Радиопередатчики - Грэхем Р., Грей Л.

Author: Грэхем Р. Грей Л.

Tags: электротехника электроника радиотехника радиоволны радиопередатчики

Year: 1965

Similar

Радиопередающие устройства

Технический справочник железнодорожника. Том 8. Сигнализация, централизация, блокировка, связь

Радиопередающие устройства

Text

ЛГРЕЙ
Р.ГРЭХЕМ
ВД01ВДМ1
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ» МОСКВА 1965
Scan AAW
УДК 621-396.61
Перевод с английского под редакцией А. М. ЛОКШИНА
ПРЕДИСЛОВИЕ РЕДАКТОРА
Основное внимание в книге Л. Грея и Р. Грэхема «Радиопере-
датчики» уделено вопросам, с которыми приходится сталкиваться
при эксплуатации и настройке радиопередающих устройств.
Наряду с описанием принципов действия и схем различных
устройств передатчиков приводятся основные сведения по их рас-
чёту, вспомогательные графики и таблицы, облегчающие эти расчё-
ты, а также нормы и правила, принятые в эксплуатации. Характер-
ной оообенностью книги является общность подхода к рассмотре-
нию элементов радиопередающего оборудования независимо от
типа и назначения передатчика, что делает её, в некоторой степе-
ни, универсальным пособием по всем видам радиопередатчиков.
Имеются специальные главы, посвящённые устройствам питания,
охлаждения, системам блокировки управления и сигнализации, а
также технике безопасности при обслуживании радиопередатчиков,
К числу достоинств книги следует отнести-также и то, что значи-
тельное внимание в ней уделено методам измерений различных ти-
пов передатчиков.
Книга не лишена недостатков. Стремление рассмотреть в пре-
делах одной книги значительный по объёму материал в ряде слу-
чаев привело к слишком конспективному изложению. При этом
многие интересные вопросы оказались изложенными недостаточ-
но ясно. К числу недостатков книги следует отнести также отсут-
ствие ссылок на обширную советскую литературу по радиопере-
дающим устройствам. Поэтому при редактировании список лите-
ратуры почти каждой главы дополнен работами советских авторов.
Несмотря на отмеченные недостатки, предлагаемая книга пред-
ставляет интерес и может оказаться полезной широкому кругу спе-
циалистов, работающих в области радиопередающих устройств, а
также подготовленным радиолюбителям.
ПРЕДИСЛОВИЕ АВТОРОВ
В настоящее время опубликовано значительное количество ли-
тературы о схемах, применяемых в радиопередающих устройствах.
Имеется также ряд книг, целиком посвящённых вопросам модуля-
ции, генераторам, измерениям и т. д. Однако ощущается недоста-
ток в книгах, содержание которых представляет непосредственный
интерес для инженера или оператора передающей станции.
Целью настоящей книги и является изложение материала, по-
лезного для инженеров-конструкторов, а также для специалистов,
связанных с эксплуатацией радиопередающих устройств. Опреде-
лённый интерес книга представляет и для подготовленных радио-
любителей.
Предполагается, что читатель обладает, по крайней мере, зна-
ниями, необходимыми для работы с передатчиками. Поэтому в
книге не рассматриваются элементарные принципы электротехни-
ки. С другой стороны, вследствие ограниченного объёма и обшир-
ного круга рассматриваемых вопросов, не приводятся математи-
ческие выводы выражений, встречающихся в тексте. Книга пред-
ставляет собой анализ работы всех устройств передатчика с прак-
тической точки зрения, а также содержит полезную информацию,
касающуюся специфических проблем, возникающих в эксплуата-
ции радиопередающих устройств. Если же необходим более пол-
ный анализ или дополнительные математические выкладки, можно
воспользоваться литературой, список которой приведён в конце
каждой главы.
Материал книги подобран и разделён по главам таким образом,
что вначале рассматриваются схемы и устройства наиболее общие
для всех типов передатчиков. Особенности передатчиков, приме-
няемых в разных системах связи, освещены в гл. 12, а методы из-
мерений, специфичные для различных типов передатчиков, — в
гл. 13.
В гл. 14 кратко изложены общие сведения о технике безопасно-
сти при обслуживании передатчиков.
Авторы приносят благодарность многим организациям, которые
Предоставили им материалы, вошедшие в книгу, и разрешили
включить в неё ряд ранее не опубликованных материалов.
£
ВВЕДЕНИЕ
ф* 1.1. Определение. Радиопередатчики, рассматриваемые в дан-
ной книге, являются генераторами колебаний высокой частоты,
энергия которых поступает в излучающее устройство того или ино-
го типа. Приёмник может находиться на расстоянии всего несколь-
ких сантиметров, как например, в случае оборудования для ин-
дукционного нагрева, или на расстоянии в несколько тысяч кило-
метров, как например, в системах радиосвязи.
Передатчик состоит из генератора высокой частоты, усилите-
лей, модулятора, источников питания, цепей контроля и управле-
ния и устройств охлаждения. Все эти элементы будут далее рас-
смотрены подробно.
ф* 1.2. Классификация передатчиков. Передатчики классифици-
руют по ширине полосы пропускания, типу модуляции и по виду
передаваемой информации. Чтобы классифицировать виды работы
передатчиков, введены обозначения, состоящие из комбинаций
цифр и букв, как показано в табл. 1.1.
ф* 1.3. Терминология. Необходимая ширина полосы зависит от
скорости передачи информации, типа модуляции и величины ис-
кажений, которые могут быть допущены в передаваемом сигнале.
Рекомендации относительно необходимой ширины полосы пропус-
кания для различных видов передачи [1] разрабатывает Междуна-
6
Глава 1
Пример:
I
Ширина полосы
кгц
ТАБЛИЦА 1.1
Классификация видов работы передатчиков
3 А За — однополосная телефония
1 I
Тип модуляции Вид информации
или излучения
I
Дополнительные
характеристики
Ширина полосы
системы передачи,
требуемая для нор-
мального воспроиз-
ведения приёмни-
ком:
Например:
3 кгц—АЗа речь,
6 кгц — АЗ речь,
6,000—А5 телеви-
дение с частично
подавленной боко-
вой.
Для частот ниже
10 кгц после запя-
той даётся не бо-
лее двух значащих
цифр.
Например:
0,1 кгц—А1 теле-
графия 25 слов в
минуту.
1,25 кгц—F1 те-
леграфия 100 слов
в минуту
А—незатухающие
колебания, включая
все виды амплитуд-
ной модуляции.
В — затухающие
колебания.
F—угловая моду-
ляция (частотная
или фазовая).
Р — импульсное
излучение
0—отсутствие ма-
нипуляции или мо-
дуляции.
1 — телеграфия
(без"другой модуля-
ции).
2—телеграфия с
использованием мо-
дулированной несу-
щей (несущая мо-
жет быть манипу-
лирована или мани-
пуляция отсутству-
ет).
3—телефония.
4 — фототелегра-
фия.
5—телевидение.
6 — многократная
телеграфия.
9 — более слож-
ные сигналы и слу-
чаи, не предусмот-
ренные выше
а—однополосная те-
лефония с ослабленной
несущей.
b—однополосная те-
лефония, независимые
боковые полосы, несу-
щая ослаблена.
с—другие виды пе-
редачи при ослаблен-
ной несущей.
d—амплитудно-им-
пульсная модуляция
(АИМ).
е — модуляция им-
пульсов по длительно-
сти (ДИМ).
f —частотно-импуль-
сная модуляция (ЧИМ)
и фазово-импульсная
модуляция (ФИМ).
(Дополнительные
обозначения не прида-
ются при амплитудной
модуляции с полной
несущей или при час-
тотной модуляции.)
родная консультативная комиссия по радио (МККР), которая яв-
ляется членом Международного союза связи.
В телеграфии скорость передачи выражается в бодах. Скорость,
выраженная в бодах, равна общему количеству элементарных по-
сылок и пауз в секунду, т. е. удвоенному значению числа периодов
в секунду (гц). При амплитудной манипуляции нажатие (мощ-
ность излучается) называется посылкой, отжатие — паузой. При
частотной манипуляции посылкой обычно принято называть более
высокую частоту.
Введение
7
В случае передачи данных вычислительных машин или телемет-
рических данных скорость более принято выражать в битах !) или
килобитах (1000 бит) в секунду. Число бит в секунду и число бод—
скорости эквивалентные. Скорость передачи информации для те-
лефонии, телевидения и фототелеграфии обычно определяется по
числу периодов в секунду.
В табл. 1.2 приведены коэффициенты, при помощи которых ско-
рость передачи информации, выраженная числом слов в минуту,
пересчитывается в боды или герцы для различных кодов.
ТАБЛИЦА 1.2
Коэффициенты для пересчёта числа слов в минуту в боды или герцы
______________________для различных кодов________________
Код Боды Герцы-
Международный код Морзе 0,9. 0,45
Американский код Морзе 0,85 0,425
Кабельный код Морзе 0,4 0,2
Телетайпный код 0,742 0,371
Синхронная буквопечатающая телеграфия. (без старто- вых или стоповых посылок) 0,50 0,25
♦ 1.4. Частоты радиопередатчиков. Частоты, которые отводятся
радиопередающим устройствам различных видов служб, не яв-
ляются постоянно заданными, а изменяются по мере развития тех-
ники. Поэтому здесь не делается попытки дать точное распределе-
ние частот. Решения об общем разделении частотного спектра при-
нимаются на международных конференциях, которые обычно со-
бираются с интервалом в 10 лет.
Полезный спектр радиочастот разделён на участки и диапазо-
ны, которым присвоены определённые названия и номера. Номер
диапазона соответствует числу нулей в величине верхней частоты
диапазона, выраженной в герцах. Обозначения, принятые МККР,
приведены в табл. 1.3.
Диапазоны увч и свч подразделены, в свою очередь, на под-
диапазоны, которым присвоены определённые буквенные обозначе-
ния (см. гл. 12, табл. 12.1).
Допустимые отклонения от отведённых станциям частот также
устанавливаются международными соглашениями. В некоторых
случаях страны могут вводить более строгие допуска. Соблюде-
ние допусков является важным фактором, так как определяет мак-
симальное число станций, работающих без взаимных помех в за-
данном частотном диапазоне.
Двоичные единицы. Ред.
8
Глава il>. •
ТАБЛИЦА 1.3
Диапазоны и их обозначения по МККР
Номер диапа- зона Частотный диапазон1) Соответствующее подраз- деление на волны Названия и сокращение буквенного обозначения
4 от 3 до 30 кгц Мириаметровые ОНЧ, очень низкие
5 » 30 » 300 » Километровые НЧ, низкие
6 » 300 » 3 000 » Гектометровые СЧ, средние
7 » 3 000 » 30 000 » Декаметровые ВЧ, высокие
8 » 30 » 300 Мгц Метровые ОВЧ, очень высокие
9 » 300 » 3 000 » Дециметровые УВЧ, ультравысокие
10 » 3 » 30 Ггц Сантиметровые СВЧ, сверхвысокие
11 » 30 » 300 » Миллиметровые КВЧ, крайне высокие
12 » 300 » 3 000 » Децимиллиметровые Обозначение не присвое-
но
!) Сокращения: кгг{=103 гц (гц— цикл в секунду); Л4г^=106 гц; Ггц=гига-
герц=109 гц. Ред.
Методы стабилизации частоты рассмотрены в гл. 2.
1.5. Уровни излучаемой мощности. Максимальные значения из-
лучаемой мощности, разрешаемые для каждой службы, устанав-
ливаются в законодательном порядке. 'При выдаче разрешений на
передающие станции возможно дальнейшее ограничение мощности.
В некоторых случаях, например, для радиолюбительских целей и
морских служб, где эффективность антенны стандартизировать
трудно, более удобно мощность передатчика регламентировать не
по излучаемой мощности, а по мощности, потребляемой оконеч-
ным усилителем.
Как правило, мощность стремятся ограничить до минимума, при
котором ещё могут быть осуществлены задачи данной службы.
В пределах полосы, отведённой для каждого вида службы,
должно находиться не менее 99% излучаемой мощности. Внепо-
лосные излучения могут создавать серьёзные помехи другим служ-
бам. Наиболее распространённым видом паразитных излучений яв-
ляются излучения на частотах, кратных рабочим, т. е. на гармони-
ках. Другим видом паразитных излучений, возникающих при пере-
модуляции, является чрезмерный уровень боковых частот. В пе-
редатчиках, где выходная рабочая частота получается в резуль-
тате процесса преобразования, также возникают нежелательные
побочные частоты, которые необходимо подавить в достаточной
степени. Аналогично, когда рабочая частота образуется в резуль-
тате умножения, субгармоники не должны излучаться. Если меж-
ду антеннами двух передатчиков, расположенных в одном месте,
имеется некоторая связь, то может возникнуть взаимная модуля-
Введение
9
ция. Например, если один передатчик работает на частоте А, вто-
рой на более высокой частоте В, то в первом передатчике могут
возникать паразитные частоты А—(В—Д), А±2 (В—Д), и т. д. По-
добным образом в передатчике В могут образовываться частоты
В+ (В—Д), В±2 (В—А) и т. д.
Побочные частоты подавляются при помощи фильтров, спе-
циальных шлейфов или других устройств, включаемых в линию пе-
редачи между передатчиком и антенной. Важно также, чтобы было»
сведено к минимуму непосредственное излучение побочных частот
из шкафов передатчика.
Усилители мощности рассматриваются в гл. 3, лампы для уси-
лителей мощности — в гл. 4, схемы связи мощных усилителей с ан-
теннами — в гл. 5. В гл. 11 рассмотрены некоторые специальные
выходные устройства, входящие в тракт передачи мощности от
передатчика к антенне в диапазоне очень высоких и сверхвысоких
частот.
1.6. Модуляция. Управление колебаниями высокой частоты &
передатчике с целью передачи сигналов информации осуществляет-
ся в процессе модуляции1). При этом характеристики колебаний
высокой частоты (так называемой несущей) видоизменяются в со-
ответствии с законом изменения других колебаний более низких
частот.
Два или более сообщения могут быть переданы при помощи
одной несущей при модуляции её поднесущими, которые, в свокт
очередь, модулированы сигналами информации, подлежащей пере-
даче. Вид модуляции несущей может отличаться от вида модуля-
ции поднесущих. В стандартной системе обозначений виды модуля-
ции указываются слева направо по направлению к несущей в по-
рядке осуществления электрических операций. Например, запись
а-м/ч-м* 2) означает, что сигналы информации модулируют по ам-
плитуде поднесущие, а поднесущие модулируют по частоте не-
сущую.
Основными видами модуляции являются амплитудная, угловая
(частотная и фазовая) и импульсная. Методы амплитудной моду-
ляции рассматриваются в гл. 6, угловой и импульсной — в гл. 7.
Выбор наилучшего метода модуляции зависит от ряда свойств»
систем, рассмртрение которых выходит за рамки данной книги [2].
Отметим только, что не существует метода модуляции, оптималь-
ного для любых применений.
Относительные достоинства некоторых видов модуляции будут
приведены ниже. Модуляция должна рассматриваться не только
как средство наложения информации на несущую, но также как
*)) Сигналы информации — это сигналы телеграфные, звуковые, изображения
и др., называемые также сигналами низкой частоты. Ред.
2) Иногда пишется АМ/ЧМ.
10
Глава 1
средство защиты передаваемой информации от искажений из-за
помех в процессе передачи.
Качество системы связи характеризуют отношением сигнал/по-
меха на выходе системы. В случае амплитудной модуляции отно-
шение сигнал/помеха в демодулированном сигнале не лучше, чем
это же отношение на входе детектора, зависящее от величины при-
нятой мощности и мощности шумов в полосе пропускания приём-
ника. В случае частотной модуляции может быть получено улуч-
+60
§ +50
Лз
+40
30
+20
10
1
о -10
I
-20
-20
Синхронизиро-
ванный по фа-
зе дискрими '
-натор с ойрат\ ~
ной связью Ч
может понизить\
пороговый уровень
•на величину -~
зависящую от
соотношения
входной и Вы- /
'ходной шири?
ны полос /
ИкЬ, восьмизнач- [X
ный код
§ (256 уровней^-
JO
IW
/АТ
---
ЖжТ~
г__________
Шум квантования
ИКМ, 5- тайный
код (32 уровня)
\ Порог реализации
--^-выиграша за счет
_____ооычной ЧМ
-Ю 0 +10 +20 +30 +40 +50 +60
Отношение сигнал/шум да детектирования,до

Рис. 1.1.
шение отношения сигнал/помеха, если сигнал достигает определён-
ного порогового значения, пропорционального индексу модуляции
(определение индекса модуляции дано’в разделе 7.1). Этот поро-
говый уровень может быть снижен при помощи синхронного де-
тектирования в приёмнике [3]. Более значительного улучшения от-
ношения сигнал/помеха можно достичь применением некоторых ви-
дов импульсной модуляции. На рис. 1.1 приведены графики типо-
вых значений отношения сигнал/помеха после детектора в зависи-
мости от отношения ' сигнал/помеха до детектора для частот-
ной и импульсно-кодовой модуляции. Помеха в каждом случае оп-
ределена на основании измерений в пределах используемой поло-
Введение
11
<сы частот. Для хаотических шумов мощность пропорциональна
ширине полосы, в пределах которой производится измерение.
К числу других методов улучшения отношения сигнал/помеха
на выходе приёмника при данной мощности передатчика можно
-отнести подъём амплитуд высоких частот спектра сигнала на вхо-
де передатчика с последующей коррекцией в приёмнике. Может
быть также применена компрессия пиковых значений (сжатие ди-
намического диапазона) сигнала в передатчике с соответствующим
расширением динамического диапазона в приёмнике (компандер).
Такие устройства здесь не рассматриваются, так как непо-
средственно не связаны с техникой радиопередающих устройств.
Выбор необходимой выходной мощности передатчика для каж-
дого вида работы зависит от параметров системы в целом и по-
этому также не рассматривается [4].
4k 1-7. Источники питания, цепи управления и охлаждение. В ра-
диопередающем устройстве происходит преобразование энергии
переменного или постоянного тока в энергию высокой частоты. На-
пряжение питания обычно преобразуется в более высокие или в
более низкие напряжения для питания различных цепей передат-
чика. В гл. 8 описываются методы такого преобразования и уст-
ройства, необходимые для выполнения указанных функций. Схемы
и методы управления оборудованием и его защиты рассматривают-
ся в гл. 9.
Некоторая часть энергии, подводимой к передатчику, обычно
выделяется в виде тепла в источниках питания и усилителях. Уст-
ройства охлаждения радиопередатчиков описываются в гл. 10.
ЛИТЕРАТУРА
1. «Reference Data for Radio Engineers», pp. 21—23, International Telephone &
Telegraph Corporation, 1956.
2. К e 11 e у G. J. Choosing the Optimum Type of Modulation: A comparision of
several communication systems, IRE Trans, on Commun. Systems, vol. SC-6,
' pp. 14—21, June 1958.
3. McAle er H. T. A. New Look at the Phaselocked Oscillator. Proc. IRE, vol.47,
pp. 1137—1143, June 1959.
4. Walker A. P. «NAB Engineering Handbook», Section 2, McGraw-Hill Book
Company, Inc., New-York, 1960.
5. Долуханов M. П. Оптимальные методы передачи сигналов по линиям ра-
диосвязи. Изд. «Связь», 1965.
2
ТЕХНИКА СТАБИЛИЗАЦИИ
ЧАСТОТЫ
2.1. Общие сведения. В настоящей главе рассматриваются схе-
мы и методы, при помощи которых осуществляют стабилизацию»
частоты передатчиков. О важности поддержания выходной часто-
ты передатчиков в определённых, строго заданных, пределах гово-
рилось в гл. 1.
Для стабилизации частоты в задающих генераторах исполь-
зуют:
1) колебательные цепи из сосредоточенных, ёмкости и индук-
тивности, а также в виде отрезков линий или объёмных резонато-
ров;
2) кварцевые резонаторы;
3) сложные системы — так называемые синтезаторы частоты
с кварцевым или камертонным генератором в качестве источника
опорных стабильных колебаний.
Простая стабилизация при помощи настроенного контура при-
меняется в устройствах, которые находятся под постоянным пря-
мым контролем оператора и в которых имеются контрольные при-
боры, указывающие соответствие выходной частоты передатчика
9) Возбудители, обеспечивающие в заданном диапазоне получение сетки ча-
стот с определённым достаточно малым интервалом между частотами. Ред.
Техника стабилизации частоты 13
требуемой. Этот способ стабилизации получил широкое примене-
ние в любительских станциях, где желательна гибкость управле-
ния частотой, и стабильность необходима в течение короткого про-
межутка времени. Иногда также стабилизируются по частоте и
вещательные передатчики. При тщательном конструировании и
контроле рабочих условий получается достаточно хорошая ста-
бильность. Имеются сведения об относительной нестабильности в
течение короткого периода времени (за 1 ч) порядка 1 • 10“6, а за
.время средней длительности (за день) — 10-Ю-6-
Кварцевая стабилизация. Очень высокая стабильность частоты
.достигается прямой стабилизацией частоты кварцем. Это обычный
метод стабилизации при работе на фиксированной частоте, напри-
мер, в радиовещании.
Автоматическая подстройка частоты. Во многих случаях непо-
средственная стабилизация частоты менее удобна, чем стабилиза-
ция при помощи автоподстройки, где корректирующее напряже-
ние, полученное в результате сравнения по частоте или фазе, по-
даётся в цепь, которая управляет частотой генератора. Примером
могут служить устройства свч, где непосредственное умножение
частоты от стабильного источника до необходимых уровней мощ-
ности неэкономично.
Другим примером может служить задающий генератор с реак-
тивной лампой в передатчиках с частотной модуляцией.
Синтезирующие устройства. Если требуется получить большое
количество стабильных частот на выходе передатчика, то нецелесо-
образно иметь на каждую частоту свой кварц. От устройства, на-
зываемого синтезатором частоты, большое число стабильных ча-
стот можно получить, используя один или несколько стабильных
источников. В связи с растущим использованием связи на одной
боковой необходима высокая степень стабильности частоты гене-
раторов приёмника и передатчика. Высокостабильные синтезаторы
сделали возможным применение этого вида связи в передвижных
станциях [2, 3]. Синтезаторы позволяют также избежать затрат
времени на процедуры вызова и ответа при вхождении в связь, так
как приёмник и передатчик устанавливаются с достаточной точно-
стью на требуемые частоты до начала осуществления связи.
-Ф 2.2. LC-генераторы. Имеется ряд схем LC-генераторов, кото-
рые подробно рассмотрены в литературе [7]. Стабильность прос-
тых LC-генераторов зависит от того, в какой степени может быть
уменьшено влияние на колебательную цепь связанной с ней лампы
или транзисторов, а также и от того, насколько элементы этой
цепи сохраняют свою величину независимой от окружающих
условий.
Изоляция колебательного контура от остального устройства
достигается экранировкой. Ослабление влияния лампы можно по-
14
Глава 2
лучить в генераторе с ёмкостной обратной связью, выполненном па
схеме рис. 2.1 [4, б].
Условие возникновения колебаний в этой схеме:
21zfcic2 (2.1>
QC ’
где S — крутизна, мксим;
f — рабочая частота, Мгц;
Ci — ёмкость сетка—катод, пф;
С2 — ёмкость катод—земля, пф;
Q — добротность колебательной цепи, которую обычно для
этой схемы принимают равной добротности катушки;
С — настроечная ёмкость, пф.
Колебания возникают, если крутизна S равна или больше ука-
занной выше величины. Наилучшая стабильность при изменениях:
f напряжения на лампе достигается»,
когда Ci и С2 имеют наибольшую*
величину, при которой ещё возмож-
на генерация.
Из (2.1) видно, что Ci и С2 мож-
но увеличить при больших значени-
ях Q или S. Для поддержания гене-
рации при повышении рабочей ча-
стоты необходима большая величи-
на крутизны. Поэтому такие схемы
не применяются обычно в частот-
ном диапазоне, большем чем 1,2 :Е
Это отношение соответствует требованиям радиовещания и радио-
любительским целям, где достаточна непрерывная настройка
в ограниченном диапазоне. Повышенная стабильность ЛС-генерато-
ров получается при малых уровнях выходной мощности, а также
при автоматической стабилизации уровня.
Для автоматической стабилизации уровня часть выходного на-
пряжения выпрямляется и подаётся в цепь смещения управляю-
щей сетки лампы генератора.
Температурная компенсация. Параметры элементов колебатель-
ной цепи должны мало зависеть от окружающей температуры.
В схеме, показанной на рис. 2.1, колебательную цепь можно отде-
лить от лампы или других выделяющих тепло элементов и произве-
сти соединение коаксиальным кабелем, ёмкости Ci и С2 обычно
много больше, чем ёмкость отрезка кабеля. Элементы колебатель-
ной цепи в этом случае находятся при температуре, близкой к
комнатной, и если изменения температуры невелики, температурной
компенсации не требуется.
При значительных колебаниях температуры может потребовать-
ся температурная компенсация индуктивности, ёмкости или того и
другого одновременно [6].
Техника стабилизации частоты
15
(2.2)
Если изменения индуктивности и ёмкости малы, то отклонение
частоты приблизительно равно
_ М __ ££ AL
t — 2С + 2L ’
где Д/, АС и ДА — изменение частоты, ёмкости и индуктивности в
рассматриваемом интервале температур.
ГЛ AC AL
Отношения — и — называются температурными коэффи-
циентами и обычно выражаются в миллионных долях на градус.
Температурные коэффициенты различных типов постоянных кера-
мических конденсаторов находятся в пределах от +150* 10~6 до
—1600 • 10“"6. Температурная компенсация индуктивности обычно
не применяется, но может быть осуществлена, например, при помо-
щи сердечника, на который воздействует зависящее от температуры
устройство.
В диапазонных генераторах, если ёмкость и индуктивность за-
висят от температуры, точная компенсация возможна только на
одной частоте. Когда применение термостата по той или иной при-
чине невозможно, наилучший выход — применить постоянную ин-
дуктивность с низким температурным коэффициентом и подобрать
температурные коэффициенты конденсаторов Сх и С2 (если иметь в
виду схему рис. 2.1) так, чтобы нулевой температурный коэффи-
циент получился на средней частоте диапазона. На практике обыч-
но осуществляют температурную компенсацию конденсатором, ём-
кость которого составляет небольшую часть (несколько процентов
общей ёмкости) с относительно высоким температурным коэффи-
циентом (порядка 750-10"-6). Основная часть ёмкости имеет ма-
лый температурный коэффициент (например, конденсаторы из по-
серебрённой слюды). Для стабилизации параметров колебательной
цепи при изменениях внешней температуры применяют также тер-
мостаты с автоматическим управлением температуры, в которые
помещают колебательные контуры генераторов.
.Другие схемы генераторов. На рис. 2.2 приведены принципиаль-
ные схемы трёхточечных генераторов с индуктивной обратной
связью, с ёмкостной обратной связью, с электронной связью и
генератора с настроенными контурами в цепи сетки и цепи анода.
В первых двух схемах влияние лампы на колебательную цепь
может быть уменьшено введением небольших реактивностей меж-
ду контуром и лампой [8].
В диапазоне увч контуром обычно служит отрезок линии, а на
свч — объёмный резонатор [9, 10]. Лампа бегущей волны, которая
является широкополосной усилительной лампой с большим уси-
лением, может быть относительно стабильным свч генератором,
если в цепь обратной связи включить объёмный резонатор высокой
до'бротности.
16
Глава 2
ЭД 2.3. Кварцевые резонаторы. Кварц (двуокись кремния) — это
один из самых распространённых минералов; в природе встречает-
ся в аморфном и кристаллическом видах.
Атомы кремния положительно заряжены, а атомы кислорода—
-отрицательно. В аморфном кварце, где молекулы расположены
хаотически, деформация передвигает молекулы в новое положение
случайным образом, и поэтому результирующего изменения элек-
трического заряда между противоположными сторонами кварца не
происходит, т. е. пьезоэлектрические свойства отсутствуют.
В кристаллическом кварце молекулы и атомы расположены
строго симметрично и под действием давления, вызывающего де-
формацию вдоль механической оси, появляется электрический
заряд между поверхностями вдоль электрической оси. Наблюдает-
ся и обратное явление: если напряжение приложено к этим поверх-
ностям, происходит деформация вдоль механической оси. Этот эф-
фект называется пьезоэлектрическим эффектом. Более подробно
-он описан в литературе [Г2, 13].
Кварцевые пластины колеблются в такт с частотой приложен-
ного напряжения. Амплитуда колебаний резко возрастает, если
приложенная частота соответствует собственному механическому
резонансу пластины. Сконструированные должным образом ста-
билизированные кварцевые генераторы возбуждаются только на
Техника стабилизации частоты
17
2
оптическая
Механическая
Рис. 2.3
Металлическая
^пластина
Направление,
силы
'—^Электрическое
соединение
Кристалл
кварца.
кая
частоте механического резонанса
кварца или на его гармониках,
которые называются оберто-
нами.
На рис. 2.3 изображены три
оси кристалла, а также иллюстри-
руется принцип действия кварце-
вой пластины.
Срезы пьезокварцевых пла-
стин. Кварцевые пластины выре-
заются из призматической части
кристалла кварца. Физические
свойства пластины существенно
зависят от того, как ориентирует-*
ся её срез относительно осей кри-
сталла. Частота механического
резонанса кварцевой пластины
определяется её размерами и ти-
пом среза. Срез также определяет
зависимость резонансной частоты
от температуры.
Характеристики пластины за-
висят от вида механических де-
формаций, которые могут возбуж-
даться в кварцевой пластине.
Имеется четыре основных вида
этих деформаций: 1) колебания сжатия—растяжения, 2) колебания
сдвига, 3) колебания изгиба, 4) колебания кручения. Первые три
применяются на практике, четвёртый используется редко.
При использовании сдвига <по толщине возможны колебания на
нечётных обертонах, обычно на третьем или пятом. Работа на бо-
лее высоких обертонах применяется редко.
Наибольшее распространение в практике производства
стин получили
изгиб
''Сдвиг по
контуру
2—349
пла-
срезы, при которых одна из сторон параллельна
электрической оси, а другая на-
клонена под определённым углом
к оптической оси. Рис. 2.4 иллю-
стрирует типы колебаний, а на
рис. 2.5 показано приблизитель-
ное положение различных срезов
в кристалле.
Широко используется срез АТ,
который имеет частотный коэф-
фициент (произведение частоты в
мегогерцах на толщину в тысяч-
ных долях дюйма) 66,4, что соот-
Сжатие -
растяжение
Сдвиг по
толщине - длине
Рис. 2.4
£
18
Глава 2
ветствует минимальной толщине пластины для данной частоты по
сравнению с любым другим срезом. Наилучший температурный ко-
эффициент имеет срез GT. Этот срез является хорошим примером
того, что нельзя выбирать элементы схемы генератора без учёта
среза кварцевой пластины. Если, например, кварц со срезом GT,
который должен работать с использованием колебаний по толщи-
не, включён в схему ненастроенного генератора (например, схема
Z
х.
Фильтры
Гармонические
осцилляторы
Осцилляторы
высокой
частоты
Осцилляторы
низко и
частоты
тературныб
чрфициент
-градусный,
брусок
^-градус-
ный брусок
Г ЕТ
ст
Рис. 2.5
ВС
FT
DT
рис. 2.8а), то возможно возбуждение .колебаний по длине на часто-
те примерно на 14% ниже, чем требуется. Более того, температур-
ный коэффициент при колебаниях по длине существенно хуже.
Низкочастотные Х-срезы чаще используются в кварцевых фильт-
рах, чем 'в генераторах.
2.4. Крепление кварцевых пластин. Пластины обычно крепятся
в кварцевых держателях, к которым относятся элементы крепле-
ния кварца и другие конструктивные элементы. Обычно под на-
званием «кварцевый резонатор» подразумевают узел держателя и
Техника стабилизации частоты
19
кварцевой пластины. Кварцевый резонатор может быть помещён
в термостат для поддержания постоянной температуры. Сущест-
вует ряд методов крепления кварцевых пластин, но наиболее рас-
пространены два из них: крепление на проводах и крепление меж-
ду электродами. В первом случае пластины монтируются на под-
держивающих проводах (по возможности в узловых точках), кото-
рые обеспечивают достаточно надёжное и гибкое крепление, чтобы
защитить пластину от внешних вибраций и ударов. Пластина с
держателем помещается в герметический стеклянный или металли-
ческий баллон. Герметизация элементов производится в сухом воз-
духе, но для достижения оптимальных условий работы некоторых
кварцев, например при колебаниях изгиба, воздух из баллона от-
качивается. Этим исключается затухание, обусловленное наличием
воздуха. При монтаже между электродами кварцевая пластина
обычно помещается в держатель из пластмассы, который гермети-
зируется неопреновыми прокладками.
Частота, на которой работает стабилизированный кварцем ге-
нератор, зависит не только от данных кварцевой пластины, но И’
от параметров связанной с ней цепи. Одно время практиковалось-
поставлять на заводы кварцевых пластин не только схемы генера-
торов, но также часто и сами генераторы. Такой порядок имел
много недостатков. Поэтому была разработана система стандарт-
ных испытаний, которая учитывает технические требования раз-
личных потребителей и обеспечивает соответствие частот кварцев.
Например, кварц типа CR-18/4 работает с допуском в 0,005% от
номинальной частоты, если используется по схеме параллельного
резонанса с шунтирующей ёмкостью 32 пф. Если ту же кварцевую
пластину включить в схему, где возможна генерация с использова-
нием последовательного резонанса, то генерируемая частота будет
ниже.
2.5. Термостаты. Если требуется высокая стабильность часто-
ты, то температура воздуха в замкнутом объёме вокруг кварцевой-
пластины поддерживается с определённой точностью постоянной ш
несколько более высокой, чем максимальная окружающая темпе-
ратура.
В связи с совершенствованием техники изготовления пластин и-
их шлифовки стало возможным обеспечивать заранее заданный
температурный коэффициент пластины и соответственно уменьшать-
допуск на требуемую точность температурной стабилизации при
заданной стабильности частоты. Можно вырезать пластину таким
образом, что температурный коэффициент относительно выбран-
ной температуры будет меняться от положительного значения до
отрицательного. Та температура, при которой температурный коэф-
фициент равен нулю, должна для наилучшей стабильности соот-
ветствовать рабочей температуре термостата.
Наиболее часто встречающийся тип термостата представляет
2*
20
Глава 2
собой небольшой, приспособленный для смены блок, устанавливае-
мый в стандартных ламповых панельках. В стационарных передат-
чиках или в стандартах частоты термостаты могут быть больших
размеров, так как в них часто размещают все элементы генерато-
ра [15]. Для достижения более высокой точности поддержания тем-
пературы в качестве терморегуляторов в таких устройствах ис-
пользуют мостовые схемы, в плечи которых включены зависящие
от температуры сопротивления, а также электронные или магнит-
ные усилители для усиления получаемых с выхода моста напря-
жений.
В небольших термостатах первого типа обычно используются
биметаллические регуляторы, которые непосредственно включают
или выключают подогрев. Индикаторная лампочка на передней
панели включается параллельно подогревателю, и её периодиче-
ское мигание указывает на нормальную работу.
ф 2.6. Основные схемы кварцевых генераторов. Различают две
основные схемы кварцевых генераторов: генераторы, где возбуж-
дённый кварц полностью определяет условия самовозбуждения1),
и генераторы, частота которых лишь стабилизируется кварцем* 2).
Во втором случае генерация возможна и при отсутствии в схе-
ме кварцевой пластины. Обычно этот тип генераторов не приме-
няется в передающих устройствах, так как трудно обнаружить пе-
риоды времени, когда выходная частота не стабилизируется. Приме-
няемые схемы кварцевых генераторов можно разделить на схемы,
в которых используется параллельный или последовательный резо-
нанс кварца3). В 'схеме с параллельным резонансом можно полу-
чить небольшую регулировку частоты при помощи шунтирующего
переменного конденсатора. Схемы с последовательным резонансом
могут обеспечить большую стабильность частоты, они применяют-
ся также при работе кварца на гармонике.
Упрощённая эквивалентная схема кварцевой пластины приведе-
на на рис. 2.6 [18]. В качестве типовых величин приведены данные
для кварцевой пластины среза АТ на частоте 3 Мгц. Добротность
(Q) в приведённом случае примерно 50 000. Характер зависимости
от частоты реактивного сопротивления эквивалентной схемы квар-
цевого резонатора и двух параллельных ветвей, образующих эту
схему, показан на рис. 2.7. Здесь fo — частота последовательного
резонанса, при которой хс = xL , fi — частота параллельного ре-
зонанса, при которой реактивное сопротивление ёмкости Со равно
реактивному сопротивлению ветви Сплошной линией показа-
на зависимость от частоты реактивного сопротивления кварца с
J) Так называемые осцилляторные схемы. Ред.
2) Так называемые схемы с затягиванием. Ред.
3) Для лучшей стабилизации нужно, чтобы кварц использовался в областях,
где зависимость фазового угла от расстройки по частоте наибольшая. Та-
кие узкие области имеются вблизи частот параллельного и последователь-
ного резонанса. Ред.
Техника стабилизации частоты
21
учётом внешней ёмкости, а пунктиром — зависимость от частоты
реактивных сопротивлений отдельных ветвей.
Чем больше величина Со, включающая в себя внутреннюю эф-
фективную ёмкость самой пластины и внешнюю шунтирующую
ёмкость, тем меньше величина хСо на заданной частоте, и пунктир-
ная кривая для xCq пройдёт выше. Следовательно, частота Л пони-
зится. Наинизшая частота, на которой кварц возбуждается, соот-

г28м?н
Хо -- Со
Хс,
( хы+хС1)ХС0
;-------------
XL1~^~XC1^~XCO
— О, когда xL1=— х С1
(последовательн ый резо-
нанс)
и= оо, когда xL1+xcl=
=—хсо (параллельный ре-
зонан с)
ветствует частоте последовательного резонанса. Шунтирующая
ёмкость самого кварца зависит от среза и типа колебания. Отно-
шение — обычно порядка 150 для Х-среза и 1000 для АТ-среза.
Ci
2.7. Схемы с параллельным резонансом кварца. Большинство
схем, где кварц используется как параллельный резонансный кон-
Рис. 2.8
тур, можно отнести к двум основным группам: схемы, эквивалент-
ные ёмкостным трёхточечным автогенераторам, где индуктивность
сетка—анод заменена кварцем (рис. 2.8а), и схемы, эквивалентные
22
Глава 2
индуктивным трёхточечным генераторам, где кварцем заменена ин-
дуктивность сетка—катод (рис. 2.86) [20]. Выбор заземлённого
электрода не влияет на эту классификацию и любой из электродов
.лампы может быть заземлён в любой из схем. В первой схеме не-
обязательна настроенная цепь, а во второй она необходима, и ге-
нерируемая частота зависит в некоторой степени от параметров
этой цепи. Поэтому у генераторов по этой схеме частота менее.ста-
бильна, но, с другой стороны, они могут отдать большую мощ-
ность и, вероятно, поэтому получили большее распространение.
Когда экономичность или малые размеры более важны, чем ста-
бильность, второй тип генератора более желателен, так как при
этом требуется обычно на один каскад усиления меньше.
Имеется много вариантов обоих типов схем [13].
2.8. Схемы с последовательным резонансом кварца. В генера-
торах, где используется последовательный резонанс, кварц вклю-
чается в точках, сопротивление между которыми мало в режиме
генерации. Большинство схем с использованием последовательного
резонанса самовозбуждается при коротком замыкании точек вклю-
чения кварцевой пластины. Наиболее широко применяется схема 9,
показанная на рис. 2.9. Другая группа схем с последовательным
резонансом •— это мостовые кварцевые автогенераторы. В этих ге-
нераторах можно получить очень высокую стабильность, что по-
зволяет их использовать, например, в однополосных передатчиках.
В схеме на рис. 2.9 анодная цепь может быть настроена на не-
чётную гармонику основной частоты кварца, при этом кварц воз-
Рис, 2.9
буждается на обертоне. Важно отметить, что частота при возбуж-
дении на обертоне может быть неточно кратна основной частоте.
В таких генераторах используются кварцы, которые специально
подгоняются и проверяются, чтобы получить заданную частоту на
выходе. Имеется множество вариантов таких схем [21], включая
]) При использовании кварца на частоте последовательного резонанса он
обычно включается в цепь обратной связи. Ред.
Техника стабилизации частоты
23
схемы с одним триодом, где применяются индуктивности с отводом
для получения необходимых фазовых соотношений [13].
По схеме с последовательным резонансом выполняются часто
кварцевые генераторы на полупроводниковых триодах. Схема с
кремниевым высокочастотным триодом, работающим на частоте
70 Мгц, показана на рис. 2.10 [22]. Плоскостные триоды пригодны
для работы на низких частотах. Схема генератора на частоту
1000 кгц приведена на рис. 2.11 [23].
Рис. 2.11
2.9. Допустимые уровни возбуждения. При чрезмерном уровне
возбуждения кварцевые пластины могут выйти из строя или изме-
нить свою резонансную частоту. Этот уровень можно определить,
если известно напряжение, приложенное к кварцу, и его эффектив-
ное последовательное сопротивление. Допустимые уровни возбуж-
дения колеблются от 0,1 до 20 мет. Например, кварц CR-18/U имеет
резонансное сопротивление около 175 ом на частоте 3 Мгц и мощ-
ность возбуждения должна быть не более 5 мет. Уровень возбуж-
дения зависит от свойства самого кристалла, которое называется
активностью. Активность характеризует способность кварца к ге-
24
Глава 2
нерации, она тем выше, чем меньше эквивалентное последователь-
ное сопротивление кварца. Величина возбуждения определяется
величиной обратной связи в схеме автогенератора. Отметим, что
допустимый уровень возбуждения для кристалла пропорционален
его размерам. Поэтому для небольших кварцевых пластин, за-
креплённых в держателе на проводах, допускается гораздо мень-
ший уровень возбуждения, чем для более крупных пластин старых
типов.
2.10. Кварцевые генераторы с регулируемой частотой. В боль-
шинстве случаев кварцевые генераторы работают на фиксирован-
ной частоте. Соответствие рабочей частоты кварца заданной до-
стигается точной шлифов-
кой пластины и, если необ-
ходимо, стабилизацией тем-
пературы. Однако в некото-
рых случаях требуется, что-
бы частоту генератора мож-
но было регулировать при
достаточно высокой стабиль-
ности. Например, при ча-
стотной манипуляции, в схе-
мах автоматической под-
стройки частоты, схемах фа-
зовой синхронизаций разнесённых систем. Частота генератора с па-
раллельным резонансом кварца меняется в некоторых пределах при
изменении ёмкости небольшого переменного конденсатора, включён-
ного последовательно или параллельно кварцу. Индуктивность,
включённая параллельно или последовательно подстроечному кон-
денсатору, может увеличить это изменение в 4 раза. Достижимое
изменение частоты зависит от типа среза. Нетрудно получить пере-
стройку в 0,1% У кварца с АТ-срезом, если используется цепочка
из индуктивности и ёмкости. Схема кварцевого генератора с изме-
няемой частотой показана на рис. 2.12. Индуктивность, параллель-
ная кварцу, имеет величину от 35 до 70 мкгн при частоте 3 Мгц.
Максимальная величина ёмкости переменного конденсатора 25 пф.
При этом можно достичь изменения частоты от 4 до 7 кгц [18]. В
таких схемах обычно несколько ухудшается стабильность. Так как
у кварцев с Х-срезом собственная параллельная ёмкость меньше,
можно достичь большего изменения их частоты. Ограничением в
данном случае является возбуждение паразитных видов колебаний
в некоторых кварцах. При АТ- и ВТ-срезах кварцев существует
сложная связь между разными типами колебаний, и вероятность
скачкообразного перехода на другой тип колебаний существенно
возрастает, если увеличивается параллельная индуктивность.
В схемах, работающих на фиксированной частоте, шунтирую-
щая индуктивность не применяется. Кварц должен быть заземлён,
Техника стабилизации частОты 2&
так чтобы изменение генерируемой частоты определялось только
изменениями малой шунтирующей ёмкости.
2.11. Стабильность частоты кварцевых генераторов. Для пол-
ной характеристики стабильности частоты ‘необходимо одновремен-
но со значением величины стабильности указывать и время, в те-
чение которого имеет место эта стабильность.
Различают кратковременную стабильность и стабильность за
длительное время. В первом случае имеется в виду период вре-
мени порядка одного часа или дня, во втором случае — порядка
нескольких месяцев. Кратковременная стабильность зависит от
изменений:
1) температуры кварца и других элементов цепи, влияющих на»
частоту;
2) питающих напряжений;
3) настройки цепей генератора или последующих каскадов.
Стабильность за длительное время в основном определяется
старением кварцевой пластины и изменениями за длительное вре-
мя характеристик лампы, полупроводникового прибора или дру-
гих связанных с ними элементов. Старение кварца обусловлено,
очевидно, постепенным удалением отдельных частиц распылённого*
кварца с поверхностей пластины и имеет место даже у протравлен-
ных кислотой и тщательно очищенных пластин. Наибольшие изме-
нения, связанные со старением, происходят в течение первых
14 дней работы1)- Влияние других источников нестабильности
можно в большей или меньшей степени устранить применением:
температурной стабилизации и максимально возможной изоляцией
кварца от остальной схемы.
Воздействие изменяющейся входной ёмкости лампы на генери-
руемую частоту ослабляется, если последовательно между кварцем
и лампой включить некоторую ёмкость, а параллельно входу лам-
пы— несколько большую ёмкость. Величины ёмкостей должны
!) Значительные изменения, связанные со старением пластины, могут проис-
ходить в течение первых месяцев работы. Ред.
26
Глава 2
быть подобраны так, чтобы ёмкость, параллельная кварцу, не пре-
вышала номинального значения, установленного типовыми испыта-
ниями. Реакцию каскадов, включённых после кварцевого генерато-
ра, можно сделать пренебрежимо малой, если применить схему с
электронной связью (рис. 2.13). В этой схеме анодная цепь может
быть настроена на основную частоту кварца или гармонику. В лю-
бом из этих случаев настройка анодной цепи оказывает незначи-
тельное влияние на величину генерируемой частоты.
В ряде случаев, например в системах дальней навигации, не-
обходима очень высокая точность поддержания частоты, порядка
.нескольких единиц на 1О~10 за день. Такую стабильность можно
получить, используя кварцы с GT-срезом в сочетании с соответст-
вующими схемами (например, высокочувствительная мостовая схе-
ма с коррекцией по частоте, описанная в [24—26]).
2.12. Стабилизация частоты в ЧМ передатчиках. В ЧМ передат-
чиках девиация частоты пропорциональна амплитуде модулирую-
выход
Рис. 2,14
щего сигнала, а скорость измене-
ния частоты определяется значе-
нием модулирующей частоты. В
то же время отклонение средней
частоты от номинального значе-
ния должно находиться в опреде-
лённых, очень небольших пре-
делах.
В устройствах, где использует-
ся фазовая модуляция, задача
упрощается, так как модулирует-
ся по фазе напряжение, поступа-
ющее от кварцевого генератора,
стабильность частоты которого
может быть достаточно высокой.
При прямой частотной моду-
ляции задающего генератора не-
обходимо применять специальные схемы для стабилизации сред-
ней частоты. Общая идея построения таких схем ясна из рис. 2.14.
Частота кварцевого генератора сравнивается (по фазе или ча-
стоте) со средней частотой модулируемого генератора или субгар-
'моникой этой частоты в устройстве (дискриминаторе), на выходе
которого образуется напряжение ошибки. Это напряжение может
.быть использовано для управления двигателем, который изменяет
• ёмкость, влияющую на генерируемую частоту, или для перестрой-
ки клистрона в случае генератора диапазона свч. Напряжение
ошибки может управлять также смещением реактивной лампы, ко-
торая модулирует по частоте генератор.
Когда применяется сравнение по фазе, модулируемый генера-
тор синхронизируется с кварцевым. Частоты сравниваемых сигна-
Техника стабилизации частоты
27
лов поддерживаются равными. При этом имеется разность по
фазе и выдаётся напряжение ошибки.
При сравнении по частоте напряжение ошибки определяется
не только соотношением частот, поступающих на дискриминатор,
но и стабильностью характеристик самого дискриминатора. Для
систем с 'высокой стабильностью частоты необходима температур-
ная стабилизация устройства сравнения или, по крайней мере,
применение в нём элементов с температурной компенсацией. Эти
меры излишни при сравнении по фазе, но в последнем случае надо
иметь в виду одно важное ограничение. Оно состоит в том, что от-
Рис. 2.15
клонение фазы сигнала (в процессе модуляции), поступающего на
вход фазового дискриминатора, не должно значительно превосхо-
дить ±90°, так как иначе не будет синхронизации сравниваемых
колебаний. Эта трудность преодолевается делением частоты ЧМ
сигнала до такой степени, когда фазовая модуляция меньше 90°.
Связь между фазовой и частотной модуляцией будет рассмотрена
более детально в главе об угловой модуляции. Пример построения
схемы стабилизации частоты для ЧМ передатчика приведён на
рис. 2.15 [27, 28].
ф1 2.13. Стабилизация частоты генераторов свч. В свч передат-
чиках при частотах выше 10 000 Мгц не применяется умножение
частоты стабильного низкочастотного кварцевого генератора.
Обычно в этом диапазоне используют генераторы с самовозбуж-
28
Глава 2
дением, например отражательные клистроны. Частота генерации
этих устройств может изменяться в небольших пределах регули-
ровкой напряжения на отражателе. Частота на выходе клистрона
сравнивается с некоторой опорной частотой, и получаемое напря-
жение ошибки используется для коррекции частоты клистрона.
Сравнение производят различными методами. Так как сравнение
может быть произведено при небольшой амплитуде опорного сигна-
ла, возможно непосредственное умножение частоты кварцевого ге-
нератора. Блок-схема такой системы, где применено умножение
частоты в 40 раз, при помощи кремниевого смесительного диода свч
приведена на рис. 2.16.
Щ!625Мгц
кварц,
генерал!.
Выход
Рис. 2.16
Можно создать свч объёмные резонаторы, добротность и ста-
бильность которых во много раз выше, чем у объёмных’резонато-
ров, применяемых в клистронах. Такой резонатор точно градуи-
руют и используют ® качестве дискриминатора в диапазоне свч.
Настраиваемый,
объёмный
резонатор
Детектор
9000Мги корректирующее
ъ напряжение
V
Усилит.
ЗОмгц
Модуляци-
онный кри-
сталл j
выход
Двойной волно-
водный трои -
ник
Нттенюатор
Усилит.
30 Мгц
Ге не par
ЗОМгц
Фазовый
дискрим.
Фазо-
вращ.
_ Усилит.
ЗОЩгц
Рис. 2.17
Техника стабилизации частоты
29
Дискриминатор будет выдавать напряжение ошибки для управле-
ния напряжением на отражателе клистрона. Другой метод показан
на рис. 2.17. Его можно назвать стабилизацией по промежуточной
частоте [29]. Рабочая частота генератора определяется опорным
резонатором. Если эта частота не совпадает с частотой резонатора,
на выходе кристаллического детектора появится сигнал частотой
30 Мгц. Напряжение этого сигнала, предварительно усиленное,
используется как корректирующее для подстройки генератора.
Если частота генератора совпадает с резонансной частотой резона-
тора, напряжения промежуточной частоты не возникает.
Ф 2.14. Синтезаторы частоты. В синтезаторах частоты создаётся
сетка из большого количества высокостабильных дискретных ча-
стот при помощи небольшого числа кварцевых генераторов (в не-
которых случаях только при одном генераторе). Создано много
различных типов таких возбудителей как для военных, так и для
коммерческих применений. Для пояснения принципов построения
синтезаторов [30] некоторые из них подробно описаны ниже.
Синтезирующие системы можно разделить на две большие ка-
тегории:
1. Прямые синтезаторы. В устройствах данного типа сигнал по-
лучается делением, умножением, сложением или вычитанием ча-
стот или их гармоник, даваемых опорными кварцевыми генерато-
рами.
2. Стабилизируемые генераторы плавного диапазона. В этих
генераторах необходимый частотный диапазон перекрывается ге-
нератором плавного диапазона, частота которого стабилизируется
путём сравнения с частотой опорного источника.
Устройство второго типа по сравнению с первым имеет некото-
рое преимущество, состоящее в том, что если цепи синтезатора вы-
ходят из 'строя, в передатчик продолжает поступать возбуждающее
напряжение от генератора плавного диапазона. В военном пере-
движном оборудовании это создаёт возможности для резервирова-
ния. Однако в однополосных системах использовать передатчик с
недостаточно стабильным диапазонным задающим генератором,
по-видимому, невозможно.
Подробное рассмотрение синтезаторов частоты можно найти в
[31]. Для построения синтезаторов необходимы: 1) опорные генера-
торы, 2) делители или умножители частоты, 3) смесители (для сло-
жения или вычитания частот), 4) фильтры.
Опорные генераторы обычно стабилизированы кварцем, хотя в
одном из синтезаторов был использован камертонный генератор
на 1000 гц [32].
ф 2.15. Умножители и делители частоты. Кварцевые пластины
могут работать на гармониках вплоть до частоты 85 Мгц и даже
выше. Удобнее, однако, использовать кварцевые генераторы на бо-
лее низкие частоты, а необходимые высокие частоты получать ум-
30
Глава 2
ножением. Для создания гармоник сигнал подаётся в цепь нели-
нейного элемента, например, диода или усилителя, в котором сме-
щение выбирается так, что в течение части периода имеет место
отсечка тока. Нужная гармоника затем выделяется настроенной
цепью (умножители частоты рассматриваются в разделе 3.18).
Если требуется получить частоты ниже частоты опорного гене-
ратора, применяются делители частоты, в качестве которых ис-
пользуются мультивибраторы, фантастроны и блокинг-генерато-
ры [33]. Примером может служить двухстабильный мультивибра-
тор, имеющий два устойчивых состояния равновесия и собранный
на двух вакуумных или полупроводниковых триодах. Когда одна
половина схемы пропускает ток, другая заперта. Входной импульс
изменяет положение на обратное, и число импульсов на выходе
каждой половины схемы равно половине числа входных импульсов.
2.16. Смесители. Смесители применяются в синтезаторах для
получения необходимой стабильной частоты, которая является
суммой или разностью имеющихся в устройстве стабильных частот.
Достоинством смесителей является то, что требуемую высокую ча-
стоту можно получить от диапазонного генератора, который отно-
сительно нестабилен, без умножения величины его нестабильности.
Предположим, например, что стабильность генератора, частота ко-
торого 1 Мгц, находится в пределах 50 гц за данный период. При
умножении до 30 Мгц отклонения частоты находились бы в пре-
делах 1500 гц. При смешении с частотой кварцевого генератора,
равной 29 Мгц, нестабильность которой составляет 30 гц, отклоне-
ние частоты на выходе смесителя будет не больше 50 г^ + 30 гц,
т. е. 80 гц.
Если подать на вход смесителя две частоты, то на выходе по-
явятся эти две частоты, их сумма и разность, а также суммы и раз-
ности их гармоник [34]. Необходимую частоту выделяют при по-
мощи фильтра. Основная проблема, которая при этом возникает,
состоит в том, что побочная, ненужная частота (сумма или раз-
ность гармоник) может оказаться настолько близкой к полезной
частоте, что фильтром, если он не имеет чрезвычайно узкую поло-
су пропускания, нельзя будет выделить нужную частоту. ‘Напри-
мер, если смешиваются напряжения частот 1000 и 501 кгц, то на
выходе, кроме частоты 1501 кгц, появится 3-я гармоника частоты
501 кгц, т. е. 1503 кгц. При этом в результате биений на выходе
будет присутствовать тон частоты 2 кгц. Обычно, чтобы преодолеть
эту трудность, выбирают частоты на входе так, чтобы нежелатель-
ные побочные частоты были достаточно удалены от рабочей часто-
ты, что позволит существенно их ослабить при помощи фильтров.
На рис. 2.18 [35] представлена номограмма, при помощи которой
могут быть определены образующиеся частоты FQ и Fx — это ча-
стоты на входе смесителя, причём частота Fo ниже частоты Fx.
Нежелательная побочная частота обозначена через Fs.
Техника стабилизации частоты
ЗВ-
Рис. 2.18
ведена через точки, соответствующие частотам на быходе смесите-
ля, равным сумме Fx + F0, нижняя — через точки, соответствующие
частотам на выходе Fx—Fq. При пользовании номограммой опре-
32
Глава 2
< / F о\
деляют отношение между выбранными входными частотами —
\FX /
и проводят перпендикуляр вверх от точки, соответствующей этой
величине, до верхней или нижней жирной линии в зависимости от
того, желательно ли получить суммарное или разностное коле-
бание.
Из рабочей точки на этой линии проводят перпендикуляр вверх
или вниз до ближайшей наклонной линии и определяют по шкале
Р
слева отношение г-4. Зная F х, находят величину ближайшей
F х
побочной частоты F s.
Для примера предположим, что требуется получить частоту
27 Мгц. Это можно сделать, подав 30 и 3 Мгц на смеситель и ис-
пользуя разность частот. Отношение 3/30 = 0,1. Восстановим пер-
пендикуляр из точки с абсциссой, равной 0,1 до пересечения с раз-
ностной (жирной) линией. Ближайшей к точке пересечения на-
клонной линией является линия частот F г—2F0. Величина —
F
Г х
которая находится точно под рабочей точкой на линии Fx—2F0, рав-
на 0,8, т. е. побочная частота равна 24 Мгц. Эта частота может
быть без затруднений отделена от полезной частоты (27 Мгц) при
помощи фильтра.
Графически определяется примерное значение побочной часто-
ты, точное значение можно установить по обозначениям на линиях.
В рассмотренном выше примере побочная частота возникает как
комбинация Fx—2F0 и равна
30—2x3 = 24 Мгц.
Когда перекрывается широ-
кий диапазон, одна из частот
на входе смесителя будет пере-
менной. Паразитные частоты
легче подавить, выбрав отно-
шение частот на входе равным,
по крайней мере, 8:1. Если
это отношение слишком вели-
ко, трудно отделить требуемую
частоту от более высокой из ча-
стот, поданных на вход.
-ф* 2.17. Фильтры. Фильтры, включаемые после смесителя, могут
быть на фиксированную частоту или перестраиваемые в зависимо-
сти от требуемого диапазона и значений побочных частот. Обыч-
но на практике требуют, чтобы уровень побочных колебаний на вы- .
ходе синтезатора был, по крайней мере, на 80 дб ниже уровня по-
лезной частоты. Фильтрующее устройство иногда можно упростить,
применив балансный смеситель (рис. 2.19). На выходе этого сме-
сителя в значительной степени подавляется частота, приложенная
Техника стабилизации частоты
33
в противофазе к сеткам модуляторных ламп. Фильтрующее уст-
ройство упрощается, так как самой близкой частотой, которая
должна быть ослаблена, является неиспользуемая сумма или раз-
ность входных частот. Балансные модуляторы подробно рассмат-
риваются в разделе 6.16.
ф 2.18. Схема для компенсации отклонений частоты. В синтезато-
рах часто применяется схема для компенсации отклонений часто-
ты плавного генератора [30]. Например, в генераторе, выдающем
частоты с интервалом в 10 кгц, частота плавного генератора, ра-
ботающего в диапазоне от 600 до 700 кгц, смешивается с частотой
генератора гармоник, который выдаёт частоты через каждые
10 кгц в диапазоне от 300 до 450 кгц. На выходе первого смесите-
ля включён фильтр с узкой полосой в 6 кгц (2474-253 кгц). Затем
сигналы с выхода фильтра и от плавного генератора снова подают-
ся на смеситель, чтобы получить одну частоту в диапазоне от 350
до 450 кгц. Предположим, что плавный генератор настроен на
640 кгц. Его сигнал подан на смеситель вместе с частотой 390 кгц
от генератора гармоник, и на выходе смесителя получается сиг-
нал с частотой 250 кгц. Во втором смесителе частота 250 кгц вы-
читается из 640 кгц, чтобы получить 390 кгц. Пусть, например, ча-
стота плавного генератора изменилась и стала равной 641 кгц.
Первый смеситель выдаст сигнал 251 кгц, а на выходе второго бу-
дет точно 390 кгц. Если частота плавного генератора отклонилась
до 645 кгц, то на выходе первого смесителя будут частоты 245 и
255 кгц, но они не пройдут через фильтр, не попадут на вход вто-
рого смесителя, и сигнал на его выходе будет отсутствовать. При
перестройке плавного генератора в пределах от 600 до 700 кгц на
выходе второго смесителя образуются сигналы с интервалом в
10 кгц в пределах от 350 до 450 кгц. Уровень побочных выходных
напряжений будет зависеть от характеристик фильтра.
ф 2.19. Синтезирующие системы. Первые синтезаторы были раз-
работаны для целей измерения частоты [36] и [37]. В этих устрой-
ствах основной опорный генератор работает на частоте 1 Мгц.
Устройство выдаёт стабилизированные частоты до 30 Мгц с интер-
валом в 1 кгц. Частота опорного генератора делится или умно-
жается, получающиеся частоты смешиваются и пропускаются че-
рез фильтры, чтобы получить необходимые частоты на выходе.
На рис. 2.20 изображена 'блок-схема синтезатора такого типа [37].
Схема синтезатора получается менее сложной, если для образо-
вания сетки частот использовать не один, а несколько кварцевых
генераторов. Блок-схема такого синтезатора, представляющего со-
бой часть передатчика AN/ARC-27, показана на рис. 2.21. Сетка ча-
стот на выходе возбудителя получается с интервалом в 0,1 Мгц в
диапазоне от 225 до 400 Мгц; в возбудителе применено 22 квар-
ца [31]. Генератор гармоник с основной частотой 10 Мгц выдаёт
частоты с интервалом в 10 Мгц в диапазоне от 200 до 370 Мгц.
3—349

Рис. 2.20
Техника стабилизации частоты
35
Это выполняется не прямым умножением, а смешением одной груп-
пы гармоник частоты 10 Мгц с частотами, кратными девятой гар-
монике этой частоты. Например, частота 310 Мгц получается сло-
жением третьей гармоники частоты 90 Мгц и частоты 40 Мгц.
Десять кварцев в диапазоне от 9,15 до 8,25 Мгц обеспечивают
интервал в 0,1 Мгц, и эти частоты смешиваются с частотой гене-
ратора на 3,45 Мгц, чтобы получить частоты в диапазоне от 5,7 до
4,8 Мгц. Ещё десять кварцев в диапазоне 25,7-4-34,7 Мгц обеспечи-
вают интервал в 1 Мгц. Эти частоты смешиваются с частотами в
выход
1Ш1
Кварц
генерат
3^5мгц
Смеситель
<Рикс up
усилит
пч
5,1-^Мгц
Настраи-
ваемый,
усилит. ~
п ч 20-30Мгц
УсилиЛ
тель |
\згд\
|W|

Гетерод,
10
кварцев
9,15-8,25
i \200~370Мгц
Гетеродин,
10 кварцев
25,7-3^,1 Мгц
. Усилит
'спектра
Рис. 2.21
диапазоне 5,74-4,8 Мгц (с выхода усилителя промежуточной ча-
стоты) для получения частот, которые смешиваются с частотами в
пределах от 200 до 370 Мгц. В прямоугольниках рис. 2.21 приведе-
ны значения частот, которые используются для получения выход-
ной частоты 341,4 Мгц.
Блок-схема синтезатора, в котором осуществляется стабилиза-
ция генератора плавного диапазона, приведена на рис. 2.22. Гене-
ратор плавного диапазона создаёт на выходе частоты в диапазоне
2-4-30 Мгц с интервалом между частотами в 0,5 кгц. Если какой-
нибудь элемент синтезатора выходит из строя, работа может про-
должаться от генератора плавного диапазона, но без стабилиза-
ции его частоты. Генератор плавного диапазона обычно работает
с фазовой автоподстройкой, для чего его частоту преобразуют в
более низкую в диапазоне от 2 до 3 Мгц смешением с частотами
специальных кварцевых генераторов. Опорная частота, которая
может иметь одно из значений в диапазоне от 2 до 3 Мгц с интер-
валом 0,5 кгц, получается путём смешения частот интерполя-
3*
ВыэьоЪ
2-30 Мгц
I 21436,5 1
Генератор
2-ЗОМгц
КОариебый
Рис, 2
.22
Техника стабилизации частоты
37
ционного и кварцевого генератора, работающего на одном из де-
сяти кварцевых резонаторов. Значения частот, создаваемых эле-
ментами синтезатора, необходимых для получения на выходе ча-
стоты 27 436,5 кгц, показаны в прямоугольниках на рис. 2.22.
При нормальной работе генератор плавного диапазона под-
страивается до тех пор, пока его частота не попадёт в область за-
хвата цепью фазовой автоподстройки. В случае осуществления ча-
стотной манипуляции управляющее напряжение сдвигает частоту
интерполяционного генератора на ±425 гц. Таким же будет изме-
нение частоты диапазонного генератора, так как он автоматически
подстраивается по фазе с выходным напряжением смесителя, на
который поступает напряжение от интерполяционного генератора.
Несколько более сложных синтезаторов описано в [31] и [38, 39].
ЛИТЕРАТУРА
1. Gouriet G. G. High-stability Oscillator, Wireless Engr., vol. 27, pp. 105—112,
April 1950.
2. Fisk B. and Spencer C. L. Synthesizer Stabilized Single-Sideband Systems,
Proc. IRE, vol. 44, pp. 1680—1685, December 1956.
3. С r a i g 1 о w R. L. and Martin E. L. Frequency Control Techniques for Sing-
lesideband, Proc. IRE, vol. 44, pp. 1697—1702, December 1956.
4. С1 a p p J. K. An Inductance-Capasitance Oscillator of Unusual Frequency
Stability, Proc. IRE, vol. 36, pp. 356—358, March 1948.
5. Clapp J. K. Frequency Stable LC Oscillators, Proc. IRE, vol. 42, pp. 1295—
1300, August 1954.
6. S о u с у С. I. Temperature Coefficients in Electronic Circuits, Electronics,
vol. 21, pp. 117—121, January 1948.
7. Edson W. A. «Vacuum Tube Oscillators», pp. 170—172, John Wiley & Sons,
Inc., New-York, 1953.
8. Справочник по радиотехнике. Под общей редакцией Б. А. Смиренина. ГЭИ,
1950.
9. М a g i d М. Broadbabd Frequency Stabilization of a Reflex Klystron by
Means of an External High Q Cavity, IRE Natl. Conv. Record, part 1,
p. 208, 1957.
10. F r a s e r D. W. and Holmes E. G. Frequency Control in the 300—1200 Me
Region, Proc. IRE, vol. 44, pp. 1531—1541, November 1956.
11. Kurokawa H., Some у a I. and Morita M. New Microwave Repeater
System using a Single Travelling- wave Tube as Amplifier and Local Oscilla-
tor, Proc. IRE, vol. 45, pp. 1604—1611, December 1957.
12. Perrine J. O. Crystal Quartz. Mechanical Ally of Electricity, Sci. Monthly,
vol. 59, pp. 325—342, November 1944.
13. Buchanan J. P. Handbook of Piezoelectric Crystals for Radio Equipment
Designers, Wright Air Development Center Rept. 56—156, Dept, of Commerce
Publication PB-111586R, October 1956. (This publication has a bibliography of
over 900 references on crystals and associated circuits).
14. «Definitions and Dimensional Characteristics of Quartz Crystal Units», Elect-
ronic Industries Association Standard RS-192, July 1957.
15. C r e g h t о n J. L., Law H. B. and Turner R. J. Crystal Oscillators and
Control, J. IEE, part 111A, vol. 94,Transmitter Their Application to Radio
pp. 331—334, March 1947.
16. Crystal Units, Quartz, Military Specification MIL-C-3098S, 1960.
17. Cross- Index of Crystal Unit Type Numbers vs, Application Documents, Armed
Services Electro-Standards Agency, Fort Monmouth, N. J., 1957.
38
Глава 2
18. Stanesby H. and Fryer P. W. Variable-frequency Crystal Oscillators,
J. IRE, part 111A, vol. 94, pp. 368—378, March 1947.
19. Gruen H. E. How to Design Colpitts Crystal Oscillators, Electronics, vol. 30,
pp. 146—150, January 1957.
20. Gruen H. E. Three Oscillator Designs Standardize Circuitry, Electronics,
vol. 30, pp. 177—179, August 1957.
21. Goldberg H. and Crosby E. Series Mode Crystal Circuits, Tele-Tech.,
vol. 7, pp. 24—85, May 1948.
22. Basic Theory and Application of Transistors, Dept. Army Tech. Manual
TM 11—690, Washington, D. C.
23. Sulzer P. G. A Precision Transistor Oscillator, Electronic Design, vol. 1,
pp. 6—7, February 1953.
24. Sulzer P. G. High-stability Bridge-balancing Oscillator Proc. IRE, vol. 43,
p. 707, June 1955.
25. Sulzer P. G. High-stability Frequency Standards, Tele-Tech. &, Electronics,
vol. 29, pp. 193—195, March 1955.
26. О s 11 u n d E. M., V a 11 a r i о n A. R. and Silver M. Center frequency Sta-
bilized Frequency Modulation System, Proc. IRE, vol. 35, pp. 1144—1148, Octo-
ber 1947.
27. Witt S. N. Transistorizing Meacham-Bridge Oscillators Electronics, vol. 29,
pp. 193—195, March 1956.
28. В r a d b u r d E. M. Technical Characteristics of FTL, type 20-B UHF Televi-
son Transmitter, Trans, A1EE, part 1, Commons, and Electronics, vol. 72,
pp. 555—561, 1953.
29. T u 11 e r W. G., G a 1 о w a у W. G., Z a f f a r a n о F. P. Recent Developments
in Frequency Stabilisationf Microwave Oscillators, Proc. IRE, vol. 36,
pp. 794—800, June 1948.
30. Y о u n g N. H. and Johnson V. L. Design Principles of High stability Fre-
quency Synthesizers for Communications, 1957, IRE Wescon Conv. Record,
part 8, pp. 35—50, 1957.
31. Ref. 13, pp. 288—342.
32. R о m a n d e r H. and Watson R. Navy Transmitter uses Frequency Synthe-
sizer, Electronics, vol. 28, pp. 138—143, January 1955.
33. C h a n с e В., H u g h e s V., M a c N i c h о 1 E. F., S а у r e D. and Wil-
liams F. C. «Waveforms» MIT Radiation Laboratory Series, vol. 19, McGraw.
Mill Book Company, Inc., New-York 1949.
34. H u p e r t J. J. «Radio Communication Transmitters», ATA Scientific Progress
Ltd., London, 1948.
35. Brown T. T. Moxer Harmonic Chart, Electronics, vol. 24, p. 132, April 1951.
36. Fin den H. J. The Frequency Synthesizer, J. IEE, vol. 90, part 111,
pp. 165—177, December 1943.
37. P e t e r s e n H. O. U. S. Patent 2,380,868.
38. К a m e n I. and Doundoulakis G. «Scatter Propagation Theory and Prac-
tice», pp. 51—59, Howard W. Sams & Company, Inc., Indianapolis, Ind., 1956.
39. L а с о b M. I. Integrated High-frequency Single-sideband System, IRE Trans,
on Commun. Systems, vol. SC-5, pp. 87—95, March 1957.
40. Радиопередающие устройства. Под редакцией Б. П. Терентьева. Связь-
издат, 1963.
42. Со.лнцев Б. К. Эксплуатация пьезокварцевых резонаторов и возбудителей.
Связьиздат, 1955.
43. Штейн Н. И. Автогенераторы гармонических колебаний. М.-Л., Госэнерго-
издат, 1961.
3
УСИЛИТЕЛИ мощности высокой
ЧАСТОТЫ
3.1. Общие сведения. В современных радиопередающих устрой-
ствах используется много различных типов усилителей. Выбор того
или иного типа усилителя зависит от характера службы, для кото-
рой предназначен передатчик, вида радиочастотного сигнала, кото-
рый должен быть передан, диапазона и рабочей частоты. Это лишь
некоторые факторы, которые должны учитываться при выборе схе-
мы усилителя и его конструировании. Важными являются также
вопросы экономического характера. Усилитель — это по существу
преобразователь мощности, так как поступающая к усилителю
мощность постоянного тока преобразуется в мощность высокой
частоты. Эффективность этого преобразования различна для раз-
ных типов усилителей. При больших мощностях некоторое отличие
в коэффициенте полезного действия приводит к значительной раз-
нице в эксплуатационных затратах. Поэтому правильный выбор
типа усилителя в каждом случае, особенно при значительной его
мощности, является весьма важной задачей. Не менее существенно
учитывать и требуемые от усилителя электрические характеристики.
Несмотря на различия в назначении и конструкции, по одинако-
вым схемам можно строить и усилитель мощности вещательного
передатчика с амплитудной модуляцией и усилитель такого же
40
Глава 3
уровня мощности телевизионного передатчика. И, наоборот, при
примерно одинаковых данных режимов ламп характеристики уси-
лителей могут существенно отличаться. Целью настоящей главы
является подробное ознакомление с работой усилителей, свойства-
ми и особенностями различных схем и режимов.
3.2. Классификация усилителей. Имеется ряд методов и приз-
наков для классификации усилителей, многие из которых понят-
ны без разъяснений. Например, название свч усилитель, увч уси-
литель или вч усилитель, характеризует диапазон рабочих частот
усилителя. Точно так же введение обозначений усилителей в со-
ответствии с уровнем мощности, типом лампы (триод, тетрод), ви-
дам работы (AM, ЧМ и др.) обеспечивает необходимую информа-
цию и помощь в классификации и описании усилителя. Однако
имеется два общепринятых признака, по которым классифицируют
усилители и которые отражают их наиболее существенные свойства.
Это, во-первых, классификация по динамическим условиям рабо-
ты .лампы: режимы усиления класса А, класса В и класса С и,
во-вторых, по способу включения лампы в схему: усилитель с за-
землённым катодом, усилитель с заземлённой сеткой и усилитель
с заземлённым анодом (катодный повторитель).
Каждый режим работы и каждая схема включения имеют свои
преимущества и недостатки. Поэтому в современном сложном ра-
диопередающем оборудовании обычно применяются все виды ре-
жимов в сочетании с разными схемами включения ламп. Ниже при-
водятся описания этих схем и режимов, а также их характеристи-
ки и свойства.
3.3. Режимы усиления. Режим класса А. Режим усилителя,
при котором анодный ток протекает через лампу непрерывно в те-
чение всего периода переменного напряжения на сетке, называется
режимом класса А.
Если в течение части периода протекает сеточный ток, для обо-
значения этой особенности добавляется индекс 2. Индекс 1 озна-
чает, что сеточный ток отсутствует. Таким образом, режимы клас-
са А могут иметь обозначения Ai или Л2-
Режим класса АВ. В усилителе класса АВ анодный ток в лампе
протекает в течение части периода, которая существенно больше
половины, но меньше полного периода (360°) переменного напря-
жения на сетке. Аналогично предыдущему к обозначению добав-
ляется индекс 2 или 1 в зависимости от того, имеется или отсут-
ствует сеточный ток.
Режим класса В. В усилителе класса В напряжение сеточного
смещения устанавливается так, что анодный ток протекает через
лампу в течение половины периода электрического колебания
(180°). Типичным для режима класса В является наличие сеточно-
го тока, 'поэтому дополнительные индексы не применяются.
Усилители мощности высокой частоты
41
Режим класса С. В усилителях класса С анодный ток в лампе
протекает в течение части периода, которая меньше половины пе-
риода колебания на сетке. Типичным для режима класса С также
является наличие сеточного тока, поэтому дополнительные индек-
сы не применяются.
3.4. Основные схемы усилителей. В зависимости от того, какой
из электродов лампы делается общим для входной и выходной це-
пей усилителя, различают три основные схемы усилителей: усили-
тели с заземлённым катодом, с заземлённой сеткой и заземлён-
ным анодом (рис. 3.1). Заземление общего электрода не обяза-
тельно, хотя обычно принято общий электрод соединять с корпу-
сом непосредственно или через некоторое реактивное сопротив-
ление.
3.5. Коэффициент полезного действия усилителя (кпд). Одной
из важнейших характеристик усилителя в радиопередающем уст-
ройстве является кпд при преобразовании подводимой к анодной
цепи мощности постоянного тока в мощность высокой частоты. Та
часть мощности постоянного тока, которая не преобразуется в по-
лезную мощность высокой частоты, в основном превращается в
тепло и теряется. Поэтому при низком кпд повышаются затраты
на электроэнергию. Однако этим не исчерпываются последствия
низкого кпд. Теряемая мощность должна быть рассеяна и отведе-
на, что требует повышения мощности устройств охлаждения обо-
рудования.
При повышенной рассеиваемой мощности необходимы лампы с
большими номинальными мощностями, что связано с увеличением
напряжений и токов источников питания. Таким образом, вопросу
повышения кпд в каждом случае, даже при малой мощности,
должно уделяться достаточное внимание.
ф' 3.6. Связь между коэффициентом полезного действия и дли-
тельностью импульса анодного тока. Теоретический кпд усилителя
зависит от длительности импульса анодного тока. Эта зависимость
42
Глава 3
для усилителя с настроенной нагрузкой выражается формулой
0 —sin0Jcos0 п/
кпд = --------------50, %,
sin 0 — 0 cos 0
(3.1)
где 0 — половина угла, соответствующего длительности импульса
анодного тока.
Из рис. 3.2, где эта зависимость представлена графически,
видно, что настроенный усилитель класса А имеет максимальный
теоретический кпд 50%, класса В—78,5% и класса С — до 100%.
Практически кпд усилителей значительно ниже. Усилители клас-
Угпл, в течение которого протекает анодный ток
Рис. 3.2
<са А обычно работают с кпд по анодной цепи от 20 до 30%, уси-
лители с настроенной нагрузкой класса В — 60-4-70% и усилители
класса С — 65-4-85%.
3.7. Усилители класса А. Усилители класса А обладают зна-
чительно более низким кпд, чем усилители класса В и С. Однако
некоторые их свойства оказываются весьма полезными в ряде прак-
тических применений. При работе в классе А может быть достиг-
нута высокая степень линейности амплитудной характеристики,
что позволяет использовать этот режим, например, при усилении
однополосного сигнала.
Усилитель класса А должен быть тщательно спроектирован и
отрегулирован, так как высокая линейность не является внутрен-
ним свойством усилителя и не получается автоматически. Ампли-
тудная характеристика будет весьма линейной, если напряжение
возбуждения не столь велико, чтобы вызвать значительный сеточ-
ный ток, а работа происходит на небольшом участке динамической
характеристики лампы, причём крайние участки характеристики
не используются. Вопрос о линейности усилителей рассматривается
далее в разделе 3.16.
Основные соотношения для усилителя класса А. Графики мгно-
венных значений анодного 'напряжения, анодного тока и сеточного
напряжения представлены на рис. 3.3.
9 Кпд, вычисленный по этой формуле, более правильно называть асимпто-
тическим. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
43
Если пренебречь искажениями, то
U = Е ___е
а а ^амин
I al аО ^аман
(3.2)
(3.3)
выходная мощность = ^Q1
кпд =
мощность в нагрузке
Ед! <20
n Ua
сопротивление нагрузки Кэ = —
Igl
Ед
!ао
j __еа мин
_______Ед
J *<2 MUH
!ао
(3.6)
Кпд усилителя класса А. Кпд усилителя зависит от длительно-
сти импульса анодного тока и при данной длительности может из-
меняться от максимального
рис. 3.2, до нуля, в зависимо-
сти от выбранного режима и
величины напряжения воз^
буждения. Из выражения
(3.5) видно, что кпд усили-
теля равен максимально воз-
можной величине 50%, если
еа мин _ 0 И MUH = 0
Eg Igo
значения, определяемого графиком
Практически отношение
ia мин
т может быть весьма не-
большим или даже близким
к нулю, если допустимы не-
которые искажения. Снизить
до очень малых величин от-
еа мин
ношение ~ сложнее, так
Ед
как нельзя обеспечить зна-
чительную величину тока
ia макс при очень малых зна-
чениях напряжения на ано-
де е амин. На практике необ-
ходимо компромиссное ре-
44
Глава 3
шение, зависящее от допустимых искажений и кпд, который жела-
тельно получить.
Рабочие режимы усилителя класса А. Обычно рабочие режимы
задаются в паспорте лампы или в справочниках,' издаваемых за-
водом-изготовителем. Если эти данные отсутствуют или желатель-
на работа лампы в условиях, отличающихся от заданных в паспор-
те, рабочие режимы необходимо рассчитать. Из характеристик
лампы при напряжении на сетке, равном нулю, находят величину
анодного напряжения еамин, при которой анодный ток в два раза
больше номинальной величины. Если усилитель должен работать
в классе А2, т. е. с заходом в область положительных сеточных
напряжений, величина еа мин находится аналогично, но при соответ-
ствующей величине положительного максимального напряжения
на управляющей сетке. Сопротивление нагрузки определяется по
ф-ле (3.6). Далее можно уточнить величины токов и напряжений,
если на семействе характеристик лампы нанести линию нагрузки
для сопротивления, рассчитанного по ф-ле (3.6). Для пентода или
тетрода напряжение на экранирующей сетке выбирается так, что-
бы при напряжении на управляющей сетке, равном нулю, анодный
ток был вдвое больше номинальной величины. Напряжение сме-
щения устанавливается таким^
чтобы анодный ток лампы был но-
минальным.
Усилитель отдаёт максималь-
ную мощность, если сопротивле-
ние нагрузки равно внутреннему
сопротивлению лампы. При со-
противлениях нагрузки, больших
или меньших внутреннего сопро-
тивления, выходная мощность
меньше, как это видно из рис. 3.4.
Однако работа с сопротивлением
нагрузки, равным внутреннему сопротивлению лампы, нежелатель-
на, если необходимо получить минимальные искажения. С ростом
нагрузочного сопротивления триода искажения уменьшаются и ли-
нейность улучшается, так как причиной искажений является изме-
нение внутреннего сопротивления, которое становится малым по
сравнению с общим сопротивлением цепи. Обычно на практике со-
противление нагрузки в два, три раза превышает внутреннее сопро-
тивление. У пентодов и тетродов для получения лучшей линейности
и минимума искажений нагрузочное сопротивление должно быть
меньше внутреннего сопротивления лампы. Графики, характеризую-
щие зависимость искажений и полезной мощности от величины со-
противления нагрузки для триодов (а) и пентодов (б), приведены
на рис. 3.5. При увеличении напряжения возбуждения в усилителях
класса А выходная мощность возрастает пропорционально квадра-
Усилители мощности высокой частоты
45
ту этого напряжения (рис. 3.6). Одновременно, как указывалось
выше, увеличиваются искажения. Допустимость той или иной ве-
личины искажений определяется требованиями к системе, в кото-
рой используется усилитель.
Рис. 3.6
Выбирать лампы для мощного усилителя следует по произведе-
нию коэффициента усиления ц на крутизну So. Так как выходная
мощность [3]
(37)
то чем выше произведение ц на S, тем больше выходная мощность
лампы.
3.8. Усилители класса В. Усилители класса В широко применя-
ются в радиопередающих устройствах, так как они обладают од-
новременно хорошей линейной зависимостью между выходным и
входным напряжениями и высоким кпд (см. раздел 3.6). Послед-
нее особенно важно в усилителях большой мощности.
Сеточное смещение в усилителе класса В выбирается так, что-
бы при отсутствии возбуждения анодный ток был близок или рав-
нялся нулю, т. е. имела место отсечка тока. Поэтому анодный ток
46
Глава 3
в лампе протекает только при положительных значениях напряже-
ния входного сигнала на сетке, а при отрицательных — ток отсут-
ствует, так как лампа и без того уже заперта отрицательным на-
пряжением смещения.
Таким образом, анодный ток протекает в течение одной поло-
вины каждого периода входного сигнала. С первого взгляда мо-
жет показаться, что у усилителя класса В очень велики искаже-
ния, так как только половина входного напряжения вызывает ток
в анодной цепи. Однако, если нагрузкой усилителя является на-
строенный контур из L и С, то благодаря резонансным свойствам
колебательного контура, «пропущенная» половина каждого перио-
да воспроизводится даже при отсутствии анодного тока.
Чтобы получить максимум кпд усилителя класса В, необходи-
мо так возбуждать лампу, чтобы колебательное напряжение на
аноде было как можно больше, а остаточное напряжение еамик
как можно меньше. Обычно при этом напряжение на управляю-
щей сетке лампы достигает положительных значений. Из-за возни-
кающего сеточного тока для возбуждающего каскада создаётся
переменная нагрузка. Поэтому необходимо предусмотреть меры,
стабилизирующие напряжение возбуждения. Кроме того, для по-
крытия потерь, вызванных сеточным током, требуется увеличить
мощность возбуждающего каскада. В<^ё это несколько усложняет
конструирование и применение в передатчиках усилителей клас-
са В.
Если усилитель класса В применяется для усиления однопо-
лосного или телевизионного сигнала, анодный ток изменяется в
соответствии с уровнем звукового или видеосигнала, т. е. изменяет-
ся потребляемая усилителем мощность. В связи с этим требуется
обеспечить стабильность напряжения источников питания. При
передаче телевизионного сигнала, модулированного по амплитуде,
источник питания должен иметь малое сопротивление для всех мо-
дулирующих видеочастот, чтобы избежать искажений в виде по-
вторных изображений и других аналогичных дефектов.
При усилении колебаний, промодулированных по амплитуде
звуковым или другим аналогичным сигналом, мгновенное значение
постоянной слагающей анодного тока изменяется в такт с измене-
нием амплитуды высокочастотного сигнала. Но при симметричной
модуляции возрастание и уменьшение тока одинаковы. Поэтому
показания амперметра в цепи анода будут оставаться неизменными.
Основные соотношения для усилителя класса В. Графики мгно-
венных значений сеточного напряжения (б), тока (в) и напряже-
ния на аноде (г) и анодного тока (б) для усилителя класса В при-
ведены на рис. 3.7.
Подводимая мощность
9
Р0 = Еа1а0 = ± Еа/а1. (3.8)
ТС
Усилители мощности высокой частоты
47
Мощность на выходе
2 8
Коэффициент полезного действия
•G = 78,5 , %.
Еа
(3.9>
(З.Ю)
Особенности использования усилителя класса В. Режим уси-
лителя класса В или АВ2 можно рассчитать достаточно точно при
помощи графического метода, описанного в разделе 3.10. Так
как этот метод пригоден и для усилителей других клас-
сов,, необходимо учитывать особенности режима класса В,
а также свойства усиливае-
мого сигнала. Например, при
модулированном по ампли-
туде сигнале усилитель дол-
жен рассчитываться на мак-
симальную мощность при
пиковом значении напряже-
ния на сетке.
При расчёте усилителя
однополосного сигнала осо-
бое внимание необходимо
уделять линейности, которая
в данном случае является
наиболее важным показате-
лем. В частности, смещение
следует выбрать таким, что-
бы имелось некоторое на-
чальйое значение анодного
тока. При смещении, в точ-
ности соответствующем от-
сечке анодного тока, искаже-
ния существенно возраста-
ют. Таким образом, эти и
другие особенности, обуслов-
ливаемые видом схемы или
условиями работы, должны
тщательно учитываться при
расчёте. Дополнительные све-
дения о линейных широкопо-
лосных усилителях приводят-
ся в разделах 3.16 и 3.17.
Рис. 3.7
48
Глава 3
Упрощённый метод для определения режима усилителя, приве-
дённый в разделе 3.10, основывается на использовании характери-
стик неизменных токов лампы1)- В случае отсутствия таких ха-
рактеристик они могут быть построены по обычным анодным ха-
рактеристикам.
3.9. Усилители класса С. Усилители класса С характеризуются
относительно высоким кпд. Это уже указывалось в разделе 3.6.
Высокий кпд обусловлен прежде всего малой продолжительно-
стью импульсов анодного тока, так как анодный ток протекает

</)
г}
о
о
о
Спряжение
• отсечки.
Угол прохо-
ждения СО'
точного
тока
Угол прохо-
ждения анод
ного тока q
в)
Сеточное
смещение
импульс анод-
ного тока
Среднее значение
“ анодного тока.
Основная сосгпавг'"пщал
импульса тока
। импульс сеточного
О' тока.
I Среднее значение
Г сеточного тока.
Рис. 3.8
при минимальном напряже-
нии на аноде (рис. 3.8). Чем
меньше напряжение на ано-
де лампы в то время, когда
протекает анодный ток, тем
выше кпд. Чтобы продолжи-
тельность импульсов была
мала (менее 180°), напряже-
ние смещения должно быть
больше напряжения запира-
ния анодного тока лампы.
Следствием этого является
нелинейность амплитудной
характеристики усилителя
класса С. Однако у усилите-
ля класса С высокочастот-
ное напряжение на выходе
пропорционально напряже-
нию на аноде, что позво-
ляет использовать усилите-
ли класса С при анодной мо-
дуляции.
Анодный и сеточные токи
усилителя класса С пред-
ставляют собой периодиче-
ски следующие импульсы,
длительность которых обыч-
но 120-4-140°. Данные рабо-
чих режимов усилителя
класса С лучше всего опре-
делять аналитически или
графически. Графический метод даёт достаточную для большинства
случаев точность и позволяет быстро оценивать различные вариан-
ты расчёта усилителей. Этот метод изложен в разделе 3.10.
9 Имеются в виду характеристики анодного тока и токов сеток, изображён-
ные в системе координат её~еа, причём каждая кривая соответствует
фиксированному значению тока. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
49
3.10. Упрощённый метод расчёта усилителей. Описываемый ме-
тод позволяет с достаточной степенью точности рассчитать ре-
жим работы усилителей класса В, С и умножителей частоты. Для
расчёта используется простое вспомогательное устройство «расчёт-
ный трафарет» (рис. 3.9), который можно изготовить из проз-
рачного пластмассового листа. ”
том изложен ниже. Руководст-
вуясь типовыми данными
ламп или на основании опыта,
выбирают величину постоянно-
го напряжения на аноде и на-
пряжение смещения. Этим оп-
ределяется одна точка динами-
ческой характеристики. Далее
выбираются максимальное зна-
чение анодного тока и соответ-
ствующее ему минимальное на-
пряжение на аноде, определяю-
щие вторую точку динамиче-
ской характеристики. Получен-
ная соединением этих точек
динамическая прямая наносит-
ся на характеристики неизмен-
ных токов лампы, представ-
ленные в системе координат
Порядок пользования трафаре-
/7
«сеточное напряжение — анод- рис $$
ное напряжение».
Расчёт производят при помощи трафарета следующим образом:
1) отмечают точку, соответствующую постоянным напряжениям
на аноде и на сетке;
2) отмёчают точку максимального анодного тока в области ма-
лых анодных напряжений (этот ток примерно равен четырёхкрат-
ному значению постоянной слагающей анодного тока);
3) проводят прямую линию (динамическую характеристику)
между этими точками;
4) помещают трафарет на плоскости характеристик так, чтобы
наклонные линии были параллельны динамической характеристике,
линия OG проходила через точку позиции /, а линия ОА через точ-
ку позиции 2;
5) отсчитывают значения токоб в местах пересечения динами-
ческой характеристики с линиями ОА, ОВ, ОС, OD, ОЕ и OF;
6) значения этих токов подставляют в формулы, применяемые
в сочетании с трафаретом и приведённые ниже, взамен букв А, В,
С, D, Е и F. Более подробные указания даны в тексте ниже.
Трафарет, будучи соответствующим образом совмещён с дина-
мической характеристикой, позволяет определить мгновенные зна-
4—349
50
Глава 3
чения токов через каждые 15°. По формулам, приведённым ниже,
которые применяются в сочетании с трафаретом, находят постоян-
ные слагающие и амплитуды гармоник токов лампы. Зная эти со-
ставляющие токов и определив по динамической характеристике
значения высокочастотных напряжений, можно рассчитать все дан-
ные режима лампы:
1) постоянная слагающая/а0=(0,5Д + B + C + D-\-E+F) (со-
ответствует показаниям амперметра);
2) амплитуда первой гармоники Iai = — (Д + 1,93В+1,73С +
+ l,41Z) + E + 0,52F);
3) амплитуда второй гармоники 1а2= (Д + 1,73В+'С—Е—
—1,73F) (приблизительно) !);
4) амплитуда третьей гармоники 1аз~ (Д+1,415—1,41В—
—2Е—1,41т7) (приблизительно) !);
5) выходная мощность Pewx = 1/2 IalUa\
6) мощность возбуждения Рв03ь = IgoUg-
Обоснование приведённого метода расчёта, соображения, кото-
рые необходимо учитывать, чтобы не выходить за пределы #номи-
нальных параметров лампы, а также особенности расчёта при раз-
личных видах модуляции освещены в литературе. Для умно-
жителей частоты этот метод расчёта является приближённым и мо-
жет применяться только в случае тетродов и пентодов, когда анод-
ное напряжение мало влияет на величину токов лампы. В литера-
туре описан более точный метод, где показано, что для умно-
жителей частоты динамическая характеристика является простой
фигурой Лиссажу. Получающаяся точность расчёта достаточна,
если учесть нормальный разброс характеристик ламп.
Пример расчёта. Рассчитаем рабочий режим тетрода 4-65А, при котором
обеспечивается высокий кпд. Допустим, что имеется источник анодного питания
напряжением 2000 в. Желательно использовать лампу в режиме класса С.
Известно, что данная лампа в пределах частотного диапазона, для которого
она предназначена, может иметь в режиме класса С кпд приблизительно 75%.
То есть 75% мощности, подводимой от источника постоянного тока, преобразует-
ся в мощность высокой частоты на выходе. Остальная часть, т. е. 25% подводи-
мой мощности, теряется в виде тепла на аноде лампы. Следовательно, мощность,
подводимая от источника постоянного тока, примерно в 4 раза больше мощно-
сти, рассеиваемой на аноде.
Предельная номинальная рассеиваемая мощность на аноде лампы 4-65А со-
ставляет 65 вт. Чтобы максимально использовать лампу, принимаем величину под-
водимой мощности, равную четырёхкратной величине рассеиваемой мощности,
т. е. 260 вт. При напряжении на аноде 2000 в анодный ток лампы должен быть
равен 130 ма. Обычно у тетродов и триодов со средними и малыми значения-
ми р, в усилителях класса С выбирают приближённо напряжение сеточного сме-
Только для тетродов и пентодов.
Усилители мощности ^высокой частоты 51
щения в 24-3 раза больше напряжения запирания. Принимаем, пользуясь харак-
теристиками лампы 4-65А (рис. 3.10)', напряжение смещения —125 в.
Построим динамическую характеристику на семействе кривых неизменных
токов лампы 4-65А (рис. 3.10)\ Для этого отмечаем точку пересечения линии по-
стоянного анодного напряжения (2000 в} с линией напряжения смещения
(—120 в)\ через которую проходит динамическая характеристика (точка /).
Далее определяем максимальное значение анодного тока и минимальное напря-
жение на аноде в момент прохождения этого тока. Этим определится располо-
жение второго конца динамической характеристики (точка 2)\
Максимальное значение анодного тока обычно примерно в 4 раза больше по-
стоянной составляющей. Минимальное значение анодного напряжения выбирает-
ся в области, где характеристики неизменных анодных токов имеют изгиб вверх
(рис. 3.10)\ (Для триодов эта точка расположена вблизи линии, соответствующей
равенству мгновенных значений анодного и сеточного напряжений) !).
Если величина минимального мгновенного напряжения на аноде слишком
мала, ток экранирующей и управляющей сеток будет неоправданно велик, а
усиление по мощности снизится. На практике, так как выбор точки 2 достаточно
произволен, выполняют несколько вариантов расчёта для разных расположений
этой точки и находят лучшее решение. Для лампы 4-65А выбираем максимальное
значение анодного тока, равное 500 ма, что примерно в 4 раза больше постоян-
ной составляющей анодного тока, равной 130 ма. Принимаем минимальное мгно-
венное значение напряжения на аноде равным 250 в и, таким образом, находим
верхнюю точку динамической характеристики (точка 2 на рис. 3.10)\ (Над каж-
дой кривой рис. 3.10 указана величина тока лампы при различных сочетаниях
В системе анодных характеристик это линия спада анодного тока. Ред.
4*
52
Глава 3
анодного и сеточного напряжений. Промежуточные значения тока определяются
интерполяцией.)) Прямая линия, проведённая через точки 1 и 2, является дина-
мической характеристикой, которая указывает значения токов и напряжений для
каждого момента той части периода высокой частоты, когда через лампу проте-
кает ток. (Характеристика для второй части периода, когда ток через лампу не
протекает, может быть изображена в виде прямой, продолженной от точки 1 в
противоположную сторону на такое же расстояние, как и до точки 2. Так как в
эту половину периода ток не протекает, изображение этой части характеристики
мало полезно.}
Для определения всех составляющих токов поместим трафарет на кривые
равных токов так, чтобы направляющие прямые были параллельны динамической
характеристике. Сдвигаем трафарет так, чтобы направляющие линии остались
параллельными динамической характеристике до тех пор, пока линия OG не
пройдёт через точку 1, а линия О А через точку 2.
В каждой точке, где линии ОА, ОВ, ОС, 00, ОЕ и OF пересекают динамиче-
скую характеристику, находим мгновенные значения анодного и сеточного то-
ков (а также токов экранирующей сетки, если это тетрод или пентод) для опре-
делённых моментов периода напряжения высокой частоты. По этим значениям
токов определяются постоянные слагающие анодного тока, тока управляющей
(и экранирующей) сетки, а также амплитуды основной частоты и гармоник. Для
этого в каждой из этих точек должны быть сделаны отметки, по положению ко-
торых относительно характеристик анодного тока находятся величины анодных
токов в определённые моменты периода. По положению этих точек относительно
характеристик неизменных токов управляющей сетки определяют мгновенные
значения токов этой сетки. Наконец, по расположению относительно характери-
стик неизменных токов экранирующей сетки (для тетрода или пентода) находят
мгновенные значения токов этой сетки. Удобно для дальнейших расчётов свести
в таблицу величины токов, полученные для каждой точки пересечения линий ОА,
ОВ и т. д. с динамической характеристикой. В точках пересечения линиями OF
и ОЕ токи часто равны 0.
Определим для рассматриваемого примера мгновенные значения анодного
тока в местах пересечений с динамической характеристикой. В точке пересече-
ния с линией ОА ток 500 ма, с линией ОВ — примерно 510 ма, с линией ОС —
460 ма, с линией OD — 290 ма, с линий ОЕ — 75 ма, с линиями OF и OG —0 ма.
Также найдем мгновенные значения тока экранирующей и управляющей сетки в
месте пересечения линии ОА с динамической характеристикой. Ток экранирую-
щей сетки равен 165 ма и ток управляющей сетки — 60 ма. Аналогично опреде-
ляются эти токи и для других точек. Полученные величины токов сведены в
табл. 3.1.
ТАБЛИЦА 3.1
Величины тока, полученные при помощи трафарета
Линия пересечения Сокращённое название в формуле Мгновенные значения тока, ма
анодного экранирующей сетки управляющей сетки
ОА А 500 165 60
ОВ В - 510 100 50
ОС С 460 25 30
OD D 290 5 14
ОЕ Е 80 0 0
OF F 0 0 0
Усилители мощности высокой частоты
53
Расчёт постоянных составляющих анодного тока и токов экранирующей и
управляющей сеток по формулам, применяемым в сочетании с трафаретом, при-
ведён в табл. 3.2.
ТАБЛ ИЦ А 3.2
Постоянные слагающие токов (показания амперметров постоянного тока)
(О.бЛ + В + С + Я + Е+Р)’
Анодный ток Ток экранирующей сетки Ток управляющей сетки
250 82 30
510 100 50
460 25 30
290 5 14
80 0 0
12 12 12
Всего: 1,590 s——— 212: 124:
^132 ма ~18 ма . ^10 ма
Для расчёта выходной колебательной мощности найдём амплитуду перемен-
ной составляющей анодного тока. Так как рассчитывается усилитель мощности,
используем формулу для расчёта первой гармоники. Если необходимо рассчитать
удвоитель или утроитель, используются формулы для расчёта амплитуды второй
или третьей гармоники.
Амплитуда первой гармоники равна
1/12 (А + 1,93В + 1,73С + 1,41D + Е + 0,52F)=230 ма.]
Чтобы рассчитать мощность, необходимо знать амплитудные значения на-
пряжения высокой частоты на выходе усилителя. Так как напряжение на аноде
лампы изменяется от 2000 до 250 в, амплитуда переменного напряжения равна
их разности, т. е. 1750 в. Аналогично напряжение на управляющей сетке изме-
няется от —Ц5 в (точка /)) до +95 в (точка 2). Следовательно, амплитуда ко-
лебаний на сетке равна 95 в + | 125 в | =220 в.
Выходная мощность Р мощность возбуждения Pg~, подводимая мощность
Р01 мощность, рассеиваемая на аноде Ро, и кпд рассчитываются по формулам-
Р~ = — 1а^а = ~ X 0,23 X 1750 = 201 вт,
2 2
Р^~ = IglUg^ IgJUg = 0,010 X 220=2,2 вт,
Ро = latfia = 0,132 х 2000 = 264 вт,
Ра = Ро — Р_ = 264 — 201 = 63 вт,
Р~ 201
КПД= — = — =760/ог
54
Глава 3
где /ai — амплитуда первой гармоники анодного тока,
Uа — амплитуда переменного напряжения на аноде,
Igi — амплитуда первой гармоники тока управляющей сетки,
bg—амплитуда переменного напряжения на управляющей сетке,
/go — постоянная составляющая тока управляющей сетки,
/до — постоянная составляющая анодного тока,
Еа — постоянное напряжение н^ аноде.
Мощность, потребляемая источником смещения, равна произведению напря-
жения источника на постоянную составляющую сеточного тока, т. е. 0,010 -120=
= 1,2 вт.
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке, равна разности между
мощностью возбуждения и мощностью, потребляемой источником смещения:
2,2—1,2=1 вт.
Мощность, рассеиваемая на экранирующей сетке, — это произведение по-
стоянной составляющей тока и напряжения экранирующей сетки,
т. е. 0,018 • 250=4,5 вт.
Итак, режим лампы характеризуется следующими данными:
Постоянное анодное напряжение . ................... 2000 в
Постоянное напряжение экранирующей сетки........................ 250 »
Постоянное напряжение управляющей сетки........................—125 »
Постоянная слагающая анодного тока...............................132 ма
Постоянная слагающая тока экранирующей сетки......................18 »
Постоянная слагающая тока управляющей сетки.......................10 »
Амплитуда напряжения на сетке................................... 220 в
Мощность возбуждения.............................................2,2 вт
Мощность, рассеиваемая на управляющей сетке......................1,0 >
Мощность, рассеиваемая на экранирующей сетке.....................4,5 »
Подводимая мощность ............................................ 264 »
Выходная мощность анодной цепи...................................201 »
Мощность, рассеиваемая на аноде ..................................63 »
3.11. Усилитель с заземлённым катодом
Схема с заземлённым
катодом используется почти без исключения во всех усилителях
мощности высокой частоты в диапазонах низких, средних и высо-
ких частот. Её применяют также и в укв диапазоне. Однако в этом
диапазоне всё более сказываются преимущества усилителя с за-
землённой сеткой. Усилитель с заземлённым катодом характери-
зуется более высоким входным сопротивлением и большей вели-
чиной выходной ёмкости по сравнению с усилителем с заземлён-
ной сеткой.
В усилителе с заземлённым катодом входной сигнал подаётся
между сеткой и катодом, а выходной снимается между анодом и
катодом (см. рис. 3.1). По принципу построения схемы здесь нет
связи между входной и выходной цепями усилителя, что позволяет
достигать высокой степени развязки между этими цепями. Если
же некоторое влияние наблюдается, то это свидетельствует о не-
достаточности или отсутствии нейтрализации.
Мощность возбуждения усилителя с заземлённым катодом
меньше, чем у эквивалентного по мощности усилителя с заземлён-
ной сеткой. Её величина определяется лишь необходимостью обе-
спечить нужное возбуждение и режим лампы. Мощность со вхо-
да не попадает в выходную цепь. Когда лампа работает без се-
точных токов, например, в режимах А или АВ, мощность возбуж-
Усилители мощности высокой частоты
55
дения расходуется только на компенсацию потерь в деталях кон-
струкции лампы и в элементах контура. Методы расчёта усилите-
ля класса А, В и С с заземлённым катодом приведены выше.
3.12. Усилитель с заземлённой сеткой. Общие сведения. Уси-
литель с заземлённой сеткой в основном используется в диапазоне
метровых и дециметровых волн, где особенно проявляются преиму-
щества этой схемы.
Упрощённая схема усилителя приведена на рис. 3.1. В этой
схеме сетка не обязательно имеет нулевой потенциал по постоян-
ному току. Термин «заземлённая сетка» подчёркивает тот факт, что
сопротивление между сеткой и землёй на рабочих частотах усили-
теля незначительно. Таким образом, по постоянному току между
сеткой и землёй может существовать потенциал, что и имеет место
при подаче смещения.
Так как сетка на рабочей частоте находится под потенциалом,
близким к нулю, она является экраном и оказывает во многом то
же действие, что и экранирующая сетка в тетроде. Наличие тако-
го экрана позволяет использовать схему с общей сеткой без ней-
трализации на более высоких частотах, чем схему с заземлённым
катодом. Обратная связь в этой схеме между выходом и входом
возникает в результате наличия ёмкости анод—катод лампы. В уси-
лителе с заземлённым катодом такой ёмкостью связи является ём-
кость анод—управляющая сетка лампы, которая обычно в десят-
ки раз больше ёмкости связи в усилителе с общей сеткой. Поэто-
му частотный диапазон лампы значительно шире, если её вклю-
чить по схеме с заземлённой сеткой. При этом предполагается, что
приняты меры, исключающие внешние связи между элементами
входной и выходной цепей.
Г
Напряжение
возоуждения-Щ
L
Рис. 3.11
Вторая особенность усилителя с заземлённой сеткой, как это
видно из рис. 3.11, заключается в том, что напряжение возбужде-
ния действует последовательно с напряжением между анодом и
катодом. Эти два напряжения находятся в фазе и складываются,
образуя суммарное напряжение на нагрузке. Таким образом, если
56
Глава 3
эффективное значение напряжения на входе Ug, а усиленное лам-
пой U а, то напряжение на нагрузке U g-\-U0.
Пусть первая гармоника анодного тока 1а1 сдвинута по фазе на
180° по отношению к Напряжению Ua и первая гармоника сеточ-
ного тока Igl совпадает по фазе с Ug, тогда имеют место следую-
щие соотношения:
мощность в нагрузке Р~м= (Ug+Ua)Iai, (3.11)
мощность, отдаваемая лампой, Р~ = иа1аЪ (3.12)
мощность, передаваемая в нагрузку, &P~ = UgIal, (3.13)
мощность во входной цепи Рвозб = Ug (Jal + Igl), (3.14)
мощность, расходуемая в сеточной цепи лампы, Pg~-
(3.15)
Приведённые соотношения выявляют ещё одну важную особен-
ность усилителя с заземлённой сеткой: мощность возбуждения зна-
чительно больше, чем в схеме с общим катодом. Практически она
примерно в 3—10 раз больше мощности, необходимой для той же
лампы в схеме с заземлённым катодом.
На первый взгляд это может показаться большим недостатком,
однако приведённые выше соотношения показывают, что большая
часть входной мощности передаётся в выходную цепь. Мощность,
расходуемая непосредственно в цепи управляющей сетки, одинако-
ва, независимо от вида схемы. Поэтому кпд усилителя с заземлён-
ной сеткой вместе с возбуждающим каскадом того же порядка,
что и у эквивалентной цепочки из усилительных каскадов, на вы-
ходе которой включён усилитель с заземлённым катодом.
Такое равенство будет сохраняться, если имеется в виду рабо-
та на частотах, где выходная ёмкость лампы усилителя не являет-
ся единственной ёмкостью колебательной цепи. В усилителе с за-
землённой сеткой выходная ёмкость приблизительно вдвое мень-
ше, чем в усилителе с заземлённым катодом при обычной мосто-
вой нейтрализации1). Выходная ёмкость усилителя в укв диапазо-
не и на более высоких частотах обычно ограничивает мощность,
которая может быть получена от лампы, и, следовательно, косвен-
но ограничивает кпд усилителя. Это, в частности, существенно для
широкополосных устройств. Например, в одноконтурном усилителе
соотношение между сопротивлением нагрузки R3, шириной полосы
и ёмкостью С определяется формулой:
ширина полосы Д/=-----?---. (3.16)
!) Имеются в виду усилители на триодах. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
57
Чем больше выходная ёмкость, тем меньше сопротивление на-
грузки, при котором обеспечивается заданная ширина полосы. По-
лезная же мощность тем больше, чем выше сопротивление нагруз-
ки при данном анодном токе. Так как усилитель с заземлённой
сеткой имеет меньшую выходную ёмкость, отдаваемая им мощ-
ность при заданной полосе больше, чем у усилителя с заземлён-
ным катодом. При узкой полосе на очень высоких частотах реак-
тивная мощность в выходной колебательной цепи тем меньше, чем
меньше выходная ёмкость усилителя. Поэтому при одинаковых
конструкциях выходных цепей у усилителя с заземлённой сеткой
потери в контуре меньше и, следовательно, кпд выше.
Расчёт режима усилителя с заземлённой сеткой. Ниже приведён расчёт ре-
жима усилителя с заземлённой сеткой на триоде 9С21 по схеме рис. 3.11. Типовой
режим для схемы с заземлённым катодом по паспортным данным следующий:
Постоянное напряжение на аноде.............................17 000 в
Напряжение смещения на сетке........................ —1600 »
Амплитуда напряжения высокой частоты на сетке.............. 2 200 »
Постоянная составляющая анодного тока.......................... 7,9 а
Постоянная составляющая сеточного тока......................... 0,9 >
Мощность возбуждения ...................................... 1 800 вт
Выходная мощность . . . . ................... 100 кет
Прежде всего определим колебательное напряжение на аноде Ua, восполь-
зовавшись тем фактом, что соответствующим возбуждением усилителя в клас-
се С анодное напряжение может уменьшаться до величины, равной пиковому
значению положительного напряжения на сетке. Так как эта величена равна
2200 в — 1600 в = 600 в, то эффективное значение переменного напряжения на
аноде равно
Ua = 0,707 (17 000 — 600) = 11 600 в.
Первая гармоника анодного тока Iai и первая гармоника сеточного тока Iei
определяются соответственно по значениям выходной мощности и мощности воз-
буждения, приведённым выше:
г 100 000
(21 == ' = $ > 63 и,
а1 11600
r _ 1800/2-
gl 2200
= 1,16 а.
Для усилителя с заземлённой сеткой выходная мощность и мощность воз-
буждения могут быть определены по ф-лам (3.11) и (3.14):
/ 2200Х
Выходная мощность = (Ua + Azi = Ч 600 + -8,63 = 113 квпг.
2200
Мощность возбуждения = Ug (Ial + Igl) = у= (8,63 4- 1,16) = 15,2 квпг.
58
Глава 3
Можно несколько увеличить выходную мощность, изменив смещение и ампли-
туду возбуждения на сетке. Например, если напряжение смещения вместо 1600 в
сделать равным 1200 в, а напряжение возбуждения изменить на такую же вели-
чину, т. е. сделать равным 2600 в, то выходная мощность будет равна 116 кет.
Модуляционные характеристики
усилителя с заземлённой сеткой. В пе-
редающих устройствах усилитель с за-
землённой сеткой чаще всего исполь-
зуется как линейный усилитель и, сле-
довательно, не модулируется. При не-
обходимости осуществить анодную мо-
дуляцию усилителя с заземлённой сет-
кой потребуется модулировать и кас-
кад, являющийся источником возбуж-
дения, так как в усилителе с заземлён-
ной сеткой напряжение возбуждения
действует последовательно с усилен-
ным напряжением. Если предыдущим
каскадом является каскад с заземлён-
ным катодом, осуществляется модуляция на анод оконечного и пред-
оконечного каскадов одновременно. Если же возбудитель состоит из
последовательно включённых каскадов с заземлённой сеткой, не-
обходимо модулировать, кроме оконечного, два или более возбуж-
дающих каскада, в зависимости от допустимых искажений и мак-
симальной глубины модуляции.
Примерный вид модуляционной характеристики при модуляции
только одного каскада с заземлённой сеткой приведён на рис. 3.12.
Из рисунка видно, что когда напряжение на аноде в процессе
модуляции падает до нуля, на выходе остаётся некоторое напря-
жение высокой частоты, вызванное действием напряжения возбуж-
дения. Если бы напряжение на аноде в процессе модуляции стано-
вилось отрицательным на величину, равную напряжению возбуж-
дения, то колебательное напряжение высокой частоты изменялось
бы до нуля, но характеристика осталась бы нелинейной. Поэтому
для получения 100-процентной модуляции каскада с заземлённой
сеткой обычно модулируют также и возбуждающий каскад.
Изоляция источника накала. В усилителе с заземлённой сеткой
напряжение возбуждения приложено между катодом (или нитью
накала) и землёй, т. е. катод находится под значительным потен-
циалом высокой частоты по отношению к земле. Следовательно,
необходима такая схема включения источника питания накала, при
которой не вносилась бы дополнительная нагрузка во входную
цепь. В маломощных лампах изоляция нити накала от источника
осуществляется при помощи пары высокочастотных дросселей. Од-
нако в мощных лампах приходится иметь дело с токами накала в
сотни ампер, и конструирование дросселей становится сложной за-
дачей.
Усилители мощности высокой частоты
59
На .частотах до 25 Мгц питание накала может быть подано че-
рез малоёмкостные накальные трансформаторы, ёмкость относи-
тельно земли, вносимая трансформатором, компенсируется при на-
стройке входной цепи.
Питание
-‘нити
накала
Питание
нити
накала
Питание
нити
накала
Питание
нити
накала
Рис. 3.13
На более высоких частотах нить накала питают через четверть-
волновый отрезок линии, который может служить также элементом
входной согласующей цепи. На высоких частотах и при достаточ-
но больших ёмкостях ламп большая часть четвертьволнового от-
резка оказывается внутри лампы. В этом случае изоляция катода
осуществляется отрезком линии, на котором укладывается нечётное
число четвертей длины волны.
Схемы питания нити накала в усилителях с заземлённой сеткой
приведены на рис. 3.13.
Тетроды в усилителях с заземлённой сеткой. Кроме триодов,
в усилителях с заземлённой сеткой вполне удовлетворительно ра-
ботают и тетроды. Конденсатор, блокирующий по рабочей частоте
экранирующую сетку, должен включаться на землю, а не на ка-
тод. Если его включить на катод, то экранировка между входной
и выходной цепями нарушается. Антидинатронная (защитная)
сетка также должна блокироваться на землю. В лампах малой
мощности защитная сетка часто соединяется с катодом внутри ба-
лона. В этом случае лампа не может использоваться в схеме с об-
щей сеткой, по крайней мере, на очень высоких частотах. Зазем-
ление по переменному току всех сеток превращает лампу в «мно-
госеточный триод», так как напряжение возбуждения оказывается
приложенным относительно каждой из сеток. На экранирующую
сетку должно подаваться определённое постоянное напряжение в
соответствии с режимом работы и номинальными данными лампы.
60 Г л а в a 3
♦ з .13. Усилитель с заземлённым анодом. Общие сведения. Уси-
литель с заземлённым анодом, известный больше под названием
катодный повторитель, в мощных усилителях передатчиков приме-
няется редко. Он нашёл некоторое применение в случае, если на-
грузка усилителя переменная, например в качестве возбудителя
Рис. 3.14
для мощного телевизионного модулируемого усилителя с общей
сеткой, который представляет собой переменную нагрузку для
возбуждающего каскада. На практике при применении катодного
повторителя трудно предупредить возможное чрезмерное возбуж-
дение лампы. Высокочастотное напряжение, приложенное между
сеткой и катодом, составляет небольшой процент полного вч на-
пряжения между сеткой и землёй. Поэтому небольшая расстройка
входной или выходной цепи может вызвать значительное возраста-
ние напряжения возбуждения лампы и, следовательно, рассеяние
слишком большой мощности на сетке.
В катодном повторителе имеется довольно сильная связь меж-
ду входной и выходной цепями из-за близкого расположения уп-
равляющей сетки и катода лампы. Поэтому катодный повторитель
требует нейтрализации на всех частотах, кроме самых низких. Как
показано на рис. 3.14, схема катодного повторителя с колебатель-
ным контуром в цепи сетки может быть сведена к ёмкостной трёх-
точечной схеме генератора и самовозбуждаться по этой схеме.
ёмкость сетка—катод и паразитная ёмкость с катода на землю
образуют цепь обратной связи.
Катодный повторитель характеризуется высоким входным со-
противлением, низким выходным сопротивлением и коэффициентом
усиления по напряжению, меньшим единицы. Вследствие ограни-
ченного применения этой схемы в радиопередатчиках более деталь-
но она здесь не рассматривается.
3.14. Сопротивление нагрузки усилителя. Величина нагрузочно-
го сопротивления усилителя существенно влияет на его работу и
Усилители мощности высокой частоты
61
поэтому определение этого сопротивления входит в расчёты всех
видов усилителей.
Сопротивление нагрузки равно отношению амплитуды перемен-
ного напряжения на аноде к амплитуде основной гармоники анод-
ного тока
/?, = , (3.17)
^al lai
где величины Ua и 1а1 известны из расчёта усилителя.
Если в ур-нии (3.17) известны не все величины, сопротивление
нагрузки может быть найдено приближённо по формуле
^ — 0,5-^-. (3.18)
Сопротивление нагрузки является исходной величиной при рас-
чёте цепи связи между усилителем и нагрузкой, например антен-
ной. Расчёт различных цепей связи рассматривается в гл. 5. От-
клонение параметров цепи связи от требуемых скажется на рабо-
те усилителя. Если сопротивление нагрузки усилителя меньше рас-
чётного, то при неизменной величине напряжения возбуждения пе-
ременное напряжение на аноде будет меньше и кпд ниже. Если со-
противление нагрузки больше расчётного, то выходная мощность
уменьшится, а кпд может несколько увеличиться.
3.15. Стабилизация усилителей. В большинстве усилителей не-
обходимы специальные меры для предотвращения паразитной ге-
нерации. Различают три основных вида генерации, каждый из ко-
торых требует своих методов подавления.
1) Самовозбуждение на частоте, близкой к рабочей частоте
усилителя. Одной из причин является связь через внутриламповые
ёмкости между входной и выходной цепями усилителя, что может
привести к самовозбуждению усилителя по схеме генератора с
настроенными анодной и сеточной цепями. Для борьбы с этим ви-
дом генерации используются схемы нейтрализации обратной связи,
применяют лампы с экранирующей сеткой, а в некоторых случаях
применяются и то и другое одновременно.
Другой причиной может явиться внешняя обратная связь меж-
ду настроенной входной и выходной цепями из-за индуктивной
или ёмкостной связи между элементами, входящими в эти цепи.
Меры по устранению этих связей ясны, однако осуществить их не
всегда просто, особенно в диапазоне укв, а также в готовых уси-
лителях. Особое внимание необходимо уделять расположению де-
талей, экранировке и блокировке цепей питания.
2) Генерация может возникнуть на ультравысоких частотах
из-за наличия паразитных ёмкостей и индуктивностей в сеточной
и анодной цепях, которые образуют резонансные контуры на этих
62
Глава 3
частотах. Обратная связь возможна через элементы лампы или
через общее на частоте генерации внешнее сопротивление для
входной и выходной цепей. Такую генерацию обычно устраняют
включением больших для генерируемой частоты активных или
реактивных сопротивлений в цепь обратной связи, в анодную и се-
точную цепи 9.
3) Генерация на частотах значительно ниже рабочих частот.
Она возникает в результате того, что блокировочные дроссели,
имеющиеся в анодной и сеточной цепях, совместно с паразитными
ёмкостями в этих цепях образуют генератор по схеме с настроен-
ными анодной и сеточной цепями.
Обнаружение самовозбуждения усилителя. Для проверки
устойчивости усилителя его включают без напряжения возбужде-
ния и фиксированного смещения. Чтобы при этом на электродах
не рассеивались мощности, большие допустимых, напряжения на
них должны быть снижены. Плавно изменяя настройку сеточного
и анодного контуров, наблюдают за показаниями амперметров в
цепях анода, экранирующей и управляющей сеток. Возникновение
самовозбуждения сопровождается отклонениями амперметров от
показаний, соответствующих статическому режиму. Миллиампер-
метр в цепи управляющей сетки должен показывать отсутствие
тока. Отклонение этого прибора указывает на наличие самовоз-
буждения. Методы устранения самовозбуждения зависят от того,
какова частота и причины самовозбуждения. Для обнаружения и
измерения частоты самовозбуждения можно использовать волно-
меры. Если частота самовозбуждения ниже диапазона частот вол-
номера, измеряется частота гармоник. Разность между частотами
двух гармоник и будет равна частоте самовозбуждения. Более чув-
ствительным индикатором является приёмник, но применять его
желательно после устранения самовозбуждения, чтобы окончатель-
но убедиться в отсутствии самовозбуждения.
Ультракоротковолновые паразитные колебания в усилителях.
В усилителе вч, который испытывается впервые, паразитные ко-
лебания весьма вероятны, если не принималось специальных мер,
чтобы затруднить их возникновение. Частота укв паразитных ко-
лебаний обычного тетродного усилителя определяется резонансны-
ми контурами, которые образуются паразитными ёмкостями и ин-
дуктивностями соединений, и находится обычно в пределах от 40
до 150 Мгц. Эффективность действия экранирующей сетки на этих
частотах снижается, так как её элементы внутри лампы и внеш-
ние блокирующие цепи имеют значительное реактивное сопротив-
ление.
!) Эффективными методами борьбы являются введение затухания в' кон-
туры паразитных колебаний или расстройка этих контуров изменением входя-
щих в них реактивностей. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
63
Таким образом, из-за связи между входной и выходной цепя-
ми при наличии паразитных ёмкостей и индуктивностей в усили-
теле могут возникнуть паразитные колебания на ультракоротких
волнах по схеме генератора с настроенными сеточной и анодной
цепями. Иногда возможно существование паразитных колебаний
одновременно с работой схемы, как усилителя на более низких
рабочих частотах. Так как на поддержание паразитных колебаний
затрачивается некоторая энергия, полезная мощность на выходе
соответственно уменьшается. Если усилитель используется как ли-
нейный, паразитные колебания ухудшат его характеристики. В не-
которых случаях паразитные колебания возникают только на пи-
ках модуляции или при определённых условиях настройки. Поэто-
му необходимо после устранения паразитных колебаний убедиться
в их отсутствии.
Цепь обратной связи, которая является причиной генерации
на укв, выявить трудно. Но часто это и не требуется, так как во
многих случаях, за исключением наиболее сложных, паразитные
колебания устраняются введением в схему специального элемента
из параллельно соединённых дросселя и сопротивления, а также
тщательной и полной блокировкой всех цепей ультравысоких час-
тот. Число витков дросселя зависит от конкретной схемы усилителя,
типа лампы и определяется экспериментально. Обычно достаточно
от четырёх до десяти витков, намотанных вокруг безындукционно-
го сопротивления в 50-4-100 ом. Такой элемент включается последо-
вательно с выводами анода и сетки в непосредственной близости
от них. Его включение не сказывается на работе усилителя на ра-
бочей и более низких частотах, но вносит расстройку и затухание
в цепи, которые могли бы служить причиной возникновения укв
паразитных колебаний. Иногда можно обойтись без сопротивления,
включённого параллельно дросселю. Это удобно в мощных усили-
телях, где требуется сопротивление на большую мощность и зна-
чительных размеров.
Хотя усилитель конструируется и рассчитывается на значитель-
но более низкую частоту, чем частота паразитных колебаний, бло-
кировочные конденсаторы должны одинаково хорошо выполнять
свои функции как на рабочей частоте, так и на более высоких час-
тотах. В противном случае блокировочные конденсаторы будут
иметь на частоте возможной генерации в области укв большое со-
противление. Возникающие при этом обратные связи могут вызвать
паразитные колебания.
Таким образом, для успешного устранения паразитной генера-
ции необходимо:
1) обеспечить наиболее короткие соединения между элементами
схемы, чтобы снизить до минимума число возможных резонансов
на укв;
2) применять блокировочные конденсаторы и конденсаторы
64
Глава 3
связи, у которых отсутствуют резонансы на укв и которые имеют
небольшое сопротивление в этом диапазоне;
3) произвести проверку усилителя на отсутствие паразитных
колебаний методами, описанными выше;
4) при обнаружении паразитных колебаний устранить их и сно-
ва более тщательно проверить, полностью ли они подавлены, так
как может оказаться, что изменилась лишь частота колебаний.
Возможно также, что они подавлены частично и возбуждаются в
более благоприятных условиях, например при пиках модуля-
ции и т. д.
Нейтрализация усилителей. При полной нейтрализации усили-
теля должно быть обеспечено отсутствие связи между входной и
выходной цепями, во-первых, через внутриламповые междуэлек-
тродные ёмкости, и, во-вторых, из-за общих реактивностей катод-
ных и сеточных цепей. Теоретически устранение (нейтрализация)
этих связей должно предотвратить самовозбуждение. Как правило,
это имеет место и на практике, но иногда встречаются некоторые
трудности, о которых говорится ниже.
KUC.
6
Контур
о
В усилителях, работающих на длинных, средних и коротких
волнах1), нет необходимости в нейтрализации связей через реак-
тивности вводов сетки и катода. Связь же через междуэлектродные
ёмкости должна быть нейтрализована, особенно в усилителях, ис-
пользующих лампы с большим усилением. Чем больше усиление
ступени, тем актуальней становится нейтрализация напряжений,
вызванных обратными связями. По этой причине обычно нейтра-
лизация тетродов требуется на более высоких частотах.
Многие схемы нейтрализации представляют собой сбалансиро-.
ванные мосты, где ёмкость анод—управляющая сетка образует
одно из плеч моста, а сеточный и анодный контуры включены в его
диагонали. Например, типичная схема усилителя рис. 3.15а может
J) За исключением самых высоких частот коротковолнового диапазона. Ред.
Усилители мощности высокой частоты 65
быть сведена к эквивалентной мостовой схеме рис. 3.156. Как вид-
но из рисунка, при балансе моста связь между входной и выходной
цепями усилителя отсутствует.
В мосте рис. 3.15 баланс сохраняется на всех частотах. Это
значит, что в усилителе, отнейтрализованном на одной частоте,
нейтрализация сохранится и на других частотах. К сожалению, это
не всегда верно. На практике из-за разницы в индуктивностях
соединительных проводов в плечах моста нейтрализация в диапа-
зоне частот усложняется. Она может быть достигнута в широкой
полосе частот, если паразитные индуктивности в плечах моста сде-
Рис. 3.16
лать одинаковыми. Некоторые мостовые схемы нейтрализации
триодов приведены на рис. 3.16а, б и в. В схеме рис. 3.16г ёмкость
анод—управляющая сетка включается в схему параллельного не-
нагруженного резонансного контура. Эквивалентное сопротивление
такого контура значительно превышает сопротивления нагружен-
ных контуров в сеточной и анодной цепях. Поэтому связь между
ними становится достаточно слабой. При изменении частоты тре-
буется перестройка контура. Однако для станций, работающих на
фиксированной частоте, это не является большим недостатком.
Нейтрализация тетродов. Если необходима нейтрализация
двухтактного тетродного усилителя, то вплоть до ультравысоких
частот наиболее простым решением является обычная мостовая
5-^349
66
Глава 3
схема, в которой нейтродинные ёмкости включены между сетками
и анодами ламп противоположных плеч.
Нейтродинные ёмкости очень малы, поэтому конденсатором мо-
жет служить ёмкость между проводом, присоединённым к выводу
управляющей сетки, и анодом лампы противоположной половины
схемы. Провод или стержень, проходящий сквозь шасси, распола-
гается на расстоянии 10-4-30 мм от баллона лампы, и при помощи
регулировки его длины или местоположения устраняется обратная
связь.
Рис. 3.17
В однотактной схеме для того, чтобы получить противофазное
напряжение, необходимое для нейтрализации, входная или выход-
ная цепь может быть построена по двухтактной схеме. Конструк-
тивно проще выполнить двухтактной входную цепь, так как напря-
жения в этой цепи относительно невелики. При этом получается
схема сеточной нейтрализации (рис. 3.166). Емкость нейтродинного
конденсатора Сн невелика, и он выполняется так же, как в случае
двухтактного усилителя. Для того чтобы сохранить симметрию при
перестройке, желательно включать выравнивающий конденсатор СЛ
ёмкость которого равна входной ёмкости тетрода.
Такая схема нейтрализации может быть использована вплоть до*
ультравысоких частот. При этом предполагается, что экранирую-
щая сетка хорошо блокирована на землю, т. е. обеспечивается
требуемое экранирующее действие. В области очень высоких и
сверхвысоких частот это не имеет места, и осуществить нейтрали-
зацию более сложно.
Можно выполнить схему сеточной нейтрализации однотактного
каскада без применения двухтактной входной цепи (рис. 3.17).
Для этого нужно подключить к входному контуру конденсатор С
(рис. 3.17а), имеющий ёмкость несколько меньшую, чем это тре-
буется для целей блокировки. Напряжение на конденсаторе С от-
носительно земли противоположно по фазе напряжению на сетке и
может быть подано в анодную цепь для нейтрализации. В этом
случае ёмкость нейтродинного конденсатора Сн значительно боль-
Усилители мощности высокой частоты gf
ше, чем ёмкость анод—сетка лампы, и примерно такая же, как у
нейтродинных конденсаторов в схемах нейтрализации триодов.
На рис. 3.176 представлена в виде ёмкостного моста эквива-
лентная схема усилителя, изображённого на рис. 3.17а.
Баланс моста достигается, если
^ = ^£1, (3.19)
о ^gK
где Cagl — ёмкость анод—сетка тетрода, через которую образуется
обратная связь;
CgK—общая входная ёмкость, включая ёмкость лампы и ём-
кость монтажа.
В однотактных каскадах можно осуществить нейтрализацию
(рис. 3.18), если задать некоторый небольшой потенциал относи-
тельно земли концу анодного контура, противоположному по от-
ношению к аноду, а ёмкости ламп включить в мостовую схему [3].
Схема, приведённая на рис. 3.18, отличается от обычной схемы вы-
сокочастотного усилителя тем, что анодный блокировочный конден-
сатор присоединён к блокировочному конденсатору экранирую-
щей сетки Сэ и добавлена паразитная ёмкость См с анода на зем-
лю. ёмкость блокировочного конденсатора экранирующей сетки Сэ
и ёмкость См должны быть такими, чтобы сбалансировать напря-
жения, попадающие во входную цепь через внутриламповые ёмко-
сти анод — управляющая сетка Сас1 и экранирующая — управля-
ющая сетка Cg2gi. Эквивалентная мостовая схема приведена на
рис. 3.19. Баланс моста достигается при
См __ Cggl
Сэ Cg2gi
В обычных тетродах ёмкость с экранирующей на управляющую
сетку приблизительно равна половине входной ёмкости, приводи-
мой в каталогах. (Входная ёмкость — это в основном сумма ёмко-
5*.
(3.20)
68
Глава 3
стей управляющей сетки на экран и управляющей сетки на катод,
которые в первом приближении равны).
Следует заметить, что во всех ёмкостных мостовых схемах ней-
трализации предполагается, что частота достаточно низка, так что
индуктивностями соединительных проводов и вводов ламп можно
пренебречь. Однако на метровых и дециметровых волнах влияние
этих индуктивностей становится существенным. Образующиеся на
них напряжения часто используются в схемах нейтрализации, при-
меняемых в этих диапазонах.
Ниже приводятся результаты
анализа обратной связи в тетро-
дах на очень высоких частотах и
методы её нейтрализации.
На рис. 3.20 показаны элемен-
ты тетрода, входящие в цепи об-
ратной связи. Эти элементы нахо-
дятся внутри лампы и состоят из
ёмкости между анодом и управ-
ляющей сеткой Cagl , ёмкости
между анодом и экранирующей
сеткой Cag2 , ёмкости между экра-
нирующей сеткой и управляющей
сеткой С g2gi и из индуктивности
вывода экранирующей сетки. Сле-
дует'за метить, что вч напряжение Ua в анодной цепи вызывает ток/
через ёмкость анод—экранирующая сетка и через индуктивность L
ввода экранирующей сетки. На индуктивности L возникает напря-
жение, фаза которого противоположна фазе напряжения Ua.
На рис. 3.21 изображены те же элементы цепи и указанные вы-
ше напряжения, причём расстояние от линии нулевого потенциала
(потенциала катода) характеризует величину, а расположение по
одну или другую сторону от неё — фазу этих напряжений.
Усилители мощности высокой частоты
69
Изображение напряжений, действующих в цепи, только в виде
положительных или отрицательных величин возможно потому, что
цепь состоит из чисто реактивных сопротивлений, и поэтому на-
пряжения находятся в фазе или в противофазе друг относительно
друга. Приведённые на рисунке напряжения являются компонен-
тами выходного высокочастотного напряжения Ua. На рисунке не
показаны напряжения, вызванные
нормальным возбуждающим на-
пряжением на сетке. Высокочас-
тотное напряжение на аноде при-
нято положительным, и величина
его изображена в виде отрезка
длиной Ua. Из-за падения напря-
жения на индуктивности ввода
напряжение на экранирующей
сетке находится в противофазе
относительно напряжения на ано-
де. Поэтому экранирующая сетка
Э имеет отрицательный потенциал
—Е относительно нулевой линии
(потенциала катода) и распола-
Рис. 3.21
гается ниже нулевой линии на расстоянии Е. При тщательной ней
трализации управляющая сетка находится на линии нулевого по-
тенциала (потенциала катода), так как отсутствует разность потен-
циалов между управляющей сеткой и катодом. Наличие этого на-
пряжения свидетельствует об отсутствии нейтрализации.
Общее высокочастотное напряжение между анодом и экрани-
рующей сеткой, состоящее из напряжения на аноде Uа и напряже-
ния на индуктивности ввода экранирующей сетки — Е, приложено
также к делителю из последовательных ёмкостей анод — управ-
ляющая сетка Cagl и экранирующая — управляющая сетка Cg2gi.
При определённом соотношении между величинами Сagi и С g2gl
потенциал управляющей сетки, вызванный выходным напряжени-
ем, окажется равным нулю.
Деление напряжения в цепи из Cagl и не зависит от час-
тоты, а распределение напряжений между анодом и экранирующей
сеткой и экранирующей сеткой и землёй в ветви Cag2 и L в силь-
ной степени зависит от частоты. На определённой частоте, назы-
ваемой частотой самонейтрализации тетрода, деление напряжений
таково, что на управляющей сетке образуется потенциал, равный
потенциалу катода. Тетрод оказывается отнейтрализованным, при-
чём в схему нейтрализации входят внутриламповые ёмкости, а
также внутренняя и внешняя индуктивности цепи, заземляющей
экранирующую сетку.
В табл. 3.3 приведены примерные значения частот самонейтра-
лйзац] для ряда ламп при обычной блокировке экранирующей
70
Глава 3
ТА Б ЛИЦА 3.3
Приблизительное значение частоты самонейтрализации некоторых тетродов
Тип тетрода 4—1000А 4—400А 4—250А 4X500F 4—125А 4—65А 4X150А 4X150G i 4X500 А
Частота, Мгц 25—30 45 45 75—90 75-90 80—120 выше рабочего диа- пазона
сетки. Когда лампа работает на частотах ниже частоты самоней-
трализации, применяются обычные схемы нейтрализации. В этих
схемах через нейтродинный конденсатор (ёмкость его примерно
равна ёмкости анод—сетка лампы) из выходной цепи на сетку
или из входной цепи на анод подаётся напряжение противополож-
ной полярности.
Если рабочая частота выше частоты самонейтрализации тетро-
да, напряжение — Е на индуктивности ввода экранирующей сетки
Рис. 3.22
Рис. 3.23
слишком велико, чтобы обеспечить требуемое деление напряжения
на внутренних ёмкостях лампы. Напряжение можно снизить, если
уменьшить общее реактивное сопротивление в цепи заземления
экранирующей сетки. Для этого последовательно в цепь экраниру-
ющей сетки включают переменный конденсатор (рис. 3.22). Мож-
но изменить параметры делителя, образованного ламповыми ём-
костями, для этого нужно добавить внешнюю ёмкость между сет-
кой и анодом (рис. 3.23). Величина этой ёмкости того же порядка,
что и внутриламповая ёмкость сетка—анод тетрода, и поэтому кон-
структивно выполняется так же, как и нейтродинные конденсаторы.
Усилители мощности высокой частоты
71
Однако в этом случае провод или стержень, направленный в сто-
рону анода данной лампы, присоединяется к сетке этой же лампы,
а не к сетке второй лампы (в двухтактной схеме), как это имеет
место при обычной нейтрализации.
Если усилитель должен работать в диапазоне частот выше час-
тоты самонейтрализации, проще применить схему с последователь-
но включённым переменным конденсатором, ёмкость которого мо-
жет регулироваться оператором. Применять эту схему целесообраз-
но также тогда, когда частота самонейтрализации входит в рабо-
чий диапазон усилителя, так как присущая конденсатору индук-
тивность понижает частоту самонейтрализации, что позволяет ис-
пользовать этот конденсатор для нейтрализации во всей полосе
частот. При слишком широком рабочем диапазоне может потребо-
ваться коммутация элементов лейтродинной цепи. Величина пере-
менного конденсатора, включаемого в цепь ввода экранирующей
сетки, обычно порядка 50—100 пф.
Нейтрализация усилителя с заземлённой сеткой. Нейтрализация
ёмкости анод—катод, которая является в усилителях с заземлён-
ной сеткой ёмкостью связи между входной и выходной цепями,
может быть выполнена так же, как и в усилителях с заземлённым
катодом. Но так как управляющая сетка в этой схеме действует
как экран между входной и выходной цепями, то в этом часто нет
необходимости. Добавление нейтродинных конденсаторов увеличи-
вает вносимую в контур ёмкость, что крайне нежелательно на
ультравысоких частотах. Малая выходная ёмкость является одним
из главных преимуществ схемы с заземлённой сеткой.
Стабилизация усилителя с заземлённой сеткой может быть до-
стигнута, если между управляющей сеткой и землёй имеется не-
большое реактивное сопротивление индуктивного характера. Об-
разующаяся при этом положительная обратная связь между вы-
ходной и входной цепями компенсирует действие ёмкости анод—
катод. Практически вывод сетки и её внешняя цепь являются та-
кой индуктивностью. В некоторых случаях эта индуктивность
слишком велика, и может возникнуть самовозбуждение. Для до-
стижения нейтрализации последовательно с вводом сетки вклю-
чают конденсатор, который частично компенсирует индуктивное
сопротивление.
Практические способы нейтрализации. Ниже приводится обыч-
ная методика настройки схемы нейтрализации. Иногда специфи-
ческие особенности оборудования требуют других методов, что ого-
варивается изготовителем оборудования, которых следует в таких
случаях придерживаться.
Вначале выключают анодное напряжение усилителя. В случае
тетрода выключают также напряжение экранирующей сетки. В лю-
бом случае никаких изменений в цепи высокой частоты усилителя
не должно вноситься. Чувствительный высокочастотный амперметр
72
Глава 3
или другой индикатор связывают с выходной цепью усилителя и
производят регулировку схемы нейтрализации по минимуму по-
казаний выходного индикатора !).
Амперметр сеточного тока усилителя может также служить
индикатором нейтрализации. При этом подбирают ёмкость ней-
тродинного конденсатора и наблюдают за влиянием расстройки
анодного контура на величину сеточного тока. Нейтрализация до-
стигнута, если реакция анодной цепи минимальна* 2).
Часто на более высоких частотах после полного включения уси-
лителя требуется некоторая подстройка нейтродинных элементов.
Для этого изменяют настройку анодного контура относительно по-
ложения резонанса и регулировкой нейтродинных элементов до-
биваются совпадения максимума сеточного тока с минимумом
анодного тока. Необходимо обращать внимание на то, чтобы при
расстройке анодного контура мощность, рассеиваемая на аноде,
не превышала допустимой.
3.16. Линейные усилители. Общие сведения. Линейным назы-
вается усилитель, у которого выходное напряжение прямо пропор-
ционально входному напряжению. Другими словами, амплитудная
характеристика линейного усилителя, т. е. зависимость между ам-
плитудой переменного напряжения на выходе и амплитудой вход-
ного напряжения, представляет собой прямую линию. В соответ-
ствии с этим определением не все типы усилителей можно отнести
к линейным. Усилитель класса А может работать как линейный,
что, однако, не является его внутренним свойством, а достигается
выбором 'соответствующих рабочих условий. На рис. 3'24 приведе-
но типичное для триода семейство характеристик, на котором по-
строена линия нагрузки. Если перенести точки пересечения стати-
ческих характеристик с линией нагрузки в систему координат, где
по оси абсцисс отложено напряжение между сеткой и. катодом, а
по оси ординат — анодный ток, то получим зависимость между
анодным током в выходной цепи и входным напряжением
(рис. 3.25). Выходное напряжение прямо пропорционально анод-
ному току, поэтому полученная характеристика представляет со-
, бой также зависимость между выходным и входным напряже-
ниями, т. е. амплитудную характеристику усилителя. Как видно
из рис. 3.25, характеристика искривлена, т. е. имеет место некото-
рая нелинейность. В усилителе класса А соответствующим выбо-
ром сопротивления нагрузки, анодного напряжения и напряжения
!) Поскольку вначале ёмкость нейтродинных конденсаторов не подобрана,
индикатор должен быть слабо связан с выходной цепью во избежание его по-
вреждений. По мере приближения к положению нейтрализации связь увеличи-
вают. Ред.
2) С изменением нейтродинных конденсаторов изменяется вносимая в анод-
ный контур ёмкость. Поэтому при каждом изменении этих конденсаторов необхо-
дима настройка анодной цепи на максимум показаний индикатора. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
73
смещения амплитудную характеристику можно сделать близкой к
линейной. Практически не существует усилителей, которым не
была бы присуща в той или иной степени нелинейность. Допусти-
мая величина искажений зависит от требований к системе, в ко-
торой применяется усилитель.
Усилитель класса В может также рассматриваться как линей-
ный при надлежащем выборе сопротивления нагрузки и питающих
Рис. 3.24
напряжений. Однако в однотактном усилителе класса В для ра-
боты в линейном режиме нагрузка должна быть выполнена в виде
настроенной резонансной цепи. Так как смещение в усилителе
класса В соответствует отсечке тока, то во время отрицательного
полупериода сеточного напряже-
ния анодный ток отсутствует. По-
этому, если нагрузкой является
активное сопротивление, эта часть
периода переменного напряже-
ния на выходе не воспроизводит-
ся. Такой усилитель не является
линейным, так как в одну полови-
ну периода отсутствует перемен-
ное напряжение на выходе, хотя
на входе сигнал действует. Одна-
ко свойства усилителя класса В
с нагрузкой в виде резонансной
цепи будут иными. Резонансная
цепь восстанавливает вторую по-
-30 -20 -Ю О +10
Напряжение на сетке
Рис. 3.25
74
Глава 3
ловину периода колебательного напряжения на аноде, хотя ток
лампы в эту половину периода равен нулю. Двухтактный усилитель
класса В может работать в линейном режиме и при активном со-
противлении нагрузки, так как каждая из ламп попеременно уси-
ливает одну из половин периода выходного напряжения. Таким об-
разом, усилители в режимах А и В, так же как и в режимах ABi и
АВ2, могут работать как линейные усилители.
В усилителях класса С анодный ток протекает через лампу в
течение времени, меньшего половины периода входного напряже-
ния (т. е. угол отсечки меньше 90°). При таком режиме напряже-
ние смещения имеет большую отрицательную величину, чем напря-
жение отсечки. ’ Поэтому входные сигналы, амплитуда которых
меньше разности между этими напряжениями, усиливаться не бу-
дут. Такой усилитель не может рассматриваться как линейный,
так как некоторые значения входного сигнала не будут воспроиз-
водиться на выходе.
Коэффициент полезного действия линейного усилителя. Линей-
ные усилители предназначены для усиления модулированного вы-
сокочастотного сигнала. Это могут быть колебания, модулирован-
ные по амплитуде звуковым или видеосигналом, или однополосные
сигналы. От характера усиливаемого сигнала зависит среднее зна-
чение кпд усилителя, т. е. средняя величина мгновенных значений
кпд за период модуляции. Если входной сигнал представляет со-
бой высокочастотное напряжение, модулированное по амплитуде
одним синусоидальным сигналом (тоном) (рис. 3.26а), кпд усили-
теля при пиковом значении входного напряжения может быть ра-
вен 70%. Однако среднее значение кпд за период модуляции бу-
дет только 35%. Если тот же усилитель используется для усиления
однополосного сигнала, модулированного одним тоном (рис. 3.266),
кпд усилителя будет постоянным и равным 70%. Это определяется
характером однополосного сигнала, амплитуда которого неизмен-
на, если производится модуляция одним тоном (рис. 3.266). В этом
случае усилитель может работать в условиях полного использова-
ния. Однако, если входной сигнал уменьшается относительно мак-
симального значения, пропорционально снижается кпд.
Продолжим рассмотрение зависимости кпд от характера вход-
ного сигнала на примере усилителя, у которого входным сигна-
лом является модулированное по амплитуде напряжение. У линей-
ного усилителя величина- питающего анодного напряжения неиз-
менна, и с увеличением входного напряжения растёт только анод-
ный ток. Например, если удваивается напряжение на входе, удваи-
вается анодный ток. При этом удваивается также величина подво-
димой к аноду усилителя мощности. Выходная мощность в таких
идеализированных условиях возрастает в четыре раза. Увеличение
полезной мощности в четыре раза, а потребляемой от источника
питания в два раза означает, что кпд возрос пропорционально
Усилители мощности высокой частоты
75
уровню входного сигнала, т. е. в два раза. Величина кпд на всех
уровнях сигнала определяется его величиной в пиковом режиме.
Например, если в пиковом режиме кпд 70%, то при входном уров-
не, в два раза меньшем, кпд будет 35%, при уровне в четыре раза
меньшем — 17,5% и т. д.
2J
------35’/.
Модуляция отсутствует,
* на выходе только несущая
q~107o (при. пиково^
значении модули-
рующего сигнала.)
ю 70
4
модуляция отсутствует,
поэтому отсутствует
выходная мощность
Рис. 3.26
Таким образом, если усилитель предназначен для усиления сиг-
нала, модулированного звуком по амплитуде, средний кпд будет
невелик. Обычно он не превышает 3'5% для режима класса В и
значительно меньше в режиме класса А. Хотя средний кпд линей-
ного усилителя невелик, не следует отдавать немедленно предпоч-
тение другим схемам. Необходимо предварительно рассмотреть
весь комплекс передатчика в целом. Линейный усилитель в режи-
ме ABi требует очень малой мощности для возбуждения. Поэтому,
если учитывать общий кпд передатчика, усилитель класса С с
мощным модулятором и мощным предварительным каскадом не
обладает существенными преимуществами. В ряде случаев при
выборе схемы мощного передатчика с амплитудной модуляцией
следует учитывать высокую стоимость и трудность создания высо-
кокачественных модуляционных трансформаторов на десятки ки-
ловатт. Экономически более выгодным может оказаться использо-
76
Глава 3
ванне в радиопередатчике более мощных источников питания в со-
четании с усилителем, который обладает меньшим кпд1).
Линейный усилитель находит широкое применение как усили-
тель мощности в телевизионных передатчиках. На вход линейного
усилителя в этом случае подаётся напряжение, модулированное
по амплитуде видеосигналом. Так как этот сигнал содержит сред-
нюю составляющую, величина которой зависит от средней яркости
передаваемого кадра, кпд усилителя будет изменяться в соответ-
ствии с изменением средней яркости и содержания передаваемого*
изображения. Например, при передаче уровня чёрного, т. е. когда
отсутствует модуляция видеосигналом, кроме модуляции синхро-
импульсами, кпд максимален..
Когда передаётся уровень бе-
лого, кпд наименьший. Это со-
ответствует тому, что выше бы-
ло сказано о зависимости кпд
линейного усилителя от уровня
сигнала возбуждения.
Искажения в линейных уси-
лителях. Величина нелинейных
искажений является наиболее
важным показателем усилите-
ля, критерием того, насколько*
успешно он работает в качестве
линейного усилителя. Уровень допустимых искажений зависит от
требований, предъявляемых к системе, в которой используется уси-
литель. Все реальные усилители обладают в той или иной степени
нелинейностью, т. е. вносят искажения, величина которых может
быть уменьшена, если тщательно спроектировать и настроить
усилитель. Особое внимание необходимо уделить выбору данных
режима: анодного напряжения и напряжения смещения, а также
стабилизации источников питания и источника напряжения возбуж-
дения. Из-за нелинейности усилителя возникают искажения в виде
гармоник входного напряжения, а также комбинаций из сумм и
разностей этих гармоник. Часть гармонических составляющих иска-
жений, которые находятся вне полосы пропускания настроенной ко-
лебательной цепи на выходе мощного усилителя, отфильтровыва-
ется и на выходе отсутствует. Составляющие искажений, обычно
называемые составляющими нечётного порядка, частоты которых
близки к основным полезным частотам и находятся в пределах по-
лосы пропускания, пройдут на выход усилителя (составляющие
третьего порядка, пятого, седьмого и т. д.).
9 В мощных радиовещательных передатчиках, работающих в широком диа-
пазоне волн, наибольшее распространение получила схема анодной модуляции
вследствие линейности модуляционной характеристики, высоких энергетических
показателей, относительно низкого уровня фона при питании накала ламп пере-
менным током и др. Ред.
Усилители мощности высокой частоты
77
При входном сигнале, состоящем из частот Л и f2, составляю-
щие третьего порядка имеют частоту 2Д—f2 и 2f2—fi, составляю-
щие пятого порядка — частоту 3f2—2ft и 3ft—2ft, и т. д. Спектр
возможных частот на выходе усилителя при наличии искажений
показан на рис. 3.27. В широкополосных усилителях многоканаль-
ных телефонных систем из-за искажений нечётного порядка могут
появиться взаимные помехи между каналами. Как в узкополос-
ных, так и в широкополосных усилителях продукты искажений
могут вызвать помехи вне полосы, предназначенной для переда-
чи информации, так как ширина полосы пропускания выходных
цепей в большинстве случаев значительно больше минимально не-
обходимой.
Ниже рассматриваются основные причины возникновения и ме-
тоды уменьшения нелинейных искажений. Искажения, вызванные
кривизной амплитудной характеристики, можно уменьшить тща-
тельным подбором режима. В усилителе класса А для этого рабо-
тают на наиболее линейном участке и при небольших уровнях сиг-
нала. В усилителе класса АВ статический анодный ток выбирается
как можно большим, с учётом допустимой мощности рассеяния на
Рис. 3.28
аноде, возможностей источников
питания и уровня искажений, ко-
торый может быть допущен.
Другой причиной нелинейности
является такое использование
лампы, при котором возбуждаю-
щее напряжение заходит в область
Рис. 3.29
сеточных токов, что сказывается в уменьшении крутизны амплитуд-
ной характеристики в области больших уровней сигнала (рис. 3.28).
Кроме того, при появлении сеточного тока изменяется нагрузка
для возбуждающего каскада. Так как у большинства усилителей
присущая им стабильность выходного уровня при изменении на-
грузки недостаточна, это также вызывает нелинейность амплитуд-
ной характеристики. Обычно для уменьшения этой нелинейности
включают балластные сопротивления на входе усилителя, которые
для достижения высокой стабильности напряжения возбуждения
78
Глава 3
должны поглощать мощность, превышающую примерно в 10 разг
мощность в цепи сетки (рис. 3.29). Влияние переменной нагрузки
может быть также снижено применением инвертора сопротивления
(рис. 3.30). Однако недостатком таких схем является необходи-
мость очень тщательной настройки, что особенно затруднительна
в широкодиапазонных передатчиках.
Вероятно наилучшим решением было бы применение в усилите-
ле ламп, не требующих при их полном использовании затрат мощ-
ности в цепи сетки, т. е. ламп, которые при номинальной мощности
работают в классе ABb
Источники питания всех усилителей, за исключением усили-
телей класса А, должны иметь высокую стабильность, требования
к которой определяются величиной допустимых искажений. На-
пример, если с увеличением тока экранирующей сетки будет
уменьшаться напряжение на ней, анодный ток и выходная мощ-
ность также уменьшатся, т. е. возникнут искажения. Это может
произойти при больших уровнях сигнала на входе усилителя, ког-
да из-за большого колебательного напряжения на аноде ток эк-
Вход Выход
Рис. 3.31
ранирующей сетки возрастает, если остаточное напряжение на ано-
де равно или меньше напряжения на экранирующей сетке.
Дальнейшего уменьшения искажений, вносимых усилителем или
цепочкой усилительных каскадов, можно достичь, используя отри-
цательную обратную связь по огибающей (рис. 3.31) или по высо-
кой частоте (рис. 3.32). Применение обратной связи по высокой
частоте даёт лучшие результаты, хотя оба метода успешно исполь-
зуются на практике. Если требуется, чтобы отношение уровня сиг-
нала к уровню искажений значительно превышало 30 дб, наилуч-
Усилители мощности высокой частоты
79
шим средством для достижения заданного уровня является приме-
нение отрицательной обратной связи. Обратная связь по высокой
частоте глубиной в 10 дб улучшит отношение уровня сигнала к
уровню искажений на 10 дб.
Рис. 3.32
Методы проверки линейности усилителей. Наличие нелинейных
искажений можно проверить при помощи простой установки, блок-
схема которой изображена на рис. 3.33. На оба детектора необ-
ходимо подавать равные напряжения высокой частоты. Кроме того,
оба детектора должны иметь примерно одинаковые характеристи-
ки, что можно проверить простой взаимной заменой детекторов.
Элемент связи с коак-
сиальной линией
Элемент связи с коак-
сиальной линией
Рис. 3.33
Если разница невелика, изменений в осциллограмме наблюдаться
не будет. Степень нелинейности усилителя характеризуется кри-
визной линии, получаемой на экране осциллографа. В усилителе
с высокой линейностью эта линия будет практически прямой. Ти-
пичные осциллограммы для различных случаев приведены на
рис. 3.34. Данная схема непригодна для обнаружения или измере-
ния очень малых искажений, но полезна при первоначальной на-
стройке линейного усилителя.
Во втором, более чувствительном методе, используется приём-
so
Глава 3
Чрезмерное
смещение
Искажения
отсутствуют
Чрезмерно велико
возбуждение или.
неправильно выбра-
на величина нагрузки
ник для обнаружения составляю-
щих нечётного порядка. На иссле-
дуемый усилитель подаются два вы-
сокочастотных напряжения, несколь-
ко отличающихся по частоте. При-
ёмник должен обладать селектив-
ностью, достаточной для выделения
составляющих третьего порядка.
Абсолютный уровень искажений из-
меряется при помощи калиброван-
ного аттенюатора на выходе сигнал-
генератора.
Третий метод измерения искаже-
ний, применимый к линейным уси-
лителям для однополосной работы,
известен как метод двух тонов. Он
подробно рассматривается в гл. 6.
«ф* 3.17. Широкополосные усилите-
ли. Общие сведения. Широкополос-
Рис. 3.34 ные усилители, получившие наи-
большее применение в телевидении
и многоканальных телефонных системах, обычно используют-
ся в укв диапазоне и на более высоких частотах, где каждо-
му каналу связи может быть представлена относительно широкая
полоса частот. В большинстве случаев, кроме широкой полосы,
необходима также высокая линейность амплитудной характери-
стики, что требует должного внимания при выборе рабочего режи-
ма усилителя.
Для широкополосных усилителей особо важное значение имеет
величина сопротивления нагрузки лампы. Чем меньше это сопро-
тивление, тем меньше выходная мощность при данном анодном
токе. Величина нагрузочного сопротивления определяется, глав-
ным образом, шириной полосы и выходной ёмкостью усилителя. Со-
противление нагрузки обратно пропорционально ширине полосы и
величине выходной ёмкости. Поэтому для увеличения выходной мощ-
ности при заданной ширине полосы, необходимо свести к минимуму
эту ёмкость. Выходная ёмкость определяется в основном разме-
рами и конструкцией лампы, расположением элементов и деталей
выходной цепи, что влияет на величину паразитной ёмкости и, на-
конец, схемой усилителя. Как указывалось выше, наименьшую вы-
ходную ёмкость имеют усилители с заземлённой сеткой без нейтра-
лизации. Поэтому такая схема получила большое распростране-
ние в широкополосных усилителях.
Если лампа и схема усилителя выбраны и задана полоса ча-
стот, например между точками на уровне 3 56, величина нагрузоч-
ного сопротивления зависит от схемы нагрузочной цепи лампы.
Усилители мощности высокой частоты
81
Простая одноконтурная система имеет наименьшее сопротивление,
и поэтому обеспечивает малую выходную мощность. Сопротивле-
ние нагрузки для этой схемы
=.
2иД [С
(3.21)
Система из двух связанных контуров создаёт для лампы не-
сколько большее нагрузочное сопротивление. При критической свя-
зи между контурами, т. е. когда частотная характеристика в по-
лосе пропускания наиболее равномерна, нагрузочное сопротивле-
ние равно
V2*Д fC
(3.22)
Таким образом, сопротивление нагрузки системы из двух свя-
занных контуров при критической связи в 1.414 раза больше
сопротивления нагрузки цепи из одиночного контура. Однако двух-
контурная система несколько сложнее в настройке и дороже. На-
грузочное сопротивление можно ещё более увеличить, если приме-
нить систему из трёх связанных контуров. Но так как такие схе-
мы сложны в настройке и трудно при эксплуатации поддерживать
заданные характеристики, трёхконтурные системы обычно не при-
меняются в передатчиках. Возможно применение цепных схем в
качестве выходных нагрузочных цепей. Однако в настоящее время
их применение весьма ограничено.
Расчёт широкополосного усилителя. Для расчёта широкополос-
ного линейного усилителя класса В с нагрузкой в виде двух свя-
занных контуров - вначале определяют выходную ёмкость лампы,
которая выбрана в соответствии с мощностью усилителя. Необхо-
димо также учесть неизбежную паразитную ёмкость монтажа.
Например, пусть требуется рассчитать усилитель телевизион-
ного передатчика на пиковую мощность в 25 кет (при передаче
синхроимпульса). У наиболее подходящей для этого уровня мощ-
ности лампы 4W20 000 выходная ёмкость равна 23 пф. Приняв
паразитную ёмкость равной 10 пф, получим общую выходную ём-
кость 33 пф. Сопротивление нагрузки для лампы определяется из
ур-ния (3.22)
1
Яэ = -----= —=--------------------пг = 680 ом- (3.23)
V2n^fC /2л(10-10в).(33-10-12) v
Переменная слагающая анодного тока в нагрузке при пиковом
значении мощности
25 000
680
= 6,07 а.
(3.24)
6—349
82
Глава 3
В усилителе класса В максимальное значение анодного тока
1амаКс = 2У21эф = 2/2-6,07 =17,2 а. (3.25)
Эта величина и минимальное (остаточное) напряжение на ано-
де определяют положение точки 1 линии нагрузки (см. раздел
3.10). Остаточное напряжение на аноде должно быть равно вели-
чине, при которой характеристика, соответствующая рассчитанно-
му пиковому значению тока, резко изгибается вверх.
Требуемая величина анодного напряжения
Еа = еаман+ Ua. (3.26)
Эта величина совместно с величиной напряжения смещения
определяет положение точки 2 нагрузочной линии. Соединив точ-
ки 1 и 2, получаем нагрузочную характеристику, после чего расчёт
может быть закончен в соответствии с разделом 3.10.
-ф* 3.18. Умножители частоты. В большинстве передатчиков задаю-
щий генератор работает на частоте значительно более низкой, чем
выходная. Умножение частоты до желаемой величины производит-
ся при помощи умножителей частоты (иногда их называют гене-
раторами гармоник), которые отличаются от обычного усилителя
только тем, что анодный контур их настраивается на одну из гар-
моник анодного тока. Умножители работают, как правило, в ре-
жиме класса С. В этом режиме анодный ток представляет собой
следующие друг за другом импульсы, в которых велико процент-
ное содержание.гармоник. В обычном усилителе гармоники, содер-
жащиеся в анодном токе, отфильтровываются настроенной выход-
ной колебательной цепью. В умножителе для выделения нужной
гармоники, анодный контур настраивается на частоту этой гармо-
ники.
Оптимальные условия работы умножителя достигаются при
правильном выборе длительности импульса анодного тока. Чем
выше номер выделяемой гармоники, тем меньше должна быть
длительность импульса анодного тока. В табл. 3.4 приведены оп-
тимальные данные длительности импульсов анодного тока (выра-
женные в градусах относительно периода основной частоты) и со-
ответствующие им значения выходной мощности. Эти данные
представляют собой практически компромисс между двумя проти-
воположными тенденциями. Если длительность импульса анодного
тока уменьшается, напряжение смещения должно быть увеличено,
и мощность, необходимая для возбуждения умножителя, увеличи-
вается. Одновременно возрастает кпд. Однако, с другой стороны,
быстро уменьшается выходная мощность. При увеличении дли-
тельности импульса анодного тока уменьшается содержание гар-
моник, которые возбуждают колебательную цепь.
Усилители .мощности высокой частоты 83
ТАБЛИЦА 3.4
Длительность импульсов анодного тока и выходная мощность
умножителей частоты [15]
Гармоника Оптимальная длитель- ность импульсов анодного тока (отно- сительно периода частоты возбуждения) Приблизительное значение выходной мощности (за еди- ницу принята мощность усилителя класса С) Относительное значение на- грузочного сопротивления (за единицу принято сопро- тивление нагрузки усилителя класса С)
2 904-120° 0,504-0,65 1,54-2,0
3 804-120° 0,304-0,40 2,54-3,3
4 704-90° 0,254-0,30 3,34-4,0
5 604-72° 0,204-0,25 4,04-5,0
Расчёт умножителя производится в основном так же, как и уси-
лителя класса С, причём длительность импульса анодного тока
выбирается в соответствии с табл. 3.4. Настройка умножителя так-
же подобна настройке усилителя в режиме класса С, за исключе-
нием того, что выходная колебательная цепь настраивается на ча-
стоту гармоники, а не на частоту напряжения возбуждения.
вход
вч
/
Схемы умножителей частоты. Схема однотактного умножителя
частоты подобна схеме обычного усилителя. Умножитель по двух-
тактной схеме может быть построен только для выделения нечёт-
ных гармоник, так как ввиду симметрии схемы чётные гармоники
на выходе подавляются.
В двухтактно-параллельной схеме (рис. 3.35) на выходе будут
только чётные гармоники и основная частота, нечётные гармоники
не выделяются. Особенность данной схемы состоит в том, что она
84
Глава 3
может работать как усилитель, если у одной из ламп выключить
накал, причём неработающая лампа в этом случае служит ней-
тродинным конденсатором. Умножитель не требует нейтрализации,
так как анодная и сеточная цепи настроены на разные частоты.
Однако при использовании ламп с высокой крутизной возможно
•самовозбуждение по схеме генератора -с настроенными анодной и
сеточной цепями. Для предотвращения паразитной генерации в
умножителях должны приниматься такие же меры, как и в уси-
лителях.
3.19. Практические вопросы построения схем. Цепи смеще-
ния. Усилители на лампах с сеточным управлением должны иметь,
как правило, отрицательное напряжение смещения на сетке, вели-
чина которого определяется из расчёта усилителя и уточняется
при его настройке.
- Смещение может быть фиксированным, когда для его создания
Используется источник постоянного напряжения, и автоматиче-
ским в результате падения напряжения на сопротивлении, вклю-
чённом в цепь постоянной слагающей тока управляющей сетки.
Возможно также комбинированное смещение, когда применяются
оба указанных выше способа одновременно.
. При фиксированном смещении используется отдельный источ-
ник, постоянное напряжение которого подаётся в цепь управляю-
щей сетки (рис. 3.36). Если лампа усилителя в нормальном режи-
ме работает с сеточным током управляющей сетки, то в результа-
те. 3.36*
Усилители мощности высокой частоты
85
те протекания этого тока через источник смещения создаётся до-
полнительное смещение, которое зависит от величины тока. По-
этому источник должен обладать малым внутренним сопротивле-
нием, если требуется только фиксированное смещение. При стаби-
лизации источника смещения напряжение будет оставаться неиз-
менным независимо от величины сеточного тока (предполагается,
что пределы стабилизации соответствуют предельным изменениям
сеточного тока). Фиксированное смещение применяется, в частно-
сти, в линейных усилителях для телевидения, где уровень вч воз-
буждения изменяется с изменением глубины модуляции и где
каждое значение уровня мощности соответствует определённой яр-
кости изображения. Фиксированное смещение необходимо также
в усилителях высокой частоты, модулируемых на сетку.
ВЧ усилитель
Рис. 3.37
Величина отрицательного напряжения при автоматическом
смещении зависит от амплитуды высокочастотного возбуждения
на сетке лампы. Поэтому такой вид смещения находит применение
в усилителях, которые работают с постоянным напряжением воз-
буждения. Необходимо учитывать, что при автоматическом сме-
щении в случае пропадания напряжения возбуждения смещение
становится равным нулю. Если не приняты специальные меры, рас-
сеиваемая на аноде мощность может превысить допустимую,
В маломощных усилителях для ограничения анодного тока, и,
следовательно, мощности, рассеиваемой на аноде, может служить
сопротивление, включённое в катодную цепь лампы. В усилителях
большей мощности на тетродах для этой цели часто применяют схе-
му рис. 3.37. Если смещение падает до нуля, лампа Л2 начинает про-
водить ток, и из-за падения напряжения на сопротивлении *в её
86
Глава 3
анодной цепи напряжение на экранирующей сетке усилителя зна-
чительно снизится.
Величина сопротивления автоматического смещения находит-
ся по закону Ома, т. е. делением величины требуемого смещения
на величину постоянной слагающей тона управляющей сетки. На-
пряжение смещения и постоянная составляющая тока управляю-
щей сетки определяются из расчёта усилителя или по паспортным
данным лампы.
При комбинированном смещении, как указывалось выше, вклю-
чают одновременно источник фиксированного смещения и сопро-
тивление в цепь постоянной составляющей тока управляющей сет-
ки. Часть напряжения смещения создаётся постоянным источником
и служит для ограничения анодного тока в случае исчезновения
напряжения возбуждения, остальная часть представляет собой ав-
томатическое смещение. Сопротивление автоматического смеще-
ния может включаться последовательно с источником смещения,
если внутреннее сопротивление последнего невелико. Если же ис-
точник смещения имеет большое внутреннее сопротивление, тре-
буемое автоматическое смещение можно получить за счёт паде-
ния напряжения При протекании сеточного тока, через сопротив-
ление нагрузки этого источника. Некоторые из рассмотренных ме-
тодов подачи смещения приведены на схемах рис. 3.36.
Питание экранирующей сетки. Напряжение на экранирующую
сетку может подаваться от отдельного источника, либо от источни-
ка анодного питания через гасящее сопротивление. Выбор того или
другого способа питания зависит от назначения усилителя. Отдель-
ный источник питания для создания фиксированного напряжения-
на экранирующей сетке применяется в линейных усилителях и в
усилителях, модулируемых на сетку, по тем же соображениям, по
которым в этих усилителях применяется фиксированное смещение.
Если экранное напряжение не фиксировано, то при изменениях на-
пряжения возбуждения будет изменяться напряжение на экрани-
рующей сетке, отчего изменится режим по сравнению с-расчётным.
Применение фиксированного источника питания экранирующей
сетки и фиксированного смещения на управляющей сетке создаёт
условия безопасной работы лампы в случае снижения или пропа-
дания напряжения возбуждения.
При отдельном источнике фиксированного экранного напря-
жения в сочетании с автоматическим смещением уменьшаются из-
менения в режиме, вызванные изменениями напряжения воз-
буждения. Такое свойство схемы оказывается полезным в ряде
случаев.
Гасящее сопротивление в цепи экранирующей сетки часто при-
меняется в усилителях, модулируемых’на анод, так как для
100-процентной модуляции необходима одновременная синфазная
модуляция по экранирующей сетке. При фиксированном источнике
Усилители мощности высокой частоты
87
постоянного напряжения потребуется специальный модуляцион-
ный трансформатор для одновременной раздельной модуляции по
аноду и по экранирующей сетке. Если применяется питание через
гасящее сопротивление в сочетании с автоматическим смещением,
необходимо применение схемы для защиты лампы (рис. 3.37).
В противном случае при исчезновении возбуждающего' напряжения
ток экранирующей сетки становится близким к нулю, отчего эк-
ранное напряжение приближается по величине к анодному, и зна-
чительно возрастает рассеиваемая на аноде мощность.
ЛИТЕРАТУРА
1. Hultberg С. A. Neutralization of Screen Grid Tubes to Improve the Stabi-
lity of Intermediate-frequency Amplifiers, Proc. IRE, p. 663, December 1943.
2. Справочник по радиотехнике под общей редакцией Б. А. С мирен ин а.
ГЭИ, 1950.
3. Мартин Т. Электронные цепи. Изд-во МО, 1958.
4. Радиопередающие устройства. Под редакцией Б. П. Терентьева. Связьиздат,
1963.
5. Евтянов С. И. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
6. Д робов С. А. Радиопередающие устройства. Воениздат, 1951.
£
ЛАМПЫ ДЛЯ УСИЛИТЕЛЕЙ
МОЩНОСТИ
4.1. Особенности ламп передающих устройств. Общие сведения.
Лампы для передающих устройств мало отличаются по принципу
действия от приёмно-усилительных ламп того же частотного диа-
пазона. В маломощной аппаратуре используются и те и другие в
равной степени. Однако с увеличением уровня мощности появ-
ляются существенные различия. Для того чтобы получить большие
мощности, необходимы значительные анодные напряжения и токи.
Повышение напряжения вызывает необходимость увеличения рас-
стояний между электродами ламп для предотвращения пробоев
между ними. Чтобы обеспечить большие анодные токи, требуется
большая электронная эмиссия с нити накала или катода, что при-
водит к увеличению отдаваемого катодом тепла. Одновременно
растёт выделяемая на электродах мощность, что требует специаль-
ной конструкции анода и сеток, а также устройств охлаждения
лампы. Всё это приводит к существенному увеличению размеров
лампы, что', в свою очередь, требует особенно тщательного конст-
руирования, чтобы свести к минимуму индуктивности выводов от
внутренних элементов лампы к внешним цепям.
Лампы для усилителей мощности 89»
4.2. Катоды. Общие сведения. Катоды ламп радиопередатчиков
выполняют обычно из чистого вольфрама, торированного вольфра-
ма или смеси окислов бария, стронция и кальция. Величина тока
эмиссии зависит от свойств материала катода и его температуры.
Повышение температуры катодов усложняет проблему рассеяния
тепла, выделяющегося в лампе.
Материал катода должен обладать минимальной способностью5
к испарению, которое приводит к оседанию его на сетке. Это мо-
жет вызвать эмиссию непосредственно' с сетки. Образующийся та-
ким образом сеточный ток течёт в направлении, противоположном
направлению нормального сеточного тока, и в некоторых случаях
суммарный сеточный ток может приобрести обратное направ-
ление 9.
Катод должен также противостоять разрушающему действию*
ионной бомбардировки. Эмитированные электроны, сталкиваясь с
редкими молекулами газа, имеющимися в лампе, выбивают из-
них электроны. Образовавшиеся при этом тяжёлые положительные
ионы притягиваются к отрицательно- заряжённому катоду, что мо-
жет привести к его разрушению.
Вольфрамовые катоды. Вольфрамовые катоды широко приме-
няются в лампах, работающих при высоких напряжениях. Для
этих катодов характерны долговечность, механическая прочность-
и спосо1бность противостоять бомбардировке положительными иона-
ми. Последнее объясняется тем, что в отличие от других типов ка-
тодов на поверхности вольфрамового катода отсутствует плёнка
из эмитирующего материала. Поэтому, если поверхность катода и
повреждена вследствие бомбардировки положительными ионами,
это не влияет на эмиссию.
Для получения нормальной эмиссии требуется высокая рабочая
температура вольфрамового катода порядка 2550°К (катод рас-
каляется добела). Величина испарения ещё невелика при указан-
ной температуре, что обеспечивает длительный срок службы ка-
тода. Вследствие высокой рабочей температуры для нагревания
вольфрамового катода требуется значительно большая мощность,
чем для катодов из других материалов. При температуре 2550°К
эффективность вольфрамовых катодов (величина тока эмиссии на
1 вт нагревающей мощности) составляет 7 ма!вт.
Долговечность вольфрамового катода. Теоретически срок служ-
бы вольфрамового катода зависит от скорости испарения вольфрама.
Так как у это-го катода эмиссия не определяется поверхностной
плёнкой, может применяться режим насыщения (отсутствие прост-
ранственного заряда), когда все эмитированные катодом электро-
ны попадают на анод. Поэтому, если в схеме не используется мак-
9 При наличии значительных сопротивлений в цепи сеточного тока это»
может вызвать чрезмерный анодный ток и другие нарушения работы схемы. Ред.
90
Глава 4
симальная эмиссия, рабочая температура нити может быть пони-
жена ДО' величины, соответствующей меньшей эмиссии. Лампа мо-
жет работать при этой температуре -неопределённо долго. На
рис. 4.1 изображена теоретическая кривая ожидаемой относитель-
ной долговечности и' относительной величины эмиссии в зависимо-
го. 4.1
вольфрамового катода. Следует
подчеркнуть, что такое регулиро-
вание температуры катода с
целью продления срока службы
лампы возможно только для
вольфрамовых катодов.
Т орированные вольфрамовые
катоды. Эффективность катода
значительно возрастает при одно-
временном понижении рабочей
температуры, если к вольфраму
добавить приблизительно 2%' то-
рия. При температуре 2000°К
(ярко-жёлтый цвет) эффектив-
тивность торированного вольфра-
мового катода порядка 70-4-
-4-100 ма!вт.
При прокаливании вольфрамо-
вой нити с примесью тория на по-
верхности её образуется тонкий
слой (толщиной в 1 атом) метал-
лического тория, что уменьшает
работу выхода и повышает эф-
фективность. Во время эксплуа-
тации лампы убыль тория с по-
верхности катода вследствие испарения непрерывно восполняется
атомами тория из глубины вольфрама. Чтобы сохранить состояние
равновесия между процессом испарения и восполнения, необходи-
мо поддерживать температуру катода постоянной в пределах не-
больших допусков. При перекале увеличивается приток тория на
поверхность. Однако поверхностный слой тория сохраняет толщи-
ну в один атом. Избыточный торий, выступая на поверхность, ис-
паряется, что уменьшает срок службы лампы. Необходимая тем-
пература катода достигается, если напряжение и ток накала соот-
ветствуют указанным в паспорте лампы. Понижение или повыше-
ние напряжения накала нити относительно номинального значения
недёт к уменьшению срока службы лампы.
Эмиссионные свойства торированной вольфрамовой нити, по-
терянные вследствие сильной перегрузки или работы с малым на-
пряжением накала, могут быть иногда восстановлены. Для этого
нормальное напряжение накала подаётся в течение 10 мин или
Лампы для усилителей мощности
91
более. На остальные электроды напряжение не подаётся. Этот про-
цесс можно ускорить, если на несколько минут повысить напряже-
ние накала на 20%. Если нормальная работа катода не восстанав-
ливается, можно установить на 5 мин напряжение накала на 70%
выше номинального и затем на время до 15 мин — на 20% выше
номинального.
Оксидный катод. Этот тип катода обладает наиболее высокой
эмиссионной способностью по сравнению с рассмотренными ранее.
Он образуется обычно из карбонатов бария, кальция и стронция,
которые после активирования превращаются в о кислы этих эле-
ментов. Обычной для этих катодов является удельная эмиссия
порядка 200-4-300 ма!вт при рабочих температурах 1060°К (тёмно-
красный цвет катода). Чтобы свести к минимуму возможность по-
вреждения поверхности катода из-за ионной бомбардировки, эмис-
сия катода должна поддерживаться на значительно более высоком
уровне, чем это требуется для получения максимального тока лам-
пы. Образующийся при этом пространственный заряд предотвра-
щает бомбардировку катода положительными ионами. Если анод-
ный ток ограничивается эмиссией катода, оксидное покрытие мо*
жет быть повреждено. Для обеспечения максимального срока
службы температура оксидного катода, как и у торированного воль-
фрамового катода, должна тщательно поддерживаться в опреде-
лённых пределах.
Обычно оксидные катоды применяются в лампах с мощностью
рассеяния на аноде до 100 вт. Однако были созданы более мощ-
ные лампы с оксидным катодом, и можно ожидать применения
этих катодов при больших мощностях.
Конструкция катодов. Катоды в электронных лампах могут
быть двух типов: прямого и косвенного накала. В катодах прямо-
го накала эмитирующий материал наносится на нить, нагреваемую
электрическим током, или сама нить делается из эмитирующего
материала (например, из вольфрама).
В катодах косвенного накала нить полностью изолирована от
эмиттера. Достоинством катодов этого типа является то, что все
точки катода находятся под одинаковым потенциалом относитель-
но других электродов, так как по нему не протекает ток накала.
Это не имеет места у катодов прямого накала, что может вызвать
паразитную модуляцию радиосигнала фоном. Фон существенно
понижается, если применить накальные трансформаторы со сред-
ней точкой, к которой подсоединяется обратный провод источника
питания1). Другим решением является питание нити накала по-
стоянным током. Во многих мощных лампах форма катода такова,
]) Этим значительно понижаются наибольшие по уровню составляющие фона
частотой 50 гц. Ред.
92
Глава 4
что осуществление косвенного подогрева обычными методами
встречает конструктивные трудности. Специальная форма катода
может потребоваться в высокочастотных лампах, в электронных
пушках для клистронов и т. д.
В некоторых из указанных случаев используется катод с кос-
венным подогревом по схеме рис. 4.2. Между катодом, который
является анодом диода, и нитью, являющейся катодом диода,.
включено высокое напряжение.
Анодный ток этого диода разо-
гревает катод до необходимой
температуры.
ф* 4.3. Сетки. Так как сетка
находится в непосредственной
близости от нити накала, она
должна быть рассчитана на
рассеивание тепла, получаемо-
го от катода, которое значи-
тельно превышает тепло, выде-
ляемое самой сеткой.
Поэтому материал сетки
выбирается в зависимости от
типа катода, мощности лампы
и расстояния между сеткой и
катодом. Обычно сетка изго-
тавливается из вольфрама, мо-
либдена и тантала, а также из
никель-марганцевых сплавов.
Тепло отводится от сетки
Переменный
ток
Рис. 4.2
через массивные детали её крепления и рассеивается через выводы
или излучается с поверхности чёрных охлаждающих рёбер, при-
креплённых к держателям сетки.
Тепло, поглощаемое сеткой, уменьшается, если она выполне-
на из материала, отражающего тепло. Сетки с покрытием из золо-
та или платины часто используются с оксидными катодами. Эти ма-
териалы не только хорошо отражают тепло, но и уменьшают воз-
можность вторичной эмиссии с сетки, так как они не поглощают
кислород из окислов, которые могут оседать на сетке. Предпочти-
тельно платиновое покрытие, так как оно выдерживает более вы-
сокие температуры.
Потенциал управляющей сетки во многих режимах работы
ламп достигает положительных значений по отношению к катоду,
а потенциал экранирующей сетки тетродов может быть больше по-
тенциала анода. В этих условиях сила соударений электронов с
сетками может быть достаточной для выбивания электронов. Что-
бы уменьшить эту «вторичную эмиссию», сетки покрывают уголь-
ной плёнкой.
Лампы для усилителей мощности 93
-ф*. 4.4. Аноды. Общие сведения. Конструкция анодов и материал,
из которого они выполняются, зависят от величины мощности, вы-
деляемой на аноде, и от способа охлаждения. Для отвода тепла
от анодов применяют естественное, принудительное воздушное или
принудительное водяное охлаждение.
Естественное охлаждение используют в лампах малой мощно-
сти,, где анод заключён в стеклянный баллон. Выделяемое на ано-
де тепло передаётся стенкам баллона и отводится воздушными
конвекционными течениями. При принудительном воздушном или
водяном охлаждении во всех случаях, за исключением самых ма-
лых мощностей, анод находится снаружи в непосредственном со-
прикосновении с воздухом или водой.
Имеется ещё один (четвёртый) способ охлаждения анодов в
вакуумных лампах, известный как охлаждение испарением. Этот
очень эффективный метод в настоящее время, однако, ещё не по-
лучил широкого распространения. Достоинство' его состоит в том,
что меньшее количество охлаждающей жидкости отводит большее
количество тепла, чем при других методах. Это достигается тем,
что жидкость, находящаяся в непосредственном соприкосновении
с анодом, доводится до испарения.
Аноды маломощных ламп. В лампах малой мощности анод
обычно сделан из чернёного никеля или из покрытой никелем ста-
ли. Чернение улучшает свойства поверхности как излучателя теп-
ла, что позволяет работать при более низких температурах анода,
и уменьшает нагрев расположенных рядом сеток. Этим также сни-
жается возможность возникновения сеточной эмиссии, вызванной
чрезмерно- высокой температурой.
В более мощных лампах этого типа для анода используют
вольфрам, молибден, графит и тантал. Аноды из вольфрама сохра-
няют свою форму при высокой температуре, относительно свобод-
ны от газа и легко поддаются очистке от него. Однако вольфраму
чрезвычайно трудно придать необходимую для конструкций анодов
форму, поэтому в современных лампах он используется редко.
Молибден ^также легко очищается от газа и из него гораздо
проще выполнить анод требуемой формы. Недостатком молибдена
является плохой теплообмен, который частично устраняется тем,
что поверхность анода делается шероховатой, а также использо-
ванием рёбер для увеличения поверхности излучения.
Тантал близок по свойствам к молибдену, за. исключением того,
что его температура плавления несколько выше и он лучше под-
даётся обработке. Дополнительным преимуществом тантала яв-
ляется то, что он поглащает газы, выделяющиеся из различных
элементов лампы во время её работы.
Графит содержит газы, которые удаляются при изготовлении.
Графитовые аноды не коробятся, и благодаря достаточной тол-
щине местные нагревы почти не образуются. В результате графи-
94
Глава 4
товые аноды имеют более низкую температуру при одинаковой
рассеиваемой мощности по сравнению с металлическими анодами.
Графит также /поглощает газы, которые могут выделиться во вре-
мя работы лампы.
На поверхность металлических анодов часто наносят цирко-
ний, который обладает свойством поглощать газы, выделяемые
элементами лампы во время работы, поддерживая, таким образом,
высокий вакуум.
Аноды мощных ламп. Аноды мощных ламп, находящиеся сна-
ружи, могут охлаждаться воздухом или водой. В обоих случаях
материалом для анодов служит медь, очищенная от кислорода.
Медь легко обрабатывается и обладает высокой электрической
и тепловой проводимостью, но имеет более низкую температуру
плавления по сравнению с вышеописанными материалами для
анодов. Последнее не очень существенно, так как температура
анодов ламп с наружным анодом редко превышает 100°С.
Наружные аноды с принудительным воздушным охлаждением
снабжаются ребристым радиатором. Он состоит из большого коли-
чества медных рёбер, припаянных серебряным припоем к медной
трубке, которая плотно надевается или напаивается на анод лам-
пы. Так создаётся большая поверхность для теплообмена с возду-
хом, пропускаемым через радиатор. Это необходимо потому, что
лампы с принудительным воздушным охлаждением рассеивают
только 0,5—0,6 erf см2 при температуре 150°—200°С. Аноды, охлаж-
даемые жидкостью, рассеивают от 30 до 100 вт!см2 при температу-
ре от 30° до 70°С. Мощность рассеяния на 1 см2 охлаждаемой по-
верхности может быть увеличена, если просто увеличить скорость
воздуха через радиатор. Однако при этом существенно возрастает
шум, создаваемый потоком воздуха, что заставляет ограничивать
величину скорости. Кожух для водяного охлаждения вокруг лампы
делается либо съёмным, либо является частью самой лампы. В со-
временных лампах кожух стремятся сделать частью лампы, что
более удобно, так как позволяет упростить соединение лампы с
другими элементами схемы. Однако в случае съёмного кожуха
проще удалять накипь с анода.
4.5. Основные типы ламп. Лампы передающих устройств мож-
но разделить на два широких класса: лампы с отрицательно заря-
женной управляющей сеткой и лампы с модуляцией электронного
потока по скорости. К первым относятся все известные триоды,
тетроды, пентоды и т. д., в которых напряжение на сетке управляет
величиной анодного тока. Принцип действия таких ламп детально
описан во многих книгах, поэтому нет необходимости подробно на
этом останавливаться.
К лампам второго класса относятся клистроны и лампы бегу-
щей волны, которые находят широкое применение в свч диапазоне.
Процессы, происходящие в этих лампах, рассмотрены ниже.
Лампы для усидитрЛей мощности
9S
4.6. Усилительные клистроны. Общие сведения. Клистронные
усилители находят широкое применение в оборудовании для связи
и радиолокации на частотах выше 250 Мгц. На этих частотах в
лампах с управляющей сеткой начинает сказываться вредное вли-
яние конечного времени пролёта электронов между электродами.
В клистронах же это явление оказывается полезным, на нём и ос-
нован принцип действия клистрона. Достоинство клистрона состо-
ит в том, что радиочастотная схема находится под потенциалом зем-
ли, поэтому отпадает необходимость в блокировочных конденсаторах
и не возникают проблемы, связанные с изоляцией по высокой часто-
те. Основными элементами клистрона являются: электронная пуш-
ка; устройство, фокусирующее электронный луч при прохождении
через трубку дрейфа; резонаторы, размещённые с интервалами
вдоль трубки дрейфа; коллектор или анод. Обычно применяется
фокусировка магнитным полем, хотя в некоторых типах клистро-
нов используется электростатическая фокусировка. Клистрон в раз-
резе показан на рис. 4.3.
Керамическая
стенка
Сходной
резонатор
Промежуточ-
ный или пре -
доконечный
резонатор
выходной
резонатор
Электронная
пушксс
Коллектор-
ная катуш-
ка фокиси'
ровки
стальная
рама -
Рис. 4. 3
К ат утка .
предвари-
тельной
фокусирод-
ПерВая ка-
тушка фо-
кусировка
Вторая ка-
тушка фо-
кусировки
Третья ка-
тушка (ро^
кусировки
магнито-
провод

$6
Глава 4
Количество резонаторов в клистроне определяет ширину поло-
сы и усиление клистрона. Чем больше резонаторов, тем шире по-
лоса пропускания и выше усиление по мощности. Для трёхрезона-
торного клистрона типичным является усиление порядка 25 дб..
Созданы клистроны с усилением до- 90 дб. В широкополосных уси-
лителях применяются клистроны, число резонаторов в которых до-
стигает шести.
Принцип действия клистронного усилителя. Как указывалось
выше, принцип действия клистрона основан на модуляции элект-
ронного луча по скорости движения электронов. Электронная пуш-
Выпрямитель пита-
ния предфокусирую
ицей катушки
выпрямители питания основ-
ных катушек фокусировки.
Выпрямитель пи-
тания коллектор-
ной фокусирую-
щей катушки
Выход
мощно-
сти ВЧ
С) „Возбуждающее напряж.ВЧ
/Напряжение фокиси-
б рующего электрода /Напряжение луча
Л
Напряж.
„бомбар-
дировки'
катода
Выпрямитель w
„ бомбардировки катода
Выпрямитель
питания луча
Общий ток
лучах
Ток
коллек-
Ток. корпуса
клистрона.
Рис. 4.4
ка клистрона, изображённого на рис. 4.3, состоит из катода, фо-
кусирующего' электрода и катушки электромагнита предваритель-
ной фокусировки. Катод представляет собой часть сферической по-
верхности, покрытой оксидным эмиттером. Электроны с катода,
двигаясь к аноду, проходят через фокусирующий электрод, который
находится либо под потенциалом катода, либо под небольшим отри-
Лампы для усилителей мощности
97
цательным потенциалом относительно катода. Фокусирующий элек-
трод уплотняет электронный поток. Небольшая катушка предвари-
тельной фокусировки действует как магнитная линза, направляю-
щая и концентрирующая электронный луч прежде, чем он попадёт
в основное магнитное поле клистрона. Вдоль оси клистрона со-
здаётся постоянное магнитное поле, предотвращающее расхожде-
ние луча под влиянием взаимного отталкивания электронов. Осе-
вое магнитное поле вдоль всей длины трубки дрейфа на пути к кол-
лектору фокусирует или концентрирует электронный луч. Токи в
катушках, а следовательно, и магнитное поле подбираются так,
чтобы свести к минимуму число электронов, ударяющихся о стенки
трубки дрейфа. Электроны, которые всё-таки попадают на её стен-
ки, образуют ток, называемый иногда током корпуса клистрона,
который измеряется специальным прибором (рис. 4.4). Этот ток не
превышает 5% от общего тока луча.
Высокочастотный сигнал, введённый во входной резонатор, воз-
буждает колебания в нём. Когда электроны проходят через резо-
натор, они то ускоряются, то замедляются в соответствии^ с поляр-
ностью переменного напряжения высокой частоты в зазоре резо-
натора. Это приводит к модуляции электронного потока по скоро-
сти. По мере движения потока вдоль клистрона более быстрые
электроны догоняют более медленные и происходит группирование
электронов. В результате образуются сгустки электронов, т. е. мо-
дуляция по скорости преобразуется в модуляцию по плотности.
Этот процесс можно усилить, если в области группирования
электронов разместить ещё один резонатор, что приведёт к более
резкому разделению электронного потока на сгустки.
Когда электроны проходят через зазор в выходном резонаторе,
они возбуждают в нём электромагнитные колебания; в зазоре соз-
даётся высокочастотное электрическое поле, которое тормозит сгу-
стки электронов и ускоряет электроны, находящиеся в менее плот-
ных областях электронного пучка. Поэтому электроны отдают ре-
зонатору большую энергию, чем получают от него. Высокочастот-
ная энергия, выделяемая в резонаторе, передаётся в нагрузку, свя-
занную с резонатором.
Характеристики клистронного усилителя. Настройка клистрон-
ного усилителя имеет особенности по сравнению с настройкой
других типов усилителей. Анодный ток или ток коллектора клист-
рона не изменяется при изменении входного сигнала, величины от-
даваемой мощности и настройки резонаторов. В этом отношении
клистронный усилитель несколько напоминает усилитель класса А.
Зависимость выходной мощности клистрона от величины вход-
ного сигнала, которая является графиком функции Бесселя первого
рода первого порядка, показана на рис. 4.5. Начальный участок
этой кривой достаточно линеен, что позволяет использовать клист-
ронный усилитель как линейный. В телевидении напряжение воз-
7—349
98
Глава 4
буждения, соответствующее синхронизирующему импульсу, может
быть предварительно увеличено так, что скомпенсирует уменьше-
ние напряжения на выходе за счёт нелинейности амплитудной ха-
рактеристики клистрона1).
Коэффициент полезного действия клистронного усилителя, как
видно из рис. 4.6, существенно зависит от настройки предоконечно-
Млщность возбуждения ВЧ
Рис. 4.5
Огибающая значений
максимального КПД для
различных степеней расстрой-
ки
Средний резо
Рис. 4.6
натор расст-
роен в сторону
более высоких
частот
Резонанс среднего
резонатора _____
Мощность возбуждения
го резонатора (резонатор, предшествующий выходному). В клист-
роне с четырьмя и более резонаторами предоконечный резонатор
нельзя настраивать <в резонанс на рабочую частоту, так как из-за
отсутствия нагрузки в нём будут возбуждаться высокочастотные
колебания значительной амплитуды.
Напряжение коллектора
Рис. 4.7
Коэффициент полезного
ности клистрона, как видно
Большое напряжение в зазоре резона-
тора приведёт к пробоям и повреж-
дению керамических стенок лампы.
Поэтому он обычно расстроен в сторо-
ну более высоких частот относительно
средней частоты усиливаемой полосы.
Связь выходного резонатора с на-
грузкой в клистронах должна быть
всегда достаточно сильной, чтобы не
возбуждались чрезмерные токи и на-
пряжения, которые могут вызвать пов-
реждение лампы.
действия и величина выходной мощ-
из рис. 4.7, зависят также от напряже-
9 Амплитудная характеристика клистронного усилителя весьма благоприят-
на для усиления телевизионного сигнала, так как та его часть, которая содержит
собственно сигнал изображения, усиливается в области линейной части характе-
ристики. Чтобы получить правильные соотношения между величиной синхроим-
пульса и остальной частью сигнала, применяется указанная предкоррекция син-
хроимпульса. Ред.
Лампы для усилителей мощности
99
ния на коллекторе. Расположение точек оптимальной группировки
электронов вдоль трубки дрейфа зависит от скорости движения'
электронов в электронном луче. Эти точки определяют при1
конструировании клистрона места расположения резонаторов:
вдоль трубки дрейфа. При изменении напряжения на коллекторе
изменяется скорость электронов в луче, а следовательно, и поло-
жение точек оптимальной группировки. Поэтому существует толь-
ко одно оптимальное значение напряжения на коллекторе. Распо-
ложение точек оптимальной группировки электронов зависит также
от частоты.
«ф 4.7. Отражательный клистрон. Отражательный клистрон яв-
является генератором и широко применяется как источник высоко-
Отражатель
Пространство
му
Выпр.
питан
ускор.
злектр
Зазор -
Резонатор-
Ускоряющая,
сетка » ;
Электронная—’ .ZliJz!
пушка.
Выпр.
питан,
от раж
электр
Рис. 4.8
частотных колебаний на выходе передатчика радиорелейных стан-
ций, а также как гетеродин в радиоприёмных устройствах. Так как
кпд отражательных клистронов порядка 1%, их применение огра-
ничивается устройствами, выходная мощность которых не превы-
шает 10 вт.
Принцип действия отражательного клистрона во многом анало-
гичен принципу действия усилительного (пролётного) клистрона,
т. е. в нём также используется модуляция электронов по скорости.
Схема генератора на отражательном клистроне представлена на
рис. 4.8. Пучок электронов ускоряется положительным потенциа-
лом, приложенным к ускоряющему электроду или к объёмному
резонатору, в некоторых конструкциях играющему роль ускоряю-
щего анода. Затем электроны проходят через зазор или сетку ре-
зонатора — анода и попадают в тормозящее поле, создаваемое
отражательным электродом, заряженным отрицательно. Если ве-
личина этого поля достаточна, электроны изменяют направление
своего движения и двигаются обратно к резонатору — аноду.
При прохождении через резонатор в сторону отражателя элек-
троны изменяют свою скорость под влиянием незначительного,.
100
Глава 4
обусловленного хоатическим движением электронов, напряжения
.между сетками. Это вызывает частичную группировку электронов
при дальнейшем их движении в пространстве между резонатором
и отражателем.
Возвращающиеся электроны замедляются высокочастотным по-
лем резонатора, т. е. они отдают часть своей энергии в резонатор,
увеличивая этим величину переменного напряжения в зазоре. Воз-
<3
*
и
I
£ § л
СИ В пределах заштри-
хаванных участков
0100 200 300
Напряжение на
ускоряющем эл ек траве
Рис. 4.9
растание напряжения, в свою очередь, приводит к углублению мо-
дуляции по скорости, улучшению группировки электронов, увели-
чению передаваемой энергии резонатору и т. д. В результате в ре-
зонаторе устанавливаются незатухающие колебания.
Колебания в генераторе на отражательном клистроне возбуж-
даются только при определённых соотношениях между напряже-
ниями на аноде и отражателе, которые выполняются в пределах
рабочих зон, заштрихованных на
Напряжение на отражателе
Рис. 4.10
рис. 4.9.
Генерируемая частота* в основ-
ном определяется частотой на-
стройки резонатора. Она зависит
также от скорости и времени про-
лёта электронов в замедляющей
зоне, т. е. в некоторой степени от
напряжения на аноде и на отра-
жателе. Изменяя напряжение на
отражателе при постоянном на-
пряжении на аноде, можно пере-
страивать клистрон по частоте в
пределах 1%. На рис. 4.10 пока-
зана зависимость генерируемой
частоты (в Мгц) и выходной мощ-
ности отражательного клистрона
(в процентах) от напряжения на
отражателе.
Лалппы для усилителей мощности 10>
4.8. Лампы бегущей волны (ЛБВ). Лампа бегущей волны ис-
пользуется как широкополосный усилитель сверхвысоких ча-
стот с выходной мощностью до нескольких киловатт в непре-
рывном режиме. Специальные типы лампы бегущей волны мож-
но использовать как генераторы. В ЛБВ 'электронный поток
непрерывно взаимодействует с полем волны, распространяю-
щейся вдоль линии передачи, которая является частью лампы.
выход
вход
Рис. 4.11
В результате этого взаимодействия в электронном потоке об-
разуются чередующиеся участки с повышенной и пониженной
плотностью электронов. При соответствующем подборе скорости
электронов происходит отдача энергии пучка электронов бегу-
щей волне, т. е. имеет место усиление колебаний.
Конструкция лампы бегущей волны показана на рис. 4.11.
Так как в лампе бегущей волны отсутствуют какие-либо резо-
нансные элементы, рабочая полоса частот лампы весьма ве-
лика. При малой мощности можно получить полосу частот в;
октаву, т. е. отношение граничных частот 2 : 1, тогда как на бо-
лее высоких уровнях мощности обычно ширина полосы состав-
ляет 10%.
Коэффициент полезного действия ЛБВ порядка 25%, коэффи-
циент усиления обычно от 30 до 50 дб.
Испускаемые электронной пушкой электроны сфокусированы в
узкий пучок и движутся по направлению к положительно заря-
жённому коллектору. Луч фокусируется продольным магнитным
полем, создаваемым соленоидом вдоль оси по всей длине лампы.
Высокочастотная часть лампы бегущей волны состоит из линии»
обычно выполненной в виде спирали, внутри которой, проходит луч
(рис. 4.11). Электрическая длина спирали составляет много длин
волн на рабочей частоте усилителя. Фазовая скорость волны, рас-
пространяющейся вдоль линии, составляет от одной десятой до од-
ной тридцатой скорости света. Скорость электронов должна быть
примерно равной фазовой скорости волны, распространяющейся
102
Глава 4
вдоль спирали, что достигается подбором напряжения на коллек-
торе. На рис. 4.12 показана зависимость между относительным
усилением и напряжением на кол-
лекторе длядипичной лампы бе-
гущей ВОЛ'НЙ.
На практике, кроме спирали,
возможно применение и других
видов замедляющих систем.
Единственным требованием явля-
ется то, чтобы фазовая скорость
волны в замедляющей системе
Д ^00
$
& £
§ V0
£ п
Ч) V

О 500 1000 > 1500
* Напряжение на коллекторе
Рис. 4.12
была во много раз меньше скорости света и чтобы создавалась со-
ставляющая электрического поля вдоль оси лампы. Несколько ви-
дов замедляющих систем, которые удовлетворяют этим требовани-
ям, показано на рис. 4.13. Лампа бегущей волны может самовозбу-
Пучок
электро-
нов
Рис. 4.13
диться, если не приняты определённые меры в конструкции. Рас-
согласование в выходной цепи лампы вызывает появление обратной
волны, движущейся ко входу, что приводит к самовозбуждению. Эту
склонность к генерации можно устранить, если вблизи входа лам-
пы включить аттенюатор (рис. 4.11). Потери, вызываемые атте-
нюатором, обычно делаются приблизительно равными усилению
лампы в прямом направлении. Аттенюатор, поставленный для
поглощения отражённой волны, будет также поглощать мощность
Лампы для усилителей мощности ЮЗ
прямой или падающей волны. Но так как он поставлен в началь-
ном участке лампы, уровень мощности прямой волны ещё невелик.
Кроме того, на процесс группирования электронов аттенюатор
влияет слабо, так как электронный луч снова индуцирует прямую
волну в спирали после аттенюатора.
Карсинотрон. Карсинотрон или лампа обратной волны — это
генератор, принцип действия которого во многом подобен принци-
пу действия лампы бегущей волны. В карсинотроне может быть
использована замедляющая система как типа встречных штырей,
схематически показанная на рис. 4.14, так и в в-иде спирали, опи-
санной выше для лампы бегущей волны. К одному концу замедля-
ющей системы присоединяется согласованная нагрузка (рис. 4.14).
Рис. 4.14
При работе лампы волна распространяется справа налево. Элек-
трическое поле этой волны в местах пересечения электронного лу-
ча с замедляющей системой вызовет группирование электронов в
луче. Процесс этот во многом подобен процессу группирования,
который имеет место во входном резонаторе клистрона. При
встречных направлениях движения электронов и электромагнитной
волны энергия, передаваемая электронами волне, движется к на-
чалу луча, усиливая его модуляцию по скорости. Луч с усиленной
модуляцией отдаёт волне большую энергию, что приводит к даль-
нейшему усилению модуляции и т. д.
Частота генерации в карсинотроне зависит от величины напря-
жения, приложенного к коллектору. Изменением этого напряжения
достигается перестройка по частоте в диапазоне 2:1. Карсинотро-
ны были разработаны на диапазоны частот от 300 Мгц до 200 Ггц
с выходной мощностью до 150 кет в импульсе и до 1 кет в режиме
непрерывной генерации.
Коэффициент полезного действия может достигать 50%, хотя
некоторые типы ламп -имеют кпд всего лишь 1%.
104
Глава 4
4.9. Магнетроны. Магнетроны — это генераторы свч диапазона,
обычно используемые в радиолокации. Созданы магнетроны на
частоты от 500 Мгц до 100 Ггц. Коэффициент полезного действия
Резонаторные
полости
Катод
Выход
Рис. 4.15
Простоен -
ство взаимо-
действия
достигает 70%, выходная мощность 5 Мет в импульсных установ-
ках и ГО кет в непрерывном режиме. Устройство магнетрона пока-
зано на рис. 4.15.
Для работы магнетрона необходимо магнитное поле, парал-
лельное поверхности катода. Оно обычно создаётся постоянным
магнитом, хотя иногда используют электромагниты.
Анодная Если осевое магнитное поле равно нулю, то
у система, электроны будут двигаться прямо от катода к
аноду (рис. 4.16, траектория а). По мере уве-
личения осевого магнитного поля траектории
электронов будут изменяться (траектории Ь, с
и d, рис. 4.16). При траектории с анодный ток
отсутствует, так как все эмитированные като-
дом электроны отбрасываются вновь к катоду.
Магнитное поле, при котором это происходит,
называется критическим. Если магнитное поле
превышает критическое, электроны возбужда-
ют электромагнитное поле в резонаторах. Это
приводит к появлению в зазорах электрического поля, влияющего
на движение электронов. В магнетроне образуется пространствен-
ный заряд, который вращается вокруг оси лампы, возбуждая резо-
наторные полости и поддерживая непрерывную генерацию. Часто-
та колебаний магнетрона зависит от вида колебаний, число кото-
рых определяется количеством резонаторных полостей. Каждой
из возможных частот соответствует вид колебаний, характеризуе-
мый разностью фаз в соседних резонаторах. Обычно используемый
вид колебаний называется колебанием типа л, что означает нали-
чие сдвига фаз в 180° между колебаниями в соседних резонаторах.
Лампы для усилителей мощности
105
Для обеспечения такого режима все анодные сегменты через один
соединяются короткими связками (рис. 4.17).
В магнетронах другой конструкции, называемых разнорезона-
торными (рис. 4.18), колебания вида л получаются без применения
Рис. 4.17
связок.
Рабочие характеристики маг-
нетрона обычно представляются в
виде двух диаграмм (рис. 4.19 и
4.20), которые не требуют допол-
нительных пояснений.
Рис. 4.18
Постоянная выходная
—----- мощность
------Постоянная частота
Рис. 4.20
4.10. Платинотроны, амплитроны и стабилитроны. Платинотро-
ном называется лампа свч диапазона с поперечным полем, прин-
цип действия которой во многом аналогичен принципу действия
Л 06
Глава 4
магнетрона. Поперечное сечение платинотрона показано на рис. 4.21.
В отличие от магнетрона замедляющая система здесь не яв-
ляется замкнутой, а разомкнута в местах соединения со входной и
выходной линиями, согласованными
*с замедляющей системой платино-
трона. Поэтому вдоль замедляющей
системы не образуются отражённые
и стоячие волны, как это имело ме-
входная мощность ВЧ
Рис. 4.22
'Сто в магнетроне, и не укладывается целое число волн, что и обес-
печивает широкополосные свойства платинотрона. Платинотрон
используется либо как мощный широкополосный усилитель, либо
как стабильный генератор. В первом случае его называют ампли-
троном, во втором — стабилитроном. Схема генератора отличается
ют схемы усилителя только элементами внешней цепи, подключае-
мыми к лампе.
При работе платинотрона в режиме усиления возможно одно-
временное прохождение сигнала с выхода ко входу с малым ослаб-
лением. Поэтому отражённая от нагрузки энергия должна быть
сведена к минимуму, так как она попадает на выход источника,
возбуждающего платинотрон.
В платинотроне отсутствует линейная зависимость между вход-
ным сигналом и выходной мощностью, а в пределах некоторой об-
ласти малых входных уровней входной сигнал не изменяет величи-
ны выходной мощности. Это иллюстрируется на рис. 4.22.
Усиление платинотрона изменяется от 5 до 20 дб в зависимости
от уровня мощности возбуждения.
Платинотрон используется в диапазоне частот от 200 Мгц до
10 Ггц. Выходная мощность в импульсе от 200 кет до 8 Мет и до
*20 кет в непрерывном режиме генерации. Коэффициент полезного
действия платинотрона достигает 70% и снижается до 50% при по-
лосе пропускания, составляющей примерно 10% от несущей.
5
ЦЕПИ СВЯЗИ
ф»' 5.1. Общие сведения. В этой главе рассматриваются схемы, кото-
рые применяются для связи между усилителем высокой частоты и
линией передачи, между линией передачи и антенной и между кас-
кадами внутри передатчика. Разнообразные функции, выполняемые
цепями связи, можно свести к следующим:
1. Трансформация сопротивления нагрузки до величины, необ-
ходимой для эффективной работы генератора. В передатчике это
обычно сопротивление, определяемое из условий обеспечения ра-
бочего режима усилителя (см. гл. 3), или сопротивление линии пе-
редачи, включённой на вход цепи связи.
2. Подавление гармоник или других паразитных частот, кото-
рые могут появиться на выходе передатчика. Вместе с тем ширина
полосы пропускания цепи связи должна соответствовать требова-
ниям к системе, в которой она применяется. Коэффициент полез-
ного действия цепи связи должен быть максимально возможным.
5.2. Параллельный контур. При резонансе параллельный контур
обладает высоким сопротивлением, что позволяет использовать его
в анодной цепи большинства ламп. Эквивалентное сопротивление
контура при резонансе представлено величиной Яэ на рис. 5.1. На-
грузкой для лампы является сопротивление, полученное в резуль-
тате трансформации цепью связи реального сопротивления нагруз-
ки, на которую работает усилитель. Это реальное сопротивление
108
ГЛАВА 5
может быть 50 или 75 ом, в то время как сопротивление R9, полу-
ченное в результате трансформации согласующей цепью, составля-
ет несколько тысяч омов.
Эквивалентное резонансное сопротивление R3 должно равняться
величине сопротивления, вычисленного при расчёте режима лам-
Рис. 5.1
пы (гл. 3). Резонансное сопротивле-
ние параллельного контура прибли-
зительно равно произведению до-
бротности контура на реактивное со-
противление индуктивной или ёмко-
стной ветвей. На частотах ниже ре-
зонансной параллельный контур эк-
вивалентен индуктивности, а на ча-
стотах выше резонансной — ёмко-
сти. Если необходимо вычислить эк-
вивалентное сопротивление параллельного контура на частотах, от-
личных от резонансной, то можно воспользоваться следующей фор-
мулой:
(5.1>
где Z3 —эквивалентное сопротивление параллельного контура;
R3 —эквивалентное параллельное сопротивление при резонан-
се, ом (рис. 5.1);
С — параллельная ёмкость, ф (рис. 5.1);
L — параллельная индуктивность, гн (рис. 5.1);
f — частота сигнала на входе контура, гц (рис. 5.1).
При резонансе все рассматриваемые ниже цепи связи можно
преобразовать к простому параллельному контуру, состоящему из
индуктивности L, ёмкости С и сопротивления нагрузки R9, как по-
казано на рис. 5.1.
Величина индуктивности и ёмкости определяется по выбранной
величине добротности нагруженного контура. Во всех практиче-
ских случаях добротность находится по формуле
Q = ~, (5-2>
где Rd —эквивалентное нагрузочное сопротивление настроенной
цепи, ом\ I
X — реактивное сопротивление ёмкости С или индуктивности
L на резонансной частоте, ом.
На практике в передатчиках добротность нагруженного конту-
ра Q усилителя выбирается в пределах от 10 до 20. При меньшей
величине Q увеличивается интенсивность гармоник на выходе, а
при более высокой — растут потери из-за увеличения реактивных
токов в резонансном контуре. Таким образом, при фиксированной
Цепи связи
109
.добротности Q и заданном сопротивлении нагрузки величина ём-
костного или индуктивного сопротивления определяется из ур-ния
(5.2). Величина индуктивности и ёмкости равна:
С = 1
(5.3)
(5-4)
где L — индуктивность, гн;
С — ёмкость, ф;
f— частота, гц;
XL — реактивное сопротивление индуктивности L, ом;
Хс — реактивное сопротивление ёмкости С, ом.
Контурный ток. В параллельном контуре вследствие обмена
энергией между индуктивностью и ёмкостью циркулирует реактив-
ный контурный ток, в Q раз больший, чем вышкочастотный ток,
питающий параллельный настроенный контур. Его можно опреде-
лить, зная величину Q и анодный ток из соотношения
4^2/^Q,
(5.5
где Q—величина, определённая в (5.2);
I к —контурный ток, а;
1а~ — анодный ток, а.
Контурный ток может равняться нескольким амперам даже в
маломощном усилителе, поэтому необходимо так выбирать элемен-
ты контура, чтобы не допускать слишком больших потерь. По этой
причине добротность отдельных элементов контура должна быть
настолько большой, насколько это практически целесообразно. В
общем случае контурный ток приблизительно равен
<5-6>
А
где Е — напряжение на контуре, в;
X — реактивное сопротивление ёмкости или индуктивности па-
раллельного контура, ом;
1К—контурный ток.
Если добротность элементов контура известна или её можно из-
мерить, то мощность потерь в контуре легко вычислить по формуле
~Q~
(5.7)
но
ГЛАВА 5
где 1К — контурный ток, определённый из (5.5), а;
X — реактивное сопротивление катушки или ёмкости на рабо-
чей частоте, ом;
Q — добротность катушки или ёмкости;
Р — мощность потерь, вт.
Полоса пропускания. Полоса пропускания параллельного кон-
тура определяется как разность двух крайних частот, при которых
мощность усилителя уменьша-
ется вдвое по сравнению с мощ-
ностью на средней частоте. На
частотной характеристике кон-
тура (зависимость напряжения
на контуре от частоты), кото-
рую можно наблюдать на эк-
ране осциллографа, этим ча-
стотам соответствуют точки, где
напряжение уменьшается до
0,707 от величины напряжения
на средней частоте (рис. 5.2).
Полоса пропускания усили-
Рис. 5.2
теля определяется эквивалент-
ным сопротивлением нагрузки и выходной ёмкостью усилителя. Если
в анодную цепь включён одиночный контур, полоса пропускания
равна
J- г —о L п , (5.8)
где Af— ширина полосы между точками, соответствующи-
ми уменьшению мощности в два раза, гц\
Яэ—сопротивление нагрузки, ож;
й С — общая ёмкость контура (включая паразитные ём-
П0СЛ кости и выходную ёмкость лампы), ф.
5.3. Последовательный резонансный контур. Последова-
Рис. 5.3 тельный контур рис. 5.3 имеет характеристики, обратные по
характеру характеристикам параллельного контура. При ре-
зонансе последовательный контур обладает небольшим
сопротивлением, величина которого равна общему последовательно-
му активному сопротивлению контура. На частотах ниже резонанс-
ной контур эквивалентен ёмкости, а на частотах выше резонанс-
ной — индуктивности. Величину полного сопротивления можно оп-
ределить из выражения

Цепи связи
111
где Zn—полное сопротивление последовательного контура на
произвольной частоте, сш;
Япосл — последовательное активное сопротивление (рис. 5.3), ом;
L—последовательная индуктивность (рис. 5.3), гн;
С — последовательная ёмкость (рис. 5.3), ф;
f — частота на входе последовательного контура (рис. 5.3),
гц.
Добротность Q последовательной цепи определяется отноше-
нием
q = (5.ю>
^посл
где Хпосл и Кпосл — соответственно реактивное и активное сопро-
тивления в омах элементов, показанных на рис. 5.3.
При резонансе напряжение на ёмкости или индуктивности будет
в Q раз больше напряжения, приложенного к контуру, т. е. если
добротность цепи равна 100 и напряжение на входе контура 1 в, то
напряжение на индуктивности или ёмкости будет 100 в. Поэтому
в цепях передатчика, где напряжения обычно гораздо больше, чем
в приведённом примере, требуется подбирать элементы контура с
учётом действующих напряжений.
Полоса пропускания последовательного контура равна
Д/= -?"<**- , (511^
^ПОСЛ
где Япосл —последовательное сопротивление (рис. 5.3), ом;
Ьпосл — индуктивность последовательного контура ( рис. 5.3), гн;
Af — ширина полосы между точками, соответствующими
уменьшению мощности в два раза, гц.
5.4. Двухконтурные системы. Во многих случаях частотная ха-
рактеристика одиночного контура не удовлетворяет требованиям к
качественным показателям, поэтому желательно использовать*
двухконтурные цепи. Некоторые двухконтурные цепи, которые на-
шли применение в передатчиках, приведены на рис. 5.4. Связь
между первичным и вторичным контурами может осуществляться
через взаимную индуктивность (рис. 5.4я), через общее для обоих
контуров сопротивление (рис. 5.46 и в) или при помощи ёмкости,
соединяющей оба контура (рис. 5.4г).
Полоса пропускания двухконтурной системы в]/2раз больше
ширины полосы одиночного контура при одинаковом входном со-
противлении и той же входной ёмкости, что и у одиночного конту-
ра. Это следует из сравнения выражения (5.8) для полосы пропу-
скания одиночного контура с выражением для двухконтурной
системы:
Д/= —-Э-------г (5.12У
' 2 V 2 к v г
112
ГЛАВА 5
где Д/ — полоса пропускания
двухконтурной си-
стемы, гц;
Яэ — сопротивление на-
грузки, отнесённое
ко входу двухкон-
турной системы
(рис. 5.4а), ф;
С2 — ёмкость на выходе
вторичного контура
((рис. 5.4а), ф;
— ёмкость первичного
контура (рис. 5.4а), ф.
Формула (5.12) выведена
в предположении, что лампа
не шунтирует заметно первич-
ный контур, т. е. добротность
его близка к бесконечности.
Это обычно выполняется для
пентодов и тетродов, у кото-
рых внутреннее сопротивление
очень велико.
Во многих случаях усили-
тель рассчитывается на опре-
делённой лампе, поэтому вели-
чина сопротивления нагрузки Я
оказывается заданной. Если
усилитель работает в укв диа-
пазоне, конструкция лампы оп-
ределит также выходную ём-
кость, а следовательно, величи-
ну Ci. Поэтому при заданной
полосе пропускания остаётся
неизвестной только величина
С2. В этих случаях ур-ние (5.12)
можно решить относительно С2.
Сопротивление, на которое нагружена лампа на средней часто-
те полосы пропускания при двухконтурной схеме, можно опреде-
лить из уравнения
г> _ 27? 2С2
R--~cT
(5.13)
тде Яэ — сопротивление нагрузки, пересчитанное ко входу первич-
ного контура, ом;
Цепи связи
113
* /?2 — сопротивление нагрузки вторичного контура (сопротивле-
ние, параллельное всему вторичному контуру на схемах
рис. 5.4), ом;
Ci — ёмкость первичного контура (рис. 5.4), ф.
Настройка двухконтурных систем. В двухконтурной системе
имеется четыре переменных параметра, которые необходимо подо-
брать для того, чтобы получить оптимальные свойства цепи:
1) резонансная частота первичного контура,
2) резонансная частота вторичного контура,
3) величина связи между контурами,
4) сопротивление нагрузки вторичного контура.
Примечания
Необходимые меры
частотная характеристика и
полоса соответствуют тре-
буемой;
изменения в настройке не
нужны
полоса частот достаточна,
форма характеристики не-
удовлетворительна;
полоса частот достаточна,
форма частотной характери-
стики неудовлетворительна
недостаточна ширина поло-
сы;
полоса частот чрезмерна
велика;
неравные горбы, первичные
и вторичные контуры наст-
роены на разные контуры;
не совпадает с требуемой
полосой частот, в осталь-
ном удовлетворительна,
увеличить загрузку вторич-
ного контура
разгрузить вторичный кон-
тур
увеличить связь между
первичным и вторичным
контурами
уменьшить связь между
первичным и вторичным
контурами
изменить частоту настрой-
ки первичного контура
перестроить по частоте
первичный и вторичный
контуры
Настройку можно сделать более удобной, если наблюдать ам
плитудно-частотную характеристику контура на экране осцилло
графа. При этом немедленно отмечается результат любого измене
ния в настройке контура.
8—349
114
ГЛАВА 5
Обычно первичный и вторичный контуры настраиваются на од-
ну частоту. Первоначально их можно настроить при помощи гете-
родинного индикатора резонанса. Для этого необходимо устранить
связь между первичным и вторичным контурами или закоротить
контур, который не настраивается.
При слабонагруженном вторичном контуре (например, если от-
вод, идущий к нагрузке на рис. 5.4е, находится вблизи нулевого
потенциала) связь первичного и вторичного контуров регулируется
до тех пор, пока не получится двухгорбая характеристика (рис. 5.5).
Если максимумы неодинаковы по величине, то контуры настроены
на разные частоты. Более высокий максимум обычно относится к
первичному контуру, так как он имеет большую добротность, чем
вторичный. Регулировка резонансной частоты первичного и вторич-
ного контуров производится до тех пор, пока средняя частота по-
лосы не совпадёт с требуемой. Связь между контурами регули-
руется так, чтобы расстояние по частоте между максимумами при-
мерно равнялось ширине полосы пропускания. Нагрузка вторично-
го контура увеличивается затем до тех пор, пока не выровняется
характеристика между обоими максимумами. Чтобы добиться тре-
буемой частотной характеристики, необходима некоторая дополни-
тельная регулировка всех четырёх переменных параметров.
На рис. 5.5 приведены типичные частотные характеристики не-
которых правильно и неправильно настроенных двухконтурных си-
стем с указанием дефекта и способа его устранения.
5.5. Запаздывание огибающей1). Запаздывание огибающей вч
сигналов — это сложное явление, имеющее важное значение во
многих случаях при использовании настроенных контуров. Равно-
мерность характеристики запаздывания в полосе рабочих частот
особенно существенна в телевизионных устройствах. Большая не-
равномерность этой характеристики, если она нескомпенсирована,
приводит к искажениям изображения вследствие появления выбро-
сов, возникновения затухающего колебательного процесса и увели-
чения времени установления в переходной характеристике.
По существу запаздывание огибающей представляет собой ко-
личественную оценку времени прохождения сигнала через систему.
Запаздывание огибающей tzp может быть определено как величи-
на, характеризующая крутизну кривой зависимости фазового угла
системы от частоты. Математически это можно записать так:
где ©1 — фазовый сдвиг на частоте Л, ряд;
©2 — фазовый сдвиг на частоте /г, рад;
9 Непосредственное измерение фазовых характеристик 0(со) (для цепей,
где сигнал передаётся на несущей, т. е. при передаче модулированных колеба-
Цепи связи
115
/1 — любая фиксированная частота, для которой определяет-
ся запаздывание огибающей, гц;
f2— фиксированная частота, очень близкая к гц.
Величина запаздывания огибающей на выходе настроенных це-
пей постоянна, если фазовый сдвиг на всех частотах линейно за-
висит от частоты, т. е. фазовая характеристика — прямая линия.
Однако у большинства цепей эта зависимость существенно отли-
чается от прямой. Изменение крутизны фазовой характеристики
означает, что меняется запаздывание огибающей.
При колебании, модулированном по амплитуде телевизионным
сигналом или другим сигналом сложной формы, сдвиг по фазе
боковых частот приведёт к равному сдвигу по фазе огибающей
каждой составляющей сигнала. После детектирования демодулиро-
ванный сигнал будет иметь тот же фазовый сдвиг. Если все со-
ставляющие сигнала сдвинуты во времени на одну и ту же величину.
ний) и <p(Q) (фазовых характеристик по низкой частоте или, при комбинирован-
ном тракте, эквивалентных низкочастотных характеристик) сопряжено с извест-
ными трудностями. Поэтому на практике получили распространение измерения
характеристик «групповой задержки» или «задержки огибающей» (см, также
п. 13.11), которые можно обозначить для обоих указанных случаев соответственно
Д0 Дер
Тгр (ш) = ”7— С00) и и по которым можно рассчитать фазовые ха-
Дсп Дй
рактеристики, определяющие искажения сигналов сложной формы.
Для рассматриваемых здесь цепей, т. е. при передаче сигналов на несущей
частоте, и в наиболее общем случае, когда боковые полосы несимметричны, а Т гр
зависит от со, фазовый сдвиг каждой из боковых частот относительно несущей
а>0±2 1
определяется из соотношения Д0(СОо±2)= Tzp(u)d<&, а относительный фазовый
сдвиг ср составляющей частоты Q огибающей модулированного сигнала из вы-
ражения (при малой глубине модуляции)
Sin А0(соо + 2) + ^(соо- 2) Sin Д 0(сОо_2)
а1(о)о + 2) C0S А0(а'о + 2) + а2(со0-2) C0S А0(соо- 2)
где Ci и й2 — относительные значения амплитуд соответственно нижней и верх-
ней боковых частот.
Полученная зависимость ф(Й) и определяет искажения огибающей моду-
лированного сигнала.
Если передача боковых частот происходит симметрично, т. е. czi=a2 и
А0(Шо+ 2) = А0(юо—2) , последнее выражение упрощается: 1§ф=1§Д0 и
Ф = Д0, т. е. сдвиг фазы каждой составляющей частоты Q огибающей равен фа-
зовому сдвигу боковой относительно несущей.
В последнем случае, для неискажённого воспроизведения огибающей слож-
ной формы модулированного сигнала должно быть в пределах полосы переда*
соо + 2
ваемых частот Тгр = const. Тогда ф = Д0=7\р da=Tzp QeeQ, т. е. относитель.
“о . ’
ные сдвиги фаз составляющих пропорциональны частоте этих составляющих.
116
ГЛАВА 5
то форма сигнала после детектирования не изменится. Если же
время прохождения каждой боковой частоты различно из-за нели-
нейности фазовой характеристики настроенной цепи, то в выход-
ном сигнале появятся искажения.
Характеристики запаздывания огибающей в одиночном контуре
й двухконтурной системе при различной степени связи показаны
на рис. 5.6. Запаздывание огибающей для двухконтурной системы
зависит от величины связи между первичным и вторичным конту-
рами 9.
♦ 5;6. Согласующие четырёхполюсники. Для трансформации со-
противления одной величины в сопротивление другой величины
применяют различные типы четырёхполюсников. В передатчиках
Частота относительно резонан-
са,выраженная 6= - 2 —
Рис. 5.6
используют четырёхполюсники,
известные под названием Г-, П- и
Т-образных цепей, и трансформа-
торные схемы или индуктивно
связанные контуры. Каждая схе-
ма имеет свою область примене-
ния и будет детально рассмотре-
на ниже.
5.7. Эквивалентность последо-
вательной и параллельной цепей.
Свойство Г-, П- и Т-образных че-
тырёхполюсников преобразовы-
вать одну величину сопротивле-
ния в другую основано на том,
что любая последовательная цепь
из реактивности и активного со-
противления может быть заменена
Рис. 5.7
эквивалентной параллельной, которая обладает одинаковым с пос-
ледовательной цепью полным сопротивлением. Это можно доказать
!) Характеристики Тгр (со) для реальных одноконтурных и двухконтурных
цепей (так как они симметричны относительно несущей частоты, достаточно при-
вести одну половину каждой характеристики) даны рис. 5.6. Ред.
Цепи связи
117
следующим образом. Модуль полного -сопротивления |Z| последо-
вательной цепи (рис. 5.7я) равен
2=+кпосл,
(5.15)
где Япосл и Хпосл выражены в омах.
Добротность такой цепи
Q = ^£±. (5.16)
К-ПОСЛ
Аналогично модуль полного сопротивления |Z| параллельной
цепи (рис. 5.76) равен
• «I R парХ пар
*Z'= Т/Р5 4- X2
' Кпар “Г лпар
(5.17)
где Rnap и Хпар выражены в омах.
Добротность параллельной цепи
Rnap
Хпар
Q =
(5.18)
Приравняем выражения (5.15) и (5.17), подставив в них (5.16)
и (5.18). Получим’
_52°£_=Q2 + i. (5.19)
YR поел
Из ур-ния (5.19) видно, что может быть осуществлена транс-
формация одного сопротивления в другое подбором добротности
последовательной или параллельной цепи. Например, если требует-
ся трансформировать 50 ом в 2500 ом, то согласно (5.19) доброт-
ность цепи должна быть 7. Реактивное сопротивление последова-
тельной цепи в этом случае согласно (5.16) равно 350 ом. Таким
образом, последовательная цепь, состоящая из активного сопротив-
ления 50 ом и реактивного сопротивления 350 ом, эквивалентна
параллельной цепи, состоящей из активного сопротивления 2500 ом
и реактивного сопротивления 357 ом, определяемого из ур-ния
(5.18).
Реактивное сопротивление может быть индуктивностью или ём-
костью. Трансформация будет иметь место в обоих случаях.
5.8. Г-образный четырёхполюсник. Г-образный четырёхполюсник,
применяющийся на практике в передающих устройствах, является
простейшей схемой, использующей принцип преобразования после-
довательной цепи в эквивалентную параллельную, рассмотренный
в разделе 5.7. Эта простейшая из согласующих схем может быть
двух типов, каждый из которых показан на рис. 5.8. Заданное со-
гласование в пределах возможностей этих схем выполняется оди-
наково хорошо в обоих случаях, поэтому выбор той или иной схе-
118
ГЛАВА 5
мы определяется конструктивными и другими соображениями, свя-
занными с практическим выполнением. Однако предпочитают
обычно схему рис. 5.86, так как в ней облегчается подавление гар-
моник. Параллельная ёмкость обеспечивает ответвление высших
гармонических составляющих.
Расчёт Г-образного четырёхполюсника. Расчёт производят в
следующем порядке:
1) из ур-ния (5.19) находят величину добротности по задан-
ным сопротивлениям, которые требуется согласовать;
Индуктивность для
а) получения резонанса
Ёмкость для полу-
д) чения резонанса
Рис. 5.8
2) из ур-ния (5.16) определяют величину последовательного
реактивного сопротивления, которая соответствует добротности,
вычисленной в п. 1;
3) из ур-ния (5.18) определяют величину параллельного реак-
тивного сопротивления, используя величину Q, найденную в п. 1.
Знак параллельной реактивности должен быть противоположен
знаку последовательной;
4) для любой из схем рис. 5.8, величину индуктивности или ём-
кости определяют из уравнений:
i . (5.20)
С = (5'21)
где L — индуктивность, гн;
С — ёмкость, ф;
XL— реактивное сопротивление, рассчитанное для индуктив-
ности, ом;
Хс— реактивное сопротивление, рассчитанное для ёмкости, ом;
f — частота, гц.
Недостатки Г-образных четырёхполюсников. Один из наиболее
серьёзных недостатков согласующих схем рассмотренного типа со-
стоит в том, что добротность цепи определяется исключительно
величиной двух сопротивлений, которые требуется согласовать.
В ’большинстве усилителей желательно, чтобы добротность Q
выходной цепи находилась в пределах от 10 до 20. При более низ-
ких значениях добротности увеличивается содержание гармоник на
Цепи связи
119
выходе, а при более высоких значениях Q возрастает реактивный ток
и увеличиваются потери в колебательном контуре. Поэтому, если
соотношение сопротивлений, которые должны быть согласованы,
требует величины добротности, выходящей за пределы 10—20, же-
лательно использовать иной тип согласующего четырёхполюсника.
5.9. П-образный четырёхполюсник. П-образный четырёхполюсник
можно рассматривать как два включённых навстречу Г-звена
(рис. 5.9). Поэтому большая часть выражений, приведённых в
Г-звено Г-звено №2
'ПОСЛ Л поел
Действующее сопротивление,
образованное двумя Г-образ-
' ними звеньями.
Рис. 5.9
п. 5.8 для Г-образного четырёхполюсника, применима для расчёта
П-образной схемы. На схему Г-образного звена накладывается
Схема в виде включён- Эквивалентная
ных навстречу звеньев П-образная схема.
Последовательная реактивность в соответствии с
расчётом может быть индуктивного или ёмкостно-
го характера.
Рис. 5.10
120
ГЛАВА 5
единственное ограничение: реактивные сопротивления последова-
тельного и параллельного -элементов должны быть противополож-
ного знака, т. е. при ёмкости в параллельной цепи в последователь-
ную цепь включена индуктивность и наоборот. По этому правилу со-
ставлены П-образные четырёхполюсники, показанные на рис. 5.10.
Каждая из этих схем способна осуществлять согласование в пре-
делах ограничений, накладываемых возможностями П-образного
четырёхполюсника. Однако, как и в случае Г-образного четырёх-
полюсника, решающими факторами при выборе схемы часто яв-
ляются конструктивные и другие 'соображения по практическому
осуществлению схемы. Обычно, учитывая лучшую способность по-
давлять гармоники, предпочитают четырёхполюсники с 'ёмкостью в
параллельных плечах.
Расчёт П-образного четырёхполюсника. Расчёт П-образного че-
тырёхполюсника, основанный на предварительно, выбранной вели-
чине добротности Q и при заданных 'согласуемых сопротивлениях,
состоит в следующем:
1) определяют из ур-ния (5.18) величину входного параллель-
ного реактивного сопротивления Хпар\
2) из ур-ния (5.19) находят величину действующего сопротив-
ления (R д на рис. 5.9) !). Она должна быть меньше любого из
двух согласуемых сопротивлений. Если это не выполняется, то ве-
личина Q выбирается большей;
3) определяют из ур-ния (5.16) величину последовательного
реактивного сопротивления Хпосл\
4) добротность Q для второго Г-образного звена определяют
из ур-ния (5.19), причём сопротивление, рассчитанное в п. 2, при-
нимается за R посл\
5) из ур-ния (5.16) определяют величину последовательного
реактивного сопротивления Хпосл выходного Г-образного звена;
6) из ур-ния (5.18) определяют величину параллельного реак-
тивного сопротивления X пар выходного Г-образного звена;
7) два последовательных реактивных сопротивления Г-образных
звеньев складывают, чтобы получить П-образный четырёхпо-
люсник;
8) из ур-ния (5.20) и (5.21) находят величины ёмкостей и ин-
дуктивностей, входящих в П-образную схему.
5.10. Т-образный четырёхполюсник. Т-образный четырёполюс-
ник можно рассматривать как два Г-образных звена, включённых
навстречу друг другу и подобранных так же, как и в случае П-об-
разного четырёхполюсника. Отличие только в том, что в Т-образ-
ном четырёхполюснике параллельные реактивности каждого из
Г-образных звеньев соединены, как показано на рис. 5.11. На
рис. 5.12 изображены различные варианты Т-образных схем. Их
!) В ф-ле (5.19) это величина РПосл [Ред).
Цепи связи
121
трансформирующие свойства одинаковы, поэтому, как и в случае
Г- и П-образных четырёхполюсников, выбор конкретной схемы оп-
ределяется способностью подавлять гармоники, возможностью
конструктивного выполнения элементов схемы, требованием обе-
спечить путь по постоянному току и т. д.
Расчёт Т-образного четырёхполюсника. Расчёт производится в>
том же порядке, что и для П-образного четырёхполюсника, но дей-
ствующее сопротивление, формируемое схемой на стыке двух Г-об-
разных четырёхполюсников, должно быть больше любого из двух
согласуемых сопротивлений.
Г- звено лЛ* 1 Г-звено №2
^ПОСЛ
Действующее сопротивление
образованное двумя Г-образ- *
ними звеньями.
Рис. 5.11
Порядок расчёта при выбранном значении добротности Q и за-
данной величине согласуемых сопротивлений следующий:
1) из ур-ния (5.19) вычисляют действующее на выходе перво-
го Г-образного звена сопротивление, которое определяется вели-
122
ГЛАВА 5
чиной Q и входным сопротивлением первого Г-образного звена.
В этом уравнении искомым действующим сопротивлением яв-
ляется RnaP\
2) из ур-ния (5.18) определяют величину параллельного реак-
тивного сопротивления Хпар первого Г-образного звена;
3) из ур-ния (5.16) определяют величину последовательного
реактивного сопротивления Хпосл первого Г-образного звена;
4) из ур-ния (5.19) определяют добротность Q второго Г-образ-
ного звена;
5) из ур-ния (5.18) определяют величину параллельного реак-
тивного сопротивления второго Г-образного звена;
6) из ур-ния (5.16) определяют величину последовательного
реактивного сопротивления Хпосл второго Г-образного звена;
7) параллельные реактивные сопротивления двух Г-образных
звеньев заменяют одним реактивным сопротивлением X, величина
которого равна
X = Xnapl XnaPl - , (5.22)
v I X v '
napt "Г ^пар2
где Хпар± — величина параллельного реактивного сопротивления
первого Г-образного звена, ом;
Хпар2 — величина параллельного реактивного сопротивления
второго Г-образного звена, ом;
8) из ур-ний (5.20) и (5.21) находят величины индуктивностей
и ёмкостей.
5.11. П—Г-образный четырёхполюсник. В некоторых случаях
невозможно согласовать заданные сопротивления на входе и вы-
ходе при выбранной наиболее подходящей величине добротности с
помощью Г-, П- или Т-образных четырёхполюсников. Если задано,
что ни один из фиксированных параметров (входное и выходное
И-образная цеп о С- образная цепь
Рис. 5.13
сопротивление и добротность на входе) не может быть изменён,
то для получения требуемой трансформации включают дополни-
тельное Г-образное звено. Одна из наиболее распространённых
схем—П—Г-образный четырёхполюсник. Он образуется подключе-
Цепи связи
123
нием к П-образному четырёхполюснику Т-образного звена
(рис. 5.13). Расчёт параметров этого П—Г-образного четырёхпо-
люсника в основном повторяет расчёт, приведённый в разделах
5.8, 5.9 и 5.10. Этот четырёхполюсник позволяет согласовывать в
более широком диапазоне сопротивлений и получать дополнитель-
ную избирательность усилительного каскада.
5,12. Согласование нагрузки, содержащей реактивную составля-
ющую. В предыдущих примерах расчёта Г-, П- и Т-образных четы-
рёхполюсников нагрузка везде предполагалась чисто активной.
Очень ч^сто это не имеет мес-
та, т. е. нагрузка, кроме актив-
ного сопротивления, имеет не-
которое реактивное сопротив-
ление. Чтобы правильно рас-
считать четырёхполюсник, тре-
буется определить величину и
характер (индуктивный или
ёмкостный) реактивных со-
ставляющих 'сопротивлений на-
грузки. Эти составляющие
можно рассматривать как часть
согласующего четырёхполюс-
ника. Например, если П-образ-
ный четырёхполюсник служит
для согласования входа лам-
пы, то входная ёмкость, также
как и паразитные, вычитается из рассчитанной выходной ёмкости
четырёхполюсника. Фактически включаемая ёмкость должна рав-
няться полученной величине. Если согласующий четырёхполюсник
предназначен для работы на рассогласованную линию передачи,
то полное сопротивление на входе линии передачи (выход согла-
сующего четырёхполюсника) можно определить по круговой диа-
грамме полных сопротивлений. Во многих случаях степень рассог-
ласования неизвестна и тогда задаются наихудшими условиями.
Максимальные значения реактивного сопротивления для рассогла-
сованной 50- или 70-омной передающей линии приведены на графи-
ке рис. 5.14.
5.13. Контуры с индуктивной связью. Индуктивная связь часто
используется для согласования сопротивлений в передающих уст-
ройствах и особенно удобна в системах, где необходимо согласова-
ние относительно больших сопротивлений с малыми. Типичным
примером применения такой схемы является связь между выход-
ным резонансным контуром усилителя высокой частоты и низкоом-
ной линией передачи. Некоторые схемы индуктивной связи показа-
ны на рис. 5.15.
Настроенные цепи с индуктивной связью. Настроенные цепи
124
ГЛАВА 5
имеют некоторые преимущества перед ненастроенными. Так как
реактивное сопротивление катушки связи в настроенной цепи ком-
пенсируется, то одна и та же катушка связи может быть использо-
вана для работы в более широком диапазоне частот, чем в нена-
строенной цепи. Кроме того, при помощи переменного конденса-
тора, включённого последовательно с катушкой связи, можно в не-
которых пределах регулировать связь, не меняя положения ка-
тушки.
Степень связи, которая обеспечивает требуемое сопротивление
нагрузки для лампы, можно определить из уравнения
1
к = —==^ ,
где Qi — добротность первичного
настроенного контура
(рис. 5.15), эта величина
находится из ур-ния (5.2);
Q2 — добротность нагруженной
вторичной настроенной це-
пи (рис. 5.15), она опреде-
ляется из ур-ния (5.2) для
параллельной цепи и иъ
ур-ния (5.10) для последо-
вательной цепи;
к — коэффициент связи (отно-
сительная величина, мень-
шая 1), на практике в
мощных высокочастотных
(5.23)
цепях коэффициент связи
обычно не более 0,65.
Подставив в ур-ние' (5.23) реальные значения добротности пер-
вичного контура порядка 10—20 и величину коэффициента связи
от 0,4 до 0,65, находим, что добротность вторичной цепи составляет
0,12—0,63.
Из ур-ния (5.10) следует, что для получения таких значений
добротности вторичной цепи необходимо иметь слишком большую
последовательную ёмкость. В этом случае величину ёмкости умень-
шают до практически осуществимой, а индуктивность катушки свя-
зи увеличивают, чтобы обеспечить резонанс. При этом возрастает
добротность вторичной цепи и соответственно уменьшается требуе-
мая величина коэффициента связи.
Во многих. случаях требуемое изменение индуктивности осу-
ществляют не увеличением индуктивности витка связи, а включе-
нием последовательно дополнительной катушки (рис. 5.16). При
этом коэффициент связи не меняется, хотя добротность увеличи-
вается, как и в предыдущем случае.
Цепи связи
125
Выбор последовательной или параллельной схемы вторичной
цепи обычно определяется некоторыми практическими соображе-
ниями. Например, если необходимо обеспечить путь для постоянного
тока (в случае грозозащиты), желателен параллельный контур.
В некоторых схемах из-за особенностей конструкции вторичной
настроенной цепи получается повышенная связь с резонансным
контуром усилителя. В таком случае можно использовать последо-
вательную схему, так как при од-
ной и той же добротности в этой 1 ,
ной и той же добротности в этой
схеме катушка связи имеет боль-
ше витков, чем в эквивалентной
ше витков, чем в эквивалентной (
параллельной. ——
В случае параллельной схемы Р^с. 5.16
высокочастотное напряжение на
ёмкости во вторичной цепи меньше. Это позволяет использовать
в выходном контуре элементы с более низким номинальным на-
пряжением.
Индуктивная связь с ненастроенной вторичной цепью. Схема с
ненастроенной вторичной цепью показана на рис. 5.15в. Для обе-
спечения оптимальных условий катушка связи должна иметь на
рабочей частоте усилителя реактивное сопротивление, равное пол-
ному входному сопротивлению линии передачи или нагрузки, с
которой она связана. Отсюда индуктивность катушки связи равна
(5.24)
где Z — полное сопротивление линии передачи, ом;
f — рабочая частота, гц;
L — индуктивность, гн.
В схемах с ненастроенной вторичной цепью должна быть обе-
спечена сильная связь с колебательным контуром усилителя, в осо-
бенности, если коэффициент стоячей волны в линии передачи, с
которой соединена катушка связи, велик. При регулировке связи,
т. е. при изменении положения катушки, потребуется некоторая
подстройка колебательного контура усилителя, чтобы компенси-
ровать изменение реактивности рассеяния между катушкой коле-
бательного контура и катушкой вторичной цепи. Если к катушке
связи подключена параллельно некоторая ёмкость, нужно также
учесть и её реактивное сопротивление. Суммарное реактивное со-
противление ёмкости и катушки связи должно быть равно сопро-
тивлению нагрузки. В этом случае реактивное сопротивление ка-
тушки связи находится из уравнения
где Z — полное сопротивление нагрузки, ом;
Хс — параллельное реактивное сопротивление, ом;
XL — реактивное сопротивление катушки связи, ом.
126
ГЛАВА 5
Величину индуктивности катушки связи можно определить, под-
ставив значение реактивного сопротивления, найденного из ур-ния
(5.25), в ур-ние (5.3).
Реактивное сопротивление параллельной ёмкости требуется
учитывать и в схеме с ненастроенной вторичной цепью, если ка-
тушка связи выполнена из отрезка коаксиальной линии так, как по-
казано на рис. 5.17. Катушки связи такого типа часто используют
Внутренний пробой-
ник припаян к наруж-
ному проводнику коак-
сиала
коаксиала не
присоединен
Рис. 5.17
Наружный
проводник
на частотах выше 14 Мгц, чтобы уменьшить ёмкостную связь меж-
ду резонансным контуром усилителя и катушкой связи и ослабить
излучение гармоник, имеющихся в выходной цепи усилителя.
5.14. Схемы связи между симметричными и несимметричными
цепями. Выше рассматривались схемы, первичные и вторичные цепи
которых несимметричны, т. е. один вывод у них является общим
или заземляются. Однако иногда необходимо осуществить связь
между цепями, одна из которых симметрична, а вторая несиммет-
рична. Такие схемы связи требуются при переходе от однотактно-
го усилительного каскада к двухтактному (или наоборот), или
между выходом однотактного усилительного каскада и симметрич-
ной линией передачи.
Простейшим методом осуществления связи между несимметрич-
ной цепью и симметричной является использование любой из схем
трансформаторной связи, подробно рассмотренных в разделе
5.13. При этом нагрузка может быть как симметричной, так и не-
симметричной. Однако в случае Г-, П- и Т-образных четырёхполюс-
ников задача усложняется, так как отсутствует трансформаторная
связь, при помощи которой можно получить симметричное напря-
жение. Если при использовании Г-, П- и Т-образных цепей необ-
ходим симметричный выход, следует их дополнить цепью, обеспе-
чивающей симметричное выходное напряжение. Схемы связи меж-
ду симметричными и несимметричными цепями получили общее
название симметрирующих трансформаторов. Принцип действия
их можно уяснить из рис. 5.18, на котором последовательно пока-
зано, как образуются такие схемы. На рис. 5.18а изображена не-
симметричная схема, состоящая из генератора и сопротивления
Цепи связи
127
нагрузки. Указано некоторое произвольное напряжение и его по-
лярность. Эквивалентная симметричная схема показана на
рис. 5.186.
Отметим, что напряжение каждого генератора и величина каж-
дого нагрузочного сопротивления в
рис. 5.18а. Один из генераторов на
рис. 5.186 можно исключить, если
подключить оставшийся генератор к
нагрузке через устройство, повора-
чивающее фазу на 180° (рис. 5.18в).
Таким образом несимметричный ге-
нератор подключается к симметрич-
ной нагрузке посредством инвертора
фазы на 180°. В этом и состоит ос-
новная задача симметрирующего
трансформатора.
Характерной чертой всех сим-
метрирующих трансформаторов,
принцип действия которых рассмот-
рен выше, является то, что коэффи-
циент трансформации полных соп-
ротивлений при переходе от симмет-
ричной к несимметричной схеме ра-
вен 4 : 1. (Предполагается, что в фа-
зовращателе отсутствует специально
предусмотренная трансформация со-
противления). Это видно из рас-
смотрения рис. 5.18. Сопротивление
нагрузки, указанное для генератора
на рис. 5.18а, в четыре раза больше
сопротивления нагрузки генератора,
показанного на рис. 5.18в. Следовательно, чтобы обеспечить оди-
наковое сопротивление нагрузки генератора в обоих случаях»
нагрузка на выходе симметрирующего трансформатора должна
быть в четыре раза больше, чем при несимметричной нагрузке ге-
нератора. 180-градусный фазовращатель, необходимый для сим-
метрирования, можно получить при определённых комбинациях из
Г-, П- и Т-образных четырёхполюсников или при помощи отрез-
ков линий с такими же характеристиками, как у этих цепей. На
рис. 5.19 показала практическая схема'такого типа с применением
сочетания П- и Г-образного четырёхполюсников. Отметим, что по-
ловина сопротивления симметричной нагрузки включена на входе
симметрирующего трансформатора.'' Схема из П- и Г-образного
четырёхполюсников служит для сдвига фазы напряжения на остав-
шейся половине симметричной нагрузки на 180°. Такой же симмет-
рирующий трансформатор, изготовленный из отрезков линии пе-
128
ГЛАВА 5
редачи, показан на рис. 5.20. В нём сдвиг фазы на 180° обеспечи-
вается полуволновым отрезком линии. Отметим, что коэффициент
трансформации сопротивлений этой схемы равен 1 : 4.
П~ образное Фазоинверторное
согла сующее П-Г- о враз ное звено
сопротивление
звено
Рис. 5.19
Общая длина между точками Пи В
раина 1/2 длине рабочей волны

Рис. 5.20
В симметрирующем трансформаторе, изображённом на рис. 5.21,
сдвиг фазы в 180° достигается с тем преимуществом, что он не
зависит от рабочей частоты. Однако длина линии, из которой сде-
лан трансформатор, должна 'быть достаточно велика, чтобы на ра-
бочей частоте она действовала подобно линии передачи. На прак-
Минимум —
на рабочей частоте
Несимметрич-
ный вход
-----Ч)
% вых
симметрич-
ный выход
о
Рис. 5.21
Цепи связи
129
тике принято выполнять трансформирующий участок длиной не ме-
нее четверти рабочей длины волны. Этот отрезок можно сделать
любой длины при условии, что потери в линии передачи не слиш-
ком велики.
5.15. Коэффициент полезного действия согласующих схем. Ко-
эффициент полезного действия зависит от добротности элементов,
входящих в состав согласующего устройства, и, в частности, от
добротности катушек. Потери в конденсаторах схемы обычно пре-
небрежимо малы по сравнению с потерями в катушках. В общем
виде кпд произвольного согласующего четырёхполюсника равен
^(0%) = 100= —-----------
Р вХ Р вых + Р потеръ
(5.26)
(5.27)
согласую-
из ур-ния
где Рвх — мощность на входе, вт;
Рвых — мощность, переданная из четырёхполюсника в на-
грузку, вт;
Рпотерь — мощность потерь или мощность, рассеиваемая в
элементах схемы, вт.
Конкретное выражение для кпд в каждом случае определяется
рассматриваемой схемой.
Для Г-образного звена кпд может быть .вычислен по формуле
Рн
7] = --------- ,
Рн “Ь Рпосл
где RH— сопротивление нагрузки Г-звена, ом;
РПосл — последовательное сопротивление потерь
щего четырёхполюсника [определяется
(5.10)], ом.
Так как Г-звено — основная часть П- и Т-образных четырёх-
полюсников, произведение кпд отдельных Г-звеньев, из которых
выполнен более сложный четырёхполюсник, даст общий кпд этого
четырёхполюсника.
Из ур-ния (5.27) следует, что трудно получить высокий кпд
при низких величинах сопротивления нагрузки. В таких случаях
сопротивление нагрузки становится соизмеримым с активным со-
противлением катушки на высоких частотах. Этим объясняются
трудности, которые обычно возникают при попытке согласовать
выход усилителя с антенной, которая значительно короче четверти
рабочей волны. Величина кпд согласующего четырёхполюсника в
этом случае
(5.28)
Ql
7] = ------ ,
Qa + Ql
где Ql— отношение реактивного сопротивления катушки к ак-
тивному;
9—349
130
ГЛАВА 5
— отношение реактивного сопротивления антенны к её ак-
тивному сопротивлению.
Если принять, что антенна длиной в одну восьмую длины вол-
ны имеет добротность порядка 100, добротность катушек схемы че-
тырёхполюсника тоже порядка 100, то кпд будет только 50%, т. е.
половина выходной мощности передатчика будет рассеиваться в
виде тепла в согласующем устройстве.
Величину кпд настроенных и ненастроенных трансформаторных
схем связи можно определить, если рассчитать отдельно мощность
потерь в каждой из катушек. Коэффициент полезного действия
схемы вычисляется по ур-нию (5.26), в которое подставляется сум-
ма всех потерь.
5.16. Согласование в линиях передачи. В диапазоне метровых и
дециметровых волн становится затруднительным применять в со-
гласующих устройствах элементы с сосредоточенными постоян-
ными. На этих частотах в качестве согласующих элементов обыч-
но используют реактивные сопротивления, образованные из отрез-
ков линий. Схемы согласования, рассмотренные в предыдущих раз-
делах, справедливы и для этого диапазона.
На рис. 5.22 и 5.23 показаны отрезки линий и их эквивалентные
схемы, которые можно использовать для создания Т-, Г- и П-об-
разных четырёхполюсников, описанных ранее. Отрезки линий, при-
меняемые для согласования, называются шлейфами. Шлейфы мо-
гут быть короткозамкнутые или разомкнутые, но для большинства
случаев предпочитают короткозамкнутые.
При практическом рассмотрении тождественность отрезка ли-
нии и элемента из сосредоточенных постоянных неочевидна из-за
отсутствия физического сходства между ними. Эквивалентность
этих цепей устанавливается при помощи анализа физических про-
цессов, происходящих в длинных линиях. Некоторые из наиболее
распространённых схем связи, выполняемых из отрезков линий,
описываются ниже.
Одношлейфовый трансформатор. Одиночный шлейф, подклю-
чённый к линии передачи, эквивалентен Г-звену, рассмотренному
в разделе 5.8. Это показано на рис. 5.24. Одиночным шлейфом тео-
ретически можно согласовать любое сопротивление нагрузки с
волновым сопротивлением линии передачи при условии, что на-
грузка не представляет собой короткое замыкание, холостой ход
или чистую реактивность. Чтобы можно было согласовывать в ши-
роком интервале полных сопротивлений, необходимо обеспечить
возможность передвигать шлейф вдоль линии передачи, а также
изменять его длину.
Двухшлейфовый трансформатор. Во многих случаях передви-
гать шлейф вдоль линии передачи (что необходимо при одиночном
шлейфе) нежелательно. В согласующем устройстве из двух шлей-
фов (рис. 5.25) перемещать шлейфы вдоль линии не требуется.
Цепи связи
131
Диапазон согласуемых сопротивлений и критичность настройки
зависят от выбора расстояния между -шлейфами. Если это расстоя-
ние приближать к половине длины волны, диапазон согласования
возрастает, но настройка становится более критичной. Обычно на
практике расстояние между шлейфами выбирается кратным нечёт-
ному числу К/8. При помощи такого двухшлейфового трансформа-
тора можно согласовать сопротивление только в том случае, если
активное сопротивление в месте подключения шлейфа, ближайше-
го к нагрузке, будет больше половины волнового.
Чтобы согласовать с линией любое сопротивление, необходимо
подбирать расстояние между согласующим трансформатором и
нагрузкой.
’) При расстоянии точно в полволны система работать не будет. Ред.
9*
132
ГЛАВА 5
Эквивале-
нт нал схе
ма из сое-
редоточ.
постоян.
Отрезки линий.
^.Произволь-
нал длина ~ Сопротивление
?] нагрузки равно
U волновому сопро-
J тивлению
I Сопротив
। ление
нагрузки
больше
волново-
го
] Сопротив
-ьлениенаг-
II рума
j меньше
I волново-
го
! Сопротив-
п ление наг-
П рузкиболь'
Jj* ше волно-
I воео
I Сопротив-
। ление наг-
д рузкимень
те волно-
J вого
! сопротив-
ления
Рис. 5.23
Трёхшлейфовый трансформатор. Для согласования любых на-
грузок, коэффициент отражения от которых меньше единицы, мож-
но применить трёхшлейфовый трансформатор (рис. 5.26). Три
шлейфа расположены через четверть волны вдоль линии передачи.
В отличие от двухшлейфового, трёхшлейфовый трансформатор
можно помещать на произвольном расстоянии от нагрузки и по-
Рис. 5.24
Цепи связи
133
лучить удовлетворительное согласование. Для удобства настройки
трёхшлейфового трансформатора управление первым и третьим
шлейфом можно объединить.
G
а)
fl
Наг-
руз-
ка.
yj
Все шлейфы,регу-
лируемые по длине
Первый-третий,
могут быть для
удобства сопряжены
С
ш
£ I
5.17, Согласование сопротивлений в волноводах. Большая часть
изложенного в разделе 5.16, относящегося к согласованию линий
передачи, применима и для согласования волноводных линий. От-
Рис. 5.27
бесконечно большое число ffk-
вол новых шлейфов параллель-
но двухпроводной линии обра-
зуют эквивалентную волно-
водную секцию
Рис. 5.28
134
Глава 5
резки волновода также можно представить в виде эквивалентных
схем из сосредоточенных элементов. Однако характер этих экви-
валентных схем зависит от струк-
туры поля или типа колебания,
которое распространяется в вол-
новоде. Типы колебаний в волно-
воде, которые классифицируют
по структуре магнитного или
электрического поля, рассматри-
ваются в гл. 11. Эквивалентные
схемы некоторых волноводных
Рис. 5.29 элементов, показанные на рис.
5.27, верны для колебания типа
Ню (ТЕю), которое обычно применяется в волноводах прямоуголь-
ного сечения. У этого колебания вдоль широкой стенки волновода
укладывается одна полуволна электрического поля, а вдоль узкой
стенки распределение поля равномерное.
Можно показать, что эквивалентные схемы отрезков линии пе-
редачи (рис. 5.22 и 5.23) также применимы к волноводам, если
рассматривать волновод как двухпроводную линию, к которой па-
раллельно включено бесконечное число четвертьволновых шлей-
фов, замкнутых накоротко (рис. 5.28а). Подключённый к линии
шлейф, длина которого отличается от четверти волны (рис. 5.286),
имеет свойства, аналогичные свойствам шлейфов, показанных на
рис. 5.22 и 5.23. Реальная волноводная секция приведена на
рис. 5.286. Таким же образом можно выполнить волноводный ана-
лог двойного шлейфа на коаксиальных линиях (рис. 5.29).
ЛИТЕРАТУРА
1 Модель 3. И. Вопросы построения мощных радиостанций. Госэнергоиздат,
1947.
2 . Г л а з м а н Э. С. Эффективная выходная цепь телевизионного радиопередат-
чика. «Радиотехника», т. 11, 1956, № 7.
6
АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
«ф 6.1. Общие сведения. Процесс амплитудной модуляции во мно-
гом подобен процессу смешения1), который был рассмотрен в
разделе 2.18. Термины «преобразование частоты», «биения»* 2) и
«гетеродинирование» также относятся к процессу смешения.
Во всех этих случаях на вход схемы подаются колебания двух
частот, а на выходе её появляются колебания, частота которых
равна сумме и разности двух частот вместе с колебаниями основ-
ных частот. Колебания всех частот, получившиеся в результате
смешения 2), выделяют очень редко. В модулируемом вч усилителе
на выходе выделяются напряжения только высокой частоты, сум-
мы этой частоты и модулирующей, а также их разность. Сопро-
тивление выходной высокочастотной цепи обычно очень мало на
9 Термин «смешение» нельзя считать вполне удачным, так как он не отра-
жает существо происходящих в преобразователях, модуляторах и других анало-
гичных устройствах процессов, где фактически имеет место перемножение двух
подаваемых на вход напряжений.
2) Это неточно. Под биениями понимают колебания, возникающие при нало-
жении двух синусоидальных колебаний с близкими частотами. Комбинационные
частоты (разностные и суммарные) образуются на выходе нелинейного элемен-
та, на вход которого подапы биения. Ред.
136
Глава 6
частотах модуляции, поэтому напряжения этих частот на выходе
отсутствуют
6.2. Боковые полосы. Если изобразить график напряжения на
выходе передатчика как функцию времени или развернуть его на
осциллографе, то увидим непрерывную волну с изменяющейся
амплитудой или фазой (в зависимости от способа модуляции).
d)
0,5 0,5
Jo "Jm Jo Jo * Jm
В любое мгновение выходное напряжение может иметь только
одно значение, независимо от вида модуляции. В случае импульс-
ной модуляции величина напряжения будет периодически меняться
скачком от максимума до нуля. Напряжение на выходе можно
также представить в виде спектра, состоящего из несущей и бо-
ковых частот. Каждой составляющей соответствует вертикальная
линия, высота которой зависит от способа и глубины модуля-
ции [4]. Такое изображение модулированного сигнала, которое
можно получить при помощи анализатора спектра [3], обычно даёт
гораздо большую информацию, чем представление его в виде
функции времени.
Боковые полосы при амплитудной модуляции. На рис. 6.1а по-
казан выходной вч сигнал как функция времени при 100-процент-
ной модуляции, а на рис. 6.16 — спектр того же сигнала. При мо-
дуляции одной частотой имеются две боковые, амплитуда каждой
из них при 100-процентной модуляции составляет половину от не-
сущей. Боковые частоты смещены относительно несущей на вели-
чину, равную частоте модуляции.
Видоизменениями амплитудной модуляции, которые поруча-
ются при фильтрации некоторых из составляющих сигнала или
другими методами, являются:
1. Однополосная модуляция. Несущая и одна боковая пол-
ностью подавлены и не передаются (рис. 6.2а и б). Методы осуще-
ствления однополосной модуляции рассматриваются ниже в этой
главе.
Амплитудная модуляция
137
2. Двухполосная модуляция с подавлением несущей. С целью-
экономии мощности амплитуда несущей подавлена и не переда-
ётся (рис. 6.3а и б). Восстанавливают её в приёмнике.
Передавав -
мая боковая
to ~ f Л»
подавляе-
мая боковая
3. Амплитудная модуляция с частичным подавлением боковой
полосы. Этот вид передачи применяют для сужения спектра
частот в телевидении. Подавлена нижняя боковая с частоты на
0,75 Мгц ниже несущей. На частотах, отстоящих от несущей более-
Го
t^
подавлена
а)
МОиуЛЯЦиЯ
отсутствует

чем на 1,25 Мгц, затухание должно составлять не менее 20 дб.
Для частот модуляции вплоть до 0,75 Мгц спектр и вид сигнала
138
Глава 6
показаны на рис. 6.1, а для частот выше 1,25 Мгц — на
рис. 6.4а и б.
6.3. Амплитудная модуляция (две боковые полосы). Амплитуд-
ная модуляция без подавления боковых частот является первым
видом модуляции, применённым в радиопередатчиках, и во многих
случаях продолжает оставаться и в настоящее время наиболее
практичным методом (выбор того или иного метода модуляции
рассматривался в гл. 1). Простейшим методом амплитудной мо-
дуляции является амплитудная манипуляция — простое включение
и выключение несущей. Часто этот вид работы называют пере-
дачей при помощи незатухающих колебаний, хотя, строго говоря,
термин «незатухающие» означает немодулированные длительно
действующие колебания. Напряжение модулированного по ам-
плитуде сигнала с двумя боковыми можно записать в виде
е = £м sin 2тг/„/+ sin 2л (fH — fM) t + sin2rc(/K+/J/, (6.1)
тде е — напряжение в любой момент времени
Ен — амплитуда немодулированного колебания;
т —глубина модуляции, равная
для положительной полуволны модуляции
_ Емакс Ен п\
для отрицательной
т = £« — Емин , (6.3)
Ен
Емакс — амплитуда положительной полуволны огибающей;
Емин— амплитуда отрицательной полуволны огибающей;
fH — частота несущей;
fM — частота модуляции.
Последние два члена ур-ния (6.1) есть боковые частоты.
Имеется четыре основных метода осуществления амплитудной
модуляции:
1) Высокочастотный сигнал проходит через цепь, в которой
уровень сигнала изменяется в соответствии с модулирующим на7
пряжением. Примером может служить диодный модулятор.
2) Высокочастотный сигнал подаётся на вход усилителя, кпд
которого остаётся неизменным при значительных изменениях на-
пряжения питания. Величиной этого напряжения управляют в
процессе модуляции (например, анодная модуляция).
3) Высокочастотный сигнал подаётся на вход усилителя с не-
изменным анодным напряжением, но его кпд и величина тока пи-
Амплитудная модуляция
139
•гания меняются в такт с модулирующим напряжением. Примером
может служить сеточная модуляция.
4) Два передатчика, питаемые от общего вч генератора и
включённые на общую нагрузку, одновременно модулируются по
фазе так, чтобы сложный сигнал на выходе менялся от нуля до
удвоенного значения амплитуды сигнала при отсутствии модуля-
ции. Это так называемая модуляция дефазированием.
-ф* 6.4. Амплитудная манипуляция. На линиях связи большой про-
тяжённости и с высокой скоростью работы амплитудная манипу-
ляция в большинстве случаев заменена частотной манипуляцией
(см. гл. 12). Это объясняется тем, что отношение сигнал/шум на
входе приёмника при частотной манипуляции может быть при-
мерно на 10 дб ниже, чем в случае амплитудной манипуляции
при одинаковых качественных показателях. Однако амплитудная
манипуляция сохраняет .своё значение на линиях связи между
подвижными морскими и береговыми станциями.
Амплитудная манипуляция обычно осуществляется в маломощ-
ных каскадах, поэтому мощность, которой следует управлять в
процессе манипуляции, мала. Усилители после каскада, где осу-
ществляется амплитудная манипуляция, должны рассчитываться
так, чтобы при снятом возбуждении анодные токи уменьшались
до нуля или до величины, безопасной для ламп. При некоторых
:видах работы приём и передача могут осуществляться на одной
и той же частоте, что позволяет оператору, ведущему передачу,
одновременно вести также и прослушивание, а оператору на дру-
гом конце линии позволяет при необходимости прервать передачу.
Это одна из причин, почему в корабельных радиостанциях не при-
меняется частотная манипуляция. На то время, когда прерывает-
ся передача, может потребоваться манипуляция возбудителя пере-
датчика, чтобы избежать появления интерференционного сигнала
в приёмнике. Но обычно это нежелательно, так как при манипуля-
ции возбудителя гораздо труднее устранить известные недостатки
амплитудной манипуляции: щёлканье ключа, плавающий тон и
т. д. Один из методов устранения этих помех — применение в воз-
будителе смесителя, у которого выходная частота есть сумма или
разность частот двух генераторов [5]. Управляя смесителем, мож-
но прерывать передачу. Генераторы должны быть хорошо экраню
рованы, чтобы избежать интерференционных помех из-за смеше-
ния в первой ступени приёмника. Другой метод состоит в том, что
возбудитель работает на субгармонике выходной частоты и кон-
струируется так, чтобы гармоники на его выходе были пренебре-
жимо малы [6].
Способы осуществления амплитудной манипуляции. В простей-
шем виде манипуляцию можно осуществить, прерывая катодную
цепь какой-либо промежуточной ступени. Если из соображений
экономии нельзя применить источник отрицательного смещения,
140
Глава 6
чтобы запирать при снятом возбуждении каскады, следующие за
манипулируемым, то можно использовать схему, при помощи ко-
торой снижается напряжение на экранирующей сетке в периоды
Эта схема была рассмотрена в разделе
3.19. При наличии источника отрицатель-
ного напряжения лампы усилителя или*
сам возбудитель могут запираться непо-
средственно большим отрицательным'
'Смещением (манипуляция смещением).
Кроме того, может быть применена до-
полнительная управляющая лампа, кото-
рая используется как электронный пере-
ключатель, включённый последовательна
в цепь, где производится манипуляция.
Когда ключ разомкнут, подключается
большое отрицательное напряжение ю
сетке управляющей лампы, когда ключ4
замкнут — меньшее напряжение.
Переходные процессы при манипуля-
ции. Специфическими вопросами при кон-
струировании радиотелеграфного пере-
датчика являются:
1) изменение частоты при манипуля-
ции;
2) щелчки из-за переходных явлений в цепях устройств мани-
пуляции;
3) щелчки, вызываемые формой излучаемого сигнала;
4) нестабильность питающих напряжений.
Изменение частоты манипулируемого возбудителя [7] можно*
уменьшить, если добиться независимости частоты генератора от
питающих напряжений. Для этого стабилизируют напряжение пи-
тания генератора или применяют схемы генераторов, у которых
колебательные цепи изолированы от лампы (см. раздел 2.2.).
Подавление щелчков из-за переходных явлений в цепях мани-
пуляции обычно осуществляется достаточно просто (рис. 6.5 а и б\.
Если манипуляция происходит в цепи с большой индуктивностью
(например, обмотка реле), то при разрыве цепи могут возникать
большие напряжения. Их можно существенно уменьшить при по-
мощи специальных диодов, включённых в схему, как показано на
рис. 6.5 в [8].
Подавление щелчков, вызываемых формой излучаемого сигна-
ла, невозможно при помощи простых фильтров, подключаемых к
контактам ключа. Такие щелчки возникают из-за слишком быст-
рого нарастания или убывания огибающей излучаемого сигнала.
Например, при возрастании огибающей от нуля до максимума за*
10 мксек передний фронт сигнала имеет такую же форму, как hi
Амплитудная модуляция
141
при модуляции частотой 100 кгц. Поэтому слева и справа от не-
сущей должны появиться боковые частоты, отстоящие от неё на
100 кгц. Однако нет необходимости в том, чтобы нарастание про-
исходило быстрее, чем это требуется для передачи, третьей гармо-
ники частоты манипуляции. При 100 словах в минуту время нара-
стания может быть не более 5 мсек. Индуктивность, включённая
последовательно с ключом [9], увеличивает время нарастания, а
параллельная зажимам ключа ёмкость увеличивает время спада-
ния. Но такая мера может оказаться бесполезной, если возбужде-
ние каскада, следующего за манипулируемым, слишком велико.
Такое же положение возможно, если производить манипуляцию в
кварцевом генераторе, который не будет возбуждаться, пока уп-
равляющее напряжение не достигнет определённой величины.
Начиная с некоторого значения этого напряжения, сигнал на вы-
ходе генератора возрастает очень быстро до величины, достаточ-
ной для нормального возбуждения следующего каскада 1[10, 11].
В этих случаях при помощи фильтра в цепи ключа затягивается
начало импульса, что мало сказывается на «закруглении» перед-
него фронта. Возбудитель, который сам по себе не создаёт щелч-
ков, может быть их причиной, если после него следует усилитель
с чрезмерным смещением1) [12]. Таким образом, стремясь умень-
шить щелчки, связанные с манипуляцией, необходимо особенно
тщательно выбрать время нарастания и спадания огибающей на
выходе, а также учесть побочные частоты, возникающие в мало-
мощных каскадах.
Другой причиной чрезмерных щелчков является нестабиль-
ность усилителя. Паразитная генерация может возникать при ма-
нипуляции, но исчезать при прекращении манипуляции, когда
усилитель находится в нормальном динамическом режиме.
Побочные излучения, вызывающие щелчки, можно снизить,
если на выходе применить цепи с достаточно хорошей избиратель-
ностью. Однако при этом необходимо учитывать особенности вы-
ходных цепей. Например, П-образный четырёхполюсник вносит
большое затухание на высоких частотах, но оказывает малое
влияние в области частот ниже несущей. Поэтому магистральный
передатчик, у которого велик уровень побочных частот, связанных
с манипуляцией, может вызвать помехи в вещательном диапазоне
от 1600 до 550 кгц, если на выходе включён П-образный четырёх-
полюсник.
Нестационарные процессы, вызванные источниками питания.
Относительное изменение напряжения на выходе источника пита-
ния при подключении сопротивления R к выходу однозвенного
£С-фильтра равно
!) Т. е. очень мал угол отсечки. Ред.
142
Глава 6
(6.4>
а время для достижения этого изменения,
т = у ]/Zc-
(6.5>>
Рис. 6.6
формой колебания и той, что
В линейной цепи или устройстве
Уравнение (6.4) показывает, что изменение будет меньшим,
если величину индуктивности уменьшить, а ёмкости — увеличить.
Можно устранить переходные процессы, применив устройство, со-
стоящее из управляющей лампы и активного сопротивления. При
отжатом ключе лампа подклю-
чает на выход источника питания
дополнительное сопротивление^
так что нагрузка на источник пи-
тания остаётся постоянной.
Нестационарные процессы от-
сутствуют при частотной манипу-
ляции, когда нагрузка на источни-
ки питания остаётся неизменной.
6.5. Диодный модулятор. Если
колебания звуковой и высокой
частот смешивать в линейном
устройстве, например в транс-
форматоре, то модуляция не про-
исходит и два колебания просто
накладываются друг на друга
(рис. 6.6). Разница между этой
приведена рис. 6.1а, очевидна.
сигнал на выходе В1сегда пропор-
ционален входному. При слишком большом напряжении на входе
трансформатор становится нелинейным устройством, так как на-
ступает насыщение сердечника и напряжение на выходе не увели-
чивается, хотя напряжение на входе продолжает расти. Аналогич-
но, сопротивление линейно, пока оно подчиняется закону Ома. Ес-
ли перегрузить угольное сопротивление, то нагрев увеличит его ве-
личину и дальнейшее увеличение напряжения не даст точно про-
порционального увеличения тока. Примером линейной системы яв-
ляется высококачественный звуковой усилитель: колебания двух
звуковых частот, поданные на его вход, вызовут движение диффу-
зора громкоговорителя в соответствии с графиком рис. 6.6, и ника-
кие другие частоты не возникнут.
Примером нелинейного устройства является диодный выпрями-
тель. Напряжение одной полярности появляется на его выходе
без изменения, а напряжение другой полярности не пропускается.
Амплитудная модуляция
14$
Схема диодного модулятора [14] показана на рис. 6.7. Если коле-
бание, график которого показан на рис. 6.6, подано на вход схемы,
то на выходе отрицательная половина срежется и колебание бу-
дет иметь вид рис. 6.8. Если на выход диодного модулятора вклю-
Рис. 6.7
Рис. 6.8
чить LC-контур, настроенный на частоту fH, то вследствие его
резонансных свойств отрицательная часть каждого периода высо-
кочастотных колебаний, огибающая которых является зеркальным
изображением верхней половины сигнала, восстанавливается. Ко-
лебания на выходе будут иметь вид, показанный на рис. 6.1а.
В качестве нелинейных элементов можно также использовать
вакуумные лампы и транзисторы. Примером нелинейных уст-
ройств являются смесители, преобразователи, модуляторы различ-
ных типов. Появление суммарных и разностных частот на выходе
этих устройств есть следствие нелинейности. Упоминавшийся ра-
нее высококачественный звуковой усилитель практически имеет
некоторую нелинейность, вследствие которой в выходном напря-
жении имеются суммарные и разностные частоты, называемые не-
линейными искажениями.
Диодный модулятор, показанный на рис. 6.7, используется
только при малых мощностях, так как он вносит существенные по-
тери. Поэтому его обычно не применяют в радиопередатчиках для
осуществления амплитудной модуляции. Однако диодные баланс-
ные модуляторы мостового или кольцевого типа применяются для
получения двухполосных сигналов с подавленной несущей. При
этом напряжение высокой частоты на входе модулятора в 10-н
4-20 раз больше модулирующего напряжения [15].
ф* 6.6. Анодная модуляция. Если модулирующее напряжение на-
кладывается на постоянное анодное напряжение усилителя, то
имеет место анодная модуляция. Это наиболее широко применя-
емый метод амплитудной модуляции. Анодная модуляция обычно
используется в усилителе, работающем в классе С (см.
раздел 3.3). При анодной модуляции триодов необходимо прини-
мать во внимание указанные ниже соображения, определяющие
выбор рабочих режимов.
1. Высокочастотное напряжение возбуждения, сопротивление
нагрузки усилителя и сеточное смещение должны быть подобраны
так, чтобы в максимальном режиме (в пиковой точке модулирую-
144
Глава 6
щего напряжения), когда анодное напряжение достигает величи-
ны 2Еа, максимальное напряжение высокой частоты на выходе
было тоже вдвое больше, чем при анодном напряжении Еа. Мак-
симальное высокочастотное напряжение между анодом и катодом
почти равно 2Еа в пике модулирующего колебания, но не должно
достигать этой величины. В противном случае минимальное на-
пряжение на аноде еамин станет ниже максимального положи-
тельного напряжения на управляющей сетке.
2. Если высокочастотное напряжение возбуждения таково, что
при пиковом значении модулирующего колебания дальнейшее уве-
личение этого напряжения не ведёт к увеличению напряжения на
выходе, то оно более чем достаточно и для остальных значений
модулирующего напряжения, соответствующих другим моментам
периода модуляции. В процессе модуляции чрезмерное напряже-
ние возбуждения может быть причиной слишком большого рас-
сеяния на управляющей сетке, если не приняты соответствующие
меры предосторожности.
Цель настройки модулируемого на анод усилителя класса С —
получить максимально линейное соотношение между модулирую-
щим колебанием и огибающей модулированного высокочастот-
ного колебания на выходе [16] На рис. 6.9 показана связь между
напряжением высокой частоты на выходе и напряжением на аноде
для усилителя в режиме С [17].
Рис. 6.9
Амплитудная модуляция
145
Для того чтобы получить оптимальные условия, напряжение
на аноде Еа без модуляции выбирается на середине линейного
участка. При 100-процентной модуляции модулирующее напря-
жение UQ равно Еа.
Если модулирующее напряжение таково, что максимум выход-
ного вгч напряжения между анодом и катодом оказывается в не-
линейной области, высокочастотное напряжение во время поло-
жительных полупериодов модуляции не будет возрастать настоль-
ко, насколько оно уменьшается во время отрицательных полу-
периодов модуляции. Крайний случай, когда имеется только не-
большой положительный подъём и большой отрицательный спад,
называется модуляцией вниз. Такой вид работы допустим при те-
леграфии типа А2 с использованием модулированной несущей,
но является причиной больших искажений при телефонии типа АЗ.
Чтобы обезопасить сетку лампы от чрезмерной перегрузки в
течение периода модуляции, стабильность выходного уровня воз-
буждающей ступени должна быть невысокой. Это означает, что
мощность возбуждающей ступени не должна превышать мини-
мально необходимой величины, определяемой из режима, в кото-
ром сеточный ток усилителя достигает минимума в максимальной
точке модулирующего напряжения. В противоположность этому
для линейного усилителя класса В требуется возбудитель с высо-
кой стабильностью напряжения возбуждения.
Схема усилителя в режиме С может быть автоматически защи-
щена, если, по крайней мере, некоторая часть сеточного смещения
получается в результате падения напряжения на последователь-
ном сопротивлении в цепи сетки. Когда сеточный ток увеличивает-
ся, смещение также увеличивается и уменьшает сеточный ток.
Реактивное сопротивление конденсатора, шунтирующего со-
противление, на высшей частоте модуляции должно быть, по край-
ней мере, вдвое больше величины этого сопротивления. В против-
ном случае напряжение смещения не будет меняться в такт с мо-
дуляцией. Желательно иметь фиксированное смещение на сетке
последовательно с сеточным сопротивлением, чтобы защитить
лампу усилителя при снятии вч напряжения на входе. Наличие
автоматического смещения улучшает линейность динамической
характеристики, показанной на рис. 6.9, и увеличивает также
мощность на выходе по сравнению с той, что получается при фик-
сированном смещении. Точный графический анализ усилителя в
классе С с автоматическим смещением сложен, так как смещение
на сетке изменяется в процессе модуляции. Методы этого анализа
изложены в [18].
Требования к мощности модулятора. Как видно из рис. 6.16,
мощность боковых полос при 100-процентной модуляции усилите-
ля составляет 50% от мощности несущей. Эта дополнительная
мощность поступает от модулятора. Мощность модулятора долж-
10—349
146
Глава 6
на составлять 50% мощности, подводимой к усилителю без моду-
ляции. При глубине модуляции, меньшей 100%, она будет пропор-
циональна квадрату глубины модуляции (т2). Мощность модуля-
Еа
тора выделяется в эквивалентном сопротивлении, равном —, шун-
7 Со
тированном анодным блокировочным конденсатором и другими
ёмкостями, которые оказываются включёнными параллельно выхо-
ду модулятора.
Модуляция тетрадных усилителей. Рассмотрим особенности
анодной модуляции ламп с экранирующей сеткой. При модуляции
на анод усилителей на тетродах, лучевых тетродах и пентодах
необходимо одновременно обеспечить модуляцию экранного напря-
жения примерно на 70%. Если модуляция производится только на
экранирующую сетку, то это фактически — одна из форм сеточной
модуляции, которая будет рассмотрена ниже.
Модуляция на экранирующую сетку требует дополнительной
мощности, но она будет потребляться в основном от источника
питания этой сетки, а не от модулятора. Отношение модулирую-
щей мощности в цепи экранирующей сетки к модулирующей мощ-
ности в анодной цепи примерно такое же, как и отношение тока
экранирующей сетки к анодному, и находится в пределах от 0,05
до 0,15. Чтобы ток экранирующей сетки не превышал допустимого
значения, мгновенное напряжение на аноде не должно становить-
ся меньше мгновенного напряжения на ней. Поэтому необходимо
обеспечить синфазное изменение напряжений на экранирующей
сетке и на аноде.
Модуляцию по экранирующей сетке можно осуществить одним
из следующих методов [19]:
1) подать напряжение на сетку через гасящее сопротивление,
подключённое непосредственно к источнику анодного питания
(рис. 6.10а);
2) при фиксированном низковольтном источнике питания сетки
включить последовательно в цепь питания модуляционный дрос-
сель (рис. 6.106), в случае модуляции звуковыми частотами доста-
точна индуктивность порядка 10 гн;
3) подать напряжение от специальной, третьей обмотки на
модуляционном трансформаторе, рассчитанной на нужное модули-
рующее напряжение на экранирующей сетке (рис. 6.10в).
Блокировочный конденсатор в цепи экранирующей сетки дол-
жен иметь малое сопротивление для высокой частоты и большое
сопротивление для звуковых частот. В противном случае модуля-
ции по экранирующей сетке происходить не будет.
Модулятор с анодным дросселем. На рис. 6.11 по-казана одна
из первых схем модуляторов [20]. Эта схема имеет низкий кпд, так
как модулятор должен работать в классе А. Нагрузочным сопро-
Амплитудная модуляция
147
тивлением модулятора является усилитель высокой частоты в ре-
жиме С. Для получения 100-процентной модуляции анодное на-
пряжение модулятора должно быть выше, чем анодное напряже-
ние высокочастотного усилителя, чтобы напряжение, развиваемое
б?
К модулятору
модулятором, не падало до нуля,
(во избежание больших искаже-
ний). Это достигается включени-
ем сопротивления 7? между моду-
лятором и высокочастотным уси-
лителем. Сопротивление 7? шун-
тируется конденсатором С, реак-
тивное сопротивление которого
на низшей частоте модуляции
должно составлять менее одной
—3 десятой от величины 7?. Падение
5 напряжения на сопротивлении R
□1 . l должно быть равно или больше,
Усилитель
класса. С

Рис. 6.10
I/?
Рис. 6.11
чем минимальное мгновенное значение напряжения на аноде мо-
дулятора.
При оптимальных рабочих условиях увеличение и уменьшение
тока высокочастотного усилителя будет точно равно соответству-
ющему уменьшению или увеличению тока модулятора. Поэтому
ток, потребляемый от источника анодного напряжения, будет не-
изменным. Так как модулятор в классе А имеет низкий кпд и, кро-
ме того, в сопротивлении 7? теряется значительная мощность, об-
щий кпд получается низким. Поэтому эта схема не получила рас-
пространения.
10*
148
Глава 6
Модуляторы класса АВ и В. Модуляторы с высоким кпд вы-
полняются по двухтактной схеме и соединяются с высокочастот-
ным усилителем через согласующий трансформатор. Эффективная
работа ламп в этой схеме достигается выбором величины смеще-
ния так, что лампы поочерёдно выключаются на полпериода. Одна
лампа усиливает положительные полупериоды, а другая — отрица-
тельные. На выходе трансформатора напряжение получается поч-
£ейст6и - Расчетное напряскенце
тельное отсечки,
напряж отсечки
Рис. 6.12
ти без искажений. Теорети-
чески максимальный кпд мо-
дулятора класса В — 78,5%,
но на практике он имеет ве-
личину порядка 60% (см.
гл. 3). Рассмотренные вгл.З
усилители высокой частоты
классов АВ и В имели в
анодной цепи в качестве на-
грузки колебательный кон-
тур. Полученные результа-
ты верны и для усилителей
звуковых частот. Однако уси-
литель звуковых частот дол-
жен выполняться по двух-
тактной схеме, так как в ре-
зонансном высокочастотном
усилителе форма колебания
на выходе восстанавливается
до синусоидальной благодаря резонансным свойствам контура.
При работе в классе В мощность, потребляемая модулятором,
пропорциональна величине сигнала на входе. При отсутствии зву-
кового сигнала анодный ток очень мал или близок к нулю. Это даёт
существенный выигрыш в общем кпд, когда на вход подан ре-
чевой сигнал, среднее значение которого мало по сравнению
с пиковым.
Зависимость анодного тока от напряжения на сетке для обыч-
ных ламп нелинейна вблизи нижнего участка анодно-сеточной ха-
рактеристики. Искажения, вносимые модулятором класса В, мож-
но уменьшить, выбрав смещение равным напряжению в точке
пересечения спрямлённой анодно-сеточной характеристики с осью
абсцисс (рис. 6.12). Если две лампы обладают одинаковыми ха-
рактеристиками, действие токов, соответствующих нелинейным
участкам, взаимно компенсируется и общая характеристика обеих
ламп получится близкой к прямой линии.
Необходимо учитывать, что напряжение смещения для моду-
ляторов класса В или АВ должно быть фиксированным. Катод-
ное смещение нельзя использовать, так как катодный ток непосто-
янен. В случае модулятора класса В на тетроде напряжение на
Амплитудная модуляция
149
экранирующей сетке также должно быть постоянным. Поэтому в
цепи этой сетки не следует применять гасящее сопротивление.
Для оптимальной работы модулятора класса В обычно тре*
буется такое возбуждение, при котором появляется ток в цепи
управляющей сетки, т. е. в этой
В случае модулятора класса ABi
мощность в сеточной цепи не пот-
ребляется, и во многих случаях
упрощение возбудителя возмеща-
ет более низкий кпд выходного
каскада класса АВЬ Сеточные
цепи модулятора класса В пред-
ставляют собой меняющееся за
период модулирующего колеба-
ния эквивалентное сопротивление,
так как нет прямой пропорцио-
нальности между звуковым на-
пряжением и величиной сеточного
тока. Необходимо, чтобы выход-
ное напряжение предыдущего
каскада оставалось стабильным в
цепи потребляется мощность.
вход ।
модулирую- j
щеео напря- 5
женил ' —'
Рис. 6.13
условиях переменной нагрузки,
которую представляет собой сеточная цепь модулятора. Этого мож-
но достичь, используя триоды с низким внутренним сопротивлением
или при помощи обратной связи, которая уменьшает эффективное
внутреннее сопротивление тетродов или пентодов. На практике
обычно сеточные цепи модулятора класса В связаны с предыдущим
каскадом через понижающий трансформатор, что также повышает
стабильность напряжения возбуждения.
Модуляция по последовательной схеме. В этой схеме [20], по-
хожей в некоторой степени на рассмотренную выше (рис. 6.11)у
модуляторная лампа и лампа вч усилителя включаются последо-
вательно, и к ним приложено неизменное по величие напряжение
источника питания. В упрощённом виде схема приведена на
рис. 6.13. Её достоинство состоит в том, что отсутствует модуляци-
онный трансформатор или дроссель. Это может быть важно таму
где требуется снизить вес устройства. Модулятор в этой схеме ра-
ботает как усилитель класса А. Напряжение источника анодного
питания постоянно, и деление напряжения между модулятором и
усилителем высокой частоты происходит в такт с модулирующим
колебанием. Усилитель высокой частоты является анодной нагруз-
кой для модулятора. Если требуется достичь 100-процентной мо-
дуляции, напряжение на аноде модулятора должно быть больше,,
чем на аноде усилителя высокой частоты. Любое необходимое де-
ление напряжения при отсутствии модуляции можно получить^
подобрав смещение на сетках ламп. Стопроцентной модуляции?.
150 Гл а в а 6
при отрицательном полупериоде добиться невозможно, так как
при этом анодный ток усилителя высокой частоты должен падать
до нуля. Но так как модуляторная лампа включена последова-
тельно. то её анодный ток также должен падать до нуля, что вы-
зовет искажения. Другая трудность состоит в том, что усилитель
высокой частоты или модулятор должны иметь нить накала, изо-
лированную от земли. Обычно схема строится так, что под более
низким потенциалом относительно земли находится усилитель вы-
сокой частоты.
6.7. Сеточная модуляция. Модулирующее напряжение может
быть приложено к одной из сеток лампы усилителя, причём тре-
буемая для модуляции мощность значительно меньше, чем при
анодной модуляции. Однако мощность несущей на выходе при
этом также меньше. Принципы осуществления модуляции одина-
ковы, независимо от того, по какой сетке она производится. На-
пряжение на аноде остаётся постоянным, и увеличение мощности
на выходе при модуляции происходит за счёт того, что анодный
ток и кпд по анодной цепи изменяются в такт с модулирующим
сигналом. Чтобы добиться увеличения мощности в четыре раза
относительно немодулированной несущей при постоянном напря-
жении на аноде, анодный ток и кпд по анодной цепи должны
удвоиться. Обычно мощность на выходе составляет от одной чет-
верти до одной трети мощности, достигаемой при анодной моду-
ляции. Коэффициент полезного действия в режиме несущей час-
тоты обычно порядка 33%.
Модуляция на управляющую сетку. Для модуляции на управ-
ляющую сетку усилителя высокой частоты модулирующее напря-
жение включается последовательно с источником сеточного сме-
щения, и мгновенное значение смещения на сетке изменяется в
такт с модулирующим сигналом. Из-за нелинейности характери-
стики сеточного тока величина его не будет изменяться пропор-
ционально изменению напряжения на сетке. Это создаёт перемен-
ную нагрузку как для возбуждающего каскада, так и для моду-
лятора. Поэтому для уменьшения искажений необходимо, чтобы
оба эти устройства были нагружены на постоянные активные со-
противления. Модуляция на управляющую сетку получила наи-
большее распространение в телевизионных передатчиках.
Частоты модуляции для передачи видеосигнала не превышают
4,3 Мгц1). Размах напряжения видеосигнала, необходимый для
100-процентной* 2) модуляции, и величина ёмкости сетка—катод у
современных генераторных ламп достаточно малы, что позволяет
создать практически приемлемые видеомодуляционные устройства.
!) В соответствии со стандартом СССР высшая модулирующая частота со-
ставляет 6 Мгц. Ред.
2) Здесь следует иметь в виду полную модуляцию до уровня несущей, рав-
ного 12,5% пикового уровня. Ред.
Амплитудная модуляция
151
При работе модулируемого каскада по схеме с заземленным като
дом боковые полосы во входной цепи не появляются при отсутст
вии обратной связи по высокой частоте, и поэтому широкополое
ной должна быть только выходная цепь. В каскадах, где осуществ
ляется видеомодуляция, применяются тетроды с высокой крутиз
ной. Может быть применена ней-
трализация, если необходимо све-
сти к минимуму связь выхода со
входом.
Характеристики обычного тет-
рода, модулируемого на управля-
ющую сетку, показаны на
рис. 6.14 [21]. Чтобы получить
плоскую частотную характери-
стику в полосе частот до 4,5 Мгц,
в анодной цепи наиболее удобно
использовать систему из двух
связанных контуров. Максималь-
ное сопротивление нагрузки, при котором достигается заданная по-
лоса частот, определит наклон линии нагрузки АВ (см. разделы
3.17 и 5.4, в которых рассмотрены двухконтурные схемы). Смеще-
ние в режиме максимальной мощности (пиковый уровень при син-
хроимпульсе в видеосигнале) выбирается равным напряжению от-
сечки лампы, т. е. соответствует классу В т). Амплитуда высокочас-
тотного напряжения возбуждения должна быть такой, чтобы анод-
ный ток достигал величины, соответствующей точке А. Положение
точки А выбирается так, чтобы не заходить в область излома ха-
рактеристик. Это означает ,что минимальное напряжение на аноде
в процессе колебаний не должно становиться меньше напряжения
на экранирующей сетке. В противном случае ток этой сетки и рас-
сеиваемая на ней мощность резко возрастут. Размах сигнала на
выходе модулятора приблизительно равен разности между величи-
нами напряжений смещения, соответствующих точкам А и В. Уро-
вень высокочастотного возбуждения должен оставаться как можно
более постоянным и при отрицательном пике модуляции должен
обеспечить лишь начало токопрохождения в лампе.
Если напряжение на аноде увеличить (точка В', рис. 6.14), на-
клон линии нагрузки не изменится и напряжение на аноде дости-
гнет величины, соответствующей точке А'. Ток экранирующей сет-
ки уменьшится, а мощность на выходе и мощность, рассеиваемая
на аноде, возрастут. Приближение к режиму, соответствующему
точке В, ведёт к возрастанию кпд, а приближение к режиму, опре-
О Для увеличения линейного участка модуляционной характеристики и
уменьшения нелинейных искажений длительность импульса анодного тока в мак-
симальном режиме лучше выбирать равной 2004-240° (т. е. угол отсечки
100-120°). Ред.
152
Глава 6
деляемому точкой В', — к улучшению линейности. При расчёте при-
нимают компромиссное решение.
Линия СВ отражает режим работы лампы при передаче уров-
ня «серого». Крутизна характеристики изменяется, так как угол
отсечки анодного тока уменьшается.
Модуляция на экранирующую сетку. По принципу действия
модуляция на экранирующую сетку подобна модуляции на управ-
ляющую сетку, но недостатком её является необходимость в не-
сколько большей мощности модулятора. Недостатком является
также и то, что характеристики анодного тока как функции напря-
жения на экранирующей сетке обычно не приводятся в паспортах
лампы и их нужно снимать экспериментально. Усилитель перво-
начально настраивают так, чтобы в пиковом режиме он работал в
классе С с максимальным кпд. Определяют напряжение на экра-
нирующей сетке, при котором кпд максимален. В режиме молча-
ния на экранирующую сетку подаётся половина этого напряжения.
В некоторых лампах анодный ток не уменьшается до нуля при
нулевом напряжении на экранирующей сетке, и поэтому может
потребоваться, чтобы в процессе колебаний напряжение на этой
сетке становилось отрицательным. Некоторым преимуществом мо-
дуляции по экранирующей сетке является то, что представляемое
цепью сетки сопротивление почти не зависит от приложенного на-
пряжения.
Модуляцию на экранирующую сетку можно осуществить пб
схеме рис. 3.37 [22], причём лампа Л2 должна работать как усили-
тель модулирующих сигналов в режиме класса А. Как и в подоб-
ной схеме анодной модуляции с неизменным током, рассмотренной
выше, для получения 100-процентной модуляции напряжение на
аноде лампы Л2 должно превышать напряжение на экранирующей
сетке модулируемого усилителя. Этого обычно достигают включе-
нием сопротивления между анодом лампы Л2 и экранирующей
сеткой лампы усилителя высокой частоты. Более высокий кпд
имеет схема, в которой для подачи модулирующего напряжения
на экранирующую сетку используется трансформатор.
Модуляция на пентодную (защитную) сетку. Модуляция на
пентодную сетку в энергетическом отношении подобна модуляции
на управляющую сетку. Не очень широкое применение этого типа
модуляции объясняется тем, что у пентодов часто отсутствует от-
дельный вывод защитной сетки. Кроме того, характеристики по
защитной сетке обычно не приводятся в паспортах ламп и их не-
достаточно тщательно проверяют при производстве ламп. Поэтому
при смене лампы может потребоваться изменение режима, что не-
допустимо в условиях эксплуатации. Так как защитная сетка в
процессе модуляции имеет отрицательный потенциал, мощность от
модулятора не потребляется, и тем самым снимается вопрос об
обеспечении стабильности модулирующего напряжения в процес-
Амплитудная модуляция
153
се модуляции. Методика настройки аналогична той, которая при-
меняется при модуляции на экранирующую сетку. Усилитель на-
страивается так, чтобы в режиме класса С получить оптимальные
данные при напряжении на защитной сетке, равном нулю. Напря-
жение смещения на защитной сетке выбирается из условия умень-
шения анодного тока вдвое. Максимальное напряжение модуля-
ции должно быть равно величине этого смещения1).
Катодная модуляция. Схема усилителя, модулируемого на
катод, приведена на рис. 6.15. В этом типе модуляции сочетаются
Выходное
напряже-
ние Ч
Рис. 6.15
свойства анодной и сеточной модуляций, что позволяет получить
кпд, средний между коэффициентами полезного действия при анод-
ной и сеточной модуляциях. Коэффициент полезного действия в ре-
жиме немодулированной несущей будет ниже, чем кпд при пико-
вом значении модулирующего напряжения на величину, которая
зависит от соотношения между модуляцией на анод и на управля-
ющую сетку. Определяет это соотношение положение выводов на
модуляционном трансформаторе. Если нижний отвод приблизить к
нижнему выводу, а верхний отвод поднять к верхнему выводу
трансформатора, то это эквивалентно включению трансформатора
последовательно с источником постоянного напряжения, т. е. полу-
чению только анодной модуляции и отсутствию сеточной. Если по-
менять положение отводов, то осуществляется целиком сеточная
модуляция и отсутствует анодная. Соответственно меняются напря-
жение и мощность, потребляемые от модулятора. Е1олное сопротив-
ление нагрузки для модулятора равно [23]
RH=m^, (6.6)
Jao
9 Наилучшие результаты при модуляции на пентодную сетку получаются,
если одновременно автоматически регулируются режимы по управляющей и эк-
ранирующей сеткам вследствие действия напряжений, образующихся на сопро-
тивлениях, включённых в цепи токов этих сеток. Ред.
154
Глава 6
где т—глубина анодной модуляции1);
Еа — напряжение на аноде при отсутствии модуляции;
1ао — анодный ток при отсутствии модуляции.
Еа и 1а будут оставаться постоянными при модуляции, если
отсутствуют искажения.
Ориентировочные значения подводимой к усилителю мощности,
высокочастотной мощности на выходе, требуемой мощности звуко-
Полная
анодная
модуляция
иолная
сеточная
модуляция
/л - процент анодной модуляции.
Рис. 6.16
вой частоты и кпд по анодной це-
пи в зависимости от величины т
приведены на рис. 6.16. При высо-
ких значениях т необходимо ис-
пользовать, кроме постоянного
смещения, дополнительное сме-
щение на сеточном сопротив-
лении. Причина этого была рас-
смотрена при обсуждении анод-
ной модуляции.
Амплитудная модуляция мощ-
ных клистронов. Если требуется
получить на выходе клистрона
колебания, модулированные по
амплитуде, то клистрон обычно
работает как линейный усили-
тель, а модуляция осуществляет-
ся-в предыдущем каскаде. Клист-
роны имеют высокий коэффициент
усиления по мощности, так что мощность в 10 кет на выходе полу-
чают обычно при мощности возбуждения, не превышающей 10 вт* 2).
В системе с малым заполнением сигнала во времени, такой, как од-
ноканальная передача звука, потребление мощности клистроном
можно свести к минимуму, если модулировать ток луча клистрона,
используя для этого модулирующий анод [24]. Клистроны, которые
снабжены такими анодами, имеют в своём обозначении букву М.
Размах модулирующего напряжения на модулирующем аноде
должен приблизительно равняться напряжению на коллекторе.
Мощность, потребляемая по модулирующему аноду, пренебрежи-
мо мала, но мощность модулятора должна быть достаточна, чтобы
создать необходимое напряжение на ёмкости модулирующего ано-
да, которая составляет приблизительно 40 пф. Этот метод моду-
ляции довольно похож на сеточную модуляцию. В максимальном
0 Доля общей глубины модуляции вследствие действия напряжения в анод-
ной цепи. Ред.
2) В режиме широкополосного усиления, например для телевидения, усиле-
ние трёхрезонаторного клистрона достигает 200-4-300, четырёхрезонаторного —
30004-4000. Ред.
Амплитудная модуляция
155
режиме ток луча и кпд почти удваивается по сравнению с режи-
мом, когда отсутствует модуляция (режим несущей).
В обычных ламповых линейных усилителях класса В кпд при-
мерно тот же, что и при сеточной модуляции. В клистронном уси-
Напряжение
накала.
Рис. 6.17
лителе ток луча никак не связан с уровнем высокочастотного на-
пряжения. Чтобы получить требуемую в пиковом режиме мощ-
ность при максимальном значении модулирующего напряжения,
ток луча должен быть достаточно велик и сохранять это значение
в течение периода модуляции. Если же для модуляции исполь-
зуется модулирующий анод, ток луча меняется в такт с модули-
рующим напряжением. Поэтому, в отличие от кпд усилителя на
вакуумных лампах, кпд в режиме линейного усиления гораздо
ниже, чем при модуляции с использованием модулирующего
анода.
Модулятором для клистрона с модулирующим анодом являет-
ся обычно однотактный усилитель класса А. На рис. 6.17 приведе-
на схема модулятора для клистрона типа ЗКМ50.000 РА [24].
В нём использованы два триода, включённые по каскодной схеме.
156
Глава 6
Контур, состоящий из индуктивности дросселя и ёмкости модули-
рующего анода, настраивается на среднюю частоту полосы про-
пускания. Сопротивление, индуктивность и ёмкость в цепи катода
модулятора обеспечивают обратную связь, которую можно регу-
лировать для улучшения частотной характеристики схемы.
Модуляция с регулируемым уровнем несущей. В системе с ма-
лым заполнением сигнала во времени, такой, как передача звука,
потери в усилителях высо-
кой частоты можно сущест-
венно уменьшить, если уп-
равлять уровнем несущей.
Для управления уровнем не-
сущей используется напря-
жение, величина которого
пропорциональна среднему
уровню модулирующего сиг-
нала. Это воздействие долж-
но быть более медленным,
чем самая низкая звуковая
частота. В приёмнике авто-
матическое регулирование
громкости происходит в со-
ответствии с изменениями
уровня, а детектор реагиру-
ет только на изменения зву-
кового сигнала. В схемах с
переменной несущей по суще-
ству используются двойная
модуляция — медленное изменение несущей в соответствии со сред-
ним уровнем сигнала и модуляция звуковым сигналом [25—29].
Для управления средним уровнем можно применить схему, изобра-
жённую на рис. 6.18. Выпрямитель в цепи управляющей сетки мо-
дулятора создаёт смещение, величина которого зависит от среднего
уровня входного звукового сигнала. Когда уровень звукового сиг-
нала возрастает, напряжение смещения в модуляторе также воз-
растает. Это уменьшает анодный ток модулятора и падение напря-
жения на анодном сопротивлении. Напряжение на экранирующей
сетке усилителя высокой частоты увеличивается, и уровень несу-
щей возрастает.
Цепочка RC между модулятором и экранирующей сеткой уси-
лителя высокой частоты позволяет добиться более высокого уров-
ня модуляции. Схема рис. 6.18 будет работать, если выпрям*итель
заменить конденсатором так, чтобы постоянная времени 7?С-схемы
в цепи управляющей сетки модулятора была около 0,25 сек.
Наиболее совершенное управление уровнем высокочастотного
выходного сигнала достигается при однополосной модуляции, так
Амплитудная модуляция
157
как в этом случае высокочастотный сигнал на выходе равен нулю
модулирующего
напряжения
Рис. 6.19
[. В данном
при отсутствии модуляции.
6.8. Усиление модулированных колебаний. Для усиления моду-
лированного сигнала без искажения огибающей применяют уси-
лители с высокой степенью линейности, которой можно добиться
настройкой усилителей классов А, АВ и В, но не усилителей клас-
са С. Это подробно рассмат-
ривалось в гл. 3. Клистрон-
ные усилители также обла-
дают хорошей линейностью
и используются для усиле-
ния модулированных коле-
баний. Коэффициент полез-
ного действия линейного
усилителя класса В в режи-
ме несущей — порядка 33%.
Так как кпд является важ-
ным параметром мощного
усилителя, то для его увели-
чения применяются специ-
альные схемы. Две из них
описаны Догерти [30] и Фи-
шером [31].
6.9. Частичное подавление
сматриваются методы частичного подавления несущей до уровня,
при котором не требуется усложнять схему приёмника. Более
значительное подавление требует введения в приёмник устройств
для восстановления несущей. Методы подавления несущей при
работе на одной боковой полосе рассмотрены ниже в этой главе.
Частичное подавление несущей в системах, где излучаются две
боковые полосы, повышает кпд. Простейшая схема создания двух-
полосного сигнала с частично подавленной несущей показана на
рис. 6.19. Напряжение высокой частоты подаётся на вход двух-
тактного усилителя, у которого аноды ламп соединены параллель-
но. На экранирующую сетку одной из ламп подано положитель-
ное постоянное напряжение, а на экранирующую сетку другой —
отрицательное. Напряжение звукового сигнала подаётся на эти
сетки в противофазе. Схема может быть настроена так, чтобы
мощность боковых полос была значительно больше мощности не-
сущей [32, 33].
В некоторой степени аналогичная система [34—36] представле-
на рис. 6.20. Особенностью этой схемы является то, что частичное
подавление несущей происходит только во время модуляции. Два
усилителя, модулируемые на сетку, включаются на общую нагруз-
ку. При отсутствии модуляции одна лампа заперта постоянным
смещением, а другая отдаёт почти максимально возможную мощ-
158
Глава 6
ность. Если на вход подан модулирующий сигнал, мощность на
выходе «несущей» лампы уменьшается, а мощность на выходе
«пиковой» лампы увеличивается. Работа «пиковой» лампы вызы-
вает уменьшение напряжения на аноде «несущей» лампы. Коэффи-
циент полезного действия этой схемы в режиме несущей — около
Рис. 6.20
66%, что почти вдвое больше, чем у соответствующего каскада с
сеточной модуляцией.
6 .10. Частичное подавление одной боковой полосы. В телеви-
дении используется система передачи, при которой подавляется
часть нижней боковой полосы, а верхняя боковая и несущая
остаются без изменения. В стандартах большинства стран для те-
левизионных передач предусматривается излучение нижней боко-
вой лишь до частоты 750 кгц. Остальная часть нижней боковой,
начиная с частоты на 1,25 Мгц ниже несущей, должна быть ослаб-
лена, по крайней мере, на 20 дб. В передатчиках для цветного те-
левидения уровень боковой частоты на 3,58 Мгц1) ниже несущей
должен быть снижен не менее чем на 42 дб. Такая система приме-
няется для уменьшения ширины полосы частот, выигрыш по мощ-
ности получается незначительным. При стандарте с разложением
изображения на 525 строк ширина полосы, отводимой для пере-
датчика, составляет 6 Мгц (вместе с каналом звука) вместо
9 Мгц при передаче двух боковых полос.
Этот метод передачи осуществляется при помощи пассивных
фильтров, включаемых в усилители высокой частоты или в линию
передачи на выходе оконечного каскада. Некоторый выигрыш по-
J) 3,58 Мгц — частота цветовой поднесущей в американской системе цвет-
ного телевидения. Ред.
Амплитудная модуляция
159
лучается в результате того, что не требуется усиливать подавляе-
мую часть нижней боковой в модулируемой и усилительных сту-
пенях. Средняя частота полосы пропускания этих ступеней пример-
но совпадает со средней частотой верхней боковой полосы. Благо-
даря этому усилители работают с несколько большим кпд, чем
при настройке на полную полосу в 9 Мгц при двухполосной пе-
редаче.
6.11. Модуляция дефазированием. Амплитудную модуляцию
можно получить, складывая в общей нагрузке два модулирован-
ных определённым образом по фазе колебания. Этот метод назы-
вается модуляцией дефазированием [37—39]. Фазовая модуляция
осуществляется на малом уровне мощности. Усилители, которые
следуют за модулируемым каскадом, работают с относительно вы-
соким кпд. Особых требований к линейности этих усилителей не
предъявляется. В данном методе используются два одинаковых,
модулируемых по фазе передатчика, питаемых от общего возбу-
дителя и работающих на общую нагрузку. На рис. 6.21 изображе-
на векторная диаграмма, которая иллюстрирует принцип действия
такой системы. При отсутствии модуляции (рис. 6.21а) токи Ц и
/2 на выходе передатчиков сдвинуты по фазе на 135°. Результиру-
ющий ток в нагрузке равен 1Н. Если этот угол уменьшается до 90°,
то ток 1Н удваивается, хотя токи Ц и /2 не меняются. Если угол
возрастает до 180°, ток Iн падает до нуля. На рис. 6.216 изобра-
жена векторная диаграмма, соответствующая пиковому значению
положительной полуволны, а на рис. 6.21в — отрицательной полу-
волне модуляции при 100-процентной модуляции. Как видно из
рисунка, для получения 100-процентной модуляции необходимо
менять фазовый угол токов и /2 на 22,5°.
Так как оконечный усилитель в данной системе отдаёт пере-
менную мощность при постоянном напряжении высокой частоты,
метод дефазирования фактически эквивалентен модуляции изме-
нением нагрузочного сопротивления. Изменение полного сопротив-
ления нагрузки является причиной двух нежелательных воздейст-
вий на выходные цепи усилителей: 1) изменяется добротность,
2) вносится переменная реактивность, так как нагрузка имеет
160
Глава 6
реактивную составляющую, величина которой меняется. Изменение
нагрузки определяется выражением
RH = 2RH cos2 — + iRH sin &. (6.7)
На практике в каждом из усилителей реактивную составляю-
щую компенсируют в режиме отсутствия модуляции. Чтобы до-
бротность нагруженного контура не достигала слишком большой
величины, усилители ^настраивают так, чтобы длительность им-
пульсов анодного тока была достаточно велика. Поэтому лампы
сами создают некоторую эквивалентную активную нагрузку.
Указанные меры не снижают существенно кпд усилителя. Мо-
дуляция дефазированием довольно широко применялась в Европе
и в США в телевизионных и вещательных передатчиках. Методы
осуществления фазовой модуляции рассматриваются в гл. 7.
6.12. Отрицательная обратная связь. При помощи отрицатель-
ной обратной связи можно добиться уменьшения искажений и
уровня шумов, а также улучшить частотную характеристику пе-
редатчика. В передатчиках с амплитудной модуляцией обратной
связью обычно охватываются усилители входного сигнала и мо-
дуляторы. Кроме того, может оказаться необходимым часть сиг-
нала с выхода передатчика продетектировать и подать обратно на
его вход так, чтобы искажения, вносимые усилителями высокой
частоты, уменьшились. В некоторых случаях удобно ввести обрат-
ную связь непосредственно по высокой частоте, не прибегая к де-
тектированию [40]. Последний метод позволяет улучшить линей-
ность усилителей высокой частоты, которые применяются в одно-
полосных передатчиках. В любом случае отрицательную обратную
связь, охватывающую несколько каскадов, необходимо вводить с
максимальной осторожностью, чтобы не допустить самовозбужде-
ния всей системы. Нормально в системе, охваченной обратной
связью, сигнал с выхода в противофазе подаётся на вход. Общее
усиление системы уменьшается пропорционально величине обрат-
ной связи, и происходит компенсация искажений и шумов, вноси-
мых усилителем. Основная трудность при осуществлении обратной
связи заключается в том, что фаза сигнала, который проходит че-
рез усилительные каскады, зависит от частоты. Если существует
частота, при которой напряжение на выходе цепи обратной связи
оказывается в фазе с напряжением на входе усилителя, то обрат-
ная связь из отрицательной становится положительной и при до-
статочном усилении возникает самовозбуждение. Для борьбы с
самовозбуждением применяют следующие меры:
1) уменьшают величину обратной связи;
2) уменьшают коэффициент усиления усилителя на частоте, где
появляется положительная обратная связь;
Амплитудная модуляция
161
3) изменяют фазовые характеристики усилителя или цепи об-
ратной связи.
Широкий круг вопросов, относящихся к отрицательной обрат-
ной связи, рассматривается в ряде книг и статей [41—47]. Анали-
тические методы исследования устойчивости усилителей с обратной
связью можно найти в литературе по теории цепей и четырёхпо-
люсников.
Искажения, которые возникают при чрезмерном использовании
лампы усилителя, при помощи отрицательной обратной связи не
уменьшаются. В этом случае введение отрицательной обратной
связи может ухудшить работу усилителя и даже привести к само-
возбуждению из-за дополнительных фазовых сдвигов, появляю-
щихся при чрезмерном использовании лампы. Режимы ламп в
усилителях должны быть подобраны так, чтобы не допустить ра-
боты в области значительной нелинейности амплитудных характе-
ристик ламп. Кроме того, полоса частот усилителя, в котором вво-
дится обратная связь, должна быть значительно шире полосы уси-
ливаемых частот. При глубокой отрицательной обратной связи
усиление схемы больше зависит от параметров цепи обратной свя-
зи, чем от элементов усилителя. Если обратная связь вводится для
подавления высших гармоник, то цепь обратной связи должна про-
пускать частоты этих гармоник. Когда для обратной связи исполь-
зуется продетектированный высокочастотный сигнал, полоса частот
детектора и усилителя, следующего за детектором, должна быть
значительно шире полосы рабочих частот.
Количественно глубина обратной связи в усилителе определяет-
ся по степени уменьшения усиления после введения отрицательной
обратной связи:
Обратная связь = 20 1g Усиление без обРатной связи , дб. (6.8)
усиление с обратной связью
Уровень шумов и искажения в усилителе уменьшаются пропор-
ционально уменьшению усиления при условии, что они возникают
только в усилителе и не вызваны использованием режимов с боль-
шой нелинейностью (например, при отсечке анодного тока). Со-
ставляющие искажений должны быть поданы на вход усилителя в
такой фазе, чтобы они были сдвинуты на 180° относительно иска-
жений, возникающих в тракте усилителя. Например, при правиль-
ных фазовых соотношениях в усилителе искажения будут сниже-
ны с 10 до 1%, если обратная связь имеет величину 20 дб.
Отрицательная обратная связь при помощи модуляции состав-
ляющими искажений. Отрицательную обратную связь можно при-
менить для уменьшения* искажений в передатчике без снижения
общего коэффициента усиления. Это осуществляется дополнитель-
ной модуляцией передатчика составляющими искажений в проти-
вофазе с искажениями, возникающими в передатчке [51, 52].
Блок-схема такого устройства приведена на рис. 6.22. Разност-
11—349
162
Глава 6
ное напряжение с выхода дифференциального усилителя так мо-
дулирует передатчик, что возникающие в усилительном тракте
искажения компенсируются. Если сигнал на выходе линейного уси-
лителя не отличается от сигнала на его входе, то разностное на-
Рис. 6.22
пряжение равно нулю и модуляция напряжением искажений от-
сутствует. Оба сравниваемых напряжения являются модулиро-
ванными колебаниями высокой частоты, которые детектируются
линейными детекторами и подаются на входы дифференциального
усилителя. Если детекторы одинаковы, то создаваемые ими допол-
нительные нелинейные искажения компенсируются. Искажения в
модулируемом усилителе можно также уменьшить, подавая на
дифференциальный усилитель модулирующий сигнал и продетек-
тированный выходной высокочастотный сигнал (53]. В этом случае
детектор должен иметь высокую степень линейности, так как со-
ответствующий ему второй детектор отсутствует, и взаимной ком-
пенсации нелинейных искажений детекторов не происходит.
6.13. Однополосная модуляция. Сравнение с обычной амплиту-
дной модуляцией. При однополосной передаче используется только
одна (из двух боковых полос, которые образуются по обе стороны
от несущей при амплитудной модуляции. Верхняя и нижняя бо-
ковые полосы в модулированном по амплитуде сигнале симметрич-
ны относительно несущей и содержат одну и ту же информацию.
Поэтому для радиосвязи можно обойтись без одной из боковых.
В этом случае сигнал будет состоять из несущей и одной боко-
вой полосы. Однако единственное назначение несущей — служить
опорной частотой при детектировании сигнала в приёмнике. Так
как сигнал несущей используется только на приёмном конце,
естественно, возникает вопрос: зачем создавать несущую в передат-
чике и передавать её на большие расстояния, если- она использует-
ся только в приёмнике. Восстановление несущей в приёмнике зна-
Амплитудная модуляция
163
чительно повысило бы эффективность передатчика, так как мощ-
ность несущей составляет две трети от общей излучаемой мощно-
сти в обычном, двухполосном передатчике при 100-процентной
модуляции. Произведённое предварительное рассмотрение уже
позволяет сделать выводы об определённых преимуществах одно-
полосной модуляцией для целей радиосвязи. Вместе с тем следует
учитывать, что системе с однополосной модуляцией присущи недо-
статки, которые делают её громоздкой и неэкономичной для ряда
применений.
6.14. Преимущества однополосной системы связи. Одно из оче-
видных 'преимуществ однополосной системы — это экономия спект-
ра частот. Так как несущая и одна боковая полоса подавлены,
ширина спектра однополосного сигнала более чем вдвое уже ши-
рины спектра обычного, модулированного по амплитуде сигнала.
При этом предполагается, что подавленные частоты имеют доста-
точно малый уровень, так что они не мешают другим службам,
работающим на частотах, совпадающих с подавленными. Необхо-
димая степень подавления зависит от мощности передатчика, од-
нако подавление боковой на 35ч-40 дб считается минимально не-
обходимым при нормальных условиях.
Для создания одинаковой мощности боковых частот номиналь-
ная мощность однополосного передатчика в 8—16 раз меньше пи-
ковой мощности передатчика при обычной амплитудной двухполос-
ной модуляции. Например, если мощность несущей 100 вт и глу-
бина модуляции равна 100%, то мощность каждой боковой 25 вт.
Общая мощность боковых частот равна сумме мощностей каждой
.из боковых, т. е. 50 вт. Средняя мощность на выходе передатчика
150 вт.
Так как максимальное напряжение, соответствующее пиковому
значению огибающей высокочастотного модулированного сигнала,
вдвое больше амплитуды несущей, мощность в пиковом режиме в
четыре раза больше мощности в режиме несущей, т. е. для рас-
сматриваемого передатчика с амплитудной модуляцией равна
400 вт. В то же время однополосный передатчик должен иметь
мощность только 50 вт, чтобы обеспечить мощность, равную мощ-
ности боковых частот модулированного по амплитуде передатчи-
ка, имеющего пиковую мощность 400 вт1).
0 Общий эквивалентный выигрыш при переходе на передачу и приём одной
боковой полосы можно оценить следующим образом. Выигрыш по полезному
телефонному эффекту на приёме равен двум, что эквивалентно увеличению мощ-
ности передатчика в 4 раза. За счёт сужения полосы пропускания приёмника в
2 раза получается увеличение отношения сигнала к помехам в 2 раза, что эквива-
лентно выигрышу по мощности в 2 раза. Суммарный выигрыш равен 4*2=8.
Из-за отсутствия нарушений фазовых соотношений между колебаниями несущей
и боковых при неблагоприятных условиях распространения эквивалентный выи-
грыш по мощности может достигать двух. Таким образом, общий эквивалентный
выигрыш по мощности составляет 84-16 раз (94-12 дб). Ред.
И*
164
Глава 6
Дополнительный выигрыш получается в результате того, что
при отсутствии модуляции потребляемая однополосным передат-
чиком мощность существенно меньше, чем у обычного AM передат-
чика. В первом случае в режиме молчания излучаемая мощность
близка нулю, что при работе усилителей передатчика в классе В
или АВ соответствует малой потребляемой мощности. Во втором
же случае при отсутствии модуляции излучается мощность, рав-
ная мощности несущей частоты.
6.15. Методы создания однополосного сигнала. Цель любого
метода создания однополосного сигнала состоит в подавлении не-
сущей и одной боковой полосы, образовавшихся в результате
амплитудной модуляции, и формировании оставшейся боковой по-
лосы, содержащей информацию о передаваемом сигнале.
Общепринятыми являются два метода — фильтровой 9 и фа-
Зовь1й* 2). Каждый из них может дать хорошие результаты при
правильном конструировании и настройке. Фильтровой метод, ко-
торый требует больших первоначальных затрат, позволяет обеспе-
чить более стабильную работу и поэтому чаще применяется в про-
фессиональных устройствах. Фазовый метод получил наибольшее
распространение в радиолюбительских конструкциях.
Фильтровой метод. Основные элементы, необходимые для со-
здания однополосного сигнала фильтровым методом, показаны на
рис. 6.23.
выход
однополое
ног о коле
da ни я
Рис. 6.23
Модулирующее напряжение и сигнал высокой частоты (несу-
щая) подаются на балансный модулятор, на выходе которого
сигнал состоит из двух боковых полос (несущая частота подав-
ляется). Далее полученный двухполосный сигнал поступает на
вход фильтра, который пропускает только одну из двух боковых
*) Имеется в виду формирование одной боковой полосы путём подавления
ненужной боковой полосы и несущей при помощи фильтров при последователь-
ной балансной модуляции. Ред.
2) Имеется в виду формирование одной боковой полосы при помощи фазо-
вой компенсации подавляемых боковой и несущей. Ред.
Амплитудная модуляция
165
полос. Степень подавления несущей и боковой полосы, которая в
большинстве однополосных устройств должна быть порядка 35—
90 Об, зависит в основном от характеристик фильтров. В то же
время фильтры должны пропускать без существенного ослабления
частоты, отстоящие только на несколько сот герц от несущей.
Кварцевые фильтры с такими характеристиками созданы на частоты
от 100 кгц до 5 Мгц. Электромеханические фильтры обычно при-
меняют на частотах от 100 до 500 кгц, а фильтры из элементов L
и С — на частотах от 25 до 100 кгц.
Тип фильтра, используемого в однополосном возбудителе, так-
же определяет частоту на выходе возбудителя. Схема передатчика
упрощается, если частота на выходе возбудителя равна выходной
рабочей частоте передатчика. Это означает, что не требуются про-
межуточные каскады для преобразования частоты. Однако это не
всегда возможно. Более высокие выходные частоты возбудителей
желательны в передатчиках, предназначенных для увч и свч диа-
пазонов, так как при этом требуется меньшее число каскадов для
преобразования частоты.
Фазовый метод. При фазовом методе для подавления одной из
боковых полос используется взаимная компенсация сдвинутых по
фазе напряжений и балансная модуляция1). Блок-схема, иллюст-
рирующая, этот метод, приведена на рис. 6.24.
Одним из основных элементов системы является широкополос-
ный фазовращатель, поворачивающий фазу всех модулирующих
частот на 90°. Степень подавления боковой полосы зависит от
постоянства этого фазового сдвига и амплитудно-частотной харак-
теристики фазовращающей цепи в полосе модулирующих частот.
Второй фазовращатель необходим в цепи сигнала высокой часто-
ты. Его не так трудно выполнить, так как здесь фазовый сдвиг в
90° надо получить только на одной частоте.
В соответствии с блок-схемой сдвинутые по фазе напряжения
высокой частоты и модулирующего сигнала подаются на один ба-
лансный’ модулятор, а напряжения без поворота фазы подаются
на другой балансный модулятор. На выходе каждого из модулято-
ров сигнал состоит из двух боковых полос без несущей. Напряже-
ния с выхода обоих модуляторов складываются в общей нагрузке,
где и образуется однополосный сигнал. Для пояснения процесса
образования однополосного сигнала необходимо рассмотреть век-
торные соотношения между боковыми частотами обычного, моду-
лированного по амплитуде сигнала и между сигналами на выходе
балансных модуляторов.
!) В системах многофазной модуляции при суммировании колебаний всех
фаз устраняются одна из боковых полос и несущая. В рассматриваемой здесь
простейшей двухфазной модуляции несущая частота должна подавляться в ба-
лансных модуляторах. Ред.
166
Глава 6
Векторная диаграмма для обычного, модулированного по амп-
литуде сигнала приведена на рис. 6.25. Два вектора, изображаю-
щие верхнюю и нижнюю боковые частоты, вращаются в противо-
положных направлениях относительно конца вектора несущей час-
Рис. 6.24
тоты со скоростью, зависящей от частоты модуляции. При пико-
вом значении модулированного сигнала оба вецтора и вектор не-
сущей имеют одинаковое направление, т. е. совпадают по фазе.
При повороте векторов боковых частот на 180° модулированный
сигнал достигает минимального значения, так как векторы боко-
вых частот вычитаются из вектора несущей.
Теперь рассмотрим векторные диаграммы напряжений на вы-
ходе каждого из балансных модуляторов. Чтобы сопоставить обе
векторные диаграммы, необходимо фиксировать положение век-
торов во времени относительно общих опорных напряжений, в ка-
честве которых могут служить напряжения источников несущей и
модулирующего сигнала. Векторные соотношения в балансном мо-
дуляторе А показаны на рис. 6.26а. Векторная диаграмма напря-
жений на выходе балансного модулятора В, у которого вектор не-
сущей и векторы боковых частот сдвинуты по фазе относительно
векторов опорных напряжений на 90°, показана на рис. 6.266.
Если сложить напряжения, соответствующие двум векторным
диаграммам (рис. 6.26), как это происходит при фазовом методе,
Амплитудная модуляция
167
то сумма будет состоять только из несущей и верхней боковой.
Несущая была сохранена при рассмотрении только для того, что-
бы правильно учесть фазовые соотношения. В действительности
несущая подавляется в баласных модуляторах и выходной сигнал
состоит только из верхней
боковой полосы. Если зву- ,
ковой сигнал на второй ба-
Нижняя
боковая
Верхняя
боковая
(&о*Я)
Результирующее
напряжение верх-
ней и нижней.
боковых
Нижняя
соковая
R -модулирую-,
щая частота
Несущая
частота
(&о)
Верхняя
боковая
Несуииая
(исходная)
Нижняя
боковая
Несущая (исходу
Верхняя
ооковая
Рис. 6.25
Рис. 6.26
лансный модулятор не опережает, а отстаёт по фазе на 90°, то на
выходе вместо верхней боковой будет нижняя боковая полоса.
На практике создание высококачественного однополосного
сигнала требует тщательной настройки и конструирования элемен-
тов схемы. Настройка должна быть стабильной, чтобы после окон-
чательной регулировки амплитудные и фазовые соотношения не
менялись. Должна полностью отсутствовать амплитудная и фазо-
вая асимметрия сигналов. Это означает, что цепи, через которые
проходит каждый из сигналов, должны иметь идентичные частот-
ные характеристики. В противном случае на некоторых частотах
не произойдёт полной компенсации сигналов подавляемой боковой
из-за разницы в амплитудах. Недостаточное подавление будет и в
том случае, когда оба модулирующих сигнала, поступающие на
вход двух балансных модуляторов, сдвинуты по фазе на 90° не во
всей полосе модулирующих частот.
Хотя фазовый метод создания однополосного сигнала требует
большего внимания в эксплуатации и более тщательной регули-
ровки, эти недостатки восполняются гибкостью системы и относи-
тельно низкой начальной стоимостью. Например, система может
выдавать не только однополосный, но и обычный, двухполосный
модулированный по амплитуде сигнал, если просто выключить
168
Глава 6
один из балансных модуляторов, а в другом нарушить симметрию.
Система позволяет получить на выходе верхнюю или нижнюю бо-
ковую полосу переключением модулирующих сигналов на входе
балансных модуляторов.
6.16. Балансный модулятор. Балансный модулятор играет важ-
ную роль в однополосных устройствах, обеспечивая ослабление и
подавление несущей при фазовом и фильтровом методах создания
однополосного сигнала. Балансный модулятор так же, как и дру-
гие модуляторы в схемах амплитудной модуляции, предназначен
для создания модулированного по амплитуде сигнала. С этой
целью на вход устройства, содержащего нелинейные элементы,
подаётся напряжение несущей и модулирующего сигнала. На вы-
ходе балансного модулятора выделяются напряжения суммы
(верхняя боковая) и разности (нижняя боковая) этих частот. В
отличие от обычных (небалансных) схем модуляторов, сигнал несу-
щей подавляется.
В качестве нелинейных элементов в балансном модуляторе
применяются кристаллические диоды или вакуумные лампы. В
схемах на кристаллических диодах симметрия сохраняется в тече-
ние более длительного времени, что облегчает эксплуатацию.
Так как в балансном модуляторе степень подавления несущей
зависит от симметрии, необходимо тщательно выполнить конст-
рукцию и регулировку схемы. В хорошо отсимметрированном и
экранированном балансном модуляторе можно добиться подавле-
ния несущей порядка 35—40 дб. Существует ряд схем балансных
модуляторов, некоторые из которых рассмотрены ниже.
Мостовой балансный модулятор (параллельная схема). Типо-
вая схема параллельного мостового балансного модулятора по-
казана на рис. 6.27.
Если напряжение звуковой частоты на вход модулятора не
подано, то вследствие баланса моста напряжение высокой часто-
ты на выходе модулятора отсутствует. При подаче напряжения
звуковой частоты баланс моста нарушается и через выходной
трансформатор протекает ток высокой частоты. На практике
амплитуда сигнала высокой частоты в 104-20 раз превышает амп-
литуду модулирующего сигнала звуковой частоты. При этом до-
стигается минимум искажений выходного сигнала. Для германие-
вых и купроксных выпрямительных элементов напряжение высокой
частоты обычно равно 2-4-6 в.
Схема параллельного мостового балансного модулятора дру-
гого типа приведена на рис. 6.28. Здесь требуется только два
диода вместо четырёх, но при этом у входного высокочастотного
трансформатора должна быть выведена средняя точка. Баланси-
рование схемы, содержащей только два диода, несколько проще.
Для эффективной работы параллельной мостовой схемы источ-
ник модулирующего сигнала должен обладать низким полным со-
Амплитудная модуляция
169*
противлением для звуковых частот и высоким для радиочастот.
Полное сопротивление выходной цепи должно быть небольшим
для частоты несущей и высоким для модулирующих частот1).
Мостовой балансный модулятор (последовательная схема).
Как и в предыдущем случае, балансный модулятор этого типа
[Выход
I двух
боковых
полос
без
несущей
Входное напря-
жение несущей
Вход
модул
рующего
сигнала
выход
двух
боновых
полос без_
несущей
Рис. 6.27
Входное напряже-
ние несущей
Рис. 6.28
может быть построен на двух или четырёх диодах (рис. 6.29 и
6.30). Модулятору по последовательной схеме иногда отдают
предпочтение, так как требования, предъявляемые в этой схеме к
входное напряже-
ние несущей
Блокиров-
ка ВЧ
Выход
двух
боковых
полос без
несущей
Рис. 6.29
Входное напряже-
ние несущей.
Рис. 6.30
0 На рис. 6.27 и 6.28 дано лишь схематическое изображение балансных мо-
дуляторов. В реальных схемах в оба провода вторичной обмотки входного транс-
форматора низкой частоты включают высокочастотные дроссели, а в провода,,
идущие к выходному трансформатору, — разделительные конденсаторы. Ред.
170
Глава 6
сопротивлениям модулирующего и высокочастотного источников,
выполнить проще. В модуляторе последовательного типа сопро-
тивление источника модулирующего напряжения должно быть
высоким для частот модуляции и небольшим для частоты несу-
щей. Выходная цепь высокой частоты должна иметь высокое пол-
ное сопротивление для частоты несущей и небольшое для модули-
рующих частот.
Кольцевой балансный модулятор. Принципиальная схема коль-
цевого модулятора показана на рис. 6.31. В этой схеме ток высо-
входное
напряжение
несущей
Рис. 6.31
кой частоты непрерывно протекает через выходной трансформатор,
но в противоположных направлениях. Поэтому напряжение несу-
щей на выходе отсутствует. Как и в рассмотренных выше схемах,
в результате модуляции на выходе появляются обе боковые по-
лосы. Входное и выходное сопротивления у данной схемы — по-
рядка 600 ом. Она обычно применяется в однополосной телефо-
нии на частотах не более 100 кгц.
Двухтактный балансный модулятор. Существует много типов
балансных модуляторов на лампах. Однако большинство из них —
это разновидности двух основных схем: двухтактной и двухтактно-
параллельной. Принципиальная схема двухтактного модулятора
показана на рис. 6.32. Модулирующий сигнал подаётся на управ-
ляющие сетки в противофазе, как и в любом двухтактном усили-
теле, т. е. на сетках имеется равное по величине и противополож-
ное по фазе напряжение модулирующего сигнала. Напряжение
высокой частоты подаётся на сетки ламп параллельно, т. е. в фа-
зе. В результате модуляции на выходе возникает напряжение бо-
ковых частот, а напряжение несущей частоты отсутствует, так как
анодные токи этой частоты от каждой лампы текут через выход-
ной трансформатор в противоположном направлении и их дейст-
вие взаимно компенсируется.
Амплитудная модуляция
171
Модулирующий сигнал также отсутствует на выходе, так как
колебательный контур настроен на высокую частоту и обладает
низким сопротивлением на частотах модуляции. Поэтому, если
схема обладает высокой степенью симметрии относительно несу-
Входное
напряжение
несущей
С\
выход двух
боковых
полос без
несущей
Рис. 6.32
щей, на выходе будут только боковые частоты. На практике не-
обходимо иметь элементы настройки, которые позволяют симмет-
рировать схему в случае разных коэффициентов усиления ламп
и недостаточной симметрии трансформатора.
Двухтактно-параллельный балансный модулятор. Схема двух-
.тактно-параллельного модулятора дана на рис. 6.33. Она подобна
схеме двухтактно-параллельного удвоителя частоты, описанного в
Модулирующий
входной сигнал
Рис. 6.33
172
Глава 6
гл. 3, но здесь последовательно по отношению к сеточной цепи
каждой лампы вводится модулирующий сигнал. Таким образом,
модулирующий сигнал подаётся на обе сетки синфазно, а напря-
жение высокой частоты — в противофазе. Так как аноды обеих
ламп соединены параллельно, сигнал несущей будет компенсиро-
ваться в анодной цепи. Это объясняется тем, что напряжение вы-
сокой частоты на сетке первой лампы стремится увеличить анод-
ный ток, тогда как на сетке второй лампы это напряжение вызы-
вает уменьшение тока.
Модулирующий сигнал отсутствует на выходе, так как выход-
ной контур имеет низкое сопротивление на частотах модуляции.
Поэтому на выходе выделяются
। , только частоты верхней и нижней
IН-—1 боковых полос.
«ф* 6.17. Кварцевые фильтры. Для
11 того чтобы получить требуемую в
однополосных передатчиках узкую
11 полосу пропускания, широко при-
меняют кварцевые фильтры, в ко-
Рис- б-34 торых, как это следует из назва-
ния, используются в качестве эле-
ментов кварцевые резонаторы. Эк-
вивалентная электрическая схема кварцевого резонатора приведена
на рис. 6.34. На рис. 6.35 построен график реактивного сопротивле-
ния этой цепи в зависимости от частоты. Из рисунка видно, что
кварцевый резонатор имеет две резонансные частоты: одна частота—
параллельного резонанса, а другая — последовательного. Обычно
эти частоты отличаются на несколько сот герц. Если параллельно
кварцу включить катушку индуктивности, кривая реактивного со-
противления будет иметь второй параллельный резонанс (рис. 6.36).
Влияние параллельной индуктивности на частотные свойства
широко используется в большинстве фильтров для получе-
Амплитудная модуляция
173
ния требуемых частотных характеристик1). Например, в схему
фильтра, показанного на рис. 6.38, для этой цели введены входная
и выходная катушки индуктивности. Математически можно пока-
зать, что влияние этих катушек эквивалентно влиянию индуктив-
ностей, включённых параллельно кварцевым резонаторам. Зави-
симость от частоты реактивного сопротивления резонаторов в по-
следовательных и параллельных плечах фильтра показана на
рис. 6.37. Для рассматриваемого случая частота резонаторов в
последовательных плечах на несколько килогерц ниже частоты
резонаторов в параллельных плечах, причём частоты каждой па-
ры резонаторов отличаются не более чем на 50 гц.
сопротивление
кварцевых
пластин
Рис. 6.37
1) Подключение индуктивности к кварцевому резонатору (параллельно или
последовательно) ведёт к расширению интервала между частотами последова-
тельного и параллельного резонансов, а следовательно, к расширению полосы про-
пускания фильтра. Кроме того, появляется ещё одна частота последовательного
или параллельного резонанса. Ред.
174
Глава 6
Схема, изображённая на рис. 6.38, является мостовым фильт-
ром и так же, как ряд её вариантов, служит обычно основой поч-
ти всех фильтров, применяемых в профессиональных устройствах.
Рассмотрим качественно принцип действия и полосовые свой-
ства данного фильтра. Более внимательный анализ показывает, что
Рис. 6.38
схему фильтра можно представить в виде моста (рис. 6.39). Если
мост сбалансирован, затухание между его входом и выходом бу-
дет наибольшим. Баланс моста наступает на тех частотах, на ко-
торых во всех плечах будут одинаковым^ реактивности индуктив-
ного или ёмкостного характера, т. е. эквивалентные реактивные
сопротивления кварцевых резонаторов имеют одинаковую величи-
ну и знак. Согласно рис. 6.37 это имеет место на частотах fa, fa и /5.
Если мост не сбалансирован, энергия с его входа поступает на
выход. Передача энергии через фильтр будет максимальной, если
реактивные сопротивления имеют одинаковую величину, но проти-
воположны по знаку. Это соотношение между сопротивлениями
приближённо выполняется в пределах полосы пропускания, огра-
ниченной частотами /2 и fa (рис. 6.37).
Амплитудная модуляция
175
Одним из наиболее часто встречающихся вариантов полного
мостового кварцевого фильтра, рассмотренного выше, является
фильтр с двумя кварцевыми резонаторами (рис. 6.40). Несмотря
Рис. 6.40
на то, что в этой схеме только два резонатора, она обладает в ос-
новном такой же частотной характеристикой, что и полная схема.
Полоса пропускания этого фильтра приблизительно в 1,2 раза
больше, чем разность между частотами обоих кварцевых резона-
торов.
Для получения необходимой величины подавления ненужной
боковой полосы и несущей фильтры могут соединяться последова-
тельно.
6.18. Электромеханические фильтры. Необходимой избиратель-
ностью для формирования боковой полосы при помощи фильтров
обладают также электромеханические полосовые фильтры.
Фильтр, примерная конструкция которого показана на рис. 6.41,
Механическая резо- Стержни связи,
нансная секция
(6 резонирующих
дисков)
Электрический
сигнал
вход или выход —
Один опорный
диск с каждой
стороны
Магнит смещения
магнито с трикци -
онный стержень
Электрический
сигнал
вход или выход
Катушка
преобразо-
вателя
Рис. 6.41
состоит из входного преобразователя — секции, где имеет место
механический резонанс, выходного преобразователя и системы
магнитов смещения для преобразователей.
Входной преобразователь заставляет колебаться диски в ре-
зонансной секции. Преобразование энергии электрического сигна-
176
Глава 6
.ла в энергию механических колебаний осуществляется благодаря
явлению магнитострикции, которое заключается в изменении дли-
йы возбуждающего стержня под действием магнитного поля, со-
здаваемого током сигнала, протекающего через катушку преобра-
зователя. Явление магнитострикции в никелевом стержне иллюст-
рируется рис. 6.42, на котором
Намагниченность Намагни-
смещения
Рис. 6.42
ченность
жение стержня связи
изображена зависимость длины
стержня от величины намагничи-
вающего поля. Так как входной
сигнал представляет собой напря-
жение с изменяющейся полярно-
стью, необходим постоянный маг-
нит смещения, чтобы установить
рабочую точку примерно в середи-
не кривой.
На частоте механического ре-
зонанса дисков амплитуда их ко-
лебаний значительно увеличива-
ется. Эти колебания передаются
через стержни связи фильтра к
выходному преобразователю. Дви-
выходного преобразователя вызы-
в катушке
вает напряжение в выходной катушке.
Обычно катушки входного и выходного преобразователей резо-
нируют на рабочей частоте фильтра. Это содействует подавле-
нию побочных резонансных колебаний, которые лежат вне основ-
ной полосы пропускания, и обеспечивает большую величину тока,
что приводит к увеличению магнитострикции в возбуждающем
<тержне.
Добротность механического резонатора в диапазоне 60-4-
-4-1600 кгц существенно выше, чем у колебательного контура. Она
превышает обычно 5000.
ф 6.19. Фазовращатели для звуковых сигналов. При фазовом
методе формирования однополосного сигнала необходимы фазо-
вращатели для изменения фазы модулирующих звуковых сигна-
лов и сигнала несущей. Обычно фазовращатель для звуковых
частот создать гораздо труднее, так как он должен обеспечивать
постоянный сдвиг по фазе в 90° и постоянное напряжение на вы-
ходе (при неизменном напряжении на входе) для всех модулиру-
ющих частот. Если эти условия не выполнены, некоторая часть
мощности подавляемой боковой полосы появится на выходе. Ве-
личина подавления в децибелах определяется из следующего со-
отношения:
подавление боковой = 201g (ctg -~
(6.9)
где ср — величина фазовой ошибки в фазовращателе.
Амплитудная модуляция
177
Например, при фазовой ошибке в 1° максимально достижимое
подавление боковой частоты будет составлять 40 дб. При ошибке
в 2° подавление не может превышать 35 дб. При этом предпола-
гается, что остальные показатели системы соответствуют теорети-
ческим, т. е. амплитуды сигналов одинаковы, и фазовый сдвиг
между напряжениями высокой частоты в точности равен 90°.
Теоретическое максимальное значение подавления боковой по-
лосы, которое можно получить при неравенстве амплитуд, опре-
деляется следующим выражением:
подавление боковой = 201g 2QQ + "4 -, дб, (6.10)
где А — разность между двумя напряжениями, выраженная в
процентах.
Например, если два модулирующих напряжения отличаются
только на 1%, максимальное подавление боковой составляет
45 дб, при 2% —40 дб.
Фазовращатели звукового сигнала могут быть построены или
полностью из пассивных элементов, или содержать также и ак-
тивные элементы — усилители. Усилители использовались в ран-
них конструкциях однополосных возбудителей. Последующие ис-
следования позволили создать хорошие фазовращатели с постоян-
ной амплитудой сигнала на выходе только из сопротивлений и
конденсаторов. Эти фазовращатели могут обеспечить почти по-
стоянный фазовый сдвиг для речевого сигнала в диапазоне час-
тот от 150 до 2700 гц. Фазовая ошибка в этом диапазоне обычно
меньше 2°. Схема такого фазовращателя приведена на рис. 6.43.
Если допустить модуляцию передатчика частотами вне рабочей
полосы фазовращателя, на выходе передатчика появится значи-
тельная мощность подавляемой боковой полосы. Поэтому необ-
12—349
178
Глава о
ходимо ограничивать полосу звуковых частот на входе до указан-
ной ранее величины при помощи полосового фильтра.
6.20. Высокочастотные фазовращатели. При использовании
фазового метода формирования однополосного сигнала необходи-
мее. 6.44
мо также обеспечить поворот фазы напряжения высокой частоты,
поступающей на один из балансных модуляторов, на 90°. Лучших
результатов можно достичь, если возбудитель сконструирован так,
чтобы не требовалось перестраивать высокочастотный фазовраща-
тель при изменении выходной частоты. Некоторые схемы фазовра-
щателей, применяемые для этой цели, показаны на рис. 6.44. Фа-
зовращатель из элементов R, L и С (рис. 6.44а) имеет фазовую
характеристику, не зависящую от частоты. Однако отношение
между выходными напряжениями е\ и е2 будет изменяться с изме-
нением частоты. Влияние отклонения соотношения амплитуд от
Амплитудная модуляция
179
требуемого рассматривалось выше. Соотношение фаз на выходе
схемы из элементов R и С (рис. 6.446) также не зависит от час-
тоты. Однако соотношение амплитуд и полное входное сопротив-
ление будут зависеть от частоты. У П-образной схемы (рис. 6.44в)
в диапазоне частот изменяется как соотношение фаз, так и соот-
ношение амплитуд. Поэтому она не имеет широкого распростра-
нения. Свойства схемы ухудшаются весьма быстро с изменением
частоты. Это можно подтвердить расчётом по ур-ниям (6.9) и
(6.10).
«ф' 6.21. Преобразование частоты в однополосных передатчиках.
Частота на выходе однополосных возбудителей в большинстве слу-
чаев значительно ниже выходной частоты передатчика, что облег-
чает конструирование возбудителей. Чтобы получить требуемую
частоту на выходе передатчика, необходимо применить преобразо-
вание частоты, при котором сохраняются исходные соотношения
между составляющими модулирующего сигнала. Хотя несущая
.отсутствует на выходе передатчика, она будет восстановлена в
.приёмнике, и поэтому эти соотношения должны остаться неиз-
менными.
Если изменение частоты однополосного возбудителя произво-
дить при помощи умножителей частоты (см. гл. 3), указанные со-
отношения нарушаются. Например, после каждого удвоения час-
тоты расстояние по частоте между несущей и боковыми полоса-
ми также удваивается.
Рис. 6.45
Блок-схема, иллюстрирующая преобразование частоты в одно-
полосном передатчике, приведена на рис. 6.45. Как видно из ри-
сунка, этот процесс подобен процессу преобразования частоты в
супергетеродинных приёмниках. В качестве преобразователей в
однополосных передатчиках могут применяться устройства, ана-
логичные балансным модуляторам, которые рассматривались ра-
нее, или обычные смесители (рис. 6.46). В этой схеме частота не-
180
Глава 6
«сущей не подавляется, для подавления нежелательных частот
обычно служат настроенные цепи, следующие за смесителем.
Если избирательность настроенных цепей недостаточна, чтобы
обеспечить требуемое подавление нежелательных частот, выход-
Вход однополос -
кого сигнала.
Ьыаод к линейному
усилителю
Рис. 6.46
Напряже-
ние гете-
родина
ную частоту можно получить путём двух (или более) преобразо-
ваний. Пример такой системы приведён на рис. 6.47.
На выходе смесителя может быть выделена и разностная час-
тота. При этом произойдёт инвертирование боковых полос. Напри-
мер, если от возбудителя поступает верхняя боковая полоса, то
после преобразователя, настроенного на разностную частоту, она
будет передаваться как нижняя боковая полоса, что обычно не
отражается на качестве передачи, если учитывается при настройке
в эксплуатации оборудования. Если же на выходе смесителя вы-
Рис. 6.47
Амплитудная модуляция
181
деляется суммарная частота, первоначальный выбор боковой по-
лосы сохранится,
ф! 6.22. Измерение линейности в однополосных передатчиках. На
практике однополосный сигнал создаётся с низким уровнем мощ-
ности, и для того чтобы получить требуемую выходную мощность,
его усиливают в ряде каскадов — линейных усилителях. Одним из
основных свойств однополос-
ной передачи является эконо-
мия частотного спектра, кото-
рая достигается подавлением
одной из боковых и несущей.
Поэтому усилители должны об-
ладать высокой степенью ли-
нейности, чтобы избежать по-
явления дополнительных ча-
стот — составляющих искаже-
ний нечётного порядка на вы-
ходе передатчика. Однако да-
же линейный усилитель, пост-
роенный в соответствии с ука-
заниями раздела 3.16, требует дополнительной регулировки рабо-
чих характеристик, чтобы добиться желаемых результатов.
Линейность амплитудной характеристики усилителей для од-
нополосных устройств при настройке измеряется так называемым
двухтональным методом. При этом на усилитель подаются два вы-
сокочастотных сигнала, отличающиеся примерно на 1000 гц. Раз-
ность между частотами не играет существенной роли — лишь бы они
находились в пределах полосы пропускания испытуемого усилителя.
При сложении двух сигналов высокой частоты равной ампли-
туды, которое происходит при рассматриваемом методе испыта-
ний, результирующее колебание имеет форму рис. 6.48. Это удоб-
ный метод для получения высокочастотного сигнала, амплитуда
которого меняется от нуля до суммы максимальных значений двух
входных сигналов. Если сигнал на выходе сравнить с входным
при помощи осциллографа, то можно получить точное представле-
ние о линейности усилителя. Схема включения осциллографа бу-
дет зависеть от того, в каком виде желательно получить изобра-
жение, и от типа возбудителя. Подробнее смотри от этом ниже.
Создание двухтонального испытательного сигнала. Существует
множество методов создания двух высокочастотных сигналов для
двухтональных испытаний. Выбор метода зависит от того, служат
ли они для проверки всего однополосного передатчика или только
линейного 'усилителя.
Первый метод и простейший, который применяется при про-
верке характеристик линейного усилителя, состоит в том, что систе-
му подавления несущей в возбудителе настраивают так, чтобы на
182
Глава 6
выходе появилось напряжение несущей. Если на вход возбудителя
подать тон, то на выходе будут несущая частота и одна боковая.
При равенстве уровня несущей уровню боковой выходной сигнал
будет аналогичен изображённому на рис. 6.48.
Если необходимо проверить линейность однополосного пере-
датчика, включая возбудитель, надо иметь два отдельных звуко-
вых генератора (рис. 6.49). При этом уровни двух входных сигна-
Рис. 6.49
лов подбираются так, чтобы получить два равных по амплитуде
сигнала боковых частот.
Контроль сигнала при двухтональном методе. Двухтональный
испытательный сигнал может контролироваться методом, описан-
ным ранее в разделе 3.16. Кроме того, могут также применяться
методы, схемы которых изображены на рис. 6.49 и 6.52. Осцилло-
граммы, получающиеся при испытании по схеме рис. 6.49, показа-
ны на рис. 6.50 и 6.51. (Рис. 6.50: неправильная форма испытатель-
ных сигналов: а — просачивание вч несущей через модулятор,
б — неравные вч сигналы. Рис. 6.51: двухтональные испытатель-
ные сигналы: а — идеальной формы; б — велико сеточное смещение;
в — велико напряжение возбуждения или нагрузка не равна опти-
мальной.)
Схема измерений, изображённая на рис. 6.52, применяется при
испытании только таких однополосных передатчиков, в которых
используется фазовый метод формирования сигнала. Входной сиг-
нал на один из балансных модуляторов отключается. В результате
создаётся двухполосный сигнал без несущей. Если осциллограф
включить, как показано на рис. 6.52, изображения могут иметь
вид рис. 6.53. (Рис. 6.53: а — идеальная форма; б — велико напря-
жение возбуждения или нагрузка не равна оптимальной; в — ве-
Амплитудная модуляция
183
а)
Рис. 6.50
лико сеточное смещение; г — неравные вч
сигналы вследствие просачивания через от-
ключённый модулятор или неравные бо-
ковые.)
При ещё одном, четвёртом, методе при-
меняют анализатор спектра, на экране ос-
циллографа которого можно видеть все бо-
5)
Рис. 6.51
Рис. 6.52
184
Глава 6
Рис. 6.53
ковые частоты, появляющиеся из-за нелинейности усилителя. Эти
частоты или составляющие нечётного порядка измеряются для
определения степени линейности усилителя.
6.23. Соотношение между сигналом и искажениями. Линейность
усилителя может оцениваться по уровню искажений, вносимых
усилителем, в виде отношения уровня сигнала к уровню искаже-
ний. Для этого используют анализатор спектра, упомянутый выше.
Другой метод состоит в том, что два тональных сигнала подают
на вход однополосного возбудителя. Величина демодулированного
сигнала с выхода однополосного приёмника сравнивается с величи-
ной искажений, которые получаются после прохождения демоду-
лированного сигнала через полосовой фильтр. Получаемое отноше-
ние и есть отношение сигнал/искажения. Оно выражается обычно
в децибелах.
6.24. Измерение степени подавления боковой полосы. Степень
подавления боковой полосы в однополосном передатчике можно
определить, исследуя огибающую высокочастотного сигнала -на
экране осциллографа. Если на вход возбудителя подан тональный
сигнал, то теоретически выходной сигнал должен быть таким, как
показано на рис. 6.54а. Однако, если на выходе имеется более
чем одна частота, сигнал будет иметь вид модулированного по
амплитуде колебания (рис. 6.5469. Измерив максимальное и ми-
Рис. 6.54
Амплитудная модуляция
185
нимальное значения полученной огибающей, степень
боковой можно определить по следующей формуле:
подавление боковой = 201g
подавления
(6.11)
^±-?, дб.
А—В
При другом методе измерения степени подавления боковых
частот и несущей применяется анализатор спектра. Это даёт воз-
можность измерить амплитуду колебания полезной и нежелатель-
ной боковой частоты или несущей. Отношение величины полезного
сигнала к уровню нежелательных частот, выраженное в децибе-
лах, даст величину подавления.
ЛИТЕРА ТУРА
1. Black Н. S. «Modulation Theory», D. Van Nostrand Company, Inc., Prince-
ton, N. J, 1953.
2. Гольдман Ct Гармонический анализ, модуляция. Шумы. Изд-во иностран-
ной литературы, 1951.
3: «Handbook of Spectrum Analyzer Techniques», Polarad Electronics Corpora-
tion, 1955.
4. С u с c i a C. L. «Harmonics, Sidebands and Transients in Communication, En-
gineering», McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1952.
5. Bartlett F. A. A Beat-frequency Exciter for Better C. W. Signals, QST,
vol. 36, p. 11, June 1952.
6. Smith R. M. A Solution to the Keyed —VFO Problem, QST, vol. 34, p. 11,
February 1950.
7. Molloy E. «Radio, and Television Reference Book», pp. 9—16, George New-
nes, Ltd., London, 1956.
8. H e r b i g H. F. and Winters J. D. Investigation of the Selenium Rectifier
for Contact Protection, Trans. AIEE, vol. 70, part 2, pp. 1919—1923, 1951.
9. Сравочник по радиотехнике под редакцией Б. А. Смиренина. ГЭИ, 1950.
10. G о о d m а п В. Keying the Crystal Oscillator, QST, May 1941.
11. Goodman B. Some Thoughts on Keying, QST, April 1941.
12. C a r t e t О. M. Reducing Key Clicks, OST, vol. 33, p. 30, March 1949.
13. G о о d m a n B. Key Clicks and Reseiver Bandwidthe, QST, vol. 34,
pp. 34-37, April 1950.
14. G о о d m a n B. Diode Modulators, QST, vol. 37, pp. 39—42, April 1953.
15. Berry F. M. The Series Balanced Modulator, QST, vol. 36, pp. 46, 47, Sep-
tember 1952.
16. Arguimbau L. B. «Vacuum Tube Circuits and Transistors», p. 422, John
Wiley & Sons, Inc., New-York, 1956.
17. T e r m a n F. E. «Electronic and Radio Engineering», 4th ed., p. 528, McGraw-
Hill Book Company, Inc., New-York, 1955.
18. S a r b a c h e r R. I. Performance of Self-biased Molulated Amplifiers, Electro-
nics, vol. 16, p. 99, April 1943.
19. «The Care and Feeding of Power Tetrodes», Eitel-McCullough, Inc., San Bruno,
Calif., 1951.
20. Ref. 7, pp. 6—20.
21. «Television Equipment, Theory and Operation», 7th ed., p. C-16, Radio Corpo-
ration of American, December 1953.
22. G о о d m a n B. Clamp Tube Modulation, QST, vol. 34, pp. 46—47, March 1950.
23. «Radio Amateurs Handbook», American Radio Relay League Hartford, Conn.
24. В a d g e r G. M. W. Scatter SSB Technigue Uses Power Klystron, Electronics,
vol 29. pp. 176—179, December 1956.
25. Grammer G. Screen Modulation with Limited Carrier Control, QST, vol. 35,
pp. 64—65, April 1951.
186
Глава 6
26. Lippert G. R. A Constant Modulation Phone System, QST, vol. 34,
pp. 11—13, April 1950.
27. Mix D. H. Carrier Control with Self-biased Clamp-tube Modulation, QST,
vol. 36, pp. 41—43, November 1952.
28. L i p p e r t G. R. Constant Modulation of the 813, QST, vol. 34, p. 48, Novem-
ber 1950.
29. G r a m m e r G. Design Limits for High Output Grit Modulation, QST, vol. 35,
pp. 40, 41, February 1951.
30. Doherty W. H. A New High-effciency Power Amplifier for Modulated Wa-
ves, Proc. IRE, vol. 24, p. 1163, September 1936.
31. Fisher S. T. New Method of Amplifying with High Efficiency a Carrier Wa-
ve Modulated in Amplitude by a Voice Wave, Proc. IRE, vol. 34, pp. 3P—13P,
January 1946.
32. G r a m m e r G. DSRC Radiotelephony, QST, vol. 35, pp. 11—16, May 1951.
33. Grammer G. Practical DSRC Transmitter Design, QST, vol. 35, pp. 20—25,
June 1951
34. T а у 1 о r R. E. 'Modulation System, U. S. Patent 2,282,347.
35. V i 11 a r d O. G. Overmodulation without Sideband Splatter, Electronics, vol. 20,
pp. 90—95, January 1947.
36. V i 11 a r d O. G. Supermodulation, an Evalution and Explanation, QST, vol. 34,
pp. 33—40, December 1950.
37. C h i r e i x H. High-power Outphasing Modulation, Proc. IRE, vol. 23, p. 1370,
Nobember 1935.
38. Webster N. D. Economical 5 KW A — M Transmitter, Electronics, vol. 24,
pp. 115—117, March 1951.
39. Evans W. E. Phase-to amplitude Modulation for UHG — TV Transmitters,
Electronics, vol. 23, p. 102, September 1950.
40. Bruene W. B. Distortion Reducing Means for Single-sideband Transmitters,
Proc. IRE, vol. 44, pp. 1760—1765, December 1956.
41. Black H. S. Stabilized Feedback Amplifiers, Elec., Eng., vol. 53, p. 114,
January 1934.
42. Ref. 17, chap. 11.
43. Б о д e Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью.
Государственное издательство иностранной литературы, 1948.
44. L у n с h W. A. The Stability Problem in Feedback Amplifiers, Proc. IRE,
vol. 39, p. 1000, September 1951.
45. Builder G. The Effect of Negative Feedback on Power Supply Hum in
Audiofrequency Amplifiers, Proc. IRE, vol. 34, p. 14oW, March 1946.
46. L e a r n e d V. Corrective Networks for Feedback Circuits, Proc. IRE, vol. 32,
p. 303, July 1944.
47. Mayer H. F. Control of the Effective Internal Impedance of Amplifiers by
Feedback, Proc. IRE, vol. 27, p. 213, March 1939
48. L a n d e e R. W., Davis D. C. and Albrecht A. P. «Electronic Designers
Hand-book», sec. 18, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1957.
49. Stewart J. L. «Circuit Theory and Design», John Wiley & Sons, Inc., New-
York, 1956.
50. Flood J. E. Negative-feedback Amplifiers, Conditions for Critical Damping,
Wireless Engr., vol. 27, pp. 201—209, July 1950.
51. Terman F. E. and Buss В R. R. Some Notes on Linear and Grid-modulated
Radio-frequency Amplifiers, Proc. IRE, vol. 29, pp. 104—107, March 1941.
52. M о г г о w W. E., Mack C. L., Nichols В. E. and Leonhard J. Single-
sideband Techniques in UHF Long-range Communications, Proc. IRE, vol. 44,
pp. 1854—1873, December 1956.
53. C 1 a у R. Negative Feed-back Modulation, QST, vol. 37, pp. 17—19, August
1953.
54. Штейн Б. Б., Черняк M. А. Однополосная модуляция с помощью фазо-
вых схем. Связьиздат, 1959.
7
УГЛОВАЯ И ИМПУЛЬСНАЯ
МОДУЛЯЦИИ
7.1. Угловая модуляция. Для передачи сообщений при угловой
модуляции фаза колебаний несущей изменяется в соответствии с
модулирующим сигналом. Различают два вида угловой модуля-
ции — фазовую и частотную [1—4]. Оба они обладают повышенной
помехоустойчивостью. Отношение сигнал/шум после детектирова-
ния в приёмнике улучшается по сравнению с отношением сигнал/
шум на входе приёмника, причём степень улучшения зависит о’
глубины модуляции. Это обсуждалось в гл. 1 и иллюстрируется
рис. 1.1. Если модулирующее напряжение, подаваемое на фазовый
модулятор, описывается функцией cos 2л fM t> то выражение для мо-
дулированного по. фазе колебания может быть записано в виде
е = Ен cos (2те fHt + A® cos 2к fj),
(7.1)
где е — мгновенное значение напряжения^
Ен— амплитуда несущей,
fH — частота несущей,
fM — модулирующая частота,
А0 — максимальное отклонение фазы, называемое индексов
модуляции.
188
Глава 7
Если же на частотный модулятор подать напряжение, описы-
ваемое функцией sin 2л Ли/, то модулированный по частоте сигнал
будет также выражаться ф-лой (7.1), но А0 нужно заменить на
—— , где — максимальное отклонение частоты.
Ли
При приёме на один ЧМ приёмник двух сигналов, один из ко-
торых модулирован по частоте, а другой по фазе одним и тем же
тоном с одинаковым отклонением частоты, их различить невозмож-
но. Если же принимать каждый из этих сигналов одновременно
на разные ЧМ приёмники, выходы которых подключены к двухлу-
чевому осциллографу, то между звуковыми напряжениями можно
обнаружить сдвиг фаз на 90°.
Второе отличие между колебаниями, модулированными по ча-
стоте и по фазе, будет наблюдаться при увеличении модулирую-
щей частоты, например, вдвое. Амплитуда продетектированного
сигнала передатчика с частотной модуляцией останется неизмен-
ной, тогда как амплитуда продетектированного сигнала передатчи-
ка с фазовой модуляцией увеличится вдвое.
Третье отличие можно обнаружить, если -подать на частотный
и фазовый модуляторы постоянное напряжение и следить за изме-
нением частоты колебаний на выходе передатчиков. При частотной
модуляции, если отсутствует автоматическая подстройка частоты,
частота изменится. При фазовой модуляции произойдёт лишь мгно-
венное отклонение частоты.
Отклонением (девиацией) фазы называется максимальное от-
клонение фазового угла высокочастотного колебания от того значе-
ния, которое он имеет при отсутствии модуляции.
Отклонением (девиацией) частоты называется максимальное
отклонение частоты от её немодулированного значения. Это от-
клонение составляет половину от общего изменения частоты.
Величина отклонения фазы, выраженная в радианах, называет-
ся индексом модуляции:
т = АЛ =д@, (7.2)
где т — индекс модуляции,
А/„ — девиация частоты,
fM — модулирующая частота, '
А0 — девиация фазы в радианах (1 рад = 57,3°).
При постоянной амплитуде модулирующего напряжения и изме-
нении модулирующей’частоты в фазовом модуляторе остаётся по-
стоянной величина т, тогда как в частотном — величина Afw.
7.2. Боковые полосы при угловой модуляции. Угловая модуля-
ция характеризуется тем, что амплитуда выходного высокочастот-
ного напряжения остаётся постоянной, а число боковых частот и
их амплитуда определяются глубиной (индексом) модуляции.
Угловая и импульсная модуляция
189
Энергия несущей частично преобразуется в энергию боковых, при-
чём для некоторых определённых значений глубины модуляции
амплитуда несущей (средней) частоты уменьшается до нуля. При
дальнейшем увеличении индекса модуляции амплитуда несущей
(средней) частоты вновь увеличивается. Изучение модулирован-
ного по частоте сигнала (рис. 7.1),
представленного в виде функции
времени (как это имеет место, на-
пример, на экране обычного осцил-
лографа с временной развёрткой)
даёт мало сведений о свойствах это-
го сигнала. Более целесообразно ис-
следовать спектральный частотный
состав сигнала, т. е. несущую и бо-
—► время
Рис. 7.1
ковые частоты, как это можно сделать, например, при помощи ана-
лизатора спектра. Вопрос об амплитудах боковых частот представ-
ляет интерес в основном по двум причинам:
1) ширина спектра определяет необходимую полосу пропуска-
ния усилительных каскадов передатчиков,
2) возможно точное определение индекса модуляции.
150кгц
Рис. 7.2
На рис. 7.2а приведено распределение спектральных составляю-
щих сигнала, модулированного по частоте, при девиации, равной
75 кгц, и модулирующей частоте 7,5 кгц, а на рис. 7.26 — .при той
же девиации частоты, но для модулирующей частоты 3,75 кгц.
Обычно учитываются только боковые частоты, амплитуды кото-
рых превышают 1 % от амплитуды немодулированной несущей.
При этом чем выше модулирующая частота, тем больше ширина
спектра превышает полосу частот, равную двойному отклонению
частоты. Если модулирующим сигналом является напряжение не-
искажённой синусоидальной формы, то при передаче без иска-
жений боковые полосы модулированного по фазе или часто-
те сигнала симметричны относительно несущей. Уменьшение зани-
маемой полосы частот путём подавления верхней или нижней боко-
190
Глава 7
вой полосы обычно не применяется. Если какая-нибудь боковая
подавлена, выходное напряжение не остаётся постоянным, т. е.
имеет место одновременно амплитудная и угловая модуляции. Для
сужения спектра лучше уменьшать девиацию частоты. Несиммет-
ричный спектр будет получаться также, если одновременно осуще-
ствляется амплитудная и угловая модуляции. Такие системы были
в своё время разработаны [5].
7.3. Характеристики боковых полос. Выражение для модули-
рованного по частоте или фазе сигнала может быть представлено
в виде бесконечного числа составляющих, амплитуды которых про-
порциональны значениям функций Бесселя. Графики функций Бес-
селя, при помощи которых определяются амплитуды несущей и бо-
ковых частот при различных значениях индекса модуляции, приве-
дены в литературе [6—10].
Изменяя амплитуду модулирующего сигнала, можно получать
такие значения индексов модуляции, когда несущая или одна ив
пар боковых частот обращается в нуль. Это представляет особый
интерес, так как позволяет определить девиацию частоты, восполь-
зовавшись ур-нием (7.2). Несколько значений индексов модуляции
т, при которых становятся равными нулю некоторые из составляю-
щих сигналов, приведены в табл. 7.1.
ТАБЛ ИЦА 7.1
Значения индексов модуляции, при которых некоторые из составляющих сигнала
обращаются в нуль
Обращается в нуль Несущая Первая пара боковых Вторая пара боковых Третья пара боковых
Первый раз 2,40 3,83 5,13 6,38
Второй раз 5,52 7,02 8,42 9,76
Третий раз 8,65 10,17 11,62 13,01
Например, если ЧМ передатчик модулируется частотой
13,580 гц, то по мере увеличения амплитуды звукового сигнала не-
сущая упадёт до нуля первый раз при т = 2,4, т. е. при отклонении
частоты, равном ±32,6 кгц. При дальнейшем увеличении уровня
модуляции несущая появится снова, достигая максимальной вели-
чины, составляющей 40% от немодулированной несущей при от-
клонении частоты Af= ±51,6 кгц, а затем уменьшится до нуля вто-
рично при т = 5,52, т. е. Af= ±75 кгц.
Ширина полосы, необходимая для передачи сигналов, имею-
щих индекс модуляции меньше 0,5, равна удвоенной модулирую-
щей частоте. Для больших значений т ширина полосы, требуемая
для передачи боковых, имеющих амплитуду не менее 1 % от несу-
Угловая и импульсная модуляция
194
щей, может быть опре-
делена из табл. 7.2.
Предположим, что де-
виация частоты состав-
ляет ±75 кгц, а моду-
лирующая частота —
15 кгц. Индекс моду-
ляции, как следует из
(7.2), равен 5, а шири-
на полосы для переда-
чи всех боковых с амп-
литудой больше 1% от
несущей будет 16Д или
16Х 15 = 240 кгц.
Когда модулирую-
щая частота падает до
3,75 кгц, индекс стано-
вится равным 20, а ши-
рина полосы равна
50/^ или 50X3,75 =
= 187,5 кгц. По мере
дальнейшего уменьше-
ния модулирующей чи-
тав лиц а 7.2
Ширина полосы, требуемая для передачи
боковых частот с амплитудами,
превышающими 1% от амплитуды
немодулированной несущей
Индекс модуляции т Для расчёта полосы частот умножить
модулирующую частоту на девиацию частоты на
0,5 4 8
1,0 6 6
2,0 8 4
3,0 12 4
5,0 ' 16 3,1
10 28 2,8
15 38 2,5
20 50 2,5
25 60 2,4
стоты необходимая ширина полосы становится близкой к величине
удвоенного отклонения частоты.
7.4. Преобразование фазовой модуляции в частотную. Устрой-
ства для получения угловой модуляции могут быть разделены на
две основные группы: модуляторы, создающие частотную модуля-
цию, и модуляторы, создающие фазовую модуляцию. В передатчи-
ках часто применяют фазовые модуляторы, а для преобразования
фазовой модуляции в частотную на входе модулятора включают
специальные корректирующие цепи [11].
На практике редко встречаются виды работы, которые могут
быть отнесены только к модуляции по частоте или только к моду-
ляции по фазе. В вещательном диапазоне 884-108 Мгц передатчики
обычно считаются модулируемыми по частоте. Однако для частот
модуляции выше 1 кгц их можно рассматривать как модулируе-
мые по фазе, имея в виду предкоррекцию для подъёма высоких
частот.
С другой стороны, обычно считают, что в передатчиках для под-
вижных служб (такси и др.) в диапазоне 152-4-162 Мгц использует-
ся фазовая модуляция. Однако опять-таки при модулирующей ча-
стоте порядка 1 кгц и выше можно считать, что в этих передатчи-
ках имеет место частотная модуляция. Примерно до частоты
1 кгц частотная характеристика нарастает со скоростью 6 дб на
октаву, затем поддерживается неизменной примерно до частоты
192 Глава 7
3 кгц и быстро уменьшается на более высоких частотах. Это по-
зволяет ограничить величину девиации пятью килогерцами, чтобы
уменьшить полосу частот, отводимую для этого вида связи.
Преобразование одного вида модуляции в другой происходит
путём изменения соотношений между спектральными составляю-
щими звукового сигнала на входе фазового или частотного моду-
лятора. Частотная модуляция преобразуется в фазовую с помощью
одного из четырёхполюсников, показанных на рис. 7.36, а фазовая
в частотную с помощью одного из четырёхполюсников, показанных
на рис. 7.3а. Частотная характеристика этих цепей имеет подъём или
спад с крутизной 6 дб на октаву (т. е. напряжение на выходе
удваивается или уменьшается вдвое с увеличением частоты в
2 раза). Это выполняется при условии, если активное сопротивле-
ние велико по сравнению с индуктивным или ёмкостным реактив-
ным сопротивлением и если значительно больше R. Величина
Угловая и импульсная модуляция
193
подъёма или спада относительно уровня низких частот определяет-
ся выражением
101g [1 + (2/Т)2- Ю“5 ], дб, (7.3)
где f — частота, кгц;
Т — постоянная времени, мксек, равная CR или — (С в мик-
рофарадах, L .в микрогенри, R в омах).
Например, предположим, что в цепи из R и С R = 75 ком и
С = 0,001 мкф. При этом величина Т равна 75 мксек. Тогда подъём
(для цепи рис. 7.36) или спад (для цепи рис. 7.3а) частотной ха-
рактеристики на частоте 15 кгц относительно уровня на низкой
частоте составит
101g [1 +(2-15-75)2 -10-5] = 101g(l + 50625) = 10-1,712 = 17,12 дб.
Для 'схем рис. 7.36 отношение напряжения на выходе к напря-
жению на входе на низких частотах равно-------— (цепь LR) и
Я +
7?+ (иепь
7.5. Методы осуществления фазовой модуляции. В фазовых мо-
дуляторах колебания от задающего генератора постоянной частоты
проходят через устройство, которое периодически изменяет их фазу.
Поэтому задающий генератор может стабилизироваться кварцем,
что и является основным преимуществом фазового модулятора по
кдарцевому
гетеродину
сравнению с частотным. Средняя частота генератора при прямой
его модуляции по частоте (за исключением модулируемого квар-
цевого генератора) должна стабилизироваться каким-нибудь до-
полнительным, корректирующим частоту устройством (см. раз-
дел 2.14).
Простая схема фазового модулятора представлена на рис. 7.4
[12]. У ламп А и В аноды присоединены параллельно к выходной
13—349
194
Глава 7
цепи, а на управляющие сетки поступают напряжения от квар-
цевого генератора, сдвинутые друг относительно друга по фазе на
90°. В соответствии с векторной диаграммой, выходное напряже-
ние ОР будет векторной суммой напряжений, действующих на ано-
дах обеих ламп. Если смещение на какой-либо другой сетке лампы
В увеличить, а лампы А уменьшить, то вектор ОА (напряжение на
выходе лампы Л) увеличится, а вектор ОВ (напряжение на выхо-
де лампы В) уменьшится. Новый результирующий вектор ОР по-
вернётся на угол 0 относительно вектора ОР. Поэтому, если звуко-
вое напряжение приложено к указанным двум сеткам в противо-
фазе, то выходное напряжение будет модулировано по фазе этим
звуковым напряжением. Такой модулятор не даёт отклонения фазы
Рис. 7.5
более чем на ±45°. Однако на практике отклонения фазы должны
быть гораздо меньше, чтобы избежать значительных искажений.
Искажения уменьшаются-, если напряжения высокой частоты, при-
ложенные к двум управляющим сеткам, не равны, так как при
этом можно обеспечить более близкое к постоянной величине зна-
чение результирующего вектора ОР. Если максимальное отклоне-
ние фазы не превышает ±14° (индекс модуляции 0,25), то искаже-
ния будут не более 2%.
Другая схема !) [13], [14], применявшаяся в ранних ЧМ пере-
датчиках, показана в виде упрощённой блок-схемы на рис. 7.5.
Выходное напряжение кварцевого генератора поступает на вход
фазосдвигающей цепочки и на вход балансного модулятора. На
выходе балансного модулятора несущая отсутствует; напряжение
на его выходе появляется после подачи звукового сигнала. Напряже-
ния с выхода фазовращателя и балансного модулятора склады-
ваются, в результате чего получается модулированный по фазе
сигнал, который подаётся затем на каскады умножения. Для пре-
9 Так же, как и предыдущая, эта схема построена на принципе преобразо-
вания амплитудной модуляции в фазовую. Ред.
Угловая и импульсная модуляция
195
вращения фазовой модуляции в частотную звуковой сигнал на
вход балансного модулятора поступает через корректирующую це-
почку. Чтобы получить на выходе передатчика девиацию 75 кгц
при величине искажений не более 2% на частоте модуляции 20 гц,
необходимо умножить выходную частоту модулятора, по крайней
мере, в 5000 раз. Рассмотренная схема наглядно показывает,
что при малых индексах модуляции, когда можно учитывать
только одну пару боковых, единственной разницей между
модулированным по амплитуде и по фазе сигналом является сдвиг
несущей на 90° по отношению к боковым. Общий недостаток рас-
смотренных выше схем — трудность
получения отклонений фазы, боль-
ших 204-25° (индекс модуляции
меньше 0,5). Чтобы увеличить ин-
декс модуляции, приходится приме-
нять многократное умножение ча-
стоты.
Простая схема фазового моду-
лятора на электронной лампе, кото-
рая часто применяется в подвижных
передатчиках, показана на рис. 7.6.
Изменение крутизны лампы в такт
со звуковой частотой вызывает из-
менение фазового угла между вход-
ным и выходным напряжениями.
Рис. 7.6
Модуляцию с отклонением фазы до 150° без значительных ис-
кажений можно получить в так называемом импульсно-фазовом
модуляторе. В этой системе источник стабильных колебаний вы-
рабатывает последовательность импульсов, интервалы между ко-
торыми в последующей схеме изменяются в соответствии с мгновен-
ным значением модулирующего сигнала. Блок-схема возбудителя
показана на рис. 7.7 [16]. Выходной сигнал генератора линейного
пилообразного напряжения ограничивается приблизительно на
уровне половины амплитуды, и в момент начала ограничения вы-
рабатывается импульс. Начало ограничения зависит от величины
смещения, которое меняется в такт с модулирующим сигналом.
В результате возникающие импульсы оказываются модулирован-
ными по фазе, так как изменяется время их появления.
В фазовом модуляторе другого типа мультивибратор управ-
ляется кварцевым генератором, а период переключения мультивиб-
ратора изменяется модулирующим напряжением. В этой схеме при
отклонении фазы, равном 125°, на частоте 400 гц искажения мень-
ше 1%. В системе модуляции, описанной в [18, 19], применяется
специальная вакуумная лампа, называемая фазитроном, при по-
мощи которой можно осуществить модуляцию колебаний высоко-
стабильного источнйка с относительно большим отклонением фазы.
13*
6
Глава 7
Напряжение от этого источника подаётся на специальную схему,
образующую трёхфазное напряжение высокой частоты, которое да-
лее поступает на сетку, состоящую из 36 электродов, соединённых
в три группы так, что электроды, относящиеся к различным груп-
пам, чередуются друг с другом. Благодаря этому внутри лампы
создаётся вращающийся электронный диск, профиль которого
имеет вид синусоидальной волны. На лампу надевается катушка,
через обмотку которой протекает ток звуковой частоты. Образую-
щееся магнитное поле ускоряет или замедляет вращение электрон-
УроЗенъ ограничения
‘определяется звуковым
сигналом, поступающим
на следующий каскад
Рис. 7.7
ного диска в соответствии с модулирующим напряжением. Анод-
ный ток, создаваемый электронами, поступающими через специаль-
ные отверстия в экране, оказывается модулированным по фазе
звуковым напряжением. После умножения в 432 раза девиация
частоты получается равной 75 кгц при искажениях меньше 1,5%
в диапазоне модулирующих частот от 50 до 15 000 гц. Сама ламп.а
обеспечивает девиацию фазы в ±3,5 рад, с искажениями, не пре-
вышающими 1,5%.
7.6. Прямые методы осуществления частотной модуляции. При
прямых методах осуществления частотной модуляции величина де-
виации частоты в модуляторе пропорциональна амплитуде моду-
лирующего сигнала, но не зависит от его частоты. При косвенных
методах, рассмотренных в разд. 7.5, частотная модуляция полу-
чается при помощи фазовых модуляторов, на вход которых вклю-
чается корректирующая цепочка для преобразования фазовой мо-
дуляции в частотную.
Угловая и импульсная модуляция
197
В простейшем случае частотную модуляцию можно осуществить,
если изменять ёмкость колебательного контура автогенератора при
помощи конденсаторного микрофона, включённого параллельно это-
му контуру генератора. Точно так же можно менять в такт звуко-
вому напряжению индуктивность контура, перемещая сердечник
из порошкового железа внутри катушки индуктивности. Эти ме-
тоды модуляции применяются в телеметрических системах, где наи-
более важными факторами являются габариты и вес устройства.
Модулятор с реактивной лампой. В модуляторе с реактивной
лампой параллельно колебательному контуру автогенератора, по-
строенного по ёмкостной или индуктивной трёхточечной схеме, под-
ключается так называемая реактивная лампа, ток через которую
имеет реактивный характер и изменяется в соответствии с моду-
лирующим напряжением. Наличие этого тока эквивалентно включе-
нию параллельно контуру
реактивного сопротивления.
В упрощённом виде схе-
ма модулятора с реактивной
лампой показана на рис. 7.8.
Сопротивление R и конден-
сатор С образуют фазосдви-
гающую цепочку, благодаря
которой напряжение между
сеткой и катодом сдвинуто
почти на 90° по отношению к
напряжению на аноде, а сле-
довательно, и на контуре ав-
тогенератора.
Переменная составляющая
та примерно на 90° относительно напряжения на аноде. Поэтому
реактивная лампа в точках её подключения к контуру представ-
ляет собой реактивное сопротивление ёмкостного или индуктивно-
го характера. Амплитуда переменной составляющей анодного тока
зависит от крутизны характеристики лампы. Если крутизна из-
меняется в такт с приложенным к сетке звуковым напряжением, то
.происходит модуляция автогенератора по частоте.
В схеме на рис. 7.8 лампа вносит в контур генератора сопротив-
ление ёмкостного характера. Если же в делителе поменять места-
ми R и С, то реактивность будет иметь индуктивный характер. Ём-
кость в делителе в обоих указанных выше случаях может быть за-
менена индуктивностью. Это приводит к изменению знака вноси-
мой лампой реактивности на противоположный. Чтобы сдвиг фаз
приблизить к 90°, активное сопротивление, если оно включено меж-
ду сеткой и катодом, должно быть, по крайней мере, меньше одной
пятой реактивного сопротивления в фазосдвигающей цепочке. Если
.же между сеткой и катодом включена реактивность, сопротивле-
также
анодного тока
198
Глава 7
ние её должно быть не больше одной пятой величины
сопротивления. Для схемы рис. 7.8 частота настройки
приблизительно равна
активного
контура !)
(7.4)
2л: / (Со + S£C) £0 '
где / — частота, гц;
Со— ёмкость контура генератора, ф;
S — крутизна, а/в;
Lq— индуктивность контура генератора, гн;
R — сопротивление, ом.
Модуляция изменением входной ёмкости модуляторной лампы.
Упрощённая схема модулятора, в котором используется изменение
входной ёмкости лампы, приведена на рис. 7.9. Промежуток сет-
ка — катод модуляторной
лампы подключается парал-
лельно контуру генератора.
Емкость CgK между сеткой и
катодом лампы в динамиче-
ском режиме зависит от ве-
личины ёмкости Cag анод—
сетка, крутизны S, анодной
нагрузки лампы RH и при-
ближённо равна
CgK = (\ +SRH)Cag. (7.5)
Если используется лампа,
у которой зависимость кру-
тизны от величины напряжения на сетке близка к линейной (напри-
мер, 6АК5), то зависимость между ёмкостью сетка—катод и прило-
женным модулирующим напряжением получается близкой к линей-
ной. Анодная цепь лампы настроена примерно, на ту же частоту, что
и частота генератора. Линейность зависит от настройки анодной
цепи, и можно показать, что лучшая линейность достигается при
небольшой расстройке анодной цепи относительно рабочей частоты.
Модуляция изменением реактивности при помощи катодного по-
вторителя. Схема, в которой не требуются настроенные цепи, боль-
шие реактивности и сопротивления, но которая обладает относи-
тельно высокой эквивалентной добротностью, показана на рис. 7.10
[20—22]. В этой схеме величина ёмкости между сеткой и катодом
правого триода зависит от усиления этого триода, которое, в свою
очередь, определяется амплитудой модулирующего сигнала на сет-
ке левого триода. Емкость, вносимая этой цепью, зависит от со-
противления обратной связи, усиления и выходного сопротивления
9 При включении по схеме рис. 7.8 лампа эквивалентна ёмкости C3 = SRC.
Ред.
Угловая и импульсная модуляция
193
усилителя. Для лампы 6j6 при модулирующем напряжении на уп-
равляющем триоде, равном нулю, и анодном напряжении 150 в
вносимая ёмкость составляет 250 пф.
При изменении смещения на ±0,5 в можно получить изменение
ёмкости на ±10% с хорошей линейностью. Измеренное значение
добротности составляет 30н-50 при девиации частоты 75 кгц.
Модуляция RC-генераторов. Если одно из сопротивлений /?С-ге-
нератора заменить вакуумной лампой, то, изменяя напряжение сме-
щения на лампе, можно управлять выходной частотой генератора.
Выбором элементов цепи и режимов можно свести к минимуму
паразитную амплитудную модуляцию и искажения даже при от-
клонениях частоты на ±40% относительно несущей [23, 24]. Такие
схемы удобны для модуляции поднесущих в фототелеграфии и в
других системах связи. Упрощённая схема модулируемого ЛС-гене-
ратора показана на рис. 7.11.
+
Рис. 7.11
200
Глава 7
Другие методы непосредственной частотной модуляции. Были
предложены другие схемы частотных модуляторов, некоторые из
них кратко рассмотрены ниже. Одна простая схема приведена на
рис. 7.12 [25]. Сопротивление цепи диода управляется модулирую-
щей лампой. При изменении этого сопротивления изменяется вели-
чина реактивного тока через ёмкость С и, следовательно, частота
колебаний генератора. В другой схеме сдвиг фазы в цепи обратной
связи автогенератора меня-
ется в такт со звуковой ча-
стотой. Величина изменения
фазового сдвига не зависит
от модулирующей частоты,
поэтому имеет место прямая
модуляция по частоте [26].
Был предложен ряд схем
для увеличения девиации ча-
стоты. В случае модулятора
с реактивной лампой для
этой цели между настроен-
ной цепью генератора и сет-
кой реактивной лампы вклю-
чается усилительный кас-
кад [27].
С этой же целью между реактивной лампой и модулируемым
генератором вводился каскад—катодный повторитель [28]. В дру-
гой работе [29] предлагалось использовать индуктивную связь меж-
ду модулятором и генератором, чтобы избежать применения фазо-
сдвигающих цепей. Индуктивная связь 'была применена также для
увеличения эффекта модуляции, вызываемого конденсаторным мик-
рофоном, который непосредственно модулирует генератор [30].
Могут быть построены схемы, где функции генератора и моду-
лятора совмещаются в одной лампе [31]. В другой схеме совмеще-
ны модулятор и стабилизатор средней частоты [32]. Частотные мо-
дуляторы подробно рассмотрены в литературе [33—39].
Частотная модуляция клистрона. Частоту отражательного кли-
строна можно непосредственно изменять, если подать модулирую-
щее напряжение на отражательный электрод. Более подробно это
рассматривается в разделе 4.7.
7.7. Импульсная модуляция. Импульсные виды передачи при-
меняются в радиолокации, навигации и в системах связи. В радио-
локационных -системах параметры импульсного сигнала не подвер-
гаются изменениям и полезную информацию получают путём из-
мерения интервала времени между излучаемыми и принимаемыми
импульсами. В навигационных системах и системах связи изме-
няются или контролируются некоторые из характеристик импульс-
ной передачи, так что информация содержится в самих передавае-
Угловая и импульсная модуляция
201
мых импульсах. В зависимости от того, на какой из параметров
импульсов воздействуют при модуляции, можно получить: 1) ам-
плитудно-импульсную модуляцию АИМ (изменяется высота им-
пульса); 2) широтно-импульсную модуляцию ШИМ (изменяется
ширина или длительность импульса); 3) частотно-импульсную
(ЧИМ) и фазово-импульсную
модуляцию (ФИМ) (импуль-
сы смещаются относительно по-
ложения при отсутствии моду-
ляции или изменяется их час-
тота следования)1)- Перечис-
ленные основные виды модуля-
ции показаны на рис. 7.13. При
другом виде импульсной моду-
ляции, называемом импульсно-
кодовой модуляцией, посыла-
ются кодированные группы им-
пульсов, соответствующие от-
дельным дискретным значени-
ям передаваемого сигнала, от-
делённым друг от друга неко-
торыми интервалами времени.
Другими словами, непрерыв-
ный сигнал заменяется после-;
довательностью дискретных
значений (это называется кван-
тованием), которая и переда-
ётся при помощи того или ино-
го кода. Обычно применяется
двоичный код, в котором ис-
пользуется в качестве элемен-
тов кода посылка и отсутствие
посылки. Возможно также при-
f f t t t t t f f f j f f Положение
' ' • /' • импульсов в
отсутствие
модуляции
ФИМ
- время
Рис. 7.13
менение кода, где число разли-
чимых элементов равно трём. Код называется троичным.
Двоичный код строится на кодовых комбинациях, содержащих
определённое число элементов или знаков. Количество этих знаков
определяет возможное число кодовых комбинаций, а значит, и чис-
ло дискретных значений, которое может быть применено при кван-
товании сигнала:
количество уровней квантования = 2".
(7.6)
9 Последние два вида модуляции являются разновидностями временной
импульсной модуляции, при которой импульсы смещаются во времени в соот-
ветствии с модулирующим сигналом. Ред.
202
Глава 7
где п — число знаков в кодовой группе. Например, если в группах
по три элементарных знака1), число уровней квантования переда-
ваемого сигнала составит 8. Пример кодирования при помощи
трёхзначного кода показан на рис. 7.14.
Преимуществом импульсно-кодовой модуляции является то, что
отношение сигнал/шум не ухудшается после прохождения сигнала
через большое количество усилителей или ретрансляционных стан-
ций [40, 41].
7.8. Боковые полосы при импульсной модуляции. Сигнал при
импульсной передаче, например на выходе радиолокационных или
навигационных передатчиков, может быть так же, как и при дру-
гих видах передачи, представлен в виде спектра частот.
В радиолокационных системах коэффициент заполнения или
отношение длительности импульса ко времени отсутствия импульса
весьма мал и может быть порядка 0,001 * 2). Исследование такого
Т. е. применяется трёхзначный двоичный код. Ред.
2) Более точно коэффициент заполнения — это отношение длительности им-
.пульса к периоду следования импульсов. Ред.
Угловая и импульсная модуляция
203
сигнала при помощи осциллографа с линейной временной развёрт-
кой приносит мало пользы, так как даёт лишь сведения о частоте
повторения импульсов. В то же время исследование сигнала ана-
лизатором спектра позволяет получить существенные данные о ра-
боте передатчика. На рис. 7.15 представлен спектр сигнала на вы-
ходе платинотрона, модулирован-
ного импульсами длительностью
в 17 мксек. Вследствие относи-
тельно малого коэффициента за-
полнения число импульсов, при-
ходящихся на каждый период
Рис. 7.16
Рис. 7.15
развёртки, недостаточно и фактическое количество боковых частот
больше, чем число вертикальных линий на экране анализатора
•спектра.
Обычно при проектировании и настройке импульсного передат-
чика основной задачей является передача заданной информации
при минимально возможной полосе частот [43, 45].
7.9. Методы формирования импульсных сигналов. Применяют-
ся два основных метода создания импульсов. Первый заключает-
ся в том, что первоначально образуются импульсы с небольшой
амплитудой, которые далее усиливаются до необходимой величины.
Второй метод состоит в управлении высоковольтным источником
питания, который включает на короткие интервалы времени мощ-
ный генератор, такой, например, как,магнетрон.
Формирование импульсов с малой амплитудой. Для формиро-
вания импульсов с малой амплитудой применяются в основном
дифференцирование напряжения прямоугольной формы и блокинг-
генераторы. Простейшие дифференцирующие цепи из сопротивле-
ния и ёмкости (7?С) и сопротивления и индуктивности (/?£) пока-
заны на рис. 7.16.
Передний фронт импульса на выходе будет таким же, как пе-
редний фронт напряжения прямоугольной формы, поданного на
вход цепочки. Скорость спадания заднего фронта зависит от по-
204
Глава 7
стоянкой времени цепочек RC и RL. Время, необходимое для того,
чтобы это-напряжение упало до 37% первоначальной величины или
достигло 63% конечного значения, равно RC или — сек (R в
омах, С в фарадах, L в генри). На рис. 7.17 приведены универ-
сальные кривые заряда и разряда для цепочек RC и RL.
Чтобы получить напряже-
ние, форма которого близка к
прямоугольной, обычно исполь-
зуют мультивибраторы или ав-
тогенераторы синусоидальных
колебаний с последующим ог-
раничением напряжения этих
колебаний в специальных схе-
2 3 5 6 7 мах. Не представляет затруд-
RctiijuLt/R нений получить напряжение
с временем нарастания ме-
Рис‘7-17 нее 1 мксек, вплоть до
0,05 мксек.
Имеется три основных класса мультивибраторов: одностабиль-
ные, двухстабильные и мультивибраторы с самовозбуждением
[46—48]. Одностабильный мультивибратор имеет одно устойчивое
состояние равновесия. Пусковой импульс переводит схему в не-
устойчивое состояние, и через некоторое время, определяемое по-
стоянной времени мультивибратора, происходит возвращение его в
устойчивое положение. Таким образом, при каждой подаче пус-
кового импульса на выходе образуется прямоугольный импульс.
Двухстабильный мультивибратор имеет два устойчивых состояния
и переходит из одного состояния в другое каждый раз, когда посту-
пает управляющий импульс. Такая схема иногда называется пе-
ресчётной или делителем импульсов на два. Мультивибраторы с
самовозбуждением не имеют устойчивых состояний и работают в
режиме автоколебаний.
Применяется ещё одна схема, подобная мультивибратору, на-
зываемая фантастронным генератором [49], в которой возможна
регулировка длительности генерируемых импульсов в больших пре-
делах при сохранении линейной зависимости длительности импуль-
сов от определяющего эту длительность напряжения, а также вы-
сокая стабильность этой зависимости во времени.
При формировании прямоугольного -напряжения из синусои-
дального последнее ограничивается до некоторого определённого
уровня, не зависящего от уровня входного сигнала. Различают ог-
раничение сверху, когда ограничитель срезает часть положитель-
ной полуволны, и ограничение снизу, когда срезается часть отри-
цательной полуволны. Возможно одновременное ограничение свер-
ху и снизу. Ограничение может осуществляться диодами, на кото-
Угловая и импульсная модуляция
205
рые поданы соответствующие напряжения смещения, или много-
электродными лампами. В последнем случае возможно ограниче-
ние за счёт захода в область положительных сеточных напряжений
и за счёт отсечки анодного тока [50]. На рис. 7.18 показаны про-
стейшие схемы диодного и триодного ограничителей.
Блокинг-генератор — это ламповый автогенератор, у которого
ёмкости контуров сведены до минимума, а индуктивная обратная
, Определяется ЕСз
^вых
0
On ре деля
ется напряжением
запирания лампы
Рис. 7.18
связь усилена применением трансформатора со стальным сердечни-
*'ком. Параметры схемы генератора выбираются так, чтобы получить
•предельный случай прерывистой генерации в виде периодически
следующих отдельных импульсов [51]. Типичная схема блокинг-ге-
нератора приведена на рис. 7.19. La и Rg выбираются большой ве-
личины, a Cg относительно малой. Длительность импульса и форма
его в большой степени определяются харак-
теристиками трансформатора.
Все вышеупомянутые типы маломощных
импульсных генераторов могут синхронизи-
роваться от стабильного источника.
Методы создания высоковольтных им-
пульсных напряжений большой мощности.
Имеется два основных типа устройств, при-
меняемых для создания импульсов большой
мощности [52, 53] — импульсные модуляторы
с ёмкостным накопителем и импульсные мо-
дуляторы с накопительной искусственной
линией.
206
Глава 7
В импульсном модуляторе первого типа только часть накоплен-
ной энергии мощного источника переходит в нагрузку. Во втором
случае вся запасённая энергия от источника расходуется за время
каждого импульса. Переход энергии в нагрузку обеспечивается
коммутирующим устройством, которое замыкает цепь на время дей-
ствия импульса, и размыкает её на время, необходимое, чтобы на-
копить энергию для следующего импульса. В импульсном модуля-
торе с ёмкостным накопителем энергия запасается в конденсаторе*
а коммутирующим устройством является вакуумная лампа с се-
точным управлением. Газоразрядные приборы, например тиратро-
ны, в этом случае не могут быть применены, так как разрыв цепи
должен происходить до полного разряда ёмкости, а з-апереть ти-
ратрон напряжением на управляющей сетке, после того как он на-
чал проводить ток, не представляется возможным. Тиратрон пере-
станет проводить ток, т. е. произойдёт разрыв, цепи только после
снятия с него анодного напряжения.
В импульсном модуляторе с накопительной линией энергия за-
пасается в искусственной линии из сосредоточенных постоянных.
Применение линии позволяет получить прямоугольную форму им-
пульса при полном её разряде. Поэтому в качестве коммутатора
может служить тиратрон, так как напряжение на его аноде в мо-
мент окончания импульса будет падать до величины, достаточной
для прекращения разряда. Так как форма и амплитуда импульсов
зависят от величины элементов линии, она называется также схе-
мой формирования импульсов. Схема формирования импульсов
часто используется и в импульсных модуляторах на вакуумных
электронных лампах для создания управляющих импульсов. Кро-
ме тиратронов, для разряда импульсных модуляторов на линиях
могут применяться искровые разрядники и другие ионные комму-
тирующие устройства.
Рис, 7.20
Упрощённая схема импульсного модулятора с накопительной
ёмкостью показана на рис. 7.20, а модулятора с накопительной ли-
нией — на рис. 7.21. Рассмотренные импульсные модуляторы при-
меняются для осуществления импульсной работы ламп, не имею-
Угловая и импульсная модуляция
’ 207
щих управляющих электродов, таких как магнетроны, платинотро-
ны, лампы бегущей волны. Такой же метод осуществления им-
пульсной модуляции удобен в ряде случаев и в триодных и тетрод-
ных генераторах. Однако при применении триодного, тетродного
или клистронного генератора с управляющим электродом можно-
Зарядный,
/ | | \ Цепь формированияимпульсов
Вып-
рями-
тель
Рис. 7.21
51 \Ha^3K0L
Импульсный
трансформа-
тор
обойтись без мощного импульсного модулятора, если выбрать сме-
щение таким, чтобы лампа была заперта и отпиралась лишь ко-
роткими положительными импульсами, накладываемыми на отри-
цательное напряжение смещения.
7.10. Амплитудно-импульсная модуляция (АИМ). В настоящем
и следующих разделах рассматриваются схемы для осуществления
импульсной модуляции в системах радиосвязи. Амплитудно-им-
пульсную модуляцию можно получить в каскаде с анодной или
сеточной модуляцией, если на его вход подать напряжение возбуж-
дения в виде импульсов. Если же модулировать каскад по аноду
или сетке импульсами, амплитуда которых изменяется в соответ-
ствии с передаваемым сигналом, то напряжение возбуждения
можно поддерживать неизменным. Обычно предпочитают второй
208
Глава 7
путь, т. е. модулируют управляющие импульсы, так как в много-
канальных системах с временным разделением каналов в боль-
шинстве случаев применяются импульсные методы передачи
(гл. 12). Модулированные по амплитуде управляющие импульсы
модулируют, в свою очередь, по частоте или амплитуде несущую
высокой частоты. На рис. 7.22 показана упрощённая схема, с по-
мощью которой можно получить модулированные по амплитуде
импульсы.
7.11. Модуляция импульсов по длительности (ДИМ). При этом
виде модуляции, называемом также широтно-импульсной модуля-
цией, управляют временем появления переднего или заднего фрон-
та импульса, или тем и другим одновременно. Модуляцию по
длительности можно также считать разновидностью более общего
типа модуляции, называемого импульсно-временной модуляцией,
так как в данном случае изменяется время возникновения им-
пульса.
Модуляция импульсов по длительности имеет те же преимуще-
ства по сравнению с амплитудно-импульсной модуляцией, что и
частотная модуляция перед амплитудной. За счёт расширения по-
лосы частот получается выигрыш в отношении сигнал/помеха при
условии, если уровень помех лежит ниже определённого порогово-
го значения. Существует несколько методов получения импульсных
сигналов, модулированных по длительности [54, 55]. Принципиаль-
ная схема одного из модуляторов приведена на рис. 7.23. Как вид-
Рис. 7.23
но из рисунка, импульсы и модулирующий сигнал подаются на
одностабильный мультивибратор, который запускается в момент
появления импульса. Возвращение мультивибратора к исходному
устойчивому состоянию происходит через интервалы времени, про-
порциональные величине модулирующего напряжения. Поэтому пе-
Угловая и импульсная модуляция
209
редкие фронты импульсов на выходе появляются в фиксирован-
ные моменты времени, тогда как время появления задних фронтов
будет изменяться.
ф' 7.12. Фазово-импульсная модуляция (ФИМ). При рассмотрен-
ной выше модуляции импульсов по длительности информация не
передаётся в промежутках времени между началом и концом каж-
дого импульса. Поэтому можно получить экономию энергии, если
выключать передатчик во время этого интервала [56]. Кроме того,
следует учесть, что передаваться должен только сигнал, соответст-
вующий тому фронту импульса, положение которого изменяется в
процессе модуляции. Для осуществления фазово-импульсной моду-
ляции модулированный по длительности сигнал пропускают через
дифференцирующую цепочку и при помощи диодного ограничителя
срезают импульсы, соответствующие переднему или заднему фрон-
ту исходного сигнала. Фазово-импульсная модуляция является
одним из видов импульсно-временной модуляции.
Для того чтобы получить частотно-импульсную модуляцию, из-
меняют скорость следования импульсов. Сигнал будет в некоторой
степени похож на рассмотренный выше, но положение импульсов
уже не фиксируется относительно определённого опорного времени
или положения, которое служит опорным [57]. Этот вид модуляции
не следует смешивать с другим видом модуляции, который состоит
в том, что несущая, модулированная по частоте, управляется им-
пульсами постоянной амплитуды и длительности [58].
ф* 7.13. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ). В рассмотренных
выше методах модуляции модулируемый параметр импульса из-
меняется непрерывно в соответствии с модулирующим сигналом в
пределах всего диапазона изменений этого сигнала. При импульс-
но-кодовой модуляции передаваемая информация подвергается
•двум последовательным преобразованиям. Прежде всего фикси-
руется величина сигнала через определённые равные промежутки
времени, а затем сигнал квантуется по уровням. Это означает, что
возможный диапазон изменения сигнала, содержащего информа-
цию, разделяется на конечное число уровней и передаются не дей-
ствительные значения сигнала, а ближайшие к ним уровни из по-
лученной шкалы. Каждому уровню соответствует некоторое опре-
делённое количество импульсов, кодовая группа. Следовательно,
в передаваемой в каждый момент времени кодовой группе содер-
жится сообщение, к какому из конечных уровней принадлежит
значение сигнала в этот момент времени.
Помехоустойчивость при импульсно-кодовой модуляции ока-
зывается более, высокой, чем при других видах импульсной моду-
ляции. Если превышение уровня импульсов сигнала над уровнем
помех достигает некоторого порогового значения, то в процессе
приёма достаточно установить наличие или отсутствие импульсов
сигнала. Поэтому влияние помех значительно снижается [59].
14—349
210
Глава 7
С другой стороны, при этом виде передачи вносятся некоторые ис-
кажения или шумы вследствие разницы между квантованными
уровнями сигналов и их точными значениями. Эти искажения
уменьшаются при увеличении числа уровней квантования [60, 61],
что иллюстрируется рис. 1.1.
Для кодирования квантованного сигнала обычно применяют
специальные лампы. Одна из таких ламп напоминает осциллогра-
фическую трубку, в которой флуоресцирующий экран заменён ано-
дом с отверстиями, расположение и величина которых соответст-
вуют принятому коду [6'2, 63].
Модулированные по амплитуде импульсы подаются на j верти-
кальные отклоняющие пластины. Напряжение развёртки, подавае-
мое на горизонтальные отклоняющие пластины, заставляет луч
прочерчивать экран один раз за время действия импульса на вер-
тикальных пластинах. По мере движения луча электроны проходят
сквозь отверстия в экране, расположение которых соответствует
коду, и попадают на пластины коллектора. Количество пластин
равно количеству бит в коде. Если кодовая группа состоит из пяти
бит, то число пластин равно 5 и количество дискретных передавае-
мых уровней будет составлять 25 или 32. Эти пять пластин присое-
Модулирующии
сигнал
Выход
Рис. 7.24
Угловая и импульсная модуляция
211
динены к отводам линии задержки, чтобы увеличить временные
интервалы между импульсами. В данной схеме осуществляется од-
новременно квантование по уровням и кодирование. На рис. 7.24
показана блок-схема импульсно-кодового модулятора.
Кроме рассмотренной, для импульсно-кодовой модуляции при-
меняют систему, состоящую из специальной лампы с десятью от-
дельными мишенями и второй лампы, в которой при помощи попе-
речных электрического и магнитного полей обеспечивается десять
стабильных положений электронного луча [64].
7.14. Дельта-модуляция. Дельта-модуляция является разновид-
ностью импульсно-кодовой модуляции, при которой не требуется
специальной кодирующей лампы [65, 66]. В этой системе исполь-
зуется последовательность идентичных импульсов, следующих че-
рез равные интервалы времени, причём импульсы передаются толь-
ко тогда, когда величина выходного сигнала «местного приёмника»
падает ниже уровня передаваемого (модулирующего) сигнала.
Другими словами, импульсы передаются в те моменты времени,
когда модулирующий сигнал нарастает, и не передаются, если ско-
рость его уменьшения больше, чем это обусловлено постоянной
времени схемы. «Местный приёмник» включён в цепь обратной свя-
зи. На его входы поступают те же импульсы, что и на передатчик,
а в моменты отсутствия этих импульсов подаются импульсы проти-
воположной полярности. В результате на выходе «местного приём-
ника» образуется ступенчатый сигнал, который аппроксимирует
модулирующий (рис. 7.25). Ступенчатый сигнал сравнивается с
модулирующим в разностной схеме, и если он его превышает, то
импульсы передатчиком не излучаются, а импульсы отрицательной
полярности начинают поступать в «местный приёмник». Когда сту-
пенчатый сигнал меньше модулирующего, импульсы излучаются
и одновременно поступают на «местный приёмник» для формиро-
вания ступенчатого сигнала. Таким образом, последовательность
передаваемых импульсов (и пауз—Ред.) фактически содержит ин-
формацию о модулирующем сигнале. На приёмной стороне по ним
может быть восстановлен передаваемый сигнал. Удовлетворитель-
ная передача речи возможна
только при частоте повторения
импульсов, равной или боль-
шей 60 кгц.
Блок-схема модулятора по-
казана на рис. 7.26. Когда се-
лектор 1 открыт, положитель-
ныё импульсы поступают на
передатчик, а также на «мест-
ный приёмник». Положитель-
ное ступенчатое напряжение с
выхода приёмника сравнивает-
сигнал
Рис. 7.25
212
Глава 7
ся с модулирующим сигналом в устройстве сравнения, и если раз-
ность отрицательна, селектор 1 продолжает оставаться открытым.
Если разность становится положительной, селектор 1 закрывается,
и открывается селектор 2. Отрицательные импульсы начинают по-
Рис. 7.26
ступать на «местный приёмник», вследствие чего разность между
ступенчатым сигналом и модулирующим стремится к нулю.
Частотные свойства системы определяются тем, что количество
уровней аппроксимации данного сигнала ограничены частотой сле-
дования и амплитудой импульсов. Количество возможных уровней
определяется уравнением
количество уровней , (7.6)
2^ fi м
где fc — частота следования импульсов,
fM — частота модуляции.
Например, если частота следования импульсов 100 кгц и моду-
лирующая частота 1000 гц, количество возможных уровней в приём-
нике (соотношение между амплитудой импульса и максимальной
амплитудой звукового сигнала) будет равно приблизительно 16.
При уменьшении модулирующей частоты амплитуда, которая мо-
жет быть передана, быстро возрастает, так как увеличивается воз-
можное число уровней.
ЛИТЕРАТУРА
1. RCA Review: «Frequency Modulation», Radio Coropration of America, Prin-
ceton, N. J., 1948.
2. Sheingold A. «Fundamentals of Radio Communication», chap. 16, D. Van
Nostrand Company., Inc., Princeton N. J., 1951.
3. Rider J. E. and U s I a n S. D. «FM Transmission and Reception», John F.
Rider Publisher, Inc., New-York, 1951.
Угловая и импульсная модуляция 213
4. Middleton D. «Introduction to Statistical Communication Theory»,
McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1960.
5. Villard 0. G. Composite Amplitude and Phase Modulation, Electronics,
vol. 21, pp. 86—89, November 1948.
6. Hund A. «Frequency Modulation», p. 24, McGraw-Hill Book Company, Inc.,
New-York, 1942.
7. С u с c i a C. L. «Harmonics, Sidebands, and Transients in Communocation
Engineering», p. 264, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1952.
8. Tibbs С. E. and Johnstone G. G. «Frequency Modulation Engineering»,
p. 24, John Wiley & Sons, Inc., New-York, 1956.
9. Справочник по радиотехнике под редакцией Б. А. Смиренина. ГЭИ, 1950.
10. L a n d е е В. W., Davis D. С. and Albrecht А. Р. «Electronic Designers’
Hand-book» р. 5—29, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1957.
11. Marchand N. Phase to Frequency Modulation, Communications (N. Y.),
vol. 26, p. 36, May 1946.
12. F e f. 6, p. 183.
13. A r m s t г о n g E. H. Method of Reducing Disturbances in Radio Signalling by
a System of Frequency Modulation, Proc. IRE, vol. 24, pp. 689—740, May 1936.
14. Schwartz M. «Information Transmission, Modulation and Noise», p. 134,
McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1959.
15. Ref. 9, p. 604.
16. Day J. R. Serrasoid F — M Modulator, Electronics, vol. 21, pp. 72—76, Octo-
ber 1948.
17. Gordon J. F. A New Angular-velocity Modulation System Employing Pulse
Techniques, Proc. IRE, vol. 34, pp. 328—334, June 1946.
18. A d 1 e r R. A New System of Frequency Modulation, Proc., IRE, vol. 35,
pp. 25—31, January 1947.
19. Bailey F. H. and Thomas H. P. Phasitron FM Transmitter, Eelectronics,
vol. 19, pp. 108—112, October 1946.
20. V a n S с о у о c, J. N. and M u r p h у J. L. High-Q Variable Reactance Elect-
ronics, pp. 118—122, January 1949.
21. Reich H. J. The Use of Vacuum Tubes as Variable Impedance Elements,
Proc. IRE, vol. 30, p. 288, June 1942.
22. Reich H. J. «Theory and Application of Electron Tubes», p. 214, McGraw-
Hill Book Company, Inc., New-York, 1944.
23. C h a n g С. K. A. Frequency-modulated Resistance — Capacitance Oscillator,
Proc. IRE, vol. 31, pp. 22—25, January 1943.
24. Artz M. Frequency Modulation of Resistance-Capacitance Oscillators, Proc.
IRE, vol. 32, pp. 409-414, July 1944.
25. F. M. Transmitters and Receivers, pp. 47—48, Dept, of the Army, Bull. T. M.
11-68.
26. De Lange О. E. A Variable Phase-shift Frequency-modulated Oscillator,
Proc. IRE, vol. 37, pp. 1328—1330, November 1949.
27. Brunner F. Extending Linear Range of Reactance Modulators, Electronics,
•vol. 21, p. 134, May 1948.
28. Helfrich H. D. Wide-deviation Reactance Modulator, Electronics, vol. 21,
p. 120 April 1948.
29. M о n t g о m e г у В. F. An Inductively-coupled Frequency Modulator, Proc.
IRE, vol. 29, pp. 559(563, October 1941.
30. O’Brien E. J. A Coupled circuit Frequency Modulator, Proc. IRE, vol. 32,
pp. 348—350, June 1944.
31. Chang H. and Rideout V. C. The Reactance-tube Oscillator, Proc. IRE,
vol. 37, pp. 1330—1331, November 1949.
32. Bruck G. G. Frequency Modulator, Electronics, vol. 20, January 1947.
33. Young J. D. and В e c k H. M. Design Equations for Reactance-tube Circuits,
Proc. IRE, vol. 37, p. 1078, September 1949.
214 Глава 7
34. W i 11 i a m s E. M. and Vallese L. Wide-deviation Frequency-modulated
Oscillators, Proc. IRE, vol. 36, p. 1282, October 1948.
35. D u s к о В. В. Simplified Analysis of the Reactance Tube, Proc. IRE, vol. 37,
p. 60, January 1949.
36. «Radio Transmitters», p. 149, Dept, of the Air Force, Air Force Manual 100—6,
1957.
37. M a r c h a n d N. Direct Frequency-modulation Modulators, Communications
(N. Y.), vol. 26, p. 42, April 1946.
38. S mi th W. C. Reactance Tube Circuits, Tele-Tech., vol. 8, p. 44, March 1949.
39. G a v i n M. R. Frequency Modulation of an Oscillator, Wireless Engr., vol. 25,
pp. 290—293, September 1948.
40. Oliver В. M., Pierce J. R. and Shannon С. E. The Philosophy of PCM,
Proc. IRE, vol. 36, pp. 1324—1331, November 1948.
41. Meacham L. A. and Peterson E. An Experimental Multichannel Pulse
Code Modulation System of Toll Quality, Bell System Techn. J., vol. 27,
pp. 1—43, January 1948.
42. Мил м ан Я. и Тауб Г. Импульсные и цифровые устройства. Госэнерго-
издат. 1960.
43. М а с F а г 1 a n е G. G. On the Energy Spectrum of an Periodic Succession of
Pulses, Proc, IRE, vol. 37, pp. 1139—1143, October 1949.
44. Fitch E. The Spectrum of Modulated Pulses, J. Inst. Elec. Engrs. London,
vol. 94, part 111 A, 1947.
45. L о z i e r J. C. Spectrum Analysis of Pulse-modulated Waves, Bell System
Techn. J., vol. 26, pp. 360—387, April 1947.
46. Abbot A. E. Multivibrator Design by Graphic Methods, Electronics, vol. 21,
p. 118, June 1948.
47. C h a n с e В. V., Hughes E. F., MacNichol, Sayre D. and Wil-*
1 i a m s F. C. «Waveforms», McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1949.
48. Ref. 10, sec. 8.
49. Close R. N. and Lebenbaum M. T. Phantastron Circuit Design, Electro-
nics, vol. 21, April 1948.
50. Ref. 9, chap. 18.
51. «Pulse Techniques», Dept, of the Army, Bull. TM 11.672.
52. С 1 a s о e G. N. and Lebacqz J. V. «Pulse Generators», McGraw-Hill Book
Company, Inc., New-York, 1948.
53. Moskowitz S. and R а с к e r J. «Pulse Techniques», Prentice-Hall, Inc.,
Engle-wood Cliffs, N. J., 1951.
54. Riedel J. A. A Transistorized Pulse-width Keyer, IRE Trans on Telemetry
and Remote Control, vol. TRC-3, sec. 6.5, April 1957.
55. Arguimbau L. B. «Vacuum Tube Circuits and Transistors», p. 563, John
Wiley & Sons, Inc., New-York, 1956.
56. Nichols M. H. and R a u c h В L. L. «Radio Telemetry», 2d ed., p. 68, John
Wiley & Sons, Inc., New-York, 1956.
57. R о s s A. E. Theoretical Study of Pulse-frequency, Modulation, Proc. IRE,
vol. 37, pp. 1277—1286, November 1949.
58. D e 1 о r a i n e E. M. Pulse Modulation, Proc. IRE, vol. 37, pp. 702—705, June
1949.
59. Clavier A. G., P a n-t e r P. F. and D i t e W. Signal-to-noise Improvement
in a PCM System, Proc. IRE, vol. 37, pp. 355—359, April 1949.
60. С 1 a v i e r A. C., G r i e g D. D. and P a n t e r P. F. PCM Distortion Analysis,
Elec. Eng., vol. 66, pp. 1122, November 1947.
61. P a n t e r P. F. and D i t e W. Quantization Distortion in Pulse-count Modula-
tion with Nonuniform Spacing of Levels, Proc. IRE, vol. 39, pp. 44—48,
January 1951.
62. Schreiner S. M. and Vallarino A. R. 48-channel PCM System, IRE
Natl. Conv. Record, 1957, part 8, pp. 141—145.
Углбвая и импульсная модуляция 215
63. Sears R. W. Electron Beam Deflection Tube for Pulse Code Modulation,
Bell System Techn. J., vol. 27, pp. 44—57, January 1948.
64. Fitzpatrick A. G. PCM Coding System Uses Special Tubes, Electronics,
vol. 26, pp. 173—175, November 1953.
65. W a t s о n R. B. and Hudson О. K. Transmitting System uses Delta Modula-
tion, Electronics, vol. 29, pp. 164—166, October 1956.
66. В о w e r s F. K. What Use is Delta Modulation to the Transmission Engineer,
Trans., AIEE, no. 30, pp. 142—145, May 1957.
67. И. С. Г о н о p о в с к и й. Радиотехнические цепи и сигналы. «Советское ра-
дио»’ 1963.
68. А. А. X а р к е в и ч. Основы радиотехники. Связьиздат, 1962,
70. Радиопередающие устройства под редакцией Б. П. Терентьева, Связьиздат,
1963.
71. Нейман М. С. Курс радиопередающих устройств, ч. 1. «Советское
радио», 1957, ч. 2, 1958.
8
ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ
8.1. Стабилизация переменного напряжения. Общие сведения.
Стабилизирующие устройства переменного напряжения применяют-
ся для стабилизации режимов передатчика при изменении напря-
жения сети электропитания1). Поддержание требуемых режимов
работы позволяет продлить срок службы ламп и других элемен-
тов оборудования передатчика. Влияние величины напряжения на-
кала на срок службы ламп обсуждалось в гл. 4. Увеличение на-
пряжения питающей сети приводит к увеличению мощности рас-
сеяния на анодах ламп передатчика, возрастающей пропорцио-
нально квадрату изменения питающего напряжения. Например,
увеличение напряжения сети на 15% приведёт к увеличению под-
водимой к лампе мощности на 32,25%. Если это и не приводит к
немедленному выходу из строя ламп, то, по крайней мере, сокра-
щает срок их службы. Увеличение напряжения питания приводит
также к росту мощности, потребляемой от источников питания.
Поэтому элементы источников питания: вентили, конденсаторы
фильтров, дроссели и трансформаторы, должны выдерживать пр-
!) Для стабилизации режимов работы элементов оборудования передатчика
при изменениях напряжения питания или нагрузки применяются: а) стабилиза-
торы переменного напряжения, б) стабилизаторы выпрямленного напряжения.
Первые из них рассматриваются в настоящем разделе, вторые в разделе 8.9. Ред.
Источники питания
217
вишенную мощность. Это неизбежно сокращает срок их службы,
особенно трансформаторов, срок службы которых существенно за-
висит от рабочей температуры изолирующих материалов.
Имеется три наиболее распространённых типа стабилизаторов
переменного напряжения:1
1) электромеханические стабилизаторы,
2) феррорезонансные стабилизаторы,
3) стабилизаторы напряжения с дросселями насыщения.
Существует несколько различных вариантов стабилизаторов
каждого типа.
Электромеханический стабилизатор. Как следует из названия,
в электромеханических стабилизаторах регулировка напряжения
достигается путём механической регулировки специального уст-
ройства, что приводит к компенсации изменения напряжения. Эта
регулировка обычно осуществляется электродвигателем, получаю-
щим питание от сервосистемы, которая управляется выходным на-
пряжением. Если напряжение на выходе изменяется, корректирую-
щее напряжение поступает на серводвигатель, который приводит в
движение устройство, компенсирующее изменение йапряжения.
В схеме устройства, 'показанной на рис. 8.1, в качестве регули-
рующего элемента используется автотрансформатор с плавным из-
менением коэффициента трансформации, который управляется сер-
Переменный авто- Вспомогательный
трансформатортрансформатор
Входное
напряжение
несгпаоили-
Выходное
напрязсе*
кие с mao и
Рис. 8.1
218
Глава 8
водвигателем. С этого автотрансформатора напряжение поступает
на первичную обмотку вольтодобавочного трансформатора, вторич-
ная обмотка которого включена последовательно между входной
линией питания и нагрузкой. Когда входное напряжение изменяет-
ся автотрансформатором, напряжение на вторичной обмотке, а
следовательно, выходное напряжение стабилизатора соответствен-
но изменяются.
Устройство, реагирующее на изменения выходного напряжения
стабилизатора, постоянно подключено параллельно выходу. В нём
используется нелинейное, чувствительное к изменениям тока и тем-
пературы. сопротивление, включённое в мостовую схему. Измене-
ние напряжения на выходе стабилизатора приводит к изменению
тока через нелинейное сопротивление, что изменяет величину его
сопротивления и, следовательно, нарушает баланс моста. Появ-
ляющееся на выходе моста напряжение поступает на усилитель, в
цепи которого имеются два реле, приводящие во вращение дви-
гатель в нужном для компенсации изменения выходного напряже-
ния направлении.
Некоторым недостатком такого стабилизатора является наличие
движущихся элементов, требующих ухода. Это особенно относит-
ся к щёткам регулируемого автотрансформатора. Кроме того, лам-
повый усилитель также требует некоторого наблюдения и ухода.
Однако по сравнению с электромеханическим стабилизатором ин-
дукционного типа, который будет описан ниже, он имеет более низ-
кую стоимость на каждый киловольтампер регулируемой мощ-
ности.
Второй тип электромеханического стабилизатора напряжения
переменного тока, в котором применяется индукционный регулятор,
схематически представлен на рис. 8.2. Регулятор состоит из рото-
ра и статора, так же как и двигатель, однако ротор регулятора
заторможён, и его положение относительно обмотки статора может
изменяться при помощи серводвигателя, с которым регулятор свя-
зан через зубчатую передачу.
Величина напряжения, наводимого в статоре ротором, зависит
от их взаимного расположения и векторно* складывается с линей-
ным напряжением.
В стабилизаторе индукционного типа система, чувствительная
к изменениям выходного напряжения, не содержит вакуумных
ламп. Вместо них используется специальное реле, срабатывающее
в зависимости от изменения выходного напряжения. Обмотка реле
включена непосредственно параллельно выходу стабилизатора. При
изменении выходного напряжения стабилизатора, вызванного из-
менением входного напряжения или величины нагрузки, серводви-
гатель начинает вращать ротор индукционного регулятора в та-
ком направлении, чтобы наведённое в статоре напряжение ском-
пенсировало происшедшее изменение.
Источники питания
219
Чувствительность реле к изменениям напряжения устанавли-
вается в зависимости от конкретных рабочих условий. Указанный
тип регулятора весьма надёжен в работе. Недостатком его являет-
ся относительно высокая стоимость в расчёте на киловольтампер
регулируемой мощности.
-о
Обмотка ритора
параллельная
Выходное
напряжение
стабилизированное
Обмотка
статора
последо-
ватель-
ная
Реле
напряжения
Ограничи-
вающие Вык-
лючатели .
Рис. 8.2
- ‘ Обмотка
статора после
довательная
Выходное
налряжение-
нестабилизи-
рованное
Феррорезонансный стабилизатор. Упрощённая схема ферроре-
зонансного стабилизатора приведена на рис. 8.3. Напряжение сети
подаётся на первичную обмотку трансформатора. Возникающий
млгнитный поток Ф пересекает вторичную и компенсирующую об-
мотки. Величина конденсатора, включённого параллельно компен-
сирующей обмотке, подбирается так, чтобы в цепи компенсирую-
щей обмотки, с учётом индуктивности рассеяния компенсирующей
обмотки по отношению ко вторичной обмотке, наступил’резонанс.
При резонансе стальной сердечник в местах расположения ком-
пенсирующей и вторичной обмоток насыщается. Чтобы предохра-
нить от насыщения магнитную цепь в месте расположения первич-
ной обмотки, между первичной обмоткой и компенсирующей и вто-
ричной обмотками вводится магнитный шунт, частично шунтирую-
220
Глава 8
щий магнитный поток. Шунт, сердечник и обмотки так подобраны,
что изменения магнитного потока в магнитной цепи первичной
обмотки, возникающие под влиянием изменения первичного на-
пряжения, не оказывают влияния на поток во вторичной магнит-
Вход ное
Рис. 8.3
ной цепи, который определяется условиями резонанса. Эта часть
магнитной цепи, независимо от условий в первичной цепи, про-
должает оставаться полностью насыщенной. Поэтому результирую-
щая постоянная величина потока во вторичной магнитной цепи на-
водит во вторичной обмотке неизменяющееся напряжение, посту-
пающее на выходную линию.
Достоинством стабилизаторов этого типа является простота
конструкции и отсутствие движущихся элементов. Стабилизаторы
весьма экономичны, особенно при малых мощностях, когда сердеч-
ники получаются приемлемых размеров. По сравнению с электро-
механическими стабилизаторами, описанными выше, у феррорезо-
нансных стабилизаторов имеет место быстрая реакция на измене-
ния входного напряжения. Недостатком их является отсутствие
полной регулировки при изменениях величины нагрузки. Измене-
ние тока нагрузки приводит к изменению величины напряжения,
которое стабилизируется (рис. 8.4). Такое же влияние оказывает
и изменение коэффициента мощности нагрузки (рис. 8.5). Однако
если коэффициент мощности нагрузки постоянный, стабильность
выходного напряжения при изменениях входного достаточно вы-
сока.
Так как большинство стабилизаторов этого типа предназначе-
но для работы на чисто активную нагрузку, следует предусмотреть
некоторые меры предосторожности, если нагрузка представляет
Источники питания
221
собой источник питания, у которого фильтр начинается с ёмкости.
Стабилизатор можно специально сконструировать так, чтобы ком-
пенсировался низкий коэффициент мощности нагрузки, или можно
использовать известные способы компенсации для увеличения .
1
в
Нагрузка, б два раза, меньше
1 Отсутствует нагрузка.
>1 -I

Полная
нагрузка.
85 100 Н5 130
Напряжение на входе
Рис. 8.4
этого коэффициента. Недостатком феррорезонансных стабилизато-
ров является также искажение формы выходного напряжения
из-за насыщения сердечника трансформатора. Если не примене-
ны специальные фильтры для уменьшения этих искажений, то они
Коэффициент мощности, %
Рис. 8.5
Стабилизаторы напряжения с дросселями насыщения. В этом
типе стабилизатора для регулирования напряжения используется
управляемое переменное сопротивление дросселя с насыщением.
Сопротивление дросселя автоматически регулируется постоянным
током, величина которого пропорциональна изменению выходного
напряжения. Схемы устройств, преобразующих изменение напря-
222
Глава 8
жения в меняющийся по величине постоянный ток, который, уп-
равляет сопротивлением дросселя, могут быть различными. Типо-
вая схема показана на рис. 8.6. Ток диода, включённого в одно из
плеч моста, зависит от напряжения накала, величина которого, в
К стабилизирован
ному выходному
напряжению
°“Т-------
Входное
напряжение
(нестабилизи-
рованное )
Обмотка питания
лампы
Обмотка питания
мостовой схемы
Фильтры
гармоник
Мост
Уитстона
На пряж пропорциональ-
ное выходному н ап ряж. ,
Рис. 8.6
Дроссель
насыщения
Регулирую-
щая мощнбя
лампа
Диод с регули-
руемой темпе-
ратурой нити
накала
Выходное
напряжение
(стабилизи-
рованное )
<0
о
свою очередь, зависит, как видно из приведённой схемы, от напря-
жения на выходе стабилизатора. При изменении напряжения на
выходе стабилизатора баланс моста нарушается и напряжение с
моста подаётся на сетку усилительной лампы, в цепи анода кото-
рой включена обмотка управления. Величина постоянного тока в
этой обмотке меняется, что приводит к изменению сопротивления
дросселя насыщения.
В приведённой схеме дроссель насыщения с последовательно
включённым автотрансформатором подключён параллельно вход-
ному напряжению переменного тока. Изменение сопротивления
дросселя насыщения приводит к изменению выходного напряже-
ния. Изменения тока через обмотку управления вызывают такое
изменение напряжения в автотрансформаторе, что восстанавли-
вается первоначальное значение напряжения на выходе стабилиза-
тора, и мост возвращается в состояние баланса. Фазовые соотно-
шения между напряжениями в стабилизаторе показаны на рис. 8.7.
Источники питания
223
В других стабилизаторах аналогичного типа в системе, реагирую-
щей на изменения выходного напряжения, в качестве источников
опорного напряжения используются кремниевые стабилизаторы, а
для управления дросселем насыщения применяются дополнитель-
ПерВфное
напряжение
автотранс -
форматора
Вторичное
напряжение
автотранс -
форматора.
ные каскады магнитных усилителей. Однако основной принцип
регулирования сохраняется тем же. Стабилизатор с дросселем на-
сыщения обеспечивает быструю реакцию на изменение напряже-
ния и позволяет получить стабильность лучшую чем 0,1%. Однако
стоимость этого стабилизатора, приходящаяся на 1 ква регули-
руемой мощности, высока. Кроме того, искажается форма выход-
ного напряжения вследствие применения насыщенного дросселя.
Поэтому в большинстве конструкций предусматривается дополни-
тельная фильтрация для уменьшения величины гармонических со-
ставляющих. Стабилизаторы такого типа обычно выпускаются на
мощности от 1 до 15 ква.
8.2. Регулирование выпрямленного напряжения. В ряде случаев
желательно обеспечить возможность ручной регулировки постоян-
ного напряжения, приложенного к лампам, что наиболее удобно
осуществлять изменением напряжения, подаваемого на первичную
обмотку трансформатора выпрямителя. Многие устройства для
регулирования напряжения, используемые в автоматических ста-
билизаторах, вполне пригодны и при ручной регулировке. Однако
размеры их, несмотря на совпадение в обоих случаях принципов
работы устройств, могут значительно отличаться. Так как при руч-
ном управлении пределы регулирования обычно больше, чем у
большинства автоматических регуляторов, размеры и энергоём-
кость регулирующих устройств соответственно возрастают.
Некоторые, наиболее часто применяемые, устройства для ре-
гулирования напряжения показаны на рис. 8.8. Автотрансформатор
с переменным коэффициентом трансформации (рис. 8.8а) позво-
ляет изменять напряжение от нуля до максимально возможного.
8)
Регулируемый-
трансформатор
Реверсивный
двигателе
выходное
напряже-
ние
Глава
больше | Меньше_______
^Переключатель
для управления
е)
Источники питания
225
Это не всегда необходимо, а часто и нежелательно. Поэтому мож-
но достичь экономии в стоимости оборудования (особенно в случае
мощных передатчиков), если ограничить пределы регулирования и
ввести устройства, компенсирующие или добавляющие напряжение
(рис. 8.86). При использовании такой схемы мощность и размеры
автотрансформатора получаются существенно меньшими. Если пер-
вичную обмотку дополнительного трансформатора (рис. 8.8б) ре-
версировать при помощи переключателя или реле (рис. 8.8в), то
выходное напряжение может быть увеличено или уменьшено за
счёт напряжения во вторичной обмотке дополнительного трансфор-
матора. Такое устройство позволяет вдвое увеличить диапазон ре-
гулирования напряжения при тех же номинальных значениях мощ-
ности элементов оборудования, что и в предыдущем случае.
Встречаются устройства, в которых необходимо обеспечить
лишь снижение напряжения, например, при настройке или перво-
начальной наладке оборудования. Для этой цели применяется пе-
реключатель, позволяющий соединять первичную обмотку тран-
сформатора звездой или треугольником (рис. 8.8г). Это возможно
только в источниках питания, где применён трёхфазный трансфор-
матор. Если первичная обмотка включена звездой, напряжение бу-
дет составлять 57% от величины напряжения, которая имеет место
при соединении первичной обмотки трансформатора треугольником,
т. е. от полного напряжения.
В таких системах все концы первичной обмотки должны быть
выведены из трансформатора и внутри не соединяться. Если при
этом ввести дополнительный трансформатор, компенсирующий или
добавляющий напряжение в соответствии с рассмотренным выше
принципом (рис. 8.8в), можно получить четыре значения напря-
жения.
Устройство для регулирования напряжения, изображённое на
рис. 8.86, представляет собой управляемый оператором регулятор
индукционного типа, подобный описанному при рассмотрении
систем автоматического регулирования. В данном случае регуля-
тор может вращаться либо вручную через понижающую скорость
зубчатую передачу, либо при помощи управляемого вручную ревер-
сивного двигателя.
На рис. 8.8е показана схема с использованием последователь-
но включённого дросселя насыщения для регулирования перемен-
ного напряжения, подаваемого на вход источника питания. В этом
случае необходим стабильный источник постоянного тока для ре-
гулирования величины реактивности дросселя. Мощность этого
источника обычно составляет 5—10%' регулируемой мощности.
Номинальная мощность компенсирующих трансформаторов и
индукционных регуляторов. Поскольку компенсирующие трансфор-
маторы и индукционные регуляторы находят применение как в ав-
томатических регуляторах, так и в устройствах ручного управле-
15—349
226
Глава 8
ния напряжением, целесообразно кратко рассмотреть факторы, оп-
ределяющие их номинальную мощность.
Вторичные обмотки этих устройств должны быть рассчитаны
на ток, равный полному току, потребляемому источником питания.
Напряжение на вторичной обмотке должно равняться выбранно-
му значению компенсирующего или добавляемого напряжения.
Величина этого напряжения зависит от требуемого диапазона из-
менения напряжения. Например, если необходимо изменение на-
пряжения на 50% только в сторону увеличения, то трансформатор
должен иметь напряжение на вторичной обмотке, равное 50% ли-
нейного напряжения. Если трансформатор должен не только по-
вышать, но и компенсировать напряжение, тогда напряжение на
вторичной обмотке должно составлять только 25% от номиналь-
ного напряжения питания, чтобы получить полное изменение на-
пряжения на 50%. Номинальная мощность трансформатора или
индукционного регулятора, выраженная в киловольтамперах, мо-
жет быть найдена из выражения
кваном “ Ермаке, (8.1)
где Е2 — максимальное напряжение на вторичной обмотке
трансформатора.
1маКс — максимальное значение переменного тока, протекаю-
щего через вторичную обмотку трансформатора.
8.3. Схемы выпрямителей. Основные схемы выпрямителей, наи-
более часто употребляемые в передатчиках, показаны в табл. 8.1.
В этой таблице приведены также все наиболее существенные рас-
чётные данные, касающиеся каждой из схем. Расчёт сделан в пред-
положении, что напряжение питания выпрямителя имеет синусои-
дальную форму, индуктивность дросселя фильтра равна бесконеч-
ности, а потери в трансформаторе и вентилях отсутствуют. Величи-
на падения напряжения в вентиле зависит от выбранного типа
вентиля, но при высоких выпрямленных напряжениях этим паде-
нием напряжения можно пренебречь, так как оно мало по сравне-
нию с полным выходным напряжением. Вследствие упрощённого
изображения схем цепи накала вентилей (если таковые имеются)
не приведены. В ряде случаев нити накала вентилей могут вклю-
чаться параллельно, что уменьшает необходимое количество тран-
сформаторов. Например, в трёхфазной двухполупериодной схеме
требуется минимум четыре накальных трансформатора для шести
вентилей; у трёх вентилей катоды соединены вместе и поэтому на-
ходятся под одинаковым потенциалом, катоды трёх других венти-
лей должны быть изолированы друг от друга, так как потенциа-
лы, под которыми они находятся, различны.
Однако использование отдельных трансформаторов для пита-
ния накала каждого вентиля имеет то преимущество, что только
один трансформатор должен быть запасным, в то время как в опи-
Источники питания
227
санном только что примере требуется, чтобы в резерве было два
различных трансформатора.
Несколько большее использование выпрямительных ламп по
току можно иногда получить, если питать нити накала ламп в
квадратуре. При этом напряжение накала вентиля сдвинуто по
фазе на 60°—120° по отношению к напряжению, приложен-
ному к аноду лампы. Схема соединения трансформаторов выпря-
мителя при таком питании показана на рис. 8.9. Трансформаторы
накала выпрямительных ламп получают питание от каждой из
трёх фаз, причём фаза напряжения питания накала данного венти-
ля отличается от фазы напряжения анодного питания, которая по-
ступает на этот же вентиль.
Из рассмотрения упрощённых схем выпрямителей видно, что
напряжения, на которые должна быть рассчитана изоляция тран-
сформаторов, определяются схемой выпрямителя.
Выбор схемы выпрямителя в каждом случае зависит от данных
источника переменного напряжения, а также от экономических по-
казателей, определяемых стоимостью элементов в каждой из схем.
Например, однофазная двухполупериодная мостовая схема по
сравнению с трёхфазной схемой потребовала бы фильтры с боль-
шими ёмкостями, так как частота пульсаций в этой схеме в три
раза выше. Однако для неё требуется всего четыре вентиля, тогда
как во втором случае—шесть. Необходимо также учесть, что в од-
нофазной двухполупериодной схеме вентили должны быть рассчи-
Схемы выпрямителей и их параметры
Схема выпрямителя Однофазная двух- полупериодная Однофазная двухпо- лупериодная (мостовая) Трёхфазная одно- полупериодная
Трансформатор однофазный с центральным отводом однофазный треу гольник—з вез да
вторичная цепь Схема первичная цепь 1, + £ о
Число фаз питания Число вентилей1) Коэффициент К Напряжение пульсаций Частота пульсаций 1 2 0,12 0,48 2/ 1 4 0,12 0,48 2/= 3 3 0,03 0,18 Ч
Линейное напряжение Линейный ток Линейный коэффициент мощности2) 1,11 1 0,90 1,П 1 0,90 0,855 0,816 0,826
Напряжение первичной обмотки трансформатора Ток первичной обмотки трансформатора Мощность первичной об- мотки, кеа 1,11 1 1,И 1 1,Н 0,855 0,471 1,21
Напряжение вторичной обмотки трансформатора Ток вторичной обмотки трансформатора Мощность вторичной об- мотки Средняя мощность транс- форматора 1,11А 0,707 1,57 1,34 1,11 1 1,П 1,Н 0,855 0,577 1,48 1,35
Максимальное обратное напряжение на вентиле Максимальный ток через вентиль Среднее значение тока через вентиль 3,14 1 0,5 1,57 1 0,5 2,09 1 0,333
9 Коэффициенты таблицы одинаково пригодны как для электронно-ламповых,
2) (Линейный коэффициент мощности) = (выходная мощность постоянного
Примечания. 1. Если особо не оговорено, коэффициенты таблицы выра-
ниям на выходе выпрямителя.
2. Коэффициенты таблицы получены в предположении, что напряжение на
трансформаторе и вентилях отсутствуют.
ТАБЛ ИЦ A 8.1
Трёхфазная одно- полупериодная Шестифазная одно- полупериодная Шестифазная одно- пол у периодная Шестифазная (двойная трёхфаз- ная с разделяю- щей катушкой однополупериод- ная Трёхфазная двухполупе- риодная Трёхфазная двухполупе- риодная
треугольник— треугольник— треугольник — треугольник— треугольник — треугольник —
зигзаг звезда двойной зигзаг двойная звезда звезда треугольник

И * М-- 4
*6
—° О о —о ♦
<
3 3 3 3 3 • 3
3 6 6 6 6 6
0,03 0,0034 0,0034 . 0,0034 0,0034 0,0034.
0,18 0,042 0,42 0,42 0,42 0,42
з/ 6/ 6/ 6Z Ч
0,855 0,740 0,428 0,855 0,428 0,740
0,816 0,816 1,41 0,707 1,41 0,816
0,826 0,955 0,955 0,955 0,955 0,955
0,855 0,740 0,428 0,855 0,428 0,740
0,471 0,577 0,816 0,408 0,816 0,471
1,21 1,28 1,05 1,05 1,05 1,05
0,493А 0.740А 0,428А 0,855А 0,428 0,740
/0,577В\
0,577 0,408 Голове; 0,289 0,816 0,471
1,71 1,81 1,79 1,48 1,05 1,05
1,46 1,55 1,42 1,26 1,05 1,05
2,09 2,09 2,09 2,42 1,05 1,05
1 1 1 0,5 1 0
_ 0,333 0,167 0,167 0,167 0,333 о,ззз_
так и для металлических выпрямителей.
тока) / (линейные вольтамперы).
жают отношения эффективных значений величин, отнесённых к средним значе-
входе синусоидально, индуктивность дросселя близка к бесконечной, потери в
230
Глава 8
таны на более высокое обратное напряжение, чем в трёхфазной
схеме.
Практически установлено, что многофазные схемы выпрямите-
ля предпочтительнее в источниках питания мощностью более
1 кет, а однофазные схемы — в источниках питания мощностью до
1 кет.
8.4. Вентили. В источниках питания передатчиков используют-
ся как термоионные !), так и полупроводниковые вентили. К термо-
щонным относятся газонаполненные и вакуумные лампы, к полу-
проводниковым — купроксные, селеновые, германиевые и кремние-
вые вентили. Выбор вентиля определяется условиями его работы и
стоимостью. При этом должны учитываться электрические пара-
,, п I Катод,*
Направление^
электронного
потока.
Рис. 8.10
метры вентиля: максимально
допустимая амплитуда обрат-
ного напряжения, допустимое
среднее значение выпрямлен-
ного тока и максимально допу-
стимая амплитуда тока. Мак-
симально допустимая ампли-
туда обратного напряжения
это то напряжение, которое мо-
жет быть без опасности по-
вреждения на длительное время приложено к вентилю в.непрово-
дящем направлении, т. е. когда анод находится под отрицатель-
ным, а катод под положительным потенциалом. Максимально до-
пустимый выпрямленный ток — это среднее значение тока, кото-
рый может длительное время протекать через вентиль. Он не всег-
да равен постоянному току в нагрузке, и величина его зависит от
схемы выпрямителя, в которой применяется вентиль. Максимально
допустимая амплитуда анодного тока через вентиль — это макси-
мальная величина тока, который может протекать через вентиль,
не повреждая его. Этот ток в большой степени зависит от схемы
фильтрующей цепи на выходе выпрямителя.
Хотя функции термоионных и полупроводниковых вентилей в
выпрямителях одинаковы, обозначения их на схемах различны
(рис. 8.10).
Газонаполненные вентили. Общие положения. В вентилях этого
типа положительные ионы получаются в результате электронной
бомбардировки атомов газа. Йоны нейтрализуют отрицательный
пространственный заряд, вследствие чего падение напряжения на
внутреннем сопротивлении этих ламп получается небольшим. Ве-
личина падения напряжения зависит от газа, заполняющего лам-
пу. Обычно используются аргон, водород, гелий, пары ртути и
9 Под названием термоионные авторы объединяют как вакуумные или
электронные, так и газонаполненные или ионные вентили. Ред.
Источники питания
231
ксенон. Наиболее часто применяется заполнение • ртутью и ксе-
ноном.
Ртутные вентили. В вентилях этого типа катодом служит ртуть,
заполняющая небольшую чашку в нижней части баллона. В про-
цессе работы ртуть испаряется. Существенным фактором, опреде-
ляющим условия работы вентиля, является температура образую-
щихся паров ртути, которая должна находиться в определённых
пределах, установленных заводом-изготовителем. Эта температура
определяется температурой конденсированной ртути в основании
баллона и может быть измерена термометром или термопарой,
прикрепляемой к основанию баллона лампы при помощи мастики.
В случае высокой температуры конденсированной ртути напряже-
ние, при котором лампа начинает проводить, уменьшается. Это при-
водит к увеличению срока службы катода, но одновременно умень-
шает величину максимального обратного напряжения вентиля.
В случае низкой температуры, наоборот, увеличивается напряже-
ние, при котором лампа начинает проводить, и уменьшается срок
службы, катода. При применении ртутных вентилей необходимо
учитывать, во-первых, что они обычно конструируются для рабо-
ты в вертикальном положении, и, во-вторых, что срок их службы
может быть резко уменьшен, если они окажутся расположенными
в постоянном магнитном или высокочастотном поле большой ин-
тенсивности. Поэтому может оказаться необходимым экраниро-
вание вентилей.
Ксеноновые вентили. Ксеноновые вентили обладают всеми до-
стоинствами газонаполненных вентилей и вместе с тем к ним не от-
носятся' температурные ограничения, касающиеся условий работы
ртутных вентилей. Типовые ксеноновые вентили могут работать при
температурах от —75° до +90°С. Нормальное падение напряжения
на этих вентилях составляет всего лишь 10 в. Они могут монти-
роваться в любом требуемом положении.
Вакуумные вентили. Работа вакуумных вентилей определяется
термоэлектронной эмиссией с накалённого катода. Характерным
для них является большая величина падения напряжения на вен-
тиле. Они находят широкое применение в источниках анодного пи-
тания относительно низкого напряжения до 500 в при токе до
250 ма. При таких уровнях мощности кпд вентиля и его. нагрев
•обычно не очень существенны.
Вакуумные вентили имеют высокие значения обратных напря-
жений, поэтому они применяются также в выпрямителях с очень
высокими значениями обратных напряжений/где использование дру-
гих типов вентилей вызывает трудности. Например, вакуумные вен-
тили могут применяться в выпрямителях с напряжением до 20 000 в
при токе в 2 а. В этом случае внутреннее падение напряжения на
вентиле не имеет существенного значения. Для отвода рассеивае-
232
Глава 8
мой на анодах мощности может использоваться как принудитель-
ное воздушное, так и естественное охлаждение.
Обратное зажигание в термоионных вентилях. Обратное зажи-
гание можно определить как нарушение выпрямительного дейст-
вия вентиля из-за образования на аноде катодного пятна, в резуль-
тате чего основной электронный поток начинает течь в противо-
положном направлении. Обратное зажигание свойственно высоко-
вольтным выпрямителям и возникает при перемене полярности на-
пряжения на вентиле, когда анод находится под отрицательным
потенциалом по отношению к катоду. При наличии соответствую-
щих защитных устройств обратное зажигание не вызывает повреж-
дения вентилей, и нормальная работа выпрямителя может быть
немедленно восстановлена. Возникновение обратных зажиганий
носит случайный характер и не сопровождается какими-нибудь яв-
лениями предупредительного характера. Хотя обратные зажига-
ния представляют собой неприятное явление в работе выпрямите-
лей, если они не слишком часты, то их возникновение не обяза-
тельно говорит о плохом качестве вентилей. Что подразумевать
под умеренной частотой возникновения? Это зависит от ряда ус-
ловий и лучше всего определяется из опыта работы с каждым ти-
пом вентиля в определённых видах оборудования. Можно лишь
указать, что плохой вакуум и слишком высокие рабочие темпера-
туры увеличивают вероятность обратного зажигания.
Защита выпрямителя от обратных зажиганий. Если выпрями-
тель отключить от источника энергии достаточно быстро, пока ток
обратного зажигания не успел достичь опасной величины, то об-
ратное знажигание не вызовет повреждения выпрямителя. Наибо-
лее удовлетворительные методы построения схем защиты бази-
руются на применении элементов, чувствительных к величине об-
ратного тока через вентиль. В устройстве, которое реагирует
лишь на ток одного направления, используется схема из вен-
тиля и реле, включаемых в цепь анода каждого высоковольтного
вентиля. Контакты реле включены в цепь, воздействующую на
устройства отключения напряжения питания от выпрямителя. Ти-
пичная схема защиты и сигнализации при обратных зажиганиях
показана на рис. 8.11.
Полупроводниковые вентили. В полупроводниковых вентилях
для выпрямления используются свойства полупроводниковых ма-
териалов — окиси меди, селена, германия и кремния — образовы-
вать контактные слои, обладающие разными свойствами для то-
ков противоположного направления. Механизм выпрямления весь-
ма сложен, и его описание выходит за пределы данной книги [1].
Меднозакисные (купроксные) вентили обладают очень низким
обратным напряжением, что делает затруднительным и неэконо-
мичным их применение в высоковольтных установках. В низко-
вольтных выпрямителях их применение ограничено относительно
Источники питания
233
большими размерами по сравнению с другими типами современ-
ных вентилей. По этим причинам в новом оборудовании купрокс-
ные вентили применяются мало.
Селеновые выпрямители рассчитаны на более высокое обрат-
ное напряжение, примерно 26 в на один элемент. В высоковольтных
индикатор^
обратного
зажиганий
напряжение
системы
управления
/г схеме
Обмотка
трансфор-
матора
Направление
потока электро-
нов при обратном
зажигании
Погасание лампочки
указывает ни обрат-
ное зажигание
Рис. 8.11

кнопка
возврата

• Изоляция кату ин
lL ни реле от си-
LP стемы контак-
тов должна быть
рассчит на высо-
кое напряжение
установках, однако, их требуется весьма большое количество. Се-
леновые вентили подвержены старению, т. е. как прямое, так и об-
ратное сопротивления их возрастают по мере эксплуатации. Для
того чтобы уровень выходного (постоянного) напряжения оставал-
ся при этом неизменным, возрастание падения напряжения в вен-
тилях следует компенсировать путём увеличения переменного вход-
ного напряжения. Максимально допустимое обратное напряжение
германиевых и кремниевых вентилей достигает 1000 в, что делает
практически целесообразным применение их в высоковольтных схе-
мах.
Однако вследствие небольшой рабочей поверхности выпрямляю-
щего слоя при любой перегрузке вентиль быстро перегревается и
может выйти из строя. Поэтому этот тип вентиля требует специаль-
ных мер защиты против перегрузок. На рис. 8.12 приведена кри-
вая, характеризующая способность к перегрузкам германиевых и
.кремниевых вентилей.
Защита выпрямителей на полупроводниковых вентилях от пе-
регрузки. Тепловая ёмкость выпрямляющего перехода купроксных
234
Глава 8
и селеновых вентилей такова, что защита их от перегрузок может
быть достигнута при помощи обычных предохранителей или авто-
матических выключателей, номинальные данные которых подобра-
ны соответствующим образом. Например, цепь защиты от перегруз-

Максимальное время перегрузки при 60гц
Рис. 8.12
ки по току должна отключать сеть электропитания от выпрямите-
ля на селеновых вентилях за время, соответствующее 1U периодам
частоты 60 гц, т. е. за 0,166 сек. (Время срабатывания выключате-
лей и других защитных устройств часто нормируют в периодах
частоты сети.) Скорость срабатывания защиты от перегрузки по
току купроксных выпрямителей может быть ещё меньше, так как
купроксные вентили обладают большей тепловой ёмкостью ввид)
их больших размеров. Для выпрямителей на германиевых и крем
ниевых вентилях требуется гораздо большая скорость срабатыва-
ния защиты (в течение половины периода или меньше). Она может
быть получена при применении специальных быстросрабатываю-
щих предохранителей. Более того, вследствие малого внутреннего
сопротивления вентилей этого типа можно ожидать больших вели-
чин токов короткого замыкания. Чтобы обеспечить большее допу-
стимое время перегрузки, часто недогружают вентили по току. Од-
нако это приводит к удорожанию выпрямителя.
Защита полупроводниковых выпрямителей от перегрузок, воз-
никающих вследствие переходных процессов. Так как в схеме вы-
прямителя всегда содержатся индуктивности и ёмкости, то воз-
можно возникновение напряжений из-за переходных процессов при
включении или выключении выпрямителя. Эти напряжения могут
существенно превышать нормальные и приводить к повреждениям
Источники питания
235
выпрямителя из-за пробоя его элементов. Напряжение в переход-
ном режиме распределяется неравномерно вдоль последовательной
цепи из вентилей, причём большие напряжения возникают на вен-
тилях, наиболее отдалённых от точек с нулевым потенциалом. По-
этому может произойти пробой лишь одного вентиля, но в конеч-
ном счёте это приведёт к повреж-
дению остальных вентилей, так
как все они включены последова-
тельно.
Анализ переходных процессов
показывает, что они не опасны для
купроксных и селеновых вентилей
с большой площадью контактного
слоя. В германиевых или крем-
ниевых вентилях площадь этого
слоя очень мала и поэтому необ-
ходимо предусмотреть защиту от
повышенных напряжений в пере-
ходном режиме. Казалось бы,
проще всего применить вентили,
рассчитанные на более высокие
напряжения, чем ожидаемые при
переходных процессах. Однако
это наиболее дорогой способ, так
как напряжение при переходных
процессах обычно в четыре-пять
раз превышает нормальное рабо-
чее напряжение.
' Более экономичным решением
является применение для защиты
выпрямителя нелинейных сопро-
тивлений, т. е. сопротивлений, ве-
личина которых зависит от при-
ложенного напряжения. Схемы
включения защитных тиритовых
сопротивлений даны на рис. 8.13.
Рис. 8.13
В рассматриваемом случае, чем выше напряжение, приложен-
ное к переменному сопротивлению, тем меньше его величина. Мно-
гофазные однополупериодные выпрямители требуют применения
такого количества сопротивлений, сколько фаз в выпрямителе,
тогда как в двухполупериодных выпрямителях достаточно одного
сопротивления [2].
Для защиты от перенапряжений могут использоваться также
и конденсаторы. Включение параллельно каждому вентилю кон-
денсатора ёмкостью в 0,01 мкф уменьшает выбросы напряжения
до безопасных значений. В выпрямительных блоках, содержащих
236
Глава 8
большое количество вентилей последовательно, включают парал-
лельно каждой группе из 6 элементов конденсатор ёмкостью в
0,001 мкф [3].
Номинальные значения токов полупроводниковых вентилей.
Номинальное значение тока полупроводникового вентиля зависит
от температуры контактного слоя. Так как измерение этой темпе-
ратуры в эксплуатации затруднено, номинальные значения тока
устанавливаются при обыч-
но 20 30 40 50 60 70 80
Окружающая температура, °C
Рис. 8.14
ном конвекционном охлаж-
дении и максимальной тем-
пературе окружающего воз-
духа. Это означает, что при
использовании вентилей в
указанных условиях темпе-
ратура контактного слоя не
будет превышать определён-
ного максимального значе-
ния. Однако номинальные
значения токов вентиля мо-
гут быть увеличены, если
применить принудительное
воздушное охлаждение (рис.
8.14) или с целью улучше-
ния охлаждения погрузить
выпрямитель в масло.
8.5. Фильтры. В выпря-
мителях применяют два ос-
новных типа фильтра с ин-
дуктивностью и ёмкостью на
входе (рис. 8.15 а и б).
В фильтрах, входным
элементом которых является
ёмкость, велики пиковые
значения токов в моменты заряда конденсатора. Это требует при-
менения вентилей, рассчитанных на достаточно большую величину
среднего и амплитудного значений токов. Фильтр с конденсатором
на входе характеризуется также невысокой стабильностью выход-
ного напряжения при изменениях величины нагрузки, так как ста-
бильность определяется величиной нагрузочного сопротивления и
ёмкостью входного конденсатора. Вследствие указанных недостат-
ков такие фильтры в выпрямителях передатчиков обычно не при-
меняются. Расчёт режима фильтра с конденсатором на входе весь-
ма сложен и во многих случаях его проще подобрать эксперимен-
тально. Однако, когда все параметры фильтра известны, расчёт
режима может быть произведён в соответствии с указаниями, имею-
щимися в литературе [4], [!].
Источники питания
237
Фильтр с дросселем на входе. Напряжение на выходе фильтра
этого типа при изменениях нагрузки значительно стабильнее, чем
у фильтра с конденсатором на входе. На рис. 8.16 приведены кри-
вые, характеризующие зависимость выходного постоянного напря-
жения выпрямителя от тока нагрузки для обоих типов фильтров.
Рис. 8.15
А
выпрямленный,-
тон наерузни.
Рис. 8.16
Индуктивность дросселя фильтра должна быть достаточной для
того, чтобы обеспечить непрерывное поступление мощности от вы-
прямителя к фильтру, что не имеет места в фильтре с конденсато-
ром на входе, .где мощность поступает в фильтр только в течение
части каждого периода переменного напряжения.
По экономическим соображениям в передатчиках наибольшее
применение имеют фильтры с индуктивностью на входе, при этом
обеспечивается также высокий коэффициент использования транс-
форматора (см. раздел 8.6) и меньшие пиковые значения токов
вентилей. В результате этого трансформаторы получаются мень-
ших размеров и более экономичными, а вентили требуются на
меньшие номинальные токи или обеспечивается более длительный
срок их службы.
Обычно чем выше коэффициент усиления каскадов, тем мень-
шей должна быть величина пульсаций выпрямленного напряжения
выпрямителя. Величина пульсаций выпрямителя характеризуется
коэффициентом пульсаций
р
_ вых
Кп~~ЁГ
(8.2)
238
Глава 8
где ЕПвых —эффективное значение переменного напряжения пуль-
саций на выходе фильтра,
Eq — постоянное напряжение на выходе фильтра.
Для каскада звукового усилителя с высоким коэффициентом
усиления коэффициент пульсаций не должен превышать 0,00054-
4-0,005, а коэффициент пульсаций высоковольтного выпрямителя,
питающего мощный усилитель радиочастоты, может находиться в
пределах 0,014-0,1. Если величина коэффициента пульсаций (в со-
ответствии с требованиями, предъявляемыми нагрузкой) установ-
лена, то можно определить необходимый коэффициент фильтрации
фильтра выпрямителя
где ЕПвх—переменная составляющая напряжения на входе филь-
тра,
Еп8ЬЬХ—переменная составляющая напряжения на выходе
фильтра,
к'п — коэффициент пульсации на входе фильтра определяется
схемой выпрямления. Его значения приведены в
табл. 8.1,
кп— коэффициент пульсаций, определяемый из выражения
(8.2).
Величина произведения LC фильтра определяется из выра-
жения
LC = <М)
где кф— коэффициент фильтрации, определяемый из ур-ния (8.3)
fn — частота пульсаций на входе фильтра, гц.
Она может быть определена из табл. 8.1. Индуктивность дрос-
селя и ёмкость конденсаторов фильтра могут быть любой величи-
ны при условии, что произведение их больше величины, определя-
емой ур-нием (8.4), и индуктивность превышает минимальную ве-
личину, необходимую для поддержания непрерывного тока через
входной дроссель фильтра.
Эта величина с 25-процентным запасом вычисляется по формуле
(8.5)
где Lмин —минимальная индуктивность фильтра, гн\
К —коэффициент, определяемый из табл. 8.1;
RH —максимальная величина сопротивления нагрузки, ом;
fn —частота пульсаций на входе фильтра, гц (см. табл. 8.1).
Источники питания
239
В случаях, когда полученную из расчёта величину индуктив-
ности фильтра физически осуществить трудно или выполнение та-
кого дросселя неэкономично, применяют двухзвенный фильтр по
схеме рис. 8.15 в. Индуктивность дросселя и ёмкость конденсаторов
определяют из уравнения
0 >0254 [у/~Кф-\-1) (8 6)
fn
где L —индуктивность звена фильтра, гн;
С —ёмкость звена фильтра, ф;
п — количество звеньев фильтра;
Кф — коэффициент фильтрации всего фильтра, определяемый
из ур-ния (8.3);
fn —частота пульсаций, гц.
Хотя при многозвенном фильтре величина необходимой ёмкости
конденсаторов уменьшается, при конкретном применении фильтра
следует проверить, не требуется ли увеличение ёмкости конденса-
торов по соображениям, не связанным с фильтрацией. Например,
в усилителях мощности телевизионных передатчиков, где анодный
ток изменяется в соответствии с видеосигналом, выходное сопро-
тивление фильтра выпрямителя должно иметь малую величину
для всех рабочих частот усилителя, т. е. во всей полосе видеоча-
стот. Это также относится к передатчикам, в которых осуществля-
ется с большой скоростью манипуляция и изменяется ток, потреб-
ляемый от источника питания. После того как величины элементов
фильтра вычислены по вышеприведённым формулам, следует про-
верить, не резонирует ли фильтр на самой низкой из возможных ча-
стот пульсаций. Чтобы при этом учесть в’се случайности, которые
приводят к появлению асимметрии в выпрямителе, проверку следует
провести для частоты питающей сети, даже если основная частота
пульсаций выпрямителя кратна частоте сети. Уровень пульсаций
на выходе фильтра по сравнению с уровнем пульсаций на входе
может значительно возрасти из-за последовательного резонанса
между индуктивностью и ёмкостью фильтра. Резонансную частоту
можно определить по формуле
f" ' (87)
где f— резонансная частота фильтра, гц;
L — индуктивность дросселя фильтра, гн;
С — ёмкость фильтра, ф.
Резонансная частота фильтра должна быть ниже частоты пи-
тающей сети.
Дроссель с переменной индуктивностью. Индуктивность такого
дросселя зависит от тока, текущего через дроссель, и в* определён-
240
Глава 8
ных пределах обратно пропорциональна ему. Из ф-лы (8,5) видно,
что с увеличением сопротивления нагрузки величина необходимой
минимальной индуктивности дросселя увеличивается. Поэтому при
меньших токах требуется большее значение-минимальной индук-
тивности. Использовать такой
Чем шире промежуток,тем меньше
индуктивность и больше ток
насыщения
Рис. 8.17
личину, принятую при расчёте
дроссель можно при переменных
нагрузках, например в случае пи-
тания усилителей класса В. Здесь
можно получить некоторую эко-
номию, так как размеры дросселя
с переменной индуктивностью, а
значит, и его стоимость меньше.
В упрощённом виде дроссель с
переменной индуктивностью по-
казан на рис. 8.17.
Стабилизирующее вспомога-
тельное нагрузочное сопротивле-
ние. При данной индуктивности
дросселя сопротивление нагрузки
никогда не должно превышать ве-
ло ф-ле (8.5), причём это сопротив-
ление определяется не только полезной нагрузкой, но и вспомога-
тельным стабилизирующим нагрузочным сопротивлением.
В случае переменной нагрузки величина стабилизирующего на-
грузочного сопротивления выбирается так, чтобы полное сопротив-
ление нагрузки никогда не превышало значения, которое принима-
ется при расчёте по ф-ле (8.5).
Максимальное значение вспомогательного сопротивления мо-
жет быть вычислено по формуле
R
ш
R//R1
Ri — Rh ’
(8.8)
где Яш — максимальное значение шунтирующего вспомогательного
сопротивления, обеспечивающего нормальную работу
при минимальной индуктивности дросселя фильтра;
RH—максимальное сопротивление нагрузки без учёта вспо-
могательного сопротивления;
— максимальное полное сопротивление нагрузки (включая
стабилизирующее сопротивление), определяемое из
ур-ния (8.5).
8.6. Дроссели и трансформаторы. Общие сведения. При рабочих
напряжениях ниже 7500 в применяют обычно трансформаторы и
дроссели сухого типа, а при напряжениях, превышающих указан-
ную величину, — масляные трансформаторы и дроссели. Приме-
Источники питания
241
нение масла облегчает задачу изоляции деталей в самом трансфор-
маторе. Например, для того чтобы испытательное напряжение в
60 кв, действующее в течение 1 мин, не вызвало поверхностного
разряда в воздухе, необходимое расстояние между деталями долж-
но быть более 25 см, в то время как в масле достаточно расстоя-
ние в 5 см. Таким образом, масляные трансформаторы получаются
более компактными. Часто для удобства анодный трансформатор
помещают в один общий бак с другими трансформаторами и дрос-
селями. Такой блок, например, может содержать трёхфазный
трансформатор накала вентилей выпрямителя, трёхфазный высо-
ковольтный анодный трансформатор и дроссель фильтра. Если
применяются полупроводниковые вентили, то они также могут
быть помещены в общий резервуар. Хотя это и приводит к увеличе-
нию номинального тока вентилей, но при этом возникают труднос-
ти, связанные с уходом за таким устройством.
В масляных трансформаторах и дросселях применяют либо
стандартное минеральное трансформаторное масло, которое мо-
жет воспламеняться, либо синтетическую невоспламеняющуюся
изолирующую жидкость, известную под названием askarel. Поме-
щения, в которых устанавливаются трансформаторы с воспламеня-
ющимся трансформаторным маслом, должны быть огнестойкими
и оборудованы устройствами для безопасного отвода масла в слу-
чае его утечки. Синтетическую изолирующую жидкость askarel
(имеющую и ряд других фабричных наименований) следует ограж-
дать от соприкосновения с водой, а трансформаторный бак необ-
ходимо тщательно герметизировать, чтобы предотвратить испа-
рение.
Коэффициент использования трансформатора. Формы токов,
протекающих через первичную и вторичную обмотки анодного
трансформатора, зависят от схемы выпрямителя. Так как эти токи
имеют несинусоидальную форму, нагревание трансформатора бу-
дет большим, чем это имеет место, когда трансформатор развивает
мощность переменного тока, равную выпрямленной на активном
сопротивлении нагрузки. Отношение мощности в нагрузке выпря-
мителя к эквивалентному значению мощности в киловольтамперах,
при которой получается такой же нагрев обмоток трансформатора,
как в схеме выпрямителя, называется коэффициентом использова-
ния трансформатора. Величина этого коэффициента, выраженная
в виде обратной дроби для различных схем выпрямителей, дана в
табл. 8.1. Следует заметить, что коэффициент использования транс-
форматора зависит от схемы выпрямителя и характеризует отно-
сительные размеры, а следовательно, и относительную стоимость
трансформаторов, используемых в этих схемах.
В схемах трёхфазных выпрямителей, показанных в табл. 8.1,
могут применяться как отдельные трансформаторы, так и объеди-
нённые в одно целое на общем сердечнике. Однако в первом слу-
16—349
242
Глава 8
чае, если не применять соответствующих мер, предотвращающих
намагничивание постоянным током, текущим через вторичную об-
мотку, сердечники трансформаторов окажутся насыщенными вслед-
ствие подмагничивания этим током. Во втором случае трансфор-
маторы получаются меньшими,
так как намагничивание посто-
янным током, возникающее в от-
дельных обмотках, взаимно ком-
пенсируется. Трёхфазный транс-
форматор, выполненный на одном
общем сердечнике, показан на
рис. 8.18.
Защита дросселя фильтра.
При включении или отключении
нагрузки от выпрямителя, а осо-
бенно при возникновении в ней
неисправности, ток в дросселе бы-
стро меняется. Это приводит к
возникновению на дросселе зна-
чительного напряжения, которое
может вызвать его повреждение,
если не приняты соответствующие
меры. Электродвижущая сила са-
моиндукции, возникающая вслед-
ствие изменения тока, равна
* = (8.9)
где е — эдс самоиндукции;
L — индуктивность дроссе-
ля, гн\
A i
— — скорость изменения то-
ка, а/сек.
Из ур-ния (8.9) видно, что
больше возникающее на дросселе
напряжение. Простейший способ защиты дросселя против этих
чрезвычайно больших напряжений — включение шарового разряд-
ника непосредственно между зажимами дросселя или специально
сконструированных для этой цели герметически запаянных разряд-
ников.
8.7. Корона. Короной называется ионизация диэлектрика, ок-
ружающего проводник, находящийся под высоким напряжением.
Корона обнаруживается по ряду признаков: слышится шипение
или потрескивание, наблюдается слабое белое свечение, чувству-
ется характерный запах озона. Озон — высокоактивный газ, воз-
Вход первичной
обмотки
Первичная
> обмотка
Вторичная
> обмотка
чем
ее изменяется ток, тем
Источники питания
243
действующий на изоляцию. В условиях высокой влажности при ко-
роне возникают также азотная и азотистая кислота, которые разъ-
едают серебро, свинец, медь. Эти факторы в сочетании с теплом,
выделяемым при короне, приводят к быстрому разрушению изоля-
ции и металла. Очевидно, что необходимо принимать меры, кото-
рые устраняют или уменьшают возможность возникновения коро-
ны. К числу их относятся:
1) увеличение расстояний между элементами оборудования и
проводами, находящимися под значительно отличающимися по-
тенциалами;
2) улучшение геометрической формы частей оборудования и
проводов, находящихся под высоким напряжением. Устранение
острых выступов, углов и граней увеличивает напряжение, при ко-
тором возникает корона;
3) применение экранирования; причём речь идёт не столько о
том, что экраны должны окружать острые выступы, края и углы,
сколько о том, чтобы изменить распределение поля и уменьшить
его неоднородность;
4) устранение воздушных промежутков, возникающих в изоли-
рующих материалах при изготовлении или при погружении дета-
лей в масло.
Необходимо также обеспечить должный уход за оборудова-
нием, который поможет уменьшить опасность возникновения ко-
роны. Все изолирующие поверхности должны содержаться сухими
и чистыми.
Обнаружить корону можно при помощи схемы рис. 8.19. В ка-
честве индикатора в этой схеме используется осциллограф. При
наличии короны на экране осциллографа появляются выбросы на-
пряжения. Количественная оценка короны может быть получена
при помощи схемы рис. 8.20, стандартизованной в электропромыш-
ленности. Величина сигнала, отмечаемого в приёмнике при нали-
Входное
напряж.*
питания
о 6
осцил-
лограф
Блокировочный конденсор
тор высокой частоты
Ограничительное сопротив-
ление
Дроссель высокой частоты
высоковольтный
трансформатор
-I Устройство или
У деталь, под в ер -
X гающееся испы-
танию
Защитный
разрядник
Рис. 8.19
16*
244
Глава 8
чии короны, сравнивается с калиброванным напряжением стан-
дартного генератора. Таким образом, можно получить количест-
венную оценку уровня короны в микровольтах. Если к трансфор-
матору прикладывается напряжение, превышающее на 5% нор-
Генератор стандарт -
1 ных сигналов с выход-
ным калиброванным в
микровольтах аттенюа-
Рис. 8.20
мальное, то уровень короны для трансформаторов с рабочим на-
пряжением до 8,6 кв должен быть меньше 1000 мкв. Для транс-
форматоров с выходным напряжением 8,61 — 15 кв максимально
допустимый уровень короны 2500 мкв.
8.8. Устройства для пуска накала ламп. Чем больше номиналь-
ная мощность ламп передатчика, тем большую мощность необхо-
димо подвести к нити накала, чтобы обеспечить требуемую эмис-
сию катода. Это ведёт к существенному росту токов накала, что в
сочетании с известным свойством нити накала: значительно менять
сопротивление при переходе из холодного состояния в горячее —
делает необходимым специальное рассмотрение устройства для пи-
тания нитей накала ламп.
Обычно сопротивление нити в холодном состоянии составляет
примерно одну десятую сопротивления в горячем состоянии. От-
клонения от этого соотношения зависят оъ типа нити и её рабочей
температуры. Однако, если принять эту цифру как наиболее ти-
пичную, пусковой ток должен быть в 10 раз больше нормального
f рабочего тока. Вследствие столь больших токов возникают значи-
тельные динамические усилия, которые могут вывести из строя
лампу.
По этой причине ток накала должен быть ограничен до опре- .
делённой безопасной для лампы величины, установленной заводом-
изготовителем. Можно было бы применить переменный автотранс-
форматор, напряжение на выходе которого нужно было бы вначале
устанавливать близким к нулю, а затем постепенно повышать так,
чтобы ток накала не превышал допустимой величины. Этот метод
Источники питания
245
нельзя признать удовлетворительным, так как оператор должен пом-
нить о необходимости выполнять эту операцию при каждом включе-
нии и выключении передатчика. Некоторые методы автоматического
ограничения тока накала до уровня, не превышающего максималь-
ный, иллюстрируются на рис. 8.21. В схеме рис. 8.21а используется
О ---------------------
Специальный трансферу
матор с большим насы^
щением
о—--------------------
6)
ограничительное сопротивле-
ние, включённое последова-
тельно с первичной обмот-
кой накального трансформато-
ра. Оно автоматически отклю-
чается, когда ток накала
Ограничивающее реак-
тивное сопротивление
о- - -----------------
Рис. 8.21
уменьшается до нужной величины. В схеме рис. 8.216 ограничение
тока ниже предельно допустимой величины осуществляется транс-
форматором с большим рассеянием. Схематическое изображение
такого трансформатора приведено на рис. 8.22. Между первичной
и вторичной обмотками имеется магнитный шунт. Когда нагрузка
отсутствует, через этот шунт ответвляется очень небольшой маг-
нитный поток. По мере увеличения нагрузки ток во вторичной об-
мотке возрастает, магнитный поток, ответвляемый через шунт,
увеличивается. Магнитная связь между первичной и вторичной об-
мотками уменьшается, а следовательно, уменьшается и напряже-
ние на выходе вторичной обмотки. Характеристика такого транс-
форматора с большим рассеянием приведена на рис. 8.23.
Ещё одна схема ограничения тока накала показана на1
рис. 8.21 в. Дроссель с большой реактивностью включается после-
довательно с первичной обмоткой трансформатора накала. Еслй
сопротивление нагрузки мало, как это бывает в момент включения*
246
Глава 8
накала, падение напряжения на последовательно включённой реак-
тивности велико, а напряжение на трансформаторе мало. По мере
Вторичное
на пряже -
ние при.
отсутствии,
нагрузки
'Вторичное
напряжение
Ток нагрузки
вторичной
обмотки
Ток
короткого
замыкания
Рис. 8.23
увеличения сопротивления
нити падение напряжения
на реактивности будет
уменьшаться, а напряжение
на первичной обмотке транс-
форматора увеличиваться до
тех пор, пока сопротивление
и температура нити не до-
стигнут рабочих значений.
Таким способом можно по-
лучить режим неизменного
тока, который характеризу-
ется графиком рис. 8.24.
Многофазные источники
накала. Во многих мощных
лампах используются нити
накала, рассчитанные на пи-
тание от многофазного ис-
точника. При этом значи-
тельно уменьшается уровень
фона, так как в любой мо-
мент времени та или иная
часть нити накала всегда по-
лучает энергию, и возрастает
частота составляющих фона.
Так, если при питании нака-
ла от источника с частотой
60 гц частота фона обычно
120 гц, то при питании от
той же сети и трёхфазной
системе накала основная ча-
стота фона будет 360 гц, а
при шестифазной системе —
720 гц. Схемы питания ни-
тей накала для последних двух случаев приведены на рис. 8.25.
В некоторых типах ламп передатчиков нити накала рассчитаны
на питание от двухфазного источника. Если большая часть оборудо-
вания питается от трёхфазной сети, то для получения требуемого
питания лампы может быть применена схема, изображённая на
рис. 8.26, где также приведена векторная диаграмма, поясняющая
принцип работы схемы1).
!) Схемы такого типа применяются и в случаях, когда в каскаде содержится
несколько ламп с однофазным катодом и желательно с целью снижения уровня
фона создать систему питания нитей накала со сдвигом фаз. Ред.
Источники питания
247
Питание накала постоянным током. В ряде случаев уровень
фона из-за питания нитей накала переменным током оказывается
недопустимым. Наиболее радикальным методом устранения фона
является питание накала постоянным током. При конструирова-
нии источников питания для этой цели исходят из общих сообра-
жений, изложенных в разделе 8.3 для любых источников питания.
s Трансформатор накала
Рис. 8.25
векторная диаграмма.
уыхооного даухфазногд
напряжения
6 6 6
Векторная диаграмма,
трёхфазного входного
напряжения
2086, трехфазное
напряжение пита -
ния
Рис. 8.26
248
Глава 8
Чтобы ограничить пусковые токи, должны применяться методы,
описанные выше. Обычно для таких источников используются
германиевые и кремниевые вентили, так как они позволяют полу-
чить большие токи и малые падения напряжения на внутреннем со-
противлении выпрямителя.
8.9. Стабилизаторы постоянного напряжения. Во* многих цепях
передатчика требуется поддерживать весьма точной величину при-
ложенного постоянного напряжения. Существует ряд методов ста-
входное -
напряжение
переменного
тона
Диодный
трансфор-
матор, вы-
прямитель
и фильтр
Последоба-
тельн или
параллелью
регуляторе
лампь!
Стабилизирован-
ное выходное
напряжение
постоянного
тока
Рис. 8.27
Рис. 8.28
Источники питания
249
билизации напряжения. Выбор того или иного метода зависит от
требуемой степени стабилизации. В большинстве применяемых
в настоящее время стабилизаторов используется последовательно
или параллельно включённая регулирующая лампа, управляемая
специальным усилителем, на вход которого поступает разность на-
пряжений, полученных в результате сравнения входного напряже-
ния с опорным эталонным. Образующееся на выходе усилителя
напряжение изменяет смещение на сетке регулирующей лампы та-
ким образом, чтобы скомпенсировать изменение напряжения на
выходе. Блок-схема, иллюстрирующая назначение элементов ста-
билизатора, приведена на рис. 8.27.
При параллельном включении регулирующая лампа должна
быть рассчитана на поглощение мощности, определяемой полным
изменением тока в нагрузке и выходным стабилизированным на-
пряжением. При последовательном включении регулирующая лам-
Н5008 нестади*
лизированные
для питания
цепи анода
+1508 ста-
^илизио. для
~г~^питан цепи
экраннир^
сетки
0,1 Мом
Рис. 8.29
П УМОМ
Л умом
па должна быть рассчитана на рассеивание мощности, определя-
емой максимальным током нагрузки и разностью между входным
250
Глава 8
и выходным напряжениями стабилизатора. Таким образом, при
источниках питания большой мощности, мощности рассеивания, на
которые должны быть рассчитаны регулирующие лампы, весьма
значительны. В связи с этим часто приходится включать несколь-
ко ламп параллельно. При этом необходимо включать в катоды
ламп выравнивающие сопротивления, позволяющие, несмотря на
некоторую разницу в параметрах, обеспечить одинаковое распреде-
ление тока между лампами. Сложность схемы стабилизатора опре-
деляется требуемой степенью стабилизации. Если стабилизация
должна быть не лучше чем ±1%, может быть применена схема
рис. 8.28 с последовательно включённой лампой. При более высо-
кой степени стабилизации, например порядка ±0,1%, применяются
более сложные схемы стабилизаторов [5].
На рис. 8.29 представлен стабилизатор с параллельно включён-
ной лампой, который может быть применён для регулировки на- ,
пряжения на экранирующей сетке усилительной лампы. Стабиль-
ность напряжения в этой схеме ±2%.
8.10. Преобразователи постоянного напряжения. В передвиж-
ных передатчиках необходимо преобразовывать низкое постоянное
напряжение, например напряжение аккумулятора, в более высокое
постоянное напряжение для питания анодов ламп передатчика.
Это может быть осуществлено механически при помощи дина-
мотора или вибропреобразователя, или с помощью полупроводни-
ковых преобразователей.
Динамотор. Это по существу электродвигатель и генератор,
обмотки которых расположены на одном якоре, причём обмотка
возбуждения является общей. Вследствие высокой стоимости ди-
намоторов по сравнению со стоимостью вибропреобразователей
они применяются, главным образом, при больших мощностях, ког-
да использование вибропреобразователя затруднительно.
Динамотор нуждается в некотором уходе. В машине имеются
четыре щётки: две для электродвигателя и две для генератора, ко-
торые требуется время от времени заменять. Необходима также
периодическая смазка подшипников. После длительного примене-
ния коллектор изнашивается вследствие трения щёток. В таких
случаях коллектор нужно шлифовать.
Несмотря на указанные недостатки, динамотор является
весьма выносливой машиной и во многих случаях его предпочи-
тают другим устройствам, служащим для той же цели. Общий кпд
динамотора обычно порядка 50ч-60%. Частота пульсаций на вы-
ходе довольно высока, так что в большинстве случаев для филь-
трации достаточно включить параллельно выходу конденсатор
ёмкостью i2-e-8 мкф. Искрение щёток иногда приводит к появлению
высокочастотных помех. Это можно устранить, включив конденса-
тор ёмкостью 0,001 мкф между высоковольтной щёткой и землёй.
Источники питания
251
Вибропреобразователь. Важнейшей составной частью вибро-
преобразователя является вибратор, основной элемент которого
представляет собой обычно плоскую стальную пружину (якорь),
совершающую периодические колебания при подключении к источ-
нику электрического напряжения. Эта пружина имеет контакты,
изменяющие направление тока в первичной обмотке трансформа-
тора, а в некоторых случаях также и полярность вторичного на-
пряжения. Существует два основных типа вибропреобразовате-
лей — синхронный и несинхронный. В несинхронном вибропреобра-
зователе для получения на выходе постоянного напряжения требу-
б)
в)
Входное низкое
напряжение
Рис. 8.30
252
Глава 8
ется применение выпрямителя. Несколько схем несинхронных виб-
ропреобразователей, отличающихся друг от друга способом пита-
ния катушки возбуждения, приведено на рис. 8.30. Преимущест-
вом схем рис. 8.30 а и б по сравнению с более простой схемой
рис. 8.30 в является то, что ток катушки не переключается силовы-
ми контактами, поэтому вибратор хорошо запускается при малых
напряжениях источника питания, и это свойство сохраняется до
конца срока службы.
Во всех типах вибропреобразователей (рис. 8.30) используется
трансформатор со средней точкой, что предотвращает намагничи-
вание сердечника, так как направление тока в первичной обмотке,
а следовательно, и направление магнитного потока в сердечнике
периодически меняются. В некоторых конструкциях вибраторов
поверх возбуждающей катушки наматывается вторичная коротко-
замкнутая обмотка, что приводит к снижению индуктивности воз-
буждающей катушки и, следовательно, к уменьшению искрения в
контактах. Долговечность вибраторов зависит от величины нагруз-
ки, но обычно не превышает 2000 ч. Частота колебаний якоря виб-
ратора 1004-120 гц.
В синхронном вибропреобразователе на якоре имеется допол-
нительная группа контактов, которая переключает напряжение со
вторичной обмотки трансформатора синхронно с напряжением на
первичной обмотке. При этом полярность выходного напряжения
остаётся постоянной, и необходимость в выпрямителе отпадает.
Схема синхронного вибропреобразователя показана на рис. 8.31.
Источники питания
253
I»
Срабатывание
вибратора
Затухающие колебания вследст-
вие действия буферного конденса-
ту тора
I ' Гь
/ ' • \ .л
§
£ у
Рис. 8.32
время
ток в первичной обмотке вне-
в момент времени, соответст-

Этот тип вибропреобразователя компактнее несинхронного, так
как не требуется выпрямитель. Однако из-за наличия дополни-
тельной группы контактов его надёжность меньше.
Буферный конденсатор. Параллельно вторичной обмотке транс-
форматора включают конденсатор для того, чтобы понизить на-
пряжение на контактах
вибратора до нуля или
почти до нуля в моменты
переключений. Срок
службы контактов при
этом возрастает, так как
основную роль играет
только механический из-
нос. На рис. 8.32 пункти-
ром показаны затухаю-
щие колебания, возника-
ющие при подключении
конденсатора. Эти коле-
бания возникают, когда п<
запно прекращается, и по
вующий точке А, когда контакты вибропреобразователя подклю-
чают источник питания к другой половине первичной обмотки
трансформатора. Частота этих колебаний определяется величиной
' ёмкости конденсатора и должна быть такой, чтобы напряжение на
контактах было близко к нулю в момент замыкания контактов
(рис. 8.32).
Если величина конденсатора больше или меньше оптимальной,
срок службы вибратора уменьшается.
Преобразователи на транзисторах. Обычно в преобразователях
на транзисторах используются два мощных полупроводниковых
триода в схеме двухтактного генератора или мультивибратора
(рис. 8.33). Максимальная частота генерации зависит от типа тран-
зистора. Чем выше частота генерации, тем выше частота пульса-
ций, т. е. меньше размеры и сложность фильтра, но тем больше
потери в сердечнике трансформатора, так как они пропорциональ-
ны квадрату частоты. Оптимальной частотой с этой точки зрения
является частота порядка нескольких сотен герц. Поэтому в пре-
образователях на транзисторах используются частоты от 400 гц
(и несколько ниже для мощных устройств) до 1000 гц. Величина
частоты определяется числом витков первичной обмотки, потерями
в сердечнике трансформатора, поперечным сечением сердечника,
плотностью магнитного потока сердечника и напряжением на пер-
вичной обмотке. f
Большинство источников питания на транзисторах не выходит
из строя от перегрузок и коротких замыканий, так как при этом
срываются колебания генератора, что обеспечивает автоматиче-
254
Глава 8
скую защиту. Кпд источника такого типа приблизительно 70-4-
н-80%, когда он нагружен на номинальную нагрузку. Увеличение
или уменьшение тока по сравнению с номинальным снижает кпд.
Рис. 8.33
Так как в транзисторных преобразователях нет подвижных частей,
срок службы их определяется качеством и долговечностью элемен-
тов источника питания и может быть доведён до 50 000 ч.
ЛИТЕРАТУРА
1. Б. П. Терентьев. Электропитание радиоустройств. Связьиздат, 1948.
2. Diebold Е. J. Elimination of Surge Voltage Breakdowns of Semi-conductor
Diodes in Rectifier Units, Internatl. Rectifier News, April — May 1956.
3. Gutzwiller F. W. The 4JA30011 Germanium Rectifier in High Voltage Po-
wer Supplies, Gen. Elec. Rectifier Application Notes, Aug. 1, 1957.
4. Белопольский И. И. Электропитание радиоустройств, Госэнергоиздат,
9
ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ, БЛОКИРОВКИ
И ЗАЩИТЫ ОБОРУДОВАНИЯ
ПЕРЕДАТЧИКА
ф» 9.1. Цепи управления и защиты передатчика. Цепи управления
и защиты передатчика осуществляют координацию операций, со-
вершаемых в передатчике, и защиту элементов оборудования. Цепи
управления предназначены в основном для обеспечения правильно-
го функционирования передатчика, в то время как цепи защиты
должны предотвращать повреждения элементов передатчика и
ламп. Практически эти цепи тесно связаны друг с другом, и по-
этому рассматриваются в этой главе совместно.
9.2. Функции системы управления станции. В соответствии с
выполняемыми функциями оборудование и цепи системы управле-
ния могут быть разделены на группы, которые обеспечивают:
1) включение и отключение электропитания передатчика,
2) последовательность включения и отключения и блокировку
цепей,
3) сигнализацию и предупреждение об авариях,
4) повторное автоматическое включение передатчика,
5) дистанционное управление,
6) автоматическую настройку.
256
Глава 9
Т АБ ЛИЦА9.1
Номинальные данные контакторов
Обозначе- ние в соот- ветствии с принятой классифи- кацией Номинальные значения токов контактов (А)
при размы- кании при замы- кании при наг- рузке, со- стоящей из ламп нака- ливания
00 9 10 5
0 13 15 8
1 22 25 12
2 45 50 30
3 90 100 60
4 135 150 120
5 270 300 240
6 540 600 480
7 810 900 720
9.3. Устройства для включения и отключения питающих на-
пряжений. Включение и отключение питающих напряжений осу-
ществляется цепями, в которых используются контакторы. Контак-
тор по принципу действия подобен реле, однако контакты и общая
конструкция его выполнены так, чтобы обеспечить включение и
отключение электропитания обо-
рудования.
Контакторы. Основные дан-
ные контакторов, стандартизован-
ные в соответствии с электриче-
скими характеристиками и разме-
рами, приведены в табл. 9.1. Но-
минальный ток замкнутых кон-
такторов в действительности ни-
же, так как указанным стандар-
том ограничивается повышение
температуры контактора. Номи-
нальный ток контактора также
уменьшен, если нагрузкой яв-
ляются лампы. Сопротивление
накаливаемых ламп в холодном
состоянии составляет почти 1/10
от сопротивления при наличии
накала. Это означает, что кон-
тактор должен первоначально
выдерживать нагрузку в 10 раз
большую номинальной. Поэтому
при нагрузках такого типа номи-
нальный ток контактора уменьшают с тем, чтобы обеспечить воз-
можность выдержать начальный пусковой ток. Такие номинальные
значения действительны только для контакторов в цепях накала
ламп передатчиков.
Контакторы не предназначены для размыкания цепей токов
короткого замыкания. Их конструкция такова, что они могут от-
ключать цепи, ток в которых превышает номинальное значение не
более чем в 10 раз. Для отключения цепей в случаях, когда токи
превышают эту величину, должны предусматриваться специальные
автоматические выключатели или другие защитные устройства.
Для управления вспомогательными цепями предусматриваются
специальные блокировочные контакты, которые могут быть как
нормально замкнутыми, так и нормально разомкнутыми. Номи-
нальный ток этих контактов равен приблизительно 10 а. Блокиро-
вочные контакты приводятся в движение от механизма контактора.
Непосредственное подключение нагрузки к линии питания.
Большинство цепей передатчика подсоединяются при помощи кон-
такторов непосредственно к силовым линиям. Нагрузками являют-
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 257
ся выпрямители, (питающие передатчик, или электродвигатели,
применяемые в устройствах системы охлаждения. Непосредствен-
ное подключение к линии питания при пуске применяется при ус-
ловии, если пусковой ток не превышает допустимых кратковремен-
ных перетоков в нагрузке, а
спечен линией питания. Кро-
ме того, при непосредствен-
ном включении не должно
возникать чрезмерной «под-
садки» напряжения или пе-
реходных процессов в линии,
что может отрицательно по-
влиять на работу других
устройств, включённых в эту
же линию. Если хотя бы од-
но из указанных условий не
выполняется, необходимо применять ступенчатое включение. Схема
непосредственного включения нагрузки показана на рис. 9.1.
Устройства ступенчатого включения. Для уменьшения пусковых
токов при включении очень мощных трансформаторов или электро-
двигателей применяют схемы ступенчатого включения. При этом в
цепь подачи питания вводятся устройства для ограничения тока,
которые затем ступенями выводятся из цепи до установления но-
минального напряжения на нагрузке-
также, если этот ток может быть обе-
От
источника
питания
о-
Рис. 9.1
Нагрузка
В пусковом устройстве рис. 9.2 применяются сопротивления, ко-
торые закорачиваются спустя некоторое время, определяемое вы-
бранной выдержкой времени.
17—349
258
Глава 9
Сопротивления могут быть заменены индуктивностями
(рис. 9.3). Эта схема имеет то преимущество, что в индуктивности
рассеивается очень мало тепла, однако значительно возрастают
размеры устройства.
В третьем, типе пускового устройства (рис. 9.4) используется
автотрансформатор, с которого снимается напряжение, переклю-
чаемое ступенями. Это обеспечивает постепенную подачу напря-
жения на нагрузку.
контакторы.
Лмеханич сало-
। киродань!, о
’ любое время
1 включ может
~dbimb только
один из
них
Реле
врене
ни
Нагруз-
ка. ;
Рис. 9.4
Необходимое число ступеней пускового устройства определяет-
ся допустимым превышением тока в цепи. Пусковое устройство с
одним пониженным значением напряжения называется двухступен-
чатым, с двумя пониженными значениями напряжения — трёхсту-
пенчатым.
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 259
9.4. Устройства, обеспечивающие последовательность включе-
ния передатчика. В радиопередающих устройствах, за исключением
простых маломощных передатчиков, при пуске должна быть обе-
спечена определённая последовательность включения. Во многих
передатчиках пуск полностью автоматизирован и не требуется, что-
бы какая-либо из операций была выполнена вручную. В некоторых
передатчиках последовательность операций по включению обеспе-
чивается действиями оператора.
В общем случае последовательность операций не может быть
изменена благодаря блокировке цепей управления, которая обе-
спечивает возможность осуществления последующей операции по
включению лишь в том случае, если выполнена предыдущая
операция.
Блокировка осуществляется при помощи блокировочных кон-
тактов контакторов, служащих для подачи питания к цепям пере-
датчика. Например, после включения накала блокировочные кон-
такты контактора накала замыкаются и подают питание на реле
времени, которое через определённое время позволяет подать пи-
тание на катушку включения контактора анодного питания. При-
мер такой схемы блокировки показан на рис. 9.5.
Блокировочные
контакты
Рис. 9.5
Последовательность пусковых операций. Ниже приводится по-
следовательность операций включения передатчика, в котором при-
менены ламповые усилители, включённые по схеме с заземлённым
катодом и отрицательным смещением:
1) подаётся питание на цепь управления,
2) включаются вентиляторы и насосы системы охлаждения,
3) замыкаются блокировочные контакты системы охлаждения,
4) включается накал ламп,
17*
260
Глава 9
5) 'подаётся питание в цепь выдержки времени включения вы-
сокого напряжения,
6) замыкается цепь блокировки дверей,
7) включаются источники сеточного смещения,
8) включается источник анодного питания,
9) включается источник напряжения экранирующих сеток (при
применении тетродов и пентодов).
Если в усилителях используется автоматическое смещение, ве-
личина которого зависит от напряжения высокочастотного воз-
буждения, то операция по подаче напряжения высокой частоты
должна являться частью пункта 7.
Если используется фиксированное сеточное смещение, то высо-
кочастотное возбуждение может быть подано после выполнения
операций по пунктам 7, 8 или 9.
Для ламповых усилителей по схеме с общей сеткой и отрица-.
цельным смещением высокочастотное возбуждение должно быть
-подано только после включения на лампу всех постоянных напря-
жений. Это предохраняет сетку от повреждения, так как в схемах
с общей сеткой требуется относительно большой уровень возбуж-
дения.
В передатчиках на клистронах или лампад бегущей волны по-
следовательность операций по пуску несколько иная;
1) подаётся питание на цепи управления,
2) включается цепь питания фокусирующих магнитов,
3) включаются вентиляторы и насосы охлаждения,
4) замыкаются 'блокировочные контакты системы охлаждения,
5) включается накал клистрона,
6) подаётся питание в цепь задержки включения высокого
напряжения питания клистрона,
7) замыкается цепь блокировки дверей,
8) включается источник питания клистрона высоким напря-
жением.
Так как возбуждение высокой частоты не влияет на величину
тока в этих лампах, оно может быть подано на лк>бом из этапов
включения усилителя.
9.5. Система сигнализации. Для сигнализации о состоянии и
работе цепей передатчика используются индикаторные лампочки* и
звонки или сирены. При отыскании повреждений в передатчике
также используется система световой и звуковой сигнализации.
Цепи сигнальных ламп. Индикаторные лампочки могут вклю-
чаться в силовые цепи с тем, чтобы сигнализировать о подаче энер-
гии в цепи питания. Этот метод, хотя и является по идее самым
простым, имеет много ограничений, которые позволяют использо-
вать его лишь в самых маломощных передатчиках. Если индика-
торные лампы включены в силовые цепи, то провода к этим лам-
пам должны быть рассчитаны на токи, протекающие по тем це-
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 261
пям, в которые они включены. Этим обеспечивается защита мон-
тажных соединений, в случае неисправности в цепях питания ламп.
Однако, если лампа включается в цепь, по которой течёт ток в
100 а, бессмысленно применять провода на 100 а только для пи-
тания индикаторных ламп. Второй недостаток этого метода со-
стоит в- том, что если цепь, в которую включена индикаторная
лампа, имеет индуктивный характер, то при размыкании на лампе
могут возникнуть значительные эдс — самоиндукции, что приведёт
к разрушению лампьц держателя и других связанных с ними эле-
ментов схемы. Более совершенный способ включения состоит в
том, что для индикаторных ламп предусматривают отдельную
цепь, которая управляется блокировочным контактом контакторов
или промежуточных реле (см. рис. 9.6).
Контакт силовой
цепи.__________
блокировочный
контакт
Контакт для
Рис, 9.6
О 5000 10000 15000 20000 25000
Часы полезной работы лампы
Рис. 9.7
Индикаторные лампочки. В качестве индикаторных исполь-
зуются неоновые лампы и лампы • накаливания. Неоновые лампы
имеют более длительный срок службы и большую механическую
прочность, так как в них отсутствует нить накаливания. Однако
световые качества неоновой лампы хуже. Например, сила света
наибольшей из применяемых в передатчиках неоновой лампы
(тип NE-48) мощностью 1/4 вт равна 0,01 свечи. Это в 40 раз мень-
ше, чем у индикаторной лампы накаливания (тип 47), которая
потребляет мощность меньше 1 вт. Срок службы неоновой лампы
находится в пределах от 7500 до 25 000 ч и зависит от типа лам-
пы и от величины ограничительного сопротивления, включённого
последовательно с ней. В неоновой лампе с винтовым цоколем со-
противление впаяно прямо в цоколь лампы, поэтому выбрать со-
противление не представляется возможным. В лампах со штыко-
вым цоколем ограничительное сопротивление включается снаружи.
Если уменьшить величину сопротивления, чтобы получить боль-
шую яркость, уменьшится срок службы лампы (рис. 9.7).
Неоновые лампы не перегорают. Непригодность их определяет-
ся тем, что баллон, постепенно темнеет до тех пор, пока яркость
262
Глава 9
становится настолько слабой, что лампой нельзя пользоваться.
Цвет свечения неоновой лампы красно-оранжевый.
Срок службы лампы накаливания зависит в сильной степени
от разницы между приложенным напряжением и номинальным.
Чем выше напряжение, приложенное к нити, тем. выше темпера-
тура нити и тем быстрее будет испаряться вольфрам. Кривая на
рис. 9.8 даёт приближённое соотношение между напряжением,
Коэффициент, на который умно-
жается номинальный срок служб*
Рис. 9.8
приложенным к нити и ожидае-
мым сроком службы лампы на-
каливания. Теоретически, если
на лампу со сроком службы
3000 ч подаётся напряжение на
10% ниже номинального, -то
срок службы увеличивается до
12 000 ч. Однако на практике
нить лампы при её использова-
нии постепенно кристаллизуется,
становится очень хрупкой и лег-
ко разрушается при незначи-
тельных вибрациях или ударе.
Поэтому ламповые заводы гарантируют срок службы лампы мак-
симум 5000 ч. Лампы с таким сроком службы иногда называют
лампами с «неограниченным сроком службы». Однако это не оз-
начает, что лампа действительно будет работать неограниченно
Отключение
сигнала аварии
напряжение системы
управления
источник
звука
высоко- J
вольтный
выпрями-
тель
Контактор высоковольт-
ного выпрямителя
Рис. 9.9
долго. Просто в этой лампе оптимально подобраны все факторы,
как электрические, так и механические, которые необходимы для
длительной работы лампы устройства аварийной сигнализации.
Аварийная сигнализация. Аварийная сигнализация применяется
для звукового оповещения при аварии передатчика или при воз-
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 263
никновении потенциально опасных условий (недостаточность
уровня охлаждающей жидкости, высокая температура воздуха,
высокая температура охладителя, недостаточный уровень входного
или выходного напряжения высокой частоты). В передатчике с
хорошей блокировкой любое серьёзное нарушение в работе неиз-
бежно приводит к размыканию контактора в цепи питания анода.
Поэтому нормально закрытый блокировочный контакт на анодном
контакторе может быть использован для питания аварийной цепи.
Пример такой схемы показан на рис. 9.9.
Чтобы предотвратить непрерывное звучание аварийного сигна-
ла в случае неисправности, обычно предусматривается возмож-
ность его отключения при помощи, например, простого выключа-
теля. Однако после устранения неисправности оператор не дол-
жен забыть снова подготовить цепь сигнала. По этой причине во
многих передатчиках используется так называемая «самонапоми-
нающая схема», подобная изображённой на рис. 9.10. В этой схе-
ме аварийный сигнал можно выключить после того, как он срабо-
тал. Однако, после того как неисправность устранена, сигнал сно-
ва начнёт звучать, напоминая оператору о том, что аварийный
выключатель надо вернуть в исходное положение.
Напряжение системы
управления ^Включен
* И । цепи сиен.
источник
звука
Переклфч.цвпи\
аварийного
сигнала 1
Снятие сигнала >—
Высоко-
вольтн.
выпрями
тель
Контактор высоковольт-
ного выпрямителя
Рис. 9.10
9.6. Цепи повторного включения передатчиков. Многие неис-
правности в передатчиках носят кратковременный характер и ис-
чезают сами почти немедленно после возникновения. Примерами
таких неисправностей могут служить пробой в лампе, дуга в загряз-
нённых изоляторах и удар молнии в антенну. Чтобы свести к ми-
нимуму простой передатчика из-за таких неисправностей, во мно-
гих передатчиках применяются схемы автоматического 'повторно-
го включения, которые служат для возвращения передатчика в ра-
264
Глава 0
бочее состояние в максимально короткий срок после восстановле-
ния нормальных условий. Цепи повторного включения обеспечи-
вают снятие и возобновление подачи энергии к передатчику от
одного до трёх раз. В случае если повреждение не временного
характера, цепи повторного включения также будут срабатывать.
Однако после нескольких предусмотренных схемой повторных
включений передатчик выключится и потребуется устранение не-
исправности. Принципиальная схема цепи повторного включения
показана на рис. 9.11. В этой цепи применено специальное ступен-
чатое реле. Работает схема следующим образом:
На пряжение
управления j °"u
Кнопка
возврата
контакт раз мы на- —«1 i—
ется после третьего__
импульса через t-f-t
рабочую катушку — ।
реле
Рабочая
катушка
с
Рис. 9.11
К защищаемой
от перегрузок
цепи постоян-
ного тока Катушка
возврата
в
Контактор пита- л
чия выпрямителя
Реле времени с.
выдержкой на 1сек
Е
1. Чрезмерно большой вследствие неисправности постоянный
ток через катушку реле А вызовет размыкание нормально замк-
нутого контакта реле А. При этом разрывается цепь питания ка-
тушки контактора F.
2. При срабатывании реле А одновременно замыкается нор-
мально разомкнутый контакт реле А и создаёт цепь питания ка-
тушек реле В, С и Е.
3. Нормально замкнутый контакт реле времени Е поддержи-
вает в замкнутом состоянии цепи питания катушек реле В, С и Е
на время выдержки времени реле Е.
4. Контакты реле С разомкнуты, что гарантирует невозмож-
ность включения контактора питания за время, равное выдержке
времени реле Е.
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 265'
5. После окончания периода задержки контактор питания сно-
ва включается. Если перегрузка продолжается, получает питание
реле А, и весь цикл повторяется.
6. При третьем срабатывании нормально закрытые контакты
ступенчатого реле В размыкаются. Это препятствует дальнейшему
включению контактора F тех пор, пока ступенчатое реле не
будет возвращено <в исходное положение нажатием кнопки возвра-
та, которая включает цепь питания возвратной катушки ступенча-
того реле В.
На рис. 9.12 изображена схема повторного включения, постро-
енная по другому принципу, которая позволяет осуществить три.
в линии
силового
питания ,
К трансформатору
высоковольтного
I— выпрямителя
Реле
к и в
пост.
I
перегруз -
цепи|Т|
тона. । * 1—
Пере ключа-
тель для делю
чения иотк-
пючен ия ан.
В
А
В
Е
Напряжение
схемы
управления
Рис. 9.12
повторных цикла до полного выключения передатчика. Работа
этой схемы происходит следующим образом:
1. При нормальном включении высокого напряжения срабо-
тает контактор А через нормально замкнутые контакты защиты
перегрузки по постоянному току и через нормально замкнутый:
контакт реле В.
2. Нормально разомкнутый блок-контакт контактора А замк-
нётся и включит реле G через нормально замкнутые контакты ре-
ле D и F.
3. Если возникает перегрузка по постоянному току, нормально'
замкнутый контакт реле перегрузки разомкнётся и вызовет раз-
мыкание силового контактора А, а также снова замкнётся нор-
мально замкнутый блок-контакт контактора А.
4. Это приведёт к включению реле через нормально замкнутые-
контакты реле С и Е и -блок-контакт реле G. Реле F сработает и.
заблокируется своим блок-контактом.
266
Глава 9
5. Каждый раз, когда имеет место повторное замыкание и
размыкание силового контактора А, подобно описанному выше,
замыкается следующее реле.
6. При размыкании силового контактора в третий раз замкнёт-
ся реле В и разомкнёт цепь катушки силового контактора А. Даль-
нейшее включение контактора А станет невозможным до возвра-
щения всей цепи в исходное состояние. Это достигается размыка-
нием цепи питания всех реле.
7. Нормальное размыкание и замыкание цепи включения вы-
сокого напряжения не вызывает срабатывания реле. Второй кон-
такт двухполюсного переключателя, управляющего включением и
выключением высокого напряжения, разрывает цепи всех катушек
реле, что обеспечивает возвращение схемы в исходное положение
при каждом выключении цепи при помощи переключателя.
9.7. Дистанционное управление. Дистанционное управление дол-
жно обеспечивать:
1) включение и выключение накала:
2) выключение передатчика, если система управления выходит
из строя;
3) включение и выключение источника анодного питания по-
следнего каскада;
4) измерение анодного тока и напряжения оконечной ступени;
5) измерение тока в антенне;
6) измерение частоты и уровня модуляции;
7) управление работой сигнального освещения.
Такой объём дистанционного управления и контроля опреде-
ляется необходимостью обеспечить условия, гарантирующие, что
мощность передатчика соответствует заданной, а также, что пе-
редатчик находится под контролем оператора. Ясно, что перечис-
ленный объём контроля и управления не охватывает множе-
ства других операций, которые нужны для того, чтобы обеспе-
чить длительную работу передатчика без участия дежурного
персонала.
К числу таких операций относятся: измерение токов возбуди-
теля, измерение токов экранирующей и управляющей сеток око-
нечного каскада, измерение напряжений накала, настройка раз-
личных высокочастотных цепей, повышение и понижение напря-
жений накала и анодного питания, пожарная сигнализация, вос-
становление работы передатчика после перегрузок и др.
Существует много методов дистанционного управления пере-
датчиками. Ниже рассматриваются лишь основные системы уп-
равления и контроля, которые можно разделить на системы на
постоянном токе и системы на переменном токе. Первые обычно
проще, однако не могут быть совмещены с системами коммерче-
ских телефонных линий. Кроме того, управляющие сигналы по-
стоянного тока не могут быть переданы по свч линиям.
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 267
Системы дистанционного управления на постоянном токе.
В одной из систем на постоянном токе посылки различаются по
величине тока, причём от каждого из уровней тока срабатывает
ла приёмном конце соответствующее реле по схеме, показанной
Линия
Рис. 9.13
где каждое реле
должно
Линия
Рис. 9.14
8 положении 1 переключателя
сработает только реле 1,0 положе-
нии 2 переключателя сработает
только реле 2
на рис. 9.13. Например, первое реле сработает при токе в 5 ма,
второе — при токе в 10 ма, следующее — при токе в 15 ма и т. д.
Такой метод применим в системе^
тать в определённой последова-
тельности..
В другой системе на постоян-
ном токе изменение полярности
напряжения, приложенного к па-
ре проводов, вызывает срабаты-
вание одного из двух реле
(рис. 9.14). Это могут быть либо
стандартные реле постоянного
тока, которые включены после-
довательно с диодами, поляр-
ность которых выбрана так, как
показано на рис. 9.14, либо поля-
ризованные реле. В последнем
случае последовательного вклю-
чения диодов не требуется. При г
ков питания вместо батареи однополупериодных выпрямителей
(рис. 9.15) может включаться независимо каждое реле, а также
оба реле одновременно. Если использовать для цепей управления
также положение, при котором оба реле разомкнуты, тогда при
одной парс проводов можно передать четыре различных команды.
Использование в качестве обратного провода «земли», позволяет
получить систему с 16 командами при одной паре проводов.
в качестве источни-
268
Глава 9
В третьей системе используются импульсы постоянного тока,
образующиеся при помощи дискового переключателя для приве-
дения в действие ступенчатого реле (рис. 9.16). Принцип действия
этой системы состоит в следующем: каждый раз при замыкании
дискового переключателя срабатывает реле А. Это реле управляет
вращающимся магнитом RM, который, в свою очередь, осуществ-
ляет шаговое движение щёток и управляет реле С, которое раз-
мыкает цепь контактных щёток при вращении. Реле С замедлен-
ного действия работает до окончания действия последователь-
ности импульсов, вызванных поворотом диска. Реле В также за-
медленного действия, поэтому оно не срабатывает во время пере-
дачи последовательности коротких дисковых импульсов. Однако»
более длительное нажатие на восстановительный ключ вызывает
срабатывание реле В, которое, в свою очередь, вызывает действие
сбрасывающего магнита RLS и сброс переключателя. При этом
размыкающие контакты реле В разрывают цепь контактных щёток
во время вращения для предотвращения упомянутого выше раз-
рыва токов щётками, а также для предотвращения мгновенной
подачи питания в цепи,- не выбранные для контроля.
Системы дистанционного управления на переменном токе. Си-
стемы дистанционного управления на переменном токе являются
дальнейшим развитием более простых систем на постоянном токе,
описанных выше. В системах на переменном токе обычно исполь-
зуется тональный сигнал в виде импульсов или в виде непрерыв;-
Цепи управления, блокировки
и защиты оборудования передатчика
269
ных колебаний, который обе-
спечивает возможность воз-
действия на элементы управ-
ления передатчиком с отда-
лённого пункта.
На том конце линии ди-
станционного управления,
где находится передатчик,
тональный сигнал может
быть выпрямлен и использо-
ван для управления ступен-
чатым реле таким же спосо-
бом, как в системе на по-
стоянном токе.
Чтобы увеличить воз-
можности системы на пере-
менном токе, по одной и
той же паре проводов пе-
редаётся ряд низких час-
тот. Для разделения кана-
лов при поступлении сигна-
лов к передатчику исполь-
зуются избирательные
фильтры. Две системы это-
го типа показаны на
рис. 9.17 и 9.18. В системе
рис. 9.17 используются
фильтры с высокой избира-
тельностью, состоящее из
Рис. 9.17
270
Глава 9
индуктивностей и ёмкостей. Это требует применения усилителей
после фильтров, чтобы скомпенсировать потери в них. В схеме-
рис. 9.18 в качестве селективных элементов используются резонанс-
ные вибрационные реле. Якорь реле будет вибрировать только в том
случае, когда на него действует частота, равная его резонансной
частоте. Быстро вибрирующие контакты реле используются для уп-
равления вспомогательным реле, которое и осуществляет требуе-
мое управление цепью или переключение.
Рис. 9.18
9.8. Телеметрические измерения в передатчиках. По действую-
щим правилам для дистанционно управляемых передатчиков в.
пункте, откуда осуществляется управление передатчиком, долж-
ны измеряться анодное напряжение и анодный ток оконечного
каскада, а также ток в антенне. В системах дистанционного уп-
равления на постоянном токе можно измерять, как это показано
на рис. 9.19, постоянные напряжения, пропорциональные тем, ко-
торые нужно измерить. Калибровка системы производится изме-
рением известного напряжения, которое подключается к линии
при помощи ступенчатого переключателя. Этим предотвращаются
ошибки в показаниях прибора, связанные с изменениями сопро-
тивления линии между передатчиком и пунктом дистанционного
управления.
В системах дистанционного управления на переменном токе
может быть использована схема рис. 9.20. Постоянное напряже-
ние (ток), пропорциональное тому, которое нужно измерить, по-
даётся на телеметрический передатчик. Последний представляет
собой устройство, которое выдаёт переменное напряжение прямо-
угольной формы с частотой, пропорциональной уровню измеря-
емого напряжения или тока. Обычно на вход телеметрического
передатчика подаётся напряжение в пределах от 0 до 25 мв, а со-
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 271
ответствующая этим значениям частота следования импульсов-
изменяется в пределах от 15 до 35 гц. Несмотря на то, что в этом
Постоянное -'
напряжение,
пропорциональное
сигнале содержится необходимая информация об измеряемых ве-
личинах, столь низкая частота напряжения прямоугольной формы
неудобна для передачи через большинство систем связи и теле-
Дополнительные
каналы для управ-
ления и контроля
0,25мв 15-Збгц
лл
_____Телефон-
Генератор ная или Селек-
поднесу- радиоре- тивн.
щей г"'— **---------
Измерит,
постояв
тока.
лейная фильтр
линия
Приёмник Приёмник
поднесу- телеметричес-
кие и кого сигнала
телеме-
трич. i
перевит.
Пост, напряж.,
пропорц. изме-
ряем. величине
Пункт
U------расположения
’ передатчика
Рис. 9.20
Пункт дистан-
ционное о контро-
ля
272
Глава 9
фонных линий. Поэтому это напряжение обычно используется
для манипуляции генератора более высокой звуковой частоты, так
называемой телеметрической поднесущей, которая обычно прини-
мается равной 2—3 кгц. В пункте управления сигнал поступает
на приёмник поднесущей. С выхода этого приёмника сигнал с ча-
стотой от 15 до 35 гц подаётся на вход телеметрического приём-
ника, представляющего в принципе счётчик частоты, отклонения
прибора которого происходят в соответствии с входной частотой.
Имеется большое количество передающих телеметрических си-
стем, каждая из которых находит определённое применение. Од-
нако все они выполняют в общем те же функции, что и описанные
выше. В качестве примера можно привести систему, построенную
следующим образом. Частота генератора, составляющая примерно
30 кгц, управляется напряжением или током, пропорциональным
измеряемой величине. Этой частотой модулируется передатчик, ра-
ботающий в системе УКВ ЧМ вещания. Указанная выше поднесу-
щая частотой 30 кгц, выделяется специальным приёмником в пунк-
те, откуда осуществляется дистанционное управление. Величина де-
виации поднесущей пропорциональна измеренной на передатчике
величине.
Таким образом, в этой системе для передачи данных использу-
ется сам передатчик, поэтому не требуется специальной телефон-
ной линии для этой цели.
9.0. Автоматическая настройка передатчика. Автоматическая на-
стройка применяется в передатчиках, предназначенных либо для
работы в условиях, когда обслуживание ведётся неопытным пер-
соналом, либо, когда необходимо, обеспечить быстрый набор
большого числа рабочих каналов. Типичными примерами явля-
ются подвижные морские и самолётные передатчики. Системы
автоматической настройки можно разбить на две основные груп-
пы: 1) системы, в которых передатчик может работать в одном из
нескольких предварительно настроенных каналов; 2) системы, в
которых цепи настройки передатчиков управляются от датчика,
чувствительного к какому-нибудь параметру, связанному с на-
стройкой цепи при помощи сервомеханизма. Таким параметром
может быть частота передатчика, величина напряжения на зажи-
мах настраиваемой цепи, или степень согласования по радиоча-
стоте, определяемая настраиваемой цепью.
Автоматические системы такого типа весьма сложны и обычно
не применяются, за исключением случаев, когда это усложнение
вполне оправдано. В простейшей форме выбор канала может
быть осуществлён при помощи переключателя, который позволяет
непосредственно подключить заранее подобранные индуктивность
или ёмкость. Переключатель может управляться вручную опера-
тором или электрически при помощи специального прибора, на-
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 273
зываемого приводом дискретного управления. Существует более
сложное устройство, в котором настроечный элемент механически
устанавливается в заранее выбранное оператором положение.
ф 9.10. Назначение цепей защиты передатчика. Цепи защиты
служат для того, чтобы предотвращать повреждения вследствие
перегрузки или нарушений в работе отдельных устройств, входя-
щих в состав оборудования. Перегрузка может возникнуть из-за
повреждения лампы или других элементов передатчика, либо
явиться результатом неполадок в антенной системе, удара молнии
или пробоя в фидере. Таким образом, необходимо, чтобы имелись
цепи защиты, чувствительные к перегрузкам по переменному току,
постоянному току и току радиочастоты. Цепи защиты связаны
также с цепями управления передатчика для того, чтобы предот-
вратить повреждения других элементов оборудования, когда одна
из цепей обесточена цепью защиты. Например, если сработала
защита вследствие возникновения чрезмерного тока в анодной цепи
тетрода, должно немедленно отключаться питание экранирующей
сетки, чтобы предохранить эту сетку лампы от повреждения.
9.11. Принципы построения устройств защиты оборудования.
Основное назначение защитных цепей — предотвратить пожары
в оборудовании. Поэтому устройства защиты должны быть рас-
считаны так, чтобы при перегрузках температура любых частей обо-
рудования или монтажных соединений не достигала значений, при
которых возможно воспламенение.
В соответствии с этим требованием применяются различные
методы и устройства защиты оборудования. Сложность защитных
приспособлений во многом зависит от стоимости защищаемого
оборудования. Вряд ли для защиты лампы стоимостью в 2 руб.
следует применять автомат стоимостью в 25 руб. Если повреж-
дение, возникшее в лампе, не причиняет вреда другим элементам
схемы, то такие затраты, безусловно, не будут оправданными. По
этой причине лампы возбудителей и другие маломощные лампы
передатчиков не снабжаются какой-либо специальной защитой,
за исключением автомата, включённого в первичную цепь питания
каскада. Если в оконечном каскаде применяется дорогая лампа,
то полная защита против любой перегрузки, которая может повре-
дить лампу, вполне оправдана. В этом случае устройства защиты,
срабатывающие при перегрузках, включают последовательно с
каждым элементом лампы.
При рассмотрении устройств защиты важным является вопрос,
каков максимальный ток перегрузки, который может быть допущен
при коротком замыкании цепи, и смогут ли при таком токе пре-
дохранители или автоматические выключатели безопасно разры-
вать цепь. Величина этого тока во много раз превышает нормаль-
ный ток защищаемого устройства, и обычно задаётся в документа-
18—349
274
Глава 9
ции завода-изготовителя. В условиях короткого замыкания ток оп-
ределяется внутренним сопротивлением источников питания, со-
противлением линии передачи энергии, нагрузочными характери-
стиками промежуточных или распределительных трансформато-
ров и сопротивлением цепи, в которой произошло короткое замы-
кание. Если автоматический выключатель или предохранитель не
рассчитаны на размыкание такого тока, последний может проте-
кать через электрическую дугу между контактами после того, как
автомат или предохранитель сработают. Автомат может и не
разомкнуться. Для того чтобы в этом случае оборудование не за-
горелось, необходимо перед такими предохранителями или автома-
тами устанавливать автоматические выключатели или предохрани-
тели, рассчитанные на соответствующие токи короткого замыкания.
Скорость срабатывания устройств защиты. Важный показатель
устройств защиты — скорость их срабатывания. В цепях, элемен-
ты которых работают в режиме полного использования и не могут
выдерживать длительных перегрузок, скорость срабатывания за-
щиты должна быть достаточно высокой, чтобы предотвратить серь-
ёзные повреждения. Работа отдельных частей оборудования в ре-
жиме полного использования не свидетельствует о плохой кон-
струкции, а связана с тем, что во многих наиболее мощных цепях
передатчика выбор элементов очень ограничен. Это особенно вер-
но в отношении мощных ламп. Более того, в устройствах большой
мощности стоимость оборудования резко возрастает с возраста-
нием его номинальных данных. Таким образом, выбор с избытком
номинальных значений элементов оборудования является чрезвы-
чайно дорогостоящим методом обеспечения защиты. Более эконо-
мично обеспечить быстродействующую защиту, чем выбирать эле-
менты оборудования так, чтобы они выдерживали ожидаемые
токи перегрузки.
Чтобы предотвратить повреждения в цепях, где такая возмож-
ность потенциально существует, необходимо:
1) выявить ток, возникший вследствие перегрузки прежде, чем
он достигнет опасной величины;
2) отключить источник от цепи прежде, чем возникнут повреж-
дения.
Необходимая скорость выполнения этих операций будет из-
меняться в зависимости от конкретных условий применения. Мно-
гие элементы оборудования (такие, как электродвигатели и транс-
форматоры) имеют определённые значения пускового тока, кото-
рый является для них нормальным и допускается их конструк-
цией. Защита этих цепей должна быть построена так, чтобы с воз-
растанием тока перегрузки время отключения цепи уменьша-
лось бы. Такая характеристика защитного устройства допускает
наличие значительных пусковых токов, но в случае больших токов
перегрузки цепь очень быстро отключается от питающей линии.
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 275
находящиеся на некотором рас-
большое время
$
£
В состав защитных средств, обычно применяемых в передаю-
щих устройствах, входят предохранители и автоматические вы-
ключатели. В ряде цепей используются токочувствительные реле,
которые заставляют срабатывать
стоянии автоматические выклю-
чатели в цепях переменного тока
или вакуумные выключатели в
цепях постоянного тока. Все эти
устройства будут подробно рас-
смотрены в последующих раз-
делах.
9.12. Предохранители. Общие
соображения. Наиболее просты-
ми устройствами для размыкания
цепи, в которой произошла пере-
грузка, являются предохраните-
ли. Предохранители имеют самые разнообразные характеристики,
что позволяет удовлетворить требования по защите в самых разных
случаях. Большинство типов предохранителей можно разбить на
три основные группы: быстродействующие предохранители, предо-
хранители со средним временем срабатывания и, наконец, предо-
хранители замедленного действия. Перегрузочная способность пре-
дохранителей в зависимости от времени для указанных трёх групп
иллюстрируется рис. 9.21.
Быстродействующие предохранители. Этот тип предохраните-
лей используется преимущественно для защиты измерительных
приборов, а также германиевых и кремниевых выпрямителей. Они
имеются на столь малые токи как 0,002 а. Быстродействие этих
предохранителей обеспечивается небольшой термической массой
сгорающего элемента предохранителя.
Предохранители со средним временем срабатывания. Это на-
иболее распространённый тип предохранителя. 80% предохрани-
телей, используемых в электропромышленности, относятся к этой
группе. Они применяются для защиты первичной и вторичной
цепей трансформаторов и для защиты анодных цепей ламп. В этом
типе предохранителей применяется цинковый провод или лента.
Предохранители замедленного действия. Предохранители за-
медленного действия применяются в том случае, если оборудова-
ние обладает большими пусковыми токами (цепи питания элек-
тродвигателей, нитей накала ламп и др.). Такие предохранители
предпочитают, когда нормальный ток близок к току сгорания пре-
дохранителя и когда постоянные изменения в нагрузке приводят
к выходу из строя предохранителей более простых типов вслед-
ствие периодических механических усилий. Последние представ-
ляют собой периодическое сжатие и расширение элементов прё-
18*
276
Глава 9
дохранителя, происходящие в такт с изменениями тока нагрузки.
Они в конечном счёте приводят к порче предохранителя, даже
если в цепи и не было перегрузки.
Выбор номинального тока предохранителя. Предохранитель
обычно может работать при токе, на 10—15% превышающем но-
минальное значение. Такой предохранитель обычно рассчитыва-
ется на перегорание через 1 ч, если через него течёт ток, равный
135% номинального. Предохранитель, работающий при номиналь-
ном токе, сгорает через 1000—3000 ч. Для обеспечения наиболь-
шей длительности работы предохранителя лучше всего выбирать
его номинальный ток, равным наибольшему допустимому току в
цепи, при котором ещё обеспечивается требуемое защитное дей-
ствие предохранителя. Надёжная работа предохранителя,' устой-
чивость против механических циклических воздействий, а также
при перегрузках, связанных с включением, получается, если на-
грузка предохранителя составляет 254-50% его номинального
тока.
Так как предохранитель — это термическое устройство, его
номинальный ток зависит от температуры окружающего воздуха.
Номинальное значение тока предохранителя обычно устанавлива-
ется при температуре 20-4-25° С. При более высоких температурах
действительное значение номинального тока снижается. Наоборот,
при более низких окружающих температурах величина номиналь-
ного тока предохранителя увеличивается. В некоторых цепях ис-
пользуется это свойство предохранителя. Номинальные значения
токов электродвигателей и трансформаторов ограничиваются мак-
симальной температурой этих устройств. При более низких окру-
жающих температурах допустим больший рост температуры.
Поэтому защитные свойства предохранителя могут быть согласо-
ваны с рабочими характеристиками таких устройств.
9.13. Автоматические выключатели. Применяются два основных
типа устройств, служащие для воздействия на автоматические вы-
ключатели: тепловые и магнитные. В тепловых реле при избыточ-
ном выделении тепла изгибается биметаллическая пластина, ко-
торая приводит в действие механизм, вызывающий отключение
контактора. Поэтому при использовании тепловых реле действие
выключателей происходит относительно медленно. В противопо-
ложность этому устройства магнитного типа способны быстро ре-
агировать на перегрузки. Выключатели с магнитной защитой от-
ключают цепи, в которых произошла перегрузка, в очень, короткие
промежутки времени, порядка 10 мсек. Для работы в цепях с
большими пусковыми токами время отключения автоматов уве-
личивают. Характеристики некоторых типов выключателей с маг-
нитной защитой приведены на рис. 9.22.
В большинстве стандартных выключателей применяют как маг-
нитную, так и тепловую защиту. Тепловая защита действует при
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 277
небольших, но длительных перегрузках, тогда как магнитная обес-
печивает быстрое срабатывание при больших перегрузках.
Магнитная защита обычно устанавливается на ток в 5—15 раз
больший, чем номинальный ток выключателя. При перегрузках
меньшей величины действует тепловая защита.
9 .14. Применение автоматических выключателей. Гибкость в
использовании автоматических выключателей во многом опреде-
ляется возможностью разделить в схемах контакты и катушки
выключателей. Например, катушку можно включить так, чтобы
она реагировала на перегрузки по постоянному току, тогда как
контакты могут быть включены в цепь переменного тока выпря-
мителя, питающего цепь, где контролируется перегрузка. Ряд раз-
личных схем включения автоматических выключателей показан
на рис. 9.23. Во многих случаях с выключателями связывают вспо-
могательные контактные группы, которые используют для вклю-
чения и выключения ряда дополнительных цепей передатчика.
По мере роста мощности применение таких схем включения
становится затруднительным, так как для приведения в действие
автоматического выключателя может потребоваться значительная
доля полезной мощности, действующей в цепи. В этих случаях
выключатель удобно приводить в действие при помощи вспомога-
тельных устройств, которые строятся по двум различным прин-
ципам.
В первом случае устройство, отключающее автоматический вы-
ключатель, находится под напряжением, и достаточно мгновенного
снятия напряжения, чтобы автомат сработал и отключил цепь.
В такой схеме (рис. 9.24) включение в цепь отключающей катуш-
ки контактов реле, чувствительного к перегрузкам по постоянному
току и включённого в соответствующую цепь постоянного тока,
позволяет обеспечить быстрое срабатывание выключателя в слу-
278
Глава 9
перегрузки )
отключение
дистанционное
отключение или
предохранитель -
нал блокировка
Шунтовое
отключение
?) (Т~£
о-< дГ 1 Нагрузка
1 /Мп
Схема с [
регулировкой / ____-X —
точки отклю используется для регулиров-
чения к и точки размыкания автома-
тического выключателя
Напряжение
переменного
тока системы
управлениях
Рис. 9.23
Линия
~ Реле перегрузки
гв цепях постоян-
ного тока пере-
датчика
Катушка (Трансфор ма-
отключения тор вы ключ а-
автоматич теля)
выключателя
Рис. 9.24
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 279
чае, если произойдёт перегрузка и сработает это реле. Таким пу-
тём можно обеспечить, чтобы небольшой по величине ток, значе-
ние которого критично для работы устройства1), вызывал сраба-
тывание выключателя в цепи мощного выпрямителя, питающего
это устройство.
Во втором случае для срабатывания выключателя требуется
подать на устройство отключения специальное напряжение. Та-
кая система не обеспечивает необходимых условий безопасности
эксплуатации оборудования, так как в случае исчезновения этого
напряжения выключатель не сможет автоматически отключиться.
9.15. Устройства электронной защиты. В устройствах большой
мощности токи короткого замыкания могут достигать 2000 а. Что-
бы предотвратить выход из строя ламп или деталей оборудования,
необходимо обеспечить очень быстрое отключение токов такой
величины.
Применяют схемы электронной защиты, которые позволяют
обесточить источник питания за 1 мксек, т. е. примерно в 8000 раз
быстрее автоматических выключателей механического типа. Эф-
фективность электронной защиты и быстроту её действия можно
проиллюстрировать таким примером: на куске тонкой фольги,
включённом между клеммами выпрямителя на 7 кв, выжигается
лишь небольшой участок, в то время как в случае применения
обычных механических устройств защиты такой же кусок фольги
целиком испаряется.
Принципиальная схема электронной защиты показана на
рис. 9.25. Параллельно клеммам высоковольтного выпрямителя
автоматический
выключатель
Трансфор.
и
Разрядная
лампа
Рис. 9.25
9 Такое положение имеет место, например, при построении цепей защиты
клистрона, для которого весьма критична величина тока на корпус. Ред.
280
Глава 9
подключается тиратрон, который в нормальном состоянии схемы
ток не проводит. Однако в случае пробоя или перегрузки в лампе
напряжение, возникающее на специальном сопротивлении, вклю-
чённом в цепь тока, вызовет зажигание тиратрона. Газонапол-
ненные лампы при зажигании приобретают очень малое сопротив-
ление. Этим создаётся короткое замыкание на клеммах высоко-
вольтного выпрямителя, вследствие чего очень быстро разряжа-
ются конденсаторы фильтра. Одновременно срабатывает выклю-
чатель в цепи питания выпрямителя и отключает его от сети. На
практике используются различные схемы для получения напряже-
ния, которое управляет зажиганием тиратрона. В некоторых схе-
мах для этой цели используются токи, текущие в высоковольтной
цепи до тиратрона, чем обеспечивается защита не только ламп
усилителя, но и самого тиратрона. Чтобы изолировать сеточную
цепь тиратрона от высокого напряжения, применяют изолирующий
трансформатор. Неисправность или короткое замыкание в цепи
вызывают быстрое изменение тока. Это изменение тока создаёт на
трансформаторе импульс напряжения, который может быть исполь-
зован для зажигания тиратрона.
Если необходима быстрая реакция на перегрузку, трансфор-
матор должен быть тщательно сконструирован. Быстрое измене-
ние тока эквивалентно току довольно высокой частоты, который
должен быть передан через трансформатор.
Для зажигания тиратрона можно использовать разностное на-
пряжение, возникающее вследствие действия двух величин, изме-
няющихся в противоположные стороны. В случае возникновения
неисправности анодный ток возрастает, тогда как выходное на-
пряжение радиочастоты падает. Пропорциональные этим двум ве-
личинам напряжения подаются на дифференциальный усилитель,
выходное напряжение которого поступает на сетку тиратрона.
В некоторых схемах защиты используется также возможность
одновременно запереть выпрямитель, построенный на вентилях с
управляющей сеткой. Когда тиратрон зажигается, одновременно
запираются сетки ламп выпрямителя. Так как они при этом пре-
кращают проводить ток, выключатель разрывает небольшую мощ-
ность, что увеличивает срок его службы.
ф* 9.16. Защита от перегрузок по радиочастоте. Выход из строя
или нарушение в работе элементов высокочастотных цепей часто
приводит к выходу из строя ламп передатчика, питающих эти
цепи. К сожалению, многие неисправности такого типа не могут
быть обнаружены при помощи устройств, включённых в цепи по-
стоянного тока ламп и реагирующих на чрезмерное увеличение
этих токов. Например, в клистронных усилителях чрезмерное уве-
личение высокочастотного напряжения в резонаторе не может
быть обнаружено ни по каким показаниям приборов постоянного
тока или тока высокой частоты. Вместе с тем оно может вызвать
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 281
такое напряжение в промежутке между сетками, что произойдёт
пробой и разрушение керамической стенки клистрона. Чтобы пре-
дотвратить такие повреждения, используется схема защиты, пока-
занная на рис. 9.26. Небольшое напряжение высокой частоты,
Петля
связи
/Диодный
детектор
Q
Реле защи-
ты резона-
тора от
перенапряг
Объёмный
резонатор
Установка
точки
отключения
Я цепям
управления
передатчика
Рис. 9.26
пропорциональное напряжению в резонаторе, выпрямляется и по-
даётся на реле, которое срабатывает и выключает напряжение с
передатчика в случае, если высокочастотное напряжение в резо-
наторе становится слишком большим.
Аналогичные условия имеют место и в волноводной передаю-
щей линии. Если в волноводе произойдёт пробой, то дуга будет
распространяться в волноводной линии по направлению к оконеч-
ному усилительному каскаду. Эта дуга должна быть обнаружена
до того, как она достигнет стенок лампы, чтобы предотвратить её
повреждение. Обычно для обнаружения дуги применяется фото-
элемент, который «смотрит» в передающую линию (рис. 9.27). Вы-
к антенне
Выходной
резонатор
Окно из
кера -
мини.
Фотоэлемент,
"смотрящийив
волновод
К цепям
управления
передатчика
вакуумная
часть лампы
Рис. 9.27
ход этого фотоэлемента связан с реле, которое приводит в дей-
ствие цепи выключения передатчика в случае пробоя в волноводе.
Фидерные линии так же, как и лампы, питающие их, защи-
щают от перенапряжений, которые могут иметь место при возник-
282
Г л а в a 9
новении больших отражений, при помощи схемы, показанной на
рис. 9.28. Часть отражённой энергии ответвляется при помощи
направленного ответвителя (принцип действия которого обсужда-
бвч нагрузке
Выходная
ступень в ч
Зонд падаю-
щей волны
Зонд отражён-
ной волны
К цепям управ-
ления передат-
чиком
Микроамперметр,
откалиброванный. ,
в величинах выход'
ной мощности.
' набаты-
бает, когда отра -
жённая волна чрез-
мерно возрастает
Рис. 9.28
ется в гл. 11), детектируется и используется для питания реле,
включённого в систему блокировки передатчика.
9.17. Изображение схем управления, блокировки и защиты.
Полная схема управления и защиты передатчика часто получа-
ется весьма сложной и требуются специальные способы её изоб-
Реле
включения
Рис. 9.29
Цепи управления, блокировки и защиты оборудования передатчика 283
ражения, обеспечивающие наиболее ясное её представление
(рис. 9.29). В этой схеме цепи управления отделены от других
элементов передатчика, а контакты реле и выключателей — от уп-
равляющих ими катушек. Две параллельные линии изображают
цепь питания системы управления, блокировки и сигнализации пе-
редатчика. Все необходимые включения показаны как имеющие
место между этими двумя линиями. Принадлежность катушки и
контактов к одному и тому же устройству обозначается при по-
мощи букв или числового кода, либо соединением катушки и кон-
тактов пунктирной линией. Полностью выдержать такой принцип
изображения схем не всегда возможно, поэтому часто наблюда-
ются отклонения и модификации в изображении таких схем.
ЛИТЕРАТУРА
1. Холин А. Т. Автоматика и телеуправление на радиостанциях. Изд. «Связь»,
1964.
10
ОХЛАЖДЕНИЕ ОБОРУДОВАНИЯ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
«ф* 10.1. Охлаждение оборудования. Общие соображения. Задача
охлаждения радиопередающих устройств усложняется по мере
роста мощности и уменьшения размеров оборудования. Обычно в
передатчиках от 20 до 80% подводимой мощности рассеивается
в виде тепла в лампах и других элементах оборудования, темпе-
ратура которых не должна превышать определённых пределов,
чтобы обеспечивался нормальный срок их службы. Так как к
оконечным усилительным каскадам подводится наибольшая мощ-
ность, то ими выделяется наибольшее количество тепла. Поэтому
основной задачей является охлаждение в передатчиках наиболее
мощных ламп.
Отвод тепла осуществляется тремя способами: обычная кон-
векция воздуха, принудительное воздушное охлаждение, водяное
охлаждение.
10.2. Принудительное воздушное охлаждение ламп. Для ламп с
принудительным воздушным охлаждением величина воздушного,
потока, необходимого для поддержания температуры анода в до-
пустимых пределах, приводится в паспорте лампы. В паспорте
приводится также величина давления на входе радиатора, необ-
ходимая для обеспечения требуемого воздушного потока. Давле-
ние выражается в миллиметрах водяного столба. Это наиболее
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств 285
удобная единица для выражения и измерения воздушного давле-
ния в рассматриваемых устройствах.
Система воздушного охлаждения. Типичная система воздуш-
ного охлаждения мощной лампы показана на рис. 10.1 1).
Такая система похожа по существу на последовательную элек-
трическую цепь. Потеря давления в каждом изгибе, втулке, филь-
тре воздушной системы аналогична падению напряжения на каж-
дом участке цепи. Сумма всех потерь давления должна равняться
давлению, развиваемому вентилятором, подобно тому, как в по-
следовательной электрической цепи суммарное падение напряже-
ния равно напряжению генератора или батареи.
Однако имеется одно весьма существенное отличие воздушной
системы от её электрического аналога. Падение давления на каж-
дом элементе воздушной системы при изменении величины воз-
душного потока меняется нелинейно, а пропорционально квадрату
величины воздушного потока. Например, если требуется удвоить
!) В отечественной практике в системах охлаждения принято противополож-
ное направление. Ред.
286
Глава 10
величину воздушного потока, то необходимо примерно в четыре
раза увеличить давление. Падение давления, вызываемое каждым
элементом воздушной системы для каждого значения воздушного^
потока в случае стандартных изгибов, втулок и т. д., определяется
по справочникам. Характеристики нестандартных элементов сооб-
щаются заводом-изготовителем.
Чтобы выбрать вентилятор, необходимо прежде всего опреде-
лить полное падение давления в воздушной системе при заданной,
величине воздушного потока. Вентилятор должен обеспечить это
давление. Выбор вентилятора производится по характеристикам и
данным вентиляторов, которые приводятся в каталогах. Иногда
расчёты усложняются тем, что диаметр радиатора лампы не сов-
падает с диаметром выходной трубы вентилятора. Это изменение
в поперечном сечении трубы, соединяющей лампу и вентилятор,
приводит к дополнительному падению давления, которое должно'
быть учтено при расчёте, т. е. прибавлено к уже имеющейся сум-
ме падений давления.
Падение давления, связанное с изменением поперечного сече-
ния воздуховода, может быть разделено для облегчения расчёта
на две составляющие: вызванную изменением скорости воздуха
и обусловленную воздушным трением.
Падение давления, связанное с изменением скорости, положи-
тельно в сужающейся части воздуховода и отрицательно в рас-
ширяющейся. Величина его выражается равенством:
Рг,= 17,1 (V2 — ^)-1(Г6, (10.1)-
где Pv — падение давления в воздуховоде, вызванное изменением
скорости воздуха, мм вод. ст.-,
Vi — скорость воздуха в начале участка с переменным сече-
нием, м/мин-,
v2 — скорость воздуха на выходе участка, м]мин.
Эти скорости могут быть вычислены из соотношения:
У = -у, (Ю.2)'
где v — скорость воздуха в воздуховоде, м!мин;
Qi — воздушный поток, м?1мин;
А —площадь сечения в месте измерения, м2.
Падением давления, связанным с трением, можно пренебречь,
если изменение поперечного сечения происходит на длине, более
чем в 6 раз превосходящей наибольший диаметр воздуховода.
Если же изменение поперечного сечения происходит резко, на.
длине меньшей одного диаметра, то потери на трение должны быть
добавлены к общим потерям в воздуховоде. Эти потери положи-
тельны как для сужающегося, так и для расширяющегося участка..
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств 287
>
Расширение поперечного сечения воздуховода в направлении дви-
жения воздушного потока требует увеличения давления, разви-
ваемого вентилятором на величину, равную
Pfl = (V1_u2)2-1,71 • IO"6, (10.3)
где Pfl — падение давления из-за трения в расширяющемся воз-
духоводе, мм вод. ст.
Остальные величины те же, что и в ур-нии (10.1). Сужение
воздуховода требует увеличения давления на величину
Р/2 = к^2-17,1-10-6, (10.4)
где Р/2 — падение давления из-за трения в сужающемся возду-
ховоде;
кс — коэффициент, зависящий от степени сужения, опреде-
ляемый по кривой рис. 10.2;
с<2 — скорость воздуха после участка с переменным сече-
нием, м/мин.
Если изменение поперечного
сечения воздуховода происходит
на длине от одного до шести диа-
метров воздуховода, то величину
падения давления можно полу-
чить из ур-ний (10.1) (10.4).
После того как падения дав-
лений и величина воздушного по-
тока установлены, можно постро-
ить характеристику системы на
графике, где нанесена характери-
стика вентилятора. Характеристи-
ки вентиляторов приводятся в ка-
талогах и представляют собой
графическую зависимость величи-
ны давления на выходе вентиля-
Соотношение поперечных сечении.
Рис. 10.2
тора от величины воздушного по-
тока в м^/мин. Характеристика системы может быть определена
следующей функциональной зависимостью:

(10.5)
где (Лу)* — неизвестное статическое давление, необходимое для
системы, мм вод. ст.;
Ps — известное статическое давление, необходимое для си-
стемы, мм вод ст.;
Qx — неизвестная величина воздушного потока, мг1мин;
Q—известная величина воздушного потока, м?1мин.
288
Глава 10
Типичные характеристики вентилятора и воздушной системы
наказаны на рис. 10.3. Точка пересечения характеристики системы
с характеристикой вентилятора определяет давление и величину
Рис. 10.3
для рассматриваемой системы. Затем следует проверить его со-
ответствие исходным для рассматриваемой системы данным, что-
бы убедиться, что он подходит по давлению и величине воздуш-
ного потока.
Давление и величина воздушного потока выбранного вентиля-
тора должны превышать минимально необходимые, так как воз-
можно загрязнение фильтров, частичное засорение радиатора лам-
пы, утечка в воздушной системе и т. д.
Работа вентиляторов на больших высотах. Обычно данные,
относящиеся к лампе, приводятся в каталогах при плотности
воздуха на уровне моря. Чтобы получить такое же охлаждение при
различных высотах, необходимо сохранить неизменным вес воз-
духа, который ежеминутно прогоняется через радиатор лампы. По
мере увеличения высоты плотность воздуха уменьшается, т. е.
уменьшается вес 1 м3 воздуха. Это означает, что при работе на
больших высотах необходимо увеличить количество воздуха, что-
бы охлаждение было таким же, как и на уровне моря.
Плотность воздуха на больших высотах определяется из гра-
фика рис. 10.4. Требование к вентилятору можно выразить следую-
щими уравнениями:
Q2= (10.6)
где Q2 — поток воздуха на большей высоте, м3!мин;
Qi — воздушный поток на уровне моря, м3!мин;
D2 — плотность воздуха на больших высотах, г)см3\
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств 289
(РД = 1-29(^)1.1 (Г3, (10.7)
^2
где (Р5)2 — давление на большой высоте, мм вод. ст.;
(Ps)i — давление на уровне моря, мм вод. ст.;
D2—плотность воздуха на большой высоте, г/см3.
высота , м
Рис. 10.4
Эти формулы определяют давление и производительность в
кубических метрах в минуту, необходимые на больших высотах.
Однако, чтобы выбрать вентилятор, необходимо определить его
производительность на уровне моря, так как именно для этих
условий задаются номинальные данные вентилятора. Вентилятор
можно рассматривать как устройство с постоянной производитель-
ностью, одинаковой на больших высотах и на уровне моря. Необ-
ходимое давление на выходе вентилятора на уровне моря может
быть определено из (соотношения
(Р); = (Ю.8)
S’1 (Q,)2 V ’
где (Ps)\ — давление на выходе вентилятора с производитель-
ностью 0,2 на уровне моря, мм вод. ст.;
19—349
290
Глава 10
Qi — воздушный поток, необходимый для лампы на уров-
не моря, м3/мин;
Q2 —воздушный поток на большой высоте, м31мин, вычис-
ленный из ур-ния (10.6);
( Р5)х — исходное давление на выходе вентилятора на уровне
моря, мм вод. ст.
Работа вентилятора в условиях высоких температур. Пробле-
ма, подобная рассмотренной выше, возникает, когда лампы с
охлаждением работают при окружающих температурах, выше нор-
мальных. Нормальной является окружающая температура, при
которой заводом-изготовителем ламп определены номинальные
значения давления воздуха и его температуры для данной лампы.
Зависимость плотности воздуха от температуры дана на
рис. 10.4. Определение данных вентилятора производится анало-
гично случаю работы вентилятора на больших высотах.
Температура воздуха на выходе системы. Определить темпера-
туру воздуха на выходе системы необходимо для того, чтобы уста-
новить, правильно ли выбраны элементы оборудования, работаю-
щие при этой температуре. Температура на выходе системы может
быть рассчитана по формуле
То = (Ti + ^73) Ра • 1,73-10-4 + Т1г
(Ю.9)
где TQ — выходная температура, °C;
Тt — температура входящего воздуха, °C;
Ра — мощность рассеивания, вт\
Q —воздушный поток, м?1мин.
Из этого уравнения можно найти мощность Ра, рассеиваемую
на аноде при известных других данных, и таким путём определить
выходную мощность усилителя.
Измерение давления воздуха. Давление воздуха в системах с
воздушным охлаждением определяется в миллиметрах водяного
столба. Эти измерения легко производятся в любой воздушной си-
стеме при помощи манометра. Простой манометр, выполненный
из стеклянной трубки или трубки из пластика, показан на
рис. 10.5. Открытый конец находится под атмосферным давлением.
Противоположный конец присоединён к воздушной системе при
помощи трубки из пластика или резины. Совершенно необходимо,
чтобы это соединение не пропускало воздух, иначе могут возник-
нуть ошибки в измерении. Связь с воздушной системой осуществля-
ется через отверстие в воздуховоде. Оно должно быть, по крайней
мере, на 7—10 см удалено от участков воздуховода с переменным
сечением и от других неоднородностей в воздуховоде.
Измерение скорости воздуха. Для измерения скорости воздуха
в воздушных системах применяются специальные измерители ско-
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств
291
рости. Два типа измерителей, обычно используемых на практике,
показаны на рис. 10.6 и 10.7. Измеритель механического типа
(рис. 10.6) работает следующим образом. Часть воздуха поступает
через резиновую трубку, расположенную в воздушном потоке, и
Зтот конец
открыт для
[атмосферного
' давления
Стеклян -
ная или из
прозрачного
пластика
трубка диа-
метром при-
мерно
3/4 дюйма
Рис. 10.5
к
воздухо-
воду
Ответвление от Отклонение
воздушного потока. лопасти пропор-
ционально скоро-
сти воздцха
Рис. 10.6
которой присоединён указатель. Вёли-
по отградуированной
проходит мимо лопасти, к
чина отклонения указателя, отсчитываемая
шкале, укажет скорость воздуха в метрах в минуту. Во втором
типе измерителя (рис. 10.7) исполь-
' зуется мостовая схема, в одно плечо
которой включён самонагревающий-
ся термисторный элемент. Если тер-
мистор поместить в воздушный по-
ток, сопротивление его будет изме-
няться из-за охлаждающего дейст-
вия потока. Это приведёт к разба-
лансировке моста, степень которой
зависит от скорости воздуха. При-
бор, включённый в диагональ моста
и отградуированный в метрах в ми-
нуту укажет величину скорости. Рис 107
Защита воздушных систем. Воз-
душный поток можно контроли-
ровать, а также осуществить соответствующую блокировку,
связанную с общими цепями блокировки передатчика, чтобы пре-
дотвратить возможность длительной работы передатчика в случае
выхода из строя воздушной системы. Обычно для этой цели приме-
292
Глава 10
няются аэроконтакты, которые реагируют на величину давления
или скорости воздуха.
В аэроконтакте, реагирующем на величину давления, исполь-
зуется поршень или диафрагма, которые воздействуют непосред-
ственно на контакт. В аэроконтакте, реагирующем на скорость,
используется лопасть. Размеры лопасти определяют номинальные
данные аэроконтакта.
Аэроконтакт, реагирующий на давление, помещается в воздуш-
ной системе между выходом вентилятора и лампой, так как в этой
области давление достаточно велико, чтобы управлять работой
аэроконтакта. При применении этого типа аэроконтакта необхо-
димо предусмотреть меры предосторожности, чтобы в случае по-
вреждения воздуховода падение давления было достаточным для
срабатывания аэроконтакта до выхода из строя лампы.
Аэроконтакт, реагирующий на скорость воздуха, предпочти-
тельно располагать на выходе лампы, что обеспечивает его сра-
батывание в случае уменьшения по какой-нибудь причине потока
воздуха через лампу. Во многих случаях такой тип аэроконтакта
может использоваться для измерения давления в воздушной си-
стеме, если его поместить снаружи воздуховода над небольшим
отверстием в стенке последнего. Скорость воздуха, проходящего
через отверстие, пропорциональна давлению воздуха в воздухо-
воде.
10.3. Охлаждение ламп жидкостями. Для усилительных ламп с
мощностью рассеяния на аноде порядка 25 кет и выше наиболее
удовлетворительным методом охлаждения анода лампы является
применение циркулирующей жидкости.
Типичная система охлаждения при помощи циркулирующей
жидкости схематически показана на рис. 10.8.
Тепло-
обменник
Манометр
Направления И ™
движения посла- у сил и -
вентиль
керамические,рыипиш*
и или из пластика тру-
бы, изолирующие, от
высокого напряжения
.вцепи вы-
сокого на-
пряжения
Блокировочный
контакт
скорости
движения
жидкости
Измеритель
к цепа
защиты
Измерение
температуры
Рис. 10.8
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств
293
В качестве жидкости обычно применяют дистиллированную
воду. Дистиллированная вода, кроме того, что она экономически
выгодна, является также изолятором. Это особенно важно в си-
стемах, где жидкость имеет контакт с анодом лампы, нахо-
дящимся под высоким напряжением. В устройствах, предназна-
ченных для работы в чрезвычайно холодном климате, использу-
ются другие охлаждающие жидкости. Когда охлаждающая
жидкость не обязательно должна быть изолятором, применяется
раствор из этиленгликоля и воды. Иногда для охлаждения в ус-
ловиях низких температур при-
меняются и другие специаль-
ные жидкости.
В случаях, когда удельная
теплоёмкость жидкости невели-
ка, требуются большие скоро-
сти потоков жидкостей и более
высокие давления в системе.
Теплообменник в системе с
охлаждением жидкостью слу-
жит для передачи тепла от на-
гретой жидкости другой жид-
кости или воздуху. Бели тепло
передаётся воздуху, то такой
теплообменник называется во-
до-воздушным (рис. 10.9). Ес-
ли же тепло передаётся другой
жидкости, то теплообменник
Радиатор
охлаждающей
жидкости
Рис. 10.9
называется водо-водяным (рис. 10.10). Насос для обоих типов теп-
лообменников должен обеспечить необходимую скорость потока
охлаждающей жидкости. Поэтому он должен развивать определён-
ное давление, достаточное для компенсации всех падений давления
в системе. Падение давления для трубопроводов и типовой арма-
туры при требуемой скорости потока жидкости можно определить
из каталогов. В заводской документации всегда имеются необхо-
димые данные, по которым можно установить падение давления в
измерителях количества воды, изолирующих катушках, вентилях и
лампах.
Кроме того, к воздушной системе водо-воздушного теплообмен-
ника применимы те же соображения, которые учитывались при
рассмотрении системы непосредственного воздушного охлаж-
дения.
Уход за системами с охлаждением жидкостью. Системы с ох-
лаждением жидкостью обычно требуют большего ухода, чем экви-
валентные системы воздушного охлаждения. Это связано, с одной
стороны, с тем, что в систему вводятся дополнительные механи-
ческие устройства, с другой стороны, с явлением коррозии, а так-
294
Глава 10
же в связи с электролизом, вследствие того что различные части
системы находятся под разным напряжением. Кроме того, необхо-
димы меры по уменьшению образования накипи, чтобы обеспечить
соответствующие условия для передачи тепла лампой охлаждаю-
щей жидкости.
Разрушительное действие коррозии и накипи может быть
уменьшено, если в качестве охлаждающей жидкости применять
Теплообменник 8 системе
Рис. 10.10
дистиллированную или деионизированную воду. Вода, исполь-
зуемая для охлаждения, должна иметь минимальное начальное
сопротивление 100 000 ом1см?. Когда сопротивление воды падает
до 20 000 omIcm?, её следует заменить. Сопротивление можно вы-
числить, зная ток утечки, напряжение на участке охлаждающей
системы (через которую имеет место утечка), общую площадь
поперечного сечения трубопроводов к лампе и протяжённость
участка, на котором имеет место утечка. Площадь поперечного се-
чения при этом расчёте—это сумма поперечных сечений входного и
выходного трубопроводов лампы. Электрически сопротивления
утечки охлаждающей жидкости в этих двух трубопроводах дейст-
вуют параллельно.
В охлаждающих системах, использующих раствор из этилен-
гликоля и воды против коррозии и ржавчины, рекомендуется при-
менять ингибитор. Этот тип охлаждающей жидкости является хо-
рошим проводником и применяется в системах, в которых анод
Охлаждение оборудования радиопередающих устройств 295
имеет потенциал, близкий к потенциалу земли. Это обычно имеет
место в усилителях мощности на клистронах.
Удаление окалины. Для того чтобы удалить окалину, образую-
щуюся на поверхности анода, не рекомендуется вынимать лампу.
Излишние сотрясения лампы могут привести к разрушению нити
накала, которая становится хрупкой в процессе эксплуатации, и
к выходу из строя лампы.
Удалить окалину можно, добавив в охлаждающую жидкость
фосфат натрия. Жидкость с такой добавкой должна циркулиро-
вать в системе приблизительно 1 ч при температуре воды около
60°С. После этого систему следует опорожнить, затем промыть
очищающим раствором, в качестве которого может быть приме-
нено любое домашнее очищающее средство. Затем снова нужно
опорожнить систему, после чего промыть её водой. Вода может
поступать в систему непрерывно при открытом спускном вентиле.
Желательно далее промыть систему дистиллированной водой, пос-
ле чего она может снова быть наполнена для работы. На время
такой чистки системы все фильтры следует удалить, чтобы они
не забились грязью и окалиной.
Окалина на анодах ламп с внешним анодом со съёмными во-
дяными кожухами может быть удалена, если снять внешний ко-
жух и очистить поверхность анода 20-процентным раствором со-
ляной кислоты.
Защита в системах с водяным охлаждением. Для того чтобы
защитить лампу при выходе из строя или неисправности системы
охлаждения, необходимо обеспечить блокировку, связанную с це-
пями управления передатчиком.
В качестве блокировочных элементов могут применяться уст-
ройства, реагирующие на температуру и величину потока охлаж-
дающей жидкости на выходе ламп. В случаях, когда температура
охлаждающей жидкости превышает определённое значение или
поток жидкости становится меньше некоторой минимально необ-
ходимой для безопасной работы величины, контакты этих уст-
ройств должны снимать напряжение с лампы.
Кроме того, давление охлаждающей жидкости на аноде не
должно превышать значения, рекомендованного заводом-изгото-
вителем. В случае закупорки давление на аноде может превысить
максимально допустимую величину, рекомендуемую для дан-
ной лампы. Чтобы этого не произошло, на входной трубе может
устанавливаться защитный клапан, который должен помещаться
как можно ближе к лампе.
10.4. Измерение температуры лампы. Основной целью охлажде-
ния любого вида является ограничение температуры баллона и
изолирующих прокладок до определённой заданной величины.
Судить об эффективности любой системы охлаждения, воздушной
296
Глава 10
или жидкостной, можно, если измерить указанные температуры и
сравнить их с максимально допустимыми для данной лампы.
Для измерения удобно применять чувствительные к температу-
ре краски, которые плавятся при определённой температуре. Ис-
пользуя набор таких красок, каждая из которых имеет свою тем-
пературу плавления, можно достаточно точно измерить темпера-
туру баллона и изолирующих прокладок.
10.5. Общее охлаждение шкафа. Трансформаторы, выпрями-
тели, сопротивления и сами вентиляторы также выделяют неко-
торое количество тепла. Если это тепло не удалить из шкафов,
то температура может оказаться выше допустимой для этих эле-
ментов. Поток воздуха, необходимый для отвода этого тепла и
поддержания безопасной для аппаратуры температуры, определя-
ется уравнением1
Qa =—-—, (Ю.Ю)
а 21,5ДТ v
где Qa — воздушный поток, м?!мин;
W—мощность, рассеиваемая в виде тепла, вт;
ДТ— повышение температуры воздуха, °C.
Уравнение (10.10) означает, что один ватт мощности, рассеян-
ной в виде тепла, вызовет повышение температуры на —— °C, если
скорость воздушного потока достигает 1 м?1мин.
Следовательно, если максимальное или заданное повышение
температуры передатчика известно и известно количество рассеи-
ваемого аппаратурой тепла в шкафу, можно определить необходи-
мое количество воздуха для поддержания этой температуры.
Обычно охлаждение шкафа осуществляется при помощи осе-
вого вентилятора, который нагнетает очищенный воздух, в шкаф,
а не отсасывает. При этом в шкафу получается некоторое неболь-
шое избыточное давление, которое предотвращает всасывание не-
отфильтрованного воздуха через отверстия и щели шкафа.
11
СПЕЦИАЛЬНЫЕ
ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ
УСТРОЙСТВА ПЕРЕДАТЧИКОВ
11.1. Введение. Кроме наиболее часто используемых устройств в>
передатчиках, принцип действия и выполняемые функции которых
достаточно ясны, существует большая группа высокочастотных
элементов, принцип действия и применение которых не столь оче-
видны. В данной главе рассматривается назначение высокочастот-
ных элементов и процессы, происходящие в них.
«ф* 11.2. Направленные ответвители. Направленный ответвитель —
это устройство для отбора части высокочастотной энергии падаю-
щей или отражённой волны из передающей линии. Режим работы
любой передающей линии характеризуется величиной падающей и
отражённой волн. Падающая волна распространяется от высоко-
частотного генератора к нагрузке. Отражённая волна появляется
при рассогласовании, т. е. если передающая линия нагружена на
сопротивление, не равное волновому. В результате сложения па-
дающей и отражённой волн в линии появляются стоячие волны
напряжения и тока.
Связь между напряжениями падающей и отражённой волн, по-
лученными на выходе направленного ответвителя, и коэффициен-
том стоячей волны в линии выражается следующим уравнением:
298
Глава 11
КСВ
(11.1)
1 — р
где ксв — коэффициент стоячей волны;
р — коэффициент отражения или отношение амплитуды от-
ражённого к амплитуде подающего сигнала.
Направленные ответвители широко применяются (вместе с
вспомогательным прибором и детектором) для определения ксв
волны в передающей линии между каскадами в передатчике или
между передатчиком и антенной. Метод измерения ксв направлен-
ным ответвителем показан на рис. 11.1. Уровень сигнала, подавае-
Пройник, реагирующий
на отражённую волну
реагирующий
на падающую
волну
Потенциометр
длярегулировки^
уровня сигнала.,
поступающего
на прибор
Рис. 11.1
Коаксиальный
переклю чатель
у— Прибор, проградуи-
р рованный о еди-
ницах все
мый на индикаторный прибор в положении переключателя «па-
дающая волна», подбирается так, чтобы получить отклонение на
всю шкалу. Когда переключатель находится в положении «отра-
жённая волна» прибор покажет прямо ксв в передающей линии,
если его шкала специально проградуирована в единицах ксв.
Энергия отражённой волны с выхода направленного ответвите-
ля часто используется для включения специального реле в схеме
защиты передатчика, если отражённая мощность превышает за-
ранее установленный уровень. Слишком большой отражённый сиг-
нал появляется при значительном рассогласовании, что может при-
вести к аварии в передатчике. Описание такой схемы защиты при-
ведено в п. 9.16.
Напряжение падающей волны от направленного ответвителя
можно также использовать для контроля мощности передатчика.
Пренебрежение энергией отражённой волны вносит ошибку, ко-
торая становится существенной только при значительных отраже-
ниях. Например, если ксв = 2, то ошибка при отсчёте мощности по
индикатору падающей волны на выходе направленного ответвите-
ля будет 10%.
Много интересных схем направленных ответвителей было со-
здано с момента их появления в начале 40-х годов. Однако ниже
рассмотрены только схемы, наиболее часто применяемые в пере-
датчиках.
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
299
Направленный ответвитель на сопротивлениях. Типичный на-
правленный ответвитель на сопротивлениях показан на рис. 11.2,
а его упрощённая схема — на рис. 11.3. Как видно из рис. 11.3,
это мостовая схема, которая должна быть сбалансирована в режи-
ме бегущей волны. Любое изменение величины нагрузочного со-
противления Z вызовет нарушение баланса и отклонение стрелки
вольтметра, включённого в диагональ моста.
Рис. 11.3
Рассмотрим более подробно режим работы данного направ-
ленного ответвителя. Напряжение и ток в произвольном сечении
линии передачи можно записать в виде:
Е = К1Епаэ + (1К 2)
М/о
где Е — напряжение в произвольной точке линии;
Епад —амплитуда падающей волны;
Еатр —амплитуда отражённой волны;
300
Глава 11
Ki и к2— коэффициенты, определяющие фазу соответствую-
щей волны;
/ — ток в произвольной точке линии;
1^о — волновое сопротивление линии.
Напряжение на ёмкости С2 равно
Ес = Е = ^Епад + к2Еотр\ (11.4)
С<2 С<2
где Ci и С2— ёмкости, показанные на рис. 11.3.
Падение напряжения на сопротивлении 7?i (1 ом на схеме
рис. 11.2), вызванное током в линии, равно
Er = RiI = ^ <ЪЕпад - к2Еотр). (И.5)
IV о
Если полярность генератора такая, как показано на упрощён-
ной схеме рис. 11.3, то вольтметр покажет разность между напря-
жениями, полученными из ур-ний (11.4) и (11.5), т. е.
V1=2-^Eomp^ (11.6)
w о
где Vi — показания вольтметра V на рис. 11.3. Следовательно, по-
казания вольтметра пропорциональны величине напряжения от-
ражённой волны, которое равно точно нулю, когда линия нагру-
жена на сопротивление, равное волновому.
Если вход направленного ответвителя подключить к нагрузке,
а выход — к генератору, т. е. поменять местами генератор и на-
грузку в схеме рис. 11.2, то направление тока через сопротивление 7??
изменится на противоположное. Это приведёт к изменению знаков
в ур-нии (11.5) и после вычитания (11.5) из (11.4) получаем
V2 = 2-^Eomp, (11.7)
где V2— показания вольтметра V на рис. 11.3. Ясно, что в этом
случае вольтметр будет реагировать только на падающую волну.
Направленный ответвитель петлевого типа. Поперечное сече-
ние направленного ответвителя петлевого типа показано на
рис. 11.4. Между петлей связи и центральным проводником линии
существует ёмкостная и индуктивная связи. Для волны, бегущей
слева направо, ток в петле, обусловленный ёмкостной связью,
имеет направление, показанное на рис. 11.5а. Для той же волны
ток, обусловленный индуктивной связью, будет протекать в на-
9 Это соотношение верно, если мост в режиме бегущей волны сбалансиро-
С1 Ri D л
ван, т. е. — = —-. Ред.
С2 №0
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
301
Коаксиальный
разъём
Петля
Внешний
Сопротивление1ПнРо°а°сиаль -
____________j ной линии
X }
Емкость связи между
петлей и внутренним
__________проводником______/
внутренний
проводник
Рис. 11.4
правлении, показанном на рис. 11.56. Как видно, токи суммируют-
ся на выходе петли связи и вычитаются в нагрузочном сопротив-
лении петли.
Направле-
ние распро-
странения^
волны
Ток в петле под влиянием
ёмкостной связи
$ Направление г
Ток в петле под влиянием
индуктивной связи
Рис. 11.5
Напряжение на выходе петли связи пропорционально падаю-
щей или отражённой волне в зависимости от её ориентации. Если
302
Глава 11
напряжение на выходе направленного ответвителя пропорциональ-
но амплитуде падающей волны, то после поворота петли связи на
180°, это напряжение будет пропорционально уже амплитуде от-
ражённой волны. Многие направленные ответвители выполнены
так, что позволяют с одной петлей связи выделить и падающую и
отражённую волны при одинаковой связи в обоих случаях.
Обычно ёмкостный и индуктивный токи в петле связи направ-
ленного ответвителя делают равными, выбирая определённым об-
разом конфигурацию петли.
Если линия идеально согласо-
вана, то отражённая волна от-
сутствует, и ток в нагрузочном
сопротивлении петли равен ну-
лю. При рассогласовании в ли-
нии проявляется отражённая
волна, бегущая справа налево,
и в сопротивлении нагрузки
петли возникает ток. Поэтому
сопротивление нагрузки петли
сопротивлению наг-
рузки,равному Wo линии
Рис. 11.6
должно рассеивать мощность, которая зависит от величины связи
между петлей и линией и от уровня передаваемой мощности. На-
пример, если по линии передаётся мощность 1000 вт и связь петли
с линией равна 30 дб, то мощность, рассеиваемая в этом сопротив-
лении, будет 1 вт.
При больших уровнях мощности размеры сопротивления ста-
новятся значительными и разместить его внутри передающей ли-
нии трудно. В этих случаях петлю можно выполнить, как показа-
но на рис. 11.6. Такая конструкция позволяет использовать одну
петлю связи для измерения падающей и отражённой волн простым
переключением нагрузки с одного выхода направленного ответви-
теля на другой, например при помощи коаксиального переключа-
теля. Когда ксв в линии мал, то сигнал на выходе петли связи
при измерении отражённой волны оказывается недостаточным.
Увеличение связи нежелательно, так как при измерении падающей
волны сигнал окажется слишком большим. Поэтому удобно при-
менять отдельные петли связи для падающей и отражённой волн,
подбирая для каждой петли требуемую связь. Это существенно
упрощает измерения.
Направленный ответвитель с одним отверстием. В этом типе
направленного ответвителя для того, чтобы получить необходи-
мые электрическую и магнитную связи, используют одно отверстие
во внешнем проводнике коаксиальной линии или волновода. Прин-
цип действия направленного ответвителя данного типа, схема ко-
торого показана на рис. 11.7, во многом аналогичен принципу
действия направленного ответвителя с петлей связи, рассмотрен-
ного выше. На рис. 11.8 показано, как через отверстие осущест-
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
30&
вляются электрическая и магнитная связи. Величина электриче-
ской связи подбирается изменением длины отверстия вдоль оси
линии передачи, а величина магнитной — изменением ширины от-
верстия в направлении, перпендикулярном внутреннему провод-
нику линии. Так же, как и в направленном ответвителе с петлей
Рис. 11.7
связи, направленность достигается при магнитной связи, равной
электрической. В этом типе направленного ответвителя вторичная
линия, показанная на рис. 11.7, должна быть нагружена на со-
противление, равное волновому.
Если отверстие связи круглое, то можно подобрать магнитную
и электрическую связи между первичной и вторичной линиями,
Основная коаксиаль-
ная линия
Рис. 11.8
Вторичная
линия
Магнитное
поле
Магнитная
связь
Основная коаксиаль-
ная линия
изменяя угол между осями этих линий. Подключая нагрузку к од-
ному или другому концу вторичной коаксиальной линии, можно
измерить относительные амплитуды падающей и отражённой волн.
Направленный ответвитель с двумя элементами связи. Направ-
ленные ответвители с двумя элементами связи, расположенными
через нечётное число четвертей длин волн на рабочей частоте,
применяются в коаксиальных и волноводных линиях передачи.
304
•Глава 11
Связь должна быть электрическая или магнитная для обоих эле-
ментов. В качестве элементов можно использовать петли связи
(магнитная связь), ёмкостные штыри (электрическая связь) или
специально подобранные отверстия, которые обеспечивают только
или электрическую, или магнитную связь.
Схематически 2-элементный направленный ответвитель показан
на рис. 11.9, а его эквивалентная схема — на рис. 11.10. Волна,
бегущая в первичной линии вдоль указанного направления через
элементы связи А и В, возбудит волны во вторичной линии. Так
как волны, проходящие путь ACD и ABD пройдут одинаковое рас-
стояние, они сложатся, т. е. усилят друг друга. В то же время
выход для
отражён^
ной Волны
(нагружен
на Wo)
Падающая
волна
Основная коак-
сиальная линия
Оба отверстия связи
только с электрической
или только с магнитной
связью
/ \ выход для
\ \ падающей
I волны (наг-
\ / Руэкен на
Л< *<>)
\ г нагРУзке
Рис. 11.9
волны, проходящие путь АС и АВ DC, оказываются сдвинутыми
по фазе на 180°, так как ABDC—АС = — . Поэтому эти волны вы-
вторичная линия
Рис. 11.10
читаются, компенсируя друг друга.
В итоге прямая или падающая
волна возбудит во вторичной линии
только волну, бегущую в том же на-
правлении. Аналогично отражённая
волна создаёт во вторичной линии
волну, бегущую в противоположном
направлении.
ф* 11.3. Искусственные нагрузки.
Искусственные нагрузки использу-
ются для поглощения высокочастот-
ной энергии без излучения, напри-
мер, для рассеяния мощности пере-
датчиков при испытаниях или в ка-
честве сопротивления нагрузки для
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
305
настроенных широкополосных цепей. Искусственные нагрузки при-
меняются также в высокочастотных фильтрах для поглощения мощ-
ности передатчика вне полосы пропускания фильтра. С электри-
ческой точки зрения искусственные нагрузки можно разделить на
два типа: нагрузки на сопротивлениях, где энергия рассеивается
в активном сопротивлении, и нагрузки, где поглощение энергии
происходит в линии передачи со специально выбранным диэлектри-
ком с потерями. Кроме того, искусственные нагрузки можно харак-
теризовать по способу охлаждения — воздушному или водяному.
Искусственные нагрузки на сопротивлениях. На низких и сред-
них частотах нагрузочное сопротивление достаточно просто выпол-
Конденсатор
для компенсации
индуктивности,
нагрузки
схема нагрузки
Рис. 11.11
выход
Коакси- воды
Стеклянная трубка,
покрытая поглощаю*
щим слоем
Рис. 11.12
няется из углеродистых или безындуктивных проволочных сопро-
тивлений. Согласование на этих частотах обычно не является
проблемой, так как длина сопротивления по сравнению с длиной
волны достаточно мала. В тех случаях, когда индуктивность на-
грузочного сопротивления велика, можно ввести настройку при
помощи последовательной ёмкости, как показано на рис. 11.11.
Однако настройка нагрузочного сопротивления таким методом со-
кращает полосу частот, в пределах которой нагрузка работает
удовлетворительно.
Рабочий диапазон эквивалентной нагрузки значительно расши-
ряется, если её выполнить на согласованных отрезках линий пе-
редачи (рис. 11.12). Часто в нагрузках такого типа вдоль плёноч-
ного сопротивления циркулирует вода, отводя тепло, выделяемое
в нагрузке. В ряде случаев охлаждение нагрузки осуществляется
от общей системы охлаждения передатчика. Поэтому теплообмен-
ник передатчика должен быть рассчитан на рассеивание дополни-
тельной мощности, равной выходной мощности передатчика.
ф* 11.4. Диэлектрические поглощающие нагрузки. В данном типе
нагрузки, примерная конструкция которой показана на рис. 11.13,
20—349
306
Глава 11
обычно используется дистиллированная вода, которая является по-
глощающим диэлектриком в отрезке коаксиальной линии. Как
видно из рисунка, сопротивление по постоянному току на входе
нагрузки почти равно нулю. Это не имеет места для нагрузок,
Выход
воды
Вход
Воды
Стрелки.указы-
вающие направ-
ление водяного
потока
Отверстия
для. 6 оды
Внешний провод-
ник коаксиаль -
ной линии
Н 2 Вход вч
Согласующий Внутренний
клинообразный проводник
цилиндр из теф-
лона или друго-
го аналогичного
материала
Рис. 11.13
описанных ранее. Конусообразный переход, показанный на
рис. 11.13, служит для согласования основной линии передачи с
отрезком линии, в котором происходит поглощение энергии. Как
и выше, поглощающий диэлектрик, т. е. дистиллированная вода,
циркулирует через общий те-
плообменник передатчика.
11.5. Фильтры. Фильтры ча-
ча сто используются для суже-
ния или ограничения полосы
частот на выходе передатчиков.
В этом случае элементы фильт-
Падающая
Низко- *
частот-
ные филь -
тры
—е—
Отражённая
V Прибор, програду и-
] [ рованный в ваттах
отражён, мощности
Рис. 11.14
Рис. 11.15
Прибор, програ-
ду up в ваттах
паоающ.мощн
ра должны быть рассчитаны на высокие напряжения и токи. Чтобы
уменьшить пропускаемую фильтром мощность, его иногда поме-
щают в один из предварительных каскадов передатчика, за кото-
рым следуют линейные усилители (рис. 11.14). Такое построение
схемы возможно, если эти усилители обладают высокой степенью
линейности. В противном случае на выходе передатчика появля-
ются побочные частоты. Другой пример использования фильтра
показан на рис. 11.15, где между элементами связи направленного
ответвителя и детектором включён фильтр, подавляющий гармони-
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
307
ки. Это устраняет погрешность, вносимую гармониками при изме-
рении номинальной мощности передатчика.
Порядок расчёта фильтра, который можно выполнить при по-
мощи соотношений, приведённых в приложении, определяется*1
схемой фильтра и не зависит от рабочей частоты. Большее зату-
хание вне пределов полосы пропускания фильтра достигается’
включением последовательно нескольких звеньев. Однако при этом;
возрастают потери в полосе пропускания.
Конструктивное выполнение фильтра определяется диапазоном*
частот передатчика. С ростом частоты требуется более тщательно,
подбирать элементы фильтра и учитывать влияние соединительных
проводов. В диапазоне свч элементы с сосредоточенными постоян-
ными, конденсаторы и индуктивности заменяются эквивалентными^
отрезками коаксиальной линии, которые были подробно описаны-
в разделе 5.16.
Требования к конструкции фильтра существенно повышаются,,
если крутизна характеристики затухания велика, так как в этом-
случае необходимо обеспечить более высокую степень экраниров-
ки и уменьшение паразитной связи между элементами фильтра.
11-6. Фильтр для частичного подавления боковой полосы. Этот
фильтр обычно применяется в телевидении для подавления в со-
ответствии со стандартом части нижней боковой полосы. Наибо-
лее часто он строится по схеме рис. 11.16, так как она обеспечи-
вает постоянное входное сопротивление для оконечного каскада
передатчика. Как видно из рисунка, фильтр состоит из фильтра
нижних частот и фильтра верхних частот, соединённых параллель-
но. Фильтр нижних частот пропускает нижнюю боковую полосу,.
вход
Нагрузка видее пере-
для частот датчика
Фильтр низких Фильтр Оерхцих-
частот чЪсгНот
Рис. 11.16
энергия которой рассеивается в нагрузке, подключённой' к выходу
фильтра. Верхняя боковая поступает через фильтр верхних частот
в антенну.
Второй тип фильтра, который можно использовать для этой
цели, выполняется на чисто реактивных элементах из звеньев}
308
Глава 11
типа «К» и производных звеньев типа «М». Эта схема не обеспе-
чивает постоянного сопротивления нагрузки для выходного каска-
да передатчика, однако она проще и дешевле в производстве.
В полосе непрозрачности такой фильтр отражает энергию обратно
iK генератору или выходному каскаду передатчика. Отражённая
волна поглощается или, по крайней мере, частично поглощается
во внутреннем сопротивлении мощного каскада. Чтобы свести к
минимуму влияние отражения на качество изображения, линия
ют передатчика до фильтра для частичного подавления боковой
полосы должна иметь длину, соответствующую времени пробега
волны 0,01 мксек. В диапазоне укв для обычной коаксиальной ли-
нии это соответствует максимальному расстоянию в 3 м от пере-
датчика до фильтра.
11.7. Устройства сложения. Общие соображения. Устройства
сложения применяются для сложения мощности двух передатчи-
ков на общей нагрузке и для одновременного обеспечения раз-
вязки между их выходами. Устройства сложения обычно исполь-
зуют в телевизионных передатчиках, где они называются разде-
лительными фильтрами, чтобы обеспечить работу каналов звука и
изображения на общую антенну. Они применяются также для
сложения мощности двух или более передатчиков, работающих на
одной частоте, с целью получения большей выходной мощности.
Существует много типов устройств сложения, которые удовлет-
воряют указанным выше основным требованиям. В передатчиках
применяются устройства сложения:
1) мостового типа,
2) мостового типа со щелевым симметрирующим устройством,
3) фильтрового (режекторного) типа,
4) двойные волноводные тройники,
5) коаксиальные кольцевые мосты.
Выбор типа устройства зависит от того:
1) работают ли передатчики на одной частоте или эти частоты
различны;
2) работают ли передатчики на фиксированной частоте или
-частота может меняться в течение сеанса работы;
3) сколько отдельных передающих линий требуется к антенне
ют устройства сложения — одна или две.
Разделительный фильтр мостового типа. Эквивалентная схема
фильтра показана на рис. 11.17. Как видно, при полном балансе
моста видеосигнал не появится на выходе передатчика звукового
сопровождения, а сигнал звука — на выходе видеопередатчика. Из
рис. 11.17 видно, что этот тип разделительного фильтра требует
двух передающих фидеров к антенне. Поэтому он обычно приме-
няется с турникетной телевизионной антенной, к которой подво-
лится два фидера.
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
309
В схеме, показанной на рис. 11.17, передатчик В шунтируется
реактивными сопротивлениями плеч моста, которые желательно
иметь как можно большими. Однако передатчик А подключён к
антенне через эти же реактивности, и поэтому их величина должна
быть минимально возможной. Обычно обоим требованиям мож-
Входные сопро-
тивления (ра-
де ров к тур-
никетной
антенне
Пере-
датчик
Р
Реактивное
сопротивление
Пере-
датчик
Рис. 11.17
но удовлетворить, если настроить реактивные плечи моста на па-
раллельный резонанс на частоте передатчика В. В этом случае пе-
редатчик В шунтируется слабо большим сопротивлением парал-
лельной резонансной цепи. В то же время реактивное сопротив-
ление индуктивных ветвей моста можно сделать достаточно низ-
ким, чтобы обеспечить нормальную работу передатчика А.
Схему рис. 11.17 удобно применять, если в системе везде ис-
пользуются симметричные линии. Так как на практике это встре-
чается редко, входы моста для обоих передатчиков должны быть
преобразованы в несимметричные. Конструкция разделительного
фильтра мостового типа на коаксиальных линиях показана на
рис. 11.18.
Разделительный фильтр с щелевым симметрирующим устройст-
вом. Этот разделительный фильтр (рис. 11.19) компактнее только
что рассмотренного. Как видно из рисунка, в одном из проводни-
ков прорезана щель длиной в четверть длины волны ви-
деопередатчика. Эта щель служит щелевым симметрирующим
трансформатором, один конец которого соединён с внутрен-
ним проводником коаксиальной линии, идущей от видеопе-
редатчика. Так осуществляется преобразование несимметричного
выхода передатчика в симметричный, что необходимо согласно
эквивалентной схеме моста. Так как вход для передатчика звука
подключён к основанию разрезанного внутреннего проводника, то
передатчик оказывается включённым параллельно выходным ли-
ниям, что также необходимо согласно эквивалентной схеме моста.
310
Глава 11
Разделительный фильтр режекторного типа. Этот тип раздели-
тельного фильтра обеспечивает общий выход для обоих передат-
чиков, что создаёт существенный выигрыш (по сравнению с разде-
кориткоза мы каю -
щие поршни
н
,51,5ом
к турникет'
ной антенне
Трансфор-
матор на
частоте
звука
51,5ом.
вход для
видеопере-
датчика
, Трансформа -
.тор на часто-
•те изображе-
ния
Вход для
передатчика
звука
К ту pHL
Рис. 11.18
кетнои
антенне
51,5ом
Коротко-
1замыкан]1цие
поршни
Рис. 11.19
лительным фильтром мостового типа) в стоимости линии переда-
ли между разделительным фильтром и входом антенны.
Обычный разделительный фильтр режекторного типа показан
схематически на рис. 11.20. Принцип действия этого фильтра ста-
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
311
новится более понятным, если рассмотреть прохождение сигналов,
приложенных ко входам. Каждый из контуров должен быть на-
строен на частоту передатчика звука. Когда сигнал приложен к
входу моста для передатчика звука (рис. 11.20), он пройдёт че-
Проходной,
резонатор
на частоту
звука
Вход для
передатчика
звука
Вход для
Видеопере-*
датчика
Д
Я/k
В Ш
Выход
к антенне
Отражаю-
щий резона
тор на частя
ту звука

Рис. 11.20
рез объёмный резонатор А и появится на его выходе в точке В.
В точке В сигнал может разделиться на две части, одна из кото-
рых пойдёт в нагрузку, а другая — на вход моста для видеопере-
датчика. Но так как объёмный резонатор С настроен на частоту
звука, то в точке D линия оказывается замкнутой накоротко бла-
годаря наличию четвертьволнового отрезка между объёмным ре-
зонатором С и точкой D. Между D и В включён отрезок длиной —,
что обеспечивает большое сопротивление в точке В в сторону ви-
деопередатчика. Далее рассмотрим прохождение видеосигнала, по-
данного на вход разделительного фильтра. Так как объёмный резо-
натор С не настроен на частоту видеопередатчика, он представляет
собой небольшое сопротивление на этой частоте. Однако, так как
между D и С расстояние —, то объёмный резонатор действует как
большое сопротивление, включённое параллельно линии, что не пре-
пятствует прохождению видеосигнала. Объёмный резонатор А дей-
ствует аналогично и предотвращает появление видеосигнала на
входе моста для передатчика звука.
312
Глава 11
<ф* 11.8. Двойной волноводный тройник. Для создания разделитель-
ных фильтров можно использовать волноводные сочленения. Кон-
струкция, показанная на рис. 11.21,
называется двойным волновод-
ным тройником и обеспечивает
два выхода на нагрузку. Принцип
действия этого устройства легче
понять, если расчленить его на
составные части: на два волно-
водных тройника1) - На рис. 11.22
показан один из этих тройников
и распределение электрического
поля в нём. Такое сочленение из-
вестно как последовательное. Вто-
рой тройник является параллель-
ным сочленением. Его общий вид
и распределение электрического и
магнитного полей показаны на рис. 11.23. Из распределения цепей,
приведённого на рис. 11.22 и 11.23, видно, что энергия из одного со-
членения не может распространяться в волноводе, образующем дру-
гой тип сочленения, т. е. входы волноводов, показанных на рис. 11.21,
развязаны, а выходы общие.
Теоретически свойства разделительного фильтра данного типа
в основном от частоты не зависят (в пределах рабочего диапазо-
Вход
gi j Электричес-
1 lL1 киесилодые
линии
Выход Щ \-+Выход
магнитные
—— силовые
линии
электричес-
кие силовые
линии (нап-
равлены в
*
Вход
Рис. 11.23
плоскость
чертежа)
Рис. 11.22
’) Один тройник является сочленением волноводов в плоскости Е (последо-
вательное сочленение), второй — в плоскости Н (параллельное сочленение). Ред:.
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
31$
на волновода). Однако, если сочленение выполнить, как описано
выше, то вход получается несогласованным. Это рассогласование”
устраняется при помощи настроечных винтов, показанных на'
рис. 11.21. На практике эти методы согласования делают свойства
разделительного фильтра несколько зависимыми от частоты.
11.9. Коаксиальный кольце-
вой мост. Коаксиальные коль-
цевые мосты обеспечивают не-
симметричный вход и выход.
Поэтому их удобно применять
в сочетании с коаксиальными
линиями в отличие от описан-
ных выше мостовых схем, ко-
торые требуют симметричного
входа и применения симметри-
рующего трансформатора для
преобразования симметричного
входа к несимметричному, что-
бы сделать возможным под-
ключение к коаксиальной ли-
нии.
Для того чтобы обеспечить согласование на входе, коаксиаль-
ные линии, образующие кольцевой мост, должны иметь волновое
сопротивление, которое равно корню квадратному из удвоенного
волнового сопротивления бо-
Передат-
чик
R
Рис. 11.25
нового плеча.
Принцип действия кольце-
вого моста понятен из рис. 11.24,,
на котором указаны расстоя-
ния в длинах волн между вхо-
дами и выходами.
ф* 11.10. Сложение мощности
передатчиков, работающих на
одной частоте. Когда требует-
ся сложить мощность пере-
датчиков, работающих на од-
ной частоте, то на тип и харак-
теристики устройств сложения
накладывают некоторые огра-
ничения. Например, нельзя'
использовать устройство сложения фильтрового типа, так как оно
не обеспечивает развязку между передатчиками. Кроме того, для1
большинства схем сложения требуется, чтобы амплитуды и фазы
складываемых колебаний поддерживались в определённом соотно-
шении. В наиболее распространённом методе сложения мощностей
двух передатчиков, работающих на одной частоте, используется
мостовая схема, показанная на рис. 11.25. Она аналогична ранее
.314
Глава 11
рассмотренной схеме разделительного фильтра мостового типа
(рис. 11.17). Однако в данном случае в одно из плеч вместо со-
противления нагрузки включено активное поглощающее сопро-
тивление. При идеальной настройке в поглощающем сопротивле-
нии энергия не рассеивается, если ток от передатчика А точно
равен по амплитуде и противоположен по фазе току от передат-
чика В. Суммарный ток от передатчиков А и В равен нулю, так
•что мощность, рассеиваемая в нагрузочном сопротивлении также
переоатчик Я
Передатчик В г
-----------п 1В
I»
k______
Сопротивление
нагрузки
\/ антенны
Балластная
нагрузка
Рис. 11.26
равна нулю. В то же время, токи от передатчиков А и В склады-
ваются в фазе на сопротивлении полезной нагрузки, где выделяет-
ся суммарная мощность передатчиков. Схема, приведённая на
рис. 11.25, может быть непосредственно использована на относи-
тельно низких частотах, если она выполнена, как показано на
рис. 11.26. Однако этот мост становится малопригодным в укв
Кантенне
I
нагрузка.
Рис. 11.27
диапазоне, так как один из вхо-
дов несимметричный и требуется
подсоединять передатчики к да-
леко разнесённым точкам моста.
Поэтому в диапазоне укв обычно
применяют коаксиальный мост
типа кольцевого, как показано на
рис. 11.27. Это позволяет исполь-
зовать стандартные коаксиальные
линии в каждом из передатчи-
ков. Длина одного из плеч сде-
3
лана ~ X, чтобы напряжения от.
двух передатчиков были в проти-
вофазе на входе поглощающего
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
315
сопротивления. Если бы все плечи моста имели длину—, то ток в
поглощающем сопротивлении был бы равен току в антенне. До-
з
полнительный до —X отрезок линии передачи действует как транс-
форматор с коэффициентом передачи, равным единице, и обеспе-
чивает сдвиг фазы 180°. Включением такого отрезка линии в одно
из плеч моста добиваются компенсации сигналов от двух передат-
Рис. 11.28
чиков на входе поглощающей нагрузки. В случае выхода из строя
одного из передатчиков на поглощающем сопротивлении будет
рассеиваться половина мощности второго передатчика.
Устройства сложения используют и для сложения на одном
выходе мощности группы передатчиков. Для этого применяют схе-
мы, аналогичные изображённой на рис. 11.28. Число передатчиков
должно быть кратно степени двух, т. е. 2, 4, 8, 16 и т. д.
316
Глава 11
ф 11.11. Особенности регулировки при сложении мощностей пере-
датчиков. Чтобы получить максимальный кпд при сложении мощно-
сти передатчиков, должны быть выполнены два условия:
1) мощности должны быть равны, что достигается изменени-
ем связи на выходе или регулировкой уровня вч напряжения на
входе передатчика, а также регулировкой мощности, подводимой
к передатчику от источника питания;
2) напряжения от двух передатчиков на входе поглощающего
сопротивления моста должны быть противофазны, что требует
регулировки фазы сигнала от одного из передатчиков. В укв и
дцм диапазоне для этого обычно используется удлинитель (отре-
зок коаксиальной линии переменной длины), общий вид которого
показан на рис. 11.29. Фазовая настройка относительно некритич-
на. Ошибка в 30° приводит к
— —ус------------ уменьшению мощности на вы-
*------------------------------_-ходе приблизительно на 3%.
ф 11.12. Делители мощности.
4 .X ' Делители мощности необходи-
-------- мы для распределения мощно-
- сти 1МеждУ ДВУМЯ нагрузками.
Обычно это устройства, кото-
Рис. 11.29 рые можно перестраивать, что
делает их удобными для регу-
лировки высокочастотной мощности. Например, часто требуется из-
менять уровень мощности, подводимой к активной нагрузке, напри-
мер ко входу объёмного резонатора клистронного усилителя, и одно-
временно обеспечивать постоянную нагрузку на возбудитель, чтобы
получить постоянную полосу пропускания возбудителя или предо-
хранить выходную лампу возбудителя от перегрузок, т. е. от пере-
хода в режим, отличный от номинального при изменении нагрузки.
Схемы, удовлетворяющие этим требованиям, показаны на рис. 11.30
и 11.31.
м___ а/д _^1 меняется^ я/д
' от Л/4 до Л/г
К Высоко-
частотной-*-+\-
нагрузке
вход
балластная* /Т
нагрузка.
Замкнутая
накоротко
коаксиаль-
ная линия
। Замкнутая
—т^накоротка
у) коаксиалы
пая линия
Рис. 11.30
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
317
В коаксиальном делителе мощности, показанном на рис. 11.30,
деление мощности между активной и балластной нагрузкой зави-
сит от длины / перестраиваемых отрезков коаксиальной линии.
Когда длина этих отрезков равна —, то вся мощность со входа по-
ступит в нагрузку, а при длине — вся мощность поступит в оал-
_ 2 \ X
ластную нагрузку. По мере изменения длины отрезков от—до —
меняется соотношение между мощностью, поступающей в нагруз-
ку, и балластное сопротивление. В данном типе делителя мощно-
сти необходимо выбирать все
размеры в соответствии с ра-
бочей частотой.
Во втором типе делителя
мощности, изображённом на
рис. 11.31, примёнены две, по-
вёрнутые на 90° друг относи-
тельно друга петли связи, кото-
рые механически связаны вме-
сте при помощи шестерни и
могут вращаться. При враще-
нии связанных петель связи од-
на петля увеличивает свою
связь с объёмным резонатором,
а другая уменьшает, что позво-
ляет получить требуемое деле-
ние мощности. Энергия вводит-
ся в резонатор при помощи
третьей фиксированной петли.
Коаксиальный резонатор дол-
жен быть настроен на рабочую
частоту, чтобы обеспечить тре-
буемые характеристики делите-
ля и хорошее согласование на
входе.
ПЛЗ. Выходные коммута-
торы. При эксплуатации пере-
датчиков необходимо подклю-
6)
Две вращаю-
щиеся петли
проводник
коаксиаль-
ной линии
Зубчатая
передача
Коаксиаль-
ный резо-
натор
Неподвижная
петля
щей нагрузке
Рис, 11.31
чать его выход к разным антеннам, при настройке и испытании —
переключать выход передатчика на балластную нагрузку, в случае
неисправности — включать на антенну резервный передатчик вме-
сто основного. Чтобы обеспечить указанные переключения в мини-
мальное время, применяют специальные ручные коммутаторы или
коммутаторы с электрическим приводом.
318
Глава 11
Ручной коаксиальный коммутатор. В ручном коммутаторе ис-
пользуются U-образные соединения, выполненные из двух отрез-
ков коаксиальной линии, согнутых под прямым углом, которые
подключаются к коммутируемым линиям, как показано на
рис. 11.32. Муфта на внешнем проводнике U-образного соединения
даёт возможность быстро осуществить переключение.
Коммутатор с электрическим приводом. Этот тип коммутатора
во многом подобен обычному однополюсному переключателю, но
цепь переключателя должна иметь волновое сопротивление, рав-
Рис. 11.32
Диэлектрик
Плоский пере-
ключающий,
контактный рычаг
ведущий дВигат.
и оспомогатель-
/ныи переключат.
Разъёмы
коаксиаль-
ной линии
Контакт внут-
реннего провод'ни-
ка коаксиальной
линии
Плоская
металлическая
пластина
Рис. 11.33
ное волновому сопротивлению коммутируемых линий. Это осу-
ществляется выбором размеров полосковой линии, образуемой
плоским переключающим элементом и металлической пластиной
основания переключателя. Конструкция такого коммутатора по-
казана на рис. 11.33.
Для улучшения- контакта между скользящим и неподвижным
элементами коммутатора плоский переключающий элемент вы-
полняется из посеребрённой стали, а неподвижные контакты —
в виде постоянных магнитов. Одновременно с коммутатором при-
водится в движение вспомогательный переключатель, который слу-
жит не только для управления работой двигателя, но и для бло-
кировки цепей передатчика. Это позволяет производить коммута-
цию при отсутствии мощности на 'выходе передатчика.
«ф* 11.14. Ферриты на свч. В передатчиках свч для создания ряда
элементов используются свойства ферритов. Феррит — это мате-
риал с такой же магнитной проницаемостью, как и у магнитных
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
319к
материалов, но с удельным сопротивлением в 1016 раз большим,
чем у железа. Это позволяет использовать ферриты вплоть до свч.
с пренебрежимо малыми потерями на вихревые токи.
Феррит состоит из железа, ещё одного металла и кислорода,.
Его химическая формула MFe2O4, где М — металл, в качестве ко-
торого может быть кадмий, кобальт, медь, магний или никель..
Сверхвысокочастотные ферриты обычно являются твёрдым раство-
ром двух или более ферритов различного состава.
Ферриты применяются во взаимных и невзаимных устройствах.
Во взаимных устройствах фаза или амплитуда свч сигнала зави-
сит от величины внешнего магнитного поля, а в невзаимных — от
направления прохождения энергии через устройство.
Невзаимные устройства могут быть основаны или на явлении.
ферромагнитного резонансного поглощения или на эффекте Фара-
дея. Ферромагнитное резонансное поглощение наиболее резко
проявляется на частоте свч поля, которая совпадает с частотой,
ферромагнитного резонанса. При определённом направлении рас-
пространения энергии и ориентации внешнего магнитного поля
на данной частоте энергия рассеивается в виде тепла в феррите.
Эффект Фарадея — это вращение плоскости поляризации вол-
ны, проходящей через феррит в направлении, параллельном при-
ложенному постоянному магнитному полю. Если волна отражает-
ся обратно и проходит снова через феррит, то её плоскость поля-
ризации повернётся снова в том же направлении, что и у падаю- -
щей, т. е. суммарный угол поворота равен удвоенному -по отноше-
нию к исходному.
Два класса ферритовых устройств (взаимные и невзаимные)
используются в качестве изоляторов, циркуляторов, вч переклю- -
чателей, амплитудных, частотных и однополосных модуляторов.
«♦*11.15. Изоляторы. Изоляторы (однонаправленные ослабите-
ли) — это однонаправленные устройства, использующие невзаим- -
ные свойства феррита, которые обычно применяются для развяз-
ки генератора с его нагрузкой. Развязку можно получить при по- -
изолятор
Генератор с
самовоздуж-,
пением
Рис. 11.34
Длинная
линия
передачи
Усиление по мощности =10
и прямом направлении
отсутствие потерь о
обратном направлении
высокой ча-
стоты )
Рис. 11.35
Рнтенна
мощи аттенюатора, но при этом появятся потери падающей мощ- -
ности. Ферритовый изолятор имеет малые потери (для падающей i
320
Глава 11
волны и вносит затухание порядка 30 дб для отражённой. Изоля-
торы обычно применяют на выходе клистронного генератора, пи-
тающего длинный волновод, как показано на рис. 11.34. Если ге-
нератор перестраивается на другую частоту, то реактивное сопро-
тивление нагрузки для клистрона при отсутствии изолятора будет
меняться из-за небольшого рассогласования в волноводе. Этот
эффект, известный как эффект длинной линии, будет причиной
того, что частота генератора затягивается из-за изменения реак-
тивной нагрузки.
Изоляторы включаются также между возбудителем и входом
.амплитронного усилителя (рис. 11.35). Изолятор необходим в
этом случае, так как сигнал, отражённый от нагрузки в результа-
те рассогласования, пройдёт через амплитрон без изменения. При
отсутствии изолятора мощность отражённой волны попадёт об-
ратно в возбудитель.
Постоянное
магнитное
'.тоянный.
магнит
ipumoBbnl
вертикально поляризован-
ная Волна
Рис. 11.36
Постоянное
магнитное
поле
Изменение
направления
поляризации
Изолятор на эффекте Фарадея показан на рис. 11.36. В мощ-
ных устройствах, как показывает исследование, феррит требуется
охлаждать путём естественного теплообмена, принудительного воз-
душного или жидкостного охлаждения. Использование плоских
пластин из феррита (рис. 11.37)
Рис. 11.38
упрощает охлаждение.
«ф* 11.16. Циркуляторы. Циркуля-
тор — это направленное устрой-
ство, схема, которого для случая
четырёхплечного циркулятора
приведена на рис. 11.38, и которое
обладает следующими важными
свойствами: энергия из плеча 1
проходит только в плечо 2, не от-
ветвляясь в плечи 3 и 4; анало-
гично, энергия из плеча 2 появит-
ся только на выходе плеча 3 и т. д.
Это позволяет использовать цир-
кулятор в качестве антенного пе-
Специальные высокочастотные устройства передатчиков
321
реключателя для соединения передатчика и приёмника на общую
антенну, как показано на рис. 11.38. Данная система обладает тем
преимуществом, что позволяет избежать влияние рассогласования
антенны на передатчик. Кроме того, напряжение гетеродина приём-
ника не попадает в антенну, а поглощается в нагрузке. Эта система
2
З-децивельный
4 направлен ответвит.
Два невзаимных
фазовращателя на90
Направление внешнего
постоянного магнит'
ного поля
Модифицированный
двойной волноводный
троиник
Рис. 11.39
Рис. 11.40
также допускает одновременную работу приёмника и передатчика
в режиме незатухающих колебаний. На рис. 11.39 показаны основ-
ные элементы конструкции циркулятора на большую мощность, а
на рис. 11.40 конструкция циркулятора, применяемого на малых
и средних мощностях.
21—349
12
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПЕРЕДАТЧИКОВ
ф* 12.1. Области применения передатчиков. Современный сложный
передатчик представляет собой совокупность большого количества
элементов, основные из которых подробно рассматривались в пре-
дыдущих главах. Характеристики передатчика и его составных
частей определяются родом работы, для которой он предназначен.
Во многих случаях в законодательном порядке задаются пара-
метры излучаемого сигнала: мощность, стабильность частоты, по-
лоса излучаемых частот и другие величины.
Можно назвать следующие основные области применения ра-
диопередающих устройств:
1. Навигация.
2. Радиолокация.
3. Стационарная радиосвязь.
4. Радиосвязь между подвижными объектами.
5. Радиовещание.
Подробное обсуждение требований, предъявляемых к передат-
чикам для указанных выше служб, выходит за рамки данной кни-
ги- Эти вопросы хорошо освещены в специальной литературе, спи-
сок которой приведён в конце главы. Однако ниже будут рассмот-
рены основные особенности и специфические требования, предъяв-
ляемые к передатчикам для различных видов служб.
Характеристики передатчиков 323
12.2. Навигация. Вопросы построения электронных навигацион-
ных систем рассмотрены в [1—7]. Передатчики, входящие в нави-
гационные системы, могут располагаться на земле (например,
радиомаяки, передатчики дальномерных систем и систем для сле-
пой посадки) или на подвижном объекте, как в случае запрашива-
ющего передатчика в системах измерения дальности.
Во многих случаях навигационные передатчики работают в ре-
жиме непрерывных колебаний или с амплитудной модуляцией, а
специальные характеристики, которые делают их пригодными для
навигации, достигаются при помощи антенной системы. В качест-
ве примера можно привести всенаправленный маяк фазовой си-
стемы на укв [9] или курсовой низкочастотный радиомаяк [8].
В станциях системы слепой посадки передатчик для привода са-
молёта к средней линии посадочной дорожки, а также посадочный
передатчик излучает немодулированные высокочастотные колеба-
ния, а необходимая модуляция сигнала достигается в антенне при
помощи механических устройств. Самым важным параметром для
этого класса устройств является надёжность, поэтому в них ис-
пользуются максимально простые передатчики.
Система «Лоран». Система «Лоран» предназначена для даль-
ней навигации. Принцип действия системы основан на измерении
в приёмнике корабля или самолёта сдвига во времени между им-
пульсами от далеко разнесённых передатчиков [10, И]. Строгая
синхронизация импульсов, излучаемых каждым передатчиком, осу-
ществляется в оконечных устройствах, а сами передатчики выпол-
няются достаточно простыми [12]. Чтобы обеспечить попадание
сигнала в полосу пропускания приёмника, которая составляет
75 кгц, необходима стабильность частоты передатчика не более
0,1%. Поэтому первые передатчики системы «Лоран» не стабили-
зировались кварцем. В более поздних системах измеряется отно-
сительная фаза высокочастотного заполнения импульса и стаби-
лизация кварцем стала необходимой.
Важно, чтобы в передатчике для системы «Лоран» нарастание
импульсов было не слишком быстрым, так как в противном случае
полоса излучаемых частот получается чрезмерно широкой. Время
нарастания должно быть порядка 20 мсек. Стандартная система
«Лоран» работает в диапазоне от 1750 до 1950 кгц. Улучшенная
система, названная «Сайтак», работает в диапазоне 100 кгц [13].
В английской системе определения положения самолёта или
корабля «Декка» [14], работающей в диапазоне 100 кгц, колеба-
ния разной частоты, принимаемые от двух ведомых станций, срав-
ниваются по фазе с колебаниями общей ведущей станции, с ко-
торой ведомые станции жёстко связаны по частоте. Все три пере-
датчика работают в режиме непрерывных колебаний.
Передатчики радионавигационной системы ближней навигации
«Такан». В системах ближней навигации «Такан» и в системе
21*
Глава 12 ТАБЛИЦА 12.1 Диапазоны частот, используемые радиолокаторами
Р-диапазон S-диапазон С-диапазон (вклю- чает частоты 3,9 4- 6,2 Ггц с обозначениями от 8г до Ху K-диапазон Q-диапазон
Частота Поддиа- пазон Частота X Поддиа- пазон Частота X Поддиа- пазон Частота X
0,225 0,390 133,3 76,9
Х-диапазон
Телевизионный увч диапазон. Каналы 14 4- 83, 0,470 4- -д-0,890 Ггц
Е F Т С Q Y G S А W н Z D 1,55 1,65 1,65 1,85 1,85 2,00 2,00 2,40 2,40 2,60 2,60 2,70 2,70 2,90 2,90 3,10 3,10 3,40 3,40 3,70 3,70 3,90 3,90 4,20 4,20 5,20 19,3 18,2 18,2 16,2 16,2 15,0 15,0 12,5 12,5 11,5 11,5 П,1 Н,1 10,3 10,3 9,68 9,68 8,83 8,83 8,11 8,11 7,69 7,69 7,15 7,15 5,77 1 Поддиа- 1 | пазон Частота X Р S Е С и т Q R М N L А 10?90 12,25 12,25 13,25 13,25 14,25 14,25 15,35 15,35 17,25 17,25 20,50 20,50 24,50 24,50 26,50 26,50 28,50 28,50 30,70 30,70 33,00 33,00 36,00 2,75 2,45 2,45 2,26 2,26 2,10 2,10 1,95 1,95 1,74 1,74 1,46 1,46 1,22 1,22 1,13 1,13 1,05 1,05 0,977 0,977 0,909 0,909 0,834 А В С D Е 36,00 38,00 38,00 40,00 40,00 42,00 42,00 44,00 44,00 46,00 0,834 0,790 0,790 0,750 0,750 0,715 0,715 0,682 0,682 0,652
L-диапазон
Поддиа- 1 пазон 1 1 Частота X А Q Y D В R С L S X F К 5,20 5,50 5,50 5,75 5,75 6,20 6,20 6,25 6,25 6,90 6,90 7,00 7,00 8,50 8,50 9,00 9,00 9,60 9,60 10,00 10,00 10,25 10,25 10,90 5,77 5,45 5,45 5,22 5,22 4,84 4,84 4,80 4,80 4,35 4,35 4,29 4,29 3,53 3,53 3,33 3,33 3,13 3,13 3,00 3,00 2,93 2,93 2,73
Р С L Y Т S X К F Z 0,390 0,465 0,465 0,510 0,510 0,725 0,725 0,780 0,780 0,900 0,900 0,950 0,950 1,150 1,150 1,350 1,350 1,450 1,450 1,550 76,9 64,5 64,5 58,8 58,8 41,4 41,4 38,4 38,4 33,3 33,3 31,6 31,6 26,1 26,1 22,2 22,2 20,7 20,7 19,3
V-диапазон
1 Поддиа- I | пазон Частота X
А В С D Е 46,00 48,00 48,00 50,00 50,00 52,00 52,00 54,00 54,00 56,00 0,652 0,625 0,625 0,600 0,600 0,577 0,577 0,556 0,556 0,536
-диапазон (включает часто- ты 15,354-24,5Ггц с обозначениями от Ки до KQ). Частоты в преде- лах 0,350— 0,530 Ггц также называются /-ди- апазоном
Примечания: В графе «Поддиапазон»— букны * обозначающие поддиа-
пазон.
В графе «Частота»—граничные частоты в Ггц.
В графе «X» — эквйвалентная длина волны в см.
Характеристики передатчиков
325
ДМЕТ (часть системы «Такан» для измерения расстояний) [15]
имеются передатчики запроса, устанавливаемые на воздушных
объектах, и передатчик ответа, расположенный на земле (назем-
ный маяк) (16, 17]. Все передатчики импульсные. Излучаемые им-
пульсы имеют длительность 3,5 мсек. В передатчике наземного
маяка осуществляется импульсная модуляция с постоянной скваж-
ностью и ежесекундно излучается примерно 2700 импульсов, не-
зависимо от того, запрашивается маяк или нет. Это позволяет
использовать радиомаяк как для пеленгации, так и для опреде-
ления расстояния. Передатчик наземного маяка работает на фик-
сированной частоте и имеет выходную мощность в импульсе в
пределах от 5 до 30 кет. Самолётные передатчики должны иметь
выходную мощность в импульсе около 1,5 кет и возможность быст-
рой перестройки на любой из 126 каналов.
ф* 12.3. Радиолокация. Характеристики радиолокационных пере-
датчиков весьма различны и зависят от назначения системы и ус-
ловий её применения [18]. Частотам обычно используемым в радио-
локаторах присвоены буквенные обозначения, приведённые в
табл. 12.1. Имеются номограммы для быстрого определения мощ-
ности передатчика при заданной частоте и дальности действия [19].
В общем случае при увеличении требуемой дальности действия
рабочая частота понижается, частота следования импульсов умень-
шается, а длительность импульсов и мощность в импульсе увели-
чиваются. Если требуется большая разрешающая способность,
т. е. способность различать малые объекты, то длительность им-
пульса должна быть уменьшена, а частота следования увеличена.
Характеристики типовых радиолокаторов приведены в табл. 12.2.
Приёмник радиолокационной станции принимает сигналы в
промежутке между импульсами передатчика и во избежание по-
вреждения должен быть отключён на период работы последнего.
Так как приём и передача производятся на одну антенну, то для
подключения приёмника и передатчика и их коммутации приме-
няется* антенный переключатель [20], который обычно состоит из
двух разрядников-переключателей: переключателя приём — пере-
дача и переключателя, блокирующего цепи передатчика при при-
ёме. В разрядной лампе имеется искровой промежуток, который
пробивается при работе передатчика. Когда разрядник приём —
передача зажжён, он замыкает накоротко линию, идущую к при-
ёмнику. В режиме приёма разрядники погашены и разрядник,
блокирующий цепи передатчика, должен быть так включён, чтобы
его очень большое сопротивление трансформировалось в очень ма-
лое на входе передатчика.
В некоторых типах радиолокаторов, где используется эффект
Допплера, излучаются импульсы большой длительности или не-
прерывные колебания (21, 22]. Передатчики с непрерывными коле-
баниями применяются в радиолокаторах для контроля скорости
326
Глава 12
ТАБЛИЦА 12.2
Характеристики передатчиков некоторых типов радиолокаторов
Тип, назначение Частота Мгц Частота повторения импульсов, число им- пульсов сек Длитель- ность им- пульсов мксек Скваж- ность Пиковая мощность кет
Корабельный поисковый 220 60 5 0,0003 200
Микроволновый раннего обна- ружения 2 800 400 2 0,0008 1 000
Подвижный наземный поис- ковый 3 000 1 700 0,8 0,0014 300
Самолётный высотомер 3 000 1 000 1 0,001 60
Самолётный метеорологиче- ский 5 400 400 2 0,0008 75
Корабельный навигационный 9 400 800 0,5 0,0004 15
Для точного вывода самолёта к аэропорту 10 000 2 000 0,5 0,001 20
Аэродромный 24 000 14 400 0,2 0,0003 50
автомобилей [23]. В допплеровских радиолокаторах, а также в ра-
диовысотомерах на малые высоты иногда используется частотная
модуляция [24].
«ф* 12.4. Телеграфные передатчики. Телеграфные передатчики при-
меняются в станциях магистральных линий радиосвязи между фик-
сированными пунктами, а также в береговых станциях для связи
с морскими судами.
При радиотелеграфировании используются два основных вида
работы: амплитудная манипуляция (Ах) и частотная манипуляция
(F\) [25]. Амплитудная манипуляция при ручной работе приме-
няется для связи между кораблями и береговыми станциями, так
как желательно, чтобы каждый оператор мог прослушивать одно-
временно с собственной передачей сигналы корреспондента и был
готов прекратить передачу, когда корреспондент его прерывает.
Частотная манипуляция широко применяется при буквопеча-
тающей телеграфии. В простейших системах с частотной манипу-
ляцией частота передатчика принимает два значения (частота «на-
жатия» и частота «отжатия»), отличающиеся обычно на 850 гц.
Частота «нажатия» на 425 гц выше номинальной несущей частоты.
Основными вопросами, которые должны рассматриваться при
выборе метода осуществления частотной манипуляции, являются:
стабильность частоты сигнала при «нажатии» и «отжатии» и вели-
чина побочных излучений на выходе передатчика. При быстрых
Характеристики передатчиков 327
переходах от нажатия к отжатию в излучаемом сигнале чрезмер-
но расширяются боковые полосы [26, 27].
Способ непосредственной манипуляции кварца. Частота квар-
цевого генератора может изменяться, если при помощи манипуля-
ционного реле подключать параллельно кварцу конденсатор или
переключать кварцы. Однако при этом возникают переходные про-
цессы, которые вызывают побочные излучения. Если для измене-
ния шунтирующей кварц ёмкости используется манипуляционная
лампа, то можно применить формирующие цепи, увеличивающие
время перехода от режима «нажатия» к режиму «отжатия».
Манипуляция низкочастотного генератора с преобразованием
частоты. Манипуляцию можно осуществить, если при помощи ре-
активной лампы управлять частотой низкочастотного генератора с
самовозбуждением. Выходное напряжение генератора с частотой в
пределах 100-4-200 кгц смешивается в балансном смесителе с на-
пряжением стабильного генератора, частота которого отличается
от номинальной на величину частоты манипулируемого генера-
тора.
Рис. 12.1
Формирующие цепи, включённые на входе реактивной лампы,
обеспечивают требуемую форму напряжения при переходе от «на-
жатия» к «отжатию». Такая схема может быть также использова-
на в фототелеграфной связи, где требуются плавные и непрерыв-
ные переходы от уровня чёрного к уровню белого и обратно.
Блок-схема устройства приведена на рис. 12.1.
328
Глава 12
Манипуляция генератора с автоподстройкой по фазе. Для час-
тотной манипуляции генератора, включённого в цепь автоподстрой-
ки по фазе, осуществляют манипуляцию опорного генератора цепи
автоподстройки. Формирование перехода от «нажатия» к «отжа-
тию» достигается при помощи фильтра в цепи автоподстройки.
Рис. 12.2
Блок-схема такой системы ма-
нипуляции приведена на рис. 12.2.
Методы уменьшения ошибок.
Уменьшение ошибок при теле-
графной передаче может быть до-
стигнуто при помощи системы ав-
томатической коррекции ошибок
[28], в которой применяется спе-
циальный семизначный код. Каж-
дая кодовая комбинация содер-
жит три посылки нажатия и четы-
ре посылки отжатия. Если в при-
нятом сигнале это соотношение
нарушено, посылается обратно
специальный сигнал, останавли-
вающий передачу и вызывающий повторение неправильно приня-
той комбинации. Повысить помехоустойчивость телеграфной связи
можно также, используя системы манипуляции, при которых полу-
чается улучшение воспроизведения сигналов в присутствии помех.
Был предложен ряд решений данной проблемы. Например, теле-
тайпная система с предсказанием [29] даёт выигрыш в несколько
децибел по сравнению с обычной частотной манипуляцией со сдви-
гом частоты на 850 гц. На приёмной стороне при этом применяются
специальные методы детектирования и фильтрации, а на передаю-
щей для каждой кодовой комбинации посылается синхронизирую-
щий сигнал с частотощ средней между частотами посылки и паузы.
Буквопечатающие системы с фазовым сдвигом. Этот вид пе-
редачи даёт выигрыш примерно в 10 дб по отношению к обычной
частотной манипуляции со сдвигом частоты на 850 гц [30]. Здесь
установившаяся частота одинакова для посылки и паузы, но фаза
передаваемого сигнала меняется на 180° при переходе от посылки
к паузе. Иногда такой вид манипуляции называется двухфазным.
Конечно, частота меняется при изменении фазы, но требуемая ши-
рина полосы может быть сведена к минимуму, если фаза изменяет-
ся не слишком быстро.
При обоих методах требуется применение синхронного кода, у
которого все кодовые элементы имеют одинаковую длительность.
В стандартном семизначном коде Бодо импульсы «стоп» на 42%
длиннее каждого из других импульсов.
Техника однополосной модуляции. Несколько телеграфных ка-
налов можно образовать одновременно, если модулировать пере-
Характеристики передатчиков
329
датчик поднесущими, каждая из которых манипулируется по час-
тоте. Дальнейшая экономия в спектре и в мощности передатчика
достигается применением однополосной модуляции этими подне-
сущими [31, 32]. Управляющие сигналы манипуляции часто посы-
лают на передающие станции в виде манипулированных тональ-
ных посылок, которые обычно выпрямляют, чтобы получить по-
стоянный ток для манипуляции передатчика. Для непосредствен-
ной модуляции однополосного передатчика можно применять то-
нальные посылки, не выпрямляя их. Частоты звуковых поднесу-
щих обычно разнесены на 170 гц в пределах между 425 гц и
3315 гц при скоростях передачи порядка 100 слов в минуту. При
больших скоростях передачи разнос равен 340 гц. Сдвиг частот
каждой поднесущей составляет 304-42,5 гц для системы с разно-
сом в 170 гц и 504-170 гц — для системы с разносом 340 гц.
Частотная манипуляция со ступенчатым изменением частоты.
В коротковолновых линиях связи серьёзной проблемой являются
искажения, вызываемые многолучёвостью распространения. Для
борьбы с этим видом искажений применяется система, в которой
для каждого последующего элемента кода передатчик излучает
новую среднюю частоту [33]. Было установлено, что достаточно
иметь три ступени изменения частоты с интервалом в 600 гц и
сдвиг между посылками 300 гц.
Максимальная задержка сигнала, получающаяся в результате
многолучёвости распространения, составляет примерно 12 мсек.
Приёмник должен (перестраиваться одновременно с передатчиком,
чтобы не было приёма интерференционного многолучевого сиг-
нала.
Многоканальная телеграфия. Многоканальной называется пе-
редача двух или более сообщений на одной общей несущей часто-
те. При частотном разделении каналов, кратко рассмотренном вы-
ше, применяется модуляция сигналами сообщений нескольких под-
несущих, которые, в свою очередь, модулируют несущую передат-
чика. При временном разделении каналов различные сообщения
передаются в следующие друг за другом интервалы времени; в
приёмнике для разделения каналов необходимо иметь электриче-
ский или механический коммутатор. Подробное обсуждение мето-
дов осуществления многоканальной передачи выходит за рамки
данной книги. В настоящее время применяется несколько типов
четырёхканальной аппаратуры с временным разделением каналов
для уплотнения манипулируемого по частоте передатчика инфор-
мацией, поступающего от телетайпных аппаратов [34).
В передатчике с частотной манипуляцией можно обеспечить пе-
редачу двух независимых сообщений одновременно1), если приме-
]) Система ДЧТ. Ред.
.330
Глава 12
нить для этого четыре частоты, каждая из которых соответствует оп-
ределённой комбинации манипулирующих напряжений (табл. 12.3).
При переходе от частоты fi к частоте /2 в канале В имеет
место переход от «нажатия» к «отжатию». В канале А при этом
никаких изменений не проис-
ходит.
В системе «Кинеплёкс» исполь-
Т АБЛ ИЦА 12.3
Возможные сочетания сигналов в ка-
налах при четырёх различных часто-
тах
Частота Канал
A в
fl Посылка Посылка
fz » 1 Пауза
ts Пауза Посылка
fl » Пауза
зуется несколько поднесущих,
причём на каждой из них переда-
ются два сообщения. Фазовый
сдвиг поднесущей для данного ко-
дового элемента относительно
предыдущего может принимать
четыре значения [36]. Система,
при которой используется четыре
возможных значения фазы, назы-
вается четырёхфазовой. Подроб-
ное обсуждение методов осущест-
вления многоканальной передачи
выходит за рамки данной книги.
Манипуляция передатчиков очень длинных волн. При осуществ-
лении манипуляции в передатчиках, работающих на очень длинных
волнах (в диапазоне 15—35 кгц) с выходной мощностью от 250 до
1000 кет, возникают особые трудности, вызванные очень узкой поло-
сой пропускания антенной системы. Практически выполненные ан-
тенны имеют активное сопротивление меньше *1 ом, а реактивное
порядка 100 ом или более.
Если применяется амплитудная манипуляция, то время заряда
антенны до уровня, составляющего 95% от номинальной мощности,
достигает 40 мсек. Это ограничивает скорость манипуляции до
18 слов в минуту. Осуществление частотной манипуляции здесь
также встречает трудности, так как полоса пропускания антенны
на уровне половинной мощности меньше 30 гц. Поэтому в соответ-
ствии с изменением частоты оказывается необходимым перестраи-
вать антенну, что осуществляется изменением индуктивности при
помощи насыщенного дросселя или изменением ёмкости электрон-
ным переключателем [37].
ф* 12.5. Телефонные передатчики. Во многих случаях, например
для связи на коротких и ультракоротких волнах между наземными
и самолётными станциями, применяется обычная двухполосная
телефония. Однако наблюдается постоянная тенденция к переходу
на связь с использованием одной боковой полосы [38]. Для транс-
океанской связи на коротких волнах обычно используются пере-
датчики с независимыми боковыми полосами, причём два телефон-
ных канала передаются на верхней боковой и ещё два — на ниж-
ней боковой полосе [39].
Характеристики передатчиков
331
Наземные станции. В наземных станциях, обеспечивающих
-связь >с подвижными объектами в диапазоне 30—500 Мгц, приме-
няется узкополосная частотная модуляция, при которой отношение
сигнал/шум на приёме улучшается, если -средний уровень модуля-
ции поддерживается как можно более высоким. В обычном рече-
вом сигнале пиковые значения превышают примерно на 15 дб сред-
неквадратичное значение. Однако установлено, что разборчивость
’Существенно не пострадает, если это отношение снизить до 6 дб,
что можно выполнить путём ограничения пиковых значений сигна-
ла. Ограничение обычно приводит к появлению новых составляю-
щих более высоких частот и поэтому после ограничителя должен
•следовать фильтр нижних частот с полосой 3000 гц, чтобы избежать
излучения побочных частот [40].
Дециметровые и сантиметровые радиолинии. Для передачи мно-
гоканальной телефонии и телевидения широко применяются радио-
релейные линии в виде цепочки следующих друг за другом приём-
но-передающих станций. Мощность передатчика станций зависит
от принципа построения линии. В линиях, где станции находятся в
зоне прямой видимости друг относительно друга, мощности пере-
датчиков не превышают 10 вт [41]; в линиях, где осуществляется
передача за пределы горизонта, могут потребоваться мощности до
50 кет, но обычно достаточна мощность от 1 до 10 кет. Чаще всего
в указанных линиях используется частотная модуляция, хотя ус-
пешно применялись также однополосная [42] и импульсная [43].
Выходные каскады передатчиков выполняются на клистронах
144, 45] или на лампах бегущей волны [46, 47].
Любительские передатчики. Большое количество радиопередат-
чиков принадлежит радиолюбителям. Все особенности таких пере-
датчиков подробно описаны в радиолюбительской литературе
[48, 49] и поэтому здесь не рассматриваются.
-ф 12.6. Передатчики передвижных радиостанций. К передвижным
относятся передатчики, которые устанавливаются обычно на авто-
машинах или переносятся человеком.
Автомобильные передатчики. Диапазон частот, занимаемый ав-
томобильными передатчиками, постепенно расширялся по мере
роста потребности в таких станциях. Вначале для диспетчерского
управления использовались частоты 1605—1750 кгц, затем для дан-
ной службы были дополнительно отведены частоты от 30 до
44 Мгц. После второй мировой войны началось применение для
этого вида связи диапазона 152—174 Мгц, а в самое последнее
время — диапазона 450—470 Мгц.
Постоянной тенденцией при создании систем диспетчерской свя-
зи является стремление уменьшить занимаемую передатчиками
полосу частот, а также сузить полосу пропускания приёмников,
чтобы как можно большее число станций могло поддерживать
связь без -взаимных помех. Передатчики, на которые были выданы
332
Глава 12
разрешения после ноября 1958 г., должны удовлетворять основным
требованиям, приведённым в табл. 12.4 [50]. Кроме того, каждый
передатчик должен быть снабжён фильтром нижних частот (на
диапазон звуковых частот) с такой характеристикой, чтобы ослаб-
ление частот от 3 до 15 кгц по отношению к частоте 1 кгц равня-
лось 401g — дб, где f — частота в килогерцах. На частотах выше
о
15 кгц ослабление должно быть, по крайней мере, на 28 дб больше,
чем на частоте 1 кгц. Мощность автомобильных передатчиков на-
ходится в пределах от 10 до 50 вт.
ТАБЛИЦА 12.4
Некоторые технические требования к передатчикам
Частотный диа- пазон Мгц Ширина полосы пропускания кгц Максимальная девиация кгц Стабильность частоты, %, при мощности передатчика
свыше 3 впг менее 3 вт
254-50 20 5 0,002 0,005
504-150 40 15 0,0005 0,005
1504-450 20 5 0,0005 0,005
4504-1000 40 15 0,0005 0,005
В передвижной аппаратуре, где самыми существенными показа-
телями являются малый вес и небольшая потребляемая мощ-
ность [51], впервые в технике передатчиков получили широкое при-
менение транзисторные схемы. Очень существенным оказалось
применение транзисторов в качестве переключающего устройства
взамен механических вибраторов (см. разд. 8.10).
Судовые передатчики. Передатчики на небольших судах могут
работать на частотах 1600—4500 кгц, но чаще используется диапа-
зон 2000—3000 кгц. Кроме того, для этого рода службы резерви-
руются каналы в диапазоне 152—174 Мгц. В средневолновых пере-
датчиках применяется обычная амплитудная модуляция.
Океанские суда снабжаются радиотелеграфными передатчика-
ми, которые могут посылать непрерывный модулированный сигнал
или прерывистый сигнал в виде незатухающих колебаний на часто-
те 500 кгц, отведённой по международному соглашению для сигна-
лов бедствия. Связь между судами на коротких расстояниях осу-
ществляется на частотах 415—490 кгц, а на больших — в одном из
каналов в пределах полосы 2-?-30 Мгц, предназначенных для мор-
ской связи.
Самолётные передатчики. Самолётные передатчики должны
иметь минимальные размеры и вес, а также должны автоматически
Характеристики передатчиков
333
перестраиваться, чтобы при переходе на новую частоту пилоту не
приходилось заниматься перестройкой передатчика. Управление
движением самолётов вблизи аэропортов, а также связь самолё-
тов между собой на небольших расстояниях осуществляются на
ультракоротких волнах в диапазоне '118—132 Мгц- При больших
расстояниях применяются частоты в диапазоне 2—30 Мгц. И в том
и в другом диапазонах используется обычная амплитудная модуля-
ция, хотя на коротких волнах возможно применение однополосной
модуляции. При связи между скоростными самолётами в диапазо-
нах более высоких частот необходимо учитывать влияние эффекта
Допплера. Изменение частоты вследствие эффекта Допплера со-
ставляет около 1 гц на каждый 1 Мгц и на каждое число Маха.
Точность настройки на заданную частоту приёмника должна быть
в пределах 100 гц, чтобы разборчивость речи при однополосной пе-
редаче составляла 90% Дли отношения сигнал/помеха в 16 дб.
Мощность типовых самолётных передатчиков находится в преде-
лах от 3 до 1000 вт; электропитание осуществляется либо от источ-
ника постоянного напряжения 27,5 в, либо от источника перемен-
ного напряжения 115 вс частотой 400 гц.
«ф1 12.7. Телеметрические передатчики. Радиотелеметрия применяет-
ся для передачи информации о полёте ракет, искусственных спут-
ников Земли, а также в беспилотной авиации [52].
В США применяются три диапазона частот для передачи теле-
метрических данных: 216-4-260 Мгц, 1435-41535 Мгц, 2200-4-
4-2300 Мгц.
Передатчики на искусственных спутниках Земли, а также на
метеорологических ракетах используют узкие диапазоны вблизи
частот 108 и 900 Мгц [53].
В течение нескольких первых секунд полёта ракеты необходимо
передавать большое количество сведений о полёте, следовательно,
требуются телеметрические передатчики, способные передавать
большой объём информации. Основные системы, которые сейчас ис-
пользуются, это ЧМ/ЧМ (частотное разделение каналов), ШИМ/ЧМ
и ИКМ/ЧМ (временное разделение каналов)- При ЧМ/ЧМ несущая
частота передатчика модулируется с максимальной девиацией
±125 кгц, а число поднесущих, частота которых находится в пре-
делах от 400 до 70 000 гц, достигает 18 [54]. При ЧМ/ЧМ может
быть также применено временное разделение каналов, если исполь-
зовать коммутацию одной или более поднесущих к различным дат-
чикам. Каждая поднесущая модулируется по частоте до 7,5%
устройством, преобразующим информацию датчика. В системах
ШИМ и ИКМ несущая модулируется по частоте импульсами, ко-
торые, в свою очередь, модулируются сигналами информации или
эти сигналы передаются в виде кодовых комбинаций. Подробно эти
методы в данной книге не рассматриваются, так как относятся к
вопросам разработки систем. Сами радиопередатчики весьма про-
334
Глава 12
сты и строятся одинаково для всех видов модуляции. Пр,и модуля-
ции ЧМ/ЧМ, чтобы избежать взаимной модуляции между поднесу-
щими, требуется линейность девиации порядка 1 % в пределах
±150 кгц. В системах с временным разделением линейность менее
существенна- При использовании ШИМ девиация составляет около
±35 кгц, а при ИКМ — порядка ±250 кгц. Мощность телеметриче-
ских передатчиков достигает нескольких ватт. Однако вследствие
того, что передача обычно ведётся в пределах прямой видимости,
даже для больших расстояний можно применять передатчики мощ-
ностью до 10 мет при условии, что наземные устройства имеют на-
правленные антенны и приёмники с малым уровнем шумов [55, 56].
12.8. Вещательные передатчики. Для радиовещательной аппара-
туры основные показатели работы регламентируются в законода-
тельном порядке [57] и более тщательно, чем для аппаратуры других
видов. Так, должна поддерживаться в определённых заданных
пределах выходная мощность передатчика и быть обеспечена высо-
кая степень стабильности частоты. Детально задаются также ха-
рактеристики, относящиеся к процессу модуляции.
Передатчики с амплитудной модуляцией. Амплитудная модуля-
ция (AM) применяется в диапазоне 535—1605 кгц, а также в тех
частях диапазона 2-±30 Мгц, которые отведены для международно-
го вещания. В Европе, Африке и Азии для радиовещания с примене-
нием амплитудной модуляции используют также частоты 150—
285 кгц. Максимальная выходная мощность передатчиков в США
50 кет, однако в ряде стран применяются передатчики мощностью до
1 Мет [58]. Так как многие вещательные передатчики работают поч-
ти непрерывно, то при больших мощностях становится существен-
ной стоимость электроэнергии. Поэтому в радиовещательной аппа-
ратуре находят применение специальные высокоэффективные ли-
нейные усилители, такие, например, как усилители по схеме До-
герти (см. раздел 6.8).
Совместимая однополосная система. В радиовещательном диа-
пазоне стандартные каналы шириной в 10 кгц настолько примы-
кают по частоте друг к другу, что между ними не остаётся никако-
го защитного промежутка. Передатчики, работающие на частотах
соседних каналов, обычно размещаются так, чтобы не обслужи-
вать одну и ту же территорию, так как возможно возникновение
перекрёстных искажений вследствие биений между несущей при-
нимаемой станции и боковыми частотами следующего канала.
Если бы все передатчики работали на одной боковой полосе, то
в заданном диапазоне можно было бы расположить больше стан-
ций, однако это потребовало бы переделки всех приёмников-
В настоящее время предложена [59] совместимая система, в ко-
торой одна боковая полоса подавляется относительно другой на
30 дб, а для приёма сигнала могут применяться обычные приёмни-
ки. Преимущества такой системы ясны из рис. 12.3.
Характеристики передатчиков
33&
Передатчики с частотной модуляцией. Частотная модуляция
(ЧМ) применяется в диапазоне 884-108 Мгцх). Номинальное пи-
ковое значение девиации для этих передатчиков составляет
±75 кгц, для передатчиков звукового сопровождения телевиде-
ния — ±25 кгц * 2). Усилители мощ-
ности высокой частоты в передат-
чиках с частотной модуляцией
ламповые и работают обычно в
режиме класса С с максимально
возможным кпд. В увч телевизи-
онном диапазоне 3) в передатчи-
ках звукового сопровождения те-
левидения применяются также и
клистроны.
Величина предыскажений (т. е.
искусственный подъём) высших
модулирующих частот для пере-
датчиков с частотной модуляцией
регламентируется. Для этих пе-
редатчиков, а также для звуко-
вых передатчиков телевизион-
ных станций подъём создаётся
цепочками из R и С или L и С
с постоянной времени 75 мксек4).
Многоканальная передача. Че-
рез передатчик с частотной модуляцией могут передаваться одно-
временно две или более программ. В этом случае наиболее прак-
тически применимым оказывается метод частотного разделения ка-
. налов. Дополнительный канал может использоваться для фототе-
леграфии, стереофонического вещания или специальных реклам-
ных объявлений местного значения.
При передаче фототелеграфных сообщений поднесущая модули-
руется по частоте или по амплитуде. Если применяется модуляция
по амплитуде, частота поднесущей составляет 25 кгц, а ширина
боковых -полос по обе стороны от поднесущей не должна превы-
шать 3 кгц. При этом модуляция несущей должна быть меньше 5%.
0 В СССР для вещания с применением ЧМ отведён диапазон 66-4-73 Мгц.
Ред.
2) В СССР установлено одинаковое предельное значение девиации ±50 кгц
для вещательных станций с ЧМ и для звуковых передатчиков телевизионных
станций. Ред.
3) IV и V телевизионные диапазоны 470-4-960 Мгц. Ред.
4) В отечественных передатчиках постоянная времени цепочки, служащей
для подъёма верхних частот модуляции, равна 50 мксек, что соответствует
подъёму в 4,7 раза (13,4 дб) на частоте 15000 гц. Ред.
336
Глава 12
Уровень перекрёстных искажений в основном звуковом канале,
вызываемый модуляцией поднесущей, должен быть ниже уровня,
соответствующего 100-процентной модуляции, на 60 дб и более.
Для передачи других сигналов допускается только частотная
модуляция поднесущей. Частота поднесущих не регламентируется,
но самая высокая из передаваемых частот не должна превышать
75 кгц, а общая модуляция должна быть меньше 30%.
Рис. 12.4
Для модуляции несущей частоты сигналом поднесущей она мо-
жет подаваться на вход основного модулятора при условии, что он
обладает необходимой «частотной характеристикой и отвечает тре-
бованиям в отношении искажений из-за взаимной модуляции. Од-
нако немногие модуляторы удовлетворяют этим требованиям, по-
этому обычно применяют специальные возбудители. Блок-схема та-
кого возбудителя показана на рис. 12.4. Несущая, модулированная
сигналом -с частотой в пределах 50—15 000 гц, умножается до 8—
10 Мгц, а затем при помощи балансного фазового модулятора вво-
дится поднесущая [60].
12.9. Телевизионные передатчики. Характерным для телевизион-
ных передатчиков является наличие широкополосных усилителей, а
также возможность осуществления модуляции частотами до
4,5 Мгц. В телевизионных передатчиках используется амплитудная
модуляция, так как это позволяет применить частичное подавление
одной боковой полосы. Возможна передача видеосигнала с полосой
4,2 Мгц и звукового сигнала с полосой 200 кгц в пределах общей
полосы 6,0 Мгцх). При частотной модуляции потребовалась бы об-
щая полоса по меньшей мере в 9 Мгц.
1) По стандарту СССР общая ширина полосы телевизионного радиоканала
составляет 8 Мгц и верхняя частота модуляции 6 Мгц. Ред.
Характеристики передатчиков
337
Идеализированная амплитудно-частотная харктеристика пере-
датчика изображения приведена на рис- 12.5. Быстрое спадание
характеристики ниже 0,5 Мгц1) достигается при помощи специаль-
ных высокочастотных фильтров, включённых после каскадов уси-
ления высокой частоты, или формированием частотных характери-
стик самих усилительных каскадов. Крутой спад характеристики
выше частоты 5,45 Мгц обеспечивается включением фильтра низ-
ких частот на входе модуляционного устройства.
§
if!
§ £
§
й Э’5>
£ §
О
1 0,5 Ц
—^0,75Мгц
Частота, цветовой,
поднесущей.
\,25 2 Ц
'г; ----3,579М5Мгц—
---------- Ь,2Мгц —
------------4,5Мгц —
-------------- бМгц-------
545 £15 6
Рис. 12.5
Подробные данные о сигналах чёрно-белого и цветного телеви-
дения здесь не рассматриваются, так как формирование их проис-
ходит вне радиопередающих устройств [61].
Передача постоянной составляющей. Одно из основных отличий
между модуляторами телевизионного и звукового передатчиков
состоит в том, что в модуляционном уст-
ройстве телевизионного передатчика мо- 4 J1
жет быть передана постоянная составля- 1|||
ющая сигнала. iWl ____________
На рис. 12.6 показана форма выход- * В
-ного сигнала звукового передатчика с немодулирован-
амплитудной модуляцией. Площадь кри- нал несущая
вой над линией уровня несущей (рис. 12.6) |__________________
равна площади ниже этой линии,
хотя пиковые значения могут и отличать- -------------► Время
Рис. 12.6
1) Речь идёт о спадании характеристики для частот нижней боковой полосы,
отстоящих на 0,75 Мгц и более от несущей. Ред.
22—349
338
Глава 12
ся. Средняя величина значений напряжения на выходе передатчика
за длительный промежуток времени остаётся постоянной. Этим же
свойством звукового сигнала объясняется и то, что в звуковом пере-
датчике с амплитудной модуляцией остаётся неизменным средний
анодный ток модулируемой ступени, а в передатчике с частотной
модуляцией остаётся неизменным среднее значение частоты.
При передаче изображения средняя яркость следующих друг
за другом сцен отнюдь не постоянна и изображение может быть
почти полностью белым или чёрным в течение длительных перио-
дов времени. Если не передаётся постоянная составляющая, то
изображения с различной средней освещённостью будут переда-
ваться на одном и том же «сером» фоне, что ухудшает качество
воспроизведения изображения. Имеются и другие причины, кото-
рые делают желательной передачу постоянной составляющей:
1. Один и .тот же передатчик может излучать, по крайней ме-
ре, в три раза большую мощность за данный период времени без
увеличения интерференционных помех1)-
2. Постоянное значение уровня синхроимпульсов (пикового
уровня) позволяет применить простые схемы для осуществления
автоматической регулировки усиления в приёмниках.
3. В передатчике возможно увеличение полезного размаха сиг-
нала от вершин синхроимпульса до уровня белого примерно
на 50%.
4. Модулятор и усилители модулированных колебаний могут
работать с использованием в некоторой степени нелинейной обла-
сти характеристик; при помощи предварительного увеличения син-
хроимпульсов (предкоррекции) эти искажения компенсируются.
На рис. 12.7 для иллюстрации приведены формы колебаний для
случаев передачи телевизионного сигнала без постоянной состав-
ляющей (без фиксации уровней) и с постоянной составляющей.
В обоих случаях рассматриваются сигналы, соответствующие пере-
даче белой полоски на чёрном фоне и чёрной полоски на белом
фоне.
Из рисунка видно, что при передаче без постоянной составляю-
щей в условиях, когда равны площади, очерченные сигналом над и
под линией немодулиройанной несущей, пиковое значение сигнала,
соответствующее уровню синхроимпульса, в случае чёрного поля
значительно меньше, чем в случае белого поля. Если же уровень
на выходе передатчика, соответствующий задней площадке гася-
щего импульса, поддерживать неизменным, пиковое значение сиг-
нала (уровень синхроимпульса) будет фиксированным независимо
!) В энергетическом отношении в этом и заключается основное преимущество
принятой во всех странах системы с передачей постоянной составляющей (т. е. .
фиксация уровней в излучаемом сигнале), при которой увеличение мощности бо-
ковых полос может достигать трёх раз. Ред.
Характеристики передатчиков
339
от содержания изображения и равным максимальной выходной
мощности. Среднее значение анодного тока модулируемой ступени
телевизионного передатчика будет возрастать при увеличении со-
держания «чёрного» в изображении.
Предельное va
$ значение ли-
нового уровня
Фиксация у ров.
"задн. плащ,
гасящ.имл.
Немодулирован-
ная-несущая
при отсутст-
вии фиксации
Нулевой уровень
несущей
без фиксации
—г* время
Рис. 12.7
Схемы фиксации уровня. Может быть осуществлена фиксация
уровня, соответствующего задней площадке гасящих импульсов
или вершине синхроимпульсов. На рис. 12-8 изображена схема, по-
ясняющая принцип действия фиксирующей цепи.
К сеткам модулируе
мой ВЧ ступени.
Л -НОВ на сетке
П модулируемой
Т ступени на уров-
- не фиксации
Рис. 12.8
Предположим, что осуществляется сеточная модуляция ступе-
ни, которая отдаёт необходимую мощность, соответствующую уров-
ню гасящего импульса, при смещении 170 в. Это напряжение яв-
ляется одновременно напряжением на аноде модуляторной лампы.
340
Глава 12
Смещение на модуляторную лампу подбирается так, чтобы при
замкнутом ключе напряжение на аноде было — 170 в. Ключ дол-
жен быть замкнут только на время, в течение которого уровень
видеосигнала соответствует фиксируемому. Постоянная времени
цепи RC выбирается настолько малой, чтобы заряд конденсато-
ра С и, следовательно, напряжение смещения достигали нужного
значения прежде, чем ключ К вновь разомкнётся. В течение перио-
да времени, пока ключ разомкнут, утечка через его цепь должна
быть достаточно малой. При этом заряд конденсатора сохраняется
неизменным до следующего замыкания ключа, которое произойдёт
в конце следующего строчного интервала.
На рис. 12.9 представлена схема управляемой фикси-
рующей цепи. Управляющие импульсы противоположной по-
лярности поступают на два диода, которые также включены про-
тивоположно, как показано на рисунке. Длительность импульсов,
создаваемых блокинг-генератором, меньше длительности задней
площадки гасящего импульса сигнала и схема регулируется так,
чтобы они примерно совпадали во времени с центром этой пло-
щадки. Оба диода будут проводить ток одновременно и, если схе-
ма симметрична, действие управляющих импульсов взаимно ком-
пенсируется, так что импульсы на сигнал не накладываются.
Характеристики модуляционных устройств. Полоса частот мо-
дуляционного устройства передатчика чёрно-белого изображения
должна быть не менее 3,5 Мгц, а передатчика цветного изображе-
ния — не менее 4,3 Мгц- В общем случае частотная характеристи-
ка на высоких частотах улучшается при уменьшении анодных на-
грузочных сопротивлений, ёмкостей, шунтирующих эти сопротивле-
ния, а также при помощи схем последовательной или параллельной
коррекции. Модулятор должен также иметь хорошую переходную
Характеристики передатчиков
341
характеристику, которая определяется не только частотной, но и
фазовой (см. 6.7) характеристикой усилителя.
Переходная характеристика передатчика в целом не норми-
руется, так как проведение соответствующих испытаний, а также
оценка полученных результатов сопряжены с определёнными труд-
ностями. Эти трудности вызываются тем, что измерить и получить
высококачественную переходную характеристику демодулятора —
задача сложная !).
Левый
^выброс
Рис. 12.10
Переходную характеристику усилителя можно наблюдать на
экране широкополосного осциллографа, включённого на выход
усилителя, если на вход последнего подать периодическое напря-
жение прямоугольной формы частотой 100 кгц и выше. На
рис. 12.10 показано, как определить различные величины, по кото-
рым можно оценить переходную характеристику. Переходная ха-
рактеристика телевизионной системы считается хорошей, если эти
величины не превышают следующих значений:
9 Несмотря на указанные трудности для оценки линейных искажений в совре-
менных телевизионных передатчиках, нормируются две характеристики: ампли-
тудно-частотная и переходная. Измерения последней, так же как и измерения
всех видеочастотных испытательных сигналов, производятся при помощи конт-
рольного «однополосного» демодулятора, характеристики которого соответствуют
идеализированным характеристикам типового приёмника. Этим проверяется так-
же согласование характеристик передатчика и приёмника с типовой характери-
стикой.
Для проверки и настройки контрольных демодуляторов разработаны методы,
позволяющие независимо от передатчика, подлежащего контролю, производить
измерение их характеристик с достаточной точностью. Ред.
342
Глава 1.2
Время нарастания (в пределах от 10 до 90%) —0,13 мксек
Левый выброс — 10%
Первый положительный правый выброс — 10 »
Первый отрицательный правый выброс — 6 »
Правые выбросы — четвёртый и более
высокого порядка — меньше 2%.
Частота затухающих колебаний, предшествующих установив-
шемуся значению сигнала, определяется частотой среза частотной
характеристики.
Практически установлено, что изображение получается наилуч-
шим, если переходная характеристика симметрична относительно
точки, расположенной на уровне, соответствующем 50% установив-
шегося значения сигнала [63].
Для того чтобы получить такую характеристику, на вход устрой-
ства включают специальные цепи, так называемые всепропускаю-
щие фазокорректирующие звенья, которые воздействуют на общую
фазовую, а значит, и переходную характеристики, но не влияют на
частотную характеристику 9 [64; 65].
х) Причиной фазовых искажений, т. е. отсутствия пропорциональности меж-
ду фазовым углом коэффициента передачи и частотой является несимметричное
расположение несущей в полосе пропускания, а также крутой срез амплитудно-
частотных характеристик в высокочастотном и в видеочастотном трактах.
В чёрно-белом телевидении наиболее существенно сказываются на качестве
изображения фазовые искажения, вызванные несимметричным расположением
несущей, в цветном, вследствие расположения сигнала цветности в верхней части
полосы, существенны также фазовые искажения в области верхних частот.
Коррекция фазовых искажений в цепях высокой частоты, там где они воз-
никают, представляет значительные трудности, поэтому не применяется. Её осу-
ществляют либо в видеочастотном тракте, т. е. на входе модулятора, либо в
тракте модулированного сигнала в передатчиках, где формирование сигнала
происходит на промежуточной частоте.
Для коррекции фазовых искажений характеристика группового времени за-
держки корректора /я2р(П) и эквивалентная характеристика тракта t2p (Q) дол-
жны дополнять друг друга так, чтобы tK гр (^) + tzp (Q) = const.
При фазовой коррекции по видеочастоте закон изменения фазового угла, за-
даваемый корректором, переносится в процессе модуляции на ход изменения фа-
зовых углов боковых частот 0i« и 02/с (относительно несущей), причём это из-
менение фазовых углов происходит симметрично для обеих боковых полос. Обус-
ловленные действием корректора относительные фазовые углы складываются с
относительными значениями фазовых углов, присущих самому тракту, и так как
последние несимметричны для обеих боковых полос, суммарные фазовые углы
оказываются также несимметричными: 0цШо_2) Ф ®2(ш0+~2)' Удовлетворитель-
ная коррекция в этом случае достигается вследствие быстрого уменьшения вели-
чины нижней боковой при подавлении её в демодуляторе. Так как
®l(w0—2) ®2(w0+2)’ в области частот 0,5-И Мгц величина модулирующего
вектора М=^=ах-\-а2 (сумма векторов боковых частот), что вызывает некоторую
неравномерность частотной характеристики, не сказывающуюся практически на
форме переходной.
При коррекции в тракте модулированного сигнала 0цШо_2) = ®2(Шо+ 2) и
М=ах + а2, вследствие чего после демодуляции при правильной установке несу-
щей на характеристике демодулятора сигнал получается таким же, как и при
симметричной двухполосной передаче и отсутствии фазовых искажений. Ред.
Характеристики передатчиков
343
Если на вход видеоусилителя подано напряжение прямоуголь-
ной формы низкой частоты (60 гц или менее), на выходе будет на-
блюдаться перекос плоской части импульса, который при частоте
60 гц не должен превышать 2% *)•
Передача сигналов цветного телевидения* 2). Передатчик для
цветного телевидения должен обеспечивать воспроизведение цвет-
Зелёный^
Жёлтый
(5J7 1,335
I ’ Голубой гПурпурный.
Красный —-^1
< ч I
g Сигнал цветовой 1тп
§ синхронизации
\ UDnuuii'i ।
L I
'.0,70
0,53 Г""
Р-Ч
I Ц4т
а//
Белый
Синий.
-0,21
» -ОМ
- Строчный
синхроимп
1W \ i \0,65
----1__1_____-CZ2
1---[________-0,003 ;
[__J в?емл '
-0,335 -0,337
----- уровень чёрно-белого сигнала
-----размах цветового сигнала
Уровень
чёрного
ЧЦП'
Ж
Рис. 12.11
ного сигнала с небольшими искажениями. Ниже кратко рассматри-
вается влияние характеристик передатчика на качество цветного
сигнала.
Информация о цвете передаётся при помощи поднесущей на
частоте 3,579545 Мгц- Если включить режекторный фильтр, на-
строенный на эту частоту, в тракт подачи сигнала на вход пере-
датчика, цветной сигнал будет устранён практически без влияния
на воспроизведение чёрно-белого изображения.
!) Речь идёт о переходной характеристике, определяемой частотными свой-
ствами передатчика в области низких видеочастот. В этой области частот иска-
жения вызывают перекос горизонтальной части импульса. В СССР для измере-
ния переходной характеристики в области низких видеочастот применяют сим-
метричные импульсы частотой 50 гц, с наложенными строчными синхронизирую-
щими импульсами. Ред.
2) Проведённое в этом и следующем разделах рассмотрение относится к при-
нятой в США системе цветного телевидения, так называемой одновременной
совместимой системе с квадратурной модуляцией. Ред.
344
Глава 12
Методы формирования сигналов цветного телевидения здесь не
рассматриваются, но на рис. 12.11 и 12.12 изображены испытатель-
ный сигнал цветного телевидения и диаграмма, указывающая
правильные амплитудные и фазовые соотношения его состав-
ляющих.
На рис. 12.11 представлено изображение сигнала цветных по-
которое получается на экране
оциллографа, если на его вход
подать сигнал с выхода генера-
тора цветных полос. Сплошны-
ми линиями обозначены уровни
яркостного сигнала, соответст-
вующие каждому цвету, а пунк-
тирные линии на том же
рисунке показывают размах
поднесущей или сигнала цвет-
ности.
Отметим, что сумма значе-
ний яркостных сигналов крас-
ной, зелёной и синей полос
равна 1,0, что соответствует
уровню белого. Диаграмма
рис. 12.12 представляет собой
лос 100-процентной насыщенности,
изображение сигнала цветных полос на экране вектороскопа, на ко-
тором видны относительные значения амплитуд и фазовых углов
поднесущей. Следует заметить, что суммарное значение проекций
векторов красного, зелёного и синего цветов на горизонтальную и
вертикальную оси равно нулю. Это соответствует тому, что белый
цвет в действительности получается при одновременном действии
красного, зелёного и синего цветов. Длина векторов на диаграмме
выражена в долях от величины уровня белого, а углы соответствуют
фазам векторов относительно фазы поднесущей с добавлением 180°.
Влияние характеристик передатчика на воспроизведение сигна-
ла цветного изображения- Для неискажённого воспроизведения
сигналов цветного изображения имеют существенное значение сле-
дующие характеристики передатчика [66].
1. Амплитудн о-ч а с то т н а я характеристика. Для
передачи чёрно-белого изображения правилами Федеральной ко-
миссии связи допускается спад амплитудно-частотной характерис-
тики на частоте 3,5 Мгц до 12 дбх), для передачи сигналов цвет-
!) Столь значительное ослабление высоких видеочастот не обеспечивает дос-
таточно высокого качества воспроизведения даже чёрно-белого изображения.
Поэтому для современных передатчиков чёрно-белого телевидения устанавливают
допустимое ослабление высоких частот на краю полосы порядка 4-4-5 дб. Для
передатчиков цветного телевидения это ослабление не должно превышать 2 дб.
Ред.
Характеристики передатчиков
345
ного изображения спад характеристики не должен превышать 2 дб
на частоте 4,18 Мгц1).
2. Ослабление сигнала цветовой синхрониза-
ции цепями фиксации. Если применяются управляемые
цепи фиксации и фиксируется уровень, -соответствующий задней
площадке гасящего импульса, необходимо, чтобы сигнал цветовой
синхронизации не -ослаблялся. Для предотвращения такого иска-
жения сигнала между сеточной цепью, где осуществляется фикса-
ция уровня, и фиксирующей схемой включают резонансный кон-
тур, настроенный на частоту 3,58 Мгц.
3. Дифференциальный коэффициент передачи.
Правильность воспроизведения соотношений уровней в выходном
сигнале относительно соотношений во входном определяется ли-
нейностью тракта, которая количественно выражается через так
называемый дифференциальный коэффициент передачи. В чёрно-
белом телевидении линейность определяет точность воспроизведе-
ния града-ций яркости. Как видно из рис. 12.11, правильная пере-
дача цветного изображения зависит от воспроизведения сигнала
яркости (сплошные линии), и поэтому нелинейность сказывается
на качестве цветного изображения* 2).
Для измерения дифференциального коэффициента усиления
определяют изменение амплитуды поднесущей при изменении сред-
него уровня сигнала яркости (см. гл. 13). Для коррекции искаже-
ний, выражающихся в уменьшении амплитуды поднесущей, когда
уровни в сигнале приближаются к уровню белого, применяются
схемы «растягивания» сигнала3). Один из методов построения та-
ких схем состоит в шунтировании элемента схемы, где проходит
видеосигнал, диодом, смещение на который подобрано так, что он
проводит ток в области средних значений сигнала и не проводит,
когда сигнал достигает значений, при которых происходит умень-
шение амплитуды вследствие нелинейности.
9 Во избежание искажений насыщенности цветов при изменениях уровня
яркости существенно также, чтобы амплитудно-частотная характеристика значи-
тельно не изменялась при изменении яркости. Если передатчик содержит несколь-
ко каскадов широкополосного усиления, амплитудно-частотная характеристика
каждого из них должна иметь малые искажения во всей полосе частот. Примене-
ние взаимной компенсации характеристик (так называемые системы с расстроен-
ными контурами), а также недостаточно тщательное согласование сопротивлений
между каскадами — наиболее частые причины указанных выше изменений ампли-
тудно-частотной характеристики. Ред.
2) Значительная нелинейность характеристики коэффициента передачи при
сеточной модуляции вызывает искажения не только уровней сигнала яркости, но
и величины сигнала цветности. Это особенно заметно сказывается на воспроиз-
ведении яркости и насыщенности наиболее ярких мест изображения. Чтобы
уменьшить искажения, в тракт модулятора или на его вход вводятся устройства
предкоррекции, компенсирующие искажения, возникающие при модуляции. Ред.
3) Относительное увеличение усиления тракта на определённых уровнях сиг-
нала (например, растягивание «белого», растягивание синхроимпульса). Ред.
346
Глава 12
(, 4. Характеристика дифференциальн о-ф а з о в о г о
сдвига. Фаза поднесущей относительно фазы сигнала цветовой
синхронизации не должна изменяться при изменении уровня яр-
костного сигнала [67]. Искажения характеристики дифференциаль-
но-фазового сдвига вызываются диагональным срезом верхушек
напряжения поднесущей, наличием двух или более путей передачи
сигнала в усилительных трактах высокой частоты, а также элемен-
тами тракта, полные сопротивления которых изменяются с измене-
нием уровня сигнала !).
5. Характеристика задержки огибающей. Если
сигнал цветовой информации достигает воспроизводящей трубки
приёмника не одновременно с яркостным сигналом, возможно сме-
щение окраски изображения в горизонтальном направлении отно-
сительно контура, образуемого яркостной составляющей* 2). У ти-
повых телевизионных приёмников имеется задержка высоких частот
относительно низких и правилами Федеральной комиссии связи
установлены нормы на величину компенсации этой задержки, осу-
ществляемой на входе передатчика цветного телевидения. Пред-
коррекция достигается включением в схему модулятора или на его
вход корректирующей цепи, которая вносит постоянную задержку
на частотах между 0,1 и 3,0 Мгц, а на частотах выше 3 Мгц за-
держка линейно уменьшается так, что на частоте 3,58 Мгц она на
0,17 мксек меньше, чем на частотах ниже 3 Мгц (0,05 мксек при-
мерно соответствует длительности половины элемента изображения
в горизонтальном направлении).
На рис. 12.13 иллюстрируется графически определение величи-
ны задержки огибающей [68]. Здесь представлена зависимость от
частоты фазового угла между выходным (демодулированным) и
входным сигналами- Если эта зависимость представляет собой пря-
мую линию — фазовая характеристика линейна, время задержки
для всех частот одинаково и искажения изображения не происхо-
дит. Чем время задержки больше, тем характеристика круче. Од-
нако, если характеристика отклоняется от линейной, например, в
области высоких частот, это означает, что время задержки в об-
ласти этих частот изменяется.
!) Основными причинами дифференциально-фазовых искажений (кроме ука-
занных в тексте) являются: изменение полного сопротивления анодной цепи лам-
пы усилителя вследствие перемещения рабочей точки по нелинейной характери-
стике лампы и обратная связь из-за недостаточной нейтрализации в модулируе-
мом каскаде и каскадах усиления модулированных колебаний. При тщательном
конструировании передатчика указанные искажения могут быть сведены до
5-7-6°. Применяются также корректоры искажений, включаемые на вход пере-
датчика. Ред.
2) Кроме этого, фазовые искажения или искажения характеристики задерж-
ки, если они не скорректированы на входе передатчика, вызывают, как это ука-
зывалось выше, искажения переходной характеристики, которые проявляются как
на чёрно-белом, так и цветном изображении в виде окантовок, а также ведут
к потере чёткости. Ред.
Характеристики передатчиков
347
Как видно из рис. 12.13, разность фазовых углов на частотах
3,0 и 3,5 Мгц может быть невелика, а, как известно, измерение ма-
лой разности между величинами, имеющими большие значения,
всегда затруднительно. Проще выполнить измерение крутизны фа-
Рис. 12.13
зово-частотной характеристики. Зависимость крутизны фазовой
характеристики от частоты получила название характеристики «за-
держки огибающей»1). Соответствующие методы измерения рас-
сматриваются в гл. 13. Коррекция характеристики задержки оги-
бающей достигается при помощи фазовых корректоров, которые из-
меняют общую фазовую характеристику, не оказывая влияния на
частотную (схемы фазовых корректоров рассматриваются в
[64, 65].
12.10. Ретрансляторы радиовещательных и телевизионных стан-
ций. Зона, обслуживаемая вещательной станцией, может быть рас-
ширена, если ретранслировать сигнал главного передатчика через
вспомогательные передатчики, расположенные на некотором рас-
стоянии от него. Эти передатчики могут работать на той же час-
тоте, что и главный, однако чаще 1Применяется ретрансляция на
другой частоте.
Типовые телевизионные ретрансляторы имеют выходную мощ-
ность 10 вт и рассчитаны на приём сигнала с уровнем порядка
9 Выражение фазовых свойств устройства при помощи характеристики
времени «групповой задержки» или «задержки огибающей» имеет и недостатки,
заключающиеся в том, что эта характеристика не позволяет непосредственно
оценить фазовые искажения, а значит, и связать их с качеством воспроизводи-
мого сигнала. Одинаковые отклонения фазовых характеристик от линейности, но
происходящие с разной скоростью, вызывают различное по величине время «груп-
повой задержки». Для определения фазовых искажений необходимо произвести
интегрирование функции, выражающей характеристику времени «групповой за-
держки», причём ход этой характеристики должен быть известен вплоть до са-
мых низких частот или свойства цепи в этой области частот должны быть до-
статочно надёжно оценены. Ред.
438
Глава 12
1 мв на частоте любого из каналов между 2 и 13 .и передачу этого
сигнала на частоте любого из свч каналов между 70 и 83. Сигнал
не демодулируется, а только преобразовывается по частоте путём
смешения с частотой местного кварцованного генератора. С целью
опознавания периодически производится манипуляция ретрансля-
тора кодированными (по коду Морзе) посылками.
12.11. Генераторы высокой частоты для промышленных, меди-
цинских и других целей. Для многих применений необходимы высо-
кие уровни мощности высокой частоты. Устройства, создающие эту
мощность, во многом подобны передатчикам радиостанций.
Индукционный или диэлектрический нагрев применяется в про-
изводственных процессах, в которых температура должна строго
контролироваться, или когда нагрев должен быть локализован на
небольшом участке [69, 70]. Энергия радиочастоты также исполь-
зуется для медицинских целей [71], и применяемые в медицине при-
боры называются диатермическими генераторами.
Большие уровни мощности высокой частоты используются так-
же в установках для ядерных исследований, например, -в линейных
ускорителях и синхроциклотронах [72—75]. Чтобы эти устройства
не создавали помехи для систем связи, они должны работать на
специально выделенных частотах !).
ЛИТЕРАТУРА
1. SandrettoP. С. «Electronic Avigation Engineering», International Telepho-
ne & Telegraph Corporation, New-York, 1958.
2. Grover J. H. «Radio Aids to Air Navigation», Heywood and Company, Lon-
don, 1956.
3. Sonnenberg G. J. «Radar and Electronic Navigation», 2d ed., D. Van
Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J., 1955.
4. Ocean Electronic Navogation Aids, revised ed., U. S. Coast Guard, 1949.
5. Radio Navogation Aids, Hydrographic Office Publication 205, U. S. Navy Hyd-
rographic Office.
6. Radio Aids to Maritime Navigation and Hydrography, Special Publication 39,
International Hydrographic Bureau, Monaco, July 1956.
7. H e n n e у K. «Radio Enginnering Handbook», 5th ed., chap. 26, McGraw-Hill
Book Company, Inc., New-York, 1959.
8. R о у d e n G. T. Simultaneous Radio Range and Radiotelephone Equipment,
Elec. Commun., vol. 24, pp. 374—381, September 1947.
9. Hurley H. C., Anderson S. R. and К e а г у H. F. The Civil Aeronautics
Administration VHF Omnirange, Proc. IRE, vol. 39, pp. 1506—1520, December
1951.
10. Pierce J. A., McKenzie A. A. and Wooward R. H. «Loran», vol. 4,
of MIT Radiation Laboratory Series, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-
York, 1948.
11. Pierce J. A. An Introduction to Loran, Proc. IRE, vol. 34, pp. 216—234,
May 1946.
12. M e у e r s R. H. Design of a Loran Transmitter, Elect. Commun., vol. 28,
pp. 31—45, March 1951.
9 13,56; 27,12; 40,68; 915; 2450; 5850 и 18 000 Мгц.
Характеристики передатчиков
349
13. F г a n t z W. Р., D е a n W. N. and Frank R. L. A. Precision Milti puprose
Radio Navigation System, IRE Natl. Conv. Record, part 8, pp. 79—98. 1957.
14. Molloy E. «Radio and TV Reference Book», 2d ed., p. 17—18, Geogre New-
nes Ltd., London, 1956.
15. Caporale P. Vortac Beacons for Navigation, Electronics, vol. 30, p. 156,
June 1957.
16. Scarborough H. B. Tacan Ground Beacon AN/URN-3, Elec. Commun.,
vol. 33, pp. 26—39, March 1956.
17. D о d i n g t о n S. H. Airborne Tacan Equipment, AN/ARN-21, Elec. Commun.,
vol. 33, pp. 35—59, March 1956.
18. R e i n t j e s J. F. and С о a t e G. T. «Principles of Radar», 3d ed., McGraw-
Hill Book Company, Inc., New-York, 1952.
19. Y о u n g C. W. Radar Sastem Planning, Electronics, vol. 31, p. 120, Feb. 14
1958.
20. S m u 11 i n L. D. and Montgomery C. G. «Microwave Duplexers», vol. 14,
of MIT Radiation Laboratory Series, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-
York, 1948.
21. Thorne T. G. and Billings J. A. The Performance of Doppler Navigation
Systems, Commune, and Electronics (Britsh), vol. 6, p. 176, March 1959.
22. F r i e d W. R. Principles and Performance Analysis of Doppler Systems, IRE
Trans, on Aeronaut. Navigational Electronics, vol. AN-4, pp. 202—211, Decem-
ber 1957.
23. Barker J. Radar Meter Helps Enforce Traffic Laws, Electronics, vol. 32,
p. 48, Mar. 6, 1959.
24. Ref. 1, chap. 16.
25. P e t e r s о n H. 0., Atwood J. B., G о 1 d s t i n e H. E., Hansell G. E. and
Schock R. E. Observations and Comparisons of Radio Telegraph Signalling
by Frequency-shift and On-Off Keying, RCA Rev., vol. VII, March 1946.
26. H a t f i e 1 d L. E. Frequency-shift Radio Transmission, Proc. IRE, vol. 36,
pp. 116—120, January 1948.
27. Wickizer G. S. Relative Amplitude of Side Frequency in On-Of and Fre-
quency-shift Keying, RCA Rev., vol. VIII, March 1947.
28. Ref. 7, chap. 24, pp. 24—38.
29. D о e 1 z M. L. Predicted Wave Radio Teleprinter, Electronics, vol. 27,
pp. 166—169, December 1954.
30. С о s t a s J. P. Phase-shift Radio Teletype, Proc. IRE, vol. 45, pp. 16—20,
January 1957.
31. Buff C. Application of Single-sideband Techniques to Frequency-shif Tele-
graphy, Proc. IRE, vol. 44, pp. 1692—1697, December 1956; and comment, Proc.,
IRE, vol. 45, pp.539—540, April 1957.
32. В e c k e n E. D. Single-sideband Operation for International Telegraph, Proc.
IRE, vol. 44, pp. 1782—1788, December 1956.
33. S c h m i d t A. R. A Frequency Stepping Scheme for Over-coming the Di-
sastrous Effects of Multipath Distortion in H-F-FSK Communication Circuits,
1959 IRE Natl. Conv. Record, part 8, p. 177.
34. W г а у P. G. Transistorized Multiplex Teletypewriter, Electronics, vol. 30,
pp. 150—154, September 1957.
35. В u f f C. Twinplex an Twinmode Radiotelegraph Systems, Elec. Commun,
vol. 29, pp. 20—30, March 1952.
36. M о s i e r R. R. and Clabaugh R. G. Kineplex, A Bandwidthefficient Binary
Transmission System, Trans. AIEE, part 1, Communs. and Electronics, no. 34,
pp. 723—728, January 1958.
37. Wolff H. High Speed FSK of LF and Radio Circuits, IRE Trans, on Com-
muns. Systems, vol. CS-5, pp. 29—42, December 1957.
,38 . Fusca J. A. USAF Evaluates Single Sidenband System, Aviation Week,
vol. 69, Dec. 15 1958.
350 Глава 12
39. К1 е п к L. М., М un n A. J. and N е d е 1 к a J. A. Multi-channel, Single-side-
band Transmitter, Proc. IRE, vol. 40, pp. 783—799, July 1952.
40. Bruene W. B. High-Level Clipping and Filtering, QST, vol. 35, pp. 18—21,
November 1951.
41. F r i i s R. W. E., M а с к C. L., N i c h о 1 s В. E. and Leonhard J. Single-si-
deband Techniques in UHF Long-range Communications, Proc. IRE, vol. 44,
pp. 1854—1873, December 1956.
42. M о г г о w W. E., Mack C. L., Nichols В. E. and Leonhard J. Single-
sideband Techniques in UHF Long-range Communications, Proc. IRE, vol. 44,
pp. 1854—1873, December 1956.
43. Schreiner S. and Vallarino A. R. 48-channel PCM System, IRE Natl.
Conv. Record, part 8, pp. 141—149, 1957.
44. G о 1 dm an H. L. F. Gray and Pollack L. Wide Band UHF 10 KW Kly-
stron Amplifier, IRE Natl. Conv. Record, part 3, pp. 114—123, 1958.
45. В a d g e г С. M. W. Scatter SSB Technique Uses Power Klastron, Electronics,
vol. 29, pp. 176—179, December 1956.
46. M c D a v i 11 M. B. 6000 Megacycle-per-second Radio Relay System for Brod-
band Long-Haul Service in the Bell System, Trans. AIEE, part 1, Communs.
and Electronics, no. 34, pp. 715—722, January 1958.
47. Kurokawa H., So me у a I. and Morita M. New Microwave Repeater
System using a Single Travelling-wave Tube as Both Amplifier and Local Os-
cillator, Proc. IRE, vol. 45, pp. 1604—1611, December 1957.
48. «The Radio Amateur’s Handbook», 36th ed., American Radio Relay League,
Hartford, Conn., 1959.
49. «The Radio Handbook», 15th ed., Editors and Engineers, Ltd., Summerland,
Calif, 1959.
50. Federal Communications Commission, «Rules Regulations», vol. V, parts 10, 11
and 16.
51. Holmes D. D. Application of Transistors in Communication Equipment,
Proc. IRE, vol. 46, pp. 1255—1260, January 1958.
52. Nichols M. H. and Rauch L. I. «Radio Telemetry», 2d ed., John Wiley &
Sons, Inc., New-York, 1956.
53. M о 111 e у T. P., Marx D. H. and Teetsel W. P. A Delayed-repeater Sa-
tellite Communication System of Advanced Design, IRE Trans, on Military
Systems, vol. MIL-4, April — July 1960.
54. Telemetry Standards for Guided Missiles, Electronics, vol. 31, pp. 96—98,
Oct. 24 1958.
55. К о u к о 1 J. F. Telemetering the Explorer, Space/Aeronaut., vol. 30, p. 190,
November 1958.
56. Yeh L. P. Communicating in Space, Electronic Inds, vol. 18, pp. 94—99,
March 1959.
57. Federal Communications Commission, «Rules and Regulations», vol. Ill, pt. 3.
58. Smith С. E., Hall J. R. and Weldon J. O. Very High Power Long Wave
Broadcasting Station, Proc. IRE, vol. 42, pp. 1222—1235, August 1954.
59. Kahn L. R. Improved Compatible Single-sideband Equipment for Standard
Broadcast Service, IRE Natl, Conv. Record, part 7, pp. 55—60, 1958.
60. S t r a t m a n H. G. Exciters Multiplex FM Broadcast Systems, Electronics,
vol. 29, pp. 148—150, August 1956.
61. F i n к D. G. «Television Engineering Handbook», pp. 14—27—14—30, McGraw-
Mill Book Company, Inc., New-York, 1957.
62. «Television Equipment Theory and Operation», 7th ed., p. C-8, Radio Compo-
ration of America, Camden, N. J., December 1953.
63. Murakami T. and Corrington M. S. Applications of the Fourier Inte-
gral in thenalysis of Color Television Systems, IRE Trans, on Circuit Theory,
vol. CT-2, pp. 250—255, September 1955.
64. Allnott J. W. The Delay Equalization of the London — Birmingham Televi-
sion Cable System, J. Inst. Elec. Engrs, (London), vol. 99, part Illa,
pp. 338—347, April — May 1952.
Характеристики передатчиков
351
65. Corrington М. S., М u г а 1 a m i Т. S. and Sonnenfeldt R. W. Equali-
zation in the Time Domain, IRE Natl. Conv. Record, vol. 2, part 2, pp. 30—35,
1954.
66. F r e d e n d a 11 G. L. and Morrison W. C. Effect of Transmitter Characte-
ristics on NTSC Color Television Signals Proc. IRE, vol. 42, pp. 95—105,
January 1954.
67. Wentworth J. W. «Color Television Engineering», McGraw-Hill Book Com-
pany, Inc., New-York, 1955.
68. P a 1 m e r R. C. System Delay Characteristics in NTSC Color, Proc. IRE,
vol. 42, pp. 92—95, January 1954.
69. Curtis F. W. «High-frequency Induction Heating», McGraw-Hill Book Com-
pany, Inc., New-York, 1950.
70. Kloeffler R. G. «Industrial Electronics and Control», John Wiley & Sons,
Inc., New-York, 1949.
71. Carstensen E. L., Li K. and S ch wan H. P. Electric Ultrasonic Deep-
heating Diathermy, Electronics, vol. 27, p. 172, March 1954.
72. R о g e r s E. J. and Plotkin M. Generating R — F Power for 3 BEV Acce-
lerator, Electronics, vol. 27, p. 160, February 1954.
73. Pote A. J. Radio Frequency for a Synchrocyclotron, Electronics, vol. 24,
p. 100, November 1951.
74. С a г г о 11 J. M. Our Stake in Thermonuclear Power, Electronics, vol. 31, p. 75,
Dec. 19 1958.
75. H a r v e у A. F. Radio-frequency Aspects of Electronnuclear Accelerators,
Proc. IEE (London), vol. 106, part B, p. 43, January 1959.
76. Ведомственные технические условия. Министерство связи СССР. ВТУ 526—58.
77. Е в т я н о в С. И. Радиопередающие устройства. Связьиздат, 1950.
78. Штейн М. И. Элементы расчёта передатчиков ультракоротких волн. «Со-
ветское радио», 1958.
79. В ар б а некий А. М. Телевизионная техника. ГЭИ, 1964.
80. ГОСТ 7845—55. Телевидение чёрно-белое. Основные параметры системы те-
левизионного вещания.
81. Локшин А. М. Характеристики передатчиков цветного телевидения.
«Электросвязь», № 8, 1962.
82. Н о в а к о в с к и й С. В. Основные вопросы стандартизации радиовещатель-
ной системы цветного телевидения с квадратурной модуляцией. «Электро-
связь», 1962, № 10.
83. Современное радиопередающее оборудование для радио и телевизионного
вещания на УКВ. Под редакцией А. И. Лебедева-Кармацова. Связьиздат,
1963.
84. Модель 3. И. Радиопередающие устройства, Связьиздат, 1961.
85. Д робов С. А. Радиопередающие устройства. Воениздат, 1951.
13
ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
13.1. Введение. Измерения характеристик передатчиков имеют
важное значение, так как позволяют установить, насколько они
удовлетворяют требованиям соответствующих законоположений и
правил. Периодические измерения позволяют своевременно вы-
явить и заменить элементы оборудования, которые по тем или
иным причинам не могут обеспечить работу передатчика, а в слу-
чае неисправности быстро обнаружить и устранить причину этой
неисправности.
Имеется значительное количество литературы по электриче-
ским измерениям, причём часть работ посвящена основным прин-
ципам измерений (1—9], другая часть — устройству измеритель-
ных приборов [10—14]. Ряд пособий написан в виде руководств к
лабораторным курсам [15, 16]. Высокочастотные и микроволновые
измерения освещены в [17—23]. Измерения систем излагаются в
отдельных главах справочников и в монографиях [24—30], а также
в нескольких правительственных [31—32] и промышленных изда-
ниях [33—36].
В этой главе будут рассмотрены методы испытаний, которые
применяются в рабочих условиях для определения характеристик
отдельных элементов оборудования или устройств в целом. Обыч-
Измерения характеристик радиопередатчиков 353
но на практике необходимо только определить, выполняются ли за-
данные технические характеристики, поэтому высокой степени точ-
ности измерений не требуется. В данной главе называются типы
приборов, которые можно использовать для проведения испытаний,
но подробные технические описания схем приборов не приводятся,
так как они содержатся в каталогах [37].
13.2. Измерения мощности. Одним из основных показателей ра-
боты передатчика является уровень высокочастотной мощности на
его выходе. Большое значение имеет также общий кпд, т. е. отно-
шение выходной мощности к мощности потребляемой, особенно
когда стоимость потребляемой энергии составляет значительную
долю эксплуатационных расходов. Поэтому необходимо проводить
также измерение общей потребляемой мощности.
Первичные цепи питания. Потребляемая мощность наиболее
просто определяется, если измерить напряжение и ток и умно-
жить их на коэффициент мощности. Коэффициент мощно-
сти зависит от величины реактивного тока в трансформаторах и
моторах и не может быть изменён без внесения существенных из-
менений в оборудование.
Если требуется определить коэффициент мощности, то потреб-
ляемую мощность необходимо измерить ваттметром. Тогда коэф-
фициент мощности определяется из выражения:
коэффициент мощности = ——Е32Е-------е (13.1)
вольты X амперы
. В трёхфазной цепи потребляемая мощность равна:
мощность = 1,73Xкоэффициент мощностиXлинейное
напряжениеХсреднее значение линейного тока. (13.2)
Если устройство не потребляет мощности по цепи фаза — ней-
тральный провод, общую мощность можно определить методом
двух ваттметров (рис. 13.1). Общее значение вольтампер
л ViAl + Е2Л2 + У3А3
и коэффициент мощности находится из соотношения
* коэффициент мощности = . (13.4)
Если, однако, нейтральный провод используется и по нему
течёт ток, измерения производят методом трёх ваттметров
23-349
354
Глава 13
(р.ис. 13.2). Суммарная мощность при этом определяется из вы-
ражения
общая мощность = + W2 + ^з> (13.5)
Нейтральный,
провод
Рис. 13.1
а общее значение вольтампер равно
VA = + У2рЛ2 + V3pA3. (13.6)
Коэффициент мощности можно определись по формуле
, , суммарное значение мощности, ватты ziq
коэффициент мощности = —-----------------------—------.
суммарное значение VА
Рис. 13.2
Измерения характеристик радиопередатчиков
355
Отметим, что в методе двух ваттметров обмотки напряжения
ваттметров и вольтметры включаются между линейными прово-
дами, тогда как в методе трёх ваттметров они подключены между
линейными проводами и нейтралью.
Важно отметйть, что метод, схема которого изображена на
рис. 13.2, даёт правильный результат, если распределительный
трансформатор подключён по схеме звезды (рис. 13.3а). Но часто
встречается включение треугольником (рис. 13.36). В этом случае
трёхфазную и однофазную мощности и коэффициенты мощности
надо измерять отдельно.
Мощность звуковой частоты. Чтобы измерить мощность в диа-
пазоне от 20 гц до 15 кгц, определяют падение переменного напря-
жения на сопротивлении, которое является эквивалентом нагрузки.
При измерениях на уровнях, соответствующих передаче программ,
используются специальные измерители уровня. Их нулевые пока-
зания соответствуют 1 мет мощности испытательного звукового
колебания в сопротивлении, нагружающем линию. Показывающие
приборы таких измерителей, однако, должны иметь определённые
•баллистические свойства.
356
Глава 13
Мощность звуковых частот до 100 вт можно измерять непосред-
ственно в дбм или в ваттах измерителем выходной мощности. Ти-
повой прибор измеряет от 0,2 мет до 100 вт, а нагрузочное сопротив-
ление может быть от 2,5 ом до 20 ком. Показывающий прибор гра-
дуируется б эффективных значениях для синусоидальных напряже-
ний, но фактически не является измерителем эффективных значений,
поэтому при измерении несинусоидальных напряжений будет иметь-
ся некоторая погрешность. В приборе для измерения эффектив-
ных значений должна использоваться термопара. Полное рассмот-
рение приборов, измеряющих эффективное, пиковое и среднее зна-
чения, имеется в [12].
При измерении большой мощности на звуковых частотах уси-
литель необходимо нагрузить на его номинальное нагрузочное со-
противление и определить величину тока через сопротивление или
Падение напряжения на нём. Мощность равна
= вт, (13.8)
где / “ ток, а;
Е — напряжение, в.
Модулируемый усилитель высокой частоты можно представить
в виде эквивалентного сопротивления, величина которого равна
R=E“,om, (13.9)
1 а
где Еа — напряжение на аноде модулируемого усилителя, в;
Iа — анодный ток модулируемого усилителя, а.
Напряжение на выходе модулятора может превышать то, на
которое рассчитан имеющийся прибор. В этом случае нагрузочное
сопротивление необходимо разделить на две части, как показано
на рис. 13.4. Мощность на выходе тогда равна
мощность на выходе — Е , вт, (13.10)
где Е — в вольтах, a Ri и R2 —
в омах.
Измерение высокочастотной
мощности на частотах до 30 Мгц.
Высокочастотные амперметры с
термопарой имеют точность 2%
на частотах до 30 Мгц. Мощность
на выходе передатчика равна
квадрату тока в антенне, умно-
Измерения характеристик радиопередатчиков
357
женному на сопротивление антенны в точке, где измеряется ток.
Методы измерения сопротивления антенны будут рассмотрены
ниже.
В случае, если рабочая частота изменяется или происходит
работа на разные антенны, для вещательных станций в диапазоне
от 0,54 до 1,6 Мгц действующими правилами разрешается приме-
нять косвенный метод оценки выходной мощности передатчика.
Мощность = EaIaF,
(13.11)
где Еа — напряжение на аноде оконечного усилителя, в;
Iа — анодный ток, потребляемый оконечным усилителем, а;
F — коэффициент, определяемый из табл. 13.1.
Коэффициент 0,65 применяется для всех линейных усилителей,
кпд которых приближается к кпд в режиме класса С.
Необходимо помнить, что выходная мощность передатчика не-
затухающих и амплитудно-модулированных колебаний определяет-
ся как мощность при отсутствии модуляции. Если используется
амперметр эффективных значений (с термопарой), то величина
тока возрастает на 22,5% при 100-процентной модуляции, но по-
стоянная составляющая анодного тока оконечного усилителя не из-
меняется.
ТАБЛИЦА 13.1
Значения коэффициентов при приближённом методе определения выходной
мощности передатчика
Коэффициент F Вид модуляции Максимальная мощ- ность, кет Режим работы уси- лителя
0,70 Анодная 0,1—1,0
0,80 » 5 и более
0,35 На низком уровне 0,1 » В
0,65 » » 0,1 » ВС
0,35 Сеточная 0,1 »
Мощность однополосного передатчика. В случае однополосного
передатчика мощность на выходе без модуляции отсутствует, по-
этому передатчики обычно характеризуют по величине мощности а
максимуме огибающей (РМакс\ т. е. по высокочастотной мощно-
сти при пиковом значении модулирующего колебания. Это экви-
валентно средней мощности немодулированного сигнала, амплиту-
да которого равна максимальному значению модулированного сиг-
нала.
358
Глава 13
Если однополосный передатчик модулируется одним тональным
сигналом, то Рмакс совпадает со средней мощностью, но такой ме-
тод измерения мощности не рекомендуется применять. Это объяс-
няется тем, что при модуляции одним тональным сигналом мно-
гие однополосные передатчики оказываются перегруженными. Дру-
гая причина состоит в том, что .отсутствует чёткая индикация пере-
грузки, как это имеет место при обычной двухполосной модуляции
одним тоном (более подробно эти вопросы рассматриваются в раз-
деле методов измерения модуляции). Поэтому рекомендуется про-
верять однополосные передатчики при модуляции двумя одинако-
выми модулирующими тональными сигналами, подаваемыми од-
новременно. Измерение необходимо производить при таком уровне
модуляции, когда искажения ещё не появляются. На наличие ис-
кажений указывает прежде всего уплощение максимумов звуко-
вого сигнала.
Мощность можно измерить, пользуясь осциллограммой выход-
ного сигнала. Это показано на рис. 13.5. Если осциллографическая
трубка прямо отградуирована в вольтах, то мощность равна
Рмакс = (°-707^2- , (13.12)
fluKoSoeзначение_ (0Л07Емакс}2
мощности
Рис. 13.5
где ЕМакс — напряжение в максимуме (половина размаха напря-
жения) , в;
R — сопротивление нагрузки, ом;
Рмакс— мощность в максимуме огибающей, вт.
Может оказаться неудобным
градиуровать электронно-лучевую
трубку прямо в вольтах выходно-
го напряжения высокой частоты.
Поэтому применяют другой ме-
тод, который состоит в калибров-
ке осциллографа по мощности
при работе передатчика в режиме
непрерывных колебаний. Мощ-
ность при этом может быть изме-
рена любым методом, рассмотренным в данном разделе. Уровень
мощности в режиме непрерывных колебаний обычно несколько мень-
ше, чем мощность передатчика в максимуме огибающей. Затем
при двухтональной модуляции на экране осциллографа отмечает-
ся максимальная амплитуда сигнала. Выходная мощность тогда
равна
Е2
О ______ макс п
*макс 2 ^калибр'
' ^калибр
(13.13)
где Емакс — максимальная величина сигнала на экране осцил-
лографа;
Измерения характеристик радиопередатчиков
359
ЕкаЛибр— величина сигнала, соответствующая мощности,
при которой производилась калибровка осцилло-
скопа;
Р калибр — мощность при калибровке, вт;
Рмакс — мощность в максимуме огибающей, вт:
Можно измерить среднюю мощность в ваттах при подаче двух
тональных сигналов [38]. Если оба модулирующих колебания чи-
сто синусоидальные и имеют одинаковую амплитуду, мощность на
выходе равна
Рмакс =%Рср. (13.14)
Этим методом, однако, нужно пользоваться с некоторой осто-
рожностью, так как только термоамперметр и болометрический
мост отсчитывают правильное значение мощности независимо от
формы приложенного колебания, что нельзя сказать о многих дру-
гих типах приборов.
В ряде случаев номинальную мощность передатчика оценивают
по подводимой мощности. Поэтому представляет интерес связь
между мощностью, подводимой к оконечному усилителю, в макси-
муме огибающей, и подводимой мощностью постоянного тока. Под-
водимая мощность в максимуме огибающей равна
Рвх макс = 1>37Е„Iа, (13.15)
где Р вхмакс — мощность в максимуме огибающей, вт;
Еа — напряжение на аноде оконечного усилителя, в;
Iа— анодный ток оконечного усилителя, а.
Соотношение (13.15) верно, когда
1) для модуляции используются два тональных сигнала;
2) каждый из тональных сигналов синусоидальный;
3) оба сигнала имеют одинаковую амплитуду;
4) Iд —0, когда модуляция отсутствует;
5) 1а измеряется прибором, который действительно измеряет
среднее значение тока при модуляции двумя тональными сигна-
лами.
Должна быть уверенность в том, что условие 5 всегда выпол-
няется, в противном случае возможны ошибки. Ток оконечного
каскада можно определить по осциллографу, измеряя падение на-
пряжения на небольшом последовательном сопротивлении. В этом
случае мощность в максимуме огибающей просто равна
Рвх макс Eala макс
где Еа — анодное напряжение, в;
1 а Макс — максимум анодного тока, а.
Чтобы осциллограф не находился под высоким потенциалом,
сопротивление включают последовательно в обратный провод ис-
(13.16)
360
Глава 13
точника питания. Осциллограф может калиброваться при работе
передатчика в режиме непрерывных колебаний по' показаниям ам-
перметра в анодной цепи.
Условие 4 обычно не выполняется, так как лучшая линейность
достигается при некотором начальном токе покоя. Поэтому, когда
применяется модуляция двумя тональными частотами и выполне-
ны остальные условия, пиковое значение подводимой мощности оп-
ределяется из выражения
Р вх макс = 1,57ЕЛ/Й 0,57£а/^, (13.17)
где 1 ан— начальный анодный ток (ток покоя), а, а все остальные
обозначения те же, что и раньше.
МККР рекомендовал ещё один метод измерения мощности пе-
редатчиков с однополосной модуляцией. Передатчик модулируется
двумя тональными напряжениями, при которых получаются боко-
вые частоты равной амплитуды. Величина их регулируется таким
образом, чтобы искажения вследствие взаимной модуляции достиг-
ли —25 дб. Затем одно из модулирующих напряжений снимается и
производят измерение выходной мощности. Тогда пиковое значе-
ние мощности равно учетверённому значению мощности при моду-
ляции одним тоном.
При классификации однополосных передатчиков по мощности
существенное значение имеет то, какие искажения принимаются в
качестве допустимых и какой применяется метод измерений, что
должно быть всегда оговорено.
Эквиваленты антенн. Для измерений выходной мощности пере-
датчика, при отсутствии излучения, применяются нагрузочные со-
противления, так называемые эквиваленты антенн или искусствен-
ные антенны. В стандартных вещательных передатчиках сопротив-
ление эквивалента антенны обычно равно сопротивлению передаю-
щей линии, связывающей передатчик с органами настройки ан-
тенны. Такие нагрузки имеют 51 или 70 ом и состоят из одного или
более безындукционных сопротивлений [39, 40]. Нагрузки для ве-
щательных передатчиков коротких волн обычно симметричны от-
носительно земли и имеют сопротивления от 300 до 600 ом. На-
грузочное сопротивление ромбической антенны рассчитано на
мощность 40 кет [41]. Эквиваленты антенн с воздушным охлажде-
нием имеются на мощность до 5 кет. При более высоких уровнях
мощности чаще используется водяное охлаждение.
Если необходимо осуществить полную проверку элементов на-
стройки антенны, должно быть воспроизведено активное и реактив-
ное сопротивления антенны. Эквивалентная нагрузка при этом
будет состоять из последовательно включённого ёмкостного или
индуктивного реактивного сопротивления .и активного сопротивле-
ния, которое может быть очень малой величины, вплоть до 1 ом.
Последовательно подключённые реактивности должны выдержи-
Измерения характеристик радиопередатчиков
361
вать высокие напряжения, которые могут возникнуть в антенне.
Например, пусть в антенне с полным сопротивлением 1 ом мощ-
ность составляет 100 вт, ток при этом равен 10 а; если реактивное
сопротивление антенны 1000 ом, то на этом сопротивлении возни-
кает напряжение 10 000 в. Такая проблема возникает часто при
использовании антенн для малых судов, а также в других антен-
нах, предназначенных для подвижных устройств в диапазоне
2—3 Мгц. Когда в качестве эквивалентной нагрузки используется
последовательно включённая с ак-
тивным сопротивлением реактив-
ность, прибор, измеряющий ток,
должен быть соединён с нулевым
потенциалом, как показано на
рис. 13.6.
На частотах выше 30 Мгц пере-
датчик соединяют с выходными уст-
ройствами при помощи коаксиаль-
ных линий. Для обеспечения нор-
Передат-
чик
Рис. 13.6
мальной нагрузки простое параллельное присоединение нагрузоч-
ного безындукционного сопротивления уже непригодно. Поэтому
эквиваленты антенн для этого частотного диапазона выполняют
в виде коаксиальных нагрузок. Стандартное нагрузочное сопротив-
ление, охлаждаемое воздухом, рассчитано на мощность 1500 вт и
при подключении к 50-омной коаксиальной линии имеет макси-
мальный ксв (с возможностью подстройки) порядка 1,1 до часто-
ты 1000 Мгц.
Нагрузочные сопротивления могут рассеять и большие мощно-
сти, если их охлаждать водой. На частотах выше 1000 Мгц лучшие*
результаты даёт непосредственное рассеяние мощности радиоча-
стоты в воде [42—44]. Нагрузки такого типа рассматриваются в*
гл. 11. На частотах выше 30 Мгц практически трудно измерить ток
через нагрузку или напряжение на ней. Становится необходимым'
применение направленных ответвителей [45—49], которые рассмат-
риваются в гл. 11. Имеются направленные ответвители, откалибро-
ванные непосредственно в ваттах на частотный диапазон 2—SL
Применяются также ваттметры в виде поглощающих нагрузок,
которые содержат коаксиальные сопротивления и специальный ин-
дикатор.
Калориметрический метод. Одним из основных методов изме-
рения мощности высокой частоты при наличии в составе оборудо-
вания эквивалента антенны, охлаждаемого жидкостью, является
калориметрический метод. Если отсутствуют потери тепла вследст-
вие излучения, мощность может быть довольно точно определена
по величине потока и разности температур охлаждающей жидко-
сти на входе и выходе нагрузочного сопротивления. Если охлаж-
362
Глава 13
дающей жидкостью является вода, то мощность находится из вы-
ражения
Po = O,O7cv(Teux — Tex), (13.18)
где PQ— мощность, кет; Т — температура воды, °C; с=1 для воды;
х> — скорость протекания воды, литров в минуту.
Если температуру воды измерять в градусах Фаренгейта, то
Po = 0,04cv(Teilx-Tex). (13.19)
Если в качестве охладителя используется не вода, то в ф-лах
(13.18) и (13.19) величина с численно равна произведению удель-
ной теплоёмкости жидкости на её удельный вес при рабочих тем-
пературах. Удельная теплоёмкость и удельный (вес для этилен-
гликоля при различных температурах приведены на рис. 13.7 и
13.8. При водяном охлаждении и скорости потока, равном 14,3 лит-
ра в минуту, разность температур, измеренная в градусах, числен-
но равна мощности передатчика в киловаттах.
Рис. 13.7
Содержание этилен-гликоля
по весу - °/
Рис. 13.8
Измерение мощности при помощи термочувствительных сопро-
тивлений. Болометр и термистор — это термочувствительные со-
противления, которые применяются для измерения малых уровней
мощности в широком диапазоне частот.
Болометр представляет собой очень тонкую проволочку диамет-
ром порядка 25 мк, обычно изготовляемую из платины, имеющую
положительный температурный коэффициент и малую постоянную
времени.
Термистор — это полупроводник, образованный окислами маг-
ния и никеля. Он имеет отрицательный температурный коэффи-
Измерения характеристик радиопередатчиков
363
циент и не очень большую постоянную времени [50]. Существуют
специальные приборы, позволяющие измерить изменение сопро-
тивления болометра (51—53]. Автоматические самобалансирующие-
ся мостовые схемы, сбалансированные при входной мощности вы-
сокой частоты, равной нулю, позволяют определять непосредствен-
но мощность от 0,02 до 10 мет [54]. Болометры в коаксиальных дер-
жателях применяются в диапазоне от 10 до 10 000 Мгц. Болометры
с волноводными держателями — в диапазоне 2,6—40 Ггц. Мощ-
ность, большую чем 10 мет, можно определить, если применить
кабель с известным затуханием и измерить мощность на выходе
этого кабеля. Обычно используют кабель типа RG-21/U. Затуха-
ние в функции от частоты для нескольких типов кабелей дано на
рис. 13.91). Схема измерения показана на рис. 13.10. Кабель RG-21/U
длиной в 30,5 м на частоте 420 Мгц имеет затухание 30 дб, и мощ-
ность 10 мет на входе болометра будет соответствовать 10 вт на
выходе генератора. Следует отметить, что ошибка <в 1 дб при оцен-
ке затухания кабеля приведёт к ошибке в 25% при измерении мощ-
ности. Поэтому затухание, вносимое кабелем, следует определять
9 Ослабление в дб %ano на 100 футов.
364
Глава 13
путём сравнения с затуханием, вносимым каким-либо калиброван-
ным аттенюатором на рабочей частоте.
Фотометрический метод. Метод измерения мощности средней
точности иллюстрируется на рис.
W-21/и
Рис. 13.10
13.11. Этот метод применяется
на частотах до 420 Мгц [55].
Прибор градуируется при пода-
че взамен мощности радиочас-
тоты известной мощности от
источника постоянного тока
или из питающей сети перемен-
ного тока частотой 60 гц.
Самобалансирующийся ка-
лориметрический измеритель-
ный прибор. Болометрические
измерители мощности с непо-
средственным отсчётом' позво-
ляют производить измерение
мощности До 10 мет, тогда как
приборы с непосредственным
отсчётом мощности, использующие направленные ответвители, не
измеряют мощности ниже 0,5 вт. Калориметрический метод изме-
рения мощности с непосредственным отсчётом показан на рис. 13.12
[56]. В приборе имеются две нагрузки, одна — для выделения изме-
ряемой мощности, другая —
для выделения мощности,
которая сравнивается с из-
меряемой. При поступлении
в прибор измеряемой мощ-
ности, во второй нагрузке
автоматически создаётся та-
Вход
вч
Прибор коли-
бробанный
в dammax
Рис. 13.11
кая мощность от источника постоянного тока, при которой в обеих
нагрузках выделяется одинаковое количество тепла.
Величина мощности во второй нагрузке отсчитывается непосред-
ственно по прибору. Этот метод применён в одном из приборов для
непосредственного измерения мощности от 10 мет до 10 вт.
Измерение пиковой мощности. Номинальной мощностью радио-
локационных, телевизионных и других импульсных передатчиков
является пиковая мощность. В телевизионных передатчиках пико-
вая мощность определяется следующим образом:
пиковая мощность = 1,68X мощность на уровне чёрного (13.20).
В других импульсных передатчиках пиковую мощность можно
рассчитать, если известна форма импульса и скважность [57]. Име-
ются приборы, показывающие непосредственно пиковую мощность,
независимо от формы импульса и скважности при длительности
импульсов от 0,25 до 10 мксек.
Измерения характеристик радиопередатчиков
365
Прочие методы. Имеется большое количество других способов
измерения мощности, которые здесь подробно не рассматривают-
ся [58—62]. Созданы ваттметры радиочастоты. В них независимо
друг от друга измеряются напряжение и ток, чтобы обеспечить
Усилитель
вход
Насос
Входная
нагрузка
Датчик,зависящий от
температуры, о пр ед ел
входной мощно-
стью
Теплообменник
Рис. 13.12
Датчик,
зависящий
от темпера-
туры, опре-
деляемой
мощностью
сравнения
.Нагрузка,
служащая
для сравнен
ерит.
юр
отсчёт 'мощности в ваттах [63]. Ряд других методов измерений мощ-
ности высокой частоты изложен в специальном документе нацио-
нального бюро стандартов.
13.3. Измерения частоты. Очень важно знать выходную рабо-
чую частоту радиопередатчика для проверки её соответствия ча-
стоте, отведённой для данной станции. В случае радиовещатель-
ных станций рабочая частота должна быть точно равна заданной,
чтобы не было взаимных помех между станциями. В системах ра-
диосвязи измерение частоты передатчика тоже имеет существенное
значение, так как передаваемый сигнал должен лежать в пределах
полосы пропускания приемника. Эффективность использования спе-
ктра радиочастот во многом зависит от допустимых отклонений ча-
стоты передатчика от номинального значения.
Эталоны частоты и времени. Частота колебаний характеризует-
ся числом полных колебаний, происходящих в течение одной се-
кунды. Первичный эталон частоты — это источник колебаний, ча-
стота которого выражена непосредственно в единицах времени,
с 1
Единица времени — секунда равна ------------ части тропиче-
366
Глава 13
ского года, начавшегося в 12 часов дня 31 декабря 1899 г. [64J.
Среднее время вращения Земли вокруг своей оси — средние сол-
нечные сутки — равно 86 400 сек. Действительное время суточ-
ного вращения, называемое звёздными сутками, меньше и равно
86164,091 сек. Это объясняется тем, что при вращении вокруг
Солнца Земля совершает на один оборот больше, чем количество
солнечных суток в году. Время, определяемое на основе движения
звёзд, совпадает со стандартным временем каждый год приблизи-
тельно в полночь 21 сентября. Один из методов проверки первичных
стандартов основан на том, что звезда пересекает меридиан в
один и тот же момент каждый день, по звёздному времени. В ка-
честве первичных эталонов применяются также атомные, в кото-
рых используются свойства атома цезия или молекулы аммиака.
Первичные эталоны частоты существуют во многих странах и
эталонные частоты передаются по радио. В соответствии с между-
народным соглашением для этого используются каналы на часто-
тах 2,5; 5; 10; 15; 20 и 25 Мгц. Станция MSF (Англия) работает
на эталонной частоте 60 кгц. Большинство станций передаёт сигна-
лы времени [65]. Обсерватория в г. Оттава (Канада) передаёт
объявляемое голосом время каждую минуту на частотах 3330,
7335 и 14 760 кгц.
WWV и WWVH. Национальное бюро стандартов США имеет
станции эталонной частоты с позывными WWV и WWVH. Частота,
передаваемая этими станциями, поддерживается, насколько' это
возможно, стабильной по отношению к частоте первичного атомно-
го эталона частоты США.
Сигналы времени, посылаемые станциями WWV и WWVH очень
близки к равномерно текущему времени, обозначаемому ИТ-2, ко-
торое определяется Навигационной обсерваторией США. ИТ-2 —
это среднее солнечное время, откорректированное с учётом погреш-
ности, возникающей из-за неравномерного -вращения Земли. Эта-
лон США по частоте был в 1957 г. примерно на 1,4-10“9 выше, чем
эталон, основанный на секунде ИТ-2. Чтобы получить лучшее соот-
ветствие с эфемеридным временем, первого января 1960 г., после
того как была определена частота колебаний атомного цезиевого
эталона, равная 9192,631770 Мгц, эталон США был изменён и дан-
ная частота принята в качестве эталонной.
Так как секунда ИТ-2 не строго постоянна, то производится
периодическая коррекция сигнала времени и, если необходимо,
то и частоты станции WWV. Изменения не превышают 1 • 10”9»
Станция WWVL передаёт непрерывный сигнал на частоте 20 кгц.
Стабильность генератора станции WWV составляет около
2- 10“9 за день. Хаотическое перемещение слоёв ионосферы не по-
зволяет принимать радиосигналы с такой степенью точности, если
не производить усреднения за длительный промежуток времени.
Национальное Бюро Стандартов учитывает данные измерения ча-
Измерения характеристик радиопередатчиков
367
стоты в течение 15 дней до заданного дня и в течение 15 дней
после и усредняет их, чтобы получить величину частоты для за-
данного дня. Эта частота называется усреднённой за 30 дней и
публикуется ежемесячно в журнале «Proceeding of the IRE».
Время сообщается станциями WWH и WWVH каждые 5 мин
кодом Морзе с использованием системы обозначения времени &
пределах от 0 до 24 часов. Кодированное ‘время — это универ-
сальное время (то же самое, что Гринвичское среднее время или
Гринвичское гражданское время). Только станция WWV передаёт
словами Восточное стандартное время до и после кодированного
сообщения.
Прогнозы условий распространения радиоволн передаются
дважды в час обеими станциями. Для обозначения условий рас-
пространения в момент передачи и в последующие 6 ч использует-
ся буква и цифра. Цифры от 1 до 9 обозначают условия распро-
странения от неудовлетворительных до отличных. Применяемые
буквы означают, что условия распространения:
N — нормальные,
V — неустойчивые,
W — плохие.
Предупреждение о возможных геомагнитных возмущениях пе-
редаются дважды в час, когда возникают области с повышенной
активностью на поверхности Солнца, при помощи сочетаний из
пяти букв кода Морзе, которые означают:
ААААА — состояние «алерта» (научная «тревога» для гео-
физиков) ;
SSSSS — начало «специального мирового интервала»1) в
0001 UT следующего дня;
ТТТТТ — окончание «специального мирового интервала» в
2359 UT этого же дня;
ЕЕЕЕЕ — отмена состояния «алерта».
Три сверхдлинных тире вместо пяти букв передаются в тече-
ние времени «специального мирового интервала». Эти сигналы
передаются также станциями JJY в Токио и LOL в Буйнос-Айресе.
Станции WWV и WWVH передают эталонные звуковые часто-
ты: 440 гц, которая соответствует частоте музыкального тона «ля»
в первой октаве, и 600 гц, которая удобно делится до частот 50 или
60 гц (частоты напряжения в сети электропитания). Секундный
интервал для станции WWV отмечается при помощи импульсов,
состоящих из пяти периодов частоты 1000 гц, для станции WWVH—
в виде импульсов, состоящих из шести периодов частоты 1200 гц.
Минутный интервал отличается тем, что 59-й импульс опускает-
ся, а новая минута начинается двумя импульсами, разнесёнными
9 Так называются периоды времени, в течение которых наблюдение на всех
геофизических обсерваториях проводятся с большей длительностью и более ча-
сто. Ред,
368
Глава 13
на 0,1 сек. Кодированный 'сигнал времени передаётся каждую се-
кунду в течение минуты десять раз »в час. Код двоичный, 36-знач-
ный, передаётся со скоростью 100 импульсов в секунду; 9 бинар-
ных групп в секунду включают 2 группы для обозначения секунды,
2 группы — для обозначения 'минуты, 2 группы — для обозначения
часа, 3 группы — для обозначения дня года. Подробные характе-
ристики двух станций и сигналов, передаваемых ими, приведены в
табл. 13.2. Станция WWVL включается через каждые 20 мин.
ТАБЛИЦА 13.2
Характеристики и сигналы станций WWV и WWVH 1)
Параметр WWV WWVH
Радиочастота (Мгц) и мощ- ность (кет) Стабильность частоты пере- датчика Отклонение частоты передат- чика Сигнал обозначения секунд- ного интервала: тональная частота длительность импульса точность звуковые сигналы: частота точность Моменты передачи условий распространения радиоволн Моменты передачи предупре- ждения о возможности геомагнитного возмущения Время паузы Тон 440 гц Тон 600 гц Временной код 2,5(1), 5(8), 10(9), 15(9), 20(1), 25(0,1) М0~9 2-10“10 в день 1000 гц 0,005 сек 10~8 + 1 мксек 440 и 600 гц ю-8 19,5 и 49,5 мин 4,3 и 34,3 мин 45—49 мин 5—7, 15—17, 25—27, 35—37, 55—57 мин 0—3, 10—12, 20—22, 30—32, 40—42, 50—52 мин 7—8 мин и затем каждые 5 мин, кроме 47—48 мин 5(2), 10(2), 15(2) 5-Ю-9 4-10—1° в день 1200 гц 0,005 сек 10—8 + 1 мксек 440 и 600 гц 10~8 9,4 и 39,4 мин 14,4 и 44,4 мин 0-3, 15—18, 30—33 45—48 мин и 1900 — 1934 UT 5—8, 25—28, 35—38, 55—58 мин 10—13, 20—23, 40—43, 50—53 мин
0 Станция WWVL имеет максимальную мощность 300 кет, номинальная ча-
стота 20 кгц, стабильность за день не хуже 1 • Ю””10.
Измерения характеристик радиопередатчиков
369
Следует отметить, что хотя интервалы времени передаются с
точностью 10-8±1 мксек, хаотические отклонения фазы или флук-
туации, вызванные изменениями в атмосфере, могут привести к
погрешностям до 1000 мксек. Чтобы погрешность при сравнении
эталона с сигналом станции WWV не превышала 1 • 10"”9, следует
накапливать информацию в течение 24 ч. При больших расстоя-
ниях можно ожидать, что кратковременная погрешность, связан-
ная с движением слоёв ионосферы, будет порядка ±3 • 10””7. В под-
вижных станциях дополнительная погрешность за счёт эффекта
Допплера составляет 1 • 10""7 при скорости примерно 100 км[ч.
Станция WWV для посылки звуковых сигналов использует верх-
нюю боковую полосу с несущей (за исключением частоты 25 7Иг^).
Это достигается применением отдельного передатчика, выходная
мощность которого составляет 1/3 от мощности основного передат-
чика. Речевые сигналы станция WWV передаёт для удобства на
двух боковых. Об изменениях, которые происходят время от вре-
мени в передаче, сообщает Национальное Бюро Стандартов [66].
Передача других стандартных частот. В табл. 13.3 дан частич-
ный перечень стандартных частот, передаваемых другими странами.
ТАБЛИЦА 13.3
Станции для передачи стандартных частот в других государствах
П озывные Расположение Несущая частота, Мгц Частота моду- ляции, гц Мощность вт
LOL Аргентина 2,5; 5; 10; 15; 20; 25 1; 440; 1000 2000
ZUO Южная Африка 5 1 100
ZLFS Новая Зеландия 2,5 — 30
СССР 10, 15 1 —
MSF Англия 2,5; 5; 10; 60 кгц 1; 1000 500
JJY Япония 2,5; 5; 10; 15 1; 1000 1000
IBF Италия 5 1; 440; 1000 300
Бельгия 2,5 20
Синхронизация генератора сигналами станции эталонной ча-
стоты. Если принимаемый сигнал станции эталонной частоты имеет
достаточный уровень, его можно использовать для синхронизации
генератора, работающего на заданной частоте [67]. На рис. 13.13
показана блок-схема такой системы. Однако более обычным яв-
ляется применение независимого первичного или вторичного эта-
лона частоты и периодическое сравнение его частоты с частотой
станции эталонных частот. Для сравнения можно использовать
24—349
370
Глава 13
приёмные устройства, стабилизированные кварцем. Лучше всего
пользоваться сигналом станции WWVL на частоте 20 кгц.
Первичные эталоны частоты. Генератор эталонной частоты мо-
жет быть отнесён к первичным эталонам независимо от
Ограни-
читель
Синхро-
низир.ге
нератор
У с ил и га
на 1Мгц
1Мгц
Рис. 13.13
его стабильности; если он применяется для управления часами1).
В течение многих лет выпускались первичные стандарты частоты,
стабилизированные кварцем. В устройстве такого типа температу-
ра кварца, частота которого 100 кгц, стабилизируется в пределах
0,0ГС. Указанная частота последовательно делится до частоты
1 кгц, после чего полученный сигнал используется для управления
синхронным электродвигателем на частоту 1000 гц, который, в свою
очередь, управляет часами.
В настоящее время существуют первичные эталоны частоты, ко-
торые построены на использовании резонансных свойств атомов
цезия на частоте 9 192 631 770 Мгц [68]. Такой эталон выдаёт сиг-
налы на частотах 5 Мгц, 1 Мгц и 100 кгц.
Вторичные эталоны. Ко вторичным эталонам относятся такие,
частота которых определяется из сравнения с другим эталоном
!) Обычно коррекция частоты такого первичного эталона осуществляется
следующим образом: электрические часы отрегулированы так, что показывают точ-
ное время лишь в том случае, если частота подводимого напряжения равна но-
минальной. В случае отклонения показаний этих часов от показаний точных ча-
сов астрономической обсерватории, частота генератора корректируется. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков 371
частоты, независимо от его стабильности. Другими словами, если
эталон не связан с часами, то это вторичный эталон.
Кварцевые генераторы в устройствах вторичных эталонов уп-
равляют делителями частоты, которые генерируют напряжение
прямоугольной формы, содержащее большое количество гармоник
[69]. Именно эти гармоники и используются при измерении ча-
стоты.
Значительно более простые устройства, называемые кварце-
выми калибраторами, работают на одной или двух лам-
пах или на транзисторах и создают гармоники от 50 или 100 кгц
примерно до 30 Мгц [70, 71].
Станции измерения частоты. В вещательных станциях исполь-
зуются устройства, контролирующие отклонение частоты от номи-
нальной. Вторичные эталоны для непосредственного контроля ча-
стоты передатчика или указанного контрольного устройства не
применяются. Проверка точности контрольного устройства пере-
датчика осуществляется специальной службой измерения частоты
[72]. Федеральная комиссия связи (ФКС) и соответствующие
организации в Канаде содержат также частотноизмерительные
станции [73].
Измерение частоты методом биений. Измерение по этому мето-
ду иллюстрируется рис. 13.14. Неизвестная частота вместе с гар-
мониками от первичного или вторичного эталона поступает на де-
—► Частоту
Рис. 13.14
тектор, а затем на вертикальные пластины осциллографа. На го-
ризонтальные пластины осциллографа подаётся напряжение точно
калиброванного по частоте генератора, работающего в диапазоне
0—5000 гц. Генератор подстраивается до получения на осцилло-
24*
372
Глава 13
графе неподвижной окружности. Если измеряемая частота равна,
например 4021,172 кгц, то по шкале звукового генератора будет
получена величина 1172 гц. При измерении этим методом надо
определить:
1) какая используется гармоника,
2) выше или ниже эталонной неизвестная частота.
При точной калибровке детектора определение гармоники не
представляет труда. Если детектор не откалиброван, то на него
надо подать сигнал с частотой 100 кгц или даже с частотой 1 Мгц,
чтобы установить опорные точки на шкале детектора, а затем от-
считывать гармоники, вплоть до искомой. Если измеряемая часто-
та заметно отличается от эталонной частоты, по шкале детекто-
ра мюжно будет установить, выше она или ниже эталонной. При
частоте биений, составляющей единицы герц, надо изменить на
несколько герц либо частоту эталона, либо неизвестную частоту,
причём величина отклонения и его знак должны быть известны.
В некоторых вторичных эталонах частоты имеется возможность
при помощи специального переключателя несколько уменьшить
частоту. Если частота биений понижается, это значит, что неиз-
вестная частота ниже эталонной. Повышение частоты биений озна-
чает, что неизвестная частота выше эталонной при условии, если
первоначальная частота биений составляла более половины вели-
чины, на которую изменена частота эталона. Предположим, напри-
мер, что надо проверить частоту 3999,985 кгц. Частота биений бу-
дет 15 гц и при контрольном изменении частоты она повысится до
25 гц. При частоте 4000,015 кгц частота биений б&ла бы также рав-
на 15 гц, но при контрольном изменении частоты она повысилась
бы снова до 25 гц. В этом случае наблюдение за изменением ча-
стоты биений не позволяет сделать какие-либо выводы. В табл. 13.4
показано, как можно установить неизвестную частоту. Неодно-
значность возможна также в том случае, когда частота биений
близка к 5000 гц. Если, например, частота биений 4990 гц и детек-
тор настроен на измеряемую частоту, будут также существовать
биения со следующей гармоникой 5010 гц. Если же детектор на-
строить так, чтобы биения на частоте 5010 гц были ослаблены, а
на частоте 4990 гц оставались прежними, можно установить, какая
гармоника соответствует каждой из двух частот биений. Другой
способ заключается в наблюдении за более низкой частотой бие-
ний и в небольшом изменении эталонной частоты. Расположение
неизвестной частоты относительно эталонной можно определить,’
воспользовавшись табл. 13.4.
Когда необходимо измерить частоту передатчика, работающего
с перерывами или при замираниях сигнала, применяют специаль-
ный промежуточный генератор. Его настраивают так,
чтобы получить нулевые биения с измеряемым сигналом, а затем
производят измерения частоты этого генератора. Такие генерато-
Измерения характеристик радиопередатчиков
373
ТАБЛИЦА 13.4
Определение частоты при применении мето-
да непосредственных биений
Измеряемая частота отно- сительно эталонной будет
Частота биений сдвигается если эталонная частота сдви- нута ниже или измеряемая сдвинута выше на х гц если эталонная сдвинута выше или- измеряемая сдвинута ниже на х гц
Выше на х гц выше ниже
Ниже ниже выше
Выше, но перед изменением частоты было меньше или X равнялось ниже выше
ры являются также хорошими генераторами гармоник и могут на-
страиваться на нулевые 'биения с сигналами до 100 Мгц, после
чего может быть точно определена основная частота генератора.
Электронные счётчики. Частота может быть определена непо-
средственно при помощи электронного счётчика, который отсчиты-
вает число периодов колеба-
ний за строго определённый
интервал времени [74—77].
Обычно применяемый при-
бор имеет диапазон от 10 гц
до 10 Мгц и количество вре-
менных интервалов, равное 5,
длительностью от 0,001 до
10 сек. Временные интерва-
лы определяются кварцевы-
ми генераторами. Прибор
обладает кратковременной
стабильностью 3-10-8, а ста-
бильность за неделю состав-
ляет 5-Ю””8. Более точные
показания на частотах ниже
300 гц могут быть получены,
если измеряемая частота уп-
равляет формирующим уст-
ройством, а одна из собст-
венных эталонных частот —
счётчиком. Тогда измеряе-
мая частота будет равна
эталонной, делённой на показания счётчика. Применение преобра-
зователей частоты позволяет расширить диапазон счётчика до
220 Мгц. На рис. 13.15 показана блок-схема электронного счётчика
частоты.
Измерители отклонения частоты. В соответствии с действующи-
ми правилами для вещательных станций устройства контроля ча-
стоты должны работать непре-
рывно. Обычный метод изме-
рения состоит в следующем,
измеряемая частота сравнива-
ется с частотой кварцевого ге-
нератора, работающего на ча-
стоте, отличающейся от изме-
ряемой. Частота биений между
выходной частотой передатчи-
ка и частотой кварцевого гене-
ратора измеряется и подаётся
на индикатор, который прока-
Рис. 13.15
374
Глава 13
либрован непосредственно в величинах отклонений от номинальной
частоты. Для AM станций радиовещательного диапазона разность
между частотами выбрана равной 1000 гц. Вся шкала показываю-
щего прибора измерителя рассчитана на ±30 гц с возможностью
отсчёта одного герца.
Измеритель частоты поднесущей цветного телевидения построен
так же, как описанный выше измеритель частоты радиовещатель-
ных станций. Непрерывный контроль частоты поднесущей прави-
лами не требуется. Постоянство этой частоты, которая равна
3,579545 гц, должно быть в пределах ±10,7 гц. Обычно измеритель-
ный прибор для контроля поднесущей подсоединяют не к выхо-
ду передатчика, а непосредственно к генератору поднесущей. По-
добные измерители частоты применяются также для контроля ча-
стоты в диапазоне 1,6-е-15 Мгц.
Измерительные приборы для контроля отклонения центральной
частоты передатчика с частотной модуляцией от номинального
значения должны иметь эталонный кварцевый генератор с часто-
той, отстоящей от измеряемой на величину, превышающую макси-
мальное отклонение модулированного сигнала. Обычно разнос ча-
стот составляет 150 кгц.
Для передатчика с частотной модуляцией термин девиация ча-
стоты не вполне однозначен. В стандартах института радиоинже-
неров, касающихся видов модуляции (4953 г.) в разделе «Опреде-
ления и терминология» девиация частоты определяется как макси-
мальная разность 'между мгновенным значением частоты модули-
рованного сигнала и несущей частотой. С другой стороны, ФКС
определяет максимальную девиацию частоты как максимальную
разность мгновенного отклонения частоты излучаемого сигнала от
среднего значения частоты в процессе модуляции. Термин «откло-
нение» принят для обозначения разности между средней частотой
и номинальной. Заводы-изготовители придерживаются терминоло-
гии ФКС, поэтому измерители с надписью «отклонение» показы-
вают уход средней частоты.
В случае телевизионного передатчика существенное значение
имеет стабильность частоты несущей изображения, средней часто-
ты передатчика звукового сопровождения и среднего значения раз-
ностной частоты между несущими изображения и звука. При
цветном телевидении к этим частотам добавляется также частота
поднесущей цветного сигнала.
В обычном частотноизмерительном устройстве телевизионного
передатчика осуществляется непрерывный контроль несущей ча-
стоты изображения, а контроль средней частоты звукового сопро-
вождения или среднего значения разностной частоты производится
по выбору при помощи переключателя. На рис. 13.16 показана уп-
рощённая блок-схема такого контрольного устройства. Обычно в
состав его входит также измеритель модуляции передатчика звука.
Измерения характеристик радиопередатчиков
375
В приборе возможна неоднозначность при измерении частоты
несущей изображения. Если частота несущей на 3,5 кгц выше сво-
его нормального значения, измеритель несущей покажет, что от-
клонение равно нулю. Однако индикатор разностной частоты меж-
От Видео - От зВукоВого
передам. передатчика
выход зВукоВои
частоты
Рис. 13.16
ду несущими изображения и звука зарегистрирует ошибку. Прави-
лами предусматривается другой метод выяснения этой неоднознач-
ности. Если несколько уменьшить частоту опорного гетеродина спе-
циальным переключателем, имеющимся для таких испытаний на
генераторе, показания измерителя отклонения несущей изображе-
ния, при правильном расположении её относительно частоты опор-
ного гетеродина, также уменьшатся. В противном случае показа-
ния прибора возрастут.
Электронные измерители частоты. Частота биений между эта-
лонным генератором и неизвестной частотой или сама неизвест-
ная частота, если она ниже 100 кгц, может быть измерена прямо-
показывающими измерителями частоты [78]. Точное измерение ча-
стоты вещательной станции таким прибором может быть осуществ-
лено следующим образом. Мультивибратор на частоту 10 кгц син-
хронизируется с выходной частотой передатчика, и биения между
376
Глава 13
гармоникой мультивибратора и частотой станции WWV детекти-
руются при помощи профессионального связного приёмника [79].
Частота биений измеряется частотомером.
Для того чтобы выяснить выше или ниже частота относитель-
но эталонной, необходимо несколько изменить частоту передатчи-
ка. Этот метод измерений иллюстрируется рис. 13.17. Если, напри-
Рис. 13.17
мер, частота станции 1170 кгц и измеряются биения с сигналом
станции WWV, имеющей частоту 10 Мгц, для получения величины
отклонения частоты передатчика частота 'биений должна быть ум-
ножена на отношение 117/1000.
Измерения при помощи промежуточного генератора. Метод, по-
казанный на рис. 13.17, применим только для стандартного веща-
тельного диапазона. Однако оказывается, что частоты всех веща-
тельных станций (за исключением коротковолновых станций ино-
странного вещания) кратны 10 кгц. Например, в США частота
10-го телевизионного канала при применении системы сдвига не-
сущих составляет 193,24 Мгц. Эта частота может быть точно из-
мерена при помощи кварцевого калибратора, который создаёт гар-
моники частот 10 кгц и 10 Мгц, и промежуточного генератора,
который работает в диапазоне 3—4 Мгц [80]. Промежуточный ге-
нератор не требуется калибровать и единственное требование,
которое предъявляется к нему, — это достаточно высокая стабиль-
ность (в пределах единиц герц) в течение нескольких секунд.
Блок-схема измерений по этому методу показана на рис. 13.18.
Перед измерениями следует проверить калибратор по частоте
станции WWV. Переключатель калибратора ставится вначале в
положение на частоту 10 Мгц, и промежуточный генератор пере-
страивается до получения весьма низкой частоты биений. Затем ка-
либратор переключают на 10 кгц и измеряют частоту биений. Раз-
ность между двумя частотами биений будет разностью между из-
меряемой частотой и значением, кратным 10 кгц. Следует предпо-
ложить, что несущая частота телевизионной или ЧМ вещательной
станции отличается от номинальной в пределах до 10 кгц. Послед-
ним этапом измерений является выяснение неоднозначности, свя-
занной с использованием биений. Частоту промежуточного гене-
Измерения характеристик радиопередатчиков
377
ратора несколько сдвигают и затем снова повторяют измерения.
Разность частот должна остаться неизменной. Если же она изме-
нилась, то частоту промежуточного генератора следует изменять в
сторону снижения частоты биений, прохождения через нуль и даль-
Рис. 13.18
нейшего повышения этой частоты. Одновременно наблюдают за*
направлением изменения частоты промежуточного генератора.
Если уменьшение частоты промежуточного генератора при-
водит к возрастанию тона биений, это означает, что частота про-
f Биения между несущей
изображения и гармо-
никой 10Мгц плюс часто-
та промежуточного
генератора.]
190Мгц
ДейстВительная^
частота несущей, f
изображения (193,2399Мгц]
Частота промежуточ-
ного генератора 3,239НтиигЧ
\бООгц
(Биения между частотой,
промежуточного генери^
тора и гармоникой /
10кгц - 3240кгц] х
Номинальная частота
передатчика. 193,24Мгц
Рис. 13.19
межуточного генератора ниже частоты, кратной ГО кгц. Далее по-
ложение неизвестной частоты относительно частоты, кратной 10 кгц,
можно представить так, как это показано на рис. 13.19. Надо’
иметь в виду, что при первом измерении (положение переключа-
теля на 10 Мгц] измеряются биения с неизвестной частотой, тогда
как при втором измерении (в положении переключателя на 10 кгц\
378
Глава 13
измеряются биения со стандартной частотой. Неоднозначность мож-
но разрешить, пользуясь таблицей:
Частота промежуточ- ного генератора Частота биений Биения с гармоникой 10 Мгц относительно биений с гармоникой 10 кгц Искомая частота
снижается повышается выше выше
снижается снижается выше ниже
Ниже приводится пример для иллюстрации процесса измерений.
Допустим, что произведено измерение несущей частоты передатчи-
ка изображения 10-го канала (со смещением несущей). Результа-
ты наблюдений сведены в таблицу:
Частота промежу- точного генерато- ра Частота биений Биения в поло- жении на 10 Мгц Биения в положении на 10 кгц Разность Измеряемая частота
понижена повысилась 500 400 100 1932 401
понижена повысилась 500 600 100 1 932 399
понижена понизилась 500 300 200 1 932 398
понижена понизилась 500 700 200 1932 402
Обычно знание точной величины частоты не очень существенно.
Гораздо важнее отрегулировать частоту до номинального значе-
ния. Поэтому при таком методе измерений изменяют частоту пе-
редатчика до тех пор, пока частота биений не станет одинаковой
при переключении калибратора на «10 Мгц» и на «10 кгц». Необ-
ходимо, конечно, проверить, что частота биений остаётся той же
при обоих положениях переключателя и с несколько изменённой
частотой промежуточного генератора. При таком измерении элек-
тронный частотомер не нужен, и большинство операторов могут
добиться одинакового тона биений (в пределах нескольких герц)
для обоих случаев на слух при помощи головного телефона.
Метод скользящей гармоники. Другой метод измерений
(рис. 13.20), используемый в диапазоне от 100 до 3000 Мгц, по-
строен на применении интерполяционного эталона частоты [81].
Это точно откалиброванный генератор, работающий в диапазоне
1000—1010 кгц и управляющий мультивибратором на частоту
Измерения характеристик радиопередатчиков
379
ЮО-ЗОООМгц
Рис. 13.20
Телефонная
трубка.
1 Мгц, который создаёт гармоники до 200 Мгц. Гармоники и из-
меряемая частота подаются на гетеродинный измеритель
частоты, который работает в диапазоне от 100 до 200 Мгц. Процесс
измерения состоит в том, чтобы настроить гетеродинный частото-
мер на нулевые 'биения с измеряемой частотой, а затем настроить
интерполяционный эталон также до нулевых биений. Калибровка
гетеродинного частотомера достаточно точна, чтобы определить,
какая гармоника частоты 1 Мгц
при этом используется. Показа-
ния интерполяционного эталона
делятся на число делений, прихо-
дящихся на 1 Мгц частоты ис-
пользуемой гармоники, и получен-
ная величина затем прибавляет-
ся к величине частоты гармоники.
Гармоники гетеродинного часто-
томера используются для частот
200—3000 Мгц. Рассмотрим в ка-
честве примера, как этим методом
Биения будут прослушиваться при частоте гетеродинного частото-
мера 121,25 Мгц. Число 121 читается по шкале на приборе. Если ин-
терполяционный генератор показывает 400 делений на 1 Мгц для
этой гармоники, то при нулевых биениях с частотой гетеродинного
частотомера показания будут составлять 100 делений. Поэтому ча-
стота гетеродинного частотомера будет равна 121 + 100/400 =
= 121,25 Мгц.
определяется частота 2425 Мгц.
Измерения при помощи синтезатора частоты. Для измерений
частоты могут применяться синтезаторы частоты (см. гл. 2). Час-
тота определяется по нулевым биениям выходной частоты синтеза-
тора или её гармоники с неизвестной частотой.
Измерители частоты с непосредственным отсчётом. До сих пор
рассматривались весьма точные методы измерения частоты. Во
многих случаях такая точность не нужна и измерительное устрой-
ство может быть значительно проще и дешевле. Измерения с точ-
ностью 0,01% обеспечивают измерители частоты типа ВС-221 и
TS-175/U с непосредственным отсчётом [82]. Эти приборы могут
использоваться как сигнал-генераторы, чтобы создать биения с
измеряемой частотой на выходе приёмника или, при. достаточной ве-
личине напряжения, на выходе детектора, имеющегося в приборе.
Измерения следует проводить с особой тщательностью, когда из-
меряемая частота намного выше, чем основная частота генерато-
ра. Чем выше измеряемая частота, тем в большем числе точек по
шкале прибора будут прослушиваться биения. Следует установить,
какой множитель надо применить для данного показания прибора.
Неизвестную частоту можно найти, определив основную частоту ге-
нератора fi, вызывающую нулевые биения и следующую, более вы-
380
Глава 13
сокую, частоту, вызывающую биения, — /2 [83]. Измеряемая ча-
стота тогда равна •
/„ =—. (13.21)
/(х)
Если напряжение измеряемой частоты содержит гармоники, то
будут прослушиваться также и более слабые биения между значе-
ниями частот Д и f2- Основные диапазоны упомянутых выше при-
боров приведены в табл. 13.5. Если, например, требуется по при-
ТАБЛИЦА13.5 бору ВС-221 измерить частоту
Частотные диапазоны двух приборов
с непосредственным отсчётом частоты
Диапазоны
Прибо р низкие частоты высокие частоты
ВС-221 TS-175/U 125—250 кгц 80—200 кгц 2—4 Мгц
75,5 Мгц, то биения будут слыш-
ны на частотах 3973,681; 3775 в
3595,238 кгц. Самая низкая часто-
та, которая может использовать-
ся при этом методе, равна утро-
енному значению низшего преде-
ла основного диапазона частот
прибора.
Одно из основных положений,
которое следует иметь в виду при
пользовании этими измеритель-
ными приборами, состоит в том,
что результаты получаются более точными, если для образования
частоты, близкой к измеряемой, применять гетеродинирование или
смешение частот (рис. 13.21), а не умножение частоты. На-
пример, если нужно измерить частоту 7130 кгц, частотомер должен
быть установлен на 130 кгц и биения будут с 70-й гармоникой
кварцевого калибратора, основная частота которого 100 кгц. Если
точность частотомера 1 • 10”4, а калибратор проверен по сигналам
станции WWV, точность конечного результата измерений будет
равна 7QQ 00~ , т. е. точность повышается в 70 раз. Этому методу
также свойственна неоднозначность, так как биения в приёмнике
Рис. 13.21
будут прослушиваться, когда ча-
стотомер выдаёт частоту 130, 170
и 230 кгц. Следует не принимать
во внимание биения на частотах
225—250 кгц, а также биения, тон
которых снижается, когда часто-
та частотомера повышается.
Волномеры. Волномеры, в ко-
торых для измерения частоты ис-
пользуются резонансные цепи, яв-
ляются весьма грубыми измери-
тельными приборами. Имеется
два основных типа волномеров.
Измерения характеристик радиопередатчиков
381
В одном из них (абсорбционном) для измерения используется не-
которая доля мощности из измеряемой цепи; во втором измерения
основываются на том или ином виде реакции, которую оказывает
измеряемая цепь на волномер. Волномер абсорбционного типа
снабжён детектором и прибором для индикации резонанса. На ча-
стотах ниже 400 Мгц во многих случаях вместо волномеров при-
меняются гетеродинные индикаторы резонанса. В диапазоне свч
могут быть выполнены резонаторы с очень высокой добротностью Q
и при наличии микрометрической настройки можно получить
точность измерений 0,08%. Такие приборы обычно называют из-
мерителями частоты. Имеются измерительные приборы, представ-
ляющие собой волноводные секции, снабжённые соответствующими
объёмными резонаторами, перекрывающими диапазон частот от
6000 до 90 000 Мгц. При настройке резонаторов в резонанс будет
наблюдаться резкое уменьшение показаний прибора, присоединён-
ного к выходу волновода.
Гетеродинные индикаторы резонанса. Гетеродинный индикатор
резонанса является очень полезным прибором, который может слу-
жить либо как абсорбционный волномер, либо как волномер, дей-
ствующий по принципу внесения реакции, но при значительно
большей чувствительности, чем у простого волномера. Если изме-
ряется частота настройки пассивной цепи, не содержащей источ-
ников колебаний, прибор связывается с этой цепью и перестраи-
вается до тех пор, пока'не будет наблюдаться «провал» в величине
сеточного тока измеряемого индикатором в цепи сетки ге-
теродина, в момент совпадения частоты прибора с резонансной ча-
стотой цепи. Если измеряется частота в цепи, содержащей гене-
ратор, прибор переключается так, что имеет место диодное вы-
прямление и по максимуму показаний определяется частота.
Такие приборы перекрывают диапазон от 100 кгц до 940 Мгц
и могут быть сделаны весьма портативными, если применить тран-
зисторы [84]. В этом случае выражение «индикатор в цепи сетки»
становится условным. Не вызывает затруднений построение таких
приборов на частоты ниже 250 Мгц. На более высоких частотах
требуется специальная аппаратура [85].
Такой прибор с индикатором в цепи сетки не является точным
измерителем частоты, но в ряде случаев, например при определе-
нии частоты паразитных колебаний или частоты настройки цепи
до подачи мощности, более полезен, чем некоторые из методов из-
мерения, описанные выше в этом разделе.
Анализаторы спектра. Анализатор спектра — это по существу
узкополосный супергетеродинный приёмник, который периодически
перестраивается в пределах выбранного участка радиочастотного
диапазона. Выходное напряжение с прибора подаётся на осцилло-
граф, развёртка которого по горизонтали синхронизирована с ча-
стотой перестройки приёмника. Отклонение луча по вертикали оп-
382
Глава 13
ределяет амплитуду сигналов [86—89]. Блок-схема прибора пока-
зана на рис. 13.22. Можно также выход усилителя промежуточной
частоты связного приёмника подать на так называемую панорам-
ную приставку и получить такое же изображение, как и в случае
анализатора спектра [90]. На частотах от 50 до 0,5 гц в качест-
ве регистрирующего более удобно использовать пишущий прибор.
Рис. 13.23
Рис. 13.22
Анализаторы спектра особенно полезны для измерения часто-
ты на сверхвысоких частотах [91]. Точность измерений распрост-
ранённым анализатором среднего качества порядка 1%. Более точ-
ное измерение можно получить, если ввести в анализатор вместе
Рис. 13.24
с неизвестной частотой сигнал от вторичного эталона свч [92, 93].
Точность, с которой частота может быть определена, будет зави-
сеть от линейности горизонтальной развёртки, а также от ширины
полосы пропускания фильтров промежуточной частоты в анализа-
торе. Получаемое на экране осциллографа изображение показано
на рис. 13.23. При помощи анализатора спектра удобно осущест-
вить калибровку частотомеров с резонаторами, как показано на
рис. 13.24. Выброс на экране уменьшится на 10—20%, когда изме-
Измерения характеристик радиопередатчиков
38$
ритель частоты настраивается на частоту, которая наблюдается на
осциллографе.
Другие методы измерений. Имеется ряд методов измерения час-
тоты, использующих поглощение при парамагнитном резонансе
[94], интерферометры [95, 96] и другие методы [97—100], которые-
здесь в деталях не обсуждаются.
13.4- Измерения времени. При испытании импульсных передат-
чиков важно точно измерять короткие интервалы времени. Изме-
ряемыми параметрами обычно являются длительность импульсов
и временные промежутки между ни-
ми. Методы измерения временных
интервалов подробно рассмотрены
в [101].
В одном из методов короткие
промежутки времени измеряют при
помощи осциллографа, горизонталь-
ная развёртка которого откалибро-
вана сигналами вторичного этало-
на. Например, если на экране осцил-
лографа воспроизводятся колебания
прямоугольной формы с частотой
1 Мгц, то фронты будут отстоять
20 5 30
1 2 3 Ь I 6 7 в 9 I ГрУ^™
< I I I I I I I I I • • Верньерная
] 1 2 3 t 5 6 7 8 9 Ю 11 и1нала
20 5 30 .
I 1 2 3 4 I 6 7 8 9 I Груоая
111 1 I II 1 1 I шпала
Отсчёт 21,6
Рис. 13.25
друг от друга на 1 мксек. Во многих осциллографах имеется
собственный калибратор, который создаёт на экране осцилло-
графа метки с интервалом в 0,05; 0,1 и 1,0 мксек. Когда необходимо-
точно измерять время; импульсы получают от внешнего тщательно
откалиброванного источника [102].
При помощи электронного счётчика возможен прямой отсчёт
времени, без осциллографа. Имеются приборы, позволяющие из-
мерять интервалы от 0,1 мксек до 100 дней.
Если погрешность при измерении интервалов времени не долж-
на превышать ±0,01 мксек, то можно применить принцип верньер-
ной шкалы [103, 104]. Десять делений верньерной шкалы
(рис. 13.25) равны девяти делениям более грубой шкалы, десятые
доли отсчитываются по верньерной шкале в точке первого совпа-
дения линий обеих шкал. Более грубая шкала образуется метка-
ми, получаемыми от стандартного генератора, верньерная—метка-
ми от генератора немного более высокой частоты. Если длитель-
ность импульсов меньше 1 % от длительности интервалов, то более
высокая разрешающая способность достигается, когда 100 верньер-
ных импульсов соответствует 99 импульсам по более грубой шкале.
Метод измерения можно пояснить при помощи рис. 13.26. Первый
сигнал запускает счётчик, который считает импульсы с частотой
1 Мгц; а второй запускает другой счётчик, считающий импульсы
с частотой 1,0101 Мгц. Как только произойдёт первый одновремен-
ный отсчёт импульсов в обоих счётчиках, схема совпадения воз-
-384
Глава 13
вращает счётчики в исходное положение. Интервал времени между
двумя импульсами определяется по формуле
ТХ = С— V+0,1 У, (13.22)
где Тх — время, мксек;
С — показания более грубого счётчика;
V — показания верньерного счётчика.
Импульсы
частотой.
1,01ММгц
Импульс
совпадения_________________
ТЛ = 4,/4 мн сен
Рис. 13.26
13.5. Измерения амплитудной и частотной модуляций. После
того, как установлено, что передатчик развивает заданную мощ-
ность на номинальной частоте, следует измерить глубину модуля-
ции. При небольшой глубине модуляции ухудшается отношение
сигнал/шум в приёмнике, при перемодуляции на выходе приёмни-
ка возникают искажения. Чрезмерная модуляция мржет вызвать
также помехи другим передатчикам. Правилами устанавливается,
что пиковые значения глубины модуляции вещательных передат-
чиков должны быть не менее 85% и не более 100%.
Амплитудная модуляция. Форма колебаний при амплитудной
модуляции показана на рис. 13.27. Глубина модуляции в процен-
тах определяется следующим образом:
Е _____Е
коэффициент глубины модуляции вверх = макс---- • 100; (13.23)
Ен
Е __Е
коэффициент глубины модуляции вниз = —-------100; (13.24)
Ен
средний коэффициент модуляции = — М(1КС ~Емак .100. (13.25)
Емакс + Еман
Измерения характеристик радиопередатчиков
385
Эти величины могут быть измерены непосредственно на экране
осциллографа при помощи трафарета, показанного на рис. 13.28.
Усиление осциллографа устанавливается так, чтобы максимальные
пиковые значения совпадали с верхним и нижним краями графика.
Не мод L/ли рода иная
Рис. 13.27
Далее шаблон передвигается горизонтально, пока минимальные
значения огибающей не начнут соприкасаться с кривой. В этой
точке процент модуляции отсчитывается по горизонтальной шкале.
При неглубокой модуляции можно более точно определить про-
Рис. 13.28
цент модуляции по изображению на экране осциллографа так, как
это показано на рис. 13.29. Предпочтителен осциллограф, показы-
вающий и постоянные напряжения, тогда отсчёт значений в пред-
ставляющих интерес точках может быть выполнен более точно,
если произвести калибровку от внешнего источника постоянного
напряжения.
25—349
386
Глава 13
Эти приборы снабжены также
ТАБЛИЦА 13.6
Значения величин, измеряемых лам-
повым вольтметром
Отно- шение , % Среднее значение, % Пиковое значение положи- тельное, % Пиковое значение отрица- тельное, %
0 0 0 0
3,1 3,1 3,1 3,1
7,2 7,2 7,0 7,3
13,2 13,2 12,7 13,6
21,7 21,3 20,3 22,6
33,3 31,8 29,7 35,1
49,0 44,6 40,4 51,9
70,4 57,9 51,0 73,7
100 66,1 57,1 1
На вещательных станциях по действующим правилам измери-
тели глубины модуляции должны быть включены постоянно. Они
должны измерять коэффициент модуляции вверх и вниз. Приме-
няются обычно приборы, имеющие два указывающих измерителя,
по одному отсчитывается средний уровень несущей, по второму —
процент модуляции. Измеритель уровня несущей будет указывать
и так называемое сползание несущей, т. е. изменение среднего
уровня несущей при изменении глубины модуляции от 0 до 100%.
лампой-индикатором перемодуля-
ции, которая загорается, если
глубина модуляции превышает ве-
личину, установленную на шкале
индикатора.
Калибровка прибора может
быть произведена, если подать
на его вход напряжения от двух
сигнал-генераторов, отличающие-
ся по частоте на величину, рав-
ную звуковой частоте в пределах
диапазона прибора. Величину
этих напряжений измеряют лам-
повым вольтметром. Отсчитывае-
мая глубина модуляции будет из-
меняться с изменением -соотноше-
ния между обоими напряжения-
ми. Показания прибора в зависи-
мости от отношения меньшего на-
пряжения к большему в процен-
тах должны быть такими, как в
табл. 13.6. Такие значения пока-
заний прибора объясняются тем,
что образуемый в результате биений напряжений обоих гене-
раторов сигнал подобен двухполосному сигналу с подавленной
несущей, или однополосному .сигналу при модуляции двумя звуко-
выми частотами. При калибровке показания измерителя несущей
должны каждый раз устанавливаться равными 100 при помощи
регулировки выходных напряжений обоих -сигнал-генераторов.
Описанный выше прибор непригоден для измерения однополос-
ной модуляции, потому что при модуляции одним тоном показа-
ния равнялись бы нулю. Однополосную модуляцию лучше всего
контролировать по осциллографу. Максимально допустимое значе-
ние амплитуд сигналов определяется при проверке двумя тонами.
Нормальный двухтоновый сигнал показан на рис. 13.30а, при пере-
модуляции — на рис. 13.306.
Трапецеидалъная характеристика. Обычно гораздо легче устано-
вить отклонение от прямой линии, чем от синусоидального колеба-
Измерения характеристик радиопередатчиков
387
ния. По этой причине может оказаться полезной трапецеидальная
осциллограмма модуляции, которая получается, если подать часть
выходного высокочастотного модулированного напряжения пере-
датчика на вертикальные пластины (без использования усилите-
ля) и часть звукового напряжения с выхода модулятора на гори-
зонтальные отклоняющие пластины. Осцилло-
грамма синусоидального напряжения (рис. °)
13.27) получена при использовании внутренней / \ / \
развёртки осциллографа (линейный масштаб / V \
времени). Это означает, что пятно движется с \ Л /
выбранной скоростью слева направо и почти \/ \ /
мгновенно возвращается обратно, справа нале-
во. При трапецеидальной осциллограмме движе-
ние пятна в горизонтальном направлении в обе
стороны управляется звуковым напряжением.
На рис. 13.31 приведены различные трапецеи- /\/\
дальные осциллограммы. Немодулированная не- / у \
сущая и модуляция с глубиной меньше 100% \ А /
представлены соответственно на рис. 13.31а и б. у/ \ /
Осциллограмма для правильно установленной
100-процентной модуляции дана на рис. 13.31в. Рис. 13.30
Здесь величина АВ в два раза больше отрезка
АВ рис. 13.31а. Случай перемодуляции приведён на рис. 13.31г, от-
резок АВ более чем .в два раза больше уровня немодулированной
несущей. Диаграмма рис. 13.316 дана для случая, когда возбужда-
ющее напряжение оконечного усилителя недостаточно и модуляция
вверх также недостаточна. Наклон осциллограммы (рис. 13.31г)
произойдёт, если в цепь горизонтальной развёртки попадёт напря-
жение высокой частоты.
Частотная модуляция. Отклонение частоты может быть точно
измерено, если использовать известное свойство ЧМ колебания, за-
ключающееся в том, что при некоторых индексах модуляции не-
сущая становится равной нулю. Несколько таких значений индек-
сов модуляции было приведено в п. 7.3. Для измерения уровня
25*
388
Глава 13
Отклонение частоты кгц Частота для получения первого нуля гц Частота для получения второго нуля гц
±75 31190 13580
+25 10390 4520
+ 15 6240 2720
±5 2080 906
несущей следует использовать приёмник с достаточно узкой по-
лосой, чтобы отделить несущую от первой пары боковых частот.
Наиболее удобным типом является анализатор спектра, или пано-
рамный приёмник. Звуковые частоты и частотные отклонения для
первого и второго нулей, приведены в таблице.
Например, предположим, что
необходимо проверить отметку,
соответствующую 100-процентной
модуляции на измерителе частот-
ной модуляции в диапазоне 88—
108 Мгц, где номинальная де-
виация составляет 75 кгц. На
вход передатчика подают звуко-
вую частоту 13 580 гц. С выхода
передатчика небольшое напряже-
ние подаётся на анализатор спек-
тра или преобразовывается в бо-
лее низкую частоту для подачи
на профессиональный связной приёмник. С увеличением входно-
го напряжения несущая становится равной нулю при отклоне-
нии частоты, равном ±32,6 кгц, затем возрастает и второй
раз обращается в нуль, когда отклонение частоты точно равно
±75 кгц.
Измерители частотной модуляции. Как и в случае радиовеща-
тельного передатчика с амплитудной модуляцией, по правилам
ФКС требуется непрерывный контроль модуляции ЧМ вещатель-
ного передатчика. Прибор для контроля модуляции используется
также и для измерений искажений звуковых частот, поэтому же-
лательно, чтобы у частотного дискриминатора прибора гармони-
ческие искажения не превышали 0,25%. Существуют измерители
частотной модуляции с дискриминатором настроенного типа
[106—108], но обычно в измерителях используются дискримина-
торы, построенные по принципу счётчиков импульсов [109]. Упро-
щённая схема дискриминатора такого типа показана на рис. 13.32.
Если конденсатор практически полностью разряжается через со-
противление после каждого импульса, показания измерительного
прибора постоянного тока, включённого последовательно с сопро-
тивлением R, будут пропорциональны числу импульсов в секунду,
поступающих в цепь конденсатора. При этом измерительный при-
бор становится счётчиком числа импульсов. Напряжение частотой
150 кгц отфильтровывается фильтром низких частот, и полученный
звуковой сигнал будет неискажённым демодулированным сигна-
лом при условии, если преобразователь и усилитель промежуточ-
ной частоты пропускают все боковые частоты модулированного
сигнала. Разница между измерителями для ЧМ вещательных пе-
редатчиков и телевизионных передатчиков состоит в том, что в
Измерения характеристик радиопередатчиков
389
первом случае 100-процентная модуляция соответствует отклоне-
нию частоты в ±75 кгц, а во втором случае ±25 кгц !).
В контрольных устройствах ЧМ вещательных станций и зву-
ковых каналов телевизионных станций применяется цепочка для
обратной коррекции с постоянной времени в 75 мксек* 2), которая
Напряжения с Аь/ходо
передатчика
Рис. 13.32
Жяжерш
'оиои
частоты
должна включаться на входе тракта сигнала низкой частоты, а не
перед указателем модуляции или индикатором перемодуляции.
Указатели модуляции только тогда будут указывать правильную
величину девиации или отклонения частоты на высших звуковых
частотах, если частотная характеристика измерителя модуляции
является неискажённой горизонтальной прямой.
Правилами ФКС разрешается применение цепочки обратной
коррекции на низкочастотном выходе прибора, применяемого для
измерений шумов и нелинейных искажений.
Большинство контрольных, устройств имеет два звуковых вы-
хода: один для присоединения к усилителю контрольного звукового
агрегата и уровень здесь обычно составляет 0 дбм на нагрузке в
виде симметричной линии сопротивлением в 600 ом; второй зву-
ковой выход с уровнем 10 в на высокоомной несимметричной на-
грузке (заземлённой с одного конца) используется для измерения
шумов, частотных характеристик и нелинейных искажений. Ука-
занные уровни — это ожидаемые уровни при 100-процентной мо-
дуляции на частотах ниже 400 гц. На более высоких частотах уро-
9 В СССР номинальное отклонение частоты для вещательных передатчиков
с частотной модуляцией и для передатчиков звукового сопровождения телевиде-
ния принято одинаковым и составляет ±50 кгц. Ред.
2) В СССР постоянная времени цепи предкоррекции и соответственно це-
почки обратной коррекции принята равной 50 мксек. Ред.
390
Глава 13
вень, соответствующий 100-процентной модуляции, будет падать в
соответствии со стандартной кривой обратной коррекции.
Передатчик частотной модуляции, естественно, не может быть
промодулирован по амплитуде, чтобы обеспечить опорный уровень
для отсчёта остаточной амплитудной модуляции. Соответствующий
низкочастотный уровень может быть обеспечен в измерительном
устройстве или может быть измерено напряжение, выпрямленное
детектором амплитудной модуляции.
Другие методы измерения ЧМ. Отклонения частоты, вызывае-
мые сложными формами модулирующих напряжений, могут быть
измерены с точностью 5%, а при достаточной тщательности с точ-
ностью до 2%, если использовать измерение модуляции несущей
синусоидальным напряжением. Часть выходного напряжения пе-
редатчика смешивается с напряжением сигнал-генератора в диод-
ном детекторе. С выхода детектора напряжение подаётся на вер-
тикальные отклоняющие пластины осциллографа. На горизонталь-
ные пластины осциллографа подаётся напряжение сигнала, моду-
лирующего передатчик. Если уровни напряжений, подаваемых на
осциллограф, соответствующим образом подобраны, на экране бу-
дет изображение в виде прямоугольника. Когда выходная часто-
та сигнал-генератора или одна из её гармоник совпадёт с часто-
той передатчика, на экране будут наблюдаться нулевые биения.
Биения легче обнаружить, если выбрать модулирующую частоту
ниже 300 гц. Можно заметить, что при изменении частоты сигнал-
генератора нулевые биения смещаются слева направо вдоль осцил-
лограммы. Пределы изменения частоты определяются, если изме-
рить частоту сигнал-генератора, когда нулевые биения находятся
в левой, а затем в правой части осциллограммы. Отклонение ча-
стоты равно половине разности между измеренными частотами.
Чтобы частота, при которой нулевые биения находятся слева, со-
ответствовала нижнему пределу изменений частоты, должна быть
правильно выбрана полярность напряжения, подаваемого на вход
передатчика. Для описанных измерений можно использовать спе-
циальные приборы, в состав которых входят осциллограф, смеси-
тель и сигнал-генератор. Модулирующее напряжение через внеш-
ний вход подаётся на горизонтальные отклоняющие пластины, а
частота измеряется на выходе сигнал-генератора любым из спосо-
бов, описанных в разделе 13.3. Если становится известным напря-
жение на входе передатчика, необходимое для получения опреде-
лённой величины отклонения частоты при одной звуковой частоте,
то по частотной характеристике можно установить величину откло-
нения для любой другой звуковой частоты. Этот метод измерений
неприменим при фазовых модуляторах.
Для измерения искажений и частотных характеристик в каче-
стве линейного дискриминатора может быть использован элек-
тронный частотомер. Выходное напряжение смесителя подают на
Измерения характеристик радиопередатчиков
391
вход частотомера, а сигнал-генератор настраивают так, чтобы по-
лучить юдну из частот между 50 и 100 кгц, что можно отсчитать
по прибору. Импульсный выход частотомера подсоединяют через
фильтр нижних частот к ламповому вольтметру или осциллографу
для наблюдения за модуляцией. Фильтр нижних частот должен
пропускать частоты модуляции и отфильтровывать сигнал часто-
той между 50 и 100 кгц. В фильтре должен быть обеспечен путь
для постоянного тока с тем, чтобы можно было производить ка-
либровку. Далее необходимо точно измерить постоянное напряже-
ние, соответствующее данной немодулированной частоте, подан-
ной на вход. Например, если постоянное напряжение на выходе
фильтра нижних частот равно 10 в для сигнала с частотой 100 кгц
и 9 в для сигнала с частотой 90 кгц, то это значит, что девиация
в ±5 кгц вызовет на выходе фильтра напряжение, размах которо-
го равен 1 в или 0,353 в эфф.
В рассмотренном методе измерений электронный частотомер —
это прибор, измеряющий частоты от 3 гц до 100 кгц. При измере-
ниях частотной модуляции -он должен быть присоединён к клеммам
с надписью Выход смесителя, а не Частотомер упомянутого выше
прибора.
13.6. Измерения характеристик демодулированного сигнала.
В соответствии с действующими правилами должны производиться
измерения качества воспроизведения звукового сигнала передат-
чиков с амплитудной и частотной модуляцией и звуковых пере-
датчиков телевизионных станций [110].
Амплитудно-частотная характеристика. Частотная характери-
стика может быть снята по показаниям входного аттенюатора, если
на вход его подавать напряжения с постоянным уровнем звуковых
частот и поддерживать постоянной глубину модуляции. На пере-
датчиках с амплитудной модуляцией при измерениях можно под-
держивать модуляцию близкой, но меньшей 100%; на передатчи-
ках с частотной модуляцией измерения производят при модуляции,
равной 100%. На практике передатчик с частотной модуляцией дол-
жен иметь удовлетворительные качественные показатели и при
глубине модуляции 133%.
Для измерения частотной характеристики удобно использо-
вать высококачественный генератор звуковых сигналов, имеющий
калиброванный аттенюатор. Схема измерений показана на
рис. 13.33. Если калиброванный аттенюатор отсутствует, может быть
применена схема рис. 13.34. Сопротивление в каждом проводе ли-
нии равняется половине входного сопротивления передатчика
(600 или 150 ом). Важно заметить, что для получения правильных
результатов не следует присоединять измеритель непосредственно
на вход передатчика, так как входное сопротивление может ока-
заться непостоянным в диапазоне звуковых частот. Это соответст-
вует реальным условиям, при которых постоянным поддерживает-
392
Глава 13
ся напряжение на дальнем конце линии передачи, в студии. Если,
например, входное сопротивление падает с 600 до 200 ом, входное
напряжение упадёт в два раза, хотя при измерениях по схеме
рис. 13.34 показания прибора поддерживаются постоянными. Вме-
Рис. 13.33
сто сопротивлений может быть применён симметричный Н-образ-
ный аттенюатор с затуханием в 6 дб или более.
По правилам для передатчиков с амплитудной модуляцией мак-
симальная неравномерность частотной характеристики в диапазо-
не от 100 до 5000 гц относительно уровня при 1000 гц не должна
15 или
Рис. 13.34
превышать 2 дб. Для передатчиков с частотной модуляцией харак-
теристика должна укладываться в пределы, определяемые сплош-
ной и пунктирной линиями рис. 13.35. Сплошная линия — это ха-
рактеристика цепочки с постоянной времени 75 мксек.
Указанные пределы относятся к полной системе от входных
клемм микрофонного усилителя до антенны, и не более половины
этих допусков приходится на передатчик. Частотная характери-
стика обычно выражается в децибелах, и если для измерений при-
меняется вольтметр, то
Е
частотная характеристика = 201g—— , дб, (13.26)
Е
где Еном — напряжение, равное номинальному для заданной мо-
дуляции на частоте, относительно которой произво-
дится отсчёт;
Е — напряжение, необходимое для получения такой же
глубины модуляции на другой частоте.
Измерения характеристик радиопередатчиков
393
Измерение нелинейных искажений. Искажения, обусловленные
нелинейностью, можно определить при модуляции передатчика си-
нусоидальным напряжением звуковой частоты из соотношения
между эффективным значением этого напряжения и величиной кор-
ня квадратного из суммы квадра-
тов всех гармоник1). В типовых
измерителях искажений и шумов
основная частота устраняется пе-
рестраиваемым полосовым ре-
жекторным фильтром, а остаточ-
ные напряжения искажений и шу-
мов подаются на измеритель.
Составляющие искажений мо-
гут быть исследованы и измере-
ны при помощи анализатора
спектра. Обычно такие измерения
на передающих станциях не про-
водятся, так как в эксплуатаци-
онных условиях знание относи-
тельных значений величин вто-
рой, третьей и других высоких
гармоник несущественно.
При измерении искажений не-
обходимо, чтобы собственные ис-
кажения звукового сигнал-гене-
ратора были невелики и не пре-
вышали бы 0,25%.
Измерение нелинейных искажений методом взаимной модуля-
ции. Измерение нелинейных искажений можно осуществить дру-
гим методом. Если напряжение более низкой частоты и напряже-
ние более высокой частоты одновременно подать на вход устрой-
ства, которое вносит некоторые нелинейные искажения, на выходе
появятся дополнительные напряжения, частоты которых представ-
ляют собой (сумму и разность основных частот. Эти составляю-
щие— продукты искажений из-за взаимной модуляции. Количест-
венно искажения определяются как отношение (умноженное на
100) корня квадратного из суммы квадратов амплитуд суммарной
и разностной частот к амплитуде входного сигнала более высокой
частоты. Обычно выбирают напряжение более низкой частоты в
четыре раза или на 12 дб большим напряжения высокой частоты,
низкие частоты равными 40, 60 или 100 гц, а высокие частоты —
1000, 7000 или 12 000 гц. В этих условиях установлено, что иска-
9 Коэффициент нелинейных искажений при измерении по этому методу ра-
вен отношению эффективного значения напряжения всех гармоник к эффектив-
ному значению напряжения основной частоты. Ред.
394
Глава 13
жения, обусловленные взаимной модуляцией, для однотактного уси-
лителя приблизительно в 3,2 раза больше, а для симметричного
двухтактного усилителя в 3,8 раза больше, чем искажения, опре-
делённые по величине гармоник [111—113].
Рассматриваемые измерения, как правило, не входят в объём
эксплуатационных испытаний, так как требуемая для этого ап-
паратура достаточно сложна, а качественные показатели могут
быть определены как по методу измерений продуктов взаимной
модуляции, так и при измерениях гармонических искажений.
Блок-схема для выполнения измерений искажений методом
взаимной модуляции приведена на рис. 13.36.
Рис. 13.36
Источником искажений в передатчиках является обычно усили-
тель, напряжение возбуждения которого таково, что колебания до-
стигают нелинейных областей характеристик.
На рис. 13.37 пунктирной линией показана неискажённая фор-
ма сигнала, а сплошной линией — реальный сигнал, искажённый
______ е . в области максимальных значений вследст-
fl /Д /Д вие нелинейности характеристики усилителя,
—А—-г—¥------ Е\ и £2 определяются пиковыми отклонения-
\ ми частоты по отношению к центральной ча-
стоте передатчика с частотной модуляцией и
Рис. 13.37 пиковые амплитуды по отношению к уровню
несущей в передатчике с амплитудной моду-
ляцией. Эти искажения проявляются в виде второй гармоники при
измерении с помощью измерителя нелинейных искажений или ана-
лизатора спектра. Разница между Ei и E2l выраженная в процентах
по отношению к £2, будет (весьма приближённо) равна удвоенной
величине гармонических искажений. Этот метод определения вели-
чины искажений нельзя считать удовлетворительным, так как
трудно точно установить нулевую линию и, кроме того, искажения,
Измерения характеристик радиопередатчиков
395
которые можно уверенно измерить данным методом, обычно пре-
вышают допустимые величины. Однако осциллограммы такого рода
могут помочь обнаружить причины значительных искажений в пере-
датчике.
В передатчиках с амплитудной модуляцией уплощение пиковых
значений отрицательных полупериодов колебания может быть след-
ствием неправильно выбранного смещения. Искажения положи-
тельных полупериодов могут происходить, если уровень высокоча-
стотного напряжения возбуждения не соответствует необходимому
или при слишком большой величине нагрузочного сопротивления
(нагрузка со стороны антенны недостаточна). В передатчиках с
частотной модуляцией искажения могут вносить ненастроенные це-
пи высокой частоты, однако в большинстве случаев их причиной
является модулятор.
Иногда бывает полезно окончательно настройку передатчика
произвести по индикатору искажений. Поэтому некоторые передат-
чики имеют встроенные измерители искажений, что особенно ценно
при регулировке смещения, величины нагрузки и напряжения воз-
буждения в линейных усилителях класса В [114] или при настройке
промежуточных объёмных резонаторов в клистронном усилителе.
Измерение шумов. Измерения шумов на выходе передатчика
при отсутствии модуляции в принципе не представляют затрудне-
ний. Прежде всего необходимо установить на измерителе искаже-
ний и шума опорный уровень, который соответствует 100-процент-
ной глубине модуляции, измеряемой по модулометру, на любой из
частот от 100 до 5000 гц для передатчика с амплитудной модуля-
цией и на частоте 400 гц или ниже для передатчика с частотной
модуляцией. Затем сигнал нужно снять, на вход включить сопро-
тивление, равное номинальному сопротивлению источника (150
или 600 ом), и снова измерить эффективное значение напряжения.
Уровень шума равен отношению полученных величин, выраженно-
му в децибелах.
На результаты измерений могут сказаться характер шумов и
характеристики измерительного прибора [115]. Поэтому правила-
ми Ф'КС устанавливается, что измерения шума должны произво-
диться прибором, имеющим «баллистическую» характеристику, ана-
логичную характеристике стандартного измерителя уровня [116].
Однако, так как основные составляющие шумов в большинстве
передатчиков кратны частоте питающей сети, характеристики из-
мерительного прибора мало сказываются на результатах измере-
ний. В случае измерения шумов в передатчике звука телевизион-
ных станций передатчик изображения может быть выключен.
При измерении уровня шумов в передатчиках с частотной мо-
дуляцией, вызванных паразитной амплитудной модуляцией, в ка-
честве опорного уровня принимается постоянное напряжение на
выходе детектора. Эффективное значение напряжения шумов из-
396
Глава 13
меряется на выходе цепочки обратной коррекции с постоянной
времени 75 мксек, включённой после детектора. Уровень AM шу-
мов вычисляется по формуле
уровень шумов = 201g-0,7Q7E/wc/n , дб. (13.27)
Еэфф
Правилами устанавливается, что измерение шумов в передат-
чиках с частотной модуляцией производится только в полосе ча-
стот 50-4-15 000 гц, а измерение составляющих искажений только
на частотах до 30 кгц. Для передатчиков с амплитудной модуля-
цией измерения шумов могут выполняться в полосе частот
50-4-7500 гц, а составляющие искажений необходимо измерять
вплоть до 16 кгц. Это значит, что допускается включение низкоча-
стотных фильтров перед измерительным устройством, но в этом нет
необходимости в случае передатчиков с частотной модуляцией,
так как цепочка последующей коррекции с постоянной времени
75 мксек вносит затухание, быстро возрастающее на частотах бо-
лее 15 кгц. Для передатчиков с амплитудной модуляцией устанав-
ливается дополнительное требование, состоящее в том, что должны
отсутствовать какие-либо существенные помехи от данной станции
на частотах за пределами полосы в ±7,5 кгц от несущей. Следова-
тельно, излучения на частотах выше 7,5 кгц должны быть сведе-
ны к минимуму. ‘
Особые предосторожности при измерениях. Для того чтобы по-
лучить правильные результаты при измерении шумов и фона, не-
обходимо хорошо экранировать и заземлить цепи, входящие в схе-
му измерений. Если вход измеряемого устройства симметричен по
отношению к земле, звуковой генератор должен иметь симметрич-
ный выход. При использовании в симметричной линии между ге-
нератором и измеряемым устройством аттенюатора должна быть
обеспечена симметрия сопротивлений и ёмкостей относительно
«земли» по обе стороны от аттенюатора. Аналогично, если вход не-
симметричный, должен быть несимметричным и аттенюатор.
Все соединения в цепях с большим сопротивлением (таких, как
проводники от модулометра к анализатору шумов и искажений)
должны быть хорошо экранированы. Эти соединения не должны
быть слишком длинными, так как ёмкость кабеля может быть при-
чиной неправильных измерений на верхних звуковых частотах.
Подробно методика измерений приводится в ряде стандартов
института радиоинженеров и других организаций [117—121].
ф* 13.7. Измерения качества радиотелеграфной передачи. Искаже-
ния при радиотелеграфной передаче с частотной или амплитудной
манипуляцией приводят к отклонению формы демодулированного
сигнала от требуемой [122]. Требуемая форма сигнала выбирается
на основании компромисса между прямоугольной формой, дающей
наибольшую информацию, и формами сигнала, обеспечивающими
Измерения характеристик радиопередатчиков
397
минимум помех соседним каналом. Подробно вопросы, связанные
с телеграфной манипуляцией, рассматривались в разделах 6.4
и 12.3.
Имеется два основных вида искажений телеграфных сигналов:
1. Укорочение или удлинение телеграфных импульсов (постоян-
ное преобладание), соответствующих «нажатию» (положительное
преобладание) или «отжатию» (отрицательное преобладание). Та-
кие искажения могут быть измерены при помощи испытательного
сигнала в виде последовательности прямоугольных двусторонних
импульсов без преобладания, т. е. представляющих собой, с вы-
сокой степенью точности, равные по длительности посылки, соответ-
ствующие «нажатию» и «отжатию».
2. Характеристические искажения, которые возникают, если по-
следующий переходной процесс от «нажатия» к «отжатию» проис-
ходит раньше, чем закончился предшествующий переходной про-
цесс от «отжатия» к «нажатию». Влияние характеристических
искажений зависит поэтому от длительности передаваемых импуль-
сов. Такой вид искажений является типичным для так называе-
мого «эффекта длинной линии» и обычно не возникает в радиопе-
редающих устройствах, за исключением случаев, когда имеются
элементы с большими постоянными времени в цепях манипуляции.
Существуют, кроме этого, искажения случайного характера
вследствие помех, возникающих в линии связи; непсредственного
отношения к передатчику они не имеют.
Для испытаний передатчика наблюдают при помощи осцилло-
графа форму сигнала при двусторонней манипуляции и изменении
скорости манипуляции до максимальной. Кроме того, должны быть
исследованы сигналы, соответствующие посылкам «нажатия» и
«отжатия» минимальной длительности при больших интервалах
времени между ними. Для измерения преобладания скорость раз-
вёртки осциллографа выбирают в полтора раза большей скорости
манипуляции. При этом сигналы «нажатия» будут перекрывать сиг-
налы «отжатия» и может быть измерено преобладание порядка
5%. Измерить преобладание можно также, если на осциллографе
с точно калиброванной развёрткой по времени сравнивать мани-
пулирующие и демодулированные сигналы.
Должны быть также обследованы переходные процессы, сопут-
ствующие нарастающему и спадающему фронтам сигналов, из-
менения сигнала по амплитуде, а также дробления сигнала вслед-
ствие вибраций реле.
Измерения при буквопечатании. В случае телетайпной переда-
чи для измерения искажений может быть применён хорошо отре-
гулированный буквопечатающий аппарат. Фазоустановитель теле-
графного аппарата используется для определения пределов регу-
лировки, при которых неискажённый испытательный сигнал прини-
мается правильно. При высококачественном испытательном сигна-
398
Глава 13
ле фазоустановитель может передвигаться между 10 и 90 деления-
ми по шкале, имеющей от 0 до 120 делений, до появления оши-
бок. Сто делений по этой шкале соответствуют одной кодовой по-
сылке. Фазоустановитель смещает положение во времени начала
работы импульсного направляющего стартового устройства по от-
Начало
отсчёта
бремени
Старт
время
буква Y
2 3 Ч 5 Стоп
Диапазон 10-90 для идеального сигнала
__J--------------1 I I_____Г
' Смещен начала i
*1 ^тЖатия"На25%\^апазон ,0'BS '
_N--------------1 -Л I_____Л
i Смещен началах п11ГТПП?пч 1
-Ч потжат”на257} Диапазон 35 90 ,
, Смгщконца i '
^„нажат"на2^ Циапазон35№
п ।— 1—। ।------г
Смещ конца ।
’, отжат”на 25
Диапазон 10-65

I
Qj

Указатель i
остановлен^
на 50 |
Указатель 1
на Ю В
£ ~ Указатель f
§ установлен i
наОО ’
л < *
Рис. 13.38
ношению к положению во времени импульсов информации
(рис. 13.38).
Точные измерения искажений могут быть выполнены при помо-
щи специальных приборов. В одном из приборов используется
стробоскопический эффект, в других применяется индикация на
экране электронно-лучевой трубки. Для показа синхронных сигна-
лов используется круговая, а для стартстопных сигналов — спи-
ральная развёртка.
13 .8. Измерения широкополосных высокочастотных систем.
В широкополосных системах, например, таких, как 120-канальные-
телефонные системы, важным показателем качества является уро-
вень взаимной модуляции между каналами. Измерить этот пока-
затель можно методом, указанным в [123]. По этому методу шумо-
вым сигналом заполняется вся полоса частот, за исключением по-
лосы канала, выбранного для измерений, где шум устраняется при
помощи режекторного фильтра. На выходе передатчика сигнал
Измерения характеристик радиопередатчиков
399
детектируется и производится измерение в выбранном канале при
помощи полосового фильтра. Шум в этом промежутке шириной в
3 кгц и будет результатом суммарного действия шума передатчика
и продуктов взаимной модуляции.
При другом варианте этого вида измерений шумовой сигнал
пропускается через полосовой фильтр 50 кгц — 500 кгц для 120-ка-
нальной системы и через фильтр на 50—1100 кгц для 240-каналь-
ной системы [ 124]. Шумы вза-
имной модуляции затем изме-
ряются в узкой полосе шири-
ной в 3 кгц, находящейся вне
диапазона, в котором пере-
даётся шумовой сигнал.
В системе междугородной
связи, применяемой в США,
требуется, чтобы средний уро-
вень шума был ниже 31 дба
для более чем 50% времени »и
ниже 52 дба для более чем
99,9% времени [125] (см.
табл. П. 3 приложения для оп-
ределения дба).
Измерения проводятся в точке цепи, где уровень передачи со-
ставляет 0 дбм. Этот уровень используется как опорный, так как
в системе измерений телефонных каналов отсутствует параметр,
эквивалентный 100-процентной модуляции, который мог бы слу-
жить в качестве опорного. Типовым значением уровня шума ши-
рокополосного передатчика для одного канала шириной в 3 кгц
являются 14—18 дба. Шумы перекрёстной модуляции и другие
шумы, вносимые в систему, не должны изменять этот уровень сверх
31 дба для более чем 50% времени.
На рис. 13.39 показано, как повышается уровень шумов, когда
в цепи действуют два источника шума. Например, если шум в ка-
нале составляет 24 дба, и выход такого канала подан на устройст-
во, имеющее уровень шума 14 дба, т. е. разность составляет 10 дб,
то в соответствии с рис. 13.39 0,4 дб должно быть добавлено к
24 дба и результирующий уровень будет 24,4 дба.
На рис. 13.40 приведён график, при помощи которого можно
определить шумы взаимной модуляции, если измерены шумы соб-
ственно передатчика, а также суммарные значения шумов передат-
чика и шумов вследствие взаимной модуляции. Например, если
суммарное значение шумов 20 дба и при отключении генератора
шума оно уменьшается до 16 дба, то разность составляет 4 дб. Из
рис. 13.40 следует, что 2 дб должны быть вычтены из 20 дб, и уро-
вень шумов, вызванный взаимной модуляцией, составит 18 дба. Это
можно проконтролировать и по рис. 13.39, из которого следует, что
400
Глава 13
2 дб должно быть добавлено
к большему сигналу, если име-
ется разность в 2 дб между
сигналами, которые склады-
ваются.
13 .9. Измерения передатчи-
ков с импульсной модуляцией.
Уровень шумов, амплитудно-
частотную характеристику и
искажения импульсного пере-
датчика измеряют в основном
так же, как и у передатчиков с
амплитудной и частотной моду-
ляциями. При этом необходи-
мо применять соответствующий
демодулятор и устанавливать
уровень, соответствующий 100-процентной модуляции. Для провер-
ки ширины импульсов необходим осциллограф с калиброванной
по времени развёрткой или вспомогательный генератор, обеспечи-
вающий временные отметки. Методы импульсных измерений при-
водятся в стандарте Института радиоинженеров [126].
13.10. Измерения характеристик передатчиков чёрно-белого те-
левидения. Контроль качества работы телевизионного передатчика
осуществляется путём:
1) количественных измерений мощности, частотной характери-
стики и уровня шумов;
2) количественного и качественного контроля формы сигнала
при помощи осциллографа при линейной разв'ёртке по времени с
частотой строк и кадров;
3) контроля качества передаваемого изображения при помощи
видеоконтрольного устройства.
Амплитудно-частотная характеристика. Амплитудно-частотную
характеристику телевизионного передатчика можно измерять так
же, как и амплитудно-частотные характеристики звуковых пере-
датчиков с амплитудной и частотной модуляцией. Для этого мож-
но отключить цепи фиксации уровня и подать постоянное напря-
жение смещения на модулируемую ступень !); затем измерить вход-
ное напряжение, обеспечивающее определённую глубину модуля-
ции при разных частотах. Полученная характеристика сравнивает-
ся с теоретической на выходе идеального детектора. Однако при
таком методе не определяется амплитудно-частотная характери-
стика нижней боковой полосы, и так как во входном сигнале от-
сутствуют синхроимпульсы, в передатчике не достигается пиковый
!) И ступени модулятора, где применена фиксация уровня. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
401
уровень мощности. В соответствии с правилами ФКС для измере-
ния частотных характеристик должен быть использован сложный
сигнал, состоящий из синхроимпульсов и изменяющегося по частоте
синусоидального сигнала в интервале между синхроимпульсами.
На рис. 13.41*2 приведена идеализированная амплитудно-частот-
ная характеристика передатчика
при измерениях сигнал детекти-
руется при помощи широкопо-
лосного диодного детектора, час-
тотная характеристика по ви-
деочастоте имеет вид, показан-
ный на рис. 13.416. Если бы
частотная характеристика по
радиочастоте в пределах меж-
ду —0,75 Мгц и +0,75 Мгц
была бы такой, как показано
пунктирной линией на рис.
13.41#, частотная характеристи-
ка на выходе детектора осталась
бы без изменений. Отсюда ясно,
что для получения однозначного
результата нужен узкополосный
прибор, при помощи которого
можно измерить характеристику
каждой боковой полосы. Для
этой цели пригоден анализатор
спектра, но обычно применяет-
ся специальный прибор, называ-
емый анализатором боко-
вых полос [127].
Анализатор боковых полос. Г
боковых полос испытательный сигнал представляет собой видео-
сигнал с частотой, изменяющейся от 0 до 7 Мгц. В состав анали-
затора спектра входит приёмник, частота гетеродина которого из-
меняется синхронно с изменением частоты видеосигнала. Для раз-
вёртки изображения частотной характеристики по горизонтальной
оси, синхронно с изменением видеосигнала на осциллограф от ана-
лизатора должно поступать отклоняющее напряжение. В состав
прибора входит также калиброванный генератор меток. Цепи на-
стройки приёмника должны соответствовать каналу измеряемого
телевидения. Если
а)
Нижняя
Зоновая
-3
б)
и
^Несущая
-2
верхняя
Зоновая
Мгц
Характеристи-
ка на выходе
детектора
Уровень
о
Рис. 13.41
использовании
2 3 С
Мгц
передатчика.
Видеосигнал анализатора не содержит синхроимпульсов для
управления цепями фиксации передатчика, поэтому они должны
быть отключены, а на модулируемую ступень подано смещение,
при котором ток равен половине величины, соответствующей уров-
ню чёрного. При выбранном таким образом смещении будет про-
26—349
402
Глава 13
исходить модуляция передатчика в направлении уровня чёрного и
уровня белого. Благодаря периодическому запиранию сигнала на
экране осциллографа прочерчивается нулевая линия. Таким обра-
зом, видеосигнал поступает на вход передатчика фактически лишь
половину времени. С анализатором -спектра может применяться
практически любой осциллограф, который должен подключаться к
соответствующим клеммам соединительного кабеля, придаваемого
анализатору.
Характеристи-
ка нижней боко-
вой. полосы
'Характеристика
^Несущая версен ей боковой
/ полосы
Маркёр
Срез характе-
,ристина обра-
» зобан фильтром
видеочастот с
полосой до 4,15Мгц
-/ fc Ч + Z + 3 +4 +5
Рис. 13.42
Напряжение с выхода передатчика (после разделительного
фильтра, фильтра формирования полосы и фильтра гармоник) сни-
мают при помощи направленного ответвителя и подают на вход
прибора. Испытательный видеосигнал должен быть подан на пере-
датчик через все фильтры, корректоры и распределительные уси-
лители, нормально включённые на входе передатчика (за исключе-
нием стабилизирующего усилителя). Регулятором уровня в тракте
высокой частоты устанавливают максимальный уровень сигнала на
экране осциллографа. Затем уровень видеосигнала подбирают так,
чтобы боковые полосы составляли половину величины несущей1).
Характеристика передатчика должна иметь вид, показанный на
рис. 13.42. Передатчик с такой характеристикой пригоден и для
цветного телевидения. Для чёрно-белого телевидения достаточно
иметь полосу до 3,5 Мгц. В соответствии с действующими прави-
лами ослабление частоты, отстоящей на 4,75 Мгц и более от не-
сущей, должно быть не менее 20 дб. После того как прибор вклю-
чён в схему в соответствии с указаниями и получено изображение
боковых полос, может быть осуществлена регулировка каскадов
передатчика и проверена частотная характеристика фильтра фор-
мирования боковых полос (если таковой имеется в передатчике).
!) В практике СССР и ряда других стран амплитудно-частотную характе-
ристику измеряют на разных уровнях яркости. При этом уровень видеосигнала
выбирается равным примерно 10% номинального размаха видеосигнала. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
405
Однако указанные измерения не соответствуют правилам' ФКС,
так как в испытательном сигнале отсутствуют синхроимпульсы.
Анализатор спектра можно применить для раздельного изме-
рения нижней и верхней боковых полос. Чтобы при этом пользо-
ваться сформированным видеосигналом, анализатор применяют в
сочетании с видеосмесительным устройством.
Блок-схема измерения верхней и нижней боковых полос по точ-
кам характеристики приведена на рис. 13.43. Выходное напряже-
Рис. 13.43
ние генератора синусоидального сигнала подаётся на смеситель,
где формируется полный видеосигнал. Величины напряжений мо-
гут быть подобраны по осциллографу видеоконтрольного устройст-
ва, причём величина синхроимпульса регулируется для достиже-
ния нормального пикового режима, а уровень видеосигнала уста-
навливается ло синусоидальному напряжению с частотой
200-4-500 кгц так, чтобы обеспечить модуляцию в пределах от
уровня чёрного до уровня белого. Напряжение с выхода генерато-
ра измеряется на исходной частоте; напряжения всех остальных ча-
стот, подаваемые на вход передатчика в процессе измерений, долж-
ны иметь уровни, равные уровню на исходной частоте. Получаю-
щиеся с выхода анализатора напряжения измеряют при помощи
осциллографа. В качестве примера на рис. 13.44 показаны значе-
ния напряжений, которые могут получиться при модуляции ‘часто-
тами 0,7 и 1 Мгц. Разумеется, при этих измерениях цепи фиксации,
в передатчике должны работать нормально.
Напряжения очень малых уровней на частотах более чем на
1,25 Мгц ниже несущей могут быть измерены, если увеличить в не-
обходимой степени усиление осциллографа и вновь его откалибро-
вать по известному напряжению. Далее измеряется отношение ве-
404
Глава 13
личины напряжения нижней боковой частоты к напряжению ча-
стоты 200 кгц.
«Идеализированная детекторная характеристика», которая
фигурирует в правилах ФКС, получается простым сложением на-
пряжений верхней и нижней боковых частот, соответствующих
каждой модулирующей частоте.
Испытания при помощи сигнала, состоящего из группы сину-
соидальных напряжений. Быстро оценить частотную характеристи-
ку канала можно при помощи сигнала, состоящего из группы си-
нусоидальных напряжений разных частот, расположенных в поряд-
ке возрастания частоты1). На рис. 13.45. показан сигнал, состоя-
щий из шести «пакетов» синусоид, действующих последовательно в
течение интервала строки. Амплитуды их на выходе измеряются
осциллографом. Они должны быть равными для частот ниже
1,25 Мгц и уменьшаться в два раза, оставаясь равными друг дру-
гу, для более высоких частот (если измерения производятся при
помощи широкополосного детектора). Если же для контроля ис-
пользуется должным образом настроенный демодулятор, который
ослабляет нижние частоты на 6 дб, амплитуды всех синусоид долж-
ны быть равны. Импульс, соответствующий уровню белого, введён
в испытательный сигнал для оценки частотной характеристики в
области ниже 150 кгц. Он может служить также в качестве опор-
ного уровня и для других целей.
Генераторы качающейся частоты. Частотная характеристика те-
левизионного передатчика или любой широкополосной цепи может
’) Сигнал такой формы удобен для текущей проверки ширины полосы трак-
та передатчика. Однако он не должен применяться для настройки передатчика,
так как при его использовании частотная характеристика контролиреутся лишь
® нескольких точках. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
405
быть измерена при помощи генератора качающейся частоты. Для
медленного изменения (качания) частоты можно использовать
электродвигатель, а для наблюдения характеристики — осцилло-
граф с длительным послесвечением экрана. В ряде генераторов
качание частоты осуществляется при помощи электронных схем и
обычная скорость изменения частоты составляет 60 периодов в се-
Генерат
качающ.
частоты
сопротивлению
линии передачи
ft измеряемому
устройству
Цельабгпомати ческоео
регулировании напряжения
Рис. 13.46
кунду. Для калибровки получающейся на осциллографе характе-
ристики необходимо введение «частотных меток». В некоторых ге-
нераторах метки в виде положительных острых импульсов соз-
даются генераторами, стабилизированными кварцем. Входное со-
противление радиотехнических устройств часто не остаётся по-
стоянным в диапазоне частот. Очень важно, чтобы выходное на-
пряжение генератора качающейся частоты оставалось постоянным
в точке, отделённой от нагрузки сопротивлением, равным сопро-
тивлению нагрузки (рис. 13.46); на это уже обращалось внима-
ние при обсуждении измерений на звуковых частотах передатчиков
с амплитудной и частотной модуляцией. Согласно теореме Тевени-
на сложная цепь, содержащая генераторы и сопротивления, мо-
жет быть заменена цепью, состоящей из эквивалентного генерато-
ра эдс и последовательного сопротивления, равного полному со-
противлению всей цепи со стороны выходных зажимов. Генератор»
напряжение которого поддерживается автоматически постоянным
на входе цепи, состоящей из последовательно включённых сопро-
тивления и нагрузки, независимо от частоты или изменения этой
нагрузки, может быть назван генератором Тевенина. Такое свой-
ство генератора особенно важно в диапазоне радиочастот, так как
на видеочастотах не представляет затруднений обеспечить значе-
ния входных сопротивлений видеомодулятора или усилителя с рас-
пределённым усилением, очень близким к 75 ом.
Хороший генератор Тевенина можно выполнить, если качание
частоты производить при помощи электродвигателя, а анодное пи-
тание осуществлять от регулируемого источника (рис. 13.47). Пре-
имущество этого способа по сравнению с более быстрым способом
качания при помощи электронных схем состоит в том, что в пер-
вом случае можно обеспечить такое изменение напряжения источ-
ника питания, при котором, несмотря на значительные изменения
406
Глава 13
нагрузочного сопротивления, напряжение на входе цепи из после-
довательного сопротивления и нагрузки будет оставаться неиз-
менным.
Рис. 13.47
В литературе [128] описан широкополосный генератор со средней
частотой, изменяющейся в пределах от 200 кгц до 1000 Мгц и с
полосой качания от 100 кгц до 300 Мгц. Он имеет свойства гене-
ратора Тевенина, так как в приборе применяется схема автомати-
ческого регулирования усиления, в которой используется двухполу-
периодный детектор, включённый перед сопротивлением 50 ом, рас-
положенным внутри прибора.
Измерения частотных характеристик по точкам. Частотную ха-
рактеристику можно снять (но с большей затратой времени), ес-
ли на вход передатчика подавать напряжение от обычного сигнал-
генератора, а выходной уровень измерять соответствующим ин-
дикатором, как это делается при измерениях на звуковых часто-
тах. Схема таких измерений приведена на рис. 13.48. В области
свч применение лампового вольтметра имеет известные недостатки,
поэтому обычно применяется кристаллический детектор. Сигнал-
генератор модулируют частотой 1000 гц. На выходе кристалличе-
Рис. 13.48
Измерения характеристик радиопередатчиков
407
ского детектора включают усилитель, настроенный на эту частоту.
Измерения могут быть выполнены и при помощи чувствительно-
го прибора постоянного тока в сочетании с немодулированным
Рис. 13.49
сигнал-генератором. Однако при этом значительно труднее устра-
нить влияние на результаты измерений мешающих напряжений и
шумов. Можно также применить усилители с изменяемой частотой
настройки. Важно иметь в виду, что диодный детектор в сочетании
с измерительным прибором или осциллографом одинаково реаги-
рует на основную частоту и на гармоники. Поэтому при тщатель-
ной постановке измерений после сигнал-генератора включают
фильтр гармоник, который пропускает нужные частоты, но устра-
няет вторую и более высокие гармоники. Полезно также отделить
испытуемое устройство от генератора и детектора 50-омными ат-
тенюаторами с о-слаблением, по крайней мере, на 6 дб.
Частотную характеристику можно измерить при помощи и не-
модулированных колебаний, если применить в случае малых вы-
ходных уровней калиброванный усилитель промежуточной частоты.
Такой усилитель обычно работает на частоте 30 Мгц и имеет дина-
мический диапазон 80 дб. Преобразование выходной частоты в ча-
стоту 30 Мгц можно осуществить при помощи отдельного гете-
родина и смесителя (рис. 13.49).
Частотные характеристики при малых и больших уровнях сиг-
нала. Следует иметь в виду, что в устройствах, обладающих нели-
нейностью, частотная характеристика, измеренная при помощи сиг-
нал-генератора, по ряду причин может отличаться от частотной
характеристики, измеренной при рабочих уровнях. Так, если напря-
жение возбуждения таково, что каскад усилителя работает с сеточ-
408
Глава 13
ными токами, то влияние входного сопротивления этого каскада на
частотную характеристику предыдущего будет иным, чем при изме-
рении с помощью сигнал-генератора. В усилителях на кли-
стронах также наблюдаются изменения в частотной характеристи-
ке при повышении уровня возбуждения. Поэтому для настройки
и измерений характеристик телевизионного передатчика желатель-
но использовать прибор типа анализатора спектра боковых полос.
Частотные характеристики цепей, которые не содержат нели-
нейных элементов (например, фильтры для частичного подавления
одной боковой полосы, фильтры гармоник и др.), получаются оди-
наковыми, независимо от того, производятся ли измерения в ра-
бочих условиях или при помощи сигнал-генератора, если отсутст-
вуют нагревы, которые вызывают расстройку элементов фильтров.
Импульсные методы измерений. Качество изображения на вы-
ходе телевизионного передатчика определяется не только его ча-
стотной характеристикой, но и фазовой. Если напряжение прямо-
угольной формы подвести ко входу передатчика, форма напряже-
ния на выходе будет зависеть как от частотной, так и от фазо-
вой характеристик. Часто возникает вопрос: почему для испытаний
передатчиков не применить сигналы прямоугольной формы? Хотя
и верно утверждение, что нормально работающее оборудование,
качественные показатели которого удовлетворяют нормам, будет
иметь определённую переходную характеристику, трудно бывает
установить причину, если переходная характеристика неудовлетво-
рительна. Поэтому ФКС не нормирует переходную характеристику,
и такие характеристики не используются в эксплуатации1). Мето-
ды измерения переходных характеристик подробно рассмотрены в
литературе [129], а также приведены в стандарте Института радио-
инженеров [130]. Желательная форма переходных характеристик
рассматривалась в разделе 12.9. Методы измерения фазовых ха-
рактеристик рассматриваются ниже в разделе 13.11.
Имеются некоторые преимущества в применении импульсных
испытательных сигналов с ограниченным спектром частот [131].
Таким сигналом является так называемый импульс синус-квадра-
тичной формы. Типовой генератор синус-квадратичных импульсов
обеспечивает три импульса длительностью 0,25; 0,125 и 0,062 мксек,
что соответствует полосам частот в 2; 4 и 8 Мгц * 2).
Контроль формы телевизионного сигнала. Лучшим способом
контроля работы телевизионного передатчика является наблюде-
!) В СССР и в ряде других стран нормирование амплитудно-частотных ха-
рактеристик часто дополняется нормированием переходных характеристик. Ред.
2) В соответствии с телевизионным стандартом СССР в отечественной изме-
рительной аппаратуре применяются два синусквадратичных импульса, имеющих
длительность (на уровне половины размаха импульса) 0,16 мксек (спектральные
составляющие уменьшаются на 6 дб на частоте 3 Мгц) и 0,08 мксек (спектраль-
ные составляющие уменьшаются на 6 дб на частоте 6 Мгц). Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
409>
ние за формой сигналов на экране специального осциллографа в
составе видеоконтрольного устройства (ВКУ). В практике США
принято контрольный сигнал изображать в «перевёрнутом» виде.
Выходной уровень передатчика изображения имеет максимум во
время пиковых значений синхроимпульсов, которые располагают-
ся в основании осциллограммы: линия, представляющая уровень
несущей, равный нулю, находится вверху осциллограммы. Стан-
дартная шкала с обозначением уровней, применяемая на экранах
осциллографов видеоконтоольных устройств, показана на
рис. 13.50 (132].
Проценты, 0 —
исходным »—
принят-^оо* ...
уровень •______
оелого ои •—
60 —
wl---
20»---
о:—
20*---
40 ---
Проценты,
/модуляции
—• 0^-Уровень несущей,
• равен нулю
• и новый
—< уровень
9 белого
9
О п
—9 Уровень
—• —— чёрного
— • Уровень
____• гашения
9 Уровень
—• Щ0—синхроим‘-
• пульсов
Рис. 13.50
соответствующий максималь-
сторону чёрного);
Скорость развёртки осциллографа ВКУ принята равной поло-
вине скорости, необходимой для изображения одной строки. Поэто-
му изображение содержит два синхроимпульса (рис. 13.51). Тер-
минология, относящаяся к таким измерениям сигнала, была стан-
дартизована Институтом радиоинженеров [133]. Различные интер-
валы и уровни, обозначенные на рис. 13.51, имеют следующие
названия:
А — пиковый уровень белого;
В — уровень чёрного (уровень,
ным отклонениям сигнала в
С— уровень гашения;
D — уровень синхроимпульсов;
Е—G — интервал строки, равный
63,5 мсек;
Е—F — интервал строчного гася-
щего импульса, равный
10,05 мсек;
F—G — интервал видеосигнала,
равный 53,45 мсек;
Н — линия нулевого уровня не-
сущей. Рис. 13.51
41В
Глава 13
Линию нулевого уровня можно получить лишь в той точке из-
мерительного тракта, где имеется постоянная составляющая на-
пряжения. Такое напряжение получается на выходе диодного де-
тектора, но отсутствует на выходе видеоусилителя. Обычно для по-
лучения нулевой линии применяют реле, обмотка которого присое-
динена к сетевому напряжению, а контакты замыкают периоди-
чески накоротко выходное напряжение диодного детектора. Могут
быть применены переключатели на полупроводниках или вакуум-
ных лампах.
для того, чтооы на
4
Рис. 13.52
При наблюдении формы сигнала важно установить правиль-
ность полярности напряжения на входе передатчика. В звуковых
передатчиках это несущественно, в передатчиках изображения вы-
ходной уровень должен нарастать, если сигнал увеличивается в сто-
рону чёрного. В соответствии со -стандартом входной сигнал дол-
ожен иметь негативную полярность. Полярность сигнала изменяет-
ся на обратную после каждого каскада видеоусилителя, и поэтому
входе и выходе полярность сигнала оставалась
неизменной, усилитель должен иметь чётное
число каскадов. Принято также кристалличе-
ские диодные детекторы выполнять так, что-
бы постоянное напряжение на выходе детек-
тора было отрицательным. Номинальный уро-
вень входного сигнала передатчика принят
равным 1,4 в (размах от пикового уровня син-
хроимпульса до опорного уровня белого). Это
удобно, так как в соответствии с левой шкалой
(от 0 до 100, рис. 13.50) размах видеосигнала
должен равняться 1 в.
Часть видеосигнала вблизи строчного гасящего импульса пред-
оставлена в увеличенном виде на рис. 13.52, на котором:
1 — видеосигнал, соответствующий правой стороне изобра-
жения,
2 — передняя площадка длительностью 1,59 мсек,
3 — передний фронт строчного синхроимпульса,
4 — верхушка синхроимпульса длительностью 4,76 мсек,
5 — задний фронт синхроимпульса,
6 — задняя площадка гасящего импульса длительностью
4,76 мксек,
7 — видеосигнал, соответствующий левой части изображения,
8 — строчный гасящий импульс длительностью 11,11 мсек.
При регулировке уровней в передатчике важно установить ве-
личину синхроимпульса равной 40% размаха от уровня гашения
до уровня белого. Чтобы обеспечить достаточный уровень от пере-
датчика изображения для образования частоты 4,5 Мгц в приём-
Измерения характеристик радиопереДатникоз
411
никах, где используется прием звукового сопровождения на разно-
стной несущей частоте, требуется, чтобы опорный уровень белого
составлял 12,5±2,5% пикового уровня несущей. На рис. 13.51 рас-
стояние между А и Н должно составлять 12,5%' величины между
D и Н. Правилами предписывается также, что расстояние между
С и В в сигнале должно составлять 7,5%+2,5% расстояния от
С до А.
Если частота развёртки равна 30 гц, может быть произведено
исследование сигнала за интервал, соответствующий времени кад-
ра (рис. 13.53). Пиковые уров-
ни будут такие же, что и на
рис. 13.51. При таком изобра-
жении можно обнаружить на-
ложение фона частотой 60 или
120 гцх) или другие изменения
в сигнале, происходящие с низ-
кой частотой. Правилами уста-
навливается, что размах изме-
нения сигнала в пределах од-
ного кадра, измеренный как по
уровню синхроимпульсов, так
и по уровню гасящих импульсов, не должен превышать 5% пико-
вого значения сигнала, т. е. размах отклонений на уровнях С и D
не должен превышать 5% величины сигнала между D и Н.
Часть сигнала вблизи кадрового гасящего импульса в увели-
ченном виде показана на рис. 13.54, на котором:
1 — видеосигнал в нижней части кадра,
2 — первые шесть выравнивающих импульсов,
3 — кадровый синхронизирующий импульс,
4 — вторая группа из шести выравнивающих импульсов,
5 — 9, 12 строчных синхроимпульсов,
6 — видеосигнал в
верхней части кадра,
7 — интервал кадрово-
го гасящего импульса.
В связи с применением
чересстрочной развёртки
интервалы А и В взаимно
меняются в чередующихся
полях.
Выявление неисправ-
ностей передатчиков по
форме сигнала. Многие
Рис. 13.54
9 Фон с частотой питающей сети или с частотой, кратной частоте питающей
сети. Ред.
412
Глава 13
неисправности передатчика можно выявить по форме сигна-
ла при помощи осциллографа ВКУ. Однако рассмотрим лишь не-
которые из них. Временные интервалы, показанные на рис. 13.52,
обычно не претерпевают изменений в передатчике, и длительность
их зависит только от работы генератора синхроимпульсов. В пере-
датчике может искажаться лишь форма сигнала, и поэтому обна-
ружение неисправностей основывается на сравнении сигнала в раз-
ных точках тракта передатчика со входным сигналом.
Компрессия синхроимпульса. В большинстве передат-
чиков имеет место компрессия синхроимпульсов, компенсация этой
компрессии (растяжение синхроимпульсов) производится обычно в
видеотракте передатчика. Если компрессия чрезмерна, это указы-
вает на то, что некоторые из каскадов усиления высокой частоты
не отдают требуемую пиковую мощность, и необходима регулиров-
ка величины напряжения возбуждения или нагрузки усилительной
ступени.
Сжатие сигнала со стороны «белого». Если при
модуляции пиковое значение мощности получается без компрессии,
а в нижней части сигнала заметно значительное сжатие, это озна-
чает, что смещение на модулируемую ступень слишком велико. Дру-
гой причиной сжатия со стороны «белого» может явиться недоста-
точная стабильность возбуждения модулируемой ступени, причём
величина напряжения возбуждения растёт при модуляции вниз, в
сторону белого. Устранить это явление можно шунтированием воз-
буждающей ступени сопротивлением, поглощающим мощность.
Неисправности схемы восстановления посто-
янной составляющей. Неисправности схемы восстановле-
ния постоянной составляющей отражаются на форме сигнала, преж-
де всего, в пределах интервала кадрового гасящего импульса.
Линия, соответствующая уровню гашения на рис. 13.54, будет иметь
наклон вправо вниз. При отсутствии симметрии в схемах фиксации
задняя площадка гасящего строчного импульса будет неровной.
Характеристики осциллографа видеоконтролъного устройства.
Институтом радиоинженеров опубликован стандарт на телевизион-
ные измерения, в котором нормируются частотные характеристики
осциллографа в-идеоконтрольного устройства, применяемого для
оценки сигнала [134]. При этом исходили из того, чтобы ошибки при
измерениях из-за выбросов на сигнале, которые могут быть разны-
ми на'разных видеоконтрольных устройствах, были незначительны.
Частотная характеристика, соответствующая этому стандарту, при-
ведена на рис. 13.55 и может быть получена при помощи схемы
рис. 13.56. Это позволяет унифицировать характеристики измери-
тельных осциллографов всех видеоконтрольных устройств.
Приборы с такими характеристиками не должны применяться
для контроля сигналов цветного телевидения.
Измерения характеристик радиопередатчиков
413
Контроль качества изображения по видеоконтрольному устрой-
ству. Качество передачи проверяют по изображению на экране
приёмной трубки видеоконтрольного устройства [135] Оценка изо-
бражения производится по субъективному восприятию наблюда-
теля [136]. Чтобы облегчить такую оценку, разработаны стандарт-
ные испытательные таблицы,
включающие градационную
шкалу и сходящиеся клином
горизонтальные и вертикаль-
ные группы линий для про-
верки разрешающей способ-
ности. По изображению на
экране хорошо отрегулиро-
ванного устройства можно
различить в горизонтальном
направлении 600 линий, но
на выходе радиопередатчи-
ка, снабжённого фильтром
подавления одной боковой
0
-2
•6
8
^-18
-20
-22
•24
0,1 0,2 0,5 1 2 3 4 5 6 78
100
50
25
12,5
6,25
Частота Мгц
Рис. 13.55
проценты
полосы, чёткость часто не
превышает 350 линий *)•
В ряде случаев в видеоконтрольных устройствах предусматри-
вается переключение, позволяющее получить изображение, пока-
занное на рис. 13.57 [137, 138]. Время запуска развёрток по вер-
тикали и по горизонтали смещено так, что затемнения, производи-
Значительно
выход
дольше, чем R
Рис. 13.56
мые синхронизирующими и гасящими импульсами, располагаются
в центре экрана. Такое изображение более полезно для контроля
синхрогенераторов, чем для контроля передатчиков.
Контрольный демодулятор. В соответствии с принятым в теле-
видении принципом формирования суммарной частотной характе-
!) В современных отечественных радиопередатчиках чёткость изображения
на выходе достигает 550 линий при чёткости на входе 600 линий. Ред.
414
Глава 13
ристики радиоканала [139] чувствительность приёмников на несу-
щей должна быть на 6 дб ниже, чем на частотах на 1,25 Мгц выше
несущей т). Поэтому не следует контролировать работу телевизион-
ного передатчика при помощи широкополосного детектора в тех
его точках, где осуществляется подавление части нижней боковой
Гашение строчными
импульсами —
Передняя площадка.
Я -импульсы первого поля
В-импульсы ^чередую-
•Задняя ^мся поле
площадка
Начало гашения
кадровым импульсом
В ~ -выравниваю^
.д-А-'тмпуЛЬСЬ^б) -
.Выравниваю^— вырезки в
\щие импу-^zzi кадровом .
.льсы(б) ----синхооимп:
SEt-»
в
Начало
кадровых
синхроимп
Выравнивающ.
импульсы(б)
Spou^n.
полосы (например, при помощи диодного детектора, получающего
напряжение непосредственно от направленного ответвителя). Ча->
стичное подавление нижней боковой происходит во всех каскадах
усилителей высокой частоты, включая модулируемый. Если кон-
тролировать изображение с выхода такой ступени при помощи ука-
занного выше детектора, высокие частоты будут сильно ослаблены.
На рис. 13.58 представлены идеализированные частотные ха-
рактеристики на выходе передатчика и детектора, а также идеали-
зированная характеристика приёмника. Детектор, который приме-
няется для контроля изображения на выходе передатчика или на
выходе какой-либо из усилительных ступеней, должен иметь ча-
стотную характеристику, как можно более близкую к идеальной
характеристике приёмника, и она должна быть весьма стабильной.
Сформировать такую характеристику можно при помощи фильтра
из элементов с распределёнными постоянными со стабильными па-
9 В соответствии с характеристикой «идеального» приёмника чувствитель-
ность должна увеличиваться в два раза на частоте, превышающей частоту несу-
щей на 4-0,75 Мгц. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
4 ГК
раметрами или при помощи приёмника супергетеродинного типа^
имеющего гетеродин, стабилизированный кварцем. Типовой, приём-
ник имеет режекторный фильтр, настроенный на частоту звукового»
канала, поэтому он может
применяться для контроля
передатчика изображения
при включённом передатчи-
ке звукового сопровожде-
ния. Если измерения про-
изводят >при выключенном
передатчике 'звукового со-
провождения, режекторный
фильтр следует отключать,
что улучшит частотную и
фазовую характеристики в
области высоких частот.
13.11. Измерения при
цветном телевидении. Для
проверки качества передачи
сигналов цветного изображе-
ния требуется проводить до-
полнительно комплекс изме-
рений характеристик пере-
датчиков. Правилами норми-
руются частотная характе-
ристика времени «групповой
задержки», допустимые ис-
кажения испытательного
цветного сигнала, а также
вводятся новые требования
на амплитудно-частотную
характеристику. Часто про-
водятся также измерения
ненормируемых ФКС ха-
рактеристик дифферен-
циально-фазового сдвига в
усиления.
Характеристика времени «групповой задержки». Определение^
этой характеристики было дано в гл. 3 -и 12. Для того чтобы вы-
полнить требования к характеристике времени «групповой задерж-
ки», на входе модуляционного устройства передатчика необходимо
включить фазокорректирующие звенья, которые компенсируют:
1) фазовые искажения, возникающие в типовых телевизионных,
приёмниках;
2) искажения в выходных устройствах передатчика — в фильт-
ре. формирования боковой полосы, в фильтре гармоник и в увчг
разделительном фильтре;

£
to
о

*2 *3
Частота,Мгц
Несущая звукового1
сопровождения,
507, мощности и
/10,7 '/'Напряжения*
я j пер ер ат чика.
1 изображения
2,0
i
to
(Несущие изображе -
ния и звука устра-
нены, детектор не'
реагирует на ЧМ
колеоания)
0 1 2 3
Частота,Мгц
в)

у а выходе видео-
детектора эта
Режекция
звука
fHB f 2 3
Частота,Мгц
Рис. 13.58
дифференциального коэффициента’
416
Глава 13
3) искажения, вносимые видеочастотными фильтрами, напри-
мер фильтром ослабления частот выше 4,75 Мгц. Конечная цель
коррекции — обеспечить одинаковое время прохождения частот
Отсчет относительно
Рис. 13.59
рабочей полосы во всей системе передачи сигнала, включая пере-
дающее устройство и приёмник. В противном случае будет наблю-
даться несовпадание границ яркостного сигнала с соответствующей
этим местам изображения окраской ]).
На рис. 13.59 представлена кривая допусков характеристики
времени «групповой задержки» на выходе передатчика.
Быструю оценку амплитудно- и фавово-частотной характеристик
системы можно получить, если применить в качестве испытатель-
ного сигнала синус-квадратичный импульс [140]* 2).
9 А также другие искажения (см. раздел 12.9, гл. 12). Ред.
2) Таким образом, наряду с испытательным сигналом — прямоугольным им-
пульсом, который имелся в виду при обсуждении переходных характеристик в
разд. 12.9, рассматривается испытательный импульс типа sin2. Введение его не
следует связывать непосредственно с цветным телевидением.
Для того чтобы на форме испытательного сигнала на выходе испытуемого
устройства отражались лишь линейные искажения, имеющие место в полосе про-
пускания, и не отражались искажения, обусловленные конечным номинальным
значением ширины полосы канала, спектр испытательного сигнала должен соот-
ветствовать идеальной характеристике пропускания эквивалентного видеоканалу
фильтра низких частот. Используя преобразование Фурье, получим выражение
для сигнала в этом случае
t гр
f(O = J = Sin^4< ,
~~kp
Однако создание и использование такого сигнала представляет значительные
практические трудности, и поэтому он не применяется. На практике нашёл при-
Измерения характеристик радиопередатчиков
417
Фронт сигнала с выхода телевизионной камеры, соответствую-
щий резкому чёрно-белому переходу, очень близок по форме к
фронту синус-квадратичного импульса. Типовой генератор обеспе-
чивает сложный сигнал, состоящий из строчного синхроимпульса,
синус-квадратичного импульса, а также импульса прямоугольной
формы, с фронтами, изменяющимися по синус-квадратичному зако-
ну. Последний вводится для оценки частотных и фазовых свойств
системы в области относительно низких частот. Параметры систе-
мы в области высоких частот не будут существенно сказываться
на его форме. Искажения в области низких частот определяются
по перекосу плоской части прямоугольного импульса, а в области
высоких частот — по соотношению высоты синус-квадратичного им-
пульса относительно высоты прямоугольного импульса, а также по
выбросам впереди и позади импульса. Количественная оценка мо-
жет быть произведена по точкам, отмеченным на рис. 13.60. О фа-
f
0,5
Ширина на уров
не половины
высоты
'величина
2
время,мксек,
импульс
5,25 мксек
Второй положи-
тельный выорос
'Частота сруза.
" частотной
характерист
Первый отрицатель-
ный выброс
Рис. 13.60
зовой характеристике -судят по -симметрии синус-квадратичного им-
пульса относительно вертикальной оси. Если время задержки
для высоких частот больше времени задержки для остальных из-
менение в качестве испытательного сигнала синус-квадратичный импульс, описы-
ваемый выражением:
f (/) = sin2 <й0 t при 0 < t < — ;при t < 0 и t > — f (/) = 0.
G)o (йэ
Составляющие спектра синус-квадратичного импульса практически равны
нулю на частоте, равной обратной величине длительности импульса на уровне
1/2 амплитуды и выше этой частоты.
Для испытаний каналов, предназначенных для цветного телевидения, приме-
няются комбинированные сигналы, позволяющие сравнивать частотные свойства
в области верхних и нижних частот, а также отражающие свойства канала в об-
ласти верхних частот. Ред.
27-349
418
Глава 13
стот, то амплитуды затухающих колебаний у заднего фронта им-
пульса больше, чем у переднего. Если время прохождения высо-
ких частот меньше, чем время прохождения остальных частот по-
лосы, то наблюдается обратная картина. При проведении таких
испытаний важное значение имеют амплитудно- и фазово-частот-
ная характеристики демодулятора, так как им не должны вносить-
ся существенные искажения сигнала.
Типовой испытательный сигнал, так называемый
имеет длительность на уровне половины
длительность равна удвоенному
ТАБЛИЦА 13. 7
Испытательные импульсы
Длительность импульса, мксек 0,250 0,125 0,062
Ширина спектра Мгц (по уров- ню дб) 2,0 4,0 8,0
2Т-импульс,
высоты 0,25 мксек. Эта
значению периода высшей частоты
полосы пропускания. Кроме этого
импульса, для испытаний приме-
няются также импульсы меньшей
длительности 9. Длительность
импульсов и соответствующая
им ширина частотного спектра
(при граничной частоте, на кото-
рой амплитуды спектральных со-
ставляющих уменьшаются вдвое),
приведены в табл. 13.7.
Для передатчика, удовлетворяющего требованиям стандарта,
длительность импульсов на выходе не превышает 0,375 мксек при
импульсе на входе длительностью 0,25 мксек. Величина ближай-
ших к фронтам всплесков не превышает 5% величины импульса.
Рассмотренные методы определения соответствия характеристик
передатчика цветного телевидения установленным нормам не дают
количественных данных. Для измерения фазовой характеристики
или, вернее, характеристик времени «групповой задержки» при-
меняются специальные приборы. Если два напряжения, мало от-
личающиеся по частоте (например, на 200 кгц), поданы на вход
передатчика и на выходе измеряется изменение соотношения фаз
между ними, задержка огибающей может быть выражена следую-
щим образом:
®2 —®i
(fz-fi)
мксек,
(13.28)
9 Длительность импульса на уровне половины от амплитуды принимается
равной длительности двух элементов изображения 2Т или одного элемента изоб-
ражения Поэтому для телевизионной системы США 7= 4 2 Ю6 ~
= 0,125 мксек и 2Т=0,2Ь мксек. Для телевизионной системы СССР Т—---------
26-106
^0,08 мксек и 27^0,16 мксек. Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков 419
где То — задержка огибающей, мксек;
0 — сдвиг фазы сигнала на выходе относительно сигнала на
входе, град;
f — частота каждого сигнала, Мгц.
Этим выражением определяется значение задержки огибающей
на средней между двумя выбранными частоте. Таким образом, мо-
гут быть получены последовательно значения этой величины для
частот вплоть до граничной частоты 4,3 Мгц. Заметим, что абсо-
лютное значение величины задержки несущественно, важно отно-
сительное изменение этой величины в диапазоне частот, которое
должно находиться в определённых пределах.
В одном из приборов, который применялся для количественных
измерений, фазовые углы отсчитывались непосредственно по изме-
рителю [14'1]. В других приборах используется качание частоты, а
две требуемые частоты получаются как поднесущие, наложенные
на вершину видео-частотного напряжения [142]. Такие приборы мо-
гут быть непосредственно прокалиброваны при помощи отрезка ли-
нии задержки с известным временем запаздывания, который вклю-
чается между выходными клеммами генератора испытательного
сигнала и демодулятором.
Характеристики цветного сигнала. Качество воспроизведения
цветного сигнала проверяется при помощи испытательного сигна-
ла цветного телевидения, который создаётся специальным прибо-
ром !) [1145]. Этот сигнал подаётся на вход передатчика и с выхода
его после детектирования воспроизводится на экране осциллогра-
фического устройства* 2), на котором можно наблюдать и измерить
одновременно амплитуду и фазу цветовой поднесущей, соответст-
вующей данному цвету [143, 144].
Напряжения, соответствующие отдельным цветам, изображают-
ся в виде светящихся точек на экране осциллографической тфуб-
ки. На трубке размещается калибровочная сетка, отградуирован-
ная непосредственно в значениях амплитуды и фазы
(см. рис. 12.12).
В соответствии с принятыми нормами фазы составляющих сиг-
нала не должны отличаться более чем на 10°, а амплитуды более
чем на 20% от правильных значений при сигнале, имеющем 75-про-
центную насыщенность. Необходимо также по форме сигнала на
экране обычного осциллографа проверить, что отношение амплиту-
ды поднесущей к величине -сигнала яркости для каждого цвета на-
ходится в пределах 0,8—1,2 от правильных значений при сигнале,
имеющем 75-процентную насыщенность. Правильные значения ве-
личин показаны на рис. 12.14.
Линейность. В соответствии с действующими правилами харак-
9 Так называемый генератор цветных полос (ГЦП). Этот электрический
датчик испытательного цветного видеосигнала обычно устанавливается в аппа-
ратной телецентра. Ред.
2) Так называемый вектороскоп. Им обычно снабжается каждый передатчик
цветного телевидения. Ред.
420
Глава 13
теристика коэффициента передачи, представляющая собой зависи-
мость мгновенного значения уровня высокой частоты на выходе пе-
редатчика от мгновенного значения уровня видеосигнала на вхо-
де1), должна иметь высокую степень линейности в пределах между
номинальными значениями уровня чёрного и белого. Описанные
выше испытания цветовым сигналом косвенно характеризуют ли-
нейность, но не позволяют получить количественных значений. Для
измерения линейности применяют испытательный сигнал, представ-
ляющий собой напряжение ступенчатой формы, на который нало-
жено синусоидальное напряжение с частотой, равной частоте под-
несущей. Такой сигнал может быть получен при помощи обычного
генератора испытательных видеосигналов. Соотношение амплитуд
поднесущей на каждой ступеньке в выходном сигнале позволяет
определить так называемый дифференциальный коэффициент уси-
ления (или дифференциальный коэффициент передачи). Для этого
полученный после детекти-
рования сигнал пропускают
через фильтр высоких ча-
стот, вследствие чего ступен-
чатый сигнал на выходе уст-
раняется и можно измерить
соотношение амплитуд под-
несущей на каждой ступень-
ке. Если же применить ком-
бинированный фильтр низ-
ких и высоких частот, то мо-
жет быть устранён либо сту-
пенчатый сигнал, чтобы оп-
ределить соотношение амп-
литуд поднесущей, как это
указано выше, либо сигнал
поднесущей, что позволяет
оценить линейность по иска-
жению ступенчатого сигна-
ла (рис. 13.61).
«Дифференциальная фа-
за». Другим важным пара-
метром цветного телевиде-
ния, подлежащим измере-
нию, является зависимость
фазового сдвига видеочасто-
ты, равной по частоте подне-
сущей (3,58 Мгц), от уровня
сигнала.
Сжатие в о бла - Сжатие в обла-
сти черного сти белого
Напряжение на Линейная
выходе фильтра характеристике
высоких частот Отклонение от
<'1— линейности
Напряжение на
выходе фильтра
низких частот
Рис. 13.61
ч) По принятой в СССР терминологии — характеристика мгновенных зна-
чений, Ред.
Измерения характеристик радиопередатчиков
421
Имеются приборы, позволяющие выполнить это измерение с
точностью порядка 0,25°. Напряжение, фаза которого принимается
за исходную, создаётся во время строчного синхронизирующего им-
пульса, и фазовые углы напряжения на каждой ступеньке ступен-
чатого сигнала преобразуются в соответствующие напряжения, ко-
торым пропорциональны отклонения луча осциллографа. Таким
образом, размах кривой на экране осциллографа связан с величи-
ной фазового угла, и измерения сводятся к сравнению фазы опор-
ного напряжения с фазой напряжения на том уровне ступенчатого
сигнала, на котором желательно произвести измерение. В типовом
приборе опорная линия перемещается при помощи ручки управ*
ления, снабжённой шкалой, калиброванной в градусах. Получаю*
щаяся при таких измерениях кривая на экране осциллографа по-
казана на рис. 13.62. Максимальное изменение фазового угла
не должно превышать ±5°.
Испытательные сигналы, передаваемые во время обратного
хода кадровой развёртки. Все измерения,
обходимо проводить в часы, свободные
от регулярных передач. Можно провести
ряд испытаний, не прерывая передачи, ес-
ли передавать испытательные сигналы в
конце интервала времени обратного хода
кадровой развёртки. Правилами разре-
шается использовать для посылки испы-
тательный сигнал, который начинается
спустя 12 мксек от начала семнадцатой
строки и кончается в 20-й строке, считая
от начала кадрового гасящего импульса.
Защитный интервал длительностью, по
крайней мере, в полстроки на уровне гасящего импульса должен от-
делить испытательный сигнал от начала сигнала изображения. Изоб-
ражение должно начинаться не позднее чем с 22 строки. Модуляция
телевизионного передатчика испытательным сигналом должна про-
исходить между уровнями, соответствующими опорному белому и
уровню гашения, за исключением случая, когда в сигнале содержит-
ся цветовая поднесущая и когда допускается отклонение сигнала
в область синхроимпульсов. Не допускается наличия испытатель-
ного сигнала во время гасящего строчного интервала. В качестве
испытательных сигналов могут служить напряжение ступенчатой
формы, группа синусоид разных частот, сигнал цветных полос, либо
другой необходимый сигнал. Если испытательный сигнал содержит
спорный уровень белого, он может быть использован для автомати-
ческого управления уровня [158].
13.12. Антенные измерения. Все измерения, изложенные до на-
стоящего раздела, можно проводить на передатчике, нагруженном
на эквивалент антенны. Прежде чем подключать передатчик к ан*
рассмотренные выше, не-
Типичная
характеристика,
дифференциально- —
разовых искаже-
нии п
Рис. 13.62
422 Глава 13
тенне, необходимо убедиться в том, что мощность в антенну по-
ступит. Большинство мощных ламп и клистронов выходит из строя,
если их включить без нагрузки.
В этом разделе будут рассмотрены только те антенные измере-
ния, которые интересуют оператора передатчика. В телевизионных
или ЧМ ненаправленных антеннах, в свч антеннах, в ромбиче-
ских и синфазных горизонтальных антеннах отсутствуют какие-
либо элементы, позволяющие оператору изменить их направленные
свойства. Поэтому необходимо только удостовериться, что полное
сопротивление в сторону антенного фидера соответствует требуемо-
му для данного передатчика. С другой стороны, направленные свой-
ства антенны, работающей в вещательном диапазоне 540—1600 кгц,
в значительной степени находятся под контролем оператора.
Измерения полного сопротивления при помощи мостов. На ча-
стотах ниже 60 Мгц полное сопротивление антенны может быть из-
мерено непосредственно при помощи высокочастотных мостов, ко-
торые позволяют измерять величину активного сопротивления на
любой частоте диапазона; при измерении величины реактивного
сопротивления требуется вводить поправочный коэффициент, за-
висящий от частоты. Кроме моста, для измерений требуются также
сигнал-генератор и хорошо экранированный приёмник. На часто-
тах выше 30 Мгц антенны почти всегда подключаются прямо к ли-
нии передачи без настроечных элементов. Измерения обычно го-
раздо удобнее проводить на конце линии, чем непосредственно на
входе антенны. Существуют высокочастотные мосты, которые при-
годны для измерений сопротивлений, меньших 200 ом, в диапазоне
от 10 до 165 Мгц.
При помощи мостов другого типа измеряются величины, про-
порциональные напряжённости электрического и магнитного по-
лей в линии передачи. Обычно определяют величину модуля пол-
ного сопротивления и фазового угла, а не отдельно активного и
реактивного сопротивлений. Прямой отсчёт фазового угла по шка-
ле прибора можно произвести только на частоте 100 Мгц. На дру-
гих частотах вводится поправка: полученный фазовый угол умно-
жается на частоту в мегагерцах и делится на 100. Величина ак-
тивного и реактивного сопротивлений определяется по измеренным
значениям полного сопротивления и фазового угла из соотно-
шений:
r __ ___
V1 + tg2 о ’
X=7?tg0,
(13.29)
(13.30)
где Z — модуль полного сопротивления, ом;
0 — угол, град;
jR — активное сопротивление, ом;
X — реактивное сопротивление, ам.
Измерения характеристик радиопередатчиков
423
Другие типы мостов для измерения полных сопротивлений опи-
саны в [159—161]. В состав одного из мостов входит сигнал-генера-
тор и индикатор баланса [162].
Измерение проводимости. Удобным является прибор для изме-
рения проводимости по нулевым показаниям, балансировка кото-
рого производится так же, как и моста. Это очень простой при-
бор, состоящий из пяти отрезков коаксиальной линии и трёх на-
страиваемых петель связи. На вход отдельных отрезков коаксиаль-
ной линии подключают генератор, детектор, эталонное сопротивле-
ние, шлейф длиной в одну восьмую длины волны (или конденса-
тор) и измеряемое неизвестное сопротивление. Настроив три пет-
ли связи так, чтобы показания индикатора на выходе детектора
равнялись нулю, отсчитывают
личину активной и реактив-
ной проводимости и попра-
вочный коэффициент. Упро-
щённая схема прибора пока-
зана на рис. 13.63, а его шка-
ла — на рис. 13.64.
При работе с данным
прибором на частотах от 41
до 1000 Мгц не требуется
вводить поправки. Диапазон
можно расширить до 20 Мгц
с одной стороны и до
1500 Мгц с другой, если вве-
сти поправочный коэффици-
ент при отсчёте реактивной
проводимости. Пределы из-
мерений величин активной и
реактивной проводимости со-
ставляют 0,2-4-1000 мсименс.
прямо по калиброванной шкале ве-
Эталонная
Если включить четвертьволновый отрезок линии между измеряе-
мым сопротивлением и прибором, то, умножая показания шкалы
на 2,5, можно по шкале непосредственно отсчитывать сопротив-
ления в пределах от 1 до 5000 ом. Прибор позволяет также опре-
делить коэффициент отражения и полное сопротивление по отноше-
нию напряжений, полученных при определённых расположениях
петель связи.
Изменение сопротивления вдоль линий передачи. Если антенна
не согласована с передающим фидером, то в линии появится от-
ражённая волна. Коэффициент стоячей волны (ксв) характеризует
степень рассогласования и становится очень большим1), если ли-
ния закорочена или разомкнута на конце.
9 При наличии потерь. Если потери равны нулю, то ксв обращается в бес-
конечность. Ред.
424
Глава 13
При наличии в линии стоячей волны сопротивление в пучности
напряжения максимальное и чисто активное. В узле напряжения
сопротивление также чисто активное, но минимальное. В других
точках линии полное сопротивление имеет активную и реактивную
составляющие.
Может оказаться невозможным обеспечить нормальную загруз-
ку передатчика, если он включён в узел или пучность линии пере-
ТАБЛИЦА 13.8
Типичные значения Оф
От элементасвязи в
плече эталонной реак-
тивной проводимости
20
От элемента связи
в плече эталонной
активной прооо-
Замости
От элементе!
Связи в плече
измеряемой
проводимость
1
it
15
Рис. 13.64
Реактивная
проводимость
моим
Активная
проводимость
ммо
Коэффициент
пересчёта. %
Тип диэлектрика
Относи-
тельная
скорость
распрост-
ранения
(по’отно-
шению к
скорости
света)
Сплошное заполне-
ние из полиэти-
лена
Сплошное запол-
нение из тефло-
на
Частичное заполне-
ние полиэтиле-
ном
Воздух
0,70
0,84
>0,99
дачи, не согласованной с антенной, но это становится возможно при
включении передатчика в промежуточную точку, даже если там
имеется некоторая реактивность. Поэтому небольшое изменение
длины линии передачи между передатчиком и антенной иногда поз-
воляет отдать большую мощность в антенну. Длину не требуется
менять более чем на полволны.
Полволны в линии передачи короче, чем в свободном простран-
стве, на величину, зависящую от скорости распространения элек-
тромагнитных колебаний в линии, относительные средние значения
Оф которой приведены в табл. 13.8. Точные значения должны
быть получены от завода-изготовителя кабелей.
Полволны в линии можно рассчитать по формуле
лг,
— = 150^,
2 I
(13.31)
Измерения характеристик радиопередатчиков
42&
где — относительная скорость распространения;
f — частота, Мгц;
% — длина волны, м.
Если необходимо измерить полное сопротивление антенны или
другого элемента, который нельзя прямо подключить к мосту, при-
ближённые измерения можно осуществить, включив между мостом
и неизвестным сопротивлением отрезок линии, длина которого со-
ставляет целое число полуволн в данной линии. Длину линии мож-
но проверить, подключив известное полное сопротивление на конец,
линии. По показаниям моста входное сопротивление линии должно
равняться этому сопротивлению.
Измерение полных сопротивлений при помощи измерительных
линий. Измерительную линию можно использовать для измерений
полных сопротивлений на частотах, на которых вдоль отрезка та-
кой линии укладывается, по крайней мере, полволны. Полное со-
противление определяется по измеренному значению ксв и расстоя-
нию от нагрузки до минимума или максимума напряжения в ли-
нии. Полное сопротивление рассчитывается или определяется ПО'
круговой диаграмме [164]. Измерительные линии редко приме-
няются на передатчиках, так как оператору обычно не требуется
знать точное значение полного сопротивления укв или свч антен-
ны. Достаточно определить ксв, а это не требует наличия измери-
тельной линии.
Измерительные линии снабжаются шкалой, проградуированной’
в миллиметрах и настраиваемой детекторной головкой. На прак-
тике обычно подают в линию мощность около 1 вт от генератора,
сигнал которого модулирован частотой 1000 гц, а измерение сиг-
нала производится при помощи настроенного усилителя. Между ге-
нератором и линией всегда должен быть включён аттенюатор на
6—10 дб, чтобы ослабить влияние нагрузки на генератор.
Круговая диаграмма полных сопротивлений. Круговая диаграм-
ма изображена на рис. 13.65. Она построена в специальной коор-
динатной системе, при помощи которой изображается полное со-
противление в любой точке линии передачи по отношению к пол-
ному сопротивлению в любой другой точке. Шкалы на внешней
части диаграммы отградуированы в долях длины волны, и полный
оборот (360°) соответствует полволне. Активные и реактивные со-
противления отнормированы, т. е. нанесены в долях волнового со-
противления линии передачи. Если соединить точки с одинаковы-
ми сопротивлениями непрерывной линией, то получаются окруж-
ности, проходящие через нижнюю точку диаграммы. Точки с оди-
наковыми реактивными сопротивлениями лежат в окружностях, ка-
сательных к вертикальной линии диаграммы, которая называется-
действительной осью. Диаграмма применяется при ре-
шении многих задач, включая расчёт трансформаторов полных со-
противлений, настроечных шлейфов, а также для определения вход-
426
Глава 13
ного сопротивления, если известна величина нагрузки и длина ли-
нии [165—167].
На рис. 13.65 показан пример определения величины нагрузки,
если известна величина ксв, волнового сопротивления линии и рас-
стояние между нагрузкой и минимумом напряжения в линии. Вме-
сто измерения всего расстояния от минимума напряжения до на-
грузки гораздо удобнее закоротить линию в месте включения на-
грузки и измерить новое положение минимума напряжения.
.ъ\

Сопротивление, отнесенное
к волновому, в узле
напряжения
Сопротивление, отнесенное
к волновому, 6 пучности
Сопротивление наг-
рузки .отнесенное к
волнорому, для линии
с потерями 4 typdf-
-Z5*~O 88*0 9Г.0-
ег~о его tc°
' Сопротивление нагрузки, >
отнесенное к волновому напряжения ^КСВ
для линии оез потерь
Рис. 13.65
Измерения характеристик радиопередатчиков 427
Предположим, что ксв равен 3,7 в линии без потерь, волновое
сопротивление которой 50 ом. При включённой нагрузке узел на-
пряжения находится в точке 62,7 мм, а после замыкания нагрузки
накоротко он передвигается в точку 79,6 мм. Второй минимум при
коротком замыкании оказался в точке 159,6 мм. Тогда длина вол-
ны в линии передачи равна 2- (159,6—79,6) =2 • 80= 160 мм. Эту ве-
личину можно также определить, если пересчитать частоту гене-
ратора в длину волны и умножить на относительную скорость рас-
пространения волны в измерительной линии. Определяем выражен-
ное в долях волн смещение узла напряжения в линии при включён-
ной нагрузке по отношению к положению узла при коротком за-
мыкании:
Z9’6-62.’?- = 0,1057
160
Измерительная линия устанавливается так, чтобы нуль на её
шкале был обращён к генератору. Так как после закорочения на-
грузки минимум напряжения передвинулся в сторону нагрузки, то
по круговой диаграмме при отсчёте величины 0,1057 необходимо
двигаться вдоль стрелки «к нагрузке». Отмечаем на внешней шкале
точку 0,1057 и проводим прямую линию через центр диаграммы
(/?='! и Х=0) и полученную точку. Далее строим окружность рав-
ных коэффициентов отражения с центром в точке /?=1 и Х=0, ко-
торая должна пересекать ось чисто активных сопротивлений в точ-
ке 3,7 9. Точка пересечения окружности с ранее нанесённой пря-
мой линией соответствует полному сопротивлению нагрузки, т. е. в
данном случае полное нормированное сопротивление равно
0,41—/0,65. Так как волновое сопротивление линии 50 ом, то реаль-
ное значение полного сопротивления будет
50.(0,41—/ 0,65) = (20,5—/ 32,5) ом.
Теперь рассмотрим случай, когда отрезок линии между изме-
рительной линией и нагрузкой вносит некоторое затухание. При
этом ксв в линии с потерями улучшается по мере перемещения к
генератору. Степень улучшения зависит от величины ксв. Связь
между этими величинами показана на рис. 13.66. На шкале деци-
бел цифры не нанесены, так как нуль отсчёта должен находиться
в точке, где измеряется величина ксв. Предположим, что в выше-
рассмотренном примере кабель между измерительной линией и на-
грузкой имел затухание 1 дб на 30 м, а длина кабеля — 15 м, т. е.
9 Это объясняется тем, что отнормированное по * отношению к волновому
сопротивлению линии активное сопротивление в пучности напряжения численно
равно величине ксв в линии. Ред.
428
Глава 13
общее затухание 0,5 дб. Если измеренный ксв равен 3,7, то, как
видно из рис. 13.66, при затухании в 0,5 дб истинный ксв нагрузки
равен приблизительно 4,5. С учётом этого величина нагрузки бу-
дет (0,33—i 0,68) ом.
Измерительная линия вносит
мерении, но они малы и здесь не
определённые погрешности в
рассматриваются [168—170].
Очень удобен прибор, в
из-
ко-
ДГ> О° —
40 —
20 -
10 —
I
Си
СЗ
*7
1,5
5ft
ксв
ксв зр
(б —.
/л -
W --
£
си
*'Шкала
затуханий
через 13d
1,3
Шкала
затуха-
ний через
0,53d
1.0
Рис. 13.66
тором полное сопротивление
при помощи светового зайчика
отмечается на круговой диа-
грамме, построенной на про-
свечивающем экране. Приме-
няются также круговые диа-
граммы, где полное сопротив-
ление изображается в поляр-
ной системе координат.
Измерения при помощи
направленных ответвителей.
Всю необходимую информацию
об антенне оператор обычна
может получить при помощи
направленного ответвителя.
Большинство ультракоротко-
волновых передатчиков имеет
встроенные направленные ответвители, подсоединённые к инди-
§

12
и

каторам, показания которых пропорциональны уровню мощности
прямой (падающей) или обратной (отражённой) волны. По отно-
шению этих двух мощностей в децибелах можно определить ксв
при помощи номограммы рис. 13.67. В передатчиках с частотной
модуляцией низкий ксв важен с точки зрения кпд, в телевизионных
же передатчиках отражения существенно влияют на качество изоб-
ражения. Если антенна плохо согласована с трактом, отражённый
от входа антенны сигнал может снова отразиться от передатчика и
излучиться, создавая повторное изображение. Коэффициент стоя-
чей волны в линии передачи, связанной с телевизионной антенной,
не должен превышать 1,1.
Обнаружение местоположения неисправностей в линии переда-
чи. Плохой контакт в месте сочленения в фидере или волноводе
можно обнаружить следующими методами: импульсным и частот-
ным. Импульсный метод широко применяется на длинных телефон-
ных кабелях и подробно здесь не рассматривается [171, 172]. Ме-
тод основан на измерении времени пробега импульса до места не-
исправности и обратно. Расстояние до этого места равно
Д = 150^/,
(13.32)
Измерения характеристик радиопередатчиков
429
где Ъф — скорость распространения, отнесённая к скорости
света;
t — общее время пробега импульса туда и обратно, мксек.
-60 -т- 1,002
1,003
1,00Ь
-Z2 -п
-- 1,1
41 "2-1,8
г£
'£-50—'
=:
и ~
Сз
^-40-
1,006
1,008
1,010
1,015
1,02
-10
-9
-8
1,9
2,0
2,1
2,2
2,Ь
'2-
I
«3
30
1,03
1,0Ь
1.05 ъ
-7
Л
$-20
$
^-10
Qj
1,015
U0
1,3
//
1,5
1,15
1,15
1,2
'2
I
<3
-6
-3
И:
Qj
-2
--2,6
Z-2.8
--3,0
Z-3,25
-Z - 3,50
I - 3,15
--W
-2-^,5
2-60
--i,5
~-6
--7
— ~8
--10
15
25
5Ж1°°
*

о
t
*
*
5
g
£

0
Низкие
КСВ
большие
КСВ
Рис. 13.67
В частотном методе при изменении частоты на входе линии пе-
редачи можно измерять одну из двух переменных величин, чтобы
определить местоположение повреждения:
1) ксв на входе линии,
2) полное сопротивление на входе линии.
' -Коэффициент стоячей волны не зависит от частоты, если в ли-
430
Глава 13
нии имеется только одно повреждение. Иногда оказывается удоб-
ным ввести искусственное рассогласование в некотором известном
месте линии, чтобы определить положение повреждения. Напри-
мер, сопротивление в 25 или 75 ом можно подключить на конце
пятидесятиомной линии. Коэффициент стоячей волны будет тогда
меняться периодически при изменении частоты, и расстояние меж-
ду точками рассогласования будет равно
15(Ьф
71-fi 9
(13.33)
иф — скорость распространения в кабеле, отнесённая к ско-
рости света; w
fi — частота, соответствующая максимуму коэффициента
стоячей волны, Мгц;
f2 — частота, соответствующая следующему максимуму
ксв, Мгц.
В случае волновода неоднородности отстоят друг от друга на
расстоянии
150 Л 7f \2~
Д = ’-7 ’ <13-34>
/2 — Ilf \ b /
f — рабочая частота передатчика, Мгц;
fKp — критическая частота волновода, Мгц;
Л и/2 — то же, что и в ф-ле (13.33).
Критическая частота волновода всегда меньше, чем рабочая
частота, и равна
fKp = — -10«, (13.35)
а
где а — размер широкой стенки волновода прямоугольного се-
чения, см.
Например, критическая частота волновода с а=15 см будет
равна 1000 Мгц.
Обычная зависимость ксв от частоты при двух повреждениях
в линии изображена на рис. 13.68. Если ксв от каждого поврежде-
ния при отсутствии другого обозначить через п и то
r 1 — V ГмаксгМин> (13.36)
Г2 = l/4~акс при 1\ > г2
* г мин
(13.37)
Измерения характеристик радиопередатчиков
431
И
(13.38)
Гмин = — ПРИ Ъ > Г2,
Г2
(13.39)
Г макс — ^1^2»
где гмпкг и гм11„ — максимальное и минимальное значения ксв при
MCLHC MUH 1
изменении частоты.
Если повреждения слишком близки друг к другу, разность по
частоте между максимумами ксв будет очень велика, поэтому мо-
гут проявиться другие неоднород-
ности, что будет искажать резуль-
таты.
В отличие от ксв полное сопро-
тивление на входе линии передачи
периодически меняется, когда в
линии имеется только одна не-
однородность [173]. Изменение
полного сопротивления удобно
наблюдать по колебаниям напря-
жения на входе линии при изме-
нении частоты. Генератор вклю-
чается через сопротивление, так
Л f2
900 905 910 915 920
Т.Мг'ц
Рис. 13.68
как напряжение на выходе гене-
ратора должно поддерживаться постоянным (см. рис. 13.46). Если
применяется генератор качающейся частоты, то изменение напря-
жения можно наблюдать на экране осциллографа. Этот метод [174J
значительно удобнее, чем метод, в котором необходимо измерять
ксв, и позволяет быстро определить место неисправности. Кроме*
того, не требуется направленного ответвителя, так как детектор
Переход мая линия
Генерат\ на IQdrf Тройник
качающ
частоты
_____ -. Диодный
1 k детектор
Р&Ф
г в
о о----- '
Рис. 13.69
можно подключить ко входу линии через Т-сочленение, как пока-
зано на рис. 13.69. Осциллограмма будет такой же, что на рис. 13.68
и ур-ния (13.33) и (13.34) верны, но только Д — это расстояние
в метрах от выхода генератора до повреждения.
432
Глава 13
Обычно величина отражений от фланца или коаксиального
разъёма с плохим контактом того же порядка, что и от входа ан-
тенны. Изменение напряжения на входе линии при двух неодно-
родностях показано на рис. 13.70, 13.71 и 13.72.
Рис. 13.71
Рис. 13.70
Частата
Рис. 13.72
На рис. 13.70 показан случай, когда повреждение расположе-
но ближе к генератору, чем'к антенне, на рис. 13.71 — поврежде-
ние почти посередине между генератором и антенной,
а на рис. 13.72 — повреждение бли-
же к антенне. В каждом случае рас-
стояние между повреждениями оп-
ределяет величина /з—Л, если под-
ставить её в ур-ние (13.33) или
(13.34). На рис. 13.70 и 13.71 рас-
стояние от генератора до второго
повреждения будет определяться
разностью f2—fi. На рис. 13.72 вели-
чина f4—f2 определяет расстояние до
повреждения, которое создаёт боль-
шие отражения. Если входное сопро-
тивление антенны сильно зависит от
частоты в пределах исследуемого
диапазона, то вместо антенны жела-
тельно подключить пятидесятиомное сопротивление. Если осцилло-
грамма всё ещё слишком трудна для анализа, необходимо прове-
рить половину линии, включив в её середину пятидесятиомную
нагрузку.
Измеритель полных сопротивлений. Активную и реактивную
составляющие полного сопротивления нагрузки можно определить,
используя в сочетании с направленным ответвителем дополнитель-
ный индикатор напряжения в линии. Этот прибор был назван из-
Измерения характеристик радиопередатчиков
433
мерителем полных сопротивлений. Он гораздо более удобен, чем
измерительная линия, хотя и даёт меньшую точность [175, 176].
Коэффициент отражения. Приборы, подключённые к направ-
ленному ответвителю, можно использовать для измерения величи-
ны, пропорциональной уровню мощности (177). Отношение ампли-
туды напряжения отражённой волны к падающей носит название
коэффициента отражения и обычно обозначается буквой Г. Коэф-
фициент стоячей волны связан с коэффициентом отражения соот-
ношением:
ксв
(13.40)
Контроль фазовых соотношений в направленной антенне. Диа-
грамма направленности вещательной направленной антенны долж-
на тщательно контролироваться. Если настройка очень критична,
может потребоваться установка
в нескольких километрах от ан- \ооо/О О О\ .
тенных постоянных измерителен q0 дд0 {ВОо 2?0° 350°
напряжённости поля, у которых <
индикаторы вынесены в здание ?ис- 13-73
станции [178]. В большинстве слу-
чаев достаточно измерить токи в каждой башне и сдвиг фаз меж-
ду излучаемыми сигналами. Важно, чтобы сдвиг фаз в линиях,
подключённых к индикаторным виткам связи, был известен. Же-
лательно, чтобы этот сдвиг был одинаков для каждой линии.
Методы измерения разности фаз. В одном из простейших, но
достаточно точных методов измерения фазовых углов, один из двух
сигналов подаётся на вертикальные, а другой — на горизонталь-
ные пластины осциллографа, и по полученной фигуре Лиссажу оп-
ределяется сдвиг фаз. Серьёзным недостатком этого метода яв-
ляется то, что любые два угла, отличающиеся на 180°, создают
одинаковую фигуру. Эту неопределённость можно устранить, от-
мечая изменение фигуры при введении дополнительного неболь-
шого фазового сдвига для какого-либо из сигналов. На рис. 13.73
показано, как влияет изменение сдвига фаз на фигуру Лиссажу.
Существует три метода вычисления сдвига фазы по фигуре
Лиссажу, показанные на рис. 13.74 [179, 180]. Осциллограф дол-
жен быть отрегулирован так, чтобы при одновременной подаче
одного и того же сигнала на вертикальные и горизонтальные
пластины получилась фигура, соответствующая 0°. Для этого в
большинство осциллографов в одну из входных цепей приходится
вводить фазовращатель. Способ, показанный на рис. 13.74а, наи-
более пригоден для углов, близких к 0° и 180°, тогда как способы
бив предпочтительны при углах, близких к 90°.
28—349
434
Глава 13
Можно добиться большей точности, если подключить последо-
вательно с одной из входных линий градуированный фазовраща-
тель и настроить его так, чтобы получить нулевой фазовый сдвиг
между сигналами.
Индикатором нулевого сдвига может служить фигура Лиссажу
при 0° [181]. Более точный отсчёт даёт применение балансного фа-
зового детектора в сочетании с чув-
ствительным измерительным прибо-
ром. В качестве фазовращателя ча-
сто используют отградуированную
линию задержки [182]. Величина фа-
зового сдвига в линии задержки по-
лучается простым умножением ча-
стоты сигнала на время, отсчитывае-
мое по шкале линии задержки, и
на 360°. Градуировку линии задерж-
ки легко проверить, подав испыта-
тельный сигнал, период которого
меньше, чем время, соответствующее
максимальному времени задержки.
Один и тот же сигнал подаётся на
фазовый детектор прямо и через ли-
нию задержки. При введении за-
держки должно получиться два ну-
ля, отстоящих друг от друга на ве-
личину — (f — частота сигнала).
Например, если частота сигнала
1 Мгц, нули отстоят друг от друга
на 1 мксек.
В аппаратуре вещательных стан-
ций обычно имеется измеритель
фаз. Кроме того, можно использовать измерители фаз других ти-
пов [183].
Измерения напряжённости поля. Измерения напряжённости по-
ля проводят специальными приборами, которые должны быть
точно отградуированы. Градуировку осуществляет Национальное
Бюро Стандартов [184]. Сведения о конструкции и принципе дей-
ствия измерителя напряжённости поля можно найти в-литературе
[185—192].
13.13. Измерения побочных излучений передатчиков; Для макси-
мальной экономии радиоспектра передатчик должен излучать
энергию только на основной частоте и в пределах отведённой по-
лосы. Всё, что излучается вне этой полосы частот, является побоч-
ным излучением. Допустимый уровень побочного излучения пере-
датчиков необходимо постоянно уменьшать, чтобы полнее исполь-
Измерения характеристик радиопередатчиков
435
зовать частотный спектр. Существует несколько видов паразитно-
го излучения:
1. Гармоники. Передатчик может излучать частоты, кратные
несущей частоте. Согласно правилам Федеральной Комиссии свя-
зи в стандартном вещательном диапазоне (с амплитудной моду-
ляцией) и в диапазоне от 88 до 108 Мгц (с частотной модуляци-
ей), излучение на частотах выше несущей на 75 кгц при амплитуд-
ной модуляции и на 600 кгц при частотной модуляции должно
быть, по крайней мере, на [43+ 101gP_ вт] дб или на 80 дб ниже
уровня немодулированной несущей, в зависимости от того, какая
из двух цифр меньше.
В телевидении правила требуют, чтобы излучение на любой
частоте, отстоящей от верхней и нижней границ канала на 3 Мгц,
было ослаблено на 60 дб по сравнению с мощностью видеопере-
датчика.
2. Субгармоники. Если в передатчике применяется умножение
частоты, то возможно излучение частот, составляющих некоторую
кратную часть от несущей.
3. Шумы внутри полосы. Паразитные излучения в пределах
полосы частот, отведённой для вещательных диапазонов, напри-
мер, от 550 до 1600 кгц или от 88 до 108 Мгц относятся к внутри-
полосным шумам. Существует несколько причин данного типа па-
разитного излучения:
а) перемодуляция в передатчике с обычной амплитудной мо-
дуляцией;
б) работа однополосного усилителя за пределами линейной
области;
в) слишком крутые фронты огибающей сигнала на выходе те-
леграфного или импульсного передатчика;
г) недостаточное подавление побочных колебаний на выходе
смесителя в частотном синтезаторе;
д) смешение частот, которое имеет место в сеточной цепи око-
нечного усилителя из-за недостаточного подавления нижних час-
тот в каскадах умножения частоты. Например, выходная частота
в 100 Мгц передатчика о частотной модуляцией получается в ре-
зультате умножения частоты 4 Мгц. Если колебание с частотой
4 Мгц попадёт на сетку оконечного каскада, то на выходе появят-
ся частоты 96 и 104 Мгц;
е) возбуждение паразитных колебаний в усилительных каска-
дах или модуляторе;
ж) перекрёстная модуляция по высокой частоте вследствие
влияния близко расположенного другого передатчика. С этим ви-
дом помех приходится сталкиваться на связных радиоцентрах,
где размещено несколько одновременно работающих передатчи-
ков [193]. Например, имеется два передатчика, которые работают
на частотах Л и В и подключены к антеннам, расположенным в
28*
436
Глава 13
одном и том же районе. Тогда энергия, попадающая обратно в
оконечные каскады, может создать паразитное излучение на час-
тотах, равных 2А—В или 2В—А.
Федеральная Комиссия связи требует, чтобы в вещательных
передатчиках с амплитудной модуляцией подавление частот, от-
стоящих на 15—30 кгц от несущей, происходило на 25 56, и отстоя-
щих на 30—70 кгц, — на 35 дб. Для передатчиков с частот-
ной модуляцией подавление на 25 дб требуется на частотах, от-
стоящих от несущей на 120—240 кгц, и на 35 дб — на частотах,
отстоящих на 240—600 кгц.
4. Излучение из шкафов. Фильтры, включённые в выходную
линию передачи, эффективно предотвращают проникновение гар-
моник в антенну. Важно устранить также паразитное излучение
непосредственно передатчиком. Так как зазор между панелями
всего в несколько тысячных сантиметра может представлять со-
бой щелевую антенну, то необходима тщательная экранировка и
устранение всех щелей.
Измерение гармоник. Измерения гармоник необходимо прово-
дить на передатчике, подключённом к поглощающей нагрузке. На
практике считается достаточным, если определяются амплитуды
всех гармоник до десятой. Так как нельзя считать, что поглощаю-
щая нагрузка удовлетворительно работает на более высоких гар-
мониках, при тщательных измерениях включают измерительную
линию между передатчиком и поглощающей нагрузкой. Вдоль той
линии должно укладываться, по крайней мере, полволны на вто-
рой гармонике рабочей частоты. Для получения точных результа-
тов необходимо измерить связь индикатора с измерительной ли-
нией на каждой частоте гармоники. Если нет высокочастотного из-
мерительного генератора, то обычно достаточно измерить связь
индикатора на рабочей частоте, а затем предположить, что связь
возрастает на 6 дб после каждого удвоения частоты. Указанное
изменение связи будет иметь место, пока в линии передачи не из-
менится тип колебания. Это может произойти на частоте, равной
f= 1’9Ь1°1 , (13.41)
а + b
где f— частота, Мгц;
а — внешний диаметр внутреннего проводника коаксиальной
линии, см;
b — внутренний диаметр внешнего проводника коаксиальной
линии, см.
Фактически все измерения гармоник становятся Недостоверны-
ми на частотах выше этой частоты, так как в линии может рас-
пространяться другой тип колебаний. Поэтому на этих частотах
необходимо провести измерения напряжённости поля гармоник
Измерения характеристик радиопередатчиков
437
на некотором расстоянии от станции, работающей на свою ан-
тенну.
Прибором, который подключается к зонду измерительной ли-
нии, может быть измеритель напряжённости поля или устройство,
показанное на рис. 13.75. Здесь несущая подавляется при помощи
Рис. 13.75
заградительных фильтров. Через эти фильтры гармоники проходят
до смесителя, где происходит преобразование. Частота вспомога-
тельного генератора подбирается так, чтобы получить на выходе
смесителя сигнал с частотой 30 Мгц, амплитуда которого изме-
ряется на выходе усилителя промежуточной частоты. Если в ли-
нии имеется стоячая волна на частоте гармоники, чтобы измерить
амплитуду этой гармоники, необходимо настроить индикатор на
максимальные показания. Далее измеряется уровень несущей, для
чего отключаются заградительные фильтры и подключается изме-
рительный генератор вместо передатчика, или вводится дополни-
тельное затухание между смесителем и измерительной линией,
чтобы избежать перегрузки смесителя. Субгармоники измеряются
аналогично при помощи вспомогательного генератора на более
низкую частоту.
438
Глава 13
Измерения внутриполосных помех. Измерения паразитных из-
лучений в той же полосе частот, в которой работает передатчик,
можно осуществить, используя измеритель напряжённости поля в
сочетании с полосовыми или заградительными фильтрами для
предотвращения перегрузки прибора напряжением несущей час-
тоты. Заградительный фильтр необходимо настроить на частоту
несущей, а полосовой — на частоту, которая измеряется. Харак-
теристики фильтра и избирательность измерителя напряжённости
поля определяют, насколько близко к частоте несущей могут быть
измерены паразитные частоты. Уровень паразитных излучений,
очень близких к несущей, можно проверить, если подать часть
энергии с выхода передатчика через широкополосный детектор на
анализатор формы сигнала. В этом случае показания анализатора
должны быть отнесены к величине, равной 0,707 от величины посто-
янного напряжения на выходе детектора.
При таком методе измерений нижняя и верхняя боковые час-
тоты отдельно не измеряются. Если желательны такие измерения,
то необходимо использовать анализатор спектра. Измерении мож-
но осуществить и другим методом при помощи кварцевого генера-
тора, который отличается по частоте на 200 или 250 кгц от несу-
щей. Напряжение с выхода измеряемого передатчика и с выхода
генератора подаётся на смеситель, сигнал с которого поступает
уже на анализатор формы сигнала.
ЛИТЕРА ТУРА
1. Ter man F. Е. and Pettit J. М. «Electronic Measurements», 2d. ed.,
McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1952.
2. Smith A. W. and Wiedenbeck M. L. «Electrical Measurements»,
5th ed., McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1959.
3. D r a p e r C. S., McKay W. and Lees S. «Instrument Engineering»,
McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, vol., Methods for Describing
the Situations of Instrument Engineering, 1952; vol. 11, Methods for Associa-
ting Mathematical Solutions with Common Forms, 1953; vol. Ill, Applications
of the Instrument Engineering Methods, 1955.
4. Buckingham H. and Price E. M. «Principles of Electrical Measure-
ments», Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1958.
5. Michels W. C. «Electrical Measurements and their Applications», D. Van
Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J., 1957.
6. Stout M. B. «Basic Electrical Measurements», Prentice-Hall, Inc., Engle-
wood Cliffs, N. J., 1950.
7. В e r a n e k L. L. «Acoustic Measurements», John Wiley & Sons, Inc., New-
York, 1952.
8. Harris F. K. «Applied Electrical Measurements», John Wiley & Sons, Inc.,
New-York, 1952.
9. Kinnard I. E. «Applied Electrical Measurements», John Wiley & Sons,- Inc.,
New-York, 1956.
10. Banner E. H. W. «Electronic Measiring Instruments», The Macmillan Com-
pan ly, New-York, 1957.
14. Ha^a s A- «Oscilloscope Techniques», Gernsback Library, Inc., New-York,
Измерения характеристик радиопередатчиков
439
12. Partridge G. R. «Principles of Electronics Instruments*, Prentice-Hall,
Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1958.
13. Greenwood I. A., H о 1 d a m J. V. and MacRae. «Electronic Instruments»,
vol. 21, MIT Radiation Laboratory Series, McGraw-Hill Book Company, Inc.,
New-York, 1948.
14. Turner R. P. «Basic Electronic Test Instruments», Rinehart & Company,
Inc., New-York, 1953.
15. Reed H. R., Wagner T. C. G. and Corcoran G. F. «Electrical Commu-
nications Experiments», John Wiley & Sons, Inc., New-York, 1952.
16. Dunn С. H. and Barker J. H. «Electrical Measurements Manual», Prenti-
ce-Hall, Inc., Englewood Cliffs, N. J., 1950.
17. G i n z t о n E. L. «Radio Frequency Measurements by Bridge and Resonance
Methods», John Wiley & Sons, Inc., New-York, 1940.
18. Hartshorn L. «Radio Frequency Measurements by Bridge and Resonance
Methods», John Wiley & Sons, Inc., New-York, 1940.
19. Montgomery C. G. «Tecnique of Microwave Measurements», vol. 11, MIT
Series, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1948.
20. Wind M. and Rappaport H. «Handbook of Microwave Measurements»,
Polytechnic Institute of Brooklyn, New-York, 1954.
21. P h i 11 i p s E. N., Sterns W. G. and C a m о r a N. J. «High Frequency
Measuring Techniques using Transmission Lines», John F. Rider, Inc., New-
York, 1947.
22. King D. D. «Measurements at Centimeter Wavelength», D. Van Noctrand
Company, Inc., New-York, 1952.
23. Barlow H. M. and Cullen A. L. «Micro-wave Measurements», Constable
and Co, Ltd., London, 1950.
24. Molloy E. «Radio and Television Engineers’ Reference Book», 2d. ed., sec. 38,
George Newnes, Ltd., London, 1956.
25. W e n t w о r t h J. W. «Color Television Engineering», sec. 12, McGraw-Hill
Book Company, Inc., New-York, 1955.
26. Hazeetine Laboratories Staff, «Principles of Color Television», John Wi-
ley & Sons, Inc., New-York, 1956.
27. H e n n e у К. and Richardson G. A. «Principles of Radio», John Wiley &
Sons, Inc., New-York, 1952.
28. Penrose H. E. and В о u 1 d i n g R. S. H. «Principles and Practice of Ra-
dar», D. Van Nostrand Company, Inc., New-York, 1955.
29. S t e r 1 i n g G. E. and Monroe R. B. «The Radio Manual», D. Van Nostrand
Company, Inc., New-York, 1950.
30. P e n d e r H. and M c 11 w a i n K. «Electrical Engineers’ Handbook, Commu-
nication-Electronics», sec. 11, John Wiley & Sons, Inc., New-York, 1950.
31. Philco Corporation, «Handbook of Test Methods and Practices», Navships
91828 (A), 1955.
32. Department of the Army and the Air Force: Theory and Use of Electronic
Test Equipment, A. Tech. Manual 11—664, A. F. Tech. Order 16—1—256,
1952.
33. «Radio Communication System Measurements», Philco Corporation, Phila-
delphia, 1952.
34. «Point-to Point Radio Relay Systems, 44 to 13000 Me.», RCA Service Compa-
ny, Inc., Camden, N. J., 1954.
35. «Television Equipment — Theory and Operation», 7th ed., Radio Corporation
of America, Vamden, N. J., 1953.
36. «Notes on Microwave Measurements», Polarad Electronics Corporation, Long
Island City, N. J., 1958.
37. «Directory of Technical Specifications», Technical Information Corporation,
New-York, 1958.
38. «Single-sideband for the Radio Amateur», American Radio Relay League,
Hartford, Conn., 1958.
440 Глава 13
39. Crosby D. R. Survey of Radio-frequency Resistors with Kilowatt Ratings,
RCA Rev., vol. 12, p. 754, December 1951.
40. W e 11 a r d C. L. Measuring Impedance of H — F Resistors, Electronics,
vol. 26, p. 176, 1953.
41. BrueckmannH. Delay-line Dummy Load Has High Power Rating, Elect-
ronics, vol. 27, p. 167, June 1954.
42. Rambo W. R. A Coaxial Load for U. H. F. Calorimeter Wattmeters, Proc.
IRE, vol. 35, pp. 827—829, August 1947.
43. S h a w R. C. and Kircher R. J. A Coaxial-type Water Load and Associated
Power measuring Apparatus, Proc. IRE, vol. 35, pp. 84—87, January 1947.
44. T a 1 p e у R. G. Water Load for High Power UHF, Electronics, vol. 26, p. 232,
December 1953.
45. Morrison J. F. and Younker E. L. A Method of Determining and Mo-
nitoring Power and Impedance at High Frequencies, Proc. IRE, vol. 36,
pp. 212—216, -February 1948.
46. Early H. C. A Wide-band Directional Coupler for Wave Guide, Proc. IRE,
vol. 34, p. 883, November 1946.
47. Early H. C. A Wideband Wattmeter for Wave Guide, Proc. IRE, vol. 34,
p. 803, October 1946.
48. В о f f A. F. Power Meter and Mismatch Indicator, Wireless Engr., vol. 28,
September 1951.
49. Bailey R. L. and Quirk J. B. UHF Meter Measures Low Power Levels,
Electronics, vol. 27, p. 159, November 1954.
50. Schrack R. A. «Radio-frequency Power Measurements», Natl. Bur. Stan-
dards Oirc, 536.
51. C ar 1 in H. J. and S u c h e r M. Accuracy of Bolometric Measurements, Proc.
IRE, vol. 40, pp. 1042—1048, September 1952.
52. King D. D., Taylor J. and Faulkner W. H., Jr. Bolometer Amplifier,
Electronics, vol. 21, pp. 116—117, February 1948.
53. Moreno T. and Lundstrom О. C. Microwave Power Measurement, Proc.
IRE, vol. 35, pp. 514—518, May 1947.
54. Rosenthal L. A. and Potter J. L. A Self-balancing Microwave Power-
measuring Bridge, Proc. IRE, vol. 39, pp. 927—931, August 1951.
55. Reed H. UHF R — F Power Meter, Electronics, vol. 27, p. 188, November
1954.
56. Hand В. P. An Automatic DC to X-band Power Meter for the Medium Po-
wer Range, Hewlett-Packard J., vol. 9, no. 12, August 1958.
57. D о b b e r t i n W. H. Microwave Pulse Power Measurement Techniques, Tele-
Tech, vol. 11, p. 44, September 1952.
58. Thomas H. A. Microwave Power Measurements Employing Electron Beam
Techniques, Proc. IRE, vol. 45, pp. 205—211, February 1957.
59. Hoskin W. J. Microwave Power Measurements Employing Electron Beam
Technigues (comment of Ref. 58), Proc. IRE, vol. 45, p. 1285, September 1957.
60. N о r t о n L. E. Broad-band Power-measuring Methods at Microwave Fre-
quencies, Proc. IRE, vol. 37, pp. 759—766, July 1949.
61. Barlow H. M. The Hall Effect and its Application to Microwave Power
Measurement, Proc. IRE, vol. 46, p. 1411, July 1958.
62. MacPherson A. An Absolute Microwave Wattmeter, Proc. IRE, vol. 45,
p. 688, May 1957.
63. Brown G. H., Epstein J. and Peterson D. W. Direct-reading Wattme-
ters for Use at Radio Frequency, Proc. IRE, vol. 31, pp. 403—409, August
1943.
64. Lewis F. D. Frequency and Time Standards, Proc. IRE, vol. 43, pp. 1046—
1068, September 1955.
65. Lewis F. D. Standard Time Signals, General Radio Experimenter, vol. 32,
no. 13, June 1958.
66. «Standard Frequency and Time Signals, WWV and WWVH», Natl, Bur. Stan-
dards Letter Circ. 1023, Boulder Laboratories, Boulder, Col., June 1956.
Измерения характеристик радиопередатчиков 441
67. Kline Н. W. Industrial Standard, Electronics, vol. 25, pp. 130—131, No-
vember 1952.
68. MainbergerW. A. Primary Frequency Standard Using Resonant Cesium,
Electronics, vol. 31, p. 80, November 1958.
69. S t a n s e 1 F. R. Secondary Frequency Standard using Regenerative Frequ-
ency-dividing Circuits, Proc. IRE, vol. 30, pp. 157—161, April 1942.
70. Campbell E. L. A Saw-tooth Crysatl Calibrator, QST, vol. 41, pp. 22—25,
July 1957.
71. Berge R. E. 50 Kc Transistor-Multivibrator Frequency Standard, QST,
vol. 42, p. 18, July 1958.
72. Taylor H. A. and Rundquist E. C. A Modern Frequency-measuring In-
stallation, Electronics, vol. 24, p. 98, March 1951.
73. Robinson A. K. FCC Measurement Techniques, Electronics, vol. 20, p. 114,
June 1957.
74. В о d i 1 у L. N. and Cutler L. S. 5X10“8 per Week Time Base Accuracy in
the 10 Me Frequency Counter, Hewlett-Packard J., vol. 10, November — De-
cember 1958.
75. С о 11 r e 11 D. E. Binary-decimal Counter Operates at 10 Me, Electronics,
vol. 30, p. 186, November 1957.
76. В о f f A. F. Frequency Meter Uses Degital Counters, Electronics, vol. 27,
p. 189, June 1954
77. V о s d e W a e 1 L. R. M. Direct-reading Frequency-measuring Equipment
for the Range of 30 me, Proc. IRE, vol. 40, pp. 807—812, July 1952.
78. Marshall D. A New 3-cps-100-kc Electronic Frequency Meter with Discrn
minator Output and Expandable Scale, Hewlett-Packard J., vol. 7, no, 1, Sep-
tember 1955.
79. Cole L. S. Measuring and Monitoring Broadcast Frequencies, Electronics,
vol. 19, p. 110, July 1946.
80. Cady C. A. and В u u c k W. P. Frequency Measurements in the Broadcast
Field, IRE Wescon. Conv. Record, part 7, pp. 38—41, 1958.
81. С1 a p p J. K. Frequency Measurements by Sliding Harmonics, Proc. IRE,
vol. 36, pp. 1285—1288, October 1948.
82. C u 11 e r L. S. Improved Direct — reading VHF Frequency Meter Tele-Techn.,
vol. 11, p. 72, September 1952.
83. Chamberlain N. K. Identifying Frequency-meter Harmonics, vol. 36,
p. 24, September 1952.
84. N e b e n H. M. A Transistorized Grid-dip meter, QST, vol. 42, p. 34, June
1958.
85. H у 1 a s A. E. and T у m i n s k i W. V. UHF Grid-dip Meter, Electronics,
vol. 26, p. 175, April 1953.
86. Williams E. M. Radio-frequency Spectrum Analyzers, Proc. IRE, vol. 34,
pp. 18P—22P, January 1946.
87. A p k e r L., К a h n k e J., Taft E. and Watters R. Wide-range Double-
heterodyne Spectrum Analyzer, Proc. IRE, vol. 35, pp. 1068—1073, October
1947.
88 R о s s A. and Simon L. Gate Selects Pulses for Spectrum Analysis, Elect-
ronics, vol. 29, pp. 179—181, August 1956.
89. R a a b e H. P. A Graphic Spectrum Analyzer for Pulse Series, Proc. IRE,
vol. 41, pp. 1129—1138, September 1953. )
90. Hutton L. I. The Electronic Eyeball, QST, vol. 43, p. 37, January 1959.
91. «Handbook of Spectrum Analyzer Techniques», Polarad Electronics Corpora-
tion Long Island City, N. J., 1955.
92. Thompson M. C., Jr., Vetter M. J. and Waters D. N. SHF Frequency
Standard Uses Double Conversion, Electronics, vol. 31, p. 100, Apr. 11 1958.
93. T a 1 p e у R. G. and Goldberg H. A Microwave Standard, Proc. IRE,
vol. 35, p. 965, September 1947.
94. Vartanian P. H. and Melchor J. L. Broadband Microwave Frequency
Meter, Proc. IRE, vol. 44, pp. 175—177, February 1956.
442 Глава 13
95. Raabe Н. Р. Measurement of Instantaneous Frequency with a Microwave
Interferometer, Proc. IRE, vol. 45, pp. 30—38, January 1957.
96. G1 a d f e 11 e r R. E. and Davis L. K. A Novel Microwave-measuring Tech-
nique, QST, vol. 32, pp. 26—27, December 1948.
97. Martin J. R. and Schunemann С. M. Measuring Wavelength in mm.,
Electronics, vol. 26, p. 184, May 1953.
98. V о g 1 er J. G. and Stinehelfer H. E. Industrial Microwave Calibrator,
Electronics, vol. 28, p. 168, June 1958.
99. Hunt L. E. A Method for Calibrating Microwave Wavemeters, Proc. IRE,
vol. 35, p. 979, September 1947.
100. Gerard W. A. Measuring Frequency of X-band Standard Cavities, Electro-
nic Inds., vol. 17, p. 66, February 1958.
101. Chance B., Hui sizer R. I., MacNichol E. F. and Williams F. C.
«Electronic Time Measurements», McGraw-Hill Book Company, Inc., New-
York, 1949.
102. Broderick D., Hartke D. and Willrodt M. Precision Generator for
Radar Rangd Calibration, Electronics, vol. 32, p. 58, Apr. 3 1959.
103. Brown R. G. The Vernier Time-measuring Technique, Proc. IRE, vol. 45,
pp. 21—29, January 1957.
104. Tanzman H. D. High Accuracy Time Interval Measurements, Electronic,
Inds., vol. 18, p. 62, January 1959.
105. MacDonald J. R. The Calibration of Amplitude Modulation Meters with
a Heterodyne Signal, Proc. IRE, vol. 42, pp. 1515—1518, October 1954.
106. S u m m e r h a у e s H. R., Jr. A Frequency-modulation Station Monitor, Proc.
IRE, vol. 30, pp. 399—403, September 1942.
107. Hathaway J. L. and Lafferty R. E. An Aural Monitor for FM, Proc.
IRE, vol. 40, pp. 545—547, May 1952.
108. Hupert J., Torode S. and Reslock A. Low-distortion FM Demodulator
and Deviation Meter, Tele/Tech & Electronic Inds., vol. 13, p. 72, May 1954.
109. L a b i n E. Theory of Frequency Counting and its Application to the Detec-
tion of Frequency-modulated Waves, Proc. IRE, vol. 36, pp. 829—839, July
1948.
110. Thomas H. P. and Leeds L. M. F — M Transmitter Performance Measu-
rements, Electronics, vol. 21, p. 84, February 1948.
111. Warren W. J. and Hewlwtt W. R. An Analysis of the Intermodulation
Method of Distortion Measurement, Proc. IRE, vol. 36, pp. 457—465, April
1948.
112. Hilliard J. K. Intermodulation Testing, Electronics, vol. 19, p. 123, July
1946.
113. Hilliard J. K. Distortion Tests by the Intermodulation Method, Proc. IRE,
vol. 29, pp. 614—619, December 1941.
114. Ellis C. R., Owen K. and WeatherupB G. Transmitter Tuned by Di-
stortion Indicator, Electronics, vol. 30, pp. 180—183, Sept. 1 1957.
115. Black W. L. and Scott H. Цх Audio-frequency Measurements, Proc. IRE,
vol. 37, pp. 1108—1114, October 1949-
116. «IRE Standards on American Recommended Practice for Volume Measure-
ments of Electrical Speech and Program Waves, 1953», Proc. IRE, vol. 42,
pp. 815—817, May 1954.
117. «IRE Standards on Audio Systems and Components:. Methods of Measure-
ment of Gain, Amplification, Attenuation and Amplitude Response», Proc.
IRE, vol. 44, p. 668, May 1956.
118. «Audio Facilities for Radio Broadcasting Systems», Electronic Industries As-
sociation, TR-105B, November 1949.
119. «Audio Transmitter Input Impedance», Electronic Industries Association,
TR-139, June 1955.
120. «Electrical Performance Standards for FM Broadcast Transmitters», Electro-
nic Industries Association, (88—108 me), TR-107, March 1949.
Измерения характеристик радиопередатчиков
443
121. «Electrical Performance Standards for Standard Broadcast Transmitters»,
Electronic Industries Association, TR-101-A, February 1948.
122. IRE Technical Committee Report: Methods for Testing Radiotelegraph Trans-
mitters (below 50 me), Proc. IRE, vol. 47, pp. 57—63, January 1959.
123. M о г г о w W. E., M a c k C. L., Nichols В. E. and Leonhard J. Single-
sideband Techniques in UHF Long-range Communications, Proc. IRE, vol. 44,
p. 1868, December 1956.
124. Lenkurt Electric Company: A Method of Measuring Distortion in Broad-band
Radio Systems, Lenkurt Demodulator, vol. 8, no. 1, January 1959.
125. Lenkurt Electric Company: Estimating the Noise Performance of FM Micro-
wave Systems, Lenkurt Demodulator, vol. 5, no. 10, October 1956.
126. IRE Standards on Pulses: Methods of Measurement of Pulse Quantities,
Proc. IRE, vol. 43, p. 1610, November 1955.
127. «Television Equipment Theory Operation», 7th ed., p. C-57, Radio Corporation
of America, Camden, N. J., December 1953.
128. Simons K. A. and Cooley С. C., Jr. Broadband Generator has Wide and
Narrow Sweeps, Electronics, vol. 31, pp. 88—91, Nov. 7 1958.
129. Samulon H. A. Video Measurements Employing Transient Techniques,
Proc. IRE, vol. 44, pp. 638—648, May 1956.
130. IRE Standards on Television: Methods of Measurement of Time of Rise,
Pulse Width, and Pulse Timing of Video Pulses in Television, 1950, Proc.
IRE, vol. 38, pp. 1258—1263, November 1950.
131. Kennedy R. C. Sine-squared Pulse Tests Color TV Systems, Electronics,
vol. 27, p. 138, December 1954.
132. IRE Standards on Television: Methods of Measurement of Television Signal
Levels, Resolution and Timing of Video Switching Systems, 1950, Proc. IRE,
vol. 38, pp. 551—561, May 1950.
133. IRE Standards on Television: Definitions of Television Signal Measurement
Terms, 1955, Proc. IRE, vol. 43, p. 619, May 1955.
134. IRE Standards on Television: Measurement of Luminance Signal Levels,
1958, Proc. IRE, vol. 46, p. 482, February 1955.
135. Stein E. and Thomas H. E. TV Station Monitor, Electronics, vol. 27,
p. 153, July 1954.
136. Mertz P., Fowler A. D. and Christopher H. N. Quality Rating of Te-
levision Images, Proc. IRE, vol. 38, pp. 1269—1287, November 1950.
137. O’K e 11 e у H. E. Pulse-cross Modification of TV Receivers, Electronics,
vol. 31, p. 54, Feb. 28, 1958.
138. L a u n e r D. M. Producing and Interpreting the Pulsecross, Television Eng.,
vol. 2, September 1951 and November 1951.
139. Fink D. G. «Television Enginnering Handbook.», p. 13—4, McGraw-Hill
Book Company, Inc., New-York, 1957.
140. Kennedy R. Sine, squared Pulses in Television System Analysis, RCA Re-
view, vol. 21, pp. 253—265, June 1960.
141. French H. and Kennedy R. C. Color Video Envelope Delay, Measure-
ment, Electronics, vol. 28, p. 144, June 1955.
142. H u n t L. E. and AlbersheimW. L. A Scanner fot Rapid Measurement of
Envelope Delay Distortion, Proc. IRE, vol. 46, pp. 454—458, April 1952.
143. Luther A. C. Methods of Verifying Adherence to the NTSC Color Signal
Specifications, Proc. IRE, vol. 42, pp. 235—240, January 1954.
144. Schlesinger K. Phase Measurement for Color TV and F — M, Electro-
nics, vol. 28, p. 142, February 1955.
145. Popkin-Cl urman J. R. Portable Signal Generator, Electronics, vol. 29,
p. 170, September 1956.
146. Wentworth J. W. Color Test Techniques for TV Broadcasters, Electronics,
vol. 27, p. 120, November 1954.
147. Morrison W. С. К Karstad and W. L. Behrend: Test Instruments for Color
Television, Proc. IRE, vol. 42, p. 247, January 1954.
444
Глава 13
148. В a u е г J. A. A Versatile Approach to the Measurement of Amplitude Distor-
tion in Color TV. Proc. IRE, vol. 42, p. 240, January 1954.
149. IRE Standarda on Television: Measurement of Differential Gain and Diffe-
rential Phase, 1960, Proc. IRE, vol. 42, pp. 263—208, January 1954.
150. Fisher J. F. Alignment of a Monochrome TV Transmitter for Brocdcasting
NTSC Signals, Proc. IRE, vol. 42, pp. 263—270, January 1954.
151. Popkin — Clurman J. R. and Davidoff F. New TV Signals for Tes-
ting and Control during Programming, IRE Natl. Conv. Record, part 7, p. 23,
1957.
152. Kennedy R. C. Simultaneous Color-TV Test Signal, Electronics, vol. 30,
p. 146, May 1957.
153. Gronberg H. C. Reference Test Signals, 1957, IRE Natl. Conv. Record,
part 7, p. 42.
154. Morris R. M. Television Vertical Interval Test Signal, IRE Natl. Conv. Re-
cord, part 7, p. 37, 1957.
155. Wentworth J. W. A Proposed Reference Signal for Broadcast Television
Transmissions, IRE Natl. Conv. Record, part 7, p. 32, 1957.
156. К e n n e d у R. C. A Dynamic Standard Signal for Black-and-white and Color
Transmissions, IRE Natl. Conv. Record, part 7, p. 32, 1957.
157. Chapin E. W. Standards for Test-Line Signals, IRE Natl. Conv. Record,
part 7, p. 48, 1957.
158. Popkin-ClurmanJ. R. and Davodoff F. An Automatic Level Control
Using Vertical Interval Test Signals, IRE Natl. Conv. Record, part 7, p. 5,
1958.
159. Chodorow M., Gintzon E. L. and Kane F. A Microwave Impedance
Bridge, Proc. IRE, vol. 37, pp. 634—639, June 1949.
160. King D. D. Two Simple Bridges for Very-high-frequency Nse. Proc. IRE,
vol. 38, pp. 37—39, January 1950.
161. Sinclair. D. B. The Twin-T: A new type of null instrument for measuring
impedance at frequencies up to 30 Me., Proc. IRE, vol. 28, pp. 310—317, July
1940.
162. M e n n i e J. H. A Wide-range VHF Impedance Meter, The BRC Notebook,
Boonton Radio Corporation, summer, 1954.
163. Kramer B. and StalteB F. Measurement of Velocity of Propagation in
Cables, Electronics, vol. 19, p. 128, July 1946.
164. S m i t h P. H. An Improved Transmission Line Calculator, Electronics, vol. 17,
p. 130, January 1944.
165. Stewart J. L. «Circuit Analysis of Transmission Lines», chap. 9, John Wi-
ley & Sons, Inc., New-York, 1958.
166. D a w i r s H. N. Applications of the Smith Chart to General Impedance Trans-
formations, Proc. IRE, vol. 45, pp. 954—955, June 1957.
167. LaBella M. C. Smith Chart Guide, Electronics, vol. 31, p. 102, Dec. 5
1958.
168. Sorrows H. E., Rу a n W. E. and Ell en wo о d R. C. Evaluation of Coa-
xial Slotted — line Impedance Measurements, Proc. IRE, vol. 39, p. 162—168,
February 1951.
169. Altar W., Marshall F. B. and Hunter L. P. Probe Error in Standing
Wave Detectors, Proc. IRE, vol. 34, pp. 33P—44P, January 1946.
170. Winzeiner A. M. Methods of Obtaining the VSWR on Transmission Lines
Independently of the Detector Characteristics, Proc. IRE, vol. 38, p. 275,
March 1950.
171. Kantrowitz P. Fault Location on Telephone Cables, IRE Trans, on Com-
mun. Systems, vol. CS — 6, p. 53, December 1958.
172. P a w s о n D. A. Pulse-echo Tests on Multicore Submarine Telegraph Cables,
Western Union Tech. Rev., p. 17, January 1959.
173. Everitt W. L. and A n n e r G. «Communication Engineering», 3d.' ed.,
p. 353, McGraw-Hill Book Company, Inc., New-York, 1956.
Измерения характеристик радиопередатчиков
445
174. Simons К. A. How to Measure Wide Band Impedance, Electronic Inds.,
vol. 18, pp. 87—92, March 1959.
175. P a r z e n B. Impedance Measurements with Directional Couplers and
Supplemrntary Voltage Probe, Proc. IRE, vol. 37. pp. 1208—1210, October
1949.
176. Sich ak W. A Note on the Measurement of Impedance with the Impedome-
ter, Proc. IRE, vol. 38, p. 951, August 1956.
177. Rosenthal L. A., Potter J. L. and Badoyannis G. M. Radio Meter
Measures Reflection Coefficient, Electronics, vol. 25, p. 136, November 1952.
178. Schoenfus A. F. Two Second AM Proof of Performance, Tele-Tech, vol. 8,
p. 30, October 1949.
179. Glaser J. L. Accurate Difference by Lissajous Figures, Electronics, vol. 25,
p. 206, March 1952; also comment by E. E. Weibel, p. 330, July 1952.
180. S о d a г о J. F. Phase shift by CRO, Electronics, vol. 26, p. 192, May 1953.
181. O’B r i e n В. C. and Sherwood F. L. Phase Monitor for Broadcast Arrays,
Electronics, vol. 20, p. 109, December 1947.
182. Y u Y. P. Measuring Phase at R — F and Video Frequencies, Electronics,
vol. 27, p. 138, January 1956.
183. F 1 о r m a n E. F. An Electronic Phasemeter, Proc. IRE, vol. 37, pp. 207—210,
February 1949.
184. Calibration of Commercial Radio Field-strength Meters at the National Bu-
reau of Standards, Natl. Bur. Standards, Circ. 517, December 1951.
185. Greene F. M. The Influence of the Ground on the Calibration and Use of
VHF Field-intensity Meters, Proc. IRE, vol. 38, pp. 650, June 1950.
186. К i n g D. D. Two Standard Field Strength Meters for VHF, Proc. IRE, vol. 38,
pp. 1048—1051, September 1950.
187. Silberstein R. Interpretation of High Frequency CW Fieldintensity Re-
cords with the Aid of Simultaneous Pulse Data, Proc. IRE. vol. 40, pp. 974—
976, August 1952.
188. Ledbetter J. B. TV Field-strength Indicator, Electronics, vol. 26, p. 214,
November 1953.
189. Greene F. M. and Solow M. Development of VHF Field-intensity Stan-
dards, Proc. IRE, vol. 40, p. 573, May 1952.
190. Cook К. H. and A r t m a n R. G. UHF TV Propagation Measurements, Tele-
Tech., p. 50, March, 1951; p. 52, April 1951.
191. Hatcher С. M. and Smith D. I. Measuring Microwave Antenna Patterns,
Electronics, vol. 27, p. 184, November 1954.
192. A t w о о d J. В., M а с К i m m i e G. B., S h i p 1 e у D. G. and W i c k i -
z e r G. S. A Study of 468-megacycle Tropospheric Scatte Propagation over
a 289-mile path, RCA Rev., vol. 19, pp. 321—333, September 1958.
193. Berliner J. and Augustine J. Results of UHF Mulual Envoronment
Test Program at Rome Air Development Center, IRE Trans, on Commun.
Systems, vol. CS-5, p. 60—81, March 1957.
194. American Radio Relay League: Bibliography of QST Articles on TVI, QST,
vol. 35, p. 67, December 1951.
195. Правила технической эксплуатации средств радиосвязи и радиовещания.
Министерство связи СССР. Связьиздат, 1956.
196. Инженерно-технический справочник по электросвязи. Выпуск VIII. Радио-
связь Связьиздат, 1958.
197. Валитов Р. А. Радиотехнические измерения. «Советское радио», 1963.
198. Кривошеев М. И. Основы телевизионных измерений. Издательство
«Связь», 1964.
199. Р е м е з Г. А. Курс «основных радиотехнических измерений. Связьиздат, 1955.
200. Ф р а д и н А. 3., Рыжков Е. В. Измерение параметров антенн. Государст-
венное издательство литературы по вопросам связи и радио, 1962.
201. Современное радиопередающее оборудование для радио и телевизионного
вещания на укв. Под редакцией А. И. Лебедева-Карманова, Связьиздат,
1963.
14
ТЕХНИКА БЕЗОПАСНОСТИ ПРИ
ОБСЛУЖИВАНИИ ПЕРЕДАТЧИКОВ
14.1. Общие сведения. Обслуживание радиопередатчиков, осо-
бенно большой мощности, сопряжено с рядом опасностей для
персонала. Раньше считалось, что единственной реальной опас-
ностью является поражение электрическим током. Но в большин-
стве современных передатчиков вероятность случайного прикосно-
вения к элементам аппаратуры, находящимся под высоким напря-
жением, мала. Поэтому основное значение имеют опасности дру-
гого рода. Интенсивное излучение энергии свч может вызвать
повреждение тканей тела, при этом не ощущается ни ожога, ни
боли. При очень-высоких напряжениях возможно облучение рент-
геновскими лучами, исходящими от выпрямительных или других
вакуумных ламп. Первичные цепи питания, рассчитанные на боль-
шие токи при коротком замыкании, могут явиться причиной ожо-
гов. Большие токи и напряжения иногда возникают при грозовых
разрядах. Ряд изолирующих и других материалов в определённых
условиях становятся ядовитыми.
14.2. Поражение электрическим током. Электрический ток, про-
ходя через тело человека, парализует его мышцы. Степень дейст-
вия тока пропорциональна его величине, которая зависит, в соот-
ветствии с законом Ома, от напряжения и сопротивления участка
Техника безопасности при обслуживании передатчиков
447
тела в точках контакта. Величина сопротивления в точках кон-
такта определяется многими факторами: конфигурацией и раз-
мерами элементов, с которыми произошло соприкосновение, рас-
стоянием между ними, влажностью кожи и т. д. Например, если
коснуться сухой рукой устройства, находящегося под напряже-
нием 120 в частоты 60 гц, ничего существенного не произойдёт,
тогда как при влажной коже и большой площади контакта воз-
можно смертельное поражение. Кроме того, сопротивление зави-
сит от величины приложенного напряжения и значительно умень-
шается, если напряжение оказывается достаточным для пробоя
верхнего слоя кожи.
Особый интерес представляет рассмотрение влияния площади
контакта. Если прикоснуться к источнику постоянного тока не-
большой величины, то при большой площади контакта поражение
будет слабее, чем при малой. Например, если ток через конденса-
тор, соединяющий провода подачи питания на шасси, не превы-
шает 5 ма, то оператор, стоящий на земле, почувствует такой ток
при точечном контакте и не почувствует, если инструмент, кото-
рым он работает, хорошо зажат в руке.
По той же причине человек, воспринявший статический заряд
при хождении по изолированному полу в сухой день, ничего не
почувствует, если разрядит себя на заземлённый металлический
предмет, прикоснувшись к нему при помощи, например, монеты.
Площадь контакта двух пальцев и монеты будет велика, и вели-
чина тока, приходящаяся на 1 см2, окажется меньше величины,
которую можно почувствовать.
Источники постоянного напряжения, такие как аккумулятор-
ная батарея, стабилизированные источники питания, или линии
электропитания, наоборот, при большой площади контакта ока-
зывают более сильное действие. Поражение от источника постоян-
ного напряжения будет значительно большим, независимо от пло-
щади контакта, если его напряжение достаточно велико, чтобы
пробить верхний слой кожи.
Ток от 1 до 5 ма либо совсем не ощущается, либо ощущается
очень слабо, в зависимости от площади контакта. Ток от 15 до
20 ма через мышцы вызывает их паралич, а ток от 75 до 100 ма
через сердце может оказаться смертельным. Эти величины
практического интереса не представляют, так как сопротивление
кожи изменяется в таких больших пределах (от 100 ом до 1 Мом),
что ток через тело человека при данном напряжении заранее не
может быть предсказан.
Поражающее действие тока зависит от частоты; наиболее
опасно напряжение частотой примерно в 60 гц. Прикосновение к
источнику напряжения высокой частоты вызовет поверхностные
ожоги, но величина тока быстро уменьшается по мере его проник-
новения в глубь тела.
448
Глава 14
Максимально допустимый ток утечки с корпуса какого-либо
электроприбора или измерительного прибора на землю равен
5 ма. Такой ток утечки имеет место, если конденсаторы ёмкостью
0,1 мкф включены между проводами питания и корпусом прибора,
получающего питание напряжением 117 в при частоте 60 гц. Мно-
гим этот сравнительно большой ток покажется неприятным, по-
этому желательно использовать специальные розетки с заземле-
нием, при помощи которых корпуса всех измерительных прибо-
ров заземляются через трёхштырьковые, снабжённые заземлением,
вилки.
«ф* 14.3. Оказание помощи при поражении электрическим током.
Следует помнить, что при -поражении электрическим током по-
мощь должна быть оказана немедленно. В редких случаях могут
быть восстановлены все функции мозга после 3,5—4-минутного
прекращения активного кровообращения. Другими словами,
пострадавший может быть возвращён к жизни, но с навсегда по-
терянным зрением, слухом или другими повреждениями организ-
ма. Однако не следует предполагать, что во всех случаях проис-
ходит остановка кровообращения, и основной задачей при оказа-
нии первой помощи является обеспечение доступа кислорода к
лёгким. Без промедления должна быть оказана также профессио-
нальная врачебная помощь. С этой целью должна быть вызвана
служба скорой помощи, у которой обычно имеется соответствую-
щее оборудование для осуществления искусственного дыхания.
При поражении электрическим током, необходимо:
1) выключить общий рубильник питания,
2) вызвать скорую помощь,
3) производить искусственное дыхание, для чего примерно
12 раз в минуту вдувать через рот пострадавшего воздух в лёгкие.
Существует несколько способов осуществления искусственного
дыхания. Важно не слишком долго спорить о методе, который
должен быть применён, так как лечение следует начать в преде-
лах 3—4 мин от момента остановки дыхания. Ни один из методов
не может сравниться по эффективности со специальными прибо-
рами для искусственного дыхания, поэтому необходимо немедлен-
но вызвать скорую помощь.
Один практический показ инструктора скорой помощи более
эффективен, чем ряд диаграмм и инструкций. Все работающие с
высоким напряжением должны освоить технику оказания помо-
щи — искусственное дыхание изо рта в рот.
В некоторых случаях у пострадавшего может произойти оста-
новка сердца. В этом случае для поддержания кровообращения
иногда успешно применяется массаж грудной клетки в области
сердца. Пострадавшего кладут лицом вверх на жёсткую под-
стилку и, встав с левой стороны от него, кладут ладонь одной ру-
Техника безопасности при обслуживании передатчиков
449
ки на нижнюю треть грудины, а поверх её — ладонь второй руки.
Оказывающий помощь резкими толчками смещает грудину опе-
реди назад, усиливая движение рук всем своим телом. Необходи-
мо производить примерно 60 надавливаний в минуту. Одновремен-
но должна продолжаться указанная выше помощь по восстановле-
нию дыхания. Однако нельзя допускать вдувания воздуха во вре-
мя надавливания на грудину.
14.4. Предупредительные меры против поражения электрическим
током. Основными устройствами, которые должны помочь предотвра-
тить прикосновение к оборудованию с высоким напряжением, яв-
ляются 9:
1) заблокированные выключатели источников питания на две-
рях шкафов,
2) заземляющие рубильники, которые приводятся в движение
от дверей шкафов,
3) заземляющие палочки,
4) предохранительные сопротивления утечки, включаемые па-
раллельно конденсаторам, одна клемма которых заземлена, и не-
линейным сопротивлениям (тириты или варисторы).
Блокировочные контакты дверей* 2). Простейший блокировоч-
ный контакт подобен контактам, используемым в дверях холодиль-
ников или автомобилей для управления осветительными лампоч-
ками.
Контакты должны мгновенно замыкаться при закрывании и
мгновенно размыкаться при открывании двери. Иногда желатель-
на такая конструкция контактов, при которой можно было бы
обходить блокировку. В этом случае каждый раз, когда дверь за-
крывают, контакт должен возвращаться в рабочее состояние. В
некоторых устройствах военного характера имеется аварийный
переключатель, который позволяет обойти все дверные блок-кон-
такты.
Заблокированные рубильники. В передатчиках часто3) приме-
няется устройство, которое позволяет открывать двери передатчи-
ка только после того, как будет снято высокое напряжение. Оно
представляет собой замок, связанный с главным переключателем
мощности. Ключ или ключи для открывания дверей передатчика
можно получить только после того, как будет выключен главный
!) По правилам техники безопасности, принятым в СССР, радиопередающие
устройства должны иметь две независимые системы блокировки: электрическую
и механическую, которые должны обеспечить .невозможность соприкосновения с
оборудованием, находящимся под высоким напряжением. Ред.
2) Блокировочные контакты дверей входят в систему электрической блоки-
ровки передатчиков. Ред.
3) По правилам техники безопасности, принятым в СССР, такое устройство,
называемое разъединителем механической блокировки (РМБ), обязательно для
каждого передатчика. Ред.
29—349
450
Глава 14
рубильник, обеспечивающий подачу энергии к источникам высо-
ких напряжений.
Заземляющие рубильники. Чтобы обеспечить защиту в случае
обрыва в сопротивлениях, шунтирующих конденсаторы, часто ис-
пользуются заземляющие рубильники, срабатывающие под дейст-
вием силы тяжести, и разряжающие конденсаторы, работающие
при напряжениях более 1000 в. Они обычно управляются меха-
нически дверями, но в больших установках один заземляющий
рубильник может управляться электрически от всех дверей. Очень
важно, чтобы заземляющие рубильники и конденсаторы соединя-
лись непосредственно надёжными проводами большого сечения.
Заземляющие палочки. Перед прикосновением к элементу обо-
рудования, работающего под высоким напряжением, оператор
должен заземлить этот элемент при помощи заземляющей па-
лочки. Применять для этой цели изолированный проводник не ре-
комендуется, так как провод может оказаться повреждённым
внутри. Лучше пользоваться палочкой из плетёного провода.
Желательно палочки вешать на заблокированные крюки, чтобы
передатчик нельзя было включить при заземлённом высоковольт-
ном элементе оборудования.
Блокировочные сопротивления конденсаторов. В конденсато-
рах, даже ёмкостью меньше 0,1 мкф, находящихся под высоким
напряжением, может запасаться достаточно большая энергия, что-
бы вызвать при прикосновении поражение электрическим током.
Блокировочные сопротивления утечки должны быть включены па-
раллельно всем высоковольтным конденсаторам, причём если это
проволочные сопротивления, то намотку следует делать из парал-
лельных проводов. Для большей надёжности проволочные сопро-
тивления должны быть запараллелены угольными сопротивлениями
большой величины. В некоторых схемах передатчиков вследствие
# выпрямите-
лю высокого I
напряжения <!
И0 к в
Г-
к нагрузке
Катушка
автомати-
ческого вык-
лючателя
Рис. 14.1
Гирит или
варистор
Техника безопасности .при обслуживании передатчиков 451
включения измерительных приборов положительная или отрица-
тельная клемма источника высокого напряжения непосредственно
не заземляется. Поэтому она должна присоединяться к «земле»
через нелинейные сопротивления (тириты или варисторы), кото-
рые при рабочем напряжении потребляют незначительный ток; с
увеличением напряжения их сопротивление быстро уменьшается.
Это предотвращает повышение потенциала на той обкладке кон-
денсатора, которая находится обычно под низким потенциалом,
в случае, если клемма источника, находящаяся под высоким по-
тенциалом, замыкается на землю (рис. 14.1). Измерительные при-
боры и предохранительный дроссель обычно работают при потен-
циале, близком к нулевому, но их сопротивление может оказать
существенное влияние в аварийных случаях. Например, если в
схеме, показанной на рис. 14.1, прибор и дроссель имеют сопро-
тивление 1 ом. и если произошло повреждение, при котором со-
противление положительной клеммы на землю стало 0,1 ом, то
потенциал отрицательной клеммы в случае отсутствия нелиней-
ных сопротивлений увеличился бы до 10/11 выходного напряже-
ния.
14.5. Грозовые разряды. Другой причиной электрического удара
может быть напряжение, которое возникает при прохождении че-
рез сооружения станции грозового разряда. Башня высотой 100 м,
расположенная в местности, где имеет место 30—35 грозовых
дней в году, в среднем раз в год поражается молнией. В зда-
ние Эмпайр Стэйт Билдинг в Нью-Йорке в среднем за год попаг
дает 23 прямых удара молнии. Обычно разрядный ток может
быть от 5000 до 50 000 а, был зарегистрирован даже ток в
300 000 а [6]. Напряжение, создаваемое в любой рассматриваемой
точке, равно току, умноженному на полное, сопротивление для
волны тока между точкой и землёй. Это означает, что заземления
должны иметь не только минимальное сопротивление, но и мини-
мальную индуктивность. Широкие полосы из меди обеспечивают
хорошие соединения с малым сопротивлением и малой индуктив-
ностью. Внешние проводники коаксиальных линий, волноводы, а
также опорные сооружения должны быть надёжно заземлены пе-
ред вводом в здание станции. Необходимое заземление можно
обеспечить при помощи труб длиной 3—3,5 м, которые закапыва-
ют в землю вокруг здания и располагают на расстоянии 2—3 м от
него. Все трубы соединяются друг с другом шиной, которую рас-
полагают в земле на глубине порядка 0,5 м. Заземление может
быть улучшено, если заполнить трубы солью и затем опустить в
воду с тем, чтобы соль оказалась у основания труб.
Очень важно, чтобы в аппаратуре, где используются неболь-
шие коаксиальные фидерные линии, ' для больших токов был
предусмотрен параллельный путь. Коаксиальные линии’ могут
быть выведены из строя внутренними магнитными силами, направ,-
29*
452
Глава 14
ленными радиально, когда по внешнему проводнику течёт боль-
шой ток. Все приборы, к которым прикасается персонал внутри
здания, не должны изменять потенциал друг относительно друга
при прямом попадании молнии. Антенную башню вещательной
^станции обычно нельзя заземлять через малое сопротивление, так
жак она должна быть настроена на рабочую волну. В этом случае
-следует обеспечить искровой промежуток у основания, но необхо-
димо принять меры предосторожности против последующего за-
тягивания дуги. Так как воздух в разрядном промежутке ионизи-
рован молнией, то энергия передатчика может поддерживать ду-
гу. Этого можно избежать, установив реле, которое при возникно-
вении дуги будет снимать высокое напряжение с последнего кас-
када передатчика.
14.6. Короткое замыкание проводов электропитания. Значитель-
ную опасность для персонала представляет короткое замыкание
проводов электропитания большой мощности. Операторы, имеющие
на руке кольца или металлические браслеты с часами, должны
держаться подальше от линий с большим током, даже если на-
пряжение между проводами линии составляет 5 в.
Провода небольших сечений никогда не должны включаться
параллельно линии, выполненной из проводов больших сечений,
без предохранителей или автоматических выключателей. Ток раз-
мыкания таких выключателей должен быть большим, чем ток,
который может иметь место в линии, прежде чем предшествую-
щий выключатель разорвёт цепь. Токи в проводах питания боль-
шой мощности до разрыва цепи предохранителем или выключа-
телем ограничиваются только реактивностью линии и распредели-
тельных трансформаторов. Если номинальное напряжение предо-
хранителя или разрывная мощность выключателя ниже напряже-
ния и мощности, действующих в цепи, в которой они установлены,
может возникнуть дуга в предохранителе или выключателе после
того, как они сработают.
14.7. Воздействие рентгеновских лучей и полей свч. Облучение
тела электромагнитной энергией не представляет серьёзной опас-
ности до тех пор, пока не возникают необратимые процессы в ор-
ганизме, которые могут появиться при облучении как рентгенов-
скими лучами, так и полями свч. Интенсивное облучение свч обыч-
но вызывает чисто термический эффект, но может привести к ка-
таракте— затемнению хрусталика глаза, что является уже необ-
ратимым процессом. Рентгеновские лучи могут также повредить
хрусталик глаза и нанести непоправимое поражение целому ряду
органов тела человека.
Облучение электромагнитными волнами. Допустимая величина
радиочастотного излучения определяется плотностью мощности и
обычно задаётся в милливаттах на квадратный сантиметр. Наи-
большие плотности для данного уровня Мощности будут иметь
Техника безопасности при обслуживании передатчиков 453'
место в узких лучах микроволновых колебаний. Однако не сле-
дует думать, что облучение электромагнитными волнами с боль-
шой длиной волны не представляет опасности. Поэтому при вклю-
чённом передатчике недопустима работа на башне вещательной,
антенны. Радиочастотная энергия на свч может проникать в тело*
человека на глубину, достигающую 1/10 длины волны, а на более
длинных волнах глубина проникновения значительно меньше 1/1000
длины волны [1]. Количество мощности, поглощаемое телом, зависит
от частоты, поэтому допустимая плотность мощности на разных ча-
стотах различна. В одной серии экспериментов у животного образо-
валась катаракта глаза после облучения в течение 90 мин при
плотности мощности 290 мет/см2. Безопасный уровень облучения,
разумеется, намного меньше этой цифры. (Следует заметить, что
.человек, носящий очки, не защищён от воздействия радиации на
глаза, так как очки могут даже сфокусировать радиочастотное уз-
лучение.) Считается, что максимальный безопасный уровень плот-
ности мощности составляет 10 мвт/см2. На мощных станциях при
связи за пределы горизонта рекомендуется значительно более низ-
кий уровень.
Для измерений уровня радиации используются индикаторы на-
пряжённости поля, проградуированные непосредственно в милли-
ваттах на квадратный сантиметр. Есть сообщение о том, что нео-
новые лампы А^Е-51 зажигаются, когда интенсивность свч радиа-
ции составляет от 5 до 6 мвт/см2, тогда как вспышка в лампе, при-
меняемой в фотографии, (происходит при 1—2 мвт/см2.
Плотность мощности в точке дальней зоны, расположенной по
направлению максимального излучения антенны, может быть оце-
нена из соотношения [2]
8 = Jl80P/2?\2, (14.1)
D2 \ г /
где б — средняя плотность мощности, мвт/см2\
Р — мощность, подводимая к антенне передающей лини-
ей, кет;
D — диаметр антенны, м;
D2
R= —------радиус ближней зоны;
2л
К— длина волны, м;
г — расстояние от антенны, м.
Уравнение (14.1) справедливо для всех расстояний, больших
удвоенного радиуса ближней зоны. Абсолютный максимум потока
мощности имеет место на расстоянии 0,5 R от антенны и равен
347,4 —.
D2
Чтобы получить величину средней мощности в точке дальней
зоны, расположенной по направлению максимального излучения
454
Глава 14
антенны локационного или другого импульсного передатчика, ве-
личину, полученную из ур-ния (14.1), следует умножить на коэф-
фициент заполнения.
Распределение плотности мощности, когда в качестве антенны
используется параболический рефлектор, показано на рис. 14.2.
Рис. 14.2
Уровни мощности, которыми обозначены контуры, выражены в
децибелах относительно плотности мощности в ближней зоне.
Величины, получаемые из ур-ния (14.1) и приведённые на
рис. 14.2, теоретически вычислены для свободного пространства.
На практике следует учитывать отражения от земли и при расчёте
ввести коэффициент, равный 4.
Опасные зоны могут быть в непосредственной близости от пе;
редатчика. Если оператор предполагает, что внутри передающего
волновода или резонатора мощного усилителя происходит пробой
или искрение, то ни в коем случае нельзя заглядывать внутрь при
включённом передатчике. Все стыки и соединения должны быть
выполнены как можно тщательнее. Иногда для целей охлаждения
в выходных резонаторах усилителя большой мощности использу-
ется отрезок запредельного волновода,* и, хотя высокочастотное
излучение через такую трубку будет незначительным, рентгенов-
ское излучение может оказаться довольно существенным. Поэтому
не следует близко приближать глаза к таким открытым отвер-
стиям.
Даже в передатчиках сравнительно небольшой мощности в
поперечном сечении волновода имеется опасная концентрация
электромагнитной энергии. Например, свч передатчики, исполь-
зуемые в диапазоне 4 Ггц, имеют выходную мощность всего 0,5 вт.
Обычно присоединяют шесть таких передатчиков к одному волно-
водному тракту, имеющему поперечное сечение 17 см2. При этом
плотность мощности может достигать 177 мет!см2, что примерно
Техника безопасности,при обслуживании передатчиков 455
в 20 раз превышает безопасный уровень. Наивысшую температуру
в диапазоне 4 Ггц можно ожидать на глубине в 1 см от поверх-
ности кожи, и очевидна возникающая опасность для глаз. Вещест-
во внутри хрусталика глаза похоже на бело'К яйца, который, как
известно, при увеличении температуры становится более вязким и
твердеет. Оператору никогда не следует заглядывать в работаю-
щий волновод.
Следует помнить, что позади рефлекторов есть небольшая
область, куда проникает энергия, выходящая из облучающего
рупора. Плотность мощности на некотором расстоянии от облу-
чающего рупора определяется выражением
S“> (14.2)
где 6 — плотность мощности, мет!см2;
Р — мощность на выходе рупора, кет;
z—расстояние от рупора, м.
Плотность мощности в опасной зоне возле выходных элементов
передатчика может быть определена либо прямо измерителем на-
пряжённости поля, либо вычислена по интенсивности поля при по-
мощи следующего уравнения:
где 6 — плотность мощности, мвт\см2\
Е — напряжённость поля, в/ж.
Зона опасности, если иметь в виду плотность мощности в
10 мет] см2, возникает при напряжённости поля в 194 в!м.
Рентгеновские лучи. Рентгеновское излучение возникает в ра-
диопередатчиках при бомбардировке электродов электронами,
обладающими большой энергией. Энергия, которую приобретает
электрон, пройдя разность потенциалов в 1 в, равна 1 электрон-
вольту. Энергии частиц, с которыми приходится встречаться, из-
меряются в тысячах (кэв), миллионах (мэв) или миллиардах
электронвольт.
В высоковольтных электронных лампах, таких как водородные
тиратроны и клистроны, рентгеновское излучение может возни-
кать, когда электроны, испускаемые сеткой или катодом, ускоря-
ются в сторону анода. Эксперименты с высоковольтным тиратро-
ном показали, что рентгеновские лучи испускаются из области
анод—сетка в виде узкого горизонтального луча [3]. Рентгенов-
ское излучение наблюдалось при напряжениях на аноде 18 кв и
выше. Интенсивность рентгеновского излучения зависит от вели-
чины напряжения и тока. Так как действие рентгеновских лучей
накапливается постепенно, устанавливается верхний предел на
полную дозу облучения, которая измеряется в рентгенах. Порта-
456
Глава 14
тивные индикаторы радиации калибруются в миллирентгенах
в час. Полная доза облучения равна произведению показаний
прибора на количество часов облучения.
Энергия излучения может не полностью поглощаться тканями,
поэтому вводится другая единица, 1 рад, которая приблизительно
равна 1 рентгену и характеризует реальное количество поглощён-
ной энергии. Для количественной оценки излучений, отличаю-
щихся от рентгеновского, вводится единица 1 бэр, эквивалентная
по воздействию 1 рентгену. Разнообразные источники излучения,
оказывающие различное действие на человека, приравниваются к
эквивалентному источнику рентгеновских лучей при помощи спе-
циальных коэффициентов, называемых относительной биологиче-
ской эффективностью. Доза облучения, измеряемая в бэрах, равна
произведению этого коэффициента на величину поглощённой энер-
гии в радах (1 бэр — количество любого вида излучения, эквива-
лентное по биологическому действию 1 рентгену рентгеновских
лучей).
Для частиц и быстрых нейтронов относительная биологическая
эффективность равна 10, в то время как для излучения передат-
чика — порядка 1.
Допустимая доза рентгеновского облучения. Дозы радиации,
считающиеся безопасными со времени открытия рентгеновских
лучей, постоянно снижались. В 1957 г. Национальный комитет по
измерениям и защите от радиации определил, что максимально
допустимая доза накопленной радиации в бэрах для всего тела
равна
5 (JV _ 18), (14.4)
где М — возраст человека.
Максимально допустимая доза за период в 13 недель ограни-
чена 3 бэрами. В 1959 г. международный комитет рекомендовал
для лиц, работающих с атомными установками, максимальную
дозу в 5 бэр за год. Также рекомендуется, чтобы в зоне, где про-
исходит управление атомным оборудованием, доза радиации со-
ставляла 0,5 бэра в год. Даже светящиеся ручные часы содержат
достаточное количество радия для выделения 4 миллибэр.
Воздушные силы США определили, что максимальная доза ра-
диации от наземного электронного оборудования не должна пре-
вышать 100 миллибэр в неделю. Эксперименты, результаты
которых приведены в работе [3], показывают, что на расстоянии
в 30 см от водородного тиратрона типа 1257, работающего при на-
пряжении в 42 кв, доза облучения может составлять 1230 милли-
бэр в час. Рентгеновское излучение при этом напряжении ещё от-
носительно «мягкое» и может быть существенно ослаблено при
помощи свинцового стекла толщиной 6 мм или листа стали тол-
щиной 2 мм.
Техника безопасности при обслуживании передатчиков
457
Существует много фото- и электрических методов измерения
интенсивности радиации [4].
14.8. Меры безопасности при обращении с химическими веще-
ствами. Большинство химических поражений возникает в результате
повреждения или перегрева отдельных элементов оборудования.
Изолирующие масла. В трансформаторах, конденсаторах и
других элементах с масляным заполнением, которые не распола-
гаются в специально приспособленных бетонированных помеще-
ниях, необходимо использовать невоспламеняющиеся масла. При
нагревании эти масла, которые обычно являются хлористыми
бифинилами, выделяют ядовитые пары, максимально допустимая
концентрация которых должна быть не более 1—2 мг в одном
кубометре воздуха. Поэтому вентиляция помещения должна обес-
печивать выброс воздуха наружу. Так как жидкость может впи-
тываться через кожу, не следует погружать в неё руки, если не-
возможно быстро и тщательно их вымыть.
Тефлон. Тефлоновая изоляция выделяет пары при нагревании
выше 400° С, которые не очень опасны, но их вдыхание (через,
несколько часов после вдыхания) может вызвать состояние, по-
хожее на грипп. Обычно всё проходит через 36—48 ч.
Селен. При работе с селеновыми выпрямителями, которые*
подверглись перегреву, необходимо соблюдать осторожность. До-
пустимая концентрация паров селена в воздухе составляет
0,1 • 10“6. По химическому составу и по биологическому воздей-
ствию селен напоминает мышьяк и вызывает раздражение дыха-
тельных путей, боль в брюшной полости и другие осложнения.
Четырёххлористый углерод. Четырёххлористый углерод явля-
ется растворителем, часто используется при уходе за оборудова-
нием и химически опасен при комнатной температуре. Максималь-
но допустимая концентрация в воздухе 25 • 10—6. Он вызывает
воспаление глаз, поражает лёгкие, почки и нервную систему. По-
глощение 3—4 мл может оказаться смертельным. Симптомы от-
равления могут появиться только через 2—8 дней после отрав-
ления.
ЛИТЕРАТУРА
/
1. L е а г у F. Researching Microwave Health Hazards, Electronics, vol. 32. n. 49r
Feb 20, 1959.
2. Shinn, D. H. Health Hazards from Powerful Radio Transmission, Nature,,
• vol. 182, p. 1792, Dec. 27, 1958.
3. Schneider S.. and B. Reich: X — ray Emission from High — Voltage*
Thyratrons, Proc. IRE, vol. 43, pp. 711—715, June 1955.
4. E t h e r i n g t о n, H., (ed) Nuclear Engineering Handbook, sec. 7, McGrauw —
Hill Book Company, Inc., New York, 1958.
458
ПРИЛОЖЕНИЯ
Т АБ Л ИЦ А П.1
Симметричные Т-, Н-, П- и О-образные аттенюаторы (для определения величин
сопротивлений умножать требуемое входное сопротивление на величины, указан-
ные в таблице)
Ослабление дб Т-или Н-образные П-или О-образные
послед. -Rj Z пара л. Т?2 Z послед. Z пара л. 7?2 Z
0,2 0,0116 43,40 0,0230 86,80
0,4 0,0230 21,60 0,0460 43,40
0,6 0,0346 14,46 0,0692 29,00
0,:8 0,0460 10,82 0,0922 21,74
1 0,0575 8,66 0,114 17,39 к.
2 0,1145 4,30 0,232 8,73
3 0,1715 . 2,84 0,353 5,83
4 0,2265 2,10 0,477 4,415 7
.5 0,2800 1,65 0,605 3,571
6 0,3320 1,34 0,746 3,012
7 . 0,3830 1,12 0,893 2,611 Л Я,
8 0,4310 0,947 1,058 2,320 2 "7 2
9 0,4760 0,812 1,228 2,100 П Р 7
10 0,5200 0,702 1,425 1,923 - л» w I In/
11 0,5600 0,618 1,615 1,786 2 А 2
12 0,5980 0,536 1,865 1,672 Н
13 0,6350 0,472 2,120 1,575
14 0,6670 0,416 2,405 .1,500
15 0,6980 0,367 2,73 1,433
16 0,7260 0,325 3,08 1,379
17 0,7530 0,288 3,47 1,328 /?.
18 0,7770 0,256 3,91 1,290
19 0,7940 0,233 4,29 1,260 z—7
20 0,8180 0,202 4,95 1,222 п
22 0,8540 0,160 6,25 1,171
24 0,8810 0,1265 7,90 1,136
26 0,9050 0,1005 9,95 1,105
28 0,9230 0,0798 12,52 1,083
30 0,9390 0,0632 15,85 1,065
459
Поодолжение табл. П. 1
Ослабление дб Т-или Н-образные П-или О-образные
послед. jRi Z парал. R2 Z послед. Ri Z парал. R2 Z
32 0,9500 0,0502 19,95 1’°52 Т
34 0,9620 0,0400 25,00 1.040 ,

36 0,9690 0,0317 31,6 1,032 У ,
38 0,9750 0,0252 39,7 1,026 А.
40 0,9800 0,0200 50,0 1,020 о
42 0,9850 0,0159 63,0 1,015
44 0,9880 0,01262 79,2 ' 1,012
46 0,9900 0,01002 99,7 1,010
48 0,9920 0,00795 125,9 1,008
50 0,9940 0,00631 158,5 1,006
460
ТАБЛИЦА П.2
Таблицы перевода в децибелы
Отношение мощностей Отношение напряжения или токов Децибелы1) Отношение мощностей* 2 *) Отношение напряжений или токов Децибелы
1,0233 1,0116 о,1 19,953 4,4668 13,0
1,0471 1,0233 0,2 25,119 5,0119 14,0
1,0715 1,0351 0,3 31,623 5,6234 15,0
1,0965 1,0471 0,4 39,811 6,3096 16,0
1,1220 1,0593 0,5 50,119 7,0795 17,0
1,1482 1,0715 о,6 63,096 7,9433 18,0
1,1749' 1,0839 0,7 79,433 8,9125 19,0
1,2023 1,0965 0,8 100,00 10,0000 20,0
1,2303 1,1092 0,9 158,49 12,589 22,0
1,2589 1,1220 1,0 251,19 15,849 . 24,0
1,3183 1,1482 1,2 398,11 19,953 26,0
1,3804 1,1749 1,4 630,96 25,119 28,0
1,4454 1,2023 1,6 1000,0 31,623 30,0
1,5136 1,2303 1,8 1584,9 39,811 32,0
1,5849 1,2589 2,0 2511,9 50,119 34,0
1,6595 1,2882 2,2 3981,1 63,096 36,0
1,7378 1,3183 2,4 6309,6 79,433 38,0
1,8197 1,3490 2,6 104 100,000 40,0
1,9055 1,3804 2,8 104Х 1,5849 125,89 42,0
1,9953 1,4125 3,0 104х2,5119 158,49 44,0
2,2387 1,4962 3,5 104хЗ,9811 199,53 46,0
2,5119 1,5849 4,0 104х6,3096 251,19 48,0
2,8184 1,6788 4,5 10s 316,23 50,0
3,1623 1,7783 5,0 105х 1,5849 398,11 52,0
3,5481 1,8836 5,5 105x2,5119. 501,19 54,0
3,9811 1,9953 6,0 1О6X3,9811 630,96 56,0
5,0119 2,2387 7,0 105х6,3096 794,33 58,0
6,3096 2,5119 8,0 10» 1000,00 60,0
7,9433 2,8184 9,0 10’ 3162,3 ‘ 70,0
10,0000 3,1623 10,0 108 10000,0 80,0
12,589 3,5481 11,0 10« 31623,0 90,0
15,849 3,9811 12,0 1010 100000,0 100,0
9 Для преобразования децибелов в неперы умножать на 0,1151, неперов в
децибелы — умножать на 8,686.
2) В случаях, когда отношение мощностей меньше единицы, принято обрат-
ную величину выражать как потери в децибелах.
461
ТАБЛИЦА П.З
Уровни для отсчёта относительных значений в децибелах
0 дбм 1 мет 0 дбвт 1 вт 0 дбк 1 кет 0 дбмкв 1 мкв 0 дбв 1 в 0 дба 85 дет1)
Пример: 500 вт = + 57 дбм = + 27 дбвт = — 3 дбк
!) Если известно, что интерференциальные шумы распределены равномерно
в полосе 3000 гц звукового канала, уровень для отсчёта принимается — 82 дбмкв.
ТАБЛИЦА П-4а
Расчёт звеньев низких частот
462
Основные соотношения
— сопротивление нагрузки, f2 — граничная частота (наивысшая передаваемая частота),
До—частота очень большого затухания,
Я
с >
Ч»
Расчёт звеньев
Тип Характеристика зату- хания Фильтры с Т-образными промежуточными звеньями Фильтры с П-образными промежуточными звеньямм
Схема Формулы Схема Формулы
Оконечное (т прибли- зительно равно 0,6) 'й а ЬД 4 Частота. г Промеж Т-об/зазнзвенья к» = mLK 1— m2 ^2 — . 4m O2 — mCK -— Lx = mLK 1— т2 . Ql — . 4т С2 — тСк
I § IM < LZL/o° 4 Частота. 77“ ДГ 2L< £С, 2l< Lx = mLK 1— m2 ^2 “ л 4m C2 ~ mC/c /f;i СЬь; 2Z1 С> Т2С* „ 0 и g s s g nJ" ll ll
II и =00 11L4 ^Частота , 2L< Tf2 2L>_ p p II II P г 1с 1 */ 1.ГС P P 11 11 Л *
ТАБЛИЦА П.46
Расчёт звеньев высоких частот
Основные соотношения
— сопротивление нагрузки, /\— граничная частота (наинизшая передаваемая частота), —частота очень большого
затухания,
R ____1_
4" Л ’ Ск 4-fiR
Расчёт звеньев
Тип Характеристика затухания Фильтры с Т-обра зными промежуточными звеньями Фильтры с П-образными промежуточными звеньями
Схема | формулы Схема | Формулы
Оконечное (т равно приблизи- тельно 0,6) Ослабление Частота °-HI $ J-—lhr-° 1 Сз о C1-^ tn 4tn C*~ l~m2C“ L - — b2 — tn •> ? Промежуточ- ные П-ооразные уздень я_ 11 А у g^g d|g 4|s J. II п II 4 4
I Ослабление А 2C. 2Ct «—||—U—ц-Л, h o——< 1' 1 4 g g g 4 g II J. II 4 II 4 О ]2Lz 21г Л 4| g 4| s '* J. и и II 4 4
> частота О Ц
II /оо=0 Ослабле- и \ - j 1/^ Unr*mnmn ° 11 1 fe~° zot \l,2 2Cf -X—- p г II II г- о и л Л . II г Q == CK L2 ~ O'K ...J , ,| UWJ..U.
^ZL2 С'

464
Расчёт полосовых
Основные
— сопротивление нагрузки, Л — нижняя граничная частота, f2 — верхняя гра-
яижних частот, f2oo — частота очень большого затухания в полосе ослабления
т _ R Г _
1К "(Л-Л)’ 2К ’
Расчёт
Тип Характеристика затухания Фильтры с Т-образными промежуточными звеньями
Схема Формулы
Оконечные приблизи- тельно 0,6) Лоо :\j2o° it 12 Частота. f. / з» -TPikH 11 11 1й £ II II н 11 * Г -гр
465
ТАБЛИЦА П-4в
звеньев
соотношения
ничная частота, floo —частота очень большого затухания в полосе ослабления
высоких частот
С = f*~f' Г - 1
1К ’ 2К
звеньев
Фильтр с П-образными промежуточными звеньями
Схема Формулы
Примечания
30—349
Эти формулы применимы для
оконечных и для звеньев типа I.
466
Тип Характеристика затухания Фильтры с Т-образными промежуточными звеньями
Схема Формулы

Г г II II s ° Ослабление Т 1^1*^ < L flR 1 vM-z-ti) . (h + fJR a Ci = Сус
8 8 II II 5 8 3| , 1^’ 2С< 2С< тррр-- 2L’ _,f ZL' о—£Ц_—о Li= Lik , 1 Ci= + C1~ 44p'
ND** 8 8 II II 8 <= Ослаб- *о** 2о 2C^P^.2L^ о о r-< ь to i—1 ьэ м II II 1Г II р р я а Л а
V feoo — ft Ослабление !М 2Ct ZL' Lt fc-l <2Ct p" --c2 Li = triiLiK г (1~т>) , 2 ~ 4/П! 1к г С™ G1 — м ^2 4ffl2 ^2 — 1 2 1— См. примечание для тх и т2
467
Продолжение табл. П.4в
Фильтр с П-образными промежуточными звеньями Примечания
Схема Формулы
когда /и1=/п2 g = hi a = d, b = c, floo , ,П1=/Пг-1__Л4_ И /200 2(1 —m* j/ ^+/2-2^2 y f2f2TA + [\ 2(1-/n2) / t2_
г __ -IkiA— 1- c= h L 2 — L2k
Д-JjLr _L_ о——А—К- 1 о l; = —*- 1 *tfi+f2) i 2 4* ft C2 = C2K
4( nCf ^^2 p & г II II II II о о t- t- to H* to H1 Я ?» ?» ?» i
£'zp~l z^L,, ч-L. ° т¥сО LpA( Lj-г । 1 ZL2 1 2Lt Ll~ 1-OT2 b2« £2» Lz~ m2 (1—mf) C1 = 4/П! CiK C2 = m-^C^K См. примечание для mi и /п2 11 f'“ /1 1/ m± = -Li.m2 m2 = / fl у /loo fi
^0*
468
Тип Характеристи ка затухания Фильтры с Т-образными промежуточными звеньями
Схема Формулы
VI Лоо — f-l i <3 Л. Такая же схема, как и для типа V Те же формулы, что и для типа V

VII f.t~ =0 1 2Ct 2С, /С LA Мс'2 о — X ... о ье - Y ч CJ у сч —< 1 KJ й S ~ || S3 1 и II ° _□ « у < II o' '-Г 1 о

VIII hoo = 00 I ч 2l< С'г- 2С, 2С, уС2 У 1 *«1 ьо 1-1 II >1 II V
Частота

469
Продолжение табл. П.4д
Фильтр с П-образными промежуточными звеньями Примечания
Схема Формулы
Такая же схема, как и для типа V Те же формулы,' что и для типа V /-4- У ", = Т"‘ /L
о Л". 1'’ ‘ II II ° 1 * - ' £ й г •— ьэ “ Г“< х ' -^S ЬЭ ° л ?» ьэ JLV, Л\ Л — 1/ 11— 2 ) ( 1 — 2 ) F \ /2оо / \ /2оо / fifz «1 - f2 + А /2оо (i-M)fL
II II II Г> <*5 10- а 11- II 8 А “ “ 7 “° 1 * 9 04 II го го ,11 о Г1 ьэ 1 О * II 1 3 о 7? II 1 1 | л. э + г1ьк'0 8 ЬЭ ю X. ' tL_ •— to — Ю* 8 Х-* ''X г tofcoj g*60
470
Номограммы для расчёта реактивных сопротивлений
индуктивность L
w*
—2000 -]
— 1000
-500
-200 И
— too
I.
— 20
10
5
1
0,5
0.2
0,1
0,05
—0,02
—0,01
— 0,005
— QJD02
Реактивное
сопротивление у
или а.с Емкость С
Il 111 1.1 I—1—1—111111 1 I—1—1—11111 I I
— ю— — 20 \
^11 1 — ё § § § §§ § § § О S S £ О C\J •- С? С? С51 С54 С^г Ci'Cf см S См См — С? Сэ* С2Г СзГ Са* 11 11—1 1111111-1 1 1 1111111 1 1 1 1111 1Ll,J_Ll 111111 1 1 1 1 huill 1 1 1 llllll 1 1 1 1 lllllll 1 lj_bm 1 1 1 1 1 1 <) 1 i ^*1 1 1 <- w 1 — r—> S c\j 1 S? § 8 5?S §§§-§.§§. S- S' S- - о. Э § § § MB§§. §• g- g- §. s S S - «> Э g il 1 । 1 ill 1 11 ill 1 il ill 1 11 ill liliil 1 11 ill 1 11 i 11 1 11 ill 1 11 ill 1 । 1 ill liliil 1 11 wupaubt mkuj пр
Частата F
Г- 1000 -I
— 500
-W0
-300 |
г 200
^150
-100
-50
-Ь0
-30 3
г* 20
^15
-10
-5 '
—3 j
~2
t.... - h2 у
§ § § § S § § СЭ £5 сэ 1^1
§ s *О -3- ьг> <\> ХЭ S чь tn> Oq i? te «Г> О fn <Xj _
§ г L-1-J 1 ।—La, j .1 I 1 .1111 ill l i 1 I x L l 1—L.1 1 I I—I-bill h I 1 1 I I 1 t I Illi I 1 Im I II I I 1 I
rilliriiiii г-г* 111 i'i 11111ilium । । । 111 । । 11111ii|iui| । । । 111 । । t~r-|
- — c., 5 й й й Is
473
Номограмма для расчёта П-, Г-, Т-образных согласующих звеньев
474
Примеры пользования универсальными кривыми для
расчёта П-, Г- и Т-образных четырёхполюсников
П-образный четырёхполюсник. Необходимо рассчитать четырёхполюсник для
согласования нагрузочного сопротивления каскада, сопротивления фидерной ли-
нии, равного 70 о;и, с оптимальным для данной лампы анодным нагрузочным
сопротивлением, равным 1000 ом. Для этого от точки на графике с Rnap = 1000 ом
проводят горизонтальную прямую до пересечения с линией, соответствующей
выбранной величине Q. Пусть выбранное значение Q = 10. По точке пересечения
находят величину ёмкостного сопротивления, равного 100 ом, которое должно
быть подключено к лампе. Затем из этой точки проводится вертикальная линия
до пересечения с горизонтальной, соответствующей Rna? = 70 ом. По новой
точке' пересечения находят величину ёмкостного сопротивления 28,5 ом, которое
следует подключить параллельно фидерной линии, и величину индуктивного со-
противления 24,5 ом, которое следует подключить последовательно с фидерной
линией. Суммарное индуктивное сопротивление в цепи составит
= 124,5 ом.
Г-образный четырёхполюсник. Необходимо рассчитать четырёхполюсник для
согласования сопротивления 50-омной фидерной линии с оптимальным сопротив-
лением нагрузки лампы, равным 2000 ом. Для этого на графике проводим гори-
зонтальную линию от точки R пар = 2000 ом до пересечения с вертикальной ли-
нией, проведённой из точки 7?ЛОСЛ=.50 ом. Точка пересечения позволяет опреде-
лить величину Q = 6,3 и Хс —XL=317 ом.
Т'с,
Т-образный четырёхполюсник. Необходимо рассчитать четырёхполюсник для •
согласования антенны, имеющей активное сопротивление 10 ом и ёмкостное со-
противление 100 ом, с фидерной линией, имеющей сопротивление 70 ом. Прежде
475
всего ёмкостное сопротивление должно быть скомпенсировано индуктивным со-
противлением XL1 = 100 ом. На графике от точки Кпосл = Ю ом проводится вер-
тикальная прямая до пересечения с линией максимально допустимого значения Q,
например до линии, соответствующей Q=20. По точке пересечения определяем
величину индуктивного сопротивления, которое следут включить последовательно
е индуктивным сопротивлением, равным 100 ом. Величина этого сопротивления
составляет 200 ом. В этой же точке определяется величина ёмкостного сопротив-
ления, которое равно 200 ом. Из этой точки следует двигаться по горизонтали
до пересечения с вертикальной линией, соответствующей КПосл=70 ом. Точка пе-
ресечения определит индуктивное сопротивление, равное 533 ом, которое необ-
ходимо подключить последовательно с фидерной линией, а также шунтирующее
•ёмкостное сопротивление, которое также равно 533 ом. Результирующее ёмкост-
ное сопротивление двух включённых параллельно ёмкостных сопротивлений
составит 145 ом.
Расстояния, при которых наступает пробой в воздухе
476
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие редактора . ........................ 3
Предисловие авторов ............................................. • 4
Глава 1. Введение
1.1. Определение................................................... 5
1.2. Классификация передатчиков.................................... 5
1.3. Терминология ................................................. 5
1.4. Частоты радиопередатчиков .................................... 7
1.5. Уровни излучаемой мощности.................................... 8
1.6. Модуляция . ........................................... 9
1.7. Источники питания, цепи управления и охлаждение .... 11
Глава 2. Техника стабилизации частоты
2.1. Общие сведения..............................................12
2.2. АС-генераторы...............................................13
2.3. Кварцевые резонаторы........................................16
2.4. Крепление кварцевых пластин.................................18
2.5. Термостаты..................................................19
2.6. Основные схемы кварцевых генераторов........................20
2.7. Схемы с параллельным резонансом кварца..........................21
2.8. Схемы с последовательным резонансом кварца......................22
2.9. Допустимые уровни возбуждения...................................23
2.10. Кварцевые генераторы с регулируемой частотой...................24
2.11. Стабильность частоты кварцевых генераторов.....................25
2.12. Стабилизация частоты в ЧМ передатчиках *.......................26
2.13. Стабилизация частоты генераторов. СВЧ *........................27
2.14. Синтезаторы частоты .......................................... 29
2.15. Умножители и делители частоты .................................29
2.16. Смесители .....................................................30
2.17. Фильтры........................................................32
2.18. Схема для компенсации отклонений частоты.......................33
2.19. Синтезирующие системы..........................................33
Глава 3. Усилители мощности высокой частоты
3.1. Общие сведения..................................................39
3.2. Классификация усилителей........................................40
3.3. Режимы усиления ................................................40
3.4. Основные схемы усилителей...................................... 41
3.5. Коэффициент полезного действия усилителя кпд....................41
Оглавление 477
Стр.
3.6, Связь между коэффициентом полезного действия и длительностью
импульса анодного тока.......................................41
3.7. Усилители класса А............................................42
3.8. Усилители класса В............................................45
3.9. Усилители класса С............................................48
3.10. Упрощённый метод расчёта усилителей..........................49
3.11. Усилитель с заземлённым катодом..............................54
3.12 Усилитель с заземлённой сеткой................................55
3.13. Усилитель с заземлённым анодом...............................60
3.14. Сопротивление нагрузки усилителя.......................' . 60
3.15. Стабилизация усилителей......................................61
3.16. Линейные усилители ..........................................72
3.17. Широкополосные усилители .....................80
3.18. Умножители частоты ..........................................82
3.19. Практические вопросы построения схем.........................84
Глава 4. Лампы для усилителей мощности
4.1. Особенности ламп передающих устройств. Общие сведения . . 88
4.2. Катоды........................................................89
4.3. Сетки ........................................................92
4.4. Аноды ........................................................93
4.5. Основные типы ламп............................................94
4.6. Усилительные клистроны .......................................95
4.7. Отражательный клистрон........................................99
4.8. Лампы бегущей волны (ЛЕВ)....................................101
4.9. Магнетроны...................................................104
4.10. Платинотроны, амплитроны и стабилитроны..............105
Глава 5. Цепи связи.
5.1. Общие сведения................................................Ю7
5.2. Параллельный контур ..........................................Ю7
5.3. Последовательный резонансный контур...........................1Ю
5.4. Двухконтурные системы .....................................Н1
5.5. Запаздывание огибающей........................................Н4
5.6. Согласующие четырёхполюсники..................................Н6
5.7. Эквивалентность последовательной и параллельной цепей . . . 1J6
5.8. Г-образный четырёхполюсник...................................117
5.9. П-образный четырёхполюсник...................................119
5.10. Т-образный четырёхполюсник..................................120
5.11. П—Г-образный четырёхполюсник................................122
5.12. Согласование нагрузки, содержащей реактивную составляющую . 123
5.13. Контуры с индуктивной связью................................123
5.14. Схемы связи между симметричными и несимметричными це-
пями .............................................................126
5.15. Коэффициент полезного действия согласующих схем . . ' . • 129
5.16. Согласование в линиях передачи..............................130
5.17. Согласование сопротивлений в волноводах.....................183
Глава 6. Амплитудная модуляция
6.1. Общие сведения..............................................135
6.2. Боковые полосы..............................................146
6.3. Амплитудная модуляция (две боковые полосы)..................138
6.4. Амплитудная манипуляция ....................................139
478
Оглавление
6.5. Диодный модулятор ..........................................
6.6. Анодная модуляция...........................................
6.7. Сеточная модуляция......................................
6.8. Усиление модулированных колебаний.......................
6.9. Частичное подавление несущей............................
6.10. Частичное подавление боковой полосы....................
6.11. Модуляция дефазированием...............................
6.12. Отрицательная обратная связь...........................
6.13. Однополосная модуляция. Сравнение с обычной амплитудной мо
дуляцией ....................................................
6.14. Преимущества однополосной системы связи................
6.15. Методы создания однополосного сигнала..................
6.16. Балансный модулятор ...................................
6.17. Кварцевые фильтры......................................
6.18. Электромеханические фильтры............................
6.19. Фазовращатели для звуковых сигналов.................
6.20. Высокочастотные фазовращатели..........................
6.21. Преобразование частоты в однополосных передатчиках
6.22. Измерение линейности в однополосных передатчиках
6.23. Соотношение между сигналом и искажениями...............
6.24. Измерение степени подавления боковой полосы ....
143
150)
157
157
158
159
160
162
163-
164
16$
172
175к
176
17$
179
181
18$
18$
Глава 7. Угловая и импульсная модуляции
7.1. Угловая модуляция............................................ 187
7.2. Боковое полосы при угловой модуляции...........................18$
7.3. Характеристики боковых полос...................................190
7.4. Преобразование фазовой модуляции в частотную...................191
7.5. Методы осуществления фазовой модуляции.........................19$
7.6. Прямые методы осуществления частотной модуляции . . . 196
7.7. Импульсная модуляция...........................................200
7.8. Боковые полосы при импульсной модуляции........................202
7.9. Методы формирования импульсных сигналов........................20$
7.10. Амплитудно-импульсная модуляция (АИМ).........................207
7.11. Модуляция импульсов по длительности (ДИМ) ....................208
7.12. Фазово-импульсная модуляция (ФИМ)...............................209
7.13. Импульсно-кодовая модуляция (ИКМ)...............................209
7.14. Дельта-модуляция . . s.......................................211
Глава 8. Источники питания
8.1. Стабилизация переменного напряжения ,.............216
8.2. Регулирование выпрямленного напряжения ...... 223'
8.3. Схемы выпрямителей..............,..............226
8.4. Вентили . . . , ........... 230
8.5. Фильтры............................... s 236
8.6. Дроссели и трансформаторы......................... 240*
8.7. Корона ............................................242
8.8. Устройства для пуска накала ламп ........ 244
8.9. Стабилизаторы постоянного напряжения...............248
8.10. Преобразователи постоянного напряжения . ..... 250?
Оглавление
Глава 9. Цепи управления, блокировки и защиты оборудования пере-
датчика
9.1. Цепи управления и защиты передатчика.........................
9.2. Функции системы управления станции...........................
9.3. Устройства для включения и отключения питающих напря-
жений . . ..........................................
9.4. Устройства, обеспечивающие последовательность включения пере-
датчика .........................................................
9.5. Система сигнализации....................... . а • а •
9.6. Цепи повторного включения передатчиков ...... *
9.7. Дистанционное управление.............................. <
9.8. Телеметрические измерения в передатчиках.....................
9.9. Автоматическая настройка передатчика.........................
9.10. Назначение цепей защиты передатчика.........................
9.11. Принципы построения устройств защиты оборудования
9.12. Предохранители..............................................
9.13. Автоматические выключатели..................................
9.14. Применение автоматических выключателей......................
9.15. Устройства электронной защиты...............................
9.16. Защита от перегрузок по радиочастоте........................
9.17. Изображение схем управления, блокировки и защиты
Глава 10. Охлаждение оборудования радиопередающих устройств
10.1. Охлаждение оборудования. Общие соображения..................
10.2. Принудительное воздушное охлаждение ламп....................
10.3. Охлаждение ламп жидкостями ... *...................
10.4. Измерение температуры лампы.................................
10.5. Общее охлаждение шкафа......................................
Глава 11. Специальные высокочастотные устройства передатчиков
11.1. Введение....................................................
11.2. Направленные ответвители....................................
11.3. Искусственные нагрузки......................................
11.4. Диэлектрические поглощающие нагрузки........................
11.5. Фильтры.....................................................
11.6. Фильтры для частичного подавления боковой полосы
11.7. Устройства сложения.........................................
11.8. Двойной волноводный тройник.................................
11.9. Коаксиальный кольцевой мост.................................
11.10. Сложение мощности передатчиков, работающих по одной ча-
стоте .........................................................
11.11. Особенности регулировки при сложении мощностей передатчи-
ков ................................................................
11.12. Делители мощности . . ............................
11.13. Выходные коммутаторы . . ...............................
11.14. Ферриты на СВЧ...............................................
11.15. Изоляторы ...................................................
11.16. Циркуляторы . . . ..................................
Глава 12. Характеристики передатчиков
12.1, Области применения передатчиков.............................
12.2. Навигация ..................................................
12.3. Радиолокация ...............................................
12.4. Телеграфные передатчики.....................................
479
Стр.
255
255
256
259
260
263
266
270
272
273
273
275
276
277
279
289
282
284
284
292
295
296
297
297
304
305
306
307
308
312
313
313
316
316
317
318
319
320
322
323
325
326
480 О главление
12.5. Телефонные передатчики.......................................330
12.6. Передатчики передвижных радиостанций.........................331
12.7. Телеметрические передатчики..................................333
12.8. Вещательные передатчики......................................334
12.9. Телевизионные передатчики....................................336
12.10. Ретрансляторы радиовещательных и телевизионных станций . 347
12.11. Генераторы высокой частоты для промышленных, медицинских и
других целей ...................................................... 348
Глава 13. Измерения характеристик радиопередатчиков
13.1. Введение.....................................................352
13.2. Измерения мощности......................................353
13.3. Измерения частоты.......................................365
13.4. Измерения времени.......................................383
13.5. Измерения амплитудной и частотной модуляций.............384
13.6. Измерения характеристик демодулированного сигнала . . . 391
13.7. Измерения качества радиотелеграфной передачи............396
13.8. Измерения широкополосных высокочастотных систем ..... 398
13.9. Измерения в передатчиках с импульсной модуляцией .... 400
13.10. Измерения характеристик передатчиков чёрно-белого телевидения 400
13.11. Измерения при цветном телевидении...........................415
13.12. Антенные измерения..........................................421
13.13. Измерения побочных излучений передатчиков...................434
Глава 14. Техника безопасности при обслуживании передатчиков
14.1. Общие сведения.................................................446
14.2. Поражение электрическим током..................................446
14.3. Оказание помощи при поражении электрическим током . . . 44(
14.4. Предупредительные меры против поражения электрическим то-
ком ................................................................449
14.5. Грозовые разряды ..............................................451
14.6. Короткое замыкание проводов электропитания.....................452
14.7. Воздействие рентгеновских лучей и полей СВЧ....................452
14.8. Меры безопасности при обращении с химическими веществами . 457
Приложения.............................................................458
Л. Грей, Р. Грэхем
РАДИОПЕРЕДАТЧИКИ
Редактор Е. С. Новикова
Техн, редактор Г. И. Шефер Корректор Н. С. Корнеева
Сдано в набор 5/VI 1965 г. , Подписано в печ. 1/IX-1965 г.
Форм. бум. 60Х90/16 30,0 печ. л. 30,0 усл. п. л. 27,19 уч.-изд. л.
Тираж 13 500 экз. Закч изд. 11364 Цена 2 р. 10 к.
Издательство «Связь», Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2.
Типография издательства «Связь» Государственного комитета Совета Министров
СССР по печати, Москва-центр, ул. Кирова, 40. Зак. тип. 349
Опечатки, замеченные в книге Л. Грея и ?. Грэхема
« Радиопередатчики»
Стр. Строка Напечатано Должно быть
43 Ф-ла (3.3) 7 /. еа мин\ J /. 1п мин \
* • • ~ 11 т 1 \ / • • • — Ло ( 1 г \ JaQ /
55 8 св. ... на рис. 3.1. ... на рис. 3.11.
56 Ф-ла (3.11) • • • = • • • . • . Р~н = • • .
135 12 сн. смешения2), . . . смешения, . . .
201 Ф-ла (7.6) . . . = 2". . . . =2п,
285 1 сн. . . . направление. Ред. . . . направление воз- духа. Ред.
2/?х 2#1
300 Ф-ла (11.7) r2 = Wq Еотр, F2- Епа(>,
312 9 сн. ... Из распределения ... Из распределения
цепей, полей,
353 Ф-ла (13.3) А = . . . V А— . . .
475 Ось абсцисс на рисунке Величина зазора, Величина зазора, дюйм.

Цена 2 р- 10
—-- ----
МДИПИЕРЕДЛТЧИКИ
1965
/1.ГРЕИ
Р.ГРЭХЕМ
‘ 1
'•
И344ТЕЛЬСТВО ..СВЯЗЬ