Расчет узлов радиоприемных устройств: Учебное пособие к практическим занятиям и курсовому проектированию по курсу "Радиоприемные устройства" - Протопопов А.С., Русских Н.П., Выборный В.Г., Данич Ю.С., Ключарев М.Ю., Никитина И.Н.

Author: Протопопов А.С. Русских Н.П. Выборный В.Г. Данич Ю.С. Ключарев М.Ю. Никитина И.Н.
Tags: электроника радиотехника электротехника радиоприемники радиопередающие устройства учебное пособие
ISBN: 5-7035-1143-7
Year: 1993
Similar
Радиоприемные устройства
Радиоприемные устройства. Учебное пособие
Проектирование радиоприемных устройств
Сборник задач и упражнений по курсу «Радиоприемные устройства»: Учебное пособие
Text
                    КОНТРОЛЬНЫЙ листок
СРОКОВ ВОЗВРАТА
КНИГА ДОЛЖНА БЫТЬ
ВОЗВРАЩЕНА НЕ ПОЗЖЕ
УКАЗАННОГО ЗДЕСЬ СРОКА
К^ляч. пред, выдач. 

1*^714 Ги /1
2&.
ZJO. ш ,
& щюг<$
3 ТМО Т. З.ВОО.ООО 3. 2622—90
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ РОССИЙСКОЙ федерации
ПО аМЦЕМУ ОБРАЗОВАНИЮ
МОСКОВСКИЙ ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКОЯВРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ
РАСЧЕТ УЗЛОВ РАДИОШММНЫл УСТРОЙСТВ
X
Учебное пособие
к практическим занятиям и курсовому проектированию
по курсу "Радиоприемные устройства"
Под ред. проф. А.С, Протопопова
seamed by
Kulagin Artem
www.08xoolagin.ru
Утвервдено
на заседании реда света
15 октября 1992 г.
С.
Ч А И
-------. --____•
Москва
Издательство kIAI-5
I9U3

Автора: ВД*. Выборшй (гл» I* 4), D.C. Дания (гл. 4, 5» 6),
М.Ю. Ключарев (гл. 3), И.Н. Никитина (гл. 2, 5), А.С. Протопо-
пов (гл. 1-7), Н.П. русских (гл. 7).
Расчет узлов радиоприемных устройств: Учебное пособие к прак-
тическим занятиям и курсовому проектированию по курсу "Радиоприем-
ные устройства" / В.Г. Шборшгй, Ю.С. Дания, MJ0. Ключарев и др.;
Под рад. А,С. Протопопова, -Н.: Изд-во МАИ, 1993.-84
Приводятся основные сведения об узлах И1рУ, расчетные соотно-
шения, рекомендуемый порядок расчета в таблицы варьируемых данных,
позволялаие индивидуализировать задания и легко проверять правиль-
ность результатов.
Задания рассчитаны на "о&чяые" методы расчетов без примене-
'ния ЭВМ. Это позволяет акцентировать внимание на физическом и тех-
ническом существе задач и порядке получаешх результатов.
Данное учебное пособие тесно связано по тематике с учебником
"радиоприемные устройства" под ред. АЛ/Жуковского (изд-во Выс-
шая школа, М., 1989) и макет рассматриваться как практическое до-
полнение к нему, а отчасти и как развитие и углубление материалов
этой книги.
Предназначено для студентов основных радиотехнических спе-
циальностей при выполнении ими практических занятий и курсового
проектирования по курсу "Радиоприемные устройства".
Рецензенты: В.Г. Сергеев. В.Н. Хахалкин
пан 5*7035-ii*5-7	(С) Московский авиационный институт, 1993
I. РАСЧЕТ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ И КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА ПРИЕМНИКА
1Д. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ> опрдасвдия, РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ> СХЕМЫ
Реальной чувствительностью Рс,р называют мощность сигнала,
отдаваемую антенной на вход радиоприемного устройства, при кото-
рой на выходе линейной части приемника (ЛЧП) обеспечивается задан-
ное соотношение мощности сигнала к мощности шума 4*(Я/4к
Соотношение р имеет определенную величину для приемников различ-
ного назначения (радиовещательных, телевизионных, связных, радио-
локационных и т.д.). Так, например, в радио и телевещании для
хорошего качества принимаемых передач величина лежит в пределах
нескольких десятков единиц, при приеме речевой информации (в ра-
диовещании и связи) - нескольких единиц, а при приеме телеграфных
сигналов на слух - близка к единице. Для радиолокационных приемни-
ков эта величина определяется на основе заданных вероятностей пра-
вильного обнаружения и ложной тревоги по характеристикам обнаруже-
ния или по формулам.
Реальная чувствительность определяется выражением
%- + ° <1Л>
где k = 1,38’10"^ ДжД - постоянная Больцмана; Т& = 293 К (*300К)
- абсолютная "комнатная" температура* Пы - шумовая полоса приемни-
ка, Гц; - коэффициент шума приемника; Тй - эквивалентная шумо-
вая температура антенны, К.
Коэффициент шума показывает, во сколько раз мощность шумов
на выходе ЛЧП (четырехполюсника), обусловленных всеми причинами
(источником сигнала я приемником), больше мощности шумов на выхо-
де, обусловленных шумами источника сигналов*
Кроме шумов приемника, существуют шумы антенны, обусловлен- .
ные атмосферными шумами, шумами Галактики, тепловым излучением
Земли, потерями в антенне. Они зависят от частоты сигнала, угла
места, направления на различные участки Галактики, ширины диаграм-
мы направленности (ДН). Т* уменьшается с уменьшением ширины ДН
и с увеличением угла места* Количественно шумы антенны характери-
3
зуютоя эффективной шумовой температурой антенны 7"А или относитель-
Г
яой шумовой температурой = -=г'* Численно Т равна абсолютной
о
температуре активного сопротивления. равного сопротивлению излуче-
ния антенны , мощность тепловых шумов которого равна суммарной •
мощности шума, отдаваемой антенной в приемник. лежит в преде-
лах 50 t- 4-I0J К* Минимальной Гд обладают большие остроиаправлен-
ные антенны наземных станций. Антенны на борту летательных аппа-
ратов имеют 7 = (500...2000) К.
При использовании в радиоаистеме "сложных” сигналов, напри-
мер с фазово - кодовой манипуляцией (ФКЮ или линейной частотной
модуляцией (ЛЧМ) в импульсе и последующей оптимальной (или квази-
оптимальной) обработкой с накоплением энергии сигнала, требуемое
соотношение у может быть уменьшено вйГ раз, где В - база сложно-
го сигнала:
здесь - ширина спектра сигнала; Т - длительность сигнала.
Для ФКМ-сигнала, состоящего из Af дискретных посылок, В = М ;
для ЛЧМ^сигнала длительностью Т с девиацией частоты
Для простых импульсных сигналов (без модуляции в импульсе)23 — I*
Величина шумовой полосы приемника формируется самим узкопо-.
лооным трактом ЛЧП - усилителем промежуточной частота (УПЧ).
Если УПЧ представляет собой многокаскадный усилитель с одиночными
резонансными контурами в каждом каскаде,/7^1,1 (где -
полоса пропускания УПЧ), если в УПЧ применен фильтр сосредоточен-
ной избирательности (ФО), то можно считать /7ы
Радиоприемное устройство, как правило, представляет собой
совокупность активных и пассивных шумящих четырехполюсников, вклю-
ченных каскадно. Каждый из них имеет свой коэффициент шума
Для активного четырехполюсника коэффициент передачи (усиления)
мощности I, для пассивного четырехполюсника I (иногда его
называют коэффициентом полезного действия (КПД), обозначая ) и
Величина, обратная КПД, носит название "потерь" пассивного уст-
ройства или "затухания" L =“>!. Коэффициент шума пассивного че-
тырехполюсника может быть рассчитан по формуле
Г
Ч^с=	(1.2)
D
где Г - реальная физическая температура пассивного четырехполюс-
ника.
4
Из (1.2) видно, что пумы, вносимые папсивной цепью, умень-
шаются о уменьшением в ней потерь (с увеличением ее КПД) и с
уменьшением ее физической температуры (например, охлаждением
жидким азотом, = 77 К). При Гр = Тд
Шумовые свойства шумящих четырехполюсников оценивают кроме
коэффициента шума также эквивалентной шумовой температурой Гщ ,
до которой следует дополнительно 11 нагреть" активную составляющую
выходного сопротивления (проводимости) источника сигнала для по-
лучения на выходе при идеальном нешумящем четырехполюснике такой
же мощности шумов, как и при реальном шумящем.
Между /С и Т существует однозначная связь:
flf	Ш

(1.3)
Если известна шумовая температура узла или устройства ,
коэффициент шума К подсчитывают по формуле
К =	j + i	(1.4)
hl Т	hl’
' G
где t - относительная шумовая температура устройства (так как/^-
= тоее иногда называют "избыточным коэффициентом шума").
Для каскадного соединения из к шумящих четырехполюсников
коэффициент передачи мощности, коэффициент шума и п^мовая темпера-
тура будут
п
К ~ R
Р i-1
К = К *
hi
рг1
Kutl ~1
. + ----- -
л-т
П к .
1=1 р'
т
' мя.
(1.5)
(1.6)
id	' ’' ’	г .
??	Д *pt
Часто в справочной литературе коэффициенты передачи
. и шума выражают в децибелах (дБ):
О* J f A*J Ъ
(1.7)
модности
Т = Т+
^2	1
Т
U2
При каскадном соединения из ft четырехполюсников £ . дБ =
я	*
=,?,WE-
Следует иметь в виду, что в формулы (1.2) - (1.7) величины
нужно подставлять в "разах1'_
5
В соответствии с (1,6) коэффициент шума приемника с неохлаж-
даемым входным устройством
г -J -(К	+-^l1
W	ft
*	7 pypy
К К
р урч р
(1.8)
где - потери во входных цепях приемника.
Здесь под входным устройством понимаются вое пассивные уст-
ройства до первого усилительно-преобразовательного каскада (ан-
тенно-фидерный тракт (афт), антенный переключатель (ап), разряд-
ник зашиты приемника (рзп), ограничитель (огр) и фильтр (фл):
^йфт ^ая ^рзп ^огр ^(рл
иди. в децибелах
L6x.4>9s"	+ lm-9s+ LorP-9B + L<p„>9s-
Ветчины t	£ имеют порядок (0,2 «- 0,8) дБ, L -
(0,2 * 1,5) дБ.	?
Из (1.8) видно, что основной вклад в коэффициент шума вносят
шумы входных цепей и коэффициент шума первого усилительного каска-
да (УРЧ или УПЧ, если УРЧ отсутствует). Поэтому необходимо умень-
части
затем
(1.9)
шать потери сигнала во входных цепях приемника, применять на вхо-
де малошумящие усилительно-преобразовательные устройства с доста-
точно большим коэффициентом усиления мощности или охлаждать вход-
ную цепь или ее части. Если входная цепь или некоторые ее
охлаждаются ниже TQ , то зная Т { и L. , находят Т^- , далее
по (1.7) вычисляют шумовую температуру входной цепиГу^ ,
рассчитывают шумовую температуру приемника
т	Г
Т ~ Т + / г _и/™	& ум ч
р урч	р урч ррч
и по (1,4) переходят к
В качестве малошумящих УРЧ в настоящее время применяются сле-
дупцие типы усилителей: ППУ - полупроводниковый параметрический
усилитель (охлаждаемый или доохлаждаемый); ТУ - транзисторный уси-
литель; УЩ - усилитель на туннельном диоде; ЛЕВ - усилитель на
лампе бегущей волны.
Преобразователь частота (ПЧ) состоит из смесителя (СМ) и гете-
родина (Г), В качестве смесителя может использоваться транзистор-
ный смеситель с отдельным или совмещенным гетеродином (транзистор-
ный преобразователь частота (ТПЧ)) или диодный смеситель (ДОМ)
б
о малошумящим предварительным усилителем промежуточной часто-
ты (ПУПЧ).
Для уменьшения шумов гетеродина, преобразуемых на промежу-
точную частоту, смесители СВЧ выполняются по балансной схеме.
Коэффициент шума диодного смесителя о ПУПЧ
си.п = V™
- потери преобразования в диодном смесителе; - относи-
тельная шумовая температура смесительного диода (шумовое отноше-
ние); Хитт - коэффициент шума ПУПЧ.
В табл. I.I приведены основные характеристики малошумящих
усилительно-преобразовательных устройств приемника.
Таблица I.I
Тип устройства	^ымин * ДБ	*₽, ДБ
,ППУ неохл. (Г= 300 К)	0,8...1,0	20
охлазд. (Г = 7? К)	0,4	20
лнв	1,0...2,0	40
ущ	3	8
ТУ —-.—и	1,0...2,0	30
тч	£t0...5t0	10
дем	(£ ₽ 0,8,..1,5) “ раз	—4
11УЦЧ транзисторный	1,5	10...15
УТЛ	3,0...10,0	30...60
(LII)
Допустимый коэффициент шума приемника для обеспечения задан-
ной чувствительности при требуемом значении g может быть рас-
считан на основании (!!):
К = ---------+7~f ,
При проектировании приемника выполнение условия ^ыпр^п
служит критерием правильности выбора структурной схемы и распре-
деления коэффициентов усиления и шума по каскадам.
7
1.2. ТАБЛИЦЫ ВАРЬИРУЕМЫХ ДАННЫХ
Определить коэффициент шума и шумовую температуру каскадного
соединения четырехполюсников. Исходные данные приведены
в табл. 1*2.
Таблица 1.2
1омер вари- анта	ДБ	т1> к		Ъ К		Т ыу К	Li>	т к	с Р5’	К й/5'	Т К
I	0,45	95	0,55	130	8	150	1,2	Те	II	3,5	
2	0,8	140	0,4	180	12	200	1,3	\	14	5	—
3	0,7	120	0,6	160	II	180	1Д	?0	14	4,2	—
4	0,65	ПО	0,45	145	9,5	170	1,5	т0	13	3,8	*
5	0,6	100	0,5	140	9	160	1,3	3Q0.	12	4 	
6	0,5	90	0,4	120	7	130	0,8	300	10	3 '	tod
7	0,8	94	0,6	НО	8	130	2	г.	10	—	860
8	0,6	160	(7)	(180)	14	330	3	т0	5	W	1200
9	0,35	Т»	(6,5)	(150)	14	190	2,5		8	3,5	
10	0,45	200	(9)	(ИО)	13	180	2	ТО	8	4,5	*
II	0,5	250	(8)	(95)	12	150	1,5	т в	6	4	—
12	0,4	150	(12)	(80)	16	120	1,2	300	4	5	—
8
Раоочитать реальную чуватвительноать радиоприемного устройства» Таблица 1.3	‘и 				О о <£> О Ю О F «ь VX а* 4» ь Ю	СО СМ СМ Е>
	 сА		О О О ш ю О №	Pi	W	*	* СО	со СМ ал
	ЬИ£П J		О СО	Ю	J>	ф 4» Ъ	м	|	*	• СМ Н	СМ	1—1	1-4 •S
	CM	j	tt см	о СМ	М	ю	ф	ф fc	*	*	f	•	«» «—1	W	ж	о	о
			ООО о ю *	*	•	(	»	F о to со ю ю
	£		*4*	СО СМ 1-4 W	J 1-4 CM М	1
		•Fi	Ю	см Ю СО О?	О? СО Ь4 1
			ю О	Ю со -чг 1	• J	* F * 1-4	»-4 О Ы
	[ огр.		_ to сЗ О 1	1 о о
	g	ЦБ	со	с8 1 1*1 1 * С)	о
	АП		ю , Ю	Ю	М1 1	*	«*	«	1	W ООО о
	АФТ		СО 0? CM S о* о о* 1 о * '
			о	о	о	о	о	о СМ	О	to	Ю	0-	ю ’М*	ю	Со	О	Tf	<л 1—!	(—1	1—4
	<омер вари- анта		со Ю О С- оо ЬЧ Ы м W 1-4 1-4
9
ей
а
=4
ей
Е-ч
Вад сигнала			ад й К ан =ЯЭ й * Q Q СО О О о	СО Ад	н и д [> и 2 5 . . II	оч a&g. " && s11 sit d|	rtg	£§;>
tIJW i ‘и 	i			О	О	CD	О	О О	CM	CM	CO
ПУПЧ	’а		О	H	CD	CD •* * * CM	CM	CM	|	H
Смеситель	транзистор-	J4	I	i	1	co	1
		з?Й	I	I	i	i co
	ДИОДНЫЙ	4j 3 о	CM co	M*	co fc	*	V.	|	* инн	о
			о	о	in	о *	«*	*	1	* Е>	со	со	Ю
И	л		см	о	со	in И	f—1	и	см
	К		: О	О	О	S ш ю	см	1 см	н	со	см
е	ч		ш	ю	ю см о	см см *	*	к	*	«Ь W	1—f	(-ЧИО
1 ОГР	•а *		со	й й fc * * » о о	о о
РЗП	ч -J		4* 0,26 ;
АЛ	а Pl		CD	in 1	•	|	1	* о	о
АФТ	1 ах‘7		Ю	см	1Л ю	см *	•	•	1 о о	о о
			О	О	ООО со	о	tn	ио	ш О	сх>	<41	со	со
1оыер вари- анта			о>	О	и	см	со и	см	см	см	см
10
2. расчет входных цепей умеренно высоких частот
Входная цепь (ВЦ) радиоприемного устройства предназначена
для связи антенно-фидерного устройства о входом первого каскада
усиления или преобразования частоты и обеспечения частотной селек-
ции полезного сигнала от“помех. ВЦ представляет собой пассивный
частотно-избирательный четырехполюсник.
2Д. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ, ОПРЕДЕЛЕНИЯ, РАСЧЕТНЫЕ СООТНОИЕНИЯ,
СХЕМЫ
Коэффициент передачи ВЦ по напряжению Я =	-|/С| £
£а
или коэффициент передачи по мощности = Р^/Рдмон k где
и Р. - напряжение или мощность- на входе 1-го активного каскада
Лй? f
приемника.
Полоса пропускания По? , в пределах которой модуль коэффици-
ента передачи меняется в пределах 3 дБ.
Избирательность 5^ при заданной расстройке	fI	I -
В супергетеродинном приемнике высокие требования предъявляются 7
к избирательности на зеркальной и промежуточной частотах*
Коэффициент перекрытия диапазона частот	Лш*» >
где hmtn ” диапазон рабочих частот, в пределах которого Щ
обеспечивает настройку на любую рабочую частоту при сохранении
основных показателей.
К ВЦ могут предъявляться также требования сохранения основ-
ных характеристик при подключении различных антенн, минимального
коэффициента шума и т.п.
Рис. 2.1
Приемная антенна (А) в общем случае может быть представлена
в виде эквивалента, показанного на рис. 2.1,а, состоящего из гене-
ратора ЭДС £а внутреннего сопротивления ZA или генератора то-
ка =^/2д о внутренней проводимостью Уд = (рве. 2.1,6).
Здесь Еа = hgE , где Ау - действующая высота А , £ - напря-
женность поля в месте приема; внутреннее (выходное) оопрогивле-
II
аие ZA приемной антенна состоит из последовательного ооедане-
ния Ьд'Вд.Сл (рис. 2Д»в). На длинных и средних волнах влияни-
«ем I* и %А можно пренебречь и попользовать для расчетов упрощен-
ный вариант эквивалентной схемы А (рис» 2.1,г), Такие антенны
называют ненастроенными.
В диапазонах КВ и УКВ применяют антенны» настроенные на сред-
нюю частоту диапазона, их эквивалентная схема представлена
на рис* 2,1,д* Номинальная мощность сигнала» передаваемого антен-
ной на вход приемника, определяется формулой
А ЙФМ А 1 А Д'
Обобщенная эквивалентная схема одноконтурной ВЦ* Входные пе-
ни различают по характеру связи с А и по структуре избирательной
системы. Простейшие одноконтурные ВЦ могут быть, приведены к обоб-
щенной схеме с автотрансформаторной связью с А и первым каскадом
приемника (рис. 2.2),
Рис. 2.2
На схеме введены обозначения: IA	“ сумма ком-
плексных сопротивлений А и элемента связи; G - собственная прово-
димость контура; ~ активная и реактивная составляйте
входной проводимости первого каскада приемника.
Общее выражение для коэффициента передачи имеет вид
к- П->П^	- П’Яг?А (За>	(Р п
где£д	°Умма полного сопротивления антенны и элемента
связи с антенной;
<2-2>
- эквивалентная проводимость контура;
р Д /	Л t*)	IQ Q\
12-3)
- обойденная расстройка;
12
d - эквивалентное затухание, d - pG~ d(l+n*G'JG*
* ЭЛ	« <Ж	7 Л
р= =L- = ukL - характеристическое сопротивление, =
J wC^ ° *	z>,	£ г.г *,2
3<	w СА П? +С СЬ*К£ ’
п п&- коэффициенты включения, п9 ~	~	;
Q ~Vd - эквивалентная добротность контура.
f &
На резонансной частоте
fC = 7 д	— *	ил)
° G
Односигнальная избирательность одноконтурной ВЦ
5,^,’	(2.5)
i'df
или б логарифмических единицах
> ЯБ-	(2,5а)
Избирательность преселектора из л одинаковых контуров
^УС/й“да^</+5Л>Я-	<2*6)
Полоса пропускания по уровню 3 дБ:
для одноконтурной ВЦ
П --f.d •	(2.7)
jo_m>
'"для многоконтурной ВЦ
Рио. 2.3
13
ВЦ а трансформаторной (рис. 2.3,а) и внешяеемкоотной
(рис. 2.3,6) связью могут Сыть приведены к обобщенной схеме
^рио. 2.2, если положить	= г,	г для рис. 2.3,а
и п-1, г=о,х = и для рис. 2.з,б.
*	£-£	vG
2.2. ТИПОВЫЕ ЗАДАЧИ
I. Расчет одноконтурной ВЦ о настроенной А и постоянной на-
стройкой ВЦ.
В этом случае 2А =йд , 2' = #д + £с$ ; входная цепь согласовы-
вается о антенной.
Условие согласования записывается в виде
~]/ ё;--------’
Л
а коэффициент передачи на резонананой частоте
(2.8)
(2.9)
К ^О,5пу---------- -0,5 П!П
ОС Ч
Коэффициент включения nz выбирается из условия получения заданной
полосы пропускания:

(2.10)
откуда
(2.II)
п =1/ Пе-731С_______
2
Если требуется наилучшая возможная селективность ВЦ при
коэффициенте передачи не менее , то коэффициенты включения
антенной цепи и входа первого каскада к контуру вычисляют следую-
щим образом:,
я. -
(2.12)
(2.12а)

G	wwt
20/	( d 1} ;
d----’
/ <Wf min <
АГ *	’ ‘
где d = jiG - собственное затухание контура.
Минимально осуществимое затухание контура d определяется ра-
дЁ & ft
венством
$К min
(2.13)
ь»
14
Если
брав
чить
полагать заданным эквивалентное затухание контура ВЦ, то вы-
коэффициенты но формулам (2.12), (2.12а)» можно полу-
максимальный коэффициент передачи:
IS,.

X
от*
В том случае, когда на полосу пропускания ограничений не накла-
дывается» максимальный коэффициент передачи и коэффициенты вклю-
чения я,, п. определяются
• с
а л еду щам образом:
X_ .__
01MJC
J
°>5 V
ох

К.
при > GbX
(2.14)
ог5
Ъх
17
г ’ ейх
при 4 < &ЬХ 
При использовании трансформаторной связи контура Щ с антенной
коэффициент связи вычисляется по формуле
Необходимо выбирать минимально возможным» т,е, при dA = I,
тогла	L<t>
2. Расчет перестраиваемой ВЦ при ненастроенной антенне.
При расчете следует выбрать тип связи контура ВЦ с А и вхо-
дом первого каскада приемника» определить параметры колебательно-
го контура Сили контуров) и основные характеристики ВЦ* Настройка
входной цепи на заданную частоту рабочего диапазона обычно произ-
водится с помощью переменной емкости (см, рис. 2.3,а(б).
Чтобы уменьшить влияние параметров антенной цепи на характе-
ристики контура ВЦ» связь о А выбирается слабой. В большинстве
случаев при расчетах ВЦ можно пользоваться упрощенным вариантом
эквивалентной схемы А (см. рис, 2.1,г). При коэффициенте перекры-
тия диапазона lt3 f- Ir5 для более точной настройки в преде-
лах диапазона в* контур ВЦ вводят подстроечный конденсатор Сп
(см. рис. 2,3,а), величина которого вычисляется по формуле
г____С-Ма*	г -П% Г* - г
С-тах ~^а С
"	К£~1

(2.15)
гдеС»^>гта*» - максимальное и
сатора переменной емкости; Ск
минимальное значения емкости кондея-
- емкость катушки индуктивности;
15
С*,СЬл - выходная емкость аатеяной цепи и входная емкость 1-го
каскада приемника; “ коэффициенты включения (трансформа-
ции) Л и входа 1-го каскада к контуру*
При If3 ^1,5 настройку целесообразно проводить о по-
мощью последовательного конденсатора (на рис* 2*3,а,б пока-
зан пунктиром). Подстроечный конденсатор^ используется в этом
случае для выравнивания начальных емкостей всех контуров радио-
тракта. Величину С/юсл находят из выражения
	(2.16)
Здесь
(KA-})[C^C^C^+C^C^
^CS + CC^-<^ + Cmi(l)]
g _	<	Стах cmtn
<'Х*1-тах " КА СХ + Cmin>'
сп+^+л,Ч'*^Ч-
Эквивалентная емкость ВЦ:
при подотройке емкостью Сп
С - С + С_;	(2.17)
при подстройке емкостью £ПОСА
С2*18)
#О€А
Индуктивность контурной катушки
3, Расчет входной цепи при трансформаторной связи ВЦ с ан-
тенной (ом* рис. 2.3,а).
Эквивалентная схема показана на рис. 2*4 (а, Резонансный коэф-
фициент передачи записывается в виде
где М - коэффициент взаимоиндукции; L* -	~ эквивалент-
ная индуктивность; - резонаноная частота антенного контура.
16
Рио. 2.4
Наиболее часто ВЦ работает в режиме "удлинения11, когда
и К0ЭФФи11иеят передачи ВЦ почти постоянен в диапазоне
рабочих частот. Обычно выбирают ^Л^0,5 +	При больших
коэффициентах перекрытия диапазона (£а> 1,5*2) в приемниках на би-
полярных транзисторах коэффициент передачи ВЦ будет меняться
в пределах диапазона за счет изменения	транзистора 1-го
каскада.
Коэффициент связи k 6 = v между контурами А и ВЦ выбира-
ется из следующих соображений:
расстройка контура антенной цепью не должна Сыть больше до-
пустимой :
' С2-21>
коэффициент связи не должен превышать половины своего' Значе-
ния при согласовании ke$c-
> (2-22)
где dA “ затухание антенной цепи;
коэффициент связи не должен превышать конструктивно осущест-
вимого значения. Из найденных значений надо выбрать меньшее.
Введя в формулу (2*18) коэффициент связи выражение для
коэффициента передачи ВЦ можно переписать в виде:
%. п	ГЪ '
Л - _...	------- </« .	(2.23)
Ч^-Ч^Ч'2'	Г
Как следует из формулы (2,21), увеличить коэффициент переда-
чи можно, увеличивая связь между катушками индуктивности. Чтобы
при этом не увеличивалась расстройка ВЦ, необходимо ввести компен-
сацию на средней частоте диапазона за счет увеличения LK на AL:
17
ЛЬ - 0,5 t J_A +	1 *	(2*24)
гле Д * /	/ f г B = f* / / г
** Уд Twin ' ’'ofJHWt т ♦'A min fJoniit •
Тогда коэффициент связи можно увеличить до величины ;
(2.25)
Проводимость антенной цепи &л приближенно вычисляется по формуле
Ga ^dcb/iS>Lcb-
4, Расчет входной цепи при внешнеемкостной связи о антен-
ной (см, рис* 2.3,6)
Емкость конденсатора связи £_й должна удовлетворять нера-
венству:
.	(2.26)
СР Ж У Miff
Эквивалентная схема показана на рис, 2*4,6,
Применяют полное включение Л к контуру ВЦ (zrf = I), поэтому
в этой схеме нельзя обеспечить минимальное затухание контура при
заданном коэффициенте передачи или максимальный коэффициент
передачи ВЦ при заданном эквивалентном затухании контура*
Выражение для резонансного коэффициента передачи ВЦ имеет
следующей вид:
(2'2V
Таким образом, коэффициент ВЦ изменяется пропорционально квадрату
частоты.
Коэффициент передачи увеличивается также с ростом коэффициен-
та трансформации п > но при этом увеличивается и эквивалентное
затухание; поэтому существует оптимальное значение коэффициента
трансформации п =	:
п	(есо &А = 0),	(2.38)
Dpt 9 DX	Л
при котором
л = СА
GOpt я
ч
и d= 2d.
уп
(2.29)
Еоли необходимо обеспечить заданное значение полосы пропус-
кания По? , то
4—т2-11	+
18	6
откуда
У a6ix
(2.30)
2.3. ТАБЛИЦЫ ВАРЪИРУЬШХ ДАННЫХ
Определить одноконтурной ВЦ, согласованной с ан-
тенной, для вариантов задания, помещенных в табл, 2,1, если огра-
ничений на полосу пропускания не накладывается.
Таблица 2Л
Номер варианта	Нагрузка	, Ом	мОм	Л, МГц
I	УРЧ на ГТ313Б	75	1,0	70
2	УРЧ на ГТ313Б	300	1,0	70
3	УРЧ на ГТ313Б	75	1,0	70
4	УРЧ на ГТ308В	150	1,2	50
5	УРЧ на КП350Б	300	0,8	150
Определить характеристики одноконтурной ВЦ, согласованной
о антенной, обеспечивающей наибольшую избирательность. Исходные
данные приведены в табл. 2.2.
Таблица 2.2
Номер вари- анта	Г	Ом	мОм	4, МГц	- МГц	^£7 мкГн	d	Найти :
I	0,3	300	6,2	70	8,4	0,25	0,01	ft л/,	Д г* qp Лг оу
2	0,35	300	6,2	70 .	8,4	0,25	0,01	То же
3	0,4	150	2,5	12	0,465	8	0,015	_nw
4	0,3	150	2,5	12	0,465	8	0,015	_rr__
5 — —.	0,85 		75	1,5	130	8,4	0,2	0,01	
19
Определить коэффициенты включения и коэффициент передачи ВЦ,
если обеспечено согласование ВЦ а антенной. Исходные данные при-
ведены в табл* 2*3,
Таблица 2.3
Номер вари- анта	Ом	/0, МГц	Gbx, мСм	1 пФ	пФ	МГц	G, мОм,
I	100	150	5	5,1	24	37,5	1,0
2	100	150	5	5Д	24	25	1,0
3	100	70	2,5	ЭД	18	х2	1,0
4	300	70	2,5	9,1	18	2	1,1
5	75	26	1,0	18	15	1,3	1,2
Рассчитать параметры и характеристики ВЦ при трансформатор-
ной связи с ненастроенной антенной для вариантов задания, помещен-
ных в табл, 2.4,
Таблица 2.4
Номер вари- анта	JO 7П(Я? МГц	f МГц	пФ	d	л чХге		Нагрузка	Ч- мкГн
I	3,95	4,0	6,8	0,015	0,03	0,04	ГТ308В	6
2	9,5	12,0	6-8	0,015	0,03	0,04	ГТ313Б	5
3	9,5	12,0	6-8	0,015	0,03	0,03	КП350Б	5
4	25,1	26,6	6,3	0,01	0,02	0,04	ГТ308В	1
5	25,1 '	26,6	6,3	0г02	0,04	0,04	ГТ313Б	I
Рассчитать параметры входной цепи при емкостной связи с не-
настроенной антенной для вариантов задания, приведенных
в табл. 2,5*
Таблица 2*5
Номер вари- анта	МГц	МГц	пФ	" d	d эк	мкГн	Нагрузка
I	3,95	4,0	6,8	0,02	0,04	6	ГТ308В
2	9,5	12,0	6-8	0,015	0,03	5	ГТ313Б
3	9,5	12,0	6-8	0,015	0,03	5	КП350Б
4	25,6	26,1	6,3+6,4	0,01	0,02	1,5	ГТ308В
5		25,6	26,1	6,3+G,4	0,01	0,03	I	ГТ313Б
20
I
3* РАСЧЕТ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Резонансные усилители - это активные частотно-избирательные
каскады, усиливающие сигналы в заданном диапазоне частот* Они мо-
гут быть перестраиваемыми или иметь фиксированную настройку*
ЗД* ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ, ОПРЕДЕЛЕНИЯ, РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ,
СХЕШ
Основными показателями усилительных и избирательных свойств
резонансных усилителей являются:
коэффициент усиления:
по напряжению на резонансной частоте
к°~
Ъхо
или по мощности
р
Ых„
РЬхв

-
где " активные части входной проводимости и проводимости
нагрузки усилителя;
избирательность резонансных усилителей
5	=	_
7
где - коэффициент усиления при заданной расстройке а/ от ре-
зонансной частоты;
устойчивость усилительного каскада, характеризуемая отсутст-
вием самовозбуждения.
При разработке резонансных усилителей техническое задание
может содержать следующие требования к резонансному усилительно-
му каскаду:
необходимость обеспечения резонансного коэффициента усиле-
ния или А: не менее заданной величины;
выполнение условий по избирательности резонансным усилите-
лем, причем величина г может быть задана при разных значе-
ниях^ ;
обеспечение выполнения предыдущих условий при работе на
определенную нагрузку при заданном иммитансе источника сигнала*
Кроме того, к усилительному каскаду могут предъявляться тре-
бования по стабильности коэффициента усиления, полосы пропуска-
ния и т.д.
21
Принципиальная схема резонансного усилителя а индуктивными
автотрансформаторами на входе и выходе приведена на рис. 3.1
В режиме усиления слабых сигналов свойства усилительных изби-
рательных каскадов с одиночными резонансными контурами на входе
и выходе удобно описывать с помощью их обобщенной эквивалентной
схемы при представлении транзистора четырехполюсником с известны-
ми Y -параметрами* Эквивалентная схема одноконтурного резонансно-
го усилителя в системе У -параметров независимо от типа связи
транзистора и нагрузки с контуром приведена на рис. 3*1,6. На ри-
сунке обозначено: =	"У -параметры транзистора, ifj =
= 1,2;	.г£к-,	" индуктивность, емкость и проводимость резо-
нансных контуров, пересчитанные к зажимам транзистора;с* -
проводимость и емкость нагрузки; $ - проводимость источника сиг-
нала; =	> ij = 1,2 - коэффициенты включения транзисто-
ра, нагрузки и генератора в j -й контур*
Для данной схемы резонансного усилителя (IV) коэффициент
усиления определяется выражением:
£ =	21	(3 1)
Здесь
= 7----Z73—т-	г--V-	(3,2)
°	Угг г«) Jw
22
-	эквивалентное сопротивление колебательного контура на резо-
нансной частоте;
(3.3)
-	обобщенная расстройка контура, где - резонансное и текущее
значения частот, d^- эквивалентное затухание колебательного кон-
тура.
На резонансной частоте коэффициент усиления определяется
из (3.1) при О (т.к.Й - а)о):

Избирательность
21J L>
af
(3.4)
(3.5)
(3.6)
-П П • У
й<2) 1 2ГО J* *
при частотной расстройке л/ = ^ будет
для узкополосных резонансных усилителей* когда JYJTJO - ’
из (3.1), (3.2), (3.5) легко определить полосу пропускания усили-
теля по уровню -3 дБ (Л^/	=1,41);
2	2 fL
П0,?~ 2ft ' як’ 23i	G ^П2<^ £
v	Fr
где собственное затухание резонансного контура.
Центральная частота полосы пропускания подобного усилителя
рассчитывается так:
7
о

(3.7)
где
(3.8)
Г' Z1	£ Г	Л
С = с -1- 77 t+л С
Э *2	22	2(Х> Н 
Входная проводимость усилительного резонансного каскада мо-
жет быть определена как входная проводимость четырехполюсника*
нагруженного на резонансный контур при расстройке (G =
/ V + nw'Yiz ‘Хг>
te и fftiTI
(3.9)
v
Видно, что на вход РУ за счет параметра транзистора вносится
Дополнительная проводимость
« £ . у , V
V =	?-<яУ ?г	/* о
Ън £ (Л/Г)
(3.10)
23
Для оценки изменения амплитудно-частотной характеристики РУ
при действии обратной связи введем коэффициент устойчивости:
К	*G3<	1 lYJj|1Q	г	z
г	а	г<}зк ' &3i	*гг)	г(г?	’
где
&31
Устойчивый коэффициент усиления каскада, при котором поддер-
живает оя заданный коэффициент устойчивости, рассчитывается по сле-
дующей формуле:
«0	- ]/г(?-*: )	(3.13)
F у IYrJ Часи лг<?)
Если Ау = 0, то критический коэффициент усиления каскада, при ко-
тором может наступить самовозбуждение, будет
г	\/9	п2&>
% у I Ywl <4	'
Построение каскада с = 0,8, ..0,9 приводит к уменьшению полосы
пропускания усилителя на 20...10^.
Исходя из требований технического задания порядок расчета уси-
лительного резонансного каскада может быть следущим.
I.	Если де оговорены особые условия на выбор транзистора, то
в первом приближении его выбирают из условия превышения верхней
граничной частоты транзистора по крутизне^ резонансной часто-
ты/0 в 3...10 раз, т,е./5 > (З..Д0)/^
2,	Рао считывают Y -параметры транзистора на частоте . Для
биполярных транзисторов и схемы с общим эмиттером:
« 7+уйг
у
W	7 t у Г
(3.14)
ч?7 /+уй?г
V =	_rg
"	7 + j 3 Г
24
где
3,	-А._; 6--2____
г5 + го'з гг-+ гГз
’ гб‘э";
: А> = ^ '
гь-5т -g-;
iAi./,c«.^,
ду - справочные данные транзистора.
Для полевых транзисторов, включенных по схеме о общим исто-
ком:
Yt1~J^C3C * Сз«);	¥ц~К~У*>СМ’
V>^;
где " соответствующие межэлекгредные емкости ПТ; S0- его
крутизна; - выходная проводимость транзистора, которая вычисля-
ется по выходным статическим характеристикам полупроводникового t
прибора,
3. По формуле (3.13) рассчитывают^*^ , для чего:
а)	рассчитывают вспомогательные величины:
б)	при выполнении условия П*с Ло? <	------+П^ , где П* -
полоса пропускания холостого контура, л07 - полоса пропускания
усилителя, задаются холостой добротностью контура fl* = 50.,,
...100 (d*= 0,02.Л0,01) и определяют верхний предел емкости кон-
тура:
С Л°-?
в)	рассчитывают значения коэффициентов включения транзистора
и нагрузки в колебательный контур:
п А ---------------------------
И #	+ гал)
„ 1/
г“’ Г
которые соответствуют режиму оптимального согласования колебатель-
ного контура с транзистором и нагрузкой при /0;
25
г)	по формуле (3.13) рассчитывают*^^, , определив предвари-
тельно по (3.2) величину G3K - 1/#зк при 6^^	• г£- С^-
д)	рассчитывают коэффициент усиления РУ по формуле (3.1).
Если Ко < Ко^,
Если £„
то переходят к расчету параметров контура
и одновременно выполняются условия
1 *гЧхп*
tx + Ънх
2ЛИ
оу
гПк < Па,? < т + г “ ’
Лх
то для возможного выполнения условия К,о С рассчитываются
коэффициенты включения, обеспечивавшие согласование транзистора
с контуром:
" С'	“
	*2	
И {	1	.11_п°-? ~zn
кг л	С"* -t-'V	-1
*"	(<s*+ ла?-глл )J
или нагрузки о контуром:
Пг(г) 1/ , .	1	^о,?-гпк . ’
И bL^nO:, (ilx^x
ft - J ,	______
I/	/	/7 „
'	[ Цп^2Пк j "(ТЪх nO)7'-2fb
Ио формулам (3.1) и (3.13) заново рассчитывают Ka и Ид^егп .
Если условие Ко <вое равно не выполняется, то коэффициенты
включения рассчитывают следующим образом, задавшись предваритель-
но величиной
n Z	т/ г(!^ G G
яг(1) Г i VYJ
-> / ^эеа ~ni<z>^£ ’
(3.16)
пг<гу
и
при 6^= гХСэг'По,?
26
Если величина я > 7 при расчете по (3*16), то к выходному
контуру следует подключить шунтирующий резистор, проводимость ко-
торого
/id"*^KD ^2	^7L?} £12 г
е)	рассчитывают фактическую полосу пропускания РУ
%=/0'^-	(3.17)
Здесь
г *аГ +	’ Агг>	,
где	z <2
Gd2 + К7(2)	+ П2(2)	?
и индуктивность контура
При проектировании РУ в области высоких частот величина моду-
ля проводимости обратной связи lY^I достаточно велика, так что
значение , вычисленное по формуле (3,13), оказывается чрезвы-
чайно малым, В этом случае полезно использовать активный элемент
в виде каскодной схемы: двух транзисторов, включенных непосредст-
венно друг на друга.
у -параметр! такого "составного" активного элемента могут
быть рассчитаны так:
1YKI =	•
21 21
(3.18)
где I Y'i и I Yw|- матрицы Y -параметров первого и второго транзисто-
ре® в каскодной схеме, д', д" - определители этих матриц*
Порядок расчета РУ с каскодной схемой аналогичен вышеприве-
денному с соответствующей за-
меной Y -параметров транзисто-
ра на Y -параметры каскодного
соединения транзисторов.
Если использование кас-
кодной схемы по каким-либо
причинам нежелательно, то воз-
можно построение РУ на условно
27
устойчивых траязисторах с включением стабилизирующего резистора
последовательно в коллекторную цепь транзистора (рис. 3.2)* Вели-
гчина этого резистора может быть выбрана из выражения
*	2-ПеС{,, -д»)	’	^-ХУ'
4 Бв
г fte Y„ SF Угг - Ke (Y • Y )
где К -------------------—_____- г* >
JY-Y„l
a Y -параметры транзистора с включенным стабилизирующим резисто-
ром рассчитываются по следующим формулам:
' 1^ _____L_
с
\г
(3.20)
Если резистор выбран согласно условию (3.19), то РУ будет устой-
чив при любых нагрузках на его входе и выходе. Тогда можно реали-
зовать его коэффициент усиления при любом согласовании, расчет
которого приведен в п. 3, но при этом требуется контролировать
форму АЧХ РУ.
Коэффициент шума каскада на биполярном транзисторе при на-
стройке входного контура на среднюю частоту полосы пропускания
ы+ +
t	+rB(fr4^^rsa^u-r5^
+	....“  ......—;.......   ...... + \ О » J
/г
*-^№рг-
где	г
оС = 2,/73; п)(1} =

При заданной полосе пропускания первого контура в режиме
согласования
к^х (3>22)
28
В режиме оптимального рассогласования по минимуму коэффици-
ент шума
,	(3.23)
тот	~
где	>
При этом коэффициенты включения выбираются следующим образом:
1*2(1) М Z? +	'	%“ 7*2(1) £r opt 
Коэффициент шума каскада РУ на полевом транзисторе, включенном
по схеме о общим истоком (CQ4), для режима согласования
£г>« + t, rf
k _ 7 +-------* //"— + 4R..(Gk +$ ),	(3.24)
Ы	(7- -t О	ш	Э11 rj
cf 5i1	7
где Ru -	/ I Y^ I * i I * 3
it= 0,5.. ,1,0
- относительные шумовые
температуры затвора и стока.
В режиме оптимального рассогласования
= 1+2Е (&-	)
ы S 5^ 5г opt
(3,25)
где я' ,=(5.	jl/?* g*<**3fe—
Xropt *, у
Коэффициенты включения рассчитываются по выражениям, соответствую-
щим этим режимам для РУ на биполярном транзисторе.
С возрастанием рабочей частоты (свыше 300 мГц) параметр
транзистора заметно возрастает и оказывает сильное влияние не
только на устойчивость каскада РУ, но и на форму его АЧХ, что де-
лает необходимым производить расчет РУ с учетом входного и выход-
ного контуров, связанных через транзистор, описанный полной матри-
цей Y -параметров.
Переходя в СВЧ-диапазоне длин волн от коэффициента усиления
напряжения к коэффициенту передачи мощности, с учетом подключения
к транзистору входного контура запишем выражение для АЧХ РУ:
к = ______QkiLjkA—________
р * £ ’Л) P$z '
(3.26)
где
£
В' = 1т СГ-Ч„) + (П~П.)л£)СС-
r£ 	| «и	f A*
du> — л-u)^ -л^,;
ziib
в
Д Фот *	t
г	'
Я -	— полоса пропускания 1-го или 2-го контура, выраженная
tz
в единицах и) .
Соотношения между резонансными частотами
ров oz z частотой наетройки усилителя^ и
иллюстрируются на рис. 3.3,
настройки конту*
значениями
01,02
Амплитудно-частотная характеристика усилителя, описанная фор-
мулой (3,26), может быть симметричной я несимметричной.
Для реализации симметричных АЧХ необходимо, чтобы выполня-
лись следущие условия:
В' - 1пг(¥-Ч^<Я -П.)Д^С£-0;
л7)	(3,27)
а Л. + л <ч>,
т,е. входной и выходной контуры должны быть симметрично расстрое-
ны относительно рабочей частоты усилителя, при этом величина
= 0.
Выполнение указанных условий обеспечивает абсолютную уотойчи-
весть усилительного каскада, так как / 0 и / 0.
В зависимости от величины параметра А1 возможны следадаю
варианты построения РУ*
30
I. d'> 0. Тогда
Рг~~
2
1деДЙ- полоса пропускания усилителя в величинах ©.
резонансный коэффициент усиления модности усилителя
u	j	___________________ ( q оо \
ЛР° “	(/+Х,)г (7+«2)г-аг '
// к _	„ Ъ+п,
т ~21Л^Г‘
Здесь //>/# _ проводимости генератора и нагрузки, пересчитанные
ко входу транзистора
Максимум Кр0 достигается при
&	^21	(Т+х1) ]	29)
я'"*м *
Выражение (3.29) позволяет определить значение величины я , зная
которую, из соотношения
» fi» ^^аС^Х)‘г-4а-т)г(1-ьх)4
а " <3,30)
можно рассчитать и параметр a t необходимый для определения полос
пропускания входного и выходного контуров РУ.
Окончательно параметры нагрузок определяются следунтм образом:
ч=4г-(а1
nz=^-iat Vxe-t'),
(3.31)
ди) = _______L-S.
________________
°*	2С1*Х)£	П.-П, ’
 Лг
Д^), -----.
oz 2(UX)^ П-П-
F	~
2,	- 0. В этом случае
А
А
4
31
дЯ -^0- vVr-/;
V- 1^5? I
*	' **(^^*Р*
(3.32)
Для реализации максимального коэффициента усиления также должно
выполняться условие х, =хй = х f при котором
* - <У г	.
Га-max. ^п§гг L 2 (/+«_>« -о^ + у^+у3^
Для рассматриваемого случая
Va*-7
/7f = 1,55-Л Й-( 1 t —а—>'
iaz-1 ч
/7, - 1,55 -Л Q-( 1 + —а--);
(3.33)
(3.36)
определяются по (3.31),
3,	Л/< 0. В этом случае возможна реализация одно- и двугорбых
характеристик усилителя.
Для случая максимально плоской характеристики справедливы
следующие соотношения при
IV /г	2
^(х;] ’ (3-37)
ротах ^га
где
/(«)--------г	;	(3.38)
3(ихг~^в+ Шв+(?-х/]2+гр/
г	з < р-х)*-	+	(з.зэ)
а =	~(1^
Контуры должны иметь полосы пропускания:
(3.40)
Какив™-1-2/^11/*’ расстройки контуров и л опреде-
лится вираже ниями (3.31).
Отметим» что реализация рассмотренного выше первого варианта
требует выполнения условия >(f-fn)2(f+x/ » которое не выполня-
ется в ряде случаев, а реализация вариантов 2 и 3 часто приводит
к малому усилению каскада*.
Существенное увеличение коэффициента усиления макет быть
достигнуто, если допустить малую асимметрию АЧХ РУ при его расче-
те на заданный запас устойчивости.
Асимметрия АЧХ РУ невелика при выполнении условий:
тя < 0,4 , |аг^У^-¥^)| = 1Ф1 < ПО*
В случае использования одинаковых контуров на входе и выходе уси-
лителя, т»е. п-Лг“Л и = д*^> выражение для резонанс-
ного коэффициента усиления РУ будет иметь следующий вид:
(ЗЛ1)
Данное выражение максимально при
S*' ха,
-7
AL
гг
(3.42)
и равно
г
Л1
г
™ Vk
(3.43)
где
(3.44)
Для обеспечения заданной полосы пропускания усилителя требуется
полосы пропускания контуров
и абсолютные расстройки
(3.45)
, $
• Stft -=-
(3.46)
---------•
* гта+х
Отметим, если згга^->0, контуры настраиваются на частоту ниже
рабочей частоты усилителя, при этом левый окат АЧХ более пологий,
Чем правый. Если	то наблюдается противоположная картина.
Лг
33
Конкретный порядок расчета СВЧ резонансного усилителя по приве-
денным формулам не требует дополнительного пояснения. Отметим
только, что согласно (3.29), (3.33), (3.37) значения
функции величины х и для определения их максимально возможного
значения требуется провести дополнительные исследования выраже-
ний (3.29), (3.33), (3,37) на поиск экстремума?
3.2. ТИПОВЫЕ ЗАДАЧИ. ТАБЛИЦЫ ВАРЬИРУШЫХ ДАННЫХ
I.	Рассчитать К Отаж, Ки, п1а),яга),1^е,по данным
табл. 3*1. Обеспечить = 0,7; принять £н = 2 пФ, Цепи стабили-
зации не предусматривать.
2.	Рассчитать (Св, Кы, п-,ю, ng<f) > 1(г> ,пг(г1	при согласовании
входа усилителя о генератором. Определить LK tLK ГС* .
Обеспечить = 0,7; принять Сн- = 2 пФ. Исходные данные приведены
в табл. 3.2.
3.	Рассчитать Ж„,Л!ия,£в л,г,,Лгй) Л,в)Л^Л^Ч,Ч ПРИ
настройке усилителя на минимум коэффициента шума. Обеспечить =
= 0,7; принять С„ = 3 пФ. Исходные данные приведены в табл. 3.3.
4.	Рассчитать ^,«гГг) Лг<2,,^ ,	.скг.	ПРИ заданном
Принять/Су = 0,7» Исходные данные приведены в табл. 3»4.
5,	Рассчитать лА усилителя с каскодным
соединением транзисторов ОЭ-ОЭ (бИ-ОИ). Обеспечить 0,7,
Исходные данные приведены в табл. 3.5.
6.	Рассчитать	Л
для РУ СВЧ с симметричной АЧХ при некратна полюсах	<а£ХПоходные
данные приведены в табл. 3.6,
7.	Рассчитать Крт^,П„П£, n,(„/ng(rjt	й
для РУ СВЧ с симметричной максимально плоской АЧХ-Исходные данные
приведены в табл. 3.7.
8.	РассчитатьКрта*,
для РУ СВЧ с малой асимметрией АЧХ. Исходные данные приведены
в табл. 3.8»
Заметим, Y -параметры транзисторов рассчитаны при значениях
тока коллектора (стока), указанных в справочных материалах по гос
применению.
При написании данного раздела использоганы материалы
Ф.В. Щепеткина.
34
Таблица 3.1
Номер варианта	I	2	3	4	5
Транзистор » МГц ег > ом й„ , Он П , МГц пг , МГц Сс , пФ с4- °® П£(1>	KT3I2A 10 1,0 300 300 0,6 0,4 20 30 0,4 0,8	KT3I08 50 5,0 75 75 0,5 0,5 10 30 0,4 0,8	КТ399 300 50,0 50 50 10 6 ' 3 5 0,2 0,5	КП307Б 1,0 0,1 2000 1000 0,05 0,05 100 200 0,8 1,0	КП307Б 7.5 1.0 1000 1000 0,05 0,04 10 0,75 1,0
Таблица 3.2
iowep варианта	I	2	3	4	5 '
Транзистор /0 , МГц %• мгч вг , Ом В„ , Ом Л, , МГц пг , МГц 6	пФ CV 115 V<p’	KT3I2A 12,5 2,0 300 300 0,1 0,3 20 40 3,0	KT3I08 40 3,0 75 75 0,5 0,15 10 50 12	КТ399 275 30,0 50 50 12 8 5 3 50	КП307Б 2,0 0,15 1000 I0O0 0,03 0,04 120 200 0,2	КП307Б 7,5 0,5 1000 1000 0,1 0,075 - 50 70 .0,5
Таблица 3.3
Замер варианта	I	2	3	4	— 5
Транзистор	KT3I2A	KT3I08	КТ399	КИ307Б	КП307Б
Л> • МГц	?,5	35	315	1,25	10
Лф, МГц	0,8	2,0	45,0	0,2	1,5
< Ом	300	75	50	1000	1000
35
Окончание табл» 3.3
Номер варианта		I	2	3	4	5
	Ом	300	75	50	1000	1000
	МГц	0,1	0,5	6	0,01	0,05
Лй >	МГц	0,4	0,4	4	. 0,028	0,04
1	пФ	40	20	2,5	75	25
	пФ	100	30	4,8	200	20
п»,?1ф	, мГц	1,0	8	50	0,3	0,6
Таблица 3.4
Номер варианта	— I	2	3	4	5
Транзистор	КТ399	КТ399	КТ399	КП307Б	КН307Б
4 . мгц	10	100	200	1,0	5,0
пор, МГц	Х,0	20-	20	0,1	0,2
Ег , Ом	300	75	50	1000	1000
, Ом	300	75	50	1000	1000
Л, , мГц	0,2	5	5	0,05	0,8
Лг , «Гц	0,4	2	3	0,05	0,1
С . пФ	40	10	10	75	20
, пФ	50	7	20	100	25
£	0,4	0,3	0,2	0,8	0,75
	0,8	0,8	0,8	1,0	1,0
	0,25	1,08	2,2	0,3	0,3
Таблица. 3.5
Номер в арианта	I	2	3	4	5
Транзистор	КТ399	КТ399	КТ399	КН307Б	КП307Б
Л , мгц	5	80	250	1,5	18
П^, МГн	0,2	Ю .	10	0,1	0,4
®г , Ом	300	75	75	1000	1000
, Ом	300	75	75	1000	1000
л, , МГЦ	0,02	5	10	0,05	0,2
, МГц	0,04	2	6	0,05	0,5
36
I Окончание табл. 3.5
Йомер [варианта	I	2	3	4	5
С* t пФ ni(?) п , ч 2(f)	40 40 0,4 0,8	10 20 0,3 0,8	10 10 0,2 0,8	100 120 0,8 1,0	20 30 0,75 1,0
Таблица 3.6
Номер варианта	I	2	3	4	5
¥„	0,0047<	0,006<	0,015<	0,024 <	0,003 <
^mp	10°	10°	28°	34°	7°
Y7£	0,002 <	0,003<	0,002 <	0,004 <	0,0011<
	-ПО0	-107°	-100°	-130°	-1X5°
к	0,024<	0,02 <	0,127<	0,09 <	0,028 <
**atp	37°	30°	26°	50°	20°
Y«	0,0013<	0,002<_	0,0013<	0,003 <	0,0005<
^тр	8°	12°	7°	18°	4°
nw, МГц	100	120	50	80	50
£Л , Ом	50	50	50	50	50
, 0м	50	50	50	50	50
/о,, МГц	1000	1500	700	1700	500
ill	0,3	ОД.	0,35	0,2	0,3
Таблица 3.7
Номер варианта	I	2	3	4	5
Транзистор	KT3II4A	КТЗЦ5А	KT3I32A	KT3I09E	KT39IA
МГц	70	120	100	80	100
%г , Ом	50	50	50	50	50
» Ом	50	50	50	50	50
Л > МГц	650	1580	1890	450	1220
in	0,3	0,4	0,35	0,2	0,3
37
Таблица 3.8
1омар э ариан та	1	2	3	4	5
Хи	0,0087<	0,0055<	0,025<	0,034<	0,004 <
ffljp	18°	12°	21°	44°	9°
Y	0,0025<	0,004<	0,003<	0,005<	0,002 <
ЯЫ)	-115°	-127°	-113°	-130°	-125°
	0.02К	0,018<	0,137<	0,081<	0,022<
S1mp	31°	39°	36°	59°	25°
Y	0,002<	0,0028<	0,023<	0,033<	0,0015<
	10°	22°	17°	28°	24°
Па?, МГц	150 	200	75	100	40
Sr , Ом	50	50	50	50	50
, Ом	50	50	50	50	50
Л . МГц	1200	1700	900	1800	600
т	0,3	0,25	0,35	0,2	0,2
4. РАСЧЕТ ПРЕОБЕАЗОВАТЕДЕИ ЧАСТОТЫ
4Д. РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ УМЕРЕННО ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
4 * IД. Основные понятия, определения, расчетные, соотношения,
схемы
При условии V:«U преобразователь частоты представляется
(ь	Г
линейным четырехполюсником с параметрами короткого замыкания:
- у 5 =| уг-1 /	- крутизна преобразования;
UC
£ _ £ = I / _ выходная внутренняя проводимость
м 10	1 ип '/ук0 преобразователя;
с
G = G = I | /	- входная проводимость преобра-
П °	*	-4 зователя;
У- = — 6 г = |4ч	- крутизна обратного
ofyn г мрп 1	преобразования.
(4.1)
Здесь и п - амплитуда п-х гармоник разложения в рад Фурье
крутизны и проводимости обратной связи преобразовательного элемен-
та; &в>^0 “ постоянные соотавляпцие его входной и выходной про-
ходимости соответственно. Эти параметры для конкретных типов
преобразовательных элементов находятся аналитически, графоанали-
тически либо экспериментально.
Основные показатели преобразователя частоты:
коэффициент преобразования
" »с ,+U ~	'
(4.2)
где Yn проводимость нагрузки преобразователя частоты для токов
промежуточной частоты.
Входная проводимость
Г + S е IC
О сор П Л ’
(4.3)
(4.4)
V - —? -- А1
ъ* ч* ~
Выходная проводимость
л/ 1 In
*= £- ~ ~7г = Z? - t 5 r-
Un ™ я &рп>
где KQfyп = у " коэффициент обратного преобразования при
проводимости источника сигнала^ равной Yo •
Побочные каналы приема (частоты входных сигналов, преобразуе-
мых в колебания промежуточной частота/п ):
J С ПК J г л ' f	л '
(4.5)
причем м = I, 2, 3t>.. - гармоники частоты гетеродина^ и оигяа-
Комбинационные свисты:
J _	>	(4>б)
1скс \т - n I
где F - частота, не превышающая
полосу пропускания усилителя
низкой частоты,
В преобразователях частоты
на полевых транзисторах (рис.4,1)
сток-затворная характеристика
Рио. 4.1
с достаточным приближением аппроксимируется квадратичной зависи-
мостью, а ее крутизна линейной зависимостью. Для этого
Случая крутизна преобразования найдется из соотношения
у - zi л В cos 6-ncosnB sin В
п IF n(n£-f)(i-c&s&)
(4.7)
да
При п = I крутизна преобразования
V -	& -sinQcg&G
Л1 ” c?jT 1-C0S8
(4,8)
Постоянная составляющая разложения крутизны в рад Фурье (необхо-
дима для расчета коэффициента передачи но каналу прямого прохож-
дения)
Зт sinQ-ecwB	(
2Г 1-аке *	*
В соотношениях (4.7)-(4.У) 5^ - наибольшее значение крутизны
сток-затворяой характеристики полевого транзистора; & - угол от-
сагши импульсов крутизны (рис. 4.2).
Рио. 4.2
Рио. 4.3
В преобразователях частоты на биполярных транзисторах
(рис. 4.3) крутизна характеристики	с достаточной точнос-
тью может быть описана выражением 5 = г , где «г^£г+#г шо), t,
- амплитуда напряжения гетеродина, а Ег - постоянное смещение
на переходе эмиттер-база. Для этого случая постоянная составляю-
щая крутизны и крутизна преобразования найдутся по формулам:
5, = 5, i* Urt = 5^1 tn Sm^n5p‘	(4.IU)
W =	t4-n)
где latfUr)rIn&Ur) - модули бесселевых функций нулевого и я-го
порядков от мнимого аргумента; 5?л3 - крутизна характеристики
транзистора в точках I/ = 0,	= вг ; 3^ - максимальное значение
крутизны.
Кроме того,крутизну преобразования, а также активные части
входной и выходной проводимостей преобразователя частоты на бипо-
лярном транзисторе можно приближенно определить по эмпирическим
зависимостям:
5Л = (0,4 <- 0,7)^!;
= (0,7 + 0,8) |уя1;	(4.12)
^ = (0,6 *0,8)^,],
гЛ^Хг^ - параметры транзистора в режиме усиления на частоте
входного сигнала, а - то же на промежуточной частоте.
При вычислении реактивной части вход-
ной и выходной проводимостей учтем, что
входные и выходные емкости транзистора в ре-
жимах усиления и преобразования частоты
практически равны.
Для преобразователей частоты широко .
применяются интегральные схемы (ИС) усилите-
лей высокой частоты (К175ВУЧ K435IBI и др.)
с дифференциальными каскадами и интеграль-
ные схемы аналоговых перемножите лей
(526ПС1, 174ПС1 и др.)- Крутизна преобразо-
вания при использовании ИС УЖ на основе дифференциального кас-
када (рис. 4.4) определяется из соотношений:
f ~	ис « ;
""	’1¥Г ’ иг<^Чг >	(4.13)
5	« ?Т 
п	> Фт ,
Сце ¥т - тепловой потенциал (<РТ= Ж мВ при Т = 300 К); =	-
крутизна транзистора генератора стабильного тока (ГСТ); - сопро-
тивление резистора в цепи эмиттера ГСТ; - постоянный ток ГСТ;
7f* первая гармоника выходного тока, причем
Л/4 - (0,15^0,2) иг/ , при 4^££/^1 и	при1/г/Ут>4.
Крутизна преобразования при использовании ИС аналогового
перемн аки теля и
Рис. 4.4
Д?э - сопротивление резистора, включенного мезду эмиттером
транзистора ГСТ первого дифференциального каскада и эмиттером
транзистора ГСТ второго дифференциального каскада.
41
4.1.2, Типовые задачи и таблицы варьируемых данных
I.	С ток-затворная характеристика полевого транзистора описы-
вается выражением 1С =	. Рассчитать зависимость крутизны преоб-
разования по первой гармонике гетеродина от напряжения смещения
на затворе. Данные для расчета приведены в табл. 4.1.
2	+ Рассчитать крутизну преобразования и коэффициент преобра-
зования преобразователя частоты на биполярном транзисторе, крутиз-
на которого задана экспонентой 5 = <S7 eaUr 30 I/S, *иг -
= Er+Urc&s2%yri. Нагрузка - резонансный контур. Исходные данные
приведены в табл. 4.2. Сравнить результаты расчета с расчетом по
эмпирическим зависимостям (4.12), полагая ток в рабочей точ-
ке 7к = 2 мА.
3,	Рассчитать частоты побочных каналов приема и комбинацион-
ных свистов. Принять полосу пропускания усилителя ни экой 'часто-
ты =5 кГц. Дать рекомендации для уменьшения числа побочных
каналов приема. Исходные данные даны в табл. 4.3.
4.	Рассчитать коэффициент преобразования преобразователя час-
тоты на ИС типа КГ75УВЧ (см. рис. 4.4). Исходные данные приведены
в табл. 4.4.
5,	Рассчитать элементы принципиальной с хеш преобразователя
частоты на ПТ (см. рис. 4,3) по исходным данным табл. 4*6.
Таблица 4.1
1омер в арианта	Ъ' мА/В	В	Гармоника гетеродина,п	%’
I	0,5	1,5	I	0*4
2	0,8	2,0	2	0 < 4
3	1.0	1,0	3	U fl
4	1,5	1,0	I	
5	2,0	0,7	2	0*2
Таблица 4.2
Номер в арианта	МА/В	В	В	%ЭК> кОм
I	10	-0,4	0,4	I
2	2	0	0,2	3
3	0,5	-0,2	0,35	0,5
4	1,5	-0,3	0,4	1,5
5	4	-0,35	0,45	2
42
Таблица 4.3
1омер варианта	Л > “Гц	/г • “Гц	т	п	Примеча- ние
I	0,465	1,335	1,2,3	0:1,..5	
2	0,5	2,1	1,2	0,1,2,3	
3	2,1,6	1,75...3,1	1,2,3	0,1,2,3	
4	10,7	68,,.73	1,2,3	0,1,2,3	
5	40	40,2...70	1...4	0,-Л	
Таблица 4.4
Номер варианта		Да, 0м	кОм	Ur, мВ	Тип ИС
I	3	300	2,5	100	К175УВ4
2	1	500	5	150	К435УВ1
3	2	1000	3	50	К175УВ4
4	1,5	250	2	200	526UCI
5	2	200	I	150	174ПС1
Таблица 4.5
Номер в арианта	Л, МГц	7 МГц		Яхр, к£ц	кОм	В	Тип транзис- тора
I	1,5	0,5	3	10	I	9	JOIIOI
2	4	0,5	2	6	3	5	и
3	10	15	2	150	0,075	12	клюз
4	20	0,5	5	5	5	6,3	и
5	0,5...1,5	1,6	4	10	0,5	9	_v_
4,2. РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ СВЧ
В настоящее время основным типом преобразовательного элемен-
та г диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн являются полу-
проводниковые диоды: точечные кремниевые диоды (ТКД) или даода
с барьером Шоттки (ДНП). В дециметровом и нижней части сантимет-
рового диапазона возможно построение преобразователей на транзис-
торах.
43
4;2.1. Основные понятия, определения, расчетные соотношения.
схемы
Диодные jipe образ ователи_ частоты	Схема ДЛЯ показана
на рис* 4,5, Для диода крутизна его вольт-амперной характеристи-
ки S и внутреннее сопротивление
(или внутренняя проводимость ) одно-
значно связаны:
=£.	(4*15)
I J
Параметры преобразования ДЕЧ:
5-J.	-ф;	(4.16)
п wp п 2
г:л=^=//^ = ^-	(4.17)
Поскольку диод является двухполиснад элементом я токи сигналь-
ной и промежуточной частот текут как во входной» так и в выходной
цепях, то можно оказать» что в ДПЧ существует сильная обратная
связь по току, и наряду □ прямым преобразованием частоты в ДЛЯ
происходит и процесс обратного преобразования частоты.
Дри этом внутренние параметры прямого и обратного преобразо-
ваний в ДПЧ одинаковы, а коэффициенты прямого и обратного преобра-
зований отличаются из-за разницы Zn aZc :

где

где
’5/Аз'
4,
Входное и выходное сопротивления ДЖ записываются в виде
1 + 5 i
Z< - е Л/--------->	(4.18)
5^ + &х 2Л
L = ‘\\SA----------- (4.19)
_____*** se + 6x 2С
Величина &х - 5гп называется характеристической провода-
мосты) ДПЧ и имеет тот же смысл» что и характеристическая прово-
димость линейного четырехполюсника (при нагрузке четырехполюсника
44
да сопротивлениеразное , его входное сопротивление также
равно „
Максимальная мощность сигнала промежуточной частоты на выхо-
де ДПЧ получается в режиме двухстороннего комплексно-сопряженного
согласования, т.е. при одновременном выполнении условий:
т.е. ]	.	.	(4.20)
[- Ут(2С)= -7m Z^x ;
4-^
т.е. 	®r =	=
7m(2n)=-7m(Z^).
Согласование производят о помацью реактивных трансформато-
ров Тр1 и Тр2, включаемых между источником сигнала Ес и диодным
смесителем (ДСМ), а также мевду ДСМ и нагрузкой (рис. 4.6).
С помощью сопротивление Zc пересчитывается ко входу ДСМ (за-
жимы I-I) в величину 2^ , а с помощью Гр 2 сопротивление Zn пересчи-
тывается к зажимам 2-2 (выход ДСМ) в Й^х.При чисто активных сопро-
тивлениях 2С=ЯС и	= Л „одновременное выполнение условий (4,20)
Тогда трансформаторы Тр1 и Тр2 должны иметь коэффициенты
трансформации соответственно:
„ - -J	? "
Uc ~ I/	fix ’
nzopt = ~ у~ ~ V -
(4.21)
(4.22)
В СВЧ-диапазоне они могут быть реализованы как четвертьволновые
трансформаторы активных сопротивлений (отрезки МПЛ длиной Лв/4
и волновым сопротивлением ZT =	)• На рис, 4.6 Рс - узкопо-
лосный фильтр во входной цепи, настроенный на частоту сигнала.
Этот фильтр не пропуокает ко входу смесителя колебания
о частотами, соответствушими побочным каналам приема* Такие пре-
образователи частоты называют узкополосными.
В режиме полного согласования (что обычно и реализуют на
практике) номинальный коэффициент преобразования^^ и номи-
нальный коэффициент передачи мощности £ D соответственно бу-
ЛО rffOff
ДУТ:
г = — ~\/
Г = Л*
ппРном ПШ	£Х*5П
Коэффициент шума ДОЧ
# =_________
U4W4F я п
но Ржж
(4.23)
(4.24)
(4.25)
где - относительная шумовая температура смесительного диода,
характеризукгцая интенсивность его всех внутренних и^мов*
Обычно непосредственно за ДОЧ ставят предварительный усили-
тель промежуточной частоты (ПУПЧ), как правило, однокаскадный.
Если его коэффициент шума , а величину z/^noPH0W обозна-
чить как потери в преобразователе L п , то коэффициент шума ДПЧ
совместно о ЮТЧ будет

(4.26)
величина лежит в пределах 0,8,,.8,0 и зависит от технологии
изготовления диода и мощности гетеродина, подаваемой на диод.
С увеличением мощности гетеродина величина t возрастает,
a уменьшается. Поэтому существует оптимальное значение мощнос-
ти гетеродина » обеспечивавшее минимум коэффициента шума ДОЧ.
Обычно Prept = 0,4.-.1 мВт.
Общие потери в преобразователе частоты Дпц складываются из
потерь в смесительном даодеД п , потерь за счет отражения мощности
сигнала от входа ДПЧ Ьог? , потерь за счет ответвления модности
сигнала в тракт гетеродина L г :
где L0TP =	\ги“ коэффициент отоя-
чей волны, ~ 1,3.. .3; Lr- 0,3f0,4 дБ.
Для нахождения значений амплитуд гармоник крутизны восполь-
зуемся экспоненциальной аппроксимацией ВАХ диода
46
I ~I0<eaU-i),
где 1в * IO-6 A; a= 25 В"1 для ТКД; 1дк КГ13 A, a = 35 В"1
для ДНИ»
При этом крутизна также подчиняется экспоненциальной зависимое^
ти J = &IoeaU \ SQ и определяются по (4 ДО) и (4,II) соот-
ветственно.
Наилучшие результаты дает преобразование по первой гармони-
ке гетеродина/ т.е. п = I. Как уже отмечалось, потери преобразо-
вания о увеличением Рг , а следовательно, и уменьшаются.
Но Urт не должно превышать максимально допустимых значений:
&гт 4 В Для * диодов;
игт * °,2'--О»3 в для - диодов;
< 0,8 В для GaAs - диодов.
Рабочую точку диода обычно выбирают в начале координат или а не-
большим смешением. Поэтому £0 - (0... +0,3) В. При этом несколько
уменьшается требуемая мощность гетеродина.
При экспоненциальной аппроксимации ВАХ диода уравнение (4.23)
может быть записано в виде
К = _1	_ ??	,	(4.27)
поном 2 V Ес	+ ,
ГДб м Sr 5»
(“о “ЛЛп So Jg(aU}r
а
е«	(4.2В)
РИ »,я>-
Зависимости ий от величины й £7. м показаны на рис. 4.7
Л ряс. 4.8 соответственно.
Расчет ШЧ при выбранном (или заданном) диоде и известных
сопротивлениях источника сигнала^ и нагрузки включает выбор
режима работы диода (£0, Ц-те,Рг)  нахождение величин
^(a^Jno рис. 4.7 и 4.8, Gx по формуле (4.28) и расчет номи-
нальных коэффициентов передачи #понй1 по (4.27) ,КПОрнон по (4.24),
коэффициента шума ДПЧ по (4.25) или (4.26), а также определение
коэффициентов трансформации^^ по (4.21) и по (4.22).
47
I
Трансформатор* в диапазоне СВЧ реализуются обычно на отрезках МИЛ*
Балансные дидднце преобраэова^ли частота (БПЧ). В СВЧ-диапа-
зоне (сантиметровом и особенно миллиметровом) создаются условия
для преобразования щумов гетер едина на промежуточную частоту.
При fc »/n,fr »/я й конечной добротности колебательной системы
гетеродина {Q = 10^...10^*) ее шумовая полоса дД, становится соиз-
меримой с/п , и шумы на частотах, соответствующих основному и зер-
кальному каналам приема, будут преобразовываться на промежуточную
частоту (рис. 4.9).
ШЧ содержит два однотактных ДПЧ. Включение диодов, подача
напряжений U и Ur могут осуществляться различными способами. Но
во всех случаях смысл состоит в том, чтобы шумовые компоненты гете^
родина в каздом плече ДЕЧ, преобразованные на промежуточную часто-;
ту, имели такую фазировку, чтобы в нагрузке (выходном контуре)
они взаимно компенсировались.
в ЫН СВЧ-диапазона в микрополосковом исполнении обычно п™-
неняетая разнополярное включение диодов, подача Z//на диода Q Z.
ЭОВНМ сдвигом 90 , пода-	с
qa Ur на диода с фазовым
сдвигом 90° и однотактное
вкмяение нагрузки (так
называемая квадратурная
схема). Разделение моднос-
ти сигнала и гетеродина
на диоды, а также обеспе-
чение необходимых фазовых
сдвигов осуществляется
о помощью кольцевых или шлейфовых мостов.
Наиболее распространенной является схема о двухшлейфовым
(квадратным) мостом (рис, 4,10). Расчет балансного диодного пре-
образователя сводится к расчету однотактного ДТП по вышеприведен-
ной методике и расчету параметров микрон о досковых линий квадрат-
ного моста.
4*2*2, Типовые задачи и таблицы варьируемых данных
I* Рассчитать основные показатели преобразователя частоты
на диоде 2AI03A. по следушим исходным данным: = 50 0м;#п =
= 400 0м; Urm^ 0,4 В; = О В*
Преобразование проводится по первой гармонике гетеродина
(»= !)• Диод 2AI03/L является ТКД. Следовательно^ а = 25
ю45 а.
По графикам находим рп= 0,95; Вп - 900.
Тогда
1 _/ 4<И?'	0,95
^ПО нон “ i f 50 '	“7jOe3'
t> 45Z?
^поРнон = Ьогз /,00
Gr = 25 В'1- ?0~ЁА 900 - 0,0225 С»; Rx =	- 45 Ом.
х	вх
В. таком случае на входе трансформатор не нужен, а коэффициент
транаформации выходного трансформатора Тр2
п . = ^400-0,0225 — 3; L- 1,91 (.~ЗдБ),
Примем - 2,

Рассчитать основные показатели однотактного ДИ по исход-
ным данным> приведенным в табл. 4.6.
Таблица 4.6
1омер варианта	Тип диода	Ом	лП’ Ом	в	К-«, r?zt’ В	*17	и
I	2AI03A (ТВД)	50	200	0	0,5	2	I
2	2AI07A (ЖЦ)	50	300	0	0,4	2,5	I
3	2A.I08A (ТКД)	50	400	0	0,3	3	2
4	ЗШ1Б (ДНИ)	50	100	0,2	0,4	1,5	I
5	ЗАЦ2Б (ДНП)	50	200	0,3	0,3	2	I
6	AAII3A (ДНЮ	50	300	0,1	0,2	3	2
2. Рассчитать диодный балансный преобразователь частоты
на диоде ЗШ1Б по следувдим исходным данным:^ = 9375 мГц;
Ес = 50 Ом; Вп= 200 0M;Aff= 3,2 см; £^= 0,3 В; Ц_т= 0,4 В. Под-
ложка из поликора (6Г= 9,8) толщиной к - 0,5 мм. Волновое сопро-
тивление подводящих линий Zo - 50 0м.
Рассчитаем параметры однотактного ДПЧ, Диод ЗАДИБ-ДЕШ. Следова-
тельно
а = 35 В-1; а^= 1,4;	= 10“13 А; Ее= 10,5; <К = 0,96;
Вп = 5,6-Ю4;
X 1 -1/го°'	0,96„	-	< р =О,?52‘ 0,5525;
ПОНОМ 2 г 50	+ 7	поРяом
= 35 В-1 Ю-13 к-е10,5 -5,6-ю4 = 0,0071 См;«Л= 140 Ом

Входной трансформатор выполним в виде четвертьволнового отрезка
микрополосковой линии с волновым сопротивлением
z =Vl40-50' = 83 Он.
т
Согласования на выходе практически не требуется. Волновые сопро-
тивления четвертьволновых отрезков МНЕ ФНЧ в выходной цепи одно-
тактных ДПЧ принимаем равными 20 и 90 Ом соответственно для низко-
омных разомкнутых и высокоомным соединительных отрезков.
Спроектируем СВЧ-мост* Волновое сопротивление основной линии2Л-
-	= 50//21 = 35,5 0м. Для шлейфов 2Ы = Z^ = 50 0м.
50
Ширина полооки основной линии 0,97 мм, шлейфа - 0,55 w. Четверть-
вол новые длины:	' эр
для основной линии X А = -j—г-^-= 3,11 мм;
£»	*7	о,0{
для шлейфов X/4-	- 3,2 мм,
*	4 о?со
Рассчитать БПЧ (в т.н* и СВЧ-мост) по исходным данным, при-
веденным в табл. 4,7, Я?с = 500 Ом, »= I.
Таблица 4,7
Номер	Тип		£0,			/я,	Подложка	
анта	диода	Ом 	в	в		ГГц	h , мм	материал
7	2AI07A (Ж)	400	0	0,5	2,5	5	1,0	СТ-32
S	2AI08A (ТКД)	300	од	0,4	3,0	7.5	0,5	СТ-38
9	3AII2E (ДНИ)	200	0,2	0,3	2,0	10	1,0	Поликор
10	AAII3A. (ДНИ)	100	0,2	0,2	2,5	13	0,5	Сапфир
5. РАСЧЕТ ДЕТЕКТОРОВ И ДЕЮДУ^ТОРОВ
5,1, РАСЧЕТ ДЕТЕКТОРОВ Ml-СИГНАЛОВ
Основные понятия, определения, расчетные соотношения,
схемы
В детекторе осуществляется выделение низкочастотного модули-
рующего сигнала, соответствующего сообщению, и устранение несуще-
го высокочастотного колебания. В соответствии с видом модуляции
различают детектирование сигналов, модулированных по амплитуде,
фазе или частоте, а детектор разделяют на амплитудные, фазовые
и частотные. Основным видом детектора является амплитудный детек-
тор. Он имеет самостоятельное значение как детектор AM-сигналов,
а также входит в состав большинства фазовых и частотных детекторов.
Основные характеристики детектора:
I)	детекторная характеристика - зависимость выходного напряже-
ния от амплитуды входного сигнала 4А = /(
2)	коэффициент передачи для нсмодулированного сигнала £а =
для АМ*аигнала с глубиной модуляции яг tfflO =  -,у .
Здесь J/q- амплитуда напряжения с угловой частотой модуляции Я ;
3)	линейные, или частотные, искажения, оцениваемые по АЧХ:
или^р(Р), оцениваемые по ФЧХ; (Я), где - сдвиг по фа-
51
зе одинаковых составлявших в спектре выходного колебания и спект-
ре модулирующей функции;
4)	нелинейные искажения, которые при гармонической модуля-
ции оцениваются коэффициентом нелинейных искажений;
5)	коэффициент фильтрации К =	;
6)	входное сопротивление	, где - амплитуда
тока первой гармоники высокой частоты
AM детектор состоит из нелинейного элемента (диода или тран-
зистора)^ и фильтра нижних частот (ЙГ илиЕДб ). В радиоприемных
устройствах наиболее часто используется
последовательный диодный детектор, схема
которого изображена на рис* 5.1.
Здесь - входное высокочастотное напря-
жение, снимаемое с контура последнего
усилительного каскада промежуточной час-
рио 5 j тотецдТ- нагрузочная цепь - фильтр ниж-
них частот; выходное напряжений.
Качественные показатели амплитудного детектора зависят от
амплитуды сигнала* При "слабых11 входных сигналах (#0<0,1 t- 0,2 В)
детекторная характеристика квадра-
тична, коэффициент передачи мал
и линейно зависит от амплдтуды сиг-
нала, коэффициент нелинейных иска-
жений /4, Поэтому квадратичный
детектор почти не находит примене-
ния в радиоприемных устройствах.
В современных радиоприемных устрой-
ствах применяется в основном детек-
тирование "сильных11 сигналов.
При "сильных" входных сигналах
(£^>0,5 t- 0,7 В) вольт-амперная
характеристика диода (BL£) аппрокси
мируется линейно-ломаной, как это
показано на диаграмме детектирова-
ния, представленной на рис. 5,2, Детекторная характеристика при
этом получается линейной и при правильном выборе нагрузки нели-
нейные искажения отсутствуют (точнее, не превышают допустимого
уровня),
Коэффициент передачи такого идеального линейного детектора
определяется углом отсечки тока# и вычисляется по формуле
52
К « CZ75
(5.1)
Угол отсечки зависит от величины сопротивления резистора нагруз-
ки £ и крутизны ВАХ диода, что соответствует трансцендентному
уравнению:
(5.2)
~ ” JJ0
При5£^ 30 угол отсечки мал, он может бить найден по приближен-
ной формуле
ЗЛГ '
<5В
(5.3)
Входное сопротивление детектора зависит от угла отсечки,
а следовательно, тоже от сопротивления нагрузки л крутизны харак-
теристики:
р ........ —..........   —	р __*	______ (5,4)
ox $	0 -0,5 sin 20	&-0,5sin 28 '
При малых углах Q (больших 5R) формула (5.4) упрощается и прини-
мает вид:

(5.5)
В реальном диоде за счет наличия обратной проводимости вход-
ное сопротивление детектора уменьшается, так как оказывается за-
шунтированным сопротивлением Ri
jPf	(5.6)
fct 2 Юр
Если детектор линеен и безынерционен, то при подаче на вход
детектора амплитудно-моду лир ованного сигнала огибаадая передается
на вход УПЧ. без искажений с коэффициентом передачи
Условие беэынерпионнооти детектора:
SCc У/1~т^'
* 2ZF т
£ тпа.и
(5.7)
где Ръ - максимальная модулирующая частота; ттах - максимальная
глубина модуляции.
53
При расчете характеристик AM детектора
Г манно использовать его эквивалентную
схему, представленную на рис, 5.3.
|	Здесь 5^FВ.	- внутренние параметры
детектирования, которые для линейного
диодного детектора вычисляются следую-
щим образом:
sin О г 5 sin Q
~Q ’Ч =	(5.8)
£. = #/5£.
*9
При неправильном выборе нагрузки детектора С2 могут возникать как
линейные, так и нелинейные искажения. Чтобы избежать искажений
при выборе г =£% , следует руководствоваться следующими соображе-
ниями:
I)	сопротивление резистора нагрузки £ должно обеспечивать
получение заданного значения входного сопротивления и коэффициен-
та передачи ;
2)	емкость С конденсатора нагрузки должна соответствовать
условиям отсутствия снижения коэффициента передачи /С^ и линейных
и нелинейных искажений. Она ограничена **снизу" условиями:

(Я- 9} (S1п & - в ся$ 8)
?~£OS 8
(5.9)
(5.9а)
Емкость с ограничена "сверху” условием (5.7), обеспечивающим
безынерционность работы детектора, и допустимым уровнем Мв частот-
ных искажений огибающей, т,е. верхней граничной частотой эквива-
лентной . схемы детектора:
с 4 ----—-----------
2^ (Я О) ’
3
3)	должно также выполняться неравенство
(5.10)
/£_ >
(5.П)
где £_ - сопротивление нагрузки для постоянного тока, £_ = £;£L-
сопротивление нагрузки для переменного тока модулирующих частот
= я 11Я4х VHI(.
54
В приемниках на биполярных,
транзисторах выполнить уело- гг
вие (5,11) бывает затрудните ль-\*—1|-
но из-за низкого входного оо- J
противления УНЧ, При невыполне-^
нии неравенства (5.II) схему -*
Рис. 5.4
детектора модернизируют, заме-
няя резистор Я двумя резистора-
ми Я1 и £2 и вводя дополнительный резистор t последовательно
о разделительным конденсатором на входе УНЧ, как это показано
на рис. 5.4.
Тогда реальный коэффициент передачи детектора
„ { _ к, Е2	унч
У =	Я/+Я2 ' Я. f + Es '
ох инч $00
Сопротивления	определяют следующим образом:
£7 = (0,2^-0,3-) S ;
И2^ (0,?^0,8)Я;
\_т
р ь ”гд*_____________________ р
(Я^Е2) (7-ттг ) fa унц 
и	7ft (1л
Коэффициент фильтрации высокочастотного напряжения
7
(5.12)
(5.13)
Разделительный конденсатор €? рассчитывается исходя из заданного
коэффициента частотных искажений в области нижних частот:
С >	-	7
Р?/ ЛЯ, шг^7 1
н	'н
(5.14)
Импульсный детектор предназначен для преобразования последо-
вательности радиоимпульсов в последовательность видеоимпульсов,
форма которых повторяет форму огибащей каждого радиоимпульса
с допустимыми искажениями. Для этой пели применяется последова-
тельный диодный детектор (см. рис. 5,1), Выбор постоянной времени
нагрузки производят исходя из допустимых искажений огибающей им-
пульса - растяжения переднего и заднего фронтов, оцениваемых вре-
менем установления и временем спада импульса.
Время установления видеоимпульса на выходе детектора рассчи-
тывается по формуле
55
(5,15)
t -=5СМ	^8------
с г
<f
где - резонансное сопротивление контура усилителя без уче-
та детектора; - входное сопротивление детектора в ста-
ционарном состоянии; х - емкость, которая включает емкость нагруз-
ки и емкость монтажа.
Время спада импульса tCfJ определяется выражением
t = 2,3 (Я 11^ s
cn *	г $5p
(5.16)
„	f
где	-----обратное сопротивление диода.
Емкость С выбирается из условия (5.9), сопротивление Я - исходя
из заданного значения , но при этом обязательно г = ££^(2*3)7^
Коэффициент передачи	, угол # определяется по форму-
ле (5.2) ио (5,3),
5.1.2. Типовые задачи. Таблицы варьируемых данных
J, Найти основные характеристики диодного AM детектора (см.
рис. 5.1) по исходным данным, приведенным в табл, 5.1.
Таблица 5.1
Номер варианта	Диод	кОм	С мкФ	ж max		^в9 В
I	дти	з,и	0,012	0,7	465	1,0
2	Д2А	6.8	0,0051	0,8	465	0,9
3	Д2В	3,9	0,0056	0,8	465	0,8
4	Д9А	4,7	0.U09I	0,7	465	1,0
5	Д9Б	3,3	0,015	О',6	465	0,9
2. Найти элементы схемы и характеристики диодного последова-
тельного АГЛ детектора (см. рис, 5.1) по исходным данным, приве-
денным в табл, 5.2.
Таблица 5.2
Номер варианта	Диод	кОм	кГц	UQ. В	ттах	кГц
I	Д1Б	1,5	4	0,8	0,7	465
2	Д2А	3,2	3,5	0,7	0,8	465
3	Д2В	2,0	5,0	0,9	0,8	465
56
Окончание табл. 5*2
1омер варианта	Диод	ъхт кОм	кГц	В		ffibr кГц
4	Д2А	2,4	3,5	0,8	0,7	465
5	Д9Б	1,6	4	1,0	0,6	465
3. Найти характеристики последовательного диодного AM детек-
тора по исходным данным, приведенным в табл* 5.3.
Таблица 5.3
Номер вари- анта	Диод	В/, кОм	82, кОм	C1f пФ	£2, пФ	кОм	V мв	Л/h кГц	ср, мкФ	т
I	Д1Е	1,8	5,6	7500	300	0,9.	1,1	6800	15	0,6
2	Д2А	U,82	2,7	10000	9100	0,833	1,1	465	10	0,7
3	Д2В	1,3	3,6	5600	5600	1,0	1,1	465	6,8	0,8
4	Д9А	1,0	3,0	82U0	510	0,833	1Д	6800	10	0,8
5	Д9Б	1.0 '	з,и	6200	7500	1,0	1Д	465	6,8	0,8
4* Найти элементы схемы и определить характеристики диодно-
го АН детектора по исходным данным, приведенным в табл* 5*4,
если амплитуда несущей и,8 + 1,0 В*
Таблица 5.4
Номер вари- анта	Диод	«... кОм	£ кОм	кГц	6. Гц	от trtax	«8	Ар кГц
I	Д1Е	2,0	1,1	3,5	40	0,8	1,1	6800
2	Д2А	1,6	1,2	4,5	40	0,7	1,1	465
3	Д2Б	2,5	1,0	4,0	50	0,8	1,1	465
4	Д9А	3,5	1,2	3,5	40	0,6	1,1	6800
5	Д9Б	2,0	1,0	4,5	50	0,8	1Д	465
5, Найти входное сопротивление импульсного детектора (см.
рис* 5*1), определить амплитуду и оценить искажения выходного
импульса по исходным данным* приведенным в табл* 5.5.
Считать Си = 3 * 5 пФ*
п
57
I а б л д ц a 5.5
Номер варианта	Диод	^ЙГ, пФ	Я, кОм	р кОм	В	г4>, МГц
I	Д2А	12	2,2	5	1,0	100
2	Д2В	12	3,3	5	0,9	60
3	Д2Е	10	3,6	5	0,9	100
4	Д9А	15	3,3	3,5	1.0	60
5	Д9Б	15	2,4	3,5	0,9	100
6t Найти элементы схемы и определить основные характерна таки
детектора радиоимпульсов по исходным данным, приведенным
в табл, 5,6. Считать С„ 3 t 5 пФ.
W
Таблица 5,6
Помер варианта	диод	кОм	акС	кОм	&	/яр ? МГц
I	Д2А	5	0,08	0,63	1,1 	100
2	Д2В	5	0,11	0,08	1,?5	60 .
3	Д2Е	5	0,11	0,08	1,8	100
4	Д9А	3,о	0,14	0,09	1,6	60
5	Д9Б	3,5	ОД	0,08	1,2	100
Примечание к табл. 5,1 - 5.6						
Диод	Д1Е	Д2А	Д2В	Д2Е	Д9А	ДЭЗ
5 , мА/В	10	50	8Л3	10	10	100
Я/» кОм Cg*, W	400	250	120	400	400	400
	I	I	I	I	I	I
5.2. РАСТЕТ ДЕТЕКТОЮВ И ЩдаГОРОВ ЧМ-И ФМ-СИГНАЛОВ
5.2,1, Сановные понятия, определении, расчетные соотношения,
схемы
Частотны^ детекторы. В практике радиоприема широко пополь-
зуют чаототные детекторы (ЧД), построенные на основе преобразова-
ния исходного ЧМ - колебания в колебание, модулированное по ам-
плитуде идя фазе с последующим выделением модулирующей функции
с помощью амплитудного или фазового детектора соответственно.
58
Одна из схем ЧД с ампли-
тудным преобразованием час-
тотной модуляции (баланс-
ный ЧД с расстроенными конту-
рами) приведена на рис. 5.5.
Контуры Щ настроены на час-
тоты и , расположенные
симметрично относительно
центральной (переходной) чао-
Wm
Рис, 5,5
тоты J , Выходное напряжение ЧД получается как разность выпрям-
ленных напряжений амплитудных детекторов, подключенных к конту-
рам, Зависимость выходного напряжения от частоты (детекторная ха-
рактеристика) ЧД по схеме рисл 5,5 имеет вид
(5.17)
VbM.-----------------~Г 7^—; > >
*	ё&}
где 5 - - , = -Y ,------текущая сообщенная расстройка;
X~~. =—у* —- обобщенная расстройка контуров;
Л «э Л?	Л? «5
<4- эквивалентное затухание контуров; £о - коэффициент передачи
**	у
амплитудных детекторов; Ко - Ss#9/ti - резонансный коэффициент
усиления; #э - эквивалентное резонансное сопротивление контуров;
~ крутизна транзистора; к - коэффициент трансформации*
Крутизна детекторной характеристики
<j	КдЦьхЪ	I fl	(5
df ' п V(^;Z
где = с+	+СЯ - суммарная емкость контура с учетам
выходной емкости транзистора, входной емкости амплитудного детек-
тора и емкости монтажа; - полоса пропускания ЧД (расстояние
мевду экстремумами его детекторной характеристики).
Рассмотрим расчет '-(Д с фазовым преобразованием частотной мо-
дуляции на примера:: двух схем: ЧД с фазозадающим контуром
(рис, 5.6) и ’{Д с линией задержки (рис. 5,7),
Рис. 5.6
Рис. 5.7
59
Основные соотношения для распета ЧД по схеме рис* 5*6.
Уравнения детекторной характеристики:
без ограничения входного сигнала
с ограничением входного сигнала
(5-2о)
Крутизна детекторной характеристики:
без ограничения входного сигнала
о ограничением входного сигнала
_ = 41В Я#
* d3 ‘
Допустимый коэффициент нелинейных искажений:
без ограничения входного сигнала
3°п ’
с ограничением входного сигнала
и _ ягагс
(5.21)
(5.22)
(5.23)
1
(5.24)
обычно составляет единицы * сотые дож процента.
В соотношениях (5.19)-(5.24) обозначено: - эквивалентное
2	3
затухание "фазозадающего" контура; J - ,	- обобщенная
расстройка, соответствующая максимальной девиации частоты д
входного ЧМ - сигнала; 1О - ток генератора стабильного тока кон-
кретной микросхемы перемножителя;- сопротивление нагрузки;
— коэффициент передачи перемноотеля (соотношение
справедливо для микросхем 526HCI, 174ПС1 и других перемножителей,
построенных на основе "переменной крутизны"), где
- 26 мВ - температурный потенциал.
60
Основные расчетные соотношения для ЧД с линией задержки
при использовании диодного балансного фазового детектора.
Уравнение детекторной характеристики
иЬм=Щ(I™ I -1sitl ¥ I ь	(5.25)
где Г - время задержки.
Центральная (переходная) частота детекторной характер! с тики
Крутизна детекторной характеристики
^ = ±гУ?-Я^г,
(5.26)
(5.27)
При использовании фазового детектора на перемножителе
ВД Uc , Уоп < ?т
Зт=*	-------(5.27а)
т
при
Sy3 = i гис^Г--------.	(5.276)
*т
“ри
\2 = ±ЧйЛ-	(5-27в’
Допу с тиши коэффициент нелинейных искажений
(г^Хд/тлл)
Son “
(5.28)
Полоса пропускания
(5.29)
Фазовые ^е те к тори. Из разновидностей фазогых детекторов (ФД)
рассмотрим балансный диодный ФД (рис. 5.8) и фазовый детектор на
основе перемножителя (рис. 5*9).
61
Рис. 5.8
Рио, 5.9
О он ов нн е расчетные соотношения для оал анон ого диодного ФД.
Зависимость выходного напряжения от фазы (детекторная харак-
теристика <?Д):
? ° + * У * U* + У//4 У р * Up4
(5.30)
где - амплитуда сигнального и опорного напряжений, соответ-
ственно; - коэффициент передачи линейного диодного амплитудно-
го детектора (диод и соответствупцая -пепь на рис, 5,8); 4J. -
.фаза сигналаf отсчитываемая от фазы опорного напряжения.
В зависимости от диапазона изменения Фс и соотношения ампли-
туд Uc и Ug выражение (5.30) упрощается:
U.		при	H U cos<? ——	— « /	(5.31)
fox	up 4		z/;+za;/4	
	Гй5$> 9 С с	при		(5.32)
11  fox	= —	('J'hws1?' - 4? S с	с	- \J1-CQS	при^= V	(5.33)
Крутизна детекторной характеристики	, заданной
формулами (5.31)-(5,33), я точке --£/2:
	ляг/ и S о с		(5,34)
	UPUP4		
^ФЯ	~^с;		(5.35)
=	--KV VF 9 с‘		(5.36)
По отношению к входу сигнала диодные детекторы включены последова-
тельно , поэтому входное сопротивление чД равно & , а по отношению
62
J
к входу опорного напряжения - параллельно, следовательно, вход-
ное сопротивление ФД по отношению к этому входу равно #
Основные расчетные соотношения для ФД на аналоговом переынсо-
жителе.
Детекторная характеристика
напряжения на % /2):
_	sin \
иЬ^ ~
Л/ i/c 10 Д?я sin
=
***	21оц„<%-^
31
Обозначения в соотношениях (5,3'
ниям в формулах (5.21)-(5,22), ]
ФД (с учетом сдвига фазы опорного
при^ф^С^т; (5.37)
при	(5.38)
при^Я^,^п2/.г (5#зэ)
при	ЗК/4,
’)-(5,39) соответствуют обозначе-
на выражений (5.37)-(5.39) находит-
ся крутизна ФД:
.	,	ЩЛ
~	-	8<ег ’
	=	+	Л?
“	#<?г
+ t?
Я
(5Л0)
(5.41)
(5-42)
Входное и выходное сопротивления ФД данного типа определяют-
ся конкретной микросхемой аналогового перемножителя-
[Д1емодуляторк_Ч1й-оигналоБ. Ниже приводятся основные расчетные
соотношения:
для типовых демодуляторов ^-сигналов
.'выигрыш в помехоустойчивости при частотной однотональной
модуляции
а. /о =3тг	(5.43)
где
А - частота модуляции; л/ - максимальная девиация частоты;
”	•'7ПОХ
)


- отношение сигнал 'шум соответственно на
выходе и входр г полоса сообщения;
, где Л^р лгт^	/ ) - спектральная
плотность шума, приведенного ко входу при ем ок а.
63
Полоса пропускания линейного тракта приемника (примерно рав-
на полосе пропускания УПЧ):
%	(7+	+	).	(5.44)
Более точный выбор полосы:
для п -каскадного одноконтурного УМ
’	(5.45)
для п ^каскадного двухконтурного УПЧ
„ г ^/^{в+й/л 7 $ ! п 7	t я-ч
™	-Г~ '	С5-46)
дце - допустимый коэффициент нелинейных искажений.
Пороговое значение
а. = ^//гЛС-ДС •	(5.47)
ОЪхп с ° 7 wax,
для следвдих демодуляторов
уравнение дискриминационной характеристики
^-Л^>	«•«>
где Уо - частота подстраиваемого генератора при ^р&г~ 0; *>№
крутизна характеристики управителяt рад/СВ-с).
Пороговое значение :
Ur
^kcn ~2N^-F„ ’	 ^5*49>
для демодуляторов о ОСЧ
пороговое значение :
/f	ffjtt 1
где Дп - частота шумовых импульсов.
Оптимальная шумовая полоса для ОФД
«'/и?'	(6-50)
Полоса захвата ЦфЦ
2%« i^fKTz (UK/гт^’,	(5.51)
64
где и - постоянные времени пропорционально интегрирующего
фильтра (см. рис, 7,3); К - купт 5ФЙ-<$пг - коэффициент усиления
петли регулирования.
Шумовая полоса (Ж с пропорционально интегрирующим фильтром
П —----------------- .
(5.52)
Время вхождения в синхронизм
Л

Л Тг
(5*53)
5.2.2, Типовые задачи
I* Рассчитать ЧД на микросхеме 526ПС1 при	=
= Ю-7 Жц, Af^ 75 кГц,^^ = 1ВЛС = Ю МВ.
2,	Рассчитать ЦД на микросхеме 526ПС1 при /С^п- JG ~
10,7 ЙГЦ(Л^= 75 кГц,	I В, Uc= 300 мВ.
3,	Рассчитать ЧД на микросхеме дифференциального усилителя
(тил выбрать) при /С^п = 1%, f0 = 70 МГц, лЛгайх = 4 №ц, 4 = 5
4.	Рассчитать ЧЩ. на двухзатворном полевом транзисторе
при = 1,5%,	= 10,7 МГц, 50 нГц, Щых тазГ	~
= 100 м3*
5.	Рассчитать и построить зависимости
при I + 10, Яй = 5 дБ,Гм - 15 кГц*
6*	Определить полосу пропускания демодуляторного тракта
приемника со стандартным цц демодулятором при трехкаскадном УМ
на одиночных контурах, = 0,5%,	1 е- 5, /^ = 10 кГц*
7,	Решить задачу G для трехнаскадного УПЧ на двухконтурных
фильтрах*
8.	Оценить пороговые значения стандартного ЧМ демодуля-
тора при = I * 10;	= 5 кГц, = 3 дБ, Uc = I В*
9,	Обосновать требования к отдельным узлам демодулятора
ЧМ-сигнала с СФД при £ = 10 кГц, ^/WJC= 50 кГц, нестабильное-
та ПГ Д///о = 10“4, /0= 10,7 МГц.
10.	Оценить пороговые отношения для демодулятора ЧМ-аиг-
нала с СФД( с ОСЧ, с СФД-ОСЧ и сравнить их с отношением для
стандартного демодулятора прид/я^^ 10 МГц, = 15 кГц,=*
= 1,5 ГГЦ,	Ю"4.
II.	Обосновать требования к отдельным узлам ЧМ демодулятора
а ОСЧ при = 10,7 йТц, = 150 кГц, F# = 50 ♦ 10000 Гц, =
= 2%, Uc = 150 м3.
65
6. РАСЧЕТ смета АВТИ^ИЯЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ
6.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ, ОПРВДЕйЕНИЯ, РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ,
СХЕМЫ
Основное назначение системы автоматической регулировки усиле-
ния (АРУ) - поддержание уровня выходного сигнала приемника (усили-
теля) около некоторого номинального уровня при изменении уровня
входного сигнала.
Наиболее распространена обратная система АРУ (рис, 6,1),
или АРУ с регулировкой "назад”. Замкнутая петля АРУ образуется
здесь цепью обратной связи, содержащей детектор АВУ (ДАРУ), уси-
литель АРУ (УАРУ), фильтр АРУ (Ф), и каскадами линейного тракта
приемника, которые расположены между точкой ввода регулирующего
напряжения U? и точкой вывода выходного напряжения ♦
Фильтр Ф необходим для предотвращения существенного снижения глу-
бины модуляции полезного ^-сигнала, ДАРУ заперт напряжением за-
держки Uj л отпирается, когда входной сигнал превысит определен-
ный уровень. Благодаря атому усиление слабых сигналов не снижает-
ся. Такие системы АРУ называются задержанными. Если в цепь обрат-
ной связи включен усилитель (усилитель радиочастоты или усилитель
постоянного тока), то такая Ару называется усиленной и обладает
большей глубиной регулировки усиления. Таким образом, система АРУ
по рис. 6-1 является усиленно-зцдерканной.
Рис, 6,1
° Щмм
Рис. G.3
Рис, 6.2
№
66
Основными характеристиками системы АРУ в статическом режиме
являются: амплитудная	(рио* 6-2), регулировоч-
ная - ^0 = ^р(Ур) - зависимость общего коэффициента усиления всех
регулируемых каскадов от регулирующего напряжения (рис* 6*3)*
Цепь обратной связи характеризуется статической зависимостью U? =
= ^>(^х> (рис, 6,4), С регулировочной характеристикой тесно свя-
зан динамический диапазон системы АРУ Gp ;
&р = кота*	м—~/к------------- = ^А (6д)
где <£ =	“ динамический диапазон входного сигнала;
mtn ~ Динамический диапазон выходного сигнала.
Полагая кдтах = Кднач , из (6.1) находим Кдт^ , а по величи-
не KOjJtijl с помощью регулировочной характеристики определяем наи-
большее значение регулирующего напряжения Связь между на-
пряжением и напряжением задержки при Uj	дается
соотношением
(б-25
где /САГу = /С-'Ку-Кф - коэффициент усиления цепи обратной связи,
а/С^Др и Яу - коэффициенты передачи детектора АРУ, фильтра АРУ
и усиления усилителя АРУ, соответственно,
О работе АРУ в динамическом режиме судят по скорости протека-
ния переходных процессов, по реакции приемника с АРУ на реальный
сигнал, по устойчивой работе системы АРУ (склонность к самовозбуж-
дению), Переходные процессы в замкнутой системе АРУ рассмотрим
при следующих упрощениях: регулировочная характеристика линеаризо-
вана (прямая с крутизной Зр на рис. 6,3), линейный тракт безынер-
ционен, а вся инерционность обусловлена только фильтром Ф -
В этих условиях при скачке амплитуды входного напряжения амплиту-
да выходного напряжения при наличии однозвенного RC -фильтра АРУ
устанавливается по закону
=	„	-Л)₽’г/Г^	(б.з)
?	v жхнач в*	>
= KeHa4KWf> Uix , причем Ктр - коэффициент усиления
нерегулируемых каскадов линейного тракта приемника, входящих
в замкнутую петлю АРУ;
= (6’4)
- эквивалентный коэффициент усиления системы АРУ;
67

(6.5)
- эквивалентная постоянная времени системы АРУ.
В случае двухэвенного %£ -фильтра АРУ переходной процесс может
иметь колебательный характер, что приводит к искажениям огибающей
Принимаемого сигнала. Колебательный характер переходного процесса
будет отсутствовать при выполнении условия
3	(6.6)
где Tf = #г£, ,	=	“ постоянные времени звеньев фильтра-АРУ*
Анализ прохождения AM-сигналов показывает, что. приемник с АРУ
искажает AM-сигнал. В частном случае приема радиосигнала с гармо-
нической огибающей (частота огибающей Q ) при наличии однозвенно-
го ЕС -фильтра АРУ коэффициент модуляции на выходе линейного
тракта приемника тг меньше коэффициента модуляции на входе ,
а фаза огибающей выходного сигнала У опережает фазу огибакщей
входного сигнала, при этом соответствующие количественные соотно-
шения имеют вид:
fn j г № Е С"	f р q \
?= агсЦ - ‘ zrtДГчз .	(6.8)
5 /+(йЦЯВОг
Задав допустимую величину амплитудных искажений из (6.7),
по ( тг-) можно определить требуемую постоянную времени фильт-
ра АРУ?:

(6.9)
Для радиовещательных и связных (телефония) приемников реко-
мендуют выбирать = 0,02* 0,2 а для связных телеграфных г^=
= 0,1+1 о, для приемников РЛС с угловым сопровождением цели =
0,5*2 с.
68
6.2* ТИПОВЫЕ ЗАДАЧИ
I.	Построить амплитудную характеристику приемника с АРУ для
линеаризованной регулировочной характеристики по данным табл.6 Л*
Определить число регулируемых каскадов, коэффициент усиле-
ния линейного тракта приемника, постоянную времени фильтра АРУГ^,
напряжение задержки Щ по исходным данным табл. 6,2.
3.	Построить зависимость выходного напряжения линейного трак-
та приемника от времени по данным табл. 6.3.
4.	Определить значения элементов двухзвенного ПС -фильтра АРУ,
которым соответствует апериодический характер переходного процесса.
5.	Определить постоянную времени однозвенного НС -фильтра АРУ
по данным табл. 6.4*
Таблица 6.1
Номер варианта		5р, №‘				«<р
I	500	500	I	U,2	0,7	0,7
2	2000	1000	1,5	0,3	0,9	0,5
3	1500	800	0,8	0,25	0,8	0,3
4	800	600	1,2	0,35	0,65	0,6
Таблица 6.2
Номер варианта	min ' - мВ	min * If	д та» ? °	?ЛРУ, мс	г'г ^TSl	i-s а®	S
I	3.10...2	0.5-1	0,5	20	0,7	0,5
2	10-10	0,3-0,7	I	30	0,9	0,3
3	2.10-20	1-2	0,3	25	0,8	0,6
4	2.10-5	0,4-1,2	0,25	15	0,65	0,7
Таблица 6.3
-* — . —
Номер варианта	мВ	Щщс min ‘ Щи* met#		к<р	Г<Р	5Р
I .	10	1-2	0,7	0,6	0,3	500
2	20	0,5-Т.З	о;б5	0,5	0,8	1000
3	40	0,7-1,5	0,8	0,7	2,5	800
4	15	0,3-0,5	0,9	о.з	0,4	400
69
Таблица 6,4
Номер варианта			
I	0,9	50	10
2	0.7	20	50
3	0,85	120	30
4	0,75	300	40
7. РАСЧЕТ CMCTffl АВта^ЩСКОЙ ПОДСТРОЖИ ЧАСТОТЫ
7,1 „ ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ, ОПРЩМШ, РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕН&1Я,
СХРМЫ
Для слежения за изменяющейся частотой колебаний сигнала
и гетеродина в радиоприемных устройствах используются две разно-
видности систем автоматической подстройки частоты (АПЧ): частот-
ная (ЧАПЧ) и фазовая (фАПЧ).
Рис. 7.1
На рис. 7.1 приведена часть функциональной схемы супергете-
родинного приемника с системой ЧАПЧ. В нем ЧАПЧ поддерживает зна-
чение промежуточной частоты в пределах полосы пропускания усили-
теля промежуточной частоты (УПЧ). Измерительным элементом систе-
мы ЧАПЧ является частотный дискриминатор (ЧД), который вырабаты-
вает и подает на управляющий элемент (УЭ) напряжение, величина
и знак которого определяются расстройкой промежуточной частоты^)
относительно ее номинального значения, соответствующего^середине
полосы пропускания УПЧ. Управляющий элемент изменяет частоту гете-
родина так, что величина и знак этого изменения определяются вели-
70
чиной и знаком регулирующего напряжения. Особенностью систем ЧАПЧ
является наличие ошибки регулирования по частоте.
В приемнике, часть функциональной схемы которого приведена
на рис, 7.2, для автоподстройки частоты используется систе-
ма ФАЛЧ. Измерительным элементом системы ФАПЧ является фазовый
детектор, которой сравнивает фазу сигнала промежуточной частоты
о фазой опорного напряжения, создаваемого генератором эталонной
частоты (ГЭЧ), равной номинальному значениюПри этом устано-
вившаяся ошибка по частоте при постоянном внешнем воздействии
равна нулю, а сдвиг фаз между указанными напряжениями имеет ко-
нечную величину. Системы ФАПЧ обычно имеют узкий диапазон началь-
ных расстроек и часто сочетаются с системами ЧАПЧ, вступая в ра-
боту, когда система ЧАПЧ введет частоту гетеродина в "область
втягивания" системы ФАПЧ.
Показателями качества систем АПЧ непрерывного действия явля-
ются: ошибка слежения коэффициент автоподстройки Л^пч ,
полосы удерживания и втягивания (захвата) д/ и , длительность
переходного процесса при изменении начальной расстройки
скачком. В установившемся режиме систему АПЧ характеризует уста-
ноЁИЕгоаяся ошибка ЛПЧ уога.
Коэффициент автопадетройки ^Anq оценивает эффективность АПЧ,
3 установившемоя режиме Л"ЛПЧ= а/да/Л/вллчу^-
Полоса удерживания - максимальное изменение промежуточной
частоты относительно номинального значения, при котором выполня-
ется эффективная подстройка, если предварительно система находи-
лась в режиме подстройки.
Полоса втягивания - максимальное изменение промежуточной
частоты, в котором АПЧ выполняет подстройку, если предварительно
она не находилась в режиме подстройки.
71
Длительность переходного процесса в системе АПЧ характери-
зует ее инерционные свойства и зависит от параметров фильтра ниж-
них частот Ф , усиления в петле и дополнительных инерциодноатей
в ней*
Детекторная характеристика ЧД оценивается крутизной 5т^Д/мГц,
и полосой пропускания < Детекторная характеристика ФД оцени-
вается крутизной 5фА , В/рад* Регулировочная характеристика упра-
вителя частоты с гетеродином характеризуется крутизной 5Г , мГц/В.
Фильтры нижних частот, используемые в петле АПЧ, обычно пред-
ставляют собой одяозвенные и многозвенные AJf-цепи, рис* 7*3,а.
Л	Ъ
Рис. 7.3
Быстродействие и устойчивость системы АПЧ зависят также от
инерционных свойств усилителя, нагрузки ОД и т.д* - так называе-
мых дополнительных инерционноетей* Часто проблема устойчивости
системы ФАПЧ может быть решена применением пропорционально-инте-
грирущего фильтра (рис* 7.3,6). Коэффициент передачи фильтра
£ф(р) = ^т'’ ‘	С7'1)
ф г 7<7>т;
где £ =
7*2* РАСЧЕТ СИСТЕМ ЧАСТОТНОЙ АВТОПОДСТРОЙЖ
ПР0Ш№ОТН0Й ЧАСТОТА
I* При расчете системы ЧАПЧ задаются следующие исходные дан-
ные*
Максимальная начальная расстройка , зависящая от неста-
бильности частот гетеродина и сигнала, а также доплеровского сдви-
га частот, определенных на этапе эскизного расчета приемника.
2* Требуемое установившееся значение остаточной ошиб-
ки дЛг АПЧ
3* Максимально допустимое значение длительности переходного
процесса при изменении частоты сигнала скачком на величи-
72
ну j определяемое из технического задания ва проектирование
приемника.
4. Промежуточная частота /п , тип и число колебательных си-
с тем УПЧ ть , полоса пропускания И1Ч Эти данные определяются
на этапе эскизного расчета приемника.
5, Крутизна 5Г регулировочной характеристики управляющего
элемента УЭ. Она определяется выбранным УЭ и его режимом работы
при расчете гетеродина приемника так, чтобы диапазон электронной
регулировки частоты гетеродина fr	2&J
6» Исходные данные, необходимые для расчета частотного детек-
тора, который проектируется совместно с ЧАПЧ, К ним относятся:
а)	параметр* транзистора (предполагается, что он включен до
схеме с общим эмиттером): выходная проводимость модуль прово-
димости прямой передачи на промежуточной частоте 1Уг^1#ток насыще-
ния транзистора
б)	тип колебательных систем ЧД» суммарная емкость конту-
ров , затухание ненагруженных контуров
в)	параметры амплитудного детектора, используемого в ЧД:
коэффициент передачи^ и входное сопротивление
В ходе расчета ЧАПЧ определяются параметры си а теш и ее уз-
лов: полоса захватал^ , крутизна ЧД полоса пропускания час-
тотного детектора д/гд, требуемое напряжение сигнала на входе ЧД
коэффициент усиления усилителя и необходимость его при-
менения, постоянная времени фильтра нижних частот
При этом используются следующие соотношения:
коэффициент ан топ оде тройки при небольших отклонениях от
номинального значения
К = 1+S 5 К К	(7.2)
где I - коэффициент передачи фильтра Ф в установившемся ре-
жиме;
при однозвенном 5Г-фильтре переходный процесс установления
частоты апериодичен. Постоянная времени фильтра при условии линей-
ности характеристики управления и детекторной характеристики ЧД
должна удовлетворять условию
l7'3)
Если превышает значения, соответствующие экстремумам детек-
торной характеристики ЧД, должно выполняться условие
73
1
2
tptnax 4,-------- И—• ^rcti ------------------------	.	, т
7иач	J™«	(у 4)
^АПИ	гЛ^Ч
где ^/^дт “ требуемое значение полосы пропускания ЧД.
В системе ЧАПЧ полоса захвата д/^ не зависит от постоянной
времени т^г поэтому можно повысить устойчивость системы увеличе-
нием гр при условии выполнения соотношений (7.3) или (7.4).
Расчет системы частотной автоподстройки промежуточной часто-
ты проводится в следующей последовательности.
1.	Находят требуемый коэффициент автоподстройки
«	_ &5нац
апч
^Л ЛЛЧ ycffi
2.	Определяют требуемое значение крутизны $гдт частотного
детектора системы АПЧ	f'
S^r	/'
где = I - коэффициент передачи фильтра нижних частот Ф по по-
стоянному току (см, рис, 7.3,а).
3.	Рассчитывают ЧД так, чтобы подучить максимальное значение
крутизны 5гд =^дтал- При этом целесообразно устранить зависи-
мость 5гд от ашлитвды сигнала на выходе УШ, Такая стабилиза-
ция \д позволяет исключить зависимость усиления в петле ЧАПЧ,
а значит, и переходных процессов от амплитуды сигнала на выхо-
де УПЧ.
2	2
max ^2 Ac w &A^ia	min 1 --
где k~ = 0,145 для ЧД на связанных контурах и £ = 0,24 для ЧД
на расстроенных контурах; 1кт - амплитуда тока коллектора,
^0,51^^ , определяемого из паспортных данных транзистора; ДА -
частота настройки ЧД, равная промежуточной частоте’
згмп о k 22Э	s
4.	Находят величину полосы захвата АПЧ при ^?Л
= 5 а (рис, 7.4)
л/ = k s КЛ . f /с'
<3	1	г А этгп-^ЪА  z '
где = 0,8 для ЧД на двух связанных кон-
турах и = 0,9 для ЧД на расстроенных
контурах,
5.	Если <2д/нац , частотный детек-
тор рассчитывают так, что<& получить не
максимальное значение	а дос-
таточную полосу пропускания частотного
детектора
ЧлгЧ‘Чг’Ч'М...,г.
зт
где 13 ~ 0,46 для ЧД на связанных контурах,
= 0,25 для ЧД на расстроенных контурах, afJT =	- требуе-
мая полоса захвата системы,
6* При достаточной Д/глт определяют крутизну детекторной ха-
рактеристики

7,	Вычисляют требуемый коэффициент усиления УПТ ffyTTT- ?
если ^дт>5гд.Если частотный детектор рассчитан на максимальную
-крутизну, то «1/от.= 51ДТ/-5иадвх.
8.	Вычисляют требуемое напряжение сигнала на входе ЧД ^ТА-
=	^СЛ11 более амплитуды выходного напряжения УИЧ
m» то перед ЧД используют дополнительный УПЧ о коэффици-
ентом	Полосу УПЧ выбирают больше, чем afjr ,
чтобы он не влиял на величину полосы захвата ЧАПЧ.
9.	Выбирают постоянную времени фильтра нижних частот
так, чтобы длительность переходного процесса не превышала задан-
ного значения и достигалась устойчивость системы. Кроме
в общем сдучае при выборе следует обеспечить отсутствие
дуляции ЧМ-сигнала. Минимально допустимое значение при
ром достигается устойчивая работа системы ЧАПЧ, определяют
формуле
того,
демо-
кото-
по
г . - -О -??->
АПЧ Я
часто-
где Ej - время запаздывания сигнала в тракте промежуточной
ты( =	Jj “ коэффициент, зависящий от типа колебатель-
ных систем и их числа и определяемый из графика рис. 7.5.
?5
Tpof/hgmi/ омуля
/• ж £& 4&BK»«MW
£&мяураж/
й>- &ty	#w-
-* zm&mw хдоздодоу
л^да^аз^мю*' xz*₽7^
РИС. 7.5
Максимально допустимое значение
при которой длительность переходного процес-
са не превышает допустимой, для однозвеино-
го фильтра рис. 7.3,а, определяется по фор-
муле (7,3), если начальная расстройка не
превышает полосы пропускания частотного де-
тектора лДЛ, Если afratf превышает значе-
ния, соответствующие экстремумам детектор-
ной характеристики 45, rTlGX вычисляется
в соответствии с (7.4), Если при расчете
оказалось, что >T9JTiax9 следует вы-
брать = 2^^* и расширить полосу/?^
таге, чтобы обеспечивалось условие устойчи-
веста ЧАЛЧ:	, где г -	.
С1 /1ЯЧ 7
7.2.1. Таблица варьируемых данных
В табл. 7.1 приведены доходные данные в соответствии
с пл, 1-6 разд. 7.2. При этом предполагается полный расчет систе-
мы ЧАШ. В расчетах принято, что частотный детектор выполнен на
связанных контурах, так как такая схема наиболее проста в реали-
зации. В случае необходимости расчет ЧАПЧ может быть сокращен
в каждом из вариантов.
Таблиц
«ъ	шсоюсую^юЛф^ о 'о о о о о *о О о о «*«	*«««	4 С0МН1ЛНННЮ1П^
	ш C-£‘-i>CO0>COt'-COCOE> оооооооооо
Slx’ кОм	О О ю О со Ю ю Ю Ю Т4*' W
тз5	С\?	Ш Ю	Ю LQ to 1НЫЫСУ1-1С^1-Г1-«МЫ оооооооооо OOOOOOQOOO
м О' Сз И	ооооооооою ^^спюосмтю^ы
1 МА 1				саооюоооюоо c^hhhnhhnh
'W А/В	СО Ю	[> Ф -ЧГ о OOOI-IODOOI—IO **в»аааап*^*<к оооооооооо
NO €?	77У?Т'МТТ'Г ООнООООООО ч н • н н н н н н н •	»	ю	•	•	»	•	*	•	• CQ Ю • > Н Н Н Ю со w CV
8/йЛЭД ‘ Jr	Ю ю to	Ю __ CQ 0£>C\jO€\3000l—II> «*№»****»« w 0 '0 Я О о м 1-4 о О О
пуоч’ МГц	Ю ЮМ^НОСО^ННО J-4
> а = £ £	
/Л> В? МГц	1> ю	о о О Q о ’ * О О • * О u><rj<po<oaiiDOOo К4 _	М М w
Жми?	ю о ы о ю ю ю WHHCO^HOH^ оооооооооо
д/ JH&i> МГц	OJ Н	• Ю ^НМОО^ПОНОЭ
Номер вари- анта -	MOjO^t’lOtDt'-CQOO 1	ы
Et О
77
7..3. РАСЧЕТ СИСТЕМ ФАЗОВОЙ АВТОКОД С ТРОЙНИ ЧАСТОТЫ
При расчете системы ФАПЧ задаются следушие исходные данные
I, Максимальная начальная расстройка
2. Максимально допустимое значение длительности переходного
процесса
3* Промежуточная частота fn , тип и число колебательных си-
стем УПЧ ft, полоса пропускания УПЧ fljny t амплитуда напряжения
на выходе УПЧ Vmc.
4.	Крутизна регулировочной характеристики управляющего
элемента УЭ.
Исходные данные шт. 1-4 задаются аналогично соответствующим
пунктам предыдущего задания,
5,	Величина постоянной времени дополнительной инерционности
в петле т . Определяется конструктивными особенностями узлов ФАПЧ.
6,	Коэффициент передачи фазового детектора коммутационного
типа или амплитудного детектора в векторомерном. Опреде-
ляются из предварительного расчета детекторов.
В ходе расчета определяются параметры системы и ее узлов:
полоса удерживания д/ > полоса захвата , тип и параметр!
фильтра нижних частот, коэффициент усиления УПЧ и необходи-
мость его применения. Переходный процесс при установлении частоты
гетеродина л время установления
ли <Ш1Ч.
исследуются на цифровой моде-
При этом используются следующие соотношения:
а)	формально можно считать, что коэффициент автоподстрой-
ки	как остаточная расстройка по частоте в ФАЛЧ
равна нулю;
б)	полоса удерживания
дТ « 3 У	(7.5)
Jj г та» *
где - максимальная величина регулирующего напряжения;
в)	устойчивость системы ФАПЧ обеспечивается сложнее чем
устойчивость ЧАПЧ. Кроме того, при расчете возникают трудности
из-за того, что параметры ФАШ взаимосвязаны сложнее чем в ЧАПЧ.
Например, постоянная времени фильтра Ф определяет не только устой-
чивость системы, гремя и характер переходных процессов, но и поло-
су захвата системы,
Чтобы задержка в петле ФАПЧ, вызванная наличием УПЧ, не
влияла на величину полосы захвата л/ , необходимо выполнять уело-
«э
3 4
(7.6)
где - задержка сигнала г каскадах УПЧ, Д Q%= ZX&fy.
Наличие дополнительных инерционностей в петле ШИ мсжет привес-
ти к неустойчивости Ш1Ч с однозвенным £С-фильтром. Поэтому если
постоянная времени дополнительной инерционности
целесообразно в качестве ФНЧ использовать пропорционально-инте-
грирующий фильтр (см. рис. 7.3,6).
Если Г< 1/10 ZJQ^, то можно в качестве ФНЧ использовать одно-
звенный ЕС-фильтр (ом, рис, 7.3,а). Постоянная времени фильтра
определяется по необходимой величине полосы захвата :
хг
Т - - *
>	16^ ’
где определяется по графику рис. 7.4.
На устойчивость <МПЧ влияет также задержка сигнала в
(7.7)
Система Ш1Ч с однозвенным ВС ^фильтром устойчива, если 1$
допустимого максимального времени запаздывания:
Zjiniix
меньше
(7.8)
С учетом дополнительной инерционности система ФАПЧ о фильтра-
ми рис. 7,3 описывается дифференциальным уравнением третьего по-
рядка, Точных расчетных формул для определения полосы захвата
и времени установления дополнительно с учетом задержки в петле
в этом случае нет, поэтому целесообразно применение моделирова-
ния, Приближенно без учета задержки и дополнительной инерцион-
ности при использовании пропорционально-интегрирущего фильтра
(см. рис. 7.3,6).
-д/	(7.9)
•3	“7	’
В
гдем=^- ,тТг^},	Т^т^.
1 ?•
При моделировании длительность переходного процесса может быть
определена как время достижения частотой гетеродина установившего-
ся значения с заданной точностью при скачке частоты сигнала на
входе.
Расчет системы фазовой автоподстройки промежуточной частоты
проводится в следующей последовательности.
79
I,	Определяют величину полосы захвата aJ3
2,	Вычисляют полосу удерживания Л/ из условия (7-6) 4J €
<0,85/2^, где ^=£/П^.
3.	Определяют тип фильтра нижних частот Ф в петле ФАШ,
Если постоянная времени дополнительной инерционности 1/10
ыажно использовать однозвенный $£-фильтр (рис, 7,3,а)*
Есжтг>I/IOAQy, то необходимо применить пропорционально-инте-
грирухщий фильтр (рис, 7.3,6),
Далее в зависимости от того, какой тип фильтра выбран, рас-
чет ведется по разным методикам.
а) расчет системы ШЛЧ о однозвенным ВС ^фильтром.
4,	Определяют постоянную времени фильтра так, чтобы поло-
са захвата была не менывей, чем начальная расстройка. Для этого,
вычислив отношение	,по графику рис. 7,5 находят величи-
ну и по ней определяют постоянную времени по формуле (7,7),
5,	Определяют допустимое максимальное значение времени за-
паздывания сигнала в УШ 5wax * п^й КОТ°Р°М обеспечивается устой-
чивость системы ФАШ, по формуле (7.8). Если	г систе-
ма ФАПЧ устойчива. При F >zrjfflWW полосу УШ расширяют так, чтобы
запаздывание в УПЧ было не более, чем г Л^ч
После этого возвращаются к пп, 2, Зя т,д,
6.	Определяют необходимую максимальную величину регулирую-
щего напряжения ^л/$/5г ,
7.	Выбирают тип фазового детектора и определяют максималь-
ное напряжение на его выходе ^>ДЯИЙР* Если использован фазовый де-
тектор векторомерного типа, то	при СО
При использовании фазового детектора коммутационного типа ^х-
-К U
ft* «г-
Для устранения зависимости усиления в петле ФАШ, а следова-
тельно, переходных процессов и устойчивости системы от амплитуды
сигнала на выходе УПЧ перед фазовым детектором целесообразно уста-
навливать ограничитель амплитуды. Далее считается, что в основном
тракте приемника используется эффективная АРУ или ограничитель
амплитуды, поэтому ограничитель в петле ФАЛЧ не является необхо-
димым,
8.	Определяют необходимость усилителя в петле и его коэффи-
циент усиления ^/^тах.
-9. Время установления частоты гетеродина при скачке час-
тоты сигнала оценивается на цифровой модели ФАШ,
80
Еали в результате моделирования время установления ока-
зывается не более заданного, то расчет ФАПЧ заканчивается.
Если это не так, то можно, например, перейти к п, I, умень-
шив , т.е. использовать в петле ФАПЧ меньшее число каска-
дов И1Ч и повторить расчет.
Моделирование может показать, что ФАЛЧ с однозвенным фильт-
ром низких частот не устойчива, либо не удовлетворяет требовани-
ям технического задания из-за совместного влияния дополнительной
инерционности и задержки сигнала в петле ФАПЧ, В этом случае
целесообразно в качестве фильтра использовать пропорционально-ин-
тегрирукщий фильтр и в соответствии с этим продолжить проектиро-
вание.
б) расчет системы ФАЛЧ о пропорционально-интегрирупцим
фильтром.
4Г. Выбирают постоянную времени = )С фильтра
рис. 7.3,6 из условия Т»
5'. Задают значение полосы захвата Zij^ с существенным запа-
сом по отношению к начальной расстройке и из (7,9) определяют
значение to . Вычисляют постоянную времени Г =^7^
6'. Определяют необходимую максимальную величину регулирую-
щего напряжения	.
7*. Выбирают тип фазового детектора и в соответствии
сп. ? предыдущего расчета,
8*. Определяют необходимость усилителя в петле и его коэффи-
циент усиления	/ Uq>A пах .
9	. На цифровой модели ФАПЧ проверяют устойчивость системы
и определяют время установления частоты гетеродина.
Если система устойчива и время установления, полученное на моде-
ли t , не превышает по походным данным на проектирование ФАПЧ,
то расчет окончен.
Если и система Ф/ШЧ устойчива, то можно, например, вер-
нуться к п, 4 и уменьшить „ После этого повторить расчет.
7.3,1. Таблица варьируемых данных
В табл. 7.2 приведены исходные данные для полного расчета
системы Ф/1ПЧ в соответствии с порядком, излаженным в разд. 7,3*
При необходимости расчет (-Ш1Ч может быть сокращен в каждом из
вариантов.
81
блица 7*2
С 1		ср Ср	ср	Ю 1 Т О Ср 1 10 Ю Г Ю 10 О ОТ Т О 1	!	о Г f MWOQMOOMOO •	• Н н * Н Ч • Н Н CM 10 • * 1П - ♦ 10 ’ • OOHHOCVOJHWl^ О ’О о о о о о о о о
МГц/Й	П1ЛЮ(МСОЮ>^ЮСО а * ОООООО’ОООО
	ю ю ю	ю сососооофсососососо 00 0-0 000000 tl II li II 11 II IU 11 11 II А/
я ШШ а	ю со	ю	со	СО	J>	со СО	М	О	£>	сг>	со	со	СО	ср О	Л	О	О	О	W	О	О	О	о
А, ?	о ш	см СО 10 0Q	10 О СР	о ооммозоооно
S’ s*e g	t?Q	CQ РО	vp М1 М* W	ы
^rt f МГц	10	z>	г>-	10	z>	i>	о *	*	*	»	*1	*•	п <0	О	О	<0	о	о	о	О	о	ср л	1н1	о	л	со	м	о
г 44	Ю Ю LQ Щ Щ ю 1	1	1	1	1	1	1	1	1	1 оооооооооо ЛЫЛЛЫЛЫЛЛУЧ • ****♦*»*  Л1010’'3<10ОСОСч21-чО ^М'СгГх^СчГЧ’^М^Л V	V'
^Аа^5 МГц	ш 10 10	<0100^00 СО £> Л !О Л О О О О О о о о о о о о со о о
Liouep вари- анта	л cq со Ео ср г> со о
о
о
32
ОГЛАШЕНИЕ
I,	Расчет чувствительности и коэффициента
шума приемника............................*................... 3
I.I.	Основные понятия, определения, расчетные
соотношения, схемы ........................................... 3
1.2,	Таблицы варьируемых данных............. * 8
2,	Расчет входных цепей умеренно высоких частот..........II
2,1.	Основные понятия, определения, расчетные
соотношения, схемы .......................................... II
2.2.	Типовые	задачи .....................  14
2.3,	Таблицы	варьируемых данных .......... 19
3,	Расчет резонансных усилителей .................. 21
3.1,	Основные понятия, определения, расчетные
соотношения, схемы .......................................... 21
3.2.	Типовые	задачи. Таблицы варьируемых данных.34
4.	Расчет преобразователей частоты.....,........... 38
4,1.	Расчет преобразователей частоты умеренно
высоких частот............................................... 38
4.2,	Расчет преобразователей частоты СВЧ .....43
5.	Расчет детекторов и демодуляторов ...............51
5,1.	Расчет детекторов Ml-сигналов ...................51
5.2.	Расчет детекторов я демодуляторов ЧМ-и ’Ш-онг-
налов 	     <	- 58
6.	Расчет систем автоматической регулировки усиления ,,.66
6.1.	Основные понятия, определения, расчетные
соотношения, схемы ...........................................56
6.2.	Типовые задачи ..........................69
7.	Расчет систем автоматической подстройки	частоты.......70
7,1,	Основные понятия, определения, расчетные
соотношения, схемы .......................................... 70
7,2.	Расчет систем частотной автоподстройки промежу-
точной частоты ...............................................72
7.3,	Расчет систем фазовой автоподстройки частоты ...78
Тем* план 1993, поз» 112
Выборный Вячеслав Георгиевич
Дания кфий Семенович
Ключарев Михаил Юрьевич
Никитина Ирина Николаевна
Протопопов Алексей Сергеевич
Русских Наталья Петровна
РАСЧЕТ Уанов РАдИ0ШЖ£1с&
УСТРОЙСТВ
Редактор А*Д* Маркова
Техн* редактор В,Н. Горячева
Подписано е печать П.ТТ.93
Буль офсетная, Формат 60x84 1/IG. Печать офсетная
Усл* печ. л. 4,88* Уч.-изд. л* 5,021 I0U0
Зак.^ЗЬи / 639* СТ32* Отпускная пена для оеализапии в МАИ 77 руб.
Типография издательства
I2587I, Москва, Волоколамское шоссе, 4