Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах (сборник примеров и задач) - Агаханян Т.М.

Author: Агаханян Т.М.

Tags: электротехника электроника импульсные устройства

Year: 1975

Similar

Импульсные устройства

Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах

Аппараты для защиты полупроводниковых устройств

Анализ и расчет тепловых режимов полупроводниковых приборов

Text

РАСЧЕТ овне
ИМПУЛЬСНЫХ )В по
УСТРОЙСТВ >ове- 'едре нже-
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ так- уст- i ВЫ-
ПРИБОРАХ в на орах ника
(сборник примеров и задач) раз- :тав- ука- >бен- т ос- бор-
Под редакцией Т. М. А га х ан ян а рсо- жим :ных
Допущено Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебного пособия для студентов радиотехнических специальностей вузов кти- !еде- ред- тав- эсти чета тено I ос- )ДОВ ель- 1уть )НО, ipoc зод- 1на- ния 'ТС я ние 2ТО- :об- ’.та-
МОСКВА, «СОВЕТСКОЕ РАДИО», 1975 та-
3
УДК 621.374.3.001(075)
Расчет импульсных устройств на полупровОд-
Р24 никовых приборах. (Сборник примеров и задач.)
Под ред. Т. М. Агаханяна. Учеб, пособие для вузов.
М., «Сов. радио», 1975.
344 с. с ил.
На обороте тит. л. авт.: Т. М. Агаханян, А. Н. Кармазин-
ский, А. В. Мезенцев, В. М. Онищенко.
В книгу включены примеры расчета основных импульсных устройств
иа полупроводниковых диодах, биполярных и униполярных транзисто-
рах. Каждый раздел книги состоит из краткого теоретического введе-
ния, примеров расчета и задач для самостоятельного решения. Во
введениях кратко описывается принцип работы устройств и приводятся
основные соотношения для расчета. В примерах дается методика и об-
суждаются особенности расчета при разных постановках задачи.
Книга предназначена для студентов вузов, изучающих курс «Им-
пульсная техника». Она может быть также полезна инженерам при
проектировании и расчете импульсных устройств,
р 30407-073 93 75 6Ф2
046(01 )-75
Рецензенты:
доктор техн, наук, проф. Ицхоки Я. С.,
доктор техн, наук, проф. Фролкцн В. Т.
Редакция радиотехнической литературы
ТАТЕВОС МАМИКОНОВИЧ АГАХАНЯН
(АНДРЕЙ НИКОЛАЕВИЧ КАРМАЗИНСКИЙ
АЛЕКСАНДР ВАСИЛЬЕВИЧ МЕЗЕНЦЕВ
ВАЛЕРИЙ МИХАЙЛОВИЧ ОНИЩЕНКО
Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах
(Сборник примеров и задач)
Редактор Э. М. Горелик
Художественный редактор 3. Е. Вендрова
Обложка художника Б. Л. Николаева
Технический редактор Г. А. Мешкова
Корректор И. Л. Жукова
Сдано в набор 28/V- 1975 г. Подписано в печать 5/VIII 1975 г.
Т-13718. Формат 60 X 90/,, Бумага типографская V- 3
Объем 21,5 усл-п. л., 22,931 уч.-изд. л.
Тираж 52 000 экз. Зак. 257 Цена 91 к.
Издательство «Советское радио», Москва, Главпочтамт, а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжкой торговли
Москва, И-41. Б. Переяславская ул., дом 46
© Издательство «Советское радио», 1975 г.
Предисловие
Учебное пособие написано на основе многолетнего опыта авторов по
руководству курсовым и дипломным проектированием, а также прове-
дения семинарских занятий по курсу «Импульсная техника» на кафедре
электроники Московского Ордена Трудового Красного Знамени инже-
нерно-физического института. При его составлении использовался так-
же богатый материал по проектированию и расчету импульсных уст-
ройств, который в течение многих лет накопился на кафедре в ходе вы-
полнения научно-исследовательских работ.
Сборник включает 48 примеров расчета импульсных устройств на
полупроводниковых диодах, биполярных и униполярных транзисторах
и 43 задачи для самостоятельной проработки. Каждый раздел сборника
состоит из краткого теоретического введения, примеров расчета раз-
личных вариантов схем и задач. Вспомогательный материал представ-
лен в виде приложений в конце книги. В теоретическом введении ука-
зываются основные характеристики импульсных устройств и их особен-
ности, дается краткое описание принципа их работы и приводятся ос-
новные соотношения,необходимые для расчетов. Такая структура сбор-
ника облегчает студентам подбор материала для выполнения курсо-
вого проекта, а также изучение его при подготовке к семинарским
и лабораторным занятиям.
Авторы отдают себе отчет в том, что примеры расчета импульсных
устройств, приведенные в учебном пособии, охватывают не все практи-
ческие варианты. Однако сведения, изложенные в теоретических введе-
ниях и примерах, как правило, достаточны, чтобы распространить пред-
ложенную методику расчета на другие практические случаи. Представ-
ленные примеры методически друг друга дополняют и в совокупности
позволяют ознакомиться с различными особенностями расчета и учета
влияния внешних факторов. В сборнике особое внимание уделено
точному и правильному представлению физических особенностей и ос-
нованному на них использованию параметров транзисторов и диодов
при расчете импульсных устройств, а также методике и последователь-
ности расчета. Во всех примерах авторы стремились найти такой путь
решения задач, при котором число параметров, задаваемых априорно,
сводится к минимуму
При проектировании импульсных устройств всегда встает вопрос
о разумной точности расчетов. Как известно, транзисторы и полупровод-
никовые диоды выпускаются с заметным разбросом параметров. Одна-
ко это обстоятельство не может послужить оправданием для снижения
точности расчетов до пределов, при которых погрешности становятся
сравнимыми со средним квадратичным отклонением. Если средние
значения параметров и их дисперсия определены на основании досто-
верных статистических данных, то снижение точности расчетов способ-
ствует повышению процента брака проектируемых элементов. Доста-
точно удовлетворительные результаты получаются при соблюдении та-
3
кой точности расчетов, при которой погрешности оказываются хотя
бы на порядок меньше разброса параметров.
Соблазн снижения точности расчетов особенно велик при анализе
переходных процессов, так как это позволяет существенно упростить
расчетные формулы. Продолжительность переходных процессов
определяется не только инерционностью транзисторов и межэлек-
тродными емкостями, но и паразитными емкостями нагрузки, входного
генератора, монтажными паразитными емкостями и т. д. Существенно
сказывается также влияние длительностей фронта и среза управляюще-
го сигнала. Учет всех указанных факторов заметно осложняет анализ
и расчет импульсных устройств. Даже при использовании приближен-
ных методов, которые широко применяются в учебном пособии, не уда-
ется упростить расчетные формулы до такой степени, как это можно
достигнуть при учете только инерционности транзистора и межэлек-
тродных емкостей. Авторы не сочли возможным ради упрощения рас-
четов использовать необоснованные приближения, применение которых
связано с заметным снижением точности расчетов. Мы представляем,
что вычисления по более сложным формулам непременно связаны с до-
полнительными-затратами времени, которые можно сократить исполь-
зованием миниЭВМ, одновременно дающим возможность студентам
овладеть современными методами инженерного проектирования.
Для успешного усвоения отдельных разделов учебного пособия
рекомендуется изучить следующую литературу.
к главе 1, книги [1] (§§ 1.5— 1.9, 1.11, 1.12); [2] (§§ 1.1 — 1.7); [3]
(§§6.1 — 6.5, 6.7, 6.8);
к гл. 2, книги [1] (§§ 1.9— 1.11); [2] (§§ 2.1, 4.1 — 4.6); [4] (8.1, 8.2);
к гл. 3, книги [1] (§§2.1, 2.2, 2.4 — 2.8); [4] (§§9.1, 9.4, 20.2, 21.1);
[5] (§§ 14.1, 14.2);
к гл. 4, книги [1] (§§ 3.1, 3.3, 5.1 — 5.3);
к гл. 5, книги [6] (§§ 6— 12, 19 — 23, 28); [7] (§§ 16.1 — 16.4);
к гл. 6, книги [8] (§§ 5.3, 6.6, 15.2); [9] (§§ 2.2 — 2.6, 2.8, 2.11 — 2.13,
2.15—2.23) и [10];
к гл. 7, книга [1] (§§ 4.3, 4.4);
к гл. 8, книги [5] (§§ 9.2, 10.2); [11] (§§ 8.4, 8.7—8.10).
Ссылки на другие литературные источники, которые использованы
при написании учебного пособия, даны в тексте. Ряд расчетных соотно-
шений получены авторами при написании учебного пособия.
Гл. 1 — 5, 7 и приложения 1 — 3 написаны Т. М. Агаханяном, за
исключением § 2.4, 5.4 и 5.5, автором которых является А. Н. Карма-
зинский. Гл. 6 написана В. М. Онищенко, гл. 8 — А. В. Мезенцевым.
В отработке методики расчета принимали участие многие сотруд-
ники кафедры электроники МИФИ. Их замечания и пожелания, при-
нятые авторами с благодарностью, способствовали усовершенствова-
нию учебного пособия. Авторы считают своим приятным долгом выра-
зить искреннюю признательность рецензентам учебного пособия проф.
Я. С. Ицхоки и проф. В. Т. Фролкину за ту неоценимую помощь,
которую они оказали нам своими замечаниями.
Авторы
4
Глава 1
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ
1,1. Особенности ключевого режима. Параметры
полупроводниковых приборов в этом режиме
\
В нелинейных импульсных схемах транзисторы и диоды использу-
ются в качестве ключевых элементов, основное назначение которых за-
ключается в замыкании и размыкании определенных цепей. В ключевом
режиме приборы работают в широком диапазоне изменений напряжений
и токов, т. е. при большом сигнале. В этом случае характеристики тран-
зистора или полупроводникового диода, которые представляют собой
нелинейный элемент, меняются с изменением уровня сигналов.
Токи и напряжения Ша электродах элемента связаны между собой
нелинейной зависимостью, поэтому в его эквивалентной схеме появля-
ются нелинейные элементы. Нелинейные эквивалентные схемы можно
использовать для анализа работы импульсных схем в установившемся,
т. е. статическом режиме. Но анализ динамического режима, т. е. анализ
переходных процессов в импульсном режиме, на основании подобных
схем затруднителен. Поэтому в инженерной практике, как правило, ис-
пользуются упрощенные эквивалентные схемы, которые не содержат
нелинейных элементов.
В этой главе приводятся краткие сведения о параметрах и эквива-
лентных схемах транзисторов и полупроводниковых диодов, на осно-
вании которых проводятся анализ и расчет нелинейных импульсных
схем.
Различают параметры для малого и для большого сигнала. Мало-
сигнальные параметры характеризуются дифференциальными значения-
ми измеряемых величин в рабочей точке. Практически эти параметры
определяются как отношение приращений соответствующих величин,
изменение которого должно быть значительно меньше их постоянных
составляющих
Параметры для большого сигнала представляют собой интеграль-
ные величины, характеризующие работу прибора в широком диапазо-
не изменений токов и напряжений. Поэтому они являются нелинейны-
ми, т. е. меняются с изменением режима работы приборов. При инже-
нерных расчетах нелинейных импульсных схем обычно пользуются ус-
редненными значениями этих параметров.
* Усредненные параметры для большого сигнала можно определять
двумя способами. Суть первого из них заключается в следующем:
измеряется дифференциальное значение параметра, а затем вычис-
ляется его среднее значение. Этот способ применим только тогда, когда
известна связь между дифференциальным и средним значениями
параметра.
5
Если невозможно установить аналитическую связь между дифферен-
циальным и средним значениями параметра, то целесообразно исполь-
зовать второй способ: определять усредненное значение параметра пу-
тем ссответствующих измерений непосредственно в простейшей схеме,
в которой полупроводниковый прибор работает в широком диапазоне
изменений токов и напряжений. По существу при втором способе ус-
реднение осуществляется самим прибором, работающим в заданном ре-
жиме. При этом среднее значение измеряемого параметра определяют
не только для заданного диапазона токов и напряжений, то и для каж-
дой области вольт-амперной характеристики прибора в отдельности,
так как наибольшее изменение параметров прибора наблюдается при
переходе из одной области в другую.
Для полной характеристики транзисторов и полупроводниковых
диодов обычно требуется измерять большое количество параметров,
что в производственных условиях приведет к неоправданному удоро-
жанию продукции. Поэтому для контроля качества выпускаемых при-
боров измеряют лишь несколько параметров, величины которых наи-
более чувствительны к нарушениям технологии изготовления приборов.
Методы измерения этих параметров в большинстве случаев определены
ГОСТами.
При учете отклонения и разброса параметров следует исходить из
среднего квадратичного отклонения 0, а не максимально возможного.
Правда, расчет схем с учетом максимально возможных отклонений
и разброса параметров гарантирует работоспособность всех элементов,
но ценою существенного снижения их экономичности. При проектиро-
вании схем с учетом среднего квадратичного отклонения и разброса
параметров заметно повышается экономичность проектируемых эле-
ментов Вероятность же того, что в одном элементе одновременно про-
явится наихудшее сочетание всех параметров, ничтожно мала, поэто-
му и число неработоспособных элементов, составляющих брак, будет
незначительным. Дефектные элементы можно отбраковать при тестовых
испытаниях.
1.2. Полупроводниковый диод
Диод является одним из простейших ключевых элементов, исполь-
зуемых в импульсных схемах. В настоящее время в импульсных уст-
ройствах в основном применяются полупроводниковые импульсные
диоды, так как они обладают лучшими ключевыми характеристиками,
чем электровакуумные диоды. Общепризнанными преимуществами по-
лупроводниковых диодов перед электровакуумными являются также
экономичность, меньшие габариты, стойкость к механическим воздей-
ствиям, более высокая надежность и большой срок службы.
Среднее квадратичное отклонение — это арифметический корень квадрат-
ный из дисперсии.
6
1.2.1. Параметры
В статическом режиме полупроводниковый диод достаточно полно
характеризуется своей вольт-амперной характеристикой. При прак-
тических расчетах обратносмещенный диод обычно характеризуется
сопротивлением утечки или током утечки, а также тепловым током р-
п перехода с учетом его температурной зависимости. В справочниках
для комнатной и максимальной рабочей температуры указывается об-
ратный ток /обр диода, определяемый при обратном смещении, близ-
ком к максимально допустимому напряжению.
При прямом смещении диод можно характеризовать его средним
сопротивлением. В справочниках обычно указывается падение прямого
напряжения на диоде при определенной величине тока диода.
При работе в импульсном режиме на характер переходных процес-
сов влияет зарядная емкость перехода. Подобно конденсатору, р-п пе-
реход разряжается или заряжается, вызывая изменение тока перехода.
Величина тока смещения ic определяется изменением заряда обеднен-
ного слоя, т. е. ic = Поскольку при этом р-п переход ведет себя
подобно конденсатору, то естественно выразить ток разряда и заряда
следующим образом:
= (1.1)
at
где Сц — —* дифференциальная емкость перехода при заданном
напряжении U.
Эта емкость существенно изменяется с изменением напряжения на
переходе. Поэтому при изменении напряжения в широком диапазоне
зарядный ток определяется нелинейным дифференциальным уравне-
нием (1.1). Можно избежать решения этого уравнения, если находить
не точное значение тока смещения, а его среднюю величину
ic = Cn ДС7/Д/,
где CD —AQ/AU — интегральная емкость перехода, определяемая при
конечном приращении напряжения на переходе.
При решении практических задач интегральная емкость перехода
используется в качестве средней величины. Можно показать, что ин-
тегральная и дифференциальная емкости р-п перехода связаны меж-
ду собой следующим образом:
)-(^р/^1р)'~Пс
(1 — nc) (1 — U2D/UlD)
(1.2а)
здесь Cui =“ дифференциальная емкость перехода при напряжении пе-
рехода, равном Uit пс—показатель степени, характеризующий ее за-
висимость от напряжения на переходе; = <рд — U2d = <Pd —
— где фо — контактная разность на переходе; U2—начальное
(либо конечное) и конечное (либо начальное) значения напряжения
на переходе.
7
Таким образом, усредненная емкость перехода определяется его
дифференциальной емкостью при одном из граничных значений напря-
жения, пределами изменения этого напряжения и коэффициентом пс-
Методы измерения дифференциальной емкости перехода хорошо из-
вестны из литературы. Величина показателя пс зависит от технологии
изготовления р-п перехода. Для выращенных переходов и переходов,
полученных путем диффузии, пс = 1/3, для сплавных переходов и
переходов, полученных двойной диффузией, Пс = 1/2.
Когда полупроводниковый прибор работает в ключевом режиме,
то абсолютная величина разности потенциалов на переходе в закрытом
состоянии значительно превосходит разность потенциалов в откры-
том состоянии. Поэтому формула (1.2) упрощается и принимает вид
Са « С£/(1 - пс), (1.26)
где Се — дифференциальная емкость перехода при напряжении Е, рав-
ном напряжению источника смещения.
В ключевом элементе на полупроводниковом диоде переходные
процессы обусловлены не только влиянием зарядной емкости перехода,
но и накоплением или рассасыванием носителей из области базы диода1’.
Процессы накопления и рассасывания характеризуются соответст-
вующими постоянными времени. Первая из них — постоянная времени
накопления тн — характеризует рекомбинацию носителей, которые
находятся в состоянии динамического равновесия. Вторая величина —
— постоянная времени отсечки тока диода — характеризует влияние
дисперсии времени пролета неосновных носителей через область ба-
зы на продолжительность переходных процессов. При помощи постоян-
ной тн рассчитывают длительность времени рассасывания неосновных
носителей, в течение которого обратный ток практически остается по-
стоянным после выключения диода. Длительность среза обратного тока
при запирании диода определяется постоянной времени отсечки т0Т-
В справочниках вместо постоянных времени тн ит0Т указывается время
восстановления обратного тока /восет, т. е. время, прошедшее от
момента подачи запирающего импульса до момента, когда обратный
ток уменьшается до заданного уровня. Время восстановления /вОССТ
складывается из времени рассасывания неосновных носителей и дли-
тельности среза обратного тока.
Модуляция объемного сопротивления базы обусловливает измене-
ние сопротивления диода по мере накопления или рассасывания носи-
телей в базе. Количественно этот эффект характеризуется импульсным
сопротивлением диода гд вмп и временем установления прямого сопро-
тивления /уст. Импульсное сопротивление представляет собой отноше-
ние амплитуды импульса напряжения на диоде к заданному прямому
току. Время установления /уст определяется продолжительностью
всплеска импульса напряжения на диоде при его отпирании.
О Низкоомную область р-или n-проводимости принято называть эмиттером,
а высокоомную — базой диода.
8
Предельно допустимые режимы работы импульсных диодов харак-
теризуются следующими параметрами: \
1) максимально допустимой температурой перехода ?nmaz, лимити-
руемой критической температурой, при которой наступает вырождение
полупроводника и электронно-дырочный переход лишается выпрями-
тельных свойств;
2) максимально допустимой мощностью Ртах, рассеиваемой на
приборе. При этой мощности температура перехода становится
равной tn max’>
3) максимально допустимой величиной прямого тока /пр тах, свя-
занной с максимально допустимой мощностью соотношением /пртах =
— •Ртах/^пр>
4) максимально допустимым прямым импульсным ТОКОМ /пр, и max.
при котором обеспечивается заданная надежность диода при длитель-
ной работе. При этом оговаривается максимальная длительность
импульса;
5) максимально допустимым обратным напряжением Uo6p max, оп-
ределяемым напряжением пробоя с определенным запасом.
1.2.2. Эквивалентная схема
"л
/д

a
о
Дид
Рис. 1.1. Эквивалентная схема диода
для большого сигнала.
Переходные процессы в полупроводниковом диоде можно анализи-
ровать при помощи эквивалентной схемы рис. 1.1. Накопитель заряда
Дид представляет собой идеальный диод, напряжение на котором зави-
сит от заряда неосновных носите-
лей, накапливаемых в базе непо-
средственно у электронно-дырочно-
го перехода;
QH = Qo lexp (t/n/m<pr) — 1],
где Qo — заряд неосновных носи-
телей в равновесном состоянии;
Un — напряжение на переходе,
Фт = кТ/е— температурный по-
тенциал. Коэффициент m учитывает отклонение реальной вольт-ампер-
ной характеристики от идеальной.
Для анализа переходного процесса можно использовать прибли-
женное уравнение для заряда неравновесных носителей, представив
его в следующем виде:
$н + тн^^(л>+т0Т-^У (1.3)
at у dt J
Здесь = Qo/Ior— коэффициент пропорциональности между зарядом
и током; Id — диффузионная составляющая тока, протекающего через
переход; /от— тепловой ток диода.
Падение напряжения в области базы характеризуется объемным
сопротивлением базы гб (объемным сопротивлением эмиттерной облас-
ти г'а можно пренеберечь, так как обычно Гэ<^тб). Модуляция объемного
9
сопротивления г6, которая происходит при накоплении или рассасы-
вании носителей, учитывается при помощи формулы
Лб = Лбо/(1+ ^Qh)»
где гв0 •— сопротивление базы при равновесной концентрации но-
сителей; h — коэффициент пропорциональности, величина которого
определяется экспериментально.
1.3. Биполярный транзистор
1.3.1. Классификация
В настоящее время широкое распространение получили два вида
биполярных транзисторов: бездрейфовые (диффузионные) и дрейфовые.
' Бездрейфовыми называются транзисторы, в области базы которых
в равновесном состоянии отсутствует электрическое поле, так как при-
меси в базе распределяются равномерно. Для таких транзисторов
характерен диффузионный механизм движения неосновных носителей
в базе.
Дрейфовые транзисторы изготавливаются методом диффузии при-
месей в твердое тело. При диффузии примеси в базе распределяются не-
равномерно, что приводит к образованию внутреннего электрического
поля, способствующего ускоренному перемещению неосновных носи-
телей от эмиттера к коллектору. В этом случае механизм движения но-
сителей носит не столько диффузионный, сколько дрейфовый характер,
поэтому такие транзисторы принято называть дрейфовыми.
Базовая область дрейфового транзистора формируется диффузи-
онным методом, поэтому по технологическому признаку часто их назы-
вают транзисторами с диффузионной базой. При этом для получения
эмиттерного и коллекторного переходов метод диффузии сочетается с
любым из известных методов изготовления р-п переходов.
В последнее время при изготовлении дрейфовых транзисторов ис-
пользуется эпитаксиальная технология, которая позволяет наращивать
монокристаллическую полупроводниковую пленку на подложку из по-
лупроводника любой проводимости. Таким образом изготовляются
дрейфовые транзисторы с эпитаксиальным коллектором, представ-
ляющие собой приборы типа р-п-п-р или п-р -v-n. В эпитаксиальном
транзисторе между базовыми и коллекторными областями образуется
высокоомный слой с дырочной (л-слой) или электронной (v-слой) прово-
димостью. Высокоомный слой получается путем эпитаксиального насаж-
дения высокоомной пленки монокристаллического полупроводника на
низкоомную подложку, образующую коллекторную область; для об-
разования базовой области используют метод диффузии; такой транзис-
тор называют эпитаксиальным с диффузионной базой.
Наконец, транзисторы можно классифицировать и по структуре
переходов. Кроме классической, встречаются переходы с меза и пла-
нарной структурой, В первом случае активная область транзистора,
10
т. е. область перехода коллектор —база выделяется ступенчатым отрав-
лением ненужных участков эмиттер ной и базовой областей, в результа-
те чего эмиттерные и базовые области, возвышаясь над коллекторной,
образуют своеобразную «гору» (mesa). Во втором случае каждый из пе-
реходов (эмиттер — база и коллектор — база) находится в одной
плоскости. Транзисторы с планарной структурой обычно получаются
путем диффузии примесей из газовой фазы. При этом переходы обра-
зуются под защитным окисным слоем, в связи с чем устраняются свя-
занные с поверхностью аномальные эффекты, свойственные транзисто-
рам, переходы которых выходят на поверхность.
В последующих разделах транзисторы классифицируются цо меха-
низму движения неосновных носителей, т. е. они разделяются на без-
дрейфовые и дрейфовые.
1.3.2. Области работы
Различают следующие области работы биполярного транзистора:
Область отсечки токов — при работе транзистора в этой области
эмиттерный и коллекторный переходы смещены в обратном направле-
нии.
Активная область — в этой области эмиттерный переход смещен
в прямом направлении, а коллекторный — в обратном.
Область насыщения— в этой области коллекторный и эмиттерный
переходы смещены в прямом направлении.
Инверсная активная область — в этой области коллекторный пе-
реход смещен в прямом направлении, а эмиттерный — в обратном.
Области работы транзистора разграничиваются нулевыми значения-
ми напряжений U9, U„ соответственно на эмиттерном и коллекторном
переходах. Напряжения Ug и UK представляют собой разность электро-
статических потенциалов соответствующего перехода в неравновес-
ном и равновесном состояниях.
Границы областей можно определить также по величине заряда не-
основных носителей, которые накапливаются в базе непосредственно
у коллекторного и эмиттерного переходов. Используя известные гра-
ничные условия Шокли:
<2э = Qao еХР (£Л/фт); <?к = <?кОехР(^к/сРг). (I-4)
можно установить, что на границах областей заряды неосновных носи-
телей у эмиттерного QB и коллекторного QK переходов выражаются че-
рез свои равновесные значения Q30 и QK0.
В установившемся режиме границы областей удобно определять
по токовому критерию, который можно записать в следующем виде:
/3 = а//к и /к = ауу/э> (1-5)
где 1Э и /к — токи эмиттера и коллектора; и а/ — коэффициенты
передачи тока эмиттера и тока коллектора.
Поскольку токовый критерий применим только для установившего-
ся режима (в отличие от более общего критерия по напряжению и по за-
ряду), то им пользуются сравнительно редко, обычно для определения
И
условия насыщения транзистора, которое записывается в следующем
виде
1 к 1 a 1 к PW 1 б
(/б — ток базы, [J# — коэффициент передачи тока базы).
(1.6)
1.3.3. Вольт-амперные характеристики и параметры
При работе транзистора в активной области одной из основных ха-
рактеристик его является выходная, так называемая коллекторная ха-
рактеристика. Она представляет собой зависимость тока коллектора
от выходного напряжения с параметром входной ток. При управлении
по эмиттер ной цепи параметром является I э =const (рис. 1.2), а по ба-
зовой цепи 7б = const (рис. 1.3).
Рис. 1.2. Коллекторные харак-
теристики биполярного транзи-
стора при управлении по эмит-
тер ной цепи.
Рис. 1.3. Коллекторные харак-
теристики биполярного транзи-
стора при управлении по базо-
вой цепи.
I Uк | Я1?- При выполнении
(1.7)
(1-8)
В практических’ схемах обычно
этого условия коллекторная характеристика транзистора, управляе-
мого по эмиттерпому входу, определяется выражением
= ад//э + /кВ,
а в случае управления по базовому входу
/к = Pw /б + (1 + ,₽jv) /к0
(/ко — обратный ток коллекторного перехода).
Из аналитических выражений коллекторных характеристик (1.7) и
(1.8) следует, что ток.коллектора /к в явном виде не зависит от величи-
ны обратного смещения Uк, приложенного к коллекторному переходу.
Изменение тока коллектора с изменением выходного напряжения яв-
ляется результатом зависимости коэффициента передачи тока эмиттера
aN или тока базы pw от напряжения обратного смещения, приложенно-
го к коллекторному переходу. Поэтому при расчетах наобходимо знать
зависимость aN или Рд от выходного напряжения. На практике зависи-
12
мость Iк от UK обычно учитывается при помощи сопротивления коллек-
тора гк. По сути дела, при помощи этого сопротивления учитывается из -
менение коэффициента передачи тока с изменением UK, т. е. вместо того,
чтобы варьировать величиной aN или рЛ- как функцией Uк, вводится не-
которое среднее сопротивление коллектора и предполагается, что aN и
не зависят от UK. Среднее значение сопротивления коллектора можно
определить по наклону коллекторной характеристики, причем при ра^
боте транзистора с базовым входом это сопротивление в (1 ф- Рл) раз
меньше, чем при работе с эмиттерным входом.
Рис. 1.4. Эмиттерная входная
характеристика транзистора,
работающего в активной обла-
сти.
Рис. 1.5. Базовая
входная характе-
ристика транзисто-
ра, работающего в
активной области.
Коэффициенты передачи тока эмиттера aN и тока базы pw являются
функциями и входного тока. В справочниках обычно приводятся гра-
фики зависимости коэффициента передачи рЛ- от тока базы /б ПРИ не-
скольких'типовых значениях напряжения UKg.
В активной области входные параметры транзистора определяются
его входной характеристикой, представляющей собой зависимость то-
ка эмиттера 1 э или тока базы Ц от напряжения эмиттер — база U
т. е. Iв = р (Uэб) при параметре UKa = const или /б = Кб (^бэ) при
параметре UKg = const. Первая из них (рис. 1.4) называется эмиттер-
ной входной характеристикой, а вторая (рис. 1.5) — базовой входной
характеристикой.
Эмиттерная характеристика определяется следующим соотношени-
ем:
[7вб^т3Фт 1п--(1~ ал/0:,) +1а(гд 4- пЛЛ — 1кОгб, (1.9а)
1э1 \ 1 + ?"/
а базовая
11 1 (К> + /|<о) (1 + P/v 4* Ру) , , . .
^эб — тэ фТ 1п ~--------------------Ь /б Иэ (1 + Pw) + ^б! +
‘э'1 (' + Ру)
+ Л:0 ГЭ (1 + Pw). (1.96)
13
Рис. 1.6. Выходная характери-
стика транзистора, работающе-
го в области насыщения прй
эмиттерном управлении.
Здесь а/ и р/ — инверсные коэффи-
циенты передачи токов коллектора и
базы соответственно; ГэТ — среднее
значение теплового тока эмиттерного
перехода; тэ—коэффициент, при помо-
щи которого приближенно учитывается
влияние тока рекомбинации и каналь-
ного тока для эмиттерного перехода.
В области насыщения транзистор ха-
рактеризуется выходной характеристи-
кой, представляющей собой зависимость
выходного тока от выходного напряже-
ния при заданном входном токе.
В схеме с общей базой выходное на-
пряжение — напряжение между коллек-
торным и базовым контактами транзисто-
ра UКб— определяется выражением
aN Is —
/кГ
— Л< (го + гк) +гб- (1.10а)
Укб = ткФГ1п 1 +
Эта зависимость и представляет собой выходную характеристику тран-
зистора при эмиттерном управлении (рис. 1.6). Здесь ГкТ— среднее
значение теплового тока коллекторного перехода; тк — коэффициент,
при помощи которого учитывается влияние тока рекомбинации и ка-
нального тока коллекторного перехода; г'к— объемное сопротивление
коллекторного слоя.
При базовом управлении выходная характеристика (рис. 1.7) тран-
зистора в области насыщения определяется формулой
Руу 1б—
/к/ (1 + й/у)
ико = Фт !п
Рис. 1.7. Выходные характеристики бездрейфового (а) и дрейфового (б]
транзисторов, работающих в области насыщения при базовом управлении.
— та срг X
14
xin [i+?|)+.51
—/к(Гк + Гэ) —/бгэ. (1.106)
При работе в области отсечки транзистор достаточно полно описыва-
ется двумя характеристиками: входной, представляющей зависимость
входного тока от входного напряжения (рис. 1.8), и передаточной, опре-
деляемой зависимостью выходного тока от входного напряжения
(рис. 1.9).
Инверсное включение транзисторов применяется сравнительно ред-
ко, поэтому в справочниках не приводятся вольт-амперные характерис-
тики транзистора при работе в инверсной области.
Рис. 1.8. Входная характеристи-
ка транзистора, работающего
в области отсечки.
Рис. 1.9. Передаточная характе-
ристика транзистора, работа-
ющего в области отсечки.
Из представленных вольт-амперных характеристик видно, что в ус-
тановившемся режиме транзистор достаточно полно характеризуется
коэффициентами передачи токов, средними значениями тепловых то-
ков, обратными токами переходов и объемными сопротивлениями.
В импульсном режиме для характеристики переходных процессов,
помимо зарядных емкостей коллекторного Ск п и эмиттерного Сэ п пе-
реходов, используются еще следующие параметры: ttn и taN — среднее
время пролета носителей через область базы и собственное время за-
держки транзистора при нормальном включении; Tji/V и тр/ — посто-
янные времени коэффициентов передачи тока базы рЛ- и ф/; тн — посто-
янная времени накопления; Скд — диффузионная емкость коллектора.
Постоянные времени тГЛ? и трд/ связаны между собой соотношением
т™ (1 + p/v) . (1-11)
В справочниках обычно указывается предельная частота /гр, на ос-
новании которой можно рассчитывать хт, и taN по формулам:
1 1 "Iе Р Л/ V
Тг = ; Tpjv = А ; taN =--------------. (1,12)
2л/гр 2л/Гр 2л/Гр(1+х)
15
Коэффициент фазового сдвига х принимается равным 0,21 для без-
дрейфовых транзисторов и 0,6 ... 0,8 для дрейфовых.
Вместо постоянной времени накопления тн в справочниках указы-
вается время выключения /выкл. Зная режим измерения /выкл и приняв
/выил приближенно равным времени рассасывания /рас, можно рассчи-
тать величину тв по формуле
% ^рас/^П
н/РдГ---
(1.13)
где /б1 и /б2 —токи базы при насыщении и запирании транзистора;
/и в — ток коллектора в насыщении.
В ряде случаев приходится специально измерять величину тн.
Значение постоянной времени Tg/ в справочниках не указывается.
При расчетах в первом приближении можно считать « тн.
При помощи диффузионной емкости коллектора Ск д учитывают из-
менение заряда в базе, обусловленное модуляцией ширины базы. Этот
эффект сказывается особенно существенно при работе транзистора в ак-
тивной области (когда коллекторный переход смещен в обратном на-
правлении и с изменением напряжения на этом переходе заметно изме-
няется ширина базы). При большом сигнале для расчетов используется
среднее значение диффузионной емкости, определяемое соотношением
CKa = (/Ki + Ww/2/11r1„ (1-М)
где 7К — ток коллектора, при котором измерялись дифференциальные
значения и гк, /к1 и /к2 — начальное и конечное значения тока
коллектора в рассматриваемом диапазоне.
Интегральные значения зарядных емкостей Ск п и Сэ п определяются
формулами (1.2а) и (1.26).
В качестве параметров, характеризующих предельно допустимые
режимы транзистора, в справочниках указываются: максимально до-
пустимая температура коллекторного перехода; максимально допусти-
мые обратные напряжения; максимально допустимые токи и максималь-
но допустимые мощности для коллекторного и эмиттерного переходов.
1.3.4. Эквивалентная схема
В эквивалентной схеме транзистора, на основе которой можно ана-
лизировать работу нелинейных импульсных схем при большом сигнале
(рис. 1.10), инерционность учитывается прежде всего временной зави-
симостью коэффициентов передачи токов эмиттера и коллектора, опе-
раторные выражения которых представляются в виде
aN(p) = aNe~pt3N/(praN+ 1); а, (р) = а/е~₽'3//(рта/ + 1), (1.15)
где raN и та/ — постоянные времени aN и а/; t3/ — время задержки
транзистора при инверсном включении.
В эквивалентной схеме диоды представляют собой накопители заря-
да. При этом заряды неосновных носителей, которые накапливаются
16
непосредственно у коллекторного и эмиттерного переходов, определя-
ются уравнениями:
Qk н (р) —
+——
Р + 1/Тн
^±l[a.v(^)/3(^)_/K(p)] +
У1НТ 1
QKH (0)+ ®ка^1к
Тн
(1.16а)
Q» н (р) — ^эа
рт„, +1
[7э(р)_а,(р)7к(р)] +
ртн +1
р
Р+1/Тн
Q8H(°)—^эа — /э(0) .
тн
Здесь QKB = QK—QK0 = QK0 [exp (UK/mK<pT) — 1] и
<?эн = QB — Qao = Qs0 fexp (Ug/maqT) — 1] — заряды неравновес-
ных носителей, накопленных у коллекторного и эмиттерного переходов;
$ка = Qko/IkT и ^'sa = Qso/lsT— (1.17)
коэффициенты пропорциональности между зарядом и током (все вели-
чины с аргументом «0» — начальные значения соответствующих функ-
ций).
(1.166)
(0) ;
б
Рис. 1.10. Эквивалентные схемы биполярных транзисторов р-п-р (а?
и п-р-п (б) типов.
Из выражений (1.4), (1.16) и (1.17) следует, что в установившемся
режиме вольт-амперные характеристики коллекторного и эмиттерного
Диодов определяются выражениями
=/к? fexp —-------1\ /э = Гэт (ехр —-------1\
“ //<„ ч>г 3 г ma<pr у'
17
Токи заряда или разряда характеризуются суммарными емкостями
коллекторного и эмиттерного переходов, которые складываются из за-
рядных и диффузионных емкостей
= + С8 = СЭп + С, д.
В импульсных схемах транзистор часто управляется базовым током.
Для анализа подобных схем, конечно, можно использовать эквивалент-
ные схемы рис. 1.10. Однако эквивалентную схему собственно транзис-
fiN(P)l6ip)
Рис. 1.11. Эквивалентные схемы биполярного транзистора р-п-р (а)
и п-р-п (б) типов при базовом управлении.
тора целесообразно преобразовать так, чтобы она отражала управле-
ние транзистора базовым током (рис. 1.11). В такой схеме
p~plsN ~р,з1
Р* (р) = Р/ (Р) = Р/ о• 18)
PTf',N + 1 PTV + 1
При преобразовании схемы приходится изменять и тепловые токи кол-
лекторного и эмиттерного диодов, увеличив их соответственно в (1 + Рл)
и (I + Pi) Раз- Уравнения заряда неосновных носителей, которые на-
капливаются у коллекторного и эмиттерного переходов, для схемы рис.
1.11 принимают вид
Qk Н (р) = +
ртн+ 1

(1.19а)
18
Зэв (Р) = (Р) + (Р)1 + + кэн(0)^0э^-/8(0)]1 (1.196) Р + 1/Тн [ тн
где Ък=-т—. (1.20) W + M 4г (> + ₽/)
1.3.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Основные параметры транзисторов, необходимые для расчета им-
пульсных схем, определяются по справочным данным. Рассмотрим не-
сколько характерных примеров расчета параметров биполярных тран-
зисторов.
Пример 1. По данным, представленным в справочнике [12, 13], рас-
считать параметры транзистора МП42Б, необходимые для проектиро-
вания импульсных устройств. В справочнике приведены следующие
данные:
1. Транзистор МП42Б — германиевый, сплавной, типа р-п-р.
2. Параметры переключения и усиления сигнала при Рс =
= 4-20 ± 5° С.
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером /i2j3=45...,
100 при UKa= 1В; 1К = 10 мА. При Ро = 70° С й2]8 увеличивает-
ся на 80%, а при снижении температуры до 60° С уменьшается на
40%.
Напряжение коллектор — эмиттер в режиме насыщения (/цэ нас =
= 0,01 ... 0,2 В при /к = 10 мА; /g = 1 мА.
Напряжение база — эмиттер в режиме насыщения (/бэ1Шо =
= 0,25 ... 0,4 В при /к = 10 мА; /б — 1 мА.
3. , Зарядная емкость коллекторного перехода Ск = 20... 50 пФ (ти-
повое значение 45 пФ) при (7кб = 5 В на частоте 500 кГц.
4. Граничная частота коэффициента передачи тока эмиттера /21б ==
= 2 МГц (минимальная величина) при £/Кб = 5 В; / 8 = 1 мА.
5. Обратный ток коллекторного перехода /кбо — 2... 6 мкА (на гра-
ницах 80%-ного разброса) при UKe = 12 В; Р 0 = 20 ± 5° С.
При Р п = 70° С значение /цбо 130 мкА для 90% транзисторов.
6. Максимально допустимые данные:
Мощность, рассеиваемая транзистором при Р 0 — 45* С, Рюах =
= 200 мВт. Напряжение коллектор — база при холостом ходе в цепи
эмиттера (/квотах = 15 В. Напряжение эмиттер — база при холостом
ходе в цепи коллектора (/эвотах = 15 В. Ток коллектора в режиме
переключения при насыщении или в импульсном режиме 7К, и тах=
= 150 мА.
7. Тепловые параметры:
Наибольшая и наименьшая температуры окружающей среды
Г о max = 70 С, ( с ш1и = •—:60 С.
19
Тепловое сопротивление между переходом и корпусом Rj пк =
= 0,2° С/мВт.
Представленные данные используются для определения следующих
параметров транзистора, необходимых для расчета импульсных уст-
ройств.
1. Коэффициент передачи тока базы при нормальном включении
с высокой точностью можно считать равным коэффициенту передачи
тока /г21э в схеме с общим эмиттером. Температурные зависимости ука-
занных параметров тоже одинаковы.
2. Интегральная зарядная емкость коллекторного перехода обычно
рассчитывается по формуле (1.26) в следующей последовательности.
Сначала по справочным данным определяют дифференциальную емкость
Ск е при напряжении UKe, равном напряжению питания Ек. Например,
если £к = 10 В, то для данного примера
Ск£ = Св Vt/K6/£K =45.10-12/5710-32 пФ.
Здесь U= 5В — напряжение на коллекторном переходе при из-
мерении Ск = 45 пФ (типовое значение емкости, указанное в справоч-
нике). Поскольку транзистор МП42Б сплавной, то коэффициент =
= 1/2.
После расчета Ск £ определяют интегральное значение зарядной ем-
кости коллекторного перехода по формуле (1.26)
Скп = Ске/(1 —»с) = 2Ск£ = 64 пФ.
Для транзистора МП42Б зарядная емкость эмиттерного перехо-
да не указана. Ее можно определить приближенно, руководствуясь
следующими соображениями. У сплавных транзисторов удельные зна-
чения зарядных емкостей эмиттерного и коллекторного переходов при-
близительно одинаковы, поэтому при заданном смещении отношение
емкостей равно отношению площадей эмиттерного и коллекторного пе-
реходов. Для сплавных транзисторов площадь эмиттера 5Э меньше
площади коллектора SK в 2 ... 3 раза. Таким образом
£*= Зэ. = 0,5,.,0,3
и Сэ = (0,5 ... 0,3) Ск.
Следовательно, при напряжении на эмиттерном переходе U 9б =
= t/K(3 = 5 В зарядная емкость эмиттера Сэ «0,5 Ск = Ю ... 25 пФ.
Обычно интересуются емкостью эмиттера при нулевом смещении, так
как ее влияние особенно существенно на начальном этапе отпирания
транзистора, когда напряжение на эмиттерном переходе небольшой ве-
личиньц Зарядная емкость перехода при нулевом смещении определи*
ется формулой
С = г 7е/
20
для применения которой необходимо знать величину контактной раз-
ности на эмиттерном переходе фО э. В нашем случае
1 б-Ю^-ЮЧ n.D
Фйэ=Ф7 In-2,-5» 25-10-3 п 1п28 ~ 0,4 В,
ni 6,25-102в
причем концентрации примесей в эмиттере /V 8 и в базе Аб приняты рав-
ными своим типовым значениям для сплавных германиевых транзисто-
ров |14] (N д = 5-Ю18 1/см3; N6 = 1016 1/см3). Значения температур-
ного потенциала ф7 25 мВ и концентрации носителей заряда в соб-
ственном полупроводнике nt ж 2,5-1013 1/см взяты для комнатной тем-
пературы. Таким образом, зарядная емкость эмиттерного перехода при
нулевом смещении
С9О = (10.,. 25) • 101г ]/А±М = (37.„92) пФ.
3. Среднее значение времени пролета xTN, постоянная времени
и собственное время'задержки t.N определяются по формулам (1.11) и
(1.12):
_ 1 1+х 1+0,21 пс
2 л/rp 2яМ21б 2.3,14.2.10е
TtiN—TTN (1 + P,v) = 96-10~9 (1 -]-45) л; 44 мкс;
. х 0,21
‘з/\/ — п с---— — 17 нс>
2яМ21б 2-3,14-2- 10е
В формулах (1.12) вместо /гР было подставлено значение /А =
= Ad (1 + «)» указанное в справочнике (для сплавных транзисторов
X = 0,21).
4. Постоянная времени накопления тн на основании справочных
данных рассчитывают по формуле (1.13). Для транзистора МП42Б в
справонниках не указано время рассасывания /рао, поэтому расчет ве-
личины тн исключается.
Для сплавных германиевых транзисторов постоянная времени тн
обычно в 1,5... 2 раза меньше постоянной времени Tpw. Поэтому приб-
лиженно можно считать
тн — (0,6 ... 0,5) трл » (3 ... 2,2) мкс.
5. Интегральное значение диффузионной емкости коллектора
Ск д рассчитывают по формуле (1.14), предварительно определив по
среднему наклону коллекторной характеристики величину гк р ~ 1//г22э
при токе /в ~ 1 мА, соответствующем режиму измерения fh (на ос-
новании величины /й21б были рассчитаны rTN, т^и tgN). Например,
при /к) = 0; /к2 = 20 мА
С
К д
2/ц гк
=
7к1~Мкз
24 гкВ
Tnv =
20-96.10-8
2-1-50-103
19 пФ.
Заметим, что при расчете Ск я целесообразно вместо значения гк (ко-
торое трудно определить из-за малого наклона вольт-амперной харак-
21
. теристики /к — F (t/K6) при / 8 = const использовать среднее значение
гк р = гк/(1 + ₽jv)- При этом, если ток /к, при котором надо оценить
величину Гк р, мал, то находим гк р по наклону вольт-амперной харак-
теристики при большом токе коллектора, а затем производим перерас-
чет (величина гкр обратно пропорционально току /к). Так, например,
в данном случае оценить значение гк р при токе /к = 1 мА с приемлемой
точностью было невозможно. Поэтому пришлось определить его при
/к = 6 мА (оказалось гк р яа 8,3 кОм), а затем увеличить это значение
в 6 раз (гк р « 50 кОм).
6. Тепловой ток коллекторного перехода германиевых транзисто-
ров рассчитывают по приближенной формуле (/к Д » (/к у)^ ехр
0,08 А/, где (/кт)/°1 и (/кг\?2 — тепловые токи при температуре пе-
рехода /°п1 и /°п2; А/= /°п1— /°п2—разность температур.
В справочниках указывается обратный ток. При повышенной темпе-
ратуре перехода тепловой ток перехода приблизительно равняется об-
ратному току. Поэтому при расчете теплового тока в качестве исходной
величины (/кг),» следует использовать значение обратного тока при
повышенной температуре. В данном случае можно считать тепловой
ток по формуле
(/кг),» = 130 ехр [ — 0,08(70 — /„>)], мкА,
7. При температуре окружающей среды /°с больше величины, для
которой указана максимальная допустимая мощность Ртах в справоч-
нике, допустимая мощность рассчитывается по формуле
р = - = мВ
«гпк 0,2
где RT пк = 0,2° С /мВт — тепловое сопротивление транзистора.
При наибольшей температуре max — ’Ю> С максимально допусти-
мая мощность уменьшается до величины
п 85 —70 1 ел г>
* max — — * 50 мВт.
0,2
8. Максимально допустимое напряжение коллекторного пере-
хода UКЭЛ max в ЗЭВИСИМОСТИ ОТ Сопротивлений резисторов /?б и в
цепях базы и эмиттера рассчитывается по формуле
С^КЭйтах = ^КБОтах 1Л1—^4^+7 4-г ' ~ * —Р д5р » В.
Г /<б + лэ+^б + гэ ' «б+Ra
Пример 2. По справочным данным рассчитать параметры транзисто-
ра МП20А, необходимые для проектирования импульсных устройств.
В справочнике [12] приведены следующие данные:
1. Транзистор МП20А — германиевый, сплавной, высоковольтный,
типа р-п-р.
2. Параметры переключения и усиления большого сигнала при
fc = + 20 ± 5° С:
22

Коэффициент передачи тока /г2)э 50 ... 100 при UKi = 5 В; /„ =
= 25 мА. При fn = 70° коэффициент передачи /г21э увеличивается,
на 40%, а при fn = — 60° С уменьшается на 20%.
Напряжение коллектор—эмиттер в режиме насыщения ПКЭнас =
= 0,15 ... 0,6 В при /к = 300 мА, /с — 60 мА.
Напряжение эмиттер — база в области насыщения иБЭ на0 = 0,8...
... 1,5 В при/к = 300 мА; /б = 60мА.
Время рассасывания ^рас = 0,5 ... 0,8 мкс при /к = 10 мА, /g — 1 мА.
3. Зарядная емкость коллекторного перехода Ск = 15 ...30 пФ
при t/K6 = 20 В, f — 0,5 МГц.
4. Предельная частота Д,р = (1,7 ... 3,3) Гц при t/K3 = 5 В, /э =
= 5 мА.
5. Выходная проводимость /г22з = (30 ... 200)- Ю’6 Ом-1 при t7I(B =
= 5 В, /э = 5 мА, /= 270 Гц.
6. Обратный ток коллекторного перехода при /с = 20о С /КБо =
— 0,5 ... 5 мкА для t/K6 = 5 В и /КБо = 1 ... 50 мкА при UK&= 30 В.
При = 70° С значение /кбо на границе 80%-ного разброса не превы-
1 шает 70 мкА для t/K6 = 5 В и 400 мкА для t/Kc = 30 В.
7. Максимально допустимые данные. Мощность, рассеиваемая тран-
зистором без теплоотвода, = 150 мВт. Напряжение коллектор —
база при холостом ходе в цепи эмиттера t/кво тах = 30 В. Ток кол-
лектора /к max = 50 мА.
8. Тепловые параметры:
Наибольшая и наименьшая температуры t° .mas = 85° С, t°c mln =
— — 55° С.
. Тепловое сопротивление между переходом и корпусом RT пк =
= 0,33° С/мВт.
Рассчитываем параметры в следующей последовательности:
1. Интегральная величина зарядной емкости коллекторного пере-
хода /
СКп = Г^ 1/^=2(15...30)1/пФ.
Зарядная емкость эмиттерного перехода при нулевом смещении
С..«0,5С„)/ =
= 0,5 (15 ... 30) -Ю-9]/20^4- « (50... 100), пФ.
2. Среднее значение времени пролета
XTN = —— = —--------!--------= (100 ... 50) нс,
2л/гр 2-3,14(1,7 ... 33).10» '
Постоянная времени
м । д ч ( 100-(1 4-50) w 5 мкс;
Tjj.v —^TN (1+Ptf)= 1 \ г
150 (14-100) «5 мкс.
23
Собственное время задержки транзистора
и=т™ rh=<100 •••50) •10-9 =(17 -8,7) нс-
3. Постоянная времени накопления для данного примера рассчи-
тывается по формуле (1.13):
X “ t /1п ____—___^62
1н ‘рас/111 н /« \ __/_ •
Vkh/P/v) —/оз
Режим измерения /рас следующий: /к н — 10 мА; J6i — 1 мА; /б2=
= — 1 мА. Меньшее значение /рас соответствует минимальной величи-
не /г21э = = 50
тн = 0,5-10~ 6/1п —1 ~1~1 « 1 мкс.
0,2 + 1
При = 100 время рассасывания увеличивается до 0,8 мкс и соответ-
ственно
тн = 0,8-10~6/1п 1 + 1 1,4 мкс.
0,1 + 1
4. Интегральное значение диффузионной емкости коллектора
Г> ^К1 ~f~ ^К2 _ Ла + ^К2 _ I, __
С“п~ 21кгк& Х™~ 2/к
= ------ .Ю-'б | 100x30 = (0,1 ... 0,3)(/к1 + /к2), пФ
2-5 (50 x 200 V , м к1-г К2Ъ
(токи 7К1 = /к2 измерены в миллиамперах).
5. Тепловой ток коллекторного перехода рассчитывают по формуле
(7кт) (Oj = (/кг) (°2 ехр [0,08 (t„i —/S2)].
Исходное значение теплового тока (/кг)еоп2 Для заданного обратного
смещения на коллекторе UK определяют в предположении, что при по-
вышенной температуре тепловой ток растет пропорционально величине
обратного смещения, т. е. считают
(7кг)(°2 = 70-10-6 Пк/5 = 14-UK, мкА.
6. При Гс — 35° С максимально допустимая мощность, рассеивае-
мая транзистором без теплоотвода,
Ртах = (85 —/с)/0,33«3(85—/1), мВт.
7. Максимально допустимое напряжение коллекторного перехода
max ~ 77кбо max /1- /?б/(/?б+ /?,) = 30/ т?э/(7?б+ Ra), В.
Пример 3. Пл справочным данным рассчитать параметры транзис-
тора КТ316В, необходимые для проектирования импульсных уст-
ройств.
24
В справочнике [12] приведены следующие данные:
1. Транзистор КТ316В — кремниевый, планарно-эпитаксиаль-
ный, типа п-р-п.
2. Параметры переключения и усиления большого сигнала при t°z =
= + 20 ± 5° С:
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером /!21э =
= 40 ... 120 при UK3 = 1В; /к = 10 мА.
Напряжение коллектор — эмиттер в режиме насыщения t/кэ нас=
0,1 В при /к = 10 мА; /б = 1 мА.
Напряжение эмиттер — база в насыщении {/БЭ нас = 11 В при
/к = 10 мА; /б = 1 мА.
Время рассасывания /рас = 15 нс при /к = 10 мА; Iб1 = — /02 =
= 1 мА.
3. Зарядная емкость коллекторного перехода Ск = 3 пФ при £/кб=
= 5 В; / = 10 МГц.
Зарядная емкость эмиттерного перехода Сэ — 2,5 пФ при Uэ = 0;
f = 10 МГц.
4. Постоянная времени цепи обратной связи гбС„ = 150 пс при
Uk6 = 5 В; /э = 10 мА.
5. Модуль коэффициента передачи тока| /г21э (jco)| > 8 при UKa =
5 В; /э = 10 мА на частоте f = 100 МГц.
6. Максимально допустимые данные:
Мощность, рассеиваемая транзистором при t°0 = 75° С, Ртах =
== 150 мВт, а при t°c = 120° С Ртах = 60 мВт.
Напряжение коллектор — база при холостом ходе в цепи эмиттера
^КБО max = 10 В.
Напряжение эмиттер — база при холостом ходе в цепи коллектора
^ЭБО max = 4 В.
Токи коллектора: постоянный 1к тЯХ = 30 мА; в режиме переклю-
чения/к, и тах = 50 мА.
7. Тепловые параметры:
Наибольшая и наименьшая температуры t°c гаах = 120° С; fe Ш1П=
= — 55° С.
Рассчитываем параметры в следующей последовательности:
1. Интегральное значение емкости коллекторного перехода
Емкость эмиттера при Ua = 0 Сао = Са = 25 пФ.
2. Объемное сопротивление базы при 7К = 10 мА, £/кб = 5 В.
„ гбС„ 150-10-12
гб = -^—= =------------= 50 Ом.
Ск з-ю-13
3. Среднее время пролета носителей rrN в данном случае определя-
ют на основе данных п. 5, учитывая следующее. Модуль коэффициента
передачи тока базы
|[Tv (jco)| =
____Pw
К (“W2 +1
25
на сравнительно высоких частотах (со > 3/t₽w) выражается приближен-
ной формулой
|₽(jco)|~ - 1 *
MTpW тП
из которой следует, что среднее время пролета носителей1’
xTn ~------5----= —-—!----------=------!------ w 0,2 нс.
a>|₽w(jco)| 2л/1 й21э (jco) | 2-3,14-108.8
Постоянная времени (8... 24) нс,
Собственное время задержки транзистора
t3N = Тг-Л,_Г_=о 2-10-9- °'?--=0,09 нс-
1 + х 1 4*0,8
(для кремниевых дрейфовых транзисторов х = 0,7 ... 0,9).
4. Постоянная времени накопления
тн = /рас/1п = 15 - Ю-9/ln 1 + 1-=32 нс.
РС /кв/P/v-/б2 0,25 4-1
5. При расчете импульсных устройств на кремниевых приборах зна-
чение обратного тока коллекторного перехода, как правило, не требу-
ется.
6. При t°0 75° С максимально допустимую мощность рассчиты-
вают по формуле Ртах = (/п max—t°a)IRT ПК’
В справочнике не указаны значения предельной температуры ^Птах
и теплового сопротивления Rr пк- Их можно определить по исходным
данным (п. 6) на основании системы уравнений
/птах- 75. = 150 мВт, 120 =
R? ПК ПК
из которой следует, что t°„ шах = 150° С; Rj пк = 0.5° С/мВт, и соот-
n 150 — / с г 1
ветствепно rmax = ——— [мВт].
7. Максимально допустимое напряжение коллекторного перехода
t/K3«max=101/--g-3 , [В].
V Re 4- Ra
Задачи 1 — 3. В соответствии с примерами 1 — 3 рассчитать пара-
метры транзисторов ГТ320А; КТ306А; ГТ323А, необходимые для рас-
чета импульсных схем.
1) При выводе формулы для trN учитывалось, что
« |₽w(»| =|/121э(1“)|.
26

1.4. Униполярные транзисторы
1.4.1. Классификация
В униполярных транзисторах ток образуется носителями заряда
одного знака, поток которых управляется электрическим полем. Поэ-
тому наряду с термином «униполярный» такие транзисторы называются
также полевыми.
В настоящее время в радиоэлектронике применяются следующие
разновидности полевых транзисторов: транзистор с управляющим р-п
переходом и транзисторы структуры металл — диэлектрик — полу-
проводник.
Полевой транзистор с управляющим р-п переходом представляет
собой полупроводниковый прибор, в котором управляющая область —
затвор — образует р-п переход с областью канала. Работа такого
транзистора основана на модуляции проводимости канала за счет изме-
нения толщины слоя объемного заряда, обедненного подвижными но-
сителями. Модуляция проводимости канала происходит под действием
напряжения, смещающего переход затвор — канал в обратном направ-
лении. Транзисторы с управляющим р-п переходом изготавливаются
из германия, кремния, арсенида галлия и могут иметь канал с р- или
п-п роводимостью.
Полевой транзистор структуры металл-диэлектрик — полупровод-
ник (МДП-транзистор, МОП-транзистор или транзистор с изолирован-
ным затвором) представляет собой прибор, в котором металлический
затвор электрически изолирован слоем диэлектрика от канала, обра-
зованного на поверхности полупроводника.
В зависимости от вида подложки различают МДП-транзисторы на
полупроводниковой и на диэлектрической подложках. В качестве по-
лупроводниковой подложки обычно используют кремний, поскольку
изолирующий слой диэлектрика легко изготовить, окисляя именно
кремний (SiO2—двуокись кремния). В качестве диэлектрической под-
ложки используют сапфир, ситалловое стекло. Металлическим затвором
обычно служит пленка алюминия.
Различают МДП-транзисторы с индуцированным и со встроенным
каналом. В первых из них канал между стоком и истоком индуциру-
ется, т. е. наводится под действием управляющего напряжения (поэто-
му когда разность потенциалов между затвором и истоком, равна нулю,
проводимость между стоком и истоком практически отсутствует).
В МДП-транзисторах со встроенным каналом канал создается техноло-
гическим путем. Проводимость канала можно увеличить или умень-
шить, изменяя напряжение между затвором и истоком.
В зависимости от проводимости канала различают транзисторы п-
и р-типа. В первом из них канал обладает электронной проводимостью,
а во втором — дырочной. Тип проводимости стока и истока всегда сов-
падает с типом проводимости канала.
;27
Тца
pipa/tium'pptt
Таблица 1.1
С каналом П- типа. С каналом р-типа
Полярность напряжений. Вольт-ампер- ная характерис- тика Полярность напряжений Вольт-ампер- ная характерис- тика
с
С управляющим
р-п
переходам
мдп
се встроенным
каналам
<
мдп
с индуциро-
ванным,
каналом
В табл. 1.1 показана полярность включения напряжения стока и
смещения на затворе для транзисторов различных типов.
Из тсех видов транзисторов только транзистор с индуцированным
каналом при нулевом смещении на затворе не проводит тока. Это позво-
ляет строить схемы, в которых для запирания транзистора не требуется
дополнительных источников смещения, что разумеется, является до-
стоинством прибора.
Транзистор со встроенным каналом может проводить как при поло-
жительном смещении, так и отрицательном. Для его запирания требу-
ется положительное смещение при дырочной проводимости канала и
отрицательное смещение при электронной проводимости х>. Возмож-
ность управления потенциалом любой полярности в ряде случаев по-
зволяет заметно упростить схемы.
2) Полярность запирающего смещения совпадает со знаком заряда основных
носителей в канале, так как только одноименный заряд на затворе способен вы-
теснить основные носители из канала.
28
Транзисторы с управляющим р-п переходом и с индуцированным
каналом управляются потенциалом1’только одной полярности. Первый
из них работает с отрицательным смещением, если канал «-типа, и по-
ложительным, если канал p-типа. Чтобы индуцировать канал п-типа,
необходимо подать на затвор положительное смещение (притягиваю-
щее электроны в канал), а для наведения канала p-типа следует подать
отрицательное смещение. Следовательно, указанные виды транзисторов
с каналами одной и той же проводимости требуют смещения разной по-
лярности.
Полярность включения источника питания стока Ес определяется
направлением движения основных носителей в канале, поэтому неза-
висимо от структуры транзистора источник Ес подключается к стоку
своим положительным полюсом для транзисторов с каналом n-типа и
отрицательным — для транзисторов с каналом p-типа. Указанные по-
лярности включения обеспечивают движение основных носителей от
истока к стоку, что и необходимо для нормальной работы полевых
транзисторов.
1.4.2. Области работы
Различают три области работы униполярного транзистора.
1. В активной области— канал открыт и стоковое напряжение Ucn
превышает по абсолютной величине напряжение перекрытия t/cnep-
Эта область соответствует пологому участку вольт-амперной характе-
ристики транзистора (рис. 1.12), где ток стока /с практически не зави;
сит от напряжения t/си •
2. Область нарастания тока стока характеризуется напряжением
стока Uси, не превышающим напряжение перекрытия. Она включает
в себя крутой участок стоковой характеристики, на котором наблюда-
ется заметное нарастание тока стока с увеличением напряжения t/си-
3. В области отсечки тока стока напряжение на затворе t/зи по
абсолютной величине превышает напряжение отсечки l/зи 0Тс (для тран-
зисторов с управляющим р-п переходом и со встроенным каналом) или
пороговое напряжение t/зипор (для транзисторов с индуцированным
каналом).
1.4.3. Вольт-амперные характеристики и параметры
Униполярные транзисторы достаточно полно описываются двумя
характеристиками: стоковой, представляющей собой зависимость
тока стока /с от напряжения на стоке t/си при заданных смещениях на
затворе t/зи и на подложке t/пи (рис. 1.12), и стокозатворной, опреде-
ляющей зависимость тока стока от смещения на затворе при заданном
напряжении на стоке (рис. 1.13). Последняя характеристика обычно
приводится для активной области, где ток стока /с практически не за-
1) Здесь и в последующем изложении потенциалы электродов отсчитыва-
ются относительно потенциала истока.
29
висит от напряжения t/си. Поэтому характеристика дается при одном
Значении t/си, превышающем напряжение перекрытия.
Указанные характеристики для всех видов униполярных транзис-
торов определяются одними и теми же уравнениями: в крутой области,
Т. е. при I t/си KI t/c пер I,
Лз = (1 + n) (2t/c пер t/си - 1/Ьи); (1.21)
Рис. 1.12. Стоковые характеристи-
ки транзисторов с управляющим
р-п переходом (я); с индуцирован-
ным каналом (б); со встроенным
каналом (в).
в пологой области (| t/си | > I {Успер I)
/c = /eDTt/SneP(l+ri).
Стоковое напряжение перекрытия выражается следующими соот-
ношениями: для транзисторов с управляющим р-п переходом и со
встроенным каналом
t/onep = (t/зи — t/зйото + Л^Пи)/(1 + 4])>
для транзистора с индуцированным каналом
t/o пер — (t/Зи — t/зи пор + П^пи)7(1 Ч-Т1).
Удельная крутизна /гпт, характеризующая квадратичную зависи-
мость тока стока /с от напряжений, определяется геометрическими раз-
30
мерами прибора и электрофизическими параметрами полупроводнико-
вого кристалла. При практических расчетах используют среднее зна-
чение коэффициента влияния подложки гр
Все три вида полевых транзисторов представляют собой приборы
с квадратичной характеристикой в активной (пологой) области.
В отличие от биполярного транзистора, который управляется током,
полевой транзистор представляет собой прибор, управляемый напря-
жением, т. е. электростатическим полем. Поэтому, так же как электро-
Рис. 1.13. Стокозатворные ха-
рактеристики транзисторов:
с управляющим р-п переходом;
(а); с индуцированным кана-
лом (б); со встроенным кана-
лом (в).
вакуумная лампа, полевой транзистор характеризуется следующими
основными параметрами;
— крутизной характеристики транзистора S, равной отношению
приращения тока стока к вызвавшему его приращению напряжения на
затворе при неизменных напряжениях на остальных электродах
А/о \
А^ЗИ/УСИ = СОП8Ь
упи =const
j— коэффициентом усиления транзистора цтр, представляющим со-
бой отношение приращений напряжений стока и затвора при холостом
31
ходе на стоке
__ 7 д^си\
\ д^зи / !q = const,
Ори = const
— внутренним сопротивлением транзистора rt, определяемым как
отношение изменения напряжения стока к соответствующему измене-
нию тока стока при постоянном напряжении остальных электродов
/д^си\
— I ' 1
\ Д^С /t/sH^const, Цпц= const.
Эти параметры связаны между собой следующим соотношением:
|хтр = 3гг. (1.23)
Для МДП-транзистора, у которого иногда производят управление
по подложке, определяют также крутизну характеристики по
подложке
„ / д7с \
5П = Д7Г-
\ ^^ПИ/^СИякГОП'^.
Цепь затвора характеризуется входным сопротивлением транзи-
стора
______ /д^зи \
^"вх I Л , I
\Л'ЗИ /^CH = ronst, С/пИжС0П5^
которое можно найти из входной характеристики, представляющей со-
бой зависимость тока затвора 7зи от напряжения между затвором и ис-
током t/зц. В транзисторе с р-п переходом управляющим электродом
является р-п переход. Рабочей областью является область обратного
смещения р-п перехода. В этой области сопротивление гвх определяет-
ся наклоном вольт-амперной характеристики и может достигать 106...
... 109 Ом. При прямом смещении р-п переход отпирается и входное со-
противление транзистора резко падает (составляя всего десятки ом).
Однако такой режим работы не является рабочим и на практике встре-
чается лишь при нарушении нормальной работы транзистора. Ток утеч-
ки затвора представляет собой обратный ток р-п перехода, который,
как известно, заметно возрастает с повышением температуры.
Входное сопротивление МДП-транзистора определяется сопротив-
лением слоя диэлектрика между металлическим затвором и полупровод-
ником и может достигать величин 109 .. 1014Ом. В отличие от транзи-
стора с р-п переходом МДП-транзистор, имея изолированный диэлек-
триком затвор, сохраняет высокое входное сопротивление, независимо
от величины и полярности напряжения на затворе. Ток утечки затвора
пренебрежимо мал даже при повышенных температурах, что позволяет
использовать высокоомные сопротивления в цепи затвора.
32
В импульсном режиме существенную роль играют паразитные меж-
електродные емкости: затвор — сток Сзс, затвор — исток Сзи, сток —
исток Сси, подложка — исток Спи и подложка — сток Спс.
В качестве параметров, характеризующих предельно допустимые
режимы униполярных транзисторов, в справочниках указываются:
максимально допустимые обратные напряжения на стоке и затворе,
максимально допустимый ток стока и максимально допустимая
мощность.
1.4.4. Эквивалентная схема
В эквивалентной схеме униполярного транзистора (рис. 1.14), ра-
ботающего при большом сигнале, зависимость тока стока /с от
напряжения на электродах определяется соотношениями (1.21) и
(1.22). При этом изменение тока
стока в пологой области можно
учитывать, зашунтировав источ-
ник тока 7с сопротивлением г{,
среднее значение которого нахо-
дят по наклону стоковой характе-
ристики в пологой области. Из
эквивалентной схемы исключено
входное сопротивление гвх, так
как шунтирующее действие это-
го сопротивления сказывается
сравнительно редко.
Рис. 1.14.' Эквивалентная схема
униполярного транзистора.
1.4.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 4. По справочным данным рассчитать параметры полевого
транзистора КП 1 ОЗМ, необходимые для проектирования импульсных
устройств. В справочнике [13] приведены следующие данные:
1. Транзистор КП103М—кремниевый, диффузионно-планарный,
с управляющим р-п переходом и каналом р-типа.
2. Параметры, определяющие вольт-амперную характеристику
транзистора, при 7/си = 10 В, 7/зи = 0: ток стока /с = 5,4 ... 12 мА;
крутизна характеристики Smax = 2 ... 4,4мА/В.
3. Ток затвора /Зи < 20 нА при 17 Зи = 10 В и 77Си — 0.
4. Емкости при 7/си = 10 В и 7/зи = 0: входная СПи < 20 пФ;
проходная С12и < 8 пФ.
5. Предельные эксплуатационные данные: суммарное напряжение
сток — затвор 17 В; напряжение сток — исток 10 В; рассеиваемая
мощность 120 мВт; диапазон температур окружающей среды: наиболь-
шая и наименьшая температура t°c max = 70° С, f с min = — 55° С.
Представленные данные используются для следующих расчетов:
1. Определяем напряжение отсечки Н3иотс по формуле
Изи отс к 2 -^2 = 2 -5-"12 = 5,4-5,46 В,
Smax 2...4,4
2 Зак. 257
33
Эта формула основана на параболической зависимости тока стока
от напряжения t/зи ото (см. выражение (1.22)]. При этом касательная
к стокозатворной характеристике в точке t/зи = О отсекает на оси на-
пряжения отрезок, равный 0,5 t/зи ото- Наклон касательной равен кру-
тизне характеристики, которая для транзистора с управляющим р-п
переходом при t/зи = 0 достигает своей максимальной величины Smai.
Заметим, что по данным справочника [13] разброс напряжения отсечки
t/зи ото — 2,8 ...7 В существенно больше расчетного. Это объясняется
тем, что в справочнике указаны значения t/зи ото измеренные непо-
средственно по заданному уровню тока стока /с = 10 мкА. Эти данные
невозможно использовать при расчетах, так как при непосредственном
измерении напряжения отсечки t/зи ото погрешность измерения стано-
вится существенной, поскольку при малых токах /с стокозатворная
характеристика транзистора становится очень пологой.
2; Исходя из соотношения (1.22) на основании справочных данных
рассчитываем суммарную удельную крутизну Л'пт = kaT (1 -]- я) по
формуле
3.
тора
^т = ~................ « 0,19 ... 0,41 —.
t/с пер (5,4)’...(5,46)’ В2
Определяем среднее значение входного сопротивления транзис-.
гвх = = —-— = 500 МОм.
/зи 20-10 9
4. Переходные процессы характеризуются межэлектродными ем-
костями Clia и С12и с учетом паразитных емкостей нагрузки и монтажа.
Пример 5. По справочным данным рассчитать параметры полевого
транзистора КП301Б, необходимые для проектирования импульсных
устройств. В справочнике [13] приведены следующие данные:
1. Транзистор КП301Б — кремниевый, планарный, МДП (МОП),
с индуцированным каналом р-типа.
2. Параметры, определяющие вольт-амперную характеристику
транзистора при t/си = 15 В: начальный ток стока1) не более 0,5 мкА;
ток порога при t/зи = 6,5 В не менее 10 мкА. Статическая крутизна
характеристики S > 1,0 мА/B при 1с = 5 мА и / = 50 ... 1500 Гц.
Пороговое напряжение 4,2 В при /с = 0,3 мА.
3. Ток затвора /зи 0,3 нА при t/си = 0 и t/зи = 30 В.
4. Межэлектродные емкости, измеренные при t/си = 15 В; Iq —
= 5 мА на частоте f = 10 МГц: входная С11и 3,5 пФ; выходная
С22и 3,5 пФ; проходная С21и 1,0 пФ.
5. Предельные эксплуатационные данные: напряжение затвор —а
исток 30 В; напряжение сток — исток 20 В; ток стока 15 мА; рассеи-
ваемая мощность 200 мВт при 20° С.
Наибольшая и наименьшая температуры 4- 55° и —40С.
!) Это ток стока при 1/зи = 0.
84
Представленные данные используются для следующих расчетов:
1. Определяем пороговое напряжение ^зипор> составляя отно-
шение тока стока для двух значений напряжения на затворе. Как сле-
дует из выражения (1.22), на пологом участке характеристики это отно-
шение
^С! Рзи 1 ~ ^ЗИ по р ~~ Л^пи 1 )2
^С2 (^ЗИ2 — ^ЗИ пор- Л^пиг)2
Поскольку при измерении параметров корпус прибора (вместе с
подложкой) соединяется с истоком и заземляется, то при расчете ^зипор
по справочным данным в соотношении (1.21) можно считать t/пи = 0.
При этом получается следующая формула для расчета порогового на-
пряжения
"зи, УЪ-изт УЪ _ "ЗН| у'т^Г
С/ЗИпор— -— f—. — /~Т“
V lG2 — V Ан 1 / _£? — 1
V Ал
В качестве исходных данных можно использовать ток порога ICi —
= 10 мкА при t/зих = 6,5 В и пороговое напряжение t/зиг = 4,2 В при
Усг = 0,3 мА:
г, __ 6,51/30-4,2_7
{-''ЗИпор —' "
1/30-1
2. Находим удельную крутизну характеристики при (/пи = 0 по '
формуле
^пт
Лл_______________________
^ЗИ1- ^ЗИпор)2 (УЗИ2 —^ЗИпор)2
« 39 мкА/В2.
3. Рассчитываем среднее значение входного сопротивления тран-
зистора
30
гв, =------— = 100 ГОм,
х 0,3-10-’
4. В интервале температур от 20° до 55° С рассеиваемая мощность
Ртах = 200—1,5(Г—20) мВт,
где (° — температура по шкале Цельсия.
Задача 4. В соответствии с примером 4 рассчитать параметры поле-
вых транзисторов КП103Е, Ж, И, К, Л, необходимые для проектиро-
вания импульсных устройств.
Задача 5. По вольт-амперным характеристикам МДП-транзистора
с индуцированным каналом n-типа (рис. 1.13, б) определить пороговое
напряжение (/зипор, удельную крутизну knT и коэффициент влияния
ПОДЛОЖКИ Т].
2* 35
Глава 2
ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ
2.1. Основные характеристики электронного ключа
В нелинейных импульсных схемах транзисторы часто используются
в качестве ключевых элементов, основное назначение которых заклю-
чается в замыкании и размыкании определенных цепей с помощью уп-
равляющих входных сигналов. Ключевые элементы используются для
усиления, формирования и генерирования импульсов, в качестве эле-
ментов ЭВМ, в устройствах автоматического управления исполнитель-
ными элементами и т. д.
Ключевой элемент может находиться в двух положениях: в разом-
кнутом и замкнутом. Разомкнутому положению ключа обычно соответ-
ствует закрытое состояние транзистора или диода, а замкнутому —
открытое, проводящее состояние. Переключение из одного состояния
в другое производится входным управляющим сигналом (wynp или zynp).
Под воздействием управляющего сигнала цепь нагрузки либо подклю-
чается к источнику энергии, либо отключается от него в течение опре-
деленных промежутков времени.
В замкнутом состоянии ключа происходит передача энергии в на-
грузку. При этом для наиболее полного использования источника и
для уменьшения потерь необходимо, чтобы рассеиваемая на ключе энер-
гия была возможно меньшей величины. Для удовлетворения указанного
требования нужно выбирать элемент, обладающий, во-первых, малым
остаточным напряжением в проводящем состоянии и, во-вторых, ма-
лым внутренним сопротивлением. По указанным характеристикам по-
лупроводниковые ключи значительно превосходят электровакуумные.
При замыкании идеального ключа полностью прекращается пере-
дача энергии в нагрузку. Реальные ключевые элементы, используемые
в практических схемах, обладают конечным внутренним сопротивле-
нием в разомкнутом состоянии, что исключает полное отключение на-
грузки от источника энергии. Это сопротивление определяется пара-
зитными утечками и тепловыми токами р-п переходов.
В установившемся режиме ключевые схемы характеризуются сле-
дующими зависимостями и параметрами:
1. Характеристикой переключения, представляющей собой зави-
симость выходного напряжения или тока от входного управляющего
сигнала wynP или гупр в диапазоне температур.
2. Положением стационарных рабочих точек в вольт-амперной
плоскости ключевого элемента для открытого и закрытого состояний.
3. Нагрузочной характеристикой, определяемой зависимостью
выходного параметра от величины нагрузки.-
26
В импульсных схемах при отпирании и запирании ключевого эле-
мента происходят переходные процессы, продолжительность которых
определяет быстродействие ключевого элемента. Переходный процесс
при отпирании полупроводникового ключа можно разбить на две ста-
дии: формирование фронта выходного импульса и формирование пло-
ской вершины. При запирании ключа также различают две стадии:
рассасывание избыточных носителей, накопленных у р-п переходов, и
формирование среза выходного импульса.
Стадия формирования фронта количественно характеризуется дву-
мя величинами: временем задержки выходного импульса t3, определя-
емым как время, прошедшее с момента подачи входного импульса до
момента нарастания выходного импульса до уровня 0,1 от своего уста-
новившегося значения, и длительностью фронта выходного импульса
' <фР, в течение которого выходной импульс нарастает от 0,1 до 0,9 своего
установившегося значения.
На стадии формирования плоской вершины переходный процесс
определяется постоянной времени накопления тн, которая характери-
зует продолжительность установления рекомбинации носителей заря-
да, и временем перезаряда паразитных емкостей. В ключе на биполяр-
ном транзисторе эта стадия начинается после насыщения транзистора.
В диодных ключах эта стадия начинается тогда, когда прекращается
изменение управляющего сигнала. Длительность времени установления
заряда.в базе транзистора или диода можно оценить по формуле /уст =
= (2 ... 3) тн. В ключевых элементах на униполярных транзисторах
стадия формирования плоской вершины наступает после того, как тран-
зистор начинает работать в крутой области вольт-амперной характе-
ристики. Длительность времени установления определяется временем
перезаряда паразитных емкостей.
Стадия рассасывания избыточных носителей, накопленных у р-п
переходов, количественно характеризуется временем рассасывания
^рас> определяемым как время, прошедшее с момента подачи запираю-
щего импульса до момента смещения р-п переходов в обратном направ-
лении. В схемах на униполярных транзисторах эта стадия отсутствует.
После запирания р-п переходов и перекрытия канала униполярного
транзистора начинается стадия формирования среза выходного импуль-
са, которая количественно характеризуется двумя величинами: вре-
менем задержки /3, определяемым как время, в течение которого срез
выходного импульса изменяется на 0,1 от своего амплитудного значе-
ниями длительностью среза выходного импульса /Ср> представляющей
собой время, в течение которого выходной импульс спадает от 0,9
до 0,1 своего амплитудного значения.
2.2. Диодные ключи
2.2.1. Схемы и расчетные формулы
В простейшем диодном ключе (рис. 2.1), когда управляющее на-
пряжение иупр становится больше напряжения отпирания диода (/от,
ключ-диод начинает проводить и энергия источника иупр поступает
в нагрузку. При уменьшении напряжения иупр до уровня (/от и ниже
диод запирается, тем самым отключая нагрузку от источника энергии.
Характеристика переключения определяется вольт-амперной ха-
рактеристикой диода. При решении практических задач последнюю
Рис. 2.1. Схема диодного ключа.
Рис. 2.2. Реальная (-----) и
линейно-аппроксимирован-
ная (—) вольт-амперные ха-
рактеристики диода.
обычно аппроксимируют двумя прямыми линиями (рис. 2.2) с накло-
нами гпР и гОбр. которые пересекаются в точке /д = 0; (7П = U
Величины гпР и гОбр определяются средним наклоном вольт-амперной
характеристики диода (пунктирная кривая на рис. 2.2). Обычно
за напряжение отпирания t/OT принимают то значение (/„, при котором
ток диода /от оказывается более чем на два порядка меньше наиболь-
шего тока, протекающего через проводящий ключ выданной схеме.
Оно составляет 0,2 ... 0,3 В для германиевых диодов и 0,3 ... 0,5 В
для кремниевых.
При линейной аппроксимации вольт-амперная характеристика
диода определяется простым соотношением
и соответственно характеристика переключения
«н = («упр-^от)^н/(/?вн + /?н + Н (2.1)
(г = гпР для проводящего диода и г — гобр для закрытого). Выраже-
нием (2.1) определяется также нагрузочная характеристика диодного
ключа.
38
При отпирании диодного' ключа импульсным сигналом прямоуголь-
ной формы во время формирования фронта выходного импульса, а так-
же на первой стадии передачи плоской вершины ток диода меняется
из-за модуляции объемного сопротивления базы и возрастания прямого
падения напряжения на диоде. Эти процессы устанавливаются по мере
накопления носителей в базе, поэтому их продолжительность опреде-
ляется постоянной времени накопления т„.
При запирании диода начинается
рассасывание избыточных носителей,
накопленных в базе. По мере умень-
шения заряда в базе уменьшается и
напряжение на переходе. Но пока
переход смещен в прямом направле-
нии, ток диода определяется пара-
метрами внешней цепи. Время, в
течение которого завершается рас-
сасывание носителей, накопленных
у перехода, определяется формулой
Рис. 2.3. Схема диодного ключа
с источником Е питания на-
грузки.
(2.2)
/рас«тн1п(1 + 2лр\[]—
\ 'з / \ тн /
где /пР и-/3 — амплитуды тока диода при импульсах проводящей и
запирающей полярности; тот — постоянная отсечки.
После запирания перехода начинается стадия формирования сре-
за выходного импульса, длительность которого можно оценить по
формуле
/ср « 2,2 + (Сп Явц)2 + (Сн/?вн [| О-
(2.3)
Отличительной особенностью рассмотренной схемы является то,
что в ней источник управляющего сигнала одновременно служит ис-
точником энергии, передаваемой в нагрузку. На практике встречаются
схемы с отдельным источником для питания нагрузки (рис. 2.3). Пока
диод открыт, ток от источника Е почти полностью ответвляется в диод
и лишь гозле запирания диода управляющим сигналом иУпР поступает
в нагрузку.
В зависимости от назначения схемы к диодным ключам предъяв-
ляются различные требования. Так, например, в большинстве случаев
желательно иметь диоды с малым напряжением отпирания UОт, с тем
чтобы уменьшалась рассеиваемая на диоде мощность. Однако при ис-
пользовании диодного ключа в схеме с повышенной помехоустойчи-
востью, наоборот, стремятся применять диод с относительно большим
напряжением отпирания.
Наиболее экономично подобного рода задачи можно решать, исполь-
зуя транзистор в диодном включении. При этом параметры диода-
транзистора можно изменять, выбирая соответствующую схему вклю-
чения. Диоды-транзисторы широко применяются в интегральных схе-
мах. Их можно также использовать в дискретных схемах для удовлет-
39
ворения разнообразных требований, предъявляемых к диодам в зави-
симости от выполняемых ими функций.
Возможны пять схем диодного включения транзистора (рис. 2.4).
В качестве диода можно использовать эмиттерный переход, разомк-
нув (рис. 2.4, а) или закоротив (рис. 2, 4, г) коллекторный. Поскольку
эмиттерный переход обычно имеет меньшее напряжение пробоя, то
в высоковольтных схемах в качестве диода используют коллекторный
переход. При этом, включив транзистор с разомкнутым эмиттером
(рис. 2.4, б), можно обеспечить несколько большее напряжение про-
боя, чем в случае включения с закороченным эмиттерным переходом
(рис. 2.4, д'). Можно соединить эмиттерный и коллекторный переходы
параллельно (рис. 2.4, в) и тем самым несколько увеличить величину
тока, протекающего через диод при заданном напряжении.
Рис. 2.4. Схемы диодного включения транзистора.
Наибольшим напряжением отпирания обладает эмиттерный переход
при разомкнутом коллекторе (рис. 2.4, а); тепловой ток эмиттерного
перехода IэТ меньше 1кТ, поэтому при заданном уровне тока /От
соответствующее ему напряжение отпирания
(70т 1п (1 ~|- /от//эг)
(2.4)
оказывается большей величины. Если же необходим диод с малой
величиной U0T, то следует использовать эмиттерный переход, закоро-
тив коллекторный (рис. 2.4, г).
Емкость транзистора в диодном включении определяется зарядной
емкостью соответствующего перехода. Если требуется быстродействую-
\! щий диод с возможно малым временем рассасывания носителей в базе,
то следует использовать эмиттерный переход, закоротив коллекторный
(рис. 2.4, г). При таком включении, когда диод отпирается, транзистор
работает в активной области, так как коллекторный переход оказы-
вается смещенным в обратном направлении падением напряжения на
объемном сопротивлении гГ/, поэтому рассасывание носителей, накоп-
ленных у эмиттерного перехода, происходит за время, сравниваемое
с постоянной времени таЛ/ тн. Если же требуется диод с большим
временем рассасывания, то рекомендуется использовать схемы диод-
ного включения, показанные на рис. 2.4, а, б, в, д.
40
2.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Для расчетов интегральных микроузлов необходимы следующие
параметры интегрального кремниевого п-р-п транзистора:
1. Тепловые токи эмиттерного и коллекторного переходов при ком-
натной температуре:
1эт= 1 пА; /кг= 1,1 пА.
2. Средние значения коэффициентов тэ-и тк для области малых
токов: тя = 1,5; тк~ 1,4.
3. Коэффициенты передачи тока базы plV = 50, эмиттера aN=0,98,
коллектора а/ = 0,85 (при /э = 1 мА, U-л = 4 В).
Рис. 2.5. Схема диодного ключа, построенного на эмиттерном пере-
ходе транзистора с разомкнутым коллекторным переходом (а) и эк-
вивалентная схема диода при Сд<£/от (б).
4. Эквивалентное сопротивление коллектора гкр ~ 5 кОм.
5. Объемное сопротивление базы, измеренное со стороны эмиттер-
ного перехода, гб = 70 Ом; со стороны коллекторного перехода гб =
== 90 Ом.
6. Средние значения времени пролета носителей через область
базы при нормальном включении tTN = 0,4 нс, при инверсном
^Ti = 1,4 нс.
7. Постоянные времени коэффициентов передачи токов эмиттера
^aN = 0,25 нс и коллектора та/ = 1,1 нс.
8. Постоянные времени коэффициентов передачи тока базы:
= 20 нс и тр/ = 25 нс.
9. Постоянная времени накопления тн = 25 нс.
10. Постоянная времени отсечки тот = 0,1 нс.
11. Зарядные емкости эмиттерного и коллекторного переходов при
нулевом смещении: Сэ0 = 5 пФ и Ск0 = 4 пФ.
При прямом смещении U = t/0T средние значения зарядных ем-
костей в соответствии с формулой (1.2) определяются соотношениями
1 ""с
с 1 0 ^от/Фоэ) —р (1 пс) ^от/'Роэ ~ .
(l-nc)£/0t/cpO3
41
1— п„
(1 —Пс) [1— (фОк —^otV'PDk]
Влиянием подложки интегрального транзистора пренебрегаем.
Пример 6. Рассчитать основные характеристики диодного ключа,
построенного на эмиттерном переходе интегрального транзистора с ра-
зомкнутым коллектором (рис. 2.5, а). Ключ управляется импульсами
положительной полярности от источника с внутренним сопротивлением
7?вН = 2 кОм. Амплитуда управляющих импульсов <7упр т = 6 В,
длительности фронта и среза не превышают 30 нс. При замыкании
диодного ключа энергия от источника ыупр поступает в нагрузку,
сопротивление и емкость которой составляют RH = 3 кОм; Сн = 20 пФ.
1. Рассчитываем переключательную характеристику диодного клю-
ча. Для этого прежде всего определяем напряжение отпирания t/0T
и прямое сопротивление диода гпр. Указанные величины находят по
вольт-амперной характеристике эмиттерного диода
— (exp
и объемному сопротивлению базы, измеренному со стороны эмиттера.
Ток в нагрузке составляет
поэтому U0T можно определить как напряжение, при котором ток
через диод /От не превышает 0,01 /в « 0,01 мА:
U0T = тэ W In (1 + « 2,5 • 10-’ • 1,5 In « 0,6В,
\ /эГ /
Сопротивление диода гпр находим по наклону прямой, соединяющей
точки U0T, /от л? 0 и ия = U9 + 1вг5, т. е.
г пр = + 6~^°т = ~" + гб ~ 120 + 70= 190 Ом,
Здесь ия = Ua + /пГб—падение напряжения на диоде при токе
/д = которое складывается из падений напряжений на эмиттерном
переходе
(7 \ 1П-3
1 + -А )«25.10-31п-^ = 0,72В
и на объемном сопротивлении базы 1аг6 = 10-3 • 70 = 70 мВ. Заметим,
что при малых токах г б — 70 Ом. С увеличением тока из-за модуляции
Гб заметно уменьшается, поэтому при /а » 1 мАг[1Р< 190 Ом.
При напряжении uynp < £/от через диод протекает ничтожно ма-
лый ток, поэтому можно считать ип = 0. Когда управляющее напря-
42
жение превышает £/От, ток через диод и с ним вместе напряжение ва
нагрузке начинают возрастать
ив — («упр — ^от)----—-----•
В X упр ОТ/ п I » D
+ гпр+ /'н
Поскольку прямое сопротивление диода значительно меньше суммы
R№ 4- Rn, то его нелинейный характер практически не влияет на пе-
реключательную характеристику, поэтому в области ыупр > Uor
ее можно представить прямой линией.
2. Рассчитываем время задержки t3 и длительность фронта
выходного импульса при отпирании диодного ключа. До тех пор, пока
прямое смещение на диоде (7Д не достигнет (70т, можно считать диод
закрытым. Продолжительность этого этапа определяется временем
ааряда емкости С = Сэ до величины (70Т. Из эквивалентной схемы
иа рис. 2.5, б следует, что напряжение на емкости С3
ис* (Р) = «упр (Р) --.У14?1 J. \xl =
Р2 Т1 т.+р (Т1 + т2-Из) 4-1
__ и __________________РТ14-1______________
УПрт (рТфрупр + Щр’ЯТз + р^х+тз+тз)^!] ’
где Т| == /?н т2 — C9j Tg =
Управляющий сигнал задан в виде экспоненциальной функции
с-ностоянной времени
т _ ^Фр упр _ 30-10~9 , д
тФр упр----------~ вс.
Представляя иса (0 приближенным выражением (см. приложение 1,п. 1)
«Сэ (0 ~ t/ynp т 7~" - 77
^‘фр упр /'вн ьэ
и подставляя его в уравнение иСз (/)=(70Т, рассчитываем время за-
ряда емкости до величины (70т:
/от « 1/2тфр упр Явн С9 « 6 нс. (2.5)
г ^упр т
За это же время напряжение на емкости нагрузки Сн возрастает иа
величину, не превышающую1) U0ТСэ/(Сн +СЭ) « 0,12 В, что состав-
ляет с « 0,04 часть от амплитуды выходного сигнала
Следовательно, время /От составляет часть времени задержки вы-
ходного импульса ta.
*) Это приближенное выражение можно получить, представив, что ток за-
ряда Сэ полностью поступает в емкость нагрузки Сн.
43
После момента времени /от диод можно считать открытым, пред-
ставив его в виде источника напряжения U0Ic сопротивлением Лдр.
При этом напряжение на нагрузке определяется выражением
«в(Р)
_________________ Г//________________и _[1 е
(/?вн + Ян)(рТфр+1) °т упрт
х —-Р--------1 + «и (/от) Jr- •
Р+1/Тфрупр] Р+1/Тфр
где
т С (Рвн+'пр) ~ 20 • 10-12 — • 10« = 24 нс.
Фр Ч + W'np 2 + 3
Для расчета длительности фронта преобразуем выражение ын (р)
и приведем к виду (см. приложение I, п. 2)
ин(р) — ^Упрm-.(/oT R
Rbh+.Rb
е Р‘31>
» __________
Н > 1 ’
рт + 1
(2.6)
где
т =
I г 0упртехР ( /от/тФр упр)/9 б/упр техР(—/от/тФр упр)\
г фр упр ~ ~ I .. _.. I»
vynp т иот \ uynp т иот !
f ____т 1 _ //упр т ехР (— /рт/тФр упр) __
‘во — сфр~г 1фр упр ,,
vyup т иот
(2.7)
(при составлении приближенного выражения (2.6) слагаемым, пропор-
циональным ив (/От). пренебрегаем из-за его малости).
Таким образом, длительность фронта можно определить по прибли-
женной формуле /фр « 2,2т с учетом выражения для т:
1 / 2 , 2 //упр т ехР(—/от/тфр упр) / q //упр т ехР ( /рт/Тфрупр)
А I / Тфр -f- Тфр упр---- - | £
Г ^упр т — иот
//упр т //рт
Для рассматриваемого примера
/фр = 2,2.10~9 (24)2+ (14)2 /2— 6'°'6М « 61 нс.
фр V v v 7 6—0,6 \ 6—0,6 J
Суммарное время задержки1’
/з ~ /от + 6,06ТфР
//упршехР(—/от/тФр упр) 1 ~ 11 нс (2 8)
//упр т —//от J
т) Приближенное выражение (2.6) на начальном участке дает заметную по-
грешность. Поэтому время задержки целесообразно определить по начальному
наклону ин (0 путем разложения в ряд по степеням t (см. приложение I, п. Ц
//упр m ехР ( — /от/Тфр упр)
//упр т — //рт
„ Uywm — U0T р ^_L Г1
“в (/) ~ п , р К 1
Ан т Авн Тфр L
44
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза выходного
импульса при запирании диодного ключа. Для определения времени
рассасывания /Рас составим уравнение для заряда неосновных носи-
телей, накопленных у эмиттерного перехода [см. уравнение (1.16 6)1
Qa в (Р) = h (Р) + ТТ77- Г& н (°) -(°)] *
Р?н “г 1 Рт’Пн L тн J
~^aAl£L + —Q3 н (0)
Ртн + 1 р + 1/Тн
(последнее приближение основано на условии та; <£ тв).
Начальный заряд Q3H (0) к моменту выключения диода пропорцио-
нален току нагрузки UamlRH. Считая падение напряжения на диоде
постоянным и приблизительно равным t/Ol, можно выразить ток эмит-
тера /э (Р) следующим образом:
/э (Р) ~ (Явн+Яв)(рг'р+1) [( т Р+1/гсруПр~ U°
X (рСв Ra + 1)—Uem рСа tfBj,
где тср упГ) =р упР72,2 14 нс, тор Сн/?в/?вн/(/?в~[- RBH).
Подставив указанные величины в уравнение (1.16, 6), получим
• - ^эа Г /11 Р
X
Q3 в (Р) =----------—-------------I ( ^упр т
(РТН+ !)(₽%+1)(Явн +Ян) IA Р + 1УТер упр
(рСн ₽н+ + .
/ I Р + 1/Тн
Для решения поставленной задачи воспользуемся
методом (см. приложение 1, п. 1), представив Q3B(/)
степеням t:
Q /f \ ф [ Унт I / ^упр т 6^от —£/н т_______t/ц т \ Д__.
Э Эа1яВН I Явн Я„ Мн
__ бупр т бот /2 |1 \ бн т / ’____।__1 \__
Явн \ тн Сн Явв / ЯВн \ ТВ тср)
Ян ТВ J 2тв J V 7
Время рассасывания, вычисленное из уравнения Q3H (Zpac) = О,
составляет /ра1, « 12 нс. В течение этого времени напряжение нагруз-
ки, определяемое операторным выражением
«н(Р)=---------
Унт
Ян
приближенным
в виде ряда по
р
т рСа Rbh ^от ^у пр т X ।,
Р + * /тср ynpj
(Явн + Яв)(рт'р+1) .
уменьшаясь, становится равным1’
*) Напряжение нагрузки также можно определить с помощью приближен-
ого ряда по^степеням I. Однако в данном случае его величину проще рассчи-
ать по точной формуле. При решении уравнения для заряда мы прибегли к приб-
„ *енномУ Расчету, чтобы избавиться от необходимости решения сложного транс-
цендентного уравнения.
45
Rlt
грао
б\пр т Тср упр । у \ 1 х е 1сР __
тор — тср упр °T/J
грас
__б^упр т Rh . гсР Упр g тср упр Uqt Ra aS 2 7 В
Явн+Ян тср —Тсрупр Явн + Яв
После запирания диода емкость нагрузки разряжается через соп-
ротивление RB с постоянной времени тср = CBRB. При этом напряже-
ние на нагрузке спадает по экспоненте
___t__
(( ) = ^н((рас)е С1Э
(за начало отсчета времени принято ^рас).
На основании представленных соотношений можно определить
время задержки выходного импульса1*
L «s ^пас/2 « 6 но
о рас*
и длительность среза
(ср = + Тср In = (12-6 + 60 In
0,1-3,2 ;
»«133 нс
(2.Ю)
(слагаемое, пропорциональное тср, равняется времени, в течение кото-
рого выходное напряжение спадает до уровня 0,1 UB m).
Пример 7. Рассчитать основные характеристики диодного клю-
ча, построенного иа эммиттерном переходе интегрального транзистора
с закороченным коллекторным переходом (рис. 2.6, а). Ключ управ-
ляется импульсами положительной полярности с амплитудой (7упр т =
= 6 В и длительностями фронта и среза (фр УпР = 7ср Угу) = 30 нс.
Источник управляющих сигналов также представляет собой ключевой
элемент, поэтому его внутреннее сопротивление меняется с переклю-
чением: в отсутствие управляющего сигнала RBB = 100 Ом, при его
включении А?вн = 2 кОм. Нагрузка, сопротивление и емкость кото-
рой равны RB = 3 кОм и Ся = 20 пФ, питается от источника напряже-
ния Е = 6 В через резистор R — 2 кОм.
1. Рассчитаем переключательную характеристику ключа, предва-
рительно определив напряжение отпирания {/От и прямое сопротивле-
ние диода. Как следует из эквивалентной схемы диода (рис. 2.6, г),
ток диода /д = /э складывается из тока эмиттерного диода
/9 _ = 19т (ехр -----1) и тока генератора а/ /к. Поскольку тран-
« тэ<ру
зистор работает в активной области (коллекторный диод смещен в об-
ратном направлении перепадом напряжения на гб), то его ток коллек-
тора
х) Время задержки принято равным /рас/2 в предположении, что за это
время ии (/) изменится на 0,1 ~ 0,32 В (за время /рас иа (/) меняется на 0,5 В).
46
Рис. 2.6. Схема диодного ключа, построенного на эмиттерном переходе транзисто-
ра с закороченным коллекторным переходом (а), его эквивалентные схемы на ста-
дии рассасывания носителей в базе (б) и на стадии заряда емкости Са до уровня
Uoi (в), а также эквивалентная схема диода (г).
/в = «^ + /кг[1-ехр(—
Следовательно, вольт-амперная характеристика диода определяет-
ся уравнением
/„==/,= /э7 (ехр -1) +а/ /в« /9Т (exp 1) +<xwa7/8,
решив которое, получим
В проводящем состоянии через диод протекает ток порядка
EIR = 3 мА, поэтому (70т можно рассчитать, приняв /от = 0,03 мА:
^от = тэ фу 1П[1 +т1-(1— “№/)]» тэФ71п Т1- —
L ‘эТ J 'эГ
—т9 <рг In---5---= 0,57 В.
1—awa,
Заметим, что при прочих равных условиях напряжение отпира-
ния U0T при данном включении меньше (по сравнению с включением
с разомкнутым коллектором) на величину тэ(рт In 1/(1 — awa7).
Сопротивление диода в проводящем состоянии гпр (как и при реше-
нии предыдущего примера) находим по наклону прямой, соединяющей
47
la
точки /от = 0 и (7Д = иа + -ф Pw); 7Д л* (Е — 1/ОтУЯ:
Оэ + '-б /д/(1 +Pw) — ^от 1,25-25-10-3 , Г2,5-10-« ,, А О\1 ,
” 2.5.10-
70-----J] Ом
51 2,5-Ю-3
(поскольку в данном примере диод работает при больших токах, ко-
эффициент та принят меньшей величины: та = 1,25).
Преимущество данного включения также заключается в меньшем
сопротивлении гпр и более резком возрастании тока при (7Д > (70Т.
При «упр = 0 токи нагрузки и диода соответственно равны
I Е (Rbh+aпр) Цуг R ~ Е гпр) । Ц>т ~ Q 3 мА'
Rh R + (RH+-R) (Rbh + гпр) RhR Rh
/ (0) =----ER«-y.^S.R.«±3).---» — — (70т ( — + — ) » 2,5 мА.
RhR + (Rh+R)(Rbh~|-гпр) R \Rb R /
Напряжение на нагрузке
«Н (0) = 4 RH * Е g^np + t/0T « 0,9 В.
При включении управляющего сигнала сначала диод продолжает
проводить. При этом напряжение на нагрузке возрастает с увеличением
управляющего напряжения
и _ I d R (Rbh4~гпр) Rh “К^от~Ь»упр) RRh 6-2-3-|-0,57-2-3
Н” В В~ RhR + (Rh + R) (Rbh + 'пр) ~ 3-2 + (2 + 3)-(2 + 0,1Л
+ «упр--------------------~ 2>76 + 0.38иуПр, В.
упр 3-2+(2 + 3)(2+ 0,1) упр
RBR + (Rn + R) (Rbh + r np)
2-3
Когда разность потенциалов на диоде становится равной £70Т,
диод запирается при напряжении управляющего сигнала, равном
«упр = Е = 3,6 + 0,57 « 4,2 В
А + АН
и напряжение на нагрузке фиксируется на уровне
м =£_*1L_ = 3,6 В.
R + Rh
2. Рассчитываем время задержки /3 и длительность фронта вы-
ходного импульса при запирании диодного ключа.
При подаче управляющего импульса диод остается открытым до
тех пор, пока не заканчивается рассасывание носителей, накопленных
у эмиттерного перехода. В течение этого времени емкость нагрузки
Св заряжается не только током, отбираемым от источника Е, но также
и током, поступающим от источника управляющих сигналов.
48
Время рассасывания /рас можно найти, решив уравнение для за-
ряда неосновных носителей, накопленных у эмиттерного перехода:
Сэн (Р) = ^эа (р)-а/ /к (р)] +
ртн + 1
+тт^-кэн(°)-^“— М0)].
Р+1/тн L Тн j
При включении управляющего сигнала ток диода, равный току
эмиттера транзистора /э (р), определяется выражением
ERB + иа (0) РСНРН Р—[Цупр (р) 4~ Uqt}(pChRh IIР 4-1) (Р4~Рн)
(РРвн+РРв+РнРвн) (РТфр + 1)
где
20-Ю-12
= 15 нс,
Выражение для /д (р) получено на основании эквивалентной схе-
мы рис. 2.6, в предположении, что среднее значение падения напря-
жения на диоде составляет £70т (изменение перепада (7Д сравнительно
мало). Для удобства расчетов представим ток /э (р) в виде
4 (р) = 4 (0) - Д/э (р),
£ /1 1 \
где /э (0) = /в (0) « ~ — U0T I дг+ ) — начальное значение тока
эмиттера; ДД (р) = /8 (0) — /э (р) — изменение тока эмиттера после
включения управляющего сигнала.
Начальное значение заряда Qaa (0) = (1 — a^ai) /э (0).
Поскольку транзистор работаете активной области, то его коллектор-
ный ток связан с эмиттерным соотношением /к (р) « а^1я (0) —
— aN (р) Д/э (р). Подставив указанные величины в уравнение для
заряда, получим
„ рт„, 4-1
<29 Н (р) = ^эа (1 — aN а,) /э (0) — #эа-—- [ 1 — aN (р) а, (р)] Д/э (р) =»
ртн4- I
^эа (1 -а„ а,) ГIs (0)- от t1.- А/э (Р)1.
L laW т"1 J
Заметим, что для данного включения процесс рассасывания коли-
чественно характеризуется постоянной времени тадг, значительно мень-
шей постоянной времени накопления тп. В рассматриваемом случае
продолжительность времени рассасывания практически определяется
постоянными времени тфр и тфр упр =/фрупр/2,2, характеризующими
изменение тока Д/э (р).
Разложив Q, н (/) в ряд по степеням t (см. приложение 1, п, 1), по-
лучим следующее выражение:
49

1
Q9 В (/) « #эа — 0CW°C/- (E---------------— + «в (0) f 1--
/?вн I Rh Rbb^RRbh 4" RRa ^фр к Тфр
RhR ‘ \ П 1
ynpm
1фр упр I
Из уравнения Q9 в(/рас) = 0 определяем время рассасывания:
Rh ^bh 4* /?/?вн + ^н
= Т _____________________цн (0)~^от
Р Ф₽ г> тФр ,, ,т (ERpn + ^от R) RB
УП₽ т И + а( R R 4-/?Р 4- PR
тфр упр Г'Н/'ВН Т “''VBH ТККн
Подставив значения соответствующих величин, получим
, с in-е 0,9—0,57 ,
/те — 5 • Ю ----------1----2----------« 1 НС.
„ 15 п (6-2+0,57-2).3
6 — + 0,9—1---—-------—
14 3.2+ 2-2 + 3-2
За столь короткое время напряжение на нагрузке изменяется не-
значительно, поэтому время задержки и длительность фронта с доста-
точной для практики точностью можно определить, приняв, что с пода-
чей управляющего сигнала диод запирается мгновенно и, следователь-
но, емкость нагрузки заряжается с постоянной времени CaRu//R. Та-
ким образом можно считать, что
t. « 0,1Сн RRa =0,1.20-10-1»ю»« 2,4 нс;
s R + Ra 2 + 3
/фр « 2,2СН RRn = 2,2 • 24 • 10-» = 53 нс.
R+Rh
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза выходного
импульса при отпирании диодного ключа.
При выключении управляющего сигнала диод практически остается
закрытым до тех пор, пока напряжение на нем не достигает [70т. В те-
чение этого времени емкость эмиттера С3 перезаряжается. Продолжи-
тельность этого процесса можно рассчитать, определив изменение на-
пряжения на емкости Сэ при помощи эквивалентной схемы рис. 2.6, в.
Из этой схемы следует, что
At/сэ (Р) =---^yup m (pCBRB || R+_1)- (2.11)
(РТср упр 4-1) (Р2 *2 +pb'i +1) ’
где тср уПр = ^ср упр/2>2 — постоянная времени, характеризующая
срез управляющего импульса; Ь'2 = 7?ВНСЭЯВ///?СН; b{ — RB//R
(Св + Сэ) 4- RBBC3 — коэффициенты, определяющие продолжитель-
ность переходных процессов 1).
*) Как видно из эквивалентной схемы, емкость коллектора Ск шунтирована
низкоомным сопротивлением гд, поэтому ее влияние не сказывается.
50
Выражение (2.11) для Д(7сэ (р) можно упростить (см. приложение
I, п. 2) и привести к виду
At/c9 (р) « t/ynp т+ 1),
откуда следует, что
ДС/с.(0 «t/ynp т (1 -ехр
где
т = Ж)2 + 4. упр-(Сн RB || R)2—2Ь'2 =
= VCl [(RB || Я) 4- Явн]2 + 2С9 Сн [7?в || /?Т2« 23 нс;
Г3о = + тср упр—Сн(7?в || R)— т = Сэ[/?вн + (А?в|| А?)] +
~Ь Т-ср упр т ~ 7 нс
(считается, что RBB = 2 кОм, так как в течение заряда емкости Сэ уп-
равляющий сигнал отличен от нуля).
До выключения управляющего сигнала перепад напряжения на
D
диоде, а следовательно, и на емкости С3 составляет Е -D , °-U„BB т.
А “Г АН 9 F
Чтобы напряжение на диоде стало равным t/0T, напряжение на Са за
время /от должно измениться на величину
Af/cs (Гот) = ^от-(£ ----U™ J « 3 В.
Подставив сюда
Д(/С9 (Гот) = С7упр т (1 -ехр ,
определим время перезаряда емкости Са др уровня (7ОТ!
<от = Т In —-------------- +
ERB/(R + RB)—U0T
+ Lo « Г23 In -----------------h 7] • 10-» « 23 нс.
30 L 6-3/(2 + 3)—0,57 J
Из-за тока заряда емкости Сэ напряжение нагрузки изменяется на
величину
Д«п (Гот)« \UCa (Гот)СЭ/(СВ + С8)« 0,45 В,
что составляет Д«н (t0^/UBm « 0,15 часть от амплитуды выходного
сигнала Uam = ERB/(R + RB) - UB (0) = 2,7 В.
Время задержки можно рассчитать по приближенной формуле
t3«/от 0,1 UBml\uB (Гот)« 14 нс.
За время /от управляющий сигнал настолько уменьшается, что его
величиной luvn„ (/от) = U„BV т ехр « 0,2 £] можно пренеб-
' тф упр
51
речь по сравнению с напряжением Е = 6 В и рассчитать напряжение
нагрузки по приближенной формуле
t i
м«Ме Тср +-+ M (1-е М =
L а + Кн------------------J L к J \ /
= 1^нт + ^ост—«н('от)]е ^P + t/0CT(l—е ’ср/,
где t/0CT «г Е -?"+ Гп£ U0T—остаточное напряжение нагрузки при
R открытом диоде,
тсп = Сн / (------Ь —+ ——~ Сн(7?вн4-гПр) = 2,4 но
СР Н / I D I и ' D 1 D 1 н ' ВН ПР' ’
I \^ВН I ГПр А Ан /
(считается /?„н — 100 Ом).
Длительность среза определяется формулой /ср = /от — ta + /?р,
где t*p— время, в течение которого после отпирания диода напря-
жение нагрузки спадает до уровня t/0CT + 0,1 Uam. Это время опреде-
ляется из уравнения nH(/Jp) = (70Ст + 0,1 (7нт и составляет
/сР = тср In ~ 2,4 • IO"8 In 2’7-°’4.2 « 5 нс.
р ср 0,Шнт 0,1-2,7
Таким образом, имеем /ср = [23— 14 + 5Ь10~9 = 14 нс.
Пример 8. По данным примера 6 рассчитать основные характерис-
тики диодного ключа, построенного на параллельно включенных эмит-
терном и коллекторном переходах интегрального транзистора
(рис. 2.7, а).
1. Рассчитываем переключательную характеристику диодного клю-
ча.
Ток диода /д складывается из коллекторного /к и эмиттерного 1э то-
ков. Из эквивалентной схемы (рис. 2.7, б) следует, что
Д aN 1» ~ (еХР тк фг 1 ) aN
h = Л д-а, /« = 1*Т (ехр 1)-а/1*.
Решив эту систему уравнений, получим
1 = •;—!-----Г /кг ( ехр ——-1 — ад, 1ьт( ехр ——----1 1;
" l-awa;[ КЦ ^«кФг ) N 8\ И тэФг /]
/я = т— -----Г/эг ( ехр ——--1) —а, 1кт(ехр ——------111.
1—awa, [ ' \ F тэ<рг ) I к‘у г ткЧ>т yj-
Поскольку переходы включены параллельно, то напряжение U9 =
= Uк = Un. Учитывая, что коэффициенты пгк и тв мало отличаются
друг от друга, можно считать также тк « т9 = т. При этом вольт-ам-
перная характеристика диода определяется выражением
ехр (Un/mq>T)—1
/д = /И + 4 -- [ /Ю (1 - «/) + /эЛ 1 ~ Ml «
1—awaz
52
А
М / ип S
'ехр~---1].
/к7 4
тфу.
1— aNa,
На основании последнего соотношения можно рассчитать напряже-
ние Uот и прямое сопротивление гпр:
t/0T = mqT In р Н------------—
С/д—£/qT
Гпр" /д
/1//1 I/м , । ~0>56 В;
'кт+^э7 U—а/у)/4—aNal) J
(- гб ~ Гm<pr In---------~------------U
Ail 4T' + ^r(1~aw)/(1~awa/)
+ r6 180 Ом.
При расчетах принято m = 1,4 в обла-
сти малых токов и m = 1,3 для тока
7Д = /н « 1,1 мА. Величина U0T оп-
ределена для тока /от « 0,01 мА.
При ыупр < Uот диод заперт и
ив = 0. Когда иупр > £/от, напряже-
ние нагрузки
____ “упр— Uот п ~ “упр— E/qt г> 1
а Явн +'пр + Ян Н~ Явн + Ян
2. Рассчитываем время задержки и
длительность фронта выходного импуль-
са при отпирании диодного ключа.
Все соотношения, которые были по-
лучены при решении аналогичной зада-
чи в примере 6, справедливы и для дан-
ного примера, если заменить емкость
С3 суммарной емкостью Ск + С9 = 9пФ
(поскольку переходы включены па-
раллельно). Время, в течение которого
напряжение на диоде достигает уровня
U0T, определяется формулой (2.5), в
которой Сэ надо заменить суммой Са -f-
+СК:
Рис. 2.7. Схема диодного клю-
ча, построенного на транзисторе
с параллельно включенными пе-
реходами (а), и эквивалентная
схема дгГода (б).

^от
«1/2Чр удр ^вд + Ск) -^~8 НС.
г L'yup m
За время /от напряжение нагрузки возрастает не более чем на 4% от
U„m = 3,2 В.
После отпирания диода формируется фронт выходного импуль-
са, длительность которого определяется формулой (2.7) и сос-
тавляет /фр = 60 нс. Суммарное время задержки, вычисленное по фор-
муле (2.8), равняется 12 нс.
3. Рассчитываем время задержки и длительность среза выходного
импульса при запирании диодного ключа.
53
Для определения времени рассасывания составим уравнение для
приращений заряда [см. выражения (1.16)]:
ДС2«н(Р) = ^а -[%(р)Ыа(Р)+Ыя(Р)Г, (2.12)
РТНТ" *
ДС?э в(р) = [а, (р) Д/к (Р) + Д/9 (р)],
ртв + 1
где Д/э (р) и Д/к (р) — изменения эмиттерного и коллекторного токов
при запирании диода. Сумма этих величин равна изменению тока диода
Д/ (р) ________АцУпр (р)______ у _____________рРн Сн +1__________
Рвн+ Рн/(РРв Св + 1) У ₽ (Рви + Р) (РТср упр4“1)(рТер+ О
(2.13)
где тср упр = /ср упр/2,2 да 14 нс, Тср — Св RB || RBB — 24 нс,
Для определения токов Д/8 и Д/к второе уравнение получаем из
системы (2.12), принимая во внимание условие
&QK н (Р) в (Р)
Qko Qao
которое является результатом равенства перепадов напряжений на
коллекторном и эмиттерном переходах, включенных параллельно.
Определив Д7К (р) и Д/, (р) из системы уравнений1)
Д/я(р)+Д/в(р)=Д/д(р);
(P\N + D-а, 1кТ] Д(р) + К 1аТ- 1кТ №a, + 1)] Д/9 (Р) = О
и подставив их в одно из уравнений (2.12) для заряда, получим
дс?ав(р)=<?9н(О)-..- ^упрп;7 • t т (2.14)
^упр ТП — и<УГ (РТН + 1)(рТОр упр + l)(PTflp+4
где
Q9 н(0) да #эа----М1"”*”/)--------t/ynpm-t/рт
aw(1— a/)+a/(1 — aw) Рвв+Рн
— заряд неосновных носителей у эмиттерного перехода в момент вы-
ключения управляющего сигнала.
Определяем оригинал AQ3 н (0, пренебрегая постоянной времени
т0Т = 1 нс по сравнению с величиной CBRB — 60 нс:
Д«эв (0 = Сэн (0) - [ 1 + А, е~ + Л2е“хФ₽ + А,е "^1.
I'ynp m—'-'от L
*) При решении этой системы уравнений следует учитывать равенство
aNJsT аИкГ
64
Здесь
— [тн (Сн /?н тя) (тср упр тор)]/В — 79,6;
^2 ~ (тср упр (^н ЯН +р упр) (т°р тв)1/5 = 5,9,
Аз — (Tcp (Св RB тор) (тн тср упр)]/В = 86,4;
В = Тн Тср упр (тСр упр Тн) + Тд Тср (Тд Тор) -|- Тср упр Тор (тср ТСр упр).
В результате решения трансцендентного уравнения Дфэн (/рас) —
b=Q»h (0) получаем, что время рассасывания /рас = 50 нс. За это время
напряжение нагрузки, уменьшаясь, становится равным (см. пример 6)
zpac
„ // \__ Г г 1 I ( ^упр т Тср упр , 1 / \ _ тср ___,
мв 1‘рас/ интТ _ । л I т' ___т Uот I е
L «внТ-Кн \ ср ср упр /J
zpac
!1 Rn Тср упр „ тсрупр п Rg
~~17 упр m „ , п • т' —т С от Р гр
Квпт^н ср ср упр z'BH_r‘'H
0,6 В,
Время задержки, определяемое по начальному наклону спада ын,
рассчитывается по формуле
/=1/---------°-^Ртсру,,Р----«5,5 нс.
• 1+Уот^н/</Впг(/?вн+^н)
В соответствии с выражением (2.10) длительность среза
4Р = ^ас—^+тср In ^(/Pa(?L =
ср рас а 1 ср л if,
v>luum
= f50—5,5 + 60 In—\10-»«81 нс,
\ 0,1-3,25 /
Сокращение длительности среза (по сравнению с примером 6) явля-
ется результатом более продолжительного времени рассасывания носи-
телей в базе.
Задача 6. По данным примера 6 рассчитать основные характеристи-
ки диодного ключа, построенного на коллекторном переходе интеграль-
ного транзистора с разомкнутым эмиттером.
Задача 7. По данным примера 7 рассчитать основные характеристи-
ки диодного ключа, построенного на коллекторном переходе интеграль-
ного транзистора, эмиттер которого соединен с базой.
Задача 8. По данным примера 7 рассчитать основные характеристи-
ки диодного ключа, построенного на параллельно включенных эмиттер-
ном и коллекторном переходах интегрального транзистора.
2.3. Электронный ключ на биполярном транзисторе
2.3.1. Схемы и расчетные формулы
В простейшем ключе (рис. 2.8) транзистор закрыт источником сме-
щения ЕсК. Отпирание и запирание ключа производится источником
Управляющих сигналов «упр с внутренним сопротивлением RBll. В ус-
55
тановившемся режиме транзисторный ключ может находиться либо в об*
ласти отсечки, либо в области насыщения. При переключении транзис-
тора в течение переходного процесса он может оказаться в активной
области, а иногда и в инверсной активной области.
В установившемся режиме особенности транзисторного ключа оп-
ределяются его вольт-амперными характеристиками, которые обычно
линеаризуют, чтобы упростить анализ и расчет практических схем (не
прибегая к громоздким графоаналитическим методам).
Входную характеристику транзистора при базовом управлении
(рис. 2.9) можно заменить двумя прямыми отрезками, один из которых
проходит параллельно1) оси напряжения t/6a при токе /б «— Iкт, а
Рис. 2.8. Схема простейшего
электронного ключа на бипо-
лярном транзисторе.
Рис. 2.9. Реальная (—) и ап-
проксимированная (----------)
базовые характеристики тран-
зистора.
второй с наклоном гвх э » г б + fW3
НИИ
пересекает ось UBa при напряже-
на от = Фт 1п(! +₽Л-/₽Д
Входное сопротивление транзистора гвхэ и напряжение отпирания
U э от находят по базовой вольт-амперной характеристике транзистора.
Коллекторная характеристика в активной области рассчитывается по
известной формуле /к — 0л/б +/кг (Pw + 1) с учетом зависимости Pw
от тока.
В области насыщения коллекторную характеристику тоже можно
линеаризировать, представив ее ломаной линией из двух отрезков пря-
мых (рис. 2.10). Один их них проходит через граничную точку /к=₽л/б
параллельно оси напряжения (на рис. 2.10 не показано), а другой с
наклоном гкэ (где гкя — выходное сопротивление насыщенного тран-
зистора в схеме с общим эмиттером) — касается крутого участка кол-
лекторной характеристики. Сопротивление гкй, а также остаточное на-
*) На рис. 2.9 эта прямая слилась с осью UB3 из-за малой величины /к7
66
пряжение UK30 определяют из коллекторной характеристики транзис-
тора в области насыщения. Для оценки указанных величин можно вос-
пользоваться приближенными формулами
кэ Рл, /б
ДКЭо«фт1п^-+/бг;.
(Л/
(2.15)
Рассмотрим характеристику переключения транзисторного ключа
(рис. 2.11). При напряжениях «упр, меньших Дсм + U30T, ток кол-
лектора транзистора ничтожно мал (/к « 1кт), поэтому напряжение на
0 -0,1 -0,2 -0,3 -0,0ю,В
Рис. 2.11. Характеристика пе-
реключения транзисторного
ключа.
Рис. 2.10. Реальные (—) и аппро-
ксимированная (-------) коллек-
торные характеристики транзисто-
ра в области насыщения.
нагрузке ын « /кг практически равняется нулю. При U53 = U3 от
транзистор отпирается и его базовый ток
у “упр— (£см + б^эот)
Rbh э
усиливаясь, приводит к росту тока коллектора
/к ~ ₽.v ук /б « /б--------------
и соответственно к увеличению напряжения на нагрузке
г Г> г> “упр— (Есм+^в от)
и„ = Iк /<„ та p.v Rk —----------------—— . (2.16)
(^ВН +ГВХ э) [1 + Rk (1 + Рлг)/Гк] ’
При использовании этого соотношения необходимо учитывать зави-
симость оттока /к или /э.
Когда напряжение ыупр достигает уровня
«упр = [1 + (1 + ₽л/)] (Яви + Гвх э) + Есм + дэ от «
«^^(Явн + ГвхэНЯсм + ^эот. (2-17)
67
транзистор насыщается, потенциал коллектора фиксируется на уров-
не UKB, а напряжение на нагрузке ограничивается величиной Ек—UK н,
При работе в области насыщения транзисторный ключ обладает до-
статочно высокой нагрузочной способностью. Лишь тогда, когда
нагрузка возрастает настолько, что транзистор выходит из насыщения,
наблюдается изменение напряжения ив [это изменение характери-
зуется выражением (2.16)]. При заданном управляющем напряжении
«уПр минимально допустимое значение сопротивления нагрузки RB,
при котором транзистор работает на грани насыщения, определяется
уравнением (2.17).
При подаче отпирающего сигнала на транзисторный ключ в течение
времени /зб идет заряд емкости эмиттерного перехода Сэ до уровня
U3 от и транзистор практически не проводит. Следовательно, изменение
выходного импульса задерживается на время
/зб ~ ]/ Чр упр С* (^вн + Гб) ”упр т - (2.18)
Формула (2.18) получена в результате разложения в ряд точного
выражения, определяющего заряд емкости Ся сигналом с амплитудой
t/ynp т, фронт которого нарастает по экспоненте с постоянной времени
ТфР Упр-
После отпирания транзистора начинается стадия формирования
фронта, которая завершается переходом транзистора в область насы-
щения. На этой стадии переходный процесс характеризуется временем
задержки /зк (прошедшем с момента отпирания транзистора до момен-
та возрастания выходного импульса на 0,1) и длительностью фронта
/фР выходного импульса. Эти величины определяются приближенными
формулами:
Тудг/?к (Св+Сн)
зк ~ 3N + ТГ„ + RK (Си + Сн/'^Г + °’ (Тэ“ + Тфр упр) Х
Х^~ Г1 + 1/1 + 18 - УкТэкТфрупр— . (219а)
2^61 Рд/ Тк г 0,1 /к и (Так +тфр упр)2 J
гфР « Гт|к + 4РУПР In . (2.196)
'61 Рд/-'КН
Здесь t3N ~ хтГЛ//(1 х) — время собственной задержки транзис-
тора; тэк = у„ (1 + рдО [г™ + RK (Ск + CH/pw)] — постоянная вре-
мени, характеризующая искажения импульса транзисторным ключом;
Тк ~ (1 + — коэффициент токораспределения в коллектор-
ной цепи; /ci = [С/упр т (Есм Ч~ С/ 0 т)] /(RBh Ч- ^вх э)> к н
'— н) /RK н — амплитуды токов базы и коллектора.
Суммарное время задержки t3 — t36 + t3K.
Если ключ управляется мощным сигналом, обеспечивающим коэф-
фициент насыщения
„ /б1₽м л оо lTzw Ч* (Сн 4- CB/PW)]2
Анас = — > °>2Рм--------•
<КВ '•TN /'к И-КТОц/
68
то длительность фронта рассчитывается по формуле
^Фр ~ °»9 (тэк + тфр упр) 2/б1
Ли Vk тэк "^фр упр
0,9/к н (тэк Тфр упр)2 _
^ЗК‘
(2.20)
После насыщения транзистора начинается стадия накопления но-
сителей заряда в базе. Этот процесс устанавливается за время, состав-
ляющее (2 ...3) тн-
При запирании транзисторного ключа на первой стадии происходит
рассасывание носителей заряда из базы транзистора. При этом под дей-
ствием управляющего сигнала изменяются токи базы и эмиттера. Ток
коллектора остается практически прежним.
В зависимости от амплитуды управляющего импульса различают
нормальное, инверсное и непосредственное запирание ключа. Если ам-
плитуда управляющего тока /б2 по абсолютной величине меньше крити-
ческого значения
я«-чв(1+ш (2-21)
то происходит нормальное запирание, при котором сначала смещает-
ся в обратном направлении коллекторный переход, а затем эмиттер-
ный. При этом время рассасывания
^рас тн (°
^6i~ Лц
Л(н/Рм —
(2.22)
При инверсном запирании, которое имеет место в том случае, когда
амплитуда управляющего тока /Б2 превышает величину /*Б, сначала
запирается эмиттерный переход, а затем коллекторный. Время расса-
сывания определяется соотношением
^рас тв 1° (1 ^61/^бг)- (2.23)
При непосредственном запирании коллекторный и эмиттерный пе-
реходы запираются одновременно.
При экспериментальных, испытаниях схем обычно вместо времени
рассасывания измеряют время запаздывания /эап, представляющее
время, прошедшее с момента подачи запирающего импульса до момента,
когда после смещения коллекторного перехода в обратном направле-
нии выходной импульс изменяется на 0,1 от своего амплитудного зна-
чения. Время запаздывания включает в себя время рассасывания /рае
и время задержки t3 (определяемое как время, в течение которого срез
выходного импульса изменяется на 0,1 от своего амплитудного значе-
ННЯ); 4ап = ^рас + h-
После рассасывания избыточных носителей коллекторный переход
смещается в обратном направлении. Когда напряжение на переходе
Достигает нескольких единиц <рг, ток коллектора резко спадает и начи-
вается стадия формирования среза выходного импульса.
59
Время задержки t3 и длительность среза tcp в зависимости от того,
в какой области формируется срез выходного импульса, определяются
следующими соотношениями:
1. Если амплитуда управляющего тока ZH H/₽w > /бг — /нт, то
после выхода из области насыщения транзистор остается работать в ак-
тивной области. При этом
t3 — t3N + У 0,2тэк тср упр +
Ту//Лк (Ск + Сн)
XTN "Е (Ск “Е Сн/Р дГ)
(2.24)
.2
'Ср упр>
(2.25)
Где тср упр tcp упр/2,2.
2. Если 1кт~> /бг > 0,1 /б, то в течение длительности среза /ср
транзистор работает в активной области и по окончании его заходит
в область отсечки. В этом случае
f 4 f Т^«К(СК+СН)
‘з = Н------------------г
Тдк
/ср
7ц н
/б1---^62
Тср sup ,
------ 0,9/к н руу Л>г
’ср упр 1п ~т~. - ;
0,1'кн — P,V '62
(2.26)
(2.27)
3. Если амплитуда управляющего тока /бг изменяется в пределах,
определяемых неравенством 0,1 7£ > /52 > 0,97g, то в течение вре-
мени задержки транзистор работает в активной области, поэтому ве-
личина t3 определяется формулой (2.26). Формирование среза происхо-
дит вначале в активной области, а затем в области отсечки. Длитель-
ность среза рассчитывается по формуле
/ср = /тэ\ + т?рупр In 1~°’7KH/^'6-- +тот эк 1П , (2.28)
1 —'к n/P;v 'g /б
где
Тот эк= V Т?т + [СК (7?к + ^Вн+гб)12 + Сн (Сн+(?к) ^к+Ск С3 (7?вн+гб)2
(2.29)
— эквивалентное значение постоянной времени отсечки, характеризую-
щее искажения в области отсечки.
4. Наконец, если Zg2 0,97g, то транзистор заходит в область от-
сечки до того, как выходной импульс достигает уровня 0,1 от своего
амплитудного значения. Время задержки и длительность среза рассчи-
тываются по приближенным формулам
/3 л: /зд/ 0,1 т0Т эк, /ср 2,2 тот эк.
(2.30)
60
2.3.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 9. Рассчитать основные характеристики электронного клю-
ча (рис. 2.8) на биполярном транзисторе МП42Б. Ключ управляется
импульсами отрицательной полярности амплитудой Uynpm = 5В и
длительностями фронта и среза /фр упр = /ср упр = 0,3 мкс, поступаю-
щими от источника с внутренним сопротивлением /?вн = 2 кОм. На-
грузкой ключа являются резистор =
разитная емкость Сн = 100 пФ. Ключ
в исходном состоянии закрыт смеще-
нием Есм = 1 В. Напряжение коллектор-
ного питания Ея — 6 В. Параметры
транзистора, необходимые для расчета
импульсных схем, определялись при
решении примера 1 и сведены в табл,
п. 1 в приложении 3.
1. Рассчитываем переключательную
характеристику ключа ин = f (цупр).
Напряжение на нагрузке uH = iK RK.
При напряжениях «упр £см + UB0T
транзистор закрыт и ток коллектора
iK « 1кТ « 0, поэтому «н « IktRk ~
Л/0. Когда wynp > ^см + от>
транзистор отпирается, токи базы и
1 кОм в цепи коллектора и па-
Рис. 2.12. Характеристика пере-
ключения ключа на транзисто-
ре МП42Б.
коллектора, определяемые выражениями
“упр (^см4*^эот)
Rbh + гиэ
. . „ “упр (Есм + t/y от)
А ~ z6 PW У к п । ,
<'Вн + /ВХ э
l + Як/''кр
растут с увеличением управляющего напряжения uynp. Когда ток
iK становится равным току насыщения /к н = (Ек— UK3H)/RK< кол-
лекторный переход смещается в прямом направлении, транзис-
тор переходит в область насыщения и рост тока коллектора практичес-
ки прекращается. Таким образом, переключательную характеристику
схемы (рис. 2.12) можно рассчитать х) по формулам:
ПРИ иупр<£см + ^эоТ= 1 + 0,15= 1,15В
«н == ^кг RK 0;
при «упр>1,15В и /к < Л н = -E-K~U™ н = ^21 6 мА
К К 1
“упр (Есм + ^эот) ^кР/v “упр —1,15 1'Pw
£вн + гвхэ 1+/?к/гкр 2 + 0,150 1 + 1/5
1) Для МП42Б Ua от ~ 0,15 В; гвх э ~ 150 Ом (определяются по входной ха-
рактеристике для диапазона тока 1б — 0 ... 2 мА).
61
ын«0,4 (иупр—l,15)pw
и, наконец, при /к>/кн = 6мА
и=Ек— UMB = 6—0,01 л; 6 В.
Для расчета переключательной характеристики в активной области
необходимо знать зависимость = f (ZK), которая обычно приводится
в справочнике [12, 13]. Однако для МП42Б она построена в таком масш-
табе, что практически невозможно более или менее достоверно опре-
делить значения p.v в диапазоне токов /к = 0 — 6 мА. С достаточной
точностью можно рассчитать значения pw в области малых токов по
приближенной формуле
ptf « P/vi ]/ /к//к1,
где Рди — значение коэффициента передачи, измеренное при токе 1К1.
В данном примере минимальное (45) и максимальное (100) значе-
ния Pjv указаны при токе IKi = 10 мА. Следовательно, можно считать
Pwmin = 45v/tK/l°; 100/zK/10.
В табл. 2.1 приведены результаты расчетов, необходимые для пост-
роения характеристики переключения ключа. Эти расчеты удобно про-
изводить в следующем порядке: задаваясь величиной ин, находят »„=
= uBIRK, по формулам для ₽jvm)n и ₽,vmex рассчитывают их значения,
азатем определяют цупр = Нц/ОДРд? + 1,15 В.
Таблица 2.1
“н- В 'к- мА min 0N max Рупр. в
8n==0N mln max
1 1 14 32 1,33 1,23
3 3 25 55 1,45 1,28
6 6 35 78 1,58 1,34
2. Рассчитываем время задержки и длительность фронта при отпи-
рании ключа. Начальная задержка определяется временем заряда ем-
кости эмиттерного перехода до уровня (7ЭОт. Напряжение на.этой ем-
кости нарастает по сложному закону, описываемому операторным вы-
ражением
, , __ р . “упр (Р)
иСз (р) ^см +
Р Сэп (Rbh+г б)+1
на основании которого можно получить (см. приложение I, п. 1) сле-
дующее приближенное соотношение
UC3 (0 « — £см +^упр т + ^упр т 2Тфр упр С8П (7?вн +гб) ’
62
Приравняв «Се (4б) — СВОт, ПОЛУЧИМ
'Вб=1/ 2тфрупрСвп(/?вд + гс)^±^ =
г _________________________У упр т
= гЛ 2.0,14.82.2,1.10-18И^»0,11 мкс
(для типовой величины Сдв = С80 ~ 82 пФ).
После отпирания транзистора напряжение на нагрузке определяет-
ся выражением
. , , -у ./чо , \ i \ 'Г иУПр(Р)—(£см+^8 0Т>
«н {р) = Ь (Р) ZH » ‘б (Р) 0* (Р) Тк (Р) = --у—?------------ X
Квн*Г'вх э
l\v Рк/(рСн Рн + 1)
X I R« (рСн гк + 1) +14"0jv)
+1} [1 + — <-K(pCaJ?B+l)(prpW + l)
Рва + гвх в
______*зб
PjvRkYk lt /Г! , ji А Супр т р Тфр упр е Фр упр
: и упр т Х£-см"Г’-'эот/ 77
РТфр yup Т1
______—________._____________
₽2 (Ск + Св) R к Tgjy ук + РТяк +1
где
тек = Тн fT0N + (0v Ск + CJJ — ye₽w [т™ + RB (Ск + С„/0/у)].
Используя приближенный метод (приложение I, п. 1), получаем
... (С упр т—(-Есм+Са от)1
“я (° ~ —рвГ+^---------------х
X______________ / Г 1 • f ^TN + Рк (Ск + Сн/Pn)] (2 31)
2tj jv Rk (Ск+Св) у £ Зтуд'Rh (Ск + Сн)
где
__I j Супртехр( — /зо/Тфр упР)Tyjy RK (Ск4-Сн)
[t/ynpm—(£см + Свот)1 [Т/Л + Rk (Ск+CH/PW)] Тфр упр
При расчете времени задержки фронта ta фр (представляющего со-
бой время, в течение которого напряжение нагрузки изменяется на
величину 0,1 (Ек— (/^н) « 0,1 в выражении (2.31) можно пре-
небречь поправкой в знаменателе (пропорциональной t) и рассчитать
*вфр по формуле
/ ~ Е* (^вн 4-лвх a) D /С
Га фр ~ I/ 77]----,F ... ..₽ TTN (Ск + Сн) й/ О, I МКС.
’ IVynp т—см “г и от Л «к
Полное время задержки (с учетом времени собственной задержки
транзистора t^)
^з~ ^зб 4~ == фр — 0,11 + 0,017 + 0,1 ~ 0,23 мкс.
63
Длительность фронта оценивается по формуле, полученной на осно-
вании выражения (2.31):
1 „ -LD /г X Сн \1 0.9Ек (Явн + гвх э)
фр I I К ‘ Л I ог// ____________(р । // up
L \ / J l^ynp т (*-см г от)]
т ( 1 /~ - г 20 [(/упр m—(£см + ^э от)! Tnv (Ск + Сн)
Х [ 1 + V + Ек (Явн +'вх э) V l^TN + R« (С« +Сн/РЛ)]а' _ “
— ^зфр ~°>45 МКС.
3. Рассчитываем амплитуду выброса тока коллектора, который об-
разуется при работе транзисторного ключа на емкостную нагрузку.
Зная напряжение на нагрузке ин (/), можно определить ток коллектора
по формуле
i (0= ^ + СВ^£,
к v RK в dt ’
из которой следует, что в момент насыщения транзистора (когда
ин(^нас) = Ек— ^кн) ток коллектора превышает свое установившееся
значение
г ___ ин (/нас) Ек
КВ Яи ~ Як
на величину
д, _/-> (О I
43 4 к выб ,, •
dt г-'нас
Подставив в последнее соотношение производную от «н (/), полу-
ченную из выражения (2.31), после несложных преобразований имеем
/нас [T7W + ЯК (Ск +CH/PW)]
бТ.,, /?к (бкДСн)
Д/„ выб « 2/к „ Св RK-----------------------------------------ж о, 15 /к „,
КВЫб КВ В К ( /нас [тгд, + Яв(Ск + Сн/М )
I Зтуд, 7?к (Сн-f-Сц) J
тде ^нас (^фр "Ь фр)/0>9-
В данном примере амплитуда выброса тока оказалась незначитель-
ной, так как емкость коллектора, сглаживающая этот выброс, сравни-
ма с емкостью нагрузки. Однако на практике встречаются случаи, ког-
да амплитуда выброса тока достигает большой величины. При этом,
если ток коллектора превышает свою максимально допустимую вели-
чину в импульсе, то возможен выход из строя транзистора.
4. Рассчитываем время рассасывания, время запаздывания и дли-
тельность среза при запирании ключа. Поскольку спад тока базы до
УРОВНЯ /б2 = (£см + ^от)/(Двн + гвхэ) » — °>54 мА ПРОИСХОДИТ
за время tcp упр аг 0,3 мкс, значительно меньшее постоянной накопле-
ния тп аг 3 мкс, то в первом приближении можно считать, что ключ
64
к
I
I
запирается идеальным скачком тока, и использовать приведенные
§ 2.3.1 формулы для расчета /рас, /зап и /ср.
В данном случае имеет место нормальное запирание транзистора,
так как запирающий ток базы 7б2 по своей абсолютной величина
меньше критического значения
= + 1,7)/кн= -(9 ... 10) мА.
При этом время рассасывания рассчитывается по формуле (2.22):
'61Z-J62-----------------3. Ю-eЩ + -4,25 мкс,
?Рас Т» 1П/нп/|3Л,-/б2
6/45 + 0,54
а 6
Рис. 2.13. Схема последовательной цепи транзисторных ключей (а) и экви-
валентная схема этой цепи на стадии отпирания Т2 (б).
Поскольку /б2 > 0,1 /о*, то время задержки и длительность сре-
за определяются соотношениями (2.26) и (2.27)
, - «0,1 [ттк + 7?н(Си + гг5 >• ,оКИ ,
п Рд'62 [ \ К Pn /J'KH/PjV — 4)2
0,1 Г97 + 1 f 90 + -)] • 10“в-------------
L \ 45/J 6/45 + 0,54
» 0,17 мкс;
0,9 /(( н/Рд, — /б2
‘сп = так 1П -----------------
р 0,1 /кн/рЛ—/(.2
, in в, 0,9-6/45 + 0,54
= 7 • 10~Нп---------------
0,1.6/45 + 0,54
1,3 мкс
' f3 « 0,1 тэк
И 'зад Дас + + Cn 4,4 МКС.
При расчетах p,v принимался равным своей минимальной величине.
Пример 10. Рассчитать переходные процессы в цепи (рис. 2.13, а),
состоящей из двух электронных ключей на интегральных транзисторах
Т1 и Т2, которые соединены между собой смещающим диодом ТД.
В качестве смещающего диода используется эмиттерный переход инте-
грального транзистора, база которого соединена с коллектором. Элемен-
ты питаются от источников Ек = 6В и £см = 2В. Сопротивления ре-
зисторов составляют RKi = /?к2 = 2 кОм, /?б = 20 кОм, паразитные
емкости Q = 15 пФ и С2 = 10 пФ. Параметры транзисторных структур
Указаны в §2.2.2. Транзистор Т1 управляется источником тока /б, обес-
печивающим при насыщении транзистора Т1 ток /би = 1 мА, а для его
8 Зак. 257 65
запирания I q2 — — 2 мА. Переключение тока /б от уровня / бп на /ба
и наоборот происходит практически скачком.
1. Рассчитываем продолжительность переходных процессов при за-
пирании Т1 и отпирании Т2.
В исходном состоянии транзистор Т1 насыщен током базы / бн =
= 1 мА. Ток коллектора этого транзистора /к111 — EK/RKt 3 мА.
При этом через диод ТД протекает ток /дс небольшой величины {!пс да
да .н ---------- & 75 нА), создающий запирающее смещение
на базе Т2 величиной
— ^см — £См — G с Вб — В.
При подаче запирающего тока /б?. = — 2 мА начинается рассасывание
избыточных носителей из базы Т1. В соответствии с формулой (2.22)
рассасывание носителей завершается за время
^pacl Тп
/б H~£>2
Й 11/Рдг-----
= 25-Ю"» In -+-. ~9,4 нс.
3/50 4-2
Поскольку запирающий ток 1 с)2 достаточно большой амплитуды, то
почти одновременно с коллекторным переходом смещается в обратном
направлении и эмиттерный переход. Транзистор Т1 переходит в об-
ласть отсечки, где его коллекторный ток быстро спадает (с постоянной
времени т0Т да 0,1 нс). Начинают повышаться потенциалы коллектора
Т1 и базы Т2. Когда потенциал базы Т2 достигает напряжения отпира-
ния (Ja от да 0,45 В, открывается второй ключ. Время задержки ia от,
в течение которого потенциал базы Т2 нарастает до уровня отпирания,
можно определить при помощи упрощенной эквивалентной схемы рис.
2.13, б. В этой схеме смещающий диод заменен источником напряже-
ния С/дС да 0,6 В (см. пример 7).
Напряжения на паразитной емкости С4 и на емкости эмиттера Сй0
в начальный момент можно считать равными своим исходным значени-
ям, т. е. ис1 (0) да UKH и «сэ (0) ~ ^бэ (0) =— Uсм- Как следует из
эквивалентной схемы, ток, отбираемый от источника Ек через резистор
/?К1. т. е. ii да {Ек — ипс + (УСм)//?к1 способствует повышению по-
тенциала базы на величину
t
At/бэ — f й dt = + t
Со J кК1 Со
о
где Со = СаСкКСэ Ск) 4- G 4- Cj0 да 22 пФ — суммарная пара-
зитная емкость.
Ток источника £(.м, равный i2 — (£см— ЕСы}1Е5, наоборот, по-
нижает потенциал базы на величину
Д£бЭда4- [i2dt =
^0 J
£см--^см
66
Таким образом, на стадии отпирания Т2 потенциал его базы «бэ (О
определяется соотношением
U (t} ____U ! ( ~~~ б'д Р, ^см_ £см ^см \ ч
бэ V / CM i I р р / /~> *
\ ^К1 Аб / О0
Время задержки включения транзистора Т2, рассчитываемое из
уравнения (t3e) — ^от» составляет
tBб « Со(Сэ от + С7см) / + ис (Л_ + 2Л1 « 7,3 нс.
I I \АК1 Аб/J
После отпирания Т2 ток его базы z62 (/), нарастая с постоянной вре-
мени Твх ЯЙ [7?К1 II (гпр до + гвхэ)] KG + Сэ СК/(СЭ + Ск)] ~ 9 нс,
стремится к уровню
Н2 = _ 2 мА>
^К1 -I- ^пр ДС "Тгвх э
где напряжение отпирания смещающего диода U0Ta — 0,57 В, его пря-
мое сопротивление гпр дс = 21 Ом (см. пример 7), а соответствующие
параметры для транзистора Т2 приняты равными; U3 т = 0,45 В; гвХЭ=
= 0,3 кОм.
После отпирания транзистора Т2 начинается стадия формирования
фронта, продолжительность которой характеризуется временем задерж-
ки /зК2 и длительностью фронта ^p2, определяемыми формулами (2.19 а)
и (2.20):
f ~ + 1 TTW ^кгССв+Сг)
3 1,2 ~ 3N + т7-л/ + Т?к2(Ск + С2/₽л,) + °’1 Х
'К Н2
2/б н2 Ж
1 + 18
Л) Н2 Р JV твх
н2 4* Твх
6,3 нс;
^фр2 °,9 (Т8К2 + твх) 2/б hjPjv
Л) Н2 P/V ТЭК2 Твх
н (^экг + ^вх)2 _
— tBtt яу 22нс,
ГДе тЭк2 tv |3,v [trw + Rk2 (Ck + C2/^n)] 0,34 мкс,
Следовательно, время включения транзистора Т2 в цепи электрон-
ных ключей составляет
^вк ~ ^pacl + ^3 б + ^3 К2 + ^фр2 = 45 НС,
2. Рассчитываем продолжительность переходных процессов при от-
пирании Т1 и запирании Т2. Перед подачей отпирающего сигнала /бн=
8,8 1 мА на вход Т1 потенциал его коллектора устанавливается на уров-
не ик1 — Ек— /бн2 RKi = 2 В. Под действием сигнала/е н ток кол-
лектора Т1 возрастает и, ответвляясь на вход насыщенного транзисто-
ра Т2, приводит к запиранию диода ТД. Как было показано в примере
• Интегралы1ый диод с закороченным коллектором запирается почти
В*
67
мгновенно. Поэтому можно считать, что одновременно с подачей сиг-
нала Ze н диод ТД запирается и отключает насыщенный транзистор Т2
от коллектора Т1. При этом начинается, с одной стороны, формирова-
ние фронта на выходе Т1, а с другой — рассасывание носителей из ба-
зы Т2. Время задержки t3 К1 и длительность фронта /фр1 на выходе Т1,
определяемые по формулам (2.19 а) и (2.20), равняются:
, . Tr v (Ск+ С1) Н1 Л -
/3 Ki — 1зм 4~ ’ —------4" 0»1 3,5 нс,
XTN +#К1 (б'к 4"Ci/f3w) /б в
1 —ПО ТЭК1 Л: и j _ ft HP
'ФР1 — и>у Уб н w — ° нс»
где
т»в1 Pw (T7w + ^K1 (^к+ ^l/pw)] 0,35 МКС.
Время рассасывания для Т2 оценивается соотношением (2.22), под-
ставив в которое /б1 = 7бн2 — 2 мА, /б2 =—(£см — Щa)/Rб «
» — 0,07 мА; /н нг/Pw = 0,06 мА, получим
^рас2
= 25.10-» In
2 + 0,07
0,06+0,07
70 нс.
После выхода из области насыщения Т2 начинается стадия формиро-
вания среза. При этом время задержки /а2 и длительность среза I ср2,
рассчитываемые по формулам (2.26) и (2.27), равняются:
. . . X$N Ян2(Ск+С2)
t3i = t3N + --« 1,7 нс;
ТЭК2
Ар2 ТЭК2
/к нг—Pjv /б2
0,1 /к Hi P.V Й)2
« 166 НС,
Следовательно, время отключения транзистора Т2 в цепи электрон-
ных ключей составляет
^вьгкл = к! ^рас2 4~ 7)2 4* ^ср2 = 0,24 МКС.
Пример 11. По исходным данным, указанным в примере 9, опреде-
лить параметры трансформаторов на входе и выходе транзисторного
ключа (рис. 2.14, а) и рассчитать переходные процессы при воздействии
импульсов длительностью ta = 6 мкс.
1. Определим параметры входного трансформатора: коэффициент
трансформации ивх = WJW2 и индуктивность вх первичной или вто-
ричной L2bx = L1BX/n|x обмотки.
В ключевых элементах коэффициент трансформации выбирают так,
чтобы крутизна нарастания фронта была максимальной. Это способст-
вует уменьшению длительности импульса, а следовательно, повышению
быстродействия ключа. Влияние входного трансформатора можно
учесть при помощи эквивалентной схемы, рис. 2.14, б, в которой
«упр = «упр/«вх и Л*вн = /?вн/«1х представляют собой напряжение
источника управляющих сигналов и его внутреннее сопротивление,
приведенные ко вторичной обмотке.
68
Рис. 2.14. Схема транзисторного ключа на трансформаторах (а) и эк-
вивалентная схема входной цепи (б).
На стадии формирования фронта можно пренебречь изменением то-
ка намагничивания (т. е. считать Ьг со) и определить ток базы по
упрощенной формуле
, Иупр (Р) (5сМ "Ь от)
! б \pf ~----~
Rbh ~1~ P^-s вх
I —РТфр уор (5см+^9 от)/(^пр т (5см + от)1
— J б 1---------------------------------------- *
(рТфр упр + 1) (ртвх + 1)
где Lsm — индуктивность рассеяния входного трансформатора, при-
веденная ко вторичной обмотке;
/ _ Uynp т — (Есм+(/3 от) , _ Ls их
61 , • твх о , •
лвн+^б лвя_Г'б
Из выражения для амплитуды тока базы /pi следует, что Zgi достига-
ет максимальной величины при коэффициенте трансформации
п _______ 5ВН 1 / / 5СМ-f-(7Э от \2 , б 5см + Уэ0т /о оо\
"вхопт— I/ I
fo . г \ ^упрт / ^вн ^упр щ
С увеличением амплитуды тока базы возрастает крутизна нараста-
ния тока коллектора, поэтому уменьшается длительность фронта вы-
ходного импульса. Следовательно, целесообразно рассчитывать коэф-
фициент трансформации по формуле (2.32):
Примем цвх = 2.
Индуктивность обмотки входного трансформатора (LiBX или Z,2bx)
выбирают так, чтобы не было заметного спада плоской вершины вход-
ного импульса, относительная величина которого определяется выра-
б=1-ехр[(_/и/Л1вх)(7?ви||гбп2х)], (2.33)
69
Необходимо иметь в виду, что чрезмерное уменьшение спада плоской
вершины б не всегда оправдано, так как оно требует увеличения ин-
дуктивности обмоток, а при этом растет индуктивность рассеяния, ис-
кажающая фронт и срез импульса. Из выражения (2.33) следует, что
при допустимом относительном спаде б индуктивность первичной обмот-
ки L1BX определяется формулой
/ 1А Rbh п’-х гб J 1 —О J
которую можно упростить для спадов б 10%, представив в виде
Рис. 2.15. Упрощенные эквивалентные схемы для выходной цепи при
формировании фронта (а) и при передаче плоской вершины (б) им-
пульса.
Допустив б = 20%, получим
Z,iBX> 6-io-6/io-3 f — Н——hn -L^g МГ.
\ 2 4-0,1 / 0,8
2. Оценим коэффициент трансформации выходного трансформатора
явш — Для чего прежде всего найдем выходное напряжение
ключа на стадии формирования фронта, используя упрощенную экви-
валентную схему на рис. 2.15, а. В этой схеме Rh = R„ п1ых и Св =
= Сп/Пвых, приведенные к первичной обмотке значения сопротивления
и емкости нагрузки. На основании эквивалентной схемы можно пока-
зать, что выходное напряжение
. . _ J . . Pyv пвыхе
«ВЫХ (/? - б (Р) p464+p363+p262+p6i+1 ’
где
61 ~ p,v (xrw + RH пвых CR + /?н CH/pw);
62 « Рл/ [т™ (RH nLx ск + RH Сн) + Ls CJ;
b3 ~ Рм Ls (Ск Сп RB + Xtn Ск); bi яз p.v Ls itn Ck Cb Rb.
Таким образом, переходной процесс в трансформаторной схеме опи-
сывается характеристическим уравнением высокой степени, точное ре-
шение которого сопряжено с известными трудностями. Между тем рас-
70
четы показывают, что при значениях хт N, Ск, Св и Ls, характерных
для практических схем, один из корней этого уравнения по абсолютной
величине значительно меньше суммы остальных корней. Поэтому на-
растание выходного напряжения в течение длительности фронта с дос-
таточной точностью можно характеризовать следующим приближенным
выражением:
. P.V «вых ~ ^61 P/V Чвых
вых Р б Р (ртфр упр4*1) (Р&1 +1)
(2.34)
Влияние членов со старшими степенями р существенно в начальные
моменты, в частности в течение времени задержки выходного импульса
относительно входного. Для расчета времени задержки целесообразно
пользоваться несколько более точным приближением:
<(3w + (3b)
4ых (Р) ^б (Р) РЛ' ^Вых , I । >1 (2.35)
рЬ2 + pbt 4-1
где
^«-^4*-^ (2.36)
Ьз bz
-=- приближенное значение начальной задержки выходного импульса,
которое характеризуется старшими степенями р.
Коэффициент трансформации выходного трансформатора следует
выбирать так, чтобы по возможности уменьшать длительность фронта
выходного импульса, что достигается с увеличением крутизны нараста-
ния выходного импульса 5фР. Из выражения (2.34) следует, что 5фр
пропорциональна отношению
Р (П ) = Rn ПВЫ* =_____________Рн явых________
ВЫХ ь, т7Л + РнЯ2ыхСк+ PhCh/Pw ’
которое становится максимальным при
^выхопт= ~\/ 5 с* 4* . (2.37)
V р« ск Ra
Следовательно, для уменьшения длительности фронта необходимо
выбрать нЕых равным своему оптимальному значению, которое в соот-
ветствии с формулой (2.37) для данного примера равняется
ПВЫХ = 1/. 12-10 +_9б:107* ~ ! 5
V 50-45. Ю-II 12 45-IO-12-109
(принимались = 50; Ск = 45 пФ).
При заданной амплитуде выходного импульса (7выхт наибольшее
качение пвых лимитируется максимально допустимым обратным на-
пряжением Ull3, 3 тах, так как
II _____ 47к з — Uк к Uk з
.
• ЯВЫХ Явых
71
Потенциал коллектора транзистора в закрытом состоянии Uaa не
должен превышать 77кэ, 3 тах. Следовательно,
^вых
^КЭ. з max
Овых т
15
6
2,5.
В данном примере оказалось,
ПрИНЯТЬ опт 1>5.
Рис. 2.16. Временные диаграммы для
трансформаторного ключа.
ЧТО ивых опт < 2,5, поэтому можно
При этом, чтобы получить выходное
напряжение амплитудой (/выхт =
= 6 В, необходимо выбрать напря-
жение источника питания
к~ ^вых ^вых т = 9 В._
3. Рассчитываем время задерж-
ки и длительность фронта при
отпирании ключа. Начальная за-
держка, определяемая временем
заряда емкости эмиттерного пере-
хода до уровня U я от, оценивает-
ся такой же приближенной фор-
мулой, что и в примере 9, с той
лишь разницей, что в нее следует
подставлять приведенные ко вто-
ричной обмотке значения (7упрт
и /?вВ:
~ с„ (Э5-+'») ~ °’09 мкс-
Г \ Пвх / С/упрТП/^ВХ
Поскольку транзистор управляется сравнительно медленно нарас-
тающим сигналом, то влияние индуктивности рассеяния входного
трансформатора можно не учитывать.
Полное время задержки
^з = ^зб Н-^зь + ^а фр = + 17 + 55 + 150) • 10-8 » 0,3 мкс,
где
tzL =
фр
^TN 6S Ск (Сн 7?н + Т^-дг)
.- -U ..и - ^2 о о нс;
1 4''+# /б’н Ru ^TN (^н /гвых Ок +СП /?н) +б« Ск
0>6 Свых ттфр уПр tTN («вых Ск+Сп) 150 нс
4>1 явых
Длительность фронта оценивается формулой, полученной на осно-
вании выражения (2.34) по той методике, которая использовалась для
вывода аналогичной формулы в примере 9:
+р ttn + RH
ОД Овых т
3/б1 пвых Ru
20/(jt лвых T?jV /?в (Ск ЛВЬ1Х +СП)
^вых т [Trw + Rh (0ц Явых -кСн/Р/у)12
0,28 мкс.

72
4. Рассчитываем индуктивность Lj первичной обмотки выходного
трансформатора. Минимальная величина индуктивности намагничива-
ния определяется максимально допустимой величиной тока коллектора
в импульсе /к, и тах- После насыщения транзистора (в момент времени
ti на рис. 2.16)’ ток коллектора продолжает возрастать из-за нарастания
тока намагничивания /ц выходного трансформатора. Изменение тока
коллектора во время работы транзистора в области насыщения можно
найти при помощи упрощенной эквивалентной схемы на рис. 2.15, б.
На основании этой схемы можно показать, что после насыщения тран-
зистора ток коллектора
___t_ ! _ t .
+ (i_e (2.38)
Яв4-гкэ rK3 \ /
где Tub — i-i — 4----~ —------постоянная времени нарастания тока
гкэ/ гкэ
намагничивания при насыщении транзистора. Поскольку насыщенный
транзистор имеет малое выходное сопротивление гкэ, то обычно тцн ока-
зывается значительно большей величины, чем длительность входного
импульса /и. При этом условии увеличение тока коллектора в области
насыщения из-за роста тока намагничивания определяется линейной
зависимостью от времени, т. е.
/ ц\ ,ЕК—Ukhj т , Ек—бкв /
1kv1~’ i 1~‘кпТ
Кн ЛКЭ ТЦН Lj
Это приближение можно получить из выражения (2.38), разложив в ряд
ехр (—№цН).
В практических схемах индуктивность Lt выбирается такой величи-
ны, чтобы максимальный ток коллектора 1К наиб не превысил допусти-
мую величину /к> и тах, т. е.
Л; навб = н "I (^и 4“ ^рас) ^К. и max.
Из последнего условия следует, что
, F Q. 1ПЗ
L, > {?ц + f с) -2JCL. (6 + 2) • Ю-« ~ 0,5 мГ.
'К, н uiax УК Н р 150 — 4
Поскольку время рассасывания <рас не известно, то приближенно
принято tpac•= 2 мкс. При чрезмерно малой индуктивности L, тран-
зистор может выходить из области насыщения до окончания импульса.
. Чтобы предотвратить это, следует ограничить минимальное значение Ц
условием
^61 (1 —Ф Л; н + EKtn/Ll,
Т. е.
£ __________Ек ta___________________9-6-10-°________
Z61(l—6)0л,иаим —4н 2,26-103 (1 —0,2) 18 —4-103
73
Выбираем = 1 мГ с тем, чтобы не эксплуатировать транзистор
в предельном режиме, уменьшающем его надежность.
5. Рассчитываем время рассасывания. Для этого составим уравнение
заряда носителей, накопленных у коллекторного перехода. К момен-
ту выключения входного импульса коллекторный ток достигает вели-
чины 1кт т (Ек— в) tnlLi, а заряд неосновных носителей
у коллекторного перехода становится равным
i
хтр вх -/
' кт
времени входного трансфор-
Избыточные носители рассасываются под воздействием запирающего
тока базы /ба (0> который складывается из тока смещения, отбираемого
от источника Есм, и тока намагничивания входного трансформатора
Ли = /б1 И — ехр (— /и/ттрвх)],т. е.
<2КН(Л)^К 1Рд'Л1е
^вн
где тТр ЕХ
постоянная
матора.
f /4\ ^СМ э ОТ
162 ------------------
1 — С ттр вх 1 +
^см+.^э от, ’тр вх , / „
/?' +<-6 +
*\вн~ °
хтр вх
(это выражение получено на основании эквивалентной схемы 2.14, б
при МуПр = О, LSBX = 0).
Рассасыванию носителей способствует также ток намагничивания
выходного трансформатора, который приводит к росту тока коллектора,
а следовательно, увеличению потока носителей, покидающих базу.
Подставив в уравнение (1.19 а)
Л (р) = - /б2 (р) = - + г (£см+и& от) _ -Д—) -
L V6 Кви-р^б/
'и
— —е Ттр вх ;
\ / J Р +1 /ттр вх
LiP i-i Р
Л,(0) = Лч»! Qkh(0) = QkhO
получим следующее приближенное соотношение (см. приложение 1)
для заряда неосновных носителей:
'и
QKB(0^K(W61e ^“_/кя_Дир
\ L1 )
О. О J— ( Г | Рем 4-^/э от ; Рк \
______________тн |/б1 + РвН4-'б +ДТ™)_____________________
1 "— poi (1+^и 6)-ф(5См—от) , " — д) + Д f тг№ аТ )]
2ти [ \Квн-|-Гб гб/ Li х bw/j
74
т 3
Где ?vn — —— ——^0,11 (расчет будем вести для т„ = Змкс:
Ттр вх 27
Т(,,у = 4,4 мкс; рЛ' = 70; 6 = 0,2).
Время рассасывания, определяемое из уравнения Ок в (/рас) — 0,
составляет ?рас = 0,4 мкс.
6. Рассчитываем параметры демпфирующей цепи, состоящей из ре-
зистора R и диода Д. Эта цепь предназначена для того, чтобы предот-
вратить пробой коллекторного перехода выбросом напряжения в кол-
лекторной цепи (см. рис. 2.16). Когда транзистор запирается, ток на-
магничивания выходного трансформатора
Д « (/« + /рас + /ср) ~ Ц- (/и + /рас)
создает перепад напряжения амплитудой
А^К выб = 1(1 д»
где RH д = Rh «вых| |(R + гпр)—сопротивление, шунтирующее пер-
вичную обмотку трансформатора.
При этом напряжение на коллекторе транзистора становится рав-
ным
тах = Ек + выб « £к ( 1 + Янд) .
Во избежание пробоя необходимо обеспечить выполнение условия
EH(l + ^±^RH„')<nK3,amax,
выбирая параметры демпфирующей цепи из неравенства
I
г << Г Ои /ра<") Ек
« 110 Ом,
Выбрав R = 51 Ом и германиевый мезадиод Д311, можно исклю-
чить пробой коллекторного перехода.
7. Рассчитываем время задержки и длительность среза. Поскольку
запирающий ток базы сравнительно большой величины, то можно счи-
тать, что после выхода из области насыщения транзистор быстро пере-
ходит в области отсечки, и рассчитать время задержки и длительность
среза по формулам (2.30):
/3 = tsN + 0,1тот эк я» 43 нс; 1ср « 2,2тот Эк л; 0,57 мкс,
где в соответствии с (2.29)
Тот эк = Р^ТотП- 1СН (Rh + R1IH + гб)]24- Rh Сн + Rtt Сн Ск Rh +
+ Ск Сэ (Rail + гб)2 ж 0,26 мкс,
Задача 9. Рассчитать основные характеристики электронного клю-
Ча на интегральном транзисторе (§ 2.2.2). Ключ управляется импульса-
ми амплитудой СуПр т = 2В и длительностью фронта и среза /фр упр=
*ср упр = 30 нс, поступающими от источника с внутренним сопро-
75
тивлением /?вн = 2 кОм. Нагрузкой ключа является резистор в цепи
коллектора RK = 2 кОм и паразитная емкость С„ — 20 пФ. Ключ в ис-
ходном состоянии заперт смещением Ет = 0,5 В. Напряжение кол-
лекторного питания Ек = 3 В.
Задача 10. Рассчитать переходные процессы в цепи, состоящей из
трех электронных ключей на интегральных транзисторах, которые
соединены между собой смещающими диодами (см. пример 10). В ка-
честве диодов используется эмпттерный переход интегрального тран-
зистора при разомкнутом коллекторе. Элементы питаются от источни-
ков £к = 6Ви £см = 2 В. Сопротивления резисторов в цепи коллек-
торов /?к1 = RltZ — RK3 = 2 кОм, а в цепи базы Rq = 20 кОм, паразит-
ные емкости, шунтирующие указанные цепи, равняются 15 пФ. Первый
транзистор управляется источником тока / в, обеспечивающим при на-
сыщении транзистора Т1 ток /б11 = 1 мА, а для его запирания / 02 —
= — 2 мА. Ток с уровня /бн на /б2 и обратно переключается практи-
чески скачком.
Задача 11. Рассчитать параметры трансформаторов на входе и выхо-
де ключа на мощном транзисторе ГТ323А. Ключ управляется импуль-
сами амплитудой Купр m = 5 В и длительностью /и = 1 мкс с кру-
тыми перепадами: /фр упр = /ср упр = 10 нс. Управляющие сигналы
поступают от источника с внутренним сопротивлением /?вН = 0,5 кОм.
Схема должна обеспечить выходные импульсы амплитудой 5 В на на-
грузке Rn = 100 Ом и Сн = 500 пФ.
2,4. Электронный ключ на униполярном транзисторе
1.4.1. Схемы и расчетные формулы
В импульсных схемах часто используются электронные ключи на
МДП-транзисторах. На основе ААДП-транзисторов можно построить
большое число разнообразных ключевых схем. По своей структуре
(рис. 2.17) они представляют собой последовательное соединение на-
грузочного резистора (Я) и активного ключевого транзистора (Т).
В схемах на дискретных компонентах в качестве нагрузочного ре-
зистора используются линейные резисторы, а в интегральных схемах
линейные резисторы заменяются нелинейными, которые представляют
собой МДП-транзисторы с индуцированным или встроенным канала-
ми, включенные как двухполюсники.
Входные управляющие сигналы можно подавать на ключевой или
нагрузочный транзисторы в отдельности, изменяя проводимости их ка-
налов, или одновременно на ключевой и нагрузочный. Информационные
управляющие сигналы могут поступать на затворы—управляющие
электроды транзисторов, стоки или истоки. Множество способов вклю-
чения транзисторов и способов подачи управляющих сигналов позво-
ляет проектировать большое число разнообразных ключевых схем, ко-
торые отличаются своими электрическими свойствами. Однако общим
для них будет изменение потенциала в средней точке на выходе схемы
76
в зависимости от величины управляющего напряжения или тока, проте-
кающего через нагрузочный и ключевой транзисторы между источни-
ком питания и общей шиной.
Наиболее распространены ключевые схемы с постоянным источни-
Рис. 2.17. Струк-
турная схема клю-
ча.
ком стокового питания на ключевых МДП-транзисторах с индуциро-
ванными каналами и с линейными (рис. 2,18, а)
и нелинейными резисторами (рис. 2.18, б, в). В ка-
честве нелинейных резисторов используются МДП-
транзисторы с индуцированными каналами, тип
проводимости которых совпадает с типом проводи-
мости канала ключевого транзистора.
Схема с линейными резисторами обладает вы-
соким быстродействием и уступает по этому пара-
метру только схемац на транзисторах с дополняю-
щими типами проводимости (рис. 2.18, г). По-
казанные на рис. 2.18, бив схемы с нелинейны-
ми резисторами обладают заметно меньшим бы-
стродействием, однако при интегральном исполне-
нии они обладают таким важным достоинством,
как простота технологического изготовления.
Далее будут рассмотрены схемы на транзисторах с каналами п-типа.
Управляющие напряжения иа затворах и напряжение питания стоко-
вой цепи имеют положительный знак. При расчете схем на транзисто-
рах с каналами p-типа следует везде поменять знаки напряжений в схе-
мах на противоположные.
Рис. 2.18. Схемы ключевых устройств на МДП-транзнсторах с линей-
ной (а), нелинейной (б) и с квазилинейной нагрузкой (в) и на тран-
зисторах с дополняющими типами проводимости (г).
Проанализируем работу схемы с линейным нагрузочным резистором
(рис. 2.18, а). Если ключ находится в разомкнутом состоянии, то тран-
зистор Т1 закрыт. При этом напряжение на его затворе <^зи пор.
Падение напряжения на резисторе R равно нулю, а падение напряже-
ния на ключевом транзисторе Т1 равно напряжению питания. В схеме
с нелинейным резистором (рис. 2.18, б) падение напряжения на рези-
сторе приблизительно составляет величину, равную t/31i иор. Это обус-
ловлено тем, что отпирание нагрузочного транзистора Т2 произойдет
. лько тогда, когда напряжение между его затвором и истоком — вы-
77
кодом схемы станет равным пороговому напряжению. В схеме с
квазилинейным резистором (рис. 2.18, в) напряжение смещения цепи
«атвора должно превышать величину
Ез > Е (1 + 6£) (1 + Т]) + t/зи пор наиб (2.39)
для того, чтобы нагрузочный транзистор был открыт и напряжение
на выходе ключа равнялось напряжению питания стоковой цепи, как
и в ключе с линейным резистором. Напряжения на выходе схем рис.
2.18, а, б и в в запертом состоянии соответственно равны
^наиб = Е, (2.40а)
t/наиб = (Я-^зипорЖИ-п), (2.406)
где г] — коэффициент влияния подложки.
Напряжение £7наиб> ^зи пор- Когда ключ проводит С/зи > С/зи пор
и транзистор Т1 открыт, через резистор протекает ток и падение
напряжения на нем увеличивается. Чем больше напряжение, выделяе-
мое на нагрузке, тем лучше работает ключ. Поэтому падение напряже-
ния на Т1 в проводящем состоянии должно быть возможно меньше.
Для того, чтобы управлять аналогичными ключевыми схемами, мини-
мальное выходное напряжение не должно превышать попогового нап-
ряжения
^наим ^ЗИ пор наиб» (2.41)
Неравенство (2.14) чаще всего используется при расчете минималь-
но допустимой величины сопротивления линейного резистора или па-
раметров нагрузочного транзистора Т2. Учитывая допуски на измене-
ния напряжения питания 6£ и сопротивления резистора а также раз-
брос параметров транзистора Т2, минимально допустимое сопротивле-
ние резистора можно рассчитать по формуле
₽ЧЧХ
1^(1 ®£) ^ЗИ пор наиб]
2^наиб 5(1 ^£) 6314 пор наиб ^наиб ^ЗИ пор наиб (ЗЧ'ЛнаибН'^с оат наиб
(2.42)
где ^иаиб! ^зипорнаиб; /с ост наиб максимальные значения удельной
крутизны транзистора Г/, порогового напряжения и остаточного тока
в стоковой цепи транзистора ТГ, г) — коэффициент влияния подложки.
Расчет ключевых схем с нелинейным и квазилинейным резисторами
можно свести к расчету схем с линейным резистором, если нелинейное
сопротивление нагрузочного транзистора заменить эквивалентным
линейным сопротивлением. Для нагрузочных транзисторов в схемах
рис. 2.18, б и в их эквивалентные сопротивления рассчитываются по
формулам соответственно
п 3 (1 +т1и)2 (бпаиб — бнаим) до-Л
2 15 — бЗИпор — Рнаим (1 +Т1н)1
78
1
йн {[Фз—^ЗИ пор—+'Ин)14"(1 + Т]н) (Е ^напм)/3}
(2.436)
где kn и т]н — удельная крутизна и коэффициент влияния подложки на-
грузочного транзистора. Величина т]н, вообще говоря, отличается от ц
активного транзистора ключа, так как диапазоны изменения напряже-
ний на подложке относительно истока каждого из них различаются.
Однако для упрощения расчетов можно предполагать, что цп = т], и
определять эти величины как средние интегральные значения во всем
диапазоне изменения напряжения на подложке. На изменение С/наиб
влияют токи утечки в стоковых цепях транзисторов, обратные токи р-п
переходов, разброс параметров транзисторов, а также нагрузочное со-
противление, подключенное на выходе схемы. Изменение наибольшего
напряжения на’выходе схемы с учетом всех этих факторов рассчиты-
вается для схемы рис. 2.18, б по формуле
л у __ g (1 ——^ЗИ пор наиб ___________
Hd“° 1 + Пнаиб ^н + Я(1+6д)
' R„ R (1 + 6R)
GoOTHa,16/?H4-/?(l+<5R) ’
(2.44)
где 7?н — сопротивление нагрузки, подключенное между выходом схе-
мы и общей точкой, а для схемы рис. 2.18, а, в — по формуле
^наиб & П $е) - /с ост наиб ч •
Ян + /?(1 + 0Л) /?„ + /? (1-|-6R)
(2.45)
Величину £/навм можно оценить по формуле
и.т=f /MWdtn) 1 _
&/?(14-ц) ( у [14-й/? ({7ВХ m—Uw nop)I J
(2.46)
по известным значениям входного сигнала, напряжения питания и со-
противления в стоковой цепи.
Напряжение питания схемы, как правило, определяется из условия
обеспечения заданного перепада выходного напряжения, который рас-
считывается как разность между наибольшим и наименьшим напряже-
ниями на выходе ключа соответственно в выключенном и включенном
состояниях. Для схем рис. 2.18, а, в
Е — ;----(^вых т"Ь ^зи пор наиб) 1 +
1— °Е
4- Ig ост наиб R (1 "Ь
Для схемы рис 2.18, б
Тч 1
вых m + Uw пор няи б)(1 +
'Ппаи б)
fl(l+«R) ‘
+
ЯН
(2.47)
(2.48)
79
/? (1 +6д)
Rn
4" Uзи пор иаиб Д ост наиб (1 4~ 6д) (1 Циацб)},
где с/вых т — амплитуда выходного напряжения.
Электронные ключи часто используются в логических схемах
и различных схемах защиты. В таких устройствах одним из глав-
ных требований, предъявляемых к схемам, является их устойчи-
вость к уровням помех. Допустимым уровнем помехи называется мак-
симально допустимое изменение входного напряжения, не приводящее
к изменению выходного напряжения с {/яаиб (Днаим) на Днаим (£/напсЛ
Допустимые помехи, действующие на входе включенного и выключен-
ного ключей, различны по величине и зависят как от параметров тран-
зисторов, так и от параметров схемы. Для схем рис. 2.18, а, в допу-
стимые величины помех рассчитываются по следующим формулам:
Л'/+ 2/?-/е0 +R (Е-и3н пор)/Е3и пор ,,
(2.49а)
.. 2Р + /?о + ]/ R-. +4/?с Д’ (Е—Е'зи порази пор
'ПОМ —• б,п.шб — с/зи пор-----------------~ >
(2.496)
где Аитом, Аи~ом — напряжения допустимых помех, действующие на
выключенный и. включенный транзисторы соответственно. Равенство
помех Анпом = Антом достигается при
Р _ 2^ 1^наиб+^наим+4(5--^3ипор) + 2^ЗИ пор) ^'зи пор 49в)
(^наиб + б'лаим —26/зи яор)2
где До = (1 + г])Д’(7зи порхарактеристическое сопротивление от-
крытого транзистора.
Для схемы рис. 2,18, б допустимые величины помех равны
А«+м = "+^по1(Рк---^На.,М. (2.50а)
1 т-Ркт1!
Анпом Uваи()
^ + ^3H пор(Рк —1)
1 +Рк+Х)
(2.506)
где рк = kjka — отношение удельных крутизн ключевого и нагрузоч-
ного транзисторов.
Ключ обладает оптимальными с точки зрения помехоустойчи-
вости параметрами, если Az/Дм — А«пОм. Для ключа с нелинейной на-
грузкой это достигается при
1
-(1 + п)],
Рк =
14-Т]
Е (2+тр
б'вых т+2Е/наим—(73pj пвр
(2,51)
где ((вых т = (4аиб — ^наим — амплитуда выходного сигнала.
Мощность, потребляемая выключенной схемой от источника пи-
тания, определяется из следующего выражения
^выкл — I® ост Е, 2.52)
80
где /с ост — остаточный ток в стоковой цепи Т1. Во включенном со-
стоянии ток от источника питания не превышает величины
—7—(С^зи — t/'зи пор)2> (2.53)
1 +ч
где (7зи — напряжение на затворе Т1, а мощность, потребляемая схе-
мой,
Л,кл <~Е (^з-^зипор)’. (2.54)
1+П
Так как Рвкл > РЕыкЛ, а наибольшее напряжение на его затворе опре-
деляется из (2.40), то для схем с линейным и нелинейным резисторами
соответственно получаем:
РВкл<гг-£(£-^зип.Р)2;
14- т)
Р s' к IЕ ^3 И пор J,
BKJ1 изк П’Р
= k /5-^ЗИпор(2 + Ч)У
1+п \ 1+л /
(2,55а)
(2.556)
Напряжение питания ключевой схемы ограничено сверху и снизу. Ог-
раничение снизу обусловлено условиями функционирования и полу-
чения заданной амплитуды выходного сигнала, а ограничение сверху—
допустимой мощностью /’доп» потребляемой во включенном состоянии:
3
max 2//зи пор! (^Наим + ^вьи) 1 "]<£ <6 1/ ~ Рдоп* (2.56)
1 J f к
Рассмотрим переходные процессы, происходящие в схеме простей-
шего ключа (рис. 2.19, а) под действием экспоненциального управ-
ляющего сигнала. (Приведенные далее формулы с учетом соотношений
(2.43) можно использовать для расчета длительности переходных про-
цессов в схемах рис. 2.18, б, в). В исходном состоянии ключевой тран-
зистор закрыт. В момент /0 (рис. 2.20, а) подается входной экспонен-
циальный сигнал
«упРЮ = ^упР7п(1—е '/Туп₽)» (2-57)
где Тупр — постоянная времени входного сигнала. Запаздывание сиг-
нала на затворе транзистора по отношению ко входному можно опре-
делить из приближенного выражения
цзи(0«//упртои-е * ), J2.58)
где
Ti = И4пр + т?;
tsn = т,. + Туцр — |/т£Пр + т*;
(С\ + CJ;
(2.59а)
(2.596)
(2.59в)
81
= Cgfi — проходная емкость между затвором и стоком; С2 = С3и +
4- См, С3 = Сса 4- Сн 4- См — входная и выходная емкости ключа;
Сзи — емкость между затвором и истоком; Сн, См, Ссп — емкости на-
грузки, монтажа; емкость между стоком и подложкой транзистора.
Через время
^31 = ^зО 4- Ч It! ^упр т/(^упр т~~ ^ЗИ пор) (2.60)
после подачи входного сигнала t/зи — t/зипор транзистор открывается
и в стоковой цепи начинает протекать ток, в результате чего напряже-
ние на выходе схемы уменьшается.
Фронт запаздывает по отношению к управляющему сигналу на
время
— з /--------г— ---------
9 I ft / ТйЬ!Х Tj
Т14-?Чспер[/ (/в ^)3.0,3£/выхт
(2.61а)
^32
д [0,3 т
У lc-R В«А
Рис. 2.19. Схема простейшего ключа (а) и эквивалентная схема его (б)
для расчета переходных процессов.
где
Сс пер — 6^упр т б^ЗИ пор! (2.616)
1g— - (^упр т—6/зи пор)2 ““ —6/спер» (2,61в)
14-Л 14-<1
гвых= R (Сх4- С3), у = С1/(С14* С3),
Общая задержка фронта по отношению ко входному сигналу равна
^3 фр ^:>14~^з2*
(2.62)
При расчете длительности фронта выходного импульса удобно вос-
пользоваться выражением, характеризующим работу транзистора в по-
логой области вольт-амперных характеристик. Такой подход приво-
дит к незначительным погрешностям, однако существенно упрощает
расчет. На основе сделанных допущений можно получить
<„ = Х.И.+ 1.5ч+ ИЧ..+1.25,41„ . <2.63)
82
После окончания входного сигнала транзистор Т1 запирается и на
его стоке формируется срез импульса. Уменьшение входного сигнала
во времени по экспоненциальному закону нупр (/) = Uyap m е“*/тУ"Р
приводит к уменьшению тока, протекающего через транзистор, и к рос-
ту напряжения на стоке. Однако параболическая зависимость тока от
напряжения на затворе обусловливает запаздывание выходного сигна-
ла по отношению к входному напряжению на время
ср t30 + zo + ' (1 +TBbIX/T1)+2WV-“X(t/ynp т~изи пор) ’ (2>64)
где
/ _ 1 / ________________0.2 Ti твых____________ _
° у Y ('~Ьтвых/Т1)+2fe/? (t7ynp m — ^зи пер) * \ '
Рис. 2.20. Временные диаграммы процессов в схеме, изображен-
ной на рис. 2.19.
Транзистор закрывается в тот момент, когда напряжение на его зат-
воре станет равным пороговому, т. е. через время
, —t Ат In Г Тупр Тг
з зап fB0 Т Т1 111 Т
иЗИ пер Т1 Т1
Тупр тг
2
(2.66)
после подачи входного сигнала. Длительность среза включает в себя
время
G=^3 3an ср (2.67)
Работы транзистора в пологой области характеристик, в течение кото-
рого напряжение на выходе схемы изменяется от /7наим + 0,1 t/BbIxm
Д° иси (ti), и время, в течение которого транзистор заперт и выходное
напряжение с постоянной времени твых стремится к величине (7наиб.
83
Напряжение на стоке транзистора, соответствующее границе между
этими двумя участками, рассчитывается по формуле
у у__ ^наиб (^з зап — А) ср) — ^наим тпых + 04 твых +:ых т gg)
твых + /з зап4* ср
Длительность среза'
'ср = G + Т'вых 1П ^иб-^иДЛ). (2.69)
v,l ^вых ТП
достигает минимального значения в том случае, если ключ работает от
идеального генератора напряжения с Rp —Q под действием идеального
по форме перепада напряжения. В этом случае транзистор закрывается
в момент подачи входного сигнала и длительность среза становится рав-
ной
t — 2 2т
*ср 4>4,‘,вых*
(2.70)
2.4.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 12. Рассчитать основные характеристики ключа с линейным
резистором в стоковой цепи, построенного на МДП-транзисторах КП
501 Б с амплитудой выходного сигнала 6 В. Ключ управляется импуль-
сами отрицательной полярности от источника с внутренним сопротив-
лением R„ = 5 кОм. Амплитуда входного импульса 12 В. Длительность
фронта и среза управляющего сигнала /фр упр /ер упр 0,7 мкс.
Ключ нагружен на емкость Сн = 30 пФ. Монтажная емкость конструк-
ции не превышает 5 пФ в каждой точке соединения компонентов.
Допуски на изменение напряжения источника питания и величин резис-
торов не превышают 6А = 6Е 0,1. Мощность, потребляемая от ис-
точника питания, меньше Р = 25 мВт.
Параметры транзистора КП501 Б:
(7зи пор найм = з В; (7зи г;ор ср = 4 В; (7зи пор наиб = 4,5 В;
^наим = 0,1 мА/B2; kcp = 0,2 мА/B2; /гпаиб = 0,25 мА/В2;
Сси = 3,5пФ, Сзс=1пФ; Сзи = 3,5пФ; т) = 0,3; /сост<1мкА.
1. Рассчитываем эквивалентные емкости:
Сх = Сзс = 1 пФ; С2 = Сзи + См = 3,5 + 5 = 8,5 пФ;
С3 = Св + См + сзи = 30 + 5 + 3,5 = 38,5 пФ.
2. По формуле (2.56) определяем напряжение питания схемы, счи-
тая RH оо, /Сост = 0:
(^наим + 77ВЬ1Х)= -±-(6 + 4,5)= 11,6 В.
1 иЕ 0,У
Выбираем Е = 12,6 В.
84
3. По формулам (2.40) и (2.41) оцениваем предельные значения наи-
большего и наименьшего уровней напряжения:
^напб ~ Е — 12,6 В, Uнапм <Z Ези пер найм 5^ 3 В,
4. По (Ьопмулам (2,42) и (2.49в) определяем сопротивление резисто-
ра R-
1 — о
_________________* 2 Iе I1 ~6е)~^ЗИ пэр наиб]
26цаиб Е (1 —<3£) 331j
пор наиб ^наиб ^ЗИ пор наиб Рнаиб) 4* Аз ост наиб
112,6-0,9 —4,5]'2 . _. ~
—!---------------------------— = 1 74 кОм,
0,9 2-0,25-12,6-0,9-4,5 —0,25 (4,5)2 (3 + 0,3)
(б'паиб+б'наим — 2Е,зи пер)2
Ц2,6 + 3 + 4(12,6-3)+2,4]4 = ? kQm
[12,6 + 3 —2-4]а
^наиб
д _ 2 [^чапб+б'наим + 4 (g —t/3H пор)+2^3И пор] ^'3И пор
ftt/3H пор
1,3
0,2-4
Выбираем R = 7,5 кОм.
5. Уточняем значения (7напб, А7на11М по формулам (2.45) и (2.46):
'^/+ + ^(l+6«) ост наиб -
19. В. Г) Q
- ’ — 1 • 10-в-7,5.ю3.1,1 =8,7 В.
rt 1 Й/? (67|!хт ^ЗИпор-
J найм — , ,, ., ,
W?(l+ +
1+0,2-7,5(12 —3) ,
2EkR (1+n) I
П+^А1 (t/BX т—U3vl пор)]2 )
1 — 1-12,6-7,5-1,3
1 + 0,2-7,5(12—3)
6. По формулам (2.49 а, б) рассчитываем величины допустимых по-
мех:
AUnOM —
О,2-7,5-1,3
= 1 в.
в^ЗИ пор
1 +n
2R~kii -
e'U3U пор
1 +П У / 1+П \ „£~^ЗИ пор
feL/3H пор / \fe^3H пор / иЗЪ пор
2/?
^наим
2,75 —
_4 . 0,2-4
-иЗЦп9Р—
1,3 12,6 — 4
+4 -4----7,5 —------
- - --------4 5----1=5,3 В,
2-7,5
^WnOM = Пнапб
< + >| у-_ 4( 1 +п
^ЗИ пор / ( kU3H пор
2R
Е~иЗИ пор
^ЗИ пер
85
/
1,3
2,75—~ +
= 8,7 — 4-----—
2 1,3 12-6 — 4
+ 4 +;-7,5--------
----------------------= 2,4 В.
2-7,5
7. Рассчитываем задержку выходного сигнала при формировании
фронта и длительность фронта импульса по формулам (2.62) и (2.63).
Предварительно определяем все величины, входящие в эти формулы.
На основе соотношений (2.59) получаем:
Ъ = £r(Ci + Q = 5-103 (1 +8,5). io-12 = 50 нс; тупр = 0,3 мкс;
Т1 = ]Лс£Пр + т2г = /9• ю4+ 15-102 = 304 нс,
*зо==тг + тУпр~ jAynp + r? = 50 + 300—304 = 46 нс.
Составляющие, входящие в (2.62), рассчитываем по формулам (2.60),
(2.61). В результате получаем
и С пер = t/ynp т- t/зи пор = 12-4 = 8 В;
/о= (t/ynpm-t/зи пор)2 = (12-4)2 = 9,84 мА;
3 г " '
/ ___ 1 / 0.8 ^вых т _2
1В2 у вых 11
.3 / 0,3-6 , „ ,
= 1/ 2---- 296-(304)2 + 0,(
Г 9,84-7,5 v '
твыхт1
3
/С 7?—о, 1^/выхт
*С 0,9£/Выхт
(/q /?)2 0,3 6/Вых т
... 3013^95 нс.
(9,84-7,5)2-0,3-6
*31 = + + Ч In -----= 46 + 304 In = 152 нс;
иупрт —^ЗИ пор °
твых = /?(С1 + с8) = 7,5 • 10s (1 + 38,5) • 10-12 = 296 нс;
у = —£1— =------!----= 0,025.
Сх4-Сз 1+38,5
Время задержки t3 фр = /31 + *з2= 152 + 95 = 247 нс,
По формуле (2.63) находим
*ФР = Твых + 1,5т, + /т2,.,х+ 1,25т:
= 296 + 1,5•304—К(296)2+ 1,25 (304)2 + /(296)2 + 1,25(304)* х
.. . 9,84-7,5—0,1-6 Q0A
X In —-------------= 320 нс,
9,84-7,5—0,9-6
8. Рассчитываем задержку выходного сигнала при формировании
среза и длительность среза импульса по формулам (2.64) и (2,69).
Предварительно по формулам (2.65)—(2.68) определяем величины:
(0 = 1 / _________________0.2т, твых_______________
г Y (1 4*твых/т1) -j- 2kR (t/ynpm — t/зи пор)
0,2-296-304 00
------------------------------= 28 нс,
0,25 (1+296/304)+2.0,2-7,5-8--’
86
7з зап
==46 + 304 In
jj-j ^Упр m Г Tynp i Ti__________тупр тг 1 __
№11 пор L т1 т1 т? J
12 [ 300 . 50 300-50 1 о„,.
------ =376 НС,
4 [ 304---------304 304-304 J
^зср *зп + г0+ () +Твых/Т) +2/г+’-Мг2уп[,т-№Ипор)
= 46 4-----------------------------F 28 = 75 нс,
(1 4- 296/304) + 2-0,2-7,5-40-8
Uc+G) —
t1 — Gsau — h CD — 376 — 75 = 301 нс,
1 loalJoVp »
^наиб Us зап — ср) ~~^наим твых +.0 Д ^вых ^выхт
Твых 4" зап 4" ср
__ 8,6*301 —1 *296 4-0,1 *296*6 Q
— -- — О.и D।
296 + 376 + 75
Длительность среза импульса
t =/,+т ] J^an6-«CH^l) = 301 + 296 In 8’7~3’3 =
= 301 + 650 = 950 нс.
Таким образом, время запаздывания формирования среза ta ср = 75нс,
а длительность среза /ср = 950 нс.
Пример 13. Рассчитать основные характеристики ключа с квазили-
нейной нагрузкой в виде МДП-транзистора. В качестве активного
транзистора использовать КП501Б. Ключ управляется от идеаль-
ного генератора напряжения. Амплитуда входного сигнала 10 В, ам-
плитуда сигнала на выходе схемы 6 В. Ключ нагружен на емкость
100 пФ. Монтажная емкость конструкции 5 пФ. Допуски на изменение
напряжения питания и величины резисторов бд = 6£=0,1. Определить
основные параметры схемы и предъявить требования к удельной кру-
тизне нагрузочного транзистора, если длительность фронта выходного
импульса не должна превышать /фр <; 1,5 мкс.
1. Рассчитываем емкости в схеме
Ci = Сзс = 1 пФ,
Сг = Сзи + См = 3,5 + 5 = 8,5 пФ,
С3 = СН + СМ + СЗИ= 100 + 5 + 3,5 = 108,5 пФ.
2. По формуле (2.47) определяем Е (см. пример 12, п. 2):
£ = —Л" (^наим + ^выхт) = 12,6 В.
1 — 6Е
3. Оцениваем допустимую величину R:
R 2,2тВЫх = Дфр = -L3-10"6 = 13 8 кОм.
С3 Сз 108,5-ю-12
По формулам (2.40 а) и (2.41) находим (см. пример 12, п. 3)
инааб= 12,6 В, Пнаим < 3 В.
87
5. По формуле (2.39) определяем ограничение иа £3:
Еа > Е (1 + 6£) (1 + л) + ^ЗИ пор наиб = 12,6 (1 + 0,1) 1,3 + 4,5 =
= 18 + 4,5 = 22,5 В.
Выбираем Е3 = 27 В.
6. Пользуясь формулой (2.43 б), определяем удельную крутизну
нагрузочного транзистора
, ________________________1____________________
«н> /?{[£з-£(14-П)-^зИпОр]+(1+п)(£-^наим)/3} =
=------------------------------------ = 6,7 мкА/В2.
13,8 {27 —12,6-1,3—4 + ~ 1,3(12,6—3)}
О
Выбираем k = 10 мкА/B2. Эквивалентное сопротивление R ~
= 9,1 кОм. Уточнение уровней выходного напряжения, расчет потре-
бляемой мощности и допустимых уровней помех производится так же,
как и в предыдущем примере.
Задача 12. Рассчитать основные параметры ключа с нелинейной
нагрузкой, используя в качестве активного элемента транзистор
КП501Б. Ключ работает от генератора с внутренним сопротивлением
15 кОм, обеспечивающего импульс амплитудой 10 В. Длительность
фронта управляющего импульса (фру!1р ^срупр С 1 мкс. Ключ наг-
ружен на эквивалентную RC-иепъ с'параметрами RH =15 кОм, Сн —
= 80 пФ. Наибольший уровень напряжения на выходе схемы должен
превышать 8 В. Допуски 8/- — 8К =0,1. Мощность, потребляемая от
источника питания, не должна превышать 40 мВт.
Задача 13. Рассчитать основные параметры ключа с квазилинейной
нагрузкой на транзисторе КП501Б (рис. 2.18, в). Ключ работает от ге-
нератора с внутренним сопротивлением 50 кОм, обеспечивающего им-
пульс амплитудой 8 В. Длительность фронта управляющего импульса
/фруПр ~ 2 мкс. Ключ нагружен на 5 аналогичных схем, построенных
на транзисторах КП501Б. Напряжение питания схемы 12,6 В, допуски
на изменение напряжения питания 6£ = 0,15.
Глава 3
ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ ИМПУЛЬСОВ
3.1. Назначение и основные характеристики ограничителей
амплитуды
Ограничители амплитуды представляют собой электронные устрой-
ства, характеризуемые порогами ограничения, вне пределов которых
выходной сигнал остается практически неизменным и равным своему
пороговому значению. В’пределах порогов ограничения выходной сиг-
нал по форме совпадает с входным сигналом.
Сигнал можно ограничить по максимуму и по минимуму. В первом
случае сигнал на выходе устройства остается практически постоянным,
когда подводимое напряжение или ток превышает порог ограничения,
называемый уровнем ограничения сверху или по максимуму. Во вто-
ром случае сигнал на выходе устройства остается практически посто-
янным, когда подводимое напряжение (ток) становится меньше порога
ограничения, называемого уровнем ограничения снизу или по миниму-
му.
' Ограничитель с двумя порогами ограничения называется двусто-
ронним.
Для ограничения амплитуды сигналов используют ключевые эле-
менты. В качестве электронного ключа в ограничителях широко приме-
няются полупроводниковые диоды, которые почти полностью вытесни-
ли электровакуумные. Диодные ограничители отличаются наибольшей
простотой, однако они являются пассивными элементами, неспособ-
ными усиливать сигналы, подводимые к ограничителю. Ограничители
на активных элементах в настоящее время, как правило, строятся на
транзисторах, работающих в ключевом режиме. Они позволяют наря-
ду с ограничением осуществлять и усиление сигнала.
В зависимости от способа включения ключевого элемента различа-
ют последовательную и параллельную схемы ограничения. В первой
ключевой элемент включается последовательно с нагрузкой, во вто-
рой — параллельно.
^Ограничители амплитуды широко применяются в импульсных уст-
' ройствах и обычно выполняют следующие функции: 1) формируют им-
пульсы с плоской вершиной; 2) пропускают импульсы определенной
... полярности и амплитуды; 3) формируют импульсы стандартной ампли-
4) ограничивают уровень сигналов для сокращения длительности
. - фронта или среза; 5) фиксируют уровень сигналов для поддержания
' аапряжения или тока на заданном уровне; 6) демпфируют колебания
. Ударного возбуждения в контурах.
Ограничители амплитуды встречаются в схемах формирователей им-
. пУльсов, дискриминаторов амплитуды, представляющих собой поро-
говыа устройства для регистрации сигналов определенной амплитуды
и полярности.
Ограничители амплитуды наиболее часто применяются в узлах
ЭЦВМ. Диодно-транзисторные логические элементы (ДТЛ) содержат
двусторонний диодный ограничитель, состоящий из диодной сборки
па входе ДТЛ и диодов смещения [151. В ЭЦВМ используются также
усилители-ограничители в качестве основной части динамических триг-
геров; они входят в состав схем запрета, совпадения, инверсии и т. д.
Ограничение уровня сигналов часто используется в быстродей-
ствующих импульсных устройствах для ограничения амплитуды, т. е.
фиксации уровня сигнала, что позволяет заметно уменьшить продол-
жительность переходных процессов и тем самым увеличить быстродей-
ствие схемы.
По принципу работы к ограничителям амплитуды также близки
фиксаторы уровня и восстановители постоянной составляющей сигна-
лов.
Одним из основных показателей ограничителей амплитуды является
качество ограничения, характеризуемое коэффициентом передачи в об-
ласти как пропускания ЛПр. так и ограничения Логр Коэффициенты
передачи представляют собой отношение приращений выходного и вход-
ного напряжений.
Рабочие характеристики ограничителей амплитуды определяются
также уровнями ограничения, которые лимитируются обычно напря-
жением источников смещения и питания. В схемах, содержащих реак-
тивные элементы (разделительные конденсаторы, согласующие транс-
форматоры, индуктивные катушки в формирующих контурах), при воз-
действии последовательности импульсов уровень выходного сигнала
сдвигается, так как образуется динамическое смещение. Из-за этого
дополнительного смещения уровень ограничения может измениться,
что необходимо учитывать при расчете практических схем.
При ограничении импульсных сигналов с крутыми перепадами фор-
ма сигнала заметно искажается, что обусловлено переходными процес-
сами, которые протекают в ограничителе. Работа ограничителей в им-
пульсном режиме достаточно полно характеризуется длительностями
фронта /фР и среза /ср выходного импульса. В ряде случаев определяют
также время установления выбросов /уот, образуемых в схеме при им-
пульсном воздействии.
3.2. Диодные ограничители
Диодные ограничители применяются для формирования импульсов.
Они используются как пороговые элементы для селекции электричес-
ких сигналов по амплитуде и полярности. Встречаются диодные фик-
саторы уровня и восстановители постоянной составляющей сигналов.
В диодных ограничителях коэффициенты передачи при пропускании
/Спр и при ограничении 7(orp определяются средними значениями со-
противления диода при прямом гпр и обратном гобр напряжениях сме-
90
щения, внутренним сопротивлением источника входного сигнала RB„
и сопротивлением нагрузки R„. В параллельных схемах они зависят
также от ограничивающего сопротивления Rorp-
В настоящее время в быстродействующих ограничителях исполь-
зуются импульсные диоды с сравнительно узкой базой и малым объем-
ным сопротивлением, изготовленные из полупроводникового кристал-
ла с малым временем жизни. В импульсных диодах переходный про-
цесс устанавливается за десятки наносекунд, что значительно меньше
времени перезаряда паразитных емкостей, входящих в схему ограни-
чителя. Поэтому при расчетах схем микросекундного диапазона инер-
ционностью полупроводникового диода, определяемой временем уста-
новления заряда в базе, можно пренебречь.
3.2.1. Схемы и расчетные формулы
Последовательные ограничители. В ограничителе по минимуму
(рис. 3.1), когда входное напряжение ивх становится меньше напряже-
ния источника смещения Ет, диод запирается и не пропускает си-
гнал на выход. В ограничителе по максимуму (рис. 3.2) сигнал на
Рис. 3.1. Схема последовательного диодного ограничителя по мини-
муму (с) и эпюры напряжения на его входе и выходе (6).
выход не пропускается, если его амплитуда превышает напряжение
смещения. Уровень ограничения диодного ограничителя можно ме-
нять, изменяя напряжение и полярность включения источника смеще-
иия £см.
В последовательном диодном ограничителе
/<огр = /?н/(Рн + Явн+Гобр); Кпр = ^н/(^н + ^н + /-пр). (3-1)
Из этих соотношений следует, что для качественного ограничения
сигнала и передачи возможно большей величины его в пропускном на-
правлении необходимо при расчетах стремиться к выполнению следую-
щих неравенств:
Rh ^вв 4* ^обр’ Ran 4" ^пр*
Первое условие, как правило, удовлетворяется для большинства прак-
тических схем, так как обычно RH<Cro6p- Второе условие значительно
91
проще реализовать при использовании полупроводниковых диодов
( у электровакуумных диодов гпр « 3000 ... 800 Ом, что часто сравнимо
с сопротивлением /?„; у полупроводниковых же диодов сопротивле-
ние гпр значительно меньшей величины).
При гальванической связи с нагрузкой пороги ограничения зависят
от напряжений источников смещения и напряжения отпирания диода
U0T. Если же в схеме содержатся разделительные конденсаторы или
согласующие трансформаторы, то при нахождении порогов ограниче-
ния следует учитывать влияние динамического смещения. Напряжение
динамического смещения, определяемое средним значением напряже-
Рис. 3.2. Схема последовательного диодного ограничителя по макси-
муму (я) н эпюры напряжения на его входе и выходе (6).
ния на конденсаторе, можно рассчитать по приближенной формуле
1 +(Тотк/Тзак 1) Д//Т
^пос
тотк
тзак
(3.2)
1
где тотк и тзак — постоянные времени цепи, по которой протекает ток
перезаряда емкости или ток намагничивания трансформатора, в откры-
том и закрытом состояниях диода; А/=Д2 — 4 — промежуток времени,
в течение которого ток протекает по цепи с закрытым диодом;
1 с
Т — период следования импульсов; Z7n00 = uBX (/) dt — постоян-
1 о
ная составляющая выходного сигнала.
При трансформаторной связи определяется среднее значение тока
намагничивания /д см. Для этого можно воспользоваться формулой,
аналогичной (3.2), заменив в ней напряжения на соответствующие токи.
Из формулы (3.2) следует, что в линейных цепях (т0ТК = тзак) ди-
намическое смещение равняется постоянной составляющей сигнала
(7П00. В нелинейных цепях динамическое смещение зависит от схемы
включения нелинейного элемента, полярности, формы и периода сле-
дования импульсов. Иногда с помощью этого смещения пред-
намеренно создается определенный уровень ограничения, причем часто
без включения в схему специальных источников смещения. Если же
92
динамическое смещение может нарушить нормальную работу схемы,
то принимаются специальные меры для устранения его влияния. На
практике это достигается различными способами. Так, например, в по-
следовательном диодном ограничителе при воздействии периодичес-
кой последовательности импульсов, не содержащей постоянной состав-
ляющей, влияние динамического смещения устраняется включением
цепи (рис. 3.3), состоящей из диода Д1 и последовательно соединенного
с ним резистора R1. Когда диод-ограничитель Д закрывается, начинает
проводить диодД/ и конденсатор С разряжается через резистор R1.
Выбрав R1 = 7?н. можно обеспечить равенство т0ТК = тзак и тем самым
устранить изменение уровня ограничения,
обусловленное образованием динамического
смещения £/д сМ на конденсаторе.
При передаче периодической последова-
тельности импульсов с постоянной состав-
ляющей включение цепи R^l не исключает
образования динамического смещения ия См
(как следует из выражения (3.2), при тотк =
=тзак смещение (7ДСМ = (7ПоС)- Влияние по-
стоянной составляющей сигнала (7П0С можно
учесть при выборе напряжения смещения
^СМ"
Качество ограничения импульсных сигна-
лов характеризуется длительностями фронта
и среза выходного импульса, которые в последовательном диодном
ограничителе определяются постоянными времени перезаряда пара-
зитных емкостей при открытом диоде
тпр ~
^вн
Rn + Raa
Z? А
Рис. 3.3. Схема последо-
вательного диодного ог-
раничителя с дополни-
тельной цепью КДДД для
устранения динамическо-
го смещения.
(3.3)
при закрытом
%гр«С2#н. (3-4)
Емкость С2, которая шунтирует выходную цепь ограничителя
(рис. 3.1 и 3.2), складывается из емкости нагрузки Св и паразитной
емкости монтажа См, т. е. С2 — Сп + См. Влияние проходной емкости
(которая практически равняется зарядной емкости перехода диода
Сп) проявляется в закрытом состоянии диода. После отпирания
диода емкость Сх шунтируется сопротивлением проводящего диода гвр
и начинает перезаряжаться с постоянной времени Сх гпр (пренебре-
. жимо малой по сравнению с тпр).
При ограничении импульсных сигналов в течение времени, пока
Диод закрыт, входной сигнал непосредственно передается на выход
Через паразитную емкость Сх. В результате на выходе ограничителя
появляется сигнал определенной величины и даже в том случае, когда
- амплитуда входного сигнала не превышает порога ограничения. Это
.. /так называемый сигнал помехи. Такого рода помехи особенно опасны
п₽и использовании ограничителя в качестве порогового элемента,
- а также в схемах, предназначенных для выполнения логических
функций (например, ДТЛ схемах). Максимальная амплитуда этой по-
мехи не превышает величину
t/пом max < ^вхт СЖ + Q, (3.5)
где (7вХ т — амплитуда входного сигнала.
Если амплитуда помехи в момент отпирания диода превышает ус-
тановившееся значение выходного сигнала t/BbIX т — Лцр (UBX т —
— ЁСм — U0T), то на вершине импульса образуется выброс. Такой
выброс обычно появляется в схемах, в которых напряжение смещения
ЁСы берется почти такой же величины, что и амплитуда входного им-
пульса (поэтому выходной импульс оказывается значительно меньше
входного).
Д1 Д2
Рис. 3.4. Схема двустороннего последовательного ограничителя (а) и
эпюры напряжения (б) на его входе и выходе (заштрихована).
Для ограничения сигналов по максимуму и по минимуму применя-
ются двусторонние ограничители (рис. 3.4). Напряжение источников
смещения выбирают так, чтобы в отсутствие входного сигнала диод
Д2 был открыт (ЕСМ1 < £см2). Верхний уровень ограничения опреде-
ляется напряжением источника смещения Еси2, а нижний — потенциа-
лом катодов Uко, соответствующим границе отпирания Д1. Диод Д1
отпирается, когда напряжение на входе превышает величину UK0. При
этом напряжение на выходе ограничителя практически равняется на-
пряжению на входе (так как падение напряжения на проводящих дио-
дах пренебрежимо мало). Когда напряжение пвх превышает величину
Дм2, диод Д2 запирается и напряжение на выходе ограничивается на
уровне Е0М2.
На практике обычно используется схема двустороннего последо-
вательного ограничителя с общим источником смещения (рис. 3.5). Эта
схема эквивалентна предыдущей, если пересчитать ее параметры при
помощи следующих соотношений:
Ri = Д R'M + ДУ, Rz = Д ДЖ> + Д). (3.6а)
ВСМ1=ER1RR1+ДУ £Om2=ER’M + ДУ (3.66)
Последовательный диодный ограничитель применяется также в ка-
честве составной части ДТЛ схемы (рис. 3.6). В этой же схеме диоды Д1,
Д2, ДЗ предназначены для выполнения логической операции [4, 151.
Если хотя бы один из этих диодов открыт, то перепад напряжения от
94
тока диода на резисторе R1 оказывается достаточным для уменьшения
потенциала базы транзистора до уровня, соответствующего закрытому
состоянию транзистора. Для повышения помехоустойчивости схемы
между входными диоде ми и базой транзистора включается диод сме-
щения Дсм. Транзистор отпирается только тогда, когда одновременно
запираются все входные диоды Д1, Д‘2, ДЗ.
Рис. 3.5. Схема двустороннего
последовательного ограничите-
ля с общим источником смеще-
ния.
Рис. 3.6. Схема ДТЛ элемента
с двусторонним последователь-
ным ограничителем на входе.
Последовательный диодный ограничитель можно использовать как
простейший фиксатор уровня в схеме с трансформаторными выходом
(рис. 3.7). По принципу работы фиксаторы уровня близки к ограничи-
телям и отличаются от последних в основном своим назначением: они
применяются для поддержания напря-
жения или тока на определенном задан-
ном уровне.
В трансформаторной схеме диодный
фиксатор включается последовательно
с нагрузкой, как это показано на рис.
3.7. В течение воздействия импульса
диод открыт и приращение магнитной
энергии определяется постоянной вре-
мени
Рис. 3.7. Схема простейшего
фиксатора уровня с транс-
форматорным выходом.
тотк — j
X *ХВН '
(Li — индуктивность первичной обмотки трансформатора; /?'н —
= ^йд2и г'пр = rUp п2 — приведенные к первичной обмотке сопро-
тивление нагрузки и прямое сопротивление диода). При прекращении
импульса диод запирается и магнитная энергия рассеивается с посто-
янной времени тзак л; LJR^. Смещение уровня сигнала на обмотках
трансформатора можно определить по формуле, аналогичной (3.2),
ПоДставив в нее
ТОТК R ВЦ
таак + '„р
М^Т—ta.
^вп
я2 /?а ’
95
I J__________ С
посФ пгЯяТ J
'и
Учитывая, что диодный фиксатор в трансформаторной схеме эффек-
тивно работает при возбуждении от высокоомного источника (7?вп^>
п2/?„), получаем
/ =____________1
' Д см „
1+_*вн_/
П2ЯЦ '

/поС ГС2
(37)
т
где 7ПОС = -7 Г
постоянная составляющая сигнала.
п
Рис. 3.8. Схема параллельного диодного ограничителя по минимуму
(а) и эпюры напряжения на его входе и выходе (б).
Из последнего соотношения следует, что при диодной фиксации сме-
щение уровня, вызываемое отфильтровыванием постоянной составляю-
щей сигнала трансформатором, уменьшается в Rnti2IR^n (1— taIT) раз.
Кроме этого, диод препятствует передаче динамического смещения на
выход схемы.
Параллельные ограничители. Параллельные ограничители
(рис. 3.8, а и 3.9, а), в отличие от последовательных пропускают
сигнал, когда диод заперт, и ограничивают, когда диод открывается.
Диод с малым сопротивлением в проводящем состоянии в сочетании
с резистором /?огр с большим сопротивлением образует делитель
напряжения с коэффициентом передачи
__ ГПР «---------(др------ (3.8)
’пр II+ ^вн + ^огр Гпр + А’вн + А’огр
близким к нулю. Поэтому, когда диод отпирается, напряжение на вы-
ходе фиксируется на уровне, близком к Дом+ (70т- В области пропус-
кания (когда диод закрыт) коэффициент передачи определяется выра-
жением
ц II Лобр_____Цн (3,9)
ПР Ли II'"обр+^огр + ^вн Ян+Логр + Яви
96
Чтобы приблизить коэффициент передачи при пропускании к еди-
нице, а при ограничении — к нулю, следует выбирать ограничиваю-
щий резистор /?огр и диод так, чтобы их параметры удовлетворяли ус-
ловиям:
^сир'Г Rim Кн» ^*ПР ^огр + Квв’
Уровень ограничения зависит от напряжения источника смещения
£см, а также от напряжения отпирания диода и легко регу-
лируется изменением полярности и величины £см. При наличии реак-
тивных элементов на уровень ограничения влияет динамическое сме-
щение, которое рассчитывают по формуле (3.2).
Рис. 3.9. Схема параллельного диодного ограничителя по максиму-
му (а) и эпюры напряжения на его входе и выходе (б).
В параллельной схеме в области пропускания основной причиной
искажений крутых перепадов является емкость Со (см. рис. 3.8 и 3.9),
которая складывается из зарядной емкости диода Сп, емкостей нагруз-
ки Сн и монтажа См. При этом переходные процессы во время форми-
рования фронта и среза выходного импульса характеризуются посто-
янной времени
_____Z-I /?н(/?вн+^огр)-/о ,П(
ТПР “ С° 'r'^Lr +о------• 1 °)
Т ЛВП Т Л ОГР
После отпирания диода (когда наступает ограничение сигнала) про-
должительность переходных процессов не имеет определяющего зна-
чения, так как для получения качественного ограничения обычно па-
раметры схемы выбирают так, чтобы после отпирания диода дальней-
шие приращения выходного напряжения были значительно меньше его
амплитуды.
В параллельном ограничителе иногда наблюдается выброс на вер-
шине импульса. Образование этого выброса объясняется модуляцией
объемного сопротивления базы гб, вызываемой накоплением носителей
заряда в базе. Накопление носителей заряда является также причиной
Расширения выходного импульса: в течение рассасывания избыточных
носителей диод продолжает проводить, поэтому выходное напряжение
практически остается постоянным (несмотря на изменение входного
* Зак. 257 97
сигнала). При использовании импульсных диодов с малым временем
жизни носителей в области базы влияние указанных эффектов можно
не учитывать, так как в таких диодах модуляция гб и рассасывание
носителей заряда происходит значительно быстрее, чем перезаряд
паразитных емкостей.
Двусторонний параллельный ограничитель (рис. 3.10, а) состоит
из двух односторонних ограничителей с общим ограничивающим
Рис. 3.10. Схема двустороннего параллельного ограничителя (а) и
эпюры напряжения (6) на его входе и выходе (заштрихована).
Рис. 3.11. Схема простейшего
фиксатора уровня в емкостной
цепи.
тый диод Д и /?вН. Если /?вН
сопротивлением Догр. Работа, схемы иллюстрируется эпюрами на
рис. 3.10, б. Ограничение по максимуму производится диодом Д1 на
уровне £см1 + U0T, ограничение по минимуму —диодом Д2 на уровне
^СМ2 4* от-
Разновидностью параллельного диодного ограничителя является
диодный фиксатор уровня, применяемый в емкостной цепи (рис. 3.11).
В отличие от обычного ограничителя в
схеме фиксатора /?огр = 0. В такой схе-
ме диод фиксирует выходное напряже-
ние на нулевом уровне в цепи, предназ-
наченной для передачи сигналов поло-
жительной полярности. При поступле-
нии положительных импульсов кон-
денсатор С заряжается через сопротив-
ление нагрузки и внутреннее сопротив-
ление источника сигналов /?вН. Разря-
жается конденсатор С через откры-
< /?н, то разряд конденсатора происходит
сравнительно быстро и до прихода последующего импульса выходное
напряжение успевает установиться на нулевом уровне. Кроме этого,
фиксатор способствует заметному уменьшению динамического смеще-
ния ия см, в чем можно убедиться, рассчитав 12я См по формуле (3.2):
см
т
______Явн_^пос________, __1___ (* и /м д/ <~
(Ян + Явн)(1-/и/П + T-ta j BxU
ZLI
< [j R&h
n0° (1 - № ’
Из последнего неравенства следует, что при диодной фикса-
ции смещение уровня сигналов уменьшается более чем в (1 —
93
/Т)(1 + ^н/^вн) Раз- В емкостной цепи эффективность фиксации
растет с уменьшением внутреннего сопротивления RBH по сравне-
Йию с RH-
Параллельный диодный ограничитель применяется также для демп-
фирования колебаний ударного возбуждения в LC-контурах, в част-
а
Рис. 3.12. Схема транзисторного усилителя с демпфирующей цепью
во вторичной обмотке трансформатора (а) и эквивалентная схема
выходного контура при отсечке тока коллектора (б).
6
ности, в трансформаторных схемах (рис. 3.12 и 3.13). Так, например,
в нелинейных транзисторных усилителях при отсечке коллекторного
тока в выходной цепи возбуждается контур, образованный из индук-
тивности намагничивания трансформатора и паразитной емкости
Спар « Сн Н~СК ф- Cti +Стг « Сн+Ск. При ударном возбуждении кон-
Рис. 3.13. Схема транзисторного усилителя с демпфирующей цепью
в первичной обмотке трансформатора (а) и эквивалентная схема вы-
ходного контура при отсечке тока коллектора (б).
тура могут возникнуть синусоидальные колебания затухающей ампли-
туды. Для демпфирования колебаний ударного возбуждения первич-
ная или вторичная обмотка трансформатора шунтируется диодом
(рис. 3.12, а) или цепью из диода Д и резистора R (рис. 3.13, б). Диод
включается таким образом, чтобы при передаче рабочего импульса
Демпфирующая цепь не нагружала усилитель. После окончания
рабочего импульса при возбуждении выброса обратной полярности
Диод отпирается и демпфирующая цепь подключается к выходу уси-
лителя. Уменьшается сопротивление RH д = Rh || RH, нагружающее
контур, и колебания срываются (сопротивление демпфирующей цепи
7?д = г'Пр для схемы рис. 3.12 и 7?д — R + гПр Для схемы рис. 3.13).
Можно показать, что при нагрузке
(3.11)
колебания отсутствуют, но образуется апериодический выброс, кото-
рый спадает с постоянной времени Тцд = L^R^. Амплитуду аперио-
дического выброса можно оценить по формуле
Л^выбт = РЧ'н), (3.12)
где — величина тока намагничивания в момент окончания входного
импульса;
Y(m) = Vm[- У.т-Ут 4 т 4 (3J3)
—функция, график которой приведен на рис. 3.14; т. = Д1/Спар/?йд—
коэффициент, определяющий режим работы контура.
Чтобы уменьшить амплитуду выброса, следует по возможности
уменьшить сопротивление RH д, включив в повышающую обмотку демп-
фирующий диод без резистора R. Однако с уменьшением сопротивления
демпфирующей цепи RBn увеличивается постоянная времени
т-=£1(^Г+"йг)
и затягивается затухание выброса, что в ряде случаев нежелательно.
Для сокращения времени восстановления схемы приходится увеличи-
вать сопротивление демпфирующей цепи, включив последовательно с
диодом резистор R (см. на рис. 3.13).
При значениях коэффициента m > 20 амплитуду выброса можно
определить по приближенной формуле Д£7выб т « /и RB д, считая
Y (m) да 1.
100
3.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 14. Рассчитать двусторонний последовательный диодный
ограничитель, формирующий трапецеидальные импульсы амплиту-
дой t/вых т — 4 В из синусоидального сигнала с частотой f = 100 кГц
амплитудой t/BS т ~ 15 В, поступающего от генератора с внутрен-
ним сопротивлением RBB — 1 кОм. Ограничитель нагружен на
сопротивление = 10 кОм, шунтированное емкостью Сн = 50 пФ.
Длительности фронта и среза выходного импульса не должны превы-
шать 1 мкс. Искажения плоской вершины не должны превышать 1%.
а 6
Рис. 3.15. Схема двустороннего последовательного ограничителя (а) и
эпюры напряжения (б) в точке Б.
1. Выбираем схему ограничителя с общим источником смещения
(рис. 3.5). По условиям задачи требуется сформировать из синусоидаль-
ного напряжения импульсы трапецеидальной формы со сравнительно
крутыми фронтом и срезом. Наибольшая скорость изменения синусо-
идального напряжения имеет место при переходе синусоиды через ну-
левое значение. Поэтому целесообразно выбирать нижний уровень огра-
ничения — порог ограничения по минимуму — возможно более близ-
ким к нулю. Его можно уменьшить, увеличивая сопротивление резис-
тора R"l. Если же просто не включать резистор R"1 в схему, то этот
уровень будет наименьшим. Можно исключить из схемы также резис-
тор R'2. При этом схема ограничителя упрощается и принимает
вид, показанный на рис. 3.15, а.
Когда входное напряжение превышает порог ограничения по ми-
нимуму, определяемый потенциалом точки Б при закрытом диоде Д/
(рис. 3.15, б),
t/наим
Бщ/Rz см/^н + ^дг/^i

(3.14)
иа величину t/0T1 — Uw, кяо&Д! открывается и сигнал поступает на
выход ((Уд2 — перепад напряжения на проводящем диоде Д2, t/0T1—
напряжение отпирания диода Д1.).
Потенциалы и напряжения определяем с учетом падения напряже-
ния на проводящих диодах и динамического смещения ияси на кон-
101
денсаторе С. При достижении порога ограничения по максимуму, рав-
ному потенциалу точки Б при запирании Д2, т. е.
/ / — ^см/Ri + ия см//?н
^наиб
(3.15)
1/^ + 1/Ян
диод Д2 перестает проводить и потенциал точки Б фиксируется на уров-
не /7наиб. В точке Б формируется трапецеидальный нмпульс ампли-
тудой
^вшт ^наиб "^наим1 (3.16)
Выходное напряжение имеет такую же форму, что и напряжение в
точке Б, с той разницей, что первое из них сдвинуто относительно вто-
рого на величину динамического смещения ид см, образуемого зарядом
на разделительном конденсаторе С.
Чтобы при заданной амплитуде UBUS т ограничиться меньшей вели-
чиной напряжения смещения Есм, следует выбирать сопротивление R2
возможно меньшим по сравнению с RH и как можно большим по срав-
нению с Rv Последнее условие, способствующее снижению порога ог-
раничения по минимуму {/наим, одновременно позволяет использовать
наиболее крутой участок синусоидального сигнала при формировании
ивых- Наибольшее значение ограничено допустимой величиной по-
стоянной заряда паразитных емкостей С0 — Св + См, которая при за-
пирании диода Д2 оценивается формулой
тфро = Со«н11^---.
Порог ограничения по минимуму можно также снизить, уменьшая
сопротивление Rv Однако такое снижение порога {/наим допустимо до
определенного уровня. С уменьшением сопротивления Rt возрастает
перепад напряжения на внутреннем сопротивлении Rга, поэтому умень-
шается амплитуда синусоидального сигнала в точке Б:
//вх 771 IRbh
(3.17)
(3.18а)
гт ___________ь'дх т/Авн_________г т
гт~ I/Rbh+WRi + W+1/Rh наим’
а следовательно, и крутизна нарастания фронта и среза формируемо-
го импульса. Для определения оптимальной величины /7нг1НМ, при ко-
торой Urm достигает максимума, преобразуем (3.18 а), представив
его в следующем виде
~т/Кви и . (3.186)
1//?вн + //вых т Со/(//наим — //да) Тфро "ЬСо/Тфро
Это приближенное соотношение получено на основании выражений
(3.14) — (3.17), из которых следует, что
1 I 1 | 1 ( Дем I //дем
/?Н
1
Ri R2 Rn
____________//наиб
//наим
//наим
2
//да
R1 Uяааа
102
1
Ri
Ццаиб — ^наим / 1 j 1
^наим — ^Д'« \ R? Ra
^вьтх т у Ср
^наим ^дг тфро
(3.19)
На основании выражения (3.186) можно показать, что амплитуда
синусоидал. ного сигнала Urm становится максимальной при пороге
ограничения по минимуму, равном
J] — П ________________^15_____
инаим ивыхт D . /Г
/'ВН Т Тфро/ьо
/У|«'»тФр»------1) + (/п2. (3.20)
77 CD / па ' '
ивых т ‘-'О ^вн /
2. Рассчитываем напряжение порога ограничения по минимуму по
формуле (3.20), приняв постоянную заряда 1) тфр о < Арр/2,2 = 0,46 мкс.
_4__________103_________ 12-0.46- 10-fi _Л + 065~24В
^наим— Ю34-0,46-106/60-10-12 4-60-10"12-103 / ‘ ~ ’
((Уд2 = 0,65 В; С0 = (50+ 10)-10-12=60 пФ).
3. На основании соотношения (3.19) находим сопротивление Rt:
О = т Д4аиМ-^Д2 , = 0 46, 10-б . 2,4—0,65 3 3 к0
1 ФР Соивыхт 60-10-1М
4. Проверяем, превышает ли амплитуда сигнала UIm требуемую
величину (/вых т. Из формулы (3.186) следует, что
Urm =----------------------------------------2,4 = 6 В.
rm 1/103—4.6-10-6/1,75.0,46— 6-10-5/0,46
Если для оптимальных значений £/наим и R± амплитуда сигнала Ul m
оказывается меньше величины £/вых т, то для данных условий форми-
рование импульса амплитудой [7ВЫХ т невозможно. Тогда задачу мож-
но решить либо увеличив t/BX m, либо уменьшив (/вых т- В данном слу-
чае Uс т превышает (7ВЫХ т на величину 2 В.
5. Проверяем, не превышают ли длительности фронта и среза вы-
ходного импульса допустимую величину. В схеме на рис. 3.15, а дли-
тельности фронта и среза выходного импульса зависят от следующих
факторов. Если входной сигнал нарастает настолько быстро, что во
время формирования фронта диод Д2 запирается задолго до того момен-
та, когда входной сигнал достигает уровня ограничения по максимуму
^наиб» то длительность фронта определяется постоянной времени за-
ряда паразитных емкостей Со = Сн + См, т. е. /фр « 2,2 тфро, где
Тж =
фр® 1/Я2-Н/Ян ’
Поэтому постоянную времени тфро рекомендуется выбирать,
исходя из неравенства
тФро < ^фр/2,2, (3.21)
гарантирующего нарастание фронта за время, не превышающее задан-
ного значения /фр.
Обоснование выбора постоянной времени тфр0 дается в п. 5.
103
При формировании среза импульса может запереться диод Д1. Тог-
да длительность среза определяется постоянной времени разряда
паразитных емкостей тср0 = C0Ri || 1| Rн < тфр0, величина кото-
рой должна удовлетворять неравенству
Теро < ^ср/2,2. (3.22)
При одинаковых допустимых величинах /фр и /ср неравенство (3.22)
автоматически выполняется при соблюдении условия (3.21).
Длительности фронта и среза также зависят от крутизны нараста-
ния фронта и среза входного импульса. При воздействии синусоидаль-
ного сигнала изменение выходного напряжения можно определить при-
ближенной формулой
1//?вн [6/BxmSin2n {(/t + Q/7} - ^наим]
1/Лвн+ 1/Л1 +1 //?2 + 1 / RH
(3.23)
при выводе которой не учитывались искажения, обусловленные влия-
нием паразитных емкостей, так как в пропускном направлении посто-
янная заряда
пр 1/Явн + 1/Я1 + 1/Я2 + 1/Ян
________________60-Ю-12______________
1/103 +1/3,3.103 + 6,0-10-12/0,46.10-я
НС
значительно меньше периода синусоидальных колебаний
Т = 1// = 10 мкс.
Время tv находим из уравнения
^вх m s'n = ^нани ^Д2“)"^от1' (3.94)
На основании формулы (3.23) проверяем, успевает ли выходное на-
пряжение измениться на величину 0,9 ивыхт за время г) t « 1,1 /фр:
1 Г I 2n-l,1.10-e\ 1
— 15 sin 0.15+ —2.4
".«(1ЛФР)~ ----Н--------‘0°. 1О'„----л:6,2В>3,6 В.
103 + 3,3-Ю3 0,46 • 10-s
Предыдущие расчеты носили проверочный характер и преследова-
ли цель убедиться в том, что выбранная схема способна обеспечить фор-
мирование импульсов с заданными параметрами. Окончательно пара-
метры схемы выбирают с учетом динамического смещения на раздели-
тельном конденсаторе С и напряжения отпирания диодов.
6. Выбираем диод, руководствуясь требованиями к его предельно
допустимым параметрам. В быстродействующих схемах следует также
!) Чтобы не осложнить расчеты, вместо определения времени, в течение кото-
рого ивых нарастает иа 0,1 б^выхш. целесообразно увеличить время и уровень вы-
ходного напряжения на 10%.
104
принимать во внимание параметры диода, характеризующие его инер-
ционность.
Для решения данной задачи можно использовать импульсный крем-
ниевый мезадиод 2Д503А, у которого максимально допустимое обрат-
ное напряжение ((/обр max — 30 В) и максимальный ток в импульсе
(/пр, и шах = ЮО ПРИ ~ 120° С) вполне удовлетворяют условиям
данного примера.Напряжение отпирания диода Uот можно принять рав-
ным 0,45 В, что соответствует току /от » 0,01 мА, а сопротивление
г » 100 Ом.
7. Для определения порогов ограничения находим динамическое
смещение (/дсм на разделительном конденсаторе С. Расчеты можно уп-
ростить, представив сигнал, поступающий на разделительный конден-
сатор в виде последовательности идеальных прямоугольных импульсов
длительностью
— 2/t—/фр + /ср —2-0,24— 10-6 3,5 мкс
и 2 2 \ 2 2 )
и периодом Т = 10 мкс [время определяется из уравнения (3.24)].
В течение времени ta диод Д2 закрыт, поэтому конденсатор С заряжа-
ется с постоянной времени тзак = С (R2 + 7?н) током, отбираемым от
источника £см. Во время паузы длительное™ Т — 1И диод Д/ запира-
ется и конденсатор С разряжается с постоянной времени т0ТК =
=C(Ra + R._ || RJ.
Динамическое смещение ид см определяется формулой (3.2), под-
ставив в которую
тртк _ + Ri II Rt _ 104-3
Тзак Rz "Р^н 33 4-10
Д/ = /а—/г = /и = 3,5 мко; Т— 10 мкс;
= £см 4- 1— —--------------;
см L Т Т / 7?!4-/?2 J
у J «вх (0 dt = ± J Есм dt = £см -^,
h о
Получим
г,_____________12________ Г 3,5 . А _ 3,5 \ 3,3 .
аом ~ 3,5 I 10 10 I 3,34-33
1 + (0,3—1) ю
+ (0,3—1) » 2,6 В,
105
8. Уточняем параметры схемы. Принимая порог ограничения по
минимуму, равным своему оптимальному значению (£/яаим — 2,4 В),
находим порог ограничения по максимуму, который должен превышать
/7яаим на величину выходного напряжения
^наиб = ^наим ых т ~ 6,4 В,
Рассчитываем сопротивления Rr и /?2, обеспечивающие заданные
уровни С/иаиы и //наиб. Порог ограничения по максимуму определяет-
ся через параметры схемы формулой (3.15), из которой следует, что
^2 —
Е-Учмь ,.= Ю4 .12~6Л = 14,8 кОм,
^наиб — ^дсм 6,4—2,6
(3.25)
Выбираем номинальное значение Р2 = 15 кОм.
Сопротивление R^ рассчитываем на основании соотношения (3.14),
из которого следует, что требуемое значение Uaam можно получить,
выбрав
п ________________^наИм — ___________
(Е— £7наим)/#г + К/д см — ^наим)/^н
_______2,4—0,65________
9,6/(1,5 • 104) + 0,2/Ю4
яь 2,66 кОм.
(3.26)
Выбираем номинальное значение Rr — 2,7 кОм.
9. Поскольку ориентировочно рассчитанные значения /?2 = 33 кОм
и 2?! = 3,3 кОм отличаются от выбранных (Т?2 = 15 кОм и Rr =
= 2,7 кОм), то необходимо проверить, насколько отличается динами-
ческое смещение {/Дом от величины ил см = 2,6 В (см. п. 7). Рассчитав
тотп 10 + 2 = о 48
Тзак 16 4- Ю
и подставив в формулу (3.2) соответствующие величины, имеем
t/arM =-------------------------Го,35-И 1—0,35)—-—+
доМ 1 -1-(0,48 —1).0,35 [ 2,7 + 15
+ 0,35(0,48—1) 1 = 3,9 В.
Поскольку последнее значение 1/ДсМ заметно отличается от предыду-
щего, то необходимо повторно рассчитать /?2 и по формулам (3.25) и
(3.26) (исходя из несколько уменьшенной величины /7Д см яа 3,5 В с тем,
чтобы не проводить еще раз расчет):
/?,= Ю4.12~6д1. = 19,3 кОм.
2 6,4—з,5
Выбираем R2 = 20 кОм.
„ ____________2,4—0,65_______
1 9,6/(2-104)+(3,5—2,4)/104
» 3,1 кОм,
Выбираем RA — 3 кОм.
103
10. Рассчитываем емкость конденсатора С, исходя из наибольшей
длительности плоской вершины и наименьшей постоянной перезаряда
конденсатора С, которые в данном примере определяются длительнос-
тью паузы Т — ta и постоянной времени т0ТК = С (R„ + RJIRJ.
При допустимом спаде плоской вершины 6^1% имеем
С =-----------------------М-* 1 2.0"----~52 нФ.
6(Ян + Я1/Яг) 0,01 (10 + 2,4) 103
Выбираем номинальное значение С = 0,1 мкФ.
11. Определяем длительность фронта выходного импульса /фр.
Предварительно рассчитываем время нарастания фронта выходного
импульса tB вых без учета влияния суммарной паразитной емкости Со,
определяемое как время, в течение которого синусоидальный сигнал
Иных (О ~~~
Ubx m . 2л,
—------ sin — (^+ /)
1
1 IR&-X +1 IRi +1 /R-2 +1 /RB
= 10sinf0,15 + ~t\ В (3,27)
нарастает от уровня 7/наим + 0,1 t/BbIX m = 2,8 В до уровня £7наим +
+0,9 Uвых т=6 В [время t отсчитывается от момента отпирания диода
Д/; « 0,15 772зг определяется из уравнения (3.24)]. Можно показать,
что
/н вых = (0,8—0,2) • 10-в « 0,6 мкс,
Длительность фронта с учетом влияния паразитной емкости Со мож-
но оценить по приближенной формуле, считая, что в данном случае
справедлив геометрический закон сложения искажений фронта, т. е.
приняв

/фр — 1 / /н вых + I 2,2 --------2--------- I ЛЗ /н вы«+),6 мкс.
ф₽ у L 1/Явн+1/Я1 + 1/Я2 + 1//?н J нвых
Длительность среза будет меньшей величины, так как при форми-
ровании среза размах изменения ивых (/) больше.
Пример 15. Рассчитать двусторонний параллельный диодный огра-
ничитель, удовлетворяющий условиям примера 14.
1. Выбираем схему ограничителя с одним источником смещения
(рис. 3.16, и). В этой схеме с помощью диода Д/ и источника смещения
^см формируется импульс положительной полярности, диод Д2 отсе-
кает отрицательную полуволну синусоидального сигнала на уровне
^/7от2. Амплитуда выходного сигнала составляет 7/вых m == £см 4-
+ ^от 1 + Uот2- Выбрав напряжение источника смещения стандартной
величины £См = 3 В, можно формировать импульс амплитудой около
у В (несколько превышающей £см за счет напряжений отпирания
^от1 + 7/ОТ2 « 0,9 В).
2. Определяем максимально допустимое значение ограничивающего
сопротивления ROtP. Оно прежде всего лимитируется допустимым
Уменьшением амплитуды синусоидального сигнала в пропускном на-
правлении (когда диоды Д1 кД2 закрыты). С увеличением сопротивле-
НИя ^огР возрастает падение напряжения на нем, поэтому уменьшает-
107
ся амплитуда сигнала, поступающего на выход, а следовательно, и кру-
тизна нарастания фронта.
Максимально допустимое значение сопротивления находим из сле-
дующего неравенства:
т------—------sin f2 л > 0,8 {/вых т, (3.28)
ВХ III Г» I Г> 1 Г» I 'Т' I ’ “ЫЛ III' ' '
^ОГрТ^НТАВН \ i )
выполнение которого обеспечивает нарастание выходного импульса
от 0,1 ивых т до 0,9 f/Bblx т за время, не превышающее допустимую
длительность фронта /фр = 1 мкс. Из неравенства (3.28) следует, что
/?Огр < RB [ —UBXm - sin(2л) — 11—/?вн =
гр н10,867выхт \ Т] J
= lOd-ALsinten—} —11— 103= 16,5 кОм. (3.29)
[3,2 X Ю/ J
Рис. 3.16. Схема двустороннего параллельного ограничителя (а) и
эпюры напряжения (б) на его выходе.
Второе условие, лимитирующее величину ROvP, связано с постоян-
ной времени тпр перезаряда паразитных емкостей Со = Сн 4- См 4-
4- СП1 4- Сп2 = 65 пФ (сумма монтажной емкости и емкостей перехо-
дов диодов Са1 и Сп2 принята равной 15 пФ). При /?01Р = Ю кОм; Ra=
— 10 кОм
тар = Со (Rorp 4- RBB) || Rn « 0,4 мкс.
Если время нарастания фронта /пс = 2,2 тпр, определяемое време-
нем перезаряда С( при передаче идеального перепада напряжения,
оказывается в несколько раз меньше допустимой длительности фронта
/фР, то искажениями, вносимыми паразитными емкостями, можно пре-
небречь. При этом сопротивление ограничивающего резистора находят
из неравенства (3.29). В данном примере 1ПС 2,2-0,4-10-6 а? 0,9 мкс
сравнимо с /фР<| 1 мкс, поэтому сопротивление ROrP следует выбирать
с учетом влияния паразитных емкостей.
Можно показать (см. приложение I, п. 1), что при работе в области
пропускания выходное напряжение ограничителя оценивается прибли-
женной фоормулой1)
х) Формулой (3.30) определяется выходное напряжение для положительной
полуволны синусоидального сигнала.
103
,2\ _ п jz ^я/ТпрТ1 ______б'вх m'2 п/^о (^огр 4"^вн) 71 /о ол\
«вых (0 ^вх т Лпр "1+//31пр----------ГТ77^---------> (3'dU)
1+'/ЗТПР
где
К -----------S--------------—--------коэффициент передачи в об-
Лпр Яогр + Явн+Ян С0(Яогр+Явн)
ласти пропускания.
В течение длительности фронта /фР выходное напряжение превыша-
ет нулевой уровень приблизительно на величину 0,8 f7BbIX т, т. е.
и (t ) л; U /фрл/Ср (*?огр -р Rвн) Т о 8 Z7
“вых Цфр/ ~ VBX т 1+'фр/ЗтПр и>°“вьвт-
Из последнего равенства оцениваем максимально допустимое сопро-
тивление /?огр по формуле
3,75
D <" 7? ______б/ЕЬ1х т
ОГ₽^ н ЗС0/?н//фр + 1
3,75-11.11111!
104 *---------11ИЛ----------103=11 кОм.
3-65-IO"12-104/10-6 * * * * * +1
Выбираем номинальное значение /?ОгР = 10 кОм.
3. Рассчитываем коэффициент ограничения по допустимому изме-
нению ПЛОСКОЙ вершины ВЫХОДНОГО импульса (6 = Д«вых/^вых т
= 0,01). Для положительной полуволны
б
'фр Я j
т
ЯВН
(3.31)
/( л; 3 5 • 10-3
$ б'вх т/б'вых т (^см4_б'отх)/0'вых т 15/4—3,5/4
Для отрицательной полуволны этот коэффициент еще меньшей ве-
личины
б
Когр ~---------------------------------- 2,75.10"3.
Um zn/б^вых т б^отг/^вых тп
4. Определяем требуемое значение прямого сопротивления дио-
дов Д1 и Д2 при помощи соотношения (3.8):
'’пр = (^огр ”1“ ^вн) ^огр/О ^огр) (#огр + ^вн)^огр»
Для диода Д1 имеем гпр « 40 Ом, а для диода Д2 гпр « 30 Ом.
При этом через диод Д1 протекает прямой ток
1 ^вх т— (^см~4~^7от1) j мд
Р Логр~ЬЛвн
* через диод Д2
/ ~ ^вхт^отг 13 мд
Логр + ^вн
выбираем германиевые мезадиоды Д311.
109
Пример 16. Рассчитать устройство, обеспечивающее уменьшение по-
грешности измерения бур, которая обусловлена отклонением нулевого
уровня на входе порогового устройства (из-за образования динамичес-
кого смещения на разделительном конденсаторе), до величины, не пре-
вышающей 1 %. Пороговое устройство предназначено для регистрации
статистически распределенных импульсов, средняя интенсивность ко-
торых составляет 108 импульсов в секунду. Максимальная амплитуда
импульсов равняется 10 В. Пороговое устройство должно регистри-
ровать импульсы, амплитуда которых превышает 5 В. Регистрируемый
сигнал представляет собой последовательность импульсов, фронт ко-
торых нарастает с постоянной времени тфр с = 0,2 мкс, а срез спадает
с постоянной времени тср с = 2 мкс. Проходя через усилитель, регист-
рируемый сигнал утрачивает свою постоянную составляющую и появ-
ляется на выходе последнего каскада усилителя в виде
где
— постоянная составляющая регистрируемого сигнала. Входное сопро-
тивление порогового устройства Двх = 10 кОм. На выходе усилителя
имеется разделительный конденсатор С, емкость которого надо выб-
рать так, чтобы погрешность измерения бам, обусловленная уменьше-
нием амплитуды сигнала из-за заряда конденсатора С, не превышала
1%. Необходимо также определить требуемую величину внутреннего
сопротивления усилителя RBa, при которой суммарная погрешность
измерения 6 = бур + 6ам < 2%.
1. Для восстановления утраченной постоянной составляющей сиг-
нала и уменьшения отклонения нулевого уровня используем диодный
фиксатор уровня, схема которого показана на рис. 3.17, а. В этой схе-
ме усилитель заменен эквивалентным генератором напряжения «вых (0
с внутренним сопротивлением /?вн. Через разделительный конденса-
тор С сигнал поступает на вход порогового устройства ( в схеме на рис.
3.17, а показано лишь его входное сопротивление Двх = 10 кОм). При
напряжении «вых (0 < —t/0T диод отпирается, конденсатор сравни-
тельно быстро заряжается до величины, равной постоянной составляю-
щей сигнала Ппое, и на выходе фиксируется нулевой уровень. При
нарастании напряжения ивых (0 диод запирается и пропускает им-
пульс на вход порогового устройства.
2. Рассчитываем емкость разделительного конденсатора С, исходя
из допустимой погрешности измерения (бам 1%), обусловленной
ПО
уменьшением амплитуды сигнала на входе порогового устройства из-за
заряда конденсатора С. Указанная погрешность определяется измене-
нием напряжения Auc (tm) на конденсаторе С в течение нараста-
ния импульса до своего амплитудного значения, т. е.
1т
U j
о
Ток заряда конденсатора ic (0 с достаточной точностью можно рас-
считать по формуле
Рис. 3.17. Схема диодного фиксатора уровня на входе порогового
устройства (а) и эпюра входного напряжения (б).
при выводе которой учитывалось, что в период нарастания импульса
напряжение на конденсаторе меняется на пренебрежимо малую
величину (по условиям задачи требуется, чтобы Auc (tm) 0,01 £/выхт).
Поэтому можно считать, что оно остается равным (7ПОС, т. е. той ве-
личине, до которой конденсатор заряжается до момента появления им-
пульса (пока диод проводит). Следовательно,
1п / t t \
дис(/т)~_2и_ -^7
тзак J ' ' тзак
0
f *т \ \
J-e М- 'Гфрс U - е~ ТфР° ) J <0,0Швыхт, (3.32)
Где тзак = С (^вн + ^вх) постоянная времени заряда разделитель-
ного конденсатора С (когда диод закрыт);
амплитуда импульса на входе порогового устройства;
t ___ тсрстфрс In Тер с
1т----------------ш -------
Тер С-Тфр 0 Тфр с
ш
“• время, в течение которого сигнал достигает своего амплитудного
значения (см. рис. 3.17, б).
Рассчитав
1/вН1т = «в (1-0,1) • (0,1)9 «0,7пи;
, 2 0,2-10“6 , 2
tm —----:--—1П------«0,51 МКС
2—0,2 0,2
и подставив в неравенство (3.28), определим постоянную времени
ци____
0,0ШВых т
« 38 мкс.
Емкость разделительного конденсатора находим по формуле
С = тзав/(/?ви + ??вх) (3.33)
после определения требуемой величины внутреннего сопротивления
усилителя RM.
3. Оцениваем внутреннее сопротивление усилителя 7?вн, исходя из
допустимой погрешности измерения бур, которая обусловлена смеще-
нием нулевого уровня. Эта погрешность зависит от отношения разности
динамического смещения ил сМ на конденсаторе С и постоянной
составляющей сигнала U пос к амплитуде сигнала i/BbIX m, т. е.
®ур (^д см ^пос)/^вых т*
Вычисляем напряжение динамического смещения ия см, несколько
упростив форму сигнала пвых (/) и представив его в виде последователь-
ности идеально прямоугольных импульсов с такой же амплитудой
{/вых т и постоянной составляющей t/noc, что и реальный сигнал!
.. _[^вых т ^поо ДЛЯ 0 t /и,
“вых \‘> \
Щпос для
При этом длительность идеального импульса tn находим из условия ра-
венства постоянных составляющих, т. е.
U ** ______.. тсрс—тфр о
вых т р ии ’ р 9
из которого следует, что
ta = (Тср с—Тфр с) ------= (2 - 0,2) • 10-е = 2,6 мкс,
^вых т и>7ии
Указанная последовательность прямоугольных импульсов приво-
дит к почти такому же изменению заряда на конденсаторе С, что
и реальный сигнал, поэтому погрешности расчетов оказываются пре-
небрежимо малой величины.
112
В течение действия импульса напряжение на конденсаторе достига-
ет величины
Uc(Q = f4eMe Тзак - (^выхт- f/noc)(l -е Ъак ).
После прекращения импульса, когда отпирается диодД и конденсатор
начинает разряжаться с постоянной времени тОтК — С (RBg + гпр) «
С/?вн, напряжение на конденсаторе за время Т — ta становится
равным
ис = ис (ta) ехр f—
\ Тотв
г. !
поо 1 - ехр----------—-
L \ тотк
I и
^дсм —t/noo-^Buxm\e — 1
61___I JJ
поо*
X ехр
\ тзак Тотк
В стационарном режиме напряжение на конденсаторе в конце пе-
риода Т равняется Ua см. Из этого условия можно найти динамическое
смещение
। Т—(ц

ом ^пос
ехр —--------1
> тзав
Тзав Тотк / J
(3.34)
При неизменной амплитуде сигнала погрешность измерения бур,
обусловленная смещением нулевого уровня, составляет
-lVfexpf-А
6yp= Ugc*~Un0° = — [exp—--------n/|exp(-^- + ^=^'j — 1]
вых m \ тзав JI L \ Тзак тотк ] J
(знак минус означает, что амплитуда импульса на входе порогового
устройства меньше реальной величины).
Постоянную времени т0ТК определяют, исходя из наибольшей по-
грешности бур наиб”» которая имеет место в случае, когда за сигналом
наибольшей амплитуды (£7ВЫХ m = 10 В) следует сигнал наименьшей
амплитуды (t/BbIX mi = 5 В). При этом напряжение на конденсаторе
в конце периода Т достигает величины
«ci (Т—ta) = uci (ta) ехр + t/notl
\ Тотв /
1 ( T—tB
1 — ехр--------5
\ Тотк ,
^дсм ^nocl ^Bbixml^eXP' зак 1
Xexpf----------------LrA\ + f/nocl,
\ Т-зак Тотк /
X
Здесь (7Д см.— динамическое смещение на диоде (определяемое выра-
жением (3.34)) для предшествующего периода во время действия сиг-
нала наибольшей амплитуды. Напряжения, обозначенные дополни-
113
тельным индексом «1», соответствуют сигналам наименьшей амплиту-
ды. При этом погрешность определяется отношением разности напря-
жения на конденсаторе Uci (Т — tB) и постоянной составляющей сиг-
нала t/noci к его амплитуде t/BbIX mi, т. е.
„ «С1(7’—^и) — O^noci _ (t/noc — ^nool(сХС l') X
ур наиб ? Uвых ml I Uвых ml \ тзак
ч/ Г 1 i ^вых m Т) е_$
(3.35)
Ывых ml (е<> О
где
Ф [ 71—/и
Тзак Tqtk
Подставив в (3.35)
и пос — O'noci __ —ИИ1 X тср С тфр с = 1
^вых ml 0,7ии1
(ехр—------1) Г1 +
\ ^зак / L
Т
_____Uпых m
О^вых m
1,7
-~°t2 « 0,26;
10
— = 0,07.
Тзак
(е*-1)
найдем
ft = 1п Р’?6 -0’07 = 2,25,
0,02
T—ta (10—26).1О-6
тпт!, <----------— = ----------—— = 3,4 мкс,
0ТК ft-/И/Тзак 2,25-0,07
Внутреннее сопротивление усилителя рассчитываем по формуле
/?вх 10*
Р » -------««------=------------= 1 кОм,
Тзак/Тотк — 1 38/3,4—1
Таким образом, емкость разделительного конденсатора [см. (3.33)1
„ 38 • 10-® „ .
С ------------- ~ 3,45 нФ.
(1Ч-Ю)Юа
Выбираем номинальное значение С = 3,6 нФ. При этом необхо-
димо несколько уменьшить внутреннее сопротивление усилителя
Тотк— = 3,4- Ю~6 _ _500 450 0
вн С пр 3,6.10-®
(сопротивление проводящего диода гпр = 500 Ом принято сравнитель-
но большим, так как диод работает при малых смещениях).
4. Выбираем фиксирующий диод. Целесообразно использовать им-
пульсный германиевый диод с относительно малым напряжением от-
пирания. Можно использовать германиевый мезадиод Д311.
Пример 17. Рассчитать последовательный диодный ограничитель,
предназначенный для сокращения длительности среза импульса на вы-
ходе транзисторного ключа (рис. 3.18). Сопротивление резистора в це-
пи коллектора, наименьшая величина которого лимитируется требуе-
114
Рис. 3.18. Схема транзисторного
ключа с диодным ограничите-
лем на выходе.
мим коэффициентом насыщения Ктс — Iб Рл'/7К и, необходимо выбрать
так, чтобы ток насыщения /к н 3 мА. Ключ предназначен для форми-
рования импульсов амплитудой £/вых m « 6 В, которые поступают
в емкостную нагрузку с Сн = 400 пФ. При его запирании импульсом
тока с крутым срезом, когда транзистор переходит в область отсечки,
формирование среза затягивается на недопустимо большое время
2,2t/ вых т(Св+£кУ н=2,2 мкс (интегральная емкость коллекторного
перехода Ск=90 пФ). Требуется сократить длительность среза до 1 мкс.
В приборе имеются источники питания
со стандартными напряжениями 6; 12;
24 В.
1. Выведем формулу для расчета
длительности среза в схеме ключа на
рис. 3.18. При переходе транзистора в
область отсечки потенциал коллектора
цн8 (/), нарастая с постоянной времени
40?= (Rki + Rk2) (Сн + Ск), стремится
достигнуть уровня Ек, т. е.
«к ДО = Ск в + (Ек—UK н) х
х(1-е Тср)^Ек(1—е ТсрЛ (3.36)
Когда потенциал точки А становится равным Еф + t/0T, диод
отпирается и выходное напряжение фиксируется на этом уровне. Вы-
брав напряжение источника питания £ф = 6 В, можно обеспечить
фэрмирование импульсов с заданной амплитудой [7ВЫХ т = 6 В. При
этом длительность среза /ср, определяемая по формуле (3.36) как вре-
мя, в течение которого выходное напряжение, т. е. иКз (0 нарастает
от0,1 (/вых тдо0,09 t/BbIxm, можно рассчитать при помощи выражения
Ар ^ср In
Е,;—0,
Ев—0,9(7ВЫх т
(3.37)
2. Выбрав Ек = 24 В, находим требуемую величину постоянной
времени тср, исходя из допустимой длительности среза ?ср 1 мкс:
тср = Ар / In ^~°’1УВЫ^ = Ю-в | In —~0’6 « 4,3 мкс, (3.38)
Р E„-0,9(/Bblxm / 24-5,4 V ’
3. Рассчитываем наименьшее значение сопротивления /?к = RKl
+ RK2 исходя из допустимой величины тока насыщения
Дк>-^-=8кОм.
А н
Данной величине RK соответствует
тср наим = ~ (Сн + Св) = 3,9 МКС.
'к н
115
Следовательно, выбрав Ек ~ 24 В, RK = 8 кОм, в схеме на рис. 3.18
можно обеспечить формирование среза в течение времени
Zpn = #к(Сн + Св) In 0 9 мкс
ср чк\ н I К/ р _____л Q,, >
Если постоянная времени тср, рассчитанная по формуле (3.38), за-
метно превышает тср Наим> то следует при возможности уменьшить на-
пряжение Ек (например, до 12 В). Если же, наоборот, тср, рассчитан-
ная по формуле (3.38), оказывается меньше тср наим, то эт0 означает
что при помощи диодного фиксатора без увеличения £к эту задачу ре-
шить невозможно.
4. Рассчитываем сопротивления резисторов /?к1 и RKi. Наименьшее
значение сопротивления RKl определяется из условия
(Ек Еф)/1 к н ~ 6 кОм,
при выполнении которого обеспечивается запирание диода при насы-
щении транзистора. Необходимо иметь в виду, что при чрезмерно боль-
шом сопротивлении RBi (разумеется, в пределах -|- /?к2 = 8 кОм)
длительность фронта выходного импульса увеличивается, так как
при отпирании транзистора диод быстро запирается и емкости Сн и Сн
перезаряжаются через сравнительно высокоомное сопротивление
Rk = Rki + Rm- Поэтому сопротивление RK^ следует выбирать таким
образом, чтобы во время формирования фронта диод оставался откры-
тым и емкости Ск и Сн перезаряжались через низкоомную цепь
/?,.2 ДЕф. Это требование можно выполнить, рассчитав сопротивление
резистора RKi так, чтобы ток через диод
у __Eg — ~ Ек—Еф
Ц ~ Rgl ~ Як1
равнялся /к п, т. е.
р =-£1<-£ф ~6,6 кОм.
К1 0,9/кн
Выбираем номинальное значение RKi — 6,8 кОм. При этом
Яв2 = ^к- = 8- 6,8 = 1,2 кОм.
5. В качестве фиксирующего элемента можно использовать им-
пульсный мезадиод Д311.
Пример 18. Рассчитать последовательный диодный ограничитель,
предназначенный для уменьшения длительности среза выходного им-
пульса ключевого элемента, суммарное сопротивление RB в цепи кол-
лектора которого задано и равно 2 кОм. Амплитуда выходного импуль-
са {/вых т т 6 В, емкость нагрузки Си = 400 пФ, интегральная ем-
кость коллекторного перехода Ск = 90 пФ. Требуется уменьшить дли-
тельность среза до 0,25 мкс.
1. Рассчитываем постоянную времени перезаряда паразитных ем-
костей
*ср = Я«(Сн + Ск)^ 1 м«с
116
и оцениваем длительность среза в схеме без диодного фиксатора:
^ср наиб = 2,2тор "45 2,2 мкс.
2. Выбираем напряжение источника питания Еф, исходя из ампли-
туды ВЫХОДНОГО ИМПуЛЬСа Еф ^вых т 6 В.
3. Определяем напряжение источника питания Ек, необходимое
для уменьшения длительности среза до 0,25 мкс путем фиксации по-
тенциала коллектора на уровне Еф.
Для ключа с фиксирующим диодом длительность среза /ср находим
по формуле (3.37), из которой следует, что при заданных /ор =0,25 мкс;
тср = 1 мкс; УВЫх т ~ 6 В напряжение источника питания
'ср
„ ,, 0,9—0,1 е Т°р с 0,9-0,1-0,78 с D
E"=f/— ------------;зГ~ '-°-78
1 —е Тср
При напряжении Ек, равном стандартному значению 24 В, можно
уменьшить длительность среза до величины, меньшей 0,25 мкс.
4. Выбираем сопротивления в схеме рис. 3.18:
RKi = Як = 2 кОм; Rk2 = 0.
При подключении фиксирующего диода непосредственно к коллекто-
ру транзистора (/?к2 = 0) суммарная паразитная емкость увели-
чивается на величину зарядной емкости перехода диода Сп. Для рас-
сматриваемого случая это несущественно, поскольку Сн ф- Св Сп.
В заключение заметим, что в данном примере в результате увели-
чения мощности, потребляемой от источника Ек, эффективность дейст-
вия диодного фиксатора более чем в 4 раза выше, чем в предыдущем:
здесь /ср = 0,25 мкс, а в предыдущем <ср = 1 мкс, причем условия
в обоих примерах (за исключением одного из них, лимитирующего со-
противление RK) одинаковы. В предыдущем примере требовалось уве-
личить сопротивление Рк пропорционально напряжению Еи, чтобы со-
хранить ток насыщения 7КН на заданном уровне. В данном случае со-
противление R в оставалось неизменным, поэтому с увеличением Еи
возрастал ток перезаряда паразитных емкостей, что способствовало
заметному уменьшению длительности среза. В предыдущем же
примере сокращение длительности среза было обусловлено использо-
ванием начального, более крутого участка формирования выходного
импульса.
- Задача 14. Рассчитать последовательный диодный ограничитель,
предотвращающий передачу выбросов на вершине импульса в нагрузку
с сопротивлением Rn =5 кОм и С„ = 100 пФ. Амплитуда наибольшего
выброса достигает 0,5 В. Последовательность импульсов положитель-
ной полярности с Т = 10 мкс, длительностью tw = 3 мкс и амплиту-
Дой Um = 8 В поступает от генератора с внутренним сопротивлением
Явн = 1 кОм, иа выходе которого уровень сигналов смещен на величи-
ДЙУ их постоянной составляющей. Длительности фронта и среза импуль-
117
са на выходе генератора составляют 0,1 мкс. Параметры ограничителя
должны быть подобраны так, чтобы длительности фронта и среза им-
пульса, поступающего в нагрузку, были не более 0,3 мкс. Нагрузка
подключается к выходу ограничителя через разделительный конден-
сатор, емкость которого необходимо выбрать так, чтобы спад плоской
вершины импульса был не более 0,1 %.
Задача 15. Рассчитать параллельный диодный ограничитель по ус-
ловиям задачи 14 и сравнить с последовательным диодным ограни-
чителем.
Задача 16. Рассчитать двусторонний последовательный ограничи-
тель, формирующий трапецеидальные импульсы амплитудой £7ВЫХ m =
==5В из синусоидального сигнала частотой f— 1 МГц, поступающего от
генератора с внутренним сопротивлением RBH = 1 кОм и имеющего
амплитуду 67вх т — 10 В. Ограничитель нагружен на сопротивление
Р = 2 кОм, шунтированное емкостью Сн = 20 пФ. Длительности фронта
и среза выходного импульса не должны превышать 0,15 мкс. Допусти-
мые искажения плоской вершины не более 1 %.
Задача 17. По условиям задачи 16 рассчитать двусторонний парал-
лельный ограничитель.
Задача 18. Рассчитать диодный фиксатор уровня, предназначенный
для восстановления постоянной составляющей сигнала, утраченной
при передаче через разделительный конденсатор. Сигнал поступает на
измерительную схему с выхода усилителя и представляет собой после-
довательность импульсов трапецеидальной формы с длительностями
фронта /фРС = 0,5 мкс и среза /срс = 2 мкс. Уровень сигналов смещен
на величину постоянной составляющей. Их амплитуда меняется от
2 В до 5 В, длительность плоской вершины импульса /и =
= 0,5 мкс, средняя интенсивность следования 105 импульсов в се-
кунду. Входное сопротивление порогового устройства RBX = 10 кОм,
емкость Свх = 10 пФ. Необходимо выбрать диод, определить требуе-
мую величину внутреннего сопротивления усилителя RBn и емкость
разделительного конденсатора так, чтобы суммарная погрешность из-
мерения амплитуды импульса б = бур+6ам <5%.
3.3. Усилители-ограничители на биполярных транзисторах
3.3.1. Схемы на насыщенном транзисторе и расчетные формулы
Транзисторный ключ, особенности которого подробно рассматрива-
лись в гл. 2, представляет собой простейший усилитель-ограничитель
последовательного типа. В ключевой схеме (рис. 2.8) при запирании
транзистора выходное напряжение фиксируется на уровне, близком
к напряжению источника коллекторного питания Ек—
При этом в усилителе на транзисторе типа р-п-р имеет место огра-
ничение по минимуму, а на транзисторе типа п-р-п.— ограниче-
ние по максимуму. Если амплитуда входного импульса достаточно ве-
лика, чтобы насыщать транзистор, то в первом усилителе наступает ог-
118
паничение по максимуму, а во втором ограничение по минимуму. Та-
ким образом, транзисторный ключ можно использовать в качестве дву-
стороннего ограничителя. Коэффициент передачи в пропускном на-
правлении Кпр определяется коэффициентом усиления по напряжению:
к Мв RK .
^вн+гвх ^вн + Щ
При отсечке входного сигнала коэффициент передачи /Согр можно
считать равным нулю, так как выходное напряжение практически не
меняется. Если же ограничение обусловлено насыщением транзистора,
«го коэффициент передачи в режиме ограничения КОгР

Д^ВХ
Д^кэ гэп
Д/5(Явн + 'вх) Язн + п?
где гЭп = Af7K8/A/6—передаточное сопротивление насыщенного
транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером.
В ключе с общим эмиттером передаточное сопротивление составля-
ет всего единицы ом, поэтому на практике Когр « 0 и при насыщении.
Несколько большую величину имеет передаточное сопротивление
в ключе с общей базой (гбп>гэп), но эта схема на практике редко
применяется.
Транзисторный усилитель-ограничитель обладает достаточно чет-
кими порогами ограничения. Но при двустороннем ограничении из-
аа насыщения транзистора наблюдается расширение выходного импуль-
са, т. е. длительность выходного импульса оказывается больше длитель-
ности входного импульса.
В ряде случаев расширение выходного импульса может послужить
причиной нарушения нормальной работы отдельных узлов устройства.
Так, например, в узлах ЭЦВМ расширение импульсов на выходе уси-
лителя—ограничителя приводит к увеличению длительности перебро-
са триггеров, работающих в счетном режиме, к нарушению фазовых со-
отношений импульсных сигналов, при помощи которых осуществляют- .
ся логические операции, и т. д. Для предотвращения или уменьшения
расширения выходных импульсов в транзисторном усилителе-ограни-
чителе применяются токоограничивающие цепи. Очевидно, что, огра-
ничив ток базы /б на уровне /к н/₽№ (Ек—Ukb)/$nRk, можно
предотвратить насыщение транзистора и тем самым исключить расши-
рение импульса. Величину тока можно ограничить, включая резистор
В цепь базы или в цепь эмиттера, а также увеличивая напряжение сме-
щения, запирающего транзистор. В том и в другом случае соответ-
ствующим выбором напряжения смещения £см или токоограничиваю-
Щего сопротивления в цепи эмиттера Rs либо в цепи базы R5 можно
Уменьшить ток базы до величины Zg ZK H/₽w- Однако в результате
Уменьшения тока базы увеличивается длительность фронта выходного
импульса, так как уменьшается крутизна нарастания тока коллектора.
Поэтому второй путь уменьшения тока базы не рекомендуется. Чтобы
предотвратить увеличение длительностей фронта и среза выходного
Импульса, необходимо сохранить ток базы на уровне, соответствующем
119
Рис. 3.19. Схема усилите-
ля-ограничителя с токо-
ограничивающей
7?С-цепью в эмиттере.
7?б = 0и/?э = 0, хотя бы во время формирования фронта и среза им«
пульса. Если шунтировать токоограничивающее сопротивление конден-
сатором небольшой емкости, то начальный приток носителей в область
базы будет такой же величины, как в усилителе без токоограничиваю-
щей цепи, поэтому длительность фронта импульса увеличится незначи-
тельно. По мере заряда конденсатора входной ток уменьшится, приб-
лижаясь к уровню, соответствующему гра-
нице насыщения, и импульс не будет рас-
ширяться.
В исходном состоянии транзистор (рис.
3.19) закрыт смещением Есы, подаваемым
на его базу. В момент времени t0 на вход
усилителя поступает отпирающий импульс
(рис. 3.20). Ток базы скачком увеличива-
ется до сравнительно большой величины
^бт=1^вхт — (^см + ^8 ot)V(/?bb +
+ Гб), что обеспечивает быстрое на-
растание фронта выходного импульса.
По мере заряда конденсатора С3 умень-
шается положительное смещение на эмит-
терном переходе, а поэтому сокращается
поток носителей в базу транзистора. Базо-
вый ток постепенно уменьшается и в кон-
це концов устанавливается на уровне /бь
величину которого можно выбрать так, что-
бы транзистор работал на грани насыщения. Величина тока базы Дщ
ограничивается сопротивлением резистора R3. Если выбрать сопротив-
ление Rэтак, чтобы
^61 С 1К н = (£к— н)Ж,
т. е.
Rk / ДхИ----(£сМ~Е^Э от) о _ Рвн ~F Гб
1+М £к-^кн Яи
(3.39)
то можно предотвратить насыщение транзистора и тем самым исклю-
чить расширение выходного импульса. При этом, зашунтировав резис-
тор R3 конденсатором емкостью
Са~ (тпу + Сц RK)IR3,
(3.40)
можно уменьшить длительность фронта до величины
фР~ ’ 1 + Я8 (!+₽„)/(/?„, +гб)
(3.41)
Можно еще больше уменьшить длительность фронта, если увели-
чить емкость С3. При этом уменьшается скорость спада тока базы, поэ-
тому возрастает крутизна нарастания тока коллектора и уменьшается
длительность фронта. Однако, если емкость Сэ чрезмерно задерживает
возрастание напряжения в эмиттерной цепи, то во время действия им-
120
пульса ta вх ток базы не успевает заметно уменьшиться и транзистор
начинает работать в области насыщения. При прекращении выходного
импульса в течение времени рассасывания выходной импульс не ме-
няется, в результате чего его длительность увеличивается (на рис. 3.20
этот случай показан штриховой линией).
Конденсатор Са способствует и уменьшению длительности среза.
В момент окончания входного импульса он начинает разряжаться. Раз-
рядный ток приводит к образованию отрицательного всплеска тока ба-
зы, благодаря чему ускоряется формирование среза.
Рис. 3.20. Временные диаграммы для усилителя-органи-
чителя с токоограничивающей цепью.
При выборе параметров токоограничивающей цепи в схеме на рис.
3.19 предполагалось, что амплитуда входного импульса UBX т не ме-
няется. В действительности наблюдается обратное: входное напряже-
ние в определенных пределах может меняться. При этом, если сопро-
тивление /?9 выбрано, исходя из наибольшей амплитуды входного им-
пульса (7вхнаиб, то при меньших значениях входного напряжения тран-
зистор не насыщается и выходной импульс не расширяется. Но при
этом схема работает как односторонний ограничитель, что в ряде слу-
чаев нежелательно.
Чтобы обеспечить двустороннее ограничение импульсов, сопро-
тивление резистора /?э выбирают, исходя из наименьшей ам-
плитуды входного импульса UBX паим и наибольшей нагрузки уси-
лителя /„наиб^Ек/^нк наим (где Rrk = R„ Rк/ (/?„-}- RK); R„— сопро-
тивление нагрузки, которое включается параллельно с /?к). При уве-
личении амплитуды входного сигнала UBX т и уменьшении тока кол-
лектора /к н (из-за увеличения Z?H) повышается степень насыщения
транзистора, поэтому длительность выходного импульса увеличивается
Рис. 3.21. Схема усилителя-ограничителя с транс-
форматорным выходом и 7?С-цепыо в базе.
на А/и = /рас. Увеличение длительности выходного импульса можно
рассчитать по формуле
Л у А/б! + Л/к н/Рдгнаим 14 491
наиб '—'тн л, » (3.42)
А*б т
где
Л у ^вхнаим—^вх наиб 4" 4* от
^вн4* гб 4" Яэ (1 4-Р/у) ’
н » Ец (~jZ п — )>
\ *\н найм наиб /
А/б т ~ ^вх т/(^вн Ч'/'б)'
Следовательно, расширение выходного импульса, которое имеет мес-
то при увеличении напряжения во входной цепи и уменьшении нагруз-
ки, зависит от пределов изменения токов 1С1 и /к н, амплитуды запи-
рающего перепада кЦщ и параметров транзистора тн и pw. Если увели-
чение длительности импульса превышает допустимую величину Д/и доп,
которая определяется требованиями к данной схеме, то необходимо
принимать меры для уменьшения расширения импульса.
В схемах с трансформаторным выходом расширение импульса мож-
но заметно уменьшить, выбирая соответствующим образом индуктив-
ность первичной обмотки трансформатора.
В схеме усилителя-ограничителя с трансформаторным выходом
(рис. 3.21) токоограничивающая цепь Ro Cg включена в цепь базы и
так же действует на форму входного тока, как и цепь R э Сэ в предыду-
щей схеме. При таком включении изменение напряжения на этой цепи
не влияет на величину выходного напряжения, тогда как в предыдущей
схеме (рис. 3.19) выходное напряжение несколько меняется с измене-
122
нием напряжения на конденсаторе С9. Кроме того, возрастает выход-
ное сопротивление усилителя-ограничителя.
При подаче на вход сигнала ток базы, как и в предыдущей схеме,
сначала скачком увеличивается (рис. 3.22) на величину
I ____ Увх т — (Йем 4~ Й3 от)
6т" /?вн+Гб
а затем по мере перезаряда
конденсатора Сб уменьшается,
стремясь к величине
j __ й'вх т (йсм -f- £7Э от)
б Явн 4* Гб4-Яв
Ток коллектора после насы-
щения транзистора в момент
времени tlf в отличие от схемы
на рис. 3.19, не остается по-
стоянным, а увеличивается по
мере возрастания тока намагни-
чивания трансформатора. При
насыщении транзистора ток на-
магничивания, а следовательно,
и ток коллектора возрастает
почти линейно. К моменту окон-
чания входного импульса ток
коллектора достигает величины1)
^вт~ Л<н“Ь(^'н=^кн) ~~.вх = Рис- 3.22. Временные диаграммы для
^1 усилителя-ограничителя с трансфор-
_ / 1 /Ивх\ маторным выходом.
— <-/кнН —----------1---— I
\ К /
С увеличением тока коллектора уменьшается степень насыщения
транзистора, поэтому длительность выходного импульса возрастает
ненамного.
Если токоограничивающее сопротивление выбрано так, что-
бы при наименьшем входном токе
f _______ найм—йсм наиб — (Лот
'61 найм п ;
^вн + гб-р-йб
и наибольшем выходном токе
лайб — (^к — к н) (~---F ~-------'j
\пк Кн найм /
транзистор работал на грани насыщения, т. е.
г к,, __г । йк—1/к п ,
1 61 найм vN найм <кн наиб ~Т" . вх
Ц
,р ') Последующие формулы справедливы как для трансформаторной схемы
wK -> оо), так и для бестрансформаторной.
123
и соответственно
R6 ® ^наим-^смнаибГ-^.от наим_(£вн -ф Г(.), [(3.43)
eK/-L+—L_+1sbx)
\^к ^ннаим L1 /
то при увеличении входного импульса и уменьшении тока нагрузки мак-
симальное расширение выходного импульса составляет
Ля наиб f\v — Л>1 найм Pjv найм + А н наиб „
наиб ти » (р,44)
А/бт Рдг + & —г—
где
Д Г ______' Р ( 1 1
£Л/к н наиб ~ ск I D D I-
\ "н наим кн наиб /
Из выражения (3.44) следует, что длительность выходного импуль-
са уменьшается с увеличением тока намагничивания, т. е. с уменьше-
нием индуктивности Li первичной обмотки трансформатора. Наимень-
шая величина индуктивности намагничивания определяется макси-
мально допустимой величиной тока /к> Итах коллектора в импульсе.
В практических схемах индуктивность выбирается такой величины,
чтобы наибольший ток коллектора /к наиб не превысил допустимую
величину /к. итах>т. е.
г _____ г । наиб — и наим t ! и
1 к наиб * к н наиб ‘г н^иб ' К, и тах»
М наим
Из последнего условия следует, что
Ь1 --------Ёкданб-----taнаиб( (3.45) '
/К, итах /к н наиб
Ускоряющую емкость в цепи базы Сб, как и емкость в цепи эмитте-
ра, выбирают так, чтобы не наблюдалось заметного увеличения дли-
тельности фронта из-за быстрого спада тока базы, с одной стороны, и
увеличения времени рассасывания из-за роста степени насыщения,
с другой стороны. Указанным условиям удовлетворяет конденсатор
с емкостью
Сб + 1)(^N + CBRK)/Rg. (3.46)
Если требования к длительности выходного импульса оказываются
очень жесткими, то для полного исключения расширения импульса ис-
пользуются схемы ненасыщенных усилителей.
3.3.2. Схемы на ненасыщенном транзисторе и расчетные формулы
Усилитель-ограничитель, в котором насыщение транзистора пре-
дотвращается при помощи нелинейной обратной связи, действующей
через диод Дос (рис. 3.23), работает следующим образом. В отсутствие
входного импульса диод закрыт отрицательным смещением (/см =
= — (Ек — Ел) и остается в таком положении до тех пор, пока потен-
124
циал коллектора под действием входного импульса не достигнет опре-
деленного уровня (рис. 3.24). В закрытом состоянии диода обратная
связь не действует и схема на рис. 3.23 работает как простейший тран-
зисторный ключ с заданным током базы /б == /вхт (так как ток диода
I = 0). При этом ток коллектора, нарастая по экспоненте с постоянной
временитэк, вызывает изменение потенциала коллектора. Когда потен-
циал коллектора дости-
гает уровня икф & £ф +
t/бэ—диод
отпирается и начинает дей-
ствовать обратная связь
(на рис. 3.24 в момент вре-
мени /J. При этом часть
Рис. 3.23. Схема усилите-
ля-ограничителя с нели-
нейной обратной связью.
Рис. 3.24. Временные диаграммы для уси-
лителя-ограничителя с нелинейной обратной
связью.
тока коллектора, равная току диода 7Д, ответвляется во входную
цепь, уменьшая ток базы. В дальнейшем большая часть приращения
тока коллектора передается в базовую цепь, и если режим диода выб-
ран так, чтобы ток диода обеспечил уменьшение тока базы до уровня
/б = /b/Pw. (3.47)
то транзистор не насыщается. Учитывая, что после отпирания диода
токи базы и коллектора станут соответственно равными
1—1 1 т — Er—^кф I t — Ек—Еф . .
'б-'вхт — 'д> 'к —--------Щ-------------г/д,
Кк /<к
а также учитывая условие (3.47), можно определить величину тока
Диода 7Д, при которой предотвращается насыщение транзистора:
(3.48)
1 + РдА Кк / «к PW
По величине тока обратной связи /д по вольт-амперной характерис-
тике диода находят напряжение (7Д на диоде, а затем требуемое значе-
ние напряжения фиксации по формуле Еф (7Д. Эту формулу можно
125
получить из условия UK = ия — Еф — 1еГб 0, при выполнении ко-
торого предотвращается насыщение транзистора, так как коллектор-
ный переход остается смещенным в обратном направлении (UK 0).
Если напряжение смещения Еф выбирают исходя из наибольшей
величины входного тока /вх наиб, наименьшей величины тока нагруз-
ки 7К наим = (Ек— ^кфУ^кнаиб и наибольшей величины коэффици-
ента передачи тока базы РдгНаиб> т0 обратная связь обеспечивает нена-
сыщенный режим работы усилителя при наиболее неблагоприятных
условиях. Но при этом, если наименьшая величина входного тока
^вх паим ПРИ Рлгнаим оказывается недостаточной для получения наи-
большего тока нагрузки
Лт наиб = (^к £4ф)/Як наим, Т. е. ^вх наим наим < 7Н наид,
то диод не оптирается, поэтому обратная связь не действует. Двусто-
роннее ограничение имеет место только для сигналов с амплитудой
^вх т > ТГ" = р о - (^к Uк ф),
Рм Лк Рд,
когда вступает в действие обратная связь. Обычно цепь нелинейной
обратной связи рассчитывают исходя из наименьших значений /вхнаим,
Рлгнаим и наибольшей величины тока нагрузки /н наиб с тем, чтобы
обеспечить двустороннее ограничение. При этом обратная связь всту-
пает в действие при сигналах с наименьшей амплитудой, что способ-
ствует уменьшению выходного сопротивления усилителя. В результа-
те изменения выходного напряжения с изменением нагрузки оказы-
ваются настолько незначительными, что практически ими можно
пренебречь. При этом потенциал коллектора фиксируется на уровне,
близком к напряжению Еф. Сокращается и длительность фронта, так
как выходное напряжение, нарастая по экспоненте, т. е.
/ ______
^вых (0 ^вх т Pw \ 1 ® 9К/ •
фиксируется на уровне, меньшем предельного изменения/вхтРл^к-
Длительность фронта определяется выражением
/фр « ТЭК 1П ^т ^к-о.чгн-^кф) . (3 49)
Твх т Рд/ «к— 0’9 ф)
После окончания входного импульса, пока диод открыт, выходное
напряжение практически остается постоянным. В схеме действует от-
рицательная обратная связь, и ток коллектора сравнительно быстро
(с постоянной времени TaW) изменяется на величину ад7вхт. Время, в
течение которого диод остается открытым, определяется временем рас-
сасывания избыточных носителей из базы диода /рас д, на которое уве-
личивается длительность выходного импульса.
Следовательно, в ненасыщенном усилителе с нелинейной обратной
связью увеличение длительности выходного импульса лимитируется
временем рассасывания избыточных носителей из базовой области дио-
да. Поскольку у современных импульсных диодов постоянная времени
126
накопления значительно меньше, чем у транзисторов, то в схеме с не-
линейной обратной связью удается существенно уменьшить расшире-
ние импульса, по сравнению со схемой насыщенного усилителя. Это
время значительно уменьшается при использовании диодов Шоттки
[161.
После запирания диода, когда цепь обратной связи разрывается,
выходное напряжение спадает с постоянной времени тэк. Длительность
среза /Ср 2,2 тэк оказывается больше длительности фронта.
Схема на рис. 3.23 неудобна для практического использования, так
как она содержит незаземленный источник смещения Еф [17]. В схемах
рис. 3.25, а, б фиксирующее напряжение создается при помощи резис-
тивного делителя R1 R2 в цепи базы. В схеме рис. 3.25, в резистор
Рис. 3.25. Практические схемы усилителей с нелинейной обратной
связью.
R1 заменен диодом Д, имеющим большее напряжение отпирания (/от,
чем диод Доо в цепи обратной связи. Сопротивление R2 обычно выби-
рают так, чтобы цепь смещения R2 Есм не шунтировала вход тран-
зистора. Сопротивление Rt определяют, исходя из требуемого уровня
фиксации потенциала коллектора икф.
Усилитель-ограничитель с автотрансформаторным включением це-
пи нелинейной обратной связи (рис. 3.26) работает следующим обра-
зом. При подаче входного импульса транзистор открывается и потен-
циал коллектора, а с ним и падение напряжения на диоде Дос в
цепи обратной связи повышается. При этом увеличение падения напря-
жения на диоде в павт раз превышает возрастание потенциала коллекто-
ра (где павт =(F{ + W'i)/W[—коэффициент автотрансформации). Поэ-
тому диод в цепи обратной связи отпирается до того, как потенциал кол-
лектора относительно базы становится равным нулю, что исключает,
как и в предыдущих схемах, насыщение транзистора. В данной схеме,
подбирая соответствующим образом отношение числа витков W{IW'i,
можно фиксировать потенциал коллектора на заданном уровне и пу-
тем двустороннего ограничения формировать импульсы стандартной
амплитуды требуемой величины.
В усилителе-ограничителе наряду с нелинейной обратной связью
часто используется токоограничивающая цепь. В схеме на рис. 3.26 эта
Цепь (/?бСб) включена в базу транзистора. Она ускоряет формирова-
127
ние среза импульса при запирании транзистора. В схеме с нелинейной
обратной связью фронт импульса формируется перепадом базового то-
ка, имеющим большую амплитуду, чем перепад, формирующий срез
импульса (см. рис. 3.24). При включении RC-цепи заметно возрастает
амплитуда перепада тока при запирании транзистора за счет разряд-
Рис. 3.26. Схема усилителя с автотрансформаторным включени-
ем цепи нелинейной обратной связи.
Рис. 3.27. Схема усилителя-ог-
раничителя для формирования
прямоугольных импульсов.
ного тока конденсатора, поэтому сокращается длительность среза /ср:
она получается такой же величины, что и в усилителе с токоограничи-
вающей цепью.
Пример 19, Рассчитать усилитель-ограничитель на транзисторе
МП42Б, формирующий прямоугольные импульсы амплитудой
(7ВЫХ m = 4 В из синусоидального
сигнала с частотой f — 500 кГц,
который поступает от генерато-
ра с внутренним сопротивлением
RBH — 1 кОм и имеет амплитуду
t/BX т = 10 В. к выходу усилите-
ля через разделительный конден-
сатор подключается нагрузка, соп-
ротивлением Rn = 10 кОм и ем-
костью Сн = 50 пФ. Длительности
фронта и среза должны быть наи-
меньшей величины. Искажения
плоской вершины не должны пре-
вышать 1 %. Схема должна удов-
летворять указанным требованиям
в диапазоне температуры от —50° С
до 70° С.
В качестве усилителя-ограничителя в данном примере целесообраз-
но использовать простейший электронный ключ, схема которого пока-
зана на рис. 3.27. В этой схеме резистор Дб в цепи базы подключен
к источнику питания Ек, чтобы компенсировать действие напряжения
128
динамического смещения ид CMi на разделительном конденсаторе С1 и
тем самым использовать наиболее крутой участок синусоидального сиг-
нала для формирования выходного импульса. Напряжение динамичес-
кого смещения ид см2 на конденсаторе С2 приводит к изменению по-
тенциала коллектора UKa в закрытом состоянии транзистора, что
также надо учитывать при расчете схемы.
2. Выбираем напряжение источника питания Ек так, чтобы оно
было больше (7ВЫХ m = 4В. Будем использовать источник питания со
стандартным напряжением 6 В.
3. Рассчитываем сопротивление 7?к резистора в цепи коллектора.
С увеличением сопротивления /?к сокращается длительность фронта,
однако уменьшается и амплитуда выходного импульса Макси-
Рис. 3.28. Эпюры тока базы (а) и напряжения на коллекторе (б) в схеме
усилителя-ограничителя.
мально допустимое сопротивление /?к находим, исходя из заданных
значений УВЫх т; Ек и RH. Амплитуда выходного импульса определя-
ется разностью потенциалов коллектора в закрытом и насыщенном со-
стояниях транзистора : UBWL т = UB3 — UK н. Потенциал коллектора
при закрытом транзисторе

__ ^к/Rk 4~ Цц смз/Rr—Ли __ (^к— Л<п см2 Rk
!/₽«-> 1/«н Rr + Rr
Представив сигнал, поступающий на конденсатор С2, в виде симмет-
ричных прямоугольных импульсов, т. е.
^ко^к ПРИ O^Z-^T/2,
ll/BB приТ/2С*СТ,
на основании формулы (3.2) можно рассчитать динамическое смещение
Уд см2 ~ К^В Ао ^«) Ян + ^кн(^к~1"
8 затем амплитуду выходного импульса
^вых т ~ ^кз ^кн = (£к Uкв Ato R*) 2Т?я/(2/?я -J- 7?к).
6 3»к. 257 125
Из последнего соотношения следует, что
R„ в 2R .£к-^кн-^выхт = 2. 104--------6-.g.2-4---------- 5 45 кОм
б'вых m +'ко 2Ян 4 + 0,13-10-5.2.104
(£/кн = 0,2 В; /к0 = 0,13 мА при ^ = 70°С).
Выбираем номинальное значение RH ~ 5,1 кОм.
4. Определяем сопротивление резистора R6 так, чтобы ток, отби-
раемый от источника Ек через R6, компенсировал действие динами-
ческого смещения Ua 0м1 на конденсаторе С1 и сместил рабочую точку
в область, где ток базы 7бсм при прохождении синусоидального сигна-
ла через нуль (рис. 3.28, а) стал равен
[ _ б^вых т _ б^вых т / 1 . 1 \
к 2^ \ /?к /?п )
При выполнении последнего условия, как видно из рис. 3.28, для
формирования выходных импульсов используются наиболее крутые
участки синусоидального сигнала.
Из схемы на рис. 3.27 следует, что
. _ £к б^бэ б/дсм4-С/бэ
бСМ ₽вн ’
где Ue э — напряжение база — эмиттер при токе /б см;
СМ1 = т-Ев Явв- иб9 (RB„ + 7?б)]
2/<внтКб L л I
— динамическое смещение на конденсаторе CJ, которое определяется
по формуле (3.21) для сигнала, описываемого функцией
^Bxms'n-^/ —^бэ ДЛЯ
(/Bxmsin —-t—fK для—
D Л III rji Л 2
Подставив выражение для 67ИСМ1 в формулу для /бсм, из равен-
ства /«= ^7,0— ( — + — найдем сопротивление резистора в це-
Ra J
пи базы:
103-3,14 (6—0,4)
2-10
л (£к—б7бэ)
2б^вх т
1 ц-4—Увхт—
л (£в—б7бэ)
1/14-4------*2----
V 3,14(6 — 0,4)
«2,5 кОм,

Выбираем номинальное значение Rs — 2,4 кОм.
5. Определяем емкости Cj и С2 разделительных конденсаторов так,
чтобы спад плоской вершины 6 0,01:
С > Т 2.10-»
1 27?вн6 2.103-0,01
0,1 мкФ;
130
С2 = = -2'10 *— = 0,01 мкФ.
2/?н6 2-104-0,01
6. Рассчитываем длительности фронта и среза выходного импульса,
полагая, что входной сигнал нарастает по линейному закону
‘ *'ВН •
При этом после отпирания транзистора изменение выходного на-
пряжения определяется приближенной формулой (см. приложение 1,
п. 1)
Анвых (05=3 /бт Рнк л —— л; ивх т — —— —- — ,
Тхэк RvhT +#НК (Ck+ch/Pw)J
/?НК^2
из которой следует, что длительность фронта выходного импульса
к «(/о^-/оЛ) 1/ ^гЦ^+^к(с,;+сн/{у]^выхт
ФР 4 г 1 I/ D пП
У Анк нс/вх т
(3.50)
После формирования плоской вершины под действием мощного
входного сигнала транзистор быстро переходит в область отсечки, где
и происходит формирование среза, длительность которого можно рас-
считать по формуле (2.30):
/ор « 2,2тот эк « 0,65 мкс,
где
Тот эк ~ /т2т + [Ск (/?ик + /?вн)]2 + Св (Ск + Сн) R^ + СКСЭ (7?вн + гб)2.
При расчете /ср считалось т0Т « таУ/4 = 0,2Trw = 20 нс; Ск = С9«
«= 4,5 пФ; r0 xt 200 Ом.
•Пример 20. По условиям примера 19 рассчитать трансформаторный
усилитель-ограничитель на транзисторе МП42Б, формирующий прямо-
угольные импульсы амплитудой 30 В.
В данном примере расчет схемы сводится к определению параметров
трансформаторов. Находим коэффициенты трансформации входного и
выходного трансформаторов (рис. 3.29). Для входного трансформатора
пвх — выбираем так, чтобы амплитуда тока базы
j __________^вх т______
пнх [ГВХ Э + ^Вн/Лвх1
была максимальной. Этому условию удовлетворяет значение пвх, оп-
ределяемое по формуле
Кцх = ^вн/^вх Э ~ 2
(входное сопротивление транзисторного ключа принято гвхэ = 250 Ом.
Коэффициент трансформации выходного трансформатора nBbIX=
следует выбирать так, чтобы по возможности уменьшить длительность
б* 131
фронта выходного импульса, которая определяется формулой (см.
предыдущий пример)
Арр ~ (Ко>9 — /0,1) -~Г (‘ТТ5 Ь Ск + ВМП2 ) ^выхт пвых«
Г Л/б т \ «ппВых Н7"вых /
(3.51)
Из этого соотношения следует, что /фр становится минимальным при
Рис. 3.29. Схема трансформаторного усилителя-ограничителя
для формирования прямоугольных импульсов.
При заданной амплитуде выходного импульса (7ВЫХ т наибольшее
Значение пвых лимитируется в конечном итоге максимально допусти-
мым обратным напряжением (7кэ, ЗГОах> так как
U
вых т
Си Э ^КП Скз
ZiBMX лвых
Потенциал коллектора транзистора в закрытом состоянии не
должен превышать (7кэ, а тах Следовательно,
С|<Э, з max

ВЫХ t 1
А'вых т
0,5.
В данном примере оптимальное значение пВЬ1Х, определяемое форму-
лой (3.52), оказалось меньше 0,5, поэтому можно выбрать пвых = 1/3.
2. Выбираем напряжение источника питания Ев так, чтобы при за-
данном пвых = 1/3 получить ивыхт « (7кз/пвых равным 30 В. В транс-
форматорной схеме в результате образования динамического смещения
потенциал коллектора в закрытом состоянии UK3 превышает напряже-
ние источника питания Е„ приблизительно на величину Ек tJ(T — /и),
т. е. Uаз Ек Ек ta/(T - /и). Из равенства (/к3 ^вых ^вых т
получаем
Ек = «вых^выхт ( 1——(1- — ) = 5В
К вых выл in 1 rj~> j 3 \ 2
(принято /и ж 0,5 Г). Выбираем стандартное значение £в = 6 В.
132
3. Рассчитываем сопротивление Дд1 резистора в демпфирующей
цепи, шунтирующей первичную обмотку входного трансформатора при
запирании транзистора. В схеме формирователя прямоугольных им-
пульсов целесообразно выбирать сопротивление резистора RK1 так,
чтобы динамическое смещение ия См, образуемое током намагничивания
трансформатора, обеспечило формирование выходных импульсов на
наиболее крутых участках синусоидального сигнала. Такой режим ра-
боты можно обеспечить, выбрав сопротивление Ral так, чтобы /д см
« /б см (см. эпюры на рис. 3.28). Ток смещения /д ом определяется
формулой, аналогичной (3.2), т. е.
/д см = 1 \ Л/ [/п°с + V ( —~ 1И 1»х (°’ (3>53)
1 ( 'Еотк 1 | L ‘ \ тзак / J J
\ т IT **
\ тзак / 1
1 \ / п2 п2 \
~+~------)> ^ак = ^2|-^- + -^-)
Рвн 'вх Э / У'ХВН АД1 /
— постоянные времени входного трансформатора в открытом и закры-
1 т
том состояниях транзистора; /ПОс = /вХ (0 — постоянная состав-
1 о
ляющая входного сигнала.
Для данного примера /ПОс = 0> поскольку входной сигнал синусои-
дальной формы. Промежуток времени А/, в течение которого транзис-
тор закрыт, можно принять равным полупериоду синусоиды. Интеграл
g г
f /вх (0 = f «вх sin Й = U„ т.
J J 'Чвн ‘ Р-ВН11
tt Т/1
Таким образом, для данного примера
I ~2п U гвха”вх —
дем вх вх m лЛвн(ГвхэЯ2х + /?д1) '
Выбрав1’ Дд1 « гвх п* *х ж 1 кОм, можно обеспечить работу схемы
при нулевом динамическом смещении и тем самым использовать крутой
участок синусоидального сигнала.
4. Находим индуктивность вторичной обмотки входного трансфор-
матора так, чтобы, с одной стороны, во входной цепи не возникали ко-
лебания при запирании транзистора, а с другой — амплитуда сину-
соидального сигнала заметно не уменьшалась. В соответствии с выра-
жением (3.11) колебания отсутствуют при выполнении условия
Ъ (RBHII Яд)2 Спар « А (500)2 -60-10-12 = 15 мкГ.
‘вых 4
1) Сопротивление Rm надо было определить из равенства /д ом => 1б см я»
* £«/2Кнп1ых^. Однако, учитывая, что 1 б см небольшой величины, также
Принимая во внимание разброс параметров элементов, можно упростить расчет,
оценив Ral из равенства /д См = 0-
133
Относительное уменьшение амплитуды входного сигнала можно
оценить по формуле
____________________________2л/Т________
/(2л^У+1/т2тк + [(/?;„ || ГВХ э)/Ь3р ’
При М = 0,9
Л2 = --(/?вн 11 Гв*з)Л± « 1 мГ«
2л 1/1— Л12
Следовательно, выбрав L2 = 1 мГ, можно предотвратить колебания
напряжения при запирании транзистора и одновременно обеспечить
передачу сигнала на вход с незначительным уменьшением его амплиту-
ды (всего на 10%).
5. Определяем индуктивность первичной обмотки выходного транс-
форматора Lx и сопротивление демпфирующей цепи /?д2. Рассчитываем
постоянную времени выходного трансформатора в закрытом состоянии
транзистора
.7 1 , 1 \ 1 ~ Li
%ак ^1 I о о . . I „ 2 ~ о । ’
'ХД2т'Ър2/ “вых ЛД2Т^пр2
исходя из допустимого спада 6 плоской вершины во время паузы
Чтобы зарядная емкость диода Д2 не шунтировала нагрузку,
включаем последовательно с ним резистор /?Д2 (рис. 3.29), выбрав его
сопротивление сравнительно малой величины (иначе потребуется
увеличить индуктивность Л2). Приняв /?Д2 + гпр2 = 50 Ом, рассчи-
таем индуктивность первичной обмотки
СХ ~ тзак (^д2 “Ь гпр «) пвых — 0,6 мГ.
Проверяем, выполняется ли условие (3.11), необходимое для иск-
лючения колебаний в выходном трансформаторе:
Рид — ^вых (Рд2 Н” %рг) 0,5 УАх/Спар = 0,5 кОм,
[Спар = Ск + CM/zi|bix + стр «(45 + 50 • 9 + 5) • 10~12 = 500 пФ].
Определяем амплитуду тока коллектора /кт и проверяем выпол-
нение УСЛОВИЯ /кт</К,итах:
Л<т«/ки + ~/и«-дДг- + ^-7'=15,4 мА </к.в max = 150 мА.
Ц “н "вых 2L1
6. Рассчитываем длительность фронта по формуле (3.51)
ж 0,63 1/ 2• 9 • 10-11 — = 0,22 мкс.
*р V з,14. Ю-2 3
В трансформаторной схеме формирование среза ускоряется, по-
скольку ток намагничивания трансформатора /ц, способствует быст-
134
рому перезаряду паразитных емкостей, сумма которых Со = Сн +
ф Скп1ых + Стр = 70 пФ. Определим длительность среза, пренебре-
гая индуктивностью рассеивания. На начальной стадии формирова-
ния среза тока, пока демпфирующий диод закрыт, выходное напря-
жение спадает с постоянной времени тн = RnC0, т. е.
«ВЫх(0 = —------(3.54)
пвых \ /
При «вых (/J = 0 демпфирующий диод отпирается и выходное
напряжение продолжает спадать с постоянной времени тнд = C0Rbr:
«вых(О= — ^цЯнп (1—е тнд) (3.55)
(/' — отсчитывается с момента отпирания диода Д2).
На основании выражений (3.54) и (3.55) можно показать, что дли-
тельность среза
^ср о тн In
R*—0» 1^вых т
Rh EkIЛвых
т In ^Rm
НД 0,1С/выхт
(3.56)
Ток намагничивания трансформатора во время формирования
среза можно считать постоянным, определив его следующим образом.
После включения демпфирующей цепи ток /ц спадает с постоянной
времени тзак и к моменту отпирания транзистора достигает величи-
ны /ц ехр I —-------
\ Тзак
В период, когда насыщенный транзистор закорачивает трансформа-
тор, ток намагничивания, увеличиваясь на величину £к/и/£2пвых,
становится равным
= /цехр ( -+ Ек —*2— .
\ тзак / **2 ^вых
Следовательно,
7 _____________gB Тзак
1 —А \ 1 ^2лвых(7—^и)
Тзак ) J
Учитывая, что
Т « ~ ^2
Лнд RBB ^дг+лпр2
получаем
/ц -----------------= 0,36 А
лвых *НД (Т — /и)
и соответственно
^-2 ^ВЫХ I 1ехр
/йЯя = 3,6кВ; ---«18 В, /сро«1Опс.
135
С учетом конечного времени спада тока коллектора, определяемо-
го постоянной времени отсечки тОт, длительность среза
/ср « /^₽о + (2,2тотГ» 45 нс.
Пример 21. Рассчитать интегральную схему логического элемен-
та с резистивно-емкостной связью1) (рис. 3.30) так, чтобы полное
время переключения Тпер шестивходового элемента (Л4 — 6), ра-
ботающего на W = 10 аналогичных элементов, не превышало 1 мкс.
Напряжение источника питания Ек = 6 В. Параметры интегрального
транзистора указаны в § 2.2.2. Паразитные емкости резисторов Ra
Вход/ Вход2 ВходЗ Вход4 ВходЗ Вход 6
Рис. 3.30. Схема логического элемента с резистивно-емкостной связью
в микроэлектронном исполнении.
и Rq относительно подложки равны CR = 0,5 пФ. Емкость коллек-
торной области относительно подложки порядка Сик = 4 пФ, мон-
тажные паразитные емкости базового Смб и коллекторного СМк узлов
составляют 1 пФ (тоже относительно подложки).
1. Определяем сопротивление резистора RK в цепи коллекторов
ключевых элементов. От сопротивления этого резистора зависит
время переключения элемента, т. е. его быстродействие. Поэтому со-
противление RK выбирают, исходя из требований к быстродействию.
Обычно, задаваясь сопротивлением Ra, рассчитывают схему, далее
определяют ее быстродействие и проверяют, удовлетворяет ли рассчи-
танная схема заданным условиям. Если быстродействие оказывается
меньше требуемого, то, уменьшив сопротивление Ra, производят пов-
торный расчет. Следует иметь в виду, что существует оптимальное
значение 7?к опт, при котором быстродействие элемента достигает
максимальной величины. Поэтому если последующие уменьшения /?н
не приводят к увеличению быстродействия, то следует выбирать RK
оптимальной величины и рассчитать максимальное быстродействие
схемы. Оптимальное значение R„ опт для логического элемента оп-
ределяют так же, как в триггерной схеме [по формуле (5.25)]. При оп-
’) Сокращенно такой элемент называется РЕТЛ — резистивно-емкостной
связью транзисторная логика.
136
тимальном значении RK мощность, потребляемая элементом, заметно
увеличивается, поэтому обычно выбирают /?к опт.
Задаемся сопротивлением резистора /?к = 5 кОм.
2. Определяем сопротивление резистора в цепи базы. В логи-
ческих элементах этот резистор предназначен прежде всего для умень-
шения неравномерности распределения токов между элементами, вхо-
ды которых присоединены одному и тому же выходу предыдущего эле-
мента. Эта неравномерность обусловлена разбросом базовых характе-
ристик ключевых транзисторов [15]. Если резистор /?б не зашунтиро-
ван конденсатором (как это имеет место в логических элементах с ре-
зистивной связью), то с увеличением Rq снижается быстродействие
схемы, так как возрастает длительность фронта. В элементах РЕТЛ
шунтирование резистора R б конденсатором С б позволяет увеличить
сопротивление R5 до требуемой величины, не опасаясь снижения бы-
стродействия. Поэтому в схемах с резистивно-емкостной связью сопро-
тивление R б можно рассчитать так, чтобы одновременно с уменьшением
неравномерности распределения входных токов обеспечить работу клю-
чевых транзисторов на грани насыщения. При этом уменьшается время
рассасывания и повышается быстродействие схемы.
Итак, рассчитываем сопротивление резистора R б по формуле (3.43),
подставив вместо UBX наим напряжение холостого хода эмиттерного
повторителя на Т7 (UBX наим « Ек — Uэб наиб)> ег0 внутреннее со-
противление RBB a <RK/Pw, увеличенное в N раз, так как через это со-
противление протекает ток всех N элементов, подключенных к выходу
эмиттерного повторителя:
R6 ^^..наиб-^отнаиб g R |кнаиб Х = 24,7 кОм.
наим
При 20%-ном разбросе сопротивлений резисторов следует выбирать
/?б = 20 кОм. При расчете сопротивления/? б принимались С^бнаим^
= 1 В; U3 от наиб = 0,4 В; ₽«наим = 10 (с учетом разброса и темпе-
ратурной зависимости); наим = 4 кОм и RK Наиб = 6 кОм (соответ-
ствующие 20%-ному разбросу).
3. Рассчитаем емкость ускоряющего конденсатора Сб по формуле
(3.46), подставив в эту формулу вместо Ск (1 + 0W) эффективное значе-
ние суммарной паразитной емкости Сп 8фф, определяемое выражением
^пафф — Ск(1 + Pn) + (M— 1)Ск+МСпк-[-Сл-+-СМк-|-
+ Сб N/$n =194-10-12 + Сб N/$n.
Эта емкость складывается из эффективной емкости коллектора от-
пирающего транзистора [Ск (1 + М = 3-51 • 10~1й = 153 пФ], ем-
костей коллекторного перехода закрытых транзисторов‘) [(7И — 1) Ск =
1) Емкость Ск закрытого транзистора «заземлена» через последовательно
включенные емкости эмиттерного перехода Са(1 и паразитные емкости, сумма
???°РЫХ Довольно велика, поэтому к величине Сп Эфф можно добавить просто
137
я» 5-3-IO-12 « 15 пФ], емкостей коллекторной области .относительно
подложки (Л1СПК = 6-4* 10-12 = 24 пФ), паразитных емкостей резис-
тора RK (Cr = 0,5 пФ) и коллекторного узла (Смк = 1 пФ), а также
входной емкости эмиттерного повторителя, приблизительно равной
C6N/$n.
В соответствии с формулой (3.46) имеем
Сб « 4“ ₽" + R« С°~ “ 194 • IO'12 + R,
Ro Ro
откуда следует, что
5- 1Q3.194-10-12
2-Ю4 — 5-103-10/50
51 пФ.
/?к-194-ю-12
Ro — Rk N/t'N
Рис. 3.31. Временные диаграммы
процессов в цепи из трех логиче-
ских элементов.
Выбираем Сб — 50 пФ.
Отметим, что емкость ускоря-
ющего конденсатора Сд практиче-
ски определяется постоянной вре-
мени перезаряда паразитных ем-
костей RKCn эфф. Это объясняется
тем, что в данном случае схема ра-
ботает при сравнительно большой
емкостной нагрузке, поэтому инер-
ционность транзистора, обуслов-
ленная процессами в базе, прак-
тически не сказывается (tjwPjv «
«t^vCRk Са эфф). Учитывая
указанную особенность рассмат-
риваемой схемы, которая стано-
вится особенно заметной при
использовании высокочастотных
интегральных транзисторов, при
анализе переходных процессов бу-
дем пренебрегать инерционностью
транзистора, считая p.v (р) дейст-
вительной величиной.
4. Находим быстродействие схемы, рассчитывая продолжи-
тельность отдельных этапов переходного процесса в цепи, состоящей
из трех последовательно включенных логических элементов. Рассмот-
рим переходный процесс, начиная с момента времени t0 (рис. 3.31),
когда все шесть транзисторов 1 логического элемента запираются и на-
чинает проводить эмиттерный повторитель на Т7. При этом подключен-
ные к выходу эмиттерного повторителя все N ключевых транзисторов
(относящихся ко II группе логических элементов) остаются закрытыми
к течение времени задержки /3 б, т. е. до тех пор, пока напряжение на
эмиттерном переходе этих транзисторов не достигает U 3 от. В эквива-
лентной схеме для анализа переходного процесса в период t3 б
(рис. 3.32,а) паразитные емкости С1г С2 и С3 определяются выражениями
Л4 (Св + Спи) -р Смк — 43,5 пФ;
133
С2«; Сл « 0,5 пФ; С3 ж Сх.
Для упрощения анализа, пренебрегая сопротивлением базы гб, оце-
ниваем суммарную паразитную емкость на входе отпирающего ключа
Свх « С2 + Сэо + Ск С8/(СК + С3) 7 пФ.
Емкость эмиттера при нулевом смещении Сэо ~ 5 пФ; при смещении
Ек = 6 В емкость коллекторного перехода Ск0/)/1 + £/к/фок «
«1,5 пФ (принято срок = 0,9 В). При расчете С5 использовалась ин-
тегральная емкость коллектора, величина которой вдвое больше кол-
лекторной емкости Ск = 1,5 пФ.
Рис. 3.32. Упрощенные эквивалентные схемы логического элемента РЕТЛ
на стадии отпирания эмиттерного повторителя в течение времени задерж-
ки (а) и формирования фронта (б).
При расчете времени задержки можно пренебрегать изменением пе-
репадов напряжений на резисторах RK и Дб, считая, что ток/вх «
~(ЕК—7/б)/Дк, отбираемый от источника Ек, остается постоянным,
а нагрузкой эмиттерного повторителя является емкость
Сб 4" СБХ
= • 10~12«61,5 пФ.
50+7
При этом ток эмиттера /э (/) «; (1 + p,v) z6 (/), разветвляясь в коллек-
торную емкость транзистора Т7 и в емкость Сн, приводит к нарастанию
напряжения на базе закрытых транзисторов, подключенных к выходу
эмиттерного повторителя:
«бэ (0 =
_1— Г-----
МСВХ J Ск(1+рл)+Сн
о
J39
Определив ток базы Iq (/) как часть тока /вх, которая ответвляется
в емкость Ск + CH/(Pw 4-1) (это входная емкость эмиттерного повто-
рителя)
<f\~ I ^к + Сн/(1 + Р//)
‘°U ВХCi+Ck+Ch/(1+Pw) ’
получим
^[Ci + CH + CH/d+^nJ
е_________Сн Н вх________
NCBx [Ci + Ск + Сн/( 1 + Рд,)]
Из уравнения мбз (£зб)« (У9 01 находим время задержки
'зб « NCBX (С. + Ск + ~ 24 нс, (3.57)
‘вх СН \ rN /
(U9 от»0,45 В; t/6=0,9 В; ^=50; интегральное значение Ск=ЗпФ).
После отпирания ключевых транзисторов изменения тока эмиттера
можно определить по схеме на рис. 3.32, б, в которой входные цепи клю-
чевых транзисторов заменены источником напряжения 4/ga- Представив
эмиттерный повторитель эквивалентным источником напряжения
t/xx(p) с внутренним сопротивлением ZBH, можно выразить ток эмиттера
соотношением
/9(Р)
_ ^ХХ (Р) Обэ I ---------------(^б 4" ^бэ)1 (Р^б ^б 4~ 1)
2вн + ^б / _£к_ , .1)
где
Ек—Щ ^к/З.у
р/?к(С, + Ск)4-1 pRK (Ci +• Ск) +1
Rq/N NC(> + (Ci + Ск) Руу
₽сбрб +1 ’ т‘:ых
В базу каждого из N транзисторов II группы поступает ток /cut/7)»
равный I9{p)/N, что приводит к изменению тока коллектора транзис-
тора на величину
1 , ч О / ч 1 / ч fbv (р)
1 кН (р) = Pw (р) /бп (Р) « -, —т •
(pr3w+l)W
Этот ток через эмиттерный повторитель, подключенный к выходу
II группы логических элементов, вызывает уменьшение тока базы
/gin (р) насыщенных транзисторов, относящихся к III группе логичес-
ких элементов,
/6iii(p)^ /ба—^кп(р)
(Ск+ )^JVC6
СбЛ/1
Ci + Ск j (Ск +Сб /V)
140
T (i/б “F ^бэ) A
где /бн^ “—*-------——ток базы насыщенного транзистора (состав-
ляющая 7бш (р), пропорциональная току /кц (р), определяется так же,
как токи на стадии задержки /зб).
На основании уравнения (1.19а) для заряда, накопленного у кол-
лекторного перехода насыщенного транзистора, рассчитаем время
рассасывания:
QK в (Р) = Ф'бн-'ко--------Нов - / 1П (р)]) «
I ЦТ,, + 1 )
. « , (. /ки Рл,(рСб/?о + 1)Сб/(С, + Ск+^б/₽л,)|
I (РТн + 1) (Трд, + 1) (ртвых+ 1) /
Из приближенного соотношения
находим время рассасывания
'рас
|/ -Тн>Твых(^±^ + ^-~\^Знс.
V рсбрб к сб 1 м
(3.58)
Благодаря действию ускоряющей емкости в схеме РЕТЛ время рас-
сасывания сокращается до пренебрежимо малой величины.
После выхода транзистора из насыщения начинается формирование
фронта выходного импульса (см. «вых 1П на рис. 3.31) с постоянной вре-
мени твых. Следовательно, время выключения элемента РЕТЛ можно
рассчитать по формуле
'выкл 'з б 4" 'рас 4” 'з фр 4"'фр 0,65 МКС,
где '» фр « °. Иных = 27 нс и /фр я» 2,2твых » 600 нс
— время задержки и длительность фронта на выходе отпирающегося
эмиттерного повторителя.
Для вычисления времени включения определим изменение выход-
ного напряжения эмиттерного повторителя при отпирании группы ло-
гических элементов, присоединенных к его входу. Часть тока коллекто-
ра отпирающегося транзистора /кц (р), ответвляясь в базовую цепь эмит-
терного повторителя, приводит к рассасыванию заряда носителей, на-
копленных у эмиттерного перехода транзистора Т7, и сравнительно
быстрому запиранию Т7. После этого емкости Clt Cg разряжаются че-
рез диод Д, подключенный ко входу эмиттерного повторителя и выход-
ное напряжение эмиттерного повторителя изменяется на величину *)
4 Сопротивлением проводящего диода Д пренебрегаем.
J41
и (Р)
Д«вых(Р) 1/як + рСк[1 +f>N(P)] + C1P+N/R6 + NC6p
_ [£к~("б +^бэ)] Рд/ (Як II (Кб/ЛО! (рСб /?б+ 1)
N (R«/$N~i~Re/N) (ртВЫх+ 1) (ра&2 +P^i + О
_ (Ф+Ск 4-Л/Сб) ' & _______С1 + Ск(1+ Рд,) + ^б
1/RK+N/Ro ’ 1//?к +ЛГ//?б
(3.59)
Определим время задержки
приближенной формулой
/зср при включении, воспользовавшись
/2 Co Ro
где
Ды (t)~
. I ( ‘ Ol
1 4- — I------F —
3 \ТВЫХ &2
1 \
Сб^б/
(3.60)
А^вах т
Ск — (Сб + ^бэ) о Г о II 1
/ Ск Ro \ Pw [ K|l N ]
Из уравнения Днвых (/аср)= 0,1 Ек получим /зср^22 нс. На стадии
формирования среза выражение (3.59) для Днвых (р) можно упростить,
пренебрегая множителем р2 Ь2, так как b2 <С ^2i> и учитывая, что
Сб Л б ~ &!• При этом
д^вых (') дСиых т \ 1 е
t
ВЫХ
а длительность среза
<cp = tBUS ~ °-12 МКС> (3’б1)
Аовых т 0,9£к
Следовательно, время включения логического элемента tVK«
ср + ^ср 0,14 мкс. Полное время переключения Т,пер = /Выкл +
4-/вк = 0,8 мкс несколько меньше требуемого.
5. Рассчитываем время задержки распространения по формуле
/зр = 0,5а‘0р1’4-/‘1Р'”).
Здесь /зр1> — время задержки при переключении элементов с низкого
потенциального уровня на высокий, Йр0’ — время задержки при пере-
ключении элементов с высокого уровня на низкий. Задержки и
/зр0) определяются как время между моментами достижения выход-
ного потенциала половинного уровня в цепи логических элементов (см.
рис. 3.31). В данном примере
^р1’ = = ho + 'рас = 27 нс; t3V = 27 нс.
6. Определим время распространения с учетом влияния напряже-
ния динамического смещения (7дом, образуемого в результате накоп-
142
ления заряда на ускоряющем конденсаторе Сб. К моменту /0 (рис. 3.31),
когда эмиттерный повторитель отпирается, это напряжение достигает
уровня
, „ Г, / ^отк Г ^зак
'б н^б 1 —ехр I-------ехр-----------
fl L \ TBbix/J L ^зак
д см ~ 7 ~ ~ ~
1-ехр — (—222-+-1£ак А 1
L \ ^вых Т-зак / J
(3.62)
Здесь тзак = (Сб + Свх)7?б— постоянная времени перезаряда
емкостей Сб и Свх в течение времени /,ак (когда повторитель закрыт),
/отк — время, в течение которого повторитель проводит.
Выражение для (7Д см получено следующим образом. В течение
времени /отк конденсатор Сб заряжается током
С (р) __ ---(^б 4- Сбэ) (р^б /?б + Ч _ у р£ц Re ~Ь 1
V N(R6/N 4^K/PW)(P ^ВЫХ + 1) 6,1 Ргвых + 1 ’
отбираемым от источника Ек через повторитель. При этом заряд на
конденсаторе возрастает на величину
ДО (р) х_______—-________п Сб /?б
NP Рб+1/рСб РТвых+1
и к моменту времени /отк приращение заряда достигает уровня
деаотк)=/бнсблб i-exp
L \ Т-вых
После запирания повторителя этот заряд уменьшается (из-за раз-
ряда конденсатора Сб с постоянной времени тзак) и к концу времени
/зак становится равным
Д^пр = AQ (^отк) ехр ( ^зак/^зак) =
= ^б н ^б f 1 ехр ( ^отк/Т'вых)] ехр ( ^зак^зак)'
Первоначальный заряд Q = Сб Сд см, накопленный на конденсаторе
Cg к моменту /0, уменьшается сначала с постоянной времени тзак и ста-
новится равным Q ехр (—4ак/тзак). После отпирания повторителя этот
заряд продолжает уменьшаться, достигая уровня
М_ 2за^ U ехр( —= Сб Сд см ехр Г - f+ 2отк\ 1
^зах / J \ ^вых / L \ ^зак ^вых / J
В установившемся режиме суммарное приращение заряда должно
равняться нулю, т. е.
Mp-fQ-Qехр Г-(AaJt + 'I]) = о.
' L \ тзак ^вых ' JJ
Из этого уравнения и получена формула (3.62).
143
При переключении элементов с частотой 1 МГц, считая ?отк ==
«=/3ак == 1 мкс, имеем
,, [6—(0,9 4-0,7)] 20
V3CM~ /20 5 \
10 им
1—
1 ( 1 )
0,27 /]еХР ( 1,14 / , 7R
----------------------лг 1, / о,
/ I 1 \1
\ 0,27 + 1,14 J]
Динамическое смещение ия см приводит к увеличению времени задер-
жки при отпирании транзистора /зб- Когда повторитель запирается, за-
ряд конденсатора Cg через проводящий диод Д перераспределяется меж-
ду Cg и Свх, что приводит к образованию отрицательного смещения на
входах транзисторов Т1 — Тб. К моменту времени t0 это смещение до-
стигает величины t/BX = — 4/дсм Cq/(C е + Свх). При этом /зб опреде-
ляется как время, в течение которого напряжение на входе изменяется
на величину U э от + 1)я См СД(Сб + СвХ). На основании схемы на
рис. 3.32, б (заменив источник напряжения U69 емкостью Свх) можно
показать, что напряжение на входе транзистора

^б э (0
Сб
Сб 4" СВ!!
1 — ехр
Як(С1+ск4-^а
СМ ехр (
i
Тб (Сй~т~СВх)
Из трансцендентного уравнения «бЭ (?3б) == Ua от рассчитываем
время задержки /.,б « 120 нс (для (/д см = 1,7 В).
Из-за влияния динамического смещения несколько уменьшается ток
базы отпирающего транзистора *)
I (р) ~ Сбэ)] (рСб ~4~ 1)—1)я смР [Сб Тб— Тк (Cj 4~ Св)]
6I1W~ N(Tk/Pn + T6/N) (ртвык + 1)
и соответственно ток коллектора этого транзистора /к11(р)«
« $Др) /бп (р)- С уменьшением тока /к ц (/?) возрастает время рассасы-
вания, определяемое формулой
1 /~Tpjv твых / Сх 4- Сд , N \ Ij j Сд см [1—Тк (Сх 4~СВ)/7?бСб|]
рас V ₽wC6/?6 V Сб ?>N m £к-(Сэб4-Саот) Г
полученной так же, как и (3.58). При 1/я ем = 1,7 В имеем /рас « 4 нс.
Таким образом, из-за динамического смещения на конденсаторе
Сб время задержки распространения увеличивается почти в пять раз
^ср ^зб ^рас -^124 НС,
!) Величина /6 ]П (р) определяется при помощи схемы рис. 3.32, б, как и
в предыдущем случае, с тон лишь разницей, что учитывается динамическое сме-
щение на Сб> которое считается приблизительно равным (Уд см-
144
Пример 22. Рассчитать интегральную схему (рис. 3.33) диодно-тран-
зисторного логического элемента (ДТЛ) так, чтобы полное время пере-
ключения Тпер трехвходового элемента (М = 3) при подключении к не-
му Д' =5 аналогичных элементов не превышало 100 нс. Помехоустойчи-
вость схемы в закрытом состоянии должна быть не менее 0,8 В. Напря-
жения источников питания и смещения заданы: Ек = 6 В; Есы — 2 В.
В схеме используются интегральные транзисторные структуры, пара-
метры которых приведены в п. 2.2.2. Паразитные емкости компонентов
указаны в примере 21.
1. Выбираем схему диодного включения транзисторов. В качестве
входных диодов необходимо использовать транзистор при таком вклю-
чении, при котором обеспечивается быстрое рассасывание носителей из
Рис. 3.33. Схема диодно-транзисторного элемента в микроэлектронном
исполнении.
области базы, малое напряжение отпирания 17от и крутое нарастание
вольт-амперной характеристики в проводящем состоянии [15]. Указан-
ным условиям наиболее полно удовлетворяет диодный ключ, построен-
ный на эмиттерном переходе интегрального транзистора с закороченным
с базой коллектором (см. пример 7) и обеспечивающий быстрое включе-
ние и выключение диодной сборки на транзисторных структурах
ТД1 - ТДЗ (рис. 3.33).
Диоды смещения {ТД4 и ТД5) должны обладать возможно большим
напряжением отпирания Uот (это способствует повышению помехоус-
тойчивости элемента), малым сопротивлением в проводящем состоянии
и сравнительно большим временем рассасывания носителей с тем, чтобы
ускорить запирание транзистора Т [15]. Указанным требованиям удов-
летворяет диодный ключ, построенный на параллельно включенных
эмиттерном и коллекторном переходах транзисторной структуры, (см.
Пример 8). Применив два диода смещения, можно обеспечить нормаль-
ную работу элемента при помехах отпирающей полярности с амплиту-
дой
^пом^эот + Ц™ ^0,8 В,
где
^см ~ 2С/0Т 0—С/д В1-ОНВ « 2-0,56-0,7-0,1 0,32 В
! !5
Рис. 3.34. Эквивалентная схема ДТЛ
элемента на стадии отпирания тран-
зистора-усилителя.
— напряжение смещения на входе закрытого транзистора, определяе-
мое разностью между падением напряжений на диодах смещения (2t/0TC)
и потенциалом точки А, который равен сумме падений напряжений на
входном диоде (t/д вХ) и на коллекторе насыщенного транзистора, под-
ключенного к любому входу.
2. Находим сопротивление резистора R2 из условия, что ток диодов
смещения, отбираемый от источника £см, должен быть не менее 0,01 мА.
При таком токе перепад напряжения на диодах (определяющий помехо-
устойчивость) составляет 0,56 В
(см. пример 8). При ЕсМ = 2 В
имеем R2 = 200 кОм. Посколь-
ку изготовление высокоомных
резисторов в интегральных схе-
мах связано с определенными
трудностями, то выбираем R2=
= 20 кОм, т. е. на порядок мень-
ше. При этом помехоустойчи-
вость элемента будет несколько
больше 0,8 В.
4. Исходя из требований к
нагрузочной способности и бы-
стродействию элемента, оцени-
ваем сопротивления R1 и RK. Обычно, задаваясь сопротивлением RK,
из условия насыщения транзистора (при наибольшей нагрузке) рас-
считывают сопротивление Rlt а затем, определяя продолжительность
переходных процессов, проверяют, обепечивает ли элемент заданное
быстродействие. Примем RK = 2 кОм. Условие насыщения можно за-
писать в виде
Iк н наиб Рмнаим I б н наим.
подставив в которое
I — ^кн наим I кг Ек— t/д вх наим — t/K н напм
'ин наиб D -f /V
««
Ri
и
Ек — 2(7дс наиб—f/бэ наиб £см
бн“ " R2 ’
Ri
получим формулу для расчета сопротивления Rf.
( 1 _ 21/дс наиб 4~ t/бэ наиб „
наим ™
Ri
Ек________/
£см Rk о
г- п "лг наим
Считая наибольшее падение напряжений на диодах смещения
^дснаиб и на входе транзистора t/6aHaH6 равными 1 В, наименьшее зна-
чение Руунаим = 15 (с учетом разброса и температурной зависимости),
получаем Rx 3,3 кОм. Примем с некоторым запасом Rr — 2,5 кОм.
146
4. Определим продолжительность переходных процессов при вклю-
чении схемы. Если входные диоды запираются настолько быстро, что
заряд на паразитных емкостях не успевает заметно измениться, то вре-
мя задержки /зб, в течение которого напряжение на входе транзистора
достигает Ug от, можно рассчитать при помощи упрощенной эквива-
лентной схемы рис. 3.34. В этой схеме диоды смещения заменены источ-
никами смещения с напряжением Unc ж 0,65 В. Для упрощения рас-
четов пренебрегаем токами, поступающими в точку А через зарядные
емкости входных диодов. Паразитные емкости С1г С2, Са и С4 опреде-
ляются соотношениями х)
= 4-Л4Спк-|-См « 6 пф; С2 = Спкда4пф;
С3 = Спк + CR2 4- См да 5 пф; С4 = Спк 4- CR3 4- См да 5 пф
(См — монтажная паразитная емкость).
На основании схемы на рис. 3.34 можно показать, что напряжение
на входе ключевого транзистора нарастает по экспоненциальному за-
кону
,, __(^к 2(7дР)/?2 Есм Ri /, т \
ноэ(0 =--------„ , „--------И—е “х — ысме твх,
+ Аг \ /
где
твх = + С2 + Сз + Сэо)» 44,5 нс
ai т Аг
— постоянная времени перезаряда паразитных емкостей на входе клю-
чевого транзистора.
Время задержки можно найти из уравнения Mg9 (^зб) = Ug от:
(Зб = Ъх In -(-к—-^лс + (7см) ^-(£сМ-С/сМ) Rt 9j6 нс
(Ек 277Дсм Ug от) Rt—(Есм +Ug от)Ri
(считалось Дсмда2Уотс—Ддвх —Дкн = 0,4В; (Уоте да 0,6 В; Ддвх =
= 0,7 В; 6/ки = 0,1 В; Ug от = 0,45 В).'
После отпирания транзистора ток базы, нарастая с постоянной вре-
мени твх от IIR К II г в* а] (Ст + С 2 4- С а) да 6 нс, стремится к
уровню
j _ Ек 2(7рте—от Есм j g Д
R1 + 2гпр с + гвх э R2
где t/0TC = 0,56 В — напряжение отпирания диодов смещения; гпрс да
«=« 180 Ом — прямое сопротивление этих диодов (см. пример 8),
а от = 0,45 В; гвхэ да 0,5 кОм — параметры транзистора. При этом
начинает спадать потенциал коллектора транзистора
R /_ р e~pt3N
UK Ек------------------------=
(P^fiN "Е 1)(Ргвх от + 1){рЯк [Ci + Ск 4- С„ (4v/(ptpw4~ 1)] + 1}
*) Поскольку коллекторная область для входных диодов общая, то суммарная
емкость этой области относительно подложки Л4СПК сравнительно мала.
147
P/V С н Rk e
— £__________________________________________
К (РТВХ 0’1 + 1) [Р2 (С*4*Ск) Rk+ PTg к4"1]
ГДе T3k = Pa/[T7’w4-7?k(^'k + ^'4/Pw)1*
Приближенно можно считать, что после задержки длительностью
t , । ^tn Rk (Ck + GJ
Ch — IzN "Г Твх от т -
t'/w4"Rk (Gk + Ci/P/v)
изменение потенциала коллектора определяется формулой
t/K(Z)~F « о Г’ ^=СкМ
тэк / J
Когда потенциал коллектора становится меньше потенциала точки
A (Ua — Ек—Сн Ri — 2,7В) на величину t/0T « 0,5 В, входные дио-
ды, подключенные к коллектору, отпираются и происходит переклю-
чение II группы логических элементов. Следовательно, время задерж-
ки переключения указанных диодов составляет
t3 вх ~ Ск4~ Ср к = 7 4-7,5 = 14,5 нс,
где Ср к — время, в течение которого потенциал коллектора снижается
до уровня Uа — U0T. Оно определяется из уравнения UK (СРк) = л—
—U0T по формуле
Ср к = -тэк in f 1 — «
СРК Эк L Ch^Rk J
- Г_ , Г> I Г I GH \Убн^1----Црт
Рд/ / J С н Rk
После отпирания входных диодов начинается рассасывание носите-
лей из базы транзисторов-усилителей II группы логических элементов.
Поскольку в течение времени рассасывания диоды смещения остаются
открытыми, то на этой стадии ток коллектора отпирающегося транзис-
тора

гк(/')^рл'/бн[1 —exp -)1,
L \ W / J
ответвляясь во входную цепь транзисторов-усилителей II группы, при-
водит к уменьшению тока их базы:
.... , 1 . ..., , Рд/ 7бн Г, ( t Ч- /я вх \1
(б II )— /б н — С(^ )= ^б н 1 ехР 7^ j |»
ускоряя рассасывание носителей (время f отсчитывается с момента
отпирания входных диодов /звх).
Время рассасывания /рае можно определить из уравнения (1.18а):
;з вх
Qkh(p) = ^k ₽л'
у ____ 1ц н найм______н / j __________ е
бН РЛ 7V (ртн +1)
PX$N + 1
148
которое в приближенном виде (приложение 1) записывается следую-
щим образом:
Ск н (О Рм 7б н
/К н каим___
PjV ^бн
—— (1 — е *8 вх/трл')
Тц-У
4 вх
Приравняв Q и „ (/рас) = 0, получим
где
/к н найм « + N ~ 66 мА
/?к М
— наименьшее значение тока коллектора (когда все М = 3 входных
диодов каждого из N логических элементов проводят). Столь заметное
уменьшение времени рассасывания имеет место лишь в том случае, ког-
да транзисторные структуры, используемые в качестве диодов смеще-
ния, включаются по схемам, обеспечивающим большее время рассасы-
вания. В противном случае диод смещения быстро запирается, поэтому
рассасывание носителей из базы транзистора происходит под действием
тока /б2 = — EnJR2 сравнительно малой величины (см. пример 10).
Одновременно рассасываются носители из области базы входных
диодов, относящихся к III группе логических элементов. Поэтому эти
диоды, как и подобные диоды I группы логических элементов, запира-
ются до выхода транзистора из области насыщения. После запирания
транзистора потенциал его коллектора с постоянной времени отсечки
*от эк « Vт’т + [(Ск + С4) /?к|2 + СкС4 RI + Ск (С90 + Cs) г*6 21 нс
стремится к уровню Ек. При этом длительность среза
^ср 2,2тот — 46 нс.
Фронт импульса на коллекторе отпирающегося транзистора фор-
мируется практически за время /ср к и /рас, т. е.
^фр ^ср к + ^рае ~ 7,5 + 9 16,5 НС.
Следовательно, время включения логического элемента составляет
^вк ~ а б “Ь к ^фр б ~Нз к + ^ср к 4" ^рас 33 НС,
149
а время выключения
^выкл = /рас 4* ^ср НС.
Полное время переключения
Т'пер ~ ^вк 4" ^выкл = 88 НС.
б. Рассчитываем время задержки распространения
= 4-^Р0)).
Построив эпюры напряжений для цепочки ДТЛ элементов (анало-
гично эпюрам на рис. 3.31), можно показать, что время задержки рас-
пространения складывается из следующих составляющих:
/3 р б 4* Д к 4” ^ср к 4* /рас ~ 83 НС.
Пример 23. Определить пара-
метры цепи нелинейной обрат-
ной связи ненасыщенного клю-
ча на транзисторе МП42Б (рис.
3.35) и рассчитать его основные
характеристики. Ключ управ-
ляется импульсами отрицатель-
ной полярности амплитудой
^упр т = (5 ± 0,5) В, длитель-
ность фронта и среза которых
/фР упр = ^срупр =0.3 мкс. Внут-
реннее сопротивление источни-
ка импульсов 7?вн = 2 кОм. В
п „ исходном состоянии транзистор
Рис. 3.35. Схема уснлителя-ограничи- р i в п __ с „л,,
теля с нелинейной обратной связью. закрыт. ссм J о, л2 ° ком.
Нагрузкой ключа являются ре-
зистор в цепи коллектора RH — 1 кОм и емкость Сн — 100 пФ.
Напряжение коллекторного питания Ен — 6 В.
1. В качестве диода в цепи обратной связи можно использовать
импульсный кремниевый мезадиод 2Д503А, у которого время восста-
новления обратного тока не превышает 10 нс.
2. Рассчитываем сопротивление резистора R1,создающего смещение,
необходимое для предотвращения насыщения транзистора. Из схемы
на рис. 3.35 следует, что разность потенциалов между коллектором и
базой равняется UK б = Ua— (/б + /см) где
/б = \пр-/см-/дЯвпЖн 4-^1) (3.63)
— ток базы;
/упр = («упр - Wa 4- /?1) (3.64)
— ток, отбираемый от источника импульсов; /см = (£см + ^бэ)/-^»—
ток смещения.
150
Очевидно, что насыщение транзистора исключается в том случае,
если сопротивление резистора R1 выбрано так, чтобы UkS = UR —
-(/б + /см) < 0. т. е. 7?! > 77д/(7б + /см).
С увеличением Rx уменьшается перепад напряжения на коллекторе
транзистора, так как при меньших перепадах вступает в действие не-
линейная обратная связь. Поэтому в практических схемах выбира-
ют равным своему минимально допустимому значению:
/^1 //д наиб/(/б наим "Ь 7см наим
(3.65)
При этом перепад напряжения на резисторе R] полностью компен-
сирует смещение (7днаиб на диоде, соответствующее наибольшему току
/днаиб в цепи обратной связи. Тем самым исключается насыщение тран-
зистора даже при наиболее неблагоприятных условиях, т. е. при макси-
мальном усилении (pw = pw наиб) и наименьшей нагрузке транзистора,
когда в коллекторной цепи потребляется ток наименьшей величины
I __ Ек ^КЭ I г
1 к наим D ' * днаиб*
К к
Если требуется фиксировать потенциал коллектора UK3 на опреде-
ленном уровне икф, то в выражении (3.65) вместо 77днаиб следует под-
ставлять суммарное напряжение £/пнаиб + 7/кф.
Для расчета сопротивления Rt необходимо найти /б наиМ и Unaaa6.
Чтобы при наиболее неблагоприятных условиях транзистор не пересту-
пил порога насыщения, необходимо уменьшить ток базы до величины
г _______ /к наим Ек— , /днаиб
* б наим q р r q
P# наиб Р/V наиб P# наиб
Ток диода/д наиб можно определить на основании выражения (3.63), из
которого следует, что
I —И _г ____ г \ 7?вн+7?1
'днаиб—V упр наиб 'см ' б наим/ D —
/'вн
^упр т наиб—^бэ ( j i Ек— 1/кэ /д наиб V J i \
наиб наиб ' ' ^вн /
При этом, поскольку R± неизвестно, можно считать Ri/RBB = 0, оп-
ределив тем самым/днаибс некоторым превышением, обеспечивающим
более надежное действие цепи обратной связи:
/ ^упр т наиб—Оба ( ^см + ^бэ i Ек — UK3 \ .
'днаиб ~ п „ "Г п о —
^вн \ РЛ/ наиб /
=. j0_з_ / 1 + 0,25 __6__\ !о-з 2 4 мА
2 5 1-100/
(//бэ = 0,25В; Рл/наиб = ЮО).
Из вольт-амперной характеристики диода 2Д503А находим напряже-
Ние ^днаиб ~ 0,7 В (соответствующее току 2,4 мА), а затем по формуле
(3.66)
^вн
151
(3.68) рассчитываем сопротивление
Я --------0-Z----в 2 1 кОм.
1 (8,4+ 25)-IO-6
Выбираем номинальное значение RT = 2 кОм.
3. Рассчитываем переключательную характеристику ключа (см.
пример 9). При напряжениях
«УПР < (£см + U, от) *ВН? ** + от - 1,1 В
А2
транзистор закрыт, поэтому падение напряжения на нагрузке 7КО RK&3
0. Когда транзистор отпирается, токи базы и коллектора
1 I ___г “упр — Оба + . г г о «,________$N
6 УПР /см- Лвн + Л1 Rt . /k-/6PnYk- 1+/?к/ГкР«
возрастают с увеличением управляющего напряжения мупр. Когда
ток коллектора 7К становится равным
/к = [£к+ ^от — (/б + Ям)Ях—(7бз]//?к,
т. е.
(к== р in ,д <£к + U О1~ I см R1— ^ба) ~ 5,3 мА,
то разность потенциалов в цепи обратной связи становится равной на-
пряжению отпирания диода U0T. Диод отпирается и в действие вступа-
ет обратная связь, предотвращающая насыщение транзистора. При этом
потенциал коллектора фиксируется на уровне
UK3 = ия-(1б + 7СМ) U6s = £/д—-упр~~~ /?1 + /д || /?вн-
^вн"Г^1
£см + ^бв г> 11
~ — и5в,
1\2
изменяясь незначительно с увеличением напряжения «упр.
Используя данные табл. 2.1, можно построить переключательную
характеристику схемы рис. 3.65 с учетом зависимости fhv от тока /к.
4. Рассчитываем время задержки и длительность фронта при от-
пирании ключа по соответствующим формулам из примера 9, подставив
в них вместо Л?вн, UYapm и Есм эквивалентные им величины (/?вн +
+ Я1) ||Яа = 2,2 кОм;
t/ynPm^/(^4-^H4-^)«2,8 В;
Есм (Явн + Ri)/(R. + ЯВН + Я1) —0,45 В.
В результате получим начальную задержку ta б= 147 нс, определяемую
временем заряда емкости эмиттерного перехода Сэо до уровня U9 От>
задержку фронта /зфр = 165 нс и полное время задержки
А,= А б фР = (147 4-17 4-165) • 19-9 = 0,33 мкс.
Длительность фронта /фр = 1,2 мкс.
152

5. Рассчитываем время запаздывания и длительность среза при за-
пирании ключа по формулам (2.26) и (2.27), подставив в них вместе
/«а> ^6i> и /02 ток колектора в активной области
/к--^5^+/впа„б== (4+2-4)'10"3^8-4 мА=
г /н 8,4 * 10"3 п 17 л / 0.45 л п л
/— л Q 1 у м Aj 1«о —• ————— — 0,2 мА,
° Рл 50 62 2,2-103
При этом получаем t3 — 0,36 мкс; £ср = 2,3 мкс.
Пример 24. Выбрать элементы цепи нелинейной обратной связи в
схеме усилителя-ограничителя на интегральных транзисторах и рас-
считать продолжительность переходных процессов. На вход усилителя
подаются прямоугольные импульсы амплитудой t/ynP m — 5,5 В от ис-
точника с внутренним сопротивлением /?вн = 2 кОм. Длительности
фронта и среза входных импульсов /фрупр = /срупр = 20 нс. Запираю-
щее смещение создается источником напряжения £см = 3 В, подклю-
чаемым к базе транзистора-усилителя через резистор сопротивлением
Да = 20 кОм. Коллекторная цепь питается от источника напряжения
Ек = 6 В через резистор сопротивлением RK = 2 кОм. Паразитные ем-
кости, шунтирующие базовую и коллекторную цепи, соответственно
равны С\ — 15 пФ и С2 — 10 пФ. В схеме используются интегральные
транзисторные структуры, параметры которых приведены в п. 2.2.2.
В интегральных схемах усилители-ограничители с нелинейной об-
ратной связью удобно строить по схеме 3.25, в. В этой схеме напряже-
ние смещения в базовой цепи, обеспечивающее своевременное отпи-
рание диода Дос и включение цепи обратной связи, создается при по-
мощи диода Д (вместо резистора R1, как это показано на рис. 3.25, б).
Этот же диод одновременно выполняет функции диода смещения, повы-
шающего помехоустойчивость усилителя (см. пример 22).
1. Выбираем схемы включения транзисторов, используемых в ка-
честве диодов в цепи обратной связи и в цепи смещения. Диод в цепи
обратной связи должен обладать возможно меньшим временем расса-
сывания, низким напряжением отпирания и малым прямым сопротив-
лением. Указанным требованиям наиболее полно удовлетворяет диод,
собранный на эмиттерном переходе интегрального транзистора с зако-
роченным коллектором (см. пример 7).
Чтобы транзистор-усилитель не насыщался, необходимо обеспечить
выполнение условия UK^ — Unc — Un ос 0, т. е.
^дс>^ос, (3.67)
где UK00 и Unc — прямое падение напряжения на диодах в цепях об-
ратной связи и смещения. Следовательно, диод смещения должен обла-
дать большим напряжением отпирания, чем диод в цепи обратной свя-
зи. Это будет способствовать повышению помехоустойчивости схемы.
Чтобы не происходило заметного уменьшения управляющего тока /
отбираемого от источника входных импульсов, желательно выбирать
Диод смещения с малым прямым сопротивлением. При этом целесооб-
153
Рис. 3.36. Схема усилителя-огра-
ничителя с нелинейной обратной
связью на интегральных транзи-
сторах.
разнее использовать диод смеще-
ния с большим временем рассасы-
вания носителей, так как он про-
водит ток в обратном направлении
сравнительно большее время, бла-
годаря чему ускоряется запирание
транзистора-усилителя и тем са-
мым сокращается длительность
среза (см. пример 22). Указанным
требованиям наиболее полно удов-
летворяет интегральный транзи-
стор с параллельно включенными
эмиттерным и коллекторным пере-
ходами (см. пример 8). Схема тако-
го усилителя-ограничителя показа-
на на рис. 3.36.
Чтобы при наиболее неблагоприятных условиях транзистор не на-
сыщался, необходимо при помощи цепи обратной связи обеспечить
уменьшение тока базы до величины
Аз найм 1 к наим/Рм наиб •
Из схемы на рис. 3.36 следует, что ток базы
г I _____ 1 __j “упр—^дс—//б в
'бнаим 'упр 'днаиб 'см о
«вн
__1 Есм + ^б в
1 д наиб г, •
«2
Ток коллектора складывается из токов, отбираемого от источника
Ек и ответвляемого в цепь обратной связи, т. е.
/« найм ~ (^к ^кэ)/^к 7д наиб*
Таким образом, как следует из представленных соотношений, для
предотвращения насыщения нужно, чтобы, во-первых, диод в цепи об-
ратной связи ТД0С пропускал ток величины
Г ______ “упр--с----Убз £см~ь^бэ Ек-------^КЭ /О СОТ
1 д наиб-------“7 „ р~в (О.ОО)
Run R2 Рунаиб
и, во-вторых, перепад напряжения Ua 0 на диоде смещения при токе
/д с = /упр — /д наиб превысил перепад напряжения (7Д наиб на диоде
ТД0С, соответствующий току /днаиб. Предварительно приняв (/дс «
«0,6 В; t/е в = 0,7 В, рассчитаем токи:
~ Г 5,5 —1,3
' д наиб Q
24-0,7
20
— °’?-1 - IO"3 « 2 мА’,
2-50 J
/дс = (-5-1,3 — 24)-10-3 = 0,1 мА,
а затем по формулам, полученным при решении примеров 7 и 8, опреде-
лим перепады напряжения на диодах ТДоа и ТД‘.
154
// ~ m In Г^Дпаиб /1 „ ~ i лб + наиб
Уд наиб « тэ (Рг 1П —-.-(1 — aNa!) Н------g----«
L э Г j ^/v
»1,2 .25 . IO-3 • In-2'10 —(1—0,83)+ 0,59 B,
10“12 50
Ua e« /пфг In---------------- + r6 /„0 = 1,35• 25. IO’3 X
'sTV-'+v)
Укг + 1 — CL a
1 ОСд г ОС/
Следовательно, условие (3.67) выполняется, что гарантирует рабо*
ту транзистора вне области насыщения.
2. Рассчитываем время задержки и длительность фронта при отпи-
рании усилителя. Время задержки (зб, в течение которого напряжение
на входе транзистора достигает Ua от, определяется формулой (2.18)
*3 б «42тфр упр (Явн + гб) (Сэ0 + .^.±^.11/2 12 нс,
L t'ynp т J
а время задержки фронта — выражением (2.19а):
t — f I т^^к(Ск + Сг) I Л 1 / I . 1к
ЗК 3 т™ + Як(Ск+С2/Р„Тк) + °’ 1(Т8к+Т*рупр)2/б1|3„ТкХ
X [1 + 1/ 1+18 >МкТзкТФрупР 1 « 12 нс.
V 0» 1 + (Так + Тфр упр)2
Рассчитываемая по формуле (2.20) длительность фронта составляет
^ФР = О’® (тэк + тфр упр) 2/б1 Vk X
—13 к л? 40 нс.
и £фР подставлены
-см^{7бэ « 2 мА.
R-<
X I + 1/ 1 + 18 /б1Р"Тк ТэкТфР удр
г 0,9/к (тэк+тфр упр) _
Следует иметь в виду, что при расчете t3K и /фртоки коллектора /к
и базы /б1 определяются так же, как в схеме насыщенного ключа, по-
скольку при формировании фронта обратная связь не действует. Таким
образом, в формулы для (3 к
7В = _ 6 мД ; = »упр-^дС-1Убэ
61
3. По формулам (2.26) и (2.27) рассчитываем время задержки и дли-
тельность среза, подставляя в эти формулы
1К^=-К^ +1Я = 8 мА; /б1 = А- = 0,16 мА;
Кк P/V

153
Ze -----gp“.±^65 « —0,13 mA.
Ra
При этом получаются t3 яг 20 нс; /ср ай 0,17 мкс.
Пример 25. По данным, указанным в примерах 9 и 11, рассчитать
схему усилителя-ограничителя с авотрансформаторным включением
цепи нелинейной обратной связи (рис. 3.26) и определить продолжи-
тельность переходных процессов.
I. По формулам, полученным при решении примера 11, находим па-
раметры входного и выходного трансформаторов. Поскольку условия
такие же, что и в примере 11, то соответствующие параметры получа-
ются почти одинаковыми *), т. е. пвх = 2; С1ВХ 9 мГ; явых = 1,5;
Li 0,5 мГ.
В схеме с нелинейной обратной связью можно заметно увеличить
индуктивность намагничивания выходного трансформатора и тем самым
облегчить режим работы транзистора (уменьшив амплитуду тока кол-
лектора /Кт). Поскольку в схеме действует нелинейная обратная
связь, предотвращающая насыщение транзистора, то необходимость
стабилизации длительности импульса увеличением амплитуды тока
1 Ктотпадает. Примем Lt = 5мГ.
2. Совершенно так же, как в усилителе без обратной связи, по фор-
мулам (3.43) и (3.46) рассчитываем параметры токоограничивающей
/?С-цепи (которая в данной схеме предназначена главным образом для
сокращения длительности среза выходного импульса):
(цупр/»вх~£см~- С3 от) fyy наим/ #вн | г \ ~ 2 кОм’
Ек (1/*н Пвых + 'иД1) \ Чвх /
Сб = (pw/^б) (тТЛ' + Ск Rk пвых) ~200 нФ (Рмиаим =20; Ск = 45 пФ).
3. Определяем наибольшую величину падения напряжения на
диоде в цепи обратной связи. Для этого рассчитываем ток диода /днаид
при наибольшей амплитуде входного импульса и наименьшей величине
тока колектора:
/ 1 1”наим — Г) 5 мА
1 д наиб 1 упр наиб ft v»u m/i,
VN нанб
где
j _ "упр m— ("см +"э от) псп д.
'упр наиб------Я'и-Ш+п> " ’ ’
-/к наИМ ---------%—-s---- « 0,02 мА.
Рд/наиб Р/V наиб н пвых
Можно использовать импульсный кремниевый меза-диод 2Д503А.
По вольт-амперной характеристике диода 2Д503А определяем напря-
жение на диоде Сднайб — 0,55 В, соответствующее току /днаиб.
4. Находим напряжение иф (см. рис. 3.26), фиксирующее уровень
сигнала на выходе усилителя. Наименьшее значение иф определяется
0 С учетом влияния А’д (рис. 3.26) при Lx вх = 9 мГ спад тока базы незначи-
тельно превысит 20%.
156
наибольшим падением напряжения на диоде ияняаб. В случае необхо-
димости, подбирая соответствующим образом U^, можно ограничить
амплитуду выходного импульса на заданном уровне. В данном примере
можно выбрать = 0,6 В.
5. Рассчитываем параметры цепи, которая создает смещение задан-
ной величины t/ф. В автотрансформаторной схеме (рис. 3.26) напряже-
ние смещения U$ равно э. д. с. индукции на обмотке трансформатора
с числом витков W'i. Полный перепад напряжения на первичной обмот-
ке выходного трансформатора с = W{ -f- W'\ составляет Um —
= — Un— U36 « Ек. Следовательно,
W £ t/ф U$
Последнее выражение используется для расчета числа витков
6. Параметры демпфирующей цепи рассчитываются так же, как и
в примере 11. В данном случае можно использовать однотипный меза-
диод 2Д503А с последовательно включенным резистором сопротивле-
нием R — 270 Ом.
7. По формулам, полученным в примере 11, оцениваем время за-
держки и длительность фронта при отпирании ключа, которые получа-
ются такими же, что и в примере 11, т. е. t3 = 0,33 мкс; /фр = 0,28 мкс.
8. Рассчитываем время задержки и длительность среза при запира-
нии усилителя. Из-за включения цепи RqC§ запирающий ток базы ока-
зывается сравнительно большой величины, поэтому транзистор быстро
переходит в область отсечки, где время задержки и длительность среза
определяются формулами (2.30). Как показали расчеты в примере 11,
и в данном случае t3 — 43 нс и /ср « 0,5 нс.
Задача 19. По данным примеров 9 и 11 рассчитать усилитель-ограни-
читель на транзисторе МП42Б с токоограничивающей цепью в эмит-
тере и определить его основные характеристики.
Задача 20. По данным примера 21 рассчитать интегральную схему
логического элемента с резистивно-емкостной связью так, чтобы
с учетом влияния динамического смещения оказались оптимальными па-
раметры цепи 7?бСб, при которых время задержки распространения ста-
новится минимальным.
Задача 21. По данным примера 22 рассчитать полное время пере-
ключения Тпер и время задержки распространения ^зр трехвходового
ДТЛ элемента, в котором усилители-ограничители построены на тран-
зисторах Шоттки (интегральный транзистор, коллекторный переход
которого шунтирован диодом Шоттки, предотвращающим насыщение).
Задача 22. По данным примера 22 рассчитать полное время переклю-
чения Тпер и время задержки распространения /зр трехвходового ДТЛ
элемента, в котором в качестве входных диодов и диодов смещения ис-
пользуются диоды Шоттки, а усилитель-ограничитель построен на
транзисторе Шоттки. Время переключения диодов Шоттки не превы-
шает 0,1 нс, емкость перехода Сп = 2 пФ, прямое сопротивление гпр =
®= Ю Ом; напряжение отпирания t/or = 0,25 В.
157
Глава 4
УСИЛИТЕЛИ-ФОРМИРОВАТЕЛИ
4.1. Назначение усилителей-формирователей и их особенности
Усилители-формирователи используются для преобразования им-
пульсных сигналов по длительности, т. е. для их укорочения или рас-
ширения.
Укорочение импульсов применяется для формирования кратко-
временных импульсов из перепадов напряжения или тока, для умень-
шения длительности импульсов при запуске и синхронизации релакса-
ционных генераторов, триггеров и т. п. Длительность импульсов мож-
но уменьшить их дифференцированием. Для укорочения импульсов
точного дифференцирования не требуется, поэтому в большинстве слу-
чаев можно использовать простейшие цепи в виде емкостного или
индуктивного контура. В схемах на униполярных транзисторах, так же
как и в ламповых, укорачивающие схемы подключают к выходу уси-
лителя. В устройствах на биполярных транзисторах отдают предпоч-
тение схемам с укорачивающей цепью на входе усилителя.
Параметры укорачивающей цепи определяют исходя из требова-
ний длительности и амплитуде выходного импульса. Длительность
же и в особенности амплитуда выходного импульса зависят от парамет-
ров усилителя, а также от параметров входного импульса, т. е. от его
амплитуды, крутизны нарастания фронта, длительности. Поэтому да-
лее укорачивающие цепи рассматриваются во взаимодействии с усили-
телем.
Параметры схемы укорочения необходимо выбирать таким образом,
чтобы при наибольшей длительности входного импульса длительность
выходного не превышала заданной величины. Поэтому анализ работы
и расчет схем, используемых для укорочения импульсов, целесообраз-
но вести для случая, когда входной сигнал представляет собой перепад
напряжения или тока, т. е. импульс неограниченной длительности. Оче-
видно, что если в этом случае длительность выходного импульса не пре-
вышает заданной, то она тем более не превысит эту величину при воз-
действии импульса конечной длительности.
Расширение импульсов, т. е. увеличение длительности кратковре-
менного импульса, применяется при регистрации импульсов, для срав-
нения и измерения энергии кратковременных импульсов, для задержки
и запоминания импульсных сигналов и т. п. Расширение импульсов
связано с накоплением электрической энергии и ее сохранением в те-
чение возможно большего времени, что можно производить при помощи
интегрирующих цепей. В схемах на униполярных транзисторах, так
же как и в ламповых, наиболее часто используется емкостной контур,
153
так как эти схемы обладают сравнительно высокоомными входом и вы-
ходом. В схемах на биполярных транзисторах более подходящим явля-
ется индуктивный контур, который позволяет заметно увеличить дли-
тельность импульса при работе на низкоомную нагрузку. Чтобы за-
метно расширить импульсы, индуктивный контур надо подключить
к источнику с низкоомным выходом. В области насыщения транзистор
имеет малое выходное сопротивление. Насыщение транзисторов об-
условлено накоплением избыточных носителей в базе, что само по себе
дает интегрирующий эффект. Поэтому при работе в режиме насыщения
в большинстве случаев отпадает необходимость в дополнительном ин-
дуктивном контуре, так как удается заметно увеличить длительность
выходного импульса за счет накопления носителей в базе.
4.2. Усилители-формирователи коротких импульсов
на биполярных транзисторах
4.2.1. Схемы и расчетные формулы
В усилителе формирователе емкостной контур можно включить
в базовую (рис. 4.1, а) или эмиттерную (рис. 4.1, б) цепь.
На практике обычно применяются нормально закрытые усилители,
отпираемые входными импульсами. В схеме на рис. 4.1,а транзистор за-
Рис. 4.1. Схемы усилителей-формирователей коротких импульсов с ем-
костным контуром в цепях базы (а) и эмиттера (б).
пирается источником смещения ЕС1Л, в схеме же с эмиттерной цепью сме-
щение можно создать при помощи делителя RI Ra от общего источника
коллекторного питания Ev. В первой схеме укорочение импульса про-
изводится при помощи конденсатора Сд в цепи базы. Резистор R, со-
противлением порядка нескольких килоом, служит для подачи запи-
рающего смещения на базу транзистора, а диод Д способствует быстрой
Разрядке конденсатора С$ после окончания входного импульса, благо-
даря чему уменьшается величина динамического смещения, способного
ослаблять действие последующих входных импульсов.
159
Рис. 4.2. Временные диаграммы
процессов в усилителе-формирова-
теле коротких импульсов.
В схеме на рис. 4.1, б уко-
рочение импульсов произво-
дится при помощи конденса-
тора Св в цепи эмиттера. Ре-
зистор /?8 включается для
термостабилизации схемы. В
отличие от токоограничиваю-
щего сопротивления в огра-
ничителях амплитуды, соп-
ротивление резистора /?э в
схеме усилителя-формирова-
теля выбирается значительно
большей величины (обычно
порядка нескольких сотен ом
и даже килоом). При работе
транзистора в активной обла-
сти схема на рис. 4.1, б пред-
ставляет собой усилитель с
отрицательной обратной
связью. При большом сопро-
тивлении в цепи эмиттера об-
разуется глубокая обратная
связь. После выхода транзи-
стора из насыщения выходное
напряжение быстро спадает
и устанавливается на уров-
не, близком к исходному, так как обратная связь сильно ослабляет
действие входного сигнала.
В исходном состоянии формирователь закрыт. В момент времени /0
на вход поступает идеальный перепад напряжения с амплитудой t/BX т
(рис. 4.2). Транзистор отпирается, ток базы скачком возрастает на ве-
личину /бгп, а затем из-за заряда укорачивающего конденсатора Сб или
Сэ постепенно уменьшается.
Ток базы г б (/) можно представить как разность двух составляющих:
/б(0 = /бг»е тУ«-/бзап(1-е ‘^).
Первая составляющая тока с амплитудой /б т обеспечивает насыше- <
ние транзистора. Вторая составляющая, амплитуда которой /б зап зави-
сит от напряжения смещения, стремится запереть транзистор. Спад то- >
ка базы характеризуется постоянной времени укорачивающей цепи I
тук. В усилителе с укорачивающей цепью в базе величины /б т> зап i
и тун определяются выражениями:
/ __ (^см+^аот) _ . __ £см~1~^эот , ы n j
бт' ’ бзап~ R+r0 J f
Ь-н«Сб(2?ви + -^-)«Сб(/?вв+гб), (4.2) I
160
I
1
где U*^m = Uc + ECK- Yr = /?/(/? +/?Вн), t/c—напряже-
ние на конденсаторе Cg в момент отпирания транзистора.
В схеме с конденсатором в цепи эмиттера ток базы зависит от тока
коллектора. Если пренебречь изменением тока коллектора в течение
сравнительно короткого времени, пока транзистор работает в активной
области, и считать /н « 1КЯ, то:
^0 т = 1^вх т~~ (^см Н" ^а ot)]/(Rbh 4* гб)- ^бгац = 4н> (4-3)
тук = Сэ(/?вв + г6), (4.4)
где
/Kn = (EK-/K0/?K-t/KB)(4- + J-)«EK(4-+^-\ (4.5)
\ пн / \ пк па /
ECM = EKR3/(R3 + R1).
В момент времени (рис. 4.2) транзистор попадает в область на-
сыщения и потенциал его коллектора фиксируется на уровне 1/кн. За-
вершается формирование фронта импульса, длительность которого
(с учетом влияния емкости нагрузки Сн) можно оценить по приближен-
ной формуле
/фр « 0,8 Гт™+ RaK(Ca + -£Ч], (4.6)
'6 mL \ PW/J
где RHK = RH|| R„.
Далее начинается формирование плоской вершины импульса. На
этом этапе происходит накопление носителей в базе, но затем, по мере
уменьшения тока базы, накопление прекращается и начинается рассасы-
вание избыточных носителей. Наконец, в момент времени /2 транзистор
выходит из области насыщения, восстанавливаются его усилительные
свойства и начинается формирование среза импульса. К этому моменту
укорачивающий конденсатор успевает зарядиться настолько, что на-
пряжение на нем почти полностью компенсирует действие входного
сигнала. При этом величина тока в основном определяется напряжением
источника смещения, которое стремится запереть транзистор. Таким
образом, длительность выходного импульса практически определяется
продолжительностью нахождения транзистора в области насыщения.
Это время рассчитывается из уравнения для заряда избыточных носи-
телей в базе, накопленных непосредственно у коллекторного перехода.
На практике с помощью этого уравнения рассчитывают постоянную
времени укорачивающей цепи тук по заданной длительности выходного
импульса /и. Для удобства расчетов это уравнение целесообразно пре-
образовать и привести к виду
1-е-ЛФ =Х(1ЛФ,
где = -А- (] _ ;
Тук \ Тн /
'и
N = ^зап+^н/Ру тн
Uh/Тц) (/бт г ^6 зап)
(4.7)
(4.8)
6 Зак. 257
161
На рис. 4.3 в виде графиков представлены результаты решения
трансцендентного уравнения (4.7) в зависимости от величины 7Уф. При
расчете схемы усилителя-формирователя при помощи этих графиков
определяют величину Хф, соответствующую данному значению Л/ф, а
после этого вычисляют постоянную времени укорачивающей цепи по
формуле
тув=/,Л/тв + Хф. (4.9)
При значениях Л/ф > 1, как видно из рис. 4.3, б, Хф имеет отри-
цательный знак. При этом может оказаться отрицательным и расчетное
значение тук. Это означает, что входной сигнал неспособен обеспечить
насыщение транзистора.
Рис. 4.3. Графики Хф от N$: для Л'ф ’ч 1(a) и К Nф <3 (б).
Решение уравнения (4.7) можно представить в виде приближенных
формул. В частности, при Л/ф С 0,4 постоянную времени тук можно
определить при помощи приближенной формулы
Т'ук Nф Тн/(^и N ф ф- тн).
(4.10)
Для Л/ф > 0,4 достаточно хорошим приближением является фор-
мула
+ (4.11)
которая позволяет определить величину тук с погрешностью не более
10% в пределах изменения 0,4 Л/ф 3. При Л/ф > 3 длительность
импульса 1а > (2 ... 3) тн, поэтому можно не учитывать влияние реком-
бинации в базе и рассчитывать постоянную времени тун по формуле
( In зап \ 1
ук зап 4“ Д h/PjV/
(4.12)
С изменением тока нагрузки, амплитуды входного импульса и пара-
метров транзистора изменяется длительность выходного импульса, что
162
необходимо иметь в виду при расчете схемы. Можно уменьшить измене-
ние длительности импульса Д/и, вызываемое отклонением амплитуды
входного импульса от номинальной величины, предварительно форми-
руя входной сигнал при помощи предусилителя-ограничителя. Если
Рис. 4.4. Схема усилителя-формирователя с укорачивающим
трансформатором на входе.
же изменение длительности импульса Д/и превышает допустимую ве-
личину из-за изменения в широких пределах тока нагрузки, то можно
уменьшать Д/и, нагружая усилитель балластным сопротивлением. При
этом ограничивается диапазон из-
менения тока нагрузки /нн и тем
самым в некоторой степени стаби-
лизируется выходной импульс.
Однако балластное сопротивление
увеличивает ток коллектора в об-
ласти насыщения, что приводит к
уменьшению нагрузочной способ-
ности усилителя и увеличению
потребляемой мощности.
В усилителе с трансформатор-
ным выходом можно существен-
но уменьшить изменение длитель-
ности импульса, обусловленное
изменениями тока нагрузки и па-
раметров транзистора (тн; pw), со-
ответствующим образом подбирая
параметры трансформатора, так
же как и в усилителе-ограничи-
теле.
На рис. 4.4 приведена схема
усилителя-формирователя с уко-
рачивающим трансформатором на
входе, который одновременно поз-
Рис. 4.5. Временные диаграммы
процессов в трансформаторном
усилителе-формирователе.
воляет согласовать источник сигналов с усилителем. Для согласова-
ния усилителя с нагрузкой используется выходной трансформатор.
При подаче входного перепада (рис. 4.5) ток базы скачком увеличи-
вается на величину
I __._____*____1 Ubx т
1бт~ , п ,2 I
Гб + ”вн/лвх L явх
(£СМ Н" ^3 от) ) I
(4.13)
6
163
где /гвх = WJWz — коэффициент трансформации входного трансфор-
матора.
Очевидно, что чем больше амплитуда базового тока 15т, тем меньше
длительность фронта выходного импульса. С этой точки зрения, целе-
сообразно выбрать коэффициент трансформации равным
^вх опт
^вн
Гб
^см~Ь^э
^вх т
Ьсм + ^а от
Um т
(4.14)
При этом /б т достигает своей максимальной величины.
В усилителе с дифференцирующим трансформатором, как в преды-
дущих схемах, ток базы можно представить в виде
___t ___t_
= Гук-/бзап(1-с Тук),
где /б зап = (£см + от)/гб—ток базы, запирающей транзистор;
т =£„ /_!_____|--П1' х )—постоянная времени укорачивающего
5к -вх! Г(. j трансформатора или
, / 1 , 1 \
"'ук г-1вх ( г Т п ‘
\ ГдЯвх Ави /
Влияние укорачивающего трансформатора проявляется в том, что
с увеличением тока намагничивания ослабляется действие входного
сигнала и возрастает влияние запирающего смещения.
Ток коллектора, достигнув уровня насыщения /кп — (Ек —
— UK н)//?„п2, продолжает возрастать из-за увеличения тока намагни-
чивания выходного трансформатора и к моменту времени /2 становит-
ся равным
(FK—С7КИ) (-^-4--^-')
\ АН /
(«вых = — коэффициент трансформации, Lj — индуктивность
первичной обмотки выходного трансформатора). Уравнение, графики
и приближенные выражения для постоянной времени укорачивающего
трансформатора имеют такой же вид, как и для усилителя-формиро-
вателя с емкостным контуром, с той лишь разницей, что в данном
случае функция Уф определяется следующим выражением:
дг __ ехр(/и/Тн) /Г, । /кт
ф , , , » \ j 1 1 * б зап ”1“ а
(^б?н+ ^бзап) ^и/тн IL
E(EM-U„H) X
TPW тн Г. / /и \ 1 ] Uк и f
at 1 СЛР а г и
P;V bj J L \ Th / J P;V
(4-15)
4.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 26. Рассчитать усилитель-формирователь коротких импуль
сов на интегральных транзисторах (см. п. 2.2.2), предназначенный для
запуска ждущего мультивибратора по коллекторной цепи (рис. 4.6).
164
в исходном состоянии транзистор Т закрыт напряжением смещения,
которое подается от источника напряжения £см = 2 В через цепь, со-
стоящую из резистора R и транзистора ТД в диодном включении. На
вход усилителя поступают перепады напряжения положительной по-
лярности амплитудой UBxm ~ 5,5 В и длительностью фронта /фрвх =
= 30 нс. Внутреннее сопротивление источника входных сигналов /?вн —
== 5 кОм. Усилитель-формирователь подключается к коллектору за-
крытого транзистора мультивибратора с /?к1 — 5 кОм и Ек — 6 В.
Чтобы возбудить мультивибратор, необходимо обеспечить рассасыва-
ние заряда величиной Q = 1 нКл из базы насыщенного транзистора.
Время выдержки мультивибратора /выд = 0,5 мкс.
Т------р-о£л
"«ц « ГК,
~4-»~1У
Ждущий
мультивибра-
тор
1
Рис. 4.6. Схема усилителя-формирователя на интегральных транзисто-
рах.
1. Определяем требования к длительности импульса /и выходного
импульса усилителя-формирователя. Наибольшая величина /ИНаиб
должна быть меньше времени выдержки ждущего мультивибратора /выд
с тем, чтобы не влиять на длительность импульса, формируемого муль-
тивибратором. Наименьшая длительность импульса /и наим определяется
требуемой величиной заряда Q, рассасывание которого обеспечивает
переброс мультивибратора. Этот заряд рассасывается током амп-
литудой /рас & (Ек——t/KH)/rBXH « 12 мА, поступающим
в базу насыщенного транзистора через конденсатор С1 (потенциал базы
(/бэ яз 0,7 В, входное сопротивление насыщенного транзистора гвхн «
400. Ом). Если пренебречь уменьшением этого тока, обусловленным
перезарядом конденсатора С1, то заряд, отбираемый из базы насыщен-
ного транзистора за время /и, составит /рас ta. Следовательно, длитель-
ность выходного импульса должна быть не менее
. Q 10-0 А АО
41 паим — ---~ --------Г ~ 0,08 МКС.
/рас 12-Ю-3
Учитывая некоторое уменьшение тока /рас, при расчете схемы
будем ориентироваться на длительность импульса ta = 0,15 мкс, при
которой, с одной стороны, обеспечивается надежный переброс мульти-
вибратора, а с другой, исключается влияние запускающего импульса
на время выдержки.
2. Выбираем сопротивление резистора так, чтобы он не шунтиро-
вал заметно источник сигналов, т. е. R — 20 кОм.
165
3. Рассчитываем постоянную времени укорачивающей цепи тук =
= С (7?вн + гб || R) tv CRBH. Для этого прежде всего по формулам (4.1)
и (4.2) определяем токи базы:
. (Двхт— — (^см+^эот) Q мд,
бП Rbr Ya> + Лб
/ 3 = -£м+{Уэ от «0,12 мА;
R+r6
а также ток коллектора в насыщении
/ин«-^=^-+/рас «13,2 мА.
'+1
Здесь Uс = Un « 0,6 В — напряжение на конденсаторе С в момент
поступления перепада напряжения на вход усилителя. Это напряжение
равно разности потенциалов Ua на электродах диода ТД при токе /д =
= Дсм//?2 = 0,1 мА, величину которой можно определить по данным
примера 7.
Поскольку в данном примере длительность формируемого импульса
ta значительно больше постоянной времени накопления (тн — 25 нс),
то величину тук можно рассчитать по формуле (4.12):
тук=1,5.10-’/1п
0,51+0,12
0,12+13,2/50
«0,32
мкс.
4. Находим емкость укорачивающего конденсатора
С «; тук//?вн « 64 пФ.
Пример 27. Рассчитать трансформаторный усилитель, предназна-
ченный для работы в качестве формирователя коротких импульсов,
длительность которых должна быть ограничена в пределах ta наим =
=0,5мкс и ta наиб = 1 мкс при изменении нагрузки в широком диапазоне:
/^инаим = 40 Ом; /?ннаИ0 = 200 Ом; Снваиб = 200 пФ; Сннаим = 50пФ.
Сигналы амплитудной UBi. т = (5,5 ± 0,5) В поступают на вход
усилителя от источника с внутренним сопротивлением RBB = 200 Ом.
Наибольшая частота усиливаемых импульсов FHan6 = 0,5 мГц. Ам-
плитуда выходных импульсов //вы!(т = 6 В, длительность фрона
<^0,5 мкс. Температура меняется в пределах от 25 до 60° С. Запираю-
щее смещение, равное 0,55 ± 0,5 В, создается диодом. Изменение на-
пряжений источников питания не превышает 10%.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к току на-
грузки и длительности фронта. Чтобы обеспечить сравнительно высо-
кую стабильность длительности импульса при изменении нагрузки и
температуры в широком диапазоне, необходимо ориентироваться на
транзистор, обладающий большим допустимым током коллектора. Про-
изведем расчет для германиевого транзистора МП20А.
2. Находим коэффициенты трансформации входного и выходного
трансформаторов по формулам (4.14) и (2.37):
166
(Ectl + U3 от = 0,55 + 0,15 = 0,7 В; гс, = ЗООм; UBZ т = 5,5 В);
1 / 200 Д. 50 ' 10-9 4
«вых опт - у 50 - 80 + 80 - 10-“ -40
(Сн = 200 пФ; Pjv =50; Ск«80пФ; т7Л/ = 50 нс; /?н = 40Ом).
3. Определяем напряжение источника питания
Ек « Ивых ^вых т ~ 24 В»
4. Задаемся индуктивностью первичной обмотки выходного транс-
форматора, руководствуясь неравенством
Е1 наиб
бк наиб—Uк н
^К. н max И наиб
«0,1 мГ,
где
/к н наиб = —2 ЯкНП11Й---= -- ’1 ' 2- = 41 мА.
г» И НонО 2 гу । а лг\
Явых Л^н наим 10 • 4U
Произведем расчет схемы для L, ~ 1 мГ.
5. Определяем постоянную времени укорачивающей цепи tvK.
Для этого на основании выражения (4.15) рассчитываем значение
функции Мф при величинах
I би наиб—Ок н д] д.
'канаио 2 п мм,
Лвых /<и наим
, _______________ , Овх т наим _____tp । j / \ 1 ~ 99 Й и А
'em наим . I г> I 2 v-смТ 1-уэот/иапб ~
гб+ Авн/Лвх L «вх J
[(см. формулу (4.13)];
зап паиб ~ (Есы + Us от)цаИб ~ 23,3 мА,
гб
^н наим = 1 МКС; Рд^паим = х>0,
которым соответствует минимальная длительность выходного им-
пульса ta наим.
1,65 (Г23 3 41 26,4(2,5—1)
(22,6 + 23,3)0,5 [[ ’ + 50 50 • 10*3
X 0,4 +26.-±0’5 . Ю-31 «0,77.
50-Ю-3 J
io-3
По графикам на рис. 4.3 определяем величину Хф « 0,6, а затем
по формуле (4.9) рассчитываем постоянную времени укорачивающей
цепи
Тук =-------^инаим------= 455 нс,
наим/Тн наим + Хф
Отрицательный знак расчетной величины туК означает, что при
заданных условиях схема не способна формировать импульс длитель-
ностью ta наим, так как транзистор перегружен и выходит из об-
ласти насыщения раньше требуемого времени. Чтобы предотвратить
167
это, необходимо увеличить амплитуду входного импульса или умень-
шить нагрузку усилителя, т. е. увеличить минимальную величину
/?н найм- Транзистор можно также «разгрузить», увеличивая индук-
тивность намагничивания выходного трансформатора Llt но при этом
возрастают пределы изменения длительности выходного импульса с из-
менением нагрузки, амплитуды входного сигнала, а также парамет-
ров транзистора.
Постоянную времени укорачивающей цепи тук можно рассчи-
тывать и при помощи приближенных формул (4.10)—(4.12).
6. Проверяем работу схемы при изменении нагрузки, параметров
транзистора, напряжений входного сигнала и смещения. Так как
указанные величины обычно изменяются в широких пределах, то
расчет изменения длительности импульса на основании дифферен-
циальных приращений приводит к заметным ошибкам. Поэтому це-
лесообразно производить проверку следующим образом. Вычисляем
значение функции соответствующее наибольшей длительности
импульса /инаиб, подставляя в выражение (4.15)
1 к н найм
— найм — Uк н
Чвых /?ц наиб
==6,8 мА;
(£СМ + итк.ИМ 2Э-5
^б зап найм (^см ~Ь от)наим мА,
г5
Тв наиб — МКС, Рл/наиб — 100; Трдг наиб 5 МКС,
При этом получаем Аф = 0,6, которому соответствует значение
Хф = 1,1 (см. графики на рис. 4.3). Определяем новое значение по-
стоянной времени укорачивающей цепи
,ук н -------(пнаиб------- 625 нс
наиб/тн наиб“ЬХф
и сравниваем его с величиной тук, рассчитанной в предыдущем пункте.
Если тук н > тук, то максимальная длительность выходного импуль-
са не превышает допустимую величину. В противном случае, т. е. при
тУк н < тук> необходимо ограничить пределы изменения тока на-
грузки /к и или входного тока /б т с тем, чтобы уменьшить неста-
бильность длительности выходного импульса. Для ограничения пре-
делов изменения тока нагрузки иногда усилитель нагружают на бал-
ластное сопротивление. Для стабилизации амплитуды входного тока
/б т применяется предусилитель-ограничитель.
7. Рассчитываем индуктивность намагничивания укорачиваю-
щего трансформатора на входе усилителя по формуле
Е1ВХ = туи = 0,45
в уиЯвв + гб^х
10~6
200 • 30 (1,7)2
200+30 (1,7)3
а; 26 мкГ,
168
8. Оцениваем длительность фронта по приближенной формуле
(4.6):
*фр^°.814^[50+з’2(90+^О~0’45 мкс
(более точно /фР можно рассчитать по формулам, полученным при
разборе примера 11).
9. Рассчитываем параметры демпфирующих цепей для входного и
выходного трансформаторов.
10. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе
мощность допустимую величину:
р __ 1 Г /к н Ек . /кт f । Л< н~ЬЛ; nt J ] f ।
1 и j, 1 д гФР ”Г “‘ср “г с/кн4и наиб"1“
4“ Л;0 наиб (Т Ci наиб ^фр ^ср)1
« 66 мВт < Рк max = = 75 мВт.
0,73
Задача 23. По данным примера 26 рассчитать усилитель-формиро-
ватель коротких импульсов с укорачивающей PC-цепью в эмиттере.
Задача 24. Рассчитать усилитель-формирователь с укорачиваю-
щим трансформатором, формирующий импульсы длительностью
ta = (2 ± 0,3) мкс амплитудой (/вых т = 5 В. Входные импульсы
амплитудой UBX т = (5,5 ± 0,5) В поступают от источника с Рвн ==
== 1 кОм. Нагрузкой схемы являются элементы, входное сопротивле-
ние которых меняется от Рн наим = 1 кОм ДО Рп наиб = 2 кОм. Из-
менение напряжений источников питания не превышает 10%.
4.3. Усилители-расширители на биполярных
транзисторах
4.3.1. Схемы и расчетные формулы
В схеме транзисторного усилителя с емкостным контуром
(рис. 4.7, а) в качестве расширяющей используется емкость коллек-
торного перехода и паразитная емкость Со, шунтирующая выходную
цепь усилителя. При этом заметное расширение имеет место только
при работе на высокоомную нагрузку. Следует иметь также в виду
расширение импульса, обусловленное инерционностью транзистора.
Усилитель нормально закрыт и отпирается импульсом тока.
В течение воздействия входного импульса изменение выходного на-
пряжения определяется выражением
Г I \О / \ 1 \ -7 (Р) Рдг(р) к
Ывых (Р) ^б (Р) Й(Р) Ук (р) К , , 7 . . о , .. 7 >
1+Zh к[1+ ₽л/(Р)]/2к
где
ь = к/(рС0 /?к к + I); Ra к = Ra RK/(RU+RJ.
1G9
Можно показать, что если длительность входного импульса
TTN </и вх С Ук lTTW + #ик (£„-)-C0/pw)L
то выражение для выходного напряжения можно упростить и при-
ближенно представить в виде
,, _______________Ыр).______________
Р[Ск+С0/рА/+т,Л,(1//?к + 1/М *
Таким образом,
импульса
в транзисторном усилителе амплитуда выходного
Рис. 4.7. Схема усилителя-расширителя с емкостным контуром (а) и вре-
менные диаграммы процессов в нем (б).
. *и вх
/б (0 dt,
^0 экв £
где эквивалентная емкость
Сп „КВ = (“Г-+ •
VN \ 7?к Ra )
(4.16)
(4.17)
К моменту прекращения входного сигнала амплитуда выходного
импульса достигает величины f7BbIx m> а затем по мере разряда ем-
костей Ск и Со спадает по экспоненте с постоянной времени тр
(рис. 4.7, б). В промежутках времени t > ta вх выходное напряжение
изменяется по закону
«вых(0 = ^вЬ1хтехр( — ~~^ИВХ ) .
Длительность выходного импульса /и в основном определяется
временем разряда емкостей Ск и Со, поэтому чем больше постоянная
времени их разряда тр, тем больше и длительность импульса ta.
Для расширения импульсов, как правило, используют нормально за-
крытые усилители, так как в них постоянная времени тр большей ве-
личины, чем в нормально открытых усилителях.
170
Длительность выходного импульса в нормально закрытом уси-
лителе определяется временем разряда интегральной емкости кол-
лекторного перехода С,. и емкости Со, т. е. /и = атр, где а— коэффи-
циент, величина которого зависит от уровня напряжения, на кото-
ром определяется длительность выходного импульса (на уровне
1 Нп а = 1, а на уровне 0,05 ивых т коэффициент а = 3). Постоян-
ная разряда этих емкостей
тр = (Ск4-С0) RK Rr/(Rr + Rh)
(4.18)
растет с увеличением сопротивлений 7?к и RH. Емкость Со обычно оп-
ределяется емкостью нагрузки Сп. Заметим, что в транзисторном
усилителе для увеличения тр в
определенных пределах можно уве-
личить емкость Сн до требуемой
величины Со. Если Со <£ Ск (1 +
+ ₽w), то с увеличением Со ампли-
туда выходного импульса умень-
шается не так уж существенно.
В усилителях с емкостным кон-
туром выходной сигнал имеет фор-
му треугольного импульса (рис.
4.7, б). Длительность его фронта
практически определяется длитель-
ностью входного импульса. Если
считать нарастание выходного им-
пульса линейным, товыходное на-
пряжение увеличивается от 0,1
УВыхт до 0,9t/BbIJtm за время
^Фр — 0,8ta вх.
При работе транзистора в обла-
сти насыщения, как известно, дли-
тельность выходного импульса уве-
личивается на время, необходимое
^Sm
Рис. 4.8. Временные диаграммы
процессов в насыщающем усилите-
ле-расширителе.
для рассасывания избыточных носителей, которые накапливаются в ба-
зе непосредственно у коллекторного перехода. Этот эффект на практике
используют для расширения кратковременных импульсов. При этом
удается формировать импульсы стандартной амплитуды с плоской
вершиной и со сравнительно крутым фронтом. Длительность плоской
вершины выходного импульса зависит от времени рассасывания избы-
точных носителей и при соответствующем подборе параметров схемы
может значительно превосходить длительность входного импульса.
Можно несколько увеличить длительность выходного импульса, замед-
ляя разряд емкости коллекторного перехода и емкости нагрузки, т. е.
Удлиняя срез выходного импульса.
В качестве насыщающегося усилителя-расширителя можно исполь-
зовать схему на рис. 4.7, а, если соответствующим подбором парамет-
ров обеспечить работу транзистора в области насыщения при воздей-
ствии входного импульса.
171
Усилитель-расширитель обычно работает без запирающего смеще-
ния. В этом случае при запирании транзистора ослабляется действие
входного сигнала и тем самым снижается уровень накопления. Кроме
того, ток источника смещения после воздействия импульса способст-
вует быстрому рассасыванию избыточных носителей, что также неже-
лательно, так как сокращается длительность выходного импульса.
При подаче кратковременного импульса тока с амплитудой
,419’
транзистор сравнительно быстро насыщается и потенциал его коллек-
тора фиксируется на уровне UK п (рис. 4.8). В схеме расширителя тран-
зистор работает в режиме глубокого насыщения, поэтому фронт вы-
ходного импульса нарастает почти линейно и его длительность
0,8 As-L™ + /?як (Св +Ь-)1,
1бт L \ 0JV /J
как правило, оказывается заметно меньше длительности входного им-
пульса.
В течение воздействия входного импульса в базе накапливаются но-
сители. Избыточный заряд неосновных носителей, накапливаемых
в базе у коллекторного перехода, определяется выражением
<2к н (0 = »в(/втр«-/«н)(1 -е-"Ч
(время t отсчитывается с момента насыщения транзистора).
В момент окончания входного импульса избыточный заряд дости-
гает величины
<?К Н (Q « (Лип ftv — Iк) (1 — е-'п/тн) « й’к (1бт ₽;V — /кя) ^„/тв.
Последнее приближение справедливо для кратковременных импуль-
сов с временем накопления tH 0,2тн. Продолжительность процесса
накопления t„ можно оценить по приближенной формуле
*Н~/Ивх-------- [т7Л/ + ( Ск+ И (4.20)
Aim L \ Рл/ ’ J
После выключения входного импульса избыточный заряд умень-
шается, с одной стороны, из-за рекомбинации, а с другой — из-за тока
/к „ через коллекторный переход. На стадии рассасывания, которая
поступает после момента времени t2 (см. рис. 4.8), заряд носителей
у коллекторного перехода определяется выражением
Qk Н G') = Qk П (Л) е-'' /к н (1 - е-(' 'Ч,
где время I' отсчитывается от момента окончания входного импульса.
В момент времени t3 завершается рассасывание носителей, транзис-
тор выходит из области насыщения и начинается формирование среза.
Продолжительность плоской вершины импульса t„ определяется
временем, в течение которого транзистор находится в области насы-
щения, т. е. ta — ta + ^рас- Время накопления /н, как это следует из
172
формы (4.20), зависит от продолжительности входного импульса
/ вх и длительности фронта выходного импульса /фр, т. е.
'н = '..вх 1>25/фР. (4.21)
Время же рассасывания /рас определяется из уравнения
<2н н (h'c) ~ из К0Т0Р0Г0 следует, что
fpac = тн In f 1 + № --1А (1 « Тп in Г1 +
L \ 'к н / J L
+ --1)-^-]. (4.22)
Итак, длительность плоской вершины импульса,
= 'фр — 1 >25'фр + тн In [ 1 — (/<нас — 1) /н/тн]
растет с увеличением коэффициента насыщения Анас — $1у1бт/1к ...
При формировании среза импульса транзистор работает в активной
области. Выходной сигнал спадает по экспоненте
“вых ('") = » (£«— 'ко V^h) е-'<"/тэк
(время I" отсчитывается от момента выхода транзистора из области на-
сыщения /3).
Таким образом, продолжительность выходного импульса дополни-
тельно увеличивается из-за удлинения среза импульса и достигает
величины
'и = 'п + атэв (4.23)
(а = 1 на уровне 1 Нп, а = 3 на уровне 0,05(7ВЫХт).
На практике в усилителях-расширителях часто применяются сог-
ласующие трансформаторы (рис. 4.9). Трансформатор на входе позво-
ляет увеличить амплитуду базового тока, что способствует повышению
коэффициента насыщения КнйС, а следовательно, и удлинению плоской
вершины импульса. Амплитуда базового тока достигает максимальной
величины при коэффициенте трансформации
= (4-24)
Индуктивность первичной обмотки входного трансформатора L1BX
необходимо выбрать так, чтобы в течение воздействия входного импуль-
са не было заметного увеличения тока намагничивания вх, который
ослабляет действие входного импульса, а после прекращения его уско-
ряет рассасывание избыточных носителей. Уменьшение базового тока,
т. е. тока вторичной обмотки, как известно, можно оценить по прибли-
женной формуле
«1бт-^ = №.. II гб пЬ),
тЦн вх
При выборе
L, вх >(20 ... 50) ta вх -^аГЪП1~- (Ю ... 25) ta вх /?ви (4.25)
^-внП-Гб Пвх
173
базовый ток уменьшается не более, чем на (5— 2) %, что, разумеется,
не может заметно сказаться на величине избыточного заряда, накапли-
ваемого в базе за время /н. После окончания импульса появляется выб-
рос тока с амплитудой Д/бзап ~ который может заметно уско-
рить рассасывание избыточных носителей. Пока транзистор находит-
ся в области насыщения, этот выброс спадает с постоянной времени
ТЦи /-1вх
1 \ 2 вх
гб J Rbh
(4.26)
При этом избыточный заряд дополнительно уменьшается на величи-
ну
______lw АЛ> эап Р_____
(Ртн + 1) (р + 1/Тцвх)
которую в ряде случаев необходимо учитывать.
Рис. 4.9. Схема трансформаторного усилителя-рас-
ширителя.
Выходной трансформатор позволяет согласовать нагрузку с усили-
телем, в результате чего импульс дополнительно расширяется. В мо-
мент насыщения транзистора ток коллектора /к н в схеме с трансформа-
торным выходом достигает величины /кн = (£«— UK Ко-
эффициент трансформации /гвЬ1Х = WilW2 определяют, исходя из за-
данной амплитуды тока нагрузки /ВЫХгп или напряжения нагрузки
(/вых т’ Т. е.
„ ___ Ек—UKH Ек—Uk и 97ч
«вых . р I '
Овых т 'выхш
Следовательно, /к н кыхт Уиыхгп/(Ек Uкн).
Как видно из последнего соотношения при заданной мощности на-
грузки /вых т(/вых т> ток коллектора /к н при работе транзистора в об-
ласти насыщения в трансформаторной схеме уменьшается с увеличе-
нием напряжения питания Ёк. При высоких напряжениях Ен можно
выбрать коэффициент трансформации пвых большей величины и тем
самым уменьшить ток насыщения коллектора /к „. При этом замедля-
ется рассасывание избыточных носителей и возрастает длительность
плоской вершины выходного импульса.
Индуктивность первичной обмотки Lt необходимо выбрать таким
образом, чтобы ток намагничивания выходного трансформатора не при-
174
водил к быстрому рассасыванию избыточных носителей. При условии
1^(5... 10)/п/?нИвых
(4.28)
ток намагничивания в момент выхода транзистора из области насыще-
ния составляет не более (0,2 ... 0,1) /кн.
Итак, в трансформаторной схеме избыточный заряд, накапливае-
мый у коллекторного перехода во время воздействия входного импуль-
са, возрастает, во-первых, из-за увеличения амплитуды базового тока
/бт и, во-вторых, из-за уменьшения тока насыщения /кн. К моменту
окончания входного импульса избыточный заряд достигает величины
Qkh(^h)~— (
Tu J L J
о
0ДО г пвх
---- I ----------------
ТВ I Гб П^х + /?ви
Й1 вх
J «вх(0^
о
бк--н
п2 Ян
1 + W----------------- гн
/
(4.29)
Эта приближенная формула справедлива для импульсов с длитель-
ностью /иВХ < (0,2тн — 1,25/фр) « 0,2тн.
Длительность времени рассасывания <рас определяют из транс-
цендентного уравнения QK н (/рас) — 0.
Для формирования импульсов сравнительно большой длительности
обычно применяют релаксационные схемы: мультивибраторы и бло-
кинг-генераторы, работающие в ждущем режиме.
4.3.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 28. Рассчитать усилитель-расширитель с емкостным кон-
туром, формирующий из входного сигнала треугольной формы дли-
тельностью /иВХ = 0,3 мкс (на уровне 0,5(7ВХт) амплитудой 5В, вы-
ходной импульс длительностью ta = 3 мкс (на уровне 1 Нп) и ампли-
тудой 67ВЬ1Хт»5В. Внутреннее сопротивление источника входных
сигналов /?вн = 1 кОм. Усилитель нагружен на /?н = 10 кОм и Сн =
== 30 пФ. Напряжение источника питания £,К = 6В. Усилитель пред-
назначен для работы в диапазоне температур от 20° С до 60° С.
1. Выбираем транзистор МП42Б
2. Определяем наибольшее сопротивление резистора в цепи коллек-
тора по формуле
Ян<
бц---^выхгп
о наиб
6—5
6-10-2
« 16,6 кОм.
Принимаем RK = 15 кОм.
3. По заданной величине длительности импульса находим постоян-
ную времени тр = tu/a = 3 мкс, а затем при помощи выражения
175
(4.18) рассчитываем величину интегрирующей емкости
С0 = то[ — + — ) —С =3-10-10( — + — )— 9-Ю-1’ «410пФ.
Pk Rk Rh J \ Ю 1.5 J
Следовательно, коллектор транзистора необходимо шунтировать
дополнительно емкостью Со — С„ = 380 пФ.
4. По формуле (4.17) оцениваем величину эквивалентной емкости
Q9Kb=[90 + —+ 96f —+ —125 пФ
09кв [ 45 к 15 10 /]
и на основании выражения (4.16) рассчитываем амплитуду выходного
импульса
и т=f /о dt =-----------------------U^ mta вх— _ 6 в
Соэка J Евн4~гвхэ Со экв (Rbh 4-гвх э)
0
(гвхэ« 1 кОм).
Если расчетное значение UBblxm оказывается меньше требуемого
из-за чрезмерно большой интегрирующей емкости Со, то рекомендуется
подключать нагрузку /?н к расширителю через эмиттерный повторитель
и уменьшать величину Со на выходе расширителя. Если же расчетное
значение емкости Со<_ Ck^n и при уменьшении Со не удается увеличить
амплитуду выходного импульса до требуемой величины, то для усиле-
ния входного сигнала следует включить предусилитель.
Пример 29. Рассчитать усилитель-расширитель, формирующий
импульсы с плоской вершиной ta 0,4 мкс, фронтом /фр = 80 нс
и амплитудой (7ВЫХгп 6В из входного сигнала треугольной формы
длительностью0,1 мкс (на уровне0,5(7вх т), амплитудой 5,5В. Внутрен-
нее сопротивление источника входных сигналов /?Вн = 900 Ом. Усили-
тель нагружен на /?н = 250 Ом и Сп — 20 пФ.
1. В данном примере целесообразно использовать трансформатор-
ную схему включения усилителя (рис. 4.9), поскольку нагрузка уси-
лителя низкоомная.
2. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к длитель-
ности плоской вершины /п и фронта /фр и ориентируясь на высоко-
вольтный прибор, который в трансформаторной схеме позволяет умень-
шить ток коллектора /кн и за счет этого увеличить длительность плос-
кой вершины импульса. Произведем расчет схемы для кремниевого
n-p-п планарного высоковольтного транзистора К.Т312Б.
3. Задаемся величиной напряжения источника питания Ев = 24В
близкой к предельно допустимому напряжению коллекторного пере-
хода. При больших значениях Ев, как уже указывалось, удается сфор-
мировать импульсы большой длительности.
4. Определяем параметры входного и выходного трансформаторов.
По формулам (4.24) и (4.27) рассчитываем коэффициенты трансформации
V Rssu/^б и иьых - (Ек UBU)/UEblKtn -4.
176
Выбираем индуктивности первичных обмоток, руководствуясь
неравенствами (4.25) и (4.28):
М вх >(25 ... 50) ta вх RBB = (2,25 ... 4,5) мГ;
£х > (5 ... 10) ta RH nLx = (8 ... 16) мГ.
Принимаем А1ВХ — 4,5 мГ и = 8 мГ. При этом уменьшение
тока базы и увеличение тока коллектора в области насыщения (из-за
нарастания токов намагничивания трансформаторов) составляют всего
1 и 20% соответственно.
5. Оцениваем длительность фронта по формуле (2.20), подставляя
в нее
тЭк = 0,8-50 (1,33 + 4-6)-10~8= 1 мкс; тфРуПР = 0,1 мкс;
/к н = (^к— h)/Rh = 6 мА; /б J = U'№ m/(RBB + Гб) « 9,14 мА;
₽w = 50; ук = 0,8:
/фр «0,8-1,1 • 10-"-------------- [1+1/I + IS-’14'50'0’8'1-0’1 * —
фр 2-9,14-50-0,8 V 0,9-6(1,1)а
•10-®« 75 нс.
1,33—4(64-20)
1,33+4-6
6. Рассчитываем длительность плоской вершины выходного им-
пульса, которая складывается из времени накопления tB и времени
рассасывания /рас. Время накопления вычисляем по формуле (4.21),
в которую надо подставлять длительность импульса, определяемую
по основанию (т. е. 0,2 мкс), и тогда
/н = (0,2— 1,25 • 0,075) • 10-" « 0,1 мкс.
Для определения времени рассасывания /рас прежде всего с помощью
соотношения (4.29) рассчитываем заряд неосновных носителей, накап-
ливаемых у коллекторного перехода за время /н:
П If \ Ч Г 3-5,5-10-’ 24-10-’ /. 10-’-250-16 \1
[ 2-900 50-16-250 + 8-Ю-3 ~
« Л J+- 9-Ю"10
тн
(pw = 50; T0W = 0,1 мкс).
Затем, составляя уравнение (1.19а) для заряда QK н (для проме-
жутков времени t' > /н), получаем
г г
Р,,н(П*Он)е -ак1,2/кн(1-е х").
Для упрощения расчетов в этом уравнении использована макси-
мальная величина тока коллектора
I = / -к (7|i" /«12/
1 цт J К Н Г 1 П 1 * 1 К II*
177
Время рассасывания /рае, определяемое из уравнения QK н (/рас)
= 0, равно
/ __ - In Г Фк н Он)
‘рас — тн ln „ io/'
L vK 1,2 /к н
1 к in-71 Г 50-9- 10-к>
= 1,5-10 7ln
1,5-1,2-6-Ю-1»
« 0,56 мкс
(/ки ^Ек/^ых/?н = 6мА; т„ = 0,15мкс).
Длительность плоской вершины tn = tH + /рас = 0,66 мкс. Если
эта величина оказывается меньше требуемой из-за недостаточной сте-
пени насыщения транзистора, то рекомендуется использовать допол-
нительный предусилитель или эмиттерный повторитель. Предусилитель
применяется при расширении маломощных кратковременных импуль-
сов. Повторитель целесообразно включить между расширителем и
нагрузкой, если последняя низкоомная и не позволяет поддерживать
транзистор в насыщенном состоянии в течение требуемого времени.
Задача 25. По данным примера 28 рассчитать усилитель-расшири-
тель на транзисторе МП42Б, формирующий выходной импульс, дли-
тельность плоской вершины которого ta = 0,5 мкс и амплитуда
^выхт = ЗВ.
Задача 26. По данным примера 29 рассчитать бестрансформаторный
вариант усилителя-расширителя на транзисторе КТ312Б.
Глава S
ТРИГГЕРЫ
5.1. Режимы работы триггеров и основные характеристики
Триггером называется устройство, обладающее несколькими,
чаще двумя, состояниями устойчивого равновесия. Переброс триггера
из одного устойчивого состояния равновесия в другое сопровожда-
ется скачкообразным изменением токов и напряжений и происходит
под воздействием внешнего спускового сигнала, когда его амплитуда
достигает определенного уровня, называемого порогом срабатывания.
На практике наиболее часто применяются триггеры, состоящие
из двухкаскадных усилителей с регенеративной обратной связью и
Чап
Т-ОТП

~Т Lcn
1^1 п
ивш
5
Рис. 5.1. Спусковая характеристика триггера при работе от генераторов на-
пряжения (а) и тока (б).
имеющие четыре состояния равновесия. Параметры схемы рассчиты-
вают таким образом, чтобы первые два состояния равновесия (когда
оба усилительных элемента одновременно открыты или закрыты) были
неустойчивыми, а последние два состояния (когда первый элемент от-
крыт, а второй закрыт или наборот) — устойчивыми.
Пороги срабатывания и изменения выходного напряжения или
тока определяются спусковой характеристикой триггера (рис. 5.1),
представляющей собой зависимость выходного напряжения или тока
от амплитуды спускового сигнала, воздействующего на вход триггера.
Как видно из этих характеристик, переброс триггера из одного устой-
чивого состояния в другое происходит тогда, когда амплитуда спуско-
вого сигнала («сп или icn) достигает порогов отпирания («отп или
1’отп) или запирания («зап или 1эап). В первом случае переброс триггера
происходит в результате отпирания транзистора, на вход которого по-
ступает спусковой сигнал, а во втором — из-за запирания этого же
транзистора.
179
Петлю на спусковой характеристике триггера часто называют гис-
терезисной (по аналогии с магнитными цепями), а разность пороговых
значений (Д«п = нотп — изап или AiB = i0Tn— i3an) — шириной
петли гистерезиса. Последняя зависит от глубины регенеративной об-
ратной связи: с ростом глубины обратной связи петля гистерезиса рас-
ширяется. При этом повышается также стабильность порогов срабаты-
вания.
Триггеры являются одним из основных элементов импульсной тех-
ники и применяются для решения разнообразных функциональных
задач. Они нашли применение как преобразователи напряжения или
Рис. 5.2. Диаграммы формирования прямоугольных импульсов.
тока произвольной формы в прямоугольные импульсы, амплитудные
дискриминаторы (различители). Их часто используют в пересчетных
устройствах (так называемых электронных сче’гчиках [ 18]) для быстрого
счета числа импульсов, повторяющихся через малые промежутки вре-
мени. Такие устройства применяются в приборах экспериментальной
физики, в цифровых измерительных приборах и т. д. Счетчики импуль-
сов являются одним из важных узлов электронных цифровых машин.
В электронных цифровых машинах триггеры играют роль запоминаю-
щих элементов, простейших сумматоров и т. д.
Различают следующие основные режимы работы триггеров: форми-
рования прямоугольных импульсов, амплитудного дискриминатора,
пересчетный и хранения информации (в качестве элемента памяти).
1. Формирование прямоугольных импульсов. При работе триггера
в режиме формирователя в момент времени спусковой сигнал дости-
гает уровня отпирания i0Tn (рис. 5.2) и триггер перебрасывается.
Обратный переброс триггера происходит в момент времени /2, когда
спусковой сигнал, уменьшаясь, становится равным порогу запирания
Сап- Длительность формируемых импульсов t„ определяется амплиту-
дой спускового сигнала и шириной петли гистерезиса.
180
Симметричные триггеры позволяют формировать импульсы прямо-
угольной формы с длительностью фронтов, составляющей сотые и
десятые доли микросекунды. Для формирования импульсов с более ко-
роткими фронтами применяются несимметричные триггеры.
2. Режим амплитудного дискриминатора. Амплитудный дискрими-
натор представляет собой пороговое устройство, которое выдает выход-
ной импульс только тогда, когда амплитуда входного импульса пре-
восходит некоторое минимальное значение. Наиболее широко
амплитудные дискриминаторы применяются в экспериментальной
физике для анализа энергетического спектра частиц.
Триггеры представляют собой пороговые устройства, поэтому их
легко можно приспособить для работы в качестве дискриминатора амп-
литуды. При этом на вход триггера подключается дополнительный ис-
точник, который позволяет сместить уровень спускового сигнала на
требуемую величину Пуст (рис. 5.3), называемую напряжением устав-
ки.
Триггер перебрасывается только импульсами с амплитудой
U т ^дпс ~ Auu 4" | Пуст | | U3an |.
Импульсы, амплитуда которых меньше этой величины, не способны
опрокинуть триггер и не регистрируются схемой (например, второй
импульс). Порог дискриминации ПДИ(. можно регулировать, изменяя
напряжение уставки {7уСТ в определенных пределах. Если же уровень
уставки оказывается внутри петли гистерезиса, т. е. | {7уст | < | ызап |,
то триггер перебрасывается всего один раз и больше в исходное состоя-
ние не возвращается. Поэтому все последующие импульсы, независимо
от их амплитуды, не опрокидывают триггер и не регистрируются.
Порог дискриминации зависит и от ширины петли гистерезиса Дип.
С уменьшением ширины петли уменьшается порог дискриминации, но
одновременно уменьшается и стабильность порогов срабатывания
181
триггера. Стабильность порогов является одним из основных требова-
ний, предъявляемых к триггеру-дискриминатору. Симметричные триг-
геры обладают меньшей стабильностью порогов, чем несимметричные,
поэтому в качестве дискриминаторов наиболее часто используются по-
следние.
3. Пересчетный режим. Основным элементом большинства пересчет-
ных устройств является симметричный триггер, который в настоящее
время почти всегда строится на транзисторах. На каждые два входных
импульса триггер выдает один выходной (рис. 5.4).
Пересчетное устройство состоит из нескольких триггеров. Выход-
ное напряжение каждого из них дифференцируется и через диодный
клапан, пропускающий импульс только одной полярности, поступает
на вход последующего триггера (на рис. 5.4 сигнал соответствующей
полярности заштрихован).
Таким образом, если пересчетное устройство содержит N триггеров,
то каждому Лпер = 2N входному импульсу соответствует один им-
пульс на выходе устройства в целом. По известной величине коэффици-
ента пересчета Кпер и числу импульсов на выходе пересчетного уст-
ройства т можно определить число входных импульсов, кратное /Спер.
Полное число импульсов отсчитывается с помощью сигнальных эле-
ментов, указывающих состояние всех триггеров. Для счета числа им-
пульсов, кратных коэффициенту Лпер, обычно используется электро-
механический счетчик, который через вспомогательное устройство под-
ключается к выходу пересчетного устройства.
4. Режим хранения информации. Работа триггера в режиме хране-
ния информации, т. е. в качестве запоминающего элемента, основана
на особенности триггера принимать два существенно различных состоя-
ния равновесия, которые можно кодировать цифровыми символами
О и 1. Принимая в качестве «1», например, высокий уровень выходного
потенциала, а в качестве «О» низкий уровень и записывая соответствую-
щую информацию в триггер, можно выполнять различные математи-
ческие операции. Запись и стирание информации, а также соответствую-
щие математические операции производятся подачей команд в виде
спусковых сигналов.
В качестве запоминающего элемента триггеры (как правило симмет-
ричные) используются в различных узлах ЦВМ—регистрах, дешиф-
раторах, сумматорах и т. д.
В зависимости от режима работы триггера и от особенностей
источника спусковых сигналов различают два вида запуска
триггера: по раздельным входам и по объединенному (общему) входу.
В первом случае в качестве входа триггера используется соответст-
вующий электрод каждого из усилительных элементов раздельно. Во
втором случае оба входа триггера соединяются вместе и спусковой
сигнал поступает на объединенный вход.
При раздельном запуске спусковой сигнал действует только на один
из усилительных элементов. При этом, если полярность спусковых им-
пульсов чередуется, то они подаются на вход только одного усилитель-
ного .элемента. Однополярные же сигналы поочередно поступают на
182
вход каждого из усилительных элементов. Каждый импульс приводит
к перебросу схемы. Такой режим запуска называют спусковым.
При спусковом режиме запуска однополярными импульсами вспо-
могательные элементы направляют спусковой сигнал на вход только
одного усилительного элемента, такого, который под воздействием сиг-
нала данной полярности способен вызвать переброс схемы. Для этого
производится «опрос» триггера, позволяющий определить его состояние
в момент поступления сигнала.
При запуске по объединенному входу без вспомогательных элемен-
тов спусковой сигнал одновременно действует на оба усилительных
элемента. Переброс схемы происходит при поступлении каждого спус-
кового импульса. Таким образом, число перебросов оказывается рав-
ным числу импульсов, т. е. триггер считает число пар поступающих им-
пульсов, поэтому такой режим называется счетным или пересчетным.
Рис. 5.5. Схема триггера с раздельным (а) и счетным (б) запуском.
В несимметричных триггерах, используемых в качестве формиро-
вателя или дискриминатора, как правило, применяется раздельный за-
пуск. Для этого источник спусковых сигналов подключают к одному
из входов (обычно базовому или затворному) и, соответствующим обра-
зом подбирая напряжение уставки и ширину петли гистерезиса, обе-
спечивают переброс триггера из одного состояния равновесия в другое.
При снятии спускового сигнала триггер возвращается в свое исходное
состояние (см. эпюры на рис. 5.2 и 5.3). Запуск по объединенному вхо-
ду для переброса несимметричных триггеров, как правило, не приме-
няется.
Для быстрого переброса триггера на биполярных транзисторах ис-
пользуется его базовый вход, являющийся наиболее чувствительным
входом. На рис. 5.5, а показана схема раздельного запуска положитель-
ными импульсами, поступающими поочередно то на вход 1, то на вход
2. На стадии восстановления необходимо отключить от триггера источ-
ник спусковых сигналов, чтобы исключить возможность возврата триг-
гера в исходное состояние и одновременно ускорить установление его
183
режима, соответствующего новому состоянию. Обычно отключение ис-
точника сигнала от схемы триггера производится при помощи разде-
лительных диодов (см. Д1 и Д2 на рис. 5.5).
В схеме триггера на рис. 5.5, б, работающего в счетном режиме при-
запуске однополярными импульсами по объединенным базовым вхо-
дам, после воздействия спускового импульса разделительные диоды
Д1 и Д2 отключают не только источник сигнала от триггера, но и базы
транзисторов друг от друга, что необходимо для нормальной работы.
В этой схеме вместо разделительного конденсатора Ссп используется
трансформатор, что позволяет заметно уменьшить время переброса
триггера и тем самым увеличить его быстродействие.
В триггере на униполярных транзисторах, запускаемом по объеди-
ненным стоковым входам (рис. 5.6), спусковые сигналы отрицательной
полярности подаются на катоды диодов Д1 и Д2, из которых проводит
только тот, который подключен к сто-
ку запертого транзистора. Диод же,
подключенный к стоку открытого
транзистора, закрыт перепадом на-
пряжения, равным выходному напря-
жению триггера. Так, например, если
транзистор Т1 открыт, то диод Д2 не
пропускает спусковой сигнал, так как
потенциал анода Д1 оказывается
меньшим потенциала его катода. При
этом проводит диод Д2 и спусковой
сигнал через него поступает в стоко-
вую цепь транзистора Т2, а затем
передается на затвор проводящего
транзистора Т1.
Под воздействием спускового сигнала Т1 запирается, потенциал
его стока возрастает, благодаря чему увеличивается и потенциал зат-
вора транзистора Т2. Он открывается и происходит переброс триггера.
Анлогичную схему можно построить и для запуска триггера на би-
полярных транзисторах по коллекторным входам.
В схеме иа рис. 5.6 триггер запускается по объединенному входу,
но схема работает в спусковом режиме, т. е. в режиме, когда спусковой
сигнал действует только на один из транзисторов. Это объясняется тем,
что при соответствующем подборе амплитуды и длительности спуско-
вого сигнала в этой схеме исключается передача спускового сигнала от-
рицательной полярности на затвор закрытого транзистора. При помо-
щи диодных клапанов Д1 и Д2, управляемых перепадом напряжения
достаточно большой величины (равной выходному напряжению триг-
гера), спусковой сигнал направляется на вход только одного усили-
тельного элемента (в данном случае — на вход открытого транзистора).
Воздействие же сигналов одной и той же полярности одновременно на
оба усилительных элемента, как это имеет место в схеме на рис. 5.5, б,
замедляет переброс схемы.
На рис. 5.7 приведена схема триггера, который запускается по объе-
диненному входу, но также работает в спусковом режиме. Спусковой
184
Т1 12
Рис. 5.6. Схема триггера на уни-
полярных транзисторах с запу-
ском по объединенным стоко-
вым входам
сигнал подается в катоды диодов Д1 и Д2, аноды которых через первич-
ные обмотки трансформаторов подключены к коллекторам транзисто-
ров. Если транзистор Т1 открыт, то диод Д1 проводит и спусковой
сигнал через трансформатор и разделительный диод поступает на
базу этого же транзистора и запирает его. В базовую же цепь закры-
того транзистора Т2 спусковой сигнал не поступает, так как этому
препятствует закрытый диод Д2 (диоды ДЗ и Д4 являются демпфи-
Рис. 5.7. Схема триггера на биполярных транзисторах с запу-
ском по коллекторным цепям.
рующими элементами). В этой схеме управление запуском произво-
дится по коллекторным цепям, а переброс схемы — по наиболее чув-
ствительному базовому входу.
Запуск по истоковым или эмиттерным входам встречается сравни
тельно редко. Использование указанных входов неизбежно связано
с включением резистора в цепь истока или эмиттера, которое приводит
к увеличению выходного сопротивления триггера, в результате чего
уменьшается нагрузочная способность триггера и его быстродействие.
Существенным недостатком запуска по эмиттерным и истоковым вхо-
дам является также сравнительно большое потребление мощности от
источника спусковых импульсов.
При перебросе триггера продолжительность переходных процессов
зависит и от полярности спускового импульса. При запуске триггера
импульсами запирающей полярности обычно удается обеспечить боль-
шее быстродействие, чем при подаче импульсов отпирающей поляр-
ности. Импульсы запирающей полярности действуют на открытый тран-
зистор и обеспечивают его запирание.
В современных интегральных триггерах [19] применяются более
сложные схемы запуска, позволяющие расширить функциональные воз-
можности триггеров. Однако характерные особенности запуска триг-
185
геров, которые иллюстрировались на примерах простейших триггер-
ных систем, в равной мере свойственны и интегральным триггерам.
В реальных условиях к триггеру всегда подключается нагрузка
определенной величины. По характеру воздействия нагрузка может
быть статической и динамической. Статическая нагрузка действует
постоянно, тогда как заметное воздействие динамической нагрузки
сохраняется в течение ограниченного промежутка времени. Динами-
ческую нагрузку часто называют импульсной нагрузкой триггера.
Возможны два варианта подключения статической нагрузки
/?п ст: параллельно резистору 7? и параллельно усилительному эле-
менту. Первый вариант будем называть параллельным включением
нагрузки (рис. 5.8, а), второй — последовательным (рис. 5.8, б).
Рис. 5.8. Схемы параллельного (а)
и последовательного (б) включе-
ния статической нагрузки.
При параллельном включении нагрузки уменьшается сопротив-
ление в выходной цепи нагруженного элемента. Если нагруженный
элемент находится в проводящем состоянии, то уменьшение сопротив-
ления приводит к увеличению тока этого элемента. При этом изме-
няется и потенциал на выходе нагруженного элемента, что вызывает
соответствующее изменение потенциала на входе ненагруженного эле-
мента. Последнее может привести к отпиранию нагруженного элемента
и тем самым нарушить нормальную работу триггера. Чтобы предот-
вратить отпирание закрытого транзистора, при расчете схемы следует
учитывать влияние нагрузки.
Действие последовательной нагрузки (рис. 5.8, б) равносильно
уменьшению напряжения питания и сопротивления на выходе нагру-
женного элемента в (1 + RK/Ra ст) или (1 + Rc/Rhct) раз. При этом,
поскольку напряжение питания и сопротивление уменьшаются в оди-
наковой степени, выходной ток открытого элемента, шунтированного
нагрузкой, практически не меняется. Но существенно меняется вы-
ходной потенциал нагруженного элемента в закрытом состоянии, что
может привести к нарушению условия отпирания для второго эле-
мента. При расчете схемы влияние последовательной нагрузки учиты-
вается соответствующим увеличением коэффициента передачи напря-
жения в цепи затвора и уменьшением сопротивления резистора в цепи
базы.
186
Включение динамической нагрузки /?пи к выходу триггера через
разделительный конденсатор Ср, который одновременно можно ис-
пользовать и как укорачивающий элемент, встречается часто (рис. 5.9).
В стационарном состоянии нагрузка не влияет на режим схемы. При
перебросе триггера потенциал коллектора или стока изменяется на
величину «вых, что вызывает перезаряд конденсатора Ср. В течение
времени, пока изменение напряжения на этом конденсаторе мало
по сравнению с величиной «вых, нагрузка потребляет ток порядка
«вых/^ни и практически оказывает такое же действие, что и парал-
лельно включенная статическая нагрузка (см. рис. 5.8, а). Отличие
заключается в том, что динамическая нагрузка оказывает заметное
действие в течение ограниченного промежутка времени, так как по мере
перезаряда конденсатора Ср ток нагрузки уменьшается. При расчете
схемы исходят из наибольшего воздействия нагрузки, считая, что ее
влияние сводится к шунтированию RK или /?с сопротивлением /?нв.
Рис 5.9. Схема включения динамиче-
ской нагрузки через разделительный
конденсатор.
Рис. 5.10. Схема включения динамиче-
ской нагрузки через диодные клапаны.
На практике встречаются и другие схемы включения динамической
нагрузки. Наиболее часто применяются схемы (рис. 5.10), в которых
нагрузка подключается к триггеру через диодные клапаны в опреде-
ленные моменты времени и остается включенной в течение времени,
определяемого длительностью опрашивающего импульса.
Одной из основных характеристик триггера является его быстро-
действие, которое зависит от продолжительности переходного про-
цесса при перебросе. В общем случае переходный процесс состоит
из трех стадий: подготовки, регенерации и восстановления.
Стадия подготовки начинается с момента подачи спускового сиг-
нала и длится до момента, когда начинается либо стадия регенерации,
либо стадия восстановления.
Стадия регенерации начинается с момента, когда оба транзистора
работают в активной области, и кончается, когда один из них либо
закрывается, либо начинает работать в режиме ограничения выход-
ного тока. В течение этой стадии в схеме действует положительная об-
ратная связь регенеративного характера. Сигнал обратной связи, цир-
кулируя по замкнутой петле, приводит к лавинообразному изменению
токов и напряжений. Когда один из элементов закрывается или пачи-
187
иает работать в режиме ограничения выходного тока, петля обратной
связи разрывается и регенерация прекращается.
На стадии восстановления, которая наступает после переброса
схемы, происходит установление напряжений и токов до уровней, соот-
ветствующих новому равновесному состоянию. При запуске триггера
слабыми сигналами стадия восстановления наступает после стадии
регенерации. На практике часто стадии восстановления предшествует
стадия подготовки. При этом стадия регенерации вообще не наступает,
так как спусковой сигнал оказывается настолько сильным, что под его
воздействием один из усилительных элементов успевает закрыться до
того, как второй элемент откроется или наоборот. Поэтому петля об-
ратной связи остается разомкнутой.
Количественно быстродействие триггера характеризуется про-
должительностью временного интервала Tnev, прошедшего от момен-
та подачи спускового импульса до момента, когда завершается форми-
рование фронта или среза выходного перепада напряжения. Обычно
время переброса Тпер складывается из времени подготовки ta и дли-
тельности среза1) выходного импульса /ср. Величиной Тпе? опреде-
ляется наибольшая частота переброса триггера Дпаиб = 1/Тпер.
Переходный процесс в триггерах характеризуется также време-
нем восстановления Твосст напряжения или тока на входе. Это время
зависит от постоянной времени перезаряда емкостей во входной цепи
триггера т3. Время восстановления косвенно влияет на быстродей-
ствие триггера. При перебросе триггера во входной цепи появляется
дополнительное напряжение смещения, обусловленное разрядным
током ускоряющего конденсатора и называемое динамическим. Оно
растет с увеличением частоты следования спусковых импульсов, так
как за сравнительно короткие промежутки времени ускоряющий кон-
денсатор не успевает полностью перезарядиться. На ней накапливает-
ся заряд, что способствует увеличению ее тока разряда, протекающего
во входной цепи закрытого транзистора. Поэтому в цепи базы или
затвора этого транзистора образуется дополнительное запирающее
смещение, которое приводит к увеличению длительности стадии под-
готовки, а следовательно, к уменьшению быстродействия триггера.
При чрезмерном увеличении динамического смещения триггер перестает
регистрировать часть спусковых импульсов, т. е. появляются просче-
ты.
При работе триггера в счетном режиме (когда спусковой сигнал
действует одновременно на оба транзистора) быстродействие зависит
также от длительности спускового импульса, минимальная величина
которой определяется временем, необходимым для подготовки тригге-
ра к перебросу. Максимальная длительность ограничивается време-
нем, в течение которого заряды на запоминающих конденсаторах ста-
новятся примерно равными. С увеличением длительности спусковых
импульсов уменьшается быстродействие триггера, так как в счетном
*) Длительность среза, как правило, больше длительности фронта, поэтому
при определении Упер учитывается первая из них.
188
режиме переброс триггера в новое состояние равновесия происходит
только после выключения спускового импульса.
Для повышения быстродействия триггера необходимо использо-
вать усилительные элементы, обладающие высокой импульсной доб-
ротностью, исключить насыщение транзисторов, применяя нелинейную
обратную связь, уменьшить нагрузку триггера, свести к минимуму
ускоряющие и паразитные емкости монтажа. Следует по возможности
уменьшать запас по напряжению запирания и увеличивать амплитуду
запускающих импульсов с тем, чтобы сократить продолжительность
стадии подготовки. Повышение быстродействия .неизбежно связано
с увеличением потребляемой триггером мощности, так как оно сопро-
вождается уменьшением соротивлений как в выходных, так и во вход-
ных целях. Для достижения максимального быстродействия необ-
ходимо выбрать сопротивление в стоке Rc или сопротивление в коллек-
торе RK оптимальным. При оптимальной величине Rc или RK, даже
при некотором уменьшении перепада выходного напряжения, заметно
растет мощность, потребляемая триггером. Кроме этого, в быстро-
действующих триггерах делитель R1R2 во входной цепи транзистора
тоже приходится делать сравнительно низкоомным с тем, чтобы можно
было сократить время восстановления Твосс.г. В противном случае
динамическое смещение достигает заметной величины, в результате
чего быстродействие схемы снижается.
Для уменьшения потребляемой триггером мощности часто прихо-
дится выбирать сопротивления Rc или RK несколько больше оптималь-
ных. В триггерах на униполярных транзисторах при увеличении Rc
в 1,5 ... 2 раза (по сравнению с его оптимальной величиной Rc опт)
быстродействие уменьшается в 1,3 ... 1,5 раза. Триггер на биполяр-
ных транзисторах менее чувствителен к изменениям R„. При увели-
чении RK в 2 ... 3 раза по сравнению с оптимальной величиной RK опт
быстродействие триггера уменьшается всего в 1,2 ... 1,4 раза.
В быстродействующих триггерах ускоряющая емкость С обычно
выбирается равной своему оптимальному значению Сопт.
5.2. Исходные данные расчета
При расчете схемы триггера обычно располагают следующими
исходными данными: требуемым значением выходного напряжения
^выхт или тока /ВЫхт (последний задается сравнительно редко),
минимальным значением сопротивления суммарной нагрузки, харак-
тером и способом подключения нагрузки, требованиями к быстро-
действию и времени восстановления, диапазоном изменений темпера-
туры. Эти данные определяются условиями работы и функциональным
Назначением триггера.
При работе в режиме формирователя величина J7BbIX т определя-
ется требуемой амплитудой прямоугольных импульсов. Нагрузка мо-
жет быть как статической, так и динамической. Если не предъявля-
лся жесткие требования к длительности выходного импульса, то вре-
мя восстановления для режима формирования не играет особой роли.
189
При использовании триггера в качестве порогового устройства
(дискриминатора амплитуды), исходя из минимальной амплитуды ре-
гистрируемых импульсов определяется ширина петли гистерезиса.
При этом в симметричном триггере, как правило, выходное напряже-
ние приходится выбирать в соответствии с требуемой величиной шири-
ны петли. В несимметричном триггере выходное напряжение не за-
висит от ширины петли гистерезиса. В триггере-дискриминаторе осо-
бое внимание уделяют сокращению времени восстановления с тем, что-
бы по возможности уменьшить величину динамического смещения,
которое приводит к изменениям порогов срабатывания триггера. Ди-
намическое смещение достигает заметной величины в том случае, когда
период следования входных импульсов становится сравнимььм с вре-
менем восстановления 7в00Ст. Нагрузка может быть как статической,
так и динамической.
Выходное напряжение триггера, предназначенного для работы
в пересчетных устройствах и узлах электронных цифровых машин,
определяется чувствительностью последующих элементов, в том числе
и триггеров. Для повышения помехоустойчивости приходится умень-
шать чувствительность триггеров, чтобы исключить ложные срабаты-
вания. Однако при этом возникает опасность просчетов, во избежание
которых необходимо увеличивать выходное напряжение триггера.
Но при этом возрастает потребляемая триггером мощность. Посколь-
ку в пересчетных устройствах и в особенности электронных цифровых
машинах триггеры используются в большом количестве, то вопрос
о возможном уменьшении потребляемой мощности становится решаю-
щим.
Нагрузка триггеров, используемых в узлах электронных цифровых
машин, обычно меняется в широких пределах. При расчете схемы, оче-
видно, следует исходить из наибольшей нагрузки, которая может но-
сить как динамический, так и статический характер.
Во всех режимах работы триггера его быстродействие должно
соответствовать частоте следования формируемых, регистрируемых,
подлежащих счету импульсов, поступающих на его вход. Требуемое
быстродействие обеспечивается соответствующим выбором схемы триг-
гера, усилительных элементов, а также сопротивлений и /?с.
Параметры триггера на биполярных транзисторах в значительной
мере зависят от диапазона изменений температуры. При определе-
нии диапазона изменения температуры необходимо не только исходить
из изменений температуры окружающей среды, но и учитывать повыше-
ние температуры коллекторного перехода, обусловленное рассеивае-
мой в кристалле мощностью. В ряде случаев выбор транзистора об-
условлен рассеиваемой на коллекторе мощностью, величина которой
ограничивается максимально допустимой температурой перехода.
5,3. Симметричные триггеры на биполярных транзисторах
5.3.1. Схемы и расчетные формулы
На практике наиболее часто применяется насыщенный триггер
с независимым смещением (рис. 5.11). В двух состояниях устойчиво-
го равновесия один из транзисторов закрыт и работает в области от-
сечки, а другой открыт и работает в области насыщения. Использо-
вание насыщенного режима позволяет существенно повысить помехо-
защищенность схемы, так как потенциал коллектора .насыщенного
транзистора практически остается постоянным даже при сравнитель-
---ос5
Рис. 5.11. Схема насыщенного триггера с независимым смещением.
но заметных изменениях входного тока. Кроме того, в режиме насыще-
ния остаточное напряжение на транзисторе и его внутреннее сопро-
тивление уменьшаются, что способствует более полному использованию
мощности источника питания и повышению нагрузочной способности
триггера.
Чтобы один из транзисторов был закрыт и работал в области от-
сечки, необходимо обеспечить запирающее смещение на базе тран-
зистора
U. 3 = ( /см - /б з-/пом б —-/Й- >0. (5.1)
Здесь Uq3 и /ба—потенциал1) и ток базы закрытого транзистора;
//к н—потенциал коллектора насыщенного транзистора; /с м = E6/R2—
ток смещения (при замене источника напряжения Еб эквивалентным
генератором тока);
/дом б — Uпом б/^г — т°к, обусловленный действием сигнала помехи
//пом б> который поступает на вход триггера через источник смещения
^см-
Условие запирания (5.1) используется для определения тока смеще-
Ния /см- При этом, если исходить из наибольших значений /бзпаиб,
/помбнаиб> //к и наиб и учитывать наибольший разброс сопротивлений
*) Потенциалы электродов транзисторов указываются относительно общего
электрода.
191
/?2 и изменения напряжения источника смещения £см, то неравен-
ство (5.1) можно заменить равенством:
/ _ * Г / I / I б наиб I /е о,
1 см— 1 е 1 б з наиб । 2 пом б наиб “г D л \
1—°см L Ki (1—OR) J
Относительное отклонение тока смещения 6СМ определяется мак-
симальным изменением напряжения смещения и отклонением сопро-
тивления /?2 от своего номинального значения, т. е.
я Д^см । &Rz
Здесь и далее величину рассчитывают, исходя из отклонения
сопротивления резистора от своего номинального значения, опреде-
ляемого разбросом этого сопротивления, т. е. = Д/?//?.
Условие насыщения одного из транзисторов (когда другой закрыт)
также можно записать в виде равенства, если определить наименьшее
значение тока базы /б и напМ, обеспечивающее работу транзистора на
грани насыщения при наибольшей величине тока коллектора /к НэтиП
и наименьшем значении коэффициента передачи тока базы 0# наиМ:
^б ннайм н наиб/Рл^паим
(5.3)
Выразив токи /о нНаим и /к Н наиб через параметры схемы и подста-
вив в равенство (5.3), на основании последнего можно вывести расчет-
ную формулу для сопротивления в цепи базы:
п _ Г________(Ек найм — ^б н наиб) (1 —Rk з наиб_____11
L ^нас £к/₽Л’н аим + Iсм /?к(1 +бсм)+</б н наиб «к/«2(1—б/?) J
(5.4)
В этом соотношении коэффициент насыщения Каас определяется
с учетом воздействия наибольшей нагрузки как статического типа, так
и динамического. В общем случае коэффициент Кнас показывает, во
сколько раз наименьший ток коллектора превышает свое номинальное
значение. Если в триггере используются германиевые транзисторы, то
можно считать 1/бн « Ои 1/кп «О и тем самым упростить формулы
(5.2) и (5.4). Для кремниевых приборов можно пренебречь токами
At наиб и (бз наиб- При расчетах триггеров на германиевых транзисто-
рах наименьшие величины токов базы /бянаиб и коллектора /к 3 наиб
при работе в области отсечки определяются наибольшим значением
теплового тока коллекторного перехода 1кТ, соответствующим наи-
высшей температуре перехода.
Напряжение, источника коллекторного питания Ек обычно выби-
рают, исходя из требуемой величины перепада напряжения на выходе
триггера (7ВЫХ т, представляющего собой разность потенциалов коллек-
тора в закрытом и насыщенном состояниях, т. е.
1У^т=^к-^кк^-^~(Ек-Кк1ка)-и1(Н. (5.5)
Al i Кк
192
Выходной перепад становится минимальным при максимальной тем-
пературе и наименьшей степени насыщения:
Uвых найм ~ ~7> ~г> К Iк з наиб) к н наиб* (5.6)
Л1 т К к
Перепад тока в коллекторной цепи определяется разностью токов
в открытом и закрытом состояниях:
/ных=/«И-/кз^-^5^---------/КГ (5.7)
«к
и тоже уменьшается с увеличением температуры. Однако в практи-
ческих схемах обычно Ёк RKIK тНаиб> поэтому перепады тока и
напряжения сравнительно мало изменяются с изменением температуры.
Рис. 5.12. Схема насыщенного триггера с автоматическим сме-
щением.
На практике иногда используют триггер с автоматическим смеше-
нием (рис. 5.12). В этой схеме смещение, необходимое для запирания
одного из транзисторов, создается падением напряжения в эмиттерпой
цепи от тока насыщенного транзистора. Резистор /?а в цепи автомати-
ческого смещения обычно шунтируют конденсатором С,, чтобы нейт-
рализовать действие отрицательной обратной связи во время перебро-
са триггера. Схему с автоматическим смещением можно заменить эк-
вивалентной схемой с независимым смещением, приравняв напряжение
источника смещения Есм падению напряжения (7СМ — RJa и опреде-
лив напряжение коллекторного питания разностью ЕКа = Ек—Uсм.
Следовательно, результаты анализа схемы с независимым смещением
можно распространить и на схему с автоматическим смещением, счи-
тая £см равным (7СМ, а напряжение коллекторного питания £Кэ. При
этом формулами (5.2) и (5.4) оцениваются требуемые значения тока
смещения Iсм = UCM/R2, а сопротивление резистора в цепи авто-
матического смещения
Ra = Rlt ------------. (5.8)
(£кэ £к н наиб)(1+Л’нас/Рл? найм)
7
Зак 257
193
возрастает и напряжение смещения
Рис. 5.13. Схема ненасыщенного триг-
гера с нелинейной обратной связью.
Отсутствие второго источника являются достоинством схемы с ав-
томатическим смещением. Кроме того, при замене источника смеще-
ния цепью автоматического смещения несколько уменьшается чувст-
вительность триггера к изменениям напряжения источника коллектор-
ного питания £к. Так, например, если Ек возрастает по абсолютной
величине, что создает опасность отпирания закрытого транзистора,
то из-за увеличения тока эмиттера насыщенного транзистора Ц „
'/см, препятствующее отпиранию.
Если же, наоборот, Ек умень-
шается, то уменьшение смеще-
ния UCM препятствует запира-
нию проводящего транзистора.
Указанное обстоятельство необ-
ходимо иметь в виду при опре-
делении относительного откло-
нения напряжения смещения
бсм = Ai7CM/t/CM, которое ис-
пользуется при расчетах /см,
И R*-
Источник смещения можно
заменить цепью автоматическо-
го смещения, но при этом в каж-
дом триггере увеличивается ко-
личество деталей (добавляется
Ra и С5). Увеличение количест-
ва деталей сопровождается увеличением числа паек, в результате
снижается надежность схемы. Не менее серьезным недостатком схе-
мы с автоматическим смещением является и то, что она потребляет
большую мощность, чем схема с независимым смещением. В послед-
ней напряжение коллекторного питания Ев выбирается равным
£к ~ (1 + RK/Ri) (УВш т + н),
(5.9)
в то время как в первой приходится увеличивать напряжения Ев на
величину исы> т. е. выбирать
р-к ~ (1 + RK!Ri) m н)+исм, (5-Ю)
что приводит к увеличению мощности, потребляемой триггером, на
величину UCMl3a = Il в/?а.
Из-за указанных недостатков схема с автоматическим смещением
на практике используется сравнительно редко. Ее имеет смысл при-
менять в устройствах с небольшим числом триггеров, для которых не-
выгодно разрабатывать отдельный источник смещения.
Насыщение транзистора приводит к увеличению продолжитель-
ности стадии подготовки, а следовательно, к уменьшению быстро-
действия триггера. Поэтому в быстродействующих схемах применяют-
ся ненасыщенные триггеры, в которых предотвращается насыщение
открытого транзистора, благодаря чему сокращается продолжитель-
ность времени переброса триггера и соответственно повышается его
быстродействие.
194
Наибольшее распространение получил триггер, в котором насы-
щение транзистора предотвращается при помощи нелинейной обрат-
ной связи (рис. 5.13). Цепь обратной связи состоит из диода Д и де-
лителя напряжения R' 1R"1 и действует лишь тогда, когда проводит
диод Д. Если транзистор закрыт, то сравнительно большая разность
потенциалов между коллектором и базой, которая почти полностью
прикладывается к диоду, оказывается достаточной для его запирания.
И только тогда, когда транзистор отпирается и потенциал его коллек-
тора, а следовательно, и потенциал анода Д, повышаясь, достигает
определенного уровня, диод отпирается и вступает в действие обрат-
ная связь. При этом часть тока коллектора через дибд ответвляется
во входную цепь транзистора и ток базы уменьшается. Таким образом,
уменьшается поток носителей в базу, а поэтому исключается накопле-
ние избыточных носителей в базе и предотвращается насыщение тран-
зистора. Открытый транзистор работает в активной области, но из-за
отрицательной обратной связи усиление сигналов заметно уменьша-
ется, что способствует повышению помехоустойчивости триггера. Об-
ратная связь приводит и к уменьшению выходного сопротивления (так
как это обратная связь по напряжению), что благоприятно отражается
на нагрузочной способности триггера.
Расчет схемы ненасыщенного триггера на рис. 5.13 производится
в следующей последовательности. Прежде всего выбираются параметры
собственно триггера, а затем определяются параметры цепи обрат-
ной связи так, чтобы предотвратить насыщение открытого транзис-
тора. Выбор параметров собственно триггера производится так же,
как и насыщенного триггера. Из условия (5.2), обеспечивающего на-
дежное запирание одного из транзисторов, устанавливается требуемое
значение тока смещения
/ __ * Г / I / । наиб 1 /к ]|\
'см . я ' б з наиб Т ' пом б ияиб“г . •
1—°см L Ri (1— Or) J
В ненасыщенном триггере /см оказывается большей величины, чем
в насыщенном триггере, так как абсолютное значение потенциала кол-
лектора ненасыщенного транзистора превосходит UK н. Различие
в величинах /см особенно заметно при использовании кремниевых
транзисторов.
Нелинейная обратная связь повышает помехозащищенность и на-
грузочную способность триггера. Поэтому в ненасыщенном триггере
условие, обеспечивающее открытое состояние одного из транзисторов,
составляется с таким расчетом, чтобы цепь обратной связи не отключа-
лась при увеличении тока нагрузки и уменьшении тока базы откры-
того транзистора. Для этого необходимо, чтобы минимальная вели-
чина базового тока, отбираемого от источника, была достаточной для
питания максимальной нагрузки при минимальном усилении. Это
условие обычно используется для оценки суммарного сопротивления
Ri = Rt + R\, а поскольку для предельных величин оно ничем не от-
личается от соответствующего условия (5.3) для насыщенной схемы,
то и в ненасыщенном триггере сопротивление Rt определяется форму-
лой (5.4). При этом ток, поступающий в базу открытого транзистора
7* 195
от источников £н и Есм, равняется Лнас^кЛЯк Йнапм)- Ток такой
величины обеспечивает действие цепи обратной связи даже при мини-
мальном усилении (Pw = Рлгнапм) и ПРИ полной нагрузке. При умень-
шении нагрузки базовый ток автоматически уменьшается, так как воз-
растает потенциал коллектора (а следовательно, и потенциал анода
диода), и растет ток диода /д, который почти полностью ответвляется
в базу открытого транзистора.
Насыщение транзистора, которое может наступить при уменьше-
нии нагрузки и повышении температуры, предотвращается соответст-
вующим подбором сопротйвления /?[. С увеличением уменьшается
перепад напряжения на выходе триггера, поэтому в практической схе-
ме это сопротивление выбирают равным своему минимально допусти-
мому значению
r ; =-------U:1 |,яиП-----. (5.12)
/б наим + (ЕСМ + ^б)/R2
При этом минимальное падение напряжения на сопротивлении R{
полностью компенсирует наибольшее смешение па диоде (7днаиб,
соответствующее току /днаиб. Поэтому исключается насыщение тран-
зистора даже при наиболее неблагоприятных условиях, т. е. при мак-
симальном усилении (Рд? = Зд'иаиб) и ПРИ наименьшей нагрузке триг-
гера, когда в коллекторной цепи потребляется ток наименьшей ве-
личины
к наим (^к ~Ь д наиб’
Действительно, чтобы при наиболее неблагоприятных условиях
транзистор не переступил порог насыщения, необходимо уменьшить
ток базы до величины
I наим Ек । /д наиб /Г 1
7 б наим = ТТ--- “Т-7--------F •1 V
' А/ наиб P/V наиб наиб
Поскольку ток базы представляет собой разность двух токов:
7б наим= 7Г ^лас Iд наиб’ (5-14)
«и Рд/ наим
его можно уменьшить, увеличивая ток диода. Из системы уравнений
(5.13) и (5.14) следует, что для предотвращения насыщения необходи-
мо пропускать через диод ток
_______Ек_____ ( [s наиб
6 Ек(1 +Рд, паиб)\ нас PyV наим
(5.15)
уменьшающий ток базы до уровня
h наим ----- ( 1 + • (5Л6)
‘'kPjv наиб \ PN наим )
Следовательно, сопротивление /?[ надо выбрать так, чтобы мини-
мальное падение напряжения на нем обеспечивало смещение на диоде
£днаиб, величина которого соответствует току /Д11аиб.
196
Тип транзисторов, а также номинальные значения сопротивления
и ускоряющей емкости С выбираются, исходя из требования про-
должительности переходных процессов, характеризующих быстро-
действие триггера.
При работе в спусковом режиме быстродействие триггера опреде-
ляется временем переброса Тпер, которое складывается из продолжи-
тельности стадии подготовки /п = /рас + /зб и длительности среза
выходного импульса /ср. На первом этапе стадии поготовки происхо-
дит рассасывание избыточных носителей из базы насыщенного тран-
зистора. Продолжительность этого этапа, т. е. время рассасывания
ключа /рас можно оценить по формуле
А/з
-- Тн
А/д — /б н + н/Рл/
(5.17)
Рассасывание избыточных носителей ускоряется с увеличением
амплитуды перепада запирающего тока А/б, поэтому в практических
схемах стремятся получить Л/а^> /KI1/pN и Д/б> /б н- При этом
время рассасывания равно
Трас «тн/бн/Д/б. (5.18)
Из последнего соотношения следует, что при мощном сигнале
время рассасывания не зависит от величины коэффициента передачи
тока базы рд,. При относительно слабых сигналах время рассасывания
несколько возрастает с увеличением (Ту [см. выражение (5.17)]. Дело
в том, что при прочих равных условиях транзистор с большим (3,у бу-
дет насыщаться в большей степени, что и приведет к увеличению вре-
мени рассасывания. Однако это увеличение не столь существенно, так
как в транзисторе с большим рЛ. и рассасывание происходит с большей
скоростью (такой прибор более чувствителен к изменениям тока базы).
Поэтому при выполнении условия
А/б>5/бв (5.19)
время рассасывания практически ие зависит от величины (Jw. Из все-
го этого следует, что нет особой необходимости разграничивать тран-
зисторы по наибольшей величине коэффициента передачи тока базы.
Разграничение следует производить по наименьшему значению коэф-
фициента передачи ₽/vHanM и по величине постоянной времени накоп-
ления тн, которая определяет инерционность насыщенного транзис-
тора. Из выражений (5.17) и (5.18) видно, что время рассасывания рас-
тет пропорционально тн. Влияние же ₽л1наиМ на время рассасывания
сказывается косвенно через величину тока базы насыщенного тран-
зистора /б п. Ток базы / б н рассчитывают с учетом разброса и темпера-
турной зависимости pw с тем, чтобы можно было обеспечить заданный
коэффициент насыщения Кнас при наименьшей величине коэффи-
циента передачи ₽.упацм. Поэтому при использовании транзисторов
с малым ₽л,нацм приходится увеличивать ток базы
Jб и 7Сиас 11( ц/рЛ/ наим- (5.20)
197
С увеличением /бн, как следует из выражений (5.17) и (5.18),
время рассасывания возрастает, а быстродействие триггера умень-
шается. В ненасыщенном триггере этап рассасывания вообще отсутст-
вует, благодаря чему заметно сокращается длительность стадии под-
готовки, а поэтому возрастает быстродействие схемы.
Продолжительность второго этапа стадии подготовки определяется
временем t3 б, в течение которого потенциал базы закрытого тран-
зистора иба достигает уровня отпирания Ua0T:
/зб~^±^-(т7- + Ск/?к). (5.21)
Регенеративный процесс, который возникает после перехода тран-
зисторов в активную область, заметно влияет на работу схемы при за-
пуске триггера сравнительно слабыми сигналами. На практике сим-
метричный триггер запускается мощными сигналами, поэтому после
завершения стадии подготовки сразу же наступает стадия восстанов-
ления.
Первый этап стадии восстановления завершается после установле-
ния потенциала коллектора запирающегося транзистора. Продолжи-
тельность этого этапа количественно характеризуется длительностью
среза выходного импульса
,ср ~ 2,2 (С+(?„) 7?к Ri/(R„ + /?,), (5.22)
которая сокращается с уменьшением ускоряющей емкости С. Однако
при этом возрастает продолжительность фронта выходного импульса.
Оптимальное значение ускоряющей емкости, обеспечивающее макси-
мальное быстродействие, определяется формулой
Сопт = Ск + /<паст™/Як. (5.23)
От величины ускоряющей емкости зависит и продолжительность вто-
рого этапа стадии подготовки Гвосст, в течение которого потенциал
базы закрытого транзистора восстанавливается до уровня, близкого
к своему установившемуся значению.
Твосст = (2... 3) CR. RM+RJ. (5.24)
Быстродействие триггера можно повысить, подбирая соответст-
вующим образом сопротивления RK резисторов в коллекторах. С
уменьшением Rr уменьшается длительность среза /ср, но возрастает
длительность стадии подготовки. Можно показать, что суммарное вре-
мя Тпер достигает своего минимального значения при оптимальной
величине сопротивления в коллекторной цепи.
р = ~\f Ек Xa^N наим+3 + Ua , (5 25)
Г 2,2Л/д найм (2СК + найм)
Как видно из этого выражения, величина RK опт зависит от ампли-
туды спускового сигнала Д/б. При выборе RK опт необходимо исходить
из наименьшей величины Д/б иаим.
198
Для ненасыщенного триггера
_1 f от) тгы (5 26'
г 2,2A/g наим (2СК + т/ Л,/Л!п на11М)
что следует из выражения (5.26) при формальной подстановке тн = О
{последнее равносильно /рас = 0).
В насыщенном триггере продолжительность стадии подготовки в ос-
новном определяется временем рассасывания, поэтому в выражении
{5.25) можно пренебречь членом ({/бз + U30T)rT ы и рассчитать /?копт
по упрощенной формуле:
Якопт ~1/ ----7- (5-27)
г z.za/g наим Р,у наим (^ои -Г >:гы/кн найм)
Выбрав ускоряющую емкость С и сопротивление в коллекторе /?к
оптимальной величины (при этом определяется однозначно и сопро-
тивление /?j), можно обеспечить переброс схемы с максимальной часто-
той Fmax- Для ненасыщенного триггера
f тах = 2]/ 2,2(2СК +^Д\^з±^т + 2j2TrA/ +Ск ^з+.Дэог .
' \ °п наим / Лщ Л'б J
(5.28)
При использовании диффузионных транзисторов Fmax в основном
зависит от среднего времени пролета носителей через область базы т/Л>.
В схемах на дрейфовых транзисторах более существенно влияние
емкости коллектора Ск. В насыщенном триггере начинает сказываться
и время рассасывания. При этом максимальная частота переброса оп-
ределяется следующим выражением:
= Г 2,2т™ + ——--------------+ 21/2,2( 2СИ + 1
Рд/ Наилг'ы наим ' \ наим/А/бРд/на.им
(5.29)
Таким образом, быстродействие триггера прежде всего зависит от
инерционности транзистора. С уменьшением среднего времени пролета
Ттл, емкости коллектора Ск и отношения т„/р^наим максимальная час-
тота опрокидывания триггера возрастает. Первые два параметра вли-
яют на длительность фронта, отношение T„/pWHaHM характеризует про-
должительность времени рассасывания,.
Максимальная частота триггера растет с уменьшением тока на-
грузки 1 „ ваиб аз EK/RS, наим к запаса по напряжению запираши:
з> а также с увеличением амплитуды спускового импульса t\i-.
При работе в счетном режиме (когда спусковой импульс одновре-
менно действует па оба транзистора) быстродействие триггера опреде-
ляется продолжительностью спускового импульса и длительное! Ы<:
среза выходного импульса, т. е.
7ц.-р = + 2,2 (С + Ск) Дк /?!/(/?,, + Ri). (5 30
1;)9
Если длительность импульса /и равна продолжительности первых
двух этапов /п, в течение которых завершается полная подготовка схемы
к перебросу, то наибольшее быстродействие (так же, как и при раздель-
ном запуске) имеет место при значениях С = Сопт и RK = RK 0Пт>
определяемых соответственно выражениями (5.23) и (5.25). В действи-
тельности длительность импульса t„ > /п, так как необходимо пре-
дусмотреть некоторый запас tn с учетом разброса параметров и измене-
ний условий работы схемы. Если этот запас Д/и = /и — рассчитан
без существенного завышения, то оптимальные значения Сопт и RK Опт
оказываются близкими к величинам, определяемым соотношениями
(5.23)и (5.25).
Рис. 5.14. Схема ненасыщенного триггера с встроенными эмиттерными
повторителями.

Увеличение запоминающей емкости, по сравнению с оптимальным
значением Сопт для еще большего расширения допуска на длитель-
ность импульса, практически не оправдывает себя; излишний запас на
/иваиб достается ценою снижения быстродействия триггера. Величину
наиб можно найти при помощи неравенства
наиб < ^рас + (С+СК)/?„/?!/(/?„+ 7?х). (5.31)
Минимальная длительность спускового импульса определяется
временем, необходимым для подготовки схемы к перебросу, и рассчи-
тывается по формуле
ta ваим ~ tvac + xTN ( 1 +ап 2121- . (5.32)
Требование к минимальной длительности спускового импульса
предъявляется при работе не только в счетном, но и в спусковом режи-
ме. Итак, для нормальной работы триггера, независимо от режима за-
пуска, требуется соблюдение условия tn > /инаим, причем необходи-
мый запас по длительности /и определяется разбросом параметров схе-
мы и спускового сигнала.
200
Как известно, продолжительность переходных процессе в можно
уменьшить, ограничивая пределы изменения напряжений фиксирую-
щими диодами. Этот метод иногда используют [18] для пегышенпя
быстродействия триггеров, однако при этом заметно увеличивается по-
требляемая от источников питания мощность.
Быстродействие триггера можно повысить, применяя повторители,
встроенные в цепь обратной! связи, как это показано на рис.5.14. В этой
схеме триггер с нелинейной обратной связью (пени с диодами Д1 и Д2)
построен на транзисторах Т1 и Т2. В цепь обратной связи встроены
эмиттерные повторители па транзисторах ТЗ и Т4. Входы повторителей
подключены к коллекторам транзисторов, образующих собственно
триггер, а резистор R1 и конденсатор С, составляющие цепь обратной
связи, присоединены к выходам повторителей. Диоды ДЗ и Д4 пре-
дотвращают запирание повторителей во время переброса схемы. Как
известно, повторитель имеет малое выходное сопротивление, что спо-
собствует быстрой перезарядке ускоряющей емкости С. В результате
повышается быстродействие схемы, так как заметно сокращается дли-
тельность среза выходного импульса
/ср « 2,2 (С + Ск) ~ 2>2 + Ск) ~ . (5.33)
Растет и нагрузочная способность триггера.
Схемы быстродействующих триггеров оказываются не экономич-
ными, так как они потребляют значительную мощность. Быстродей-
ствующие схемы обычно используются в первых ячейках пересчетных
устройств, работающих в режиме сравнительно быстрого счета им-
пульсов.
5.3.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 30. Рассчитать насыщенный триггер по следующим исходным
данным: амплитуда выходного напряжения 1Дых m х 4,5 В. Наиболь-
шая частота опрокидывания триггера Fnan6 а? 450 кГц. Время восста-
новления Тъосст 3 мкс. Нагрузка триггера изменяется в пределах
от наиб = 10 кОм до Дннаим = 1 кОм и носит импульсный харак-
тер. Допустимое изменение питающих напряжений составляет ±10%.
Температура окружающей среды изменяется в пределах от —40 до
60° С. Триггер запускается импульсами запирающей полярности при
минимальной амплитуде перепада спускового тока А/бПаИм = 2 мА.
Схему рассчитываем в следующей последовательности:
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к быстро-
действию, экономичности и температурному диапазону работы схемы.
“ Данном примере можно использовать германиевый сплавной транзис-
тор типа р-п-р марки МП42Б. Параметры транзистора, необходимые
лая расчета, приведены в приложении III.
2. Задаемся величиной напряжения источника коллекторного пита-
Ния исходя из требуемого перепада напряжения на выходе триг-
201
гера. Примем Ек равным стандартной величине 6 В, что превышаг?
^выхт на 30%.
3. Определяем величину сопротивления RK. При этом следует орты
тироваться на оптимальное значение RK 0Пт [см. формулу (5.27)], выбрав
к опт
_____________К и Тп наиб__________
2,2Л/б наим Рд/ 11аим (2СК 4 T7 ;v/^n моим)
Для данного примера оптимальное значение сопротивления в коллек-
торной цепи
б-З-Ю-ч
, ,, =650 Ом.
копт у 2,2-2-10~3-29(220 4- 100)-10~13
При расчете RK опт интегральное значение зарядной емкости С[(
и наименьшая величина ₽лнаиМ определялись следующим образом. По
справочным данным наибольшее значение дифференциальное емкости
Ски =50 пФ при Дкб = 5 В. При вычислении Скп напряжение кол-
лекторного перехода выбирается несколько меньшим Ек, так как по-
тенциал коллектора закрытого транзистора Дкэ< Дк из-за перепада
напряжения, образуемого током /б в. Следовательно, можно считать
в данном примере ДКб = 5 В и Ску = 50 пФ. Для сплавных транзи-
сторов интегральная емкость вдвое больше дифференциальной. Следо-
вательно, Cv, и = 2СК у = 100 пФ.
ж ЛЖ • с 0,1-10-в.Ю
Среднее значение диффузионной емкости Скд = ~56"fOj-’2~=
= 10 пФ при токе коллектора /кн — Ю мА. Таким образом, получаем
СК = СКП4-СК Д= ПО пФ.
Наименьшую величину коэффициента передачи тока базы опреде-
ляем для пониженной температуры, так как в этом случае уменьшает-
ся Рд/. В справочниках для транзисторов марки МП42Б приводится
типовая зависимость й21Э^Рл/ от температуры окружающей среды,
из которой следует, что отношение Рл/ при —40° С к рл/ при 20° С состав-
ляет 0,65. Следовательно, при расчете схемы следует ориентироваться
на наименьшую величину Рл/1)аИм = 0,65(рл/ иаим)20° — 0,65 • 45 = 29.
При RK = RK опт и С — Cqut быстродействие схемы достигает
своей наибольшей величины и триггер способен опрокидываться с мак-
симальной частотой, определяемой выражением (5.29):
?н £к
F =
1 шах
2,2т tn + „
А'б Рд/ наим Кн наим
Тц Гк / T7W
А^бРд/наим \ наим
1 мГц.
Следовательно, с точки зрения быстродействия транзистор МП42Б
подходит. При этом поскольку имеется двукратный запас по частоте
срабатывания триггера, можно увеличить сопротивление резистора в це-
пи коллектора до величины RK — (3...4)ДК опт, что позволит заметно
202
уменьшить мощност
Rk ------ Rk ппт*.
ь, расходуемую триггером, по сравнению со слу-
Выбираем /?к = 2 кОм. При этом открытый транзистор работает
в режиме умеренного насыщения, так как
1 “Г ^к/^пнаим = 3.
4. Для расчета цепи смещения предварительно определяем требуе-
мую величину тока смещения Iем по формуле (5.2)
1 __ ' Г 1 । Ок гт ппиб )
'гм . с 'бзнаибч п ,, о , •
I—«см ( ”1 (1 — «/?) J
В справочных данных не приводится ток базы /б 3 для закрытого тран-
зистора, но указывается ток коллектора /[! 3 для него. Эти токи связа-
ны между собой следующим соотношением:
/бз~/кз(1+ММ-
Отношение P//P,v для сплавных транзисторов колеблется в пределах
О, 3 ..., О, 6. При температуре 70° С для 90% приборов типа А1П42Б,
как указано в справочнике, /к 3 да /к7 <7 130 мкА. Для 60° С ток
/бзНаиб можно найти, предварительно рассчитав /кз по формуле
/к з наиб = ^кТ ехр (0,08 А/) =130- 10-6ехр ( — 0,8) гда 60 мкА
(А/— 60 —70=—10°—разность температур). Таким образом,
з на»б ~ 1 ДДг з наиб 90 МкА.
Для предварительной оценки второй составляющей тока смеще-
ния Ua а нпиб//?1 в триггерах па германиевых транзисторах можно
принять = 5... 10 кОм. Считая /?!—5 кОм и учитывая, что U.,,, =
= 0,15 В при /„ н = 10 мА, получаем
/ом =----?--[ 90-10-Ч----да 130 мкА.
см 1—0,1 [ 5-10;‘ ]
Если выбрать Е..м — 1 В, то сопротивление /?> =• £г.г//см -=
= 7,5кОм.
5. Рассчитываем величину сопротивления Rt по формуле (5.9)
. * 1 ас 'к + /сы йсм) -р(/б н пац5 - ——
L ^на.м /?2(1“^) J
За исключением множителей, пропорциональных Iс„, величины,
входящие в формулу (5.9), и их отклонения определяются при пони-
женной температуре. При температуре —40° С £7б „ 11йп5 < 0,4 В;
"ей® 29; /Кз наиб <20 мкА. Ток смещения берется равным рас-
четной величине /см = 130 мкА. Отклонение сопротивлений от поми-
нальных значений определяется классом точности, коэффициентом
сохранности, коэффициентом старения и изменением сопротивления
с изменением температуры. Рекомендуется применять сопротивления
203
с положительным температурным коэффициентом (ТКС), так как при
этом изменение сопротивления с изменением температуры способствует
стабилизации режима триггера по постоянному току. Так, например,
при использовании сопротивлений ' класса точности (с допуском
±5%) с коэффициентом сохранности ±3% и коэффициентом старения
±5% наибольшее отклонение от номинальной величины без учета влия-
ния температуры составляет 6R = 0,05 + 0,03 + 0,05 = 0,13. Если
же применять сопротивления с положительным ТКС, составляющим,
например, 5 • 10-4 град-1 для диапазона 20... 100° С и 1,5 • 10-3 град-1
для диапазона 20... — 60° С, то при —40° С отклонение уменьшается
до величины 6R = 0,13— 1,5 • 10~3 • 60 = 0,04, а при 4-60с С —
= 0,13— 5 • 104 • 40 = 0,11. Подставив указанные величины в вы-
ражение (5.9), получим
-4-130-10~к-2-10-3(1 +0,1) + и,4—-—-—-
29-------------------------------------------7,5-1и3(!—0,11)
« 8,5 кОм.
Номинальное значение R} = 8,2 кОм.
Так как при расчете /сы было принято /?( = 5 кОм, то ток смеше-
ния установлен с некоторым запасом (в противном случае скорректи-
ровав величину /см, повторно рассчитывают Rt).
6. Определяем амплитуду выходного напряжения по формуле (5.6):
^вых т наим (^к Manual
_Л1__
/? + /?к
— н наиб - 4<6 В.
Если НвЫХт оказывается меньше требуемой величины, то увеличив
напряжение источника Ек, повторно рассчитывают схему.
7. Находим оптимальное значение ускоряющей емкости, опреде-
ляемое выражением (5.23): [
СопТ = Ск + КнастГЛ-//?к=11 • Ю-12 + 3-0,1 • 10-8/2-10-3 я» 250 пФ.
Номинальное значение С = 240 пФ.
8. Определяем продолжительность времени восстановления схемы:
Т11осст = 3CR1 RM + /?2) « 2,8 мкс.
При необходимости время восстановления можно сократить, умень-
шая R2. При этом рекомендуется одновременно уменьшить величину
Есм с тем, чтобы ток смещения не превысил требуемого значения.
9. Определяем быстродействие схемы. Сначала рассчитываем про-
должительность стадии подготовки по формулам (5.18) и (5.21):
^11 — " + (т? л’ + Q- ^’к)
Л/б Н
б'б 3
Л/q Rk
и длительность среза
/1ф = 2,2(С + Сн)
Rl Rk
Rl + Rk
204
Ток базы насыщенного транзистора оценивается с помощью выраже-
ния
/ = '^к н ^qm + Cfj н . /?к
б" RK^Ri R? кз /?„ + /?!
(5.34)
Так как время рассасывания достигает наибольшей величины при
максимальном значении /бн, то при расчете принимаем Ек = ^кнаиб
(т е. 1,1£в = 6)6В); Сб „ = Сб э ,1йиМ = 0,25 В; /к 3 = /к 3 наиМ «
0 и находим
= = мА.
(2 + 8,2)-Ю3 7,5-103
При этом продолжительность первой стадии подготовки, т. е. время
рассасывания
'рас па.,6 = ТВ иапб = 3 10- AL = 0,75 МКС.
^'бннаим
В насыщенном триггере с относительно большим временем расса-
сывания обычно не требуется рассчитывать продолжительность второ-
го этапа стадии подготовки
/зб==^7^-(т/Л. + Ск/?к),
так как /3 б оказывается значительно меньше 'расГ^ба =
— — -1 - (£см—Ск — /б 3/?2—потенциал базы закрытого
Ri + «2 \ Ri J
транзистора].
Смещение на базе закрытого транзистора Сб а складывается из
двух составляющих, первая из которых определяется напряжением
источника Есм и равняется ECMRi/(Ri + /?2), а вторая представляет
собой динамическое смещение, величину которого в первом приближе-
нии можно считать равной
[^вь,х т-Ес„ RM + /?2) ]ехр f - у
_ \ Тиосст /
Следовательно,
з наиб ~ ^см . D Ь f ^r+ix т ^"см ~, D } ^Xp X
А] Т^2 \ Al т А2 /
/---L^p-.W у (5.35)
\ Твое.;, /
где Л1ер = 1/^наиб — время переброса триггера; тпосст = CR}R2/(Ri +
Н~7?2)— постоянная времени разряда конденсатора Сна стадии вос-
становления. При частоте переброса триггера 450 кГц время пере-
броса Тпер = 2,2 мкс и Tnev— /рас » 1,5 мкс. Постоянная времена
Твосст — 0,9 мкс. При Свыхт = 4,5 В и Есм == 1 В потенциал ба-
зы закрытого транзистора
U ~ 1 8.2 , (л с 1 8,2 \ /' 1,5 \ । or п
а наиб 1 ; + 4.6 — 1 ----------| ехр —------| « 1,25 В.
8,2 + 7,5 \ 8,2 + 7,5 ) \ 0,9 )
205
Наибольшая длительность второго этапа стадии подготовки
t,« tX (°.1 + °.11 2) 10-" ~ °, 12 же.
Для данного примера /зб оказалось пренебрежимо малым. П,
практике встречаются случаи, когда tj6 становится заметной величи-
ной.
Наконец, рассчитав длительность фронта
/фр = 2,2 (240 + • 10” =-1,2 мкс,
4 7,5 -р 2
можно определить наибольшую частоту переброса тржгера
р ______
1 наиб
1(У
0,75 + 0,12 + 1,2
= 480 кГц.
Если расчетная величина Fma(i оказывается меньше требуемой, то,
уменьшив сопротивление RK, повторно рассчитывают схему.
10. При счетном запуске триггера определяем требования к дли-
тельности ta спускового импульса по формулам (5.31) и (5.32):
ta наиб с ^рае + (С + Ск) = !0,75 + 2 (0,24 + 0,11)] • 10“° « 1,5 мкс,
^и наим >'рас + XTN~ 'j =
= Го,75 + 0,1 — fl + —'ll-10-6 «0,8 мкс.
[ ’ 2 ( 240/J
Если диапазон изменения t„ превышает (/„ навб — /и на11М), то уве-
личивают величину ускоряющей емкости С (при этом необходимо
иметь в виду, что уменьшается быстродействие схемы).
11. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе мощ-
ность допустимую величину. Эта мощность достигает наибольшей ве-
личины при полной нагрузке, т. е. при /?„ = 1?ннапм- При этом дли-
тельность фронта на выходе открываемого транзистора (фр становится
равной длительности среза /ср на выходе запираемого транзистора при
холостом ходе, т. е. /фр = 1,2 мкс. Длительность среза уменьшается,
достигая своего наименьшего значения при /?н = 1?ннвим:
'ср „ним = 2,2(С + Ск) / + —j-----+ ±1 = 0,47 мкс.
/ V'k лн паим
Минимальная продолжительность одного цикла работы составляет
Т — 2/F„an6 = 4,4 мкс. В течение времени (здк = Т/2— /сР„аим
« 1,7 мкс транзистор остается в закрытом состоянии. Время, в тече-
ние которого транзистор проводит, равно /отк — Т/2— /фр = 1 мкс.
Напряжение на коллекторе насыщенного транзистора б/кннав0
— 0,2 В, а на коллекторе закрытого транзистора (7КЗ — (Укппаиб +
+ мвЫХ 4,7 В. Среднее значение напряжения при перебросе схемы
от =йф 3 = 0,5 (4,7 + 0,2) « 2,5 В.
206
Наибольшее значение тока насыщенного транзистора
Н HIU16 = (^К u') Д 1 П ~ 9 Г,'А’
Ток закрытого транзистора /К8Паиб = 60 мкА. Среднее значение тока
ГФОТ = ?фз = °>5<9 + ВД « 4>5 мА-
Таким образом, мощность, рассеиваемая на коллекторе, состав-
ляет _ _
Рк =(1/7^) 1^к и Л< и ^отк + ^к з з ^зак + +> з + з ^ср4*^ф -г *ф от ^фр1,
= -^-[0,2.9-10~3-1 +4,7.0,06- 10~3-1,7 +
4,4
+ 2,5-4,5-10-3 (0,47+ 1,2)] ж 5 мВт<РКтах =
85 — 1с 85 — 60 1Пг
=--------=----------- 125 мВт.
0,2 0,2
Пример 31. Рассчитать быстродействующий триггер по следую-
щим исходным данным:
Амплитуда выходного напряжения Двыхт> 7,5 В. Наибольшая
частота опрокидывания Анаиб = 6 МГц. Время восстановления ГВСС(./Г=
= 0,1 мкс. Наименьшее сопротивление динамической нагрузки
/?нванм ~ 2 кОм. Допустимое изменение напряжений источников пи-
тания ±10?+ Температурный диапазон работы от 20 до 85° С. Триггер
запускается импульсами тока с длительностью фронта не более 50 нс.
Минимальная амплитуда спускового импульса Д/бнаим = 2 мА.
1. Выбираем схему ненасыщенного триггера с нелинейной обрат-
ной связью (рис. 5.13), которая обеспечивает большую скорость сра-
батывания, чем схема насыщенного триггера.
2. В данном примере можно использовать кремниевый транзистор
/типа п-р-п марки КТ312Б, обеспечивающий нормальную работу триг-
гера в указанном диапазоне температур и обладающий достаточным
быстродействием. Такой выбор позволит одновременно иллюстрировать
особенности расчета быстродействующих триггеров на кремниевых
приборах. Параметры транзистора КТ312Б приведены в приложении 3.
3. Выбираем напряжение источника коллекторного питания, ру-
В. Принимаем
ководствуясь соотношением Ек 1,4(/вЫХ т + 1,5
стандартное значение Ек — 12 В.
4. Выбираем сопротивление R„ в коллекторной
Должно быть больше своего оптимального значения,
формулой (5.26):
цепи, которое
определяемого
(''к опт
(^б от) c/,v
> наим (2СЬ- + Т/-ДГ//Сц наим)
1 1,3-10
ИО Ом.
2,2-2-10-3 (2,754-1,3/2)-10-1а
(Принято Пбз + (7ЭОТ « 1 В.)
Поскольку транзистор КТ312Б является высокочастотным, то для
Получения сравнительно низкой частоты работы триггера (всего
207
6 МГц) следует ориентироваться па сопротивление которое на по-
рядок превышает Дк опт- Выбираем RK~ 2 кОм.
5. Рассчитываем ускоряющую емкость, учитывая двукратный запас
по току, определяемый коэффициентом Кпас = 1 + ^Жнаим = 2.
При этом в соответствии с формулой (5.23)
Сопт = Ск + Кнаот™//?к = (7,5 + 2-1,3/2) -10“12 = 9пФ.
Выбираем Ск = 10 пФ.
6. Исходя из допустимого времени восстановления ТЕ0(.ст, оце-
ниваем сопротивление R2:
= Zaoce ~ 3 5 кОм.
R14~ /?2 ЗС
Если учесть, что обычно Rt порядка 5... 10 кОм, то требуется R2
5... 11 кОм. Выбираем Т?2 = 5,1 кОм.
7. Определяем ток смещения /см. Для этого, кроме величин
/бзнаиб и В наиб требуется знать сопротивление Rt. В триггерах на
кремниевых приборах для оценки 1 см по среднему значению /?( (как
это было сделано при расчете предыдущей схемы) обычно требуется
повторно рассчитать Iсм и Z?f. Дело в том, что ток смещения для крем-
ниевых транзисторов в основном зависит от величины Нкн паиб//?|,
так как ток базы /бзнапб, даже при сравнительно высокой темпера-
туре, небольшой величины. Поэтому, задаваясь сопротивлением /?(,
не всегда можно получить требуемое значение Iсм.
Можно определить /см, подставив в (5.2) выражение (5.9). При этом
целесообразно сначала рассчитать величины токов:
j _ E-к наим наиб i / . / __ гг ___। ^бэ наиб
/?к(1+М +/кзнаиб- 6 Л':аЧДнаим 2 (1 — 6/Д ’
(5.36)
г _ I |_ / । 1+^см Г / в наиб 1
/S-Р 1_^Д/бзнапМ /?к(1-бЛ)]>
затем вычислить
/=4f/i-]Z(5-37)
I Г \ 1—°см J
После этого находим
/см = (/-Ш1+6см). (5.38)
Величины, входящие в выражения для 1е и Zs, оценивают для ниж-
ней границы температурного диапазона. Токи /бзнаиб и ^кннаиб^к *
Х(1—6«) в выражении для /1 определяют при повышенной температуре.
Для ненасыщенной схемы вместо HhBHail6 прдставляют £/Кэнаиб. За-
метим, что предварительно рассчитанные величины 1е и Is можно ис-
пользовать и при вычислении сопротивления R^
#1 = #к
______1Е_______
Is "Ь Дм (1 +бсы)
(5.39)
1
208
Для транзистора КТ312В можно считать ДбэнапС = 0,8 В,
чему соответствует ток /б « 1 мА при UKa = 5 В. Для предотвращения
насыщения потенциал коллектора будем фиксировать на уровне 1,2 В,
поэтому можно считать (7к, на1]б = 1,2 В. Ток базы закрытого транзис-
тора /бзнаиб^ Лю 30 мкА (при температуре 85° С), ток коллек-
тора /кз иаиб 10 мкА (при комнатной температуре). Минимальное
значение коэффициента передачи тока базы 0,унаИм — 25. Относитель-
ное отклонение сопротивлений для нижнего предела температурного
диапазона составляет = 0,13 (см. п. 5 предыдущего примера), для
верхнего предела — 0,09.
Определяем токи Д; Is и
10,8 — 0,8 л л л , о 12
---------------= 4,4 мА; /5 = 2-----------------
2(1 4-0,13)-103 2-103-25
' 0,8 - 0,65 мА,
5,1 103 (1—0,09)
рЩо.ОЗ-----------------11. Ю-3 = 4,3 мА.
0,9 [ 2(1—0,09) JJ

Рассчитываем
10~3
/ = — 4,3
0,94 мА.
СМ
В соответствии с выражением (5.38) ток смещения
/см = 122L (0,94 — 0,67) « 0,25 мА.
При выбранном R2 = 5,1 кОм напряжение источника смещения
^см=/еы Д2 = 0,25.5,1« 1,2 В.
8. Рассчитываем сопротивление Rt по формуле (5.39):
Д1 = 2-103(------------------------
\0,674-0,25-1,1
Номинальное значение Rt = 6,8 кОм.
9. Проверяем, получается ли (7ВЫХ т
U = Р ______________lit . _ [J ==12
^выхт «о id кэ 1
= 7,3 кОм.
требуемой величины:
-----1,2 = 8,1 В.
6,8-|-2
10. Выбираем диод и рассчитываем параметры цепи нелинейной
обратной связи. Из-за высокой температуры окружающей среды при-
ходится использовать кремниевые диоды. Остановимся на мезадиоде
2Д503Б [13].
На основании выражений (5.15) и (5.16) рассчитываем наибольший
ток диода /днаиб и наименьший ток базы /бна11б. Приняв ₽,унаиб — Ю0,
получим:
I _______ Ен /rz kv наиб
'днаиб ,, ,, [''нас”
''н Hv наиб \ РЛнаим
1 0,48 мА;
209
По вольт-амперной характеристике диода находим напряжение на
диоде £/днаиб — 0,6 В, соответствующее току /дпап0 ж 0,48 мА. Рас-
считываем сопротивление Ri в цепи делителя по формуле
/?.' = ------« 1,4 кОм.
/бнаиб + (£СМ + РбЭпаИб)//?г |0,06 + (1,2+0,8)/5,1|-10-3
При номинальном значении R[ = 1,5 кОм получаем
—=5,3 кОм.
Номинальное значение R'{ — 5,1 кОм.
11. Находим наибольшую частоту опрокидывания триггера. Вы-
числяем длительность среза
/ср = 2,2 (С + Ск) R, RJ(R. + RK) = 60 нс.
Время подготовки /3 б, в течение которого потенциал базы закры-
того транзистора, нарастая, достигает потенциала отпирания U3 ,,г,
в быстродействующих схемах определяют с учетом влияния длитель-
ности фронта /фРЕХ входного сигнала. Считая, что спусковой сигнал
нарастает с постоянной скоростью, т. е.
Л'п (0 ~ А/бт///фр цх при 0 i sc. /ф,, liX,
можно оценить изменение напряжения на базе закрытого транзистора
по приближенной формуле
Д«б (/) « Л/бт~^ ---------R—4-С-А>--/г-/7^7ГТ| (5’40)
/?к-р /?2 -Лфр 'IX Нгл +Ьи «к ‘\21 («ВТ
При выводе этой формулы учитывалось шунтирующее действие ре-
зистора R2, сопротивление которого в быстродействующих схемах ока-
зывается сравнимым с сопротивлением RK.
Подставив выражение для А«б (/) в равенство АнГ| (/зй) = Пб г-{-
-J- U3 от, получим
Это приближенное выражение, разумеется, применимо для
^зб<-'^фрвх’ подставив Z?(,M = 1 В, П)1Ыхт = 8В, Т^р — И^ваио =
= 133 нс и твосст 33 нс в выражение (5.35), определим ПОзН1Иб =
= 0,7 В.
Полагая УЭОТ«0,4В, имеем U6 3 наиб + U3 от — 1,1 В. При дли-
тельности фронта входного импульса /фг вх < 50 нс время подготовки
210
В ненасыщенном триггере время рассасывания транзистора =
= 0. Но при этом переброс схемы задерживается на время, определяе-
мое временем выключения /ВЬ11.Л диода в цепи обратной связи, которое
зависит от параметров диода (в основном от времени жизни подвижных
носителей), прямого тока и тока выключения. В первом приближении
можно считать ДыкЛ равным времени восстановления обратного сопро-
тивления, которое для диода 2Д503Б не превышает 15 нс. Таким обра-
зом, время переброса триггера равняется Тпер = /ср -Т /3 б + /ВЫ1кЛ ~
— 115 нс. Следовательно, наибольшая частота опрокидывания триг-
гера составляет
^aHfi=l/^p = 6,4 МГц.
12. Мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора, рассчи-
тываем в такой же последовательности, как и для предыдущей схемы:
Рк ~ 30 мВт < Рк тах = 150~Д . = 160 мВт,
0,4
Задача 27. Рассчитать насыщенный триггер на интегральных тран-
зисторах (см. п. 2.2.2) по следующим данным:
Амплитуда выходного напряжения £7ЕЫХ m > 4 В. Наибольшая
частота переброса триггера FH.au6 = 1 МГц. Максимальнай ток на-
грузки триггера равняется 6 мА. Нагрузка подключается непосред-
ственно к\выходу триггера при насыщении транзистора. Допустимое
изменение питающих напряжений составляет ±10%. Температура ок-
ружающей среды изменяется от—60° С до +120° С. Триггер запускает-
ся импульсами запирающей полярности при минимальной амплитуде
спускового тока А/бпаим = 2,5 мА.
Задача 28. Рассчитать ненасыщенный триггер на кремниевых тран-
зисторах КТ316В по следующим данным:
Амплитуда выходного напряжения £7ВЫХ т « 4 В. Частота пере-
броса ^„аиб = 10 МГц. Наименьшее сопротивление нагрузки 3 кОм.
Допустимое изменение напряжений источников питания ±5%, тем-
пературный диапазон работы —40...120° С. Триггер запускается им-
пульсами с длительностью фронта не более 30 нс и амплитудой
наим ~ 3 мА.
5.4. Симметричные триггеры на униполярных транзисторах
5.4.1. Схемы и расчетные формулы
Триггерные схемы на униполярных транзисторах, рассмотренные
в § 5.2, по своей структуре и способам запуска аналогичны ламповым
схемам. Поэтому для них можно применить методику расчета лампо-
вых триггерных схем.
Основной триггерной ячейкой является схема триггера с непосред-
ственными связями, показанная на рис. 5.15. В качестве стоковых ре-
зисторов могут использоваться линейные резисторы (рис. 5.15, а),
211
МДП-транзисторы с каналами, тип проводимости которых совпадает
с типом проводимости активных транзисторов Т1 и Т2 (рис. 5.15, б),
или с каналами дополняющих типов проводимости (рис. 5.15, в). В схе-
мах на дискретных элементах наиболее часто применяются триггеры с
нелинейными резисторами в стоковых цепях.
В статических триггерах на МДП-транзисторах с непосредствен-
ными связями отсутствуют межкаскадные делители напряжения и ус-
коряющие конденсаторы, которые в ламповых и транзисторных схемах
f
Рис. 5.15. Схемы симмефичных
фиггеров на полевых транзи-
сторах с раздельным запуском:
с линейными (а) и нелинейны-
ми (б) нагрузочными резисто-
рами, а также на транзисторах
дополняющих типов проводи-
мости (в).
обеспечивают запоминание информации. Поэтому для реализации пере-
счетного режима работы и запуска по общему входу применяют до-
полнительные элементы, позволяющие в течение действия спускового
сшнала запоминать предыдущее состояние схемы. В схеме на рис. 5.16
к каждому плечу триггера (точки А и В) подключены группы из трех
транзисторов. Транзисторы Тб и Т'6 фиксируют предыдущее состоя-
ние в триггере. Емкости цепей затворов транзисторов Тб и Т'5 запоми-
нают предыдущее состояние, а транзисторы Т4 и Т'4 служат для ком-
мутации цепей управления. В момент подачи спускового сигнала за-
крытый транзистор собственно триггера шунтируется последовательно
соединенными транзисторами Т4, Тб или Т'4, Т'5, что приводит к его
перебросу в повое устойчивое состояние.
Управляемый счетный запуск схемы не отличается от раздельного
запуска с помощью двух транзисторов, включенных параллельно
транзисторам собственно триггера, поэтому приводимые далее формулы
для расчета параметров схемы применимы к обоим типам триггеров.
Рассмотрим схему триггера рис. 5.15, а с раздельным запуском.
В двух устойчивых состояниях равновесия один транзистор закрыт
212
и работает в области отсечки, а второй открыт и работает в области ог-
раничения тока стока — в крутой области вольт-амперных характе-
ристик.
Для того, чтобы один из транзисторов схемы был закрыт, необхо-
димо, чтобы напряжение (/Зц на его затворе было меньше порогового
напряжения t/зи пор транзистора:
t/зи < t/зи пор- (5.42)
В схемах с непосредственными
связями потенциал затвора за-
крытого транзистора равен по-
тенциалу стока открытого тран-
зистора. Условие (5.42) исполь-
зуется для оценки минимально
допустимого сопротивления в
стоковой цепи триггера. При
этом, если исходить из наиботь-
шего значения порогового на-
пряжения (/зи П(.р папб, наимень-
шего напряжения источника
питания £Uh„M = £(1 — 6fc), на-
именьшей величины удельной
крутизны транзистора т]паим и
наибольших значений коэффи-
циента ВЛИЯНИЯ ПОДЛОЖКИ Т|на1)б
и остаточного тока /с„яиЯ, то
Uvl llrtHU’
равенством
о
7 Т
Рис. 5.16. Схема триггера со счетным
запуском на полевых транзисторах.
неравенство (5.42) можно заменить
z _____________________~~Й£)~^ЗИ пор наиб______________________________
2/гцаиО £ <1 — б;.) i/з^. отс на116 —Апаиб У3И пор наиб (З + Лпаиб)+ /ц ост наиб
(5.43)
где 6/?, — относительные изменения сопротивления и напряжения
питания стоковой цепи триггера.
Условие, обеспечивающее открытое состояние второго транзистора
и его работу в крутой области вольт-амперных характеристик, позво-
ляет определить минимально допустимое напряжение питания схемы,
если транзистор при наибольших величинах t/зидор тпб> 11н...иб' ^с0Ст »апб
работает на границе крутой и пологой области. В этом случае
,р . (^ж Лиапб) У3и пор наибост наиб (5 /'4)
При предварительной оценке величины минимально допустимого
напряжения питания можно пренебречь вторым слагаемым в числи-
теле. После выбора поминального напряжения Е и определения со-
противления /\ следует проверить выполнение условия работ откры-
213
того транзистора в крутой области характеристик. Влияние второго
слагаемого на величину Е сказывается при использовании в схемах
мощных транзисторов, обладающих большими остаточными токами
1с ост- Для транзисторов в интегральных схемах ток /с ост, как пра-
вило, не превышает 10~6 А даже при повышенных температурах, по-
этому вкладом второго слагаемого в значение (Ддо^наим можно пре-
небречь.
Как и в схеме триггера на биполярных транзисторах, напряжение
стокового питания определяется в основном требуемой величиной пе-
репада выходного напряжения t/Bb,x т, представляющего собой раз-
ность потенциалов стока закрытого и открытого транзисторов, т. е.
^вых т = ^сз- Uсо = Е- 1с ост R-Епа11М, (5.45)
где t/цапм — наименьшее значение потенциала на стоке открытого
транзистора.
Перепад выходного напряжения становится минимальным при мак-
симальной температуре (что сопровождается ростом тока /с ост)
и предельно допустимом максимальном напряжении (7 зп пор наиб
Следовательно,
(/|iuz наим = /с ост наиб R //.ЭИ пор наиб» (5.46)
Номинальное напряжение Е выбирается из ряда значений, уста-
новленных ГОСТом. Перепад тока в стоковой пени определяется раз-
ностью токов в открытом и закрытом состояниях транзистора одного
из плеч триггера:
-= /Со- /Сз - - /с ост, (6-47)
А'
где /со, /сз — ток стока открытого и закрытого транзисторов соот-
ветственно.
Напряжение на выходе открытого транзистора становится наимень-
шим при максимальном напряжении на затворе. Величина этого по-
тенциала зависит от напряжения питания, сопротивления резистора
и параметров транзисторов в схеме
”апм l+2fe/?(l+n)(E-/CooT/?-t/3Hnop) ’
где k — удельная крутизна транзистора в триггере.
Спусковой сигнал в рассматриваемой схеме поступает на затворы
управляющих транзисторов (транзисторы ТЗ, Т4 на рис. 5.15, а).
Триггер срабатывает при входном напряжении
^вх — /7зи пор -Т
+
Е— Uau
пор
Е~^зи поР + &2 R (1 4-г]) и^и пор
2й2 RU3ia пор
(5.49)
где /г2, /?3 — удельные крутизны транзисторов Т2 и ТЗ.
214
Время переброса триггера, характеризующее его быстро.у йстг.ие.
складывается из продолжительностей стадий подготовки, регенерации
и восстановления. Стадия подготовки начинается в момент подачи
входного сигнала па затвор управляющего транзистора, включенного
параллельно закрытому транзистору одного плеча триггера (для оп-
ределенности будем считать, что 77 в исходном состоянии закрыт,
а на затвор ТЗ подается входной управляющий сигнал). Заканчивается
стадия подготовки или в момент отпирания транзистора Т1 по мере
повышения потенциала на стоке транзистора Т2, или в момент запи-
рания транзистора Т2. В перво?,! случае в схеме наблюдается регене-
ративная стадия, так как оба транзистора в триггере одновременно
оказываются открытыми, по втором после стадии подготовки наступает
стадия восстановления, во время которой открывается транзистор Т1.
На стадии подготовки напряжение на стоке транзистора Т1 изме-
няется за счет тока, протекающего через открывшийся транзистор ТЗ
и резистор R. Длительность этого этапа /П1 определяется выражением
। R (икх ПОр)
111 То1 М? (щ,х-7зи пор)г—(1 —л) (Е-Дзи пор) ’ ( •’
где т01 = Cj/? — постоянная времени в стоковой цепи транзистора Т1.
Емкость конденсатора, присоединенного к стоку транзистора Т1, равна
= G-пз + "г £f;ni + C3ci + 2Сзс2 -J- Сн -J- См, (5.51)
где Ссп, С,„, С„, См — емкости р-п перехода сток — подложка, за-
твор — сток, нагрузки, монтажа схемы.
Цифры в индексах соответствуют номеру транзистора. По анало-
гичной формуле подсчитывается емкость конденсатора, присоединен-
ного к стоку транзистора Т2.
Из (5.50) видно, что длительность стадии подготовки уменьшается
с ростом сопротивления R в стоковой цепи, амплитуды входного сиг-
нала Цвх и удельной крутизны k3 транзистора ТЗ. Поэтому на прак-
тике стремятся обеспечить k3R (ивх— ^зи пор)2 О + л) (£—
—t/зииор). Это неравенство тем легче выполнить, чем больше входной
сигнал. При Цвх m = Еп, что соответствует большинству практических
случаев, учитывая выполнение неравенства, длительность стадии под-
готовки можно вычислить следующим образом:
ZU1 яз (1 + т|) С1/й3 (Е —t/зи пор). (5.52)
Следует заметить, что длительность стадии подготовки увеличи-
вается с ростом коэффициента влияния подложки.
Уменьшение напряжения на стоке транзистора Т1 приводит к уве-
личению напряжения на стоке транзистора Т2 по мере уменьшения
тока, протекающего через него. Сигнал обратной связи со стока Т2 на
затвор Т1 запаздывает по отношению ко входному сигналу при вы-
полнении следующего соотношения между параметрами схемы и тран-
зисторов
/?2 С1 ^ЗИ пор — ^наиад ’
215
где С2 — емкость, присоединенная к стоку транзистора Т2.
В наиболее неблагоприятном случае при разбросе параметров тран-
зисторов знак неравенства в (5.53) можно заменить знаком равенства
и определить предельно допустимое значение минимального напря-
жения на стоке открытого транзистора
/7 7 \ __&3 наим б 2папм /К
(^вапм)доп = 1>ЗИ пор наиб ;-~ . (Э.04)
^знаим ^2г1аим“гЛ2наиг' ^наиб
Таким образом можно рассчитать напряжение на стоке открытого
транзистора, если известны параметры транзисторов и их разброс.
После окончания стадии подготовки сразу же наступает стадия вос-
становления. На этой стадии происходит установление потенциала
на стоке запирающегося транзистора Т2. Продолжительность этого
этапа равна длительности среза выходного импульса, формируемого
на стоке Т2:
tcv = 2,2 RC2. (5.55)
Восстановление напряжения на стоке Т1 происходит, как правило,
во время воздействия входного сигнала. Поэтому влияние тока мед-
ленно отпирающегося транзистора Т1 на время восстановления ока-
зывается незначительным. Это объясняется тем, что ток через тран-
зистор Т1 оказывается меньше тока, протекающего через транзи-
стор ТЗ. Время восстановления на стоке Т1 определяется выражением
^ЗИ пор б'паим 0,1 (Е ^паим) _
В0ССТ ~101 (Я-^ЗИпор) (^3/^ЗИпор-') ‘ '
Время переключения схемы равно длительности стадии подготовки
и длительности среза импульса.
k3R(E—(7ЗИ )
/ прп = Тщ In---------------1---
nep k3R(E-L/3H пор)- (1 +п)
(5.57)
Его можно уменьшить, выбирая соответствующим образом сопротив-
ления в стоковых цепях транзисторов. С уменьшением R уменьшается
время среза, но увеличивается длительность стадии подготовки. Вре-
мя переключения триггера становится минимальным при оптималь-
ном сопротивлении /?:
1,2(1+ n)//73(E-n3H пор). (5.58)
Как видно из (5.58), 7?опт не зависит от емкостей, присоединенных
к стоковым цепям транзисторов (предполагается, что Сг — С2), а оп-
ределяется напряжением питания схемы, характеризующим ампли-
туду входного сигнала, удельной крутизной управляющего транзи-
стора и коэффициентом влияния подложки. Выбрав сопротивление
оптимальной величины, можно обеспечить переброс схемы с макси-
мальной частотой
Енаиб « 0,2 /г3 (Е - Ези пор)/С (1 + Л). (5.59)
216
Таким образом, быстродействие триггера в первую очередь зависит
от добротности транзистора и напряжения питания схемы. При прочих
равных условиях быстродействие триггера уменьшается с рссюм ем-
кости нагрузки и паразитных емкостей, шунтирующих каждое плечо
триггера.
Максимальная длительность спускового импульса определяется
временем, необходимым для отпирания транзистора, закрытого в ис-
ходном состоянии. Это время, а следовательно, и длительность спу-
скового импульса определяется из неравенства
*з R (E—U^ nop) fe3/? (£—£/зи пор)_
' > k3R(E-U3linop)-(i+4) п^<” ft3/?(£~L/3Ijnop)-(i+n) г
+ т021п-|=^авм . (5.60)
^—С7ЗИ пор
Второе слагаемое в правой части (5.60) представляет собой время
изменения напряжения на стоке Т2 до уровня 6/зи ппр. Нетрудно
заметить, чю с ростом напряжения питания минимальная длительность
входного спускового сигнала становится равной длительности стадии
подготовки, которая, в свою очередь, равна длительности фронта им-
пульса на стоке отпирающегося транзистора.
Предельно допустимое значение рассеиваемой транзисторами мощ-
ности ограничивает диапазон их рабочих токов и напряжений. Ста-
тическая мощность определяется напряжением на стоке открытого
транзистора и током, протекающим через него. Ее можно рассчитать
с помощью выражения
Pq = ^наим [2 (Е U3VI пор) ^папм— О 4" Л) ^наимЬ (5.61)
Средняя мощность, потребляемая схемой в динамическом режиме
при переключении ее с частотой F = МТ, определяется соотношением
р ~ кз (£~^.ЗИ пор) G,
д ~ 1 -рт) ’ Т
+ Рс\1-^] + ^Е(Е-и11Л1,ы). (5.62)
L 1 J 1
5.4.2. Порядок расчета схемы
Формулировки задач по расчету триггеров на дискретных ком-
понентах и триггеров для интегрального или гибридно-пленочного
исполнения отличаются друг от друга. В первом случае, как правило,
известны параметры транзисторов, сопротивление и емкость нагруз-
ки, а в результате расчета определяются параметры схемы: величины
Номиналов резисторов, напряжение питания, быстродействие, потреб-
ляемая мощность от источника питания. При расчете триггера в интею
Ральном исполнении неизвестными являются параметры транзисторов,
от которых зависят их геометрические размеры на кристалле. Чтобы
сУзить круг варьируемых параметров, при расчете интегральных схем
217
задаются такими величинами как напряжение питания, максимально
допустимое сопротивление резисторов. В обоих случаях известными
должны быть пороговые напряжения транзисторов и их максимальное
и минимальное значения.
Для того, чтобы при расчете схемы можно было воспользоваться
приведенными ранее формулами, необходимо обеспечить выполнение
неравенства (5.53), которое определяет условия работы схемы при боль-
шом сигнале. Поэтому расчет схемы следует начинать с определения
минимально допустимого напряжения на стоке открытого транзистора,
которое рассчитывается по формуле (5.54)в предположении, что k3 ~
= k2, Сг = С2.
Заданная величина максимальной скорости переключения триггера
позволяет предъявить требования к крутизне транзисторов: S —
= k (Е — Дзц пор), которая, как известно, зависит от напряжения
на затворе, в данном случае равном напряжению питания схемы. Та-
ким образом, по формуле (5.59) оценивается максимальная величина S,
что позволяет рассчитать оптимальное с точки зрения быстродействия
сопротивление ДОпт резистора в стоковой цепи.
Полученных данных достаточно, чтобы правильно определить на-
пряжение питания схемы. Величина Е рассчитывается, исходя из за-
данного перепада выходного напряжения по формуле (5.46), исходя
из требуемого значения t/Ha1!M> 110 формуле (5.48), а также исходя из
соотношения (5.44), определяющего минимально допустимое напря-
жение питания при разбросе параметров схемы. В качестве номиналь-
ного выбирается ближайшее наибольшее из ряда тестированных зна-
чений, превышающее максимальное напряжение, рассчитанное по фор-
мулам (5.46), (5.48), (5.44). После выбора Е по формуле (5.48) уточ-
няется сопротивление резистора R, при котором обеспечивается вы-
бранное 6/„аим.
Получив новые значения Е и R, следует оценить время переклю-
чения схемы по формуле (5.57) и рассчитать максимальную частоту
переключения. Если полученное значение превышает заданное, то,
следовательно, параметры схемы выбраны правильно.
Расчет амплитуды входного сигнала, длительности запускающего
-импульса, мощности, потребляемой схемой от источника питания,
позволяет составить законченное представление о параметрах схемы.
5.4.3. Пример расчета триггера
Пример 32. Рассчитать симметричный триггер на полевых траш
зисторах КП301Б, работающий на частоте F = 1 МГц и позволяющий
получить импульсы амплитудой 7 В. Триггер нагружен на емкость
Сн =- 50 пФ. Допуски = 8Е — 0,1.
Параметры транзисторов КП301Б!
пор наим — ЗВ; Б ЗИ пор ср = 4 13, Изи пор наиб — 4 В,
6„.(ИМ = 0,1 мЛ/В2; /?ср = 0,21 мА/B2: /гпаиб = 0,25 мА/В2,
Ссп = 3,5 пФ; Сзс=1 пФ; Сзи = 3,5 пФ; т)« 0,5; /сОст<1мк^’
218
1. Определяем С. и Сг, считая С,, = 40 пФ, по формуле (5.51):
С\ = С.2 = Сси;{ + С*.., + С..и14- См:1 + 2С..с2 + Св + См =
= 3,5-4- 1 4-3,5+ 1 +2 + 50 + 40= 101 пФ.
2. По формуле (5.59) оцениваем крутизну транзистора
5 = /г(£ —(УзипоР)= 10е-100-10"12.1,5/0,2 = 0,75 мА/В,
3. По формуле (5.58) находим:
/?011Т= 1,2(1 + г1)//г8(£-^ЗИпор)=1,2—^2,4 кОм,
0,75. 10“4
4. По формуле (5.54) рассчитываем
IU 1 — <_______^Зп-чим Онтапм___
\v аанм/дои — u ЗЯ nop паиб , ----—~
^Зваим ^-2паим т«анаиб ^наиб
= 4,5—2J— 1 15 в.
0,1 Ч— О, J
5. По формулам (5.46), (5.48), (5.44) соответственно оцениваем на-
пряжение питания схемы
Е вых иаи.м + В'зи пор главе ост наиб я = 7 + 4,5 +
+ 10-°-2,4.Ю3«з 11,5 В;
„ ^ЧЙИМ [1 2Z?/? (1 -}- i|) ПОр 1
1 (1 -j- М) 'Лщим
1, (5 11 —*2-0,2-2,4‘10у-10“'• 1 ,b-4| _ r D
~ ---------— / О о
1— 2*0,2» 10~3«2,4’10J-1,15«1,п
* ч _ (2'Ь Лнаиб) ^ЗИ пор наим Аз >,ст наиб 0 “Ь (Vc)
доп?па им Г—0
- (24-0,5) 4,5-Н.10~«-2,4‘103-1,1 _ 12 5 в
и, У т
Выбираем Е — 12,6В.
6. Уточняем по формуле (5.48) сопротивление R
# = •2ГТГ-/тТ/рНа1о----Г =-----------—-----------= 2,2 кОм.
2^(1—т])(£—£Л>Ип1,р) 2-0,2-10-3-1,5 (12,6—4)
Выбираем R = 2,4 кОм.
7. Рассчитываем по формуле (5.57) время переключения схемы
k^R (А—О3(| пор)
Т'пер Т011П АзУ?(Б_^1п^)_(1 + 11)
= юо- io-12-2,4 • 103 in - °’-' - 1(2Z3-2..d:..1,°:’-^±_ -L
0,1-Ю-3.2,4-103-8,6— 1,5
+ 2,2-100.10“12-2,4• 103 = 0,84 мкс.
8. Определяем
1
наиб ~ г -----------.. „ — 1 > 17 MI Ц.
liiep 0,84-10-“
219
1
1,5
9. Вычисляем по формуле (5.49) амплитуду входного сигнала
нвх = УЗИ пор
1+n + ,, пор + ^2 (1+й) ^зи пор' — 4
k3R С С/ЗИпор" nt, О// 2«2 /\Ь/ЗИ пор J
0,2-10~3-2,4-Ю3
2-0,2.10-а-2,4-10М
= 10,7 В.
12 6 — 4 12,6 —4 + 0,2-10~3'2,4-103-1,5-16
10. Находим длительность входного сигнала
f =т I k3R(E б'зи пор )____________, ]п ^ — ^наим
и 01 А37?(£-(/ЗИпор)-(1+П) + 02 £-(/3ипор
= 100-10~12-2,4.10» In----0’1'107!.,^4-12!±g----Р
0,1 • 10“3-2,4-103-8,6-1,5
+ 100-10-12.2,4 • 10» 1п -^5 = 0,38 мкс,
’ 8,6
Выбираем /н ~ 0,4 мкс.
11. Рассчитываем по формуле (5.55) длительность среза: /сп —
= 2,2 RC2 = 100-10-12-2,4-103 -2,2 = 0,51 мкс.
12. По формуле (5.62) определяем среднюю мощность, потребляе-
мую триггером
М£^£зипор) _0l + р [1 — Ар. 1+-£ £(£_(/) = 3,45 мВт.
‘а 1 +Т| Г с I Т j Г наим/
5.5. Несимметричный триггер с эмиттерной связью
5.5.1. Схемы и расчетные формулы
Несимметричные транзисторные триггеры представляют собой
пороговые устройства с двумя состояниями устойчивого равновесия.
Их используют в качестве дискриминаторов амплитуды, формирова-
телей прямоугольных сигналов. Как правило, для работы в пересчет-
ном режиме они не применяются. Отличаются от симметричных триг-
геров тем, что имеют цепь обратной связи по току.
Наиболее распространенный несимметричный триггер с эмиттер-
ной связью (триггер Шмитта) (рис. 5.17) состоит из двух транзисторов,
эмиттеры которых гальванически соединены и через общий резистор
R* присоединены к шине питания. Потенциал коллектора транзистора
Т1 через резистивный делитель R1R2 передается на базу транзистора
Т2. В двух устойчивых состояниях равновесия один из транзисторов
открыт, второй закрыт. Исходное состояние схемы устанавливается
напряжением на базе транзистора Tic. помощью источника Ек и де-
лителя RfjiR^. Обычно в исходном состоянии транзистор Т1 закрыт,
а транзистор Т2 открыт. Транзистор Т2 может работать в активной
области или в области насыщения. Для формирования выходных им-
220
пульсов стандартной амплитуды целесообразно использовать насы-
щенный режим работы транзистора Т‘2, а для повышения чувстви-
тельности схемы к изменению входного сигнала следует использовать
ненасыщенный режим. После подачи входного сигнала в базовую цепь
транзистора Т1 он открывается. Изменение тока транзистора 1'1
передается через токораспределительную цепь R1R2 в базу транзи-
стора Т2, тем самым запирая его. Цепь положительной обратной
связи в схеме замыкается через резистор Ra, падение напряжения на
котором во время переброса зависит от суммарного эмиттерного тока
транзисторов Т1 и Т2.
Рис. 5.17. Схема несимметричного триггера с эмиттерной
связью.
В зависимости от напряжения смещения на базе Т1 триггер может
срабатывать как от однополярных, так и от двуполярных сигналов.
При однополярном входном сигнале длительность выходного сигнала
зависит от длительности входного сигнала и в основном определяется
временем его изменения между порогом срабатывания и порогом от-
пускания триггера.
Разность между напряжениями, при которых происходит сраба-
тывание и отпускание схемы, называется шириной петли гистерезиса
Дип, Чем сильнее положительная обратная связь в схеме, тем больше
Днп- При работе несимметричного триггера в качестве дискримина-
тора амплитуды необходимо уметь регулировать величину порога сра-
батывания и ширину петли гистерезиса, независимо друг от друга.
Обычно порог срабатывания зависит от сопротивлений резисторов
RI, R2, а ширина петли гистерезиса — от сопротивления резистора
*. /?к1. Однако все эти резисторы образуют цепь передачи сигнала с кол-
лектора Т1 на базу Т2, поэтому независимую регулировку осущест-
вить не удается.
Для разделения /?к1, R1 и R2 сигнал с коллектора Т1 на базу Т2
передается через эмиттерный повторитель. В этом случае схема триг-
гера приобретает вид, показанный на рис. 5.18. Эмиттерный повто-
ритель уменьшает влияние сопротивления резистора /?к1 на порог
срабатывания схемы и повышает ее чувствительность, так как усили-
вает изменения тока транзистора Т1.
221
Важной характеристикой триггера является стабильность его по-
рога срабатывания. Нестабильность обусловлена изменением тепло-
вых токов обратно смещенных р-п переходов, напряжений на перехо-
дах, коэффициентов передачи Р//. До некоторой степени температурную
нестабильность удается компенсировать, включая диод в базовую
цепь транзистора Т1 (рис. 5.19). С увеличением температуры падение
напряжения на диоде уменьшается, следовательно, уменьшается по
абсолютной величине напряжение на базе Т1, что способствует поддер-
жанию его в закрытом состоянии.
Рис. 5.18. Схема несимметричного триггера с повышенной чувстви-
тельностью.
Существуют и другие разновидности схем несимметричных тригге-
ров. Например, схемы, в которых резистор Rg заменяется нелинейным
элементом, стабилизирующим ток в эмиттерной цепи, — схемы с эмит-
терной связью. Одни из резисторов делителя R1R2 можно заменить
опорным диодом для стабилизации падения напряжения.
Триггер с эмиттерной связью характеризуется неоднозначной по
напряжению (S-образной) входной вольт-амперной характеристикой
(рис. 5.20). Предположим, что в исходном состоянии в схеме рис. 5.17
транзистор Т1 закрыт, а Т2 насыщен. Исходному состоянию соответ-
ствует участок между точками 0 — / на входной характеристике.
С ростом напряжения цб1 разность потенциалов между базой и эмит-
тером Т1 изменяется и при иб1 = транзистор Т1 открывается.
Напряжение, соответствующее точке /, в которой транзистор Т1
открывается, определяется соотношением
J_ + + __L_+_L + _L
Напряжение «i равно t/KH2 насыщенного транзистора T2. На уча-
стке 1—2 входной характеристики оба транзистора открыты, причем
Т1 работает в активной области, а Т2 в области насыщения. В точке 2
последний выходит из области насыщения и попадает в нормальную
222
. (5.63)

Рис. 5.19. Схема несимметричного
• триггера с компенсирующим дио-
дом.
Рис. 5.20. Входная характеристика
несимметричного триггера.
активную область. В триггере начинается регенеративный процесс.
Входные напряжение и ток, соответствующие точке 2, равны
,, _ р ГI 1 / । Ri \_______£кт_____
2 Ч I Яэ /г J
/г=—4- Г-55—«2 (4-+-4Ч
(5.64)
(5.65)
На участке 2—3 входная характеристика имеет участок с отрица-
тельным дифференциальным сопротивлением. Этот участок соответ-
ствует регенеративному процессу в схеме, который заканчивается за-
пиранием транзистора Т2. Точке 3 соответствуют напряжение
rJ
\ *'Э
(5.GG)
И ток
IU»/Ra (1 + flvi).
(5.67)
На уч астке 3—4 транзистор Т1 работает в активной области и мо-
менту его насыщения соответствует точка 4, в которой
u = Л». [ _!-1----?----aN _L_
(5.63)
Л = UjRa (1 + ₽W I).
(5.С»3)
Модуль дифференциального сопротивления на участке 2—3 равен
Т' г =
'’/Де

i-i-ftyvi \ Г________1____________1____________1
1 + Рл'2 / . (#1 + R«i) Кг Kt, (1 +thv2)
(5.70)
yi = Ria/(Rla + -Ri)-
223
Входная характеристика позволяет рассматривать несимметричный
триггер как двухполюсник с S-образной вольт-амперной характери-
стикой. Схема с такой характеристикой становится триггером, если
внутреннее сопротивление источника входных сигналов меньше мо-
дуля дифференциального отрицательного сопротивления на участке
2—3:
/?ьн<|<|. (Ь.И)
На рис. 5.20 отмечена линия /?оп, пересекающая характеристику
в трех точках. Следует заметить, что для триггерного режима работы
необходима и соответствующая амплитуда входного сигнала. Если
/?вп = 0, то нагрузочная линия оказывается параллельной оси ор-
динат. Поэтому при нвх = и мвх = «з входной ток скачком изме-
няется. Напряжения и2 и и3 являются напряжениями переключения
двухполюсника с S-образной характеристикой. Пороги срабатывания
и отпускания триггера, построенного на таком двухполюснике, так-
же зависят от и2 и и3 и при R ви 0 рассчитываются по формулам
ПГр U2~\- 12 7?вн, иоти (6.72)
С ростом внутреннего сопротивления генератора входных сигналов
пороговые напряжения срабатывания и отпускания увеличиваются
по абсолютной величине и стремятся к одинаковым максимальным зна-
чениям.
Для насыщения транзистора Т2 в исходном состоянии необходимо,
чтобы > /к2- Из этого условия можно получить соотношение
дтя расчета сопротивления R э:
R,. < -7.--, (5.73а)
1 । P,V2 v'K — «2)Л нас 2
где Дпас2—коэффициент насыщения транзистора Т2. С ростом /?,
уменьшается амплитуда выходного сигнала и коэффициенты усиления
каждого из каскадов во время переброса триггера.
Если исходить из условия /<нас2 = 1 и учитывать возможные от-
клонения сопротивлений! резисторов от номинальных значений и ми-
нимальное значение коэффициента передачи базового тока P,v иаиМ,
то выражение для расчета /?э будет иметь следующий вид:
г> _ Rz (1—&?) fbvi.an-M | I ___________^Н2 (1 О?) /^7461
(1+М ' 1+^наим + (1+бд)(/?1 + /?к1) ’ [ ’
где 6R — относительные изменения сопротивлений.
Сопротивление R} в значительной степени определяет значение
базового тока. Сопротивление /?к2 регулирует режим работы тран-
зистора Т2. Оба они влияют на напряжения переключения двухполюс-
ника с S-образной характеристикой. Если предположить величины и2
и и3 заданными, то (5.64) и (5.66) позволяют связать сопротивления
Rl и следующим образом:
(5-74^
224
где
Y= Г(1 + Z)(— — 1V - iWf— - 1L / = ^.
у /4? у У Ug / J/ \ ' ^K2
Из условия насыщения транзистора T2f при выводе которого можно
считать /?э < R2, следует, что С Pw2/?K2. Поэтому в уравнении
(5.74) коэффициент 0<у<;1. Последнее неравенство используется
для оценки напряжения питания схемы но заданным напряжениям
переключения н2 и и3:
I------------< £ < (/ — 1) (5.75а)
(\+1)и,~и.г ' /«3-«2
а при максимальных допусках 6f на напряжение питания в наихуд-
шем случае
__________ц2 1,3 Р ' 1) U2 U3__I /К 75Л)
1-6д (/ + l)«3-u2________________________________- IU3_U( !_6й • ( •
Нетрудно заметить, что неравенства (5.75) имеют физический смысл
при
l> 1, и3> иг/1. (5.76)
Отсюда следует, что сопротивления резисторов в коллекторных
цепях транзисторов Т1 н Т2 выбираются различными. Поэтому если
исходить из наихудшего случая при разбросе номиналов резисторов
RK1 и то
RK1 > (1 + «r) /?к2/(1-М. (5.77)
На основании последнего неравенства можно сделать вывод о том, что
минимально допустимое заачение
Янг на1,м = (1 + Sr) Як2/(1 -Sr), (5.78)
а минимальное значение коэффициента
А.11ИМ = (1 +б«)/(1- 6R). (5.79)
Часто при расчете несимметричного триггера удобно задаваться
шириной петли гистерезиса
Днп = «2—из> (5.80)
Тогда второе из неравенств (5.76) можно переписать в виде
w3 > Дип/(/ —1). (5.81)
Напряжение и3 должно быть меньше потенциала (/кн2 коллектора
насыщенного транзистора Т2 для того, чтобы входная характеристика
имела участок с отрицательным сопротивлением. Поэтому диапазон
возможных значений и3 ограничен сверху и снизу:
^кн>и8>Д«п/(/—1), (5.82)
где
нг — (- I- — —//- — —— 4- » (5.83)
\Г<к2 лн1г"1 // \Лц2 АК1 + Ri Ra Rz /
8 Зак. 257 225
Единственное ограничение снизу на величину напряжения пита-
ния вытекает из выражения для амплитуды выходного сигнала: д
Е« = ^вы1п>+^ивг+/кГ^кг- (5.8^)
Обычно
(7кн2 = (0,2... 0,3)Ек. (5.85)
Используя (5.80), можно установить диапазон минимально возмож-
ных значений питающего напряжения схемы при заданной ширине
петли гистерезиса:
д г jw+m+L 1 Е с д П+У~111 + У7| (5 86)
L 1 J V/(/-i)
или допустимый диапазон изменения ширины петли гистерезиса по
заданной величине Ек:
1ЕК Лм . Ек-у I (1-1)
[2+/+2 уг=1 ] п " [/+ уп [1+ // ] •
(5.87)
Рис. 5.21. Область допустимых изме-
нений ширины петли гистерезиса при
заданной величине Ек-
Как видно из рис. 5.21, с
ростом / диапазон допустимых
значений Ен/Аиа сужается. Вы-
бор Еа при заданном I в диапа-
зоне, ограниченном неравенст-
вом (5.86), позволяет обеспе-
чить требуемую ширину петли
гистерезиса при минимальном
напряжении питания коллек-
торной цепи.
Во втором устойчивом со-
стоянии равновесия при дейст-
вии спускового сигнала тран-
зистор Т1 может работать как
в активной области, так и в сб-
Т1 пепосред-
соотношепие между
ласти насыщения. Из условия насыщения транзистора
ственно после, переброса триггера определяется
сопротивлениями RK1 и /?к2 с учетом влияния Т?Е11:
7?И1 а; /?1;2 (1 + /?вн/^эРл') •
(5.88)
Таким образом, соотношения (5.78) и (5.88) в совокупности поз-
воляют оценить диапазон величин для выбора сопротивлений /? г
и ₽к2.
Нестабильность порогов срабатывания и отпускания в основном
характеризуется температурной нестабильностью пороговых напря-
жений, которая обусловлена: изменением тепловых токов обратно сме-
щенных р-п переходов; падениями напряжения на переходах, сме-
щенных в прямом направлении, а также температурными изменениями
коэффициентов передачи базовых токов транзисторов.
226
Для оценки дрейфа порогов срабатывания используется прибли-
женный метод, основанный на анализе изменения положения рабочих
точек входной S-образной характеристики, в которых отрицательное
сопротивление равно нулю, в зависимости от температуры. Полная
величина дрейфа пороговых напряжений, приведенная ко входу схе-
мы, рассчитывается по формуле
= — (гэ2Ч- Ri R2) [1 —<xn уэ2 /S2 +
+ Тэ2 + Л«Э1 — Диэ2, (5.89)
где
Y92=(tflR2)/(^+tflR2),
— полное приращение коэффициента передачи базового тока при
изменении температуры; Д« Э1 = Дцэ2 = е2Д7' — прира-
щения напряжений на эмиттерных переходах транзисторов Т1 и Т2;
ДУ — изменение температуры; 82 — температурные коэффициенты
напряжения, равные 1,5...2 мВ/град; Д2 = d$N/dI а— коэффициент,
характеризующий изменение коэффициента передачи базового тока
с изменением тока эмиттера транзистора.
Полная величина дрейфа токов, соответствующих пороговым на-
пряжениям, равна
Д/б1= - + + М —7ГГ +М • <5-9°)
Pyv *'8 Рд/ Рд/ "2
где Д//,б = Д«б1 — Д^э1» ^61 — рабочий базовый ток транзисто-
ра Т2. Величина Д2 определяется экспериментально и , как указано
в 171, при токах 1...10 мкА составляет (0, 1...2) мкА.
Время переброса триггера, характеризующее его быстродействие,
складывается из длительности стадий подготовки, регенерации и вос-
становления. Для несимметричного триггера, работающего в режиме
формирования, более характерным является длительность среза вы-
ходного импульса, формируемого на коллекторе транзистора Т2 при
его отпирании, которая рассчитывается по формуле
= in-----а , (5.91)
Уб ^бг(О) — нг/Pw
где уб =/?Э/(А?Э+7?к1); /б2(0)— начальный базовый ток транзис-
тора Т2. Напряжение на ускоряющей емкости к моменту оконча-
ния входного сигнала
«С (О)=нб1/?!/(/?!+ Д2),
где цб1—потенциал на базе транзистора Т1 после подачи входного
сигнала.
Коллекторный ток насыщения транзистора Т2 в первый момент
после запирания Т1 равен
* б к I , \ 7?и1_______/?К2 /_________Е«________^1 Ч~ Eg ЕК1
11 и2 _ I— + 1 'l + 1
I Ua Ak2 / E2|| Rs
8*
227
Длительность фронта, формируемого на коллектора Т2 после его
запирания равна /фр » 2,2 CnRKi, где Сн — емкость нагрузки. Ми-
нимально допустимая величина Дк2 ограничена максимально допусти-
мым током транзистора /ктах:
^к2 ^вых m/^K max' (5.92)
Длительность стадии подготовки определяется временем отпира-
ния транзистора Т1 и рассасывания носителей у коллектора транзи-
стора Т2. Для уменьшения этого времени следует выбирать коэффи-
циент насыщения транзистора Т2 Днаса = Длительность ста-
дии подготовки можно сократить, увеличивая ускоряющую емкость
С,. Чтобы увеличить запирающий ток, в базовой цепи транзистора Т2
после подачи входного сигнала, следует выбирать
С > ЗСК, (5.93)
где Ск — усредненная емкость коллекторного перехода.
После срабатывания триггера ускоряющая емкость разряжается
с постоянной времени тс1 « С (ДхПДа).
Изменения уровня отпускания, обусловленные образованием ди-
намического смещения, не наблюдаются, если
/ивх>Зтс1 = ЗС(Д1||Д2). (5.94)
Соотношение (5.94) обычно используется для оценки сопротив-
ления одного из резисторов делителя, как правило, для расчета Д2:
r Си вх/ЗС) • Ri
2 /?1-Сивх/ЗС)
(5.95)
После отпускания триггера напряжение на коллекторе транзисто-
ра Т1 восстанавливается с постоянной времени
тс2 = С 1^1 II (ЯК1 4" || Дкг)! ~
Пауза между двумя соседними импульсами в последовательности
должна удовлетворять неравенству
Ч13 > Зтс2 « ЗС/?1(1, (5.96)
для того, чтобы исходное напряжение устанавливалось на емкости до
прихода очередного входного сигнала. Соотношение (5.96) использует-
ся для оценки сверху сопротивления резистора /?к1:
ЯК1</и3/ЗС. (5.97)
Напряжения срабатывания и отпускания удовлетворяют следую-
щим уравнениям:
ыср р.п Ь ысм и2 4" || 7?б, (5.98)
*ч5-г Авн
Мотп р , р г исм = из 4~ ^8 ^вн II ^б» (3 -99)
“б + вн
где /?б = II ^62, исм ~ ^бг/(^014" ^бз) •
228
На основе (5.98), (5.99) нетрудно выразить R6, нСм через остальные
параметры схемы:
.. _ (Мср — ^ОТП liz) + (и2 Лз-W3 Л)
UCM >
уср — uoin
> _ _________________иг и3_________________
(иср — ^отп) — (^2 — из) — Uг — /3) Rnu
(5.100)
(5.101)
откуда видно, что напряжение смещения увеличивается при умень-
шении ширины петли гистерезиса триггера Д«п = иср — «Оти,
а сопротивления делителя уменьшаются.
5.5.2. Пример расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 33. Рассчитать несимметричный триггер на транзистора.’;
МП42Б со следующими параметрами: порог срабатывания схемы
иср = 5В, порог отпускания иотп = 1В, амплитуда выходного им-
пульса £/выхтп = ЮВ, длительность наибольшего фронта выходного
импульса /ф < 0,5 мкс. Спусковые сигналы подаются от генератора
с внутренним сопротивлением /?вн = 1 кОм, длительность входных
импульсов ta ЕХ = 2 мкс, минимальная пауза между импульсами
tu3 =2 мкс, амплитуда 6'вх m = 5 В. Определить параметры схемы
и оценить нестабильность порога срабатывания в диапазоне темпера-
тур —40...+60° С. Допуски на изменение сопротивлений резисторов
и напряжения питания — 8Е = 0,1. Основные параметры тран-
зисторов МП42Б указаны в приложении 3.
1. В соответствии с формулой (5.85) задаемся величиной UK Н2,
приняв UK ,12 = 0,3 Ек.
2. По формуле (5.84) определяем величину
Е = £вых т J2.= 14 ЗВ.
к 0,7 0,7
Выбираем Ек = 15В.
3. По формуле (5.93) находим емкость ускоряющего конденсатора:
С > ЗСИ = 3-52 = 156 пФ (интегральная емкость Ск = 52 пФ).
Выбираем С — 160 пФ.
4. На основании (5.97) оцениваем ограничения на сопротивление
резистора RK1 сверху:
Я.
Д13 _....2:10J— = 4 2 кОм.
3-160-10-12
ЗС
По формуле (5.78) рассчитываем минимально допустимое значе-
ние RKl;
Кц наим > 4^ • 1 = 1 -2 К°М’
Таким образом, диапазон допустимых значений RKl ограничен зна-
чениями: 4,2 кОм > Rk1 >> 1,2 кОм.
Выбираем RKl = 2 кОм.
229
5. По формуле (5.92) находим ограничение на сопротивление Rk2
снизу:
^К2> ^выхт/^кмакс =10/50 = 0,2 кОм.
Выбираем Rk2 = 1 кОм.
6. По формуле (5.87) определяем диапазон допустимых значений
ширины петли гистерезиса:
____ Л . Ек yr (Z-1)
[2+z+2 V7=1 ] aUa [Z+V7] П + У7] ’
2-15 . 15-У2 (2-1)
2 + 2+2УГ=1 п [2+У2П1 + У2 1 ’
5 В> АуУ 2,6 В.
(/ = RKll RKi — 2).
Выбираем Azzn = 3,2 В.
7. По неравенствам (5.82) оцениваем значение и3:
1),
0,3 • 15 = 4,5 В >«„>-^- = 3,2 В.
3 2—1
Выбираем и3 = 4 В и по формуле (5.80) рассчитываем
ы.2 = Аип ф- ия = 3,2 -}- 4 = 7,2 В.
8. Проверяем выполнение неравенства (5.75 б):
I________и?,из у? (I — 1)(/2«3 1
1—"У (/“|-1)и3 — и.2 •'* "" 1и3 — и.2 1-~У
13,3 В<Е1(<33 В.
Выбранное Ек удовлетворяет неравенству (5.75 б).
9. По формуле (5.74) вычисляем сопротивление Rt:
*1 =([(1+/) (— - - С]/( “ - =
IL \ «2 J \ U3 J]l \
Выбираем А\ = 12 кОм ((У наим = 29).
10. Задаваясь коэффициентом Л)пас = 2 для транзистора Т2, по
формуле (5.73а) рассчитываем R,;.
D «2 п 29 7,2-1 .,-п
RB <--------------i----Rk2 =------- ---!------- = 450 Ом,
1+ ?№ (^к “гЖпас 30 (15 — 7,2) • 2
Выбираем Ro — 430 Ом.
230
11. По формуле (5.95) находим сопротивление /?2-
(^и вх/ЗС) • __
— (Gi вх/ЗС)
= f 2-1и~"’--12 • 103Wfl2- 10~3---------2'10~й.1 = 6,5 кОм.
\3-16010~13 //\ 3 160 10-1-1/
Выбираем R2 = 6,2 кОм.
12. По формуле (5.63) уточняем значение (JK и2:
U = £к(1М\2+1/(/?.» + /?,)-___
1(112 1//?к2 + 1/(/?к1 + /?1) + 1/^-,'-1/Л)
= -.... *5/14-15/14----
1 +1/14 +1 /0,43 +1 /6,2
а затем рассчитываем амплитуду выходного сигнала:
^выхт = ^к ^ин2=16,5 Ь,
которая удовлетворяет условию задачи.
13. ,П° формулам (5.65) и (5.67) рассчитываем значения ц,ков
Iз, соответствующих точкам переключения двухполюсника:
/2= —-J— Г-Ё«- —и (—Н- —11 =
2 L я2 Ч/?К2 А’эЛ
:----1- Г—----7,2 ( —н
29 L 1 \ 1
/8 = «3/Яэ(1+|Зл) = 4-
ои
—1—А] = 0,28
0,43 /]
—Ч—= 0,32
0,43
мА,
мА
(при расчете используется Рл,яаим = 29).
14. По формуле (5.70) вычисляем величину г на
характеристики с отрицательным сопротивлением:
- / о __ 1 +fyy 1 \ [ 1 |__1___| __________
"(|-vT1 l+|3w2/[ ₽1+Як1 Ф /?2 (1 + ₽№)]
=_________--------------= 10,2 кОм,
1/14 + 1/6,2 + 1/30-0,43
где Yi = ^ki/(/?ki + ^i)-
Таким образом, внутреннее сопротивление генератора входных сиг-
налов должно быть /?вп < 10,2 кОм.
15. По формулам (5.100) и (5.101) определяем цСм и /?б:
UCm = К^ср ^3 ^отп ^-i) "Т Ran Д ^3 ^г)1 (^ср ^отп)
- (5 4—7,2 —1) +1 (0,32-7,2 — 4-0,28) = 3 5 в
участке входной
5—1
= Rj>„ (и2 из)/[(истр ^отп) (и2 мз) (^2 Ч) ^Вн!
3,2
— 1----------------— 4 1 кОм
(4—3,2)—0,04-1
231
Находим:
R =^5- = —!-----------=17,8 кОм,
61 (7см 3,5
р ____ 7?б
Р ___п
ск 1>см
15-4,1
14 — 3,5
= 5,4 кОм,
Выбираем R61 = 18 кОм, R62 = 5,6 кОм.
16. По формуле (5.91) определяем время среза, предварительно
рассчитывая необходимые параметры:
у б =----= 0,18,
Яэ+Як, 0,434-2
w6i —
/ 1 1 \ 1
"Б- + ~ 1+ “отп~
______\ ^б!___"кг /_____»вн_____
1 1 1 11
- —к “4- ——— — -4- - —
7^61 7?6v 7?я (?1 + /?2
ис (0) = пвх1----—— « 2 В,
/?х4-/?2
£„ — иг (0)
/б2(0) = -;4.р =5,35 мА,
АЭТ /ХК1
Б Г (_L_ + _1_')+ -------L
/* _ р 1 \ /?к1 Т?К2 ) Ек /?;4-/?2 7?Ki
/ 1 1 \ 1
\ Rm Rm / Ri || Ra
15
’2
(1/24-1)4-
12 1
18,2 2
4- Л 6-63
. 2 ) 0,43-6,2
= 4,55 мА,
Тб = Яэ/(Яэ + ^d) = 0,177.
В результате
t = Ск R*2 ]п уб2 (0)
Уб А>2 (0) /к нг/Р^
0,18
0,1-10-б4-160-10-12-1-103 , 5,35
= — -------!—77------------1п------------------- 25 НС.
к QC 4’55
5,35— ------
29
17. По формуле (5.89), считая гэ2 = 0; Диэ1 = Диэ2; е=2 мВ/град
и £2 = 30,2, 'уэ2 = (/?1||7?2)/(гэ2 + 7?1||#2) = 1, определяем Апб:
Augj = (г82 4- || Т?2) £ 1 Тэг Н Уэг Iк г j 4*
232
+ Диэ1-Диэ1 = I'd - 0,9767) -^- + 60-IO'3] +
lo, 2 ou, 2 ]
+ 2.100 — 2.100 = 0,38 B.
Задача 29. Рассчитать несимметричный транзисторный триггер
с эмиттерной связью со следующими параметрами: порог срабатывания
схемы Uср — 1В, порог отпускания Uотп = 0,5В, амплитуда выход-
ного импульса не меньше 0В1лхт = 3 В, длительность наибольшего
фронта /фр < 0,2 мкс. Спусковые сигналы подаются от генератора
с внутренним сопротивлением Raa — 0,1 кОм, длительность входных
импульсов 1И вх = 0,5 мкс, минимальная пауза между импульсами
/Пз = 0,5 мкс, амплитуда dBX т = 1 В. Выбрать транзисторы, опре-
делить параметры схемы и оценить нестабильность порога срабаты-
вания при /с ~ +60° С.
Глава 6
МУЛЬТИВИБРАТОРЫ
6.1. Режимы работы мультивибраторов и их основные
характеристики
Мультивибратором называется устройство, генерирующее прямо-
угольные (или близкие к прямоугольным) импульсы с характеристи-
ками, определяемыми параметрами самого устройства.
Различают два режима работы мультивибраторов: автоколебатель-
ный и ждущий (или заторможенный). В первом случае мультивибратор
Рис. 6.1. Основные характеристики импульсов, генерируемых схемами муль-
тивибраторов.
генерирует непрерывную последовательность импульсов, во втором —•
каждому входному сигналу произвольной формы соответствует один
или «пачка» «стандартных» импульсов (рис. 6.1, а).
Мультивибраторы, работающие в автоколебательном режиме, ши-
роко применяются в качестве генераторов, задающих частоту или пе-
риод следования опорных импульсов, делителей частоты. Ждущий
режим работы используется для формирования импульсов с определен-
ными параметрами, для создания задержки импульсов, регулируемой
в широких пределах (см. рис. 6.1, б), для формирования каждым вход-
ным сигналом определенного количества импульсов («пачки» импуль-
сов) и т. д.
234
При описании работы мультивибратора различают характеристики
установившихся процессов и процессов опрокидывания схемы. К пер-
вой группе относятся (см. рис. 6.1):
— амплитуда выходного сигнала гп);
— частота (F) или период (7') следования импульсов мультивибра-
тора в автоколебательном режиме, длительность импульса (/п) и
наибольшее допустимое значение времени восстановления (Т.м,.„ наиб)
для мультивибратора в ждущем режиме; значения F, Т, R могут ре-
гулироваться;
— скважность генерируемых импульсов, определяемая соотно-
шением между длительностями импульса (/и) и паузы (/а) между дву-
мя последовательными сигналами:
Q, =
— нестабильность параметров генерируемой последовательности
импульсов (в первую очередь частоты, скважности, длительности и
амплитуды) при изменении параметров элементов устройства в за-
данных пределах; обычно задается относительная нестабильность,
например: б/- = &Т/Т, б,п = хотя может быть задана и аб-
солютная величина допустимого отклонения соответствующего пара-
метра;
— нагрузочная способность.
Вторая группа включает характеристики переходных процессов
в схеме, в первую очередь, длительности фронта (/ф) и среза (Zcp)
импульса (переходные процессы в мультивибраторах состоят из
тех же стадий и характеризуются теми же параметрами, что и в сим-
метричном триггере — см § 5.1).
6.2. Симметричные мультивибраторы и основные расчетные
соотношения
Симметричным называют мультивибратор из двух однотипных уси-
лительных каскадов, охваченных положительной обратной связью,
причем цепь ОС создается двумя однотипными ветвями.
6.2.1. Симметричный мультивибратор с коллекторно-базовыми
емкостными связями
Устройство, схема которого показана па рис. G.2, а, имеет два вре-
менноустойчивых состояния, в каждом из которых один из транзисто-
ров насыщен, а другой закрыт. Поочередное запирание транзисторов
обеспечивается перезарядом конденсаторов С1 и С2 (соответственно
запираются транзисторы Т2 и Т1) через базовые резисторы R2 и R1.
Длительность каждого времепиоустойчивого состояния определяется
временем перезаряда соответствующего конденсатора, когда сохра-
няется запертое состояние одного из транзисторов. После отпирания
любого транзистора устройство опрокидывается, причем процесс пере-
235
броса развивается совершенно так же, как в симметричном триггере
(см. гл. 5). Затем цикл повторяется снова.
Для анализируемого варианта мультивибратора условия насы-
щения и запирания транзисторов (см. гл. 2) можно записать соответ-
ственно в виде
(6.1)
(6.2)
ЮТ I / 031 «XI К К Hl | *К31.
А’1 Rz
= 1К31 К ill =5= U3 от.
Рис. 6.2. Схема симметричного мультивибратора с емкостными коллекторно-
базовыми связями (а) и эпюры токов и напряжений в ней (б).
Неравенства (6.1) и (6.2) должны выполняться при наихудших ус-
ловиях работы каждого из транзисторов.
Если пренебречь слагаемыми IK3Rh, /бз R и Ua от, то условие (6.1)
можно записать иначе:
Длительность /И1 импульса мультивибратора, формируемого на
коллекторе Т1, с достаточной для инженерной практики точностью
определяется временем перезаряда конденсатора С1 от начального зна-
чения напряжения до напряжения, при котором отпирается транзи-
стор Т2-.
^„1 ~ R2 (\ In .<А^1/^2)+Дб,,2 , (6 4)
^6112
где
' ^6112 (^СМ От2 "Ь бз2 RJ/R%'
236
Аналогичное выражение можно получить и для iai. Длительность
периода колебаний мультивибратора равна
Т = tal + /и2. ' (6.5)
Для оценки частоты колебаний полностью симметричной схемы
(при Ек = £см, R„t = C'i = Сг и £к^> IK3R, Ек IiaR.J можно
использовать соотношение
F 0,71/RC. (G.6)
Частоту генерации рассматриваемого мультивибратора можно ре-
гулировать тремя способами:
1. Изменением постоянной времени перезаряда емкостей т = RC.
Емкость удобно изменять дискретно, следовательно, с помощью С
целесообразно переключать диапазоны изменения частоты. Изменение
R приводит к изменению глубины насыщения транзисторов, в резуль-
тате может увеличиться нестабильность работы устройства из-за уве-
личения влияния температуры, допусков на параметры элементов муль-
тивибратора (при увеличении R) или появятся условия для возник-
новения «жесткого»1) режима возбуждения (при уменьшении R).
2. Изменением напряжения £См, к которому стремится потенциал
базы закрытого транзистора. Пользуясь соотношением (6.4), можно
показать, что при этом способе регулировки длительность периода
изменяется не более, чем на 40—50%. К тому же нужно иметь в виду,
что изменение £См также приводит к изменению глубины насыщения.
3. Изменением величины начального перепада напряжения на базе
запертого транзистора, причем вместо резистора RK применяется по-
тенциометр. В этом случае следует иметь в виду, что, во-первых, тре-
бования стабильности работы мультивибратора ограничивают мини-
мально возможный перепад напряжения на базе запертого транзисто-
ра; во-вторых, при одновременном изменении сопротивлений обоих
коллекторных потенциометров из-за различия в их регулировочных
характеристиках при малых длительностях импульсов возможно по-
явление заметной асимметрии в генерируемой последовательности.
Длительность полупериода в такой схеме рассчитывается по формуле
Т/2 = tH^RC In (1 + R;jRK), (6.7)
где R* — сопротивление части коллекторного потенциометра между
движком,и шиной £к.
Таким образом, частоту генерации мультивибратора удобнее всего
регулировать дискретно за счет ступенчатого изменения емкости хро-
нирующего конденсатора и плавно, изменяя величину начального пе-
репада напряжения на базе запертого транзистора с помощью коллек-
торного потенциометра.
Относительная нестабильность полупериода колебаний мульти-
вибратора определяется соотношением
бу — _ ^6г[(£к /б н R 6£см£смД£к ^кзЛьЛ^бн£ +
’) В этом режиме транзисторы мультивибратора одновременно насыщены
и Для его запуска необходим внешний импульс.
237
4“ S/ /Н3/?АUM4“ 8ц Uq отД£/Л (6*8)
Особенности работы мультивибратора на дрейфовых транзисторах
обусловлены низким пробивным напряжением смещенного в обратном
направлении эмиттерного перехода (см. рис. 6.3) дрейфового транзи-
стора. При запирании транзистора эмиттерный переход в большинстве
случаев при (|Д£/б|~ | Ек |) пробивается и конденсатор С быстро
перезаряжается через насыщенный транзистор и пробитый эмиттерный
переход. Для исключения пробоя и увеличения длительности импуль-
са при заданногл значении т необходимо последовательно с эмиттерным
Рис. 6.3. ВАХ эмиттерного перехода дрейфового транзистора (я) и
форма напряжения на его базе при пробое перехода (б).
переходом включить диод с достаточно высоким напряжением пробоя.
Транзистор будет запираться с помощью дополнительного источника
смещения £см и резистора 7?б (рис. 6.4, а). Пробой транзистора исклю-
чается, если выполняется условие
ОгС-£б—/бз^б^^ЭБ.Отах, (6.9)
где (Уэб.о max—максимально допустимое обратное напряжение на
переходе эмиттер — база.
Напряжение на базе транзистора после отпирания диода умень-
шается (рис. 6.4, б) при
EKR6>ECUR. (6.Ю)
При отпирании диода резко уменьшается постоянная времени раз-
ряда конденсатора, а поэтому временем, необходимым для уменьшения
напряжения от величины £см — /бз7?б, ПРН которой отпирается диод,
До 0д от, можно пренебречь. Тогда для определения длительности по-
лупериода можно пользоваться соотношением (6.4).
Фронт импульса на коллекторе отпирающегося транзистора и срез
импульса на коллекторе запирающегося транзистора формируются
так же, как в симметричном триггере (гл. 5). Поэтому длительность
фронта и среза импульса мультивибратора можно с малой погреш-
йостью оцепить по формулам
/фр ~ 0,8t3k/₽a,, (6.11)
238
/ср~2,2тср = 2,2/?кв(С + Сн4-См), (6.! 2)
где т,к = тйд,-}-7?кн fCK(l + Рд,)-НСн + См|; 7?кн — /?,. || Ra,
С — емкость конденсатора цепи ОС, подключенного к коллектору
запирающегося транзистора.
Обычно (/ср >> /фР). Чтобы исключить искажение формы импульса
из-за /Ср> необходимо выполнить условие:
наим (3>>>5) Тср 11апд, (6. 13)
Ри'1. 6.4. Схема защиты эмиттерного перехода дрейфового транзистора от
пробоя (а) и эпюры напряжений в ней (б).
используемое для оценки предельного значения скважности импуль-
сов мультивибратора:
Qc наиб (^и наим 4“ наиб)/^и наим = 1 4*
+ [(₽„- 2) £см In (1 + Ек/Есм)]/(3 ,.. 5) Кйас Ек. (6.14)
К недостаткам рассматриваемых мультивибраторов относится чрез-
мерно большая (по сравнению с длительностью фронта) длительность
среза выходного импульса.
Длительность среза можно уменьшить двумя способами: уменьшая
время перезаряда конденсатора и «развязывая» цепь коллектора тран-
зистора от цепи перезаряда конденсатора. Кроме того, длительность
среза можно уменьшить, ограничивая время перезаряда конденсатора
через резистор некоторым моментом /фи.,с> после которого потен-
циал на коллекторе транзистора фиксируется с помощью дополнитель-
ного диода Дф и источника напряжения (рис. 6.5). При этом дли-
тельность среза /ср определяется выражением
/ср тср In ——
ср tp 1- Еф/Еа
Если Еф — 0,7 Ек, то /ср тср. Однако и в этом случае умень-
шается величина запирающего напряжения и возрастает F,
(6.15)
239
Следовательно, этот способ не дает выигрыша в длительности сре-
за большего двух (при одновременном некотором увеличении частоты).
Можно также несколько сократить длительность среза импульса,
увеличивая потребляемую мощность при уменьшении сопротивления
коллекторного резистора 7?к (можно уменьшить не более, чем в Мнао
раз, так как иначе искажается форма выходных импульсов; при этом
£
Рис. 6.5. Схема диодной фиксации коллекторного напряжения (а)
и форма напряжения на коллекторе (б).
почти пропорционально уменьшению длительности среза увеличи-
вается длительность фронта импульса).
Цепь перезаряда конденсатора С можно отделить от коллектора
транзистора с помощью отключающих диодов или встроенных эмит-
терных повторителей.
Рис. 6.6. Схема уменьшения длительности среза импульса, формиру-
емого мультивибратором (а) и эпюры напряжений в ней (б).
В схеме мультивибратора с отключающими диодами (рис. 6.6)
во время заряда конденсатора соответствующий диод заперт и ток за-
ряда течет через резистор Потенциал же коллектора стремится
к значению £к с постоянной времени, определяемой сопротивлением
RK и емкостью, шунтирующей коллектор. Последняя обычно много
меньше емкости конденсатора С.
240
Следовательно, выражение для длительности среза можно записать
в виде
CP = 2,2RK(CK + CM + CH). (6.16)
Запирание диода происходит достаточно быстро и обусловлено раз-
личием в скоростях увеличения напряжения на выводах диода.
Однако время восстановления напряжения на емкости сохраняется
прежним: Твосст (2..3) CR. и при RK = R.,7’B0CCT то же, что в
схеме без корректирующих диодов.
Скважность импульсов несколько уменьшается:
Qo < 1 + [(P/V—2) Есм RK In (1 + Ек/Есм)]/(3...5) /<нас Ек (RK + R3) (6.17)
Рис. 6.7. Схема улучшения формы импульсов с помощью встроенных
эмиттерных повторителей (а) и форма напряжения на коллекторе за-
пирающего транзистора (б).
[ср. с (6.10)1, к тому же увеличивается потребляемая устройством мощ-
ность (при R" = R3 — вдвое).
В мультивибраторе с встроенными эмиттерными повторителями
(рис. 6.7) за счет уменьшения эквивалентного сопротивления цепи за-
ряда конденсатора удается уменьшить длительность среза и увеличить
скважность импульсов:
Ср ~ 3C[rBXH + Rh/(^+ D], (6.18)
Qc < (p,v-2)(рд, + 1) Есм In (1 + Ек/Есм)/(3.. .5) RHac Ек, (6.19)
где RK/(1 + — выходное сопротивление эмиттерного повторите-
ля> гвхн — входное сопротивление насыщенного транзистора.
Достоинством мультивибратора является также высокая нагрузоч-
ная способность.
Однако при емкостной нагрузке эмиттерные повторители при пере-
даче положительного перепада напряжения могут запираться. Тогда
длительность фронта импульса на нагрузке существенно увеличи-
вается:
/фр^2,2СДэДн/(Дэ + Дн). (6.20)
241
Чтобы исключить этот недостаток, используют модифицированную
схему (рис. 6.8), которую можно получить, добавляя к схеме рис. 6.7
диоды, шунтирующие обратно смещенные эмиттерные переходы тран-
зисторов повторителей. При этом длительности срезов и скважность
такие же, как в предыдущем варианте (см. рис. 6.7), а длительность
фронтов не хуже, чем в обычном мультивибраторе (см. рис. 6.2).
Внешняя нагрузка мультивибратора может подключаться парал-
лельно коллекторному резистору транзистора непосредственно или
через конденсатор связи (как и в симметричном триггере, см. гл. 5).
В первом случае влияние нагрузки на работу мультивибратора несу-
щественно, если при расчете учитывается рассасывающее действие
нагрузки (для этого коллекторный резистор RK заменяют па /?к || /Д,).
Рис. 6.8. Модифицированная схема
включения эмиттерного повторителя.
Рис. 6.9. Симметричная схема мультиви-
братора с дополнительными элементами,
обеспечивающими «мягкий» режим само-
возбуждения.
Чтобы открытый транзистор был насыщенным при наличии на-
грузки, подсоединенной к мультивибратору через конденсатор, необ-
ходимо сопротивление резистора /?к, определяемое формулой (6.2)
заменить на
Ъ = iQe (ЯК + Ян)-RKl/Qc + /?н).
(6.21)
Характерной особенностью работы симметричного мультивибратора
с емкостными связями является высокая стабильность амплитуды ге-
нерируемых импульсов, высокий коэффициент использования напря-
жения питания, а также малое выходное сопротивление при обеспече-
нии режима насыщения транзисторов.
Однако насыщение транзисторов уменьшает быстродействие схемы
и делает возможным режим «жесткого» самовозбуждения. Можно из-
бежать этой опасности, не допуская насыщения транзисторов. Но
тогда импульсы на выходе устройства будут искажены (см. рис. 6.1, в';.
Для обеспечения режима «мягкого» самовозбуждения мультивиб-
раторы чаще всего дополняются элементами (например, рис. 6.9), обес-
печивающими появление отпирающего смещения только при наличии
колебаний. Все параметры такого устройства определяются так же, как
для мультивибратора, схема которого показана па рис. 6.2.
242
6.2.2. Симметричный мультивибратор с реостатно-емкостными
коллекторно-базовыми связями
Рассматриваемый вариант (рис. 6.10) отличается от мультивибра-
тора с емкостными коллекторно-базовыми связями только способом
формирования и подачи отпирающего смещения на базу запертого тран-
зистора. Поэтому основные характеристические соотношения сохра-
няются (с учетом изменений в схеме).
Эмиттерные конденсаторы С3 способствуют увеличению начальных
значений токов базы отпираемых транзисторов, и, следовательно,
уменьшают длительности фронтов и срезов. Отрицательная обратная
Рис. 6.10. Симметричная схема мультивибратора с коллекторно-базовыми
реостатно-емкостными связями (а) и эпюры напряжений в ней (б).
связь, создаваемая резисторами 7?э, улучшает характеристики муль-
тивибратора, например, стабильность. Однако при увеличении R3l3
уменьшается амплитуда импульса. Если R3 RK и R3C3 1И, то
^вых наиб = + ^э). (6-22)
Длительность импульсов мультивибратора определяется соотно-
си ~ RC6 In {[(7ВЫХ ваиб RK/(R+RK) + /бз Шк н Ъ + Л/б вЖ (6.23)
где
Д^б Н^— (Л13 + ^эз) —^аот-
Условие насыщения транзистора
-2^Д<(Як + Яэ), (6.24)
Емкость эмиттерного конденсатора должна удовлетворять усло-
вию
Сэ ~ (Дк + гб) (Св + CMLR3, (6.25)
243
тогда
^кн ICK + CH/(1 + ₽«)]•
Из-за некоторого увеличения зарядного сопротивления (RK 4
+ Ra вместо RK) скважность импульсов в данном мультивибраторе
несколько ниже, чем в симметричном мультивибраторе с коллекторно-
базовыми связями:
P.V In (Як/Я») /?к
сз ... 5) /<пас (Рд/ — 1) Як+Яа
(6.26)
QcCH
Рис. 6.11. Симметричная схема
мультивибратора с коллектор-
но-базовыми реостатно-емкост-
ными связями и базовыми де-
лителями.
Рис. 6.12. Симметричная схема
мультивибратора с управля-
емым смещением.
Температурную нестабильность длительности импульсов, опре-
деляемую зависимостью /кд и U„ от от температуры, можно оценить
с помощью выражения
6 6 j 1
в 6i £кЯк/(Як4-/?э)+(/1(Я+/аз)Я
______________1____________
Як Rg/(Ra + Як) от + (Дз + Rs) Я
{ГР 1
-1-'. О. +
L кк т J-
+ Ч от о- [-/ВДК + (/ КЗ + /эз) R] |. (6.27)
L ‘Тэ "г Кк j )
Известны еще несколько вариантов того же мультивибратора.
Один из них представлен на рис. 6.11. Его особенность состоит в спо-
собе подачи смещения на базы транзисторов через делители R' = R".
Длительность импульса определяется формулой
11 /? +/?" [ Я" " R" J /?э + /?к
4зЯ' II R" + EK ЯЭЯ7(ЯЭ + /?„) (/?" + Я')-Д, ш f /ка /?э ’
x = CR' ||(R" + /U RJ.
244
Условие насыщения транзисторов записывается в виде
А1
/(нас
(6.29)
6.2.3. Симметричный мультивибратор с управляемым смещение л
Основное достоинство такого устройства (рис. 6.12) состоит в мяг-
ком режиме возбуждения. Однако в отличие от предыдущего варианта
формируемые импульсы имеют амплитуду, близкую к наибольшей,
т. е. порядка (Еь — Uк!| — /кз /?к).
Жесткий режим самовозбуждения исключается, если выполняется
условие
PV/?K</?. (6.30)
Длительность импульса в этом случае определяется формулой
/и = + Ак II Ак) in !i£K А/(А + /?к) + АК/(Л\ Д А<) -г
+ /1(.Д1/[Ек/?'/(/?’ + /?’) + /к, R-U, от + Ек „ /?.://?к|}. (6.31)
Остальные характеристики находятся так же, как и для мультиви-
братора на рис. 6.2.
6.2.4. Стабилизация характеристик мультивибраторов 11
Нестабильности параметров импульсных устройств можно раз-
делить на две группы. К первой относятся изменения характеристик,
вызываемые зависимостью параметров транзисторов от температуры.
Вторая группа включает нестабильности, описываемые вероятност-
ными законами.
Параметрические способы температурной стабилизации основаны
на подборе температурных зависимостей параметров рабочего и ком-
пенсирующего элементов. Простейшие способы уменьшения этой не-
стабильности сводятся к стабилизации уровней напряжения, которая
обеспечивается либо выбором соответствующих режимных величин,
либо использованием дополнительных элементов, как в схеме обычной
диодной фиксации (см. п. 6.3.1).
Во входной цепи изменение напряжения на эмиттерном переходе,
вызванное зависимостями /кз и U3QT от температуры, можно компен-
сировать, включая последовательно с источником смещающего напря-
жения полупроводниковый диод или запертый коллекторный переход
транзистора (рис. 6.13). Если при этом удается обеспечить идентич-
ность зависимостей /кз 3 и /кз рабочего транзистора от температуры, то
нестабильность базового напряжения будет определяться темпера-
турной зависимостью малой величины | /кз 3 — /кз |.
Можно полностью исключить влияние тока /1(Э закрытого транзи-
стора на перезаряд времязадающей цепи, если в цепь базы транзистора
’) Рекомендация п. 6.2.4 равно как и п. 6. 2. 1,, относится ко всем без исклю-
чения мультивибраторам.
245
(см. п. 6.2.1) включить кремниевый диод с малым обратным током.
При этом, правда, несколько замедлится процесс опрокидывания в
схеме.
При тщательном подборе элементов параметрические способы ста*
билизации могут обеспечить стабильность порядка единиц процентов,
Рис. 6.13. Схемы включения
темпера 1 урскомиенсирующих
элементов в базовую цепь тран-
зистора.
т обычно существует прямая
К недостаткам простейших мето-
дов стабилизации относится не-
обходимость практической наладки
и периодической подстройки ста-
билизирующих цепей.
Кроме параметрических мето-
дов стабилизации характеристик
мультивибраторов, широко приме-
няются схемные методы, пригод-
ные для устранения влияния лю-
бых дестабилизирующих факторов.
Между постоянной времени раз-
ряда времязадающей цепи и дли-
тельностью формируемого импуль-
зависимость. Кроме того, длитель-
ность импульса зависит от напряжений источников питания, па-
раметров схемы и транзисторов, имеющих большие допуски на
с; сменные изменения и подверженных внешним воздействиям.

Рис. 6.14. Влияние изменения
формы напряжения на базе
транзистора на температурную
нестабильность схемы мульти-
вибратора.
Рис. 6.15. Схема импульсного
мостово!о элемента (ИЧЭ).
Для получения высокостабильных во длительности импульсов не-
обходимо, чтобы времязадающее напряжение в момент окончания
импульса изменялось скачком (как показано па рис. 6.14 пунктирной
линией). Длительность импульса при такой форме напряжения ста-
бильна настолько, насколько стабилен момент резкого излома время-
задающего напряжения.
Форму напряжения, близкую к идеальной, можно получить, если
во времязадающую цепь включить контур ударного возбуждения.
Колебания синусоидальной формы, накладываясь на экспоненци-
ально изменяющееся напряжение на базе закрытого транзистора, при-
ближают форму напряжения в момент опрокидывания схемы к идеаль-
ной. Предельная стабильность при использовании индуктивных кон-
246
туров составляет доли процента, а при использовании кварцевых ре-
зонаторов— порядка 10~2 .. 10-3%.
Близкое к идеальному времязадающее напряжение на базе тран-
зистора можно получить, если использовать вместо 7?С-цепи импульс-
ный мостовой элемент (ИМЭ), один из наиболее распространенных ва-
риантов которого приведен на рис. 6.15. Работа моста основывается
на том,
времени
что после отпирания диода резко уменьшается постоянная
заряда конденсаторов ИМЭ и напряжение на выходе моста
быстро спадает (рис. 6.16).
Изменение скорости умень-
шения выходного напря-
жения (и следовательно,
степень приближения
ходного напряжения
идеальному) тем резче,
сильнее неравенства
й
t-
и я, Не А
Uo
usa>
—Км2
и
и'от
<Uf!iuC н -1
Uo\
V-30T 7 . I
Аиэот1/_
(ЛТ,°С)
(ЛТ2°С)
Рис. 6.16. Эпюры напряжений па элементах Рис. 6.17. Изменение напряжения
ИМЭ. па базе транзистора мультивибра-
тора, работающего в режиме внеш-
ней синхронизации.
ты-
чем
At и г
1 > 7?МЗ Т? 7пр + 7?4-7?
вн>
(6.32а)
^Обр пч 7 7^М1> (?М2>
(6.326)

^я^ск 1
Uo

где 7?вп— внутреннее сопротивление источника сигналов".
Таким образом, длительность импульса определяется временем
перезаряда конденсаторов до мсмента отпирания диода, а нестабиль-
ность длительности импульса—нестабильностью момента отпирания.
В общем случае длительность процесса перезаряда конденсаторов
является сложной функцией параметров схемы ИМЭ; при тм1 =
= = тм, где тм! = СМ1 (7? + 7?м1 Т /?вп),тм2 = См2 (Т?м2+
+ 7?вн), длительность интервала 0... /0 (рис; 6.16) определяется соот-
ношением
/0 = т„ 1п
________R \ I, | _ ^ОТ дм \ 1
R +• 7?м1 +_________________/ I \ ^бо / J
(6.33)
?47
После отпирания диода напряжение на выходе моста спадает с по-
стоянной времени т0 = См1См2/(См1 + См2)-(/? + /?вн + гпрДм),
обычно много меньшей тм даже при равных емкостях СМ1 и См2.
Выходное напряжение ИМЭ достигает порога срабатывания тран-
зистора в момент времени /(. Так как определяется величиной
т(), а т0 <<: t0, то длительность интервала t0... ti оказывается пренебре-
жимо малой по сравнению с значением /0. Следовательно, и нестабиль-
ность интервала O.../f определяется нестабильностью величины 10.
Оцепим эту нестабильность при выполнении условий (6.32):
‘о ТМ ОТДМ{У6()1П2 6f> (7б01п2
(6.34)
Величину t0 можно регулировать, изменяя либо одно из сопротив-
лений моста, либо одновременно оба сопротивления ИМЭ. В первом
случае регулировочная характеристика нелинейна, во втором — ли-
нейна.
Наконец, длительность полупериода колебаний мультивибратора
можно стабилизировать высокостабильным внешним генератором ко-
ротких импульсов (рис. 6.17). В этом случае стабильность частоты ко-
лебаний мультивибратора будет определяться стабильностью задаю-
щего генератора. Такой режим работы называют режимом синхрони-
зации.
6.2.5. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 34. Выбрать и рассчитать генератор импульсов, формирую-
щий непрерывную последовательность стандартных сигналов с пара-
метрами: амплитуда (7выхт = (18 ± 1,5) В, длительность ta =
= 10 мкс, длительности фронта и среза /фр 0,35 мкс, tCJI 0,7 мкс,
частота следования регулируется в пределах F = (10...50) кГц. Тем-
пература окружающей среды изменяется в пределах 20.... 40° С. Тем-
пературная нестабильность длительности импульса не более 10%.
Мультивибратор нагружен на емкость в 400 пФ,-
1. Выбираем мультивибратор наиболее простой с управляемым
смещением (рис. 6.12), генерирующий при прочих равных условиях
импульсы наибольшей амплитуды и обеспечивающий «мягкий» режим
самовозбуждения.
Наибольшее требуемое значение скважности импульсов (QCHatl6 =
= 9) в выбранном мультивибраторе можно обеспечить только при ис-
пользовании встроенных эмиттерных повторителей (см. рис. 6.7, 6.8).
Действительно, устройство на рис. 6.12 даже при ж EJ2, Рд, «
~ 20, Каас » (2...3) [(см. формулу (6.14)] может обеспечить скваж-
ность QCHail6 « (2...3), а при использовании эмиттерного повтори-
теля в цепи коллектора Т2 [(см. формулу (6.19)] QCHaIl6 = (24...39).
Требуемое изменение скважности импульсов можно обеспечить,
объединив ступенчатую регулировку (за счет переключения время-
задающих конденсаторов, например С2) с плавной регулировкой по-
248
тенциометром, включенным в коллекторную цепь того же транзисто-
ра Т2.
2. Напряжение источника Ек можно выбрать двумя способами:
Ек = kE Цвых m, (6.35)
где kE — 1,1... 1,2 для схем без эмиттерных резисторов и 1гЕ —
= 1,2 ...1,35 для схем с эмиттерными резисторами, или
вых m н наиб 4" наиб 4” из наиб ^к* (6.36)
Формула (6.36) применяется при расчете мультивибраторов, фор-
мирующих малые по амплитуде импульсы или работающих в диапазо-
не температур до —60° С.
Выбираем Ек = — 12 В. Для обеспечения требуемой амплитуды
выходных импульсов вводим диодную фиксацию коллекторного напря-
жения транзистора Т1. Цепь фиксации состоит из диода типа Д10,
кремниевого стабилитрона типа Д809 и резистора сопротивлением
Дст = 510 Ом, обеспечивающего наименьший допустимый ток ста-
билизации. .
3. Для симметричных мультивибраторов значения (7кэ, пгпахи
Цэв.о тах транзисторов оцениваются при помощи соотношений
(^кэ, з max 2 I Ек UЭЪ, О max | £к |, (6.37)
откуда имеем £/Кэ, Этах>24 В и (7эБОтйХ>12 В. Выражение (6.19)
позволяет найти требуемую величину Рм транзисторов: pw >
> (10...16).
Используя выражения (6.11), (6.15), можно определить требуемое
значение т^, считая, что при оптимальном использовании временных
возможностей транзисторов
T0iV (0,3 ... 0,5)г)и: (6.38)
0,35-10~R ,п 1П Л Оо,
тТЛ. ---------------=(0,19 ... 0,28) мкс.
™ 0,75-0 ,8-(2...3)
Полученным условиям удовлетворяют транзисторы типа МП40А
щм. приложение III). Однако для этих приборов при температуре
+40° С значение (?эк,3 max уменьшается до 20 В. Поэтому необ-
ходимо ввести диодную фиксацию (от той же цепи) и для коллекторной
цепи Т2 (рис. 6.18).
4. Подставляя в соотношения (6.3) и (6.30) наибольшее и наимень-
шее значения Рлг, найдем (приДнас=2) наибольшее возможное значение
отношения Rk/Rk — (20—2)/(2-40— 20) = 0,3, откуда RKt/RK
0,214. Затем, используя условия (6.8) и (6.13) и значение Rki/Rki,
по заданной температурной нестабильности длительности импульса
вычислим наибольшее допустимое сопротивление R2 (при £/эот«
U0T « 0,3 В, UKa « 0,3 В):
е 1__________________________100%___________________
111 6п/Т (5ф 4* 7кз/?2 + 5к7?к1//?к1)(5к 7?к 1“Ь7КЗ/?2)
^кз (^ф 4* U от) 4” от + уот)
249
x (U0T + uo вт) |еф + 2EK + 2/K3/?JU
L ‘M!l JJ
»------------------!--------------x
In Ц11,5-+-12-0,214)/(2-0,214—0,3)]
---------------------------------{4. 0,069 • 9,3 +
(9 —0,069 + 12-0,214) (2-0,214 + 0,069) '
+ 0,24-0,6 [9+ 2-12-0,214 + 2-0,069]} ~
i —--------122+----{2,56 + 0,144-14,27}^ 8,2 °/„.
1,825 2,64-11,64 1 0
Отсюда T?2 + 4,9-103 Ом. Выбираем номинальное значение
R2 = 4,3 кОм.
5. Из условия (6.30) найдем 7?к1, а затем по известному R^/Rvl
определим наименьшее возможное 7?к1. Имеем R2,
407?к1 < 4,3 кОм; R^ 0,107 кОм. Принимаем R^i = 91 Ом,
откуда RKi = 470 Ом; R^ = 360 Ом. Ток насыщения транзистора
/к н — 25 мА, что меньше предельно допустимого значения.
6. Используя выражения (6.1), (6.13), (6.18) и (6.31), а также учи-
тывая, что Д.яаиб. = /у — 2ча;+ ’ , Где
^2 наим '’наим
Д — ill f наиб 4~ £к ^?к2//\к2 \ / Аманами ~Ь £к 2/\
\ от Л \ ^к^2//?иа—от /
^1^2наим __(Т'наим — ^и) д If ____ If
г, г. , нас! иас2»
/хз'-з 41
можно получить условие, связывающее сопротивления резисторов
У (3... 5) N (7наим 61) [Ар P.v иаим/2’2— (2i + Gt + см)]
= 470 1/ -----------------——--------------------(440...570) Ом
V (3 ...5)5-10"ь(2-10-Б/2,2—470-1,4-10-'°) '
Принимаем Rk2 = 560 Ом. Тогда Rk2 = НО Ом; /?к2 = 220 Ом
Rkz' = 220 Ом.
7. По формулам (6.3) и (6.30) находим R{:
Рл' наим лас P.V наиб Rk2>
20-0,56/2^ R, >40- 0,11; 5,6 кОм >^>4,4 кОм,
Принимаем = 5,1 кОм.
0 Чтобы получить это условие, нужно выразить С2 наим из формул для/н и
(Тнаим — А) через Сь подставить его в отношение С2 наибЛА наим, заменить
полученным соотношением С2 наиб в условии (6.13), после чего приравнять значе-
ния Сх из (6.18) и (6.13) и исключить отношение R2/Ri с помощью условия
насыщения транзисторов,
250
8. Выражение (6.31) позволяет определить емкости Cf и С2 время-
вадающих конденсаторов:
Ci ж 10~5/4,37 . 103 1п[(Н,7 + 0,214 • 12 + 0,069)/(0,214 • 12 -|-
•Ф 0,069 — 0,3)] ~ 1256 . 10-9 Ф; выбираем С[ — 1300 пФ.
Аналогично рассчитываем Сг, подставляя вместо Дк в числитель
выражения под знаком логарифма Ек—— + (/кП —. Получаем
О-. 2 1<кЗ
с2 = 11000 пФ; 6800 пФ; 2000 пФ; 3600 пФ.
Емкости С2 конденсаторов рассчитываются с учетом возможных
отклонений величин Rlt С2 и R2 от номинальных значений на 4-10%.
Рис. 6.18. Схема симметричного мультивибратора с управля-
емым смещением, регулировкой частоты и фиксацией уровня UK.
9. Производим проверочный расчет Тв0,.ст на б u /ср по формулам
(6.13) и (6.18):
Лосстнаиб = (3 ... 5) 1,1 • НС8 (25 % 35) = (1,98 ... 3,0) мкс С 10 мкс;
Zcp^ 2,2(22,54-25)-1,3-10~»= 1,36-К)"7 с<1 мкс.
10. Находим наибольшую мощность, рассеиваемую резисторами.
Резисторы /?п1, Rk2 рассеивают мощность менее 0,25 Вт; резисторы
/?i, R2 рассеивают мощность менее 0,125 Вт.
11. Для ускорения передачи положительных перепадов напряже-
ний, при запирании эмиттерных повторителей эмиттерные .переходы
транзисторов ТЗ и Т4 шунтируются диодами. Сопротивления резисто-
ров в эмиттерных цепях транзисторов ТЗ, Т4 оценим, пользуясь со-
отношением
Дэ наим > £ф//к, И max— 7?K/(0.V + 1). (6.39)
Если влиянием га можно пренебречь, ю Ra выбирают равным
^••5,1) кОм. Примем Да = 4,3 кОм. Эти резисторы раассеивают
мощность менее 0,125 Вт.
251
Пример 35. Требуется выбрать схему и рассчитать генератор им-
пульсов, удовлетворяющий следующим требованиям: амплитуда им-
пульсов Ub!Axm > 8 В; длительность ta — 2,5 мкс, частота следова-
ния F = 200 кГц; длительности фронта и среза 0,05 мкс, /ср
^0,1 мкс. Рабочий диапазон температур 20...100°С. Температурная
нестабильность периода колебаний не более 15%. Емкость нагрузки
С„ = 100 пФ.
1. Чтобы обеспечить «мягкий» режим самовозбуждения, выбираем
схему с эмиттерными резисторами (рис. 6.10).
2. Напряжение источника оцениваем по формуле (6.35): Ек >
> (1,2... 1,35) В = (9,6..10,8) В. Принимаем Ек = 12 В.
3. Определяем параметры транзисторов; пользуясь выражениями
(6.37) и (6.11) (аналогично п. 3 предыдущего примера):
Г^КЭ, з max 24 В,
б^ЭБ.О max 12 В,
0,05- Ю-" АО А Ао\
г- -------------аг (0,03 ... 0,02) мкс.
Гт 0,8(2...3)
Учитывая заданный температурный диапазон, выбираем тран-
зисторы типа КТ312Б (см. приложение III). Однако у этих транзисто-
ров ЙэБотах< 12 В, поэтому в базовые цепи следует включить бло-
кирующие элементы Есм, /?б и Д5, выбираемые в соответствии с усло-
виями (6.9) и (6.10): Есм = — 1,2 В, в качестве диода Д5 используем
диод типа Д220, сопротивление резистора ограничиваем величи-
ной 51 кОм.
4. С помощью выражения (6.27) находим нестабильность периода
колебаний мультивибратора:
б ~ Г1п ( 12-°-74~~0-8 ^l-1 (0,5%/1°С-80°С)_
Г=[П1 12-0,35—1,1 /] (12-0,35 — 1,1) °'
5. По формуле (6.12) рассчитываем наибольшее значение сопротив-
10”7
ления резистора /?1( (при Сб = 0): 7?н 2 2- 10~lu-1,44 ~ 315 Ом’
Однако это значение меньше RK наим, определяемого с помощью соот-
ношения /?кнаим Ек^к. и шах- Поэтому в коллекторные цепи транзи-
сторов необходимо включить встроенный эмиттерный повторитель.
Тогда находим сопротивление резистора 7?кнаиб, по формуле (6.12).
10-7
CM
7?кнаиб < з(20-|-2-8) 10_12 = 930 Ом- Принимаем 7?к = 820 Ом.
6. Рассчитываем сопротивление резистора в эмиттерной цепи:
/?а//?к = 0,35; Кэ — 288 Ом. Принимаем Яэ =240 Ом.
7. Из условия (6.24) находим сопротивление резистора R (с учетом
тока цепи смещения):
%; н «э
Ек RK г,
I П ^0 ОТ ^ОТ 4“ п < г, / с- । г» \
Ек + Я»_______________Еа + /?к _ (£см Г U3 от)
Як + Я Е&
Pw наим
252
EK — UKH п 12 —1,1 —11,2-0,35 , „
~>К„Л1, —2; откуда --------------------------------1,06 = 6,9 кОм.
нас Як + Яэ 2-11,2 1,8
1,06-2,5 + 51
Выбираем номинальное значение R = 6,2 кОм.
8. По формуле (6.23) определяем емкость времязадающего конден-
сатора С:
С =---------------2,5 — -- 0,42 нФ.
6,2- Ю3 In 1(12-0,74— 0,8)/(12-0,35— 1,1)J
Принимаем С — 430 пФ.
9. Проверяем по формуле (6.18), обеспечивается ли нужная длитель-
ность среза:
/гр З-1 ’06±-°’ - 103-5,52-10~10 = 0,077 мкс<0,1 мкс.
ср 26
Сопротивление резистора Дэп выбираем из условия обеспечения
наименьшего тока эмиттерного повторителя
< £КЯВ/(ЯЭ+Я„)4С7Кп-Д> от = 12-0,354-0,8-0,6 =
/эпаим Ю-3
4,3 кОм.
10. Пользуясь формулой (6.25), находим емкость эмиттерного кон-
денсатора:
^эг —
(1,06 + 0,15) (8-2 + 20) 10~12-103
0,24•10ч
Si 181 пФ.
Принимаем Сэ2 = 180 пФ.
11. Оцениваем мощность, рассеиваемую резисторами RK1,2: Pr к =
= 0,25Вт; для остальных резисторов Р sgX 0,125 Вт.
Пример 36. Требуется выбрать схему и рассчитать генератор, фор-
мирующий непрерывную последовательность импульсов с парамет-
рами: амплитуда (7„ыхт>20 В, частота повторения F — 20 кГц,
длительность импульса ta ~ 5 мкс, длительности фронта и среза
/фР <5 0,15 мкс, /ср 0,8 мкс, температурный диапазон 20.. 100" С,
нестабильность длительности и частоты импульса не более 5%, спад
вершины импульса не более 10%. Емкость конденсатора нагрузки
Св = 150 пФ. Предусмотрена внешняя синхронизация.
1. Выбираем простейший симметричный мультивибратор с коллек-
торно-базовыми связями (рис. 6.19). Требования к нестабильности ге-
нератора (б(и = 5%) и скважности импульсов обусловливают необ-
ходимость замены RC времязадающих цепей на ИМЭ. Так как фронт
импульса меньше 1 мкс, то параллельно резистору RM3 включена уско-
ряющая емкость Су. Для уменьшения длительности среза и спада вер-
шины выходного импульса включены корректирующие диоды Д/ и ДЗ.
Диоды Д2, Д4 предотвращают пробой эмиттерных переходов транзи-
7 сторов и обеспечивают быстрый перезаряд конденсаторов мостов.
о качестве Д1, Д2, ДЗ и Д4 можно использовать диоды типа Д220.
2. По формуле (6.35) находим напряжение источника Ек 20,8 В.
. Принимаем Ек. = 24 В. '
Й- 253
3. Подобно предыдущим задачам с помощью соотношений (6.11)
и (6.38) определяем требуемую величину xTn (при ~ 20):
т °-15-.J£:.l_ = (() 0031 0,0047) мкс.
TN 0,8(2...3)20
Сформулированным в пп. 2,3 требованиям удовлетворяют транзи-
сторы типа КТ312Б.
6
Рис. 6.19. Схема симметричного мультивибратора с коллекторно-базо-
выми ИМЭ (а) и эпюры напряжений в ней (б).
4. Рассчитываем суммарную емкость конденсаторов ИМЭ1; при
этом при отсутствии диодов Д2, Д4
^Эк^эк=-М1-М2'-(^б + гпрд 4-ГкэнасХ^1а'. (6.40)
'ЭК JK । ' U • ПР Дм • KJ Hdu' Q К * '
С.М1 Т СМ2 О. . . О
если же диоды включены, то
п Г' CMi СМ2 ?о । \ ^ипаим
‘'экиэк „ „ \°'пр дм т гкэ нас) ,, -
LM1 + GM2 о... О
(6.41)
254
При наличии
Ч~ См2 Н" Су).
Получаем
ускоряющей емкости С9и = (См1 + Сы2)Су/(См) +
;J1;1 (3. ..5)-330
(3...5) нФ.
Так как скважность импульсов мультивибратора больше 4, то целе-
сообразно выбрать емкости конденсаторов ИМЭ1 разными.
5. С помощью выражения (6.12) находим предельную величину
сопротивления резистора 7?ь1:
п 0,8-10-" 0,8-104 . о
/< , <----!-------——-------= 1,9 кОм.
1x1 2,2-1,86-Ю-10 4,1
Возьмем RKt — 1,8 кОм. Резистор /?и2 выбирается произвольно
в пределах (1...3) кОм. Принимаем /?к2 = — 1,8 кОм.
6. Из условия насыщения транзисторов
KnacRM,a^NRKUl2, (6.42)
где RK н = RK || R3,
определяем сопротивления резисторов мостов /?м1 и /?м3 (для R31 ~
= R.,2 = 2,4 кОм). Для ИМЭ2 (с меньшими постоянными времени)
можно считать /?м3 = /?М4.
n п 25-1,03-10» с г
/?М1 = Ямз <---—------= 6,5 кОм.
Выбираем RMl — RMg = 6,2 кОм.
; 7. По заданной величине /и и известному /?м3, пользуясь соотно-
шением (6.33) (при /0 /,.), вычисляем емкость конденсатора См3:
г ~ 5,0-10-» 5-10-".10-:' , 1(. .
С ss--------------------------------------------= 1,15 нФ.
„ ,ЛЧ1 2—150/(150 + 50 + 6200) 6,2-0,7
6,2 • 103 1 п--------------
1—0,6/24
Выбираем См3 = 1200 пФ. Для ИМЭ2 с меньшими постоянными вре-
мени можно считать См3 = СМ4.
{8. По величине {Т— tn) с помощью соотношения (6.33) находим
емкость конденсатора См1:
СМ1 = 45-Ю-в/6,2-103-0,7 10.3-10-» Ф. Выбираем См1= 10000 пф.

9. Используя известную величину СЭк! (см. п. 4), можно найти ем-
кость конденсатора Сы2:
Смг ~ (4300... 10000) пФ. Выбираем См2 = 6800 пФ.
10. Из формулы (6.33) имеем /?м2
D 45-Ю-6 „ -
Rw> —-----------= 9,5 кОм.
Mi 6,8-10-»-0,7
Принимаем 7?м2 — 10 кОм.
II. Емкость конденсатора О? должна быть много меньше См3, но
много больше Скт1. Выбираем Су = 120 пФ.
255
12. Оцениваем температурную нестабильность длительности им-
пульса и периода колебаний схемы. Из соотношения (6.34) при ис-
пользовании в качестве диодов мостов Д220 имеем:
б ^40-0,5% 1 20/ б ^2,5%.
'и 24-0,7
13. Рассчитываем мощность, рассеиваемую резисторами. Для /?к
и 7?3 Р 0,25 Вт; для остальных резисторов Р 0,125 Вт.
Задача 30. Рассчитать мультивибратор с управляемым смещением,
обеспечивающий генерацию импульсов со следующими характеристи-
ками: амплитуда £7ЕЫХт>9 В, длительность периода следования им-
пульсов Т = 400... 100 мкс, скважность Qc = 2, длительность фронта
/фР 0, 5 мкс и среза /ср 0,5 мкс, емкость нагрузки Ск = 500 пФ,
температурный диапазон —60...4-40° С, нестабильность периода коле-
баний 6Т 25%.
Задача 31. Рассчитать симметричный мультивибратор, генерирую-
щий импульсы со следующими характеристиками: амплитуда Uвыхт >
> 4,5В, длительность импульсов /и — 3,0 мкс, частота следования
импульсов F = (10...90) кГц, длительность фронта и среза импульса
/ф 0,05 мкс, /ср 0,08 мкс; мультивибратор нагружен на емкость
Си = 200 пФ. Температурный диапазон 20... 80° С, температурная
нестабильность длительности импульса б(н 5%.
Задача 32. Рассчитать симметричный мультивибратор, формирую-
щий импульсы со следующими характеристиками: амплитуда Uвихт >
> 10 В, длительность /и = 50... 100 мкс, длительности фронта /фр
1 мкс и среза /ср 3,0 мкс. Нестабильность длительности импуль-
са при б/? = ±5%, изменении температуры в пределах 20... 60° С,
отклонении величин емкостей и сопротивлений от номинальных зна-
чений ±5% не более 5%. Частота следования импульсов F = 1 кГц.
Задача 33. Рассчитать мультивибратор с реостатно-емкостными
коллекторно-базовыми связями, формирующий импульсы со следую-
щими характеристиками: амплитуда UBbIxm — (4,5...7) В, скважность
Qc = 3...20, длительность периода колебаний 40 мкс, длительности
фронта и среза не более 0,06 мкс, температурный диапазон 20...70° С,
температурная нестабильность не хуже 25%.
6.3. Несимметричные мультивибраторы и основные расчетные
соотношения
Для формирования последовательностей импульсов со скважно-
стью порядка 100 необходимо использовать несимметричные мульти-
вибраторы, в которых легко обеспечить малое время восстановления.
В несимметричных мультивибраторах обычно используется один время-
задающий элемент, включаемый чаще всего в эмиттерную цепь тран-
зисторов. Генерируемые ими импульсы могут иметь длительность,
меньшую времени жизни неосновных носителей. Эти устройства ха-
рактеризуются более высокой температурной стабильностью.
256 >
/
По своим качественным показателям такие схемы не уступают бло-
кинг-генераторам, а отсутствие трансформатора позволяет конструи-
ровать на их основе интегральные схемы генераторов коротких импуль-
сов.
6.3.1. Мультивибратор с эмиттерной времязадающей емкостью
на двух однотипных транзисторах
В этом мультивибраторе (рис. 6.20, а) используется усилитель с не-
посредственной связью. Единственный реактивный элемент — кон-
денсатор, соединяющий эмиттеры транзисторов, поочередно переза-
ряжается через эмиттерные переходы транзисторов и резисторы Дэ и
Rv. Разрядный ток, протекая через открытый или насыщенный тран-
зистор Т1, создает на резисторе, включенном в эмиттерную цепь дру-
гого транзистора, смещение, достаточное для его запирания. По мере
заряда конденсатора запирающее смещение уменьшается и транзистор
открывается. Мультивибратор опрокидывается, после чего конденса-
тор начинает перезаряжаться через другой транзистор. Длительность
временноустойчивого состояния определяется скоростью перезаряда
конденсатора через резистор 7?э или Др.
Особенностью подобных устройств является еще и то, что процесс
формирования импульса (при насыщении транзистора ТГ) может за-
канчиваться не только после окончания перезаряда конденсатора, но
и после выхода транзистора Т1 из области насыщения (если конден-
сатор перезарядится раньше, чем рассосется заряд из базы ТГ).
Для нормальной работы мультивибратора необходимо, чтобы тран-
зистор попадал в область насыщения только при перезаряде конден-
сатора С, т. е. необходимо выполнение условий
Ек Еэ
_______Ен Ек
Rki
(6.43а)
(6.436)
Ep + Ma/d + Рд,2)
Время, в течение которого транзистор Т1 насыщен, т. е. длитель-
ность импульса мультивибратора, можно определить из уравнения
41
Еэ Ua от1____Ек — UK „ 1 / ।_£ тн \ ,
R1 Rk, J \ Г
ам
_ и
е
Ек Ua от2 ]
W1 от1/^Р 4"
‘и
СТ?
е Р
= 0.
Rp 4“ Rk1/(Рдл2 4* 1)
_(тн С/?р) (CRp тн)_
(6.44)
При выводе этого соотношения предполагалось, что длительность
фронта импульса, формируемого на коллекторе транзистора Т1, 1фр
порядка таЛг, много меньше длительности самого импульса и что
—
Яэ Rp
9 Зак. 257
257
Для некоторых частных случаев выражение (6.44) может быть пре-
образовано:
1. При ta^> тн и CRP тн длительность импульса можно оценить
по формуле
ги-сдр1п
(6.44а)
О ... Уч ОТ1 , ______________!_________
W1 ! £к-^отг 1 +^К1//?р(1 +М
- £э*к.
£к R3 '
Рис. 6.20. Схема мультивибратора на однотипных транзисторах
с эмиттерной времязадающей /?С-цепыо (а) и временные диаграммы
процессов в ней (б).
2. При генерировании импульсов малой длительности, когда /и^>
> CRP итн > CRP, выражение (6.44) превращается в
С ОТ1 ( 1 + n /1 I й \ / 4* Ек иэ 0Т2
t„ тн In 1 4-----------------------1----------------------- .
/ ] , ^Н1 \ Uк н Us от1) \
Тн\ /?Р(1+мА
(6.446)
В момент выхода транзистора Т1 из области насыщения его кол-
лекторный потенциал быстро падает и транзистор Т1 открывается.
Возникает регенеративный процесс, после окончания которого тран-
зистор Т1 запирается.
Длительность паузы между импульсами определяется скоростью
перезаряда конденсатора С:
/п - С ( R3 + ) In --31 ^ + 42Др-СС(С,) , (6_45)
где /э1дэ = дэ + /эз1/?и-дэот1; ,£кл~^0^-; »i
258
t/c(Zn)^L/3OT1 + /:l2/?pe .
Если йэ> /?р, то /п Д /и. Поэтому 7’е? и нестабильность ча-
стоты генерации мультивибратора зависит, в основном, от неста-
бильности длительности паузы:
бт д + — .-----------------!-------------х
[7ai + Сг Д—(/и)]
х (—от 2 U., от ., Rg 1 от ! Ug от j | /7?э + /,,2 /?р — Uс (/и)] +
+ 6/я?1кэ(/аз1/?3)[^с^и)-/027?р]|. (6.46)
Рис. 6.21. Схема мультивибра-
тора па однотипных дрейфовых
транзисторах с эмиттерной вре-
мязадающей /?С-цепью и блоки-
рующими элементами.
Рис. 6.22. Схема мультивибратора на одно-
типных транзисторах с эмиттерным время-
задающим ИМЭ.
Основная нестабильность такого мультивибратора определяется
температурной зависимостью напряжений отпирания транзисторов.
Длительность фронта импульса на коллекторе транзистора Т1 ха-
рактеризуется, в основном, скоростью нарастания коллекторного тока
при управлении транзистором по эмиттеру. Так как обычно 7?к1 >
> /?р, то даже в пренебрежении влиянием этапа регенерации из-за
насыщения транзистора длительность фронта импульса оказывается
порядка Эту величину можно оценить с помощыр соотношения
/фр ~ так In [ 1 + 0,8/?р/(а^ /?к1 - - 0,9Др)1, (6.47)
где
Тж — T7w + /?КН1(С,0 -Р-Ск2 + Сэ2 + См + Си).
Срез импульса формируется при запирании транзистора Т1 эмит-
терным сигналом и отпирании транзистора Т2. Длительность среза
можно оценить с помощью приближенного соотношения
/ср<(3... 5)/фр. (6.48)
9* 259
Изменяя величину сопротивления резистора Ra с учетом условия
(6.43), можно регулировать длительность паузы.
В качестве выходного импульса можно также использовать импульс
почти прямоугольной формы с эмиттера транзистора Т2.
Если в мультивибраторе применяются дрейфовые транзисторы
с малыми напряжениями пробоя эмиттерного перехода, то необходимо
использовать разделительные диоды, как в п. 6.2.1 (рис. 6.21).
Для повышения стабильности частоты генерации рассматриваемого
мультивибратора применяют те же способы, что и для устройства,
схема которого показана на рис. 6.2. Чаще всего используется импульс-
ный мостовой элемент (рис. 6.22).
6.3.2. Мультивибраторы на транзисторах с дополнительной
симметрией
В мультивибраторе на транзисторах с различным типом проводи-
мости (рис. 6.23, а) при формировании импульса оба транзистора одно-
временно открыты. Во время паузы конденсатор С заряжается через
резисторы Rgl, Rp и RaZ. Оба транзистора закрыты. Напряжение 1/э<
уменьшается по экспоненциальному закону с постоянной времени
тз — С (ДЭ1 + Др + Дэ2).
Рис. 6.23. Схема мультивибратора на разнотипных транзисторах с эмиттер-
ной времязадающей цепью (а) и временные диаграммы процессов в ней (б).
Длительность паузы можно оценить, пользуясь следующим соотно-
шением:
и
т In--------— ,
Дэ1 + ^э2 + I (^э + Дз1 Ra от 1) L
(^К Uy Н1) _____ ДДк_______Ек Rp | (Ед ---- Цд от1) /?р
aN, aN,, ^КХ ^92 a/v2 Д»1
+ -Kf- ^ОТ2(ДР-^2ДЭ2)]{.
PjV2 ^Э2 J J
(6.49)'
260
При отпирании транзистора Т1 открывается и транзистор Т2.
Конденсатор С быстро разряжается через резистор /?р и эмиттерные
переходы открытых транзисторов. Резистор /?р (50—100 Ом), сопро-
тивление которого значительно больше сопротивлений открытых
переходов, регулирует и стабилизирует длительность импульса.
Длительности импульса, фронта и среза, а также скважность им-
пульсов определяются совершенно так же, как в п. 6.2.7.
Схема еще одного варианта мультивибратора на взаимодополни-
тельных транзисторах приведена на рис. 6.24 и отличается от преды-
дущего тем, что используется только один источник питания. Сопро-
-f*
Рис. 6.24. Схема мультивибра-
тора на взаимодополнительных
транзисторах с эмиттерной вре-
мязадаюшей цепью.
Рис. 6.25. Схема мультивибра-
тора на взаимодополнительных
транзисторах с эмиттерным вре-
мязадающим ИМЭ.
тивлепие резистора /?р много меньше Ra, поэтому при разряде конден-
сатора (во время формирования импульса) напряжение на нем умень-
шается почти до нуля. Запирание транзистора Т2 приводит к запира-
нию Т1. Запирающий потенциал на базе Т2 устанавливается на уров-
не EKR/(RKi 4- R). Конденсатор С заряжается от источника че-
рез резистор R3. При достижении напряжения отпирания Т2 процесс
заряда конденсатора заканчивается, схема опрокидывается и начинает-
ся формирование импульса. При этом конденсатор разряжается через
насыщенные транзисторы и резистор Rp.
Процесс формирования импульса развивается совершенно так же,
как в схеме с рис. 6.20. Поэтому соотношения для /и, /фр и /ор не из-
меняются.
Длительность интервала между импульсами можно найти по фор-
муле
t R С In_________к — 0T1 —Ra/(Ra /?р) + /83 § Ra____
Er + R) + /332 R»+ (R II Rki) Ukbi — ^кзг)—^a отг
(6.50)
Нестабильность периода колебаний в рассматриваемом мульти-
вибраторе, как и в устройстве, схема которого приведена на рис. 6.23,
9В Зак 257 261
определяется нестабильностью длительности паузы между импуль-
сами и зависит, в основном, от нестабильности напряжений t/a0T
транзисторов.
Заменяя времязадающую Л?С-цепь на ИМЭ, можно стабилизировать
частоту следования импульсов в этих мультивибраторах (рис. 6.25).
Длительность периода мультивибратора можно регулировать, из-
меняя сопротивление резистора RMt.
При использовании в схемах на рис. 6.22 — 6.25 дрейфовых тран-
зисторов необходимо принимать меры, предотвращающие пробой эмит-
терных переходов (см. § 6.21).
6.3.3. Мультивибратор с эмиттерной емкостью
Мультивибратор с эмиттерной емкостью (рис. 6.26) можно пост-
роить, заменив в устройстве, схема которого показана на рис. 6.2,
одну из реостатно-емкостных коллекторно-базовых цепей эмиттерным
конденсатором. В этом мультивибраторе скорость заряда, по крайней
мере, одного из конденсаторов не зависит от величины /кз, поэтому
Рис. 6.26. Схема мультивибратора с коллекторно-базовой связью и эмиттер-
ным конденсатором (а) и временные диаграммы процессов в ней (б).
по сравнению с обычным симметричным мультивибратором рассмат-
риваемый обладает большей стабильностью.
При отпирании транзистора Т1 конденсатор Сэ быстро заряжается
через резистор Дк). Скорость перезаряда определяет длительность
импульса мультивибратора. Конденсатор Сб при этом разряжается,
поддерживая транзистор Т2 в закрытом состоянии. Благодаря наличию
отключающего диода на коллекторе транзистора Т2 формируется пря-
моугольный импульс. Изменение напряжения на базе транзистора Т2
в основном определяется скоростью заряда конденсатора Сэ, так как
обычно C6R6 CaRKi- После переброса мультивибратора конден-
сатор Сэ начинает перезаряжаться через резистор R. Так как Ra
> RLi, длительность закрытого состояния Т1 значительно больше
длительности импульса, т. е. ta ta. Следовательно, Т = tn.
262
Длительность периода можно определить по формуле
Т = ta Сэ Ея In |Ra (AU91 наиб + A(7K1 на11б)/|(^э + Ria) (А(7я1 Hail6 ф-
+ ^кнг + ^отг)1|> (6.51)
ГДе A(7aj наиб Лээ 1 от!’ к! наиб кз! к н1*
Длительность выходного импульса можно найти с помощью выра-
жения
/и s* Св ДК1 In
Ск + Са RB\ (Еэ-р^кЧ Лпе /?п)/Са Re,
Сэ Rm (Еэ-рЕк 4 /R32 Re>)/C„ Re,
(6.52)
Тогда выражение для скважности импульсов при Е э, Ек /кз 2/?с,
можно представить в виде
Qc - 1 + Я3 In (1 + / (Ria In (6.53)
Нестабильность периода колебаний можно оценить следующим об-
разом
бу б 4_____________т(А^э1 наиб + н? + отг) Ra__________
1«э/(/?э + /?К1)| (АУК1 наиб+Аб'ду !1а11б) (Еэ + Rm)
X Гб£ Е Ukh? +_£°t2Z1(4 OTl-A^K! наиб + 5 (U и
L 8 (А<Ля иаиб+^кнг+Уотг)2
(А^э! паибЧ"А^н1 наиб) -U Е ______________-__________ |.
(А^э! наиб Н" н2 Ч“^отз)2 к (А^Э1 наиб +н2 4* ^Отз)2
+ б / р ---------наИб-ЛЦя „аиб Д (6 54)
831 332 3 (А^наиб + Укнг+Уотг)2 J
Длительность фронта и среза импульса на коллекторе транзистора
Т2 определяются так же, как для схемы симметричного мультивибра-
тора с корректирующими диодами, т. е. по формулам (6.7) и (6.55)
/ср^2)2Дн(Ск + См + С11).
(6.55)
6.3.4. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 37. Выбрать схему и рассчитать генератор импульсов со
следующими характеристиками: скважность Qc = 60, частота следо-
вания F = 10 кГц, амплитуда ивых m 7 В, длительности фронта
/фР 0,07 мкс и среза /ср 0,3 мкс, температурный диапазон
20...50° С, температурная нестабильность не хуже 5%.
1. Выбираем схему мультивибратора с эмиттерной времязадающей
цепью на транзисторах с дополнительной симметрией (см. рис. 6.23),
так как только такой мультивибратор может обеспечить скважность
импульсов Qo « 60. Действительно, для мультивибратора, схема
которого приводится па рис, 6.19, наибольшая скважность импульсов,
263
оцениваемая с помощью выражения (6.44а), для Ея — Еа, 1
и RI(1 порядка 4Rp равна
Ссваиб=1+-^-^1+-^1п1(57
*И Ар
или для Rp ~ 0,5 кОм, RB ~ 3,9 кОм Qc ^33. Для схемы на рис. 6.22
при Rp ~ 0,3 кОм, Rel ~ 47 кОм, RKi 1,2 кОм
Qc наиб — 1 4
--------------------!2<2~Яр/.£к1) 1 + JL.. о, 406 ^56.
Яр + гвх Г1 + ’ вх 7'2 !п (Rm/Rp) 0.35
2. Напряжение источника коллекторного питания находим по фор-
муле (6.35) Ен 1,35 • 7В = 9,45 В. Выбираем Ек = + 12 В.
Напряжение источника эмиттерного питания примем равным Ек,
т. е. Ед = — 12 В.
3. Требования к транзисторам формулируем с помощью соотно-
шений (6.37) при Екэ зшах 1,35 j Ек | и (6.11). Имеем:
Дкб > 16,2 В, Ua6Ti > 12 В.
При ₽N 20 хты 0,07 • 10-е/20 . 2 - 0,8 ss 2,2 нс.
Транзисторы типа П416Е и КТ312Б пригодны по всем параметрам,
за исключением t/эв, Отах- Так как обычно RRa2, то опасность
пробоя эмиттерного перехода существует только для транзистора Т/.
Поэтому блокирующие элементы---------И Есм, Дб и R6 — достаточно
включить только в эмиттерную цепь транзистора Т1. В соответствии
с условиями (6.9) и (6.10) принимаем Еем = 4- 12 В, R6 = 82 кОм.
При этом следует учесть, что должно выполняться условие
Яб вх 7 1-
(6.56)
В качестве блокирующего диода выбираем диод типа Д220.
4. Требуемая от мультивибратора скважность достаточно велика,
поэтому согласно условиям (6.44) и (6.49) при выборе сопротивлений
резисторов необходимо ограничить отношение RKi/Rp и увеличивать
отношение Rai/Rp.
Для повышения температурной стабильности длительности импуль-
са необходимо, чтобы выполнялось неравенство
Яр fBX у 1 + Гвх 7 2* (6.57)
В то же время сопротивление резистора Rp ограничивает наиболь-
шее значение импульсного тока транзисторов 77 и Т2: /к, и max =
Uс $)IR^ гДе Qc (0) Ея- Выберем Rv наименьшим, т. е.
= Ярнаим = Як/7К, итах 12/0,1 = 120 Ом (при ЭТОМ
Яр > Гвхтч + т'вхтг + 'дпр = 25 Ом). Принимаем Rv = 270 Ом.
Целесообразно выбрать отношение RKi/Rp равным 3...5, так как из
условия (6.47) следует, что при RKi/Rp 1,5 длительность фронта
импульса практически не зависит от величины RK1> а при RKj/Rp>
>> 5 заметно уменьшается скважность импульсов. Кроме того, ис-
пользуя условие отпирания транзистора Т2 током резистора Ral,
264
можно оценить сопротивление резистора RKi (для каждого значения
Яэ1)
^1^^отг/(-Лэ~{Уэ°Тз1(~(7дОТ-----------/Ябнаиб), (6.58)
т. е. /?к1 следует брать наибольшим, чтобы иметь возможность увели-
чить Ral и Qc. Поэтому выбираем RKt/Rp = 4, Следовательно, RKl =
= 1080 Ом. Принимаем RKi = 1,2 кОм.
5. Принимая
Ям»Яр + Яэ2, (6.59)
и решая уравнение (6.44) по заданным значениям скважности и часто-
ты импульсов, найдем емкость времязадающего конденсатора С. По-
лучаем С = 3300 пФ.
6. Используя выражения (6.49) и условие (6.59), определяем требу-
емое сопротивление резистора /?э1
R9i ess 98,33 - 10-"/3 • 10-» In 1,86 52,8 кОм.
Принимаем R ai = 51 кОм.
7. Проверяем, выполняется ли условие (6.58) для Rgl = 51 кОм.
Должно быть R„t > (1,1...1,3) кОм. Условие выполняется.
8. Сопротивление резистора Rb2 рассчитываем из условий (6.59),
(6.57) и неравенства
Я»» 1аз2 наиб “Ь (^эз! наиб ^каа наиб) ЯК1 Ug от2 наим« (6.60)
В результате /?а2 sgC 0,8 кОм. Принимаем Яаг = 680 Ом.
9. Оцениваем температурную нестабильность длительности им-
пульса и периода колебаний мультивибратора:
+U „ (Уэот1+^0ТЛ6) .е . Q
б. 45-’3 % 2.2 %,
0и/П(£к+</8от1+^отдв) 13,3-1.95
^Э1 Е + Е _____ (^н—и)
Яа1+^ + Яр a.vlaW2^Ki
у- 11 /(^э~^аот1 ^отЩ( от!^э от1~
+ н1 — от! ^от от'.’ I
~ б"от пб U°l Дб “ ^иэ 012 ОТ’/) (Яя — nj) Яа1/(Яа1 + Яэ2 + Яр) +
"I” (^э от! ®Т1 буот Лб ^ОТ дб) ГЯЭ + Як Ua 07] U0T Д(3 — Ua 07а+
+ ^К н1~(Як—(7К н1) яр//?к11 Яя1/(/?э1 + Яр 4- Яэ2)} =
_ [( —45-0,65 — 45-0,65 — 30-0,3) 11,2-0,965+ 1,3-20,8-0,965] % ~
0,965-0,628-10,7-20,8 “
----------120---------- 0/о 3 0/
20,8-10,7-0,965-0,628
Таким образом, температурная нестабильность оказывается лучше
требуемой бу = 5%,
265
10. Проверяем, не превысит ли обратное напряжение на эмиттер-
пом переходе Т2 величины t/эв, о max!
11 (Е3 + Ек) ______________24-0,68_~ О Ч1 R
86 т2 папб "" ЯЭ1 +/?э2 +/?р 32 (0,27 + 0,68 + 51) ~ ’
11. Определяем мощность, рассеиваемую каждым резистором. Для
всех резисторов Р < 0,125 Вт.
Пример 38. Вобрать схему и рассчитать генератор импульсов со
следующими характеристиками: скважность Qc = 50, частота следо-
вания F = 10 кГц, амплитуда (7ЕЫХт>8 В, длительности фронта
(фР 0,05 мкс и среза импульса (ср 0,2 мкс, температурный диапа-
зон 20 ... 50еС, относительные изменения напряжений питания ±10%,
сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов ±2%. Неста-
бильность частоты импульсов не более 5%.
1. В отличие от предыдущего примера требования к стабильности
длительности формируемого импульса значительно жестче, поэтому
следует выбрать несимметричный мультивибратор с эмиттерным ИМЭ,
что позволит увеличить предельную скважность формируемых любым
мультивибратором импульсов. Поэтому остановимся на мультивибра-
торе, схема которого показана на рис. 6.21. Для нее 1см. формулу
(6.33)]
Qc саиб = 1 +тм1п (2----------
См1 С ыг fry I . \
Яэ + Ям( И См1+см/ прЛ
При См1 = 5См2, RmI ~ 10 кОм, /?р + гпрд 51 Ом и R3 & 3 кОм
имеем QCHaH6 = 52-
2. Напряжение источника коллекторного питания находим по фор-
муле (6.35):
Ек 1,35 • 8 = 10,8 В. Принимаем Ек = — 12 В.
Для увеличения стабильности схемы напряжение источника эмит-
терного напряжения выберем равным Ек, т. е. Ед = + 12 В.
3. Условия, которым должны удовлетворять параметры транзи-
сторов, определяем с помощью соотношений (6.37) при L/кэ, 3 тел
| Ек | и (6.11). Имеем £7кэ, атах 12 В, (7эв, о max 12'В. При
0л > 20
_ 0,05.10-й , с
XjN ££---------— = 1,6 НС.
20-2-0,8
Выбираем транзисторы типа П416Б (см. приложение III)
Для предотвращения пробоя эмиттерного перехода транзистора Т1
необходимо ввести блокирующие элементы Дсм, R6 и Дб (см. рис. 6.21
и 6.4). Используем Есм — — 1,2 В. Чтобы не ухудшать температур-
ную нестабильность устройства, в качестве диода Дб выберем диод того
же типа, что и в ИМЭ, т. е. Д220. В соответствии с условиями (6.9),
(6.10) и (6.56) принимаем R6 = 7,5 кОм.
4. В рассматриваемом мультивибраторе импульс формируется при
быстром перезаряде конденсаторов моста через резистор Rp, диоды
Дм и Д6 и входное сопротивление транзистора Т1 со стороны эмиттера,
866
т. е. так же, как в схеме на рис. 6.20. Поэтому параметры, определяю-
щие длительность импульса, рассчитываются так же, как для схемы
па рис. 6.20.
Учитывая требования п. 4 предыдущего примера и соотношение
(6.47), можно найти Rp и /?к). Условие (6.57) ограничивает /?р, откуда
Rp (15...30) + (80...100) = (95...130) Ом. Следовательно, /?р
(700...800) Ом. Соотношение (6.47) при некотором по-
зволяет рассчитать по заданной длительности фронта наибольшее до-
пустимое /?к1:
1 ,5 2 ,0 3,0 4,0
1100 Ом 1700 Ом 3000 Ом 4600 Ом
750 Ом 870 Ом 1000 Ом 1200 Ом
Принимаем Rp = 0,82 кОм, /?к1 = 1,6 кОм. Проверяем по фор-
муле (6.12), удовлетворит ли такой резистор заданной длительности
среза /ор 0,08 нс. Считаем, что условие (6.59) выполняется. Тогда,
решая уравнение (6.44), находим эквивалентную времязадающую ем-
кость
С9к = см1 СМ2/(СМ1 + Смг) ~ 2-10-е/(2 + 80 + 6 + 820) х
X In [2/(1,002-0,8)) га 2300 пФ.
Принимаем Сэк — 2300 пФ.
5. При заряде конденсаторов моста необходимо, чтобы раньше от-
крылся Дм, а не транзистор Т1. Для этого нужно, чтобы в момент,
предшествующий отпиранию диода, выполнялось условие
£а—(£к—(/кэ тг + Еа-7/см1) /</(/?м1 + /?э) < Um Дм + U, от1. (6.61)
Обычно Ек — Uкв.t2 ==; (0,8...0,9) Ек, UCMl £к + Еа, так как
при большой скважности импульсов для уменьшения эквивалентной
емкости принимают См2 = См1/5. Откуда имеем /?8//?м1 1,15.
При выполнении этого условия длительность паузы определяется
только длительностью процесса перезаряда конденсаторов моста, т. е.
выполняется условие, полученное при упрощении соотношения
(6.33): /п е* тм 1п2.
Считая, что тм) = тм2, находим /?м1, используя условие 5 См2 =
= СМ1 и величину С8К, откуда См2 = 2400 пФ, См1 — 12000 пФ:
98-10~в-0,83 51.2
In 2-2,3-10-9-5
103 =а!0 кОм.
5
Принимаем /?Mf = 10 кОм. Находим /?8^ 11,5 кОм. Выбираем
Ra — 13 кОм. При отпирании Т1 ток 0,9 мА, т. е. выполняется
условие /«, > ^лгаиб' Следовательно, влиянием цепи смещения на
нестабильность характеристик схемы можно пренебречь.
6. Вычисляем
о = 98-10-». 0,83
м2 1п2-2,3-10-а
кОм.
267
Принимаем RM = 51 кОм.
7. Оцениваем полную нестабильность частоты следования импуль-
сов по формулам (6.34):
в1ив,п_6,и+6„„аи_^
где Uq Ек U кэ т2 = Uа 0^,2 Ек Ry х
X(IWl)/(/?Ki + /?p(|W 1)1^ 11,7 В;
А ~ о , 0.5-30-0,65 , 1Л 0,65
0,69-11,7
би
fy0T nM
Ю- ---------=4 %.
0,69-11,7
Нестабильность меньше требуемой.
8. Находим мощность, рассеиваемую резисторами схемы. Рези-
стор /?р рассеивает мощность порядка (Е'к)2//?р 0,19 Вт. Следо-
вательно, принимаем Рл = 0,25 Вт. Остальные резисторы рассеивают
мощность, меньшую 0,125 Вт.
Задача 34. Рассчитать мультивибратор на однотипных транзисто-
рах с времязадающим мостом в цепи эмиттера по следующим данным.
Амплитуда импульсов UBblxm 15 В, их длительность /и = 5,0 мкс,
скважность Qo = 25. Длительности фронта /фр < 0,2 мкс и среза
^ср 0,5 мкс. Емкость нагрузки Сн = 200 пФ. Температурный диа-
пазон 20...55° С. Температурная нестабильность частоты Ър 5%.
Общая нестабильность частоты 6р 10% при = ± 10%. Опре-
делить допустимые отклонения сопротивлений и емкостей.
Задача 35. Рассчитать мультивибратор на разнотипных транзи-
сторах, удовлетворяющий следующим условиям. Амплитуда импуль-
сов U Выхт > 8 В, длительность /и = 5,0 мкс, скважность Qc = 20,
длительности фронта и среза не более 0,7 мкс. Температурный диапа-
зон 20...85е С, температурная нестабильность длительности импульса
6/и 10%. Емкость нагрузки Св = 360 пФ.
Задача 36. Рассчитать мультивибратор на взаимодополняющих
транзисторах с эмиттерным ИМЭ, удовлетворяющий следующим ус-
ловиям. Амплитуда импульсов (7ВЫХт > 5,0 В, длительность /и =
— 2,0 мкс, скважность Qo 80, длительность фронта /фр <1 0,05 мкс
и среза /ор 0,2 мкс.
Температурный диапазон 20... 100° С. Общая нестабильность ча-
стоты при = ±5%, — ± 2%, 6С = ±2% не хуже 6%. Тем-
пературная нестабильность длительности импульса 6tll sgC 6%. Ем-
кость нагрузки Сн = 100 пФ.
6.4. Ждущие [заторможенные) мультивибраторы
В тех случаях, когда нужно сформировать одиночный импульс
с заданными параметрами или задержать импульс (часто на изменяе-
мое в определенных пределах время), используется ждущий режим
работы мультивибратора. Для создания такого режима необходимо
268
запирающее смещение для одного из транзисторов, создаваемое заряд-
ным током конденсатора, заменить постоянным.
Анализ и расчет ждущих мультивибраторов мало отличаются от
анализа и расчета соответствующих автоколебательных устройств.
Поэтому в настоящем разделе будут кратко рассмотрены лишь особен-
ности первых.
6.4.1. Схемы ждущих мультивибраторов и основные расчетные
соотношения
Большую часть схем ждущих мультивибраторов можно получить
из приведенных выше путем их незначительного преобразования.
Мультивибратор, схема которого показана на рис. 6.2, легко превра-
тить в ждущий, введя запирающее смещение и заменив одну из емко-
стных коллекторно-базовых цепей реостатно-емкостной (рис. 6.27).
Рис. 6.27. Схема заторможенного мультивибратора с реостатно-емкостной
коллекторно-базовой связью (а) и временные диаграммы процессов
в ней (6).
Расчетные формулы для параметров остаются теми же, что и для
схемы на рис. 6.2. Параметры запирающей цепи — £см, R6, Д6 —-
находятся так же, как в симметричном триггере (см. гл. 5). При опре-
делении допустимой частоты запускающих сигналов вместо длитель-
ности паузы следует брать время восстановления ждущего мульти-
вибратора, оцениваемое так же, как для симметричного триггера:
Т
л восст
2,2С2 R, || R2.
(6.62)
Относительную нестабильность длительности импульса можно оце-
нить по формуле (6.8).
При запуске ждущего мультивибратора импульс запирающей по-
лярности подается в коллектор запертого транзистора либо импульс
отпирающей полярности подается в базу того же транзистора. Досто-
инства и недостатки этих способов обсуждаются в гл. 5.
2G9
Ждущий режим работы мультивибратора с эмиттерным времяза-
дающим конденсатором (см. рис. 6.20) можно создать двумя способами.
При первом в исходном состоянии заперт транзистор Т1, для чего
достаточно исключить источник напряжения Еэ. Тогда после разряда
конденсатора С эмиттерный переход транзистора Т1 остается запертым
за счет смещения U э1 = /931/?э, создаваемого током /эз1 на рези-
сторе Rg. Точное значение запирающего смещения можно найти гра-
фически.
Длительность фронта и среза импульса, а также длительность вы-
ходного импульса можно найти при помощи соотношений (6.47), (6.48)
и (6.44).
Длительность стадии восстановления можно оценить по формуле
Твосст^(4... 5)С(/<+гвыхГ.,)~(4... 5)/?яС, (6.63)
а скважность импульсов при CRp^>t„ и /и>>тв определяется выра-
жением
Qc^ 1+(4 .. 5) (Д,//?р) In (RK1/RV). (6.64)
Наибольшее значение скважности достшает 40...50.
Выходным импульсом будем считать импульс, формируемый либо
на коллекторе транзистора Т1, либо на эмиттере 7'2. В первом случае
длительности фронта и среза меньше, чем во втором, но нагрузочная
способность коллекторного выхода Т1 ниже.
Обычно для запуска мультивибратора используют коллектор Т1,
хотя можно применить и базовый вход, для чего базу транзистора
следует заземлить через резистор /?б (сопротивлением не менее
1...2 кОм). Однако в этом случае уменьшается амплитуда выходного
импульса, увеличивается длительность /и и уменьшается скважность.
Можно также обеспечить ждущий режим работы схемы на рис. 6.20
без каких-либо изменений. Для этого нужно сохранить насыщенное
состояние транзистора Т1 и после окончания процесса перезаряда
конденсатора, т. е. необходимо выполнить условие
Этот вариант создания ждущего режима работы мультивибратора
заметно снижает скважность импульсов (так как Rg <Z RKi) и об-
ладает еще некоторыми недостатками: выходной импульс формируется
только на коллекторе транзистора Т1 и запуск можно осуществлять
тоже только через коллектор Т1.
Длительности фронта и среза практически не изменяются (по срав-
нению с предыдущим мультивибратором).
Длительность стадии восстановления оценивается по формуле
(6.64), а длительность импульса можно приближенно найти по фор-
муле
ta^C(Rv + гвых + Rg) In ((£„ + £a)/EsI. (6.66)
Ждущий режим работы мультивибратора, схема которого пред-
ставлена на рис. 6.23, можно обеспечить таким же образом, как в
270
мультивибраторе иа рис. 6.20. Импульс формируется совершенно так
же. Длительности импульса, его фронта и среза можно определить по
формулам (6.47), (6.48) и (6.44), а время восстановления — по формуле
(6.63). Запуск осуществляется так же, как в заторможенном мульти-
вибраторе на рис. 6.20. Скважность импульсов достигает 100... 150.
Ждущий режим работы мультивибратора на рис. 6.24 можно полу-
чить при RK1. Почти все расчетные соотношения сохраняются,
лишь для определения длительности стадии восстановления следует
воспользоваться соотношением (6.63). Запуск осуществляется через
коллекторную цепь любого транзистора.
Рис. 6.28. Схема заторможенного мультивибратора с эмиттерной
связью (а) и временные диаграммы процессов в ней (б).
5
Среди ждущих мультивибраторов особое распространение находит
вариант с эмиттерной связью (рис. 6.28). Мультивибратор формирует
разнополярные импульсы почти прямоугольной формы на коллекто-
ре и эмиттере нормально насыщенного транзистора Т2. Отсутствие
связи между коллектором транзистора Т2 и цепью положительной
обратной связи позволяет включать вместо коллекторного резистора
любые другие элементы.
В исходном состоянии транзистор Т2 насыщен, для чего необхо-
димо выполнение условия
Рл/, Rk2 > Днас R. (6.67)
Транзистор Т1 заперт смещением U э, т. е. U6 — Ua cZ 0 или
I — Л<31 Kt) I R-г I I Ra /g gg\
Rt + «2 «а+Як2 * '
При подаче входного сигнала транзистор Т1 открывается или даже
насыщается, а транзистор Т2 закрывается, так как поступающий на
его базу перепад запирающего напряжения заметно больше перепада
отпирающего напряжения на его эмиттере. В этом состоянии уст-
ройство находится до тех пор, пока из-за перезаряда конденсатора С
потенциал базы не изменится настолько, что транзистор Т2 вновь от-
271
кроется. После этого мультивибратор возвратится в исходное состоя-
ние.
Амплитуду выходных импульсов на коллекторе и эмиттере транзи-
стора Т2 можно оценить по формулам
ДПк2~Ек/?к2/(/?к2 + /?я), (6.69)
анэ - ек едк1—/?ка)/Ц /?к1+/?й)(/?к5 + /?„)]. (6.70)
Длительность импульса, определяемую временем перезаряда кон-
денсатора С, можно найти, если воспользоваться соотношением
t„ CR In
g ^кг +
к RM + j, Яю
R
(6.71)
где Rk\ — сопротивление верхней частоты потенциометра /?К1 между
движком и шиной питания. Изменяя R^i, можно регулировать дли-
тельность формируемого импульса.
Нестабильность длительности импульса (из-за температурной за-
висимости /кз) при А?к li2 /?8 и Ев Rlttat можно оценить по
формуле
In2-
(6.72)
Длительность стадии восстановления определяется временем пере-
заряда конденсатора
7восст^(4...5)С(/?к1 + А>в). (6.73)
Длительности фронта и среза импульса на коллекторе транзистора
Т2 рассчитывают по формулам
/фр ~ Т9К (/?кХ + /?в)/(Рл,(/?к2 + /?э)1, (6.74)
'ср = + ^)- (6.75)
При использовании дрейфовых транзисторов в ждущих мульти-
вибраторах принимаются те же меры для защиты эмиттерных перехо-
дов от пробоя, что и в автоколебательных (см. п. 6.2.1).
Так же поступают и при необходимости улучить форму импульсов,
увеличить их скважность или изменить длительность и стабильность
импульса (см. п. 6.2.2).
Следует отметить, что для ждущих мультивибраторов с эмиттер-
ной времязадающей цепью наиболее удобным способом стабилизации
временных характеристик является применение ИМЭ.
6.4.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Л1улыивибраторы в ждущем режиме рассчитываются совершенно
так же, как и соответствующие мультивибраторы, работающие в авто-
колебательном режиме, причем предельные параметры обоих видов
устройств почти одинаковы.
272
Пример 39. Выбрать схему и рассчитать ждущий генератор импуль-
сов, удовлетворяющий следующим условиям. Амплитуда выходного
импульса t/выхт 15 В, длительность /и = (5...20) мкс, частота
следования запускающих импульсов F = 40 кГц, длительности фрон-
та и среза <фР, Zcp -Д 0,75 мкс, емкость нагрузки Сн = 200 пФ, тем-
пературный диапазон +20...+55с С. Температурная нестабильность
длительности импульса не хуже 5% при 6^, = ±10%.
1. По заданным значениям скважности импульсов и их длитель-
ности можно выбрать ждущий мультивибратор с эмиттерной связью
(рис. 6.28), имеющий примерно те же предельные значения указанных
параметров, что и симметричный мультивибратор с коллекторно-
базовыми связями. Для увеличения Qo наиб применим (в коллектор-
ной цепи транзистора Т1) встроенный эмиттерный повторитель
(рис. 6.7, 6.8). Длительность импульса будем регулировать дискрет-
но, переключая конденсаторы С, и плавно с помощью /?ai (рис. 6.18).
2. Напряжение источника коллекторного питания определяем по
формуле (6.35): Е1( 1,25 • 15 = 18,7 В. Выбираем ] Ек | = 24 В.
3. С помощью соотношений (6.37) оцениваем допустимые напря-
жения коллекторного и эмиттерного переходов транзисторов:
^кэ. 3 „,ах > 0,75 |ЕК 1=18 В; {/эв, о П18х > 0,251 Ек | = 6 В,
^кэ.3шах^2.0,75|Ек| = 36В; УЭБ, oQias | Ек | = 24 В.
По заданному значению Сснаиб с помощью выражений (6.3), (6.71),
(6.73) находим требуемую величину P,v транзисторов
R in 2
Зснаиб 1+ (3... 5)/?к,^+4)/(4^)
0,695-4-РД
Анас (Д\ + 4)
~ 1 +
Для Каас = 2 рд, > 20,0.
Используя выражение (6.11), рассчитаем звачение tjjv, как и в пре-
дыдущих примерах*
T;,V аг
0,75-10~а
0,75-0,8-(2... 3)
аг (0,42... 0,63) мкс.
Если ввести блокирующую базовую цепь /?бДб (см. рис. 6.4) и при-
нять напряжение запирающего смещения близким к нулю, то полу-
ченным требованиям удовлетворят транзисторы типа МП40А (см. при-
ложение III). Однако, когда транзисторы работают при повышенной
температуре, напряжение (7кэ, з max уменьшается до 20 В. Во избежа-
ние пробоя транзисторов следует ввести в коллекторную цепь Т1,
цепь Еф, Дф и /?ст, фиксирующую коллекторное напряжение.
Условие Еф 20 В можно выполнить с помощью двух последо-
вательно включенных кремниевых стабилитронов типа Д809. Сопро-
тивление резистора /?ст, задающего наименьший допустимый ток ста-
билитронов, выбираем равным 1 кОм.
В качестве диодов Дф и Дб используем диоды типа Д20.
4. Предполагая, что /?к1. к2 +> /?э, с помощью соотношений (6.71),
(6.72) по заданной температурной нестабильности длительности им-
273
пульса находим наибольшее допустимое сопротивление резистора:
т Н (^K3^) + 6zy 1 у \
g ____ Т I 1 'КЗ_________1э ОТ2^ РТ~ К В) х
11 ttt I Дк + /кзЯ— б'кд Us оТ2—б/от)2
(Ц; отг + б/рт + п))/?и2 ______100%___
/?К1 J In (1 +24/23,5)
ху_(30.0,7-11,4/кзЯ)}<5%,
Находим наибольшее допустимое сопротивление резистора:
R^ 73’8'10:1 4,6. Ю3 Ом.
/кз
При таком значении R даже для = 20 и /<нао = 2 сопротивление
/?к2 « 430 Ом, а ток /к н = 50 мА < /Кнаиб- Принимаем R —
= 4,3 кОм.
5. Из условия (6.1) определяем /?ь.2 + 430 Ом. Выбираем RKi =»
= 470 Ом.
6. По формуле (6.69) находим Rs — 0,15 кОм.
7. Используя соотношение (6.75) и учитывая действие фиксирую-
щего диода, проверяем, правильно ли выбран тип транзисторов
тзк = + |СН + См + (1 + РлО -Ск] /?к (3,18 + 0,52) мкс,
/ср = 3,7- 10-в-470-150.0,75/(620-620) ~ 0,5 мкс.
Длительность среза оказывается меньше требуемой.
8. При определении требуемого значения f+v в п. 3 принималось
7?к1 ~ Rk2- ПОЭТОМУ О6ЫЧНО ВЫбирЭЮТ
/?к1-(1,5... 2,0)/?к2. (6.76)
Принимаем /?к1 = 910 Ом.
9. По формуле (6.71) рассчитываем емкости конденсаторов С.
Так как длительность импульса изменяется с помощью потенциомет-
ра /?к1 не более чем в 2 раза, то весь диапазон регулирования делим на
три поддиапазона. Наибольшая емкость
Принимаем Спаиб = 7500 пФ. Затем находим наименьшую дли-
тельность импульса при С„аиб и определяем следующее значение
С' = = 3,8 нФ. Принимаем С' = 4300 пФ. И наконец,
4,3-105-0,7 г
Свапм = ТТЖоТ = 2,3 иф< Принимаем Снаим = 2400 пФ.
10. Проверяем, обеспечивается ли время восстановления исход-
ного состояния мультивибратора при <20наиб = 10:
Твосст = (3 . 5) CHalIg (ЯЭ II ^к2 + Гд пр + Гб2"Ь /?К1/Рл)» (6.77)
Твоссх = (3,,, 5) • 6,8 • 10~6(50 +110 + 200) s (3,7,,. 6,1) мкс < 7^ треб.
274

11. Используя условия (6.68) и условие насыщения транзистора Т!
Ек Г (Ек—Uк ni) iTi 1 I 1 I 1 \ ^нас ( Ек—Utt н \ 7c,
+ M M (тгпг)’ (6-78)
находим сопротивления R' s 3,6 кОм, R” = 1,1 кОм.
12. Сопротивление резистора в эмиттерной цепи транзистора ТЗ
можно выбрать, задав лишь одно условие: чтобы при насыщенном
транзисторе Т1 ток через транзистор ТЗ обеспечивал нормальный ра-
бочий режим прибора. Выбираем Ri = 3 кОм.
13. Оцениваем сопротивление резистора R^i и потенциометра /?к1»
учитывая, что R^ « 0,5 RK1. Выбираем R^i 390 Ом. Тогда
= 620 Ом.
14. Рассчитываем мощность, рассеиваемую резисторами схемы:
Prk2 0,703 Вт, принимаем PnKi = 1 Вт;
Рц^ = 0,22 Вт, принимаем Рц = 0,25 Вт;
Pr , 0,461 Вт, принимаем Рр' =0,25 Вт, Рр« = 0,5 Вт,
"к1 Г «к1 «К1 ’
Все остальные резисторы рассеивают мощность, меньшую 0,125 Вт.
15. После расчета всех элементов схемы рассчитывается цепь за-
пуска.
Задача 37. Рассчитать заторможенный мультивибратор на одно-
типных транзисторах по следующим исходным данным. Амплитуда
выходного импульса UBblx m 5 В. Наибольшая частота запускающих
сигналов /?ваиб = 82 кГц. Длительность выходных импульсов
/и = (2,5...5,0) мкс. Длительность среза импульса не более 0,2 мкс.
Емкость нагрузки Сн = 100 пФ. Температурный диапазон 20...85° С.
Допустимая температурная нестабильность длительности импульса
5%.
И
Задача 38. Рассчитать заторможенный мультивибратор с эмиттер-
ной связью по следующим исходным данным. Амплитуда импульса
В, его длительность /и — 100 мкс. Время восстановления
не более 20 мкс. Длительности фронта /фР sgC 1,0 мкс и среза /ср
5 мкс. Емкость нагрузки С„ — 500 пФ. Температурный диапазон
20...85° С. Допустимая нестабильность длительности импульса б/.,
С 4%.
Глава 7
БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР.
7.1. Режимы работы и основные характеристики
Блокинг-генератором называют регенеративное устройство на од-
ном усилительном каскаде, в котором обратная связь осуществляется
с помощью трансформатора (рис. 7.1). Благодаря регенерации возра-
стает крутизна нарастания и спада выходного импульса (поэтому со-
кращается время, в течение которого формируются фронт и срез); по-
вышается нагрузочная способность схемы и уменьшается нестабиль-
ность параметров выходного импульса.
Блокинг-генератор может работать в автоколебательном и ждущем
режимах. В автоколебательном режиме блокинг-генератор (рис. 7.1, а)
используют как релаксационный генератор прямоугольных импуль-
сов. В ждущем режиме блокинг-генератор (рис. 7.1, б) применяется
для усиления, преобразования и формирования коротких импульсов
с крутыми перепадами. При этом устройство может играть роль как
Ркс. 7.1. Схемы блокинг-генераторов на биполярном транзисторе при рабо-
те в автоколебательном (а) и ждущем (б) режимах.
усилителя-формирователя, так и усилителя-ограничителя. В первом
случае длительность выходного импульса определяется параметрами
схемы. Во втором длительность выходного импульса зависит от дли-
тельности входного импульса.
Блокинг-генератор обладает высокой экономичностью, так как он
потребляет энергию только в течение формирования выходного им-
пульса. Усилительный элемент находится в проводящем состоянии
в течение коротких промежутков времени, поэтому можно использо-
вать сильно форсированный режим. В этом случае сравнительно мало-
мощный элемент обеспечивает токи значительной величины. Тем самым
существенно сокращаются длительности фронта и среза, так как уско-
276
ряется перезаряд паразитных емкостей. На выходе блокинг-генера-
тора можно получить импульсы с длительностью фронта порядка де-
сятков и единиц наносекунд.
При помощи блокинг-генератора можно формировать мощные им-
пульсы наносекундного диапазона. Даже при использовании сравни-
тельно маломощного усилительного элемента мощность в импульсе
может составлять десятки и сотни ватт.
Трансформатор в цепи обратной связи дает возможность согласо-
вать выход схемы с ее входом, благодаря чему заметно возрастает кру-
тизна нарастания фронта выходного импульса. Одновременно он обес-
печивает гибкую связь с нагрузкой, позволяя получить импульсы на-
пряжения любой полярности с амплитудой, превосходящей напряже-
ние источника питания, или импульсы тока, большего тока усилитель-
ного элемента.
В настоящее время наиболее часто применяются блокинг-генера-
торы на биполярных транзисторах.
7.2. Схемы и расчетные формулы
При работе блокинг-генератора в автоколебательном режиме
(рис. 7.1, а) полярность напряжения Всм выбирается отпирающей,
поэтому по мере разряда конденсатора С потенциал базы, изменяясь
монотонно, достигает напряжения отпирания транзистора и в схеме
автоматически возобновляется новый цикл формирования выходного
импульса. Обычно в качестве Есм используется источник коллектор-
ного питания. ।
При работе блокинг-генератора в ждущем режиме (рис. 7.1, б)
полярность напряжения £см выбирается запирающей, поэтому после
полного разряда конденсатора С транзистор остается закрытым и но-
вый цикл формирования импульса не может начаться до тех пор, пока
на вход схемы не поступит импульс, отпирающий транзистор. Для за-
пуска блокинг-генератора, работающего в ждущем режиме, обычно
используется его базовый вход. Полный цикл формирования импульса
можно разбить на следующие стадии.
Стадия формирования фронта. Начинается в момент времени t0
(рис. 7.2), когда транзистор отпирается и в схеме благодаря регенера-
тивной связи начинается лавинообразное нарастание токов и напря-
жений. Эта стадия заканчивается, когда транзистор попадает в область
насыщения и перестает усиливать, поэтому регенерация прекращается.
Условие регенерации, обеспечивающее лавинообразное изменение
токов и напряжений, для транзисторной схемы можно записать в виде:
ЯЛос>1, (7.1)
где K.i = $NyK—коэффициент усиления по току с учетом шунтирую-
щего действия цепи обратной связи; ?к = [1 Н-Гб Дн((+₽л')/(^б +
+ Дн)гк1~1 — коэффициент токораспределения в коллекторной цепи;
уос = п£н/(/?„ +Гб)— коэффициент передачи тока по цепи обратной
277
связи; <’б = «2''с — сопротивления Rn и гб, приведенные
к первичной обмотке; n=IFl/W/2 и —коэффициенты тран-
сформации в цепях обратной связи и в цепи нагрузки.
Величину коэффициента трансформации в цепи обратной связи
следует выбирать так, чтобы во время регенеративной стадии переход-
ные процессы протекали с наибольшей скоростью. Благодаря ускоре-
нию регенеративных процессов сокращаются длительности фронта и
среза импульса и, что не менее важно, повышается надежность и ста-
бильность работы блокинг-генератора. Оптимальное значение коэффи-
Рис. 7.2. Эпюры напряжения и токов в схеме блокинг-генера-
тора
диентс трансформации, при котором длительность фронта достигает
минимальной величины, определяется формулой
Г ^r7,v + z.sK: + /?'(CK+-c-/₽;vH ’
где = Сн/пй — емкость нагрузки, приведенная к первичной об-
мотке.
При оптимальном коэффициенте трансформации длительность
фронта примерно равна
Фр «опт
. Ls .
XTN + — +
г к
278
+ |/ + + ^С„ПЗпт 1 + т™Гб(Ск + С’н)
(7.3)
Эта формула позволяет оценить наименьшую длительность фронта,
которую можно получить при возбуждении блокинг-генератора им-
пульсами с крутыми перепадами. При работе в автоколебательном ре-
жиме, а также при возбуждении ждущего блокинг-генератора медлен-
но нарастающим сигналом длительность фронта выходного импульса
в 1,5—3 раза больше своей наименьшей величины.
Стадия формирования плоской вершины Начинается в момент
времени ti (см. рис. 7.2), когда транзистор переходит в область насы-
щения и перестает управляться базовым током. При этом регенерация
прекращается и начинает формироваться плоская вершина импульса.
На этой стадии напряжения на обмотках трансформатора почти не
меняются, так как насыщенный транзистор обладает сравнительно
малым выходным сопротивлением. По этой же причине остается неиз-
менным и потенциал коллектора, который фиксируется на уровне
(/К1Г Но из-за заряда времязадающего конденсатора С существенно
изменяется потенциал, а следовательно, и ток базы.
Ток коллектора сначала уменьшается из-за уменьшения тока во
вторичной обмотке трансформатора. Однако спустя некоторое время,
когда преобладающее-значение приобретает ток намагничивания, ток
коллектора начинает возрастать. Такой режим характерен для схем
на биполярных транзисторах. В этом случае удается существенно по-
высить стабильность длительности выходного импульса ta, что сопро-
вождается необходимостью уменьшать индуктивность Д первичной
обмотки. -
В блокинг-генераторе на биполярном транзисторе минимально до-
пустимую индуктивность намагничивания первичной обмотки транс-
форматора определяют, руководствуясь неравенствами
наиб и Л1>(3...4)Тгл/ПГб. (7.4)
I К, и max / к н
Первое неравенство исключает выход из строя транзистора из-
за превышения током коллектора максимально допустимой величины
/к и max, а второе предотвращает увеличение длительности фронта из-
за заметного роста тока намагничивания во время формирования
фронта.
В схемах, предназначенных для формирования импульсов длитель-
ностью в единицы микросекунды и более, рекомендуется включать
в цепь базы резистор R6 (см. рис. 7.1), сопротивление которого в 2—3
раза превышает объемное сопротивление базы гб, чтобы избежать ин-
дивидуальной наладки схемы (при /?б = 0 неизбежной из-за разбро-
са гб) и одновременно уменьшить пределы изменения длительности им-
пульса с изменением напряжения Ек. Однако включение резистора
в цепь базы увеличивает длительность фронта, поэтому сопротивление
/?б не следует выбирать чрезмерно большим. При R6 = (2...3) гб дли-
тельность фронта увеличивается на 20...30%. Для уменьшения дли-
271?
тельности фронта целесообразно шунтировать резистор 7?б конден-
сатором С5 небольшой емкости, которую обычно подбирают экспери-
ментально при наладке схемы, предварительно руководствуясь соот-
ношением Сб » /фР/7?б.
Длительность плоской вершины импульса /и зависит от продол-
жительности работы транзистора в области насыщения, которую мож-
но регулировать, изменяя скорость спада тока базы, выбрав соответ-
ствующей величины емкость хронирующего конденсатора С. Для рас-
чета этой емкости, так же как в усилителе-формирователе (см. § 4.2),
прежде всего определяют значение функции
_________________Н 1' б ~Г ^0/_________________ ) 6 и ।
₽jv(*b/Th) [1 +п£см Сб + Лб)/(£К— ик н) 7?] (L1
ДЛ/ тн
____См____
R (EK — UKn)
(7.5)
Затем при помощи графиков на рис. 4.3 находят величину
_____________(и_______ Г । ___ С (/б -р- Rfj)
ф- С(гб + 7?б) L______________тн
(7.6)
соответствующую данному значению N&. В результате емкость хро-
нирующего конденсатора
С — t„/(r6 -ф Дб) ((и/тн + Хф).
(7.7)
Эту емкость можно рассчитать и по приближенным формулам
(4.10) — (4.12), заменив в них тук на твх = С (гб + Дб). В частности,
если длительность импульса ta > (2....3) тв, то можно использовать
упрощенную формулу
Есы \ /Г Ек / 1 1 tw \ £см 11
R //[ к Ян Гб + ^б Lj~ R ])
В транзисторном усилителе в качестве хронирующего элемента
можно использовать не только емкость С, но и индуктивность намагни-
чивания Lf трансформатора. Схема с индуктивным управлением бо-
лее проста, так как в учей отсутствует конденсатор С. При этом, во
время формирования плоской вершины ток базы практически не ме-
няется. Транзистор выходит из насыщения благодаря нарастанию
тока намагничивания, что способствует рассасыванию избыточных
носителей через коллекторный переход. В схеме с индуктивным
управлением величину Lt, необходимую для формирования импульса
с наибольшей длительностью ^инаиб, определяют по формуле
Тн Г, I Д наиб
1 + —-------- 1 —ехр — ----------
___у ______________*и наиб» L_______\__}'н. L1
1 “ *и наиб Q
Pw _ 1 ) Г
П Со + Re) Ra J L
1 —ех
Д наиб
(7.9а)
Тн наим
280
На практике транзисторные блокинг-генераторы с индуктивным
управлением используют сравнительно редко, так как с изменением
температуры и нагрузки длительность импульса в них изменяется
в больших пределах, чем в устройствах с хронирующим конденсато-
ром, что обусловлено зависимостью параметров транзистора p.v и тн,
а также проницаемости цд ферромагнитного сердечника от темпера-
туры. В схемах, предназначенных для формирования импульсов дли-
тельностью /и > т„, в основном сказывается влияние и цд. По-
этому использование схемы с индуктивным управлением в устройствах,
предназначенных для формирования длинных импульсов и работаю-
щих на постоянную нагрузку, вполне оправдано. При /и > тн индук-
тивность намагничивания определяется следующей упрощенной фор-
мулой:
наиб (^б + гб) П
$N—n(r(, + RQ)/R^ '
(7.96)
В схемах же, формирующих импульсы с длительностью, сравни-
мой с постоянной времени тн, наблюдаются изменения /и, составля-
ющие десятки процентов. Такое изменение длительности импульса
с изменением температуры в основном обусловлено зависимостью по-
стоянной времени тн от температуры.
Для повышения стабильности длительности импульса необходимо
по возможности уменьшать индуктивность намагничивания. В резуль-
тате уменьшится нестабильность /и, вызываемая изменением не только
температуры, но и нагрузки. Поэтому при расчете блокинг-генерато-
ра, работающего в широком диапазоне изменений температуры и на-
грузки, необходимо выбирать индуктивность Ц возможно меньшей
величины, руководствуясь неравенствами (7.4).
При работе в автоколебательном режиме индуктивность первичной
обмотки рассчитывают по формуле
^1=к + (^-тн)(1-е ’н)]/^Фвг.
(7.10а)
где
_____^см
R н)
ТВХ
--Тп
1
п (гб + ^б)
При /и;>3тн формулу (7.10а) можно упростить
10 Зак. 257
281
Так же, как в ждущем режиме, и в автоколебательном режиме ми-
нимальная величина Ц ограничена неравенствами (7.4).
Стадия формирования среза выходного импульса. После рассасы-
вания избыточных носителей транзистор из области насыщения пере-
ходит в активную область и начинает управляться по базовой цепи.
При этом петля обратной связи замыкается и в схеме возобновляется
регенерация, благодаря чему ускоряется спад токов и напряжений.
В транзисторных схемах длительность среза обычно оказывается
несколько меньше длительности фронта. Это объясняется появлением
всплеска тока в базовой цепи (см. рис. 7.2), который ускоряет форми-
рование среза выходного импульса.
Стадия восстановления. После запирания эмиттерного перехода
в момент времени ts (см. рис. 7.2) транзистор оказывается в области
отсечки. В схеме прекращается регенарация и начинается стадия вос-
становления. Поскольку транзистор работает в области отсечки, то
токи базы и коллектора быстро спадают. Спад коллекторного и базо-
вого напряжений происходит по мере рассеяния энергии, запасенной
в сердечнике трансформатора и в емкостях.
В зависимости от сойрбтивления 7?нд, нагружающего трансфор-
матор, процесс установления коллекторного напряжения может но-
сить апериодический или колебательный характер. В блокинг-гене-
раторе следует избегать колебательного режима, подбирая параметры
демпфирующей цепи. При работе в колебательном режиме вторая полу-
волна напряжения обратной полярности, возникающая после первого
всплеска, трансформируясь во входную цепь, может привести к са-
мовозбуждению схемы, работающей в ждущем режиме. При этом уст-
ройство может либо выдавать пачку импульсов на каждый входной
импульс, либо с первым пришедшим импульсом переходить в режим
автоколебаний. Колебательный процесс можно исключить, шунтируя
контур сопротивлением
Янп>0,5/7^Со. (7.11)
При этом в коллекторе транзистора образуется апериодический
выброс с амплитудой
+ (7.12)
где Со яз Ск + CJn? + СМ— суммарное значение паразитной ем-
кости, приведенной к коллекторной цепи.
Графики функции Y (т) в зависимости от величины коэффициента
т = LiICqRhz приведены на рис. 3.14 [при от >20 можно считать
Y (т) ж 1].
При включении демпфирующей цепи в коллекторную обмотку
(рис. 7.1, а)
х, = «н 7?в (7?! + rnp)7(nS RH + 7?х + гпр), (7.13).
а при включении в нагрузочную обмотку
7?нд = «н74гпр/(7?н/г1 + гпр), (7.14)
282
fnp — сопротивление демпфирующего диода в проводящем состоянии.
Выражение (7.12) обычно используется для определения предель-
но допустимой величины напряжения коллекторного источника пита-
ния Ек. Чтобы предотвратить пробой коллекторного перехода тран-
зистора, необходимо соблюдать условие t/Kamax t/кэ, зтах, ДЛЯ
выполнения которого требуется ограничить напряжение коллектор-
ного питания величиной
Е ---------Е-КЭ^ тах------. (7. i 5)
1 +^н Д (т) 61 наиб/L1
При заданной длительности импульса ta амплитуду выброса можно
уменьшить, увеличивая индуктивность намагничивания и умень-
шая сопротивление /?н д. При этом можно увеличить напряжение источ-
ника питания Ек и тем самым повысить эффективность использования
транзистора. Однако указанные меры, обеспечивающие уменьшение
амплитуды выброса, непременно приводят к увеличению времени за-
тухания выброса. Ток намагничивания спадает с постоянной времени
Тц,д = Li/RHa, поэтому с увеличением индуктивности Ц или умень-
шением сопротивления 7?нд возрастает продолжительность времени
восстановления напряжения.
Всплеск в базовой цепи представляет собой результат наложения
выброса напряжения, обусловленного действием тока намагничива-
ния, и падения напряжения на сопротивлении R от тока разряда кон-
денсатора С. Чтобы ускорить восстановление базового напряжения, не-
обходимо по возможности уменьшить как постоянную времени траз =
= CR разряда конденсатора, так и постоянную времени трд =
= А(//?нд спада тока намагничивания. Время восстановления базово-
го напряжения обычно определяется продолжительностью разряда
конденсатора, так как в практических схемах обычно траз > тцд.
Амплитуду всплеска в базовой цепи можно оценить при помощи
формулы
п L м
в которой первое слагаемое представляет собой амплитуду всплеска,
образуемого в базовой цепи под воздействием тока намагничивания
трансформатора. Второе слагаемое определяется максимальным па-
дением напряжения на резисторе R от тока разряда конденсатора С.
Чтобы предотвратить пробой эмиттерного перехода, необходимо со-
блюдать условие t/б max t/эво max, Для выполнения которого следует
выбирать напряжение источника коллекторного питания Ек, исходя
из неравенства
F <--------”-^БО ГТ1ах---- (7.16)
1 Ч" /?н Д Iх (/и) /и наиб/1-1
(квотах — максимально допустимое напряжение эмиттерного пере-
хода транзистора).
10* 283
При работе в ждущем режиме время восстановления базового на-
пряжения можно оценить формулой
Твосст = (2...3)/?С. (7.17)
В автоколебательном режиме по истечении времени
T = RC In (Ц-£к/п£сМ) (7.18)
потенциал базы достигает напряжения отпирания транзистора t/90T
и в схеме возобновляется новый цикл формирования импульса. Выра-
жением (7.18) и определяется период генерируемых импульсов.
Сопротивление резистора R в цепи базы выбирают: в ждущем ре-
жиме из условия надежного запирания транзистора
R Есм/1 go наиб»
в автоколебательном — исходя из допустимого изменения периода
колебаний Д7771 с изменением температуры
/вд наиб
7.2.2. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
Пример 40. Рассчитать блокинг-генератор, генерирующий импуль-
сы амплитудой 120 В, длительностью /и = 6 мкс и с периодом колеба-
ний Т — 50 мкс, относительное изменение которого Д TIT должно быть
не более 0,2 в температурном диапазоне от — 60 до 60° С. При работе
на нагрузку Ra = 100 кОм и Сн = 30 пФ длительность фронта выход-
ного импульса /фр 1,5 мкс.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к длитель-
ности фронта и амплитуде выходных импульсов. В данном примере
следует использовать высоковольтный транзистор, позволяющий по-
лучить выходной импульс амплитудой 120 В при сравнительно боль-
шом коэффициенте трансформации пв = для обмотки нагрузки.
При малых пв возрастает длительность фронта импульса, так как уве-
личивается емкость нагрузки = СнМн, приведенная к первичной
обмотке. Кроме того, уменьшается сопротивление нагрузки =
= Rn!nB, приведенное к первичной обмотке.
Выбираем высоковольтный германиевый транзистор МП20А, ко-
торый характерен сравнительно большими максимально допустимыми
напряжениями коллекторного и эмиттерного переходов. Поскольку
в схеме транзисторного блокинг-генератора коэффициент трансфор-
мации для базовой обмотки п = WJWz обычно близок к единице, то
выброс напряжений, который передается с коллектора на базу, ока-
зывается сравнительно большой амплитуды. Поэтому при исполь-
зовании транзисторов с низким пробивным напряжением необходимо
принимать специальные меры, чтобы предотвратить пробой эмиттер-
ного перехода.
284
2. Принимая Ек примерно в 1,5...2 раза меньше максимально допу-
стимого напряжения коллектор—эмиттер при закрытом транзисторе
(£/кэ 3 тах = 20 В), определяем коэффициент трансформации для
обмотки нагрузки
ziH iv Ек/нвых.
При стандартном значении Е„ = 12 В имеем пн = 0,1. Обычно
в автоколебательном режиме Ек одновременно используют в качестве
источника смещения Есм — Ек.
3. При помощи формулы (7.2) рассчитываем оптимальное значение
коэффициента трансформации цепи обратной связи:
„ = 1/ R*x™ = I / 10М0~7 « 1 2
°ПТ У гб1^ты + ^(ск + СМ] У 3001100+ 1 (90+ 60)]. 10-’
(гб = 300 Ом; = 0,1 мкс; / = 50;
Ск = Скп + Скд = 80 + 10 = 90 пФ).
4. Пользуясь формулой (7.3), оцениваем величину /фр5
(фр = [о,1 + /0,014-0,1.0,3(0,09 + 3)] « 0,8 мкс.
Для схем на низкочастотных транзисторах в формулах (7.2) и (7.3)
слагаемыми, пропорциональными Le, можно пренебречь.
5. Рассчитываем параметры 7?С-цепи, определяющие период коле-
баний Т. Сначала по формуле (7.18) вычисляем постоянную времени
RC, учитывая, что Есм = Ек:
Т б-Ю-’ _0Q
7?С =-----------=------------~ 83 мкс.
1п(1 + 1/П) 111(1 + 1/1,2)
Исходя из допустимого изменения период колебаний с изменением
температуры, находим наибольшее значение сопротивления резистора
R по формуле (7.20)
= —12•°:2-..- « 32 кОм,
/«о наиб Т 0,076-10’8
где
/ко наиб = И- Ю-в ^кб ехр( —0,08Д/®) =
= 14- 10~в- 12ехр[ — 0,08 (70-60)] » 76 мкА (см. пример 2).
Выбираем R — 30 кОм и рассчитываем емкость хронирующего
конденсатора
С =---------------- — = 2,75 нФ.
/?1п(1 + 1/л) 3.104-0,6
Номинальное значение С « 2,7 нФ.
6. Оцениваем индуктивность первичной обмотки Llt предваритель-
но рассчитав постоянную времени
t„y = С (г5 + R6) = 2,7 10~» (300 + 750)« 2,8 мкс,
ВХ
285
Сопротивление стабилизирующего резистора /?б выбрано равным
2,5 гб = 750 Ом. Чтобы предотвратить увеличение длительностей
фронта и среза выходного импульса, резистор 7?б шунтируют ускоряю-
щим конденсатором (рис. 7.1, б) емкостью Сб ~ = !нф-
Поскольку длительность импульса ta > Зтн, то индуктивность
первичной обмотки можно рассчитать по упрощенной формуле (7.106):
Е, (6 + 5-1^102750« 1.5 мГ.
ехр (—2,15) 1 1
1,2(300 + 750) ~ 50-103 + 3-104^ ~еХр (~2,15)1
Проверяем, выполняются ли неравенства (7.4), лимитирующие ми-
нимальное значение индуктивности первичной обмотки:
Е ----£инаи£— = J2----64^2-----= 0,25 мР
/К, и шах /кн (300 —24).10’3
> (3... 4) пгб = (3... 4). 10“’. 1,2.300 «(0,1 ... 0,15) мГ,
где
7. Выясняем, требуется ли включить демпфирующую цепь для
исключения колебательного режима и уменьшения амплитуды выбро-
са. Для этого рассчитываем суммарное значение паразитной емкости
Со, приведенное к первичной обмотке:
со = Скп + —+ -% = ff8 * * *0+ —+ — )].10-12«3,15 нФ
кп п2 «(; I ( 1,44 0,01 /]
и по формуле (7.11) определяем сопротивление 7?нд, обеспечивающее
апериодический режим работы:
RBl><
/L, = 1 /^1,5-10-8
Со 2 V 3,15.10-’
350 Ом.
В данном примере целесообразно включить демпфирующую цепь
в первичную обмотку трансформатора (рис. 7.1, а), с тем, чтобы умень-
шить величину паразитной емкости, приведенной к первичной обмотке.
Сопротивление резистора R\, включаемого последовательно с демпфи-
рующим диодом, рассчитывают по неравенствам

1 > 1 1
R1 + гпр йнв Rh
, ^КЭ, з max~
7 гпр“
'ц
_1______I________1
350 103 540 [Ом] ’
20—12
48-10“3
гпр« 160 Ом—гщ
выбирая меньшее значение Выполнение первого из этих неравенств
исключает колебательный режим, а второго—ограничивает амплитуду
выброса на уровне, не превышающем С'кэ, 8Шах-
286
Выбираем германиевый диод Д312 с импульсным сопротивлением
25 Ом, включив последовательно 7?1=100 Ом.
8. При помощи формулы (7.12) находим максимальное обратное
напряжение коллектор—эмиттер:
t/кзтах^^кП + Ян = 12Ц + ПО-10~3.6/1,15j«
« 17,3 В< Дкэ.зтах = 20 В.
Здесь
Дя д = (7?! + гпр) || = НО Ом; Y (т) л; 1, соответствующее зна-
чению т > 20.
9. Определяем амплитуду выброса в базовой цепи:
U. max = 14,4 В < t/ЭВО max. (7.19)
Отклонение от неравенства (7.19) на 20...30% вполне допустимо.
Если же требуется существенно изменить п, то следует обеспечить вы-
полнение неравенства (7.19), уменьшая или Ек, или Днд.
10. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе мощ-
ность допустимой величины:
. । Аманатах 4 i Акн+Лтгг; f ।
^фр+ 4 Др + 2 Укв‘и +
I
I
, , Р/Т / / —/ И 1 Г 24-10-3-12 , 72-10-^17,3 ,
"г ' ко наиб ск О 1ФР 4ср/1 эд I 4 -Г 4 ”г
+ 10-8.0,1.6 + 0,076.10-3.12(50—6— 1 —1)]«
я» 7 мВт < Рк. шах = ——— = 75 мВт.
0,33
।
I
При расчете считали /фр = /ср = 1 мкс; ^Кн — 0,1 В; 1ктл> /кн +
+ Ек/и/А1 = 72мА.
11. После выбора параметров схемы приступаем к контструктив-
ному расчету трансформатора (см. приложение II).
Пример 41. Рассчитать блокинг-генератор, предназначенный для
работы в качестве усилителя-формирователя коротких импульсов,
длительность которых следует ограничить пределами ta наим =
= 12 мкс и ta цаиб = 15 мкс при изменении нагрузки в широком диа-
пазоне. Ток нагрузки достигает своей наибольшей величины /н напб =
= 1,1 А при сопротивлении нагрузки /?н наиМ = 2 Ом и емкости
СанаИб = 1 нФ и уменьшается до уровня /ннаим = 20 мА при
Ян Наиб = ЮО Ом и Сн наим = 50 пФ. Длительность фронта /фр <7
0,1 мкс. Наибольшая частота усиливаемых импульсов Япа1)0 =
= 10 кГц. Температура меняется в пределах от 25 до 60° С. Изменение
напряжений источников питания не превышает 10%.
1. Выбираем транзистор, руководствуясь требованиями к току
нагрузки и длительности фронта. Чтобы обеспечить сравнительно вы-
сокую стабильность длительности импульса при изменении нагрузки
и температуры в широком диапазоне, необходимо ориентироваться па
транзистор, обладающий большим допустимым током коллектора.
287
Остановимся на германиевом мезапланарном высокочастотном
транзисторе ГТ323А типа п-р-п средней мощности, максимально допу-
стимая величина тока коллектора которого /К( и max — 1 А.
2. Задаемся коэффициентом трансформации пи для обмотки нагруз-
ки, стремясь выбрать его как можно большим с тем, чтобы в момент
перехода транзистора в область насыщения ток коллектора 1К н был
возможно меньшим (/к н ж 1а!п^. При этом, имея запас по току
(А/к доп=/к,ИШах—^кн). можно заметно уменьшить изменение длитель-
ности выходного импульса А/и, обусловленное изменением нагрузки
и параметров транзистора в диапазоне температур. Нестабильность
/и можно снизить, увеличивая ток намагничивания, т. е. уменьшая ин-
дуктивность первичной обмотки выходного трансформатора. Мини-
мально допустимая величина этой индуктивности для высокочастот-
ных транзисторов почти всегда определяется запасом по току
[см. неравенства (7.4)].
Наибольшее значение коэффициента трансформации «в лимити-
руется напряжением источника коллекторного питания Ек —
= IaRann, которое в свою очередь ограничено максимально допусти-
мым напряжением коллектор—эмиттер для закрытого транзистора
^кэ,3[пах. При расчете блокииг-генератора можно ориентироваться на
величину f/кэ.з шах> так как благодаря регенерации фронт коллек-
торного напряжения формируется за время значительно меньше тц^,
поэтому исключается возможность пробоя в момент отпирания тран-
зистор а1).
Выбрав п„ = 5, будем иметь запас по току
и ДОц = /к. и max— А наиб ~ 1 — 1,1/5 0,78 А.
При этом требуемое значение напряжения источника коллектор-
ного питания
Ак ~ + ^н наиб R„ наиб “ 5 • 1,1 -2 = 11 В,
что в 20/11 = 1,8 раз меньше максимально допустимого напряжения
7/кэ,3 щах — 20 В. Выбираем стандартное значение Ек — 12 В.
3. Рассчитываем оптимальное значение коэффициента трансфор-
мации цепи обратной связи по формуле (7.2), подставив в нее
Ан ” Ra наим = 300 Ом; наиб ~ 40 пФ; Ls = 5 мкР;
А,/г: 5 нс; Гб 4- Ro — 100 Ом; Ск = Скп + Свп = 48 + 8 »5G пФ:
„оо,=1/—щу±а—«од ,
п J/ 100(2,4 + 5 + 0,05.58)
4. Оцениваем длительность фронта по формуле (7.3):
Z*₽ = >[2’4 + 5 +
') При длительности фронта, сравнимой с TpW, такой пробой возможен из-за
умножения носителей в коллекторном переходе, обратное смещение иа котором
нс успевает заметно измениться при отпирании транзистора.
288
+ |/ (2Л + 5)2 + 5.56(0,6)2^1+|^ + 2,4-0,1 (56+ 40) X
X 10-8^86 нс.
5. Определяем индуктивность первичной обмотки, руководствуясь
неравенством (7.4):
L >£ ------'инадб---= i2 J2-10T1. «о, 18 мГ;
— к / -.1—0 99
К, и max 'нианб 1
/-i>(3... 4)тГЛ,«(гб + Дб) = (0,5... 1,0) мкГ.
Выбираем Ц = 0,2 мГ.
6. Рассчитываем суммарное значение паразитной емкости, приве-
денное к первичной обмотке,
С0=Г 484—— + -&].10“12^450 пФ
° [ (0,6)2 (5)2 J
и по формуле (7.11) находим сопротивление
£ <±1/"к = S1122L-660 Ом.
д 2 V Со 2 Г 0,45-10-”
Включив в первичную обмотку трансформатора демпфирующую
цепь (рис. 7.1, а), состоящую из диода и резистора R1, сопротивление
которого определяется из неравенства
1 > 1________1 _ 1______IO-3 ~ 1
+ RHli Rh нви-' 660 2,5 900 (Ом1 ’
можно исключить колебательный режим. Однако при высокоомном
сопротивлении Rt — 900 Ом амплитуда выброса напряжения дости-
гает недопустимо большой величины, так как ток намагничивания
трансформатора = ЕК1И1Ь1 — 0,9А сравнительно велик. Поэтому
оценим сопротивление резистора R\ из условия
— гпр = Гпр = 90 Ом-Гпр, (7.20)
выполнение которого гарантирует уменьшение максимального обрат-
ного напряжения коллектора 1/кэтах до уровня, не превышающего
Сфэ, з тах = 20 В. Поскольку сопротивление Ri, рассчитанное по фор-
муле (7.20), сравнимо с сопротивлением диода гпр, то в качестве дем-
пфирующей цепи следует использовать только диод без резистора R1
(рис. 7.3). В качестве демпфирующего диода можно применять крем-
ниевый мезадиод 2Д503А. Так как для диода 2Д503А максимально до-
пустимый ток в импульсе составляет всего 200 мА (если длительность
всплеска напряжения не превышает 10 мкс), то необходимо включить
параллельно не менее пяти диодов.
7. Максимально допустимое обратное напряжение эмиттер —
база f/эБОшах Для транзистора ГТ323А составляет всего 2 В. Поэтому,
289
чтобы предотвратить пробой эмиттерного перехода, в цепь базы вклю-
чаем диод Д2 (рис. 7.3). Можно использовать мезадиод 2Д503А, име-
ющий Уобртах = 30 В.
Рис. 7.3. Схема блокинг-генератора с дио-
дом в цепи базы.
8. Исходя из заданной длительности импульса tu рассчитываем
емкость хронирующего конденсатора. Поскольку ta тн, то для рас-
чета можно использовать формулу (7.8), из которой следует, что
С = ~~То " = иаим/^б + #б) 1п
Г6+ Re
________и(гб + /?б) R___________
Дк f 1 I Cl \ Дем
Рл, Uh +г6 +Дз Li) R
= 12- 10~6/1001п
12
0,6-100
4-0,7-Ю-3
= 81 нФ.
Номинальное значение С = 82 нФ.
Величину ECJR, необходимую для расчета емкости С в ждущем
режиме, определяют из условия надежного запирания транзистора,
т. е.
£СМ/Е Д3 1 к0 наиб — 0,7 мА»
(7.21)
9. Вычисляем сопротивление резистора R на основании соотноше-
ния (7.17):
R Тнаим =------10J----= 4()0 Q
ЗС 3-82-ю-®
а затем напряжение источника смещения
£см > /ко наиб Д = 0,7 • 10-3.400 = 0,3 В.
Берем стандартное напряжение ЕС1Л — 1 В.
290
10. Проверяем, не превышает ли заданную величину нестабиль-
ность длительности импульса /и, обусловленная изменением нагруз-
ки, параметров транзистора в диапазоне температур, напряжений источ-
ников питания. Целесообразно проверку производить по методике,
которой пользовались при расчете усилителя-формирователя
(см. § 4.2). В данном случае этот расчет можно упростить, определив
на основании формулы (7.8) отношение1)
. 6т наиб „ наим , ( В1 / 1 > 1Дк 7 I - ‘и наиб \ 1 I n I / z j 1 / 4* f /4 II Х^^б + ^б)/ 1"Л/наиб \ наиб <б4 ^?б Lf / J , । g 1 Г 1 1 наиб \ 1 In /о I , 4- 4- И (Гб 4“ ^б) / Pyv наим \ Rh наим ''б 4* R& / J
11. Проверяем, не превышает ли рассеиваемая на коллекторе мощ-
ность допустимую величину:
р =_!_ Г-2^112 ю-’+-кМ.ю-’ + 0,3-12- 10"в+
к 10-4 L 4 4 2
+ 0,7.IO-3.12.88.10“8] = 43 мВт < Ргаах = 500 мВт.
12. Производим конструктивный расчет трансформатора.
Задача 39. Рассчитать блокинг-генератор на сплавном транзисторе
МП42Б, предназначенный для генерации импульсов амплитудой
UDuxm~ 3 В, длительностью /в = 1 мкс и с периодом колебаний
Т = 6 мкс при его относительном изменении &TIT 0,2. Генератор
нагружен на сопротивление 7?н — 0,5 кОм, емкость Сн = 100 пФ.
Температура меняется в пределах от —60 до 60° С.
Задача 40. Рассчитать блокинг-генератор на планарном транзисто-
ре КТ306А типа п-р-п, предназначенный для формирования коротких
импульсов длительностью 200 нс, амплитудой ЗВ. При работе на на-
грузку /?н — 250 Ом и Сн = 80 пФ длительность фронта выходного
импульса 50 нс. Блокинг-генератор работает в ждущем режиме и запу-
скается импульсами с наибольшей частотой следования 1 МГц. Тем-
пература меняется в пределах от—50 до 120° С.
*) В этой формуле можно пренебречь Л'сы/R.
Глава 8
ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО-ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
8.1. Основные параметры и принципы формирования
линейно-изменяющегося напряжения
Ряд импульсных устройств (например, измерители интервалов вре-
мени, устройства задержки импульсов, преобразователи длительности
импульсов в напряжение и т. д.) используют генераторы линейно-
изменяющегося напряжения (ГЛИН), которые характеризуются сле-
дующими основными параметрами (рис. 8.1):
Рис. 8.1. Выходное напряжение
генератора линейно-изменяюще-
гося напряжения.
Рис. 8.2. Структурная схема
ГЛИН.
— амплитудой выходного сигнала
Uвых т ~ I ^иаиб наим 1>
— длительностью прямого 7пр и обратного Гобр хода;
— коэффициентом использования напряжения питания
g = [/BbIxm/£;
— коэффициентом нелинейности прямого хода
/ du I du I \ / du I
Е = —------------------- /------------
\ dt |/=о di it=‘J'apJl dt |y=o
(8.1)
(8.2)
(8.3)
Нестабильность параметров генерируемого напряжения представ-
ляет собой отношение абсолютного отклонения данного параметра
от номинального значения к номинальному значению:

(8.4)
292
Линейно-изменяющееся напряжение образуется обычно при заряде
(или разряде) конденсатора через активное сопротивление — линейное
или нелинейное (рис. 8.2). Для получения последовательности импуль-
сов линейно-изменяющегося напряжения необходимо коммутировать
цепи заряда и разряда конденсатора в начале (( = 0) и в конце (/ =
= Т’пр) прямого хода. В зависимости от режима работы коммутирую-
щего устройства различают управляемые и автоколебательные ГЛИН.
Управляемые ГЛИН формируют выходное напряжение под дей-
ствием управляющего напряжения, которое представляет собой либо
прямоугольный импульс длительностью ТПр> либо короткий спуско-
вой импульс. В обоих случаях управляющее напряжение фиксирует
начало прямого хода (/ = 0), что необходимо при точном отсчете интер-
валов времени. Разрядным элементом в управляемых ГЛИН являет-
ся ключ, коммутируемый импульсным устройством (мультивибрато-
ром, триггером и т. д.).
В автоколебательных ГЛИН разрядный элемент является порого-
вым устройством, которое срабатывает при напряжении (7наиб, разря-
жает конденсатор С до напряжения (7наим, а затем вновь запирается
на время прямого хода.
Независимо от режима работы коммутирующего устройства разряд-
ный элемент должен обеспечивать разряд конденсатора за время, не
большее Тобр:
Л>бр > ^прО +Тпр7ТОбР),
где (обр — среднее значение разрядного тока.
Следовательно, разрядный элемент должен быть более мощным,
чем зарядный (во всяком случае он должен иметь большее допустимое
значение тока в импульсе).
8.2. Управляемые генераторы линейно-изменяющегося
напряжения
8.2.1. ГЛИН с интегрирующей цепью
Формирование линейно-изменяющегося напряжения (ЛИН) в ге-
нераторе с интегрирующей цепью (рис. 8.3) основано на заряде конден-
сатора С через резистор RK от источника постоянного напряжения Ек.
Роль ключа, обеспечивающего периодический заряд и разряд конден-
сатора, выполняет транзистор Т.
В исходном состоянии транзистор Т открыт и насыщен. Исполь-
зование насыщенного режима работы транзистора позволяет умень-
шить и стабилизировать начальный уровень формируемого импульса
пилообразного напряжения. При этом, однако, начало прямого хода
оказывается задержанным относительно момента подачи управляющего
импульса на величину
t31 ъ Tu In (pjv RKl,R6) ~ Tn In Днас> (8.5)
293
обусловленную рассасыванием избыточных носителей, накопленных
в базе транзистора.
Так как после рассасывания носителей транзистор закрывается не
мгновенно, то некоторое время конденсатор С заряжается через малое
выходное сопротивление открытого транзистора, что приводит к иска-
жению начального участка ЛИН. Для уменьшения этих искажений,
6
Рис. 8.3. Схема ГЛИН с интегрирующей цепью (а) и времен*
ные диаграммы процессов в нем (б),
что особенно важно при малых длительностях прямого хода, выбирают
pw/6 /к н. При этом задержка прямого хода и наибольшая величина
искажений, обусловленных конечной скоростью запирания транзисто*
ра, равны
4 __ Т-ЭКВ Ек /?вн
432 Й „
P.v RK ивх
^ааа6 = ^1Е^(3...4)^'1Тар,
(8-6)
(8.7)
УУ4
Анализ показывает, что при
Т’пр > Л,Рнаим = (30...40) т^/(!+₽„)» TRiV (8.8)
и достаточно большом входном сигнале искажения начального участ-
ка ЛИН пренебрежимо малы.
Нелинейность выходного напряжения при прямом ходе возникает
из-за уменьшения тока заряда конденсатора и изменения параметров
транзистора (а, гк, Ск, 1кТ) с изменением режима. Наиболее сущест-
венно на линейность прямого хода влияет изменение емкости коллек-
торного перехода Ск
CK = CK{E)(ElU^n°, (8.9)
где пс = 1/2 для сплавных транзисторов, Пс ~ 1/3 для диффузионных
транзисторов.
При (/?к||/?н) С коэффициент нелинейности прямого хода равен
е = е0 Аинт + ес, (8.10)
где е0 = Tnv/RK н С«— коэффициент нелинейности для «идеального»
транзистора; ес = (1 — v)/(l ф- Zv) (одинаковое для всех схем) учи-
тывает нелинейность, обусловленную изменением емкости коллек-
торного перехода при изменении напряжения; 4ИНТ = (1 ф- /?„//?>,)
отражает влияние резистивной нагрузки1);
А, = СН/С‘К, v = Ukq/Er, С = СН + СК(1 tic) 1»
По окончании входного сигнала конденсатор С разряжается через
открытый транзистор Т. Время обратного хода равно
Т’оер ~ICR6/« ^обр/(Кнао-1). (8.11)
8.2.2. ГЛИН с параметрическим стабилизатором тока
При построении таких устройств в качестве стаблизатора тока ис-
пользуется транзистор, включенный по схеме с общей базой. Такое
включение обеспечивает по сравнению с каскадом ОЭ большее диффе-
ренциальное сопротивление стабилизирующего элемента, а также бо-
лее высокую температурную стабильность длительности прямого хода
и амплитуды пилообразного напряжения.
В генераторе с разрядным транзистором (рис. 8.4) ток t31, а вместе
с ним и разрядный ток /пр = iK1, задаются цепью Еэ, R Зарядным
элементом служит ключ на Т2, управляемый внешним сигналом.
Резистор RK обеспечивает насыщенный режим работы транзистора2) Т2.
В исходном состоянии транзисторы Т1 и Т2 открыты и напряжение
Ек распределяется между ними пропорционально сопротивлениям
Для общности анализа влияние резистивной нагрузки во всех схемах
будем учитывать коэффициентом А с соответствующим индексом.
2) Вариант генератора с ненасыщенным режимом работы зарядного транзис-
тора не получил широкого распространения из-за существенной зависимости
Йараметров импульсов от температуры и разброса параметров транзисторов.
295
постоянному току. При подаче на базу транзистора Т2 управляющего
импульса положительной полярности с амплитудой (7ВХ m> Ек тран-
зистор Т2 запирается и емкость С разряжается через транзистор Т1.
Основные параметры генератора при формировании прямого хода оп-
ределяются соотношениями:
Пт«£к-(/91 + /кГ1)^-{/вайМ; (8.12)
8 = 8о Лтаб + 8С; (в.13)
Тпр«С[(Ек-ПнаиМ)/(/э1+/кп)-/?к]; (8.14)
70бр = (3...5)С7?к; (8.15)
а
Рис. 8.4. Схема ГЛИН с параметрическим стабилизатором тока (а) и
временные диаграммы процессов в нем (б).
8Um^MKnRjUm, (8.16)
^пр ДЛ;Г1 ^кн/Лч (^КН~~ Л>1). (8.17)
где
р — • Д _ 1 +гК1//?н
ьо г- , г ’ лстаб , . , г, ।
£ц + Л>1гк1 l+eo'Kl/^H
t/наим — минимальное напряжение на конденсаторе.
Сопротивление резистора 7?к можно найти следующим образом:
7?к>Ек//к.итаХ. (8.18)
ГЛИН с разрядом через транзистор обеспечивают коэффициент
нелинейности прямого хода е ~ 0,3...0,5% (при 7?н = оо) и диапазон
изменения длительности прямого хода от единиц до нескольких тысяч
микросекунд. Максимальная амплитуда пилообразного напряжения
ограничена допустимыми напряжениями транзисторов. К недостаткам
296
этих генераторов следует отнести существенную зависимость напря-
жения прямого хода от сопротивления нагрузки, а также температур-
ную зависимость параметров формируемого напряжения.
8.2.3. ГЛИН с компенсирующей э. д. с.
Нелинейность напряжения прямого хода в ГЛИН с интегрирующей
цепью (рис.8.3) в основном обусловлена уменьшением зарядного тока
из-за уменьшения напряжения на токозадающем сопротивлении /?к.
Для устранения этого недостатка необходимо дополнить схему элемен-
том, который компенсировал бы указанное изменение напряжения.
~ЕК

Рис. 8.5. Схема ГЛИН с компенсирующей э. д. с. (а) и временные
диаграммы процессов в нем (о).
Один из практически используемых вариантов генератора, реали-
зующих данный способ получения ЛИН, представлен на рис. 8.5.
Основой устройства является ГЛИН с интегрирующей цепью, собран-
ный на транзисторе Т1. Эмиттерный повторитель (транзистор Т2)
и конденсатор С£ образуют цепь обратной связи, компенсирующей
изменение напряжения.
В исходном состоянии транзистор Т1 открыт и насыщен; напря-
жение на конденсаторе С и соответственно на базе и эмиттере трап.зи-
стора Т2 близко к нулю; конденсатор Се заряжен до напряжения
^е^Ек Uя « Ек (1 гпр/Дк),
где Un —- падение напряжения на диоде Д в проводящем состоянии.
При подаче на вход запирающего импульса длительностью Гпр
транзистор Т1 закрывается и начинается заряд конденсатора С.
Поскольку из-за Шунтирующего действия открытого диода Д обратная
связь через повторитель не действует, то в начальный момент устрой-
ство работает как ГЛИН с интегрирующей цепью (см. рис. 8.3). Через
время t3 *= tsl t32 (см. п. 8.2.1) после подачи входного сигнала на-
чинается линейный заряд конденсатора С от источника напряжения
£к через резистор Дк и диод Д. Однако выходное напряжение U
Продолжает оставаться постоянным из-за шунтирующего действия
открытого диода Д.
Дополнительная задержка начала прямого хода по отношению к мо-
менту подачи управляющего сигнала, обусловленная шунтирующим
действием открытого диода, равна
/33~ОПР. (8.19)
По мере заряда конденсатора С напряжение на входе эмиттерного
повторителя увеличивается и возрастает ток эмиттера транзистора Т2.
В результате уменьшается ток диода, так как ток через резистор
постоянен. Когда /д = О (момент времени t3 на рис. 8.5, б), диод за-
крывается и разрывает непосредственную связь цепи заряда конден-
сатора С с источником питания Ек. Теперь конденсатор С заряжается
от конденсатора Се через выходное сопротивление повторителя и ре-
зистор 7?к.
После окончания действия входного сигнала транзистор Т1 от-
пирается и начинается процесс восстановления (обратный ход). Дли-
тельность первой стадии обратного хода Тобрг (разряд конденса-
тора С через транзистор Т1) определяется соотношением (8.11). После
отпирания диода начинается вторая стадия процесса восстановления —
подразрядка конденсатора СЕ от источника Ек через выходное сопро-
тивление повторителя и открытый диод Д (Го5р2).
Изменение зарядного тока в данной схеме обусловлено шунтирую-
щим действием входного сопротивления эмиттерного повторителя
перезарядом конденсатора Се за время прямого хода, нелиней-
ностью характеристик транзисторов и шунтирующими токами.
1. Входное сопротивление повторителя. Действие 7?вх п сводится
к ответвлению части тока перезаряда конденсатора С во входную цепь
повторителя. Влияние коэффициента передачи повторителя на линей-
ность прямого хода обычно несущественно по сравнению с влиянием
его входного сопротивления.
2. Перезаряд конденсатора Се- Изменение напряжения на конден-
саторе Се за время прямого хода на величину
^UE /„р Т'пр/^-Е = ^вых m С/Се
приводит к уменьшению действующего коэффициента передачи цепи
обратной связи до К — Кп — С1СЕ.
298
3. Нелинейность характеристик транзисторов. Поскольку на на-
чальном участке прямого хода обратная связь через повторитель не
действует, то в рассматриваемом устройстве сохраняются те же иска-
жения начального участка ЛИН, что и в генераторе с интегрирующей
цепью. Влияние нелинейности характеристик транзистора Т2 обычно
несущественно по сравнению с влиянием искажений, обусловленных
транзистором Т1.
4. Шунтирующие токи. В данной схеме шунтирующими являются
токи закрытого разрядного элемента (транзистор Т1) и нагрузки.
Роль нагрузки в этом случае играет входное сопротивление эмиттер-
ного повторителя, благодаря чему влияние истинной нагрузки значи-
тельно ослаблено. Используя сложные повторители, можно повысит^
их входное сопротивление, практически исключив влияние нагрузки
на коэффициент нелинейности.
Длительность прямого хода и коэффициент нелинейности равны
соответственно
е = е0Лп+ес + С/С£, (8.20)
ТпрМТОС(7?н + /?выхп), (8.21)
где
е0 = (^к + ^ВЫХ п)/^ВХ п»
Для получения высокой линейности прямого хода необходимо уве-
личивать сопротивление резистора R э, выбирать транзистор Т2 с боль-
шим коэффициентом усиления базового тока и уменьшать сопротив-
ление резистора Дк.
Длительность прямого хода в ГЛИН с компенсирующей э. д. с.
ограничена, так как для увеличения Тпр требуется увеличить сопро-
тивление резистора /?к и емкость конденсатора С, что связано с ухуд-
шением линейности. Диапазон длительностей прямого хода можно рас-
ширить, используя в качестве транзистора Т2 составной транзистор,
имеющий по сравнению с одиночным большее входное сопротивление
и больший коэффициент усиления по току. Следовательно, заданный
коэффициент нелинейности можно обеспечить при большем сопротив-
лении резистора Дк (8.20), т. е. увеличивается максимально допустимая
длительность прямого хода. Практически удается получить длитель-
ность Тпр не более 3...5 мс.
Время обратного хода (восстановление напряжений на конденса-
торах С и Се) равно
= ^ + с.(rro+K,„J(,4° (8.22)
где
£о = U Е наяб/^к»
Для сокращения длительности обратного хода необходимо умень-
шить выходное сопротивление повторителя. Если во время перезаряда
конденсатора Се повторитель закрыт, то 7?вых п = Ra- Уменьшение
сопротивления резистора /?э ограничено допустимым током транзи-
стора. Кроме того, с уменьшением Дэ увеличивается шунтирующее
299
действие входного сопротивления повторителя и, следовательно, ухуд-
шается линейность прямого хода.
Включая в эмиттерную цепь транзистора Т2 источник Ед напря-
жением
„ /?8£KgeC/[(l-g0)G£]
удается исключить запирание повторителя и уменьшить постоянную
времени заряда конденсатора Се до величины
Т'зар ~ СО-пр + Явых и) ~ Сгпр,
где Qo — скважность импульсов.
Управляемые ГЛИН с компенсирующей э. д. с. имеют высокую тем-
пературную стабильность и обеспечивают малый коэффициент нелиней-
ности (порядка десятых долей процента) при высоком коэффициенте
использования напряжения источника питания (£ = 0,9). Важным до-
стоинством является высокая нагрузочная способность. К недостаткам
генератора следует отнести ограниченную длительность прямого хода
и малую скважность импульсов.
8.2.4. ГЛИН с отрицательной обратной связью
Для формирования ЛИН можно применить операционный уси-
литель, позволяющий при соответствующем выборе элементов канала
прямого усиления и цепи обратной связи получить заданный закон
изменения выходного напряжения. Если в качестве элемента обратной
связи использовать конденсатор С, включив его между входом и вы-
ходом усилителя, то будет осуществляться операция интегрирования.
В данном устройстве разрядный ток стабилизируется с помощью от-
рицательной обратной связи через конденсатор С. Поэтому такие уст-
ройства получили название ГЛИН с емкостной отрицательной обрат-
ной связью.
Генератор с емкостной обратной связью (рис. 8.6), более известный
в литературе под названием интегратора Миллера, представляет собой
генератор спадающего линейного напряжения.
В исходном состоянии транзистор Т2 закрыт положительным сме-
щением на базе от источника £б; транзистор Т1 находится в режиме
глубокого насыщения: базовый и эмиттерный токи задаются резисто-
ром R, подключенным к источнику питания, а в коллекторную цепь
включен закрытый транзистор Т2.
В момент прихода управляющего импульса па базу транзистора Т2
напряжения «к2 и иб1 скачком возрастают на сравнительно малую
величину
АС/й2(0) = ДУб1(0) = гб, (0)гм,
обусловленную переходом транзистора Т1 из режима насыщения в ак-
тивную область.
300
После начального скачка напряжения конденсатор С линейно раз-
ряжается по цепи /?к, £к, Т1 и Т2. Для того, чтобы цепь обратной свя-
" зи не разрывалась во время прямого хода, необходимо исключить воз-
можность насыщения обоих транзисторов до окончания действия управ-
ляющего импульса.
Длительность обратного хода определяется временем заряда кон-
денсатора С через резистор Цк (по окончании управляющего сигнала)
и равна
(8.24)
Т oop ~ (3...5) С (/?к + гб1).
Рис. 8.6. Схема интегратора Миллера (а) и временные диаграммы
процессов в нем (б).
Основными факторами, вызывающими нелинейность прямого хода
ЛИН в данном генераторе, являются: конечная величина коэффициента
усиления транзисторов, шунтирующее действие входного сопротив-
ления усилителя, изменение тепловых токов транзисторов. В инже-
нерных расчетах можно пренебречь влиянием тепловых токов и вход-
ного сопротивления усилителя на коэффициент нелинейности и рассчи-
тывать параметры генератора по формулам:
в = е0Дс + ес, (8.25)
j. ~ — eg П₽ fib + AtTl R (8.26)
6пр = (Д/кГ/Дк)(/? + /?к), (8.27)
где
8(1 = (R + ^Bx2)/pwi #K, А = 1 + А’к/А?н = А,нт,
= Д/кТ2 = А/к?»
При выборе сопротивлений и /?б2 необходимо учитывать сле-
дующее;
301
4
Ж
а) для запирания транзистора Т2 в исходном состоянии должно вы-
полняться соотношение
Дб1 > Ек ^бгД-^б— кТ2 Дбг)»
(8.28)
б) при уменьшении сопротивлений Дб1 и /?б2 повышается линей-
ность прямого хода, но одновременно увеличивается нагрузка на выхо-
де генератора управляющих сигналов. Поэтому обычно выбирают
^61 + ^62
(Ек+£б) Рцг/?/?к
(5,..10)Ек (/?+/?«)*
(8.29)
Недостатком рассмотренного устройства является наличие началь-
ного скачка напряжения, который не удается устранить даже схем-
ным путем.
Рис. 8.7. Схема ГЛИН с коммутирующим транзистором (а) и времен-
ные диаграммы процессов в нем (б).
Для получения спадающего линейно-изменяющегося напряжения
без начального скачка целесообразно применять ГЛИН с коммутирую-
щим транзистором (рис. 8.7, а). В исходном состоянии транзистор TI
насыщен и «б2 = £э— икн1 (рис. 8.7, б). После подачи положитель-
ного управляющего импульса транзистор Т1 запирается и напряжения
ик1 и «б2 скачком увеличиваются на величину А(7К1 = &и5г «
& Еъ>— Г/б20. Наличие глубокой обратной связи приводит к тому,
что А(/б2 » А(7к2.
Если же последовательно с конденсатором С включить резистор Ra,
сопротивление которого удовлетворяет соотношению
RC>E*R1EW (8.30)
то начальный скачок напряжения можно практически полностью
исключить.
Основные параметры импульса, формируемого генератором, опре-
деляются так же, как и Для схемы рис. 8.6, соотношениями (8.24) —
(8.27).
ГЛИН с отрицательной обратной связью обеспечивают получение
пилообразного напряжения длительностью от десятков микросекунд
302
др единиц миллисекунд (при использовании кремниевых транзисторов
удается расширить диапазон длительностей импульсов до нескольких
десятков миллисекунд.). Коэффициент нелинейности прямого хода мо-
жет быть не хуже десятых долей процента. Существенным недостатком
а
Рис. 8.8. Схема ГЛИН с диодной фиксацией (а) и временные диа-
граммы процессов в нем (б).
таких генераторов является большое время обратного хода. Кроме
того, в ряде случаев недостаточна температурная стабильность гене-
раторов.
Основным методом уменьшения времени обратного хода в данном
типе генераторов является использование диодной фиксации (рис. 8.8)
Рис. 8.9. Схема ГЛИН на составном транзисторе.
или составного транзистора (рис. 8.9). Оба этих метода позволяют либо
уменьшить коэффициент нелинейности при заданной длительности об-
ратного хода, либо уменьшить Тобр при заданном в. Устройство, пред-
ставленное на рис. 8.9, обеспечивает получение Тобр « (0,1...0,2)Тпр
(метод диодной фиксации можно применить в данной схеме только при
наличии резистора Rc в цепи разряда конденсатора С).
Анализ основных типов транзисторных ГЛИН позволяет выделить
их общие особенности:
303
1. Инерционность транзисторов приводит к искажениям началь-
ного участка ЛИН (8.7), что ограничивает наименьшую длительность
прямого хода, которая для всех рассматриваемых генераторов опре-
деляется соотношением (8.8).
2. Изменение емкости коллекторного перехода при изменении на-
пряжения Uk5 сказывается на увеличении коэффициента нелинейности
при С < (100...200) Ск.
3. Влияние зависимости прочих параметров транзистора от ре-
жима на линейность выходного напряжения невелико.
4. При одинаковой длительности прямого хода наименьшим коэф-
фициентом нелинейности обладают генераторы с компенсирующей
». д. с. и отрицательной обратной связью.
5. При одинаковой величине Tnv наибольшей частотой повторения
обладает генератор с токостабилизирующим транзистором, а наимень-
шей — с отрицательной обратной связью.
6. Влияние резистивной нагрузки на величину коэффициента не-
линейности, а емкостной нагрузки на длительность прямого хода на-
иболее существенно для генератора с токостабилизирующим транзи-
стором.
8.3. Автоколебательные ГЛИН
Автоколебательные ГЛИН представляют собой сочетание управ-
ляемого ГЛИН и релаксационного управляющего генератора в одном
устройстве. Наибольшее распространение получили подобные устрой-
ства на основе управляемых генераторов с емкостной обратной связью
и генераторов с параметрическим стабилизатором тока.
8.3.1. Автоколебательный ГЛИН мультивибреторного типа
В качестве управляющего устройства в генераторах с параметри-
ческим стабилизатором тока обычно используют мультивибраторы или
блокинг-генераторы.
Одним из практически используемых транзисторных автоколеба-
тельных ГЛИН является (рис. 8.10, а) аналог лампового генератора,
известного в литературе под названием схемы Паккла. Генератор
содержит токостабилизирующий транзистор Т1 и коммутирующее
устройство типа мультивибратора, построенное на транзисторах Т2
и ТЗ. Петля положительной обратной связи создается с помощью кол-
лекторно-базовых связей: одна (с коллектора транзистора Т2 на базу
транзистора ТЗ) — через конденсатор С/, вторая непосредственная —
с коллектора транзистора ТЗ на базу транзистора Т2.
Во время прямого хода транзистор Т2 закрыт и конденсатор С раз-
ряжается через транзистор Т1 (рис. 8.10, б). Транзистор ТЗ во время
формирования прямого хода насыщен, и напряжение на его коллек-
торе UK3 да UKK & 0. Использование насыщенного режима транзи-
стора ТЗ позволяет повысить коэффициент использования напряжения
304
источника питания, а также практически исключить влияние этого
транзистора на температурную стабильность схемы. Во избежание
дополнительных нелинейных искажений параметры схемы выбираются
таким образом, чтобы она переключалась на обратный ход раньше,
чем заканчивается линеаризирующее действие транзистора Т1, т. е.
при Uv, < 0.
По мере разряда конденсатора С коллекторное напряжение wKi =
= ис линейно уменьшается (по модулю). При «б2 « 0 транзистор Т2
открывается, ждущий мультивибратор вырабатывает один импульс
а
Рис. 8.10. Схема ГЛИН мультивибраторного типа (а) и временные
диаграммы процессов в нем (б).
и конденсатор С заряжается через транзистор Т2 (обратный ход)-
Время обратного хода сокращается при использовании насыщенного
режима работы транзистора Т2. Объединяя условия насыщения для
транзисторов Т2 и ТЗ в одно, получаем соотношение
(8.31)
выполнение которого обеспечивает устойчивую работу генератора.
Для увеличения коэффициента использования напряжения источ-
ника питания необходимо, чтобы постоянная времени разряда конден-
сатора С1 была значительно больше постоянной времени заряда кон-
денсатора С, т. е.
R5C^Rk2C, (8.32)
По причинам, указанным ранее, транзистор ТЗ почти не влияет на
работу устройства, поэтому основные параметры генератора практи-
чески совпадают с параметрами управляемого генератора ЛИН с раз-
рядным транзистором при насыщенном режиме работы зарядного
транзистора 7’2.
305
Генератор может работать также и в заторможенном режиме, если
в цепь базы или эмиттера транзистора ТЗ ввести запирающее напря-
жение.
8.3.2. Фантастронные ГЛИН
Фантастронные генераторы представляют собой автоколебатель-
ные ГЛИН с емкостной отрицательной обратной связью. Их особенность
состоит в том, что они обеспечивают почти линейную зависимость меж-
£
Рис. 8.11. Схема фантастронного ГЛИН (а) и временные диаграммы
процессов в нем (б).
ду управляющим напряжением и длительностью генерируемых импуль-
сов. Это свойство в радиолокации используется для получения плавно
регулируемой временной задержки импульсов, а в автоматике и счет-
но-решающих устройствах—для преобразования постоянного напря-
306
женин в импульсы, длительность которых пропорциональна величине
этого напряжения.
В отличие от управляемых ГЛИН с емкостной отрицательной об-
ратной связью длительность прямого хода в фантастронах определяет-
ся внутренними процессами, а управляющий сигнал представляет
собой короткий пусковой импульс* 1).
Один из наиболее распространенных генераторов фантастронного
типа (рис. 8.11, а) содержит ГЛИН с емкостной обратной связью
(транзисторы Tl, Т2) и пороговое устройство, представляющее со-
бой своеобразный триггер с эмиттерной связью на транзисторах Т2
и ТЗ, в котором роль эмиттерного сопротивления выполняет транзи-
стор Т1. Управляющее напряжение на базу транзистора Т2 подается
с помощью резистора R1, включенного в коллектор транзистора ТЗ.
В исходном состоянии транзисторы Т1 и ТЗ насыщены, а Т2 закрыт,
R < ₽tfi (8.33)
Ptf3 /б8 (0) > /к8 (0), (8.34)
га1Ек//?1-(/иГЗ)наиб7?8>0, (8.35)
где гн1 сопротивление насыщения транзистора Т1.
Условие (8.34) выполнить трудно, так как тока /бз зависит от со-
противлений резисторов /?б1, /?б2 и сопротивления участка база-
эмиттер транзистора ТЗ, которое в свою очередь зависит от режима его
работы. Поэтому насыщенное состояние транзистора ТЗ обеспечивается
путем подбора сопротивления /?б2 с помощью потенциометра. В момент
времени /0 (рис. 8.11, б) транзистор ТЗ запирается кратковременным
запускающим импульсом положительной полярности, поданным на
его базу2). Вызванное этим понижение напряжения и3 через делитель
R2R3 передается на базу транзистора Т2 и отпирает его. Поскольку
транзистор ТЗ закрыт, то процессы формирования пилообразного на-
пряжения во многом аналогичны процессам в управляемом ГЛИН
с емкостной отрицательной обратной связью. Существенное отличие
между генераторами состоит в том, что переключение на обратный ход
в фантастроне вызывается обратным перебросом управляющего
триггера (момент времени t2)- Отметим, что линейный разряд конден-
сатора заканчивается несколько раньше, а именно в момент времени
tlt когда транзистор Т2 входит в режим насыщения и разрывается пет-
ля отрицательной обратной связи, стабилизирующей ток разряда.
Обратный переброс триггера приводит к запиранию транзистора Т2
и насыщению транзисторов Т1 и ТЗ. После запирания транзистора Т2,
так же как и в схеме рис. 8.6, формируется обратный ход: конденсатор
С заряжается через резистор RK и входное сопротивление насыщенно-
J) Фантастронные генераторы могут работать как в автоколебательном, так
и в заторможенном режимах, но в основном используется последний.
2) Запускающий импульс можно подавать также либо на базу транзистора
1 Г2 (отрицательный), либо на коллектор данного транзистора (положительный).
307

го транзистора Т1. В момент времени /4 приходит очередной запуска-
ющий импульс и начинается новый цикл работы генератора.
Выходное напряжение в зависимости от требуемой формы импуль-
са можно снимать либо с коллектора транзистора ТЗ (прямоугольное),
либо с коллектора транзистора Т2 (пилообразное).
Сопротивление резистора R1 целесообразно выбирать близким к его
минимально допустимой величине
R1 — ^?1наим к/^К, И max- (8.36)
Ток делителя RJR3 выбирают значительно большим, чем ток базы
транзистора:
£к/(/?1 + /?2 + /?з)>Ю/бн2. (8.37)
При этом изменения тока z62 практически не влияют на линейность
прямого хода, так как потенциал а следовательно, и ток гк2, за-
даются делителем в цепи базы транзистора Т2.
Устройство самостоятельно возвращается в исходное состояние,
если к моменту окончания линейного разряда конденсатора С тран-
зистор Т1 работает в активной области. Если же прямой ход закончит-
ся насыщением транзистора Т1, то разомкнется петля положительной
обратной связи и обратный переброс не произойдет.
Для уменьшения искажений прямого хода необходимо, чтобы тран-
зистор ТЗ открывался в момент окончания процесса разряда конден-
сатора С. С достаточной для практики точностью это условие можно
записать в виде
^бз (0) = 7ГЗДГ (Ек + /кгз R61) = Д^к1 = UK1 ваиМ, (8.38)
«61 + «62
где Д£7К1 « 1 В — напряжение на коллекторе транзистора Т1 в мо-
мент отпирания транзистора ТЗ.
Амплитуда выходного сигнала практически не будет зависеть от
изменения тока /кг3, если параметры схемы удовлетворяют условию
/?61 + ^02
10 (7кТз)наиб>
(8.39)
где (ДтДнаиб — тепловой ток транзистора ТЗ при максимальной ра-
бочей температуре.
Поскольку процессы заряда и разряда конденсатора С в генераторе
фантастронного типа практически не отличаются от аналогичных про-
цессов в интеграторе Миллера ( рис. 8.6), то применительно к обозна-
чениям на рис. 8.11, а основные характеристики фантастронного ге-
нератора можно записать в следующем виде:
Т — ^к~^|<Г2 —QR
ПР” ЕК-1К1ЛЯ
</?+/?к)
(8.40)
(8.41)
(8.42)
~-------------,
пр (£К-Д1/К.)
308
Длительность обратного хода и коэффициент нелинейности опре-
деляются соответственно выражениями (8.24) и (8.25).
Фантастрон обеспечивает получение пилообразного напряжения
с коэффициентом нелинейности е « 0,1...0,2% при длительностях пря-
мого хода до нескольких тысяч микросекунд и коэффициенте исполь-
зования напряжения источника питания g = 0,9.
Основной недостаток генератора—большое время обратного хода1).
Кроме того, температурная нестабильность (без применения специаль-
ных мер) составляет десятки процентов, что для большинства прак-
тических случаев непригодно.
8.4. Примеры расчета и задачи для самостоятельной
проработки
8.4.1. Исходные данные расчета
На основании сведений об условиях работы и функциональном на-
значении ГЛИН при расчете обычно задают следующие исходные дан-
ные: длительность прямого хода 7пр и коэффициент нелинейности е;
длительность обратного хода (или время паузы между импульсами);
амплитуду выходного сигнала UBUXm, температурный диапазон ра-
боты АТ°С и соответствующие ему доспустимые отклонения амплитуды
пилообразного напряжения &и и длительности прямого хода бпр;
параметры нагрузки (?в, Св. В ряде случаев предъявляются специаль-
ные требования, например: обеспечение минимальной скважности им-
пульсов, отсутствие начального скачка напряжения на прямом ходе,
получение нескольких выходных напряжений различной формы и т. д.
В зависимости от заданного коэффициента нелинейности исполь-
зуют или генератор со стабилизатором тока (при 8 w 3...5%), или
устройства со стабилизацией тока посредством обратных связей (при
меньших значениях в).
В ГЛИН можно применить один из трех вариантов входной цепи:
с делителем R1RO и источником смещения в цепи базы (рис. 8.9); с уско-
ряющим конденсатором Съ (рис. 8.2) и с разделительной цепью
(рис. 8.4). Последний вариант является наиболее простым, но его мож-
но использовать только при выполнении условия
Г ТПр (j?BH~T Rbx я)_ /О
тпр /?K₽ArBaHMin[(£K + t/BX)/£K] ’ v
где К.нао — необходимый коэффициент насыщения ключевого тран-
зистора.
1) Процессы перезаряда конденсатора в фантастронном генераторе прак-
тически ие отличаются от аналогичных процессов в ГЛИН с емкостной ООС,
поэтому указанные в п. 8.2.4 способы улучшения характеристик применимы
и к фантастронным генераторам.
зое
Основными методами улучшения характеристик транзисторных
ГЛИН являются включение составного транзистора и неполный заряд
конденсатора (метод диодной фиксации). Метод диодной фиксации поз-
воляет повысить температурную стабильность генератора и уменьшить
время заряда конденсатора до величины
Пар = *зар1п[Як/(£к-£ф)1, <8'44)
где тзар — постоянная времени заряда конденсатора С.
Основные параметры составного транзистора определяются соот-
ношениями:
₽я.«0,6№. (8.45)
7?вхо«0,бр^/?;Х) (8.46)
где RbX —• входное сопротивление транзистора Т".
8.4.2. Расчет ГЛИН с параметрическим стабилизатором тока
Методику расчета рассмотрим на примере автоколебательного
ГЛИН мультивибраторного типа (см. п. 8.3.1).
Пример 42. Рассчитать генератор развертки по следующим исход-
ным данным: амплитуда выходного сигнала £/выхm 18 В; коэффи-
Рис. 8.12. Схема транзисторного генератора развертки.
циент нелинейности развертки е < 5%; длительность обратного хода
не должна превышать k = 20% от длительности прямого хода; ча-
стота развертки плавно регулируется от F„aBM = 500 Гц до FBaa6 =
= 5 кГц. В диапазоне температур от Одо 40° С допустимая нестабиль-
ность длительности прямого хода бпр 5%, нестабильность ампли-
туды 8и 1%.
1. Учитывая малое значение 8ц, выбираем ГЛИН с насыщенным
режимом работы зарядного транзистора (рис. 8.12). Управляющее
310
к напряжение подается на базу транзистора Т2 со средней точки дели-
I теля /?к37?К4 в коллекторной цепи транзистора ТЗ. Параметры дели-
теля рассчитываются таким образом, чтобы минимальное напряжение
на конденсаторе было равно (7наим » Ек —
: Делитель RK3RKi уменьшает допустимую величину перепада на-
пряжения на коллекторе транзистора Т1, а следовательно, влияние
нелинейной емкости Ск.
Поскольку частотный диапазон генератора достаточно широк, то
разбиваем его на поддиапазоны и для каждого из них рассчитываем
емкость времязадающего конденсатора. Внутри поддиапазонов частота
плавно регулируется изменением тока г81 (сопротивления резистора
Даг)-
> 2. Разрядный транзистор Т/ обеспечивает формирование импульсов
с амплитудой t/BbIX m и коэффициентом нелинейности меньше 8 в за-
, данных частотном и температурном диапазонах. Следовательно, на
I основании соотношений (8.12), (8.13)— (8.17) его параметры должны
удовлетворять следующим условиям:
i81 = наиб J
Рвых тп Мстаб
(е—ес)гм
^КЭ, з max > ИВЫх т/? ^к»
где Рпрнаим = (1 -ф k) FBaa6 (1 + 6F) — минимальная длительность
прямого хода; Сваим — минимальная емкость времязадающего кон-
денсатора; 6F = (бс — в) — разброс частоты; бс — разброс номи-
< налов конденсаторов; Рк1 — средняя мощность, рассеиваемая тран-
зистором Т1 при максимальной рабочей температуре.
Произведем расчет для германиевого сплавного транзистора
МП20А типа р-п-р.
Определяем максимально допустимое значение тока I 81. Во время
прямого хода ток разряда конденсатора С постоянен, а напряжение
спадает от величины (/ваиб до (/ваим. Для средней мощности, рассеи-
ваемой транзистором Т1,с учетом температурной зависимости Ркmax-
приводимой в справочнике, получаем следующее выражение:
т/2) <Рк max ==(85—00,33, мВт.
Подставляя в данное соотношение 1% — 20° С, Ек = 24 В, t/nbIXnt =
I — 18 В и решая его относительно (8), получаем 781цаиб ’С 9 мА.
| Задаемся значением 8с = 5 • 10“8 и определяем минимальную ем-
! кость времязадающего конденсатора и минимально допустимое зна-
чение тока i81. Подставляя в выражение
Сваим = Ск («) (Сспр/(/ваим)"С (1 _ V-8C)/(eC v)
значения (7папм = 6В, /гс=1/2, (70пр = 5В, Ск («) = 30 пФ, получаем
I = 0,75, v = {<1—0,75 = 0,5,

Следовательно, ток 1я1, обеспечивающий работу генератора в задан-
ном частотном диапазоне (полагаем бс = 0,2), равен
hi = ивыхт Свавм/Тпр наим = 18 • 6• 10-М ,2 • 6,25• 103 = 0,82 мА.
Определяя ток isi из условия обеспечения заданного коэффициента
нелинейности и заданной нестабильности прямого хода, получаем со-
ответственно
бфых т Мстаб — е~г&с) 18(1,4—0,045)
*в1 --------------------— . ---_ _
-их =1,4 мА,
(в—ес)гю 0,045— 400-103
/81 > Д/кп/5бпр= 100.10-в/0,75.0,05 да 2,7 мА.
Принимаем 7Э1 навм — 4 мА, 1а1 наиб = 8 мА и находим коэф-
фициент регулирования частоты
hl наиб _ g
hl наим
Рассчитываем параметры токозадающей цепи. Для повышения
стабильности разрядного тока выбираем
Ед — 6 В £7afil.
Сопротивления резисторов Rgt и R s2 определяем из соотношений
R < 6
^э1наиб 8-10““
Еа (а — 1) 61
8-!0—3
750 Ом,
750 Ом.
Раг
1э1 наиб
Выбираем Rgl — 680 Ом, /?з2 = 1 кОм.
3. Выбираем транзистор Т2. На основании соотношений (8.14) и
(8.15) получаем, что максимальное значение тока транзистора Т2
равно
IК. н max 7g max = 8 • = 280 М А,
0,15
Поскольку для транзистора Т2 должно выполняться соотношение
£7эб max Ev, то в качестве зарядного элемента Т2 целесообразно
использовать сплавные транзисторы, для которых практически всегда
справедливо условие <7Эб max « U^-, mail. В случае применения диффу-
зионных транзисторов, необходимо предусмотреть меры предотвра-
щения обратимого пробоя эмиттерного перехода транзистора Т2
(см. пример 41).
Рассчитываем среднее значение мощности, рассеиваемой зарядным
транзистором:
рк2 = /к. я max ивыхт/2 = 280-10~3.9 да 2,5 Вт.
Поскольку требуемые значения тока и мощности значительно пре-
вышают соответствующие допустимые величины для транзистора типа
МП20А, то в качестве зрядного элемента применим транзистор
312
ГТ403А. Для данного транзистора допустимое значение мощности (со
стандартным теплоотводом) составляет при температуре 40° С
Рк max = (85—Q/RT пс = (85- 40)/15 = 3 Вт.
4. На основании соотношения (8.16) рассчитываем сопротивление
резистора /?к2, обеспечивающее заданную нестабильность амплитуды
выходного сигнала:
Дк2<(/выхт6,,'/Д/к7- = 18-0,01/(100.10“®) = 1,8 кОм,
5. Вычисляем минимально допустимое сопротивление резистора
/?кг (8.18):
RKi < ивы* т}1к. И max = 20/280.10-8 = 72 Ом.
Выбираем /?к2 == 68 Ом.
6. Определяем сопротивление резистора /?к3. Учитывая, что время
нарастания напряжения на базе транзистора Т2 должно быть меньше
времени обратного хода, и принимая во внимание соотношение (8.31),
находим, что сопротивление резистора Я к3 должно удовлетворять ус-
ловию
{Т’наим * Рд/2 наим ^К2 1
ЬС03 Янае J
где Тна1,м ~ (Ляаио)-1 — минимальная длительность периода;
Со3 Сп + Ск3 — паразитная емкость в коллекторной цепи тран-
зистора ТЗ.
В практических случаях следует руководствоваться условием
^К8 < наим RKi/K нас’
Принимая /(нас = 2» получаем
Rk3 С 68 • 20/2 = 680 Ом.
Выбираем Як3 = 680 Ом.
Поскольку транзисторы Т2 и ТЗ образуют управляющий мульти-
вибратор, то целесообразно выбирать эти транзисторы однотипными.
7. Рассчитываем сопротивление резистора RKi. Чтобы генератор
формировал импульсы заданной амплитуды, сопротивление резистора
R„} необходимо выбрать равным
/?„, = RK_ f--------------------- 1) = 680 f-21=0-.5 — 1) = 227Ом.
V-i:— (/наим t/a6s отп / \ 24 5 — 0,6 /
Выбираем RKi = 220 Ом.
8. Из условия (8.31), принимая ЯИЙС = 2, рассчитываем сопротивле-
ние резистора Яо:
р. им = Н)4 0.20 10,4 кОм>
0 ЯНас 2
Принимаем /?б = 10 кОм.
11 .ак. 257 313
9. Рассчитываем емкости времязадающих конденсаторов, для чего
определяем число поддиапазонов п для перекрытия заданной области
частот:
„„In F...6(l+y> l,na„_!SjV_ = 4|1.
^наимП—I In
Принимаем п = 5.
Находим границы частотных диапазонов и емкости соответствую'
щих им конденсаторов по формулам
~ Iэ1 наиб О ^)/(^наиб I т)*
Данные вычислений сведены в табл. 8.1.
Таблица 8.1
Номер Границы Емкость
поддиа- поддиапазона, конденсатора,
пазона кГц мкФ
1 6...3 0,06
2 3,6...1,8 0,10
3 2,2..,1,1 0,15
4 1,3...0,7 0,22
5 0,8...0,4 0,47
10. Рассчитываем емкость Q из соотношения (8.44):
С > <100---200) ^Cj наиб = (100. .200) 68-0,47-10-° = (Q % Q g
Принимаем С — 0,68 мкФ.
Методика расчета управляемого ГЛИН данного типа в основном
аналогична изложенной. Выбор типа входной цепи и рас ет ее пара-
метров производится так же, как и в ГЛИН с емкостной отрицатель-
ной обратной связью (см. пример 44).
8.4.3. Расчет ГЛИН с компенсирующей э. д. с.
Прежде чем переходить непосредственно к расчету, сделаем ряд
предварительных замечаний.
1. Составляющую задержки прямого хода ta2, обусловленную ко-
нечной скоростью спада коллекторного тока, необходимо учитывать
только при длительностях прямого хода порядка единиц микросе-
кунд.
2. Во всех расчетах целесообразно принять следующие допущения:
1 + С/С£«1; С/СЕ^е/5. (8.47)
3. Для повышения надежности работы устройства необходимо пре-
дотвратить обратимый пробой эмиттерных переходов транзисторов Т1
314
и Т2. Указанное требование обеспечивается при выполнении соот-
ношений
gK ^вн
*б
UBX Ек —-— -— Пэб max
«б
С ^ЭБ max
сГ ёГ-
(8.48)
(8.49)
Пример 43. Рассчитать ГЛИН с компенсирующей э. д. с. при сле-
дующих исходных данных: Тпр = 400 мкс, Тобр t = 200 мкс, Т =
= 1000 мкс, (/выхт = 10 В, е < 2%, ta < 20 мкс, t°a = —20...50° С;
/?вн = 2 кОм, «вх = 4 В, RH = 10 кОм.
Рис. 8.13. Модифицированная схема ГЛИН с компенсирующей э. д. с.
1. Учитывая малую величину 8 при большой длительности прямого
хода и малое время обратного хода, выбираем ориентировочно ГЛИН
с составным транзистором Т2, источником Ей и входной цепью в виде
делителя R1R5 с ускоряющим конденсатором (рис. 8.13).
2. По причинам, указанным в п. 8.2.3, целесообразно применять
однотипные транзисторы Т1 и Т2 с малой емкостью коллекторного пе-
рехода. Линейность прямого хода повышается с увеличением коэффи-
циента передачи тока базы |3W. Для уменьшения искажений выходного
сигнала транзисторы должны быть высокочастотными. Выбираем тран-
зисторы типа ГТ308А.
Тип диода определяется исходя из требуемой величины обратного
напряжения, малой величины сопротивления диода гпр (для быстрого
перезаряда конденсатора Се) и достаточно малой инерционности при
выключении. Этим условиям удовлетворяет диод типа Д219А.
3. Принимаем коэффициент g0 яй Чем меньше |0> тем меньше
время обратного хода, но при этом уменьшается коэффициент исполь-
зования напряжения источника питания. Задаемся — £ = 0,85.
jp 315
4. Начальный ток 1В заряда конденсатора С целесообразно задавать
максимально большим, учитывая следующие ограничения на его ве-
личину:
а) мощности, рассеиваемые на транзисторах Т1 и Т2, не должны
превосходить предельно допустимой величины при максимальной ра-
бочей температуре
р тах = = = 140 мВт.
ГК max 025 0,25
Принимая Ек — 12 В и учитывая, что для выбранного варианта
входной цепи в данном типе генераторов
^нас = 1 + Tnv/T06pl = 3, (8,50)
определяем значения начального тока, при которых мощности
и Рк2 не превосходят величины Рктах:
_ 2 наи'Pki Т
Рд/1 наиб ^вых тп (РпрН~Робр1)
140 10~3 1000 • 10-в .
-----------------= 12,5 мА;
10 • 600 • 10-6
2- 140 10~3 1000 • 10~«
12 600 • 10“к =39 мА'*
= 2-^-.
75
2Рк2Т
г'н2
Ек (РпрН~Робр1)
б) для того, чтобы емкость конденсатора Се не превосходила прием-
лемой с конструктивной точки зрения величины, например 50 мкФ,
необходимо, чтобы начальный ток не превышал величину
0,2 • е • СЕ нанб (7ВЫх m
0,2-2-Ю-2- 50- 10-’ • 10__с
‘в'-.’нз- Тпр 400-10-« А’
в) составляющая i3 3 общей задержки не превосходит заданной ве-
личины t3 8 яз 0,5 t3, если начальный ток удовлетворяет соотношению
; 1 __ ^выхт^зЗ _________ 10 • 10_<i к *.
' .. — - — о мА,
(Гпр + Рвых п) Рпр 50 • 400 • 10-»
г) предельный начальный ток стабилизатора, при котором ток клю-
чевого транзистора Т1 не превышает допустимого значения 7к,итах>
равен
; г — Р1У1наим , РобР1 _ 20 ion 120-10 11 . , .
*н^н5 = -----------'К. и max ~.. - -120- —-—— « 11 мА.
Р/VI наиб Рпр + Робр1 75 60010
Проверяем, не превосходят ли токи гб1 и гк1 предельно допустимых
значений. В момент включения транзистора
~ Pw 1 нанб ^61= Pw 1 нанб ~ ------—
АВН + •''ВХ Э1
= 75---------------— 94 мА <Z, / к и шах »
(Н-2,2) • 103 ’
316
На основании указанных ограничений выбираем г„ = 5 мА.
5. Определяем сопротивление резистора /?в
/?В = С£//Н = 2 кОм,
Выбираем RB = 2 кОм.
' 6. Из соотношения (8.21) рассчитываем емкость времязадающего
конденсатора
с ~ = 400-?°:6: .1 = 0,23 мкФ.
/?Kg 2 • 103 • 0,85
Выбираем С — 0,22 мкФ,
7. Рассчитываем емкость конденсатора Се. В соответствии с соот-
ношениями (8.22), (8.47) и (8.49)
„ 5-С 5 • 0,22 • 10-в Л
Се >------------1-----= 55 мкФ,
8 2-10~2
СБ <--------------------------= 360 мкФ.
&0 8/[(1 —5о) 5] (гпр-Ь^ВЫХ п)
Поскольку Се > С£навб, то выбираем Се = 47 мкФ и уточняем
значение отношения &Се — 0,22/47 = 47 • 10~3. Если же значение Се
не ограничивается конструктивными соображениями, то можно вы-
брать Се = 68 мкФ.
8. Определяем сопротивление резистора R в. По методике, изложен-
ной в примере 42, вычисляем значение 8с. Учитывая, что Снаим «
« 0,5 В, пс = 1/3, £ = 0,85, Сспр = 5 В, Ск (и) — 8 пФ, на-
ходим
v = (l —gfc =0,53,
Ск = Ск(н)(-^1Н-Ус = 81/— « 18 пФ,
“ К Ч^ваим/ И 0,5
X = — = • - °— ж 10*, 8с ж 10-*.
Ск 18-10-12
Для наихудшего случая (pw2 = Р№яаим) из соотношения (8.20)
получаем
„ Г/ с \ О,бР^2нанм 1
R3> 8 — 8С — 7Г- ----------------=
IA се) 7?hJ
(, с ,0.6-20-20 1 сс„ ~
= 1,6 • 10 2 —--------------= 550 Ом,
\ 2-103 10- 1(Я )
Выбираем Ra ~ 680 Ом.
9. Определяем необходимое напряжение Ев
Е---------------------г = 0,68 . 103 . A224L = о,7 В,
Опр + ^вых ц) 47 • 50
Принимаем £а= 1,2 В,
317
10. Проверяем возможность применения на входе генератора раз-
делительной цепи. Подставляя в соотношение (8.43) значения пара-
метров, находим
Г— Тдр _ ЮОО 400 -______5-Кна0 (ЯввЧ~Явх э)_______
Тпр 400 Наим I*11(£кЧ"£Авх)/£к]
5 • 3 • 3,2 • 10® .
=----------!-------= 4
2 • 103 • 20 • 0,28
3
Следовательно, разделительную цепь применять нельзя, поэтому
используем входную цепь в виде делителя R1R6 с ускоряющим конден-
сатором Сб.
Рассчитываем сопротивление резистора R6i
р ?аим =^' ' %® 1 о „п
гт- q —13 кОм®
Лнас **
Выбираем R6 = 10 кОм.
Сопротивление резистора Rt равно
р Ubx m Кб р 4 • 10 • 10®
Выбираем R± = 1 кОм.
Рассчитываем емкость конденсатора Сб из соотношения
р 3______________
2*108 = 1,3 кОм,
12
(Яви +Я1) II Яб In [(Яб+^вх т)/£б1
10-10“° ЛЛ1К А
=--------------= 0,015 мкФ.
2,3-10» In 1,33
Выбираем Сб = 0,015 мкФ.
11. Оцениваем задержку выходного сигнала на основании соотно-
шений (8.5), (8.6) и (8.19):
ta « тэвв + С (гпр + 7?вых п) =
Аб иВХ
= ₽№ наиб + Ск /?к) + С (гпр + 7?ВЫ1 п) =
Яб “вн \ "о /
^75-2?: 2'103 (------1-----(-20-10*12 - 2 . 103>) + 0,22-10-в.50 =
104 • 4 \6,28-90- 10е /
= 14 мкс< ts доп = 20 мкс.
8.4 .4. Расчет ГЛИН с емкостной отрицательной обратной связью
Тип ГЛИН выбирается на основании соотношений (8.51) и (8.52),
связывающих параметры генератора
н _________&ТпР______
|Л' (е-е6)(Г-Гир)
318
(для одиночного транзистора),
^>1/^ (е-8с) (Т-Тпр)' <8-52)
(для составного транзистора),
где
Рис. 8.14. Схема преобразователя напряжение — время.
Коэффициент b — 5 в схеме без диодной фиксации, а при Ек =
= 2 Еф обеспечивается значение b = 0,7.
В технических условиях на разработку генераторов данного типа
часто оговаривается отсутствие начального напряжения на прямом
ходе. При таком условии наиболее подходящим является ГЛИН с ком-
мутирующим транзистором (рис. 8.7). Интегратор Миллера в данном
случае не применим, так как в этом устройстве принципиально имеется
начальный скачок напряжения. Выбор входной цепи необходимо обо-
сновать при последующем расчете.
Генераторы фантастронного типа наиболее часто применяются для
построения преобразователей напряжение — время (рис. 8.14) и уст-
ройств плавно регулируемой временной задержки.
В режиме преобразования напряжение—время управляющее на-
пряжение через диод Д подается на коллектор транзистора Т2 и ре-
гулирует диапазон изменения напряжения на конденсаторе С. Выход-
ное напряжение обычно снимается с коллектора транзистора ТЗ в ви-
де прямоугольных импульсов.
Для повышения чувствительности регулировки и линейности пре-
образования необходимо выполнение соотношения
> 1Q — (^упр)наим
лпр + Лвн Лк
(8,53)
319
где 7?BH — внутреннее сопротивление источника управляющего н.
пряжения.
При выполнении соотношения (8.53) длительность прямого хода
равна
Тпр « (ЯС/ЕК) [Пупр+ /к т (2?вн + гпр)-ДПК1]. (8.54)
Пример 44. Рассчитать генератор спадающего напряжения отри-
цательной полярности со следующими параметрами генерируемого
импульса: Тар = 75 мкс; Тсбр = 15 мкс; е 1%; ивы*т = 9 В,
нестабильность длительности прямого хода 6пр •< 3%в диапазоне тем-
ператур от —55 до 4-50° С. Параметры управляющего генератора
= 10 В, Рвн = 1 кОм. Схема работает на активную нагрузку
Rn = 10 кОм. Начальный скачок напряжения недопустим.
1. Задаваясь значением = 5 • 10"3 и подставляя в выражения
(8.51) и (8.52) данные из технического задания, определяем, что для
реальных значений рд'2иаим & 60 требуемые параметры выходного
импульса обеспечиваются в схеме на составном транзисторе и с отсе-
кающим диодом. Так как начальный скачок напряжения недопустим,
то применяем схему с коммутирующим транзистором и резистором Rc
(рис. 8.9). Ориентировочно выбираем входную цепь в виде делителя
R1RO.
Отключающие диоды должны иметь малое гпр, большое гобр и ма-
лые тепловые токи. Поэтому обычно используют кремниевые диоды
типа Д219А — Д223Б или Д107 — Д109.
Принимаем £к = 24 В, Еф = 12 В.
2. Транзистор Т2 должен иметь достаточно большое допустимое
обратное напряжение (Дкэдтах > 12 В), малый тепловой ток 1кГ 2,
малое время включения. Коэффициент передачи тока базы при мини-
мальной рабочей температуре должен превышать, в соответствии
с условием (8.52), величину
ft 1 / 5 0,7 75 • IO-
2 наим - у 5 • 10-s• 15 • 10~e ~ 60‘
Ключевой транзистор Т1 для повышения линейности прямого хода
должен достаточно быстро выходить из режима насыщения. Для по-
вышения температурной стабильности генератора транзисторы Т/
и Т2 выбираем однотипными.
Произведем расчет для транзисторов типа П416Б.
3. Находим сопротивление резистора RK. Для данной схемы коэф-
фициент нелинейности определяется соотношением (8.25), где в соот-
ветствии с (8.45) и (8.46)
е0 Ас = £ (R + Д"х2 0,6)/(0,6 р^2 р^2 RK н).
Решая совместно уравнения (8.25), (8.26) и (8.44), получаем соот-
ношение, связывающее основные параметры генератора:
Тобр = bRlt u/[0,6Pw2 (е0 рл/2 RK к—^вх21)1, (8,55)
320
из которого следует, что минимальное значение сопротивления
равно
^кн>^вх21/(ео₽№нанм) = 500-0,9/(5.10-3.75)= 1,3 кОм. (Ь.Ьб)
Принимая /?кн = 1,5 кОм, определяем
RK = RK н Ral(RB-RK J = 1,5 • 10/( 10-1,5) = 1,8 кОм.
Выбираем RK= 1,8 кОм.
4. Рассчитываем емкость конденсатора С. Из соотношений (8.10)
и (8.47) получаем ограничения на величину емкости конденсатора
Т’обр \ /.Л ( ^спр \ С (1 _ V 8с)
«.о Ск (“) > I ту I е v •
\ '-'наим / с
Подставляя в данное соотношение значения Ск (м) = 8 пФ,
Пс=1/2, t/cnp==5B, £/ааим=1 В, 6 = 0,7, Рк=2,ОкОм,‘т'обр=15х
X 10"® с, ес = 5‘10~3, v = 0,3, находим 10000 пФ >С>3400 пФ.
Выбираем С — 8200 пФ.
5. На основании соотношения (8.26) вычисляем сопротивление ре-
зистора R'.
R = -1НЕ_ =----75 •J0"'1-... « 10 кОм,
Ър 0,9-8200.10-12
Выбираем R = 10 кОм.
6. Рассчитываем начальное значение рабочего тока
/Н = £ф/Я = 12/10= 1,2 мА.
Проверяем, не превосходят ли при этом мощности, рассеиваемые
на транзисторах Т1 и Т2, предельно допустимой величины
Рк max = 2 (85—Q = 2 (85—50) = 70 мВт.
В данной схеме определяющей является мощность Рк2
р = ^пР^в^Ф _ ?5 • 10~1’ • 1 '2 • 10~ 3 • I2 _. б мВт с Ри
кг т . 2 ад . ]0-в .. 2 к тах’
7. Рассчитываем величину напряжений источника £э. Для надеж-
ного запирания транзистора Т2 в исходном состоянии должно вы-
полняться соотношение Еэ > (UK н1)наиб — U3an, где (/зап «
tv (0,2 ... 0,3) В — запас по напряжению запирания. Учитывая, что
ток 7КН1 = Еф/Ru — 6 мА, гн = 25 Ом, получаем Е3 > 0,45 В.
Выбираем Еа = 0,6 В. Принимать Ев большей величины нецелесооб-
разно, так как при этом увеличивается значение начального скачка
напряжения и затрудняется его точная компенсация.
8. Находим сопротивление резистора Rc- Если необходимо обес-
печить минимальную величину начального скачка напряжения, то це-
лесообразно пользоваться не соотношением (8.30), а более точным
Rc — (Ед | UH п1 | + I ^620 I )/гИ»
321
где U6 а, — напряжение, определяемое из типовой характеристики
Д = f («бэ) п0 значению эмиттерного тока в начале прямого хода
*э = *н + (£к — £ф)/#к»7 мА,
Для транзистора П416Б при указанных режимах работы UK Н1 ==
— 0,15 В, Дб20 = 0,4 В, следовательно
D 0,6—0,154-0,4 _nn „
Rc = —-----’-1—- = 700 Ом,
1,2-Ю-з
Выбираем Rc = 680 Ом.
9. Задаваясь значением /<нас = 2, рассчитываем сопротивление
резистора /?0:
ЕФ fyv 1 наим R
б"" Кнас(£ф4-£э)
12 • 75 • 10 • 108
- rz~7---------« 375 кОм,
2 • 12,6
Выбираем Дб = 330 кОм.
10. Проверяем возможность применения разделительной цепи на
входе ключевого транзистора Т1. Для данного случая условие (8.43)
нормального функционирования входной разделительной цепи имеет
вид
Р> 5 • Гпр (/?ВИ+/?ВХ1)_____п
6 (Т-Тцр) In [(«вх4- £ф)/£ф]
откуда
330-103 Ом>-- 75' 10~6..:4' 103 ^300 - Ю3 Ом,
15-10-е-In 1,41
т. е. на входе генератора можно применить разделительную цепь.
Поскольку на начальном этапе расчета входная цепь ориентировочно
была выбрана в виде делителя R1R6, то на рис. 8.9 резистор R1 следует
заменить конденсатором Сб.
И. Рассчитываем емкость конденсатора Сб из соотношения
Сб<------Z1=ZVp-----= 15‘10"8 = 750 пФ.
° 5(/?вн4-Явх1) 5-4-103
Выбираем Сб = 680 пФ.
Проверяем выполнение условия запирания транзистора Т1 во
время прямого хода:
£пр
Сб (RBH 4- Яб) = 224 мкс >---------------------= 220 мкс,
1п[(1/Вхт4-£ф)/£ф1
12. Оцениваем нестабильность длительности прямого хода по фор-
муле (8.27):
о _ ЛД-п # = 20-Ю-я • Ю- Ю3 _ , 70/п я
°«Р ~ £Г~ 12 °ПР доп*
Пример 45. Рассчитать фантастронный генератор, работающий в ре-
жиме преобразования напряжение— время, при следующих исходных
данных: длительность прямого хода изменяется в пределах от 100 до
322
1000 мкс; 7’обр ж 0,5 7пр; амплитуда выходного сигнала <увыхт
> 10 В; точность преобразования не ниже 1%; нестабильность дли-
тельности прямого хода в диапазоне температур от 0 до 50° С не бо-
лее 1%.
1. Начальный этап расчета фантастронного генератора аналогичен
расчету управляемого ГЛИН с емкостной ООС (пример 44). Для оцен-
ки возможностей различных вариантов схемы используются соотно-
шения (8.51) и (8.52). В нашем случае данным технического задания
удовлетворяет схема на составном транзисторе с отключающим
диодом, поскольку
Pwi>l/r-5'0,7"100==40.
К И 5- IO"3 • 500 • 10-в
Транзисторы 7/ и Т2 выбирают, как и в схеме рис. 8.9. Транзистор
ТЗ должен быть однотипным с транзистором Т2. Следовательно,
учитывая пример 44, можно произвести расчет для транзисторов типа
П416Б.
Выбираем напряжение Еф — 12 В, Ек = 24 В.
2. Рассчитываем суммарное сопротивление RK н. Задаваясь значе-
нием ес = 5 • 10-3, принимая | = 0,8, i = 500 Ом, p,v 1наим =
= 90 (при Т = 0° С), из соотношения (8.75) находим
/?„ в > R'BX 1 |/(е0 й 1 наим) = 500 • 0,8/(5• 10-3.90) = 900 Ом.
Учитывая соотношение (8.53), выбираем RKB — 1,5 кОм. При ма-
лой величине RKB делитель в цепи управления потребляет большой
ток. Выбирать RK н>(5...10) кОм нецелесообразно, так как уменьша-
ются пределы регулирования t/ynp и возрастает длительность обрат-
ного хода.
Принимаем RK — 1,8 кОм и определяем нагрузочную способность
генератора
RB наим = RK RB J(RK—RK н) « Ю «Ом.
3. Находим емкость конденсатора С. На основании примера 44
получаем 35000 пФ > С > 3400 пФ. Выбираем С = 0,033 мкФ.
4. Оцениваем сопротивление резистора R. Поскольку схема исполь-
зуется как преобразователь напряжения — время, то R рассчитываем
исходя из максимальной длительности прямого хода. Параметры источ-
ника управляющего напряжения и пределы его регулировки опреде-
ляются по заданному минимальному времени прямого хода.
На основании соотношения (8.40), полагая Д[/к1 = 1 В, /кп =
= 20 • 10-6 А, получаем
п __________Ек 7'п р________
—AUк1)С — /к г) Тпр
(12—1)-0,033-10-6—20 10-6' 1000- Ю~в
Выбираем R — 36 кОм.
823
—------! = наиб {100 Ом, 400 Ом}.
1 наим J
Rlr.anM
5. Сопротивление резистора R1 желательно выбирать минималь-
ным для повышения стабильности, однако его величина ограничена
[см. (8.33)] (8.36), условием
Еф
Д , и max
Выбираем Rt = 430 Ом.
6. Принимая во внимание соотношения (8.38), (8.39), рассчитываем
сопротивления резисторов R61 и Рб2:
Rei + #62 < vT77~—Т---=----------Г = 60 кОм,
61 62 ,0<Дгз)„8иб 10-20-10“в
Полагая R61 + R62 = 20 кОм, находим
7?б1_ . .1,7 кОм.
Еф 12
Выбираем /?б2 — 1.8 кОм, R61 = 18 кОм.
Для регулирования режима работы транзистора ТЗ часто приме-
няют переменный резистор /?С2.
7. Для расчета делителя R1R3 оцениваем значение тока /бн2, ко-
торое для данной схемы определяется выражением
I _________1____/ gK — ДДп __ Еф \
бП2 ~ Рл2нгК»
#к н
и равно
, 1 / 24 — 1 12 \ .
Д П9 =-----------------------=175 мкА.
01,2 90 U.5 • 103 36 • 10: )
Оцениваем максимальное суммарное сопротивление делителя R1R3
из соотношения (8.37);
R* = + R2 + Rз < Etl,/(10 /б[г2) = 12/(10.0,75-10~3) = 6,9 кОм.
По формуле (8.35), полагая rHt — 15 Ом, 1иГ2 — 20 мкА, рассчи-
тываем максимальное сопротивление R3:
Учитывая большой разброс параметров транзисторов, целесообразно
использовать переменный резистор R3. Выбираем R3 = 4,3 кОм.
Рассчитываем сопротивление резистора R2
R2 = %* _ Rt — /?3 = 6,9 — 0,43 — 4,3 = 2,2 кОм.
Выбираем Т?2 = 2,2 кОм.
8. Рассчитываем цепь управления. Воспользовавшись соотношением
(8.54), определяем минимальное значение управляющего напряжения,
соответствующее минимальной длительности прямого хода:
(J] \ _Еф Т„р Щ111М . . , , _ 12-100- 10"" . 1 9 г>
(^Упркшм ’зз . 10з . 0>03з . ]у-и 1 1 ~
324
Из выражения (8.53) находим сопротивление делителя А?п:
Яд Як/{10[Еф-((/упр)наам]} = 12.1,8.103/(10.10) « 220 Ом.
Разбиваем сопротивление Rn на два: переменное, равное
/?4 = Яд(Еф-(4/упр)яаим/£ф = 220(12-2)/12 = 180 Ом,
и постоянное R, == Ди (^уцр)паим/£ф = 37 Ом.
Принимаем Rs — 33 Ом, /?4 — 180 Ом.
99. Оцениваем нестабильность длительности прямого хода по фор-
муле (8.41)
бпр = Д/к72 (7? +/?к)/(Еф—Д(7к1) = 20.10-в.37,8-103/(12—1) = 7%.
Поскольку бпр > 6пр яаиб, то вводим в схему компенсирующий
транзистор Т4, выбирая его однотипным с транзисторами Т1 и Т2.
Напряжение источника смещения выбираем равным Еэ = 1,2 В.
Задача 41. Рассчитать ГЛИН с разрядом через транзистор по сле-
дующим данным: Тпр = 500 мкс, To6v CZ 100 мкс, в < 3%,
Увыхт > 15 В, бу < 1% в диапазоне температур от 20 до 60" С,
нвх = 5 В, RBH = 300 Ом.
Задача 42. Рассчитать ГЛИН с компенсирующей э. д. с., формиру-
ющий импульсы параметрами: Тар — 600 мкс, Т = 2 мс, 70б„ =
= 300 мкс, 8 <2%, (7выхт^>ЮВ, < 30 мкс, R„ — 10 кОм.
Задача 43. Рассчитать генератор с коммутирующим транзистором
в цепи базы при следующих условиях: Тпр = 1 мс, Тобр < 300 мкс,
е < 1%, СВЫХт> 20 В, бпр <3% в диапазоне температур ±50°С.
Схема нагружена на сопротивление Ra = 10 кОм. Внутреннее сопро-
тивление источника входного сигнала RBH = 2 кОм, амплитуда
^вх m ~ 5В.
Задача 44. Рассчитать фантастронный генератор, удовлетворяю-
щий следующим условиям: Гпрванб = 2 мс, Тпрнаим = 500 мкс,
е < 1%, период следования запускающих импульсов Т = 3 мс; ам-
плитуда прямоугольных импульсов УВы5П1> 10 В. Допустимая не-
стабильность длительности прямого хода бпр < 1% в диапазоне ра-
бочих температур ±40° С.
Задача 45. Выбрать схему и рассчитать генератор линейно-нараста-
ющего напряжения отрицательной полярности при следующих техни-
ческих условиях: Гпр = 100 мкс, Тобр — 20 мкс, Т = 200 мкс,
8< 3%, ГВЫКт> 10 В, задержка выходного сигнала /3 < 3 мкс,
нестабильность амплитуды < 1 % в диапазоне рабочих температур
±50? С. Параметры генератора входных импульсов: = 5 В,
Явн — 1,5 кОм.
Задача 46. Выбрать схему и рассчитать генератор линейно-пада-
ющего напряжения по следующим исходным данным: Т = 400 мкс,
Тпр = 200 мкс, ч < 2%, ДВЫХт > 10 В, Rn = 20 кОм, диапазон
рабочих температур ±50° С, изменение длительности прямого хода
и амплитуды выходного сигнала не более 1%. Схема запускается сиг-
налом Uuxm — 5 В от источника с внутренним сопротивлением
RBB = 2 кОм.
325
Приложение I
Приближенные методы расчета переходных
характеристик
При анализе переходных процессов в импульсных схемах и их
разработке часто пользуются приближенными методами расчета
[20, 21]. Кратко рассмотрим методы [21], которые используются в учеб-
ном пособии.
1. Использование степенного ряда. Функцию, описывающую пе-
реходный процесс, можно разложить в ряд Маклорена по степеням
времени t, представив ее в виде
°° d
/7(0=2 (1.1)
z= о
где коэффициенты разложения определяются из операторного выра-
жения функции Н (t):
Н (п) = QhPk+ ah-iPk~X + ... +an-iPn~l + • • •p+flo
( bn Pnjrbn-i pn~'l~\r •. .~\rbn„i 4-... +blP+ba
при помощи формулы
i г /_1
~ ~Г~ an -1 2 ^n-l + s •
°n s=n — k
(1.2)
В общем случае ряд (1.1) может начинаться с коэффициента dg, т. е.
//(о=2^Т’ (1,3)
так как коэффициенты d, при l<q часто оказываются равными нулю.
Если ряд (1.3) сходится настолько быстро, что можно использовать
только один,член ряда, то применяется приближение Н (t) л; dqiQlq\,
которое обеспечивает достаточную точность для промежутков времени
t <, 6dg (q 4* l)/dg +1 (где 6 — коэффициент, определяемый требуе-
мой точностью расчета).
Если требуется учитывать несколько членов ряда и при этом можно
ограничиться только членами не старше d3i3/3l, то для решения прак-
тических задач используют приближенное уравнение второго порядка

Если ряд сходится более медленно, то точность расчетов можно
заметно повысить, составив на основании ряда (1.1) сумму членов гео-
326
метрической прогрессии, которая образуется младшими членами сте-
пенного ряда (1.1). Так, если
H(t)^d0+d1t+^JL + l„,
то, сгруппировав первые члены ряда
Н (ty^ + d^l + t +(-£- tY + ...
[ 2di \ 2di /
можно использовать следующее приближенное соотношение:
H(t)^d0 + d1tl(l + -^-t'\,
I \ 2dx )
(1.4)
Если d0 = di = 0 и ряд начинается с члена d2^2/2, то достаточно точ-
ным приближением является
(1.5)
Z / \ 2 /
Приближенные соотношения, приводящие к уравнениям выше второго
порядка, не позволяют заметно упростить расчеты, поэтому они не
применяются.
2. Описание переходных процессов экспоненциальной функцией.
При монотонных процессах функцию, описывающую переходные про-
цессы, можно представить приближенным соотношением
Н(Р)
а0 е~р130
Ьо рт-Н
(1-6)
где т
——постоянная времени;
. bi о,
10 — —--1—т—начальная задержка,
Ьо Оо
При t30 > 0 функция, описываемая соотношением (1.6), пред-
ставляет собой экспоненту, задержанную на время t3 0, т. е.
О при 0<^/з0,

Ml—ехр (-^22-
b0 L \ Т
ПрИ t М ^3QS
При *зО<0 начальным значением приближенной функции являет-
ся ехр (ta 0/т) и при t О
//(/)= М1 — ехр ( — ,
ь0 L \ т /J
3 Снижение степени характеристического уравнения. Если не-
которые корни характеристического уравнения В(р) = Ьпрп +
+ Ьп_1рп~1 + ... + 6| р + 60 = 0 по абсолютной величине зна-
чительно больше остальных, то функцию, описывающую переходный
процесс в течение нарастания фронта, можно с достаточной точностью
представить приближенным соотношением
327
И (п) a™ ^т~>Г • • • а! Р-ГаО е— Pl 30
6n_2p«-2+...+61p+60
в котором степень характеристического уравнения уменьшена на ве-
личину I, равную числу корней, заметно превышающих по
ной величине остальные корни. При этом время задержки
I ^П-1 I I ^П-2~М
bn-1 bn-2 in-2
Приближенные соотношения (1.7) и (1.8) можно обосновать с
предыдущего метода.
(1.7)
абсолют-
ов
помощью
Приложение II
Расчет импульсного трансформатора
В импульсной технике широко применяются ключевые схемы
с трансформатором. В нелинейных усилителях трансформаторы исполь-
зуются для изменения амплитуды и полярности выходных импульсов,
а также для разделения по постоянному току последующих за усили-
телем элементов и узлов. При помощи многообмоточных трансформа-
торов получают импульсы, находящиеся в определенных амплитудных
и фазовых соотношениях. Применение трансформатора во входной цепи
ключевого элемента позволяет увеличить усиление высокочастотной
части спектра импульса, что способствует уменьшению искажений
крутых перепадов. Благоприятное влияние согласующих трансфор-
маторов на качество воспроизведения крутых перепадов особенно за-
метно в транзисторных схемах.
В настоящее время в импульсных трансформаторах в основном ис-
пользуются ферритовые сердечники, обладающие высокой магнитной
проницаемостью и малыми потерями на вихревые токи [4].
Как известно [4], в импульсном трансформаторе величина тока на-
магничивания характеризуется магнитной проницаемостью на предель-
ном частотном цикле. Проницаемость рд — нелинейная величина,
что объясняется нелинейностью характеристик намагничивания. Кро-
ме этого, проницаемость рд изменяется с изменением скорости нараста-
ния импульсных сигналов, так как изменяются потери на вихревые
токи. Поэтому при практических расчетах пользуются средним значе-
нием проницаемости сердечника рд, определяемым для импульсного
режима экспериментально. Таким образом учитывается влияние ука-
занных эффектов на магнитную проницаемость сердечника. Для фер-
ритов = 100...2000 Гс/э. В аппаратуре напосекундного диапазона
обычно применяют сердечники с низкой проницаемостью (цпр =
= 100...200 Гс/э), так как в таких сердечниках потери на вихревые
токи достигают меньшей величины. В нелинейных усилителях микро-
секундного диапазона используются ферриты с цд = 500...2000 Гс/э.
При насыщении сердечника проницаемость существенно умень-
шается, поэтому резко возрастает и ток намагничивания. Схемы с на-
сыщающимся трансформатором ненадежны, так как при резком ьозра-
323
станин тока намагничивания обычно заметно увеличивается ток ак-
тивного элемента, что может служить причиной катастрофических
отказов схемы. Применение же элементов (например, резисторов),
ограничивающих токи до предельно допустимых величин, приводит
к заметному росту рассеиваемой
мощности и часто является причи-
ной ухудшения качества воспро-
изведения схемой крутых перепа-
дов. Ферритовые сердечники насы-
щаются при индукции Внас «
«51500...3000 Гс. Остаточная ин-
дукция Во составляет 800... 1000 Гс.
Чтобы исключить резкое нараста-
ние тока намагничивания, необхо-
димо ограничить приращение ин-
дукции в пределах АВнас < втс '
индукции определяется по величине
мощи известной [4] формулы
Рис. П.1. Упрощенная эквивалентная
схема трансформатора.
— Во = 700...2000 Гс. Изменение
действующего сигнала при по-
дв = -122_ С U(t)dt,
где Wi — число витков первичной обмотки Sc — поперечное сече-
ние сердечника, и (/)— напряжение на первичной обмотке.
При практических расчетах используется упрощенная эквивалент-
ная схема трансформатора (рис. П.1), в которой, в отличие от полной
эквивалентной схемы, не учитываются потери в сердечнике и часто
потери в обмотках, так как сопротивления г( и г2 обмоток импульсного
трансформатора значительно меньше сопротивлений внешних цепей.
Искажения формы импульсов в основном характеризуются сле-
дующими параметрами трансформатора: действующей в импульсном
режиме индуктивностью первичной или вторичной обмотки: =
= 4лЮ~31^15сРд//с или L2 = LJn2 (l0 — средняя длина магнито-
провода сердечника; п = WdW2 — коэффициент трансформации);
эквивалентной индуктивностью рассеяния Д; динамическими значе-
ниями емкостей СТ1 и Ст2 обмоток трансформатора.
Динамические емкости и индуктивность рассеяния зависят от схе-
мы и конструкции обмоток, от расположения обмоток относительно
друг друга и от числа витков. Емкости можно уменьшить, разнося об-
мотки, но при этом возрастает индуктивность рассеяния. Емкости об-
моток не так уж заметно увеличивают суммарную паразитную емкость,
так как в последнюю входит еще емкость нагрузки, емкость монтажа,
паразитные емкости усилительных элементов.
В импульсных трансформаторах более существенно влияние индук-
тивности рассеяния, которая приводит к увеличению запаздывания
сигналов, дополнительным искажениям крутых перепадов. Поэтому
при конструировании импульсных трансформаторов стремятся умень-
шить прежде всего индуктивность рассеяния (часто ценой увеличения
329
емкостей обмоток). Для уменьшения индуктивности Ls обмотки рас-
полагают одну поверх другой или наматывают виток к витку от каждой
обмотки. Индуктивность рассеяния пропорциональна квадрату числа
витков. В нелинейных усилителях микросекундного диапазона число
витков обмотки трансформатора обычно составляет несколько десят-
ков, а иногда и единиц. Поэтому в трансформаторах, используемых в
нелинейных усилителях, удается уменьшить индуктивность рассеяния
до десятков и даже единиц микрогенри. При столь малых значениях
индуктивности рассеяния в большинстве случаев можно пренебречь
ее влиянием при формировании как фронта, так и среза импульса.
Влияние этой индуктивности необходимо учитывать при определении
времени задержки импульсов.
Исходными данными для конструктивного расчета импульсного
трансформатора являются индуктивность первичной или вторичной
L2 = LJn2 обмоток и коэффициент трансформации п, величины ко-
торых определяют в ходе анализа и расчета схемы.
Расчет трансформатора проводят в следующей последовательности:
1. Выбирают тип сердечника и оценивают его геометрические раз-
меры, а также величину цд.
2. Рассчитывают число витков обмоток трансформатора
= 10 УLrdcp/0,4 5сИд; Г2 = W1/n, (II. 1)
Ж=104К£2 dcp/0,4 5сЦд; W^nW2. (II.2)
Здесь dcp — средний диаметр тороидального сердечника, см; Sc —се-
чение сердечника, см2.
3. Пользуясь выражением для магнитной индукции в сердечнике
108 РИ
B = B0+-d!L-\u(t)dt, (П.З)
W 1 <Jp *J
1 с о
проверяют, не превышает ли магнитная индукция уровня насыщения
сердечника. Здесь Во — остаточная индукция, Гс; и (/) — напряжение
на первичной обмотке, В; ta — длительность импульса, мкс.
Приложение III
Параметры транзисторов
В табл. 1—4 приведены данные о транзисторах, используемых
в примерах расчета. Основные характеристики взяты из справочников I
(12, 13]. В таблицах также приведены физические параметры тран- j
зисторов, которые определены на основе справочных данных по мето- ;
дике, изложенной в гл. 1. Параметры, для определения которых
справочных данных недостаточно, оценены при помощи эксперимен-
тальных данных или эмпирических коэффициентов. В таблицах они
отмечены рамкой.
830 '
Таблица 1 Параметры кремниевых транзисторов CQ режим измерения СО S - о Ук = 5 В 1^— 10 мА Ук = 1 в /к= 10 мА 1к = 10 мА К /Б = 1 мА njW 01 = / g
со Н значение параметра 40...120 >800 0,2 00 О ОО V
СЧ СО режим измерения И И <N сч и 51 & О CQ < S — иО II 11 г? oK = io в [ = 10 МГц
* значение параметра 25...100 120 1,3 30...133 1 150 I V/
X ® S lQ II 2
| V 9 0 £ X 1 - режим измерения Ук=1 В, /к= 10 мА Ук = 5 В /„= 10 мА Л. Vй 01 = */ g 1к = 10 мА /Б=1 мА
Параметр значение параметра 1 Коэффициент передачи тока в схеме с общим 20...60 эмиттером /121э >300 <0,5 10...12 О lO V/
Предельная частота передачи тока /гр, МГц Среднее время пролета носителей нс Постоянная времени коэффициента передачи тока базы TgW, нс Постоянная времени накопления тн, нс 0 и £ <я О о*' д о о X о S (U KJ о X 4Э о о Щ 331
“ —— — Г! DO Л ПЛ Ж РУ
Параметр КТ306А KT312F- КТ3163
значение параметра режим измере кия значение параметра режим измерения значение сгараметра режим измерения
Емкость эмиттерного перехода Сэ, пФ <4,6 £/3 = 0 В /= 10 МГц <20 Оэ = 1 в Z = 10 МГц <2,5 »э = 0 В f= 10 МГц
Постоянная времени цепи обратной связи гб Ск, нс <0,Ь t7K=5 В /-.> = 5 мА /=10 МГц <0,5 11 * СЛ 1 || 2 “ Ч S ° >- > оо <0,15 <7К = 5 В /к=10 мА
Напряжение коллектор—эмиттер в насыщении УКЭ нас’ В <0,3 / е = 1 мА ! - = 10 мА <0,8 /Б = 2 мА /|х=20 мА <0,1 /^=1и мА /Б = 0,1 мА
Напряжение саза—эмиттер в насыщении ^БЗ нас’ В <1
<1,1 <1.1
Обратный ток коллекторного перехода /^БО> мкА: С°=20*с, = тях <0,5 ак=15 в <10 <30 (7К=15 В <0,5 (7к=10 В
Обратный ток эмиттерного перехода /9Б0, мкА; /°с = 20° С <1 С/э = 4 В <10 (2Э = 4 В <1 £/э=4 В
Таблица 2
Параметры германиевых высокочастотных транзисторов
1 FT,'41J8A П 320А 1 1 323А П416Б
Параметр значение параметра режим намерения значение параметра режим измерения значение парамстра режим измерения значение параметра! режим измерения
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмипером 20.. .75 ок=1 в /э= 10 мА 20.. .80 ик= 1 в /^=10 мА 20...60 0/^ = 5 В ' к в 500 мА 90...250
Предельная частота передачи тока frp. МГц 90 80 200 Ук = 5 В 80 tZK = 5 В 5 мА
200 мА
Среднее время пролета носителей V1V’ нс 1,8 UK = 5 Б 1-^—Ь мА 2 Ук = 5 В 10 мА 0,8 2
Постоянная времени коэффициента пе- редачи тока базы нс 40...130 40...160 16...50 UK = 5 В К == 500 мА 180...500
Постоянная времени накопления тн> нс <. |300| < роб] <. |1 50| < [5001
Емкость коллекторного перехода Ск, пФ < * ^К = 5 Ь f = 5 МГи < в - с II я II 2 < 30 - с II я II S. 01 < 8 ОК = 5 В f=5 М! ц
Емкость эмиттерного перехода CQ, «пф ы ,, — < 25 иэ=1 в 1=5 МГц 25 U^ = 1 в 1 = 5 МГц 100 с2э= 0,25 В / = 5 MI ц 40 U3^L В / = 5 АН

Параметр ГТ308А ГТ320А ГТ323А П416Б
значение параметра режим измерения значение параметра режим измерения значение параметра режим измерения значение параметра режим измерения
Постоянная времени в цепи обратной СВЯЗИ Гд Ск, нс < 0,5 УК = 5 В /g = 5 мА 1=10 МГц <0,5 ик=ю в /Э = 5 мА 1 = 5 МГц < 0,3 Ук=10В /э=10 МА 1=10 мГц <0,5 (/к«5 В /д=5 мА f = 5 мГц
Напряжения коллектор— эмнттер в насыщении нас, В < 1.5 /р^—50 мА К'нас ~ 2 <1,7 = 20 мА /^ = 200 мА < 3 /К=1А < 2 S О s а о Л со II II
Напряжение база—эмиттер в насыще- нйи ^БЭ нас* в < 0.5 = 10 мА ^Б~ 1 мА <0,6 /g= 10 мА 1 мА <3,5 /Б=100мА <0.7 7^= 10 мА /Б=1 мА
Обратный ток коллекторного перехо- да 'кьс> мкА: 1°с = 20° С 1»„ = (° с с max < 5 ик = 15 В < 10 Ук = 20 В < 30 УК = 20 В <6 UK=15 В
<90 <7К = 12 В < 90 УК=12 В < 100 С7к = 10 В
Обратный ток эмиттерного перехода ^ЭБО- М*А. tcc=20° С < 60 ОЭ = 2 В < 100 УЭ = 2 В < 150 УЭ = 2 В
Т аблица 3
Параметры германиевых низкочастотных транзисторов
Параметр МП2 0А МП40А МП42Б ГТ403А
значение параметра режим измерения значение параметра! реж им измерения значение параметра режим измерения значение ыраметра режим измерения
Коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером /г 21 э 50...150 1^к=5 В /^ = 25 мА 20...40 С Q) * II II 1 CJi g со > 45...100 мА ук = 1 Б 20...60 (7^ — 5 В /^=100 мА
Предельная частота передачи тока /гр, мг« 1,7...3,3 Б в /д = 5 мА 1 /д = 1 мА Ук = 5 В >1 /д = 1 мА Ук = 5 В 0,2 УК = 5В /э=100 мА
Среднее время пролета носителей вс 50...100 160 <160 800
Постоянная времени коэффициента пере- дачи тока базы Труу мкс 5 3,2..,6,4 13,. .61 <16
Постоянная времени накопления ![н мкс 1,2. . .2 /< = 10 мА /Б1=/Б2=1мА 12., ,3|
Емкость коллекторного перехода Ск. пФ 15...30 (7К = 20 В 1 = 0,5 МГц 60 Ук = 5 В 1 = 0,5 МГц 20...50 1/к=5В 1 = 0,5 МГц
Напряжение коллектор — эмиттер в насы- щении Uкэ еао, В 0,15. . .0,6 1 б = 6 0 мА /к = 300 мА 0,2 /^=10 мА 0,5 /j^= 500 мА /б = 50 мА
Напряжение база —эмиттер в насыщении иБЭ нас, в 0,8... 1 ,5 0,4 /\< = 1,5 кОМ 0,8 /^=450 мА
Обратный ток коллекторного перехода !КВО; “кА; 1° = 20° С гс — ‘с max <50 <400 £7к=30 В <15 <250 Ук=10 В to со V/ V/ Ук=15 В Уэ= 15 В /л /л 00 СП о ° УК = 45В С/д = 45 Б
Обратный ток эмиттерного перехода /ЭБО мкА: 1° = 20» С 50 Уэ = 30 в 30 Уэ = 5 В 50 УЭ = 2° В
Предельно допустимые параметры
ГО
&
S
\С
го
Н
КТ316В п-р-п о о + in 1П 1 10 (3 кОм) * О со о т Г 0lO ЮЬ о tO СМ \П — 1 +
1 КТ306 1 j КТ312Б кП 00 o+ co • I 30 (0,01 кОм) •ф о со 1 ЩО CM <£> CM О in -Ф 00 1 + $
j п-р-п 1 in 10 (3 кОм) СО о т +06) OS I о 1ПСМ щ»— 1 + 115
’79 It'll | с? Cl Ю s’ см О — л см USt) 001 — 55 + 60
I ГТ323А | п-р-п CM 10 (1 кОм) см 1 1000 500 i (с тепло- 1 отводом) а in о in 60 1 + in оо
< см СО ё Cl о CM S см О — м со ш 300 200 (45*) 1 — 55 4-70 001
I ГТ308А С; SC с. 5 12 । (1 кОм) сс. о 150 (45°) 0,25 in о 1О<£? ! + о
ГТ403А Q. ё 1Л о СО 200 1250 о in о см со — IQO in «п I 4- 1П 00
1 МП40А МП42Б Cl ё ё. io 15 (3 кОм) iO со 09! 0 о ш о 0,2 о о tn 1 + «э <ю
Cl ё Cl о 30 (10 кОм) 1 о 150 150 (55°) СМ о оо СМ <£> 1 + io 00
МП20А d-u-d i о о см та о U0 300 150 (35°) 0,33 — 55.. .+60 »о со
Параметр Напряжение кол- лектор’база прн от- ключением эмиттере ^КБО max, В (^с = =- ,1°.-- + /2°С) Напряжение кол- лектор-эмиттер °КЭК, в ()?5 3<R, кОм) Напряжение эмит- тер-база UgBO max, Б Ток коллектора постоянный тах мА Ток коллектора в режиме переключе- ния -К, и max, мА Мощность, рассей- : ваемая на коллекторе max, мВт (*с ) Тепловое сопротив- ление переход—кор пус ЯтпК, °с/мВт '(емпература окру- жающей среды, *С Максимальная тем- пература перехода !п max, °C.
336
Ответы на задачи
Вычисляемый параметр и его размерность Номер задачи и тип транзисторов
1 —ГТ320А 2 —КТ306А » —ГТ323А
Ра 20...80 20...60 20...60
Скп, пФ 20,6 13 НО
V VK Ж
Ою > пФ 7,6 4,7 28,4
нс 2 0,5 0,8
W нс 40...160 11...32 16...48
Fv- нс 0,87 0,24 0, Зо
Тй, нс 800 — 200
Скд> пФ 20 4 7
(/кГ) о , мкА 90 — 540
max 100— С 115—7° 85—7°
^тах» мВт
0,275 0,167 0,1
^КЭТ? max 201/ 151/ R>> 201/ R->
Г R„+R6 Г /М-Яб г R-Л Ra
4.
Вычисляемая величина Тип гранзисторс
1 П 1 о.я- К : И 0 3/к К If । 0 5. мпозк КП 10571
иЛН пор, В 4ПТ. мА/В’ гвх МОм 1,5...0,78 0,13... 1 .11 500 1 ,57 ... 1.15 0,22...0,0 .500 2,5.1,62 0,16...0,8 500 2,43...2,17 0,28...0,8 500 3,34, .3,47 0,27. .0,5 500
5.
^зи пор ==2,1 В; &пт = 0,13 мА/B2; rj = 0,7.
Вычисляемая величина и ее размерность Номер задачи Вычисляемая величина и ее размерность Номер задачи
7 | Ь 6 7 i 8
Пот, В 0,56 0,54 0,57 А’Р нс 61 53 53
ГПр, Ом 250 25 140 А,о. нс — 8 2
Пн(о), В —— 0,9 1,2 /рг. ПС 5,4 22 27
Unm В 3,1 2,7 2,4 А. нс 6,3 И 7
Тфр НС 26 15 15 тср НС — 2,5 4,8
^рас НС 13 1 2 t* нс — 5,3 8,5
/з, НС 11 2,4 2,4 ср* Ар. |>с 138 16 29
337
4б=17нс; 4фр = 4 не; 4 = 21 не; ^фр = 65 не; £рао=16 не;
4ап = 19 НС, 4р = 0,7 НС.
9.
Переключательная характеристика
^упр, В <1 1,1 1,12 >1,15
В 0 1 2 3
10.
На выходе ключа I; ta = b,^ нс; ^фр = 30нс; ^рао = 9,4 нс.
На выходе ключа II; 4б==7 нс; ta=\2 нс; ^фр = 28 нс; /рас =
= 67 нс, 4= 1,5 нс (на срезе); 4Р = 330 нс; 4кл = 5бнс; 4ЫВЛ =
= 404 нс.
На выходе ключа III: 4б = 7нс; 4= 12 нс; 4,р = 28нс; 4>ас =
= 67 нс; 4= 1,5 (на срезе); 4Р = 330 нс, 4КЛ=119 нс; 4ыкл=427*
И.
При Ек = 7,5 В требуется пвх = 1,5; L1BX = 10 мГ; пвых = 1,5;
^хвых 0,5 мГ,
12.
Е = 24В; Пваи0=13В; (7наим = 0,8 В; Д(/П+Ом = 7,7 В; ДОп-ом =
= 4,6 В; 4г = 0,92 мкс; /з2 = 0,24 мкс; 4фр— 1,16 мкс; /фр = 3,26 мкс;
4р —5,7 мкс; 4 ср = 0,18 мкс,
13.
Е3 = 24 В; (7паиб « 10,7 В; Пваим = 1,3 В; Д(/£ом = 4,5 В; ДПп-0М =
= 4,9 В; 41=1,1мкс; 4г — 0,4 мкс; 4фр==1,5мкс; ^фр = 2,6мкс;
4р = 2,1 мкс; 4ор — 0,45 мкс.
14.
/?2 = 1,ЗкОм, С = 1,5 мкФ; Е0М = 6В; %тк/таак==0,86;
О^дсм ~ 0,57 Есм; /фр = 150 нс,
15.
/?01.р = 220 Ом; 0=1,5 мкф; Есм = 5 В; Когр = 8 10~3;
гпр = ЮО Ом; /пр = 0,5 мА; /фр = 285 нс.
16.
А?! = 1 кОм; /?2 = 20 кОм; 0 = 0,025 мкФ; Есм = 21 В;
вых = 82 нс; 4Р = 86 нс.
17.
/?огр = 1 кОм; Есм = 4 В.
338
I ,8-
I 7?вн=2,ЗкОм; С = 2,7нФ; тзак = 32 мкс; тОТк=7,6мкс.
I. J 9.
f /?о = 750 Ом; Са=130пФ; тзк = 390 нс; ^фр = 280 нс. В транс-
i форматорной схеме: Z?a=l,5 кОм; С0 = 75 пФ«
20.
Сб — 50 пФ.
: 21.
^вкл= 28 нс; ^выкп 46 нс; Т'пер 74 нс; /зр 28 нс»
" 22.
' Включаются три диода смещения; Rr = 4,7 кОм; R2 = 20 кОм;
j = 2 кОм; /зб = 20 нс; *зк = 8 нс; Zcp к == 9 нс; /вкЛ = 37 нс;
! ^Ы1!Л = 46нс; 7,пер = 83нс; /зр = 37 не.
Г 23.
Л?а = 750 Ом; R1 = 3,9 кОм; С3 = 62 пФ; тук = 300 нс; ^и=150нс,
i 24.
| £[{ = 5В; пвх = 2,4; лвых = 0,8; Z,1BX = 0,7 мГ; L1BbIX = 50 мкГ;
р <гук = 2,4 мкс; /фр = 200 нс,
' 25.
| Як = 47 кОм; Со = 52О пФ; СОэкв== НО пФ; 5/выхт = 6,8 В,
26.
‘ Як = 47кОм; Со = 16ООпФ; СОакв = 50пФ; [7выхт = 5,8 В.
27.
ЕК = 6В; /?к=1 кОм; /?1 = 5,1 кОм; /?2 = 30 кОм; Сопт = 7пФ;
/рао = 13 нс; /з0 = 5 нс; ?фр = 24 нс.
28.
| Ек=10В; Е0М=1В; 7?[{=1кОм; #=1,5 кОм; /?; = 8,2кОм;
j Я» = 5,1 кОм; Сопт = 7 пФ; L_ = 26 нс; ta6 — 12 нс; Рк = б мВт.
- 29.
" ЕК = 6,ЗВ; /?к1 = 510 Ом; /?н2 = 430 Ом; /?э=ЮООм;
' /?1 = 6,8кОм; /?2 = 270 Ом; С = 270 пФ; Дии = 0,3 В; Днб1 = 23 мВ.
I 30.
Методические указания. Первый вариант схемы представляет со-
I бой мультивибратор рис. 6.18, ас некоторыми изменениями, а именно;
1 — исключены эмиттерные повторители и диоды, шунтирующие
я эмиттерные переходы транзисторов в повторителях;
ff — резисторы R1 и R2 подсоединены, соответственно, между рези-
I сторами У?к2 и Rk2, и R'Kl;
| — потенциометры A?ki и Лю включены в коллекторные цепи обоих
| транзисторов;
f — конденсаторы Cl, С2 подсоединены к движкам потенциометров
| Rm, Rki соответственно.
33S
Ек = — 15 В; Ei — + 5В. /?б = 18 кОм; /?f = R2 = 1>8 кОм; R^i =
= /?к2 = 430 Ом, /?к1 = /?к2 = 240 Ом, R"\ = R'"2 = ПО Ом, С, =
= С2 = 0,2 мкФ; 0,15 мкФ; 0,082 мкФ; 0,047 мкФ. Транзисторы типа
МП40А; диоды типа Д11; стабилитрон типа Д814Г. Транзисторы обя-
зательно должны отбираться по 0: 10 0 37.
Второй вариант схемы практически не отличается от схемы
рис. 6.18, а, за исключением того, что:
— изменения амплитуды запирающих перепадов напряжений на
базах транзисторов происходят одновременно и синхронно, поэтому
в коллекторах обоих транзисторов роль резисторов R„ играют потен-
циометры (спаренные).
— изменены точки подключения резисторов Rlf R2 — они подклю-
чены между резисторами Rh и R„.
Транзисторы типа МП40А; диоды типа Д11; кремниевый стабилит-
рон типа Д814Г; Ек = — 15В; = + 5 В; RCT — 430 Ом; R* =
= 100 Ом; R’K = 510 Ом; R* = 270 Ом; Rt = R2 = 3,9 кОм; С, =
= С2 = 0,07 мкФ; 0,05 мкФ; 0,03 мкФ; 0,015 мкФ; Rg = 4,3 кОм;
R6 = 18 кОм.
31.
Методические указания. Схема представляет собой мультивибратор
рис. 6.18, б, дополненный встроенными эмиттерными повторителями,
включенными вместе с отсекающими диодами Д2, ДЗ (параллельные).
Нагрузка подключается к коллектору транзистора, в базовую цепь
которого включен ИМЭ с меньшими постоянными времени.
Обозначения элементов схемы соответствуют рис. 6.18, б. Кроме
того: транзисторы эмиттерных повторителей обозначены ТЗ — для
левого плеча мультивибратора (на Т1) и Т4 — для правого плеча муль-
тивибратора; источник эмиттерного смещения обеспечивает смещение
на эмиттерных переходах ТЗ и Т4 через резисторы /?э8 и /?э4 при на-
сыщении транзисторов Tl, Т2. Из схемы исключены резисторы Д31,
R32-
Ек — + 6В; Ед = —1,2В: ДК1 = 2,4 кОм; Дк2 = 3,6 кОм; /?м1 —
= 30 кОм; /?м2 = ЗОкОм; RMs — 18 кОм; /?М4 = 18 кОм; Ra =
= 2,0 кОм; СМ1 = 4700 пФ; См2 = 4700 пФ; Смз = 220 пФ; Су =
= 100 пФ; См4 = 220 пФ. Транзисторы типа КТ315А. Диоды Дм1,
Дм2 и остальные типа Д220.
32.
Методические указания. Мультивибратор можно построить по схе-
ме, аналогичной рис. 6.18, б, с соответствующей заменой полярности
источника питания, транзисторов (иа тразисторы р-п-р типа) и вклю-
чения диодов на обратное, а также при исключении Д2, ДЗ, R л и /?з2.
Ек — —12 В; RM — 2 кОм; Rk2 — 2 кОм; /?м1 = 18 кОм;
/?м2 — 18 кОм; /?мз = 18 кОм; = 18 кОм; СМ1 = 0,075 мкФ;
См2 = 0,05 мкФ; См3 = 3900 пФ; См4 = 3900 пФ; Су = 430 пФ.
Транзисторы типа МП40А. Диоды типа Д220. Регулировка длитель-
ности импульса производится с помощью сдвоенного потенциометра
^мз> ^мт-
340
33.
Методические указания. Мультивибратор может быть построен по
схеме, представленной на рис. 6.10, ас введением фиксации коллек-
торного потенциала аналогично тому, как это сделано в схеме на
рис. 6.18, а.
Скважность импульсов в схеме можно регулировать, изменяя дли-
тельность формируемого импульса, за счет изменения начального пере-
пада запирающего напряжения на базе транзистора Т1. Для этого
конденсатор С2 должен быть подсоединен к движку потенциометра
Rk2. Для обеспечения восстановления схемы (перезаряда конденса-
тора С1 при наибольшей скважности импульсов) необходимо подклю-
чить его к коллектору Т1 через эмиттерный повторитель на ТЗ.
/?„1 = 1 кОм; /?Э1 = 150 Ом; Дн2 = 1 кОм; Дэ2 = 150 Ом; R{ =
= 30 кОм; R2 = 30 кОм; Да3 = 1 кОм; = 1800 пФ; С2 = 680 пФ;
C3i = 75 пФ; Са2 = 75 пФ; Дст == 1,5 кОм; Ек = +12 В. Транзи-
сторы типа КТ301Ж. Стабилитрон Дст типа КС156А. Фиксирующие
диоды типа Д220.
34.
Методические указания. Задача может быть решена для схемы на
рис. 6.21. В схему нужно ввести блокирующие цепи, как в схеме с
рис. 6.20; нагрузку следует подключить через дополнительный эмит-
терный повторитель.
Ек = +20 В; Es = —12 В; RKl = 910 Ом; Rp = 680 Ом; Rg =
= 1 кОм; ДМ1 — 1,5 кОм; Дм2 = 7,5 кОм; См1 = 0,12 мкФ; См2 =
= 0,024 мкФ; Rg = 8,2 кОм; , п0ЕТ = 12 кОм. Транзисторы типа
КТ312В. Блокирующие диоды и диод ИМЭ типа Д220. Допустимые
отклонения величин резисторов и конденсаторов соответственно равны
6Д ёС & 6 С 2%.
35.
Методические указания. Мультивибратор можно построить по
схеме на рис. 6.22, используя транзисторы типов КТ326А (77),
КТ312Б (Т2). Для предохранения от пробоя эмиттерного перехода
транзистора Т1 необходимо в его базовую цепь ввести блокирующий
диод подобно тому, как это сделано для Т2 на рис. 6.20.
Ек = —12 В; £э = +12 В; Rgi = 27 кОм; Дэ2 = 560 Ом;
ДК1 = 1,2 кОм; Др = 430 Ом; С = 24000 пФ; Дб1 = 30 кОм.
Диод (блокирующий) типа Д220. Резистор блокирующей цепи под-
ключен к нулевому потенциалу. Нагрузка подсоединена к коллектору
Т1.
36.
Методические указания. Мультивибратор строится по схеме с
рис. 6.24. Для предотвращения пробоя эмиттерного перехода Т2 не-
обходимо последовательно с его эмиттером включить блокирующий
диод (см. рис. 6.20). Резистор Дб2 следует подсоединить к клемме пи-
тания Ек. Транзисторы типа КТ326А (77), КТ312Б (Т2). Блокирую-
щий диод — типа Д220.
Ек = — 12 В; ДК1 = 1 кОм; Дэ = 680 Ом; ДМ1 = 75 кОм; Дм2 =
= 75 кОм; R01 = 62 кОм; Дб2 = 51 кОм; = 0,015 мкФ; CKi =
= 0,015 мкФ. Диод ИМЭ типа Д220.
341
37.
Методические указания. Задачу можно решить, взяв за основу
схему рис. 6.26, а. В схеме необходимо лишь произвести следующие
изменения:
— ввести блокирующие цепи До — R0 в каждом каскаде,
— для регулировки длительности выходного импульса следует
резистор /?н2 заменить потенциометром, к движку которого следует
подсоединить конденсатор.
Ек = +6 В; Et = —1,2 В; RKi = 430 Ом; Ri = 13 кОм;
R2 = 7,5 кОм; Rk2 = 360 Ом; R = 5,1 кОм; С = 1600 пФ; Ct =
= 100 пФ; R61 — 30 кОм; R62 = 30 кОм. Транзисторы типа КТ312Б.
Диоды Дб типа Д220.
38.
Методические указания. При решении задачи можно воспользо-
ваться схемой рио. 6.27, а, введя в базовую цепь транзистора Т2 бло-
кирующие элементы а в коллекторную цепь Т1 — эмиттерный
повторитель для уменьшения времени восстановления.
Ек ~ + 12 В; RK1 = 2,4 кОм; Rk2 = 1,8 кОм; R3 = 470 Ом;
R = 18 кОм; С = 8200 пФ; R' = 12 кОм; R" = 4,3 кОм; Дб = 30 кОм;
Rai = 3 кОм. Транзисторы типа КТ301В. Блокирующий диод типа
Д220.
38.
Ек = Есм = —9 В; пн = 3; нопт = 1,4; Lt = 0,6 мГ; R = 18 кОм;
С = 620 пФ; = 200 мВт.
40.
Ек = 9 В; па = 3; попт = 2,3; Lt = 0,2 мГ; R = 360 пФ; С =
= 720 Ом.
Список литературы
1. Агаханян Т. М. Электронные ключи и нелинейные импульсные усилители.
М., «Сов. радио», 1966.
2. Валиев К. А., Кармазинский А. Н., Королев М. А. Цифровые интеграль-
ные схемы на МДП транзисторах. М., «Сов. радио», 1971.
3. Агаханян Т. М. Основы транзисторной электроники. М., «Энергия»,
1974.
4. Ицхоки Я. С., Овчинников Н, И. Импульсные и цифровые устройства.
М., «Сов. радио», 1972.
5. Фролкин В. Г. Импульсные устройства. М., «Машиностроение». 1966.
6. Агаханян Т, М. Симметричные триггеры. МИФИ, 1966.
7. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.
М., «Энергия», 1973.
8. Справочник по импульсной технике. Киев, «Техника» 1970. Авт.:
В. Н. Яковлев, В. В. Воскресенский, А. А. Гение и др.
9. Доронкин Е. Ф., Воскресенский В. В. Транзисторные генераторы импуль-
сов. М., «Связь», 1968.
10. Ильин В. А. Импульсные устройства с мостовыми элементами. М.,
«Энергия», 1965.
11. Гольденберг Л. М. Теория и расчет импульсных устройств на полупро-
водниковых приборах. М., «Связь», 1969.
12. Лавриненко В. Ю. Справочник по полупроводниковым приборам.
Киев, «Техника», 1970.
13. Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам. М. Под ред.
Н. Н. Горюнова. М., «Энергия», 1968. Авт.! Н Н. Горюнов, А. Ю. Клейман,
Н. Н. Комков и др.
14. Трутко А. Ф. Методы расчета транзисторов. М., «Энергия», 1971.
15. Анализ и расчет интегральных схем. Ч. I и II. Под ред. Д. Лиина,
Ч. Мейера и Д, Гамильтона. Пер., с англ, под ред. Б. И. Ермолаева и П. И. За-
валишина. М., «Мир», 1969.
16. Сзи С. Физика полупроводниковых приборов. Пер. с англ. М., «Энер-
гия», 1973.
17. Кононов Б. Н. Симметричные триггеры на плоскостных полупровод-
никовых триодах. М., «Энергия», 1960.
18. Царегородцев М. Н. Ядерная электроника. Ч. 2. МИФИ, 1966.
19. ДолкартВ. М. Новик Г. X., Колтыпин И. С. Микроминиатюрные аэро-
космические цифровые вычислительные машины. М., «Сов. радио», 1967.
20. Ицхоки Я. С. Приближенный метод анализа переходных процессов в
сложных линейных цепях. М., «Сов радио», 1969.
21. Агаханян Т. М. Линейные импульсные усилители. М. «Связь», 1970.
*
j
I
l
J
E
К
n
Z
Z
£
3
d
4!
Оглавление
Предисловие..................................................... 3
Глава 1. Эквивалентные схемы и параметры полупроводниковых
диодов и транзисторов
1.1. Особенности ключевого режима. Параметры полупроводниковых
приборов в этом режиме............................... . 5
1.2. Полупроводниковый диод.................................... 6
1.3. Биполярный транзистор ....................................10
1.4. Униполярные транзисторы...................................27
Глава 2. Электронные ключи
2.1. Основные характеристики электронного ключа................36
2.2. Диодные ключи.............................................38
2.3. Электронный ключ на биполярном транзисторе................65
2.4. Электронный ключ на униполярном транзисторе...............76
Глава 3. Ограничители амплитуды импульсов
3.1. Назначение и основные характеристики ограничителей ампли-
туды ....................................................... 89
3.2. Диодные ограничители......................................90
3,3 Усилители-ограничители на биполярных транзисторах .... 118
Глава 4. Усилители-формирователи
4.1. Назначение усилителей-формирователей и их особенности . . . . 158
4.2. Усилители-формирователи коротких импульсов на биполярных
транзисторах ................................................ 159
4.3. Усилители-расширители на биполярных транзисторах .... 169
Глава 5. Триггеры
5.1. Режимы работы триггеров и основные характеристики . ... 179
5.2. Исходные данные расчета.................................189
5.3. Симметричные триггеры на биполярных транзисторах........191
5.4. Симметричные триггеры на униполярных транзисторах . . . .211
5.5. Несимметричный триггер с эмиттерной связью..............220
Глава 6. Мультивибраторы
6.1. Режимы работы мультивибраторов и их основные характеристики 234
6.2. Симметричные мультивибраторы и основные расчетные соотно-
шения .........................................................235
6.3. Несимметричные мультивибраторы и основные расчетные соот-
ношения ................................................256
6.4. Ждущие (заторможенные) мультивибраторы...........................268
Глава 7. Блокпнг-генератор
7.1. Режимы работы и основные характеристики.........................2/6
7.2. Схемы и расчетные формулы.........................................2/7
Глава 8. Генераторы липейно-изменяющегося напряжения
на транзисторах
8.1. Основные параметры и принципы формирования линеипо-изме-
няющегося напряжения.........................................292
8.2. Управляемые генераторы лииейно-изменяющегося напряжения 293
8.3. Автоколебательные ГЛИН........................................364
8.4. Примеры расчета и задачи для самостоятельной проработки . . 309
Приложение J. Приближенные методы расчета переходных характеристик 326
Приложение II. Расчет импульсного трансформатора.......................... 328
Приложение III. Параметры транзисторов......................................330
Ответы на задачи............................................................337
Список литературы...........................................................313
044