... 75% (рис. 4.24,б);
режим класса С — угол	отсечки 0<9О°,	КПД = 75... 80%
(рис. 4.24, е);
режим класса АВ —угол отсечки 90°<0<180°, КПД=50... 60% (рис. 4.24,г).
В случае работы усилительного каскада в режиме В ток в выходной цепи протекает на протяжении половины периода изменения входного напряжения, в режиме С — меньше половины периода, в режиме АВ время прохождения тока составляет больше половины периода. Во всех перечисленных режимах величины постоянной составляющей выходного тока меньше, чем в режиме класса А, поэтому основным достоинством этих режимов является малое потребление энергии источников питания, а следовательно, и более высокие КПД. Величину постоянной составляющей тока и его гармонические составляющие можно оцепить, разложив импульсы выходного тока в ряд Фурье.
Постоянная составляющая тока /ЕЫхо= Оо/вых max-
Амплитуда первой гармоники тока Л = ai/Bux max-
Амплитуда второй гармоники тока /г=а2^вых max-
Амплитуда третьей гармоники тока 1з — а31Вых max и т. д.
Значения коэффициента разложения щ, аг, а3... ап зависят от
угла отсечки и обычно приводятся в справочниках. Например, пр» 6=90° ao=O,318, ai=0,5, а2=0,2, а3=0, ... Наибольшее значение амплитуда первой гармоники тока достигает при 0=120°, а амплитуда второй гармоники при 0=60°. Для определения оптимального угла отсечки любой гармоники можно воспользоваться формулой 0°=12О°/п, где п — номер гармоники. Величина постоянной составляющей зависит от уровня входного сигнала, следовательно, потребляемый от источника питания ток сильно уменьшается при слабых сигналах, поэтому при усилении сигналов речи, музыки 118
экономически выгоднее использовать выходные мощные каскады ;.в режиме колебаний второго рода, так как они потребляют гораздо меньше энергии, чем каскады с такой же выходной мощностью, работающие в режиме класса А. Наиболее высокими КПД обладают режимы классов В и С. Однако недостатком режима класса В является то, что усилительный элемент усиливает только один полупериод подводимого сигнала, а во время второго полупериода он «закрыт». В связи с этим режим класса В в основном .используется в двухтактных схемах, где одно плечо усиливает положительную полуволну, а второе — отрицательную. Рост КПД с уменьшением угла отсечки сопровождается увеличением коэффициента нелинейных искажений, и в режиме класса С они становятся настолько большими, что этот режим практически не пригоден для использования в УНЧ. Режим класса С часто применяется при усилении высокочастотных колебаний в радиопередающих устройствах, где нагрузкой утилителя является колебательный контур, настроенный на одну из гармоник входного сигнала.
Однотактная оконечная ступень усиления. Усилитель мощности должен с минимальными искажениями усилить сигнал низкой частоты до необходимой величины и отдать его в нагрузку. В усилителях звуковой частоты нагрузкой чаще всего является громкоговоритель, звуковая катушка которого представляет собой комплексное сопротивление, имеющее активную и индуктивную составляющие. В области средних звуковых частот обычно учитывают только активное сопротивление катушки.
Наиболее распространенной схемой усилителя мощности является одноактная схема с транзисторным выходом (рис. 4.25,а).
Рис. 4.25. Трансформаторный усилитель мощности
С помощью выходного трансформатора согласуется выходное со. противление схемы с сопротивлением громкоговорителя, лучще используется напряжение источника питания, так как падение ца. пряжения на первичной обмотке трансформатора незначительно. Однотактные каскады, как правило, работают в режиме класса А.
В режиме А рабочая точка М находится на середине прямолинейной части нагрузочной прямой (рис. 4.25,6), поэтому форма сигнала на выходе близка к синусоиде при синусоидальном входном сигнале, т. е. коэффициент нелинейных искажений сравнительно небольшой.
Полезная мощность Р_ =/к(/к/2.
Потребляемая от источника мощность Р0=1КОЕК.
Коэффициент полезного действия x\ — P~IPo—IkUkI2IkoEk.
При хорошем использовании транзистора, когда /к=0,9/кз, а (/к = 0,9£'к, т] = 0,9 -0,9/2«0,4.
Мощность, выделяемая на коллекторе, Рк=Ро—В режиме покоя, когда Р- =0, вся мощность источника питания выделяется на коллекторе, поэтому РК=РО. Следовательно, Рк=Р~/г)« w/\./0,4«2,5P~.
Выбирая транзистор, необходимо выполнить условие, чтобы мощность рассеяния па коллекторе не превосходила допустимой, т. е. РоСРдоп- При расчете схем с трансформаторным выходом следует учитывать потери в трансформаторе =Рн/г]т, где rjr— КПД трансформатора.
Величина т]т в различных усилителях мощности неодинакова; чем больше мощность усилителя, тем более высоким должен быть КПД его выходного трансформатора.	______
С учетом КПД коэффициент трансформации n=^RKlRii\T, где R — сопротивление нагрузки выходной цепи усилительного прибора.
С помощью понижающего трансформатора (п<1) можно малое сопротивление нагрузки согласовать с выходом усилительного элемента, обладающего большим внутренним сопротивлением переменному току.
Эквивалентная схема трансформаторного усилителя мощности в основном аналогична эквивалентной схеме трансформаторного усилителя напряжения (см. рис. 4.14). Разница в том, что в трансформаторном усилителе мощности можно пренебречь выходной емкостью транзистора и приве-
ло
Рис. 4.26. АЧХ выходного каскада с трансформаторной связью
Рнс. 4.27. Двухтактный транзисторный усилитель с общим эмиттером (а) н графики его работы в режиме В (б)
денной к первичной цепи емкостью С2 вторичной цепи трансформатора, так как п<1. В этом случае резонанс на верхних частотах невозможен и АЧХ имеет более равномерный характер (рис. 4.26).
Двухтактная оконечная ступень усиления. Двухтактными называются каскады, состоящие из двух усилительных элементов (или Двух групп параллельно включенных усилительных элементов), работающих на общую нагрузку, На рис. 4.27 показана схема ухтактпого каскада, выполненного на биполярных транзисторах.
Мощность, которую должен отдать один усилительный элемент, определяют по формуле Р~ =/’п/2т]г. Следовательно, общая мощность двухтактного каскада будет в 2 раза больше и равна 2Р~  По сравнению с одпотактной ступенью она позволяет получить гораздо большую мощность на выходе с меньшими нелинейными Искажениями. В приведенной на рис. 4.27 схеме элементы °д1—RM, R3 обеспечивают выбор рабочей точки и температурную стабилизацию, трансформатор служит для согласования выходного сопротивления транзисторов с сопротивлением нагрузки. На
входы усилительных элементов подаются два одинаковых по амц. литуде противофазных сигнала.
Двухтактные каскады могут работать в режимах А, В и А В
В режиме А оба транзистора работают одновременно, п0 когда на базе VT] напряжение (t/Bxi) возрастает (в отрицательную сторону), напряжение на базе VT2(Ubk2) уменьшается и наоборот. Соответственно ток коллектора в первом транзисторе /Е1 увеличивается, а во втором 1к2 уменьшается и наоборот. На общем участке коллекторных и эмиттерных цепей, т. е. на источнике питания и /?э, переменные токи взаимно компенсируют друг друга, поэтому не требуется шунтирования и источника питания конденсаторами.
В режиме В каждое плечо схемы работает поочередно только в тот полупериод, когда на вход транзистора подается прямое напряжение. Но, как видно из рис. 4.27, б, ток на нагрузке протекает в оба полупериода. В этом режиме возникают значительные нелинейные искажения, так как нижняя часть входной характеристики транзистора искривлена. Чтобы их уменьшить, рабочую точку выбирают немного выше начала характеристики за счет подачи определенного напряжения смещения (режим АВ).
Для полного освещения преимущества двухтактной схемы воспользуемся математическим преобразованием — разложением в ряд Фурье.
Ток первого плеча
*К1 = /о + Лш cosotf 4- Im2 cos 2i»t4- ImS cos Зон! 4- Imi cos 4<1)^4-...
Ток второго плеча сдвинут по фазе на 180°, поэтому
4г = h + cos («>/ + it) + Im2 cos 2 (ioZ 4- «) + Im3 cos3(<uf4-it)4-4- Zffl4 cos 4 (w/4-7t)-b ..=/(, — Iml COS W^4-/m2 COS 2<uf—Zm3 cos 3<i>/4-4- I mi COS 4<i)f 4- ...
В первичной обмотке нагрузочного трансформатора протекает разностный ток:
г'к.раэ = г'к1 — г'к2 = А) 4~ ml COS tot 4~ I т2 COS 2tot -|- Zm3 COS 3<о/ Ц-
+ Zm4 COS 4tot — Zo 4- Iml C°S — I m2 COS 2W 4* Zm3 COS 3<i)f —
— Imi cos	= 2/mi cos tot 4- 2Zm3 cos 3u>£.
В общем проводе питания протекает суммарный ток
«к1 + iK2 = 210 4- 2Zт2 cos 2wf 4- 21 mi cos 4ш/4- ...
Из полученных результатов можно сделать следующие важные выводы:
122
1.	Через источник питания не проходит ток основной рабочей .цервой гармоники, следовательно, исключается обратная связь энежду отдельными каскадами усиления (например, между выходными и предварительными) через общий источник питания. Это дозволяет упростить и удешевить развязывающие фильтры усилителя.
2.	Если все же источник питания создает определенные помехи из-за фона переменного тока, то двухтактная схема позволяет их устранить. Мгновенные, но одинаковые изменения токов каждого плеча компенсируются в разностном токе, протекающем через первичную обмотку трансформатора.
3.	В результирующем токе отсутствует постоянная составляющая, что позволяет уменьшить размеры трансформатора по сравнению с аналогичной одпотактной схемой. Кроме того, отсутствует постоянное подмагничивание сердечника. Это снижает нелинейные искажения, вносимые трансформатором при большой амплитуде входного сигнала, когда рабочая точка попадает в область насыщения.
4.	Результирующий ток не содержит четпых гармоник, что также уменьшает нелинейные искажения. Это особенно важно в режимах В и АВ, где уровни четных гармоник достаточно большие.
Применение экономически выгодных режимов А и АВ в двухтактной схеме очень важно, так как их КПД превышает более чем в 1,5 раза КПД такой же схемы в режиме А.
Необходимо отметить, что все перечисленные достоинства двухтактной схемы могут быть реализованы только при условии полной симметрии обоих плеч, т. е. при абсолютной одинаковости всех парных элементов.
Двухтактные бестрансформаторные выходные каскады. Нагрузочный трансформатор является источником частотных, нелинейных искажений, увеличивает массу, объем и стоимость усилителя, поэтому довольно широко используются бестрансформаторные двухтактные схемы выходных усилителей, через сопротивление нагрузки которых не протекает постоянный ток. Подобные схемы можно применять лишь в тех случаях, когда сопротивление нагрузки достаточно велико и не требуется его согласование с выходным сопротивлением усилительного элемента. В этих каскадах обычно используют режим В, при котором удается получить более высокий КПД и уменьшить мощность рассеяния на коллекторах. Двухтактные бестрансформаторные каскады часто строятся на паре транзисторов разного типа электропроводимости (рис. 4.28).
Транзисторы разного типа проводимости не требуют парофазных напряжений па входе. Когда на вход схемы поступает положительная полуволна напряжения, транзистор 1/7’1 открыт, а транзистор закрыт, тем самым осуществлется режим В. Каждое плечо 123
Рнс. 4.28. Бсстрансформаторные оконечные ступени с транзисторами разных типов:
а — с двумя источниками питания: б —с одним источником питания
схемы (рис. 4.28, а) работает по переменному току как эмиттерный повторитель. Для питания схемы можно использовать два источника (рис. 4.28, а) или один (рис. 4.28,6), но тогда последовательно с нагрузкой включают конденсатор достаточно большой емкости. Недостатком приведенных на рис. 4.28 схем является большой разброс параметров у транзисторов разных типов проводимости. Для устранения этого недостатка промышленность выпускает так называемые комплементарные пары транзисторов с одинаковыми параметрами, но разным типом электропроводности. Ассортимент этих пар соответствует различным уровням выходной мощности усилителя. Бестрансформаторные каскады широко используются в микросхемных усилителях мощности.
4.4.	ОБРАТНЫЕ СВЯЗИ В УСИЛИТЕЛЯХ
Подача части энергии с выхода усилителя на вход называется обратной связью. Обратная связь может быть преднамеренной, созданной за счет включения в схему специальных элементов, или случайной из-за наличия в схеме паразитных емкостей, индуктивностей, а также определенных физических свойств усилительных элементов и т. д. Введение цепей обратной связи не только существенно изменяет основные качественные показатели усилителей, по и позволяет создавать новые классы электронных схем с различными функциональными характеристиками (стабилизаторы, генераторы и т. д.). Структурная схема усилителя с обратной связью показана на рис. 4.29.
Обратная связь может быть местная, если она охватывает только один каскад, и общая, если охватывает несколько каскадов. Если напряжение обратной связи совпадает по фазе с напряжением входного сигнала, то такую связь называют положительной, если же вышеуказанные напряжения находятся в противофазе— то отрицательной (ООС).
a)	ff)
В зависимости от способа подачи сигнала обратной связи на вход усилителя различают последовательную и параллельную обратную связь (рис. 4.30). При последовательной обратной связи ио.с подастся на вход усилителя последовательно с UBll. При параллельной обратной связи цепь обратной связи включается параллельно источнику входного сигнала.
По способу включения цепи обратной связи на входе усилителя различают обратную связь по напряжению и по току. При обратной связи по напряжению цепь обратной связи, выход усилителя и нагрузка включены параллельно, а сигнал обратной связи -Пропорционален выходному напряжению усилителя (рис. 4.31,а).
а)
'Рис. 4.31. Выходные цепи усилителей с •‘зями:
— ио напряжению; б — по току
с)
обратными свя-
12Б
В этом случае при коротком замыкании нагрузки сигнал обратной связи пропадает, а при RH-+o°— сохраняется.
Если цепь обратной связи, выход усилителя и нагрузка соеди пены между собой последовательно, то получаем обратную связь по току, причем сигнал обратной связи пропорционален току, протекающему через нагрузку (рис. 4.31,6). При R.t=0 сигнал обрат ной связи сохраняется, а при Rh—*-°°— исчезает. По этому признаку можно отличить обратную связь по току от обратной связи по напряжению.
В усилителях широко применяется ООС, которая значительно улучшает качество работы усилителя, уменьшает нелинейные и частотные искажения, повышает устойчивость, влияет на величину входного и выходного сопротивления. Недостатком ООС является снижение коэффициента усиления, так как напряжение обратной связи вычитается нз входного сигнала.
Рассмотрим основные соотношения для схемы с последовательной ООС по напряжению (см. рис. 4.30, а):
U = Um- 67„.о.е.	(4.8)
Величина, показывающая, какая часть выходного напряжения подается снова на его вход, называется коэффициентом передачи цепи обратной связи:
^=ио.с/июх.	(4.9)
Коэффициент усиления каскада.
Л'о.о.с =
Подставив в эту формулу значение UBX из выражения (4.8), получим формулу для коэффициента усиления каскада, охваченного ООС:
Ло.о.с —	+ Uo.c-
Разделив числитель и знаменатель этого выражения на U и имея в виду, что UtM*IU=K (коэффициент усиления каскада без обратной связи), получим
Ло.о.с = /<;1+₽к.	(4.10)
Для каскада, охваченного положительной обратной связью ПОС, Кп.о.с = К/1—РК, т. е. коэффициент усиления усилителя, охваченного ООС, уменьшается, а охваченного положительной обратной связью — увеличивается по сравнению с коэффициентом усиления каскада без обратной связи.
Величина (1+ РК) называется глубиной обратной связи. Коэффициенты нелинейных, частотных и фазовых искажений в усилителях с ООС уменьшаются в (14-рК) раз, во столько же раз уменьшаются напряжения шумов и помех.
ис. 4.32. Схемы усилителей:
— С параллельной ООС по напряжению; б — с последовательной ОС по току; в — с последовательной ООС по напряжению [эмнт-е ный повторитель)
При наличии ООС увеличение напряжения любой частоты на выходе вызовет немедленное возрастание сигнала в цепи обратной связи, а это, в свою очередь, приведет к снижению усиления данной частоты, т. е. ООС можно использовать для коррекции частотной характеристики усилителя.
На выходное сопротивление усилителя также влияет ООС. При обратной связи по напряжению выходное сопротивление уменьшается в (1 + рК) раз, а при обратной связи по току увеличивается во столько же раз.
На рис. 4.32, а представлен каскад усилителя, охваченный параллельной ООС по напряжению.
Напряжение ОС (точки С и 3) и входной сигнал (точки Б и 3) подаются параллельно. Сигналом ОС в схеме является ток ОС, который зависит от величины выходного напряжения и от сопротивления резистора R.
На рис. 4.32,6 показана схема, в которой осуществляется последовательная ООС по току, так как резистор R3 в цепи эмиттера не блокирован конденсатором. Напряжение ОС, создаваемое На R3. пропорционально протекающему по нему выходному току. Особого внимания заслуживает схема эмиттерного повторителя (рис. 4.32, в), которая представляет собой усилитель, охваченный почти 100%-ной последовательной ООС по напряжению, поскольку почти все выходное напряжение вводится во входную цепь (₽~ 1). Напряжение на выходе каскада повторяет по фазе входное напряжение, что объясняет название схемы. Усиления по напряжению схема не дает, так как Ко.о.с = KJ(1 + К) < 1. Коэффициент усиления по току
^0 ^аых/^вх —
^вых/R& Ubx/Rz
r9 '
Обычно R£%>R3 и Эмиттерпый повторитель обеспечивает усиление тока и мощности, поскольку
Кр = РВЫх/РВх = ПыЛ/}1^ = ^Ra/R3 > 1 •
Действие ООС вызывает увеличение входного сопротивления каскада, уменьшение его выходного сопротивления и заметное расширение полосы пропускания. Большое входное и малое выходное сопротивления позволяют применять эмиттерпый повторитель н качестве каскада, согласующего значительное выходное сопротивление обычного усилителя с нагрузкой, имеющей малое сопротивление. Благодаря своим достоинствам эмиттерпый повторитель получил широкое распространение в самых разнообразных схемах, несмотря на то, что коэффициент усиления по напряжению у него меньше единицы.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
1.	При каких условиях усилитель работает в режиме А?
2.	Преимущества режима Л перед режимами В и С.
3.	При усилении синусоидального напряжения па выходе усилителя кроме напряжения основной частоты с амплитудой Um, — 30 В появилось еще и напряжение второй гармоники с амплитудой Um»=2 В. Определите величину коэффициента нелинейных искажении.
4.	Почему в режиме В постоянная составляющая тока в выходной цепи зависит от уровня входного сигнала?
5.	С какой целью в выходных каскадах применяются трансформаторы?
6.	Почему КПЦ двухтактной схемы выше КПД однотактной схемы?
7.	Найти коэффициент усиления по мощности Кг усилителя в децибелах, если его коэффициенты усиления по напряжению и по току соответственно равны 20 и 5.
8.	Чем отличается работа каскада с бестрансформаторным выходом от работы обычного двухтактного каскада?
9.	Что такое комплементарные пары транзисторов?
10.	Определите вид обратной связи (по напряжению или по току) в усилителе, если при разомкнутой нагрузке обратная связь исчезает, а при замкнутой — сохраняется.
11.	Определите напряжение обратной связи, если при подключении цепи отрицательной последовательной обратной связи по напряжению коэффициент усиления усилителя К=20 уменьшился в 2 раза, а выходное напряжение стало равным 5 В.
4.5.	ОСНОВНЫЕ ОСОБЕННОСТИ ШИРОКОПОЛОСНЫХ И ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Широкополосные усилители. Особенностью широкополосных усилителей является способность усиливать сигналы в очень широкой полосе частот — от единиц герц до многих мегагерц. Такую широкую полосу частот имеют некоторые непрерывные сигналы. 128
[а чаще всего импульсные, применяемые в телевидении, радиолокации, в аппаратуре многоканальной связи и т. д. Широкополосные усилители должны обладать минимальными частотными, фазовыми и нелинейными искажениями, поэтому они строятся в основном па базе резисторного усилителя, обладающего лучшей частотной, фазовой и переходной характеристиками.
Чтобы сделать амплитудно-частотную характеристику более равномерной во всем диапазоне, в схему широкополосного усилителя вводят специальные цепи коррекции, которые используют: частотно-зависимую отрицательную обратную связь, уменьшающую коэффициент усиления для заданных частот; резонансные явления, увеличивающие сопротивление нагрузки на требуемой частоте; увеличение сопротивления нагрузки на тех частотах, где осуществляется коррекция.
Наиболее широко применяемой схемой низкочастотной коррекции является схема с использованием цепочки в выходной цепи усилительного элемента (рпс. 4.33). Общее сопротивление нагрузки в цепи коллектора для переменной составляющей ZK = —RK + 1/<оСф. Емкость конденсатора С$ выбирается из условия, чтобы на средних и верхних частотах его сопротивление было мало по сравнению с RK. При понижении частоты сигнала полное сопротивление выходной цени увеличивается, следовательно, растет оэффициент усиления на низких частотах KH=SZK. Такая схема коррекции удобна тем, что цепочка Сф/?ф является также развязывающим фильтром по цепи питания. Схема усилителя с высокочастотной коррекцией показана на рис. 4.34.
Катушка LK выбирается настолько малой индуктивности, что ее влияние сказывается только в области верхних частот. Напом-
Рис. 4.33. Схема усилителя с низкочастотной корректирующей цепоч-
Сф«ф
в—1140
Рис. 4.34. Схема усилителя с высокочастотной коррекцией параллельно включенной индуктивности
129
ним, что завал характеристики на верхних частотах обусловлен влиянием емкости Со, которая шунтирует сопротивление нагрузки (см. рис. 4.11,а). Конденсатор Со вместе с катушкой £к образуют параллельный колебательный контур, имеющий резонансную частоту /р= 1/2л/£кСо, которая выбирается близкой к самой высокой частоте усиливаемого сигнала. На частоте резонанса сопро тивление контура становится максимальным и коэффициент усиления Kb=SZk увеличивается.
Операционные усилители. Усилитель постоянного тока, охваченный глубокой отрицательной обратной связью, называется one рационным усилителем ОУ. Первоначально эти усилители предназначались для выполнения различных математических операций: сложения, вычитания, интегрирования, логарифмирования и т. д. В дальнейшем их функции значительно расширились, и в настоящее время ОУ находят широкое применение в аналоговой технике, аппаратуре обработки сигналов, измерительной технике, в генераторах и преобразователях электрических сигналов и т. д. Операционный усилитель обладает следующими свойствами: большим коэффициентом усиления — от сотен до сотен тысяч, большим входным и малым выходным сопротивлениями, широким частотным диапазоном, низким уровнем шума. Большой коэффициент усиления ОУ дает возможность использовать глубокую ООС, которая стабилизирует параметры ОУ, уменьшает искажения. При большом входном сопротивлении ОУ практически не потребляет энергии от источника сигнала, который при данном условии может иметь любое внутреннее сопротивление. Очень малое выходное сопротивление дает возможность ОУ работать на низкоомную нагрузку без существенных потерь мощности. При низком уровне шума реальная чувствительность ОУ высока, что позволяет усиливать сигнал с очень маленькой амплитудой.
Обычно ОУ имеют два входа, усиление по которым одинаково. Входы ОУ отличаются друг от друга только знаками. При использовании первого входа (неишзертируюшего) знаки напряжений на входе и выходе совпадают. При подаче сигнала на второй вхо [ (инвертирующий) знак напряжения на выходе меняется на противоположный. Чтобы выходное напряжение ОУ могло иметь как положительный, так и отрицательный знак, в схеме ОУ предусматривают два источника питания: с положительным и отрицательным напряжениями относительно нулевой общей точки схемы, которая, как правило, соединяется с корпусом. Значения напряжений питания для основных типов ОУ не превышают ±15 В.
Структурные схемы ОУ строятся по общему для всех усилительных устройств принципу и состоят из выходного и ряда предварительных каскадов. В качестве первого каскада обычно используется дифференциальный усилитель, обладающий большим /?в>-130
•нс. 4.35. Электрическая прин-пиальиая схема ОУ на микросхеме К140УД1
низким уровнем дрейфа нуля и хорошей помехозащищенностью. Дифференциальный усилитель представляет собой балансный УПТ, который дает большое усиление выходного сигнала, пропорционального разности двух сигналов, приложенных к его входам. Выходной каскад ОУ, как правило, представляет собой эмиттерный повторитель для получения пнзкоомного выходного сопротивления. В качестве примера рассмотрим ОУ на микросхеме К140УД1 (рис. 4.35).
В усилитель входят входной и промежуточный дифференциальные каскады усиления, каскад смещения уровня и выходной каскад. Он имеет инвертирующий вход (вывод 9), иеинвентирующий вход (вывод 10) н один выход (вывод 5). Напряжение питания подают на выводы / и 7 (соответственно —Е„ и ±£и). Вывод 4 — об-йгий, остальные выводы используют для контроля режима или Йодключения внешних элементов. Входной дифференциальный каскад выполнен па транзисторах V7\ и VT2, в общую эмпттерную Цепь которых включен токостабилизирующин транзистор VTS с большим внутренним сопротивлением и с термокомпепсирующим Диодом (транзистор VT6 в диодном включении) в цепи базы. Основное назначение входного каскада ОУ — большое усиление разностного сигнала при максимально возможном подавлении синфазной помехи.
Второй дифференциальный каскад собран на транзисторах Vl\ и VT*,. В этом каскаде в общей эмиттерной цепи вместо то. костабилидирующего элемента использован резистор, поскольку требования на подавление синфазной помехи ниже, чем в первом каскаде. На коллекторе транзистора VTS имеется относительно «земли» постоянное напряжение, которое необходимо нейтрализо вать. Использование разделительного конденсатора недопустимо, так как ОУ является усилителем постоянного тока. Чтобы решить эту задачу, перед выходным каскадом помещен каскад смещения уровня на транзисторах VT7 и VT*. Смещение происходит на ре ш-сторе А'о за счет коллекторного тока транзистора ГТ9. Элементы (/?9 и VTS) образуют делитель с большим сопротивлением нижнего (транзисторного) плеча, поэтому сигнал почти без затухания поступает па базу эмнттерпого повторителя, выполненного па транзисторе VT9. Диод Г’Д1 предназначен для дополнительного отбора тока при коротком замыкании на выходе усилителя.
За последние годы расширилась номенклатура ОУ, повысилось их качество. Благодаря совершенствованию технологии достигнуто повышение коэффициента усиления и коэффициента подавления синфазного сигнала, расширен частотный диапазон, повышено быстродействие и входное сопротивление, обеспечена защита выходных каскадов многих ОУ от перегрузки при коротком замыкании в нагрузке. В современных ОУ применяют транзисторы с р несколько тысяч, двухэмиттерные транзисторы, полевые транзисторы и т. д.
ч Глава 5. РАДИОПЕРЕДАТЧИКИ
5.1. СОСТАВ, КЛАССИФИКАЦИЯ И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Состав и классификация. Радиопередающее устройство РИДУ содержит радиопередатчик РПД, кодирующее устройство К или устройство формирования сигнала УФС и антенну А, Основное назначение радиопередатчика — генерирование электрических колебаний определенной частоты и мощности, один из параметров которых (амплитуда, частота, фаза) изменяется в соответствии с передаваемой информацией.
Радиопередатчики классифицируют по различным признакам: назначению — радиовещательные, связные, телевизионные, радиолокационные, навигационные и др.;
Рис. 5.1. Структурная схема передатчика
диапазону используемых электромагнитных волн — РПД длинных, средних, коротких, ультракоротких волн и микроволновые;
виду модуляции и кодирования — непрерывные и импульсные, с амплитудной, частотной или фазовой модуляцией с модуляцией параметров импульсной последовательности и др.;
условиям эксплуатации РПД — стационарные, передвижные, переносные, обслуживаемые и необслуживаемые и т. п.
Структурная схема РПД представлена па рис. 5.1, где:
задающий генератор ЗГ формирует высокочастотные колебания с высокой стабильностью;
синтезатор f» преобразует частоту ЗГ в другую более высокую частоту без ухудшения се стабильности, при этом |.1=[зг пг/п, где т ии — целые числа;
модулирующее устройство МУ обеспечивает изменение одного из параметров частоты в соответствии с законом изменения сигнала, поступающего от источника информация;
промежуточный ПУ и оконечный усилители ОУ (усилитель Мощности УМ) доводят мощность высокочастотных колебаний до требуемой величины;
выходная цепь Ф согласует усилитель мощности с антенной. Это обычно колебательный контур или фильтр, подавляющий побочные или паразитные колебания высокой частоты.
На схеме не показаны иепн сигнализации, управления, автоматики, структура которых зависит от назначения РПД и предъявляемых к нему эксплуатационных требований; нс показаны также Устройства электропитания.
Необходимо отметить, что в РПД могут отсутствовать некоторые элементы схемы, например синтезатор, если ЗГ обеспечивает 133
Диапазон ВОЛН	Частота, МГц		Назначение	Диапазон волн	Частота, МГц		Назначение
св	0.2.	.1,5	Дальняя	УКВ	118.	. 136	Ближняя
кв	2.	.30	СВЯЗЬ	див	220.	.400	связь То же
формирование необходимого значения fK без дополнительных преобразований, Некоторые элементы могут выполнять совмещенные функции. Так, в ЗГ может формироваться fH и осуществляться модуляция (ЧМ); в одном из усилителей, предварительном или оконечном, также может осуществляться модуляция fn (AM).
Основные параметры радиопередатчика. Диапазон рабочих частот, используемый в настоящее время, находится в пределах 3 кГц...3000 ГГц. Его более узкие границы определяются назначением радиолинии, условиями распространения радиоволн, рекомендациями Международного союза электросвязи МСЭ. К примеру, для авиационной радиосвязи рекомендованы следующие диапазоны (табл. 5.1). Более полные данные см. в Приложении 1.
Мощность передатчика определяется как максимальная мощность, передаваемая в антенну. Диапазон мощностей — от долей ватт до миллионов ватт. Максимальное значение мощности огра ничено рядом факторов. Так, для РПД, размещенных на летатель пых аппаратах, ограничения связаны со сложностями обеспечения электрической прочности в выходных каскадах на больших вы сотах, жесткими требованиями к массогабаритпым размерам и др. По рекомендациям Международной организации гражданской ави ации ИКАО мощность борговых радиостанций должна обеспечивать в точке приема напряженность поля 10 мкВ/м, что соответствует мощности излучения в пределах 5... 40 Вт.
Коэффициент полезного действия КПД — важнейшая характеристика радиопередатчиков, особенно для передвижных,, переносных. Количественно КПД определяется как отношение средней выходной мощности Рср к мощности, потребляемой от источника электропитания Ро, т. е. ц = Г’ср/Г>0. Наиболее энергоемкими являются выходные каскады РПД.
У современных передатчиков КПД приближается к 70... 80%.
Точность установки частоты и ее стабильность — два важнейших параметра, влияющих па качество работы капала связи. При большой плотности размещения каналов радиосвязи, заданном частотном диапазоне отклонение частоты передатчика от заданного значения будет вызывать помехи при приеме соседних каналов. Изменения частоты могут быть медленными (монотонными) и быстрыми (мгновенными), отличающимися интервалом наблюде-134
Класс излучения	Способ передачи и вид излучаемого сигнала
AI АЗ	Амплитудная телеграфия. Полная несущая (АТ) Амплитудная телефония. Полная несущая и две боковые полосы (AM)
A3J	Амплитудная телефония. Подавленная несущая и одна боковая полоса (ОМ)
АЗА	Амплитудная телефония. Ослабленная несущая и одна боковая полоса (ОМн)
F1 F3	Частотная телеграфия (ЧТ) Частотная телефония (ЧМ)
ния Гн и временем усреднения ту. Для медленных мес, т~1 сут, для быстрых Гн«1 ...2 мин, tv~0,1 с.
Нестабильность оценивают в относительных единицах Af/fo, где Af— уход частоты за интервал наблюдения; fo — номинальное значение частоты. В зависимости от назначения РП требования к нестабильности частоты различны. Так, для РПД с AM важна медленная нестабильность и ее реальная величина не превышает 10~6, для РПД с ЧМ и ФМ важна быстрая нестабильность и ее реальная величина около 10-8, а для РПД с ОМ — 10~7.
Вид модуляции или класс излучения (табл. 5.2) определяется назначением передатчика, рабочим диапазоном частот, структурой передаваемого сообщения. В зависимости от того, какой из параметров подвергается модуляции информативным сигналом, различают амплитудную AM, частотную ЧМ, фазовую ФМ модуляции. При дискретном характере передаваемого сообщения применяют амплитудно-импульсную АИМ, фазоимпульсную ФИМ, частотно-импульсную ЧИМ, широтно-импульсную ШИМ, время-импульсную ВИМ модуляции. В многоканальных системах используют двухступенчатую модуляцию. Например, АИМ-ЧМ, АМ-ИМ, ЧМ-ЧМ и др.
Уровень паразитных (нежелательных) излучений. Излучаемые РПД сигналы делят на основные (полезные) и неосновные — за пределами необходимой полосы частот. Неосновные подразделяют на побочные и внеполосные. К побочным излучениям относят излучения на гармониках, комбинационных частотах, появляющихся в результате любых нелинейных процессов, исключая процесс модуляции [н сообщением. Особенно высока доля излучения комбинационных частот, если в возбудителе (тракте формирования fH) используется синтезатор частот. Внеполосные излучения — это излучения па частотах, примыкающих к отведенной для капала полосе; они обусловлены нелинейными искажениями при модуляции, применением модулирующих сигналов с более широкой по-135
лосой, чем это необходимо для данной системы, паразитной модуляцией, шумами и др.
В бортовых авиационных РПД уровень побочного излучения не должен превышать 25 мкВт, что для РПД мощностью 50 Вт означает ослабление 63 дБ.
Искажения сигнала зависят от вида сигнала. Делятся они на нелинейные и линейные. Нелинейные искажения обусловлены нелинейными и параметрическими процессами в отдельных элементах РПД, а линейные — частотно-избирательными свойствами Цепей РПД. Уровень искажений оценивается разными показателями в зависимости от вида модуляции. Например, для AM уровень искажений оценивается с помощью коэффициента гармоник, который равен отношению геометрической суммы напряжений высших гармоник к амплитуде первой гармоники.
Кроме требований к нормам вышеперечисленных параметров к радиопередатчикам предъявляют требования конструктивного, эксплуатационного и экономического характера: меньшие габариты, масса, стоимость; удобство эксплуатации и ремонта; высокая надежность; устойчивость к внешним воздействиям (температура, влажность, давление, удары).
5.2. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ РАДИОЧАСТОТЫ (ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ)
Принцип работы. Генератор с внешним возбуждением ГВВ представляет собой преобразователь мощности источника постоянного тока Ро в мощность высокой частоты Рк. Работа ГВВ возможна только при подаче на его вход внешнего сигнала РВх (от возбудителя). При этом РВх<Ек. Основные показатели работы ГВВ: мощность радиочастоты в нагрузке Рк, КПД генератора т]г=Рк/Ро, коэффициент усиления по мощности Кр=Рк/Рвх, спектр колебаний в нагрузке внутри и вне занимаемой полосы частот, отсутствие самовозбуждения.
В качестве усилительных приборов в ГВВ используют электронные лампы; биполярные и полевые транзисторы, а в ключевых генераторах — и тиристоры. Электронные лампы широко применяют благодаря их универсальности. Они работают в диапазонах от ОНЧ до УВЧ (см. Приложение 1), обеспечивают выходную мощность от единиц ватт до нескольких мегаватт, устойчивы к внешним воздействиям (температура, давление, механические нагрузки), имеют срок службы до 5 тыс. ч. Полупроводниковые приборы применяют в передатчиках малой и средней! мощности в диапазонах от ОНЧ до ОВЧ, работающих в ключевом режиме» 136
кто позволяет существенно повысить энергетические показатели |ГВВ. При усилении AM сигналов этот режим не используют.
 Физические процессы, лежащие в основе работы ламп и транзисторов, различны, однако их вольт-амперные характеристики качественно одинаковы, хотя и имеют некоторые различия. Лампы обладают левыми характеристиками, а характеристики транзисторов сдвинуты вправо и запирание транзистора происходит при нулевом напряжении на базе. Статические характеристики транзисторов в области запирающих значений напряжений на коллекторном переходе аналогичны характеристикам пентодов, поэтому в дальнейшем будем пользоваться аппроксимированными характеристиками, справедливыми и для ламповых, и для полупроводпи овых ГВВ.
Генератор внешнего возбуждения может работать как в линейном, так и в нелинейном режиме. Линейный режим работы обес-ечивается при угле отсечки 6=180°. Угол отсечки 0 — это выраженная в угловой мере (градусах, радианах) половина той доли ериода, в течение которой существует анодный (коллекторный) ток. Работа усилителя мощности радиочастоты при 0 = 180° назы-ается колебаниями первого рода (они соответствуют классу А в (Периодических усилителях). В режиме колебаний первого рода ГВВ применяют крайне редко из-за невысокого КПД, не превышающего 50%. Нелинейный режим обеспечивается при 0<180° (колебания второго рода). При этом форму импульсов анодного (коллекторного) тока характеризует амплитуда /ат(/кт) и угол отсечки 0.
Рассмотрим энергетические соотношения в ГВВ (рнс. 5.2). Мощность, потребляемая от источника £’о, Ро=1к0£о, полезная мощность, выделяемая в нагрузке, Рк=0,5/к1£/к, мощность источника возбуждения Рс=0,5/61^, коэффициент полезного действия (электронный КПД) т] = Рк/Ро=0,5/к1£Л<//ко£'о и коэффициент усиления по мощности Kp=PkIPc~JriUkI16iUc. Из приведенных соотношений видно, что Кр и 1] определяются гармоническими состав-
Рис. 5.2. Схема транзисторного усилителя Мощности
Рис. 5.3. Зависимости ао, аь аз, аз. ailao от о
ляющими токов транзистора, которые, в свою очередь, являются функциями углов отсечки. Графики зависимости коэффициентов разложения косинусоидального импульса а0, aj, аг, аз, ajao от угла отсечки 0 приведены на рис. 5.3. Из графиков видно, что для каждой гармоники существуют оптимальные углы отсечки, при которых их содержание в импульсах максимально. Максимум полезной мощности соответствует выражению 0опт~ 120°/п. Для первой гармоники (п=1) 0Опт~12О°, для второй (п=2) 6опт~60° и т. д. Амплитуда тока n-й гармоники всегда меньше амплитуды тока гармоники более низкого порядка. Следует также отметить, что при 0=90° коэффициент а3=0, т. е. в спектре тока отсутствует третья (и все нечетные) гармоники выше третьей.
Эффективность преобразования энергии источника Ео в энергию радиочастотных колебаний количественно оценивают электронным КПД (цэ). Если /к0==/£от. а /к1=7“‘т, то /г9 = —— ао где ai/a0 — коэффициент формы импульса тока; UK/E0— коэффициент использования анодного напряжения.
Как видно из графика, при О<0<12О° полезная мощность падает с уменьшением 6, а т]э растет (штриховая линия на рис. 5.3), достигая своего максимума (при заданном Umax) при 0=0. Одна ко такой режим не имеет физического смысла, так как Рк и Го принимают нулевые значения. На практике выбирают 0=90°. При этом полезная мощность меньше максимально возможной на 7%. а т]э выше почти в 1,2 раза (1]э=73%). Более высокое значение Ф можно получить в транзисторных ГВВ, работающих в ключевом режиме, когда импульс тока формируется в состоянии насыщения транзистора (iK = L/K/rIiac). При этом повышается надежность работы схемы, так как при заданной генерируемой мощности потери в транзисторе минимальны; параметры транзистора мало влияют на генерируемую мощность; упрощается настройка генератора в производстве.
138
Работа ГВВ в ключевом режиме ограничена частотами не более 100 МГц из-за шунтирующего действия выходной и входной емкостей транзистора. Кроме того, Кр в ключевом режиме меньше, чем в критическом, поскольку для перехода транзистора из состояния отсечки в состояние насыщения и обратно требуется большая амплитуда управляющего напряжения. Несмотря иа отмеченные недостатки, ключевой режим широко применяют в современных ГВВ, особенно на базе МДП-транзисторов, обладающих большим входным сопротивлением.
Устойчивость работы ГВВ. Способность ГВВ сохранять в за-
данных пределах основные технические характеристики при изменении питающих напряжений, старении радиокомпонент и воздействии внешних факторов при эксплуатации называется устойчивостью ГВВ. Неустойчивость может проявляться либо в изменении АЧХ ГВВ, что приводит к искажениям передаваемого сообщения, либо в возникновении самовозбуждения в ГВВ. Если в ГВВ частота автоколебаний существенно выше или ниже рабочей частоты передатчика, то колебания считают паразитными, если частота автоколебаний определяется параметрами ГкСк-кон-тура, то считают, что произошло самовозбуждение ГВВ.
Наиболее сильное влияние на устойчивость ГВВ оказывает обратная связь из выходной цепи во входную. Связь может быть электромагнитной и электрической. Различают следующие виды связи: электрические и магнитные через общие провода и источники питания, через междуэлектродные емкости и индуктивности выводов ламп и транзисторов. Уменьшение влияния цепей ОС па работу ГВВ может быть достигнуто за счет экранирования пространственного разнесения входа и выхода ГВВ, применения развязывающих фильтров в цепях питания, использования схем ней-
тродинировапия.
Работа схем пейтроднпировапия основана на компенсации напряжения основной ОС противофазным напряжением той же величины, вводимым во входную цепь через дополнительную (ней-тродиппую) емкость Снд. Наиболее распространенной схемой ней-тродинирования является мостовая схема (рис. 5.4). В одно из
плеч моста включают переменную емкость Снд. Мост будет сбалансирован, если СосС,2 = С’„дС’1 и напряжение и„с не поступает в диагональ моста. Однако получить полной компенсации не удается из-за флуктуаций параметров радио-компонент моста.
Рис. 5.4. Схема нейтрализации .проходной емкости
139
Рис. 5.5. Схемы питания усилительных элементов ГВВ; а — последовательная; б — параллельная
Количественно эффективность компенсации оценивается коэффициентом нейтродинированпя Кпд, показывающим, во сколько раз увеличится коэффициент устойчивого усиления по мощности при нейтрализации Крнд по сравнению с коэффициентом усиления по мощности без нейтрализации Кр. На практике К(1Д== 1,5... 2. При применении мостовой схемы централизации в двухтактных генераторах удается получить Кпд=2... 3.
Схемы питания усилительных элементов генератора. Питание выходных цепей осуществляется по последовательной или параллельной схеме (рис. 5.5). Если усилительный элемент УЭ (лампа, транзистор), источник питания и колебательный контур соединены последовательно, то такая схема называется схемой последовательного питания, если же все три элемента включены параллельно* то такая схема называется схемой параллельного питания. В схеме последовательного питания постоянная составляющая тока УЭ проходит по кепи: Ev, Др, [.я, УЭ, а переменная составляющая— по цепи: Сол, УЭ, контур LKCK. Дроссель пе пропускает переменные составляющие тока выходной цепи в источник питания, который дополнительно шунтируется конденсатором С(1. Основное преимущество такой схемы питания заключается в том, что параллельно колебательному контуру не включаются вспомогательные элементы, снижающие добротность контура. К недостаткам схемы следует отнести то, что элементы колебательного контура находятся под высоким постоянным потенциалом относительного корпуса. Этот недостаток устраняется в схеме параллельного питания, в которой постоянная составляющая тока УЭ проходит через дроссель, а переменная—через контур. Чтобы дроссель не сильно шунтировал контур, его индуктивное сопротивление выбирают в несколько раз больше резонансного сопротивле-140
дия контура. Практически достаточно выполнить условие <»£.яр» а/0,1/х, а для 'разделительного конденсатора—1/иСРс ^(0,05... 0,1) /?эк.к, сопротивление конденсатора Со должно быть много меньше внутреннего сопротивления источника питания:
Со ('^ ••• 1^) Iosif mln^O'
где 1ов — ток потребления от источника питания.
Применение схем питания определяется рабочим диапазоном частот, мощностью передатчика, характером нагрузки и др. В диапазоне КВ н более коротких волн желательно использовать схемы последовательного питания. Однако в мощных ГВВ предпочтение всегда отдается параллельной схеме питания, обеспечивающей отделение нагрузки от постоянного напряжения Ео.
Во входных целях ГВВ также применяют блокировочные дроссели и конденсаторы независимо от того, имеется лн во входной цепи источник смещения или УЭ работает при пулевом смещении. Блокировочный дроссель предназначен для предотвращения замыкания источника возбуждения через цепи смещения. Его реактивное сопротивление должно быть больше входного сопротивления лампы (транзистора): ш/-бл> 1/ыС„х, где Свх ““ входная ёмкость лампы (транзистора). Конденсатор Сел служит для создания кратчайшего пути токам высокой частоты, при этом Хс61 С Xl61  В транзисторных ГВВ, имеющих «правое» расположение проходных характеристик, смещение может быть отпирающим, запирающим или вообще отсутствовать (Дм=0). Отпирающее напряжение Еся получают от коллекторного напряжения с помощью делителя R\R2 (рис. 5.6,а). Для ослабления влияния тока базы на величину Есы необходимо выполнить условие /дел>10/би, где /дел =Ek/Ri + R%. При ЭТОМ Rz= I Есы | //дел, Я Ri — (Ек//дел)—Ёг-В мощных ГВВ на транзисторах применяют «пулевое» смещение {рис. 5.6,6). Запирающее напряжение смещения часто создают
Рис. 5.6. Схемы питания входных цепей ГВВ: « — с целителем	б —с автономном источником
•автоматическим смещением
смещения; о — с
Рис. 5.7. Схемы связи ГВВ с нагрузкой: а — простая: б — сложная
путем автоматического смещения за счет постоянной составляющей тока базы (рис. 5.6,в). Сопротивление резистора автоматического смещения Rcm=E<>/Ioo- Возможно использование автономного (отдельного) источника смещения, знак которого зависит от типа электропроводности транзистора (рис. 5.5,6).
Связь ГВВ с нагрузкой. Для связи ГВВ с нагрузкой используют различные схемные решения. Выбранный способ связи должен удовлетворять следующим основным требованиям’, обеспечи вать согласование выходного сопротивления ГВВ с сопротивле нием нагрузки; способствовать фильтрации вышних гармоник; быть достаточно простым в конструктивном исполнении и настройке; обеспечивать передачу энергии с минимальными потерями. Различают простую и сложную схемы связи. При простой схеме антенну включают непосредственно в анодный (коллекторный) контур выходной цепи. На рис. 5.7, а обозначены: ХА, R\— реактивная и активная составляющие сопротивления антенны;
— реактивное сопротивление, предназначенное для настройки контура в резонанс на рабочую частоту; Асв— реактивное сопротивление связи, обеспечивающее оптимальное эквивалентное сопротивление нагрузки Язя лампы (транзистора); Я,, — полное активное сопротивление контура.
Для получения максимальной мощности в антенне необходи мо чтобы:
антенный контур был настроен в резонанс, т. е.
^с„ +	-|- Ха = 0, или AZCB =—(хУн + Хд);
усилитель мощности работал в оптимальном режиме, т. е.
к КПД антенного контура
I _	7А«А _ «А
I Рак " W~ /?„ •
f Для увеличения КПД следует уменьшить потери в активном сопротивлении элементов настройки антенны, что имеет место при настройке антенны с помощью конденсатора, или же увеличить входное сопротивление антенны. Следует отметить, что прн малом сопротивлении антенны применяют последовательную схему ее питания, а при большом — параллельную.
В настоящее время простую схему используют редко, так как одноконтурная схема не обеспечивает необходимой фильтрации высших гармонических составляющих, настройка контура сложна вследствие взаимного влияния элементов связи и настройки друг на друга, обрыв в антенном контуре может привести к выходу из строя УЭ. От этих недостатков свободна сложная схема выходного каскада (рис. 5.7,6). Характерной ее особенностью является наличие промежуточного контура между выходным каскадом ГВВ и антенной. Максимум мощности в антенне обеспечивается при настройке контуров в резонанс и оптимальной связи между ними. Несмотря на некоторое усложнение конструкции колебательной системы и ее настройки, па снижение КПД, сложная схема применяется гораздо чаще. К преимуществам сложной схемы можно отнести возможность обеспечения заданной фильтрации гармонических составляющих, удобство эксплуатации, поскольку настройка контуров в резонанс и регулировка связи почти не зависят друг от друга.
Промежуточные каскады передатчиков. Основное назначение промежуточных каскадов ПК состоит в усилении мощности колебаний до величины, достаточной для возбуждения выходного каскада. Кроме того, ПК защищает автогенератор от влияния изменяющихся параметрон антенны и режима выходного каскада на рабочую частоту автогенератора. В ПК осуществляют амплитудную и фазовую модуляции сигнала, манипуляцию, а при необходимости— и умножение частоты возбудителя.
Промежуточные усилители мощности. Основным параметром, характеризующим работу промежуточного усилителя мощности ПУМ, является коэффициент усиления по мощности. В ПУМ современных передатчиков применяют в основном транзисторы, используя широкополосные перестраиваемые усилители ШПУ, которые строятся по двухтактной схеме в режиме класса В. В качестве согласующих устройств применяют широкополосные трансформаторы, в которых обеспечивается сильная электрическая и Магнитная связь между обмотками, для сердечника используют высокочастотные ферритовые кольца, обмотки конструктивно вы-143
полпяют так, чтобы межвитковые емкости и индуктивность рассеяния создавали однородную электрическую линию. Если такую линию нагрузить на сопротивление, равное ее волновому, то коэффициент передачи линии будет близким к единице и неизменным в полосе частот от нуля до нескольких гигагерц.
Буферные каскады. Промежуточные каскады, выполняющие роль развязки автогенератора АГ от ГВВ, включают непосредственно после АГ и обеспечивают ему постоянную во времени нагрузку. Такой каскад должен обладать большим входным сопротивлением. Ламповые буферные каскады БК должны работать в режиме без сеточных токов. При использовании в БК биполярных транзисторов их включают по схеме с общим коллектором (эмит-терныч повторитель ЭП). Для увеличения входного сопротивления ЭП реализуют па составном транзисторе. Еще лучшие ре зультаты можно получить, применяя полевые транзисторы, обладающие входным сопротивлением одного порядка с лампами, работающими без сеточных токов. Реализация БК наиболее удобна на микросхемах, имеющих в своем составе МОП (МДП)-транзисторы.
Умножители частоты. Умножитель частоты — это преобразователь, позволяющий увеличить частоту входного сигнала в п раз. Для умножения частоты необходимо сочетание нелинейного и линейного элементов. Нелинейный элемент искажает форму сигнала, в результате чего появляются высшие гармоники. Линейный элемент, обладающий избирательными свойствами (колебательный контур), настраивают на частоту требуемой гармоники, которая и создает полезный сигнал. Для получения наибольшего значения нужной составляющей анодного (коллекторного) тока угол отсечки выбирают с учетом положения максимумов графиков ал(0) (см. рис. 5.3). Для выделения второй гармоники сигнала возбуждения (удвоение частоты) принимают 0 = 60... 70°, а для выделения третьей гармоники — 0=40 ...45°. С ростом п уменьшается полезная мощность умножителя и ухудшаются энергетические показатели каскада, поэтому обычно не применяют умножения частоты более чем в 3 раза.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I.	Поясните отличительные особенности линейного и нелинейного режимов работы ГВВ.
2.	Что такое электронный КПД? От чего он зависит?
3.	Чем руководствуются при выборе элементов блокировки в цепях питания ГВВ?
4.	Назовите виды связи ГВВ с нагрузкой. В чем нх преимущества, недостатки?
5.	Поясните принцип умножения частоты.
5.3. ГЕНЕРАТОРЫ С САМОВОЗБУЖДЕНИЕМ (АВТОГЕНЕРАТОРЫ)
Принцип работы автогенератора. Автогенератор АГ — эго уст->ойство, преобразующее энергию источника питания в энергию :ысокочастотпых колебаний без внешнего возбуждения. В радио-<ередающих устройствах автогенераторы строятся, как правило, а основе однскаскадного ГВВ, охваченного положительной обратной связью. Структурная схема автогенератора представлена а рнс. 5.8. В состав автогенератора входят колебательная систе-а, усилительный элемент, цепь обратной связи и источник постойного напряжения. В момент включения питающих напряжений ;О всех цепях генератора проходят кратковременные импульсы ока, имеющие сплошной спектр колебаний, одно из которых обя-•ательно совпадает с собственной частотой колебательной системы енератора. Колебание возбудит контур и по цепи обратной связи оступит на усилительный элемент, усилится и увеличит амплиту-। у колебаний в контуре. Амплитуда будет нарастать до тех пор, <ока энергия, приносимая в контур, не сравняется с энергией воз «астающих потерь, после чего в схеме установятся колебания с остояппой амплитудой. Установившийся режим называется ста-ионарным.
Для получения незатухающих колебаний необходимо в АГ ыполнить определенные амплитудные и фазовые соотношения.  мплитудное условие самовозбуждения определяется выражением о.с57эк=1, где Ко.с — коэффициент усиления цепи обратной свя-и; S — средняя крутизна вольт-амперной характеристики усили-ельного элемента; Z3K — модуль сопротивления эквивалентного онтура. При этом условии в коптур резонансной системы АГ вно-ится энергия, необходимая для компенсации затухания. Фазовые гсловия самовозбуждения в АГ определяются выражением—фк =
Рис. 5.8. Структурная схема автогенератора
‘—1140
145
Рис. 5.9. Схема АГ с автоматическим смещением
= (ps+(po.c, где <рк — фазовый сдвиг между колебательным напряжением на контуре и амплитудой первой гармоники тока УЭ; — фазовый сдвиг между амплитудой напряжения возбуждения Г'в;( и первой гармоникой тока УЭ; qw— фазовый сдвиг между колебательным напряжением на контуре и напряжением возбуждения Если <pK + <p.s+<po.c-2лп, то частота генерации fr совпадает с собственной частотой колебательного контура fo- В реальных схемах частота поскольку в колебательную систему АГ вносится не только активная, по и реактивная составляющая сопротивления. Это обусловлено тем, что реальная цепь обратной связи содержит как активные, так и реактивные элементы, кроме того, на высоких частотах проявляется фазовый сдвиг между напряжением возбуждения Г/Вх и первой гармоникой входного тока УЭ.
Рассмотрим схему АГ, изображенную на рис. 5.9, для которой фазовые и амплитудные условия самовозбуждения будут:
баланс фаз q>K+<ps + (po.c=2nn,
баланс амплитуд К0.с>1 !SZ3K.
Процесс самовозбуждения АГ в сильной степени зависит от выбора рабочей точки транзистора. Если выбрать рабочую точку на участке большой крутизны входной характеристики транзистора, то незначительная величина Uc (слабая обратная связь) приведет к самовозбуждению АГ. Это «мягкий» режим самовозбуждения. При этом АГ будет работать в классе А с невысоким КПД. Для повышения КПД желательно работать с отсечкой тока, для чего выбирают рабочую точку в области нижнего изгиба входной характеристики УЭ либо подают на УЭ запирающее напряжение. При этом самовозбуждение АГ возможно только при большой на-чальной амплитуде Uc. Это «жесткий» режим самовозбуждения. При этом АГ будет работать с отсечкой тока УЭ и с более высоким КПД. Возникшее противоречие (работа при малых амплиту-146
Рис. 5.10. Определение стационарного режима по колебательным характеристикам
iax возбуждения с высоким КПД) решается применением цепочки автоматического смещения рабочей точки в область малой кру-изны входной характеристики за счет эмиттерного сопротивления 7?з- Начальная установка рабочей точки в области большой рутизны характеристики достигается за счет делителя
Остановимся на выборе К0.с, для чего воспользуемся «колеба-ельпыми характеристиками» генератора. Колебательными характеристиками называют зависимость /к1=|(Нс) при постоянном Г/См и разорванной обратной связи. Семейство таких характеристик при различных значениях UCM приведено па рис. 5.10, там же нанесены линии 1, 2, представляющие собой зависимость напряжения возбуждения Uc. от величины обратной связи. Известно, что Uc = Ko.cUk:=Ko.<Jk1Rw, где /?эк — эквивалентное сопротивление контура. Откуда /К| = £7с/Ао.<7?эк. Точка пересечения прямой обратной связи с колебательной характеристикой определяет величину первой гармоники коллекторного тока и напряжения на базе, которые устанавливаются в схеме при данном Ко.с и смещении. При Ко.с<Ккр самовозбуждение невозможно. Слишком сильную обратную связь устанавливать также нежелательно из-за снижения мощности генератора.
В автогенераторах часто отсутствует элемент обратной связи, роль которого выполняет один из элементов контура (L или С), т. е. в таких схемах УЭ подсоединяется к колебательному контуру тремя точками: коллектором, базой и эмиттером. Такие генераторы получили название трехточечных. На рис. 5.11 приведены схемы трехточечпых АГ. Чаще применяют емкостные трехточечные схемы, имеющие более высокую стабильность частоты генерируе-Ю*	147
Рис. 5.11. Схемы трехточечных АГ: а—обобщенная; б—емкостная; в — индуктивная
в)
ыых колебаний, так как наличие конденсаторов Cf и С2 позволяет снизить влияние собственных емкостей транзистора Свх и Свых на частоту АГ.
Рассмотрим обобщенную трехточечную схему (рис. 5.11,а). Будем считать, что А(, Л'2,	— чисто реактивные элементы,
включающие в себя все паразитные элементы (междуэлектродпыс емкости, индуктивности монтажа и др.), тогда fr=fo при которой
Xi + Х% + Х3 = 0.	(5.1)
Равенство справедливо, если хотя бы одно из реактивных со противлений имеет обратный знак по отношению к остальным. В то же время коэффициент обратной связи Ao.c=^2/^i+-^2-С учетом (5.1) имеем Ао.с =—№Дз). Обратная связь должна быть положительной, тогда Х2 и Х3 должны иметь одинаковый знак, т. е. обе реактивности должны носить либо индуктивный, либо емкостной характер. Из (5.1) реактивность Xj должна иметь знак, противоположный Х2 и ¥3. Таким образом, для возникновения автоколебаний необходимо, чтобы реактивные элементы Х2 и Хз имели одинаковые знаки; реактивные элементы Xt и Х3 были различны по знаку; выполнялось условие | X; | > | Х31.
Двухконтурные автогенераторы. Основной недостаток одноконтурных АГ заключается в том, что его контур, определяющий рабочую частоту, служит также нагрузкой генератора и связан с внешними потребителями. Это так называемые режимные компоненты, влияющие на стабильность частоты АГ. Отмеченный недостаток может быть устранен в двухкоптурных АГ, в которых один контур выполняет функции стабилизации частоты, а другой — выделения мощности и связи с нагрузкой. Связь между контурами осуществляется через одну из междуэлектродных емкостей лампы. Различают три разновидности схем (рис. 5.12): с общим эмиттс-148
Г------
а)
Рис. 5J2. Схемы дпухконгуряых АГ.'
а — с общим эмиттером; б —с общей базой; в — с общим коллектором
ром, общей базой, общим коллектором. Известно, что система двух связанных контуров обладает двумя собственными частотами, нижней и верхней. Нижняя частота связи расположены ниже собственной частоты обоих контуров, а верхняя — между собственными частотами контуров. Верхняя и нижняя частоты связи располагаются ближе к собственной частоте более добротного контура.
В схеме с общим эмиттером (рис. 5.12, а) па месте сопротивлений Л2, X? помещены контуры. Для выполнения фазовых условий самовозбуждения их сопротивления должны иметь одинаковый знак и возбуждение возможно только на нижней частоте (индуктивная трехточечпая схема). Основная мощность выделяется в контуре L3C3, поэтому его связывают с нагрузкой, а частоту должен определять контур L2C2. Настраивать контур L2C2 надо па частоту более низкую, чем частота контура L3C3. Чем больше взаимная расстройка контуров, тем меньше влияние контура /-3С3 на частоту генерации, но мепыие и мощность, которая выделяется в нем.
В схеме с общей базой (рис. 5.12,6) контуры помещены па месте jYf, Х2. Для выполнения фазовых условий самовозбуждения их сопротивления должны иметь разные знаки, причем эквивалентное сопротивление контура LfCI должно иметь индуктивный характер, а эквивалентное сопротивление контура L2C2— емкостный характер. Контур L{Ct должен настраиваться на более низкую частоту, чем контур L2C2. Генератор при этом возбуждается на нижней частоте связи. Эта схема не обладает высокой стабильностью, и поэтому ее не применяют.
В схеме с общим коллектором (рис. 5.12, в) контура помещены на месте Хъ. Для выполнения фазовых условий самовозбуждения их сопротивления должны иметь разные знаки, причем эквивалентное сопротивление контура L3C3 должно иметь емкостной характер. Контур LtCi должен быть настроен на более высокую 149
частоту, чем контур L3C3. Генератор при этом возбуждается ка^ емкостная трехточечная схема на верхней частоте связи. В этод схеме основная мощность выделяется в контуре L3C3. Наиболп,. шее распространение получила индуктивная трехточечная схема так как обладает более высокой стабильностью частоты.
Стабилизация частоты автогенераторов. Дестабилизирующие факторы могут быть внутренними и внешними. Внутренние — шу. мы АГ, старение радиокомпонентов; внешние — изменения темпе, ратуры, питающих напряжений, влажности, давления и механиче-ские нагрузки.
К основным способам повышения стабильности частоты следу, ет отнести: повышение добротности колебательных контуров; уменьшение влияния температуры па величины L и С и режимы УЭ, использование всевозможных методов термокомпенсации; повышение стабильности питающих напряжений; применение различных способов уменьшения влияния нагрузки и др. В целом это ограничивает относительную нестабильность частоты АГ значением порядка I0-4.
Для получения более высокой стабильности частоты АГ применяют электромеханические колебательные системы, чаще всего кварцевые резонаторы КР. Кварцевые резонаторы изготавливают на частоты 4 кГц... 100 МГц и выпускают в различном конструктивном исполнении: вакуумные, герметизированные, миниатюрные микромодульные. Относительная нестабильность КР—10~6. До 15 МГц КР возбуждаются на основной частоте, а выше 15 МГц — на гармониках.
Кварцевые пластины обладают пьезоэффектом и резонансными свойствами. Если сжать пластину вдоль механической или элек прической оси, то па перпендикулярной грани возникнут заряды противоположного знака (прямой пьезоэффект). Если же к параллельной парс граней приложить разность потенциалов, то вдоль перпендикулярных осей возникнет механическая деформация (обратный пьезоэффект). Кварцевая пластина имеет одну или несколько резонансных частот, интенсивность свободных колебаний на которых наибольшая. Электрическим аналогом кварцевой пластины является последовательный колебательный контур (рис. 5.13) с добротностью на3...4 порядка выше, чем LC-контура с сосредоточенными параметрами. Кварцевый резонатор имеет две резонансные ЧаСТОТЫ: ^кв.посл== 1/2л"|Д-квСкв; /"кв.пар — 1	квСквСо/ (С^в—|-Со) > где
Со — емкость кварцедержателя. На частоте последовательного резонанса эквивалентное сопротивление КР равно гкв. На частоте параллельного резонанса КР используют редко из-за нестабильности Со- В интервале частот от fKB.nocn до fKB.naP сопротивление КР имеет индуктивный характер. Кварцевый резонатор н схеме АГ может 150
Рис. 5.13. Эквива-
Рис 5.14. Схемы кварцевых ЛГ: а — осцилляторная; б — фильтровая
лентная схема квар-
нового резонатора
выполнять две функции: высокоэталонной индуктивности, заменяя индуктивность в емкостной трехточечпой схеме (осцилляторная схема), высокодобротного последовательного колебательного контура в цепи обратной связи (фильтровая схема). На рис. 5.14 приведены схемы кварцевых АГ. Общим недостатком кварцевых АГ является то, что они работают на фиксированной частоте.
Диапазонные возбудители. Основой диапазонных передатчиков являются возбудители, называемые синтезаторами частот, которые позволяют перекрывать весь рабочий диапазон дискретно с ограниченным числом КР. При построении синтезаторов диапазонных возбудителей используют методы пассивного и активного синтеза.
Метод пассивного синтеза заключается в многократном преобразовании исходных частот путем их умножения, деления п алгебраического сложения. К недостаткам этого метода следует отнести худшую по сравнению с методом активного синтеза частоту спектра выходного сигнала.
Метод активного синтеза сетки частот основан на применении опорного кварцевого генератора, включенного в цепь фазовой автоподстройки частоты перестраиваемых или управляемых АГ.
В зависимости от элементной базы синтезаторы делятся на аналоговые и цифровые. Выбор метода синтеза, элементной базы зависит от требований, предъявляемых к конкретному устройству. Оптимальное решение поставленной задачи чаще всего удается получить при одновременном использовании нескольких методов синтеза с разумным сочетанием аналоговой и цифровой элементной базы. Подробнее синтезаторы частоты рассмотрены в [11].
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	В чем отличие автогенератора от усилителя?
2.	Каковы условия самовозбуждения автогенератора?
3.	Как влияет положение рабочей точки иа режимы самовозбуждения?
4.	Что такое трехточечная схема? Каковы условия самовозбуждения в трс.\. точечной схеме?
5.	Какие преимущества имеют дзухконтурные автогенераторы перед одноконтурными?
6.	Поясните физический смысл стабилизации частоты АГ с помощью кварцевого резонатора.
7.	Что такое синтезатор частоты?
5.4. УПРАВЛЕНИЕ
ВЫСОКОЧАСТОТНЫМИ КОЛЕБАНИЯМИ (МОДУЛЯЦИЯ) .
Понятие о модуляции. Радиосвязь осуществляется путем передачи энергии электромагнитных колебаний высокой частоты от передающей антенны к приемной. Спектр, отображающий переда ваемое сообщение, расположен в более низких (звуковых) частотах, поэтому для обеспечения радиосвязи изменяют один из параметров высокочастотного колебания по закону изменения низкочастотного сигнала. Этот проносе называется модуляцией. Разлп чаю г амплитудную, частотную и фазовую модуляции пепрерыв ных сигналов. При передаче дискретных сигналов также осуществляется изменение амплитуды, частоты или фазы высокочастотного колебания, при этом длительность элементарного сигнала фиксированная и определяется методом кодирования сообщения. Такой способ управления высокочастотными колебаниями называют манипуляцией. В каналах манипуляции, как правило, используют временное или частотное уплотнение сообщений.
Амплитудная модуляция. При амплитудной модуляции AM ам плитуда высокочастотного колебания изменяется по закону сигпа ла информации. Если в качестве модулирующего сигнала принять синусоидальный сигнал одного тока, то амплитуда колебаний в этом случае изменяется по закону	sin Qt, где Uo — ампли-
туда колебаний при отсутствии модуляции; АП— изменение амплитуды колебаний под воздействием модулирующего сигнала; Q=2nF— угловая частота модуляции.
Мгновенное значение амплитуды высокочастотных колебаний U=Uo+№J sin Qt можно записать в виде l/=Ual М-------— sin 2/1.
\ Цо /
Отношение t7s IUo = ni называют коэффициентом (глубиной) модуляции. Его часто выражают в процентах.
Рис. 5.15. Вид AM колебания при модуляции гармоническим колебанием (а) и его спектр (б)
Амплитуда U имеет максимальное значение при sin i/nicx=t/u(l-!-ni), минимальное значение при sinfif=—I: f/min = = [/0(1—т).
Из полученных соотношений находим
Um„x— Umin = 2Lfom; т = (Umax — Umin)!(Umax + Umin).
На рис. 5.15, а показано амплитудно-модулированное колебание, из рассмотрения которого можно заключить, что т изменяется от 0 до 1 при Uo>-Uamax- При U<)<Uemaxm> 1. Однако при {/о<Пе изменение амплитуды высокочастотного колебания не соответствует закону изменения модулирующей функции, и такой ре-им на практике не применяется.
Уравнение высокочастотных колебаний, модулированных по амплитуде, можно записать в виде
U = LI0 (1 + т sin 2£) sin <ot,
Где со— частота высокочастотных колебаний.
После несложных преобразований уравнение АМ-колебаннп может быть представлено в виде
n = t/0sina)/4--^-cos(a) —Q)/--^-cos(o)4-Q) t.
2	2
Следовательно, ЛМ колебания представляют собой результат сложения трех высокочастотных колебаний: колебания с частотой (о и с амплитудой t/0 и двух колебаний с частотами со + £2 и «>—Q и амплитудой 0,5т£7(). Частоты oj + Q и w—£2 называются верхней и нижней боковой соответственно. Спектр такого колебания представлен па рис. 5.15,6. При передаче сигнала со сложным спектром спектр AM колебания будет иметь вид, показанный на
Рис. 5.16. Спектр AM колебания при модуляции сложным колебанием
рис. 5.16. В спектре появляются боковые полосы, каждая из которых соответствует спектру модулирующего сигнала Не (f)> при этом полоса частот AM колебания равна двум максимальным ча. стотам модуляции 2Frnax.
Схемы амплитудной модуляции. Амплитудную модуляцию осуществляют в резонансном усилителе, для чего на электроды электронного прибора подают несущее колебание радиочастоты и модулирующий сигнал. Модуляция получается благодаря нелинейности характеристики электронного прибора. В качестве электронного прибора применяют лампы, транзисторы биполярные или полевые. Один из способов модуляции показан на рис. 5.17. Модулирующее напряжение Us подается с трансформатора Т1 вместе с напряжением [7Н на затвор полевого транзистора. Исходная рабочая точка определяется напряжением £3. Изменение токов и напряжений показано на рис. 5.18. О качестве модуляции судят по модуляционной характеристике, представляющей собой график зависимости первой гармоники стокового тока от напряжения, изменяющегося по закону модулирующего сигнала.
Рис. 5.17. Схема получения AM колебаний 154
Рис. 5.18. Работа модулятора с отсечкой выходного тока
в — входная характеристика полевого транзистора; б—суммарное напряжение на затворе; в— изменение выходного тока: г —вид выходного напряжения, снимаемого с колебательного контура
На рис. 5.19 приведена статическая модуляционная характеристика при модуляции смешением. При больших отрицательных смещениях £зт1Л угол отсечки стокового тока мал, мала амплитуда импульсов стокового тока, а следовательно, мала и амплитуда
Рис. 5.19. Модуляционная характеристика
первой гармоники Icmi- По мере увеличения Е3 увеличивается угод отсечки, который не должен превышать 120°, так как в даль, нейшем аг будет уменьшаться, что приведет к уменьшению Л „ь Амплитуда Icmi будет увеличиваться до тех пор, пока схема не перейдет в перенапряженный режим или режим колебаний первого рода. При переходе в перенапряженный режим появятся провалы в импульсах стокового тока, которые сильно изменят модулирующий сигнал. При переходе в режим колебаний первого рода амплитуда стокового тока не зависит от напряжения смещения и модуляции вообще не будет. Если работать на практически линейном участке модуляционной характеристики (участок А—Б), то модуляция будет осуществляться с достаточно малым уровнем искажений. При этом амплитуда модулирующего напряжения не должна превышать величины
Usm — ( I E3mln I | Езтах I )/2-
Модулирующее напряжение можно подавать и в цепь выходного электрода (анод, коллектор, сток), при этом оно накладывается на ЭДС источника питания Е. Одна из возможных схем AM па транзисторе показана на рис. 5.20. В зависимости от того, па какой электрод подается модулирующее напряжение, модуляцию называют базовой, сеточной, анодной, коллекторной и др. Иногда применяют комбинированные виды модуляции, при которых модуляция осуществляется в двух цепях электронного при бора (к примеру, на коллектор и базу транзистора).
Энергетические характеристики РПД с AM определяют при гармонической форме модулирующего сигнала. При отсутствии модуляции мощность на выходе РПД Ри = t7sp/2 RH.
В режиме модуляции Ртах = Рн(1 + т2), а РП1,п = Ри(1—т2). При т=\ (модуляция 100%) Ртах=4Рн, т. е. максимальная перс даваемая мощность в 4 раза больше мощности при отсутствии модуляции.
При этом мощность двух боковых составляющих D (пил2 1 л	ц
= ------ -----• и тогда отношение мощности полезной ипфор-
\ 2 ) R
мации ко всей передаваемой мощности Ръ/РтаХ< 1/8 при т=1. В современных радиопередатчиках т~0,8... 0,85, так что это отношение будет несколько меньше.
Низкая эффективность использования мощности при AM является существенным недостатком. Кроме того, полоса частот, занимаемая AM колебанием, в 2 раза шире спектра модулирующего сигнала. И тем не менее ЛМ широко применяется, так как прием AM колебаний осуществляется сравнительно простыми схемными решениями. В настоящее время AM применяют в радиовещатель ных системах ДВ, СВ, КВ диапазонов, для ближней и дальней 156
1адиосвязи в гражданской авиации [11]. Широко используется од-ополосная модуляция с полным подавлением несущей (ОМ) и еполным подавлением несущей, с пилот-сигналом (ОМП). Общий .•квивалентпый выигрыш по мощности при переходе от AM к ОМ ОМн) достигает 12... 16 раз. Кроме того, применение ОМ позво-1Яет в 2 раза сократить необходимую полосу частот.
Существует несколько способов получения однополосного сигала. В самолетных радиостанциях наибольшее распространение олучил фильтровой способ. В основу метода фильтрации положе-о выделение из спектра AM сигнала с помощью фильтра одной оковой полосы с последующим переносом выделенной полосы в •бласть рабочих частот РПД путем последовательных преобразований. При этом предъявляются жесткие требования к подавлению побочных комбинационных колебаний (не менее 60... 80 дБ) и стабильности частоты высокочастотного колебания (не более 2-10-7 на частотах порядка 30 МГц).
Структурная схема формирования однополосного сигнала приведена на рис. 5.21. В балансном модуляторе БМ1 формируются AM-колебания с подавлением несущей [н. Одна из боковых полос выделяется с помощью кварцевого фильтра Ф| и поступает на балансный модулятор БМг, где опа используется в качестве модулирующего напряжения для частоты f2. Подобная операция повторяется несколько раз (три), пока модулирующий сигнал г будет перенесен в область рабочих частот. Многократный перенос
Рис. 5.21. Структурная схема формирования однополосного сигнала
модулирующего сигнала путем наращивания поднесущих обусловлен тем, что при высокой несущей (10 ...20 МГц) и низких модулирующих частотах (300 ...400 Гц) разделить боковые полосы весьма трудно даже совершенными кварцевыми фильтрами.
Частотная модуляция. При частотной модуляции ЧМ частота ВЧ колебаний изменяется по закону модулирующего сигнала: ы= =<!),,Ч-Д<1) cos Q/, где До — наибольшее изменение (девиация) частоты. Уравнение частотно-модулированных колебаний
U = U„ cos (ши< -f- Д4 sin Qf),
где М=Д<о тал/й — индекс модуляции.
Индексом модуляции называют отношение максимального отклонения частоты ВЧ колебаний от ее среднего значения к частоте модулирующего сигнала. Различают узкополосную ЧМ при Л1<1 н широкополосную при Л45>1.
Промодулированное ВЧ колебание содержит большое количество гармонических колебаний, частоты которых отличаются на частоту модулирующего сигнала. С уменьшением частот модуляции число спектральных составляющих в спектре увеличивается, однако амплитуды боковых частот довольно быстро убывают с увеличением их номера, причем тем быстрее, чем меньше индекс модуляции. При этом колебания всех боковых частот, номера которых больше индекса модуляции, содержат не более 1...2% всей энергии и их можно не учитывать. При М< 1 (узкополосная модуляция) колебания всех боковых частот с номером выше единицы можно не учитывать и тогда ширина спектра ВЧ колебания будет примерно 2Fм max-
При (широкополосная модуляция) ширину спектра ВЧ колебания с достаточной для практики точностью можно определить нз выражения
2Awmoj< = 2FMmef(l+Al),
т. е. ширина используемого спектра равна примерно 2Д«. Поскольку 2A(o»Fv, ширина спектра получается большой, что делает не рациональным применение широкополосной ЧМ в диапазонах ДВ, СВ и КВ. Широкополосная ЧМ применяется в диапазоне УКВ для высококачественного вещания. Узкополосную ЧМ можно применять в служебной радиосвязи.
Важным преимуществом ЧМ по сравнению с AM можно считать постоянство амплитуды ВЧ колебаний, что позволяет улучшить энергетические показатели канала связи за счет более полного использования мощности передатчика, применить в радиоприемнике ограничитель амплитуды с целью уменьшения паразитной амплитудной модуляции.
На практике применяют два метода получения ЧМ: прямой и косвенный. Прямой метод заключается в том, что модулирующее 158
Рис. 5.22. Структурная схема передатчика с прямым методом получения ЧМ
колебание воздействует непосредственно на параметры колеба-тельной системы возбудителя. Структурная схема передатчика с прямым методом получения ЧМ приведена на рис. 5.22. Модуляция осуществляется изменением частоты генератора с помощью управляемого реактивного элемента УРЭ. В качестве УРЭ применяют варикапы, отличающиеся высокой механической и электрической надежностью, малыми габаритами и большой добротностью.
На рис. 5.23 приведена схема транзисторного автогенератора, в котором частотная модуляция осуществляется с помощью варикапа С?, включенного последовательно с L3. По цепи Lt, Се на
Рис. 5.23. Схема получения ЧМ с помощью варикапа
п-р переход подается модулирующее напряжение, а по цепи Lt—напряжение смещения. Напряжение смещения выбирают таким, чтобы п-р переход всегда находился в закрытом состоянии, т. е. чтобы выполнялось условие |£сИ|Uv, при этом максимальное обратное напряжение на варикапе не должно превышать пробивного напряжения.
Для уменьшения уровня искажений модуляцию осуществляют при малых девиациях частоты на относительно низких частотах (менее 10 МГц) с последующим умножением частоты. Существенным недостатком прямого метода ЧМ является трудность стабилизации средней частоты возбудителя. Применение кварцевой стабилизации частоты возбудителя не дает существенного выигрыша. Более перспективным является применение системы автоматической подстройки несущей частоты передатчика (см. § 6.7). Однако это приводит к значительному усложнению схемы передатчика.
Косвенный метод получения ЧМ заключается в преобразовании ФМ в ЧМ. При этом задающий генератор не подвергается модуляции и может быть реализован па базе высокостабильного кварцевого автогенератора. Фазовая модуляция осуществляется в специальных каскадах передатчика при малой девиации радиочастоты с последующим его умножением. Так как при ФМ девиа ция зависит пе только ог амплитуды модулирующего сигнала, по и от его частоты, что приводит к подъему АЧХ на высших частотах модуляции, то модулирующий сигнал необходимо подавать через фильтр, коэффициент передачи которого обратно пропорционален модулирующей частоте. Структурная схема такого передатчика приведена на рис. 5.24.
Импульсная модуляция. Для передачи низкочастотных сигналов (информации) можно воспользоваться периодической последовательностью импульсов, параметры которой — амплитуда, длительность, частота повторения и фаза — нормированы. При этом, изменяя один из параметров по закону модулирующей функции, можно осуществить один из видов модуляции: амплитудно-импульсную АИМ, широтно-импульсную ШИМ, частотно-импульсную
Рнс. 5.25. Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией
Рис. 5.24. Структурная схема передатчика с косвенным методом получения ЧМ
ЧИМ и фазоимпульсную ФИМ. Если изменять последовательность импульсов в группе, то можно реализовать еще один из видов импульсной модуляции — кодово-импульсную КИМ.
Структурная схема передатчика с импульсной модуляцией приведена на рис. 5.25. Передаваемое сообщение (информация) поступает па импульсный модулятор ИМ, куда одновременно поступает последовательность импульсов с импульсного генератора ИГ. В модуляторе осуществляется один из видов импульсной модуляции. Полученный сигнал поступает на вторичный модулятор ВМ, куда одновременно поступает высокочастотный сигнал с генератора Г. Там осуществляется модуляция ВЧ колебания импульсной последовательностью, промодулнроваиной по закону изменения НЧ сигнала информации.
В настоящее время наиболее широко применяются ФИМ и КИМ. Амплитудно-импульсная модуляция имеет слабую помехозащищенность (см. § 6.9). Широтно-импульсная модуляция также слабо защищена от помех, так как полоса пропускания передатчика и приемника выбирается по самому узкому импульсу и должна быть достаточно широкой. Однако при ШИМ можно получить более высокую помехозащищенность по сравнению с АИМ за счет применения амплитудного ограничителя, устраняющего влияние импульсных помех.
Фазоимпульсная модуляция обладает более высокой помехозащищенностью, так как этот вид модуляции осуществляется путем посылки импульсов одинаковой длительности и постоянной амплитуды. Еще более высокой помехозащищенностью обладает КИМ и другие виды модуляции, описание которых выходит за рамки данного курса.
Телеграфная манипуляция. По характеру использования передатчика к импульсной модуляции близок телеграфный режим работы. Отличие состоит в том, что длительность телеграфных сигналов в 1000 раз больше длительности посылок при импульсной модуляции. При этом полоса пропускания телеграфных передатчиков и приемников может быть взята в 1000 раз меньше, чем при импульсной модуляции, что позволяет вести уверенный прием на фоне сильных помех. Телеграфный род работы передатчика часто называют манипуляцией. В зависимости от параметра, который подвергается манипуляции, различают амплитудную, частотную и фазовую манипуляцию.
Одна из возможных схем амплитудной телеграфии приведена на рис. 5.26. В усилитель мощности VT, подается смещение от Есм через делитель Последний подбирается так, что на базу VTI поступает напряжение Е6 = £6.згп при закрытом VT2 (телеграфный ключ TR отжат). При нажатии ТК транзистор VT2 открывается за счет смещения с делителя RiR$ и своим малым сопротивлепи-11—1140	161
Рис. 5.26. Схема получения АТ
Рис. 5.27. Амплитудная манипуляция:
а — вид сигнала управления; б — вид излучаемого сигнала
ем гНас шунтирует резистор /?з- Напряжение смещения на базе VT1 уменьшается до £6=0, и на выходе усилителя появляется мощность.
Амплитудная манипуляция или амплитудная телеграфия относится к способу передачи информации в кодированном виде с основанием кода, равным двум. Один элементарный сигнал кода соответствует излучению полной мощности передатчика (посылке), а другой сигнал — отсутствию этого излучения (паузе). Вид сигнала управления и излучаемого сигнала приведен на рис. 5.27. В авиационных радиостанциях связи применяется неравномерный код — код Морзе. Короткая посылка равна длительности элементарного сигнала (точке), длинная посылка —для трех элементарных сигналов (тире), длительность паузы между посылками одного слова — три элементарных сигнала, а между словами — пять элементарных сигналов. Амплитудную манипуляцию можно рассматривать как частный случай стопроцентной AM, при этом ширина спектра излучаемого колебания зависит от скорости манипуляции. При ручной манипуляции £м~10 Гц, тогда 2Л/\Г =20 Гц. Однако для повышения помехоустойчивости приема из-за искаже пия телеграфных посылок и замираний сигналов полосу увеличивают в 3—5 раз, н тогда 2Л/дТ=100 Гц. При автоматической манипуляции FM=300 Гц и 2А/дт=1500 Гц. При приеме на слух те леграфных сигналов осуществляют тональную модуляцию колеба пия несущей частоты с последующей амплитудной манипуляцией. Такой вид сигнала используют в маркерных каналах систем по садки самолетов [11].
Частотная манипуляция или частотная телеграфия также относится к кодам с основанием два. При этом передатчик излучает одну и ту же энергию. Но каждому элементарному сигналу соот-162
Рис. 5.28. Частотно-фазовая манипуляция:.
а — вид сигнала управления и излучаемого сигнала при ЧТ; б — вид сигнала управления и излучаемого сигнала при ФТ
ветствует колебание своей частоты. Как правило, посылке соответствует более высокая частота fi, чем в паузе /г- Разность частот ft—fz=fp называется разносом частот. Девиация частоты Afmax, j. е. максимальное отклонение частоты от среднего значения fo — = 0,5(fi 4-f2) принимается обычно не более 0,5 i\fP. При этом требуется меныпая ширина полосы пропускания приемника ЧТ, чем приемника АТ, и, как следствие этого, более высокая помехоустойчивость приема. Вид сигнала управления и излучаемого сигнала приведен на рис. 5.28, а.
Фазовая манипуляция осуществляется скачкообразным изменением фазы при переходе от посылки к паузе и от паузы к посылке. Вид сигнала управления и излучаемого сигнала приведен на рис. 5.28, б.
Измерение фазы колебания возможно только по фазе опорного колебания в отличие от АТ и ЧТ, где измерение амплитуды и частоты может осуществляться непосредственно (прямым способом). Фазовая манипуляция реализуется в отдельных устройствах систем посадки самолетов, работающих «с опорным нулем» [11].
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I.	Нарисуйте спектр ЛМ колебания при модуляции одним тоном, при модуляции сложным сигналом.
2.	Приведите одну из схем AM.
3.	В чем выражаются недостатки ЛМ?
4.	Как осуществляется ОМ и каковы преимущества ОМ перед ЛМ?
5.	Чем отличается узкополосная ЧМ от широкополосной?
6.	Какие известны методы получения ЧМ, в чем их отличие?
7.	Назовите виды ИМ и дайте их сравнительный анализ.
8.	Что такое манипуляция? В чем отличие ЛТ от ЧТ?
11*
163
Глава 6. РАДИОПРИЕМНИКИ
6.1.	НАЗНАЧЕНИЕ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Классификация. Радиоприемное устройство — это система, обеспечивающая прием сообщений, передаваемых с помощью электро магнитных воли. Радиоприемное устройство (рис. 6.1) состоит из антенны, радиоприемника и оконечного устройства. Антенна преобразует энергию электромагнитных волн в электрический сигнал. Радиоприемник выделяет принимаемый сигнал из множест ва других, усиливает его до уровня, необходимого для нормальной работы детектора, выделяет модулирующий переданный электрический сигнал, усиливает выделенный сигнал до уровня, необходимого для нормальной работы оконечного устройства. Оконечное устройство воспроизводит или регистрирует переданное сообще ние, используя при этом громкоговоритель, электронно-лучевую трубку, буквопечатающее устройство, ЭВМ и т. д. Приемные ап теплы различного назначения рассмотрены в гл. 3. Всевозможные оконечные устройства изучаются в специальных курсах.
Радиоприемники классифицируются по различным признакам: по функциональному назначению, принципу построения структурной схемы, виду модуляции принимаемых сигналов, диапазону волн принимаемых сигналов, конструктивному оформлению и т. д
По функциональному назначению радиоприемники делят на профессиональные и вещательные. Профессиональные радиоприемники предназначены для выполнения специальных тех нических задач: радиолокации, радиосвязи, радиотелеметрии и т. д. Радиовещательные приемники обеспечивают прием программ звукового и телевизионного вещания.
По принципу построения структурной схемы приемпп ки делятся на приемники прямого усиления, с регенеративным усилением и супергетеродинные.
По виду модуляции принимаемых сигналов приемники
Антенна
Рис. 6.1. Структурная схема радиоприемного устройства 164
Антенна
Рис. 6.2. Структурная схема приемника прямого усиления
подразделяют на приемники непрерывных сигналов, модулированных по амплитуде, частоте, фазе, и дискретных сигналов с различными видами импульсной модуляции и манипуляции.
По диапазону волн принимаемых сигналов различают профессиональные приемники НЧ, СЧ, ВЧ, ОВЧ, УВЧ, СВЧ и вещательные приемники ДВ, СВ, КВ, УКВ диапазонов. Существуют универсальные приемники, принимающие информацию на нескольких диапазонах волн (см. Приложение 1).
По конструктивному оформлению приемники делятся на стационарные, переносные, бортовые (корабельные, самолетные, автомобильные, космических аппаратов).
Структурные схемы радиоприемников различают в основном построением тракта радиочастоты. В зависимости от вида принимаемого сигнала могут быть различия в схемах построения детекторов, а также в схемах последетекторной обработки сигнала. Если в радиоприемнике осуществляется прямое усиление сигнала, то такой радиоприемник называется приемником прямого усиления (рис. 6.2). Если же усиление сигнала осуществляется с преобразованием частоты, то такой радиоприемник называется супергетеродинным (рис. 6.3).
Рис. 6.3. Структурная схема супергетеродинного приемника
Приемник прямого усиления. Входная цепь ВЦ представляет собой частотно-избирательную цепь, служащую для передачи сигнала из антенны на вход первого каскада усилителя радиоча-стоты. Усилитель радиочастоты УРЧ обеспечивает основную частотную избирательность принимаемого сигнала и усиление сигнала. Детектор Д выделяет модулирующий электрический сигнал. Усилитель частот модуляции УЧМ усиливает сигналы, полученные с детектора, до уровня, необходимого для нормальной работы оконечного устройства.
Диапазонный приемник прямого усиления с высокими качественными показателями реализовать трудно. При перестройке приемника в диапазоне частот полоса пропускания радиотракта не остается постоянной. При этом в зависимости от соотношения полосы пропускания радиотракта и ширины спектра принимаемого сигнала будет либо наблюдаться ухудшение избирательности приемника, либо прием будет сопровождаться искажениями передаваемого сообщения. Для нормальной работы детектора необходимое усиление тракта радиочастоты — порядка Ю6, что невозможно обеспечить с помощью одного каскада УРЧ, поэтому в УРЧ должно быть 2—3 каскада. В диапазонном приемнике все избирательные цепи перестраиваемые, что существенно усложняет конструктивное выполнение тракта радиочастоты и повышает вероятность его самовозбуждения.
Супергетеродинный приемник. В супергетеродинном приемнике наряду с усилением сигнала преобразуется частота принятого сигнала без изменения закона его модуляции. В тракте радиочастоты имеются преобразователь частоты и усилитель промежуточной частоты. На вход смесителя поступает два сигнала: с частотой /с с выхода УРЧ и с частотой f? от местного генератора, называемого гетеродином. В выходном сигнале смесителя помимо составляющей частоты fc содержится ряд комбинационных частот fc±P/r. С помощью фильтра сосредоточенной избирательности ФСИ выделяется одна из них, чаще всего fnP=fr—fc (fae=fc—fr), в зависимости от верхней или нижней настройки гетеродина. Полученная частота, называемая промежуточной fnp, остается постоянной во всем диапазоне частот, что достигается сопряженной настройкой входных цепей, УРЧ и гетеродина с помощью одного органа управления. Основное усиление сигнала в таком приемнике осуществляется в каскадах УПЧ, которые не надо перестраивать, что упрощает' конструкцию приемника, позволяет выполнить более добротными избирательные цепи тракта УПЧ и повысить избирательность приемника.
Особенностью супергетеродинного приемника является наличие побочных каналов приема. Ослабление приема побочных каналов может быть получено за счет двойного и даже тройного преобра-166
зования частоты. Подробнее этот вопрос будет рассмотрен в § 6.4. Еще одной особенностью супергетеродинного приемника является наличие паразитного излучения с частотой гетеродина на входе приемника. Влияние паразитного излучения приемника па работу других радиосредств будет рассмотрено в § 6.9.
Основные качественные показатели радиоприемника. Радиоприемник характеризуется большим числом технико-экономических показателей. Основные из них: чувствительность, избирательность, диапазон рабочих частот, динамический диапазон, помехоустойчивость, качество воспроизведения, выходная мощность, мощность источников питания, устойчивость и надежность работы, удобство управления, габариты, масса, электромагнитная совместимость.
Чувствительностью называется способность радиоприемника обеспечивать прием слабых сигналов. Количественно чувствительность оценивается величиной минимально необходимой мощности или ЭДС сигнала в антенне, при которой сигнал на выходе приемника воспроизводится с заданным качеством. Существует два критерия качества. Первый — возможность принимать сигналы с достаточной громкостью и разборчивостью. Этому критерию соответствует параметр, называемый максимальной чувствительностью приемника. Второй критерий требует на выходе определенное качество сигнала, и ему соответствует параметр — реальная чувствительность приемника.
Максимальная чувствительность — это минимальное значение входного сигнала, обеспечивающее на выходе приемника получение номинальной мощности. При этом регулятор громкости устанавливается в положение максимальной громкости, а регулятор тембра — в положение узкой полосы. Если шумы настолько велики, что па выходе приемника устанавливается номинальное значение мощности в отсутствие сигнала, то за максимальное значение чувствительности принимается сигнал па входе, обеспечивающий отношение сигнал/шум на выходе, равное 3 дБ для AM сигнала и 6 дБ для ЧМ сигнала.
Реальная чувствительность — это минимальное значение входного сигнала, обеспечивающее на выходе приемника номинальную мощность и отношение сигнал/шум не хуже 20 дБ для AM сигнала и не хуже 26 дБ для ЧМ сигнала. Ясно, что реальная чувствительность всегда хуже максимальной.
В диапазоне метровых и более длинных волн чувствительность приемников оценивается величиной ЭДС сигнала в антенне. В зависимости от назначения приемника чувствительность может быть от десятых долей до тысяч микровольт. Так, для вещательных приемников типа Вега-323 реальная чувствительность в диапазонах СВ и ДВ не хуже 20... 40 мкВ, для профессиональных приемников в диапазоне КВ пе хуже 3... 10 мкВ. В диапазоне децимет-
ровых и более коротких воли чувствительность приемников оце нивается в единицах мощности сигнала, которая может быть IO-8... 10-20 Вт.
Иногда чувствительность оценивают в децибелах по отношению к уровню 1,0 Вт или 1,0 мВт.
Избирательностью называется способность приемника выделять полезный сигнал на фоне помех. Различают пространственную, временную, амплитудную, частотную и фазовую избирательность. Пространственная избирательность осуществляется с помощью ан тени, имеющих узкую диаграмму направленности. Временная избирательность обеспечивается отпиранием приемника только на время действия полезного сигнала. Амплитудная, частотная и фазовая избирательность реализуется на основе различия амплитуд, частот и фаз полезного сигнала и помехи. В системах радиосвязи сигналы в основном различаются по частоте и в первом приближении избирательность можно оценить но резонансной характерн стике приемника, которая представляет собой зависимость ЭДС сигнала в антенне, необходимой для создания на выходе приемника номинальной мощности, от величины расстройки Л/ между частотой сигнала и частотой настройки приемника. Для удобства сравнительной оценки избирательности различных приемников их резонансные характеристики строят в координатах d, Af.
Величина d, называемая ослаблением, показывает, во сколько
раз ослабляется напряжение сигнала в' приемнике за счет его расстройки. Часто ослабление выражается в децибелах [rfib = = 20lg№/A)]. Зависимость d=f(Af) изображена на рис. 6.4. По резонансной характеристике определяют полосу пропускания при емника Af„. Обычно ее измеряют при ослаблении сигнала в 1,41 раза (3 дБ). Иногда ослабление сигнала принимают равным двум (6 дБ). Чем уже резонансная
Рис. 6.4. Характеристика избирательности приемника 168
характеристика приемника, тем выше его избиратель ность. Однако чрезмерно уменьшать полосу пропу скания приемника не еле дует. Она должна быть сравнима с Шириной спек тра принимаемого сигнала. Так, если принимается ЛМ сигнал, ширина спектра которого не превышает 2Fитак, ТО	мтах-
Если прием ведется па фоне сильных помех, то
желательно несколько
уменьшить полосу пропу-
сквния приемника относительно ширины спектра принимаемого сигнала. При этом ухудшится качество принимаемого сигнала, но ослабится действие помех. При слабом уровне помех некоторое увеличение полосы пропускания приводит к улучшению качества приема, поэтому в приемниках иногда предусматривают регулировку полосы пропускания. При заданной постоянной полосе пропускания приемника улучшение избирательности может быть получено приближением резонансной характеристики к прямоугольной. Коэффициент прямоугольности
/Спс = А/пЛ/Д/.
где Afnd — ширина резонансной характеристики приемника на некотором заданном уровне J.41.
Реальный прием ведется в условиях, когда слабый сигнал принимается на фоне сильных Помех, при этом начинает проявляться нелинейность радиотракта, что приводит к перекрестной модуляции, блокированию, интермодуляции и в конечном счете к ухудшению качества приема. Для улучшения качества приема необходимо: во-первых, уменьшить уровень помех на входе приемника за счет повышения избирательности входной цепи; во-вторых, овысить линейность тракта радиочастоты. Избирательность, характеризующая способность приемника выделять полезный сигнал при наличии помех, называется реальной.
Диапазон рабочих часгоч—это полоса частот, в пределах которой должен перестраиваться приемник от fmax до fmin. Относительная ширина диапазона оценивается коэффициентом перекрытия Дд=1отих/1оти1. Иногда диапазон разбивают на поддиапазоны, причем коэффициент перекрытия поддиапазона Кпд не берут больше 2... 4, что ограничивается возможностями элементов настройки. Коэффициент Кпд тем меньше, чем выше рабочая частота и требуемое качество приема.
Динамический диапазон — это диапазон амплитуд входного сигнала, при котором обеспечивается заданное качество приема. Уровень максимального сигнала ограничивается допустимыми искажениями сигнала, а уровень минимального — чувствительностью приемника. Динамический диапазон выражается в децибелах, тогда
Ддб = 201g Кд max/Ка0= 101g РА maxlPао«
где Е,\тПх — максимальная ЭДС сигнала в антенне; Р-хтах— максимальная мощность в антенне; Еа0, Ра0 — чувствительность приемника.
В современных приемниках обеспечивается динамический диапазон 40...80 дБ. Для расширения динамического диапазона повышают чувствительность приемника и вводят автоматическую регулировку усиления.
Помехоустойчивость—это способность приемника обеспечить заданное качество приема при действии различных видов помех. Количественно помехоустойчивость может быть оценена вероятностным. энергетическим и артикулярныМ критериями. Вероятностный критерий применяется в основном для приемников дискретных сигналов как средняя вероятность искажения элементарного сигнала. При приеме аналоговых сигналов используется энергетический критерий как отношение мощностей или эффективных напряжений сигнала и помехи на выходе приемника при заданном отношении сигнал/шум на его входе. Артикулярнын критерий — это качество разбора речи, применяется в основном в связной аппаратуре.
Качество воспроизведения определяется искажениями принимаемого сигнала, вносимыми элементами приемника. Количественно качество воспроизведения оценивают изменением выходного сигнала по отношению к модулирующей функции, другими словами, величиной искажения сигнала. Искажения оцениваются двумя методами: спектральным и непосредственного сравнения. При спектральном методе сравнивают спектры выходного сигнала и модулирующего напряжения входного сигнала. Метод непосредственного сравнения—это оценка искажений по кривой верности, представляющей собой зависимость напряжения на выходе приемника от частоты модуляции входного сигнала.
Выходная мощность приемника зависит от типа оконечного устройства. Для систем связи выходная мощность находится в пределах 0,1... 100 Вт. Для радиолокационных и телевизионных приемников выходная мощность составляет десятки милливатт, но при достаточно большой амплитуде, достигающей нескольких десятков вольт.
Мощность источников питания определяется схемой приемника и элементной базой. Это важный показатель для авиационной аппаратуры, и поэтому для повышения энергетических показателей идут на снижение требований к другим показателям.
Устойчивость работы характеризуется стабильностью основных параметров приемника при воздействии дестабилизирующих факторов (колебаний напряжения питания, температуры, влажности п давления воздуха, при механическом и радиоактивном воздействии и т. д.). Надежность характеризуется механической и электрической прочностью приемника. Для современных приемников средняя наработка на отказ составляет тысячи часов.
Удобство управления имеет очень важное значение, особенно ъ авиации. Определяется числом органов управления и сложностью манипуляции ими в процессе эксплуатации приемника.
Массогабаритные показатели зависят от назначения приемника, его функциональной сложности. Эти показатели непрерывно J70
улучшаются за счет применения новых легких и высокопрочных материалов, новой элементной базы, а также совершенствования конструкции.
Вопросы электромагнитной совместимости чрезвычайно важны при одновременной работе радиоустройств различных диапазонов.
 Меры ослабления взаимных помех радиоустройств направлены па уменьшение уровня собственных излучений, а также уровня помех от других устройств по цепям питания, управления и т. д. '
Обеспечить оптимальность всех показателей чрезвычайно трудно, так как они находятся порой в противоречии. Улучшение одного из них приводит к ухудшению другого (чувствительность, избирательность— сложность настройки, надежность), поэтому в зависимости от назначения приемника ищут пути оптимизации выполнения поставленной задачи.
, КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I.	Каковы основные функции радиоприемного устройства?
2.	Каковы основные недостатки радиоприемника прямого усиления?
3.	Рассмотрите основные отличительные особенности супергетеродинного приемника от приемника прямого усиления.
4.	Перечистите основные показатели приемника, характеризующие его работу, и дайте их краткую характеристику.
6.2.	ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ
Назначение, схемы и основные характеристики. Входная цепь приемника предназначена для эффективной передачи сигнала от антенны па вход первого каскада приемника (усилительного или преобразовательного), а также для предварительной фильтрации сигнала от помех. Входную цепь можно представить как одно или несколько частотно-избирательных звеньев (фильтр) в цепи связи фильтра с антенной и первым активным каскадом приемника (рис. 6.5). Связь входной цепи с антенной и первым активным каскадом приемника может быть трансформаторной, автотрансформаторной, емкостной или комбинированной. На рис. 6.6
Антенна.
Рис. 6.5. Структурная схема входной цепи
Рис. 6.6. Схемы включения входной цепи в радиотракт: а — трансформаторная; б—емкостная; в—смешанная
приведены различные схемы включения входной цепи в радиотракт приемника. Фильтр подключают к следующему за ним активному каскаду полностью или частично, в зависимости от входного сопротивления активного каскада, к биполярному транзистору обычно подключают частично, к нолевому транзистору можно подключить ПОЛНОСТЬЮ.
В приемниках, работающих на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот, применяют многоконтурпые входные цепи, чаще всего двухкоптурные (рис. 6.7). Контуры настраивают на
4—Рис. 6.7. Схема двухкоптурной вхоч ной цепи
Рис. 6.8. Схемы связи коаксиальной линии с фндером:
а — автотрансформаторная; б — трансформаторная; в — емкостная
От антенны	От антенны
От антенны
частоту входного сигнала или на среднюю частоту диапазона, связывают между собой внутриемкостной связью при ее критическом значении. Это улучшает избирательность входной цепи за счет повышения крутизны боковых скатов резонансной характеристики, но при этом Ко будет меньше, чем при одноконтурной входной цепи.
В диапазоне дециметровых волн входные цепи реализуют па основе коаксиальных и полосковых линий. Входная цепь на коаксиальной линии представляет собой короткозамкнутый отрезок линии, длина которого изменяется с помощью короткозамыкающего поршня. Длина коаксиальной линии при настройке входной цепи на рабочую длину волны ло рассчитывается по формуле
I = arctg---------,
2* “Арл
где Си — емкость, равная сумме входной емкости активного каскада и емкости монтажа; р., — волновое сопротивление линии. Связь коаксиальной линии с антенным фидером может быть автотрансформаторной, трансформаторной или емкостной (рис. 6.8).
Полосковые линии представляют собой металлические плоские проводники, расположенные на слое диэлектрика (подложке). Чем выше диэлектрическая проницаемость подложки (обычно это керамика), тем меньше геометрические размеры полосковых линий по сравнению с размерами, когда диэлектриком является воздух. Фильтры, реализованные па полосковых линиях, конструктивно просты, технологичны, имеют высокую воспроизводимость параметров, позволяют существенно уменьшить массогабаритные характеристики входных цепей.
В диапазоне сантиметровых и более коротких волн в качестве входных цепей применяют полосковые линии и объемные резонаторы, образованные замкнутой металлической оболочкой, внутри которой возбуждается поле с помощью отверстия в стенке (диафрагмы), петли или штыря (рис. 6.9). Достоинства объемных резонаторов— высокая добротность, стабильность, почти идеальная экранировка. К недостаткам следует отнести значительную массу и стоимость. Наиболее широко применяются многозвенные полосовые фильтры на полосковых линиях решетчатого или гребенчатого типа, изготавливаемые по интегральной технологии.
Рис. 6.9. Схемы позбуж-дсния объемного резонатора:
* — с помощью диафрагмы; € — с помощью петли; в — •с помощью штыря
Основные характеристики входной цепи. Коэффициент передачи напряжения — это отношение напряжения сигнала на входе первого активного каскада приемника UBX к электродвижущей силе ЭДС в антенне £д. На частоте настройки входной цепи fo, равной частоте принимаемого сигнала fc, коэффициент передачи напряжения называется резонансным коэффициентом передачи:
(6.1)
Избирательность определяется формой и шириной резонансной характеристики ВЦ, она может быть охарактеризована уменьшением коэффициента передачи при заданной расстройке К по сравнению с его значением при резонансе Ко, т. е. а=Ко/К.
Диапазон рабочих частот — это частоты от fmax до fm/n, в пределах которых входная цепь должна обеспечивать возможность настройки на любую из них.
Коэффициент перекрытия — отношение максимальной частоты настройки К минимальной, Т. е. Kn = fniax/fmin.
Стабильность параметров ВЦ заключается в том, что при изменении параметров антенны и входного сопротивления активного каскада основные показатели (избирательность, коэффициент передачи) не должны изменяться более допустимого значения. Особенно сильно проявляется нестабильность параметров ВЦ при работе с ненастроенной антенной. При этом во входную цепь вносится как активное, так и реактивное сопротивление. Вносимое активное сопротивление увеличивает потери во входной цепи, что приводит к расширению полосы пропускания и ухудшению избирательности. Вносимое реактивное сопротивление приводит к расстройке ВЦ и изменению коэффициента передачи по диапазону.
Изменение резонансного коэффициента по диапазону. Качество работы ВЦ в сильной степени характеризуется коэффициентом передачи, который можно определить как произведение трех коэффициентов передачи:
^овц= К^К^Кз,
где Ki характеризует передачу ЭДС из антенны в фильтр; К2 характеризует связь фильтра с активным каскадом; Кз характеризует коэффициент передачи фильтра.
Для получения максимального коэффициента передачи входной цепи па резонансной частоте необходимо добиться оптимальной связи фильтра с антенной и активным каскадом и минимальных потерь в фильтре. Оптимальная связь фильтра с антенной и активным каскадом обеспечивается при равенстве вносимых в фильтр затуханий нз антенной цепи и от активного каскада.
В диапазонном приемнике очень важно обеспечить постоянство коэффициента передачи в диапазоне рабочих частот. Коэффициенты К2 и Кз слабо зависят от изменения частоты. При перестроп-174
Рис. 6.10. Зависимость от частоты сигнала при емкостной связи ВЧ с антенной
ке приемника в основном изменяется коэффициент Ki- Характер изменения Ki сильно зависит от вида цепи связи.
Для входной цепи с емкостной связью с антенной (см. рис. 6.6,6) наблюдается сильная зависимость коэффициента передачи Ki от частоты принимаемого сигнала. Сопротивление конденсатора не постоянно, а зависит от частоты принимаемых сигналов. На более высоких частотах сопротивление конденсатора уменьшается, что приводит ,к увеличению напряжения в кон
туре. Емкостная связь антенны с фильтром применяется в приемниках, работающих на фиксированной частоте или в узком диапазоне частот.
Примерный характер зависимости коэффициента Ki и, следовательно, Кови от частоты принимаемых сигналов приведен на рис. 6.10.
При трансформаторной связи антенны с фильтром (см. ис. 6.6,а) антенная цепь представляет собой контур, собственная частота которого <оол=1/УСл+ (La+Lcb), а фильтр — контур, настроенный на частоту принимаемого сигнала. Оба контура образуют систему связанных контуров. В зависимости от соотношения UkIUo изменение резонансного коэффициента передачи входной цепи будет различным.
ВОЗМОЖНЫ три Случая: ?А>?тах', [A^ZfmaXf fmin <h<f max*
При fA>fmax (укороченная антенна) c увеличением собственной частоты фильтра (настройка на более высокие частоты рабочего диапазона) Ко возрастает, так как чстоты f0 и [а сближаются, расстройка уменьшается.
При fA<frti/n (удлиненная антенна) с увеличением собственной частоты фильтра (настройка на более низкие частоты рабочего-диапазона) Ко уменьшается, так как частоты f0 и [а расходятся,, расстройка увеличивается.
Примерный вид зависимости резонансного коэффициента передачи Ко при трансформаторной связи от частоты приведен на 175
К', f/ZA
Рис. 6.11. Зависимость Лови от частоты сигнала при трансформаторной связи с антенной
рис. 6.11, где штриховой линией показан характер резонансной кривой антенной цепи. Как видно из рисунка, при работе на удлиненную антенну Ко изменяется менее резко, чем при работе на укороченную антенну, поэтому на практике обычно применяют режим работы па удлиненную антенну, выбирая коэффициент удлинения Kyn = fominlfo\~ 1,5.
При fmin<fA<fnIax зависимость Ко от частоты в диапазоне рабочих частот довольно резкая и немонотонная, поэтому такой рс жим работы практически не применяют.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Для чего нужна входная цепь приемника?
2.	Перечислите основные характеристики входной цепи и дайте их определение.
3.	Перечислите виды связи входной цепи с антенной и активным каскадом.
4.	Каковы условия получения максимального коэффициента передачи входной непн?
5.	Как изменяется резонансный коэффициент передачи входной цепи по диапазону частот при различных видах связи с антенной? Почему?
6.	Каковы конструктивные особенности входных цепей СВЧ диапазона?
6.3.	УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ
Назначение и основные параметры. Усилители радиочастоты УРЧ — это каскады радиоприемника, в которых сигнал усиливается на его несущей частоте. Располагаются они либо перед детектором в приемнике прямого усиления, либо перед преобразователем в супергетеродинном приемнике. Основные функции, выполняемые УРЧ в приемнике: усиление полезного принимаемого сигнала, обеспечение частотной избирательности, снижение коэффициента шума приемника.
Усилители радиочастоты работают в режиме усиления малых сигналов, т. е. в линейном по сигналу режиме. Нагрузкой УРЧ являются резонансные цепи: колебательные контуры, фильтры из связанных контуров и др. В качестве активных элементов УРЧ используются биполярные и полевые транзисторы, лампы бегущей волны ЛБВ, лампы маячкового типа и т. д.
К основным параметрам УРЧ относятся: резонансный коэффициент усиления, избирательность, коэффициент шума, устойчивость работы и искажения сигнала.
Резонансным коэффициентом усиления Ко называется отношение амплитуды полезного сигнала на выходе усилителя ^отахвых к амплитуде напряжения полезного сигнала на его входе иОтахы при настройке нагрузочных контуров в резонанс с частотой сигнала:
= ^Отах вых/^Zomc^ вх-
В диапазоне дециметровых и более коротких волн этот коэффициент оценивается как отношение мощностей:
Кор = Pauxl Рвк-
В многокаскадных усилителях коэффициент усиления определяется как произведение коэффициентов усиления каждого каскада /Соус=KiКг, Кп- Необходимо отметить, что с увеличением числа каскадов результирующая полоса пропускания уменьшается. Для сохранения заданной полосы пропускания необходимо увеличить коэффициенты включения контура, если усилители реализованы на биполярных транзисторах, либо зашунтировать контура резисторами, если усилители реализованы на полевых транзисторах и контура включены полностью. Это несколько снижает коэффициент усиления каждого каскада. Чтобы сохранить неизменной полосу пропускания многокаскадного усилителя, не уменьшая коэффициента усиления отдельных каскадов, идут на усложнение настройки контуров, применяя взаимную расстройку контуров отдельных каскадов. Этот прием будет подробно рассмотрен в § 6.5.
В диапазоне рабочих частот Ко с увеличением частоты растет, а полоса пропускания расширяется, так как увеличивается эквивалентное затухание контуров. Чтобы получить незначительное изменение Ко в диапазоне рабочих частот, применяют вариант ком- . биннрованной внутр и ем костной и трансформаторной связи контура со входом следующего каскада аналогично тому, как это рассматривалось в § 6.2.
Избирательность УРЧ определяется его резонансной характеристикой, построенной в координатах d, (см. рис. 6.4). При этом необходимо обеспечить ширину полосы пропускания УРЧ больше ширины спектра усиливаемого сигнала.
Коэффициент шума УРЧ определяет шумовые свойства уси лителя. Чем он меньше, тем более слабые сигналы можно прими мать. Коэффициент шума зависит от частоты и от шумовых параметров активного элемента схемы. Для уменьшения коэффициента шума следует выбирать малошумящие активные элементы, поэтому в первых каскадах УРЧ предпочтительнее применять по левые транзисторы вместо биполярных.
Устойчивость работы УРЧ характеризует его способность сохранять в процессе работы основные характеристики на уровне заданных, а также отсутствие самовозбуждения.
.Искажения в УРЧ происходят за счет нелинейности амплитуд нои характеристики каскада, что приводит к появлению гармо ник в выходном токе, а также к изменению Ко от амплитуды входного сигнала. Для уменьшения уровня искажений сигнала необходимо выбирать рабочую точку активного элемента на линейном участке и снижать (по возможности) амплитуду усиливаемого сигнала.
Схемы усилителей радиочастоты. В усилителях радиочастоты применяются в основном две схемы включения активного элемента^ с общим катодом (эмиттером, истоком) и общей сеткой (базой, затвором). Усилители с общим катодом (эмиттером, истоком) дают более высокое усиление по мощности, но склоенны к самовозбуждению, особенно на высоких частотах, поэтому в дециметровом диапазоне волн и выше применяют схемы с общей сеткой (базой, затвором).
В усилители радиочастоты связь контура с активным элементом может быть непосредственной, автотрансформаторной, трансформаторной и емкостной. Пример схемы однокойтурного резо нансного УРЧ на полевом транзисторе показан на рис. 6.12. В схеме применено последовательное питание стока через развязыва
Ри ре 6’12' Схема одноконтурного резонансного усилителя на полевом транзи-178
ющий фильтр С3/?з и индуктивность Асв- Исходный режим
творе определяется величиной падения напряжения тока ИсТ3а на fa. Емкость С2 устраняет отрицательную обратную связь по°пе^ ременному току. Емкость Сх разделительная. Резистор Я, служит для подачи исходного напряжения на затвор. Резонансная частота коптура определяется величинами LKCK и емкостью варикапов УД1КД2. Встречно-последовательное включение варикапов позволяет устранить зависимость емкости варикапов от радиочастотных переменных напряжений. Величина емкости варикапов определяется напряжением £упр. Резистор служит для уменьшения шунтирующего действия цепи управления настройкой на резонансный контур.
Электронная настройка избирательных цепей широко применяется в современных приемниках, обеспечивая простоту автоматического и дистанционного управления настройкой, высокую надежность, широкие возможности микроминиатюризации.
В усилителях, особенно на биполярных транзисторах, за счет внутренней обратной связи с выхода на вход изменяется АЧХ входного контура, и это приводит к изменению основных параметров УРЧ (полоса пропускания, коэффициент усиления). При очень сильной связи усилитель самовозбуждается.
Влияние внутренней обратной связи можно уменьшить, вводя в схему усилителя элементы коррекции и нейтрализации. Элементы коррекции R, L, включенные между коллектором и базой транзистора, уменьшают вероятность самовозбуждения УРЧ. Более эффективный способ ослабления обратной связи — применение каскадного усилителя (рис. 6.13). Транзистор VTt первого каскада включен по схеме ОЭ, нагрузкой коллекторной цепи VTt служит малое входное сопротивление второго каскада, включенного по схеме ОБ. Такое включение транзисторов дает хорошую развязку между входом и выходом каскадного усилителя, ослабляет обратную связь и существенно повышает устойчивость усилителя.
Рис. 6.13. Схема каскадного УРЧ
В усилителях на полевых транзисторах также возможно каскадное включение по схеме ОИ — ОЗ. Широко применяют каскадные усилители радиочастот и в интегральном исполнении на базе интегральных схем типа 235УВ1, 2УС283 и др.
Особенности усилителей СВЧ. На частотах 300 МГц и выше
внешние помехи малы и чувствительность приемника ограничивается собственными шумами, поэтому на частотах выше 300 МГц в качестве УРЧ применяют малошумящие усилители: регенеративные, параметрические, квантовые, на ЛЕВ и на ЛОВ [14].
Регенеративным усилителем называют устройство, усиливающее радиосигналы за счет внесения в электрическую цепь отрицательного сопротивления.
Вносимое отрицательное сопротивление должно быть больше собственного сопротивления цепи, чтобы компенсировать часть потерь энергии в нагрузке.
Цепи источника сигнала и нагрузки в регенеративном усилителе совпадают, т. е. усилитель обладает свойством взаимности, и это ухудшает шумовые параметры усилителя. Для улучшения шу
мовых параметров усилителя его делают однонаправленным — усиливаемый сигнал проходит только в направлении от источника сигнала к нагрузке. Достигается это за счет ферритовых вентилей или ферритовых циркуляторов.
Одна из возможных схем с применением ферритового циркулятора приведена на рис. 6.14. В усилителе сигнал поступает через циркулятор на плечо 2 и далее в регенеративный усилитель РУ, усиленный сигнал £7с.вых через плечо 3 проходит в нагрузку. Шумы нагрузки поступают в плечо 4 и далее погашаются согласованной нагрузкой, не попадая в усилитель.
Рис. 6.14. Схема регенеративного усилителя с циркулятором
Широко применяются регенеративные усилители на туннельных диодах. Они просты по конструкции, малы по габаритам и массе, надежны в эксплуатации.
Несколько меньший уровень шумов, чем регенеративные усилители, имеют параметрические усилители. Принцип действия таких усилителей основан на преобразовании энергии колебаний местного генератора (генератора «накачки») в энергию усиливаемого сигнала. Преобразование чаще всего осуществляется с
помощью варикапа, на который подано отрицательное запирающее напряжение, и он работает как нелинейная емкость. Параметрические усилители также обладают свойством взаимности и включаются в радиотракт с помощью направленных вентилей или циркуляторов (рис. 6.14).
Самый низкий уровень шумов имеют квантовые усилители, принцип действия которых основан на взаимодействии электромагнитного поля с активным веществом [8]. В качестве активного вещества чаще всего применяют рубин, который устанавливают в резонатор, настроенный на частоту сигнала. Резонатор помещают в сильное магнитное поле. Возбуждение активного вещества осуществляется с помошыо генератора накачки, при этом энергия генератора накачки преобразуется в энергию усиливаемого сигнала.
Квантовые усилители могут быть реализованы по схеме резонансных регенеративных усилителей или на ЛБВ. Квантовые усилители бегущей волны являются однонаправленными устройствами, позволяют реализовать высокое усиление и малый уровень шумов. Для уменьшения уровня шумов квантовый усилитель охлаждают жидким гелием или азотом. В настоящее время уровень собственных шумов таких усилителей стал соизмерим с минимальным уровнем шумов атмосферы. Следует отметить, что это громоздкое и дорогостоящее устройство используется в наземных радиоприемных устройствах.
В диапазоне СВЧ применяются также усилители на лампах бегущей волны и лампах обратной волны ЛОВ, принцип работы которых основан па взаимодействии промодулированного электронного потока с прямой или обратной волной замедляющей системы. Лампы ОВ и БВ являются широкополосными усилителями с высоким коэффициентом усиления. Современные ЛБВ перекрывают диапазон частот 2...40 ГГц, имеют полосу пропускания 40...80%, коэффициент усиления 30... 50 дБ, массу около 80 г. При реализации замедляющей системы на печатных платах на диэлектрической подложке существенно уменьшаются массогабаритные размеры ЛБВ и ЛОВ. Они более технологичны и дешевы в производстве.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Каковы основные функции, выполняемые УРЧ в приемнике?
2.	Перечислите основные параметры УРЧ и дайте их характеристику.
3.	Каково влияние внутренней обратной связи на параметры УРЧ н какие меры применяются для ее уменьшения?
4.	Что такое электронная настройка селективных цепей?
5.	Какие типы УРЧ применяются в диапазоне СВЧ?
6.4.	ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Супергетеродинный прием и его особенности. Преобразователь частоты ПЧ является одним из основных узлов супергетеродинного приемника. Включается ПЧ после УРЧ. В преобразователе частоты изменяется частота сигнала без изменения закона его модуляции. Частота, полученная в результате преобразования, называется промежуточной и выбирается, как правило, значительно ниже частоты принимаемого сигнала. Благодаря соответствующему устройству преобразователя частоты промежуточная частота остается постоянной при приеме любой частоты сигнала, находящегося в рабочем диапазоне частот приемника. В силу постоянства промежуточной частоты супергетеродинный приемник обладает более высокой чувствительностью и избирательностью по сравнению с приемником прямого усиления, так как основное усиление сигнала ведется па промежуточной частоте с помощью усилителя, имеющего в качестве нагрузки иеперестраиваемые колебательные контуры. Такие контуры обладают более высокой добротностью, чем перестраиваемые контуры, находящиеся в УРЧ.
Принцип преобразования частоты. Преобразователь частоты (рис. 6.15) содержит нелинейный элемент (смеситель), источник вспомогательного колебания (гетеродин) и фильтр Фа. Фильтр Фь включенный перед преобразователем, реализует суммарную резонансную характеристику входной цепи и УРЧ (преселектора). Преобразование частоты можно рассматривать как результат перемножения двух высокочастотных напряжений, взаимодействующих между собой в схеме преобразователя: напряжения сигнала
Преобразователь
Рис. 6.15. Структурная схема преобразователя 182
-t/c=t/cCos(f/J4-<Pc) и напряжения гетеродина Ur = Urcos(UTt+ +<рг). В результате перемножения получается напряжение преобразованной частоты
^Л1р ==	COS (i/пр^ “F.'pnp)»
где Ксж — коэффициент, зависящий от параметров преобразователя; U.np и флр — частота и фаза преобразованного сигнала.
Из приведенного соотношения видно, что амплитуда, частота или фаза преобразованного напряжения имеют тот же закон изменения, что и напряжение сигнала, т. е. преобразование осуществляется без изменения закона модуляции.
Процесс преобразования можно осуществить с помощью либо нелинейного элемента, либо линейной цепи с переменным параметром. Йри нелинейном преобразовании двух напряжений на выходе смесителя появляются комбинационные составляющие напряжений с частотами UK~ | ±п/г±р/с|, где п, р — целые положительные числа.
Если п=р—1, то величина образована первыми гармониками частот сигнала и гетеродина. Такое преобразование частоты называют простым. При других значениях п, р преобразование будет сложным. Такое преобразование возможно при нелинейном режиме работы преобразователя, когда на входе преобразователя действует сигнал достаточно большой амплитуды. При этом из-за нелинейности вольт-амперной характеристики смесителя появляются высшие гармонические составляющие частоты сигнала. Сложное преобразование иногда применяется в приемниках СВЧ диапазона.
Значительно чаще применяется режим преобразования при слабом сигнале,и тогда
t/np = Wr±	(6.2)
где К~ 0, 1, 2, 3,...
Побочные каналы приема в супергетеродинном приемнике. Рассмотрим схему преобразователя частоты, изображенную на рис. 6.15. При этом предположим, что U e^.UTU	Это предпо-
ложение позволяет считать, что смеситель работает в линейном режиме относительно tA и нелинейном режиме относительно Ur. Если fc изменять в широких пределах при фиксированном значении /г, то /пр также будет изменяться. Согласно (6.2) при /С=0 fonp=fc; при /<=1 /Пр=А±/с; при Л=2 /пр=2/г±/с и т. д. Если фильтр Ф2 настроен на /оПр, то напряжение на выходе преобразователя появится только при условии соблюдения резонанса, т. е. при fnp = fonp-
-AJpj,
Рис. 6.16. Зависимость коэффициента передачи преобразователя от частоты сигнала
Зависимость Кир=F(fc), называемая АЧХ преобразователя, приведена на рис. 6.16. Из рис. 6.16 видно, что АЧХ преобразователя имеет подъемы на частотах )’с= |£fr*fonp|. Каждому подъему соответствует определенная полоса пропускания, зависящая от вида фильтра Фг, через которую на выход преобразователя могут проходить сигналы любой радиостанции и помехи. Один из этих подъемов (каналов) в приемнике является основным, Остальные возможные каналы приема — побочные.
Наиболее неприятным для нормальной работы приемника являются канал прямого прохождения fc=fnP и зеркальный канал f3расположенный симметрично основному каналу относительно частоты гетеродина. За основной канал приема обычно принимают fct (см. рис. 6.16), т. е. верхнюю настройку гетеродина.
Способы ослабления приема по побочным каналам. Наличие побочных каналов приема ухудшает помехоустойчивость приемника. Основные способы устранения этого недостатка: Подавление помех до преобразователя, оптимальный выбор fnp, применение двой ного преобразования частоты, балансного преобразователя.
Избирательность по входу. На рис. 6.17 приведены две АЧХ: а — АЧХ преобразователя, на которой штриховой линией показана резонансная характеристика цепей, стоящих до преобразователя; б — суммарная АЧХ преселектора и преобразователя. Из приведенного рисунка видно, что коэффициент передачи полезного сигнала значительно повышается по сравнению с коэффициентом передачи помех за счет избирательности фильтра Фь Ослабление сигнала на частоте fOnP может быть получено значительно большим, если на входе приемника включить заграждающий фильтр, настроенный на частоту fonp-
Выбор величины промежуточной частоты. Промежуточная частота не должна находиться в диапазоне принимаемых частот и совпадать с частотами радиостанций. В приемниках с одним преобразователем частоты /пр=465 кГц для радиовещательных приемников, для специальных приемников иногда исполь-184
Рис. 6.17. Амплитудно-частотные характеристики элементов тракта радиочастоты:
а —АХЧ преобразователя; б — АХч рвдиотракта
уют частоту 500 кГц. При более низких значениях fap повышает-я устойчивость усилителей, легче получить более высокую избирательность по соседнему каналу, однако избирательность по побочным каналам приема падает. При более высоком значении лег-е реализовать ослабление приема по побочным каналам, умень-
аются массогабаритные размеры избирательных цепей. Следовательно, выбор имеет противоречивый характер и должен проводиться из условий обеспечения заданных качественных показате-ей приемника при наиболее простой его конструкции.
Двойное преобразование частоты. Применяется тех случаях, когда ослабление зеркального канала с помощью реселектора недостаточно, а увеличение промежуточной частоты ежелательно из-за усложнения тракта УПЧ. Схема двойного пре-бразования частоты изображена на рис. 6.18. Сигнал после пред-арительной фильтрации в поступает на смеситель /, где осу-ествляется его преобразование до частоты /прь которая выбира-тся достаточно высокой, что обеспечивает высокую избиратель-
с. 6.18. Структурная схема двойного преобразования час-•ты
ность по побочным каналам приема при сравнительно простом преселекторе. В данной схеме частотно-избирательные цепи преселектора заменены фильтром Фь настроенным на частоту сигнала fc. Через фильтр Фг, настроенный на частоту fnpi, сигнал поступает на смеситель 2, где преобразуется в частоту /п₽2. Частота [ПР2 выделяется фильтром Ф3. Она выбирается достаточно низкой, чтобы получить хорошую избирательность по соседнему каналу. При втором преобразовании появляется второй зеркальный канал, удаленный по частоте от fIipi на 2[пРг. Этот паразитный канал приема должен быть подавлен в Ф2, что налагает жесткие требования на его резонансную характеристику.
В широкодиапазонных приемниках ВЧ и ОВЧ диапазонов применяют инфрадииный прием. В инфрадине fnP>fc max в отличие от обычного приема, где fnPi</c. Инфрадииный прием имеет некоторые преимущества: побочный канал приема па промежуточной частоте находится вне диапазона частот приемника, за верхней границей этого диапазона расположена и частота зеркального канала. Это позволяет упростить частотно-избирательные входные цепи приемника, реализовав их в качестве фильтра нижних частот с частотой среза, равной fema*. Схема инфрадинного приемника применена в авиационной радиостанции «Карат» [11]. Иногда для полного подавления зеркального капала применяют балансные преобразователи, в которых смесители подключены к гетеродину через фазовращатели [10].
Схемы преобразователей. В зависимости от вида нелинейного элемента ПЧ подразделяются на диодные, транзисторные, интегральные. По числу нелинейных элементов НЭ преобразователи -бывают простые (1 НЭ), балансные (2 НЭ), кольцевые (4 НЭ). Преобразование осуществляется без усиления сигнала (на диодах) и с усилением (на транзисторах).
Транзисторные преобразователи частоты выполняются по схеме с отдельным или совмещенным гетеродином. Преобразователи с совмещенным гетеродином применяются в приемниках где не требуется высокой стабильности частоты гетеродина, так как обеспечить оптимальный режим транзистора для генерирования и для преобразования частоты крайне сложно. Схема такого преобразователя показана на рис. 6.19. Необходимые для самовозбуждения амплитудные и фазовые соотношения достигаются за счет индуктивной связи между коллекторной и эмиттерной цепью.
Наиболее часто применяются преобразователи с отдельным гетеродином. Нелинейный элемент (транзистор) включается по схеме с общим эмиттером. Такая схема позволяет получить больший коэффициёнт преобразования. Напряжения Uc и Ur можно подавать на один электрод транзистора (рис. 6.20, а) либо на разные (рис. 6.20,6). Предпочтительнее на разные, поскольку это ослабляет взаимное влияние цепей радиотракта и гетеродина, уменьшает уровень паразитного излучения [ПР через антенну, что крайне важно для электромагнитной совместимости радиосредств. Следует отметить, что даже при подаче Uc и IA- на разные электроды транзистора связь между цепями радиотракта и гетеродина сохраняется через сопротивление база — эмиттер.
Более высокую степень развязки целей радиотракта и гетеродина можно получить, применяя в качестве нелинейных элементов ПЧ полевые транзисторы, лучше двухзатворные. Вариант схе-
а)	Q
Рис. 6.20. Схемы ПЧ с отдельным гетеродином: Л — Пс и Ur подаются на базу; б — Ос подается на базу, a Vr — на эмнттер
186
187
Рис. 6.21. Схема ПЧ на-двухзатворном полевом транзисторе
мы такого преобразователя дан па рис. 6.21. Кроме того, преобразователи на полевых транзисторах по своим шумовым и нелинейным свойствам превосходят преобразователи на биполярных транзисторах.
Необходимо отметить, что коэффициент усиления в режиме пре образования значительно (примерно в 4 раза) меньше, чем в усилительном режиме. Увеличение напряжения гетеродина возможно только в пределах линейного участка изменения крутизны смесителя от напряжения, в противном случае появляются дополнительные побочные каналы приема. В связи с этим в качестве смесителей применяют транзисторы, у которых зависимость крутизны от напряжения имеет широкий участок, близкий к прямолинейному, и подают иа смеситель £Л, ие выходящие за пределы этого участка.
В настоящее время для преобразования частоты широко используются интегральные схемы ИС, представляющие собой дифференциальные каскады или аналоговые перемножители [10]. Пример такого преобразователя на базе ИС типа К175УВЧ (дифференциальный усилитель) приведен на рис. 6.22.
Диодные ПЧ являются пассивными ' преобразователями (за исключением ПЧ на туннельных диодах), кроме того, они относятся к классу взаимных цепей, т. е. ток в диоде общий для входной
Рис. 6.22. Схема ПЧ на ИС типа К175УВ4
и выходной цепей поэтому они мало применяются в приемниках СЧ, ВЧ диапазонов. Однако в диапазонах УВЧ, СВЧ диодные преобразователи применяются очень широко. Вариант схемы диодного преобразователя частоты показан на рис. 6.23.
Существует много разновидностей схем диодных ПЧ, отличающихся друг от друга своей конструкцией.
На длинноволновом участке У
О
Рис. 6.23. Схема диодного ПЧ
диапазона смесительные дио-
ды используются совместно с коаксиальными линиями (рис. 6.24, а). В более коротковолновом участке УВЧ диапазона и в СВЧ диапазоне диоды размещаются в объемных резонаторах в пучности напряжения частоты сигнала (рис. 6.24,6). Как правило, смесительные диоды работают без начального смещения. Нагрузкой преобразователя служит фильтр, настроенный на /пр-В качестве диодных преобразователей используют туннельные диоды, которые можно отнести к классу активных преобразователей, если использовать участок вольт-амперной характеристики с отрицательным сопротивлением. Это дает возможность несколько уменьшить коэффициент шума преобразователя.
Простым диодным преобразователям свойственны определенные недостатки:
контуры, настроенные на частоты fc и fT, включены последовательно, что делает взаимозависимой их настройку и может вызвать «захватывание» частоты гетеродина сигналом;
имеет место заметное излучение частоты fr антенной приемника, что осложняет электромагнитную совместимость радиосредств;
Рнс. 6.24. Схемы СВЧ диодного ПЧ: а—с коаксиальной линией; б— с объемным резонатором
Рис. 6.25. Схема балансного диодного ПЧ
шумы гетеродина попадают на вход ПЧ, что снижает чувствительность приемника.
Указанные недостатки могут быть устранены применением балансных и кольцевых преобразователей. Смеситель балансного преобразователя (рис. 6.25) состоит из двух диодов, включенных синфазно относительно IA- и противофазио относительно Uc. Сигнал UT включен к средним точкам контурных катушек Е2 и L3, благодаря чему передача Ur в антенную цепь устраняется и уменьшается напряжение шумов гетеродина в контуре, настроенном на fnp- Благодаря двухтактной схеме включения контура fnp напряжение на выходе балансного диодного преобразователя в 2 ра за выше, чем у небалансного ПЧ.
Достаточно большую развязку цепей сигнала и гетеродина, а также подавление побочных эффектов преобразования имеют кольцевые преобразователи (рис. 6.26). Кольцевой преобразователь представляет собой два балансных преобразователя, у которых выходные зажимы включены параллельно и противофазио. Такие ПЧ применяются на сравнительно низких частотах (до 100 МГц) из-за сложности симметрирования схемы.
Гетеродином называется вспомогательный генератор гармонических колебаний, участвующий в процессе преобразования частоты. В качестве гетеродина может применяться как простейшая
Рис. 6.26. Схема кольцевого ПЧ 190
схема генератора с самовозбуждением, так и сложные схемы с дополнительными цепями обратных связей, специальные схемы, формирующие сетку фиксированных частот (синтезаторы). Основные-требования к гетеродину: возможность получения заданных частот в рабочем диапазоне, высокая стабильность генерируемых колебаний, постоянство амплитуды Ь’г, минимальный уровень гармонических составляющих.
Простые схемы гетеродинов могут быть реализованы на транзисторах на низких частотах, в диапазоне СВЧ применяются отражательные клистроны, туннельные диоды. Простые схемы генераторов подробно рассмотрены в гл. 5, в том числе и с применением кварцев.
Сложные схемы гетеродинов в настоящее время строятся по методу прямого или косвенного синтеза частот [12]. Метод прямого синтеза заданной сетки частот гетеродина может быть реализован путем комбинации гармоник стабильных опорных частот и их преобразований. Метод косвенного синтеза основан на применении делителей частоты в кольце фазовой автоподстройки частоты. Несмотря на относительную сложность схем синтезаторов частоты, они находят широкое применение благодаря тому, что могут быть построены полностью па ИС, позволяют получить сигнал с высокой спектральной частотой, обеспечить дистанционное и автоматическое управление настройкой приемника.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Каково назначение преобразователей частоты?
2.	Что такое побочные каналы приема?
3.	Какими соображениями руководствуются при выборе величины промежуточной частоты?
4.	Для чего применяют двойное преобразование частоты?
5.	Каковы преимущества схем с отдельным гетеродином перед схемами с совмещенным гетеродином?
6.	Какие преимущества у балансного диодного преобразователя по сравнению с простым диодным преобразователем?
7.	Каковы особенности смесителей СВЧ диапазона?
8.	Что такое синтезатор частоты?
6.5.	УСИЛИТЕЛИ
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Назначение, основные показатели. Усилители промежуточной частоты УПЧ предназначены для усиления сигнала до величины, необходимой для нормальной работы детектора, и обеспечения необходимой избирательности по соседнему каналу. В диапазоне СВЧ при отсутствии УРЧ важно обеспечить минимальный коэффициент шума УПЧ, так как он в сильной степени влияет на чувствительность приемника в целом. Как правило, УПЧ имеют фик-
19В
сированную настройку на одну из частот диапазона 100 кГц... 200 МГц и позволяют получить коэффициент усиления порядка 104... 108 при полосе пропускания от нескольких сотен герц до десятков мегагерц. Усилители промежуточной частоты характеризуются теми же показателями, что и усилители радиочастоты: коэффициентом усиления, избирательностью, коэффициентом шума, устойчивостью и надежностью работы, массогабаритными размерами. Усилитель промежуточной частоты содержит несколько каскадов усиления, нагрузкой которых могут быть одиночные резонансные контуры, двухконтурные полосовые фильтры и фильтры сосредоточенной избирательности ФСИ. В широкополосных УПЧ применяют пары и тройки расстроенных каскадов. . -
Тракт УПЧ может быть реализован с распределенной или сосредоточенной избирательностью. При распределенной избирательности каскады УПЧ резонансные. При сосредоточенной избирательности нагрузкой одного из каскадов является ФСИ, а остальные могут быть широкополосными. Возможно построение всего тракта УПЧ широкополосным, а ФСИ включается в качестве нагрузки преобразователя.
Различные схемы построения тракта УПЧ. Многокаскадные УПЧ, с одиночными контурами, настроенными на одну частоту, применяют крайне редко в силу того, что у них невысокое предельное значение произведения /СэЛ/up. Практически оно ограничс но полосой не более 3 МГц при коэффициенте усиления порядка 10s. Кроме того, коэффициент прямоугольное™ таких усилителей также недостаточно высок. Для однокаскадного усилителя Kno,i~ ~10; при числе каскадов пять Kno,i=3,2, что явно недостаточно для обеспечения высокой избирательности.
Более высокие качественные показатели (Д/пр; Ко; Кп) имеют полосовые усилители, выполненные по двухконтурной схеме или по одноконтурной с взаимно расстроенными каскадами.
В схеме двухконтурного полосового усилителя на транзисторе (рис. 6.27) контура Ь\С2 и А2Сз образуют полосовой фильтр. Связь
контуров с транзистором автотрансформаторная, что необходимо для согласования резонансного сопротивления контуров с малым входным и выходным сопротивлением транзистора. Связь между контурами трансформаторная. Форма частотной характеристики такого усилителя в сильной степени зависит от фактора связи р = = Ксв/^э. При р<1 (слабая связь) частотная характеристика одногорбая; при р=1 (критическая связь) она имеет наиболее плоскую вершину и максимальное усиление; при р> 1 (сильная связь) она двухгорбая.
Наилучшая прямоугольность формы резонансной кривой получается при р> 1, когда неравномерность усиления в пределах полосы пропускания не превышает заданного значения. На практике также применяют критическую связь (р=1). При этом упрощается настройка контуров и фазовая характеристика приближается к линейной.
В усилителе промежуточной частоты с парами расстроенных каскадов берется и каскадов, кратное двум. Контур одного каскада каждой пары настраивается на частоту f\, меньшую средней частоты полосы пропускания f0, а контур другого каскада — на частоту f2, большую /о. Результирующая частотная характеристика в зависимости от обобщенной настройки b—(fi—f2)/(foQ) может быть одногорбой при Ь<1 или двухгорбой при Ь>1. При Ь~1 она имеет плоскую вершину (рис. 6.28). Симметрия результирующей характеристики обеспечивается при равенстве расстроек и полос пропускания всех пар контуров. Полоса пропускания такого усилителя в 2 раза шире, чем у усилителя с одинаково настроенными каскадами, при том же усилении и прочих равных условиях. Чаще всего применяется «расстроенная двойка» при &=1, так как у такой пары более линейна фазовая характеристика.
В усилителе, состоящем из трех одноконтурных каскадов, каждый из которых настроен на три разные частоты, можно получить еще более широкую полосу пропускания при заданном усилении, чем в усилителе «расстроенной двойкой». Общее число каскадов в
Рнс. 6.27. Схема двухконтурного полосового усилителя
Рис. 6.28. Зависимость частотной характеристики от расстройки («расстроенная двойка») 13—1140
Рис. 6.29. Зависимость частотной характеристики от расстройки («расстроенная тройка»)
Рис. 6.30. Схемы фильтров сосредоточенной избирательности: а — на колебательных контурах; б — электромеханические; в —кварцевые
УПЧ должно быть кратно трем. При этом один из контуров тройки настраивается на среднюю частоту полосы пропускания усилителя, а два других образуют симметрично распространенную пару (рис. 6.29). Форма результирующей частотной характеристики «расстроенная тройка» определяется величиной обобщенной расстройки между контурами. При 5<УЗ она имеет один максимум, а при «Ъ>УЗ — трн. Ординаты всех максимумов будут равны, если затухания контуров, расстроенных относительно /о, будут равны, а затухание контура, настроенного на частоту /о, будет в 2 раза больше.
Наибольшее распространение получили УПЧ с ФСИ. Применение ФСИ позволяет реализовать высокую избирательность тракта УПЧ при хорошей равномерности усиления в заданной полосе частот. Фильтр сосредоточенной избирательности (рис. 6.30) включается на входе УПЧ между транзисторами смесителя и первого каскада УПЧ. В качестве ФСИ применяют: LC-фильтры различной сложности, электромеханические, кварцевые, пьезокерамические фильтры и фильтры на поверхностных акустических волнах ПАВ.
Многозвенные АС-фильтры (рис. 6.30, а) состоят из ряда колебательных контуров, связь между которыми может быть трансформаторной или емкостной. Они обеспечивают полосу пропускания в пределах А/пр— (0,01 ... 0,5) f0. Число звеньев обычно не превышает пяти. В приемниках специального назначения число звеньев может достигать 9—13.
Электромеханические фильтры ЭМФ (рис. 6.30,6) представляют собой последовательное соединение магнитострикционных резонаторов МР, возбуждаемых с помощью электромеханических преобразователей П; магнитострикционные резонаторы (пластинки, стержни, диски) выполняются с высокой точностью из спени-194
альиых сплавов никеля и являются основными фильтрующими элементами схемы. По своим свойствам они эквивалентны колебательному ЛС-контуру с высокой добротностью (Q>5000). Резонаторы связаны между собой посредством упругих никелевых стержней С, действие которых эквивалентно емкости Сев. Преобразователь представляет собой катушку индуктивности, внутри которой помещен стержень из магнитострикционного материала, находящийся в постоянном магнитном поле.
При протекании через катушку Li тока высокой частоты в MCt возникают продольные механические колебания с частотой изменения тока в катушке. Эти колебания возбуждают МР и через упругие связи передаются в МС2, где осуществляется обратное преобразование механических колебаний в электрические.
Электромеханические фильтры обеспечивают высокую избирательность по соседнему каналу, порядка 60 дБ, затухание в полосе пропускания 3...5 дБ, полосу пропускания в пределах (0,002... 0,005)f0, имеют малые габариты и хорошую температурную стабильность.
Кварцевые фильтры (рис. 6.30, в) применяют при приеме узкополосных сигналов порядка сотен или десятков герц. Кварцевый фильтр представляет собой пластину кристалла кварца, помещенную между двумя металлическими электродами. Обычно металлический слой наносят иа поверхность кварца. Кварцевая пластина обладает пьезоэлектрическим эффектом: при механическом воздействии на ее поверхности появляются электрические заряды (прямой пьезоэлектрический эффект), при действии электрического поля в пластине возникают механические деформации (обратный пьезоэлектрический эффект). Кварцевая пластина КВ обладает резонансной частотой механических колебаний. Если собственная частота механических колебаний пластины совпадает с частотой переменного напряжения, прикладываемого к пластине, то наступает явление резонанса. Кварцевая пластина при этом эквивалентна колебательному контуру с очень малым затуханием (добротность порядка 104... 106) и высокой стабильностью частоты (1 ...2)-IO-6.
Пьезоэлектрические фильтры выполняются на пьезоэлектрической подложке нанесением на нее электродов. Такие фильтры просты в изготовлении, обладают малым затуханием в полосе пропускания и высоким коэффициентом прямоугольности. Пьезокерамические фильтры ФП1П-049 имеют ширину полосы пропускания на уровне 6 дБ в пределах 150... 200 кГц при неравномерности в полосе пропускания не более 3 дБ и затухании не более 10 дБ.
Фильтры на поверхностных акустических волнах представляют собой пьезоэлектрическую подложку (кварц, ниобат лития), на которую нанесены пленочные преобразователи, образующие 13*	.	195
Рис. 6.31. Фильтры кз ПАВ:
а — гребенчатой структуры; б — с фазирующей цепочкой
встрёчно*штыревую (гребенчатую) структуру штырей чередующейся полярности. Шаг штыревых электродов этой структуры равен половине длины возбудителей ПАВ, а их ширина — расстояние между ними (рис. 6.31,а). В таком фильтре ПАВ распространяется в обе стороны от преобразователя. Для реализации однонаправленного распространения ПАВ фильтр строят из двух преобразователей, расположенных на расстоянии Л(К-Н/4), где К — целое число, и включают между ними фазирующую цепочку (рис. 6.31,6). Типовые параметры фильтров на ПАВ: широкополосный fo~60 МГц, Af=12 МГц, d=16 дБ; узкополосный fo = = 46 МГц, А) = 240 кГц, d= 12 дБ.
Пьезокерамические фильтры и фильтры на ПАВ применяют до статочио широко благодаря возможности получить, изменяя конфигурацию преобразователя и число штырей в нем, самые разнообразные характеристики высокого качества, кроме того, при их изготовлении методами интегральной технологии обеспечиваются хорошая воспроизводимость характеристик, высокая стабильность, надежность.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I.	Каковы особенности усилителей промежуточной частоты?
2.	Чем отличается частотная характеристика одноконтурного усилителя от полосового?
3.	Какой вид имеет частотная характеристика «расстроенной двойки» и «расстроенной тройки»? Почему?
4.	Что такое фильтр сосредоточенной избирательности и где он включается в тракт УПЧ?
5.	Назовите основные типы ФСИ и дайте нх краткую характеристику.
6.6.	ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Амплитудные детекторы. Детекторы предназначены для преобразования модулированного сигнала в напряжение, изменяющееся по закону модуляции. В зависимости от вида передаваемого сигнала различают амплитудные АД, частотные ЧД, фазовые ФД и импульсные ИД детекторы.
Рис, 6.32. Вид и спектр сигнала в АД: а — на входе АД; б — на выходе АД
Амплитудный детектор — это устройство, на выходе которого создается напряжение, изменяющееся по закону модуляции амплитуд входного гармонического колебания. Пусть на вход АД действует гармоническое колебание, модулированное по амплитуде одним током (частота F). Такое колебание состоит из трех составляющих: несущего колебания fa с амплитудой UK и двух боковых составляющих fH—F и f„+F с амплитудами 0,5т1/и, где т— ко-эфффициент глубины модуляции. После детектирования такого колебания на выходе АД будут две составляющие: низкочастотная с частотой F и амплитудой Up- и постоянная £д0 на частоте f=0. Вид и спектр сигнала на входе и выходе АД показаны на рис. 6.32.
Основные параметры, характеризующие работу АД, следующие:
коэффициент передачи детектора Кл — это отношение амплитуды выходного напряжения Up- к амплитуде огибающей входного модулированного напряжения mUu:
Кл = иг1тия\	(6.3)
входное сопротивление Rвх — это эквивалентное сопротивление» которое потребляет от источника сигнала ту же мощность, что и детектор;
детекторная характеристика — это зависимость приращения выпрямленного напряжения детектора от амплитуды высокочастотного напряжения, подводимого к его входу;
Уровень линейных и нелинейных искажений, зависящий от линейности детекторной характеристики и наличия инерционных элементов (в основном емкостей) в тракте детектирования.
Как видно из рис. 6.32, в результате детектирования появляются новые частотные составляющие, которых не было во входном сигнале. Такое преобразование может быть осуществлено с помощью параметрических или нелинейных цепей.
Параметрическое детектирование осуществляется изменением параметра цепи (чаще всего крутизны преобразовательного элемента— диода, транзистора) под действием гетеродинного напряжения. Такой режим детектирования аналогичен работе преобразователя, преобразующего несущую частоту в нуль. При этом частота и фаза гетеродина должны совпадать с частотой и фазой сигнала на входе детектора (fc—fi, <fc=<jpr), что требует наличия цепей синхронизации. Такие детекторы часто называют синхронными. Они относительно сложны, требуют последетекторной фильтрации высокочастотных составляющих входного сигнала и, несмотря на это, широко применяются, особенно в приемниках специального назначения. Синхронный детектор позволяет получить малые нелинейные искажения (менее 1%) при детектировании слабых сигналов.
Детекторы с нелинейной цепью можно реализовать на диоде или усилительном приборе (транзистор, интегральный модуль). Чаще всего используют диоды.
Диодные амплитудные детекторы бывают последовательные и параллельные (рис. 6.33). В последовательном АД ток, протекающий через диод, содержит постоянную составляющую /н, низкочастотную составляющую Is, изменяющуюся по закону модуляции, и высокочастотные составляющие /ш, и т. д. При выполнении неравенства
где ы — частота сигнала; Simax— верхняя частота модуляции, токи /н и Is будут протекать через R,„ а высокочастотные составляющие с частотой сигнала — через Сн. Графическое изображение
-IH
Рис. 6.33. Схемы диодных АД:
а — последовательный; б — параллельный
процесса детектирования показано на рис. 6.34. При этом можно показать, что угол отсечки тока диода 0 зависит только от параметров диода (крутизна Snp) и сопротивления нагрузки Rk. С достаточной для практики точностью можно считать, что
О « V^/SnpRn.
В этом случае коэффициент пеердачи Кл=иаЫ11/ивх = со5 0. Для повышения Хд необходимо увеличивать произведение 5прХн. Входное сопротивление такого детектора "также зависит от /?н и определяется выражением Хих=0,5/?.„ Приведенные соотношения получены без учета обратного тока диода и нелинейности начального участка прямой характеристики диода, влияние которых крайне па-зпачителыю.
В параллельном АД сопротивление Ru включено параллельно диоду. Постоянная составляющая тока диода, протекая по /?н, создает на нем продетектировапное напряжение. Однако в данной схеме через RH протекает и первая гармоника входного тока, увеличивая степень шунтирования детектором источника сигнала. При этом входное сопротивление
Хвх.пар = (Хвх.посл/?„)/(/?вх.поел 1- Х„).
С учетом Rих.поел = 0,5/?н имеем
Хвх.чар “ Хн/3.
Схема параллельного детектора применяется в случае, когда необходимо обеспечить развязку источника сигнала и диода по

Рис. 6.35. Графическое изображение исключения нелинейного участка характеристики диода нз процесса детектирования
Рис. 6.36. Диаграммы напряжения на выходе АД:
о — в отсутствие искажений; б — при ис-кажеянях из-за большой постоянной времени разряда Сн
постоянному току. Кроме того, на выходе параллельного детектора необходимо включить фильтр не пропускающий переменное напряжение с частотой сигнала на вход следующего каскада.
Наряду с полезным нелинейным преобразованием сигнала в АД имеют место и другие нелинейные процессы, приводящие к искажению формы сигнала.
Нелинейность характеристики детектирования на начальном участке приводит к искажениям продетектированного сигнала, если амплитуда входного сигнала недостаточно велика. Необходимо обеспечить выполнение неравенства UBX	(рис 6.35).
Для AM UBX =	—т), где Un — амплитуда немодулирован-
ного колебания. Тогда ия>и'вк / (1—т).
Инерционность нагрузки детектора также может быть причиной искажений продетектированного сигнала. Искажения обусловлены тем, что скорость убывания огибающей входного напряжения больше скорости разряда конденсатора Си. Усредненное напряжение на нагрузке детектора не повторяет форму огибающей входного сигнала (рис. 6.36). Скорость убывания огибающей Unx зависит от т и F, а скорость разряда Си — от величины Сн и /?н-Для неискаженной передачи формы огибающей входного сигнала 200
Рис. 6.37. Схема детектора с раздельной нагрузкой
Рис. 6.38. Схема эмиттериого детектора
в нагрузку необходимо обеспечить выполнение следующего неравенства:
(6.4>
где Simax — верхняя частота модуляции; т — максимальная глубина модуляции.
Это неравенство называют условием безынерционности детектора.
Неравенство сопротивления нагрузки детектора постоянному и переменному току из-за влияния входных цепей следующего за детектором каскада также приводит к появлению нелинейных искажений. Для уменьшения их величины необходимо увеличивать /?вх последующего каскада, реализовав его на полевом транзисторе. Условие отсутствия искажений: /?Вх>/?нГи/(1—пг).
Иногда применяют детектор с раздельной нагрузкой (рис. 6.37). В этой схеме сопротивление нагрузки постоянному току RH = =/?2+/?з, а переменному Ra = R^+R-jRbx/(R-j+Rbx). Однако коэффициент передачи при этом уменьшается.
Применение транзисторов (биполярных, полевых) в качестве детекторов позволяет одновременно производить детектирование и усиление. В зависимости от включения нагрузки различают коллекторные, базовые, эмиттерные, стоковые, затворные, истоковые детекторы. Детектирование происходит благодаря нелинейности проходной или входной характеристики. Схема эмиттериого детектора приведена на рис. 6.38.
В диодных и транзисторных детекторах трудно обеспечить малый уровень искажений (менее 2%), поэтому в высококачественных приемниках применяют АД С ОС, что позволяет уменьшить в К раз нелинейные искажения, где К — коэффициент усиления ОУ.
На рис. 6.39 приведена схема детектора с обратной связью по огибающей на ОУ.
Частотные детекторы. Перед детектированием ЧМ сигналов необходимо устранить паразитную AM, так как выходное напряже-201
Рис. 6.39. Схема детектора на ОУ
Рис. 6.40. Схема диодного ограничителя
ние некоторых ЧД зависит нс только от мгновенного значения частоты, но и от амплитуды детектируемого сигнала. Это осуществляется с помощью амплитудного ограничителя АО, включенного до ЧД.
Амплитудный ограничитель представляет собой нелинейный четырехполюсник, на выходе которого амплитуда сигнала практически не изменяется при значительных изменениях амплитуды входного сигнала. Эффективность ограничения оценивается коэффициентом подавления
Лао = Д^вх/^вых»
где Швх — коэффициент глубины модуляции на входе; тВых — коэффициент глубины остаточной модуляции на выходе.
Операция ограничения нелинейная, и поэтому на выходе АО необходимо осуществить фильтрацию первой гармоники входного сигнала.
В зависимости от вида нелинейной цепи АО подразделяют на диодные и транзисторные. Одной из разновидностей диодного АО является схема с двумя инверсно-включенными диодами параллельно колебательному контуру усилителя (рис. 6.40). Постоянст во напряжения UBBlx здесь обеспечивается при UBX>Unop за счет шунтирования контура входным сопротивлением диодов. В транзисторных АО двустороннее ограничение UBX происходит за счет отсечки коллекторного тока и режима насыщения. Для уменьшения порога ограничения транзистор включают при пониженном 202
Рис. 6.41. Детекторная характеристика ЧД
Рис. 6.42. Схема детектора совпадении
напряжении на коллекторе. Повышение эффективности ограничения достигается последовательным включением нескольких широкополосных усилителей; в последнем, резонансном усилителе выделяется первая гармоника сигнала.
Частотный детектор — это устройство, предназначенное для преобразования высокочастотного напряжения, промодулированного по частоте в низкочастотное, соответствующее передаваемому ср-общению. Преобразование в ЧД происходит в два этапа: сначала ЧМ колебания преобразуются в линейной системе в колебание с другим видом модуляции, а затем преобразованное колебание детектируется безынерционной нелинейной цепью.
Важнейшей характеристикой ЧД является зависимость величины выходного напряжения и его полярности от частоты подводимого переменного напряжения t7Bux=<p(fo — Af). Эта зависимость называется детекторной характеристикой ЧД (рис. 6.41). Чтобы ЧД не вносил нелинейных искажений, его детекторная характеристика должна быть линейной во всем диапазоне изменения частоты под действием модулирующего напряжения, коэффициент передачи ЧД будет тем выше, чем больше крутизна детекторной характеристики
Частотное детектирование может осуществляться с помощью различных схем: одиночного контура, расстроенного относительно частоты сигнала; балансной схемы с взаимно расстроенными контурами, а также с взаимно связанными одинаково настроенными контурами; детектора отношений; детектора совпадений; ЧД с ФАПЧ. Схемы ЧД с одиночным контуром, со связанными контурами и детектор отношений применяют в приемниках относительно редко, так как они дают высокий уровень нелинейных искажений, порядка 2...3%, содержит в своем составе катушки ипдук-
тивности, что затрудняет их реализацию в интегральном исполнении.
Более широко применяют схему детектора совпадений (рис. 6.42). На вход детектора подается две группы импульсов промежуточной частоты, сдвинутые по фазе относительно друг друга на 90° при отсутствии модуляции (позиции 1, 2 на рис. 6.43,а). При модуляции сигнала сдвиг фаз меняется (позиции 1, 2 на рис. 6.43, б и в). В результате их перемножения получается напряжение, соответствующее времени перемножения импульсов (позиция 3). На выходе сглаживающего фильтра получается сигнал низкой частоты, соответствующий модулирующему сигналу (позиция 4).
Детектор совпадений, реализованный на ИС 174ХА6, в состав которой входит и АО, позволяет получить коэффициент гармоник не более 0,5 % •
Возможны и другие схемы частотных детекторов, в которых ЧМ сигнал преобразуется в сигнал с времяимпульсной модуляцией ВИМ с последующим получением напряжения, пропорционального числу импульсов в единицу времени, т. е. в частоту. Такне ЧД широко применяют благодаря высоким качественным характеристикам и возможности интегрального исполнения.
Фазовые детекторы. Фазовый детектор—это устройство, на выходе которого создается напряжение, изменяющееся в соответствии с законом изменения фазы входного сигнала. Фазовое детектирование осуществляется на основе линейной системы с переменными параметрами (параметрической системы). Фазовый детектор можно представить в виде эквивалентного четырехполюсника, на один вход которого подано напряжение сигнала Uc, а на другой — напряжение опорного генератора Uo. В результате перемножения Uc и Uo получаем напряжение t/вых, определяемое 204
разностью фаз напряжений Uc и Uo. В общем случае разность фаз определяется разностью частот Uc и Uo и разностью их начальных фаз. В связи с этим различают два режима работы ФД: когда fc—fo, используется режим работы при детектировании фазомодулированных, фазоманипулированных сигналов в фазометрических устройствах. Для обеспечения линейного детектирования максимальная девиация фазы не должна превышать ±60°;
когда fc=Afo, применяется режим работы в системах АПЧ, следящих узкополосных фильтрах.
Если считать начальные фазы <рс и <р0 постоянными и их можно скомпенсировать или учесть, то UBblx будет пропорционально мгновенному значению разности фаз Uc и Uo. Выходное напряжение будет периодически изменяться во времени с разностной частотой. Для обеспечения линейной зависимости С/Еых от разности фаз Uс и Uo необходимо одно из них [Uc или Uq) сдвинуть на 90° и работать при малых изменениях фазового угла <р, не превышающих ±л/4, при этом* Uc~UD.
В качестве ФД применяют: однотактные, балансные, кольцевые детекторы па диодах или транзисторах (биполярных, полевых). Широко применяются ФД на логических дискретных элементах.
Схема балансного ФД па диодах (рис. 6.44) представляет собой два встречно включенных АД. Одно из напряжений £/0 подастся на ФД в фазе, а другое Uc— в противофазе. При этом UBBIX = =2Ад(7ссо5<р. При использовании ФД в схемах АПЧ предпочтительнее применять кольцевые ФД, представляющие собой два параллельно включенных балансных ФД. Такие схемы обеспечивают лучшую фильтрацию комбинационных частот, отличных от с--/о.
Для увеличения крутизны детекторной характеристики ивых = =Е(<р) и входного сопротивления вместо диодов применяют би-
1 ис. 6.44. Схема балансного ФД на Рис. 6.45. Схема ключевого детектора иодах	на полевых транзисторах
полярные или полевые транзисторы, работающие в ключевом режиме. Частота переключения усилительного прибора должна сов падать с частотой входного сигнала. На рис. 6.45 приведена схема симметричного ключевого ФД на полевых транзисторах с нагрузкой в цепи стока. Входное напряжение подводится в цепь затвора в противофазе, а коммутирующее (опорное) напряжение — в цепь стоков в фазе.
Широкое применение получили ФД на логических дискретных элементах, осуществляющие преобразование аналогового гармонического колебания в импульсное напряжение с последующим выделением постоянной составляющей, зависящей от разности фаз Uc и Uo [10]. Достоинством таких ФД является простота их реализации в интегральном исполнении.
Импульсные детекторы. При детектировании импульсных высокочастотных сигналов решают две задачи: преобразование радиоимпульсов в видеоимпульсы, повторяющие по своей форме радиоимпульсы, и преобразование последовательности радиоимпульсов в напряжение, повторяющее по своей форме огибающую последовательности радиоимпульсов.
Детекторы, решающие первую задачу, называются детекторами радиоимпульсов, а решающие вторую задачу — пиковыми детекторами. Вторая задача решается в два этапа: сначала из радиоимпульсов получают видеоимпульсы, а затем после предварительного усиления и временной селекции сигнала выделяется огибающая видеоимпульсов с помощью пикового детектора.
Детектор радиоимпульсов чаще всего представляет собой последовательный диодный детектор. При подаче на детектор радиоимпульса начинается заряд Сн. При этом угол отсечки измепяет-ся от 0—00° до установившегося значения 0у~ У3л/5пр/?к. При достаточно больших значениях Snp и R„ этот провесе заканчивается за 3—4 периода частоты заполнения радиоимпульсов. Это время установления /у, в течение которого входное сопротивление детектора изменяется от 2Ri д до 0,5/?н, что приводит к искажению переднего фронта продетектированного напряжения.
После окончания радиоимпульса диод закрывается и начинается разряд Си через RH. Если принять за время разряда уменьшение амплитуды видеоимпульса на 0,9... 0,1 установившегося значения, то время .разряда /р —2,3RI,CH. Это время называют временем спада импульса /с (рис. 6.46). Обынчо /C>G- Если выбрать RaC,i (1 ...2)7', где Т — период несущей сигнала, то ty~tc, ти — длительность импульса.
206
Рис. 6.46. Искажения импульса при детектировании
Рис. 6.47. Процесс детектирования А1Л импульсной последовательности
Пиковый детектор чаще всего представляет собой параллельный диодный детектор. Величины Ск и R,, выбирают из условия (6.4). При детектировании амплитудно-модулировапной последовательности видеоимпульсов выходное напряжение будет изменяться по закону модуляции (рис. 6.47).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Каково назначение детектора в радиоприемнике?
2.	Что такое параметрическое детектирование?
3.	В чем различие последовательного и параллельного детектора?
4.	Назовите основные виды искажений при детектировании, способы их уменьшения.
5.	Какова роль амплитудного ограничителя в тракте детектирования ЧМ колебаний?
6.	В чем выражается особенностью фазового детектирования?
7.	Какие две задачи решают при импульсном детектировании? В чем нх различие?
6.7. РЕГУЛИРОВКИ В РАДИОПРИЕМНИКАХ
Классификация. В радиоприемниках применяют различные виды регулировок, обеспечивающие наилучшие условия приема. Различают ручные и автоматические регулировки. Ручные регулировки обеспечивают установку исходного показателя приемника. Автоматические регулировки поддерживают установленные показатели на заданном уровне. К ручным регулировкам относят регулировку усиления и регулировку полосы пропускания. К автоматическим регулировкам относят автоматическую регулировку усиления в радиотракте и тракте звуковой и видеочастот, автоматическую подстройку частоты гетеродина, автоматическую настройку приемника.
Ручная регулировка усиления обычно осуществляется изменением величины продетектированного сигнала с помощью потенциометрического датчика или регулируемой ООС.
207
Регулировку полосы пропускания приемника, как правило, начинают с тракта УПЧ. Дискретное изменение частоты осуществляют подключением фильтра в одном из каскадов УПЧ. Так, при переходе от приема AM сигнала, к приему АТ сигнала в УПЧ включают кварцевый фильтр, сужающий полосу пропускания, что улучшает отношение сигнал/помеха. Плавная регулировка полосы пропускания возможна изменением связи между контурами полосового фильтра УПЧ или изменением взаимной расстройки резонансных каскадов многокаскадного УПЧ. Реализация автоматического изменения полосы пропускания тракта УПЧ в зависимости от уровня помех, обеспечивается включением варикапов в контуры тракта УПЧ, управляющее напряжение на которые поступает с устройства, формирующего это напряжение по заданному отношению сигнал/помеха.
Регулировка полосы пропускания в последетекторной части приемника осуществляется изменением АЧХ усилителя в области верхних и нижних частот (регулировка тембра). Регулировка может быть выполнена с помощью пассивных регуляторов на основе 7?С-цепей или же активных регуляторов с применением частотно-зависимой ООС на ОУ. Одна из возможных схем регулятора тембра приведена на рис. 6.48, а его частотная характеристика — на рис. 6.49. Спад нижних частот обеспечивается при нижнем положении регулятора Рц так как сигнал снимается с малого сопротивления 2?з через С3. При верхнем положении регулятора Pi обеспечивается подъем АЧХ на нижних частотах, так как сигнал снимается с большого сопротивления % и с параллельного конденсатора Сз. Регулятор Р2 в нижнем положении шунтирует выход конденсатором С5 через малое сопротивление Re и уменьшает усиление на верхних частотах, а в верхнем положении шунтирующий конденсатор С5 подключен к выходу через большое сопротивление R?, что обеспечивает подъем АЧХ на верхних частотах. Следует заметить, что подъем и спад АЧХ рассматриваются по отношению к среднему положению регуляторов.
С, М2
В их
Р, ИЮ к
Подъем
Нг I
ИИ[
Слад
Подъем l/?7 1.0И
Спад
C30.0Z	% Юк Л.
В3 Юк	~Г с3 2000
У,дБ „ Верхнее
полотенце Рг
Ю3 ‘Sj?* /
Верхнее положение Р$
Нижнее положение Pt
Рнс. 6.48. Схема регулятора тембра
Рис. 6.49. АЧХ регулятора тембра
a)	S)
Рнс. 6 50. Схемы АРУ: a — прямая: 6 — обратная
Антма/ическая регулировка усиления ЛРУ служит для авто матическон стабилизации величины сигнала на выходе приемника при изменении величины входного сигнала, /(ля обеспечения ре гулнровкц усиления в схему приемника вводится цепь ЛРУ, состоящая из детектора выпрямителя, усилителя н фильтра. В за виенмостн от того, к каким [очкам трама прохождения сигнала подключают неп|. ЛРУ, различают прямую \РУ н обратную АРУ (рис. 6.50,о). Прчмич АРХ практически не применяется из-за сложности построения усилителя с большим динамическим дна питоном. Наиболее часто используется обратная ЛРУ. В схеме обратной АРХ (рнс. 6.50,о) напряжение сигнала с выхода тракта усиления поступает па детектор выпрямитель Д, усиливается и после фильтрации поступает в пени регулировки усиления. При этом увеличение уровня сигнала па входе (выходе) усилителя ра-дногракта приводит к уменьшению его коэффициента усиления н наоборот. Другими слонами, обратная связь отрицательная.
Основным показателем эффективности Л РУ является киэффи ипевт регулирования Л’Рн,, равный отношению максимального ко эффпцпеита усиления тракта прохождения сигнала к минимальному timin'.
tiper “ timaxl Кmtn-
Максимальный коэффициент усиления в приемнике с АРУ должен быть при минимальном сигнале: tim.ix=UBux mui/UBKmin, а минимальный — при максимальном сигнале:	- ивых тал,
тогда
2Z __ ^Buxmln / Usuxmax р т
'Хрег—	/	— ‘ ех/' вых-
^вх/и/л ^вх/плх
В реальных приемниках Рвм» =»!,!... 10, a Pnx~ Ю1... I05. Следовательно, Apei ~103 ... (О4. Реализовать такое изменение коэффициента усиления в одном каскаде усиления сигнала невозможно. 14—1140	209
Обычно регулировку усиления осуществляют в нескольких каска дах. Чаще всего в первом УРЧ и первом или втором УПЧ. Регулп ровку усиления можно осуществить измененном крутизны усилительного прибора, глубины обратной связи, сопротивления нагрузки усилителя и др. Наиболее часто применяют регулировку усиления изменением крутизны. Для получения регулирующего на пряжения служит детектор—выпрямитель Д. Детектор АРУ пре образует переменное напряжение ;'пр в постоянное или медленно изменяющееся напряжение, пропорциональное средней амплитуде сигнала. На выходе детектора ставят фильтр АРУ, представляю niiiii собой фильтр нижних частот /?фСФ. Он обеспечивает фильтра пню напряжения промежуточной частоты и составляющих сигма ла, изменяющихся с частотами модуляции.
Если Up(., подается па несколько каскадов, то ставят несколько фильтров: Сф|/?ф| = Сф2/?ф2= ... =0,!Сф/?ф, ра связывая каскады один от другого.
Если изменяющего напряжения Upvr недостаточно, то в нет. АРУ вводят усилитель УНГ. Чтобы АРУ пе работало по сигналам, близким по своему значению к порогу чувствительности приемпп ка, на детектор пли УПГ подается постоянное напряжение смеще пня (напряжение задержки). До тех нор пока напряжение с выхо да регулируемого усилителя не превысит величины напряжения смещения, пепь АРУ будет разомкнута. Только при иВчх>Ез по явится UVei и замкнется цепь АРУ. В соответствии с изложенным схемы АРУ делят па простые и задержанные.
В простой АРУ порог срабатывания отсутствует и регулировка начинается при любом уровне сигнала на входе приемника.
В задержанной АРУ действие АРУ начинается с момента, кот да напряжение входного сигнала достигнет заданного порогового уровня, соответствующего обычно чувствительности приемника. Для повышения эффективности АРУ называется усиленно задержанной. Амплитудные характеристики при различных схемах АРУ приведены на рнс. 6.5 L Из рисунка видно, что наиболее близка к идеальной усиленно задержанная АРУ.
Рис. 6.5|. Амплитудные характеристики различных схем ЛРУ;
/ — без АРУ; 2— простая ЛРУ;
3 — АРУ с задержкой; 4 — усилен по задержанная АРУ; 5 — идеальная АРУ
Вариант схемы ЛРУ изображен на рис. 6.52. Регулировка осуществляется в УРЧ и УПЧ1 изменением постоянного напряжения на базе транзисторов 1Т| и УТ2. На транзисторе VT3 собран выпрямитель АРУ, представ чяющий собой схему коллекторного дс тектора; одновременно он выполняет роль УПТ. Нагрузкой детек тора служат R.. и Сн, напряжение задержки подается в эмнгтер РГз с помощью целителя R.;1R13. Фильтр ЛРУ — /?фСф. Роль развязывающих фильтров, устраняющих взаимное влияние, регулпру емых цепочки и Йф?С<\.?.
Усиление в импульсных приемниках регулируется па основе общих принципов, изложенных выше. Однако цепи АРУ имеют некоторые отличительные особенности: детектирование сигнала осуществляют дважды детектором радиоимпульсов и детектором видеоимпульсов, применяют стробирование полезного сигнала и многокольцевые схемы ЛРУ.
Обобщенная схема АРУ импульсного приемника приведена на рнс. 6.53. Детектор радиоимпульсов ДР п паси, видеоусилителя ВУ находятся в тракте прохождения сигнала. Усиленное напряжение с выхода видеоусилителя цепи АРУ подводится к схеме стробирования, состоящей из липин задержки ДЗ п схемы совпадения И. Линия задержки обеспечивает задержку сигналов па время. равное длительности процесса селектнрованпя, а схема совпадения открывается только на время действия полезного сигнала, что существенно увелнвает помехозащищенность приемника. Сиг нал регулирования поступает на детектор видеоимпульсов (пнко вын детектор) 11Д, где импульсное напряжение преобразуется н постоянное, величина которого будет определяться амплитудой входных импульсов f/Ex- При ЛИМ напряжение с выхода пиково го детектора будет соответствовать среднему значению амплитуды импульсов. Назначение элементов цепи ЛРУ после пикового детек-И*	211
Piil. 6.53. Обобщенная схема АРУ импульсною приемника
тора и требования, предъявляемые к ним. |акие же, как и для элементов цепи АРУ приемника непрерывных сш налов.
Рассмотренная схема АРУ является достаточно инерционной из за большой постоянной времени ннконого детектора и фильтра. Попытки повысить быстродействие АРУ за счет их уменьшения снижает эффективность АРУ, повышает опасность самовозбужде ния схемы, а при ЛИМ может привесш к демодуляции принципе мото ст лала.
При приеме импульсных сигналов с большим динамическим диапазоном необходимо повысить быстродействие АРУ, чтобы при чередовании сильных и слабых сигналов усиление приемника устанавливалось в соответствии со скоростью чередования и урон нем сигнала. Одним из способов повышения быстродействия АРУ является применение miioiокольпевой \РУ. т. е. каждый регулвр} емый каскад охватывается своим кольцом АРУ. В таких схемах при малых отклонениях сигнала от номинального действует коль цо выходного каскада, при увеличении отклонения (увеличении уровня сигнала в АРУ) будут включаться кольца, расположенные ближе ко входу.
В радиоприемниках, построенных на интегральных схемах, ши роко применяют цифровые схемы АРУ — ПАРУ, использующие аналого-цифровой преобразователь АНИ и цифровой интегратор (реверсивные счетчики) |10].
Автоматическая подстройка частоты АПЧ в радиоприемнике обеспечивает устойчивый прием сигналов при изменении частот передатчика и гетеродина под действием дестабилизирующих фак торов. Любая система АПЧ должна содержать: перестраиваемый по частоте генератор I', измерительный элемент ИЭ, управитель УР, усилитель УПТ, фильтр НЧ, эталон частоты ОГ. Включив эти 212
Рис. 6.54 Схемы ЛПЧ:
а — иабплизнрующая 1п1,.,ч: б — стабилизирующая fr
элементы соответствующим образом, можно получить замкнутую систему автоматического регулирования. Наиболее широко применяют две системы АПЧ, работающие по принципу стабилизации: промежуточной частоты приемника (рис. 6.54,а) н частоты гетеродина (рис. 6.54,6).
В системе АПЧ, стабилизирующей промежуточную частоту приемника, сигнал с выхода УПЧ поступает па измерительный элемент ПЭ, в котором частота преобразовании [пр сравнивается с поминальным значением /Про и при наличии рассогласования формируется напряжение автонодстройки (Ли. По величине и знаку напряжение Uan пропорционально величине и знаку разностной частоты	/п;>—/про. Напряжение (Ли поступает на ФНЧ, в ко
тором подавляются быстрые изменения напряжения, вызванные модуляцией сигнала передаваемым сообщением, и выделяются изменения напряжения, связанные с уходом частоты гетеродина или передатчика. В усилителе постоянного тока сигнал усиливается до величины Uv„v, обеспечивающей максимальный размах изменения реактивного сопротивления элемента УР при максимальной девиации частоты Л/иртих. В качестве элемента УР чаще всего применяют варикапы или полевой транзистор. Напряжение (/у,и,, воздействуя па УР, обеспечивает изменение частоты гетеро дппа таким образом, чтобы .Рассмотренная система ЛПЧ является статической, т. е. А.Лрт^О. Эффективность работы такой АПЧ оценивается отношением начальной расстройки [пр.иач при выключенной АПЧ к остаточной расстройке /пр.щт при включенной АПЧ. Это отношение называют коэффициентом автопод сгропки:
Кdi( == А/пр.пач/Д/ир.ист*
В современных приемниках Кап~50... 100. Данная система ра ботаег только при наличии сигнала и обеспечивает подстройку гетеродина при изменении как его частоты, так п частоты пере датчика.
В системе АПЧ, стабилизирующей частоту гетеродина, выход ное напря/кеиие гетеродина поступает на измерительный элемент, в котором частота гетеродина сравнивается с частотой опорного генератора. При расхождении частот /г и [о вырабатывается на пряжение управления, которое подстраивает гетеродин до /г~/.. Такие системы работают при отсутствии сигнала. Они не устрани ют изменений )„Р, связанных с изменением частоты сигнала. Воз можно построение системы АПЧ, в которой частота гетеродина сравнивается не с частотой опорного генератора, а с частотой «собственного» передатчика (в радиолокации).
Ио принципу работы измерительного элемента различают АПЧ со сравнением частот ЧАП и сравнением фаз ФАП. Работа си стемы АПЧ н основном определяется свойством двух элементов цепи АРУ: измерительного элемента и управителя. В качестве из мерительного элемента используют ПД н ФД. В настоящее время наиболее распространены дифференциальные ИД со связанными или взаимно расстроенными контурами н ФД, выполненные по ба лансной или кольцевой схеме.
Статическая характеристика 11Д—это AUn, = F( \/„Р). Ее крутизна
04 д =--------
d&f4Jl

представляет собой передаточную функцию ЧД, а Л/чд —полосу пропускания ЧД, в пределах которой статическая характеристика линейна (рнс. 6.55).
Рис. 6,55. Статические характеристики: а — частотного детектора; б —фазорого детектора
Рис. 6.56. Статическая характеристика управителя па варикапах
Рис. 6.57. Статическич характернее ка ЧД и УР
Статическая характеристика ФД— это Л1/д—где q— разность фаз между f, и f0. Характеристика эта периодическая, с периодом повторения 2л. Крутизна ее
d'i,
является передаточной функцией ФД. Опа линейная при <р = =л/2±Зл/8. Учитывая, что между фазовой и частотной переда точ ной функцией ФД существует интегральная зависимость, можно представить передаточную функцию ФД в виде частотной пере даточной функции.
В качестве управителя чаще всего применяют варикапы. Эффективность работы управителя определяется его статической ха рактерпстнкой Л/,-=/', т. с. зависимостью изменения частоты управляемого генератора от управляющего напряжения (рис. 6.56). Статическая характеристика позволяет определить основные параметры управителя:
крутизну
е _ dXfr
Оупр --
aU
упр"°
максимальную вносимую постройку А/г,„.м-;
максимальную величину управляющего напряжения <\иупртах.
Рассмотрим систему АПЧ, в которой в качестве измерительного элемента применен ЧД. Для простоты будем считать, что в цепи автоподстройкп отсутствуют У ПТ п ФНЧ. Известно, что для осуществления ЛПЧ крутизна ЧД н управителя должны иметь противоположный знак. Для наглядности рассмотрения статические характеристики ЧД и УР совместим в одной системе коор-215
Рис. G.58. Графики к определению полосы захвата и полосы удержания ЧАП
дипат АП и Af (рис. 6.57). Такое совмещение допустимо, по скольку отклонения частот сигнала н гетеродиил приводят к одинаковым изменениям fnP.
Система ЧАП (рис. 6.58) является статической системой, п поэтому пересечение статической характерношки УР (положе вне 1) со статической характеристикой УД в начале выбранной системы координат, когда AJ„t.=fttf>—flipu-0, реального смысла нс имеет. Всегда существует остаточная расстройка Л[.нвеличина которой зависит от коэффициента авгоподстройкн Каи=Н 4-5чд5упр. Этот случай соответствует сдвигу характеристики УР в положение 2. Можно показать, что если система ЛПЧ находится в области незначительных расстроек /пР~А/,,Р0, то при любых значениях )пр, лежащих в полосе Д/чл, система АПЧ будет пахо днться в режиме слежения, обеспечивая подстройку до допусти мого (заданного) значения остаточной ошибки. Эта полоса Суде! тем больше, чем больше полоса пропускания ЧД п больше пронз ведение 5'чд Syiip, и называется полосой удержания Л/уд. Она ограничивается сдвиюм характеристики УР в положения 4 и 4'.
Если же система ЛПЧ находится в области больших расстро ек, то ее работа зависит от начальных условий:
I. Система находится в режиме слежения, допуская расстрой кп до величины А/' пр max-
2. В системе отсутствует режим слежения, А/'11Р находится за пределами полосы пропускания ЧД. В этом случае вхождение в 216
режим слежения возможно при меньших расстройках, чем Af пр max, и соответствует полосе, называемой полосой захвата Af3. На рис. 6.58 она ограничивается сдвигом характеристики УР в положения 3 и 3'. После вхождения в режим слежения АПЧ работает в полосе удержания. Полоса захвата также зависит прямо пропорционально от Л/чд» Зчд и Synp. Для системы АПЧ выполняется условие Л/чд >А[3, поэтому при перестройке приемника предусматривают отключение АПЧ. В высококачественных приемниках это делается автоматически благодаря сопряжению цепей выключения АПЧ с цепью настройки приемника.
Фазовые системы АПЧ позволяют полностью синхронизировать гетеродин и опорный генератор с точностью до определенной разности фаз, реагируя на самые малые расхождения частот. Другими словами, в ФАП AfOCT~0. Если в ФАП применить фильтр с достаточно малой постоянной времени, то Д[чд ~Д/3-
Импульсные АПЧ разделяют на две большие группы: инерционные, и быстродействующие. В инерционных системах за время действия импульсов запоминается значение расстройки приемника, а в промежутках между импульсами осуществляется подстройка гетеродина. В быстродействующих системах ЛПЧ регулирование частоты осуществляется за время действия импульса.
Как инерционные, так и быстродействующие системы АПЧ чаще всего обеспечивают постоянство промежуточной частоты, подстраивая частоту гетеродина по принятому сигналу (рис. 6.59). Отличительной особенностью импульсной АПЧ является наличие в цепи АПЧ двух детекторов: частотного и пикового. Пиковый детектор включается по двухтактной схеме, что обеспечивает регулировку частоты гетеродина при расстройке промежуточной частоты в обр стороны.
В современных приемниках находят применение цифровые схемы АПЧ, работающие совместно с цифровыми индикаторами частоты. Один из вариантов цифровой схемы АПЧ рассмотрен в [11].
Следует заметить, что в настоящее время все шире в качестве гетеродинов применяются синтезаторы частот, позволяющие точно
Рнс. 6.59. Схема импульсной ЧАП
установить частоту настройки приемника без участия принимаемого сигнала радиостанции. Несмотря на относительную сложность схемы, они достаточно просто реализуются в интегральном исполнении, имеют высокую точность установки частоты, стабиль ность частоты и высокую надежность.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
1.	Перечислите виды регулировок в приемнике. Каково их назначение?
2.	Прямая и обратная АРУ. Их отличительные особенности.
3.	Начертите функциональную схему АРУ. Объясните назначение отдельных элементов схемы.
4.	Каковы отличительные особенности схемы АРУ импульсных приемников?
5.	Начертите функциональную схему АПЧ. Объясните назначение отдельных элементов схемы.
6.	В чем различие систем АПЧ, стабилизирующих и fr?
7.	Каковы отличительные особенности ЧАП от ФАП?
8.	Объясните процессы, происходящие в системе ЧАП при изменении расстроек от малых значений к большим и от больших к малым.
6.8. методика проверки ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ РАДИОПРИЕМНИКА
Схемы проверок. Основные характеристики приемника, влияющие на качество воспроизведения сообщения, — чувствительность, полоса пропускания и избирательность. При проверке указанных характеристик с помощью генератора стандартных сигналов ГСС его необходимо подсоединять к антенному гнезду приемника через эквивалент антенны, который должен быть тщательно экранирован, а экран соединен с зажимом «Земля». Для диапазонов ДВ, СВ и КВ (до 10 м) эквивалент антенны собирают по схеме рис. 6.60, а. Если эквивалент антенны подсоединяют непосредственно к выходному гнезду генератора, то сопротивление /?эк можно закоротить. Если ГСС соединяют с эквивалентом антенны через внешний делитель, то 7?э=^?выхгсс —/?внут.Дел. Качество согласования выхода генератора со входом приемника су-
Рис. 6.60. Схемы эквивалента аптениы:
а —для диапазонов ДВ, СВ, КВ: б —для диапазонов УКВ
в,2п<Р 0,5мг,Гн
б')
Рис. 6.61. Схема проверки приемника с магнитной антенной
щественно влияет на точность измерений. В диапазоне УКВ (менее 10 м) эквивалент антенны должен быть несколько изменен (рис. 6.60,6).
Если проверяется приемник с магнитной антенной, то сигнал от генератора к приемнику подают через рамочную антенну (рис-6.61), при ЭТОМ 7?эк = /?выхГСС-Напряженность поля вокруг магнитной системы приемника Е— = ГДшхГСс/10 (мкв/м ).
Проверка чувствительности приемника. Известно, что чувствительность характеризуется уровнем входного сигнала, обеспечивающим на выходе УПЧ заданное соотношение сигнал/шум. Однако на практике измеряют минимальный уровень сигнала на входе приемника, при котором обеспечивается стандартная выходная мощность приемника при заданном соотношении сигнал/шум и максимальном усилении УЗЧ. Измерять непосредственно мощность неудобно, поэтому измеряют выходное напряжение, соответствующее стандартной, выходной мощности. Выходное напряжение £Лых=УЛ:т/?зв, где Рст — стандартная выходная мощность, /?зв— сопротивление звуковой катушки, соответствующее частоте модуляции.
Измерения проводят в трех точках диапазона: на краях и в середине. Приемчик настраивают на заданную частоту, при этом АРУ должна быть выключена, регулятор громкости устанавливают на максимум, а регуляторы полосы УПЧ и тембра в положение, соответствующее наиболее широкой полосе. В генераторе стандартных сигналов включают тумблер «Внутренняя модуляция», устанавливают частоту 1000 Гц и глубину модуляции 30%. Настраивают ГСС на частоту приемника по максимальному показанию вольтметра, подключенного к звуковой катушке или ее эквиваленту. Измеряют уровень выходного напряжения ГСС до величины, при которой вольтметр будет показывать {7ВЫх, соответствующее стандартной выходной мощности. Измеренное t/выхгсс и будет соответствовать чувствительности приемника. Далее необходимо убедиться, что эта чувствительность соответствует заданному соотношению сигнал/шум. Выключаем тумблер «Внутренняя модуляция» на ГСС и измеряем 17вых=	. затем зако-
рачиваем антенный вход приемника и измеряем иВЫх=Пш. Вычисляем отношение |/	-f- fUm. Если это отношение хотя бы в
4 раза меньше заданного отношения сигнал/шум, то действием
внешней помехи можно пренебречь и полученное значение чувствительности является реальной чувствительностью приемника. Если же это отношение более заданного, то уменьшаем усиление приемника (регулятором УЗЧ), замыкаем антенный вход приемника и измеряем иш. Затем, не изменяя усиления приемника, размыкаем антенный вход приемника, включаем в ГСС модуляцию и регулируем выходное напряжение ГСС до тех пор, пока вольтметр не покажет ивых, соответствующее стандартной выходной мощности, и юцениваем новое отношение l/JUm- Если оно соответствует заданному значению, то выходное напряжение ГСС равно реальной чувствительности приемника. Если же оно (отношение ис/иш) опять хуже заданного, то снова уменьшаем усиление приемника и повторяем оценку отношения UJUus при новом Пвыхгсс до тех пор, пока не получим £/выхгсс при заданном отношении ис/иш. Величина СЛшхгсс и будет реальной чувствительностью приемника.
Следует отметить, что чаще всего получается завышенный результат из-за проникновения сигнала на вход приемника помимо эквивалента антенны, поэтому надо измерения проводить в экранированной камере (уменьшаются Un), подсоединять эквивалент антенны к зажимам «Земля» проводником минимальной длины (не более 20 мм), а сам эквивалент антенны подсоединять к приемнику стандартным разъемом.
Большие расхождения в величине чувствительности по диапазону получаются при неравномерности коэффициентов усиления отдельных блоков приемника в диапазоне частот или же при плохом сопряжении настроек входных и гетеродинных контуров.
Проверка полосы пропускания. Схема проверки полосы пропускания та же, что и при проверке чувствительности. Для повышения точности измерений желательно частоту ГСС контролировать гетеродинным частотомером, а на выходе УПЧ включать милливольтметр переменного напряжения. На ГСС устанавливают заданное значение частоты и настраивают на нее радиоприемник по максимуму индикатора выхода. Уровень £/ВЫхгсс устанавливают в 10 раз больше значения, соответствующего измеренной чувствительности, и записывают показания милливольтметра. Увеличивают ^выхгсс на 6 дБ (допустимая неравномерность в полосе пропускания). Расстраивая ГСС в сторону увеличения частоты, добиваемся прежних показаний милливольтметра на выходе УПЧ и измеряем fB. Таким же способом получаем fH (значение нижней частоты). Полоса 2Д)=)В—Увеличим СЛзыхгсс на 60 дБ и определяем 2Д/(6о). Коэффициент прямоугольности на уровне 60 дБ
Кп(бО) =/в(60)-/н(65)/(Ув Ун)-
Коэффициент прямоугольное™ можно определять на уровне 46, 34, 26 дБ, а для профессиональных радиоприемников даже на уровне 100 дБ.
Проверка избирательности приемника. Избирательность по соседнему каналу показывает, во сколько раз больший сигнал соседнего канала надо подать на вход приемника, чтобы получить на выходе тот же результат, что и при подаче на вход полезного сигнала (при одинаковом уровне модуляции).
Для приемников разного назначения понятие «соседний канал» не одинаково: для сигналов ЛМ соседним каналом принято считать капал, отстоящий от полезного на ±9 кГц, для профессиональных приемников — на ±5, ±3 и даже ±1 кГц, для приемников ЧМ — на ±300 кГц. Проверку избирательности по соседнему каналу проводят по той же схеме, что и чувствительности. Для более точных измерений частоту ГСС желательно контролировать точным частотомером, а измеритель выходного напряжения подключать к выходу УПЧ. При допустимой погрешности измерения около 10% можно частоту контролировать по шкале ГСС, а выходное напряжение — на выходе УЗЧ.
На ГСС устанавливают заданное значение частоты и настраивают на нее приемник по максимальному показанию выходного напряжения. Устанавливают Пвыхгсс в 10 раз больше значения реальной чувствительности. Расстраивают ГСС от резонансной на частоту соседнего канала и увеличивают t/выхгсс до тех пор, пока напряжение па выходе приемника не станет прежним (при резонансе). Разница в децибелах между уровнями сигнала ГСС па резонансной частоте и частоте соседнего канала будет характеризовать ослабление по соседнему каналу.
В супергетеродинном приемнике кроме приема по соседнему каналу возможен прием и внеполосовых сигналов: частоты зеркального (симметричного) канала [з=}с+2}пР и промежуточной частоты /пР.
Избирательность по зеркальному каналу проверяют на максимальной частоте каждого диапазона. На ГСС устанавливают заданное значение частоты. Приемник настраивают па частоту ГСС, при этом регулятор громкости устанавливают в положение максимального усиления, регуляторы полосы и тембра — в положение наиболее широкой полосы, АРУ выключают. Включают на ГСС AM (1000 Гц, глубина 30%) и устанавливают /Лыхгсс та-ким, чтобы t/вых.пр соответствовало стандартной мощности ивых= = УДст/?зв. Определяют чувствительность приемника на частотах fc и fc + 2fnP. Ослабление помехи с частотой f3 будет характеризоваться отношением чувствительности приемника к сигналу f3 к чувствительности приемника на частоте fc- Обычно это ослабление ве хуже 30 дБ, для профессиональных приемников ослабление бы-
гсс- 1 □ ИГ
(сигнал)~[ Л/ /go
ГСС	1 ।
(помеха)^ №0
ДР1 20мкГн I
X
Рис. 6.62. Схема двухсиг-иалыюго эквивалента антенны
вает не хуже 60 дБ, но это, как правило, приемники с двойни преобразованием частоты.
Избирательность по промежуточной частоте' проверяется так же, как и по зеркальному каналу. Проверку избирательности желательно проводить на тех частотах, которые наиболее близки к fnp- Если на входе приемника включен специальный контур (фильтр-пробка), настроенный на промежуточную частоту, то ослабление по промежуточной частоте очень велико (до 100 дБ).
Рассмотренные методы проверки избирательности приемника являются односигнальными. Однако на входе приемника в реальных условиях действуют много сигналов и среди них могут быть мешающие сигналы, уровень которых значительно превышает уровень полезного сигнала. Для оценки работы приемника в присутствии мешающих сигналов применяют двухсигнальный метод проверки избирательности. При этом па вход приемника подают одновременно два сигнала, один имитирует полезный сигнал, другой — сигнал помехи. Генераторы сигнала и помехи подсоединяют к приемнику с помощью двухсигнального эквивалента антенны (рис. 6.62). Оба ГСС расстраивают относительно друг друга на 9 кГц (Гм =1000 Гц, глубина 30%). Уровень Двыхгсс (сигнал),на который настроен приемник, должен быть равен значению чувствительности приемника, регулятор громкости устанавливают в положение, при котором (7вых.пр=УРс1/?зв. Второй ГСС (помеха) при этом должен быть выключен. Затем включают ГСС помехи и выключают модуляцию сигнального ГСС. Увеличивают (Дыхгсс (помеха) до тех пор, пока на выходе приемника не будет напряжение на 20 дБ меньше нормального, что сответствует появлению перекрестной модуляции (в динамике будет слышен тон 1000 Гц).
Отношение (в децибелах) уровня Двыхгсс помехи к чувствительности приемника на частоте настройки и будет характеризовать избирательность приемника в присутствии помехи. Эта величина должна быть не хуже 5... 8 дБ относительной избирательно-ности по соседнему каналу. Худшее значение говорит о том, что частотная избирательность входных цепей недостаточна или же режим работы УРЧ, преобразователя частоты не соответствует расчетному.
Двухсигнальным методом можно проверять избирательность и по внеполосовым сигналам. Методика измерения такая же, только ГСС (помеха) настраивают па частоты, соответствующие внеполосовым сигналам.
6.9. ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ
Характеристика радиопомех. Помехой называется любое воздействие на сигнал, принимаемый радиоприемником, и искажающее принимаемое сообщение. Помехи могут быть как внешние, так и внутренние. Внешние помехи могут быть естественными и искусственными. К естественным помехам относят атмосферные и космические. Атмосферные помехи создаются грозовыми и электрическими разрядами в атмосфере. Многолетние наблюдения показывают, что ежесекундно в атмосфере Земли происходит более 100 сильных грозовых разрядов. Электромагнитные колебания, создаваемые ими, распространяются на расстояния до 20 тыс. км. Пользуясь статистическими данными, можно прогнозировать средневероятностный уровень атмосферных помех в месте размещения радиоприемника. Действие атмосферных помех уменьшается с ростом частоты радиоканала.
Космические помехи — это электромагнитные колебания теплового происхождения. Источником таких помех является Солпце, Луна, ионизированный газ и др. Число источников помех велико, и поэтому интенсивность космических помех характеризуется уровнем общего фона. Спектр помех достаточно широк. С ростом частоты уровень космических помех убывает со скоростью 20 дБ па декаду и на частотах около 5 ГГц его практически можно считать равным нулю.
Искусственные помехи создаются промышленными установками, излучением и переизлучением других радиосредств. Промышленные помехи создаются различными установками производственного и бытового назначения. Мощность излучаемых электромагнитных колебаний отдельного источника невелика. Однако в крупных населенных пунктах общий фон промышленных помех может оказаться весьма значительным. Спектральная плотность таких помех уменьшается с ростом частоты, и в диапазоне СВЧ уровень промышленных помех становится меньше уровня собственных шумов радиоприемника.
Рис. 6.63. Зависимость уровня помех от частоты
На рис. 6.63 приведены графики, иллюстрирующие примерную зависимость уровня помех от частоты. Кривая 1 соответствует максимальной напряженности поля атмосферных помех, пересчитанной к полосе1 кГц, кривая 2 — минимальному уровню атмосферных помех. Кривая 3 показывает зависимость напряженности поля промышленных помех для современного города при ненаправленных антеннах приемника. Кривая 4 пока
зывает средний уровень собственных шумов приемника первого класса. Кривые 5 и 6 характеризуют усредненный максимальный и минимальный уровень космических помех за сутки. Из приведенных графиков можно сделать вывод, что на длинных, средних и коротких волнах основную роль играют внешние помехи (атмосферные, промышленные и искусственные), а в диапазонах УКВ и СВЧ — собственные шумы приемника и космические помехи.
По своей структуре все виды помех можно разделить на две большие группы: флуктуационные (шумовые) и сосредоточенные (во времени и по частоте).
Флуктуационная помеха присутствует на входе приемника постоянно. так как имеет более широкий спектр, чем сигнал. Сосредоточенная помеха (по частоте) имеет более узкий спектр, чем спектр сигнала. Это в основном помехи других радиосредств пли же комбинационные помехи, возникающие в приемнике. Сосредоточенная помеха (по времени)—это непериодическая последовательность одиночных импульсов, длительность которых меньше, а интервал следования больше длительности переходных процессов в тракте приемника.
Помехоустойчивость - радиоприемника. Помехоустойчивость — это способность приемника обеспечивать прием информации при действии помех с заданной достоверностью приема. Достоверность приема зависит от видов помехи, передаваемой информации, схемы построения приемника. Различают потенциальную и реальную помехоустойчивость. Потенциальная помехоустойчивость приемника характеризуется максимально возможной достоверностью приема при заданной структуре помехи и данном виде сигнала. Приемник, реализующий потенциальную помехоустойчивость, называется идеальным. В реальном приемнике характеристики отдельных ка-
224
/
скадов отличаются от идеальных, поэтому вводят понятие реальной помехоустойчивости, которая всегда хуже потенциальной.
Количественно помехоустойчивость оценивают уровнем сигнала в антенне при заданном уровне помехи, при котором информация принимается с заданной достоверностью. Приемники, реализующие различные принципы работы, различные варианты построения отдельных трактов, можно сравнивать по степени приближения реальной помехоустойчивости к потенциальной.
Способы защиты радиоприемников от помех. Зашита приемников от помех основана на использовании различий характеристик сигнала и помех. Применяют различные способы борьбы с помехами: частотную, пространственную, поляризационную временную, амплитудную, кодовую избирательность, компенсационные схемы, схему ШОУ и др. Рассмотрим некоторые из них.
Флуктуационную помеху полностью устранить невозможно, так как часть спектра помехи всегда накладывается на спектр сигнала. Для уменьшения влияния флуктуационной помехи на качество приема применяют частотно-избирательные цепи в радиотракте приемника.
Пространственная избирательность основана на применении антенн с диаграммой направленности заданной формы и ориентации. Особенно широко этот способ стали применять в радиоприемных устройствах, работающих с антеннами типа фазированных антенных решеток в диапазоне СВЧ.
Поляризационная избирательность основана на различиях поляризации полей сигнала и помех. Этот способ применяют при защите приемника от действия атмосферных помех.
Временная избирательность применяется в основном в импульсных системах. Основана на различии длительности импульсных помех и рабочих сигналов. Хорошие результаты дает дополнительная реализация метода накопления периодических сигналов на фоне белого шума.
Для защиты от импульсных помех, отличающихся по амплитуде от полезного сигнала, применяют: ограничитель снизу, который отделяет полезный сигнал от импульсных помех меньшей амплитуды, ограничитель сверху, отделяющий полезный сигнал от импульсных помех большей амплитуды.
Компенсационный метод защиты от помех основан на применении устройства, состоящего из двух трактов: рабочего и компенсационного. Рабочий тракт настроен на частоту сигнала, а компенсационный расстроен на частоту Д/к. При незначительных расстройках импульсная помеха в рабочем и компенсационном трактах идентична и может быть скомпенсирована. Однако требования к рабочему ^компенсационному трактам должны быть достаточно жесткими, так как сигналы должны иметь одинаковые не только 15—1140	225-
частоты, но и фазы, а это трудно реализовать. Более простым способом защиты от импульсных помех является коррекционный способ, основанный на помехоустойчивом кодировании с избыточностью. Неплохие результаты дает применение в тракте УПЧ схемы ШОУ. В широкополосном линейном усилителе амплитуда помехи будет иметь большое пиковое значение и малую длительность. Ограничитель выравнивает амплитуду сигнала и помехи. В узкополосном усилителе относительный уровень помехи уменьшается вследствие его растяжения во времени.
Сосредоточенные помехи, как правило, обусловлены работой посторонних радиостанций. Сосредоточенные помехи различают по расположению спектра помехи относительно спектра сигнала: спектр помехи сосредоточен в полосе частот, занимаемой сигналом, спектр помехи лежит вне полосы частот сигнала (прием по соседнему каналу, прием по побочным каналам). Методы борьбы с сосредоточенными помехами в основном сводятся к повышению избирательности приемника, при этом стремятся обеспечить минимально допустимую полосу пропускания при максимально большой прямоугольности. В широкополосных системах применяют способ, основанный на исключении («вырезании») тех участков спектра, которые подвержены наиболее мощным сосредоточенным помехам.
Ослабление сосредоточенной и импульсной помех, действующих одновременно, вызывает определенные трудности в силу того, что меры защиты от импульсных и сосредоточенных помех достаточно противоречивы. Подавление импульсных помех тем эффективнее, чем шире полоса избирательных цепей приемника, а подавление сосредоточенных помех тем эффективнее, чем уже полоса пропускания на входе приемника. Для подавления импульсных помех после широкополосного усилителя ставят ограничитель, а при воздействии мощной сосредоточенной помехи после ограничения появляются комбинационные частоты. Для эффективного подавления импульсной и сосредоточенной помех, действующих одновременно, применяют широкополосные системы с последующим ограничением импульсных помех и узкополосной фильтрацией участка спектра, пораженного сосредоточенной помехой.
Кондуктивные помехи создаются многочисленными электротехническими, электронными и радиоэлектронными устройствами. Примером такой помехи может служить бортовая сеть электропитания. самолета с частотой 400 Гц. Средой распространения помех и являются токопроводящие элементы механических конструкций, экраны кабелей и монтажная схема с большим числом проводников. Основное средство ослабления кондуктивных помех—их фильтрация посредством помехоподавляющих фильтров НЧ различных типов: Г-, Т-, П-образных и многозвенных. Помехоподавляющие фильтры включают между сетью электропитания 226
и источником помех в каждый незаземленный провод сети питания по возможности ближе к источнику помех.
Внутренние помехи — это собственные шумы приемника. Существенное влияние на качество приема оказывают собственные шумы приемника, относящиеся к виду флуктуационных помех, возникающих в любой цепи, имеющей активное сопротивление. Беспорядочное тепловое движение электронов между двумя ближайшими столкновениями с другими электронами или с атомами вещества вызывают импульсы ЭДС, длительность которых равна длительности свободного пробега. Среднее время пробега очень мало (IQ-13 с). Спектр таких импульсов бесконечно широк, занимает полосу от единиц герц до IО12 Гц и называется «белым шумом». Известно, что действующее значение шумового напряжения при комнатной температуре Гр=293 К (20°С) определяется выражением £Л„=0,125^/, где иш — шумовое напряжение, мкВ; 7? — сопротивление, кОм; Af— полоса частот, в пределах которой измеряется шумовое сопротивление, кГц.
Наиболее опасны шумы входных элементов приемника, так как они потом значительно усиливаются. На входе приемника действуют шумы антенны, связанные с сопротивлением потерь антенны г.\, шумы входных контуров, обусловленные активной составляющей сопротивления потерь гк, и др.
Как уже отмечалось, флуктуационные шумы принципиально неустранимы и являются основной причиной, ограничивающей чувствительность приемника. Для оценки шумовых свойств источника сигнала используют отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума Рс/Рш. Это отношение часто называют коэффициентом различимости:
(6.5)
— РС.ВЫх/Р ш.вых*
В любом четырехполюснике, через который проходит сигнал и шум, отношение RjRin ухудшается, так как добавляются собственные шумы четырехполюсника. Количественно ухудшение этого отношения определяется коэффициентом шума
__ Рс.ъх/Рш.вх
РС.ВЫх/Р ш.вых
Коэффициентом шума называют частное от деления отношении сигнал/шум по мощности на входе и выходе четырехполюсника. Выражение (6.5) можно переписать в следующем виде:
N = ш~вых
KfPU1.BX
где Кр^Рс-вых/Рс-вх — коэффициент передачи четырехполюсника по мощности. Произведение КРРш.вх представляет собой мощность 15*	227
выходных шумов четырехполюсника, которая создается за счет усиления шумов, поступающих на его вход. Таким образом, коэффициент шума четырехполюсника — это отношение полной мощности входных шумов. Полная мощность выходных шумов
Р ш. вых =- КрР111.ВХ 4“ Рш.соб»
где Рш.соб — мощность собственных шумов на выходе четырехполюсника. В окончательном виде коэффициент шума
 КрРш .вх + РШ•соб J	Р ш.соб
N= КрР^.Ы = + Кр^ш-вх ’
Из полученного выражения следует, что W всегда больше единицы и зависит не только от свойств четырехполюсника (/Ср), по и от мощности шумов, поступающих на его вход.
Шумовые свойства приемников иногда оценивают с помощью шумовой температуры Тш, которая однозначно связана с W выражением
Гш = (ЛГ-1)7’#,
где 7'о=293 К (20°С). Шумовой температурой четырехполюсника называют такую температуру, до которой надо нагреть шумящее сопротивление, чтобы оно отдало в согласованную нагрузку Ры> равную собственным шумам четырехполюсника, пересчитанным на его вход. Отношение TUI/T0=N—1 иногда называют избыточным коэффициентом шума, который показывает, на сколько коэффициент шума превышает единицу.
Радиоприемник можно представить как цепь, состоящую из нескольких последовательно соединенных каскадов (четырехполюс ников). На рис. 6.64 представлена такая цепь. Каждый каскад можно представить двумя четырехполюсниками: активным Т, эквивалентным электронному прибору, и пассивным, равноценным контуру. Коэффициент шума активного четырехполюсника при его согласовании па входе и выходе обратно пропорционален его ко-
Рис. 6.64. Эквивалентная схема приемника для определения коэффициента шума
эффнциенту передачи по мощности: /Vn = WP. Коэффициент шума п последовательно соединенных каскадов
7Уг- 1
*₽1
М = AG +
7Vs~1 | ... I N"-1
An! ^02	A"nl ---Aon—1
(6.6)
"Приведенное выражение для Лгх справедливо при условии: коэффициенты рассогласования каскадов Ь = 1, все каскады линейные как для сигнала, так и для шума, что выполняется для всего радиотракта до детектора. Из выражения (6.6) видно, что в основном определяется шумовыми свойствами первых элементов и тем лучше, чем больше их коэффициенты усиления по мощности.
Известно, что чувствительность приемника — это такая мощность Рс.вх, при которой на выходе приемника обеспечиваются заданные значения Рс.вых и Dp. Тогда чувствительность ограничения внутренними шумами приемника
р
* с.вх
III, вых

ГДе Рш.вых— /ОТш.вх, ОТКуДа Рс.вх — ^Рш.вх^р-
ПРИЛОЖЕНИЕ 1.
ПОНЯТИЕ О ДИАПАЗОНАХ ВОЛН
Международными организациями МСЭ (Международный союз электросвязи) и МЭК (Международная электротехническая комиссия) принято следующее разделение диапазонов радиочастот:
Обозначение	Частота		Длниа волны	
Очень низкие частоты ОНЧ	3.	..30 кГц	100.	.10 км
Низкие частоты НЧ	30.	..300 кГц	10.	. 1 км
Средние частоты СЧ	300.	..3000 кГц	1.000.	. 100 м
Высокие частоты ВЧ	3.	..30 МГц	100.	. 10 м
Очень высокие частоты ОВЧ	30.	.. 300 МГц	10.	. 1 м
УльтраВысокие	частоты УВЧ	300.	..3000 МГц	100.	. 10 см
Сверхвысокие частоты СВЧ	3.	..30 ГГц	10.	. 1 см
Крайне высокие частоты квч	30.	..300 ГГц	10.	. 1 мм
Гипервысокие частоты ГВЧ	300.	..3000 ГГц	1.	.0,1 мм
Однако для практического, целевого применения отводятся более узкие диапазоны радиочастот. Их обозначения несколько отличаются от приведенных выше. Так, для авиационной радиосвязи Международной организацией граж-
дамской авиации (ИКАО) отведены частоты; 0,2... 1,5 МГц (СВ), 2...30 МГц (КВ), 118... 136 МГц (УКВ), 220...400 МГц (ДЦВ). Для радиовещания международными соглашениями также выделены отдельные участки частотного спектра в области НЧ, СЧ, ВЧ и ОВЧ диапазонов: 148,5... 283,5 кГц —диапазон длинноволнового радиовещания (ДВ); 526,5 ... 1606,5 кГц — диапазон средневолнового вешания (СВ); 3950  26 100 кГц — диапазон коротковолнового вещания (КВ); 65,8... 108 МГц — диапазон ультракоротковолнового вещания (УКВ). Следует отметить, что в разных странах отведенные участки частотного спектра могут использоваться в более узких пределах. Так, в СССР практически не используется спектр частот в пределах 15 000... 26 000 кГц для радиовещания, но широко применяется в авиационной радиосвязи; «УКВ радиовещание» в странах Западной Европы ведется па частотах 88... 104 МГц, а в Японии—76...88 МГц. Исходя из вышеизложенного не следует путать названия диапазонов радиочастот, на которые разбит весь спектр частот от 3 кГц до 3000 ГГц, с названиями диапазонов, на которых ведется обмен информацией.
ПРИЛОЖЕНИЕ 2.
ПОНЯТИЕ О ДЕЦИБЕЛАХ
В радиотехнике часто приходится сравнивать сигналы по мощности. Очень удобной единицей для этого является Бел. Бел — это отношение двух величин в виде десятичного логарифма. Для отношения мощностей можно записать Me —lg PilPz- На практике пользуются десятой долей бела, которую называют децибел (дБ), тогда ДРдБ=10 1g Pi/Рг. Если же сравнивать токи или напряжения, то Д/лБ=20^ hlh или Ди дБ=20 lg Uy/Uz.
Для практических расчетов можно воспользоваться следующей таблицей:
Децибелы	Отношение		Децибелы	Отношение	
	(Ц/и2)	^]/^2		(Ц/и2)	₽,/₽2
2	1,259	1,585	20	10.00	10s
3	1,413	1,995	25	17,78	316,2
4	1,585	2,512	30	31,62	10s
5	1,778	3,162	35	56,23	3,162-103
6	1,995	3,981	40	100,00	104
7	2,239	5,012	45	177,8	3,162 -IO4
8	2,512	6,310	50	316,2	10s
9	2,818	7,943	55	562,3	3,162-10s
10	3,162	10,00	60	1000,00	10®
По приведенной таблице можно определить отношение для любого значения децибел. Для этого принятое значение разделяют на два слагаемых, имеющихся в таблице, и перемножают их отношения.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Белоцерковский Г. Б. Основы радиотехники и антенны. — М  Сов радио 1978.
2.	Вайсбурд Ф. И., Паниев Г. А., Савельев Б. Н. Электронные приборы и усилители. — М.: Радио и связь, 1987.
3.	Гершунский Е. С. Основы электроники—Киев: Вита школа, 1977.
4.	Князев А. Д. Элементы теории и практики обеспечения электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств. — М.: Радио и связь, 1984.
5.	Микросхемы и их применение. — М.: Радио и связь, 1983.— (Массовая радиобиблиотека; Вып. 1070).
6.	Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ// О. В. Алексеев, А. А. Головков, А. Я. Дмитриев и др.; Под ред. О. В. Алексеева. — М.: Радио и связь, 1987.
7.	Проектирование транзисторных каскадов передатчиков/ М. С. Шумилин, В. Б. Козырев, В. А. Власов. — М.: Радио и связь, 1987.
8.	Приборы квантовой электроники/ И. Ф. Усольцев, С. Г. Рябов, Г. Н. Торопкий; Под ред. М. Ф. Стельмаха. — М.: Радио и связь, 1985.
9.	Радиопередающие устройства/ Под ред. С. А. Челнокова. — М.: Радио и связь, 1982.
10.	Радиоприемные устройства/ Под ред. Л. Г. Берулина. — М.: Радио и связь, 1982.
11.	Сафронов Н. А. Радиооборудование самолетов — М.: Машиностроение, 1978.
12.	Системы связи летательных аппаратов/ О. С. Набатов, Н. С. Вводчен-ко, В. Н. Дивеев — М.: Машиностроение. 1976.
13.	Шинаков Ю. С, Колодяжный Ю. М. Основы радиотехники. — М.: Радио и связь, 1983.
14.	Электронные приборы СВЧ/ В. М. Березин, В. С. Буряк и др. — М. Высшая школа, 1985.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие...................... ...	.	.	.	.
Введение........................................................
В.1. Принципы радиосвязи ................ .	.	.
В.2. Виды сигналов ...	............ .
Глава 1. ЛИНЕЙНЫЕ ЦЕПИ ....	.	.
1.1.	Свободные колебания в контуре................. .	.
1.2.	Вынужденные колебания в последовательном контуре .
1.3.	Вынужденные колебания в параллельном контуре .	.	.	.
1.4.	Вынужденные колебания в связанных контурах.................
Глава 2. ДЛИННЫЕ ЛИНИИ, ВОЛНОВОДЫ И ОБЪЕМНЫЕ РЕЗОНАТОРЫ .	....	.	.	.	.
2.1.	Особенности контуров УКВ диапазона ....	.	.
2.2.	Длинные линии .	.	....	.	.
2.3.	Волноводы ....	.	.	.	.	.	.	.
2.4.	Объемные резонаторы .	.	...................
Глава 3. АНТЕННЫ И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
3.1.	Назначение антенн. Полуволновый и четвертьволновый вибраторы 3.2. Качественные показатели антенн.............................
3.3.	Резонансные частоты антенн. Способы настройки антенн в резонанс
3.4.	Особенности антенн длинных, средних, коротких и ультракоротких воли
3.5.	Факторы, влияющие на распространение радиоволн
3.6.	Распространение сверхдлиниых и длинных волн
3.7.	Распространение средних волн..................... .	.
3.8.	Распространение коротких волн..............................
3.9.	Распространение ультракоротких волн...........
Глава 4. УСИЛИТЕЛИ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ . . . .
4.1.	Общие сведения об усилителях.....................
4.2.	Предварительные усилители напряжения звуковой частоты
4.3.	Оконечные усилители мощности звуковой частоты
4.4.	Обратные связи в усилителях ....
4.5.	Основные особенности широкополосных и операционных усилителен
Глава 5. РАДИОПЕРЕДАТЧИКИ .	.	....
5.1.	Состав, классификация и основные параметры.................
5.2.	Усилители мощности радиочастоты (генераторы с внешним возбуждением)	..................................
5.3.	Генераторы с самовозбуждением (автогенераторы)
5.4.	Управление высокочастотными колебаниями (модуляция)
Глава 6. РАДИОПРИЕМНИКИ..................................
6.1.	Назначение и основные характеристики ...	.	.
6.2.	Входные цепи приемников................................
6.3.	Усилители радиочастоты ....	...	.	.
6.4.	Преобразователи частоты .	.	....	.	.
6.5.	Усилители промежуточной частоты .	.	.	...
6.6.	Детектирование......................................
6.7.	Регулировки в радиоприемниках..........................
6.8.	Методика проверки основных параметров радиоприемника
6.9.	Помехи радиоприему ....................................
Приложение 1. Понятие о диапазонах воли.....................
Приложение 2. Понятие о децибелах...........................
Список литературы...............................................