/
Text
В. Л. АРОНОВ я. А. ФЕДОТОВ
В. Л. АРОНОВ
Я. А. ФЕДОТОВ
ИСПЫТАНИЕ
И ИССЛЕДОВАНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ
В. Л. АРОНОВ
Я. А. ФЕДОТОВ
ИСПЫТАНИЕ
И ИССЛЕДОВАНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ
Допущено
Министерством высшего и среднего
специального образования СССР
в качестве учебного пособия
для студентов вузов
по специальностям
полупроводниковой техники
МОСКВА
«ВЫСШАЯ ШКОЛА» 1975
6ФО.32
А79
УДК 621.38.032 (075)
Рецензенты:
Кафедра «Физико-химические
основы технологии микроэлек-
троники» Московского институ-
та электронной техники (проф.
Чистяков Ю. Д.).
Доцент кафедры «Теоретиче-
ская радиотехника» Москов-
ского авиационного института
канд. техн, наук Дулин В. Н.
Аронов В. Л., Федотов Я. А.
А79 Испытание и исследование полупроводниковых при-
боров. Учебн. пособие для специальностей полупровод-
никовой техники вузов, М., «Высш, школа», 1975.
325 с. с ил.
В книге изложены Ъсновные принципы и методы измерения параметров
полупроводниковых приборов; дана оценка погрешностей измерения пара-
метров; описаны методы измерения статических параметров, параметров
двухполюсника и четырехполюсника с помощью малого сигнала, импульс-
ных параметров, шумовых и тепловых параметров, параметров высоко-
частотных полупроводниковых приборов и др.; приведены особенности кон-
струирования измерительного и испытательного оборудования.
. 30407—ПО
А------------ 162—75
001(01)—75
6ФО.32
(С) Издательство «Высшая школа», 1975
ПРЕДИСЛОВИЕ
Количество типов полупроводниковых при-
боров настолько велико, что перечислить все схемы и методы
измерений, используемые в исследовательских лабораториях и
в промышленности, невозможно.
Цель настоящей книги — представить в систематизированном
виде основные методы испытаний и измерений электрических пара-
метров полупроводниковых приборов, а также показать возмож-
ности этой техники и тот круг идей, который необходим для поста-
новки испытаний различных полупроводниковых приборов и для
измерения параметров, не рассмотренных в книге.
В основу книги положен одноименный курс лекций, читаемый
в Московском институте стали и сплавов.
Читатель должен быть знаком с курсами электротехники,
общей радиотехники и радиоизмерений. Обязательным является
знание физики исследуемых полупроводниковых приборов.
Авторы благодарны рецензентам, профессору Чистякову Ю. Д.
и доценту Дулину В. Н., сделавшим полезные замечания по тексту
рукописи.
Замечания и пожелания по книге просим высылать по адресу:
Москва, К-51, Неглинная ул., д. 2944, издательство «Высшая
школа».
Авторы
ВВЕДЕНИЕ
Производство полупроводниковых приборов
сравнительно новая отрасль промышленности, однако значение
этих приборов в современной технике очень велико и непрерывно
возрастает.
Важнейшей отличительной особенностью полупроводниковых
приборов являются очень малые размеры активной области, в кото-
рой реализуются рабочие процессы, определяющие полезные свой-
ства прибора.
Действительно, например, у широко распространенного мощ-
ного транзистора КТ803 объем активной области составляет всего
10-4 см3.
Условно предшественниками полупроводниковых приборов
принято считать электровакуумные приборы. Сравним электрон-
ную лампу, сходную по мощности и по выполняемой функции,
с мощным кремниевым транзистором КТ803. Условным аналогом
можно считать лампу пальчиковой серии 6Ж9П. Объем активной
области у лампы 6Ж9П примерно 1 см3. Таким образом, разница
составляет внушительную цифру — четыре порядка.
Преимущества полупроводниковых приборов — это малые габа-
риты и вес, которые в значительной степени определяют их тех-
ническую ценность. Вместе с тем малость активных областей свя-
зана с большими трудностями изготовления полупроводниковых
приборов, их контроля и исследований.
У полупроводниковых приборов практически невозможно не-
посредственно контролировать геометрические размеры активной
структуры, концентрации примесей на различных участках струк-
туры, качество обработки поверхности, качество припайки кристал-
ла и проводников к электродам и т. д. Поэтому очень важны косвен-
ные методы контроля качества полупроводниковых приборов.
Результаты измерения электрических параметров полупровод-
никовых приборов, с одной стороны, служат для определения их
эксплуатационных возможностей и исходным материалом при рас-
чете схем, а с другой стороны, позволяют косвенным образом
судить о внутренних свойствах и особенностях приборов, напри-
мер, при контроле толщины базы транзистора. Известны и прямые
экспериментальные методы измерения толщины базы путем изго-
товления микрошлифа с последующим избирательным гальвани-
4
ческим осаждением меди для выявления толщины базы, однако эти?
методы чрезвычайно трудоемки и их применение в производстве
нецелесообразно. Широко распространена методика косвенной
оценки толщины базы по величине граничной частоты транзистора
/т. Это испытание не разрушает испытуемый прибор, поэтому его
можно вводить для стопроцентного контроля продукции.
Производительность электрических измерений может быть очень
высокой. Для контроля отдельных типов приборов массового про-
изводства используют автоматические установки.
Измерение электрических параметров является составной ча-
стью технологического процесса производства полупроводниковый
приборов.
Система контроля параметров полупроводниковых приборов
позволяет решать следующие задачи:* 1) контролировать техноло-
гические процессы; 2) отбраковывать на ранней стадии производ-
ства дефектные приборы; 3) разбраковывать весь выпуск на группы
с относительно узкими диапазонами граничных значений важней-
ших параметров. Третья задача актуальна потому, что современный
уровень технологии многих полупроводниковых приборов не обес-
печивает воспроизводимости всех параметров приборов в узких
пределах. Часто разброс таких параметров транзисторов, как ВС7,
в пределах одного выпуска может достигать 8—10 раз. Поэтому
устанавливают несколько групп приборов, чтобы в пределах каж-
дой группы максимальное значение параметра Вст отличалось от
минимального не более чем в 2—2,5 раза.
В одних случаях измеряют электрические параметры, являю-
щиеся непосредственно эксплуатационной характеристикой при-
бора при работе в конкретном устройстве: коэффициент усиления
по мощности на фиксированной Частоте, коэффициент шума, к. п. д.
и др. В других случаях измеряемые параметры характеризуют
качество структуры и конструкции прибора, чаще всего являясь
параметрами его электрической эквивалентной схемы: емкость
перехода, граничная частота коэффициента передачи тока, индук-
тивность вывода и др. Эти параметры в конечном счете также
определяют эксплуатационные возможности прибора.
Кроме чисто производственных потребностей, электрические
измерения полупроводниковых приборов выполняют определенную
роль при проведении разного рода исследований. В первую оче-
редь исследования необходимы при создании всякого нового при-
бора. Иногда новизна прибора заключается в использовании но-
вого физического принципа его работы, тогда электрические пара-
метры прибора могут оказаться специфическими. Однако среди
описанных электрических параметров и методов исследования
всегда найдутся близкие по своему значению, которые в каждом
конкретном случае можно скорректировать или частично использо-
вать. Чаще новизна вновь созданного прибора связана с использо-
ванием новых технологических методов, новых материалов или но-
вой более совершенной конструкции прибора. При этом несмотря
на то, что основные физические принципы работы прибора остаются
5
прежними, возможно появление новых свойств, улучшение уровня
.обычных параметров.
Примером может служить появление в 1957 г. сплавно-диффу-
зионных транзисторов. К тому времени наиболее изученными были
сплавные транзисторы. Сплавно-диффузионные транзисторы ока-
зались примерно на порядок более высокочастотными, а исследо-
вание показало их специфические особенности, в частности при
работе в ключевых режимах. Наряду с высоким быстродействием,
остаточное напряжение на транзисторе в режиме насыщения ока-
залось значительно больше, а пробивное напряжение эмиттерного
перехода стало значительно ниже, чем у сплавного транзистора.
•Обнаружилось значительное количество и других новых свойств
таких транзисторов. Кроме ранее известных параметров Во, fa,
г'б Ск и др. появился электрический параметр /тах. Методика и кон-
кретные схемы для измерения обычных параметров были несколько
усовершенствованы и претерпели небольшие изменения.
Исследования приборов носят, образно говоря, ежедневный ха-
рактер в практике технолога при производстве полупроводниковых
приборов и при лабораторном анализе брака. Обычно в процессе
производства контролируют ограниченное количество электри-
ческих параметров. Правильно выбранная система контролируе-
мых параметров позволяет сравнительно просто корректировать
технологический процесс. Однако в некоторых случаях не удается
установить причину брака по измеряемым параметрам. Тогда пред-
принимают дополнительное исследование. Иногда достаточно из-
мерить еще несколько параметров, которые обычно считают второ-
степенными, и причина отклонений станет ясной. Порой принятые
меры оказываются недостаточными. В этом случае проводят ши-
рокое исследование с привлечением технологического эксперимента,
а иногда разрабатывают специальные методы исследования. При-
мером может служить исследование технологического дефекта струк-
туры сплавно-диффузионных транзисторов, суть которого заклю-
чается в следующем. В результате своеобразного разделения при-
месей в процессе формирования рекристаллизованного слоя эмит-
тера образовывался паразитный p-n-переход, зашунтированный
большой утечкой. Приборы с таким дефектом полностью удовлет-
воряли требованиям по параметрам fi0, /т, г'бСк, Ск, /к0, 1^, но
при работе в схемах у них обнаруживались очень высокий уровень
собственных шумов, большие значения входного сопротивления и
ряд других аномальных характеристик. Для изучения указанного
эффекта было проведено исследование. После установления при-
чины дефекта наряду с коррекцией технологии была изменена
система сдаточных электрических параметров. Чтобы исключить
вероятность выпуска транзисторов с названным дефектом, в число
контролируемых параметров ввели Л11б — малосигнальное вход-
ное сопротивление на низкой частоте.
Исследования эксплуатационных возможностей и особенностей
полупроводниковых приборов проводят на предприятиях, разра-
батывающих эти приборы, с целью набора так называемых справоч-
6
ных данных. Сюда относят зависимость основных параметров от
температуры, режима и рабочей частоты.
Разработчики радиотехнической и электротехнической аппара-
туры, применяющие полупроводниковые приборы, во многих слу-
чаях исследуют приборы с целью восполнения недостаточной ин-
формации, содержащейся в справочных данных и технических
условиях. При этом иногда выявляются новые, неожиданные свой-
ства и возможности применения существующих полупроводниковых
приборов. Примером может служить открытие А. С. Тагером и era
сотрудниками лавинно-пролетного диода (1959 г.). Открытию
предшествовало исследование параметрического диода, создан-
ного незадолго перед тем группой инженеров под руководством
В. М. Вальд-Перлова. Выяснилось, что диод, помещенный в резо-
натор СВЧ, в режиме электрического пробоя способен работать
как СВЧ генератор. Таким образом, параметрический диод приобрел
совершенно новое назначение — генератора мощности СВЧ.
Методы испытаний и измерений относятся и к полупроводни-
ковым приборам, которые используют в качестве элементов микро-
электронных схем.
Трудность в этом случае связана с тем, что доступ к приборам
в интегральной схеме весьма сложен, поэтому возможности диффе-
ренцированного исследования входящих в схему приборов мето-
дами электрических измерений также ограничены. -
В настоящей книге принята следующая классификация пара-
метров полупроводниковых приборов:
а) статические параметры;
б) параметры эквивалентного двухполюсника и четырехполюс-
ника, измеряемые с помощью малого сигнала;
в) параметры физической эквивалентной схемы; ,
г) импульсные параметры;
д) тепловые параметры;
е) параметры генераторных приборов;
ж) параметры, характеризующие шумовые свойства;
з) параметры, характеризующие надежность.
Статические параметры находятся в прямой связи со стати-
ческими вольт-амперными характеристиками. Обычно эти пара-
метры суть значения постоянного тока или напряжения на электро-
дах полупроводникового прибора при фиксированных условиях
измерения, либо отношения этих величин. Статические параметры
используют практически для всех типов полупроводниковых при-
боров.
Параметры эквивалентного двухполюсника и четырехполюсника,
измеряемые с помощью малого сигнала, обычно применяют к тем
приборам, которые предназначены для усиления, управления,
преобразования малых преимущественно гармонических сигналов.
По отношению к малым сигналам (по сравнению с постоянными
составляющими напряжений и токов на электродах) полупровод-
никовые приборы можно рассматривать как линейные устройства.
Свойства линейных цепей и устройств хорошо изучены в электро-
технике, и они сравнительно просто описываются небольшим
количеством параметров эквивалентного двухполюсника или четы-
рехполюсника.
Параметры эквивалентного двухполюсника и четырехполюсни-
ка, с одной стороны, дают информацию о свойствах прибора (на-
пример, с их помощью можно легко рассчитать низкочастотный
транзисторный усилитель малых сигналов), с другой стороны, их
используют для определения параметров физической эквивалент-
ной схемы полупроводникового прибора.
Параметры физической эквивалентной схемы — специфический
вид параметров. Для того чтобы их определить, необходимо пред-
варительно иметь эквивалентную схему прибора. Эквивалентная
схема создается в результате изучения поведения этого прибора
в диапазоне частот и режимов. Эквивалентная схема позволяет
с помощью небольшого количества параметров описывать свой-
ства прибора в широком диапазоне при различных условиях (ча-
стота, режим и т. д.). Наиболее удачными являются эквивалентные
схемы, в основу которых положены физические закономерности
процессов, протекающих в приборе. Так, например, эффект измене-
ния толщины запирающего слоя запертого диода при приложении
к нему переменного напряжения описывается на эквивалентной
схеме так называемой зарядной емкостью, а протекание тока
через толщу полупроводника — последовательным сопротивлением
диода.
Импульсные параметры, как правило, представляют собой от-
резки времени, характеризующие переходные процессы, которые
происходят в измеряемом полупроводниковом приборе при при-
ложении к нему ступенчатого сигнала (тока или напряжения).
Типичными импульсными параметрами являются время включения
и время выключения тиристора, время восстановления обратного
сопротивления полупроводникового диода и др.
Тепловые параметры характеризуют саморазогрев прибора вы-
деляющейся в нем мощностью. Тепловые параметры особенно важ-
ны для всех типов мощных полупроводниковых приборов. Опреде-
ляют тепловые параметры обычно косвенными методами путем из-
мерения электрических ♦параметров.
Параметры генераторных полупроводниковых приборов — от-
даваемая мощность, коэффициент усиления по мощности и
к. п. д.— по существу являются эксплуатационными характери-
стиками генератора (усилители мощности или автогенератора).
Измерения и исследования этих параметров связаны с некоторыми
особенностями; например, в режйме генератора транзистор высту-
пает одновременно и как импульсный, и как усилительный высоко-
частотный прибор.
Параметры, характеризующие шумовые свойства полупровод-
никовых приборов, не всегда измеряют; для хорошо изученных при-
боров их можно вычислить с помощью электрической эквивалент-
ной схемы. Так, например, для характеристики шумовых свойств
параметрических диодов достаточно указать величину емкости пе-
8
рехода и величину последовательного сопротивления. Однако для
многих приборов, в том числе и для транзисторов в диапазоне очень
низких частот (10—1000 Гц), приходится оценивать непосредст-
венно уровень шумов. Аналогичная проблема возникает при опи-
сании шумовых характеристик СВЧ транзисторов и смесительных
диодов. Для них в качестве параметра широко используют коэф-
фициент шума, являющийся фактически эксплуатационным пара-
метром усилителя.
Параметры надежности полупроводниковых приборов дают
характеристику, одинаково важную для приборов всех типов.
Исследование надежности представляет собой многоплановую про-
блему. Частью этой проблемы является испытание приборов на
надежность. В результате испытаний определяют так называемую
производственную или стендовую надежность прибора. Параметры
стендовой надежности являются объективной характеристикой
надежности испытуемого прибора. Однако их нельзя использовать
для расчета реальных схем. Для этой цели служат параметры так
называемой эксплуатационной надежности, которые получают пу-
тем обобщения результатов эксплуатации приборов в аппаратуре
за длительное время.
Во всех случаях постановки измерений и исследований полу-
проводниковых приборов первостепенной, задачей является обес-
печение достоверности получаемых результатов. Инженер-испы-
татель и ученый-исследователь должны уметь оценить все состав-
ляющие погрешности измерения. Выбирая измерительную схему
или разрабатывая новый метод измерения, следует стремиться
свести к минимуму методические погрешности. Вместе с тем нет
смысла усложнять методику и уменьшать методическую погреш-
ность тогда, когда результирующая погрешность определяется не-
точностью используемых приборов.
При изложении конкретных методов измерения дается перечень
важнейших источников погрешности и в ряде случаев указываются
способы оценки методических погрешностей.
Перспективы развития техники, связанной с испытаниями и
исследованиями полупроводниковых приборов, определяются раз-
витием всей полупроводниковой электроники.
Можно с уверенностью утверждать, что объем новых разработок
и объем производства полупроводниковых приборов будут увели-
чиваться до тех пор, пока не будут созданы более совершенные при-
боры на других материалах.
Выпуск новых полупроводниковых приборов потребует новых
методов исследования характеристик, этих приборов, новой аппа-
ратуры, освоения новых диапазонов частот и т. д. Например, не-
давно появились активные полупроводниковые приборы, рассчи-
танные на диапазон миллиметровых волн (этот диапазон в данной
книге не отражен). Эти приборы могут служить источниками мощ-
ности, усилителями и преобразователями.
Увеличение объемов производства и необходимое снижение
трудоемкости при промышленном выпуске полупроводниковых
$
приборов требует совершенствования методики испытаний с тем,
чтобы контролировать необходимый минимум параметров и при
з£ом гарантировать высокое качество и высокую надежность про-
дукции.
Той же задаче подчинена работа по автоматизации измерений,
а в перспективе — по объединению автоматических измерительных
устройств и автоматизированных технологических линеек в единую
систему, управляемую ЭВМ, что позволит радикально сократить
затраты человеческого труда в полупроводниковой отрасли про-
мышленности.
Развитие полупроводниковой электроники тесно связано с
микроминиатюризацией электронной аппаратуры путем создания
интегральных гибридных и монолитных схем. Полупроводнико-
вые приборы являются основными активными компонентами ин-
тегральных схем. Более того, многие интегральные схемы можно
с известным приближением называть полупроводниковыми при-
борами, поскольку все их основные элементы сосредоточены в
объеме и на поверхности одного кристалла полупроводника.
Однако с точки зрения методики и техники испытаний даже мо-
нолитная интегральная схема остается схемой. Контроль пара-
метров интегральной схемы — это контроль главным образом экс-
плуатационных характеристик конкретного радиоэлектронного
устройства. Специфика связана лишь с техникой осуществления
контактов измерительной аппаратуры с элементами схемы. Для
этого используют микрозонды, снабженные микрометрическим
механизмом перемещения.
При создании более совершенных и более сложных систем управ-
ления во всех областях современной науки и техники предъявля-
ются все более высокие требования к надежности элементной базы
электроники. Полупроводниковые приборы в принципе могут обес-
печивать любой заданный уровень надежности, однако для его ре-
ализации требуется высоко развитая контрольно-измерительная
и испытательная техника, базирующаяся на научно обоснованной
методике испытаний и исследований полупроводниковых приборов.
ГЛАВА I
Основные принципы и методы
измерения электрических
параметров полупроводниковых
приборов
Количество типов полупроводниковых при-
боров очень велико, еще больше разновидностей параметров этих
приборов. Поэтому невозможно даже перечислить все известные
схемы их измерения. Однако можно выделить некоторые общие
элементы и принципы, используемые в технике измерений полу-
проводниковых приборов.
§ 1.1. МЕТОД ЗАМЕЩЕНИЯ
Ряд параметров полупроводниковых при-
боров представляет собой величины постоянных напряжений или
токов. Но в большинстве случаев параметры полупроводниковых
приборов имеют более сложный характер, например: входное со-
противление на определенной частоте, коэффициент передачи тока,
проводимость обратной связи и т. д.
Для измерения параметров полупроводниковых приборов наи-
более часто используют метод замещения. Метод замещения осно-
ван на предположении о том, что можно подобрать эквивалент полу-
проводникового прибора, обладающий известным значением из-
меряемого параметра. Так, при измерении входного сопротивле-
ния транзистора в качестве эквивалента используют резистор с
известным значением сопротивления. При измерении коэффициента
передачи тока в качестве эквивалента выступает перемычка, вклю-
чаемая между входным и выходным электродами. Такой эквивалент
обладает коэффициентом передачи тока, равным единице.
Эквивалент представляет собой меру, с которой сравнивают
параметр испытуемого полупроводникового прибора. Исполь-
зуемая перемычка — это первичная мера. Во многих случаях
эквивалент представляет собой вторичную или рабочую
меру.
II
Характерная особенность метода замещения — применение так .
называемой калибровки измерительного прибора. Измерительный
прибор снабжен отсчетным устройством, позволяющим прочесть
величину измеряемого параметра. Пропорциональность величины
измеряемого параметра и отсчитываемого значения обеспечивается
надлежащей конструкцией измерительного прибора и в том числе
отсчетного устройства. Как правило, это свойство измеритель-
ного прибора легко поддается проверке — проверяется линейность
амплитудной характеристики усилителя, детектора и отсчетного
устройства. Величину коэффициента пропорциональности уста-
навливают и периодически про-
веряют с помощью эквивалента
следующим образом. К измери-
тельной установке подключают
эквивалент и производят изме-
рение. Затем чувствительность
рис 1 j измерительного усилителя или
амплитуду генератора регули-
руют так, чтобы отсчетное устройство дало показания, численно
равные известной величине установленного эквивалента. После
калибровки эквивалент отключают, устанавливают испытуемый
полупроводниковый прибор и производят измерение.
Если обеспечена прямая пропорциональность между показа-
ниями отсчетного устройства и величиной измеряемого параметра,
то после проведения калибровки численное значение параметра
можно прб^итать непосредственно на шкале отсчетного устройства.
Поскольку чувствительность усилителей и амплитуда генера-
торов сигнала могут изменяться во времени, калибровку периоди-
чески повторяют. Путем введения в измерительное устройство кали-
брованного делителя сигнала можно изменять масштаб шкалы от-
счетного устройства без специальной калибровки при переходе с
одного масштаба шкалы на другой.
Чаще всего используют линейную шкалу отсчетного устрой-
ства, но можно применять так называемые обратные шкалы и ряд
других.
Описанный метод относится к категории разновременного
сравнения измеряемой величины с мерой.
Рассмотрим пример использования общего метода замещения
для измерения модуля коэффициента передачи тока транзистора
на высокой частоте.
На рис. 1.1 изображена схема, используемая для измерения
модуля коэффициента передачи тока транзистора на высокой
частоте в схеме с общей базой. На схеме для простоты не пока-
заны цепи постоянного тока.
По определению коэффициент передачи тока транзистора Л21б
представляет собой отношение комплексной амплитуды высоко-
частотного тока в коллекторе (в выходной цепи) к амплитуде
тока в эмиттере (во входной цепи) при условии короткого замы-
12
кания по высокой частоте цепи коллектор — база испытуемого
транзистора:
^216
I*.
1 э
(1.1)
^б=°
В эмиттер транзистора подается высокочастотный ток /9,
в коллекторе транзистора установлено так называемое токосъем-
ное сопротивление /?т, к которому подключен высокочастотный
усилитель У. В качестве отсчетного устройства на выходе усили-
теля используют стрелочный прибор. Токосъемное сопротивле-
ние /?т выбирают столь малой величины, чтобы оно не нарушало
режим короткого замыкания транзистора на высокой частоте.
Практически короткое замыкание осуществляется с помощью
блокировочного конденсатора. Показания стрелочного прибора
усилителя пропорциональны амплитуде высокочастотного тока
в коллекторе:
Л=фк|, (1.2)
где А — численное значение, читаемое по шкале стрелочного нри-
бора усилителя; £— коэффициент пропорциональности.
В режиме калибровки вместо транзистора в измерительную
установку ставят перемычку на зажимы эмиттера и коллектора.
Источник тока эмиттера должен обладать способностью поддер-
живать амплитуду высокочастотного тока постоянной независимо
от свойств измеряемого транзистора. При проведении калибровки
амплитуда тока также должна оставаться неизменной. Источник
тока, обладающий подобным свойством, называют генератором
тока. (Величина внутреннего сопротивления источника 7?гт должна
быть достаточно велика.)
Показания стрелочного прибора в режиме калибровки выра-
жаются аналогично (1.2):
Л=ф9|. (1-3)
Искомую величину |Л21б| вычисляют по (1.1) — (1.3):
| ^216 | “
(1.4)
Таким образом, для определения |й21б| необходимо измерить
величины А и Ак и затем произвести вычисление. Однако удоб-
нее градуировать шкалу измерительного стрелочного прибора
в единицах измеряемого параметра. Для этого в измерительной
установке предусматривают возможность регулировки коэффици-
ента усиления усилителя или амплитуды генератора. Путем регу-
лировки коэффициента усиления можно выбирать величину g,
входящую в формулы (1.2) и (1.3). Выбор величины g или ампли-
13
туды тока ( /э | осуществляют таким образом, чтобы значение Ак
на шкале стрелочного прибора при калибровке было численно
равно единице. Тогда выражение (1.4) приобретает вид
| ^216 | = ^,
т. е. значение измеряемого параметра численно равно показа-
ниям измерительного стрелочного прибора в режиме измерения.
Итак, важнейшие условия, которые необходимо выполнить
для измерения | h2161 методом замещения, следующие:
1) источник высокочастотного эмиттерного тока должен обла-
дать свойствами генератора тока, чтобы при переключении схемы
из режима измерения в режим калибровки амплитуда тока | /э |
оставалась неизменной в пределах допустимой погрешности;
2) выходной прибор усилителя высокой частоты не требует
градуировки в абсолютных значениях тока, его шкала должна
быть точно проградуирована в относительных единицах входного
напряжения;
3) изменения чувствительности усилителя и амплитуды гене-
ратора во времени должны быть достаточно малы, чтобы за время
измерения уровень калибровки отклонялся в пределах допустимой
погрешности.
Рассмотрим пример измерения постоянной времени цепи обрат-
ной связи транзистора на высокой частоте тк или, как ее часто
обозначают, г^Ск.
Метод измерения тк осноЪан на том, что транзистор в схеме
с общей базой, работающей в режиме холостого хода в цепи
эмиттер — база, на высокой частоте можно представить в виде
эквивалентной /?С-цепи, образованной емкостью коллектора и со-
противлением базы. Для определения тк необходимо измерить
отношение амплитуд высокочастотного напряжения эмиттер —
база |(7Э| и напряжения коллектор — база |[7К| в режиме холос-
того хода на входе и разделить это отношение на величину
угловой частоты измерения со:
1
Тк
(О
и к /э=о
Смысл параметра тк и метод его измерения описаны в гл. V.
Здесь же остановимся лишь на принципе измерения, основанном
на формуле (1.5).
Упрощенная измерительная схема показана на рис. 1.2, а
(цепи постоянного смещения не показаны). Транзистор находится
в активном режиме по постоянному току. Источник высокочастот-
ного напряжения Ё подключен к коллектору испытуемого тран-
зистора. К эмиттеру подключен высокочастотный усилитель У
14
й3
(1.5)
с высоким внутренним сопротивлением. Это условие соответствует
режиму холостого хода в цепи эмиттер — база.
На выходе усилителя установлен стрелочный прибор, выпол-
няющий функции отсчетного устройства.
При измерении (рис. 1.2, а) показания стрелочного прибора
пропорциональны амплитуде напряжения \03 :
Л=||(7э| = ^тк|[7к|.
(1.6)
Для калибровки вместо
ной схемы устанавливают
значением постоянной времени
Т'экв = -^экв^экв (рис. 1.2, б). Для ре-
жима калибровки можно выразить
амплитуду напряжения между зажи-
мами эмиттер — база. Соответству-
ющие показания стрелочного прибо-
ра при калибровке обозначим Лк:
транзистора на зажимы измеритель-
эквивалент — /?С-цепь с известным
/СОТк
1-Н’сотк
(1.7)
Частоту измерения выбирают так,
чтобы выполнялось неравенство
Рис. 1.2
®^экв
(1.8)
При этом выражение (1.7) приобретает вид
^к = ^тэкв|^к|. (1.9)
Разделив почленно (1.6) на (1.9), выразим искомое значе-
ние тк:
^k“^9KB“T~. (1-Ю)
Ак
Выражение (1.10) можно использовать для расчета тк. Однако
удобнее шкалу стрелочного прибора усилителя градуировать
в единицах измеряемой величины (обычно — в пикосекундах, пс).
Для этого, как и в предыдущем примере, необходимо иметь
возможность выбирать коэффициент g, например, путем регули-
ровки коэффициента усиления усилителя, либо амплитуду гене-
ратора напряжения |(/к|.
Если такая регулировка предусмотрена, то в режиме калиб-
ровки величину % или | UK | выбирают так, чтобы читаемое зна-
чение Лк было численно равно тэкв:
Л к ^экв*
(1.11)
15
Если условие (1.11) выполнено, при переходе к режиму изме-
рения можно отсчитать непосредственно по. стрелочному прибору
измеряемое значение тк в пикосекундах:
тк = А (1.12)
Измерительные установки с непосредственным считыванием
измеряемого параметра со шкалы отсчетного устройства называют
установками с прямым отсчетом.
Для обеспечения правильности измерения постоянной времени
цепи обратной связи транзистора должно быть выполнено еще
одно важное условие. Амплитуда высокочастотного напряжения
должна оставаться неизменной при смене транзисторов и при
переходе от режима калибровки к режиму измерения. В методи-
ке измерения это играет такую же роль, как и требование
неизменности амплитуды тока эмиттера в предыдущем примере.
Постоянство амплитуды обеспечивается источником высокочастот-
ного коллекторного напряжения, который называют генератором
напряжения.
Так как в технике измерения полупроводниковых приборов
генераторы тока и напряжения играют очень важную роль не
только при реализации метода замещения, но и во многих дру-
гих случаях, рассмотрим их схемы и особенности.
§ 1.2. ГЕНЕРАТОР ТОКА И ГЕНЕРАТОР
НАПРЯЖЕНИЯ В ТЕХНИКЕ
ИЗМЕРЕНИЯ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ
ставляет собой
лением.
Идеальный
сопротивление
I
a) 0-Q-0
Генератор тока в общем случае пред-
источник с очень высоким внутренним сопротив-
генератор тока имеет бесконечное внутреннее
и обозначается, как показано на рис. 1.3, а.
Основное свойство идеального генератора тока
заключается в том, что величина тока в нагруз-
ке, подключаемой к его зажимам, остается
строго неизменной при любых вариациях на-
грузки. Это свойство относится к генераторам
постоянного тока и к генераторам тока произ-
вольной формы. В последнем случае форма тока
в нагрузке не зависит от свойств нагрузки и
определяется лишь законом изменения тока во
времени, присущего самому источнику.
Реальный источник, близкий по своим свойствам к генератору
тока, можно сделать, включив последовательно с источником
напряжения резистор с большим сопротивлением по отношению
к нагрузке. Простейшая схема такого источника изображена на
Рис. 1.3
16
рис. 1.3, б. Величина тока устанавливается с помощью регули-
руемого источника напряжения Е. Внутреннее сопротивление
источника равно сопротивлению добавочного резистора.
В общем случае, когда схема источника более сложная
и состоит из нескольких постоянных и переменных резисторов,
для определения внутреннего сопротивления *источника исполь-
зуют теорему об эквивалентном генераторе. Теорема гласит, что
всякую линейную схему на выходных зажимах можно заменить
эквивалентным генератором с некоторым эквивалентным значением
э. д. с. и с эквивалентным внутренним сопротивлением. Такое
эквивалентное внутреннее сопротивление и есть внутреннее сопро-
тивление источника. Сопрстивление генератора тока (если его
схема состоит только из линейных элементов) можно определить
с помощью метода холостого хода и короткого замыкания. Этот
метод широко используют для теоретического расчета внутрен-
него сопротивления источника со сложной схемой. На практике,
однако, его применяют редко, так как у источника со сложной
схемой трудно измерить напряжение холостого хода. Практически
внутреннее сопротивление реального генератора тока определяют
путем измерения двух значений тока: ir при коротком замыкании
выходных зажимов генератора тока и i2 при нагрузке генератора
резистором с известным значением сопротивления /?кал. Величину
внутреннего сопротивления генератора тока вычисляют по фор-
муле
Яг.г=Якал—(1.13)
11 —12
Формула (1.13) справедлива тогда, когда внутреннее сопро-
тивление генератора тока является активным. Именно этот случай
используют в большинстве измерительных схем.
Схему генератора напряжения применяют в измерительной
технике так же часто, как схему генератора тока.
Генератор напряжения представляет собой источник
с очень малым внутренним сопротивлением.
Идеальный генератор напряжения имеет внутреннее сопро-
тивление, равное нулю. Основное свойство генератора напряже-
ния заключается в том, что величина напря-
жения на нагрузке, подключаемой к зажимам ----------0
источника, остается строго неизменной при лю- I
бых вариациях нагрузки. iC*)
При использовании генератора с напряже- U
нием произвольной формы форма напряжения [
на нагрузке не зависит от свойств нагрузки
и определяется лишь законом изменения на- Рис
пряжения во времени, присущего самому ис-
точнику.
Реальный источник, близкий по свойствам к генератору напря-
жения, можно сделать, включив параллельно с источником тока /
резистор R с малым сопротивлением. Для схемы, изображенной
2 Заказ № 418 17
на рис. 1.4, если исходный источник имеет большое внутреннее
сопротивление, эквивалентное внутреннее сопротивление генера-
тора напряжения н определяется сопротивлением шунтирую-
щего резистора.
Эквивалентное внутреннее сопротивление генератора напряже-
ния, как и генератора тока, редко определяют с использованием
метода холостого хода и короткого замыкания. Трудность заклю-
чается в измерении тока короткого замыкания. Практически изме-
ряют два значения напряжения на выходных зажимах источника:
напряжение холостого хода U± и' напряжение U2 при подключе-
нии к зажимам источника резистора с известным значением
сопротивления /?КаЛ. Внутреннее сопротивление генератора напря-
жения вычисляют по формуле
^.н-^алтт^-. (1-14)
Формула (1.14), как и (1.13), справедлива лишь при активном
внутреннем сопротивлении источника.
Понятия «реальный генератор тока» и «реальный генератор
напряжения» имеют относительный смысл. Всякий реальный
источник можно трактовать как источник напряжения или источ-
ник тока в зависимости от того, какими свойствами обладает
нагрузка и в каких пределах варьируется ее полное сопротив-
ление ZH.
Чтобы пользоваться понятием «генератор тока», при любых
вариациях нагрузки должно быть выполнено условие
Кг.н | ZH |.
Соответственно, для «генератора напряжения» условием
является
Нг.н < | 2Н |.
Количественные соотношения для обоих неравенств выбирают,
исходя из конкретных требований к измерительной схеме. Нали-
чие конечного внутреннего сопротивления источника при реали-
зации метода замещения обусловливает появление методической
погрешности вследствие непостоянства условий (непостоянство
тока или напряжения) при проведении калибровки и измерения.
(Этот вопрос более подробно изложен в гл. II, посвященной
погрешностям измерения.)
Рассмотрим примеры выполнения генератора тока и генера-
тора напряжения в некоторых важнейших случаях.
Генератор постоянного тока
На рис. 1.5 изображена схема регулиру-
емого генератора постоянного тока, широко распространенная
благодаря простоте выполнения. Здесь в качестве источника
постоянного напряжения может быть использован выпрямитель,
18
аккумулятор или сухая батарея. Регулировка тока осущест-
вляется с помощью потенциометра R2. Необходимая вели-
чина внутреннего сопротивления обеспечивается добавочным
резистором /?!•
Требования к величине внутреннего сопротивления генератора
тока можно определить из следующего выражения:
R™> (А/)та'-4» <115>
/min О
где /?гл — внутреннее сопротивление генератора тока;
/min — минимальное значение устанавливаемого постоянного
тока;
(Д17)шах—максимальное значение разброса напряжения на вы-
ходных зажимах генератора тока;
д — допустимая относительная погрешность задания тока.
Рассмотрим конкретный пример. Предположим, что требуется
обеспечить задание тока эмиттера транзистора, включенного по
схеме с общей базой, с точностью не
хуже 1%. Минимальная величина тока
составляет 1 мА. В соэтветствии с техни- I I Г1—
ческими условиями максимальное входное Jk
напряжение эмиттер — база не превы- £ \~)
шает 1 В. Не имея более подробных | Т
данных о разбросе входного напряжения, I--1--------0
для расчета можно использовать заведомо Рис j 5
Завышенное Значение (Д//)тах = (//эБ)тах =
= 1 В. Подставляя полученные цифры в выражение (1.15), полу-
чаем /?г.т > 105 Ом.
Генератор тока с внутренним сопротивлением, которое обеспе-
чивается добавочным резистором, обладает недостатком — в рези-
сторе рассеивается большая мощность. Действительно, если
Рис. 1.6
максимальное значение устанавливаемо-
го тока эмиттера составляет 10 мА, то
мощность в добавочном резисторе сопро-
тивлением 100 кОм достигнет величины
10 Вт. Эта мощность слишком велика,
как с точки зрения общей экономич-
ности измерительной установки, так и
с точки зрения увеличения габаритов
схемы в свя^и с необходимостью отвода такой мощности от ре-
зистора.
На рис. 1.6 изображена схема генератора тока с использова-
нием транзистора. Высокое внутреннее сопротивление на выход-
ных зажимах источника получается за счет использования нели-
нейных свойств транзистора. Выходная характеристика транзи-
стора имеет вид, показанный на рис. 1.7. При изменении нагруз-
ки, т. е. при изменении напряжения на транзисторе, если задан
ток эмиттера, рабочая точка на характеристике перемещается
почти горизонтально, т. е. ток в нагрузке остается практически
2* 19
неизменным. Внутреннее сопротивление генератора тока в этом
случае определяется наклоном выходной характеристики транзи-
стора. Малая мощность рассеяния возможна тогда, когда генера-
Рис. 1.7
тор тока высокого качества (ма-
лые 6), а напряжение на нагрузке
изменяется в ограниченных преде-
лах. Напряжение источника Е при
этом выбирают немного выше мак-
симально возможного напряжения на
нагрузке. Различие двух типов гене-
ратора тока — с резистором и с тран-
зистором — заключается в том, что
первый тип генератора относится к
классу линейных схем, а второй —
к классу нелинейных. Поэтому для
определения внутреннего сопротивле-
ния генератора нельзя использовать
метод холостого хода, необходимо применять описанную методику
с применением калибровочного резистора.
Генератор постоянного
напряжения
Простейшая схема генератора напряжения
с применением шунтирующего резистора R изображена на
рис. 1.8.
Так же как для генератора тока с добавочным резистором,
для генератора напряжения с шунтирующим резистором тре-
буется значительная мощность постоянного тока.
—J-—0
/?;11 Нагрузка
—I—0
Рис. 1.8
Рис. 1.9
Более экономична схема генератора напряжения, представля-
ющая собой эмиттерный повторитель (рис. 1.9). Схема, изобра-
женная на рис. 1.9, относится к классу нелинейных цепей.
Поэтому проверку величины внутреннего сопротивления генера-
тора напряжения в общем случае производят с помощью кали-
бровочного резистора описанным ранее методом.
Величина внутреннего сопротивления генератора напряжения
определяется следующим соотношением:
Кг.н
(A^)max
(1.16)
20
где (7min — минимальное значение устанавливаемого постоянного
напряжения;
(Л/)тах — максимальное значение изменения потребляемого тока;
S — допустимая относительная погрешность задания на-
пряжения.
Рассмотрим в качестве примера требования к величине внут-
реннего сопротивления генератора
коллектора транзистора в схеме с
общей базой. Допустим, необходи-
мо обеспечить задание напряже-
ния на коллекторе с погрешностью
за счет изменения тока, не пре-
вышающей 1%. Максимальное на-
пряжение, предусмотренное про-
граммой испытания, составляет
1 В. Изменения тока при испыта-
напряжения для цепи питания
Рис. 1.10
ниях предполагаются в пределах
от 0 до 10 мА. Подставляя эти
цифры в формулу (1.16), получаем
Rr.H 1
Ом.
Широкое применение в качестве генератора напряжения имеют
схемы стабилизаторов Напряжения. Простейшая схема стабилиза-
тора на транзисторах изображена на рис. 1.10. Такая схема
наряду с малым внутренним сопротивлением обеспечивает посто-
янство напряжения на нагрузке при колебаниях питающей сети.
Подробно о таких схемах можно прочитать в книге [4].
Генератор импульсного тока
с коротким фронтом импульса
0
^Т
Необходимую форму импульса тока, как
правило, получают с помощью импульсного генератора, который
вырабатывает напряжение нужной формы. Обычно используется
импульс прямоугольной формы. Чтобы полу-
чить высокой внутреннее сопротивление ис-
точника, послёдовательно с импульсным ге-
нератором включают резистор с большим
сопротивлением. Генератор импульсного тока
выполняют так же, как генератор постоян-
ного тока. Специфика заключается лишь в
том, что при выборе добавочного сопротивле-
“0
рис ! и ния следует учитывать паразитные емкости
и С2 (рис. 1.11) Емкость шунтирует
добавочный резистор, емкость С2— выходные зажимы источника
тока. Обе емкости можно уменьшить до известных пределов, при-
меняя рациональную монтажную схему. Однако Сг редко удается
сделать меньше, чем 0,2 пФ, а С2 — меньше, чем 2—3 пФ. Обе
емкости ухудшают общее качество источника как генератора
21
тока, но их влияние различно. Емкость приводит к искажению
формы тока. Это искажение тем ярче выражено, чем больше
сопротивление добавочного резистора. Для того чтобы устранить
влияние на форму импульса тока, необходимо выполнить
условие
(1.17)
Ь1
где /ф —время нарастания импульса (переднего фронта).
Как видим, условие (1.17) противоречит исходному положе-
нию: генератор тока тем лучше, чем больше его внутреннее
сопротивление. На практике приходится искать компромисс,
чтобы одновременно обеспечить достаточное внутреннее сопротив-
ление источника тока и в то же время не допустить чрезмерного
искажения формы импульса. Этот компромисс тем труднее
достичь, чем короче фронты используемых импульсов. При про-
ектировании, если оценки по формулам (1.15) и (1.17) не удовле-
творяются, следует проводить анализ схемы в общем виде для
нахождения оптимального значения /?. Кроме того, специально
анализируют возникающую погрешности из-за искажения формы
импульса и конечного значения внутреннего сопротивления гене-
ратора тока. Емкость Сг обусловливает искажение формы импуль-
са тока при любой нагрузке, в том числе и при коротком замы-
кании выходных зажимов источника. В отличие от емкости Сг
емкость С2 искажает форму импульса в зависимости от свойств
нагрузки. В режиме короткого замыкания С2 не влияет на форму
импульса тока. Чтобы обеспечить малые искажения импульса
тока в нагрузке за счет емкости С2, необходимо выполнить
условие
ЯНС2</Ф. (1.18)
Это условие справедливо для линейной нагрузки. В общем
случае нагрузкой генератора тока может оказаться диод, тран-
зистор или другой полупроводниковый прибор с существенно
нелинейной характеристикой. При этом нужно провести расчет
искажения формы импульса в реальной нелинейной цепи.
Генератор тока высокой частоты
Для проведения измерений полупроводни-
ковых приборов на гармоническом сигнале высокой частоты гене-
ратор тока можно выполнить обычным способом, включив после-
довательно с генератором резистор. Эквивалентная схема генера-
тора в этом случае подобна схеме рис. 1.11, только вместо
импульсного генератора включен высокочастотный генератор гар-
монического сигнала. Как и в предыдущем случае, на качество
’генератора тока влияют емкости Сг и С2. Эквивалентное внутрен-
22
нее сопротивление генератора тока приобретает комплексный
характер и в общем виде описывается следующим выражением:
1+/(д(С1+с2)/? ’
где со — угловая частота используемого сигнала.
Если принять, что Cj=0,3 пФ, С2=2 пФ, рабочая частота
/=100 МГц, то даже при очень больших значениях не удаст-
ся получить модуль внутреннего сопротивления генератора тока
больше 700 Ом.
Для получения высокого внутреннего сопротивления на высо-
ких частотах используют схему резонансного LC-контура (рис. 1.12).
В такой схеме при настройке кон-
тура в резонанс на рабочей частоте
эквивалентное внутреннее сопротив- Г Т '
ление источника тока можно полу- Л I
чить очень большим. Без учета по- U
терь в индуктивности эквивалентное г ~
внутреннее сопротивление источника vz
тока в схеме рис. 1.12 *-------• 0
<Г20>
где г — внутреннее сопротивление высокочастотного генератора;
Ci — емкость связи; L — индуктивность контура.
В схеме рис. 1.12 С2 означает переменную емкость для под-
стройки контура в резонанс.
Как увидим далее, такую схему используют в установке изме-
рения модуля коэффициента передачи тока транзисторов на
частоте 100 МГц. В этой установке величина г составляет 75 0м,
требуемое значение внутреннего сопротивления генератора тока
/?г.т = 5 кОм, емкость связи Сх=2,7 пФ. Специфика генератора
тока этого типа заключается в том, что его внутреннее сопротив-
ление резко падает при отклонении рабочей частоты от номи-
нального значения.
Генератор напряжения
на высокой частоте
Практически в большинстве случаев источ-
ник с малым внутренним сопротивлением на высоких частотах
получают шунтированием реального источника резистором, т. е.
так же, как источник постоянного тока. Трудности возникают
лишь на очень высоких частотах, когда начинает сказываться
паразитная индуктивность обычных резисторов. Величина паразит-
ной индуктивности резистора типа МЛТ при аккуратном монтаже
может составлять (0,5—2)-10“8 Гн, что обусловливает добавочное
индуктивное сопротивление 3—12 Ом на частоте 100 МГц. В тех
случаях, когда общее внутреннее сопротивление источника на
высокой частоте должно составлять несколько Ом или меньше,
23
в качестве шунтирующего элемента используют конденсатор.
Чтобы уменьшить возможные монтажные индуктивности, этот
конденсатор выполняют как элемент конструкции схемы в виде
двух металлических пластинок, разделенных пленкой диэлек-
трика. Такие конденсаторы иногда называют конструктивными.
Рассмотренные методы получения генератора тока и генератора
напряжения применяют в измерительных установках, описанных
в последующих главах. Кроме того, они могут быть применены
в новых схемах, предназначенных для новых полупроводниковых
приборов.
§ 1.3. МОСТОВЫЕ МЕТОДЫ
В технике измерения полупроводниковых
приборов находит применение мостовой метод измерения электри-
ческих параметров. Этот метод принципиально отличается от рас-
смотренного метода замеще-
ния тем, что в нем использу-
ется одновременное сравнение
измеряемой величины с ме-
рой или с вспомогательной
величиной, которая в этом
случае играет роль промежу-
точной меры.
Как правило, используют
Рис j 13 мостовые схемы с полным
уравновешиванием.
Мостовая схема, применяемая для измерения входной прово-
димости транзистора у11э на средних частотах (0,1—10 МГц),
изображена на рис. 1.13. Цепи питания транзистора по постоян-
ному току для простоты опущены. Сигнал переменного тока
вводится в схему с помощью высокочастотного трансформатора.
Усилитель У со стрелочным прибором на выходе является инди-
катором баланса моста. Искомую величину выходной проводимо-
сти находят из условия баланса моста
Уиэ=(С+>С)Л
Кг
(1.21)
Величины G и С, соответствующие балансу моста, считывают
по шкалам на переменном резисторе и на переменном конденса-
торе. Шкала резистора отградуирована в единицах проводимо-
сти — сименсах (См или мСм), а шкала конденсатора — в пико-
фарадах (пФ).
В частном случае выбирают = тогда считываемые значе-
ния G и С соответствуют непосредственно активной составляю-
щей Уиэ и входной емкости транзистора.
Если выбрать отношение равным какому-либо числу
нормального ряда (например, 10; 0,1; 100; 0,01), то появляется
возможность расширить пределы измерения проводимости, так
24
как масштаб шкал по. активной проводимости и по емкости
в этом случае изменяется в отношении
Важной разновидностью мостовых схем является схема двой-
ного Т-образного моста (рис. 1.14), которая обладает двумя осо-
бенностями.
Во-первых, баланс схемы как по активной, так и по реактив-
ной составляющей измеряемой полной проводимости Yx дости-
гается с помощью двух переменных емкостей С5 и С4. Шкала Cs
отградуирована в единицах активной проводимости (См, мСм,
мкСм), а шкала С4— в пикофарадах. Таким образом, емкость С5
выполняет функцию промежуточной меры для активной состав-
ляющей измеряемой проводимости.
Во-вторых, схема рис. 1.14 в отличие от схемы рис. 1.13 не
требует применения трансформатора.
Особенности схемы двойного Т-образного моста позволяют
применять ее на более высоких частотах, чем схемы обычного
моста. Дело в том, что переменный резистор плохо работает на
частотах выше 100 кГц. Кроме того, на высоких частотах до-
вольно сложно выполнить трансформатор с малыми паразитными
емкостями между обмотками и со вторичной обмотки на корпус.
Схема двойного Т-образного моста использована в измери-
тельных приборах Л2-7 и Л2-8, предназначенных для измерения
транзисторов на высоких частотах.
Основное преимущество всех мостовых методов измерения
заключается в том, что они позволяют достичь очень высокой
точности измерения. Измерительный усилитель выполняет в этих
схемах лишь функцию индикатора баланса. Поэтому на резуль-
тате измерения не сказываются погрешности градуировки выход-
ного прибора, нелинейность детектора, нелинейность амплитудной
характеристики усилителя, изменения коэффициента усиления.
Также не играют большой роли возможные изменения амплитуды
генератора.
Второе преимущество мостовых методов измерения по сравне-
нию с методами замещения связано с возможностью определения
активной и реактивной составляющих измеряемого параметра
(например, входной проводимости транзистора). Методом замеще-
ния обычно определяют лишь модуль измеряемого параметра.
25
Наряду с преимуществами мостовые методы измерения обла-
дают значительными недостатками. Например, каждое измерение
требует индивидуальной операции — уравновешивания моста.
Метод замещения, позволяющий создавать прямоотсчетные изме-
рительные приборы, обеспечивает более высокую производитель-
ность измерений. Кроме того, мостовые измерительные схемы
в среднем более сложные и дорогие, чем схемы, основанные на
методе замещения.
Подробно об измерительных мостовых схемах рассказано
в книге [5].
§ 1.4. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ, ПРЕДСТАВЛЯЮЩИХ
СОБОЙ ОТРЕЗКИ ВРЕМЕНИ
Временные параметры или параметры, пред-
ставляющие собой отрезки времени, используют для описания
свойств импульсных полупроводниковых приборов: время включения
и время выключения для транзисторов и тиристоров, время уста-
новления и время восстановления обратного сопротивления для
диодов и др.
Наиболее известным и широко используемым методом измерения
подобных параметров является считывание длительности переход-
ного процесса с экрана электронно-лучевой трубки осциллографа.
Предполагается, что читатель знаком с принципом работы им-
пульсного осциллографа [61, поэтому описание его дано без под-
робных пояснений.
Метод измерения любого временного параметра полупроводни-
кового прибора сводится к следующему. Испытуемый прибор уста-
навливают в специальную измерительную схему, от импульсного
генератора на прибор подаются периодически повторяющиеся им-
пульсы тока или напряжения. Каждый импульс вызывает электри-
ческий переходный процесс в измерительной схеме. Временной
параметр в виде отрезка времени характеризует либо весь переход-
ный процесс, либо какую-нибудь его фазу (например, время за-
держки или длительность фронта).
В осциллографе генератор развертки вырабатывает пилообраз-
ные импульсы напряжения, вызывающие движение светящегося
пятна на экране с определенной скоростью в горизонтальном на-
правлении. Импульсы развертки строго синхронизированы по их
периодичности с импульсами, воздействующими на измеряемый
полупроводниковый прибор; причем начало развертки несколько
опережает начало переходного процесса в измерительной схеме.
Импульсный сигнал с выходных зажимов измерительной схемы
усиливается усилителем вертикального отклонения, а затем по-
дается на вертикальные отклоняющие пластины электронно-луче-
вой трубки. В результате в течение каждого периода сигнала светя-
щееся пятно вычерчивает на экране кривую, соответствующую
переходному процессу. При этом смещение по горизонтали соответ-
26
ствует оси времени, а смещение по вертикали —• мгновенному зна-
чению напряжения на выходных зажимах измерительной схемы.
Благодаря тому, что весь процесс повторяется с высокой часто-
той, а также в результате инерционности свечения экрана и инер-
ционности человеческого глаза, вся картина на экране осцилло-
графа воспринимается как неподвижная. Перед количественным
измерением проводят калибровку шкал по вертикальной и гори-
зонтальной осям на экране осциллографа. Для этого перед экраном
устанавливают прозрачную пластину с нанесенной на ее поверх-
ность масштабной сеткой. Калибровку шкалы по вертикальной
оси производят с помощью специально выверенного по амплитуде
калибровочного сигнала (тока или напряжения), который служит
рабочей мерой. Калибровку осуществляют путем регулировки
коэффициента усиления усилителя вертикального отклонения
осциллографа. Калибровку шкалы по Горизонтальной оси т. е.
по оси времени, выполняют с помощью специального генератора
меток. Генератор меток вырабатывает импульсы, строго выверен-
ные по периоду повторения. Эти импульсы воздействуют на моду-
лятор электронно-лучевой трубки, вызывая периодическое гаше-
ние луча. В процессе калибровки светящаяся кривая на экране
приобретает вид пунктирной линии. Расстояние между соседними
темными пятнами на экране соответствует периоду импульсного
сигнала генератора меток, который в данном случае играет роль
рабочей меры времени.
Осциллографические методы измерения широко используют в
лабораторной практике, так как на экране наблюдается весь пере-
ходный процесс, что дает исследователю большую информацию.
Однако осциллографические методы имеют значительные недо-
статки, ограничивающие возможность их использования в про-
изводственных условиях. Основной недостаток заключается в том,
что измерения с использованием экрана электронно-лучевой трубки
сопровождаются значительными погрешностями: за счет параллак-
са из-за несовпадения светящейся поверхности экрана, где форми-
руется изображение, с плоскостью масштабной сетки; за счет не-
идеальной линейности развертки луча; за счет неидеальной линей-
ности усилителя вертикального отклонения; за счет субъективных
ошибок, связанных с подсчетом количества меток времени на экра-
не. Недостатком следует считать также малую производительность
измерений из-за трудности считывания результатов с экрана элек-
тронно-лучевой трубки. Кроме того, применение осциллографи-
ческого метода исключает автоматизацию процесса измерений.
Возможности электронно-лучевых осциллографов ограничены
как по чувствительности, так и по разрешающей способности из-
мерения малых длительностей. Особенно трудно совместить высокую
разрешающую способность (широкую полосу пропускания) и вы-
сокую чувствительность. Например, у осциллографа серийного
выпуска С1-15/1 полоса пропускания составляет 25 МГц, что со-
ответствует разрешающей способности по длительности порядка
20 нс, а чувствительность 50 мВ/см.
27
Существуют полупроводниковые приборы, обладающие очень
высоким быстродействием. Обычными являются длительности пере-
ходных процессов порядка единиц наносекунд. Некоторые типы
диодов с резким восстановлением и туннельные диоды обеспечивают
длительность переходных процессов порядка десятых долей нано-
Рис. 1.15
секунды.
Для наблюдения и измерения переходных процессов в диапа-
зоне наносекундных длительностей применяют так называемые
стробоскопические осциллографы.
Изображение исследуемого переходного процесса на экране
стробоскопического осциллографа получают путем дискретизации
информации. Смысл этого понятия
заключается в следующем. Непре-
рывная кривая разлагается на
короткие отрезки, амплитуда, со-
ответствующая каждому такому
элементарному отрезку, выделя-
ется, усиливается и образует светя-
щуюся точку на экране осцилло-
графа. Амплитуда, соответству-
ющая соседнему участку, выделяет-
ся, усиливается и образует вторую
светящуюся точку на экране. Та-
ким образом, вся непрерывная
кривая заменяется последователь-
ностью светящихся точек. Пре-
имущество стробоскопического ме-
тода в том, что каждый элементарный отрезок можно «рассмат-
ривать» долгое время — примерно в течение периода или даже не-
скольких периодов повторения. Упрощенйая структурная схема
стробоскопического осциллографа приведена на рис. 1.15.
Основным элементом схемы является стробоскопический смеси-
тель 3. Исследуемый импульс поступает на первый вход смесителя
от схемы с испытуемым прибором 2. Прямоугольный импульс на
испытуемый прибор подается от генератора /. На второй вход сме-
сителя подаются короткие импульсы постоянной формы от генера-
тора 4, называемые стробимпульсами. Длительность стробимпуль-
сов составляет малую часть общей длительности переходного про-
цесса. В конечном счете разрешающая способность стробоскопиче-
ского осциллографа определяется кроме других причин длитель-
ностью стробимпульса.
Смеситель пропускает на выход поданный на него сигнал лишь
в том случае, если одновременно на смеситель приходит и строб-
импульс, т. е. с помощью смесителя из исследуемого сигнала «вы-
резаются» отдельные участки. Схема стробоскопического смеси-
теля показана на рис. 1.16. В отсутствие стробимпульса все диоды
заперты постоянным напряжением *Е и сигнал на выход не проходит.
Стробимпульсы имеют амплитуду, превышающую постоянное за-
пирающее напряжение, поэтому в течение длительности стробим-
28
пульса все четыре диода открыты и сигнал со входа проходит на
выход смесителя. Вырезанные узкие участки, амплитуда каждого
из которых пропорциональна мгновенному значению исследуемого
сигнала, оказываются разделенными между собой достаточно боль-
шими промежутками времени (величина периода повторения или
величина в целое число раз большая). Это позволяет без потери
Рис. 1.16
информации расширить вырезанные импульсы с помощью интегри-
рующего устройства 6 (рис. 1.15), усилить их с помощью низко-
частотного усилителя 7 и подать на экран электронно-лучевой
трубки 8.
Синхронизирующая ячейка сдвига 5 (рис. 1.15) вызывает мед-
ленное перемещение стрсбимпульса таким образом, что из каждого
последующего периода исследуемого сигнала вырезается новый
участок, близкий к предыдущему. Следовательно, просмотр всей
исследуемой переходной характеристики осуществляется не за один
период сигнала, как в обычном осциллографе, а за время, включаю-
щее в ребя большое число периодов.
Полоса частот и разрешающая способность по длительности для
стробоскопического осциллографа определяются переключающими
свойствами диодов, используемых в смесителе, и длительностью
стробимпульса.
Чувствительность стробоскопического осциллографа ограни-
чивается уровнем шумов низкочастотного усилителя и может со-
ставлять несколько мВ/см.
Примером стробоскопического осциллографа может служить
прибор С1-39, который имеет два независимых канала. Эффектив-
ная полоса пропускания его составляет 700 МГц, что соответствует
разрешающей способности по длительности порядка 0,5 нс. Чув-
ствительность прибора составляет 10 мВ/см; длительность разверт-
ки — от 10 мкс/см — до 0,01 нс/см, наибольшая частота синхрони-
зации —700 МГц.
Более подробно о технике измерения с использованием осцилло-
графов можно прочитать в книге [61.
Для обеспечения производительности измерений и повышения
29
точности применяют безосциллографические методы измерения
интервалов времени [6].
Один из методов безосциллографического измерения заключает-
ся в следующем. Сначала выделяют измеряемый временной интер-
вал, например, сформировав прямоугольный электрический импульс
соответствующей длительности. Затем измеряемый интервал срав-
нивают с калиброванным дискретным отрезком времени, для чего
заполняют измеряемый интервал импульсами с калиброванным
малым периодом следования. В результате измеряемый интервал
времени преобразуется в пропорциональное ему число импульсов.
После этого подсчитывают число импульсов в измеряемом интер-
вале с помощью электронного счетчика и выводят получаемое зна-
чение на выходной показывающий прибор.
Для выделения измеряемого интервала применяют схему срав-
нения амплитуды исследуемого импульса с некоторым заранее
заданным постоянным уровнем. В момент превышения амплитуды
импульса над заданным уровнем вырабатывается вспомогательный
импульс, обозначающий границу интервала.
Импульсы с калиброванным периодом повторения, заполняю-
щие измеряемый интервал времени, выполняют роль меры времени.
Счетчик, фиксирующий число импульсов, представляет собой
несколько цепочек триггерных схем. На выходе счетчика информа-
ция о длительности измеряемого интервала получается в цифровом
коде, ее удобно использовать в системе цифровой индикации, име-
ющей выходной показывающий прибор в виде цифровой панели.
Рассмотренный метод измерения временных параметров осно-
ван на преобразовании информации в цифровой код. Краткая ха-
рактеристика таких методов применительно к полупроводниковым
приборам дается в § 1.5.
§ 1.5. МЕТОДЫ, ОСНОВАННЫЕ
НА ПРЕОБРАЗОВАНИИ
РЕЗУЛЬТАТОВ ИЗМЕРЕНИЯ
В ЦИФРОВОЙ КОД
Специфика методов, основанных на пре-
образовании результатов измерения в цифровой код, связана лишь
со способом регистрации. Измерительная установка при этом обыч-
но рассчитана на использование метода замещения. Сущность прин-
ципа преобразования заключается в том, что измеряемые пара-
метры-токи, напряжения, отрезки времени и др.—преобразу-
ются в определенную последовательность импульсов или в цифро-
вой код. Информация в форме цифрового кода очень удобна для
дальнейшего использования. В частности, результат измерения
в такой форме можно с помощью специального устройства подать
на цифровую панель и прочитать в виде числа с несколькими
значащими цифрами. Цифровая панель представляет собой несколь-
ко газоразрядных цифровых ламп, расположенных в ряд. При по-
зо
даче сигнала на один из десяти управляющих электродов лампы
можно получить светящееся изображение цифр от 0 до 9. Значение
измеряемого параметра будет состоять из стольких значащих цифр,
сколько содержится ламп в панели.
Часто схему снабжают специальным логическим устройством,
которое автоматически изменяет масштаб шкалы в зависимое!и
от величины измеряемого параметра. Это изменение масштаба сво-
дится к смещению запятой, отмечающей количество десятичных
знаков у прочитываемого числа.
Цифровой отсчет позволяет значительно повысить точность из-
мерения параметров полупроводниковых приборов. Кроме того,
оператор прочитывает результат измерения в виде готовой цифры,
т. е. в наиболее доступной форме, что снижает вероятность субъек-
тивных ошибок. Поэтому особенно целесообразен автоматический
выбор масштаба.
Результат измерения в виде цифрового кода можно вывести на
цифропечатающее устройство, что очень удобно, например, при
наборе статистического материала.
Среди измерительных приборов с цифровым отсчетом важное
место занимают цифровые вольтметры. Эти приборы широко ис-
пользуют при технических измерениях и при исследовании полу-
проводниковых приборов. Основная особенность цифрового вольт-
метра — высокая точность измерения напряжения; кроме того,
удается совместить высокую чувствительность и высокое входное
сопротивление. Поэтому цифровые вольтметры являются незаме-
нимым инструментом экспериментального исследования полупро-
водниковых приборов.
Цифровой вольтметр В2-14 имеет цифровую панель с пятью зна-
ками и чувствительность, соответствующую последнему знаку на
наиболее чувствительной шкале, равную 100 мкВ. Входное сопро-
тивление вольтметра составляет примерно 1 МОм.
Для измерения статических параметров маломощных транзи-
сторов используют прибор с цифровым отсчетом Л2-18. В этом при-
боре измеряемая величина преобразуется в цифровой код по методу
взвешивания [61. Сущность данного метода заключается в том, что
измеряемое напряжение (если необходимо измерить ток, используют
падение напряжения на токосъемном сопротивлении) последова-
тельно сравнивается с рядом образцовых напряжений. Последо-
вательное сравнение осуществляется электронной логической схе-
мой. Момент совпадения или наилучшего приближения измеряе-
мого и образцового напряжений фиксируется с помощью схемы,
называемой нуль-органом. Образцовые напряжения, включенные
в момент равновесия, дают величину измеряемого параметра в
определенном коде. Далее дешифратор преобразует этот код в де-
сятичный, а получающееся число передается в систему цифрового
отсчета. Прибор Л2-18 обеспечивает измерение следующих пара-
метров: обратных токов переходов, статического коэффициента пе-
редачи тока, напряжения насыщения, напряжения переворота фазы
базового тока.
31
Погрешность измерений не хуже ±5% на цифровой панели
с тремя знаками.
Один из наиболее важных факторов, определяющих перспектив-
ность методов преобразования результатов и измерения в цифро-
вой код, состоит в том, что информация в форме цифрового кода
может быть обработана с помощью электронной цифровой вычис-
лительной машины, и после этого использована для управления
технологическим процессом изготовления испытуемых полупровод-
никовых приборов. Примером измерительного устройства, управ-
ляющего механизмом автоматической разбраковки диодов и тран-
зисторов, могут служить автоматические классификаторы. Наи-
более совершенные из них производят автоматическую разбраковку
полупроводниковых приборов на группы по нескольким электри-
ческим параметрам. В пределах каждой группы собираются при-
боры со сравнительно небольшим разбросом параметров.
Интенсивное развитие производства интегральных схем по-
требовало создания измерительных комплексов, приближающихся
по сложности к электронным вычислительным машинам или управ-
ляемых с помощью ЭВМ.
Дифференцированный контроль диодов, транзисторов и других
приборов в составе интегральной схемы, как уже отмечалось, не-
возможен. Поэтому информацию о качестве элементов и всей схемы
в целом можно получить путем измерения внешних «схемных» пара-
метров. Количество контролируемых статических и динамических
параметров интегральной схемы достигает иногда нескольких де-
сятков, при этом требования к точности измерения весьма высоки.
Трудоемкость контрольно-измерительных операций для инте-
гральных схем среднего уровня интеграции составляет примерно
20% от общей трудоемкости производства интегральных схем.
Доля капитальных затрат на контрольно-измерительное оборудо-
вание достигает 35% от всех затрат на технологическое” оборудо-'
вание.
Использование методов преобразования информации в цифровой
код с последующей машинной обработкой кода позволяет достичь
высокой производительности контрольных операций. Так, напри-
мер, вычислительный комплекс для проверки динамических пара-
метров цифровых интегральных схем обеспечивает время одного
измерения менее 65 мс. Несколько более простое устройство —
тестер-классификатор микросхем по статическим параметрам —
имеет производительность более 1200 шт./ч, при этом число тестов
достигает 62 при длительности одного теста 0,3 мс.
©Оценки погрешности измерения
параметров полупроводниковых
приборов
Всякое измерение как в сфере научного
исследования, так и в сфере производства может считаться закон-
ченным лишь в том случае, если оценена погрешность измерения.
Оценка погрешности при научном исследовании показывает
достоверность полученных результатов и позволяет объективно
оценить правильность научных выводов.
В промышленности очень важно снижение погрешности измере-
ния параметров полупроводниковых' приборов. Например, осуще-
ствляется массовый выпуск полупроводникового прибора. Перед
поставкой потребителю все приборы проходят стадию контроля
электрических параметров. Таких «сдаточных» параметров обычно
несколько (от двух до пяти). На каждый параметр установлены
нормы двусторонние (сверху и снизу) или, что бывает чаще, одно-
сторонние. Все приборы, попадающие за границы установленных
норм, идут в брак.
Предположим, что измерительные установки дают погрешность
в пределах ±6, по каждому из измеряемых параметров. Это озна-
чает, что измеренное значение параметра, лежащее в допустимых
пределах, но очень близко к границе нормы, еще не дает уверен-
ности в том, что истинное значение этого параметра действительно
удовлетворяет установленным нормам. «Очень близко» следует
понимать так: измеренное значение отличается от границы нормы
на величину, меньшую погрешности измерения данного параметра.
После повторного измерения такого полупроводникового при-
бора на другом экземпляре измерительной установки (того же типа)
прибор может перейти в брак.
Поскольку завод обязан выпускать продукцию, заведомо удов-
летворяющую Техническим условиям (ТУ), реальную границу
разбраковки смещают относительно границы нормы в сторону уже-
сточения отбраковки на величину, большую возможной погреш-
ности измерения. Эту операцию проделывают по каждому из из-
меряемых параметров. В результате получается, что определенную
3 Заказ № 418
33
часть годных приборов завод отправляет в брак только за счет
ограниченной точности измерительной аппаратуры.
На основании изложенного следует, во-первых, что конструк-
ция измерительных установок и организация измерений должны
обеспечивать возможно малые погрешности и, во-вторых, как важ-
но уметь правильно оценивать численное значение погрешности.
Оценка погрешности по максимуму самая простая и надежная, но
она ведет к неоправданному снижению процента выхода приборов.
Еще опаснее неграмотная заниженная оценка погрешности изме-
рения. В этом случае возможен выпуск продукции, не удовлетворя-
ющей требованиям ТУ, что в конечном счете приведет к большим
убыткам для предприятия-поставщика и к значительным неприят-
ностям для потребителя таких приборов.
§ 2.1. КЛАССИФИКАЦИЯ
ПОГРЕШНОСТЕЙ ИЗМЕРЕНИЯ
Погрешности измерения — весьма слож-
ное понятие ([71, [81). Прежде чем анализировать погрешности, не-
обходимо выяснить, к какому виду они относятся. Классификацию
погрешностей производят с нескольких различных точек зрения.
С точки зрения отношения к измеряемой величине и к шкале
измерительного прибора введены следующие виды погрешностей.
Абсолютная погрешность — это разность между измеренной а
и истинной А величинами:
Д=а — А. (2.1)
Абсолютная погрешность имеет размерность измеряемой величины.
Относительной погрешностью называют отношение абсолютной
погрешности к истинному значению величины:
б=Д/А (2.2)
Относительная погрешность — безразмерная величина, обычно
выражаемая в процентах. В большинстве случаев 6 -С 1, поэтому
для вычисления относительной погрешности можно пользоваться
приближенной формулой
б=^Д/а. (2.3)
Приведенная погрешность — это отношение абсолютной погреш-
ности к номинальному значению шкалы измерительного прибора В:
ЪИ-Л/В. (2.4)
Примером записи номинальной погрешности является указа-
ние класса точности электроизмерительного прибора.
С точки зрения вероятностного характера погрешности делят
на систематические и случайные.
Систематическими называют погрешности, которые вызывают-
ся постоянно действующими факторами. К систематическим отно-
сятся погрешности, закономерно связанные с принципом действия
34
и конструкцией прибора, а также с условиями, в которых он
находится.
Случайные погрешности вызываются изменяющимися причи-
нами, неизвестными оператору.
Промахи — это разновидность случайных погрешностей, ко-
торая при нормально организованных измерениях встречается
весьма редко и определяется невнимательностью оператора.
С точки зрения внутренних источников возникновения погреш-
ности измерения делят на методические, приборные (инструмен-
тальные) и дополнительные.
Методическими называют погрешности, которые вызваны либо
ошибочно выбранным методом измерения, либо тем, что в выбран-
ном методе сознательно пренебрегают рядом факторов.
Приборные погрешности связаны с конструктивными недостат-
ками и технологическим несовершенством измерительного прибора.
Пополнительными называют погрешности, которые вызываются
постоянными внешними воздействиями на измерительный прибор,
отличными от тех, которые указываются в паспорте прибора.
К таким внешним воздействиям относится температура, напряже-
ние питающей сети и т. д.
Все виды погрешностей, возникающих при нормальных внеш-
них условиях, часто называют основными.
В общем случае погрешность измерения представляет собой
случайную величину.
Представим себе такой случай, когда все условия измерения
известны и все побочные факторы, влияющие на результат измере-
ния, действуют постоянно и количественно описаны. Тогда погреш-
ность измерения можно точно вычислить, и при необходимости в
результат измерения ввести поправку, с тем чтобы получить истин-
ное значение измеряемой величины. Это пример систематической
погрешности.
На практике дело осложняется.
Во-первых, некоторые факторы, воздействующие на конечный
результат измерения, не являются постоянными во времени. К ним
относятся беспорядочные колебания температуры, напряжения
питающей сети, случайные колебания эмиссионной способности
катодов электронных ламп, акустические шумы, вибрация пере-
крытий здания, электромагнитные наводки й т. д. Подобные факто-
ры, воздействуя на чувствительные измерительные устройства, вы-
зывают случайную погрешность измерения. Иными словами, при
повторном измерении одной и той же величины получают значение,
отличающееся от предыдущего. При многочисленных измерениях
все значения группируются вокруг некоторого среднего значения,
которое в отсутствие систематической погрешности соответствует
истинному значению измеряемой величины.
Во-вторых, осложняющее обстоятельство связано с измерением
большого количества однотипных приборов. Это особенно харак-
терно для полупроводниковых приборов. Результат измерения
определяется значением того параметра, который в данный момент
3* 35
измеряется, однако в некоторой степени на этот результат влияют
и другие параметры полупроводникового прибора. В среднем влия-
ние второстепенных параметров учитывается как систематическая
погрешность, однако главная трудность состоит в том, что каждый
из этих параметров имеет разброс от прибора к прибору. Поэтому
при измерении многочисленных однотипных приборов появляется
случайная составляющая погрешности. Характер этой случайной
погрешности отличается от характера погрешности, вызванной
факторами, изменяющимися во времени. Действительно, повтор-
ные измерения отдельно взятого прибора не выявляют этой погреш-
ности, она проявляется лишь при измерении всей совокупности
однотипных приборов.
В-третьих, трудность заключается в том, что некоторые источ-
ники приборных погрешностей по-разному проявляют.себя в раз-
ных измерительных установках одного и того же типа, т. е. у одного
и того же полупроводникового прибора при измерении на несколь-
ких однотипных установках * получают разное значение измеряе-
мого параметра. Для каждой измерительной установки в отдель-
ности погрешность этого рода может быть представлена как систе-
матическая приборная погрешность (постоянная во времени
и постоянная для разных измеряемых приборов). Однако на
практике часто бывает необходимо описать погрешность измере-
ния, присущую некоторому множеству однотипных измеритель-
ных установок. В этом случае разные источники погрешности
суммируются в каждой из установок в произвольной комбинации,
что дает право рассматривать их как случайные погрешности.
Таким образом, в общем случае результат измерения есть
случайная величина, которая при многих повторных измерениях,
при многочисленных измерениях однотипных приборов или при
использовании для измерений многих однотипных установок груп-
пируется около некоторого значения, называемого в соответствии
с принятой терминологией теории вероятности математическим
ожиданием измеряемой величины М (х).
Для анализа погрешности в общем виде необходимо знать
закон распределения случайной величины по числу измерений,
по числу измеренных приборов или измерительных установок.
Анализ случайной погрешности, проявляющейся при повтор-
ных измерениях, подробно рассмотрен в книгах ([7] — [9]). Такой
анализ особенно важен при обработке результатов тонкого физи-
ческого эксперимента. При измерении параметров полупроводни-
ковых приборов анализ этого вида погрешности редко бывает
нужен, поэтому в дальнейшем не будем на нем останавливаться.
Реальная оценка погрешности при наличии сформулирован-
ного метода измерения и готовой измерительной аппаратуры,
а также обеспечение заданной погрешности при разработке
метода и при создании измерительной установки зависят от мно-
гих частных источников погрешности. Поэтому для анализа
вводят столько частных погрешностей, сколько независимых
факторов влияет на конечный результат измерения.
36
Каждая частная погрешность учитывает один влияющий
фактор. Такой прием существенно облегчает анализ общей
погрешности, однако он оправдан лишь в том случае, когда
полная погрешность и каждая частная погрешность достаточно
малы. Это условие обычно выполняется, так как измерения
параметров полупроводниковых приборов с погрешностью, боль-
шей 20—30%, почти всегда неприемлемы.
Частную погрешность можно определить как условную вспо-
могательную величину, которая соответствует погрешности изме-
рения при наличии лишь одного источника погрешности. При
этом предполагается, что все остальные источники погрешности
отсутствуют.
Частные погрешности обычно анализируют теоретически, осно-
вываясь на косвенных экспериментальных данных; иногда
частные погрешности удается исследовать экспериментальным
путем. Примером изучения частной погрешности может служить
снятие амплитудной характеристики измерительного усилителя,
по которой вычисляют частную погрешность, связанную с нели-
нейностью усилителя.
После анализа частных погрешностей производят вычисление
результирующей погрешности измерения. Результирующую по-
грешность называют также полной или суммарной погрешностью,
имея в виду суммирование частных погрешностей. Суммирование
частных погрешностей — сложная операция, не имеющая ничего
общего с арифметическим суммированием.
§ 2.2. КОЛИЧЕСТВЕННОЕ
ПРЕДСТАВЛЕНИЕ ПОГРЕШНОСТИ
ИЗМЕРЕНИЯ
Как отмечалось, результат измерения пред-
ставляет собой случайную величину, если рассматривать совокуп-
ность измерений во времени, совокупность измерений многочислен-
ных приборов или совокупность измерений на нескольких одно-
типных измерительных установках.
Для простоты в каждом из трех случаев будем говорить о коли-
честве измерений, понимая под этим либо ряд измерений одйого
полупроводникового прибора на одном измерительном приборе,
либо ряд измерений разных полупроводниковых приборов на одном
измерительном приборе, либо ряд измерений одного полупровод-
никового прибора на нескольких однотипных измерительных уста-
новках.
Важнейшей и исчерпывающей характеристикой случайной ве-
личины является ее функция распределения. В дальнейшем будем'
пользоваться понятиями «плотность вероятности» и «дифференци-
альная функция распределения случайной величины». Учитывая,
что другие функции распределения здесь не используются, будем
говорить просто о функции распределения случайных величин/
37
Плотность вероятности со (х) есть вероятность нахождения слу-
чайной величины х (например, результата измерения) на единич-
ном отрезке (х, х+1).
Функция распределения есть зависимость плотности вероятно-
сти от численного значения случайной величины х.
Функция со (х) подчиняется условию нормировки
Ч-оо
[ co(x)dx=l. (2.5)
Функция распределения может быть описана графически или
аналитически.
Пример функции распределения партии транзисторов по ста-
тическому коэффициенту передачи тока Вст изображен на рис. 2.1.
Несмотря на то что описание
т случайной величины с помощью
/^\ функции распределения дает ис-
I \ черпывающую информацию, при-
/ \ менять ее во всех случаях очень
I \ сложно. Поэтому на практике ис-
I \ пользуют некоторые параметры,
/ \ характеризующие функцию рас-
пределения в определенных точ-
в ках. Такие числовые характери-
стики случайной величины назы-
Риг 9 1
гис- вают моментами.
Воспользуемся лишь двумя числовыми характеристиками функ-
ции распределения.
Начальный момент первого порядка называют математическим
ожиданием и обозначают М (х);
4-00
Л4(х)« С xco(x)dx. (2.6)
Из формулы (2.6) видно, что математическое ожидание соот-
ветствует среднему значению случайной величины.
Второй важнейшей характеристикой функции распределения
является центральный момент второго порядка ц2(х); ее также
называют дисперсией случайной величины и обозначают £>(х);
+00
Р(х)=(л2(*)= J [* — Л4 (х)]2 со (х) dx. (2.7)
—оо
Широко известное среднеквадратичное отклонение выражается
через дисперсию
о (х)-= (х). (2.8)
Введенные понятия связаны между собой следующими соотно-
шениями:
D(х)—о2 (х)—М |х — М (х)]2 — М (х2) — [Л4 (х)]2. (2.9)
38
Возвращаясь к понятию погрешности, можно утверждать, что
если измеряемая величина является случайной, то и погреш-
ность измерения также случайная величина.
Вычислив математическое ожидание погрешности измере-
ния М. (А), получим величину, равную разности математического
ожидания результатов измерения и истинного значения измёряе-
мой величины.
Без доказательства воспользуемся следующим определением:
величина математического ожидания погрешности измерения есть
характеристика систематической погрешности. Это утверждение
является естественным. Действительно, все изменяющиеся при
переходе от измерения к измерению источники погрешности не
влияют на величину среднего, т. е. математическое ожидание
отражает лишь те источники погрешности, которые действуют
постоянно для всего ряда измерений.
Дисперсия и среднеквадратичное отклонение служат числен-
ной характеристикой случайной погрешности. Эту характеристику
используют часто, однако надо знать ее ограниченность. Под-
твердим сказанное с помощью одного из частных законов рас-
пределения — нормального распределения или распределения слу-
чайной величины по Гауссу.
Аналитическое выражение для закона нормального распреде-
ления случайной величины имеет вид
(х —М)2
ю(х)------202 . (2.10)
а V 2л
Нормальное распределение характеризуется параметрами М
и а С помощью формул (2.6) и (2.7) можно убедиться в том,
что оба параметра не только по форме обозначений, но и по су-
ществу соответствуют ранее введенным общим характеристикам
случайного распределения — математическому ожиданию и средне-
квадратичному отклонению соответственно.
Нормальное распределение очень часто встречается на прак-
тике. В частности, распределение почти всех параметров полу-
проводниковых приборов при промышленном производстве подчи-
няется этому закону. Вместе с тем необходимо помнить, что закон
нормального распределения есть лишь частный случай. Могут
быть другие более сложные законы распределения, требующие
для описания большего количества числовых характеристик (мо-
ментов).
Параметр М. характеризует среднее значение случайной вели-
чины. Для закона нормального распределения, как и для всех
симметричных законов распределения, значение М соответствует
максимуму кривой распределения.
Параметр а характеризует «ширину» кривой закона распреде-
ления: точки перегиба кривой (о"(х)«0) лежат на расстоянии о
по обе стороны от М. Точки, где со (х) = 0,5со (Л4), лежат на рас-
стоянии 1,18а по обе стороны от М.
39
Параметр а позволяет вычислить отклонения случайной вели-
чины от математического ожидания такие, что вероятность ухода
исследуемой величины за эти границы пренебрежимо мала. Так,
если задаться вероятностью ухода 0,27%, то положение границ
для закона нормального распределения окажется ±3о.
Особенно часто для описания погрешности как случайной
величины пользуются понятием предельного значения погрешно-
сти 6пред*
При измерениях, характеризуемых законом нормального рас-
пределения, за величину предельной погрешности принято брать
6пред= ±3а. (2.11)
На практике могут встречаться и другие определения пре-
дельной погрешности. В каждом конкретном случае обязательно
указывается доверительная вероятность, соответствующая избран-
ному значению предельной погрешности.
Для закона нормального распределения при определении пре-
дельной погрешности как ±3о доверительная вероятность состав-
ляет 0,9973, что дает достаточную надежность оценки погрешности.
В тех случаях когда такая надежность является излишней,
используют определение бпред=<+2о. При этом доверительная
вероятность снижается до 0,95.
В дальнейшем будем пользоваться понятием предельной по-
грешности, имея в виду доверительную вероятность 0,9973.
§ 2.3. СУММИРОВАНИЕ ЧАСТНЫХ
ПОГРЕШНОСТЕЙ ИЗМЕРЕНИЯ
При суммировании частных погрешностей
пользуются следующими правилами:
1. Если частные погрешности характеризуются законом нор-
мального распределения, то и суммарная погрешность имеет нор-
мальное распределение.
2. Если имеется большое количество частных погрешностей
и среди них встречаются такие, которые характеризуются зако-
ном распределения, отличным от нормального, то для суммарной
погрешности можно принять закон нормального распределения.
Исключением являются такие случаи, когда частные погреш-
ности со специфическим законом распределения преобладают среди
остальных составляющих, что практически встречается редко и
требует специального анализа.
3. При сложении частных погрешностей с произвольным зако-
ном распределения суммарная погрешность характеризуется мате-
матическим ожиданием М, которое равно алгебраической сумме
математических ожиданий частных погрешностей Л!,:
(2.12)
Z=1
где п — число частных погрешностей.
40
4. Дисперсия D, характеризующая суммарную погрешность,
есть сумма дисперсий частных погрешностей Д:
2 D(. (2.13)
Z = 1
Соответственно среднеквадратичная суммарная погрешность
определяется как корень из суммы квадратов среднеквадратичных
частных погрешностей _____
о=]/(2.14)
Предельное значение суммарной погрешности бпред в соответ-
ствии с правилом (2) вычисляют по формуле (2.11):
®пред= ±3а.
Сложность при вычислении суммарной погрешности измери-
тельной установки заключается в том, что многие частные состав-
ляющие погрешности известны лишь по величине предельной по-
грешности или по величине допуска. Понятие допуска близко по
смыслу к понятию предельной погрешности. Численное значение
допуска устанавливают обычно несколько больше значения пре-
дельной погрешности, чтобы с некоторым запасом гарантировать
величину погрешности. Считают, что истинное значение погреш-
ности лежит внутри поля допуска.
Сравнительно легко было бы воспользоваться для вычисле-
ния М(, Dlt выражениями (2.6)—(2.9), если бы был известен
закон распределения погрешностей в поле допуска, но этот закон
часто бывает неизвестен.
Поэтому используют приближенный способ оценки погреш-
ности.
Для тех частных погрешностей, которые имеют закон нор-
мального распределения (это часто можно утверждать, зная физи-
ческую природу источников данной погрешности), величину до-
пуска отождествляют с предельной погрешностью и вычисляют
дисперсию по формуле
D.=a?-p^y. (2.15)
Для тех частных погрешностей, закон распределения которых
неизвестен, можно сделать дополнительное предположение, при-
водящее к некоторому завышению погрешности. Предположим,
что погрешность- внутри поля допуска ±/ распределена равно-
мерно. Для такого частного закона распределения дисперсия
определяется соотношением
0(0=4- (21б>
о
Соответственно среднеквадратичная погрешность есть
Дальнейший расчет суммарной погрешности проводится по общим
правилам.
41
Нужно помнить, что такой прием расчета может быть исполь-
зован лишь тогда, когда частная погрешность с равновероятным
распределением не является доминирующей погрешностью. В про-
тивном случае может быть получен абсурдный результат. Напри-
мер, доминирующая погрешность имеет пределы допуска ±/ и
равновероятное распределение в пределах допуска.
Остальные погрешности увеличивают результирующую средне-
квадратичную погрешность в (1+у) раз:
о=аг(1+у)----/_(1+у).
/з
Если в соответствии с обычным правилом найти предельное
значение результирующей погрешности, то получим
^пред“ ±3о= ±1 /3(1 4-у).
Если предположим, что частная погрешность az является доми-
нирующей, то в крайнем случае допустимо считать у -> 0 и тогда
получается абсурдный результат: предельное значение погрешно-
сти в Кз раз больше допуска. В то же время по определению
допуск — это интервал, за пределы которого погрешность вообще
не выходит.
Ошибка заключалась в том, что в данном случае нельзя при-
писывать результирующей погрешности закон нормального рас-
пределения.
Таким образом осуществляют с некоторыми ограничениями
оценки случайной составляющей погрешности.
При оценке систематической составляющей необходимо для
каждой частной погрешности найти значение математического
ожидания Afz.
Если нет дополнительных указаний, то для погрешностей,
заданных полем допуска, математическое ожидание определяют,
как отклонение середины поля допуска от нулевого значения. Это
эквивалентно предположению о симметричном распределении по-
грешностей в поле допуска.
Техника оценки погрешности измерительной установки будет
более понятной после рассмотрения примера.
Разберем общий вопрос, связанный с проведением многократ-
ных измерений. Во многих руководствах дается рекомендация,
как снизить случайную погрешность измерения. Для этого необ-
ходимо произвести несколько измерений, а затем соответствующим
образом обработать результаты (например, найти среднее ариф-
метическое). Такая рекомендация справедлива тогда, когда слу-
чайные погрешности меняются во времени. Часто только такие
погрешности считают случайными.
В технике измерений полупроводниковых приборов, как уже
отмечалось, в связи с большим количеством объектов измерения
и большим количеством однотипных измерительных установок
понятие случайной погрешности шире.
42
Доля случайных погрешностей, зависящих от времени, обычно
невелика, поэтому нет необходимости многократно повторять одно
и то же измерение. Во всех технических измерениях и в боль-
шинстве случаев при исследовании полупроводниковых приборов
производят однократные измерения.
Исключение составляют эксперименты с использованием высоко-
чувствительных измерительных приборов, где необходимы много-
кратные измерения и соответствующая методика обработки резуль-
татов; например, измерение спектральной плотности шумов полу-
проводниковых приборов в области низких частот. Природа
изучаемых процессов обусловливает наличие так называемой
флуктуационной погрешности. Эту погрешность можно заранее
теоретически вычислить, а окончательный результат в значитель-
ной степени освободить от этой составляющей погрешности путем
проведения серии повторяющихся измерений.
§ 2.4. ПРИМЕР ОЦЕНКИ ПОГРЕШНОСТИ
ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ УСТАНОВКИ
В каждом конкретном случае полный ана-
лиз и оценка погрешностей измерения требуют досконального
изучения метода, характеристик измеряемого прибора, всех эле-
ментов и устройств, входящих в измерительную схему. Поскольку
подробное описание методов измерения составляет содержание
последующих глав, рассмотрим только один пример, который был
описан в гл. 1.
Установка предназначена для измерения модуля коэффициента
передачи тока транзистора на высокой частоте. Предположим,
что измерения производятся в производственных условиях, поэтому
известны лишь средние значения (или типовые значения) пара-
метров измеряемых транзисторов и среднеквадратичные отклоне-
ния от среднего. Для всех параметров транзисторов характерен
закон нормального распределения.
Схема измерительной установки изображена на рис. 2.2. В от-
личие от рис. 1.1 здесь генератор тока высокой частоты изобра-
жен с учетом паразитных емкостей и С2, как это было описано
в § 1.2. Показаны цепи задания режима на транзистор по
43
постоянному току, поскольку они также могут служить источником
погрешности. Генератор сигналов и электронный вольтметр изо-
бражены в виде самостоятельных приборов, характеристики кото-
рых с допусковыми значениями погрешности заранее известны.
Измеряется модуль коэффициента передачи тока |/г21б| сплав-
ных транзисторов с граничными частотами от 0,5 МГц до 20 МГц.
Практический интерес представляет оценка погрешности измере-
ния вблизи граничной частоты fa, где модуль |й?1б| падает до
уровня 0,707 от его низкочастотного значения.
Методические частные погрешности:
— погрешность измерения за счет конечного внутреннего со-
противления генератора высокочастотного тока;
62 — погрешность измерения из-за отсутствия идеального корот-
кого замыкания в цепи коллектора;
63 — погрешность, обусловленная неточной установкой частоты;
— погрешность из-за изменения чувствительности вольтметра
и амплитуды генератора в период между двумя калибров-
ками схемы;
б5 — погрешность, обусловленная установкой режима транзи-
стора;
6в — погрешность за счет конечной амплитуды высокочастотного
тока транзистора.
Приборные частные погрешности:
— погрешность за счет нелинейности амплитудной характери-
стики электронного вольтметра;
б8 — погрешность из-за собственных шумов и посторонних наво-
док на входную цепь электронного вольтметра;
д9 — погрешность за счет паразитного просачивания сигнала гене-
ратора на вход вольтметра;
б10— погрешность, обусловленная неточной установкой калибровки
и неточным прочтением результата измерения по шкале
вольтметра.
Рассмотрим последовательно каждую составляющую частных
погрешностей.
Для оценки величины необходимо сначала определить вели-
чину эквивалентного внутреннего сопротивления генератора высо-
кочастотного тока. На основе анализа схемы, изображенной на
рис. 2.2 (например, путем вычисления напряжения холостого
хода и тока короткого замыкания), для внутреннего сопротивле-
ния генератора тока получим выражение в общем виде (1.19):
2 _________________
г‘т Н-ЖСН-Сг)/?! ’
При этом расчете принято, что
44
Погрешность бх возникает в результате различия амплитуды
высокочастотного тока эмиттера в режиме измерения и ампли-
туды тока в режиме калибровки:
g __ 2г,т-{-2т __ |
2г.т 4*^иб
где ZT — полное токосъемное сопротивление
база испытуемого транзистора.
В схеме рис. 2.2
(2.17)
в цепи коллектор —
(2.18)
однако С3 обычно выбирают такой большой величины (<о/?3С3> 10),
чтобы можно было принять
ZT=/?3. (2.19)
Считая
| ^Г-Т I R® (^11б)> (2 20)
|Zr.J>Im(Au6),
упростим выражение (2.17)
g Re(zr.T)[Rs— Re(Лцб)] Im (Либ) Im (zr.T) (2 21)
Прежде чем воспользоваться выражением (2.21), следует вы-
яснить, что представляют собой Re(ft116) и 1т(й11б) на частоте
измерения. Предположим, что для ис-
пытуемого транзистора известны сред-
ние (типовые) значения параметров
высокочастотной эквивалентной схемы
транзистора, изображенной на рис. 2.3,
и среднеквадратичные отклонения от
среднего (подробнее о параметрах экви-
валентной схемы транзистора см. в гл. V):
йцб=гэ + гб(1 — а)- (2.22)
Для а примем приближенную простую частотную аппрокси-
мацию:
а=---------. (2.23)
Поскольку важна оценка погрешности на граничной частоте
транзистора со=соа,
А11б-г94~7Г+/-7Г, (2.24)
/2 V2
45
где Гэ — сопротивление эмиттера, определяемое лишь режимом
транзистора;
гэ=—;
б// э
гб— сопротивление базы транзистора. Это случайная величина,
характеризующаяся средним значением гб.тип и среднеквадратич-
ным отклонением от среднего оГб.
Таким образом, й11б есть случайная величина. Погрешность
также случайная величина, характеризующаяся двумя состав-
ляющими — математическим ожиданием (систематической погреш-
ностью) Мг и среднеквадратичной погрешностью ах:
Re(ir.T)ps-r9-^-l
М. =--------ь--------1_2_J--гб.тИП Im(Zr.T) -2 25)
k.J1 2 /Шг.т|
=.11т. Ur.r) — ?е.,(/г.т)[ ст . (2 26)
|ir.J2
Для оценки величины б2 воспользуемся одним из уравнений
четырехполюсника (в качестве четырехполюсника имеется в виду
испытуемый транзистор):
^m2 = ^216^rnl+ ^22б^Ля2> (2.27)
где 1т2 — комплексная амплитуда переменного тока коллектора;
1т1 — комплексная амплитуда переменного тока эмиттера;
Um2— комплексная амплитуда напряжения коллектор — база.
(Подробно малосигнальные параметры транзистора и уравне-
ния эквивалентного четырехполюсника обсуждаются в гл. IV.)
Транзистор нагружен сопротивлением Zr=/?3, поэтому {/т2=
=—1т2%3. Отсюда с учетом (2.27) получаем
1 m2. L 1
~~ '*216---------------------
[mi 1 ^226^3
(2.28)
Измеряем в схеме, изображенной на рис. 2.2, величину
I I» которая, как видим, отличается от искомого значе-
ния /г21б
Возникающую погрешность будем считать малой величиной»
тогда
б2=
I 41б I
“ (Ю^к^з)2.
(2.29)
46
В выражении (2.29) использованы следующие соотношения:
й22б= /<оСк й шСк/?з<1.
Как и в предыдущем случае, S2 представляет собой случай-
ную величину, поскольку емкость коллектора транзистора также
есть случайная величина, характеризующаяся математическим
ожиданием (среднее или типовое значение емкости Ск,тип) и средне-
квадратичным отклонением от среднего аг . Сложность заклю-
чается в том, что формула (2.29) приводит к новому (отличному
от нормального) закону распределения погрешности б2. Для оценки
сделаем предположение, что аг <— Ск.тип, тогда можно произ-
3
вести следующие упрощения преобразования:
а8=-~ (®Яз)2 (Ск.тип+СК - ск.тип)2« - 4- (®ЯзСк.т„п)2 -
-«о/?8Ск.тип)2-Ск-Ск'ТИП-
^К.ТИП
Смысл этого преобразования заключается в том, что д2 в новой
форме по-прежнему описывается законом нормального распреде-
ления со значением математического ожидания УИ2 и среднеквад-
ратичной погрешностью о2:
м2-------(2.30)
°C
<Т2=(®Ск.тип₽з)г7Н-. (2.31)
^К.ТИП
Для оценки методической погрешности й3, обусловленной не-
точной установкой частоты, воспользуемся выражением из [3]:
/ <о V
68=—-------flLAiol = \ /----(2.32)
|л21б| 1+f—Y “
к J
Поскольку интерес представляет погрешность на частоте со=соа,
Погрешность й3 является случайной. Точность установки ча-
стоты генератора обычно характеризуют величиной допуска ±/(ю),
расположенного симметрично относительно номинального значе-
ния частоты. -
Закон распределения погрешности обычно неизвестен, поэтому
для гарантированной оценки можно принять равновероятное рас-
пределение погрешности установки частоты внутри поля допуска.
Среднеквадратичное отклонение частоты о(«>)=—/(со).
/з
47
Среднеквадратичная частная погрешность в измерении
о3=—-— I (и). (2.33)
2 У?
Погрешность д4, вызванная изменением чувствительности вольт-
метра и амплитуды генератора, отнесена к методическим погреш-
ностям, потому что используемый метод предполагает разновре-
менное сравнение измеряемой величины с мерой.
Оценка этой погрешности в значительной мере зависит от
порядка проведения измерений. Если стремятся к максимально
высокой точности, калибровку производят перед каждым измере-
нием. В этом случае следует учитывать изменение за время еди-
ничного измерения (10—30 с). В производственных условиях важно
повысить производительность измерений, поэтому калибровку
производят один раз за сравнительно длительный период вре-
мени (5—30 мин). Соответственно, для оценки погрешности необ-
ходимо знать границы возможного изменения чувствительности
вольтметра и амплитуды генератора за период времени между
двумя последующими калибровками схемы.
Если для используемых вольтметра и генератора известны
допусковые значения относительных величин изменения за тре-
буемый период времени ±/г и ±/в, то среднеквадратичную по-
грешность при определении | й21б j вычисляют в предположении
о равновероятном законе распределения отклонения чувствитель-
ности вольтметра и амплитуды генератора от номинальных зна-
чений:
а4=_1_К/р + /в. (2.34)
Уз
Когда допусковые значения изменений неизвестны, производят
экспериментальное определение а4. Для этого схему ставят в ре-
жим калибровки и фиксируют отклонения уровня калибровки от
номинала в течение нужного интервала времени. Поскольку от-
клонения калибровки — случайная величина, подобные измерения
производят большое число раз, и по ним вычисляют среднеквад-
ратичное значение относительного отклонения уровня калибровки.
Эта величина соответствует искомому значению среднеквадратич-
ной погрешности о4.
Оценка погрешности д6, связанной с неточной установкой ре-
жима испытуемого транзистора по постоянному току, требует
знания типовой зависимости измеряемого параметра от напряже-
ния коллектора и от тока эмиттера. Эти зависимости можно
получить теоретически или экспериментально для каждого кон-
кретного типа транзистора.
Точность установки постоянных значений тока и напряжения
определяется классом точности используемых электроизмеритель-
ных приборов. Поскольку класс точности / выражает собой до-
пусковое значение относительной погрешности, приведенной к нрми-
48
налу шкалы, среднеквадратичные погрешности о1 и ои вычисляют
в предположении о равновероятном законе распределения погреш-
ности в интервале допуска:
g/=ZH0M .-А-; (2.35)
/э ]/з
ст £ном.._(У_ (2.36)
U и«
где 7Э, UK — устанавливаемые значения постоянного тока эмит-
тера и постоянного напряжения на коллекторе;
/ном, UH0M — номинальные значения тока и напряжения, соответ-
ствующие отклонению приборов на всю шкалу;
lh h—величины допусковой, относительной погрешности,
соответствующие классу точности амперметра и вольт-
метра.
Значение среднеквадратичной погрешности при измерении | й21б|
за счет неточной установки режима вычисляется следующим
образом:
метра по току эмиттера и по напряжению на коллекторе, опре-
деляемые по типовым зависимостям ! й2гб | от режима.
Частная погрешность за счет конечной амплитуды высоко-
частотного тока транзистора 66, связанная с нарушением малости
сигнала, с большим трудом поддается аналитической оценке.. Вели-
чину погрешности можно оценить экспериментально. Для этого
амплитуду высокочастотного тока искусственно увеличивают вдвое
и производят измерение |Л21б| при прочих одинаковых условиях
(для сохранения уровня калибровки при этом следует вдвое сни-
зить чувствительность высокочастотного вольтметра). Расхождение
в измеренном значении | /г2]б| при двух значениях уровня высоко-
частотного тока относят к измеренному значению | Л2Хб I и при-
нимают за верхнее значение погрешности б6.
Систематическую М6 и случайную Se составляющие этой по-
грешности определяют из серии изменений для нескольких десят-
ков транзисторов.
Следует учитывать, что такой приближенный способ оценки
погрешности дает завышенное значение погрешности, однако он
4 Заказ № 418
49
оправдан в тех случаях, когда эта частная погрешность мала по
сравнению с результирующей суммарной погрешностью.
Погрешность за счет нелинейности амплитудной характери-
стики электронного вольтметра S7 бывает задана в виде допуско-
вой приведенной погрешности ±/7 в тех случаях, когда исполь-
зуют стандартный измерительный прибор. Считая распределение
погрешности равновероятным, среднеквадратичную погрешность
при определении |й21б| вычисляют следующим образом:
07- (238)
/з|л21б| И 3
Последнее преобразование сделано для наиболее практически
интересного случая, когда Л21б|=—
/2
Когда отсутствуют необходимые данные о допусковой погреш-
ности /7 или используют самодельный электронный вольтметр,
величину погрешности можно определить экспериментально.
Для этого с помощью образцового аттенюатора снимают по
точкам амплитудную характеристику вольтметра на рабочем уча-
стке шкалы. Затем для нескольких точек вычисляют отклонение
реальной характеристики. Отсюда можно вычислить систематиче-
скую погрешность для любого значения |л21б|. В данном слу-
чае представляет интерес погрешность лишь в одной точке —
Такая экспериментально определенная погрешность является
систематической только в том случае, если исследуется одна изме-
рительная установка.
При массовом производстве используют сравнительно большое
количество однотипных измерительных установок, поэтому подоб-
ную оценку производят для всех установок. При этом резуль-
таты исследования дают среднюю систематическую погрешность М7
и среднеквадратичную погрешность о7.
В таком виде оценка погрешности характеризует все измери-
тельные установки одного типа.
Погрешность за счет собственных шумов и посторонних наво-
док б8 оценивают экспериментальным путем. Измеряют показание
электронного вольтметра Аи в положении, точно соответствующем
режиму измерения (установлен транзистор, задан режим по по-
стоянному току, проведена калибровка), но при выключенном
генераторе высокой частоты.
При использовании в электронном вольтметре детектора сред-
невыпрямленного значения удовлетворительную точность для
оценки систематической составляющей погрешности S8 дает сле-
дующее выражение:
50
8 —
Л18=— ,
21л-'и21б|I 2
где Лн— показания выходного прибора за счет шумов и наводок;
Аал — показания выходного прибора при калибровке.
В интересующей точке шкалы !а216|2=—.
Как и в предыдущем случае, эта погрешность приобретает
случайную составляющую, когда необходимо описать погрешность
(2.39)
ряда однотипных измерительных установок.
Распределение случайной величины Лн позволяет найти мате-
матическое ожидание Ма и среднеквадратичное отклонение о л •
/ мА \2
^8= 7-^ ; (2.40)
\ ^кал /
МАН
ag=—«-о
д'
кал
(2.41)
Погрешность о9 обусловлена паразитным просачиванием сиг-
нала от генератора на вход электронного вольтметра, минуя
измеряемый транзистор. Причиной подобного явления могут быть
электрические и магнитные наводки в схеме измерения, а также
просачивание сигнала генератора по цепям питания.
Оценку этой составляющей погрешности производят экспери-
ментальным путем.
Вместо измеряемого транзистора в схеме устанавливают пере-
мычку на зажимы эмиттер — база. В идеальном случае показания
вольтметра при этом равны нулю. В реальной установке показа-
ния вольтметра Лп складываются из шумов и внешних наводок,
а также из сигнала генератора, просачивающегося на входную
цепь вольтметра.
Установить эти две величины, нарушающие идеальную работу
схемы, можно путем сравнения показаний выходного прибора
при выключенном генераторе Ан (этот уровень обусловлен шумами
и внешними наводками) и при включенном генераторе Лп.
В случае когда Ап превышает Лн в несколько раз, влияние
шумов и внешних наводок можно не принимать во внимание.
Сложность оценки заключается в том, что заранее неизвестно,
в какой фазе складывается просачивающийся сигнал с полезным
сигналом, снимаемым с токосъемного сопротивления. Поэтому
приходится оценивать возникающую погрешность по наибольшему
значению погрешности.
При проверке отдельной установки истинное значение погреш-
ности лежит в пределах
I ^216 I <4кал
Считая распределение погрешности в пределах этого интервала
равновероятным, получаем среднеквадратичное значение погреш-
ности
4*
51
ст9=--5----J-------. (2.43)
I ^216 I ^кал
При большом количестве измерительных установок обычно
бывает известно 1Ап — допусковое значение величины Ап, которое
и используют в формуле (2.43) вместо Ап.
Значительно сложнее оценить погрешность S9, когда значе-
ние Ап близко к Дн. Это означает, что уровень сигнала, проса-
чивающегося от генератора, сравним или меньше величины посто-
ронних наводок и собственных шумов. Трудность сострит в том,
что эти два источника мешающих сигналов по-разному искажают
результат измерения.
Один из возможных путей оценки погрешности S9 — это изме-
рение величины ДпМкал» которое производят при повышенном
уровне высокочастотного тока, чтобы исключить влияние шумов
и посторонних наводок.
Погрешность б10 определяется дискретным характером шкалы
отсчетного прибора. Когда стрелка прибора занимает положение
между двумя делениями шкалы, оператор прочитывает измерен-
ное значение приближенно. Предельное значение возникающей
погрешности определяется половиной интервала между соседними
делениями шкалы.
Относительную предельную погрешность вычисляют следую-
щим образом:
X 1_ 1
010 пред “ ± 2А (дел) >
где А (дел) — измеренное значение, выраженное в делениях шкалы.
Например, если шкала разделена на 50 делений, и измеренное
значение составляет 0,7 от полной шкалы, то Д=35 дел.
Считая закон распределения в пределах ±6пред равновероят-
ным, получим среднеквадратичное значение погрешности
1
а10 — 7ZZ •
2 И 3 А (дел)
Математическое ожидание этой составляющей погрешности
равно нулю.
В общем случае погрешность б10 необходимо учитывать дваж-
ды— один раз для калибровки, другой раз для измерения.
В нашем случае калибровку производят на целое число делений
(на конец шкалы), поэтому при калибровке погрешность Slo можно
не учитывать.
Рассмотрим нахождение суммарной погрешности измере-
ния | й21б |, задавшись численными значениями необходимых пара-
метров:
Zp.T=(5000—/100) Ом; /?3=20Ом; гэ=5 Ом; /э=5 мА;
(4=5 В; /*о.тип=200 Ом; о>б=60 Ом; /=5МГц; Ск.тип=30пФ;
52
ос =10 пФ; /(со)= +1 %; /г=±1% за 15 мин; ZB=±1% за 15 мин;
/,= + 1%; /.,= + 1%; -d-W=30 А-1; -41м1= 10"2 В~‘;
1 ~ и ~ dl9 dUK
К (=0,707; бв<1%; /7=±2%; Мд =0,01; оА =0,005;
I 216 I Н Н
1д = + 3 % .
П ----
Примем, что шкала отсчетного прибора имеет 50 делений.
Вычисление дает следующие численные значения частных по-
грешностей:
М1== — 2,5%; с1=1,2%; М2=— 0,02%; <т2=0,01%;
а3=0,3%; о4=0,8%; а5=0,07%; Л46<1%; а7=1,6%;
Л1в<10~4; о8< 10““; <тв=1,7%; а1о=О,83%.
Вычислим результирующую погрешность, приняв Л1в= + 1%;
Л4=Л11 + Л12 + Л46+Л48=— 1,5%:
о =\/~ о? + crf-b <тз + "I" &5 + а? + Os + °э + ©io =2,83%.
Предельное значение случайной погрешности: ±3а=±8,5%.
Полную погрешность можно также представить в следующем
виде:
^пред—А1±3о= +
Расчет нуждается в проверке, правильно ли произведен пере-
счет от среднеквадратичной погрешности к предельной. Из пе-
речня среднеквадратичных частных погрешностей видно, что важ-
нейшие из них имеют близкие значения:
о1=1,2%; а4=0,8%; <т7 =1,6%; а9=1,7%; а10=0,8%,
т. е. доминирующей составляющей среди них нет.
Кроме ответа на главный вопрос о погрешности измеритель-
ной установки пример расчета показывает резервы повышения
точности измерений. Как видно, в каждой измерительной уста-
новке нет необходимости снижать до минимального значения
каждую из частных погрешностей. Наибольшее внимание надо
уделять тем источникам погрешности, от которых в основном
зависит результирующая погрешность.
Из рассмотренного примера следует также, что наиболее акку-
ратно (с точки зрения математического описания) и подробно
необходимо анализировать основные источники погрешности.
Остальные частные погрешности можно анализировать прибли-
женно, делая оценку по максимальному значению. В данном при-
мере приближенно можно было вычислить сг2, о6, ст8.
53
Так. для вычисления сг2 можно было вместо сгг , которое не
всегда бывает известно, подставить максимально возможное зна-
чение Ск (к примеру, 50 пФ). Тогда вместо 0,01% получим завы-
шенное значение сг2=0,05%. Однако эта величина по сравнению
с остальными погрешностями по-прежнему остается малой, поэтому
в расчете результирующей погрешности ошибки не будет.
В рассмотренном примере дана оценка погрешности измери-
тельной установки с уже' выбранными значениями параметров
схемы. Подобный расчет производят в процессе разработки изме-
рительной схемы, причем результаты расчета часто определяют
выбор схемного решения, а также самого метода измерения.
Примеры анализа методических погрешностей некоторых изме-
рительных схем имеются в книге [3].
ГЛАВА 111
Измерение статических
параметров полупроводниковых
приборов
§ 3.1. СТАТИЧЕСКИЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
Статическими характеристиками принято
называть связь постоянных значений напряжений и токов на внеш-
них зажимах (электродах) полупроводникового прибора. Графи-
Рис. 3.1
чески статические характеристики представляют в виде семейств
зависимостей в координатах ток — напряжение, реже — в коорди-
натах ток — ток или напряжение — напряжение. Иногда стати-
ческие характеристики называют вольт-амперными.
Для полного описания четырехполюсника требуются два се-
мейства характеристик — входные и выходные (полная система).
Два семейства, изображенные на рис. 3.1, типичные для четырех-
полюсного прибора, чаще всего используют для описания транзи-
сторов, однако в принципе для них возможны и другие системы
изображения. Если система статических характеристик полная,
55
то ее можно графически перестроить либо в систему, показанную
на рис. 3.1, либо в любую другую полную систему.
Существенно заметить, что транзистор, как любой четырехполюс-
ный прибор, можно использовать в трех схемах включения в за-
висимости от того, какой электрод является общим для входной
и выходной цепи. Рис. 3.1 характеризует транзистор при включе-
нии с общим эмиттером. Путем графического построения можно
преобразовать заданную систему характеристик транзистора для
одной схемы включения в систему характеристик для другой схе-
мы включения. Однако при этом необходимо следить, чтобы не было
потери точности.
Семейство характеристик для двухполюсного прибора (диода)
вырождается в одну кривую, приведенную на рис. 3.2.
R
1,мА
Рис. 3.2
Рис. 3.3
Статические характеристики дают представление о свойствах
полупроводникового прибора в широком диапазоне токов и напря-
жений, что особенно важно для приборов с нелинейными свойст-
вами.
При проектировании и расчете электронных схем статические
характеристики позволяют наиболее рационально выбрать поло-
жение рабочей точки на характеристиках, оценить нелинейные ис-
кажения, предотвратить попадание рабочей точки в области опас-
ных режимов, вычислить амплитуды управляющих и выходных
импульсов для ключевых схем и т. д. Для этой цели используют
типовые или усредненные характеристики.
Наряду с описанием эксплуатационных свойств и особенностей
полупроводниковых приборов, статические характеристики дают
информацию о качестве прибора, о наличии некоторых дефектов
конструкции или технологии изготовления. По статическим харак-
56
теристикам (с невысокой точностью) можно определить многие
параметры прибора.
В качестве примера использования характеристик рассмотрим,
как определяется рабочая точка диода при подключении его
к источнику с напряжением холостого хода £ и с внутренним со-
противлением R (рис. 3.3, а).
Запишем уравнение, связывающее напряжение и ток на зажи-
мах источника:
U=E—1R. (3.1)
Графическое изображение этого уравнения на плоскости стати-
ческой характеристики представляет собой прямую линию, назы-
ваемую нагрузочной (рис. 3.3, б). Рабочая точка должна лежать
на статической характеристике и одновременно находиться на
Рис. 3.4
нагрузочной линии. Этому условию удовлетворяет точка пересече-
ния характеристики диода с нагрузочной линией, которая и являет-
ся искомой рабочей точкой диода.
Более сложно найти рабочую точку транзистора в схеме, по-
казанной на рис. 3.4, а. Подобно предыдущему случаю построим
нагрузочные линии на входных и выходных характеристиках для
входного и выходного источника соответственно (рис. 3.4, б и в).
Затем возьмем на пересечении ветвей выходной характеристики
с нагрузочной линией несколько точек и перенесем их на плоскость
входных характеристик (для этого достаточно двух величин /Б и
£/Кэ)- Соединив эти точки плавной крйвой, получим изображение
выходной нагрузочной линии на плоскости входных характеристик.
Нетрудно убедиться, что пересечение этой вспомогательной кри-
вой со входной нагрузочной линией дает искомую рабочую точку
57
на входных характеристиках (рис. 3.4, б). Используя найденное
значение рабочего базового тока, можно найти соответствующую
рабочую точку на выходных характеристиках /2 и U2 (рис. 3.4, в).
Снятие статических характеристик полупроводниковых при-
боров можно осуществлять разными способами. Самым простым,
точным и надежным, хотя и малопроизводительным способом яв-
ляется снятие статических характеристик по точкам.
В этом случае к зажимам полупроводникового прибора подклю-
чают регулируемые источники питающих напряжений соответству-
ющей полярности, приборы для измерения токов и напряжений.
Выбор системы, в которой будет сниматься семейство статиче-
ских характеристик, до некоторой степени определяет особенности
самой схемы. Главное значение имеет величина, выбранная как
параметр.
Если статические характеристики предполагается снимать в
системе, в которой должно поддерживаться постоянное напряже-
ние, то схему целесообразно проектировать так, чтобы соответству-
ющий электрод питался от генератора напряжения. В этом случае
изменение тока не будет приводить к заметному изменению напря-
жения на зажимах прибора, что существенно упрощает снятие ха-
рактеристик.
Снятие статических характеристик у приборов, обладающих
внутренней неустойчивостью или участком характеристики с отри-
цательным сопротивлением, накладывает на измерительную схему
серьезные ограничения, которые рассмотрим далее. Поскольку
падение напряжения на зажимах прибора может оказаться сравни-
мым с падением напряжения на миллиамперметре или токи через
прибор могут оказаться соизмеримыми с током через вольтметр,
необходимо обращать внимание на порядок подключения измери-
тельных приборов к схеме. Иногда вводят соответствующие по-
правки, учитывающие неидеальность измерительных приборов.
Чаще всего статические характеристики снимают для опера-
тивной оценки качества полупроводникового прибора, и точность
измерения при этом не играет большой роли. Поэтому широко рас-
пространены специальные приборы — характериографы, позволя-
ющие наблюдать одну или семейство статических характеристик
на экране осциллографа.
Простейшая схема характериографа представлена на рис. 3.5.
Если отсутствует часть схемы, показанная пунктиром, то на экране
осциллографа можно наблюдать лишь одну характеристику кол-
лекторного перехода транзистора (можно просматривать также
характеристики различных диодов, эмиттерных переходов тран-
зисторов и др.).
Принцип действия прибора заключается в следующем. Синусо-
идальное напряжение подается на измерительную схему через тран-
сформатор с изолированной от земли вторичной обмоткой. Диод-
ная мостовая схема превращает переменное напряжение в последо-
вательность однополярных полусинусоидальных импульсов.
На входные зажимы усилителя горизонтального отклонения
58
осциллографа подается напряжение с испытуемого полупроводни-
кового прибора, на входные зажимы усилителя вертикального от-
клонения — напряжение с измерительного сопротивления /?изм,
пропорциональное току в цепи с испытуемым прибором. В каждый
момент времени вертикальное и горизонтальное отклонения луча
определяются мгновенными значениями тока и напряжения на испы-
туемом приборе. За период луч прочерчивает на экране кривую,
соответствующую измеряемой статической характеристике.
Закон изменения развертывающего напряжения во времени
не влияет на форму этой кривой. Использование однополярных
синусоидальных импульсов обусловливает изображение характери-
стики в одном направлении (в направлении запирания или отпира-
ния). Это позволяет выбрать наиболее выгодный масштаб изображе-
ния. Необходимый масштаб развертки по вертикали выбирают либо
путем изменения величины сопротивления /?изм, либо регулировкой
усиления усилителя вертикального отклонения осциллографа.
В качестве источника развертывающего напряжения, как пра-
вило, используют напряжение сети, регулируемое с помощью авто-
трансформатора.
Если амплитуда развертывающего напряжения в запирающем
направлении превзойдет значение напряжения электрического
пробоя испытуемого р-и-перехода, ток в области пробоя начнет
быстро возрастать, и, если в цепи не предусмотрено токоограни-
чивающее сопротивление /?огр, диод может выйти из строя.
Описанный характериограф, несмотря на его простоту, позво-
ляет получать ряд данных об исследуемом приборе. Для численных
оценок и измерения параметров испытуемого прибора на экране
осциллографа укрепляют прозрачную шкалу с масштабной сеткой.
Для калибровки шкалы удобно использовать следующий простой
прием.
Вместо испытуемого прибора на зажимы характериографа под-
ключают известное сопротивление R, соединенное параллельно
59
с опорным диодом, имеющим заранее измеренное значение напря-
жения стабилизации (7СТ. На экране появляется наклонная линия
с изломом при напряжении (7=(7СТ. Величина тока в этой точке
известна и имеет значение UCT/R.
Если схему характериографа дополнить генератором ступенек
ГС (на рис. 3.5 показан пунктиром), появляется возможность на-
блюдать на экране все семейство характеристик четырехполюсного
прибора.
Генератором ступенек называют импульсный генератор, вы*
рабатывающий сигналы тока или напряжения ступенчатой формы.,
Генератор ступенек работает строго синхронно с импульсами раз*
вертывающего напряже-
ния. Взаимное расположе-
ние во времени импуль-
сов развертывающего на-
пряжения и импульсов
базового тока для типич-
ной схемы характериогра-
фа показано на рис. 3.6.
Относительно простые
схемы характериографов
имеют постоянное количе-
ство импульсных ступенек,
более совершенные — ре-
гулируемое количество вет-
вей в наблюдаемом семей-
стве характеристик.
Следует иметь в виду, что наблюдение статических характери-
стик с помощью характериографа производят фактически в импуль-
сном режиме. По определению статические характеристики дают
связь постоянных составляющих токов и напряжений на испытуе-
мом приборе. Поэтому для исключения методической ошибки не-
обходимо убедиться, что электрические процессы в испытуемом
полупроводниковом приборе успевают устанавливаться за время
меньше — периода развертывающего напряжения. Это требова-
ние выполняется для большинства полупроводниковых приборов
при использовании для формирования импульсов развертывающего
напряжения с частотой промышленной сети (50 Гц). Указанные
требования не выполняются, например, при попытке наблюдать
обратную характеристику р-м-перехода большой площади. Если
величина обратных токов у такого перехода составляет несколько
десятков микроампер при напряжениях в несколько десятков вольт
и если при этом зарядная емкость перехода несколько тысяч пико-
фарад, то на экране осциллографа вместо искомой характеристики
видна будет замкнутая фигура неправильной формы. Объясняется
это появлением тока зарядки и разрядки емкости диода.
При движении рабочей точки по восходящей полуволне раз-
вертывающего напряжения мгновенное значение тока, фиксируе-
60
мое на экране осциллографа, складывается из значения статиче-
ского обратного тока и тока зарядки емкости:
i = io6p+C-^. (3.2)
При движении рабочей точки по нисходящей полуволне раз-
вертывающего напряжения второе слагаемое в выражении (3.2)
меняет знак. Таким образом, линии, вычерчиваемые лучом при дви-
жении в прямом и обратном направлениях, существенно не совпа-
дают, что свидетельствует о непригодности данного характериогра-
фа для изучения подобного прибора.
Когда частота развертывающего напряжения меньше, чем
0,02/т/Во, для транзисторов можно не учитывать переходный
электрический процесс. Кроме времени установления электриче-
ских переходных процессов, при работе с характериографом необ-
ходимо учитывать тепловые переходные процессы в исследуемом
приборе.
Для мощных полупроводниковых приборов характерны срав-
нительно медленные тепловые переходные процессы, так как тем-
пература на переходе не успевает измениться в течение периода.
Поэтому испытания на характериографе считают более безопас-
ными, чем на постоянном токе (среднюю мощность в приборе при-
нимают равной примерно от максимальной пиковой мощности
на семействе характеристик).
Для некоторых полупроводниковых приборов с очень малой
рабочей областью имеет место обратное соотношение — тепловое
равновесие успевает установиться в ’каждой точке характеристики.
При этом максимальная пиковая мощность на семействе наблюдае-
мых характеристик не должна превышать предельно допустимой
мощности рассеяния прибора.
Чтобы испытания можно было отнести к первому случаю, не-
обходимо убедиться, что тепловая постоянная времени, указывае--
мая в технических'характеристиках на прибор, по крайней мере,
в 3 раза превышает период переменного напряжения на приборе.
Если для прибора указаны две или три тепловых постоянных, для
оценки следует выбирать наименьшую.
При обратном соотношении тепловая постоянная времени ис-
следуемого прибора должна быть, по крайней мере, в 3 раза меньше
периода переменного напряжения.
На практике часто встречаются промежуточные варианты, когда
заранее невозможно решить, к какому крайнему случаю следует
отнести измерение данного прибора.
Дополнительную информацию можно получить по виду наблю-
даемых характеристик. Зависимость параметров полупроводнико-
вого прибора от температуры обусловливает своеобразное раздвое-
ние характеристик.
В течение той части периода, когда напряжение и ток в приборе
возрастают, рост температуры вследствие тепловой инерционности
61
отстает от изменения мгновенной мощности, выделяющейся в при-
боре. В течение второй части периода ток и напряжение на приборе
падают, а температура, хотя и падает, но изменяется медленнее по
сравнению с мгновенной мощностью. Поэтому температура для
одной и той же точки характеристики на восходящей и нисхо-
дящей ветвях различна, что и приводит к раздвоению характери-
стик.
Обычный признак тепловой природы раздвоения характерис-
тик — увеличение этого эффекта с ростом мгновенной мощности.
Использование характериографа для наблюдения характеристик
оправдано в тех случаях, когда раздвоение характеристик, т. е.
расхождение ветвей не более 10% по каждой из координат.
В некоторых случаях описанное явление используют при ис-
следовании границы так называемого вторичного пробоя транзи-
сторов. При приближении к этой границе раздвоение ветвей значи-
тельно увеличивается; наблюдается образование характерных
«петель». Форма этих «петель» сильно зависит от типа исследуемого
транзистора й механизма пробоя.
Во всех случаях раздвоение характеристик в области макси-
мальных мгновенных мощностей свидетельствует о приближении
к опасной области режимов. Следует учитывать, что не для всех
типов приборов существует подобный «сигнал опасности».
Таким образом, наблюдаемое раздвоение характеристик может
служить источником дополнительной информации.
Кроме перечисленных причин этого явления могут встретиться
и другие. Иногда раздвоение характеристик гистерезисного типа
является следствием наличия влаги на переходах полупроводни-
кового прибора.
Раздвоение характеристик, наблюдаемых на экране осцилло-
графа, может быть вызвано недостатками конструкции характерио-
графа: недостаточностью полосы пропускания усилителей верти-
кального и горизонтального отклонений (обычно полоса частот
каждого усилителя должна быть не хуже 10 Гц —50 кГц), нали-
чие1и паразитных емкостей и индуктивностей, паразитными навод-
ками в схеме и др.
Наличие подобных недостатков в схеме характериографа можно
установить экспериментально, наблюдая характеристики обычных
резисторов. При этом величину сопротивления контрольного рези-
стора надо выбирать такой, чтобы характеристика (прямая наклон-
ная линия) пересекала сетку шкалы под углом 30—60°. Проверку
целесообразно проводить для крайних соотношений масштабов
по осям координат.
Критерием правильности работы характериографа служит от-
сутствие раздвоения характеристики пробных резисторов.
Точность осниллографирования характеристик ограничивается
линейностью развертки, размерами светящегося пятна на экране,
точностью калибровки шкалы и т. д. Обычно общая погрешность
характериографа бывает порядка 10—15%.
При работе с характериографом необходимо отводить среднюю
62
мощность от корпуса испытуемого прибора, используя соответствую-
щий теплоотвод.
Для испытания диодов и транзисторов используют отечествен-
ный характериограф ПНХТ-1. Основные технические характери-
стики этого прибора следующие:
а) прибор позволяет наблюдать 10 типов семейств статических
характеристик транзисторов типов р-п-р и п-р-п, а также характе-
ристик диодов и других полупроводниковых приборов;
б) источник питания коллекторной цепи испытуемого транзи-
стора выдает напряжение пульсирующей формы, плавно регулируе-
мое в двух диапазонах:
от 0 до 20 В при токе до 10 А;
от 0 до 200 В при токе до 1 А;
в) генератор ступенек обеспечивает питание базовой или эмит-
терной цепи испытуемого транзистора.
Число импульсных ступенек генератора можно плавно изменять
от 4 до 12. Частоту следования ступенек можно выбирать равной
100 или 200 ступ./с (это полезно для оценки роли тепловых переход-
ных процессов).
Генератор ступенек может работать .в непрерывном режиме или
в разовом режиме (полезно при испытаниях приборов в опасных
режимах).
Напряжение и токи задаются с погрешностью не хуже ± 10%;
г) прибор имеет два одинаковых контактных приспособления
и переключатель, позволяющий подключать одно из них к изме-
рительной схеме. Это дает возможность не только наблюдать ха-
рактеристики испытуемого полупроводникового прибора, но и опе-
ративно сравнивать их с характеристиками другого прибора, при-
нятого за эталон;
д) размер экрана со светящейся шкалой 70x70 мм2.
За рубежом разработаны и выпускаются несколько типов при-
боров похожего назначения. Известны также сложные характерио-
графы, снабженные многочисленными вспомогательными устрой-
ствами, включая цифровую панель для считывания значений стати-
ческих параметров.
§ 3.2. СТАТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ
По системе статических характеристик мож-
но определить все статические параметры, но это не исключает не-
обходимости измерения статических параметров. Использование
системы статических параметров определяется следующим.
Во-первых, описание полупроводникового прибора с помощью
нескольких статических параметров значительно проще, чем с по-
мощью характеристик, потому что они представляют собой числа,
а не графики.
Во-вторых, для приборов со слабо выраженной нелинейностью
или для приборов с однотипными нелинейностями (большинство
63
диодов и транзисторов) статические параметры позволяют опреде-
лять положение рабочей точки, амплитуды сигналов в ключевых
схемах и т. д. Кроме того, статические параметры дают информа-
цию о качестве и особенностях полупроводникового прибора с точ-
ки зрения его конструкции и технологии изготовления.
Система статических
параметров диодов
Система статических параметров диодов
весьма проста. Каждый параметр характеризует прибор в одной
из трех областей его характеристик (см. рис. 3.2):
(7пр — прямое падение напряжения, т. е. напряжение на пря-
мой ветви характеристики, измеренное при некотором, заранее
выбранном для данного типа прибора, значении прямого тока /пр.
/обр — обратный ток, т. е. ток на обратной ветви характеристики,
измеренный при некотором, заранее выбранном для данного типа
прибора, значении обратного напряжения £/обр.
(7проб— пробивное напряжение, т. е. напряжение на пробивном
участке обратной ветви характеристики при некотором, заранее
выбранном значении обратного тока. Этот параметр имеет ограни-
ченную область применения, его не следует путать с параметром
«максимально допустимое обратное напряжение», который отно-
сится к другому классу параметров.
Методика измерения обратных токов полупроводниковых при-
боров (в том числе и диодов) описанагв § $.4.
Параметры £7пр и (7проб обычно измеряют на постоянном токе;
при этом методика измерения та же, что и при снятии статических
характеристик по точкам.
Система статических
параметров транзисторов
На рис. 3.1 представлены семейства стати-
ческих характеристик транзистора и выделены характерные об-
ласти режимов.
Активная область режимов транзистора / отличается тем, что
на коллекторном переходе транзистора имеется запирающее на-
пряжение, меньшее напряжения пробоя, эмиттерный переход от-
крыт и инжектирует неосновные носители заряда в базу. Диффун-
дируя к коллекторному переходу, неосновные носители заряда
образуют коллекторный ток (в общем случае неосновные носители
движутся в базе в результате диффузии и дрейфа).
Область отсечки // характеризуется тем, что эмиттерный пере-
ход не инжектирует неосновные носители в базу. В результате ток
коллектора определяется лишь обратным током коллекторного пе-
рехода. Эта область располагается вдоль оси напряжений на вы-
ходных характеристиках.
Область насыщения III располагается вдоль оси токов на вы-
64
ходных характеристиках и отличается тем, что коллекторный пере-
ход оказывается смещен в прямом направлении. В результате про-
исходит дополнительная инжекция неосновных носителей из кол-
лектора в базу. Возможность управления коллекторным током и
усилительные свойства транзистора в этом режиме резко падают.
Область пробоя на выходных характеристиках IV соответствует
высоким напряжениям на коллекторе и отличается резким воз-
растанием коллекторного тока с ростом напряжения.
Употребляемый для характеристики области IV термин «про-
бой транзистора» не вполне удачен, поскольку на начальном участ-
ке обычно сохраняется полная обратимость характеристик тран-
зистора. Однако при увеличении тока очень быстро достигается
граница, выше которой в транзисторе начинают происходить не-
обратимые явления (чаще всего происходит катастрофический вы-
ход прибора из строя). Положение границы обратимого пробоя во
многих случаях трудно установить, поэтому обычно считается не-
допустимым применять и испытывать транзистор в области пробоя
в статическом режиме. Область пробоя существенно изменяется в
зависимости от схемы включения транзистора. В схеме с общей
базой граница области пробоя соответствует пробивному напряже-
нию коллекторного перехода Unpo6. В схеме с общим эмиттером об-
ласть пробоя часто соответствует значительно меньшим напряже-
ниям.
На входных характеристиках имеются область отсечки по
входу V, соответствующая обратным напряжениям на эмиттерном
переходе, и область пробоя эмиттерного перехода VI.
Систему статических параметров транзисторов строят таким
образом, чтобы для характеристики транзистора в каждой из пе-
речисленных областей использовать минимальное количество пара-
метров.
Единственным статическим параметром для характеристики
активной области / является статический коэффициент передачи
тока
Вст=/к ~zk.°. (3.3)
/б+/Ко
Параметр Вст определяется, как правило, при небольшом зна-
чении напряжения на коллекторе, и при токе коллектора, близ-
ком к рабочему значению.
Учет обратного тока в числителей знаменателе выражения (3.3)
существенен только для микрорежимов, когда /Б < 20/ко-
Для характеристики активной области режимов достаточен
только один параметр, потому что ветви выходных характеристик
в активном режиме можно в самом первом приближении принять
горизонтальными, а зависимостью от тока коллектора пренеб-
речь. Тогда численного значения Вст достаточно для определения
положения рабочей точки при известном значении базового тока.
Уточнение, если оно необходимо, производят по типовым стати-
ческим характеристикам.
5 Заказ № 418
65
Для характеристики области отсечки II используют несколько
параметров:
/Ко — обратный ток коллекторного перехода при отключенном
эмиттере (/э=0);
/Кн — обратный ток в цепи коллектор — эмиттер при включе-
нии между эмиттером и базой сопротивления R (величина R
оговорена методикой измерения для каждого конкретного типа
прибора). В частном случае вместо сопротивления можно осуще-
ствить короткое замыкание в цепи база — эмиттер (т. е. R—0);
этот параметр называют также начальным током коллектора;
/кз — обратный ток в цепи коллектор — эмиттер при включении
в цепи эмиттер — база небольшого запирающего напряжения
(величина запирающего напряжения оговорена методикой для
каждого конкретного типа прибора);
1эа — обратный ток эмиттерного перехода при отключенном
коллекторе.
Напряжение, при котором контролируется обратный ток, вы-
бирают в зависимости от назначения и специфики транзистора. Для
большинства типов транзисторов важно обеспечить достаточно
малый обратный ток во всем диапазоне напряжений вплоть до
максимально допустимого. В этом случае обратный ток контро-
лируют при напряжении, соответствующем максимально допусти-
мому. При таком испытании (проверка по критерию годности)
обычно решают две задачи — контроль обратного тока и контроль
положения границы области пробоя.
Для некоторых типов транзисторов, для которых особенно
важно обеспечить малые значения обратного тока при рабочих
напряжениях (значительно меньших пробивного), вводят контроль
обратного тока при пониженных значениях напряжения.
Для характеристики области насыщения /// используют пара-
метры t/к нас И UБ нас*
t/K нас — напряжение коллектор — эмиттер в режиме насыщения.
Режим насыщения фиксируется при заданном токе коллектора /к
(близком к рабочему) и при фиксированном токе базы, величина
которого должна быть в п раз больше тока базы, соответствую-
щего заданному току коллектора в активном режиме, т. е.
/Б = п^. (3.4)
-ОСТ
Величину п называют коэффициентом насыщения и выбирают
обычно в пределах от 2 до 20.
Коэффициент насыщения п можно просто определить, если
исходные характеристики обладают четко выраженным изломом
при переходе из активного режима в режим насыщения. В этом
случае величину для использования в формуле (3.4) измеряют
в активном режиме в непосредственной близости от точки из-
лома.
Некоторые типы транзисторов не имеют четко выраженного
излома на характеристиках. При этом определение коэффициента
66
п усложняется, поскольку Вст монотонно изменяется при перехо-
де от активного режима к режиму насыщения и появляется не-
определенность в его выборе.
Чтобы устранить эту неопределенность в технических измере-
ниях, условно принимают режим измерения Вст при номинальном
токе коллектора /к и при фиксированном напряжении на кол-
лекторе, превышающем максимальное значение t/к нас в 3—5 раз.
(7в нас —напряжение база —эмиттер в режиме насыщения. Ре-
жим измерения выбирают таким же, как и для определения t/к нас-
При массовых измерениях параметров t/к нас и нас невоз-
можно подбирать для каждого транзистора величину базового
тока так, чтобы коэффициент насыщения оставался постоянным.
Поэтому базовый ток выбирают один для всех транзисторов,
ориентируясь на типовое значение В^. Таким образом, избранное
значение коэффициента насыщения реализуется лишь в сред-
нем.
Иногда вместо параметра t/к нас вводят эквивалентный пара-
метр сопротивления насыщения гнас;
(3-5)
'к
Введение такого параметра оправдано в тех случаях, когда
в цепи коллектора испытуемого транзистора имеется значительное
последовательное сопротивление, связанное с протеканием тока
в коллекторе. В этом случае величина гнас совпадает с последо-
вательным сопротивлением коллектора.
Для описания свойств транзисторов в области пробоя IV
в Технические условия (ТУ) на отечественные приборы не вводят
параметры, представляющие собой напряжение пробоя, во избе-
жание выхода из строя транзистора при измерении таких пара-
метров.
В исследовательских работах используют следующие парамет-
ры: пробивное напряжение коллекторного перехода t/np06KB, про-
бивное напряжение эмиттерного перехода 1/ПРо6эб, пробивное на-
пряжение коллектор — эмиттер t/np06K3. В зарубежной литературе,
в частности в американских каталогах и справочных данных,
встречаются значения пробивных напряжений и разработаны
импульсные методы их измерения.
Вместо пробивных напряжений как статических параметров
в ТУ на отечественные транзисторы включают максимальные
предельно допустимые напряжения на электродах. Эти параметры
близки по смыслу к соответствующим пробивным напряжениям,
однако они не могут быть измерены на отдельно взятом экзем-
пляре прибора и представляют собой характеристику типа при-
боров. Вместо измерения максимальные предельно допустимые
напряжения лишь проверяются. Проверку производят обычно
по величине обратного тока.
Граничное ‘напряжение при отключенной базе t/rPK30» или
t/rP — это единственный параметр, близкий по смыслу к пробив-
5*
67
ному напряжению <7пробкэ при отключенной базе, который вклю-
чают в ТУ в качестве статического параметра.
Практически в схемах включения транзисторов пробивное
напряжение может существенно отличаться от (/гр. В частности,
в схеме ключа при запирании схемы на базу транзистора может
быть подано небольшое запирающее напряжение. В этих условиях
пробивное напряжение транзистора существенно возрастает, при-
ближаясь к значению С/ПРо6кб— т. е. к величине пробивного на-
пряжения транзистора в схеме с общей базой.
Граничное напряжение (7гР определяют как напряжение между
эмиттером и коллектором при протекании через транзистор задан-
ного тока коллектора и при токе базы, равном нулю. При изме-
рении Urp выполняется равенство /к=/э.
Аналогичный параметр, называемый limited voltage или sus-
taining voltage Wce0, используют в зарубежной литературе.
В отличие от пробивных напряжений, величина которых обычно
фиксируется при сравнительно малых обратных токах, граничное
напряжение определяют при уровне коллекторного тока, близком
к рабочему току. Изредка вместо граничного напряжения исполь-
зуют параметр напряжения переворота фазы базового ток*а Ua.
Численные значения этих двух параметров обычно близки, однако
может быть t/rP<t/a. При 17кбвыполняется условие /э =
= /к —7Ко.
На рис. 3.7, а показано положение граничного напряжения
на выходной характеристике транзистора в схеме с общим эмит-
тером; на рис. 3.7, б — положение граничного напряжения и на-
пряжения переворота фазы базового тока на выходной характе-
ристике транзистора в схеме с общей базой.
§ 3.3. ИЗМЕРЕНИЯ СТАТИЧЕСКИХ
ПАРАМЕТРОВ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ
Измерение прямого падения напряжения
на диоде производят в схеме, изображенной на рис. 3.8.
Через испытуемый диод задается прямой ток /пр. Генератор '
тока ГТ имеет достаточно большое внутреннее сопротивление,
68
что обеспечивает постоянство режима измерения при смене дио-
дов. Разделение токовых и измерительных ветвей цепи позволяет
уменьшить погрешность измере-
ния за счет сопротивления под-
водящих проводников (это осо-
бенно существенно для мощ-
ных диодов). Прямое падение
напряжения измеряется вольт-
метром постоянного тока клас-
са точности 1,0. В специальных
случаях применяют более точ-
ный цифровой вольтметр.
Рис. 3.8
Важным элементом схемы является за
щита вольтметра 3 от перегрузки при выключении диода.
Требуемое значение внутреннего сопротивления генератора тока
можно определить, пользуясь следующей формулой:
Д^ пр
+ ГД>
где At7np — максимально допустимое отклонение величины прямого
падения напряжения на диоде при заданной величине
прямого тока /пр от номинального значения;
Д/пР —- минимально допустимое отклонение прямого тока от
значения, указанного методикой измерения;
гд — дифференциальное сопротивление диода в рабочей
точке.
Например, при измерении прямого падения напряжения диода
Д220 примем Д/пр = 0,5 мА, Д(/пр=0,5 В, гд=3 Ом. Требуемое
значение /?г.т составит 1000 Ом.
В качестве генератора тока с высоким внутренним сопротив-
лением применяют схему, представленную на рис. 1.6. Погреш-
ность измерения прямого падения
_________ ___________ напряжения, как правило, не пре-
Г~ ГГгР—41_вышает ±3%.
1 U1T Основными источниками погреш-
гт l ности являются погрешность вольт-
I 4______Т метра, определяемая его классом точ-
ности, и сопротивление в контактах
рис 3 g при установке диода в контактодер-
жатель. Последняя причина сущест-
венна при измерении мощных приборов. Проверку этой составля-
ющей погрешности осуществляют с помощью короткозамкнутого
эквивалента, устанавливаемого вместо диода на зажимы измеритель-
ной установки.
Схема защиты вольтметра с использованием электромеханиче-
ского реле Р представлена на рис. 3.9. Вольтметр подключают
к диоду только после появления прямого тока в цепи.
Методы измерения обратного тока диодов описаны в § 3.4.
Рассмотрим методы измерения статических параметров
транзисторов. Простейший из них заключается в том, что тран-
69
зистор вводят в требуемый режим на постоянном токе, измеряют
необходимые значения токов и напряжений на электродах, ко-
торые представляют собой статические параметры, либо вычис-
ляют статические параметры, используя измеренные значения
токов и напряжений.
Так, для определения параметра Вст транзистор включают
по схеме с общим эмиттером, задают требуемое по методике на-
пряжение на коллектор, затем увеличивают ток базы до тех пор,
пока ток коллектора не достигнет значения, требуемого по мето-
Рис. 3.10
дике. После этого измеряют ток базы и вычисляют Вст по фор-
муле (3.3).
Использование постоянного тока при таких измерениях при-
водит к определенным трудностям.
В транзисторе в процессе измерения выделяется значительная
мощность (особенно в мощных приборах). Поэтому перед прове-
дением измерения необходимо установить транзистор на теплоот-
вод и обеспечить воспроизводимые и хорошо контролируемые
условия теплботвода. Эту задачу в принципе можно решить,
однако соответствующая измерительная установка оказывается
очень сложной и «капризной» в работе, что особенно нежелатель-
но для производства.
Обычно статические параметры особенно важны для импульс-
ных транзисторов, которые работают в режиме переключения
с относительно небольшой мощностью рассеяния (хотя переклю-
чаемые напряжения и токи могут быть велики). В этом случае
измеренные статические параметры в импульсном режиме лучше
характеризуют эксплуатационные свойства транзистора.
Схема для измерения статического коэффициента передачи тока
транзистора Вст при импульсном режиме показана на рис. 3.10.
Напряжение на коллекторе задается от источника постоянного
напряжения. Генератор коротких импульсов имеет регулируемую
70
амплитуду. В паузе между импульсами транзистор заперт, изме-
рение производят за время длительности импульса. Амплитуда
импульсов базового тока увеличивается до тех пор, пока импульс-
ное значение тока коллектора не достигнет заданного значения.
Ток коллектора контролируют с помощью импульсного вольтметра
(усилитель, амплитудный детектор, отсчетный прибор), измеряю-
щего напряжение на токосъемном резисторе R^. Отсчетный при-
бор непосредственно проградуирован в значениях тока.
Для определения параметра Вст используют второй импульс-
ный вольтметр, который с помощью переключателя 17 вначале
подключают к токосъемному резистору для проведения ка-
либровки. Калибровка заключается в том, что путем изменения
коэффициента усиления усилителя импульсного вольтметра стрелка
отсчетного прибора устанавливается на полное отклонение. Затем
переключатель /7 ставят в положение 2 (измерение). Отсчетный
прибор при этом измеряет напряжение, пропорциональное току
базы.
Вст I#
(3.6)
где k — постоянный коэффициент.
Выражение (3.6) показывает, что выходной прибор может
быть проградуирован непосредственно в значениях Вст. Шкала
выходного прибора оказывается «обратной», т. е. большим значе-
ниям измеряемого параметра соответствует начало шкалы, а мень-
шим— конец шкалы.
Рассмотренная схема обладает существенным недостатком —
при смене испытуемых транзисторов приходится каждый раз за-
ново устанавливать режим, чтобы производить измерения при
одних и тех же значениях тока коллектора. Однако для мощных
транзисторов схему рис. 3.10 применяют, потому что она позво-
ляет обойтись сравнительно маломощным импульсным генерато-
ром. В этой схеме частично используются усилительные свойства
испытуемого транзистора. В частности, подобную схему приме-
няют в измерителе параметров мощных транзисторов Л2-13.
Длительность импульса /„ выбирают из следующих соображе-
ний. С одной стороны, длительность импульса должна, по край-
ней мере, в несколько раз превышать длительность электриче-
ского переходного процесса включения транзистора. Это условие
можно записать в виде неравенства
(3.7)
2л/т min
С другой стороны, длительность импульса должна быть много
меньше тепловой постоянной времени транзистора, чтобы разо-
грев транзистора выделяющейся мощностью не искажал резуль-
таты измерений.
Например, значения параметров транзистора П201 следующие:
£сттах=Ю0, /ттт=105 Гц, тепловая постоянная времени транзи-
71
стора без теплоотвода—150 с. Таким образом, длительность им-
пульса при измерении должна удовлетворять следующему усло-
вию 1 мс</и<15 с.
В приборе Л2-13 длительность импульса составляет примерно
2 мс при скважности импульсов порядка 15. Прибор допускает из-
мерения транзисторов при токах коллектора вплоть до 10 А. По-
стоянство напряжения на коллекторе при протекании импульса
Рис. 3.11
коллекторного тока поддерживается с помощью блокировочного
конденсатора. Применение конденсатора позволяет использовать
менее мощный источник коллекторного напряжения, который
поддерживает лишь постоянство среднего значения тока коллек-
тора. Погрешность измерения параметра Вст связана в первую
очередь с точностью работы импульсного вольтметра и с точностью
подбора номиналов сопротивлений токосъемных резисторов.
В приборе Л2-13 основная погрешность не превышает +10%
от конечного значения рабочей части шкалы.
На рис. 3.11 показана схема измерения параметра Вст, в ко-
торой импульсный ток эмиттера задается от генератора тока.
Преимуществом этой схемы является постоянство режима при
смене транзистора. Кроме того, в коллекторной цепи отсутствует
токосъемный резистор, что облегчает поддержание постоянного
напряжения на коллекторе. Импульсный вольтметр при переме-
щении переключателя П в положение 2 (измерение) измеряет
напряжение на токосъемном резисторе в базовой цепи Таким
образом, отклонение стрелки вольтметра пропорционально току
базы в импульсе.
Для прямоотсчетного измерения переключатель П перед из-
мерением ставят в положение 1 (калибровка) и регулировкой
коэффициента усиления импульсного вольтметра стрелка отсчет-
72
ного прибора устанавливается на полное отклонение. После этого
производят измерение:
_!_=А = ^.^_ = шБ
Вст+1 /к ЯБ
(3.8)
коллекторной цепи тот же, что
I
где k — постоянный коэффициент.
Выражение (3.8) показывает, что выходной прибор можно
градуировать в значениях (Вст-|-1). Выбор параметров импульсов
и подход к выбору элементов :
и для схемы на рис. 3.10.
Особенностью схемы, изобра-
женной на рис. 3.11, является
применение интегрирующей це-
почки R3C на входе импульс-
ного вольтметра. Это опреде-
ляется тем, что импульсы базо-
вого тока имеют характерные
«выбросы» на переднем фронте
(рис. 3.12). Природа этих «выбро-
сов» связана с инерционностью
процесса включения транзисто-
ра [1]. После включения эмит-
терного тока ток коллектора
устанавливается не сразу.
В первый момент ток эмиттера
Лишь через некоторое время, когда в результате диффузии
t
Рис. 3.12
замыкается по базовой
цепи,
уста-
новится стационарное распределение концентрации неосновных
носителей в базе транзистора, ток коллектора достигнет устано-
вившегося значения, близкого к значению тока эмиттера, а ток
базы упадет до уровня, подлежащего измерению. Интегрирующая
цепочка устраняет «выброс» на переднем фронте импульса напря-
жения, воздействующего на импульсный вольтметр. Для устране-
ния «выброса» постоянная времени интегрирующей цепочки должна
удовлетворять условию
2л/тт1п
В то же время интегрирующая цепочка не должна искажать
измерение установившегося значения импульса базового тока,
поэтому R3C должно быть, по крайней мере, в 5 раз меньше
длительности импульса /и.
На схеме рис. 3.11 для простоты не показано, что полярность
импульсного вольтметра изменяется при переключении вольтметра
из режима калибровки (/) в режим измерения (2), так как им-
пульсы напряжения на токосъемном сопротивлении /?2 и на со-
противлении 7?б противоположны по знаку.
Кроме перечисленных для схемы на рис. 3.10 источников
погрешностей, в схеме, изображенной на рис. 3.11, имеет место
методическая погрешность, связанная с конечным значением токо-
73
(3.9)
съемного сопротивления /?Б. Допустимое значение /?Б опреде-
ляется неравенством
п Er min (Вст — 1)
*Б<
Падение напряжения от базового тока на сопротивлении /?Б
приводит к тому, что реальное напряжение на зажимах коллек-
тор— база в режиме измерения отличается от напряжения, изме-
ряемого вольтметром. Вместе с тем величина несколько изме-
няется при изменении напряжения на коллекторе. Поэтому вели-
чина Т?Б ограничивается сверху так, чтобы в наихудшем случае
разница мгновенного значения напряжения t/кв и показаний
вольтметра не превышала 10%. Для всех типов транзисторов это
условие обеспечивает частную погрешность в определении значе-
ния Вст не более 1%.
Рассмотренную схему для измерения Вст используют в изме-
рителе статических параметров маломощных транзисторов Л2-18.
В этом приборе достигнута высокая точность измерения парамет-
ров (суммарная погрешность не превышает ±5%).
Для реализации высокой точности измерений в измерителе
Л2-18 вместо электроизмерительного выходного прибора применена
трехзначная цифровая панель, по которой прочитывается значе-
ние измеряемого параметра.
Простейшая схема для измерения напряжений насыщения
(/кнао И UB нас транзистора при постоянном токе изображена
на рис. 3.13. Элементы 7?т и Т?2 удобно выбрать достаточно боль-
шими, чтобы при смене транзисторов режим измерения (/Б и /к)
оставался неизменным:
^>100^^;
^Bmin
100настах
^Kmin
Для мощных транзисторов удобнее применять схему измере-
ния t/к нас и t/внао в импульсном режиме, например, схему, пока-
занную на рис. 3.14, где У — усилители; АД — амплитудные де-
текторы. Значения токов /к, /б, а также t/кнао и (У б нас измеряют
74
с помощью импульсных вольтметров. Подобную схему используют
в приборе Л2-13.
Схема для измерения напряжения переворота фазы базового
тока Uа изображена на рис. 3.15. Транзистор включен по схеме
Рис. 3.14
с общей базой. Напряжение на коллектор подается от регулируе-
мого источника постоянного напряжения Ец. Ток эмиттера /э
подается в виде коротких импульсов. При напряжениях на кол-
Рис. 3.15
лекторе, меньших Ua, импульсы базового тока совпадают по на-
правлению с импульсами тока эмиттера. При увеличении напря-
жения на коллекторе амплитуда импульсов базового тока умень-
шается до нуля (что соответствует условию U^=Ua), при увели-
чении напряжения на коллекторе выше Ua полярность импульсов
базового тока меняется на обратную, этим и объясняется назва-
ние параметра Ua. Применение импульсного режима для измере-
ния Ua обязательно, так как в противном случае на транзисторе
выделяется слишком большая мощность.
75
Схему для измерения Ua, изображенную на рис. 3.15, исполь-
зуют в приборах Л2-13 и Л2-18.
Импульсная схема, применяемая для измерения граничного
напряжения транзисторов в схеме с общим эмиттером и разомк-
нутой базой, изображена на рис. 3.16.
Во время паузы транзистор заперт по коллектору небольшим
напряжением Ег. Импульсом базового тока транзистор переводится
в режим насыщения. При этом Rr и R2 выбирают такими, чтобы
ток коллектора в насыщенном режиме соответствовал току кол-
лектора, при котором измеряется пробивное напряжение. После
окончания импульса базового тока индуктивность в коллекторной
цепи должна разрядиться. Однако в первый момент на индуктив-
ности возникает противо-э. д. с., чтобы поддержать ток коллектора
на прежнем уровне. При этом транзистор находится в режиме
пробоя, и напряжение на коллекторе становится равным гранич-
ному. С течением времени по мере разрядки индуктивности ра-
бочая точка перемещается по ветви статической характеристики,
соответствующей /б = 0 (для выполнения этого условия необхо-
димо иметь достаточно большое R2\ Вся траектория рабочей
точки при включении и выключении транзистора показана
на рис. 3.17.
Измерить граничное напряжение можно с помощью импульс-
ного вольтметра или осциллографа, подключенного к коллектору
измеряемого транзистора.
Существенно, сколько времени транзистор находится в режиме
пробоя А/. Если это время оцень мало, то результаты измерения
будут искажены из-за того, что в транзисторе не установится
переходный электрический процесс и измеряемый параметр поте-
ряет смысл статического параметра.
Поэтому должно быть выполнено условие
Д/>3Всттах (3.10)
2л/т mjn
В то же время А/ должно быть достаточно мало, чтобы
температура на переходе не достигала опасных значений. Трудно
определить жесткий критерий из-за недостатка информации
о тепловом переходном процессе для разных приборов, кроме
76
того, максимальная предельно допустимая температура в режиме
пробоя транзистора обычно меньше того значения, которое уста-
навливается для обычных режимов работы транзистора. В этих
условиях стремятся получить возможно меньшее А/, но так,
чтобы не нарушить условие (3.10). Если имеется возможность
провести оценку, то можно считать приемлемым нарастание тем-
пературы на переходе за время импульса в пределах 10° С.
Необходимую длительность А/ в схеме рис. 3.16 устанавли-
вают путем выбора величины индуктивности:
где /к — ток транзистора, определяемый условиями измерения
(задается цепями постоянного тока и EJ;
t/rP— граничное напряжение транзистора.
В условиях промышленного производства нет необходимости
измерять (7гР каждого транзистора. Достаточно произвести клас-
сификацию, т. е. проверить, что у всех транзисторов величина t/rP
больше некоторой установленной нормы. Все приборы, у которых
значение (7гр меньше нормы, бракуют.
Для этого можно использовать цепочку, состоящую из диода
и калиброванного источника напряжения и подключенную к за-
жимам эмиттер — коллектор транзистора (см. рис. 3.16). Значение
Екал выбирают равным разбраковочной норме на граничное на-
пряжение. Преимущество описанного режима разбраковки, помимо
высокой производительности испытаний, заключается в том, что
все годные приборы вообще не вводят в режим пробоя — ток за-
мыкается по цепи диод — источник калиброванного напряжения.
Это обеспечивает высокую надежность испытания. Контроль год-
ности можно осуществлять с помощью экрана осциллографа или
специальной электронной схемы с выходом на световой указатель
«годен» — «не годен».
Погрешности измерения параметров Ua и 4/гр для разных
установок находятся в пределах 5—10%.
Остальные составляющие погрешностей измерения относятся
к приборам, связанным с использованием осциллографа, импульс-
ного вольтметра и генератора импульсов.
Методы измерения статических параметров транзисторов стан-
дартизованы в ГОСТ 186042—73, 13852—68, 13851—68.
§ 3.4. ИЗМЕРЕНИЕ МАЛЫХ
ОБРАТНЫХ ТОКОВ
При измерении малых токов практически
у всех полупроводниковых приборов возникают определенные труд-
ности. Сложность заключается в том, что большинство типов полу-
проводниковых приборов имеют малые величины обратных токов,
которые не могут быть измерены непосредственно с помощью
электроизмерительных приборов.
77
Исключение составляют мощные диоды, транзисторы, тири-
сторы, обладающие обратными токами в пределах от нескольких
десятков микроампер до нескольких десятков миллиампер. Для
таких приборов применяют простейшую схему, изображенную на
рис. 3.18. В лабораторных условиях при использовании чувстви-
тельных гальванометров эту схему можно применять для измерения
обратных токов вплоть до единиц и даже
долей микроампера. Гальванометр М-195,
используемый для этой цели, обладает
чувствительностью 1 мкА на всю шкалу.
Для измерения малых обратных то-
ков можно использовать электронный
усилитель постоянного тока. Однако
этот способ имеет существенный недо-
статок, связанный с неизбежным отклонением начального уров-
ня, из-за изменения параметров усилительных приборов (ламп,
транзисторов) под действием колебаний окружающей температу-
ры, колебаний питающих напряжений, процессов старения и т. д.
Рис. 3.19
На рис. 3.19 изображена схема усилителя постоянного тока,
в которой для снижения дрейфа нуля использована глубокая от-
рицательная обратная связь.
Измерительная установка с использованием такой схемы в экс-
плуатации при постоянстве окружающей температуры имеет от-
клонение начального уровня 10-10 А/ч, что позволяет в лаборатор-
ных условиях измерять токи вплоть до 2. 10~и А с погрешностью
не - более 20%.
Чаще всего для измерения малых токов применяют метод пре-
образования постоянного тока в переменный с последующим уси-
лением с помощью усилителя переменного тока. Это избавляет от
дрейфа нуля и делает измерительную установку удобной в эксплу-
атации.
Простейшая схема с преобразователем на электромеханическом
реле приведена на рис. 3.20.
В качестве примера показано измерение обратного тока коллек-
торного перехода транзистора. На коллектор подается постоянное
78
напряжение, величина которого оговорена методикой измерения.
Последовательно с базовым выводом включен токосъемный рези-
стор jR. Напряжение с токосъемного резистора, пропорциональное
измеряемому току, подается на вход электронного усилителя. Токо-
съемный резистор периодически
В простейшем случае реле уп-
равляется напряжением с час-
тотой 50 Гц. На входе уси-
лителя получается переменный
сигнал, амплитуда которого
пропорциональна измеряемому
току. Чтобы осуществить прямо-
отсчетные измерения, установ-
ку калибруют. Для этого через
токосъемный резистор пропус-
кают калиброванный ток, затем
чувствительность усилителя ре-
гулируют так, чтобы показания
замыкается контактами реле.
прибора численно соответствовали калиброванному току.
Выбор величины R производится из следующих соображений:
с одной стороны, чувствительность измерителя обратных токов
увеличивается с увеличением с другой стороны, величина 7? огра-
ничена сверху следующим условием:
т1П
100^К0 max
Установка, в которой используют описанный метод измерения,
имеет наивысшую чувствительность 10-7 А на всю шкалу.
Ограничение чувствительности связано с наводками из цепи
управления реле на входные цепи усилителя.
Рис. 3.21
Общим недостатком измерительных установок такого типа яв-
ляется невысокая долговечность из-за ограниченного срока служ-
бы электромеханического реле.
Более современная схема измерения малых токов основана на
79
электронной коммутации напряжения, снимаемого с токосъемного
резистора (например, рис. 3.21).
Транзисторы 7\ и Т2 работают в ключевом режиме и включены
так, что отпираются и запираются по очереди. Управление тран-
зисторами производится с помощью источника импульсного напря-
жения (скважность 1:1) через импульсный трансформатор.
Преимущество схемы — высокая надежность благодаря отсут-
ствию механических контактов. Данная схема используется в из-
мерителе маломощных транзисторов Л2-18 и позволяет измерять
обратные токи в пределах 10“7—10-4 А с погрешностью не более
± 5% от измеряемой величины.
Ограничение чувствительности схемы по току связано с уров-
нем обратных токов ключевых транзисторов 7\ и Т2.
Весьма чувствительную и очень точную установку для измере-
ния обратных токов можно выполнить с помощью цифрового вольт-
метра. Цифровой' вольтметр подключают непосредственно к
токосъемному сопротивлению (например, в схеме рис. 3.20). Преоб-
разование постоянного напряжения в переменное происходит во
входной цепи вольтметра.
При использовании вольтметра В2-14, например, можно изме-
рять токи до 10“9 А с погрешностью, не превышающей ±5%.
Может возникнуть вопрос, зачем обеспечивается столь высокая
точность измерения обратного тока. Как правило, обратный ток
р-и-перехода очень резко изменяется с изменением температуры
[11. При проведении измерений в производственных условиях до-
пускаются колебания окружающей температуры на ±5°. Если
допустимы подобные отклонения температуры от номинала, то от-
клонения величины обратного тока могут достигать 50% и более.
Таким образом, для контроля абсолютного значения обратного
тока точность измерения является избыточной.
Практически установки, предназначенные для измерения об-
ратных токов, используют для контроля и исследования так -назы-
ваемого дрейфа обратного тока во времени [11. Это явление связано
с качеством обработки поверхности полупроводникового прибора.
Контроль дрейфа обратных токов позволяет в известной степени
характеризовать стабильность и надежность прибора.
Высокая точность и связанная с ней хорошая разрешающая
способность измерительной установки дают возможность прово-
дить контроль дрейфа обратного тока в течение сравнительно ко-
ротких отрезков времени (10—60 с).
С помощью измерителей малых токов можно проводить исследо-
вания механизма образования обратных токов различных полу-
проводниковых приборов. Широко распространенные исследова-
ния обратного тока р-и-переходов в зависимости от температуры
и от напряжения позволяют сделать выводы о роли утечек, локаль-
ных пробоев и других побочных явлений.
При исследовании обратных токов транзисторов интересную
проблему представляет изучение каналов, возникающих иногда
между эмиттером и коллектором. Наиболее достоверный способ
80
обнаружения подобных каналов — включение биполярного тран-
зистора как полевого транзистора и наблюдение его выходных ха-
рактеристик в схеме с общим истоком. Истоком служит эмиттер,
затвором — база, стоком — коллектор. Напряжение на базу по-
дается в запирающем направлении.
Основными признаками канала являются выходная характери-
стика с «насыщением» (оно не всегда бывает четко выражено) и эф-
фект управления выходного тока (тока коллектора) входным напря-
жением (напряжением база — эмиттер). Например, у одного из
типов мощных высокочастотных биполярных транзисторов кру-
тизна характеристики при таком включении составляла несколько
мА/B, что свидетельствовало о существовании каналов у этого
планарного кремниевого транзистора.
§ 3.5. ИЗМЕРЕНИЯ СТАТИЧЕСКИХ
ХАРАКТЕРИСТИК
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
С ОТРИЦАТЕЛЬНЫМ
СОПРОТИВЛЕНИЕМ
И С «РАЗРЫВНЫМИ»
ХАРАКТЕРИСТИКАМИ
Примером полупроводникового прибора с
участком отрицательного сопротивления на статической характе-
ристике является туннельный диод [II. На рис. 3.22 показаны ста-
тические характеристики туннель-
ного диода и значения токов и
напряжений экстремальных точек:
/max — ток пика; U(тах) — напряже-
ние пика; /т1п — ток минимума;
— напряжение минимума.
Все точки статической характе-
ристики, находящиеся за предела-
ми падающего участка (в том
числе и экстремальные точки),
снимать просто — по описанным
ранее правилам. Значительно
труднее снять статическую характеристику на падающем участке.
Для этого необходимо выполнить условия устойчивости рабочей
точки на характерйстике.
Первое условие устойчивости можно сформулировать следую-
щим образом: внутреннее сопротивление внешней цепи /?, подклю-
ченной к туннельному диоду, должно быть меньше минимального
(по абсолютной величине) значения дифференциального сопротив-
ления туннельного диода на падающем участке характеристики.
Подключение туннельного диода к измерительной цепи изображено
на эквивалентной схеме рис. 3.23, а. Для нахождения рабочей
6
Заказ № 418
81
точки нужно построить нагрузочную прямую, как показано на
рис. 3.22.
Для нагрузочной прямой 1 имеют место три точки пересечения
с характеристикой диода. Можно показать, что только две из них
(крайние) устойчивы, средняя точка — неустойчива. Это значит,
что малейшая флуктуация вызовет переходный процесс и рабочая
точка перейдет в одну из крайних устойчивых точек. Практически
изложенное свидетельствует о том, что при сопротивлении внешней
цепи больше /?min часть падающего участка характеристики невоз-
можно будет наблюдать. Для туннельного диода в схеме рис. 3.23, а
путем изменения напряжения источника получим «разрывную»
Рис. 3.24
характеристику, приведенную на рис. 3.23, б (пунктиром показана
траектория «перескока» рабочей точки). Получившаяся характери-
стика имеет вид петли гистерезиса; стрелкой показано направле-
ние перемещения рабочей точки.
Для нагрузочной прямой 2 (#н /?min) имеет место только одна
точка пересечения со статической характеристикой при любом
напряжении источника, поэтому можно снять всю характерис-
тику без разрывов.
Рассмотренное условие является необходимым, но недостаточ-
ным условием устойчивости рабочей точки на статической харак-
теристике туннельного диода. Если не принять дополнительных
мер для обеспечения устойчивости, то можно получить искажен-
ную статическую характеристику. Такая искаженная характери-
стика приведена на рис. 3.24, б (пунктиром показана истинная
82
статическая характеристика диода). Причина подобного искаже-
ния связана с возникновением паразитной генерации в схеме. При-
чем частота генерации может оказаться очень высокой (сотни и даже
тысячи мегагерц) и обнаружить высокочастотные колебания можно
лишь специальными измерительными приборами. Туннельный диод
обладает отрицательным сопротивлением в полосе частот от по-
стоянного тока до нескольких гигагерц или десятков гигагерц. По-
этому для стабилизации рабочей точки на падающем участке харак-
теристики необходимо выполнить дополнительные условия устой-
чивости в широком диапазоне частот. Это существенно не только
для методики измерения и исследования статических характеристик
туннельного диода, но и при конструировании стабильных усили-
телей на туннельном диоде и многих других устройств.
Рассмотрим лишь простейший случай устойчивости туннель-
ного диода в схеме, изображенной на рис. 3.24, а. Эквивалентная
схема туннельного диода включает следующие параметры: —
отрицательное сопротивление (модуль дифференциального со-
противления в рабочей точке); С — емкость р-п-перехода диода;
гд — последовательное сопротивление диода; L* — собственная ин-
дуктивность корпуса диода.
Предполагается, что внешняя цепь состоит всего из трех
элементов:
Е — э. д. с. источника постоянного напряжения;
R — активная составляющая внутреннего сопротивления внешней
цепи;
L — индуктивность внешней цепи.
Для устойчивости цепи необходимо и достаточно выполнить
условия [2]
7?_>7? + гд>^±^. (3.11)
R—С
Левая часть неравенства соответствует рассмотренному пер-
вому условию устойчивости. Правая часть неравенства дает
второе условие устойчивости для цепи, изображенной на
рис. 3.24, а.
Согласно второму условию индуктивность внешней цепи
должна быть очень малой. Насколько это требование сущест-
венно— можно видеть из следующего примера. Требуется снять
статическую характеристику туннельного диода ГИ102А с пара-
метрами в точке минимального отрицательного сопротивления:
100 Ом; С=1,2 пФ; гд=5 Ом; £д=1 нГн. Примем /?=50 Ом
и подсчитаем требуемое значение индуктивности внешней цепи
L<5,6 нГн.
Такую индуктивность имеет кусок провода диаметром 1 мм
и длиной меньше 1 см.
Еще жестче возникают требования при измерении более высо-
кочастотных туннельных диодов.
Следует заметить, что существуют^некоторые типы туннельных
диодов, у которых в точке минимального отрицательного сопро-
6* 83
тивления невозможно обеспечить устойчивость в измерительной
схеме (£д>/?т1пС); соответственно снятие статической характери-
стики для таких диодов невыполнимо. Иногда их называют
абсолютно неустойчивыми диодами.
Измерительная схема, позволяющая снять статическую харак-
теристику потенциально устойчивого туннельного диода, изобра-
жена на рис. 3.25, а. Задача стабилизации решается шунтиро-
а)
Рис. 3.25
ванием исследуемого туннельного диода безындуктивным рези-
стором #ш. Часть схемы, обведенная пунктирной линией,
представляет собой специальную головку, конструкция которой
Рис. 3.26
показана схематически на
рис. 3.25,6, где 1—диод; 2 —
резистор; 3 — корпус; 4 — вы-
вод, 5 — втулка; 6, 7 — гайки.
В конструкции головки приня-
ты меры для снижения пара-
зитной индуктивности. Рези-
стор — это керамический
диск с нанесенным на его по-
верхность полупроводящим
слоем. Величину сопротивле-
ния выбирают из условия
^пи'п^^ш + —>
^^min
где L—эквивалентная индуктивность сопротивления шунта
и подключающих контактов.
В конструкции, приведенной на рис. 3.25, б, L=0,5 нГн.
В схеме рис. 3,25, а по существу снимается статическая
характеристика параллельного соединения туннельного диода
и шунтирующего резистора которая уже не имеет падающего
участка характеристики. Вид настоящей статической характери-
84
стики туннельного диода легко построить по измерительной
характеристике, зная точное значение /?ш.
На рис. 3.26 показана более совершенная схема, использу-
емая для снятия статической характеристики туннельного диода
по точкам или для наблюдения ее на экране осциллографа.
Перед измерением до подключения диода схема балансируется
потенциометром /?4. Признаком баланса является отсутствие тока
в приборе ИПГ. После балансировки в головку устанавливают
измеряемый диод. Напряжение на диоде измеряется вольтметром
ИП2, а ток через диод — амперметром ИП^ Следует иметь
в виду, что амперметр измеряет не полную величину тока диода,
R R
а величину /д----. Постоянный коэффициент ----------— легко
Я1 + *ш
можно учесть путем расчета, либо изменения масштаба шкалы
амперметра ИП^
Для правильной работы схемы необходимо иметь амперметр
с достаточно малым внутренним сопротивлением
/<<0,05
(/?!-<-/?щ)
^1+^2+^з+^Ш
(3.12)
Мостовую схему, изображенную на рис. 3.26, легко можно
преобразовать для наблюдения статической характеристики тун-
нельного диода на экране осциллографа. Для этого нужно заме-
нить регулируемый источник постоянного тока Е источником
переменного напряжения, напряжение с точек АВ подать
на входные зажимы усилителя горизонтального отклонения
осциллографа, а напряжение с точек АБ подать на входные
зажимы усилителя вертикального отклонения осциллографа.
Вместо измерительного прибора ИП1 нужно включить токосъем-
ное сопротивление, удовлетворяющее условию (3.12).
Описанную технику измерения статической характеристики
туннельного диода на падающем участке можно использовать
применительно к любым полупроводниковым приборам со стати-
ческой характеристикой N-типа.
Проблема устойчивости при измерениях электрических пара-
метров актуальна не только для полупроводниковых приборов
с падающим участком характеристики, но также и для других
активных приборов, в частности для транзисторов. Паразитное
возбуждение исследуемого прибора на частоте паразитного резо-
нанса цепей измерительной схемы может искажать вид стати-
ческих характеристик, наблюдаемых на характериографе. Иска-
женным может быть значение статического коэффициента пере-
дачи тока, а также другие электрические параметры, измеряемые
в активной области характеристик транзистора. Вопросы борьбы
с паразитной генерацией транзисторов в измерительных схемах
освещены в гл. XI.
Как уже упоминалось, статические параметры туннельного
диода представляют собой напряжения и токи экстремаль-
ных точек статической характеристики. Для измерения этих
85
параметров широко используют схему, изображенную
на рис. 3.27, а. К диоду подключен регулируемый источник
тока Измеряемая характеристика имеет точки раз-
\ ^тах/
рыва, показанные на рис. 3.27, б. Будем постепенно увеличивать
Рис. 3.27
ток через испытуемый диод. В момент, когда ток достигает
значения /тах, вольтметр V, измеряющий напряжение на диоде,
регистрирует скачок напряжения. Напряжение, предшествующее
переключению диода, равно
^(maxb ТОК, соответствующий
скачку напряжения, соответ-
ствует /тах; напряжение,
устанавливающееся после
скачка, есть При после-
дующем уменьшении тока
через диод имеет место вто-
рой скачок напряжения. На-
пряжение и ток, непосредст-
венно предшествующие вто-
рому скачку, равны £/(min>
способ измерения поддается
Рис. 3.28
и /т1п соответственно. Описанный
автоматизации.
В рассмотренном случае «разрывные» характеристики туннель-
ного диода получены искусственно. Вместе с тем «разрывные»
статические характеристики свойственны некоторым полупровод-
никовым приборам, например тиристору (управляемому вентилю).
В отличие от туннельного диода разрывной характер статических
характеристик у этого прибора не может быть устранен схемным
путем.
Семейство статических характеристик тиристора показано
на рис. 3.28.
Тиристор принято характеризовать следующими статическими
параметрами:
/Ут. пр — прямой ток утечки —ток утечки при максимально
допустимом прямом напряжении;
1ут>. обр — обратный ток утечки при максимально допустимом
обратном напряжении.
Управляющий электрод при измерении /ут. Пр и /ут. обр либо
отсоединен, либо соединен с катодом сопротивлением, величина
которого оговаривается методикой;
t/0CT— остаточное напряжение — падение напряжения на тири-
сторе при протекании оговоренного методикой тока, называемого
средним током тиристора /ср;
Лыкл —ток выключения — минимальное значение тока, при
котором тиристор еще может находиться в открытом состоянии;
/упр— включающий ток управ-
ляющего электрода — минималь-
ное значение тока управляющего
электрода, включающего тиристор;
(7упр — включающее
ние управляющего электрода —
напряжение между управляющим
электродом и катодом при проте-
напряже- ЕА~^=г
кании в цепи управляющего рис 3
электрода тока, равного по вели-
чине включающему току управляющего электрода.
Для измерения прямого и обратного токов утечки тиристоров
применяют те же методы и схемы, которые используют для
измерения обратных токов диодов и транзисторов. Для измере-
Рис. 3.30
ния остаточного напряжения и тока выключения применяют
схему, изображенную на.рис. 3.29 [2]. Тиристор включают током
управляющего электрода путем нажатия кнопки Кн, затем
с помощью переменного сопротивления R устанавливают средний
ток тиристора /ср и по вольтметру V измеряют остаточное напря-
жение.
Для измерения тока выключения уменьшают ток тиристора
до тех пор, пока не произойдет скачок напряжения, измеряемого
вольтметром. Это соответствует выключению тиристора. Ток анода
в момент, предшествующий выключению, есть ток выключения
тиристора.
Измерение включающего тока и включающего напряжения про-
изводят в схеме рис. 3.30. На анод тиристора через нагрузочное
сопротивление /?н подается постоянное напряжение (обычно 10 В).
87
С помощью регулируемого источника тока плавно увеличивают
ток управляющего электрода до тех пор, пока не произойдет
включение тиристора. Включение сопровождается скачком напря-
жения на аноде тиристора. С помощью амперметра в цепи управ-
ляющего электрода и вольтметра ИП2 фиксируют ток и напря-
жение в момент, непосредственно предшествовавший включению
тиристора. Измеренные таким образом значения и есть включаю-
щий ток и включающее напряжение управляющего электрода
тиристора.
Для точного определения статических параметров полупровод-
никовых приборов с «разрывными» характеристиками токи
и напряжения необходимо измерять в непосредственной близости
к границе разрыва. В этих условиях погрешность в значительной
степени зависит от субъективных качеств оператора.
Чтобы уменьшить вероятность случайной погрешности, измери-
тельную установку снабжают специальным ключом для быстрого
возвращения рабочей точки в исходное положение. Например,
после измерения параметра ток выключения нажатием кнопки
(ключа) Кн (рис. 3.29) можно быстро вернуть тиристор в исход-
ное открытое состояние.
Подобный ключ используют в схемах для измерения включаю-
щего тока и включающего напряжения для возвращения тири-
стора в исходное запертое состояние.
Важным условием точных измерений являются малый уровень
пульсации или наводок и высокая стабильность используемых
источников постоянного тока. При наличии пульсаций или
наводки, накладывающейся на постоянную составляющую вклю-
чающего напряжения, при измерении /упр и (7упр получим
погрешность из-за того, что включение транзистора будет осу-
ществляться при пиковом значении управляющего напряжения
(постоянная составляющая плюс амплитуда переменной состав-
ляющей), а оператор прочтет по вольтметру лишь постоянную
составляющую напряжения на управляющем электроде.
Возникающую погрешность следует оценивать для каждого
конкретного вида статической характеристики. Так, например,
для туннельного диода наибольшая погрешность из-за нестабиль-
ности источника тока, пульсаций и наводок имеет место при
измерении параметра Цтпи-Это связано с очень пологой зависи-
мостью тока от напряжения вблизи этой точки. Для реализации
измерений t7mln с погрешностью менее 5% необходимо иметь
источник тока, обладающий уровнем пульсаций, наводок и дру-
гих кратковременных нестабильностей менее 0,5%.
ГЛАВА®
Измерение параметров
эквивалентных двухполюсника
и четырехполюсника с помощью
малого сигнала
В гл. III рассмотрены методы измерения
статических параметров и снятия семейств статических характе-
ристик полупроводниковых приборов. Однако ни статические
параметры, ни система статических характеристик не дают полной
информации о приборе — о возможности его применения,
о качестве технологии и конструкции.
Например, транзистор имеет очень высокое дифференциальное
выходное сопротивление. Это означает, что выходная характе-
ристика идет почти горизонтально, и определить ее наклон
по графику или с помощью характериографа невозможно, если
при этом требуется приемлемая точность.
Другой пример: стабилитрон (опорный диод) имеет очень
малое внутреннее сопротивление в режиме стабилизации напря-
жения. Как и в первом примере, величину этого сопротивления
нельзя определить точно по статическим характеристикам.
Поэтому наряду со статическими необходимо измерять диффе-
ренциальные параметры полупроводниковых приборов.
В общем случае дифференциальные параметры характеризуют
полупроводниковый прибор как линейное устройство. Измерения
дифференциальных параметров основаны на использовании малых
переменных сигналов, такие параметры часто называют малосиг-
нальными. Смысл этого термина заключается в том, что при при-
ложении к прибору малых (по сравнению с постоянными состав-
ляющими) токов и напряжений нелинейность характеристик
полупроводникового прибора становится несущественной, и по
отношению к таким малым сигналам прибор можно рассматривать
как линейное устройство.
Низкочастотные малосигнальные параметры связаны со стати-
ческими характеристиками, их часто называют квазистатическими.
Высокочастотные малосигнальные параметры описывают прибор
так же, как линейное устройство; однако они не имеют одно-
значной связи со статическими характеристиками и относятся
89
к динамическим параметрам. Динамическими называют парамет-
ры, которые связаны с переходными процессами в приборе.
В электротехнике линейные двухполюсник и четырехполюсник
(в общем случае n-полюсник) описываются минимальным коли-
чеством параметров. Эти параметры характеризуют поведение
прибора на внешних зажимах, но не раскрывают его внутреннего
содержания, их называют параметрами эквивалентного двух-
полюсника и эквивалентного четырехполюсника.
Наряду с параметрами эквивалентных двухполюсника и четы-
рехполюсника широко используют и другие малосигнальные
параметры — это параметры эквивалентной схемы полупроводни-
кового прибора. Полная система параметров эквивалентной схемы
позволяет описать поведение прибора на внешних зажимах и,
кроме того, каждый из этих параметров характеризует конкрет-
ный механизм работы и внутреннюю структуру прибора.
Методы определения параметров эквивалентной схемы осно-
ваны на измерении параметров эквивалентных двухполюсника
и четырехполюсника.
Рассмотрим методы измерения параметров эквивалентных
двухполюсника и четырехполюсника, обратив особое внимание
на технику подобных измерений.
Вопросы определения параметров эквивалентной схемы полу-
проводниковых приборов рассмотрены в гл. V.
§ 4.1. МАЛОСИГНАЛЬНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
НА НИЗКИХ ЧАСТОТАХ
Самым простым методом измерения диффе-
ренциальных параметров является метод малых приращений.
Для этого измерения используют ту же аппаратуру, что и для
снятия статических характеристик по точкам. Установив необхо-
димый рабочий режим прибора, изменяют один из токов или
напряжений на малую величину, например, на 0,1 мА при
постоянном токе 1 мА. Отсчитывают приращения напряжения
на электродах полупроводникового прибора или токов в цепях
его электродов, а затем вычисляют дифференциальные пара-
метры, как отношения соответствующих приращений.
Например, для определения дифференциального параметра
транзистора — коэффициента передачи тока в схеме с общей
базой /г21б — дают малое приращение тока эмиттера Д/э, затем,
поддерживая неизменным напряжение коллектор — база, измеряют
приращение тока коллектора Д/к. Величину й21б вычисляют
по формуле
Важнейшим условием правильности измерения является •
малость используемых приращений. Для проверки этого условия
90
проводят контрольные измерения того же параметра при вдвое
меньшем уровне приращений.
Совпадение результатов в пределах заданных погрешностей
служит критерием правильности методики.
Описанный способ измерения весьма прост, однако он очень
непроизводителен и с его помощью трудно получить малые
погрешности измерения из-за сложности определения приращения,
как разности двух близких величин.
Большую точность измерений в сочетании с высокой произво-
дительностью получают при использовании периодического
сигнала в качестве малого приращения. Амплитуды токов
и напряжений периодического сигнала должны быть достаточно
малыми по сравнению с постоянными токами и напряжениями.
Более строгое определение малой амплитуды переменного
сигнала состоит в том, что мгновенные значения токов и напря-
жений не должны выходить за пределы тех участков статической
характеристики, которые с заданной степенью приближения
можно считать линейными.
Особенно удобно использовать в качестве периодического
сигнала синусоидальный ток или напряжение звуковой частоты.
Преимущества синусоидального сигнала по сравнению с сигна-
лами любой другой формы выражаются в том, что для них
легче осуществить построение высокочувствительных усилителей,
защищенных от вреднЪго воздействия шумов и промышленных
помех. Чтобы защитить усилитель, его строят с узкой полосой
частот пропускания для отсечения промышленных помех и шумов.
Как правило, для измерения используют методы замещения,
общая характеристика которых дана в гл. I.
Рассмотрим типы малосигнальных параметров полупроводни-
ковых приборов.
Диоды и другие двухполюсные приборы характеризуют
с помощью дифференциального (малосигнального) сопротивления г
или проводимости y=l/z.
Величину сопротивления (или проводимости) измеряют в неко-
торой заранее оговоренной рабочей точке на статической харак-
теристике диода.
Статическую характеристику диода можно представить в виде
/д=^(^д). (4.1)
где /д — ток через диод; — напряжение на электродах диода.
Дифференциальная проводимость диода в точке, характеризуе-
мой значениями тока /0 и напряжения t/0, согласно (4.1)
дифференциальное сопротивление
^д
d/д
(4.3)
91
При измерениях дифференциалы заменяют малыми конечными
приращениями. Эти приращения в виде малых гармонических
сигналов накладываются на постоянные составляющие тока /0
и напряжения Uo.
Значительно сложнее система малосигнальных параметров
четырехполюсных полупроводниковых приборов — транзисто-
ров [1]. В общем случае транзистор представляет собой активный
нелинейный элемент, причем связь между токами и напряжени-
ями на его зажимах для схемы с общей базой можно записать
в виде
/э=Л(Уэ>
/к=/72(^э, t/к). (4.4)
Система уравнения (4.4) — это одна из нескольких возможных
форм записи функциональной связи между токами и напряже-
ниями.
Из выражения (4.4) получим систему уравнений, связывающих
приращения напряжений и токов транзистора:
ди~ дик
н-5)
д/к=_Л.д[/э+_^д(/,|
Здесь частные производные являются коэффициентами пропор-
циональности между соответствующими приращениями. Эти коэф-
фициенты определяются только свойствами транзистора в задан-
ной рабочей точке и имеют сравнительно простой геометрический
смысл, если обратиться к семейству статических характеристик.
Например, dfa/dUs представляет собой тангенс угла наклона
касательной к входной характеристике транзистора в рабочей
точке, д/к/д(7к—тангенс угла наклона касательной к выходной
характеристике транзистора в рабочей точке.
Частные производные, входящие в выражение (4.5), являются
дифференциальными (или низкочастотными малосигнальными)
параметрами транзистора, они имеют размерность проводимости,
и их принято называть у-параметрами:
д/ъ
У12=-7Г":
Уг1~~Т. •
о1/э
дик
(4.6)
Заменяя в выражении (4.5) приращения амплитудами пере-
менных токов и напряжений, получаем систему уравнений,
92
аналогичную уравнениям линейного четырехполюсника, поэтому
такие малосигнальные параметры называют параметрами эквива-
лентного четырехполюсника:
А —У11^1 + У12^2^ 1
А = У21^1 + У22^2, /
(4.7>
где — амплитуда переменного тока эмиттера; /2 — амплитуда
переменного тока коллектора; Ur — амплитуда переменного
напряжения эмиттер — база; [72 — ам-
плитуда переменного напряжения кол-
лектор — база.
Принятые условные положительные
направления напряжений и токов по-
казаны стрелками на рис. 4.1.
Система у-параметров удобна для Рис 4л
приборов, обладающих довольно боль-
шими входными и выходными сопротивлениями. Поэтому у-па-
раметры используют для характеристики полевых транзисторов.
Если решить систему уравнений (4.7) относительно напряже-
ний, то получим новую систему, характеризуемую параметрами
четырехполюсника (имеющими размерность сопротивлений):
U1 — 1 + г12^ 2»
£А = ^21/ 1 + 222 А*
(4.8)
Эту систему параметров называют z-параметрами.
Она удобна для четырехполюсников, имеющих малые входные
и выходные сопротивления. На раннем этапе развития полупро-
водниковой электроники с помощью z-параметров описывали
точечные транзисторы, которые обладали таким свойством.
В настоящее время г-параметры используют редко.
Применительно к биполярным транзисторам обе описанные
системы параметров неудобны, так как входное сопротивление
этого прибора мало, а выходное — очень велико. Поэтому рас-
пространена так называемая система гибридных или h-параметров:
= h11/14~ h12f72; (4.9)
(72=h21/ г 4- h22t7 2.
Как увидим далее при измерении h-параметров методом
замещения необходимо использовать режим холостого хода или
генератор тока во входной (низкоомной) цепи и режим короткого
замыкания или генератор напряжения в выходной (высокоомной)
цепи. И то и другое легко технически осуществить.
Параметры рассмотренных систем взаимосвязаны. В табл. 4.1
приводятся соотношения между г-, у- и h-параметрами четырех-
полюсника.
В измерительной установке транзистор может быть включен
по схеме с общей базой, с общим эмиттером или с общим кол-
лектором. Нет необходимости измерять параметры эквивалентного
93
Таблица 4.1
• Наименование параметра 2 У h
2и — ' У22 ^22
212 — .У уз Ду Ь12 ^22
221 — ^21 ^21 ^22
222 — Л1 1 ^22
№ г22 д2 — 1 V
У12 г12 Дг —• ^12 Лц
У21 г21 &2 — ^21 ^11
У22 211 дг — hu
^11 Дг г22 1 I'll —
А12 212 222 У12 Уп —
Л21 221 г22 У21 Уи —
^22 1 г22 АУ >11 —’
&2 г11г22 212221 1 Ду ^11 Л22
Ду 1 Дг Jll У22 — У12У21 ^22
! Лл г11 ?22 У22 Уи ^11^22 ^12^21
94
Таблица 4.2
Исходная система парамет- ров Преобразованная система параметров
Общая база Общий эмиттер Общий коллектор
Общая база Уиб J116 +3'12б+3'21б +>226 .У116+-У12б+.У21б+.У22б
У12б — .У 126 —3^226 Уиб —У216
У216 — У226 —J216 — У116 —У126
У22б -У22б J116
Общий эмиттер 3'иэ+У12э4“Д,21э+№э У11Э Упэ
— У\23 У22Э У123 -У11Э J123
— У21Э У22Э У 21Э — У11Э У21Э
J>23 У22Э .У11э+У12э + У21э+У223
Общий коллек- тор У22К У11К . У11К
У21К У22К У11К У12К .У12К
— У12К — .У22К — У11К — У21К У21К
У11 k+J'i 2к+У21 К + У 22k У11К"ЬУ12к+У21к+У22к У22К
95
Таблица 4.3
Исходная система парамет- ров Преобразованная система параметров
Общая база Общий эмиттер Общий коллектор
Общая база ^116 ^пб ^иб
1 —^12б+^21б+^Лл о i — ^12б+^21б+^ЛЛ б
^126 — ^12б“Г^й ‘б 1+^216
1 —h j 2б+^21б+^/гА О 1 — ^12б+^21б+Д/1б
^216 — ^216 — Д/гб 1~1~^12б
1 —Л12б+^21б+АА. О —Л12б+Л215-|"Д/1 б
^226 /?2?б ^226
1 — ^126+^216+^ftx б 1 —Л12б+^21б+^ь б
Общий эмиттер ^11Э 1 Л12э+^?1э+Алэ ^11Э 1Э
— л12э+дЛ^ ^12Э 1 — ^12Э
1 Л12э+^21э4~Ал э
^21Э э ^21Э ( 1 +^21 э)
1 Л12э+^21э+АЛэ
^22Э 1 ^12э+^21э+Длэ ^22Э ^22Э 1
Общий коллек- тор ^11К Дак ^11К ! ^11К
1+~Ti- Длк 1 —Л12к 1 ^12к
_1+^_ ч (1 +^21к) ^21К
^22К ч ^22К ^22К
96
четырехполюсника для каждой схемы включения, так как они
взаимосвязаны. Система параметров, измеренных для одной
из этих схем, позволяет вычислить систему параметров для
любой другой схемы включения. В табл. 4.2 и 4.3 даны выраже-
ния, связывающие у- и /^-параметры для всех трех схем вклю-
чения (индекс б, э или к означает соответственно схему с общей
базой, общим эмиттером и общим коллектором).
§ 4.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ПАРАМЕТРОВ НА НИЗКИХ ЧАСТОТАХ
задание требуемого режимного
Рис. 4.2
Рассмотрим некоторые примеры измери-
тельных схем для определения малосигнальных параметров по-
лупроводниковых приборов.
Схема для измерения дифференциального сопротивления ста-
билитрона /?д в режиме стабилизации напряжения изображена
на рис. 4.2.
Испытуемый диод подключают к генератору постоянного
тока П\, который обеспечивает
тока через прибор. Контроль'
тока осуществляется измерите-
лем постоянного тока ИП. От
генератора тока ГТ2 через кон-
денсатор С в диод задается пе-
ременный ток. Амплитуда пе-
ременного тока должна быть,
по крайней мере, в десять раз
меньше постоянной составля-
ющей. Переменное напряжение
на диоде и на калибровочном
резисторе RKaJl измеряют элек-
тронным вольтметром ЭВ с избирательным усилителем. Шкала
вольтметра градуируется непосредственно в омах.
Переключатель П служит для калибровки схемы. При калиб-
ровке генератор высокочастотного тока и вольтметр подключают
Рис. 4.3
7 ' Заказ № 418
97
к калибровочному резистору. Калибровка осуществляется за счет
регулировки амплитуды генератора переменного тока.
Погрешность измерения обычно не превышает 5%. При этом
величина калибровочного сопротивления должна быть подобрана
Рис. 4.4
с погрешностью не хуже 0,5%, нелинейность амплитудной
характеристики вольтметра не должна превышать 2%, значения
выходных сопротивлений генераторов тока и вольтметра должны
быть не менее 200 /?д.
Полоса частот усилителя вольтметра выбирается таким обра-
зом, чтобы уровень наводок на выходе вольтметра был ниже
одной десятой показаний вольтметра при измерении.
На рис. 4.3 — 4.6 изображены схемы для измерения й-пара-
метров биполярных транзисторов при включении с общей базой.
Для измерения параметра й11б используют режим короткого
замыкания в цепи коллектор — база по переменному току
(рис. 4.3). В таком режиме в соответствии с первым уравне-
нием (4.9) измеряемый параметр представляет собой входное
сопротивление транзистора. Принцип измерения тот же, что
и в схеме рис. 4.2. Соответственно те же требования к элементам
схемы.
Режим короткого замыкания цепи коллектор — база осуще-
ствляется с помощью конденсатора Сбл.
98
Для маломощных транзисторов величина емкости должна
удовлетворять условию
—<зо Ом.
соСбд
Для измерения коэффициента обратной связи по напряжению
используют режим холостого хода на входе транзистора (рис. 4.4).
В таком режиме, как видно из первого уравнения (4.9), изме-
ряемый параметр равен отношению амплитуды напряжения эмит-
тер— база и амплитуды напряжения коллектор — база:
Л12б=-^ • (4.Ю)
и2 7t=0
В цепи коллектор — база действует генератор переменного на-
пряжения ГН, образованный генератором звуковой частоты ЗГ,
разделительным конденсатором Ср и шунтирующим резисто-
ром RK. Величина внутреннего сопротивления генератора напря-
жения определяется сопротивлением RK и должна быть, по край-
ней мере, в 100 раз меньше выходного сопротивления транзисто-
ра //^226 max*
Напряжение (/ь численно равное параметру й12б, измеряется
электронным вольтметром с избирательным усилителем.
Величины входного сопротивления вольтметра RB и внутрен-
него сопротивления генератора постоянного тока R3 должны обес-
печивать режим холостого хода в цепи эмиттер — база .
[R3>200ft116
тах> RB> ЮОй] 1б max]*
Для прямоотсчетного измерения ft126 схему калибруют. При
этом вольтметр подключается с помощью переключателя П к ка-
либровочному делителю напряжения, образованному резисторами
Rx и R2. Отношение R2/(Ri + R2) выполняет функцию меры для
коэффициента обратной связи по напряжению. В режиме кали-
бровки в соответствии с принципом метода замещения амплитуду
генератора напряжения или чувствительность вольтметра регу-
лируют таким образом, чтобы показания вольтметра были числен-
но равны величине R2/(Ri + Rz)*
7*
99
Резисторы и R2 должны удовлетворять следующим усло-
виям: величины их сопротивлений должны соответствовать номи-
налу с погрешностью не более 0,5%; +/?2>200/?к; /?2<А1бтах-
Разделительная емкость Сг должна удовлетворять условию
(О (/?14-/?2)
Для измерения выходной проводимости транзистора /z226 также
используют режим холостого хода на входе транзистора (рис. 4.5).
В таком режиме согласно второму уравнению (4.9) измеряемый
параметр равен отношению амплитуды выходного тока /2 и ампли-
туды напряжения коллектор — база (Л:
(4.Н)
В цепи коллектор — база ( рис. 4.5) действует генератор пе-
ременного напряжения, аналогичный генератору ГН в схеме
рис. 4.4.
Для измерения тока /2 в базу транзистора включен токо-
съемный резистор /?б, к которому подключен электронный вольт-
метр с избирательным усилителем. В цепи эмиттера обеспечивается
режим холостого хода так же, как в схеме рис. 4.4. В этих усло-
виях переменный ток базы равен переменному току коллектора.
Таким образом, показания вольтметра пропорциональны ампли-
туде /2 и после проведения калибровки численно равны измеряе-
мому параметру Л22б.
Для проведения калибровки генератор переменного напряже-
ния с помощью переключателя П подключается к калибровочной
цепи, состоящей из резисторов и /?2. Чтобы обеспечивалась
точность измерений, величина сопротивления R2 должна быть
равна /?к; тогда амплитуда напряжения Ur будет равна U2. Рези-
стор /?! выполняет функцию меры проводимости. В процессе
калибровки показания вольтметра устанавливаются численно рав-
ными проводимости
Элементы схемы должны удовлетворять следующим условиям:
20/э
R^iOOR*.
(4.12)
Следует помнить, что введение резистора R6 несколько уве-
личивает входное сопротивление транзистора; поэтому условие
холостого хода имеет вид
Яэ^200(Л11бтах + -^
\ £>mi
(4.13)
В отличие от предыдущих схем, основанных на непосредствен-
ном определении искомого параметра из уравнений четырехпо-
люсника (4.9), коэффициент передачи тока /z216 измеряют в более
сложной схеме (рис. 4.6).
100
При попытке измерить параметр Л21б обычным способом, задав
переменный ток эмиттера и измерив переменный ток коллектора
в режиме короткого замыкания, получим очень малую информа-
цию, так как | Л21б | очень близок к единице. Поэтому для всех
транзисторов при обычной погрешности ±5% будет получаться
одно и то же значение Л21б. Вместе с тем многие физические
свойства и эксплуатационные характеристики транзистора опре-
деляются величиной 1—|Л21б|. Так, например, коэффициент пе-
редачи тока в схеме с общим эмиттером определяется выраже-
нием
А21э=-т^-. (4.14)
1+^216
Если учесть, что для принятых положительных направлений
токов (см. рис. 4.1) /г21б — отрицательное число, то Л21э опре-
деляется как разность 1 — |/г21б|. С физической точки зрения
отличие | /г21б | от единицы отражает такие важные процессы
в транзисторе, как уровень поверхностной рекомбинации, уровень
объемной рекомбинации в базе, особенности инжекции эмитте-
ра и т. д.
На рис. 4.6 изображена схема включения с общим коллекто-
ром по переменному току; по постоянному току транзистор, как
обычно, включен по схеме с общей базой.
От генератора тока ГТ2 задается переменный ток эмиттера.
В цепи базы установлен токосъемный резистор R6, к которому
подключается электронный вольтметр с избирательным усилителем.
В цепи коллектор — база осуществляется режим короткого замы-
кания. Таким образом, показания вольтметра пропорциональны
амплитуде тока базы испытуемого транзистора /б=/х + /2-
Учитывая, что /2/Л = ^21б» получаем
1+Л21б=-р (4.15)
Выражение (4.15) соответствует величине коэффициента пере-
дачи тока в схеме с общим коллектором, т. е. разности 1 — | Л21б |.
Калибровку схемы осуществляют таким образом, чтобы по
шкале вольтметра можно было непосредственно отсчитывать 1 -ь
+ Л21б- В режиме калибровки к калибровочному резистору RKaJ}
с помощью переключателя П подключаются одновременно гене-
ратор переменного тока и электронный вольтметр. Калибровка
заключается в том, что амплитуду генератора или чувствитель-
ность вольтметра изменяют так, чтобы показания вольтметра
были численно равны соотношению сопротивлений 7?кал//?б-
Это соотношение представляет собой какую-то величину, распо-
ложенную либо в середине, либо в конце шкалы вольтметра.
Обычно выбирают следующие масштабы шкалы для параметра
(1 +й21б): 0-^0,1; 0-4-0,03; 0-0,01.
Допустим, что калибровка произведена на шкале с пределами
0 — 0,1; тогда для перехода на шкалу 0—0,03 необходимо либо
увеличить чувствительность вольтметра точно в 3,33 раза, либо
101
увеличить величину сопротивления /?б в 3,33 раза. Для перехода
на шкалу 0ч-0,01 необходимо увеличить чувствительность вольт-
метра или величину 7?б в 10 раз по сравнению с их значением
при калибровке на шкале 0 — 0,1.
В описанной измерительной схеме (рис. 4.6) шкала вольтмет-
ра проградуирована в значениях 1 -Ь Однако на той же шкале
можно вместо этих значений нанести значения |/г21б| или, как
часто принято, величину а0 (а0 = —й21б). В этом случае шкале
0ч-0,1 для 1+Л21б соответствует растянутая шкала 1^0,9 для
| й21б |; шкале 0ч-0,01—шкала 1ч-0,99 и т. д.
В результате такой переградуировки шкалы измерительная
установка превращается в измеритель Л21б с прямым отсчетом
и с высокой точностью измерения.
Элементы схемы должны удовлетворять условию
R,<
20/э”
(4.16)
Номиналы резисторов R6 и 7?кал должны быть подобраны с по-
грешностью не хуже 0,5%, чтобы обеспечить точность задания
величины отношения 7?кал//?б-
Условия обеспечения режима генератора тока в цепи эмитте-
ра для сопротивлений 7?э и /?г:
Яг>200[йцбтах + /Ц (4.17)
L ^min J
Условие обеспечения режима короткого замыкания в цепи
коллектор — база соответствует аналогичному условию для схемы
измерения й11б.
Входное сопротивление вольтметра RB должно быть, по край-
ней мере, в 100 раз больше значения R6.
Схемы для измерения й-параметров, изображенные на
рис. 4.3—4.6, имеют общие элементы и общие методические тре-
бования: применяется схема с общей базой для задания режима
испытуемого транзистора по постоянному току. Контроль режима
осуществляется по величине тока эмиттера и напряжения на кол-
лекторе. Поскольку задание тока эмиттера производится с по-
мощью генератора тока, а напряжения на коллекторе — с по-
мощью генератора напряжения, режим остается строго неизмен-
ным при смене транзисторов. Это позволяет применить прогрес-
сивную систему задания режима, когда плавно регулируемый
источник эмиттерного тока заменяют ступенчатым источником
постоянного тока, а плавно регулируемый источник напряжения
на коллекторе — также ступенчатым источником напряжения.
При такой системе нет необходимости применять электроизмеритель-
ные приборы для контроля режима. Достаточно снабдить изме-
рительную установку четким указателем положения переключа-
телей ступеней тока и напряжения с нанесенными на указатель
значениями номинальных токов и напряжений.
Установка постоянного тока и напряжения при любой системе
102
задания режима должна производиться с погрешностью, не пре-
вышающей ±2%.
Пульсация напряжения источников постоянного тока должна
быть не более 0,1% на эмиттерном входе и не более 2%—на
коллекторном входе.
Общим для всех схем измерения /ьпараметров транзистора
является выбор амплитуды переменного сигнала. Обычно бывает
достаточно выбрать амплитуду тока эмиттера в 10 раз меньше
постоянной составляющей, а амплитуду напряжения на коллек-
торе— в 10 раз меньше постоянной составляющей напряжения
коллектор — база.
Учитывая, что измерительная установка предназначена для
измерения параметров транзисторов при различных режимах,
следует обеспечить выполнение условия малости переменного си-
гнала для наиболее неблагоприятных условий, т. е. при подаче
минимальных постоянных токов и напряжений.
Проверка малости сигнала производится в каждой схеме путем
измерения параметра при двух уровнях переменного сигнала.
Один уровень сигнала — номинальный, другой — отличается от
номинального вдвое (в большую или меньшую сторону). При пра-
вильно выбранном уровне сигнала значение измеренного парамет-
ра должно оставаться неизменным.
Частота переменного сигнала должна быть достаточно низкой,
чтобы амплитуду переменного сигнала можно было отождествить
со статическими приращениями напряжений и токов. Если это
условие не выполняется, то величины измеряемых параметров
изменяются за счет инерционности процессов, происходящих
в транзисторе, и теряют смысл низкочастотных малосигнальных
параметров.
Для предварительного выбора рабочей частоты можно исполь-
зовать следующие соотношения:
/<0,1^2; (4.18)
^max
22mln-. (4.19)
2лСк max
Измерение ft-параметров транзисторов производят на одной
из частот в диапазоне 50—1000 Гц. При этом условии (4.18) и
(4.19) выполняются с большим запасом.
Рабочую частоту выбирают выше 50 Гц и по возможности
не кратную ей, так как 50 Гц есть частота промышленной сети.
Поэтому в схемах с высокочувствительными усилителями на ча-
стоте 50 Гц и на высших гармониках этой частоты возможны
нежелательные наводки. Например, рабочая частота в приборе
Л2-2 выбрана 270 Гц.
Методика измерения Л-параметров транзисторов стандартизо-
вана в ГОСТ 10868—68, 10869—68, 10870—68, 10871—68. С по-
мощью прибора Л2-2 можно измерять Л-параметры маломощных
транзисторов.
103
§ 4.3. ИЗМЕРЕНИЕ МАЛОСИГНАЛЬНЫХ
ПАРАМЕТРОВ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Говоря в этом параграфе о высоких часто-
тах, будем иметь в виду не столько абсолютно высокие значения,
сколько высокие частоты для каждого из рассматриваемых типов
полупроводниковых приборов. С этой точки зрения диапазон
низких частот — это такой диапазон, в котором прибор не обла-
дает частотной зависимостью параметров эквивалентного двухпо-
люсника или четырехполюсника. На высоких для данного прибора
частотах большинство параметров приобретает комплексный ха-
рактер и становится зависимым от частоты.
Чтобы описать свойства прибора при работе на малом сигна-
ле и высокой частоту, используют два принципиально различных
подхода к решению задачи: в первом случае прибор описывают
параметрами эквивалентного четырехполюсника (для транзисто-
ров) или двухполюсника (для диодов); во втором случае — пара-
метрами так называемой физической эквивалентной схемы.
Параметры эквивалентного двухполюсника или четырехполюс-
ника измеряют в следующих случаях: для составления справоч-
ного материала, при разработке специальных радиотехнических
схем, при исследовании новых полупроводниковых приборов, при
проверке принятой эквивалентной схемы.
Для описания двухполюсного прибора (диода) при работе на
малом сигнале и высокой частоте достаточно одного параметра —
полного сопротивления z или полной проводимости у. В отличие
от низкочастотного высокочастотный параметр представляет собой
в общем случае комплексное число (это обозначают точкой над
буквой).
Для четырехполюсных приборов (транзисторов), так же как
на низкой частоте, используют две системы параметров: систему
у-параметров, связывающую напряжения и токи на входе и на
выходе четырехполюсника, которая соответствует по начертанию
системе уравнений для низкой частоты (4.7), и систему Л-пара-
метров, которой соответствует система уравнений (4.9). Амплиту-
ды переменных токов и напряжений на высоких частотах при-
обретают смысл комплексных амплитуд токов и напряжений, а
параметры представляют собой комплексные величины. Если учи-
тывать это, то для пересчета параметров из одной системы
в другую и для пересчета параметров от одной схемы включения
к другой можно использовать формулы табл. 4.1—4.3.
В диапазоне средних и высоких радиочастот (от 100 кГц
до 300 МГц) для измерения полных сопротивлений или проводи-
мостей полупроводниковых приборов применяют мостовые изме-
рительные схемы. Общая характеристика мостовых методов изме-
рения дана в гл. I.
104
Измерительные приборы Л2-7 и Л2-8 позволяют измерять
полные проводимости диодов и транзисторов в диапазоне частот
465 кГц —60 МГц.
На более высоких частотах для измерения полных сопротив-
лений и проводимостей используют радиоизмерительные приборы
общего назначения: измерительную коаксиальную линию Р1-5А
для частот 150—500 МГц, измерительную коаксиальную линию
Р1-6А для частот 500—3000 МГц, коаксиальный измеритель пол-
ных сопротивлений Р2-1, работающий на основе измерения коэф-
фициента отражения в диапазоне частот 30—1000 МГц, и другие
приборы, предназначенные для измерений полных сопротивлений.
При измерении параметров четырехполюсных приборов, кроме
входных и выходных проводимостей (например, у11э и у22э), воз-
никает необходимость определить два параметра прямой и обрат-
ной передачи эквивалентного четырехполюсника (например,
У12Э И У21э) .
В литературе описаны довольно сложные измерительные
устройства, позволяющие измерять комплексные значения пара-
метров транзисторов (здесь их рассматривать не будем).
Полную систему параметров эквивалентного четырехполюсни-
ка можно определить без измерения «передаточных» параметров.
Для этого достаточно, например, измерить параметры транзисто-
ра Уиб, Уиэ> У22Э и Л22э. Недостающие значения у12э и у21э рас-
считываются по следующим формулам:
У21э
>У11б У113 У 2 23 |
~~ 2
---У11Э ( Уг2э---^22э^ »
(4.20)
У. .У116------Упэ---У22Э
У12э-----------~2
-]/Ьиб-.Л1э-^э)2 _;11э(у22э _Лг2э).
(4.21)
При использовании универсальных измерителей полных со-
противлений и проводимостей на частотах 30—1000 МГц необ-
ходимо выполнять определенные требования.
Универсальные приборы, как правило, имеют коаксиальный
вход для подключения измеряемого объекта. Для подсоединения
измеряемого полупроводникового прибора необходима специаль-
ная переходная головка, которая должна обеспечивать малые па-
разитные емкости и индуктивности, чтобы не вносить большой
погрешности в измерение на высокой частоте. В то же время на
электроды измеряемого полупроводникового прибора нужно обес-
печить подачу постоянного напряжения и тока смещения.
105
В качестве примера рассмотрим измерение полного сопротив-
ления полупроводникового диода с помощью измерительной линии
в диапазоне 300—1000 МГц.
Принцип работы измерительной коаксиальной линии основан
на том, что при введении в нее, с одной стороны, сигнала от
генератора высокой частоты и при нагрузке ее, с другой сторо-
ны, измеряемым объектом возникает режим стоячих и бегущих
волн напряжения. Вдоль линии перемещается зонд, соединенный
' с индикатором. Индикатор по-
зволяет индицировать ампли-
туду высокочастотного напря-
жения в той точке линии, где
находится зонд. Расположение
зонда в измерительной линии
показано на рис. 4.7, а; на
рис. 4.7, б приведен эскиз зон-
довой головки, где 1 — поршень
настройки; 2 — резонатор; 3 —
каретка; 4 — зонд; 5 — коаксиальная линия.
Распределение амплитуды напряжения вдоль измерительной
линии показано на рис. 4.8. Измеряют так называемый коэффи-
циент стоячей волны напряжения р (этот параметр часто обозна-
чают КСВН);
где Umax — максимальное значение амплитуды напряжения вдоль
линии; (7min — минимальное значение амплитуды напряжения
вдоль линии.
Кроме того, для вычисления полного сопротивления опре-
деляют положение минимума стоячей волны напряжения. Для этого
вдоль измерительной линии помещена линейка с нониусом для
точного отсчета положения зонда. Отсчет положения минимума
стоячей волны напряжения / производят от некоторого начального
106
уровня, определяемого положением минимума стоячей волны
напряжения при замене объекта измерения коротким замыканием.
Величину I считают положительной при смещении минимума
стоячей волны от начального уровня в сторону генератора.
Выражение для полного сопротивления объекта измерения
через р и I имеет следующий вид:
211=2в--------------------+
(р2 — 1) sin 2л ~ cos 2л —-
+К„------------}------------f-, (4.23)
sin2 2л cos2 Y
где zB — волновое сопротивление линии; X — длина волны в линии.
Для воздушной линии
/
где ос=3*1010 см/с — скорость света в воздухе; f — частота сиг-
нала.
Для определения полного сопротивления по измеренным зна-
чениям р и / вместо громоздких вычислений широко используют
номограмму. Такую номограмму называют круговой диаграммой;
она имеет две системы координат. Одна полярная система коорди-
нат позволяет изобразить в плоскости диаграммы любое сочетание
измеренных параметров р и I. Другая система координат в виде
взаимно ортогональных семейств окружностей дает возможность
отсчитать для каждой точки на плоскости диаграммы значения
действительной и мнимой составляющих измеряемого полного со-
противления, нормированные к величине zB.
Для упрощения обработки результатов измерений с помощью
круговой диаграммы ее снабжают прозрачной рейкой, вра-
щающейся вокруг оси, расположенной в центре диаграммы.
На рейке нанесена шкала р от 1 до оо. На внешней окружности
диаграммы, вдоль которой скользит конец подвижной рейки, на-
несена шкала I в долях длины волны и в угловых градусах.
Далее увидим, что круговая диаграмма удобна для графиче-
ского представления результатов исследований (общий вид кру-
говой диаграммы приведен на рис. 4.13).
Подробно техника использования круговой диаграммы описа-
на в книге [4].
Измерительная линия представляет собой весьма точный
инструмент. Если измеренные значения р лежат в пределах 2-4-10,
то погрешность определения действительной и мнимой состав-
ляющих полного сопротивления объекта измерения может быть
+ 10% и менее. При больших значениях р ухудшается точность
определения действительной составляющей полного сопротивления,
107
а при меньших р — точность определения его реактивной со-
ставляющей.
Подробнее об измерениях полных сопротивлений с помощью
измерительной линии можно прочесть в книгах [3], [4].
При необходимости подать смещение на тот электрод измеряе-
мого диода,
который подключен к центральной жиле коаксиаль-
ной линии, можно использо-
вать схему рис. 4.9. Дроссель
Др и разделительный конденса-
тор Ср вносят некоторые иска-
жения, однако при указанном
способе включения это практи-
чески не влияет на точность
измерения.
Для предварительной оценки
допустимого уровня сигнала при
измерении полного сопротивле-
ния диода можно использовать
%
*
ИЛ
Рис. 4.9
Лр
следующие критерии: при работе на прямой ветви характеристи-
ки диода при работе на обратной ветви характери-
з
стики диода где 1т — амплитудное значение тока,
протекающего через диод в процессе измерения; Um — амплитуд-
ное значение напряжения на диоде; — постоянные со-
ставляющие тока и напряжения на диоде.
Проверку правильности выбора уровня сигнала производят,
как и на низкой частоте, путем нескольких измерений при раз-
ных уровнях мощности генератора.
Трудность измерения параметров полупроводниковых прибо-
ров с помощью измерительной линии заключается в том, что
требуется очень высокая
чувствительность индика-
тора, потому что мощность
генератора с учетом кри-
териев малости сигнала
приходится выбирать весь-
ма малой. Кроме того,
для правильной работы из-
мерительной линии необ-
ходимо, чтобы зонд был
слабо связан с линией.
В противном случае зонд искажает форму распределения
полей в линии, что приводит к возникновению погрешностей
измерения.
Можно перекомпоновать измерительную схему так, что тре-
бования к чувствительности индикатора значительно снизятся
(на 20—30 дБ).
Преобразованная (или «обращенная») схема включения измери-
ма
тельной линии показана на рис. 4.10. Суть преобразования заклю-
чается в том, что генератор и индикатор поменялись местами.
Можно доказать в общем виде, что порядок измерений и точность
получаемых результатов сохраняются теми же, что и при обычном
включении генератора и индикатора. Мощность, поступающая
в индикатор этой схемы, по порядку величины та же, что и на
испытуемом диоде.
Мощность генератора приходится повысить во столько раз,
во сколько раз увеличилась мощность сигнала, приходящего
в индикатор. Это обычно легко сделать, так как уровни исполь-
зуемых мощностей невелики (10~3—10“"7 Вт).
При измерениях четырехполюсных приборов с помощью уни-
версальных измерителей полных сопротивлений и полных про-
водимостей на противоположных от измерителя зажимах четырех-
полюсника (например, транзистора) следует обеспечивать режим
холостого хода или короткого замыкания в зависимости от изме-
ряемого параметра.
Нарушение короткого замыкания, как. правило, обусловлено
паразитной индуктивностью контактодержателя. На фиксирован-
ной частоте качество короткого замыкания можно улучшить,
если емкость, обеспечивающая короткое замыкание, резонирует
с последовательной конструктивной индуктивностью контакто-
держателя.
Оценить качество короткого замыкания уп и у22 можно по
формулам:
Z Низы — . . >
1+>222к.з
• _№+Дугкз
У22изм . . г
^J'uZk.s
(4.24)
(4.25)
гДе Унизм и у22иЗМ — измеренные значения уп и у22 при наличии
реального короткого замыкания; гк,3— сопротивление в цепи ко-
роткого замыкания. Проверка качества короткого замыкания не-
обходима в первую очередь при измерении у22.
При измерении параметра /г22 необходимо обеспечивать режим
холостого хода на входных электродах транзистора по высокой
частоте. Нарушение режима холостого хода в основном вызывается
паразитной емкостью контактодержателя. На фиксированной
частоте качество холостого хода может быть улучшено примене-
нием параллельного резонансного контура, отстраивающего пара-
зитную емкость.
109
Оценить качество холостого хода на входе транзистора при
измерении й22 можно по формуле
• _ й22+ДйУх х
”22иЗМ
1+йиух.х
(4.26)
где й22изм— измеренное значение й22; ^х.х— проводимость в цепи
холостого хода.
Оценка погрешности измерения, связанная с входной емкостью
и индуктивностью контактодержателя, не требует обсуждения.
Более сложной является оценка ’Погрешности, связанной с па-
разитной индуктивностью, последовательной с общим электродом
• транзистора.
Если обозначить сопротивление этой индуктивности zL, то по-
грешность в определении уп, у22, /г22 можно оценить
дующим формулам:
по сле-
У11изм
1 +2Ь ( -У11 +J12 +У21+У22 )
_ у22+г£Ду
У22изм ; ~ ~ >
1 +ZL \ У11+У12+У21+У22 )
h —- ^22
,г22изм— . е
(4.27)
(4.28)
(4.29)
место при
Наиболее значительные погрешности могут иметь
измерении у11э, у11б, у22э.
В качестве примера рассмотрим измерение параметров тран-
зистора ГТ313 на частоте 60 МГц. Примем следующие значения
у-параметров собственно транзистора:
У11э=(И+ /6,5) мСм;
У12э=(—0,083 — /0,62) мСм;
У21э=(45 —/93) мСм;
У22э^(М+/1,5) мСм.
Это соответствует физическим параметрам транзистора:
/т=500 МГц, тк=33 пс, Ск=2 пФ и гэ==5 Ом
(связь физических и у-параметров см. в гл. V).
Примем также в качестве примера zL==/3,8 Ом, что соответ-
ствует индуктивности 10~8 Гн или индуктивному сопротивлению
проволочки диаметром 0,5 мм, длиной 10 мм. Расчет по формуле
по
(4.24) показывает, что действительная составляющая у11э будет из-
мерена с погрешностью около 20%; реактивная составляющая —
с погрешностью около 50%.
Для более низкочастотных транзисторов, например для ГТ308,
погрешность в определении у-параметров из-за паразитной индук-
тивности 10“8 Гн меньше 5%.
На рис. 4.11 показан эскиз контактного устройства, исполь-
зуемого для измерения у22 транзисторов ГТ311 и ГТ313. Контакт-
ное устройство для измерения уи
имеет сходную структуру и отлича-
ется лишь расположением контакт-
ных элементов. Контактное устрой-
ство для измерения h22 снабжено
дополнительным LC-контуром, обеспе-
чивающим холостой ход на входе
Рис. 4.12
Рис. 4.11
Схема контактного устройства, изображенного на рис. 4.11,
показана на рис. 4.12. Резисторы и R2 служат для развязки
цепей смещения трайзистора по постоянному току; емкости Сх и
С2 для уменьшения паразитных индуктивностей выполнены в виде
конструктивных конденсаторов. Диэлектрические прокладки конст-
руктивных конденсаторов для наглядности на рис. 4.11 зачерчены.
Входной электрод транзистора по постоянному току соединен с
корпусом через внутреннее сопротивление измерителя полных
проводимостей.
Контактные гнезда представляют собой узкие отверстия, в ко-
торые вставляют выводы транзистора. Прижим осуществляется
за счет небольшого изгиба выводов.
Во избежание значительных погрешностей необходимо при
подключении транзистора к контактодержателю выдерживать
одинаковое расстояние от корпуса транзистора до контактов.
Это же расстояние должно быть выдержано и при монтаже рас-
считываемого усилителя.
Использование параметров эквивалентного четырехполюсника
имеет смысл только в том случае, если транзистор работает в ли-
нейном режиме. Это в свою очередь требует режима малого’ си-
гнала при измерениях. Обычно достаточным условием Малости
111
сигнала может служить одновременное выполнение следующих
неравенств:
1т<^1э, (4.30)
О
(4.31)
где 1т — амплитудное значение переменной составляющей тока
эмиттера; /э — постоянная составляющая тока эмиттера; Um —
амплитудное значение переменной составляющей напряжения
коллектора; — постоянная составляющая напряжения кол-
лектора.
При измерении у11э не обязательно требовать малости перемен-
ного тока базы по сравнению с его постоянной составляющей,
если неравенства (4.30) и (4.31) уже выполнены.
В качестве примера рассмотрим случай измерения у11э. Примем,
что измеритель полных проводимостей имеет эквивалентное внут-
реннее сопротивление RQ и характеризуется номинальной мощностью
источника сигнала Рг, т. е. мощностью, развиваемой в согласо-
ванной нагрузке. Оценим величину мощности, допустимую для
измерения транзисторов определенного типа. Поскольку при изме-
рении у11э на выходных зажимах осуществляется короткое за-
мыкание, условие (4.31) заведомо выполнено. Оценим величину
переменного тока в эмиттере. Входной ток 1М (амплитудное зна-
чение) может быть оценен по максимуму величины Рг:
/т</8ЛЛ. (4.32)
Для данного типа транзисторов можно задаться максимальным
значением параметра /т; тогда величина переменного тока эмит-
f
тера, если считать />3—, оценивается следующим неравенством:
В
(4.33)
где f — частота измерений.
Окончательно с учетом (4.30)
₽,<^. (4.34)
72/?
Нетрудно заметить, что требование к уровню сигнала оказы-
вается очень жестким. Так, если /?0±=75 Ом, то /э=3 мА*/=
= 200 МГц; /т=1000 МГц? Рг<10“6 Вт.
Одна из наиболее сложных проблем, возникающих при изме-
рении параметров эквивалентного четырехполюсника высокочастот-
ных транзисторов, — это борьба с паразитным возбуждением
измеряемого транзистора и надежный контроль отсутствия воз-
буждения.
Этот вопрос общий для всех измерительных устройств (для
высокочастотных транзисторов он будет рассмотрен в гл. XI).
112
§ 4.4. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
НА СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
При измерении параметров эквивалентного
двухполюсника или четырехполюсника в диапазоне частот выше
300 Л4Гц и особенно выше 1 ГГц влияние паразитных парамет-
ров контактных устройств становится очень сильным. Диоды СВЧ
часто используют в волноводных системах. Некоторые типы дио-
дов имеют корпус, предназначенный непосредственно для присо-
единения к волноводу, — так называемый корпус волноводной
конструкции.
В тех случаях, когда двухполюсный полупроводниковый при-
бор предназначен для присоединения к линии передачи (волновод,
полосковая линия, коаксиальная линия) вместо полного сопро-
тивления или полной проводимости в технике СВЧ часто исполь-
зуют коэффициент отражения Г. Иногда в качестве упрощенной
характеристики принимают величину коэффициента стоячей волны
напряжения р.
Комплексный коэффициент отражения широко применяют
в технике СВЧ не только для характеристики входного сопротив-
ления полупроводниковыхх приборов, но также в качестве харак-
теристики любых линейных двухполюсников — антенн, нагрузок,
фильтров, переключателей, мостов и других устройств, объеди-
няемых в рабочую схему с помощью линий передачи.
Если процесс прохождения электромагнитных волн в линии
передачи рассматривать в общем виде, то общее решение уравне-
ния, известного в литературе под названием телеграфное уравне-
ние, следующим образом выражает зависимость комплексной ампли-
туды напряжения в линии от координаты х (вдоль линии):
U (х) = А е~&х + Ве+'Р*. (4.35)
Коэффициент Р, называемый фазовой постоянной,
р=—=—, (4.36)
X v$
где X — длина волны в линии; о — угловая частота сигнала, рас-
пространяющегося в линии; — фазовая скорость.
Коэффициенты А и В представляют собой комплексные числа,
которые могут быть определены из граничных условий на обоих
концах линии.
Два слагаемых выражения (4.35) имеют ясный физический
смысл: первое слагаемое представляет собой волну напряжения,
распространяющуюся в направлении положительных направле-
ний х; второе — волну напряжения, распространяющуюся в про-
тивоположном направлении.
8 Заказ № 418
113
Коэффициент отражения определяют, как отношение комп-
лексных амплитуд падающей (на нагрузку) волны напряжения
и отраженной (от нагрузки) волны напряжения в том сечении
линии, где эта нагрузка подсоединена:
Г=4-е-/2Рх«=| Г | е/ф, (4.37)
В
где хн — координата сечения линии, к которому подсоединена на-
грузка.
Величина коэффициента отражения однозначно связана с пол-
ным сопротивлением нагрузки:
гн=гв2±^, (4.38)
1 — Г
где гв— волновое сопротивление линии передачи.
Коэффициент отражения можно измерить с помощью измери-
тельной линии. Модуль коэффициента отражения вычисляют,
используя величину коэффициента стоячей волны напряжения:
|г|=&ТГ (4.39)
1 1 р+1
Фаза коэффициента отражения ср определяется по смещению
минимума стоячей волны напряжения I относительно его поло-
жения при коротком замыкании
Ф=л — 4л—. (4.40)
X
Когда диод предназначен для работы в режиме согласования
совместно с линией передачи, вместо коэффициента отражения
для характеристики сопротивления диода используют непосред-
ственно величину р. В общем случае такая характеристика не-
полна, так как по величине р невозможно определить истинное
значение Г или гд. Режим согласования соответствует гд=гв.
В этом случае мощность сигнала, передаваемого вдоль линии,
без отражения поглощается в диоде, что соответствует обычно
оптимальному режиму работы радиотехнической схемы. Таким
образом, номинальное значение полного сопротивления диода на
зажимах, подключаемых к линии, определено и равняется ?в.
Величина коэффициента стоячей волны р характеризует степень
отклонения 2Д от гв. Хотя по р нельзя вычислить значение этого
отклонения, однако для практических случаев по величине р
можно определить долю мощности, отражающейся от диода.
Если обозначить мощность падающего сигнала, распростра-
няющегося в линии передачи Рпад, а мощность, отражающуюся
от диода Ротр, то
IГ |2=(^-М2. (4.4D
Риал 1 1 \р+1/
114
Так, например, в Технических условиях на детекторные и сме-
сительные диоды СВЧ указывают величину допустимого значения
р при фиксированной частоте. В этом случае р характеризует
не само значение полного сопротивления ’диода, а его разброс
относительно номинального значения.
Результаты измерения коэффициента отражения полупровод-
никовых приборов на СВЧ часто представляют в графической
форме. Для этого обычно служит круговая диаграмма.
Рис. 4.13
В качестве примера на рис. 4.13 изображены эксперименталь-
ные точки, показывающие, как изменяется коэффициент отраже-
ния и полное сопротивление одного из параметрических диодов
СВЧ в зависимости от смещения на диоде.
В технике СВЧ для характеристики многополюсных устройств
принята так называемая система параметров матрицы рассеяния.
Смысл параметров рассеяния заключается в представлении о па-
дающих и отраженных волнах на входных и выходных зажимах
устройства.
Параметры рассеяния используют для описания транзисторов
как четырехполюсников в диапазоне сверхвысоких частот. Пара-
метры рассеяния транзистора часто называют s-параметрами.
На рис. 4.14 схематически изображено соединение четырех-
полюсника с двумя линиями передачи. Одна линия присоединена
к входным зажимам четырехполюсника, другая — к выходным.
В обеих линиях существуют падающая и отраженная волны на-
пряжения. Направления этих волн показаны на рис. 4.14 стрел-
ками.
Система уравнений, описывающих связь комплексных амплитуд
8*
115
падающей и отраженной волн на входных и выходных зажимах
четырехполюсника, имеет следующий вид:
^отр 1 — ^11^пад1 4“ $12^пад2»
^отр 2 = $21Д^пад1 “Ь $22^па Д2 •
(4.42)
Коэффициенты su, s12, s2i> s22 определяются свойствами че-
тырехполюсника и образуют систему s-параметров. Выясним фи-
зический смысл каждого из этих параметров.
Для определения su создадим такие условия во внешней цепи,
чтобы (7пад2 было равно нулю. Заметим, что 67Пад2 есть комплекс-
Четырех-
полюсник
Рис. 4.14
ипад2
о----—о-1
к
•О...ж о—*
Уотр 2
ная амплитуда волны, па-
дающей* на выходные за-
жимы четырехполюсника.
Вместе с тем эта волна
является отраженной вол-
ной от нагрузки. Чтобы
устранить отраженную
волну от нагрузки, доста-
точно выбрать zH=zB. Если
это условие выполнено, то
«11=-^- . (4.43)
^пал1 ^пад2=°
Другими словами, su есть коэффициент отражения на входе
четырехполюсника, когда выходная линия нагружена на волновое
сопротивление.
Аналогичным способом можно показать, что параметр s22
представляет собой коэффициент отражения на выходе четырех-
полюсника при нагрузке входной линии на волновое сопротив-
ление:
о____^ОТр2
&22 —~
^падг
‘^пад1 ®
(4.44)
Для определения параметра прямой передачи s2I необходимо
нагрузить выходную линию на волновое сопротивление гв, тогда
^пад2 = б И
I . (4.45)
^пал —q
падЗ
Заметим, что отраженная волна относительно выходных за-
жимов четырехполюсника — это падающая волна для нагрузки.
Так, параметр s21 можно определить как отношение комплексной
амплитуды волны, падающей на согласованную с линией нагрузку
116
в плоскости выходных зажимов четырехполюсника, к комплекс-
ной амплитуде падающей волны на входе четырехполюсника.1
Аналогичным образом можно определить параметр обратной
передачи s12; только в этом определении входные и выходные
зажимы четырехполюсника меняются местами:
;i2=Al₽l е (4.46)
•{'пад2 ^1=°
Для понимания физического смысла параметра s21 полезно
рассмотреть его энергетическую сущность. Примем, что генератор,
задающий мощность на вход четырехполюсника, согласован с ли-
нией передачи. Введем понятие номинальной мощности генера-
тора
/72
Ргеи=7-, (4-47)
4zB
где Е — э. д. с. генератора.
Номинальная мощность генератора — это мощность, отдавае-
мая в согласованную нагрузку. Используя обозначения амплитуд
падающих и отраженных волн, выражение для Рген можно за-
писать в виде
Ргеи=—паД112- (4.48)
гв
Мощность, выделяющуюся в согласованной с линией нагрузке
четырехполюсника, можно выразить так:
Рнагр-—ОТР2*2-. (4.49)
гв
Таким образом
^=|%Г- (4.50)
г ген
Квадрат модуля параметра s21 дает отношение мощности в на-
грузке к номинальной мощности генератора или коэффициент
усиления по мощности исследуемого четырехполюсника в усло-
виях, когда сопротивление генератора и сопротивление нагрузки
равны гв.
Квадрат модуля параметра s12 дает значение коэффициента
обратной передачи мощности с выхода на вход четырехполюсника.
Для однозначного введения системы «-параметров необходимо
указывать, к какому волновому сопротивлёнию линии передачи
они относятся.
Применительно к транзисторам обычно выбирают стандарти-
зованное волновое сопротивление коаксиальных и полосковых
линий передачи гв=50 Ом.
117
Принципиально описание транзистора с помощью системы
s-параметров ничем не отличается от описания того же транзи-
стора с помощью у- или Л-параметров.
Как отмечалось, существуют формулы пересчета из одной
системы параметров в другую. Так, например, связь между
s-и у-параметрами четырехполюсника дается следующими урав-
нениями:
(1 -~УцгВ) (1+У22^в)4->12У212в
( 1 +>П 2в) (1+>222в) — У12У21Л
__________—2yi2zB____________
( 1 +>112в) (1 +>22 2в) — >12>212в
__________—2>212в____________.
(1 +>И 2В) (1 +>22 2В) —>12>212в
(1+>112в) (1 ~>222b)+>12>212b
(1 +>11 *в) (1 +>22 2в) —>12>212в
(4.51)
Использование s-параметров вместо у-параметров для экспе-
риментального исследования эквивалентного четырехполюсника
транзисторов СВЧ объясняется следующими причинами. Во-первых,
подключение к транзистору согласованной линии передачи на СВЧ
технически проще, чем осуществление режима короткого замыка-
ния или холостого хода. Неизбежные паразитные параметры кон-
тактных устройств при измерении s-параметров дают меньшие
погрешности, чем при измерении у-параметров. Во-вторых, схемы
измерения s-параметров более устойчивы по отношению к пара-
зитному возбуждению исследуемых транзисторов по сравнению
со схемами измерения у-параметров.
Кроме того, система s-параметров удобна для разработчиков
аппаратуры, поскольку она дает непосредственную (хотя и при-
ближенную) информацию о величинах входных и выходных сопро-
тивлений (su и s22) ио коэффициенте усиления по мощности
( s21).
Для измерения s-параметров используют специальные измери-
тельные приборы. Один из таких приборов, называемый вектор-
ным вольтметром, представляет собой двухканальный чувстви-
тельный приемник, позволяющий измерять не только амплитуды,
но и фазы сигналов по двум каналам. В сочетании с системой
так называемых направленных ответвителей (общие свойства этих
устройств описаны в книге [4]) векторный вольтметр дает воз-
можность измерять модули и фазы всех составляющих бегущих
волн на входе и выходе транзистора.
118
За неимением подобного прибора измерения s-параметров
можно осуществить с помощью стандартной измерительной линии.
Для таких измерений необходима высокочастотная головка,
состоящая из двух коаксиальных разъемов нормализованного
волнового сопротивления (например, 50 Ом) и контактодержателя,
обеспечивающего подключение транзистора к входному и выход-
ному разъему с возможно малыми паразитными индуктивностями
и паразитными емкостями.
На рис. 4.15 показана конструкция высокочастотной головки,
применяемой для измерения s-параметров транзистора СВЧ с по-
Рис. 4.17
лосковыми выводами, где 1 — испытуемый транзистор; 2 — несим-
метричная полосковая линия; 3 — металлические контактные пло-
щадки для заземления общего электрода; 4 — коаксиальные разъ-
емы; 5 — диэлектрическая плата.
Цепи питания транзистора по постоянному току можно пре-
дусмотреть непосредственно в высокочастотной головке, либо
применить отдельную коаксиальную секцию, включающую в себя
разделительный конденсатор и дроссель. Конструкция такой сек-
ции изображена на рис. 4.16. В качестве разделительного кон-
денсатора применен конструктивный конденсатор 1. Дроссель
представляет собой высокоомную четвертьволновую линию 2,
119
закороченную на конце с помощью конденсатора проходного типа 3.
На рис. 4.16 4 — коаксиальные разъемы; 5 — ввод постоянного
тока.
Такая секция вносит малые отражения в высокочастотный
тракт (КСВ<1,1).
Схема установки для измерения параметров sn и s22 изобра-
жена на рис. 4.17.
Для определения sn к измерительной линии ИЛ подключают
головку с измеряемым транзистором с помощью входного разъема.
мл
Рис. 4.18
К выходному разъему головки подключают секцию для задания
режима и согласованную нагрузку (zB=50 Ом). ^Нагрузка должна
иметь КСВН не более 1,05.
С целью уменьшения погрешности измерения вторую секцию
для задания режима на входе транзистора помещают между ге-
нератором высокой частоты и измерительной линией. Чувстви-
тельный индикатор И подключают к зонду измерительной линии.
Процесс измерения заключается в том, что определяют КСВН (р)
и фазу стоячей волны (ср) в линии по отношению к плоскости
отсчета, определяемой по опыту короткого замыкания. Модуль и
фазу коэффициента отражения на входе транзистора определяют
по формулам (4.39) и (4.40).
Требования к уровню высокочастотного сигнала при измерениях
s-параметров практически те же, что и при измерении (/-пара-
метров.
Если необходимо уменьшить уровень сигнала на испытуемом
транзисторе, можно применить «обращенное» включение измери-
тельной линии, как это было описано в § 4.3.
Схема для измерения $22 полностью совпадает со схемой изме-
рения sn; только к линии подключают выходной разъем голов-
ки, а входной разъем нагружают согласованной нагрузкой.
120
Схема для измерения проходных параметров s21 и s12 изобра-
жена на рис. 4.18.
Сигнал генератора высокой частоты разделяется на два кана-
ла с помощью коаксиального тройника.
В каждом канале установлены аттенюаторы Ат для развязки
каналов между собой. Величина ослабления аттенюаторов выби-
рается в пределах 10—20 дБ. Аттенюатор в канале 1 переменный
и используется при калибровке схемы.
При измерении s21 головку с испытуемым транзисторам вклю-
чают так, что сигнал в канале 1 поступает на входной разъем
головки, усиливается транзистором и, пройдя через развязку,
попадает в измерительную линию ИЛ. Развязка Р представляет
собой аттенюатор или ферритовый вентиль. Чувствительный индика-
тор И, подсоединенный к зонду измерительной линии, позволяет
исследовать форму стоячей волны в линии. Для определения
s21 измеряют отношение высокочастотного напряжения в точке
максимума стоячей волны в линии к напряжению в точке ми-
нимума стоячей волны (p=t/max/(7min). Затем находят фазу стоячей
волны <р по отношению к некоторой плоскости отсчета, опреде-
ляемой с помощью калибровки.
Калибровка заключается в том, что в высокочастотную голов-
ку вместо испытуемого транзистора устанавливают перемычку,
обеспечивающую прямое прохождение сигнала с входа на выход.
Калибровка соответствует значению s21=l. Затем находят поло-
жение минимума стоячей волны в линии, и путем регулировки
амплитуды сигнала в канал 1 переменным аттенюатором доби-
ваются равенства нулю напряжения в минимуме стоячей волны.
Положение зонда в линии при этом принимают за плоскость
отсчета.
Значение s21 определяют из следующего выражения:
о __ Р+1 р/2ф
§21—--------------------------е
р —1
Формула (4.52) справедлива, когда напряжение в максимуме
стоячей волны- при измерении больше, чем при калибровке.
Это условие обычно выполняется, если транзистор обладает коэф-
фициентом усиления по мощности на частоте измерения больше
единицы.
Величину ср считают положительной, если при измерении тран-
зистора положение минимума стоячей волны смещается от плоско-
сти отсчета в сторону удаления от головки.
Для определения параметра s12 схема та же, только входной
и выходной разъемы головки меняют местами.
Формула
si2=~ е'2<₽ (4-53)
р+1
121
справедлива, если напряжение в максимуме стоячей волны при
измерении меньше, чем при калибровке. Это условие выполняется
во всех случаях, когда транзистор не усиливает мощность с вы-
хода на вход.
Для уменьшения уровня сигнала на испытуемом транзисторе
можно использовать «обращенное» включение измерительной
линии в схеме рис. 4.19.
• В таком варианте схемы ослабление в канале 2 должно быть
на 20—30 дБ меньше, чем в канале 1. Канал 2 подсоединяется
Рис. 4.19
к зонду линии через согласующую цепь СЦ, Порядок проведе-
ния калибровки и измерения в схеме с «обращенным» включением
измерительной линии остается тем же, что и при обычном вклю-
чении. Формулы для расчета s12 и s21 также полностью сохра-
няют прежний вид.
ГЛАВА (у)
Измерение параметров
эквивалентных схем
полупроводниковых приборов
Эквивалентной схемой полупроводникового
прибора принято называть электрическую цепь, которая на внеш-
них зажимах обладает теми же электрическими характеристиками,
что и описываемый ею полупроводниковый прибор.
Всякая эквивалентная схема отражает свойства полупроводни-
кового прибора в некотором ограниченном диапазоне условий (ре-
жимов, частот, температур, амплитуд сигналов и т. д.).
Самыми простыми являются эквивалентные схемы двухполюс-
ника и четырехполюсника. Эквивалентная схема двухполюсного
прибора состоит из одного параметра — полного сопротивления или
полной проводимости; эквивалентная схема четырехполюсного при-
бора — из четырех параметров (по числу независимых параметров,
входящих в уравнение четырехполюсника). Такие эквивалентные
схемы транзистора применительно к системам у- и Л-параметров
рассмотрены далее (см. рис. 5.14, а и б).
Эти схемы имеют формальный характер, так как обычно не не-
сут в себе никакой добавочной информации о внутренней структуре
прибора, и используются только для схемной интерпретации си-
стемы параметров двухполюсника и четырехполюсника. Ограничен-
ность эквивалентных схем двухполюсника и четырехполюсника
заключается в том, что они справедливы при фиксированной частоте,
при фиксированном режиме прибора по постоянному току, при ис-
пользовании малых уровней сигнала.
Принципиально иной характер имеют эквивалентные схемы
замещения, которые отражают внутреннюю структуру и внутрен-
ние физические процессы, протекающие при работе реального полу-
проводникового прибора. Эквивалентные схемы этого типа более
полно описывают свойства и особенности прибора и применяются
в довольно широком диапазоне частот, режимов, температур
и т. д.
123
Эквивалентные схемы замещения полупроводниковых приборов
со сложной структурой оказываются громоздкими и неудобными.
В этих случаях используют приближенные эквивалентные схемы,
справедливые в ограниченном диапазоне частот и режимов.
Синтез эквивалентных схем замещения полупроводниковых
приборов представляет собой сложную научную проблему. Как
правило, синтез начинается с анализа так называемой теоретиче-
ской модели прибора, которая включает в себя лишь важнейшие
элементы и описывает только основной физический механизм ра-
боты прибора.
Анализ теоретической модели позволяет изобразить основные
элементы эквивалентной схемы. Например, для транзистора анализ
теоретической модели производят путем решения диффузионного
уравнения [1]. В результате получается выражение для основного
параметра транзистора а, характеризующего передачу тока от эмит-
тера к коллектору за счет диффузии и дрейфа неосновных носителей
заряда через базу. Этот параметр можно изобразить с помощью
зависимого генератора тока в цепи коллектора а/э.
На основе того же анализа получают выражение для входного
сопротивления, коэффициента обратной связи, выходной прово-
димости теоретической модели.
Далее эквивалентную схему дополняют элементами, отражаю-
щими реальную структуру прибора.
Продолжая пример с транзистором, следует добавить к экви-
валентной схеме зарядные емкости обоих переходов Сэ и Ск, сопро-
тивление базы гб, сопротивление коллектора гк (если это необхо-
димо) и другие параметры (см. рис. 5.19).
Синтез эквивалентной схемы завершается учетом паразитных
параметров корпуса прибора — паразитных межэлектродных ем-
костей и индуктивностей выводов.
При расчетах рабочих схем радиотехнических устройств, часто
используют эквивалентную схему замещения полупроводникового
прибора для вычисления параметров эквивалентного двухполюсни-
ка и четырехполюсника, например, у-параметров на рабочей ча-
стоте. Дальнейший расчет схемы производят обычными электро-
техническими методами. Эквивалентная схема позволяет решать
и более общие вопросы. В частности, с помощью эквивалентной схе-
мы находят наиболее выгодный вариант применения прибора и
оптимальный режим прибора по постоянному току.
Параметры эквивалентной схемы лежат в основе принятой си-
стемы параметров для многих типов полупроводниковых приборов,
в том числе и для большинства типов транзисторов.
В науке и технике применяют большое количество эквивалент-
ных схем замещения. Даже для одного и того же прибора иногда
используют несколько разных эквивалентных схем.
Далее рассмотрим методы измерения параметров наиболее упо-
требимых эквивалентных схем замещения полупроводниковых
приборов.
124
§ 5.1. ИЗМЕРЕНИЕ ЕМКОСТЕЙ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Зарядные емкости р-л-переходов являются
составной частью практически всех эквивалентных схем полупро-
водни ковых приборов.
Зарядные емкости р-л-переходов обычно измеряют в режиме,
когда на переход задано постоянное смещение в запирающем на-
правлении. При прямом смещении измерение емкости трудно осу-
ществить, так как она зашунтирована большой активной прово-
димостью.
Все существующие методы измерения емкостей р-л-переходов
основываются на предположении о том, что величина зарядной ем-
кости не зависит от частоты вплоть до частот порядка 100 ГГц,
т. е. практически во всем диапазоне частот полупроводниковых при-
боров. Это положение следует из теоретических представлений,
кроме того, оно многократно подтверждалось экспериментально.
Таким образом, зарядная емкость эквивалентной схемы замеще-
ния считается частотнонезависимым элементом. Это позволяет из-
мерять емкости на любой удобной для измерения частоте.
Исключение из этого правила составляют емкости структур типа
металл — окисел — полупроводник. В таких структурах при зна-
чительном количестве так называемых медленных состояний или
ловушек захвата заряда с относительно большими временами жизни
измеряемая емкость имеет частотную зависимость в области низких
частот (единицы — сотни герц, иногда — до нескольких мегагерц).
К измерительному прибору предъявляются следующие требова-
ния: на р-л-переход должно задаваться контролируемое постоян-
ное напряжение, емкость должна правильно измеряться при на-
личии некоторой параллельной активной проводимости потерь и
утечек в р-л-переходе и при наличии реальных значений последо-
вательного сопротивления и последовательной индуктивности кор-
пуса прибора, амплитуда переменного напряжения на измеряемом
р-л-переходе должна быть мала по отношению к постоянной состав-
ляющей напряжения (не более чем 1 : 3, для особо точных измере-
ний — не более чем 1 : 10). При измерении емкости вблизи точки
нулевого смещения амплитуда переменного напряжения должна
быть мала по сравнению с величиной внутреннего потенциального
барьера р-л-перехода (диффузионный потенциал или величина кон-
тактной разности потенциалов для резкого р-и-перехода).
Для измерения емкостей р-л-переходов используют три метода:
метод замещения в резонансном контуре, метод емкостно-омиче-
ского делителя и мостовой метод.
Метод замещения в резонансном контуре
осуществляют с помощью схемы рис. 5.1, где Е — генератор вы-
сокой частоты; С*бл — блокировочный конденсатор. Перед измере-
нием резонансный контур настраивается в резонанс; критерием
настройки служит максимум показаний высокочастотного вольт-
метра
125
Калибровочный переменный конденсатор снабжен шкалой,
отградуированной в единицах емкости. Вначале фиксируют поло-
жение конденсатора, соответствующее настройке контура в отсут-
ствие объекта измерения. Затем к схеме подключают измеряемый.
прибор, задают необходимый режим по постоянному току, с по-
мощью конденсатора Скал получа-
ют резонанс в контуре и фиксиру-
ют новое значение емкости по
шкале.
Разность двух значений емкости
и есть искомая величина.
Преимуществом такого метода из-
мерений является простота — можно,
например, осуществить измеритель-
ную схему, сделав соответствующую
приставку к универсальному радио-
измерительному прибору Е9-4 (изме-
ритель добротности контуров). Кроме
не зависит от активной проводимости
того, измеряемая величина
р-л-перехода, хотя точность измерения при наличии такой про-
водимости падает вследствие ухудшения добротности и ухуд-
шения остроты максимума настройки.
Оператор при проведении измерений может заметить наличие
активной проводимости по падению амплитуды напряжения при
настройке и даже по порядку величины может оценить эту прово-
димость.
Следует иметь в виду, что измеряемая величина состоит из
суммы величин: емкости р-л-перехода и паразитной емкости изме-
ряемого электрода на корпус измерительного прибора.
Недостатком метода являет-
ся низкая производительность,
что важно в условиях серийно-
го производства.
Метод емкостно-омиче-
ского делителя осуществ-
ляют с помощью схемы рис. 5.2.
Основными элементами этой
схемы являются генератор на-
пряжения высокой • частоты,
имеющий э. д. с. Е и активное
внутреннее сопротивление /?гн,
чувствительный высокочастот-
ный вольтметр 1С, подключен-
ный к токосъемному резистору 7?т.
Перед измерением схему калибруют с помощью эталонного
конденсатора с соответствующей емкостью Сэт, устанавливаемого
на зажимы для измеряемого прибора.
Элементы схемы и рабочую частоту выбирают так, чтобы было
выполнено условие
126
1
(^гн + #т) С
w^max
(5.1)
где Cmax — максимальное значение измеряемой емкости. Измери-
тельный прибор при этом имеет линейную шкалу, которая может
быть отградуирована непосредственно в единицах емкости (в пи-
кофарадах с любым удобным множителем).
По существу измерительная установка, изображенная на рис. 5.2,
измеряет не емкость, а модуль полной проводимости ща частоте
измерения. Используемая градуировка показаний прибора в зна-
чениях емкости справедлива лишь в том случае, если измеряемая
проводимость определяется только емкостью р-л-перехода.
Поскольку активная и реактивная (емкостная) проводимости
складываются как взаимно перпендикулярные векторы, допусти-
мое соотношение активной G и емкостной соС составляющих про-
водимости перехода для обеспечения погрешности измерения
меньше 5% имеет следующий вид:
G<j(oC. (5.2)
Чтобы выполнить это соотношение, необходимо выбрать частоту
измерения достаточно высокой.
Однако для обеспечения малой погрешности измерения емко-
сти нельзя выбирать слишком высокую частоту измерения, так
как в противном случае величина измеряемой проводимости будет
искажена последовательным активным сопротивлением rs или
реактивным1 сопротивлением паразитной последовательной индук-
тивности корпуса LKOpn.
Чтобы погрешности при определении емкости не превышали
5%, одновременно должны быть удовлетворены следующие усло-
вия:
<ог/?>0,3; (5.3)
<o2LKopnC<0,05. (5.4)
Строго говоря, условия (5.3) и (5.4) следует использовать
лишь в расчете на идеальную измерительную установку. С учетом
реальных значений сопротивления генератора /?гн, токосъемного
резистора /?т, паразитной индуктивности контактодержателя LK0HT
ограничение верхней рабочей частоты измерительной установки
выражается следующим образом:
®<-------------- 55
('5+Ягн+Ят)С '
(Лсорп+ ^КОНт) С
Как и в предыдущем методе, важным является учет паразит-
ной емкости измерительной схемы и паразитных емкостей корпуса
измеряемого прибора.
127
Преимущество метода емкостно-омического делителя заключа-
ется в том, что паразитную емкость самой схемы можно получить
сколь угодно малой.
На рис. 5.3 показан эскиз конструкции контактодержателя
установки для измерения емкости диодов методом емкостно-омиче-
ского делителя. Уменьшение паразитной емкости между электро-
Рис. 5.3
дами, к которым подключается диод /, достигается с помощью
заземленного электростатического экрана 3. Экран делит измери-
тельную схему на две части, а измеряемый диод 1 располагается
в отверстии экрана 3. Паразитные емкости с каждого из электро-
Рис. -5.4
дов включены на заземленный экран параллельно генератору
и токосъемному сопротивлению и не влияют на результат изме-
рения. Паразитная емкость, действующая параллельно измеряемой
емкости диода, составляет величину, меньшую 0,005 пФ. На рис. 5.3:
2 — держатель диода; 4 — цанга; 5, 6 — клеммы для подключения
генератора и индикатора.
Погрешности измерения емкости методом емкостно-омического
делителя при выполнении неравенств (5.5) и (5.6) определяются
следующими основными факторами: нелинейностью амплитудной
характеристики электронного вольтметра, неточностью градуировки
схемы с помощью эквивалента емкости, неточностью учета пара-
зитной емкости корпуса прибора. (Способы учета емкости корпуса
рассмотрены далее более подробно.)
128
Типичная предельная погрешность, возможная в измеритель-
ных установках с использованием метода емкостно-омического
делителя составляет примерно ±10%, но при необходимости эту
величину можно снизить до ±3—5%.
Измерительные схемы с использованием метода емкостно-оми-
ческого делителя широко используют на практике благодаря их
простоте, удовлетворительной точности и высокой производитель-
ности.
Методика измерения емкостей полупроводниковых приборов
стандартизована в ГОСТ 18604.3—73.
На рис. 5.4 показана схема измерительной установки, которая
позволяет наблюдать на экране импульсного осциллографа ИО
зависимость емкости полупроводникового прибора от напряжения.
Подобная задача возникает, например, при исследовании структур
металл — окисел — полупроводник. Принцип измерения основыва-
ется на методе емкостно-омического делителя. Вместо гармониче-
ского генератора используют импульсный генератор (на рис. 5.4
обозначен пунктиром), вырабатывающий напряжение пилообраз-
ной формы:
= при 0<7 <7И, (5.7)
где umax — максимальное значение напряжения в импульсе; tu —
длительность импульса; t — время.
Если емкость измеряемого прибора зависит от напряжения
по закону С = С(и), то мгновенное значение тока, протекающего
по токосъемному резистору, будет выражаться формулой
i=c(u)^=^c(«) (58)
dt tu
Иными словами, форма тока, протекающего по токосъемному
резистору, повторяет зависимость емкости .от напряжения. Напря-
жение с токосъемного резистора подается на вход усилителя
вертикального отклонения осциллографа. Развертка осциллографа
синхронизирована импульсами генератора пилообразного напря-
жения. Описанный способ не обеспечивает высокой точности изме-
рения по двум причинам: во-первых, довольно трудно обеспечить
высокую степень линейности пилообразных импульсов напряже-
ния, во-вторых, значительную погрешность дает отсчет измеряе-
мой величины по экрану осциллографа.
К преимуществам такого способа измерения относятся нагляд-
ность и быстрота получения информации.
Мостовыми методами производят измерение емкостей
полупроводниковых приборов, как правило, в лабораторных усло-
виях. Общая характеристика мостовых методов была дана в гл. I.
Измерительные установки,, основанные на мостовом методе изме-
рения, являются наиболее универсальными, так как позволяют
определить емкость при наличии значительной шунтирующей про-
водимости или большого последовательного сопротивления. Спе-
циальные мостовые измерительные схемы могут обладать очень
9 Заказ № 418 129
высокой точностью измерения емкости (погрешность ±0,1%
и ниже).
Недостатками измерительных мостовых схем являются их отно-
сительно низкая производительность, сложность и дороговизна.
Рассмотрим вопрос, общий для всех методов измерения емко-
сти, — как учитывать паразитную емкость корпуса при определе-
нии емкости р-п-перехода полупроводникового прибора.
Если конструкция измеряемого прибора такова, что имеется
лишь одна паразитная емкость — шунтирующая емкость р-п-пере-
хода (это характерно для диодов, рис. 5.5), то измеряется сумма
емкости р-п-перехода Спер и емкости корпуса
СкоРп. В реальной установке к данной сумме надо
добавить еще паразитную емкость контактодержа-
теля. При этом для определения емкости перехо-
да необходимо дополнительно измерить емкость
корпуса.
Методически правильно измерение Скорп произ-
водить в той же установке. Во-первых, сама ве-
личина Скорп не есть, строго говоря, константа, а
Рис. 5.5
зависит от взаимного расположения корпуса из-
меряемого полупроводникового прибора и окружающих металличе-
ских деталей; во-вторых, при таком измерении одновременно учи-
тывается паразитная емкость измерительной установки. Для изме-
рения Скорп следует использовать несколько пустых корпусов изме-
ряемых приборов.
Таким образом, для определения емкости р-п-перехода двух-
электродного прибора нужно измерить полную емкость Сполн
и с помощью пустых корпусов прибора — емкость корпуса в сум-
ме с паразитной емкостью установки Скорп, а затем вычесть одно
из другого:
_г _______г
пер ^полн ^корп-
(5.9)
Измерительную установку можно усовершенствовать так, чтобы
показания выходного прибора давали непосредственно величи-
ну Спер- Для этого используют схему с компенсацией начального
отсчета, соответствующего значению Скорп, Компенсация может
быть осуществлена как по высокой частоте (путем подачи на токо-
съемное сопротивление регулируемого тока в противофазе с изме-
ряемым током), так и по постоянному току после детектирования
высокочастотного сигнала. Подобные разновидности измерительных
схем непринципиальны, поэтому в дальнейшем не рассматрива-
ются.
В Технические условия (ТУ) обычно записывают величину
полной емкости; это наиболее правильно в тех случаях, когда
емкость корпуса значительно меньше емкости р-п-перехода. Для
некоторых полупроводниковых приборов с. очень малыми значе-
ниями емкости в ТУ записывают величину емкости р-п-перехода,
так как в противном случае необходимо очень подробно огова-
ривать конструкцию измерительной установки (ведь емкость кор-
130
пуса зависит от конфигурации окружающих металлических
деталей).
Более сложные задачи возникают при измерении емкости р-п-
переходов в многоэлектродных полупроводниковых приборах.
Паразитные емкости корпуса образуют в этом случае довольно
сложную электрическую цепь. Влияние паразитных емкостей
на результат измерения в значительной степени зависит от спо-
соба подключения к измерительной схеме всех электродов иссле-
дуемого полупроводникового прибора.
Рассмотрим пример измерения емкости коллекторного р-п-пере-
хода транзистора с четырьмя выводами (выводы эмиттера, базы,
коллектора и вывод от изолированного корпуса прибора). Корпус
такого транзистора имеет систему паразитных емкостей, изобра-
женных на рис. 5.6 в виде эквивалентной схемы корпуса. Емко-
сти —CQ называют частичными емкостями. В электротехнике
частичной емкостью Cif всякой многоэлектродной системы принято
называть емкость между двумя электродами с номерами i и /
в условиях, когда все остальные электроды заземлены.
Практически измерение всех частичных емкостей корпуса тран-
зистора производят с использованием специального измеритель-
ного прибора общего применения Е8-1 (измеритель межэлектрод-
ных емкостей). Необходимо только для каждого типа корпуса
изготовить специальные сменные держатели.
Примем, что все частичные емкости корпуса транзистора
известны.
Для измерения емкости коллекторного р-п-перехода транзисто-
ра на него задают постоянное напряжение в запирающем направ-
лении. Цепь эмиттера по постоянному току обычно разомкнута.
В этих условиях эквивалентная схема измеряемого транзистора
с учетом паразитных емкостей корпуса имеет вид, изображенный
на рис. 5.7 Цепи подачи постоянного смещения для простоты
опущены.
Если для определения емкости коллекторного р-п-перехода Ск
воспользоваться методом замещения в резонансном контуре
или мостовым методом, то для этого необходимо заземлить
9*
131
вывод корпуса и вывод базы, а вывод коллектора присоединить
к измерительной схеме. В результате измерения получим
£изм в Ск + С3 + Св +
^5 (£14~С1+£э)
^1+С4+С5+Сэ
(5.Ю)
где Сэ — емкость р-п-перехода эммитер — база.
Отсюда видно, что влияние паразитных емкостей корпуса
в общем виде имеет достаточно сложный характер. Кроме того,
разница между измеренным значением Сизм и емкостью коллек-
торного перехода не может быть определена в общем случае
с помощью одного измерения цустого
корпуса в той же измери-
тельной схеме. Во многих
частных случаях широко
пользуются таким простым
приемом; например, если
С6^СК, то способ учета
паразитной емкости кор-
пуса практически совпа-
дает со способом учета па-
разитной емкости корпуса
диода: достаточно измерить
полную емкость при под-
ключенном транзисторе, затем в тех же условиях измерить
емкость пустого корпуса и вычесть одно значение из другого.
Значительные преимущества с точки зрения влияния паразит-
ных емкостей корпуса на результат измерения емкостей р-п-пере-
ходов многоэлектродного полупроводникового прибора имеет метод
емкостно-омического делителя.
Этот метод позволяет производить измерения емкостей между
двумя электродами прибора при условии заземления всех (или
некоторых) остальных ‘электродов. Посмотрим, что это дает на
примере определения емкости коллекторного р:п-перехода того же
транзистора, эквивалентная схема которого уже рассматривалась
(см. рис. 5.7).
На рис. 5.8 показано включение транзистора в схему измере-
ния, где пунктиром, обозначен высокочастотный генератор; —
высокочастотный вольтметр. Корпус транзистора заземлен, при
этом емкости С2 и С3, которые имеют наибольшую величину сре-
ди остальных частичных емкостей корпуса, не оказывают влияния
на результат измерения, поскольку они лишь шунтируют генера-
тор высокой частоты и токосъемный резистор.
Результат измерения
Сизм^Ск + ^в+Сз
Ci+C4 4-С&+Сэ
(5.П)
Как видим, измеренное значение по сравнению с (5.10) ближе
к величине определяемой емкости коллекторного перехода на
величину С3.
132
В большинстве случаев С5 + Св<Ск, поэтому измеренное зна-
чение емкости практически совпадает с емкостью р-п-перехода,
и не возникает необходимости вводить расчетную поправку.
Еще одна существенная проблема, близкая по техническому
решению к рассмотренным способам измерения емкости р-п-пере-
хода при наличии паразитных емкостей корпуса, связана с иссле-
дованием наиболее сложных современных транзисторов, имеющих
токоведущие дорожки и контактные площадки, которые располо-
Рис. 5.9
Э&
Рис. 5.10
жены на поверхности окисной пленки, покрывающей кристалл
полупроводника.
Пример упрощенной конструкции такого транзистора изобра-
жен на рис. 5.9, где 1 — коллектор; 2 — база; 3 — эмиттер;
4 — маскирующий слой окисла; 5, 6 — металлизация, образую-
щая токоведущие дорожки и контактные площадки; 7, 8 — элект-
родные проволочки; 9 — кристаллодержатель. Эквивалентная схема
транзистора (при запертых р-п-переходах) усложняется наличием
емкостей между токоведущей металлической пленкой и кристал-
лом через тонкий слой окисла. На рис. 5.10 показаны две такие
емкости: Скэ — емкость через пленку окисла между эмиттером
и коллектором; Скб— емкость через пленку окисла между базой
и коллектором. Паразитные емкости корпуса на рис. 5.10 опу-
щены. При разработке нового прибора возникает необходимость
раздельно исследовать как емкости р-п-переходов, так и емкости
СКэ и Скб«
Непосредственно измерить емкость СКб невозможно. Для оп-
ределения Скэ достаточно измерить емкость между эмиттером
и коллектором при заземленной базе методом емкостно-омического
делителя. Однако обычная измерительная схема может оказаться
непригодной, так как условие (5.5) для такого варианта включе-
ния транзистора недостаточно. Необходимо использовать такую
измерительную Схему, где бы выполнялись следующие дополни-
тельные условия:
0X0,3----------!--------;
(сэ+с;э)(ягн+ят)
(0<0,3 ------;---.
(ск+ Скэ+Скб) (/?гн+^т)
133
Кроме того, следует проверить, что амплитуда переменного
напряжения на обоих переходах удовлетворяет обычному условию
малости сигнала.
После того как определена величина Скэ» можно определить
с помощью независимых измерений величины С3 и Ск6 + Ск.
Чтобы найти раздельно величины Ск и Ск6, необходима дополни-
тельная информация. Например, если известна геометрия обеих
токоведущих металлизированных площадок, то можно определить
соотношение площадей плоских конденсаторов, образующих емко-
сти Скб и СкЭ.
Когда эта величина становится известной, Скб вычисляют из
Скэ. Далее из измеренного значения (Ск4-СКб) определяют вели-
чину емкости р-п-перехода.
Другой менее точный способ определения Ск и Скг можно ис-
пользовать в тех случаях, когда заранее известен закон измене-
ния Ск с изменением напряжения на р-п-переходе и известно, что
Скб не зависит от напряжения. Способ заключается в том, что
измеряют зависимость (Ск4-Скб) от напряжения, а затем после
математической обработки находят раздельно значения Ск и Ск(>.
§5.2. ИЗМЕРЕНИЕ ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫХ
СОПРОТИВЛЕНИЙ ДИОДОВ
Эквивалентная схема полупроводникового
диода при смещении его в запирающем направлении имеет вид,
изображенный на рис. 5.11. Наиболее простым представляется
способ измерения последовательного сопро-
тивления гу, который заключается в том,
чтобы подать на диод постоянный ток в пря-
мом направлении, а затем измерить .полное
сопротивление диода на низкой частоте.
Измеренное сопротивление будет состоять
, из двух слагаемых: сопротивления прямо-
'корп смещенного р-п-перехода и измеряемого по-
следовательного сопротивления. Сопротивле-
ние р-п-перехода вычисляют по формуле
r = kTjqly или через диод задается столь
большой постоянный ток, чтобы это сла-
гаемое стало пренебрежимо малым.
Однако такой простой способ удается
практически использовать лишь в очень ред-
ких случаях, так как у большинства дио-
Рис. 5.11
дов величина последовательного сопротивления резко изменяется
при смещении диода в прямом направлении. Последовательное
сопротивление диода представляет собой сопротивление растекания
тока в толще полупроводника (или в базе диода). Наибольшее влия-
ние на сопротивление диода оказывают участки базы, которые нахо-
134
дятся в непосредственной близости к границе р-п-перехода. Более
удаленные участки базы играют незначительную роль из-за малой
плотности протекающего тока.
При смещении диода в прямом направлении вблизи р-п-пере-
хода в результате инжекции возрастает концентрация основных
и неосновных носителей заряда, падает эффективное удельное
сопротивление полупроводника, и в результате падает измеряемое
последовательное сопротивление диода.
При смещении диода в запирающем направлении последова-
тельное сопротивление остается постоянным или слабо изменяется
при изменении смещения. Кроме того, последовательное сопро-
тивление диода в этом случае или не зависит от частоты, или
очень слабо изменяется с изменением частоты. Это позволяет
широко использовать эквивалентную схему полупроводникового
диода, и делает актуальным измерение последовательного сопро-
тивления диода.
Прямой способ определения последовательного сопротивления
диода заключается в том, что измеряют полное сопротивление
диода, смещенного в запирающем направлении, на достаточно
высокой частоте. Высокую частоту выбирают, чтобы предотвратить
влияние параллельной активной проводимости перехода G на
результат измерения. Кроме того, с увеличением частоты умень-
шается добротность диода, что позволяет повысить точность изме-
рения активной составляющей.
Добротностью диода (?д называют отношение реактивного
сопротивления емкости диода к величине активного последова-
тельного сопротивления:
шСдГ 5
(5-12)
Измерение полного сопротивления диода можно осуществлять
одним из методов, описанных в гл. IV, например, мостовым мето-
дом или с помощью измерительной линии.
Общее выражение для полного сопротивления диода, имею-
щего эквивалентную схему, изображенную на рис. 5.11, довольно
сложно (его рассматривать не будем). В схеме рис. 5.11 G — ак-
тивная проводимость перехода; Скорп — емкость корпуса; L — индук-
тивность корпуса.
Общую формулу практически редко используют для опреде-
ления величины rs, поскольку параметры, необходимые для рас-
чета (L, G, Скорп, Сд), чаще всего не бывают известны с необхо-
димой в данном случае степенью точности. Поэтому стремятся
выбрать частоту измерения так, чтобы упростить расчетное выра-
жение и исключить из него по возможности побочные параметры.
Обычно для диодов выполняются следующие неравенства Gr/^1
и LG<^rsCa. Если выбрать частоту измерения, удовлетворяющую
неравенствам:
-------. (5.13)
Сд/Сг5 бАСд
135
то выражение для полного сопротивления диода существенно
упростится (с погрешностью, меньшей 10%):
/1 pfitopiA2 (Сд+Скорп)
\ Сд /
Таким образом, для определения rs необходимо измерить дей-
ствительную часть полного сопротивления диода на одной из
частот, удовлетворяющих условию (5.13), и независимо измерить
величины Скорп и Сд. При проведении практических измерений
следует учесть ряд дополнительных факторов.
Во-первых, необходимо помнить, что параметр Скорп зависит
от конкретной конструкции контактодержателя, в котором уста-
навливается диод. Поэтому величину Скорп для использования
в формуле (5.14) следует измерять в том же измерительном кон-
тактодержателе, который используется при измерении ?д.
Во-вторых, выбор рабочей частоты ограничивается возможно-
стями используемой измерительной аппаратуры. Так, все методы
измерения полного сопротивления двухполюсника обеспечивают
приемлемую точность определения действительной части полного
сопротивления (или полной проводимости) лишь в том случае,
есЛи добротность фд измеряемого двухполюсника не слишком
ведика.
Практически во всех случаях необходимо
<?д=—<100. (5.15)
coCArs
В большинстве случаев желательно
Зд<30. (5.16)
Условия (5.15) или (5.16) приводят к необходимости повышать
рабочую частоту, что заметно усложняет измерения.
Для многих типов полупроводниковых диодов, особенно дио-
дов СВЧ, вообще невозможно найти такую частоту измерения,
которая бы одновременно удовлетворяла условиям (5.13) и (5.15).
;Кроме того, при выборе рабочей частоты в диапазоне СВЧ экви-
валентная схема, описывающая элементы корпуса диода, приоб-
ретает характер цепи с распределенными параметрами. Это очень
усложняет вычисления параметров эквивалентной схемы диода
по измерению полного сопротивления на внешних зажимах.
Дополнительные трудности возникают из-за наличия паразит-
ных параметров контактодержателя, с помощью которого диод
подключают к измерительному прибору.
Существует несколько методов определения полного сопротив-
ления диода СВЧ, при использовании которых искажающее влия-
ние параметров корпуса и контактодержателя исключается. Основ-
ное внимание обычно уделяют величине rs, поскольку емкость
р-п-перехода может быть измерена более простыми способами
(см. § 5.1).
136
В основе этих методов лежат общие свойства четырехполюс-
ников; поэтому их называют иногда методами пассивного линей-
ного четырехполюсника. Рассмотрим кратко три разновидности
таких методов. (Более подробно о них можно прочитать в рабо-
те [11].)
В общем виде эквивалентную схему диода, подключенного
к контактодержателю, можно представить в виде четырехполюс-
ника, включающего в себя все элементы корпуса и контактодер-
жателя, и собственно диода, описываемого двумя элементами
эквивалентной схемы — емкостью Сд и последовательным сопро-
тивлением rs.
Размеры активной области диода практически всегда много
меньше длины волны; поэтому эквивалентную схему собственно
диода представляют сосредоточенными элементами. ,
Четырехполюсник на выходных зажимах нагружен собственно
диодом. На входных зажимах четырехполюсника производится
измерение полного сопротивления (к примеру, эти зажимы могут
соответствовать коаксиальному разъему на измерительной линии).
О свойствах четырехполюсника заранее ничего неизвестно,
кроме того, что этот четырехполюсник не имеет потерь. Однако
и это иногда требует проверки.
Всякий линейный четырехполюсник может быть описан, напри-
мер, у-параметрами, тогда
гвх = —^22гд. , (5.17)
Ун+Аугд
где zBX— входное сопротивление четырехполюсника, нагруженного
диодом;
гд — полное сопротивление собственно диода;
Уц — параметры четырехполюсника;
Ду — определитель у-матрицы.
Чтобы воспользоваться формулой (5.17), надо определить три
комплексные величины уп, у22, Ду.
Метод измерения, называемый методом трех эталонбв,
основывается на использовании трех вспомогательных устройств
или эталонов. Каждый из них представляет собой корпус иссле-
дуемого диода. Первый, называемый эталоном холостого хода,
имеет разрыв в том месте, где помещается р-п-переход диода.
Второй, называемый эталоном короткого замыкания, имеет корот-
кое замыкание в месте расположения кристалла диода. Третий
эталон наиболее сложен для изготовления. В нем вместо диода
должно располагаться эталонное сопротивление известной вели-
чины. Размеры эталонного сопротивления должны быть того же
порядка, что и размеры кристалла диода. Обычно в качестве
эталонного сопротивления применяют миниатюрную конструктив*
ную емкость.
137'
Все три эталона последовательно устанавливают в измеритель-
ную схему и определяют три значения входного сопротивления
2к.з» 2х.х и 2экв- Последовательно используя три раза форму-
лу (5.17), получаем три независимых уравнения с тремя неиз-
вестными. Решение этих уравнений дает необходимые для опре-
деления rs значения параметров четырехполюсника.
Метод трех эталонов, несмотря на его громоздкость, широко
применялся при исследовании выпрямительных и смесительных
диодов сантиметрового диапазона волн.
Практически важная разновидность описанного метода позво-
ляет обойтись одним эталоном холостого хода.
Для измерения используют измерительную линию. Схема
измерителя полного сопротивления такого типа разбиралась
в гл. IV и изображена на рис. 4.9 (можно также использовать
схему рис. 4.10).
Принцип измерения заключается в следующем. В контакто-
держатель диода устанавливают * эталон холостого хода и опре-
деляют положение минимума стоячей волны в измерительной
линии. Затем отсчитывают от этого положения минимума отрезок,
равный четверти длины волны, и полученное сечение в линии
принимают условно за входные зажимы четырехполюсника, нагру-
женного диодом. Выбранный четырехполюсник обладает следую-
щим свойством: при сопротивлении диода, равном бесконечности
(в держатель установлен эталон холостого хода), входное сопро-
тивление четырехполюсника тоже равно бесконечности. Это свой-
ство в приложении к формуле (5.17) приводит к важному след-
ствию:
Ду=0. (518)
Таким образом, формула преобразования полного сопротивле-
ния диода к входным зажимам четырехполюсника приобретает
простой вид:
+ (5.19)
где А и В — действительные числа. Принимают, что четырехпо-
люсник не имеет потерь, тогда уп и у22 “ чисто реактивные про-
водимости и
/Д=—, (5.20)
Ун
В-^. (5.21)
Уп
Следующий этап — определение величины А. Для этого необ-
ходимо осуществить режим короткого замыкания, т. е. гд=0.
Можно воспользоваться эталоном короткого замыкания. Однако
для имитации режима короткого замыкания можно использовать и
138
(5.22)
испытуемый диод, что методически значительно более правильно.
Для этого на диод подают смещение в прямом направлении, причем
ток увеличивают до тех пор, пока в измерительной линии не пре-
кратится изменение фазы стоячей волны. В таком режиме молено
с уверенностью принять, что реактивное сопротивление собственно
диода близко к нулю, а остаточное активное сопротивление мень-
ше, чем rs. При этом фаза стоячей волны в линии соответствует
режиму короткого замыкания диода, хотя КСВ в линии имеет
конечную величину. Величину А определяют как реактивную
составляющую входного сопротивления четырехполюсника в режи-
ме короткого замыкания Im (zK,3).
После этого появляется возможность установить полный импе-
данс собственно диода с точностью до постоянного коэффициента В.
Воспользуемся тем, что величина емкости диода в рабочей точке
известна. Это исключает необходимость использования третьего
эталона. Практически сначала определяют добротность диода
как отношение реактивной составляющей полного сопротивления
собственно диода к активной составляющей:
Q = 1 __1т(*вХ ) — Im
Д Re(-BJ
Параметр часто используют как самостоятельный пара-
метр; кроме того, с его помощью, зная Сд, легко вычислить иско-
мую величину
Варианты метода четырехполюсника находят практическое
применение, однако они имеют общий недостаток, который во
многих случаях делает их непригодными. Возможность примене-
ния эталонов основана на предположении о том, что корпуса
диодов идентичны и что конструкция контактодержателя допу-
скает воспроизводимое включение этих корпусов в измерительную
схему. Даже в тех случаях, когда это предположение справед-
ливо (с известным приближением), оценка возникающей погреш-
ности представляет собой сложную задачу.
Развитие метода четырехполюсника привело к созданию без-
эталонного метода измерения последовательного сопротивления
диода. Использовано было то, что эквивалентная схема собственно
диода представляет собой последовательное соединение емкости,
зависящей от напряжения [Сл (и)], и последовательного сопротив-
ления rs, не зависящего от напряжения смещения.
Поэтому возникла идея использовать емкость р-п-перехода
в качестве эталонного сопротивления. Причем для воспроизведе-
ния нескольких эталонов достаточно измерить один и тот Jke
диод при нескольких напряжениях смещения (предполагается,
что величину емкости р-п-перехода можно измерить независимо
для каждого значения напряжения смещения).
В принципе задачу можно решить прямым способом. Для
этого достаточно диод подсоединить с помощью фиксированной
13»
<; *
измерительной головки к измерителю полных сопротивлений,
и измерить гвх как функцию напряжения смещения. В плоскости
круговой диаграммы измеренные точки ложатся на окружность.
Далее путем сравнительно громоздкой математической или гра-
фической обработки можно получить значение
Практически более ценный вариант безэталонного метода Изме-
рения требует применения регулируемого трансформатора импен-
дансов с малым уровнем собственных потерь.
На диод задается напряжение смещения UQ. С помощью транс-
форматора достигается согласование полного сопротивления диода
с линией передачи, подключенной к входным зажимам четырех-
полюсника. Затем напряжение смещения на диоде изменяется
и устанавливается равным Ur, Достаточно предположить, что rs
мало меняется при изменении напряжения смещения от t/0 до
Значения емкости р-п-перехода диода при обоих напряжениях
примем равными Со и Сх соответственно.
Измеряют коэффициент отражения в линии по модулю | Г*! |
при напряжении на диоде L/x. Полученные данные достаточны для
определения добротности собственно диода:
(5.23)
Отсюда можно определить величину rs, зная Со.
Точность определения rs возрастает в тех случаях, когда для
р-п-перехода заранее известен закон измерения емкости с измене-
нием напряжения. Например, для плавных переходов
В
frv+u
Сд
(5.24)
где В — константа; ф— диффузионный потенциал; U — напряже-
ние смещения.
В этом случае нет необходимости измерять емкости для опре-
деления добротности диода:
Величину добротности на фиксированной частоте и при фикси-
рованном напряжении смещения, а также величину постоянной
времени диода широко используют для характеристики варак-
торов и лавинно-пролетных диодов. Эти параметры связаны между
собой и с параметрами эквивалентной схемы диода
1
(5.26)
140
Преимущество описанного метода в том, что его можно исполь-
зовать для определения добротности диода непосредственно в радио-
технической схеме: в параметрическом усилителе, в резонаторе
генератора с лавинно-пролетным диодом, в резонаторе умножителя
частоты и т. д. Кроме исследований свойств самого диода, метод
бывает полезен и для оценки потерь в устройстве в целом.
Недостатком метода измерения с использованием трансформа-
тора импедансов является сложность оценки погрешности, связан-
ной с собственными потерями в трансформаторе [12].
Находят практическое примене-
ние методы измерения добротности
путем снятия резонансных харак-
теристик резонаторов с исследуемым
диодом.
Один из таких методов основан
на перестройке объемного резонато-
ра путем изменения напряжения
смещения на диоде. Схема измери-
теля показана на рис. 5.12. Испы-
туемый диод 1 включен в объемный
резонатор 2 (где 3 — подвижный
поршень для настройки резонатора), слабо связанный с генерато-
ром высокой частоты ГНг и индикатором уровня сигнала СВЧ И.
Постоянное напряжение на диод подается через высокочастотную
развязку от генератора постоянного напряжения ГН2, Измере-
ния производят на фиксированной частоте f генератора ГНг.
Если потерями в резонаторе можно пренебречь по сравнению
с потерями в диоде, то порядок измерений сводится к следую-
щему. На диод подают постоянное напряжение смещения (70, резо-
натор с помощью органов механической перестройки настраивают
на максимум показаний индикатора. Последовательно увеличивают,
а затем уменьшают напряжение на диоде относительно величины
UQ и фиксируют значения напряжений [/х и (72, соответствующие
падению амплитуды сигнала по индикатору на 3 дБ. Добротность
(?д или постоянную времени диода т^, отнесенные к напряжению
смещения £70, определяют по формуле
(5.27)
где Сх и С2— емкости р-п-перехода при напряжениях смещения
Uг и U2.
Предполагается, что f/2<^0<t\.
Как и в предыдущем случае, использование формулы (5.27)
значительно упрощается, если заранее известен закон изменения
141
емкости с изменением напряжения. Например, для диодов с плав-
ным р-п-переходом формула (5.27) приобретает вид
I _ 1 /~ф+^2
И Ф+^1
Сд
(5.28)
Таким образом, для определения добротности диода нет необ-
ходимости производить измерения емкости р-п-перехода при раз-
ных смещениях.
Рассмотренный метод измерения характеризуется методической
погрешностью в связи с тем, что измерительный резонатор не опи-
сывается, строго говоря, эквивалентным LC-контуром.
Методическую погрешность можно оценить экспериментально
для конкретного типа резонатора. Для этого на шкале индика-
тора фиксируют амплитуду сигнала Ад при настройке резонатора
с диодом и амплитуду сигнала Ак при замене диода пустым кор-
пусом (при неизменной настройке резонатора).
Погрешность оценивают по формуле
6 = [4^У
. Ид /
(5.29)
Практически без особого труда получают значение 6<5%.
Для диодов, имеющих высокую добротность, необходимо опре-
делять погрешность измерения, связанную с потерями в измери-
тельном устройстве. Оценку этой погрешности производят с по-
мощью эталонных конденсаторов, которые помещают в корпусах,
' идентичных корпусам измеряемых диодов. Эти конденсаторы пред-
ставляют собой узкий воздушный промежуток или промежуток,
заполненный диэлектриком с малыми потерями на СВЧ (например,
фторопластом).
Оценку потерь производят в следующем порядке. В измери-
тельный резонатор устанавливают эталонный конденсатор, емкость
которого близка к емкости измеряемого диода. Резонатор настраи-
вают органами механической настройки и фиксируют амплитуду
сигнала Лэт на индикаторе. Затем эталонный конденсатор заме-
няют измеряемым диодом и, не изменяя положения органов на-
стройки резонатора, настраивают его в резонанс путем изменения
напряжения на диоде. Фиксируют амплитуду сигнала Ад и напря-
жение смещения £70, а затем определяют значения напряжений
смещения и (/2, соответствующие расстройке резонатора на 3 дБ.
Полученные данные позволяют вычислить истинное значение
142
(или фд) диода при напряжении (70, а также погрешность Дт^,
определяемую потерями в резонаторе:
• 1 — —
Дт.=1--------(5.31)
0) G лэт
Для получения малых величин Дт5 необходимо, кроме малых
потерь в стенках резонатора и в подвижных соединениях, обес-
Рис,. 5.13
печить слабую связь резонатора с генератором высокой частоты
и с индикатором. Требуемая величина связи устанавливается путем
измерения Дт, при последовательном ослаблении обеих связей
При этом обе связи конструктивно идентичны и изменяются одно-
временно.
Чтобы обеспечить правильность измерений, на диоде в процессе
измерения должна быть довольно малая величина переменного
напряжения.
Для проверки выполнения этого условия измерения произво
дят при уровне мощности генератора в 2—10 раз больше нормаль-
ного уровня. Постоянство результатов измерения при этом служит
критерием правильности выбора амплитуды сигнала.
Конструкция объемного резонатора, используемого в промыш-
ленности для измерения диодов, показана на рис. 5.13, где
1 — полость резонатора; 2 — испытуемый диод; 3 — центрирующая
шайба; 4 — орган механической настройки; 5 — ловушки для раз-
вязки по СВЧ; 6, 7 — волноводные выводы к индикатору и к гене-
143
ратору соответственно. При измерении постоянной времени диодов
с емкостями перехода в пределах 0,1—0,5 пФ погрешность Дт^<
<0,15 пс.
Потери в резонаторе можно снизить путем сужения диапазона
измеряемых емкостей.
§ 5.3. ПАРАМЕТРЫ ЭКВИВАЛЕНТНОЙ
СХЕМЫ БИПОЛЯРНОГО
ТРАНЗИСТОРА
В § 5.1 рассматривалась эквивалентная
схема транзистора в запертом состоянии, используемая при изме-
рении емкостей эмиттерного и коллекторного р-и-переходов.
Для практики большое значение имеет эквивалентная схема
транзистора, работающего в активном режиме, с помощью которой
удается наглядно интерпретировать механизм работы прибора. Та-
кая эквивалентная схема способна отражать довольно тонкие
процессы, происходящие в транзисторе.
С момента опубликования работы Шокли по теории плоскост-
ного транзистора [131, в литературе появилось большое количество
типов и разновидностей эквивалентных схем.
Для исследования маломощного транзистора, работающего на
низких частотах, обычно используют эквивалентную схему четы-
144
рехполюсника, соответствующую системе у-параметров (рис. 5.14, а)
или Л-параметров (рис. 5.14, б). Каждый параметр в этом случае
имеет ясный физический смысл: А11б характеризует в первую оче-
редь сопротивление эмиттерного перехода и возможные добавочные
сопротивления в цепи эмиттера; hl26 — коэффициент обратной связи
за счет эффекта расширения базы, h216 — эффективность эмиттера
и потери на рекомбинацию в базе; h226 — проводимость коллек-
торного перехода за счет расширении базы и за счет возможных
утечек [11. Методы измерения низкочастотных Л-параметров были
рассмотрены в гл. IV.
Эквивалентная ^хема транзистора на высоких частотах может
оказаться весьма сложной, например, широко распространенная
схема рис. 5.15. Пользоваться столь громоздкой схемой неудобно,
поэтому практически используют упрощенные эквивалентные
схемы.
На рис. 5.16 изображена эквивалентная схема, которая при-
менима ко многим типам транзисторов в области высоких частот.
Из схемы исключена активная проводимость коллекторного
перехода, поскольку она зашунтирована большой проводимостью
активной емкости коллектора. По той же причине в схеме устранен
зависимый источник p6K(/2, описывающий коэффициент обратной
связи транзистора за счет расширения базы.
Рассмотрим качественное содержание каждого параметра, по-
скольку это необходимо в дальнейшем для исследования методов
измерения.
Параметр z9.T описывает комплексную проводимость эмиттер-
ного перехода теоретической модели транзистора.
Понятие теоретической модели включает в себя собственно тран-
зистор без зарядных емкостей переходов, без сопротивления базы
и сопротивлений в контактах. Введение теоретической модели об-
легчает анализ процессов в транзисторе; кроме того, она исполь-
зуется при синтезе эквивалентной схемы.
Параметр гэ.т представляет собой параллельное соединение низ-
кочастотного сопротивления эмиттера г3 = кТ/д!э и реактивной
Ю Заказ № 418
145
проводимости диффузионной емкости эмиттера. Численное значе-
ние этой проводимости в рабочем диапазоне частот транзистора
обычно в несколько раз меньше, чем 1/гэ, следовательно, можно
принять 2Э1Т=гэ.
Зарядная емкость эмиттерного перехода обусловливает умень-
шений коэффициента передачи тока транзистора на высокой час-
тоте [1]; поэтому величина емкости эмиттера является важным
параметром транзистора.
Сопротивление базы гб — это один из важнейших параметров
транзистора, так как определяет в значительной степени макси-
мальную частоту транзистора (верхнюю частоту, до которой тран-
зистор сохраняет усили-
тельные свойства), коэф-
фициент передачи мощности
на высокой частоте, вход-
ное сопротивление и т. д.
Важно понимать физиче-
ский смысл параметра «со-
противление базы на вы-
сокой частоте». Через это
Рис. 5.17 сопротивление протекает
переменный ток базы,
представляющий собой ток основных носителей заряда, связан-
ный с пульсацией заряда неосновных носителей на активном
участке базы между инжектирующим эмиттером и коллектором.
Поскольку активная база имеет конечную протяженность, сопротив-
ление базы, строго говоря,— это распределенное сопротивление.
Использование в эквивалентной схеме сосредоточенного активного
сопротивления гб является известным упрощением.
На рис. 5.17 схематично показана структура транзистора в
разрезе. Тонкими линиями обозначены пути высокочастотного базо-
вого тока в базе транзистора. Проанализируем, где расположена
в структуре емкость коллектора и емкость эмиттера и как они от-
ражены на эквивалентной схеме транзистора.
Во-первых, обе емкости р-п-переходов в структуре представ-
ляют собой распределенные элементы. Так же как в случае сопро-
тивления базы, распределенные емкости переходов описываются
в эквивалентной схеме сосредоточенными емкостями. Особенно
сложной системой является емкость коллекторного р-и-перехода,
распределенная вдоль базового сопротивления и образующая не-
однородную /?С-линию. Чтобы отразить специфику геометрии
транзисторной структуры, реальную /?С-линию заменяют в экви-
валентной схеме П-образным звеном, состоящим из сосредоточен-
ного сопротивления базы гб в одной ветви и двух емкостей СК1 и
Ск2 в двух других ветвях. В сумме обе емкости образуют полную
емкость коллекторного перехода (см. рис. 5.17)
в СК14- Ск2,
где СК1 — активная емкость; Ск2 — пассивная емкость.
146
Активной емкостью принято называть активную часть кол-
лекторного перехода под эмиттером, пассивной — остальную часть
коллекторного перехода. Физически представление емкости кол-
лектора в виде двух составляющих означает следующее: емкост-
ный ток, протекающий через активную часть коллекторного пере-
хода, попадает на вывод базы, пройдя через сопротивление базы;
остальная часть емкостного тока попадает в базовый контакт,
минуя это сопротивление.
На эквивалентной схеме транзистора при запирающем смеще-
нии на р-п-переходах (см. рис. 5.7) такое разделение коллектор-
ной емкости не показано, поскольку на относительно низких
частотах, используемых для измерения емкости р-п-перехода, со-
противление базы пренебрежимо мало по сравнению с емкостным
сопротивлением р-п-перехода.
Последовательное сопротивление коллектора гк отражает про-
текание коллекторного тока через толщу коллектора. Для многих
типов транзисторов этот элемент эквивалентной схемы опускают,
так как он играет незначительную роль. Для наиболее же высо-
кочастотных транзисторов схему дополнительно усложняют,
,чтобы учесть сопротивление коллектора, включенное последова-
тельно с пассивной емкостью коллектора.
Зависимый генератор тока (ат /х) является важнейшим эле-
ментом эквивалентной схемы транзистора. Параметр ат называют
коэффициентом передачи тока или коэффициентом переноса теоре-
тической модели транзистора. На высокой частоте ат представ-
ляет собой комплексное число. Модуль сц монотонно падает
с ростом частоты Фаза ат монотонно растет с ростом частоты.
Физически частотная зависимость ат определяется конечным вре-
менем диффузии и дрейфа неосновных носителей заряда в базе
от эмиттера к коллектору. Для использования эквивалентной
схемы необходима формула, отражающая зависимость ат от
частоты.
Теоретический анализ и экспериментальные данные показы-
вают, что транзисторы разных типов обладают сходной частотной-
зависимостью
Общее выражение имеет следующий вид:
им
—im—:—
а е WaT
aT = ^--------f (5.32),
(О
1+/ —
wa?
где а0 — коэффициент передачи тока на низкой частоте;
©ат — предельная частота теоретической модели транзистора,
определяемая как частота, на которой | ат | падает на
3 дБ по отношению к и0;
10*
147
т — коэффициент, характеризующий роль дрейфа носителей
заряда в базе транзистора.
На раннем этапе развития транзисторной электроники для
характеристики частотных свойств транзистора применялся един-
ственный параметр /а. Этот параметр, как видно из (5.32), по-
зволяет вычислить модуль | а |.
Для определения фазы ат параметр /а менее удобен. Величи-
на коэффициента т обычно неизвестна или бывает оценена очень
приближенно.
Определение фазы коэффициента ат практически более важно,
чем определение модуля | ат |. Дело в том, что для большинства
транзисторов рабочий диапазон частот доходит лишь до 0,2н-0,5/а.
При этом модуль | ат | остается близким к единице. Напротив,
фаза коэффициента ат играет очень важную роль
в формировании эксплуатационных характеристик
транзистора. Примером может служить коэффи-
циент передачи тока транзистора в наиболее
употребимой схеме с общим эмиттером. Если не
учитывать влияния зарядных емкостей и сопро-
тивлений базы и коллектора, т. е. рассматри-
вать только теоретическую модель транзистора
в режиме короткого замыкания выходных зажи-
мов по переменному току, то
Рис. 5.18
В-Л21э-----(5.33)
1 —ат
Модуль В определяется модулем (1 — ат ). Как видно из век-
торной диаграммы, изображенной на рис. 5.18, модуль (1 — ат )
численно равен" фазовому углу <ра в радианах (при малых углах).
Таким образом, на высоких частотах коэффициент передачи тока
транзистора в схеме с общим эмиттером целиком определяется
фазовым углом коэффициента ат.
Стремясь упростить расчетную формулу при обеспечении точ-
ности определения фазы ат, вводят новый параметр для описания
частотных свойств реального транзистора — граничную частоту
транзистора /т, которую определяют из следующего выражения:
Ь-| В I/, (5.34)
где / — частота, на которой измерено значение |в|.
Соотношение (5.34) выполняется с высокой точностью в срав-
нительно широком диапазоне частот:
(5.35)
(48
Для граничной частоты теоретической модели транзистора
введем дополнительный индекс — /т0.
Упрощенное выражение для ат с использованием параметра/т0
приобретает следующий вид:
----------.
1+////Z0
Выражение (5.36) обладает двумя важными преимуществами:
во-первых, оно применимо в диапазоне частот /</т практически
для всех типов транзисторов; во-вторых, структура его неизменна
при использовании не только для теоретической модели транзи-
стора, но и для реальной эквивалентной схемы.
При анализе теоретической модели транзистора показано, что
величина характеризует эффективное время пролета неоснов-
ных носителей заряда в базе тпр [1].
Параметр Д реального транзистора определяют по форму-
ле (5.34), только коэффициент передачи тока В относится не
к теоретической модели, а к внешним зажимам транзистора.
Для реального транзистора, описываемого эквивалентной схе-
мой рис. 5.16, повторим те же рассуждения, которые были сде-
ланы для теоретической модели транзистора. ш
Сначала выразим коэффициент передачи тока транзистора
в схеме с общей базой а==—Л21б. Общее выражение получается
очень громоздким, однако если сделать естественные упрощающие
предположения (o2L6CK<l и <огбСк<1, это выражение принимает
простой вид:
а=уато, (5.37)
где у — высокочастотный коэффициент инжекции;
ат— коэффициент передачи тока через базу (соответствует тео-
ретической модели транзистора);
о — коэффициент передачи тока через /?С-цепь гкСк1;
1
у =----------;
1+/(йгэСэ
’ ао
ат---------*—
1+/ —
g)t0
1
О =---------------.
14-/corKCKt
(5.38)
(5.36')
(5.39)
Каждый из сомножителей, образующих а в рабочем диапазоне
частот транзистора, имеет модуль, близкий к единице, и запаз-
149
дывающцй фазовый угол, изменяющийся линейно с частотой. Все
это дает основания представить а в еще более простом виде:
а=—. (5.40)
(О
1+/—
(От
Параметр <от введен в (5.40) таким образом, что фазовый угол
равен сумме фазовых углов всех сомножителей в (5.37).
Математически это приводит к следующему уравнению, свя-
зывающему значение
зистора:
©т с параметрами эквивалентной схемы тран-
—=г3Сэ + — + гкСк1.
(0т G)T0
СВЧ в правой части формулы (5.41) сле-
пролета носителей заряда через полуширину
(5.41 >
Для транзисторов
дует добавить время
запирающего слоя коллектора.
Подобно тому, как взаимосвязаны сото и коэффициент переда-
чи тока в схеме с общим эмиттером для теоретической модели
транзистора, существует связь сот и коэффициента передачи тока
реального транзистора:
В“А219-----2------/^.
0)
(5.42)
I —а
Границы применимости соотношения (5 42) соответствуют (5.35).
Из дальнейшего ясно, что выражение (5.42) играет большую роль
при создании методики измерения граничной частоты.
Еще одна важная особенность принятой частотной аппрокси-
мации для а (5.40) заключается в том, что при желании можно
воспользоваться сильно
упрощенной эквивалентной
схемой транзистора,’ изо-
браженной на рис. 5.19.
При этом упрощении в
эквивалентной схеме опус-
кают емкость эмиттера и
последовательное сопро-
тивление в цепи коллек-
тора. Однако эти физи-
ческие факторы учтены,
так как зависимый гене-
рис 5 19 ратор тока выражается в
этом случае через гранич-
ную частоту транзистора /т, которая определяется в соответст-
вии с (5.41) всеми перечисленными факторами.
Таким образом, среди параметров эквивалентной схемы тран-
зистора граничная частота /т занимает особое место. Она харак-
теризует несколько физических процессов в транзисторе. Во мно-
150
гих практических случаях [т используют как полноценный
параметр эквивалентной схемы, потому что из трех рассмотрен-
ных факторов один обычно определяющий. Кроме того, имеется
способ исследования измеренных величин /т и выделения влияния
емкости эмиттера.
Способ заключается в том.
в функции гэ. Значения сот и гэ
той зависимости граничной
частоты транзистора от тока
эмиттера.
Как правило, при не’ слиш-
ком больших токах сот0, Сэ, а
также гк и СК1 не зависят от
тока; поэтому в соответствии
с формулой (5.41) эксперимен-
тальные точки на графике ло-
жатся на прямую. Пример та-
кого графика для германиевого
высок оч астотного тр ан з истор а
ГТ313 изображен на рис. 5.20.
что на графике строят 1/сот
берут из экспериментально сня-
Прямая, соединяющая точки, отсекает на оси ординат отре-
зок а, равный ——
(йт0
Тангенс угла наклона прямой ф численно равен зарядной
емкости эмиттера С3. Такой способ определения Сэ очень важен,
поскольку он дает значение зарядной емкости эмиттера в рабо-
чем режиме при прямом смещении р-п-перехода.
Рассмотренные в § 5.1 способы измерения емкости применимы
лишь при запирающем смещении р-п-перехода или в крайнем
случае при отсутствии смещения. Обычно значения емкости эмит-
тера при прямом смещении и в точке нулевого смещения отли-
чаются в несколько раз. Причем коэффициент, связывающий эти
значения, примерно постоянный для каждого типа транзисторов.
Это позволяет для технологического контроля использовать изме-
рение емкости эмиттера при нулевом смещении или при неболь-
шом запирающем напряжении.
Удовлетворительного косвенного способа разделения факторов,
связанных с соте и гкСк1, не существует. На практике ограничи-
ваются приближенной, оценкой. Параметр СК1 вычисляют из изме-
ренной полной емкости коллекторного р-п-перехода, а величину гк
оценивают приближенно по статическому параметру t/KH, поль-
зуясь формулой (3.5).
Кроме параметров собственно транзистора, в эквивалентную
схему рис. 5.19 входят также элементы корпуса — емкости Съ
С2, С3 и индуктивности L9 и L6.
Далее увидим, что практически все методы определения па-
раметров эквивалентной схемы транзистора основаны на измере-
нии параметров эквивалентного четырехполюсника в той или
иной схеме включения.
151
Чтобы анализировать каждый метод измерения с точки зрения
упрощающих предположений, условий включения, погрешностей
измерения и т. д., необходимо уметь вычислять параметры экви-
валентного четырехполюсника из эквивалентной схемы транзи-
стора.
Рассмотрим порядок вычисления у-параметров транзистора для
эквивалентной схемы, изображенной на рис. 5.19 при включении
с общим эмиттером.
Сначала вычисляют вспомогательный параметр
2о= гб Н--(1 + бСа),
1 —а
где
гэ=г3 + ]'(йСэ.
Затем вычисляют параметры у-матрицы, описывающей собствен-
но транзистор с включением индуктивности эмиттерного вывода:
гэСК1 • 1
у12---/со--------------
*0
Ун—у'12;
*о
У21 =-----.----1- у |2‘,
1 — а г°
у22=/® • —Ц- —/|2.
г0 1 — а
(5.43)
С учетом индуктивности базового вывода и паразитных ёмко-
стей заземленного корпуса выражения приобретают окончатель-
ный вид:
y„_21L+jBc,; =
А А
(5.44)
у22=^-+в+/(оС3.
А А
Здесь
А = 1 + j(oL6y и; В=-i- /®Л6Ду',
А
где
Ду'-УпУгг—У12У21.
152
Для определения параметров эквивалентного четырехполюсника
в других схемах включения или для другой системы параметров
следует использовать формулы, приведенные в табл. 4.1 и 4.2.
§ 5.4. ИЗМЕРЕНИЕ ГРАНИЧНОЙ
ЧАСТОТЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Предельную частоту транзисторов [а прак-
тически измеряют редко. Схема, используемая при измерениях fa
сплавных транзисторов, в общих чертах была рассмотрена в § 1.1
и 2.4.
Для большинства транзисторов измеряют граничную часто-
ту /т-
Метод измерения частоты /т основан на определении ее в соот-
ветствии с формулой (5.34). Первое методическое требование —
это правильный выбор частоты для измерения /т в соответствии
с неравенством (5.35). Дополнительно следует принимать во вни-
мание следующее:
1) частоту целесообразно выбирать из ряда:
10; 30; 100; 300; 1000 МГц;
2) при вычислении левой части неравенства (5.35) нужно учи-
тывать возможные границы разброса параметров Во и /т у изме-
ряемых транзисторов;
3) если одновременно несколько значений рабочих частот
удовлетворяют методическим требованиям, целесообразно выбрать
наименьшую из них, так
как измерительная уста-
новка при этом оказыва-
ется более простой, надеж-
ной и дешевой.
Для различных типов
транзисторов известно не-
сколько методов измерения
модуля коэффициента пе-
редачи тока в схеме с об-
щим эмиттером | В |. Рас-
смотрим наиболее типич-
ные из этих схем.
На рис. 5.21 изображена схема измерения \В\ маломощных
высокочастотных транзисторов на частотах 100 и 300 МГц.
По способу измерения эта схема является примером использования
метода замещения. Роль меры выполняет перемычка, устанавли-
ваемая на зажимы база — коллектор при калибровке схемы.
В базу транзистора задается высокочастотный ток от генера-
тора тока, образованного с помощью резонансного контура. В цепи
коллектора установлена емкость Ст2 в качестве токосъемного
импеданса. Высокочастотное напряжение, выделяющееся на емкости
Ст2, пропорционально току коллектора измеряемого транзистора.
153
После усиления и детектирования сигнал, снимаемый с токосъем-
ного импеданса, поступает на выходной показывающий прибор,
где и происходит отсчет В .
Измеренное значение В соответствует модулю коэффициента
передачи тока транзистора на его внешних зажимах | й21э |. Прак-
тически этот метод почти полностью повторяет метод измерения
|й21б|, описанный в гл. Г, разница только в том, что транзистор
включен по схеме с общим эмиттером (по высокой частоте).
Для задания режима транзистора по постоянному току исполь-
зуют схему с общей базой, так как она обеспечивает наибольшую
устойчивость и воспроизводимость режима при смене транзи-
сторов.
Оценить погрешность измерения можно, Пользуясь примером
расчета, приведенным в гл. II.
Рассмотрим источники погрешности, существенные для рас-
сматриваемой схемы.
Качество генератора тока необходимо оценивать по отношению
к величине входного импеданса измеряемого транзистора. Для
оценки величины входного импеданса й119 воспользуемся следую-
щей приближенной формулой, полученной с помощью эквива-
лентной схемы (см. рис. 5.19):
и 1 ''э+/(о£э ,
/гиэ — —•— *= гб н---------—F /coL6.
Jus 1 — а
При выводе этой формулы сделаны предположения:
ш | Лцэ 1^2^!-
Приставляя выражение для а из (5.40), получаем
ЛИэ’=вгб + а)тЛ>+ / (coL94-ci)L6 — —э-(°т ).
\ © /
(5.45)
В качестве примера возьмем транзистор со следующими па-
раметрами: 300 МГц</т<1000 МГц; В>30; гб<40 Ом;
г9=5,2 Ом; /э=5 мА; Ск<1,5 пФ; Лэ = Лб = 2.10~9 Гн
Рабочую частоту, для измерения |в| удобцо выбрать равной
100 МГц.
Для правильной оценки требуемой величины внутреннего со-
противления генератора тока подставим в выражение (5.45)
наиболее неблагоприятное сочетание параметров, чтобы получить
максимальное значение входного сопротивления:
Лцэ<57 — /50 Ом.
154
Если внутреннее сопротивление генератора тока будет /?г.т=
= 3 кОм, то даже в наихудшем случае частная методическая
погрешность не превысит 2%. Это значение следует считать при-
емлемым, если общая погрешность измерительной установки
не должна превышать 10% (что является обычным требова-
нием).
Генератор тока с внутренним сопротивлением порядка не-
скольких килоом строят, как было описано в § 1.2, с помощью
резонансного контура.
Следующее методическое требование связано с необходимостью
обеспечить режим короткого замыкания испытуемого транзистора
на высокой частоте.
В схеме рис. 5.21 качество короткого замыкания определяют
конденсаторы СТ1 и С^, включенные в цепях эмиттера и коллек-
тора, а • также индуктивности выводов коллектора и эмиттера.
Таким образом, в обеих цепях включены чисто реактивные сопро-
тивления. Наличие активных сопротивлений в цепях короткого
замыкания приводит к существенному возрастанию погрешности.
Коэффициент передачи тока при наличии сопротивлений гт2
и гт1 в цепях коллектора и эмиттера имеет следующий вид:
(й21э )изм= ^13 - (5.46)
1 + (/т1 +2tJ ^229
Если использовать тот же пример из гл. И, величину Л22э
можно оценить по наибольшему значению (это соответствует наи-
большей погрешности). Чтобы упростить оценку, произведем
те же упрощения, что и в предыдущем случае:
^22э ~ 4" (5’47)
й22э< (9+/0,9) [мСм].
Для измерения транзисторов с принятым сочетанием парамет-
ров следует ограничить реактивные сопротивления гт1 и вели-
чиной 5 Ом каждое. В этом случае расхождение между измерен-
ным и истинным значениями |Л21Э|, как это следует из (5.46),
не превысит 1%.
Индуктивности корпуса в данном примере дают индуктивные
сопротивления порядка 1 Ом и их можно не принимать во вни-
мание. Однако паразитные индуктивности конденсаторов СТ1 и Ст2
могут существенно исказить величины гт1 и гт2. Поэтому оба кон-
денсатора правильно выполнить в виде конструктивных емкостей,
смонтированных непосредственно на контактодержателе транзи-
стора.
Чтобы улучшить качество короткого замыкания, можно вы-
брать | zT11 и | Zt2 | меньше 5 Ом, но гт2 выполняет одновременно
функцию токосъемного импеданса, и с точки зрения чувствитель-
155
ности схемы zT2 необходимо выбирать наибольшим. Кроме того,
уменьшение zT2 требует увеличения конструктивных емкостей СТ1
и Ст2, что излишне усложняет конструкцию контактодержа-
теля.
Высокочастотный усилитель, подключаемый к токосъемному
импедансу, обычно представляет собой сравнительно узкополос-
ный (полоса 1—2%) усилитель с преобразованием частоты. Кон-
струкцию и схему усилителя рассматривать не будем, эти вопросы
освещены в книгах по радиотехнике [14].
Выбирать уровень переменного сигнала следует по тому же
критерию малости сигнала, который был использован в гл. IV
при обсуждении метода измерения
у11э. Необходимо помнить,- что
критерий малости перемен-
ного тока можно применять
только для эмиттерного или
коллекторного тока. В цепи
базы амплитуда переменного
высокочастотного тока может
превышать постоянную со-
ставляющую.
Существенным элементом
методики измерения является
способ настройки генератора
тока. Для этого в контакто-
Рис. 5.22 держателе, эскиз которого
показан на рис. 5.22, уста-
навливают пустой корпус транзистора. За счет небольшой про-
ходной емкости корпуса сигнал проходит на вход усилителя.
Настройку производят на максимум этого проходящего сигнала.
В качестве индуктивности резонансного контура, образующего
генератор тока, использован короткозамкнутый отрезок кабеля 4,
настраиваемый переменным конденсатором 5.
Конструктивные емкости в цепи эмиттера 2 и в цепи коллек-
тора 3 представляют собой две металлические пластины, отделен-
ные от корпуса тонкой пленкой диэлектрика. Торцы этих пластин
образуют контактные площадки для подключения транзистора.
На рис. 5.22: 1 — испытуемый транзистор; 6 — проходные кон-
денсаторы; 7 — разъем для подключения генератора; 8 — разъем
для подключения измерительного приемника; 9 — дроссель для
подачи постоянного напряжения на коллектор; 10— резистор
для подЬчи постоянного тока на эмиттер.
Аналогичную схему применяют для измерения более высоко-
частотных транзисторов. Частоту измерения увеличивают до
300 МГц. Конструктивные емкости и контактные площадки для
подключения транзистора выполняют аналогичным способом. Эта
измерительная установка отличается конструкцией резонансного
контура, образующего генератор тока в цепи базы транзистора.
156
Контур представляет собой короткозамкнутый отрезок воздушной
коаксиальной линии, настраиваемый подвижным диэлектрическим
поршнем. Генератор высокой частоты подключен к части резона-
тора для получения высокого внутреннего сопротивления генера-
тора тока (/?г.т 5 кОм).
На рис. 5.23 показана измерительная схема для определения /т
высокочастотных транзисторов с относительно высокими значения-
ми г6.
Главная особенность этой схемы состоит в том, что в ней из-
меряется не | В |, а коэффициент передачи тока в схеме с общим
коллектором Л21к. Входным электродом является эмиттер. Если
пренебречь влиянием емкости коллектора (это влияние, как уви-
дим далее, невелико), то
: 1
«21к — •
В+1
Используя для В частотную аппроксимацию (5.42), получим
ю
Это выражение можно существенно упростить, если ограничить
частоту измерения сверху:
1
со < — сот.
3 т
В этом случае с погрешностью не более 5% можно принять
I ^21к | *= =-—-. (5.48)
(ОТ | В|
Шкалу показывающего прибора можно проградуировать в об-
ратных величинах Л21к, как это делается при измерении Вст (§ 3.3).
157
Тогда по шкале прибора можно непосредственно отсчитывать
значение | В | или сот/о).
Вопросы конструирования, расчета погрешности и наладки
этой схемы почти полностью повторяют основной вариант изме-
рения | В |, рассмотренного ранее.
Главное преимущество рассмотренной модификации схемы за-
ключается в том, что входное сопротивление транзистора в схеме
с общим коллектором при входном электроде-эмиттере значитель-
но меньше, чем входное сопротивление транзистора в схеме
с общим эмиттером Для некоторых типов транзисторов это
оказывается существенным, так как позволяет снизить требования
к величине внутреннего сопротивления генератора тока.
С помощью подобной схемы измеряют большинство транзи-
сторов общего применения (в том числе ГТ311, ГТ313).
Рассмотрим в качестве примера, как обеспечивается генератор
тока в измерительной установке, предназначенной для транзи-
сторов ГТ311.
Эти приборы характеризуются следующими параметрами:
300 МГц</;<1000 МГц; Ск<2,5 пФ; гб<200 Ом;
Во>30; L6=L3 = 5-10~9 Гн; гэ = 5,2 Ом (/,=5 мА).
Рабочая частота измерительной установки составляет 100 МГц,
что удовлетворяет критериям (5.35).
Величину входного сопротивления можно оценить из следую-
щего выражения, полученного в тех же упрощающих предполо-
жениях, что и (5.45):
Ацк = А11б=гэ + /®^Э + (гб+ /«^б) (1 — а) =
(5.49)
Подставляя в (5.49) параметры транзистора в наихудшем со-
четании, получим
Лцк<(24+/63) Ом
Таким образом, источник с внутренним сопротивлением /?г.т=
«3 кОм обеспечит погрешность измерения за счет неидеальности
генератора тока менее 1%. При включении транзистора в схеме
с общим эмиттером для достижения столь малой погрешности
пришлось бы создавать схему генератора тока с внутренним со-
противлением порядка 20 кОм.
Между двумя методами определения /т существует различие,
проявляющееся обычно при исследовании высокочастотных тран-
зисторов. Чтобы выявить эту разницу в наиболее явной форме,
условимся, что индуктивности корпуса не влияют на результат
158
измерения. Это эквивалентно условию co2LCK<0. Кроме того, при-
мем, что (Dr6CK<l, ^тгб^к<1- Эти предположения являются есте-
ственными и обычно выполняются для всех транзисторов.
Используя сделанные допущения, вычислим коэффициенты
передачи тока для двух схем измерения, приняв эквивалентную
схему транзистора в виде рис. 5.19:
1
1-|-<0тСкГЭ
1
(5.50)
^21К
(5.51)
Разницу между а И 1 можно устранить правиль-
1 —а 1 —а
ным выбором рабочей частоты. Однако между двумя измеренными
величинами остается разница, определяемая множителем------i---.
1-|-(йтСкГ9
Эта разница может оказаться существенной для транзисторов,
имеющих повышенное последовательное сопротивление эмиттера.
Например, при токе эмиттера 5 мА параметры транзистора имели
следующие величины:
/т=2 ГГц; Ск=0,8 пФ; гэ-= 15 Ом.
Если выбрать частоту измерения так, что
лемой точностью можно принять равным
то
1 —а
ние в измеренных значениях | Л21э| и | А21к I составит
с прием-
расхожде-
15%. Воз-
никающая погрешность имеет существенное значение и не может
быть устранена путем подбора другой частоты измерения или
другими подобными мерами.
В приведенном примере обнаруживается важная особенность
измерения параметров эквивалентной схемы. Всегда какой-либо
из параметров эквивалентного четырехполюсника является исход-
ным (в данном случае Л21к или А21э). Затем этот параметр с тем
или иным приближением пересчитывают к параметру собственно
эквивалентной схемы (о приближенном характере такого пересчета
необходимо помнить). При исследовании для каждого нового типа
прибора следует проверять исходные допущения путем численных
оценок.
Некоторые исследования транзисторов требуют более глубоко-
го изучения параметра а на высокой частоте. Иногда такие иссле-
дования проводят с целью проверки частотной зависимости этого
параметра, иногда с целью определения граничной частоты
в условиях, когда другие методы не могут быть применены.
159
Рассмотрим измерительную схему, которая позволяет опреде-
лять не только модуль, но и фазу коэффициента передачи тока
транзистора.
Вначале разберем принцип работы этой схемы, считая тран-
зистор четырехполюсником; затем обсудим возможности примене-
ния ее для исследования транзисторов.
Структурная схема измерительной установки изображена
на рис. 5.24.
Сигнал от генератора высокой частоты (ГВЧ) разветвляется
через тройник Тр на два канала. Сигнал из первого канала
Рис. 5.24
проходит через калиброванный аттенюатор КА с градуированной
шкалой ослаблений, а затем поступает в схему трансформатора
импедансов ТИ, образующего на зажимах измеряемого четырех-
полюсника режим генератора тока. С выхода измеряемого четы-
рехполюсника, укрепленного в контактодержателе Л, сигнал
поступает в линию передачи ЛП со стандартным значением вол-
нового сопротивления. Линия ЛП снабжена подвижным зондом,
который может передвигаться вдоль линии (назначение зонда
будет пояснено далее). После линии сигнал подается непосред-
ственно в измерительный приемник ИП, снабженный показываю-
щим устройством. Входное сопротивление приемника ИП согла-
совано с линией в широкой полосе частот. Сигнал из второго канала
проходит через калиброванный фазовращатель /<Ф и поступает
на зонд линии% включенной в выходной цепи испытуемого тран-
зистора. В качестве фазовращателя КФ может быть использована,
например, коаксиальная линия переменной длины (раздвижная
линия). Фазовращатель должен быть снабжен отсчетным устрой-
ством.
В качестве линии передачи ЛП с подвижным зондом можно при-
менять стандартную измерительную линию, например Р1-6А.
Особенность схемы (рис. 5.24) заключается в том, что на выходе
испытуемого транзистора отсутствует элемент, замыкающий на-
коротко его выходные зажимы. Режим короткого замыкания до-
стигается компенсационным методом. Критерием достижения ре-
жима короткого замыкания является отсутствие сигнала, проходя-
щего в измерительный приемник. Требуемое состояние получают
путем регулировки амплитуды сигнала в первом канале (с помощью
калиброванного аттенюатора КА) и регулировки фазы сигнала во
втором канале (с помощью фазовращателя КФ).
Чтобы достичь режима, эквивалентного короткому замыканию
460
на выходных зажимах испытуемого четырехполюсника, необходимо
правильно выбрать положение зонда в линии и произвести кали-
бровку схемы.
Для настройки схемы на выходных зажимах контактодержателя
вместо испытуемого транзистора включают перемычку, затем на-
ходят положение зонда, соответствующее минимальному (практи-
чески нулевому) отсчету на шкале измерительного приемника.
После настройки положение зонда при проведении измерений
остается неизменным.
Для настройки схемы генератора тока, как и в схеме рис. 5.22.
устанавливают пустой корпус вместо испытуемого транзистора и
настраивают резонансный контур на максимум сигнала в измери-
тельном приемнике ИП (при этом следует временно разорвать цепь
второго канала).
После окончания настройки измерительной схемы производят
ее калибровку. В качестве эквивалента или меры коэффициента
передачи тока удобно использовать перемычку, соединяющую вход-
ные и выходные зажимы на контактодержателе. Перемычка обла-
дает коэффициентом передачи тока, равным единице. Калибровку
осуществляют путем регулировки калиброванного аттенюатора КА
и фазовращателя /<Ф, добиваясь нулевого отсчета по измери-
тельному приемнику ИП. Соответствующие отсчеты ослабления
пр аттенюатору и фазы по фазовращателю используют в дальней-
шем в качестве начальных отсчетов.
Измерение коэффициента передачи тока транзистора состоит
в том, что транзистор устанавливают в контактодержатель и с по-
мощью калиброванного аттенюатора и фазовращателя добиваются
нулевого отсчета по измерительному приемнику. Изменение ослаб-
ления аттенюатора по отношению к начальному отсчету дает зна-
чение модуля коэффициента передачи тока, изменение фазы фазо-
вращателя по отношению к начальному отсчету дает величину фа-
зового угла коэффициента передачи тока транзистора. Если изме-
нение произошло в сторону увеличения ослабления, то модуль
больше единицы. Если фаза изменилась в сторону увеличения, то
это приращение следует рассматривать, как положительный фазо-
вый угол /?21.
Полезной особенностью метода является то, что измерительный
приемник выполняет лишь функцию индикатора сигнала, поэтому
к нему не предъявляется требование линейности и точности граду-
ировки. Вместе с тем описанный метод не обеспечивает прямого
отсчета измеряемой величины.
Отсутствие короткозамкнутых элементов на выходных зажимах
транзистора в измерительной схеме очень полезно при испытаниях
наиболее высокочастотных транзисторов, так как транзистор, на-
груженный активным сопротивлением в широком диапазоне частот
(соответствует волновому сопротивлению тракта), более устойчив,
чем транзистор в схеме с коротким замыканием.
Основные источники погрешности измерения следующие:
1) погрешность отсчета ослабления по аттенюатору. При ис-
1 Заказ № 418
161
пользовании аттенюатора предельного типа (типа Д4-2 или Д4-6)
эта погрешность может быть порядка ±2 ч- 5%;
2) погрешность отсчета фазового угла. При использовании раз-
движной линии эта погрешность может составлять ±0,5 -ь5°;
3) изменение фазы сигнала в первом канале при изменении
ослабления аттенюатора. Эта составляющая погрешности, при ис-
пользовании аттенюаторов предельного типа меньше 1°;
4) погрешность, связанная с отсутствием идеального короткого
замыкания на выходных зажимах транзистора. В описанной схеме'
качество короткого замыкания целиком определяется той перемыч-
кой, которая используется при настройке схемы для закорачивания
выходных зажимов. В некоторых случаях для снижения этой со-
ставляющей погрешности допустимо применять перемычку, смон-
тированную внутри корпуса транзистора.
Остальные источники погрешностей являются общими для всех
ранее описанных методов измерения |й21|.
Рассмотрим конкретные примеры использования описанной
схемы на практике.
Первый пример: исследуют наиболее высокочастотные транзи-
сторы, которые в обычной схеме могут самовозбуждаться. Изме-
рения производят на частоте 1000 МГц. Наибольший интерес
представляет параметр | й21э |, который служит для определения
граничной частоты транзистора.
Второй пример: измеряют граничную частоту транзисторов,
смонтированных в коаксиальный корпус и предназначенных для
использования в схеме с общей базой (электродом базы служит
кольцевой массивный средний электрод). Конструкция такого
транзистора приводит к необходимости производить измерения
в схеме с общей базой. Рассмотренная схема позволяет опреде-
лить фазу ко'эффициента передачи тока транзистора в схеме
с общей базой фа. По величине фазового угла <ра (см. § 5.3)
можно вычислить граничную частоту транзистора
(5.52)
Kai
где f — частота измерения; фа — фазовый урол а, рад.
Формула (5.52) справедлива при что соответствует
верхней границе применимости формулы (5.34). Существенно, что
формула (5.52) в отличие от (5.34) не имеет существенных огра-
ничений в сторону низких частот. Ограничения связаны лишь
с техническими трудностями измерения малых фазовых углов.
В этом отношении методика определения fT по величине фазового
угла (ра оказывается несколько более общей по сравнению с ме-
тодом определения /т по величине |в|. *
Практический интерес представляет также определение | а | по
162
измеренному значению | й21б | на высокой частоте. Коэффициент
шума транзистора на высокой частоте определяется в значитель-
ной степени величиной а | транзистора (подробнее об этом в гла-
ве, посвященной измерению шумов полупроводниковых при-
боров).
В каждом конкретном случае следует тщательно оценивать
возможные расхождения | а | и измеренного значения | Л21б |. При-
чиной расхождения могут быть параметры эквивалентной схемы:
емкость коллектора, базовое сопротивление, индуктивности выво-
дов и др. Обычно совпадение фазы а и фазы —Л21б хорошее
(знак минус появляется вследствие того, что для эквивалентного
четырехполюсника положительными считаются направления вход- .
ного и выходного токов, втекающих в четырехполюсник). Несов-
падения |а | и | Л21б | хотя и невелики по абсолютной величине,
но они неприятны из-за того, что шумы транзистора определяются
в конечном счете величиной порядка (1 — | а |).
§ 5.5. ИЗМЕРЕНИЕ БАЗОВОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ ТРАНЗИСТОРОВ
Базовое сопротивление гб — важный пара-
метр транзистора, от которого в значительной степени зависят
входное сопротивление, коэффициент передачи мощности и ряд
других эксплуатационных характеристик транзистора. Измерить
непосредственно базовое сопротивление довольно трудно. Рас-
смотрим некоторые наиболее употребимые способы, используемые
для этой цели.
Одним из ранних методов измерения является определение
параметра г12 транзистора на низкой частоте в схеме с общей
базой. Эта величина для большинства транзисторов имеет мало
общего с базовым сопротивлением, потому что обратная связь
в транзисторе на низкой частоте определяется главным образом
эффектом модуляции толщины базы (эффектом Ирли) и лишь
в небольшой степени — сопротивлением базы [1].
При частоте выше влияние модуляции толщины базы
падает и измеренное значение г12 стремится к некоторому пре-
делу. Однако и в этом случае не получают величину базового
сопротивления.
Для эквивалентной схемы, изображенной на рис. 5.19, если
пренебречь индуктивностями выводов, получаем
212=Гб^%~- <5-53>
СК1“Г^К2
Для большинства планарных транзисторов отношение полной
емкости коллекторного перехода к активной емкости достигает
Н* 163
величины З-т-15, т. е. z12 отличается от искомого значения гб
в 3 -т- 15 раз.
Можно было бы измерить z12 на высокой частоте и вычислить
из него гб, пользуясь величиной Ск/Ск1, которая бывает из-
вестна для каждого типа транзисторов. Такой прием практически
используют при вычислении гб из значения постоянной времени
коллекторной цепи тк (или ГбСк). Измерение тк технически проще,
чем измерение г12 (далее его рассмотрим).
Следующий метод определения базового сопротивления гб
основывается на измерении входной проводимости у11э транзи-
стора в схеме с общим эмиттером на высокой частоте при корот-
ком замыкании выходных зажимов (по переменному току). Зна-
чение базового сопротивления гб получают после соответствующего
пересчета с использованием остальных параметров эквивалентной
схемы. При этом возникают различные трудности. Так, при изме-
рении транзисторов со значениями Д > 100 МГц необходимо
учитывать паразитную индуктивность эмиттерного вывода тран-
зистора.
Выражение для у11э имеет вид
Уыэ = Л°Ск -I---77—:—• (5.54)
гб+—:------
1 —а
Здесь принято соСкгэ<1, со2ЛэСк<1. Воспользуемся упрощен-
1
ным выражением для ------г:
1 — а
1 _ | у \
1 — а 2/
Расчетное выражение для гб приобретает вид
гб=------5------гэ —сотЛэ. (5.55)
У113
Если в схемё измерения имеется паразитная емкость с базо-
вого электрода на землю С', то в формулу вместо Ск2 следует
подставить Ск2 + С', т. е. сумму пассивной емкости транзистора
и паразитной емкости схемы.
Таким образом, величина гб определяется выражением, куда
входят разности величин, которые могут оказаться сравнимыми
между собой. ‘ Это резко снижает точность расчетов. Роль Ск2
можно понизить, выбрав не слишком низкую частоту для изме-
рений. Влияние паразитной индуктивности L3 не зависит от
частоты (в оговоренном диапазоне частот). *
Оценим соотношение между гб и и)тЛэ для транзисторов типа
ГТ313. Примем гб=50 Ом; Д = 5С0 МГц; £э=20 нГй. Примерно
6 нГн приходится на внутреннюю индуктивность корпуса тран-
зистора, остальное — на внешнюю индуктивность ножки и кон-
164
тактного устройства. Величина coTL3 получается 60 Ом, т. е.
больше, чем гб. Индуктивность L3 имеет разброс, что обусловли-
вает трудности определения параметра гб по входной проводимо-
сти транзистора.
Сопротивление базы можно измерить косвенным методом. По
базовой области транзистора протекает ток /э(1—а) и ток, вте-
кающий через емкость коллекторного перехода. В различных
сечениях по базовой области протекает разный ток, поэтому
параметр гб есть результат некоторого усреднения по базовой
области. Теоретически доказано, что усреднение по току /э (1 — а)
и по емкостному току активной части транзистора дает одно
и то же значение эквивалентного базового сопротивления.
Рассмотрим включение
транзистора в схему, пока-
занную на рис. 5.25. На оба
р-п-перехода поданы запира-
ющие напряжения. Измеря-
ется действительная состав-
Рис. 5.26
ляющая полного сопротивле-
ния эмиттер — база. При
выполнении неравенств
и (достаточно согбСк<0,2) измеряемая действи-
тельная составляющая сопротивления соответствует базовому
сопротивлению транзистора. Основанием для этого утверждения
служит анализ распределения переменного тока, втекающего в
область базы через емкость эмиттерного перехода и вытекающего
через базовый контакт. На рис. 5.26 показано распределение ли-
ний тока в области базы (для наглядности пропорции реальной
транзисторной структуры искажены). При выполнении неравен-
ства (огбСэ < 1 можно считать, что емкостный ток втекает в об-
ласть базы равномерно, а линии тока в точности повторяют ли-
нии тока /э(1—а) при работе транзистора в активном режиме.
При этом предполагается, что ток эмиттера в активном режи-
ме также втекает в базу равномерно по площади р-п-перехода.
Схему, показанную на рис. 5.25, практически используют для
измерения базового сопротивления на емкостном токе. Генератор
тока высокой частоты подключен к транзистору через малую
емкость С3, которая обеспечивает условия генератора тока по
165
отношению к гб транзистора. Измерительный приемник ИП с ли-
нейным стрелочным индикатором (50 мкВ на шкалу) подключен
к транзистору также через малую емкость. Переменная индук-
тивность L± позволяет отстроить реактивную составляющую пол-
ного сопротивления транзистора. Процесс измерения сводится
к следующему: на оба перехода транзистора подаются запира-
ющие напряжения, индуктивность изменяется до достижения
Минимальных показаний индикатора. Минимальные показания
индикатора пропорциональны величине гб. Предварительно схему
калибруют с помощью эталонной цепочки /?ЭТСЭТ, включенной
вместо транзистора.
Основная погрешность измерения в описанной схеме связана
с наличием паразитной монтажной емкости Сх. Оценку этой
погрешности производят по формуле
6----2 — -100%,
сэ
где Сэ — емкость эмиттерного перехода в запертом состоянии.
. Следует заметить, что измерение гб на емкостном токе дает
величину, совпадающую с величиной гб в эквивалентной схеме,
не для всех типов транзисторов. Для многих типов транзисторов
(особенно мощных) несправедливо допущение о равномерном
распределении тока эмиттера при работе в активном режиме.
Для них характерно явление так называемого вытеснения тока
на периферию эмиттера [1]. В этом случае значение гб, измерен-
ное на емкостном токе, оказывается завышенным. Однако сам по
себе этот факт представляет интерес при изучении эффекта
«вытеснения».
Все описанные методы измерения базового сопротивления гб
непригодны для производственных испытаний. Поэтому контроль
величины базового сопротивления транзистора осуществляют
с помощью постоянной времени коллекторной цепи гк (или ГбСк).
Этот параметр представляет собой постоянную времени переза-
рядки емкости коллектора через базовое сопротивление транзи-
стора. Через параметры Эквивалентной схемы гк выражается
следующим образом:
тк=гбСК1- (5.56)
По измеренному значению тк можно определить сопротивление
базы гб, вычислив предварительно СК1 из полной емкости кол-
лектора.
С помощью параметра гк можно находить не только гб. Так,
например, по параметру тк и граничной частоте определяют
максимальйую частоту транзистора /шах, т. е. частоту, выше
которой транзистор теряет усилительные свойства [1]. Поэтому
тк часто встречается в каталогах, ТУ и в научной литературе как
самостоятельный параметр транзистора.
Метод измерения тк основан на определении коэффициента
обратной передачи напряжения в схеме с общей базой в режиме
холостого хода на эмиттере.
166
Для эквивалентной схемы, изображенной на рис. 5.19,
^12б= ,1МТк • (5.57)
1+/СОТк
При этом предполагается, что частота измерения Л12б выбрана
достаточно высокой, так что модуль |й12б , по крайней мере,
в 5 раз превышает низкочастотное значение (Й12б)нч-
Рис. 5.27
Зависимость . | й12б | от частоты
показана на рис. 5.27.
В области низких частот вели-
чина Л12б определяется эффектом
модуляции толщины базы (этот
эффект отражает параметр рбк)
на эквивалентной схеме (см.
рис. 5.15). С повышением частоты
преобладающим становится эффект
обратной связи через цепочку гбСк1, о чем свидетельствует линей-
ное возрастание | Л12б | с ростом частоты.
Кроме того, частоту измерения приходится ограничивать
сверху так, чтобы выполнялось условие
0,2гк. (5.58)
В протдвном случае индуктивность базы исказит результат
измерения. Для удобства отсчета одновременно с (5.58) требуется
выполнение условия
При этом выражение (5.57) приобретает простой вид:
К2б|=сотк.
(5.59)
Наибольшее распространение получил метод измерения пара-
метра тк путем сравнения транзистора с эталонной /?С-цепью:
'ГЭТ = ^ЭтС’эт-
\h I
Схема измерения тк как -L2161 была описана в § 1.1. Поэтому
(0
рассмотрим лишь основные источники погрешностей измерения
и ограничения, возникающие при измерении параметра гк у не-
которых типов транзисторов.
Основным источником погрешности измерения тк служит пара-
зитная емкость в контактодержателе измерительной установки
Суст, шунтирующая эталонный конденсатор Сэт в режиме калиб-
ровки. Для снижения этой погрешности необходимо свести
к минимуму емкость между выводами эмиттера и коллектора
в контактодержателе, а также использовать не слишком малую
емкость в эталонной /?С-цепи.
Источником погрешности может быть паразитная емкость
16/
эмиттер — база Сэб. Чтобы эта составляющая погрешности была
меньше 1%, должно быть выполнено условие
С9б < 0,01 (5.60)
С02Гб
Для обеспечения условия малости сигнала достаточно выбрать
амплитуду переменного напряжения на коллекторе, по крайней
мере, в 3 раза меньше минимального постоянного напряжения
в цепи коллектор — база.
Измерение параметра тк широко используют для характери-
стики транзисторов малой и средней мощности. Метод измерения
гк стандартизован в ГОСТ 18604.1—73.
Однако для измерения тк могут иметь место некоторые огра-
ничения.
Одно ограничение возможно из-за наличия в измеряемых
транзисторах значительных утечек между коллектором и эмитте-
ром и между коллектором и базой. Такие утечки могут быть
следствием каналов через маскирующий окисел, а также других
технологических дефектов. Наличие утечек приводит к резкому
возрастанию й12б на низкой частоте. В результате оказывается
невозможным одновременное удовлетворение неравенств | ЛХ21 >
> 5 (й12)нч и (5.58), т. е. невозможно найти частоту, обеспечива-
ющую приемлемую точность измерения.
Другое ограничение возникает при необходимости измерения
тк транзисторов с токоведущими площадками, вынесенными на
слой окисла над коллектором. Как отмечалось в § 5.1, в таких
транзисторах имеется внутренняя емкость между эмиттером
и коллектором Скэ. Кроме того, емкость между коллектором
и эмиттером включена внутри корпуса транзистора (С6 на рис. 5.7)
и между электродами контактодержателя Суст.
Если дополнить эквивалентную схему транзистора, изображен-
ную на рис. 5.19, емкостью (Сб + СкЭ + СУст), то измеренное зна-
чение тк приобретает следующий вид:
(^к)изм = | г6^К14"^Э (^5 4" ^КЭ + Суст) + Гб (Скэ + Сб+ Суст) (1 — Ct) |.
(5.61)
Третье слагаемое обычно можно не учитывать, однако второе
слагаемое может оказывать значительное влияние на измеренное
значение. Указанное ограничение существенно в тех случаях,
когда транзистор обладает очень малыми значениями тк и гэ
повышено за счет добавочных контактных сопротивлений в эмит-
тере, или в тех случаях, когда в цепь эмиттера специально
добавляют стабилизирующее сопротивление (см. гл. IX). Эги
ограничения обычно относятся к мощным или к очень высоко-
частотным транзисторам. Для мощных транзисторов иногда при-
меняют качественный контроль сопротивления базы с помощью
статического параметра (/ьнаа (см. гл. III).
168
§ 5.6. ИЗМЕРЕНИЕ ИНДУКТИВНОСТЕЙ
ВЫВОДОВ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ
Электрические параметры корпуса — меж-
электродные емкости и индуктивности выводов — играют важную
роль для многих, преимущественно высокочастотных, полупро-
водниковых приборов. Измерение межэлектродных емкостей кор-
пуса проводят либо на установках для измерения емкости р-п-
переходов полупроводниковых приборов, либо с помощью стан-
дартных измерителей емкости (см. § 5.1). Однако не существует
стандартных приборов для измерения индуктивностей столь ма-
лой величины, какую имеют выводы полупроводниковых при-
боров.
Прежде чем анализировать конкретные методы измерения,
уточним понятие индуктивности вывода полупроводникового
прибора.
Рассмотрим двухполюсный прибор — диод. Под индуктивно-
стью диода понимают величину, определяемую энергией магнит-
ного поля, запасенной внутри корпуса диода и окружающем
пространстве при протекании по диоду тока /:
т _Ж
(5.62)
На высокой частоте (на низкой частоте индуктивность вывода
не имеет значения) токи текут по поверхности металлических
тел. Поэтому пространство, в ко-
тором сосредоточено магнитное
поле, ограничено металлическими
поверхностями, окружающими
диод (стенки измерительной ка-
меры, шасси, кожух установки
и т. д.). Следовательно, величина
индуктивности диода зависит от
взаимного расположения диода и
окружающих деталей.
Для определенности вводят по-
нятие минимальной индуктивно-
2 7 J 4
Рис. 5.28
сти диода. Физически такую индуктивность можно получить, если
корпус диода вплотную окружить металлическим экраном. Тогда
магнитное поле будет только внутри корпуса прибора.
Наиболее распространенный метод измерения минимальной
индуктивности диодов, обладающих аксиальной симметрией кор-
пуса, заключается в следующем. Диод подсоединяют к коаксиаль-
ной измерительной линии с помощью простой камеры. Конструк-
ция камеры обеспечивает соосное расположение диода, коаксиаль-
ной линии и полости измерительной камеры. Пример конструкции
камеры показан на рис. 5.28, где / — испытуемый диод; 2 — кон-
169
тактодержатель для диода; 3 —корпус камеры; 4 — центральный
стержень коаксиальной линии.
Частоту измерения выбирают достаточно высокой, чтобы
индуктивное сопротивление было того же порядка или больше
активного сопротивления открытого диода. Величину прямого тока
через диод выбирают столь большой, чтобы фаза стоячей волны
в линии перестала изменяться при увеличении тока.
Кроме того, рабочая частота должна быть ограничена сверху:
О < 0,05 ——'------, (5.63)
^^'Д^'Корп
где СКорп—емкость корпуса диода.
По шкале измерительной линии фиксируют положение мини-
мума стоячей волны. При этом для увеличения точности отсчета
рекомендуется определять положение минимума методом «вилки».
Для этого зонд смещают вправо и влево от минимума до удвое-
ния показания индикатора (можно взять любой другой удобный
уровень отсчета). Из двух отсчетов положения зонда по шкале
вычисляют среднее арифметическое и его принимают за истинное
положение минимума стоячей волны.
Затем вместо диода в измерительную камеру устанавливают
металлический эквивалент, обладающий внешними размерами
корпуса диода. Таким же методом «вилки» определяют новое
положение минимума стоячей волны.
Для определения минимальной индуктивности достаточно най-
ти разность положений минимума AZ при измерениях диода
и эквивалента:
£ (5.64)
t-Ф
где zB — волновое сопротивление измерительной линии, Ом;
Уф — фазовая скорость распространения волны в измерительной
линии, см/с (обычно яф=3’1010 см/с).
Чтобы получить £д в генри, необходимо представить в (5.64)
AZ в сантиметрах.
Точность определения индуктивности в значительной степени
зависит от величины сопротивления открытого диода. Чем мень-
ше это сопротивление, тем острее минимум стоячей волны, тем
точнее удается определить его положение.
Для измерения индуктивности диода порядка 1 нГн (1(П9 Гн)
при сопротивлении диода в открытом состоянии порядка 1-ьЗОм
и емкости корпуса 0,2 пФ можно выбрать измерительную линию
с волновым сопротивлением 50 или 75 Ом и рабочую частоту
2 ГГц (2*109 Гц). При этом возможна погрешность измерения
индуктивности, не превышающая ±15%.
При определении индуктивностей выводов многоэлектродного
прибора, например транзистора, следует учитывать, что все выво-
ды имеют взаимодействующие между собой магнитные поля, т. е.
имеет место взаимоиндуктивность между выводами.
170
На рис. 5.29 приведена в общем виде эквивалентная схема
корпуса транзистора. Квадратом выделен четырехполюсник (трап-,
зистор).
Если выполняется обычное условие
о>2СЛ,<<1,
справедливое для любой комбинации частичной емкости и индук-
тивности, то эквивалентную схему можно представить в более
простом виде (рис. 5.30).
В схеме рис. 5.30 оста-
лись три эквивалентные
индуктивности, которые
обычно считают независи-
мыми параметрами полу-
проводникового прибора.
Как и в случае диода, при
измерении необходимо ок-
ружить измеряемый при-
бор проводящим экраном
либо измерять транзистор
Рис. 5.29
в камере оговоренной кон-
струкции.
Для измерения индуктивности выводов обычно используют
макеты, представляющие собой корпус транзистора с электрод-
ными проволочкамй, которые соответствуют реальному транзи-
Рис. 5.30
стору, но крепятся не к кристаллу, а в одну точку на кристал-
лодержателе (рис. 5.31).
Измерение индуктивности макета возможно с использованием
стандартной аппаратуры. Простая и достаточно надежная схема
приведена на рис. 5.32. В качестве примера показано измерение
индуктивности эмиттерного вывода макета. Измерения произво-
дятся на частоте 20—30 МГц. По существу измеряется модуль
индуктивного сопротивления вывода. Величину индуктивности
затем рассчитывают. Для калибровки используют эталон в виде
калибровочного постоянного резистора с малой паразитной
индуктивностью (меньше 5 нГн). В качестве генератора и вольт-
метра можно использовать приборы ГЗ-19 и В6-1.
171
Особое внимание следует обратить на конструкцию контакто-
держателя. Его паразитная индуктивность должна быть специально
измерена.
Для определения очень малых индуктивностей (порядка
10~10 Гн) в общем выводе транзистора измерения производят на
Рис. 5.32
более высокой частоте (500—2000 МГц). Контактодержатель тран-
зистора в этом случае обеспечивает подсоединение входного
и выходного выводов транзистора к высокочастотным разъемам
стандартного волнового сопротивления. Паразитная индуктив-
ность в цепи каждого из выводов должна быть минимальна.
К одному разъему подсоединен согласованный генератор высокой
частоты Г, к другому — согласованный измеритель высокочастот-
ного сигнала. Схема измерительной установки изображена на
рис. 5.33.
Согласование генератора и измерителя достигается включением
двух коаксиальных аттенюаторов КА на выходе генератора и на
входе измерителя. В качестве генератора можно использовать гене-
ратор стандартных сигналов (например, Г4-41), в качестве измери-
теля — измерительный приемник (например, П5-3).
Сначала входной и выходной электроды контактодержателя
замыкаются накоротко и фиксируется значение, прочитываемое
по шкале измерительного приемника, и значение напряжения Ur
по лимбу точного аттенюатора генератора стандартных сигналов.
. Затем в контактодержатель устанавливают макет транзистора
и напряжение генератора увеличивают до тех пор, пока не будет
достигнуто прежнее показание на шкале измерительного прием-
172
ника. Фиксируется новое значение напряжения U2 на шкале гене-
ратора стандартных сигналов.
Величину индуктивности рассчитывают по формуле
L = (5.65)
2w и2
где zB— волновое сопротивление; со — частота измерения.
Для получения погрешности измерения на уровне 10—20% не-
обходимо обеспечить согласование генератора и приемника с коэф-
фициентом стоячей волны не хуже 1,05. Частота измерения должна
быть выбрана так, чтобы измеряемое индуктивное сопротивление
было заведомо больше омического сопротивления в этой цепи (со-
противление в электродных проволочках и контактах). Кроме того,
индуктивное сопротивление входного и выходного выводов и пара-
зитные индуктивности контактодержателя должны быть, по крайней
мере, в 5 раз меньше, чем zb/g>.
В некоторых случаях измерения индуктивности общего вывода
могут быть проведены на готовом транзисторе. В этом случае
транзистор вводится в режим глубокого насыщения по постоян-
ному току.
§ 5.7. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ЭКВИВАЛЕНТНЫХ СХЕМ ПОЛЕВЫХ
ТРАНЗИСТОРОВ
Эквивалентные схемы полевых транзисто-.
ров синтезированы на основе теоретических данных. Наибольшую
ценность представляют эквивалентные схемы полевых транзисто-
ров для области высоких частот, позволяющие наглядно описать
многие особенности работы этих приборов. Специальных методов
измерения отдельных элементов эквивалентной схемы не суще-
ствует. Экспериментальное исследование полевых транзисторов
производят, измеряя систему //-параметров эквивалентного четырех-
полюсника в диапазоне высоких частот.
Наиболее распространенная эквивалентная схема полевого
транзистора в схеме с общим истоком, работающего в области на-
сыщения, представлена на рис. 5.34.
Рассмотрим физический смысл параметров, входящих в экви-
валентную схему.
Сопротивление утечки затвор — исток гуз обычно очень большое,
его величина достигает 108 -т- 1017 Ом. Этот параметр существенен
лишь на низкой частоте, на высокой частоте им можно пренебречь.
Крутизна характеристики S является важнейшим параметром
полевого транзистора; она характеризует зависимый генератор
тока SUK, который в свою очередь определяется модуляцией сопро-
тивления канала напряжением UK. На низкой частоте UK совпадает
с полным входным напряжением затвор — исток, на высокой ча-
стоте UK распределено сложным образом по структуре емкость за-
твора — сопротивление канала. На эквивалентной схеме эту слож-
173
ную распределенную /?С-цепь заменяют простой цепочкой гкСк.
В теоретических исследованиях полевого транзистора используют
полуэмпирические соотношения, связывающие гк с крутизной ха-
рактеристики S и с емкостью затвора в области активного канала Ск.
Цепочка гкСк определяет частотную зависимость входной про-
водимости транзистора на высокой частоте (у1г) и частотную зависи-
Рис. 5.34
мость крутизны характеристики транзистора на внешних зажимах
(У 2 О •
Параметр S, как правило, можно принять не зависимым от ча-
стоты. С точки зрения широкополосности усилителей на полевых
транзисторах большое значение имеют следующие емкости: С3.п —
пассивная емкость затвора; t3.c — емкость затвор — сток, которая
вместе с проходной емкостью корпуса С2 образует емкость обрат-
ной связи в транзисторе; Сс — емкость сток — исток. Особенно
велико значение емкости обратной связи, поскольку она определяет
устойчивое значение коэффициента передачи транзистора на вы-
сокой частоте.
Полная проводимость в цепи исток — сток ус обозначена в экви-
валентной схеме штриховой линией и состоит из емкости Сс и ак-
тивной составляющей ' проводимости gc — единственного частотно
зависимого параметра эквивалентной схемы. Причем параметр gc
довольно сложен для теоретического описания. Последовательные
сопротивления стока и истока гс и ги весьма невелики и для совре-
менных транзисторов не играют большой роли. Для полевых тран-
зисторов СВЧ большое значение имеют паразитные параметры
корпуса: индуктивности истока Аи, затвора L3, стока Lc и емкости
С\, С2 и С3.
При контроле качества транзисторов в производстве измеряют
параметры эквивалентной схемы S и gc на низкой частоте (например,
1000 Гц); при этом они тождественны параметрам эквивалентного
четырехполюсника у21 и’ у22.
В число контролируемых на производстве параметров входят
также емкости Си, С12 и С22, которые определяются реактивными
174
составляющими' параметров эквивалентного четырехполюсника
*/ii> Z/12 и Z/22 на сравнительно низкой частоте. Емкости Cllf С12
и С22, не являясь параметрами эквивалентной схемы, связаны с
емкостями эквивалентной- схемы следующими соотношениями:
Сц = С3фП + Ск + С3.с + Сх + С2;
С12=С3фС+С2;
С22 — Сс+С3фС+С2 + С8.
Этих соотношений недостаточно, чтобы определить все пара-
метры схемы. Параметры корпуса определяют независимо. Поэтому
применяют еще, по крайней мере, одно соотношение — между Сз п
и Ск, которое устанавливают для конкретного типа транзисторов,
исходя из геометрии реальной структуры.
Несмотря на сложность определения полного комплекса ем-
костей эквивалентной схемы, параметры С1Х, С12, С22 удобны для
контроля качества приборов в производстве; поэтому их часто по-
мещают в ТУ среди сдаточных параметров.
Параметр гу<3 с достаточной для производственных целей точ-
ностью коррелирует со статическим параметром — током утечки
затвора.
Параметры гк и gc определяют с исследовательскими целями
путем измерения у1Г и у22 в диапазоне рабочих частот. Для провер-
ки частотной зависимости крутизны характеристики S измеряют
z/2l. Параметры гс и ги часто невозможно определить эксперимен-
тально: их обычно рассчитывают для реальной структуры тран-
зистора.
Методы измерения //-параметров полевых транзисторов на вы-
сокой частоте практически не отличаются от описанных в гл. IV
применительно к биполярным транзисторам. Измерения //-парамет-
ров полевых транзисторов проще, чем биполярных из-за относи-
тельно малых входных и выходных проводимостей, что облегчает
осуществление режима короткого замыкания.
Некоторую специфику имеют измерения емкостей Схх, С12 и С22.
Измерения проводят методом емкостно-омического делителя на
частоте порядка 10 МГц; в отличие от биполярных транзисторов
режим измерения активный — транзистор ставится в номинальный
рабочий режим по постоянному току.
Стандартный измерительный прибор для определения емкостей
полевых трайзисторов Л2-34 обеспечивает измерения в диапазоне
0,003 ч- 30 пФ для С12 и 0,3 30 пФ для Сп и С22 с погреш-
ностью +10%.
Измерение выходной проводимости gc на низкой частоте методи-
чески почти не отличается от измерения й22 биполярных транзи-
сторов, описанного в гл. IV. Единственное отличие заключается
в том, что входные зажимы полевого транзистора закорочены по
переменному току, а у биполярного транзистора осуществляется
режим холостого хода. Параметр gc измеряют в числе статических
175
параметров с помощью стандартного измерительного прибора
Л2-31.
Схема измерителя крутизны S на низкой частоте Л2-32 пока-
зана на рис. 5.35, где ГНЧ — генератор низкой частоты; УНЧ —
усилитель низкой частоты и детектор; БР — блок режимов. Ча-
стота измерения 1000 Гц. Прибор имеет два режима калибровки и
измерения. В качестве рабочей меры крутизны S используется ре-
БР
Рис. 5.35
зистор RK. В режиме калибровки переключатель В устанавливается
в положение 2; при этом показания индикатора И пропорциональ-
ны крутизне, равной 1/7?к. Для обеспечения прямого отсчета уси-
ление в цепи индикатора устанавливается таким, чтобы значение S
по шкале численно соответствовало величине 1/7?к. После проведе-
ния калибровки переключатель В устанавливается в положение /,
и по шкале индикатора прочитывается искомая величина 3. Для
расширения пределов измерения применен ступенчатый делитель
напряжения ДН, который позволяет изменять масштаб шкалы по
отношению к калибровке в целое число раз с кратностью 3.
Основные методические требования к схеме заключаются в сле-
дующем. Внутреннее сопротивление генератора должно быть, по
крайней мере, в 100 раз меньше входного сопротивления транзи-
стора. Так как для полевых транзисторов характерно высокое зна-
чение входного сопротивления, это условие легко выполнимо. Со-
противление нагрузки ^„.должно быть, по крайней мере, в 100 раз
меньше выходного сопротивления транзистора. Это условие более
жесткое. В приборе Л2-32 /?н=11 Ом, что обеспечивает малую по-
грешность для всех маломощных Транзисторов в режиме насыще-
ния.
Амплитуда переменного напряжения, подаваемого на затвор
испытуемого транзистора такова, что амплитуда переменного тока
стока при измерении на любой шкале не превышает 17 мкА. Это
позволяет гарантировать режим малого сигнала для широкого диа-
пазона начиная с токов стока порядка 100 мкА.
176
§ 5.8. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
ЭКВИВАЛЕНТНОЙ СХЕМЫ
ТУННЕЛЬНЫХ ДИОДОВ
Эквивалентная схема туннельного диода изо-
бражена на рис. 5. 36. Важнейшим параметром диода является от-
рицательное нелинейное сопротивление
Как показывает теория, параметр можно считать не завися-
щим от частоты во всем диапазоне рабочих частот; поэтому для его
экспериментального определения можно
сопротивления на низкой частоте или
на постояннохм токе (как это было опи-
сано в § 3.5). В производстве вместо
контролируют статический пара-
метр /тах, который для каждого типа
диодов хорошо коррелирует с мини-
мальным значением
Для туннельных диодов СВЧ важ-
ными параметрами являются также rs,
Сл,
Величина последовательного сопро-
использовать измерение
!-з
Рис. 5.36
тивления rs в сочетании с остальными параметрами определяет
максимальную рабочую частоту диода, шумовые свойства и коэф-
фициент полезного действия при работе диода в режиме генера-
тора.
Измерение rs производят на низкой частоте, так как этот пара-
метр или не зависит от частоты, или слабо изменяется в области
верхних частот.
Основной метод измерения заключается в том, что диод с по-
мощью короткого импульса обратного тока выводят на участок
характеристики, где сопротивление р-п-перехода становится зна-
чительно меньше измеряемого последовательного сопротивления.
Измеряя в таком режиме приращение напряжения при подаче при-
ращения тока, определяют величину rs.
Такой способ приемлем благодаря тому, что механизм проте-
кания тока через диод в обратном направлении является туннель-
ным и он не связан с инжекцией неосновных носителей заряда,
модулирующих сопротивление прилегающих областей полупро-
водника.
В нёпрерывном режиме задать требуемый ток невозможно, так
как температура р-п-ггерехода превысит допустимую, и прибор
выйдет из строя. Поскольку туннельные диоды имеют малую теп-
ловую постоянную времени, длительность импульса смещения
должна быть достаточно малой — обычно 100 нс.
Для измерения емкости р-п-перехода туннельного диода Сд ис-
пользуют обычный метод емкостно-омического делителя. Особен-
ностью является выбор режима измерения. В рабочем режиме ем-
кость диода зашунтирована большой активной отрицательной про-
водимостью. Поэтому для измерения емкости выбирают напряжение
12 Заказ № 418
177
смещения в области минимума тока, где активная проводимость
близка к нулю. Различия в величине емкости в области минимума
тока и в рабочем режиме настолько малы, что их не принимают во
внимание.
Емкость корпуса СкоРп измеряют обычным способом.
Индуктивность Ад является важным параметром туннельного
диода, поскольку она определяет область устойчивой работы при-
бора. Измерения индуктивности производят тем же методом, кото-
рый был описан в § 5.6. Отличие заключается лишь в том, что сме-
щение на диод в процессе измерения задают в обратном направле-
нии, поскольку сопротивление р-п-перехода при этом минимально.
ГЛАВА (уГ)
Измерение импульсных параметров
полупроводниковых приборов
Полупроводниковые приборы в импульс-
ных режимах, как правило, выполняют функции ключа, имеющего
два рабочих устойчивых состояния. В таких режимах амплитуды
импульсных напряжений и токов определяются статическими пара-
метрами полупроводниковых приборов. Поэтому в систему электри-
ческих парахметров любого импульсного полупроводникового при-
бора вщервую очередь включают его статические параметры. Кроме
того, для быстродействующих импуль-
сных схем важную роль играют ди-
намические параметры, описывающие
переходные процессы, протекающие
в приборе в импульсном режиме.
Наиболее часто встречающийся
способ исследования импульсных
свойств полупроводниковых прибо-
ров связан с изучением электри-
ческого переходного процесса при по-
даче на электроды прибора импульса
напряжения или тока прямоуголь-
ной формы.
На рис. 6.1 показан переходный процесс нарастания тока кол-
лектора при включении транзистора ступенчатым импульсом тока
базы.
Если полупроводниковый прибор представляет собой линей-
ное устройство (в диапазоне переключаемых токов и напряжений),
то по измеренной кривой переходного процесса (или по реакции на
ступенчатый импульс) можно вычислить кривую переходного про-
цесса при воздействии на полупроводниковый прибор импульса
произвольной формы. Для этого можно воспользоваться, например,
интегралом Дюамеля.
12*
179
Для описания переходного процесса часто используют харак-
теристические интервалы времени, или параметры импульса пере-
ключения. Например, переходный процесс при включении транзи-
стора могут характеризовать следующие параметры:
1) время задержки t3 — интервал времени от момента появле-
ния импульса тока на входе транзистора до 0,1 /к, т. е. до момента,
когда ток коллектора достигнет 0,1 от установившегося значе-
ния;
2) длительность переднего фронта — время нарастания им-
пульса от 0,1/к до 0,9/к.
Выбор опорных уровней тока 0,1/к и 0,9/к общепринят при
анализе импульсных схем.
Вместе с тем для некоторых полупроводниковых приборов вы-
бор опорных уровней для отсчета характеристических интервалов
времени может быть иным; это определяется спецификой прибора
и особенностями его применения. Например, широко используемый
параметр импульсных диодов — время восстановления обратного
сопротивления тВ0ССТ — определяется, как интервал времени от
момента появления запирающего импульса до момента времени,
когда обратный ток диода достигнет установленного уровня. Этот
уровень обычно значительно ниже уровня прямого тока и состав-
ляет 0,1 4- 0,01/пр.
В общем случае полупроводниковый прибор представляет со-
бой нелинейное устройство. При этом характеристические интер-
валы времени переходного процесса могут служить для проверки
той или иной теории, контроля технологии, а также быть парамет-
рами качества. В большинстве случаев импульсные характеристики
полупроводникового прибора стремятся использовать для расчета
схем с реальными формами сигналов.
Для этого весь переходный процесс (или всю область режимов)
можно разделить на участки так, чтобы в пределах каждого из них
исследуемый прибор считать линейным устройством. В этом слу-
чае система параметров прибора состоит из характеристик отдель-
ных участков.
Представление полупроводникового прибора в виде линейного
устройства даже при необходимости «сшивать» отдельные части
переходного процесса открывает технические возможности расчета
разнообразных схем. Избранную схему можно оптимизировать
так, чтобы особенности полупроводникового прибора были исполь-
зованы в наибольшей мере. Это становится возможным благодаря
имеющемуся теоретическому аппарату по анализу и синтезу линей-
ных систем.
Однако подобная «линеаризация» характеристик полупроводни-
кового прибора — весьма сложное дело, требующее глубокого изу-
чения физических явлений, протекающих в приборе. В некоторых
случаях такая «линеаризация» или невозможна, или теоретически
не обоснована. Тогда измеряемые переходные характеристики ис-
пользуют лишь как качественную информацию, что в значительной
степени обедняет систему параметров.
180
§ 6.1. ИМПУЛЬСНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ
На рис. 6.2 показан переходный процесс
нарастания напряжения на диоде при включении ступенчатым им-
пульсом прямого тока. Включение диода импульсом тока — это
наиболее часто встречающийся случай в практике импульсных схем.
Как видно из рис. 6.2, после
окончания переходного процесса
напряжение на диоде равно пря-
мому постоянному падению на-
пряжения 6/пр, т. е. статическо-
му параметру диода. В течение
переходного процесса напряже-
ние на диоде существенно пре-
вышает установившееся значе-
ние. Это явление, связанное с
процессом накопления заряда
в базе диода, называют моду-
ляцией сопротивления базы [11.
В первый момент после по-
явления отпирающего импульса
сопротивление базы диода сравнительно велико и определяется толь-
ко удельным сопротивлением полупроводникового материала. Про-
текание тока через р-п-переход диода сопровождается инжекцией не-
основных носителей заряда в базу. По истечении сравнительно ко-
роткого времени область базы диода, непосредственно примыка-
ющая к границе р-и-перехода, будет заполнена неосновными но-
сителями заряда и равным количествотл основных носителей (для
сохранения электронейтральности базы). В результате удельное
сопротивление этой области базы значительно упадет, соответ-
ственно уменьшится общее последовательное сопротивление диода
и упадет до установившегося значения напряжение на диоде.
Описанное явление носит нелинейный характер. В качестве
параметров, характеризующих переходный процесс включения
диода, используют максимальное прямое импульсное напряжение
С/Пр.имптах и время установления прямого сопротивления туст, т. е.
интервал времени от момента подачи импульса прямого тока на
диод до момента, когда прямое напряжение достигнет уровня 1,1
статического прямого напряжения.
Определение обоих параметров диода соответствует идеальному
случаю, когда длительность переднего фронта импульса включа-
ющего тока представляет собой пренебрежимо малую величину.
Практически при измерениях очень сложно выполнить условия,
приближающиеся к идеальным, так как процесс нарастания напря-
жения на диоде происходит за времена, исчисляемые десятками
или единицами наносекунд.
При проведении измерений, особенно в производственных усло-
виях, используют импульсные генераторы, образующие импульс
181
прямого тока с /ф=2 н- 100 нс. Использование импульсов тока с
реальными значениями переднего фронта /ф существенно изменяет
величины измеряемых параметров диодов. Чтобы не допустить воз-
можные недоразумения, для каждого типа диода устанавливают
конкретную длительность переднего фронта импульса тока
и оговаривают допустимый разброс этой величины в большую
и меньшую стороны от номинального значения.
Если учесть нелинейный
характер процессов, происхо-
дящих при включении диода, а
также некоторую произволь-
ность выбора /ф включающего
импульса тока, то следует при-
знать, ЧТО[/пр. имп max И Туст ЯВЛЯ-
ЮТСЯ преимущественно парамет-
рами качества. Их можно исполь-
Рис. 6.3
зовать для контроля технологического процесса и для общего
сравнения по уровню быстродействия разных типов диодов, но
нельзя применять для количественных расчетов конкретных им-
пульсных схем. Окончательную информацию о переходном про-
цессе в диоде при его включении получают путем эксперименталь-
ного исследования схемы в реальных условиях ее работы.
Рассмотрим параметры, описывающие полупроводниковые ди-
оды при выключении.
Среди разных способов выключения диода наиболее типичным
является переключение диода с прямого тока (открытое состояние
ключа) на обратное напряжение (закрытое состояние ключа). Схема
переключения диода таким способом изображена на рис. 6.3; пере-
ходный процесс тока, протекающего через диод при переключении,
изображен на рис. 6.4.
Вначале диод открыт током, величина которого определяется
положительным напряжением генератора и сопротивлением /?.
Внешняя цепь представляет собой генератор тока по отношению
к диоду с прямым смещением.
После того как напряжение генератора меняет полярность, диод
переходит в запертое состояние, и обратный ток в конце переход-
ного процесса достигает уровня статического обратного тока /обр.
Однако в первый момент после переключения через диод течет
182
большой ток в обратном направлении, и лишь постепенно с тече-
нием времени он уменьшается до установившегося значения.
Наличие большого обратного, тока при переходном процессе
связано с рассасыванием заряда неосновных носителей, накоплен-
ного в базе диода [15].
Переходный процесс можно разделить на две фазы. В течение
первой фазы ток диода ограничен лишь сопротивлением во внешней
цепи. В этот период времени диод обладает практически нулевым
сопротивлением. Физически длительность первой фазы переход-
ного процесса определяется рассасыванием неосновных носителей
заряда в непосредственной близости к р-и-переходу. Первая фаза
оканчивается к моменту, когда концентрация неосновных носите-
лей заряда на границе р-п-перехода падает до равновесного уровня.
С этого момента начинается вторая фаза переходного процесса —
спад переходного обратного тока. Длительность второй фазы опре-
деляется двумя факторами — рассасыванием неосновных носителей
заряда в областях базы, удаленных от р-и-перехода, и процессом
перезарядки зарядной емкости ‘р-п-перехода через сопротивление
внешней цепи. Чаще определяющим оказывается первый фактор.
Рассмотрим параметры, характеризующие инерционность им-
пульсного диода при его выключении.
Время восстановления обратного сопротивления твосст — это
отрезок времени от момента подачи запирающего напряжения
до момента, когда обратный ток через диод достигнет некоторого
заданного отсчетного уровня /восст. Обычно выбирают отсчетный
уровень в области малых токов (до 0,01/пр). Лишь для диодов
наносекундного диапазона увеличивают отсчетный уровень до
0,1/пр. Выбор величины /восст определяется типичным режимом
применения диода.
Время восстановления тв0ССТ является параметром качества, так
как с его помощью удается производить лишь качественные оценки
длительности переходных Процессов при условиях, отличающихся
от известного режима измерения этого параметра.
Количественные расчеты на базе измеренных значений возмож-
ны в том случае, когда свойства испытываемого диода хорошо изу-
чены. Например, если заранее известно, что диод можно описать
с помощью модели плоскостного диода с полубесконечной однород-
ной базой при малом уровне инжекции или какой-либо другой про-
стой модели диода изученного типа, то по величине тВ0ССТ можно
вычислить параметры модели (время жизни неосновных носителей,
время пролета через базу и др.). Затем, пользуясь теоретическими
данными [1; 15], можно строго рассчитать переходный процесс в
диоде для изученных схем и для разных режимов. Однако часто
структура диода не описана достаточно подробно или столь слож-
ная, что по одному измеряемому параметру невозможно вычислить
необходимые параметры модели.
Заряд переключения Qn, характеризующий процесс восстанов-
ления обратного тока (или обратного сопротивления) диода, есть
полная величина заряда, протекающего через диод во внешней цепи
183
за все время после переключения до установления равновесия (на
рис. 6.4 изображается заштрихованной площадью).
Заряд переключения Qn существенно меньше накопленного
заряда в базе диода (исключением являются специальные типы
диодов, в том числе так называемые диоды с накоплением заряда).
Накопленный заряд определяется общим количеством неосновных
носителей заряда в базе диода при протекании прямого тока.
Это не позволяет в общем случае применять так называемый метод
заряда к расчету импульсных диодных схем. Однако в некотором
диапазоне режимов работы (при относительно высоких значениях
/1//пР отношение накопленного заряда и заряда переключения
остается почти постоянным, что дает возможность производить
приближенные расчеты длительности переходных процессов в
конкретных схемах [16].
Таким образом, заряд переключения является параметром ка-
чества диода. Этот параметр в значительной степени коррелирует
с временем восстановления обратного 'сопротивления для диодов
одного типа или для разных типов с близкой структурой. При срав-
нении диодов с разной структурой, например точечных диодов и
диодов с накоплением заряда, корреляция может полностью отсут-
ствовать.
Заряд переключения не включают в ТУ на отечественные диоды;
он встречается в литературе и приводится в справочниках на не-
которые типы импульсных диодов.
Длительность фазы высокой обратной проводимости tx — это
интервал времени от момента прохождения тока через нуль при
переключении диода с прямого тока на обратное напряжение до
момента, при котором переходный обратный ток уменьшается до
уровня 0,9 (0,8) от максимального значения /х. Параметр значи-
тельно лучше, чем твосст коррелирует с параметром Qn.
Так как для диодов с накоплением заряда или близких к ним
диодов параметры tr и Qn связаны соотношением
Qn-G'np, (6.1)
для таких приборов достаточно измерить один из этих параметров.
Длительностью спада обратного тока t2 называют интервал
времени, за который спадающая часть переходного обратного тока
уменьшается от 0,9/х (или 0,8/х) до 0,1/х (или 0,2—0,3/J.
В отличие от параметра тВ0ССТ при измерении /2 уровень отсчета .
конца измеряемого интервала времени соответствует сравнительно
большому току (0,1—0,3 1Г против 0,01 ч-0,1 /х).
f Выбор уровня отсчета производят таким образом, чтобы пара-
метр /2 характеризовал фазу быстрого спадания обратного тока.
Затем от момента /2 до момента тВ0ССТ имеет место сравнительно мед-
ленная «хвостовая» часть переходного процесса.
Параметр t2 является одним из важнейших параметров диодов
с накоплением заряда; он существенно изменяется при изменении
режима переключения и с большим трудом поддается расчету в
различных схемах переключения. Поэтому его используют как
184
параметр качества, пригодный для контроля технологии, для срав-
нения различных типов приборов и для самых приближенных оце-
нок при расчете конкретных схем [171.
Зарядная емкость диода СД —это емкость р-п-перехода' диода,
измеренная при некотором, установленном методикой измерения
значении обратного напряжения. Обычно в справочных данных
приводится зависимость зарядной емкости от напряжения, что до-
статочно для расчета* переходного процесса перезаряда реальной
нелинейной емкости диода в конкретной импульсной схеме.
§ 6.2. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ИМПУЛЬСНЫХ ПАРАМЕТРОВ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ диодов
Методы измерения статических параметров,
входящих в систему параметров импульсных диодов, были описаны
в гл. III. Поэтому рассмотрим лишь методы измерения динамиче-
ских импульсных параметров.
Схема измерения максимального прямого импульсного напря-
жения Цтр.имп.шах и времени установления туст изображена на
рис. 6.5. На испытуемый диод задаются импульсы прямого тока
от генератора импульсного тока ГТ.
Измерение напряжения на диоде во время переходного процесса
и отсчет интервалов времени производятся с помощью измеритель-
ного устройства ИУ. В качестве изме-
рительного устройства в простейшем
случае применяют осциллограф или ка-
кое-либо устройство для безосииллогра-
фического измерения. Как уже указы-
валось, наиболее трудно обеспечить
достаточно крутой фронт импульса
прямого тока. Измерение параметров
^пр.имп.тах И ТуСт ПРОИЗВОДЯТ При ПОСЛС-
довательно укорачивающемся фронте импульса тока и при про-
чих равных условиях. Длительность фронта можно считать прием-
лемой в том случае, когда измеряемые параметры перестают от
нее зависеть. Часто это недостижимо из-за отсутствия подходя-
щих импульсных генераторов. Поэтому можно попытаться графи-
чески экстраполировать снятую зависимость измеряемых пара-
метров от длительности фронта к длительности, равной нулю.
При осуществлении промышленных измерений указанную труд-
ность обходят искусственным путем. Все типы импульсных диодов
делят условно на три группы по величине туст. Для каждой группы
устанавливают допустимый интервал значений длительности фрон-
та импульса тока Численные значения допустимого интервала
приведены в табл. 6.1.
185
Таблица 6.1
Группа по туст туст- нс 'ф>нс Af, МГц
а 5-30 2—3 500
б 30—150 15—20 60
в >150 80—100 12
Не менее важным вопросом методики измерения ^прфИМП>тах
является правильный выбор полосы пропускания измерительного
устройства. Передний фронт импульса напряжения на диоде может
оказаться более крутым, чем фронт импульса тока. Поэтому время
установления переходного процесса измерительного устройства
должно быть, по крайней мере, в три раза короче длительности
фронта импульса тока.
Время установления переходного процесса в измерительном
устройстве /пер непосредственно связано с полосой пропускания
и, когда оно неизвестно как самостоятельный параметр, его можно
оценить из полосы пропускания, пользуясь формулой:
, ~ °’35
ПбР~
(6.2)
где Af — полоса пропускания устройства, Гц.
В табл. 6.1 приведены значения полосы пропускания измери-
тельного устройства, которые должны быть обеспечены при про-
мышленных измерениях.
Важным источником методической погрешности измерения
Цтр.имп.тах является индуктивность цепи измерительной схемы
между узлами а и б (см. рис. 6.5), включая индуктивность самого
измеряемого диода. При измерении диодов с высоким быстродейст-
вием паразитную индуктивность следует свести к минимуму.
Теоретически оценить погрешность за счет индуктивности диода
сравнительно сложно. Экспериментально оценить эту составляющую
погрешности измерения можно с помощью макета, представ-
ляющего собой корпус диода с коротким замыканием в том месте,
где должен располагаться кристалл полупроводника. Проводящие
проводники внутри корпуса должны возможно точнее соответство-
вать конфигурации реального диода, чтобы воспроизвести вели-
чину его индуктивности.
В качестве измерительного устройства следует применять ос-
циллограф с внешней синхронизацией ждущей развертки.
На кальке или фотопленке фиксируется переходный процесс
установления прямого напряжения на исследуемом диоде. Затем ца
той же осциллограмме фиксируется выброс напряжения на индук-
тивности при замене диода короткозамкнутым макетом. Благо-
даря линейности усилителя осциллографа переходные процессы на
индуктивности и на кристалле диода складываются на осцилло-
грамме аддитивно, что позволяет оценить погрешность определения
186
t/np. имп. max* При исследованиях такой прием позволяет ввести
поправку в осциллограмму и исключить влияние индуктивности^
При промышленных измерениях следует оценивать лишь по-
грешность, связанную с влиянием паразитных индуктивностей
схемы. Для этого можно использовать вместо макета безындуктив-
ную металлическую болванку, имеющую внешнюю форму диода.
Существенным с точки зрения снижения погрешности измере-
ния является выбор скважности импульсов прямого тока. Протека-
ние постоянной составляющей тока через испытуемый диод создает
некоторую постоянную модуляцию
проводимости базы, что может слу-
жить причиной заниженных значе-
НИИ параметра £/пр. „мп. тах. Практи-
чески скважность импульсов выби-
рают в пределах 100—1000. Оценку
возникающей погрешности произ-
водят экспериментально путем срав-
нения результатов измерения для не-
скольких значений скважности.
Рис. 6.6
Суммарная погрешность измерения параметров £7пРв имп. тах и
туст обычно порядка ±20%.
Схема для измерения времени восстановления обратного сопро-
тивления импульсных диодов изображена на рис. 6.6. Генератор
импульсов ГИ обеспечивает в паузе смещение испытуемого диода
током /пр в прямом направлении. В течение импульса генератор
выдает запирающее напряжение установленного уровня.
Измерение интервала времени твосст осуществляется измеритель-
ным устройством ИУ. В простейшем случае таким измерительным
устройством может быть осциллограф. В условиях массового про-
изводства для контроля используют безосциллографические изме-
рители интервала времени.
Измерительное устройство подключают к сопротивлению на-
грузки /?н. Напряжение на входе измерительного устройства
повторяет зависящий от времени ток, протекающий через диод.
Пример переходного процесса изображен на рис. 6.4.
Наибольшую трудность представляет фиксация момента вре-
мени, когда переходный обратный ток падает до отсчетного уровня
/восст. Сложность заключается в том, что отсчетный уровень весьма
мал и производная переходного тока по времени в этой точке также
мала. Поэтому затруднено определение момента пересечения кри-
вой переходного тока и отсчетногЬ уровня с удовлетворительной
точностью.
Особенно трудно получить результаты измерения в схеме, изо-
браженной на рис. 6.6, при использовании осциллографа в каче-
стве измерительного устройства. Во-первых, невозможно увели-
чить усиление вертикального усилителя осциллографа, чтобы более
подробно рассмотреть момент пересечения наблюдаемой кривой
с отсчетным уровнем. Наличие больших амплитуд напряжения на
сопротивлении /?н при протекании прямого тока и в первый момент
187
при протекании обратного тока приводит к нелинейным искаже-
ниям в усилителе вертикального отклонения осциллографа. Во-вто-
рых, на осциллограмме нет нулевой линии, поэтому не от чего
отсчитывать уровень /восст Дн для фиксации интервала тв0ССТ.
На рис. 6.7 изображена модификация измерительной схе-
мы, в значительной степени облегчающая проведение .измерений.
В этой схеме испытуемый диод нормально смещен постоянным
током от генератора тока, образованного источником Е± и сопро-
тивлением R3. Генератор импульсов отрицательной полярности Г И
обеспечивает быстрое переключение диода с прямого тока на
обратное напряжение. Вспомогатель-
ные диоды Дг и Д2 образуют цепь
постоянного тока в паузе между им-
пульсами. В результате напряжение
на сопротивлении RH в паузе рав-
но нулю, и на осциллограмме по-
является нулевой уровень для от-
счета ВеЛИЧИНЫ /Восст Rh-
. Вспомогательная цепь, состоя-
щая из диода Д3 и источника постоянного напряжения Е3, слу-
жит для устранения выброса напряжения в первый момент после
переключения. Величину Е3 выбирают порядка (1,54-2) /ВОсст/?н.
После этого без опасности перегрузки осциллографа можно вы-
брать такой коэффициент усиления усилителя вертикального от-
клонения осциллографа, чтобы наблюдать точку пересечения кри-
вой переходного процесса с отсчетным уровнем в благоприятном
масштабе.
Осциллограмма, по которой определяют твосст, показана на
рис. 6.8; пунктир означает исходную кривую, получаемую в
схеме без вспомогательных цепей.
Как и для параметров С/пр. имп. max, туст, важную роль в мето-
дике измерения тв0ССТ играет выбор длительности фронта пере-
ключающего импульса и выбор полосы пропускания измеритель-
ного устройства.
Длительность фронта переключающего импульса определяется
в отличие от общепринятой методики от 0,7 /пР до 0,9 ииип.
188
Если время установления переходного процесса в измеритель-
ном устройстве /пеР, то для выбора измерительного устройства
и генератора импульсов можно использовать следующие соотно-
шения:
t т г
*'пер’^ 1восст>
восст*
Источником погрешности измерения может быть входная ем-
кость измерительного устройства Свх, которая шунтирует сопро-
тивление и цскажает форму кривой измеряемого переходного
процесса. Учитывая это, снижают величину- /?н (при этом ухуд-
шается чувствительность измерителя) так,» чтобы выполнялось
условие
ЯнСвх<0,2т
восст*
Обязательным критерием применимости измерительной схемы,
показанной на рис. 6.7, является малая инерционность вспомо-
гательных диодов Д19 Д2, Д3. Время восстановления этих диодов
должно быть, по крайней мере, на порядок ниже измеряемого
значения тв0ССТ.
При тщательном выполнении всех методических требований
суммарная погрешность измерения параметра тв0ССТ при исполь-
зовании осциллографа лежит в пределах +30ч—15%.
При промышленных измерениях диоды условно подразделяют
на три группы по величине твосст. Для каждой группы установ-
лен допустимый интервал значений и рекомендуемая величи-
на 7?н.
Описанная измерительная схема может иметь ряд модифика-
ций [16]. В частности, прямой ток может задаваться импульсами,
в то время как запирающее напряжение действует постоянно.
Возможны варианты, когда и прямой ток и запирающее напря-
жение задаются импульсами.
Параметр тВ0ССТ является основным при выпуске импульсных
диодов. При массовом производстве диодов используют несколько
разновидностей безосциллографических схем для измерения тв0ССТ,
при этом существенно повышена производительность и точность
измерений.
189
На рис. 6.9 показана схема установки, в которой использован
амплитудный дискриминатор на туннельном диоде. Туннельный
диод обладает весьма высоким быстродействием, это позволяет
осуществлять измерения твосст импульсных диодов наносекундного
диапазона.
Генератор импульсов Г И в схеме рис. 6.9 обеспечивает фор-
мирование запирающего импульса напряжения, подаваемого на
испытуемый диод Дг. Постоянная составляющая прямого тока
задается от источника Ег через большое сопротивление /?х. Кроме
того, сигнал от генератора импульсов ГИ поступает на формиро-
ватель контрольного импульса ФКИ. В этом устройстве проис-
ходит контролируемая задержка импульса на время St по отно-
шению к переднему фронту запирающего импульса и формирование
импульса тока строго заданной амплитуды /кон.
В цепи нагрузки диода включен туннельный диод Д2, выпол-
няющий функцию амплитудного дискриминатора. Кроме тока
испытуемого диода Д19 на туннельный диод Д2 подаются еще
два тока: импульс контрольного тока в прямом направлении /кОН
и постоянный ток в обратном направлении /2 от генератора тока
(цепь £2, /?2).
Индикаторное устройство ИУ реагирует на импульсы напря-
жения, появляющиеся на туннельном диоде. В качестве выходного
указателя удобно использовать лампочку, загорающуюся при
появлении на входе устройства импульсов напряжения с ампли-
тудой выше некоторого порогового значения.
190
На рис. 6.10 показаны эпюры контрольного тока гкОН, тока
через туннельный диод £тд и напряжения на туннельном диоде
Отд. Для пояснения механизма образования импульсов напряжения
на туннельном диоде приведена статическая характеристика и
траектория движения рабочей точки по характеристике туннель-
ного диода.
Уровень вспомогательного тока /2 выбирают таким, чтобы при
отсутствии контрольного тока ток, протекающий через туннельный
диод, всегда оставался ниже пикового значения /тах (например,
/1 — Л ~ “Алах)- Следовательно, переключение туннельного диода
на прямую ветвь при отсутствии контрольного тока невозможно.
Величину контрольного тока выбирают такой, чтобы
/
восст“Ь^кон Лпах*Н“^2
(6.3)
Значит, током /к011 при отсутствии тока испытуемого диода
туннельный диод тоже не может быть переключен.
Переключение происходит лишь тогда, когда задержка им-
пульса контрольного’ тока отстает от импульса переключения
меньше, чем на время восстановления испытуемого диода. Форма
тока туннельного диода для этого случая показана на рис. 6.10
сплошной линией.
Если задержка импульса контрольного тока превышает время
восстановления, максимальная амплитуда тока ниже пикового
тока туннельного диода и переключения его не произойдет (фор-
ма тока изображена на рис. 6.10 пунктиром).
Подобную установку можно использовать не только для раз-
браковки, но и для измерения параметра твосст. Для этого варьи-
руют величину задержки импульса контрольного тока так,
чтобы найти границу срабатывания индикатора. Величину тв0ССТ
прочитывают по шкале задержки формирователя ФКИ.
Наибольшие преимущества этой схемы (надежность, точность
и производительность) проявляются в режиме разбраковки по
принципу больше — меньше. В этом случае на шкале задержки
устанавливается требуемое значение разбраковки. Контроль мож-
но производить либо визуально (например, по световому указате-
лю), либо с помощью индикатора, сигнал с которого может
управлять исполнительным механизмом (например, при автома-
тической сортировке диодов).
Основная трудность и главный источник погрешности при
использовании описанной схемы — обеспечение очень высокой
точности задания уровня калибровочного тока. Поэтому созданы
другие безосциллографические схемы для измерения твосст. При
наиболее прогрессивном принципе измерения в схеме формируется
прямоугольный импульс длительностью, равной TB0CtT. В даль-
нейшем длительность этого импульса преобразуется в цифровой
код, а затем подается в систему цифровой индикации, на цифро-
печатающее устройство, или поступает для обработки в вычисли-
тельную машину.
191
При тщательном проектировании и изготовлении измерительной
схемы, показанной на рис. 6.9, погрешность может быть порядка
+5 нс при измерении твосст в пределах 30—150 нс.
Измерение длительностей первой и второй фаз переходного
процесса tr и t2 производят в схеме, изображенной на рис. 6.6.
В качестве индикаторного устройства применяют осциллограф.
Для наиболее быстродействующих
диодов применяют стробоскопический
осциллограф.
При необходимости для определе-
ния можно воспользоваться без-
осциллографической схемой, подобной
схеме для измерения тВО(:ст; надо
изменить лишь отсчетный уровень.
Рис. 6.11 Рис. 6.12
Измерение параметра t2 также возможно с помощью безос-
циллографической установки, однако схема в этом случае более
сложная.
Один из приближенных методов оценки величины t2 заключа-
ется в определении максимального значения производной пере-
ходного тока по времени. Для большинства диодов с накоплением
заряда (для них оценка t2 особенно актуальна) величина /2 и
максимальная величина производной dl^dt однозначно связаны
между собой. Схема для измерения (di^/dt)max показана на
рис. 6.11. Импульс напряжения на сопротивлении 7?н, повторя-
ющий импульс тока,. дифференцируется с помощью цепи Сдиф
7?ДИф. Напряжение на сопротивлении 7?диф имеет вид, приведенный
на рис. 6.12. Максимальное значение положительного импульса
пропорционально (dljjdt)ma* и обратно пропорционально пара-
метру t2. Измерение импульса напряжения можно осуществить
импульсным вольтметром ИВ или по экрану осциллографа.
Численный коэффициент, связывающий измеренное таким образом
напряжение с величиной t2, следует экспериментально установить
для каждого типа диодов.
Описанная методика является приближенной, однако она
находит некоторое применение благодаря относительной простоте.
Измерение заряда переключения диода производят обычно в
схеме, показанной на рис. 6.13. Вспомогательные диоды Д± и Д2
разделяют пути прямого и обратного токов испытуемого диода
192
Постоянный ток /а, протекающий через микроамперметр,
представляет собой заряд, протекший во внешней цепи в процессе
рассасывания накопленного заряда в испытуемом диоде и отне-
сенный к периоду повторения процесса переключения. Эта .вели-
чина с хорошей точностью соответствует заряду переключения,
если длительность запирающего
импульса удовлетворяет следу-
ющим условиям:
2тВОсст*,
J /обр.ст^ Qn,
О
Рис. 6.13
где Лбр.ст — статический обратный ток испытуемого диода.
Выполнение условий (6.4) можно проверить экспериментально,
сняв зависимость измеренного значения Qn от длительности
импульсов /и.
Для правильности работы схемы рис. 6.13 важен выбор диодов
Д1 И & с высоким быстродействием. Желательно, чтобы заряды
переключения диодов Дх и Д2 были, по крайней мере' на поря-
док меньше измеряемого значения Qn.
Паразитная емкость СА, изображенная пунктиром на рис. 6.13,
определяется монтажной емкостью схемы и зарядной емкостью
диода ДР Заряд, накапливающийся на емкости СА, искажает
величину измеряемого заряда переключения. Возникающую
погрешность можно оценить с помощью формулы
6С-----CWnpi-^npa) . юо%; (6.5)
Qn
где [7пр1 и <7пр2 —прямые напряжения диодов и Д2.
Источником погрешности может служить величина обратного
тока /обрг диода Д2. Возникшую при этом погрешность опреде-
ляют по формуле
6/,----(°6Р2_.ЮО%, (6.6)
ZQn
где f — частота повторения импульсов переключения.
Если выполнены все перечисленные требования и погрешности
сведены к приемлемому уровню, величину заряда переключения
вычисляют по измеренному значению тока /а:
9п=-^. (6.7)
§ 6.3. ИМПУЛЬСНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ТРАНЗИСТОРОВ
Известно довольно много вариантов импульс^
ных схем, в которых применяют транзисторы.
Наиболее распространена схема включения транзистора с об-
13 Заказ № 418 193
щим эмиттером. Чаще всего транзистор работает в режиме пере-
ключения из режима насыщения в запертый режим, и наоборот.
Сравнительно редко транзисторы используют для усиления малых
импульсных сигналов, когда рабочая точка на характеристиках
транзистора не выходит из активной области режимов. В послед-
нем случае инерционные свойст-
ва транзистора полностью опи-
сываются с помощью парамет-
ров эквивалентной схемы, при-
меняемой для высокочастотных
транзисторов [18].
С некоторыми дополнениями
параметры эквивалентной схемы
характеризуют процессы вклю-
чения и выключения транзисто-
ра из активного режима в за-
пертый режим и обратно. Для
описания транзистора в запер-
том режиме необходима допол-
нительная информация: величи-
ны емкостей р-и-переходов и
статические параметры.
Значительно сложнее опре-
делить инерционные свойства
транзистора в режиме переключения с использованием области
насыщения. Сложность связана с накоплением и рассасыванием
неосновных носителей заряда в тех областях структуры транзи-
стора, которые при использовании только активных режимов не
содержат неравновесных носителей заряда.
В принятой в Советском Союзе системе импульсных параметров
транзисторов кроме статических параметров включены все парамет-
ры высокочастотной эквивалентной схемы: /т, Ск, Сэ, тк. Для
описания инерционности транзистора при выключении из режима
насыщения вводится дополнительный параметр — время рассасы^
вания /р (ГОСТ 11156—70).
С точки зрения внешних характеристик транзистор как клю-
чевое устройство можно описать с помощью следующих пара-
метров:
1) время задержки /3;
2) длительность переднего фронта /ф;
3) время рассасывания /р— задержка выключения, или интер-
вал времени от момента подачи запирающего импульса базового
тока прямоугольной формы (или прекращения запирающего тока)
до уровня 0,9/к (в открытом состоянии);
4) время спада /с—интервал времени, за который коллектор-
ный ток спадает от 0,9/к до 0,1 /к (в открытом состоянии).
Форма и характеристические интервалы времени импульса кол-
лекторного тока показаны на рис. 6.14.
Практически перечисленные параметры импульса коллектор-
194
ного тока при переключении транзистора прямоугольным импуль-
сом базового тока используют в рекламных и справочных материа-
лах, чтобы наглядно показать эксплуатационные возможности при-
бора. Значительно реже эти параметры включают в ТУ и приме-
няют для контроля производства транзисторов.
В данном случае причины такие же, как у параметров экви-
валентного четырехполюсника, которые тоже не используют для
контроля технологического процесса и не включают в ТУ на высоко-
частотные транзисторы. Основная причина заключается в том, что
каждый из параметров зависит от многих физических факторов и
трудно установить, чем вызвано отклонение от нормы контроли-
руемого параметра. С точки зрения применения транзисторов зна-
ние одних только характеристических интервалов времени не поз-
воляет рассчитывать разнообразные варианты схем.
Исключением являются некоторые специальные типы транзи-
сторов, предназначенные для работы в какой-то конкретной схеме.
В этом случае включают в ТУ параметры импульса тока или напря-
жения на коллекторе транзистора, чтобы получить максимальный
процент выхода годных приборов в производстве/ что особенно
важно при предъявлении требований к транзистору, близких
к верхнему достижимому пределу. Такой контроль целесообразен
несмотря на неудобства подобной системы параметров транзистора.
Для контроля производства при этом приходится дублировать
измерение выходных параметров измерениями обычных импульс-
ных параметров.
Подобно импульсным диодам транзисторы можно описывать
с помощью зарядных параметров. Термин происходит от широко
распространенного метода расчета переходных процессов в тран-
зисторе, называемого методом заряда [19, 20].
К числу зарядных параметров относят величину накопленного
заряда в транзисторе в режиме насыщения QHac и эффективную
постоянную времени, характеризующую экспоненциальный про-
цесс рассасывания накопленного заряда тр. Параметр тр называют
также временем жизни неосновных носителей заряда, накопленных
в транзисторе в режиме насыщения.
Следует различать два разных вопроса: возможность исполь-
зования метода заряда для расчета переходных процессов в тран-
зисторе и необходимость описания транзисторов зарядными пара-
метрами.
Метод заряда очень полезен для практических расчетов, хотя
он является приближенным. Расчеты с использованием метода за-
ряда могут быть осуществлены на базе принятой системы импульс-
ных параметров транзисторов.
Основные особенности зарядных параметров следующие:
1) измеряемое значение накопленного заряда QHac меньше
истинного значения накопленного заряда;
2) соотношение между полным накопленным зарядом и той его
частью, которая протекает во внешней цепи (измеряемое значение
QHac), в основном определяется режимом и схемой измерения;
13*
195
3) информация, получаемая при измерении QHac и тр, дублирует
информацию, получаемую при измерении tp. Например, величины
QBac и тр с приемлемой точностью можно вычислить по измеренному
значению (р:
т =_____?Е__
Р .
1„-2±г
<6.8>
где п — коэффициент насыщения; а — коэффициент рассасывания
(определение этого параметра дано далее); /Б1 — насыщающий
базовый ток.
Соотношения (6.8) справедливы, если предположить бесконеч-
ной длительность насыщающего тока;
4) правильнее выбирать в качестве параметра измеряемый
отрезок времени, а не величину заряда, представляющую собой
расчетный параметр.
Система импульсных параметров, основанная на физических
параметрах эквивалентной схемы транзистора, с добавлением вре-
мени рассасывания /р целиком отвечает требованиям современного
производства полупроводниковых приборов.
С точки зрения расчетов импульсных схем эта система пара-
метров позволяет вычислять характеристические интервалы вре-
мени импульсов при работе транзистора в разнообразных схемах
в широком диапазоне рабочих режимов. Исключение составляют
режимы с высокими коэффициентами насыщения (и > 10) и расса-
сывания (о > 10). В таких режимах расчеты приобретают харак-
тер качественных оценок, и при проектировании схем необходима
экспериментальная проработка.
При использовании транзисторов в приемлемых для расчета
режимах погрешность расчетов составляет обычно 20—30%. Это
нельзя считать плохой точностью, поскольку современное производ-
ство не обеспечивает малого разброса параметров внутри каждой
группы выпускаемых транзисторов, и расчеты длительностей пере-
ходных процессов носят характер оценки.
§ 6.4. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ИМПУЛЬСНЫХ ПАРАМЕТРОВ
ТРАНЗИСТОРОВ
Входящие в систему импульсных параметров
статические параметры и параметры эквивалентной схемы измеряют
по обычной методике, описанной в гл. III и V. Поэтому остано-
вимся лишь на тех параметрах, которые требуют специфических
импульсных методов измерения.
196
Рассмотрим сначала измерение характеристических интервалов
времени импульса тока коллектора при включении и выключении
транзистора прямоугольным импульсом тока базы.
Схема измерения показана на рис. 6.15. При включении ток
базы скачком изменяется от нуля до ZBi. При выключении ток базы
изменяется скачком от величины /Б1 до величины 1Ъ2\ причем /Б2
имеет противоположное направ-
ление. Это соответствует режиму
переключения с рассасывающим
током. В частном случае (хотя
этот режим редко встречается)
/Б2 может быть равно нулю.
После окончания рассасывания
ток /Б2 спадает до величины
статического обратного тока
эмиттерного перехода.
В цепи коллектора транзис-
тора установлено нагрузочное
сопротивление /?н, подключен-
ное к источнику постоянного
коллекторного напряжения Ек.
Индикаторное устройство ИУ
графический измеритель времени)
(осциллограф или безосцилло-
подключено к коллектору испы-
туемого транзистора.
Импульс напряжения на коллекторе определяется импульсом
тока коллектора. По форме импульса напряжения можно опреде-
лить все характеристические интервалы времени переключения.
Практически измерительные схемы можно построить несколь-
кими эквивалентными способами.
Первый вариант состоит в том, что транзистор нормально
заперт и переключается в открытое состояние в течение сравни-
тельно короткого отрезка времени импульсом базового тока.
Во втором варианте транзистор нормально открыт постоянным
базовым током и запирается на сравнительно короткий отрезок
времени импульсом запирающего тока в базе.
Третий вариант состоит в том, что отпирающий и запирающий
сигналы подаются в базу в виде последовательных коротких
импульсов.
Путем соответствующего выбора длительности импульсов мож-
но получить одинаковые характеристические интервалы времени
переключения во всех трех вариантах схем. Однако с точки зрения
практической осуществимости и реализации минимальных погреш-
ностей все три варианта не эквивалентны.
Первый вариант схемы предпочтительнее для определения пара-
метров включения транзистора. В этом варианте передний фронт
импульса генератора используется для включения транзистора.
Как правило, импульсные генераторы имеют передний фронт
импульса лучше, чем задний фронт (короче длительность фронта,
меньше выброс и т. д.).
197
к коллектору транзистора
----:---0ЕК
Рис. 6.16
По той же причине второй вариант схемы обычно, предпочтитель-
нее для измерения параметров выключения транзистора.
Третий вариант схемы находит применение в специальных слу-
чаях, например, при измерении времени рассасывания мощных им-
пульсных транзисторов, когда нежелательно пропускать большие
постоянные токи через испытуемый транзистор.
Измерительные схемы существенно различаются по способу
включения индикаторного устройства.
В простейшем случае для наблюдения переходного процесса
подсоединяют осциллограф. Такой спо-
соб вполне приемлем при измерении
медленных переходных процессов,
когда характеристические интервалы
времени составляют единицы или, по
крайней мере, доли микросекунды.
Большинство транзисторов обладают
высоким быстродействием, характе-
ристические интервалы времени им-
пульсов переключения могут дости-
гать десятков и единиц наносекунд.
При коротких переходных процессах входная емкость осцилло-
графа Свх шунтирует сопротивление нагрузки, что приводит к ис-
кажению наблюдаемых переходных процессов. Для устранения
этой погрешности можно уменьшить величину так, чтобы
постоянная времени /?НСВХ оказалась меньше 20% от измеря-
емого параметра. Это не всегда удается сделать, так как
величина RH обычно связана с регламентированным режимом
измерения или с реальной схемой эксплуатации, оговаривае-
мой в ТУ.
На рис. 6.16 показано частичное подключение измерителя вре-
мени ИВ к сопротивлению нагрузки транзистора. В сумме сопро-
тивления и образуют сопротивление /?н.
Погрешность за счет входной емкости осциллографа при частич-,
р
ном включении уменьшается, как квадрат отношения -----—— .
^1 + ^2
Величину /?2 часто выбирают равной нормализованному сопротив-
лению кабеля (50 или 75 Ом).
Кроме влияния паразитной емкости, при измерении параметров
коротких переходных процессов приходится учитывать паразитную
индуктивность в цепи коллектора испытуемого транзистора. Пара-
зитная индуктивность складывается из индуктивности монтажа и
собственных индуктивностей радиоэлементов — резисторов
и /?2 и конденсатора Сбл (рис. 6.16).
Величина блокировочной емкости Сбл должна быть достаточно
большой, чтобы за время действия импульса напряжение на его
зажимах изменялось не более, чем на 1%:
Сбл>100-^, . (6.9)
£к
198
где /к—ток коллектора в режиме насыщения; /и — длительность
импульса переключения; Ек—напряжение коллекторного источ-
ника.
Трудно совместить требование высокого значения блокировоч-
ной емкости и малой паразитной индуктивности. Поэтому подклю-
чение измерителя времени ИВ к со-
противлению нагрузки часто осуще-
ствляют в схеме, показанной на
рис. 6.17. Эта схема отличается в
основном тем, что коллекторная на-
грузка заземляется, а источник кол-
лекторного напряжения подключает-
ся к эмиттеру испытуемого транзи-
стора. Паразитная индуктивность в
цепи коллекторной нагрузки при
Рис. 6.17
этом сведена к минимуму. Дополнительное преимущество подоб-
ной схемы заключается в том, что можно использовать изме-
ритель времени ИВ со входным сопротивлением 50 или 75 Ом. Это
очень важно при измерении переходного процесса наносекундного
диапазона, так как неискаженную передачу исследуемого сигнала
производят с помощью кабеля. В этом случае резистор R2 в
схеме может отсутствовать, его роль выполняет входное сопротив-
ление измерителя времени.
Общее требование к индуктивности в цепи коллекторной нагруз-
ки следующее:
о
(6.10)
где tj — измеряемая длительность интервала времени.
Оценка возникающей погрешности за счет паразитной индук-
тивности при измерении каждого параметра является сложной'
задачей, так как нет общих методов определения величины паразит-
ной индуктивности в измерительной схеме.
Можно осуществить оценку погрешности в каждом конкретном-
случае экспериментальным путем, последовательно снижая кон-
структивную индуктивность монтажа в схеме.
Одним из основных вопросов для всех схем является задание
базового тока испытуемого транзистора. Режим генератора тока
обеспечивается включением резистора последовательно с импульс-
ным источником напряжения. Общие требования к качеству гене-
ратора импульсного тока обсуждены в гл. t.
Контроль величины импульсного тока осуществляют путем
измерения импульсного напряжения на выходных зажимах генера-
тора. При этом величина добавочного сопротивления должна быть
подобрана с погрешностью, не превышающей 1%. Погрешность
измерения импульсного напряжения составляет обычно величину
порядка ±5%.
Наиболее кардинальным вопросом методики является выбор
параметров переключающих импульсов. В общем случае форма
199
реальных импульсных сигналов может значительно отличаться от
желаемой идеальной формы. Трудно регламентировать допустимые
отклонения формы переключающего импульса от идеальной формы,
поэтому оценка погрешности измерения характеристических интер-
транзисторов перерастает в очень
сложную проблему, которая не
решена полностью до настояще-
го времени.
Принято вводить ряд огра-
ничений на параметры переклю-
чающих импульсов. Во многом
эти ограничения носят услов-
ный характер.
1. Длительность насыщаю-
щего импульса при измерении
параметров выключения долж-
на быть б 5—10 раз больше
времени рассасывания испыту-
емого транзистора.
2. Длительность запирающего импульса при измерении пара-
метров включения должна быть в 5—10 раз больше времени
рассасывания испытуемого транзистора.
Рис. 6.19
3. Длительность фронта переключающего импульса тока при
измерении параметров включения должна быть, по крайней мере,
в 10 раз меньше измеряемых значений.
4. Длительность фронта переключающего импульса тока при
измерении параметров выключения должна быть в 3—5 раз меньше
измеряемого значения времени рассасывания.
5. Спад вершины переключающего импульса должен быть
менее 10%.
6. Выброс напряжения на фронте (рис. 6.18) не должен пре-
вышать 5% по отношению к амплитуде импульса. По длительности
выброс не должен превышать минимального значения измеряемого
времени.
7. Амплитуду переключающего импульса нужно определять в
середине его длительности (рис. 6.18).
200
8. Отсчет момента переключения принято проводить от сере-
дины фронта переключающего импульса напряжения.
Общие требования к измерителю времени сформулированы*
столь же приближенно, как и требования к параметрам переклю-
чающих импульсов.
Постоянная времени установления переходного процесса в
измерителе времени должна быть в 3—5 раз меньше измеряемого
значения параметра.
На рис. 6.19 изображена схема измерения времени рассасыва-
ния быстродействующих транзисторов. Такой параметр, как время
рассасывания, включают практически во все ТУ на импульсные
транзисторы, а также на многие транзисторы общего применения.
Измеряемый транзистор в паузе насыщен постоянным базовым5
током. Величина насыщающего тока /Б1 обеспечивается генератором;
тока, образованным источником ЕБ и сопротивлением R2.
Импульсный генератор Г вырабатывает импульсы напряжения;
прямоугольной формы длительностью /и. Сопротивление обес-
печивает режим генератора тока в период протекания переход-
ного процесса при выключении транзистора. Амплитуду импульс-
ного напряжения выбирают, по крайней мере, в 10 раз больше
максимально возможного значения [/Бнас транзистора. В этих>
условиях величину рассасывающего тока определяют из следую-
щего соотношения:
/б2 = -^--/bi,
где U — амплитудное значение импульса, измеряемое вольтмет-
ром V.
Величина /Б1 контролируется прибором постоянного тока А.
Как правило, выбирают /Б1 = /Б2, что обеспечивает минималь -
ную погрешность измеряемой величины /р за счет возможных»
погрешностей установки /bi и /Б2.
Вспомогательный диод Д защищает от пробоя эмиттерный?
переход транзистора после окончания процесса рассасывания.
В течение всего измеряемого отрезка времени вспомогательный’
диод заперт, поэтому нет особых требований к величине его вре-
мени восстановления. Однако диод несколько' искажает форму’
импульса тока базы из-за наличия зарядной емкости, шунтирую-
щей входные зажимы транзистора.
Для особо быстродействующих типов транзисторов, когда вся/
длительность переключающего импульса выбирается короче 200 нс,,
вспомогательный диод можно не ставить.» Все транзисторы выдер-
живают режим пробоя эмиттерного перехода с ограниченными
током в течение столь коротких отрезков времени.
В тех случаях, когда вспомогательный диод необходим, его*
выбирают с минимально возможной емкостью при запирающем
напряжении порядка 1В. Максимально допустимое рабочее напря-
жение этого диода должно превышать значение £Б; в противном'
20>
случае диод выйдет из строя при удалении из контактодержателя
испытуемого транзистора.
Емкость диода, так же как и паразитная емкость монтажа
с зажима базы на землю, снижает качество генератора импульс-
ного тока.
Приближенное требование к суммарной емкости (емкости диода
Сд и‘ емкости монтажа См) имеет следующий вид:
сд+см<0,1-^. (6.11)
• Б нас
Измеритель времени ИВ с
входным сопротивлением 7?вх=
= 50 Ом подсоединен к коллек-
тору транзистора последователь-
но с сопротивлением 7?3.
Комбинация безындуктив-
ных резисторов R3i R4 и вход-
ного сопротивления измерите-
ля времени RBX образуют задан-
ное методикой сопротивление
коллекторной нагрузки
Н R4+R3+Rbx’
Выбор блокировочной емкости С3 производят в соответствии
с уравнением (6.9).
Проходную емкость С± и блокировочную С2 выбирают из ус-
ловия
Сь (6.12)
Когда в качестве измерителя времени применяют осциллограф
(для быстродействующих транзисторов, как правило, стробоско-
пический осциллограф), необходимо отметить на экране момент
появления запирающего импульса, чтобы отсчитать искомый отре-
зок времени /р.
Иногда для этой цели в измерительную схему не вводят каких-
либо дополнений, так как момент появления запирающего импульса
виден на осциллограмме и представляет собой небольшую сту-
пеньку (например, на рис. 6.20).
Чтобы более четко фиксировать ’момент появления переключаю-
щего импульса на экране осциллографа, можно воспользоваться
двухлучевым осциллографом либо дополнить схему небольшой
емкостью
С4 » А^к-нас^ф , (6ДЗ)
где — длительность переднего фронта импульса напряжения
гейератора Г; t/x — амплитуда импульса.
202
Введение емкости С4 приводит к появлению на осциллограмме
дополнительного остроконечного импульса — метки, как показано
на рис. 6.20 пунктиром.
Максимум вспомогательного импульса соответствует моменту
максимальной скорости нарастания напряжения этот момент
обычно близок к середине длительности фронта и может быть
принят за начало отсчета интервала /р.
Рассмотрим один из вариантов безосциллографического изме-
рения времени рассасывания.
В качестве основы измерительной схемы можно использовать
схему рис. 6.18. Примем, что длительность запирающего импульса,
задаваемого генератором Г,
может изменяться; причем ве-
личина /и может быть отсчи-
тана по специальной шкале
генератора.
Если длительность им-
пульса /и выбрать равной
времени рассасывания /р, то
Рис. 6.21
вид переходного процесса на-
пряжения на входе измерителя времени ИВ будет иметь вид, по-
казанный на рис. 6.21. Максимальное напряжение в конце импуль-
са соответствует отсчетному уровню £7ОТСЧ=0,1—0,3 Ек. Вместо
измерителя времени в схеме применяют импульсный вольтметр
или специальное пороговое устройство, у которого порог сраба-
тывания точно соответствует отсчетному уровню.
В режиме измерения /р длительность импульса генератора
изменяется до тех пор, пока импульсный вольтметр не покажет
величину отсчетного уровня или пока в пороговое устройство не
будет установлено на границу срабатывания. В этом состоянии
длительность импульса /и=/р.
Величину /р прочитывают по шкале длительностей импульса
генератора.
Описанный вариант измерительной схемы особенно удобен для
разбраковки при контроле продукции массового производства.
В этом режиме длительность импульса устанавливается равной
границе разбраковки по параметру /р. Срабатывание порогового
устройства (при превышении отсчетного уровня) свидетельствует
о годности испытуемого транзистора. Если же пороговое устрой-
ство не срабатывает, транзистор не удовлетворяет норме разбра-
ковки.
Специфика описанной схемы заключается в том, что импульс-
ный вольтметр или пороговое устройство должны обладать очень
высоким быстродействием. Импульс, воздействующий на пороговое
устройство, имеет остроконечную форму, что затрудняет четкую
фиксацию уровня.
В качестве активного элемента для порогового устройства
молено использовать туннельный диод, подобно тому, как это
сделано в схеме, предназначенной для измерения времени восста-
203
яовления импульсных диодов. При использовании наиболее быстро-
действующих туннельных диодов и при оптимальной конструкции
порогового устройства можно измерять времена рассасывания
вплоть до 5 нс.
Оценка погрешности измерения для этого варианта схемы
представляет сложную проблему и в общем виде в литературе
не описана. Поэтому можно рекомендовать экспериментальную
оценку погрешности измерения путем сопоставления результатов
безосциллографического метода измерения и прямого метода
с использованием стробоскопического осциллографа.
При необходимости измерения величин /р<5 нс, следует при-
менять другие методы безосциллографического измерения времени.
Одним из вариантов такого устройства может быть стробоскопи-
ческий измеритель времени рассасывания (но не стробоскопический
осциллограф, который представляет собой универсальный измери-
тельный прибор).
Суммарная погрешность измерения характеристических интер-
валов времени импульса переключения транзистора составляет
10-30%.
§ 6.5. ИЗМЕРЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ
ПАРАМЕТРОВ ТРИОДНЫХ ТИРИСТОРОВ
В качестве динамических импульсных пара-
метров используют характеристические интервалы времени импуль-
са тока при включении и выключении тиристора.
Типичный переходный процесс при включении тиристора
импульсом тока по управляющему электроду изображен на рис. 6.22,
где показаны следующие характеристические интервалы времени:
1) время задержки t3 — промежуток времени между началом
импульса управляющего тока и моментом, когда ток через тири-
стор нарастает до 0,1 от своего максимального значения;
2) время нарастания tna9 — промежуток времени, необходимый
для нарастания тока от 0,1/^ до 0,9/^;
3) время включения /вкл — промежуток времени от момента
начала импульса управляющего тока до момента, когда ток через
тиристор нарастает до 0,9 от установившегося значения.
Таким образом, ^вкл=^3+^нар-
Названные параметры в значительной степени зависят от схемы
включения тиристора и от режима измерения. Как правило, дли-
тельность переходного процесса включения тиристора не зависит
от амплитуды и длительности включающего импульса тока.
Для характеристики переходного процесса выключения тири-
стора принято рассматривать процесс выключения под действием
импульса запирающего анодного напряжения. В качестве пара-
метра используют время выключения /выкл — минимальный интервал
выключения, в течение которого тиристор переходит из откры-
того состояния в запертое.
£04
Интервалом выключения /0 называют длительность импульса
запирающего анодного напряжения Еа.
Как и предыдущие параметры, ^выкл зависит от схемы и режима
измерения.
Типичный переходный процесс выключения показан на рис. 6.23.
Сплошная линия соответствует зависимости от времени напряже-
ния на аноде тиристора при условии, что интервал выключения
/0 превышает /выкл; пунктир — переходному процессу при/0</выкл.
Часто в ТУ предусматривают такой режим измерения времени
выключения ^выкл, когда на анод в течение интервала выключения
не подается запирающее напряжение, а лишь разрывается цепь
анодного тока (с помощью электронного ключа). В этом частном
случае получается наибольшее время выключения.
Иногда для характеристики импульсных тиристоров исполь-
зуют параметры: импульсный включающий ток (ток спрямления)
управляющего электрода и импульсное включающее напряжение
(напряжение спрямления).
Импульсным включающим током /уПр.имп называют наименьшее
значение амплитуды импульса тока управляющего электрода, обес-
печивающее включение тиристора при заданной длительности
импульса и при заданном напряжении на аноде.
Импульсное включающее напряжение С^уПр.имп —это амплитуда
импульса напряжения на управляющем электроде при протека-
нии ^упр.ИМП’
Динамический ток включения /вкл.дин определяется как величина
анодного тока в момент окончания управляющего импульса тока
/упр.имп (рИС. 6.24). /упр.имп» ^упр.имп И /вкл.дин ЯВЛЯЮТСЯ ЭКСПЛуа-
тационными параметрами. Вместе с тем в них содержится очень
ценная информация о механизме включения тиристора. Включе-
ние начинается в узкой области, прилегающей к управляющему
электроду. В дальнейшем происходит постепенное отпирание тири-
20Г
стора по всей площади четырехслойной структуры. Качество при-
бора, в том числе и его надежность, в значительной, степени
определяется скоростью этого процесса [21].
К параметрам импульсного тиристора относится и емкость Ст>
которая измеряется между анодом и катодом тиристора при нуле-
вом постоянном’напряжении на аноде.
Емкость тиристора Ст определяет, в частности, максимально
допустимую скорость нарастания напряжения на аноде, при кото-
Рис. 6.24
рой еще не происходит самопро-
извольного включения тиристора.
Это явление называют также эф-
фектом dU/dt [21].
В полную систему импульсных
параметров тиристора кроме пе-
Рис. 6.25
речисленных входят все .статические параметры, измерение кото-
рых было описано в гл. III.
На рис. 6.25 изображена схема измерения характеристических
интервалов времени импульса анодного напряжения при вклю-
чении тиристора.
Тиристор включается импульсом тока от генератора управляю-
щих импульсов ГУИ.
Характеристические интервалы времени измеряют с помощью
индикаторного устройства ИУ, которое в большинстве случаев
, представляет собой импульсный
осциллограф. Длительности пере-
ходных процессов составляют еди-
ницы или доли микросекунды; по-
этому выбор соответствующего
осциллографа не представляет
трудности. При необходимости
индикаторное устройство строится
как безосциллографический изме-
Рис б 26 ритель времени.
Чтобы наблюдать переходный
процесс включения на осциллографе, необходимо сделать процесс
периодическим. Вспомогательный генератор выключающих импуль-
сов ГВИ обеспечивает выключение испытуемого тиристора к мо-
менту появления каждого следующего импульса на управляющем
электроде.
206
Приведенная схема позволяет измерять следующие параметры:
/вкл> ^3» ^нар, ^упр.имп» ^вкл.дин» ^упр.имп-
Измерение импульсного включающего напряжения £/упр.имп
производят с помощью импульсного вольтметра V2.
Импульсный включающий ток /упр.имп определяют с помощью
импульсного вольтметра при этом добавочный резистор Ry
обеспечивает режим генератора тока в цепи управляющего элек-
трода.
Важнейшие требования к измерительной схеме и к параметрам
импульсных сигналов следующие:
1) погрешность измерения импульсных напряжений вольтмет-
рами и V2 должна быть менее ±5%;
2) погрешность установки величины сопротивления Ry должна
быть менее ±2%;
3) длительность наибольшего из фронтов управляющего импуль-
са должна быть менее 0,1 от длительности импульса. Длитель-
ность переднего фронта управляющего импульса должна быть
менее 0,2/вкл;
4) погрешность задания длительности управляющего импульса
должна быть менее ±10% (при измерении /упр.имп и ^упР.имп);
5) спад вершины импульса не должен превышать 5%;
6) паразитная индуктивность в цепи анода тиристора должна
удовлетворять условию
7) время установления индикаторного устройства должно быть
менее 0,2^вкл;
8) общая погрешность измерения импульсных параметров тири-
сторов в схеме (рис. 6.25) составляет обычно ±10—20%.
На рис. 6.26 изображена измерительная схема, часто исполь-
зуемая для определения времени включения тиристоров средней
мощности. Отличие этой схемы от схемы рис. 6.25 заключается
в том, что она не требует вспомогательного импульсного генера-
тора для выключения тиристора.
В паузе между импульсами конденсатор С заряжается неболь-
шим током через резисторы R, RH и катушку индуктивности L
до напряжения £а. После подачи включающего импульса на
управляющий электрод тиристор включается.
Анодный ток тиристора в течение времени включения /вкл
протекает в цепи CRH. Величина емкости С должна быть доста-
точно велика, чтобы напряжение на конденсаторе в процессе
включения изменялось незначительно:
^„>10^.
Переходный процесс включения наблюдают на экране осцилло-
графа.
207
По мере разрядки конденсатора С анодный ток спадает,
чину сопротивления R выбирают достаточно большой,
выполнялось неравенство:
А/7
<^2ВЫКЛ’
Вели-
чтобы
В результате тиристор оказывается запертым, и снова начи-
нается процесс зарядки конденсатора С от источника постоянного
тока до напряжения Еа.
Частоту повторения включающих импульсов выбирают такой,
чтобы в течение периода полностью
Рис. 6.27
успевали проити процессы раз-
рядки конденсатора С через
открытый тиристор и заряд-
ки при запертом тиристоре.
Схема измерения времени
выключения тиристора для
случая, когда в течение ин-
тервала выключения анод-
ный ток тиристора удержи-
вается близким к нулю, изоб-
ражена на рис. 6.27. Эту схему
используют при промышлен-
ном выпуске импульсных тиристоров.
Генератор пусковых импульсов ГПИ переводит испытуемый
тиристор во включенное состояние. Анодный ток тиристора во вклю-
ченном состоянии поддерживается источником постоянного напря-
жения Еа через сопротивление нагрузки /?н. Тиристор удерживается
во включенном состоянии не менее 50 мс, затем вырабатывается
мощный отрицательный импульс генератором выключающих им-
пульсов ГВИ. Под действием отрицательного напряжения запи-
рается вентильное устройство ВУ, в результате анодный ток ти-
ристора падает практически до нуля.
Передний фронт выключающего импульса через блок регулируе-
мой задержки БРЗ воздействует на генератор импульсов объектив-
ного контроля (трапецеидальных импульсов) ГИОК.
Импульсы с генератора ГИОК подаются на анод испытуемого
тиристора. Они имеют положительную полярность, их амплитуда
с высокой точностью соответствует максимальному* прямому на-
пряжению тиристора, а скорость нарастания напряжения на перед-
нем фронте соответствует максимально допустимой (для данного
типа прибора) скорости нарастания анодного напряжения. Кон-
троль напряжения на аноде в конце интервала выключения произ-
водят с помощью импульсного осциллографа ИО.
Интервал выключения тиристора определяется задержкой за-
пуска генератора ГИОК блоком задержки БРЗ. Если интервал вы-
ключения меньше времени выключения, тиристор остается во вклю-
ченном состоянии. Если с помощью блока БРЗ увеличить интервал
выключения, сделав его больше времени выключения, тиристор
окажется запертым.
208
Описанная установка особенно удобна для разбраковки измеряв*
мых приборов по параметру время выключения. При индивидуаль-
ном измерении величину задержки блока БРЗ выбирают такой,
чтобы поставить тиристор на грань выключения.
Важнейшие требования к блокам измерительной схемы следую-
щие:
1) генератор выключающих импульсов ГВИ должен обеспечи-
вать спад прямого тока за время менее 0,05/выкл;
2) вентильное устройст-
во ВУ должно запирать-
ся за время менее 0,1/выкл.
Амплитуда обратного тока,
протекающего через тирис-
тор при запирании, долж-
на быть менее 0,1 макси-
мального прямого тока;
Рис. 6.28
3) включающий сигнал
на управляющем электро-
де тиристора должен полностью исчезнуть к моменту появления
импульса объективного контроля;
4) общая погрешность определения времени выключения в опи-
санной схеме может быть порядка ±10%.
Для определения времени выключения тиристоров большой
мощности применяют также упрощенную схему, например, схему
рис. 6.28.
В паре с испытуемым тиристором 7\ используют однотипный с
ним вспомогательный тиристор Т2.
Тиристор 7\ включается импульсом от генератора ГИ19 Конден-
сатор С заряжается при этом до напряжения Еа.
После зарядки конденсатора на управляющий электрод второго
тиристора Т2 подается включающий импульс от генератора ГИ2.
Тиристор Т2 включается, и напряжение ’ на конденсаторе С
оказывается приложенным в запирающем направлении к аноду
тиристора 7\.
Интервал выключения регулируется изменением величины ем-
кости конденсатора С. Минимальную длительность этого интервала
принимают за время выключения. Контроль выключения тиристора
производят с помощью осциллографа.
В отличие от схемы рис. 6.27 в течение интервала выключения
происходит принудительное рассасывание накопленного заряда
в тиристоре под воздействием запирающего анодного напряжения.
Преимуществом схемы рис. 6.28 является относительная про-
стота; недостатком можно считать некоторую методическую нечет-
кость способа измерения. Например, измеряемое значение времени
выключения тиристора 7\ в некоторой степени зависит от импульс-
ных свойств вспомогательного тиристора Т2.
Оценку погрешности измерения в этом случае произвести
сложно.
14 Заказ № 418
20£
ГЛАВА (vn)
Исследования и измерение
шумовых параметров
полупроводниковых приборов
В современной технике широко используют
высокочувствительные усилители во всем диапазоне радиочастот —
от долей герца до частот, граничащих с оптическим диапазоном.
Во входных каскадах таких устройств применяют различные полу-
проводниковые приборы. Основным и общим требованием к полу-
проводниковым приборам, предназначенным для работы во вход-
ных каскадах радиотехнических устройств, является требование
малого уровня собственных шумов. Термин шум в полупровод-
никовой технике употребляют вместо более точного названия
явления «электрические флуктуации».
Физическая природа шума в полупроводниковых приборах свя-
зана, во-первых, с тепловыми флуктуациями подвижных носителей
заряда, которые имеют место в любом проводящем материале,
т. е. так называемыми тепловыми шумами.
Во-вторых, важнейшим источником шума являются флукту-
ации потока носителей заряда, образующих электрический ток в
полупроводниковом приборе. Такие же шумы имеют место в элек-
тронных лампах и по традиции называются дробовыми шумами.
В диапазонах низких и инфранизких частот в полупроводнико-
вых приборах имеются и другие источники шумов, связанные
с захватом ловушками носителей заряда, с протеканием некоторых
химических реакций на поверхности полупроводника, с диффузией
зарядов в слоях окислов и т. д. Все эти шумы часто объединяют
по формальному признаку под общим названием шумы типа \/f.
Такое название объясняется специфической зависимостью спек-
тральной плотности шума от частоты, которая близка к
гиперболе.
Полупроводниковые приборы во входных цепях обычно выпол-
няют функции усилителя или преобразователя приходящего си-
гнала.
Собственные шумы усилителя или преобразователя наклады-
ваются на приходящий полезный сигнал, и это ограничивает пре-
210
дельную достижимую чувствительность, т. е. минимальное значение
амплитуды сигнала, которое еще можно различить на фоне мешаю-
щего шума.
До рассмотрения методов измерения шумовых параметров по-
лупроводниковых приборов, разберем параметры, используемые
для описания в общем виде шумового тока и шумового напряже-
ния двухполюсника и четырехполюсника.
§ 7.1. ШУМОВЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ДВУХПОЛЮСНИКА
И ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКА
Для описания флуктуирующей величины ис-
пользуют среднеквадратичное отклонение от среднего значения.
Так, например, шумовое напряжение на зажимах двухполюсника
в полосе частот Д/ можно представить эквивалентным генератором
э. д. с. VЕ2, включенным последовательно с прибором.
Аналогичным образом шумовой ток, протекающий во внешней
короткозамкнутой цепи двухполюсника, описывают эквивалентным
генератором тока /2, присоединенным параллельно выходным
зажимам прибора.
Обе величины относятся либо к оговоренной полосе частот,
либо к единичной полосе частот.
Для описания шумоб двухполюсника широко используют
шумовую температуру Тш (в градусах Кельвина). Этот пара-
метр является универсальным, так как характеризует мощность
шума, которую может отдать полупроводниковый прибор во
внешнюю цепь,
Рш=кТш&[. (7.1)
По форме записи выражение (7.1) соответствует формуле
Найквиста для тепловых шумов сопротивления. Физический
смысл Тш в том, что мощность шума, одинаковую с полупровод-
никовым прибором, можно получить от активного сопротивления,
нагретого до температуры Тш.
Кроме эквивалентной шумовой температуры Тш применяют
также относительную шумовую температуру (шумовое отношение)
*Ш=ТШ/ТО, (7.2)
где TQ — комнатная температура. *
Значительно сложнее описание шумовых свойств четырех-
полюсника, так как, строго говоря, для этого необходимы три
независимых параметра. Такими параметрами могут быть, напри-
мер, источники шумового тока во входной и в выходной цепях
четырехполюсника и комплексный коэффициент корреляции у
между этими двумя источниками. В частном случае коэффициент
корреляции может быть равен нулю, тогда источники шумового
тока называют полностью некоррелированными. Если коэффи-
14*
211
циент корреляции равен единице, источники считают полностью
коррелированными. Примером полностью коррелированных сигна-
лов может служить пара синфазных синусоидальных токов.
Математически коэффициент корреляции между двумя токами
It и /2 определяют следующим выражением:
/i/2
(7.3)
Для полупроводниковых приборов редко применяют полную
систему параметров эквивалентного четырехполюсника. Это объяс-
няется сложностью измерения каждого из них, а также громозд-
костью полной системы параметров.
Полевые транзисторы (триоды и тетроды) иногда характери-
зуют параметром э. д. с. шума, отнесенной к полосе частот 1 Гц,
в цепи затвора Еш. Этот единственный параметр удовлетвори-
тельнр описывает шумовые свойства прибора при условии, что
внутреннее сопротивление источника сигнала относительно неве-
лико. В противном случае необходимо определять полную
систему шумовых параметров.
В большинстве случаев для характеристики шумовых свойств
четырехполюсников используют обобщенный шумовой параметр —
коэффициент шума Гш, который позволяет вычислить предельную
чувствительность усилителя.
В общем виде коэффициент шума
где (Рс/Рш)вх, (^с/^ш)вых — соотношение мощностей сигнала и шума
на входе и выходе четырехполюсника,
соответственно.
Чтобы воспользоваться коэффициентом шума, необходимо
уточнить, что представляет собой мощность шума на входе
четырехполюсника. Мощность шума на входе принято определять,
как мощность тепловых шумов внутреннего сопротивления источ-
ника сигнала. При этом шумовую температуру сопротивления
принимают равной комнатной температуре То. Такое определение
Рш. вх может не соответствовать условиям реального использо-
вания исследуемого полупроводникового прибора. Однако пре-
дельную чувствительность можно вычислить для любого конкрет-
ного случая, зная величину F1U и реальное значение входной
мощности шума.
Таким образом,
Рщ. ВХ-
Для определения предельной чувствительности надо еще
условиться, какой уровень сигнала можно считать различимым
на фоне шума на выходе четырехполюсника.
212
Примем, к примеру, что граница различимого сигнала
на выходе соответствует
(^Л)вЫх=1;
тогда минимальная мощность входного сигнала, которую еще
можно различить на выходе
(Pc. Bx)mln“^uikT(Af-
Полученное значение соответствует предельной чувствитель-
ности усилителя при шумовой температуре источника То.
В более общем случае предельную чувствительность выра-
жают следующим образом:
(Рс. вх)т1п~^ш. вх + (Рш О kTQ&f.,
При необходимости читатели могут сами вывести выражения
для предельной чувствительности, если изменят критерий разли-
чимого сигнала на фоне шума. Реальные радиоприемные
устройства имеют различные целевые назначения и системы обра-
ботки информации, поэтому на практике предельная чувствитель-
ность вычисляется сложнее. Важным является то, что коэффи-
циент шума в самых разнообразных условиях применения одно-
значно характеризует шумовые свойства четырехполюсника с точки
зрения предельной чувствительности.
Без доказательства примем два существенных положения —
коэффициент шума четырехполюсника:
1) не зависит от величины нагрузки;
2) зависит от величины внутреннего сопротивления источника,
поэтому при указании значения Fw полупроводникового прибора
обычно оговаривают величину сопротивления генератора, при
котором производится измерение. Для каждого четырехполюсника
существует оптимальное сопротивление генератора, позволяющее
получать минимальное данного четырехполюсника.
§ 7.2. ИЗМЕРЕНИЕ ШУМОВОЙ
ТЕМПЕРАТУРЫ ДВУХПОЛЮСНИКА
Наибольшее применение шумовая темпера-
тура Тш или шумовое отношение /ш находит для смесительных
и выпрямительных (детекторных) диодов СВЧ. Хотя диапазон
рабочих частот диодов СВЧ лежит в области единиц и десятков
гигагерц (109-н101] Гц), измерение шума производят на относи-
тельно низкой частоте (от звуковых частот до десятков мегагерц).
Это объясняется особенностями применения подобных диодов.
Выпрямительные диоды применяют для детектирования сиг-
нала СВЧ с целью выделения огибающей или сигнала модуляции.
Таким образом, на выходе детектора имеет место низкочастотный
полезный сигнал и собственный шум диода, который ограничи-
вает чувствительность приемного устройства.
Шумовое отношение выпрямительного диода отличается
от единицы лишь при наличии постоянного тока через диод.
213
Смесительные диоды применяют в преобразователях частоты
(смесителях), с помощью которых приходящий сигнал СВЧ пре-
образуется в сигнал промежуточной (сравнительно низкой)
частоты. При преобразовании сохраняется вся информация,
содержащаяся в приходящем сигнале СВЧ. Это позволяет уси-
лить преобразованный сигнал, а затем выделить из него полез-
ную информацию. Шумы диода ограничивают предельную чув-
ствительность приемного устройства со смесителем на входе.
Рис. 7.1
Рис. 7.2
Шумовое отношение определяется на выходных зажимах сме-
сителя на промежуточной частоте. При измерении на диод
подается номинальная мощность гетеродина (на СВЧ). При
отсутствии мощности гетеродина шумовое отношение диода тож-
дественно равно единице (это следует из термодинамических
соотношений).
Таким образом, различие в методе измерения шумового отно-
шения смесительных и выпрямительных диодов (СВЧ) заключа-
ется лишь в способе задания режима диода (статический режим —
для выпрямительных диодов, динамический—для смесительных
диодов). Рассмотрим одну из схем для измерения шумового отно-
шения смесительного диода сантиметрового диапазона волн.
Структурная схема измерительной установки изображена
на рис. 7.1; эскиз измерительной камеры — на рис. 7.2,
где 1 — испытуемый диод; 2 — волновод для подачи мощности
гетеродина; 3 — цанговый зажим; 4 — фильтр, предотвращающий
прохождение мощности СВЧ в цепь низкой частоты; 5 — коакси-
альный разъем; 6 — крошка.
От генератора СВЧ Г на диод, установленный в измеритель-
ной камере ИК, задается мощность гетеродина определенной
величины, например, 1 мВт. С помощью трансформатора импе-
дансов Тр достигается согласование диода с генератором. Конт-
роль согласования можно осуществлять по величине выпрямлен-
ного постоянного тока диода.
Измеритель шумового напряжения диода подключен к низко-
частотному выходу измерительной головки. Измеритель шума
214
представляет собой чувствительный приемник ИП с высоким
входным сопротивлением. Приемник имеет полосу частот порядка
1,5 МГц и рабочую частоту 30 МГц, что соответствует типовой
промежуточной частоте приемника СВЧ. Приемник имеет квадра-
тичный детектор усиленного сигнала, поэтому выходной прибор
показывает величину, пропорциональную среднему квадрату
шумового напряжения.
Если учесть, что входное сопротивление приемника значи-
тельно больше выходного сопротивления диода в рабочем режиме,
то измеряемая величина напряжения соответствует э. д. с. шума
на зажимах диода Еш.
Чтобы определить шумовое отношение диода, необходимо
знать абсолютное значение Е2Ш и величину внутреннего сопротив-
ления диода на промежуточной частоте в рабочем режиме ?д.
Значение шумового отношения вычисляют по формуле
-----77Т • (7.5)
4Re(zA)&T0Af-------------__
Как видно из формулы (7.5), лучше измерять не Ещ, а спект-
ральную плотность этой величины Еш/Л/, что производят непо-
средственно по шкале выходного прибора измерительного прием-
ника ИП. Предварительно приемник ИП калибруют с помощью
шумового генератора ГШ. Калибровка заключается в том, что к
входу приемника подключают генератор шума ГШ с известным
значением температуры шума Тг, ш и известным внутренним
сопротивлением Лг. ш.
Соответствующая величина спектральной плотности среднего
квадрата шумового напряжения генератора
£г. ш—Ег ш/Af=4kTr шКг. ш« (7.6)
Если показания выходного прибора измерительного приемника
(в относительных единицах) при калибровке соответствуют Л^,
а при измерении — Лизм, то
л Т R
___* *изм Г. Ш1ХГ. Ш 7
ш Л /. ч •
Дкал 70Re(zA)
Выходное сопротивление диода измеряют с помощью специ-
альной схемы, которую анализировать не будем. Для этого можно
использовать один из методов, описанных в гл. IV.
В связи с рассматриваемой схемой рис. 7.1 разберем два
вопроса, возникающих при измерении шумовых параметров:
1) выполнение генератора шума для проведения калибровки;
2) устранение мешающего влияния собственных шумов измери-
тельного приемника ИП.
Генератор шума строят с использованием шумового диода,
который представляет собой вакуумный диод с ограниченной
215
эмиссией катода. У такого диода анодный ток не зависит от
напряжения на аноде и определяется только температурой катода.
В соответствии с теорией дробового шума, разработанного
Шоттки, между анодом и катодом диода действует генератор
шумового тока, величина которого с высокой точностью опреде-
ляется выражением
7L=2<7/aA/, (7.S)
где q — заряд электрона; /а — постоянный анодный ток;
А/— полоса частот.
Спектральная плотность шумового тока остается постоянной
в широком диапазоне частот. Снизу этот диапазон ограничен
шумами типа 1//; сверху — пролетными эффектами в пространстве
анод — катод, а также паразитной емкостью и индуктивностью
диода.
Регулировку шумового тока диода осуществляют путем изме-
нения тока подогрева катода. При этом изменяется ток анода
и величина шумового тока.
Для создания шумового генератора между анодом и катодом
диода через разделительную емкость включают резистор, сопро-
тивление которого /?гш соответствует сопротивлению генератора,
заданному методикой измерения.
Температура шума генератора
Тгш=^/а/?по=20Т(/а/?гш, (7.9)
где TQ — комнатная температура, К; /а—ток шумового диода,'А;
Rr. ш — сопротивление' генератора шума, Ом.
Шумовой диод можно использовать в диапазоне частот
от 0,1 до 200 МГц.
Из литературы известно, что при применении специальных
мер диапазон рабочих частот шумового диода можно довести
до 1000 МГц.
Для устранения влияния собственных шумов измерительного
приемника широко используют метод компенсации.
Простейшая схема компенсации
собственных шумов изображена на
рис. 7.3: При отсутствии компенсации
показания выходного прибора изме-
рительного приемника определяются
суммой среднеквадратичного измеря-
емого шумового напряжения и сред-
неквадратичной шумовой э. д. с.
рис. 7,з Еш. п , обусловливаемой собственны-
ми шумами приемника.
Идея компенсации состоит в том, чтобы с помощью вспомога-
тельного источника постоянного тока (источник напряжения Ек
и добавочный резистор RK) задать через стрелочный прибор СП
постоянный ток противоположного направления, компенсирующий
216
составляющую тока квадратичного детектора КД, вызванную
собственными шумами приемника.
Таким образом, для осуществления компенсации необходимо
замкнуть. накоротко входные зажимы приемника и скомпенсиро-
вать до нуля показания выходного прибора измерительного
приемника.
В рассмотренном способе компенсации предполагается, что
уровень собственных шумов приемника остается неизменным при
переходе от короткого замыкания к реальному внутреннему
сопротивлению испытуемого диода. Это условие удается выпол-
нить, применив во входном каскаде приемника малошумящий
вакуумный триод.
Описанный метод измерения шумового отношения tm является
традиционным. При исследовании новых полупроводниковых
приборов может возникнуть необходимость измерения шумовой
температуры какого-либо двухполюсного устройства на высоких
и сверхвысоких частотах. Для этого можно использовать универ-
сальные измерительные приборы, выпускаемые промышленностью.
Прибор такого типа П5-16 в диапазоне частот 1—4 ГГц
позволяет измерять шумовую температуру в пределах 30-^-300° К.
Столь высокая чувствительность достигается в таких приборах
не путем компенсации собственных шумов, а с помощью модуля-
ционного метода измерений малых шумов. Об этом методе можно
прочитать в книге [22]. Прибор П5-16 является универсальным
и он может быть использован не только для измерения темпера-
туры шума двухполюсников, но ‘ и для измерения шумовых
параметров четырехполюсников.
§ 7.3. ИЗМЕРЕНИЕ ШУМОВЫХ
ПАРАМЕТРОВ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
НА НИЗКОЙ ЧАСТОТЕ
Рассмотрим в качестве примера измерение
э. д. с. шума, отнесенной к полосе частот 1 Гц, полевого тран-
зистора на низкой частоте.
Эквивалентная шумовая схема четырехполюсника приведена
на рис. 7.4. Прямоугольник у означает эквивалентный нешумя-
щий четырехполюсник. Собственные шумы
транзистора описываются эквивалентной
э. д. с. шума Еш и эквивалентным источ-
ником ^шумового тока /ш, которые в общем
случае частично коррелированы.
Рис. 7.4 является одной из возмож-
ных форм изображения эквивалентной Рис 7 4
шумовой схемы. Для полевого транзистора
в схеме с общим истоком эта схема близка к физическому пред-
ставлению двух независимых (или почти независимых) источни-
ков шума и удобна для практического применения.
217
Источник шумового тока /ш можно трактовать как дробовый
шум обратного тока затвора. Э. д. с. шума Еш имеет более
сложный физический смысл и связана с флуктуационными про-
цессами в канале транзистора. Поскольку обратный ток затвора
может быть сравнительно просто измерен, для характеристики
шумовых свойств транзистора необходимо уметь измерять э. д. с.
шума.
Чтобы этот параметр имел более общий смысл, в качестве
параметра используют не саму величину э. д. с. шума, а вели-
чину э. д. с. шума, отнесенную к полосе частот 1 Гц:
(7.Ю)
где А/ — эффективная полоса частот, в которой определяется Е?
Структурная схема
на рис. 7.5. Измерения
Рис. 7.5
ш-
измерительной установки изображена
можно осуществлять с использованием
калиброванного шумового сигнала . в
рабочей полосе низких частот, либо
синусоидального низкочастотного сиг-
нала.
Элементы схемы должны удовлетво-
рять некоторым условиям.
1. Э. д. с. генератора Г должна
быть известна с высокой точностью.
Погрешность калибровки э. д. с.
генератора — это одна из основных част-
ных погрешностей в измерении еш.
2. Внутреннее сопротивление генера-
тора /?г должно оставаться малым по отношению к входному со-
противлению испытуемого транзистора и по отношению к величи-
не V ЕМ •: .
яг«явх;
(7.Н)
«'« V Elul-
(7.12)
Условия (7.11) и (7.12) являются независимыми. Условие (7.11)
соответствует условию использования генератора напряжения.
Это упрощает методику, ъ е при смене транзисторов можно
использовать одну и ту же градуировку э. д. с. калиброванного
генератора. Условие (7.12) необходимо выполнять для того, чтобы
исключать влияние шумового тока /ш на результат измерения.
Физически это условие означаёт, что шумовой ток /ш (рис. 7.4)
замыкается по внешней цепи, имеющей малое внутреннее сопро-
тивление, и не создает на входе нешумящего транзистора сколько-
нибудь заметного шумового напряжения по сравнению с Еш.
218
3. Измеритель мощности шума ИМШ на выходе испытуемого
транзистора должен обладать малыми собственными шумами. Если
измеритель мощности шума ИМШ представляет собой идеальное
устройство, то измеряемое значение выходной мощности шума
в схеме (см. рис. 7,0) при выключении генератора шума Г
Рш. вых — euiKuGH&f, (7.13)
где Ки — коэффициент усиления по напряжению испытуемого
транзистора;
GH — проводимость нагрузки транзистора;
А/— эффективная полоса частот ИМШ.
В реальном случае, когда ИМШ представляет собой шумящее
приемное устройство, значение выходной мощности, прочитывае-
мое по шкале ИМШ,
Рш. вых= Рш. вых 4" (РИМШ 1) kT(7. 14)
где FHM[II— коэффициент шума ИМШ, определяемый при сопро-
тивлении источника, равном выходному сопротивлению испытуе-
мого транзистора.
Таким образом, условие малости собственных шумов ИМШ
можно записать следующим образом:
^имш- 1«—У" • (7.15)
Погрешность, связанная с собственными шумами ИМШ, обус-
ловливает завышение измеряемого значения еш.
Для уменьшения погрешности, связанной с собственными
шумами ИМШ, можно применить компенсацию (см. § 7.2).
Приняв все перечисленные методические условия выполни-
мыми, рассмотрим порядок измерения величины еш.
Остановимся на таком варианте схемы, когда генератор Г
представляет собой регулируемый источник шумового напряже-
ния, характеризуемый спектральной плотностью ег ш.
Предварительно источник выключается, и по шкале ИМШ
прочитывается величина выходной мощности в относительных
единицах.
Затем шумовую э. д. с. генератора постепенно увеличивают
до тех пор, пока не будет достигнута удвоенная мощность шума,
прочитываемая по шкале ИМШ.
Значение ег, ш, при котором достигается удвоенное значение
мощности выходного шума, прочитываемого по шкале ИМШ,
равно искомому значению э. д. с. шума транзистора, отнесенной
к полосе 1 Гц, еш.
Вместо регулируемого генератора шума можно воспользоваться
генератором шума с фиксированным значением э. д. с. шума.
В этом случае измеряется в относительных единицах два зна-
чения выходной мощности; Рш вых i — при выключенном генера-
торе и Рш. вых. 2 — при включенном генераторе.
219
Искомое значение
/ ~~ . (7.16)
I / * ш. ВЫХ 2 |
f Рщ. ВЫХ 1
При использовании калиброванного генератора синусоидаль-
ного напряжения низкой частоты схема измерения и порядок
измерения остаются практически теми же, однако окончательные
расчетные выражения несколько видоизменяются. Расхождение
этих двух способов измерения — с шумовым калиброванным сиг-
налом и с синусоидальным сигналом — объясняется тем, что вся-
кое приемное устройство по-разному реагирует на шумовой и на
синусоидальный сигналы.
При использовании регулируемого синусоидального напряже-
ния для удвоения выходной мощности, измеряемой ИМШ, значе-
ние спектральной плотности э. д. с. шума транзистора вычисляют
по формуле
еш----(7.17)
где Ег — действующее значение синусоидального напряжения,
приводящее к удвоению выходной мощности;
Д/— эффективная полоса пропускания частот ИМШ.
Величина Д/ имеет простой смысл тогда, когда у частотной
характеристики ИМШ идеальная прямоугольная форма, т. е.
когда ИМШ пропускает с одинаковым коэффициентом усиления
сигналы на всех частотах в пределах от ------до А + -^-, а за
пределами этой полосы усиление равно нулю.
Реальные приемные устройства имеют частотную характери-
стику сложной формы. Поэтому специально определяют эффек-
тивное значение полосы пропускания Д/.
Так как измеряемый параметр еш представляет собой спект-
ральную характеристику, полоса пропускания частот ИМШ
должна быть достаточно малой по отношению к рабочей частоте Д.
Практически полосу частот выбирают в пределах 10—30% от
значения рабочей частоты, т. е.
д/в (0,14-0,3) А.
Таким образом, для измерения еш полевого транзистора
на низкой частоте необходимо иметь два важнейших узла: калиб-
рованный генератор Г и измеритель мощности шума ИМШ.
Создать генератор калиброванного синусоидального напряже-
ния очень легко, имея стандартный (или изготовленный специ-
ально) генератор звуковых частот.
В качестве калиброванного генератора шума можно с успехом
использовать резистор. Спектральную плотность э. д. с. тепловых
220
шумов сопротивления вычисляют с высокой точностью по фор-
муле Найквиста
ег. ш=К£^Ш/Д/ = У4kTRr,
где Т — абсолютная температура резистора; 7?г — величина сопро-
тивления резистора.
Для малошумящих полевых транзисторов роль генератора
шума может выполнять резистор с сопротивлением 100—300 Ом.
Такое сопротивление, с одной стороны, обеспечивает необходимую
величину ег ш, с другой стороны, удовлетворяет условиям (7.11)
и (7.12).
Выключение генератора осуществляется простым замыканием
выходных зажимов генератора с помощью ключа или реле.
Создание ИМШ представляет более сложную задачу. В про-
стейшем случае ИМШ включает входной усилитель, обеспечиваю-
щий малое значение коэффициента шума всего устройства,
усилитель с большим коэффициентом усиления и заданной
частотной характеристикой, квадратичный детектор и выходной
показывающий прибор.
Входной усилитель может быть построен на полевых транзи-
сторах. Часто для этой цели используют транзисторы того же
типа, который необходимо испытывать.
В качестве усилителя с заданной полосой пропускания при-
меняют так называемый усилитель с квазирезонансной характе-
ристикой. Полоса пропускания формируется в таком усилителе
с помощью специальной цепи обратной связи, представляющей
собой двойной Т-образный мост. Существуют стандартные усили-
тели и селективные вольтметры, которые могут быть успешно
применены для этой цели. К ним относятся У2-8 и В6-2.
Квадратичный детектор после усилителя необходим для полу-
чения сигнала, пропорционального мощности измеряемого шума.
В качестве квадратичного детектора используют диод или поле-
вой транзистор.
Нередко сигнал постоянного тока, получаемый после детекти-
рования, усиливают (усилителем постоянного тока), прежде чем
подают на выходной стрелочный прибор.
Измеритель мощности шума может содержать также схему
компенсации собственных шумов.
Рассмотрим возможности измерения коэффициента шума Fm
транзисторов на низкой частоте.
Для биполярных транзисторов затруднительно определять
параметры эквивалентной шумовой схемы на низкой частоте.
Поэтому общепринято измерение коэффициента шума при
некотором заранее выбранном значении сопротивления генератора.
В основном этот параметр используют, как параметр качества.
Для полевых транзисторов можно измерять коэффициент
шума Рш, но в оптимальных условиях измеряемая величина
221
близка к единице и> трудно обеспечить приемлемую точность
измерения. В этом случае удобнее контроль параметров эквива-
лентной шумовой схемы.
Схема простого измерителя коэффициента шума биполярных
транзисторов в диапазоне звуковых частот изображена на рис. 7.6,
Основное отличие используемого метода измерения это приме-
нение калиброванного генератора шума ГШ с регулируемой
температурой шума Тг ш. Испытуемый транзистор включают
в схему измерительного усилителя с общим эмиттером по пере-
менному току. По постоянному току транзистор включен
по схеме с общей базой.* Питание на транзисторе задается
от блока питания транзистора БПТ,
К. коллектору транзистора подключен измерительный при-
емник ИП с полосой пропускания, составляющей 10—30%
от рабочей частоты, на которой производится измерение.
Пунктиром на схеме обозначен калиброванный аттенюатор,
позволяющий подавать на вход приемника либо весь сигнал
с выхода транзисторного усилителя, либо сигнал, мощность
которого ослаблена вдвое (на 3 дБ).
Внутреннее сопротивление генератора шума Rr для большин-
ства типов транзисторов установлено равным 600 Ом. Емкости Сбл
являются блокировочными: емкость Ср — разделительной. Сопро-
тивление образует нагрузку транзистора в измерительном
усилителе.
Сущность метода измерения сводится к следующему.
При выключенном генераторе шума ГШ на входе транзистора
имеются лишь тепловые шумы сопротивления 7?г. Мощность
шума на выходе транзистора, воздействующая на вход измери-
тельного приемника ИП,
^вых! kTJKpbf, (7.18)
где F— коэффициент шума транзистора;
Кр— коэффициент передачи мощности транзистора.
Отметив показания выходного прибора измерительного при-
емника ИП, включают генератор шума ГШ и увеличивают
222
температуру шума до тех пор, пока не удвоится мощность шума
на выходе:
/>вых2=2Рвых1=^о^рд/+^(7,г. ш-Т0)К₽Д/. (7.19)
Решая совместно (7.18) и (7.19), получим
F=Z™-----1. (7.20)
Т о
Таким образом, для определения Fw можно либо прочитать
величину Тг. ш по шкале калиброванного генератора шума, либо
непосредственно нанести на шкалу ГШ значения коэффициента
шума транзистора; тогда отпадает необходимость в расчетах.
Обычно шкалу градуируют в децибелах.
Калиброванный генератор шума в диапазоне звуковых частот
представляет собой электронный усилитель (на лампах или поле-
вых транзисторах) с регулируемым коэффициентом усиления.
На входе усилителя включено большое сопротивление 7?0, создаю-
щее напряжение тепловых шумов
U2=4kTQRQAf. (7.21)
Если обозначить коэффициент усиления усилителя по напря-
жению Ки9 то напряжение шумов на сопротивлении Rr:
UL=4kT0RQ\fKb. (7.22)
Отсюда видно, что температура шума генератора
ТГШ=ТО^-^-. (7.23)
Величина Ки во всем диапазоне регулировки точно измеря-
ется с помощью синусоидального сигнала звуковой частоты —
в этом и заключается калибровка генератора шума. Точность
калибровки определяет точность измерения коэффициента шума.
Как и при измерении э. д. с. шума полевых транзисторов,
в качестве калиброванного генератора можно использовать гене-
ратор синусоидального напряжения, но при этом приходится
калибровать полосу пропускания приемника.
Калиброванный аттенюатор на входе приемника применяют
для того, чтобы снизить требования к электрическим характе-
ристикам усилителя, детектора и выходного прибора прием-
ника ИП. Вместо того чтобы определять удвоенное значение
мощности шума по выходному прибору измерительного приемника,
включают аттенюатор и доводят показания выходного прибора
до первоначального уровня. При таком способе измерения при-
емник является лишь индикатором уровня шумового сигнала.
Погрешность ослабления сигнала должна быть достаточно малой,
так как она непосредственно определяет точность измерения
коэффициента шума.
Измерительный приемник должен обладать достаточно малым
собственным коэффициентом шума Fnp.
223
Собственные шумы приемника приводят к завышению изме-
ренного значения.
Погрешность, возникающая за счет шумов приемника, может
быть оценена по формуле
й—— ^пр — * (7 94)
Рш КРГШ ’
где Гш — коэффициент шума транзистора; Гпр — коэффициент
шума приемника; %Р — коэффициент передачи мощности транзи-
стора.
Обычно транзистор имеет коэффициент передачи мощности
более 100, поэтому погрешность (7.24) легко уменьшить до малой
величины.
§ 7.4. ИЗМЕРЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА
ШУМА ТРАНЗИСТОРОВ НА ВЫСОКИХ
И СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Для биполярных транзисторов существует
теория, связывающая параметры высокочастотной эквивалентной
схемы с шумовыми параметрами транзистора; несколько менее
разработана такая теория для полевых транзисторов. (Вопросы
физики шума в транзисторах разобраны в книгах [1], [3], [23].)
Для некоторых полупроводниковых приборов параметры высоко-
частотной эквивалентной схемы хорошо описывают шумовые свой-
ства прибора и нет необходимости определять шумовые параметры.
Однако в большинстве случаев контролируемые электрические
параметры позволяют лишь качественно оценивать шумовые свой-
ства приборов на высоких и сверхвысоких частотах. Поэтому для
малошумящих транзисторов как биполярных, так и полевых,
необходимо введение количественного критерия — коэффициента
шума, измеряемого обычно на одной или на двух фиксированных
частотах.
В справочниках и научной литературе приводят частотною
зависимость коэффициента шума и его зависимость от условий
применения.
В простейшем случае коэффициент шума транзистора на
высокой частоте измеряют по той же методике, что и на низкой
частоте (см. § 7.3). Отличие заключается в техническом выпол-
нении шумового генератора с регулируемой шумовой температу-
рой и в конструкции измерительного приемника.
На высоких частотах трудно использовать тепловые шумы рези-
стора из-за наличия у него паразитных параметров — емкости и
индуктивности.
Генератором шума может служить шумовой диод (см. § 7.2).
Такой генератор шума применяют на частотах до 200 МГц. На сверх-
высоких частотах используют генераторы шума с фиксированной
шумовой температурой (далее они кратко рассмотрены).
Аттенюатор на 3 дБ редко применяют на высоких частотах из-за
224
трудностей его изготовления; основное препятствие — паразитные
индуктивности и емкости переключателя и резисторов.
К высокочастотному измерительному приемнику предъявляются
более высокие требования, чем к низкочастотному.
Во-первых, при использовании метода удвоения уровня шума
отсчет удвоенной мощности производится по шкале выходного при-
бора приемника. Поэтому усилитель должен обладать высокой
степенью линейности, а детектор — квадратичной характеристи-
кой с высокой степенью приближения. (Детектор с квадратичной
вольт-амперной характеристикой обеспечивает пропорциональ-
ность выпрямленного тока и мощности детектируемого сигнала.)
Таким образом, приемник правильнее называть измерителем мощ-
ности шума (ЙМШ).
Во-вторых, более высокими оказываются требования к уровню
собственных шумов. На высоких частотах коэффициент передачи
мощности испытуемого транзистора падает до 10 или даже 3 единиц,
поэтому влияние шумов измерительного приемника на измеряемую
величину коэффициента шума возрастает.
Для оценки погрешности измерения можно использовать фор-
мулу (7.24).
Самым простым решением является применение во входной цепи
ИМШ сверхмалошумящих приборов, но это не всегда возможно
из-за отсутствия соответствующих транзисторов. Поэтому при кон-
струировании измерительного приемника применяют метод ком-
пенсации собственных шумов (простейшая схема компенсации соб-
ственных шумов рассмотрена в § 7.2).
Существуют ограничения метода компенсации. Известно, что
собственные шумы любого четырехполюсника, в том числе и изме-
рительного приемника, зависят от сопротивления источника, вклю-
ченного на вход этого четырехполюсника. Учитывая это, для осу-
ществления компенсации в строгом смысле следует отключить ис-
пытуемый транзистор от измерительной схемы, вместо него вклю-
чить нешумящее сопротивление, равное выходному сопротивлению
испытуемого транзистора, и только после этого, изменяя компен-
сирующий ток, добиться нулевого показания выходного прибора
измерительного приемника.
Такой способ компенсации был бы точным, однако на практике
нет количественных данных о величине выходного сопротивления
транзистора и неясно, как выполнить нешумящий эквивалент вы-
ходного сопротивления.
Практически компенсацию собственных шумов осуществляют
приближенно. Вместо нешумящего сопротивления для имитации
выходного сопротивления транзистора включают резистор, кото-
рый является источником шума как сопротивление, нагретое до
комнатной температуры. В результате происходит некоторая пере-
компенсация шумов.
Измеряемые транзисторы могут иметь разные значения выход-
ного сопротивления. Компенсацию.шумов производят лишь для не-
которого усредненного выходного сопротивления.
15 Заказ № 418
225
Погрешность измерения коэффициента шума из-за перекомпен-
сации можно оценить сравнительно просто:
ГИЗМ=РШ-----(7.25)
Кр
где Гш— истинное значение коэффициента шума транзистора;
/•изм — измеренное значение коэффициента шума; КР — коэффи-
циент передачи мощности транзистора.
Сложнее оценить погрешность, связанную с разбросом значений
выходного сопротивления испытуемых транзисторов. Такую
оценку можно произвести экспериментально, сняв зависимость
уровня собственных шумов от величины сопротивления — экви-
валента, имитирующего выходное сопротивление транзистора.
При увеличении частоты выше 100—200 МГц метод измерения
видоизменяют, так как применение шумового диода становится за-
труднительным.
В диапазоне сверхвысоких частот используют газоразрядный
генератор шума. Газовый разряд развивается в стеклянной колбе,
представляющей собой длинную узкую трубку, заполненную инерт-
ным газом (аргон, неон или гелий при давлении 3—30 мм рт. ст.).
Колба помещается в спиральную линию, переходящую на кон-
цах в коаксиальную линию со стандартным разъемом. Генератор
шума имеет внутреннее сопротивление, равное стандартному вол-
новому сопротивлению коаксиальной линии 50 Ом. Температура
шума газоразрядного генератора составляет около 20000° К.
Градуировку газоразрядного генератора производят по образцо-
вому эталону.
Недостатком газоразрядного генератора является сложность
блока питания. Для зажигания разряда необходимо напряжение
порядка 1000 В, ток разряда составляет 50—150 мА.
В качестве генератора шума на высоких и сверхвысоких часто-
тах широко применяют специальные пол у проводниковые, диоды в
режиме лавинного умножения. При правильном выборе режима
такие генераторы обеспечивают высокие значения температуры
шума (порядка 600000° К), хорошую стабильность шумовой тем-
пературы и, что самое существенное, более экономичное питание,
по сравнению с газоразрядными генераторами шума.
Полупроводниковый генератор шума имеет типовой режим
10—15 В и 5—10 мА.
Общий недостаток перечисленных генераторов шума — фикси-
рованный уровень шумовой температуры.
Наиболее простой способ определения коэффициента шума
транзистора с помощью фиксированного шумового генератора —
так называемый метод двух отсчетов.
Суть метода заключается в том, что измеряют два значения
выходной мощности шумов транзистора (в относительных едини-
цах): РШ1 соответствует выключенному генератору (шумовая тем-
пература равна То); Рш2 — включенному генератору шума (шумо-
вая температура равна Тг.ш).
226
Величина Тг.ш является основным параметром генератора, ее
устанавливают путем специальной калибровки каждого образца
генератора.
Если не учитывать погрешность, связанную с собственными
шумами измерительного приемника, то величина коэффициента
шума транзистора определяется выражением, которое можно вы-
вести, используя формулы (7.18) и (7.19):
Т'г.Ш |
. (7.26)
_£Ш2__|
Р Ш1
Важнейший вопрос методики измерения коэффициента шума —
выбор внутреннего сопротивления генератора, подключаемого
к испытуемому транзистору.
Во многих случаях в ТУ устанавливают значение сопротив-
ления источника шума, исходя из условий применения. Так как
любой транзистор стремятся применять в оптимальных условиях
с точки зрения достижения минимального коэффициента шума,
реальные условия испытания обычно близки к оптимальным
условиям.
Зависимость коэффициента шума четырехполюсника от вели-
чины полного сопротивления источника имеет следующий вид:
Гш = 1+Л I Z°+Zr I2, (7.27)
Re | Zr |
здесь A— действительное число, представляющее собой параметр
транзистора;
Zo — комплексное число, представляющее собой параметр
транзистора;
Zr— полное сопротивление источника, подключенное к
входу транзистора.
Справедлива также дуальная формула
F= 1 + В (7.28)
Re I Уг1
где В и Yo—параметры транзистора;
Yr — полная проводимость источника, подключенная
к входу транзистора.
Величины Yq и Zo связаны простым соотношением:
^0=—- (7.29)
15*
227
Если (7.27) исследовать на минимум, получим величину опти-
мального сопротивления источника
Zr.onT=Zo. (7.30)
Аналогичное соотношение получается из (7.28):
Гг.опт=Уо. (7.31)
Из выражений (7.27) и (7.28) видно, что вблизи оптимального
значения Zr (или Уг) величина коэффициента шума мало ме-
няется при изменении Zr (или Уг). Так, например, если предпо-
ложить, что Zo и Zr — действительные числа, то отклонение вели-
чины Zr от оптимального значения в два раза приведет к изме-
Рис. 7.7
нению Гш, менее чем на 12%. Это можно использовать для повы-
шения точности измерения коэффициента шума транзисторов.
Погрешность установки полного сопротивления источника мало
сказывается на измеряемой величине.
При неудачном выборе внутреннего сопротивления источника
для измерений коэффициента шума транзисторов проверка точно-
сти установки Zr (или Уг) осложняется и становится одним из
самых уязвимых моментов всей методики измерения.
Рассмотренные методы измерения коэффициента шума тран-
зисторов являются преимущественно лабораторными, для каждого
транзистора производят несколько операций и вычисления.
Рассмотрим принцип построения прямоотсчетного измерителя
коэффициента шума транзисторов. Измерительные установки та-
кого типа имеют высокую производительность, а сама методика
измерения в этом случае может быть усовершенствована.
Структурная схема установки представлена на рис. 7.7.
Шумовой сигнал калиброванного генератора шума ГШГ моду-
лирован по амплитуде прямоугольными импульсами. Длитель-
ность импульса равна длительности паузы. Частота следования
228
импульсов составляет 80 Гц. Температура шума ГШ1 в течение
импульса равна Гг.ш, в течение паузы — комнатной То.
Сигнал с генератора шума ГШ1 поступает в измерительный
усилитель ИУ с испытуемым транзистором. С выхода измеритель-
ного усилителя ИУ шумовой сигнал поступает в смеситель См.
К смесителю присоединен гетеродин Гет. После преобразования
в промежуточную частоту
сигнал подается на элек-
тронный коммутатор ЭК, а
затем в усилитель проме-
жуточной частоты УПЧ.
Электронный коммутатор
ЭК с высокой частотой
(5 кГц) подключает усили-
тель промежуточной часто-
ты УПЧ то к выходу изме-
рительного усилителя ИУ
(на 100 мкс), то к вспо-
могательному генератору
шума ГШ2 (то же на
100 мкс). После усиления
по промежуточной частоте
шумовой сигнал со слож-
ной амплитудной модуля-
цией поступает на квадра-
тичный детектор КД, где
выделяется огибающая шу-
мового сигнала.
Форма огибающей (то-
ка детектора) схематично
показана на рис. 7.8, б;
сигнал ГШг — на рис. 7.8, а.
АР [кТдРц] Кр Kpjpt’k (^гиГ^о) ^Р.пр^Рюб
Рис. 7.8
Длинные импульсы, заполненные короткими пропусками, соот-
ветствуют импульсам шумового генератора ГШХ. Амплитуда
импульсов тока в этот период времени соответствует мощности
шума, воздействующего на детектор
kT^mKpKp пРА/+k (Г™ - TQ) КрКр пРА/+Рсоб, (7.32)
где Fm— коэффициент шума испытуемого транзистора;
КР — коэффициент передачи мощности транзистора;
Рсоб— мощность собственных шумов приемника;
Д/— полоса частот приемника;
Кр пр — коэффициент передачи мощности измерительного при-
емника.
В паузе между длинными импульсами генератора шума ГШХ
амплитуда тока на вершине коротких импульсов соответствует
мощности шума
kTQFmKpKp прД/Н^^соб* (7.33)
16 Заказ № 418
229
В паузе между импульсами генератора ГШХ и в паузе между
короткими импульсами, образованными электронным коммутато-
ром, амплитуда тока соответствует усиленной мощности шума
вспомогательного, генератора ГШ2
Ргп&Кг пр* (7*34)
Уровень шума ГШ2 служит сигналом компенсации собствен-
ных шумов приемника. Чтобы обеспечить компенсацию, необхо-
димо выполнить условие
? соб~Р гш2^Рпр* (7.35)
Выделим теперь из полученного сложного импульсного сиг-
нала огибающую прямоугольных импульсов с частотой повторе-
ния 80 Гц (см. рис. 7.8, в). Эту операцию выполняют с помощью
специальных фильтров в первом канале обработки информа-
ции КОИГ.
Амплитуда огибающей равна
^(ТГШ-ТО)^ПРА/, (7.36/
где £ — некоторый коэффициент пропорциональности, определяе-
мый свойствами детектора.
С помощью второго канала обработки информации К0И2 выре-
жем из полного импульсного сигнала лишь ту часть импульса,
которая соответствует паузе генератора шума ГШг, Из этого
вырезанного сигнала с помощью фильтров выделим огибающую
прямоугольных импульсов с частотой повторения 5 йГц (рис. 7.8, г).
Амплитуда огибающей определяется разностью (7.33) и (7.35)
и равна
lkT0FmKPKPnpbf. (7.37)
Если теперь взять два сигнала с выхода КОИ2 и КОИГ, авто-
матически определить отношение их амплитуд и подать получен-
ный сигнал на выходной измерительный прибор, то на его шкале
прочитаем величину
(7.38>
* ГШ1 * о
т. е. искомое значение коэффициента шума с точностью до по-
стоянного коэффициента. Практически шкала прибора может быть
отградуирована непосредственно в единицах Fm.
Схемы для обработки импульсных сигналов сложной формы
и схемы для получения отношения СО рассматривать не будем.
Приведенная на рис. 7.7 структурная схема сильно упрощена
и преобразована для уяснения основного принципа ее работы.
Прямоотсчетный измеритель коэффициента шума позволяет
легко находить минимальное значение Гц, при изменении режима
транзистора и при настройке входной цепи.
Специфической является методика измерения коэффициента
шума транзисторов СВЧ, которую можно реализовать лишь
с помощью прямоотсчетного измерителя Рш.
230
Обычно при измерении Гш задают некоторое фиксированное
значение сопротивления источника, действующего на входе испы-
туемого транзистора. На низких, средних и высоких частотах
такая методика вполне оправдана. На сверхвысоких частотах
трудно обеспечить требуемое значение внутреннего сопротивления
источника на входных зажимах транзистора с приемлемой точ-
ностью. Еще сложнее организовать рациональную проверку вы-
полнения этого требования.
Вместо фиксированного сопротивления источника в измери-
тельном усилителе можно применить перестраиваемый трансфор-
матор импедансов на входе, и с его помощью настраивать схему
на минимальное значение измеряемого коэффициента шума. При
этом не известна величина сопротивления источника, однако мето-
дика становится четкой и легко воспроизводимой. На практике
при измерении транзисторов одного типа однажды настроенный
трансформатор почти не перестраивают, так как величина мини-
мального коэффициента шума слабо зависит от сопротивления
генератора, если оно близко к оптимальному [см. формулу (7.27)].
Отечественная промышленность выпускает измеритель коэф-
фициента шума транзисторов Х5-10, который построен по прин-
ципу прямоотсчетного измерения. Этот прибор позволяет измерять
коэффициент шума от 1 до 20 дБ на частотах 400 МГц —3 ГГц.
16*
ГЛАВА (VW)
Исследования и контроль
тепловых характеристик
полупроводниковых приборов
Как известно, основные характеристики
полупроводниковых материалов — концентрация неосновных но-
сителей заряда, подвижность, время жизни и другие — в значи-
тельной степени зависят от температуры. Следствием является за-
висимость электрических параметров полупроводниковых прибо-
ров от температуры. Эта зависимость важна для правильного ис-
пользования приборов в радиоэлектронных и электротехнических
схемах.
Другим следствием зависимости параметров от температуры
является общее практически для всех полупроводниковых приборов
явление термической неустойчивости, которое ограничивает мощ-
ность рассеяния в приборе.
Большое значение имеет воздействие повышенной и пониженной
температуры, а также быстрой смены температуры на такие эле-
менты конструкции прибора, как спаи кристалла и кристалло-
держателя, стекла и металла, керамики и металла и т. д.
Исследования тепловых характеристик полупроводниковых
приборов в основном сводятся к следующему:
а) измерение зависимости электрических параметров от темпе-
ратуры;
б) исследование температуры внутри прибора при выделении
в нем мощности как в непрерывном, так и в импульсном режиме;
в) измерение параметров, характеризующих способность полу-
проводникового прибора отводить тепло в теплоотвод или во внеш-
нюю среду;
г) испытания для определения устойчивости конструкции при-
бора к термическим воздействиям.
§ 8.1. МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ
ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
В ДИАПАЗОНЕ ТЕМПЕРАТУР
Во многих случаях электрические парамет-
ры полупроводниковых приборов в диапазоне положительных тем-
ператур измеряют сравнительно просто — с помощью любого термо-
232
стата, допускающего регулировку и измерение температуры среды
в рабочей камере. Испытуемые приборы помещают в камеру термо-
стата и соединяют с измерительной установкой проводниками дли-
ной около метра.
Кроме точного измерения температуры (градусником, или термо-
парой), необходимо обеспечить равенство температуры во всем
объеме камеры термостата. Для этого достатфчна либо длительная
выдержка, либо применение устройства
для эффективного перемешивания воздуха
или другой среды. В простейшем случае в
термостат помещают вентилятор.
Известные трудности возникают при
измерении параметров приборов, работа-
ющих в режиме с выделением значитель-
ной мощности, .когда за счет саморазогре-
ва температура испытуемого прибора и
среды в камере термостата может сущест-
венно различаться. Поэтому в качестве
среды в камере термостата иногда исполь-
зуют жидкость, которая обладает лучшей
теплопроводностью, чем воздух (например, рис 8л
селиконовое масло). Кроме того, чтобы
разница температур среда — корпус испытуемого прибора нахо-
дилась на необходимом уровне, испытуемый прибор укрепляют на
достаточно хорошем теплоотводе с развитой поверхностью. Мощ-
ные полупроводниковые приборы при температурных измерениях
часто укрепляют на теплоотводе, внутри которого циркулирует
жидкий теплоноситель (вода или масло) с заданной температурой.
Измерять температуру теплоносителя удобнее с помощью градусни-
ка или термопары, однако во всех случаях, когда нужно точно
знать температуру прибора, термопару устанавливают непосредст-
венно на корпусе прибора. При этом подогретый до нужной темпе-
ратуры теплоноситель подается к теплоотводу от специального
жидкостного термостата, например, ТС-24.
Теплоотвод с циркулирующим теплоносителем в ряде случаев
имеет большие преимущества по сравнению с термостатом. Это
связано с тем, что усилительные полупроводниковые приборы (на-
пример, транзисторы) легко возбуждаются на радиочастотах из-за
паразитной индуктивности и емкости длинных проводников, со-
единяющих камеру термостата с измерительной схемой. Теплоотвод
с жидким теплоносителем может быть составной частью измери-
тельной установки.
Применение термостата нежелательно в тех случаях, когда тре-
буется высокая производительность температурных измерений.
Широко распространен метод, основанный на использовании
струи газообразного азота с заданной температурой. На рис. 8.1
приведена схема установки для поддержания заданной темпера-
туры испытуемого прибора. Испытуемый прибор 5 помещают
непосредственно в струю газа. В установку входит сосуд Дьюара /,
233
наполненный азотом, и дв'а электрических нагревателя. Один на-
греватель с фиксированной мощностью 2, называемый испарителем,
помещается в сосуде Дьюара 1 и обеспечивает необходимый поток
газообразного азота с температурой порядка—200° С. Второй-
нагреватель 3 представляет собой малоинерционную печь, в которой
пары азота обтекают электрически нагреваемую спираль и подо-
греваются таким образом до необходимой температуры. Мощность
второй печи можно плавно изменять, так что температуру азота,
обтекающего испытуемый прибор, можно плавно регулировать в
пределах —100 н- 4*180° С. Переход от одной крайней темпера-
туры к другой осуществляется в течение одной минуты. Оба нагре-
вателя подключены к блоку питания 8. Поток подогретого азота
по трубопроводу 7 поступает в рабочую камеру 4, которая распо-
ложена непосредственно на передней панели измерительной уста-
новки 6. Отработанный азот выбрасывается в атмосферу. Рабочая
камера весьма мала по объему. Ее назначение состоит в том, чтобы
отвести горячий или очень холодный азот от измерительной ап-
паратуры, а также в том, чтобы защитить испытуемый прибор и
прилегающие детали от обмерзания и появления инея за счет кон-
денсации паров воды из воздуха.
Преимущества описанной установки состоят в следующем:
а) возможность измерения практически во всем диапазоне тем-
ператур, включая низкие температуры;
б) возможность поместить рабочую камеру с испытуемым при-
бором вблизи от измерительной установки, что очень важно для
обеспечения устойчивости испытуемых приборов;
в) простота и надежность аппаратуры;
г) малая инерционность системы.
Подобный метод используют для высокопроизводительного це-
хового контроля параметров полупроводниковых приборов.
Контроль параметров при крайних рабочих температурах вхо-
дит в систему климатических испытаний полупроводниковых при-
боров. Цеховая установка построена по карусельному принципу.
Загрузку и выгрузку приборов производят вручную. Испытуемые
приборы проходят последовательно несколько операций, на ко-
торых набирается требуемая температура; затем в определенной
позиции происходит измерение электрических параметров. Для
транзисторов измеряют обычно Вст и /ко. Производительность уста-
новки составляет около 20 приборов в минуту.
§ 8.2. МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ
ТЕМПЕРАТУРЫ В АКТИВНОЙ
ОБЛАСТИ ПРИБОРА
Измерение температуры в активной области
полупроводникового прибора представляет интерес тогда, когда
в приборе выделяется мощность; основной интерес представляет
234
максимальная температура, при которой исследуемый прибор те-
ряет термическую устойчивость.
Механизмы термической неустойчивости (иногда совокупность
подобных явлений называют вторичным пробоем) могут оказаться
различными для разных типов приборов, но общий признак явления
состоит в следующем: при повышении мощности рассеяния в при-
боре температура возрастает, наступает такой момент, когда вслед-
ствие изменения параметров структуры (например, из-за роста
концентрации неосновных носителей заряда теряется устойчивость
распределения тока по площади структуры. Ток начинает концен-
трироваться в «пятно». В силу ухудшения теплоотвода из-за умень-
шенного объема возрастает температура «пятна», что в свою оче-
редь ускоряет процесс «шнурования» тока.
Процесс локализации тока с самого начала при условии потери
термической устойчивости протекает лавинообразно и заканчи-
вается в большинстве случаев нарастанием температуры в «токовом
шнуре» до такой величины, когда в полупроводниковом материале
происходят необратимые металлургические процессы (диффузии
примесей или плавления), т. е. полупроводниковый прибор выходит
из строя.
Из сказанного следует, что максимальная допустимая темпера-
тура в приборе при саморазогреве выделяющейся мощностью опре-
деляется достижением границы термической неустойчивости и
может быть значительно ниже температуры, при которой наступают
необратимые изменения в структуре прибора.
В режимах, предшествующих потере термической устойчивости,
обычно наблюдается образование отдельных более нагретых участ-
ков, хотя лавинообразный процесс еще не развивается.
Неравномерное распределение температуры по структуре полу-
проводникового прибора возможно также из-за технологических
дефектов или неоднородности исходного материала.
Существующие методы исследования температуры можно под-
разделить на две категории: 1) прямые физические и 2) косвенные
(с использованием электрических параметров). Рассмотрим два
наиболее широко используемых прямых метода.
Во многих случаях весьма эффективно применяется инфра-
красный термографический микроскоп. В этом приборе измеряется
интенсивность теплового инфракрасного излучения (ИК-излуче-
ния) с небольшого участка поверхности кристалла полупроводни-
ка. С помощью специальной оптической системы разрешающую
способность микроскопа по линейному размеру можно довести до
ЗО-т-100 мкм. Высокая чувствительность микроскопа позволяет
измерять температуру поверхности от 509 С и выше. Разрешающая
способность при средней температуре 100° С составляет примерно
ГС.
В полупроводниковых приборах планарной конструкции ак-
тивная область (т. е. область, в которой происходит выделение
мощности) расположена очень близко к поверхности, поэтому из-
мерение температуры поверхности прибора дает достаточную
235
информацию. Поскольку поверхность полупроводникового прибора
может быть покрыта слоями окислов, токоведущими металличе-
скими дорожками, излучательная способность у разных приборов
и даже на разных участках’структуры одного и того же прибора
различна. В связи с этим для получения абсолютного значения
температуры выходной сигнал микроскопа (усиленный сигнал,
снимаемый с фотоприемника) необходимо прокалибровать. С этой
целью измеряют амплитуду сигнала от изучаемого участка поверх-
ности прибора при нагревании его без электрического режима до
некоторой известной температуры.
Наиболее удобным является измерительный прибор, снабжен-
ный устройством для механического сканирования. Такой прибор
автоматически измеряет уровень ИК-излучения по всей площади
структуры излучаемого прибора. Сигнал с выхода микроскопа по-
дается при этом на осциллограф с большим послесвечением. Раз-
вертка осциллографа синхронизирована с перемещением объектива
микроскопа относительно исследуемого прибора. В результате на
экране осциллографа появляется картина поля ИК-излучения. При
исследовании мощных транзистрров таким способом можно фикси-
ровать неравномерность разогрева активной области прибора за
счет технологических дефектов, а также наблюдать образование
«горячих пятен» вблизи границы термической неустойчивости.
Второй способ исследования теплового поля и измерения тем-
пературы на поверхности полупроводникового прибора основан
на использовании жидких кристаллов и термоиндикаторов плавле-
ния.
Молекулы в холестерических жидких кристаллах собраны в
слои, образующие своеобразную спираль. Благодаря тому что мо-
лекулы имеют сравнительно слабые связи между собой, даже не-
большие изменения температуры приводят к изменению «шага»
молекулярной спирали. Это в свою очередь обусловливает измене-
ние селективного рассеяния падающего света в объеме жидкого кри-
сталла, что воспринимается как изменение окраски.
Жидкие кристаллы можно применять для измерения темпера-
туры в интервале —20 ~ +350° С. Обычно используют несколько
вариантов состава жидких кристаллов.
Каждый состав обладает чередованием спектральных цветов
от красного до фиолетового в сравнительно узком диапазоне тем-
ператур (обычно 3-7- 5° С). При правильном нанесении этого веще-
ства на поверхность прибора (тонким равномерным слоем) удает-
ся получить разрешающую способность по линейному размеру по-
рядка 20 мкм при точности определения температуры в пределах
рабочего диапазона порядка 0,5° С.
Термоиндикаторы плавления просты в применении, но для
них характерны необратимые изменения при достижении заданной
температуры.
Оба описанных метода исследования тепловых полей и измере-
ния температуры в полупроводниковых приборах обладают на-
ряду с преимуществами и некоторыми общими недостатками.
236
Оба метода эффективны при исследовании полупроводниковых
приборов планарной конструкции со сравнительно большой пло-
щадью. К таким приборам в первую очередь относятся мощные
транзисторы и монолитные интегральные схемы.
Для приборов с очень малыми линейными размерами электро-
дов (у транзисторов СВЧ размеры элементов менее 10 мкм), а так-
же для приборов, не имеющих открытой планарной структуры (ла-
винно-пролетные диоды, полупроводниковые лазеры и др.), оба
метода практически не применимы.
Кроме того, описанные методы можно использовать лишь на
специально подготовленных образцах; они непрйгодны для кон-
троля уже готовых приборов в производстве.
Косвенные методы определения температуры можно
применять даже к полупроводниковым приборам, помещенным в
герметичный корпус. Общий принцип всех косвенных методов
определения температуры заключается в том, что в качестве свое-
образного «градусника», находящегося внутри прибора, использу-
ют один из электрических параметров. Вначале исследуется зави-
симость избранного параметра от температуры. Затем прибор ста-
вится в исследуемый режим и вновь измеряется избранный термо-
чувствительный параметр. Пользуясь предварительно снятой гра-
дуировочной кривой, определяют температуру в активной области
прибора.
Основной недостаток косвенных методов состоит в том, что ре-
зультат измерения дает некоторое усредненное по структуре зна-
чение температуры. Поэтому в каждом конкретном случае требуется
тщательное исследование процессов в испытуемом приборе, чтобы
не было сомнения в результатах.
Иногда представляет интерес не только температура внутри
прибора в установившемся режиме, но также процесс нарастания
этой температуры при подаче мощности (или спада температуры
после выключения мощности). Практически такая информация
важна для применения приборов в импульсном режиме. Разумное
использование собственной теплоемкости прибора позволяет, на-
пример, в импульсном режиме задавать на прибор большие мощ-
ности, которые в непрерывном режиме были бы недопустимы.
С точки зрения исследования внутренних особенностей и контроля
качества полупроводниковых приборов данные о переходном тепло-
вом процессе иногда объясняют причину дефекта в приборе. Так,
например, плохая припайка кристалла к кристаллодержателю дает
не только повышенную температуру, но и затянутый во времени
тепловой переходный процесс.
§ 8.3. ИЗМЕРЕНИЕ ТЕПЛОВОГО
СОПРОТИВЛЕНИЯ
Тепловое сопротивление — это параметр при-
бора, характеризующий его способность отводить выделяющееся
тепло в теплоотвод или во внешнюю среду. Сопротивление называют
237
тепловым по аналогии с электрическим в электрических цепях.
При расчетах тепловых цепей часто используют такую аналогию.
При этом мощность в тепловой цепи аналогична току в электриче-
ской цепи, а температура — электрическому потенциалу.
Для маломощных приборов, используемых без специального
теплоотвода, вводят понятие теплового сопротивления р-п-пере-
ход — внешняя среда
&.п-сР--Г,-~ГсР, (8.1)
где Тп — температура перехода; Тср — температура среды; Р —мощ-
ность, выделяющаяся в приборе.
Обычно р-п-переход является активной областью полупровод-
никового прибора.
Для мощных приборов, снабженных специальным фланцем для
присоединения к теплоотводу, вводят понятие теплового сопро-
тивления р-п-переход — корпус
&.П-К- Тп~Тк, (8.2)
где Тк — температура корпуса.
Тепловое сопротивление р-п-переход — корпус RT.n-K иногда
применяют и к маломощным приборам, поскольку тепловое сопро-
тивление корпус — среда RTK—ср есть составляющая, которая опре-
деляется внешними по отношению к испытуемому прибору факто-
рами. Под внешними факторами понимают конвекционные потоки
воздуха. Следовательно, составляющая 7?т.к-ср зависит от располо-
жения окружающих предметов и от возможного движения воздуха
из-за посторонних причин. Так, причиной ошибочных измерений
может оказаться случайный сквозняк в помещении, где установлена
измерительная аппаратура.
Рассмотрим тепловое сопротивление переход — корпус.
Задача определения теплового сопротивления RT.n—к практиче-
ски тождественна задаче определения температуры в активной об-
ласти полупроводникового прибора, поскольку мощность Р и тем-
пература корпуса Тк—величины легко измеряемые.
Понятие теплового сопротивления вводится как параметр,
характеризующий конструкцию прибора — сечение и протяжен-
ность теплопроводящих участков прибора и их теплопроводность.
Однако такое содержание понятия сохраняется лишь до тех пор,
пока эффективный объем активной области остается независящим
от режима. С приближением к границе термической неустойчивости
образуются «горячие пятна» и тепловое сопротивление теряет свой
первоначальный смысл. В этом случае лучше говорить о темпера-
туре в наиболее нагретой части прибора.
Практически для измерения теплового сопротивления полупро-
водниковых приборов служат косвенные методы.
Важнейшим методическим вопросом является правильный вы-
бор температурно зависимого параметра для определения темпера-
туры в приборе.
238
Исторически одним из первых чувствительных к температуре
параметров транзисторов стали использовать обратный ток кол-
лекторного перехода /ко. Преимущество этого параметра заклю-
чается в значительной зависимости от температуры, поэтому эф-
фективный «градусник» получался очень чувствительным. Однако
при рассмотрении механизмов образования обратного тока и ме-
ханизма выделения мощности в транзисторе выяснились сущест-
венные недостатки применения этого параметра. Объемная состав-
ляющая обратного тока образуется за счет тепловой генерации не-
основных носителей заряда в коллекторе на расстоянии порядка
диффузионной длины от р-п-перехода. На этом расстоянии может
иметь место существенное изменение температуры. Поэтому изме-
ренное значение будет определенным образом усреднено по объему
кристалла, т. е. будет несколько ниже максимального значения
температуры на р-п-переходе. Еще большая ошибка возникает в
часто встречающемся случае, когда основная составляющая обрат-
ного тока генерируется при выходе коллекторного р-п-перехода
на поверхность кристалла вследствие поверхностных дефектов и по-
вышенной скорости поверхностной рекомбинации, т. е. «градусник»
в этом случае «подсоединен» не к самой нагретой части структуры.
Таким образом, обратный ток в качестве температурно зависи-
мого параметра имеет значение лишь для тех полупроводниковых
приборов, у которых перепад температуры по площади структуры
несущественен.
Более удачным температурно зависимым параметром тран-
зистора является прямое падение напряжения на эмиттерном
р-п-переходе С/Эб-
Если ток равномерно распределен по площади эмиттера, и пере-
пад температуры по площади эмиттера достаточно мал, то использо-
вание этого параметра целесообразно. Хотя выделение мощности
происходит в коллекторном р-п-переходе, а не в эмиттерном, их
температуры практически одинаковы, так как толщина базы очень
мала и отсутствует поток тепла от коллекторного к эмиттерному
р-п-переходу (у большинства транзисторов отвод тепла от кристалла
производится со стороны коллектора).
Чтобы правильно измерить температуру, необходимо правиль-
но выбрать уровень эмиттерного тока, при котором измеряется
температурно зависимый параметр U^. В общем случае напряже-
ние на внешних зажимах эмиттер — база включает в себя несколь-
ко составляющих: прямое падение напряжения на эмиттерном
р-п-переходе, падение напряжения на базовом сопротивлении, паде-
ние напряжения в контактах. Для получения правильного резуль-
тата величина тока эмиттера в измерительном режиме должна быть
достаточно мала, чтобы все составляющие £/ЭБ были малы по срав-
нению с прямым падением напряжения на р-п-переходе. Кроме того,
измерительный ток должен быть значительно больше обратного
тока эмиттерного р-п-перехода, так как это обеспечивает постоян-
ство (по крайней мере небольшие изменения) зависимости измеряе-
мого температурно зависимого параметра от температуры.
239
Для полупроводниковых диодов в качестве температурно зави-
симого параметра при измерении теплового сопротивления исполь-
зуют прямое падение напряжения на р-л-переходе. Этот же пара-
метр применяют обычно для измерения теплового сопротивления
тиристоров [21].
Измерение теплового сопротивления играет большую роль для
лавинно-пролетных диодов — одного из немногих типов полупро-
водниковых приборов, у которых осуществляют 100%-ное измере-
ние теплового сопротивления в рамках технологического цикла.
В качестве температурно зависимого параметра для лавинно-про-
летных диодов используют пробивное напряжение. Как известно,
пробивное напряжение лавинно-пролетного диода определяется
процессом ударной ионизации в сильном поле р-п-перехода. С ро-
стом температуры уменьшается длина свободного пробега носителей
заряда в поле, в связи с этим падает коэффициент ионизации, а зна-
чение пробивного напряжения возрастает.
Температурный коэффициент пробивного напряжения диодов
при условии объемного пробоя с механизмом ударной ионизации
KT.H=-!--^L=(0’7^1’5)-10“s гРад-‘-
С'пр dT к
Значения /<т.н в указанных пределах свойственны диодам на
германии, кремнии и арсениде галлия [26].
Выбор пробивного напряжения в качестве температурно зави-
симого параметра дает удовлетворительные результаты в отноше-
нии точности определения максимальной температуры р-п-перехода
даже в условиях неравномерного распределения тока по площади
р-п-перехода.
Рассмотрим конкретные методы измерения теплового сопротив-
ления и температуры в полупроводниковом приборе. Известные
методы можно подразделить на две группы
Первая группа методов основана на использовании импульс-
ного режима измерения избранного температурно зависимого пара-
метра. В течение относительно длинного отрезка времени, состав-
ляющего основную долю периода, испытуемый прибор разогре-
вается за счет подаваемой мощности. Затем на короткий промежуток
времени, составляющий малую долю 'периода, разогревающий
режим снимается и на прибор задается измерительный режим.
В течение этого короткого отрезка времени (паузы), пока темпе-
ратура в приборе не успела измениться, должен быть измерен
температурно зависимый параметр. Предварительно снимается
градуировочная кривая — зависимость величины температурно
зависимого параметра от температуры. Такая зависимость может
быть снята, например, с помощью термостата с регулируемой
температурой.
Вторая группа методов основана на измерении температурно
зависимого параметра в непрерывном режиме, т. е. в том же
режиме, в котором задается мощность, разогревающая измеряе-
240
мый полупроводниковый прибор. Эти методы обычно менее уни-
версальны, однако в некоторых случаях они имеют существенные
преимущества.
Схема для измерения теплового сопротивления RT.n—к и тем-
пературы в транзисторе с использованием импульсного режима
изображена на рис. 8.2 [27]. В качестве температурно зависимого
параметра принято прямое падение напряжения эмиттер — база.
Рис. 8.3
Рис. 8.2
Генератор базового напряжения ег имеет малое внутреннее
сопротивление и плавную регулировку амплитуды Форма напря-
жения на выходе генератора показана на рис. 8.3
Пауза (t2 — /J служит для измерения температурно зависи-
мого параметра. В течение импульса испытуемый транзистор
открыт с помощью напряжения £г и через него протекает боль-
шой ток. В цепи эмиттера ток замыкается через диод Дг. Дли-
тельность паузы выбирают намного меньше длительности импульса.
Поэтому показания приборов, измеряющих средние значения тока
и напряжения на коллекторе, позволяют с достаточной точностью
вычислить мощность, разогревающую транзистор. Во время паузы
напряжение генератора равно нулю (отклонение напряжения от
нуля может оказаться источником погрешности), диод Д± запи-
рается, ток эмиттера испытуемого транзистора поддерживается
вспомогательным источником постоянного тока, образованным
источником напряжения Е и резистором R. Величина измери-
тельного тока /изм достаточно мала, ее выбирают исходя из усло-
вий, обсуждавшихся ранее. Форма напряжения на эмиттере U3
испытуемого транзистора изображена на рис. 8.3. Амплитуда
отрицательных импульсов этого напряжения представляет собой
температурно зависимый параметр — прямое падение напряжения
на эмиттерном переходе, который подлежит изменению.
Измерение импульсного напряжения производят с помощью
пикового детектора, схема которого отмечена на рис. 8.2 пунк-
тирной линией.
Для снижения погрешности измерения кривую зависимости
температурно зависимого параметра от температуры снимают
241
в импульсном режиме с помощью той же схемы. При этом тран-
зистор помещают в термостат или устанавливают на теплоотвод,
с регулируемой температурой; задают напряжение коллектора и
устанавливают такую амплитуду импульсного напряжения на
базе, чтобы ток коллектора в импульсе лишь немного превышал
измерительный ток (для того чтобы пиковый вольтметр измерял
импульсное, а не постоянное напряжение).
С помощью градуировочной кривой измеренное в рабочем
режиме значение температурно зависимого параметра пересчиты-
вают в абсолютное значение температуры на р-п-переходе тран-
зистора.
Температуру корпуса Тк либо измеряют с помощью термо-
пары, либо .транзистор устанавливают на хороший теплоотвод,,
приняв все меры для снижения переходного теплового сопротив-
ления, и отождествляют температуры теплоотвода и корпуса.
Такой прием удобен, но менее точен.
Тепловое сопротивление рассчитывают по формуле (8.2).
При многочисленных испытаниях целесообразен упрощенный
метод измерения. Первоначально проводят калибровку, однако не
снимают калибровочную кривую, а лишь измеряют значение тем-
пературно зависимого параметра при некоторой температуре 7\
(в пределах максимально допустимой температуры).
Затем транзистор вводят в рабочий режим (температура кор-
пуса при этом должна быть Тл<7\) и увеличивают ток коллек-
тора до тех пор, пока значение температурно зависимого пара-
метра не будет равно его значению, измеренному при калибровке.
В этот момент температура на р-л-переходе будет равной 7\. Для
расчета 7?т.п-к измеряют значение тока коллектора и подставляют
его в выражение (8.3); вместо Та подставляют 7\.
Еще более простой приближенный метод измерения исполь-
зуют тогда, когда испытывают транзисторы одного типа и изве-
стно, что температурный коэффициент прямого падения напряже-
ния на эмиттере одинаков (имеет малый разброс от прибора
к прибору) и его величина иредварительно определена на партии
образцов:
Так, для кремниевых приборов Уэб=1-+-2 мВ/град. В этом
случае отпадает необходимость в калибровке, что в значительной
степени упрощает процесс измерения: измеряют два значения L/эб
при двух значениях мощности рассеяния на коллекторе, затем
сразу вычисляют тепловое сопротивление (предполагается, что
температура корпуса постоянна)
я, (8.4>
УЭБ — ^*1
При измерении высокочастотных транзистрров необходимо убе-
диться в отсутствии паразитной генерации испытуемого прибора
242
в схеме измерения как при режиме разогрева, так и при режиме
измерения.
Измерительная установка, построенная по описанной схеме,
имеет следующие параметры: напряжение коллекторного источ-
ника. задается в пределах 0 н- 50 В, рабочий ток транзистора
0,1 4- 1 А, измерительный ток 10 мА, длительность импульса 5 мс,
длительность'паузы 0,5 мс, внутреннее сопротивление импульсного*
генератора 5 Ом, погрешность из-
мерения для транзисторов с отно- 4 .
бительно небольшой неравномер- ---------г - х
ностью распределения' тока по / / Af и
площади структуры составляет в /
зависимости от условий 10—20%. //</
Для определения теплового со- f///
противления лавинно-пролетных У/ i /
диодов можно применять измери- 7 / / /
тельную установку, основанную I
на измерении температурно зави-
симого параметра в непрерывном Рис* 8,4
режиме. Как отмечалось, в качестве температурно зависимого
параметра для этих диодов используют пробивное напряжение
диода.
Идея метода иллюстрируется на рис. 8.4. Пунктиром показаны
статические изотермические характеристики диода. Для любой
более высокой температуры характеристика сдвигается в область
больших обратных напряжений. Реальная статическая характе-
ристика с учетом саморазогрева диода выделяющейся мощностью
последовательно пересекает изотермические характеристики, как
показано на рис. 8.4 сплошной линией.
Для измерения диод ставят в положение, соответствующее
рабочей точке на реальной характеристике. В этой точке можно
определить два параметра: дифференциальное сопротивление на
постоянном токе г0 —наклон реальной статической характери-
стики и изотермическое дифференциальное сопротивление ги —
наклон изотермической характеристики. Выразим г0 через пара-
метры диода:
г__ dU _ dU j dU « zg
di di 7 == const dTn i sss const di
n
где Tn — температура р-/г-перехода;
dU
di
Tn = const
-^-l —температурный коэффициент пробивного напряже-
дТп |/=const ния> выступающего в качестве температурно зави-
симого параметра.
Температура р-п-перехода
Тп=Тк+7?///. . (8.6)
243
Считая RT=const, преобразуем (8.5) к следующему виду:
dU
О
1 = const
(8.7)
(8.8)
На практике величину dU/dTa определить невозможно, так
>как Тп недоступно для прямого’ измерения.
В процессе калибровки можно измерить близкую величину
— I =Kr.nU.
дТк \1 = const
Пользуясь (8.6), выразим dU/dTn через дЩдТ*'.
dU_^dU___________1_______
дТа~ дТк' dU I U \ '
1+Ят-— 1+—
дТк \ г0/ )
Решая совместно (8.7) и (8.9) относительно /?т, получим
(8.9)
____го ги____
Кт.н^И-'и
(8.10)
Обычно гп — С 1»
поэтому окончательное
выражение имеет
простой вид:
RT—
Го — Ги
Кт.аи2 '
(8.11)
Следовательно, для определения RT требуются: величина /(т.н,
которую либо измеряют при калибровке, либо принимают изве-
стной для данного типа приборов; величина напряжения в рабо-
чей точке (/, которое измеряют вольтметром постоянного тока;
значения л0 и ги.
Значение г0 определяют путем задания малого конечного при-
ращения тока А/ и измерения соответствующего приращения
напряжения А(/. При этом диод должен быть установлен на хоро-
ший теплоотвод, чтобы температуру корпуса можно было считать
неизменной.
Измерение г0 осуществляют в схеме, изображенной на рис. 8.5.
Приращение тока измеряют миллиамперметром mA. прираще-
ние напряжения — потенциометром постоянного тока с точностью
измерения напряжения не менее четырех знаков (например, по-
тенциометр ППТВ-1). Вместо потенциометра удобнее использовать
цифровой вольтметр с той же точностью отсчета напряжения
(например, В2-19).
Для определения ги производят измерение дифференциального
сопротивления диода в рабочей точке на высокой частоте. Частоту
выбирают настолько высокой, чтобы за время периода темпера-
тура р-п-перехода не успевала изменяться. Практический способ
-244
проверки выполнения этого условия заключается в следующем:
измеряется гн на двух частотах, отличающихся примерно в два
раза; если при этом значение ги изменяется не более, чем на 5%,
то высшее значение частоты можно считать приемлемым для
работы.
Схема для измерения ги изображена на рис. 8.6. Постоянный
ток на диод задается с помощью генератора тока ГТ. В качестве
генератора тока ГТ можно использовать вакуумный пентод или
Рис. 8.6
Рис. 8.5
высоковольтный транзистор. От генератора высокой частоты ГВЧ
(например, 2 МГц) в диод задается ток через большое сопротив-
ление (его роль выполняет конденсатор С). Таким образом, на
частоте измерения ток в диод задается от генератора тока, внут-
реннее сопротивление которого (обратная величина активной про-
Рис. 8.7
водимости) должно, по крайней мере, в 50 раз превышать макси-
мальную измеряемую величину; емкостное внутреннее сопротивле-
ние на частоте измерения должно быть, по крайней мере, в 5 раз
больше максимальной измеряемой величины ги.
Отсчет величины ги производят по шкале высокочастотного
вольтметра V, измеряющего падение напряжения на диоде. Для
проведения измерения схему калибруют. Вместо диода включают
калибровочное сопротивление /?кал. После калибровки в схему
устанавливают испытуемый диод, задают требуемый режим по
постоянному току, по шкале вольтметра V прочитывают значе-
ние ги (в омах). Кроме определения теплового сопротивления,
измерение параметра ги используют для оценки однородности
пробоя по площади р-п-перехода ЛПД [26].
Общая погрешность определения теплового сопротивления ЛПД
описанным способом может быть порядка ±10%.
245
Метод измерения температурно зависимого параметра в не-
прерывном режиме используют также для транзисторов.
Схема для определения теплового сопротивления транзистора
с помощью температурно зависимого параметра — прямого падения
напряжения эмиттер —база в непрерывном режиме показана
па рис. 8.7. Измеряемым параметром в этом случае является
коэффициент обратной связи по напряжению Л12б.
Транзистор устанавливают на теплоотводе с регулируемой
температурой. Ток эмиттера задается от генератора постоянного
тока (Elt Ri). Напряжение на коллекторе устанавливают с по-
мощью регулируемого источника напряжения £2. Напряжение
эмиттер — база измеряют цифровым вольтметром Vt (например,
В2-19). Метод измерения состоит в следующем: при постоянном
токе эмиттера после приращения напряжения на коллекторе Д(7К
измеряют приращение напряжения эмиттер — база Д[/Эб.
В общем случае:
h <^ЭБ ^ЭБ
12 _ dUK ~ дик
К к
I д^ЭБ
Тп = const
•-^2-, (8.12)
ик = const dUK
где Тп=Тк + 1к (t/к +^эб) Rt>
связи
стоте так,
в течение
= (Л12)и — изотермический
Тп = const
ПО
коэффициент обратной
напряжению, измеренный на
что температура р-п-перехода
периода сигнала.
достаточно высокой ча-
не успевает изменяться
Вместо------
дТа
диЭБ
введем величину уЭБ=-----------
[/K=const и к = const
которая доступна непосредственному измерению.
В результате получим
п ______ Л12 — (Л12)и
/\ т. п—к----------------------------------------------— .
V / Il-МА \ 4-h U*+U9S и, (h ' д1*/дТп UK 1
УЭБ*К К Ши Г"22 . 1Л12 ("12)и] * . ?
I 7 К УЭБ 1К J
(8.13)
В большинстве случаев это выражение можно упростить:
Ят.п-к= (8.14)
УЭБ
Таким образом, для определения /?т.и-к нужно измерить:
й12=Д[/эб/Д^к при постоянстве температуры на корпусе и постоян-
стве тока эмиттера; величину ХЭБ=^иэь/^Тк как отношение
конечных приращений Д7\ и Д(7Эб при постоянстве тока эмиттера
и напряжения на коллекторе; (Л12)и на переменном токе. На
246
рис. 8.7 показано включение генератора переменного напряже-
ния Г в цепи коллектор — база и милливольтметра переменного
тока mV^ для измерения (й12)и. Конденсаторы Сг и С2 служат
для разделения цепей постоянного и переменного токов.
В некоторых случаях процесс измерения может быть значи-
тельно проще, если (А12)и < Л12.
Практически при измерении стремятся выбрать достаточно
большой ток коллектора, чтобы получить удобную для измерения
величину Л12 — (Л12)и; однако при этом растет влияние омических
составляющих на величину £7Эб- Следует ограничиться такой
величиной тока, чтобы оставалось иЭБ< 1 ч-1,2 В для кремниевых
транзисторов и С/эб<0>5 -ь 0,7 В для германиевых транзисторов.
Для описания теплового переходного процесса используют
тепловое сопротивление в импульсном режиме RT. м, определяе-
мое, как отношение разности температуры на переходе в конце
импульса разогревающей мощности и температуры корпуса к ампли-
туде мощности в импульсе. Таким образом, этот параметр зави-
сит от свойств полупроводникового прибора и от длительности
импульса. Зависимость RT. м от длительности импульса описывает
тепловой переходный процесс при включении прибора. Опреде-
ляют RT. м с помощью одного из температурно зависимых пара-
метров. Обычно полупроводниковый прибор с точки зрения связи
мощности и температуры рассматривают как линейную систему,
поэтому для экспериментального исследования можно выбирать
и процесс разогрева, и процесс остывания прибора.
На рис. 8.8 представлена схема для измерения зависимости
температуры р-п-перехода от времени для мощного транзистора.
Температурно зависимым параметром служит прямое падение
напряжения на эмиттерном переходе. Схема представляет собой
модификацию схемы для измерения /?т.п-к, обсуждавшейся ранее
(рис. 8.2). Все элементы схемы те же, только вместо импульсного
генератора базового напряжения используется источник постоян-
ного напряжения Ег с ключом /С, а вместо пикового детектора
к эмиттеру испытуемого транзистора подключен электронный
осциллограф с послесвечением ЭО, позволяющий фиксировать
одиночные импульсы. После включения К фиксируется переход-
ный процесс изменения температурно зависимого параметра от
247
времени. Затем, пользуясь градуировочной кривой, получают
зависимость температуры р-п-перехода транзистора при включении
мощности от времени.
Полученная зависимость позволяет вычислить зависимость те-
плового сопротивления в импульсном режиме от длительности им-
пульса. При измерении импульсного теплового сопротивления в
фиксированном режиме (при постоянной длительности импульсов)
методику можно упростить, отказавшись от однократных импуль-
сов, и воспользоваться импульсным генератором с периодическими
импульсами требуемой длительности с достаточно большой скваж-
ностью. В качестве измерителя температурно зависимого пара-
метра в этом случае можно использовать осциллограф с ждущей
разверткой.
Схема установки для наблюдения теплового переходного про-
цесса в лавинно-пролетном диоде изображена на рис. 8. 9 [2]. Гене-
ратор импульсного тока ГИ обеспечивает ступенчатое приращение
Рис. 8.10
тока диода. Учитывая сравнительно малую тепловую инерцию при-
бора, все измерение осуществляют в периодическом импульсном
режиме. Зависимость мгновенного напряжения на диоде от времени
фиксируется с помощью импульсного осциллографа ИО.
Наблюдаемый на осциллографе переходный процесс состоит из
начального скачка гиД/, обусловленного изотермическим сопро-
тивлением диода, и сравнительно более медленного участка нара-
стания, обусловленного увеличением температуры перехода (рис.
8.10). Начальный скачок легко исключить, зная величину гв и ам-
плитуду ступеньки тока. Остальную часть переходного процесса
можно пересчитать в переходный процесс температуры перегрева,
зная величину температурного коэффициента напряжения Ккн и
температуру корпуса Тк.
Тепловой переходный процесс для одного из диодов показан на
рис. 8.11.
Погрешность определения теплового сопротивления в импульс-
ном режиме или вида теплового переходного процесса обычно со-
ставляет ± 10—20%.
248
§ 8.4. ИСПЫТАНИЯ
НА УСТОЙЧИВОСТЬ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
К ТЕМПЕРАТУРНЫМ ВОЗДЕЙСТВИЯМ
Испытания полупроводниковых приборов
на устойчивость к воздействиям повышенной и пониженной темпе-
ратуры входят в систему климатических испытаний и осуществля-
ются с целью проверки устойчивости конструкции прибора к тем-
пературным воздействиям. Кроме того, проверяется устойчи-
вость приборов к циклическому воздействию смены температуры.
Такое испытание называют термоциклированием. Совокупность
всех трех испытаний позволяет проверять качество спаев между
элементами прибора, имеющими разный температурный коэффици-
ент расширения: кремний — медь, кремний — молибден, ковар —
стекло, керамика — медь и т. д. При неудовлетворительном ре-
зультате испытаний, как правило, образуются микротрещины в
кристалле полупроводника или в диэлектрических элементах кор-
пуса (стеклянных выводах, керамических прокладках).
Отрицательный результат климатических испытаний в отличие
от измерений электрических параметров в каком-либо диапазоне
температур обнаруживается не сразу. Например, такой часто встре-
чающийся дефект, как трещины в стеклянных изоляторах, \не сразу
влияет на электрические параметры прибора. Сначала теряется
герметичность корпуса, а впоследствии после попадания влаги в
корпус через трещины могут начаться необратимые процессы на
поверхности прибора, приводящие к уходу за нормы электриче-
ских параметров, и к выходу прибора из строя. Поэтому испытания
на термоустойчивость следует рассматривать не изолированно, а в
совокупности с другими видами испытаний, которые позволяют
оперативно выявить дефекты. Важнейшими среди Цих являются
испытания на влагоустойчивость, на герметичность, на вибропроч-
ность и виброустойчивость, на устойчивость к ударам и к линейно-
му ускорению.
Механические нагрузки обусловливают развитие микротрещин,
образующихся при термических испытаниях, а испытания^ на влаго-
устойчивость и проверка герметичности позволяют окончательно
определить термоустойчивость испытуемых приборов. Однако ме-
ханические испытания и проверка герметичности играют не только
подчиненную роль. Каждый из перечисленных видов испытаний
имеет самостоятельное значение для исчерпывающей оценки каче-
ства конструкции и потенциальной надежности полупроводникового
прибора.
Кроме того, полупроводниковые приборы подвергают воздей-
ствию повышенной температуры в процессе наиболее сложных и
трудоемких испытаний — испытаний на надежность, которым по-
священа гл. X. Здесь отметим, что при длительных испытаниях на
стендах в рабочем режиме, как правило, задают также повышенную
температуру испытуемых приборов, поскольку это активизирует
17 Заказ № 418
249
медленно протекающие процессы на поверхности полупроводни-
кового прибора, связанные с возможным проникновением незначи-
тельного количества влаги или других активных агентов в корпус
прибора.
Рассмотрим кратко технические средства, используемые при '
испытаниях полупроводниковых приборов.
Испытания на теплоустойчивость проводят на установке, назы-
ваемой камерой тепла. Это большой термостат с рабочим объемом
более 10 л, снабженный устройством для автоматического поддер-
жания температуры с точностью ± 1° С. В камеру тепла вводятся
экранированные провода для задания режима на испытуемые при-
боры и для дистанционного контроля электрических параметров.
Контролируют обычно один-два параметра, которые условно на-
зывают важнейшими. Испытания на холодоустойчивость осущест-
вляют аналогичным способом на установках, называемых каме-
рами холода. Как и при проверке теплоустойчивости одновременно
испытывают большое количество приборов в течение от 0,5 до не-
скольких часов. Источником охлаждения обычно служит жидкий
азот. Заданная температура поддерживается в камере автоматиче-
ски путем подогрева паров азота электрическим .нагревателем.
Испытания на циклическое изменение температуры обычно про-
водят с помощью камер тепла и холода, используемых для испыта-
ний на тепло-и холодоустойчивость. Время переноса испытуемых
приборов из одной камеры в другую лимитировано и составляет
примерно 1 мин. После переноса приборов делается обязательная
выдержка в течение 30 мин. Для германиевых приборов темпера-
туры в камерах—60 и +70° С; для кремниевых приборов —
—60 и +120° С.
Испытания на влагоустойчивость осуществляют в специальных
камерах тепла и влаги. В камере при температуре 60° С создается
относительная влажность более 98%; при этом точность поддер-
жания температуры + 2° С, а точность поддержания влажности —
± 2%. Длительность испытания колеблется от 4 до 56 суток.
Поскольку при испытаниях на влагоустойчивость не всегда об-
наруживаются дефекты конструкции, проводят специальные про-
верки герметичности полупроводниковых приборов.
Простейший способ, называемый пузырьковым, состоит в том,
что приборы опускают в нагретый керосин. Давление воздуха вну-
три корпуса повышается за счет разогрева, и мельчайшие пузырь-
ки выходят через отверстия в корпусе.
Более чувствительный метод проверки — использование гелие-
вого течеискателя. Испытуемые приборы предварительно помеща-
ют в гелиевую бомбу с повышенным давлением гелия. При наличии
даже очень небольших отверстий гелий проникает внутрь корпуса.
Затем приборы обдувают сжатым воздухом для удаления следов
гелия с поверхности прибора и помещают в камеру гелиевого
течеискателя. Прибор представляет собой масс-спектрометр, на-
строенный на атомы гелия. Даже слабое истечение гелия из корпуса
через микроотверстия надежно регистрируется.
250
Испытания на надежность требуют весьма сложного и дорогого
оборудования. Испытательные стенды несмотря на кажущуюся
простоту электрической схемы (обычно задается режим лишь по
постоянному току) должны обеспечивать более высокую надеж-
ность по сравнению с контролируемой надежностью испытуемых
приборов. Повышенная температура на стенде задается, как пра-
вило, жидким теплоносителем (вода или масло), который обеспечи-
вает заданную температуру гнезда с установленным испытуемым
прибором. Система коммутации позволяет периодически контроли-
ровать важнейшие электрические параметры приборов, не снимая
их со стенда и не прерывая испытаний.
Более подробные сведения о технике испытаний полупроводни-
ковых приборов содержатся в книге [21.
17*
ГЛАВА IX
Измерение параметров
генераторных высокочастотных
полупроводниковых приборов
К генераторным полупроводниковым при-
борам относятся некоторые типы диодов (лавинно-пролетные, умно-
жительные и туннельные), специальный класс генераторных тран-
зисторов, а также приборы, основанные на объемной неустойчи-
вости в полупроводнике (их называют еще генераторами Ганна).
Все эти приборы, значительно отличающиеся по принципам дей-
ствия и по конструкции, объединяет общность их эксплуатацион-
ных параметров: отдаваемая мощность, к. п. д. и рабочий диапазон
частот. Кроме того, для транзисторов, применяемых в схемах
генераторов с независимым возбуждением, в число эксплуатацион-
ных параметров входит коэффициент передачи мощности.
Проблема метрики генераторных полупроводниковых прибо-
ров включает в себя, кроме измерения основных эксплуатацион-
ных параметров, вопросы определения параметров, характеризую-
щих структуру полупроводникового прибора. Эти параметры не-
обходимы для эффективного контроля технологического процесса
производства, а также для проектирования новых приборов.
§ 9.1. ИЗМЕРЕНИЕ ОТДАВАЕМОЙ
МОЩНОСТИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ, РАБОТАЮЩИХ В СХЕМЕ
АВТОГЕНЕРАТОРА
В общем случае генераторный полупровод-
никовый прибор включают в резонансный контур или в резонатор,
определяющей рабочую частоту генератора. Двухполюсные гене-
раторные приборы применяют только в диапазоне СВЧ, поэтому
резонансный контур имеет обычно коаксиальную или полосковую
конструкцию.
На рис. 9.1 изображен эскиз резонатора для измерения отдавае-
мой мощности лавинно-пролетного диода. Резонатор представляет
собой отрезок коаксиальной линии 2, нагруженной с одной сто-
252
роны диодом 1. Короткое замыкание коаксиальной линии осуще-
ствляют с помощью подвижного бесконтактного поршня 3. Пере-
мещая поршень 5, можно изменять частоту генератора. По централь-
ному стержню линии на диод подается постоянный ток. В первом
приближении расчет резонатора производят только на основной
рабочей частоте генератора. Однако в ряде случаев при испытаниях
лавинно-пролетных диодов и/генераторов Ганна величина отдавае-
мой мощности и к. п. д. генератора
зависят от свойств резонатора на выс-
ших гармониках (вторая и третья)
основной частоты генерации. Полный
расчет генератора с учетом высших
гармоник представляет сложную
проблему.
Важнейшим элементом генерато-
ра является устройство связи резо-
натора с нагрузкой. Для получения
максимальной отдаваемой мощности
к зажимам генераторного полупро-
водникового прибора должна быть
подключена активная проводимость
нагрузки оптимальной величины.
Мощность от резонатора, в реаль-
ную нагрузку (в измеритель мощ-
ности) передается с помощью линии
передачи. В качестве та-
кой линии может быть использован волновод 6, коаксиальная и
полосковая линии, а также коаксиальный кабель. Во всех случаях
линия передачи согласуется с нагруз-
кой, поэтому на выходе генератора на-
грузкой является волновое сопротивле-
ние линии передачи. Чтобы трансфор-
мировать это сопротивление в прово-
димость нагрузки оптимальной величи-
ны, используют устройство связи ре-
зонатора с нагрузкой.
В схеме, показанной на рйс. 9.1,
Рис. 9.2
связь резонатора с волноводом осуще-
ствляется с . помощью прямоугольного отверстия 4 в боковой
стенке резонатора. Для регулировки степени связи, т. е. для ре-
гулировки активной проводимости нагрузки диода, используется
металлический штырь 5, погружаемый в волновод напротив отвер-
стия связи. Штырь связи не имеет трущегося контакта с корпусом
резонатора, что уменьшает потери. Высокочастотный ток замыкает-
ся через емкость в узком зазоре между штырем и корпусом.
Схема установки для измерения отдаваемой мощности, к. п. д.
и диапазона рабочих частот полупроводникового прибора изобра-
жена на рис. 9.2.
Испытуемый полупроводниковый прибор устанавливают в из-
мерительный резонатор ИР. От блока питания БП в него задается
253
постоянный ток при измерении мощности в непрерывном режиме
или импульсы тока, если генератор испытывают в импульсном ре- а
жиме.
От измерительного резонатора мощность с помощью линии пере-
дачи передается в развязывающее устройство Р. В качестве раз-
вязывающего устройства Р может быть применен ферритовый вен-
тиль [10]. Назначение развязывающего устройства — нормали-
зовать нагрузку резонатора, так как последующие элементы схемы
могут иметь сравнительно невысокую степень согласования с ли-
нией передачи.
Волномер В, предназначенный для определения частоты гене-
рации, может иметь несколько вариантов конструкции и несколько
способов включения в линию передачи [6]. Чаще всего используют
волномер резонансного типа, основным элементом которого являет-
ся высокодобротный перестраиваемый резонатор. Резонатор волно-
мера слабо связан с линией передачи с помощью, например, отвер-
стия связи. При перестройке волномера в момент, когда его резо-
нансная частота совпадает с частотой сигнала, в линии передачи
наблюдается увеличение потерь. Это явление связано со значитель-
ным возрастанием высокочастотного тока в полости резонатора и
увеличением потерь мощности в стенках. Орган механической пере-
стройки волномера имеет шкалу и указатель для точного отсчета
положения настройки. Волномер также снабжен градуировочной
кривой для перевода отсчета положения настройки в частоту.
Отдаваемая мощность отсчитывается с помощью измерителя
мощности ИМ. Для измерения полупроводниковых приборов в
диапазоне СВЧ наибольшее применение находит термисторный из-
меритель мощности.
Основой метода измерения мощности является измерение про-
водимости термистора при рассеянии в нем электромагнитной энер-
гии. Чтобы всю измеряемую мощность рассеять в термисторе, его
помещают в передающей линии в качестве согласованной нагрузки
[6].
При испытании генераторного прибора в импульсном режиме
термисторный измеритель мощности позволяет определить среднее
значение мощности. Генерируемую мощность в импульсе вычисля-
ют по измеренному значению средней мощности, так как длитель-
ность импульса и период повторения заранее известны.
Более сложную схему автогенератора применяют для измере-
ния отдаваемой мощности транзисторов. Транзистор представляет
собой четырехполюсный прибор, поэтому необходимым элементом
автогенератора является цепь обратной связи.
Схема измерительного автогенератора для испытания генера-
торного транзистора средней Мощности показана на рис. 9.3.' Тран-
зистор включен по схеме с общей базой.
Резонансный контур, определяющий рабочую частоту, вклю-
чен между базой и коллектором. Контур образован коаксиальной
линией и емкостным поршнем (бесконтактный металлический вкла-
дыш) IJL. Регулируемая связь с нагрузкой осуществляется с по-
254
мощью второго емкостного поршня /72- В результате одновремен-
ного перемещения обоих поршней достигается перестройка частоты
автогенератора, взаимное перемещение поршней обеспечивает пере-
стройку связи.
Обратная связь осуществляется через конденсатор Сос, вклю-
чаемый между коллектором и эмиттером транзистора,. Подстройку
Рис. 9.3
обратной связи производят с помощью перестраиваемой коротко-
замкнутой линии, подключаемой между эмиттером и базой тран-
зистора. Короткое замыкание производится емкостным поршнем
/73 той же конструкции, что и в коллекторном контуре. Напряже-
ние на коллектор подается через дроссель Др. на центральный стер-
жень коаксиального контура. Конденсатор Сра3 является раздели-
тельным. Ток эмиттера задается через дроссель Др2 на централь-
ный стержень линии, подключаемой к эмиттеру транзистора.
Расчет резонансного контура, как и в случае диодного автогене-
ратора, производят для основной рабочей частоты. Важным являет-
ся выбор элементов обратной связи.
* Емкость между коллектором и эмиттером можно ориентировоч-
но оценить с помощью следующего выражения:
С ~ Р ОТД
иос ~
2л fE^
где Ротд — значение отдаваемой мощности в нагрузку; f — рабо-
чая частота; —постоянное напряжение на коллекторе.
На практике оптимальное значение Сос устанавливают экспери-
ментальным путем. Внутри корпуса, а также в структуре транзи-
стора имеет место межэлектродная емкость эмиттер — коллектор,
которая должна учитываться как составная часть емкости обрат-
ной связи. В некоторых случаях при испытании генераторных тран-
зисторов СВЧ внешняя емкость обратной связи не применяется,
так как собственная межэлектродная емкость в транзисторе оказы-
вается достаточной.
Перестраиваемая линия, или, как ее называют, «шлёйф» в цепи
эмиттер — база играет вспомогательную роль. Оптимальная на-
стройка шлейфа соответствует режиму, близкому к холостому ходу
на зажимах эмиттер — база.
Погрешность измерения отдаваемой мощности полупроводни-
ковых приборов, работающих в автогенераторном режиме, опре-
деляется следующими основными факторами.
255
Термисторный измеритель мощности обычно имеет предельное
значение погрешности ±10ч-20%. Более высокую точность из-
мерения можно получить с помощью так называемых калориметри-
ческих измерителей мощности 161. Прибор М3-И имеет основную
погрешность порядка ±6%, однако все калориметрические из-
мерители обладают значительной инерционностью (время уста-
новления порядка 30 с). Поэтому их использование при поиске оп-
тимальной настройки сильно затруднено.
Источником погрешности является неточность калибровки ат-
тенюаторов развязывающего устройства. Использование специаль-
ной аппаратуры для калибровки аттенюаторов позволяет снизить
эту составляющую погрешности до ±0,2 дБ.
Важнейший источник методической погрешности измерения
отдаваемой мощности связан с потерями в резонансном контуре
автогенератора. Оценка потерь в резонансном контуре в общем слу-
чае представляет значительные трудности.
Один из методов оценки потерь в резонаторе измерительного
автогенератора для лавинно-пролетных диодов основан на приме-
. нении трансформаторного метода измерения добротности диода
(см. § 5.2). В качестве трансформатора в данном случае служит
резонатор генератора. Для проведения оценки необходимо иметь
один или несколько диодов с точно измеренным значением доброт-
ности (2Д (или rs) при некотором напряжении смещения. Такой диод
устанавливают в резонатор генератора; на диод подается запираю-
щее напряжение смещения, соответствующее условиям измерения
(?д; органами регулировки связи и перестройки резонансной ча-
стоты устанавливают коэффициент отражения на выходе резона-
тора, равный нулю. Далее, изменяя напряжение смещения, полу-
чают определенный коэффициент отражения, вычисляют доброт-
ность диода в резонаторе с помощью формулы (5.25). Расхождение
между измеренным QH3M и исходным Qs значениями добротности
диода позволяет судить о потерях в резонаторе генератора.
Погрешность измерения отдаваемой мощности лавинно-пролет-
ного диода за счет потерь в ^резонаторе можно приближенно оце-
нить по следующей формуле:
6=—(1 (9.1)
\ Qjk /
Формула (9.1) дает несколько завышенное значение погреш-
ности, однако это не очень существенно, так как точность опреде-
ления величин Q„3M и также невелика. Величина погрешности,
которую можно достоверно оценить по формуле (9.1), составляет
30% и более.
Иначе оценивают потери в резонансном контуре автогенератора
для транзисторов.
Один из методов оценки потерь для схемы генератора, показан-
ной на рис. 9.3, сводится к следующему. При измерении отдавае-
мой мощности транзистора фиксируют положение обоих настроеч-
ных поршней. Затем транзистор вынимают из схемы и на зажимы
256
эмиттера и коллектора устанавливают перемычку. Вместо коротко-
замкнутого шлейфа к зажимам эмиттер — база подключают коак-
сиальный резонатор, точно повторяющий конструкцию исследуемо-
го резонатора. В результате два последовательно включенных
резонатора можно рассматривать как два последовательно включен-
ных трансформатора полных сопротивлений. К входу вспомогатель-
ного резонатора подсоединяют генератор стандартных сигналов
с частотой, точно соответствующей частоте генерации транзистора.
Не касаясь настройки измеряемого резонатора, регулируют
положение поршней вспомогательного резонатора до получения
максимального отсчета по выходному прибору измерителя мощ-
ности. При этом генератор согласован с измерителем мощности.
Однако сигнал проходит через два резонатора, обладающих одина-
ковым коэффициентом трансформации и одинаковыми потерями в
силу идентичности их конструкции. Для оценки потерь необходимо
отсоединить оба резонатора и подсоединить генератор непосред-
ственно к входу развязывающего устройства. При этом отсчет по
выходному прибору измерителя мощности будет равен Ро. Отли-
чие PQ от Рг определяется потерями мощности в обоих резонаторах.
Ослабление мощности в исследуемом резонаторе можно оценить
по формуле
A = VPJP0. (9.2)
Погрешность в измеренном значении отдаваемой мощности и
значении к. п. д. выражается следующим образом:
6П---(1-К^)100%. (9.3)
Кроме погрешности за счет потерь в резонансном контуре,
следует принимать во внимание возможность случайной ошибки
в связи с настройкой Измерительной схемы на максимум мощности.
Трудность заключается в том, что настройка двумя органами но-
сит характер последовательного приближения. Поэтому вероятна
ошибка из-за того, что оператор не достигает действительно макси-
мально возможной отдаваемой мощности.
§ 9.2. ИЗМЕРЕНИЕ ОТДАВАЕМОЙ
МОЩНОСТИ, КОЭФФИЦИЕНТА
УСИЛЕНИЯ И К.П.Д.
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ,
РАБОТАЮЩИХ В СХЕМЕ
ГЕНЕРАТОРА С НЕЗАВИСИМЫМ
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
В схеме генератора с независимым возбуж-
дением (усилителя мощности) наиболее широко применяют би-
полярный транзистор.
На низких частотах свойства транзистора как генераторного
прибора определяются статическими характеристиками и «пре-
257
дельно допустимыми параметрами. На высоких и особенно на сверх-
высоких частотах связь параметров транзистора и эксплуатацион-
ных параметров генератора имеет приближенный характер. Поэтому
такие параметры, как отдаваемая мощность Рвых, коэффициент уси-
ления по мощности Кр и к.п. д. т] при работе транзистора на фикси-
Рис. 9.4
рованной частоте в оптимизированной схеме рассматривают как
параметры транзистора. Обычно можно лишь условно говорить
об оптимальной схеме генератора, поэтому при указании гене-
раторных параметров транзистора должна быть описана схема
испытания.
Конкретные схемы генераторов, используемые в радиотехниче-
ской аппаратуре, могут отличаться ог схемы испытания. Рабочие
частоты этих устройств почти всегда не совпадают с частотой испы-
тания. Поэтому генераторные параметры рассматривают, как пара-
метры качества транзистора.
Типичная схема измерительной установки для испытания тран-
зисторов в схеме генератора изображена на рис. Р.4.
Генератор высокой частоты Г служит источником возбуждения
испытуемого транзистора. Развязывающее устройство Р представ-
ляет собой фиксированный аттенюатор или ферритовый вентиль.
Назначение развязки состоит в том, чтобы исключить влияние ме-
няющегося входного сопротивления испытуемого транзистора на
режим работы возбуждающего генератора. Далее мощность возбуж-
дения передается с помощью хорошо согласованной линии пере-
дачи.
Разделительный конденсатор Сраз1 и дроссель Дрг служат для
разделения цепи высокой частоты и цепи, по которой замыкается
постоянная составляющая тока базы.
Аналогичная секция, состоящая из дросселя Др2 и разделитель-
ного конденсатора Сраз2. используется в выходной цепи для зада-
ния постоянного напряжения на коллектор транзистора.
Измеритель проходящей мощности ИПМ служит для контроля
величины входной мощности транзистора, а также для контроля
согласования транзистора с генератором. Это устройство представ-
ляет собой направленный ответвитель [6], i 101. Для измерения от-
ветвляется обычно очень небольшая доля мощности (порядка 1%).
258
Важное свойство направленного ответвителя состоит в том, что вся
ответвляемая мощность разделяется на два канала. Мощность
в одном канале пропорциональна мощности падающей волны, а в
другом канале — мощности отраженной волны в основном тракте.
Обе составляющие можно измерить с помощью детектора Д и
стрелочного измерительного прибора ИП1.
Контроль мощности падающей и отраженной волн производят
поочередно. Сначала с помощью трансформатора импедансов Tpt
сводят к нулю мощность отраженной волны, что соответствует
Рис. 9.5
согласованию транзистора с генератором. Затем контролируют мощ-
ность падающей волны, и по градуировочной кривой определяют
величину входной мощности. Градуировку измерителя входной
мощности производят с помощью измерителя выходной мощности
ИМ. Для этого нужно измеритель выходной мощности ИМ под-
соединить непосредственно к измерителю проходящей мощности
ИПМ, минуя измерительную схему.
Высокочастотный сигнал, снимаемый с направленного ответви-
теля, поступает в детектор Д через фильтр низких частот Ф. Фильтр
пропускает все частоты от низких до некоторой граничной частоты.
Сигналы более высоких частот через фильтр не проходят. Гранич-
ная частота фильтра должна быть в 1,5—1,9 раза больше рабочей
частоты. Таким образом, фильтр устраняет влияние всех высших
гармоник на результат измерения мощности падающей и отражен-
ной волн. Высшие гармоники возникают в результате воздействия
синусоидального сигнала на транзистор, обладающий нелинейной
входной характеристикой.
Конструкции входного и выходного трансформаторов Трх и
Тр2 могут быть разнообразными. В диапазоне СВЧ (выше 300 МГц)
могут быть использованы коаксиальные трансформаторы с двумя
бесконтактными поршнями такого же типа, как в схеме автогенера-
тора СВЧ. В диапазоне высоких частот (ниже 300 МГц) измеритель-
ные схемы генераторов выполняют с помощью элементов с сосредо-
точенными параметрами.
На рис. 9.5 изображена схема генератора, используемого для
контроля отдаваемой мощности транзисторов на частоте 100 МГц.
Входной трансформатор образован индуктивностью Lr и двумя
переменными конденсаторами Ct и С2; выходной трансформатор —
259
индуктивностью L2 и двумя переменными конденсаторами С3
и С4.
Дроссели Дру и Др2 Для пепей постоянного тока базы и коллек-
тора в отличие от схемы рис. 9.4 включены между транзистором
и трансформаторами импедансов (это отличие не существенно).
Конденсаторы С5, С6, С1 блокировочные.
Как и в случае измерительного автогенератора для измерения
выходной мощности генератора с независимым возбуждением обыч-
но применяют термисторные измерители мощности ИМ. При из-
мерении высоких уровней
выходной мощности перед
измерителем устанавли-
вают калибровочный * атте-
нюатор, который должен
обеспечивать отвод выде-
ляющейся мощности без
существенного перегрева.
рис 9 б В противном случае точ-
ность калибровки аттенюа-
тора может нарушиться. С йомощью аттенюатора максимальные
значения измеряемой мощности могут быть доведены до 50 100 Вт.
Источник постоянного напряжения на коллекторе (блок пита-
ния БП) обычно включает в себя полупроводниковый стабилизатор
напряжения для предотвращения случайной перегрузки транзи-
стора при колебаниях напряжения в сети.
Важным элементом измерительной схемы генератора является
схема защиты транзистора по постоянному току БЗ (блок защиты).
Один из возможных вариантов построения схемы защиты пока-
зан на рис. 9.6. В нормальном состоянии транзистор Т (при проте-
кании тока в нагрузке меньше тока ограничения) находится в на-
сыщенном режиме. Ток ограничения задается на эмиттер транзисто-
ра Т от вспомогательного источника напряжения Е через регули-
руемое сопротивление R. Величину тока ограничения можно легко
регулировать.
В нормальном состоянии падение напряжения между входными
и выходными клеммами схемы защиты соответствует напряжению
насыщения транзистора Т и составляет обычно несколько десятых
долей вольта. При возникновении перегрузки транзистор Т выхо-
дит из насыщения, падение напряжения на клеммах схемы защиты
возрастает, а на нагрузке (на испытуемом транзисторе) падает так,
что ток в нагрузке не может превысить установленный уровень
ограничения.
Быстродействие защиты достаточно хорошее. Так, например,
для транзистора КТ803 время установления режима защиты со-
ставляет несколько микросекунд.
Схема защиты снижает вероятность выхода из строя испытуе-
мого транзистора при случайных расстройках измерительной схемы
или при перегрузке транзистора входной мощностью.
Для испытания генераторных транзисторов, как правило, ис-
260
пользуют режим работы с отсечкой коллекторного тока; такой ре-
жим позволяет получить высокие к. п. д. генератора.
Кроме того, многие многоструктурные транзисторы обладают
удовлетворительной термической устойчивостью лишь в режимах
с отсечкой коллекторного тока.
Особенности режима работы транзистора с отсечкой коллектор-
ного тока характеризуют показанные на рис. 9.7 эпюры напряже-
ния эмйттер — база мэб, тока базы
i6, тока коллектора iK и напря-
жения на коллекторе икэ. Эпю-
ры соответствуют идеализирован-
ному случаю. Предполагается, что
входное и выходное напряжения
чисто.синусоидальные, а нагруз-
ка транзистора активная. На
практике эти предположения не
оправдываются, и анализ работы
транзистора значительно усложня-
ется. Однако приведенные эпю-
ры удобны для качественного по-
яснения режима работы транзи-
стора [28], [291.
На кривой зависимости тока
коллектора от времени показана
величина угла: отсечки коллектор-
ного тока 0К. Углом отсечки на-
зывают полуширину основания
импульса коллекторного тока,
выраженную в градусах или в ра-
дианах. При этом полный период
принимают равным 360° (или 2 л).
Это понятие, строго говоря, при-
менимо лишь к импульсам косину-
соидальной формы. В общем слу-
чае реальный импульс приближен-
но замени ют коси н у сои да л ьным
и по его основанию определяют
угол отсечки.
Можно ввести понятие угла от-
0 t
сечки для отпирающего входного
напряжения 0б (рис. 9.7).аПри ра- ис* ’
боте генератора на низкой ча-
стоте оба угла отсечки совпадают, так как время, в течение которого
протекает импульс тока коллектора, совпадает с временем воздей-
ствия на базу транзистора отпирающего напряжения. На высокой
частоте угол отсечки коллекторного тока больше угла отсечки от-
пирающего базового напряжения. Это связано с затяжкой импульса
коллекторного тока на время рассасывания неосновных носителей
заряда в базе транзистора.
261
Высокие энергетические показатели (большое к. п. д,) транзи-
стора в режиме с отсечкой коллекторного тока понятны из рис. 9.7.
Ток коллектора течет в то время, когда напряжение на коллекторе
транзистора близко к минимальному значению, поэтому при боль-
шой мощности переменного сигнала в нагрузке на транзисторе рас-
сеивается сравнительно небольшая средняя мощность. Чем меньше
угол отсечки 0К, тем выше может быть к. п. д. транзистора. Однако
значительное уменьшение угла отсечки невыгодно из-за того, что
одновременно происходит уменьше-
ние коэффициента усиления —
все большую мощность приходит-
ся задавать во входную цепь
транзистора, чтобы поддержать на
том же уровне амплитуду выход-
ного тока и уровень выходной
мощности.
В измерительной схеме выбор оптимального угла отсечки про-
изводят путем подбора величины сопротивления R6 (см. рис. 9.4
и 9.5), которое часто называют сопротивлением автосмещения.
Постоянный базовый ток транзистора, протекая по R6, создает не-
которое постоянное запирающее напряжение. Увеличивая R6, можно
тем самым уменьшить 0б, что в свою очередь приведет к уменьшению
0К. В рёзультате несколько возрастает к. п. д. и падает коэффициент
усиления.
В каждом конкретном случае может быть найден приемлемый
компромисс.
Важным является влияние высших гармоник коллекторного
напряжения на результат испытания транзистора в схеме генера-
тора. Наличие высших гармоник обусловливает формирование
периодического несинусоидального напряжения в выходной цепи
транзистора. Если схема генератора оптимизирована не только на
основной рабочей частоте, но и на гармониках, от одного и того же
транзистора можно получить несколько большие мощности и более
высокие значения к. п. д.
Подобную оптимизацию можно проследить по схеме рис. 9.5.
Вид выходного трансформатора импедансов существенно отличается
от параллельного резонансного контура, широко используемого в
ламповых высокочастотных генераторах.
262
Упрощенная схема выходной пепи транзисторного генератора
с параллельным контуром изображена на рис. 9.8. На основной
частоте обе схемы (см. рис. 9. 5 и рис. 9.8) могут обеспечивать одну
и ту же полную проводимость нагрузки на выходных зажимах
транзистора. Отличие схем состоит в том, что параллельный контур
(рис. 9.8) обладает малым сопротивлением на высших гармониках
основной частоты, а трансформатор импедансов (рис. 9.5) — высо-
ким сопротивлением на частотах высших гармоник. Поэтому на
коллекторе транзистора в схеме рис. 9.5 формируется существен-
но несинусоидальное напряжение, а на параллельном контуре при
достаточно высокой добротности напряжение почти синусоидаль-
ное.
Формирование несинусоидального выходного напряжения в
схеме рис. 9.5 связано с несколькими физическими явлениями, ко-
торые свойственны транзистору. К ним относятся насыщение тран-
зистора в течение части периода и нелинейность емкости коллекто-
ра транзистора.
Примерные зависимости от времени тока коллектора iK и напря-
жения на коллекторе ик при оптимальной настройке схемы изо-
бражены на рис. 9.9. Как видно, искажение формы импульса на-
пряжения происходит так, что в течение доли периода, когда через
транзистор течет ток, напряжение на коллекторе остается очень
малым и, наоборот, в течение доли периода, когда ток коллектора
мал, имеет место импульс напряжения на коллекторе.
Такой режим соответствует высокому к. п. д. генератора, по-
скольку в транзисторе выделяется минимальная мощность при боль-
шой амплитуде напряжения и тока в нагрузке, т. е. при большой
выходной мощности генератора.
Экспериментальное исследование работы транзистора в двух
схемах генераторов показывает, что для одного из типов транзи-
сторов СВЧ при испытании на частоте 100 МГц выигрыш по вели-
чине максимальной отдаваемой мощности в схеме рис. 9.5 составил
примерно 30%, а к. п. д. коллекторной цепи вырос с 45% до 70%.
Следует отметить, что оптимизация схемы по высшим гармони-
кам достигается лишь выбором схемы и нет никаких дополнитель-
ных органов настройки. Можно еще более полно использовать свой-
ства транзистора и получить максимально достижимые значения
выходной мощности и к. п. д.,если применить схему с раздельной
оптимизацией настройки на каждой из высших гармоник (3—4 до-
полнительные настройки).
Важно знать и отрицательную сторону испытания транзистора
в схеме высокоэффективного генератора. Как видно из рис. 9.9,
формирование импульса напряжения с уплощенной частью в об-
ласти насыщения связано с образованием острого пика в той части
периода, когда транзистор заперт. Пиковое значение напряжения
обычно в 2,5—3,5 раза превышает постоянную составляющую на-
пряжения, задаваемую источником питания., Транзистор может
выйти из строя, если пиковое напряжение превысит пробивное на-
пряжение коллекторного перехода. Особенно опасные значения
263
пикового напряжения возможны при настройке измерительной
схемы. В поисках оптимума оператор умышленно расстраивает, а
затем подстраивает схему поочередно одной и другой ручкой на-
стройки (конденсаторы С3 и С4 на рис. 9.5). При этом пиковые на-
пряжения могут превышать постоянную составляющую в 4,5 раза
и более.
На частотах до 150 МГц контроль пикового напряжения можно
производить с помощью широкополосного осциллографа.
Для каждого типа транзисторов можно подобрать постоянную
емкость Сдоп и включить ее между клеммами коллектор — эмигтер.
Введение в схему такой емкости снижает пиковое напряжение, хотя
одновременно это может привести к некоторому снижению к. п. д.
В каждом конкретном случае находят приемлемый компро-
мисс.
Процесс измерения эксплуатационных параметров транзистора
в схеме генератора с независимым возбуждением сравнительно
трудоемок. Как правило, транзисторы обладают значительной
внутренней обратной связью. Поэтому настройки входной цепи на
минимальный коэффициент отражения и выходной цепи на макси-
мум выходной мощности взаимосвязаны. Оптимальной настройки
достигают методом последовательных приближений путем пооче-
редной подстройки входной и выходной цепей.
Определенная сложность процесса измерения состоит в том,
что величину к. п. д. вычисляют по измеренным значениям выход-
ной мощности и постоянного тока коллектора. Оба параметра из-
меняются при настройке, причем оптимальные настройки на мак-
симум выходной мощности и на максимум к. п. д. не совпадают. Это
затрудняет процесс измерения и создает некоторую неопределен-
ность в результатах измерения.
Дополнительная неопределенность связана с выбором величины
сопротивления автосмещения.
Следует принимать во внимание вероятность перегрузки испы-
туемого транзистора в процессе испытания. На практике могут иметь
место следующие причины перегрузки.
Во-первых, случайная ошибка оператора при настройке выход-
ного трансформатора (лишнее усилие или лишнее движение) могут
привести к падению мощности в нагрузке при одновременном росте
постоянной составляющей тока коллектора. Мощность, выделяю-
щаяся в транзисторе, при этом возрастает и может обусловить вы-
ход его из строя. Ограничение тока с помощью схемы защиты хотя
и снижает вероятность выхода из строя транзистора, но не исклю-
чает его полностью.
Во-вторых, при настройке возможны высокие значения мгновен-
ного напряжения на коллекторе, приводящие к пробою коллек-
торного перехода.
В-третьих, причиной выхода из строя испытуемого транзистора
может быть возникновение паразитной генерации в схеме. Особую
опасность представляет возбуждение схемы на низких частотах (от
долей до нескольких единиц мегагерц). Колебания часто имеют
264
релаксационный характер и значительно нарушают режим работы
транзистора.
Выход из строя транзистора может быть результатом перегрузки
по мощности рассеяния или высоких мгновенных напряжений на
коллекторе в режиме паразитной генерации.
Учитывая относительно невысокую надежность, испытания
транзисторов в схеме генератора обычно проводят в виде выбороч-
ных измерений; причем критерий годности устанавливают для
усредненных значений параметров КР, Рвых, т) по измеряемой партии.
§ 9.3. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ
СТРУКТУРЫ И ЭКВИВАЛЕНТНОЙ
СХЕМЫ
Использование параметров, дифференциро-
ванно характеризующих структуру и эквивалентную схему генера-
торных полупроводниковых приборов, наряду с эксплуатационными
параметрами, объясняется, как и для других типов приборов,
необходимостью дифференцированного контроля продукции в про-
изводстве, оперативного анализа брака, углубленного исследования
и совершенствования новых приборов.
Для генераторных приборов по сравнению с другими типами,
приборов в наименьшей степени удается установить четкую коли-
чественную связь между эксплуатационными параметрами и пара-
метрами структуры и эквивалентной схемы. Это объясняется слож-
ностью формы сигналов и существенной нелинейностью процес-
сов, протекающих в полупроводниковом приборе в рабочем режиме.
Наиболее благоприятное положение имеет место для генератор-
ных туннельных диодов. Измеренные статические параметры и
параметры высокочастотной эквивалентной схемы с добавлением
теплового сопротивления позволяют с большой степенью досто-
верности предсказать эксплуатационные параметры — величину
отдаваемой мощности и к. п. д. генератора.
Сходное положение и у некоторых типов лавинно-пролетных дио-
дов, однако достоверность вычисления отдаваемой мощности и
к. п. д. в данном случае несколько ниже.
На практике туннельные диоды характеризуют параметрами
эквивалентной схемы, а эксплуатационные параметры используют
в рекламных и справочных материалах.
Для характеристики же лавинно-пролетных диодов основным
параметром является величина отдаваемой мощности на заданной
частоте, а параметры эквивалентной схемы играют вспомогатель-
ную роль.
Для приборов, в основу которых положена объемная неустой-
чивость в полупроводнике (генераторы Ганна), пока не разработана
система электрических параметров, описывающих структуру и
работоспособность этих приборов. Поэтому их характеризуют прак-
тически только эксплуатационными параметрами.
18 Заказ № 418
265
Для генераторных транзисторов используют оба вида парамет-
ров.
Рассмотрим более подробно систему параметров структуры и
эквивалентной схемы лавинно-пролетных диодов и генераторных
транзисторов.
Измеряют следующие параметры лавинно-пролетного диода с
плавным р-п-переходом:
а) пробивное напряжение С/пр;
б) емкость р-п-перехода при фиксированном напряжении сме-
щения Сд;
в) тепловое сопротивление /?т;
г) постоянную времени т$, измеряемую при фиксированном на-
пряжении смещения;
д) паразитные параметры корпуса, емкость Ск и индуктивность
LB.
На основе перечисленных параметров вычисляют недостающие
параметры эквивалентной схемы: последовательное сопротивле-
ние диода rs, емкость диода при напряжении С/пр.
Дальнейшая обработка позволяет вычислить важнейшие пара-
метры структуры: ширину р-п-перехода при напряжении £/пр, пло-
щадь р-п-перехода и эффективное время пролета носителей заряда
в пространстве дрейфа.
Вычисленные параметры структуры и эквивалентной схемы
диода можно использовать для определения эксплуатационных
параметров: отдаваемой мощности и к. п. д. на заданной частоте
и в заданном режиме, а также для расчета резонатора и системы
связи [261.
Однако система перечисленных параметров не позволяет оценить
однородность распределения тока по площади р-п-перехода. Лишь
параметр RT в какой-то мере отражает возможную неоднородность
распределения тока.
Названные расчеты справедливы только в предположении о
равномерном распределении тока по площади. Поэтому для кон-
троля приборов в производстве используют эксплуатационные па-
раметры.
Методы измерения параметров эквивалентной схемы лавинно-
пролетных диодов совпадают с методами измерёния параметров
варакторных диодов СВЧ, которые были описаны в гл. V.
Для генераторных высокочастотных транзисторов используют
эквивалентную схему такого же типа, что и для усилительных мало-
мощных транзисторов. Общим является перечень параметров
эквивалентной схемы и основные методы измерения, описанные
в гл. V.
Особенность генераторного транзистора — это относительно
высокий уровень рабочих токов и напряжений. Для многих при-
боров этого класса нельзя задавать статический режим, соответ-
ствующий номинальному напряжению и току коллектора, по двум
причинам. Во-первых, вся мощность в статическом режиме выде-
ляется в транзисторе и может превысить максимально допустимое
266
значение. В генераторном режиме большая доля мощности уходит
в нагрузку. Во-вторых, многоструктурные транзисторы в стати-
ческом режиме обладают своеобразной термической неустойчиво-
стью токораспределения по отдельным структурам. В результате
такой транзистор в статическом режиме выдерживает мощность
значительно меньшую, чем в динамическом режиме. Поэтому из-
мерение параметров эквивалентной схемы мощных генераторных
транзисторов проводят в значительно ослабленных режимах, да-
леких иногда от номинальных рабочих режимов.
Так, параметр тк (Гб Ск) измеряют при пониженном напряже-
нии на коллекторе и при пониженном токе коллектора. Например,
Рис. 9.10
Рис. 9.11
для транзистора средней мощности в режиме измерения напряже-
ние на коллекторе 10 В, ток коллектора 30 мА. В генераторном ре-
жиме у этого транзистора напряжение на коллекторе 27 В и ток
коллектора 100—200 мА. В пониженном режиме параметр тк со-
храняет свое значение для оценки базового сопротивления тран-
зистора. Следует учитывать, однако, искажение результатов изме-
рения за счет составляющей г9 Скэм [см. формулу (5.61)1. Роль этой
составляющей резко возрастает при уменьшении тока. Кроме того,
для некоторых мощных генераторных транзисторов, представляю-
щих собой параллельное включение нескольких структур, в цепи
эмиттерного вывода в каждой структуре включают небольшое со-
противление для стабилизации токораспределения по структурам.
В результате в эквивалентной схеме,транзистора появляется экви-
валентное стабилизирующее сопротивление гЭфСТ, включенное по-
следовательно с гэ. Эта составляющая сопротивления эмиттерной
цепи также приводит к увеличению измеренного значения на
величину гЭеСТ Скэм.
Параметр /т или | В | на высокой частоте иногда измеряют в
пониженном режиме. Вместе с тем широко применяют методику
измерения |В| в режимах, близких к рабочему, с использованием
импульсного способа задания тока транзистора.
Если режим на транзистор задавать в виде коротких импульсов,
можно не опасаться термической неустойчивости и перегрузки тран-
зистора по мощности рассеяния.
18* 267
При длительности импульса порядка 10 мкс у большинства ти-
пов генераторных транзисторов можно измерять | В | в номиналь-
ном рабочем режиме и при токах коллектора, превышающих ра-
бочий ток в несколько раз.
Структурная схема измерительной установки, предназначен-
ной для измерения | В | транзисторов на высокой частоте, изобра-
жена на рис. 9.10.
Генератор импульсного тока ГИ вырабатывает короткие им-
пульсы тока с регулируемой амплитудой. Этот ток задается в базу
испытуемого транзистора, расположенного в контактодержателе К.
Форма импульса тока базы изображена на рис. 9.11. Сигнал с гене-
ратора импульсов воздействует на схему модулятора Л4, где выра-
батывается более короткий управляющий импульс, расположен-
ный по времени примерно посередине длительности импульса тока
эмиттера.
Генератор высокой частоты ГВЧ работает в импульсном режиме.
Радиоимпульс соответствует длительности управляющего импульса.
Взаимное расположение импульса базового тока и радиоимпульса
генератора высокой частоты иг показано на рис. 9.11. Сигнал ге-
нератора высокой частоты поступает в блок трансформатора пол-
ного сопротивления. Трансформатор представляет собой резонанс-
ный контур, обладающий свойствами генератора высокочастот-
ного тока ГТ (см. § 1.2).
Испытуемый транзистор включен по схеме с общим эмиттером.
Высокочастотный ток задается в цепь базы транзистора, а в цепи
коллектор — эмиттер включено токосъемное сопротивление, обес-
печивающее режим короткого замыкания транзистора по высокой
частоте. По цепям смещения импульсный ток задается в цепь базы,
а напряжение — на коллектор транзистора от источника постоян-
ного напряжения ИН. Высокочастотный импульсный сигнал, про-
порциональный току коллектора, снимается с токосъемного сопро-
тивления, усиливается усилителем высокой частоты УВЧ и изме-
ряется измерительным прибором.
Калибровку измерительной схемы осуществляют с помощью
перемычки.
Принцип работы этой схемы в значительной степени повторяет
принцип работы измерительной установки," описанной в § 5.4.
Отличие заключается лишь в использовании импульсного тока
базы и импульсного сигнала высокой частоты.
Кроме определения параметра | В | или /т, описанную импульс-
ную установку применяют для измерения критического тока /кр
генераторного транзистора.
Смысл параметра /кр становится понятным, если рассмотреть
семейство зависимостей параметра fT от тока коллектора и от на-
пряжения на коллекторе. Семейство зависимостей для транзистора
СВЧ средней мощности показано на рис. 9.12. Как видно из рис.
9.12, при постоянном напряжении fT сначала растет с ростом тока,
далее имеется участок со слабой зависимостью, затем fT начинает
спадать. Критический ток соответствует току коллектора, при ко-
268
тором fT (или | В |) спадает до уровня 0,707 от максимального зна-
чения. Критический ток /кр определяют при некотором значении
напряжения на коллекторе, которое выбирают для каждого типа
транзистора.
При приближении к критическому току резко изменяются и
другие высокочастотные параметры транзистора; емкость коллек-
тора и постоянная времени коллекторной цепи тк. На рис. 9.13, а
и б показаны зависимости Ск и
тк от тока коллектора для того
же транзистора, на котором
снималась зависимость fT.
Физически причина всех пе-
речисленных явлений имеет
двоякую природу. Во-первых,
транзистор входит в насыщение
при больших токах из-за тбго,
что в коллекторе имеется оми-
ческое последовательное сопро-
тивление, определяемое конеч-
ной проводимостью полупровод-
никового материала. Во-вторых,
при больших плотностях тока
наступает деформация электри-
ческого поля в коллекторном р-п-переходе транзистора. Это явле-
ние связано с тем, что скорость дрейфа носителей заряда в полу-
проводнике ограничена. При больших плотностях тока в коллек-
торном р-п-переходе появляется высокая концентрация движу-
щихся носителей заряда, что приводит к расширению запира-
ющего слоя и к перемещению границ р-п-перехода в сторону кол-
лекторного контакта. В результате растет толщина базы, падает
fT, растет диффузионная емкость коллекторного р-п-перехода.
Ухудшение высокочастотных параметров при больших токах
коллектора обусловливает серьезное ограничение амплитуды вы-
сокочастотного тока транзистора при работе его в схеме генератора.
Параметр /кр коррелирует с максимальной выходной мощно-
269
стью, которую можно получить от транзистора. Ограничение кри-
тическим током выражается в том, что при попытке увеличить мощ-
ность возбуждения для получения большей выходной мощности
возникает значительное падение коэффициента усиления по мощ-
ности.
Поскольку максимальное значение коэффициента усиления раз-
ное на разных частотах, при одном и том же значении /кр максималь-
ные выходные мощности несколько
Рис. 9.14
больше в нижнем диапазоне рабо-
чих частот и меньше в верхнем кон-
це диапазона рабочих частот. На
рис. 9.14 показаны зависимость мак-
симальной выходной мощности Р
для использованного ранее транзи-
стора от частоты и зависимость тока
коллектора /к в режиме максималь-
ной мощности. На нижнем участке
диапазона рабочих частот (100 МГц)
величина тока при максимальной
выходной мощности составляет при-
мерно 50% /кр. На верхней грани-
це величина рабочего тока состав-
ляет всего 30% /кр.
Соотношение рабочего и критиче-
ского токов может быть различно у
разных типов транзисторов.
Для транзисторов со стабилизирующими сопротивлениями в
эмиттере необходим контроль величины эквивалентного стабили-
зирующего сопротивления гэ.ст. Стабилизирующее действие улуч-
шается с ростом гэст, однако одновременно падает коэффициент
усиления по мощности. Поэтому требуется поддержание этого пара-
метра в некотором оптимальном интервале значений.
Один из способов определения гэ ст — измерение /г11б на низкой
частоте с последующим вычислением гэ ст. Недостаток этого спосо-
ба заключается в том, что необходимо обеспечивать устойчивость
транзистора в схеме измерения.
Более простой способ определения гЭфСТ сводится к измерению
212э транзистора в режиме насыщения. При этом паразитное воз-
буждение невозможно. Преимуществом является то, что измере-
ние может быть проведено с помощью характериографа, например,
ПНХТ-1. Для этого при наблюдении выходных характеристик в
схеме с общим эмиттером выводят коллекторное напряжение, за-
дают ступенчатый базовый ток достаточной величины и по шкале
напряжений устанавливают масштаб 10 мВ/см. Изображение на
экране приобретает вид последовательности точек на горизонталь-
ной оси. При достаточно больших токах расстояния между точками
устанавливаются одинаковыми. Для вычисления гэ ст необходимо
отсчитать по экрану величину приращения напряжения, приходя-
щуюся на одну ступеньку тока.
270
Величину гэ>ст обычно не включают в ТУ. Измерение гЭеСТ про-
изводят в целях технологического контроля.
Как уже указывалось, максимальная выходная мощность корре-
лирует с критическим током транзистора. Кроме того, параметрами,
определяющими максимальную выходную мощность транзистора
на высокой частоте, являются максимально допустимое напряже-
ние коллектор — база и максимально допустимая мощность рас-
сеяния транзистора.
На высоких частотах > З-^-j мгновенное напряжение на
коллекторе может без какого-либо ухудшения надежности превы-
шать граничное напряжение транзистора. На низких частотах мак-
симально допустимое напряжение снижается, приближаясь к C/FP
(^(L)CEo).
Максимально допустимая мощность рассеяния в значительной
степени зависит от теплового сопротивления транзистора RT. Изме-
рение Rr используют для технологического контроля производства.
Параметры эквивалентной схемы определяют усилительную
способность транзистора. Точный, расчет коэффициента усиления
представляет известные трудности. Для ориентировочной оценки
роли отдельных параметров для коэффициента усиления по мощ-
ности можно воспользоваться следующим приближенным выра-
жением:
КР---------------(ЫП'Вн------------, (9,4)
(1+<от/?нСк) (гб4"^э.ст4" о)т£э+<отТк/?н)
где 7?в=£к/2Рвых.
Формула (9.4) справедлива для схемы с общим эмиттером.
Приведенная формула показывает важную роль такого пара-
метра, как индуктивность эмиттерного вывода транзистора. Изме-
рение этого параметра обычно производят в процессе разработки
конструкции прибора. Следовательно, важным является требова-
ние к конструкции измерительного генератора. Паразитная индук-
тивность в цепи эмиттера должна быть сведена к достижимому
минимуму.
Генераторные транзисторы СВЧ, предназначенные для работы в
диапазоне частот свыше 2 ГГц, чаще используют и испытывают в
схеме с общей базой. В схеме с общей базой удается получить боль-
шие коэффициенты усиления, чем в схеме с общим эмиттером, однако
несколько меньшими оказываются и значения к.п.д. (20—40%
против 50—70% для схемы с общим эмиттером).
Для устойчивой работы в схеме с общей базой транзисторы
должны иметь возможно малые значения L6 и Скэм. Важность кон-
троля этих двух параметров определяет специфику метрики гене-
раторных транзисторов, предназначенных для работы в схеме
с общей базой.
Испытания полупроводниковых
приборов на надежность
§ 10.1. ВИДЫ ИСПЫТАНИЙ
НА НАДЕЖНОСТЬ
Полупроводниковые приборы предназна-
чены для работы в самых различных условиях. В наиболее благо-
приятных условиях работает обычно лабораторное оборудование.
Бытовая электронная аппаратура может работать в условиях
довольно широкого диапазона температур (от полярных областей
до тропиков), высокой влажности, сочетающейся с морским тума-
ном (например, Черноморское побережье, Куба), воздействия гриб-
ков и т. д. Подвергается бытовая аппаратура и тряске, и толчкам,
однако нагрузки при этом бывают весьма умеренными.
В тяжелых условиях оказываются устройства, устанавливае-
мые на судах, автомобилях, поездах.
Еще более тяжелые условия работы электронного оборудова-
ния в авиации. С подъемом на высоту в несколько километров тем-
пература за десятки минут может измениться с +30—40 до
— 50—55° С. Такие резкие перепады температуры создают значи-
тельную нагрузку на конструктивные элементы полупроводни-
ковых приборов, особенно на металлостеклянные спаи и спаи кри-
сталла с кристаллодержателем.
Резкие перепады температуры могут иметь место и при включе-
нии охлажденной аппаратуры (находящейся на морозе).
Рассеиваемая в кристалле полупроводникового прибора мощ-
ность нагревает его иногда до предельно допустимой температуры,
составляющей 70—120° С в зависимости от типа прибора.
Перепад температуры может привести к растрескиванию кри-
сталла и быстрому выходу прибора из строя, к разгерметизации
прибора в местах металлостеклянных или металлокерамических
спаев. Разгерметизация прибора влечет за собой попадание из ат-
мосферы внутрь корпуса влаги и различных загрязнений. Если
трещины относительно невелики, а в корпусе прибора имеется
272
таблетка влагопоглотителя, то может пройти несколько месяцев,
прежде чем появившийся дефект приведет к постепенному ухуд-
шению свойств прибора.
Развитие ракетной техники и космических исследований при-
вело к появлению еще более жестких требований к условиям экс-
плуатации полупроводниковых приборов. Прежде всего — это рас-
ширившийся диапазон механических нагрузок: увеличение пере-
грузок как постоянных, так и ударных и вибрационных, расшире-
ние диапазона частот вибраций. Появились требования к работо-
способности в условиях космического вакуума, когда отвод тепла
осуществляется только за счет излучения, в условиях воздействия
космических излучений, при низких температурах, соответствую-
щих лунной ночи, при высоких температурах поверхности Венеры
и т. д. 1
Поскольку условия эксплуатации стали более жесткими, по-
высились требования к работоспособности полупроводниковых
элементов.
Выход из строя полупроводникового элемента может повлечь
за собой ущерб, который будет исчисляться сотнями тысяч и даже
миллионами рублей.
Проблема надежности—одна из самых «серьезных проблем в
электронике, а так как электроника почти полностью стала полу-
проводниковой, то надежность электронных устройств в значитель-
ной мере зависит от надежности полупроводниковых элементов.
Основным средством обеспечения высоконадежной работы полу-
проводниковых приборов является тщательно продуманная кон-
струкция и технология, рассчитанная на обеспечение длительной
(10—15 лет) работы полупроводниковых приборов в широком диа-
пазоне механических (удары, вибрации, постоянные ускорения)
и климатических (давление, температура, влажность) нагрузок.
Кроме того, необходим самый жесткий контроль за соблюде-
нием технологии с тем, чтобы не было ни одного случая отклоне-
ния от требований конструкторско-технологической докумен-
тации.
Однако никакие конструкции и технология не дают 100%-ной
гарантии, что все изготовленные приборы являются абсолютно
надежными.
Каждый тип полупроводникового прибора может выпускаться
заводом-изготовителем ежедневно десятками и даже сотнями ты-
сяч. При этом можно ожидать, ято среди такого огромного коли-
чества будет много приборов, имеющих по той или иной причине
дефекты. Одни приборы обладают дефектами, явно выраженными,
и их легко забраковать на каком-либо из этапов технологического
процесса, а другие — так называемыми скрытыми дефектами, их
можно выявить только с помощью специальных средств. Скрытые
дефекты могут быть тож^ слабо или резко выраженными. В зависи-
мости от разрешающей способности способа выявления можно
обнаружить и забраковать большее или меньшее количество при-
боров со скрытыми дефектами.
273
Для выявления скрытых дефектов применяют, различные спо-
собы. Так, например, негерметичность приборов можно проверять,
помещая их на длительный срок в камеру влаги, опуская в горячее
масло, с помощью ацетона, гелиевого течеискателя и т. д.
Плохие контакты и случайно попавшие в корпус прибора ме-
таллические частички обнаруживают, подвергая прибор вибра-
ции под током. Кратковременно возникающие обрывы и короткие
замыкания фиксируют с помощью специальных триггерных схем.
Плохую напайку кристалла на кристаллодержатель и возника-
ющий при этом локальный перегрев кристалла можно обнаружить,
используя специальные инфракрасные микроскопы.
Многие дефекты можно выявить, если подвергнуть приборы по-
переменному воздействию высоких и низких температур (термо-
циклирование), ударным и вибрационным нагрузкам, работе под
током при высоких уровнях мощности и т. д.
Все эти мероприятия носят технологический характер, направ-
ленный на выявление дефектных приборов и, таким образом, на
обеспечение высокого качества и надежности выпускаемой про-
дукции.
Перечисленные мероприятия не относятся к категории испыта-
ний, хотя внешне очень похожи на них, проводятся на том же обо-
рудовании и по той же методике.
В задачу испытаний входит не обеспечение, а контроль уровня
качества. Испытания проводят по окончании технологического цик-
ла на готовой продукции, которую предъявляют органам контроля,
чтобы определить, соответствует ли продукция требованиям техни-
ческих условий (ТУ) 1 и может ли быть отгружена потребителю.
При отрицательных результатах испытаний продукция воз-
вращается заводу-изготовителю для перепроверки и повторного
предъявления. Если при повторных испытаниях получают неудов-
летворительные результаты, то всю партию бракуют окончательно.
В принципе каждый вид испытания характеризуется определен-
ной степенью воздействия на объект испытания. Поэтому в’процессе
испытания испытываемый прибор может претерпеть нежелатель-
ные изменения свойств, т. е. испытания могут не только выявить
скрытый дефект, но и внести дефект в прибор, не имевший его.
Вероятность внесения дефекта существует почти при любом виде
испытания, только в одних случаях она крайне мала, а в других —
очень высока.
В связи с этим испытания подразделяют на разрушающие (или
ресурсные) и неразрушающие.
Под разрушающими понимают такие испытания, ко-
торые используют значительную часть ресурса работоспособности
прибора. Внесение скрытого дефекта представляет собой по суще-
ству также значительное уменьшение ресурса работоспособности.
Неразрушающие испытания практически не исполь-
зуют ресурсы работоспособности и не связаны с возможностью вне-
сения скрытых дефектов.
Неразрушающим испытаниям могут быть в принципе подверг-
274
нуты все 100% изготовленных и предъявленных приборов, однако
часто такая проверка является экономически невыгодной и испыты-
вают только выборки, взятые‘от всей партии.
Разрушающие (ресурсные) испытания проводят только выбороч-
но и приборы, подвергнутые таким испытаниям, отгрузке потре-
бителю не подлежат.
Основные виды испытаний полупроводниковых приборов следу-
ющие:
а) внешний вид — качество окраски, маркировки, лужения
выводов; соответствие чертежам по основным габаритным размерам;
б) прочность выводов на отрыв, на изгиб, на скручиванйе;
в) качество стеклянных изоляторов;
г) коррозионная устойчивость элементов корпуса и выводов;
д) паяемость выводов;
е) герметичность корпуса;
ж) соответствие электрических параметров нормам ТУ (в том
числе при высокой и низкой температурах);
3) способность выдерживать ударные и вибрационные нагрузки
без нарушения целостности конструкции и изменения свойств (ударо-
прочность, вибропрочность);
и) способность к нормальной работе при воздействии вибраций
(виброустойчивость);
к) способность выдерживать перепады температур без наруше-
ния целостности конструкции и изменения свойств (термоцикли-
рование);
л) отсутствие кратковременных обрывов или коротких замы-
каний в конструкции прибора;
м) безотказность и долговечность (способность к длительной
надежной работе);
н) сохраняемость (способность сохранять свои свойства при
длительном хранении);
о) устойчивость к некоторым особым видам воздействия (мор-
ской туман, плесневые грибки, разные виды радиации, работа при
значительных постоянных перегрузках, в условиях глубокого ва-
куума, устойчивость к спиртобензиновой смеси, используемой при
изготовлении электронной аппаратуры для отмывки от флюса и т. д.).
Перечисленные виды испытаний можно подразделить на четыре
категории.
1. Испытания, которым должны подвергать каждую
партию, могут быть 100%-ными или выборочными, разрушающими
и неразрушающими. Эти испытания называют приемо-сда-
точными, они
а) не должны быть длительными;
б) должны распространяться на важнейшие свойства прибора.
В эту категорию входят главным образом проверка внешнего
вида, электрических параметров и некоторые механические и кли-
матические испытания,
2. Более длительные испытания, например 500-часовые стендо-
вые испытания на долговечность, проводят периодически (например,
275
раз в квартал); поэтому их называют периодическими.
Периодические испытания, в которые входят также механические
и климатические испытания, проводят на выборке, накапливаемой
из различных партий, изготовленных за контролируемый период.
3. Ряд свойств прибора, связанных главным образом с особен-
ностями его конструкции, не требует систематического контроля,
например, испытания на механическую прочность выводов, на от-
сутствие механических резонансов элементов конструкции и т. д.
Эти испытания, которые обычно проводят для новой конструкции
серийно выпускаемого прибора, называют квалификацион-
ными.
4. В отдельную категорию испытаний следует выделить испы-
тания по специальной программе на длительное хранение и дли-
тельные (5000—10 000 ч) стендовые испытания приборов.
Перечисленные категории испытаний существенно отличаются
друг от друга: одни из них носят субъективный характер (оценка
внешнего вида), другие связаны с точными измерениями параметров;
одни связаны с механическими нагрузками, другие — с электри-
ческими; одни связаны с разовым воздействием, другие — с дли-
тельным испытанием во времени. Однако методы программиро-
вания и оценки результатов остаются общими для всех видов ис-
пытаний.
Принципы формирования выборки и ее объем, допустимое коли-
чество приборов с отклонениями от норм ТУ, зафиксированное в
конце испытаний, расчет ожидаемых во всей совокупности среднего
и наибольшего процента приборов с отклонениями от норм — все
это основывается на методах и законах математической статистики
и справедливо для любых видов выборочного контроля. В то же
время выборочный контроль — это главная форма контроля ка-
чества продукции.
Далее рассмотрены основные принципы выборочного контроля
стендовых испытаний полупроводниковых приборов на долговеч-
ность; принципы построения этих испытаний и оценки их резуль-
татов можно полностью отнести ко всем другим видам выборочных
испытаний.
§ 10.2. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ
НАДЕЖНОСТИ
В общем случае надежность работы устрой-
ства — это его способность нормально выполнять присущие ему
функции. Если устройство по той или иной причине самопроизволь-
но перестает выполнять эти функции, то говорят об отказе или вы-
ходе устройства из строя.
В конкретном смысле под надежностью понимают вероят-
ность безотказной работы устройства в течение
заданного интервала времени. Следовательно, надежность в техни-
ческом смысле этого слова (вероятность безотказной работы) яв-
ляется понятием статистическим.
276
Если рассматривать единичный экземпляр устройства, то, на-
пример, вероятность его безотказной работы в течение 1000 ч равна
0,98 (или 98%), т. е. всего лишь 2 шанса из ста за то, что этот эк-
земпляр устройства выйдет из строя за 1000 ч работы, и 98 шансов
за то, что он проработает весь этот период безотказно.
Если рассматривать очень большое количество одинаковых
экземпляров устройств, то 98% экземпляров проработают 1000 ч
безотказно, а 2% откажут в течение этого времени.
Так как возможны только два состояния устройств — безотказ-
ная работа или отказ, то сумма вероятностей каждого из этих со-
бытий должна быть равна единице, как вероятность достоверного
события.
Если вероятность безотказной работы Р — 0,98 (или 98%), то
вероятность отказа составляет Р'= 1—0,98 = 0,02 (2%). .
Любое электронное устройство состоит из различных деталей
и элементов: резисторов, конденсаторов, переключателей, радио-
ламп, электронно-лучевых и полупроводниковых приборов и т. д.
В результате воздействия на детали и Элементы комплекса всевоз-
можных внутренних и внешних факторов (температура, влажность,
токи и напряжения, физико-химические процессы в самих приборах)
они могут изменять свои свойсгва. В одних случаях такое измене-
ние свойств не сказывается существенно на работоспособности ап-
паратуры в целом; в других аппаратура теряет работоспособность.
(Не будем в данном случае рассматривать так называемого дубли-
рования, т. е. использования двух элементов для выполнения одной
и той же функции и в случае порчи одного из элементов выполне-
ние его функций резервным элементом.)
Следовательно, выход из строя аппаратуры обусловлен отка-
зом или выходом из строя отдельного элемента в результате изме-
нения его свойств.
Таким образом, отказ элемента — это такое измене-
ние его свойств, которое при отсутствии дублирования приводит
к потере работоспособности аппаратуры.
Отметим, что работоспособной называют аппаратуру, выполняю-
щую все функции, на которые она рассчитана. Если же она пере-
стает нормально выполнять хотя бы одну из функций, это считают
потерей работоспособности.
Отказ элемента, подобно отказу устройства, является понятием
статистическим и возможны также только два состояния: вероят-
ность отказа или вероятность безотказной работы.
Вероятность безотказной работы устройства связана с веро-
ятностью безотказной работы отдельных элементов теоремой умно-
жения теории вероятностей и равна их произведению:
Ръ=РгР.Р3 ... Рм. (10.1)
Если все элементы, входящие в устройство, имеют одинаковую
надежность, то
Ръ=Рт. (10.2)
277
Изменения свойств элемента для одного вида электронной ап-
паратуры могут быть существенны, а для другого устройства такой
элемент может обеспечить его нормальную работу. Значит, само
понятие отказа того или иного элемента (в том числе и полупровод-
никового) может быть условным.
Среди всевозможных отказов встречаются и такие, которые свя-
заны с полной потерей работоспособности прибора; в первую оче-
редь это обрывы и короткие замыкания. Под обрывами следует по-
нимать нарушение электрического контакта в тех местах, где он
должен существовать; под короткими замыканиями — самопроиз-
вольное возникновение электрического контакта в тех местах, в
которых его не должно быть.
Обрывы и короткие замыкания можно назвать безусловными отка-
зами, потому что такое изменение свойств прибора неизбежно вы-
зовет отказ любой аппаратуры.
Отказы, связанные с относительно небольшим изменением
свойств элемента, называют условными (или допусковыми); строго го-
воря, они относятся лишь к той конкретной разновидности аппа-
ратуры, в которой это изменение свойств проявилось как отказ.
Таким образом, вопрос надежности элементов электронной
аппаратуры (в том числе и полупроводниковых приборов) необхо-
димо рассматривать следующим образом.
Надежность работы элемента, взятого вне конкретной аппара-
туры, можно оценивать лишь в том случае, если важны только безу-
словные отказы, т. е. случай полной потери работоспособности.
Так как с точки зрения работоспособности конкретной аппа-
ратуры важны обе категории отказов, то проблему надежности эле-
ментов (полупроводниковых приборов) нельзя рассматривать в
отрыве от той или иной электрической схемы, в которой исполь-
зуется (эксплуатируется) данный тип элемента (полупроводнико-
вого прибора).
Поскольку в данном случае надежность элемента (полупровод-
1икового прибора) проявляется в эксплуатации, ее называют
эксплуатационной.
Понятие условного отказа связано с конкретным типом схемы,
поэтому эксплуатационная надежность — это свойство, которое
конкретный элемент проявляет в конкретной схеме.
Следовательно, сам по себе отдельно взятый элемент (полупро-
водниковый прибор) не может обладать теми или иными показа-
телями эксплуатационной надежности.
Действительно, практика показывает, что надежность работы
транзисторов в сильной степени зависит не только от электриче-
ских режимов (токи, напряжения), но и от типа схемы, в которую
этот транзистор включен.
Это можно объяснить следующим образом.
1. Транзистор представляет собой электронный прибор с очень
сильными внутренними связями не только по постоянному и пере-
менному токам, но и по тепловым потокам. Поэтому в транзисторе
легко развиваются всякого рода электрические и тепловые неста-
г
278
шфнарные процессы. Эти процессы приводят к естественному сме-
щению рабочей точки и часто к необратимому и существенному из-
менению его характеристик, вплоть до полной потери работоспособ-
ности.
Большая или меньшая тенденция к развитию таких нестацио-
нарных процессов определяется так называемой пассивной частью
схемы: конденсаторами, резисторами, индуктивностями и т. д.
В зависимости от их величин и взаимного расположения они могут
оказывать стабилизирующее или дестабилизирующее влияние.
Следовательно, вероятность возникновения и развития нестаци-
онарных процессов можно повысить или понизить. В результате
надежность работы изменяется в широких пределах.
2. Очень важную роль играют критерии условного отказа. Так
называют те границы, в пределах которых свойства полупроводни-
кового прибора могут изменяться, не приводя к потере работо-
способности схемы. Разные схемы обладают различной критич-
ностью к степени изменения того или иного параметра. Некоторые
параметры, очень важные для одной схемы, не имеют практически
никакого значения для другой схемы. Так, например, схема высоко-
чувствительного усилителя очень чувствительна к изменению коэф-
фициента шума транзистора, вто же время для схемы электронного
ключа уровень собственных шумов не имеет практически никакого
значения.
3. Каждой схеме присущи свои электрические и тепловые ре-
жимы. Работа при высоких напряжениях и значительных токах,
повышенных мощностях рассеяния и температурах р-и-переходов
резко увеличивает вероятность развития нестационарных процес-
сов.
Таким образом, полупроводниковый прибор и схему примене-
ния связывают:
1) вид и класс схемы;
2) критерий годности (или отказа);
3) электрические и тепловые режимы.
Кроме того, у полупроводникового прибора имеются некото-
рые объективные свойства — начальные величины параметров,
тенденция к их изменению и т. д.
Следовательно, эксплуатационную надежность определяют
четыре фактора, из которых только один является свойством полу-
проводникового прибора.
Первые три фактора относятся к области применения; четвер-
тый — к сфере производства полупроводниковых приборов.
В зависимости от типа прибора, его назначения, областей при-
менения и т. д. программы испытаний и нагрузки могут варьиро-
ваться и указываются в ТУ на конкретный прибор.
Особыми считают испытания:
1) на безотказность и долговечность (сокращенные и длитель-
ные);
2) на сохраняемость (складскую, полевую, при повышенной
температуре и т. д.).
279
Эти испытания являются выборочными, их проводят периоди-
чески; объем выборки и частота проведения испытаний определя-
ются ТУ (подробнее об этих видах в § 10.7).
Несмотря на то что надежность работы полупроводниковых
приборов гарантируется совокупностью всех видов контроля и
испытаний, именно эти два вида называют испытаниями на надеж-
ность.
Первый вид испытаний более сложен, так как связан с использо-
ванием специального оборудования (стендами), с более тяжелыми
режимами (электрическими и тепловыми) и т. д.
Расчет количественных показателей является общим для обоих
видов испытаний. Поэтому в дальнейшем под испытаниями на на-
дежность будем иметь в виду испытания под током в некотором ти-
повом режиме, проводимые на специальных испытательных стендах.
Так как эти испытания осуществляют в сфере производства полу-
проводниковых приборов, их называют производственными, а ре-
зультаты испытаний — производственной надежностью
полупроводниковых приборов.
Производственная надежность не может отождествляться с
эксплуатационной надежностью, так как схема, в которой проводят
производственные испытания, и режимы испытаний существенно
отличаются от эксплуатационных. Самое же главное заключается
в том, что критерии годности (или отказа) при производственных
испытаниях всегда будут более жесткими, чем в большинстве схем
применения. Поэтому количественные показатели производственной
надежности оказываются на один или несколько порядков хуже,
чем показа! ел и эксплуатационной надежности.
Чем лучше проработана схема, чем больше мер принято по ста-
билизации режима, nofc облегчению электрических и тепловых ре-
жимов, по уменьшению влияния изменения параметров, тем боль-
ший разрыв будет между показателями производственной и эксплу-
атационной надежностей.
§ 10.3. РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ОТКАЗОВ
ВО ВРЕМЕНИ. КОЛИЧЕСТВЕННЫЕ
ПОКАЗАТЕЛИ НАДЕЖНОСТИ
Ранее уже отмечалось, что надежность от-
дельного элемента характеризуется количественно как вероятность
его безотказной работы в течение заданного интервала времени.
Если одновременно наблюдать большое количество одинаковых
элементов, работающих в идентичных условиях, то надежность бу-
дет практически совпадать с процентом элементов, оставшихся год-
ными к концу заданного интервала времени. Строго говоря, это бу-
дет не надежность сколь угодно большой совокупности, а только
годность для данной выборки элементов из всей совокупности.
С ростом количества элементов в выборке ее годность будет схо-
диться с надежностью всей совокупности, т. е. надежность является
280
пределом, к которому стремится годность наблюдаемой выборки
элементов, если их число стремится к бесконечности.
Когда известно число элементов, оставшихся годными, нетруд-
но рассчитать процент или долю отказавших элементов к концу
рассматриваемого интервала времени. Если разделить это число
на число часов в интервале времени, то получим среднюю
частоту, или интенсивность отказов X, т. е.
величину, показывающую количество отказов п за 1 ч работы
в предположении, что эти отказы равномерно распределены во
времени.
Допустим, что из 1000 приборов за 1000 ч отказал всего один
прибор. В этом случае получим среднюю интенсивность отказа
1 отказ = 1 О’”6 отказа 10—6 1
1000 приб.*1000 ч. приборо час
Если рассматривать только один элемент, то эта величина (ее
часто называют ламбда-характеристикой) будет показывать, какая
доля полного отказа приходится
в среднем на один прибор за
1 ч его работы.
Согласно статистике отказы
различных деталей и элементов
(включая и полупроводниковые
приборы) практически никогда
не распределяются во времени
равномерно.
Типовая картина распределе-
ния интенсивности отказов во
времени представлена на
рис. 10.1, а; на рис, 10.1,6 вид-
ны три довольно четко разгра-
ниченные области:
/ — область начал ь-
Рис. 10.1
ных отказов, вызванных скрытыми дефектами элементов;
ее называют также областью или периодом приработки. Для
полупроводниковых приборов эта область составляет около
100—500 ч;
// — основная рабочая область, в которой ин-
тенсивность отказов почти постоянна или слабо снижается во вре-
мени. Эта область представляет максимальный интерес;
/// — область ресурсных отказов, в которой
начинается резкое увеличение интенсивности отказов, так как
элементы выработали полностью свой ресурс.
Интервал времени до начала резкого возрастания интенсив-
ности отказов принято называть сроком службы или р е-
с у р с о м.
Таким образом, за время срока службы элемент полностью ис-
черпывает свой ресурс и подлежит немедленной замене новым эле-
ментом.
19 Заказ № 418
281
Изучение многолетней статистики испытаний полупроводнико-
вых приборов показывает, что в пределах 40—80 тыс. ч работы полу-
проводниковые приборы не обнаруживают ресурсного излома харак-
теристик. Следовательно, можно было бы утверждать, что полу-
проводниковые приборы обладают неограниченным сроком службы.
Отметим только, что эффекта ресурсной выработки срока службы
на полупроводниковых приборах не обнаружено и интенсивность
отказов является однозначной характеристикой надежности. Далее
будет показано, что интенсивность отказов X и вероятность без-
отказной работы Р за определенный интервал времени связаны
между собой однозначной зависимостью.
Поскольку величины Р и X связаны однозначной зависимостью,
то часто, говоря о надежности, имеют в виду не вероятность без-
отказной работы Р, а интенсивность отказов X.
Утверждение о неограниченном сроке службы полупроводнико-
вых приборов не подразумевает, что полупроводниковые приборы
вообще не выходят из строя, а лишь свидетельствует об отсутствии
ресурсного срока службы и области ///. Приборы выходят из строя
с постоянной интенсивностью отказов до тех пор, пока во всей вы-
борке не останется ни одного годного прибора.
Средний период безотказной работы одного прибора
Т=1/Х (10.3)
и в приведенном примере Т=106 ч, т. е. один полный отказ набе-
рется на один прибор в среднем за 10е ч.
Так как это должно быть справедливо для каждого из 1000 при-
боров, а некоторые из них должны выйти из строя раныие этого
срока (чтобы интенсивность отказов была постоянной), то какие-то
приборы должны выйти из строя позже этого срока. Такая весьма
приближенная оценка показывает, что если первый прибор вый-
дет из строя в момент времени t = 0, то последний прибор
должен выйти из строя в момент времени t = 2-Ю6 ч. Считая в
году 8750 ч, получим, что последний прибор выйдет из строя, при-
близительно через 230 лет.
Более точное время, в течение которого выходит из строя 50%
поставленных на испытания приборов, характеризуется так назы-
ваемым медианным временем (подробнее с этим понятием познако-
мимся далее).
Возвращаясь к вопросу распределения отказов во времени,
рассмотрим только две области: первую и вторую.
В общем случае для описания распределения отказов во вре-
мени и получения основных характеристик надежности можно
использовать закон Вейбулла. Этот закон удобен тем, что может
быть использован для различных случаев изменения интенсивно-
сти отказов во времени: возрастающей, спадающей и постоянной.
Плотность вероятности отказа при использовании закона Вей-
булла описывается зависимостью
(/—-у)^
ехр — --------—
/(0=r_₽KnYtL'
(10.4)
а
а
282
где а — параметр масштаба; р — параметр формы; у — параметр
положения.
Вероятность отказа определится отсюда как
t
Р' (0=р(0Л=1— ехр
О
Соответственно вероятность безотказной работы
Р(0=1 — Р'(0=ехр
Мгновенная интенсивность отказов
Л(()=Пш 1
v ' AZ-0 ЫР (О Р (/) а
(10.5)
(10.6)
(Ю.7)
Спадание интенсивности отказов во времени характеризуется
параметром р<1. При Р>1 интенсивность отказов возрастает,
при р—1 соответствует распределению Пуассона, или экспонен-
циальному распределению.
Экспоненциальным распределение называют потому, что между
интенсивностью отказов, не зависящей в этом случае от времени,
и вероятностью безотказной работы, имеет место экспоненциаль-
ная зависимость
Р(/)=ехр(—W), (10.8)
где 1=const.
Параметр положения у при этом равен нулю.
Итак, экспоненциальное распределение соответствует
Р=1 и у=0.
Мгновенную интенсивность отказов можно определить из зави-
симости
(10.9)
N — п at
где N— число приборов, находящихся на испытании; п — число
отказавших приборов.
Поскольку обычно соблюдается соотношение n<£N, то
M0=F’? (1010)
При постоянной во времени интенсивности отказов (1=const)
закон нарастания числа отказов будет линейным.
Таким образом, при экспоненциальном распределении число
отказов нарастает линейно во времени:
n(t)—kt. (10.11)
Значения параметров обычно устанавливают экспериментально.
Результаты испытаний того или иного вида продукции наносят
на специальный график, называемый Вейбулловской вероятностной
19*
283
бумагой. На график в двойных логарифмических осях наносят
нарастающим итогом процент отказов в зависимости от времени.
Если точки ложатся на одну прямую, то это соответствует
случаю у=0. Если точки не ложатся на одну прямую, то шкала
времени трансформируется таким образом, чтобы эксперименталь-
ные точки образовывали прямую. Однако практика работы с полу-
проводниковыми приборами показывает, что прибегать к транс-
формации шкалы времени с целью определения величины не при-
ходится, так как точки обычно ложатся на прямую (т.'е. у=0).
Наклон прямой позволяет определить величину р. В боль-
шинстве случаев допущение 0=1 является вполне удовлетвори-
тельным, что позволяет пользоваться при расчетах относительно
простыми соотношениями распределения Пуассона.
Поскольку в общем случае распределение Вейбулла характе-
ризуется переменной интенсивностью отказов, то принимать эту
величину в качестве параметра надежности оказывается неудобным.
В общем случае за параметр надежности для распределения Вей-
булла принимают медианное значение срока службы. Ранее ука-
зывалось, что медианное значение соответствует времени, за кото-
рое выходит из строя 50% приборов, поставленных на испытания.
Медианное значение можно определить из соотношения
fM=Y + (aln2)W. (10.12)
Для распределения Пуассона очень удобным параметром,
характеризующим надежность, является мгновенная интенсивность
отказов X, которая при п
X (/)=&/#=const. (10.13)
При расчетах интенсивности отказов аппаратуры по известной
интенсивности отказов элементов, входящих в нее, вместо произ-
ведения вероятностей безотказной работы (10.1) будем пользо-
ваться суммой интенсивностей отказа:
Xz = Xi + Х2 + Х34- ••• 4-Хт, (10.14)
или для элементов с одинаковой надежностью
Х2=/пХ. (10.15)
Помимо закона Вейбулла и его частного случая — закона
Пуассона—используют и так называемое логарифмически-нормаль-
ное распределение (его анализировать не будем, так как в задачу
учебника входит рассмотрение общих принципов и методики орга-
низации испытаний).
Далее будем пользоваться наиболее простым и широко рас-
пространенным распределением Пуассона. Более общие сведения
можно найти в книгах [35]—[36].
Напомним, что, строго говоря, при любом конечном значении ДО
величина Х(/), определенная из зависимости (10.9) или (10.10),
характеризует годность выборки из N элементов (полупроводни-
ковых приборов). Надежность сколь угодно большой совокупности
284
однотипных элементов является пределом, к которому стремится
годность при Af-*oo.
Далее показано, каким образом результаты, полученные при
испытании выборки из N элементов, могут быть распространены
на всю, сколь угодно большую совокупность элементов.
§ 10.4. ОБРАБОТКА РЕЗУЛЬТАТОВ
ИСПЫТАНИЙ. ПОНЯТИЕ
О ДОВЕРИТЕЛЬНОМ ИНТЕРВАЛЕ
Предположим, что проведены испытания
100 транзисторов в течение 1000 ч. За время испытания было
зафиксировано три случая отказов. Таким образом, наблюдаемая
интенсивность отказов данной выборки может быть охарактери-
зована величиной
3
100-1000
3.10-5 ч-1.
Если брать новые выборки по 100 транзисторов и проводить
все новые и новые испытания (N19 N2i N3, ..и т. д.), то ре-
зультаты .испытаний каждой вы-
борки, видимо, не будут точно Ns N6 n2
повторять друг друга (рис. 10.2). —l“J—1------ш-------1----
Учитывая случайный характер ре-
зультатов первых испытаний, мож- Рис. 10.2
но предположить, что последующие
испытания должны показывать как лучшие результаты (меньшее
количество отказов), так и худшие (большее количество отказов).
Однако указать точное значение истинной интенсивности отка-
зов, характеризующее всю совокупность, невозможно.
Подобная задача возникает и при обработке результатов изме-
рений. Проведя ряд измерений, например, длины какого-либо
предмета, вычисляют среднее значение по всем результатам изме-
рений и абсолютную величину ошибки.
Истинное значение длины LHCT оказывается в пределах некото-
рого интервала от (Lcp + AL) до (Lcp— AL). При этом точно знаем
о существовании отличной от нуля вероятности того, что значе-
ние LHCT не попало в этот интервал. Вероятность того, что зна-
чение LHCT все же попало в рассчитанный интервал, называется
степенью достоверности полученных результатов.
Аналогичным образом обрабатываются и результаты испытаний
на надежность.
По результатам данного испытания рассчитывают так называе-
мый доверительный интервал, который представляет собой
совокупность значений интенсивностей отказов, заключенных
между некоторыми вычисленными значениями Хтах и Xmin. Значе-
ние Imin — это наиболее выгодный случай, значение Хтах — наи-
более невыгодный.
285
Предположим, что расчет проведен для степени достоверности,
равной 0,9 (наиболее часто встречающаяся величина). Это значит,
что при очень большом количестве повторяющихся испытаний 90%
результатов должно уложиться в указанные пределы (закон боль-
ших чисел). Для отдельного испытания смысл доверительного ин-
тервала состоит в следующем: вероятность того, что истинное зна-
чение интенсивности отказов, характеризующее всю совокупность,
лежит в этом интервале, равна 0,9.
Если необходимо повысить степень достоверности для этого же
самого испытания, например до 0,95, то рассчитывают новые гра-
ницы доверительного интервала. Очевидно, в этом случае довери-
тельный интервал должен
быть несколько шире. Если
понизить степень достовер-
ности, например до 0,6, то по-
лучим более узкий довери-
тельный интервал.
Чем выше степень досто-
верности, тем шире довери-
тельный интервал, рассчитан-
ный при обработке резуль-
05ъем испытаний, прийоро-часы
татов единичного измерения.
Рис. 10.3 Иными словами, попасть на-
верняка (степень достовер-
ности, равная 1,0) удается только в очень большую мишень. Чем
большая вероятность промаха допускается, тем меньше могут быть
размеры мишени. Если увеличить число выстрелов, то даже и в
малую мишень можно попасть с довольно высокой степенью
вероятности. С увеличением числа выстрелов возрастает вероятность
попадания в мишень неизменных размеров. В этом же случае мож-
но уменьшить размер мишени при неизменном значении вероят-
ности попадания.
Увеличение числа выстрелов аналогично увеличению объема
испытаний. По размерности интенсивности отказов
[Х]=____^аз .
приборо-час
можно сделать вывод, что объем испытаний определяется прибора-
часами, т. е. произведением числа приборов, прошедших испытания,
на длительность испытаний.
Чем больше объем испытаний (в прибрро-часах), тем ближе
годность к истинному значению интенсивности отказов, характе-
ризующему всю совокупность.
При заданной степени достоверности (например 0,9)' ширина
доверительного интервала при безграничном увеличении объема
будет сходиться к истинному значению (рис. 10.3).
Итак, проведя испытание того или иного объема по величине
годности испытанной выборки, можно рассчитать значения Xmax и
Xmin, между которыми заключено Хнст, характеризующее всю
286
совокупность. Если полагать, что доверительный интервал рас-
считан для степени достоверности Р* = 0,9, то имеется около 10%
шансов за то, что данная величина не попадет в этот доверитель-
ный интервал.
Если принять равновероятными как плюсовые, так и минусо-
вые отклонения, то в пяти случаях из 100 Лист > ЛШах и в пяти
случаях из 100 Лист < Xmin.
Если Лист < Липп, то это означает, что качество (надежность)
продукции выше лучшего расчетного. С этой точки зрения ниж-
няя граница не интересует потребителя. Зато для него будет крайне
нежелательным, если окажется, что Лнст > Лтах. Обработка ре-
зультатов испытаний показывает, что риск потребителя получить
продукцию, надежность которой хуже нижнего гарантируемого
уровня, составляет 5%. Следовательно, ограничение с двух сторон
особого смысла не имеет. Целесообразнее рассчитывать только наи-
худший случай, т. е. Лтах.
При этом рассчитывают только одну границу; степень достовер-
ности в этом случае показывает вероятность того, что истинное зна-
чение меньше Лтах. При степени достоверности Р* = 0,9 вероят-
ность того, что потребитель получит продукцию хуже этого ниж-
него уровня, составит уже 10%.
Условные графики, показывающие распределение вероятностей,
представлены на рис. 10.4 (а — для двустороннего ограничения;
б — для ограничения по максимальному значению).
В иностранной (американской, английской) литературе вели-
чину Лтах обозначают символом LTPD (Lot Tolerance Percent Defe-
ctive), что значит «допустимый процент дефектных приборов в пар-
тии», т. е. эта величина представляет собой наибольший (наихуд-
шее значение) ожидаемый процент отказов в однотипных постав-
ляемых партиях приборов, рассчитанный по результатам испыта-
ния выборки, взятой из одной из партий.
По закону больших чисел годность 90% таких партий должна
оказаться меньше (т. е. лучше), чем Лтах (ETPD), а годность 10%
партий—больше (т. е. хуже).
Основные математические зависимости для расчета Лтах доста-
точно сложны, и нет смысла их приводить, так как для -типовых
случаев составлены таблицы и построены номограммы (кото-
рые рассмотрены далее).
287
§ 10.5. ОЦЕНКА КАЧЕСТВА
ПРОДУКЦИИ НА СООТВЕТСТВИЕ
НОРМАМ ТЕХНИЧЕСКИХ УСЛОВИЙ.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ОБЪЕМА ВЫБОРКИ
Практически в сфере производства полу-
проводниковых приборов часто приходится решать не прямую, а
обратную задачу.
Нормами технических условий (ТУ) устанавливается наихуд-
шее допустимое значение интенсивности отказов (Xmax, LTPD).
При проведении испытания, показывающего, что выпускаемая
продукция соответствует этому требованию и, следовательно, мо-
жет быть отгружена потребителю, порядок работы следующий:
1) взять некоторую выборку из готовой продукции;
2) провести испытания и определить годность данной выборки;
3) по величине полученной годности рассчитать значение Хтах;
4) сравнить расчетное и заданное значения Хтах;
5) в случае, если ХтахРасч<^тах зад, продукция подлежит от-
грузке, если Хтах расчетах зад, ТО ПрОДуКЦИЯ бракуется И ВОЗВра-
щается в цех на перепроверку. Возможность дальнейшего исполь-
зования таких забракованных партий регламентируется ТУ,
ГОСТами или другими документами.
Определим объем выборки, т. е. число приборов в ней.
Предположим, что длительность испытаний определена в 1000 ч.
Возьмем выборку в 10 приборов. Допустим, что за время испыта-
ний в этой выборке имеет место один отказ. Это значит, Что годность
данной выборки
Чксп---------=Ю-4 Ч-1.
эксп 10-1000
Рассчитываем по соответствующим номограммам 1тахраоч (как
это делается, будет показано далее):
^тах расч == 4 • 10 Ч
Для выборки в 10 приборов и минимального числа отказов (1 от-
каз) получить меньшее значение %таХрасч не удается. При полном
отсутствии отказов можно утверждать, что продукция лучше, чем
та, которая характеризуется величиной, полученной для одного
отказа. Однако во сколько раз лучше, этого определить нельзя.
Чем выше качество и надежность продукции, тем меньшая ве-
личина годности должна быть получена в ходе испытаний. Для того
чтобы это было реальным, необходимо увеличить объем испытаний
или за счет увеличения длительности испытаний, или за счет уве-
личения объема выборки. Строго говоря, эти два метода неэкви-
валентны. При увеличении длительности относительно краткосроч-
ных испытаний (порядка 500—1000 ч) изменяется относительное
значение начального участка, характеризующегося повышенной
интенсивностью отказов. Поэтому, как правило, изменяя объем
испытаний, варьируют не длительностью, а объемом выборки.
288
Таким образом, чем выше контролируемое качество и надеж-
ность продукции, тем больший объем выборки необходимо брать
для испытаний. Для каждого гарантируемого нижнего уровня
(^шах зад) имеется некоторое минимальное значение объема выбор-
ки. Для минимального объема выборки допустимое (приемлемое)
количество отказов в ходе испытаний также минимально, т. е. рав-
но нулю. Другими слова-
ми, испытания признают
успешными, а продук-
цию—соответствующей ТУ
выборка
Л max расу
только в том случае, если увеличенная .______ н________Н
в ходе испытаний не было выборка ______________________|_
ни одного отказа. Такие ^тахрасу *
испытания обычно называ-
ют безотходными. Рис* 10,5
Увеличивая объем выборки при том же качестве продукции,
увеличиваем тем самым допустимое число отказов в ходе испытаний.
При этом степень достоверности возрастает, а интервал между год-
ностью и наихудшим ожидаемым пределом уменьшается (рис. 10.5).
На основании изложенного можно сделать следующие выводы:
1) чем выше гарантируемое значение надежности (чем меньше
^шахзад), тем больше должен быть объем испытаний (объем испыта-
ний возрастает обратно пропорционально изменению Хтахзад);
2) для данного значения Хтахзад существует минимальное значе-
ние объема выборки, соответствующее безотходным испытаниям;
3) увеличение объема выборки увеличивает достоверность ис-
пытаний;
4) безотходные испытания для той же вероятности их успеш-
ного прохождения требуют большего запаса надежности, чем испы-
тания на увеличенных выборках (при допустимости отходов).
Элемент случайности сильнее выражен в безотходных испытаниях;
5) увеличение объема испытаний требует увеличения затрат на
испытания. Однако это может окупиться за счет некоторых послаб-
лений в технологическом процессе, уменьшающих запас надеж-
ности.
Далее приводятся таблицы, позволяющие определять объем
выборки и допустимое число отказов, необходимые для подтвержде-
ния наихудшего ожидаемого значения требуемого уровня качества
продукции: Хтахрасч < А,тах зад- Таблицы эти составлены для экспо-
ненциального закона распределения отказов (или закона Пуассона)
при постоянной интенсивности отказов во времени.
В табл. 10.1 указаны гарантированные (заданные) значения
интенсивности отказов Хтах в процентах на 1000 ч., которые легко
пересчитываются в принятые в данной книге единицы. Так, напри-
мер, 10% на 1000 ч составляет
Рассмотрим первую колонку (50% на 1000 ч).
289
Таблица 10.1
Объем выборки, необходимый для определения заданной интенсивности
отказов при достоверности 0,9
Допустимое число отказавших приборов Хшах (в % на 1000 ч)
50 20 10 5 2 1 0,5 0,2 0,1
0 5 11 22 45 116 231 461 1152 2303
1 8 18 38 77 195 390 778 1946 3891
2 11 25 52 105 266 533 1065 2662 5323
3 13 32 65 132 333 668 1337 3341 6681
4 16 38 78 158 398 798 1599 3997 7944
5 19 45 91 184 462 927 1855 4638 9275
6 21 51 104 209 528 1054 2107 5267 10 533
7 24 57 116 234 589 1178 2355 5886 11 771
8 26 63 128 258 648 1300 2599 6498 12 995
9 28 69 140 282 709 1421 2842 7103 14 206
10 31 75 152 306 770 1541 3082 7704 15 407
20 54 135 271 541 1353 2705 5410 13 526 27 051
40 — — — — — 4940 9880 24 700 49 400
П р и м е ч а ционально умеь i н и е. 1ьшать При I объем 1спытаь Выбор F 1ИЯХ св си. ;ыше К >00 ч д опускав 2ТСЯ Пр опор-
Для того чтобы подтвердить, что наихудший ожидаемый уро-
вень надежности продукции не хуже 5-10“4 ч”*1, достаточно взять
выборку в 5 полупроводниковых приборов и поставить их на испы-
тание на специальном стенде, обеспечивающем установку и под-
держание заданного электрического режима в течение 1000 ч. Если
за это время не будет ни одного отказа, то результат испытания мож-
но считать положительным, качество продукции не хуже нижнего
заданного уровня и продукцию можно отправлять потребителю.
То же самое можно подтвердить, поставив на испытания 31 при-
бор, если при этом за 1000 ч испытаний выйдет из строя до 10 штук
приборов. Результат испытаний будет отрицательным в том случае,
если число вышедших из строя приборов составит 11 и более.
Элемент случайности в этих испытаниях почти исключен, однако
объем испытаний возрастает при этом более, чем в 6 раз!
С повышением требований в 10 раз (снижение гарантируемого
значения интенсивности отказов до б-Ю^ч*1) объем испытаний
возрастает также почти в 10 раз. Объем выборки для безотходных
испытаний составляет уже 45 штук. Для испытаний при 10 допусти-
мых отказах объем выборки должен составить 306 штук.
С ужесточением требований до 0,1% (10“6 ч-1) объем выборки
увеличивается при безотходных испытаниях до 2303 штук и при двух
допустимых отказах до 5323 штук.
Продолжая таблицу до значений 1(Н8 ч”1, получим, что для под-
тверждения такого уровня надежности пришлось бы проводить
безотходные испытания в течение 1000 ч на 230 000 приборов или
с двумя допустимыми отказами — на 530 000 штук. Такие объемы
290
Т аб л и ц а 10.2
Минимальный уровень качества (AQL), необходимый для обеспечения сдачи 19 партий из 20 предъявленных,
при достоверности 0,9
Допустимое число отка- завших при- боров > . ч—1 max’ 4
5-10—4 2- 10-4 Ь 10—4 5- 10—» 2- 10-» 1- ю-8 5- io-* 2- 10—» 1- ю-«
0 Ы0-ь 4,6-10—6 2,3-10—« 1,1-10—• 4,0-10-7 2,0-10-7 1,0.10-’ 5,0-10-8 2-Ю-8
1 4,4-10—6 2,0.10-5 9,4-10-6 4,6.10-е 1,8-10-в 9,0.10-7 4,5-10-’ 1,8-10-8 9-10-8
2 7,4-10"6 3,4.10-5 1,6-10-5 7,8-10—6 3,1-10-5 1,5-10-5 8,0-10-’ 3,1-10-7 1,5.10-’
3 1,05-10-4 4,4-10-5 2,1-10-5 1,0.10-5 4,1-10-5 2,0-10-5 1,0-io-» 4,1-10-7 1,8-10-7
4 1,23-10—4 5,3-10-5 2,6-10-5 1,3-10-5 5,010—5 2,5-10-5 1,2-10—6 4,9-10-7 2,5.10-’
5 1,38-10—4 6,0-10-5 2,9-10-5 1,4.10-6 5,7-10-5 2,8-10-5 1,4-10-в 5,6.10-’ 2,8-10-’
6 1,56.10-4 6,6-10-5 3,2-10-5 1,6-10-5 6,2.10-е 3,1-10-в 1,55-10-’ 6,2-10-7 3,1-10-7
7 1,66-10-4 7,2-10-5 3,5-10-5 1,7.10-5 6,7-10-5 3,4-10-5 1,7-10-’ 6,7-10-7 3,4-10-7
8 1,81-10-4 7,7-10-5 3,7-10-5 1,8-Ю-б 7,2-10-5 3,6-10-в 1,8-10-’ 7,2-10-7 3,6-10-7
9 1,94-10—4 8,Ь IO-5 3,9-10-5 1,9-10-5 7,7.10-е 3,8-10-5 1,9-10-’ 7,7-10-7 3,8-10-7
10 1,98-10-4 8,4-10-5 4,1-Ю-б 2,0-Ю-б 8,0-10-5 4,0-10-в 2,0-10-’ 8,0-10-7 4,0-10-7
испытаний нереальны и подтверждение высоких уровней надежности
при этом представляет собой очень важную и сложную проблему.
Ранее'отмечалось, что на результаты безотходных испытаний
могут влиять случайные факторы. Действительно, достаточно од-
ного случайного выхода из строя, чтобы результаты испытаний
были признаны неудовлетворительными и вся совокупность прибо-
ров, представленная данной выборкой, была забракована.
Вероятность успешного завершения испытаний тем больше, чем
выше запас надежности.
Рис. 10.6
В табл. 10.2 приведены расчетные значения уровня качества,
необходимого для того, чтобы 19 партий из 20 предъявленных к
приемке успешно прошли испытания. Возможное забракование 5%
партий составляет риск изготовителя.
Для успешной сдачи 19 партий из 20 необходимо минимальное
значение приемлемого уровня качества, обозначаемое символом
AQL (Acceptable Quality Lebel). Средний фактический уровень
качества определяется обычно как средняя годность, полученная
по результатам 20 последовательно проведенных испытаний.
Сравнивая безотходные испытания, испытания при двух и де-
сяти допустимых отказах в первой колонке (5- Ю-4), можно сделать
следующие выводы:
1) успешное проведение • безотходных испытаний требует в 20
раз более высокого уровня приемлемого качества по сравнению с
испытаниями при десяти допустимых отказах и в 7,4 раза по срав-
нению с испытаниями при двух допустимых отказах;
2) это же соотношение выдерживается приблизительно и при
всех других гарантируемых уровнях;
292
3) увеличение объема испытаний в 6 раз позволяет понизить
средний уровень качества приблизительно в 15—20 раз при том же
самом риске изготовителя;
4) в зависимости от принятого допустимого числа отказов сред-
ний уровень качества может меняться в довольно широких преде-
лах, что весьма существенно.
В некоторых случаях можно оговорить одновременно как ве-
личину LTPD, так и величину AQL. В этом случае объем испыта-
ний задается однозначно.
Объем выборки для различной длительности испытаний и сте-
пени достоверности Р* = 0,8; 0,9 и 0,95 можно рассчитать по номо-
граммам, приведенным на рис. 10.6, 10,7, 10.8. По заданным
значениям Хтах и t (длительность испытаний) рассчитываем Kt и
находим объем выборки для того или иного допустимого числа от-
казов С.
С помощью этих же номограмм можно решать и обратную за-
дачу: расчет наихудшего ожидаемого значения интенсивности от-
казов по результатам проведенного испытания (известные вели-
чины: объем выборки, число отказов и длительность испытаний).
Как уже отмечалось, все расчеты, приведенные в данных табли-
цах и номограммах, проведены для экспоненциального закона рас-
пределения (закона Пуассона) отказов во времени. Аналогичные
зависимости можно получить и для закона Вейбулла. Использо-
вание закона Вейбулла дает возможность подтвердить те же уровни
надежности на меньших объемах выборок.
293
В табл. 10.3 приведены размеры выборок для разных значений
Р и разных длительностей испытаний (приемочное число равно 1).
Выбор закона определяется статистикой отказов — только изу-
чение статистики отказов дает возможность сделать заключение о
том, какому закону они подчиняются, а следовательно, какой закон
следует выбрать для организации испытаний и анализа их резуль-
татов.
За рубежом для оценки качества вместо уровня LTPD, являю-
щегося наихудшим ожидаемым значением, иногда использую! толь-
ко уровень AQL.
Для других видов испытаний (механические и климатические
испытания, измерения электрических параметров и т. д.) могут
указываться одновременно обе величины: AQL и LTPD. В этом
случае задается средний и наихудший ожидаемый уровни.
Чем ближе эти величины между собой, тем уже доверительный
интервал, тем больший объем выборки необходим для подтвержде-
ния уровня качества.
Чем больше отличаются уровни AQL и LTPD, тем на меньшем
объеме выборки это может быть подтверждено.
Связь уежду AQL, LTPD, объемом выборки и допустимым
числом отказов (приемочное число) устанавливается табл. 10.4
(закон Пуассона). Объемы выборки вписаны в клетки таблицы, а
допустимые количества отказов поставлены в узлах сетки. Уровни
с одинаковым допустимым количеством отказов сведены в диаго-
нальные полосы.
294
Таблица 10.3
Минимальные размеры выборки, необходимые для обеспечения (с 90 %-ной доверительной вероятностью)
максимального значения интенсивности отказов, усредненной за период от 0 до 1000 ч при установленных значениях
вейбулловского параметра 0 и периода испытаний
Приемочное число равно 1 Размеры выборок (в штуках) для различных максимальных значений интенсивности отказог., усредненной за период от 0 до 100 0 ч (в % на 1000 ч)
3 Период испы- таний, ч 20 15 10 7 5 3 2 1,5 1 0,7 0,5 0,3 0,2 0,1
1000 18 25 38 55 77 129 195 258 390 555 778 1298 1946 3891
1,о 667 27 38 57 83 116 194 293 387 585 833 1167 1947 2919 5837
333 54 75 114 165 231 397 585 774 1170 1665 2334 3894 5838 11 673
3/4 667 25 34 52 75 105 175 265 350 529 753 1055 1760 2638 5274
333 41 57 87 126 176 294 445 588 889 1265 1774 2959 4435 8868
2/3 667 24 33 50 73 101 '170 256 339 512 728 1020 1701 2550 5099
333 38 53 80 115 161 269 406 537 812 1155 1619 2700 4048 8094
1/2 667 23 31 47 68 95 158 239 316 478 680 953 1590 2384 4766
333 32 44 66 96 134 224 338 447 676 962 1348 2249 3371 6740 '
1/3 667 21 29 44 63 89 148 224 ' 296 447 636 891 1486 2228 4455
333 26 37 55 80 112 187 282 373 563 801 1123 1873 2807 5612
1/4 667 20 28 43 61 86 143 216 286 432 615 861 1437 2154 4307
333 24 33 51 73 102 170 257 \ 340 514 . 731 1024 1708 2562 5121
ю Примечание. Для периода испытаний 1000 ч размеры выборок при всех значениях В те же самые, что и при 6=1
§ (для 1000 ч).
Рассмотрим два примера.
1. Задано: AQL=6,5% и* LTPD = 15%
Xmax=15% на 1000 ч или 1,5-10~4).
На пересечении соответствующей строки
объем выборки равен 100 штук, допустимое
2. Задано: AQL-6,5%; LTPD — 20%.
(что соответствует
и колонки находим:
число отказов— 10.
Таблица ЮЛ
задаем объем испытаний и допустимое количество отказов.
296
§ 10.6. КЛАССИФИКАЦИЯ ОТКАЗОВ.
РОЛЬ КРИТЕРИЕВ ГОДНОСТИ
В ОЦЕНКЕ РЕЗУЛЬТАТОВ
Как отмечалось ранее, отказы можно клас-
сифицировать на две группы:
1) безусловные (катастрофические) отказы — обрывы и корот-
кие замыкания;
2) условные (допусковые) отказы, т. е. отказы, связанные с мед-
ленным изменением какого-либо параметра и уходом его за услов-
ную границу годности.
Первая группа — это отказы, приводящие к выходу из строя
любую аппаратуру, поэтому их Называют безусловными.
Вторая группа отказов представляет собой изменение электри-
ческих параметров за пределы некоторого их значения, при котором
происходит частичный или полный выход из строя электронной
аппаратуры. Каждая схема имеет свой перечень и критическое зна-
чение этих параметров. Это свидетельствует об условном характере
данного вида отказов и о том, что с точки зрения работы в аппара-
туре сам полупроводниковый прибор не имеет показателей надеж-
ности.
Организация испытаний в сфере производства полупроводни-
ковых приборов требует однозначного выбора критериев годности,
что придает еще более условный характер критериям годности
и отказам, так как при этом они ни прямо, ни косвенно не связаны
с работоспособностью аппаратуры.
Потеря работоспособности, а точнее, полная потеря работоспо-
собности представляет собой безусловный отказ. Однако под пол-
ной потерей работоспособности иногда понимают не только обрывы
и короткие замыкания, а также и часть условных отказов, когда
изменение параметра оказывается очень сильным. Рассмотрим,
что означает «сильное» изменение параметра.
Возьмем в качестве примера коэффициент усиления по мощ-
ности транзистора — весьма важный параметр, который довольно
редко встречается в ТУ из-за сильной его зависимости от варианта
схемы и сложности измерения.
Обычно на низких частотах коэффициент усиления по мощности
может составлять сотни и тысячи единиц. При этом условие Кр = I
будет абсолютным пределом использования транзистора в данной
схеме. При Кр<1 усилитель нельзя даже формально назвать уси-
лителем. При Кр>\ усилитель усиливает и, следовательно, работо-
способен, даже если . коэффициент передачи не превышает двух.
Работоспособным можно называть прибор с коэффициентом
передачи мощности даже в несколько единиц. Например, мощные
высокочастотные транзисторы, отдающие мощность в несколько
ватт на частотах в несколько сот мегагерц, имеют коэффициент
передачи мощности порядка трех — пяти и это считается хорошим
показателем. Следовательно, критерии годности должны устанавли-
20 Заказ № 418 297
ваться в каждом отдельном случае, а это значит, что критерии яв-
ляются условными.
Исходя из этих соображений, будем считать полной потерей
работоспособности и относить к безусловным отказам только обры-
Ш
t
Рис. 10.9
вы и короткие замыкания, а
к условным отказам — все
остальные виды отказов.
Практика показывает, что
для большинства транзисто-
ров наиболее характерными
являются не безусловные (ка-
тастрофические), а условные
(допусковые) отказы.
Безусловные отказы чаще
проявляются при испытаниях
и эксплуатации мощных транзисторов, работающих при высоких
плотностях токов и тепловых мощностей. Кроме того, безусловные
отказы являются как бы однозначно понимаемыми явлениями.
Поэтому основное внимание уделим анализу условных отказов.
Допустим, что у транзистора контролируется обратный ток кол-
лекторного перехода /Ко. Значение тока измеряется периодически
Рис. 10.10
с некоторой точностью.
Возможные отклонения от
истинного значения тока
показаны заштрихованной
областью на рис. 10.9.
Примем три возможных
критерия годности: /, // и
///.На рис. 10.9 видно, что
для критерия годности ///
условный отказ по значе-
нию /к0 имеет место в мо-
мент времени Для кри-
терия годности // отказ
возможен, если при измерении
будет иметь места, если ошибка минусовая. При критерии год-
ности / отказа не будет вообще.
Если с изменением критериев годности (или отказа) меняется
число отказов, то меняется, соответственно, и интенсивность от-
появится плюсовая ошибка, и не
казов.
На рис. 10.10 представлен график изменения процента годных
транзисторов за время ♦ испытаний 4000 ч при трех разных
критериях годности. В качестве критериев годности выбрано изме-
нение коэффициента усиления по то$у в схеме с общим эмиттером
на4±30% (/), ±20% (//) и ±10% (///).
^Согласно рис. 10.10 при критерии годности / все транзисторы
выдержали испытание, тогда как при критерии /// (самом жестком)
к концу испытаний остались годными всего лишь около 75% по-
ставленных на испытания транзисторов.
298
Очень сильно зависит интенсивность отказов и от таких усло-
вий испытаний, как мощность рассеяния и температура окружаю-
щей среды. Чем выше температура р-л-перехода диода или транзи-
стора, тем выше скорость процессов-, протекающих на поверхности
и в объеме р-п-перехода, тем более сильного изменения параметров
прибора можно ожидать.
На рис. 10.11 представлены кривые изменения интенсивности
отказов для германиевых транзисторов при трех различных кри-
териях годности (/, II. III). Чем более жесткими являются кри-
терии годности, тем силь-
нее снижается надежность
(возрастает интенсивность
отказов) с ростом темпе-
ратуры.
Рост интенсивности от-
казов в диапазоне рабо-
чих температур может со-
ставлять 10—20 раз и
более.
Таким образом, в зави-
симости от условий испы-
таний одна и та же выбор-
ка, сделанная из одной и
той же партии, может дать резко отличающиеся показатели интен-
сивности отказов. Это будет определяться:
1) электрическими и тепловыми режимами испытаний;
2) составом и количеством параметров, по значениям которых
определяется отказ;
3) критерием годности (жесткостью допусков на изменения пара-
метров).
На основании изложенного следует, что результаты испытаний
в значительной стейени зависят от условий испытаний и критериев
годности.
Современные полупроводниковые приборы имеют очень высокую
надежность. Интенсивность отказов по статистике эксплуатации
составляет в среднем около 10~7 ч-1, а в отдельных случаях
10—9—10-10 ч-1.
Приближая условия производственных испытаний (режимы, тем-
пературы, критерии годности и т. д.) к эксплуатационным усло-
виям, можно получать интенсивность отказов на уровне порядка
10—7 ч-1.
Если записать эту величину в ТУ, то для контроля качества
текущей продукции необходимо испытывать в течение 1000 ч
23 030 приборов при условии безотходных испытаний или же 38 910
приборов при одном допустимом отказе (эту цифру можно полу-
чить из табл. 10.1 при значении X = 0,01% на 1000 ч). Стоимость
этих испытаний составит около 400000 руб.
Такой объем испытаний следует считать нереальным, тем более,
что объем поставок может оказаться меньше объема выборки.
20*
299
При ужесточении критериев годности или условий испытаний
таким образом, чтобы интенсивность отказов возросла на 2,5 по-
рядка и достигла 5 • Ю^ч-1 (5% на 1000 ч), для проведения безот-
ходных испытаний будет достаточно всего 45 приборов, а при од-
ном допустимом отказе — 77 приборов.
Так как продукция остается той же и объективно ее качество
остается неизменным, варьирование условиями испытаний и кри-
териями годности позволяет значительно уменьшить объем испы-
таний.
Итак, в зависимости от выбранных критериев годности и усло-
вий испытаний одна и та же продукция при неизменном ее- объек-
тивном качестве может быть охарактеризована интенсивностью
отказов как 10~“7 ч*”1, так и 5 • 10~5 ч”1.
В данном случае интенсивность отказов нельзя считать коли-
чественным показателем надежности.
§ 10.7. ЦЕЛИ И ЗАДАЧИ ИСПЫТАНИЙ
В § 10.6 говорилось, что если условия испы-
таний, проводимых при производстве полупроводниковых прибо-
ров, максимально приблизить к некоторым усредненным условиям
эксплуатации, то объемы испытаний возрастают очень существенно
и использовать эти испытания для текущего контроля качества
продукции не имеет смысла. Однако преимущество этих испытаний
заключается в том, что они дают в результате количественные пока-
затели надежности, полученные для условий, приближающихся
к эксплуатационным.
Установив более жесткие критерии годности и условия испы-
таний, можно существенно уменьшить объем испытаний, но в
этом случае интенсивность отказов (показатель надежности) бу-
дет носить не количественный, а чисто качественный характер. Эти
испытания благодаря значительно меньшему объему можно исполь-
зовать для текущего контроля.
Таким образом, производственные испытания распадаются на
две группы:
1) контрольные (качественные), проводимые на сравни-
тельно небольших объемах щ в ограниченные интервалы времени
(500—1000 ч). Эти испытания используют для контроля текущей
продукции и проводят периодически (ежеквартально или ежемесяч-
но) или партионно (т. е. на выборках, взятых от одной какой-либо
партии, подготовленной к отгрузке потребителю);
2) определительные (количественные), проводимые на
относительно небольших выборках, но в течение более длительных
интервалов времени (5000—10 000 ч). Целью этих испытаний яв-
ляется определение количественных показателей надежности в
производственных условиях, приближенных к некоторым эксплу-
атационным (будем называть их показателями производственной
надежности).
300
Различие этих видов испытаний определяет разницу и в мето-
дике их проведения.
В первом случае задается техническими условиями так назы-
ваемое гарантированное значение интенсивности отказов. В ре-
зультате испытаний получается значение интенсивности отказов,
называемое годностью данной выборки. Далее, используя задан-
ный уровень достоверности, рассчитываем максимальное ожидае-
мое значение интенсивности отказов и сравниваем это значение с
гарантированным значением интенсивности отказов.
Так как контролируется надежность текущей продукции и из-
готовитель рискует получить и использовать в важнейшей аппара-
туре некачественные изделия, то степень достоверности должна
быть достаточно высокой. В нашей стране и за рубежом эти расчеты
проводят обычно для степени достоверности, равной 0,9.
Во втором случае выявляют в ходе длительных (порядка 1—2
лет) испытаний количественные показатели интенсивности отка-
зов.
По годности ряда выборок, поставленных на испытание, напри-
мер, со сдвигом в 1 месяц, в квартал или полугодие, можно рассчи-
тать следующие количественные показатели производственной на-
дежности:
а) максимальное ожидаемое значение для одной или несколь-
ких выборок;
б) среднее значение.
Максимальное ожидаемое значение в данном случае можно рас-
считывать при более низкой степени достоверности, например,
0,6, но можно (это встречается на практике) и при степени досто-
верности, равной 0,9.
Хотя эти испытания и проводят в условиях, в среднем прибли-
женных к условиям эксплуатации, тем не менее результаты испы-
таний на стендах предприятия, изготавливающего полупроводни-
ковые приборы, нельзя отождествлять с эксплуатационной надеж-
ностью.
Интенсивность отказов в грамотно спроектированных схемах
должна быть, по крайней мере, на порядок ниже производствен-
ной интенсивности отказов. Для конкретных же схем применения
ставят обычно менее жесткие требования на допустимые изменения
параметров. Кроме того, полупроводниковые приборы в таких схе-
мах должны, как правило, работать в режимах более легких, чем
испытательные режимы.
Таким образом, если необходимо рассчитать эксплуатационную
надежность проектируемой электронной аппаратуры, то для этого
не следует использовать показатели производственной надежности.
Наиболее грубой ошибкой было бы использование для расчетов
значения интенсивности отказов, гарантируемой ТУ для контроль-
ных (качественных) испытаний.
. Математическую обработку статистики отказов в случае при-
менения полупроводниковых приборов в конкретных схемах (экс-
плуатационная надежность) осуществляют теми же методами;
301.
как и в предшествующем случае, все расчеты можно проводить
при степени достоверности 0,6.
Под эксплуатационной надежностью понимают не обязательно
статистику отказов, полученную на аппаратуре, выпускаемой се-
рийно и находящейся в эксплуатации у потребителя. В это понятие
включают статистику отказов для всех случаев использования
полупроводниковых приборов в конкретных схемах, узлах, блоках
и макетах аппаратуры, т. е. в отдельных каскадах усилителей низ-
кой или высокой частоты, в ключевых схемах, в гетеродинах и т. д.,
наблюдаемых в лабораториях, при заводских и специальных испы-
таниях и т. д.
Таким образом, при рассмотрении вопросов надежности в зави-
симости от видов испытаний приходится сталкиваться с самыми раз-
личными величинами, называемыми интенсивностью отказов.
Таблица 10.5
Варианты интенсивностей отказов
Виды к
Виды испытаний Годность данной выборки Максимальное ожидаемое значе- ние интенсивно- сти отказов, рассчитанное с заданной до- стоверностью (LTPD) Среднее значение интенсивности отказов по не- скольким партиям (AQL) Гарантируемое по ТУ значение, определенное как LTPD или AQL
Кратковре- менные (контроль- ные) Хк получаем из экспери- мента Хщах ожид. Достоверность 0,9 Рассчитываем и сравниваем с гарантиро- ванным Нет ^тах гарант. Задаемся на уровне 10-4 4-Ю-б ч—1
Длительные (определи- тельные) Хоп получаем из экспери- мента Хоп.ожид. Достоверность 0,6 Рассчитываем Л-оп. средн Рассчитываем Нет
Статистика эксплуата- ции 1 ХЭкс получаем из экспери- мента ^тах экс Рассчитываем ^ср.экс Усредняем Нет
Истинное значение X = lim (среднего значения) при объеме испытаний,
стремящихся к бесконечности.
302
Все варианты интенсивностей отказов, с которыми приходится
встречаться, работая с полупроводниковыми приборами, сведены
в табл. 10.5; их всего девять. Самой грубой и в то же время самой
частой ошибкой является отождествление эксплуатационных по-
казателей надежности, необходимых разработчику электронной
аппаратуры для расчетов (нижняя строка), с гарантируемыми ТУ
значениями интенсивности отказов (верхняя строка, правая ко-
лонка).
Остановимся в этом разделе еще на вопросе об ускоренных ис-
пытаниях.
Не следует путать сокращенные и ускоренные испытания.
Сокращенные испытания — это краткосрочные качественные
контрольные испытания, с которыми читатель уже ознакомился.
Целью же ускоренных испытаний является ускорение получе-
ния результатов количественных определительных испытаний. При
этом имеется в виду, что можно отыскать способ, ускоряющий те-
чение физических и химических процессов в полупроводниковых
приборах в известное число раз. Таким образом, проведя 100-часо-
вые испытания, можно будет сделать вывод о результатах, которые
должны дать при нормальных условиях 10 000-часовые испытания.
Первой в этом направлении была попытка опереться на закон
Аррениуса, устанавливающий связь между скоростью течения хи-
мических реакций и температурой. Первые же эксперименты, про-
веденные в этом направлении, показали, что зависимость между
интенсивностью отказов и температурой, при которой проводятся
испытания, имеется весьма значительная. Однако установить точ-
ные количественные соотношения не удалось до настоящего вре-
мени ни теоретически, ни экспериментально. Разные типы прибо-
ров ведут себя весьма различно. Поэтому остается только один путь
определения коэффициента ускорения: непосредственный экспери-
мент. Каждый тип полупроводникового прибора должен испыты-
ваться по методике обычных определительных и по методике уско-
ренных испытаний. При этом следует сопоставлять результаты,
полученные на выборках, изготовленных по одной и той же техно-
логии. Для получения результатов, дающих возможность устано-
вить количественные соотношения, требуется время не менее
1,5—2,0 лет. Такое же время требуется и для дополнительной про-
верки.
В то же время полупроводниковая техника очень быстро разви-
вается: меняются технологические принципы, основные и вспомо-
гательные материалы, испытательные нормы ТУ. Прибор, выпускае-
мый в настоящее время, практически имеет мало общего с прибором,
выпущенным три года назад. То же самое можно сказать и о
приборах, которые будут выпускаться через два-три года. Это зна-
чит, что результаты, полученные сегодня для приборов более ран-
них выпусков, нельзя распространять без перепроверки на при-
боры сегодняшнего и тем более завтрашнего дня. Для перепроверки
же нужны время и систематическая работа, которая должна дагь
свои результаты, но не сразу, а в течение нескольких лет.
303
Корреляции будут постепенно превращаться во все более точные
количественные зависимости. Однако вряд* ли можно рассчитывать в
относительно короткие сроки решить эту проблему и сделать уско-
ренные испытания средством получения точных количественных
показателей надежности.
Как уже отмечалось, помимо стендовых испытаний под током
на работоспособность (долговечность) представляют значительный
интерес и испытания на сохраняемость параметров и характери-
стик при длительном хранении.
Полупроводниковые приборы могут храниться различными
способами:
1) в аппаратуре на отапливаемых и неотапливаемых складах,
в полевых условиях;
2) в заводской упаковке.
Полупроводниковые приборы в заводской упаковке хранятся
обычно в виде запасных комплектов главным образом на складах
и хранилищах.
Наиболее сложными являются полевые условия хранения, при
которых полупроводниковые приборы подвергаются комплексу
сильно меняющихся климатических условий. В связи с этим про-
грамму заводских испытаний на хранение строят применительно
к хранению на открытом воздухе, но без непосредственного воздей-
ствия на полупроводниковые приборы дождя или снега.
Параметры хранящихся приборов подвергают систематическо-
му контролю. Обработку результатов испытаний проводят так
же, как и при стендовых производственных испытаниях.
В последнее время начинают получать распространение испы-
тания на хранение при повышенной (100—300е С) температуре. Этот
вид испытания можно считать в определенной степени искусствен-
ным, так как в таких условиях полупроводниковые приборы не
работают. В то же время он является попыткой выработать систему
простых и дешевых производственных испытаний и призван в какой-
то степени заменить (или дополнить) сокращенные испытания на
работоспособность (долговечность). ,
Действительно, простота оборудования, необходимого для про-
ведения этих испытаний (термостаты), по сравнению с так называе-
мыми стендами срока службы позволяет существенно увеличить
объемы испытаний. Особенно перспективно это при испытаниях мощ-
ных транзисторов, обладающих высокими уровнями надежности.
Однако эксперимент показывает, что статистика отказов прибо-
боров, хранящихся при повышенной температуре, во многом отли-
чается от статистики отказов при работе под током. Это не дает воз-
можности реализовать перспективу заменить стендовые испытания
хранением при повышенной температуре. Тем не менее вряд ли стоит
терять надежду на возможность более широкого использования
этого вида испытаний.
ГЛАВА ®
Особенности конструирования
измерительного и испытательного
оборудования
для полупроводниковых приборов
Как уже упоминалось в предыдущих гла-
вах, испытательные и измерительные установки для полупровод-
никовых приборов состоят из большого числа радиотехнических
устройств — усилителей, генераторов, источников постоянного
тока и т. п. Вопросы конструирования подобных устройств рас-
сматриваются в курсах радиотехники, промышленной электроники
и др. Поэтому остановимся лишь на вопросах, непосредственно свя-
занных со спецификой испытательного оборудования полупроводни-
ковых приборов, сюда относятся: конструирование контактных
устройств (контактодержателей) для подключения полупроводни-
ковых приборов к измерительной схеме; меры борьбы с паразит-
ными параметрами измерительной схемы; отвод тепла от испытуе-
мого полупроводникового прибора; защита испытуемого прибора
от перегрузок; меры подавления паразитной генерации испытуе-
мого прибора; общие принципы компоновки измерительных устано-
вок и др.
§ 11.1. КОНТАКТОДЕРЖАТЕЛЬ
ДЛЯ ПОДКЛЮЧЕНИЯ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
К ИЗМЕРИТЕЛЬНОЙ СХЕМЕ
Конструкции контактодержателей для под-
ключения полупроводниковых приборов весьма разнообразны. Это
объясняется, с одной стороны, большим количеством типов корпу-
сов полупроводниковых приборов и, с другой стороны, различием
схем и методов измерения. Требования к контактодержателям
часто трудно выполнимы. В ряде случаев контактодержатель пред-
ставляет собой самостоятельный узел измерительной установки,
а во многих высокочастотных измерительных установках является
единым целым с измерительной схемой.
305.
Далее рассмотрим некоторые конструкции контактодержателей
и основные требования к ним.
Наиболее широко распространенная конструкция маломощных
полупроводниковых приборов состоит из герметичного металли-
ческого корпуса и нескольких проволочных выводов, укрепленных
в стеклянных изоляторах и обладающих значительной гибкостью.
Распространенная конструкция контактодержателя, показан-
ная на рис. 11.1, представляет собой диэлектрическое основание 3,
в котором расположено несколь-
f ко тонкостенных металлических
। -Ц трубочек 2 по числу выводов испы-
I .. ц -гл—। У? туемого прибора 1. Торцы трубо-
г Л 1 /J чек располагаются в соответствии
lA/yW с установочными размерами кор-
иг пуса испытуемого прибора. Кон-
§888/ /Ж жГ такт вывода с внутренней по-
>888# Жа \8888 верхностью трубочки обеспечива-
хххЯ ежа ется за счет некотоРого изгиба
>88# трубочки либо за счет веерообраз-
ного расположения трубочек 2
под небольшим углом к продольной
рис ц J оси прибора. Помимо простоты
в изготовлении эта конструкция
обладает следующими преимуществами: выводы измерительной
схемы могут быть припаяны непосредственно к контактным тру-
бочкам, что обеспечивает малые паразитные индуктивности; между
Рис. 11.2
трубочками могут быть расположены металлические пластины 4,
обеспечивающие электростатическую экранировку между вывода-
ми испытуемого прибора.
К недостаткам контактодержателя с использованием контактных
трубочек относится его недолговечность, стенки трубочек истира-
ются торцами выводов испытуемых приборов, так как на торцах
306
выводов имеются острые грани после обрезки и заусенцы, работаю-
щие как резцы.
Недостатком является также нарушение товарного вида про-
дукции после испытания. Выводы приобретают некоторый изгиб
вследствие остаточной деформации, а на поверхности выводов могут
оставаться следы или даже царапины за счет
трения о стенки трубочки.
Более совершенная конструкция контак-
тодержателя изображена на рис. 11.2. В этой
конструкции, как и в предыдущей, на ди-
электрическом основании 3 помещены кон-
тактные трубочки 2. Однако они располо-
жены так, что выводы испытуемого прибора 1
не подвергаются деформации. Прижим выво-
да к внутренней стенке трубочки осуществ-
ляется с помощью специального толкателя 4
в виде тонкого диэлектрического стержня.
Рис. 11.3
Рис. 11.4
Через отверстие в боковой стенке толкатель 4 входит внутрь
трубочки и прижимает вывод к противоположной стенке. Кон-
тактодержатель снабжен поворотным диском 5, который обеспечи-
вает синхронное движение толкателей для обеспечения прижима
каждого вывода. Давление на каждый толкатель передается через
плоскую пружину 6, это обеспечивает независимый прижим каж-
дого вывода.
Описанный контактодержатель более сложен при изготовлении
и наладке, однако он удобен, долговечен и его широко применяют
для контроля продукции в производстве.
На рис. 11.3 изображен эскиз конструкции контактодержателя,
представляющего собой единое целое с измерительной схемой. Эту
конструкцию используют в установке для определения /т транзи-
сторов путем измерения |В| на частоте 100 МГц. Схема установки
рассмотрена в гл. V (рис. 5.23).
Короткое замыкание коллектора и базы на землю осуществляет-
ся с помощью конструктивных емкостей. Выводы испытуемого
307*
прибора прижимаются непосредственно к торцам пластин, обра-
зующих плоский конденсатор на корпус измерительного прибора.
Прижим выводов к контактным площадкам производится пластин-
чатыми диэлектрическими толкателями. Перед установкой испы-
туемого прибора толкатели отводятся вверх с помощью специаль-
ного рычажного устройства. Образуются три прямоугольные щели,
в которые вводят выводы испытуемого прибора. Рычаг опускают,
в результате воздействия пружин каждый толкатель обеспечивает
независимый прижим вывода к контактной площадке.
Рис. 11.5
Приведенная конструкция позволяет свести к минимуму пара-
зитную индуктивность в цепи коллектора и базы испытуемого тран-
зистора, а это в свою очередь позволяет добиться малых погреш-
ностей измерения и обеспечивает устойчивость транзистора в схеме
измерения.
На рис. 11.4 приведена конструкция контактодержателя для
трайзистора 1 с полосковыми выводами 2, расходящимися от кор-
пуса в радиальном направлении.
Неподвижные контактные площадки 3 соединяются со схемой
с помощью отрезков полосковой линии передачи либо они принад-
лежат непосредственно элементам схемы (конструктивным конден-
саторам).
Прижим выводов к контактным площадкам 3 осуществляется
диэлектрическим колпачком 4, который накрывает испытуемый
транзистор сверху.* Давление на колпачок передается подвижным
стержнем 5. Прижимающее усилие приложено строго по оси кол-
пачка, что обеспечивает равномерный прижим всех выводов. Для
дополнительного выравнивания прижимающего усилия кромку
колпачка изготавливают из упругого материала, например, из ре-
зины. Колпачок с прижимающим устройством укрепляют на по-
воротном кронштейне. При смене испытуемого транзистора колпа-
чок отводится вверх и в сторону.
На рис. 11.5 показан эскиз конструкции контактодержателя,
используемого для включения транзистора коаксиальной конструк-
ции 1 в измерительную установку.
Общий электрод-база, присоединенный к центральному диску,
заземляется. Входной электрод-эмиттер присоединяется к централь-
308
ному стержню входной коаксиальной линии, а выходной электрод-
коллектор — к центральному стержню выходной коаксиальной
линии.
Чтобы обеспечить возможность установки и смены транзистора,
входную и выходную коаксиальные линии 2 выполняют так, что
их можно раздвигать. Дисковый электрод транзистора плотно за-
жимается между трубами входной и выходной линии. .Централь-
ный стержень каждой линии делается составным. Неподвижная
полая часть стержня 4 заканчивается пружинящей цангой 6. Один
конец подвижной части стержня 3 помещается в полую неподвиж-
ную часть, другой образует контактную площадку, которая при-
жимается к электроду транзистора. Прижим обеспечивается пру-
жиной 5, помещенной в полости неподвижной части стержня 4.
Электрический контакт между подвижной и неподвижной частями
стержня создается пружинящей цангой 6.
Во многих случаях одновременно с решением задачи об электри-
ческом присоединении полупроводникового прибора к измеритель-
ной схеме приходится решать вопрос об отводе тепла от прибора в
процессе измерения.
Для маломощных приборов проблема отвода тепла или не стоит,
или решается просто. При испытании полупроводникового прибора
в режимах, близких к максимально допустимой мощности рассея-
ния, достаточно обеспечить условия для Свободной конвекции, т. е.
пространство вокруг прибора должно быть по возможности свобод-
ным. Особенно важно обеспечить свободное прохождение потоков
воздуха в вертикальном направлении. Поэтому предпочтительным
является вертикальное расположение передней панели измеритель-
ного прибора, на которой укрепляется контактодержатель с испы-
туемым прибором.,
Проблема принудительного отвода тепла возникает при испы-
тании мощных полупроводниковых приборов.
Применение радиаторов, охлаждаемых за счет свободной кон-
векции, редко встречается в измерительной технике. Недостаток
такой системы охлаждения — большие габариты и значительная
тепловая инерционность теплоотвода.
Большие размеры теплоотвода препятствуют компактному рас-
положению элементов измерительной схемы и контактного устрой-
ства, в результате возрастают паразитные параметры схемы, уве-
личивается вероятность паразитных наводок и т. д. Тепловая инер-
ционность определяется массой теплоотвода.
Медленное установление теплового режима теплоотвода часто
вызывает дрейф измеряемого параметра. Это объективно увеличивает
погрешность измерения. Кроме того, даже незначительный дрейф
показаний измерительного прибора создает у оператора чисто
субъективное ощущение недостоверности результатов.
Размеры теплоотвода и тепловая инерционность могут быть су-
щественно снижены при использовании искусственного потока
воздуха, обтекающего теплоотвод.
Такой прием применяют достаточно часто в лабораторной
309
Рис. 11.6
с помощью водяного теплоотвода
тогда, когда необходимо проводить
практике. В промышленных измерительных установках прину-
дительное воздушное охлаждение используют реже главным обра-
зом из-за сопутствующего шума.
Значительные преимущества по сравнению с другими способами
принудительного отвода тепла имеет водяное охлаждение.
На рис. 11.6 показан эскиз конструкции водяного теплоотвода,
позволяющего получать в испытуемом приборе (генераторный тран-
зистор) мощность рассеяния
100 Вт. При этом расход воды
составляет лишь несколько
литров в минуту. На рис. 11.6:
/ — корпус транзистора;
2 — теплоотвод; 3 — патруб-
ки для ввода и вывода воды.
Охлаждение испытуемого
полупроводникового прибора
имеет преимущество также
испытание при некоторой за-
данной температуре корпуса прибора; например, в случае длитель-
ных испытаний на надежность при повышенной мощности рас-
сеяния в приборе и повышенной температуре корпуса.
При правильной конструкции теплоотвода температура воды,
протекающей по теплоотводу, почти не отличается от температуры
корпуса испытуемого прибора, поэтому достаточно установить тре-
буемую температуру воды. Это достигают с помощью водяного
термостата. Широко применяют, например, термостат ТС-24.
Иногда вместо воды в качестве теплоносителя используют масло.
Правильно сконструированный водяной теплоотвод должен
обладать по возможности малой массой. Это необходимо для сниже-
ния тепловой постоянной времени теплоотвода.
Площадка, контактирующая с испытуемым полупроводниковым
прибором, должна иметь хорошую плоскостность (этот параметр
должен быть, по крайней мере, в 3 раза лучше, чем у испытуемого
прибора). Чистота обработки контактирующей поверхности должна
быть лучше, чем у испытуемого прибора. Обычно требуется чистота
обработки V 6 ч- v 7.
Существенное значение имеет усилие, с которым испытуемый
прибор прижимается к теплоотводу. Давление порядка 300 кГ/см2
приводит к существенному улучшению теплового контакта испытуе-
мый прибор — теплоотвод. Однако в практике испытаний полу-
проводниковых приборов такие усилия применяют сравнительно
редко, опасаясь нарушения товарного вида приборов. Типичные
прижимающие усилия соответствуют удельному давлению порядка
30-50 кГ/см2.
Улучшить тепловой контакт можно введением в контактную
зону вязкой жидкости с хорошей теплопроводностью, но такой при-
ем следует использовать с осторожностью из-за опасности загряз-
нения электрических контактов.
Вопросы конструирования теплоотводов описаны в 135; 36J.
310
§ 11.2. ЗАЩИТА
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
ОТ СЛУЧАЙНЫХ ПЕРЕГРУЗОК
Выход из строя испытуемого полупровод-
никового прибора при проведении измерения может быть связан
со случайной ошибкой оператора, с недостатками измерительной
аппаратуры, а иногда с неправильной организацией измерений.
Во всех случаях выход из строя испытуемого прибора нежела-
телен или вообще недопустим. Например, при проверке параметров
приборов после длительных испытаний на надежность случайный
выход из строя даже одного испытуемого прибора может полностью
исказить результаты этих дорогостоящих испытаний.
Рассмотрим некоторые возможные перегрузки испытуемого
полупроводникового прибора.
Чаще всего встречается ошибка при установлении испытуемого
прибора, когда один из его р-п-переходов оказывается подключен-
ным в прямом направлении к источнику напряжения. Такая ошиб-
ка возможна при измерении обратных токов диодов, а также боль-
шинства параметров транзисторов.
Защита испытуемых приборов заключается в том, что источник
напряжения должен иметь ограниченный ток короткого замыкания.
Величина тока короткого замыкания не должна превышать допусти-
мый прямой ток диода или каждого р-п-перехода транзистора.
Ограничивают ток короткого замыкания путем включения ограни-
чивающего последовательного сопротивления. Когда ограничиваю-
щее сопротивление значительно увеличивает внутреннее сопротив-
ление источника с точки зрения нормального режима работы схемы,
можно применять специальную схему ограничения тока. Пример
такой схемы описан в § 9.2 (см. рис. 9.6).
Для многоэлектродных приборов возможны специфические
случайные включения, приводящие к перегрузке прибора.
Рассмотрим часто встречающиеся перегрузки транзистора при
случайном нарушении контакта базового электрода. В большинстве
измерительных схем транзистор по постоянному току включают
по схеме с общей базой. Ток эмиттера задается от генератора тока,
напряжение на коллекторе — от генератора напряжения. Мощ-
ность рассеяния транзистора в режиме измерения определяется
произведением тока эмиттера (тока коллектора) на напряжение
коллектора. Эта мощность заведомо ниже максимально допустимой
мощности рассеяния.
Если в силу случайных причин контакт базы нарушен, то при
протекании того же тока эмиттера напряжение между электродами
эмиттер — коллектор возрастает до граничного напряжения тран-
зистора t/rp. Величина Uгр может в несколько раз превышать уста-
навливаемое напряжение коллектор — база. Соответственно в не-
сколько раз может возрасти мощность рассеяния в транзисторе, и
прибор может выйти из строй. Кратковременная перегрузка может
возникнуть даже при исправном контактодержателе, если контак-
311
ты к эмиттеру и коллектору в процессе установления прибора бу-
дут осуществлены раньше, чем -контакт к базе.
Для защиты транзистора от перегрузки такого типа в измери-
тельных установках используют так называемые ограничительные
диоды.
Схема включения ограничительных диодов показана на рис. 11.7,
где ГТ — генератор тока эмиттера; ГН — генератор напряжения
коллектора. Группа диодов
Д2, Д3 работает при из-
мерении транзистора типа
п-р-п; группа диодов Д4,
Д5, Д6 — при измерения
транзистора типа р-п-р в
том же контактодержателе.
При нормальном вклю-
чении испытуемого тран-
зистора ограничительные диоды практически обесточены, посколь-
ку напряжение эмиттер — база, хотя и приложено в открыва-
ющем направлении, слишком мало, чтобы отпереть группу из
трех диодов.
При нарушении базового контакта напряжение эмиттер — земля
начинает возрастать, однако этот рост будет ограничен напряже-
нием 1,5-ь2 В, т. е. напряжением на трех открытых диодах. В ре-
зультате испытуемый транзистор будет обесточен.
Значительно сложнее защитить испытуемый полупроводнико-
вый прибор от возможных неисправностей в измерительной аппа-
ратуре. Меры защиты связаны с конкретной схемой и конструкцией
установки, чаще всего эти меры индивидуальны.
Рассмотрим один общий способ защиты. В большинстве случаев
при неисправности в схеме испытуемому прибору угрожает повы-
шенный ток. Поэтому в цепи каждого электрода предусматривают
включение плавкого предохранителя, изготовленного из прово-
локи диаметром 10—15 мкм. Этот предохранитель срабатывает при
токах, меньших, чем предельно допустимые токи испытуемого при-
бора. Такая защита не является универсальной, однако она оправ-
дана в тех случаях, когда необходимо максимально повысить на-
дежность при измерении.
Важным источником перегрузки, особенно маломощных полу-
проводниковых приборов СВЧ является разряд статического элек-
тричества с тела оператора на корпус измерительной установки.
Заряд статического электричества накапливается в результате
трения одежды о кожу человека. В производственных помещениях
обычно поддерживается атмосфера с относительно невысокой влаж-
ностью. Это способствует накоплению статического заряда.
Емкость человеческого тела составляет несколько сотен пико-
фарад. Электростатический потенциал на теле человека может
достигать нескольких киловольт (до 12 кВ). Таким образом,
энергия разряда статического электричества может быть зна-
чительной.
312
В зависимости от условий разряда человек может испытывать
довольно ощутимый удар, заметный укол (иногда разряд не сопро-
вождается болевым ощущением).
Если разряд статического электричества произошел через ис-
пытуемый прибор (рука оператора — один из электродов прибора —
другой электрод прибора — корпус установки), он может выйти
из строя. Опасность представляет протекание разрядного тока че-
рез р-п-переход в запирающем направлении. Лишь небольшая доля
энергии разряда приходится па прибор, остальная часть расходует-
ся на искровой разряд в воздухе.
Энергия, разрушающая полупроводниковый прибор, тем боль-
ше, чем выше сопротивление прибора. Поэтому, в частности, воз-
действию статического электричества особенно подвержены при-
боры со структурой металл — изолятор — полупроводник (МИП).
Воздействие разряда статического электричества обычно выра-
жается в ухудшении обратной характеристики р-п-перехода, по-
явлении утечки в МИП-структурах; реже однократный разряд при-
водит к законченному пробою р-п-перехода в приборе.
В некоторых случаях разряд статического электричества может
обусловливать обрыв в цепи какого-либо из электродов испытуе-
мого прибора. Такой эффект возможен тогда, когда разряд разви-
вается в воздушном промежутке между корпусом и контактной про-
волочкой внутри корпуса прибора. Благодаря малому диаметру
проволочки вокруг нее имеет место область с повышенным элек-
трическим полем, где и начинает развиваться газовый разряд.
Проволочка разрушается под действием бомбардировки ионами;
импульс тока разряда сам не разрушает проволочку.
Защита испытуемого полупроводникового прибора от воздей-
ствия статического электричества связана главным образом не с
конструкцией и схемой измерительной аппаратуры, а с органи-
зацией испытаний и транспортировки полупроводниковых при-
боров.
В лабораторных условиях можно применять простой прием:
прежде чем взять испытуемый прибор, оператор дотрагивается
свободной рукой до корпуса измерительной установки. При этом
статический заряд стекает, после этого можно приступать к изме-
рениям.
В производственных условиях, чтобы исключить случайные
ошибки, используют специальные халаты и специально оборудован-
ное рабочее место. Халат снабжен токоведущими дорожками из
полупроводящей резины. Дорожки начинаются с обшлагов, охваты-
вающих запястья оператора, и заканчиваются на спине. Стул на ра-
бочем месте также снабжен токоведущими дорожками, которые
заканчиваются заземлением. Когда оператор садится на стул, об-
разуется высокоомная (это необходимо с точки зрения техники
безопасности) цепь, обеспечивающая стекание заряда с тела опе-
ратора на землю.
21 Зака-з N0 418
313
§ 11.3. МЕТОДЫ ПОДАВЛЕНИЯ
ПАРАЗИТНОЙ ГЕНЕРАЦИИ
ИСПЫТУЕМОГО ПРИБОРА
В СХЕМЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Содержание настоящего параграфа относит-
ся преимущественно к транзисторам. Большинство типов диодов
ведет себя в измерительной схеме как пассивное устройство. Меры
борьбы с паразитным возбуждением при измерении параметров
туннельных диодов были описаны в § 3.5.
Борьба с паразитной генерацией высокочастотных транзисто-
ров при испытании и измерении их параметров — это одна из наи-
более сложных и недостаточно изученных проблем.
Транзистор представляет собой четырехполюсник, обладающий
усилительными свойствами в широком диапазоне частот.
Важнейшее условие устранения паразитной генерации — сни-
жение внешних обратных связей транзистора во всем диапазоне
усиливаемых частот.
Во-первых, следует по возможности устранить внешние пара-
зитные связи между входом и выходом транзистора по высокой ча-
стоте. Емкостная обратная связь между входными и выходными
цепями устраняется обычно с помощью заземленных экранов, раз-
мещенных в контактодержателе. Паразитную индуктивность в об-
щем электроде транзистора можно уменьшить до величины, сравни-
мой с собственной индуктивностью транзистора, конструктивными
мерами.
Во-вторых, следует обратить внимание на возможность паразит-
ных связей на низких или средних частотах по цепям питания тран-
зистора. Это особенно важно при большой длине подводящих про-
водов. Например, для громоздких установок при испытаниях тран-
зисторов в диапазоне температур и в некоторых других случаях
целесообразно все подводящие провода экранировать. Причем
экранирующие оплетки должны быть заземлены с обоих концов,
чтобы устранить как электрические, так и магнитные связи.
Однако даже при отсутствии внешних обратных связей тран-
зистор в определенных условиях склонен к паразитной генерации
за счет внутренних обратных связей.
Обычно паразитное возбуждение приводит к генерации на резо-
нансных частотах во входной или выходной цепях транзистора.
Широко используемый метод подавления паразитной генерации
сводится к устранению паразитных резонансов в системе. Устра-
нение всех паразитных резонансов невозможно, однако бывает до-
статочно повысить резонансную частоту цепи до значения, лежа-
щего выше максимальной частоты измеряемого транзистора, либо
понизить эквивалентную добротность цепи на частоте резонанса
до нескольких единиц или меньше единицы.
Так, например, в конструкции контактного устройства, пока-
занной на рис. 11.3, конденсаторы, образующие цепь короткого
замыкания, являются частью контактодержателя. Это позволило
314
свести к минимуму паразитную индуктивность в цепи короткого
замыкания. В результате для транзисторов ГТ311 и ГТ313 резо-
нансная частота паразитного контура в выходной цепи оказывается
сдвинутой выше 1 ГГц, т. е. в область частот, где указанные тран-
зисторы уже не обладают усилительными свойствами.
В некоторых частных случаях найдены специфические меры
подавления паразитной генерации. Так, в установке для измере-
ния параметра тн транзисторов ГТ311 и ГТ313 осуществляется
режим холостого хода на входе транзистора при включении его по
схеме с общей базой. Паразитное возбуждение испытуемого тран-
зистора возникает здесь из-за неизбежной проходной емкости, ко-
торая имеет место в корпусе транзистора. Подавление паразитной
генерации осуществляется путем искусственного увеличения ем-
кости с эмиттера на базу до 25—30 пФ. Это несколько ухудшает
условия холостого хода на входе транзистора, но при измерениях
на частоте 5 МГц вносимая погрешность измерения невелика.
Полезный эффект в данном случае достигается за счет допол-
нительного фазового сдвига, действующего в сравнительно широ-
кой полосе частот.
Для более высокочастотных и более мощных транзисторов та-
кой прием недостаточен. Однако паразитную генерацию удается
устранить, если последовательно с конденсатором включить рези-
стор с сопротивлением порядка 20 Ом. Существенно, чтобы пара-
зитная индуктивность цепи конденсатор — резистор была как мож-
но меньше.
Для обоснования схемы подавления паразитной генерации, а
также для обеспечения гарантированной устойчивости транзи-
стора, в схеме измерения может оказаться полезным критерий по-
тенциальной устойчивости транзистора.
Потенциально устойчивым называют такой четырехполюсник,
который остается устойчивым при подключении к его входным и
выходным зажимам произвольных пассивных импедансов. Общий
критерий устойчивости на фиксированной частоте имеет следую-
щий вид:
—— <i. (li.i)
— Re ( )
Транзистор в довольно широкой полосе частот является потен-
циально неустойчивым четырехполюсником. Для анализа устой-
чивости транзистора в конкретной схеме в исследуемый четырех-
полюсник необходимо включить импеданс в общем электроде тран-
зистора (обычно паразитная индуктивность), а также проводимость
между входом и выходом (обычно паразитная емкость схемы).
Транзистор можно превратить в потенциально устойчивый
четырехполюсник, если зашунтировать его выходные зажимы до-
статочно большой активной проводимостью:
GL > (1 j 2>
21*
315
Аналогичным образом, шунтируя входные зажимы транзистора
активной проводимостью, можно'также превратить его в потенци-
ально устойчивый. Величина этой проводимости должна удовле-
творять условию
Гт ReG12j,2i) + lj42y2il
1 ^22
Трудность анализа устойчивости заключается в том, что кри-
терий устойчивости справедлив для одной частоты и приходится
вычислять его многократно, чтобы перекрыть весь диапазон рабо-
-gn> (Н.З)
чих частот транзистора. Для этих расчетов целесообразно исполь-
зовать электронную вычислительную машину.
Для упрощенных расчетов можно применять общий анализ лишь
на резонансных частотах во входной и выходной цепях транзи-
стора.
Один из наиболее эффективных способов борьбы с паразитной
генерацией транзистора в схеме измерения — превращение его в
потенциально устойчивый четырехполюсник во всей полосе частот
с помощью активных проводимостей, шунтирующих входные и
выходные электроды транзистора. В частности, высокая устойчи-
вость транзистора в схеме измерения s-параметров (см. § 4.4) обус-
ловлена тем, что входные и выходные зажимы испытуемого при-
бора соединены с длинными линиями, нагруженными на волно-
вое сопротивление в широкой полосе частот.
В качестве примера на рис. 11.8 изображена схема подавления
паразитной генерации высокочастотных транзисторов, исполь-
зуемая для измерения параметра Во в термокамере. Выводы от эмит-
тера и коллектора выполнены с помощью двух кабелей с волновым
сопротивлением 50 Ом. Сопротивления и /?2, равные также
50 Ом, обеспечивают согласованную нагрузку кабелей в широкой
полосе частот. Выводы от точек а, b и с подключают соответствен-
но в эмиттерное, базовое и коллекторное гнезда измерителя Во. Так
как измерения в этой установке производят на частоте 270 Гц, ем-
кости С\ и С2, равные 0,01 мкФ, не влияют на точность измерения Во.
Для обнаружения паразитной генерации в схеме измерения ис-
пользуют следующие методы.
1. Наиболее надежный способ контроля — использование чув-
ствительного приемника, перестраиваемого в широкой полосе ча-
стот. Вход приемника подключают к коллектору транзистора через
316
небольшую емкость. Низкочастотное возбуждение легко индуци-
ровать с помощью простого осциллографа.
2. Для обнаружения высокочастотной генерации удобно ис-
пользовать магнитную рамку с детектором и чувствительным галь-
ванометром.
Схема рамки показана на рис. 11.9. Рамка представляет собой
один или два витка диаметром порядка 100 мм из жесткого провода.
В качестве детектора применяют любой выпрямительный диод СВЧ,
например, Д601. Гальванометром может служить прибор М-95
с чувствительностью 1—2 • 10“9 A/дел. Рамку подносят к испытуе-
мому транзистору или к элементам схемы. При наличии генерации
гальванометр дает отклонение.
Кроме непосредственных методов контроля, существуют кос-
венные методы определения паразитной генерации.
Обычно постоянные токи коллектора и эмиттера очень близки
друг к другу. При возникновении генерации значения постоянных
токов коллектора и эмиттера могут заметно различаться. Разли-
чие это колеблется от единиц до десятков процентов. При плавном
изменении режима (по току или по напряжению) расхождение то-
ков эмиттера и коллектора обычно наступает скачком.
Косвенный метод определения паразитной генерации заклю-
чается в том, что снимается зависимость измеряемого параметра от
режима. Возникновение генерации проявляется на этой зависи-
мости либо в виде скачка, либо в виде резкого нарушения монотон-
ности кривой.
Иногда паразитная генерация сопровождается беспорядочными
колебаниями стрелки выходного прибора или прибора, контроли-
рующего режим транзистора по постоянному току.
§ 11.4. ОСНОВНЫЕ ПРИНЦИПЫ
КОМПОНОВКИ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ
УСТАНОВОК
Для сложных измерительных и испытатель-
ных установок наиболее целесообразной следует считать блочную
систему компоновки внутри кожуха прибора. Все узлы схемы со-
бирают в отдельные блоки. Блоки монтируют внутри кожуха в
определенном порядке, соединяют между собой электрическими
кабелями и проводами; в результате образуется рабочая установка,
составленная как бы из отдельных кирпичей.
Подобная система имеет следующие преимущества:
1) улучшается взаимная экранировка между блоками. Напри-
мер, генератор и электронный индикатор напряжения, будучи смон-
тированы в отдельных блоках, имеют меньшие паразитные связи,
между собой. В результате уровень внутренних наводок меньше.
Отдельные блоки при необходимости могут иметь самостоятель-
ную экранировку. Например, каждый блок может быть смонтиро-
ван в отдельном металлическом корпусе. В других случаях блок
317
может иметь лишь самостоятельные шасси или панель с открытым
монтажом. Так выполняют, например, блоки питания;
2) существенно упрощается наладка и ремонт аппаратуры. Со-
единения между блоками обычно выполняют с помощью разъемов.
Это позволяет производить наладку каждого блока отдельно, а за-
тем соединять блоки между собой и производить проверку работы
всей схемы в целом. Это же преимущество проявляется при необхо-
димости ремонта установки. С помощью поблочной проверки удает-
ся наиболее быстро обнаружить неисправность и оперативно ее
устранить;
3) широко используется нормализация узлов измерительных
и испытательных установок. Так, например, один и тот же блок
питания, генератор или индикатор могут быть использованы в са-
мых разнообразных установках. Нормализация узлов убыстряет
и удешевляет конструирование новой измерительной и испытатель-
ной аппаратуры;
4) облегчается возможность модернизации измерительного и
испытательного оборудования. Это важно для новой, быстро раз-
вивающейся полупроводниковой отрасли промышленности.
При компоновке блоков в кожухе прибора должен удовлетво-
ряться ряд общих требований. Во-первых, усилительные блоки с
высокой входной чувствительностью необходимо располагать воз-
можно дальше от блоков, которые могут быть источниками помех
(мощные генераторы, силовые трансформаторы, шаговые искатели
и т. п.). Во-вторых, при компоновке блоков следует учитывать теп-
ловой режим установки.
В каждом блоке выделяется определенная мощность. Необхо-
димо обеспечить условия отвода тепла во избежание перегрева от-
дельных узлов и всей схемы в целом. Условия отвода тепла обеспе-
чиваются обычно за счет конвекционных потоков воздуха внутри
кожуха. Чтобы отвод тепла происходил наиболее эффективно,
следует оставлять достаточные промежутки между блоками и стен-
ками кожуха прибора. Чаще всего эти промежутки составляют от
5 до 50 мм.
Важно принять меры для устранения нагрева важнейших узлов
схемы (индикатора, генератора, калибровочных элементов) от бло-
ков с высокой выделяющейся мощностью (выпрямители, стабили-
заторы и т. п.). Этой цели также служит пространственное разне-
сение блоков внутри кожуха. Учитывая, что конвекционные по-
токи нагретого воздуха имеют направление снизу вверх, не следует
располагать мощные блоки под остальными блоками установки.
Для измерительных и испытательных установок, используемых -
на производстве, существенно целесообразное расположение ор-
ганов управления и контрольных приборов на передней панели
прибора. Удачная компоновка передней панели прибора значитель-
но повышает производительность работы оператора. Кроме того,
снижается вероятность грубых ошибок из-за неправильного ис-
пользования ручек управления или неправильного прочтения ре-
зультатов измерения.
318
Регистрирующие приборы, как правило, располагают в верх-
ней части передней панели. Ручки управления и органы коммута-
ции группируют под регистрирующими приборами так, чтобы ре-
гулировка напряжения и ручка переключения пределов измерения
напряжения располагались под прибором регистрации напряже-
ния (то же относится к ручкам регулировки тока).
Регистрирующий прибор для измеряемого параметра должен
быть на самом видном месте. Все ручки регулировки должны быть
доступны. Направление регулировки должно быть строго одинако-
вым: нарастание напряжения и тока должно происходить при вра-
щении ручки по часовой стрелке. Пренебрежение этим правилом
приводит к увеличению вероятности выхода из строя испытуемого
полупроводникового прибора из-за ошибки оператора.
Органы коммутации располагают в зависимости от частоты ис-
пользования; например, наиболее употребимые органы коммута-
ции располагают справа (под правой рукой оператора). Расположе-
ние органов коммутации должно исключать случайное включение
несоответствующего ключа или тумблера. Это означает, что между
рукоятками должно быть достаточное пространство.
Должна быть тщательно продумана система поясняющих
надписей, чтобы исключить неправильное или неоднозначное тол-
кование.
При компоновке элементов на передней панели необходимо учи-
тывать, что приборы коммутации и регулировки (переключатели,
переменные резисторы, ключи и т. д.) обычно являются наиболее
ненадежными элементами установки; поэтому следует предусмо-
треть возможность ремонта и замены вышедших из строя устройств.
ЛИТЕРАТУРА
1. Федотов Я. А. Основы физики полупроводниковых приборов.
Изд. 2, изд-во «Советское радио», 1969.
2. Полупроводниковые диоды, параметры, методы измерения.. Под ред.
Горюнова Н. Н. и Носова Ю. Р. Изд-во «Советское радио», 1968.
3. Транзисторы, параметры, методы измерений и испытаний. Под ред.
Бергельсона И. Г., Каменецкого Ю. А., Николаевско-
го И. Ф. Изд-во «Советское радио», 1968.
4. Источники электропитания на полупроводниковых приборах. Проекти-
рование и расчет. Под ред. Додика С. Д. иГальперина Е. И. Изд-во
«Советское радио», 1969.
5. Нестеренко А. Д. Основы расчета электроизмерительных схем
уравновешивания. Изд АН УССР, Киев, 1969.
6. М и р с к и й Г. Я. Радиоэлектронные измерения. Изд-во «Энергия»,
1969.
7. Зайдель А. Н Элементарные оценки ошибок измерений. Изд-во
«Наука», 1967.
8. К и р е е в П. С. Обработка результатов эксперимента. Учебно-методи-
ческое пособие для дипломников и аспирантов. Изд. МИСиС, 1969.
9. Линник Ю В. Метод наименьших квадратов и основы теории
обработки наблюдений. Физматгиз, изд. 2, 1962.
10. Л е б е д е в И. В. Техника и приборы СВЧ. Изд-во «Высшая школа»,
1970.
11. Б е р л и н А. С., Визель А. А. Методы измерения импеданса кон-
такта диодов с нелинейной емкостью на СВЧ Сб. статей «Полупроводниковые
приборы и их применение». Под ред. Федотова Я. А., изд-во «Советское
радио», вып. 8, 1962.
12. Вайсфлох А. Теория цепей и техника измерений в дециметровом и
сантиметровом диапазонах. Изд-во «Советское радио», 1961.
13. Shockly W. Bell. Syst. Tech. J., v. 28, 1949.
320
14. К у л и к о в с к и й А. А. Линейные каскады радиоприемников. Гос-
энергоиздат, 1958
15. Носов Ю. Р. Физические основы работы полупроводникового диода
в импульсном режиме. Изд-во «Наука», 1968.
16. Носов Ю. Р. Полупроводниковые импульсные диоды. Изд-во
«Советское радио», 1966.
17. Еремин А. С., Мокеев О. К., Носов Ю. Р. Полупроводнико-
вые диоды с накоплением заряда и их применение. Изд-во «Советское радио»,
1966.
18. С т е п а н е н к о И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. Изд-во «Энергия», 1967.
19. Молл Д. Переходная характеристика плоскостных триодов при боль-
ших сигналах. Вопросы радиолокационной техники». № 2, 1956.
20. Н е д о л у ж н о И. Г., Каганов И. Л. Расчет переходных про-
цессов в полупроводниковых триодах методом заряда. Сб. статей «Полупро-
водниковые приборы и их применение». Под ред. Федотова Я. А. Изд-во
«Советское радио», вып. 13, 1965.
21. Джентри Ф. и др. Управляемые полупроводниковые вентили.
Изд-во «Мир», 1967.
22. В а н - д е р - 3 и л А. Флуктуации в радиотехнике и физике. Гос-
энергоиздат, 1958.
23. В а н - д е р- 3 и л А. Флуктуационные явления в полупроводниках.
ИИЛ, 1961.
24. Ку Д и н Р. Д., К о н це в о й Ю. А., С о к о л о в а Е. И. Примене-
ние инфракрасного термографического микроскопа для контроля теплового
излучения мощных транзисторов. Сб. статей «Обмен опытом в электронной
промышленности», № 3, 1969.
25. Scarlett R., Shockley W. Secondary Breakdown and Hot Spot
in Power Transistors. IEEE. Intern. Conv. Record, 1963, v. 11.
26. T а г e p А. С., В а л ь д - П е р л. о в В М Лавинно-пролетные диоды
и их применение в технике СВЧ. Изд-во «Советское радио», 1968.
27. Р о й з и н Н М., Маркович М. И. Измерение тепловых сопротив-
лений мощных транзисторов. «Известия вузов». «Радиотехника», № 3, 1961.
28. К а г а н о в В. И. Транзисторные радиопередатчики. Изд-во «Энер-
гия», 1970.
29. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проек-
тирование и расчет. Под ред. Р. А. В а л и т о в а и И. А. Попова. Изд-во
«Советское радио», 1973.
30. Kirk С. Т. Jr. A theory of transistor cutoff frequency (fT) falloff at
high current densites. IRE. Trans on Electron Devices, 1962, v. ED-9, N 3,
p. 164—171.
31. Мазель E. 3. Мощные транзисторы. Изд-во «Энергия», 1969.
32. Шор Я. Б. Статистические методы анализа и контроль качества и
надежности. Изд-во «Советское радио», 1962.
321
33. Коуден Д. Статистические методы контроля качества. Физматгиз,
1964.
34. Ш т о р м Р. Теория вероятностей. Математическая статистика. Стати-
стический контроль качества. Изд-во «Мир», 1970.
35. Дульнев Г. Н. Теплообмен в радиоэлектронных устройствах. Гос-
энергоиздат, 1963.
36. А г а п о в а М. Г., Гальперин Е. И. Основы тепловых расчетов
полупроводниковых приборов с радиаторами. Сб. статей «Полупроводниковые
приборы и их применение». Под ред. Я. А. Федотова, вып. 14. Изд-во
«Советское радио», 1965-
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр. .
Предисловие....................................................... 3
Введение..................................................... ♦ 4
Глава I. Основные принципы и методы измерения электрических пара-
метров полупроводниковых приборов.............................11
§ 1.1. Метод замещения.............................................11
§ 1.2. Генератор тока и генератор напряжения в технике измерения
полупроводниковых приборов ...................................... 16
§ 1.3. Мостовые методы.................’...........................24
§ 1.4. Методы измерения параметров, представляющих собой отрезки
времени...........................................................26
§ 1.5. Методы, основанные на преобразовании результатов измерения
в цифровой код....................................................30
Глава II. Оценки погрешности измерения параметров полупроводнико-
вых приборов.................................................33
§ 2.1. Классификация погрешностей измерения...................34
§ 2.2. Количественное представление погрешности измерения .... 37
§ 2.3. Суммирование частных погрешностей измерения............40
§ 2.4. Пример оценки погрешности измерительной установки .... 43
Глава III. Измерение статических параметров полупроводниковых при-
боров ........................................................55
§ 3.1. Статические характеристики.............................55
§ 3.2. Статические параметры диодов и транзисторов............63
§ 3.3. Измерения статических параметров диодов и транзисторов ... 68
§ 3.4. Измерение малых обратных токов..........................• 77
§ 3.5. Измерения статических характеристик полупроводниковых прибо-
ров с отрицательным сопротивлением и с «разрывными» характе-
ристиками ........................................................81
Глава IV. Измерение параметров эквивалентных двухполюсника и
четырехполюсника с помощью малого сигнала....................89
§4.1. Малосигнальные параметры полупроводниковых приборов на
низких частотах ................................................. 90
§ 4.2. Методы измерения параметров на низких частотах..............97
§ 4.3. Измерение малосигнальных параметров полупроводниковых при-
боров на высоких частотах .......................................104
323
§ 4.4. Измерение параметров на сверхвысоких частотах................113
Глава V. Измерение параметров эквивалентных схем полупроводнико-
вых приборов .................................................123
§ 5.1. Измерение емкостей полупроводниковых приборов................125
§ 5.2. Измерение последовательных сопротивлений диодов..............134
§ 5.3. Параметры эквивалентной схемы биполярного транзистора . . . 144
§ 5.4. Измерение граничной частоты транзисторов . . ................153
§ 5.5. Измерение базового сопротивления транзисторов................163
§ 5.6. Измерение индуктивностей выводов полупроводниковых приборов 169
§ 5.7. Измерение параметров эквивалентных схем полевых транзисторов 173
§ 5.8. Измерение параметров эквивалентной схемы туннельных диодов 177
Глава VI. Измерение импульсных параметров полупроводниковых при-
боров ..............................................................179
§ 6.1. Импульсные параметры полупроводниковых диодов...181
§ 6.2. Методы измерения импульсных параметров полупроводниковых
диодов........................................................185
§ 6.3. Импульсные параметры транзисторов......................193
§ 6.4. Методы измерения импульсных параметров транзисторов . . . 196
§ 6.5. Измерение импульсных параметров триодных тиристоров . . . 2Q4
Глава VII. Исследования и измерение шумовых параметров полупро-
водниковых приборов...........................................210
§ 7.1. Шумовые параметры двухполюсника и четырехполюсника ... 211
§ 7.2. Измерение шумовой температуры двухполюсника..................213
§ 7.3. Измерение шумовых параметров четырехполюсников на низкой
частоте......................................................... 217
§ 7.4. Измерение коэффициента шума транзисторов на высоких и сверх-
высоких частотах..................................................224
Глава VIII. Исследования и контроль тепловых характеристик полу-
проводниковых приборов...................................... 232
§8.1. Методы измерения электрических параметров в диапазоне темпе-
ратур ............................................................232
§ 8.2. Методы исследования температуры в активной области прибора 234
§ 8.3. Измерение теплового сопротивления............................237
§ 8.4. Испытания на устойчивость полупроводниковых приборов к тем-
пературным воздействиям...........................................249
Глава IX. Измерение параметров генераторных высокочастотных полу-
проводниковых приборов........................................252
§ 9.1. Измерение отдаваемой мощности полупроводниковых приборов,
работающих в схеме автогенератора.................................252
§ 9.2. Измерение отдаваемой мощности, коэффициента усиления и к. п. д.
полупроводниковых приборов, работающих в схеме генератора
с независимым возбуждением...................................... 257
§ 9.3. Измерение параметров структуры и эквивалентной схемы . . . 265
Глава X. Испытания полупроводниковых приборов на надежность . . 272
§ 10.1. Виды испытаний на надежность................................272
§ 10.2. Основные понятия надежности...................... . . . 276
324
§ 10.3. Распределение отказов во времени. Количественные показатели
надежности.........................................................280
§ 10.4. Обработка результатов испытаний. Понятие о доверительном
интервале..............................*..........................285
§ 10.5. Оценка качества продукции на соответствие нормам технических
условий. Определение объема выборки...........................288
§ 10.6. Классификация отказов. Роль критериев годности в оценке
результатов...................................................297
§ 10.7. Цели и задачи испытаний........................300
Глава XI. Особенности конструирования измерительного и испытатель-
ного оборудования для полупроводниковых приборов .... 305
§ 11.1. Контактодержатель для подключения полупроводниковых при-
боров к измерительной схеме ...................................... 305
§ 11.2. Защита полупроводниковых приборов от случайных перегрузок 311
§ 11.3. Методы подавления паразитной генерации испытуемого прибора
в схеме измерения ................................................ 314
§ 11.4. Основные принципы компоновки измерительных установок . . 317
Литература............................................................. 320
ВАДИМ ЛЬВОВИЧ АРОНОВ
ЯКОВ АНДРЕЕВИЧ ФЕДОТОВ
ИСПЫТАНИЕ
И ИССЛЕДОВАНИЕ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ПРИБОРОВ
Редактор Л. А. Романова
Художественный редактор Т. М. Скворцова
Обложка художника В. К. Сидоренко
Технический редактор Т. А. Новикова
Корректор Г. А Чечеткина
Т — 08403. Сдано в набор 3/VI1 1974 г.
Подп. к печати 17/IV 1975 г.
Формат бОхЭО1/^ Бум. тип. № 3
Объем 20,5 печ. л. Усл. п. л. 20,5
Уч.-изд. л. 20,61. Изд. № ЭР—174
Тираг£ 200*00 экз. Цена 95 коп. Зак. 4 18
План выпуска литературы для вузов и техни-
кумов издательства «Высшая школа» на 197 5 г.
Позиция № 162
Москва, К-51, Неглинная ул., д. 29/14.
Издательство «Высшая школа»
Типография изд-ва «Уральский рабочий»,
г. Свердловск» проспект Ленина, 49
ИЗДАТЕЛЬСТВО «ВЫСШАЯ ШКОЛА»
выпустит в свет
в 1976 году
для студентов энергетических, радиотехнических
и электротехнических вузов и факультетов
следующие учебные пособия:
Преображенский А. А. Магнитные материа-
лы и элементы. Учебник. Изд. 2-е, перераб. и доп.
24 л., с ил., 1 р. 09 к. В пер.
В книге изложены основные представления о маг-
нитных свойствах вещества; рассмотрены диамагне-
тизм и парамагнетизм, самопроизвольная намагни-
ченность, доменная структура, теория технической
кривой намагничивания и петли гистерезиса ферро-
магнетиков, антиферромагнетизм и ферримагнетизм;
описаны магнитные материалы, требования, предъ-
являемые к ним, их свойства, методы получения
и т. п.; приведены основные сведения об испытаниях
этих материалов; рассмотрены принципы работы маг-
нитных элементов, применяемых в автоматике, вы-
числительной технике, технике СВЧ и др.
Предназначается для студентов радиотехнических
и электротехнических вузов и факультетов.
Орешкин П. Т. Физика полупроводников и ди-
электриков. Учебное пособие. 34 л., с. ил., 1 р. 44 к.
В пер.
В книге изложены: общие свойства микрочастиц,
элементы зонной теории твердых тел, статистика
электронов и дырок в полупроводниках, кинетические
явления в полупроводниках, неравновесные носители
заряда, поверхностные и контактные явления в полу-
проводниках и диэлектриках, физика электронно-ды-
рочных переходов, ионная электропроводность и ми-
грационная поляризация в полупроводниках и
диэлектриках, йюляризация диэлектриков и полупро-
водников в переменном поле и диэлектрические по-
тери, влияние излучений на полупроводники, и ди-
электрики, некоторые вопросы физики микросхем.
Предназначается для студентов радиотехнических
и электротехнических вузов и факультетов.
Боярченков М. А., Черкашина А. Г. Магнит-
ные элементы автоматики и вычислительной техники.
Учебное пособие. 27 л., с ил. В пер.
В книге изложены основы электромагнитной техни-
ки: теория ферромагнетизма, физические законы,
используемые для расчета магнитных цепей, стати-
ческие и динамические характеристики ферромагне-
тиков, магнитные материалы и т. д.; рассмотрены
магнитные элементы для физического преобразова-
ния сигнала, элементы для переработки и хранения
информации в аналоговой форме и в цифровой фор-
ме; даны примеры расчета.
Предназначается для студентов энергетических,
электротехнических и радиотехнических вузов и фа-
культетов.
Уважаемые читатели!
Издательство «Высшая школа» выпускает для вас
учебники, учебные и методические пособия.
Подробнее познакомиться с нашей учебной лите-
ратурой вам поможет аннотированный план изда-
тельства на 1976 год (вузы и техникумы), который
имеется в книжных магазинах.
Предварительный заказ на книги можно оформить
в магазинах книготорга или потребительской коопе-
рации.