/
Author: Палшков В.В.
Tags: технология обработки без снятия стружки в целом: процессы, инструмент, оборудование и приспособления радиоприемные устройства (радиоприемники) электроника радиотехника электротехника радиоприемники радиопередающие устройства учебное пособие издательство радио и связь
Year: 1984
Text
В. В. ПАЛШКОВ
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Допущено Министерством высшего
и среднего специального образования СССР
. в качестве учебного пособия для студентов
радиотехнических специальностей вузов
Scan Pirat
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984
ББК 32.849
П14
УДК 621.73.96.62(075)
Палшков В. В.
Радиоприемные устройства. Учебное пособие. —
М..: Радио и связь, 1984.— 392 с., ил.
В пер.: 1 р. 20 к.
Рассмотрены физические процессы, происходящие в радиоприемных
устройствах, структурные схемы современных радиоприемников, пути по-
вышения помехоустойчивости приема сигналов, вопросы анализа радио-
приемных устройств и отдельных каскадов, а также некоторые принципи-
альные схемы радиоприемников. Анализ процессов доведен до практиче-
ских соотношений.
Пособие предназначено для студентов вузов радиотехнических спе-
циальностей, а также может быть полезно специалистам, работающим в
области радиотехники и электросвязи.
п 2402020000-033 ББК 32.849
046(01)-84 6Ф2.12
Редакция литературы по радиотехнике
РЕЦЕНЗЕНТЫ: Б. М. БОГДАНОВИЧ, Б. Н. ГОЛУБЕВ,
А. Г. ЗЮКО, И. М. СИМОНТОВ
Виталий Владимирович Палшков
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Редактор Л. И. Венгренюк
Художник В. И. Столярова
Художественный редактор Р. А. Клочков
Технический редактор Г. И. Колосова
Корректор Т. Л. Кускова
ИБ № 670
Сдано в набор 5.07.83 г. Подписано в печать 20.12.83 г.
Т-23632 Формат 60X90'/ie Бумага тип. № 3 Гарнитура литературная
Печать высокая Усл. печ. л. 24,5 Усл. кр -отт 24,5 Уч.-изд. л. 26,42
Тираж 20 000 экз. Изд. № 20410 Зак. № 81 Цена 1 р. 20 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 5 ВГО «Союзучетиздат»
101000 Москва, ул. Кирова, д. 40
© Издательство «Радио и связь», 1984
Предисловие
Содержание учебника соответствует программе курса «Радио-
приемные устройства», предусмотренного учебным планом вузов.
Основные вопросы курса излагаются так, чтобы сформировать
инженерный количественный подход к анализу и синтезу элемен-
тов и радиоприемного тракта в целом. ч
Курс «Радиоприемные устройства», являющийся одним из Ос-
новных в подготовке радиоинженера широкого профиля, н!е мо-
жет содержать исчерпывающий материал по приемникам специ-
ального назначения из-за ограниченного времени, отведенною на
изучение курса. Для их изучения следует обращаться к моногра-
фиям.
В процессе работы над рукописью учтен опыт коллектива ка-
федры радиоприемных устройств Ленинградского электротехни-
ческого института связи им. проф. М. А. Бонч-Бруевича в поста-
новке соответствующего курса, а также ценные замечания, сде-
ланные докторам техн, наук, проф. Б. М. Богдановичем, канд.
техн, наук В. Н. Голубевым и коллективом кафедры1 Одесского
электротехнического института связи им. А. С. Попова (руково-
дитель доктор техн, наук, проф. А. Г. Зюко), за которые автор
выражает искреннюю признательность.
Автор с 'благодарностью примет все замечания и предложе-
ния, которые следует направлять по адресу: 101000, Москва,
Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
1. Введение
1.1. Назначение, составные части и классификация
радиоприемных устройств
Радиоприемное устройство — одно из важнейших и необходи-
мых элементов любой радиотехнической системы 'передачи сооб-
щений. Оно обеспечивает: улавливание энергии электромагнит-
ного ноля, несущего полезное сообщение; усиление мощности по-
лезного радиосигнала; детектирование; усиление мощности сигна-
ла и преобразование его в сообщение, поступающее к получате-
лю. В месте приема существуют посторонние электромагнитные
поля, создаваемые источниками радиопомех естественного и ис-
кусственного происхождения. Эти электромагнитные поля иска-
жают полезный сигнал и вызывают ошибки в приеме сообщений.
В связи с насыщением народного хозяйства радиотехнически-
ми средствами неизбежно увеличивается уровень радиопомех ис-
кусственного происхождения. Возможно также появление умыш-
ленных радиопомех. В этих условиях обеспечение высокой досто-
верности приема сообщений становится более сложным. Необхо-
димая достоверность приема сообщений может быть реализована
только на основе комплексного подхода к построению помехоус-
тойчивых систем передачи сообщений, развиваемого в теории
электромагнитной совместимости (ЭМС) радиотехнических сис-
тем.
Согласно теории помехоустойчивости приема сигналов, разра-
ботанной В. А. Котельниковым, уменьшение ошибки в приеме со-
общений может быть достигнуто использованием кодирования
электрических сигналов в передатчике и соответствующего деко-
дирования в приемнике. Поэтому система связи, реализующая
указанный путь повышения помехоустойчивости приема сообще-
ний, дополняется кодирующим устройством (кодер) в передатчике
и Декодирующим устройством (декодер) в приемнике.
Учитывая, что реальные условия приема сигналов изменяются
во времени, структура приемника и режимы его элементов долж-
ны оптимизироваться с целью обеспечить минимальную величину
ошибки в приеме сообщений.
В приемнике предусматриваются автоматические регулировки
усиления, избирательности, формы характеристик, об(еспечиваю-
щие адаптацию приемника к изменяющимся условиям приема
сигналов.
4
Необходимое усложнение приемника обусловлено повышенны-
ми требованиями к качеству приема сообщений. Это усложнение
особенно характерно для профессиональных приемников связ-
ных, радиолокационных, радионавигационных, телеметрических и
других специальных систем.
Таким образом, современное .профессиональное радиоприем-
ное устройство представляет собой адаптивный комплекс элемен-
тов, обеспечивающий оптимальную обработку смеси полезного
сигнала и радиопомех. Этот комплекс обеспечивает три опера-
ции: 1) улавливание электромагнитных колебаний полезного ра-
диосигнала из окружающего пространства и передачу их прием-
нику; 2) оптимальную обработку смеси сигна-
ла и радиопомех с целью выделения первично-
го электрического сигнала, соответствующего
сообщению (выделение спектра полезного сиг-
нала, усиление, детектирование, декодирова-
ние); 3) преобразование первичного электри-
ческого сигнала в сообщение.
В соответствии с указанным структурная
схема любого радиоприемного устройства со-
держит приемную антенну (А), приемник
(Пр) и выходной прибор (ВП) (рис. 1.1).
Первая из указанных операций выполняет-
ся антенной, вторая — приемником и третья — выходным при-
бором.
На рис. 1.2 приведена структура деления приемных устройств.
1. По основному назначению — радиовещательные и профессио-
нальные.
Группа радиовещательных приемных устройств отличается от-
носительно простыми техническими решениями задач приема со-
общений, ибо массовый выпуск радиовещательных приемников с
особой остротой диктует экономическую целесообразность подоб-
ного подхода к разработкам.
Группа профессиональных приемных устройств отличается бо-
лее сложными техническими решениями, так как эти устройства
работают преимущественно с одним радиопередатчиком и затра-
ты на приемное и передающее оборудование могут быть равно-
ценными. Типичным примером реализации подобного подхода яв-
ляются системы космической связи или связи через искусствен-
ные спутники Земли (ИСЗ). .
Каждая из групп, в свою очередь, делится на подгруппы, каж-
дая из указанных подгрупп может быть разделена на подгруппы
и т. д. (рис. 1.2).
Связные приемные устройства делятся на приемные устройст-
ва низовой, областной, магистральной и космической связи.
2. По роду работы — радиотелефонные; радиотелеграфные —
слухового, пишущего или буквопечатающего приема; фототеле-
графные и др.
5
Рис. 1.2
6
3. По виду модуляции, используемой на линии связи, —прием-
ники амплитудно-модулироваиных, частотню-модулированных, фа-
зомодулированных, имлульсно-модулированных, однополосных и
комбинированных сигналов.
4. По диапазону принимаемых волн согласно рекомендациям
Международного Консультативного Комитета по радиочастотам
(МККР) приемники бывают:
мириаметровых волн (100—10 км), километровых (10—1 км),
гектометровы'х (1000—100 м), декаметровых (100—10 м), метро-
вых (10—1 м), дециметровых (100—10 см), сантиметровых (10—
1 ом), миллиметровых (10—1 мм), дешимиллиметровых (1—
0,1 мм) и т. д. Приемник, включающий несколько из указанных
диапазонов, называют всеволновым.
5. По способу построения тракта усиления сигналов до детек-
тора существуют прием1ники прямого усиления и супергетеродин-
ные с однократным, двухкратным либо многократным преобразо-
ванием частоты.
6. По споробу питания — с автономным питанием от аккуму-,
ляторных или сухих батарей; сетевые, питаемые от сети постоян-
ного или переменного тока; с универсальным питанием.
7. По месту установки — стационарные, передвижные, самолет-
ные, корабельные, автомобильные и др.
1,2. Краткий обзор истории развития техники радиоприема
Датой зарождения техники радиоприема является 7 мая 1895 г., когда
великий русский ученый Александр Степанович Попов продемонстрировал на
заседании Русского физико-химического общества первый в мире радиопри-
емник — грозоотметчик.
В приемном устройстве А. С. Попова имелись все элементы, необходимые
для приема сообщений: приемная антенна, приемник и выходной прибор, со-
ответствующие структурной схеме рис. 1.1.
Первое телеграфное сообщение было передано А. С. Поповым на неболь-
шое расстояние. Но уже в декабре 1899 г. была построена линия связи про-
тяженностью 45 км. (о. Гогланд — г.-Котка). Увеличение дальности достигну-
то усовершенствованием антенны, открытием возможности слухового приема
радиотелеграфных сигналов (П. Н. Рыбкиным), заменой когерера детектором и
главное — улучшением .чувствительности приемных устройств. В первых детек-
торных приемниках повышение чувствительности достигалось за счет выбора
связи антенны с избирательными цепями и связи последних с детектором.
Принципиальная схема одного из вариантов детекторных приемников изоб-
ражена на рис. 11.3. В этой схеме колебательный контур LKCK выделяет спектр
полезного радиосигнала. Для уменьшения расстройки и потерь, вносимых в
этот контур, антенна связана с ним посредством взаимоиндуктивности М. Де-
тектор подключен к части катушки индуктивности контура Д- для наилучшего
согласования с контуром.
В рассматриваемом приемнике отсутствует усиление мощности сигнала. Вы-
сокочастотная энергия после соответствующего преобразования используется
Для приведения в действие телефона (7). Поэтому чувствительность приемни-
7
ка определялась, прежде всего, мощностью, необходимой для работы телефо-
на. В связи с тем, что при передаче энергии к детектору существуют потери
в колебательном контуре, а также в связи с малой эффективностью детекти-
рования слабых сигналов чувствительность детекторных приемников была низ-
кой. Существенное повышение ее оказалось возможным благодаря применению
в радиоприемниках электронных ламп для усиления мощности колебаний, при-
нятых антенной.
Рис. 1.4
Рис. 1.3
Трехэлектродная лампа была изобретена в 1906 г., однако практическое ис-
пользование триода в радиоприемниках относится к периоду первой мировой
войны. Электронные лампы получили широкое применение для усиления, детек-
тирования и преобразования сигналов в радиоприемниках.
Период развития ламповых радиоприемников, начавшийся в годы первой
мировой войны, характеризуется существенным усовершенствованием как *сат
мих электронных ламп, так и узлов структурных схем радиоприемников. Ши-
роко внедряются приемники прямого усиления (рис. 1.4). В этих приемниках
радиосигнал усиливается на частоте принимаемого сигнала до детектора
(Дет). Высокочастотный тракт приемника содержит входную цепь (ВЦ) и уси-
литель радиочастоты (УРЧ). Эти элементы приемника выделяют колебание
полезного сигнала из суммы сигнала и помех, действующих в антенне (Д).
Усилитель радиочастоты усиливает полезный сигнал до уровня, необходимого
для эффективной работы детектора. Выходное напряжение детектора, повторя-
ющее закон модуляции радиосигнала, подводится к усилителю модулирующих
частот. (УМЧ). Последний обеспечивает мощность, необходимую для нормаль-
лой работы выходного прибора (ВП).
Увеличение числа радиостанций и электрических установок, создающих
электромагнитные поля в диапазойе радиочастот, ухудшает условия приема 'сиг-
налов. Международный регламент использования электромагнитных излучений
для различных служб определяет необходимую полосу излучения каждой
радиостанции, поэтому радиоприемник должен обладать необходимой частот-
ной избирательностью. Приемник должен выделять спектр полезного сигнала
и подавлять спектр радиопомех. При упорядоченном излучении радиосигналов
и одинаковом уровне поля в месте приема наибольшую опасность представля-
ют помехи от соседних каналов приема, т. е. от радиостанций, несущие часто-
ты которых отличаются от несущей частоты полезного сигнала на величину
расстройки, равную &.FB.
Реализация избирательных цепей с постоянной полосой пропускания ДРа
на различных несущих частотах fg затрудняется ограниченными возможностя-
ми выполнения контуров с высокой и переменной добротностью. Так, при доб-
8
ротности контура Q — 200 полосу пропускания АЕо=1О кГц можно получить на
несущих частотах fa^AF0Q—2 МГц. В диапазоне коротких волн полосу про-
пускания одиночного контура 10 кГц получить невозможно, не применив,
например, регенерацию. Использование регенерации ие только усложняет уп-
равление. приемником, но и снижает устойчивость характеристик приемника по
отношению к дестабилизирующим факторам — изменениям температуры, ре-
жима питания, влажности и др. -
Приемники прямого усиления, перестраиваемые в широком диапазоне частот,
затруднительно выполнить при высоких требованиях к постоянству основных
характеристик. Это обусловлено тем, что при изменении несущей частоты при-
нимаемого сигнала необходимо изменять параметры контуров, выделяющих
спектр полезного радиосигнала. Изменение параметров контуров приводит к
изменениям усиления и полосы пропускания тракта, включенного перед детек-
тором.
fc = var ff-var fn-const
Рис. 1.5
В 1948 г. в ОША и во Франции (одновременно) был предложен супергете-
родинный принцип построения тракта усиления сигнала перед детектором, полу-
чивший название супергетеродинного метода приема, при котором (рис. 1.5)
модулированное колебание с несущей частотой преобразуется преобразова-
телем частоты (ПЧ) в колебание другой, так называемой промежуточной час-
тоты fn, с сохранением закона модуляции. Последующий усилитель, называемый
усилителем промежуточной частоты (УПЧ), может иметь постоянную настрой-
ку. Поэтому усиление и избирательность приемника, определяемые УПЧ, не
будут зависеть от частоты принимаемого антенной А сигнала.
Усилитель промежуточной частоты,, проще выполнить на относительно низ-
ких частотах, поэтому промежуточную частоту выбирают как разность частот
сигнала (fc) и местного гетеродина (/г), используемого в преобразователе.
Разность частот fn может образовать не только сигнал с частотой fc=fr—fn,
но и сигнал с частотой /3.к=А-+/п. Если один из сигналов, например с часто-
той fc, полезный, то другой — помеха. Частота мешающего сигнала f3.K отли-
чается от основного на удвоенную промежуточную частоту приемника. На
шкале частот (рис. 1.6.) эти сигналы располагаются симметрично относитель-
но частоты гетеродина, поэтому второй канал, по которому проходит помеха,
Характеристика т Fn
Рис. 1.6
9
называют симметричным или зеркальным. В супергетеродинном приемнике
кроме зеркального канала возможны и другие, побочные каналы приема, в
частности канал промежуточной частоты. Канал приема на промежуточной
частоте обусловлен тем, что на выход преобразователя может проникнуть сиг-
нал радиостанции, несущая частота которой равна промежуточной.
Для устранения помех, проходящих по побочным каналам приема, перед
преобразователем необходим предварительный выбор полезного сигнала. Этот
выбор осуществляется преселектором. Задачу преселекции в супергетеродине
могут решать как входная цепь, так и усилитель радиочастоты.
Таким образом, из принципа работы супергетеродина следует, что ослаб-
ление побочных каналов приема — зеркального и промежуточной частоты
осуществляется преселектором, а ослабление соседних каналов приема —
трактом промежуточной частоты.
В течение довольно длительного времени преимущества супергетеродинно-
го метода приема не могли быть реализованы из-за низкого качества усилитель-
ных приборов — электронных ламп, которые работали одинаково плохо как «а
высоких, так и на низких радиочастотах. С выпуском экранированных ламп и
пентодов супергетеродины получили большое распространение. С 1929—1930 гг.
супергетеродин стал основным типом радиоприемника.
Для обеспечения надежного приема сигналов на линиях связи с большой
протяженностью создаются специальные приемные центры в зонах с малым
уровнем радиопомех, совершенствуется аппаратура связи, находят примене-
ние специальные виды модуляции сигналов — частотная, фазовая, импульсная
и кодовая (помехоустойчивая). Повышение помехоустойчивости приема обеспе-
чивается как улучшением избирательности, так и использованием различий в
тонкой структуре сигнала и помех.
В решении проблемы помехоустойчивости приема выдающийся вклад при-
надлежит В. А. Котельникову, В. И. Сифорову и другим ученым, развиваю-
щим это направление.
Обеспечение высокой верности воспроизведения сообщения в условиях
действия радиопомех — одна из центральных задач теории и техники радиопри-
ема. В связи с реализацией достижений теории оптимальных методов
приема и общей теории связи усложняются конструкции элементов прием-
ных устройств, в которых решаются задачи оптимальной обработки смеси сиг-
нала и помех. Резко увеличивается число элементов радиоприемного устрой-
ства. Вследствие ограниченного времени безотказной работы каждого элемен-
та и увеличения числа элементов создать приемное устройство с необходимым
приемлемым временем безотказной работы становится невозможным. На сме-
ну традиционным конструкциям с навесными радиоэлементами (радиодеталя-
ми) приходят так называемые интегральные схемы, представляющие собой
сложные структуры, выполняемые на основе современной технологии в еди-
ном технологическом процессе. Эти структуры, отличающиеся высокой на-
дежностью, включают необходимые элементы и узлы, осуществляющие усиление
и обработку сигнала.
При современной технологии производства интегральная схема, выполняю-
щая функции узла структурной схемы с несколькими сотнями элементов
(большая интегральная схема), обладает более высокой надежностью по
сравнению с резистором либо транзистором, изготовленными по старой тех-
нологии. Это позволяет реализовать сложные устройства, отличающиеся вы-
10
сокой надежностью и малыми габаритными размерами. Миниатюрное испол-
нение этих устройств открывает возможности многократного резервирования ап-
паратуры и тем самым получения необходимой высокой надежности работы
приемников.
Если в качестве признака классификации радиоприемных устройств при-
нять тип элементной базы, то приемники первого поколения представляли со-
бой детекторные приемники без усиления электрических колебаний, второго
поколения —• приемники с усилением сигналов на ламповых усилительных
приборах, третьего поколения — приемники на транзисторах и, наконец, чет-
вертого .поколения — приемники на интегральных схемах (с 1980 г. по настоя-
щее время). В ближайшем будущем радиоприемники четвертого поколения
будут развиваться в направлении большей интеграции узлов структурной схемы
и широкого использования техники цифровой обработки сигнала, принятого
на фоне помех.
Цифровая обработка сигнала средствами вычислительной техники позво-
ляет решить задачу унификации тракта обработки сигнала иа фоне помех.
Одна и та же вычислительная машина прн соответствующем вводе данных и
заданной программе может осуществить необходимую адаптацию обработки
сигнала с результатами приема сообщений, близкими к наилучшим. Следует,
однако, обратить внимание на то, что любая вычислительная машина требует
определенного, достаточно большого уровня сигнала на ее входе и, следова-
тельно, в высокочастотном тракте радиоприемника необходимо осуществить
достаточное усиление сигнала.
Если учесть, что на входе приемника существуют радиопомехи, нелинейно
взаимодействующие в усилительном тракте с полезным сигналом, то станет
ясным, что ВЧ тракт приемника и в случае применения ЦВМ должен обла-
дать не только усилительными, но и избирательными свойствами. Учитывая
социальное значение техники радиоприема для нашей страны, Коммунистиче-
ская партия и Советское правительство уделяют необходимое внимание ее
развитию. В нашей стране ежегодно выпускается 7—8 млн. радиовещатель-
ных приемников. К 1982 г. общее число приемников у населения превысило
136 млн., из них около 70 млн. телевизионных. К концу 10-й пятилетки те-
левизионным вещанием обслуживалось 85% населения страны. XXVI съезд
КПСС поставил задачу в 11-й пятилетке и до 1990 г. практически 100%-го
охвата населения страны телевизионным вещанием и обеспечения приема трех
общесоюзных цветных программ, передаваемых через ИСЗ и многоканальные
системы дальней связи. В перспективе предусмотрено дальнейшее совершен-
ствование радиоприемников с целью улучшения их эксплуатационных, эстети-
ческих и эргономических свойств.
2. Основные показатели и технические
характеристики радиоприемных устройств
•
2.1. Чувствительность
Основные показатели радиоприемного устройства определяют
меру его пригодности' для приема сигналов в условиях действия
радиопомех.
11
К основным показателям приемного устройства' относят чув-
ствительность, избирательность (селективность), верность воспро-
изведения сообщения и стабильность. Особым показателем при-
емного устройства; дополнительно определяющим возможность
совместной работы' радиоприемных устройств различного назна-
чения, является уровень радиопомех, создаваемых радиоприем-
ным устройством. Если определить электромагнитную совмести-
мость (ЭМС) как способность радиотехнической системы не соз-
давать взаимных помех любому радиоэлектронному оборудова-
нию и работать с .заданным качеством в условиях действия радио-
помех, то на ЭМС будет влиять весь комплекс показателей ра-
диоприемного устройства.
Чувствительность — это мера 'способности1 приемного устройст-
ва принимать слабые сигналы и воспроизводить сообщение с при-
емлемым качеством. Различают чувствительность приемного уст-
ройства по уровню поля и величине эдс или мощности сигнала на
входе приемника. Количественно она определяется минималь-
ным уровнем нормально модулированного радиосигнала в антен-
не или напряженностью, поля этого сигнала для получения задан-
ной верности воспроизведения сообщения при точной настройке
приемника. Применительно к конкретным системам передачи со-
общений точно определяют нормально модулированный сигнал и
характеристики верности воспроизведения сообщения ([1] — [5]).
Нормально модулированным сигналом при амплитудной моду-
ляции (AM.) считают сигнал с коэффициентом1 модуляции' mR—
= 0,3 и частотой модуляции FM = 1000 Гц, при частотной модуля-
ции (ЧМ) в системе радиовещания диапазона метровых волн нор-
мально модулированным сигналом1 считают сигнал с частотным
отклонением Д^н = 0,ЗД/тах = 0,3 • 50 кГц=15 кГц и частотой мо-
дуляции Гм =1000 Гц. Нормальной выходной мощностью считают
выходную мощность, соответствующую нормальному коэффициен-
ту .модуляции. Если предположить, что при 100%-ной глубине мо-
дуляции .т— 1,0 на выходе приемника развивается номинальная
мощность Ртах, т. е. максимальная мощность при допустимых не-
линейных искажениях, то при тн = 0,3 мощность, пропорциональ-
ная квадрату выходного напряжения, составит PII=0,32Pmax =
= 0,09 Pmax. Принято считать, что нормальная выходная мощность
в 10 раз меньше номинальной: Рн=0,1 Ртах- Применительно к ра-
диовещательным приемникам ГОСТ .[3] предусматривает нор-
мальную выходную мощность 50 или 5 мВт для приемников с
максимальной выходной мощностью 150 мВт и ниже.
При малом коэффициенте усиления приемника Ко связь меж-
ду чувствительностью приемника AM. сигналов Рао, выходным на-
пряжением U2H и коэффициентом усиления Ко может быть пред-
ставлена в следующем виде:
ЕдО = ^2н/Ро тп- - (2-1)
Из соотношения (2.1) следует, что чувствительность приемни-
ка улучшается с увеличением Ко, так как приемник обеспечивает
и
заданное нормальное напряжение при меньшей эдс в антенне.
Чувствительность приемника в этих условиях ограничена усилени-
ем.
В современных приемниках, как правило, имеется избыточное
усиление, поэтому нормальное напряжение на выходе может по-
явиться за счет шума антенны и шума элементов приемника —
усилительных приборов, колебательных контуров и резисторов. В
этом случае чувствительность ограничивается шумами, так как
при увеличении усиления приемника будет увеличиваться как
выходное напряжение полезного сигнала, так и шумовое.
Представим шумы приемного устройства (рис. 2.1) в виде двух
источников: шума антенны (А) — Ещ.а и шума приемника (Пр) —
Рис. 2.1
Будем считать, что эдс шума реальной антенны, обуслов-
ленную электромагнитной активностью источников излучения,
внешних по отношению к антенне, можно рассчитать по формуле
Найквиста
= । (2-2)
Обратим внимание на то, что шумовая температура реальной
антенны ТА определяется формой диаграммы направленности ан-
тенны, пространственным распределением реальных источников
радиопомех, интенсивностью их электромагнитного излучения и
ориентировкой антенны. Естественно, что шумовая температура
реальной антенны может быть как выше, так и ниже комнатной
температуры То, при которой, как правило, находится эквивалент
антенны (7'0 = 293 К).
Шумы приемника, пересчитанные к его входу, представим в
виде источника эдс Еш.пр. Предположим, что эту эдс также мож-
но рассчитать по формуле Найквиста как возникающую в экви-
валенте антенны' Ra:
(2.3
Шумовая температура приемника Тпр — это температура экви-
валента антенны, при которой эдс, возникающая за счет теплово-
го движения свободных электронов в нем, равна эдс шума при-
емника. Квадрат суммарной эдс шума
£шх = ^.а + ^.пр = 4^(7’а + 7’пр)^аЛЛ (2-4
^3
При заданном коэффициенте усиления приемника Ко шумовое
напряжение на1 выходе приемника
^2ш ~ Кд Ет 2- (2-5)
При амплитудной модуляции выходное напряжение сигнала
U2c^K0maEA0. (2.6)
Требуемое качество приема обеспечивается при определенном
отношении сигнал-шум на выходе, т. е. при
^2с/^2ш = Утр- (2-7)
Используя (2.5) — (2.7), получаем
Т'АО — Утр Ет 'sJtri-a ~ Утр I'/'ё'ш.А Ч- fin.np/^н- (2-8)
Таким образом, чувствительность приемника, ограниченная шу-
мами, определяется требуемым отношением сигнал-шум уТР и
суммарной эдс шума антенны и приемника Етх . Исследования
уровня помех внешнего происхождения показывают, что в метро-
вом диапазоне и на1 более коротких волнах шумовая Температура
антенны Та меньше комнатной То. Поэтому в указанных диапа-
зонах волн дли улучшения чувствительности (приемного устройст-
ва следует принимать меры к уменьшению уровня внутреннего
шума приемника Ещ.пр.
На гектометровых и более'длинных волнах ТЛ~^>Т(!, поэтому
нет необходимости снижать уровень внутреннего ‘шума приемни-
ка. В этих условиях минимальный уровень полезного сигнала для
требуемого качества приема определяется уровнем помех внеш-
него происхождения.
Удобной характеристикой приемника, позволяющей определить
его совершенство с точки зрения приближения чувствительности' к
идеальной, ограниченной помехами внешнего происхождения1, яв-
ляется коэффициент шума Кш- Чтобы исключить неоднозначность
в оценке свойств приемника-, считают, что- помехи внешнего про-
исхождения определяются тепловым шумом эквивалента антенны
(АЭ).
Коэффициентном шума 1[5] называют отношение мощности шу-
ма, измеренной на выходе линейной части приемника, к мощности
шума, которая была бы на выходе, если бы тепловой шум, обус-
ловленный активной составляющей сопротивления источника сиг-
нала Ршаэ, был единственным источником шума в системе:
' ^Рт^Рш.АЭ-Е^!Е2ш.Аэ. ' М
С учетом (2.4) при Та = Т0,
Кш^1+тпр/тв. (2.10)
Идеальное приемное устройство должно иметь коэффициент
шума, равный единице. Реальное приемное устройство имеет ко-
эффициент шума больше единицы, и тем больше, чем больше шу-
мовая температура приемника. Из (2.10) можно определить 'Т'пр,
14
если известен или рассчитан общий коэффициент шума: 7'пр =
Современные приемники при использовании глубокого охлаж-
дения могут иметь исоэффициент шума около единицы (1,1—1,01)
и соответственно шумовую температуру ГПр=29д-2,9 К.
Чувствительность приемника ‘можно определить (в Вт/Гц)
минимальной спектральной плотностью мощности источника сиг-
нала, согласованного с входом и обеспечивающего отношение
сигнала к шуму на выходе линейной части приемника, равное
единице:
(d Р Jdf ~ Рс min/A f = RA A f = Кш k То.
Эту чувствительность называют пороговой. Видно, что порого-
вая "чувствительность, выраженная в единицах kT0, равна коэф-
фициенту шума.
Чувствительность (в микровольтах) радиоприемника ампли-
тудно-модулированпых сигналов Al, А2, АЗ через коэффициент
шума
ЕА0 = (yM V8 k т0 ra А Л Кш • 10е,
где Afi — ширина эффективной полосы шума, Гц, взятая как
меньшая из двух: ширины полосы после детектора и половины
ширины полосы до детектора; m — коэффициент Модуляции сиг-
нала.
Общий коэффициент шума приемного устройства зависит от
параметров его отдельных звеньев. Рассмотрим обобщенную схе-
му тракта, изображенную на рис. 2.2, состоящего ив п структур-
Рис. 2.2
ных элементов. Предположим, что каждый из этих (элементов име-
ет известный коэффициент усиления мощности Rpi и коэффициент
шума /Сшу. Мощность шума генератора сигнала на выходе устрой-
п
ства Рщ.г~Pni.BxRpiRp2, ..., Крп — Рш.вхАро, где Кро — П Kpi — об-
»=1
ЩИЙ коэффициент усиления МОЩНОСТИ; Лп.вх = Рш.тах7вх— мощ-
ность шума, поступающая на вход первого звена; qBX = 4RBXRдХ
X (7?вх+7?а)~2—коэффициент согласования входа приемника с гене-
ратором сигнала—антенной (двх=СЧ); РштаХ=£'2ш аэ/4^а = ^Г0А/—
максимальная мощность шума, отдаваемая генератором сигнала;
А/ эффективная полоса шума. При этом
^ш.г = Рш щах 7вх Кро- (2.11)
Собственную мощность шума каждого из блоков, пересчитан-
е^Ю(2К9) 'ВХОД'? блока, можно определить, пользуясь соотношени-
15
Общая шумовая мощность, гаересчитамная ко входу блока,
~ Кш1 -^ш.вх i*
Учитывая, что Ршяг = Рш.вхг + Рш.соб i, собственная мощность
шума, пересчитанная ко входу блока, Лп.соб г= (Лип—1)Рш.вхi-
Для любого элемента структурной схемы рис. 2.2Рш.вхх = Рш max^ii
где qi— коэффициент 'согласования последующего каскада с пре-
дыдущим (^ = Рвхг/Ртах = 4ЛвхЛг/(Лвх + Лг)Д . МОЩНОСТЬ Шума НЭ
выходе определится формулой
Р ______ п р _______Кро______
*ш.вых i — 4i г ш щах „ „ „
Л pi Лрг I\pl—1
Максимальная шумовая мощность, отдаваемая генератором
сигнала, не зависит от сопротивления генератора:
P^^El^Rr = kT0^f.
'(Здесь и далее предполагается, что А/ определяется в основном
выходными элементами устройства.)
Таким образом, общая шумовая мощность на выходе
Р Рш max 7вх Мро 4" Рщ тах 7вх Лро (-Лшх 1) 4" • (2-12)
Разделив (2.12) на (2.11), получим
1\Р1
. ?2 | Лшз — 1 <7з
<7вх Лр! Лр2 ?ВХ
(2.13)
На основании соотношения (2.13) можно сделать следующие
выводы:
1) при больших коэффициентах усиления мощности первых
каскадов общий коэффициент шума практически не зависит от
коэффициентов шума последующих звеньев тракта;
2) при большом коэффициенте усиления мощности первого
звена минимальный общий коэффициент шума обеспечивается
при минимальном коэффициенте шума первого звена.
Соотношение (2.13) позволяет определить необходимый коэф-
фициент усиления мощности, при котором общий коэффициент
шума Лш будет незначительно увеличен по сравнению с коэффи-
циентом шума первого звена. Допустим, что Тог-
да Лш«Лш14- —™2— - — . Примем Лш^'1,1 Лш1, т. е. допустимое
Лр1 ?ВХ
увеличение коэффициента шума из-за влияния последующих кас-
кадов не превышает 10%, тогда
. (2.14)
Лш1 <7вх
Соотношение (2.14) свидетельствует о необходимости реализа-
ции большего усиления мощности в предыдущем блоке при боль-
шом коэффициенте шума данного блока. При однотипных каска-
дах Лш2~Л’ш1 и ^2 = ^вх необходимый коэффициент усиления мощ-
16
ности не превышает 10 при допустимом 10%-ном увеличении об-
щего коэффициента шума по сравнению с коэффициентом шума
одного каскада.
2.2. Избирательность радиоприемного устройства
Избирательностью радиоприемного устройства называют его
свойство отличать полезный радиосигнал от радиопомехи по оп-
ределенным признакам, свойственным радиосигналу.
Различия сигнала и помех могут заключаться в структуре по-
ля, создаваемого радиопередающим устройством, в пространст-
венном расположении источников излучения и, наконец, в струк-
туре электрического' сигнала.
Признаки, по которым различают сигналы, должны удовлет-
ворять условию ортогональности
оо
J Л (х) f2 (х) dx = 0 , (2.15)
о
где fi (х) —характеристика сигнала, по которой осуществляется
избирательность; f2(x) — характеристика помехи в функции аргу-
мента, по которому может осуществляться различение сигнала и
помех.
При выполнении соотношения (2.15) принципиально можно
осуществить полное подавление помехи, описываемой функцией
/г(х). В качестве признака различения сигнала можно принять
структуру электромагнитного поля; тогда, используя соответст-
вующие антенные устройства, можно выделить полезный сигнал.
В качестве примера можно указать на широко применяемые ме-
тоды разделения сигналов в радиорелейных линиях связи, осно-
ванные на том, что поле полезного сигнала имеет поляризацию,
отличную от поля помехи.
Если направления на источник поля сигнала и помех не сов-
падают, можно использовать пространственную избцра*ге>льность.
Применяя направленную приемную антенну, можно исключить
прием мешающего сигнала.
Оба указанных выше вида избирательности реализуются за
счет применения специальных антенн, осуществляющих .линейную
обработку аддитивных полей сигнала и помех.
Существующие системы связи строят с Использованием сигна-
лов как известной, так и неизвестной формы. В первом случае
сигналов известной формы первичный электрический .сигнал, со-
ответствующий передаваемому сообщению, кодируется. Этим ко-
дированным сигналом и модулируется радиопередатчик. Опти-
мальное приемное устройство в этом случае должно решить две
задачи, а именно: обнаружить сигнал, т. е. установить, что в за-
данном интервале времени, равном сеансу передачи, существует
или отсутствует сигнал и, во-вторых, установить, какой из сигна-
лов передается. Из курса «Теория передачи сигналов» известно,
что указанные задачи реализуются методами линейной и нелиней-
17
ной фильтраций сигналов на фоне помех. Как правило, оптималь-
ная линейная фильтрация сигналов осуществляется в тракте про-
межуточной частоты приемника с целью упрощения ее реализа-
ции. Нелинейная фильтрация может быть осуществлена лишь при
достаточно большом уровне сигнала, превышающем так называе-
мый «порог» решающего устройства. Поэтому в высокочастотном
тракте перед решающим устройством необходимо обеспечить до-
статочное усиление сигнала.
Усиление полезного' сигнала высокочастотным трактом прием-
ника сопровождается неизбежным нелинейным взаимодействием
сигнала и помех в усилительных приборах.
Помехи могут изменить коэффициент усиления тракта для по-
лезного сигнала, чаще всего уменьшить усиление — блокиро-
вали е сигнала, вызвать перенос модуляции мешающего сигнала
на несущее колебание полезного — перекрестную модуля-
ци ю и, наконец, вызвать появление комбинационных составляю-
щих, которые, попав в полосу частот тракта полезного' сигнала,
создадут так называемые ин тер модуляционные искаже-
ния, а также побочные каналы приема. Все эти нелинейные яв-
ления резко возрастают с увеличением уровня помех. Они особен-
но опасны в усилителях с малым динамическим диапазоном.
Для снижения уровня искажений, обусловленных действием
помех, необходимо обеспечить ослабление помех в тракте усиле-
ния полезного сигнала так, чтобы на входе каждого из активных
приборов, обладающих нелинейными свойствами, уровень помех
не превысил допустимой величины.
В условиях упорядоченного электромагнитного излучения, ког-
да каждая радиостанция занимает выделенный ей участок час-
тотного диапазона, необходимый для передачи сообщений и уста-
новленный соответствующим регламентом, борьба с указанными
искажениями сигнала в приемнике существенно облегчается. В
этих условиях частотная избирательность приемника, определяе-
мая относительным ослаблением составляющих спектра электро-
магнитных колебаний, действующих на входе приемника вне не-
обходимой полюсы частотного спектра полезного сигнала, позво-
ляет осуществить выделение этого полезного сигнала.
При приеме сигнала неизвестной формй, спектр которого со-
средоточен в необходимой полосе частот, В усилительном тракте
также возникают нелинейные взаимодействия сигнала и помех.
Частотная избирательность радиоприемника количественно ха-
рактеризует его способность выделять из всех радиочастотных
колебаний и радиопомех, действующих на его входе, радиоча-
стотный сигнал, соответствующий частоте настройки радиоприем-
ника.
Для экономного использования спектра радиочастот требует-
ся максимальная частотная избирательнос'гь, совместимая с тех-
ническими и экономическими требованиями к системе передач со-
общений и к данному классу приемников.1
18
Выясним, чем же определяются требования, предъявляемые к характе-
ристике избирательности радиоприемника.
Международными соглашениями регламентируется уровень внеполосного
излучения радиостанций, который составляет 1 % от уровня излучения в не-
обходимой полосе частот. На рис. 2.3 показан спектр излучения радиостанций
двух соседних каналов приема fB.coc (/) и /в.Сос (//).
В необходимую полосу АЛ,, основного канала приема с центральной ча-
стотой /осн попадают части спектров (рис. 2.3, штриховые линии) внеполос-
ного излучения обеих станций /н.сос и /в.сос.
Если мешающие станции не вызывают нелинейных явлений в высокочастот-
ном тракте приемника, то при использовании прямоугольной амплитудно-ча-
стотной характеристики высокочастотного тракта, настроенного на основной
канал приема, вклад соседних каналов будет определяться приблизительно
0,5% суммарной мощности излучения соседних станций. При увеличении мощ-
ности излучения этих станций будет увеличиваться их вклад в полосу про-
пускания приемника вследствие увеличения абсолютного уровня их внеполо-
сного излучения.
Очевидно, что при конечном ослаблении соседних каналов приема их вклад
в ухудшение отношения сигнала к помехе будет оставаться малым при усло-
вии, что величина ослабления этих каналов больше отношения уровня излу-
чения в необходимой полосе к уровню внеполосного излучения на 10—20 дБ.
Отношение уровня излучения в нёобходимой полосе к уровню внеполосного
излучения составляет 40 дБ.
Таким образом, в случае упорядоченного излучения не следует требовать
ослабления соседнего канала приема более чем на 60 дБ.
При реализации более жестких норм на уровень внеполосного излучения
становятся и более высокими требования к избирательности радиоприемника.
При приеме сигнала на фоне равномерного спектра радиопомех требования к
ослаблению соседних каналов приема могут быть снижены, так как отношение
мощности излучения в необходимой полосе к мощности излучения в полосе
соседнего канала равно единице. В этих условиях можно признать достаточ-
ным ослабление соседних каналов приема на 20 дБ. Таким образом, не сле-
дует считать, что идеальная характеристика избирательности должна иметь
прямоугольную форму и что с увеличением ослабления соседних каналов при-
ема качество приема полезного сигнала улучшается. Теория оптимальной ли-
19
нейной фильтрации сигнала на фане помех позволяет сделать вывод о том,
что существует оптимальная форма характеристики избирательности, обеспе-
чивающая в определенном смысле наилучший прием сигнала. Эта форма за-
висит от соотношения между составляющими спектра полезного сигнала и
помех.
Для оценки избирательности приемника используются коли-
те ответные характеристики ослабления мешающих сигналов. В
тех случаях, когда на входе, приемника мешающие сигналы име-
ют относительно малый уровень (настолько малый, (что нелиней-
ные процессы в высокочастотном тракте несущественны), для
оценки избирательности можно пользоваться односигнальным ме-
тодом испытаний.
Коэффициент избирательности о в этом случае равен отноше-
нию эдс нормально модулированного сигнала, поданного на вход
приемника через эквивалент антенны при расстройке, т. е. на
частотах нежелательных станций, например соседнего канала
приема, зеркального канала или канала промежуточной частоты
к эдс, равной чувствительности приемника ЕА0, вызывающих нор-
мальное выходное напряжение.
Избирательность приемника определяется тем, что коэффици-
ент усиления ВЧ тракта зависит от частоты входного сигнала,
о = 2(0/К(А/),
где Ко — коэффициент усиления ВЧ тракта для полезного сигна-
ла; K(\f) —то же для нежелательного сигнала при расстройке
Af.
Если учесть, что Ko = U2ttlmwEAo и K(&f) =и2(АШгпяЕА(&}), то
коэффициент избирательности
ЗД) £ао
(2.16)
Из соотношения (2.16) следует, что коэффициент избирательности можно
измерить, сохраняя постоянным выходное
напряжение, т. е. поддерживая ра-
венство t/2H = tA (Af), увеличивая
£д(А/) при расстройке. Тогда
о=£а(А/)/£ло при y2=const.
(2.17)
Характеристика избирательности
показана на рис. 2.4.
Можно поступить иначе: под-
держивать постоянный уровень
эдс в антенне при расстройке, обе-
спечивая £a(AD =£ао, и измерять
выходное напряжение. Тогда ст =
= £2н/1Л(А/) при Еа(Д/)=£ао.
При этом, однако, детектор будет
работать при разных уровнях
20
входных сигналов и вносить погрешность в оценку избирательности вследствие
зависимости его коэффициента передачи от уровня входного сигнала.
Второй причиной, определяющей погрешность в измерении избирательно-
сти при (А/) =£ао, является наличие в выходном напряжении приемника,,
составляющих шума и фона; которые и будут определять выходное напряже-
ние при достаточно большой расстройке входного сигнала. Естественно, что
при этом измерить коэффициент избирательности, превышающий принятое при
измерении чувствительности отношение сигнала к шуму, окажется невозмож-
ным.
Поэтому измерение избирательности проводят согласно соотношению (2.17),
определяющему возможность устранения влияния нелинейности детектора и
шума приемника на результат измерений.
Односигнальная избирательность’ радиоприемника (согласно
ГОСТ 243715—80)—это его частотная избирательность, опреде-
ляемая отношением уровня сигнала на заданной частоте к его ви-
данному уровню на частоте настройки при неизменном уровне-
сигнала на выходе радиоприемника и измеряемая посредством
одного входного сигнала с уровнем, не вызывающим нелинейных
эффектов в тракте приема.
Можно ограничиться коэффициентами избирательности при.
фиксированных расстройках, соответствующими предполагаемым
помехам, и определить согласно [5] «ослабление помех как от-
ношение уровня входного сигнала на частоте помехи, необходи-
мого для получения определенного уровня на выходе приемника,,
к уровню желательного сигнала, создающего, такой же уровень на
выходе».
Коэффициент избирательности в децибелах
0ДБ--201g о.
В большинстве радиотехнических систем на входе приемников,
действуют как полезный (желательный), так и нежелательны1©-
сигналы'. В этих условиях необходима оценка эффективной изби-
рательности'^], т. е. способности приемника различать желатель-
ный сигнал, на который приемник настроен, и нежелательные сиг-
налы с частотами за пределами полосы основного канала1 приема,.,
уровни которых таковы, что они создают’ нелинейные эффекты
при одновременном Действии желательного и нежелательных сиг-
налов.
Эффективная избирательность является характеристикой, по-
зволяющей оценить свойства приемника в реальных условиях дей-
ствия помех, поэтому измерение эффективной избирательности
осуществляется при одновременном действии по крайней мере-
Двух или более сигналов.
Основные характеристики эффективной избирательности, оп-
ределяющие электромагнитную совместимость радиоэлектронных
средств [6]:
Блокирование — изменение уровня сигнала или отношения сиг-
иал-шум !на выходе радиоприемника при действии радиопомехи,,
21
частота которой не совпадает с частотами основного и побочных
каналов приема,. Блокирование количественно характеризуется
коэффициентом блокирования, равным отношению разности уров-
ней сигнала на выходе радиоприемника в отсутствие и при нали-
чии радиопомехи на его входе к уровню этого сигнала в отсутст-
вие радиопомехи.
Характеристику частотной избирательности, определенную при
заданном коэффициенте блокирования, называют характеристи-
кой частотной избирательности радиоприемника по блокирова-
нию.
Перекрестное искажение в радиоприемнике — изменение струк-
туры спектра сигнала на выходе радиоприемника при действии
сигнала и модулированной радиопомехи, частота которой не сов-
падает с частотами основного и побочных каналов приема. Пере-
крестное искажение количественно оценивается коэффициентом
перекрестных искажений, равным отношению уровня спектраль-
ных составляющих сигнала, возникающих в результате перекрест-
ных искажений в радиоприемнике, к уровню сигнала на- выходе
радиоприемника при заданных параметрах радиопомехи и сигна-
ла.
Характеристику частотной избирательности радиоприемника,
определенную при заданном коэффициенте перекрестных искаже-
ний, называют характеристикой избирательности по перекрестным
искажениям.
Интермодуляция в радиоприемнике — возникновение помех на
выходе радиоприемника при действии на его входе двух и более
сигналов, частоты которых не совпадают с частотами основного и
побочных каналов радиоприемника. Интермодуляцию количест-
венно оценивают: коэффициентом интермодуляции в радиоприем-
нике, равным отношению уровня радиопомехи, возникающей в ре-
зультате интермодуляции, к уровню сигнала, соответствующего
чувствительности радиоприемника.
Интермодуляциоиные- искажения определяются характеристи-
кой частотной избирательности по интермодуляции, представляю-
щей собой зависимость уровня сигналов ла входе приемника, соз-
дающих интермодуляцию, от частоты одного из них при заданном
коэффициенте интермодуляции.
Побочные каналы приема радиоприемника — полосы частот,
находящиеся за пределами основного канала приема, в которых
сигнал проходит на выход радиоприемника. К побочным каналам
приема радиоприемника относятся каналы, включающие проме-
жуточную, зеркальную, комбинационные частоты и субтармоники
частоты настройки радиоприемника.
2.3. Верность воспроизведения сообщения
Сообщение в месте приема может быть искажено как из-за
.действия помех, так и из-за отклонения характеристик приемника
•от идеальных. При приеме сигналов, модулированных случайными
22
функциями времени, например радиовещательной, или телевизи-
онной программами, влияние шюмёх на верность воспроизведения
сообщения обычно оценивается средним квадратическим отклоне-
нием функции времени, воспроизводимой выходным .прибором, от-
ее .значения в отсутствие (помехи. Это среднее, квадратическое от-
клонение определяется эффективным значением напряжения или
тока, создаваемых помехой на выходе приемника.
Определенному отношению сигнал-помеха на выходе приемни-
ка соответствует определенное качество воспроизведения сообще-
ния. Чем выше отношение сигналнпо/меха, тем выше качество /вос-
произведения сообщения. Рекомендуемые отношения сигнал-по-
меха для получения требуемого качества воспроизведения основа-
ны на- результатах /экспертных оценок.
Следует подчеркнуть, что при приеме сообщений указанного
типа существенным является сохранение формы первичного сиг-
нала. Способность приемного устройства сохранять форму пер-
вичного модулирующего сигнала определяется его характеристи-
ками. Эта способность оценивается характеристикой верности,,
представляющей собой зависимость выходного напряжения или
тока от частоты модуляции входного нормально модулированного-
сигнала. Вследствие того что в приемнике (возникают линейные и
нелинейные искажения сигнала, а последние зависят от уровня
сигнала, целесообразно раздельно оценить их (влияние.
Линейные искажения определяются отклонением амплитудно-
частотной и фазочастотной характеристик от идеальных. Типич-
ные характеристики верности представлены на рис. 2.5.
Рис. 2.5
P,t
Рис. 2.6
Амплитудно-частотная характеристика (рис. 2.5,а) имеет спад.
в области низких частот модуляции, обусловленный уменьшени-
ем усиления из-за разделительных щепей .низкочастотного тракта
приемника1. Спад характеристики в области высоких частот моду-
ляции вызван, как правило, тем, что боковые 'частоты1 (модуляции
в высокочастотном тракте приемника усиливаются в меньшей,
степени по сравнению с несущим колебанием. Это усиление тем
'Меньше, чем выше частота модуляции входного сигнала.
- Фазочастотная характеристика, как правило, имеет практике--
ски линейный участок в области частот от Fmin до Стах, где амп-
23
литудно-частотная характеристика равномерная. (Указанная за-
висимость характерна для цепей минимального фазового сдвига;)
Более полную оценку свойств радиоприемного устройства,
предназначенного для приема звуковых программ, дает характе-
ристика верности по звуковому давлению (рис. 2.6) и характерис-.
тика верности по яркости приемных устройств, предназна,Ч1енны1х
для приема телевизионных программ.
При указанных выше оценках учитываются не только свойст-
ва тракта усиления и преобразования электрического сигнала, но
и свойства выходного прибора, от которого в конечном счете так-
же зависит верность воспроизведения сообщения.
В Тех Приемных устройствах, где существенно сохранение фор-
мы сигнала (например, телевизионных, фототелеграфных и др.)
необходимо предъявлять жесткие требования не только ,к форме
амплитудно-частотной, но и к форме фазочастотной характерис-
тики.
Для наглядной оценки линейных искажений сигнала можно
воспользоваться переходной характеристикой приемника, под ко-
торой понимают зависимость выходного напряжения при подаче
сигнала с единичным скачком модулирующего напряжения. При
'таком сигнале наиболее сильно проявляются линейные искаже-
ния, вносимые радиоприемным трактом.
Параметрами переходной характеристики являются:
время запаздывания то— это время, прошедшее от момента
включения модулирующего напряжения, до момента, когда вьд
.ходное напряжение достигло половины установившейся величи-
ны ^2уст (рис. 2.7);
время нарастания тн — это время изменения выходного на-
пряжения от 10 до 90% установившейся величины;
выброс характеристики—отношение максимального отклоне-
ния выходного напряжения от установившейся величины при ко-
-лебательном установлении сигнала к его установившейся величи-
не:
Т1 = Д ^2 in»/^2 уст ’> ?2 “ Д ^2 2z«/^2 Уст >
24
время спада «плоской части» характеристики тс— время, в те-
чение которого напряжение превышает заданный уровень (обычн
но 0,5 £72 уст либо 0,9 t72yCT). Определение параметров переходной
характерист'йки' поясняется рис. 2.7.
В приемных устройствах, предназначенных для точного вос-
произведения первичного сигнала, существенное значение имеют
нелинейные искажения, возникающие в тракте. Для их оценки
пользуются амплитудной характеристикой (АХ) приемника,
представляющей собой зависимость выходного напряжения от ко-
эффициента модуляции входного, сигнала. В большинстве случа-
ев отдают предпочтение линейной АХ и оценивают искажение по
отклонению ее от линейной, т. е. по коэффициенту искажений
&и= |ЛД|/ДВД, где |АД| — отклонение характеристики от линей-
ной; ДИд — идеальное, ожидаемое значение выходного напряже-
ния.
На рис. 2.8 приведены амплитудные характеристики выходно-
го напряжения, звукового давления и яркости1 изображения при-
емников звукового вещания и телевидения.
Нелинейность характеристики в области больших величин m
(вблизи mmax) обусловлена перегрузкой выходных каскадов уси-
лителей. Нелинейная зависимость выходных величин при малых
m определяется влиянием шума и фона приемника, т. е. уровнем
помех, возникающих внутри приемника и не зависящих от коэф-
фициента модуляции входного сигнала. Зависимость коэффициен-
та искажений /?и от коэффициента модуляции показана на рис.
2.9.
Если задан допустимый коэффициент искажений. /?и.доп, то
можно найти пределы изменения коэффициента модуляции rnmin—
^max, при которых обеспечивается необходимая верность вос-
произведения. Эти пределы заключены между абсциссами точек
25
пересечения горизонтальной прямой £и.доп, показанной на рис. 2.9'
штриховыми линиями, с характеристикой k^-f(rn).
Для опенки протяженности линейного участка ампл'итудной
характеристики обычно используют отношение максимального
выходного напряжения Датах к (минимальному Д2min, называемое
динамическим диапазоном выходных напряжений радиоприемни-
ка: Д = Датах/Д2min. Его также выражают в децибелах: ПдБ =
= 201gD.
Если учесть, что минимальный различимый уровень выходного
напряжения определяется шумовым напряжением Да min = Даш, то
число различимых градаций уровней будет равно Динамическому
диапазону. Очевидно, для обеспечения необходимой верности вос-
произведения динамический диапазон приемника должен быть
больше динамического Диапазона передаваемого сообщения или
равен ему.
В приемниках .звуковых программ нелинейность амплитудной
характеристики приводит к появлению новых компонентов спект-
ра. Относительная интенсивность новых компонентов .может быть
оценена коэффициентом нелинейных искажений. Для упрощения
оценки нелинейных искажений пользуются сигналом, модулиро-
ванным чистым тоном.
При модуляции несущего колебания на входе приемника чис-
тым тоном F в выходном напряжении появляются высшие гармони-
ки Д22с, U23f и т. д.
Отношение эффективного .значения высших гармоник выходно-
го напряжения к эффективному значению первой гармоники на-
зывают коэффициентом гармоник:
kr = 2F “Ь ^2 3F + ‘••/Дг F-’
При приеме сигналов известной формы, как указывалось ра-
нее, решаются две задачи, а именно задача обнаружения сигнала
и задача разделения сигналов.
Из-за влияния помех (возникают ошибки двух типов — пропуск
сигнала и ложная регистрация сигнала. Оптимальная обработка
смеси сигнала и помех, действующей на входе приемника, сво-
дится к линейной фильтрации и нелинейным преобразованиям,
обеспечивающим минимальную величину ошибки в обнаружении
и различении сигналов. Поэтому линейные характеристики эле-
ментов тракта лишь частично отражают свойства приемника, оп-
ределяющие верность приема сообщения. Более того, нелинейные
характеристики элементов обработки смеси сигнала и помех в зна-
чительной мере определяют результаты приема сообщений.
В связи с этим для оценки верности приема .сообщений ис-
пользуется коэффициент помехоустойчивости' или просто поме-
хоустойчивость. Поскольку процесс радиопомех при приеме сиг-
налов является случайным, ошибка в приеме сигнала и верность
приема его также случайны!. В этих условиях следует оценивать
верность приема статистически, т. е. пользоваться вероятностью
26
правильного приема элементов ,сообщения. Вероятность правиль-
ного приема будет в (среднем совпадать с результатами реального *
приема сообщения при многократных испытаниях.
Если передано пп элементов сообщения и из них в среднем,,
при многократных испытаниях, правильно принято лишь ппр эле-
ментов, ТО ПОМеХОуСТОЙЧИВОСТЬ П=ППр1Па. Учтем, ЧТО Ппр='»п—и0,.
где по — среднее число ошибок. Тогда
/7 = («п~«о)/«п= 1— «о/«п= 1— #о, (2.18)'
где Bo—tiolnn.
Измерение помехоустойчивости производится путем сопостав-
ления числа элементарных посылок (обычно точек), модулирую-
щих генератор сигналов, подключенный ио входу приемника через
эквивалент антенны', и числа элементарных посылок, зарегистри-
рованных на выходе приемника либо выходным прибором.
Общей оценкой свойств радиоприемного устройства реагиро-
вать на радиопомехи, воздействующие через антенну и помимо'
нее, в том числе через экран, по цепям питания, управления, ком-
мутации, является восприимчивость радиоприемного устройства.
При действии мощных импульсных помех приемник становит-
ся на определенное время нечувствительным к полезному сигналу.
Происходит временное снижение коэффициента1 усиления радио-
приемника после действия импульсной радиопомехи. Интервал
времени после ее* воздействия, в течение' которого коэффициент
усиления радиоприемника меньше номинального на заданное
значение, называют временем последействия помехи в радиопри-
емнике [6].
При большом динамическом диапазоне входных сигналов, вы-
зывающих перегрузку усилительных элементов приемника, высо-
кочастотный тракт приемника выполняют с логарифмической ам-
плитудной характеристикой (ЛАХ).
В этом случае существенной является требуемая точность ре-
ализаций ЛАХ, которую также можно оценить коэффициентом ис-
кажений /ги, но при этом в качестве идеального ожидаемого зна-
чения выходного напряжения следует принять логарифм входно-
го напряжения.
2.4. Точность установки
и стабильность частоты настройки
Современное состояние развития радиотехнических систем ха-
рактеризуется жесткой регламентацией несущих частот и шири-
ны спектра излучений. Поэтому обеспечить наилучший прием со-
общений возможно лишь при точной настройке приемника на же-
лаемый сигнал и при высокой стабильности частоты настройки.
При расстройке увеличивается вклад помех на выходе прием»-
ника и уменьшается вклад спектра полезного сигнала. При зна-
чительной расстройке приемника' может быть (полностью исклю-
чен прием желательной станции.
27
Погрешность иастройки определяется как .неточностью уста-
новки -частоты, так и изменением частоты, настройки элементов
высокочастотного тракта приемника из-за влияния дестабилизи-
рующих факторов: изменения температуры, влажности, ударо-в,
вибраций и др.
Погрешность установки частоты настройки при использовании
шкального устройства определяется плотностью настройки, т. е.
частотным интервалом' Д/и, приходящимся на одно- деление шка-
лы настройки.
Плотность настройки p=^fnlh, кГц/см, где й — протяженность одного ин-
тервала (деления) шкалы настройки.
Чем меньше плотностб настройки, тем меньше погрешность установки ча-
стоты. В приемниках радиовещательных систем широко используются длинные
шкалы, при которых обеспечивается желательная плотность настройки. В по-
следнее время в радиовещательных и профессиональных приемниках преиму-
щественное распространение получили шкальные устройства с цифровым от-
счетом частоты настройки.
В процессе эксплуатации приемного устройства из-за влияния дестабили-
зирующих факторов происходит изменение частоты настройки. Это изменение
в приемниках прямого усиления определяется изменением частоты настройки
избирательных цепей, настроенных на частоту сигнала. Применение соответст-
вующих конструктивных материалов позволяет обеспечить относительный уход
частоты настройки избирательных цепей А/о//о, не превышающий 0,1%.
Для большинства радиотехнических систем изменение частоты настройки,
не превышающее 10% ширины полосы спектра сигнала, практически мало ска-
зывается на результатах приема сообщений. Это обусловлено тем, что реаль-
ные характеристики избирательности высокочастотного тракта не прямо-
угольные.
Учтем, что уход частоты настройки не должен превышать 10% ширины
спектра сигнала AFo, т. е. A/o^0,lAFo. Сопоставим этот допустимый уход ча-
стоты настройки с нестабильностью частоты настройки реализуемых избиратель-
ных цепей Д/о//о~0, Гс;<о = !О'3. Получим следующее соотношение:
. f0-10~3<0,l AF0 или /o<102AFo. (2.19)
На основании (2.19) можно сделать вывод о том, что на несущих часто-
тах, не более чем в 100 раз превышающих полосу спектра сигнала, не возника-
ет трудностей в обеспечении стабильности настройки.
В приемниках супергетеродинного типа промежуточная частота выбирается
так, чтобы удовлетворялось неравенство (2.19), где /о=/п. Поэтому в тракте
промежуточной частоты обычно обеспечивается необходимая стабильность на-
стройки. Однако в супергетеродинном приемнике настройка на частоту жела--
тельного сигнала определяется частотой гетеродина. Допустимый уход часто-
ты гетеродина Д/r^O.lAFo, отсюда относительная нестабильность частоты ге-
теродина
AL с 0)] AZi = 0> j ——=-------------------. (2.20)
/го /го (/со + /п) Ю/со(1+/п//со)
Из соотношения (2.20) следует, что при увеличении несущей частоты при-
нимаемого сигнала /Оо и фиксированной ширине спектра излучения AF( требо-
28
вания к стабильности частоты гетеродина повышаются. Например, в системе
космической связи при &Fo=’lO Гц и /со=Ю ГГц нестабильность частоты ге-
теродина не должна превышать 10~9. Высокие требования характерны также
для систем магистральной радиосвязи. В этих условиях необходима кварцевая
стабилизация частоты гетеродина. При более узких полосах спектра излуче-
ния и повышении частоты гетеродина может потребоваться стабилизация ча-
стоты с помощью квантового генератора либо путем использования системы
автоматической подстройки частоты гетеродина.
./
2.5. Эффективность регулировок в приемнике
В современных радиоприемниках широко используют автома-
тические и ручные регулировки, позволяющие оптимизировать ре-
жим элементов и функциональных узлов приемника' с целью по-
лучения наилучших результатов приема сообщений.
При низкой квалификации оператора особое значение имеют
автоматические системы управления радиоприемным устройством,
решающие указанную задачу. Различают местное, дистанционное
и автоматическое (программное) управления. Наиболее сложные
системы управления применяются в профессиональных радиопри-
емных устройствах. Они позволяют осуществить: установку час-
тоты настройки; выбор необходимого вида работы1; выбор опти-
мального режима тракта. При более высокой степени автомати-
зации процесса приема используется программное управление с
помощью специализированных ЭВМ.
Эффективность регулировки оценивается диапазоном или ко-
эффициентом регулирования, численно равным отношению макси-
мальной Дтах величины, регулируемого параметра к минимальной
^mlth
Наиболее широко в радиоприемниках используются: автома-
тическая регулировка усиления, автоматические настройка и под-
стройка.
Кроме 'автоматических регулировок в приемниках применяют-
ся ручные1, положение органов управления которыми обычно вы-
бирает оператор с учетом оптимизаций процесса восприятия со-
общений. В приемниках звуковых программ устанавливается же-
лаемый средний уровень громкости и тембра, в приемниках те-
левизионных программ—средняя желаемая яркость и контраст-
ность изображения.
2.6. Надежность радиоприемника
В связи с усложнением функций, выполняемых радиоприемником, увеличи-
вается число элементов и деталей в нем. Любая деталь или элемент приемни-
ка характеризуются интенсивностью отказов , равной относитель-
N Ы
нои величине- отказавших деталей SN/N в единицу времени при массовых ис-
пытаниях.
29
Вероятность безотказной работы детали p(t) определяют как отношение
числа деталей, без повреждений работавших в течение испытаний t, к обще-
му числу деталей, подвергавшихся испытаниям. Связь между % и p(t) пред-
ставляется в виде
р (0 = ехр
i
— J X (0 dt
о
Полагая, что в условиях эксплуатации X=Xo=const,
р (0 = ехр (— л0 t)
В приемнике, составленном из m элементов, выход из строя любого эле-
мента приводит к потере работоспособности приемника в целом. Тогда веро-
ятность выхода из строя приемника с независимыми интенсивностями отка-
зов деталей
m / m \
Рш>W = П Pl (0 = ех₽ ( — f 2 М или Рпр(0 =ехр(—
i=1 \ £=1 /
m
где %о= 2 — интенсивность отказа приемника в целом.
f=l
Видно, что с увеличением числа деталей m уменьшается вероятность без-
отказной работы рпр(0- Если формально определить время безотказной рабо-
ты То как время, при котором вероятность выхода приемника из строя будет
m
е-1, то То= 1/Хо—1/ 2 ^ч-
i=i
Время безотказной работы равно обратной величине суммарной интенсив-
ности отказов детален приемника.
Современная технология производства деталей обеспечивает среднюю ин-
тенсивность отказов Хг-~10~8 1/с. При использовании в приемнике т=104 эле-
ментарных деталей суммарная .интенсивность отказа приемника X0=mXi =
= 10-4 1/с. Тогда среднее время безотказной работы такого устройства То =
=|1До=104с«2,8ч, т. е. около 3 ч. Если выполнить приемник хотя бы на осно-
ве четырех больших интегральных схем (БИС), то среднее время безотказной
работы увеличится в т/4=2500 раз и составит 7000 ч (около 300 дней).
Упрощенный расчет, приведенный здесь, основан на предположении, что
надежность БИС равна надежности дискретных элементов. На самом деле
надежность БИС существенно выше, так как при их производстве использу-
ются более совершенные технологические процессы и применяются «сверхчи-
стые» исходные материалы. Поэтому использование БИС обеспечивает суще-
ственное повышение надежности радиоприемников. Обратим внимание на то,
что применение БИС уменьшает габаритные размеры узлов радиоприемников.
В связи с этим возможно многократное резервирование и дальнейшее повыше-
ние надежности.
Надежность современных приемников магистральной связи характеризуется
следующими показателями: 500 ч наработки на отказ у приемников I класса,
2000 ч—II класса и 3000 — III класса.
2.7. Радиопомехи, создаваемые приемником
В нашей стране борьбе с радиопомехами, создаваемыми элек-
троустановками, придано общегосударственное значение. Разра-
ботаны нормы ,предельно допустимых индустриальных радиопо-
мех [7] являющиеся обязательными для всех предприятий, вы-
пуск а ющи'х и эксплуатирующих любые электроустройства. Про-
изводство и эксплуатация электроустановок с уровней помех вы-
ше предельно допустимых норм запрещены. Надзор за выполне-
нием этих норм осуществляется Государственной ради о инспекци-
ей при Министерстве связи СССР.
Нормами регламентируются два показателя: уровень поля
радиопомех и уровень напряжения радиопомех. Эти же два пока-
зателя определяют свойства приемника, являющегося электроус-
тановкой, способной. создавать радиопомехи. В приемниках су-
пергетеродинного типа имеется гетеродин, являющийся источни-
ком электромагнитных колебаний. Кроме того1, в некоторых при-
емниках имеются источники импульсных напряжений, создающих
широкий спектр колебаний. Такими источниками в телевизионных
и радиолокационных приемниках являются цепи разверток выход-
ных приборов и цепи синхронизации импульсных устройств теле-
метрических приемников. .
Уровнем пОля радиопомех, создаваемых приемником, называ-
ется максимальное из всех полученных на данной (частоте показа-
ний типового измерителя помех (градуированного в1 микроволь-
тах) сего типовой антенной, располагаемого на указанном в нор-
мах расстоянии от приемника (без каких-либо пересчетов). Для
снижения уровня поля радиопомех применяются экранировка ге-
теродинов и цепи' защиты антенны от колебаний гетеродина, вво-
димых в преобразователь частоты. <
Уровнем напряжения радиопомех называется максимальное из
всех измеренных напряжений между любыми из зажимов радио-
приемника, к которым подключаются внешние провода, либо
между каждым из проводов и корпусом радиоприемника или зем-
лей, либо между двумя любыми точками металлического корпу-
са.
Для измерения помех используются специальные измеритель-
ные приемники1, получившие название измерителей помех (ИП).
С целью снижения уровня напряжения радиопомех применя-
ют экранировку узлов приемника, а также включение специаль-
ных фильтров в цепи подключения внешних проводов к приемни-
ку.
2.8. Устойчивость работы приемника
Под устойчивостью работы приемника понимают не только от-
сутствие самовозбуждения, но и способность сохранять эксплуа-
тационные характеристики при действии дестабилизирующих
31
факторов: ударов, .вибраций, изменения напряжения 'питания,
температуры, влажности и др.
Условия эксплуатации аппаратуры,. например, в космическом
корабле, на планетах солнечной .системы, на самолете1 и других
объектах определяют характер и величины климатических .и .ме-
ханических воздействий. В условиях тропического климата боль-
шое значение имеет температуроустойчивость, влагоустойчивость
и малая подверженность деталей и узлов действию коррозии,
грибков и других микроорганизмов.
Обратим внимание1 на возможность изменения характеристик
радиоприемника вследствие .изменений электрических параметров
деталей и узлов во врем'ени, обусловленных так называемыми
процессами старения—необратимыми процессами изменения
структуры материалов, определяющих электрические и механиче-
ские свойства радиоэлементов. Устойчивость 'характеристик реа-
лизуется (выборам режима узлов и их соответствующим конст-
руктивным выполнением'.
2.9. Перекрытие заданного диапазона частот
Во многих радиотехнических системах существует необходи-
мость работы на различных несущих частотах. Поэтому к при-
емнику .могут быть предъявлены требования нормального приема;
сигналов на соответствующих фиксированных частотах либо в;
плавном диапазоне частот. Предъявляется требование перекры-у
тия заданного диапазона частот. Считают, (что приемник пере-.'
кроет заданный диапазон частот, если он может' быть .настроен на
любую частоту этого диапазона и его основные показатели во.,
всем диапазоне удовлетворяют техническим требованиям.
Естественно, что обеспечить абсолютное постоянство таких,
важнейших характеристик, как чувствительность, избиратель-
ность, верность воспроизведения сообщения в широком диапазоне
частот, не удается. Поэтому обычно указываются пределы допус-
тимых отклонений от заданных параметров.
2.10. Характеристики приемников,
определяющие электромагнитную совместимость радиосистем
Электромагнитная совместимость рад и ос и ст ем количественно
определяется комплексом характеристик радиоэлектронной аппа-
ратуры, относящихся, с одной стороны', к способности обеспе-
чить правильный прием сообщений п,р.и воздействии помех и |С
другой — к 'способности не .создавать (помехи другим радиоэлект-
ронным средствам [8].
Радиоприемное устройство' также характеризуется указанны-
ми двумя группами показателей.
К показателям, определяющим способность правильного при-
ема сообщений при наличии помех, относятся: чувствительность,
ограниченная шумами; пространственная И поляризационная из-
32
бирательно-сти, Зависящие -от характеристик антенной системы;:
частотная избирательность элементов высокочастотного тракта
приемного устройства; характеристики нелинейности1, определяю-
щие изменение результатов приема сигнала при наличии сильных
помех (блокирование, перекрестные и интермодуляцио-нные иска-
жения, побочные каналы' приема); помехоустойчивость, время
последействий импульсной помехи в радиоприемнике. К показа-
телям, определяющим способность приемника1 не создавать по-
мехи другим радиоэлектронным средствам, относятся: уровень
поля радиопомех, создаваемых радиоприемным устройством, и
уровень напряжения радиопомех на проводах, подключенных к
приемному устройству, И на внешних деталях его конструкции.
Ухудшение любого из этих показателей приводит к ухудшению
ЭМС, поэтому показатели нормируются так, чтобы каждый из
них был не хуже определенного значения.
Конкретные значения показателей, определяющих ЭМС, за-
висят от многих факторов: диапазона частот принимаемых сиг-
налов; уровней и характеристик посторонних, электромагнитных
полей, существующих в месте приема; современного состоЙ1ния
элементной базы, экономической целесообразности принимаемых
технических решений. Эти показатели регламентируются ГОСТ
или другими нормативными документами применительно к- кон-
кретным радиотехническим системам.
3. Входные цепи радиоприемников
3.1. Классификация входных цепей
Входной цепью (ВЦ) называют часть радиоприемника, нахо-
дящуюся между антенной и первым усилительным (Ус) или пре-
образовательным (Пр) элементом (транзистором, электронной
лампой, интегральной схемой) (рис. 3.1). Входная цепь служит
для наилучшей передачи оиглала от антенны к’первому активно-
му элементу. Термин «наилучшая передача сигнала» нуждается в
уточнении критерия сравнения. Наилучшая передача сигнала мо-
жет соответствовать: максимальной передаче мощности, макси-
мальному отношению сигнала1 к шуму, наилучшей избирательно-
сти при1 заданном проигрыше в коэффициенте передачи, макси-
мальному коэффициенту передачи при заданных пределах изме-
нения Параметров антенны и т. д. ।
2—81 . 33
По способу построения—избирательные и апериодические.
Апериодическая входная цепь .не обладает избирательными свой-
ствами. В связи с этим она не мойет применяться в условиях
дёй|ств,и|я радиопомех.
По числу реронан^нырс контуров, настрО‘ен|И.ых на частоту сиг-
нала, — одноконтурные, двухконтурные и многоконтурные.
По опоарбу настройки —входные цепи с дискретной, или сту-
пенчатой, и с плавной настройиами.
По спаорбу связи с антеннрй — простые, в 'которых параметры
антенны и усилительного' элемента непосредственно входят в' со-
став избирательных цепей (рис. 3.2, 3.3), и сложные, в которых
Рис. 3.2
связи ая,темны (А) цлй усилительного элемента ic избирательной
цепью уменьшены. Для уменьшения связи, как правило, исполь-
зуются реактивные элементы, не .вносящие дополнительных по-
терь в избирательную цепь. Сложные входные цепи различают по
виду связи с антенной и; усилительным элементом: (трансфофма-
торной, автотрансформаторной, индуктивной, емкостной и. ком-
бинированной) .
По конструктивному оформлению избирательных цепей—на
цепи с сосредоточенными и распределенными параметрами.
3.2. Краткая характеристика входных цепей
Простые входные цепи 'отличаются минимальным числом элементов, необ-
ходимым для обеспечения хорошей избирательности, и большим коэффициентом
передачи. Коэффициент передачи, равный отношению выходного напряжения
Ог к эдс антенны Ед, определяется добротностью эквивалентного антенного
контура Qa. Его добротность достигает нескольких десятков, а при использо-
вании рамочных ферритовых антенн — порядка сотен единиц. Это и определя-
ет высокий коэффициент передачи. Существенным недостатком простой входной
цепи является сильная зависимость ее частоты настройки от параметров ан-
тенны и усилительного элемента. Так, если емкость антенны изменяется на
30% (см. рис. 3.2), то частота настройки изменится на 14%. Учитывая, что
полоса пропускания контура составляет (1—2)% от частоты настройки, следу-
ет ожидать уменьшения коэффициента передачи на частоте полезного сигна-
ла в 28—14 раз.
34
Очевидно, простые схемы входных цепей можно применять лишь при вы-
сокой стабильности параметров антенны и усилительных элементов. В ряде
случаев эта стабильность мала; тогда необходимо уменьшать связи избира-
тельной цепи с антенной и усилительным элементом.
На рис. 3.4 показана схема входной цепи с трансформаторной связью с
антенной и внутриемкостной связью с транзистором. Во входной цепи с траи-
Рис. 3.4
сформаторной связью с антенной (рис. 3.4) эдс антенны создает ток 1а в ка-
тушке антенной связи £с. За счет взаимоиндуктивности М в катушке контура
Z-к возникает эдс ёк. На частоте входного сигнала, совпадающей с частотой на-
стройки контура £кСнСс, ток в контуре (и, следовательно, напряжение на кон-
туре UK) будет максимальным. Напряжение Ок делится емкостным делителем,,
составленным конденсаторами Сн, Сс.
При перестройке контура конденсатором переменной емкости, как это по-
казано иа рис. 3.4, коэффициент деления емкостного делителя изменяется. На
максимальной частоте рабочего диапазона емкость конденсатора Си минималь-
ная. Поэтому оказывается минимальным напряжение О2, подводимое к тран-
зистору.
Для получения равномерного коэффициента передачи входной цепи необ-
ходимо обеспечить возрастание тока /д с увеличением частоты входного сиг-
нала. Такое изменение тока можно получить при СПшоСд, т. е. когда
собственная частота антенной цепи <Boa=!1/1/LcCa значительно выше рабочей
частоты диапазона (оо. Этот режим получил название режима укорочения ан-
тенной цепи, В приведенном варианте построения входной цепи обеспечивает-
ся постоянство коэффициента передачи путем компенсации неравномерности
передачи сигнала от антенны к контуру — неравномерностью передачи от кон-
тура к усилительному элементу.
Взаимная компенсация неравномерности широко используется в приемни-
ках с переменной настройкой.
На рис. 3.5 изображена схема входной цепи с комбинированной связью с
антенной. Здесь передача сигнала от антенны к контуру осуществляется двумя
путями: через конденсатор Со (за счет тока /с, проходящего через элементы
контура LvCa) и взаимоиндуктивность М (за счет тока II, проходящего через
катушку Z.o).
Передача сигнала к контуру ДКСН за счет внешне емкостной связи через
Се растет с ростом частоты по квадратичному закону. Эта зависимость опре-
деляется тем, что эдс в контур вводится через делитель СеСи. С ростом часто-
2*
35
ты настройки Сн уменьшается, и поэтому эдс, вносимая в контур, растет. Что-
бы 'скомпенсировать это изменение, необходимо передачу эдс через взаимо-
индуктивность М уменьшать с увеличением частоты. Подобную зависимость
можно получить, если ток 11 будет уменьшаться с увеличением частоты. По-
скольку при малых Да и Сс ток /ь « ЕаЛ (ю/£с—1/(ОоСа), необходимо осущест-
вить режим, при котором Wo£c >i1/<BoCa, т. е. к>оА= (1/£сСа) <<оо. Этот режим
получил название режима удлинения антенной цепи, так как собственная длина
волны антенной цепи Хоа=2л;с/<Воа в этом случае оказывается больше длины
волны настройки контура Хо=2лс/<во.
На рис. 3.6 изображены зависимости напряжений, возникающих на конту-
ре за счет емкостной (72с и за счет трансформаторной (72м связей. Если оба
напряжения синфазны, то суммарное напряжение U2 будет изменяться незна-
чительно при перестройка входного контура. При смене направления витков
одной из катушек либо при перемене концов их подключения напряжения U2c
и Нам окажутся противофазными. Результирующее напряжение £Дн.с для не-
согласованного включения связанных катушек индуктивностей будет изменять-
ся так, как показано штриховой кривой. На частоте, соответствующей одина-
ковым напряжениям, передаваемым из антенны к контуру (абсцисса точки Л),
выходное напряжение равно нулю. В этом случае коэффициент передачи на-
пряжения отличается очень большой неравномерностью.
При высоких требованиях к 'избирательности применяют двухконтурные
(рнс. 3.7) и многоконтурные (рис, 3.8) входные цепи. Двухконтурная входная
цепь обеспечивает более равномерный коэффициент передачи в пределах поло-
сы пропускания по сравнению с одноконтурной. Многоконтурная входная цепь,
Рис. 3.7
36
схема которой изображена на рис. 3.8, содержит в качестве избирательного
элемента фильтр сосредоточенной избирательности (ФСИ). Этот фильтр состав-
лен из двух Т-образных звеньев. На входе и выходе фильтра включены согла-
сующие трансформаторы Tpt и Трг, обеспечивающие необходимое согласование
с антенной и нагрузкой фильтра /?н.
Многоконтурная входная цепь удовлетворяет более жестким требованиям
к избирательности и к равномерности усиления в пределах полосы пропускания.
3.3. Технические характеристики входных цепей
1. Коэффициент передачи напряжения представляет собой от-
ношение! выходного напряжения (к эдс антенны:
7< = (/2/.£’A = ./iC е1<₽. (3.1)
При резонансе модуль коэффициента передачи максимален и на-
зывается резонансным коэффициентом передачи:
K0 = U20/EA. (3.2)
2. Коэффициент избирательности равен отношению выходного
напряжения U2o при резонансе к выходному напряженйю й2 при
расстройке fo при1 условии что эдс айгтермы остаемся посто-
янной:
ст = £/ао/£/а = сте,<1’
при fA^const.
Модуль ст может быть представлен в виде а=Ко!К.
Если определить относительное усиление у ;как отношение ко-
эффициента передачи на любой частоте к коэффициенту передачи
при резонансе, то1 у—К1Ко—\1о. Зависимость у от частоты: назы-
вают уравнением резонансной характеристики входной цепи.
3. Коэффициент шума входной цепи — это отношение суммар-
ной мощности, шума' антенны и входной цепи к (мощности
шума антенны пересчитанной к входу первого каскада при-
емника:
ША ~ С^шд “Ьш.вх)/^шА = 1 "Ь ^ш.вх/^ША’ (^ - 3)
где Рш.вх—шумов'ая мощность собственно входной цепи, пере-
считанная к зажимам первого каскада приемника.
37
Выр-ажение коэффициента шума входной цепи можно пред-
ставить в другой форме.
Суммарная мощность шума на входе первого каскада (без
учетД шума этого каскада) Ршs = Рт maxq2, где Рш max — kT0\f —
максимальная мощность любого истопника теплового шума; <?2 —
=P/Pmax~4gHgr/(gr+gn)2 — коэффициент согласования входной
цепи с первым каскадом.
Шумовая мощность антенны на входе первого каскада
Лп.а.вх = Ап.лтах qiKp, где Рш.Атах=^^оА/: —максимальная шумо-
вая мощность, отдаваемая антенной радиоприемнику; q\~^g\gxl
(§й+£а)2 — коэффициент согласования антенны с входом прием-
ника,; g\—(вещественная составляющая входной проводимости
приемника в точках подключени!я антенны. После подстановки
Рш s и Рш.а.вх в (3.3) Km^qzIqxKp. При <72 = ^1 коэффициент шума
входной цепи, как и любой пассивной цепи, .равен обратной вели-
чине коэффициента усиления мощности:
Кт=1^р. (3.3а)-
4. Перекрытие заданного диапазона частот. В заданном диапа-
зоне 'частот необходимо осуществит^ настройку входной цепи на
любую (частоту этого диапазона. Отношение максимальной час-
тоты настройки' /о max‘К минимальной /о min называют коэффици-
ентом перекрытия диапазона:
Fd ~fo max/fo min-
5. Зависимости основных характеристик от частоты настройки
fo, т. е: частотная зависимость резонансного коэффициента переда-
чи Ko=F(fo), избирательных свойств o = 0(fo) и коэффициента шу-
ма Km = Fi\fo).
6. Постоянство показателей входной цепи при изменении пара-
метров, антенны и усилительного элемента, нагружающего 'входную
цепь.
3.4. Общая теория входных цепей
Типы и эквиваленты приемных антенн
Для радиоприемного устройства источником сигнала является приемная ан-
тенна, которая, как и любой источник, характеризуется внутренними парамет-
рами: эдс Еа и внутренним сопротивлением ZA. Эдс антенны пропорциональна
напряженности поля ДДВ/м) в месте приема, т. е. Еа=Е11я, где /д— коэффи-
циент пропорциональности, имеющий размерность длины и называемый действу-
ющей длиной антенны 1, зависящей от конструкции антенной системы и рабочей
длины волны (эта зависимость подробно изучается в курсе антенн).
Сопротивление антенны Z^ в широком диапазоне частот описывается сложной
зависимостью, так как антенна представляет, собой цепь с распределенными
параметрами. В сравнительно узком интервале частот сопротивление антенны
1 В технической литературе чаще пользуются термином «действующая вы-
сота антенны» применительно к антеннам в виде вертикального провода.
38
может быть представлено простым эквивалентом — цепью с сосредоточенными -х
параметрами. Эквивалент антенны, короткой по сравнению с рабочей длиной
волны, может быть представлен в виде последовательного соединения резисто-
ра iRa и конденсатора С а (рис. 3.9,. а). В более широком диапазоне частот эк-
вивалент антенны должен быть дополнен индуктивным элементом Ла.
На рис. 3.9, б представлен эквивалент наружной антенны, используемой при
испытаниях радиовещательных приемников согласно ГОСТ 9783-71 [2]. В диа-
la гомкгн
сгШпФ
С; 115пф
пазонах ДВ и СВ этот эквивалент может быть упрощен (рис. 3.9, в), так как
на относительно низких частотах сопротивление индуктивности La мало и со-
противлением параллельной ветви С2, Rz можно пренебречь. Эквивалент настро-
енной антенны, применяемой на КВ и УКВ, в сравнительно узком диапазоне
длин волн может быть представлен активным сопротивлением Ra. Полуволно-
вая антенна имеет 7?А=75 Ом (рис. 3.9, г). Эквивалент рамочной или ферри-
товой антенны содержит активное сопротивление i/?A и индуктивность ЛА (рис.
3. 9, д).
Вследствие изменения метеорологических условий (температуры, влажности,
при гололеде) изменяются параметры антенны. При сильной связи с антенной
это вызывает расстройку избирательной цепи и изменение формы ее частотной
характеристики. Для приемников радиовещания допустимым считается изменение
емкости антенны на ±50%.
/
Обобщенная схема избирательной входной цепи
На рис. 3.10 изображена обобщенная схема входной цепи. Эле-
менты связи антенны с избирательными цепями — фильтром пред-
ставлены в виде идеального трансформатора Тр\ с коэффициен-
том трансформации п^и^О^с. Этот трансформатор позволяет из-
менять связь антенны с фильтром. Входная проводимость усили-
тельного каскада УВх подключается к избирательной цепи через
идеальный трансформатор Тр2 с коэффициентом трансформации
UilU2с. Трансформатор Тр2 отображает элементы связи уси-
лительного каскада с фильтром.
39
Избирательная цепь обладает коэффициентом передачи Кс==
= Согласно рис. 3.10 коэффициент передачи входной цепи
д- б'г U2 Сар Сю Ui п2 Rj-\- i Xj____
ЁА U2c Ule Ui. ЁА «1 С («А + «1) + i (*А + Х1)
где Xj и /?!•—реактивная и активная составляющие входного со-
противления нагруженного фильтра, пересчитанные к зажимам
1—1. Модуль коэффициента передачи входного устройства
кс VRl + (3-4)
Выражение (3.4) свидетельствует о том, что частотная зави-
симость модуля коэффициента передачи входного устройства оп-
ределяется не только модулем коэффициента передачи фильтра
/(с, но и зависимостями Ri, Xlt ХА от частоты. Это выражение
может быть упр.ощено для частных случаев, близких к реальным
условиям работы.
Если выбрать элементы входной цепи так, что Ri^>
^>Ra, Xi^>Xa, то К~Кс п2[щ. В этом случае частотная характе-
ристика входной цепи .определяется частотной характеристикой
коэффициента передачи фильтра.
Если выбрать элементы входной цепи так, что Хд^>Х1, Ха^*
' ~>Ra, R>Ri, то
«1 ЛА . 1 1
В этих условиях коэффициент передачи входной цепи определя-
ется не только зависимостью RQ и Ха от частоты, но и зависи-
мостью входного сопротивления нагруженного фильтра’ от ча-
стоты.
При Хд = 0 (работа с настроенной антенной)
к0 Vr\+x\ /
Если выбрать RC^Ra, то К^п2]п\Кс, т. е. зависимость коэффици-
ента передачи входной цепи от частоты определяется коэффици-
ентом передачи фильтра.
40
Максимальный предельный коэффициент передачи
Допустим, что в качестве избирательной цепи используется
фильтр любой сложности. Поставим задачу определения макси-
мально возможного коэффициента передачи входной цепи.
Элементы входной цепи, включенные между зажимами 1—1 и
2—2 (рис. 3.10), представляют собой пассивный четырехполюс-
ник. На вход этого четырехполюсника поступает мощность от ис-
точника сигнала PBx = /2aPi =£’2aPi7[(Pa + Pi)2+(A'a+A'i)2]. ‘Из
курса «Теории линейных электрических цепей» известно, что при
Pa = Pi и Хл =—эта мощность будет максимальной:
^вхтах=^А/4 7?А- (3-5)
Очевидно, выходная МОЩНОСТЬ РвыхС-Рвх max-
Лишь в отсутствие потерь в элементах пассивного четырехпо-
люсника Рвых max = Рвх max- УЧИТЫВЭЯ, ЧТО Рвых max = ^22тах£вх, ВОС-
пользовавшись (3.5), получаем
£2/4РА = Г/2 7вх.
А' а 2 щах '
Отсюда максимальный коэффициент передачи
^Ошахпр^^шах/^А^ V2 ТКРА ^вх. (3.6)
Таким образом, максимальный предельный коэффициент пе-
редачи входной цепи зависит лишь от параметров антенны Ра и
усилительного каскада gBx.
3.5. Общая теория одноконтурной входной цепи
Эквивалентная схема одноконтурной входной цепи изображе-
на на рис. 3.11. Здесь в качестве фильтра, изображенного на
рис. 3.10, показан параллельный колебательный контур LKCK с по-
терями, учтенными проводимостью gK.
Рис. 3.11
Идеальный трансформатор Трх не изменяет полную мощность,
т. е. /А^1 = /к^к, отсюда ni = Oi/OK = lK/lA.
Представим источник сигнала в виде эквивалентного генера-
тора тока ГА, подключенного к зажимам к—к, тогда
/a = ^i£'a/ZAv (3.7)
и его проводимость У/г=п21Уа = п21й'а+1^21^а-
41
Рис. 3.12
Пересчитаем входную проводимость Увх усилительного каска»
да также к зажимам контура, полагая, что идеальный трансфор-
матор Тр2 не изменяет полную мощность,
тогда Y’BX — n2YBX — п2 g31L + ln2 bBX.
Упрощенная эквивалентная схема входного устройства пока-
зана на рис. 3.12. Напряжение на зажимах контура
i/K= Л/(ГК+ nlYA +
+ ^ГВХ).
Учитывая (3.7), по-
лучаем коэффициент пе-
редачи входного устрой-
ства
К = й21ЁА = (п8 (7к/£а) .= П1 n2/ZA (Ук + nf УА + п22 Yвх). ’(ЗТвГ
Найдем резонансный коэффициент передачи Ко- Условие на-
стройки входной цепи на частоту соо
соо Ск— 1/соо LK + п2 ЬА + п2 Ьвх = 0.
Учитывая, что ЬВх = сооСвх и &a = Xa/Z2a, находим
©о = 1/P^LK (Ск + н1 СА + «2 СВх)>
где Ca=Xa/o)QZ2a— эквивалентная емкость антенной цепи.
Видно, что резонансная частота входного устройства опреде-
ляется не только емкостью Ск, но и емкостями СА и Свх.
Резонансный коэффициент передачи входной цепи
На резонансной частоте настройки соо коэффициент передачи
Ко = Л1 n2/ZA (gK+n2gA + п2 gBX). (3.8а)
Он одинаково зависит от связи с антенной «1 и связи с усили-
тельным каскадом п2.
При n2 = const £0-(n2/ZA)ni/(^K0 + H2 gA), (3.9)
где gK0 = gK + n22gBx.
Оптимальный коэффициент трансформаций определится из
условия
П1 опт^А ёкО ИЛИ Я* Опт Г^ко/^А. (3.10),(3.11)
Максимальный коэффициент передачи
/Сотах = Пг/2/(£к + п^вх)/?А. . (3.12)
42
Обратим внимание на то, что при n22gBX<^.gK
. (3.13)
Т. в. /Сотах линейно зависит от связи с усилительным прибором «г-
При больших П2 (n22gBx^> gK)
/<Отах^1/2^вх^А = Аотахпр. (3-14)
В этом случае согласно (3.11)
п! опЛа~«2£вх- (3.15)
Здесь вносимые проводимости из цепи антенны и со стороны
усилительного прибора равны и значительно превышают прово-
димость контура. В этом режиме контур выступает как фильтр,
лишенный потерь, и, следовательно, удовлетворяет условиям, при
которых получено соотношение (3.6). Поэтому соотношения (3.14)
и (3.6) практически совпадают.
Реализуемый коэффициент трансформации пг обычно огра-
ничен требованиями к стабильности настройки входной цепи при
изменении gBX и Ьвх, требованиями к малому уменьшению коэф-
фициента перекрытия диапазона и, наконец, возможностями кон-
структивного выполнения трансформатора связи Тр2.
Избирательность входной цепи
Одноконтурная входная цепь согласно рис. 3.12 представлена
эквивалентной схемой одиночного колебательного контура с вклю-
ченными параллельно вносимыми проводимостями п21Уд, п2гУвх
и генератором тока J'&. Как правило, ток генератора 1'А и вно-
симые проводимости при малых расстройках слабо зависят от рас-
стройки. Поэтому избирательные свойства входной цепи определя-
ются изменением проводимости одиночного контура, обладающего
эквивалентной добротностью Q3.
Уравнение характеристики избирательности для малых расст-
роек
о=/Г+Р, (3.16)
где g = 2Afi/AKo — обобщенная расстройка; kFo = fo/Qs ширина по-
лосы пропускания входной цепи; Q3=l/pKgo — добротность эквива-
лентного контура.
Избирательность одиночного контура определяется его экви-
валентной добротностью Q3 или полосой пропускания
Д Fo = fo/Q3 = fo Рк go = fo Рк (gK + gA + «2 ^вх). [ (3.17)
При построении входных цепей в диапазоне умеренно высоких
частот целесообразно обеспечить максимальную избирательность
до7первого усилительного каскада. Поэтому возникает задача
выбора коэффициентов трансформации п.\ и п2 из условия допу-
стимого расширения полосы пропускания реального, конструк-
тивно выполнимого колебательного контура..
43
Выбор связи из условия допустимого расширения полосы пропускания
входного контура
Полоса пропускания входного контура определяется его добротностью QK:
А-^к =/о/@к =/о Рк £к> (3-18)
где pK = 2nf0LK= 1/2л/оСк — характеристическое сопротивление контура.
Подставляя значение рк в (3.18), получаем
&РК = ёк/2яСк. . (3.19)
При данной проводимости контура gK полоса пропускания контура &FK
тем больше, чем меньше емкость контура.
Предположим, что задано допустимое расширение полосы пропускания
входной цепи согласно соотношению
AF0 = (l + a) bFK, ' (3.20)
тогда формулу (3.17) представим в виде
Д Л) = /о Рк£к (1 + ёА/ёк + п2 ёвх/ёк) • (3-21)
Из сопоставления (3.20) н (3.21)
а = «1 gfjgv. + nj £вх/£к = <h + a.2 = “nst. (3.22)
Определим из (3.22) «2 через аь а и воспользуемся выражением для квад-
рата коэффициента передачи
Sk О “Ь П1 £д/^к + п2 ёвз./ёк)
д,(а—<h) __ Д!(д —д,) (3
Z2a gA gBx (1 + n)2 8s* + а)2
Дифференцируя множитель аДа—Д]) выражения (3.23)* по <ц, находим
Д'Юпт=0,5п.
Тогда a2 = n22gBx/gK=a/2 = ai опт = п2ЪоптДТ?5'а/5'«-
Подставляя «юпт в (3.23), получаем
^omaXAF = ^/4 7?A&x(l + a)2,
или, учитывая (3.6),
Ко max A F = Ко max пр а/(1 + а)' (3.24)
Таким образом, для получения максимального коэффициента передачи
входной цепи при заданном расширении полосы пропускания необходимо вы-
брать связи с антенной и усилительным каскадом так, чтобы относительные
вклады этих цепей в расширение полосы пропускания контура были бы одина-
ковыми, т. е.
П1 опт A F £д ~ п2опт A F&BX = 0,5 agK. . (3.25)
Из (3.24) следует, что при жестких требованиях к избирательности, ког-
да д«1, максимальный коэффициент передачи существенно меньше предель-
ного /Сотах пр.
44
При ЭТИХ УСЛОВИЯХ Ко тахд р ~ Ко max пр.
Так, при 10%-ном допустимом расширении полосы а=0,1 наибольший ко-
эффициент передачи Ко тахдр составляет около 10% от предельно возможного5
(диапазон умеренно высоких частот). В случае, когда допустимо существенное-
расширение полосы пропускания (а2>1) входного контура (обычно диапазон-
УКВ), тогда при выборе оптимальных связей согласно соотношениям (3.25)
коэффициент передачи будет равен предельному:
^O.max 4F ~ Ко шах пр-
Выбор связи из условия допустимого смещения настройки входной цепи
Резонансная частота настройки fo входной цепи определяется общей индук-
тивностью LK и общей эквивалентной емкостью Ск.э:
А,= 1/2л/ЦГС^ (3.26)
где Ск.э = Ск-|-п21Са-|-Ц22Свх.
Взаимное расположение настроек входного контура и последующих цепей
показано на рис. 3.13. При средней емкости антенны Сд.ср резонансные часто-
ты указанных цепей совпадают. Это согласование настроек достигается при за-
водской регулировке приемника. С изменением емкости антенны резонансная ха-
рактеристика входной цепи смещается на AfCM. На рис. 3.13 показана эта
характеристика, при увеличенной емкости антенны Са=Саш^. Резонанс-
ная характеристика последующих цепей имеет большую прямоугольность, так
как она формируется большим числом контуров. Последующие цепи сохраняют
свою настройку, поскольку они непосредственно не связаны с антенной. В ре-
зультате этого будут приниматься сигналы станции с частотой настройки f0, од-
нако коэффициент усиления приемника для этих сигналов будет меньше вслед-
ствие расстройки входной цепи. Коэффициент усиления будет пропорционален
У1 — ординате резонансной характеристики входной цепи при расстройке, рав-
ной А/см.
Примем в качестве допустимого относительное уменьшение усиления сиг-
нала до уровня 0,707. При этом
А/см^ЛК0/2. (3.27)
Найдем смещение настройки, обусловленное изменением Са и Свх. Продиф-
ференцируем (3.26) и вычислим отношение
d f<) f 2 , о ^-ВХ \
(3.28)
45
Для малых смещений настройки можно приближенно допустить, что Д/:см =
= dfo, и с учетом (3.28) записать соотношение (3.27) для абсолютных значений
расстройки:
1 ( 2 d Ск dCya
~Tfo\n\ 'С^Г + П2"С^’
1
2
(3.29)
В формулу (3.29) можно с определенным приближением ввести относитель-
ное изменение емкости антенны kCjJCx и относительное изменение входной ем-
кости ЬСы/Суп. а также добротность эквивалентного входного контура Qa =
= fs/AFa.
Тогда получим следующее соотношение:
д С. С.
2__А А
1 ^ко
2дсвх Свх
Свх ско
(3-30)
Здесь сумма квадратов коэффициентов трансформации с весовыми коэффи-
циентами ограничена величиной 1/<2э. Известно также, что произведение П1Пг
определяет коэффициент передачи напряжения. Если предположить, что вся до-
пустимая расстройка определяется изменением емкости антенны (3.30), то необ-
ходимо Яг устремить к нулю. В этом случае коэффициент передачи будет равен
нулю.
Подобные рассуждения о нецелесообразности выбора ге2, при котором вся
допустимая расстройка была бы обусловлена изменением входной емкости уси-
лителя, приводят к .выводу о существованф! оптимального выбора п< и п2.
Можно показать, что максимальный коэффициент передачи при заданном сме-
щении настройки будет при выполнении следующих соотношений:
П1 доп.опт ДСд ~ и2 доп.опт Д Свх И «1 доп.опт Д Са/Ск0 ~ (3-31)
т. е. вклады в расстройку входного контура за счет изменений емкости антенны
и входной емкости усилительного каскада должны быть одинаковыми.
Решая (3.31) относительно П1Доп.оит и Пгдоп.опт, получаем
п
1 доп.опт
СкО
2 <2Э Д Сд
п
2 доп.опт
Ско
2Q3 Д Свх
(3.32), (3.33)
При использовании полевых транзисторов или электронных ламп ДСвхсСко.
Если Ско/ДСвх>2<2э, то П2Доп.опт>1. Известно, что максимальный реализуемый
коэффициент трансформации не превышает единицы (л2доп maxd). В этих ус-
ловиях целесообразно считать, что допустимое смещение настройки обусловлено
только изменением емкости антенны.
Тогда вместо соотношения (3.32) следует пользоваться формулой
п1 доп — у Cko/Q3 Д СА)
(3.34)
а вместо Пгдоп.опт положить пг=1.
При этом реализуемый коэффициент передачи входной цепи при заданном
смещении настройки окажется больше, чем при п2=1 и П1доп.опт, рассчитан-
ном по формуле (3.32).
46
3.6. Способы перекрытия заданного диапазона частот
Плавную настройку контура в заданном диапазоне частот
можно осуществить изменением индуктивности, емкости контура
либо геометрических размеров резонатора на сверхвысоких ча-
стотах.
Коэффициент перекрытия диапазона
ваниями к приемнику. Этот диапазон может
определяется требо-
оказаться настолько
широким, что при плав-
ном изменении элемента
настройки его перекрыть
будет невозможно. В этом
случае весь диапазон на-
строек делят "на частич-
ные диапазоны — поддиа-
пазоны. Смена поддиапа-
зонов осуществляется пе-
реключением того пара-
метра контура L или
С, который. не изменял-
ся при плавной на-
стройке.
Так, при плавной настройке емкостью смена поддиапазонов
осуществляется переключением индуктивности контура (рис. 3.14,
о), а при настройке индуктивностью — переключением емкости
контура (рис. 3.14, б).
Можно также изменять настройку контуров внутри рабочего
диапазона частот скачкообразно—малыми дискретными значе-
ниями. Варианты схем переключения элементов настройки и их
Характеристики рассмотрены В. Н. Голубевым [51]. В отличие от
схем рис. 3.14, дискретная настройка контуров осуществляется
при фиксированных значениях соответственно Сн (рис. 3.14, а) и
LH (рис. 3.14, б). Коммутация п дискретных элементов L2, ...
.... Ln и Ci, С2, ..., Сп обеспечивает необходимое изменение часто-
ты настройки. Показана [51] возможность реализации прямоча-
стотной зависимости f0 от п при одновременном переключении
дискретных индуктивностей и емкостей. Коммутацию в дискрет-
ных конденсаторах переменной емкости (ДКПЕ) и дискретных
катушках переменной индуктивности (ДКПИ) осуществляют ме-
ханическими (с помощью реле) или диодными (с помощью полу-
проводниковых диодов) элементами.
3.7. Зависимость основных показателей входной цепи
от частоты настройки
Коэффициент передачи
Коэффициент передачи входной цепи определяется формулой
(3.8). Учтем, что выбраны слабые связи контура с антенной в це-
лях получения высокой избирательности. В этих условиях
47
• (3.35)
ZA0«K ZA0
где iRoeK — pKQx — эквивалентное сопротивление контура. Видно,
что зависимость коэффициента передачи /Со от частоты настройки
®о определяется зависимостями от частоты Zao, nt, п2, /?Оек-
Зависимость характеристического сопротивления
и добротности контура от частоты настройки
Поведение колебательного контура в электрической цепи можно описать
дифференциальным уравнением, коэффициенты которого определяются величи-
нами Д, L, С. Примем их в качестве первичных параметров контура. Частота
настройки контура связана с величинами L и С соотношением
©0 = 11/Ес.
Характеристическое сопротивление можно представить в виде
р=-----— либор = <о0Ь. (3 36), (3.37)
©о С
Если контур настраивается индуктивностью, удобно для определения за-
висимости р от частоты ©о пользоваться соотношением (3.36), так как в этом
соотношении имеется только одна переменная величина. При настройке емкостью
удобнее соотношение (3.37). Видно, что при настройке емкостью р линейно за-
висит от частоты. При настройке индуктивностью р изменяется обратно про-
порционально частоте.
Добротность контура
Q = p/R. (3.38)
Для выяснения зависимости добротности контура Q от частоты необходи-
мо найти зависимость активного сопротивления R контура от частоты
Активное сопротивление контура определяется двумя слагаемыми (одно из
них обусловлено потерями в проводниках, в частности в проводе катушки ин-
дуктивности, а второе — диэлектрическими потерями в элементах контура):
R — RllP + ^диэл •
Первое слагаемое Rap пропорционально корню квадратному из частоты
вследствие явления вытеснения тока к поверхности проводника, второе—/?ДИэл
пропорционально квадрату частоты.
Таким о<бразом,
/? = a ©J/2 + / ©о. (3.39)
Оба слагаемых (3.39) увеличиваются с частотой, поэтому активное сопро-
тивление контура также возрастает. Практически оба вида потерь в контуре
равноценны, поэтому можно считать, что активное сопротивление контура ли-
нейно растет с частотой.
Воспользуемся соотношением (3.38) для определения зависимости доброт-
ности контура от частоты настройки. При настройке емкостью как числитель,
так и знаменатель соотношения (3 38) линейно зависят от частоты. Поэтому
добротность контура при настройке емкостью можно считать постоянной
48
При настройке индуктивностью также воспользуемся соотношением (3 38)
Однако теперь р согласно (3.36) убывает с увеличением частоты. Что касается
зависимости R от частоты, то эта зависимость определяется способом измене-
ния индуктивности контура. В случае настройки контура изменением числа вит-
ков катушки w сопротивление R можно считать постоянным. Действительно,
иа данной частоте <оо сопротивление катушки пропорционально числу витков w
и частоте соо-’
R==wa>o. (3.40)
Известно, что индуктивность контура пропорциональна квадрату числа вит-
ков и, кроме того, должна изменяться обратно пропорционально квадрату ча-
стоты: Л==ш2; Л==1/(о2о.
Отсюда следует, что число витков катушки контура должно изменяться об-
ратно пропорционально первой степени частоты, т. е. а.==1/шо Подставив это
значение w в (3.40), получим R = const.
Таким образом, если настройка индуктивностью осуществляется изменением
числа витков катушки, то добротность контура Q^I/m^CR изменяется обратно
пропорционально частоте. При других способах изменения индуктивности, когда
число витков катушки контура остается постоянным, активное сопротивление R
растет пропорционально частоте и поэтому добротность контура Q=\/<£>aCR бу-
дет изменяться обратно пропорционально квадрату частоты
Зависимость tv. и пг от частоты
В радиоприемниках при выборе цепей связи антенны и усилительного кас-
када с контуром избегают расположения резонансной частоты этих цепей в ра-
бочем диапазоне настроек входного контура, так как наличие такого резонанса
приводит к немонотонному изменению коэффициента передачи с максимумом
на частоте этого резонанса. Кроме того, расположение этого максимума сильно
зависит от параметров антенны (для nJ и усилительного каскада (для п2).
Если выбрать собственную длину волны цепи связи больше максимальной
длины волны рабочего диапазона (режим удлинения), то коэффициент транс-
формации п будет уменьшаться с ростом частоты. Это уменьшение обусловлено
удалением частоты настройки контура от резонансной частоты цепи связи.
В случае, когда резонансная длина волны цепи связи меньше минималь-
ной длины волны рабочего диапазона (режим укорочения), т. е. f0c>/omu,
коэффициент трансформации п будет увеличиваться с увеличением частоты (ча-
стота настройки контура приближается к резонансной частоте цепи связи).
Указанные зависимости можно использовать при выборе цепей связи nj и
п% для обеспечения постоянства коэффициента передачи входного устройства.
Решая (3 35) относительно произведения П1П2, получаем
П1 п2 = Ко ZM/Roe к.
В правой части этого соотношения имеются известные зависимости от ча-
стоты. Так, для короткой открытой антенны Zao=»1/<ooCa эквивалентное сопро-
тивление контура Roe к=Рк<2ь=<Оо£к<2ь при настройке емкостью линейно растет
с увеличением частоты Используя эти зависимости, получаем
И1 п2 = ш0-
49
Таким образом, для указанных условий постоянство коэффициента переда-
чи Ко будет достигнуто при изменении произведения П|П2 обратно пропорцио-
нально квадрату частоты. При выборе /ц и п2 следует избегать расположения
резонансных частот цепей связи в областях частот побочных каналов приема.
Совпадение резонансной частоты цепи связи с частотой побочного канала при-
ема приводит к существенному ухудшению избирательности. Избирательность
можно улучшить, включив в цепь антенны заграждающий фильтр, настроенный
на. частоту этого побочного канала приема. Указанный способ широко исполь-
зуется для улучшения избирательности приемника по каналу промежуточной ча-
стоты.
3.8. Входная цепь приемника с настроенной антенной
При использовании настроенных антенн с постоянными пара-
метрами во входной цепи .приемника можно осуществить доста-
точно сильную связь. Если решающим требованием является по-
лучение минимального коэффициента шума, связь антенны с кон-
туром должна быть больше оптимальной.
Для получения максимального коэффициента передачи связь
должна быть оптимальной. При оптимальной связи проводимость
антенны, пересчитанная к зажимам контура, должна быть равна
общей проводимости контура:
4 = ^0- (3-41)
При осуществлении сильной связи могут возникнуть трудно-
сти реализации. Эти затруднения рассмотрим на примере транс-
форматорной связи, используемой во входных цёпях приемников
магистральной связи и телевидения. Направленные антенны этих
радиоприемников обычно удалены от места расположения при-
емников.
Принципиальная схема входной цепи приемника магистраль-
ной связи изображена на рис. 3.15. Фидер, соединяющий настро-
енную антенну с приемником, подключен к зажимам Л]—А2 вхо-
да приемника. Контур LKCK, настроенный на частоту сигнала, свя-
зан с фидером трансформаторно. Часть магнитного поля катуш-
50
ки связи Lc, определяемая взаимоиндуктивностыо М, наводит эдс
в катушке контура LK. Взаимоиндуктивность можно регулировать,
изменяя расположение катушек Lc и LK. Катушки разделены
электростатическим экраном, устраняющим передачу сигна-
ла от антенно-фидерной системы к контуру LKCK за счет ем-
костной связи. Наличие этой связи приводит к нежелательному
проявлению антенного эффекта фидера.
Определим оптимальный коэффициент связи к0Пт. Воспользу-
емся условием согласования (3.41).
Проводимость контура
Sk о = 1/®о Ьк Qf;-
Проводимость антенны, пересчитанная к зажимам контура,
g^R^L2. (3.42
где А/?а — вещественная часть сопротивления, вносимого из цепи
антенны.
По формуле, известной из теории связанных цепей, рассчи-
таем
где Rao=Ra+Rlc— вещественная часть сопротивления антенной
цепи; RLc — активное сопротивление катушки связи; Хсв = сооЛ4—
сопротивление связи цепи антенны с контуром; Z2ao=R2m +
+ со2оД2с — квадрат модуля полного сопротивления антенной цепи.
Предполагая, что Rlc^Ra и учитывая, что к = Л4/У LCLK, по-
лучаем (3.42) в виде
g\ = (M2/L2) RJ^2 L2 + R2a ) = № Lc Ra/Lk (cd* L2 + RV)
Согласно соотношению (3.41)
(к2пт Lc/Lk) 7?a/(«2 I2 + R2a) = 1 /®0 LK QK,
откуда
«опт = V(®0 ЬС//?А + ЯА/Ю0 Шю
Коэффициент связи к0Пт, необходимый для согласования, опре-
деляется отношением реактивного сопротивления катушки свя-
зи co0Lc к Полновому сопротивлению фидера рф=/?д.
Зависимость Копт=/(соо-Ес/рф) изображена на рис. 3.16. На-
именьший требуемый для согласования коэффициент связи при
СО()Ьс = рф
(3.43)
Если 1, ТО Копт^опт mm. При неудачном выборе ин-
дуктивности катушки связи может оказаться, что /сОлт превысит
конструктивно обеспечиваемое значение /сКонстр. Конструктивно
обеспечиваемый коэффициент связи между катушками всегда
меньше единицы:
51
для трансформаторов с замкнутым магнитопроводом из фер-
родиэлектрика «констр^О, 85-4-0,95;
для воздушных трансформаторов с электрическим экраном
Кконстр^ 0,54-0,6.
Из соотношения (3.43) следует, что при добротности контура
меньше двух единиц невозможно осуществить согласование, ис-
пользуя трансформаторную связь фидера с контуром (при QK<2
к0Птт!п>/, что физически осуществить невозможно).
При изменении частоты настройки входной цепи в заданном
диапазоне требуемый для согласования коэффициент связи так-
же изменяется. Пределы изменения /с0Пт будут наименьшими, ес-
ли выбрать индуктивность катушки связи так, чтобы на средней
частоте диапазона сооер коэффициент связи /сОпт был минималь-
ным, т. е.
ГДе'-СОоср— у COominCOomax-
Избирательность входных цепей при больших расстройках
При изучении входных цепей были получены соотношения,
определяющие коэффициент избирательности при малых рас-
стройках, т. е. когда А<в = со—cog^cog. На практике представляет
также интерес избирательность при больших расстройках, -соот-
ветствующих побочным каналам приема. Общие формулы, полу-
ченные на основе полных решений задачи прохождения сигнала,
оказываются громоздкими. Достаточная для практики точность
достигается, если оценить избирательность при очень больших
(йвч^соо) и очень малых (<вНч<С<во) частотах мешающего сигнала.
Коэффициент избирательности можно найти, предполагая, что
в области высоких частот индуктивные сопротивления существен-
но превосходят емкостные, а в области низких частот, наоборот,
емкостные сопротивления оказываются много больше индуктив-
ных. Анализ практических схем входных цепей позволяет сделать
следующие выводы:
1. Избирательность входных цепей при больших расстройках
определяется добротностью контуров QK и растет с ее увеличе-
нием.
2. Коэффициент избирательности при больших расстройках
можно получить, если воспользоваться предельными соотношени-
ями, справедливыми для областей высоких и низких частот.
3. Коэффициент избирательности при больших расстройках
может превосходить добротность контура.
3.9. Входная цепь приемника с электронной настройкой
Настройка колебательного контура входной цепи и последу-
ющих цепей, перестраиваемых при приеме сигналов с различны-
ми несущими частотами, может осуществляться электронным спо-
52
собом с помощью варикапа (рис. 3.17, а, в.) или ферровари-
ометра— ФВ (рис. 3.17, б).
Настройке ферровариометрами свойственны существенные не-
достатки: сравнительно большая мощность, необходимая для из-
Рис. 3.17
менения индуктивности; большая температурная нестабильность
магнитной проницаемости феррита; неоднозначность настройки,
обусловленная гистерезисом; инерционность в процессе установ-
ления индуктивности; критичность к механическим воздействиям;
низкая добротность.
Поэтому чаще используется настройка варикапом.
Достоинствами электронного способа настройки варикапом
являются: высокая скорость перестройки; отсутствие механиче-
ских контактов в цепях контура; высокая устойчивость по отно-
шению к климатическим и механическим воздействиям; просто-
та реализации дистанционного управления настройкой; невысо-
кая стоимость элемента перестройки; простота осуществления не-
обходимого закона изменения частоты настройки при перемеще-
нии ручки настройки.
Принципиальная схема одноконтурной входной цепи с элект-
ронной перестройкой с помощью варикапа изображена на рис.
3.17, а. Контур LKCK связан с антенной посредством внешне ем-
костной связи через конденсатор Сс и с первым каскадом с по-
мощью трансформаторной связи. Цепь трансформаторной связи
работает в режиме малого удлинения, компенсируя неравномер-
ность коэффициента передачи цепи связи антенны с контуром
Емкость варикапа зависит от постоянного напряжения Еу. Со-
гласно [10] _
Ск-=-А/]А У(1 = АУ(Г^п— для резкого перехода п = 2, (3.44)
CR~B/^Vo = BVo~i!n — для плавного перехода п = 3, (3.45)
где Ко=Ф—Доу — полное напряжения на переходе; <р — контакт-
ная разность потенциалов; ЁОу — внешнее приложенное напряже-
ние
Эта зависимость изображена на рис 3.18.
Современные варикапы позволяют реализовать десятикратное
изменение емкости контура Вследствие использования нелпней-
53
ной емкости необходимо считаться с нелинейными ицроцеюсами, со-
провождающими прием полезного сигнала.
Во-первых, при появлении напряжения сигнала емкость Ск бу-
дет изменяться по несинуооидальному закону относительно значе-
ния емкости Ср, определяемой напряжением ЕОу. Постоянная со-
ставляющая этой емкости Со окажется больше Ср. Вследствие
этого понизится частота настройки контура. Таким образом, ча-
стота настройки входного контура зависит от уровня входного
сигнала. .
Следует обратить внимание на то, что это же явление будет
наблюдаться также при действии любой помехи. Определим до-
пустимый уровень напряжения на контуре.
Найдем закон изменения емкости, полагая Т0=Е0у + «_ , где
Еоу = ср—Еу —полное постоянное напряжение на р—п переходе ди-
ода; и~ — переменная составляющая напряжения на варикапе.
Тогда для варикапа, емкость которого описывается соотноше-
нием Ск=/(и), получим
CK = f(EOv + uJ. (3.46)
Предположим, что переменная составляющая и~ мала. Пред-
ставим (3.46) рядом Тейлора:
Ск = f0 (соу) + /' (Еоу) и~ + + ....
ZI
Если на зажимах контура существуетнапряжение и~ = Umocosa>ot, то
CK = C0 + Cmlcoscoc/ + Cm2cos2coc/+..., (3.47)
где Ср = /(ЕОу)—емкость варикапа в рабочей точке /; СО=СР+
+ — f" (ЕОу) U2mc = Ср + ДС — постоянная составляющая емкости;
4
Cmi=f'(EOy') Umc — амплитуда первой гармоники емкости; Стг=
=— f"(Eov) U2m<: — амплитуда второй гармоники емкости. На рис.
3.19 показана зависимость отношения С0/Ср от UmJEoy, из кото-
54
рой видно, что большее изменение средней емкости контура Со ха-
рактерно для варикапов с резким переходом (3.44).
Используя (3.47), находим относительное приращение емкости
А С _ t f" (£цу) у 2
СР 4 f(Ew) тс-
Допустим, что смещение частоты настройки
Д/см<ДД0/2. (3.48)
Известна связь между смещением частоты настройки и малым
изменением емкости контура ДСК в виде
Д/см//о=-ДСк/2СкО. (3.49)
Учтем, что ДСК=ДС и Ско = Ср + Сс + Сдоп, где Сдоп — емкость
подстроечного конденсатора и собственная емкость катушки кон-
тура.
Тогда соотношение (3.48) с учетом (3.49) получим в виде
f" Ш и2т с.Д0П/4 f (Дру) < Д До CK0/f0 Ср. (3.50)
Решая (3.50) относительно (Лпс.доп и по.лагая, что /о/ДДо=Ск
и Ско^р—1, определяем
(3.51)
Далее, исходя из функции (3.44), находим f(Eoy)t/f" (ЕОу) =
= n2V2o/(n+l).
Тогда ( 3.51) при п = 2 можно представить в виде
ит с.доп (ф-Доу) 4]/Wk« 2,3 Eov! ж:
Исходя из функции (3.45), f (EOy)/f"(ЕОу) = n2V2ol (п+1) при п=3 и
Ет с.доп (ф ^Oy) 3/ 3 Дру/Р^QK.
Следовательно, диоды с резким переходом допускают работу с
меньшими уровнями сигнала по сравнению с диодами другого
типа.
Вторым эффектом, с которым следует считаться при использо-
вании варикапа в качестве элемента настройки контура, являет-
ся неустойчивость характеристик входной цепи, обусловленная
регенерацией сигнала.
Из курса «Теории нелинейных электрических цепей» [59] из-
вестно, что при параметрическом изменении емкости контура с
частотой в 2 раза выше частоты сигнала происходит компенсация
потерь в контуре. Это параметрическое изменение емкости вари-
капа может происходить как вследствие большого уровня самого
сигнала (3.47) с амплитудой Umc, так и вследствие помехи.
В последнем случае, когда помеха создает изменение емкости
с частотой <Вп~2(Вс, уровень регенерации сигнала оказывается бо-
лее высоким.
Найдем напряжение помехи, вызывающее допустимое измене-
ние параметров входной цепи. Помеха с несущей частотой <вп~
55
~2(0с вызывает компенсацию потерь в контуре, которую можно
оценить согласно [59] вносимым отрицательным сопротивлением
А7?вн=—7№, * (3.52)
где x=p,Qi/2; ц — Сгг/Ско-
В качестве меры постоянства показателей входной цепи вве-
дем коэффициент устойчивости
Ky = R'/R, (3.53)
где R' = R+ARвн — сопротивление потерь в контуре с регенераци-
ей; R — сопротивление потерь в контуре без регенерации.
Учитывая (3.52), получаем (3.53) в виде
Ку= . (3.54)
где Cm2 — амплитуда изменения емкости с частотой 2®с; Ско— по-
стоянная составляющая емкости контура.
При относительно малой амплитуде помехи
^т2 —f (Roy) ^тпп и СцО f(Royh
Тогда (3.54) можно представить в виде
/су= 1-[тУ)/ЖУ)]2^Ап/4. (3.55)
Решая (3.55) относительно итп, получаем
ит п.доп = 2 f (EOv) f (EOv)
или ____ __________________
^Лп.п доп ~ 2 M (ф Еду) ]/^l Ky/QK ~ 2n EOy ]/^l Ky/QK,
где n = 2 для варикапов с резким переходом и п — З для варика-
пов с плавным переходом.
При ку = 0 потери в контуре полностью регенерированы и вход-
ная цепь самовозбудится. В этих условиях будет генерироваться
колебание с частотой сигнала <вс за счет энергии, поступающей на
частоте сол = 2сос.
Очевидно, ку следует принять близким к единице, если необхо-
димо получить стабильные показатели входной цепи. Обычно ку =
= 0,9; при этом добротность контура будет изменяться не более
чем на 10%.
Если варикап с резким переходом (п = 2), то допустимое на-
пряжение помехи на зажимах варикапа
ит п.доп .25 EOv/QK. (3.56)
Допустимое напряжение на зажимах контура можно увели-
чить путем встречно-последовательного включения варикапов так,
как показано на рис. 3.17, в. В диапазоне километровых, гекто-
метровых и декаметровых волн уровень напряжения помехи мо-
жет существенно превосходить значения, определяемые по фор-
муле (3.56). Поэтому для осуществления электронной перестрой-
ки необходимо предусмотреть в элементах связи антенны с кон-
56
туром дополнительное подавление помехи. Возможно также при-
менение для этой цели нелинейных цепей — ограничителей.
В диапазоне УКВ реальные условия приема практически ис-
ключают появление помех с большим уровнем, превосходящим
£Лпп.доп. Поэтому в диапазоне УКВ обычно нет необходимости в
дополнительных мерах повышения избирательности входной цепи
при использовании электронной перестройки.
3.10. Особенности схем и конструкций входных цепей
на различных радиотехнических диапазонах.
Пути миниатюризации входных цепей
В качестве избирательных цепей во входном устройстве при-
емника могут быть использованы любые резонансные системы.
Естественно стремление конструкторов уменьшить габаритные раз-
меры резонансных систем при сохранении достаточно высоких зна-
чений добротности, так как добротность определяет избиратель-
ность контуров.
Известно, что добротность контура Q = a>oLKIRK. Поэтому для
получения большой добротности желательно иметь контур с боль-
шим отношением индуктивности к активному сопротивлению. В ди-
апазонах километровых, гектометровых и декаметровых волн ма-
лые габаритные размеры контуров можно обеспечить, используя
цепи с сосредоточенными параметрами LK и Ск. Индуктивность
. контура выполняют в виде катушек с многослойной намоткой на
низких частотах указанных диапазонов и с однослойной намот-
кой — на высоких частотах. Магнитопровод катушки выполняют
-из материалов с большой магнитной цроницаемостью цэ^1 на
низкочастотных диапазонах. Это позволяет при небольших разме-
рах и при относительно малом числе витков получить большую
индуктивность. При этом возможно использовать провод больше-
го диаметра и, следовательно, можно уменьшить активное сопро-
тивление контура R.
Хорошие результаты дает применение намотки катушек ив лит-
цендрата •—провода, составленного из отдельных изолированных
эмалью проводников. Эти проводники скручивают особым обра-
зом, с тем чтобы исключить уменьшение действующего сечения
провода, вызванное поверхностным эффектом.
Катушки связи в этих диапазонах выполняют обычно с уни-
версальной намоткой и проводом меньшего сечения, чем провод
контурной катушки. Это обусловлено малым влиянием потерь в
катушках связи на характеристики входной цепи.
В диапазоне метровых волн и более коротких применение це-
пей с сосредоточенными параметрами становится затруднительным
из-за невозможности осуществления требуемой индуктивности. Де-
ло в том, что емкость контура не может быть уменьшена ниже
определенного значения Cmin^CBX + Cm, где Свх— входная емкость
усилительного каскада и Ст — емкость монтажа. При высокой ча-
стоте настройки необходимая индуктивность становится меньше
57
собственной индуктивности соединительных проводов и (нереали-
зуемой и неконтролируемой. На границе метрового и дециметро-
вого диапазонов находят (применение контуры, сочетающие союре-
доточенную регулируемую емкость и индуктивность в виде дуг,
соединяющих симметрично расположенные статорные пластины
конденсатора. Перемещение подвижных (роторных) пластин кон-
денсатора обеспечивает изменение одновременно как емкости, так
и индуктивности контура. На рис. 3.20 схематически показана
конструкция такого контура. Когда подвижные пластины ротора
введены в статорные пластины (рис. 3.20, а), емкость контура
Рис. 3.20
максимальная. В этих же условиях индуктивность также макси-
мальная. При полностью выведенных (пластинах ротора (рис. 3.20,
б) емкость контура минимальная. В этом положении тело1 ротора
перекрывает дуги—индуктивную часть контура. В роторе возни-
кают вихревые токи, (магнитное поле которых компенсирует маг-
нитное поле соединительных дуг — индуктивность контура. При
небольшом зазоре это может вызвать сильное уменьшение индук-
тивности контура. Таким образом, достигается одновременно из-
менение как емкости, так и индуктивности контура. На рис. 3.20,
в 'показана эквивалентная схема контура. Она содержит два кон-
денсатора, включенных последовательно, и две (Индуктивности,
включенные параллельно. Коэффициент перекрытия диапазона
при использовании этого контура достигает пятикратного значе-
ния. Контуры подобного типа получили название конденсатор-
ных или бабочковых. Они используются в различных измеритель-
ных УКВ приемниках с широким диапазоном настройки. Преиму-
щество этого контура — практическое постоянство характеристи-
ческого сопротивления контура рк = )/Л LnJCK, недостаток — труд-
ность создания многодиапазонного приемника. При переходе на
другой поддиапазон необходима полная замена этого контура.
Для осуществления связи с таким контуром достаточно подклю-
читься к соответствующему участку индуктивной его части. На
рис. 3.20, а и в показаны выводы контура для осуществления ав-
тотрансформаторной связи с антенной (1—1) |и непаередственной
связи с усилительным (каскадом (1 —2).
58
В диапазонах волн короче 1 м в качестве резонансных систем
используют обычно цепи с распределенными параметрами и Сь
В дециметровом диапазоне волн чаще всего применяют отрезки
коаксиальных линий, короткозамкнутые на одном или обоих кон-
цах. В сантиметровом диапазоне волн широко используют отрез-
ки волноводов либо полосковых линий
Последние позволяют удачно сочетать изготовление интеграль-
ных узлов приемника и резонансных систем в едином технологиче-
ском (процессе и обеспечить миниатюризацию входных элементов
р ади о приемни ков
В миллиметровом диапазоне волн также широко используют-
ся резонаторы в виде отрезков волноводов и микрополосиовых ли-
ний Эквивалентные схемы этих резонаторов, электрические пара-
метры этих схем, зависимость этих параметров от конструкции
резонаторов, элементы связи резонатора с внешними цепями изу-
чаются в курсах «Техническая электродинамика» и «Теория и техни-
ка сверхвысоких частот» Эквивалентные схемы резонаторов не от-
личаются от эквивалентных схем цепей с сосредоточенными па-
раметрами, поэтому все положения теории входных цепей приме-
нимы и ко входным цепям любого радиотехнического диапазона
волн
4. Резонансные усилители
4.1. Назначение и классификация резонансных усилителей
Резонансными называют усилители, осуществляющие усиле-
ние высокочастотных модулированных колебаний в заданной по-
лосе частот. В состав усилительного каскада входят усилитель-
ный прибор, избирательная цепь, предназначенная для выделения
области частот, где содержится основная часть спектра полезно-
го сигнала; цепи связи
Согласование усилительного прибора с избирательной цепью
и этой цепи с нагрузкой осуществляется с помощью реактивных
элементов с тем, чтобы не ухудшать усилительные и избиратель-
ные свойства каскада. В качестве усилительного прибора исполь-
зуются транзистор; электронная лампа, туннельный диод, пара-
метрический квадрупольный, квантово-механический приборы;
микроузлы (интегральные схемы) и др Нагрузкой резонансного
усилителя являются следующие элементы структурной схемы уси-
лительный каскад, преобразователь частоты, детектор
При необходимости получения большого усиления сигнала при-
меняют многокаскадные усилители Воли избирательные свойства
обеспечены в предыдущих элементах структурной схемы, то для
усиления могут быть использованы апериодические усилители с
резистивными нагрузками Однако следует иметь в виду, что апе-
риодические усилители имеют относительно малый коэффициент
59
усиления по сравнению ic резюнансными гари применении одних и
тех же усилительных приборов.
Апериодические усилители имеют, как травило, избыточную по-
лосу пропускания. Вследствие этого вещественная часть проводи-
мости нагрузки усилительного прибора должна быть больше, а
это приводит к снижению усиления.
Резонансные усилители делятся на две группы: 1) усилители с
постоянной настройкой; 2) усилители с переменной настройкой.
В зависимости от числа контуров в (составе избирательной це-
пи усилителя различают одноконтурные, двухконтурные и много-
контурные усилители. К последним также относятся усилители с
фильтрами сосредоточенной избирательности (ФСИ).
В зависимости от отношения полосы пропускания А/у к ча-
стоте настройки f0 различают широкополосные усилители (при
AA0/fo>0,2) (И узкополосные (при A/70/f0<0,2). Основанием для
указанного различия является, то, что широкополосные усилители
трудно осуществить при высоких требованиях к симметрии ча-
стотных характеристик относительно центральной частоты наст-
ройки f0. Простые (избирательные цепи в виде одного или двух
колебательных контуров в каждом каскаде позволяют получить
достаточно симметричные характеристики только при (относитель-
но узких полосах пропускания (ААо//о<О, 1).
Известна связь между полосой пропускания AFK одиночного
резонансного контура и его добротностью QK:
&FK=f0/QK. (4.1)
Реализуемая добротность контура (ограничена, (поэтому 'невоз-
можно получить узкие полосы меньше (величин, (определяемых со-
отнош ением (4.1).
4.2. Основные показатели резонансных усилителей
1. Резонансный коэффициент усиления равен отношению амп-
литуд напряжений: выходного (/го к входному Ui0 на резонансной
частоте настройки усилителя (рис. 4.1):
Ko = Uz0/U10. (4.2)
л -4
Рис. 4.1
60
Выходное напряжение зависит от проводимости нагрузки Ун
при одной и той же выходной мощности. Поэтому целесообразно
оценивать усилительные свойства коэффициентом усиления мощ-
ности.
Коэффициент усиления мощности равен отношению мощности,
потребляемой нагрузкой, (/32 = £/22о£н), к мощности, потребляемой
на входе усилителя, (Рвх = t/2igBX) :
KP = P2/PB^U22 0 gJ^ gBX, (4.3)
где gH — вещественная составляющая проводимости нагрузки уси-
лителя; gBX — вещественная составляющая входной 'проводимости
усилителя.
Учитывая (4.2)-, можно представить связь между коэффициен-
том усиления мощности и резонансным коэффициентом усиления
напряжения в виде
Кр ~ Ко giJgsx и Ко = \^Кр К^ёвх/йн. (4-4)
В частном случае, когда £вх = £гн,
К0 = УКР. (4.5)
2. Избирательность усилителя определяется типом избиратель-
ной цепи и ее параметрами. Избирательные свойства удобно ха-
рактеризовать коэффициентом прямоугольности [12].
Коэффициент прямоугольности кП равен отношению полосы
пропускания KF0 на уровне 0,707 к полосе пропускания KFi/a при
заданном ослаблении о. Значение ослабления о обычно выбира-
ют кратным десяти (10, 100, 1000, и т. д. или 20, 40, 60 дБ).
Коэффициент прямоугольности равен отношению полосы про-
пускания на уровне 0,707 к полосе на уровне 0,1 (рис. 4.2)-
ки о, 1 = А Ро/^ Ро, 1- (4-6)
Подобным же образом можно определить другие коэффициен-
ты прямоугольности.
o.oi = АЛ)/А Po.oi; ка 0,001 = А Tq/A Fo.ooi- (4-7)
Коэффициент прямоугольности , резонансной характеристики
реального усилителя всегда меньше единицы, и лишь у усилителя
с прямоугольной частотной характеристикой кп = 1.
3. Коэффициент шума.
4. Искажения сигнала в усилителе подразделяются на линей-
ные, обусловленные избирательными цепями, и нелинейные, вы-
зываемые нелинейностью характеристик усилительных приборов.
5. Устойчивость работы характеризует способность усилителя
сохранять в условиях эксплуатации мало изменяемыми коэффици-
ент усиления, форму резонансной характеристики и другие пока-
затели. Устойчивость существенно зависит не только от свойств
Усилительных элементов, но и от конструкции усилителя, опреде-
ляющей характер и величину паразитных обратных связей.
61
4.3. Общая теория избирательных усилителей
Избирательный усилитель состоит из следующих основных уз>
лов: усилительного прибора, избирательного фильтра и цепей свя-
зи избирательного фильтра с усилительным прибором и нагруз-
кой каскада Ун. Структурная схема избирательного усилителя
изображена на рис. 4.3.
Рис. 4.3
Любой усилительный прибор (УП) <в режиме малых сигналов
можно представить в виде линейного 1активного четырехполюсни-
ка (рис. 4.4), для которого справедливы следующие соотношения:
Лп = Yn + y12 (72п, 72п=Г21 й1п+К32 и™. (4.8)
Учитывая (4.8), усилительный прибор по отношению к зажи-
мам 2п—2п можно представить в виде генератора тока Y2iU 1п с
внутренней проводимостью У22 (рис. 4.5).
Цепи связи с усилительным прибором и нагрузкой при извест-
ных допущениях можно предоставить в виде идеальных транофор-
Рис. 4.4
Рис. 4.5
маторов Tpi и Тр2. Трансформатор Тр{ с коэффициентом трансфор-
мации
п1 = Ц2п/(/1с (<9)
позволяет осуществить необходимую связь усилительного прибора
с фильтром. Трансформатор Тр2 обеспечивает желательную связь
фильтра с нагрузкой. Коэффициент трансформации этой цеди
связи
п2 = Ц2/£/2с. (4.101
Коэффициент передачи нагруженного фильтра
(4.П)
62
Напряжение на 'входных зажимах трансфер маро|ра Трх
^2П = ^21 <4Ж22 + Л/nf) . (4-12)
где У1—входная проводимость напруженного фильтра.
Учитывая соотношения (4.9) — (4.12), получаем выходное на-
пряжение усилительного каскада:
t/2 = У21 й1п к0 п2/(Ум + ух/п!) П1. (4.13)
Согласно (4.13) коэффициент усиления каскада
К -= и2/й1а = У21 Ко п, п2ЦУг + п? У22). (4.14)
Зависимость Кс и У] от частоты определяет возможность вы-
деления спектра полезного сигнала. Если необходимо, чтобы ко-
эффициент передачи фильтра определял избирательность каска-
да, то достаточно выбрать коэффициент трансформации «1 из
условия
n\Y^Yt. (4.15)
Тогда соотношение (4.14) запишется в виде
K^n2Y21KB/n1Yt2. (4.16)
Согласно (4.16) коэффициент усиления каскада К. с точностью
до постоянного множителя равен Кс — коэффициенту передачи
фильт|р1а.
Максимальный коэффициент усиления каскада
Допустим, что в усилительном каскаде использован фильтр
без потерь любой сложности. Найдем максимальный коэффици-
ент усиления каскада Ктах. Согласно рис. 4.5 максимальное вы-
ходное напряжение t/2max достигается при максимальной выход-
ной (мощности Pzmux. Эта выходная мощность реализуется в ре-
жиме согласования проводимости нагрузки каскада g'H с внутрен-
ней проводимостью генератора сигнала §22- Максимальная мощ-
ность, отдаваемая генератором сигнала во внешнюю цепь,
^max = r221^n/4g22. (4.17)
Мощность, потребляемая усилительным каскадом (см. рис. 4.1),
75Bx = t7^Bx- (4.18)
Учитывая, что L7! = L7ln, а также (4.17) и (4.18), получаем мак-
симальный коэффициент усиления мощности:
ТСр max “ 7*2 тах/Т’вх — 4 21^4 §22 (4-19)
Из полученного^ соотношения следует, что максимальный коэф-
фициент усиления мощности определяется параметрами усили-
тельного прибора У21, §22, входной проводимостью усилительного
каскада §вх |И |Не ЗАВИСИТ 'ОТ 1ВЙДЗ СХОМЫ уОЙЛ'ИТСЛЫЮТО кзекздз.
63
Из всех известных способав включения электронных ламп или
транзисторов минимальное значение произведения gugvx достига-
ется при использовании транзисторов, включенных по схеме с об-
щим эмиттером (общим истоком) и электронных ламп по схеме с
общим катодом. Именно этим схемам включения усилительных
приборов и отдают предпочтение па практике
Учитывая соотношение (4.4), получаем максимальный коэффи-
циент усиления напряжения.
Ко max~ Кр max Р^вх/йн ~ ^,5 4^21/Iхgw gw. (4.20)
В частном случае, когда следующий каскад имеет входную
проводимость, равную входной проводимости данного каскада, т.е.
gn — gBx, получим (4.20) в ваде
^отах=-0,5У21/Г1^;. (4.21)
4.4. Теория одноконтурного избирательного усилителя
В одноконтурном усилителе в качестве избирательной цепи при-
меняют одиночный колебательный контур, настроенный на часто-
ту принимаемого сигнала. С одной стороны, контур связан с уси-
лительным прибором (транзистор, электронная лампа, микро-
узел), с другой стороны, контур связан с нагрузкой усилителя—с
входом следующего каскада. Предпочтительнее непосредственные
включения контура к усилительному прибору и к входу последу-
ющего каскада, так как при этом упрощается конструкция усили-
теля При большой выходной проводимости усилительного прибо-
ра необходимо уменьшать его связь с контуром для малого ухуд-
шения добротности этого контура Также следует уменьшать связь
контура с последующим каскадом, если его входная проводимость
велика.
Некоторые из схем одноконтурных усилителей изображены на рис. 4 6—4 8.
В одноконтурном транзисторном усилителе с непосредственным включением
контура (см рис. 4.6) напряжение ГД подведено к затвору и управляет выход-
ным током полевого транзистора МП41. Переменная составляющая выходного
тока замыкается в цепи исток транзистора, конденсатор С2, контур 1.КСВ< сток
транзистора
64
В усилителе, схема которого изображена на рис 4 6, осуществлено последо-
вательное питание Источник питания, контур, транзистор включены последова-
тельно. Колебательный контур образован катушкой индуктивности £н и кон-
денсатором переменной емкости Св, подключенным к катушке контура через
Рис. 4.8
разделительный конденсатор С. Последний предотвращает замыкание источ-
ника питания Ео через катушку LK при случайном замыкании пластин конден-
сатора Св-
Резистор ifa служит для создания необходимого смещения на затворе, кон-
денсатор Са — для устранения отрицательной обратной связи в каскаде, обуслов-
ленной переменной составляющей тока истока Через резистор i/?i постоянное
смещение подводится к затвору. Конденсатор Ci служит для устранения пе-
редачи постоянного напряжения от предыдущего каскада, если оно по каким-
либо причинам существует на выходных зажимах этого каскада
Напряжение U2 на зажимах контура максимально при частоте входного
сигнала, совпадающей с резонансной частотой выходной цепи транзистора При
расстройке напряжение Uz уменьшается Этим самым достигается ослабление не-
желательных сигналов
На рис 4 7 изображена принципиальная схема резонансного усилителя с-
однночным контуром, в котором в качестве усилительного прибора использу-
ются два последовательно включенных транзистора Л и Т2 Первый из них
включен по схеме с общим эмиттером, а второй — по схеме с общей easoftj
Это включение, получившее название каскодного, уменьшает обратную связь вы.-
ходных цепей усилителя со входом из за малой проходной проводимости Yiz
и поэтому способствует повышению устойчивости работы усилителя. Резистор R3
создает глубокую отрицательную обратную связь по постоянному току, исполь-
зуемую для стабилизации режима транзистора 7\ Резисторы Ri, Rz и R«, Rs,
служат для установки необходимого режима питания транзисторов 7\ и Т2 по
постоянному току Конденсаторы С2, Ct, СБ блокируют соответствующие цепи
переменных составляющих тока Элементы Лк, Сз, Сн выполняют такие же
функции, что и аналогичные элементы, изображенные на рис. 4.6
На рис. 4 8 изображена принципиальная схема резонансного усилителя, вы-
полненного на интегральном микроузле Транзисторы Л и Г2 образуют уси-
литель, выполненный по каскодной схеме (транзистор Ti включен по схеме С-
общим эмиттером, транзистор Т2—по схеме с общей базой) Транзистор Т3 со-
3—81
65
вместно с транзистором Г2 создают нагрузку коллекторной цепи транзистора
Zi. В цепь базы транзистора Т3 вводится ,t/per напряжение, изменяющее режим
транзистора по постоянному току, с целью осуществления регулировки усиле-
ния Известно, что крутизна, определяющая усиление каскада, прямо пропор-
циональна току транзистора Т2. Если напряжение UpeT заперло транзистор Уз,
то усиление каскада максимальное, поскольку весь коллекторный ток транзи-
стора Ti замыкается через транзистор Т2 Ток последнего в этом случае также
максимальный и, следовательно, максимальна его крутизна.
При уменьшении запирающего напряжения Uper появляется коллекторный
ток транзистора Т3 Теперь коллекторный ток транзистора 1\ замыкается через
оба транзистора Т2 и Г3 Сумма токов i2+i3 остается постоянной и равной ц
току транзистора Т\. С увеличением i3 ток i2 уменьшается. Следовательно, умень-
шается крутизна выходного тока транзистора Т2 и его коэффициент усиления.
Если окажется i3=it, то транзистор Т2 будет закрыт и коэффициент уси-
ления каскада будет равен нулю Таким образом, микроузел, схема которого
изображена на рис 4 8, позволяет реализовать резонансный усилитель с регу-
лируемым коэффициентом усиления.
Связь усилителя с нагрузкой автотрансформаторная. Величина связи вы-
брана так, чтобы достигалось достаточно малое влияние нагрузки на характе-
ристики усилителя Разделительные элементы С6, Rs не допускают передачу
постоянного напряжения £0 на выходные зажимы усилителя. Частота настройки
усилителя определяется индуктивностью L,: и емкостью Ск с учетом паразит-
ных параметров
В общем случае колебательный контур подключается к усилительному при-
бору и нагрузке посредством цепей связи, осуществляющих необходимое согла-
сование •
Резонансный коэффициент усиления найдем, пользуясь экви-
валентной схемой рис. 4.5. Учтем, что в качестве избирательной
цепи в усилителе приманен параллельный колебательный контур,
обладающий собственной активной проводимостью gK (рис. 4.9).
Обратим внимание на то, что эквивалентные схемы рис. 49 и
3.11 одинаковы. Поэтому основные выводы, (полученные при ана-
лизе одноконтурной входной цепи, справедливы и для одноконтур-
ного резонансного усилителя.
Воспользуемся (4J14) и, полагая 7<с=1 и У1 = Ук+и22Ун, полу-
чим коэффициент усиления
YM+ nf Ун). (4.22)
{Сопоставим (4.22) и (3.8). Очевидно, что коэффициент переда-
ми" входной цепи и коэффициент усиления резонансного усилителя
совпадают при У21=1/2а, Уг2=Ул и Ун=Увх.
66
На частоте настройки усилителя реактивные 'проводимости,
вносимые в контур, будут скомпенсированы реактивной проводи-
мостью контура, т. е.
&кН-п2&22 + п2 Ьп = 0. (4 23)
Резонансный коэффициент усилен ;я
Ко = У21 «1 М&, + п\ £22 + «2 йн)- (4-24)
Сопоставляя (4.24) и (3.8,а), видим, что выражения для резо-
нансного коэффициента передачи входной цепи и коэффициент-
та усиления резонансного усилителя определяют одинаковую за-
висимость ОТ «1 И «2-
Ес ди выбрать достаточно слабые связи с контуром — такие,
что п21§22+п22?н<^ и ийй'л+^мУнхС^к, то при одинаковых П1,
п2, ёк в усилителе и входной цепи
Ко = Ко вх ^21 % АО' (4 25)
При этих условиях зависимость Ко и Ковх от частоты различа-
ются множителем Y2lZA0. Обычно Уф слабо зависит от частоты в>
области достаточно низких частот по сравнению с предельной ча-
стотой усилительного прибора. Поэтому коэффициент усиления’
резонансного одноконтурного усилителя при перестройке будет
изменяться так же, как и коэффициент передачи входной цепи,
работающей от настроенной антенны, для которой ZAQ = RAQ=
=const.
Если сопоставить зависимость от частоты коэффициента уси-
ления резонансного усилителя и коэффициента передачи входной
цепи приемника, работающего с короткой антенной, для которой
ZAo~ 1/®оСа, то
Ко ~ Ко вх ^21/®0 ^А- (4.26)
Соотношения (4.24) — (4.26) позволяют определить виды свя-
зи щ и п2, необходимые для получения желательной зависимости
коэффициента усиления от частоты.
Избирательные свойства усилителя определяются теми же со-
отношениями, что и для одноконтурной входной цепи, в которые-
входит полоса пропускания эквивалентного контура. Максималь-
ный коэффициент усиления резонансного усилителя при заданной
полосе пропускания определяется требуемым расширением полосы
контура а согласно формуле (3.24), где Ко max пр У21/2/ gzzgвх>
Следует заметить, что реализуемый коэффициент усиления уси-
лителя может быть ограничен не только требуемым расширением
полосы пропускания, но и необходимой устойчивостью его показа-
телей, и в частности удаленностью от самовозбуждения.
4.5. Регенеративные и сверхрегенеративные усилители
Коэффициент усиления одноконтурного резонансного усилите-
ля пропорционален эквивалентному сопротилению контура. Такая
же зависимость коэффициента передачи от параметров контура
3* 67
получена при диализе одноконтурной входной цепи. Отсюда сле-
дует, что увеличение эквивалентного сопротивления контура или
его добротности путем применения полож/ительной обратной свя-
зи— регенерации позволяет увеличить коэффициент усиления и
соответственно уменьшить полосу пропускания устройства.
Структурная схема регенеративного усилителя (изобр1ажена па
рис. 4.10.
Здесь к генератору сигнала /г с внутренней проводимостью g-
подключена нагрузка с 'проводимостью gH. Кроме того, параллель-
но источнику сигнала (включена отрицательная проводимость — g,
создающая эффект регенерации.
Рис. 4.10
Рис. 4.11
Найдем максимальную мощность, отдаваемую (нагрузке в ре-
жиме согласования, т. е. три gH = gr. Получим при g—Q
P„rM=I2Tl4gr- (4-27)
Применение регенерации (изменяет проводимость эквивалентно-
го генератора сигнала так, что его. проводимость
- lgl>
где |g| —абсолютная величина отрицательной проводимости, под-,
ключенной к генератору сигнала.
Максимальная мощность, отдаваемая нагрузке в режиме со-
гласования, При git — g'r
(4.28)
.Коэффициент усиления мощности регенеративного' усилителя
Кр = max рег/Ai max = ёгДйг 1^1 )• (4.29)
Отсюда следует, что теоретически можно1 получить большой коэф-
фициент усиления мощности1: Кр—>-оо при | g[->gr, Однако устойчи-
вость показателей усилителя будет низкой.
Найдем относительную (нестабильность коэффициента усиления,
вызванную (изменением отрицательной проводимости:
^1^[/(^г — l^l)=^I^I/l^l(gr/l£4 — 1)- (4.30)
При реализации больших величин усиления, когда |g’|-*grr,
ДКр/Кр-^-оо, (нестабильность усиления резко возрастает. В связи с
68
этим .необходимы .особые меры стабилизации режима элемента,
обладающего отрицательной проводимостью.
Отрицательная проводимость может быть реализована подклю-
чением туннельного' диода с .отрицательной дифференциальной
крутизной,, параметрического усилителя или усилителя с положи-
тельной обратной связью, а также усилителей с комбинированной
обратной связью. 1
Основной недостаток регенеративных усилителей состоит в сни-
жении устойчивости при больших усилениях. Указанный недос-
таток регенератора в значительной мере устраняется в сверхреге-
нераторе.
В сверхрегенератчвном усилителе (рис. 4.1'1) имеется источник вспомогатель-
ного напряжения, частота которого Q ниже несущей, но выше максимальной
частоты модуляции. Этот 'источник вспомогательного напряжения периодически
включает и выключает отрицательную проводимость от источника сигнала. От-
рицательная проводимость превышает суммарную проводимость источника сиг-
нала и нагрузки. В моменты, когда отрицательная проводимость включена, до-
стигается экспоненциальное нарастание колебаний полезного сигнала. В мо-
менты, когда отрицательная проводимость выключена, происходит экспоненци-
альный спад колебаний. Серии таких прерывистых колебаний следуют с часто-
той Q вспомогательного генератора, а интенсивность их определяется действу-
ющим входным .сигналом. Обычно частота вспомогательного генератора выби-
рается равной 25—35 кГц.
Различают два режима работы сверхрегенератора: линейный и нелинейный.
Линейный режим характеризуется тем, что за время нарастания колебаний уси-
лительный прибор не перегружается и, следовательно, отсутствует ограничение
амплитуды колебаний. В этом случае серия экспоненциальных колебаний, фор-
мируемых в контуре, представляет собой амплитудно-нмпульсно-модулирован-
ный (АИМ) сигнал. В последующих цепях осуществляется детектирование это-
го сигнала. Для нелинейного режима характерным является ограничение ампли-
туды колебаний, наступающее в интервале времени, когда отрицательная про-
водимость включена в контур. В этом случае экспоненциальные колебания, фор-
мируемые в контуре прн периодическом скачкообразном изменении проводимо-
сти, приобретают широтную импульсную модуляцию (ШИМ). Детектирование
колебаний с ШИМ осуществляется в последующих цепях.
Процессы, происходящие в регенераторе и оверхрегенераторе, более подроб-
но изложены в [59] и [13].
4.6. Обратные связи и их влияние на устойчивость усилителей.
Способы повышения устойчивости
Под устойчивостью усилителя понимают сохранение его пока-
зателей мало изменяющимися при действии дестабилизирующих
факторов—изменении режима питания, температуры, влажности,
вибраций и др. К'оличественны'е характеристики устойчивости уои-
1 Положительная обратная связь регенеративная, а отрицательная •— от ча-
стоты не зависящая.
. 69
лителя можно получить на остове общей террин чувствительности
электрических цепей к изменениям их параметров.
Рассмотрим изменяемость основных показателей усилителя и
пути ее уменьшения.
Коэффициент усиления каскада пропорционален У21 — крутиз-
не усилительного прибора:
K01 = fliK21, (4.31)
где 01 — коэффициент пропорциональности, зависящий от элемен-
тов цепи связи усилительного прибора с нагрузкой.
При изменении режима усилительного прибора или его заме-
не происходит изменение Y2l на величину АУгь Очевидно, относи-
тельное изменение усиления АЛо1/Ло1 = АУ21/У21.
Если под действием дестабилизирующих факторов произойдет
изменение ах на величину Aai, то относительное изменение опреде-
лится формулой AKoi/Koi = Л<21/<21. В общем случае при малых от-
клонениях варьируемых величин и отсутствии корреляционных
связей между ними
A Koi/Koi = А ^21/^21 + А Я1/Я1-
Если усилитель многокаскадный, то в первом приближении общая нестабиль-
ность усиления прн малых величинах нестабильности определится следующими
соотношениями.
Общий коэффициент усиления Ко зависит от коэффициентов усиления от-
дельных каскадов Koi так, что
^о=П^- <4'32>
п п п п
Дифференциал dKo~ । |"| Koi dKo т/Кот ~ Г~|^ь12 (dKomlКот) •
т—1 1=1 1=1 т=1
п
Относительный дифференциал dKo! Ко = 2, dKom/Kom- >
т=1
Полагая, что ЬКот/Кот— относительные изменения коэффициентов усиле-
ния каскадов, малы, можно записать следующие соотношения:
А Кот!Кот — dKo т/Ко m и А Ко/Ко ~ d Ко/Ко-
Прн полностью коррелированном изменении параметров каждого каскада
усилителя, наблюдаемого, например, при изменении общего напряжения пита-
ния или внешней температуры, связь между ДДо/До и ЬКот/Кот запишем в
виде
А Ко/Ко «2 К Кот/Кот-
т=1
Полагая каскады одинаковыми, получаем
Д Ко/Ко * п А К от/К от = К о1/Koi • (4 • 33)
В отсутствие корреляции в изменении коэффициента усиления каждого кас-
70
када в качестве меры нестабильности общего коэффициента усиления можно
принять дисперсию
аК0=2 °л'<- <4-34)
т=1
При одинаковых значениях (з\г получим (4.34) в виде
” п °Ki (4.35)
или
(Дадв)с.кв=Л^.У^/^огс.кв> (4-36)
где ДКо/К(0)с.кв — относительная величина среднего квадратического отклонения
общего коэффициента усиления; \KoJKoi с кв — относительная величина средней
кзадратической нестабильности коэффициента усиления одного каскада.
Настройка усилителя. Частота настройки усилителя определяется частотами
настройки его колебательных контуров. В многокаскадных одноконтурных и
двухкоитурных усилителях с одинаково настроенными контурами при одновре-
менном и одинаковом изменении емкостей и индуктивностей контуров всех кас-
кадов происходит смещение настройки усилителя на величину
д/=Ц^
А £ко
Ско
1 А ^ко
2 f-ко
(4.37)
При использовании жесткого монтажа, термокомпенсироваиных деталей кон-
тура можно существенно уменьшить смещение настройки. В этих условиях сле-
дует считаться в основном с изменением параметров усилительных приборов,
обусловленным изменением режима питания. При изменении режима питания
происходит изменение входной и выходной емкостей каскадов, вызывающее сме-
щение настройки. Для уменьшения этого влияния необходимо ослаблять связи
усилительных приборов с контурами либо увеличивать стабильные слагаемые
емкостей колебательных контуров. Эти меры, однако, приводят к уменьшению
коэффициента усиления усилителя.
Полоса пропускания. При противоположных знаках приращения емкостей
контуров усилителя происходит их взаимная расстройка. Если в многокаскад-
ном усилителе использованы избирательные цепи с малым коэффициентом пря-
моугольности, то взаимная расстройка этих цепей приводит к расширению поло-
сы пропускания [13]. Если же в каждом каскаде многокаскадного усилителя
использованы избирательные цепи с коэффициентом прямоугольности, близким к
единице, то взаимная расстройка этих цепей на Д/о приведет к уменьшению
полосы пропускания всего усилителя. На рис. 4.12 показано расположение ча-
стотных характеристик избирательных цепей для этого случая. В отсутствие
расстройки (рис. 4 1'2,а) весь спектр сигнала, пропускаемый первым каскадом,
проходит через второй каскад без искажения. При наличии расстройки Д[о
часть спектра сигнала в интервале частот fi—[з (рис. 4.12,6) подавляется вто-
рым каскадом. Вследствие этого полоса пропускания двухкаскадного усилителя
ДЕ' уменьшается на величину А/о по сравнению с ДЕо — полосой пропускания
каждого из каскадов.
Предположим, что изменение частоты настройки Д/о определяется измене-
нием емкости контура ДСк0. Известна связь между отклонением частоты на-
стройки и относительным изменением емкости контура:
А /о » (д (-к/2 Ско) fо >
(4.38)
71
Этот уход частоты не должен превышать части полосы пропускания ДЕо,
т. е
Д/0<ДЕ0/а, (4.39)
где ДЛ0— общая ширина полосы пропускания; а=5ч-Ю— числовой коэффи-
циент, характеризующий требования к стабильности полосы пропускания.
y-i,AFi U2,AFi>
°)
Каскад
1
4.12
Для количественной оценки устойчивости полосы пропускания удобно вве-
сти коэффициент устойчивости KyAJr, численно равный отношению минимальной
ширины полосы пропускания к максимальной ширине полосы пропускания при
действии дестабилизирующих факторов:
Ку Д F = А Fn min/А ^0 max- И-40)
Если полоса пропускания не зависит от внешних воздействий: ДЕоШ1а!=
= ДЕотах и Ку=1, то имеется 100%-ная устойчивость полосы пропускания.
При ДЕотш-^О или ДЕошах—коэффициент устойчивости стремится к нулю. На
практике желательно, чтобы КуДр был близким к единице, однако это вызывает
большие технические трудности.
Определим стабильную часть емкости контура Ско, при которой будут по-
лучены заданные требования к устойчивости полосы пропускания. Учтем, что
Д Fo min = A Fo max Д(Д/%)- (4-41)
Введем относительную величину изменения полосы пропускания:
«доп = Д (Д Fо)/Д Fo max = 1 Ку д р. (4.42)
Для избирательных цепей с высоким коэффициентом прямоугольности можно
предположить, что
Д/0<Д(ДЕ0). (4.43)
Учитывая (4.38), (4.40), (4.41) и (4.42), соотношение (4.43) записываем
в виде
(Д С/2С1{0) fo «доп A Fo max- (4.44)
72
Решим неравенство (4.44) относительно Ско:
с >___________f.0._______ (4 45)
Ско>2(1—/<уДр)ДГотах*
Из этого соотношения следует, что для получения Ку&р, близкого к единице,
стабильная часть емкости контура Ска должна стремиться к бесконечности. При
этом эквивалентная проводимость контура будет также стремиться к бесконеч-
ности, а коэффициент усиления к нулю.
На практике принимают КуД/г=0,75-?0,9. Соотношение (4.45) позволяет
сделать вывод о том, что при заданных ДСК и (о в усилителях с более широкой
полосой пропускания Дзотах допустима меньшая величина стабильной емкости
Ск0. Последнее позволяет реализовать относительно большой коэффициент уси-
ления вследствие увеличения характеристического сопротивления, обусловленно-
го уменьшением Ск0.
В реальных условиях коэффициент устойчивости усилителей может быть
существенно меньше ожидаемого из-за неучтенных обратных связей.
Рассмотрим изменение коэффициента усиления усилителя за счет обратной
связи.
В усилителе с обратной связью коэффициент усиления отличается от
коэффициента усиления без обратной связи К, а именно:
К3 = /</(1—р/<)к (4.46)
где (I—р/0 —глубина обратной связи.
При этом относительное изменение усиления, представленное в дифферен-
циальной форме, также зависит от глубины обратной связи:
dK^I^ = dKlK(\ — i,K) = dKlK (1 —PKexpi^ + qb).
Если РК близко к единице, т. е. обратная связь положительная, то неста-
бильность усиления резко возрастает (d-K g IK& ->о°).
Комплексные коэффициенты обратной связи р и усиления К зависят от ча-
стоты. Модуль и фаза произведения [>/г в пределах полосы пропускания могут
сильно изменяться, поэтому при малом запасе устойчивости характеристики
усилителя сильно изменяются. Очевидно, следует ограничить модуль ЗК зна-
чениями, при которых изменение параметров усилителя будет заключено в до-
пустимых пределах
Для оценки стабильности коэффициента усиления усилителя введем коэф-
фициент устойчивости ку, равный отношению модуля коэффициента усиления
усилителя без обратной связи к модулю коэффициента усиления усилителя с об-
ратной связью в наиболее неблагоприятных условиях, когда фр+фк=0+2кл;
т е
Ку= 1К1Жр1 = 1— ₽К, (4Л7)
гРи <Ррк=0 + 2кл
Коэффициент устойчивости, определенный согласно (4.47), ограничивает до-
пустимое произведение коэффициента обратной связи на коэффициент усиления
усилителя.
73
Решая (4.47) относительна (J/C, получаем
Р?С=1— ку. (4.48)
Если возможно изменять [1, то
₽доп=(1—Ку)/К. (4.49)
Соотношение (4.49) свидетельствует о том, что при повышении требований
к стабильности характеристик усилителя /су—>-1 допустимый коэффициент об-
ратной связи стремится к нулю. При увеличении реализуемого коэффиицента
усиления допустимый коэффициент обратной связи уменьшается.
Уменьшение коэффициента передачи цепи нежелательной обратной связи 0
осуществляется путем проведения ряда мер, подробно рассмотренных в [12].
В кратких чертах это сводится к следующему:
1) устранение обратных связей через источник питания путем включения
развязывающих фильтров;
2) уменьшение индуктивных и емкостных паразитных обратных связей меж-
ду выходными и входными цепями устройства в целом и отдельных его каска-
дов путем рационального расположения деталей при конструировании и в не-
обходимых случаях—'соответствующего экранирования проводов и деталей.
Следует обратить внимание /на то, что в любом усилительном
приборе (электронной лампе, транзисторе, микросхеме) сущест-
вует связь выхода со входом через обратную проходную проводи-
мость У12, которая также /приводит к соответствующим мв/ме/неии-
ям 'характеристик усилителя. Обратная связь через проводимость
У12 /может быть устранена с /помощью специальных цепей нейтра-
лизации. Эти цепи выполняются так, чтобы входные и выходные
зажимы усилительного каскада представляли собой зажимы ди-
агоналей моста, уравновешенного на частоте сигнала.
Поскольку параметры усилительного прибора, /и в частности
У12, изменяются /в /процессе эксплуатации, то баланс моста /нару-
шается и часть /выходного напряжения /передается на /вход уси-
лителя. Указанное обстоятельство определяет необходимость ре-
гулировки параметров цепи нейтрализации. Естественно, что в про-
цессе эксплуатации при/ем/ного устройства такая регулировка /не-
приемлема.
Значительно проще уменьшить /влияние /внутренней обратной
связи за счет уменьшения коэффициента усиления каскада. При
этом ухудшается использование усилительных свойств активно-
го прибора, /но зато увеличивается устойчивость работы усилителя.
Определим допустимый коэффициент усиления усилительного кас-
када, при котором можно /практически /не /считаться с /внутренней
обратной связью через проводимость Ущ. Эту задачу решим при-
менительно к усилительному каскаду /с одиночными контурами на
входе и выходе усилительного прибора. Упрощенная структурная
схема усилительного каскада, питаемого от генератора тока Гт,
изображена на рис. 4.13. Здесь контуры, обладающие проводимо-
стями УК1 и УК2, подключены >к усилительному прибору (УП) че-
рез идеальные трансформаторы Тр12 и Тр21, а нагрузка Ун подклю-
чена к /выходному контуру через трансформатор Тр22.
74
Найдем произведение коэффициента обратной связи на коэф-
фициент усиления каскада. Коэффициент обратной связи р полу-
чим, полагая, что напряжение обратной связи создается током че-
рез обратную проходную проводимость Yi2'
йр = i/2n Yli/Y1=t/2n IУ121 exp (i ф12)/1 I exp (i <pK1). (4.50)
где t/2n— выходное напряжение усилительного прибора;
У1У/к1/п221 — комплексная проводимость между входными зажи-
мами усилительного прибора.
Рис. 4.13
Выходное напряжение усилителя
^ВЫХ = ^2П ^2 2^12 • (4.51)
Согласно (4.50) и (4.51) комплексный коэффициент обратной
связи
О = й$ = «12 IKialexp (i <pI2)
f/вых «22 |У11ехр(1<рк1)
Комплексный коэффициент усиления каскада согласно (4.22)
п lr2i lexp (i ф21)
Л = «12«22 —;--------, (4.53)
I Ук21ехР(’Фк2)
где | У'к21—модуль проводимости выходного контура усилителя
с учетом связи с УП и нагрузкой; | У'К2|ехр (1фкг) = Укг+^гУггЧ-
+ П222Ун.
Учитывая (4.52) и (4.53), находим
РК = «121 У12| |У211ехр[1(ф12-|-ф21—<рн1—фк2)]/|У11 1K2I (4.54)
или
рipKlexp (i ф3к ), (4.55)
где
Р К = /1)2 I^121 1^211/1^11 I^к2 । > Фр К = Ф12 4* Ф21 Фк1 Фк2- (4.56)
Известно, что фазовый сдвиг, вносимый одиночным контуром,
изменяется от 1нуля на резонансной частоте до ±л/2 при больших
расстройках, а модули | У11 и | У'к21 —от минимальных при точной
настройке до бесконечности при больших расстройках. Наиболь-
шее 'изменение коэффициента усиления за счет обратной связи
75
оказывается на частотах, где фзк = 0, т. е. при
Фк1 + Фк2 = Ф12 + Ф21 (4.57)
На этих частотах происходит максимальная деформация частот-
ной характеристики усилителя.
Учтем, ‘что (psi = —л и что на достаточно высоких частотах
Ф12~л/2, тогда
Фк1 + Фк2= — л/2. (4.58)
При одинаковых полосах пропускания контуров соотношение
(4.58) выполняется при отрицательной расстройке, равной поло-
вине полосы пропускания iKOHrrypa, где фк1 = фк2=—л/4. При этой
расстройке модули проводимостей контуров соответственно равны:
1^11 = £к01 Укг1 ~ ёк02 ]/"2.
Используя (4.48) и полученные соотношения, 'находим
«12 «21 Iyi2i ly21l/2^'01 ^к02 = 1 — «У- (4-59)
Выразим левую часть (4.59) через резонансный коэффициент
усиления, удовлетворяющий требуемому коэффициенту устойчи-
вости. Учтем, что |р«зонан1С|ный коэффициент усиления каскада
•Ко= I У211«12 «2г/£к 02. (4 60)
Тогда
1У1г1 Kq уст «21 02^211^211 «22 £к01 = КУ (4-61)
Решая (4.61) относительно Коуст, получаем
К» УСТ — «22 2(1 Ку) | Y211 gy 01/ I YYZ I W-/Иц-
Из последнего выражения следует, что при gK01->-oo устойчивый
коэффициент усиления стремится к бесконечности. Физически это
обусловлено тем, что с увеличением gKoi уменьшается коэффици-
ент обратной связи, а при коротком замыкании входных зажимов
усилителя (g'Koi —оо) обратной связи не будет (р = 0). Таким об-
разом, с увеличением проводимости, включенной на входных за-
жимах усилительного каскада, коэффициент обратной связи 6
уменьшается и становится возможной реализация больших коэф-
фициентов усиления. По этой же причине Лоуст увеличивается с
увеличением П21. При одинаковых параметрах контуров (g'Koi —
= ёг,ко2) и при одинаковых коэффициентах трансформации
«2 1 = Г12 2-
К0уот-/2й=^)|Г21|/|У12| . (4 62)
Формула (4.62) впервые была получена В. И. Сифоровым при-
менительно к ламповым и Д. Н. Шапиро применительно к транзи-
сторным усилителям.
Соотношение (4.62) позволяет сделать следующие заключения:
1) при высоких требованиях к устойчивости усилителя (Ку->1)
реализуемый устойчивый коэффициент усиления усилителя
уменьшается (при ку=1, Лоуст=0), поэтому на практике ку
76
'выбирают 'близким к 0,8 ... 0,9 >с тем, чтобы при отнюаителыно
малой деформации частотной характеристики реализовать до-
статочно большой коэффициент усиления;
2) важнейшим показателем усилительного прибора, определяю-
щим устойчивый коэффициент усиления, является отношение
I ^211 /1 У121; чем больше это отношение, тем больше /СОуСт.
При снижении требований к устойчивости усилителя Коуст воз-
растает. При ку->0 коэффициент усиления стремится к предельно-
му значению, при котором усилитель самовозбуждается. В этом
случае в устройстве удовлетворяется не только условие баланса
фаа (фрк=0), но и условие баланса амплитуд.
Предельное значение коэффициента усиления Допред получим
из соотношения (4.62), приняв в нем ку = 0:
*0пред = 2 IY21!/|У121 •
Эта формула применительно к усилительному каскаду, выпол-
ненному на электронной лампе, впервые была получена Л. Б. Сле-
пяном в следующем виде:
^пРеД=Г25/соСаГ
Здесь 5 = | У211; coCag = | У121
Устойчивый коэффициент усиления согласно (4.62) определя-
ется отношением | Уг1|/| У1г|- Обычно | У211 слабо зависит от ча-
стоты. Что же касается |У1г|, то эта проводимость имеет емкост-
ный характер и на высоких частотах
У12 = соС12. (4.63)
Очевидно, при этом Лоуст будет уменьшаться с увеличением
рабочей частоты.
Если принять сотах в качестве предельной частоты примени-
мости данного усилительного прибора, на которой Доуст=1, то со-
гласно (4.62) и (4.63)
«тах= 2(1- Ку)|У211/Си, (4.64)
откуда следует, что максимальная частота применимости усили-
тельного прибора определяется отношением крутизны [ У211 к про-
ходной емкости С12 и возрастает с увеличением этого отношения.
Именно поэтому на высоких частотах применяют усилительные
приборы с большей крутизной и меньшей проходной емкостью.
Соотношение (4.64) следует рассматривать как оценочное, по-
скольку оно выведено из условия получения устойчивого усиле-
ния, равного единице. В этом случае каскад, не усиливая сигнал,
ухудшает отношение сигнала к шуму з*а счет вносимого собст-
венного шума. Естественно, что использование такого усилитель-
ного прибора на частоте сотах неприемлемо.
Можно показать [14], что для одноконтурного многокаскадно-
го усилителя устойчивый коэффициент усиления одного каскада
при заданном общем коэффициенте устойчивости ку
Ко1УСт=Г2ку(1-ку)|Г211/|Г12|. (4.65)
77
4.7. Нелинейные эффекты в резонансных усилителях
Усилительные приборы, используемые в избирательных уси-
лителях, имеют нелинейную вольт-амперную характеристику, вид
которой определяется физическими процессами взаимодействия
полей и зарядов в усилительном приборе. В общем случае сле-
дующая система уравнений отражает связь между токами й, i2
и напряжениями мь и2, действующими на зажимах усилительного
прибора:
й = fi <Ui> uz), h = fz («1. uz\ (4-66), (4.67)
В случае применения безынерционных усилительных приборов
между напряжениями и токами существует однозначная связь,
определяемая соотношениями (4.66), (4.67). Характерной особен-
ностью резонансных усилителей является наличие избирательных
цепей, включенных на входе и выходе усилительных приборов.
Эта особенность определяет тот факт, что, несмотря на наличие
цесинусоидальных токов й и i2 через усилительный прибор, на-
пряжения на зажимах прибора оказываются практически синусо-
идальными. Спектры этих напряжений их и и2— узкополосные и
практически «не содержат высших гармоник несущего колебания.
Рис. 4.14
Структурная схема усилительного каскада с входным устрой-
ством изображена на рис. 4.14. Здесь генератор сигнала й созда-
ет на выходе избирательной цепи напряжение ивх, подводимое к
усилительному прибору последовательно с напряжением Е\. На-
пряжение В] обычно создается за счет падения напряжения от
постоянной составляющей тока на вспомогательных резисторах
(Rt в схеме рис. 4.6, Rt, R2, Rs в схемах рис. 4.7 и 4.8).
Вследствие нелинейности характеристик усилительного прибо-
ра АХ каскада отклоняется от линейной, а при наличии помех
на входе УП процесс прохождения полезного сигнала сопровож-
дается рядом нелинейных явлений. К ним относятся: блокиро-
вание сигнала; интермодуляция; вторичная модуляция.
Обстоятельный анализ нелинейных процессов в приемно-уси-
лительных устройствах изложен в [11].
Амплитудная характеристика усилительного каскада
Рассмотрим упрощенную модель процесса, позволяющую най-
ти амплитудную характеристику усилителя. Допустим, на входе
УП (см. рис. 4.14) действует синусоидальное напряжение сиг-
нала
78
Umccosa0t. (4.68)
Усилительный прибор по отношению к выходным зажимам ра-
ботает в режиме короткого замыкания. Это значит, что ток 1'2 не
зависит от переменной составляющей напряжения «2- Обратим
внимание на то, что в рабочем режиме ток i2 также практически
слабо зависит от постоянного напряжения Е2. При этих, предпо-
ложениях соотношение (4.67) можно записать в виде
«2 = / (н1) = /(Е1 + нвх). (4.69>
Представим (4.69) в виде ряда Тейлора, полагая, что ивх яв-
ляется малым приращением напряжения щ-.
+ +Н^ы2х + М1)мЗх+..„ (4.70)
Z! О!
где I(Ei)=Ia — ток в рабочей точке; f'i(Ei)— Y2i = Sa— крутиз-
на в рабочей точке: f"(EY) = Y'2\=S'A, f'" (Ei) = Y"2l = S"A— соот-
ветственно первая и вторая производные крутизны ь рабочей точ-
ке. Обратим внимание на пределы применимости соотношений,
полученных на основе представления выходного тока i2 в виде
ряда Тейлора при анализе нелинейных процессов. Примем, что-
радиус сходимости ряда меньше единицы и последующий отбро-
шенный член ряда составляет менее 10% от предыдущего, т. е,
/IVM4Bx/4!^0,lf!1Itz3Bx/3! Тогда допустимая величина входного на-
пряжения Ывхтах не должна превышать uBx = fIH (£'i)i/2,5fIV(£,i).
Подставим в (4.70) значение ивх согласно (4.68), учтем также из-
вестные тригонометрические соотношения
cos2 соо t — (1 + cos 2 «>0 /)/2 и cos8 (е01 = (3cos со01 + cos 3 со0 /)/4.
Найдем согласно (4.70) амплитуду первой гармоники тока:
/т1 = Г21^ + ВДс/8. (4.71)
Выражение (4.71) представляет собой уравнение АХ избира-
тельного усилителя. Вид ее показан на рис. 4.15. Второе слагае-
мое правой части формулы (4.71) опре-
деляет нелинейную связь амплитуды
первой гармоники выходного тока 1т\ и
амплитуды входного напряжения Umc.
При У%1>0 это слагаемое имеет
одинаковую фазу с первой гармоникой
тока, обусловленной линейным членом
выражения (4.70), поэтому АХ отклоня-
ется от линейной в сторону оси ординат.
При У"21<0 фазы указанных колебаний
противоположны и амплитудная харак-
теристика усилителя отклоняется к оси
абсцисс (см. рис. 4.15).
Для оценки нелинейности АХ введем
нейности АХ, равный абсолютной величине
кн коэффициент нели-
отношения отклоне-
79
ния АХ от линейной A/m) к величине ординаты идеальной АХ,
т. е.
«Н = А /т1//т1йД = П'1 ^с/8 (4-72)
Отсюда следует, что при У"21 = 0 кн = 0 и АХ усилителя ли-
нейная. На основании соотношения (4.72) можно сделать вывод
о том, что избирательный усилитель с линейной амплитудной ха-
рактеристикой можно построить, используя усилительный прибор
с нелинейной вольт-амперной характеристикой. Необходимо лишь,
чтобы характеристика усилительного прибора описывалась диф-
ференциальным уравнением вида У"21 = й312/^и31 = 0.
Из полученного соотношения следует, что при заданной нели-
нейности усилительного прибора (У21/У21 = const) коэффициент
нелинейности АХ возрастает с увеличением амплитуды напряже-
ния, действующего на входе каскада, по квадратичному закону.
Поэтому наибольшее отклонение АХ от линейной следует ожидать
в последнем каскаде УПЧ. Из соотношения (4.72) можно опреде-
лить f/тс.доп'— максимальную амплитуду переменного напряже-
ния, которое можно подвести к входу усилительного прибора при
условии, что нелинейность амплитудной характеристики не пре-
высит Кн.доп-
Решая (4.72) относительно t/тс.доп, получаем
^тс.доп=/8«н.дОП/(Г;1/У21). (4.73)
Обычно Кндоп = 0,014-0,1.
Пользуясь понятием средней крутизны, соотношение (4.71)
можно записать в виде
I —у I]
1 ml 1 21 ср тс>
где У21ср ~ У21 ( 1 Н-621) ; 621 = У//21^Г2тс/8У21-
Вследствие нелинейности характеристики усилительного при-
бора средняя крутизна определяется амплитудой сигнала. В за-
висимости от знака второй производной крутизны, усилительного
прибора средняя крутизна может как увеличиваться, так и умень-
шаться с увеличением амплитуды сигнала.
Если в качестве усилительного прибора используется биполярный транзи-
стор, то в режиме относительно небольших токов вольт-амперная характери-
стика хорошо описывается экспонентой вида
г’г = 1ехР (а“1) — В, (4-74)
где /к0 — обратный ток коллектора; а — показатель экспоненты (обычно а =
=30н-40 1/В).
Крутизна характеристики y2i=S=di2/dui = a/Keexp(aui). Полагая, что ток
•коллектора в рабочей точке /оа»7ко, получаем /0Л~/коехр (7ш]Л) и У21А=а/оА-
.Первая производная крутизны У/21 = К/=а2/коехр(аИ1).
Вторая производная крутизны У"21=К"=а3/коехр(шц).
Параметр нелинейности У"21/У21=а2 и для области напряжений, где харак-
теристика тока экспоненциальная (4.74), не зависит от положения рабочей
точки.
80
Рассчитаем допустимую амплитуду напряжения по формуле (4.73), пола-
гая /Сн доп = 0Д и д=30 1/В:
_ Um с.доп = У8«н.доп/0* = V8-0,1/30® « 0,9/30 = 30 мВ.
При высоких требованиях к линейности амплитудной характеристики уси-
лителя (кн доп<0,01) амплитуда допустимого переменного напряжения (7тс.дол<
< 10 мВ. Учитывая, что усилительный каскад обычно имеет относительно малый
коэффициент усиления: — можно рассчитывать на получение «неискажен-
ного» выходного напряжения порядка десятых долей вольта. При таком малом
уровне напряжения последующая обработка сигнала (детектирование, нелиней-
ная фильтрация и др.) затруднена, поскольку устройства обработки сигнала об-
ладают пороговым эффектом. При сигналах ниже определенного уровня, назы-
ваемых пороговыми, качество обработки сигнала резко ухудшается.
В целях получения линейной амплитудной характеристики
усилительного устройства можно воспользоваться методом ком-
пенсации нелинейности [15]. Сущность этого метода в том, чтобы
на основе формирования АХ входного устройства с противопо-
ложным характером изменения по сравнению с АХ усилительного
каскада получить линейную результирующую характеристику.
В приведенном анализе амплитудной характеристики усили-
теля при известных упрощениях предполагалось, что положение
рабочей точки не зависело от входного напряжения. В реальных
условиях работы усилительного прибора смещение на управля-
ющий электрод обычно задается за счет постоянной составляю-
щей тока усилительного прибора. При действии переменного на-
пряжения она изменяется. Это приводит к изменению положения
рабочей точки за счет изменения падения на резисторах, уста-
навливающих напряжение смещения (на резисторе Rz в схеме
рис. 4.6 или на резисторах Rit R?, в схеме рис. 4.7). Поэтому при
действии сигнала происходит изменение смещения АЕь' обуслов-
ленное процессом детектирования самого сигнала.
Это приращение смещения вызовет изменение всех коэффи-
циентов ряда (4.70). В первом приближении коэффициенты ряда
Ia =i0 + ^\e1,y^sa^s0+^\e1,
ас ас
- s;=s;+g д Е„ Ц, - s; = s; + д Е,.
Характеристики активных приборов, используемых в избира-
тельных усилителях, таковы, что определяющее влияние на изме-
нение тока 12 оказывает изменение режима в цепи входных элек-
тродов. В связи с этим следует учитывать только изменение ре-
жима по постоянному току в цепи входных электродов, где дей-
ствует напряжение uf, тогда dizldE=So, dSldE=S'o, dS'ldE =
~S"0, dS"/dE = S"'o и выражение (4.71) примет вид
/.I - 50 Uma + S’ Л Е. итс + 4 SJ VI с + -L. ST’ EEJJ^. (4,75)
о о
81
Соотношение (4.75) содержит второе и четвертое слагаемые,
обусловленные процессом детектирования сигнала. Результат де-
тектирования зависит от постоянной времени нагрузки детекто-
ра. При большой постоянной времени нагрузки детектирование
инерционное и АЕ\ не будет следить за изменениями амплитуды
входного напряжения, а будет определяться его пиковым значе-
нием. При малой постоянной времени нагрузки, обеспечивающей
безынерционный режим детектора, напряжение A£i будет повто-
рять закон изменения амплитуды входного напряжения. Эти об-
стоятельства существенны при усилении сигналов с амплитудной
модуляцией. Из курса «Теория нелинейных электрических цепей»
[59J известно, что при малых амплитудах входных напряжений
детектор квадратичный и
А£1==-Д^с. (4.76)
При относительно больших амплитудах результат детектиро-
вания линейно зависит от амплитуды входного сигнала, а именно:
&E1=—BUmc. (4.77)
Коэффициенты пропорциональности А и В соотношений (4.76)
и (4.77) определяются характеристикой нелинейности усилитель-
ного прибора и коэффициентом передачи детектора.
Так, в режиме дстсктнрования слабых сигналов
л=--------------,
4 50 (1 + gn/Sq)
где £н — проводимость нагрузки детектора, в режиме детектиро-
вания сильных сигналов
(1 + ft/S.)
Типичным для практики является режим усилительного прибора,
при котором существует глубокая отрицательная обратная связь
по постоянному току. В этом случае резисторы, включенные в це-
пи входных электродов, имеют большое сопротивление; тогда
£H«:So и 1 +g,JS0~ 1. При этом
A «S'/4S0.h 1. (4.78)
При малых уровнях входного сигнала соотношение (4.75) с
учетом (4.78) определяет
= So (S;2/4 So-S''/8) £3 c + s; U*m c S''32 s0.
Полагая Umc достаточно малым, можно пренебречь слагае-
мым с U5mc', тогда
/ml«S0C/mc-(S'’/4 S0-S;/8)£3 с< (4.79)
Обратим внимание на то, что при использовании прибора с
квадратичной характеристикой, когда 5"о = О, амплитудная ха-
рактеристика отличается от линейной:
82
Im^S0Um-S'U*„j4S0. (4.80)
Соотношение (4.80) позволяет заключить, что вследствие де-
тектирования сигнала АХ избирательного усилителя с квадратич-
ным усилительным прибором отклоняется от идеальной. Коэффи-
циент нелинейности согласно (4.72) и с учетом (4.79)
AWmin« = (So!/4 Sg-S078S0h£/2 с. (4.81)
При использовании биполярного транзистора с характеристи-
кой вида (4.74) S/o/So = a, <S"0/S0 = a2, кн = —a2H2mc/8.
Обратим внимание на то, что АХ, описываемая соотношением
(4.80), обращена выпуклостью ввёрх
(рис. 4.16). Без учета процесса детек-
тирования сигнала АХ избирательно-
го усилителя обращена выпуклостью
вниз (S"o>O). Очевидно, можно по-
добрать второе слагаемое соотноше-
ния (4.75) так, чтобы скомпенсиро-
вать третье слагаемое. Это можно
осуществить соответствующей регули-
ровкой отношения gH/S0.
При относительно больших ампли-
тудах сигнала, но не превышающих
значений, определяющих сходимость ряда Тейлора (4.70), ког-
да справедливы соотношения (4.77) и (4.78), получим выраже-
ние (4.75) в виде
« S. и „ - s; V'-,, + к у» - s- ид д/S
и коэффициент нелинейности амплитудной характеристики
l-S't/mo + (S0'^-S''^c)/8|/^.
Если в усилительном каскаде использован биполярный транзи-
стор с характеристикой вида (4.74), то при aUmc<Zl |—aUmc\.
В усилителе с полевым транзистором (S"o = O, S"'o=O) в режи-
ме сильных сигналов, уровень которых ограничивается значениями,
определяющими возможность представления выходного тока в
виде усеченного ряда Тейлора (4.70), кн=|—S'onmc/So|.
Из рассмотренных соотношений следует: в режиме слабых
сигналов возможно получить линейную АХ путем использования
эффекта детектирования для компенсации отклонения АХ вследст-
вие асимметричного изменения S вокруг рабочей точки (5"т^0).
Блокирование сигнала
Эффект блокирования состоит в изменении коэффициента уси-
ления усилителя для полезного сигнала при наличии помехи. Рас-
смотрим упрощенную модель процесса. Допустим, что на входе
Усилительного каскада действует не только полезный сигнал ис=
Птс cos coot на частоте настройки усилителя ю0, но и помеха
83
ип = Umn cos ®nt на частоте <оп. Предположим, что коэффициент
усиления усилителя на частоте wn и частотах комбинационных
продуктов равен нулю. Тогда отсутствует прохождение помехи и
ее комбинационных составляющих к выходу усилителя. Предста-
вим 12 выходной ток УП в виде ряда Тейлора (4.70). Теперь в
качестве входного напряжения примем
UEX-Z^ + «n= ДтсСО5Юс/Н-Д/тпСО5 0)п/.
Выделим амплитуду первой гармоники тока /то1 с частотой ио,
предполагая, что амплитуда напряжения помехи значительно
превышает амплитуду напряжения сигнала (Umn^>Umc):
Iml^SAUmc + S"AUmcU^n/4. (4.82)
Это соотношение представляет собой АХ избирательного усили-
теля в области малых уровней сигнала с учетом одновременного
действия сигнала и помехи на вход'е. Если ввести представление
о средней крутизне усилительного прибора Угыр.п с учетом дей-
ствия помехи, то
j — у и
*т1 1 21 ср.п тс>
где У21ср.п = У21 (1 + 621П) ; У21 = 5а’, 621П — S"AU2mn/4SA =
= У//21П2тп/4У21.
Из полученного соотношения следует, что изменение наклона АХ
зависит от параметра нелинейности усилительного прибора
У"21/У21 и квадрата амплитуды напряжения помехи (рис. 4.17).
При y/Z2i>0 средняя крутизна увеличивается. При Y"2i<0 сред-
ня»! крутизна У21срп уменьшается. Зависимость амплитуды первой
гармоники тока 1т\ от амплитуды напряжения помехи изображе-
на на рис. 4.18.
Для оценки влияния помехи введем /<б — коэффициент блоки-
рования, равный отношению приращения амплитуды первой гар-
моники тока полезного сигнала, обусловленного действием поме-
хи, к амплитуде первой гармоники тока в отсутствие помехи на
входе:
= = ' (4 83)
27П 1 ИД
Коэффициент блокирования определяется параметрами нели-
нейности усилительного прибора S"a/Sa и квадратом амплитуды
84
напряжения помехи. При Szza = 0 «6 = 0. Этот результат обуслов-
лен тем, что большое напряжение помехи периодически, с часто-
той помехи, изменяет положение рабочей точки по характеристи-
ке усилительного прибора. При S"a = 0, т. е. при SzA = const, по-
ложительная полуволна помехи дает увеличение крутизны для
полезного сигнала на величину S'AUmn, а отрицательная — на ве-
личину S'AUmn. Эти приращения за период помехи компенсиру-
ются и, таким образом, не происходит изменения усиления для
полезного сигнала при появлении или исчезновении помехи.
Соотношения (4.82) и (4.83) могут быть использованы для
расчета результата действия помехи лишь при условии, что ре-
жим усилительного прибора по постоянному току не изменяется..
В реальных условиях происходит изменение этого режима, обус-
ловленное процессом детектирования помехи и сигнала. Наиболь-
ший интерес представляет случай В этих условиях
следует считаться с изменением режима по постоянному току,,
обусловленным процессом детектирования помехи.
Предполагая, что AEi определяется амплитудой напряжения
помехи Umn, получаем формулу (4.82) в следующем виде:
при помехе, обеспечивающей квадратичный результат детек-
тирования,
7mlSo Umc-[(S'7so)-s;] Umc n/4-S;" S' итй U*m п/16 So (4.84)
K6«-[(S'7SO)-S"O)U^/4SO-S; S'^n/16S0; (4.85)
при помехе1, обеспечивающей линейный результат детектиро-
вания,
Лпх ~ So Umc-S' Umc итп + (S'' Umc Ul n-S'" итс и*т п)/4 (4.86)
и
4= -(S't/mn/S0) + (S;^n-S;"^n)/4S0. (4,87).
Соотношения (4.85) и (4.87) свидетельствуют о том, что да-
же при использовании усилительных приборов с квадратичной
характеристикой не удается устранить эффект блокирования сиг-
нала в реальном усилителе, где происходит детектирование по-
мехи.
При S"o = O и Szzzo = O соотношение (4.85) приводится к сле-
дующему:
кб=-(5'/2 50)2^п (4.88)
При S"o = O и S"zo = O (4.87) приводится к следующему выра-
жению:
K^-S'QUmjSa. (4.89)
При наличии эффекта детектирования помехи коэффициент
блокирования отрицательный, что свидетельствует об уменьшении
усиления сигнала при наличии помехи.
1 Уровень помехи не должен превышать значений, определяющих коррект-
ность применения ряда Тейлора, ограниченного четырьмя .первыми членами, пр»
анализе нелинейных явлений.
85
Коэффициент блокирования зависит от амплитуды помехи,
действующей на входе усилительного прибора (4.88). При малом
уровне помехи эта зависимость квадратичная. При большом уров-
не помехи эта зависимость близка к линейной (4.89).
В усилительном каскаде на биполярном транзисторе, вольт-
амперная характеристика которого описывается экспонентой,
к6 = — а U тп + (а2 £/2 — аЧЛ п)/4.
о тпп i \ m п пик'
Обычно допустимый коэффициент блокирования не превышает
10%, при этом aUmnf^0,l и Кб~—а(/тп.
На основании рассмотренного можно прийти к следующим вы-
водам: 1) амплитуда первой гармоники выходного тока усили-
тельного прибора, питаемого через резисторы, уменьшается с уве-
личением амплитуды входного сигнала из-за эффекта детектиро-
вания помехи; 2) зависимость коэффициента блокирования реаль-
ного избирательного тракта от амплитуды входного напряжения
помехи отличается от квадратичной; 3) коэффициент блокирова-
ния определяется параметрами нелинейности усилительного при-
бора, в частности отношениями первой, второй и третьей произ-
водной крутизны УП к крутизне; 4) эффективным способом
уменьшения коэффициента блокирования является линеаризация
вольт-амперной характеристики усилительного прибора и умень-
шение амплитуды напря-
жения помехи, действую-
щей на входе УП, т. е.
улучшение избирательно-
сти входной цепи.
Приведенный анализ
явления блокирования
базировался на упрощен-
ной модели процесса воз-
действия помехи, а имен-
но: не учитывалась нели-
нейность усилительного
прибора по отношению
к сигналу и из всех параметров учитывалось лишь изменение кру-
тизны прибора. В общем случае все параметры УП зависят
ют Umc и Umn. Эту зависимость можно учесть, введя средние па-
раметры УП и используя каноническую формальную эквивалент-
ную схему, изображенную на рис. 4.19. Однако элементы этой
схемы должны содержать параметры, зависящие от уровней сиг-
нала и помехи, т. е.
^"11 ср = ¥ц (1 4~ 6ц с.с 4“ 6ц с.п)> У"12 ср = ^12 U 4* ^12 с.с 4- ^12 с.п)>
^21 ср ^21 0 4~ ^21 с.с 4- с п), 1^22 ср = ^22 (1 4- 622 С-С 4“ ^22 С.п)‘
Величины поправочных коэффициентов б и методика их при-
менения для многокаскадного тракта даны в [15].
Если амплитуда помехи изменяется, то происходит перенос
модуляции помехи на несущее колебание полезного сигнала в со-
86
Yt1cp + Y>2cp Y22cp+Y12cp
Рис. 4.19
ответствии с уравнениями (4.84) или (4.86), справедливыми для
конкретных условий взаимодействия сигнала и помехи.
Этот процесс переноса модуляции получил название перекрест-
ной модуляции.
Количественная оценка эффекта перекрестной модуляции за-
висит от режима детектирования помехи. Если режим детектиро-
вания помехи инерционный, т. е. напряжение на резисторах сме-
щения не успевает следить за законом модуляции помехи (RC>
>1Д2таХ), то для расчета переноса модуляции помехи следует
учесть лишь члены, не зависящие от (члены, содержащие S"o).
В случае безынерционного детектирования необходимо учитывать
все члены указанных уравнений.
Интермодуляция
Явление интермодуляции состоит в том, что два или более не-
желательных сигналов, каждый из которых не создает напряже-
ние в полосе выходного фильтра, за счет нелинейности УП со-
здают составляющие в полосе спектра полезного сигнала. Наи-
более опасными при наличии указанного вида взаимодействия
являются станции в двух односторонне расположенных относи-
тельно основного каналах приема, так как частоты излучения
этих станций находятся ближе всех к частоте настройки прием-
ника. Ослабление этих колебаний во входной цепи оказывается
относительно малым, и поэтому их уровень на входе усилитель-
ного прибора достаточно велик для того, чтобы появились ком-
бинационные продукты, вызванные нелинейностью усилительного»
прибора.
Появление интермодуляционных искажений обусловлено сле-
дующими процессами. Допустим, что
бора подведены колебания трех
станций. Одно из них от полезной
станции на частоте соо и два коле-
бания от мешающих станций.
Частоты мешающих станций оц
и юг расположены асимметрично
относительно соо с расстройкой: j
coi = (Oo + AQH, (02 = (Оо + 2АПн. Спектр
на вход усилительного при-
/Утп!
z ^тп1
О)
этих колебаний изображен "на рис.
4.20.
Рис. 4.20
При совместном действии этих
колебаний в выходном токе усилительного прибора появятся
кроме высших гармоник комбинационные составляющие (оК2+ =
~ 2(01+ (02 и (0к2 - = 2(01-'(02-
Очевидно, разностное комбинационное колебание будет иметь
частоту (оК2-, равную частоте полезного сигнала:
! I
Шо
юк2— — 2 ((о0 А Оц)—((о0 -|- 2 АО„) — 2 (о0 (оо — (оо.
87
Определим амплитуду выходного тока комбинационного коле-
бания с частотой (0к2— Рассмотрим несколько упрощенную мо-
дель процесса. Предположим, что усилительный прибор по от-
ношению к выходным зажимам работает в режиме короткого за-
мыкания. На выходе усилительного прибора включена избира-
тельная цепь, устраняющая колебания с частотами coi и сог на
выходе. Частотная характеристика этой цепи изображена на
рис. 4.20 штриховой линией. Предположим также, что уровни
входных напряжений достаточно малы и поэтому можно восполь-
зоваться рядом Тейлора (4.70), где
«вх = Um(. cos соо t + Um П1 cos t + Um n2 cos <o2 t.
Примем Птс<;[7тп1 и Umc<^Umn2. Подставим в (4.70) значение
Wbx и выделим амплитуду выходного тока с частотой со0- Колебание
с частотой ©о будет определено вторым слагаемым, т. е. линей-
ным членом ряда (4.70). Амплитуда этого колебания Imtc=
= У21 Uтс
Квадратичный член ряда не может дать слагаемого в полосе
пропускания выходных цепей усилителя.
Рассмотрим четвертый член разложения:
Ч = /21 (Umc cos соо t + Um ntcos 1 + Um n2 cos w2 03/3!
Представим куб трехчлена в виде
(а + b + с)3 = а3 Ь3 с3 3 (а2 b + а2 сЦ- Ь2 сЦ- Ьс2 + ab2 -ф ас2) + баЬс,
(4.90)
где а= Umc cos <d0/; b = Umn\ cos co^; c= Umn2 cos a>2t.
Учитывая известные тригонометрические формулы
cos2a = (l 4-cos2a)/2; ‘ cos3a = (3 cosa-(-cos3a)/4;
2 cos a cos p = cos (a + P) + cos (a — P),
легко убедиться, что комбинационное колебание <оК2-> попадаю-
щее в полосу пропускания усилителя, обусловлено шестым чле-
ном соотношения (4.90). Амплитуда этой комбинационной состав-
ляющей
комб = (К21/З!) 3 Um П1 Um п2/4 = У21 Um П] Umn2/8.
Амплитуда тока 7т1,комб определяется произведением 'ампли-
туд напряжений помех, действующих на входе усилителя. Если
входные напряжения модулированы, т. е. амплитуды напряжений
Umnl, Umra изменяются во времени-
п1 т п 01 [ 1 Н" ГПп1 т п2 = Uт п 02 П ^п2 (01»
ТО
1.0Мб = ~ Y21 Um noi Um п02[ 1 + 2 /Пп1 (t) + тп2 (0 +
+ 2тп1 (/) тп2 (0 + т2п1 (/) + т2п1 (/) тп2 (/)].
Амплитуда комбинационной составляющей тока содержит не
только законы модуляции этих колебаний, но и их произведения.
88
Наличие произведения законов модуляции свидетельствует о вза-
имной модуляции колебаний; это и послужило основанием вве-
дения термина для характеристики продукта нелинейного взаи-
модействия колебаний.
Найдем коэффициент интермодуляции как отношение 1тХ К0Мб —
амплитуды комбинационной составляющей к ImXz — амплитуде
тока с частотой сигнала:
квЗ= ^21 ^mnl ^21^т с- (4.91}
ПрИ Uтп 1 Uтп2 ~ 1-Апп =
кв3 — K21 Umn/8Y21. (4.92}
Коэффициент интермодуляции определяется параметром не-
линейности усилительного прибора Y2x"/Y2i и произведением ам-
плитуд взаимодействующих колебаний.
Обратим внимание на то, что при неравномерном расположе-
нии несущих частот мешающих станций частота комбинационно-
го колебания a>K2- = 2(Oi—согт^соо- При сщ = <во+Д<01 и й)2 = соо+
+ Д(02
(0к2_ = (О0 4- 2 Д ссц—Д (0а.
Это колебание создаст биения с несущим колебанием жела-
тельного сигнала. Частота биений
йб= |сок2_—соо| = |2Д®Х—Дш2|.
Биения будут сопровождать прием полезного сигнала. При
приеме звуковых программ этот нелинейный эффект будет прояв-
ляться в виде свиста, сопровождающего прием сигнала. При при-
еме телевизионных программ помеха проявляется на экране в ви-
де муара.
Из соотношений (4.91) и (4.92) следует, что для уменьшения
Квз необходимо уменьшать параметр нелинейности Y"zi/Yzi и ам-
плитуды напряжения помех на входе усилителя путем улучшения
избирательности входных цепей.
Вторичная модуляция
При появлении низкочастотного напряжения в цепях питания
усилительного прибора с нелинейной вольт-амперной характери-
стикой в последнем происходит модуляция сигнала. Этот процесс
получил название вторичной модуляции. Обычно наибольшую мо-
дуляцию вызывает изменение напряжения в цепи управляющего
электрода. Поэтому при анализе процесса вторичной модуляции
можно воспользоваться рядом Тейлора (4.70), который приводит к
выражению амплитудной‘характеристики усилителя в виде (4.71).
При достаточно малом сигнале
/ТО1«Г21{/ТОС. (ОЗ)
где Y2i = Sa — крутизна в рабочей точке.
89
Изменение напряжения в цепи питания приводит к изменению
положения рабочей точки по характеристике усилительного при-
бора. При этом У21 получает приращение
А У21 = (d Y21/d Ej) bE^S'bE^
Амплитуда первой гармоники тока получит приращение
Д^ДК^^АЕ^ (4.94)
и будет составлять
/т1 = (Г21 + У21 a EJU™.
Назовем коэффициентом искажений от вторичной модуляции
кв отношение приращения амплитуды выходного тока, обуслов-
ленного изменением напряжения питания, к амплитуде первой
гармоники этого тока в отсутствие изменения напряжения пита-
ния. Используя (4.93) и (4.94), получаем
Лв -:- А Лп1/^т1 ИД ~ ^21 A E1/Y21-
Для уменьшения искажений от вторичной модуляции необхо-
димо улучшать фильтрацию в цепях питания (AEi->0) и приме-
нять ।усилительные приборы с постоянной крутизной характери-
стики в области действующих входных напряжений.
Если учесть, что для осуществления автоматической регули-
ровки усиления следует применять УН с переменной крутизной,
го единственной возможностью уменьшения искажений от вторич-
ной модуляции является улучшение фильтрации в цепях пита-
ния.
Анализ нелинейных явлений в избирательном усилителе по-
казывает, что для их количественной оценки необходимо знание
параметров нелинейности усилительного-прибора Y', Y", Y"'. Эти
параметры можно определить аналитически либо эксперимен-
тально. Следует отдать предпочтение экспериментальной оценке
параметров нелинейности вследствие существования известных
трудностей получения точных аналитических выражений для
вольт-амперной характеристики усилительного прибора.
4.8. Многокаскадные полосовые усилители и их показатели
При проектировании резонансных усилителей руководствуют-
ся необходимостью удовлетворить техническим требованиям при
наилучших экономических показателях.
Необходимый общий коэффициент усиления Ко, общая поло-
са пропускания EF0, коэффициент прямоугольности резонансной
характеристики кп, стабильность работы, уровень нелинейных ис-
кажений и т. д. — должны достигаться с наименьшим числом уси-
лительных приборов при наиболее экономичном режиме питания.
В практике приема сигналов в диапазоне умеренно высоких
частот типичным является наличие большого уровня помех, обус-
90
ловлспных излучениями посторонних радиостанций. В этих усло-
виях необходимо формировать избирательность приемника как
можно ближе к входу с целью уменьшения уровня нелинейных
искажений, вносимых усилительным прибором. В таких прием-
никах фильтры сосредоточенной избирательности включают в вы-
ходную цепь преобразователя частоты. Остальной тракт уси-
ления выполняют с полосой пропускания, превышающей необхо-
димую. В качестве активных приборов тракта используют усили-
тельные приборы с достаточно высокой линейностью вольт-ампер-
ных характеристик, в частности линейные интегральные узлы
(микросхемы).
В диапазонах сверхвысоких частот вероятность появления по-
мехи большого уровня относительно мала. Поэтому здесь форми-
рование общей избирательности высокочастотного тракта может
осуществляться избирательными цепями, распределенными по все-
му тракту.
При реализации распределенной избирательности усилитель-
ные приборы более эффективно используются для получения тре-
буемого усиления полезного сигнала, поскольку в тракте усиле-
ния нет каскадов с избыточной полосой пропускания.
В системе с сосредоточенной избирательностью на входе весь-
последующий тракт имеет избыточную полосу пропускания.
Удобной оценкой экономической эффективности построения уси-
лителя является показатель качества D, равный произведению
коэффициента усиления одного каскада Koi на общую полосу
пропускания «-каскадного усилителя AFfJ, т. е.
D = KeiAF0.
(4.95>
Показатель качества усилителя позволяет определить коэф-
фициент усиления одного каскада при заданной общей полосе
пропускания согласно (4.95): Koi = Di/AFo- Показатель оценивается
в мегагерцах. Чем больше показатель качества, тем больше коэф-
фициент усиления одного каскада и, следовательно, тем меньшее
число каскадов необходимо для реализации требуемого коэффи-
циента усиления. Анализ, проведенный в [12, 13], показывает, что
в большинстве типов усилителей с распределенной избиратель-
ностью показатель качества уменьшается с увеличением числа
каскадов. Исключение составляют усилители с взаимно расстроен-
ными контурами. Их показатели качества не зависят от числа кас-
кадов.
4.9. Шумы избирательных усилителей.
Способы уменьшения коэффициента шума
В курсе «Усилительные устройства» показано, что, используя
сильную связь усилительного прибора с генератором сигнала, пре-
вышающую оптимальную, можно получить минимальный коэф-
фициент шума.
91
Минимальный коэффициент шума определяется произведени-
ем Rmgvx — шумового сопротивления усилительного прибора и его
входной проводимости, а также шумовым коэффициентом входной
проводимости усилительного прибора а. Поэтому улучшение этих
двух характеристик, а именно уменьшение произведения Ruigvx
и шумового коэффициента входной проводимости а, определяет
основное направление развития техники малошумящих усилите-
лей.
Шумовое сопротивление R^ характеризует уровень шума, воз-
никающий в выходной цепи усилительного прибора и в следу-
ющих за ней элементах устройства. Шумовое сопротивление, об-
условленное вкладом последующих элементов тракта, будет умень-
шаться при увеличении коэффициента усиления мощности данно-
го усилительного каскада. В связи с этим сам усилительный при-
бор, используемый в усилителе, должен иметь малый уровень
шума и обеспечивать большой коэффициент усиления мощности.
Очевидно, лучшие результаты по уровню шума можно получить,
применяя в усилителях высокой частоты триоды с большой кру-
тизной, обладающие в связи с этим малым шумовым сопротив-
лением.
Из всех известных усилительных приборов минимальной вход-
ной проводимостью обладают каскады на полевом транзисторе
с общим истоком, на электронной лампе с общим катодом, на би-
полярном транзисторе с общим эмиттером. При указанном вклю-
чении усилительных приборов обратная связь осуществляется че-
рез емкость С12. Эта обратная связь возрастает с увеличением
частоты й уменьшает устойчивость усилителя, что особенно суще-
ственно в диапазоне сверхвысоких частот. Обратная связь может
быть уменьшена, если применить включение усилительного при-
бора по схеме, предложенной М. А. Бонч-Бруевичем.
В целях уменьшения емкостной обратной связи через С12 в
электровакуумном триоде М. А. Бонч-Бруевич предложил схему
включения триода с общей сеткой. Благодаря такому включению
сетка используется в качестве экранирующего электрода между
входными и выходными зажимами усилителя. В связи с этим ем-
кость С12, из-за которой возникает обратная связь, при соответ-
ствующей конструкции триода и внешних цепей составляет ты-
сячные доли пикофарад вместо единиц пикофарад при включении
триода с общим катодом.
Указанное соотношение емкостей позволяет реализовать в де-
сятки раз большее устойчивое усиление каскада на триоде с об-
щей сеткой по сравнению с каскадом на триоде с общим катодом.
Из курса «Усилительные устройства» известно, что каскады на
триодах с общей сеткой, с общим затвором и с общей базой об-
ладают большой входной проводимостью, поскольку внутренняя
входная проводимость усилительного прибора при таком включе-
нии практически равна прямой проходной проводимости триода,
т. е. Уц«Уг1. Вследствие этого уменьшается коэффициент усиле-
ния каскада. Кроме того, приходится выбирать слабые связи с
92
избирательной цепью, подключенной ко входу каскада, если
предъявляются высокие требования к избирательности входных
цепей усилителя. В результате снижается коэффициент усиления
входных цепей и, следовательно, увеличивается коэффициент шума
усилительного устройства. Несколько другие условия характерны
для устройств, где не предъявляются относительно высокие требо-
вания к избирательности входных цепей.
В диапазоне УКВ в широкополосных системах радиорелейной
связи избирательные входные цепи выполняются в виде отрезков
цепей с распределенными постоянными — объемных резонаторов.
Добротности этих цепей настолько велики, что для получения не-
обходимой широкой полосы пропускания в них вводится допол-
нительное затухание. Если это затухание" будет внесено за счет
сильной связи с усилительным прибором, то кроме возможности
получения минимального коэффициента шума будет достигнут
режим компенсации нелинейности АХ усилительного .каскада (15].
Таким образом, использование триода с общей сеткой, с об-
щей базой и с общим затвором целесообразно в случае необ-
ходимости получения малого входного сопротивления. Если нуж-
но иметь большое входное сопротивление, то в качестве первого
каскада целесообразны триоды с общим катодом, с общим эмит-
тером и общим истоком.
Однако, как было показано ранее, в этом случае устойчивый
коэффициент усиления мал из-за большой емкости обратной свя-
зи С^. В этих условиях желательный результат дает использо-
вание двухкаскадного усилителя. Первый триод включается в бу-
ферный каскад с коэффициентом усиления, близким к единице, и
в связи с этим он устойчив. Второй триод включается по схеме с
общей сеткой, с общей базой, с общим затвором; вследствие это-
го достигается малая обратная связь и большой устойчивый ко-
эффициент усиления. В некоторых случаях с целью получения
большего устойчивого коэффициента усиления первого каскада
применяют нейтрализацию влияния емкости Ct2- Параллельно ем-
кости С12 по переменному току подключают переменную индук-
тивность LH (рис. 4.21) и подстраивают ее так, чтобы настроить
Рис. 4.21
контур £нС12 в резонанс на несущую частоту усиливаемого сиг-
нала. В идеальном случае (контур без потерь) сопротивление па-
раллельного контура, образованного элементами LHC12, будет
Равно бесконечности на частоте резонанса, и тем самым устра-
93
нится передача напряжения с выходных зажимов усилителя на
его входные зажимы. Таким образом, будет устранена обратная
связь, приводящая к потере устойчивости. Из-за потерь в коиту-
ре ЛНС12 возникает ООС, приводящая к расширению полосы про-
пускания [16].
Подобный усилитель называют каскодным. Принципиальная
схема каскодного усилителя на транзисторах изображена на
рис. 4.22.
Рис. 4.22
В этом усилителе первый каскад выполнен на биполярном
транзисторе Т\, включенном по схеме с общим эмиттером. Рези-
стор создает глубокую отрицательную обратную связь по по-
стоянному току. Для компенсации запирающего напряжения, со-
здаваемого на резисторе 7? 4 током транзистора 7\, в цепь,базы
подается соответствующее напряжение с делителя RiR2R?,. Для
устранения отрицательной обратной связи на частоте усиливае-
мого сигнала резистор Ra шунтирован конденсатором С3. Пере-
менное напряжение сигнала Щ подводится к базе через разде-
лительный конденсатор Сь устраняющий замыкание постоянной
составляющей напряжения на базе через источник сигнала. На-
грузкой первого каскада является входная проводимость второго
каскада.
Второй каскад усилителя выполнен на транзисторе Т2 по схе-
ме с общей базой. Потенциал эмиттера транзистора Т2 равен
потенциалу коллектора транзистора Т\. Для компенсации этого
потенциала, запирающего транзистор Т2, в цепь базы Т2 вводит-
ся напряжение посредством делителя RiRzRs. Нагрузкой второго
каскада является, контур LKCK, обладающий проводимостью gK.
Переменное напряжение U2 снимается с коллекторной цепи тран-
зистора Т2 через разделительную цепь C4R5.
В этом каскодном усилителе коэффициент усиления первого
каскада
^01 — ^21 (1)/2>
где Угщ) — крутизна характеристики первого транзистора; gBx2 —
входная проводимость второго каскада. '
Коэффициент усиления второго каскада
^02=^21 (2)ТэК1
94
где У21(2) — крутизна характеристики второго транзистора, gK —
вещественная составляющая проводимости контура LKCK.
Общий коэффициент усиления каскодного усилителя
Ко = Ко\Ко^ — ^21 (1) ^21 (2)/^Гвх 2 Sk ; (4 96)
Входную проводимость второго каскада вычислим по фор-
муле
Sbx 2 11 Об ^21 (2) (4 97)
Подставляя (4.97) в (4.96), получаем Ко = Угко/й'к-
Таким образом, коэффициент усиления каскодного усилителя
определяется по формуле, справедливой для однокаскадного усили-
теля на приборе с большим внутренним выходным сопротивлени-
ем, крутизна характеристики которого равна крутизне Т\, а со-
противление нагрузки равно нагрузке Т2.
В профессиональных приемниках «Призма» и «Сибирь» в ка-
честве первого усилительного прибора каскодного усилителя ра-
диочастоты применен полевой транзистор, позволяющий сущест-
венно уменьшить входную проводимость усилителя.
Каскодный усилитель, выполненный по схеме рис. 4.21, также
имеет относительно малую входную проводимость; поэтому его
применение облегчает согласование антенны с усилителем при
относительно узкой полосе пропускания входной цепи. Каскод-
ный усилитель на триодах с большой крутизной позволяет полу-
чить в метровом диапазоне волн коэффициент шума Кш«1,5-?2.
На дециметровых волнах применяются триоды с кольцевыми
выводами. Конструкция триодов обеспечивает удобное сочленение
с колебательными системами, выполненными в виде коаксиаль-
ных или полосковых контуров. Благодаря такой конструкции
практически устранены паразитные индуктивности вводов усили-
тельных приборов и связанное с этим ухудшение показателей
усилителей. В дециметровом диапазоне волн на металлокерамичес-
ком триоде 6С17К удается получить коэффициент шума Кш~
~4ч-6.
В диапазоне УКВ, где следует считаться с инерцией носите-
лей заряда, невозможно получить коэффициент шума близким к
единице по следующим причинам. Во-первых, усилительные при-
боры обладают большой входной проводимостью. Во-вторых, шу-
мовой коэффициент а входной проводимости существенно больше
единицы. В-третьих, с повышением частоты уменьшается коэффи-
циент усилений каскада И' в связи с этим увеличивается относи-
тельный уровень шума последующих каскадов.
Для усиления колебаний СВЧ разработаны специальные уси-
лительные приборы, в которых полезно используется инерция но-
сителей заряда.
Одним из специальных усилительных приборов указанного
диапазона является лампа бегущей волны (ЛБВ). В ЛБВ осу-
ществляется эффективное- взаимодействие между электронным
пучком и полем проходящей электромагнитной волны, в резуль-
95
тате чего в выходных цепях устройства возможен отбор мощно-
сти, превышающей затраченную на управление электронным по-
током.
На рис. 4.23 схематически изображен усилитель на ЛБВ. Электромагнитная
волиа поступает к входу усилителя по волноводу 1, согласованному с началом
спирали, и распространяется вдоль витков спирали по направлению к выходному
Спираль
Пучок
электронов,^*,
Направление распростр злм волны
Рис. 4.23
волноводу 2. Поле этой волны вызывает модуляцию скорости электронов пуч-
ка, движущихся вдоль оси спирали. Если постоянная составляющая скорости
электронов, определяемая напряжением Ео, будет равна скорости распростра-
нения электромагнитной волны вдоль оси спирали, то модуляция скорости
электронов будет наибольшей При достаточной длине спирали энергия прохо-
дящего поля электромагнитной волны будет передана электронному потоку.
В движущемся электронном пучке модуляция скорости приводит к модуляции
плотности заряда вдоль пучка и соответствующему нарастанию электромагнит-
ного поля, создаваемого этими движущимися зарядами. Поле электромагнитной
волны благодаря этому процессу будет нарастать по экспоненциальному за-
кону
В конце спирали помещен выходной волновод 2, согласованный с элект-
ронным пучком и спиралью. Усиленная энергия сигнала будет передаваться по
этому волноводу к нагрузке. При плохом согласовании отраженная волна, рас-
пространяющаяся по спирали к входу усилителя, может вызвать самовозбуж-
дение
Коэффициент усиления усилителя на ЛБВ зависит от конструкции лампы,
тока луча, качества фокусировки электронного пучка и согласования на входе
и выходе. Коэффициент усиления может достигать десятков децибел при полосе
порядка сотен и тысяч мегагерц.
Современные ЛБВ позволяют получить коэффициент шума Кш=34-5.
Существенное уменьшение коэффициента шума приемников СВЧ достигает-
ся применением новых усилительных приборов и устройств с лучшими харак-
теристиками по сравнению с ЛБВ. К ним относятся: квадрупольный электрои-
ио-лучевой прибор Адлера [13], туннельные диоды, усилительные твердотель-
ные приборы и так называемые реактивные параметрические усилители. Прак-
тические конструкции квадрупольных электронно-лучевых усилителей, по лите-
ратурным данным, имеют следующие характеристики: на частоте около 1300 МГц
96
Л'ш= 1,14-1,3, полоса пропускания Afo«8O МГц; на частоте около 4000 мщ
Л’ш= 1,84-2,0, Др=100 при Д/7«40 МГц.
Достоинства квадрупольного усилителя: 1) малый коэффициент шума; 2) от-
сутствие обратной связи в усилителе, поскольку в усилительном приборе нет
пути для распространения сигнала в обратном направлении; 3) широкая поло-
са пропускания; 4) большой коэффициент усиления, не зависящий от величины
полосы пропускания.
Уменьшение коэффициента шума возможно при применении приборов типа
отрицательного сопротивления. Еще на заре развития радиотехники О. В. Лосев
открыл эффект усиления сигнала кристаллическими усилителями. В этих уси-
лителях энергия сигнала увеличивалась благодаря наличию падающего участка
вольт-амперной характеристики некоторых полупроводниковых кристаллов В на-
стоящее время исследования физиков в области твердого тела позволили со-
здать полупроводниковые диоды с падающим участком характеристики за счет
известного «туннельного» эффекта. Типичная характеристика туннельного диода
изображена на рис. 4 24. В интервале анодных напряжений Et—Es дифферен-
циальная проводимость диода gn=dia/dua оказывается отрицательной. У боль-
шинства диодов этот участок заключен в пределах 50—350 мВ.
Максимальная абсолютная величина проводимости обычно порядка |§д| =
= 0,14-0,01 Сим.
Форма характеристики диода практически ие изменяется при изменении
температуры от значений, близких к абсолютному нулю, и до 500—600 К.
Принципиальная схема усилителя на туннельном диоде (ТД) изображена
на рис, 4.25. Здесь антенна подключена к избирательному контуру с помощью
Рис. 4.25 Рис. 4.26
автотрансформаторной связи, ТД непосредственно связан с контуром и имеет
источник питания £о с малым внутренним сопротивлением, чтобы установить
требуемый режим диода по постоянному току.
Последующие каскады приемника показаны в виде четырехполюсника, име-
ющего коэффициент шума Мп2 и коэффициент усиления мощности Лр2. Шумо-
вая схема усилителя представлена на рис. 4.26. Здесь шумы антенны учтены
генератором шумового тока Гшл, шумы диода — генератором шумового тока
1т д. Можно принять, что ток этого генератора определяется проводимостью
диода |£д|, имеющей эквивалентную шумовую температуру а?о, учитывающую
шумы реального диода:
/^д=4А(аГ0)|§д|Л£0, (4.98)
где а — шумовой коэффициент проводимости диода.
4—81 97
Как показывает эксперимент, хорошее приближение к величине шумов ре-
ального диода дает предположение о том, что в диоде существует лишь дро-
й5овый шум:
4д=2е/0Л/%,' (4.99)
тде /о — ток диода в рабочей точке ’(точка А на рис. 4.24).
Сравнивая (4.98) и (4.99), можно получить значение шумового коэффи-
циента:
a = e/0/2ftT„|gn| «20/о/|^д|. (4.100)
'Определим коэффициент шума усилителя на туннельном диоде
Кш^'РшоД’ш.А =1+ аЫ/£д- ‘ (4.100а)
В соответствии с формулой (2.14) общий коэффициент шума Лш будет бли-
зок к Кшь если
Kpi > Ю (Кша— В <7а/Кш1
Полагая, что коэффициент шума Kmi близок к единице, получаем расчет-
ное соотношение для требуемого коэффициента усиления мощности усилителя
иа туннельном диоде:
Kpi >• 10 (Кша— 1) <7а/<7вх-
Таким образом, для получения малого коэффициента шума необходимо, что-
бы коэффициент усиления мощности был большим. Согласно (4 29), для по-
лучения большого коэффициента усиления мощности необходима такая связь
с антенной, чтобы ^'а» |£д|. При этом Kmi = l+a.
Очевидно, одним из главных требований, предъявляемых к усилительным
туннельным диодам, является требование минимальной величины шумового ко-
эффициента а, реализуемое при максимальном отношении проводимости диода
,|£h| к току /о в рабочей точке (4.100).
Получение большого коэффициента усиления мощности связано с близо-
стью регенеративной системы, к которой относится усилитель на туннельном
диоде (УТД), к порогу самовозбуждения. В этом режиме стабильность вели-
чины усиления становится малой и может оказаться неудовлетворительной.
Определим показатель качества усилителя Dp как произведение коэффи-
циента усиления мощности иа полосу пропускания.
Одноконтурный усилитель, схема которого изображена на рис. 4.25, имеет
шолосу пропускания
X Д^к = (s\—^д + ^н)/2лСк. (4.101)
В режиме согласования с нагрузкой, когда g'&—gn=g'u,
Л FK — ( —£д)/лСк.
Показатель качества согласно (4.101) и (4.29), где gr=g'& и —g=—£д,
[DP = KPbFK = gA(g’A—ga + g^l (gA— gn) 2nCK-
= 4 I1 +4/ (4~йд)]/2лСк-
В режиме согласования с нагрузкой g\—ga=g'u и при больших коэффи-
циентах усиления gfA~ga
Рр = £д/лСк. (4.102)
98
Из соотношения (4.102) следует, что в усилителе иа ТД произведение ко-
вффициента усиления на полосу пропускания равно постоянной величине, опре-
деляемой проводимостью диода и емкостью контура. Это положение справедливо
для любого одноконтурного регенеративного усилителя Учтем, что минимально
возможная емкость контура равна емкости диода Сд. Тогда можно сделать,
заключение, что добротность усилителя на туннельном диоде определяется от-
ношением дифференциальной проводимости диода к его емкости. Поэтому в
широкополосных усилителях применяются диоды с наибольшим отношением диф-
ференциальной проводимости к емкости.
Малый уровень шума можно получить, используя емкостный параметриче-
ский усилитель. Принципиальная схема параметрического усилителя изображена
на рис. 4.27. Здесь контур сигнала L[Ci, настроенный на частоту /с, связан с
нагрузкой g'B и антенной. К колебательному контуру также подключена цепь,
<в С1 2
создающая отрицательную проводимость gBi ———-—-—— [13]. Эта цепь состоит
из нелинейной емкости С, величина которой в функции времени изменяется с ча-
стотой гетеродина, называемого генератором накачки, и контура L^C?, настроен-
ного на разностную частоту fa=fT—fe. Этот вспомогательный контур с лрово-
Рис. 4.27
димостью gK2 определяет отрицательную входную проводимость для контура
сигнала, возникающую вследствие обратного преобразования колебания с про-
межуточной частотой fa в колебание на частоте сигнала. Вспомогательный кон-
тур называют холостым в связи с тем, что к нему непосредственно не подклю-
чается нагрузка усилителя g'B.
Влияние цепи, расположенной иа схеме рис. 4.27 правее линии 1—1, можно
учесть отрицательной входной проводимостью, подключенной к контуру сиг-
нала. При такой замене эквивалентные схемы параметрического усилителя и
усилителя иа туннельном диоде совпадают. Поэтому все соотношения и основ-
ные выводы, характеризующие усилитель на туннельном диоде, можно приме-
нить к описанию свойств параметрического усилителя, заменив ga на gBx =
= 0) гДЧс 1/4^Тк2-
Показатель качества усилителя
®п ®с Cml
1 г
где Ск = С1 + Со — емкость контура сигнала; Со=—J C(t)dt— средняя емкость
Гг о
параметрического диода за период гетеродина; (on = 2nfn— угловая промежуточ-
ная частота; (oc=2nfc — углбвая частота сигнала.
4* 99
Для получения большого показателя качества усилителя необходимо при-
менять более высокую промежуточную частоту шп при малой проводимости хо-
лостого контура gK2 и при максимальном отношении емкостей Cmi/CK.
Определим шумовой коэффициент отрицательной входной проводимости (а).
Осуществим опыт короткого замыкания зажимов 1—1 и найдем шумовой ток
1ш п у с частотой сигнала на входе Учтем, что в этом случае единственным
источником шума является холостой контур
Электродвижущая сила шума холостого контура
Е2Ш'К=(41гТ0/8к2)ЬРа. (4.104)
Эта эдс вызовет на входе шумовой ток
п у = ^12п ^ш.п ~ (мс Cmi/2)2 (4 k 7'rj A Fa. (4.105)
Предположим, что этот ток возникает в проводимости gBX при шумовой
температуре аТ0-
/ш.п.у=4А(С[7’о)|§'вх|А/:'о (4.106)'
Учитывая соотношения (4 105), (4 106) и (4 103), находим
Ct — / (Оц •
Коэффициент шума параметрического усилителя в наилучших условиях бу-
дет определяться соотношением (4 100а) при замене в последнем gd=gBz.~g'A
Кпп = 1 +<ос/о)п. (4.107)
При (Оп= Юшс Кш1=1,1.
Формула (4 107) характеризует предельные значения 'коэффициента шума,
достижимые при одинаковых шумовых температурах сигнального и вспомога-
тельного контуров и использовании нешумящей нелинейной емкости
В реальных условиях коэффициент шума оказывается несколько хуже рас-
считанного по формуле (4.107) из за потерь в диоде. Уменьшение коэффициента
шума в этих условиях может быть достигнуто охлаждением диода и холостого
контура, а также повышением вспомогательной частоты шп Следует, однако,
учесть, что повышение холостой частоты шп связано с увеличением частоты ге-
теродина и поэтому встречает серьезные затруднения в диапазоне сантиметро-
вых и миллиметровых волн.
К усилителям типа «отрицательного сопротивления» относятся также кван-
тово-механические усилители.
Принцип действия квантово-механического усилителя основан на свойстве
микрочастиц вещества излучать энергию в фазе с полезным сигналом Эта энер-
гия запасается микрочастицами за счет их возбуждения полем вспомогательного
генератора, называемого генератором накачки Индуцированное излучение на ча-
стоте сигнала возможно лишь в том случае, если активное вещество обладает
разностями энергетических уровней AU7, соответствующими частоте сигнала,
т е
A W = f с h
(где й=6,6-10~27 эрг-с — постоянная Планка) и переходы между этими уров-
нями не запрещены
Исследования тонкой структуры различных веществ показали, что рубин
(кристалл окиси алюминия с небольшой присадкой окиси хрома) и некоторые
100
другие кристаллы позволяют получить индуцированное излучение и, следова-
тельно, реализовать усиление сигнала частот от сотен мегагерц до частот види-
мого электромагнитного излучения Изменения частоты настройки усилителя до-
биваются регулировкой разности энергетических уровней изменением постоянно-
го магнитного поля, в котором находится кристалл активного вещества)
Структурная схема квантово-механического усилителя на кристалле рубина
изображена на рис 4 28
Усилитель состоит из циркулятора, обеспечивающего однонаправленный пе-
реход сигнала от антенны к нагрузке, и квантово механического усилительного.
прибора Усилительный прибор представляет со-
бой резонатор с активным веществом, которое
находится в постоянном магнитном поле Вс и
в электромагнитном поле, возбуждаемом генера-
тором накачки За счет энергии генератора на
качки происходит возбуждение микрочастиц ак
тивного вещества и они переходят на верхний
энергетический уровень, поглощая энергию ге-
нератора
При появлении электромагнитного поля сиг
нала возникает индуцированное этим полем из-
лучение. В результате мощность электромагнит-
ной волны возрастает. На входе резонатора по-
Рис. 4.28
является усиленный поток энергии, направленный от резонатора к циркуля-
тору (Заметим, что циркулятор целесообразно включать в любой усилитель
типа отрицательного сопротивления) Этот процесс и определяет усиление сиг-
нала
Указанное свойство квантово-механического прибора можно оценить отри-
цательной входной проводимостью
В активном веществе прибора существуют хаотические переходы от одного
энергетического уровня к другому, создающие шумовое возбуждение резона-
тора. Кроме того, тепловое движение зарядов в стенках резонатора вызывает
шумовое индуцированное излучение активного вещества Эти шумы определя-
ют наивысшую чувствительность приемника с квантово-мехаиическим усилите-
лем на входе Для снижения уровня шума резонатор с активным веществом
охлаждают до температуры, близкой к абсолютному нулю (единицы кельвинов)
с помощью криогенных устройств. Это позволяет получить коэффициент шума
приемника около 1,03, что соответствует шумовой температуре входа прием-
ника около 8 К
Следует обратить внимание на то, что в приемных устройствах с малым
коэффициентом шума особое значение приобретают потери в фидере и элемен-
тах, связывающих антенну с первым усилительным каскадом приемника. Фи-
дер представляет собой пассивный четырехполюсник Коэффициент передачи
этого четырехполюсника всегда меньше единицы и лишь в отсутствие потерь Кр
стремится к единице.
Известно, что коэффициент шума пассивной цепи равен обратной величине
коэффициента усиления мощности [см. формулу (33а)].
Допустим, что приемник имеет коэффициент шума Кш пр- Этот приемник
подключен к антенне через фидер, имеющий коэффициент передачи мощности
101
Kj>. Найдем коэффициент шума приемного устройства с фидером согласно
(2.13):
+ (Кш пр — 1) /Кр •
Учитывая (3.3,а), получаем Ашо=Ашпр/Ар.
Таким образом, увеличение потерь в фидере вызывает соответствующее
увеличение коэффициента шума приемного устройства.
Если, например, потери в фидере составляют 0,1 дБ, что соответствует
Ар = 0,977, то коэффициент шума системы увеличивается в 1/Ар= 1,023 раза.
Шумовая температура входа приемника, работающего с фидером,
7’пРф= ТЖшо- 1) = А0[(Кш пр/Кр—1)]= (Т0//<р) (Кш щ>-Кр). (4.108)
Шумовая температура входа приемника, работающего непосредственно от
антенны,
7’п₽=То(Кш.пр-1). (4.109)
Найдем разность шумовых температур этих двух приемников:
д т = Т’пр.ф- = То (Кшо- АГш.пр) = то Кш,пр [(1 /КР) -1 ] • (4.110)
В рассмотренном примере при Кш ПР ® 1
Д Т « 293 KI 1,023—1|,« 7К-
Таким образом, потери в фидере в 0,1 дБ увеличивают шумовую темпера-
туру входа на 7 К. С увеличением потерь в фидере увеличивается шумовая
температура входа приемника. Поэтому усилия по созданию малошумящего ра-
диоприемника могут ие привести к улучшению реальной чувствительности при-
емного устройства из-за потерь в фидере.
По указанной причине квантовые и любые другие малошумящие усилители
устанавливают непосредственно у самой антенны. Соединение этого уси-лителя
с остальной частью приемника, осуществляемое фидером, не приводит к увели-
чению общего коэффициента шума при достаточном коэффициенте усиления
малошумящего усилителя [см. 2.14)].
В качестве охлаждающих (криогенных) устройств используют сосуды Дью-
ара с жидким гелием (для подвижных станций). В целях более эффективного
охлаждения применяют двойное криостатирование. Внешнюю область устрой-
ства охлаждают жидким азотом, а внутреннюю — жидким гелием. Устройства
на основе сосудов Дьюара требуют периодической перезарядки соответствующими
охладителями. На стационарных объектах могут быть использованы аппараты
замкнутого цикла, не требующие перезарядки. Первые из указанных охлажда-
ющих устройств имеют относительно малые габаритные размеры и массу (око-
ло 10 дм3 при массе около 10 кг); вторые пока отличаются большими массой,
габаритными размерами и потреблением энергии (свыше 1,5 кВт).
4.10. Резонансные усилители в интегральном исполнении
Производство радиоэлектронной аппаратуры, основанное на использовании
интегральных узлов, отличается высокой степенью повторяемости ее парамет-
ров и высокой надежностью эксплуатации. Интегральное исполнение резонанс-
ных усилителей требует решения задачи создания избирательных цепей с фик-
сированной и переменной настройками.
102
Более простой является реализация избирательных цепей с фиксированной
настройкой. В диапазоне УКВ, где возможно использование элементов с рас-
пределенными параметрами, избирательные системы выполняют в виде отрез-
ков полосковых симметричных и несимметричных линий. Эти резонирующие си-
стемы могут выполняться в соответствующих средах (ц>1 и е>1), обеспечи-
вающих уменьшение габаритных размеров цепей. В верхней части УКВ диапа-
зона находят применение колебательные цепи в виде плоских спиральных кату-
шек индуктивности и конденсаторов, изготовляемых на общей основе с рези-'
сторами и активными элементами в едином технологическом процессе.
На более длинных волнах для создания высокодобротных избирательных це-
пей требуются элементы с большими индуктивностями. Известно, что активная
проводимость избирательной цепи при заданной полосе пропускания ие зависит
от ее частоты настройки. Для одиночного контура соотношение связи между
gK и Д/7! может быть представлено в виде
gK = 1/2?о е = 2 л Ск Д Fj. (4.111)
Для сохранения постоянной величины gK, определяющей коэффициент уси-
ления избирательного усилителя, необходимо сохранять одинаковой емкость кон-
тура. При этом характеристическое сопротивление контура pK = l/2nfoCK долж-
но увеличиваться с уменьшением частоты настройки.
Индуктивность, определяющая настройку контура,
^-к = 1 /4л2 /q Ск.
Отсюда следует, что для уменьшения частоты настройки цепи при Ск=const не-'
обходимо увеличивать индуктивность LK- На низких радиочастотах требуемые
индуктивности оказываются порядка единиц и десятков миллигенри. В связи
с этим при построении резонансных усилителей на линейных элементах исполь-
зуются навесные индуктивности, подключаемые к соответствующим точкам ин-
тегрального узла или микросхемы.
На рис. 4.29 в качестве примера изображена универсальная микросхема
2УС 357, позволяющая создать как апериодический, так и избирательный уси-
64 TjJi.Tj- КТ307В
Д„Лг-КД9О2Д
Рис. 4.29
литель. На рис. 4 30 показана схема электрических соединений микроузла
2УС 357, используемого в качестве одноконтурного резонансного усилителя с
фиксированной настройкой.
103
На рис 4 31 изображена принципиальная схема этого усилителя. Усилитель
трехкаскадный Первый каскад выполнен на транзисторе Т\ и является эмит-
терным повторителем. Второй каскад выполнен по схеме одноконтурного ре-
зонансного усилителя с фиксированной настройкой Транзистор Т2 включен по
схеме с общей базой. Третий каскад является эмиттерным повторителем. В уси-
Рис. 4.31
лителе можно осуществить автоматическую регулировку усиления, подавая на
базу транзистора положительное напряжение. С увеличением этого напря-
жения увеличивается ток транзистора 7\ Этот ток создает на резисторе до-
полнительное падение напряжения, уменьшающее ток транзистора Т2. Крутиз-
на транзистора уменьшается и, следовательно, уменьшается коэффициент уси-
ления каскада. Рабочий диапазон частот fo=0,5-P25 МГц; входное сопротив-
ление усилителя iZ?BX = 2/0,5 кОм; коэффициент усиления Ко=30/20. Меньшие
значения Ко и Рвх соответствуют более высоким частотам рабочего диапазона.
В качёстве избирательной цепи в микроузле могут быть использованы более
сложные фильтры, чем одиночный колебательный контур.
Микроузел 2УС 357 может быть также применен для построения аперио-
дического усилителя В этом случае в схеме соединений, изображенной на
рис. 4 30, достаточно к зажимам 8—9 подключить резистор вместо колебатель-
ного контура LVCK. Сопротивление этого резистора определяется требуемой по-
лосой пропускания усилителя.
104
Для повышения степени интеграции узлов радиоприемников
изыскиваются пути реализации индуктивных элементов на основе
использования ДС-цепей. Эти устройства в качестве двухполюс-
ника осуществляют необходимый фазовый сдвиг между требуе-
мым потребляемым током и приложенным напряжением.
Реактивное сопротивление характеризуется тем, что фазовый
сдвиг между током I и приложенным к двухполюснику напряже-
нием U близок к 90 . Таким двух-
полюсником на рис.~4.32 и является
активный прибор, выходной ток ко-
торого сдвинут на угол л/2 фазо-
сдвигающей цепочкой RC относи-
тельно напряжения, приложенного
к его выходным зажимам. Чтобы
получить этот сдвиг в устройстве
используют фазосдвигающую цепь —
потенциометр, состоящий из двух
сопротивлений, включенных после-
довательно и позволяющих полу-
чить фазовый сдвиг, близкий к л/2,
Рис. 4.32
между напряжением, подведенным к выходным зажимам актив-
ного прибора О, и его напряжением возбуждения Osx-
В качестве фазосдвигающей цепи практически применяют про-
стейшие /?С-двухполюсники, хотя можно применять потенциомет-
ры, составленные из элементов R и L.
Обратим внимание на несомненные преимущества использо-
вания 7?С-цепей в интегральных микроузлах по сравнению с RL-
цепями, поскольку выполнение индуктивностей оказывается за-
труднительным.
Рассмотрим количественные характеристики двухполюсника,
обладающего сопротивлением индуктивного характера. Условно
назовем этот двухполюсник реактивным транзистором, поскольку
в качестве активного прибора здесь использован транзистор.
Принципиальная схема реактивного транзистора изображена
на рис. 4.32 (здесь показаны только цепи переменных составляю-
щих тока).
Определим эквивалентное сопротивление двухполюсника
2Э=(///.
(4.112)
Ток 1 является суммой токов 1Т стока транзистора и 1п фазо-
сдвигающей цепи:
/ = /т4- Лз,
где Ч=У21с/вх; I = О/(R+l/iaC) =iaC0/(1+i®RC).
Учтем, что c7Bx=/n/i®C, тогда
/-= [{7/(1 + i®7?C)] (У21-|-1соС). ' (4.113)
105
С использованием (4.113) соотношение (4.112) примет вид
7Э = (1 + i Т?С)/(У21 + i to С) — + +
4 +со® С*
+ it0_^^-C,. =Ra+[aLa, (4.114)
У21 + со2 С2
где L3=(Y21RC—С)/(У221+со2С2)—эквивалентная индуктивность
двухполюсника; R3 = (У21+^®2С2)/(У221+со2С2) — эквивалентное
вещественное сопротивление двухполюсника.
Найдем добротность эквивалентной индуктивности
<2э = ® La/Ra = со (У21RC-С)/(Г21 + R со2 С2). (4.115)
Добротность Q3 зависит от частоты со так, что при малых со
она увеличивается с увеличением частоты, а при больших со
уменьшается с увеличением частоты. Существуес оптимальная
рабочая частота соОПт, при которой добротность максимальна.
Дифференцируя (4.115) по со и приравнивая результат нулю, по-
лучаем
®om = ^VY^ = VY^R/RC. (4.116)'
Максимальная добротность
Q3 max = -j- (Vy^R-l/^y^R). (4.117)
Из соотношения (4.117) следует, что большую добротность
реактивного транзистора можно получить при больших значениях
произведения У21Д Добротность, близкую к нескольким десят-
кам единиц, можно реализовать лишь при Y2XR порядка 104 и
более. Эта максимальная добротность будет получена на радио-
частотах согласно (4.116) при a^R^C2^ Y2iR^> 1, т. е. при
R1 ]®аС. Поскольку Y2lR^> 1, то У21^сооС.
При этих соотношениях формула (4.114) может быть упро-
щена:
Д = (Y21RC-C)/(Y221 +®2С2)« Y21RC/Y22l = RC/Ym.
Отсюда следует, что эквивалентная индуктивность определяется
постоянной времени фазосдвигающей цепи RC и крутизной тран-
зистора У21. Изменяя режим транзистора по постоянному току
так, чтобы изменялась крутизна транзистора, можно регулиро-
вать индуктивность.
Как указывалось ранее, цепи, содержащие элементы RC и
транзисторы, легко выполняются в едином технологическом про-
цессе. Поэтому реализация индуктивности с помощью 7?С-тран-
зисторных структур является перспективной.
Моделирование реактивных элементов избирательных цепей
используется при работе цепи в широком диапазоне частот.
Прн работе избирательных устройств на относительно низких
частотах, когда паразитными параметрами 7?С-цепей можно пре-
106
небречь, применяются усилители с частотно-зависимым коэффи-
циентом передачи цепи обратной связи, изученные в курсе «Уси-
лительные устройства». Подробные расчетные соотношения для
этих случаев изложены в [16] и [17].
Следует, однако, подчеркнуть, что активные /?С-фильтры, ис-
пользующие усилительные приборы, перегружаются сильным сиг-
налом и помехами. Характеристики реальной избирательности
этих цепей зависят от уровня сигнала и помех. Таким усилителям
в большей степени свойственны рассмотренные ранее нелинейные
явления: блокирование, перекрестные искажения и вторичная мо-
дуляция. Указанное обусловлено ограниченной избирательностью
цепи при больших расстройках (Хр = 1). Поэтому активные RC-
фильтры находят применение в условиях относительно малого
уровня сигнала и помех.
При действии большого уровня помех и широких пределах из-
менения уровня входных сигналов следует применять усилители
с линейными избирательными цепями, размещая эти цепи воз-
можно ближе к входу усилительного тракта.
5. Преобразователи частоты
и параметрические усилители
5.1. Назначение и классификация
Преобразователь частоты представляет собой устройство для
переноса спектра сигнала в другую область частот с сохранением
закона модуляции. Поэтому в преобразователе частоты обяза-
тельно используются нелинейный прибор или прибор с изменя-
ющимся параметром и местный гетеродин, обеспечивающий из-
менение режима преобразующего прибора с частотой гетеродина.
В выходном токе нелинейного или параметрического прибора
возникает множество комбинационных колебаний. Выделение же-
лательного колебания в пре-
образователе частоты осущест-
вляет избирательная система.
Таким образом, в состав пре-
образователя частоты (ПЧ)
входят: преобразующий при-
бор 1, местный гетеродин 2 и
избирательная система 3
(рис. 5.1).
В зависимости от характе-
ра проводимости, изменение
которой используется для преобразования частоты,, преобразова-
тели частоты можно разделить на резистивные и реактивные. Из
реактивных преобразователей наибольшее распространение полу-
107
/7У
Рис. 5.1
чили емкостные, так как они имеют высокие электрические пока-
затели при достаточной простоте выполнения.
В зависимости от типа прибора, используемого для преобразо-
вания частоты, преобразователи разделяются на ламповые и по-
лупроводниковые.
В зависимости от числа электродов, имеющихся в преобразу-
ющем приборе, различают диодные, триодные и многоэлектродные
преобразователи частоты. Триодные и многоэлектродные преоб-
разователи частоты позволяют уменьшить связь цепей сигнала и
гетеродина при подаче колебаний с частотами сигнала и гетеро-
дина в цепи различных электродов.
Если принять в качестве признака классификации способ по-
лучения колебаний местного гетеродина, то преобразователи мож-
но разделить на две группы: преобразователи частоты с отдель-
ным гетеродином и преобразователи частоты с совмещенным ге-
теродином. В последней группе преобразующий прибор^ исполь-
зуется также для самовозбуждения колебаний с частотой гетерб-
дина.
5.2. Основные показатели преобразователя частоты
Преобразователь частоты характеризуется следующими основ-
ными показателями: коэффициентом усиления, уровнем линейных
искажений, нелинейными эффектами, избирательностью, устойчи-
востью эксплуатационно-технических характеристик и перекрыти-
ем заданного диапазона частот.
Коэффициент усиления преобразователя равен отношению
комплексной амплитуды выходного напряжения преобразованной
частоты к комплексной амплитуде напряжения сигнала, действую-
щего на входе преобразователя, т. е.
“ Um jU-m с- (51)
Коэффициент усиления преобразователя зависит от частоты
входного сигнала. Эта зависимость определяется как характери-
стикой избирательности системы, включенной на выходе преобра-
зующего прибора, так и характеристикой нелинейности последне-
го. Для оценки усилительных свойств преобразователя при точ-
ной настройке используют резонансный коэффициент усиления
преобразователя, равный отношению комплексной амплитуды вы-
ходного напряжения преобразователя при точной настройке к
комплексной амплитуде входного напряжения сигнала:
^пО = Um TiJUm с О- (5.2)
Линейные искажения сигнала характеризуются неравномерно-
стью коэффициента усиления в необходимой полосе спектра сиг-
нала и нелинейностью фазовой характеристики.
Определение этих показателей не отличается от определения
аналогичных показателей избирательных усилителей. Следует,
108
однако, подчеркнуть, что в преобразователе частоты эти искаже-
ния дает фильтр, настроенный на промежуточную частоту.
Нелинейные эффекты в преобразователе частоты характери-
зуют величинами, используемыми для аналогичных оценок в из-
бирательных усилителях, а именно: нелинейностью амплитудной
характеристики, коэффициентом блокирования сигнала, коэффи-
циентом перекрестных искажений, коэффициентом взаимной моду-
ляции и коэффициентом вторичной модуляции.
В преобразователе частоты возникают специфические нелиней-
ные эффекты, определяемые наличием сильных колебаний с часто-
той гетеродина. К этим эффектам относятся побочные каналы
приема и свисты, сопровождающие прием полезного сигнала. По-
бочные каналы приема характеризуются значениями их частот и
уровнем выходного напряжения, создаваемого соответствующим
каналом приема.
Избирательность преобразователя частоты в области расстро-
ек Д/<с0,5/п определяется характеристиками фильтра, включен-
ного на выходе преобразующего прибора, и может быть оценена
его коэффициентами прямоугольности кпо,ь Кпо.оь «дооь
Устойчивость работы преобразователя в смысле постоянства
характеристик определяется не только свойствами преобразую-
щего прибора и избирательной цепи, но и свойствами гетеродина.
Что касается удаленности от самовозбуждения, то преобразова-
тель частоты представляет собой устройство, выходные и вход-
ные цепи которого настроены на значительно отличающиеся ча-
стоты (fn и f0), и поэтому непосредственно емкостная либо ин-
дуктивная связь этих цепей обычно не опасна. Существенное сни-
жение стабильности показателей характерно для регенеративного
режима, который используется в преобразователе частоты на тун-
нельном диоде и емкостном преобразователе частоты, работаю-
щем с инверсией спектра.
Перекрытие заданного диапазона частот определяется возмож-
ностью перестройки гетеродина в пределах заданного диапазона
и постоянством его характеристик в этих условиях.
5.3. Общая теория преобразования частоты.
Параметры преобразователя
Теоретические положения общего подхода к анализу преоб-
разователей частоты подготовлены обстоятельными исследова-
ниями, выполненными Л. Б. Слепяном [18], Л. С. Гуткиным [19] и
В. И. Сифоровым [20].
Общая теория преобразования частоты, разработанная
В. И. Сифоровым, позволяет заменить нелинейный преобразую-
щий прибор, или прибор с переменными параметрами, линейной
эквивалентной схемой.
Рассмотрим основные положения общей теории преобразова-
ния частоты. Преобразующий прибор можно представить в виде
нелинейного шестиполюсника, имеющего три пары зажимов
109
тп
; ^тг
о-----
Нелинейный,
тестпиполюсник
Umn
-о—
Z
1
гс
(рис. 5.2). К зажимам 1—1 подводится напряжение сигнала с
комплексной амплитудой t7TOC; к зажимам 3—3 подводится напря-
жение гетеродина йтг; к зажимам 2—2 подключается избира-
тельная нагрузка, выделяющая колебание с промежуточной ча-
стотой йтп. Из всех напряже-
ний, действующих на зажимах
шестиполюсника, напряжение
YH гетеродина имеет наибольшее
значение. В связи с этим мож-
но считать, что режим шести-
. . |/L полюсника для колебаний с
•^7г i Umr 6 г частотой сигнала и промежу-
точной частотой изменяется с
Рис. 5.2 частотой гетеродина. В резуль-
тате этого изменения по-
являются комбинационные колебания, в частности напряжение
сигнала ис создает в нагрузке ток in с промежуточной частотой
/л=/с—fr. Кроме того, при совместном действии на зажимах ше-
стиполюсника колебания гетеродина и колебания с промежуточной
частотой возникают комбинационные колебания вида fr±fn- Одно
из этих колебаний, в данном случае с суммарной частотой fr+fn,
имеет частоту, равную частоте сигнала fr+fn = ft+fc—/г=/с. Если
в преобразующем приборе существует обратная проходная прово-
димость, которая также изменяется с частотой гетеродина, то на
входе появится составляющая тока с частотой сигнала, определя-
емая эффектом обратного преобразования частоты, т. е. эффек-
том преобразования колебания с промежуточной частотой в коле-
бание с частотой сигнала.
Комплексные амплитуды токов im„, 1тс нелинейно зависят от
амплитуд напряжений Отп, Отс'-
1т„^Ф(йтс, Uma), imc = F(Umc, итп). (5.3), (5.4)
Однако при малых Отс, Отп указанные зависимости I тс
можно аппроксимировать линейными функциями вида
L^YUnUmc + Y^nUmn, Imc = ynuUmc + YliaUma. (5.5), (5.6)
Коэффициенты выражений (5.5) и (5.6) У21п, Е22п, Е11п, У12п
имеют размерность проводимости и характеризуют свойства не-
линейного шестиполюсника ио отношению к источнику сигнала
(5.6) и по отношению к нагрузке (5.5), не зависящие от харак-
теристик источника сигнала и нагрузки, и поэтому являются па-
раметрами преобразователя.
Формально уравнения (5.5) и (5.6) совпадают с уравнениями
линейного четырехполюсника, описывающими свойства усилитель-
ного прибора в режиме малого сигнала. Аналогично определе-
нию малосигнальных параметров усилительного прибора найдем
параметры преобразователя частоты. Замкнем выходные зажимы
по
2—2 преобразующего прибора, тогда Стп = 0. Согласно (5.5)
^21п = 4п/^тс при ^тп=--0. (5.7)
Из выражения (5.7) следует, что коэффициент У2ш определя-
ется отношением комплексной амплитуды тока промежуточной ча-
стоты на выходе преобразующего прибора к комплексной ампли-
туде входного сигнала при коротком замыкании выходных зажи-
мов. Это отношение называют крутизной преобразователя:
- 5n = Ann/^mc при £7тп = 0. _ (5.8)
Из уравнения (5.6) при тех же условиях, т. е. при Стп = 0,
определим внутреннюю входную проводимость преобразователя
^11п = ^Ас при 77тп-=О. (5-9>
Положив в уравнениях (5.5) и (5.6) Йтс = 0, определим два
других параметра преобразователя.
Внутренняя выходная проводимость преобразователя равна
отношению комплексной амплитуды выходного тока промежуточ-
ной частоты к комплексной амплитуде напряжения промежуточ-
ной частоты при коротком замыкании входных зажимов:
^п-^тп/^п при Птс = о. (5.10)
Крутизна преобразователя при обратном преобразовании ча-
стоты равна отношению комплексной амплитуды тока частоты
сигнала на входе преобразователя к комплексной амплитуде вы-
ходного напряжения промежуточной частоты при коротком замы-
кании входных зажимов:
У12п = 4С/^7»п при Umc = b. (5.11)
Условимся У12п называть обратной крутизной преобразова-
теля.
Знание параметров преобразователя частоты позволяет рас-
считать ток с промежуточной частотой в нагрузке, представив
преобразователь частоты в ви-
де линейного активного четы- irnc у ima
рехполюсника. Формальная *0 _г~п _________□
эквивалентная схема преобра- I I
зователя частоты изображена бТтГ[
на рис. 5.3. Схема содержит Т т
три проводимости—Уь У2, Уз /о------1-------1----------- о
и генератор тока УгСтС. %
Определим токи 7тс и /тп Рис- 53
для схемы рис. 5.3:
^тс — (^l + ^^mc У2^тп> — (^г ^2) ^тс 4“ (^2 4“ ^з) ^тп-
(5.12), (5.13)
Сопоставляя (5.12) и (5.6), а также (5.13) и (5.5), полу-
чаем
Л+г2=у11п, -у2=у12п, уг-у2=у21п, У2+У3=г22п.
111
Решая совместно эти уравнения, находим
^2= ^12 п> — Л1п + Лап> ^3~ ^22 п + ^12 п> П>=}/21п Уцп'
С учетом полученных соотношений формальная эквивалентная
схема примет вид, представленный на рис. 5.4. Схема является фор-
Рис. 5.4
малиной, потому что при расчете комплексных амплитуд напряже-
ний Umn, Стс или токов 1тп, 1тс их следует считать изменяющимися
с одной частотой, в то время как в действительности Стс, /тос ха-
рактеризуют колебания на частоте сигнала, a Umn, /тп соответ-
ствуют колебаниям на промежуточной частоте.
Схема рис, 5.4 не отличается от эквивалентной схемы усили-
тельного прибора, поэтому коэффициент усиления каскада и па-
раметры связи с последующим и предыдущим каскадами можно
определять по соотношениям, выведенным в гл. 4.
По отношению к выходным зажимам 2—2, где подключается
нагрузка, преобразующий прибор может быть представлен в ви-
де эквивалентного генератора тока (рис. 5.5,а) либо генератора
эдс (рис. 5.5,6) промежуточной частоты. В схеме рис. 5.5,6 источ-
Рис. 5.5 '
ник эдс промежуточной частоты имеет эдс, определяемую внут-
ренним коэффициентом усиления преобразователя цп—1/21п/У22п =
— 5п/У22п-
Внутренний коэффициент усиления преобразователя равен от-
ношению крутизны преобразователя к его внутренней выходной
проводимости. Если выходная проводимость преобразователя ма-
ла по сравнению с проводимостью нагрузки, то режим преобра-
зующего прибора близок к режиму короткого замыкания и рас-
чет тока существенно упрощается. В этом случае
(5.14)
Параметры преобразователей частоты можно определить ана-
литически либо экспериментально.
112
Диодный резистивный преобразователь частоты
Принципиальная схема преобразователя частоты изображена
на рис. 5.6. В этой схеме последовательно с источником эдс сиг-
нала Отс включены источники смещения Ео и напряжения мест-
ного гетеродина итг. К выходным зажимам преобразующего при-
бора подключен колебательный контур, настроенный на проме-
жуточную частоту /по=/со—/го-
-те Д
Рис. 5.6
Рис. 5.7
Для определения параметров преобразователя воспользуемся
соотношениями (5.7) — (5.10). Крутизну преобразователя найдем
при коротком замыкании выходных зажимов как отношение ам-
плитуды 1та к амплитуде напряжения сигнала итс (рис. 5.7).
При коротком замыкании выходных зажимов ток на выходе
преобразующего прибора определяется его статической характе-
ристикой:
4 = /(«а)- (5-15)
Учтем, что на равно сумме мгновенных значений напряжений
«с, Ur, Ео, т. е.
«а = Um с cos (®с t + <р0) + Um г cos ®r t + Ео.
Примем в качестве приращения Дпа напряжение входного сиг-
нала пс=(7тссоз(иД + фс) и представим (5.15) в виде ряда Тей-
лора:
' 4 = / (До + Umr cos ®г /) + /' (Ео + Umr cos ®г 0 Umc cos (®с t + фс) + - - •
(5.16)
/
В разложении (5.16) достаточно ограничиться двумя членами
ряда из-за малости Umc.
Первый член ряда и коэффициент при втором члене являются
периодическими функциями времени с периодом колебаний гете-
родина. Их можно представить в виде рядов Фурье:
f (Ео + Um г cos ®r t) = /0 + 3 Imn cos п сог t, (5.17)
rt=l
Г (Ео + Umr cos сог /) = S (0 - So + 2 smn cos п сог t. (5.18)
n=l
113
Подставляя (5.17) и (5.18) в (5.16) и выделяя комбинацион-
ную составляющую с разностной частотой ип = Ис—получаем
мгновенное значение тока промежуточной частоты:
in = cos (соп t + ф0), (5.19)
где /тп=0,55/1171
Амплитуда сигнала в комплексной форме
Um с = Um с ехР i Фс- , (5-2°)
Согласно (5.19) комплексная амплитуда тока промежуточной
частоты
п = 0,5 Sm n t/m с exp (i фс). (5.21)
Разделив (5.21) на (5.20), получим крутизну преобразова-
теля:
Sn = imn/Umc = G,5Smn. (5.22)
Крутизна преобразователя равна половине амплитуды п-й
гармоники крутизны, изменяющейся с частотой гетеродина.
Известно, что коэффициенты ряда Фурье, отображающего по-
ведение непрерывных функций времени, уменьшаются с увели-
чением номера гармоники п. Поэт.ому крутизна преобразователя
также уменьшается при использовании высших гармоник гете-
родина, существующих в законе изменения крутизны. Преобра-
зование частоты на высших гармониках гетеродина используют
лишь в случае приема сигналов с высокими несущими частотами
и отсутствия в месте приема приборов, способных генерировать
соответствующие ВЧ колебания.
Внутренняя входная проводимость преобразователя может
быть найдена согласно (5.9) выделением в (5.16) тока с частотой
сигнала:
1С So Umc cos (®с t + фс). (5.23)
Запишем (5.23) в комплексной форме:
ic = So Umc exp i (®с t + Фс) = /тс exp i ®с t. (5.24)
Очевидно, что
4c = Sot/mcexp(i^c). (5.25)
Разделив (5.25) на (5.20), получим
^iin=4<Xnc = So при £7mb = 0. (5.26)
Таким образом, внутренняя входная проводимость преобразо-
вателя равна среднему значению крутизны диода за период ге-
теродина. Для определения внутренней выгодной проводимости
преобразователя Уг2п найдем амплитуду тока /тп на выходе пре-
образователя при подключении к зажимам 21—2 напряжения про-
межуточной частоты Un=t/mncos((on^ + <pn) и короткозамкнутых
входных зажимах (рис. 5.8).
114
Схема рис. 5.8 аналогична схеме рис. 5.7. Различие заключа-
ется лишь в том, что в схеме рис. 5.8 последовательно с источ-
никами эдс Ео и иг включен источник ип вместо нс.
Поэтому напряжение на диоде
ыа = Um п cos (соп t + фл) + итг cos®r t + Ео. (5.27
Представляя (5.15) в виде ряда Тейлора, получаем
а =/ (Л> + Um г cos сог t)+f (E0 + Um г cos сог t) Un п cos (®п t + фп) 4- ... .
(5.28)
Использовав разложение коэффициентов соотношения (5.28)
в ряды Фурье (5.17) и (5.18), выделим амплитуду тока с проме-
жуточной частотой imn = S0Umn.
Рис. 5.8 Рис. 5.9
Согласно (5.10) внутренняя выходная проводимость преобразо-
вателя
^22 п ~ ц/йт п Eq при Ёт с 0.
Значение обратной крутизны преобразователя, т. е. крутизны
преобразователя при обратном преобразовании частоты У12п, най-
дем согласно (5.11), определив отношение /,„<. к
п Еп.обр--7т с/[7тп 0,5 Smn при Umc 0. (5.29)
Из сопоставления (5.29) и (5.22) видно, что у диодного ре-
зистивного преобразователя частоты крутизна при обратном пре-
образовании частоты У12п равна крутизне преобразователя при
прямом преобразовании частоты У2щ. Это положение обусловле-
но тем, что выходные и входные цепи преобразователя связаны
через резистивный двухполюсник, свойства которого не зависят
от частоты.
На основании полученных соотношений формальная эквива-
лентная схема преобразователя может быть'представлена рис. 5.9.
В отличие от схемы рис. 5.4 в этой схеме отсутствует генератор
тока (У21—Уып)Umc, так как Y2in=Yl2n.
Таким образом, формальная эквивалентная схема диодного ре-
зистивного преобразователя частоты представлена схемой линей-
ного симметричного пассивного четырехполюсника, работающего
на внешнюю цепь. Отсюда следует, что коэффициент усиления
диодного резистивного преобразователя частоты всегда меньше
единицы.
115
Известно, что максимальный коэффициент передачи линейно-
го пассивного четырехполюсника реализуется при нагрузке на
характеристическую проводимость.
Определим характеристическую проводимость преобразова-
теля:
' Дх = 1/^к.зёгх.х> (5.30)<
где gK.3, gx.x — входная проводимость преобразователя, соответ-
ственно при коротком замыкании выходных зажимов и при разом-
кнутых выходных зажимах.
Согласно рис. 5.9 при коротком замыкании зажимов 2—2'
gK.3 = S0, при разомкнутых зажимах 2—2
gx.x — So + ‘*>п + (— 5П) (So ф- Sn)/(—Sn + So -ф Sn) = (s0 Sn)/S0.
Подставляя эти значения gK,3 и gx.x в формулу (5.30), полу-
чаем
Й.
При нагрузке преобразователя на характеристическую прово-
димость коэффициент усиления
=- Um JUmc=Sn/ (s0+K^Sn).
Входная проводимость преобразователя при этом также рав-
на характеристической.
То обстоятельство, что характеристическая проводимость пре-
образователя зависит от режима, можно использовать для согла-
сования преобразователя с нагрузкой. Для этого при выбранной
нагрузке следует подобрать смещение Ео, обеспечивающее харак-
теристическую проводимость, равную проводимости нагрузки.
Необходимое смещение До мо-
жет быть получено за счет по-
стоянной составляющей тока ди-
ода, обусловленной процессом де-
тектирования колебаний гетеро-
дина.
Схема диодного преобразова-
теля частоты, в котором постоян-
ная составляющая тока диода
/о используется для подачи
смещения Ео, изображена на
рис. 5.10.
Обычно входная и выходная проводимости преобразователя
велики, поэтому в схеме использованы слабые связи преобразо-
вателя как с контуром сигнала LKiCKi, так и с контуром проме-
жуточной частоты Lk2Ck2.
При реализации преобразователей частоты часть мощности
гетеродина, потребляемой преобразователем Рг=— ImirUmr cos фг»
116
рассеивается на диоде. У вакуумных диодов рассеиваемая мощ-
ность практически не ограничивается; что касается полупровод-
никовых диодов, то у них такое ограничение существует. Мощ-
ность, потребляемая от гетеродина, должна составлять неболь-
шую часть мощности гетеродина. В этом случае изменение ре-
жима преобразователя частоты будет слабо сказываться на ам-
плитуде и частоте колебаний генерируемых гетеродином.
В диодных преобразователях частоты цепи сигнала и гетеро-
дина сильно связаны через диод. Наличие этой связи приводит
к тому, что, во-первых, настройки контуров гетеродина и сигна-
ла оказываются взаимозависимыми, во-вторых, ток с частотой
сигнала, замыкающийся через цепи гетеродина, может вызвать
«захватывание» колебаний гетеродина и, наконец, в-третьих, ток
с частотой гетеродина, замыкающийся через цепи сигнала, опре-
деляет существенное излучение энергии гетеродина антенной ра-
диоприемника. Это излучение всегда нежелательно, так как оно*
создает помехи другим радиоприемникам, антенны которых рас-
полагаются на небольшом расстоянии от антенны излучающего'
радиоприемника.
Для устранения указанных недостатков диодных преобразова-
телей частоты на практике применяют балансные преобразовате-
ли, исключающие излучение гетеродина.
Балансные преобразователи частоты
Для устранения излучения гетеродина балансными преобразователями цепи;
сигнала и гетеродина подключаются к диагоналям уравновешенного моста, ис-
ключающего передачу напряжения гетеродина в цепи сигнала и, естественно,
устраняющего передачу напряжения сигнала в цепи гетеродина. Балансные пре-
образователи могут выполняться в дв}х вариантах, отличающихся способами
подачи напряжений гетеродина и сигнала на преобразующие диоды: 1) при
синфазном возбуждении от гетеродина напряжение сигнала подводится в проти-
вофазе; 2) при противофазном возбуж-
дении от гетеродина напряжение сигна-
ла подводится сиифазно.
Рассмотрим схему балансного пре-
образователя частоты, в котором напря-
жение гетеродина подведено к диодам
синфазно, а напряжение сигнала—про-
тивофазно (рис. 5.11). Балансный пре-
образователь имеет симметричный вхот
Рис. 5.11
для источника сигнала. К средним точ-
кам катушек индуктивности контура сигнала Lh с и контура промежуточной ча-
стоты LK „ подводится напряжение гетеродина. Ток гетеродина Ф, замыкающийся
через преобразователь, разветвляется в точке а, образуя токи bi и гГ2 соответст-
вующих плеч балансного преобразователя частоты. При полной симметрии плеч
преобразователя токи iri и Ьг одинаковы и на зажимах 1—1 напряжение с ча-
стотой гетеродина равно нулю. Благодаря этому устраняется передача энергию
гетеродина в антенную цепь приемника.
117
Напряжение гетеродина Umr синхронно изменяет проводимость диодов Д1
и Дг с частотой гетеродина, поэтому ток сигнала ic, замыкающийся через диод
Дь колебательный контур промежуточной частоты и диод Д2 изменяются с ча-
стотой гетеродина. В результате этого изменения появляются составляющие
суммарной (/c+fr) и разностной (fc—/г) частот. Резонансный контур, настроен-
ный на разностную частоту, выделяет колебания этой частоты. Обратим, вни-
мание на то, что в токе преобразованной частоты отображаются как фаза на-
пряжения сигнала, так и фаза напряжения гетеродина, действующих на диоде.
В преобразователе, выполненном по схеме рис. 5 11, напряжение сигнала под-
водится к диодам Д, и Д2 в противофазе, поэтому токи преобразованной ча-
стоты обоих плеч будут также в противофазе Для суммирования результата
преобразования частоты необходимо контур промежуточной частоты включить
к преобразующим диодам по двухтактной схеме.
На рис. 5.12 изображена схема балансного преобразователя частоты с одно-
тактным включением выходного контура. В этой схеме выходные цепи преобра-
зующих приборов включены параллельно к общей избирательной нагрузке Токи
Рис. 5.12
сигнала верхнего ict и нижнего 1С2 плеч преобразователя замыкаются через кон-
тур LK пСк п. Фазы этих токов противоположны. При полной симметрии плеч
преобразователя амплитуды токов сигнала равны, и поэтому токи взаимно ком-
пенсируются независимо от проводимости диодов Д1 и Д2, изменяющейся с ча-
стотой гетеродина Таким образом, в цепи контура 1-< ПСК п нет тока сигнала,
изменяющегося с частотой гетеродина и, следовательно, отсутствует напряже-
ние преобразованной, т. е. промежуточной частоты.
Положение можно было бы изменить, изменив фазы напряжений гетеродина,
подводимых к диодам Д1 и Д2, на противоположные Эти условия можно осу-
ществить изменением полярности включения одного из диодов согласно рис 5 13.
Преобразователь, выполненный по схеме рис. 5 13, не требует симметриро-
вания последующего тракта усиления промежуточной частоты. Вместе с этим
Рис. 5.13
118
преобразователь рассмотренного типа обладает недостатком по сравнению с пре-
образователем, выполненным по схеме рис. 5 11, заключающимся в наличии
больших уровней второй гармоники гетеродина на зажимах 1—1 входа преоб-
разователя и первой гармоники гетеродина на зажимах 2—2 выхода преобра-
зователя. Наличие колебаний второй гармоники гетеродина на входных зажимах
лишает балансный преобразователь наиболее ценного свойства — отсутствия из-
лучения колебаний гетеродина.
Устранение связи гетеродина с цепями сигнала обеспечивается в балансном
преобразователе при синфазной подаче сигнала на плечи преобразователя и
противофазном возбуждении от гетеродина (рис. 5.14). Здесь токи с частотой
гетеродина ir! и ir2 плеч балансного преобразователя замыкаются через контур
сигнала LK сСк с- Эти токи сдвинуты по фазе иа 180°. При полной симметрии
плеч преобразователя суммарный ток гетеродина через контур сигнала равен
нулю.
Рис. 5.14
Преобразователь, выполненный по схеме рис. 5.14, отличается тем, что на
выходе его при полной симметрии плеч отсутствует напряжение с частотой сиг-
нала. Это свойство преобразователя облегчает разделение спектра на частоте
сигнала и спектра иа промежуточной частоте при малой разнице частот fc и
fu- Преобразователь, выполненный по схеме рис. 5 11, таким свойством ие об-
ладает.
Преобразователь частоты с несимметричным входом (см. рис. 5.14) обла-
дает вдвое меньшим входным сопротивлением по сравнению с входным сопро-
тивлением одиотактного диодного преобразователя частоты вследствие того, что
оба плеча преобразователя частоты включены параллельно к источнику сигнала.
Балансный преобразователь с симметричным входом (см. рис. 5.И) имеет
в 2 раза большее входное сопротивление, чем одиотактный преобразователь,
так как входы обоих плеч балансного преобразователя включены последова-
тельно.
Балансные преобразователи при точной симметрии плеч позволяют скомпен-
сировать составляющие промежуточной частоты, обусловленные помехами, про-
никающими к преобразователю вместе с напряжением гетеродина. Наибольшую
опасность представляют спектры шумов и паразитной модуляции гетеродина,
совпадающие по частоте с основным и симметричным, каналами приема. Ком-
пенсация обусловлена тем, что токи преобразованных частот этих составляю-
щих в обоих плечах преобразователя будут синфазными, в отличие от тока
преобразованной частоты полезного сигнала, и поэтому будут вычитаться в на-
грузке.
В целях устранения взаимной связи цепей сигнала и гетеродина, а также
компенсации токов сигнала и гетеродина в нагрузке используют двойные ба-
119
лансныс преобразователи частоты, получившие название кольцевых преобразова-
телей (рис. 5.15). В таком преобразователе диоды включены так, что обра-
зуют кольцо с односторонней проводимостью. На выходе такого преобразователя
при симметричном выполнении плеч существуют только составляющие суммар-
ной и разностной частот, в общем случае соответствующие нечетным гармоникам
гетеродина и сигнала [21].
Для уменьшения нелинейных искажений при больших уровнях сигнала и
помех в каждое плечо преобразователя включают достаточно большое число
диодов. При этом общее входное напряжение распределяется на диоды, вколо-
ченные последовательно В результате
иа каждом диоде получается малое на-
пряжение Это и приводит к уменьшению
искажения В качестве нелинейных эле-
ментов применяют диоды с барьером
Шотки (ДБШ).
Кольцевые преобразователи частоты
используются, как правило, в диапазоне
сравнительно низких частот (до несколь-
ких мегагерц), так как с повышением
частоты затрудняется симметрирование
плеч преобразователя вследствие влия-
ния трудноустранимых паразитных ин-
дуктивностей и емкостей элементов.
Диодный емкостный преобразователь частоты
Принципиальная схема диодного емкостного преобразователя
частоты изображена на рис. 5.16. Эта схема аналогична схеме
рис. 5.6, но здесь в .качестве преобразующего прибора включен
емкостный диод (варикап). Емкость диода С зависит от прило-
женного-напряжения, т. е. C=f(u).
Для резкого р-п перехода, когда заряд на границе перехо-
да изменяется скачком, С = а/У Uo—и, для плавного р-п перехода,
когда заряд в зоне перехода изменяется по линейному закону, С =
= b/V Uо~и. График изменения емкости показан на рис. 5.17.
120
К нелинейной емкости подведено напряжение гетеродина иг
с большой амплитудой и напряжение сигнала ис с малой ампли-
тудой. Очевидно, можно считать, что только напряжение гетеро-
дина изменяет емкость диода. Что же касается напряжения сиг-
нала, то оно вызывает ток с частотой сигнала, амплитуда которого
изменяется с частотой гетеродина. В результате этого изменения
появляются составляющие с преобразованными частотами.
Рис. 5.18
Согласно общей теории преобразования частоты определим
параметры преобразователя: крутизну преобразователя У21п и
внутреннюю входную проводимость Уцп при коротком замыкании
зажимов 2—2 (рис. 5.18).
Ток через емкостный диод определим как скорость изменения
соответствующей составляющей заряда q\
ic = dqjdt, i„ = dqnldt, (5.31), (5.32)
где qc— составляющая заряда емкости, изменяющаяся с часто-
той сигнала; q„ — составляющая заряда емкости, изменяющаяся
с преобразованной частотой.
Заряд нелинейной емкости q является нелинейной функцией
приложенного напряжения и:
q = F(u). (5.33)
Согласно рис. 5.18 напряжение на диоде и = Е0 + иг + ис.
Представим выражение (5.33) в виде ряда Тейлора, полагая,
что напряжение сигнала ис является малым приращением прило-
женного напряжения:
9 = 77(£0 + иг) + 77'(£'0 + иг)ис + Г"(£0 + иг)н2/2!4-... . (5.34)
Коэффициенты ряда (5.34) являются периодическими функ-
циями времени-с периодом, равным периоду гетеродина, удовле-
творяющими условиям Дирихле и поэтому представимыми в виде
рядов Фурье
Первый коэффициент ряда — заряд нелинейной емкости:
F (^14* «г) ~ Л) 3 ^гп пг COS (Пг С0г /-)- фПг).
п=1
121
Второй коэффициент ряда, являющийся производной заряда
по напряжению, представляет собой дифференциальную емкость
диода С:
F' (£0 4- мг) = С (/) = Со + 2 Стп cos (п ®r t + фп), (5.35)
П=1
1 Д
где Со=~ J C(t)dt — среднее значение емкости за период гете-
2
родина; Стп — ~ f С(/)соз(псог/ + фп)(£ — амплитуда n-й гармо-
Jo
ники емкости.
Третий коэффициент ряда является второй производной заря-
да нелинейной емкости по напряжению, или, что то же, первой
производной емкости:
F" (£0 + «г) = С' (/) = Со + 2 cos («+ Фп)-
п=1
Аналогично можно записать остальные коэффициенты ряда
(5.34).
Вследствие малости напряжения сигнала в соотношении (5.34)
ограничимся двумя первыми членами разложения.
Допустим, что напряжение сигнала
ис = Umc cos (®с t + <рс) = Re (мс), (5.36)
где йс = £тс exp(i® J + фс) = tAnc exp(i®cO; ^тс = Umc exp iepc-
Выделим quc — составляющие заряда, обусловленные действи-
ем напряжения сигнала:
qac = F' (Ео + иг) ис = С (!) Umc cos (со01 + фс). (5.37)
Соотношение (5.37) с учетом (5.35) и (5.36) запишем в виде
<7ИС = Со Umc cos (ш01 + ф0) + Umc cos (сос t + фс) 2 Стп cos (п ®г / + Фп)-
п=1
Отсюда составляющая заряда, изменяющаяся с частотой сиг-
нала,
Qa = CoUma соз(сос/ + фс)
и составляющая заряда с преобразованной частотой ®п = ®с±
qn = 0,5 Стп Umc cos (ип t + фс ± фп).
Согласно (5.31) и (5.32) получим мгновенные значения то-
ков:
i0 = dqjdt = — со0 Со Umc sin (®01 + фс) = ®с Со Umc cos (®0 / + Фо + л/2),
(5.38)
‘п = dqa/dt = —0,5 соп Стп Umc sin (®п t + ф0 ± фп) =
= 0,5®пСтпС/тСсоз(юп/4-фо ±фп4-л/2). (5.39
122
Комплексная амплитуда входного напряжения
^Лпс = ^Лпс i фс.
Комплексная амплитуда входного тока с частотой сигнала со-
тласно (5.38)
та ~ Со Uтс ОХр i (ф0 Л/2) — i (1)с Со Umc.
Таким образом, по определению, внутренняя входная проводи-
мость преобразователя
Гпп = KncJ^mc ~ ' ®с Со- (5.40)
Внутренняя входная проводимость емкостного преобразовате-
ля частоты равна средней проводимости емкости диода на часто-
те сигнала.
Комплексная амплитуда выходного тока преобразованной ча-
стоты с учетом принятого направления тока (рис. 5.18 и 5.2) со-
гласно (5.39)
^тп ' 0>5®пСт71 Um 0 exp i (jj/2 ±<pn)
Таким образом, по определению, крутизна преобразователя
^2iп ~ ^mni^mc ~ i 0,5 соп Стп exp (ii фп) при СтП = 0, (5.41)
К21п= — iO,5<onCmn при фл = 0 + 2/сл. (5.42)
Крутизна преобразователя равна половине проводимости емко-
сти, величина которой определяется амплитудой n-й гармоники
емкости диода, на преобразованной частоте. Крутизна преобразо-
вателя линейно растет с увеличением преобразованной частоты,
кроме того, она определяется законом изменения емкости с часто-
той гетеродина.
Для получения большой крутизны преобразователя следует
увеличивать промежуточную частоту и амплитуду л-й гармоники
емкости Стп. В силу свойств ряда Фурье для непрерывных функ-
ций наибольшее значение Стп соответствует п=\, т. е. преобра-
зованию частоты на первой гармонике гетеродина. В этом случае
крутизна преобразователя У21п =—0,5®пСть
Параметры У12п и У22п получим при коротком замыкании вход-
ных зажимов, полагая, что к выходным зажимам 2—2 включено
напряжение промежуточной частоты
П22 — Uт п COS ((Вп t + Фп).
В комплексной форме
и22= ₽е(ип),
где йп = : Ота exp i соД; 0тп = exp i срп.
На рис. 5.19 изображена схема короткого замыкания входных
зажимов преобразователя, позволяющая определить y)2n и У22п.
Сопоставляя схемы рис. 5.19 и 5 18, видим, что при последо-
вательном соединении источников эдс схемы различаются лишь
123
источниками напряжений ис, ип- Поэтому, выполняя анализ, ана-
логичный предыдущему, при определении У21п, Уцп, получим У22п,
У 12п в виде следующих соотношений.
Внутренняя выходная проводимость преобразователя
У22 п п == i Cq при Птс = 0, (5.43)
т. е. внутренняя выходная проводимость равна проводимости
'средней емкости диода на промежуточной частоте.
Обратная крутизна преобразователя
при Umc = 0 У1гп =- п == — iO,5о)с Cmn ехр (± i q>n),
ri2n= —i0,5®cCmn при фп = 0 + 2кл. (5.44)
Полагая, что преобразование частоты определяется первой
гармоникой гетеродина, находим
У12п = ~ iO,5©cCml. (5.45)
Обратная крутизна преобразователя равна взятой с обратным
знаком половине проводимости емкости, величина которой опре-
деляется амплитудой n-й гармоники емкости диода, на частоте
входного сигнала.
Из сопоставления (5.42) и (5.44) следует, что в емкостном
преобразователе частоты крутизна при прямом и обратном пре-
образованиях частоты различны. Найдем отношение Ъш/Уып. Со-
гласно (5.42) и (5.44) У21п/У12п = <оп/сос, т. е. отношение прямой
крутизны преобразователя к обрат-
ной равно отношению преобразован-
ной частоты к частоте сигнала. На-
помним, что в диодном резистивном
преобразователе частоты это отно-
шение равно единице. Следствием
этого оказалось, что диодный рези-
стивный преобразователь частоты
является взаимным четырехполюс-
ником и может быть представлен пассивной цепью с резистивными
элементами.
В отличие от эквивалентной схемы резистивного преобразова-
теля частоты эквивалентная схема емкостного преобразователя
частоты содержит реактивные параметры (Уцп, У22п) и генера-
тор тока (У21П=#У12п). Поэтому диодный емкостный преобразова-
тель частоты является активным элементом, т. е. является уси-
лителем мощности. Усиление мощности определяется энергией
колебаний гетеродина, который доставляет ее преобразователю
частоты.
Найдем коэффициент усиления мощности как отношение мощ-
ности, отдаваемой преобразующим прибором на промежуточной
частоте, к мощности, потребляемой преобразователем на частоте
сигнала:
Кр = Р
вых/^*вх
124
При напряжении на входных зажимах преобразователя 0тс
i(cm. рис. 5.2) входная мощность
Рвх ~~ 0,5 [^Лпс Атс].
Воспользовавшись выражением (5.6) для 1тс, получим
Rbx = 0,5 Re РЦП Umc Uтс -f- ^тп Umc]
Мощность, отдаваемая на промежуточной частоте,
Рвых = 0,э Re [t/mn Ann] •
Используя (5.5), получаем
iтп — ^21п А/тс 4" УгЗп^тп
И
Рвых — — 0,5 Re [Угт А/тс t7mn + Уггп А/тп].
Известно, что произведение комплексной величины на свою
сопряженную дает квадрат модуля, поэтому UmcU*mc = U2mc и
ОтпО*тп = П2тп.
С учетом соотношений (5.40) и (5.43)
Рвх = 0,5 Re [У12 п Um п Umc], Рвых = - 0,5 Re [У2*1П Umn Umc]
и
Кр = РВых/РВХ = — ^21п/У12п-=®пМ- (5-46)
Это соотношение, впервые полученное Мэнли и Роу, позволя-
ет сделать следующие выводы: 1) коэффициент усиления мощно-
сти емкостного преобразователя частоты растет с увеличением
отношения промежуточной частоты к частоте сигнала; 2) при
преобразовании спектра сигнала на суммарную комбинационную
частоту, когда ®n = coc + ®r, коэффициент усиления больше едини-
цы и растет с увеличением частоты гетеродина; 3) при преобра-
зовании спектра сигнала на разностную комбинационную часто-
ту, когда соп = юо—сог и <Ог<<ос, коэффициент усиления 7<Р<1 и
уменьшается с увеличением частоты гетеродина; 4) при преобра-
зовании спектра сигнала на разностную комбинационную часто-
ту, когда ®п = (вс—®г и <вг><вс, коэффициент усиления преобразо-
вателя оказывается отрицательным.
Отрицательное значение коэффициента усиления мощности
свидетельствует о том, что преобразователь частоты в этом ре-
жиме отдает мощность как в выходную, так- и во входную цепь.
Режим преобразователя, при котором <ог><Ос и преобразова-
ние частоты осуществляется на разностную комбинационную ча-
стоту, характеризуется инверсией спектра сигнала. В этом режи-
ме верхняя боковая полоса частот модуляции спектра сигнала
преобразуется в нижнюю боковую полосу частот на промежуточ-
ной частоте, а нижняя боковая полоса частот — в верхнюю.
Согласно соотношению (5.46)
/Ср = (®с —®г)/®с= —(®г—®0)/®С= — 1®п1/®с,
125
где | Отп|—абсолютное значение промежуточной частоты. Из по-
следнего соотношения следует, что в этом случае (при сог>®с)
КР<0.
Найдем входную проводимость преобразователя частоты, ра-
ботающего с инверсией спектра.
Согласно определению входной проводимости Увх — /тс/Стс*
Воспользовавшись соотношением (5.6), получим Увх=Упп +
+ ^12пЙтп/Йтс. Учтем также, ЧТО Стп = — У21пСтс|/(У22+ Ун). Тог-
да
Твх = Гцп-Лв, У12„/(У22„ + Ун) = Уип + А Увх- (5.47)
Подставив параметры преобразователя (5.40), (5.41), (5.43)
и (5.45) и проводимость нагрузки £н = £к2 + 16К2 в формулу (5.47),
получим
Увх = £вх + ^вх, (5.48)
где £вх=(0пТОсС2т1£к2/4(£2К2 + Ь2кг) — вещественная составляю-
щая входной проводимости: Ьвх = (£>сСо—bK2<anacC2mi/4 (^2кг +
+ &2кг)—мнимая составляющая входной проводимости; <вп —®с±
±ы, — преобразованная частота сигнала.
Вещественная составляющая входной проводимости gBX зависит
от реактивной составляющей проводимости нагрузки. При резонан-
се, когда преобразованная частота сос±®г совпадает с частотой
настройки выходного контура и bK2 = 0, |g0x| становится макси-
мальной:
I^BxImax 1®п1®с Ст1/4^к2.
При расстройке преобразованной частоты сигнала относитель-
но частоты настройки контура абсолютная величина проводимос-
ти | £вх | уменьшается.
Соотношение (5.48) свидетельствует о том, что вещественная
составляющая входной проводимости преобразователя, работаю-
щего с инверсией спектра (когда <вп = ®с—©г и ®г><ос), становит-
ся отрицательной и вследствие этого уменьшаются потери энер-
гии во входных цепях преобразователя.
Коэффициент шума емкостного преобразователя частоты
Принципиальная схема преобразователя и его обобщенная
шумовая схема изображены соответственно на рис. 5.20 и рис.
5.21. Здесь шумы преобразователя представлены двумя генера-
fei
Емкос-тный.
ттреоВразующий
приВор
Рис. 5.20
126
торами: генератором тока короткого замыкания входных зажи-
мов преобразующего прибора /ш.вх и генератором эдс Еш. У этого
генератора эдс определяется током короткого замыкания выход-
ных зажимов, пересчитанным к входу преобразователя согласно
формуле
Еш = Лп.к.з.вых/^21 п> (5.49)
где /ш.к.з.вых — шумовой ток короткого замыкания выходных за-
жимов преобразователя; Y2in—крутизна преобразователя.
. вь'х: к-3-
-------О(
Нешумящий
преобразователь выход
частоты
Рис. 5.21
Эдс шума Еш можно считать возникающей в некотором шумо-
вом сопротивлении Rm за счет тепловых флуктуаций при комнат-
ной температуре. Тогда шумовое сопротивление можно опреде-
лить согласно (5.49):
4kT0 Яш Д f = 1ш.к.з.вых/1У21 п 12-
/2
Отсюда 7?ш=------ш^3-вых-- (5.50)
4^Т01У21п|2Д / 4
Определим шумовые токи короткого замыкания входных и
выходных зажимов.
Допустим, что емкостный диод имеет конечную- добротность
Q=1/®0C0/?»1, (5.51)
где ®о — частота сигнала; Со — средняя емкость диода; R— со-
противление, эквивалентное потерям диода.
Из-за потерь диод создает флуктуационное напряжение —
шум с равномерной спектральной плотностью мощности в широ-
ком диапазоне частот. Поскольку на входе и выходе преобразу-
ющего прибора обычно включены избирательные цепи, выделяю-
щие колебания в узкой полосе, можно учитывать шум резистора
R только на частотах сигнала ®с и промежуточной <оп. Этот Дпум
определяется двумя квазигармоническими источниками эдс:
4,с = Ж)/т <п = 4бадд/. (5.52), (5.53)
Для расчета токов короткого замыкания входного /ш.д.к.з.вх и
выходного /ш.д.к.з.вых воспользуемся схемой рис. 5.22. Здесь источ-
ники эдс с частотой сигнала е2ш.с и промежуточной частотой е2ш.п
включены последовательно с емкостью С, изменяющейся с час-
127
тотой гетеродина и резистором 7?. Полагая, что Q^>1, можно не
считаться с R при расчете токов 7Ш.ВХ и /ш.Вых-
Шумовой ток при коротком замыкании входных зажимов оп-
ределится* двумя слагаемыми: одно из них обусловлено эдс на
Рис. 5.22
частоте сигнала, второе — эдс на промежуточной частоте. Это
второе слагаемое обусловлено процессом преобразования коле-
бания на промежуточной частоте в колебание на частоте сиг-
нала.
Общий шумовой ток на входе
Тш.Д.К.З .вх — 1 ВХ Ч" 7ш 2 вх> (5.54)
где /2ш1вх= |Уцп|2е2ш.с — составляющая шумового тока на входе,
обусловленная эдс на частоте сигнала; 72ш2вх= | У12П12е2ш.п—1
составляющая шумового тока на входе, обусловленная эдс на
промежуточной частоте.
Таким образом, согласно (5.54), (5.52) и (5.53)
/ш .Д .к .3 .вх = 4^ТТ? (1 + ц2) | У11п |2 A f, (5.55)
где ц = У12п/Уцп = С'т1/2Со — внутренний коэффициент усиления
преобразующего прибора; Т — шумовая температура диода.
Шумовой ток короткого замыкания выходных зажимов также
определится двумя слагаемыми:
7111.Д.К.З.ВЫХ = Ли 1 ВЫХ Т" 7щ 2 вых • (5.56)
Первое слагаемое обусловлено шумовой эдс е2ш.п на промежу-
точной частоте
7ш 1 вых= 1^22 п12 еш.п, (5.57)
а второе — эдс е2ш.с на частоте сигнала
/ш2вых= |У21п12еш.с. (5.58)
Учитывая (5.57) и (5.58), соотношение (5.56) записываем в
виде
7ш.д.к.з.вых= 4 kTR |У22п|2(1 р2) A f.
Заметим, что /Ш1 вх и 7шз вых, а также /ш2 вх и 7ш1 вых являются
попарно коррелированными составляющими. Однако эту корре-
128
ляцию в последующем для упрощения анализа учитывать не
будем.
При расчете коэффициента шума преобразователя частоты в
/ш.к.з.вых следует учесть шумовой ток контура Ьк2СК2, т. е.
/^ш.к,з.выx 2ш.к2 4" ^2ш.д.к.з.вых, где /2ш.к2 ШуМОВОИ ТОК,
обусловленный потерями выходного контура преобразователя.
Согласно шумовой схеме преобразователя, изображенной на
рис. 5.21, коэффициент шума емкостного преобразователя.
Rm = [/ш г+ Лп.вх + £ш (£г4- ёвх)2]/Ли.г,
где I'2m.r = 4kT0g'rAf — квадрат эффективного значения шумового
тока генератора сигнала: Рш.вх = 4каТ0 |gBX | А/— квадрат шумо-
вого тока на входе преобразователя (при коротком замыкании его
ВХОДНЫХ И ВЫХОДНЫХ зажимов /2ш.вх = ^2ш.д.к.з.вх) ; .Е2Ш =
— 4kT0Rw&f — квадрат шумовой эдс, учитывающий шумы в’ыход-
ной цепи преобразователя и элементов схемы за ним [здесь 7?1П
определено согласно соотношению (5.50)]; gBX— входная прово-
димость преобразователя в рабочем режиме; а — коэффициент
входного шума, определяемый согласно (5.55) формулой а =
= |У11п|27?(1 + Н2)/|^вх|.
С учетом указанных выше соотношений
Кш= 1 + а I §вх Ilg'T + Rm (g[ + gBX)2/g'r- (5.59)
Отсюда следует, что при g'r-э-О Кш->оо и при g'r-+oo Кш->оо.
Существует оптимальная проводимость генератора сигнала
g'r.onT.m, при которой коэффициент шума минимален. Найдем ее,
представив (5.59) в виде
Km=l+A + B/g'r + Cg'T. (5.60)
Из сопоставления (5.59) и (5.60) имеем
4 ~= 2 Ria gBK, В = g2x 4~ «lgBKl, С=/?ш.
Дифференцируя (5.60) по переменной g'r и приравнивая про-
изводную dF\ldg'r нулю, находим оптимальную проводимость ге-
нератора, доставляющую минимум коэффициенту шума:
gr.onT.m — В]С= [gBxl V 1 4'®/'RmlgBxl •
Минимальный коэффициент шума
Rm min ~ 1 + 2 Rm gnx (1 4* 1 4" а/Rm gex) •
В отсутствие потерь в диоде (7?=0) при а = 0
Rm min = 1 4~ 4 Rm gn- ' (5.61)
Согласно (5.50) с учетом шумов контура промежуточной час-
тоты
Rm ~ gir.n/1^21 п।2-
Входная проводимость преобразователя
gnX = П У12 n/gn-n-
5—81
129
Подставляя величины 7?ш и gBX в соотношение (5.61), полу-
чаем
Кшт1п= 1 4-4|Y'12n|/Y'21n| = 1 +4 сос/соп. (5.62)
Минимальный коэффициент шума уменьшается с увеличе-
нием отношения (Оп/сос- Из соотношения (5.62) следует, что
преобразователь частоты, в котором промежуточная частота вы-
ше частоты сигнала, имеет коэффициент шума, уменьшающийся
с увеличением частоты гетеродина. С увеличением частоты гете-
родина /Сш min *4.
При наличии потерь в диоде (7?=т^0) коэффициент шума ем-
костного преобразователя частоты не может достигнуть своего
предельного значения, равного единице [10].
При использовании регенеративного режима емкостного пре-
образователя частоты в диапазоне сверхвысоких частот применя-
ют необратимые устройства, позволяющие однонаправленно пе-
редавать энергию от источника сигнала к нагрузке. В качестве не-
обратимых устройств используют развязывающие цепи либо цир-
куляторы. Идеально развязывающее устройство передает энергию
в одном направлении без потерь, а в обратном направлении с
бесконечным затуханием. Идеальный циркулятор не поглощает
энергию, а только направляет ее.
На рис. 5.23 изображена схема параметрического усилителя с
циркулятором. Здесь циркулятор показан в виде шестиполюсни-
ка, обеспечивающего передачу энергии в направлении, указанном
стрелкой. Энергия источника сигнала от зажимов 1—1 направля-
ется к зажимам 2—2, происходит усиление мощности колебаний
за счет отрицательной входной проводимости емкостного преоб-
разователя частоты. Усиленная энергия поступает в нагрузку к
зажимам 3—3. В отличие от усилителя проходного типа — емко-
стного преобразователя частоты без циркулятора, здесь прово-
димость генератора сигнала не шунтирует входные зажимы уси-
лителя.
Рис. 5.23 Рис. 5.24
130
Эквивалентная шумовая схема входа усилителя относительно
зажимов 2—2 изображена на рис. 5.24.
Шумовой ток генератора сигнала и шумовой ток входной про-
водимости усилителя определяются соответственно соотношения-
ми /2Ш r = 4^7’og'rAf, 72швх=4/га7’0|£вх| Af.
Согласно определению коэффициента шума
2 2 /9 9 \ 2
Ani ~ Air к з 22/Аз г к з 22 — ( /ш г + /ш г.?.)/Air г = 1 Н- йвх1/
При реализации большого коэффициента усиления |£вх|~й"н
Кш= 1 + agH/gr.
В режиме согласования циркулятора gn = gr. Для этого режи-
ма Лш=1+а, где a=Wc(l+p2)/|con|p2Q2n. Следовательно, коэф-
фициент шума параметрического усилителя определяется коэффи-
циентом входного шума а, уменьшающимся с увеличением доброт-
ности диода Qn- Это увеличение добротности может быть обеспечено
уменьшением активного сопротивления р-п перехода. В реальных
параметрических усилителях для этой цели емкостный диод охла-
ждают с помощью криостата до весьма низких температур. Ис-
пользуя в качестве хладоагента жидкий гелий, удается снизить
шумовую температуру диода до 4—6 К и получить коэффициент
шума Дш= 1,024-1,03.
Обратим внимание на то, что наличие потерь в цепях связи
генератора с нагрузкой приводит к увеличению коэффициента
шума.
5.4. Нелинейные эффекты в преобразователях частоты
1гг
7
Z
Нелинейный
1иес1тшлк1сник
2
1
Характеристики нелинейности. В преобразователях частоты,
использующих нелинейные приборы, возникают нелинейные ис-
кажения, имеющие ту же природу, что и нелинейные искажения
в резонансных усилителях [см. (4.7)].
Амплитудная характеристика преобразователя частоты 1тп —
при больших амплитудах входного сигнала становится
нелинейной Применительно к резистивному
безынерционному преобразующему прибору
можно получить аналитическое выражение
АХ, разлагая выходной ток нелинейного при-
бора в степенной ряд и выделяя составляю-
щую промежуточной частоты
Преобразователь частоты, построенный
на триоде либо другом, более сложном при-
боре, при слабой реакции выходной на-
грузки имеет характеристики нелинейности,
точно могут быть определены в режиме короткого замыкания вы-
ходных зажимов (рис. 5 25).
Представим ток короткого замыкания в виде ряда Маклорена!
г22 = i(0) + I' (0)uu + i"(0)и2п/2\ + Г(0)«з1/3! + ... (5.63)
5* 131
Umt-Cosuij-f;
Рис. 5.25
которые достаточно
Здесь коэффициенты ряда i(0), i'(0), i"(0) и т. д. являются
периодическими функциями времени с периодом, равным периоду
колебаний гетеродина.
Представим эти коэффициенты в виде рядов Фурье:
‘(0) = /о + 3 cos (п сог t + <р„), i' (0) = So 4- J Smn cos (n cor t + фп),
n=l n=l
i (0) = S'o 4- 2 cos (n<Br 14* Sn), 1 (0) = Sq4- 2 Smn cos (n cor t-\- 0n).
n=l n=l
Предположим, что входное напряжение ин представляет собой
гармоническое напряжение сигнала
«11 = ^тс С03(йс/4-фс).
Подставим эти значения в выражение (5.63).
В выходном токе i22 кроме составляющих с частотами паг и
тыс будут составляющие с комбинационными частотами:
(йк = ткйа ± п®г при тсос 4> пюг либо сок = п®г±тсоо при
т соо < п юг,
где п и т — натуральный ряд чисел 1, 2, 3 и т. д., соответствую-
щий высшим гармоникам колебаний гетеродина и сигнала, воз-
никающим из-за нелинейности характеристики выходного тока.
Если в качестве промежуточной частоты выбрана комбинаци-
онная частота сои=®г—®с, то амплитуда тока промежуточной ча-
стоты
/мп = 0,5Smlитс4-S"ml сОб. (5.64)
Соотношение (5.64) представляет собой АХ преобразователя
частоты в условиях, когда реакцией нагрузки можно пренебречь.
Аналогично оценке нелинейности АХ избирательного усили-
теля определим коэффициент нелинейности АХ преобразователя
в виде отношения отклонения характеристики от линейной к ор-
динате идеальной характеристики:
Кп — A I тп/I тп.ид~ Sml Umc/8Sml. (5.65)
Из сопоставления (5.65) и (4.72) видно, что структуры обоих
выражений одинаковы. Различие состоит лишь в параметрах не-
линейности. Параметром нелинейности преобразователя частоты
является отношение амплитуды первой гармоники второй произ-
водной крутизны к амплитуде первой гармоники крутизны.
Соотношение (5.64) может быть записано в виде
^тп = ^21п.ср^тс> (5.66)
где У21пср=У21п(1+621пс)—средняя крутизна преобразователя в
режиме большого сигнала; 62in.c=S"rnit/2rnC/8Smi — относитель-
ный коэффициент изменения крутизны преобразователя, обуслов-
ленный большим сигналом.
132
Из сопоставления (5.65) и (5.66) следует, что коэффициент не-
линейности АХ преобразователя ки и относительный коэффици-
ент изменения средней крутизны преобразователя под действием
сильного сигнала равны б21п.с = кн.
При действии суммы двух колебаний, одно из которых являет-
ся полезным (ui = t/mcCos(coc^+<pc)), а второе [u2 = Hm^cos(icoJlt/ +
+ фм )] —помехой, условия преобразования полезного сигнала из-
меняются. Параметры преобразователя, определяющие его свой-
ства по отношению к полезному сигналу зависят от уровня по-
мехи.
При определенных условиях возникает блокирование. Для
анализа этого процесса воспользуемся упрощенной моделью, при-
нято.й при анализе амплитудной характеристики преобразовате-
ля, т. е. пренебрежем реакцией нагрузки. Полагая в (5,63)
Нц = 1/тссоз(шс/ + фс) +Птл{ cos(co.«f+ ф.„), выделяем амплитуду
тока промежуточной частоты при Umc<^UmM.
Im.-^SmlUmc + ~S"miUmaU2ma (5.67)
,2 О
ИЛИ
Лип = ^21 п ^Лпс (1 4* 1 UmM/4Sml) — Y21 п (1 п.п) Umc,
где f>2in.n—S"miU2mM/4Smi—относительный коэффициент измене-
ния крутизны преобразователя, обусловленный сильной помехой.
Определим коэффициент блокирования как отношение A/mn.M
приращения амплитуды тока промежуточной частоты, обуслов-
ленного действием помехи, к амплитуде тока промежуточной ча-
стоты /тп.ид в отсутствие помехи, т. е.
~ A 7m п,ы]^т П.ИД-
Согласно (5.67)
A ^пп.м = |Sml Umc иты/8, 1т п.ид = Sml Umc/2. (5.68), (5.69)
С учетом выражений (5.68) и (5.69)
= Sm\ UmM/4Sml. (5.70)
Видно, что выражения для коэффициента блокирования и отно-
сительного изменения крутизны преобразователя в условиях, ког-
да реакцией нагрузки можно пренебречь, совпадают: /Сб = б21п.п.
Так же как в избирательном усилителе, при одновременном
действии нескольких сильных мешающих и полезного сигналов
возможны интермодуляционные искажения.
Коэффициент интермодуляции, определенный как отношение
амплитуды комбинационной составляющей к амплитуде тока, обу-
словленного полезным сигналом [см. (4.91)],
^•вз = "5ml м1 M2/8Smi t/mc,
где [7mMi, L/mM2 — амплитуды мешающих сигналов, частоты кото-
рых асимметрично расположены относительно несущей частоты
полезного сигнала.
133
ПрИ £Дпм1 ^Лпм2— £Дпс
^вз = Smi Umu/8Sml. (5.71)
В общем случае все У-параметры преобразующего прибора
зависят как от уровня сигнала, так и от уровня помех. В этих
условиях, так же как в избирательных усилительных устройст-
вах, возможно улучшение характеристик нелинейности [22].
Так же как в избирательном усилителе, при плохой фильтра-
ции питающих напряжений в преобразователе возникает вторич-
ная модуляция. Можно показать аналогично анализу, выполнен-
ному для резонансного усилителя, что коэффициент искажений
от вторичной модуляции определяется относительным изменением
коэффициента усиления преобразователя, обусловленным измене-
нием напряжения питания: кв = АКп/Кп, где Кп — коэффициент
усиления преобразователя при идеальной фильтрации питающих
напряжений; АКП — максимальное изменение коэффициента уси-
ления преобразователя из-за плохой фильтрации питающих на-
пряжений.
Кроме указанных нелинейных эффектов в преобразователях
существуют специфические искажения — побочные каналы прие-
ма и свисты.
Побочные каналы приема обусловлены тем, что при данной
частоте гетеродина колебания с промежуточной частотой в преоб-
разователе могут быть получены при воздействии сигналов раз-
личных частот. Допустим, что на входе преобразователя дейст-
вуют сигналы всех возможных частот с одинаковыми амплиту-
дами Umc. Предположим также, что напряжения «с так малы,
что нелинейность характеристики преобразующего прибора для
сигнала не проявляется. В этом случае можно ограничиться в
разложении выходного тока (5.63) только двумя первыми чле-
нами.
При синусоидальном изменении крутизны при действии напря-
жения гетеродина три станции могут создать на выходе колеба-
ния с промежуточной частотой fno’ 1) сигнал на частоте fci~fno с
амплитудой тока S0Umc', 2) сигнал на частоте fc2 = fr—fno с ампли-
тудой тока 0,5SmiUmc= S nU тс\ 3) сигнал на частоте fC3 = fr + fno с
аМПЛИТуДОИ тока *Sn6^mc-
Один из сигналов — полезный (fc2 или fcs); два других созда-
ют помехи и являются побочными каналами приема. Задачу ус-
транения приема побочных каналов решают избирательные цепи,
включенные между антенной и преобразователем частоты, т. е.
входные цепи и усилитель высокой частоты. Эту часть приемни-
ка называют преселектором, так как здесь осуществляется пред-
варительный выбор (селекция) области частот, в которой нахо-
дится полезный сигнал.
На рис. 5.26,а изображен спектр входных сигналов, а на рис.
5.26,6 — показано расположение каналов приема супергетероди-
на и характеристика преселектора 1, удовлетворяющая условиям
необходимого ослабления побочных каналов приема.
134
Если в качестве основного используется сигнал на частоте
/с2=/г—/по ниже частоты гетеродина, то сигнал на частоте /с3=
=/г+/по соответствует зеркальному каналу. Частота зеркального
канала приема отличается от основного на двойную промежу-
точную частоту. Канал приема на частоте /С1=/по называют ка-
налом приема промежуточной частоты. На рис. 5.26,6 показаны
в) U/ПГ If
ШТШШГГПЯЙГГ,
4? fr-f
Рис. 5.26
9*
f
штриховой линией области частот вблизи трех каналов приема,
которые создают преобразованные частоты в полосе пропускания
тракта промежуточной частоты. Для приема сигнала на другой
частоте fc необходимо изменить частоту гетеродина fr так, чтобы
разность частот /г—fc опять оказалась равной промежуточной ча-
стоте, и изменить настройку преселектора, так как при изменении
/с изменяется частота побочного канала приема. Эта особенность
приемника с преобразователем частоты условно отображена на
рис. 5.26 в виде жестких связок АО и ОБ, фиксирующих положе-
ние частотных областей основного и побочного каналов приема
относительно частоты гетеродина.
При несинусоидальном изменении крутизны S (i) число побоч-
ных каналов приема увеличивается, так как каждая из гармоник
гетеродина nfr, имеющихся в законе изменения крутизны, созда-
ет по два побочных канала:
/с.доп = п/г^/по. (5.72)
Расположение каналов приема при несинусоидальном законе
изменения крутизны изображено на рис. 5.27.
Если промежуточная частота мала по сравнению с частотой
полезного сигнала, то при монотонной характеристике избира-
тельности преселектора побочные каналы приема, группирующи-
еся около высших гармоник гетеродина (5.72), достаточно эффек-
тивно ослабляются преселектором. Это объясняется тем, что бли-
жайший из побочных каналов приема расстроен относительно ос-
новного на величину, превышающую 2fn0, и, следовательно, осла-
бление приема сигнала по этому каналу будет превышать ослаб-
ление зеркального канала приема.
При больших уровнях сигналов, действующих на входе пре-
образователя, нельзя полагать, что выходной ток г22, обусловлен-
ный этими сигналами, определяется первой степенью напряжения
Иц. Из-за нелинейности преобразующего прибора по отношению
к сигналу возникают высшие гармоники сигнала с частотой mfc.
В этих условиях т-я гармоника частоты побочного канала прие-
ма может образовать разность частот с n-й гармоникой гетеро-
дина, совпадающую с частотой настройки тракта промежуточной
частоты. Соотношение, определяющее частоты побочных каналов
приема, можно записать в виде
"г/с.доп = «/г±/по ИЛИ /c^on^(»fr±/noW- (5.73), (5.74)
Сопоставим соотношение (5.72), определяющее частоты по-
бочных каналов приема для линейного по отношению к сигналу
режима преобразователя частоты, и соотношение (5.74) для не-
линейного режима. Из сопоставления следует, что частоты побоч-
ных каналов приема для нелинейного режима в т раз меньше
этих частот при линейном режиме преобразователя частоты.
На рис. 5.28 изображено расположение частоты побочного ка-
нала приема, т-я гармоника которого (т/с.доп) с n-й гармоникой
гетеродина, имеющейся в законе изменения (т—1)—производ-
ной крутизны создает разность частот, равную промежу-
точной частоте.
п = т
Рис. 5.28
Рис. 5.29
Частота побочного канала приема при нелинейном режиме
преобразователя частоты может оказаться близкой к частоте ос-
новного канала приема. В этом случае преселектор становится не-
эффективным. В качестве примера рассмотрим расположение ча-
136
стот побочных каналов приема при п = т, т. е. когда т — порядок
нелинейности преобразователя и п — номер гармоники гетероди-
на совпадают.
Согласно (5.74) при п = т
fcflon = fr±fno/«- (5-75)
На рис. 5.29 изображено расположение частот, определяемое
соотношением (5.75).
При П = 2 /с.доп = /г±/по/2, при Н = 3 fc.flon = frztfn0l/3, И Т. Д. .
Очевидно, частота, ближайшего побочного канала приема в
этих условиях отличается от частоты основного канала на поло-
вину промежуточной частоты. В связи с этим преселектор, обла-
дающий монотонной характеристикой избирательности, будет ос-
лаблять этот канал хуже зеркального.
Интенсивность составляющих тока промежуточной частоты
на выходе преобразователя убывает с увеличением пит, поэто-
му на рис. 5.29 амплитуды помех, образующих побочные каналы
приема, условно изображены убывающими с увеличением п.
Для борьбы с побочными каналами приема необходимо: во-
первых, применять синусоидальные изменения крутизны преобра-
зующего прибора и ее производных; во-вторых, избегать исполь-
зования больших усилений в преселекторе с тем, чтобы не пере-
гружать преобразователь частоты; в-третьих, улучшать избира-
тельность преселектора.
Свисты. В супергетеродинном приемнике на некоторых часто-
тах настройки наблюдаются биения, частота которых плавно из-
меняется при изменении частоты настройки. Свист возникает на
частоте настройки, на которой частота побочного канала приема,
определяемая нелинейностью преобразователя, близка к частоте
основного канала.
Предположим, что на входе преобразователя действует только
один сигнал с несущей частотой fc. При данной частоте гетероди-
на fT этот сигнал будет проходить к выходу, если преобразован-
ная частота fK=fr—fc находится в полосе пропускания усилите-
ля промежуточной частоты. Пусть fT—fc=fn. За счет нелинейнос-
ти преобразователя возникают комбинационные колебания
fKi = tnfc—nfr либо fK2 = n/r—mfc. (5.76), (5.77)
Возможно, что одно из этих колебаний окажется в полосе про-
пускания УПЧ, тогда колебания с частотами fK и fKi либо fK и /к2
будут подведены к детектору. При точном совпадении частот
Ас=/к1 либо fK = fK2 уровень сигнала на входе детектора бу-
дет определяться суммой этих колебаний с учетом их начальных
фаз. Предположим теперь, что приемник перестраивается, при
этом частота гетеродина изменится на величину \fr. Частота ком-
бинационного колебания fK получит приращение \fr:
fn = /г + А /г — fc + fr>
137
а частота комбинационного колебания /к2 — приращение n>Afr:
/к2 = «(/г + Д/г)~ т/с = /п + «Д/г-
Если оба комбинационных колебания не вышли за пределы
полосы пропускания УПЧ, то их сумма будет подведена к детек-
тору. В результате биений на выходе детектора появится напря-
жение с частотой F& = fK2—fK= (п—l)Afr, зависящей от настрой-
ки приемника (Afr = var). При изменении частота биений бу-
дет изменяться пропорционально Д/г. При fK2, выходящей за пре-
делы полосы пропускания УПЧ, интенсивность биений будет
уменьшаться.
Определим частоты «свистящих точек» настройки. Для этого
совместно решим уравнение основного преобразования частоты
fn = fr-fc (5.78)
и побочного.
Подставим значение fr из (5.78) в (5.76) при fKi=fn и решим
соотношение (5.76) относительно fc:
fe = fn(n+l)/(m—n). (5.79)
Используя (5.82) и (5.81), при fK2—ifn получаем
/с = /:п(«—!)/(/”—«)• (5-80)
Объединив (5.79) и (5.80) общей формулой, определим часто-
ты «свистящих» точек:
f0 = fn(n±l)/(m-n). (5.81)
Из формулы (5.81) следует, что «свисты» возникают на неко-
торых частотах настройки и что при увеличении промежуточной
частоты приемника будет уменьшаться число «свистящих точек»
в заданном интервале частот сигнала.
Можно показать, что амплитуда тока комбинационной частоты
fK = nfr—mfc
с(т—1)
г ____ ггл т гт
mi.K- 2mjn] U™,
где — амплитуда n-й гармоники (т—1)-й производной
крутизны преобразующего прибора; т — номер гармоники сиг-
нала.
С увеличением пит интенсивность «свистов» уменьшается.
Из соотношения (5.81) следует, что при синусоидальном измене-
нии крутизны и ее производных (п=1), «свистящие точки» наст-
ройки имеют частоту fc=2fn/(rn—1). С увеличением т — номера
гармоники сигнала, участвующей в комбинационном продукте,
частота настройки, пораженная «свистами», будет уменьшаться.
Поэтому, если выбрать промежуточную частоту так, чтобы все
пораженные точки настройки оказались ниже заданного рабочего
диапазона частот, то в рабочем диапазоне пораженных точек не
будет.
138
Этому условию удовлетворяет выбор промежуточной частоты
согласно неравенству fn>/cmaxi/2. В работе [9] проведены исследо-
вания побочных каналов приема.
Интересную возможность получения малого уровня побочных каналов при-
ема при большом коэффициенте усиления представляет применение биполярных
транзисторов.
Известно, что в режиме относительно небольших токов эмиттера зависимость
выходного тока от напряжения база — эмиттер хорошо аппроксимируется экс-
понентой. В этих условиях крутизна транзистора ¥ц—а10д. Отсюда следует, что
если с частотой гетеродина изменять ток транзистора /од по синусоидальному
закону, то крутизна также будет изменяться по синусоидальному закону. Эти
условия можно осуществить, включив в цепь эмиттера транзистора 1\— генера-
тор синусоидального тока (рнс. 5.30).
Известно, что генератор тока обладает теоретически бесконечно большим
внутренним сопротивлением, поэтому в преобразователе (рис. 5.30) существует
глубокая отрицательная обратная связь, су-
щественно уменьшающая его коэффициент уси-
ления. Для уменьшения отрицательной обрат-
ной связи можно включить дополнительный
транзистор Та по схеме с общей базой согласно
рис. 5.31. В этом случае напряжение сигнала %
We делится поровну между базой и эмиттером
транзисторов Л и Гг. В качестве источника то-
ка, включенного в цепь эмиттера транзистора рис 5 30
Л, используют транзистор Т3. Для того чтобы
транзистор Т3 являлся генератором синусоидального тока, его цепь базы питает-
ся от источника гетеродинного напряжения через резистор Ri с большим сопро-
тивлением. Сопротивление резистора Rt, должно быть значительно больше вход-
ного сопротивления транзистора Т2.
к УПЧ
Рис. 5.31
139
Комплект из трех транзисторов 7\, Т2, Тз, включенных по схеме «звезды» и
изготовленных в едином технологическом процессе, широко используется в ка-
честве основы построения микросхем различного назначения.
В схеме рис. 5 31 балансный преобразователь частоты на триодах Т\ и
Т2 получает напряжение сигнала ис в противофазе. Фаза колебаний гетероди-
на, подводимых к плечам преобразователя, одинакова.
Токн преобразованных частот сохраняют фазы сигнала и гетеродина, по-
этому фазы токов преобразованных частот в преобразователе будут противо-
положными. Для суммирования эффекта преобразования частоты нагрузка дол-
жна подключаться по двухтактной схеме.
Таким образом, преобразователь частоты, выполненный иа триаде транзи-
сторов Гь Т2, Т3, отличается малым уровнем дополнительных каналов приема
вследствие синусоидального изменения крутизны и ее производных и большим
коэффициентом усиления благодаря устранению обратной связи, вызванной
включением генератора тока (транзистор Т3) в эмиттерную цепь транзистора
Т]. Триаду транзисторов Th Т2, Т3 можно использовать также для построения
однотактного преобразователя частоты с автоматической регулировкой усиле-
ния (рис. 5.32).
Преобразователи частоты на транзисторах, выполненные по схеме рис. 5 31
и 5.32, прн правильном выборе режима отличаются малой интенсивностью про-
Рис. 5.32
дуктов нелинейности, обусловленными высшими гармониками гетеродина. Вме-
сте с этим при больших уровнях сигнала в преобразователе частоты возникают
нелинейные явления, обусловленные тем, что для напряжения сигнала харак-
теристика транзистора представляет собой экспоненту. Для уменьшения нели-
нейных искажений возможно также применение отрицательной обратной связи.
Основные характеристики преобразователей представлены в табл. 4.2 [9]
5.5. Источники гетеродинного напряжения
для преобразователей частоты
Общая характеристика источников гетеродинного напряжения
В приемниках супергетеродинного типа стабильность настрой-
ки приемника определяется в основном стабильностью частоты
колебаний гетеродина, используемого в преобразователе частоты.
140
Особое значение стабильность частоты имеет для реализации бес-
поисковой и бесподстроечной связи.
При низкой стабильности частоты гетеродина бесподстроечная
связь достигается путем расширения полосы пропускания тракта
усиления до детектора. Полоса пропускания выбирается такой,
чтобы при любом ожидаемом изменении частоты гетеродина
спектр преобразованного полезного сигнала оставался в преде-
лах полосы пропускания тракта:
А^0 = 2^тах + 2А/г + 2А/пер + 2/д,
где 2Fmax — ширина спектра принимаемого сигнала; А/г — неста-
бильность частоты гетеродина приемника; Afnep — нестабильность
частоты передатчика; fA — изменение частоты принимаемого сиг-
нала за счет взаимного перемещения источника излучения и при-
емника (эффект Доплера).
Вследствие выбора избыточной полосы пропускания ухудшает-
ся помехоустойчивость приема сигналов. Известно, что фиксиру-
ющая способность элементов, определяющих частоту генерируе-
мых колебаний, зависит от конструкции деталей и физических
процессов, используемых в генераторе. Опыт показывает, что при-
менение стабильных деталей и температурной компенсации в це-
пях гетеродина [23] позволяют иметь частотную нестабильность
не более 6 = A/7fo= (10~3-г-10-4). Применение кварца позволяет по-
лучить долговременную нестабильность частоты 6=10-54-10-6
[24]. Наконец, в специальных условиях термостатированный
кварцевый генератор имеет долговременную нестабильность час-
тоты не более 6 = 10“6-j-10~7 [24]. Нестабильность частоты моле-
кулярных генераторов не выше 6= 10~10—10-12 [24] (сохраняется
в течение продолжительного времени эксплуатации). При фикси-
рованной относительной нестабильности абсолютное отклонение
частоты настройки Д/=6/о увеличивается с увеличением частоты
настройки. Обратим внимание на то, что реализация меньшей не-
стабильности частоты требует усложнения аппаратуры и соответ-
ствующего увеличения затрат [23].
На магистральных линиях радиосвязи целесообразно предъ-
являть одинаковые требования стабильности частоты к передат-
чику и к приемнику. Поэтому возбудители радиопередатчиков и
гетеродины радиоприемников выполняются на одной основе.
В современных устройствах используют синтезаторы частот.
Основой синтезатора является стабильный по частоте опорный
генератор. Из его колебаний формируются колебания с шагом
сетки частот 100, 10, 1 Гц. Формирование сетки частот осуществ-
ляется с помощью делителей, умножителей и преобразователей
частоты. При использовании этих элементов возникают побочные
продукты — комбинационные частоты и гармоники основных ко-
лебаний. Таким образом, получение высокой стабильности часто-
ты сопряжено в этом случае с ухудшением чистоты спектральной
линии гетеродина. Наличие побочных продуктов и шума вблизи
спектральной линии гетеродина приводит к ухудшению отноше-
141
ния сигнала к помехе на выходе преобразователя. Известно, что
малый уровень побочных продуктов и высокая чистота спектраль-
ной линии свойственны генератору с самовозбуждением. Сочета-
ние положительных свойств генератора с самовозбуждением и си-
стемы синтеза частот на основе кварцевого эталона можно полу-
чить, применив структурную схему синтезатора, изображенную
на рис. 5.33 [24].
В синтезаторе имеются генератор с самовозбуждением Г\ (с
переменной частотой настройки
Рис. 5.33
if и электронной подстройкой час-
тоты на варакторе) и опорный ге-
нератор Г2 (с частотой fo, стаби-
• лизированной кварцем).
Частоты этих источников сину-
соидальных колебаний делятся
с постоянным коэффициентом де-
ления п делителем частоты ДЧ2
по каналу опорного генератора и
делителем ДЧ1 с переменным
коэффициентом деления т по ка-
налу генератора Л. Колебания,
полученные в результате указан-
ного деления частоты, поступают
на фазовый детектор (ФД). Сиг-
нал ошибки с выхода фазового
детектора управляет частотой
плавного генератора так, что
ffm. = foln. Отсюда f=\fotnln. Изменение коэффициента деления т
на одну единицу (от т до т+1) дискретно изменяет частоту ко-
лебаний выходного напряжения на Af=f0/n.
Если fo/n=10 Гц, то при изменении коэффициента деления т
частота выходных колебаний синтезатора будет изменяться че-
рез интервалы 10 Гц при сохранении высокой чистоты спектраль-
ной линии.
В радиовещательных и телевизионных приемниках требования
к стабильности настройки обычно удовлетворяются при использо-
вании гетеродинов, выполненных на деталях с малыми темпера-
турными коэффициентами нестабильности и в некоторых случа-
ях — с компенсацией температурной нестабильности. Такая ста-
бильность настройки простыми способами определяется относи-
тельно большой шириной спектра сигналов и требованиями эко-
номической целесообразности затрат на изготовление радиопри-
емников. Положение изменится при внедрении в практику радио-
вещания однополосной модуляции. Здесь применение синтезато-
ров частоты окажется необходимым и в массовой аппаратуре.
Обратим внимание на то, что использование цифровых син-
тезаторов частоты определяет дискретность частот настройки при-
емника. При малом числе дискретных частот настройки, которое
может оказаться необходимым в специализированных системах
связи, находит применение непосредственная кварцевая стабили-
142
зация частоты гетеродина. В широком диапазоне частот непос-
редственная кварцевая стабилизация затруднена. Однако в при-
емнике супергетеродинного типа при кварцевой стабилизации ча-
стоты гетеродина и переменной промежуточной частоте можно
осуществить плавную настройку.
На рис. 5.34 изображена структурная схема приемника с квар-
цевой стабилизацией частоты гетеродина. В этом приемнике чис-
ло кварцев, используемых для стабилизации частоты гетеродина,
Рис. 5.34
равно числу поддиапазонов. Частота гетеродина в каждом под-
диапазоне остается постоянной, поэтому для плавной перестрой-
ки вместе с перестройкой преселектора необходимо изменять час-
тоту настройки УПЧь В перестраиваемом УПЧ (fni = var) труд-
но обеспечить требуемую форму частотной характеристики и ее
постоянство, поэтому в приемнике применено второе преобразо-
вание частоты (ПЧ2).
В усилителе второй промежуточной частоты (УПЧ2) формиру-
ется частотная характеристика высокочастотного тракта с необ-
ходимой полосой пропускания.
Вторая промежуточная частота выбрана достаточно низкой,
величина ее не изменяется. Очевидно, что при переменной fni ча-
стота второго гетеродина должна быть переменной. Вследствие
того что второй гетеродин имеет переменную настройку, в нем мо-
гут применяться обычные методы стабилизации частоты. Поэто-
му относительная нестабильность частоты этого гетеродина ока-
зывается выше кварцевого — первого гетеродина. Однако часто-
та второго гетеродина ниже, и абсолютная величина нестабиль-
ности его частоты оказывается малой.
К достоинствам приемника, выполненного согласно структур-
ной схеме рис. 5.34, относятся: возможность кварцевой стабилиза-
ции в плавном диапазоне настроек и одинаковая плотность рас-
пределения станций на шкале настройки приемника.
Недостатки такого приемника: 1) трудность выбора промежу-
точных частот fni и /П2, исключающего появление интерференци-
онных свистов в диапазоне настроек; 2) сложность конструкции
усилителя первой промежуточной частоты с переменной настрой-
кой; 3) ограничение возможности повышения стабильности час-
тоты настройки в связи с применением гетеродина с плавной пе-
рестройкой во втором преобразователе частоты.
В профессиональных приемниках с плавной частотой настрой-
ки обычно предусматривается контроль соответствия действитель-
ной частоты настройки и указателя частоты по шкале настройки
143
приемника с помощью кварцевого калибратора. Кварцевый кали-
братор представляет собой генератор, частота которого стабили-
зируется кварцем с малым температурным коэффициентом час-
тоты (ТКЧ)
В приемнике предусматриваются элементы подстройки конту-
ров гетеродина, позволяющие скорректировать настройку так, что-
бы получить высокую точность установки частоты по частотной
шкале приемника. Контрольные точки на шкале приемника осо-
бо маркируют. (Кварцевые калибраторы могут входить в конст-
рукцию приемника.)
Гетеродины приемников УКВ, в зависимости от требований к
стабильности частоты, представляют собой однокаскадные гене-
раторы с самовозбуждением, клистронные генераторы, генераторы
на туннельных диодах, на приборах Ганна или синтезаторы с ди-
скретной сеткой частот, включаемые совместно с умножителями
частоты на резистивных либо на емкостных приборах (варакто-
рах).
В диапазоне УКВ при применении в системе связи широко-
полосных сигналов возможно использование простых методов ста-
билизации частоты на основе применения соответствующих ста-
бильных элементов в контуре гетеродина и стабилизации напряже-
ния питания и теплового режима радиоэлементов.
Дополнительные возможности сужения полосы пропускания
тракта приемника при бесподстрочной связи дает применение ав-
томатической подстройки частоты гетеродина. Более подробно си-
стемы стабилизации частоты настройки изложены в [23].
Влияние шумов гетеродина
Источники гетеродинного напряжения создают на выходе колебания, име-
ющие флуктуации, обусловленные дискретностью носителей зарядов в активных
приборах и определяющие изменение частоты и фазы гетеродинного напряжения,
подводимого к преобразователю. Спектр этих флуктуаций обычно сосредоточен
вблизи частоты колебаний гетеродина.
Выходное колебание синтезатора частоты содержит побочные продукты, ко-
торые проявляются на комбинационных частотах, определяемых структурой син-
тезатора. В случае, когда побочные продукты не содержатся в области частот
шириной 2fa вблизи частоты полезного сигнала, в первом приближении можно
считать, что в этой области частот существуют: равномерный спектр электриче-
ских флуктуаций гетеродина и «чистая спектральная» линия гетеродинного на-
пряжения (рис 5 35). Электрические флуктуации обусловлены шумами контура
гетеродина (или шумами выходного контура оконечного каскада синтезатора)
и шумами носителей зарядов активного прибора.
' На рис. 5 35 показаны области частот электрических флуктуаций вблизи
[осн и [з к, которые создают преобразованные частоты с первой гармоникой
гетеродина, равные промежуточной частоте. _Если цепь связи гетеродина с пре-
образователем будет иметь широкую полосу пропускания, превышающую 2/п,
то эти электрические флуктуации создадут на выходе преобразователя шумовое
напряжение. В результате увеличится уровень шума преобразователя частоты.
144
Отсюда следует целесообразность улучшения избирательности цепи связи пре-
образователя с гетеродином. Это особенно существенно в диапазоне УКВ, где
велика абсолютная ширина|Т1Олосы пропускания реализуемых колебательных
контуров.
Эффективное напряжение шума, подводимое к преобразователю от гетеро-
дина по основному каналу,
^ш.г.осн V № То осн Д fu ,
где г/г.осн — ордината характеристики избирательности цепи связи гетеродина с
преобразователем частоты при расстройке, соответствующей основному каналу
приема, Д/п —- ширина полосы тракта УПЧ; Rm г — шумовое сопротивление ге-
теродина.
Напряжение шума, подводимое к преобразователю по зеркальному каналу,
^ш.г.з.к 4ЙТО ^ш г f/г.з.к fn ’
где (/гак—ордината характеристики цепи связи с гетеродином при расстройке,
соответствующей зеркальному каналу приема.
Напряжение шума, подводимое к преобразователю, на частоте гетеродина
{/ш.г.г = 1/4^о/?ш.гД/п.
Здесь в отличие от напряжений [/шгосн и [/ШГзк, отсутствует множитель
£/=#1, так как составляющая с частотой гетеродина не ослабляется в цепи связи
с гетеродином
Будем считать эти три составляющие напряжения достаточно малыми и
квазигармоническими соответственно с частотами /осн, fa к и fr. Найдем пре-
образованные составляющие шумового тока гетеродина на выходе преобразова-
теля. Эту задачу решим для резистивного преобразующего прибора Представ-
ляем выходной ток преобразующего прибора в виде ряда Маклорена (5 63), по-
лагая в качестве приращения напряжения
Ли = ип = «с+«ш.осн + «ш.5.к + иш.г>
где «c = I7mccos(Oc^ — напряжение сигнала; «ш осн=]/^Пш г осн cos[cOr—
+ фосн(0]—напряжение шума гетеродина в полосе основного канала приёма;
«ш8к=]/'2£/1ПГЗ к cos[(<Or + <On)Z+<P3 к(0] — напряжение шума гетеродина на ча-
145
стоте зеркального канала приема; иш г = }/г2 17ш г г cos[<or^+<Pr(0]—'Напряже-
ние шума гетеродина на частоте гетеродина; <рОсн(0, <рзк(0, фг(0—елучай-
иые функции времени.
Выделим составляющие тока с промежуточной частотой, ограничиваясь
вследствие малости напряжения Ди тремя первыми членами ряда:
in = Sn Um 0 cos <вп t + Sn ^ш.г.осн cos — Фосн (01 +
+ Snl/2'i7IB r>3>Kcos[a)n/ + <p(0]+-^~ Sq ,j™<- иш.г.гс05 t— фг (Ob
(5.82)
В отсутствие сигнала (t7mc=0) на выходе преобразователя согласно (5.82)
существует шумовой ток, обусловленный шумами гетеродина на частотах основ-
ного и зеркального каналов приема. Эффективное значение этого шум-ового
тока
/ш.П = 5п1/Г^ш.г.осн + ^ш.г.з.к —StiV ^нКз-к^.^ •
При наличии сигнала на входе преобразователя (17тстЬ0) на выходе по-
следнего появляется обусловленная эффектом преобразования шума на частоте
гетеродина дополнительная шумовая составляющая тока, линейно зависящая от
амплитуды сигнала.
^п.ш.доп 2 ^0 ^тс Цш.г.г,
, 1 тг
где S 0= — (S'(t)dt—среднее значение первой производной крутизны за пе-
Тг о
риод гетеродина; /п ш доп линейно зависит от амплитуды сигнала.
Известно, что для малых напряжений гетеродина (а здесь напряжение сиг-
нала выступает в качестве гетеродинного) крутизна преобразователя прямо про-
порциональна амплитуде гетеродина. Поэтому шумовой ток прямо пропорцио-
нален амплитуде напряжения сигнала. При наличий сигнала (Птсэ^О) эффек-
тивное значение суммарного шумового тока с промежуточной частотой, обуслов-
ленного шумами гетеродина,
г _____~\/~ 1 /2 1
'n.niJE ' ш.г1 Т ^п.ш.доп
= sn V4kT0R^Qn /^.OCH + f/2r.3.K + (S'/2Sn)2 u2mc. Г(5.83)
Составим отношение сигнала к шуму на выход* преобразователя, полагая,
что единственным источником шума является гетеродин:
(С/Ш)8Ы1 = lm п/^плп 2 =
= Umc/y4 kTBRm ^f Кй.осн + ^.3.к + ( \>тс/25„)2. (5.84)
Зависимости 7тп, /пш^, (С/Л/)Вых от амплитуды сигнала Umc изображены
на рис. 5.36.
При малых напряжениях сигнала, когда (S'0(7mc/2Sn)2<O2r осн+г/2г з к,
т. е., при
итй « 2 Sn V «/Joch + '/L.k^o’ (5.85)
146
шумовой ток на выходе преобразователя не зависит от уровня входного сиг-
нала.
В этих условиях отношение сигнала к шуму на выходе преобразователя
увеличивается с увеличением амплитуды входного сигнала. При выполнении не-
равенства (5.85)
(С/Ш)ВЫч « Umc/y4kT0Rm^fa V £/?Оен + ^.з.к-
Отсюда следует, что улучшение избирательности цепей связи преобразователя
с гетеродином на частотах основного и зеркального каналов приема улучшает
отношение сигнала к шуму.
При больших амплитудах напряжения входного сигнала, при которых не-
равенство (5.85) изменяется на обратное, шумовой ток
! n.m^VkToRm.^fnS'oUmc.
В этих условиях шумовой ток преобразователя увеличивается с увеличе-
нием амплитуды Umc. Поэтому отношение сигнал-шум на выходе преобразую-
щего прибора остается постоянным. Максимальное отношение сигнал-шум опре-
делится выражением (5.84) при условии, что
( s; Umc/2Sn)2 » t/2r осн + У2Г З К, (5.86)
а именно
(С/Ш)выхтах = 1щ п/^п.ш 2 ** ^п/^0 ^1П.Г /п- (5.87)
Максимальное отношение сигнал-шум на выходе преобразователя частоты
определяется отношением Sn/S'o и шумовым сопротивлением гетеродина /?ш г
[51].
Обратим внимание па то, что использование балансных преобразователей
частоты [см. (5.3)] позволяет устранить влияние шумов гетеродина по ос-
новному и зеркальному каналам приема даже в отсутствие избирательности в
цепях связи гетеродина с преобразователем. Однако в этих преобразователях
частоты компенсацию шума гетеродина на частоте гетеродина выполнить не-
возможно. Дело в том, что при суммировании продуктов преобразования часто-
ты отдельных плеч преобразователя полезного сигнала неизбежно суммиру-
ются продукты преобразования шума гетеродина на частоте гетеродина.
147
В балансных преобразователях и обычных преобразователях частоты [при
выполнении неравенства (5.86)] максимальное отношение сигнал-шум определя-
ется формулой (5.87). В целях получения большого отношения сигнал-шум иа
выходе преобразователя необходимо увеличивать крутизну преобразователя и
уменьшать среднее значение первой производной крутизны преобразующего при-
бора за период гетеродина.
5.6. Преобразователь частоты
с компенсацией приема зеркального канала
При низкой промежуточной частоте зеркальный канал находится близко к
основному и плохо ослабляется преселектором. В этих условиях можно приме-
нить компенсационный метод устранения приема зеркального канала.
Структурная схема преобразователя частоты, построенного на этом прин-
ципе, изображена на рис 5 37. Устройство состоит из двух трактов преобразо-
вания частоты, подключенных к общему сумматору. В каждом из трактов
включены два фазосдвигающих контура. Один из них включен между общим
гетеродином и преобразующим прибором (фг1 в первом плече преобразователя
и <Рг2—во втором плече), а второй — между преобразующим прибором и сум-
матором (фп1 — в первом плече и <рП2—во втором).
2 е плечо
Рис. 5.37
Согласно общей теории преобразования частоты при соп = сог—соо выход-
ное напряжение преобразованного сигнала основного канала, подводимое к сум-
матору,
— Кп Uто
где Кп=Ки ехр[1(фг + фп)]—комплексный коэффициент передачи преобразова-
теля частоты.
148
Для зеркального канала частота гетеродина ниже частоты сигнала (т. е.
<|)п=<йак—<ог), поэтому выходное напряжение преобразованного сигнала
Uma = Кп.з.кйт з.к> (5.88)
где Лп з к = Лп exp i(—<рг+фп) — комплексный коэффициент передачи преобразо-
вателя для зеркального канала приема
Выходное напряжение сумматора при действии сигнала Отс по основному
каналу приема на выходе первого плеча
Um п!= Knl Uтй ~ Кщ Umc ехР i (фп 4" Фп1) >
на выходе второго плеча
Um п2 = ^Сп2 й/пс ~ Кт ехР * (Фг2 4" Фпг) •
Напряжение преобразованного сигнала по основному каналу приема на вы-
ходе сумматора
Um п.вых.осн = Um nl 4” Um п 2 ~ U тс [Лп1 ехР i (фп 4" фп1) 4"
4-А"п2 ехР ‘ (фга 4-Фпа)] • (5.89)>
При действии сигнала по зеркальному каналу приема напряжение на вы-
ходе сумматора
Um п.вых.з.к — Um пт з.к 4" Um п2 з.к = Um З.к [/Cni exp i ( фн -f- фщ) -f-
4-/fn2 exp i (— фГ2 4-фп2)]. (5.90)
Если модули коэффициентов передачи первого и второго плеча одинаковы,
т е. Kni=Ku2-Ka, то
Um п.вых.осн — Umc Кп [exp i (фг1 -f- фп1) -f- exp i (фг2 -f- Фпг)], (5.89а)-
Um п.вых з.к= Um3KKn [exp i ( —фп 4- Фш) 4- exp i ( — фг2 4- фпг)]- (5.90а)
Выполним совместно два требования. Потребуем, чтобы эффект от преоб-
разования частоты основного канала был максимальным, а эффект от преобра-
зования частоты зеркального канала был равен нулю (От п вых з к=0).
Выражение, стоящее в квадратных скобках формулы (5.89 а), представляет
собой геометрическую сумму двух единичных векторов с произвольным фазовым
сдвигом иа комплексной плоскости. Очевидно, что максимальное значение моду-
ля 'будет обеспечено при совпадении этих единичных векторов, т. е. при
Фг1 4" Фп1 = Фг2 4" фпг ± 2 k я> (5.91)’
где £=0, 1, 2, 3,... — натуральный ряд чисел
При этом От п вых осн--- 2б'*тсКпехр !(фг14-фп1), т. е. модуль выходного
напряжения сумматора будет в 2 раза больше модуля выходного напряжения
одного плеча.
Выражение, стоящее в квадратных скобках формулы (5.90а), обращается
в нуль, если фазы единичных векторов expi(—фн+фщ) и expi(—фгг+фпг)
различаются на (2£+1)л, т. е. при
— Фг14-Ф111=—фгг 4-Фп2 ± (2^+1) Я, (5.92>
где £=0, 1, 2, 3,... — натуральный ряд чисел.
Соотношения (591) и (5.92) удобнее записать в несколько ином виде, вы-
делив фазовые сдвиги в цепях гетеродина и фазовые сдвиги в цепях промежу-
точной частоты обоих трактов.
149
'Найдем разность выражений (5.91) и (5.92):
2<рг1 = 2<рг2=Рл.
Отсюда
Фга — Фп ± л/2, (5.93)
я. е. фазовый сдвиг в цепи гетеродина второго плеча должен быть равен фа-
.зовому сдвигу в цепи гетеродина первого плеча ±л/2.
Найдем сумму выражений (5.91) и (5.92):
фщ= фпг ± (4£ + 1) л/2- (5.94)
Соотношения (5.93) и (5.94) свидетельствуют о множестве реализаций, по-
зволяющих получить компенсацию приема симметричного канала и суммирова-
ние результата преобразования частоты основного канала приема. Эти реали-
зации отличаются возможностями произвольного выбора <pri, фпа и различными
значениями k в формуле (5.94).
Ограничимся реализуемыми фазовыми сдвигами в пределах от нуля до
_±л/2 и k=0, тогда получим следующие соотношения:
фга фгг i л:/2, фпа = фщ 4” л:/2.
Это уравнения прямых, изображенных на рис. 5.38, а и б. Здесь же штри-
ховой линией показаны графики для выбора фгг и фпг по заданным соответст-
венно фг1 и фп: за пределами области, где —л/2<ф< + л/2 и k = 0.
Обратим внимание иа то, что условия компенсации зеркального канала
птриема сохраняются при достаточно широких пределах изменения фг: и фП1. Из
этого следует, что возможна одновременная компенсация ие только одного ко-
лебания (например, только несущего колебания зеркального канала), ио и це-
лого спектра частот.
На рис. 5.37 указаны необходимые фазовые сдвиги в цепях гетеродина и
тракта промежуточной частоты для частного случая одинаковых абсолютных
величии этих сдвигов. Согласно рис. 5 38 этот выбор соответствует; координа-
там точек А и Б, т. е. фГ1 = —л/4, фгг = л/4, фП1=л/4, фпг=—л/4. Эти же фазо-
гвые сдвиги указаны иа рис. 5.37 в круглых скобках.
150
Легко убедиться, что при выборе <pni = +n/2, <рг1 =—л/2, фП2=0, фГ2=й
или любом другом, удовлетворяющем координатам точек, лежащих на линиях
графиков рис. 5.38, осуществляется компенсация нежелательного канала прие-
ма.
Реализация абсолютно одинаковых модулей коэффициента передачи плеч
преобразователей и необходимых фазовых сдвигов <рг, <рп затруднена. Однако
даже при расхождении характеристик плеч, ие превышающем 10%, можно ожи-
дать ослабления зеркального канала приема не менее 20 дБ. При использовании'
современной технологии производства микросхем можно получить более высо-
кие результаты, реализуемые в устройствах компенсации приема зеркального
канала в диапазоне СВЧ.
5.7. Выбор промежуточной частоты приемника
Рациональный выбор промежуточной частоты позволяет полу-
чить высокие электрические и эксплуатационные характеристики
приемника.
При выборе промежуточной частоты необходимо учитывать
следующие основные положения.
1. Промежуточная частота приемника должна выбираться вне
диапазона рабочих частот мощных радиостанций. В этом случае
уменьшается опасность приема помехи по каналу промежуточной
частоты.
Согласно международным соглашениям мощные радиовеща-
тельные станции занимают следующие области умеренно высо-
ких частот:
/о=15О -*-420 кГц (7= 2000н-715м);
/0 — 520 -4-1500 кГц (А, —577-*200 м);
в диапазоне коротких волн радиовещательные станции работают
на сравнительно узких участках диапазона вблизи частот;
/0 = 4,2 МГц (Л = 71,5 м); f0 = 6,1 МГц (А, = 49 м),
/0 = 7,3 МГц (А, = 41 м),
f0 = 9,7 МГц (А, = 31 м), /0=12МГц (А = 25 м),
/0 =15,7 МГц (А.= 19м);
/0=18,7 МГц (А=16 м); /о = 23 МГц (X = 13 м),
в диапазоне УКВ расположены спектры излучения телевизион-
ных и радиовещательных станций.
Таким образом, чтобы исключить помехи по каналу промежу-
точной частоты, промежуточные частоты могут иметь следующие
значения: /п<150 кГц; 420 кГц</п<520 кГц; fn> 1500 кГц, но»
в незанятых участках диапазонов коротких и ультракоротких
волн.
2. Полоса пропускания УПЧ, необходимая для данного вида
работы, должна достигаться простыми техническими средствами.
Известно, что избирательная система с требуемой полосой’
151
пропускания формируется колебательными контурами — электри-
ческого либо электромеханического типа. Естественно, что полу-
чение более узкой полосы, чем реализуемая при максимальной
добротности, оказывается затруднительным. Полоса пропускания
•контура связана с добротностью и его частотой настройки соот-
ношением Фк^/п/Л^к- Учтем, что AF0>AFK. Отсюда
Д^о>/п/<2к и fn<AF0QK. (5.95)
Колебательные контуры с обычными значениями добротности
фк = 80-4-100 и не более 200* можно получить без больших техно-
логических трудностей. Реализуемые значения добротности на
низких промежуточных частотах 5-—100 кГц составляют 20—80 и
на более высоких частотах 80—180.
Таким образом, если необходимая полоса ДГо= 1004-200 Гц,
то промежуточная частота должна выбираться менее 4—6 кГц.
При приеме сигналов с полосой кГц промежуточная
частота должна быть около 0,5—1 МГц. При выполнении тракта
промежуточной частоты приемников относительно широкополос-
ных сигналов заботиться об использовании контуров с большой
добротностью не приходится. Наоборот, реализуемая добротность
контуров оказывается избыточной и ее искусственно уменьшают.
Промежуточная частота телевизионных приемников в соответст-
вии с этими соображениями при Д77о = 6 МГц может быть выбра-
ла равной 30—40 МГц.
3. Заданное ослабление зеркального канала приема должно
•осуществляться сравнительно простым преселектором.
Зеркальный канал приема имеет расстройку относительно ос-
новного канала Д/=2/п- Если в преселекторе используется систе-
ма из п одинаковых колебательных контуров, то при больших
расстройках можно определить величину ослабления по следую-
щей приближенной формуле:
<т3.к»(2Д//ДГк)п. (5.96)
При заданном ослаблении <т3 к 3 необходимо выбрать проме-
жуточную .частоту так, чтобы <т3.к^’<т3 к 3. Подставляя в (5.96)
Д/=2/п, получаем (4/п/ДУк)п^<т3 к 3. Решим это неравенство от-
носительно fn, полагая, что ^FK—f0IQK:
Zn>Zo^,/4QK. (5.97)
Полученное соотношение показывает, что для реализации
•больших значений ослабления зеркального канала приема при
заданном числе контуров необходимо увеличивать промежуточ-.
,ную частоту. Выбор промежуточной частоты следует вести на
максимальной частоте диапазона радиоприемника. С увеличена
•ем числа контуров преселектора можно ограничиться меньшей
промежуточной частотой fa.
* Исключая системы с пьезокерамическими и электромеханическими фильт-
рами.
152
Существует тенденция выбора небольшого значения промежу-
точной частоты.
К достоинствам такого выбора следует отнести возможность
получения большой величины устойчивого коэффициента усиления
[см. формулу 4.65)] и легкость получения узких полос пропус-
кания при небольших, легко осуществимых добротностях конту-
ров; к недостаткам — трудность получения требуемого ослабле-
ния зеркального канала приема. Это обусловлено тем, что при-
низкой fn относительная расстройка канала мала и поэтому пре-
селектор приемника действует неэффективно.
На рис. 5.39 показано расположение частот основного fc и зер-
кального f3 каналов приема при низкой (а) и высокой (б) проме-
жуточных частотах. Повышение fn вызывает увеличение расстрой-
ки преселектора относительно нежелательного канала приема,,
поэтому преселектор больше ослабляет этот канал.
Для радиовещательных приемников длинных и средних волн можно вы-
брать промежуточную частоту так, чтобы область зеркальных каналов приема
попала в диапазон частот, свободный от мощных радиостанций. Из распреде-
ления рабочих частот для мощных радиостанций следует, что при выборе
~ 1,6 МГц, во-первых, промежуточная частота оказывается вне диапазона час-
тот радиовещательных станций и, во-вторых, зеркальные каналы приема для»
fc = O, 154-1,50 МГц попадают в область частот / = 3,354-4,7 МГц, где практи-
чески отсутствуют мощные радиостанции. В этой области частот имеются излу-
чения станций малой мощности специальных служб. Помехи от этих станций"
могут быть ослаблены широкополосным фильтром с граничными частотами, со-
ответствующими диапазону частот радиовещательных станций fc =0,15-4-
4-1,5 МГц, либо фильтром нижних частот с /шах — 1500 кГц.
Распределение частот основных и зеркальных каналов приема для такого
приемника с неперестраиваемым преселектором изображено на рис. 5.40. Здесь
же показана штриховой линией характеристика преселектора.
Применение повышенной промежуточной частоты /п=1,6 МГц позволяет
выполнить приемник радиовещательных станций с неперестраиваемым преселек-
hzz—1 1................~№’6 II111111IIL
°>150 0,020 0,520 45 1,75 3,1
'—_ _______ _____________z ^гтт ' frrnai
.*♦ Частоты основных.
' каналов приема
-4---------1-4-------------
3,35 3,62 3.72 k.l
Частоты зеркальных
каналов проема
Рис. 5.40
153
тором в диапазоне длинных волн. Причем требуемое изменение частоты гетеро-
дина можно осуществить без переключения диапазона.
Структурная схема такого приемника изображена на рис. 5.41. Для приема
станций с Д = 0, 15-4-1,5 МГц необходимо изменять частоту гетеродина от
4г и1п=0,15+1,6= 1,75 МГц до fr maz= 1,5+ 1,6=3,1 МГц. Коэффициент пере-
крытия диапазона контура гетеродина
Д4г /г max//r min = 3,1 /1,75 = 1,77.
Реализация такого коэффициента перекрытия ие встречает затруднений.
Рис. 5.41
Таким образом, применение повышенной промежуточной частоты ие только
позволяет эффективно подавить зеркальные каналы приема, но и упростить эле-
менты настройки приемника на станцию. Следует обратить внимание на то, что
яримеиение широкополосного преселектора, пропускающего к преобразователю
наряду с полезным сигналом сигналы посторонних радиостанций, приводит к
нелинейным эффектам и требует особых мер по «линеаризации» преобразовате-
ля частоты •— по устранению блокирования, перекрестных и нитермодуляцион-
ных искажений и побочных каналов приема. Большой уровень помех создают
побочные каналы приема, высшие гармоники которых совпадают с частотой
принимаемого сигнала. Для устранения приема по этим каналам полоса про-
пускания широкополосного преселектора должна быть несколько меньше одной
октавы.
К достоинствам высокой промежуточной частоты в приемни-
ке следует отнести простоту реализации широкой полосы пролу*
скания, к недостаткам — трудность получения больших устойчи-
вых коэффициентов усиления в тракте промежуточной частоты и
сложность обеспечения узких полос пропускания при использо-
вании обычных колебательных систем. Особые трудности пред-
ставляет выбор промежуточной частоты приемников сигналов с
малой шириной спектра и высокой несущей частотой.
Обозначим fnAF, — промежуточную частоту, определяемую
неравенством (5.95), и /п.зк — удовлетворяющую соотношению
(5.97). При низкой несущей частоте [0 и относительно большой
ширине спектра сигнала указанные выше неравенства могут быть
удовлетворены одновременно в области частот /п.з K<fn<fnAF,
но для этого должно удовлетворяться соотношение
/п.з.к или A Fo QK f0 a/4QK,
когда
f0/AF0<4Q2/oVn>3. (5.98)
154
В правой части формулы (5.98) содержатся величины, опреде-
ляемые конструкцией элементов реализуемых контуров, и коэф-
фициент избирательности по зеркальному каналу приема, в ле-
вой части формулы — отношение несущей частоты к ширине поло-
сы спектра сигнала. Если отношение несущей частоты к ширине-
спектра сигнала превысит величину 4Q2K/o1/n3 к 3, то супергетеро-
динный приемник с однократным преобразованием частоты реали-
зовать невозможно. Выходом из положения может быть примене-
ние многократного преобразования частоты.
На рис. 5.42 изображена структурная схема приемника с мно-
гократным преобразованием частоты. В тракте усиления сигнала
Рис. 5.42
в каждом ПЧ происходит понижение частоты несущего колеба-
ния с сохранением ширины спектра сигнала. Это понижение про-
исходит до такого значения промежуточной частоты, при котором
для последнего преобразователя частоты будет удовлетворяться
неравенство
fn(ft_1)/AF0<4Q2/oV:.3-
Если учесть, что ЛЕо=/пй/<2к, то
(5-99)
Здесь в последнем преобразователе частоты fn(k-i) является
преобразованным несущим колебанием входного сигнала. Пр»
каждом преобразовании частоты предыдущий тракт является пре-
селектором, обеспечивающим необходимое ослабление зеркально-
го канала приема.
Соотношение (5.99) показывает, что скачок промежуточных
частот fn(fe-i)/fnfi не - должен превышать значения, равного
4QK/o1/«3 к 3. Лишь в этом случае зеркальный канал приема будет
достаточно ослаблен в предыдущем УПЧ.
Очевидно, что в любом преобразователе частоты должно вы-
полняться соотношение (5.99), т. е.
(i-O
Найдем k — необходимое число преобразований частоты су-
пергетеродинного приемника, предполагая одинаковыми доброт-
ности контуров в тракте Qj = Q = const и их число щ в каждом
УПЧ. Будем считать также заданным оц.к.з — ослабление зеркаль-
ных каналов приема.
155
Запишем соотношение: fo/fnft=/o/QAAo. Левую часть этого со-
отношения можно представить в виде
fo/fnft — (f o/fnl) (/til/fnz) •••(fu i—l/fn i) • • • (/n k-llfn ft)*
Полагая, что скачок промежуточных частот определяется фор-
мулой (5.99), получаем
(4Q/o>/n3)^ = f0/QAF().
Отсюда необходимое число преобразований частоты
k = 1g (fo/Q A F0)/lg (4Q/0V" э)* (5Л0°)
. Соотношение (5.100) показывает, что с увеличением требова-
ний к ослаблению зеркального канала приема и с увеличением
отношения fo/AFo увеличивается число необходимых преобразо-
ваний частоты.
Многократное преобразование частоты, используемое в трак-
те основного усиления сигнала, позволяет получить необходимую
узкую полосу пропускания при приеме сигналов на любых, сколь
угодно высоких радиочастотах. Вместе с этим увеличение числа
преобразователей частоты в приемнике требует введения в тракт
преобразователей соответствующего числа высокостабильных ко-
лебаний гетеродинов с достаточно высоким уровнем. При плохой
экранировке цепей, а также при неудачном выборе промежуточ-
ных частот и частот гетеродинов в приемнике возникают интер-
ференционные свисты. Поэтому выбранные промежуточные час-
тоты должны удовлетворять техническим требованиям необходи-
мого ослабления интерференционных колебаний, образованных
-сигналами на входе каждого преобразователя частоты и попадаю-
щих в полосу пропускания последующего тракта.
6. Амплитудные детекторы
6.1. Назначение, классификация и общая характеристика
детекторов
Амплитудным детектором (АД) называют устройство для по-
лучения напряжения или тока, повторяющего закон изменения
амплитуды входного сигнала.
По типу приборов, применяемых
в детекторах, различают: диодные,
триодные и многоэлектродные детек-
торы.
Зависимость напряжения или то-
ка на выходе детектора от ам-
плитуды входного сигнала называют
детекторной характеристикой. Детек-
торная характеристика должна быть
156
линейной, а угловой коэффициент ее не должен зависеть от часто-
ты модуляции FM и частоты несущего колебания fo (рис. 6.1) при
Fjw=var и fo=var.
6.2. Основные показатели детекторов
Крутизна детекторной характеристики определяет эффектив-
ность детектора как преобразователя входного сигнала. Детек-
торная характеристика реального детектора отличается от иде-
альной. Однако существует область изменения амплитуды вход-
ного напряжения, в которой связь между конечными приращени-
ями выходного и амплитуды входного напряжений оказывается
практически линейной. В связи с этим АД целесообразно охарак-
теризовать дифференциальным параметром
*^АД = ^вых^^т вх ~ ^вых/^^т вх‘
Крутизна детекторной характеристики детектора является без-
размерной величиной и по аналогии с показателями любого уси-
лительного каскада ее можно назвать коэффициентом усиления
детектора. Искажения, вносимые детектором, разделяют на ли-
нейные и нелинейные.
Линейные искажения определя-
ются зависимостью модуля крутиз-
ны детекторной характеристики
(рис. 6.2, верхний) и зависимостью
сдвига фаз между выходным напря-
жением и модулируемым парамет-
ром при синусоидальном изменении
последнего (рис. 6.2, иижний) от
частоты модуляции.
Нелинейные искажения сигнала
в детекторе обусловлены отклонени-
ем детекторной характеристики от
линейной.
Входная проводимость детекто-
ра существенно влияет на показате-
ли усилителя, нагружаемого детек-
тором. Входная проводимость детектора равна отношению ампли-
туды первой гармоники входного тока к амплитуде напряжения,
действующего на его входе:
^вх = вх/йт = йвх Н- 1 ^вх = V-^вх “Ь i ® ^вх-
Напряжение на выходных зажимах детектора содержит две
составляющие: напряжение, повторяющее закон модуляции UB ,
и высокочастотное напряжение, соответствующее спектру вход-
ного сигнала Ua . Высокочастотная составляющая представляет
нежелательный продукт на выходе детектора. Это напряжение
дополнительно нагружает усилитель низкой частоты приемни-
157
ка, ухудшая использование усилителя для основной цели — уси-
ления колебания с частотой модуляции. Кроме того, это высоко-
частотное напряжение может вызвать самовозбуждение приемни-
ка, Таким образом, устранение высокочастотного напряжения на
выходе детектора весьма желательно. Ослабление высокочастот-
ного напряжения детектором оценивается коэффициентом филь-
трации.
Коэффициентом фильтрации детектора называют отношение
амплитуды входного напряжения к амплитуде напряжения высо-
кой частоты на выходе детектора:
Кф = U m:Um W
При необходимости увеличить коэффициент фильтрации де-
тектора между нагрузкой детектора и усилителем низкой частоты
включают дополнительные фильтры низких частот.
Расчетные соотношения для показателей детекторов можно по-
лучить, используя общую теорию детектирования, разработанную
В. И. Сифоровым [20].
6.3. Общая теория детектирования
амплитудно-модулированных сигналов
Детектор АМС может быть выполнен на основе использования
нелинейного прибора либо прибора, осуществляющего преобра-
зование частоты входного несущего колебания в нулевую частоту.
В общем случае детектор представляет собой нелинейный или
параметрический четырехполюсник, нагруженный со стороны вы-
ходных зажимов на параллельное соединение резистора Рн и кон-
денсатора Сн (рис. 6.3).
Рис. 6.3
Предположим, что к входным зажимам подведено синусои-
дальное напряжение (7msincd/. На выходе нелинейного четырех-
полюсника будет существовать ток iBMX, постоянная составляющая
которого /= создаст падение - напряжения на нагрузке детектора
U==—I=Rn. При изменении амплитуды входного напряжения
будет изменяться /= и, следовательно, напряжение на нагрузке
детектора. Желательно, чтобы эти изменения повторяли закон
модуляции входного напряжения.
Режим, при котором напряжение на нагрузке в данный момент
времени определяется амплитудой Um, существующей в этот же
момент, называется безынерционным. Если выходное напряжение
158
U= зависит от значений амплитуды входного сигнала Um, суще-
ствовавших в предыдущие моменты времени, то режим детекто-
ра и сам детектор называют инерционным. В инерционном де-
текторе возникают значительные искажения. Будем считать, что
детектор работает в безынерционном режиме.
В общем случае связь между /=, 1т, []=, Um оказывается не-
линейной:
= 1= = F (Um, U=). (6.1), (6.2)
Соотношение (6.1) представляет собой уравнение колебатель-
ных характеристик, определяющее нагрузку детектора источнику
входного сигнала. Уравнение (6.2) характеризует преобразова-
ние переменного напряжения в постоянный ток на выходе прибо-
ра и поэтому может быть определено как уравнение характерис-
тик выпрямления.
При малых изменениях амплитуды входного сигнала ДС7т на
выходе возникает малое приращение выходного тока Д/=. Это
приращение в первом приближении будет линейно зависеть от
Д£7т и Д[7=. Приращение выходного тока примем равным пол-
ному дифференциалу функции двух переменных:
Д dl= = (д I=/dUm) dUm + (d IJd U=) d U=. (6.3)
Частные производные dI=/dUm и dl^/dU^ следует считать
статическими параметрами детектора, аналогичными малосиг-
нальным параметрам усилительного прибора или преобразовате-
ля частоты.
Прямая проходная проводимость детектора или крутизна де-
тектора Sd равна частной производной постоянной составляющей
выходного тока по амплитуде входного напряжения:
У2ы = Sd = д I=ldUm = lim (Д Z/Д Um) при Д (/„,-> 0, (Д_ = const.
(6.4)
Внутренняя выходная проводимость детектора равна частной
производной постоянной составляющей тока по постоянному вы-
ходному напряжению:
Уш = ёш = 1 IRid = dIJdU= = lim (Д 7=/Д£7в) (6.5)
при ДН=-^-0, t/m = const.
Разложим выражение (6.1) в ряд Тейлора вокруг значения не-
зависимых переменных С7т0, П=о’.
Im=f(Umо, t/=0)+(дf/dUm)dUm+(df/dU=)dU~+.... (6.6)
Этот ряд применим для расчета малого приращения амплиту-
ды входного тока Д/т, полагая, что для малых приращений Д/т
можно заменить полным дифференциалом функции f(Um, U=):
Mm^dlm^(df/dUm) dUm + (df/dUJ)dU=. (6.7)
Найдем параметры детектора, определяющие его дифференци-
альную входную проводимость, т. е. проводимость для малых из-
менений амплитуды входного сигнала.
159
Обратная проходная проводимость детектора
Г12 d = Sd обр = д IJdU= = lim (Д ImlkU=) (6.8)
при ДС7= ->0 , Um = UmQ = const.
Внутренняя входная проводимость детектора
Уш = §ш =- dIm/dUm = lim (Д 7ГО/Д{7т) (6.9)
при Д£7т->0, U^— U=o = const.
Параметры, определяемые соотношениями (6.8) и (6.9) сов-
местно с (6 4) и (6.5), позволяют оценить входную проводимость
детектора для малых изменений амплитуды входного напряжения.
Учитывая определение параметров детектора, уравнение (6.3)
можно записать в виде
dI^ = SddUm + dU=/Rid. (6.10)
> В детекторе, работающем на нагрузку 7?н, £7= =—I=Rn, по-
этому
dU== — Rndl=. (6.11)
Подставляя (6.11) в (6.10) и решая последнее уравнение от-
носительно dl=, получаем
dI= = SddUm/(l+Ra/Rid) (6.12)
или
d Um/(Rid-\- Rn), (6.13)
где pd = SdRtd — внутренний коэффициент усиления детектора.
Уравнения (6.12) и (6.13) могут быть использованы для вы-
числения конечного приращения постоянной составляющей тока
при конечном приращении амплитуды сигнала AUm, если послед-
нее достаточно мало:
M=^pdMJmRRid + Rn). (6.14)
Соотношение (6.14) позволяет детекторный прибор представить
по отношению к нагрузке RB в виде генератора эдс, обладающего
внутренним сопротивлением Rtd (рис. 6.4,а), либо в виде генерато-
ра тока (рис. 6.4,6).
Предположим, что амплитуда входного сигнала изменяется по
закону
^т = ^то(1 +msinQt)==UmO + rnUmOsm£lt. (6.15)
Рис. 6.4
160
Второе слагаемое в (6.15) можно рассматривать как малое
приращение амплитуды входного напряжения AUm при условии,
что т достаточно мало. Подставив At7m = /nt7mosin Qt в (6.14), по-
лучим, что A/= = /mQsin Ш,
где /mQ = Pd^t7m0/(/?id + ^H)- • <6-16)
Уравнение (6.16) представляет собой закон Ома для полной
цепи. На основании полученного соотношения расчет амплитуды
переменной составляющей тока частоты модуляции в нагрузке де-
тектора можно выполнить, используя линейную эквивалентную
схему детектора (рис. 6.5). Здесь 2
детектор относительно выходных
зажимов 2—2 представлен в виде
генератора эдс с частотой й, рав-
ной частоте модуляции входного
сигнала, обладающего внутрен-
ним сопротивлением Rlci.
Следует обратить внимание Рис- 6-5
на то, что в силу сделанного пред-
положения о малости приращения амплитуды входного сигнала
AUm соотношение (6.16) справедливо для расчета результата при
малом коэффициенте модуляции входного сигнала.
При коэффициенте модуляции т, близком к единице, парамет-
ры детектора изменяются и эквивалентная схема неприменима для
расчета результатов детектирования.
В случае нагрузки детектора параллельным соединением 7?НСН
комплексная амплитуда выходного тока детектора /та = р^£Лпо/
/(/?id+ZH), где 7н=Яа/(1+1йСн/?н).
Комплексная амплитуда выходного напряжения детектора
Umtl ~ Q 4.
и, следовательно, коэффициент усиления детектора
Kd = ^- = -^4/(^+4) = -iW(i + ^d//?H + i^aCB).
Модуль коэффициента усиления детектора
/Cd = +
аргумент, или фазовый угол коэффициента усиления,
Ф = arctg Q Rid Сн/( 1 + Rid/Rs).
Параметры детектора, определяющие комплексный коэффици-
ент усиления детектора и уровень линейных искажений, могут
быть определены экспериментально либо аналитически.
Экспериментальное определение параметров детектора
Для расчета параметров детектора необходимо снять зависимость, опреде-
ляемую уравнением (6 2). Графически эту зависимость удобно представить в
виде при <7m = const, так как в указанной систем.е координат урав-
6—81 - 161
нение нагрузочной характеристики представляет собой прямую линию:
/.= — U_/Ra. (6.17)
*В этой системе координат постоянная составляющая тока, соответствующая
выбранному режиму, определяется точкой пересечения семейства характеристик
выпрямления с прямой нагрузочного сопротивления (рис. 6 6,6).
Схема для снятия семейства характеристик выпрямления изображена на
рис. 6 6,а. Параметры детектора определяются так же, как дифференциальные
параметры усилительного прибора.
Отношение приращения постоянной составляющей тока на выходе к при-
ращению амплитуды входного напряжения при постоянном напряжении на вы-
ходе равно крутизне детектора
Sd~ Ы=/&ит при <7^0 = const.
Внутренний коэффициент усиления детектора будет равей отношению при-
ращения постоянного напряжения на выходе к прцращению -амплитуды входно-
го напряжения BUm, которые вызывают одинаковые, но противоположные по
знаку приращения выходного тока: Д/=1 = —Л/=2, т- е.
|Ч = — Д 17__/Д Um при = const.
Внутренняя выходная проводимость детектора определится формулой
gd= 1/Rid = —АВ/АС при (7m = const.
Следует заметить, что выбор частоты переменного напряжения не влияет на
результат измерения параметров детектора до тех пор, пока нелинейный прибор
.можно считать безынерционным. Если на частоте входного сигнала начинает
проявляться инерционность прибора, то измерения параметров детектора сле-
дует вести на рабочей частоте
Семейство характеристик выпрямления (рис. 6 6,5) позволяет оценить ре-
зультаты детектирования при любом коэффициенте модуляции. Для этого не-
162
обходимо учесть, что при данной амплитуде входного сигнала Um выходной
ток детектора 1= определяется двумя ограничениями. С одной стороны, урав-
нением характеристик выпрямления (6 2) и с другой — вольт-амперной харак-
теристикой нагрузки (6 17) Совместное решение этих уравнений представляют
собой точки пересечения прямой OD и характеристики выпрямления для дан-
ного мгновенного значения амплитуды входного напряжения (рис 6 6,6).
Аналитическое определение параметров детектора. Диодный детектор
' Аналитическое определение параметров детектора основано на
аппроксимации вольт-амперной характеристики нелинейного при-
бора i = f(«Bx) в общем случае в широких пределах изменения
входного напряжения. При малом уровне сигнала прямая проход-
ная проводимость прибора при действии положительных полу-
волн входного напряжения мало отличается от проводимости при-
бора при действии отрицательных полуволн напряжения. Этот
режим работы получил название режима детектирования слабых
сигналов. В режиме детектирования слабых сигналов проводи-
мость за период изменяется не более чем в 1,5—2 раза.
При большом уровне входного напряжения прямая проходная
проводимость прибора сильно изменяется — так, что практически
существует отсечка тока. В этом случае детектор работает в режи-
ме сильных сигналов.
Рассмотрим методику аналитического определения параметров
диодного детектора, широко используемого в современных радио-
приемниках.
Принципиальная схема диодного детектора изображена на
рис. 6.7. Входное напряжение нЕХ, возникающее на контуре LKCK,
от предыдущего тракта подводится к диоду Д через конденсатор
Сн, который шунтирует рези-
стор нагрузки детектора Ra
для токов высокой частоты.
Емкость конденсатора Сн вы-
бирается так, чтобы удовлетво-
рялось неравенство (1/соСн)<С
Из-за нелинейности харак-
теристики диода средний ток
диода при наличии переменного напряжения больше, чем без него.
Если амплитуда входного напряжения изменяется, то изменяется
и средний ток диода за период высокой частоты.
Параметры детектора в режиме слабых сигналов
Параметры детектора получим, используя вольт-амперную ха-
рактеристику диода (рис. 6.8). Если wEX = 0, то в выходной цепи
Диода существует ток 1а, определяемый точкой пересечения ста-
тической характеристики диода i=f(uBX) с вольт-амперной харак-
теристикой нагрузки i = —и!Да.
„о-
и в*
ОтУМ±С,
—м
L А
. Л
I ----------5
--•----О
1+ ?
яЛ '
о-
о
Рис. 6.7
6*
163
Для определения тока 7= представим уравнение статической
характеристики диода в виде степенного ряда:
i^f(u)~-f(UA +bu)=f(UA) + f' (£/л)Аи + Г(£/л)Аыз/2! +
+ Г(^л)А«3/3!+..., (6.18)
где f(UA)—IA — ток диода в рабочей точке (точка А рис. 6.8);
f'(UA) =SA — крутизна характеристики диода в точке A; f"(UA) —
•^S'a—производная крутизны в точке A; f"'(UA) =S"A — вторая
производная крутизны в точке А.
Примем в качестве приращения напряжения Ди = U=+ Umsinarf.
Полагая это приращение малым, ограничимся четырьмя членами
ряда, выделим постоянную составляющую тока 7= и амплитуду
первой гармоники тока через диод /т:
= /л + 5Л + 5Л 7/1/4 + 5Л 7/1/2, (6.19)
lm — SAUm-\- S’A Um U~ + «л t/1/8 + SA Um Ul/2.
Выражение \6.19) представляет собой уравнение характеристик
выпрямления детектора, работающего в режиме слабых сигналов.
Найдем параметры детектора.
Прямая проходная проводимость или крутизна детектора
= Sd = д IJdUn = 7/га/2.
Внутренняя выходная проводимость детектора
» r2M=a7=/a(/==sA+skt/=.
Внутренняя входная проводимость детектора
у lid = д 1т/д Um^-SA+ SA + S”A ull2 + 3SA U2m/8.
Обратная проходная проводимость детектора
Уш = д Im/dU~ = S’AUm+S’A UmU~'
Определим внутренний коэффициент усиления детектора:
14 = Уш!Уш = 5л Пт/2(ХЛ + 5Л 7/=). (6.20)
164
Таким образом, внутренний коэф-
фициент усиления детектора линейно
зависит от амплитуды входного напря-
жения (рис. 6 9).
Внутренняя эдс в эквивалентной
схеме детектора определяется произве-
дением iidtnUmo, поэтому
Ед - SAm Ul0l2(SA + S’A U=). (6.21)
Из соотношения (6.19) можно сде-
лать заключение о том, что детектор,
работающий в режиме слабых сигналов, имеет квадратичную детек-
торную характеристику независимо от формы вольт-амперной ха-
рактеристики нелинейного прибора.
Входное сопротивление детектора определим, предполагая при-
ращения напряжения настолько малыми, что в выражении (6.18)
достаточно ограничиться двумя первыми членами:
Явх = Um/Im = 1 /SA = 1/Ylld при 0. (6.22)
Видно, что входное сопротивление детектора равно обратной
величине крутизны диода в рабочей точке, т. е. внутреннему со-
противлению диода в рабочей точке. При больших приращениях
Аы следует учесть большее число членов в разложении тока (6.18).
В этих условиях входная проводимость детектора
gox= 1/^вх= Im/Um = $А + + t/L/2 -J- Um/8.
Входная проводимость детектора зависит от амплитуды вход-
ного напряжения. При 3"л>0 с увеличением амплитуды Um вход-
ная проводимость увеличивается. Эту закономерность можно ис-
пользовать для компенсации нелинейности детекторной характе-
ристики в режиме слабых сигналов [25].
Полупроводниковые и ламповые диоды имеют характеристику тока, хорошо
аппроксимируемую экспоненциальной зависимостью. Для полупроводникового
диода 1=/обр(ехр аи—1), где /Обр— обратный ток диода
Для вакуумного диода i=/oexp(au), где 10 — ток диода при и=0. Показа-
тель экспоненты а= (30-J-40) 1/В для полупроводникового диода и а=(84-
-i-12) 1/В для вакуумного диода.
Для малых U=(S'aU=<^.Sa) получим согласно формуле (6.20) внутренний
коэффициент усиления
Pd « £7m/2S^—aUm/2. (6.23)
Учитывая показатели экспонент аппроксимирующих характеристики ваку-
умного и полупроводникового диодов, можно сделать заключение о том, что
внутренний коэффициент усиления детектора иа полупроводниковом диоде в
3—4 раза больше внутреннего коэффициента усиления детектора на вакуумном
Диоде. При малых амплитудах напряжений, подводимых к детектору, внутрен-
ний коэффициент усиления мал. Например, при амплитуде входного иапряже-
165
иня C/mo=10~3 В внутренний коэффициент усиления детектора на полупровод-
никовом диоде
Цс! а 15 ит о — 1,5-10
Детектор в режиме слабых сигналов имеет коэффициент усиления значи-
тельно меньше единицы, и тем меньше, чем меньше амплитуда входного напря-
жения.
В качестве границы перехода от режима слабых сигналов к режиму силь-
ных сигналов можно принять условие p.d = 0,5; тогда согласно (6.23) получим
1/тжОр=17а (6.24). Эту величину можно считать пороговым напряжением пе-
рехода к режиму сильных сигналов.
Коэффициент фильтрации высокочастотного напряжения оп-
ределим, учитывая, что в режиме слабых сигналов диол открыт в
течение всего периода высокочастотного напряжения.
Амплитуда переменной составляющей тока высокой частоты
/mi—SAUm. Этот ток создает на конденсаторе Сн напряжение
(рис. 6.7)
' а = /щ/® = Um Sa /(О Са.
Согласно (6.7) коэффициент фильтрации
Лф — UmlUm в = <s>CbISa — ® СИ Ria •
При "Необходимости можнр увеличить коэффициент фильтрации
детектора, включив соответствующий фильтр между нагрузкой
детектора и следующими каскадами.
Режим сильных сигналов
, В режиме сильных сигналов амплитуда входного напряжения
настолько велика, что проводимость диода сильно изменяется в
течение периода высокочастотного напряжения.
При синусоидальном изменении входного напряжения ывх ток
через диод несинусоидален. На рис. 6.10 изображены временные
зависимости напряжений и тока в диодном детекторе, схема кото-
рого изображена на рис. 6.7. В моменты появления положительных
полуволн входного напряжения конденсатор Сн заряжается через
диод. Напряжение на конденсаторе Сн изменяется по кривой 0—1
при условии, что начальное напряжение на конденсаторе было
равно нулю и внутреннее сопротивление диода конечное. В точке
1. входное напряжение начинает быстро убывать и становится
меньше напряжения на конденсаторе, следовательно, электриче-
ский заряд конденсатора должен уменьшаться. Диод обладает
практически односторонней проводимостью, поэтому разряд кон-
денсатора происходит через резистор 7?н- Постоянная времени т =
=ДНС’Н значительно больше периода входного напряжения, и по-
этому разряд происходит медленно.
Изменение напряжения на конденсаторе, начиная от момента
времени происходит по экспоненциальному закону ис =
= £7ciexp[—(/—Л^/^нСн]. Это напряжение приложено к р-п перехо-
ду в запирающем направлений. Поэтому диод будет закрыт до
тех пор, пока мгновенное значение входного напряжения не прев-
зойдет напряжения на конденсаторе (точка 2, рис. 6.10). От мо-
мента времени tz до момента времени t3 отпирающее напряжение
Ывх превышает ис, и поэтому происходит заряд конденсатора Сн
через диод. От момента времени t3 начнется разряд и т. д.
При постоянной амплитуде входного напряжения Um на кон-
денсаторе Сн установится практически постоянное напряжение £/=,
уровень которого тем ближе к Um, чем больше отношение сопро-
тивления нагрузки детектора Rn к внутреннему сопротивлению
диода R, в прямом направлении.
Независимо от вида вольт-амперной характеристики диода на-
пряжение на нагрузке детектора будет практически равно ампли-
туде входного напряжения (U=~Um).
Если амплитуда входного напряжения увеличивается, то за
каждую положительную полуволну напряжения будет увеличи-
ваться напряжение на конденсаторе. При уменьшении Um напря-
жение ис уменьшается. При избыточной постоянной времени на-
грузки t=RhCh скорость уменьшения ис может оказаться меньше
скорости изменения амплитуды входного напряжения. В этом
случае напряжение на конденсаторе Сн, изменяясь по экс-
поненциальному закону, показанному на рис. 6.10 штриховой
линией, перестанет повторять закон изменения амплитуды
входного напряжения; в результате появятся большие нели-
нейные искажения. Обычно постоянную времени RsCn вы-
бирают меньше самого малого периода модуляции входного на-
пряжения и искажения не возникают.
Параметры детектора в режиме сильных сигналов
Результаты детектирования в режиме сильных сигналов прак-
тически це зависят от вида вольт-амперной характеристики диода
[19], поэтому для расчета параметров детектора можно восполь-
зоваться теорией идеального диодного детектора [20].
167
Допустим, что характеристика тока нелинейного прибора ап-
проксимируется ломаной прямой, определяемой уравнениями
, i=Su при и i = 0 при и<0. (6.25)
Пусть входное напряжение (рис. 6.11,а) изменяется по косину-
соидальному закону uEX= t7mcos со/ и на нагрузке детектора су-
ществует постоянное напряжение U=, тогда ток i будет иметь
форму импульсов с углом отсечки 0 (рис. 6.11,6).
Рис. 6.11
Постоянная составляющая этого тока
о
7= = (l/n)p'd<p, (6.26)
о
где <p=cot
Напряжение на диоде
u = [/mcosq>—U^. (6.27)
Подставляя значение и в формулу (6.25) и затем в формулу
(6.26), получаем
е
7=. = (l/n)JS(t/mcos(p—£/Jdq>. (6.28)
о
Угол отсечки* тока диода 0 определится из уравнения (6.27).
При <р = 0 i=0, т. е. u=UmcosB—U=—Q, тогда
0 = arccos (6.29)
Параметры детектора Sd, gd найдем, дифференцируя выраже-
ние (6.28) по Um и Формула дифференцирования интеграла
по параметру имеет следующий вид:
z (Я) г (я)
(d/d-q) J f(T], x)dx= J (df/dr\)dx +
ff (n) У (4)
. + (dz/dr\)f(r], 2) — (dy/dr])f(ri, У). (6.30)
168
В этой формуле верхйий и нижний пределы являются функ-
циями параметра ц.
В исследуемом выражении (6.28) г/(ц)=9, Ил, z) = 0, dyldx\=0.
Таким образом, формулу дифференцирования интеграла по пара-
метру можно записать в виде
(d/d т]) J/ (и, х) dx = j(df/d ц) dx. (6.31)
У У
Параметры детектора определятся следующими соотношениями!
крутизна детектора
« е
— Sd = d I=/dUm = (S/л) J cos ф d ф = (S/л) sin 0; (6.32)
» о
внутренняя выхо,£ная проводимость детектора
е
= -d/=/dt/==(SM)^ = S9/n; (6.33)
о
внутренний коэффициент усиления детектора
Pd ^2id/^22d = Sd Rid = sin 9/0.
Из полученных соотношений следует, что параметры детектора
определяются крутизной характеристики S и углом отсечки тока
диода 9.
Определим угол отсечки тока 9. Согласно формуле (6.28)
/==Sl/m (sin 9—9соз9)/л. (6.34)
Умножив левую и правую части формулы (6.34) на RH и учи-
тывая соотношение (6.29), получаем
S/?H = л cos 9/(sin 9—9 cos 9), ' (6.35)
т. е. SRH=F(Q). Решая это соотношение относительно 9, можно
записать
9 = 771(3/?н). (6.35а)
Таким образом, в идеальном диодном детекторе угол отсечки
тока не зависит от амплитуды входного напряжения и определя-
ется произведением статической крутизны диода S на сопротив-
ление нагрузки Rh. Решить соотношение (6.35) относительно 9
аналитически не удается. Поэтому обычно пользуются графиче-
ским решением. Задаются значениями 9 в формуле (6.35) и вы-
числяют правую ее часть, по табличным значениям ,sin 9 и cos 9.
График зависимости B = Fl(SRH) изображен на рис. 6.12. Зави-
симость параметров детектора от угла отсечки 9 показана на рис.
6.13. Внутренний коэффициент усиления растет с уменьшением уг-
ла отсечки тока. При этом, однако, увеличивается внутреннее со-
противление детектора Rid и, следовательно, увеличиваются линей-
ные искажения сигнала. Практически уменьшение 9 ограничено
максимальным допустимым сопротивлением нагрузки Ra.
169
При малых 6, sin0 и cos 0 представим в виде степенных рядов:
sin0 « 0—03/3! +..., cos 0 « 1 —0?/2! + ...
При этом согласно соотношению (6.35)
S7?n « л/(—03/6 + 03/2) = 3 л/0»,
отсюда угол отсечки тока диода
0 « С Зл/ST^ • (6.356)
Амплитуда первой гармоники тока, питающего детектор,
1т = (2/л) JS (Um cos q>—UJ) cos ф d ф. (6.36)
о
Соотношение (6.36) представляет собой уравнение колебатель-
ных характеристик (6.1).
Найдем внутреннюю входную проводимость детектора соглас-
но (6.9)
Уш = dIm/dUm = (S/2n) (20 + sin 20). (6.37)
Обратная проходная проводимость детектора
v д тп 2 , / 25 \ . л /z? о ох
г,2(1=----— = — (3созф<3ф= -------- sin 0. (6.38)
d U _ л 0J \ л /
Дифференциальная входная проводимость детектора в рабочем
режиме
Увх = Нш Д InjMJjn, при А1/т^0.
Согласно соотношениям (6.3) и (6.7)
^вх “ У lid—У 21лУ lidl^Y Ш-УУ-^)-
Учитывая выражения (6.32), (6.33), (6.37) и (6.38), получаем
Увх = (5/2л) (20ф-sin 20) — (S/л) sin 0 (2S/n) sin 0/(S0/n+ УН). (6.39
При 0—>0 sin 0—>0 и формула (6.39) может быть представлена
в виде
Гвх «(2 S 0/л) {1 -1 /[ 1 + FH/(S 0/л)]}.
Обычно Уп<+ Y22d = SQln, поэтому УВХ~2УН, т. е. RBx = Rh/2- *
170
Таким образом, дифференциальное входное сопротивление ди-
одного детектора с последовательным включением нагрузок не за-
висит от амплитуды входного напряжения, крутизны диода и рав-
но половине сопротивления нагрузки детектора.
При большой проводимости нагрузки (Ун^>50/л) угол отсечки
тока близок к л/2. Второе слагаемое формулы (6.39) при Ун3>
3>50/л оказывается малым по сравнению с первым слагаемым, и
поэтому
Увх«5/2, т. е. 7?вх = 27?г.
Коэффициент фильтрации диодного детектора в режиме силь-
ных сигналов найдем, определив Ume> — амплитуду первой гармо-
ники переменной составляющей высокочастотного напряжения на
нагрузке детектора и рассчитав отношение амплитуды входного на-
пряжения Um к ит<л .
Амплитуда первой гармоники переменной составляющей тока
~ ^пг^вх-
Амплитуда напряжения на нагрузке Ume> = IrM К1+«2С2нЯ2н.
Обычно 1/<вСн«Дн, поэтому Um(S) ~Imil(dCn.
Таким образом,
^вх ®
и коэффициент фильтрации детектора
Я-ф ~ Az (0 Сд ЯВХ-
Учитывая, что в режиме сильных сигналов Двх~^н/2, получа-
ем
кф «(1/2) о Ян Са = л f RH Са.
Параметры диодного детектора в режиме сильных сигналов
можно также получить, используя аппроксимацию статической ха-
рактеристики диода в виде экспоненциальной кривой [19], кото-
рая дает лучшее приближение к реальным характеристикам дио-
дов. Однако Зта аппроксимация приводит к табличным функциям
Бесселя и практически не изменяет выводов, полученных при ис-
пользовании аппроксимации характеристики диода отрезками пря-
мой линии.
6.4. Нелинейные явления в детекторах
Детектирование сигнала сопровождается искажением. При ма-
лом коэффициенте модуляции входного напряжения нелинейные
искажения невелики. При увеличении коэффициента модуляции
искажения возрастают. Нелинейные искажения обусловлены нели-
нейностью детекторной характеристики, избыточной постоянной
времени нагрузки детектора и различием в сопротивлениях на-
грузки детектора постоянному и переменному токам.
171
Искажения, вызванные нелинейностью детекторной характери-
стики. Форма детекторной характеристики зависит от сопротивле-
ния нагрузки детектора.
На рис. 6.14 показана форма детекторных характеристик для
тока в нагрузке Дг = /=—/о при различных сопротивлениях нагруз-
ки детектора /?н. Из рисунка следует, что увеличение сопротивле-
ния нагрузки детектора улучшает линейность детекторной характе-
ристики.
Rhi ‘Янг
Рис. 6.14
При достаточно большом сопротивлении нагрузки детекторная
характеристика (рис. 6.15) имеет три участка: квадратичный учас-
ток (/), соответствующий режиму детектирования слабых сигна-
лов, линейный (3), соответствующий режиму детектирования силь-
ных сигналов, и промежуточный (2), соответствующий режиму
средних сигналов.
Если продолжить линейную часть характеристики в область
малых напряжений до пересечения с осью абсцисс, то можно оп-
ределить амплитуду входного напряжения Um\, выше которой де-
текторная характеристика незначительно отличается от линейной.
Нелинейные искажения, вызвайные нелинейностью детекторной
характеристики, будут малыми при выполнении следующего не-
равенства:
^та:) > ml ИЛИ Uт1!(У ^тах)-
Обычно Um\ = (0,14-0,3) В. Задавшись максимальным коэффи-
циентом модуляции ттах = 0,95, при котором еще нелинейные ис-
кажения малы, получим необходимое значение амплитуды напря-
жения на входе детектора
^то>(0,1-0,3) В/(1—0,95) = (2-=-6) В.
Нелинейные искажения, вызванные избыточной постоянной вре-
мени нагрузки детектора. Постоянная времени нагрузки детекто-
ра т = ДнСн. Для уменьшения нелинейных искажений, вызванных
нелинейностью детекторной характеристики, /?н следует увеличи-
вать.
172
Емкость конденсатора Св также следует увеличивать, так как
при малой емкости Сн большая часть входного напряжения тра-
тится на RB и не подводится к диоду. По этим причинам постоян-
ную времени целесообразно увеличивать. Однако увеличение RBCB
приводит к тому, что при спаде амплитуды входного напряжения
скорость, разряда конденсатора Сн через резистор RB может ока-
заться недостаточной для того, чтобы в следующий период напря-
жение на конденсаторе определялось амплитудой входного сигна-
ла, действующей в этот период. Детектор становится инерцион-
ным. На рис.’ 6.10 показано изменение напряжения на конденсато-
ре Сн при синусоидально-модулированном входном напряжении.
Найдем соотношения, определяющие безынерционный режим детектора [14].
Составим отношение скорости изменения напряжения на нагрузке при разряде
конденсатора к скорости изменения амплитуды входного напряжения при моду-
ляции чистым тоном.
Напряжение на нагрузке при разряде конденсатора ua=icRB, но ic =
= dqldt=CHducldt, поэтому
Ин = (Сн Rs) duc ]dt. (6.40)
Примем, что до момента времени Ц напряжение на нагрузке повторяло за-
кон модуляции входного напряжения, т. е.
Us—KdUmm = RdUma U + m sin Ш), (6.41)
где Rd— коэффициент усиления детектора; т — коэффициент модуляции вход-
ного напряжения.
Из соотношения (6.40) молено найти скорость изменения напряжения на
конденсаторе ducldt—UnIRnCn или с учетом выражения (6.41),
duc [dt = (Rd Um 0/Rs Сн) (1 + m sin Q t).
Скорость изменения амплитуды входного напряжения
d Um вх/dt — (d[dt) [Um о (1 + m sin Q t)] = m Q cos Q t.
Отношение найденных скоростей
a = (duc /dt)RdUm BX/at) = Cmo (1 + msmQf)/m£lRB CHcosQZ. (6.42)
Производная отношения скоростей
da/dt = Rd Umo (m + sin Q t)/m RH CH cos2 Q t. _
Приравняв da/dt нулю, найдем момент времени tm, в котором а минималь-
ное; этот момент времени определится равенством
5шШт=-—т или tm = (1 /П) arc sin (—т)
Подставляя tm в соотношение (6.42), находим
«пип = Kd Ст о Vl — trfi/mQRsCs- (6.43)
Искажения, вызванные избыточной постоянной времени, будут отсутствовать
при выполнении следующего неравенства:
^min 1 • (6.44 )
Воспользуемся формулой (6.43) для определения постоянной времени 7?НСН, -
удовлетворяющей это неравенство,
RB Сн <1Rd V1 —
173
Постоянная времени нагрузки детектора должна выбираться тем меньшей,
чем больше частота модуляции и чем больше коэффициент модуляции. Предпо-
лагая, что и учитывая, что на частоте Qmax, соответствующей границе
полосы пропускания высокочастотного тракта, коэффициент модуляции напряже-
ния на входе детектора mmax не может превысить уровня отсчета полосы про-
пускания у^р =1/ 2, получаем следующее неравенство:
Т’н 1 /
(6.45)
Обратим внимание на то, что согласно (6.45) нелинейные искажения на
максимальной частоте модуляции возникают при 1/ПШахСн« RH, что же каса-
ется линейных искажений, то они существенны при 1/ПтахСн~ RidRsl(Rtd+
-Н?н). Поэтому, если выбрать RBCB с учетом неравенства (6 45), то линейные
искажения на высоких частотах модуляции практически не возникнут.
Неравенство (6.45) следует рассматривать как необходимое условие реали-
зации безынерционного режима детектирования амплитудночмодулированных
сигналов1.
Нелинейные искажения, вызванный различием в сопротивлени-
ях нагрузки детектора постоянному и переменному токам. Обычно
выходное напряжение детектора передается в соответствующие
цепи через разделительные элементы RC, выбранные так, что ем-
костное сопротивление конденсатора оказывается малым по срав-
нению с сопротивлением резистора.
В связи с этим сопротивление нагрузки детектора для перемен-
ного тока в диапазоне модулирующих частот оказывается меньше,
чем для постоянного тока.
Эти условия возникают не только при передаче напряжения на
усилитель низкой частоты (элементы CPRP в схеме рис. 6.16), но
От УПЧ
L* -t-
Рис. 6.16
и при использовании постоянной составляющей напряжения на на-
грузке детектора U=o для автоматической регулировки усиления
или в цепи электронного индикатора настройки (рис. 6.17).
Рассмотрим, как будут в этих условиях изменяться /= и 17=
при изменении амплитуды входного напряжения. На рис. 6.18
/?₽ АРУ
От УПЧ 5 >лк
Г 1
о-
Рис. 6.17
174
изображены характеристики выпрямления детектора. При медлен-
ных изменениях амплитуды входного напряжения с частотой, близ-
кой к нулю, конденсаторы Сф и Ср успевают перезаряжаться.
Напряжение на нагрузке (7= и ток /= будут изменяться в со-
ответствии с точками пересечения прямой нагрузочного сопротив'-
ления ОА1 и характеристик выпрямления для мгновенных значе-
Рис. 6.18
ний амплитуды входного напряжения от Um0(l—т) до t/mo(l +
+ т). При быстрых изменениях амплитуды входного напряжения
относительно Um0 ток в детекторе /= и напряжение на нагрузке
17= будут изменяться в соответствии с точками пересечения ха-
рактеристик выпрямления и прямой А34.
Эта прямая проведена через точку А, соответствующую режи-
му отсутствия модуляции несущего колебания, под углом а =
= arcctg(—£/=Д?н), определяемым сопротивлением нагрузки де«
тектора переменному току.
Для всех значений амплитуды входного напряжения, соответ-
ствующих характеристикам выпрямления, начала которых распо-
ложены правее точки 4, ток детектора 1= будет равен нулю. Диод
Д в интервале времени Л—t% оказывается закрытым. В форме то-
ка и напряжения на нагрузке детектора будут наблюдаться иска-
жения в виде отсечки. Сопротивление нагрузки детектора перемен-
ному току не зависит от частоты модуляции, поэтому искажения
характера отсечки будут наблюдаться на всех модулирующих час-
тотах.
Отсечка тока в детекторе объясняется тем, что при быстром уменьшении
амплитуды входного напряжения на конденсаторе Ср или Сф продолжает со-
храняться -постоянное напряжение С=о, которое создает на нагрузке детектора
запирающее диод напряжение. На рис 6 19 показано, как формируется это на-
175
пряжение. При пропадании входного напряжения появляется разрядный ток
конденсатора 7р = У,=0/(Лп+ЛР).
На сопротивлении нагрузки детектора появится напряжение
£/н = — 7рЯн= — U^RH!(RB+RP), (6.46)
запирающее диод Д, если минимальная амплитуда входного напряжения
будет меньше (7Н.
Условие отсутствия искажений
(6-47)
ГДе Um min ~ UmO (1—Щщах) .
Подставив в неравенство (6.47) UB из (6.46), находим'
и^0 RhKRv + ад < ито (1 - mmas). (6.48)
Полагая, что (7=о«(7то, решаем полученное неравенство относительно RP:
Листах/(1 Wmax) • (6.49)
Неравенство (6.49) определяет выбор сопротивления Rp и соответственно
сопротивления R$ для детектора, выполненного по схеме рис. 6.17, при кото-
рых отсутствуют искажения, вызванные
различием в сопротивлениях нагрузки
детектора постоянному и переменному
токам.
Прн коэффициенте усиления детек-
тора Kd — U=t)/Umo =# 1 соотношение
(6.48), определяющее отсутствие иска-
жений, приводит к следующему неравен-
ству: 1+K<i/(1—ОТшах)].
Обратим внимание на то, что приведенное выше аналитическое рассмотре-
ние процесса появления искажений было основано на предположении о «ключе-
вом» характере проводимости диода. В действительности переход диода от от-
крытого состояния к закрытому происходит плавно, на конечном интервале из-
менения напряжения на диоде.
В связи с этим, как это следует из рис. 6.18, изменение наклона прямой
1А2 в некоторых пределах не вызывает отсечки тока и, следовательно, разли-
чие в сопротивлениях нагрузки не приводит к нелинейным искажениям. Чем
меньше коэффициент модуляции входного напряжения н чем меньше коэффи-
циент передачи детектора, тем больше допустимое различие в сопротивлениях
нагрузки детектора, не вызывающее существенных нелинейных искажений.
Рис. 6.19
6.5. Взаимодействие двух сигналов в детекторе
В реальных условиях приема к детектору может подводиться
как полезный — желательный, так и нежелательный сигналы. В
результате взаимодействия этих сигналов отношение сигнала к по-
мехе на выходе может отличаться от существующего на его входе.
Выходное напряжение детектора определяется амплитудой сум-
марного входного напряжения, поэтому для оценки результата
взаимодействия двух сигналов рассмотрим закон изменения ампли-
туды суммарного колебания.
176
Известно, что сумма двух синусоидальных напряжений с раз-
личными частотами образует напряжение, амплитуда и фаза ко-
торого изменяются с частотой биений, равной разности частот сум-
мируемых колебаний. Форма кривой биений отличается от сину-
соидальной [13]. Более сильное колебание с амплитудой Um\ и
угловой частотой представим в виде неподвижного вектора OOi
(рис. 6.20), проектируемого на ось х, вращающуюся с угловой час-
тотой по часовой стрелке. Второе колебание с частотой ®2>®1
будет представлено вектором ОА, вращающимся с угловой час-
тотой йб = а»2—<0ь Амплитуда суммарного колебания Utns опреде-
лится геометрической суммой векторов Umi и Um2.
Конец суммарного вектора OAi находится на окружности, кото-
рую описывает конец вектора OiAi, вращаясь с угловой скоростью
йб вокруг точки 01. Длина вектора изменяется от Umz max = Omi +
+ om2 (точка 1) до Um 2mm= Oml—Um2 (точка 3), а сам вектор
колеблется около вектора ОО\.
Таким образом, суммарное напряжение содержит как ампли-
тудные, так и фазовые изменения. Эти изменения происходят с
разностной частотой ®2—<»i, называемой частотой биений. Ампли-
туда суммарного напряжения ог максимального значения в точке
1 будет уменьшаться и лишь в точках 2', 4' окажется равной Umi-~
Время, в течение которого амплитуда суммарного напряжения
превышает Umi, пропорционально дуге окружности 27, 2,1, 4,4'.
Время, в течение которого Um± пропорционально дуге 2'3,
4'. Таким образом, продолжительность положительных полуволн
огибающей амплитуд суммарного напряжения будет больше про-
должительности отрицательных полуволн. Асимметрия зависит от
отношения UmilUmi (рис. 6.21).
На рис. 6.22 показана зависимость амплитуды суммарного на-
пряжения от времени при модуляции слабого сигнала Um2 одним
тоном.
Рассмотрим результат детектирования суммы двух сигналов
линейным детектором, т. е. детектором с линейной детекторной ха-
177
рактеристикой. Будем считать, что для частот модуляции детектор
является безынерционным. Однако для частоты биений Qq детек-
тор может быть как инерционным, так и безынерционным.
В инерционном детекторе напряжение на выходе следует за
амплитудными значениями суммарного напряжения. Амплитудные
Рис. 6.21
Рис. 6.22
значения суммарного напряжения t7m2max показаны на рис. 6.22
жирными штриховыми линиями. Видно, что эти значения повторя-
ют без искажения законы изменения огибающей амплитуд сум-
марного напряжения. Поэтому в линейном инерционном детекторе
отношение выходных напряжений, обусловленных двумя сигнала-
ми, действующими на входе, равно отношению входных напряже-
ний. ч
В безынерционном детекторе должно удовлетворяться условие
безынерционности для частоты биений, где под коэффициентом мо-
дуляции следует подразумевать отношение амплитуд действую»
щих напряжений. Постоянная времени RSCS должна выбираться
согласно следующему неравенству:
Ra Сн < 1 max. (6.50)
178
В этом случае напряжение на нагрузке детектора следит за
мгновенными значениями амплитуд суммарного колебания, изме-
няющимися с частотой биений. Эти значения показаны сплошной
кривой. Представляя эту кривую в виде ряда Фурье, легко уста-
новить, что в спектре выходного напряжения будут следующие со-
ставляющие: 1) постоянная составляющая за период модуляции
[/=1, которая будет несколько больше Umr, 2) переменная
составляющая Uma с частотой модуляции более слабого
сигнала, получившаяся из-за асимметрии кривой биений; 3)
переменная составляющая с частотой биений Пб, модули-
рованная по амплитуде так же, как модулировался меньший из
сигналов.
Сумма первых двух составляющих определяется средним зна-
чением амплитуды суммарного колебания за период биений. Спект-
ры входного и выходного напряжений детектора изображены на
рис. 6.23. Из сопоставления спектров следует, что в результате
Рис. 6.23
О
- Рис. 6.24
детектирования спектр модулирующих частот слабого сигнала пе-
реносится на частоту биений Пб, подобно тому как в преобразова-
теле частоты спектр входного сигнала переносится на промежу-
точную частоту. Кроме того, появляется составляющая с часто-
той модуляции более слабого сигнала UmQ, уровень которой зави-
сит от асимметрии кривой биений. Напряжение
увеличением амплитуды несущего колебания Umi
что кривая биений приближается к симметрич-
ной и среднее значение суммарного напряжения
Ums мало отличается от Uml.
Если после детектора включен фильтр ниж-
них частот с граничной частотой йтах (рис. 6.23)
И нижняя боковая частота преобразованного
сигнала Qe—йт не входит в полосу пропуска-
ния этого фильтра, то спектр более слабого сиг-
нала будет подавлен.
Найдем величину подавления слабого сиг-
нала сильным в линейном детекторе. На
рис. 6.24 показано расположение векторов
179
Um£i убывает с
вследствие того,
1
Umi и Um2 для момента времени t, когда вектор относительно по-
ложения Oil сместился на угол
Амплитуда суммарного колебания по теореме косинусов иг тре-
угольника ОО[А (см. рис. 6.24)
Umz = VU2mi+U2mZ—2Uml Um2 cos <р.
Учтем, что ср — л—и вынесем за знак корня большую из
амплитуд, тогда
= итУ\ + + 2 ((/m2/(/rol) cos’SV. (6.51)
Если Umi^Um2, то
t/ro2 = L/rol(l + x)1/2, (6.52)
где х — (Um2/Umi)2+2(Um2IUmi)cos 1.
В линейном детекторе u3ax = KdUm^ где Кл — коэффициент уси-
ления детектора.
Разложим выражение (6.52) в степенной ряд и найдем среднее
значение выходного напряжения за период биений:
т.
«вЫХ.ср = (1/^б) рвЫХ^ ^KdUml (1 +U2m2/iU2ml). (6.53)
о
Из формулы (6.53) следует, что среднее значение напряжения
на выходе детектора увеличивается за счет второго сигнала. Это
приращение пропорционально квадрату амплитуды более слабого
сигнала. Таким образом, линейный детектор, безынерционный для
частоты биений, оказывается квадратичным для слабого сигнала.
Предположим, что первый и второй сигналы модулированы:
+ Um2 = Um02(l(6.54)
Введем выражение (6.54) в формулу (6.53) и найдем значения
амплитуд выходного напряжения с частотами модуляции Hi и
Если 7И1<С1 и /И2<С1, то
U т QI= Kd ^01, ^m£22 ~ ^2 ^m02 mOZ^UmOl)• (6.55)
Вторая формула (6.55) показывает, что выходное напряжение,
обусловленное модуляцией более слабого сигнала, зависит от амп-
литуды несущего колебания сильного сигнала. С увеличением
E'moi напряжение UmQ2 уменьшается.
Выигрыш в отношении напряжений с частотами модуляции
двух сигналов, который будет в безынерционном детекторе,
В {^тй1/^тй2)/(^11 т01/^2^тог) ~ 2 ^т01/^т02-
Таким образом, в безынерционном детекторе при действии сум-
мы двух сигналов имеется подавление слабого сигнала сильным.
Безынерционный детектор изменяет избирательные свойства при-
емника. При большем уровне желательного сигнала на входе де-
тектора избирательность улучшается. При меньшем уровне жела-
тельного сигнала избирательность ухудшается. Сильная помеха на
входе детектора подавляет полезный — желательный сигнал.
180
6.6. Синхронный детектор
амплитудно-модулированных сигналов
Избирательные свойства детектора могут быть полезно исполь-
зованы для выделения желательного сигнала [26].
Условия лучшего прохождения полезного сигнала можно соз-
дать путем введения в цепь детектора большого напряжения гете-
родина, которое увеличило бы амплитуду несущего колебания по-
лезного сигнала. В этих условиях полезный сигнал с искусствен-
но увеличенным несущим колебанием выступает как сильный сиг-
нал, .обусловливающий прдавлениё всех других сигналов, подво-
димых к детектору.
Структурная схема синхронного детектора показана на рис.
6.25. На вход безынерционного нелинейного или параметрического
Рис. 6.25
прибора поступает множество сигналов с несущими частотами fob
fo2, ..., foi- Одновременно к этому прибору подводится напряжение
местного гетеродина, частота которого и фаза равны частоте и фа-
зе желательного сигнала. Синхронизация частоты и фазы колеба-
ний гетеродина достигается специальными цепями синхронизации.
Если амплитуда гетеродина велика по сравнению с любой из амп-
литуд входных сигналов, то все сигналы, за исключением жела-
тельного сигнала, например, на частоте foi=fr будут создавать
биения с колебанием гетеродина.
В результате детектирования суммарного колебания модуля-
ция всех сигналов будет перенесена на соответствующие частоты
биений, лежащие за пределами полосы пропускания фильтра ниж-
них частот (ФНЧ), включенного на выходе прибора. Из-за асим-
метрии кривой биений мешающие станции создадут составляющие
низких частот в полосе пропускания этого фильтра. Уровень
каждой из этих составляющих определится формулой (6.55), т. е.
Um Q г — Kdlfti UmOi ( UmOi/% , ГДв UmO = Umo\ “Ь Umr^ Umr>
181
Очевидно, при неограниченной увеличении амплитуды гетеро-
дина UmT напряжения частот модуляции нежелательных сигналов
могут быть сколь угодно малыми.
К основным преимуществам синхронного детектора относятся:
1) малые нелинейные искажения желательного сигнала вслед-
ствие работы детектора при достаточно большом напряжении
местного гетеродина в режиме детектирования сильных сигналов;
2) избирательность, формируемая в детекторе, достигается за
счет применения элементов с фиксированной настройкой — фильт-
ром низких частот;
3) увеличение отношения желательного сигнала к помехе за
счет увеличения амплитуды напряжения синхронного гетеродина,
подводимого к детектору (при условии эффективной фильтрации
колебаний с частотами биений).
Указанные преимущества синхронного детектирования АМ.С ре-
ализуются лишь при точной синхронизации местного гетеродина
с несущим колебанием желательного сигнала и при безынерцион-
ном режиме детектора. Если возникнет расхождение частот гете-
родина и несущего колебания полезного сигнала, то прием будет
сопровождаться сильной помехой в виде биений с частотой, рав-
ной |fr—fc|. При fr—fc = O возможен сдвиг фаз <р между указан-
ными колебаниями. Определим, как зависит выходное напряжение
синхронного детектора от угла сдвига фаз между несущими коле-
баниями гетеродина и сигнала.
Амплитуда суммарного напряжения колебаний иТ и ис, имею-
щих одинаковые частоты и постоянный фазовый сдвиг <р,
U m2 = VV2mr + f/2ml+2t/mrt/mlCOS<p.
Вынесем за знак корня UmT и получим
Ums-UmT(l+X^2,
где x=U2mJU2mr + 2(Umi/Umr)cos<p<^.]., так как обычно Umr^>Umi.
Разложим Umx в степенной ряд и удержим члены не выше вто-
рой степени:
^2 ~ ^Лпг 0 + ml COS $/Umr + t/2ml Sin2 ф/2 t/2mr). (6.56)
Если входное напряжение имеет амплитудную модуляцию вида
Uml = UmQi (1 +misin Qit), то амплитуда напряжения с частотой Йд
на выходе линейного детектора
UmQl ~ т1^т01 (COS ф 4- Um01 Sin2 ф/[7
тг)/Cd-
Из полученного соотношения можно определить фазовый сдвиг
напряжения гетеродина, при котором выходное напряжение Um а1
будет максимальным. Максимум наступает при <рОпт = 0 + кл. При
этом
^т Q 1 max = т1 ^mOl Kd-
При небольшом рассогласовании фаз Uma i ~Kdni\U<р. При
• сдвиге фаз, близком к л/2, т. е. при <р= (л/2) +Т, где
182
амплитуда выходного напряжения UmQ\ = 0. Таким образом, при»
разности фаз напряжения местного гетеродина и напряжения не-
сущего колебания входного сигнала, равной (л/2) +Т, происходит-,
полное подавление полезного сигнала. Эта особенность синхронно-
го детектора позволяет осуществить разделение радиоканала для
передачи сообщений двум корреспондентам на одной несущей. Ес-
ли передавать параллельно два независимых сообщения на одной
несущей частоте, а колебания несущих частот в каждом из кана-
лов сдвинуть по фазе на угол л/2, то в месте приема сообщения
будут разделены синхронными детекторами. Эти возможности мо-
гут быть использованы в системе двухпрограммного вещания на»
одной несущей и в совмещенной системе цветного телевидения, где
цветовая информация передается двумя цветоразностными сигна-
лами на одной поднесущей.
Структурная схема выделения модулирующих сигналов син-
хронными детекторами изображена на рис. 6.26. На входы обоих.
Рис. 6.26
детекторов Дет] и Дет2 поступает общий сигнал с напряжением не-
сущей частоты fo, которое содержит две составляющие со сдвигом
фаз л/2. Каждая из этих составляющих имеет свой закон ампли-
тудной модуляции. Одновременно к детекторам подводится напря-
жение от местного синхронного гетеродина. На Дет2 это напряже-
ние подается со сдвигом фазы л/2. Модулирующее напряжение
первого канала, несущее колебание которого синфазно с колебани-
ем гетеродина, будет выделено на выходе детектора Деть
Модулирующее напряжение так называемой «квадратурной»
составляющей несущего колебания здесь не будет выделяться, так
как для него в этом канале cos<p = 0. Модулирующее напряжение-
второго канала выделяется на выходе детектора Дет2.
183
Синхронные детекторы позволяют также разделить модулирую-
щие сигналы двух станций с перекрывающимися спектрами боко-
вых частот модуляции [26].
Обратим внимание на то, что качество выделения желательного
сигнала синхронным детектором определяется точностью синхро-
низации. Вопросы' получения синхронного напряжения, необходи-
мого для работы синхронного детектора, подробно исследовались
Е. Г. Момотом [26]. Возможны три способа получения синхронно-
го напряжения: 1) выделение несущего колебания желательного
сигнала узкополосным фильтром и усилением его до необходимого
значения; 2) захватывание колебаний местного гетеродина выде-
ленным несущим колебанием; 3) автоподстройка местного гетеро-
дина под выделенное несущее колебание с точностью до фазы.
Лучшие результаты, как показано в [26], дает совместное ис-
пользование двух последних способов.
Для получения высоких результатов при синхронном детекти-
ровании особое значение имеет помехоустойчивость блока синхро-
низации. Блок синхронизации должен выделить только напряже-
ние несущей частоты полезного сигнала. Отсюда следует, что из-
бирательность этого блока должна быть значительно выше изби-
рательности высокочастотного блока приемника двухполосных сиг-
налов. Существенное упрощение канала синхронизации возможно
в системах связи, в которых к месту приема может быть передано
синхронное напряжение высокого уровня по каналам связи, прак-
тически свободным от помех.
Интересную возможность реализации синхронного детектора
.дает использование перемножителей функций [27]. В качестве пе-
,ремножителя функций может быть триада транзисторов, приме-
няемая в преобразователях частоты (рис. 6.27).
184
6.7. Детекторы импульсных сигналов
Импульсный сигнал характеризуется малой длительностью т по
сравнению с периодом следования Т. Полезное сообщение переда-
ется путем изменения одного или нескольких параметров импульс-
ной последовательности.
При АИМ изменяется амплитуда импульса/ поэтому выделение
закона модуляции можно осуществить, используя амплитудный де-
тектор с достаточно большой постоянной времени нагрузки. В
этом детекторе постоянная времени нагрузки КНСН должна выби-
раться значительно большей периода следования импульсов, но
меньшей периода модуляции сигнала Т№. Закон изменения ампли-
туды воспроизводится при выполнении неравенства (6.45).
Детектор, выходное напряжение которого определяется ампли-
тудными значениями последовательности импульсов, называют пи-
ковым детектором.
Учитывая, что в пиковом детекторе постоянная времени на-
грузки ДвСн выбирается значительно больше периода следования
импульсов, можно не счи-
таться с процессами заряда
и разряда конденсатора Сн
в течение периода высоко-
частотного напряжения То и
определять параметры де-
тектора при видеоимпульс-
ной последовательности.
Определим параметры
пикового диодного детекто-
ра в режиме сильных сиг-
налов. Временные диаграм-
мы токов и напряжений,
действующих в цепях иде-
ального диода, изображены
на рис. 6.28.
Уравнение характеристик
выпрямления запишем в виде
Z=-(l/T)fi(/)d/ = (l/T) js (6.57)
т о
После интегрирования
/= = S (t/m-1/=) (т/Т) = (S/Q) (Um—U „), (6.58)
где Q = T/t — скважность импульса.
Выражение (6.58) представляет собой уравнение характеристик
выпрямления пикового детектора.
Крутизна детектора Sd=dI=ldVm=SIQ, его внутренняя выход-
ная проводимость gd=\IRid=—dI*=ldU=SIQ и внутренний коэф-
фициент усиления \x,i = S,ilg,i= 1.
185
Воспользуемся эквивалентной схемой детектора по отношению
к выходным зажимам и запишем выражение для дифференциаль-
ного коэффициента усиления детектора:
/Cd = Д t/=/A Um = pd 7?H/(7?/d + 7?ц) = Ra/[(Q/S) + 7?н].
Выражение дифференциального коэффициента усиления иде-
ального диодного детектора может быть использовано для
расчета коэффициента усиления при полном изменении амплиту-
ды импульса т=\, поскольку характеристика диода предполага-
ется линейной даже для близких к нулю входных напряжений:
КЛ- = UJUm = Kd^ Ra/[(Q/S) + RH]. (6.59)
Формула (6.59) показывает, что коэффициент усиления пиково-
го Детектора прямоугольных видеоимпульсов зависит от скважно-
сти импульсов Q, крутизны диода S и сопротивления нагрузки де-
тектора 7?н- Решая (6.59) относительно сопротивления нагрузки,
получаем
RB = QKd/S(l-Kd). • (6.60)
Из полученного соотношения следует, что сопротивление на-
грузки, необходимое для реализации требуемого коэффициента
усиления Rd, тем больше, чем больше скважность импульсов Q и
чем меньше крутизна характеристики диода.
Для выделения закона модуляции сигналов ВИМ, ШИМ и
дельта-модуляции необходимо сохранение формы импульса, т. е.
необходимо получить напряжение, повторяющее закон изменения
огибающей одиночного импульса. Эта задача решается импульс-
ным детектором.
В импульсном детекторе постоянная времени нагрузки должйа
•быть больше периода несущего колебания То, но меньше длитель-
ности импульса т.
t , Ufa, ивыХ
Рис. 6.29
Из известных типов детекторов АМС существенными преиму-
ществами отличается диодный детектор.,Такой детёктор на полу-
проводниковом диоде представляет собой простое устройство, не
требующее источников питания и практически устойчивое к пере-
грузкам. Поэтому диодный детектор широко используют в качест-
ве импульсного детектора.
186
Графики входного и выходного напряжений диодного импульс-
ного детектора в режиме сильных сигналов изображены на рис.
6.29.
Обстоятельные исследования импульсных детекторов выполне-
ны Л. С. Гуткиным [191.
6.8. Практические схемы детекторов
Для детектирования амплитудно-модулированных сигналов могут быть ис-
пользованы любые приборы с нелинейной вольт-амперной характеристикой: тун-
нельные или обращенные диоды, ламповые или полупроводниковые триоды, тет-
роды, пентоды и' др. Режим детекторных
приборов устанавливают так, чтобы полу-
чить высокую эффективность детектирова-
ния и малый уровень нелинейных искаже-
ний. Характерной особенностью" амплитуд-
ных детекторов является то, что в режи-
ме слабых сигналов детекторная характе-
ристика квадратичная. Существует область
входных напряжений, где детекторная ха-
рактеристика близка к линейной (режим
детектирования сильных сигналов), и, на-
конец, область перегрузки детектора. Ти-
пичная детекторная характеристика изоб-
ражена на рис. 6 30.
Для оценки свойства детектора вос-
производить изменения амплитуды входно-
го напряжения с малым искажением поль-
зуются коэффициентом динамического диа-
Рис. 6.30
пазона.
Динамическим диапазоном детектора называют
отношение максимального
входного напряжения к минимальному, при которых нелинейные искажения не
превышают допустимых;
Д = Ummax/Um min-
Обычно Д выражают в децибелах:
(6.61}
Ддб = 2018Д. (6.62)
Минимальная амплитуда для всех детекторов приблизительно одинаковая, -
а максимальная амплитуда t/m2, соответствующая перегрузке детектора на
триодах, близка к напряжению питания каскада. Для диодных детекторов мак-
симальная амплитуда, определяющая перегрузку, соответствует напряжению
пробоя диода. Это их свойство и простота схемы определили широкое приме-
нение диодных детекторов не только в радиоприемниках, но и в соответствую-
щей измерительной аппаратуре
Диодный детектор, выполненный по последовательной схеме (см. рис. 6.16),
используется в случаях, когда на выходных зажимах предыдущего каскада от-
сутствует постоянное напряжение. Если на выходных зажимах предыдущего
каскада существует постоянное напряжение, действующее между нулевой точ-
кой схемы и элементами колебательного контура (рис. 6.31), то это напряже-
ние может изменить режим диода. Детектор необходимо выполнить так, чтобы
187
постоянная составляющая напряжения предыдущего каскада не подводилась к
диоду В этом случае используют параллельную схему детектора Чтобы на
диод не подводилось постоянное напряжение Ео, в схему введен разделитель-
ный конденсатор Ср На его зажимах всегда существует постоянное напряжение,
равное по величине и противоположное по знаку напряжению источника ,пи-
Рис. 6.31
танин Ео Поэтому при рассмотрении работы детектора под действием перемен-
ного напряжения наличие постоянного напряжения Ео на конденсаторе Ср мож-
но не учитывать
Как и в любой параллельной схеме, источник сигнала, диод и его нагруз-
ка должны быть включены параллельно Поскольку для детектирования необ-
ходимо к диоду подводить высокочастотное напряжение, а диод подключен к
нагрузке Ru параллельно, резистор нагрузки Rs нельзя шунтировать
конденсатором Сн для токов высокой частоты, так как это было в после-
довательной схеме
Физические процессы, происходящие в диодном детекторе, выполненном по
параллельной и последовательной схемам, одинаковы Во время действия поло-
жительных полуволн входного напряжения происходит заряд конденсатора Св
через диод Когда напряжение на конденсаторе окажется больше входного, кон-
денсатор Ср начнет разряжаться через элементы контура, источник питания и
резистор нагрузки Ra Разряд будет до тех пор, пока мгновенное напряжение
на контуре не окажется больше напряжения на конденсаторе Ср. Затем снова
начнется заряд конденсатора через диод и процесс, повторится
Из рассмотрения работы устройства под действием входного напряжения
можно сделать заключение о том, что конденсатор Ср в параллельной схеме де-
тектора играет такую же роль, как и конденсатор Сн в последовательной схе-
ме диодного детектора Поэтому избыточная емкость конденсатора Ср может
привести к нелинейным искажениям.
В детекторе, выполненном по параллельной схеме, на нагрузке Л3 сущест-
вует не только постоянная составляющая напряжения, полученная в результа-
те детектирования, но и переменное напряжение, подводимое к диоду через кон-
денсатор Ср
Поэтому фильтрация высокочастотных колебаний в этом детекторе отсут-
ствует. Необходимая фильтрация осуществляется специальным фильтром 7?фСф,
изображенным иа рис 6 31. Элементы фильтра следует выбрать так, чтобы он
не уменьшал коэффициента передачи детектора для самых высоких частот мо-
дуляции (/?ф<С1/ПтахСф), и, кроме того, обеспечивал необходимое ослабление
несущего колебания (7?фЗ> 1/о0Сф).
188
В режиме сильных сигналов диод нагружает контур в течение коротких
промежутков времени, равных времени заряда конденсатора Ср Эта нагрузка, -
как было показано ранее, эквивалентна входному сопротивлению /?вх =
= (1/2)7?н При параллельной сХеме детектора кроме указанной нагрузки, обус-
ловленной процессом детектирования, контур шунтируется резистором неза-
висимо от того, включен или выключен диод Поэтому входное сопротивление
детектора, выполненного по параллельной схеме, оказывается меньше, чем
(1/2)Лн
V пап = ^вх *н/(Явх + Rh) = (1/2) Rs /2) /?н + /?в] = (1/3) Ян- (6.63)
При использовании фильтра ЯфСф входное сопротивление детектора будет
еще меньше, чем ЯВх пар, вычисленное по формуле (6 63), так как для токов
высокой частоты резистор Яф также подключен параллельно контуру
При работе детектора от входных напряжений сравнительно низких несу-
щих частот и с относительно широкой полосой модулирующих частот возни-
кают трудности разделения спектра частот модуляции и спектра высокочастот-
ного сигнала на выходе детектора
В этих условиях не удается выбрать емкость конденсатора Сн так, чтобы-
одновременно удовлетворялись неравенства
1/<в0Сн<Ян и 1 /Пгтх Сн , (6,64)
которые определяют высокую эффективность детектирования и малый уровень
нелинейных искажений Улучшение разделения спектра модулирующих частот
и несущей частоты сигнала обеспечивает двухтактный диодный детектор (рис.
6 32) За счет двухтактного включения диодов происходит удвоение несущей
частоты сигнала на выходе детектора
При необходимости увеличить выходное напряжение детектора применяют
детекторы с удвоением выходного напряжения Схема такого детектора изо-
бражена на рис. 6 33. Диод Д', детектирует положительные полуволны входного
напряжения, поэтому на его нагрузке появляется напряжение, повторяющее
закон изменения огибающей амплитуд положительной полярности »
Диод Д2 детектирует отрицательные полуволны Таким образом, амплиту-
да выходного напряжения частоты модуляции оказывается в 2 раза больше
амплитуды выходного напряжения однотактного детектора
Обратим внимание на то, что на каждом из зажимов 2—2 относительно
кулевого провода существует напряжение, повторяющее закон изменения амп-
Дитуды положительных либо отрицательных полуволн входного напряжения В
связи с этим детектор, выполненный по схеме рис. 6.33, при съеме напряжений
189
с зажимов 2—2 относительно нулевой точки позволяет разделить модулирую-
щие сигналы двух источников сообщений, передаваемые в системе с полярной
модуляцией. По этой системе в СССР передаются стереофонические радиовеща-
тельные программы.
При использовании детекторов в аппаратуре на полупроводниковых при-
борах и микросхемах наличие довольно высокого порогового уровня входных
сигналов, обеспечивающих линейный режим детектирования, существенно огра-
ничивают динамический диапазон устройства.
Если принять максимальный уровень выходного напряжения детектора, ко-
торый не перегружает последующий тракт усиления и обработки сигнала,
Um вых= 1 В, а минимальный уровень, определяемый пороговым напряжением
детектора, Um ПОр, то динамический диапазон устройства не превысит значения
ДдБ = 20 1g (Um вых/^m пор) — 20 1g (l/C/m пор)- (6.65)
Как было отмечено ранее, для диодного детектора Um ПОр«1/а. Подстав-
ляя эту величину в соотношение (6.65), получаем ДдБ=20^а. При а=30 (1/В)
динамический диапазон устройства не превысит
ДДБ = 20 1g 30« 30 дБ.
Увеличение динамического диапазона при ограниченных значениях С/твы>
можно получить лишь путем уменьшения порогового напряжения диодного де-
тектора. Такую возможность открывает применение интегральных микросхем
[28].
На рис. 6.34 показана структурная схема амплитудного детектора, в кото-
ром для расширения динамического диапазона использован операционный уси-
литель с большим коэффициентом усиления Ко- Операционный усилитель име-
ет два входа: неинвертирующий, к которому подвесится детектируемое напря-
жение, и инвертирующий, к которому подводится постоянное напряжение с на-
грузки детектора RB. К выходу усилителя подключен детектирующий диод Д с
нагрузкой в виде параллельного соединения резистора RB и конденсатора Ся.
Напряжение, действующее на выходе усилителя ггВых==Ко(«о—U=), подво-
дится последовательно с напряжением U= к зажимам диода.
В результате напряжение, подводимое к диоду,
ui=Ktuc-(K0 + l)U=. (6.66)
Найдем параметры детектора. В режиме слабых сигналов представим ток
диода в виде степенного ряда:
« = /(0) + Г (0) и+ (1/2!) Г (0)
где u=KoUc—(Ко+1)£Л-. -
к д ! /< Ka(Uc-y) li ( ) ис _ |-Т । 2 ‘ Рис. 6.34 Н1Л-Л/$В(К^1) |2 Q^Kosineaum(Ko^)e |wc«== L L Г 12 Рис. 6.35
190
Выделим постоянную составляющую тока диода, полагая, что ис =
= Umsm ы1:
= — Г(О)(Ко + 1) + if" (0) /4) K20 u2m + (Г (0)/2) (Ko + + ...
(6.67)
Выражение (6 67) представляет собой уравнение характеристик выпрямле-
ния.
Параметры детектора следующие
крутизна детектора
r2id = Sd=dIJdUm = (f (0)/2) К2 Um\
внутренняя выходная проводимость детектора
Уш = - д IJdU^ ~ f' (0) (Ко + 1);
внутренний коэффициент усиления детектора
gd =W^d = If" (0)/2f (0)] [К§/(Ко + 1)] Um-
Порог перехода от режима слабых к режиму сильных сигналов опреде-
лим, полагая, что ца = 0,5:
Um пор = [(Ко + 1)/Ко] I/' (°)//" (°)J • <6-68)
При аппроксимации характеристики полупроводникового диода экспоненци-
альной функцией получим f" (Q)lf' (0)—а и выражение (6.68) запишем в виде
t/mnoP = (Ko+D/K§a,
при Ко»1
Umnop1^ 1/aKv- (6.69)
Сопоставляя выражения (6 69) и (6 24), видим, что амплитудный детектор
с операционным усилителем позволяет уменьшить пороговое напряжение в Ко
раз. Соответственно этому согласно формуле (6 65) динамический диапазон уст-
ройства увеличится иа 201g Ко дБ Так, для полупроводникового диодного де-
тектора nprKo=lOO динамический диапазон может быть увеличен на 40 дБ.
Предельное увеличение динамического диапазона путем увеличения Ко уси-
лителя зависит от приведенных к входу усилителя напряжения его дрейфа и
шума [29].
Найдем параметры детектора с операционным усилителем (см. рис. 6 34) в
режиме сильных сигналов Так же как и ранее, примем характеристику диода в
виде ломаной прямой, определяемой уравнениями (6 25).
i=Su при и>0 и 1=0 при м<0.
Уравнение характеристик выпрямления с учетом (6 66) будет
ь е
— 0/л) Js [Ко i/mCOsqp—(Ко + 1) d ф.
о
Параметры детектора получим в следующем виде:
крутизна детектора
У2щ = Sd = д I=/dUm = (SKo/л) sin 0;
.191
внутренняя выходная проводимость детектора
r22d = l/Rid = —dlJdU^ = S (К, + 1) 0/л;
внутренний коэффициент усиления детектора
Hd = r81d/rMd= [Ко/(^+ 1)] (sin 0/0).
Эквивалентная схема детектора с указанием параметров изображена на
рис. 6.35. '
Выполняя интегрирование в выражении (6.70) и замечая, что I= = U=/R9,
получаем соотношение для определения угла отсечки тока диода:
S7?H (Ко 1)/л = cos 0/(sin 0 — 0 cos 0).
При малых углах отсечки 0, заменив sin 0 и cos 0 степенными рядами от-
носительно 0, получим приближенное выражение для угла отсечки тока днода:
0«^Зл/$ЯН(Ко + 1)- (6-71)
Сопоставляя выражение для угла отсечки тока диода без усилителя
(6.356) и с усилителем (6.71), видим, что при одинаковых сопротивлениях на-
грузки угол Отсечки тока в детекторе с усилителем меньше в (Ко+1)раз.
Поэтому в детекторе с операционным усилителем можно получить внутренний
коэффициент усиления близким к единице при меньших сопротивлениях нагруз-
ки Rn. Это обеспечивает возможность работы детектора без искажений на по-
следующий каскад с малым входным сопротивлением.
Обратим также внимание на то, что внутреннее выходное сопротивление
детектора уменьшается в (Ло+1).раз, вследствие чего увеличивается реализуе-
мый коэффициент усиления детектора при малом уровне линейных искажений.
В качестве операционного усилителя в рассмотренном детекторе может
быть использован микроблок 1 УТ 401 Б [29]. Его применение обеспечивает
динамический диапазон детектора около 60 дБ.
7. Детекторы угловой модуляции
и амплитудные ограничители
7.1. Классификация и основные показатели детекторов
Детекторы угловой модуляции служат для получения напряже-
ния или тока, повторяющего закон изменения частоты или фазы
входного колебания. В соответствии с видами угловой модуляции
различают частотные и фазовые детекторы.
Частотным называют детектор, напряжение на выходе которо-
го определяется отклонением мгновенной частоты входного сигна-
ла от определенного значения.
Фазовым называют детектор, напряжение на выходе которого
зависит от разности фаз двух входных сигналов равной частоты.
192
Известна связь между мгновенной частотой © и фазой <р коле-
бания в виде
dt
t
Ф= + с.
о
(7.1), (7.2)
Эти соотношения позволяют построить любой детектор угловой
модуляции на основе частотного либо фазового детектирования.
На рис. 7.1 и 7.2 показаны соответствующие структурные схемк
детекторов.
Рис. 7.1
Рис. 7.2
Основные показатели детекторов
Крутизна детекторной характеристики, равная частной произ-
водной выходного напряжения по частотному отклонению для
частотного детектора (в В/Гц),
5, = [^вых/а(Д/вх)] (7.3а)
либо, равная частной производной выходного напряжения по от-
клонению фазы входного напряжения от опорной для фазового де-
тектора (в В/рад), как
5ф = [5иВЫ1/д(Дфвх)] (7.36)
Линейные искажения, вносимые детектором, определяются за-
висимостью выходного напряжения детектора от частоты модуля-
ции при синусоидальной модуляции входного колебания.
Уровень нелинейных искажений, определяется нелинейностью
детекторной характеристики.
Подавление амплитудной модуляции [2], равное отношению
выходного напряжения детектора при максимальном отклонении
модулируемого параметра (частоты или фазы) к выходному на-
пряжению, вызванному амплитудной модуляцией при нормальном
коэффициенте модуляции тн:
в случае приема ЧМС
AM ~ ^вых (A fм)/^вых (^н)!
в случае приема ФМС
АМ == ^Аэых (А Фм)/^вых (^н) ИЛИ ka др = 20 lg kn.
7—81 193 '
Подавление амплитудных изменений входного напряжения хач-
рактеризует улучшение отношения сигнала к помехе, реализуемое
при детектировании сигнала с угловой модуляцией.
Для устранения зависимости результата детектирования от ам-
плитуды входного напряжения перед детектором включают ампли-
тудный ограничитель либо сам детектор строят таким образом,
чтобы в нем самом осуществлялось это ограничение.
7.2. Амплитудные ограничители
Основной характеристикой амплитудного ограничителя явля-
ется зависимость амплитуды первой гармоники выходного напря-
жения от амплитуды входного напряжения. Характеристики амп-
UmebA . литудного ограничителя изобра-
__1___ жены на рис. 7.3 (1 — реальная,
"_____2 — идеальная).
^твш.пор"— 2"^ при амплитудах, превышаю-
/ । щих пороговую Дтвх.пор, ампли-
Л| туда выходного напряжения при
/V |> идеальном ограничении должна
итвк.пор оставаться постоянной. Эффек-
Рис 3 тивность ограничителя определя-
ют коэффициентом ограничения
АОгр, равным отношению дифференциального коэффициента пере-
дачи до уровня порога ограничения к дифференциальному коэф-
фициенту передачи ограничителя за порогом ограничения:
&огр ~ вых'^^т вх)тах/{d.Uтвых(dUт вх)т1п ^g ®i/tg Ct2. (7.4)
Идеальному ограничителю соответствует tga2 = 0 и k0rp = oo.
Принцип работы ограничителей основан на использовании не-
линейных свойств электронных приборов: диодов, триодов и дру-
гих многоэлектродных устройств, ограничивающих размах колеба-
ний на выходе устройства.
Высокую эффективность ограничения можно получить в клю-
чевом режиме работы электронных приборов. Известно, что пере-
ход от «закрытого» состояния электронного прибора к «открыто-
му» занимает интервал напряжения от 0,3 В до 1—2 В. Поэтому
принимаемый сигнал должен быть усилен в приемнике по крайней
мере до 0,3—2 В. Это напряжение определяет порог ограничения.
Избирательная цепь ограничителя должна сохранять спектр сиг-
нала вблизи его первой гармоники при допустимом уровне иска-
жения. Можно полагать достаточной ширину полосы пропускания
AF0 = 2(Afmax + Fmax), где Д/тах — максимальное частотное откло-
нение, обусловленное модуляцией желательного сигнала; Fmax —
максимальная частота модуляции.
Амплитудные ограничители выполняются на основе использо-
вания следующих принципов: ограничение размаха тока, питающе-
го избирательную нагрузку; ограничение коэффициента передачи
от источника сигнала к избирательному устройству; автоматиче-
194
ское уменьшение эквивалентного сопротивления избирательной на-
грузки с увеличением амплитуды входных колебаний.
В качестве примера реализации амплитудного ограничителя,
основанного на первом из указанных принципов, рассмотрим амп-
литудный ограничитель на двух транзисторах (рис. 7.4). Устройст-
во представляет собой двухкаскадный усилитель, выполненный по
схеме общий коллектор — общая база. При подаче переменного
напряжения с амплитудой меньше порога ограничения происходит
усиление этого напряжения двухкаскадным усилителем с эмиттер-
ной связью.
Рис. 7.4
В этих условиях формируется начальный участок характерис-
тики, изображенной на рис. 7.3. При достаточно большой амплиту-
де входного напряжения транзисторы Л и Т2 поочередно запира-
ются. Размах выходного тока iK2, питающего контур LKCK, остает-
ся постоянным. В этих условиях форма выходного тока во време-
ни становится трапецеидальной. С увеличением амплитуды вход-
ного напряжения происходит лишь увеличение крутизны скатов
импульсов выходного тока. Известно, что при этом амплитуда пер-
вой гармоники тока, а значит, и амплитуда выходного напряже-
ния ограничителя медленно растут. Так формируется пологая
часть характеристики ограничителя (см. рис. 7.3). Осциллограммы
тока 1К2 и напряжения иВх изображены на рис. 7.5.
Достоинством ограничителя является достаточно высокая эф-
фективность ограничения и независимость полосы пропускания из-
бирательной цепи от уровня входных сигналов.
На рис. 7.6 изображена принципиальная схема амплитудного
ограничителя, основанного на уменьшении коэффициента переда-
чи цепи связи источника сигнала с избирательным усилителем.
Рис. 7.6
Усилитель выполнен на полевом транзисторе по схеме с общим
истоком. Цепь связи источника входного напряжения /7твх со-
стоит из резистора включенного последовательно с входом из-
бирательного усилителя, и диодов Д[ и Д2, включенных параллель-
но входным зажимам усилителя. Диоды Д} и Д2 закрыты напря-
жениями Еа, подведенными от источников постоянного напряже-
ния. Если амплитуда входного напряжения не превышает Еа, то
диоды Д1 и Д2 закрыты и переменное напряжение через резистор
поступает на затвор транзистора Т\. При большом входном со-
противлении транзистора (/?KX^>/?i) коэффициент передачи цепи
связи Ктах=^Двх/(7?1+Двх) близок к единице.
Увеличение амплитуды входного напряжения /7тВх>£'п при-
водит к отпиранию диодов Д1 и Д2. Полагая, что диоды обладают
постоянным малым внутренним сопротивлением Ri в открытом со-
стоянии, получаем дифференциальный коэффициент передачи на-
пряжения в виде
7Сдиф min ~ d ^выхА^вх = (7.5)
Согласно (7.4) коэффициент ограничения
^орг ~ ^inax/^диф mln = Авх (-^1Н" Н" -^вх) fy’
Полагая, что ABX>^i и Ri<^R 1, ^ОГР~ Ri/Ri-
Очевидно, чем меньше внутреннее сопротивление диодов в от-
крытом состоянии, тем меньше дифференциальный коэффициент
передачи цепи связи (7.5) и тем больше kOrp. Поэтому в качестве
ограничительных диодов Д} и Д2 применяют диоды с большой
крутизной. Для увеличения коэффициента ограничения желатель-
но увеличивать Ri, сохраняя неравенство Д1СДВХ, обусловливаю-
щее большой коэффициент передачи напряжения при малом уров-
не входных колебаний.
Рассмотренная модель процесса ограничения справедлива для
переменных напряжений относительно низкйх частот. На высоких
частотах следует считаться с паразитными емкостями: Свх, вклю-
196
ценной параллельно входным зажимам усилителя, и СЛ1'— собст-
венной емкостью резистора Ri. На достаточно высоких частотах,
когда 1/(оСл1</?1 и 1/(оСвх<Лвх, но
^max Cr\/(Cri + Свх).
Дифференциальный коэффициент передачи при открытых дио-
дах В ПерВОМ Приближении Кдаф т1п~(оСн1/?г.
Коэффициент ограничения согласно (7.4)
^огр ~ 1 /со (Cri + Свх)
При увеличении частоты входных колебаний k0TP уменьшается.
Для увеличения Логр необходимо уменьшать паразитные емкости
Сдь Свх и применять диоды с малым Ri.
Существует максимальная частота колебаний (отах, для кото-
рых применение ограничителя, основанного на изменении коэф-
фициента передачи цепи, становится нецелесообразным:
1
“шах (CRl + CM}RikWVTp
(7-6)
где /гогр.тр— требуемый коэффициент ограничения ограничителя.
На рис. 7.7 изображена схема амплитудного ограничителя, в
котором ограничение колебаний происходит за счет уменьшения
эквивалентного сопротивления нагрузки при увеличении амплиту-
ды входного напряжения. Здесь усилительный прибор работает в
режиме генератора тока, поэтому
ния определяется крутизной
усилительного прибора Y2i и
эквивалентным сопротивлени-
нием контура.
Если напряжение на выхо-
де не превышает порога огра-
ничения Еп, то диоды Д1 и Д2
закрыты. При этом UmBax =
= UmBXY2lRoe, где 7?ое —экви-
валентное сопротивление кон-
тура.
Когда мгновенное значение
напряжения на выходе превы-
сит порог ограничения Еп, ди-
оды откроются и
ют колебательный
что диоды имеют
отрезками прямых
амплитуда выходного напряже-
/^сек
/;i ф„+ " +
Итви
С,
Рис.7.7
-о
зашунтиру-
контур. В первом приближении можно считать,
вольт-амперную характеристику, описываемую
i=Su при w^O и 1 = 0 при w<0.
Приращение амплитуды выходного напряжения, превышающей
п,
Д^т вых=д ит вх У21 Roe /даОе+Ri), (7.7)
197
+ °
где Ri — внутреннее сопротивление диодов в открытом состоянии;
Д£Лпвх — приращение амплитуды входного напряжения, соответст-
вующее A Um ВЫХ-
Согласно (7.7) дифференциальный коэффициент усиления ог-
раничителя при Uт вых >£п
^Сдаф mln ~ А/Лп вых/вх = /?ое /?i/(/?oe Н” Rl)-
Максимальный коэффициент усиления ограничителя, реализуе-
мый при закрытых диодах,
/^шах = вых/^т вх = ^21 Roe'
Согласно формуле (7.4) коэффициент ограничения
^огр ^Сщах/^диф mln = 1 4" Rod Ri'
При больших отношениях ROe/Ri
karp^RQe/Ri = Q.pk/Ri.
Отсюда следует, что коэффициент ограничения прямо пропорцио-
нален добротности контура и отношению характеристического со-
противления контура к внутреннему сопротивлению диодов. При
Рк>7?» коэффициент ограничения превышает добротность контура.
Если характеристическое сопротивление контура рк=1/®оСк,
^огр~<2крк/^» = <2к/®оСктш^г- Для этого ограничителя также су-
ществует предельная частота (Отах, на которой применение ограни*
чителя, основанного на шунтировании контура, становится неце*
лесообразным:
®max ~ QjCk min Ri ^огр.тр’ (7*8)
Из сопоставления выражений (7.8) и (7.6) следует, что огра-
ничитель, основанный на шунтировании контура, имеет предель-
ную частоту, в Q раз большую по сравнению с ограничителем, ос-
нованным на уменьшении коэффициента передачи резистивной
цепи связи с источником переменного напряжения. Это преимуще-
ство ограничителя, основанного на шунтировании контура, опре-
делило его широкое использование в радиоприемниках. При необ-
ходимости получения более эффективного ограничения в прием-
никах применяют последовательное включение ограничительных
каскадов.
Для многокаскадного ограничителя общий коэффициент огра-
ничения
^огр 0 = П ^огр (7'9)
*=1
7.3. Фазовые детекторы
Фазовое детектирование состоит в получении напряжения или
тока, прямо пропорциональных фазовому сдвигу желательного ко-
лебания относительно опорного. Поэтому в составе фазового де-
тектора обязательно наличие источника опорного колебания. В ка-
198
честве устройства, реагирующего на фазу колебаний, можно ис-
пользовать любой преобразующий прибор, в котором частота изме-
нения параметра или режима равна частоте входного колебания.
Как было показано ранее, мгновенное значение тока преобра-
зованной частоты при uc = t7mCsin(®cf+<Pc) и S(<) = So+STOisincM
определяется выражением
1а = 0,5 Sml Um с соз;[(ис—<ог) t + фс], (7.10)
где Smi — амплитуда первой гармоники крутизны преобразующе-
го прибора, изменяющейся с частотой гетеродина; фс— фазовый
сдвиг входного колебания относительно колебаний гетеродина;
Umc — амплитуда входного колебания.
Если соблюдается равенство частот (ос = сог, то выходной ток
преобразующего прибора согласно (7.10) будет иметь составляю-
щую, зависящую от фс:
in = Smi t/mc cos фс/2. (7.11)
Указанную составляющую можно выделить фильтром нижних
частот.
В силу зависимости результатов детектирования от амплиту-
ды и фазы входного колебания детектор называют амплитудно-
фазовым (АФД). Если перед таким АФД включить амплитудный
ограничитель, то устройство будет осуществлять фазовое детек-
тирование.
Обратим внимание на то, что Smi также должна оставаться
постоянной. Постоянство Sml можно обеспечить стабилизацией
амплитуды опорного колебания путем включения ограничителя,
либо используя систему автоматической регулировки амплитуды.
Эти два метода стабилизации можно отнести к методам внешней
стабилизации крутизны АФД.
Известно, что при большой амплитуде гетеродина Umr ампли-
туда Smi слабо зависит от амплитуды гетеродина. Такой режим
можно применить для внутренней стабилизации крутизны фазо-
вого детектора. • \
Согласно соотношению (7.11) детекторная характеристика фа-
зового детектора имеет вид косинусоиды (рис. 7.8). Поэтому фа-
199
зовый детектор, основанный на использовании преобразующих
приборов, обладает, во-первых, неоднозначностью определения
фазы и, во-вторых, отличается большой нелинейностью детектор-
ной характеристики. Лишь в области изменения фазы входного
колебания фс вблизи фазового угла л/2 + £л детекторная харак-
теристика близка к линейной. Пусть фс=л/24-Дф.
В формуле (7.11) примем Дф настолько малым, что можно по-
лагать зшДф«Дф; тогда уравнение детекторной характеристики
in~ — (l/2)Smi[/mcAq). Пренебрегая реакцией нагрузки преобразу-
ющего прибора записываем выражение для выходного на«
пряжения фазового детектора (ФД): ип =—гпДн=5т1/?нДтоД<р/2.
Крутизна детекторной характеристики ФД Зфд =б!мпД/(Дф) =
= (1/2)5„цДн^тс- Для стабилизации крутизны детекторной харак-
теристики необходимо стабилизировать величины Smi и Umo Эту
стабилизацию можно осуществить, применяя ключевой режим пре-
образующего прибора. В указанном режиме можно считать, что
управляющее напряжение u(t) и крутизна преобразующего при-
бора S(t) изменяются по П-образному закону с одинаковым пе-
риодом Т, но временным сдвигом т = ТДф/2л.
Законы изменения «(/) и S(t) изображены на рис. 7.9.
Из рис. 7.9 следует, что временной, сдвиг u(t) и S(i) приво-
дит к линейному изменению длительности импульса тока и, сле-
довательно, к линейному изменению постоянной составляющей вы-
ходного тока. Зависимость Д1=отугла Дф изображена на рис. 7.10.
Принципиальная схема одного из вариантов ключевого транзисторного фа-
зового детектора в интегральном исполнении изображена на рис. 7 11. Фазо-
вый детектор представляет собой балансный преобразователь частоты, выпол-
ненный на двух триадах транзисторов. Одна из них содержит транзисторы Т2,
Tt, Т$, а другая — Т3, Тв, Т7. В каждой из триад входное напряжение иа под-
водится в противофазе (Ti и Ts, Те и Г?), а опорное напряжение иоо, управляя
током транзисторов Т2 и Ts, обеспечивает синфазное возбуждение пары тран-
зисторов 7\, Гз в первой триаде и соответственно Те и Т7 — во второй.
В связи с этим результат преобразования частоты — приращения постоян-
ных составляющих токов в плечах триад — в коллекторных цепях транзисторов
Tt, Т$ и соответственно Те, Т7 оказываются противофазными. Поэтому парал-
лельное включение на общую нагрузку допустимо лишь тех плеч триад, в кото-
рых результаты преобразования частоты будут синфазными.
200
В базовые цепи транзисторов Т« и Те напряжение «с подводится в одина-
ковой фазе, а опорное напряжение к транзисторам Т2 и Т3 подведено в проти-
вофазе, поэтому суммарный ток транзисторов Tt и Те не будет содержать ре-
зультата преобразования частоты. Суммарный же ток транзисторов Tt и Г?, а
также Те и Те будет содержать составляющую, пропорциональную фазовому
сдвигу напряжения ис относительно опорного иов. Резистор нагрузки RB для
получения выходного напряжения можно включить в общую коллекторную
цепь транзисторов Tt и Т7 либо Т$ и Те-
Рис. 7.11
Если включить резистор RB так, как это показано на рис. 7.11, то при уве-
личении фазового сдвига ток через RB будет уменьшаться и выходное напряже-
ние будет иметь положительную производную по фазовому сдвигу. Если же
включить RB в коллекторные цепи Т$ и Т6, то при увеличении фазового сдвига
ток через RB будет увеличиваться и производная выходного напряжения
станет отрицательной. Для стабилизации пикового значения тока Im
через нагрузку служит транзистор Tlt который питается по цепи базы
через стабилизатор напряжения, составленный резистором Rs и транзисто-
ром Ts в диодном включении.
Для наглядного представления процесса формирования выходного напря-
жения в ключевом фазовом детекторе будем считать транзисторы идеальными
ключами, управляемыми опорным иов и входным иа напряжениями.
Согласно схеме рис. 7.11 ток I через резистор RB является суммой токов
й+г’г. Ток 17 замыкается через транзисторы Т7, Т3, Tt, источник питания Ео и на-
грузку RB. В интервалы времени, когда на зажимах фазового детектора ис и
«оп имеют одинаковые знаки, одна из указанных цепей замкнута. Прн положи-
тельной полярности мгновенных значений обоих напряжений замкнута цепь то-
ка через транзистор Т2, Tt, Еа, RB). При отрицательной полярности на-
пряжений иа и иов замкнута цепь тока через транзистор Т7(Т7, Т3, Tt, Ео, RB).
При различных полярностях указанных напряжений образуется цепь тока через
201
транзисторы Т$ и Т6, минуя резистор нагрузки 7?н. Импульс тока через Ra ап->
ределяется током транзистора Т{.
При изменении сдвига фаз изменяется длительность импульсов тока через
резистор RB вследствие изменения продолжительности интервалов времени, ког-
да одновременно напряжения нс и иоа имеют одинаковые знаки. На выходе
фильтра иижних частот, представленного на рис. 7.11 в виде ЛС-цепи, постоян-
ная составляющая напряжения пВых= будет линейно зависеть от временного или
фазового сдвига входного напряжения относительно опорного.
На рис. 7.12 показаны временные диаграммы входных напряжений фазово-
го детектора и тока в нагрузке для следующих фазовых сдвигов: равного нулю
(рис. 7 12,6), равного л/2 (рис. 7.12,а) и л/2<<р<л (рис. 7;12,в). Видно, что с
изменением фазового сдвига линейно изменяются интервалы времени, в тече-
ние которых напряжения ис и иов одновременно имеют одинаковые знаки.
Как это следует из принципа
работы ключевого фазового де-
тектора, его детекторная харак-
теристика является периодической
симметричной пилообразной функ-
цией с периодом, равным 2л
(рис. 7.13) и максимальным раз-
махом ImRB. В детекторе, схема
202
которого изображена на рис. 7.11, выходное напряжение содержит постоянную
составляющую, которая при необходимости может быть скомпенсирована.
Детекторная характеристика является четно симметричной функцией, удов-
летворяющей соотношению ивых=(—<р) =иВых=(ф).
Ключевой режим фазового детектора, при котором достигается линейная
детекторная характеристика, реализуется путем подачи на входы достаточно
больших напряжений ис и мОп. Можно также перед подачей на входы фазово-
го детектора сформировать напряжения ив и uon прямоугольной формы, исполь-
зуя двухсторонние ограничители мгновенных значений.
7.4. Частотные детекторы
Детекторы ЧМ сигналов (ЧМС) могут выполняться на основе
использования следующих принципов: 1) преобразования ЧМС
в АЧМС с последующим детектированием амплитудным детекто-
ром; 2) преобразования ЧМС в ФЧМС с последующим детекти-
рованием фазовым детектором; 3) преобразования ЧМС в ИМС
с последующим детектированием импульсным детектором. Струк-
турные схемы детекторов, в которых использованы указанные
принципы, изображены на рис. 7.14.
<— Рис. 7.14
Рис. 7.15
Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в АЧМС.
В детекторах указанного типа ЧМС подводится на вход линей-
ной цепи, которая имеет линейную зависимость амплитуды вы-
ходного напряжения частоты. На выходе этой цепи появляется
напряжение, повторяющее закон частотной модуляции входного
сигнала, и, кроме того, амплитуда этого напряжения будет с точ-
ностью до постоянного множителя повторять закон изменения ча-
стоты входного напряжения. Полученный АЧМС далее поступает
на вход линейного амплитудного детектора (АД). Простейшей
цепью, осуществляющей линейное преобразование частотных из-
менений сигнала в амплитудные, является «идеальная» индуктив-
ность, питаемая от генератора тока /г. Схема преобразователя
показана на рис. 7.15. Частотный детектор этого типа имеет низ-
кую эффективность преобразования ЧМС в АЧМС из-за малой
величины относительного частотного отклонения Af/fo-
В целях получения большего коэффициента усиления детекто-
ра необходимо в качестве преобразователя ЧМС в АЧМС приме-
203
нять более сложные цепи с большей крутизной характеристики
преобразователя <Штвых/<7<ьвх. В качестве такой цепи можно ис-
пользовать расстроенный колебательный контур.
Принципиальная схема детектора Ч1МС с одиночным расстро-
енным контуром изображена на рис. 7.16. Расстройка выбирается
Рис. 7.16
так, чтобы получить максимальную крутизну преобразования мо-
дуляции. Можно показать, осуществляя последовательное диффе-
ренцирование уравнения резонансной характеристики и прирав-
нивая нулю вторую производную (Pyldti?, что максимальная кру-
тизна преобразования достигается при расстройке Att>p =
= ±АЙо/2]/'2, где Айо — полоса пропускания каскада, отсчитан-
ная на уровне 1/]/~2.
На рис. 7.17 показано формирование закона изменения ампли-
туды выходного напряжения Um2 при синусоидальном изменении
частоты входного напряжения.
К достоинствам частотного детектора с одиночным расстроен-
ным контуром относятся простота выполнения детектора и его
настройки, к недостаткам — большой уровень нелинейных иска-
жений, обусловленный нелинейностью скатов резонансной харак-
теристики каскада, а также необходимость использования режи-
ма ограничения в ведущем усилительном приборе детектора.
204
Существенное уменьшение нелинейных искажений может быть
получено путем применения двухконтурных преобразователей
ЧМС в АЧМС и балансного включения нагрузок амплитудных
детекторов.
Принципиальная схема детектора с двумя взаимно расстроен-
ными контурами изображена на рис. 7.18. Формирование п2 ил-
Рис. 7.18
Рис. 7.19
люстрируется рис. 7.19. Здесь преобразование ЧМС в АЧМС осу-
ществляется каждым из контуров так же, как в преобразователе
с одиночным контуром, схема которого изображена на рис. 7.16.
В выходную цепь усилительного прибора посредством транс-
форматорной связи включены два контура с резонансными часто-
тами foi и /о2- Частоты настроек располагаются симметрично от-
носительно несущей частоты входного сигнала f0. Форма детек-
торной характеристики определяется выбранной расстройкой кон-
туров go=2A/o/AFK и может быть представлена в виде
ъ=Kd(UK1-uK2) = Kd ишах [ 1/ГI + (g-g0)2-1 /Г 1 + (5+go)2].
(7-12)
где Kd — коэффициент передачи амплитудного диодного детекто-
ра; g = 2(/—/о)/ААк — обобщенная расстройка.
Нетрудно убедиться, используя предельные переходы, что как
при малых, так и при больших выбранных взаимных расстройках
контуров крутизна характеристики детектора оказывается ма-
лой.
На рис. 7.20 изображены резонансные характеристики конту-
ров при Д/о<А/7к/2, А/о~ААк/2, Af0>AFK/2 и соответствующие
этому формы детекторных характеристик ЧД. Анализ показыва-
ет [30], что максимальная крутизна детекторной характеристики
реализуется при оптимальной расстройке контуров |Опт=1/У"2Т
При малом отклонении g0 от £опт крутизна изменяется незначи-
тельно, однако увеличение g0 вызывает увеличение протяженно-
сти линейного участка характеристики, поэтому целесообразно
выбирать go = 24-3.
205
К достоинствам частотного детектора с расстроенными кон-
турами следует отнести простоту настройки и достаточно высо-
кую крутизну характеристики duBUXld(Af). Максимальная крутиз-
на детекторной характеристики после дифференцирования (7.12)
по £ и подстановки в полученное выражение ^оопт=1/1/Г^
(d«2/d5)max«0,77^£/max. (7.13)
Учтем, что Umax= Y2iUmBxn1/2n.CKAFK и g = 2A//AFK, тогда
(dujd Д Лншх « 0,77 Га Um вх Kd njn Ск Д F2. (7.14)
Максимальная крутизна детекторной характеристики при по-
стоянном UmBX увеличивается с увеличением крутизны усилитель-
ного прибора, коэффициента усиления амплитудного детектора и
206
коэффициента трансформации цепи связи усилительного прибора
с контуром.
ЕсЛц принять, что Afmax= (3/4) (АЕк/2), то согласно выраже-
нию (7.14)
\ (t/i^dAf)
max 11 У21 Um вх Ad Пу!л Ск А /^1ах.
Определим коэффициент усиления частотного детекто-
ра как отношение амплитуды выходного напряжения, соответ-
ствующей максимальному частотному отклонению £7твых =
= (du2/dA/) maxA/max, к амплитуде входного напряжения UmBK-.
Ацд — Um вых/^Лп вх = Kd 0,11 Eji Ск A fmax =
^О^^п^лС^А^).
Видно, что коэффициент усиления частотного детектора опре-
деляется произведением коэффициента усиления амплитудного
детектора на множитель, характеризующий эффективность преоб-
разования ЧМС в АЧМС. Этот множитель примерно в 2 раза
меньше коэффициента усиления резонансного усиления с одиноч-
ным контуром, полоса пропускания которого равна удвоенному
частотному отклонению входного сигнала.
Рассмотренный частотный детектор обеспечивает значительно
больший коэффициент усиления по сравнению с детектором, вы-
полненным по схеме рис. 7.15.
Недостатком детектора с взаимно расстроенными контурами
является сильная зависимость формы характеристики от рас-
стройки контуров, вызванной дестабилизирующими факторами.
Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в ФЧМС.
В детекторах, построенных на принципе преобразования ЧМС в
ФЧМС, входное частотно-модулированное напряжение подводит-
ся к линейной электрической цепи, обеспечивающей линейную за-
висимость, фазы выходного напряжения от частоты. На выходе
этой цепи, осуществляющей преобразование ЧМС в ФЧМС, по-
является напряжение, фазомодулированное относительно входно-
го сигнала. Это напряжение и напряжение входного сигнала да-
лее подводятся к фазовому детектору. Фазовый детектор может
быть выполнен по любой схеме [13]. Обратим внимание на то, что
в отсутствие частотной модуляции опорное и входное напряжения
фазового детектора для обеспечения линейного детектирования
должны быть сдвинуты на угол п/2.
На рис. 7.21 изображена схема частотного детектора, в кото-
ром операцию преобразования ЧМС в ФЧМС выполняет одиноч-
ный колебательный контур. В качестве фазового детектора при-
менен ключевой детектор, изображенный на рис. 7.11.
Модулированное напряжение сигнала ивх = Um0 sin срВх, исполь-
зуемое в качестве опорного, подается на один из входов детек-
тора. К второму входу подводится напряжение ы2 с зажимов ко-
лебательного контура LKCX- Этот контур связан с входом устрой-
ства через конденсатор Сс внешней емкостной связи.
207
Фазовый сдвиг, вносимый контуром при достаточно медлен-
ных изменениях частоты, можно определить по фазочастотной
характеристике контура для установившегося состояния:
Фк=(л/2)—arctg 2Д <о/Дйк.
Приращение выходного напряжения ключевого детектора
Д и= — (2/л) Um arctg 2 Д w/Д Д,, (7.15)
где Um=ImRn. Это соотношение представляет собой уравнение
детекторной характеристики ЧД (рис. 7.22).
Для малых частотных отклонений представим Ди в виде ряда
Маклорена:
д «= = f/max [/ (0) + Г (0) X + Г (0) %721 + Г (0) ^/З! + ... ],
где х = 2Д(о/Дйл.
Коэффициенты ряда найдем, дифференцируя (7.15) по х и устрем-
ляя х к нулю:/(0) =0, f'(0) = 1, /"(0)=0, f'"(0) =-2. Таким об-
разом, Ди=~[/тах(х—х3/3). Коэффициент нелинейности детек-
торной характеристики определим в виде частного от деления аб-
солютной величины отклонения характеристики от линейной
|6(Ди=)| на ординату идеальной характеристики Ди=Ид = ПтахХ:
feH = |б (Д u=) | /Д и=ид = х2/3 = 4Д<о2/3 Д й2.
Полагая, что допустимый коэффициент нелинейности удовлетво-
ряет условию /?Ндоп^/гн, получаем соотношение для выбора по-
лосы пропускания контура Дйк^2Аотах/1/з/г11.Д011. Для реализа-
ции необходимой полосы пропускания контура. его шунти-
руют резистором 7?щ= 1/АйкСк-
На рис. 7.23 изображена схема балансного частотного детек-
тора с двумя одинаково настроенными контурами, в котором ис-
пользуется принцип преобразования частотных изменений сигна-
ла в фазовые с последующим детектированием в фазовом детек-
торе. Фазовый детектор выполнен на диодах и Д.2- На оба дио-
да подводится в качестве опорного напряжения напряжение на
первом контуре [7кь В качестве входного напряжения, фаза ко-
торого относительно опорного изменяется при подаче ЧМС, ис-
пользовано напряжение на втором контуре. Это напряжение под-
208
водится к диодам Д\ и Дг в противофазе, в то время как напря-
жение йервого контура синфазно. В результате выходные токи
плеч фазового детектора противофазны. Поэтому для суммирова-
ния результата фазового детектирования резисторы нагрузки фа-
зовых детекторов должны включаться последовательно.
В частотном детекторе (рис. 7.23) оба контура (Z.KiCKi и
ЬкгСкг) настроены в резонанс на несущую частоту входного на-
пряжения. Связь между контурами осуществляется за счет взаи-
моиндуктивности М. Благодаря этой связи на втором контуре
Рис. 7.23
развивается напряжение £?К2- Конденсатор С4, соединяющий по-
тенциальную точку первого контура со средней точкой второго
контура, приводит потенциал средней точки второго контура к по-
тенциалу коллектора усилительного прибора 7\. Поэтому к каж-
дому из диодов Д1 и Дч подводится полное напряжение первого
контура и половина напряжения второго контура:
г>Д1 = <41 + (1/2) t/K2, t/да = t/K1—(1 /2) 1/к2. (7.16),'(7.17)
Известно, что на резонансной частоте второго контура напряже-
ние /7к2 сдвинуто по фазе относительно [7К1 на угол 90°. Поэтому,
как следует из рис. 7.24,а, при резонансе амплитуды результиру-
ющих напряжений, подводимых к диодам Д\ и Д2, равны, т. е.
<41 —
UA1 " UAZ UA1 > UA2 4 Уд?
Рис. 7.24
209
Если коэффициенты передачи обоих плеч детектора одинаковы,
то напряжение на выходе будет равно нулю, так как выходное на-
пряжение детектора образуется как разность выходных напря-
жений диодных детекторов.
При отклонении частоты входного напряжения от резонанс-
ной частоты второго контура напряжение 0к2 приобретает допол-
нительный фазовый угол ф2, определяемый сдвигом фаз между
эдс и током во втором контуре. Если, например, частота входно-
го сигнала выше резонансной частоты второго контура
(рис. 7.24,6), то фазовый сдвиг положителен. В этом случае ам-
плитуда напряжения на первом диоде оказывается больше, чем
на втором, и выходное напряжение детектора положительное.
С увеличением расстройки фазовый сдвиг между током и эдс во
втором контуре увеличивается. Это приводит к большему разли-
чию в амплитудах напряжений, действующих на входах плеч де-
тектора, и, следовательно, к увеличению напряжения на нагрузке
детектора. При малых расстройках фазовая характеристика кон-
тура оказывается практически линейной до значения ф2~л/4.
Напряжения UKi и Uk2 при больших расстройках уменьшают-
ся в соответствии с резонансными характеристиками контуров,
поэтому при больших расстройках выходное напряжение и2 так-
же уменьшается (рис. 7.25,а). Указанная зависимость выходного
напряжения детектора от расстройки наблюдается при парамет-
ре связи между контурами т]<1. При связи, превышающей опти-
мальную (т]> 1), зависимость напряжения на втором контуре от
частоты имеет характерный провал. Наличие этого провала при-
водит к тому, что дифференциальная крутизна характеристики
детектора при малых расстройках оказывается меньшей, чем при
расстройках, соответствующих приближению к максимумам на-
пряжения Uk2. В характеристике детектора для ц> 1 при f = foz
появляется точка перегиба (рис. 7.25,6).
Найдем аналитическое выражение детекторной характеристи-
ки и2 = ФЩ}. Выходное напряжение детектора определяется раз-
ностью напряжений на нагрузках плеч фазового детектора:
и2 = Пн1—[7н2. (7.18)
Напряжение на нагрузках первого и второго плеч детектора
HH^/Cdit/дь = где Kdi, ^ — коэффициенты усиле-
ния диодных детекторов первого и второго плеч.
Рис. 7.25
210
Напряжения на диодах Д\ и Д% определяются формулами
(7.16) и (7.17). Учитывая, что напряжение на втором контуре
t/Ka = i/Kiin/(l+ig). (7.19)
где r\ = kQK — параметр связи; g— обобщенная расстройка; t/Ki =
= У21^7твх^ое/(1+г|2—g2 + i2g)—напряжение на первом контуре,
получаем напряжение на первом диоде
£>Д1 = £41П + 1!1/2(1 + Ц)]-
Аналогично запишем выражение для напряжения на втором
диоде
£>Д2 = <41[1~1Л/2(1 + 1Ю].
Таким образом, для случая полной симметрии плеч частотно-
го детектора
«2 = ^К1 (/4 + (2 g + л)2 - Г 4 + (2g - л)2 )/2Г Г+Т.
Учитывая значение модуля 17К1 в формуле (7.19), получаем
уравнение детекторной характеристики
«2 = ( 4“ ) Um вх Yil Roe Kd (l/'4 + (2g + r1)’2-
-/4 +(2g-л)2)/ /(l+n2-?2)2 + 4g2.
Дифференцируя выражение по А), можно найти крутизну детек-
торной характеристики. Переходя к пределу при Д)->0, получаем
выражение для крутизны характеристики детектора на резонанс-
ной частоте второго контура. Крутизна в этой точке зависит от
Л — параметра связи между контурами. Дифференцируя выраже-
ние крутизны при Д) = 0 по л и приравнивая его нулю, находим
оптимальный параметр связи, обеспечивающий максимум кру-
тизны детекторной характеристики [30] Цопт = &оптфк= 1- При этом
крутизна характеристики детектора (при /Q=l)
Sd max = [du*/d (Д f)]max « 0,9 У21 Um вх 7?ое/Д FK «
при А /->0
«0,44У21£/твх/лСкДГ2. (7.20)
Сопоставляя соотношения (7.14) при «1 = 1 и (7.20), можно за-
ключить, что частотный детектор с двумя взаимно расстроенны-
ми контурами имеет крутизну детекторной характеристики при-
близительно, в 1,75 раза большую в сравнении с детектором с
двумя одинаково настроенными контурами при одинаковых пара-
метрах контуров и усилительных приборов. Вместе с этим ста-
бильность формы характеристики при случайной расстройке кон-
туров оказывается выше в детекторе с одинаково настроенными
контурами.
Максимумы характеристики детектора с двумя одинаково на-
строенными контурами, при оптимальной связи между контурами,
соответствуют обобщенным расстройкам gm=±l, т. е. наступают
211
при расстройке &fm, удовлетворяющей соотношению Afm =
= ±АЁк/2. Вблизи максимумов детекторная характеристика име-
ет большую нелинейность. При выборе полосы пропускания кон-
туров необходимо руководствоваться допустимой величиной от-
клонения характеристики от линейной в интервале изменения ча-
стоты сигнала. Выбор параметров детектора из условия мини-
мального коэффициента гармоник исследован Г. Картьяну [53].
Он рекомендует выбор параметра связи г, в пределах 1,5—2.
Из рассмотрения принципа действия детектора можно сделать
заключение о том, что выходное напряжение симметричного ба-
лансного детектора проходит через нуль на частоте, равной ча-
стоте настройки второго контура, и что симметрия детекторной
характеристики определяется положением частоты настройки пер-
вого контура.
Из соотношения (7.20) следует, что крутизна детекторной ха-
рактеристики линейно зависит от амплитуды входного напряже-
ния. Для устранения этой зависимости ведущий усилительный
прибор Т должен работать в режиме амплитудного ограничителя.
Режим ограничения обычно достигается при напряжениях на
входе прибора, превышающих несколько единиц и десятых долей
вольта. Это требует реализации больших коэффициентов усиле-
ния от антенны к детектору. Наличие большого коэффициента
усиления тракта усугубляет действие паразитных обратных свя-
зей, поэтому желательно уменьшить порог ограничения.
Рис. 7.26
Уменьшения порога ограничения можно достигнуть, осущест-
вляя ограничение на выходе ведущего усилительного прибора.
Принципиальная схема детектора с диодным ограничителем на
выходе усилителя изображена на рис. 7.26. Диодный ограничи-
тель выполнен на диодах Д1 и Д2. Пороговое напряжение подает-
ся от источника постоянной эдс Еп.
Если амплитуда t72m напряжения на втором контуре будет
меньше 2ЕП, то диоды заперты и ограничение отсутствует. При
^2тп>2Еп диоды откроются и будут шунтировать контур своим
212
малым внутренним сопротивлением, уменьшая тем самым коэф-
фициент "усиления каскада.
Вместо источника постоянного напряжения, определяющего
порог ограничения, можно включить резистор с параллельно
включенным конденсатором. Эта цепь будет детектировать сиг-
нал. В результате на диодах появится напряжение, практически
равное амплитуде несущего колебания. При выборе достаточно
большой постоянной времени этой цепи (существенно больше
максимального периода амплитудных изменений входного напря-
жения) будет осуществляться так называемое динамическое огра-
ничение. Режим ограничения на выходных зажимах можно осу-
ществить также за счет ограничения амплитуд основными диода-
ми частотного детектора, применяя согласное их включение к кон-
туру.
Устройство подобного типа называют дробным частотным де-
тектором или детектором отношений [42, 53]. Схема детектора от-
ношений изображена на рис. 7.27. В качестве преобразователя
частотных изменений в фазовые может применяться длинная ли-
ния, обеспечивающая <р = ®т [31]. Полученный на выходе такой
линии сигнал может быть использован для детектирования фазо-
вым детектором, в котором в качестве опорного служит входной
сигнал.
Детекторы ЧМС, основанные на преобразовании ЧМС в ЧИМС.
В детекторах указанного типа ЧМС подается на нелинейное уст-
ройство, формирующее одинаковые однополярные импульсы с ча-
стотой следования, равной частоте входного сигнала. Эти им-
пульсы, обычно формируют в моменты времени, когда входное на-
пряжение проходит через нуль.
Структурная схема детектора и осциллограммы напряжений
в элементах схемы детектора изображены на рис. 7.28.
Преобразователь ЧМС в ЧИМС представляет собой устрой-
ство, состоящее из двухстороннего ограничителя, дифференциа-
тора и одностороннего ограничителя. На выходе этого блока
структурной схемы детектора при действии входных ЧМС возни-
213
кает периодическая последовательность одинаковых импульсов с
частотой следования, равной частоте входного сигнала.
Постоянная составляющая выходного напряжения за один пе-
риод входного напряжения
1 о
t
Рис. 7.28
Если преобразователь ЧМС в ЧИМС формирует прямоуголь-
ные импульсы, то
u~=(^Umdt~Umx/T, (7.21)
\ ‘ /о
где Т — период входного напряжения.
Учтем, что Т—1/f, при этом соотношение (7.21) получим в
виде
u^Umxf. (7.22)
Пусть f=fo+Af(i), тогда u= = Umxf0 + Umx\f(t).
Таким образом, составляющая выходного напряжения
Umx&f(t) оказывается прямо пропорциональной частотному от-
клонению входного напряжения Af(i) и воспроизводит закон ча-
стотной модуляции входного сигнала без искажения. Эта состав-
ляющая («5) выделяется на выходе фильтра нижних частот (см.
рис. 7.28).
214
К достоинствам рассмотренного детектора, основанного на
принципе счета числа переходов входного напряжения через нуль
или частоты этих переходов (7.22), относятся:
высокая линейность детекторной характеристики, возможность
выбора низкой промежуточной частоты в приемнике, высокая эф-
фективность подавления амплитудных изменений входного на-
пряжения, реализация детектора на элементах импульсной тех-
ники в интегральном выполнении, не требующих катушек индук-
тивности.
Недостатком счетно-импульсного детектора является необхо-
димость подачи на его вход большого уровня сигнала, превыша-
ющего пороги ограничения ограничителей.
8. Ручные и автоматические регулировки
в радиоприемниках
•
8.1. Назначение регулировок и их виды
Широкая .автоматизация и дистанционное управление являют-
ся одной ив важнейших тенденций (развития систем (радиосвязи.
Реализация устройств на этой основе позволяет повысить их эко-
номическую эффективность. Комплексная автоматизация включа-
ет необходимость осуществления дистанционных регулировок и
управления радиоприемниками; контроля исправности оборудова-
ния в процессе его эксплуатации; определения мест поврежде-
ния и отключения поврежденного оборудования; (включения ре-
зервных блоков и оборудования.
Указанные операции дистанционного управления осуществля-
ются посредством самостоятельных специализированных систем,
наиболее развитых в профессиональных радиоприемных устрой-
ствах (например, в РПУ «Сибирь» и «Призма»).
Регулировки в радиоприемниках предназначены для изменения
электрических характеристик с целью обеспечения наилучшего
приема сообщения.
В радиоприемниках существуют два типа регулировок: завод-
ские .и эксплуатационные.
Первые из них служат для устранения влияний разброса па-
раметров деталей и неизбежных неоднородностей (монтажа на эле-
ктрические характеристики приемника, вторые — для выбора оп-
тимального режима приемника при приеме (Сигналов желательной
станции.
Эксплуатационные регулировки приемника используются для
выполнения следующих основных операций: 1) настройки прием-
ника на желательную (станцию; 2) установки (необходимого коэф-
фициента усиления тракта сигнала; 3) (выбора оптим(альной поло-
сы пропускания; 4) оптимизации режима работы выходных уст-
ройств.
215
По характеру осуществления регулировки, используемые в ра-
диоприемниках, ,можно разделить ма ручные, осуществляемые опе-
ратором непосредственно либо дистанционно, и автоматические,
при которых режим регулируемых блоков устанавливается без
вмешательства оператора.
Существенные удобства управления приемником реализуются
При- так называемом сенсорном управлении, когда легким касани-
ем определенного участка поля управления достигается автомати-
ческое выполнение желательной операции [25].
8.2. Настройка радиоприемников
Спектр полезного сигнала в супергетеродинном приемнике вы-
деляется высокочастотным трактом. Преселектор приемника ос-
лабляет прием помех по побочным каналам, ia усилитель проме-
жуточной частоты ослабляет прием соседних станций.
Обычно усилитель промежуточной частоты, определяющий из-
бирательность приемника по соседнему каналу, имеет фиксирован-
ную 'настройку. Поэтому колебательные контуры УПЧ имеют лишь
органы заводской подстройки в виде полупеременных конденсато-
ров— триммеров либо в виде сердечников, перемещаемых в маг-
нитном поле катушек Индуктивности контуров. Настройка прием-
ника на желательную станцию в этом случае сводится к установ-
лению частоты настройки преселектора, равной частоте сипнала, и
частоты настройки гетеродина так, чтобы разность этих частот бы-
ла равна промежуточной частоте приемника.
Взаимную расстройку контуров, удовлетворяющую определен-
ному условию, называют сопряжением настроек. Сопряжение
настроек цепей преселектора и гетеродина, при котором разность
этих 'настроек равна промежуточной частоте, можно осуществить
при выборе частоты гетеродина как ниже, так и выше частоты
сигнала.
В первом случае настройку гетеродина называют «нижней», а
во втором — «верхней». Нижней настройке гетеродина, когда
tr<fc, свойственны следующие недостатки. Коэффициент перекры-
тия контура гетеродина в этом случае должен превышать коэффи-
циент перекрытия контура сигнала. Действительно, при kdc — fc max/
До mm требуемый коэффициент перекрытия контура гетеродина
г “ /г max//r min == 1(/с max fп)/(/с min fп)1 ^d с-
Например, при приеме сигналов с несущими частотами fc =
= (140—420) кГц и fn=100 кГц требуемый коэффициент перекры-
тия контура гетеродина /г(/, = (420—100)/(140—100) =320/40 = 8.
Такой коэффициент перекрытия осуществить затруднительно.
Вследствие того, что частоту гетеродина при нижней настрой-
ке надо изменять в широких пределах, возникают трудности в
поддержании постоянства амплитуды гетеродина, необходимого
для оптимального режима работы преобразователя частоты. В
связи с этим на практике широко применяют верхнюю настрой-
216
ку. Исключение 1соста1вл,яют случаи щриема' сигналов в радиотех-
нических системах, использующих выделенные фиксированные ча-
стоты. Применение нижней настройки гетеродина позволяет полу-
чить меньшее абсолютное отклонение частоты гетеродина вслед-
ствие нестабильности.
Идеальное сопряжение настроек контуров сигнала и гетеродина
(рис. 8.1, а) соответствуют режиму, при котором частоты настро-
ек удовлетворяют следующим равенствам:
при верхней настройке fr>=fc+fn; при нижней настройке fr=
==fc—fn.
а)
Контур Контур
сигнала гетеродина
Рассмотрим случай верхней настройки.
График требуемого изменения частоты гетеродина /г.т в зави-
симости от частоты настройки контура сигнала fCH изображен на
рис. 8.1, б в виде прямой АБ. Прямая ВГ представляет собой зави-
симость частоты принимаемых сигналов fc при требуемом измене-
нии частоты гетеродина и изображается линией, параллельной ли-
нии АБ, ординаты которой отличаются на величину fn.
Сопряжение (Контуров при механической настройке с помощью
конденсаторов 'переменной емкости можно осуществить нескольки-
ми способами: взаимным сдвигом роторов конденсаторов настрой-
ки; применением в конденсаторах контуров гетеродина .и сигнала
пластин специальной формы, а также добавочно включаемых кон-
денсаторов, приближающих закон изменения частоты гетеродина
к требуемому [20].
Последний способ чаще применяется в (приемниках с плавной
настройкой.
Дистанционная настройка контуров радиоприемника
Структурная схема дистанционного управления настройкой
изображена на рис. 8.2.
Составными элементами (системы являются: пульт управления,
линия передачи (сигналов управления и исполнительное устройст-
217
во. Линия передачи аипналав управления может осуществляться
на основе использования «кабеля (проводной линии связи) либо
системы радиосвязи в диапазоне очень низких или гипервысоких
частот.
На пульте управления устанавливают необходимое значение
частоты настройки. Соответственно этому в линию связи переда-
ется электрический сигнал,
который управляет исполни-
тельным устройством. Уп-
равление настройкой может
осуществляться с помощью
следящей системы для элек-
тромеханической настройки
контуров либо электриче-
Рис. 8.2
ским изменением параметров контуров с помощью варикапов или
ферритов соответственно при настройке емкостью или индуктив-
ностью.
Принципиальная схема одного из вариантов следящей системы электроме-
ханического дистанционного управления настройкой изображена на рис. 8.3.
На пульте управления (ПУ) имеется потенциометр IJlt являющийся дат-
чиком сигналов управления. Ползунок потенциометра ГЦ механически связан с
указателем частоты настройки приемника, имеющимся на пульте. Потенциометр
питается от сети переменного тока 12 В, 50 Гц. Сигна., управления подается
через кабель дистанционного управления настройкой.
Рис. 8.3
В качестве исполнительного устройства (ИУ) используется двигатель, питае-
мый от сети переменного тока 12 В, 50 Гц. Ротор двигателя механически со-
членен с осью конденсаторов переменной емкости и осью потенциометра П2. По-
ложение ползунка потенциометра П2 определяет ответный сигнал следящей сис-
темы, пропорциональный рассогласованию положений указателя на шкале пуль-
та настройки и ротора конденсатора настройки приемника.
Двигатель переменного тока имеет роторную обмотку I, питаемую от сети
переменного тока через конденсатор Cj, который обеспечивает близкий к л/2
218
сдвиг фаз между током в роторной I и статорной II обмотках, необходимый
для работы двигателя. Статорная обмотка двигателя подключена между пол-
зунками потенциометров ГЦ и П2 и получает питание лишь при наличии рас-
согласования положений ползунков потенциометров Пt и П2.
Если изменить положение ручки настройки приемника иа пульте управле-
ния, то одновременно с перемещением стрелки указателя частоты настройки из-,
менится положение ползунка потенциометра ГЦ. В результате на обмотке II
двигателя появится разность потенциалов. Обмотки двигателя включены так,
что при вращении ротора частота настройки приемника приближается к зна-
чению, указанному на шкале пульта. Одновременно ползунок потенциометра П2
перемещается так, что разность потенциалов между точками 2—5 уменьшается.
Двигатель остановится, как только момент сил треиня подвижной системы
устройства уравновесится моментом вращения, развиваемым на валу двигате-
ля за счет токов в обмотках / и II. Напряжение питания и конструкция по-
тенциометров выбраны так, чтобы зона нечувствительности системы не давала
большой погрешности установки частоты настройки приемника. К недостаткам
электромеханической системы относятся громоздкость конструкции и трудность
обеспечения высокой точности настройки из-за инерционности механических уз-
лов в системе. Для повышения точности настройки приемника можно дополни-
тельно использовать электронную систему автоматической подстройки частоты
(АПЧ). Электромеханическая настройка осуществляется также с помощью гер-
конов, переключающих элементы ДК.ПЕ или ДКПИ [51].
Электронная настройка
Существенное упрощение дистанционной настройки достигает-
ся 1использо0ан.ием варикапов. В нашей стране выпускаются ва-
рикапные матрицы, позволяющие осуществить дистанционную пе-
рестройку необходимых цепей приемника.
На рис. 8.4 изображена схема дистанционного управления на-
стройкой с использованием варикапной матрицы. Варикапная мат-
рица содержит шесть одинаковых емкостных диодов. В схеме
рис. 8.4. показаны четыре диода: Д\— Дь, еще два диода могут
быть использованы во втором контуре преселектора, не показан-
ном на рисунке. Диоды Д4 и Д2 используются для перестройки
контура сигнала. Эти диоды включены встречно с целью линеа-
ризации результирующей зависимости емкости от действующих
на диодах напряжений сигнала и помех. Изменение частот наст-
роек контуров сигнала и гетеродина осуществляется путем пода-
чи части постоянного1 напряжения £0, регулируемой потенциомет-
ром на пульте управления настройкой. Перемещение ползунка
потенциометра ГЦ сопряжено с перемещением указателя отсчета
частоты настройки по шкале пульта дистанционного управле-
ния (ПУ).
Управляющее напряжение £у подводится с помощью кабеля
ДУ через потенциометры П2 н П3 к емкостным диодам. Потенци-
ометры П2 и П3 служат для заводской регулировки емкости в кон-
турах гетеродина и сигнала. Управляющие напряжения подводят-
ся через резисторы Д1 и R3, устраняющие шунтирование контуров
219
гетеродина и сигнала источником управляющего напряжения. Эти
же резисторы совместно с конденсаторами Сб1 и Сбг соответствен-
но не пропускают в общие цепи управления высокочастотные на-
пряжения сигнала и гетеродина.
Рис. 8.4
Конденсаторы С2 и С3 являются элементами сопряжения наст-
ройки контура гетеродина Параллельно (конденсатору С2 включен
резистор R2, обеспечивающий подачу управляющего напряжения
на зажимы диода Д3. Сопротивление резистора R2 для тока с ча-
стотой гетеродина должно быть достаточно большим I/<ОгС'2,
с тем чтобы не ухудшалась добротность контура гетеродина Ана-
логично выбираются сопротивления резисторов Ri и R3
Применение электронной настройки, как это следует из сопо-
ставления устройств, изображенных на рис 8 3 и 8 4, позволяет
существенно упростить систему Кроме того, система электронной
настройки отличается малой инерционностью Электронная ди-
станционная дискретная (настройка контуров может быть реали-
зована па основе управления элементами ДКПЕ и ДКПИ с по-
мощью ptra-диодов, управляемых напряжениями, подводимыми с
пульта ДУ [51].
Автоматическая подстройка частоты (АПЧ) гетеродина
Автоматическая подстройка частоты гетеродина повышает точ-
ность настройки и устраняет необходимость ручной подстройки
радиоприемников в процессе эксплуатации. Структурная схема
системы АПЧ радиоприемника супергетеродинного типа изображе-
на на рис 8 5. Сигнал, поступающий от преселектора, подводится
к преобразующему прибору (ПП) Преобразованное колебание
220
полезного сигнала подводится к детектору (Дет) и для целей авто-
матической подстройки — к разл№ителю (Р). Если преобразован -
пая частота отклонится от иоминалыной, соответствующей точной
настройке приемника, то раэличитель выдаст сигнал ошибки, ко-
торый изменит частоту гетеродина так, чтобы устранить рас-
стройку.
Изменение частоты гетеродина (Г) осуществляется с помощью
управителя (У), свойства которого описываются характеристикой
вида
А/г = Ф2(и2), (8.1)
где «2 — управляющее напряжение, подводимое к входу управи-
теля.
В качестве различителя частотного отклонения используются
балансные частотные детекторы, детекторные характеристики ко-
торых проходят через нуль в отсутствие частотного отклонения
сигнала.
При высоких требованиях к точности настройки приемника в
качестве элемента, позволяющего определить значение и знак
сигнала ошибки, используют опорный эталонный гетеродин (ОГ).
Частота этого гетеродина должна быть равна номинальной про-
межуточной частоте прием-
ника. В этом случае разли-
читель строится на основе
балансного фазового детек-
тора. Применение фазового
детектора в системе АПЧ "
позволяет полностью исклю-
чить ошибку в преобразо-
ванной частоте сигнала
относительно номинальной
промежуточной частоты при-
емника, поскольку фазовый
детектор позволяет осущест-
вить АПЧ с точностью до
фазы. Систему АПЧ с ис*
пользованием фазового раз-
личителя называют систе-
Рис. 8.5
мой фазовой автоматической подстройки частоты (ФАП), в от-
личие от системы автоматической подстройки с частотным разли-
чителен (ЧАП).
Рассмотрим основные соотношения, характеризующие свойст-
ва ЧАП. Согласно структурной схеме системы АПЧ (см. рис 8 5)
будем полагать, что применен частотный различитель. (Показан-
ный штриховой линией опорный гетеродин необходим только при
ФАП.) При точной настройке приемника частота гетеродина при
верхнем сопряжении настроек fro=fc+fno, где /по— номинальная
промежуточная частота.
221
Допустим, что вследствие неточной настройки или (нестабиль-
ности частота гетеродина в случае разомкнутой цепи автоматиче-
ской подстройки получила приращение Д/г. Преобразованная ча-
стота получит приращение Afn = Afr. Преобразованное (напряжение
сигнала после усиления в УПЧ подводится ж различителю. Харак-
теристика различителя
цв = Ф1(А/п) (8.2)
в общем случае является нелинейной.
Поскольку система должна реагировать на знак расстройки,
характеристика различителя (8.2) имеет нечетную симметрию.
При малых расстройках можно считать, что выходное напряже-
ние различителя определяется линейным уравнением вида
ы2 ж SpAfn, (8.3)
где Sp— крутизна характеристики различителя, В/Гц.
При замкнутой цепи автоматической подстройки выходное нап-
ряжение различителя подводится к управителю и изменяет часто-
ту гетеродина так, что в результате отклонение преобразованной
частоты от ^номинальной промежуточной частоты уменьшается и
становится равным Д/пост.
Предположим, что характеристика управителя описывается со-
отношением A/r = 02(«2) • Это уравнение для милых и2 также мо-
жет быть заменено линейным A/r = Syu2 (где Sy —крутизна харак-
теристики управителя, Гц/В). Тогда остаточное отклонение пре-
образованной частоты от fn ост в установившемся режиме
А/П.ост = А/' = А/г—Afr.per, (8.4)
где Afr— частотное отклонение гетеродина в отсутствие АПЧ;
Afr per — частотное отклонение, создаваемое сигналом ошибки на
выходе различителя.
Согласно соотношению (8.3) в установившемся режиме на вы-
ходе различителя появится сигнал ошибки
М2 = Sp А/п.ОСТ, (8.5)
который изменит частоту гетеродина на
A fr рег = sy «а. (8.6)
Подставляя (8.5) в (8.6) и учитывая соотношение (8.4), по-
лучаем
А /п.ост “ A fг Sp Sy A fп.ост"
Решая это уравнение относительно А/пост, имеем
A/n.00T-A/r/(l+SpSy).
Коэффициент автоматической подстройки
^АП = А /г/А /п ост — 1 + Sp Sy
возрастает с увеличением крутизны характеристик различителя и
управителя. Уменьшение A/пост по сравнению с А/г определяет-
222
ся тем, что управитель изменяет частоту Д/грег в противополож-
ном направлении по отношению к изменению Д/г. При неправиль-
ном фазировании этих изменений будет происходить нарастающая
расстройка приемника.
Из структурной схемы рис. 8 5 следует, что система АПЧ в
приемнике является системой обратной связи по частоте. В этой
системе осуществляется не только компенсация частотных изме-
нений гетеродина, но и изменений частоты входного сигнала. Ин-
тервал допустимых отклонений частоты входного сигнала, при-ко-
тором сохраняется настройка приемника на желательную станцию,
называют областью автоматической подстройки. Ширина области
АП определяется формой характеристик управителя и различи-
те ля.
Найдем зависимость остаточного частотного отклонения Д/п ост
от частотного отклонения входного сигнала Д/с при включенной
АП. Эту зависимость называют регулировочной характеристикой
системы АП.
Допустим, что в преобразователе применена верхняя настрой-
ка гетеродина, т. е /п = /г—fc.
Приращение частоты сигнала Д/с при постоянной частоте гете-
родина обеспечивает приращение преобразованной частоты Д/п =
=•—Д/с В системе АП возникает при правильном фазировании
сигнал ошибки — управляющее напряжение иу, определяемое со-
отношением (8 2). Это напряжение управляет частотой гетероди-
на и изменяет частоту гетеродина так, что остаточное отклонение
преобразованной частоты
Д/ПОСт = Д/г—Д/с. (8.7)
Здесь Д/п ост соответствует значению управляющего напряже-
ния Uy, определенного уравнением (8.2) Решим это уравнение
относительно Д/п ост
Д/п.ост = Л(«У). (8-8)
Учтем, что изменение частоты гетеродина, входящее в соотноше-
ние (8.7), определяется тем же управляющим напряжением, что
и Д/п ост, т. е Д/г = ^*2 (Uy).
Подставляя (8.8) в формулу (8 7), получаем
Г1(иу) = Ф2(иу)—Д/с. (8.9)
Из (8.9) следует, что Д/п oct = Fi («у), соответствующая данно-
му Д/с, определяется как ордината точки пересечения характери-
стики различителя Fj(uy) с характеристикой управителя, смещен-
ной па Д/с вдолыоси Д/п (рис. 8.6), т. е. с Ф2(иу)—Д/с.
Рассмотрим поведение системы при широких пределах измене-
ния частоты входного сигнала. Допустим, что вначале приемник
был настроен и Д/с = 0. Тогда точка пересечения характеристик
Л («у) и Ф2 (иу)—Д/с находится в начале координат и Д/пост = 0.
При появлении расстройки Д/с¥=0 точка пересечения характе-
ристик еместится и займет положение 1 (рис. 8.7).
223
Как видно из построения, при больших значениях крутизны ха-
рактеристик остаточная расстройка Д/пост оказывается значитель-
но меньше отклонения частоты сигнала Д/с. При переходе через
точку 2 происходит скачкообразное увеличение остаточной рас-
стройки практически до значения, равного расстройке сигнала,
так как в этой области характеристика различителя находится
вблизи оои ординат. В дальнейшем (в точке 3 и при /больших ве-
личинах Д/с) Afn ост 'мало отличается от Д/с.
При уменьшении Д/с малое отличие Д/п ост от Д/с сохраняется
до точки 4, соответствующей касанию характеристик Fi(uy) и
Фг(иу—Д/с- Здесь Д/ПОст резко уменьшается до значений, соответ-
ствующих большим значениям коэффициента автопОдстройки Аап.
При отрицательных значениях приращений частоты сигнала на-
блюдается аналогичная картина.
Таким образом, в системе АПЧ наблюдается своеобразный
гистерезис. Ширина области допустимого увеличения отклонения
частоты /сигнала Д/СДоп, в пределах которой йАП^> 1, после настрой-
ки /приемника на желательную станцию оказывается больше той
области частот, на границах которой система АПЧ способна силь-
но уменьшать Д/пост по сравнению с Д/с.
Первую из указанных областей называют полосой удержания
ДАуд, а вторую — полосой охватывания ДАсхв-
224
На рис. 8.8 показана регулировочная характеристика системы
АПЧ и отмечены полоса удержания АГУД и полоса схватыва-
ния ААсхв.
Ориентировочно полосу удержания можно определить соотно-
шением, полученным из- треугольника О2Б (см. рис. 8.7) ДАуд~
»2£/тах[5у+ 1/Sp], где Umax — максимальное напряжение на выхо-
де различителя.
При крутом спаде характеристики различителя на границах
области, ограниченной точками 2—5 на рис. 8.7, можно считать,
что полоса схватывания определяется ординатами точек 2 и 5, т. е.
AFcxB — Afs—A/г, где Afs, А/г— ординаты экстремальных’точек ха-
р актеристики раз личи теля.
Точные значения ААСХВ и ААУД не поддаются простому анали-
тическому расчету и поэтому определяются графически либо эк-
спериментально. В практических схемах АПЧ между различите-
лен и управителем включается фильтр нижних частот, устраняю-
щий передачу флуктуаций в цепь управления частотой гетероди-
на. В качестве таких фильтров используются простейшие интегри-
рующие /?С-цепи.
Верхняя граничная частота фильтра определяет максимальную
скорость АПЧ гетеродина. В [14] показано, что при однозвенном
RC-фильтре и при относительно малом запаздывании сигналов в
УПЧ процесс установления режима настройки приемника, содер-
жащего АПЧ, имеет монотонный характер. При двухзвенном филь-
тре процесс становится колебательным и при существенном запаз-
дывании сигнала в УПЧ и различителе может привести к периоди-
ческим колебаниям настройки приемника. При трехзвенном филь-
тре практически всегда возникают периодические колебания на-
стройки, поэтому для получения монотонного процесса установле-
ния режима настройки применяют однозвенные .RC-фильтры.
Рассмотрим регулировочную характеристику системы ФАП. На
Рис. 8.9 изображена структурная схема ФАП. Предположим, что
8~-81 225
в исходном режиме приемник точно иаст|роен иа желательный сиг-
нал, т. е. fr—/c = fnp = /n.ocT. Поскольку 1погрешнасть в наст|ройке
приемника отсутствует, выходное напряжение различителя долж-
но быть .равно нулю. В соответствии с видом характеристики раз-
личителя, изображенной 1на рис. 8.10, а, этот режим может суще-
ствовать при сдвиге фаз между напряжением преобразованной ча-
стоты и напряжением опорного' гетеродина, равном ±л/2, так как
здесь управляющее напряжение равно нулю. Если знаки произ-
~ 670
Рис. 8.9
водной и самой функции оди-
наковы, то состояние равнове-
сия неустойчивое. Сопоставим
знаки угла <р его производной
при отклонении от равновесно-
го состояния. Каждому значе-
нию напряжения на входе уп-
равителя соответствует прира-
щение частоты гетеродина
fr=SyUy. При появлении при-
ращения управляющего на-
пряжения изменяется частота
гетеродина в преобразователе и, следовательно, возникает сдвиг
фаз между напряжением преобразованной частоты и напряжени-
ем-опорного гетеродина:
Найдем скорость изменения фазы '
б/ ty/dt ®пр ^г.оп ®с ®г.оп»
где (Dr — частота гетеродина преобразователя.
Если частота сигнала остается 'постоянной, а частота гетероди-
на получает приращение Да>г, то скорость изменения фазы опре-
делится приращением частоты гетеродина
d<p!dt = Асог. (8.10)
226
Учтем, что изменение частоты гетеродина обусловлено управ-
ляющим напряжением, т. е.
А <ог = 2 л Sy иу. (8.Н)
После подстановки-соотношения (8.11) в (8.10) d(p/'d£='2nSyuy.
Таким образом, можно считать, что на рис. 8.10, а по оси орди-
нат в качестве переменной отложены как приращение частоты
(A/r=<SyUy), так и скорость изменения фазы dtp/dt с соответствую-
щим коэффициентом, т. е.
d ф 1
dt 2л Sy
Предположим, что в системе появилось положительное прира-
щение фазового угла Д<р вблизи равновесной точки 1. Очевидно,
для точки 1 скорость изменения фазы положительная, и поэтому
приращение фазы будет нарастать (dq>/dt>Q). При отрицатель-
ных приращениях Дер вблизи точки 1 dtpfdt становится также отри-
цательной, поэтому система будет удаляться от равновесия?
(d<pfdt<&).
Рассмотрим равновесное состояние, соответствующее точке 2.
Если Дф>0, то, поскольку здесь dqldt<S), приращение фазы Д«
будет уменьшаться. При Д<р<0 dqldt>Q и приращение фазы Дер-
опять будет уменьшаться. Таким образом, точка 2 оказывается
устойчивой, так как в окрестности этой точки приращение фазы и
скорость ее изменения имеют противоположные знаки. Для опре-
деления формы регулировочной характеристики будем изменять
частоту входного сигнала /с, задавая различные приращения А/А
В равновесном состоянии системы ФАП фазовый сдвиг между
напряжениями опорного гетеродина и преобразованной частоты,
подводимыми к фазовому детектору, должен оставаться постоян-
ным. При <р = const преобразованная частота должна быть равна
частоте гетеродина (оПр = <ог.оп. Поскольку преобразованная частота
равна разности спг—сос, приращение частоты входного сигнала бу-
дет сопровождаться таким же приращением частоты гетеродина:'
Д<ог=Д<Ос. На рис. 8.10, а каждому приращению частоты сигнала-
соответствует прямая, параллельная оси абсцисс. Точки пересече-
ния ее с характеристикой различителя определят устойчивые со-
стояния равновесия. Очевидно,- при изменении1 приращения часто-
ты входного сигнала от —А/Стах =—SyUymax, соответствующего
прямой АБ, до +Д/с max = SyUymax, соответствующего прямой ВГ,
преобразованная частота не изменяется. В точках 5 и 6 происхо-
дят скачки частоты, и система АП перестает работать.
Ширина полосы удержания и ширина полосы схватывания рав-
ны друг другу и определяются формулой АЕУД = AFCX3 = 2Afc max =
= 2SyUymax. В пределах полосы удержания частоты преобразован-
ного (Сигнала и опорного гетеродина равны (рис. 8.10, б). Погреш-
ность настройки приемника заключается лишь в наличии фазово-
го 'сдвига напряжений преобразованного сигнала и опорного ге-
теродина. На границах полосы удержания фазовый сдвиг междуг
8* 227
этими напряжениями достигает значений <р = 0 или <р = л. При точ-
ной настройке <р = п/2 (тачка 2 на рис. 8.10, а). Если необходимо
получить фазовый сдвиг между напряжениями опорного гетероди-
на и преобразованного1 сигнала в исходном режиме равный нулю,
то достаточно1 подключить к входу различителя фазовый контур,
обеспечивающий дополнительный сдвиг л/2.
Из принципа действия системы ФАП следует, что в этой систе-
ме не требуется согласования знаков крутизны характеристики
различителя и управителя. Фазовые соотношения, необходимые
для устойчивой работы, устанавливаются автоматически.
Действительно, при резком изменении частоты входного1 нап-
ряжения на величину, не превышающую диапазона возможных
изменений частоты гетеродина ЛК.max, вначале возникает такое же
изменение преобразованной частоты. На выходе фазового1 разли-
чителя появляется переменное напряжение с разностной частотой
преобразованного! колебания и частотой 'опорного1 гетеродина. Эта
разностная частота равна А<вс. Выходное, напряжение различите-
ля, поданное на управитель, будет изменять частоту гетеродина
преобразователя с частотой Лсос. При 'Некотором мгновенном зна-
чении управляющего напряжения приращение частоты гетероди-
на станет равным А(ос и в точке, где dtp/dt и <р имеют разные зна-
ки, изменение частоты гетеродина прекратится. Приемник будет
точно настроен на 'Входной сигнал, так как частота преобразован-
ного сигнала и частота опорного гетеродина окажутся одинако-
выми.
Очевидно, чем шире полоса пропускания различителя и цепей
управления, тем больше полоса схватывания.
Возможно, что пределы изменения частоты гетеродина под дей-
ствием выходного напряжения различителя будут недостаточны
для обеспечения настройки приемника (Afrmax<Afc). В этом слу-
чае в системе будут происходить периодические изменения часто-
ты гетеродина, не приводящие к настройке приемника на входной
сигнал. Применение АПЧ обеспечивает настройку приемника на
желательный сигнал в условиях, когда частотная нестабильность
не превышает полосы схватывания или полосы удержания систе-
мы АП.
При большой частотной нестабильности гетеродина приемника
и возбудителя передатчика, превышающей полосу пропускания
высокочастотного тракта, используется система автоматического
поиска точной настройки приемника на входной сигнал. Структур-
ная схема АПЧ приемника с автопоиском изображена на рис. 8.11.
Здесь генератор автопоиска вырабатывает периодическое пилооб-
разное напряжение. Это напряжение подводится к управителю,
обеспечивающему изменение частоты гетеродина преобразовате-
ля. Изменение частоты гетеродина осуществляется в пределах по-
лосы пропускания,преселектора.
Как только входной сигнал создаст преобразованную частоту
в пределах полосы схватывания системы, на выходе различителя
появится напряжение, которое зафиксирует мгновенное значение
228
напряжения генератора автопоиска, необходимое для сохранения
настройки. Системы АПЧ с автопоиском применяются при приеме
сигналов в диапазоне сантиметровых волн. Здесь используются в
качестве гетеродинов отражательные клистроны либо генераторы
на диодах Ганна. В генераторах на клистронах изменение часто-
Рис. 8.11
ты колебаний осуществляется изменением режима управляющих
электродов по постоянному току. Поэтому не требуется специаль-
ных устройств для изменения частоты гетеродина. Выходное на-
пряжение различителя обычно подается к электродам генератора
через усилитель-постоянного' тока.
При высоких требованиях к стабильности настройки приемни-
ка частота его гетеродина стабилизируется с помощью синтезато-
ра частот. В этом случае при необходимости автоподстройки вы-
ходное напряжение различителя подается на реактивный прибор
(транзистор либо варикап), изменяющий фазу колебаний в про-
межуточных каскадах умножения частоты.
Этот вариант построения системы АПЧ широко используется
в дециметровом диапазоне волн.
Основным недостатком системы АПЧ является возможность
захвата настройки приемника более сильным сигналом. При силь-
ной загрузке диапазона настроиться на желательный сигнал при
наличии АПЧ оказывается затруднительным. Поэтому в приемни-
ках предусматривают выключение системы АПЧ перед установкой
частоты настройки приемника на желательный сигнал.
8.3. Регулировка усиления
Виды регулировок
В радиоприемниках необходимо регулировать усиление, во-пер-
вых, для изменения уровня мощности, подводимой к выходному
прибору, во-вторых, для устранения перегрузки каскадов и,
в-третьих, для сохранения постоянства выходной мощности при
произвольных изменениях напряженности поля полезного сигнала,
обусловленных условиями распространения радиоволн. Существен-
229
но, чгпобы в дродеасе регулировок не изменялись АЧХ ih ФЧХ трак-
та и 1не ухудшалось отношение сигнала к помехе.
По способу осуществления регулировок их можно разделить иа
ручные регулировки усиления (РРУ) с непосредственным и,ди-
станционным управлением и автоматические регулировки усиле-
ния (АРУ).
Ручные регулировки усиления
Ручные регулировки усиления в высокочастотном тракте ис-
пользуют только в профессиональной аппаратуре для устранения
перегрузки отдельных блоков |щриеМ|Ника. Так, при наличии на
входе больших напряжений помех следует уменьшить коэффици-
ент усиления УВЧ с тем, чтобы не перегрузить преобразователь
частоты, хотя при этом может ухудшиться отношение сигнал-шум
приемника. При приеме сильного полезного сигнала целесообраз-
но также уменьшить коэффициент усиления первых каскадов уси-
лителей радио- и промежуточной частот.
В приемниках, где необходимо сохранить закон изменения амп-
литуды входного сигнала, поступающего от антенны, применяет-
ся только ручная регулировка усиления. Эти условия характерны
для измерителей напряженности поля, навигационных приемников
с визуальной либо слуховой индикацией и других подобных при-
емников.
В приемниках многоцелевого назначения в указанных режимах
предусмотрено выключение АРУ. Ручную регулировку усиления
можно осуществить изменением режима усилительных приборов,
позволяющим регулировать их крутизну, либо изменением коэф-
фициента передачи межкаскадных цепей связи.
Для количественной оценки эффективности РУ используют ко-
эффициент регулировки усиления йРУ = Amax/Amin; его называют
динамическим диапазоном регулировки усиления и выражают в
децибелах-
^ру — 20 Ig&py.
На рис 8.12 показаны схемы некоторых вариантов осуществления РРУ.
На рис. 8 12,а изображена схема двухкаскадиого усилителя, выполненного иа
основе микросхемы серии 235 2УС 353. Слева показана принципиальная схема
микроузла, справа — схема необходимых соединений. Каждый из каскадов вы-
полнен на двух транзисторах по схеме с эмиттерной связью: общий коллек-
тор— общая база. Первый каскад—на транзисторах Г, и Т2, второй каскад —
на транзисторах Тз, Tt. На базы транзисторов Т, и Тз подводится положитель-
ное напряжение с ползунка потенциометра /7, через диоды Д\ и Д2, предот-
вращающие возможность подачи напряжений, запирающих транзисторы Г, и Г».
Регулировка усиления первого каскада осуществляется путем подачи на базу
транзистора Т\ отпирающего напряжения через диод Д|.Токй создает большее
падение напряжения на резисторе Ri. Увеличение этого напряжения уменьшает
ток транзистора Тз, вследствие чего уменьшается его крутизна. Аналогичные про-
цессы происходят во втором каскаде, куда регулирующее напряжение подводит-
230
ся к базе транзистора Т3 через диод Динамический диапазон регулировки
усиления, согласно паспортным данным, прн напряжении регулировки ирег = 4В
не менее 86 дБ [82]
Однокаскадный усилитель, выполненный на микросхеме 2ДС 351 по такой
же структуре, что и 2УС 353, имеет динамический диапазон регулировки усиле-
ния не менее 46 дБ [32].
При регулировке усиления изменением режима следует считаться с тем, что
реализуемый динамический диапазон ограничен. Дело в том, что даже при за-
крытом усилительном приборе сохраняется связь входа с выходом через обрат-
ную ПрОХОДНуЮ ПрОВОДИМОСТЬ 712.
Максимальный коэффициент усиления
Кй max — ^21 тах^н- (8.12)
231
Допустим, что минимальный коэффициент усиления реализуется при закры-
том усилительном приборе, тогда
Komln = *bZH. (8.13)
Учитывая соотношения (8.12) й (8.13), получаем
^ру — Ко max/Ко min = \Y 11 maxi / l^tal •
Обычно | Уц>| » <оС]2, поэтому
fepy — Y^i max/и Cja.
Реализуемый коэффициент регулировки усиления путем изменения режима
тем больше, чем больше крутизна усилительного прибора и чем ниже рабочая
частота усилителя.'С увеличением f рабочей частоты динамический диапазон РУ
уменьшается.
При Уг1тах = 25 мА/B, fmax=25 МГц, Ci2=l пФ реализуемый
*РУ = К21 тах /2л/тах Сп = 25- 10~3/2л-25.10е-10~12 = 160 « 44 дБ.
На рис. 8.12,6 изображена схема РУ, основанная на использовании пас-
сивного управляемого делителя напряжения на диодах Дь Д2, Дз-
В исходном режиме, соответствующем максимальному коэффициенту пере-
дачи, диоды Д1 и Д2 открыты за счет подачи части напряжения источника пи-
тания с резистора Д4. Катоды диодов через резисторы Д и Д2 подключены к
точке а, аноды через резистор R, подключены к положительному полюсу ис-
точника питания. Что касается диода Д3, то он закрыт напряжением ия, раз-
виваемым на резисторе Ri за счет токов открытых диодов Д> и Д2. Входное
переменное напряжение ивх распределяется между внутренним сопротивлением
диода Д1 и резистором ДДиш). Напряжение uRJ, в свою очередь, подается на
делитель, составленный внутренним сопротивлением диода Д2 и резистором Д2.
С последнего снимается выходное напряжение ивых. Параметры схемы выби-
раются так, чтобы удовлетворялись неравенства, определяющие коэффициент
передачи делителя в исходном режиме, близким к единице, т. е. Д|Э>Дц и Д23>
»Д,2-
Внутреннее сопротивление диодов зависит от тока через них. Необходимый
ток через диоды устанавливается потенциометром, составленным резисторами
Rs, R«, подключенными параллельно источнику питания Ео. Напряжение, питаю-
щее диоды, снимается с регулируемого резистора Ri. Управляющее напряжение
подводится через усилитель постоянного тока, выполненный на транзисторе T\.
Это напряжение регулируется ползунком потенциометра Rl0 и через резистор
Rs подается в цепь базы транзистора.
При увеличении положительного управляющего напряжения ток транзис-
тора увеличивается и на резисторе Rs возникает дополнительное падение на-
пряжения. Если это напряжение окажется больше падения напряжения на ре-
зисторе Ri, то диод Дз откроется, обеспечивая подачу запирающего напряже-
ния на диоды Д1 и Д2 от усилителя постоянного тока.
Внутреннее сопротивление диодов Д> и Д2 увеличится. В результате коэф-
фициент передачи делителя Кд = пВых/пВх уменьшится. Упрощенная схема де-
лителя изображена иа рис. 8.12,в.
Микросхема 2ПП 351 [32] выполнена по рассмотренной структуре двух-
звеииого управляемого делителя.
232
Характеристики микросхемы
Начальное ослабление при иупр = 0,8 В, дБ, не более ... 8
Ослабление при uTSp = 4 В, дБ, не менее...............................46
Ток потребления, мА, не более........................................3,2
Ток потребления при иуПр —4 В, пи=0,2 В, /вх = 0,5 МГц, мА, не
более.................................................................2,2
Схема внешних соединений микроблока 2ПП 351 для осуществления РРУ
показана в правой части рис. 8.12,6. Аналогично осуществляются РУ на pin-дио-
дах.
Вследствие нелинейности управляемых элементов в делителе возникают не-
линейные искажения, уровень которых растет с увеличением амплитуды входно-
го напряжения. В связи с этим следует отдать предпочтение устройству, в ко-
тором на нелинейном приборе существует меньшее переменное напряжение. Та-
кому условию удовлетворяет устройство, с параллельным подключением диодов
к выходным зажимам (рис. 8.13).
Управляемый делитель напряжения можно также выполнить, используя оп-
троны (рис. 8.14). Оптрои представляет собой сочетание светодиода с фоторе-
зистором. Он имеет две пары зажимов: одну (1—1) jw. питания светодиода,
вторая {2—2) является выводами фоторезистора.
При подведении управляющего напряжения к светодиоду последний создает
свечение, воздействующее на фоторезистор. В результате сопротивление фото-
резистора уменьшается. При изменении управляющего тока от 0 до 10 мА со-
противление фоторезистора изменяется от сотен килоом до нескольких сотен ом.
Вольт-амперные характеристики оптрона представляют собой веер прямых. Схе-
ма управляемого делителя напряжения с параллельным подключением оптрона
изображена на рис. 8.14,а и с последовательным подключением оптрона — на
рис. 8.14,6. Преимущества использования оптрона — высокая степень развязки
цепей управления и цепей сигнала, а также высокая линейность фоторезистора.
Первое из этих преимуществ особенно ценно для систем АРУ, где управляю-
щее напряжение получают на выходе усилителя, а делитель включается на его
входе.
233
Недостатком использования оптрона является большой ток, требуемый для
цепи управления
Существенное уменьшение энергии, потребляемой в цепи управления, дает
применение мостовых цепей передачи сигнала, выполненных на реактивных
элементах. Принципиальная схема одного из вариантов устройства регулиров-
ки усиления,, использующего мост на варикапах, изображена иа рис. 8.15.
Рис. 8.15
Передача напряжения от входных зажимов 1—2 к выходным 3— 4 ссущест-
вляется через мост, построенный на конденсаторах С\, С2 и емкостных диодах
Д1, Д2 (варикапах). Входное напряжение цвх подводится к одной диагонали
моста'через трансформатор Tpt. К другой диагонали моста подключены через
трансформатор Тр2 выходные зажимы.
В отсутствие управляющего напряжения мост разбалансирован и коэффи-
циент передачи Кя = ивыДивх близок к единице. Это объясняется тем, что на
диоды Д] и Д2 подведено большое запирающее напряжение Ео и
С do A ClC2- • (8.14)
При подаче управляющего напряжения, снимаемого с потенциометра 77], ем-
кость диодов увеличивается, и при некотором значении управляющего напря-
жения может оказаться, что неравенство (8.14) превратится в равенство:
Cdi Cd2 ~ Ci С2. (8.15)
В этом случае коэффициент передачи от одной диагонали к другой теоретиче-
ски будет равен нулю.
Как показывает эксперимент [14], мостовой РУ регулирует усиление в пре-
делах 40—50 дБ.
Автоматические регулировки усиления
Уровень сигналов на входе приемника изменяется обычно в ши-
роких пределах. Желательно, чтобы напряжение, подводимое к вы-
ходным устройствам приемника, соответствовало их оптимальному
режиму работы и оставалось постоянным. Эта задача может быть
реализована при использовании АРУ, следующей за изменением
амплитуды сигнала в месте приема.
В радиолокационных приемниках осуществляется прием сигна-
лов, отраженных от различных объектов. Если усиление приемника
234
велико, то сильный сигнал может перегрузить приемник и замаски-
ровать последующие во времени сигналы. В этих условиях необхо-
димо быстро изменять коэффициент усиления приемника — уста-
навливать его большим при приеме слабого сигнала и малым
при приеме сильного сигнала. Эту задачу решает быстродействую-
щая или мгновенная автоматическая регулировка усиления (БАРУ
или МАРУ).
Наконец, при приеме серий импульсных сигналов с известным
периодически повторяющимся распределением уровней во времени
требуется АРУ с определенной программой изменения усиления во
времени — временная АРУ (ВАРУ).
Таким образом, по характеру выполняемых задач АРУ можно
разделить на три группы: 1) инерционные, следящие за средним
уровнем сигнала (сокращенно их будем называть АРУ); 2) безы-
нерционные, следящие за мгновенным значением амплитуды сигна-
ла (МАРУ); 3) программные с заранее заданным временным зако-
йом регулировки (ВАРУ).
Общие принципы АРУ
Система АРУ должна поддерживать заданный оптимальный
уровень выходного напряжения независимо от уровня входного сиг-
нала без изменения закона модуляции этого сигнала. Зависимость
амплитуды выходного напряжения от амплитуды несущего колеба-
ния входной эдс, действующей в антённе приемника, при постоян-
ном коэффициенте модуляции, называют регулировочной характе-
ристикой АРУ.
Выходное напряжение приемника определяется произведением
его коэффициента усиления на эдс, действующую в антенне; ивых =
= ЕотвЕА. Для обеспечения постоянства выходного напряжения,
равного С/вых.н, коэффициент усиления приемника должен умень-
шаться с увеличением Ед. Зависимость коэффициента усиления при-
емника от эдс антенны при идеальной АРУ должна определяться
следующим соотношением:
Ко = Uвых.н/таЕа — с/Ек,
где с — постоянная величина.
Идеальная регулировочная характеристика АРУ для значений
эдс в антенне, превышающих чувствительность приемника, должна
представлять собой прямую линию (ЕВыХ = const), параллельную
оси абсцисё (рис. 8.16).
Регулировка усиления тракта основана на тех же принципах, что
и РРУ (см. § 8.3), но в этом случае напряжение регулировки уста-
навливается автоматически.
Системы АРУ могут быть построены по принципу прямого, об-
ратного и комбинированного регулирований.
В системе с прямым регулированием (рис. 8.17,а) коэффициент
усиления регулируемого тракта не зависит от его выходного напря-
жения. Известно, что существенное изменение усиления тракта
235
можно получить при регулирующем напряжении порядка десятых
долей и единиц вольт. Поэтому вспомогательный усилитель АРУ
должен иметь примерно такой же коэффициент усиления, как и
усилитель основного тракта приемника. Дублирование высокоча-
стотного тракта приемника для целей АРУ экономически нецеле-
сообразно.
Регулировочная характеристика АРУ в такой системе может
быть получена в виде кривой 1 с положительной первой производ-
ной (при недостаточном коэффициенте усиления усилителя АРУ
Кару), так и в виде кривой 2 с отрицательной производной (при из-
быточном Кару) (рис. 8.17, б). Вследствие того что форма регули-
ровочной характеристики существенно зависит от коэффициента
усиления АРУ, система с прямым регулированием в чистом виде на
практике не используется.
На рис. 8.18, а изображена структурная схема АРУ с обрат-
ным регулированием. Здесь для получения управляющего напря-
жения используется выходное напряжение регулируемого усили-
а) Ел° И) Еа
теля. По существу это устройст-
во представляет собой систему с
обратной связью по уровню несу-
щего колебания входного напря-
жения. Поэтому в системе с об-
ратным регулированием первая
производная регулировочной ха-
рактеристики всегда положитель-
ная (рис. 8.18 б), но степень при-
ближения к идеальной характе-
Рис. 8.18 ристике может быть достаточно
высокой.
На рис. 8.19, а изображена структурная схема системы АРУ с
комбинированным регулированием. Здесь высокочастотный тракт
приемника разделен на два блока. Коэффициент усиления перво-
го блока (усилитель Ус! регулируется напряжением uperi по си-
стеме обратного регулирования, его выходное напряжение Ui ра-
стете увеличением Еа’, коэффициент усиления второго .блока (уси*
236
литель Усг) регулируется напряжением иреГ2 по системе прямого
регулирования и имеет падающую регулировочную характеристи-
ку с отрицательной производной. Общая регулировочная характе-
ристика такой системы при соответствующем выборе закона из-
менения при известном законе Ui = fj(EA) будет мало
отличаться от идеальной (рис. 8.19, б).
5V тракт
ь а)
Рис. 8.19
Рассмотрим практические схемы АРУ.
Простая АРУ. Упрощенная Схема простой АРУ в приемнике АМС изобра-
жена на рис. 8.20,а. Здесь выделены регулируемый блок, предыдущие (У)) и
последующие (У2) каскады, а также детектор AM сигналов. На сопротивлении
Рис. 8.20
нагрузки детектора Ra развивается как переменная составляющая, повторяющая
закон модуляции входного напряжения, так и постоянная составляющая, опре-
деляемая уровнем Несущего колебания. Переменная составляющая переда-
ется к усилителю модулирующих частот (УМЧ) через разделительные цепи. По-
стоянная составляющая t/= используется в качестве регулирующего напряже-
ния, подводимого к блоку РУ с регулируемым коэффициентом передачи. На-
пряжение, подводимое к блоку РУ, фильтруется цепью /?фСф, чтобы исключить
вторичную модуляцию. Для лучшей фильтрации необходимо постоянную време-
ни фильтра выбрать значительно больше максимального периода модуляции
сигнала, т. е. ^фСф^>71тах==2л/Ншт.
Однако при избыточной постоянной времени фильтра напряжение на его1
выходе «рег не успевает следить за изменением амплитуды несущего колебания,
вызванных изменением условий распространения радиоволн (например, при
237
дальнем приеме коротких и ультракоротких волн либо при связи с подвижны-
ми объектами). Поэтому постоянную времени следует ограничить сверху. По-
стоянную времени цепи 7?фСф необходимо выбрать меньше минимального пе-
риода замираний (ДфСф<Гзам mm). Пока сигнал слабый, уменьшение усиления
мало и регулировочная характеристика отклоняется от прямой ОА незначи-
тельно (рис. 8.20,6). Однако с увеличением сигнала на входе это отклонение ха-
рактеристики от прямой ОА нарастает. Из рис. 8.20,6 следует, что из-за умень-
шения коэффициента усиления приемника при появлении сигнала нормальное
выходное напряжение приемника достигается при эдс в антенне Е'ло>Еа_о. Та-
ким образом, чувствительность приемника с простой АРУ ухудшается. Этот не-
достаток устраняется в задержанной АРУ, где управляющее напряжение под-
водится к блоку РУ лишь в том случае, когда эдс в антенне превышает чувст-
вительность приемника.
АРУ с задержкой. Упрощенная принципиальная схема АРУ с задержкой
изображена на рис. 8.21. В этой схеме показаны детектор основного канала в
Рис. 8.21
виде блока, подключенного ко второму контуру полосового фильтра УПЧ, и це-
пи АРУ. Для получения управляющего напряжения АРУ используется спе-
циальный детектор, получающий высокочастотное напряжение с первого конту-
ра полосового фильтра УПЧ. Детектор АРУ выполнен по параллельной схеме.
Для осуществления задержки АРУ на диод подводится запирающее напряжение
Е3 от общего источника питания через делитель, образуемый резисторами Ri,
Напряжение задержки подводится в цепь катода диода АРУ. Это напряже-
ние запирает диод Д, пока сигнал в антенне не превысит чувствительность
приемника.
При больших сигналах с амплитудой Uт1, превышающей напряжение за-
держки, детектор АРУ начнет детектировать.
Регулировочная характеристика системы АРУ с задержкой приемника изо-
бражена на рис. 8.21,6. При малых сигналах на входе (£a<£ao) регулировоч-
ная характеристика совпадает с амплитудной характеристикой приемника без
АРУ (кривая 1). Прн сильных сигналах, превышающих чувствительность при-
емника, относительные изменения выходного напряжения, определяемые несу-
щим колебанием, оказываются значительно меньше соответствующих изменений
вдс в антенне (кривая 2).
238
Недостатками АРУ, выполненной по схеме рис. 8.21,а, является, во-первых,
то, что избирательная система последнего каскада УПЧ шунтируется не только
детектором основного канала приема, но и детектором АРУ, во-вторых, то, что
управляющее напряжение зависит от коэффициента модуляции входного сиг-
нала. Эти недостатки устранены в системе АРУ, выполненной по схеме рис.
8.22,«. Здесь для целей АРУ используется постоянная составляющая напряже.
Рис. 8.22
ния, развиваемая на нагрузке диодного детектора Д\. Задержка осуществляется
с помощью диодного ключа Д2. На диод Д2 подается отпирающее напряжение,
равное напряжению задержки Е3, включенное по схеме рис. 8.22 в цепь катода
диода Д1. Поэтому пока диод Д2 открыт, напряжение, подводимое к блоку ре-
гулировки усиления, будет практически равно нулю, точнее, оно равно падению
напряжения на открытом диоде Д2. Упрощенная схема цепей АРУ для этих ус-
ловий показана на рис. 8 22,6. Этот режим сохраняется до тех пор, пока амп-
литуда несущего колебания, подводимого к детектору Дь не станет больше на-
пряжения задержки, т е при |{7Н|<|£3|. При большом входном напряжении
(£а>£ло) диод Д2 запирается постоянной составляющей напряжения на на-
грузке детектора Д1 и напряжение, подводимое к блоку регулировки усиления
через фильтр ДфСф, будет равно постоянной составляющей напряжения на на-
грузке детектора, за вычетом напряжения задержки. Упрощенная схема системы
АРУ для этих условий (т е при | U,, | > |Е31) изображена на рис. 8.22,0. Еще
раз обратим внимание на то, что АРУ по схеме рис. 8.22,а обеспечивает боль-
шое входное сопротивление, так как диод АРУ не шунтирует контур и, кроме
того, регулировочная характеристика «е зависит от коэффициента модуляция
входного напряжения.
239
АРУ с задержкой и усилением. Эти системы АРУ отличаются большой эф-
фективностью регулировки, так как при относительно небольшом изменении на-
пряжения на входе основного детектора регулирующее напряжение изменяется
сильнее.
Дополнительное усиление в канале АРУ можно осуществить до детектора
АРУ на промежуточной частоте и после детектора. В первом варианте (рис.
8.23) используется дополнительный каскад УПЧ, увеличивающий напряжение
регулировки в Аару раз. При этом увеличивается общий коэффициент усиле-
ния на промежуточной частоте, в результате чего может снизиться устойчи-
Рис. 8.23 Рис. 8.24
вость работы приемника при фиксированных величинах паразитных обратных
связей. В действительности с увеличением числа радиоэлементов в конструкции
приемника уровень паразитных связей увеличивается. Во втором варианте (рис.
8.24) напряжение АРУ усиливается после детектора АРУ усилителем постоян-
ного тока. Преимуществом этого варианта является сохранение прежнего уси-
ления приемника на промежуточной частоте Вместе с этим применение усили-
теля постоянного тока несколько усложняет цепи питания приемника. Что ка-
сается эффективности работы АРУ, то оба варианта дают одинаковые резуль-
таты при одинаковых коэффициентах усиления дополнительных усилителей АРУ.
Высокую эффективность АРУ можно также получить, используя систему
АРУ с комбинированным регулированием (рис. 8.25).
Рис. 8.25 Рис. 8.26
240
В этой системе дополнительное усиление в канале АРУ осуществляется на
промежуточной частоте (УПЧ АРУ). В связи с этим отсутствуют трудности,
возникающие при усилении на постоянном токе, свойственные варианту, изо-
браженному на рис. 8.24.
Если выбрать усиление этого усилителя (УПЧ АРУ) таким же, как в по-
следнем каскаде УПЧ, то общее максимальное усиление на промежуточной час-
тоте, имеющееся в приемнике, не возрастет Поэтому устойчивость приемника
не ухудшится. Регулировочная характеристика по напряжению возбуждения по-
следнего каскада УПЧ будет представлена кривой рис. 8.21,6. Если
выбрать режим регулировки в последнем каскаде УПЧ так, чтобы его коэф-
фициент усиления дру убывал, компенсируя увеличение напряжения Ui, то ре-
гулировочная характеристика системы будет близка к идеальной.
При реализации режима прямого регулирования в оконечном каскаде УПЧ
следует учитывать, что уровень сигналов, действующих в последнем каскаде
УПЧ, достаточно высок и поэтому возможно появление значительных нелиней-
ных искажений.
На рис. 8 26 изображена структурная схема еще одного варианта системы
АРУ с комбинированным регулированием.
В этой системе обратное регулирование осуществляется в тракте промежу-
точной частоты, а прямое регулирование осуществляется в усилителе модули-
рующей частоты (УМЧ) приемника Вследствие относительно больших уровней
напряжения сигнала, действующего в УМЧ, подобная система отличается зна-
чительными нелинейными искажениями.
Переходные процессы в приемнике с АРУ
Существенный интерес представляет переходный процесс в
приемнике, содержащем АРУ с обратным регулированием. Дело
в том, что в первый момент появления или изменения сигнала на
входе изменения выходного напряжения не происходит вследст-
вие запаздывания сигнала в усилительном тракте. В последую-
щие моменты времени устанавливается управляющее напряже-
ние, которое определяет установившееся состояние.
Упрощенная структурная схема системы АРУ с обратным ре-
гулированием изображена на рис. 8.27. Здесь представлена часть
структурной схемы приемника, охваченная цепью АРУ: блок РУ с
коэффициентом передачи, зависящим от управляющего напряже-
Я ру Кур К J УтВых
Кф Кд др" ~ КД
Рис. 8.27
24!
ния, Kpy=f(uy); блок усиления сигнала (Ус) от регулируемого
звена до детектора с коэффициентом передачи КуС; детектор с ко*
эффициентом передачи фильтр цепи АРУ с коэффициентом пе-
редачи Кф.
Из-за наличия блока РУ временные процессы в системе описы-
ваются нелинейным дифференциальным уравнением, решение ко-
торого возможно численными методами припасовки решений, со-
ответствующих данному виду нелинейности К₽у =f (и7).
Рассмотрим упрощенную модель процесса. Будем полагать,
что тракт приемника безынерционный. Единственной причиной
инерционности системы АРУ является инерционность АС-фильтра,
включенного на выходе детектора АРУ.
Для изменения амплитуды выходного напряжения AUWBbix,
обусловленной приращением амплитуды At7mBX, при работе систе-
мы АРУ
А вых ~ Ко A Um вх, (8.16)
где Ko = KycKpyKd— общий коэффициент усиления тракта соглас-
но структурной схеме рис. 8.27.
Коэффициент усиления блока РУ зависит от управляющего на'*
пряжения. В первом приближении примем
Кру = -Kp.max (1 аиу). (8-17)
Связь между приращением амплитуды напряжения на входе
детектора АРУ и выходным напряжением фильтра при Кйару = 1
определяется дифференциальным уравнением
(7?Ф Сф) dUyldt -|- иу = Л Um вых.
Решение этого уравнения
пу — A U т в ых [1 ехр ( //Аф Сф)]
Подставим это соотношение в формулу (8.17), тогда уравне*
ние (8.16) можно записать в виде
A вых = A Uт вх Kg max {1 A Uт вых 11 ®ХР ( АКф Сф)]} >
Где Котах — КусКр maxKd*
Решим полученное уравнение относительно kUm выХ:
A Uщ вых = А вх Ко max/{1 Н- A Um вх Ко max I ехр ( С Аф Сф)]).
При t—>-0 АДт вых m ~ Ко maxAKm Вх-
При t—A U
т вых л ст вх /<0 max/(! + «АК т вх Ко
max)-
Временем установления процесса АРУ будем называть интервал
времени от включения скачка амплитуды входного напряжения
АКщвх до момента времени, когда приращение амплитуды выходно-
го напряжения равно 1,1 от установившегося значения.
Время установления ту найдем из соотношения
1 > 1 А вых усг
== A Um вх Ко тах/{1 4“ О A Uт вх Ко max 11 ехр ( Ту/Аф Сф)]}.
242
Отсюда
ту = 7?фСфIn [10/(1 +akUm вх/СОтах)1 =
= Тф [2,3—1П (1 + Я A t/m вх/Со max)].
где Тф = 7?фСф — постоянная времени фильтра.
При аАС/тВхЛотах<С 1, что соответствует ограничению, налагае-
мому видом аппроксимации регулировочной характеристики бло-
ка РУ, получим ту ~2,Зтф=2,3/?фСф.
Выбор параметров фильтра АРУ
Ранее было указано, что постоянная времени фильтра АРУ дол-
жна выбираться из компромиссных соображений:
^"зам mln Кф Сф max моД’
Резистор фильтра /?ф включается последовательно в цепь блока
с регулируемым коэффициентом передачи. Этот блок имеет ограни-
ченное входное сопротивление постоянному току. При большом Рф
уменьшается ток в цепи блока РУ и, следовательно, уменьшается
эффективность регулировки усиления. Желательно уменьшить об-
щее сопротивление в цепи блока РУ для постоянного тока и сохра-
нить необходимую фильтрацию низкочастотных напряжений, так
как недостаточная фильтрация приводит к вторичной модуляции и
искажениям, сопутствующим этой модуляции.
Многозвенные PC-фильтры имеют более высокий уровень филь-
трации при меньшем сопротивлении постоянному току. Однако ис-
пользование таких фильтров приводит к снижению устойчивости
тракта [31].
. Быстродействующая АРУ
Быстродействующая автоматическая регулировка усиления
(БАРУ) необходима в приемниках кратковременных сигналов с
большим динамическим диапазоном. Действительно, если в данный
момент принимается сильный сигнал и напряжение в цепи АРУ оп-
ределяется этим сигналом, то усиление тракта мало. Если при этом
(при импульсном характере сигнала) через малый интервал време-
ни пришел слабый сигнал, то он не создаст на выходе необходимого
напряжения и будет замаскирован. Указанные нежелательные явле-
ния можно исключить, используя БАРУ. Эту систему называют так-
же мгновенно действующей АРУ (МАРУ).
Общие принципы построения БАРУ такие же, как любой АРУ с
обратным регулированием, но здесь необходима высокая скорость
срабатывания, т. е. малая длительность переходных процессов. Как
было показано выше, в этом случае необходимо уменьшать постоян-
ную времени хф = РфСф фильтра АРУ. При малой постоянной време-
ни фильтра ухудшается фильтрация высокочастотного напряжения.
В результате может возникнуть положительная обратная связь для
Несущего колебания, и регулируемый усилитель самовозбудится.
243
Кроме того, запаздывание сигнала, существующее в многокаскад-
ном усилителе, затрудняет построение системы с обратным регули-
рованием и малой длительностью переходных процессов.
Система обратного регулирования БАРУ строится по цепочеч-
ной схеме, каждое звено которой включает в себя не более одного
либо двух регулируемых каскадов с относительно малым коэффи-
циентом усиления и, что очень важно,— с малым временем запаз-
дывания. Структурная схема тракта УПЧ радиоприемника импуль-
сных сигналов с БАРУ изображена на рис. 8.28. В этой схеме вы-
У/7</
Рис. 8.28
ход каждого усилительного каскада основного тракта поступает к
детектору АРУ и обычно через усилитель с малым выходным сопро-
тивлением (эмиттерный или катодный повторитель) воздействует
на режим усилительного каскада либо на коэффициент передачи
РУ, уменьшая его крутизну — прямую проходную проводимость.
Нагрузки детекторов АРУ и выходные цепи усилителей постоянно-
го тока (УПТ) обеспечивают высокую скорость срабатывания, для
чего в них применены малые величины постоянных времени.
Схема ВАРУ изображена на рис. 8.29. *
Рис. 8 29
Основные соотношения в системе АРУ с обратным регулированием
Структурная схема приемника с усиленно-задержанной АРУ
изображена на рис. 8.30. Предположим, что чувствительность при-
емника Еао и нормальное выходное напряжение равно £7Вых.н. Это
244
напряжение можно представить следующим соотношением:
^вых.в = ДвЧ Дх/Думч^н Дао> (8.18)*
где /(вц—коэффициент усиления высокочастотного тракта до де-
тектора; Kd—-коэффициент усиления детектора; Кумч —коэффи-
циент усиления тракта модулирующих частот.
Ндц Kd К д„ц
Рис. 8.30
При увеличении сигнала в антенне в т = ЕА.тах1Ем раз выходное
напряжение увеличится в p = Uвых max/t/выхн раз. Предположим,что-
напряжение задержки Е3 соответствует чувствительности приемни-
ка, тогда относительное приращение выходного напряжения, т. е.
Д[7вых/fVВЫХ.Н, будет равно отношению регулирующего напряжения
к напряжению задержки, пересчитанному к выходным зажимам
усилителя АРУ:
А Дых/Дых.п = /Ws- (8.19>
При использовании диодных детекторов можно принять их ко-
эффициенты усиления равными единице, тогда Е3 = £7Вых.н/Кумч
Кроме того, если учесть, что АС/вых— Uвых max t/вых.н,
Р 1 — иу ДуМч/ДарУ Дихл-
Отсюда
«У= £/вых.н(*ару/*умч) (/?-!)• (8-20)
Максимальное выходное напряжение обеспечивается при мак-
симальном напряжении регулировки усиления «у, т. е. при мини-
мальном коэффициенте усиления блоков РУ:
^вых шах — АвЧ т.Л.ДуМЧ Да 0- (8.21)<
Разделим (8.21) на (8.18) и получим,
ЧТО Р = /ПКвчп>1п/Квчта<
Отсюда необходимое максимальное
относительное изменение коэффициента
усиления блоков РУ Квчтах/ЛвЧпНп =
—т/р.
На рис. 8.31 изображен график отно-
сительного изменения коэффициента уси-
ления блоков РУ в функции «у. Если,на
245
Рис. 8.31
графике отложить обратную величину требуемого максимального
относительного изменения коэффициента усиления р/m, то можно
найти требуемое напряжение регулировки иу.Тр и из формулы
(8.20) требуемый коэффициент усиления усилителя АРУ:
Кдру ~ иу.тР ВЫ1.Н (р— О' (8.22)
Если окажется, что расчет по формуле (8.22) определил Кару
меньше единицы, то это означает, что технические требования к эф-
фективности АРУ удовлетворяются без усилителя АРУ.
8.4. Автоматическая регулировка полосы пропускания
Изменение полосы пропускания тракта позволяет улучшить ре->
зультат приема желательного сигнала. Увеличение полосы пропу-
скания целесообразно в тех случаях, когда оно не ухудшает отно-
шения сигнала к помехе и одновременно улучшает верность воспро-
изведения сообщения. При высоком уровне внеканальных радиопо-
мех необходимо уменьшить полосу пропускания исключением из
обработки области спектра сигнала, где спектральная плотность
мощности помехи превышает спектральную плотность мощности
желательного сигнала.
Регулировка полосы пропускания (РП) может осуществляться
при ручном и автоматическом управлении плавно либо дискретно.
Основными способами регулировки полосы пропускания являют-
ся: изменение эффективной добротности высокоизбирательной си-
стему и изменение взаимной расстройки двух высокоизбиратель-
ных систем.
На рис. 8.32, а изображена схема плавной регулировки полосы
пропускания УПЧ с кварцевым фильтром. Эквивалентная схема
кварцевого резонатора (рис. 8.32, б) представляет собой последова-
тельный колебательный контур с высокой добротностью1. Последо-
вательно с ним включен контур ЕПСП с регулируемым Эквивалент-
ным сопротивлением Roe.a—Ln/CaR. При максимальном ROe.n, соот-
ветствующем минимальному R, эквивалентная добротность квар-
цево’го контура уменьшается и полоса пропускания системы растет.
Частотные характеристики усилителя с кварцевым фильтром,
соответствующие граничным сопротивлениям резистора R, изобра-
жены на рис. 8.32, в. На принципиальной схеме (см. рис. 8.32, а) по-
казан дополнительный конденсатор CN, нейтрализующий влияние
параллельной емкости кварца.
На рис. 8.33 изображена принципиальная схема усилителя со
ступенчатой регулировкой полосы пропускания, выполненного на
основе использования пьезокерамических фильтров (ПКФ). Каж-
дый из этих фильтров имеет свою полосу пропускания и может под-
ключаться между выходной цепью предыдущего и входом последу-
ющего усилительных приборов. Переключение фильтров осущест-
1 Предполагается, что параллельная емкость кварцедержателя нейтрализо-
вана емкостью Си.
246
вляется посредством переключателей П1 и П2. Нагружен ПКФ дол-
жен быть с двух сторон на характеристическое сопротивление R =
=РФ. Этой нагрузкой являются резисторы R2 и R3.
Указанный способ регулировки полосы пропускания использу-
ется в тракте промежуточной частоты радиовещательных и связ-
ных радиоприемников.
Рис. 8.32
Для пояснения способа регулировки полосы пропускания путей
взаимной расстройки усилителей рассмотрим структурную схему,,
изображенную на рис. 8.34, а. Здесь усилители УС1 и Усг включены
друг за другом, поэтому общая амплитудно-частотная характери-
стика определяется произведением их характеристик. Оба усилите-
ля имеют характеристики (рис. 8 34, б) с высоким коэффициентом
прямоугольности и полосы пропускания, равные максимальной,
требуемой полосе системы, т. е. AFoi = AFo2 = AFomax.
Если необходимо уменьшить полосу пропускания, то частоты^
настройки усилителей смещают в противоположных направлениях
на величину Af (рис. 8.34, в). При этом общая полоса пропускания,
уменьшится и станет равной AEo = AFomax—2АД
Рис. 8.33
247
Управление настройкой можно осуществить вручную и автома-
тически. В последнем случае величина расстройки определяется ре-
шающим устройством. Принцип работы решающего устройства и
один из вариантов регулировки полосы пропускания поясняются
рис. 8.35, на котором изображена структурная схема системы авто-
Характеристика. ВЧ тракта,
в отсутствии, помех
Характеристика вч
Рис. 8.35
248
матической регулировки полосы пропускания (АРП). Здесь в ос-
новном тракте усиления использован двухконтурный полосовой
фильтр с регулируемой связью между контурами I и II. В качестве
элемента связи применен емкостный диод Д (варикап). Варикап уп-
равляется продетектированным выходным напряжением усилителя
внеканальных радиопомех. Амплитудно-частотная характеристика
этого усилителя имеет два максимума вблизи границ полосы про-
пускания основного канала приема. В отсутствие помех на варикап
подано небольшое отрицательное напряжение Е3, а управляющее
напряжение равно нулю, и поэтому связь между контурами опреде-
ляется емкостью конденсатора C-j-Св (рис. 8 35). В этих условиях
коэффициент связи между контурами максимальный, а полоса про-
пускания равна необходимой. (Заметим, что при оптимальной свя-
зи полоса пропускания двухконтурной системы превышает полосу
пропускания одного контура в I'A раз.)
При появлении внеканальных помех на выходе усилителя воз-
никает напряжение, зависящее от уровня помех.
В результате детектирования этого напряжения на’варикап бу-
дет подано отрицательное управляющее напряжение, уменьшающее
его емкость. Коэффициент связи между контурами также умень-
шится, что приведет к уменьшению полосы пропускания системы
(при очень слабой связи т] ^0,3 полоса пропускания системы со-
ставляет 0,64 полосы одного контура).
Приведенное устройство позволяет изменять полосу пропуска-
ния приблизительно в 2 раза.
Другие методы регулировки полосы пропускания приведены
в [55].
9. Радиопомехи и методы борьбы с ними
9.1. Классификация помех радиоприему
Виды помех
Любое воздействие, искажающее результат приема сообщения,
называют помехой.
Электромагнитной помехой называют электромагнитное колеба-
ние, постороннее по отношению к полезному сигналу и искажающее
результат приема. Радиопомехой называют электромагнитную по-
меху в диапазоне радиочастот. Помехи, изменяющие коэффициент
передачи тракта для полезного сигнала, называют мультипликатив-
ными. Характерной особенностью этих помех является зависимость
их действия от уровня сигнала. В отсутствие сигнала помеха не про-
является, с увеличением сигнала увеличивается воздействие по-
мехи.
Радиопомеха, мешающее действие которой определяется сум-
мированием с полезным радиосигналом, называется аддитивной,
249
Аддитивная радиопомеха при взаимодействии с сигналом в нели-
нейных элементах тракта может оказаться мультипликативной В
зависимости от места возникновения радиопомехи делят на внешние
и внутренние по отношению к приемнику Если принять в качестве
признака классификации помех природу их происхождения, то по-
мехи можно разделить на атмосферные, индустриальные, космиче-
ские, излучения посторонних радиостанций, внутренние шумы при-
емника.
Результат воздействия радиопомех зависит не только от свойств
самой помехи, но и характеристик радиоприемника При воздейст-
вии на приемник радиопомех в виде кратковременных импульсов
может оказаться, что напряжение на выходе приемника или его
элементов от предыдущего импульса не успевает исчезнуть, поэто-
му результат действия такой радиопомехи определяется наложени-
ем колебаний от ряда импульсов. Радиопомеху, при которой напря-
жение на выходе приемника от предыдущего импульса не успевает
исчезнуть к моменту действия последующих, называют гладкой.
Гладкую помеху, обусловленную хаотической последовательностью
импульсов, называют флуктуационной. Характерной особенностью
этой помехи является малая вероятность появления больших уров-
ней, существенно превышающих ее эффективное значение [20].
Импульсной радиопомехой называют радиопомеху, при которой
напряжение на выходе приемника от предыдущего импульса успе-
вает практически исчезнуть к моменту появления на выходе следу-
ющего импульса. Очевидно, характерным признаком импульсной
радиопомехи является большой временной интервал между сосед-
ними импульсами по сравнению с временем установления выход-
ного напряжения приемника.
Из определения характера помехи следует, что одна и та же ра-
диопомеха, может быть импульсной для одних приемников и глад-
кой для других. Более того, для некоторых блоков приемника ра-
диопомеха может быть импульсной при относительно широкой их
полосе пропускания, а для других — гладкой (при относительно уз-
кой полосе пропускания этих блоков).
Особую группу составляют колебания с медленно изменяющей-
ся амлитудой, которые можно назвать квазигармоническими радио-
помехами. К помехам этого вида относятся радиоизлучения посто-
ронних радиостанций, промышленных и медицинских генераторов
высокой частоты. Квазигармонические радиопомехи, обладая отно-
сительно узким спектром при большом их уровне, могут перегру-
зить приемник.
Общая характеристика и электрическая структура радиопомех
Атмосферные радиопомехи. Этот вид радиопомех обусловлен
обменом зарядами газовых масс и частиц, перемещающихся в га-
зовой оболочке Земли. Обмен зарядами осуществляется в виде
так называемого тихого разряда и путем пробоя газа между мас-
сами с большой разностью потенциалов. Особенно большие поме-
250
хи создает грозовой разряд. Ток грозового разряда в. пике им-
пульса достигает сотен тысяч ампер при напряжениях порядка
сотен миллионов вольт. Кроме того, длина излучающей системы
(пути тока) достигает нескольких километров, поэтому напря-
женность поля, создаваемого грозовыми разрядами, достигает
больших значений даже на больших расстояниях от района гро-
зовой деятельности. На расстояниях порядка сотни километров
напряженность поля может быть порядка сотен милливольт на
метр.
Грозовой разряд представляет собой серию из двух, трех и
более импульсов с длительностью т порядка нескольких десятков
и сотен микросекунд с интервалами между импульсами в нес-
колько десятков миллисекунд. Центрами грозовой активности на
земном шаре являются район Мексиканского залива, экватори-
альная Африка, экваториальная зона Западного полушария. Со-
временные исследования показывают, что каждую секунду на
земном шаре возникает около ста молний, поэтому практически
всегда следует считаться с этим видом радиопомех.
" Обстоятельный анализ электрической структуры атмосферных
радиопомех выполнен Н. Н. Крыловым. На основе его работ
можно определить зависимость уровня поля радиопомех от час-
тоты.
Рассмотрим спектр одиночного грозового разряда. С достаточ-
ным приближением можно считать, что ток грозового разряда
изменяется по экспоненциальному закону:
/р = /оехр(—at) при /^0, гр = 0 при/<0,
где а — показатель экспоненты (по результатам эксперименталь-
ных исследований а= (104-4-105) 1/с.
График зависимости тока от времени изображен на рис. 9.1.
Найдем спектральную плотность амплитуд. Согласно преоб-
разованию Фурье
S(®) = (1/jx) J f (т) e~i(0TdT = (1/л) J /ое~“т е~16>тd т =
—оо 0
=----------- :-- £(«) е!'р(“).
л (a -f- 1 со)
Модуль спектральной плотности амплитуд и ее фаза определя-
ются следующими соотношениями: S (и) =/0/л |/Ла2 + о)2, ср(®) =
=—arctg(co/a). В области низких частот, где спектральная
функция S(®) не зависит от частоты: S(®)~/0/na. На высоких
частотах спектральная функция изменяется обратно про-
порционально частоте: S(a>) ~7о/л®.
На рис. 9.2 изображена зависимость спектральной плотности
амплитуд S (со) от частоты ®. В качестве предельной частоты
выше которой можно считать, что спектральная функция изменя-
ется обратно пропорционально частоте, примем частоту, на ко-
251
торой спектральная функция в /2 меньше максимальной. Оче-
видно,
S(®m)=/0/n V®,2п-(-а2 = /0/ла|/2?
Отсюда ®т=а. Если учесть, что а=105 1/с, то
fm = ®m/2n = 105/2л = 15,7 кГц
Эта частота лежит в области звукового, а при более коротких
импульсах в области ультразвукового диапазона.
Таким образом, можно считать, что на радиочастотах спект-
ральная плотность амплитуд помехи от единичного грозового
разряда убывает с увеличением частоты. Указанная закономер-
ность характерна для большинства форм импульсов грозовых
разрядов и подтверждается экспериментом [20].
Уровень атмосферных радиопомех зависит также от времени
года. Летом уровень помех, как правило, больше, чем зимой.
Расположение очагов грозовой активности в определенных, ог-
раниченных районах земного шара позволяет снизить напряже-
ние помех на входе приемника путем применения направленных
антенн, осуществляющих пространственный выбор сигнала. Улуч-
шение отношения сигнал-помеха в этом случае будет обеспечено
при условии, если направление от места приема к месту переда-
чи не совпадает с направлением на очаг грозовой активности.
Распределение амплитуд атмосферной радиопомехи от дальних
гроз удовлетворительно описывается логарифмически — нормаль-
ным законом распределения [42].
Индустриальные радиопомехи. Причинами возникновения ин-
дустриальных радиопомех являются: резкие изменения тока р
электрических цепях, ионизация газа вследствие большого гради-
ента потенциала и работа электроустановок, генерирующих коле-
бания высокой частоты.
Спектры индустриальных радиопомех зависят не только от
свойств источника помех, но и от свойств цепи связи источника
помех с приемником. Спектры индустриальных радиопомех мо-
гут быть сплошными, линейчатыми и промежуточного типа, при-
252
чем расположение максимумов спектральной функции зависит от
характера источника и от коэффициента передачи цепи связи ис-
точника помех с приемником. Например, помехи от системы за-
жигания автомобильных двигателей имеют максимум в диапазо-
не УКВ, соответствующий резонансу проводников в цепи зажига-
ния. Помехи от электросварочных установок с длиной проводов,
доходящей до сотни метров, имеют максимум спектральной функ-
ции в диапазоне средних волн. Изменения тока в реальных элек-
трических устройствах происходят с конечной скоростью в тече-
ние конечных интервалов времени. Поэтому основная энергия ра-
диопомехи содержится в области сравнительно низких частот и
уже в диапазоне УКВ обычно оказывается малой.
Космические радиопомехи. На различных объектах Вселенной
происходят процессы, сопровождающиеся излучением электромаг-
нитной энергии в широком диапазоне частот. Можно предполо-
жить, что часть этих процессов отличается чрезвычайно малой
продолжительностью и поэтому создает равномерный спектр ра-
диопомех, часть же — отличается сравнительно большой продол-
жительностью и создает помехи, интенсивность которых убывает
с увеличением частоты. Любая антенна, принимающая электро-
магнитное излучение, обладает активным сопротивлением /?а, в
идеальном случае равным сопротивлению излучения. Предполо-
жим, что сопротивление излучения для радиоприемника является
источником космических радиопомех. Энергия этого источника за-
висит от ряда факторов: пространственного распределения и ин-
тенсивности реальных внешних источников помех, формы диаграм-
мы направленности приемной антенны и ее ориентировки относи-
тельно источников. Энергию космических радиопомех, извлекаемую
приемной антенной, можно оценить шумовой температурой ан-
тенны 7\ и рассчитать квадрат эффективного значения эдс шу-
ма е2шЛр по формуле Найквиста:
где &= 1,38-10“23 дж/град — постоянная Больцмана; Га— шумо-
•вая температура антенны, К; Ra — сопротивление излучения ан-
тенны; А/— эффективная полоса пропускания приемника.
Если максимум диаграммы направленности приемной антенны
ориентирован на источник с некоторой шумовой температурой
Г] и ширина диаграммы равна телесному углу, в пределах кото-
рого виден источник, то уровень помех в антенне и, следователь-
но, ее шумовая температура будут равны температуре этого ис-
точника. При известном распределении шумовых температур во
Вселенной Т (а, р) шумовая температура антенны
ТА = (1/4 л) ф Т (а, р) G (а, р) d £2,
гДе а, р — угловые координаты источников шума; (?(а, р) —ко-
эффициент усиления антенны в направлении источника с шумо-
вой температурой Г (а, р).
253
Шумовая температура антенны обычно определяется измере-
нием шумовой эдс ешАр, тогда ТА=е2ШАр/4й7?АА).
На рис. 9.3 изображена зайисимость шумовой температуры
антенны от частоты для антенны с шириной диаграммы направ-
ленности 15°.
При ориентировке максимума диаграммы направленности в
центр Галактики (на Млечный путь) шумовая температура воз-
растает в 5—7 раз и оказывается
равной 32 000 К на частоте
40 МГц (кривая 1) по сравнению
с 77 = 5000 К при ориентировке ан-
тенны в сторону от центра Галак-
тики (кривая 2).
Если антенну с малой шириной
диаграммы направленности ориен-
тировать на Солнце, то шумовая тем-
пература антенны ТА~1 млн. К. в
диапазоне частот около 50 МГц и
рис 9з 7 = 6300 К в диапазоне СВЧ (тем-
пература недр Солнца).
Из рис. 9 3 видно, что уровень космических радиопомех убы-
вает с ростом частоты приблизительно так же, как убывает уро-
вень атмосферных радиопомех (напомним, что напряженность поля
атмосферных радиопомех изменяется обратно пропорционально
частоте и, следовательно, шумовая температура антенны, обус-
ловленная грозовой активностью газовой оболочки Земли, изме-
няется обратно пропорционально квадрату частоты). Указанная
зависимость свидетельствует о том, что в диапазоне частот 40—
200 МГц космические помехи определяются процессами нетеплово-
го происхождения и сходны с процессом обмена зарядами круп-
ных газовых масс.
При определении уровня
космических радиопомех на Земле
следует учитывать условия распространения радиоволн, проника-
ющих из космоса через газовую оболочку Земли Наличие иони-
зированных слоев в газовой оболочке, окружающей Землю, при-
водит к отражению длинных, средних и коротких волн спектра
радиопомех. Поэтому космические радиопомехи в указанном диа-
пазоне у поверхности Земли практически не наблюдаются.
В области очень высоких частот интенсивность помех нетеп-
лового происхождения стремится к нулю, и поэтому начинают
сказываться радиопомехи, обусловленные тепловым движением
зарядов. График предположительной зависимости шумовой тем-
пературы наземной приемной антенны от частоты изображен на
рис. 9.4.
В области частот около 1,5 ГГц возникает увеличение шумо-
вой температуры антенны из-за излучения межзвездного водоро-
да, на частоте около 10 ГГц наблюдается также максимум шума,
обусловленного поглощением энергии ионизированными молекула-
ми воды. Таким Ьбразом, интенсивность космических помех име-
254
ет минимум в определенных областях радиочастот, получивших
название «радиоокон», в пределах которых целесообразна радио-
связь с космическими объектами и аппаратами В этих областях
частотного диапазона можно получить лучшее отношение сигнал-
ш^м при заданной мощности -передатчика, размещенного на кос-
мическом аппарате Распределение амплитуд космических помех
близко к нормальному закону.
Шум
межзвездного
водорода
Шум и он из парод
воды
Унтесивность
радиопомех
^теплового
прои сх ожденип
Рис. 9.4
Излучения посторонних радиостанций. Появление составляю-
ющих радиопомех от посторонних радиостанций в спектре жела-
тельного сигнала может быть обусловлено следующим: избыточ-
ной полосой спектра излучения радиостанций; недостаточной ста-
бильностью частоты радиопередатчиков; недостаточной фильтра-
цией гармоник мощных станций, нарушением регламента рабо-
чих частот; нелинейными процессами в пространстве распростра-
нения радиоволн, получившими название люксембург-горьковского
эффекта; перекрестными помехами и помехами от взаимной мо-
дуляции, обусловленными недостаточной избирательностью це-
пей приемника, включенных перед усилительными приборами.
Согласно исследованиям, опубликованным в |[56], уровень по-
мех от посторонних радиостанций на любой случайно выбранной
частоте в диапазоне КВ достаточно хорошо аппроксимируется
нормальным законом
Р (и)=-(1//2лои,т) j ехр [ — (ы—du,
—ж>
где w = 201g Un — уровень помехи, дБ; ои,т — соответственно
среднее значение и среднее квадратическое отклонение уровней
помех на одной частоте за время Т. На ансамбле частот йт, <зи,т
являются случайными величинами.
9.2. Анализ воздействия импульсных помех на радиоприемник
и методы борьбы с импульсными помехами
Первая обстоятельная работа, посвященная анализу действия
импульсных помех на радиоприемник, была выполнена А. Н. Щу-
киным.
Основные положения этой работы позволили получить необ-
ходимые для практики расчетные соотношения.
255
Предположим, что высокочастотный тракт приемника пред-
ставляет собой полосовой усилитель. Амплитудно-частотная ха-
рактеристика этого усилителя изображена на рис. 9.5 в виде пря-
моугольника с основанием Дйо и высотой Ко- Фазовая характе-
ристика принята идеальной с угловым коэффициентом t0. Урав-
нение фазовой характеристики определяется' формулой
Фу= — (<»—<о0) А»
где ®о — резонансная частота усилителя; to — время запаздывания
сигнала в усилителе.
Предположим, что спектральная плотность амплитуд импульс-
ной помехи равна S(®) (рис. 9.6), тогда импульсная помеха в
бесконечно малом интервале частот d® может быть представлена
гармоническим колебанием вида
d«n = S (®) d ® cos [® 14- ф (©)],
где ф(ю)—ордината фазового спектра импульсной помехи.
Идеальный полосовой усилитель пропускает к выходу лишь
составляющие в интервале частот AQ0, увеличивая йх амплитуды
в Ко раз и сдвигая по фазе на угол фу(ю).
Выходное напряжение помехи
fi>0+(A2„/2)
«пвых= j S (®)/С0 cos [®/ + ф (©) — (©—-®0)/0] d®.
<о0—(ДЯ0/2)
Учитывая, что в пределах сравнительно узкой полосы частот
усилителя спектральная плотность амплитуд помехи изменяется
незначительно, можно принять, что S (®) =S (®0) = const, ф(®) =
= ф(®о) и вынести S(®0) за знак интеграла, тогда
<й0+(ДЙ0/2)
«п.вых = Коs(®о) j cos[®(Z— /0) + ф(®0) + ®(Л] da.
G>0—(А£20/2)
256
Выполняя интегрирование и преобразуя разность синусов двух
углов, получаем
«п вых =- 2 Ко S (®0) [sin (ДДц/2) cos [<о01 + Ф (®0)]
или
«п в ых = (О COS [®0 t + ф (®о)1, (9-1)
где Unm(t) =2KoS(®o)sm[(AQo/2) (/—t0)]/(t—to) —огибающая ам-
плитуда помехи на выходе избирательного усилителя.
Из выражения (9.1) следует, что импульсная помеха произ-
вольной формы вызывает на выходе полосового усилителя высо-
кочастотное колебание с частотой, равной центральной частоте
настройки усилителя, и амплитудой изменяющейся во
времени. График изменения мгновенных значений напряжения
помехи на выходе усилителя изображен на рис 9.7.
Амплитуда напряжения помехи
t/mn(O = ^o5(®o)^oSinx/x, (9.2)
где х= (Дйо/2) (/—/о).
-Наибольшая амплитуда напряжения помехи на выходе уси-
лителя появится при xmt = 0, т. е. при =
Максимальная амплитуда помехи
п max ~ Ко § (®о) ДНе-
видно, что максимальная амплитуда выходного напряжения
помехи прямо пропорциональна ширине полосы пропускания уси-
лителя Дйо и спектральной плотности помехи на частоте настрой-
ки усилителя S(i®o). График изменения амплитуды напряжения
помехи на выходе усилителя и ее пиковых значений в функции
времени изображен на рис. 9.8. Линейная зависимость макси-
мальной амплитуды выходного напряжения от полосы пропуска-
ния обусловлена тем, что все составляющие помехи, попадающие
в полосу пропускания усилителя, синфазны. Поэтому с увеличе-
нием полосы пропускания усилителя и соответственно с линей-
ным увеличением числа составляющих помехи, проходящих че-
9-81 257
рез усилитель, будет линейно увеличиваться максимальная ам-
шлитуда.
Определим длительность помехи на выходе усилителя. Дли-
тельностью помехи тс на выходе усилителя назовем время, в те-
чение которого пиковые напряжения помехи превышают полови-
-ну максимальной величины.
На рис. 9.8,а изображено изменение огибающей амплитуд по-
мехи на выходе тракта и на рис. 9.8,6 — огибающая пиковых
•значений. Из рис. 9.8,6 можно определить длительность помехи
ша выходе усилителя:
т0 = 2(А-/0), (9.3)
тде ti — момент времени, когда пиковое напряжение помехи на
.выходе усилителя после максимального достигает половины мак-
симальной величины.
Время /1 определим, используя соотношение (9.2), где для пи-
жовых значений sinx=l, т. е.
0,5 Um п max = Um п max/(AQ0/2) (A /0).
(Отсюда
После
А = 4 + 4/Дй0.
подстановки соотношения (9.4) в формулу (9.3)
8 1,27
° — ДО0 ~ Д А, ’
образом, длительность существования помехи на выхо-
(9.4)
(9-5)
• Таким
;де усилителя обратно пропорциональна его ширине полосы про-
пускания.
Полученные соотношения для Um„max и тс являются общими
для любых форм импульсных помех.
Система «широкая полоса — ограничитель — узкая полоса»
как мера борьбы с импульсными помехами
Определим отношение сигнала к импульсной помехе на вы-
ходе блока с узкой полосой пропускания.
Предположим, что на входе усилителя с полосой пропускания
AFy, изображенного на рис. 9.9
Рис. 9.9
в виде избирательного четырех-
полюсника, действуют длитель-
ный сигнал и кратковременная
помеха. Амплитуды сигнала и по-
мехи на входе соответственно
раВНЫ Uтс И Uтп.
Длительность сигнала примем
такой, что напряжение на выхо-
де усилителя определяется уста-
новившимся состоянием, поэтому
амплитуда напряжения сигнала
На ВЫХОДе 5Дгс.вых“ Ао^-Аггс*
Максимальная амплитуда напряжения помехи на выходе уси-
лителя Дтп.вых AoS (icoо) А£2у, где AQy — 2лААу.
258
Составим отношение амплитуды сигнала к максимальной ам-
плитуде помехи на выходе усилителя:
((-Wbhx = ^тс.вьд/^тп.вых = В m(jS (®о) Л£2у.
Найдем выигрыш в отношении сигнала к помехе, обеспечива-
емый блоком узкой полосы:
’ В = [С/77]ВЫХ/[С/Л]ВХ= Umn/S (®0) ДО,. (9.6)
Учтем, что Д(юо) прямо пропорциональна амплитуде помехи.
S(®0) = &t/mn, (9.7)
где b — коэффициент пропорциональности, зависящий от формы
импульсной помехи и частоты ®о.
Согласно соотношению (9.7) формулу (9.6) запишем в виде
В=1/&ДОУ.
Таким образом, выигрыш в отношении сигнал-помеха увеличи-
вается с уменьшением полосы пропускания блока узкой полосы.
При наименьшей ширине полосы пропускания ДЙУ, определяе-
мой шириной спектра полезного сигнала, выигрыш максимален.
Обычно напряжение помехи на входе — порядка вольт, а напря-
жение полезного сигнала — порядка микровольт. Поэтому, не-
смотря на наличие большого выигрыша в отношении сигнал-по-
меха на выходе блока с узкой полосой, это отношение оказыва-
ется меньше единицы в десятки и сотни раз.
Если бы удалось путем включения ограничителя обеспечить
отношение сигнал-помеха на входе блока узкой полосы равным
единице, то отношение сигнал-помеха на выходе системы «ограни-
читель-блок узкой полосы» было бы равно выигрышу, даваемо-
му блоком узкой полосы.
В настоящее время техника радиоприема не располагает ог-
раничителями с малым порогом ограничения, поэтому улучше-
ние системы борьбы с импульсной помехой возможно лишь при
использовании на входе (перед ограничителем) дополнительного
усилителя, который усилил бы полезный сигнал до порога огра-
ничения ограничителя цпор.
Чтобы уменьшить энергию импульсной помехи на входе блока
узкой полосы, необходимо уменьшить длительность существова-
ния помехи на выходе предварительного усилителя, т. е. увели-
чить его полосу пропускания.
Таким образом, из-за невозможности выполнить ограничитель
с необходимым малым порогом ограничения на практике исполь-
зуется система «широкая полоса — ограничитель — узкая поло-
са» (ШОУ), предложенная В. И. Сифоровым. Структурная схе-
ма системы ШОУ изображена на рис. 9.10. В этой системе в ка-
честве первого блока используется широкополосный усилитель
(ШУ), основное назначение которого состоит в усилении полез-
ного сигнала до порога ограничения ограничителя (О). С целью
уменьшения энергии помехи на выходе ограничителя или, что то
же, на входе блока с узкой полосой (УУ) необходимо увели-
чивать Л7Ш — полос^ пропускания этого блока.
9* 259
Ограничитель улучшает отношение сигнал-помеха на входе
блока узкой полосы. В последнем блоке системы (в усилителе с
узкой полосой пропускания АВУ) осуществляется основное огра-
ничение спектра помехи и дальнейшее улучшение отношения сиг-
нал-помеха.
Общий выигрыш в отношении сигнал-помеха Во=Вб.шВ0грВб.у,
где Во.ш= £Лпп/Зш(о)о)АОш — выигрыш блока с широкой полосой
пропускания; Borp= Uma.m/uaQp — выигрыш ограничителя: Вб.у =
= «nop/Sy(®o)AQy — выигрыш блока с узкой полосой пропуска-
ния.
Рис. 9.10
Учтем, что == /СошВщ (®о) А0щ.
Спектральная плотность помехи на входе блока с узкой по-
лосой пропускания
5У (©о) = Ф/п = Ua тш/л,
где Ф — площадь импульса, равная Вптш; тш— длительность по-
мехи на входе блока с узкой полосой, определяемая в первом
приближении соотношением (9.5); Un — амплитуда помехи на
выходе ограничителя.
Таким образом, общий выигрыш
Яо^пКошЛ/^АОуТш. ' (9.8)
Видно, что Во растет с увеличением коэффициента усиления
блока с широкой полосой пропускания. Максимальный выигрыш
Вотах соответствует максимальному коэффициенту усиления
^тах = ^пЯС. (9-9)
Учитывая (9.9) и (9.5), соотношение (9.8) записываем в виде
Во шах ~ л ^тп Айш/8 Vmc AQy.
Максимальный выигрыш системы ШОУ прямо пропорциона-
лен отношению ширины полосы пропускания блока с широкой
полосой к ширине полосы пропускания блока с узкой полосой и
отношению амплитуды помехи к амплитуде сигнала.
Представляет интерес максимально достижимое отношение
сигнал-помеха на выходе системы ШОУ:
J^-Лпс.вых/^Лп п.вых1щах = Bq max ^Лпс/^Апп = Л-АОщ/в AQy Л! 0,4 А ВШ/АВУ.
(9.10)
260
Видно, что максимальное отношение сигнал-помеха на выходе
системы ШОУ определяется отношением полос пропускания бло-
ков с широкой и узкой полосами пропускания. Для того чтобы по-
лучить существенное превышение сигнала над помехой на выхо-
де системы ШОУ, отношение полос пропускания АСщ/АСу долж-
но быть значительно больше единицы. Чем больше АКш/ДКу, тем
больше отношение сигнал-помеха на выходе системы. На практи-
ке АУШ ограничена интервалом частот, выделяемым для данной
станции. При увеличении АУШ сверх регламентируемого интерва-
ла АУрегл в тракте с широкой полосой пропускания окажутся по-
мехи от соседних станций.
Уменьшение полосы пропускания АСУ также ограничено. Ми-
нимальная величина АУу определяется шириной полосы спектра
полезного сигнала. Отсюда следует, что система ШОУ в услови-
ях большой загрузки частотного диапазона может обеспечить
большое отношение сигнала к помехе лишь при малой ширине
спектра излучения полезного сигнала АСс по сравнению с выде-
ленной ШИРИНОЙ ПОЛОСЫ ИЗЛученИЯ АУрегл-
Компенсационные методы борьбы с импульсными помехами
Котельников В. А. [34] показал, что помехоустойчивость прием-
ника по отношению к импульсной помехе может быть сделана
сколь угодно высокой.
Это положение является следствием того, что амплитудный
и фазовый спектры импульсной помехи на частоте полезного сиг-’
нала однозначнно связаны с амплитудным и фазовым спектрами
на другой частоте. Располагая частью спектра импульсной поме-
хи в области частот, свободной от других составляющих, можно
сформировать спектр импульсной помехи на частоте сигнала и
осуществить компенсацию этой помехи на частоте полезного сиг-
нала. Структурная схема устройства компенсации импульсной
помехи изображена на рис. 9.11.
Устройство состоит из двух каналов: канала сигнала, настро-
енного на частоту fc с комплексным коэффициентом передачи Ас =
= КС ехр (1фс), и канала импульсной помехи. Выходное напряже-
ние этих каналов поступает к вычитающему блоку «—». Наст-
ройка канала импульсной помехи f„ выбрана так, чтобы в обла-
сти частот АУо, равной полосе пропускания канала сигнала, су-
Рис. 9.11
261
ществовал только спектр импульсной помехи. Расположение час-
тот настроек этих блоков показано на рис. 9.12,а.
При одинаковых полосах пропускания блоков с коэффициен-
тами передачи Хс и Кп и одинаковых формах амплитудно-час-
тотных и фазочастотных характеристик выходные напряжения
этих блоков будут иметь одинаковые законы изменения огибаю-
щих во времени при различных мгновенных значениях. Эти раз-
личия обусловлены неодинаковыми Частотами настройки блоков.
Известно '[см. (9.2)], что частота выходного напряжения, возни-
кающего при действии импульсной помехи, равна частоте на-
стройки блока.
Для компенсации импульсной помехи необходимо преобразо-
вать частоту колебаний на выходе канала помехи в частоту
и получить колебание на выходе вспомогательного канала с та-
кими же мгновенными значениями во времени, как и на выходе
канала сигнала.
Преобразование спектра импульсной помехи на частоте fn в
спектр импульсной помехи на частоте fc осуществляется в блоке
формирования помехи с комплексным коэффициентом передачи
Лф = ехр (1<рф). Этот блок должен содержать преобразователь час-
тоты и линейную электрическую цепь с коэффициентом переда-
чи, удовлетворяющим режиму полной компенсации помехи:
Кс (Д/) = КП (Д/)Кф (Д/)
Это уравнение определяет связь между модулями коэффициен-
тов передачи и их аргументами:
Кф ~ Ac/-Klj, Фф = Фс Фп' (9'11)
Для частной реализации спектральной функции импульсной
помехи,- изображенной на рис. 9.12,а, формы амплитудно-частот-
ной и фазочастотной характеристик корректирующего блока изо-
бражены на рис 9.12,6.
При выполнении условий (9.11) помеха ипг(О, подводимая к
формирующему блоку, будет преобразована в помеху w„i(0 на
выходе этого блока (см. рис. 9.11). Таким образом, к вычитающе-
му устройству будут подведены два напряжения: uc(/)+«ni(0 и
Нп1(0-
262
Очевидно, на выходе вычитающего блока импульсная помеха
будет скомпенсирована. При изменении формы импульсной поме-
хи изменится ее с-пектр и для осуществления компенсации необ-
ходимо будет изменить характеристику корректирующего блока.
Реализация режима компенсации импульсных помех затрудня-
ется из-за того, что при преобразовании частоты в блоке форми-
рования помехи Хф колебание un(t) приобретает случайную фазу
гетеродина. Вследствие этого помеха на выходе канала формиро-
вания будет также иметь случайную фазу. В результате напряже-
ние помехи на выходе устройства при равномерном распределе-
нии фазы гетеродина с равной вероятностью будет равно нулю
либо удвоенному значению по сравнению с устройством без ком-
пенсации импульсной помехи (ИП).
Возможны системы ее компенсации после детектора (рис.
9.13), чтобы сделать систему нечувствительной, к фазе и частоте
несущего колебания.
Рис. 9.13
В этих системах можно обеспечить полную компенсацию ИП
В отсутствие сигнала на частоте fc. Однако при наличии сигнала
результат компенсации будет зависеть от сдвига фаз между не-
сущим колебанием сигнала и свободными колебаниями системы,
263
вызванными действием ИП. Поскольку момент появления И11
случаен, результат суммирования помехи и сигнала в канале сиг-
нала также будет случайным.
9.3. Анализ воздействия флуктуационных помех
на радиоприемное устройство и методы борьбы с радиопомехами
Согласно определению, флуктуационной радиопомехой назы-
вают радиопомеху, импульсы которой следуют друг за другом с
интервалами времени, малыми по сравнению с длительностью пе-
реходного процесса в избирательном тракте. При действии этой
радиопомехи выходное напряжение устройства является резуль-
татом наложения переходных процессов, появляющихся от мно-
гих импульсов.
Для оценки интенсивности помехи пользуются ее энергетиче-
ской характеристикой. Такой энергетической характеристикой яв-
ляется спектральная плотность мощности
d Pt /df=2 л2 s (“)=а1фф (/) =g (/) •
r=i
Спектральная плотность мощности, или квадратичная спект-
ральная плотность, эффективного напряжения позволяет опреде-
лить квадрат эффективного напряжения на выходе любого уси-
лителя либо избирательного устройства.
Одной из характеристик действия радиопомехи на приемник
является эффективное напряжение на его выходе. Расчет напря-
жения на выходе линейной части приемника достаточно прост.
Известно, что здесь, как и во всякой линейной системе, справед-
лив принцип независимости
действия составляющих
входного напряжения (прин-
цип суперпозиции). Предпо-
ложим, что на входе трак-
та действует флуктуацион-
ная помеха, квадратичная
спектральная функция
Д2эфф(П которой изображе-
на на рис. 9.14. Амплитуд-
Рис 914 но-частотная характеристи-
ка тракта с коэффициентом
усиления Аона частоте настройки ^изображена на этом же рисун-
ке в виде кривой y(f).
Выделим на частоте f интервал частот df, тогдй квадрат эф-
фективного значения напряжения, действующего на входе и за-
ключенного в этом интервале частот,
du2 =
ВХ . Эфф V / I
264
Вследствие малости интервала частот эта составляющая по-
мехи может рассматриваться как гармоническое колебание, для
которого коэффициент усиления тракта
/<(П = Ко
где y(f)—относительный коэффициент усиления тракта по на-
пряжению.
Квадрат эффективного значения выходного напряжения, за-
ключенного в интервале частот df,
du2 = К2 (f) du2
ВЫХ эфф ' V/ ВХ эфф.
Суммируя результат действия всех составляющих гладкой по-
мехи, получаем
оо оо
</)»’(/) А <912>
О о
Согласно соотношению (9.12) можно определить эквивалент-
ное входное напряжение гладкой помехи, а именно:
оо
“L ,К. - „wAi = J W) 9“ (fi if- (9.13)
о
Видно, что квадрат эквивалентного входного напряжения
гладкой радиопомехи определяется интегралом ее спектральной
функции А2Эфф(Л с весовым коэффициентом, равным у2 (f) в бес-
конечной полосе частот.
Если избирательный тракт обладает полосой пропускания на-
столько малой, что в пределах этой полосы спектральную функ-
цию можно считать постоянной, т. е. А2-афф(/") ~А2 (fo) =const, го
оо
«в2хэкв=^2(/о)1№(/)йЛ (9.14)
о
Множитель при A2(fo) представляет собой эффективную поло-
су пропускания избирательного тракта
оо
Л/Эфф=1 y2(f)df. (9.15)
о
Эффективное значение эквивалентного входного напряжения
гладкой помехи
«ВХЭКВ=Л(/0)ГЛй;. (9.16)
В общем случае, когда A (f) =/=const,
Г со
«вх.экв=|/ Р2(Л у2(/) df.
Знание эффективного напряжения помехи недостаточно для
определения влияния помехи на полезный сигнал, который выра-
жается, как правило, некоторой функцией времени. Для оценки
265
искажения необходимо знать временные характеристики гладкой
помехи: распределение уровней пиковых значений, распределение
длительности импульсов, распределение частоты следования, рас-
пределение числа прохождений через нуль и др.
Типичным примером гладкой помехи является внутренний шум'
приемника.
Рассмотрим статистические характеристики внутреннего шума
приемника.
В теории вероятности доказано, что для случайной величины,
принимающей большое число не связанных друг с другом значе-
ний, справедливо распределение Гаусса, получившее название
нормального закона распределения:
W (н) = d Р (и)/du = exp ( — и2/2 и2Эфф)/У 2 л £/2эфф,
где W (и)—плотность вероятности, равная отношению вероятно-
сти появления мгновенных значений помехи в интервале от и до
(«+dw) к ширине интервала du.
Зависимость плотности вероятности по отношению u/Uafy$ изо-
бражена на рис. 9.15.
Рис. 9.15 Рис. 9.16
При воздействии внутреннего шума на избирательный усили-
тель на его выходе возникает напряжение, мгновенное значение
которого также имеет нормальный закон распределения.
Избирательное устройство обычно имеет малую относитель-
ную полосу пропускания, поэтому на его выходе возникает шу-
мовое напряжение с частотой fo и медленно меняющимися ам-
плитудой Um(t) и фазой <рш(0:
вых (О = иш (0 cos'I®01 + <рш (/)].
Эффективное значение этого напряжения определяется форму-
лой (9.12).
Огибающая амплитуд шумового напряжения описывается за-
коном Рэлея:
W (UB) = dP/dUn = UBexp(—U2/2 ^.ЭФФЖ.ЭФФ. (9-17)
266
Введя переменную х, равную отношению мгновенного значе-
ния огибающей к эффективному значению шумового напряже-
ния, т. е. х= Un/Um эфф, получим
W(x) = dP/dx^xexp(-x2/2). (9.18)
График зависимости IF(x) изображен на рис. 9.16. Из графи-
ка следует, что максимальная плотность вероятности соответст-
вует значению хт=1 [в этом легко убедиться, дифференцируя
выражение (9.18) по х и приравнивая dW/dx нулю]. Таким обра-
зом; наиболее часто наблюдаемая амплитуда шумового напряже-
ния на выходе избирательного устройства равна эффективному
значению этого шумового напряжения.
Среднее значение амплитуды огибающей шумового напряже-
ния или ее математическое ожидание,
t/ш-ср = I W (Г7Ш) d иш = иш эфф J х2 е-^/2 dx = 1/-J- иш эфф«
О О г 2
~1,25(7шэфф (9.19)
Математическое ожидание квадрата амплитуды огибающей
оо оо
(^ш)ср = (^ш) dUm - ul эфф f хз e-V2 dx 2 IP эфф
о о
Эффективное значение огибающей шума
Рфф - /Юср - /2 иш эфф. (9.20)
Интенсивность флуктуаций огибающей, определяющая шумо-
вое напряжение на выходе линейного детектора с коэффициентом
передачи, равном единице, будет определяться разностью между
средним квадратом огибающей и средним значением амплитуды
шума:
= (С>ер- (Рп ер)2 = (2—- л/2) t/2 эфф «0,43 и2ш 5фф
или
иф « 0,66 иш эфф (9.21)
Огибающая флуктуаций, возникающих на выходе узкополос-
ного усилителя, имеет ограниченную скорость изменения, среднее
значение которой dU,uldl = ^UUi ЭффД)эфф/ р3, где Д/эфф— эффек-
тивная полоса шума усилителя.
Средняя продолжительность одного выброса огибающей, пре-
вышающего заданный уровень
Тср ~ Um эфф/®>72 Л fэфф U.
Видно, что средняя продолжительность выброса обратно про-
порциональна эффективной ширине полосы шума усилителя.
Среднее число выбросов в секунду, превосходящих U,
п (U) = 0,72 А иехр (~U2/2 IP эфф)/^ш.эфф.
267
Вероятность того, что амплитуда огибающей помехи превысит
уровень U, найдем согласно соотношению (9.17):
1 war хал 7 Ua ~и2/2и2^Ы>'ГГ -и2/2и2ш.эфф
Р((7Ш>(7)= JIT([7n)d[7n= J—-------е d(7n = e
U U ^ш.эфф
Из формулы (9.22) следует, что уровни огибающей амплитуд
выше £7ш.эфф наблюдаются в течение 61 %, уровни выше 2£7шэфф —
12%; уровни выше 3(/Шэфф — в течение 5% общего времени на-
блюдения. Уровни огибающей шума, в 4 и более раз превышаю-
щие эффективное напряжение флуктуационной помехи, имеют ма-
лую вероятность.
Медленно меняющаяся фаза выходного напряжения шума из-
бирательного усилителя <рш(0 имеет равномерное распределение
вероятностей
F (<р) = d Р (ф)/с/ ф = 1/2 л.
Рассмотрим прохождение шума через нелинейные элементы
радиоприемника.
В преобразователе частоты происходит перенос спектра шума
на частоте сигнала на промежуточную частоту приемника. Обыч-
но шумовое напряжение мало, поэтому можно считать, что шум
преобразуется так же, как полезный сигнал. Таким образом, при
широкой полосе входного шума шумовые составляющие тока
промежуточной частоты определяются спектром шума на проме-
жуточной частоте, частотах основного и побочных каналов прие-
ма. Снижение суммарного шума на выходе преобразователя мо-
жет быть достигнуто в «линейном» режиме преобразователя час-
тоты при соответствующем ослаблении шума зеркального кана-
ла и канала промежуточной частоты. На рис. 9.17„ изображены
частоты шумовых каналов «линейного» преобразователя часто-
ты. Квадрат эффективного значения шумового тока, измеренного
в эффективной полосе шума УПЧ на выходе преобразователя,
= {S? Aht (Wи;фф (М + Л’фф (/„)]} Д
где So — среднее значение крутизны преобразователя за период
колебаний гетеродина; Sn — крутизна преобразователя; А2Эфф(/п).
А2Эфф(/с), А2Эфф(/зк) —квадратичная спектральная плотность на-
268
пряжения шума, поступающего на вход преобразующего прибора
соответственно на частотах fn, fc, f3 к.
Спектральные плотности шума определяются не только шумом
преселектора, но и шумом гетеродина и преобразующего при-
бора. *
При использовании преселектора с высоким ослаблением шу-
ма на промежуточной частоте и на частоте симметричного кана-
ла, а также балансных преобразователей частоты можно снизить
эквивалентный шумовой ток на выходе преобразователя, исклю-
чив шум гетеродина. Тогда /2ш~52пЛ2(/с) А/ >фф.
В детекторе приемника происходит взаимодействие компонен-
тов шума и компонентов шума с сигналом, в результате этого
отношение сигнал-шум на выходе детектора изменяется по срав;-
нению с существующим на входе детектора.
Рассмотрим линейный детектор. Положим, что к входу де-
тектора подведено шумовое напряжение, спектр которого услов-
но показан на рис. 9.18,а в виде равно отстоящих друг от друга
сосед-
созда-
часто-
Рис. 9.18
линий. Каждая из составляющих спектра создает биения с
ними составляющими. Очевидно, нулевые частоты биений
ются всеми составляющими, в то же время максимальную
ту биений, близкую к AFn, создаст малое число составляющих.
Поэтому распределение квадратичной спектральной плотности
шума на нагрузке детектора имеет вид треугольника (рис.
9.18,6).
Теперь предположим, что к детектору кроме шума подведено
несущее колебание с большой амплитудой, находящееся в сере-
дине полосы входного шума (рис. 9.19,а). Тогда компоненты шу-
ма кроме взаимных биений создадут биения с necynuri i олеба-
нием. Максимальная частота послетпих не нпезы/'Ч'- ^л-япны
полосы пропускания тракта УПЧ Частотное растр''теленче спек-
тральной плотности шума, полученного в результате детектиро-
вания биений сигнала с шумом, изображено на рис 9.19,6. В де-
текторе возникают биения обоих типов, поэтому результирующий
спектр шума на выходе детектора можно представить в виде рис.
9,19,в. Из рис. 9.19 следует, что сокращение полосы пропускания
НЧ тракта до Fmax уменьшает ширину спектра шума на выходе
приемника и улучшает отношение сигнал-шум.
При линейном детектировании и достаточно большой ампли-
туде модулированного сигнала на входе детектора отношение на-
269
пряжения сигнала ит& к напряжению шума f/ш.эффвых на выхо-
де (при Д^эфф^З^тах) [19, 20]:
^Лпй/^Ли эфф.вых ~ т ^т0 I- Д ^эфф^ ^тах/^ш.эфф»
где т — коэффициент модуляции сигнала; Umo — амплитуда
входного несущего колебания; (7ш.эфф — эффективное напряже-
ние шума на входе детектора; Д^фф — эффективная шумовая по-
лоса высокочастотного тракта.
Рис. 9.19
Заменяя Um эфф= К^2эфф(/о)ДЛфф, получаем
й/^Лп.эфф.вых “ mUmOlV Аэфф (/'о) ^^тах •
Отношение сигнал-шум на выходе детектора не зависит от по-
лосы пропускания ВЧ тракта и увеличивается при уменьшении
Fmax-
Этот вывод справедлив лишь при большой амплитуде сигна-
ла: U Uш эфф-
При малой амплитуде сигнала происходит подавление_сигна-
ла шумом [19]. При этом напряжение сигнала на выходе детек-
тора пропорционально квадрату отношения напряжения сигнала
к эффективному напряжению шума. С увеличением полосы про-
пускания ВЧ тракта эффективное напряжение шума растет, по-
этому отношение сигнал-шум на выходе детектора уменьшается.
Влияние гладких помех на результат приема сообщения мож-
но оценить отношением сигнал-помеха лишь в первом приближе-
нии, так как это влияние определяется не только искажением
сигнала, которое создает помеха, но и свойствами выходного при-
бора и регистратора сообщений.
Средние данные примерных отношений сигнал-помеха, обес-
печивающих заданное качество приема, рекомендованные МК.КР,
приведены в таблице.
270
Т а б л и ц as
Отношение сигнал-помеха, дБ, для рода работы
Характеристи ка качества приема телеграфный слуховой прием телеграфный буквопечата- ющий прием фототелегра фия телефония радиове- щание телевиде* ние
Едва удовлетво- рительный прием Хороший прием —5—5 5—10 15—20 25—30 5—10 10—20 10—15 25—35 15—20 30—40 30—40
Методы борьбы с флуктуационными радиопомехами.
Интегральный и корреляционный методы приема
Меры борьбы с флуктуационными помехами основываются Has
выводах общей теории оптимальных методов приема.
Структура тракта обработки суммы сигнала и радиопомехи
определяется формой радиочастотного сигнала и принятым кри-
терием оптимальности.
При, приеме непрерывных сигналов неизвестной формы, ам-
плитудный спектр которых сосредоточен согласно регламенту ча-
стот в необходимой полосе частот, используют в качестве кри-
терия оптимальности минимальное среднее квадратическое откло-
нение сигнала от исходного за счет радиопомехи. В этом случае
нормированная амплитудно-частотная характеристика оптималь-
ного ВЧ тракта
yonT-S2(co)/[S2(co) + P(co)],
где S2(co)—квадратичная спектральная плотность сигнала;
У72 (со)—квадратичная спектральная плотность радиопомехи. От-
сюда следует, что в области частот, где S2(co) ^>F2(a) относитель-
ный коэффициент передачи г/0пт(со) — 1. Таким образом!, тракт дол-
жен быть неискажающим. В области частот, где S2 (со) <<F2 (со), ко-
эффициент передачи у0Пт (оз) ==S2 (со)/F2 (со) С 1, т. е. относитель-
ный коэффициент передачи для компонентов сигнала, пораженных
помехой, должен быть тем меньше, чем больше спектральная
плотность помехи по отношению к спектральной плотности сиг-
нала.
При приеме дискретных сигналов известной формы, использу-
емых при передаче сообщений, в качестве критерия оптимально-
сти принята минимальная вероятность ошибок воспроизведения
сообщения. Этому критерию соответствуют либо максимум апо-
стериорной вероятности того, что в смеси сигнала известной фор-
мы и помехи существует интересующий нас сигнал, либо макси-
мум функции правдоподобия. Эти критерии определяют алго-
ритм обработки смеси сигнала и помех в приемнике. Обработка
сигнала и помех возможна на основе временных либо частотных
271
характеристик сигнала. На рис. 9.20,а изображена структурная
схема устройства оптимального приемника сигнала известной
формы S (t) на основе использования оптимального фильтра
(ОФ), максимизирующего отношение пикового значения сигнала
к эффективному напряжению помехи. Напряжение смеси сигнала
Рис. 9.20
S(t) и помехи п(t) 'подводится к согласованному фильтру, ам-
плитудно-частотная и фазочастотная характеристика которого яв-
ляются комплексно-сопряженными спектру сигнала, т. е. К(со) =
= а8* (со). На выходе этого фильтра за время запаздывания t0,
равное длительности сигнала Т или превышающее его, формирует-
ся максимально возможное напряжение сигнала по отношению к
эффективному напряжению помехи. Далее следует пороговое ус-
тройство, обеспечивающее принятие решения о наличии сигнала,
если суммарное напряжение на выходе фильтра превышает по-
рог h, или об отсутствии сигнала, если суммарное напряжение на
выходе фильтра окажется ниже порога h.
На рис. 9.20,6 изображена структурная схема оптимального
приемника сигнала, основанного на обработке во временной об-
ласти. В качестве устройства, максимизирующего отношение пи-
кового напряжения сигнала к эффективному напряжению глад-
кой помехи, используется коррелятор. Коррелятор представляет
собой сочетание идеального перемножителя и интегратора, вы-
полняющих операцию вычисления
У ur(f)S(t)dt, где «х(0-S(0 + n(Z).
о
Вьгодное напряжение коррелятора сравнивается с тем же
порогом, что и в схеме рис. 9.20, а. Операции, соответствующие
прохождению смеси сигнала и помех через оптимальный фильтр
и коррелятор, равноценны, поэтому и результаты приема сообще-
ния с использованием указанных структурных схем будут одина-
ковыми Вместе с этим применение коррелятора требует совпа-
дения момента прихода сигнала в смеси сигнала и помех и мо-
мента ’ •тючсЧ1ия опорного сигнала S(Z) к входу перемножителя.
Таким образом, для реализации корреляционного метода приема
272
необходима цепь синхронизации (ЦС), управляющая включени-
ем опорного сигнала и подготовкой устройства к следующему
циклу прихода сигнала.
В приемнике сигнала известной формы возможны ошибки
двух типов: пропуск сигнала и ложный сигнал. Если ошибки обо-
их типов равноценны, то необходимо установить порог системы
h так, чтобы обеспечивалась 'минимальная суммарная ошибка.
Этот оптимальный порог honT будет зависеть от отношения сиг-
нал-помеха. Такие условия характерны для связных радиосис-
тем, использующих сигналы с пассивной паузой.
Для радиолокационных систем эти ошибки не равноценны.
Здесь следует минимизировать ошибку пропуска цели при задан-
ной вероятности «ложной» тревоги, соответствующей ошибке ти-
па ложного сигнала.
Указанный критерий оптимизации, определяющий порог А0Пт,
получил название критерия Неймана — Пирсона. Этот критерий,
на основании которого отдается предпочтение наилучшему обнару-
жению цели, обеспечивает нужды противовоздушной обороны
объектов, ибо пропуск цели может привести к более тяжелым
последствиям по сравнению с появлением ложной цели, так как
это последнее вызывает лишь ложную тревогу и принятие мер к
перехвату цели, хотя в действительности ее нет.
Структурные схемы устройства для различения т детерминиро-
ванных сигналов изображены на рис. 9.21 и 9.22. Устройство об-
работки смеси сигнала и гладких помех (рис. 9.21) содержит т
оптимальных фильтров (ОФ1—ОФт), коэффициенты передачи
которых соответственно равны комплексно-сопряженному значе-
Корреляторы
Рис. 9.21
Рис. 9.22
273
нию спектра сигналов Si(Z), S2(0, •••, Sm(t), т. е. Ki (со) = aS*i (со),
Кч (со) =а$*2 (со), Кт (со) —aSvm. На вход оптимальных фильт-
ров вводится принимаемый сигнал ис(1) и флуктуационная поме-
ха иш(0- В приемнике имеются т фильтров, каждый из которых
обеспечивает максимум отношения пикового значения одного из
сигналов к эффективному значению гладкой помехи.
На выходе блока оптимальных фильтров включено сравнива-
ющее устройство, позволяющее определить, какой из вариантов
сигнала передается в данный момент. Здесь также отсчет уровня
напряжений на выходе фильтров должен производиться в мо-
мент времени t0^T, где Т — длительность одного сигнала.
Структурная схема устройства для корреляционного приема
одного из т вариантов сигнала изображена на рис. 9.22. Здесь
на вход каждого коррелятора поступает сумма в виде 5г(() одно-
го из т — сигналов и иш(0 — шума.
В приемнике имеются т генераторов сигнальных напряжений
(Si, S2, ..., Sm), каждый из которых подключен к своему умножи-
телю функций, действующему в составе коррелятора. Каждый
из умножителей (Умн) осуществляет синхронное перемножение
суммы сигнала и шума с одним из вариантов сигнала. Выходное
напряжение умножителей подводится к интеграторам (Инт).
Очевидно, при использовании в системе связи слабо коррелиро-
ванных или некоррелированных вариантов сигнала, в частности
ортогональных сигналов, максимальное выходное напряжение
за время существования сигнала окажется в том канале, где на
умножитель действовал передаваемый вариант сигнала.
На выходах блока корреляторов включено сравнивающее ус-
тройство, которое позволяет определить с максимальной вероят-
ностью передаваемый вариант сигнала.
Пользуясь данными на выходе сравнивающего устройства,
можно регенерировать принимаемый сигнал. Для этого на вы-
ходные зажимы регенератора достаточно включить напряжение
генератора сигнала, соответствующее обнаруженной реализации.
Корреляционный метод приема позволяет выполнить измере-
ние уровня сигналов существенно ниже внутреннего шума при-
емника. В радиоастрономии, например, для измерения уровня
излучения небесных тел используются так называемые радиомет-
ры. Структурная схема радиометра изображена на рис. 9.23. В
Рис. 9.23
274
этом устройстве между антенной и входом приемника включен
модулятор, обеспечивающий измерение уровня шума Галактики,
поступающего от антенны. Собственный шум приемника не моду-
лируется, поэтому в спектре его шума нет составляющих с
частотой модуляции Гт, фазы которых жестко связаны (коррели-
рованья) с фазой колебаний генератора модулирующего напряже-
жения. Суммарное напряжение модулированного шума антенны
и немодулированного шума приемника усиливается и детектиру-
ется. К выходным зажимам детектора приемника подключен кор-
релятор, который осуществляет перемножение колебания местно-
го гетеродина и колебания на выходе детектора, а также интег-
рирование полученного произведения.
Постоянная времени интегратора может быть увеличена с це-
лью получения большего выходного напряжения, однако при этом
будет увеличено время наблюдения и, как следствие, зафиксиро-
вано меньшее количество новых сведений о шуме Галактики в
единицу времени.
9.4. Индустриальные радиопомехи и методы борьбы с ними
Характеристики индустриальных радиопомех
Индустриальные радиопомехи создаются различного рода
электроустановками. Спектры индустриальных радиопомех, соз-
даваемых источниками, могут быть сплошными, линейчатыми и
промежуточного типа, причем расположение максимумов интен-
сивности спектра зависит не только от формы импульсов тока
источника помех, но и от характеристик цепи связи источника по-
мех с окружающим пространством и приемным устройством.
При оценке 'общего характера изменения спектральной плот-
ности индустриальных радиопомех в широком диапазоне частот
следует учесть, что изменения тока в реальных устройствах про-
исходят с конечной скоростью в течение конечных интервалов
времени. Поэтому основная энергия помехи находится в области
сравнительно низких частот и в диапазоне УКВ обычно оказы-
вается малой. На рис. 9.24 изображена зависимость спектраль-
ной плотности от частоты для радиопомехи в виде импульса, име-
ющего конечную " ”ительность. Цепь связи с окружающим просг-
Рис. 9.24
275
ранством имеет максимум коэффициента передачи на частоте fo,
поэтому в спектре импульсной помехи появляется максимум на
частоте f0. Очевидно, на частотах, близких к f0, может йаблю-
даться как уменьшение уровня помех с увеличением частоты при
f>fo, так и его увеличение при f<fo-
Способы борьбы с индустриальными радиопомехами
Борьба с индустриальными радиопомехами может проводить-
ся как в приемных устройствах, так и в месте возникновения ра-
диопомех — у самого источника. Выбор метода борьбы с индуст-
риальными радиопомехами проводится на основе сравнения тех-
нико-экономических характеристик и последствий, связанных с
реализацией принятого метода.
Уменьшение уровня радиопомех в месте их возникновения осу-
ществляется следующими способами: 1) применением электроус-
тановок, работающих без резких изменений тока; 2) применением
специальных устройств, обеспечивающих надежные контакты в
электрических цепях; 3) экранированием излучающих цепей или
размещением всего источника в экранированной камере; 4) вклю-
чением помехоподавляющих фильтров в сети питания источни-
ков помех.
Радиоприемник, как и любой радиотехнический аппарат, яв-
ляется источником радиопомех, поэтому принимают меры, обес-
печивающие необходимое ослабление поля излучения и напряже-
ния помех на проводах, подключенных к приемнику. Особое вни-
мание при конструировании приемника уделяют снижению уров-
ня колебаний гетеродина, проникающих к антенне. Излучение ко-
лебаний гетеродина создает радиопомехи другим приемникам и,
кроме того, в условиях военных действий позволяет противни-
ку определить наличие сосредоточения войск.
Относительно больший уровень радиопомех создают телевизи-
онные радиоприемники из-за кратковременных мощных импульсов
тока строчной частоты, существующих в цепях развертки. В этих
приемниках тщательно экранируется блок строчной развертки.
Для уменьшения уровня напряжения гетеродина на зажимах ан-
тенны приемника используют усилители высокой частоты с ма-
лой обратной проводимостью Уц. В сетевые провода включают
помехоподавляющие фильтры, и, кроме того, сетевую обмотку
силового трансформатора экранируют электростатическим экра-
ном от остальных обмоток.
Государственные нормы обязательного подавления
индустриальных радиопомех
В результате научных исследований в нашей стране разработаны нормы
предельно допустимых индустриальных радиопомех, принятые в качестве обяза-
тельных для всех предприятий, выпускающих или эксплуатирующих любые
электроустройства [35]. Запрещены производство и эксплуатация электроуста-
276
новок с уровнем помех выше предельно допустимых норм. Все источники помех
разделены на группы, для каждой из которых определены количественные ха-
рактеристики норм. Уровни предельно допустимых индустриальных радиопомех
желательно установить ниже атмосферных и космических помех. Однако для
мощных силовых установок это требование с трудом осуществимо, а в некото-
рых случаях экономически не оправдано, так как обычно эти устройства разме-
щаются на большом расстоянии от жилых массивов либо от приемных центров,
где эксплуатируются радиоприемники, и поэтому создают малый уровень помех
в месте приема.
Нормами предельно допустимых индустриальных радиопомех учтено сни-
жение требований к уровню, помех, создаваемых источником, в зависимости от
типа источника и условий его эксплуатации, а также в результате оценки эко-
номической целесообразности затрат на борьбу с помехами.
В «Нормах предельно допустимых индустриальных радиопомех» регламен-
тируются два показателя: уровень поля радиопомех и уровень напряжения ра-
диопомех.
Уровнем поля радиопомех, создаваемых источником, называется максималь-
ное из всех полученных на дайной частоте показаний типового измерителя по-
мех, градуированного в микровольтах, с его типовой антенной, располагаемого
иа указанном в «Нормах...» расстоянии от источника (без каких-либо пере-
счетов).
Уровнем напряжения радиопомех называется максимальное из всех изме-
ренных напряжений между любыми из его зажимов, к которым подключаются
внешние провода, либо между каждым из проводов и корпусом источника по-
мех или землей, либо между двумя любыми точками металлического корпуса
этого источника.
Допустимые уровни напряжения и поля радиопомех 1—2000 мкВ. Меньшие
значения соответствуют группам маломощных электроустановок.
' Измерители радиопомех
Измерение электромагнитной активности источника радиопо-
мех осуществляется с помощью специальных измерительных ра-
диоприемников— измерителей помех (ИП) 1(36].
Современные измерители помех представляют собой приемни-
ки супергетеродинного типа с калибруемым коэффициентом уси-
ления и стандартными параметрами детектора и выходного уст-
ройства. Калибровка усиления производится с помощью специ-
ального эталонного генератора эдс, встроенного в ИП. -
В качестве эталонного генератора обычно используется шу-
мовой диод. Полоса пропускания высокочастотного тракта ИП,
работающих в диапазоне частот 0,15—20 МГц, равна 9 кГц±2О°/о
На уровне 0,5, что соответствует ширине полосы частот, отводи-
мой для радиовещательных станций. На частоте 20—150 МГц
регламентируемая полоса пропускания тракта 100 кГц+10%, на
частотах 150—400 МГц 250 кГц±Ю%.
Детектирование сигнала на выходе тракта последней проме-
жуточной частоты осуществляется диодным детектором со стан-
-277
дартными постоянными времени цепей заряда и разряда емкости на-
грузки детектора Постоянные времени заряда т3 приняты равными:
10 мс для ИП, работающих в диапазоне частот 0,15—20 МГц,
1 мс для ИП с диапазоном частот 20—400 МГц. Постоянная вре-
мени разряда для всех ИП тР = 600 мс. Постоянная времени ин-
дикаторного прибора постоянного тока, включенного на выходе и
градуированного в микровольтах, ти = 2004-400 мс.
В качестве типовых антенн ИП используются: в диапазоне
’0,15—20 МГц — однометровая штыревая антенна, в диапазоне
частот выше 20 МГц — полуволновый вибратор.
Технические требования на измерители радиопомех изложе-
ны в ГОСТ 11001 — 69 «Радиопомехи индустриальные. Измерители
радиопомех. Технические требования».
Структурная схема типового измерителя помех -изображена
яа рис. 9.25. В комплект ИП входят: стандартные приемные ан-
тенны (ПА) (однометровый и полуволновый вибраторы) и прием-
ник со встроенным калибровочным генератором (КГ), используе-
мым для калибровки усиления приемника перед началом измере-
ний.
Рис. 9.25
Генератор включается переключателем П и регулятором усиле-
ния устанавливают необходимое усиление, пользуясь показания-
ми выходного прибора (ВП).
Приемник имеет на входе регулируемый эталонный аттенюа-
тор (Ат) для расширения диапазона измеряемых уровней радио-
помех. На выходе ВЧ тракта включен детектор со стандартными
постоянными времени заряда и разряда емкости нагрузки. Далее
-следует усилитель постоянного тока (УПТ) и выходной прибор
постоянного тока, шкала которого проградуирована в микроволь-
тах входного напряжения.
К входным зажимам приемника могут быть подключены лю-
>бая из стандартных антенн либо провода для измерения уровня
напряжения радиопомех.
278
10. Прием амплитудно-модулированных сигналов
10.1. Структурная схема приемника АМС
Амплитудно-модулированные сигналы (АМС) широко исполь-
зуются в системах телефонной радиосвязи, радиовещания в диа-
пазонах длинных, средних и коротких волн, а также в телеграф-
ной радиосвязи при слуховом приеме телеграфных сообщений,
передаваемых кодом Морзе. Из курса «Теория передачи сигна-
лов» известно, что амплитудная модуляция имеет низкую поме-
хоустойчивость по сравнению с другими видами модуляции (час-
тотная, фазовая, балансная и однополосная). Однако свойствен-
ная ей простота осуществления определила области ее примене-
ния. Улучшение энергетического выигрыша можно получить, при-
меняя в передатчике подавление несущего колебания и одной из
боковых полос модуляции, а в приемнике — восстановление не-
сущего колебания.
Обобщенная структурная схема приемника АМС изображена
на рис. 10.1. Радиоприемник содержат высокочастотный тракт,
выделяющий спектр желательного сигнала, амплитудный детек-
тор и низкочастотный тракт.
Рис. 10.1
Высокочастотный тракт супергетеродинного приемника содер-
жит преселектор, преобразователь частоты и усилитель проме-
жуточной частоты. При одноручечном управлении настройкой и
одинаковых элементах перестройки точное сопряжение настрой-
ки преселектора и гетеродина осуществляется лишь на несколь-
ких частотах настройки. В остальных точках диапазона пресе-
лектор оказывается расстроенным относительно несущей частоты
входного сигнала. Вследствие этого амплитудно-частотная харак-
теристика отклоняется от необходимой.
Как было отмечено ранее, оптимальная характеристика высо-
кочастотного тракта в области частот, где спектральная плот-
ность мощности желательного сигнала существенно превышает
спектральную плотность мощности помех, амплитудно-частотная
и фазочастотная характеристики должны соответствовать идеаль-
ным условиям неискаженного воспроизведения сигнала (равно-
мерная амплитудно-частотная и линейная фазочастотная харак-
теристики). При отклонении этих характеристик от идеальных
возникают искажения сигнала.
27$
10.2. Линейные искажения АМС
в высокочастотном тракте приемника
При анализе линейных искажений сигнала пользуются общей
методикой, включающей следующие моменты:
1) представление входного сигнала в виде частотного спектра
составляющих;
2) изменение каждой составляющей спектра в соответствии
с комплексным коэффициентом усиления тракта;
3) представление суммы измененных составляющих (состав-
ляющих выходного напряжения или тока) в виде функции вре-
мени;
4) сопоставление законов изменения амплитуды входного н
выходного напряжений с целью получения количественной харак-
теристики искажения сигнала.
При исследовании процесса прохождения сигнала, имеющего
дискретный ограниченный спектр, через высокочастотный тракт
приемника удобно пользоваться рядом Фурье.
При исследовании искажения сигнала со сплошным спектром
пользуются интегралом Фурье либо преобразованием Лапласа.
Определим искажения простейшего амплитудно-модулирован-
ного колебания высокочастотным трактом.
Предположим, что на входе тракта, имеющего четно симмет-
ричную амплитудно-частотную характеристику и нечетно сим-
метричную фазовую характеристику, действует амплитудно-моду-
лированное колебание с несущей частотой coo = 2nfo, частотой
модуляции Q = 2nFm и коэффициентом модуляции т:
uBX = £/m0(l +ffisinQ/)sincooZ, (Ю.1)
где Um0 — амплитуда несущего колебания.
График входного напряжения показан на рис. 10.2. Спектр
колебания получаем, раскрывая скобки в формуле (10.1) и раз-
лагая колебание на простейшие:
ивх ~ Hmosincoo£4-O,5ml7mo cos (соо—Й) t—0,5 tnUm0 cos (coo -фЙ) t.
(Ю.2)
Изменим каждое из колебаний соотношения (10.2) в соот-
ветствии с характеристиками тракта /((со) и <р(со) (рис. 10.3)
Очевидно, напряжение на выходе тракта
«вых^^о^то sin соо / ф-— т 1/т0/( (со0 —й) cos[(co0—Й)/ +
4- <р(соо—й)]-^тПт0/((со04-й)со5[(со0 + Й) /ф- <р(со0 + Й)]. (10.3)
Если тракт имеет симметричные амплитудно-частотную и фа-
зочастотную характеристики, т. е. /((соо + й) =/((соо—Й)=/((Й) =
—/(ог/(Й), ср(соо + й)=—<р(соо—Й),
«вых = ^товЫхП +твых51пй( /—QjsinoV, (10.4)
280
где Uтовыи = KoUто — амплитуда несущего колебания на выходе
усилителя; mBiAX=my(Q)—коэффициент модуляции выходного
колебания; /о=<р(П)/£2 — время запаздывания огибающей выход-
ного колебания.
Сопоставляя выражения (10.1) и (10.4), можно прийти к сле-
дующему выводу: линейные искажения АМС в высокочастотном
тракте с симметричными характеристиками проявляются в из-
менении коэффициента модуляции и в запаздывании огибающей
выходного колебания.
Время запаздывания огибающей t0 равно отношению фазово-
го сдвига верхнего бокового колебания к угловой частоте моду-
ляции: Zo = <p(Q)/Q.
Коэффициент модуляции выходного напряжения твых равен
произведению коэффициента модуляции входного напряжения на
относительное изменение коэффициента передачи боковых коле-
баний по сравнению с несущим. При плавном уменьшении коэф-
фициента передачи тракта происходит соответствующее уменьше-
ние модуляции выходного напряжения для всех частот модуля-
ции. Это уменьшение вызывает спад в характеристике верности
приемника.
Если частотная характеристика имеет подъемы на некоторых
частотах, отличающихся от несущей, то происходит увеличение
коэффициента модуляции на частотах модуляции, которым соот-
ветствуют эти подъемы амплитудно-частотной характеристики
тракта. Может оказаться, что сумма боковых колебаний, опре-
деляющая коэффициент модуляции, будет больше несущего коле-
бания, тогда возникает перемодуляция. Такие условия возможны
в тракте с «двугорбой» амплитудно-частотной характеристикой.
Форма выходного напряжения' для этого режима изображена
на рис. 10.4.
Сумма амплитуд боковых колебаний твыхУ тОвых = mU тОвыху (й)
при mxl и у(й)>1 превышает амплитуду несущего колеба-
281
ния битовых, в результате чего огибающая дважды проходит
через нуль за период модуляции (точки А и Б на рис. 10.4,в). В
этих точках происходит изменение фазы высокочастотного коле-
бания на 180°, что позволяет восстановить форму огибающей при
относительном увеличении амплитуды несущего колебания в по-
Рис. 10.4
следующих каскадах. Если коррекция уровня амплитуды несу-
щего колебания не использована и огибающая амплитуд на входе
детектора изменяется так, как это изображено на рис. 10.4,в, то
после детектора будут обнаружены нелинейные искажения пер-
вичного низкочастотного сигнала. Таким образом, линейные иска-
жения модулированного высокочастотного колебания в резуль-
тате детектирования приводят к нелинейным искажениям зако-
на модуляции.
Рассмотрим искажения АМС при неточной настройке тракта
(рис. 10.5,а). В этом случае в спектре выходного напряжения
амплитуды боковых колебаний становятся разными и, кроме то-
го, фазовые сдвиги этих колебаний относительно несущего коле-
бания также оказываются различными. Исследование искажения
закона изменения амплитуды такого колебания приводит к гро-
моздким соотношениям [31], поэтому для наглядного представ-
ления характера искажения примем упрощающее предположе-
282
ние. Допустим, что вследствие неточной настройки тракта нижнее
боковое колебание на выходе практически отсутствует. В этом
случае суммарное колебание определяется только двумя состав-
ляющими: несущим колебанием (ою) и верхним боковым коле-
банием (ио + й): амплитуда несущего колебания //(со о) Umo, а
амплитуда бокового колебания ~ mO'm0/<((o(l + Q). Эти колеба-
ния образуют биения с частотой, равной разности частот, т. е. с
частотой модуляции Q, однако, как было показано ранее [см.
(6.6)], закон изменения амплитуды оказывается несинусоидаль-
ным.
Рис. 10.5
Обозначим амплитуду несущего колебания на выходе тракта
Umi=K(a>o)Um0 и амплитуду верхнего бокового колебания итг =
= K(ao + Q)tnUmo/2, тогда амплитуда суммарного колебания
Uт 2 = Um\ + 2J7m2 + 2Uт1 Uт2 созй/.
Вынося за знак корня большее из колебаний, получаем (при
ит s - Uml [1 + М, + 2 (Um2/Uml) cos Q /)] V2_
Полагая, что Um2<^Umt, получаем быстро сходящийся ряд
Um 2 - UmX {1 + 0,5 U2m2/U2ml + Um, cos Q t/Uml +
+ [(1/2) (- l/2)/2I] [(Hm3/t/ml)2 + 2 Um2 cosQ//£7mlp+ ...}. (10.5)
Из соотношения (10.5) следует, что в законе изменения амп-
литуды суммарного колебания кроме составляющей с частотой
й(^ша) имеется составляющая с двойной частотой 2Q(t/m2£3):
й W Um2, ^т2 я = 0,25 U2miiuт1.
283
При детектировании такого колебания линейным амплитуд-
ным детектором на выходе последнего появятся нелинейные ис-
кажения. Оценим эти искажения коэффициентом гармоник
&r=V Um2& +Um3Q-^ Ж Um2£l/UmQ= Q,25 Um2/Uml. (Ю.6)
Подставив значения Um2 и Um\ в соотношение (10.6), получим
йг«(1/4) 0,5К(®0 + Q)mUm0/K(<о0) Um0 = (l/8)m у (а>0 + ®)/У Ы, (Ю.7)
где «/(юо + Q) =A((oo + Q)/Ao— ордината относительного коэффи-
циента передачи тракта на частоте верхнего бокового колебания;
y(too) = А(а>о)/Ло— ордината относительного коэффициента пе-
редачи тракта на частоте несущего колебания.
Из (10.7) следует, что с увеличением коэффициента модуля-
ции и относительного коэффициента передачи тракта на частоте
бокового колебания по сравнению с несущим коэффициент гармо-
ник увеличивается.
Рассмотренный процесс линейных искажений сигнала, приво-
дящий к нелинейным искажениям в результате детектирования,
особенно сильно проявляется в приемниках, имеющих характери-
стику высокочастотного тракта, близкую к прямоугольной. В ука-
занных приемниках при расстройке, превышающей половину по-
лосы пропускания, создаются условия, когда г/(©о + й) ^>г/(соо),
и поэтому возникают , большие нелинейные искажения |[см.
(10.7)]. Эти искажения прослушиваются в виде скрежета и шо-
роха, сопровождающих звуковое сообщение. Таким образом линей-
ные искажения АМС отсутствуют при равномерной АЧХ и линейной
ФЧХ тракта в пределах ширины полосы спектра радиоизлучения
с запасом на нестабильности частот передатчика, приемника и
на доплеровский сдвиг частоты при связи с подвижными объ-
ектами.
10.3. Нелинейные искажения АМС
Усилительные и преобразовательные приборы, используемые в
высокочастотном тракте радиоприемника, имеют нелинейные
характеристики как входного, так и выходного токов в функции
действующих ’напряжений. Вследствие нелинейности этих харак-
теристик в тракте возникают нелинейные искажения.
Оценим нелинейные искажения огибающей в предположении,
что амплитуда входного сигнала изменяется по синусоидальному
закону, а именно:
^mc = ym0(l+msinQf).
Согласно (4.71) уравнение амплитудной характеристики
« ^ = ^^ + (1/8)7;^ (10.8)
По этой формуле можно определить закон изменения ампли-
туды высокочастотного выходного тока при заданном законе из-
284
менения амплитуды входного напряжения. Подставляя в форму-
лу (10.8) значение Umc, получаем
1ml = ЛпО + /mySin Q t — /m2£2COS 2 Q t— 3 Q t,
где Ima = Y2imUm0 + (3/8)— амплитуда пер-
вой гармоники огибающей выходного тока; /m2Q= (3/16) X
X Y"2\m2U3mo — амплитуда второй гармоники; /т30 = (1/32) X
X Y"2im3U3m0 — амплитуда третьей гармоники.
Таким образом, при усилении сигнала, модулированного чис-
тым тоном, модулирующая функция выходного сигнала содер-
жит высшие гармоники.
Коэффициент гармоник kr практически будет определяться
отношением амплитуды второй гармоники /m2Q к амплитуде
первой гармоники /та, так как амплитуда третьей гармоники в
6/т раз меньше амплитуды второй гармоники.
Коэффициент гармоник
kr« /т2Й /1та = (3/16) (Y^Y21) т и2т0_
Для уменьшения коэффициента гармоник необходимо приме-
нять активные приборы с малой величиной параметра нелиней-
ности Y"2i/Y2i и по возможности работать при малых амплитудах
напряжения на входе активных приборов.
Как указывалось ранее, при одновременном действии слабого
полезного сигнала и сильной помехи в высокочастотном тракте
возникает блокирование. Амплитуда выходного тока, выделяе-
мого трактом, зависит от квадрата амплитуды мешающего коле-
бания:
/mi = Sa Umc + 0,25 S" Umc (10.9)
Наличие этой зависимости приводит к тому, что модуляция
мешающего колебания переносится на несущее колебание полез-
ного сигнала.
Указанное явление переноса модуляции называют перекрест-
ным искажением или перекрестной модуляцией.
Найдем коэффициент перекрестной модуляции kn как отноше-
ние амплитуды составляющей огибающей с частотой модуляции
помехи к амплитуде составляющей с частотой модуляции полез-
ного сигнала при одинаковых коэффициентах модуляции помехи
и сигнала на входе:
/т^п//тйс1при тс=тп. (10.10)
Допустим, что в соотношении (10.9) = Umc0 (1 + mc sin QJ)
и Птп=[Утп0(1+mn sin Qnl) • Выделим амплитуды составляющих
c частотами йс и йп в огибающей первой гармоники тока Im\-
При малом коэффициенте модуляции сигналов гпс<^;1 и тп<С1
/тЯс — Sa тпс i/mco, /тйп (1 /2) mn Umc0 Umn0 .
Согласно (10.10) коэффициент перекрестной модуляции
fen—(1/2)(S^/Sa)
285
Отсюда следует, что уровень' перекрестной модуляции можно
существенно снизить, уменьшая амплитуду помехи Umno, дейст-
вующей на входных зажимах активного прибора, путем улучше-
ния избирательности входных цепей и каскадов приемника, пред-
шествующих тому прибору, в котором создается перекрестная мо-
дуляция. Вследствие нелинейности усилительных приборов воз-
никают интермодуляция и вторичная модуляция сигналов. Эти
явления ухудшают отношение сигнал-помеха на выходе тракта.
При заданных параметрах нелинейности каскадов существуют
коэффициенты усиления элементов тракта, при которых достига-
ется наименьшее отношение помеха-сигнал и, следовательно, на-
именьшие искажения сигнала. Поэтому в качестве критерия оп-
тимизации целесообразно принять минимальное отношение поме-
ха-сигнал в полосе пропускания. Для частной электромагнитной
обстановки и заданных параметров элементной базы имеются ме-
тодика 1[Ь5] и результаты такой оптимизации ВЧ тракта радио-
приемника.
10.4. Взаимодействие AM сигнала и помех
при детектировании
Допустим, что к детектору АМС подведено напряжение же-
лательного сигнала ис= Umc sin (»ct и помехи ип— Umn sinxont Эти
два колебания создадут биения. Амплитуда суммарного колеба-
ния будет изменяться по несинусоидальному закону. Полагая, что
Птп<СПтс и выполняя преобразования, соответствующие соот-
ношению (10.5), находим
Ums ж Umc + Umn cos й6Н(1/4) (U2mn/Umc) + ... .
Если детектор имеет коэффициент передачи Kd, линейную де-
текторную характеристику и безынерционен для частоты биений,
то напряжение на выходе детектора
нвых = Kd UmS = KdUmo + COS Qfi t + (1/4) Kd U^jUmc.
Действие помехи определяется слагаемыми после первого чле-
на и сводится, во-первых, к созданию колебания с чартотой бие-
ний Пб=|<оо—ад>п | с амплитудой KdUmn и проявляющегося в виде
постоянного звукового тона, сопровождающего прием, и, во-вто-
рых, к появлению вклада, пропорционального квадрату амплиту-
ды помехи и обратно пропорционального амплитуде сигнала.
Если частота биений йб лежит вне диапазона частот модуля-
ции желательной станции, то колебание KdUmn cos Йе/ легко
фильтруется цепями на выходе детектора. Что касается второго
вклада, то он определяет появление колебаний, соответствующих
спектру частот модуляции помехи с искажениями, выраженны-
ми квадратичной зависимостью этого вклада от амплитуды по-
мехи.
Влияние помехи, обусловленное этим слагаемым, может быть
существенно уменьшено увеличением амплитуды несущего коле-
286
бания. Это увеличение амплитуды Umc по сравнению с Umn мо-
жет быть достигнуто улучшением избирательности тракта, пред-
шествующего детектору, либо применением синхронного гетеро-
дина при реализации принципа синхронного детектирования
АМС (6.6).
11. Прием однополосных сигналов
11.1. Преимущества однополосной радиосвязи
В спектре амплитудно-модулированного сигнала при моду-
ляции чистым тоном существуют следующие компоненты: несу-
щее колебание, верхнее боковое колебание и нижнее боковое ко-
лебание. При модуляции передатчика первичным сигналом с
шириной спектра 0—Fmax возникают боковые полосы, располо-
женные как ниже, так и выше частоты несущего колебания. В ре-
зультате ширина полосы частот, занятая излучением радиопере-
датчика, равна удвоенной максимальной частоте модуляции.
Первичный электрический сигнал полностью описывается его ча-
стотным спектром амплитуд и фаз. Эти его характеристики со-
держатся в спектре боковых частот модуляции. Абсолютная ве-
личина разности частот между боковым колебанием и несущим
равна частоте модуляции, а уровень бокового колебания равен
половине уровня модулирующего компонента первичного сиг-
нала. Таким образом, располагая только половиной ширины
спектра АМС — верхней боковой полосой или нижней, можно,
преобразовав спектр этой полосы в приемнике, получить форму
первичного сигнала и, следовательно, принять передаваемое со-
общение.
Отсюда следует существенное преимущество однополосной
связи — вдвое меньшая ширина спектра излучения передатчика по
сравнению с шириной спектра излучения при AM. Указанное пре-
имущество систем однополосной связи (ОС) позволяет увеличить
в 2 раза число станций, работающих в заданном интервале час-
тот, т. е. более экономно использовать радиочастотный диапазон
для передачи сообщений.
Вторым преимуществом ОС является лучший энергетический
режим радиопередатчика. Дело в том, что при AM радиопере-
датчик затрачивает энергию на излучение несущего колебания
независимо от наличия модуляции. При ОС передатчик излучает
энергию лишь при наличии модуляции.
Наконец третьим преимуществом является улучшение отноше-
ния сигнал-гладкая помеха в результате лучшего использования
номинала мощности оконечного каскада передатчика и сужения
Полосы пропускания приемника.
z 287
11.2. Особенности приемников однополосных сигналов
В приемниках однополосных сигналов высокочастотный тракт
в принципе строится так же, как в приемнике АМ.С, Однако при
одинаковых видах сообщений полоса пропускания ВЧ тракта при-
емника ОС практически в 2 раза меньше, чем у приемника АМС.
Высокочастотный тракт приемника ОС должен быть настроен
так, чтобы несущее колебание оказалось на. границе полосы про-
пускания. В системе однополосной связи в целях получения вы-
соких энергетических характеристик несущее колебание сущест-
венно ослабляется. Поэтому в месте приема должно быть восста-
новлено несущее колебание, биение принятого радиосигнала с
которым позволяет выделить спектр частот модуляции. Таким об-
разом, одной из основных особенностей радиоприемников ОС
является необходимость введения системы восстановления несу-
щего колебания.
Для решения задачи восстановления несущего колебания в
месте приема и для нормальной работы автоматических регули-
ровок (АРУ и АПЧ) в системах ОС предусматривается излуче-
ние остатка несущего колебания с постоянным уровнем или спе-
циального пилот-сигнала, частота которого выбирается вне спек-
тра боковых частот модуляции и отличается от частоты несуще-
го колебания на заранее известную величину. При использова-
нии пилот-сигнала восстановление несущего колебания осуществ-
ляется путем дополнительного преобразования частоты выделен-
ного пилот-сигнала.
Структурная схема приемника сигналов ОС изображена на
рис. 11.1.
Рис. 11.1
Приемник одной боковой полосы выполнен по супергетеродин-
ной схеме с однократным преобразованием частоты. Однополос-
ный сигнал выделяется фильтром боковой полосы (ФБП) и по-
ступает к детектору. Сюда же подводится напряжение местного
гетеродина — восстановителя несущего колебания, синхронизиро-
ванное пилот-сигналом. Пилот-сигнал выделяется узкополосным,
обычно кварцевым фильтром (ФПС), включенным на выходе
усилителя промежуточной частоты. Автоматическая подстройка
288
частоты первого гетеродина и АРУ осуществляется по пилот-*
сигналу. На линиях КВ связи сигналы подвержены избиратель-
ным замираниям, поэтому система АПЧ приемников ОС долж-
на сохранять настройку приемника при пропадании остатка не-
сущего колебания либо пилот-сигнала, т. е. должна обладать па-
мятью.
В случае высокой стабильности частоты настройки приемника
необходимость в применении системы АПЧ отпадает.
На рис. 112 изображена структурная схема приемника одно-
полосных сигналов, используемого на линиях тропосферной свя-
зи дециметрового диапазона, рассчитанных на многоканальные
телефонные сообщения.
Рис. 11.2
В этом приемнике в качестве первого гетеродина использует-
ся высокостабильный кварцевый генератор с умножителем часто-
ты высокой стабильности. Нестабильность частоты генератора
не превышает 10”8 за 24 ч работы. Пилот-сигнал в прием-
нике выделяется кварцевыми фильтрами с полосой пропускания,
не превышающей сотню герц.
Напряжение с преобразованной частотой пилот-сигнала ис-
пользуется для АРУ и для фазирования местного гетеродина-вос-
становителя несущей. В качестве опорного напряжения в фазо-
вом различителе (ФР) используются колебания высокостабиль-
ного гетеродина
В приемнике предусмотрена оптимальная система сложения
сигналов, принятых на пространственно-разнесенные антенны.
При широкой полосе спектра сигналов — такой, что эамира-
ния отдельных участков становятся некоррелированными, исполь-
зуют несколько пилот-сигналов, расположенных в групповом
10—81 289
спектре и позволяющих осуществить сложение сигналов несколь-
ких приемников по отдельным участкам спектра и улучшить ус-
ловия работы автоматических регулировок в радиоприемнике.
При многоканальной связи с использованием ОС особые
трудности вызывает обеспечение усиления группового сигнала,
так как нелинейность характеристики усилительных приборов
приводит к значительным перекрестным искажениям, получив-
шим название переходных шумов.
Применение отрицательной обратной связи и линеаризация
характеристик усилительных приборов позволяют получить до-
статочно малый уровень нелинейных искажений.
11.3. Детектирование однополосного сигнала
Рис. 11.3
Рис. 11.4
Детекторы однополосных сигналов могут быть построены на
основе использования следующих процессов: 1) детектирования
биений, полученных в результате суммирования колебаний ОС и
местного гетеродина (М.Г), амплитудным детектором (АД) (рис.
11.3); 2) преобразования
частоты однополосного
сигнала с помощью коле-
баний местного гетероди-
на с частотой, равной не-
сущей частоте ОС на раз-
ностную частоту (рис.
114); 3) умножения ко-
лебаний входного одно-
полосного сигнала на ко-
лебания местного гетеро-
дина с последующим вы-
делением низкочастотных
компонентов с помощью
фильтра низких частот
(рис. 11.5).
Структурная схема де-
тектора ОС, основанная
на принципе детектирова-
ния биений амплитудным
детектором, изображена
на рис. 113. Здесь на
входы сумматора подво-
дятся колебания местно-
го гетеродина, синхрони-
зированного несущим ко-
лебанием либо пилот-сигналом, и колебания однополосного сиг-
нала. В результате суммирования этих колебаний образуются
биения.
Как было показано ранее (см. § 6.5), частота изменения оги-
бающей равна разности частот суммируемых колебаний. Частота
290
Рис. 11.5
опорного генератора соо равна частоте несущего колебания вход-
ного ОС, поэтому разность частот суммируемых колебаний будег
равна частоте модуляции Амплитуда биений будет равна ампли-
туде меньшего из колебаний. Поэтому, если выбрать амплитуду
местного гетеродина Umr>Umo с, то амплитуда огибающей сум-
мы колебаний будет равна амплитуде бокового колебания
Umo с В § 6 5 было показано, что форма огибающей кривой бие-
ний несинусоидальная Очевидно, это является причиной возник-
новения нелинейных искажений при детектировании однополос-
ного сигнала.
Для характеристики этого вида искажений рассмотрим детек-
тирование однополосного сигнала с синусоидальной модуляцией.
Представим однополосное колебание в виде и0 с —Umo с cos (о, о Ф
+ Й) Л
Напряжение местного гетеродина
Иг — Ини COS (И“I” ф) •
На выходе сумматора
«2 = COS (<00 t ф ф) ф ит о с cos (<00 ф й) t
или
Ms = иms(t) cos (ю0/ф|()г
где
UmS (0 = 1//Л+ с г2Птг Сф о.с COS (й t ф ф),
It = arctg sin ф ф Um o.c sin Й t)j(Umr cos ф ф Um 0 c cos Й /)]•
Амплитуду суммарного колебания при Umr^> Um0 c представим
в виде степенного ряда
Ums (0 = итг (1 + Х)^ = 1 ф (1 /2) х—-(1/8) х2 ф..., (11.1)
где
х = а2 ф 2 a cos (й t ф ф); а --- Um 0 ,/Umr < 1.
Подставляя в (11.1) значение х и группируя соответствую-
щие коэффициенты при переменных составляющих, находим
Ums =- Umr [ 1 ф (а2/4)—(о4/8) ф а (1 — а2/2) cos (й / ф ф) —
— (а2/4) cos 2 (й t ф ф)].
На выходе линейного детектора с характеристикой, удовлет-
воряющей соотношению = KdUm^ , получим составляющие с
основной UmSi и с двойной UmiQ частотами модуляции:
Uma = Kdi7mra(l—а2/2), Um2(i = KdUmTa2/4.
Коэффициент гармоник выходного напряжения детектора
kr — Umia/Uта = а/^ (1 —а2/2).
10' 291
Если предположить, что а2/2<С1, то коэффициент гармоник
Ar«0,25t/mo.c/t/mr. (11.2)
Для уменьшения нелинейных искажений при детектировании
ОС необходимо работать при большей амплитуде гетеродина. Из
соотношения (11.2) также следует, что при заданном, допустимом
коэффициенте гармоник &г.доп амплитуда местного гетеродина
U т г.тр 0,25 Um о.с/^г.доп-
При допустимой величине коэффициента гармоник &г=2,5°/о
требуемая амплитуда напряжения гетеродина должна в 10 раз
превышать амплитуду сигнала.
Структурная схема детектора ОС с использованием принципа
преобразования частоты изображена на рис. 11.4. Здесь на сиг-
нальный вход преобразующего прибора подается однополосный
сигнал «о сг а на второй вход напряжение местного гетеродина
иг, частота которого синхронизируется несущим колебанием од-
нополосного сигнала. При достаточно большой амплитуде коле-
баний местного гетеродина параметры преобразующего прибора
будут изменяться с частотой гетеродина, в результате чего воз-
никнут комбинационные составляющие суммарной и разностной
частот.
Разностные частоты будут равны частотам модуляции од-
нополосного сигнала.
Выходное напряжение детектора ОС можно определить, поль-
зуясь эквивалентной схемой преобразователя частоты. Так же
как и в преобразователе частоты, в детекторе ОС, выполненном
по структурной схеме рис. 11.4, возникают нелинейные искаже-
ния из-за нелинейности характеристики.
Уравнение амплитудной характеристики преобразователя сог-
ласно соотношению (5.64) при известных предположениях опре-
деляется формулой
= (1/2) Sml Uma + (1/16) S”ml U*ma
Амплитуда выходного тока низкой частоты нелинейно зависит
от амплитуды бокового колебания Uma. Оценим нелинейные ис-
кажения коэффициентом нелинейности амплитудной характерис-
тики kH, равным отношению отклонения Мтп= (1/16)8"т11Рта
характеристики от идеальной к значению ординаты идеальной
характеристики /тПид= (1/2) Sml UmQ :
= A Zmn//mn.HA = (l/8)(S;i/Sml)t/^ (11.3)
Использование преобразующего прибора с характеристикой,
удовлетворяющей условию S"mi = 0, позволяет избежать нелиней-
ных искажений при детектировании однополосного сигнала. На-
помним, что этот вывод справедлив в условиях отсутствия реак-
ции нагрузки и сохранения режима преобразующего прибора по
постоянному току при наличии сигнала и в отсутствие его.
292
На рис. 11.5 изображена структурная схема детектора ОС, ос-
нованного на использовании умножителя функций. На один из
входов умножителя подается напряжение однополосного сигнала
u0 = U„iacos[(a>o—й)/+ф], на второй вход подается напряже-
ние опорного генератора, синхронизированного несущим колеба-
нием иг= Umr cos <во/. Допустим, что характеристика умножителя
идеальная:
и = аисиг. (11.4)
Подставив в формулу (11.4) выражение для ис, иг, получим
и = a Uma cos [(сов— й) t + ф! Umr cos со» t =
— Лсоэ(й/—ф) -ф A cos [(2 —Q)/-фф],
где А= (l/2)aUmr.
Фильтр низких частот на выходе умножителя выделяет первое
слагаемое, поэтому пвых — (1/2) aUmQ Umv cos(Q/—ф).
Применение идеального умножителя функций позволяет осу-
ществить неискаженное детектирование однополосного сигнала.
Реальные характеристики умножителей имеют ограниченный
динамический диапазон и отклонения от идеальных; вследствие
этого в детекторе ОС возникают нелинейные искажения.
11.4. Искажения при приеме однополосных сигналов
В приемнике однополосных сигналов возникают такие же ис-
кажения, как и в приемнике амплитудно-модулированных сигна-
лов, и кроме того — специфические искажения. Один из видов
этих искажений, обусловленный недостаточным уровнем амплиту-
ды напряжения гетеродина-восстановителя несущего колебания,
был рассмотрен в § 11.3. Вторым видом специфических искаже-
ний при приеме ОС являются искажения, вызванные погрешно-
стью в восстановлении частоты несущего колебания. Эти иска-
жения проявляются в том, что все составляющие спектра мо-
дулирующих частот (Fi, Fz, F3 и т. д.) приобретают в результате
преобразования ОС детектором одинаковое приращение, равное
погрешности восстановления ДД>.
На рис. 11.6,а изображен спектр частот модуляции передат-
чика, содержащий вторую и третью гармоники основного тона. В
результате преобразования спек-
тра ОС детектором при наличии
погрешности восстановления ча-
стоты несущего колебания ДД> все
составляющие спектра выходного
напряжения детектора приобре-
тут приращение Д/д (рис. 11.6,6).
Частоты составляющих выход-
ного напряжения не будут нахо-
диться в кратном соотношении.
Для среднего слуха заметными
являются различия между точной
а)
Рис. 11.6
283
октавой и составляющими тонами на выходе порядка единиц
герц. Эту величину следует полагать предельным значением по-
грешности восстановления несущего колебания для радиовеща-
тельных систем.
При приеме служебных телефонных сообщений, когда не тре-
буется узнавание голоса говорящего, а важен смысл сообщения,
т. е. смысловая артикуляция, можно допустить погрешность вос-
становления несущей порядка нескольких десятков и даже сотни
герц [37]. В этих условиях — при достаточной точности установ-
ки и стабильности частоты местного гетеродина-восстановителя не-
сущего колебания — нет необходимости в блоке синхронизации
частоты гетеродина.
Рассмотрим нелинейные искажения однополосного сигнала
избирательным усилителем. Допустим, что на входе усилителя
действует сигнал
пс = п1 + па, (11.5)
где = cos((Oo + Qi)!1; «2 = Um-i cos(mo + H2) t — соответствует'
однополосному сигналу при модуляции двумя тонами.
Представим выходной ток активного прибора в виде ряда
Тейлора:
г = /о + ^1«с + (1/2!)Г;1«2 + (1/3!)У2>з + .... (Ц.6)
Учтем соотношение (11.5) и выделим амплитуды составляющих
с частотами, близкими к частоте несущего колебания, полагая, что
высшие гармоники выходного тока не создают напряжений на вы-
ходе усилителя:
^i = >Z2i^1 + (l/8)K;i^1 + (l/4)y;il7mlt/22 на частоте со0+Й1(
/т2 = ^1^2 + (1/8) ^^ + (1/4)7^^^ на частоте ®0 + й2, '
(Н.7)
на частоте ®0 + 2Й1-Й2,|
/m4 = (l/8)y2;[7wlt/22 на частоте co0 + 2^-^. j
Из полученных соотношений следует, чТо из-за нелинейности ха-
рактеристики выходного тока усилительного прибора амплитудная
характеристика каскада становится нелинейной. Амплитуды вы-
ходного тока нелинейно зависят от соответствующих амплитуд
входных напряжений [вторые слагаемые соотношений (11.7)],
Составляющие амплитуд 1т1 и 1т2, обусловленные первой степенью
действующего исходного напряжения, зависят от квадрата ам-
плитуды другого, одновременно действующего с ним напряжения
[третьи слагаемые соотношений (11.7)]. Кроме того, в выходном
токе появляются компоненты новых частот (/то3, Imi), характери-
зующие эффект взаимной модуляции. К этим искажениям слух
человека особо восприимчив.
Искажения однополосного сигнала оценим коэффициентом вза-
имной модуляции kB3, равным отношению эффективного значения
294
комбинационных составляющих к эффективному значению основ-
ных составляющих выходного тока, т. е.
kBa = ^тЗ + + Лп2ид,
где
ид — ^21 ml > m2 ид ^21 m2-
С учетом соотношений (11.7) и (11.8)
feB3 = (l/8)(K;i/K21)t7mit7m2.
Если одно из боковых колебаний отсутствует, то йвз = 0. В са-
мом неблагоприятном случае, когда амплитуды боковых колебаний
равны, т. е. Uml = Uml = Um,
(11.9)
Соотношение (11.9) позволяет сделать вывод об отсутствии ис-
кажений при использовании активного прибора, имеющего квад-
ратичную вольт-амперную характеристику (У"21 = 0).
Это справедливо лишь в условиях, когда режим активного при-
бора по постоянному току не изменяется при появлении однопо-
лосного сигнала. В реальных условиях из-за конечного значения
сопротивления цепей источника питания для постоянного тока ре-
жим активного прибора изменяется. Это изменение режима обус-
ловлено процессом амплитудного детектирования однополосного
сигнала.
Из соотношения (11.6) следует, что за счет третьего слагаемого
в выходном токе активного прибора появляется составляющая Ai,
обусловленная произведением действующих сигналов:
A i = (1 /2!) У', 2 Uml Um2 cos (и0 Qx) t cos (и0 Q2) t =
= (1/2) У'21 Uml Urni cos (Q2-Qx) t + (1/2) V2i Uml Um2 cos (2®0 -f-Qx + Q2)/
(11.10)
Составляющая тока в виде второго слагаемого правой части со-
отношения (11.10) эффективно фильтруется как выходными цепя-
ми активного прибора, так и цепями питания. Первое слагаемое
изменяется во времени с частотой, равной разности частот моду-
ляции однополосного сигнала, соответствующей закону изменения
амплитуды суммарного колебания ис. Низкочастотная составляю-
щая тока Ai с частотой Q2—Hi создает падение напряжения на
внутреннем сопротивлении цепей питания. Это вызовет изменение
режима активного прибора с частотой й2—Если крутизна ак-
тивного прибора будет изменяться, то появится амплитудная мо-
дуляция каждого из усиливаемых однополосных сигналов с час-
тотой Q,—Q,. В спектре сигнала на выходе усилительного каскада
появятся новые составляющие, расположенные симметрично отно-
сительно каждого из колебаний: Wi и w2.
295
Частота верхнего бокового колебания при амплитудной моду-
ляции сигнала ut
®1В — ®0 4~ Ql 4“ (^2-^1) — ®0 4” ^2-
Видно, что й)1в совпадает с частотой сигнала «2- Частота ниж-
него бокового колебания при амплитудной модуляции сигнала «ь
®1в = «0 4~ (^2—^i)=®o 4“ 2 Qj—Н2.
Аналогично для боковых частот модуляции сигнала п2
®2в ®о 4- Н2 4~ (--2 ^i)= 4~ 2 й2—£21т <в2н = со0 -{- й2—(Й2—=
— ®о 4~ Si-
Частота нижнего бокового колебания при амплитудной модуля-
ции сигнала ц2 разностным тоном (йг—Й1) совпадает с частотой
сигнала Ui.
Спектры входного напряжения (рис. 11.7,а) и выходного тока
(рис. 11.7,6) усилителя для рассмотренного режима работы изо-
бражены на рис. 11.7. Для снижения интенсивности посторонних
а)
6)
составляющих спектра выход-
ного тока с частотами и0'+
-|-2Qf—й2 и й)о4-2£2г—£21 необ**
ходимо обеспечить высокую
фильтрацию напряжений пи-
тания каскада для низкоча-
стотных компонентов и малую
эффективность амплитудного
детектирования однополосного
сигнала усилительным каска-
дом.
Количественную оценку ин-
тенсивности посторонних спек-
Рис. 11.7
тральных составляющих можно получить, используя методику уче-
та эффекта детектирования, примененную при анализе нелиней-
ных процессов в усилителе (см. § 4.7).
12. Прием частотно-модулированных сигналов
12.1. Особенности приемников
Применением частотной модуляции по сравнению с амплитуд-
ной достигается энергетический выигрыш за счет возможности ра-
боты радиопередающего устройства в режиме максимальной мощ-
ности излучения, а также меньшее воздействие помех при радио-
приеме. Малое воздействие помех обусловлено тем, что частотный
детектор, нечувствительный к уровню амплитуды входного напря-
жения, исключает вредное влияние синфазных компонентов поме-
хи, а большой индекс модуляции позволяет дополнительно улуч-
296
шить отношение сигнал-помеха на выходе детектора. Это улучше-
ние определяется тем, что модулированный радиосигнал передат-
чика имеет большую девиацию частоты, чем может создать адди-
тивная радиопомеха. Преимущества частотной модуляции особен-
но существенны при работе с большим индексом модуляции, т. е.
при широкой полосе частот, занимаемой излучением. В связи с
этим частотная модуляция используется в основном в диапазоне
УКВ, где имеется возможность излучения широкой полосы частот.
Радиоприемники диапазона УКВ с ЧМ применяются в системах
наземной, космической, спутниковой, тропосферной, ионосферной,
метеорной и радиорелейной связей.
Структурная схема’ приемника частотно-модулированных сиг-
налов (ЧМС) изображена на рис. 12.1. Высокочастотный тракт
приемника выполняется на основе тех же принципов, что и тракт
Рис. 12.1
приемника АМС, — с учетом ширины спектра сигналов. При ис-
пользовании супергетеродинного метода приема с однократным
преобразованием частоты ВЧ тракт содержит преселектор, преоб-
разователь частоты (ПЧ) и усилитель промежуточной частоты
(УПЧ). Из курса «Теория передачи сигналов» известно, что шири-
на спектра ЧМС теоретически бесконечная, а интенсивность со-
ставляющих определяется частотным отклонением Afm и частотой
модуляции сигналов Fm.
При узкополосной ЧМ (Afm<;Fm) ширина спектра приближен-
но определяется удвоенной частотой модуляции: \Fx2Fm.
При широкополосной ЧМ (Afm^Fm) ширина спектра прибли-
женно определяется удвоенным частотным отклонением, т. е.
AF«2(A/m + Fm)«2(A/m.
Если принять в качестве критерия ширины спектра область
частот, где уровень каждого из компонентов спектра превышает
1% от уровня немодулированной несущей, то для определения по-
лосы частот ЧМС можно воспользоваться расчетной формулой
Е. И. Манаева:
A F = 2 Fmax (1 + Кфт).
Где Fmax — максимальная частота модуляции сигнала; фт=
=A/m/Fmax — индекс модуляции.
Отличительным элементом приемника ЧМС является частотный
детектор, который создает напряжение или ток, повторяющие за-
кон изменения частоты входного сигнала. Результат детектирова-
ния не должен зависеть от амплитуды напряжения, действующего
на входе детектора.
297
' 12.2. Искажения ЧМС в радиоприемнике
Частотно-модулированный сигнал при прохождении через тракт
радиоприемника претерпевает линейные и нелинейные искажения.
Линейные искажения возникают из-за отличия амплитудно-час-
тотных и фазочастотных характеристик тракта от идеальных. Не-
линейные искажения могут быть обусловлены процессом детекти-
рования линейно-искаженного сигнала, а также нелинейностью
детекторной характеристики. Кроме того, нелинейные искажения
могут возникнуть после выделения первичного (модулирующего)
сигнала детектором в тракте модулирующих частот приемника.
Искажения, возникающие в этом тракте, изучаются в курсе «Уси-
лительные устройства».
Рассмотрим искажения, вносимые радиочастотным трактом
приемника при модуляции сигнала чистым тоном.
Выражение частотно-модулированного напряжения при моду-
ляции синусоидальным колебанием запишем в виде
«е = Uтв sin<G)0 t + 81П Й t), (12.1>
где lpm = Afmax/-K=A®max/Q — индекс МОДУЛЯЦИИ.
Правую часть соотношения (12.1) представим двумя слагаемы-
ми:
ис — ^тО cos (Фт siH 0 sin ®0 + ^mO sin (Фт sin t) COS <в01. (12.2)
Если индекс модуляции мал (фтС1), то выражение (12.2)
можно упростить, воспользовавшись следующими приближенными
соотношениями:
cos (фт sin й f) fv 1, sin (фт sin й t) sin Й t. _
Таким образом, в случае узкополосной ЧМ (фт’С!) напряже-
ние сигнала
«с = Um0 Sin ®0 t + Фт UmO COS Ио t sin й t. (12.3)
Векторная диаграмма колебания изображена на рис. 12.2, б.
Для сравнения там же изображена диаграмма AM колебания
(рис. 12.2, а).
Первое слагаемое в правой части формулы (12.3) представля-
ет собой несущее колебание, существующее независимо от моду-
ляции сигнала, второе слагаемое появляется лишь при модуля-
ции сигнала.
Разложим Второе слагаемое формулы (12.3) на простейшие:
«с = ^mo sin ®01 + (1/2) Um0 sin (со0 Й) /— (1/2) %ft t/m0sin((o0—Й) t.
Таким образом, спектр узкополосной ЧМ (фтС1) состоит из
несущего колебания с амплитудой Um0 и двух боковых колебаний
с частотами и0±й и амплитудами (1/2)'фт17т0- Амплитудный и
фазовый спектры ЧМС изображены на рис. 12.3. Амплитудный
спектр ЧМС в этом случае практически не отличается от спектра
АМС, поэтому результаты анализа прохождения АМС через изби-
рательные цепи можно распространить на случай прохождения
298
ЧМС. При прохождении узкополосного ЧМС через избирательные
цепи будут наблюдаться запаздывание частотного отклонения и
изменения глубины модуляции (фт вых) в соответствии с относи-
тельной величиной коэффициента передачи цепи для верхних бо-
ковых частот модуляции.
При большом индексе модуляции (фт>1) расчет искажений
усложняется из-за большого числа существенных составляющих
спектра ЧМС. В этом случае коэффициенты слагаемых формулы
(12.2) представим в виде рядов Фурье:
cos (фто sin Q t) = J0 (фт) + 2 J2 (фго) cos 2 Q t + ... ,
sin (фт sin Q t) = 2 (фт) sin_Q t -ф 2 J3 (фт) sin 3 Q t -ф ...,
(12.4)
где 7п(фт) —значения функций Бесселя первого рода «-го поряд-
ка аргумента фт.
При большом индексе модуляции число существенных членов
в соотношениях (12.4) оказывается достаточно большим вследст-
вие малого убывания значений функций Бесселя с увеличением по-
рядка этой функции п при боль-
ших аргументах. а)
Подставив соотношения (12.4)
в формулу (12.2) и разложив
на простейшие, получим спектр
ЧМС, теоретически содержащий
бесконечное число дискретных
составляющих с частотами (®о±
±«Q), где п — натуральный ряд
чисел от нуля до бесконечно-
Z5K
I
НК I итс
Umo Sift
ЕБК
Рис. 12.2
\НК
СТИ.
Для определения выходного напряжения избирательной цепи,
находящейся под действием этого сигнала, необходимо каждую
составляющую полученного ряда изменить в соответствии с амп-
литудно-частотной и фазо-частотной характеристиками цепи, затем
а) и(ы)
сйц'Я. Ц>о щя. я
5) ч>(<л)
52 Я)
Рис. 12.3
найти сумму составляющих спектра выходного напряжения и
представить в виде, сопоставимом с входным воздействием:
«2 (0 -= Um вых (0 sin [ffl0 t -ф фвых (01,
где ит вых (О И фВых (0 — несинусоидальные периодические функ-
ции времени с периодом модуляции Г = 2л/й.
' 2’99
Дифференцируя фазу выходного напряжения, получаем мгно-
венное значение частоты:
®ВЫ1 ~ «0 + <*Ф»«х(0/^. (12.5)
Сравнивая этот закон изменения частоты с исходным (и = <»о +
+ ij)mQcosQ/), получаем полную характеристику искажения сигна-
ла. Обратим внимание,на то, что искажения сигнала являются ли-
нейными, поскольку они возникают в линейной электрической це-
пи. Однако после детектирования сигнала частотным детектором
эти линейные искажения приводят к нелинейным искажениям пер-
вичного сигнала.
Число элементарных слагаемых, которые должны быть учте-
ны в формуле (12.2), оказывается большим. Например, при Afm —
= 50 кГц и частоте модуляции F= 1000 Гц итах = 60, число слагае-
мых 2итах= 120. При понижении частоты модуляции это число со-
ответственно увеличивается. В связи с этим указанную методику
расчета можно реализовать на электронных вычислительных ма-
шинах. Трудности аналитического решения задачи не позволяют
получить в наглядном виде связь искажения сигнала с формой
характеристики избирательной системы.
В особых условиях, когда ЧМС действует на достаточно ши-
рокополосную систему, можно воспользоваться для оценки иска-
жений известным методом, в качестве основы которого принято до-
пущение, что при изменении фазы входного напряжения переход-
ными процессами можно пренебречь. Поэтому мгновенное значе-
ние фазы выходного напряжения можно определить, пользуясь фа-
зовой характеристикой цепи для установившегося состояния. Это
предположение тем точнее отражает истинный процесс, чем мень-
ше уровень искажений, возникающих в усилителе.
Рассмотрим основные соотношения между характеристиками
системы и вносимыми искажениями при синусоидальной частотной
модуляции.
Запишем входное напряжение
«вх = ^то sinq>,
где qp = <Bo2‘+'»|’mSin Qt.
Мгновенное значение частоты входного сигнала
®вх = d <f/dt — соо + Q cos Q t = <в0 + Дев,
где Ди = Дсотсоз QZ.
Если усилитель имеет фазочастотную характеристику ср (со), то
фаза выходного напряжения
Фвых = Ф + Ф («)• (12.6)
В этом выражении <рВых является функцией времени в связи с
тем, что оба слагаемых правой части являются функциями време-
ни. Представим фазовый сдвиг ср (со) выходного напряжения в ви-
де ряда Тейлора:
ф (со) = ф (ffl0) -I- ф' ((В,) Д(О + (1/2!) ф" (со0) Ди2 + (1 /3!) ф'" (<о0) Дсо3 +...,
300
где A® = A®mcos Ш— частотное отклонение входного напряжения;
q/((Oo)=/o — время запаздывания сигнала в усилителе; ю"(®о) =
= ?о — первая производная времени запаздывания; ф"/(®о) =
= /"о — вторая производная времени запаздывания. Найдем часто-
ту выходного напряжения, дифференцируя по t выражение (12.6)
с учетом (12.7):
®вых = d Чъъа/dt ^dy/dt + dy (a)/dt. (12.8)
Подставляя в (12.8) выражение для А®, получаем
®вы1 = ®о + cos (& t + ?)—Д®тп2 sin 2 И t—А<вт3 sin 3 Q t, (12.9)
где A®ml = A®m V1 + Q2 (/„ + A®m7/2)2, Awm2 ~ АюД Й ^/2,
A®m3 = A®^ Q Z078, £ = arctg [Q (f0 + A®^ Q2)].
Если это выходное колебание, линейно-искаженное избиратель-
ной цепью, подвести к частотному детектору, то на выходе детек-
тора будут обнаружены высшие гармоники закона модуляции.
Коэффициент гармоник
kr = Г(А®7П2)2 + (Л<М3/Л®7П1- (12.10)
С учетом соотношения (12.9)
^=0,5До7Пй/[(/о)2+(А®7П /о)2/16]/[1+Н2(^о +А®т ^/2)2].
Коэффициент гармоник kr при фиксированных параметрах не-
линейности фазовой характеристики цепи увеличивается с увели-
чением частотного отклонения А®?11 и частоты модуляции £2.
Для уменьшения коэффициента гармоник необходимо линеари-
зировать фазовую характеристику цепи, т. е. обеспечить t'o = Q и
Го=О.
В частном случае, когда фазовая характеристика обладает не-
четной симметрией <р(А®)=—<р(—Аш), первая производная вре-
мени запаздывания t'o равна нулю и при малых нелинейных иска-
жениях
£Г«(1/8)А®^£2/;. (12.11)
Полученное соотношение можно использовать для определения
допустимого параметра нелинейности фазовой характеристики це-
пи /"одоп при заданном уровне коэффициента гармоник; а именно:
СХ8МЧ й- (12.12)'
Рассмотрим одноконтурный резонансный усилитель.
Уравнение фазовой характеристики усилителя будет
ф = п arctg £i,
где gi = 2A®/AQi — обобщенная расстройка; A£2i— полоса пропу-
скания одного каскада на уровне 0,707.
301
Время запаздывания
t()- d у/d До> =- 2 п/Дйх (1 + ) — 2 n/AQj
при Дсо-»-О при Д(О-*0
Первая производная времени запаздывания
^ = (2/ДЙ1)2и[-2В1/(1+В?)2] = 0 при Вх->0.
Вторая производная времени запаздывания
/; = 2и(2/ДЙ1)з.
После подстановки полученного значения t"0 в формулу (12.12)
ДСД > V2п Д®тй/^г.доп.
Учитывая известную связь между общей полосой пропускания
усилителя Д£!о и полосой пропускания одного каскада ДСф, нахо-
дим
Дйв> У2« Дч^Жг.доп (12.13)
Аналогично получим выражение второй производной времени
запаздывания «-каскадного усилителя с двухконтурными фильт-
рами при критической связи между контурами:
/;---8п/ДЙЗ (12.14)
После подстановки соотношения (12.14) в неравенство (12.12)
з --------------
AQi^ у n&(>)2mQ/kr- С учетом связи между полосой пропускания
одного контура AQi и общей полосой пропускания «-каскадного
усилителя с одиночными контурами
Дйо>у1 V 2Vn—1 'У Д^ Q,n!kv.
Найдем отношение коэффициентов гармоник при одинаковых
общих полосах пропускания усилителей Д£20од = Д^одв и числе кас-
кадов «:
^г.од/^.дв--= (1/К2) (У2V" - 1J3. (12.15)
При большом числе каскадов kr 0JJJkr дв~0,54/«°’75.
Из соотношения (12.15) следует, что при одинаковых общих по-
лосах пропускания усилителей Д£20 и числе каскадов « коэффици-
ент гармоник усилителя с одиночными контурами меньше коэф-
фициента гармоник двухконтурного усилителя. С увеличением чис-
ла каскадов п отношение коэффициентов гармоник £Год/^гдв умень-
шается, свидетельствуя о преимуществах одноконтурного усилите-
ля.
Для снижения коэффициента .гармоник при фиксированной по-
лосе пропускания необходима коррекция фазовой характеристики
усилителей.
Обратим внимание на то, что в проведенном анализе предпо-
лагалась независимость формы фазочастотной характеристики уси-
302
лителя от уровня входных колебаний. Вследствие того что вход-
ная, проходная и выходная проводимости усилительных элементов
зависят от уровня колебаний, действующих на их зажимах, изме-
няются проводимости, вносимые в избирательную систему. Это
приводит к изменению формы фазовой характеристики каскада.
Таким образом, при усилении ЧМ сигналов с переменной амп-
литудой в каскаде происходит амплитудно-фазовая конверсия, вы-
зывающая дополнительные искажения ЧМ сигнала.
12.3. Действие гармонических и флуктуационных помех
при приеме ЧМС
входного коле
Л \/
Рис. 12.4
Гармоническая помеха в сумме с полезным колебанием создает
изменения амплитуды и фазы суммарного колебания. Частотный
детектор не реагирует на изменение амплитуды суммарного коле-
бания. Существенным для формирования выходного напряжения
частотного детектора является изменение частоты
бания. Рассмотрим упрощенную модель воздей-
ствия синусоидальной помехи при приеме ЧМС.
Предположим, что к входу частотного детек-
тора подведено высокочастотное напряжение не-
модулированного сигнала с амплитудой Umc и
частотой ©о- Кроме того, допустим, что к детек-
тору подведено также напряжение синусоидаль-
ной помехи с амплитудой Umn и частотой ®п-
Помеха создаст? биения с немодулированным
сигналом, в результате которых амплитуда и ча-
стота суммарного колебания будут изменяться
с разностной частотой й = ®п—©о- Суммарное
колебание приобретет переменное фазовое отклонение, которое бу-
дет соответствовать положениям векторов напряжений помехи и
сигнала, изображенным на рис. 12.4
Определим скорость перемещения конца вектора суммарного
колебания Ул в точке А, полагая, что вектор Um2 вращается во-
круг точки О и приращение угловой частоты вращения этого век-
тора равно (dip/dt)A-
Скорость перемещения конца вектора UmS в точке А
VA =(J7mc + J7mn)ldWU. (12.16)
С другой стороны, точка А принадлежит вектору Umn, враща-
ющемуся вокруг точки О-. с равномерной скоростью й, поэтому
Гл =--Л7тпЙ. (12.17)
Приравнивая правые части соотношений (12.16) и (12.17), на-
ходим приращение угловой частоты суммарного колебания, обус-
ловленное действием помехи:
\dty]dt\A = |Аш-пд| = QUmn/(Umc + Umn)- (12.18)
303
Аналогично определим приращение угловой частоты суммарно-
го колебания в точке В\'.
\d^>/dt\bi — I А(опв11 = QUmJ(Umc — Umn). (12.19)
Из соотношений (12.18) и (12.19) следует, что помеха создает
различные абсолютные значения приращения частоты суммарно-
го колебания (по отношению к частоте сигнала соо) в экстремаль-
ных точках: | Д(оп bi | > | Аып а ] • Кроме того, закон изменения час-
тоты несинусоидален.
Найдем размах выходного напряжения детектора ЧМС при дей-
ствии суммы напряжений немодулированных сигнала и помехи.
Пусть крутизна детекторной характеристики равна Sr, тогда
«р.п = Sr (| AgwI + | Д(опВ1|) = Sr й 2 UmnlUmc (1 -. (12.20)
Если к детектору подвести полезный сигнал с частотным откло-
нением ±Д(от, то размах выходного напряжения детектора
«р.с = Sr 2 Дит. (12.21)
Учитывая формулы (12.20) и (12.21), отношение сигнал-помеха
на выходе ЧД
[С//7]вых — Up.c/Wp.n “ (Awm f/mc/Q t/mn) (1 ^Дп^тс)’
Сравним это отношение с отношением сигнал-помеха на входе
детектора и определим выигрыш, который обеспечивает детектор
ЧМС:
В = [С/Л]ВЫХ/[С/77]И = (Ают/Й) (1 -1/^/1/^). (12.22)
(Формула справедлива для С/тс/Птп^1.)
Из выражения (12.22) следует, что выигрыш определяется от-
ношением частотного отклонения сигнала Дсот к частоте биений й,
а также отношением сигнал-помеха, существующим на входе де-
тектора.
При больших отношениях сигнал-помеха (СЛпс/^тп^ 1)
В « Ашт/Й = Д®т/(<вп—(о0).
Уменьшение расстройки помехи по отношению' к сигналу уве-
личивает выигрыш. Причина указанной зависимости в том, что
частотное отклонение, создаваемое помехой, определяется часто-
той биений. При уменьшении частоты биений уменьшается частот-
ное отклонение суммарного колебания, обусловленное действием
помехи, и, следовательно, уменьшается напряжение на выходе час-
тотного детектора. На рис. 12.5 изображена зависимость ампли-
туды напряжения помехи на выходе ЧД от частоты помехи а>п при
постоянном отношении сигнал-помеха на входе детектора. Эта за-
висимость согласно формуле (12.20) имеет вид прямой, проходя-
щей через точку <вп—(ос = й = 0.
С увеличением расстройки й линейно возрастает напряжение
помехи на выходе ЧД и, кроме того, растет частота этого напря-
жения. •
304
Если частота Q превысит максимальную частоту Q max ПОЛОСЫ
пропускания тракта УМЧ, то напряжение на выходе приемника
окажется равным нулю. Поэтому наименьший выигрыш окажет-
ся для помехи, имеющей расстройку, равную максимальной часто-
те Qmax полосы пропускания УМЧ при t7mc/£Ann>2:
$min ^®max/^max
При малых отношениях сигнал-помеха на входе ЧД выигрыш
резко уменьшается. Если отношение C/mc/^mn=l, то выигрыш ра-
вен нулю. Этот результат обусловлен тем, что в точке (рис.
Рис. 12.6
12.4) частотное отклонение, вызванное помехой, стремится к бес-
конечности и, следовательно, стремится к бесконечности выходное
напряжение, обусловленное помехой. Реальный частотный детек-
тор перегружается при больших частотных отклонениях, поэтому
в реальных условиях следует ожидать лишь резкого ухудшения
отношения сигнал-помеха. Таким образом, детектор ЧМС обладает
резко выраженными пороговыми свойствами.
На рис. 12.6 показана зависимость В от UmJUmn- Из графика
следует, что детектор ЧМС имеет резко выраженный «порог».
При отношении сигнал-помеха, равном единице, выигрыш равен
нулю.
Можно показать [20], что выигрыш в отношении сигнала к
флуктуационной помехе
в = [С/П]вы*/[С/П]п=ГЗ^ЛсоЛаД372 = Узфтах. (12.23)
ГДе l|'max = AlOnr/Q max — ИНДеКС МОДУЛЯЦИИ.
Выигрыш в отношении сигнал-помеха возрастает при увеличе-
нии полезного частотного отклонения сигнала и уменьшения
Йтах — максимальной граничной частоты полосы пропускания
тракта УМЧ. Заметим, что этот вывод справедлив при больших
отношениях амплитуды сигнала к эффективному значению напря-
жения помехи на входе детектора, т. е. при Umc( ]//2Л2шДй>т^> 1-
При отношении [С’/77]вх= 1 отношение сигнал-помеха на выходе
теоретически будет равно нулю, так как здесь скажется «порого-
вый эффект» при частотном детектировании.
305
Из соотношения (12.23) следует целесообразность увеличения
частотного отклонения А®т для получения большего выигрыша в
отношении сигнал-помеха. Однако при увеличении частотного от-
клонения Aoj„, необходимо расширять полосу пропускания высоко-
частотного тракта до детектора. Вследствие этого увеличивается
напряжение флуктуационной помехи на входе детектора, и ожи-
даемый выигрыш в отношении сигнал-помеха реализуется при
большем уровне сигнала.
12.4. Предыскажения и их коррекция в приемнике
Анализ влияния гармонических и флуктуационных радиопомех
при приеме ЧМС показал, что отношение сигнал-помеха на выходе
приемника улучшается при увеличении частотного отклонения
Аа>т сигнала и уменьшении максимальной частоты полосы пропус-
кания Qmax низкочастотного тракта. Чтобы уменьшить эффектив-
ную полосу пропускания низкочастотного тракта без искажения
приема сообщений, в радиопередатчике можно ввести предвари-
тельное искажение (предыскажение) спектра модулирующих коле-
баний по стандартному закону (рис. 1,2.7). Между микрофоном и
частотным модулятором передатчика (ЧМП) включают устройст-
во, обеспечивающее рост частотного отклонения с_увеличением
частоты модуляции (рис. 12.8): А(от = Аю0 1^1 +(Qt)2, где Асоо—
частотное отклонение на низких частотах модуляции.
В приемнике для коррекции предыскажений между детектором
ЧМС и УМЧ (рис. 12.9) необходимо включить электрическую цепь
с характеристикой коэффициента передачи, изменяющейся по об-
ратному закону, с тем чтобы скомпенсировать введенные искаже-
ния:
/C(Q) = 7<0/]/IT(W.
Такой цепью может служить простое интегрирующее /?С-звено
с постоянной времени т.
Включение интегрирующей /?С-цепи уменьшает эффективную
полосу пропускания тракта приемника, следующего за детекто-
ром, поэтому уменьшается fimax, определяющая выигрыш, соглас-
но соотношению (12.23).
306
В радиовещательной системе ЧМ вещания СССР принята т =
— 50 мкс. При такой т полоса пропускания тракта модулирующих
ч'астот приемника на уровне 3 дБ будет 3,2 кГц, а эффективная
полоса шума около 5 кГц. Если максимальное частотное откло-
Вход
УМЧ
Выход
Корректор
предыскажении
~V1
Рис. 12.9
пение, принятое в радиовещательной системе, Afm = 50 кГц, то ожи-
даемый выигрыш
В = /3 (A /т/Етах)3/2 = ]/3 (50/5)з/2 55
Если предположить, что отношение сигнал-помеха на входе
частотного детектора будет равно двум, то на выходе низкочастот-
ного тракта приемника отношение сигнал-помеха окажется боль-
ше 40 дБ. Это определяет малое влияние помех при приеме ЧМС.
Следует обратить внимание на то, что предыскажения сигнала
в передатчике ограничивают возможности правильного воспроиз-
ведения больших уровней на высоких частотах модуляции как в
модуляторе передатчика, так и в детекторе приемника. Статисти-
ческие исследования уровней радиовещательной программы на
высоких частотах модуляции показывают, что этот уровень с ве-
роятностью, близкой к 0,99, существенно меньше уровня низкочас-
тотных составляющих. Это дает основание для выбора частотного
отклонения в области низких частот А®о, равного максимальному
частотному отклонению А®тах, принятому в системе.
12.5. Пороговые свойства приемников ЧМС
и методы снижения «порога»
Анализ влияния помех при приеме ЧМС показал, что помеха
вызывает частотные изменения суммарного колебания, в резуль-
тате' которых ухудшается отношение сигнал-помеха. Было показа-
но в § 12.3, что при отношении сигнал-помеха, равном единице,
вследствие практически мгновенного изменения фазы суммарного
колебания в точке В[ (см. рис. 12.4) на угол л частотное откло-
нение суммарного колебания, обусловленное помехой, равно бес-
конечности. В результате резко ухудшается отношение сигнал-по-
меха на выходе частотного детектора. На рис. 12.10 изображена
зависимость отношения сигнал-помеха на выходе детектора от
уровня входного сигнала.' Если имеется сигнал выше порогового,
307
то отношение сигнал-помеха на выходе детектора увеличивается
линейно с увеличением амплитуды сигнала на входе. Применение
частотной модуляции обеспечивает большее отношение сигнал-по-
меха, чем при AM, зависящее от индекса модуляции. Отношение
сигнал-помеха на выходе детектора увеличивается с увеличением
индекса модуляции только при достаточно большом уровне
сигнала на входе. При данном индексе модуляции существует по-
роговый сигнал t/c.min, выше которого улучшается отношение сиг-
нал-помеха;-Пороговый сигнал растет с увеличением индекса мо-
дуляции Uq min 3> Пс min 2^* б/с min 1, ССЛИ 1[тз^>'фтп2-^>,фт1) • ДСбла-
тельно сохранить преимущества, даваемые ЧМ с большим индек-
Рис. 12.10
сом мрдуляции, и уменьшить
пороговый уровень t/cmin до
значения соответствующего уз-
кополосной ЧМ.
Было предложено исполь-
зование следящего фильтра,
названного самосинфазирую-
щимся, настройка которого сле-
дует за мгновенным значением
частоты входного ЧМ колеба-
ния [57]. Структурная схема
приемника ЧМ сигналов со
следящим фильтром, настроен-
ного на промежуточную часто-
ту, изображена на рис. 12.11.
В тракт промежуточной часто-
ты супергетеродинного прием-
ника ЧМ сигналов вводится узкополосный фильтр. Частота на-
стройки этого фильтра управляется напряжением, полученным на
выходе частотного детектора (ЧД).
При изменении частоты входного сигнала преобразователя на
Дсо изменится также преобразованная частота; в результате на
выходе ЧД появится управляющее напряжение. Это напряжение
Рис. 12.11
изменит частоту настройки фильтра промежуточной частоты так,
чтобы его настройка совпала с преобразованной частотой входно-
го сигнала. Естественно, что полосу пропускания следящего фильт-
ра можно’ сделать меньше частотного отклонения входного сигна-
308
ла. При этом напряжение гладкой радиопомехи, подводимое к час-
тотному детектору в исходном режиме, будет меньше, что приве-
дет к соответствующему снижению порогового напряжения L/cmin.
Детальный анализ системы приема со следящим фильтром выпол-
нен Д. В. Агеевым и Я. Г. Родионовым [38].
Изменение частоты настройки узкополосного следящего фильт-
ра связано с определенными техническими трудностями. Практике*
ски проще реализовать следящий прием, изменяя частоту гетеро-
дина в преобразователе частоты так, чтобы преобразованная час-
тота при широкополосной модуляции сигнала оставалась в полосе
пропускания узкополосного фильтра с фиксированной настройкой,
включенного на выходе ПЧ. В этой системе осуществляется отри-
цательная обратная связь по частоте (ОСЧ). Структурная схема
приемника с ОСЧ изображена на рис. 12.12. Наличие ОСЧ умень-
Рис. 12.12
шает частотное отклонение сигнала в тракте промежуточной часто-
ты подобно тому, как это происходит в системе АПЧ (см. § 8.2)..
Остаточное частотное отклонение преобразованного сигнала
А®ост — Аю/(1 + Sp Sy /<с),
где Sp, Sy—-крутизна характеристики соответственно различителя-
и управителя; Кс — коэффициент передачи цепи связи детектора е
управителем.
Уменьшение частотного отклонения приводит к такому же
уменьшению индекса модуляции. Таким образом, фильтр оказыва-
ется под действием ЧМС с малым индексом модуляции:
’IWH’JHWc)-
В этом случае, как показано в § 12.2, ширина спектра ЧМС равна-
удвоенной частоте модуляции и, следовательно, достаточно иметь
исходную ширину полосы тракта УПЧ, равную 2Атах. Это умень-
шение полосы пропускания тракта определяет соответствующее
улучшение пороговых характеристик приемника.
Следящий прием ЧМ сигналов с ОСЧ можно также осущест-
вить на основе фазовой автоматической подстройки [57].
309
13. Прием импульсных сигналов
13.1. Особенности приемников импульсных сигналов
Импульсные сигналы характеризуются малой длительностью по
•^равнению с периодом следования. Использование импульсных
сигналов позволяет осуществить временное разделение каналов в
системах многоканальной связи. С помощью импульсных сигналов
передаются как дискретные, так и непрерывные сообщения. Воз-
можность импульсной передачи непрерывного (аналогового) пер-
вичного сигнала определяется его физической природой. Дело в
том, что первичные сигналы характеризуются ограниченной шири-
ной спектра частот.
Согласно теореме Котельникова любой сигнал с ограниченным
спектром полностью определяется своими значениями, отсчитан-
ными через интервал времени
T-=l/2Fmax, (13.1)
где Fmax — граничная частота спектра первичного сигнала.
Поэтому, выбрав период следования Т согласно формуле (13.1)
и малую длительность импульса т, можно с высокой точностью
воспроизвести передаваемый первичный сигнал в месте приема.
Вместе с этим при достаточно малой длительности импульса мож-
но в интервале Т, равным периоду следования, расположить сиг-
налы, соответствующие другим сообщениям. Максимальное число
первичных сигналов, которые можно передать практически без
взаимных помех
(13.2)
_ Для передачи сообщения осуществляют модуляцию импульсов,
изменяя их параметры, амплитуду (АИМ), ширину (ШИМ) либо
временное положение импульса (ВИМ). Из указанных видов мо-
дуляции импульсов лучшие энергетические характеристики систе-
мы связи обеспечивает ВИМ. Дело в том, что при ВИМ передат-
чик может работать в режиме максимальной мощности при любом
уровне модулирующего сигнала. Таких благоприятных условий не-
возможно обеспечить при АИМ и ШИМ, при которых максималь-
ная мощность должна излучаться лишь во время пиков модуля-
ции, т. е. при максимальных амплитуде или длительности (шири-
не) импульса. При средних уровнях передаваемого сообщения
передатчик работает с относительно малым уровнем мощности.
Применение ВИМ обеспечивает максимальное использование но-
минала мощности передатчика. Кроме того, создаются благопри-
ятные условия для более эффективной борьбы с помехами в месте
приема. Постоянные параметры излучаемого импульса, такие как
его длительность, амплитуда, закон нарастания и спада импульса,
позволяют осуществить оптимальную фильтрацию сигнала из сме-
~си с помехой относительно простыми электрическими цепями.
310
В системах низовой связи, где к точности воспроизведения
формы сигнала не-предъявляется высоких требований, кроме ука-
занных видов модуляции применяют дельта-модуляцию (ДМ).
При этом способе импульсной модуляции в системе связи переда-
ется не само значение функции, а знак ее приращения. Очевидно,
что для передачи сообщений в системе ДМ необходим трехпози-
ционный сигнал. В качестве такого сигнала можно использовать
импульсный сигнал. Импульсная модуляция используется в совре-
менных цифровых системах передачи сообщений. Наибольшее рас-
пространение получила импульсно-кодовая модуляция (ИКМ),
обеспечивающая возможность передачи сообщений практически с
любой необходимой точностью и, что особенно существенно для
решения проблемы обеспечения большой дальности связи, возмож-
ность регенерации сигнала без накопления шума при многократ-
ной регенерации сигнала в ретрансляторах [39]. Импульсно-кодо-
вая модуляция основана на использовании кодовых групп импуль-
сов, отличающихся числом импульсов в группе и их расположени-
ем. Каждая группа импульсов соответствует определенному сим-
волу либо уровню, присвоенному этой группе. Число импульсов п
в кодовой группе определяется числом передаваемых уровней или
символов т
n = (13 3)
При передаче речевых сообщений достаточно иметь около 30
градаций передаваемых уровней, поэтому согласно соотношению
(13.3) необходимое число импульсов в группе w = lg230»5.
Эти группы импульсов должны повторяться через интервал
следования, определяемый формулой (13.1).
Если требуется, организовать передачу и прием У-канального
сообщения, то длительность групповой последовательности одного
канала
тгр = Т/У, (13.4)
а длительность одного импульса в группе будет не больше
ти = тгр/2п = T!2nN. (13.5)
Учитывая соотношение (13.1), получаем
ти==1/4пМГтах. (13.6)
В качестве примера рассмотрим, какую длительность импуль-
са в кодовой группе следует иметь для цифровой передачи одного
канала телевидения при Етах = 6 МГц, полагая, что достаточно
иметь 30 градаций уровней видеосигнала в месте приема. Соглас-
но формуле (13.6) Ти= 1/4-5-1-6-106~8 нс. Заметим, что передача
одного канала телевидения требует приблизительно такой же дли-
тельности импульса в группе, что и передача 1920 речевых стан-
дартных телефонных каналов связи.
Таким образом, радиоприемники импульсных систем связи дол-
жны обеспечивать прием импульсных радиосигналов с длительно-
311
сетями от единиц наносекунд до единиц микросекунд в диапазоне
сверхвысоких частот. Как правило, эти приемники являются мно-
гоканальными. Что касается приемников радиолокационных сис-
тем, то эти приемники преимущественно являются одноканальны-
ми.
На рис. 13.1 изображена структурная схема многоканального
приемника импульсных сигналов. Радиоимпульсы от антенны пе-
редаются в высокочастотный тракт приемника. Далее следует им-
пульсный детектор (ИД), выделяющий огибающую радиоимпульс-
ной последовательности. Полученный импульсный сигнал усилива-
ется видеоусилителем и подается в блок разделения каналов, ксР-
торый синхронизируется тактовыми импульсами входных сигналов,
выделенными из видеосигнала блоком синхронизации.
Рис. 13.1
В каждом из выделенных каналов необходимо осуществить
преобразование импульсного сигнала с целью получить напряже-
ние, повторяющее закон модуляции. Это преобразование осуществ-
ляется ь детекторе ИМС. На выходе детектора ИМС (демодулято-
ра ИМС) получаются колебания, соответствующие первичному
электрическому сигналу. Эти колебания усиливаются в УМЧ и по-
даются к выходному прибору.
В качестве детектора ИМС можно применить ФНЧ, выделяю-
щий низкочастотные составляющие спектра при АИМ и ШИМ. Не-
посредственное выделение низкочастотных компонентов при прие-
ме ВИМ с помощью ФНЧ оказывается малоэффективным. Поэто-
му при приеме ВИМ детектор ИМС строится так, что вначале
осуществляется преобразование ВИМ в АИМ или ШИМ, а затем
«ставится ФНЧ.
812
13.2. Искажения импульсных сигналов в приемнике
Общие сведения
Допустимые искажения импульсного сигнала в тракте прием-
ника де детектора ИМС зависят от целевого назначения прием-
ника и характеризуются широкими пределами изменения. Ранее-
(в § 6.7) были’рассмотрены искажения импульсного сигнала де-
тектором.
Рассмотрим, как зависят искажения импульсного сигнала от
параметров линейного тракта радиоприемника. Общий-метод ана-
лиза основан на принципе наложения (принцип суперпозиции —
независимости действия составляющих сигнала), который был ис-
пользован при анализе линейных искажений в высокочастотном
тракте приемника AM и ЧМ сигналов. Можно показать [20], что
огибающая выходного напряжения в высокочастотном тракте с
симметричными характеристиками (рис. 13.2) (четная симметрия
А(®) и нечетная симметрия <р (со) приобретает такие же измене-
ния, какие возникают в видеосигнале при прохождении его через,
низкочастотный тракт с амплитудно-частотной и фазочастотной
характеристиками, форма которых совпадает с формой характе-
ристик избирательной цепи для верхних боковых частот модуля-
ции
Рис. 13.3
В качестве примера на рис. 13.3 изображены характеристики
эквивалентного низкочастотного тракта, в котором искажения ви-
деосигнала будут такими же, как искажения огибающей радиоим-
пульса в высокочастотном тракте с симметричными характеристи-
ками относительно несущей частоты входного напряжения. Ана-
лиз искажений импульсного сигнала существенно облегчается при
непосредственном использовании временных, а не частотных ха-
рактеристик тракта.
Если известна реакция устройства на скачок огибающей, то,
пользуясь теоремой Дюамеля, можно определить искажения оги-
бающей любой формы:
t/2 (0 = (0) Н (0 + $ V СО Н (t—т) d т, (13.7>
о
где H(t) —переходная характеристика системы для огибающей.
313
Переходная характеристика идеального полосового усилителя
Найдем параметры переходной характеристики H(t) идеаль-
ного полосового усилителя. Усилитель имеет прямоугольную амп-
литудно-частотную характеристику (рис. 13.4). Коэффициент уси-
ления равен Ко в пределах полосы пропускания Дйо = 2лДУо. Фа-
зочастотная характеристика линейная и описывается уравнением
ф(®) = (®о—a) to- Низкочастотный эквивалент такого усилителя
будет иметь характеристики, соответствующие идеальному фильт-
ру нижних частот с граничной частотой Йтах, равной половине
полосы пропускания радиочастотного усилителя, т. е. ДЙ0/2.
Характеристики идеального полосового усилителя и его низкочас-
тотного эквивалента для огибающей изображены соответственно
на рис. 13.4,а, и б.
Из курса «Теория линейных электрических цепей» известно вы-
ражение единичного скачка напряжения
1 (/) = (1/2) + (1/л) J sinQ/dM.
о
На выходе низкочастотного эквивалента
Д£20/2
Н К) (К0/2) + (7<0/л) j sinQ(/—t0)dQ/Q. (13.8)
о
Здесь верхний предел интеграла ограничен величиной Дйо/2, так
как при й>Дйо/2 коэффициент усиления равен нулю.
В точках разрыва функции интеграл Фурье сходится к средне-
му значению функции справа и слева от точки разрыва. Для еди-
ничного скачка напряжения на входе среднее значение функции
при t = Q равно 0,5. Поэтому время, прошедшее от начала включе-
314
ния скачка напряжения до момента, когда выходное напряжение
достигает половины установившегося значения, следует считать
временем запаздывания т3. Из соотношения (13.8) следует, что при
l = t0 второе слагаемое равно нулю и Н (t0) =Ко/2. Таким образом,
время запаздывания равно угловому коэффициенту фазочастот-
ной характеристики усилителя, т. е.
т = tQ = d q>(Q)/dQ.
Определим время нарастания тн как время, в течение которого
выходное напряжение изменяется от нуля до установившегося зна-
чения с постоянной скоростью, равной скорости изменения выход-
ного напряжения в момент времени запаздывания:
тн = Kol\dHldt\t=%a_ (13.9>
Время нарастания, рассчитанное по формуле (13.9), близко к
интервалу времени изменения выходного напряжения от 0,1 до О.Э'
установившегося значения, удобному при экспериментальном опре-
делении параметров переходной характеристики.
Найдем скорость изменения переходной характеристики dH/dt.
В формуле (13.8) время t является параметром подынтегральной
функции, а верхний и нижний пределы интегрирования не зависят
от этого параметра, поэтому последовательность операций диффе-
ренцирования и интегрирования может быть выбрана произволь-
ной.
Удобно вначале продифференцировать подынтегральную функ-
цию, а затем выполнить интегрирование:
ДЙ./2
d H/dt (7<0/л) J (d/dt)
о
sin Q (t —tn)
Q
ДО0/2
d 11 — (Н0/л) J cos й(/—t0)dQ
о
Производя интегрирование, находим
dt \ я ] 2
Видно, что скорость изменения ординат переходной характе-
ристики зависит от времени. Введем новую переменную х = ДЙо(^~
—t0)/2, тогда
dH/dt = (AQ0/2 л) Ко sin х/х (?<0Л Fo) sin х/х.
График огибающей входного напряжения U\(t), переходная
характеристика H(t) и скорость ее изменения dH/dt изображены
на рис. 13.5.
При t = to = r3 скорость изменения переходной характеристики
максимальная:
\dH/dt\t=X3 = |^Я/Л|тах = Л'оД Не-
согласно соотношению (13.9) время нарастания
rH = tf0/|d/Wl/=T3=l/AF0. (13.10}
Время нарастания обратно пропорционально ширине полосы
пропускания усилителя.
315
Мгновенное значение переходной характеристики по огибаю-
щей определяется формулой (13.8). Преобразуем это выражение.
Введем новую переменную х = —/0), тогда
Я(0 = /Со
(1 /2) + (1 /л) J т sinxdx/x
о
(13.11)
где хт = АЙо(/—/о)/2.
хт
Функция вида J sin х dx/x представляет собой интегральный
о
синус, являющийся функцией верхнего предела
хт
Si хт = J (sin х/х) dx.
о
График этой функции изображен на рис. 13.6. При малых хт -
Sixm~xm, поэтому вблизи значения t = to (см. рис. 13.5) выходное
напряжение H(t) изменяется линейно. При больших хт, соответ-
ствующих t-^-oo, Si(oo)=n/2, поэтому согласно формуле (13.11)
выходное напряжение Н(оо) =1(0. При —оо Si(—оо) =—л/2 и
выходное напряжение Н(—оо) равно нулю.
Выражение для переходной характеристики
Н (0 = Ко [(1/2) + (1/л) Si АЙ0 (t—t0)/2], (13.12)
Переходная характеристика идеального полосового усилителя
имеет выбросы, обусловленные резким спадом частотной характе-
ристики на границах полосы пропускания. В реальных усилитель-
ных устройствах величины вы-
бросов переходной характери-
стики могут сильно отличать-
ся от значений, полученных
для идеализированной систе-
мы [16, 40].
Результаты исследования
переходных процессов в реаль-
Рис. 13.6 ных усилителях позволяют сде-
лать следующие выводы:
1) выбросы переходной характеристики появляются при нали-
чии в усилителе колебаний с собственными частотами, расстроен-
ными относительно несущей частоты сигнала;
2) максимальный выброс резко возрастает при увеличении пи-
ков в частотной характеристике на частотах, не совпадающих с
несущей частотой сигнала.
Искажения прямоугольного радиоимпульса
Предположим, что к входу идеального полосового усилителя
подведено высокочастотное напряжение с прямоугольной огибаю-
щей:
и (/) = Um (/) sin <оо t,
где С/т(/)=0 при ти</гС0, Um(t)=Um при 0</<ти.
818
График входного напряжения u(t) изображен на рис. 13.7. До-
пустим, что несущая частота ио равна центральной частоте на-
стройки усилителя. Воспользуемся низкочастотным эквивалентом
для расчета огибающей выходного напряжения. Огибающую вы-
ходного напряжения найдем как результат действия двух скачков
напряжения Ui(f) и t/2(0 противоположной полярности. Первый
скачок появляется при 1 = 0, второй б запаздыванием на время,
равное длительности импульса ти (рис. 13.8).
Рис. 13.7
Рис. 13.8
Составляющая огибающей выходного напряжения, обусловлен-
ная первым скачком,
^21 (0 = + (1/«) Si (AQ0(/ - Q/2)]. (13.13)
Вторая составляющая огибающей, обусловленная вторым скач-
ком,
П22 (0 = -Ко ит [(1/2) + (1 /л) Si (AQ0 (t-10 -ти)/2)]. (13.14)
Напряжение на выходе усилителя при действии прямоугольно-
го импульса получаем, суммируя соотношения (13.13) и (13.14):
УвыхЧКоUm/n) ISi (AQ0/2)(/-U-Si (AQ0/2) (/-/0-ти)]. (13.15)
Выходное напряжение определяется разностью двух интеграль-
ных синусов, аргументы которых отличаются на величину (ДЯ0/
/2)ти. Первое слагаемое формулы (13.15) Характеризует реакцию
системы на нарастание импульса, второе — на его спад.
Для характеристики вида искажения радиоимпульса рассмот-
рим два частных случая, соответствующих существенно различным
отношениям длительности импульса к времени нарастания.
1. Длительность импульса значительно больше времени нара-
стания (ти3>тп). Для построения графика огибающей выходного
напряжения воспользуемся формулой (13.15). На рис. 13.9 изо-
бражен график первого слагаемого формулы. Это слагаемое пред-
ставлено графиком интегрального синуса, смещенным по оси вре-
мени на t0. Второе слагаемое также представлено графиком инте-
грального синуса, смещенным по оси времени на /о+ти, с учетом
знака перед функцией. Здесь же показан график огибающей ре-
зультирующего напряжения.
317
Из рисунка следует, что импульс выходного напряжения запаз-
дывает на время to. Вследствие того что длительность импульса
ти значительно больше времени нарастания тн, амплитуда выход-
ного напряжения за время ти успевает нарасти до установившегося
значения KoUm. Поэтому амплитуда выходного напряжения мак-
симально возможная и не зависит от длительности входного им-
пульса. Длительность импульса выходного напряжения, отсчитан-
ная на уровне половины установившейся величины, равна дли-
тельности импульса входного напряжения. Таким образом, в этом
режиме импульс практически не искажается, хотя нарастание и
2. Длительность импульса входного напряжения меньше вре-
мени нарастания (ти<Стн). На рис. 13.10 изображено взаимное
расположение слагаемых соотношения (13.15). Здесь, в отличие от
рис. 13.9, оба слагаемых резко изменяются практически в одном
и том же временном интервале. Поэтому нарастание либо спад
выходного напряжения будут определяться скоростью изменения
каждого слагаемого в данный момент времени. Скорость измене-
ния первого слагаемого положительна и имеет максимум В'точке
б. Скорость изменения второго слагаемого отрицательна и имеет
максимум в точке г В точке в скорости изменения равны и про-
тивоположны по знаку. Поэтому в интервале времени от точки а
до точки в выходное напряжение растет вследствие преобзадания
скорости изменения первого слагаемого. В интервале времени, со-
ответствующем точкам вид, выходное напряжение уменьшается
из-за преобладания отрицательной скорости изменения второго
слагаемого.
318
Из рис. 13.10 следует, что при изменении длительности импуль-
са ти входного напряжения длительность импульса выходного на-
пряжения изменяется незначительно Время изменения выходно-
го напряжения соответствует абсциссе точек а и <5. Из рис. 13.10
следует, что Твых=Тн4“Ти. При Ти*^Тн Твых~Тн
Таким образом, в рассматриваемом случае (ти<Стц) длитель-
ность импульса выходного напряжения равна времени нарастания,
т. е. практически не зависит от длительности входного импульса.
Форма огибающей импульса близка к треугольной.
Если проследить за изменением амплитуды выходного импуль-
са, то можно сделать вывод о том, что Амплитуда выходного на-
пряжения увеличивается с увеличением длительности входного им-
пульса. Максимальная амплитуда выходного напряжения Uвых max
определится по формуле (13.15) после подстановки значения t=
= tm ~ ^0 Ти/2.
^выхтаХ^(2/лИо^81(АЙоти/4). ' (13.16)
Соотношение (13.16), полученное В. И. Сифоровым, позволяет
сделать вывод о том, что амплитуда импульса выходного напря-
жения определяется произведением ширины полосы пропускания
усилителя на длительность импульса.
Зависимость (Дых max от ДйоТи изображена на рис. 13.11. При
малых значениях произведения ДЙоти в формуле (13.16) инте-
гральный синус можно заменить аргументом
Si (ДП0 ти/4) л? Дй0 ти/4, тогда тах Ко Um А ти.
Таким образом, при узкой полосе и малой длительности вход-
ного импульса амплитуда импульса выходного напряжения линей-
но зависит от ширины полосы пропускания тракта и длительности
входного импульса.
При больших величинах Дйоти амплитуда выходного напряже-
ния
^вых max =- Ко Uт, так как при ДП0 ти ->оо Si (оо) = л/2.
Методика оценки искажений импульсного сигнала, основанная
на замене радиочастотной системы эквивалентной ей видеочастот-
ной, позволяет определить общие искажения сигнала в приемнике.
Для оценки искажений следует рас-
считать общую характеристику верно-
сти приемника и, определив общую
эквивалентную полосу пропускания
приемника ДО0 = 2Йтах (где йтах —
граничная частота характеристики
верности всего тракта), воспользо-
ваться соотношениями, выведенными
Для оценки искажений импульсного
сигнала в радиочастотной системе.
319
13.3. Оптимальные и квазиоптимальные методы приема
импульсных сигналов
Оптимальный фильтр прямоугольного импульса
Оптимальные методы приема импульсных сигналов на фоне
гладких помех основаны на максимизации функции правдоподо-
бия и сводятся к реализации оптимального фильтра, обеспечиваю-
щего максимальное отношение пикового значения напряжения сиг-
нала к эффективному значению гладкой помехи, и соответствующе-
го порогового устройства.
Оптимальный прием импульсного сигнала на фоне импульсных,
или сосредоточенных по частотному спектру, радиопомех могут
быть улучшены, если известны характеристики радиопомех (зако-
ны распределения амплитуд, длительности, частоты следования и
других параметров). В этих условиях целесообразно применение
стробирования и адаптивных устройств.
Оптимальная фильтрация сигнала может осуществляться пос-
ле детектора или непосредственно на частоте сигнала либо на
промежуточной частоте.
Рассмотрим оптимальную фильтрацию прямоугольного им-
пульса, полученного на выходе импульсного детектора.
Спектральную плотность амплитуд этого импульса определим
как сумму спектральных плотностей двух скачков напряжения.
Первый скачок U^t), появившийся при t = 0, будет характеризо-
ваться спектральной плотностью амплитуд Si (Q) = Второй
скачок U2(t) запаздывает на время ти и имеет отрицательную по-
лярность. Его спектральная плотность амплитуд 5г(й) =
=—t/mexp (—1йти)Лй. Суммируя спектральные плотности скачков,
получаем спектральную плотность амплитуд прямоугольного им-
пульса:
S (й) =- (й) + S2 (Й) =- Um [ 1 — ехр (— i Йти)]/I Й.
Реальный оптимальный фильтр может обеспечить максималь-
ное выходное напряжение не ранвше чем окончится входной им-
пульс. Поэтому сигнал в оптимальном фильтре должен запазды-
вать на время to, равное длительности входного импульса или
превышающее его (£о5>ти).
Учитывая необходимое запаздывание сигнала в фильтре, коэф-
фициент передачи оптимального фильтра
копт (Й) = a 3* (Й) ехр (—i Й /0) = a (Um/i Й) [ехр (i Йти) — I ] ехр (—
— i^o)-
Коэффициент пропорциональности а может быть выбран рав-
ным любой величине. Он определяется коэффициентом передачи
для установившегося состояния. Выберем a—l/Um, тогда при ми-
нимальном необходимом времени запаздывания ^о = ти
КОПТ(Й)==(1/1Й)(1 —ехр(—1йти)). (13.17)
320
Оптимальная фильтрация прямоугольного импульса возможна
подключением к интегратору, коэффициент передачи которого 1/iQ,
двух напряжений: и\ — непосредственно действующего импульсно-
го сигнала и «2 — этого же задержанного импульсного сигнала на
время ти, но в отрицательной полярности.
На рис. 13.12 изображена структурная схема фильтра, синте-
зированного согласно формуле (13.17).
Рис. 13.12
Принципиальная схема устройства фильтрации прямоугольного
импульса изображена на рис. 13.13. Здесь входное импульсное на-
пряжение подводится непосредственно к интегрирующей /?С-цепи,
t
формируя линейно-нарастающее напряжение « = J u^dt. К момен-
о
ту окончания входного импульса к интегратору поступает импульс,
отраженный от короткозамкнутого конца линии I. Длина линии
выбрана так, чтобы отраженный сигнал запоздал на время ти. По-
скольку длинная линия замкнута на конце, в процессе отражения
происходит изменение полярности импульса на противоположную.
Чтобы исключить повторное отражение, источник сигнала имеет
внутреннее сопротивление, равное волновому сопротивлению ли-
нии, т. е. Дг=р.
На выходе интегрирующей цепи появляется линейно-спадаю-
t
щее напряжение U2==juorpdt. Форма выходного напряжения в
о
Рис. 13.13
Рис. 13.14
И—81
321
функции времени изображена на рис. 13.14. Напряжение изменя-
ется по симметричному пилообразному закону. Длительность им-
пульса выходного напряжения в 2 раза больше длительности им-
Рис. 13.15
пульса входного напряжения.
На рис. 13.15 показана прин-
ципиальная схема оптимального
фильтра для прямоугольного ра-
диоимпульса. Здесь в качестве ин-
Рис. 13.16
тегрирующего звена использован узкополосный колебательный
контур LKCK, настроенный на несущую частоту входного радио-
импульса. Реализация оптимального фильтра для радиочастотного
сигнала на основе длинной линии требует высокой точности фази-
рования прямого и отраженного от замкнутого конца линии сигна-
лов. Это обусловлено тем, что результат суммирования входного
сигнала с отраженным существенно зависит от сдвига фаз этих
высокочастотных колебаний.
В § 9.3 было показано, что оптимальный прием сигнала на фо-
не флуктуационной помехи может быть осуществлен на основе ис-
пользования структурной схемы интегрального или корреляцион-
ного радиоприемника. В профессиональных радиоприемных уст-
ройствах алгоритмы необходимой обработки сигнала реализуются
на основе математического моделирования. На выходе высокочас-
тотного тракта приемника, осуществляющего усиление полезного
сигнала и выделение области частот, где содержится основная
часть энергии этого сигнала, включается специализированная
электронная вычислительная машина (ЭВМ). В зависимости от
принятого критерия ЭВМ выполняет необходимые вычисления, по-
зволяющие наилучшим образом выделить сообщение. Эта ЭВМ
обрабатывает смесь сигнала и помех в цифровой форме.
Структурная схема устройства цифровой обработки смеси сиг-
нала и помех изображена на рис. 13.16. Здесь выходное напряже-
ние высокочастотного тракта поступает на аналого-цифровой пре-
образователь (АЦП). В этом преобразователе осуществляется дис-
кретизация выходного напряжения тракта во времени с интерва-
лом дискретизации TB<^i/f0, зависящим от требований к точности
обработки сигнала. Чем меньше Тв, тем выше точность обработки.
Однако уменьшение Тв существенно ниже значения, определяемого
формулой Котельникова, нецелесообразно, так как любое гармо-
ническое колебание с нулевой начальной фазой может быть опре-
делено двумя мгновенными значениями за его период. В связи с
322
этим при обработке смеси сигнала и помех на несущей частоте fo
необходимый шаг дискретизации TB<Cl/2fo, а при обработке после
детектора необходимый шаг дискретизации Тн определяется мак-
симальной частотой модуляции l/2Fmax. При обработке сигна-
лов на промежуточной частоте 16 кГц применяют частоту дискре-
тизации порядка 200 МГц1.
Дискретный сигнал во времени далее подвергается квантова-
нию по уровню. Обратим внимание на то, что минимальный интер-
вал дискретизации по уровню, определяющий точность обработки
смеси сигнала и помех, нецелесообразно уменьшать существенно
ниже эффективного значения помехи в полосе частот выходного
тракта приемного устройства.
Квантование по времени и по уровню образует решетчатую
функцию, ординаты которой определяются мгновенными дискрет-
ными значениями суммы входного сигнала и помех. Эти значения
решетчатой функции обычно преобразуются в последовательность
двоичных чисел, отображающих эту функцию. В цифровом вычис-
лительном устройстве (ЦВУ) эта последовательность двоичных чи-
сел подвергается обработке, соответствующей алгоритму аналого-
вой обработки смеси сигнала и помех. Далее следует цифроанало-
говый преобразователь (ЦАП), осуществляющий декодирование
двоичной последовательности, отображающей сигнал, прошедший
оптимальную обработку, и преобразование выходной цифровой ре-
шетчатой функции в форму, позволяющую зарегистрировать пе-
редаваемое сообщение.
Для того чтобы система могла работать с незначительной за-
держкой сообщения, т. е. в реальном масштабе времени, скорость
вычислительных операций должна быть сравнительно высокой.
ЭВМ четвертого поколения позволяют реализовать цифровую об-
работку сигналов на частотах порядка единиц мегагерц. Повыше-
ние быстродействия ЭВМ и их дальнейшее конструктивное упро-
щение на базе достижений микроэлектроники и вычислительной
техники позволят распространить цифровые методы обработки на
более высокие несущие частоты. Относительно большая сложность
аппаратуры цифровой обработки смеси сигналов и помех опреде-
ляют ее применение пока лишь в особо ответственных радиотех-
нических комплексах.
В ряде случаев можно получить результаты приема сигналов,
близкие к оптимальным, используя так называемые квазиопти-
мальные методы приема.
Квазиоптимальные фильтры
Фильтры, формы характеристик которых отличаются от согла-
сованных со спектром желательного сигнала, но обеспечивают
максимум отношения пикового значения сигнала к эффективному
1 «Зарубежная электроника», 1979, № 6.
IP 323
значению флуктуационной помехи, называют квазиоптимальными
или фильтрами, согласованными по полосе [41]. Такими фильтра-
ми могут быть устройства с прямоугольной либо колокольной час-
тотной характеристикой и полосой пропускания, обеспечивающей
максимальное отношение сигнал-помеха. Эту полосу пропускания
называют оптимальной [20, 41].
Определим оптимальную полосу пропускания идеального поло-
сового усилителя при приеме прямоугольного радиоимпульса.
Составим отношение амплитудного значения выходного напря-
жения радиоимпульса к эффективному значению напряжения шу-
ма на выходе усилителя с коэффициентом усиления Ко и шириной
полосы пропускания AF0. Согласно соотношениям (13.16) и (9.16)
вых щах/^Лп.эфф ’’ ' (2/л) U т Si (лД Fo ти/2)/А,фф (f0) /Д Fo=
= ]/^((/т/;Ги/ЛэффО(51х/У^), (13.18)
где №=nAF0Tn/2.
На рис. 13.17 изображен график зависимости амплитудного
значения напряжения сигнала i/щвых и эффективного напряжения
шума t/шэфф от полосы пропускания усилителя AF0.
Множитель соотношения (13.18), определяющий зависимость
отношения сигнал-шум от полосы пропускания, представляет со-
бой отношение интегрального синуса аргумента к самому аргумен-
ту. Интегральный синус представляет собой функцию, значения
которой не определяются через элементарные функции и поэтому
табулированы.
Известно [20], что максимальное отношение Si х/х= 1,13 обес-
печивается значением аргумента хОпт = 2,15. Отсюда
Д Fo 0П1~ 4,3/лти « 1,37/ти. (13.19)-'
Максимальное отношение сигнал-шум определяется по форму- ;
ле (13.18) в предположении, что х = хОпт = 2,15:
(Uт вых тах/^ш.эфф)шах 0,91/тГ*и/Лфф(А»)- (13.20)
Известно из курса «Теория передачи сигналов», что при ис-
пользовании идеального оптимального фильтра, называемого со-
гласованным, максимальное возможное отношение сигнал-помеха
вых тах/^ш.эфф)тах К^и/Дэфф (А>)• ( 13.21)
К,
1,0
0
Рис. 13.17
324
Сопоставляя соотношения (13.20) и (13.21), видим, что усили-
тель с прямоугольной частотной характеристикой при оптималь-
ной полосе пропускания обеспечивает в 1,11 раза меньшее отноше-
ние сигнал-шум по напряжению и в (1,11)2= 1,23 раза меньшее по
мощности в сравнении с оптимальным фильтром. Показано, что
для большинства избирательных цепей работа при оптимальной
полосе пропускания сопряжена с незначительным проигрышем в
отношении сигнал-шум [41]. Ухудшение отношения сигнал-шум в
этих устройствах не превышает 10—12% по напряжению и 25% —
по мощности. Проигрыш в отношении сигнал-шум для различных
сочетаний форм импульсов и АЧХ квазиоптимальных фильтров
[41] приведен в табл. 13.1.
Таблица 13.1
Основные характеристики квазиоптимальных фильтров
Радиоимпульс Фильтр вых тах^ш эфф^тах
Прямоугольный Прямоугольный 1,37 0,91
Прямоугольный Г ауссовский 0,72 0,94
Гауссовский Прямоугольный 0,72 - 0,94
Гауссовский Гауссовский 0,63 1,0
Прямоугольный Одиночный резо- нансный контур 0,40 0,90
Прямоугольный Двухкаскадный ре- зонансный усили- тель 0,61 0,93
Прямоугольный Пятикаскадный ре- зонансный усили- тель 0,67 0,94
I 13.4. Выбор полосы пропускания приемников
импульсных сигналов
Полосу пропускания приемника выбирают на основе учета тре-
бований к искажению формы импульса при малом уровне помех
и малых искажений в приеме сообщения при относительно боль-
шом уровне помех.
В приемниках, где важно сохранить форму импульса (напри-
мер, в приемниках радиолокационных станций точного наведения,
навигационных систем высокой точности и др.), полосу пропуска-
ния выбирают больше оптимальной:
AF0«(3-5)AF0onT. (13.22)
При этом форма импульса на выходе избирательной системы
мало отличается от формы импульса на его входе.
Обратим внимание на то, что подобный выбор полосы пропу-
скания определяет некоторое ухудшение отношения сигнал-шум
на выходе приемника. Обычно этот проигрыш невелик.
12°—81 325
В приемниках, где основной задачей является обнаружение и
прием слабых сигналов, необходимо применять оптимальную по-
лосу пропускания. В особо ответственных случаях (системы кос-
мической связи, системы дальнего радиолокационного обнаружения
и др.) используют оптимальные фильтры, согласованные со спект-
ром излучаемого сигнала.
Определим полосу пропускания приемника сигналов ВИМ,
обеспечивающую максимальное отношение сигнал-шум. Структур-
ная схема приемника сигналов ВИМ изображена на рис. 13.18.
Форма импульса напряжения, подводимого к детектору ВИМ, изо-
бражена на рис. 13.19. Вследствие действия шумового напряжения
£Лп.эФф приемника изменяется форма и временное положение пе-
реднего края (фронта) импульса.
Рис. 13.18
Рис. 13.19
Эффективное значение ошибки во временном положении им-
пульса определим из треугольника ОАБ: Д£Эфф = Uma<i>$/tg а, где
« — угол наклона фронта импульса.
Учтем, что угол наклона фронта импульса определяется дли-
тельностью фронта тф и зависит от переходной характеристики пе-
редатчика и приемника:
tga^/Тф, (13.23)
где тф= V т2н.п+т2н.пр — длительность фронта импульса; тн.п =
= l/&Fon — время нарастания переходной характеристики передаю-
щего тракта с полосой пропускания ДГОп', тн.пр= 1/Д^опр — время
нарастания переходной характеристики приемного тракта с поло-
сой пропускания ДГ0Пр.
Тогда эффективное значение ошибки временного положения
импульса
Д/8фф = (^ш,8фф/^т)1/(1М^п) + (1/Д/:’20пр). (13.24)
Составим отношение сигнал-помеха на выходе детектора ВИМ,
обладающего линейной детекторной характеристикой, учитывая
что напряжение сигнала £Лпвых=КД6п (где К — крутизна детек-
торной характеристики, В/с; Д/т — амплитуда временного отклоне-
ния импульса при модуляции), а напряжение шума С/Ш.вых=
КД/8фф.
326
Таким образом, отношений сигнал-помеха на выходе детектора
ВИМ с учетом того, что ит.эфф = A (f0) ]/ AFonp,
вщ/^ш.вых = A tmlA /эфф — Um A tm/A (f0) X
X к (Д FOnp/AF%n) + (l/A Fonp). (13.25)
Видно, что при очень широких полосах пропускания приемника
отношение сигнал-помеха становится малым. Это обусловлено су-
щественным увеличением уровня шума приемника при широкой
его полосе. При очень узких полосах пропускания приемника от-
ношение сигнал-помеха также становится малым из-за большого
наклона фронта импульса, определяющего большее влияние шума
на временное положение импульса. Существует оптимальная по-
лоса пропускания приемника, при которой обеспечивается макси-
мум отношения сигнал-шум на выходе детектора ВИМ. Это зна-
чение AFonp.onT получаем, дифференцируя подкоренное выражение
знаменателя формулы (13.25) и приравнивая производную нулю:
A Fq пр.опт = A FOn. (13.26)
Максимум отношения сигнал-шум на выходе детектора ВИМ
обеспечивается при равенстве полос пропускания приемника и пе-
редатчика. Максимальное отношение сигнал-шум на выходе де-
тектора ВИМ получаем, подставляя соотношение (13.26) в форму-
лу (13.25):
(С//7)вых max = Um Мт ГЛ^П/2 Д2(?О).
Это отношение обратно пропорционально корню квадратному
из спектральной плотности мощности помех в месте приема гг оп-
ределяется параметрами передаваемого сигнала. Чем больше ам-
плитуда и временное отклонение импульса и чем шире полоса
спектра передаваемого сигнала, тем больше отношение сигнал-по-
меха на выходе приемника ВИМ.
13.5. Прием широкополосных шумоподобных сигналов
На линиях связи используется кодирование сообщений с целью
повышения помехоустойчивости радиоприема. Одним из способов
кодирования является применение широкополосных шумоподоб-
ных сигналов (ШПС). Каждому элементу сообщения длитель-
ностью Т соответствует своя форма случайного шумоподобного
процесса, спектр которого существенно шире значения, определяе-
мого теоремой Котельникова, AF^> 1/2Т. В курсе «Теория передачи
сигналов» произведение 2AFT называют базой сигнала. В широко-
полосных системах связи 2AFT^>1. Применение сигналов с широ-
кой базой обеспечивает следующие основные преимущества, опре-
деляющие возможность повышения помехоустойчивости радиопри-
ема.
При сохранении одинакового отношения сигнала к гладкой по-
мехе на выходе оптимального фильтра, равного отношению удво-
12** 327
енной энергии сигнала к спектральной плотности мощности поме-
хи, использование широкополосного шумоподобного сигнала позво-
ляет уменьшить абсолютный уровень составляющих в спектре из-
лучения. Это уменьшение обратно пропорционально базе сигнала.
Если база сигнала равна 100 или более, то возможен прием сиг-
нала ниже уровня помехи.
Использование ШПС позволяет осуществить в приемнике эф-
фективное подавление одиночных узкополосных радиопомех.
В высокочастотном широкополосном тракте приемника можно
осуществить подавление колебаний в области частот, где велика
интенсивность этой помехи. Потеря этой области спектра сигнала
при формировании выходного напряжения оптимального фильтра
практически не скажется на выходном напряжении вследствие
малой ширины полосы этого участка по сравнению с полной ши-
риной полосы спектра сигнала.
Импульсные помехи, действующие на входе широкополосного
тракта приемника, имеют относительно малую длительность на его
выходе. Эта длительность обратно пропорциональна ширине поло-
сы тракта. Поэтому применение ограничителя на выходе широко-
полосного тракта может дать реальный выигрыш в отношении сиг-
нал-помеха, равный выигрышу, который обеспечивает система
ШОУ. К недостаткам систем с ШПС относится возможность по-
явления перегрузки ШП тракта приемника и появление в связи с
этим нелинейных искажений, определяющих значительный уровень
мультипликативных помех.
Схема оптимального приемника ШПС не отличается от схем
оптимальных приемников, изученных ранее. На практике чаще ис-
пользуют корреляционный метод приема, позволяющий отказаться
от реализации сложных оптимальных фильтров.
На рис. 13.20 изображена структурная схема приемника ШПС
для приема сообщений, первоначально кодированных двоичным
кодом Бодо. Вторичное кодирование в модуляторе передатчика
обеспечивает формирование ШПС. Посылке «+1» соответствует
одна определенная реализация шумоподобного модулирующего
сигнала «шь посылке «—1» — другая реализация шумоподобного
сигнала цШ2- Формы шумоподобных сигналов выбирают в виде ор-
тогональных функций с целью снижения межсимвольных помех.
Эти реализации должны быть точно известны в месте приема. На
выходе высокочастотного тракта приемника включены два корре-
лятора: Ki и К.2- На входы первого коррелятора подаются напря-
жения: высокочастотного тракта ис и шумоподобное uci- На вхо-
ды второго коррелятора подаются ис и иС2- Напряжения uci и ис2
формируются соответственно генераторами цШ1 и иШ2, зависимости
мгновенных значений напряжений которых во времени точно по-
вторяют законы изменения модулирующих шумовых напряжений
в передатчике. Для согласования начала включения генераторов
шумовых напряжений umi и иШ2 с началом прихода любой из двух
реализаций ШПС служит цепь синхронизации. Эта цепь синхрони-
зации определяет также нужные моменты времени принятия реше-
328
ния о варианте передаваемого ШПС на выходе порогового уст-
ройства.
В устройстве оптимальной обработки смеси сигнала и помех
используется автоматическая подстройка фазы генераторов «Ш1
и «ш2, необходимая в блоке додетекторной обработки сигнала.
Рис. 13.20
Пороговое устройство сравнения сигналов формирует положи-
тельное напряжение +Е0, если и отрицательное напряже-
ние— Ео, если «2>М1. Выходное напряжение порогового устройст-
ва сравнения сигналов будет иметь форму практически прямо-
угольных импульсов, соответствующих кодированному сообщению.
Для преобразования кодированного сигнала в сообщение выход-
ное напряжение подводится к декодеру. В качестве декодера мо-
жет служить соответствующий телеграфный аппарат.
14. Прием на магистральных линиях связи
14.1. Особенности приема
Характерными особенностями магистральной связи являются:
большая протяженность линий связи (тысячи и десятки тысяч ки-
лометров), высокие требования к качеству приема сообщений,
большой объем передаваемой информации.
В связи с предъявляемыми требованиями приемные устройст-
ва магистральной связи отличаются: высокой чувствительностью;
использованием широкого комплекса средств, обеспечивающих
329
максимальную верность воспроизведения сообщений; универсаль-
ностью тракта, позволяющего принимать различные виды сообще-
ний — речевые, телеграфные, фототелеграфные, телевизионные и
др. Магистральная связь может осуществляться практически в лю-
бом диапазоне волн. Для каждого диапазона волн существуют оп-
ределенные ограничения, обусловленные условиями дальнего рас-
пространения радиоволн.
Многоканальные телефонные и телевизионные сообщения воз-
можно передать лишь при достаточно широкой полосе пропуска-
ния канала связи, поэтому для их передачи используют диапазон
УКВ. В этом диапазоне широкое применение находят методы мо-
дуляции, при которых обеспечивается врзможность построения ма-
лоискажающих усилительных трактов простыми техническими
средствами. К таким видам модуляции относятся частотная и фа-
зовая модуляции, а также импульсная. При этих видах модуля-
ции характеристики нелинейности усилительных приборов практи-
чески не вызывают существенных искажений передаваемого сооб-
щения.
По мере освоения техники генерирования и усиления коротких
импульсов все шире применяется импульсно-кодовая модуляция
(ИКМ) для передачи многоканальных сообщений. Существенным
преимуществом применения ИМС по сравнению с ЧМС и ФМС
является отсутствие накопления шумов при ретрансляции сигна-
лов, необходимого при большом расстоянии между источником и
получателем сообщений.
14.2. Общая характеристика приемников
магистральной связи на декаметровых волнах
Приемники МС дёкаметровых волн в соответствии ГОСТ
14663—75 разделяют на три класса, отличающиеся техническими
характеристиками и наличием либо отсутствием вспомогательных
устройств. Приемники I класса имеют самые высокие электриче-
ские характеристики и значительное число вспомогательных уст-
ройств. к этим устройствам относятся: 1) вход для присоединения
внешней антенны; 2) индикатор настройки; 3) индикатор включе-
ния питания; 4) регуляторы усиления по промежуточной и низкой
частотам; 5) переключатели рода и вида работ; 6) переключатель
полосы по промежуточной частоте, переключатель АРУ; 8) выхо-
ды для работы на линию; 9) входы для дистанционного управле-
ния; 10) выход опорного генератора; 11) вход внешнего опорного
генератора; 12) переключатель внешнего и внутреннего опорных
генераторов; 13) контрольные выходы по последней промежуточ-
ной частоте; 14) выход на телефоны.
Указанные устройства, обязательные для приемников I клас-
са, в приемниках II класса могут отсутствовать, т. е. являются не-
обязательными устройствами 9, 10, 11, 12 и 14. Для приемников
III класса кроме устройств, необязательных для приемников II
класса, необязательными являются устройства 5 и 6.
330
Наработка на отказ должна быть не менее 500 ч для приемки-,
ков I класса, 2000 ч — для II класса и 3000 ч — для III класса. От-
носительно малое время наработки на отказ приемников I класса
объясняется большим числом радиоэлектронных приборов и уст-
ройств, используемых в этом классе приемников, и технологически-
ми трудностями получения высокой надежности. В радиоприемных
устройствах четвертого поколения, выполняемых на интегральных
•микросхемах, достигнуты более высокие значения наработки на
отказ, превышающие несколько тысяч часов (радиоприемные уст-
ройства «Призма» и «Сибирь»).
В приемниках I класса осуществляется беспоисковая беспод-
строечная связь с дискретной установкой частоты. Относительная
нестабильность частоты настройки в течение суток не превышает
10~8. Эти приемники допускают местное и дистанционное управле-
ние. Предусматривается также устройство автоматического конт-
роля параметров приемника.
Приемники магистральной КВ связи по характеру принимае-
мых сигналов являются приемниками многоцелевого назначения и
обеспечивают 1) автоматический прием телеграфных сигналов1:
AM (Al)—амплитудно-манипулированных, ЧМ (F1)—частотно-
манипулированных, ФМ (F1)—фазоманипулированных, ДЧМ
(F6) — двойной частотной манипуляции; 2) слуховой прием теле-
графных сигналов: AM (Al) — амплитудной манипуляции, ТМ
(А2) — тональной манипуляции, передаваемой методом амплитуд-
ной модуляции; 3) прием речевых сигналов: AM (АЗ) — двухпо-
лосной телефонии с полным несущим колебанием, ОБП — однопо-
лосной телефонии с полным (АЗН), ослабленным (АЗА) и подав-
ленным (A3J) несущими колебаниями, телефонии на двух незави-
симых полосах (в каждой полосе принимаются различные речевые
сигналы) с ослабленным или подавленным несущим колебанием
(АЗВ); 4) прием фототелеграфных сигналов, передаваемых мето-
дами амплитудной (А4) или частотной (F4) модуляции поднесу-
щей в однополосном канале; 5) прием многоканальных сигналов:
телефонии и многоканальной телеграфии (А9В) в независимых
однополосных каналах или многоканальной телеграфии (А7) в
одной боковой полосе частот.
Указанные виды работ осуществляются, и свойственные им сиг-
налы принимаются приемниками I класса.
Для приемников II класса число видов принимаемых сигналов
ограничено излучениями А1, АЗ, АЗА (В, Н), F\, F6" а для III
класса — излучениями А1 и АЗ.
Структурная схема приемника МС I класса
Приемники МС являются приемниками многоцелевого назначе-
ния, поэтому их высокочастотные тракты строятся так, чтобы все
виды сигналов, на которые рассчитан приемник, после необходи-
1 В скобках помещено международное обозначение вида излучения сигиа-
лов.
331
мого усиления могли подвергаться соответствующей оптимальной
обработке. Как правило, оптимальная обработка сигнала осущест-
вляется на последней промежуточной частоте либо после соответ-
ствующего детектора.
В приемном устройстве можно условно выделить следующие
части: систему выделения и обработки сигнала, систему управле-
ния и систему контроля.
На рис. 14.1 изображена укрупненная структурная схема при-
емного устройства М.С. К системе выделения и обработки сигнала
относятся высокочастотный тракт приемника, синтезатор, входя-
щий в систему установки частоты с элементами управления на-
стройкой, и выходные устройства.
Рис. 14.1
Высокочастотный тракт приемника осуществляет предвари-
тельную селекцию желательного сигнала, его усиление и перенос
его спектра в область частот, где целесообразно реализовать опти-
мальную обработку смеси сигнала и помех. Высокочастотный
тракт приемника называют главным трактом приема (ГТП). В
этом тракте предусмотрены необходимые автоматические и ручные
регулировки для оптимизации режима согласно [15].
Главный тракт приема обычно осуществляют по супергетеро-
динной схеме с несколькими преобразованиями частоты. Напри-
мер, в ГТП приемного устройства «Призма» использовано тройное
преобразование частоты: первая промежуточная частота имеет
332
два значения — в зависимости от рабочего поддиапазона fni =
= 37,8 МГц или fni=42,8 МГц; вторая промежуточная частота
fn2=12,8 МГц; третья fn3=128 кГц.
Необходимые точность и стабильность настройки на желатель-
ную станцию реализуются применением высокостабильных гетеро-
динных колебаний в преобразователях частоты, полученных от
синтезатора с достаточно малым шагом сетки частот (в приемнике
«Призма» шаг сетки 10 Гц), а также дискретных конденсаторов
переменной емкости (ДКПЕ) в качестве элементов настройкц
контуров преселектора.
К выходу усилительного тракта в зависимости от вида сигна-
лов подключаются соответствующие выходные устройства (ВУ)
для оптимальной обработки сигнала.
Система управления (СУ) осуществляет настройку приемника
на желательную станцию, изменение рода работы в соответствии с
видом принимаемого сигнала, установку оптимального режима
тракта. В современных приемниках магистральной связи эти опе-
рации выполняют электронные устройства с местным, дистанци-
онным, а также программным управлением на основе применения
микропроцессоров.
Для проверки работоспособности приемника предусмотрена
система контроля (СК), позволяющая обнаружить неисправный
блок и принять необходимые меры по устранению нарушений свя-
зи, обусловленных неисправностью приемного устройства.
Тракт приема телефонных сообщений
Для приема телефонных сообщений к выходу ГТП подключа-
ется блок AM, предназначенный для получения напряжения, по-
вторяющего закон модуляции. В этом блоке содержится электро-
механический или кварцевый фильтр промежуточной частоты, на-
строенный на центральную частоту выходных цепей ГТП, е поло-
сой пропускания 2Fmax = 6,8 кГц, соответствующей полосе одного
двухполосного телефонного канала при излучении вида АЗ. Как
указывалось ранее, в целях лучшего использования полосы частот,
отводимой для передачи сообщений, на линиях связи применяют
однополосные сигналы (АЗН, АЗА, A3J). В этом случае блок прие-
ма речевых сигналов содержит узкополосные фильтры, выделяю-
щие соответствующие участки спектра колебаний на выходе ГТП и
детекторы однополосных сигналов, выполненные по структурным
схемам § 11.3. В качестве опорных колебаний могут быть исполь-
зованы колебания, полученные от синтезатора, входящего в ком-
плект блока ГТП.
Тракт приема телеграфных сообщений
Этот тракт предназначен как для слухового, так и для автома-
тического (буквопечатающего) приема сообщений. При слуховом
приеме телеграфных сообщений применяется код Морзе, а при
буквопечатании — код Бодо.
333
Скорость передачи выражают числом элементарных посылок,
передаваемых в одну секунду. Скорость телеграфирования выра-
жают в бодах: Цбод=1/то, где то — длительность элементарной по-
сылки.
Для опознавания станции при вхождении в связь используется
код Морзе.
При слуховом приеме сигналов, передаваемых кодом Морзе,
следует преобразовать импульсы высокочастотных колебаний в
импульсы колебаний звуковой частоты. Это преобразование необ-
ходимо выполнить так, чтобы продолжительность существования
звукового колебания была равна длительности импульса высоко-
частотных колебаний.
Существуют три способа преобразования высокочастотных по-
сылок в звуковые: гетеродинирование, модуляция и тональная ма-
нипуляция.
Гетеродинирование телеграфных сигналов основано на исполь-
зовании биений, образующихся колебаниями принятого сигнала и
местного гетеродина.
Структурная схема устройства для гетеродинирования сигна-
ла изображена на рис. 14.2. Здесь к амплитудному детектору под-
водится сумма двух напря-
жений: сигнала с амплиту-
дой Umc и частотой /с и ге-
теродина (Г) с амплитудой
Umr и частотой fr. Ампли-
туда напряжения гетероди-
на обычно выбирается су-
щественно больше амплиту-
ды сигнала, а его часто-
та отличается от частоты
Рис. 14.2
сигнала на F3B = 800-Ь 1 000 Гц. Эти напряжения образуют биения,
в результате чего амплитуда суммарного колебания будет изме-
няться со звуковой частотой. На выходе детектора появится зву-
ковое колебание, длительность которого будет равна длительно-
сти существования входного сигнала.
Достоинством гетеродинирования является высокая чувстви-
тельность при приеме слабых сигналов, обусловленная тем, что
детектор работает в режиме сильных сигналов (режим линейного
детектирования). Особенностью гетеродинного приема телеграф-
ных сигналов является зависимость звукового тона от частоты
настройки приемника и частоты гетеродина.
Модуляция телеграфных сигналов. Структурная схема устрой-
ства для модуляции телеграфных сигналов изображена на рис.
14.3. Здесь высокочастотный сигнал поступает на вход одного из
каскадов высокочастотного тракта (обычно это каскад УПЧ). В
этом каскаде осуществляется модуляция сигнала звуковым тоном.
В качестве источника модулирующего напряжения применен зву-
ковой генератор (ЗГ) с частотой 800—1000 Гц. Достоинством это-
334
го метода является независимость частоты звукового тона от на-
стройки приемника.
Недостатками являются: ухудшение условий приема слабых
сигналов из-за нелинейности детектора в этом режиме; необходи-
мость улучшения фильтрации цепей питания из-за наличия гене-
ратора звуковой частоты, питаемого от общих источников; сниже-
ние коэффициента усиления ВЧ тракта вследствие перевода одно-
Тональная манипуляция
Формирование тональных посылок при использовании этого
принципа осуществляется после детектора. Структурная схема
устройства для тональной манипуляции телеграфных сигналов изо-
бражена на рис. 14.4. Здесь напряжение сигнала, возникающее на
выходе детектора, управляет ключевым устройством (КУ). На
второй вход ключевого устройства подводится напряжение звуко-
вого генератора, которое передается на выход только при наличии
телеграфной посылки.
о---
Вход
о—
Принципиальная схема одного из вариантов устройства для то-
нальной манипуляции, построенного на основе диодного ключа,
изображена на рис. 14.5.
Тональная манипуляция при использовании различных частот
звуковых генераторов позволяет осуществить частотное разделе-
ние в проводной линии связи при передаче телеграфных сигналов
нескольких приемников на относительно большие расстояния (на-
пример, по линии от приемного радиоцентра к телеграфу).
335
Из сопоставления способов преобразования телеграфных сиг-
налов можно сделать вывод об определенных преимуществах ге-
теродинирования при слуховом приеме слабых сигналов.
Помехоустойчивость приема сигналов AM
Радиопомехи, имеющие случайный характер, могут появиться
на входе приемника в любой момент времени относительно време-
ни прихода сигнала.
В зависимости от соотношений между моментами прихода сиг-
нала и помехи различают интервальные, сигнальные и краевые
помехи. На рис. 14.6 изображено различное расположение им-
пульсной радиопомехи относительно сигнальной посылки.
Рис. 14.6
Интервальной помехой называют помеху, действующую между
активными посылками (рис. 14.6,а). Эта помеха (wn) может ре-
гистрироваться как ложный сигнал. Для борьбы с интервальной
помехой в приемник вводят ограничитель по минимуму. В этом
случае помеха может создать ложный сигнал лишь при превыше-
нии уровня ограничения по минимуму. Очевидно, что увеличение
порога ограничения при случайном распределении амплитуд поме-
хи будет уменьшать вероятность появления ложного сигнала.
Сигнальной помехой называют помеху, действующую в момент
активной посылки. Сигнальная помеха может иметь произвольную
фазу относительно фазы полезного сигнала. Если разность фаз
Ф = 0, то суммарное напряжение сигнала и помехи, как это изобра-
жено на рис. 14,6,6, оказывается больше напряжения сигнала. В
данном случае зарегистрируется сигнал, т. е. помеха не вызовет
ошибку. Если <р = л, то суммарное напряжение становится меньше
напряжения сигнала.
336
В случае, если длительность импульса помехи, определяемая
полосой пропускания ВЧ тракта приемника, будет меньше дли-
тельности активной посылки, произойдет дробление сигнала. Вы-
ходной прибор может зарегистрировать две активные посылки и
паузу. Для устранения этих искажений в тракт приемника вклю-
чают ограничитель по максимуму. Его порог ограничения целесо-
образно уменьшать, оставляя больше порога ограничения по ми-
нимуму. Однако, если суммарное напряжение при <р=л окажется
меньше порога ограничения по минимуму, появится ошибка в виде
пропуска сигнала.
Краевой помехой называют помеху, попадающую на край им-
пульса. Очевидно, при ср = 0 длительность активной посылки, от-
считанной на уровне порога ограничения иПОр, увеличится (рис.
14.6,в), а при ф=л длительность уменьшится. Таким образом,
краевая помеха вызывает смещение границ импульса. Это изменя-
ющееся смещение границ называют переменными временными пре-
обладаниями сигналов.
Небольшие переменные преобладания, не превышающие ис-
правляющей способности телеграфного аппарата, не приводят к
ошибкам. Если необходимо сформировать на выходе приемника
сигналы стандартной длительности, то применяют стробирова-
ние — временное выделение центральной области сигнала, наиме-
нее пораженной помехами.
Определим вероятность ошибки Во при приеме сигналов AM.
Эта вероятность ошибки будет равна сумме вероятностей появле-
ния ложного сигнала Вл с и пропуска сигнала Вас, т. е. Во =
= Дт с +Дл с-
Вероятность ложного сигнала определяется произведением а ве-
роятности появления паузы на вероятность того, что огибающая
напряжения случайной помехи превысит порог ограничения по ми-
нимуму. Допустим, что распределение уровней огибающей помехи
описывается законом Рэлея:
(р) = рехр(—р2/2),
где p = U[U-^ — отношение данного уровня к эффективному зна-
чению напряжения помехи.
Тогда 41
Дп.с = а J Wu(p)dp. (14.1)
Uu тш^эфф
Вероятность пропуска сигнала определяется произведением р-
вероятности появления сигнала на вероятность того, что огибаю-
щая суммы сигнала и помехи окажется меньше порога ограниче-
ния по минимуму, т. е.
ппп^эФФ )
Дьс = ₽ У Wc(p)dp, (14 2'
о
где 1Ес(р)=рехр[—(р2+а2)/2]10(ар)—плотность распределения
суммы огибающей сигнала и шума; 1о(ар) —функция Бесселя
337
которого зависит вероятность
Рис. 14.7
мнимого аргумента (ар)-, a = Uc/Us$$— относительная амплитуда
^сигнала.
Суммируя соотношения (14.1) и (14.2), получаем
оо тЫ^эФФ
Во = « J Wn(p)dp + V J Wc(p)dp. (14.3)
"й тпУ^эФФ О
Учтем, что отношение Unmin/U^ = b является параметром, от
ошибки Во- Продифференцируем
(14.3) по параметру и найдем оп-
тимальное значение параметра
dB^db=-aWn(b) + $Wc(b). (14.4)
Соотношение (14.4), обеспечи-
вающее минимальное значение
ошибки, будет удовлетворено при
выборе порога ограничения b ОПТ)
для которого
WOonrM/®. (И.5)
Уравнение (14.4) можно решить графически. На рис. 14.7 изо-
бражены зависимости плотности вероятности 1ГП и взвешенной
плотности вероятности 1ГС(₽/а) от уровня порога ограничения. Аб-
сцисса точки пересечения этих кривых определяет оптимальный
порог ограничения.
Найдем аналитическое выражение для оптимального порога
ограничения для предельных случаев слабого и сильного сигна-
лов.
При слабом сигнале (ар->0) функция Бесселя мнимого аргу-
мента
10 (ар) & ехр (а2 р2/4). (14.6)
Воспользуемся выражениями для Ц7ПС&) и Wc(b) с учетом
(14.6), тогда (14.5) запишем в виде
ехр (а2 (1— ^пт/2)/2] =^/а. (14.7)
Логарифмируя (14.7) и решая его относительно йОпт, получаем
60ПТ = ]/2 [1 — 2 1п (0/а)/а2]
Если вероятность посылок и пауз равны (а — ₽), то Ьоггг= 1^2,
т. е.
^очт-/2^фф. (14.8)
Таким образом, при слабом сигнале и равновероятной переда-
че посылок и пауз оптимальный порог ограничения не зависит от
амплитуды сигнала и определяется только эффективным значе-
нием шума (14.8).
При сильном сигнале (ар^>1) функция Бесселя мнимого аргу-
мента
/0(ар) та ехр(ар)/]/2 л ар, (14.9)
338
Из выражения (14.5)
b (а/2) — (1/g) In (Р/а)
опт 1 + л 1п 2 л а&опт/2 л абопт
При а->оо(1/а) 1п(р/а)->-0 и In 2ла&Опт/2ла&опт-^-0, поэтому
^опт ^/2, Т.е. Дц.опт 0,5 Umc.
Отсюда видно, что при сильных сигналах наименьшая вероят-
ность ошибки обеспечивается при пороге ограничения, равном по-
ловине амплитуды входного сигнала.
Минимальную вероятность ошибки определим по формуле
(14.3), подставляя вместо Uu его оптимальное значение:
Во min = a exp (-1/2/8 U^) + Вп.с. (14.10}
Вычисление Вис в соотношении (14.10) связано с большими
трудностями. Приближенное его значение определяется формулой
[42]
Вп.с « (0/2) [ 1—Ф (С/о/2 £/эфф)], (14.11}
____ис/2иэФФ
где Ф(Дс/2Дэфф) = V2/л Jexp(—x2/2)dx— интеграл вероятности
о
Гаусса, значение которого приведено в соответствующих таблицах.
При увеличении отношения сигнал-шум интеграл вероятности
Гаусса стремится к единице и вероятность ошибки пропуска сиг-
нала стремится к нулю.
Учитывая соотношение (14.11), находим
BOmln « aexp (—U2/8 ^фф) + ф/2)[1 -Ф (UJ2 [/эфф)]. (14.12)
Из соотношения (14.12) следует, что для уменьшения мини-
мальной вероятности ошибки необходимо увеличивать отношение
сигнал-шум.
Известно, что максимальное отношение сигнал-шум достигает-
ся при оптимальной фильтрации сигнала. Поэтому высокочастот-
ный тракт должен содержать согласованный фильтр. Было пока-
зано также, что минимальная вероятность ошибки при сильном
сигнале наступает при оптимальном пороге ограничения, равном
половине амплитуды сигнала.
Для этих целей в приемниках М.С вводится блок автоматиче-
ской регулировки отсечки (АРО).
Следует заметить, что при указанной автоматической установке
порога ограничения будут исключены временные переменные пре-
обладания сигнала, появляющиеся при фиксированном пороге ог-
раничения.
Наличие глубоких замираний принимаемого сигнала на КВ ли-
ниях связи определяет необходимость введения в ВЧ тракт прием-
ника эффективной АРУ. Выбор постоянной времени цепей АРУ
должен быть согласован со скоростью телеграфной работы так,
чтобы АРУ успевала следить за изменением среднего уровня сиг-
нала, вызванного замираниями, и не следила за манипуляцией сиг-
339
нала. При увеличении скорости телеграфирования можно умень-
шить постоянную времени АРУ для лучшей борьбы с замирания-
ми. Для подбора постоянной времени фильтра цепей АРУ в при-
емниках обычно предусмотрено изменение емкости конденсатора
фильтра.
Одной из особенностей приемников AM, имеющих обычно боль-
шой запас коэффициента усиления, является резкое увеличение
уровня помех на выходе во время пауз передачи. Помехи вызыва-
ют нежелательное срабатывание выходных приборов. Для устране-
ния этого недостатка используется устройство, сохраняющее коэф-
фициент усиления приемника во время пауз таким же, как при
приеме данного, желательного сигнала. Это устройство, называе-
мое «автостопом», предложено инж. И. Ф. Агаповым, разработав-
шим ряд других ценных блоков, оптимизирующих прием сигналов
AM.
С учетом необходимости введения дополнительных устройств в
тракт приема сигналов AM структурная схема тракта будет иметь
вид, приведенный на рис. 14.8.
Рис. 14.8
Прием сигналов частотной манипуляции
При ЧМ отсутствуют перерывы в излучении энергии передать
чиком. Активным посылкам и паузам телеграфного аппарата соот-
ветствует излучение энергии на двух различных частотах: на час-
тоте отжатия fo и на частоте нажатия fs. Эти условия существенно
улучшают работу системы АРУ приемника, так как выбор постоян-
ной времени фильтра АРУ при приеме сигнала с непрерывным из-
лучением определяется лишь скоростью замираний сигнала на
трассе распространения радиоволн и не зависит от скорости теле-
графирования.
На рис. 14.9 изображена огибающая спектра сигнала ЧМ при
манипуляции. Если предположить, что высокочастотный тракт дол-
жен пропустить спектр сигнала, включающий боковые колебания,
обусловленные первой гармоникой частоты манипуляции, то необ-
ходимая полоса пропускания тракта
AF0 = 2Fd-J-1/тб, (14.13)
где Fd=(/0—/н)/2 — девиация частоты сигнала; Тб — длительность
элементарной посылки.
340
Из соотношения (14.13) следует, что полоса пропускания трак-
та шире оптимальной по Сифорову на 2Fd, Поэтому увеличение
девиации частоты Fn при заданной скорости телеграфирования
ухудшает отношение сигнал-шум в высокочастотном тракте прием-
ника.
Выделение сигналов нажатия и огжагия можно осуществить
одним из следующих способов: непосредственным детектировани-
ем сигнала частотным детектором либо
разделением сигналов с помощью ка-
нальных фильтров с последующим де-
тектированием полученных сигналов ам-
плитудными детекторами.
При первом способе различения сиг-
налов необходима высокая стабильность
/ 1 ’ч______। v
r-fc V} *
- Ic
положения нулевой точки частотного де- Рис 14 д
тектора и частоты настройки приемника
во избежание амплитудных преобладаний сигналов. Выполнение
этих условий вызывает существенные затруднения.
На практике получил широкое распространение способ разли-
чения сигналов с помощью канальных фильтров [31]. Структур-
ная схема приемника сигналов ЧМ с различением сигналов ка-
нальными фильтрами изображена на рис. 14.10.
Рис. 14.10
Высокочастотный тракт выделяет спектр желательного сигна-
ла ЧМ в полосе частот AFq. На выход тракта (обычно на проме-
жуточной частоте) включается преобразователь частоты. Преобра-
зователь частоты выполняется, как правило, на диодах, поскольку
при выключенном гетеродине он может служить детектором АМС.
В связи с этим можно обеспечить унификацию тракта для двух
видов манипуляции: амплитудной и частотной. Выходное напряже-
ние преобразователя поступает к двухстороннему ограничителю по
максимуму. Ограничитель поддерживает постоянство размаха вы-
ходного сигнала. Это постоянство необходимо для нормальной ра-
боты телеграфного аппарата и тонманипулятора. В ограничителе,
341
так же как будет показано далее, улучшается отношение сигнал-
помеха, если уровень помехи не превышает уровня желательного
сигнала. Далее сигнал подается на канальные фильтры FB и Fq.
Частоты настройки этих фильтров соответствуют преобразован-
ным частотам сигналов нажатия и отжатия. Частоты настройки
канальных фильтров выбираются так, чтобы получить оптималь-
ную полосу пропускания для каждого из сигналов без особых за-
труднений.
Таким образом, несмотря на то; что полоса пропускания ВЧ
тракта больше оптимальной, применение преобразователя частоты
и узкополосных канальных фильтров обеспечивает практически
оптимальную фильтрацию сигнала на фоне помех. Выходные на-
пряжения канальных фильтров подводятся к детекторам-выпрями-
телям В1 и В2. Выпрямленные напряжения обоих каналов под-
ключены к выходным зажимам тракта с противоположной поляр-
ностью. Поэтому, если на входе приемника появится сигнал на-
жатия, то на выходе возникнет положительное напряжение. При
появлении сигнала отжатия выходное напряжение будет отрица-
тельным.
Для устранения прохождения помех по нерабочему каналу
применяется система перекрестного запирания. При появлении на-
пряжения в рабочем канале ток диода выпрямителя соответствую-
щего канала создаст на общем резисторе Дп паден-ие напряжения
U3, подводимое ко второму диоду в отрицательной полярности. Ес-
ли выбрать Дп^Дн, то напряжение U3 будет практически равно
амплитуде напряжения рабочего канала. Это напряжение закроет
диод нерабочего канала.
Помехоустойчивость приема сигналов ЧМ
Найдем вероятность ошибки приема сигналов ЧМ. Здесь, так
же как и при приеме сигналов AM, наблюдаются ошибки двух ти-
пов: ложный сигнал и пропуск сигнала. Эти ошибки обусловлены
тем, что сумма напряжений сигнала и помехи в рабочем канале
окажется меньше напряжения помехи в нерабочем канале. Вероят-
ность ошибки типа ложного сигнала равна произведению вероят-
ности передачи отрицательной посылки а на вероятность 2(рс.но<
<Рп.н) того, что сумма сигнала и помехи в канале отжатия ока-
жется меньше помехи в канале нажатия Вл.с = а2(рс.по<Рп.н) •
Вероятность пропуска сигнала равна вероятности, передачи
положительной посылки р на вероятность т'ого, что сумма сигнала
и помехи в канале нажатия будет меньше помехи в канале отжа-
тия, т. е. Вп.с==₽2'(рс.п.н<рпо).
Учитывая, что устройство разделения йаналов симметричное,
получим
Z (Реп 0 < Рпн) = (Рсп.н < Рпо) = (Реп < Рп)>
общая вероятность ошибки
Во = влс + впс =- (а + р) Z (р6п < рп).
342
Поскольку сумма вероятностей а + Р=1, B0 = Z(pc.n<pn).
Вероятность того что напряжение помехи в нерабочем канале
рп окажется больше суммы напряжения сигнала и помехи в рабо-
чем канале рс.п, будет равна произведению вероятности превыше-
ния помехой уровня рс.п на вероятность существования суммы сиг-
нала и помехи на уровне рс.п в интервале dpc.n, т. е.
(Рс.п) dpc.n I W Рп) dpn.
(14.14)
Вероятность ошибки определим интегрированием выражения
(14.14) по всем значениям рс.п:
5о=2(Рс.п<Рп)= J^(Pc.n) J W(pn)dpn dp0,a
где W(p) =р ехр(— р2/2),
^(Pc.J = p/o(ap)exp[ —(р2 + аа)/2], p = UlU^, а = Umo/Uэфф.
После интегрирования
B0 = [exp(-t/2c/4^)]/2.
(14.15 )
Сравнивая выражения (14.15) и (14.12), можно сделать вывод
о том, что вероятность ошибки при ЧМ уменьшается с увеличени-
ем отношения мощности сигнала к мощности шума быстрее, чем
при приеме AM. Видно также, что при одинаковых отношениях
сигнала к помехе помехоустойчивость приема ЧМ выше AM.
В реальных условиях эксплуатации система ЧМ дает сущест-
венно лучшие результаты чем система AM, так как здесь не тре-
буется устанавливать оптимальный порог ограничения, изменяю-
щийся при изменении уровня напряжения сигнала, и облегчается
работа АРУ приемника.
Прием сигналов двойной частотной манипуляции
Система многоканального частотного телеграфирования была
предложена А. Н. Щукиным и усовершенствована И. Ф. Агаповым.
Сущность ее состоит в том, что по линии связи с помощью одного
передатчика и одного приемника могут независимо передаваться
телеграфные сообщения от п аппаратов. Каждой комбинации пе-
редаваемых посылок от п источников сообщений соответствует из-
лучение колебаний на одной фиксированной частоте. Поскольку в
телеграфных аппаратах используется двухпозиционный сигнал,
число возможных комбинаций посылок от п аппаратов равно 2П.
Из -за значительного увеличения требуемой полосы частот канала
связи при большом числе аппаратов на практике широкое рас-
пространение получил двухканальный вариант — система двойной
частотной манипуляции (ДЧМ).
Системе ДЧМ свойственно лучшее использование передающего
оборудования по сравнейию с системой ЧМ. В системе ЧМ при
работе двух аппаратов необходимо одновременное излучение ко-
лебаний на двух частотах. В системе ДЧМ одновременно излучает-
ся сигнал только на одной частоте. При ДЧМ передатчик излуча-
ет колебания на одной из четырех частот, соответствующих всем
возможным комбинациям посылок телеграфных аппаратов. Рас-
пределение частот между комбинациями посылок телеграфных ап-
паратов может быть произвольным. На практике считают наибо-
лее удачным распределением частот такое, при котором, во-пер-
вых, рабочий режим одного из аппаратов требует реализации ми-
нимальной полосы пропускания приемника и, во-вторых, ошибоч-
ная настройка гетеродина в преобразователе частоты создает об-
ратную работу в обоих каналах. Если определить частоты так, как
изображено на рис. 14.11, то указанным двум требованиям удов-
летворяет расстановка частот, соответствующая табл. 14.1.
Таблица 14.1
Знак посылки 1-го аппарата — + — +
Знак посылки 2-го аппарата — — + +
Частота излучения передатчика fl h h fi
Для разделения сообщений в приемнике сигналов ДЧМ приме-
няется дешифратор, состоящий из канальных фильтров с частота-
ми настройки, соответствующими расположению рабочих частот
передатчика и диодного распределителя сигналов. Расположение
преобразованных частот в УПЧ приемника показано на рис. 14.12.
Рис. 14.11
Колебание на частоте fln преобразуется в колебание на часто-
те Ki и т. д. Структурная схема дешифратора системы ДЧМ изо-
бражена на рис. 14.13. Здесь выходное напряжение преобразова-
теля частоты подается на ограничитель и затем воздействует на
канальные фильтры.
344
Канальные фильтры подключены к восьми детекторам на дио-
дах Д1—Д8, попарно работающим на общие нагрузки, связанные
через фильтры нижних частот с приемными телеграфными аппара-
тами. Нормальная работа телеграфных аппаратов достигается при
условии подачи на их входы напряжений, полярность которых со-
Рис. 14.13
гласована с полярностью посылок передающих аппаратов. Нажа-
тия приемных аппаратов фиксируются при положительной поляр-
ности напряжений, подводимых к зажимам Hi—Н2. Отжатие фик-
сируется при подаче напряжений с положительной полярностью
к другим входным зажимам — к Oi—О2. Поэтому, если излучает-
ся сигнал fi, соответствующий согласно табл. 14.1 отжатию обоих
передающих аппаратов, то с выхода канального фильтра Fi на-
пряжение должно подводиться через диоды Д\ и Д2 к входным за-
жимам 01—02 оконечных аппаратов. Остальные соединения, изо-
браженные в схеме дешифратора (см. рис. 14.13), выполнены со-
гласно значению частот излучаемых сигналов (табл. 14.1).
Прием сигналов ДЧМ сопровождается специфическими иска-
жениями.
1. При асинхронной работе телеграфных аппаратов появляются
переменные временные преобладания посылок. Это вызывается тем,
что при асинхронной работе время существования некоторых ком-
бинаций посылок оказывается существенно меньше длительности
нормальной телеграфной посылки. За это время напряжение на
выходе соответствующего канального фильтра не успевает достиг-
нуть нормальной величины. Это приводит к пропуску данной ком-
бинации сигналов в дешифраторе.
2. В процессе изменения кодовых комбинаций частота коле-
баний, излучаемых передатчиком, может проходить через одно
345
(например, от fi к Д3) или два (от fa к ft) дискретных значения.
При таком изменении частоты сигнала происходит ударное возбуж-
дение колебаний в промежуточных канальных фильтрах. Эти ко-
лебания, обусловленные манипуляцией в передатчике, называют
манипулятивными помехами. Для борьбы с манипулятивными по-
мехами обычно используются фильтры нижних частот, включаемые
на выходе детекторов (рис.14.13). Граничная частота этих фильт-
ров равна оптимальной полосе пропускания для данной скорости
телеграфирования. В этом случае напряжение на выходе фильт-
ра за время, равное длительности элементарной посылки, не успе-
в'ает достигнуть установившейся величины. Поэтому за время пе-
рехода от одного значения частоты к другому, минуя настройку
промежуточного канального фильтра, напряжение на выходе ока-
жется значительно меньше нормального. В результате будет ис-
ключено ложное срабатывание аппаратов за счет манипулятивных
помех.
Прием сигналов относительной фазовой манипуляции
Система ЧМ, использующая излучение сигналов на двух час-
тотах, занимает широкую полосу частот (приблизительно в 2 раза
больше требуемой для AM), из-за чего к детектору поступает
вдвое больше мощности шума.
Уменьшение мощности шума, подводимого к детектору при той
же скорости телеграфирования, возможно лишь при фазовой ма-
нипуляции (ФМ) сигнала, предложенной А А. Пистолькорсом.
При этом методе манипуляции передатчик излучает колеба-
ния на одной и той же частоте, причем позитивным посылкам (на-
жатию на телеграфном аппарате) соответствует одна фаза коле-
баний, а негативным (отжатию) — излучение несущего колебания
со сдвигом на 180°. Для детектирования таких сигналов в прием-
нике используется фазовый детектор с синхронным гетеродином.
Изменение фазы входного сигнала на угол л приводит к измене-
нию полярности выходного напряжения.
Подобная система ФМ неустойчива в эксплуатации, так как
из-за изменения фазы сигнала, вызванного изменением условий
распространения радиоволн, и фазы синхронного гетеродина про-
исходит нарушение нормального приема сигналов.
Система относительной фазовой манипуляции (ОФМ) лишена
основных эксплуатационных недостатков, свойственных системе
ФМ. В системе ОФМ изменение фазы сигнала при переходах от
одной элементарной посылки к другой происходит лишь в том слу-
чае, если следующая передаваемая посылка будет позитивной.
При переходе к передаче негативной посылки сохраняется преж-
няя фаза сигнала.
На рис. 14.14 изображены временные графики напряжений, ил-
люстрирующие принцип работы системы ОФ. Допустим, что пере-
дается следующая комбинация посылок телеграфного аппарата:
346
---------1--». Напряжение модуляции им, соответствующее этой
комбинации, представлено на рис. 14.14, а.
Для приема сигналов ОФМ используется фазовый детектор
(ФД), в котором в качестве опорного напряжения используется
принятый сигнал с задержкой на время передачи одной элемен-
тарной посылки. Структурная схема дешифратора изображена на
рис. 14.15.
График напряжения и2, подводимого в качестве опорного на-
пряжения фазового детектора, изображен на рис. 14.14,в. Выход-
ное напряжение фазового детектора будет положительным при
одинаковых фазах входного и опорного колебаний на входах фа-
зового детектора и отрицательным — при сдвиге фаз, равном л.
На рис. 14.14,г изображен график выходного напряжения фазо-
вого детектора, соответствующий принятой комбинации посылок.
В интервалах изменения входного напряжения и\ — 2,5 фазы на-
пряжений щ и «2 одинаковы, поэтому выходное напряжение в этих
интервалах имеет положительную полярность. В интервалах 3, 4,
6 фазы напряжений и\ и и2 противоположны, поэтому выходное
напряжение ймеет отрицательную полярность.
Существенным преимуществом системы ОФМ является то, что
в качестве опорного напряжения фазового детектора используется
принятый сигнал, задержанный на время элементарной посылки.
Поэтому ошибка, обусловленная расхождением фаз опорного и
входного напряжений, может возникнуть лишь в случае, если ф.а-
зовый сдвиг, близкий к л/2, накопится за время, равное длитель-
ности элементарной посылки. Естественно, что при этом сущест-
венно снижаются требования к временной стабильности фазы при-
нимаемых сигналов.
Система ОФМ получила распространение как помехоустойчи-
вая система многоканального телеграфирования. Применяя раз-
личные поднесущие частоты с интервалом через ПО Гц в одном
347
стандартном телефонном канале с полосой около 3 кГц и квадра-
турную модуляцию этих частот, можно получить 40 узкополосных
каналов с общей скоростью телеграфирования около 2000 Бод.
14.3 . Искажения, обусловленные многолучевым
распространением радиоволн, и методы борьбы с ними
На коротковолновых линиях связи чаще всего наблюдаются
беспорядочные изменения уровня сигнала, обусловленные много-
лучевым распространением радиоволн [43]. Несколько лучей, при-
шедших к месту приема разными путями, различаются по фазе и
поэтому интерферируют. Медленные замирания, происходящие с
частотой существенно ниже частоты модуляции, устраняются сис-
темой АРУ. Быстрые замирания сигнала, свойственные многолуче-
вому распространению радиоволн, могут иметь частоту, близкую к
изменениям уровня сигнала за счет модуляции. В этих условиях
система АРУ не в состоянии устранить искажения сигнала, обус-
ловленные замираниями. Устранение этих искажений осуществля-
ется применением систем разнесенного приема, основой которых
является использование того факта, что замирания сигналов од-
ной и той же станции, прошедших тракт распространения радио-
волн в разных условиях, оказываются некоррелированными. По-
этому можно скомбинировать эти сигналы так, чтобы обеспечить
лучшие результаты приема.
Различают следующие системы сложения разнесенных сигна-
лов.
По принципу работы-, системы с автовыбором лучшего сигнала
в системы оптимального сложения.
По месту' осуществления сложения-, системы додетекторного и
последетекторного сложения.
Системы сложения сигналов до детектора улучшают условия
приема слабых сигналов по сравнению с системами последетек-
торного сложения в связи с тем, что в этих системах уровень сум-
марного сигнала на входе детектора увеличивается и поэтому по-
рог улучшения свойств детектора будет наблюдаться при более
слабом сигнале на входе. Система додетекторного сложения тре-
бует применения специальных устройств фазирования сигналов с
малой фазовой погрешностью, не превышающей полутора десят-
ков градусов, и основанных на принципах ФАП (см. § 8.2). Сло-
жение сигналов осуществляют на промежуточной частоте. При
многократном разнесении, например при строенном либо счетве-
ренном приеме, в качестве опорного напряжения системы ФАП
каналов используют напряжение местного гетеродина. Колебания,
принятые по каналам разнесения, после усиления и преобразова-
ния частоты фазируются с колебаниями опорного гетеродина и да-
лее поступают в блок сложения.
На рис. 14.16 изображена структурная схема устройства авто-
выбора сигнала после детектора. Лучшим сигналом в этом устрой-
стве считается сигнал с большим уровнем на выходе. Выделение
348
сигнала с большим уровнем обеспечивается параллельной работой
диодных детекторов двух приемников IIpi и Пр2 на общую нагруз-
ку.
Допустим, что сигнал в антенне Ai в данный момент имеет
большую величину, тогда амплитуда выходного напряжения пер-
вого приемника Um\ будет больше Дт2- Ток диода Д\ создаст па-
дение напряжения на нагрузке RnC,,, почти равное Ит\. Это на-
пряжение включено также последовательно в цепь диода Д2- По-
скольку Um\>Um2, диод Дг будет закрыт и напряжение на нагруз-
ке будет определяться диодом Дь включенным в тракт более силь-
ного сигнала. Если окажется, что Um2>Umi, то напряжение на
нагрузке будет формироваться вторым диодом. Это напряжение
закроет первый диод. В результате высокочастотный тракт прием-
ника с меньшим уровнем сигнала будет автоматически отключать-
ся. В современных радиоприемниках существует большой запас
коэффициента усиления и высокоэффективная АРУ. Поэтому при
уменьшенном сигнале на входе одного из приемников коэффициент
усиления этого приемника увеличивается и выходной уровень сиг-
нала изменяется незначительно. Однако отношение сигнал-помеха
в этом тракте оказывается уменьшенным. Если кратковременная
помеха превысит уровень сигнала, то откроется канал со слабым
сигналом и на нагрузке детектора появится помеха. Для устране-
ния этого недостатка устройства с автовыбором желательно, что-
бы коэффициент усиления обоих трактов определялся более силь-
ным сигналом. Этот режим устанавливают, применяя сложение на-
пряжений АРУ (на рис. 14.16 цепи, необходимые для сложения
АРУ показаны штриховой линией). В такой системе коэффициен-
ты усиления трактов одинаковы и определяются более сильным
сигналом, что существенно уменьшает действие помех, проходя-
щих через тракт с малым уровнем сигнала.
Особенностью систем с автовыбором является относительно
плохое использование полезного сигнала для формирования вы-
349
ходного напряжения приемника. Отношение сигнал-помеха на вы-
ходе системы сложения не может превысить отношение сигиал-по-
меха в лучшем из каналов.
Можно поставить задачу сложения сигналов в следующем до-
статочно общем виде.
Допустим, система сложения построена так, что вклад сигнала
в суммарное колебание на выходе цепи может изменяться и может
обеспечить максимальное отношение сигнал-шум (либо к любой
гладкой помехе, если помехи в обоих каналах некоррелированы).
Эту систему сложения назовем оптимальной. Структурная схема
оптимальной системы сложения изображена на рис. 14.17. Напря-
жения сигнала на выходах приемников Пр1 и Пр2 обозначим соот-
ветственно Uoi и Uc2, а напряжения шумов иш] и Um2.
Рис. 14.17
Выходные напряжения высокочастотных трактов приемников по-
даются через безынерционные регулируемые каскады, с коэффици-
ентами передачи 7(i и К2, на общую нагрузку. Найдем законы из-
менения К] и /(2, обеспечивающие максимальное отношение сиг-
нал-шум на выходе системы сложения. Шумы на выходе трактов
будем считать независимыми.
Запишем отношение квадратов напряжений сигнала к шуму на
выходе устройства:
Wo = (№ + (14.16)
Продифференцируем (14.16) по переменной K.i, приравняем
производную нулю и найдем 7(| опт, обеспечивающее максимум от-
ношения сигнал-шум:
Кг Опт = Кг (U^/U^ (^Л)- (14-17)
Аналогично получим
К* опт = Кг (и2ш1/и^) (t/c2/t/01). (14.18)
350
Разделив выражение (14.17) на (14.18) и учтя, что Д1 = /(|Опт
И К2 = К.2опт, ПОЛУЧИМ
. (К-19)
Тогда (14.19) можно представить в виде
Ki опт/(£/С1/£/’,) = = а = const. (14.20)
На основании соотношения (14.20) можно сделать вывод о том,
что в оптимальной системе сложения коэффициент передачи Ki
каждого из трактов должен изменяться согласно формуле
К1 = а(ис1/и*ш1).
Таким образом, коэффициент усиления каждого из трактов
прямо пропорционален уровню сигнала, действующего в этом
тракте, и обратно пропорционален квадрату напряжения шума. В
связи с тем, что коэффициент передачи должен быть прямо про-
порционален напряжению сигнала, оптимальную систему сложе-
ния иногда называют пропорциональной.
Найдем составляющую выходного напряжения, вносимую дан-
ным каналом в процессе оптимальной регулировки:
^с.вых=^ОпТ^с1 = Л^Л)-
Отсюда следует, что вклад в выходное напряжение любого из
трактов прямо пропорционален квадрату отношения сигнал-шум,
существующему в этом тракте, поэтому систему называют также
квадратичной. Определим отношение сигнал-шум на выходе опти-
мальной системы сложения. Подставляя соотношение (14.17) в
формулу (14.16) и возводя обе части равенства в степень 0,5, по-
лучаем
(^со/£/ШО)тах= *>1 l(W W/VW+L
где bi = Uci/Uuii; b2 = Uс2/иш2.
Допустим, что в одном из каналов, например в первом, наблю-
дается наибольшее отношение сигнал-шум тогда
(^co/^Ano)max
Оптимальная система обеспечивает отношение сигнал-шум, со-
ответствующее лучшему каналу.
. Предположим, что в трактах наблюдаются одинаковые отноше-
ния сигнал-шум, т. е. bi = b2 = b, тогда
(^со/^Апо)тах ~ 1^26.
В этом случае оптимальная система сложения обеспечивает
выигрыш в отношении сигнал-шум по сравнению с отношением
сигнал-шум в каждом тракте в 2 раз1. Система автовыбора в
1 При числе трактов сложения, равном п, отношение сигнал-шум увеличи-
вается в ]/п раз.
351
этих условиях хуже, так как дает отношение сигнал-шум такое же,
как в любом из трактов. Оптимальная система сложения широко
используется на магистральных линиях связи в диапазоне УКВ.
Результаты, близкие к оптимальным, можно получить, если
применить простое сложение сигналов и сложение напряжений
АРУ, так как уровни напряжения шума на входе трактов, опре-
деляемые собственными шумами трактов, остаются постоянными.
В приемниках КВ диапазона, где уровень помех на выходе оп-
ределяется в основном помехами внешнего происхождения, напря-
жения помех на входах приемников различные и изменяются во
времени. Это существенно усложняет построение оптимальной сис-
темы сложения. В диапазоне КВ применяют систему сложения,
обеспечивающую автовыбор большего сигнала при объединенной
АРУ.
14.4 . Общая характеристика приемников
радиорелейных линий связи
Радиорелейные линии связи предназначены для передачи боль-
шого числа телефонных сообщений, а также для передачи телеви-
зионных сообщений с качественными характеристиками, удовлет-
воряющими требованиям международного обмена сообщениями.
Большинство радиорелейных линий работает по системе частотно-
го разделения каналов с частотной модуляцией.
Ширина спектра многоканального телефонного или телевизи-
онного первичного сигнала составляет 6—10 МГц при индексе
модуляции фм = 2,54-3; ширина спектра высокочастотного сигнала
20—25 МГц. Расстояние между соседними станциями в среднем
равно 50 км, вследствие чего затухание сигналов на трассе дости-
гает 70—80 дБ. Это затухание должно быть скомпенсировано уси-
лением сигнала на промежуточных станциях. С целью лучшего ис-
пользования ограниченных энергетических ресурсов промежуточ-
ных станций радиоприемники должны иметь малый уровень шума.
К радиорелейным станциям предъявляются высокие требования
по таким показателям, как надежность и стабильность характе-
ристик, из-за большого числа станций на трассе. Так, на линии
связи длиной 2500 км работает около 50 станций. Если задать об-
щую неравномерность характеристик или нестабильность около
3 дБ, то этот показатель каждой станции в отдельности выразится
цифрой 0,06 дБ. Получение таких показателей затруднительно и
требует применения особых мер стабилизации.
Оборудование радиорелейных станций и состав тракта зависят
от их назначения. На главных и оконечных станциях осуществля-
ется модуляция, детектирование и усиление сигнала, на промежу-
точных станциях — только усиление и преобразование частоты
принятых колебаний. Преобразование частоты необходимо для
обеспечения одновременной работы передающего и приемного
трактов без перегрузки последнего сильным сигналом своего пе-
редатчика.
352
Структурная схема приемника оконечной станции изображена
на рис. 14.18. Приемник оконечной станции супергетеродинного
типа.
Во входных цепях и УРЧ находят применение избирательные
цепи на основе полосковых конструкций и резонансных фильтров,
построенных на железоиттриевогранатовых сферах (ЖИГ-резона-
торах), отличающихся высокой добротностью.
Рис. 14.18
ВУ
Btixoff н
оконечному
оооррдо^анию
Промежуточная частота регламентирована М.ККР и равна
35 МГц для станций с малой пропускной способностью, работаю-
щих в диапазоне частот до 1 ГГц, и 70 МГц для линий, работаю-
щих на частотах свыше 1 ГГц. В качестве избирательных цепей на
промежуточной частоте применяют кварцевые фильтры на поверх-
ностно-акустических волнах (ПАВ).
Ширина полосы в зависимости от пропускной способности до-
стигает 30—40 МГц при неравномерности усиления внутри полосы,
не превышающей 0,1—0,2 дБ.
Высокие требования к линейности фазовой характеристики
Дт = 2-4-5 нс реализуются при применении фазокорректирующих
контуров. В последних каскадах УПЧ используют эффективные
диодные ограничители, обеспечивающие реализацию преимуществ
частотной модуляции в улучшении отношения сигнал-помеха на
выходе частотного детектора.
Далее сигнал подается к частотному детектору (ЧД). Детек-
тор отличается высокой линейностью детекторной характеристики.
Наибольшее распространение в приемниках РРЛ получили час-
тотные детекторы с двумя взаимно расстроенными контурами. Эти
детекторы, как известно (см. § 7.4), просты в регулировке и по-
зволяют получить необходимую линейность детекторной характе-
ристики. Напряжение с выхода ЧД поступает на видеоусилитель
(ВУ) и далее подается к оконечному оборудованию. Оконечное
оборудование содержит аппаратуру разделения каналов при пере-
даче многоканальных телефонных сообщений либо аппаратуру
преобразования телевизионного сигнала для передачи на теле-
центр или телевизионный ретранслятор.
Промежуточные станции РРЛ строятся обычно таким образом,
что первичные сигналы не выделяются. Однако если есть необхо-
димость, то промежуточная станция строится так, чтобы можно
было выделить все или часть телефонных каналов. В этом слу-
чае промежуточная станция называется узловой. Приемник этой
станции строится однотипно с приемником оконечной станции со-
гласно структурной схеме рис. 14.18.
353
Промежуточные станции без выделения первичных низкочас-
тотных или видеосигналов позволяют получить меньший уровень
нелинейных искажений. Эти станции могут быть выполнены по
схеме с однократным или двукратным преобразованием частоты
принятого СВЧ колебания. В станциях с однократным преобразо-
ванием частоты принятое СВЧ колебание преобразуется также в
СВЧ колебание, но с «несущей частотой, отличающейся на необхо-
димую величину сдвига. Международный стандарт рекомендует в
качестве сдвига частоты 213 МГц. Структурная схема такой стан-
ции, условно называемой станцией прямого усиления, изображена
на рис. 14.19. Здесь слабые сигналы, принятые антенной от преды-
дущей станции, поступают через входную цепь к усилителю СВЧ
(СВЧУ). Далее следует преобразователь частоты (ПЧ), смещаю-
щий смесителем (См) спектр входного сигнала на частоту гетеро-
дина сдвига /сдв- Колебания с выхода преобразователя частоты
ПЧ подаются к усилителю мощности УМ, связанному с передаю-
щей антенной.
Условно к передающему тракту можно отнести: усилитель мощ-
ности, цепи связи с передающей антенной и передающую антенну.
К приемному тракту относятся: приемная антенна, входная цепь,
усилитель СВЧ и ПЧ.
Недостатком рассмотренного построения станции является
трудность выделения служебных или части информационных кана-
лов из-за высокой частоты используемых колебаний.
Такое построение станций возможно на участках трассы, где
необходимость выделения первичных сигналов в будущем не пред-
видится.
На рис. 14.20 изображена структурная схема промежуточной
станции с двукратным преобразованием частоты.
Здесь в первом преобразователе частоты (ПЧ^ приемника
осуществляется первое преобразование СВЧ сигнала в низкую
промежуточную частоту fu, на которой осуществляется основное
усиление сигнала. После формирования постоянного, достаточно
большого уровня напряжения сигнал поступает к передающей час-
ти станции, содержащей усилитель мощности на промежуточной
частоте (УМ ПЧ), второй преобразователь частоты (ПЧ2) стан-
ции, усилитель мощности на сверхвысокой частоте (УМ СВЧ) и
цепи связи с передающей антенной.
Задающий генератор (ЗГ), входящий в комплект станции, ис-
пользуется как при первом, так и при втором преобразовании час-
тоты. В n4j использована разность частоты сигнала и частоты
задающего генератора, смещенной на частоту генератора сдвига.
Преобразованная частота после первого преобразователя
/п1 = /с—(Lr —/сдв)- (14.21)
Здесь положительному приращению частоты задающего ге-
нератора Afar будет соответствовать такое же приращение преоб-
разованной частоты с обратным знаком Afn=—Afar. Очевидно, что
для уменьшения искажений необходимо, чтобы преобразованные
354
355
Рис. 14.19
Рис. 14.20
частоты сигнала находились при этом в полосе пропускания УПЧ
с малой нелинейностью фазовой характеристики.
В ПЧ2, осуществляющем преобразование спектра в область
СВЧ диапазона, используется тот же задающий генератор. В этом
преобразователе преобразованная частота определяется не раз-
ностью, как в первом преобразователе, а суммой частот
/П2-=/п1 + Л.г- (14.22)
Подставляя в правую часть соотношения (14 22) значение fni
из (14.21), легко убедиться, что частота выходного колебания пере-
датчика не будет зависеть от частоты задающего генератора, а
именно:
/п2 = /с + /сДв#=Ф(/3.г). (14.23)
Таким образом, стабильность частоты выходных колебаний
оказывается не зависящей от стабильности частоты задающего
СВЧ генератора. Аналогичные результаты можно получить, ис-
пользуя режим инверсии спектра в первом преобразователе.
Преимущество построения промежуточной станции по структур-
ной схеме рис. 14.20 — простота выделения любого из каналов
тракта. Достаточно в УПЧ приемника параллельно подключить
частотный детектор и, пользуясь аппаратурой разделения каналов,
выделить первичные сигналы желательного канала.
Приемники тропосферных радиорелейных линий (ТРЛ) связи
строятся по таким же структурным схемам, что и приемники РРЛ
прямой видимости, но с добавлением системы сложения сигналов.
Дело в том, что на линиях связи, использующих тропосферное
рассеяние радиоволн, наблюдаются частые и глубокие замирания.
Поэтому целесообразен не только сдвоенный, но и счетверенный
прием. Как правило, используется оптимальное сложение сиг-
налов.
Особенностью приемников ТРЛ является применение на входе
малошумящих усилителей СВЧ диапазона. Снижение коэффици-
ента шума приемника дает увеличение дальности связи и надеж-
ности приема сигналов.
14.5 . Общая характеристика и особенности приемников
радиовещательной спутниковой службы
Достижения Советского Союза в области освоения косми >е ю-
го пространства открыли новые возможности для обслуживания
районов, отдаленных от Москвы, центральными радиовещательны-
ми и телевизионными программами высокого класса качества.
Первая отечественная система «Орбита», созданная в 1967 г., ус-
пешно эксплуатируется уже свыше 13 лет. Наземная приемная
станция системы «Орбита-2» содержит поворотную параболиче-
скую антенну, автоматически следящую за спутником, два комп-
356
лекта радиоприемников и оконечное оборудование. Один из ра-
диоприемников используется в работе, другой находится в режи-
ме горячего резерва. Станция работает в отведенном для спутни-
ковой связи диапазоне частот 3,4—3,9 ГГц. На линии связи ис-
пользована частотная модуляция с максимальным частотным от-
клонением ±15 МГц. Структурная схема наземного приемного ус-
тройства не отличается от структурной схемы приемного устрой-
ства оконечной станции РРЛ (см. рис. 14.18). Отличительные осо-
бенности относятся к реализации СВЧ тракта.
В связи с тем, что шумовая температура антенны, направлен-
ной в космос на ИСЗ, невелика и мощность радиопередатчика на
ИСЗ ограничена энергетическим ресурсом источников питания,
экономически более целесообразно уменьшение коэффициента шу-
ма приемника. Малошумящий усилитель СВЧ представляет собой
четырехкаскадный регенеративный параметрический усилитель.
Первые два каскада охлаждаются жидким азотом до температу-
ры 77 К (в сосудах Дьюара); вторые два каскада помещены в тер-
мостат с целью обеспечить необходимое малое влияние изменения
внешней температуры. Генератор накачки также питается от вы-
сокостабилизированных источников. Коэффициент усиления усили-
теля около 40 дБ, шумовая температура входа около 70 К. Уси-
ленный сигнал подается на диодный резистивный преобразователь
частоты. Промежуточная частота приемника стандартная —
70 МГц.
Тракт промежуточной частоты содержит предварительный
и оконечный УПЧ и имеет коэффициент усиления около 60 дБ
при полосе пропускания примерно 40 МГц. Далее следует частот-
ный детектор с высокой линейностью детекторной характеристики
и видеоусилитель. С выхода видеоусилителя сигналы подаются к
оконечным устройствам. Эти устройства выделяют полный телеви-
зионный сигнал и сигнал звукового сопровождения.
Оконечные устройства позволяют, кроме того, выделить сигна-
лы радиовещания или фототелеграфии, передаваемые на поднесу-
щей частоте, путем частотного разделения канала связи. Станция
оснащена аппаратурой контроля характеристик оборудования, ко-
торая обеспечивает своевременное ручное или автоматическое пе-
реключение на резервный комплект (горячий резерв).
С 1976 г. в нашей стране действует новая система спутниковой
связи — система «Экран» в полосе частот 702 — 726 МГц [44].
Эта система использует геостационарный спутник Земли, находя-
щийся над экватором. Преимущество системы — возможность при-
ема сигналов на простые радиоприемные устройства, не отличаю-
щиеся малым коэффициентом шума. Практически возможен при-
ем сигналов индивидуальными приемными устройствами в ука-
занном диапазоне. Следует, однако, заметить, что согласно «Ре-
гламенту радиосвязи» указанная полоса частот предназначена
для наземного телевидения и поэтому ее использование для теле-
визионного вещания с помощью ИСЗ создает помехи приему сиг-
налов наземных станций.
357
Всемирная административная радиоконференция по планиро-
ванию радиовещательной спутниковой службы в полосе частот
11,7—12,5 ГГц приняла План частотных присвоений и орбиталь-
ных позиций ИСЗ для радиовещательной службы при индивиду-
альном и коллективном приеме [45]. Эта же конференция опреде-
лила технические характеристики радиовещательной спутниковой
службы, дающие возможность совместной работы наземных и
спутниковых систем. Определены характеристики двух классов
радиовещательных устройств.
Структурная схема типового радиоприемного устройства систе-
мы радиовещательной службы изображена на рис. 14.21. Радио-
Кинескоп
Рис. 14 21
приемное устройство содержит направленную приемную антенну
с шириной диаграммы направленности на уровне половинной мощ-
ности Г (диаметр 1,5 м) для приемников I класса и 2° (диаметр
90 см) для приемников II класса. Далее следует входная цепь, ма-
лошумящий широкополосный усилитель (СВЧУ), преобразователь
частоты (ПЧ), селектор каналов с преобразователем модуляции и
телевизионный приемник.
Использование диапазона 11,7—12,5 ГГц требует освоения тех-
ники сантиметрового диапазона для широкого применения, что
связано с определенными технологическими трудностями. Вместе
с этим открываются широкие перспективы практически прямого
международного обмена радиовещательными телевизионными про-
граммами.
14.6 . Приемники дальней космической связи
Освоение космического пространства и других планет и тел
Вселенной требует предварительного получения информации о фи-
зических процессах, происходящих в космосе. Планомерное освое-
ние космоса основано на исследовании физических параметров
среды в различных точках Вселенной. Эта задача решается с по-
мощью автоматических станций, направляемых в космос и пере-
дающих необходимую информацию на наземные станции дальней
космической связи (ДКС).
Приемные устройства ДКС работают, как правило, при отно-
сительно малом уровне внешних радиопомех. Это определяет це-
лесообразность снижения шумовой температуры входа радиопри-
емника, снижения потерь в антенно-фидерном тракте. Станции
дальней космической связи представляют собой уникальные со-
358
оружения, поэтому в них используют наиболее эффективные уст-
ройства и приборы для решения задачи помехоустойчивого прие-
ма сигналов. В качестве первых элементов приемника применяют
цепи с малыми потерями и квантово-механические усилители с
глубоким охлаждением, вплоть до температуры жидкого гелия.
Обычно первые каскады приемника устанавливают непосредствен-
но у антенны, сокращая длину фидерных линий до предела. Да-
лее следует супергетеродинный тракт усиления и обработки сиг-
нала с элементами, специфическими для принятого способа коди-
рования и вида модуляции сигналов. С увеличением дальности
связи при ограниченной мощности передатчика на космическом
корабле необходимо увеличивать длительность элемента сигнала и
соответственно увеличивать время его обработки в месте приема.
Например, автоматическая станция «Маринер» имела скорость пе-
редачи 8,3 бит/с. Один телевизионный кадр передавался 8 ч.
Приемные комплексы оснащают устройствами цифровой обра-
ботки сигнала с применением быстродействующих вычислитель-
ных машин, осуществляющих оптимальную фильтрацию сигнала,
оценку его информационных параметров и декодирование сооб-
щения.
Общая структурная схема приемника дальней космической
связи мало отличается от структурной схемы наземного приемни-
ка спутниковой системы связи. Основное отличие состоит в струк-
туре комплекса оконечных устройств, выполненных на основе циф-
ровой техники.
Диапазон частот, выделенный для дальней космической связи,
имеет три участка: /0 = 2,3 ГГц с
15,25 ГГц с полосами 100 МГц.
Наиболее благоприятными [46]
с точки зрения получения высо-
кой дальности связи является
первый участок. В этом участке
минимальная шумовая темпера-
тура антенны и наблюдается ма-
лое влияние погодных условий
(туман, дождь, снег) на дальность
связи. На рис. 14.22 изображена
зависимость максимальной шумо-
вой температуры антенны ТА от
суммарного вклада галактичес-
ких и атмосферных шумов в
функции частоты при различных
углах возвышения антенны [10]
связи от 2—3 до 10 ГГц. Также
вой температуры входа приемника ниже 3 К с тем, чтобы полу-
Оптимальные значения частот
целесообразно уменьшение шумо-
чить предельную чувствительность приемного устройства.
Опубликованные данные [46] свидетельствуют о возможности
реализации скорости передачи информации 10 кбит/с из района
Марса, 500 бит/с из района Юпитера и 8 бит/с из района Плутона.
359
Улучшение показателей системы ДКС, определяющих увеличе-
ние скорости передачи информации и возможность телевизионного
наблюдения дальних объектов галактики, требует увеличения на-
правленности наземных антенн, уменьшения шумовой температуры
входа приемника до единиц кельвинов и применения помехоустой-
чивого кодирования сообщений.
15. Радиовещательные приемники
15.1. Общая характеристика радиовещательных приемников
Еще на заре развития радиотехники В. И. Ленин гениально
предсказал значение радиовещания и поставил задачу использо-
вания радиотехнических устройств для массовой повседневной ин-
формации, для просвещения и воспитания миллионов трудящихся.
В настоящее время в нашей стране ежегодно выпускается 7—
8 млн. радиоприемников широкой номенклатуры — от миниатюр-
ных и малых карманных радиоприемников до сложных автомати-
зированных стереорадиол, магнитол и телевизионных радиоприем-
ников с дистанционным сенсорным управлением. Общее число ра-
диоприемников у населения в настоящее время превысило 160 млн ,
из них около 80 млн. телевизионных.
Радиовещательные приемники служат для приема речевых и
музыкальных монофонических и стереофонических программ. Вы-
пускают приемники в виде разнообразных стационарных и пере-
носных моделей, характеристики которых регламентированы ГОСТ
5651—76 4 (Цифровой индекс в названии приемника служит для
обозначения принадлежности к классу и номера разработки; 0 —
означает высший класс, I — первый класс и т. д., остальные две
цифры — означают номер разработки.)
Согласно этому стандарту приемники разделены на пять клас-
сов: высший, первый, второй, третий и четвертый. Каждый из ука-
занных классов имеет электрические характеристики, позволяющие
реализовать радиоприемники, отличающиеся по стоимости и по-
требительским качествам. В приемниках высших классов преду-
смотрено больше поддиапазонов, в том числе и поддиапазон УКВ.
В настоящее время поддиапазон УКВ обязателен для всех клас-
сов приемников, за исключением приемников IV класса.
В разработках приемников используются технические решения,
позволяющие улучшить качество звучания программ, а также по-
высить удобство пользования приемником. Вместе с этим приемни-
ки должны быть дешевыми, поскольку их выпускают массовыми
сериями (сотнями тысяч и миллионами экземпляров).
Основные тенденции в разработках моделей радиовещательных
приемников следующие: 1) автоматизация выбора оптимального
режима приемника с учетом реальных условий приема (автомати-
* С 1 01 84 вводится новый ГОСТ [3].
360
ческая регулировка усиления, автоматическая подстройка частоты
и др.); 2) перекрытие более широкого диапазона частот (в частно-
сти, введение УКВ диапазона в более низкие классы радиоприем-
ников); 3) увеличение выпуска моделей для приема стереофониче-
ских программ; 4) введение эксплуатационных удобств пользова-
ния приемником (дистанционное, сенсорное и программное управ-
ление, наглядность настройки на желательную станцию и др.);
5) унификация функциональных блоков радиоприемников на со-
временной элементной базе (большие интегральные микросхемы,
твердотельные функциональные блоки, пьезокерамические фильт-
ры и др.); 6) профессионализация аппаратуры, проявляющаяся в
технических решениях, свойственных профессиональны^ приемни-
кам звуковых сообщений: применение синтезаторов частоты, элек-
тронных шкал настройки, микропроцессов и других элементов, ос-
нованных на цифровой технике.
Внешнее оформление радиоприемников выполняют в соответст-
вии с современными требованиями удобства управления приемни-
ком и требованиями эстетики. Чувствительность приемников отно-
сительно мала, так как радиовещательные станции излучают боль-
шую мощность и создают довольно высокую напряженность поля
в месте приема.
Структурные схемы радиовещательных приемников
Высокочастотный тракт радиовещательных приемников выпол--
няют по супергетеродинной схеме. Переносные приемники IV клас-
са имеют лишь диапазоны длинных (ДВ) и средних (СВ) волн,
В этих диапазонах применяется амплитудная модуляция радиопе-
редатчиков, и поэтому приемники IV класса рассчитаны на при-
ем AM сигналов. В стационарных приемниках III класса преду-
сматривается прием УКВ вещательных станций с частотной мо-
дуляцией (ЧМ). Поэтому приемники III класса кроме диапазонов
ДВ и СВ имеют диапазон УКВ. Структурная схема стационарно-
го приемника III класса изображена на рис. 15.1. Приемник име-
ет две антенны — антенну УКВ и антенну ДВ и СВ.
Антенна УКВ
Рис. 15.1
361
13—81
Элементы высокочастотного тракта УКВ поддиапазона, так же
как и во всех приемниках, выделяются конструктивно в отдель-
ный блок, содержащий входную цепь (ВЦ), усилитель радиочас-
тоты (УРЧ), выполненный по каскодной схеме-, смеситель (См) и
гетеродин (Гет). Использование УВЧ по каскодной схеме дикту-
ется необходимостью удовлетворить требованию малого уровня про-
хождения колебаний гетеродина в цепь антенны. Усилительный
тракт приема АМС переключается так, чтобы использовать его в
качестве УПЧ при приеме ЧМС.
Настройку входной цепи и усилителя радиочастоты УКВ блока
при относительно низких требованиях к ослаблению зеркального
канала не изменяют в процессе перестройки от станции к стан-
ции, ограничиваясь перестройкой гетеродина. Промежуточная час-
тота fn4 при приеме АМС равна 465+2 кГц, а при приеме ЧМС
10,7 или 6,5 МГц.
Приемники более высоких классов кроме диапазонов ДВ, СВ и
УКВ имеют диапазон КВ. В приемниках высших классов для
удобства настройки в диапазоне КВ растянуты участки диапазо-
на. Эти участки соответствуют областям частот, выделенным для
радиовещания. Так, в приемнике высшего класса Ленинград-004
имеется девять КВ диапазонов и, кроме того, диапазон СВ разде-
лен на два поддиапазона. В целях лучшего выполнения требова-
ний к ослаблению зеркального канала приема в приемниках выс-
шего класса применяется двойное преобразование частоты на КВ
диапазонах. В упомянутом приемнике Ленинград-004 для приема
сигналов в диапазонах КВ-2--КВ-9 использовано двойное преоб-
разование частоты: первая промежуточная частота fn4i=l>-84 МГц
и вторая промежуточная частота fn42 = 0,465 МГц.
Тракты усиления колебаний с промежуточными частотами при
приеме AM или ЧМ сигнала выполняют совмещенными на одних
и тех же усилительных при-
борах. Для этого в выход-
ную цепь используемого при-
бора последовательно включа-
ют избирательные цепи, наст-
роенные на соответствующие
промежуточные частоты. Та-
кое включение не создает вза-
имозависимости настроек этих
цепей из-за того, что выход-
ная цепь усилительного при-
бора обычно обладает доста-
точно большим внутренним со-
противлением.
На рис. 15.2 изображена
принципиальная схема одного
Рис. 15.2
362
каскада усилителя промежуточной частоты приемника AM и ЧМ
сигналов.
Практически все радиовещательные приемники имеют встроен-
ные магнитные антенны для приема сигналов в диапазонах СВ,
ДВ, а в приемниках высших классов и в диапазонах КВ. Кроме
этих антенн обычно в диапазонах КВ (когда не предусмотрена
магнитная ферритовая антенна) и УКВ у переносных приемников
имеются штыревые телескопические антенны. Предусматривается
также возможность включения наружной антенны к входному кон-
туру приемника через соответствующий элемент связи.
В перестраиваемом преселекторе приемника и в контуре гете-
родина применяют избирательные цепи с сосредоточенными пара-
метрами и одноручечной настройкой. В простых моделях малога-
баритных радиоприемников в качестве элементов настройки кон-
туров используются конденсаторы с твердым диэлектриком либо
варикапные матрицы. В автомобильных радиоприемниках плавную
настройку осуществляют переменными индуктивностями для
уменьшения влияния вибраций на частоту настройки.
15.2. Приемники стереофонического вещании
Принятая в Советском Союзе совместимая система стереофо-
нического вещания основана [47] на передаче По радиоканалу
комплексного стереосигнала. Комплексный стереосигнал (КСС)
имеет сложный спектр, содержащий информацию от двух акусти-
ко-электрических преобразователей. Этот стереосигнал содержит
суммарное колебание от стереопары акустоэлектрических преоб-
разователей (АЭП) и разностное низкочастотное колебание на
поднесущей частоте [Пн = 31,25 кГц.
Спектр КСС изображен на рис. 15.3. Суммарное колебание сте-
реопары us =(на + нб) содержит составляющие в диапазоне час-
тот 30—15 000 Гц. Разностное колебание ир = (ыА—иБ )/2 перенесе-
но на поднесущее колебание с частотой fnn=31,25 кГц методом по-
лярной модуляции с частично подавленным на 14 дБ поднесущим
колебанием. Составляющие спектров суммарного и± и разностно-
го ир колебаний стереопары предварительно искажены за счет
введения цепи предыска-
жений в каждый из ка-
налов с постоянной вре-
мени т=50 мкс. Искаже-
ние осуществляется так
же, как, в рассмотренной
ранее монофоническойси-
15000 /„„ = 31250
40250
стеме радиовещания с ЧМ Рис. 15.3
на УКВ (см. § 12.4).
Таким образом, спектр комплексного стереосигнала занимает
полосу частот от 0 до 46,25 кГц, т. е. примерно в 3 раза шире
спектра звуковых частот при монофонической передаче. Весь ука-
занный спектр частот должен быть воспроизведен на выходе час-
13*
363
Точного детектора приемника перед подачей полученного выходно-
го КСС на стереодекодер.
Структурная схема высокочастотного тракта с детектором при-
емника стереовещания не отличается от структурной схемы прием-
ника ЧМС. Определим ширину полосы пропускания УПЧ приемни-
ка стереовещания. Максимальное частотное отклонение Afmax=
= 50 кГц фиксируется в модуляторе передатчика, поэтому ширина
полосы спектра АГ0 = 2Гтах + 2 Afmax. Учитывая, что /7тах =
= 46,25 кГц, находим АГ0= 192,5 кГц.
Таким образом, в отличие от приемника монофонического ве-
щания, где в тракте промежуточной частоты достаточна ширина
полосы пропускания около 130 кГц, в приемнике стереовещания
необходимая полоса пропускания шире и составляет около 190 кГц.
В этой полосе частот фазовая характеристика должна быть линей-
ной.
Укрупненная структурная схема приемника стереофонического
вещания изображена на рис. 15.4. Здесь КСС, полученный на вы-
ходе частотного детектора, подается на стереодекодер (СД), кото-
рый выделяет сигналы левого иА и правого иБ каналов стереопа-
ры. Далее происходит усиление сигналов левого и правого кана-
Рис. 15.4
лов в раздельных усилительных трактах, где осуществляется кор-
рекция предыскажений. Усиленные колебания левого и правого
каналов подаются на электроакустические преобразователи (гром-
коговорители). Громкоговорители располагаются так, чтобы соз-
дать необходимый стереоэффект.
В стереодекодере выполняются: коррекция линейных искаже-
ний КСС, возникающих в высокочастотном тракте приемника; вос-
становление амплитуды поднесущего колебания; детектирование
полярно-модулированного колебания; коррекция предыскажений
сигнала. Обычно используются следующие принципы разделения
сигналов стереопары в стереодекодерах- 1) диодное детектирова-
ние полярно-модулированного колебания (ПМК); 2) разделение
тональных и надтональных составляющих КСС с последующей их
обработкой; 3) преобразование ПМК в АИМК с последующим вы-
делением сигналов стереоканала.
В большинстве приемников низших классов стереодекодеры вы-
полняются на основе диодного детектирования полярно-модулиро-
364
ванного колебания. Структурная схема декодера указанного типа
изображена на рис. 15.5, из которого видно, что КСС поступает на
вход корректора линейных искажений (КЛК), компенсирующего
спад частотной характеристики ВЧ тракта приемника на верхних
частотах и нелинейность фазовой характеристики. Обычно восста-
новление уровня поднесущего колебания осуществляется цепью,
Рис. 15.5
имеющей достаточно острый пик (в 14 дБ) коэффициента переда-
чи K\ = UJU?, на частоте /пн = 31 250 кГц. Для верхних и нижних
составляющих частотного спектра КСС коэффициент передачи
мал. Коэффициент передачи стереодекодера для информационных
составляющих желательно иметь таким, чтобы при приеме моно-
или стереопрограмм после частотного детектора можно было бы
использовать одни и те же УЗЧ. Это достигается, если в тракт сте-
реодекодера будет включен широкополосный усилитель. Получен-
ный после восстановления амплитуды поднесущего колебания по-
лярно-модулированный сигнал подается на полярный детектор.
Принципиальная схема усилительного каскада с диодным по-
лярным детектором изображена на рис. 15.6. Усилительный кас-
кад на транзисторе усиливает полярно-модулированный сигнал с
частотным спектром в интервале 30 Гц —46,25 кГц. Этот сигнал с
коллекторной нагрузки транзистора 1\ подается через конденсатор
на два диодных детектора. Один из них (на диоде Д\) детек-
тирует положительные полуволны входного напряжения и выде-
Рис. 15.6
365
ляет на выходе составляющие спектра частот модуляции канала
А. Второй (на диоде Д2) выделяет на нагрузке RjCe напряжение,
соответствующее спектру частот модуляции канала Б. Напряже-
ния, полученные на нагрузках первого (Т?5С4) и второго (#?Сб)
детекторов, подаются через цепи коррекции предыскажений Б.ДД и
RsC7 соответственно к усилителям канала А и канала Б. Постоян-
ные времени этих цепей согласно стандарту равны 50 мкс.
В полярном детекторе наблюдаются переходные искажения. Ес-
ли при модуляции отсутствует сигнал канала Б и существует сиг-
нал канала А, то в результате детектирования КСС полярным де-
тектором изменится напряжение на разделительном конденсаторе
Сз. Это напряжение в сумме с входным напряжением создаст сиг-
нал канала А на выходных зажимах детектора канала Б. Таким
образом, в канале Б появится переходная помеха, вызванная сиг-
налом в канале А.
Полярный детектор, выполненный по схеме рис. 15.6, отличает-
ся относительно малым переходным затуханием между каналами.
Лучшие результаты можно получить, используя стереодекодер, вы-
полненный на основе фильтрации тональных и надтональных со-
ставляющих КСС и последующей его обработки. Структурная схе-
ма устройства декодирования КСС с разделением спектра изобра-
жена на рис. 15.7. КСС, спектр которого изображен на рис. 15.3,
Рис. 15.7
подается на два тракта: один из них выделяет низкочастотные со-
ставляющие спектра 30 Гц— 15 кГц, второй, содержащий полосо-
вой фильтр с центральной частотой настройки f0 = 31,25 кГц и по-
лосой пропускания 30 кГц, выделяет амплитудно-модулированное
колебание с симметричным спектром. Это колебание далее детек-
тируется амплитудным детектором (АД) с целью выделения раз-
ностных колебаний стереопары.
Выходные колебания указанных трактов («1 и и2) при сумми-
ровании позволяют получить сигнал A-канала, а при вычитании—
сигнал Б-канала. Построение декодера с разделением спектра
КСС позволяет получить более высокое качество разделения сиг-
налов А и Б стереопары.
На рис. 15 8 изображена принципиальная схема стереодекоде-
ра для радиоприемников высшего класса, основанного на рассмот-
366
ренном принципе. В первом каскаде, выполненном на транзисто-
ре 7\, осуществляется подъем усиления на высоких частотах спект-
ра КСС во входной цепи (цепочка KiC2 и входное сопротивление
транзистора), а также восстановление уровня несущего колебания
разностного сигнала стереопары. Восстановление амплитуды под-
несущего колебания на частоте )Пн = 31,25 МГц осуществляется за
счет увеличения коэффициента усиления каскада на частоте на-
стройки контура LiC3 В узкой полосе частот вблизи /Пн коэффици-
ент усиления каскада определяется эквивалентным сопротивле-
нием контура LiC3.
канала Б канала А
Рис. 15.8
Эквивалентное сопротивление нагрузки каскада можно изме-
нять регулировкой сопротивления шунтирующего резистора 7?6- На
боковых частотах модуляции коэффициент усиления каскада
уменьшается в соответствии с уменьшением эквивалентного сопро-
тивления контура, стремясь к значению, определяемому резисто-
ром Ri. Второй каскад резонансного усиления, выполненный на
транзисторе Т2, работает на двухтактный, симметричный диодный
детектор. В детекторе использован безынерционный режим детек-
тирования сильных сигналов. Безынерционный режим обусловлен
тем, что сопротивление нагрузки детектора (Т?12—/?15) не шунти-
руется конденсатором. Форма напряжения на нагрузке детектора
в функции времени будет такой же, как форма напряжения на на-
грузке выпрямителя, работающего на резистор.
Регулировкой положений подвижных контактов резисторов Ri2
и Rn можно добиться, чтобы к выходным зажимам 1 и 2 подво-
дились равные по величине и противоположной полярности разно-
стные сигналы стереопары. К выходным зажимам 1 и 2 стерео де-
кодера также подводится суммарное напряжение стереопары. Это
367
напряжение передается через делитель ^20^21- Резистор /?21 за-
шунтирован конденсатором Ст, осуществляющим необходимую
фильтрацию высокочастотных составляющих КСС согласно струк-
турной схеме рис. 15.7 (ФНЧ).
Таким образом, к выходным зажимам 1—3 будет подведен
сигнал [ (1/2) (Нд+ыБ ) + (1/2) (нА—иБ)]а = аиА, а к выходным за-
жимам 2—3 сигнал [ (1/2) (пд + пБ ) — (1/2) (ид—иЕ)]а = аиБ, где
а — коэффициент передачи сумматора.
В приемниках стереопрограмм обычно предусматривается инди-
катор точной настройки, работающий от стереодекодера. Вход ин-
дикатора точной настройки для приемника с декодером, выполнен-
ным по схеме рис. 15.8, подключается к колебательному контуру
L2C5. Настройку осуществляют по максимуму напряжения на этом
контуре.
Декодирование КСС можно также осуществить на основе пре-
образования КСС в сигнал с АИМ и последующего выделения на-
пряжения, повторяющего закон изменения амплитуд ИМ сигна-
лов канала А и ИМ сигналов канала Б [47]. При достаточно ма-
лой длительности импульсов и жесткой синхронизации временного
положения импульсов с моментами прохождения экстремальных
значений полярно-модулированного колебания, можно получить
более высокие показатели стереодекодера по сравнению с рассмот-
ренными выше.
15.3. Телевизионные радиоприемники
Телевидение совместно со звуковым сопровождением предостав-
ляет широкие возможности передачи сообщений и комплексное
воздействие на органы чувств человека: зрение и слух. Телевиде-
ние в современном мире является необходимым средством массо-
вой информации населения о происходящих событиях, о достиже-
ниях науки, техники и культуры. В нашей стране уделяется боль-
шое внимание развитию этого направления человеческой деятель-
ности.
В решениях XXVI съезда КПСС определены пути развития те-
левидения и других средств массовой информации в целях даль-
нейшего улучшения работы по коммунистическому воспитанию со-
ветского народа.
Общая характеристика телевизионных радиоприемников
Телевизионные радиоприемники служат для приема изображе-
ний и звукового сопровождения программ, формируемых в месте
передачи. В зависимости от назначения телевизионной системы, в
которой работает радиоприемник, к нему предъявляются специ-
фические требования. Наиболее распространенными являются те-
левизионные радиовещательные приемники. Они выпускаются в
виде стационарных и переносных моделей, предназначенных для
приема программ в черно-белом либо цветном и черно-белом изо-
368
бражениях. Первые из указанных приемников сокращенно назы-
вают черно-белыми, вторые — цветными.
Характеристики приемников черно-белых изображений опреде-
ляются ГОСТ 18198—79. Согласно этому стандарту приемники вы-
пускаются четырех классов, отличающихся размерами экрана,
уровнем автоматизации выбора оптимального режима тракта,
электрическими характеристиками и в меньшей степени — растро-
выми искажениями изображения.
Приемники первых трех классов выполняются стационарными,
а приемники четвертого класса в виде переносных портативных
моделей с размерами экрана 16, 25, 32 см по диагонали. Прием-
ники первого класса имеют кинескопы с размером экрана 67 см,
второго класса — 59 см и третьего класса — 40 см по диагонали.
Для телевизионного вещания наземными станциями в СССР
выделено: в метровом диапазоне волн —20 каналов, в дециметро-
вом диапазоне волн— 19 каналов; для каждого из этих каналов
определена полоса частот 8 МГц. Для спутниковой системы теле-
визионного вещания в сантиметровом диапазоне выделено 40 ка-
налов с полосой каждого канала 19,18 МГц.
Первые пять каналов в метровом диапазоне волн имеют сле-
дующие минимальные граничные частоты:
1-й канал /1тш = 48,5 МГц (fM = 49,75 МГц, f3B=56,25 МГц),
2-й » Дтт = 58 МГц (/и=59,25 МГц, f3B=65,75 МГц),
3-й » Дт.п = 76 МГц (f„=77,25 МГц,/зв = 83,75 МГц),
4-й » Дтт = 84 МГц (fH = 85,25 МГц, f3B = 91,75 МГц),
5-й » )5т1п = 92 МГц (/и=$3,25 МГц,/зв = 99,75 МГц).
Частоты следующих каналов (от 6-го до 12-го)
Лтш = [174 + (г-6)8]МГц,
где i — номер канала (6«=Д=С 12).
Интервал частот между вторым и третьим каналами преду-
смотрен для системы звукового радиовещания на УКВ 65,8—
73 МГц.
Минимальные частоты каналов телевизионного вещания в деци-
метровом диапазоне волн
flmin = [462 +(i-20)8] МГц,
где i — номер канала в дециметровом диапазоне. Первому телеви-
зионному каналу в дециметровом диапазоне присвоен номер i=21.
Несущие частоты каналов в сантиметровом диапазоне волн
fK = (11.708,30-J-к. 19,18] МГц,
где k=(l—40)—номер канала в сантиметровом диапазоне волн.
Первый канал сантиметрового диапазона имеет частоту
ft (11.708,30 + 19,18) =-11.727,48 МГц.
369
В метровом и дециметровом диапазонах волн телевизионный
сигнал передается методом амплитудной модуляции соответствую-
щих несущих колебаний с частично подавленной нижней боковой
полосой частот. Сигнал звукового сопровождения передается ме-
тодом частотной модуляции со стандартным максимальным частот-
ным отклонением Afm=±50 кГц, используя стандартное предыска-
жение сигнала.
В сантиметровом диапазоне волн телевизионный сигнал пере-
дается методом частотной модуляции. В связи с этим для приема
сигналов в указанном диапазоне используются преобразователи
ЧМ сигнала в AM сигнал на несущую частоту одного из каналов
метрового диапазона волн.
Таким образом, телевизионные приемники являются приемни-
ками УКВ с фиксированными частотами настройки.
Как известно из предыдущего, высокие электрические харак-
теристики тракта и их постоянство в широком диапазоне частот
возможно достигнуть, используя супергетеродинный метод по-
строения высокочастотного тракта. Поэтому современные телеви-
зионные приемники представляют собой супергетеродины с одно-
кратным преобразованием частоты в диапазоне метровых волн и
двухкратным — в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн
при приеме сигналов изображения. Тракт сигналов звукового со-
провождения соответственно выполняется с двухкратным и трех-
кратным преобразованиями частоты.
Воспроизведение изображения на экране кинескопа определя-
ется двумя процессами: формированием растра или поля изобра-
жения и модуляцией интенсивности электронного луча кинескопа.
Формирование растра на экране кинескопа согласуется с изме-
нением положения развертывающего луча передающей трубки.
При принятом в радиовещательной системе равномерном переме-
щении луча по строкам и кадру любые нарушения этого закона
вызывают геометрические искажения воспроизводимого изображе-
ния. Эти искажения растра нормируются ГОСТ. Геометрические
искажения определяются отношением максимального отклонения
сторон квадратов по строкам и кадру от среднего значения к их
среднему значению при передаче поля правильных квадратов. В
приемниках высших классов нормы на нелинейные искажения
растра более жесткие по сравнению с нормами допустимых иска-
жений для приемников низших классов. В среднем эти искажения
не должны превышать 10—15% вдоль строк и 8—12% вдоль кад-
ра.
Закон изменения яркости элемента изображения, воспроизво-
димого на экране кинескопа, нарушается вследствие линейных и
нелинейных искажений сигнала в гракте приемника, а также из-за
нелинейности характеристики тока луча в функции напряжения
на управляющем электроде кинескопа.
Характеристики тракта изображения телевизионного приемни-
ка должны обеспечивать необходимую верность воспроизведения
распределения яркости элементов изображения на экране кинеско-
370
па передаваемому объекту. ГОСТ СССР предусмотрено сужение
спектра радиосигнала, позволяющее обеспечить более экономное
использование диапазона частот, отведенного для телевидения, и
уменьшение эффективной полосы пропускания приемника до де-
тектора при сохранении необходимой .четкости изображения.
Расположение составляющих спектра полного телевизионного
радиосигнала согласно ГОСТ изображено на рис. 15.9. Передача
сигналов изображения осуществляется при частичном подавлении
нижней боковой полосы частот. Составляющие спектра частот мо-
дуляции 0—0,75 МГц передаются двумя боковыми полосами. Со-
ставляющие спектра частот модуляции 1,25—6,25 МГц передаются
лишь верхней боковой полосой частот. Наличие дополнительных
составляющих спектра по сравнению с однополосной передачей
требует коррекции частотной характеристики тракта с целью полу-
чения идеальной равномерной характеристики верности в преде-
лах частот модуляции 0—6,25 МГц.
Равномерную характеристику верности можно получить двумя
методами коррекции: двукратным ослаблением в приемном тракте
составляющих, передаваемых двумя боковыми полосами частот,
либо двукратным увеличением относительного усиления состав-
ляющих, передаваемых одной боковой полосой частот. При втором
способе коррекции необходимо применять цепи, создающие подъем
характеристики видеотракта приемника для частот модуляции вы-
ше 0,75 МГц. Это ухудшает переходную характеристику приемни-
ка. В переходной характеристике появляется выброс продолжи-
тельностью около восьми строк, искажающий воспроизведение
резких границ изображения.
В существующих приемниках используется первый способ кор-
рекции. При этом способе несущее колебание сигнала изображе-
ния устанавливается на середине спадающего участка частотной
характеристики высокочастотного тракта приемника, выделяюще-
го верхние боковые частоты модуляции. Протяженность этого
участка характеристики должна быть 1,5 МГц (±0,75 МГц от не-
сущего колебания). Сокращение частотного интервала спада ха-
рактеристики приводит к ухудшению переходной характеристики и
критичности настройки приемника.
371
Спектр вещательного телевизионного канала содержит также
составляющие звукового сопровождения. В стандартном телеви-
зионном канале несущая частота звукового сопровождения распо-
ложена выше несущей изображения на 6,5 МГц. Звуковое сопро-
вождение передается методом частотной модуляции при стандарт-
ных значениях максимального частотного отклонения ±50 кГц и
постоянной времени цепи предыскажений, равной 50 мкс. Приме-
нение частотной модуляции способствует эффективному ослабле-
нию влияния радиопомех при радиоприеме. Ширина полосы спект-
ра сигнала звукового сопровождения 130 кГц. В связи с тем, что
спектр сигналов звукового сопровождения близок к верхней гра-
нице спектра сигналов изображения, оказывается экономичным
построение общего тракта усиления. Применение общего тракта
сопряжено с появлением взаимных помех, называемых переход-
ными. Изменение частоты сигнала звукового сопровождения может
преобразоваться избирательными цепями в изменение амплитуды,
приводящее к изменению яркости изображения в такт со звуковы-
ми колебаниями. В канале звукового сопровождения появляются
колебания с частотой кадров и ее гармониками. Для снижения
уровня переходных помех необходимо использовать различия ви-
дов модуляции сигналов изображения и звука. В тракт ВЧ сигна-
лов звукового сопровождения следует включить эффективный ог-
раничитель, устраняющий изменение амплитуды выделенного сиг-
нала, обусловленное сигналами изображения. В тракт сигналов
изображения необходимо включить амплитудный детектор, прак-
тически нечувствительный к изменению частоты входных колеба-
ний. Существенно, чтобы изменение частоты не было преобразова-
но в изменение амплитуды избирательными цепями общего трак-
та.
Структурные схемы телевизионных радиоприемников
Структурная схема телевизионного приемника с совмещенным
трактом усиления сигналов изображения и звукового сопровожде-
ния изображена на рис. 15.10. Сигнал от приемной антенны посту-
пает на селектор телевизионных каналов ,(СТК), в котором осу-
ществляется настройка на желательный телевизионный канал и
преобразование его спектра в полосу частот тракта промежуточ-
ной частоты.
Селекторы телевизионных каналов современных приемников
представляют собой унифицированные блоки: для приема сигна-
лов в метровом диапазоне волн — блок СКМ-20 и для приема сиг-
налов в диапазоне дециметровых волн — СКД-20 [48]. Выбор же-
лательного канала метрового диапазона достигается переключени-
ем катушек контуров входной цепи, УРЧ и гетеродина. Для АПЧ
и ручной подстройки частоты гетеродина используются варикапы.
Прием сигналов дециметрового диапазона осуществляется при
совместном использовании обоих селекторов. В селекторе СКД-20
применена плавная перестройка преселектора и гетеродина кон-
372
денсаторами переменной емкости в контурах в виде отрезков ко-
аксиальных линий. Смеситель СКМ-20 в этом режиме использует-
ся как дополнительный УПЧ. Общий УПЧ, подключенный к выхо-
ду СТК, осуществляет одновременно усиление преобразованных
сигналов изображения и звукового сопровождения. Промежуточ-
/п.зв = 31,5 МГц. Необходимая форма амплитудно-частотной харак-
теристики УПЧ изображена на рис. 15.11. Преобразованная несу-
щая частота изображения желательного канала должна быть рав-
на абсциссе дочки А, находящейся на уровне 0,5 правого спада
частотной характеристики. Как было указано ранее, протяжен-
ность этого спада не должна превышать 1,5 МГц.
На преобразованных частотах сигнала звукового сопровожде-
ния соседнего канала приема /дзвсос = 39,5 МГц и желательного
канала /Пзв = 31,5 МГц амплитудно-частотная характеристика
должна иметь горизонтальные участки протяженностью около
200 кГц с тем, чтобы, во-первых, исключить помехи в канале изо-
373
бражения за счет преобразования ЧМ в AM сигнал и, во-вторых,
чтобы получить линейную фазовую характеристику вблизи (Пзв.
"Напомним, что линейность фазовой характеристики системы в по-
лосе спектра ЧМС необходима для устранения искажений. Ослаб-
ление на указанных частотах должно соответствовать норме на
отношение сигнал-помеха для хорошего качества восприятия изо-
бражения. Рекомендуемое МККР отношение сигнал-помеха со-
ставляет 40 дБ. В связи с тем, что несущее колебание канала изо-
бражения, излучаемое радиопередатчиком, имеет большой уровень
по сравнению с уровнем боковых колебаний, необходимое ослабле-
ние несущего колебания соседнего канала должно превышать
60 дБ.
После усиления сигналов изображения и звукового сопровож-
дения в общем УПЧ осуществляется их разделение. Сигнал изо-
бражения детектируется амплитудным детектором (АД) и далее
поступает на катод кинескопа. Сигнал звукового сопровождения с
/пзв = 31,5 МГц поступает к второму преобразователю, где полу-
чается дальнейшее понижение промежуточной частоты. Тракт сиг-
налов звукового сопровождения содержит УПЧ, частотный детек-
тор с эффективным ограничителем и УЗЧ.
Приемник, выполненный по структурной схеме рис. 15.10, кри-
тичен в настройке, так как преобразованная частота, выделяемая
вторым УПЧ, зависит от стабильности частоты как первого, так и
второго гетеродина. Эта критичность настройки проявляется в
сильном влиянии температуры, вибраций и изменения питающих
напряжений на размещение спектра сигналов звукового сопровож-
дения в полосе пропускания УПЧ звука и по характеристике час-
тотного детектора. В результате этого возникают нелинейные иска-
жения первичных сигналов звукового сопровождения. Для устра-
нения критичности настройки приемника было предложено исполь-
зовать несущую сигнала изображения в качестве гетеродина для
второго преобразования частоты.
Преимуществом этого варианта построения структурной схемы
является высокая стабильность преобразованной частоты сигна-
лов звуковою сопровождения. Промежуточная частота тракта зву-
кового сопровождения должна быть равна разности частот несу-
щих колебаний звукового сопровождения и изображения, т. е.
/пзв2 = 6,5 МГц.
Второе преобразование частоты можно осуществить, применяя
в качестве преобразующего прибора диод детектора канала изо-
бражения.
Приемник, в котором детектирование сигнала изображения сов-
мещено с преобразованием частоты сигнала звукового сопровожде-
ния, называют одноканальным. Структурная схема одноканально-
го приемника изображена на рис. 15.12. Отличие этой структурной
схемы от двухканальной, изображенной на рис. 15.10, состоит в
том что в качестве второго преобразователя частоты сигналов зву-
кового сопровождения (ПЧЗ) используется тот же нелинейный
прибор (обычно диод), что и для детектирования сигнала проме-
374
жуточной частоты изображения. В одноканальном приемнике по
сравнению с двухканальным режим детектора существенно опре-
деляет качество приема сигналов.
Режим совмещенного детектора и преобразователя критичен к
уровню сигнала изображения. Известно, что крутизна преобразо-
вателя и, следовательно, уровень выходного напряжения преобра-
зованной частоты звукового сопровождения зависят от амплитуды
гетеродина.
Рис. 15.12
В одноканальном приемнике в качестве колебания гетеродина
используется несущее колебание изображения. Если коэффициент
модуляции этого колебания 100%, то и колебания преобразован-
ной частоты звукового сопровождения будут иметь 100%-ную ам-
плитудную модуляцию. В этих условиях никакой ограничитель не
сможет устранить амплитудную модуляцию. На выходе тракта
звукового сопровождения будет прослушиваться сильная помеха с
частотой кадров и ее высшими гармониками. Для устранения это-
го недостатка в передатчике существует так называемый охранный
уровень излучения. При максимальной яркости изображения пере-
датчик излучает не менее 15% уровня несущего колебания, соот-
ветствующего пику синхроимпульсов. Таким образом, даже при
максимальном коэффициенте модуляции несущее колебание изо-
бражения достаточно для нормальной работы преобразователя
частоты звукового сопровождения и ограничителя в тракте детек-
тирования ЧМС звука.
В приемнике, построенном по одноканальной схеме, напряже-
ние частоты /п зв = 6,5 МГц для последующего усиления может сни-
маться как с выходных зажимов АД, так и с выхода видеоусили-
теля. Выделение колебаний с промежуточной частотой на выход-
ных зажимах видеоусилителя целесообразно, если коэффициент
усиления этого каскада для колебаний с промежуточной частотой
больше единицы.
375
Формирование растра на экране кинескопа обеспечивается бло-
ком разверток, управляемым цепями синхронизации. Цепи син-
хронизации выделяют импульсы синхронизации строк и кадров.
Помехоустойчивость приема телевизионного изображения в су-
щественной мере определяется помехоустойчивостью системы син-
хронизации. Поэтому в современных приемниках используют уст-
ройства защиты селекторов блока синхронизации от импульсных
и флуктуационных помех, а также инерционные системы автома-
тической подстройки частоты строк.
Блок автоматической регулировки усиления выполняют на ос-
нове выделения импульсов синхронизации из полного телевизион-
ного сигнала (стробирования) и осуществляют регулировку по
уровню этих импульсов. Таким образом, АРУ не зависит от содер-
жания изображения, (от сюжета). Для приемников I и II классов
изменение входного напряжения на 45—50 дБ вызывает изменение
выходного напряжения не более чем на 3 дБ.
Питание анода кинескопа осуществляют от выпрямителя, по-
лучающего импульсы высокого напряжения от генератора строч-
ной развертки.
В приемниках высших классов применяют не только АРУ, уст-
раняющую необходимость пользования ручной регулировкой кон-
трастности, но применяют также автоматическую регулировку яр-
кости (АРЯ), которая устанавливает минимальную яркость, зави-
сящую от внешней засветки экрана кинескопа. Эти устройства сов-
местно с АПЧ позволяют полностью исключить пользование руч-
ными регулировками. Режим приемника устанавливается автома-
тически при включении приемника на желательную станцию.
Большие удобства потребителю предоставляет также система
сенсорного управления.
Особенности радиоприемников цветного изображения
В системе цветного телевидения Secam III Б, принятой в на-
шей стране, сигналы цветности передаются в полосе частот яр-
костного сигнала до 5,8 МГц, содержащей информацию о сумме
цветовых сигналов красного, синего и зеленого цветов UY. На
двух поднесущих цветности /ши = 4,25 МГц и /пн2 = 4,406 МГц, от-
личающихся на 10 периодов строчной частоты, передается инфор-
мация о цветовом тоне и насыщенности передаваемого цвета ме-
тоде ” частотной модуляции с малым частотные отклонением
(±0,35 МГц). Информация о цвете передается в полосе частот до
1,5 МГц с предыскажением (подъем высоких частот модуляции).
Для уменьшения заметности помехи от поднесущих уровень их
уменьшают до малых значений и, кроме того, фаза каждой из
поднесущих изменяется на 180° через каждые две строки. На под-
несущей /пн1=4,25 МГц передается информация о разностном сиг-
нале— «яркостный минус синий»: UY_B, а на поднесущей /пн2 =
= 4,406 МГц — «красный минус яркостный»: Ur-Y.
376
Сцектр телевизионного сигнала системы цветного телевидения
изображен на рис. 15.13.
Ввиду того, что при частотной модуляции выделение первич-
ных цветоразностных сигналов с близкими поднесущими в прием-
нике оказывается затруднительным, используется метод временно-
го разделения сигналов. Цветоразностные сигналы передаются че-
Рис. 15.13
рез одну строку. Например, сигнал У—В передается в интервале
нечетных строк, тогда как сигнал R—У — в интервале четных
строк каждого полукадра.
Для получения первичных сигналов в приемнике осуществляет-
ся задержка ранее принятого сигнала на одну строку и одновре-
менная обработка этого сигнала с принимаемым в данный момент.
В результате обработки выделяется сигнал G—У. Таким обра-
зом, в блоке цветности приемника формируются три сигнала:
R—У, G—У и В—Y. Эти сигналы подводятся к электродам, управ-
ляющим токами соответствующих лучей кинескопа. На катод ки-
нескопа подается яркостный сигнал. В результате совместного дей-
ствия яркостного на катоде и сигналов цветности на управляю-
щих электродах каждый из лучей кинескопа воспроизводит насы-
щенность первичных (красного, синего и зеленого) цветов, пере-
даваемых телевизионной системой.
Укрупненная структурная схема приемника цветного телевиде-
ния (без цепей АРУ и АРЯ изображена на рис. 15.14. Сигнал от
антенны поступает на селектор каналов. Он выделяет желатель-
ный сигнал и преобразует его спектр в область частот полосы про-
пускания усилителя промежуточной частоты изображения (УПЧИ).
В тракте УПЧИ происходит также усиление преобразованной час-
тоты звукового сопровождения. К выходу тракта УПЧИ подключе-
ны амплитудный детектор, выделяющий спектр сигнала изображе-
ния, и второй преобразователь частоты канала звука (ПЧ2). В
этом преобразователе в качестве гетеродина служит преобразован-
ное несущее колебание канала изображения )Пиз = 38 МГц. По-
скольку при первом преобразовании частоты в селекторе каналов
.377
первая промежуточная частота канала звукового сопровождения
(ПЧЗ) равна 31,5 МГц, вторая промежуточная частота будет рав-
на разности несущих частот изображения и звукового сопровожде-
ния: fn2 = 6,5 МГц.
Рис. 15.14
После необходимого усиления в УПЧЗ преобразованный сигнал
поступает на частотный детектор (ЧД). Здесь выделяются элект-
рические звуковые колебания, подаваемые далее на электроакус-
тический преобразователь (ЭАП).
Сигнал изображения, полученный на выходе АД, подается на
видеоусилитель и затем на катод трехцветного масочного кинеско-
па для модуляции токов трех его электронных лучей яркостным
сигналом У. Выходное напряжение видеоусилителя подается так-
же в блок выделения импульсов синхронизации кадровой и строч-
ной разверток, а также в блок цветности. В блоке цветности пол-
ный телевизионный видеосигнал декодируется. На выходе блока
цветности формируются цветовые сигналы красного (R), зеленого
(G) и синего (В) цветов, которые в сумме с яркостным сигналом,
подводимым к катодам кинескопа, изменяют токи электронных лу-
чей R, G, В для получения цветного изображения.
В выходном устройстве приемника, включающем цветной кине-
скоп и систему развертки, 'имеется система динамического сведе-
ния лучей (СДС). Эта система корректирует отклонения электрон-
ных лучей трубки с целью обеспечить правильное воспроизведение
цвета по всему полю экрана. Система содержит' три комплекта от-
клоняющих катушек, питаемых от блока динамического сведения
(БДС), формирующего необходимые токи, зависимость которых во
времени определяется токами в отклоняющих системах кадровой
и строчной разверток. Высокое ускоряющее напряжение, подводи-
378
Рис. 15.15
мое к аноду кинескопа, получают от высоковольтного (ВВ) вы-
прямителя, питаемого от блока строчной развертки.
Упрощенная структурная схема блока цветности приемника ЦТ
изображена на рис. 15.15. От видеоусилителя полный телевизион-
ный сигнал поступает на усилитель (Ус), выделяющий полосу час-
тот цветоразностных сигналов.
Выделенные сигналы цветности подаются к электронному ком-
мутатору двумя путями: непосредственно и через линию задерж-
ки (ЛЗ). Положение электронного ключа (ЭК), направляющего
сигналы У—В и R—У к соответствующим частотным детекторам,
определяется блоком опознавания цвета. Если в данный момент
передается сигнал R—У, то ЭК находится в положении, указанном
на рис. 15.15. В этом режиме на выходе линии задержки сущест-
вует сигнал предыдущей строки У—В, и поэтому сигналы этих
двух строк одновременно поступают на соответствующие частот-
ные детекторы (ЧД). В другом случае, когда передается сигнал
У—В, ЭК будет находиться в противоположном режиме.
Выходные напряжения детекторов подаются на раздельные ви-
деоусилители (ВУ1 и ВУг) с коррекцией предыскажений и далее —
к управляющим электродам цветного кинескопа. Напряжения на
выходе видеоусилителей UR_Y и UB_Y используются для выделе-
ния сигнала UG-Y матрицей G—У. ,
Таким образом, на выходе устройства формируются три цвето-
разностных сигнала, подаваемых на управляющие электроды ки-
нескопа.
Блок опознавания цвета управляется от системы кадровой раз-
вертки (СКР), выделяющей импульсы опознавания цвета за вре-
мя обратного хода по кадру. Если эти импульсы отсутствуют (при
передаче черно-белых изображений), то блок опознавания цвета
запирает полосовой усилитель, выделяющий сигналы цветности. В
этом режиме осуществляется прием черно-белых изображений.
Блок опознавания цвета управляет работой электронного ключа,
переключая с частотой строк и корректируя его режим так, чтобы
цветоразностные сигналы подавались на соответствующий частот-
ный детектор.
79
16. Прием сигналов
в оптическом диапазоне волн
•
16.1. Общая характеристика
использования волн оптического диапазона
Развитие техники генерирования и модуляции колебаний с ча-
стотой выше 1012 Гц и исследования условий распространения этих
колебаний позволяют определить области их использования в бли-
жайшем будущем. Это системы точных измерений угловых коор-
динат, точные дальномерные системы и системы связи с высокой
пропускной способностью [58]. Применение систем оптического
диапазона в значительной мере определяется условиями распрост-
ранения оптических волн.
В космическом пространстве поглощение оптических волн весь-
ма мало, поэтому можно осуществить связь на многие миллионы
километров. В земной атмосфере поглощение оптических волн ве-
лико и сильно зависит от метеорологических условий. Неоднород-
ность свойств газовой оболочки Земли изменяет структуру поля в
апертуре луча даже на относительно небольших расстояниях (по-
рядка нескольких десятков километров).
Исследования прохождения оптических волн через газовую
оболочку Земли свидетельствуют о возможности выбора длины
волны колебаний, при котором поглощение составляет не более
10%. Уже созданы экспериментальные линии связи оптического
диапазона между искусственными спутниками Земли и наземными
станциями.
16.2. Структурные схемы приемников
оптического диапазона волн
Приемники оптического диапазона волн строятся с использова-
нием прямого усиления сигналов и супергетеродинного метода
приема.
Структурная схема приемника прямого усиления, работающе-
го в оптическом диапазоне, изображена на рис. 16.1. На входе
приемника включен оптический фильтр (ОФ), ограничивающий
спектр оптических колебаний, передаваемых от антенны к усили-
телю оптических сигналов. Оптические фильтры представляют со-
бой линзовые системы, ослабляющие паразитную фоновую радиа-
цию. Они обладают большой прозрачностью в области частотно-
го спектра принимаемого сигнала и малой прозрачностью за пре-
делами этого спектра. Системы оптической фильтрации основыва-
Дет
Рис. 16.1
380
Вь хоЗ
ются на использовании пространственных свойств сфокусирован-
ных полей, в частности их поляризации или частотных свойств са-
мих линз. Реализуемые частотные фильтры имеют полосу пропус-
кания порядка сотен гигагерц [58]. В качестве антенны в опти-
ческом диапазоне используется телескоп.
Усилителем оптических сигналов (УОС) может служить кван-
тово-механический усилитель либо недовозбужденный лазер соот-
ветствующего диапазона волн. Далее оптический сигнал поступает
к детектору (Дет), преобразующему оптические сигналы в элект-
рические, повторяющие закон модуляции входных оптических сиг-
налов. В качестве детектора используются фотоэлектрические пре-
образователи: полупроводниковые (фотосопротивления, фотодио-
ды) либо вакуумные (фотоэлементы, фотоэлектронные умножите-
ли— ФЭУ). После детектора следует видеоусилитель (ВУ), на вы-
ходе которого должен быть достигнут необходимый уровень мощ-
ности.
С щелью упрощения приемника часто отказываются от приме-
нения УОС и после оптического фильтра включают фотодиод или
ФЭУ.
Найдем предельное значение чувствительности Ретт приемни-
ка оптического диапазона, имеющего на входе фотодетектор. По-
нятие коэффициента шума приемников оптического диапазона не-
приемлемо, гак как вследствие квантовой природы света с увели-
чением сигнала увеличивается и шум, определяемый дискрет-
ностью кванта. Поэтому коэффициент шума не является доста-
точной характеристикой чувствительности приемника. Фотодетек-
тор характеризуют квантовой эффективностью ц, определяемой от-
ношением числа электронов, излучаемых при действии одного
кванта энергии оптических колебаний, т. е.
П ^эл/Рфот’ (16.
где «эл — число фотоэлектронов на выходе фотодетектора; Рф0Т —
число фотонов, действующих на фотодетектор. У современных фо-
тодиодов квантовая эффективность 0,84-0,9.
Допустим, что на поверхность фотодетектора попадает оптиче-
ский сигнал. Мощность колебания равна Рс. Тогда число фотонов,
действующих на фотодетектор в одну секунду,
Pi^PJhf, (16.2)^
где hf — энергия кванта оптического колебания; h— постоянная
Планка; f — частота оптического колебания.
Выходной ток фотодиода будет равен заряду электрона, умно-
женному на число фотоэлектронов, излученных поверхностью фо-
тоэлектрического преобразователя в одну секунду:
1с = еп. (16.3)-
Учитывая соотношения (16.1) и (16.2), получаем
Ic = eT\Pelhf. (16.4>
381
При действии постоянного уровня мощности оптического из-
лучения Рс на выходе фотодетектора будет существовать постоян-
ная составляющая тока /о, определяемая формулой (16.4), и со-
путствующий этой постоянной составляющей шумовой ток, обус-
ловленный дискретностью носителей заряда (дробовый шум).
Эффективное значение шумового тока
Лп.эфф = Х2 е /д Д /эфф. (16.5)
Обозначим отношение сигнал-шум у = 7с/71п.эфф. Учитывая, что
/о = /с, находим
у = /с//2е/сД/~ = рТ^ДТ^ф. (16-6)
После подстановки в формулу (16.6) вместо /с его значения и
решения относительно Рс
Рс.т1.п=2у*ЛМ/ЭффЛ1- (16-7)
При заданном отношении сигнал-шум у — чувствительность
приемника оптического диапазона улучшается с уменьшением эф-
фективной полосы пропускания тракта и с увеличением кванто-
вой эффективности. При увеличении рабочей частоты f чувстви-
тельность детекторного приемника ухудшается.
Заметим, что расчет шумовых характеристик приемника, при-
водящий к формуле (16.7), выполнен без учета шума видеоусили-
теля и шума темнового тока фотодиода. В реальных условиях чув-
ствительность оптического приемника окажется несколько хуже,
чем рассчитанная по формуле (16.7).
Эквивалентная шумовая схема входа детекторного приемника
оптических сигналов изображена на рис. 16.2. Детектор оптиче-
Рис. 16.2
•ских сигналов (фотодетектор) представлен тремя генераторами то-
ка: ICt Ап.с, ^ш.т И ВЫХОДНОЙ Проводимостью й’вых. Ток 1С обусловлен
оптическим сигналом, действующим на фотодетектор, и представ-
ляет собой полезный эффект детектирования. Согласно соотноше-
нию (16.4)
7c=n^cW- (16.8)
Одновременно с полезным результатом детектирования в вы--
ходной цепи детектора возникает шумовой ток, обусловленный ди-
скретностью носителей зарядов
Р С = 2е/СА/Эфф. (16.9)
382
Кроме того, в выходной цепи детектора существует шумовой
ток, величина которого не зависит от действующего сигнала. Этот
ток определяется темновым током фотодиода /т, т. е. током в от-
сутствие оптического сигнала. Шумовой ток, обусловленный этим
темновым током,
Рш т = 2е /т Д/Эфф. (16.10)
В современных фотодетекторах ток /т не превышает 1 —100 пА.
Последующий тракт усиления представлен двумя шумовыми ге-
нераторами:
/ш.вх = 4^о(а^вх)АА ^=-4^0/?шД/, (16.11),(16.12)
входной проводимостью gBX и нешумящим видеоусилителем. Меж-
ду детектором и последующим трактом в качестве согласующего
устройства включен идеальный трансформатор с коэффициентом
трансформации п = UdIR.~
Найдем квадрат отношения сигнал-шум на входе видеоусили-
теля:
т2=^Ж.
Напряжение сигнала
+ (16.13>
Квадрат суммарного напряжения шума
= С(У.с + 12ш, + «2 'ш.вх) «2/(^Ых + «2^вх)21 + ^. ( 1 6.1 4>
Учитывая соотношения (16.13) и (16.14), квадрат отношения
сигнал-шум определится как
Y2 - + У.т + «2 1(£вЫХ/п) + «йвх!2} .
При значениях п~+0 и /г—>-оо отношение сигнал-шум стремится
к нулю. Существует оптимальный коэффициент трансформации
«опт.ш, при котором отношение сигнал-шум максимальное. Диф-
ференцируя знаменатель выражения и приравнивая его нулю, по-
лучаем
\gB ых/§вх/' 1 ®/-^Ш ёвх’
Коэффициент трансформации «опт.ш отличается от «опт =
= У ^вых/й'вх, необходимого для режима согласования детектора
с видеоусилителем. Это отличие зависит от произведения RmgBx-
При большом Rmgsx оптимальный коэффициент трансформации
«опт.ш практически не отличается от «опт-
В режиме согласования, когда п=пОпт, с учетом соотношений
(16.8) — (16.12)
у2 - Рс -п/2 h f Д f (1 + /т//с + a £BbIX/20 Ic + Rm gBbIX gBX/5 Ic).
383
. Для получения большого отношения сигнал-шум необходимо
уменьшать темновой ток диода /т и выходную проводимость фото-
детектора и применять в качестве видеоусилителей приборы с ми-
нимальным произведением При достаточно большой мощ-
ности сигнала, т. е. такой, что удовлетворяются следующие нера-
венства! ДСС^вых/20, /с>/?ш£вых£вх/5,
Y2«Pcri/2/if Л/, (16.15)
отношение сигнал-шум не будет зависеть от уровня шума видео-
усилителя. Этот результат является специфическим и свойствен-
ным приему сигналов оптического диапазона. Он обусловлен тем,
что вследствие квантового характера излучения с увеличением по-
лезного излучения Рс увеличивается шум фотодетектора, прини-
мающего это излучение. Из соотношения (16.15) следует целесо-
образность использования более низких частот оптического диа-
пазона для улучшения отношения сигнал-шум.
Следует заметить, что применение современных ФЭУ й качест-
ве детектора и видеоусилителя позволяет получить чувствитель-
ность приемника, мало отличающуюся от рассчитанной по форму-
лам (16.7) и (16.15).
Структурная схема приемника оптических сигналов супергете-
родинного типа изображена на рис. 16.3. Оптический сигнал (ОС),
Выпад
Рис. 16.3
принятый телескопом, пропускается через оптический фильтр
(ОФ), устраняющий помехи от посторонних засветок. После опти-
ческого фильтра сигнал подается на вход фотосмесителя (Смф.
К нему же поступают колебания от местного генератора оптиче-
ских колебаний (ГОК). В результате совместного действия этих
колебаний образуются изменения выходного тока с частотой, рав-
ной разности частот указанных колебаний. Разность частот выби-
рают в области сантиметровых волн. Далее следует тракт, свой-
ственный приемнику сантиметрового диапазона. Если полоса
спектра модулирующих сигналов относительно велика, то исполь-
зуется ЛБВ в качестве усилителя первой промежуточной частоты
(УПЧ[). Далее преобразованный сигнал поступает на второй сме-
ситель (См2) и затем на усилитель второй промежуточной частоты
(УПЧ2). После соответствующего усиления и выделения спектра
желательного сигнала колебания детектируются в детекторе (Дет)
384
и подаются на видеоусилитель (ВУ). С выходных зажимов видео-
усилителя колебания поступают к устройствам преобразования
электрических сигналов в сообщения. В многоканальной системе
передачи сообщений к выходным зажимам видеоусилителя вклю-
чают соответствующие цепи разделения каналов.
При использовании приемника на ретрансляционной станции к
выходным зажимам подключают регенератор сигналов.
Супергетеродинный метод приема позволяет реализовать чув-
ствительность приемника оптических сигналов, близкую к вычис-
ленной по формуле (16.7), и, кроме того, использовать стандарт-
ную аппаратуру разделения каналов в системах многоканальной
связи. Однако для реализации этой чувствительности необходимо:
согласовать фронт волны ГОК и фронт волны ОС, плоскости по-
ляризации волн ГОК и ОС, типы мод оптических колебаний сиг-
нала и гетеродина.
Можно показать [50], что квадрат отношения сигнал-шум на
выходе фотосмесителя
= ИсМ) П (Рс//г/ А /Эфф) cos <р (sin л d аД)/(л d аД),
где Ас — общая перекрываемая площадь поперечных сечений лу-
чей сигнала и гетеродина в плоскости фотосмесителя; А — боль-
шая из площадей поперечных сечений лучей сигнала и гетеро-
дина; ц — квантовая эффективность; d — диаметр поперечного се-
чения пучка сигнала; X— длина волны принимаемого ОС; h— по-
стоянная Планка; A/эфф — ширина полосы приемника; а — угол
между фронтами волн сигнала и гетеродина; <р — угол между
плоскостями поляризации волн гетеродина и сигнала; Рс — мощ-
ность сигнала.
Вследствие сильного влияния метеоусловий на работу назем-
ных открытых линий оптической связи в настоящее время наиболь-
шее распространение для наземных систем связи получили свето-
водные или волоконно-оптические линии связи (ВОЛС). Эти линии
защищены от фоновых засветок и, кроме того, благодаря приме-
нению световодов обладают стабильными характеристиками пере-
дачи сигналов. Внедрение линий оптической связи в практику пока
ограничивается трудностями получения однородных световодов
большой длины.
Структурные схемы приемников световодных линий связи не от-
личаются от структурных схем приемников открытых линий связи,
В приемниках световодных линий конец световода непосредствен-
но сочленяется с поверхностью фотодиода, обеспечивающего де-
тектирование либо преобразование частоты оптических колебаний
[50, 58].
На линиях световодной связи преимущественно используются
импульсные методы модуляции: ВИМ, ИКМ, Д-модуляция. Эти ви-
ды модуляции позволяют существенно упростить модуляторы пе-
редатчика и осуществить регенерацию принятых сигналов.
385
17. Заключение
Материал книги был посвящен изложению основ построения
приемного тракта преимущественно систем радиосвязи, радиовеща-
ния и телевидения, а также методов исследования процессов, про-
исходящих в радиоприемных устройствах. Освоение этого матери-
ала создает необходимые предпосылки не только для самостоя-
тельного изучения частных технических решений при реализации
приемных трактов, но и для дальнейшего развития' и совершенст-
вования радиоприемных устройств. Рассмотренные в книге приме-
ры решений являются иллюстрацией общего подхода к реализации
необходимых узлов приемного устройства на существующей эле-
ментной базе.
Теория и техника радиоприема продолжают развиваться в на-
правлении повышения эффективности приема сигналов примени-
тельно к конкретному назначению радиотехнических систем — ра-
диосвязи, радиовещания, телевидения, радиолокации,, радионавига-
ции, телеуправления, телеизмерений и др.
Улучшение верности приема сообщений в условиях как большо-
го, так и относительно малого уровня радиопомех; повышение ско-
рости передачи сообщений; улучшение показателей электромагнит-
ной^ совместимости; простота и надежность эксплуатации аппара-
туры, экономичность разработок и функционирования систем —
все это является основным содержанием творческой деятельности
радиоинженера.
Совершенствование единой автоматизированной сети связи на-
шей страны, предусмотренные в решениях XXVI съезда КПСС, оп-
ределяет комплексное использование каналов связи для передачи
сообщений и повышение качества приема. Поставлена задача пе-
рехода к массовому применению высокоэффективных систем. По-
этому остается актуальной разработка оптимальных и квазиопти-
мальных трактов радиоприемных устройств, позволяющих прибли-
зиться к реализации потенциальной помехоустойчивости приема
сигналов при заданных характеристиках сигналов, нежелательных
электромагнитных излучениях и параметрах существующей и про-
гнозируемой элементной базы.
Одним из путей повышения качества приема в сложной элект-
ромагнитной обстановке является применение помехоустойчивых
кодов и соответствующих декодирующих устройств на выходе при-
емников. Однако эффективность применения кодов существенно
зависит от характеристик нелинейности высокочастотного тракта
приемника. Поэтому остается актуальной задача изыскания путей
повышения линейности тракта усиления желательных сигналов до
уровня, позволяющего осуществить эффективное их декодирова-
ние.
Декодирование сигналов и оптимальная обработка смеси сиг-
нала и помех с необходимой точностью могут выполняться и вы-
полняются пока в наиболее ответственных комплексах на основе
цифровых устройств. Разработка логических устройств цифровой
386
обработки четвертого поколения на больших интегральных схе-
мах позволит распространить эти методы в массовую аппаратуру
радиосвязи, радиовещания и телевидения. Особое значение при
эксплуатации современных автоматизированных комплексов обо-
рудования выделенных приемных центров и измерительных при-
емников имеет контроль эксплуатационных характеристик в про-
цессе приема сигналов. Современные профессиональные прием-
ные устройства имеют в своем составе функциональные блоки, по-
зволяющие контролировать необходимые технические показатели
тракта приема сигналов. Развитие этой системы контроля с целью
своевременной замены блоков с частичной или полной потерей не-
обходимых функций является также актуальной задачей, решение
которой способствует повышению эксплуатационной надежности
радиоприемных устройств и, следовательно, радиотехнических сис-
тем в целом.
XXVI съезд КПСС поставил перед трудящимися нашей страны
задачу повышения эффективности и качества общественного про-
изводства. В условиях развитого социалистического общества -по-
вышение эффективности и качества общественного производства
требует надежного функционирования различных радиотехниче-
ских систем, и прежде всего систем связи. Поэтому потребности
планомерного развития народного хозяйства нашей страны опреде-
ляют необходимость совершенствования радиоприемных устройств
в перспективных направлениях.
Перед радиоспециалистами открыты широкие возможности для
создания и совершенствования радиоприемных устройств. Успех,
этой работы определяется творческим освоением достижений сов-
ременной науки и техники, отражаемых в научных отечественных
и зарубежных публикациях.
Список литературы
1. ГОСТ 14663—76. Радиоприемные устройства магистральной КВ связи.
2. ГОСТ 9783—79. Аппаратура радиовещательная. Методы электрических вы-
сокочастотных измерений.
3. ГОСТ 5651—82. Устройства радиоприемные бытовые. Общие технические
условия.
4. ГОСТ 22579—77. Радиостанции (приемопередатчики) низовой КВ радиотеле-
фонной связи с-однополосной модуляцией класса АЗ. Типы. Основные элект-
рические параметры. Методы измерений
5. Документы X Пленарной Ассамблеи: МККР, Женева, 1963, т. 1. — Излуче-
ние. Прием. Словарь.—-М.: Связь, 1964. — 260 с.
6. ГОСТ 23611—79. Совместимость радиоэлектронных средств электромагнит-
ная. Термины и определения.
7. Нормы предельно-допустимых индустриальных радиопомех. — М.: Связьиздат,
1951,— 13 с
8. Князев А. Д., Пчелкин В. Ф. Проблемы обеспечения совместной работы ра-
диоэлектронной аппаратуры. — М: Сов. радио, 1971. — 200 с.
9. Голубев В. Н. Эффективная избирательность радиоприемных устройств. — М.:
Связь, 1978. — 240 с.
10. Блекуэлл Л., Коцебу К. Параметрические усилители на полупроводниковых
диодах. — М: Мир, 1964. — 242 с.
И. Богданович Б. М. Нелинейные искажения в приемно-усилительных устройст-
вах.— М.: Связь, 1980.—280 с.
387
12. Волин М. Л. Усилители промежуточной частоты. — М.: Сов. радио, 1950. —
132 с.
13. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. — М.: Связь, 1965. — 543 с.
14. Радиоприемные устройства/Под ред. В. И. Сифорова. — М,: Сов. радио,
1974, —560 с
15. Палшков В. В. Оптимальные высокочастотные тракты радиоприемников.—
М.' Радио и связь, 1981. — 144 с
16. Ламповые усилители: Пер. с англ./Под ред. В. И. Сушкевича., Т. 1. — М.:
Сов. радио, 1959 —359 с.
17. Славский Г. Н. Активные RC и RCL— фильтры и избирательные усилите-
ли. — М.: Связь, 1966. — 216 с.
18. Слепян Л. Б. Основы теории и расчета радиоприемников. — М.: Оборонгиз,
1939.-470 с.
19. Гуткин Л. С. Преобразование сверхвысоких частот и детектирование. — М.:
Госэнергоиздат, 1953 —415 с.
20. Сифоров В. И. Радиоприемные устройства. — М.- Воениздат, 1954. — 804 с.
21. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. — М.: Связь, 1975. — 384 с.
22. Палшков В. В. К вопросу о нелинейных искажениях сигнала преобразовате-
лями частоты. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРПА, 1972, вып. 2,
с. 74—78.
23. Радиопередающие устройства/Под ред. Г. А. Зейтленка. — М.: Связь, 1969.—
542 с.
24. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частот. — М.: Связь, 1969. — 80 с.
25. Калихман С. Г., Левин Я. М. Радиоприемники на полупроводниковых прибо-
рах. — М.: Связь, 1979. — 352 с.
26. Момот Е. Г. Проблемы и техника синхронного радиоприема. — М.: Связьиз-
дат, 1961. — 172 с.
27< Корн К. и Корн Т. Электронные аналоговые и аналого-цифовые вычисли-
тельные машины. М.: Мир, 1967. — 462 с.
28. Козлов В. Д., Сериков В. А. Амплитудный детектор с широким динамиче-
ским диапазоном. — Радиотехника, 1975, с. 30, № 10, с. 68—73.
29. Чесноков А. А. Решающие усилители. — Л. Энергия, 1969.— 104 с.
30. Гоноровский И. С. Частотная модуляция и ее применения. — М.: Связьиздат,
1948, —283 с.
31. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства.'—М.: Связь,
1974, —408 с.
32. Справочник по интегральным микросхемам/Под ред. Б. В. Тарабрина. — М.:
Энергия, 1977. — 584 с
33. Ван дер Зил. Флуктуации в радиотехнике и физике. — М.: Госэнергоиздат,
1958, —296 с.
34. Котельников В. А. Теория потенциальной помехоустойчивости. — М.: Госэнер-
гоиздат, 1956.— 151 с. '
35. ГОСТ 23450—79, ГОСТ 23511—79. Радиопомехи индустриальные. Нормы и
методы измерений.
36. ГОСТ 11001—69. Радиопомехи индустриальные. Измерителе радиопомех. Тех-
нические требования
37. Заварин Г. Д., Мартынов В. А., Федорцов Б. Ф- Радиоприемные устройст-
ва.— М.: Воениздат МО СССР, 1973. — 423 с.
38. Агеев Д. В., Родионов Я- Г. ЧМ радиоприем со следящей настройкой.—М.:
Связьиздат, 1958.— 132 с.
39. Гусятинский И. А., Рыжков Е. В., Немировский А. С. Радиорелейные линии
связи. — М.: Связь, 1965. — 543 с.
40. Евтянов С. И. Переходные процессы в приемно-усилительных схемах. — М.:
Связьиздат, 1948 —210 с
41. Тихонов В. И. Статистическая радиотехника. — М.: Сов. радио, 1966. — 678 с.
42. Радиоприемные устройства/Под ред. А. Г. Зюко. — М.: Связь, 1975, 400 с.
43. Долухаиов М. П. Распространение радиоволн. — М.: Связь, 1972. — 400 с.
44. Основные принципы системы «Экран»/Минашин В. П., Фортушенко А. Д.,
Бородич С. В. и др. — Электросвязь, 1977, № 5, с. 5—,111.
45. Бадалов А. Л. Радиовещательная спутниковая служба в полосе частот 11,7—
12,5 ГГц. — Электросвязь, 1977, № 12, с. 62—66.
388
46. Голдстейн Б. С. Связь с космическим кораблем в районе планеты Марс: тре-
бования и ограничения. — Зарубежная радиоэлектроника, 1968, № 12, с. 13—
28.
47. Жмурин П. М. Прием передач стереофонического радиовещания. — М.:
Связь, 1973. — 96 с.
48. Громов Н. В., Залесов Т. Д., Каро-Эст Б. К. Телевизоры, радиоприемники,
магнитофоны, электрофоны. Справочная книга. — Л.: Лениздат, 1975.—
480 с.
49. Миллер С. Е., Тиллотсон Л. К. Исследование оптических методов передачи.—
Зарубежная электроника, 1967, № 3, с. 34—57.
50. Гинзбург С. А., Мурадян А. Г., Татарников В. И. Выбор параметров и рас-
чет систем передачи информации на оптическом кабеле. Обзор. — Зарубежная
электроника, 1975, № 7, с. 85—117.
51. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников AM сигналов.—•
М: Связь, 1970. — 199 с
52. Капланов М. Р., Левин В. А. Автоматическая подстройка частоты.—М.: Гос-
энергоиздат, 1956. — 200 с.
53. Картьяну Г. Частотная модуляция. Изд. Академии РНР, 1961. — 578 с.
54. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., Грибин В. В. Коротковолновые магист-
ральные радиоприемные устройства. — М.: Связь, 1971. — 288 с.
55. Мостыко В. С. Регулировка полосы пропускания радиоприемников. — М.:
Энергия, 1979.— 111 с.
56. Комарович В. Ф., Сосунов В. Н. Случайные радиопомехи и надежность КВ
связи, —М.: Связь, 1977,— 136 с.
57. Вииицкий А. С. Модулированные фильтры и следящий прием ЧМ. — М.: Сов.
радио, 1969. — 548 с.
58. Гальярди Р. М., Карп Ш. Оптическая связь. — М.: Связь, 197>8. — 424 с.
59. Кушиир В. Ф., Ферсман Б. А. Теория нелинейных электрических цепей. — М.:
Связь, 1974. — 384 с.
СОДЕРЖАНИЕ
Стр.
Предисловие............................................................. 3
1. Введение............................................................. 4
1.1. Назначение, составные части и классификация радиоприемных
устройств.......................................................... 4
1.2. Краткий обзор истории развития техники радиоприема ... 7
2. Основные показатели и технические характеристики радиоприемных
устройств .............................................................. и
2.1. Чувствительность................................... . . 11
2.2. Избирательность радиоприемного устройства......................17
2.3. Верность воспроизведения сообщения.............................22
2.4. Точность установки и стабильность частоты настройки ... 27
2.5. Эффективность регулировок в приемнике..........................29
2.6. Надежность радиоприемника .....................................29
2.7. Радиопомехи, создаваемые приемником................... . 31
2.8. Устойчивость работы приемника................................ 31
2.9. Перекрытие заданного диапазона частот..........................32
2.10. Характеристики приемников, определяющие электромагнитную '
совместимость радиосистем..........................................32
3. Входные цепи радиоприемников........................................33
3.1. Классификация входных цепей...........................33
3.2. Краткая характеристика входных цепей..................34
3.3. Технические характеристики входных цепей..............37
3.4. Общая теория входных цепей............................38
3.5. Общая теория одноконтурной входной цепи...............41
3.6. Способы перекрытий заданного диапазона частот.........47
3.7. Зависимость основных показателей входной цепи от частоты на-
стройки ........................................................... 47
3.8. Входная цепь приемника с настроенной антенной .... 50
3.9. Входная цепь приемника с электронной настройкой .... 52
3.10. Особенности схем и конструкций входных цепей на различных
радиотехнических диапазонах. Пути миниатюризации входных
цепей..............................................................57
4. Резонансные усилители.............................................. 59
4.1. Назначение и классификация резонансных усилителей ... 59
4.2. Основные показатели резонансных усилителей.....................60
4.3. Общая теория избирательных усилителей..........................62
4 4. Теория одноконтурного избирательного усилителя...............64
4.5. Регенеративные и сверхрегенеративные усилители.................67
4.6. Обратйые связи и их влияние на устойчивость усилителей. Спо-
собы повышения устойчивости.........................................69
4 7. Нелинейные эффекты в резонансных усилителях..................78
4.8. Многокаскадные полосовые усилители и их показатели ... 90
4 9. Шумы избирательных усилителей. Способы уменьшения коэффи-
циента шума.........................................................91
4.10. Резонансный усилители в интегральном исполнении .... 102
390
Стр.
.5. Преобразователи частоты и параметрические усилители .... 107
5.1. Назначение и классификация.............................. . 107
5.2. Основные показатели преобразователя частоты.................108
5.3. Общая теория преобразования частоты. Параметры преобразова-
теля ............................................................109
5.4. Нелинейные эффекты в преобразователях частоты .... 131
5.5 Источники гетеродинного напряжения для преобразователей час-
тоты .......................................................... 140
5.6. Преобразователь частоты с компенсацией приема зеркального ка-
нала ............................................................148
5.7. Выбор промежуточной частоты приемника.......................151
‘6. Амплитудные детекторы............................................156
6.1. Назначение, классификация и общая характеристика детекторов 156
6.2. Основные показатели детекторов..............................157
6 3. Общая теория детектирования амплитудно-модулированных сиг-
налов ...........................................................158
6.4. Нелинейные явления в детекторах.............................171
6.5. Взаимодействие двух сигналов в детекторе....................176
6.6. Синхронный детектор амплитудно-модулированных сигналов . . 181
6.7. Детекторы импульсных сигналов...............................185
6.8. Практические схемы детекторов...............................187
7. Детекторы угловой модуляции и амплитудные ограничители . . . 192
7.1. Классификация и основные показатели детекторов . . . . 192
7.2. Амплитудные ограничители....................................194
7.3. Фазовые детекторы...........................................198
7.4. Частотные детекторы.........................................203
8. Ручные и автоматические регулировки в радиоприемниках . . . 215
8.1. Назначение регулировок и их виды............................215
8.2. Настройка радиоприемников...................................216
8.3. Регулировка усиления........................................229
8.4. Автоматическая регулировка полосы пропускания.....246
9. Радиопомехи и методы борьбы с ними...............................249
9.1. Классификация помех радиоприему.............................249
9.2. Анализ воздействия импульсных помех на радиоприемник и ме-
тоды борьбы с импульсными помехами...............................255
9.3. Анализ воздействия флуктуационных помех на радиоприемное
устройство и методы борьбы с радиопомехами.......................264
9.4. Индустриальные радиопомехи и методы борьбы с ними . . . 275
30. Прием амплитудно-модулированных сигналов.........................279
10.1. Структурная схема приемника АМС............................279
10 2. Линейные искажения АМС в высокочастотном тракте приемника 280
10.3 . Нелинейные искажения АМС..................................284
10.4 . Взаимодействие AM сигнала и помех при детектировании . . 286
11. Прием однополосных сигналов......................................287
11.1. 'Преимущества однополосной радиосвязи......................287
11.2. Особенности приемников однополосных сигналов...............288
11.3. Детектирование однополосного сигнала.......................290
11.4. Искажения при приеме однополосных сигналов.................293
12. Прием частотно-модулированных сигналов...........................296
12.1. Особенности приемников.....................................296
391
Стр.
'12 2. Искажения ЧМС в радиоприемнике...............................298
12.3. Действие гармонических и флуктуационных помех при приеме
ЧМС...........................................................303
12 4. Предыскажения и их коррекция в приемнике..................306
12 5. Пороговые свойства приемников ЧМС и методы снижения «по-
рога» ........................................................307
13. Прием импульсных сигналов.........................................310
13.1. Особенности приемников импульсных сигналов..................310
13 2. Искажения импульсных сигналов в приемнике , . . 313
13.3. Оптимальные и квазиоптимдльные методы приема импульсных
сигналов..........................................................320
13.4. Выбор полосы пропускания приемников импульсных сигналов 325
13.5. Прием широкополосных шумоподобных сигналов .... 327
14. Прием на магистральных линиях связи ..............................329
14.1. Особенности приема..........................................329
14.2. Общая характеристика приемников магистральной связи на де-
каметровых волнах............................................... 330
14.3. Искажения, обусловленные многолучевым распространением ра-
диоволн, и методы борьбы с ними...................................348
14.4. Общая характеристика приемников радиорелейных линий связи 352
14.5. Общая характеристика и особенности приемников радиовеща-
тельной спутниковой службы........................................356
14.6. Приемники дальней космической связи.........................358
15. Радиовещательные приемники........................................360
15.1. Общая характеристика радиовещательных приемников . . . 360
15.2. Приемники стереофонического вещания.........................363
15.3. Телевизионные радиоприемники................................368
16. Прием сигналов в оптическом диапазоне волн........................380
16.1. Общая характеристика использования волн оптического диапа-
зона .............................................................380
16.2. Структурные схемы приемников оптического диапазона волн . . 380
17. Заключение........................................................386
Список литературы.....................................................387
Содержание.......................................................... 390