Text
                    ТРУДЫ ИНСТИТУТА ИНЖЕНЕРОВ
ПО ЭЛЕНТРОТЕХНИНЕ
И РАДИОЭЛЕКТРОНИКЕ
proceedings'"ОЕЕЕ
Volume 76, Number 4 April 1988
Том 76 № 4 Апрель 1988
Перевод с английского Издается с 1961 г.
Москва * «Мир»
Ежемесячный журнал, публикуемый Институтом инженеров по электротехнике и радиоэлектронике, США
621.311.6
Тематический выпуск
ЭНЕРГЕТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА
Редакторы-составители Р. Г. Хофт и X. А. Оуэн-мл. Перевод под редакцией и с предисловием д-ра техн, наук, проф. В. А. Лабунцова
СОДЕРЖАНИЕ
3	Предисловие к переводу. В. Л. Лабунцов
4 ОБЗОР НОМЕРА
4	Энергетическая электроника
10 СТАТЬИ
Энергетическая электроника малой мощности
10 Энергетическая электроника для миникомпьютерной техники.
У. У. Бернс III, Дж. Кочецки
25 Жизнь после схемы: Как особенности работы схемы злияют на процесс физической реализации электронных источников питания. Т. Г. Уилсон-мл.
36 Силовые полупроводниковые приборы: Обзор. Ф. Л. Хауэр
46 Малосигнальное моделирование ключевых преобразователей мощности с широтно-импульсным регулированием. Р. Д. Миддлбрук
60 Применение магнитных усилителей в высокочастотных импульсных преобразователях постоянного напряжения. К. Харада, Т. Набэсима
§7 Высокочастотные преобразователи высокой удельной объемной мощности для распределенных систем электропитания. Дж. Г. Кассакян,
83 Высокочастотные квази резонансные преобразователи. Ф. К. Ли
98 Мощные системы преобразования энергии, космических аппаратов. Л. Капель, Д. О’Салливен, Ж.-К. Марпинар
Силовая электроника
117 Эволюция техники силовых МОП-биполярных полупроводниковых приборов. Б. Дж. Балига
127 Запираемые тиристоры. М. Адзума, М. Курата
137 Топология схем энергетической электроники. У. Макмарри
151 Применение современных методов управления для регулирования электродвигателей. Д. Дотэ
171 Регулируемые электроприводы переменного тока. В. Леонхард
192 Энергетическая электроника на рельсовом транспорте ФРГ. Л. 46-
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988
83
боров, в частности с более эффективным и широким применением этих приборов на сверхвысоких частотах. В 1984 г. удостоен медали в честь 100-летия ИИЭР, в 1987 г. получил премию им. У. Ньюуэлла за выдающиеся достижения в области энергетической электроники.
Мартин Ф. Шлехт окончил Массачусетский технологический институт (МТИ), Кеймбридж, шт. Массачусетс, по специальности «механика» в 1977 г., там же получил степени магистра и доктора наук в области электротехники соответ
ственно в 1980 и 1982 гг.С 1983 г. работает в должности доцента кафедры электротехники МТИ. Сотрудник Лаборатории электромагнитных и электронных систем и Лаборатории техники микросистем МТИ. Научные интересы включают все аспекты энергетической электроники и силовых полупроводниковых приборов, в частности вопросы, общие для этих областей. Член административного комитета Общества Энергетической электроники ИИЭР, помощник редактора журнала IEEE Transactions on Industrial Electronics по вопросам энергетической электроники.
621.314.26.029.6
Высокочастотные квазирезонансные преобразователи
Ф. К. ЛИ, старший член ИИЭР
High-Frequency Quasi-Resonant Converter Technologies
FRED C LEE, senior member, ieee
Заказная статья
Предлагаются резонансные импульсные схемы преобразователей, обеспечивающие переключение при нулевом токе или при нулевом напряжении и позволяющие тем самым свести к минимуму потери на переключение, перегрузки и помехи. На основе принципа резонансного ключа из обычных ШИМ-преобразователей получено множество схем квазирезо-нансных преобразователей (КРП) Преобразователи этого типа способны работать в мегагерцевом диапазоне и имеют значительно лучшие характеристики и большую удельную объемную мощность. Проводится сравнительный анализ характеристик КРП с переключением при нулевом напряжении и КРП с переключением на нулевом токе Рассматриваются вопросы проектирования силовых каскадов, схем управления по затвору, а также схем регулирования с обратной связью
I. ВВЕДЕНИЕ
В настоящее время электронные системы регулирования мощности развиваются на основе двух существенно различных методов: метода регулирования коэффициента заполнения (широко известного .т:ак метод широтно-импульсной модуляции — ШИМ) и метода с использованием явления резонанса. При ШИМ-модуляции осуществляется периодическое прерывание передачи мощности от источника к нагрузке с регулированием этого процесса путем изменения коэффициента заполнения. Токи и напряжения в такой схеме имеют пульсирующую форму. В случае резонансного метода передача мощности производится при синусоидальной форме токов и напряжений. При этом силовые ключи часто коммутируются при нулевом токе («мягкое» выключение), однако их включение сопровождается резким нарастанием тока («жесткое» вклю-
Получена 4 августа 1987 г., в исправленном виде — 5 октября 1987 г.
Ориг., с. 377—390.
Manuscript received August 4,1987, revised October 5,1987 This work was supported under VPEC Partnership Program to Virginia Power Electronics Center, Virginia Polytechnic Institute and State University
The author is with the Virginia Power Electronics Center, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg, VA 24061,
IEEE Log Number 8819504
11*
чение). Если резонансные преобразователи работают с частотой выше частоты собственного резонанса, то ключи резко выключаются при ненулевом токе (принудительное или жесткое выключение), но включаются мягко (при нулевом напряжении). По сравнению с ШИМ-преобразователями в резонансных схемах меньше потери на переключение и ниже электрические перегрузки силовых элементов; однако омические потери обычно выше, поскольку синусоидальной форме тока соответствует более высокое эффективное значение. Благодаря простоте схем и легкости управления метод ШИМ-модуляции является основным в схемах силовой электроники, особенно в маломощных устройствах. Резонансные схемы хотя и нашли широкое применение в мощных тиристорных электроприводах и системах бесперебойного питания, они из-за своей сложности редко используются в маломощных преобразователях постоянного тока. Следует отметить, что ШИМ-преобразователи, разработанные на основе существующей схемотехники и выпускаемой элементной базы, как правило, работают с частотой переключения 30—50 кГц. Принято считать, что в этом интервале частот достигается оптимальное соотношение между массой, габаритами, к. п. д., надежностью и стоимостью таких преобразователей. В некоторых приложениях, когда основным требованием явлется высокая удельная мощность, частоту преобразования повышают до нескольких сотен килогерц. С появлением мощных МОП-транзисторов предельная скорость переключения может достигать нескольких десятков мегагерц. Однако с повышением частоты переключения увеличиваются импульсные перегрузки и помехи. Кроме того, наличие индуктивностей рассеяния в трансформаторе с емкостей переходов в полупроводниковых приборах приводит к индуктивному характеру нагрузки при выключении ключей и емкостному — при их включении. При выключении полупроводникового прибора индуктивная нагрузка вызывает выбросы напряжения, возникающие из-за резкого изменения тока (большого dildi) в индуктивностях рассеяния, и создает перегрузки по напряжению и помехи.
84
ТИИЭР, т, 76, № 4, 1988
С другой стороны, если ключ включается при значительном напряжении, то в нем будет рассеиваться энергия, накопленная в его выходной емкости и равная 0.5 СР. Кроме того, включение при высоких уровнях напряжения приводит к возникновению сильных импульсных помех, проникающих через паразитную емкостную связь (так называемый эффект Миллера) в предоконечный каскад и ухудшающих устойчивость работы в условиях сильных помех. Вредное влияние этих паразитных элементов становится все более заметным по мере повышения частоты переключения.
Для улучшения характеристик переключения полупроводниковых приборов в силовых регулирующих и преобразовательных устройствах было предложено два метода. Первый метод состоит в переключении при нулевом токе (ПНТ). Принцип действия таких резонансных ключей описан в работах П—71. Путем введения в схему резонансного LC-контура формируются квазисинусоидальные колебания тока через ключ, в результате чего создаются условия для его коммутации при нулевом токе как при включении, так и при выключении. Путем простой замены в ШИМ-преобразователях силового ключа (ключей) резонансным может быть получено целое семейство квази резонансных преобразователей (КРП). Это новое семейство схем можно рассматривать как гибрид ШИМ- и резонансных преобразователей. В КРП используются принципы накопления энергии в индуктивности или емкости с последующей передачей ее в нагрузку, аналогичные применяемым в ШИМ-преобразователях, причем их схемы также похожи. Однако возле силового ключа всегда имеется LC-контур, служащий не только для формирования напряжения и тока, но и для накопления и передачи энергии от входа к выходу аналогично способам, используемым в традиционных резонансных преобразователях. Как для сетевых источников питания с бестрансформаторным входом, так и для преобразователей постоянного напряжения в постоянное метод переключения при нулевом токе очень эффективен вплоть до частот 1—2 МГц, поскольку позволяет устранить потери при выключении и импульсные перегрузки. На основе метода переключения при нулевом токе было успешно реализовано несколько схем сетевых источников питания с бестрансформаторным входом, характеризующихся удельной мощностью 93 Вт/см3 [8—10]. Однако при повышении частоты переключения полупроводниковых приборов до величины более 1 МГц основным ограничивающим фактором становятся емкостные потери при включении, возникающие из-за рассеяния энергии, накопленной в паразитных емкостях переходов МОП-транзис-торов.
Второй предложенный метод состоит в переключении при нулевом напряжении (ПНН) [1, 11]. Путем введения в схему резонансной LC-цепи форму напряжения на ключе можно сделать квазисинусоидальной и обеспечить его включение и выключение при нулевом напряжении, благодаря чему потери на переключение сведутся к нулю. Таким образом, данный метод позволяет предотвратить потери при включении, обусловленные паразитными емкостями переходов. К настоящему времени уже практически реализованы схемы квази резонансных преобразователей с рабочими частотами более 10 МГц [12—16].
Рис. 1. (а) ПНТ-резонансные ключи (Ь) ПНН-резонансные
ключи.
В статье рассматриваются основные характеристики методов переключения при нулевом токе и при нулевом напряжении, а также базовая структура ПНН-схем. На основе метода переключения при нулевом токе и предложенных базовых структур схем получено большое семейство ПНТ-КРП. Аналогично метод переключения при нулевом напряжении приводит к выявлению большого семейства ПНТ-КРП. Кроме того, показано, что между ПНТ- и ПНН-схемами существует дуальное соответствие. Наличие такого дуального соответствия позволяет использовать результаты анализа одного семейства преобразователей при изучении другого.
В разд. II описываются основные свойства резонансного ключа (РК) с коммутацией при нулевом токе (ПНТ-РК) и резонансного ключа с коммутацией при нулевом напряжении (ПНН-РК). На основе принципа резонансного ключа формируется класс КРП и приводятся некоторые базовые схемы.
В разд. III и IV дается описание ПНТ-КРП и ПНН-КРП. В разд. V рассматривается дуальное соответствие между семействами ПНТ-КРП и ПНН-КРП и проводится сравнение их достоинств и недостатков. В разд VI и VII затрагиваются вопросы, относящиеся соответственно к проектированию схем управления МОП-транзисторами и схем регулирования с обратной связью для КРП. Наконец, в разд. VIII приводятся результаты макетирования обратноходовых преобразователей на основе ПНН-и ПНТ-КРП
II. КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
А. Резонансные ключи
Схема резонансного ключа (РК) состоит из полупроводникового ключа Si и элементов резонансного контура Lr и Сг. Как видно из рис. 1а, в ПНТ-РК дроссель LT соединен последовательно с ключом Si, что обеспечивает переключение при нулевом токе; в ПНН-РК для получения коммутации при нулевом напряжении параллельно ключу Si включен конденсатор Сг (рис. 1b).
2) Резонансные ключи с ПНТ [2]. Если, как показано на рис. 2а, идеальный ключ St заменить на однонаправленный ключ, то такой РК сможет работать только в однополупериодном режиме, в том смысле, что ток ключа будет испытывать резонансные колебания только в течение положительного полупериода. С другой стороны, если встречно-параллельно ключу
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
85
Рис. 2. Схемы резонансных ключей с переключением при нулевом токе, (а) Однопол упер иодные схемы. (Ь) Двухполупе-риодные схемы
подсоединить диод (см. рис. 2Ь), то ток через ключ будет протекать в обоих направлениях и такой РК сможет работать в двухполупериодном режиме.
По существу резонансный LC-контур служит для формирования тока ключа Sp Так, при включении напряжение на ключе (ЕСе или Vds) может снизиться до напряжения насыщения в самом начале медленного нарастания тока. Поскольку Lr и Сг образуют резонансный контур, ток через ключ Sj будет иметь колебательный характер, обеспечивая тем самым возможность коммутации при нулевом токе
Рис. 3. Траектория рабочей точки ключа, (а) Для ключа обычного ШИМ-преобразователя. (Ь) Для ПНТ-резонансного ключа
Из рис. 3 видно, что траектория рабочей точки ключа ШИМ-регулятора (Д) проходит через область значительных перегрузок, когда на ключ одновременно воздействуют напряжение и ток большой амплитуды; в то же время траектория рабочей точки резонансного ключа (В) проходит вблизи осей координат. Поскольку в этом случае ключ не испытывает одновременного
Рис. 4. Схемы резонансных ключей с переключением при нулевом напряжении, (а) Однопол у пер иодные схемы. (Ь) Двух-полупериодные схемы.

-*wr
ф 5
(Ь)
(а)
(е)

£22 яП~П
(f)
Саш дата

Рис. 5. Семейство ПНТ-КРП. (а) Понижающий преобразователь. (Ь) Повышающий преобразователь, (с) Знакоинвертирующий преобразователь, (d) Прямоходовой преобразователь, (е) Обратноходовой преобразователь, (f) Преобразователь Кука, (g) Однотактный преобразователь с дросселем в первичной обмотке
воздействия напряжения и тока с большими амплитудами, то перегрузки и потери на переключение сводятся к минимуму.
2) Резонансные ключи с ПНН [9]. Как и в случае ПНТ-РК, режим работы ПНН-РК определяется его схемой. Если, как показано на рис. 4а, идеальный ключ Si заменить транзистором Qi и встречно-параллельным диодом Di, то напряжение на конденсаторе Сг будет ограничено диодом на нулевом уровне в течение отрицательного пол у периода колебаний. Такой РК работает в однополупериодном режиме. Если же Si заменить последовательно соединенными транзистором и диодом Их (см. рис. 4Ь), то напряжение на конденсаторе Сг сможет испытывать свободные колебания и, следовательно, этот РК будет работать в двухполу-периодном режиме.
В. Семейство квазирезонансных преобразователей
Предлагаемый принцип резонансного переключения может быть непосредственно применен к большому числу ШИМ-преобразователей. Путем простой заме-
86
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988

(а)
(d)
(е)
шота
(f)
(f)
(g)
Рис. 6. Семейство ПНН-КРП. (а) Понижающий преобразователь. (Ь) Повышающий преобразователь, (с) Знакоинвертирующий преобразователь, (d) Преобразователь Кука, (е) Обратноходовой преобразователь, (f) Однотактный преобразователь с дросселем в первичной обмотке, (g) Преобразователь Кука с гальванической развязкой.
ны силовых ключей в таких преобразователях на резонансные можно получить семейство ПНТ-КРП. На рис. 5 приведены некоторые из основных схем.
Аналогичным путем можно получить и семейство ПНН-КРП. Так, на рис. 6 показано несколько разновидностей таких схем. Отметим, что в КРП с гальванической развязкой в качестве элемента резонансного контура можно использовать индуктивность рассеяния трансформатора. Кроме того, если в качестве резонансного конденсатора воспользоваться емкостью перехода ключа, то в случае ПНН возможно дальнейшее сокращение числа компонентов схемы.
Особый интерес представляет схема обратноходового (с передачей мощности во время обратного импульса) ПНН-КРП (рис. бе). Есой в качестве элементов резонансного контура воспользоваться индуктив
ностью рассеяния трансформатора и емкостью перехода ключа, то данный преобразователь будет иметь наименьшее число компонентов, сохраняя при этом свойство переключения при нулевом напряжении.
На основе вышеописанных ПНТ- и ПНН-РК можно получить множество разновидностей схем КРП [17— 191.
III. КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ (ПНТ-КРП)
А. Принцип работы [3]
Принцип работы ПНТ-КРП рассмотрим на примере понижающего преобразователя, показанного на рис. 7а. Для анализа работы схемы в установившемся режиме примем следующие допущения:
•	Выходной фильтр Lo—Со вместе с нагрузкой замещается генератором неизменного тока.
•	Полупроводниковые ключи идеальны, т. е. падение напряжения во включенном состоянии равно нулю, отсутствует ток утечки в выключенном состоянии, и равны нулю временные задержки при переключении.
• Реактивные компоненты резонансного контура идеальны.
Определим следующие переменные:	_______
•	Характеристическое сопротивление Lr!Cr.
•	Резонансная круговая частота «==1/И ~£Г/СГ.
•	Резонансная частота /п^со/2л.
Полный период частоты переключения можно разделить на 4 интервала; эквивалентные схемы, соответствующие этим интервалам, приведены на рис. 7 Предположим, что перед включением через диод Do протекает выходной ток /0 и что напряжение на резонансном конденсаторе Vq равно нулю. В самом начале цикла переключения (в момент t~To) включается Si.
I)	Интервал зарядки дросселя [То, TJ (рис. 7Ь). Входной ток li линейно нарастает, и его изменение описывается следующим уравнением состояния:
Lr(di[/dt) = V/.	(1а)
Длительность этого интервала (Td^ — TY—То) можно найти, воспользовавшись граничными условиями Z/(0)=0 и //(Тс/])=0. Тогда
Td. = LTIolVt.	(1b)
2)	Интервал резонанса [7\, 7\] (рис. 7с). В момент Ti, когда входной ток увеличится до значения /0, диод Do запирается и начинается нарастание напряжения Vq за счет зарядки конденсатора С током V(/)—/о- Г
Уравнениями состояния в этом случае будут
Cr(dVcrldt) = if(t) - /0,	(2а)
Lr(dl,/dt) = V, - Vcr(t)	(2b)
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
87
Рис. 7. Понижающий квазирезонансный преобразователь (а) и его эквивалентные схемы для четырех интервалов полного периода частоты переключения. (Ь) Интервал зарядки дросселя [То, TJ. (с) Интервал резонанса |Т\, Г,]. (d) Интервал разрядки конденсатора [Т2, Т3]. (е) Интервал проводимости шунтирующего днода |7*3, TJ.
с начальными условиями
Vcr(0) == 0,	//(0) = /0.	(2с)
Тогда
/ДО = /о + (V//Zn) sin wt,	(2d)
Vcr(t) - V)(1 - cos wf).	(2e)
Если в схеме используется однополупериодный резонансный ключ, то, как видно из рис. 8а, ключ Qi будет размыкаться в момент Т2, когда резонирующий входной ток ir(i) уменьшится до нуля. С другой стороны, если применен двухполупериодный резонансный ключ, то колебания тока if(t) будут продолжаться (рис. 8Ь), что приведет к передаче энергии обратно в источник через встречно-параллельный диод Di. В момент времени Ть ток через диодРг опять станет равным нулю. Длительность данного интервала (Td2=T2—7\) можно найти из уравнения (2d) путем подстановки 0(7Иа)=0. Тогда
Td2 —	} где	а = sin-1 (—Zn/0/V/)?
тг < а < Зтг/2 и Т2 = Та для однополупериодного
режима; Зтг/2 < а < 2тг и Т2 = Ть для двухполу-периодного режима	(2f)
Значение напряжения Vc — Vcb в моментТ2 можно найти из уравнения (2е):
Vcr(Td2) = Vcb = V/(1 - cos a).	(2g)
3)	Интервал разрядки конденсатора [T2, T3] (рис. 7d). Поскольку ключ в момент Т2 размыкается, то Сг начинает разряжаться через выходную цепь, при этом Vcr линейно уменьшается и становится равным нулю в момент Т3 (рис. 8а и 8Ь). Данный интервал описывается следующим уравнением состояния:
(а)
(Ь)
Рис. 8. Формы напряжений и токов в понижающем резонан» сном преобразователе, (а) Однополупериодный режим» (Ь) Двухполупериодный режим.
Cr(dVcr/dt) = /0.
(За)
88
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988
Рис. 9. Статические регулировочные характеристики понижающего резонансного преобразователя, (а) Однополупе-риодный режим. (Ь) Двухполупер иодный режим.
Длительность интервала (Td3~Ta—Т2) можно найти с помощью начального условия VCr(Q)==Vcb:
Td3 = CrVcb/lQ = CrV,{1 - cos a)//0.	(3b)
4)	Интервал проводимости шунтирующего диска IT8, TJ (рис. 7e). Выходной ток протекает через диод De. Длительность этого интервала (Td4=T4—Т3) равна
Td4 = Ts- Tdi - Td2 - Td3,	(4)
где Ts—полный период частоты переключения.
При рассмотрении типичных форм напряжений и токов, представленных на рис. 8а и 8Ь, ясно видно, что коммутация ключа в схеме происходит при нулевом токе.
В. Коэффициент преобразования постоянного напряжения
Выходное напряжение Vo можно найти, приравняв входную (£/) и выходную (£0) энергии за период.
При этом
Е, == уП	//(t)dfl (5)
L Jjb	Jb J
Рис. 10. Формы токов и напряжений в понижающем резонансном преобразователе. Вверху — большая нагрузка. Внизу — малая нагрузка.
а
fo == V0/07s.	(6)
Из уравнений (1b), (2d) и ЗЬ) можно получить, что
Уо = Vt(Td^l2 + Td2 + Тс/ч)/Л.	^)
При заданных значениях /0 и Та времена Tdu Td2 и Td3 определяются из уравнений (1Ь), (2а)—(2g) и (ЗЬ). Тогда выходное напряжение Vo можно найти из уравнения (7).
Определив x=V0/Vz и r~RiZn, уравнение (7) можно переписать в виде
х - (V2ir)(fslfn)[(x/2r) 4- sin"1 (-x/r) +
+ (r/x)(1 + sign Vi - (x/r)2)] = 0.	(8)
Пусть
Зтг/2 < а < 2тг, sign = -1.
Тогда для однопол у пер иодного режима
sin-1 (-x/r) s а.
а для двухполупериодного
7г < а < 3tt/2j sign = +1.
На рис. 9а и 9Ь приведены зависимости коэффициентов преобразования напряжения от относительной рабочей частоты fs/fn (регулировочные характеристики) понижающего резонансного преобразователя, построенные соответственно для одно- и двухполупериодного режимов. Из графиков видно, что в случае одно-полупериодного режима регулировочная характеристика сильно зависит от изменения нагрузки, а при двухполупериодном режиме такая зависимость практически отсутствует. Причина этого становится понятной при рассмотрении полученных экспериментально
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
89
(а)
Рис. 11. Упрощенная схема повышающего ПНН-КРП (а) и эквивалентные схемы, соответствующие четырем интервалам его полного периода частоты переключения. (Ь) Интервал зарядки конденсатора [То, Til. (с) Интервал резонанса [Tlt Т2]. (d) Интервал разрядки дросселя [Т2, Т3]. (е) Интервал зарядки входной цепи [Т3, TJ.
или на математической модели кривых изменения тока напряжения (см. рис. 10). При значительной нагрузке происходит смещение кривой it из-за большого значения /0, и отрицательная полуволна резонансного тока дросселя, протекающего через встречнопараллельный диод, мала. Если же нагрузка незначительна, то смещается на небольшую величину /0 и обратный ток через диод Dt увеличивается. Это можно объяснить следующим образом: при включении силового ключа энергия начинает передаваться от источника к резонансному контуру. Если нагрузка невелика, то большая часть энергии, запасенной в резонансном контуре, возращается обратно в источник. При большой нагрузке основная часть энергии контура передается в нагрузку и лишь небольшая часть возвращается в источник. При этом встречно-параллельный диод регулирует запасаемую в контуре энергию таким образом, что коэффициент преобразования напряжения оказывается не зависящим от нагрузки. В однополупериодном режиме избыточная энергия контура не может возвратиться обратно в источник при уменьшении нагрузки. Вследствие этого для стабилизации выходного напряжения приходится понижать рабочую частоту. Более детально данный вопрос рассмотрен в работе [3].
Следует отметить, что регулировочная характеристика, показанная на рис. 9Ь, в точности соответствует характеристике для понижающего ШИМ-преобразо-вателя, если по горизонтальной оси отложить значения коэффициента заполнения. Этот вывод можно распространить и на другие схемы преобразователей. Это означает, что КРП, работающие в двухполупериодном режиме, имеют те же самые статические характеристики преобразования и малосигнальные передаточные функции [20], как и их ШИМ-аналоги, отличаясь в то же время от них включением и выключением при нулевом токе.
Из кривой тока показанной на рис. 10, видно, что if содержит постоянную составляющую /0 и переменную составляющую Vs/Zn. Переменная составляющая неизменна при заданных входном напряжении и
12 ТИИЭР № 4
характеристическом сопротивлении Zn, а постоянная составляющая /0 — это просто ток нагрузки. Амплитуда переменной составляющей должна поддерживаться больше уровня постоянной, вследствие этого имеется ограничение на максимальное значение тока нагрузки, превышение которого ведет к потере возможности переключения при нулевом токе:
/о Vs/Zn.
IV. КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ ПРИ НУЛЕВОМ НАПРЯЖЕНИИ (ПНН-КРП)
Одно из основных ограничений ПНТ-КРП, не позволяющее использовать их при очень высокой частоте преобразования, связано с проблемой емкостных потерь, сопровождающих процесс включения, хотя в таких КРП и отсутствуют потери при выключении. Энергия, запасаемая в выходной емкости запертого ключа (0.5 CV2), рассеивается в нем во время включения. При высоком входном напряжении эти потери становятся существенными; кроме того, резкие изменения напряжения при включении приводят к возникновению сильных помех, проникающих через паразитную емкость связи в цепи управления.
Не имея большого значения на более низких частотах, емкостные потери при включении становятся главным ограничивающим фактором в мегагерцевом диапазоне частот переключения. Например, емкость перехода, равная 100 пФ и заряженная до 300 В, будет приводить к потерям включения 4.5 Вт на частоте 1 МГц и 22.5 Вт на частоте 5 МГц.
Для уменьшения потерь при включении ниже предлагается метод переключения при нулевом напряжении, позволяющий значительно повысить рабочую частоту квазирезонансных преобразователей.
А. Принцип работы
Принцип работы ПНН-КРП рассмотрим на примере повышающего ПНН-КРП, схема которого приведена на рис. 11 [11]. С целью упрощения данный преобразо-
90
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988
1
!rv v 
(b)
Рис. 12. Типичные формы токов и напряжений в повышающем квазирезонансном преобразователе с переключением при нулевом напряжении, (а) Однополупериодный режим. (Ь) Двух-полупериодный режим.
ватель представлен в виде генератора постоянного тока /7, который питает нагрузку, замещенную источником постоянного напряжения Vo-
В установившемся режиме полный период частоты переключения можно разделить на четыре интервала, начиная с момента выключения ключа Si. Предположим, что до выключения ключа Si через него протекает входной ток /Р Диод Di при этом заперт, так что ток в цепи нагрузки отсутствует. В момент То ключ Si выключается и входной ток начинает протекать через конденсатор Сг. Ниже дается описание работы схемы в течение каждого из четырех интервалов.
1)	Интервал зарядки конденсатора [То, TJ. В момент То ключ S1 выключается и ток начинает протекать через конденсатор Сг, вызывая линейное нарастание на нем напряжения Vqf, В момент Л напряжение VCr достигает значения Vo и диод открывается. На рис. 11b приведена эквивалентная схема, соответствующая данному интервалу времени.
2)	Интервал резонанса (7\, TJ. В момент Tt включается диод Do и часть тока 11 начинает замыкаться через источник Уо.
В однопал у пер иодном режиме работы после уменьшения VCf до нуля в момент Та (рис. 12а) оно ограничивается на нулевом уровне встречно-параллельным диодом Du через который протекает обратный ток ключа, тогда как в двухполупериодном режиме продолжает колебаться, достигая отрицательных значений и возвращаясь к нулю в момент Ть. В однополу-периодном режиме момент окончания данного интервала 7\ совпадает с Tat а в двухполупериодном режиме — с Тъ. Эквивалентная схема, соответствующая описываемому интервалу, приведена на рис. 11с. На рис. 12а и 12b показаны формы напряжений и токов, характеризующих одно- и двухполупериодные режимы.
3)	Интервал разрядки дросселя [Т2, Т8]. Начиная с момента Т2, ток iLr линейно спадает, достигая нуля в момент Т3. Экйивалентная схема для этого интервала приведена на рис. lid.
Как правило, в однополупериодном режиме транзистор Qi должен включаться в момент Та после уменьшения VCr до нуля, но до того, как в момент Тс станет равным нулю ток через диод Di. В противном случае начнется увеличение Vcr из-за перезарядки Сг, и условие включения Qi при нулевом напряжении не может быть обеспечено. В двухполупериодном режиме работы Qi должен включаться между моментами Та и Ть, когда диод Dr блокирует отрицательное напряжение.
4)	Интервал зарядки входной цепи [T3t TJ. В момент Т3 весь входной ток протекает через ключ Qu Ток IQi остается неизменным до выключения Qi в момент Т4. Детальный анализ этой схемы дан в работе 111].
Следует отметить, что кривая напряжения содержит постоянную составляющую Уо и переменную составляющую Znif. Поскольку пропорционален току нагрузки при фиксированных Уо и Vh пиковая амплитуда Vc возрастает с увеличением тока нагрузки. Кроме того, амплитуда переменной составляющей должна поддерживаться выше уровня постоянной, поэтому существует нижняя граница тока нагрузки, ниже которой переключение при нулевом напряжении становится невозможным. Ток через ключ Qi имеет приблизительно прямоугольную форму с пиковой амплитудой, равной q. Благодаря этому ток ключа имеет меньшее эффективное значение, что позволяет свести к минимуму омические потери.
В. Коэффициент преобразования постоянного напряжения
Зависимости коэффициента преобразования напряжения Vq/Vj от сопротивления нагрузки и частоты переключений можно получить так же, как описано в подразд. III.В. На рис. 13а и 13b приведены статические регулировочные характеристики повышающего ПНН-КРП соответственно для одно- и двухполупери-одных режимов. Можно видеть, что в случае двух-полупериодного режима регулировочная характеристика не зависит от изменений нагрузки, а это определен* но более желательно. Однако, как видно из рис. 4b,
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
91
Рис. 13. Статические регулировочные характеристики для повышающего квазирезона ясного преобразователя с переключением при нулевом напряжении, (а) Однополупериодный режим. (Ь) Двухполупериодный режим.
в двухполупериодном режиме последовательно с транзистором необходимо включить диод для обеспечения блокирования обратного напряжения. При этом энергия, запасенная в емкостях переходов полупроводникового ключа в выключенном состоянии, рассеивается в нем при включении. Следовательно, ПНН-КРП, работающий в двухполупериодном режиме, характе
Таблица 1
ризуется емкостными потерями при включении и помехами из-за резких изменений напряжения (dv/dt), вследствие чего приборы этого типа, как и ПНТ-КРП, не подходят для работы на очень высоких частотах.
V. СРАВНЕНИЕ ННТ-КРН И ПНН-КРП
А. Дуальное соответствие
В работах [ 1, 111 показано, что существует дуальное соответствие между ПНТ-КРП и ПНН-КРП. Например, повышающий ПНН-КРП имеет своим дуальным аналогом понижающий ПНТ-КРП. Дуальное соответствие между этими преобразователями становится очевидным при рассмотрении кривых, представленных на рис. 8 и 11. Фактически эта дуальность не только качественная, но и строго количественная. Например, используя принцип дуальности, можно получить коэффициенты преобразования напряжения для повышающего ПНН-КРП из соотношений для понижающего ПНТ-КРП.
Такое дуальное соответствие имеет место между любым преобразователем семейства ПНТ-КРП и его аналогом в семействе ПНН-КРП.
В табл. 1 представлены основные характеристики методов переключения при нулевом токе и нулевом напряжении.
В. Результаты экспериментов
1) ПНТ-КРП. На основе схем ПНТ-КРП реализован целый ряд различных сетевых источников питания и преобразователей постоянного напряжения в постоянное [1, 3, 9, 10]. При этом из-за присущих им емкостных потерь при включении и импульсных помех (обусловленных обратным восстановлением диодов и большими значениями dvldt при наличии паразитных емкостей) максимальная рабочая частота сетевых ПНТ-КРП ограничена уровнем 1—2 МГц.
Так, был разработан и изготовлен в виде макета и гибридной толстопленочной схемы полумостовой сетевой ПНТ-КРП, работающий при постоянном напряжении питания 300 В как в одно-, так и в двухполупериодном режиме [9, 10]. В данном КРП использовалась индуктивность рассеяния трансформатора и резонанс на вторичной обмотке; при удельной мощности 78 Вт/см3 КРП имел мощность на выходе 80 Вт (5 В/16 А) при к. п. д. 74 %. Сообщалось также о результатах макетирования других схем, например прямоходового и обратноходового ПНТ-КРП {1, 31.
	Переключение при нулевом токе	Переключение при нулевом напряжении
Управление
Форма напряжения на ключе
Форма тока ключа
Диапазон изменения нагрузки
Уо/У г увеличивается
Уо/У/ увеличивается Двухполупериодный режим Однополупериодный режим
Время включенного состояния ключа постоянно
Квазипрямоугольная
Квазисинусоидальная
при увеличении fs
при увеличении /?0
Параллельно Qi включен встречный диод/>1
Последовательно с Qi включен Di
Время выключенного состояния ключа постоянно
Квазисинусоидальная
Квазипрямоугольная
10, Яшах]
при уменьшении fs
при увеличении
Последовательно с Qx включен Di* Параллельно Qi включен встречный диодРх
12*
92
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988
Рис. 14. (а) Схема 1.0-МГц (75-Вт) обратноходового резонансного преобразователя (в качестве резонансного дросселя используется индуктивность рассеяния трансформатора Т^. (Ь) Осциллограммы напряжений и тока в этом новом ПНТ-КРП-преобразователе (Qi — транзистор типа BUZ63 фирмы Siemens; Dr —диод типа 1N148*4*4; D2 — диод типа UES 2603 фирмы Unitrode; О3—диод типа 1R31DQ06;
=0.034 мкФ; С2= 1000 мкФ; С3= 1000 мкФ; 1\—сердечник типа Ferroxcube 3622-3C8, 26 витков перв. обм./б витков втор, обм., /п=2.86 МГц; Z„=35 Ом).
Разновидность прямоходового ПНТ-КРП, работающего в однополупериодном режиме [81, реализована в выпускаемых серийно различных сетевых источниках питания, предназначенных для применения как в коммерческом оборудовании, так и в изделиях военной техники.
Ниже приведены результаты макетирования обратноходового ПНТ-КРП [11, которые можно непосредственно сравнить с представленными в следующем подразделе данными, полученными для обратноходо-вбго ПНН-КРП.
На рис. 14а представлены схемы и перечень элементов для обратноходового 1-МГц преобразователя на 75 Вт, в котором в качестве элемента резонансного контура Lr используется индуктивность рассеяния понижающего трансформатора. Второй элемент резонансного контура — конденсатор Сг подключен параллельно вторичной обмотке. Частота собственного резонанса выбрана равной 2.86 МГц, характеристическое сопротивление — 35 Ом. При входном напряжении 150 В и сопротивлении нагрузки 2 Ом выходное напряжение достигало 12 В при частоте переключения 1 МГц.
Из осциллограмм, показанных на рис. 14b. видно, что амплитуда напряжения сток — исток равна 330 В, а амплитуда входного тока составляет около 4 А.
Имеющиеся на осциллограммах тока и напряжения вторичной обмотки наложенные колебания, по-видимому, обусловлены резонансом между индуктивностью рассеяния трансформатора и различными паразитными емкостями, включая распределенную емкость обмотки и емкости переходов полупроводниковых приборов.
Измеренный при номинальной нагрузке к. п. д. силового каскада составил 84 %. По оценке потери распределяются следующим образом: 5 Вт в выходном выпрямительном диоде D3, 2 Вт в трансформаторе Ти 5.5 Вт в ключе Qi и 1.5 Вт. в паразитных элементах.
2) ПНН-КРП: При использовании ПНН-метода на силовых ключах возникают значительные перенапряжения. Поэтому однотактные схемы не подходят для применения в сетевых источниках питания. Однако благодаря более низким потерям, а также меньшим импульсным перегрузкам и помехам ПНН-КРП могут работать на более высоких частотах (по сравнению с ПНТ-КРП). Однотактные ПНН-КРП особенно хорошо подходят для использования в виде высококачественных преобразователей постоянного напряжения в постоянное с высокой удельной мощностью, например в телекоммуникационном оборудовании, в автомобильной технике, а также в качестве источников питания, устанавливаемых на печатные платы. Некоторые схемы ПНН-КРП можно применить в сетевых источниках питания, причем они, как правило, содержат большэ одного силового ключа. Так, был сконструирован полумостовой сетевой ПНН-КРП [131, в котором амплитуда напряжения на силовых ключах не превышает напряжения питания, поскольку именно на этом уровне автоматически ограничивается напряжение на запертом ключе при включении другого ключа
Для сравнения с вышеописанным обратноходовым ПНТ-КРП ниже приводятся результаты, полученные на макете обратноходового ПНН-КРП, имевшего следующие характеристики:
•	выходное напряжение К =5 В,
•	диапазон изменения входного напряжения 1%= =40—60 В,
•	диапазон изменения сопротивления нагрузки /?ь = 1.25—5 Ом,
•	максимальная рабочая частота	тах = 13 МГц.
Схема этого преобразователя, содержащая схему управления по затвору и генератор, управляемый напряжением (ГУН), показана на рис. 15.
В схеме нет внешних компонентов резонансного контура. Индуктивность контура полностью состоит из внутренних индуктивных элементов: индуктивности рассеяния трансформатора и индуктивностей выводов DSCH, С™, CF и Qi. Суммарное значение Lr (относительно первичной обмотки трансформатора) оценено равным 2.5 мкГн. Емкость резонансного контура образуется выходной емкостью транзистора и собственной емкостью обмотки трансформатора. По оценке значение суммарной емкости Сг составило 40 пФ. Характеристическое сопротивление и резонансная частота равны соответственно 250 Ом и 16 МГц. Встроенный в МОП-транзистор диод, характеризующийся сравнительно большим временем восстановления, можно использовать в данном случае для формирования двунаправленного ключа. Это допустимо, поскольку сразу же после того, как ток через диод станет равным нулю, диод закорачивается включенным МОП-тран-
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
93
Рис. 15. (а) Схема обратноходового ПНН-КРП. (Ь) Вверху — напряжение затвор — исток (5 В/дел.), внизу — напряжение сток — исток (50 В/дел.) при Рвмх=Ю Вт и выходном на* пряжении 5В. По горизонтали: 50 нс/дел. (Qt — транзистор типа IRF720, фирмы International Rectifier, С55=600 пФ при ,VGS =5 В; CoSS= 32 пФ при VDS=40 В. DSbtnp=2 диода типа IR31DQ06 фирмы International Rectifier; Свх~ 0.1 мкФ (металлопленочный конденсатор), С^=3.3 мкФ (многослойный керамический безвыводный конденсатор типа Z5U); Тг — трансформатор (6 витков перв. обм., 1 виток втор, обм ) на сердечнике Р14/8-А 160-H6F (первичная обмотка из провода диаметром 0.64 мм, вторичная — медная лента толщиной 0.127 мм и шириной 4.1 мм).
зистором, что позволяет неосновным носителям свободно рекомбинировать.
Данная схема испытывалась без обратной связи; выходное напряжение 5 В устанавливалось посредством изменения частоты переключений. При выходной мощности менее 5 Вт, хотя и сохраняется возможность регулирования выходного напряжения, теряется возможность переключения при нулевом напряжении. К. п. д. силового каскада составляет около 70 % при средних и больших нагрузках. При небольших нагрузках, когда теряется возможность ПНН-переключения, к. п. д. падает ниже 60 %.
На рис. 15b приведены типичные осциллограммы напряжений затвор — исток и сток — исток. Следует отметить, что при частоте переключений 9 МГц осциллограммы очень чистые (не имеют наложенных импульсных помех). В данном макете не наблюдалось возникновения импульсных помех из-за значительных dvldt или dildt, обусловленных разрядкой внутренних емкостей транзистора в момент его включения. Соответственно рабочая частота такой схемы может быть значительно выше, чем у ПНТ-КРП.
VI. РАЗРАБОТКА ФОРМИРОВАТЕЛЕЙ УПРАВЛЯЮЩИХ ИМПУЛЬСОВ
Формирователь управляющих импульсов, подаваемых на затворы транзисторов, является важной частью любого высокочастотного преобразователя. Существует несколько проблем при построении таких высокочастотных формирователей [12].
1)	Выбор переключательных приборов для формирователей. Для уменьшения потерь на переключение в мощном МОП-транзисторе необходимо минимизировать его времена включения и(или) выключения. Для каждого данного транзистора этого можно добиться только увеличением зарядного (разрядного) тока за-вора в течение интервала включения (выключения). Повышение зарядного (разрядного) тока затвора требует применения в формирователях более мощных и соответственно менее быстродействующих приборов. Поскольку эти переключательные приборы должны быть существенно более быстродействующими и легко управляемыми, чем мощные МОП-транзисторы, существуют практические ограничения на максимальный ток затвора, достижимый при включении (выключении).
2)	Паразитные индуктивности. Для обеспечения резкого изменения тока затвора во время переключения индуктивность цепи, по которой протекает ток затвора, должна быть как можно меньше. Вследствие этого необходимо, чтобы индуктивность выводов как компонентов схемы управления, так и мощного МОП-тран-зистора была минимальной. Тип корпусов компонентов и разводка схемы сильно влияют на скорость переключения. Уменьшению паразитных индуктивностей может способствовать применение поверхностного монтажа или толстопленочной гибридной технологии.
3)	Потери в формирователе. Включение (выключение) МОП-транзистора требует зарядки (разрядки) его входной емкости CiSS, которая в общем случае нелинейна. Однако, несмотря на то что при дальнейшем рассмотрении Clss предполагается постоянной, полученные выводы будут полностью справедливы и для нелинейной емкости В большинстве быстродействующих формирователей зарядка (разрядка) Clss обеспечивается подключением затвора через ключи с низким сопротивлением к источникам положительного и отрицательного напряжения V0N и V0FF. При каждом переключении МОП-транзистора в формирователе импульсов рассеивается энергия
fC = i(V0N + V^c,55.	(9)
Потери в формирователе пропорциональны частоте переключения
Рс = 2fs6c.	(10)
Скорость переключения можно увеличить, повысив разность напряжений V0N—Vqff^ Однако это приведет к значительному возрастанию потерь в формирователе. Поэтому V0N не должно превышать уровня, обеспечивающего лишь насыщение МОП-транзистора, a Voff—уровня, обеспечивающего его запирание. Из соотношения (Ю) можно видеть, что повышение рабочей частоты приводит к увеличению потерь в схеме управления. Вследствие этого компоненты формирователя должны иметь достаточную номинальную мощность и часто требуют установки на радиаторы. Бо-
94
ТИИЭР, т. 76, № 4, 1988
(а)
Рис. 16. (а) Упрощенная схема квазирезонансного формирователя. (Ь) Расчетные кривые при VG=4 В, Lq~ 120 нГн и Сtss~~ 1 нФ
лее мощные приборы, как правило, характеризуются меньшими скоростями переключения, с другой стороны, применение радиаторов обычно приводит к увеличению индуктивности монтажа. Таким образом, уменьшение потерь в формирователе играет существенную роль для повышения его быстродействия.
Потери в схеме формирователя можно снизить, применив для зарядки и(или) разрядки CiSS резонансные методы. В некоторых случаях резонансные методы могут также улучшить импульсные характеристики этой схемы (21]. Теоретически потери можно уменьшить, включив последовательно с затвором силового транзистора индуктивность так, чтобы она соответствующим образом резонировала с Ctss 122]. К сожалению, как уже отмечалось, любая индуктивность, включенная последовательно с затвором, неизбежно снижает скорость переключения.
Ниже предлагается новая, квазирезонансная схема формирователя, которую можно использовать в высокочастотных КРП. Известно, что в КРП скорость переключения имеет важное значение либо при включении, либо при выключении. Например, в однополу-периодном ПНН-КРП необходимо обеспечить прежде всего малое время выключения, так как потери на переключение, обусловленные ненулевым произведением напряжения сток — исток на ток стока, возникают только при выключении. В ПНТ-КРП более важно иметь малое время включения. Следовательно, в ПНН-КРП следует уменьшать до минимума время спада напряжения затвор — исток, чтобы обеспечить быстрое выключение. Длительность же нарастания напряжения затвор — исток не так важна, поскольку включение происходит в течение интервала открытого состояния диода DSt составляющего заметную часть периода частоты переключения. Таким образом, рез-
кие. 17. Одноконтурная схема управления КРП с генератором, управляемым напряжением (ГУН).
кое выключение силового транзистора должно достигаться обычными методами, связанными с потерями, а при включении можно использовать резонансные методы. При этом потери в формирователе теоретически можно уменьшить в два раза.
На рис. 16 показана квазирезонансная схема формирователя управляющих импульсов, содержащая один источник напряжения, один ключ, диод и резонансный дроссель. Схема работает следующим образом. Пока ключ So замкнут, МОП-транзистор выключен и напряжение VG приложено к дросселю LG. В течение этого интервала, равного постоянному значению времени выключенного состояния МОП-тран-зистора, ток в дросселе‘нарастает, достигая в конце интервала значения ILQ0 (рис. 16b). При размыкании ключа So, Lg и Ciss образуют резонансный контур и Vos возрастает по синусоидальному закону. Как только ток iL0 уменьшится до нуля, резонансный процесс прекратится (вследствие запирания диода DG). Поскольку включение транзистора происходит с использованием резонанса в Lg и Ciss, мощность, рассеиваемая такой схемой управления, будет примерно в два раза меньше по сравнению с обычными схемами. Для ПНН-КРП можно воспользоваться дуальным аналогом схемы на рис. 16а.
VII. СХЕМЫ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
А. КРП с одноконтурной схемой обратной связи
Стабилизацию выходного напряжения КРП можно обеспечить посредством замкнутой системы автоматического регулирования, в которой сигналом обратной связи служит выходное напряжение. Анализ малосигнальных характеристик силового каскада КРП можно выполнить с помощью метода, описанного в работе [20].
На рис. 17 показана одноконтурная схема с обратной связью, обычно используемая с понижающим КРП, который рассматривался выше.
Для достижения высокого коэффициента усиления на низкой частоте и увеличения запаса по фазе на частоте среза в этой схеме используется корректирующая цепочка с двумя полюсами и двумя нулями. Конденсатор выходного фильтра, рассчитанный на применение в высокочастотных КРП, как правило, имеет очень низкое эквивалентное последовательное сопротивление. Поэтому нуль, обусловленный этим сопротивлением, обычно оказывается выше частоты переключения и не увеличивает запаса по фазе. Выходное напряжение усилителя сигнала ошибки пода
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
95
ется на управляющий вход ГУН, задавая рабочую частоту. Модуль управления — цифровой процессор обработки сигналов (ЦПОС) — состоит из схемы управления ключом и логической схемы, преобразующей выходной сигнал ГУН во включающие импульсы постоянной длительности для ПНТ-схем или в выключающие импульсы постоянной длительности для ПНН-схем.
Однако такая одноконтурная схема управления имеет несколько недостатков:
• ГУН содержит значительное число компонентов. Эффективная ширина полосы частот такой схемы ограничивается помехами: ГУН может иметь высокую чувствительность на повышенных частотах, а через усилитель с большим коэффициентом усиления проходит напряжение пульсации значительной величины.
• Характеристики незадемпфированных понижающих, повышающих и знакоинвертирующих КРП может оказаться очень трудно скорректировать. При этом существует противоречие между широкополосностью и хорошими качественными показателями в замкнутой системе, с одной стороны, и устойчивостью — с другой. Повышающий и инвертирующий преобразователи особенно трудно стабилизировать, поскольку их передаточные функции имеют нуль в правой полуплоскости. Наличие этого нуля налагает жесткие ограничения на полосу пропускания контура управления, из-за чего трудно добиться хороших характеристик при наличии замкнутой цепи обратной связи.
В. КРП с многоконтурной обратной связью [23]
В случае ШИМ-преобразователей многоконтурное управление (или использование обратной связи по выходному току) при наличии замкнутой обратной связи приводит к значительному улучшению характеристик [24]. Ниже описывается аналогичный метод управления для КРП, называемый методом токо-чувствительного управления частотой (ТУЧ). Как показано на рис. 18, данный метод заключается в сравнении сигнала ошибки по выходному напряжению с сигналом, пропорциональным току дросселя выходного фильтра, и воздействии разностным сигналом на частоту переключения. Применение ТУЧ дает те же самые преимущества, как и позиционное (следящее) управление по току дросселя в случае ШИМ-преобра-зователей, позволяя, кроме того, исключить ГУН и повысить помехоустойчивость.
Сигнал, пропорциональный непрерывному току дросселя фильтра, снимается с выхода датчика тока. Если этот метод управления используется, например, в ПНТ-КРП, то силовой ключ включается, когда этот сигнал на спадающем участке кривой тока становится равным напряжению ошибки. На основе такого многоконтурного управления можно обеспечить устойчивость схемы посредством включения в нее корректирующей цепи с одним нулем и двумя полюсами. При этом ГУН заменяется Простым компаратором, который значительно более помехоустойчив.
Как и в случае позиционного регулирования по току в ШИМ-преобразователях [24], существует несколько возможных способов реализации ТУЧ. Наиболее прямым из них является использование резистивного датчика тока с операционным усилителем, однако этот способ может быть дорогим, приводить к потерям и
Рис. 18. Много контурные схемы управления частотой КРП с токочувствительным управлением частотой, (а) С непосредственным измерением тока, (b) С оценкой тока по переменной составляющей.
оказаться непригодным при более высокой выходной мощности.
Во втором способе последовательно с диодом включается трансформатор тока. Трансформатор тока можно использовать потому, что ток через диод является прерывистым с амплитудой импульсов, равной току дросселя фильтра во время обратного хода. Этот способ может применяться для поддержания заданного значения тока ограничения тока нагрузки. Однако при его реализации могут возникнуть трудности, связанные с наличием импульсов большой амплитуды, наводящих значительные помехи. С этой проблемой обычно сталкиваются в ШИМ-преобразователях при использовании трансформатора тока, и в случае высокочастотных КРП она будет труднопреодолимой.
Если нет необходимости в ограничении тока нагрузки или в точном регулировании тока, то наиболее простой и эффективной реализацией ТУЧ будет схема, показанная на рис. 18b. Здесь напряжение снимается с дополнительной обмотки дросселя. Затем оно интегрируется цепочкой /?3, Ci для восстановления переменной составляющей тока дросселя. С помощью операционного усилителя этот сигнал суммируется с выходным напряжением преобразователя и сравнивается с фиксированным опорным напряжением. Такая реализация ТУЧ аналогична примененной в стандартном модуле управления для ШИМ-преобразователей с постоянным временем включенного состояния ключа [24]. По принципу своего действия данная схема свободна от помех (поскольку все управляющие напряжения интегрируются) и, по-видимому, наиболее подходит для преобразователей с переключением при нуле
96
ТИИЭР, т. 76, № 4, 198»
вом напряжении и рабочими частотами порядка 10 МГц.
Если отбросить эффекты второго порядка, то все три способа реализации ТУЧ приводят к идентичным малосигнальным характеристикам схемы и оказывают одинаковое влияние на переходную характеристику всего преобразователя.
VIII. выводы
При переходе в мегагерцевый диапазон частот переключения жесткое выключение, используемое в ШИМ-преобразователях, приводит к труднопреодолимым затруднениям. В частности, импульсные перегрузки и потери при переключении, которые уменьшают посредством ввода в схему цепочек коррекции траектории рабочей точки транзистора или просто игнорируют в более низкочастотных схемах, при работе на высоких частотах становятся недопустимо большими.
С целью устранения импульсных перегрузок и потерь на переключение предложен принцип резонансного ключа, позволяющий осуществлять переключение либо при нулевом токе (ПНТ), либо при нулевом напряжении (ПНН). Посредством непосредственного введения резонансных ключей, в схемы ШИМ-преоб-разователей получен новый класс квазирезонансных преобразователей (КРП). Преобразователи этого класса, имеющие сотни вариантов схем, можно рассматривать как гибриды ШИМ-преобразователей и обычных резонансных преобразователей. Как и ШИМ-пре-образователи, они работают на принципе накопления энергии в индуктивности или емкости и передачи ее на выход в процессе преобразования мощности. Однако в КРП около ключа всегда расположена резонансная LC-цепь, служащая не только для обеспечения требуемой формы колебаний тока или напряжения, но и для накопления и передачи энергии от входа к выходу, как это делается в обычных резонансных преобразователях. По этой причине для управления КРП можно использовать только метод регулирования частоты.
Класс КРП можно разделить на два семейства, к одному из которых относятся преобразователи, построенные на основе ПНТ-метода (называемые ПНТ-КРП), а к другому — преобразователи на основе ПНН-метода (ПНН-КРП). Преобразователи обоих этих семейств в свою очередь можно разделить на две категории: двухполупериодные (ДП) и однополупериодные (ОП), в зависимости от того, какой ключ используется — двунаправленный или однонаправленный. Показано, что регулировочные характеристики ДП-КРП не зависят от нагрузки. Поэтому рабочая частота ДП-КРП остается постоянной при изменениях нагрузки. В то же время регулировочные характеристики ОП-КРП зависят от нагрузки, и при ее изменениях частота переключений должна регулироваться в широких пределах для обеспечения стабилизации выходного напряжения.
Для сетевых источников питания с рабочими частотами до 1 МГц ПНТ-метод очень эффективен, поскольку позволяет исключить импульсные перегрузки и потери в транзисторах при выключении. На основе этого метода разработан 1-МГц (100-Вт) сетевой преобразователь с удельной мощностью 93 Вт/см3. При использовании ПНТ-метода ток ключа имеет квази-синусоидальную форму, а напряжение — квазипря-
моугольную. Таким образом, перегрузки по напряжению минимальны, но омические потери выше, чем в ШИМ-преобразователях. Для дальнейшего повышения рабочей частоты полупроводниковых ключей должны быть устранены емкостные потери при включении, характерные для ПНТ-метода.
С целью сведения к минимуму емкостных потерь при включении предложен ПНН-метод, при котором силовой ключ включается при нулевом напряжении и тем самым исключаются потери при включении, обусловленные наличием паразитных емкостей переходов. Поскольку включение ключа всегда происходит при нулевом напряжении, то простое присоединение параллельно ключу конденсатора (во многих случаях достаточно собственной емкости сток — исток МОП-транзистора) может сделать минимальными потери при выключении, обеспечив выключение при нулевом напряжении. ПНН-метод имеет несколько заметных преимуществ:
•	Устранение перегрузок и потерь при переключении транзистора при одновременном достижении высокого к. п. д. благодаря минимальным омическим потерям.
•	Устранение помех, возникающих при переключении за счет высоких значений dv/dt и di!dt\ помехи, обусловленные dv/dt, часто проникают в схему управления через паразитные емкости и являются одним из главных ограничивающих факторов при разработке преобразователей, рассчитанных на очень высокую частоту.
•	Уменьшение помех, обусловленных электромагнитным взаимодействием.
Следует отметить, что все эти качества можно получить путем использования в качестве элементов резонансного контура индуктивности рассеяния трансформатора и емкости полупроводниковых переходов. Кроме того, благодаря особенностям переключения при нулевом напряжении в схеме можно использовать сравнительно низкочастотный диод, входящий в структуру МОП-транзистора. Вследствие этого схемы преобразователей получаются очень простыми. Поскольку ПНН-метод приводит к квазипрямоугольной форме тока и квазисинусоидальной форме напряжения, то, хотя омические потери минимальны, амплитуда напряжения на ключе может быть в несколько раз больше, чем в ШИМ-преобразователях. Поэтому схемы таких однотактных преобразователей непригодны для сетевых источников питания. Данный метод особенно подходит для реализации в устанавливаемых на печатные платы преобразователях постоянного напряжения в постоянное, входящих в системы распределенного питания, когда крайне желательна высокая удельная мощность. Уже опробованы практические схемы ПНН-КРП с рабочими частотами более 10 МГц.
Рассмотрены также и другие важные вопросы, связанные с проектированием КРП. Так, предложена новая квазирезонансная схема формирователя управляющих импульсов, подаваемых на затвор МОП-транзистора. Отличаясь простотой, данная схема позволяет производить быстрое переключение при двукратном по сравнению с обычными схемами уменьшении рассеиваемой мощности. Описана также разработанная для КРП многоконтурная схема с обратной связью, аналогичная схеме позиционного (следящего) регулирования по току дросселя, применяемой в
КВАЗИРЕЗОНАНСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
91
ШИМ-преобразователях. Такая многоконтурная вхема позволяет получить высокоустойчивую систему о прекрасной переходной характеристикой и хорошей помехоустойчивостью. При этом исключается необходимость в ГУН, который трудно реализовать на высоких рабочих частотах.
ЛИТЕРАТУРА
[1]	К. Liu, "High frequency quasi-resonant converter techniques," Ph.D Dissertation, Electrical Engineering Department, Virginia Polytechnic Institute and State University, 1986
[2]	K. Liu and F. C. Lee, "Resonant switches—A unified approach to improve performances of switching converters," IEEE Int Telecommunications Energy Conf., pp 334-341 19Я4
[3]	K. Liu, R. Oruganti, and F. C. Lee, "Resonant switches—Topologies and characteristics," IEEE PESC Record, pp 106-116, 1985.
[4]	E. J. Miller, "Resonant switching power conversion," IEEE PESC Record, pp. 206-122, 1976.
[5]	E. Buchanan and E. J. Miller, "Resonant switching power conversion technique," IEEE PESC Record, pp 188-193, 1975
[6]	M. Jovanovic, K. Liu, R. Oruganti, and F. C. Lee, "State-plane analysis of quasi-resonant converters," IEEE Int Telecommunications Energy Conf, pp. 235-242, 1985
[7]	K. Liu and F. C. Lee, "Secondary-side resonant for high-frequency power conversion," IEEE Applied Power Electronics Conf., pp. 83-89, 1986.
[8]	P. Vmciarelh, "Optimal resetting of the transformer's core in single-ended forward converters," U.S. Patent 4 441 146, Apr 1984.
[9]	D. C. Hopkins, M. M. Jovanovic, F. C Lee, and F. W. Stephenson, "Two megahertz off-line hybridized quasi-reso-nant converter," IEEE APEC Proceeding, 1987.
[10]	M. M. Jovanovic, D. C. Hopkins, and F. C. Lee, "Design aspects for high-frequency off-line quasi-resonant converters," High Frequency Power Conversion Conf Proceedings, 1987
[11]	K. Liu and F. C. Lee, "Zero-voltage switching technique in DC/ DC converters," IEEE PESC Record, pp. 58-70, 1986.
[12]	W.A. Tabisz, P. Gradzki,and F C. Lee, "Zero-voltage-switched quasi-resonant buck and flyback converters—Experimental results at 10MHz," IEEE PESC Record, 1987
[13]	M. M. Jovanovic and F. C. Lee, "Off-hne zero-voltage quasi-resonant converter," VPEC Seminar, 1987.
[14]	R. Redl, B. Molnar, and N. O. Sokal, "Class E resonant regulated DC/DC power converters: Analysis of operation and experimental results at 1 5 MHz," IEEE PESC Record, pp 50-60,1983, reprinted in lEEETrans. Power Electron , vol. PE-1, no 2, pp. 111-120, Apr. 1986.
[15]	R. Redl and N. O. Sokal, "High-frequency switching-mode power converters General considerations and design examples of 0 6,1, and 14 MHz," доложено на the Tutorial at High-Frequency Power Conversion Conf., Virginia Beach, VA, May 28-30, 1986.
[16]	A F. Goldber and J. G Kassakian, "The application of power MOSFETs at 10MHz," IEEE 1985 PESC Record, pp 91-100,1985.
[17]	T Zheng, D Chen, and F C Lee, "Variations of quasi-res-onant DC-DC converter topologies," IEEE PESC Record, pp 381-392, 1986.
[18]	R. Oruganti, "State-plane analysis of resonant conveners," Ph.D Dissertation, Electrical Engineering Department, Virginia Polytechnic Institute and State University, 1987
[19]	V. Vorpenan, R. Tymerski, К. H. Liu, and F. C Lee, "Generalized resonant switches part I Topologies," доложено на the VPEC Power Electronics Seminar, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg, VA, Nov. 4-5, 1986
[20]	V Vorperian, R. Tymerski, К. H. Liu, and F. C Lee, "Generalized resonant switches part 2 Analysis and circuit models," presented at the VPEC Power Electronics Seminar, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg, VA, Nov 4-5,1986
[21]	R Severns, "Special features of power MOSFETs in high-frequency switching circuits," in Proc of the High-Frequency Power Conversion Conf, (Virginia Beach, VA), pp. 133-148, May 28-30, 1986.
[22]	B. Carsten, "Switchmode design techniques above 500 kHz," доложено на the Tutorial at High-Frequency Power Conversion Conf., Virginia Beach, VA, May 28-30, 1986.
[23]	R. B. Ridley, F. C. Lee, and V Vorperian, "Multi-loop control for quasi-resonant converters," доложено на the Proceedings, High-Frequency Power Conversion Conf, 1987.
[24]	F. C Lee, M F Mahmoud, and Y. Yu, "Design handbook for a standardized control module for DC-to-DC converters," vol. 1, NASA Contract NAS-3-20102, Apr 1980
Фред К. Ли в 1974 г. получил степень доктора наук в области электротехники в Университете Дыока, Дарем, шт. Сев. Каролина. С 1974 по 1977 г. работал в техническом отделе отделения управляющих и силовых преобразовательных систем фирмы TRW Systems, где совершенствовался в проектировании, моделировании и анализе силовых, преобразовательных устройств, используемых в космической технике. В 1977 г. начал сотрудничать с Политехническим институтом и Университетом шт. Виргиния. В настоящее время является директором Центра по энергетической электронике шт. Виргиния В сферу его научных интересов входит энергетическая электроника, силовые полупроводниковые приборы, силовые установки электромобилей, мощные и высокочастотные резонансные преобразователи мощности, нелинейное моделирование, анализ и оптимальное проектирование силовых преобразовательных систем и оборудования. Автор свыше 100 статей по моделированию, анализу и проектированию схем и силовых приборов. Вице-президент входящего в ИИЭР Общества по энергетической электронике и помощник редактора журнала IEEE Transactions on Power Electronics. Исполнял обязанности председателя Международной конференции по энергетической электронике, проводившейся обществом ИИЭР в 1985 г
13
ТИИЭР м 4