Author: Бочаров Л.Н.
Tags: электротехника полупроводниковые устройства транзисторы радиоэлектроника
Year: 1984
Text
МАССОВАЯ
··
РАДИО
БИБЛИОТЕКА
Основан.а в 1947 году
выпуск li073
Л. Н. БОЧАРОВ
ПОЛЕВЫЕ
ТРАНЗИСТОРЫ
Издание второе,
переработанное и дополненное
f2
МОСКВА «РАДИО И СВЯЗЬ» 1984
ББК 32.852.3
Б86
УДК 621.382 .323
Редакционная коллеrия:
Белкин Б. Г., Бондаренко В. М., Борисов В. Г., Геништа Е. U.,
Гороховский А. В., Ельяшкевич С. А., Жеребцов И. П., Король·
ков В. Г., Смирнов .А. Д., Тарасов Ф. И., Хотунцев Ю. Л"
Чистяков U. И.
Бочаров Л. Н.
Б86
Полевые транзисторы. - 2-е изд., перераб. и доп.
-
М.: Радио и связь, 1984.
-
80 с., ил. (Массовая ра
диоби16.1иоте~ка; Вып. 1075).
50 1\.
Опнсаны устройство, принцип деi'rствпя, основнNе характеристики и
параметры полевых транзисторов отечественного производства. Рассмотре
ны вопросы, связанные с работой этпх пр11боров в различных радноэлен
тронных устройствах. Приведены таблицы параметров 11 усредненные
статические характеристики основных типов полевых транзисторов. а также
методика раСчета различных Э~'rе\fентов cxe~'I с чпсловыми примерами.
Первое издание вышло в 1976 г. Настоящее издание допо~1нсно сн,..деrшями
о полевых транзисторах, освоенных про\1Ышленностью за истсr..:ш1rй период.
Для подготовленных р<2диолюбителеii.
Б 2403000000-065
140
_
84
046(01 )-84
РЕUЕНЗЕНТ КJНД. техr1. наук В. М. Б 0 ГА Ч Е В
Редакция литературы по электронной технике
Лев Николаевич Бочаров
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Редактор fl. Д. Федоров
Ред<.iКТОР и.~дател:ьства Н. В. Eфturtoвa
06.i . художника В. Е. Карпова
Хvдожественный редактор Н. С. Шеин
Технический редактор .П. А. Гoptul\.Oдa
Корректор Т. В_ По1Сатова
ИБ No 867
ББК 32.852 .3
6ФО.32
Сдсно R набор 04.l l .83
Подписано п печать 25.01.54
Т-03264
Формат ьОХ90/ 1 б
IJy~ara I"\Н.-.жура.
Гарнитура литературная
Печать высокая Ус.1. псч. д. 5,0 Усл. кр.-отт. 5,25 Уч.-11зд. •" 6 .59 Тираж 60 ООО эка.
Изд. No 19946
Зак .•'fo 121
Цена 50 к.
Изда1сльство «Радно н свя.1ь». JOIOOO .~1осЕва, Почтамт, а1я 6~13
Московская типо1-рафия J\o б ВГО «Союзучетнздат»
101000 Москва, у.1. Кироза, д. 40
© Издательство «Энергия», 1976
©Издательство «Радио и связь», 1984, с изменениями
r1
'
ПРЕДИСЛОВИЕ
Полевым транзистором называют полупроводниковый прибор, работа
которого обусловлена пото·ком основных носителей, протекающим через прово
дящий канал н управляеш-.~м электрическим полем. Полевые транзисторы имеют
ряд пр·еимуществ перед биполярными транзисторами и электронными лампами.
'"
Эти полупроводниковые приборы в виде дискретных элементов и в составе
интегральных ·микросхем ·находят широкое применение в разт1чных радиолюби
тельских конструкциях. Предлагаемая читателям книга «По.1евые транзисторы»
является вторым исправленным и дополненным изданием книги того же на
звания («Энергия», 197·6 г.). Здесь в доступной для радиолюбителей форме из
,1ож·ены ·краткие сведения из физики полупроводников, рассмотрены устройство
и прннцип действия полевых транзисторов, приведены их основные параметры
1
и характеристики, даны рекомендацпи по практическо~1у испо,1ьзованию поле
вых транзисторов в некоторых устройствах. Второе издание книги дополнено
сведениями о полевых транзисторах, освоенных отечественной промышленностью
за период с 1976 г" н све:rеннями об использовании полевых транзисторов в ин
тегральных микросхемах. В остальной материал внесены исправления и утосше
пия в соответствии с современными представлениями о полевых транзис1'орах.
Разумеется, что в небо.1ьшом объеме книги невозможно строго и полно рас
смотреть все вопросы теории и пр~rменения полевых транзисторов. Поэтому ав
тор вполне ·сознательно допускает ряд упрощений и сокращений, раосматри
вая только наиболее важные вопросы.
Отзывы и замечания по кииге направляйте по адресу:
Почтамт, а/я 693, издате.%ство «Радио и связь», ,\\ассовая
101 ООО, Москва,
ра,:шобиблиотека.
Автор
!КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ ИЗ ФИЗИКИ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Полупроводниковые вещества, используе:1-1ые для создания травзисто
wов, имеют крисrашшческую структуру. К таким веществам относятся четырех
-валентные эдемснты: гер~1аннй Ge, кре11ний Si, селен Se и некоторые химиче
,ские соединения типа AнrBv, AнBvr, где римскими цифрами указаны валентно
,сти хю~ических эле:-1ентов молекул сложных полупроводников (наприм,ер, у ар
·сенида галлия GaAs-Gaп1; Asv). Как из1вестно, всякий кристалл ха,рактеризует-·
,ся закономерным распо,:10женисм взаимно связа1шых атомов или молекул, об
;разующих так называемую кристал.1ическую решетку. На рис. 1,а идеальная
а}
Рис. 1. Плоская модель кристаллической решетки алмазного типа:
а)приr-oК;6)приТ>ОК
1криста,'Jлическая решетка четырехвалентного элемента, об.'1адающего по.1упро
воднико1ЗЫМИ свойст13амп, пзображе11а 13 вп;tс п.1оскоii (двумерной) модели. В
·таком кристал.1е каждый атом ю1еет четыре парноэ.1с;ктронных, или ковалс;нт
'НЫХ связей с четыры1я б.1ижайщими атома:v~и. Стрелки на рисунке символпзи
·руют собой общпе валентные электроны соседних атомов. Таки:v~ образом, прй
·образовании идеальной кристаллической решетки четыре валентных электрона
·каждоrо атома участвуют в СlJЗJанин единой структуры кристалла. ПолупроВlJJ
ники, Rоторые ,не содержат чужеродных ато~1ов, 'Называются беспрuмесfLымu ню1
,f:обственнымu полупроводнuкал~u.
Чтобы 13 подобно:-1 кристалле моr протекать электрнческ;rй ток, нужны сво
,бодные носителн электрических заряJ,оIЗ, например электроны, по.терявшие не
·посредственную спязь с ато11амн. Для отрыва валентного электрона необходи
мо затратить опреJ.еленную энергию, зависящую от салы связи электрона с ато
'Мом кристалла. д.~я разл:~чных полупроводников эта энергия оказывается раз
.личной. На энергетической (зонной) модели вещества опа равна ширине так
называемой запрещенной :юны, разделяющей валентную зону от расположен
яой выще зоны провол,имости. Переброс электронов нз валентной зоны в зону
11роводимости, т. е. освобождение их от связи с атомами, может происходить за
>-ечет тепла, воздействия сильного электрического поли, облучения и т. п. При
{
температуре, близкой к абсолютному нулю, хаотические колебательные дв·име
~шя атомов незначительны, но с увеличением температуры они становятся бо
лее rттенсивНЫ.\Ш, что создает условия д.1я разрывов отдельных валентных свя
зей и появления в криста.1ле электронов проводu.иости. Эти э.1ектроны способ
ны относительно свободно перемещаться в пространстве между атомами крис
талла и участвовать в созJ.ании электрического тока. Количество э.1ектроноn.
проводю1ости в е;шнице объема называют кою1ентрацией и обозначают п, С
увеличением температуры концентрация электрrшов проно;щмости в собственно.\t
полупроводнике возрастает примерно по экспоненциальНО.'vIУ закону.
Но электропрово;щость полупроводникового вещества создается не только
электрона~!!! проводюшсти. Прн отрыве одного электрона, входящего в систе;1у
парноэлектронной связи двух соседних атомов. у них нарущастся электриче
ская нейтральность, что эквива.1ентно пояR.1ению элементарного положите,1ьно
го заряда на месте разрушенноlr связи. Но место ушеJ.щего ва.1ентного э.1ект
рона может занять общий валентный электрон любых других атомов, тогда;
э.1ементарный положите.1ьный заряд пшшится око.~о этих ато:<101З н т. д. (рнс.
1,6), Этот, пере\1ещающийся от ато\1а к атому по:rвижный но.1ож'rтельныi'~ эле
мевтарный заряд, образующпikя в крпста,1ле на месте разрущенной валентноii
связи, получил назвюше дырки. Дырку (условно) :.1ожно расо1атривать как
часпщу, являющуюся подппжны\1 носпте,1ем элементарного положнтслыюго за
ря;tа е= 1,б· JО- 19 Кл, способного участвовать в создан11и э.1ектр11чсского тока в
r1олупроводнике. В собственном полупрово:щнке число э,1ектронов провоJ.и'>1ости
и дырок, возникающих в резу.%тате разрущення налентных связей, оказывает
ся одинаковым, поэтому
p;=n;,
(!)
где р; - концентрацня дырок; n; - концентраuня электронов проволrмости в
собственном полупрово;1нике (индекс i от анг.1. iпtгinsic - собственный, внут
ренний). Равенство ( 1) свидетельствует о сохранении общей электрической ней
тральносп1 кристалла. При комнатной температуре Т=293 К у кре?>~ння п,,,.,
,,.,2. 10 10 см-3; у германия n;;:::::; 2,5. 10 13 см- 3•
Процесс образования в полупроводнике пар «электрон - дырка» называет
ся генерацией. Если электрон проводимости и дырка образуются под действием
теплового движения атома, то такой процесс называют тср.иогенерацией. В
крнсталле одновре:-1енно протекает и обратный процесс -- рекомбинация, когда
электрон проводи~1ости, встречаясь с дыркой, восстанавливает разрушенную ва
,1ентную связь. Прн этю1 пронсходит исчезновение дырки, а эле~трон провол1-
}!ости снова становнтся валентным. В стацнонарном состоянии оба процесса
уравновешиваются. Таким образом, возникнув в процессе генераuин, каждый из
подвижных носителей сущестnует («Ж1шет») R кристалле в течение некоторого
промежутка IЗременн. Срелrее значение этого промежутка называется врелtене.м
жизни носителей и обозначается для электронов т п, а для дырок т Р, Оно опре
;~еляется вероятностью встречв данного носителя заря;tа с носителем заряда
противоположного знака. Д.1я собственного полупрово;шика Тп =т 1"
В собсТIЗенных полупроIЗоднпках Si, Ge, GaAs прн комнатной температуре
под действием тепла создается и поддерживается относительно невысокая кон
центрация электронов проводимости и дырок, поэто\1у собственная удельная
nроводил1ость этих матерналов при указанном условии мала.
5
Введением в полупрово.:щик соответствующей примеси, т. е. лсгпрованисм,
можно резко увеличить ero электропроводность. Примесь обычно вво~ят с кон
центрацией N = 10 14 -10 17 см 3, что существенно превышает концентрацию 11 1 =
=р;. При такой концентрацни прнмссн O,.LJШ примесный атом прихо~ится Hd
10 6-108 атомов основного вещества, содержащего в 1 01 3 примерно 102 3 ато
мов. Если в качестве 11римеси взять пятивалентны(1 химический элемент, напри
мер мышьяк As, фосфор Р, сурьму Sb и т. д" то пятивалентные атомы примеси,
располагаясь в узлах кристаллической решетки основного вещества, обеспечива
ют (насыщают) четыре rза.1ентные связи, пятый же валентный э.1ектрон, являясь
лищним в структуре кова.1ентных связей кристал,1а, оказывается относительно
слабо связанным с соответствующим уз.10~1 (рис. 2,а). Поэтому под действием
а)
Рис. 2. Модель репrстки примесного полупроводника:
а) •лектронноrо типа; 6) дырочного типа
даже неэначин~льного теплового колебания примесного атома этот электрон от
рывается от иего и становится электроном прово;:щмостн, а сам пятивалентный
атом превращается в положительно заряжеииыil: ион, который из-эа сильных
валентных связей с соседними атомами не может свободно перемещаться по
кристаллу и быть переносчиком электрического заряда. Однако в целом крис
талл остается нейтральным, так как положительно заряженные ионы полностью
уравновешиваются отрицательными зарядами электронов проводимости_
При введении такой примеси, получившей название донорной, концентра
ция электронов проводимости в кристалле возрастает и его электропроводность
приобретает отчет.1иво выраженный электронный характер (электропроводность
п-типа). В обычных температурных условиях практически все примесные ато
мы ионизируются, поэтому в ,равновесном состоянии полупроводника концент
rация электронов проводимости примерно соответствует концентрации примеси:
(2)
1·де nn - конпентрация электронов проводимости в полупроводнике n-типа;
Nd - концентрацнн донорной примеси_
Наряду с ионизацией доноров, постав,1яющих электроны проводимости, в
кристалле происходит обычная термогенераrщя пар подвижных но.сителей заря
дов: электронов проводимости 11 дырок. Но дырки в среде с повышенной кон
центрацией электронов проводимости интенсивно рекомбинируют с ннмн, поэто
му их время жизни, а соответственно и их концентрация оказываются много
6
меньше, чем в собственном rюлупрово;щике, т. е. Рп <<pi, где Рп - концентра·
uия дырок в полупроводнике п-типа. Учитывая выражения (1) и (2), получа·
ем соотношение пп >> п, = р; >> рп, из которого следует, что пn обычно превы
шает Рп на несколько порядков. Электроны проводимости в по.1упроводнике п
типа принято называть основныжu носителяжи заряда, а дырки - неосновны.1rи
носителями заряда. Установлено, что для ·каждого типа кристалла, находящего
ся в равновесном состоянии, произведение
(3)
является величиной постоянной, не зависящей от концентрации примеси.
Если в качестве примеси взять трехвалентный химический э.1емент, напри
мер индий Iп, галлий Ga, а.1юминий Al, бор В и т. д., то трехвалентный атом,
располагаясь в уз.1е кристаллической решетки, сможет установить (обеспечить)
лишь три ковалентные ·связи с сосед1ними атома мн (рис. 2,6). Отсу11ствующая
четвертая валентная связь у трехвалентного атома, расположенного в узле крис
таллической решетки, относительно .тrегко (при Т>О К) может быть заполнена
общим валентным электроном соседней пары атомов. Трехвалентный примесный
атом, захвативший дополнительный (четвертый) валентный электрон, превраща
ется в неподвижный отрицательно заряженный -ион, а у соседней пары атомов,
потерявших один валентный э.1ектрон, возникает дырка. В дальнейшем дырка
под действием тепла, путем последовательного перемещения валентных электро
нов, начинает хаот·ически блуждать по всему кристаллу, становясь по·движным
носите.1ем положительного заряда.
При введении такой примеси, получившей название акцепторной, концент
рация дырок в криста.1ле возрастает, и его электропроводность приобретает от
четливо выраженный дырочный характер (электропроводность р-типа). При
обычных температурных ус.~овиях почти все примесные атомы ионизируются,
поэтому
(4)
где N а - концентрация акцепторной примеси; РР
-
концентрация дырок в по
лупроводнике р-типа. В данном случае основными носителям·и заряда являются
дырки, а неосновными - электроны проводимости, возникающие вследствне
обычного процесса термогенерации. Эти электроны интенсивно рекомбинируют с
дырками, поэтому их концентрация пр оказывается много меньше концентрации
n;, следовате.'!ьно, пр<< п; = Pi << рр. Для полупроводника р-типа выпо.1няется
соотношение, аналогичное равенству (3):
(5)
Следует заметИть, что и в этом случае сохраняется общая электрическая нейт
ральность кристалла.
Электропроводность по.1упроводника, обусловленная примесями, получила
название примесной электропроводности.
При введении в полупроводник примесей обоих типов его электропровод
ность определяется преобладающей примесью с концентрацией о~новных носи
телей, соответствующей некоторой эквивалентной при,неси Nз= INa-Nd/. Та
кие полупроводникн называются кожпенсированными.
Если в полупроводнике создать электрическое поле Е, то наря~у с хаоти
ческим (тепловым) движением подвижных носителей зарядов в кристал.1е по-
7
,,1
1
1
1
1
явится упорядоченное движение (дрейф) электронов проводимости и дырок. т. е.
возникает электрический ток, называемый током проводимости. Согласно сказан
ному, этот ток будет пметь электронную 1n и дырочную 1Р составляющие. Элек
троны проводимости н дырки дрейфуют в противоположных направлениях, со
здавая электр·ически ток равный
(6)
В вакууме под действием постоянного э.1ектрнческого поля Е подвижные
носители заряда движутся равноускоренно. Но в кристалле нз-за частых слу
чайных столкновеннй движущихся носителей заряда с атома.\1И их дрейф про
исхо·днт с некоторой постоянной скоростью v, которая при относительно слабых
электрических полях прямо пропорциональна напряженности электрического по
.1я. Так, для электронов проводимости
(7)
где μп - коэффициент пропорциональности, называоrый поiJвижностью электро
нов. Он численно равен средней скорости, приобретае11ыii электронами проводи
мости в кристалле при единичной напряженности электрического поля Е =
= 1 В/см. Для ~кремния при комнат.ной температуре μп= 1360 см 2/В ·с (для гер
мания μn=3900 см 2 /В·с).
Однако при очень бо.1ьших напряженностях электрического поля, превышаю
щих определенное критическое значение Е>Екр п, увеличение скорости дрейфа
сначала замедляется, а затем при Е~ (4+5)Екр n практич·ески полностью пре
кращается, и дрейфовая скорость ограничивается некоторой продельной величи
ной Vn та. Это происходит из-за увеличения частоты столкновений движущих
ся носителей заряда с атомами кристалла и уменьшения пролетного времени, в
течение которого они ускоряются сильным электр·ическим полем Е, что и объ
лсняет (в упрощенно!~ форме) ограничение скорости дрейфа.
На рис. 3 приведена примерная зависимость Vn = <р (Е) длл кремния: Еир n =
=2,5 кВ/см, Vn max=8,5· 10 6 см/с (для г.ермания Екр n=0,9 кВ/см, Vn max=
=6,5· 10 6 см/с).
Аналогичные процессы происходят и при дрейфе дырок, но их подвижность
(при прочих равных условиях) оказывается меньше подвижности электронов и
составляет для кремния μр =430 см 2/В. с (для германия /tp =11900· см 2/В ·с). Со
ответственно для кремния Енр Р = 7,5 кВ/см, v Р max = 5,0· 10 6 см/с (для герма
ния Еир р =:1,4 кВ/см, Vp mах=б,0· 10 6 см/с).
1,.,, сн/с
107
ЕхР11 10
100 кВ/см
Рис. 3. Зависимость CKOIJOCTH дрейфа элек
тронов nроводнмостн от напряженности
электрического поля для кремния
8
Рис. 4. Полупроводниковый стер
жень с омическими контактами
При относите.1ьно низю1х те11пературах подвижности μn и μр уменьшают
ся с увеличением концентрацни примеси, так как столкновения подвижных но
сителей заряда при оговоренном условии происходят в основном с ·ионизирован
ными донорами или акцепторами. В обычных температурных условиях с увели
чением температуры подвнжностn μn и μр уменьшаются ·ИЗ-за бо:Jее частых:
столкновений подвижных носителей заряда с атомамн кристалла.
Проводимость по.JJупроводнпковоrо стержня между омнческими (невыпрям
ляющими) контактам·и, с размерами l, Ь, h и п.1ощадью сечения s= bh, указан
ными на рис. 4, оказывается равной
G_
_!___3__l1b1j"+jr)
п-И-lE-
lE
hb
=--(en"v"+epnup).
ZE
rде jn = еп,~ип и j Р =ер" ир - соо-rветственно п.1отность э.·1ектрошrого в дыроч
ного токов проводю1остн по.1упроводника п-тнпа. Так как н по.1упроводнике п
типа конц·ентрацпя :щрок рп ничтожно }1а.1а в сравнении с nп, то дырочной
составляющей тока l Р можно пренебречь, поэтому
(8)
гд·е gn =ennμn ""eN dμп - удельная проводилtость при,иссного полупровоdника:
п-типа с концентрацией донорной примеси N а·
Так как при Е~·( 4>75)Енр n ско.рость дрейфа э.1ектро~ов проводимостf!
.становится практически постоянной Vn max = 8,5 · 106 см/с, то плотность элект
ронного тока, достигнув значения насыщения, не может превысить в·еличины
jn max=en"v" max. При этом удельная проводш10сть полупроводникового стерж-
(9)
начинает изменяться обратно пропорционально напряженности э.1ектрического
поля. Переход к насыщенному состоянию осуществляется не скачком, а посте
пенно (см. рис. 3). При Е>б{] :кВ/см возникает электрический пробой полупро
водникового вещества, вызванный ударным возбуждением атомов подвижны
ми носителям.и заряда, которые под действием сильного электрического поля
между очередными столкновениями приобретают кинетическую энергию, доста
ТО'Чную для разрушения валент.ных овяз€Й, рав.11ую W, атомов кристалла:
W=elcriE~ W, где lcp - средняя длина свободного пробега подвижных носите
лей заряда. Это привод.ит к лавинному умножению числа подвижных нос»телей
заряда обоих знаков .и ·СОответ.ственно к резко11у увеличению удельной прова
димости полупроводникового вещества.
КОНТАКТНЫЕ ЯВЛЕНИЯ В ПОЛУПРОВОДНИКАХ
Контактные явления на rранице двух полупроводниковых сред с ра3-
личным типом электропроводности широко используются в полупроводниковой
элект·ронике. Рассмотрим общий случай, когда контактирующие полупроводнико
вые абласти имеют неодинаковую концентрацию основных носителей заряда. На
рис. 5,а условно показан кристалл, в котором правая часть объема имеет элект
ронную, а левая - дырочную электропроводность ·С очень резкой (четкой) грани
цей, разделяющей области с акцепторной и донорной примесями при условии
N a>Nd. В приконтактны.х областях полупроводников1,1х сред происходит диффу-
2°-121
9
1'
1
1'
1
зоонное Irеремещение подвижных носителей зарядов. Дырки диффундируют нз
р-области, где их много, в п·область, Г>де их относительно мало, а электроны
проводимости, ·наоборот, из п-области в р-область. Таким образом, через гра
ницу раздела разнотипных полупроводниковых ·Сред течет ток диффузии JдuФ =
=lдuФ n+Iд11Ф р, нап,равление которого совпадает с направлением движения
положит·елъных зарядов, т. ~. ·С направлением диффузии дырок. Бели бы дырки
р
dp
t<f
'
а
11
11
1
{jl<DH 1 Х
1
f
1
р,п
Рμ
6)11
,... ,
1
11
11
!1
11
1
1
--i
1
~ Or5erJнe1шыiJ.
1
слои 1
1
1
/
Пп/
1
Рп
а
вJ
х
Рве. 6. Э.пектрически:!I переход типа р-п
без аиеmиеrо напряжения:
а) крнста.п.п; 6) распреде.пение потенциа
.11а; в) распреде.пение концентрации по
.авижных носите.пей заряда
и электроны проводимости были нейт
ральными частицами, то диффузия в ко
нечном итоге привела бы к полному в!,~
равниванию концентрации дырок и со
ответственно концентрации электронов
проводимости по всему объему кристал
ла. Но дырки и электроны несут проти
воположные заряды, поэтому вызванное
диффузией перераспределение зарядов
приводит к образованию в граничной об
ласти контактного напряжения Икон=
= (О,4+0,7) В (рис. 5,6), которое затруд
няет их встречное диффузионное пере
мещение и предотвращает выравнивание
концентрации дырок и электронов про
водимости по всему объему кристалла.
Основные носители заряда при
встречной диффузии усиленно рекомбини·
руют вблизи границы соприкосновения
разнотипных полупровоодниковых сред.
Это приводит к образованию в областн
контакта некоторого слоя, обедненного
подвижными носителями заряда, которы.d
обладает относителыю малой удельной
проводимостью (как у собственного по
лупроводника) и называемого обеднен
ным слоем. На рис. 5,в показано распре
деление концентрации подвижных носи
телей заряда вдоль кристалла. Интенсив
ная рекомбинация электронов проводи
мости и дырок в обедненном слое при
водит к проявлению в границах этого
слоя нескомпенсированных пространственных зарядов .ионизированных акцепто
ров и доноров. Знаком «+» на рис. 5,а обозначен пространственный заряд до
норов, а знаком «-» - пространственный заряд акцепторов. Эти равные по аб
солютной величине неподвижные заряды противоположных знаков и со3дают
контактное напряжение и электрическое поле в обедненном слое. Сам обеднен
ный слой, образующийся на границе двух полупроводниковых сред с :различным
тюцом электропро·воююсти, называют электронно-дырочным переходом или со
кращ~нно р-п-переходом.
Возникшее контактное напряжение в р-п-переходе затрудняет диффузию
осцрцных иосител·ей, но создает благоприятные условия для перехода неоснов
ных ,_1,1осителей из одной облает.и в другую. Так, н€которые электроны _прQводи-
IQ
мости полупроводника р-типа, совершая беспорядочное теп.~овое движение, под•
ходят к границе обедненного слоя, где их эахватыlвает ускоряющее электр.иче
ское поле, н они переходят в п-область. То же самое происходит с дырками
полупроводи.ика п-типа, которые аналоп1чным способом переходят в р-область
(рис. 5,а). Этот ток называют тепловым током lт=lтp+lтn. При конечной тол
щине обедненного слоя в нем возникает еще и ток термогенерации !,= fгр + lгn,
создаваемый генерирующюш парами «электрон-дырка». При этом все возникаю
щие в обеднен.нам с.1ое дырки под действ·ием электрического поля: дрейфуют в
направлении п-областн, а все электроны проводимости - в направлении р-об
ласти (рнс. 5,а). Токи /т и /, совпадают по направлению; их су~1му обозначают
l о=!,+/,. Так как конr1ентрацш1 пе основных носителей чрезвычайно мала, а в
тонком р-п-переходе в единицу времени генерируется отн.осительпо небольшое
чи.сло пар «электрон - дырка», ток / 0 оказывается незначительным. Токи fдиф и
! о противоположны по -направлению, поэтому ток р-п-перехода оказывается
равным ! Р-" = ! д"'Ф-1 о. В динамнческом равновесии контактное напряжение
затрудняет диффузионный переход основных носителей настолько, что ток диф
фузии становится равным по абсолютному значен.ию очен.ь малому току / 0 • В
этом случае ток р-п-перехода оказывается равн.ым н.улю: lp-n=lдиф-io=
=fo-fo=O.
При прочих равн.ых условиях средняя глубина проникновения: дырок, диф
фупди,рующих в п-область, тем больше, чем меньше там концентрация э.rrектро
нов проводимости. Это объЯсняется большим временем жизни дырок в этой об
ласти. То же ·Самое утверждение справедливо и для средней глубины проникно
вения электронов прово.димости, диффундирующих в р-область. Таким образом
толщина р-п-перехода оказывается зависимой от концентрации примесей в р
н п-областях:
(10)
где dp - толщина, зана~~аемая обе;щенным слоем в р-области; dn - толщина,
зани"1аемая обедненным слоех1 в п-области; е0 =8,85 · 110- 12 Ф/м - электрическая
постоянная; Er -
относительная диэлектрическая проницаемость ·кристалла (для:
кремния равна 12), в дальнейшем s 0 er = s - диэлектрическая проницаемость
кристалла; е - элементарный заряд; N d , .. n n, N а:::::: Pr> - концентрация донорной
и акцепторной примесей.
При резко несимметричном р-п-переход:е, когда кон.центрация примеси в
одной из областей на 2-3 порядка больше, чем в другой, обедненный слой
практически располагается в области с малой концентрацией примеси. Напри·
мер, при Na~pp»Nd,..nn
(11)
В равенстве ('11) отношение 2s/ (eN а) обозначено через an.
Если к р-п-переходу подвести вн.ешнее напряжение И, совпадающее с по
лярностью контактного напряжения, то это приведет к увеличению выделяюще
гося на нем напряжения И'=Икоп+/ИI (рис. 6). Даже прн незначительном
уаел%чении потснциального барьера И' по сравнению ,с Иноп диффузионный пе
реход основных носителей заряда затрудняется настолько, что ток диффузии
fдиФ практически обращается в нуль, и результирующий ток р-п-перехода ока·
зывается рав,ным относителыно малому обратному току: lp.n=lдиф-laz-la.
20*
11
1'/
1
i
1i
1'
Возрастание потенцнальиого барьера сопровождается некоторым уветнею1-
ем толщины р-п-перехода. Это происходит в соответствии с формулой (10) или
(11), в 'Которой Икон следует заменить на И'. При резко несимметричном р-п
переходе увеличение его толщины осуществляется в основном за счет области
с ма.·юй концент,раци,ей примеси (см. рис. 6):
(12)
В дальнейшем напряжения такого направления будут считаться обратными (И<
<0), а сам р-п-пер,еход - обратно включенным.
+ I:-fo
а)
6)
:х:
!,нl.
Электрический пробой
/lo
0,5
пробой
Рис. 7. Типовая вольт-амперная характе·
ристика р-п-nерехода
+-
Рис. 6. Обратное включение (смещение)
р-п-перехода:
а) кристалл; 6) распределение потенциала
и
в
Если к р-п-переходу подвести прямое напряжение И>О (прямо включен
ный р-п-переход), то это приведет к снижению потенциального барьера И'=
=Икон-И и к уменьшению Тоi!щины самого р-п-перехода. Уменьшение И',
т. е. снижени'е потенциальноrо барьера, облеrчает диффузионный переход ос
новных носит,елей заря,да, и ток диффузии увеличивается. Установлено, что это
происходит по экспоненциальному закону:
fдиф=lо ехр [eU/kT] ""'lo ехр [39U],
(13)
где expI39U] =e89 U -~обознач,ение экспоненциальной зависимости (е=2,718 ". -
основание нату,ральных логарифмов); И - внешнее напряжение (если напряже
ние прямое, то И> О, если 'обратное, то И< О) ;e/kT ~ 39 в-1 (пр,и комнатной
температуре).
Сле,цовательно, общий ток р-п-перехода оказывается равным
lp.n=lдиф-/о=/о{ехр [ЗЭИ]-'1}.
(14)
Из формулы (14) следует, что р-п-переход представляет собой электрический
выпрямляющий контакт, обладающий резко выраженной односторонней прово
димостью: эwспоненциальный член ехр [39U] быстро увеличивается с увеличени-
12
ем прямого напряжения, поэтому lp-n""lдriФ>>lo, и быстро обращается в нуль
при увеличении о·братного напряжения (И <0), так что ! Р- п ,,,,_/о. Следует за
метить, что в реальном диоде ток lo оказывается зависимым от обратного на
пряжения: во-первых, несколько возраста·ет ток lг из-за увеличения толщины d',
т. е. объема обедненного слоя, в котором ген·ерируется большее число пар но
сителей, создающих этот ток; во-вторых, к обратному току добавляется обычный
ток утечк.и /у, подчиняющийся закону Ома; и наконец, если обратное напряже
ние достигнет некоторого критического уровня, возникает электрическнй (ла
винный) пробой и обратный ток р-п-перехода резко возрастает. При недоста
точно эффективном отводе джоулева тепла возможен и тепловой пробой, разру
шающий (сжигающий) кристалл. На рис. 7 приведена типовая вольт-амперная
характеристика р-п-перехода ! Р _ n = lj) (И), из которой следует, что такой пе
реход обладает малым прямым и относительно большим обратным сопротивл·е
нием (до возникновения одного из видов пробоя).
Согласно формуле (12) изменение внешнего напряжения пр.иводит к изме
нению толщины р-п-перехода. При этом в обедненном слое соответственно ме
няется и сам пространственный заряд нескомпенсированных акцепторов и доно
ров, что эквивалентно действию некоторой емкости, получившей название барь
ерной нли зарядной. Эту емкость можно опредетrть по форму.1е для емкости
плоского конденсатора:
Cбap=SSp-n/d', Ф,
( 15)
гдеsР_n
-
площадь р--п-перехода, м2; d' -
его толщина, м.
Кроме резких (четких) р-п-переходов находят применение также ш1авные
р-п-nереходы, у которых осуществлен плавный переход от одного пша приме
си к другому на промежутке, сравнимом с толщиной сам.ого обедненного слоя.
Отличаясь от резких р-n-переходов числовыми значениями некоторых электри
ческих парам·етров, плавные р-п-переходы обладают теми же свойствами. Как
правило, их выполняют несимметричными.
Электричес1ше свойства р-п-перс:хо;щв широко используют в полупровод
никовой электронике. На их ос11ове создают самые различные полупроводнико
вые приборы, в том числе .и некоторые типы полевых транзисторов.
Явления, возникающие- в поверхностном слое полупроводника при воздейст
вии на него электрического поля, лежат в основе принципа действия некоторых
полевых транзисторов. Для рассмотрения этих явлений воспользуемся моделью,
представленной на рис. 8,а, состоящей из металлической и полупроводниковой
пластин, разделенных слоем идеа.1Ьного диэлектрика (вакуума) толщиной d.
При указанной на рис. 8,а (случай 1) полярности .источника .метал.~ заря
жается положительно, а полупроводник п-типа - отрицательно. Положительные
з~ ряды сосредоточиваются на рабочей поверхности металлической пластины, от
рицательные - распределяются в поверхностном слое полупроводника. Электри
ческое поле, однородное в вакууме Е"" И/d, при проникновении в среду с sr> l
претерпевает разрыв на границе вакуум - полупроводник Е"" U/der и внутри
полупроводника довольно быстро, примерно по экспоненциальному закону, убы
вает до нуля (рис.· 8,б, случай 1). Плотность индуцированного отрицательного
заряда в поверхностном слое полупроводника в паправленин х такжf! убывает
примерно по экспоненциальному закону. Накопление отрицателыюго заряда в
поверхностном слое полупроводника п-типа прои,сходит в основном за счет при
тягивания к нему основных носителей зарядов (электронов проводимости), при
13
11
этом концентрация дырок (неосновных носителей заряда) соответственно умень
шается (рис. В,в, случай 1). Если в поверхностном слое полупроводю1ка созда
ется избыток основных носителей зарядов, то говорят об образованни обl!!га
щенnого слоя, удельная проводимость которого соответственно увеличивается.
1
z
J
d
Полl}nробаонuк
Оtfеоненныt1 слой
а)
11еталл j 1 Otfoгa щенный
Ооеоненный
8aKljf,lf'1 1
спой
спои,
-Е
Е
1
1
-Е
1
1
1
1
1
~
1
1
~~
1
1
б11
1
1
ц...
1
1
1
1
ПпРпI11Х
111
hi _hj
6)
flпРп/
х
·х
Рис. 8. Воздействие электрического поля на полупроводник n-типа:
1 - образование обогаще11ного слоя; 2 - образование обедненного слоя; 3 - образование
инверсного слоя
На рис. 8 (случай 2) рассмотрено воздействие на ту же модель некоторого
отрицательного· напряжения И*. Электрическое поле обратного направления при
водит к отталкиванию от поверхности полупроводника п-типа основных носи
тел·ей заряда (электронов проводимости) и наведению в поверхностн.ом слое
распределенного положительного заряда, создаваемого в основном нес1юмпен
сированными зарядами доноров. Есдн ·в поверхностном слое полупроводника
создается недостаток основных носителей, то говорят об образовании обеднен
ного слоя, удельная проводимость которого уменьшается. Следует заметить, что
в обедненном слое с уменьшением концентрации основных носителей заряда про
порционально увеличивается концентрация неосновных носителей заряда, что не
посредственно следует из соотношения (3), иа основании которого получаем
равенство Pn (х) =n2;/nn (х) (рис. 8,в, случай 2).
При увеличении отрицат·ельного напряжения \И** J > [И*\ (рис. 8,а, случай
З) ,ра.спределенный по.'lожительный заряд в поверхностном c.'loe полупроводника
14
n-тнпа уве.личива.ется. Теперь это происходит в основном за счет притягивания
11еосновных носителей зарядiа (дырок), концентрация которых у ·самой поверхно
сти при определенной величине И** может стать больше ·концентрации электро
нов проводимости,, что приводит к смене типа электропроводности в этом слое
(рис. 8,в, случай 3). Такой слой называют инверсным слоем; его удельная про
водимость и толщина возрастают с увеличением отрицательного напряжения И**.
Удельная проводимость инверсного слоя в направлении х .быстро убывает
до значения, равного собственной удельной проводимости кристалла. За инверс
ным слоем следует обедненный слой, удельная проводимость которого постепен
но возрастает 'ОТ ·собственной удельной проводимости кристалла до удельной
nроводимости полупроводника п-типа. Таким образом, возникший низкоомный
инверсный слой с одной стороны ограничивается поверхностью полупроводника,
.а с другой - обедненным слоем с относительно большим удельным сопротивле-
1Ннем. Обедненный слой, изолирующий дырочный инверсный слой от полупровод
ника п-типа (подложки), можн.о рассматривать как р-п-переход, который воз
никает на границе двух полупроводниковых сред с различным типом электро
.проводности.
Все сказанное относительно полупроводника п-типа в полной мере справед
.JIНВО и для полупроводника р-типа, при условии смены полярности внешнего
нацряж·ения И и с учетом того, что основными носителями заряда в полупро
воднике р-типа являются дырки, а неосновными - электроны проводимости.
В модели, представл·енной на рис. 8, не учитывались возможные контактные
·явл.ения на границе разнородных материалов, составляющих структуру диэлект
,рик - полупроводник. В используемой на практике структуре диэлектрик - по
.лупроводник в веществе диэлектрика на границе раздела с полупроводником воз
IНИКает распределенный положительный заряд так называемых поверхностных со
t:тояний Qu.c , образуемый ионизированными атомами (молекулами) диэлектрика,
Jiншенными одного или нескольких валентных электронов (рис. 9,а). Эти элект-
Si(n)
- an .& -Gкон
Ин8ерсный cлotl
Обогащенный слой
Si(p) Ооеilненный слой.
""· О}
О)
'Рве. 9. l(оитактиые явления на границе диэпектрика с попупроиодинком п-типа (а) в
f'·ТНПа (б)
.роны переходят .в поверхностный слой полупроводника, создавая там заряд элект
ронов проводимости, равный - Qu.c . При создании полевых транзисторов в ка-
11естве диэлектрика обычно используется двуокись кремния Si02, а в качестве по
лупроводника - ·кремний Si п- или р-типа. Влияние поверхностных состояний в
структуре SiOr-Si приводит к образованию в месте контакта некоторой разно
С'11И пот·енциалов Ип.с=1+2 В.
Дополнительное увеличение зарядов в приконтактных областях происходит
также из-за различия потенциалов выхода электронов у диэлектрика и полупро
.водника. Потенциалом выхода называют потенциальный барьер, который вынуж
.ден пр·еодолевать электрон, удал5"емый из вещества. Так, для двуокиси крем
~ия потенциал выхода электрона составляет qJs1 о• ""'4,4 В, а для слабо легиро-
15
lli
1
i
i
1.
ванного кремния (j)Si(nJ=!psi(P)~(jJsi~4.8 В. Это означает, что электроны легче
покидают двуокись кремния, че~1 слабо л€гированный кремний. В результате
происходит дополнительный переход части валентных электронов из диэлектри
ка в поверхностный слой полупроводника, который такнм образом приобретает
дополни'!'ельный отрицательный заряд - Qкон, обусловливающий контактную раз
ность поrенциалов Икoп=qJs1-qJsio, =0,4 В. Следовательно, общее контактное
напряжение между диэлектриком и по.1упроводником оказывается примерно
равным Ип.с+Икон= (1+2) +0,4= 1,4+2,4 В (ср·еднее значение 1,9 В).
При контакте диэлектрика с полупроводнико·м р-типа индуцируемый в нем
отрицательный заряд -(Qп.с + Q"он) обычно приводит к образованию не только
обедненного, по даже и инверсного поверхностного слоя (рис. 9,6).
Контакты «металл - полупроводник» используются практически во всех по
лупроводниковых приборах. Расс~1отрим контактные явления па границе метал
ла с по.rrупроводюrк0м п-гипа. Из-за различия ПО'Генциалов выхода э.1екгронов
из металла и полупроводника в месте сопр»косновения возникает контактное
напряжение (j)п--{}Jм = Икоn.
Если (j)м <срп, го в начальный ,~1омент создания контакта осуществляется
преимущественный переход электронов из металла в полупроводник. Металл
заряжается положительно (заряды сосредоточиваются непосредственно на со
прv:касающейся поверхности металла). Перешедшие в полупроводник электро
ны заряжают его отрицательно, создавая в приконтактной об.1асти по.1упровод
ника обогащенный слой с очень малым у де.1ьным сопротивлением (рис. 10,а).
п
111
п
17~1 f'1 ~
Оаогащенныti слой
а)
п
ОоеrJненныti (8ысшшоf'1НЫй)
слой
6)
6)
и
I
Uкан \ Рехопоинациf!
Оаогащенный слой
г)
Рис. 10. I(оитактиые структуры металла с полупровод
никож
Перераспреде.1ение зарядов создает контактное напряжение, затрудняющее пе
реход электронов ·ИЗ металла в полупроводник, что приводит к установлению
динамическо:ю равновесия во встречных взаимопереходах электронов, совершае
мых под действием тепла.
Если к металлу относительно полупроводника приложить отрицательное на
пряжение, то облегчается переход электронов из металла в полупроводник, ес
ли положительное, - то облегчается переход электронов проводимости из полу
проводника в металл. В обоих случаях возникает электрический ток, значение
которого определится приложенным напряжением и суммарным омическим со
противлением металла, обогащенного слоя и полупроводника. Такой электриче-
16
ский контакт, обладающий линейными свойствами для об<Jих направлений ток1,
чазывается невыпрямляющим или омическим. Лучшими линейными ·свойствами
обладают контакты металла с низкоомным сильно легированным полупроводни
ком, поэтому на практике такие контакты выполняют с промежуточным слоем
полупроводника, имеющим повышенную концентр.ацию основных носителей заря
да п+ (рис. 1О,б).
Если использовать материалы с qJм>Cfп, то м·еталл заряжа·ется отрицательно
электронами проводимости, перешедшими из приконтактной области полупровод
l'ИКа. При этом в полупроводнике образуется обедненный (высокоомный) слой,
заряжающийся положительно нескомпенсированными зарядами доноров (рис.
1О,в). Такой электрический контакт обладает резко выраженной односторонней
проводю1остью как р-п-переход, т. с. является нелинейным или выпрямляю
щим контактом.
Если к металлу отн.осительно полупроводника пр·и,1ожить отрицательное на
пряжеюrе, то обедненный (высокоомный) слой будет расширяться, препятствуя
переходу электронов из ~1еталла в полупроводник. При другой полярности внеш
него напряжения (плюс на металле, минус на полупроводнике) обедненный слой
сужается (в пределе до исчезновения), что и создает условия для относительно
свободного перехода электронов проводимости из полупроводника в металл. В
от.1ичие от непроводящего, это направление является проводящим. По имени
ученого, исследоваnшего явления на граrшце металл - полупроводник, э.1ектри
ческие переходы такого типа получили название переходов или барьеров Шатки.
Для получения омического кон.такта с полупроводником р-тнпа берут ме
талл с qJм>qJп (рис. 10,г). При этом ча·сть валентных электронов полупроводни
ка р-тнпа из пр.иконтактной области переходит в мета.1л, в результате чего в
приконтактной области полупроводника образуется обогащенный (дырка.мн)
с.1ой, а на границе соприкосновения двух сред возникает контактное напряже
ние Инон (минус у металла, плюс у полупроводника). Если к металду прило
жить отрицательное напря:жение относнт·ельно полупроводника, то электроны из
металла ·будут переходить в полупроводник и занимать место недостающих ва
.1ентиых электронов, т. е. рекомбинировать с дырками. Убыль дырок в обогащен
ном слое вызовет их приток нз полупроводника. Если к мета.1лу приложить по
ложительное напряжение относительно полупроводника, то валентные электроны
из обогащенного с.1оя будут переходить в 'металл, а образующиеся при этом
дырки .из обогащенного слоя уходить в полупроводник. На рис. i!О,г символиче
с1ш показан механизм прохождения электрического тока через омические контак
ты в замкнутой электрической цепи с полупроводником р-типа. Для улучшения
линейности таких контактов их обычно осуществляют с промежуточным слоем
нолупрово;щика, обладающим высокой концентрацией основных носителей Заf'я
да р+. Для получения ·барьера Шотки в структуре металл - полупроводник
р-1'ипа следует взять материалы с qJм <qJп.
В полупроводниковой технике ·с помощью омических конта·ктов осуществля
ют выводы от полупро,водников (<::м. рис. 4) и созданных на их основе различ
ных полу1Проводни11ювых стру~кту;р (см. ~ж:. 6,а), Для изготовления омичеокnх
контактов наиболее часто используют олово, алюминий, золото. Добавление к
ним той или иной примеси позволяет получить омический контакт с полуЦJЮ
водника ми обоих типов. Свойства барьера Шотки используются для: создан.11я
различных полупроводниковых приборов, в том числе и некоторых типов поJrе
вых транзисторов.
17
ПОЛЕВОИ ТРАНЗИСТОР С УПРАВЛЯЮЩИМ р-п-ПЕРЕХОДОМ
Простейший полевой транзистор с управляющим р-п-переходом пред
ставляет собой тонкую плас'I'нну полупроводникового материала (обычно крем
ния) с одним р-п-переходом в центральной части и с омическими контактами
i-
по краям (рис. 11). Действие этог0<
Изи
'Затдор
Рис. 11. Простеi!шиi! полевой транзистор с Уп·
равляющнu р-п-переходом
прибора основано на зависимост~
толщины р-п-лерехода от прило
женного ·К нему напряжения. По
скольку обедненный слой почти пол
ностью лишен п.одвюwных носителей
заряда, его проводимость практи
чески равна нулю. Ограничивая с од
ной из боковых сторон токопроводя
щий канал (образуемый полулровод
ником пластины), обедненный слой
тем самым определяет сечение ИJLИ
эффективную толщину этого канала.
В зависимости от электропроводное-
тн полупроводника
быть п-типа (ка:к на
канал може'r
рис. 11) или
р-типа при использовании кристалла
с дырочной электропроводностью.
Если подключить к ·кана.1у напряж·ение, то через пластинку полупроводни
ка м·ежду омическими контактами потеqет электрический ток. Омический кон
такт (электрод), от которого начинают движение основные носители заряда, на
зывается истокоJ.t, а омический контакт (электрод), к ·которому они движутся че
рез канал, - стоко,~t. Электрод, используемый для управления эффективной тол
щиной канала, называется затвором. Междуэлектродные напряжения сток -
исток ИСИ и затвор- исток И ЗИ отсчитывают относительно истока. Для эффек
тивною управления сечением канала управляющий р-п-переход делают резк()
несимметричным так, чтобы запирающий с.1ой в основном располагался в тол
ще полупроводниковой пластинки, имеющей относит.ельно малую концентраци~
основных носителей заряда, т. е. пп <t:_pp . Технологическую толщину канала h
обычно делают много больше исходной толщины запир.ающего слоя h» d при
,.Рзи=О. При подаче отрицательного напряжения на затвор запирающий слой
ра·сширяется, что приводит к сужению токопроводящего канала и к увеличению·
его сопротиnления. Нетрудно заметить, что всегда можно подобрать такое на
пряжение на затворе (напряжение отсечки тока стока И ЗИотс <О), прн котором
токопроводящий канаJI будет полностью .~иквидирован, т. е. перекрыт.
Выделим рабочий участок канала lк и произведем расчет ·его толщины h'
при 'отсутствии стокового напряжения (И си"" О) и Изи <О (рис. 12а). Воспользо-·
вавшись формулой ( 12), находим:
(l8)
где;. ·d ' n = V аnИ' - толщина запирающего слоя; h' -
тоJiщина токопроводяще-·
го ·канала. При И зИ =Изи отс проmсходmт полное '!lерекрытие то:копр·оводяще
го · kана.Ла h'= 'h -d'n=O, и протекание тока /к невозможно (рис. 12,6).
Полагая в формуJ1е (16) h'=O, находим напряжение отсечки тока стока::
18
4U аиотсl =h2/аn-Иков·
Если 1:изиоwс 1» Иков ~0,5 В, то,
i UЗИотс / ""'h
2
/an,
откуда
h,.. V an\ИЗИотс .J.
На основании равенств ( 19) и ( 16) при 1ИЗИотс.1 »Икав получаем
17-'""'h(l-VИзи/Иэиотс)·
а)
о)
(17)
(18)
(19)
(20)
Рис. 12. I(анал n-типа при U СИ "о в открытом состоянии (а), в закрытом состояиии (б)
В силу того что управление сечением канала (и соответственно током /к)
•производится обратно включенным р-п-переходом, сопротивление участка за
твор - исток оказывается .очень большим. Оно соответствует сопротивлению по
лупроводникового диода, включенного в обратном направлении, что выгодно
-отличает данный полупроводни·ковый прибор от ·биполярного транзистора. Ма
.JIЫЙ обратный т,ок управляющего р-п-перехода (см. рис. 7) непосредственного
·Отношения к процессу упр.авления не имеет. Управление толщиной канала осу
:ществляется напряжением на затворе относительно истока или в конечном ито
:ге попер·ечным (относительно направления тока /к) э.1ектрическим полем, воз
никающим в запирающем слое., что нашло отражение в названи11 - полевой
транзистор. При прямом включении управляющего р-п-перехода (Изи >О) воз
.пикает относительно большой прямой ток (см. рис. 7), и сопротивление участка
затвор - исток, являющегося входным сопротивлением прwбора, резко уменьша
·ется, поэтому применять такое включение кеце.1есообразно. Однако в некоторых
.специальных устройствах используется выпрямляющее или закорачивающее дей
.ствие управляющего р-п-перехода, т. е. используются режимы, при которых уп
;р,авляющий р-п-пер.еход в отдельные промежутки времени оказывается вклю-
ченным в прямом направлении.
Используя формулы (8) и (20), 'можно определить проводимость канала
.Jieвoro транзистора в зависимости от напряжения И ЗИ ~.О при И СИ "'О:
h'Ь
hbgn ( уи;;-) ( -{Иzя)
Gн""'--gп=-- 1-
И--- ~Gно 1-
-U--
l11.
lн
ЗИ отс
ЗИ отс
или определить его сопротивление
lRк=Rкol(l-V ИзиlИзиотс ),
!Где Gнo=il/Rнo - проводимость канала при И!-!~ =0.
по-
(21)
(22)
19
В рабочем режиме по каналу прон'!кает ток lк=l=O (рис. 13,а), поэтому по
т,енциалы различных поперечных сечений канала оказываются неодинаковыми.
Из р.ис. 13,а следует, что потенциал (/)х=Их, распредел·енный вдоль канала,
возрастает по определенному закону от нуля в сечении истока до qJ1н =ИСИ в
Uзи<О ....
и
и
~[~=Iннас
Рис. !З. Каналы полевого транзистора при U СИ >О до насыще11ия (а), при насыщеиии (б)
сечении стока. Обратное (отрицательное) }!ацряжение р-п-перехода для раз
личных сечений х, равное Ир-nх=И 3 и-Их, так:же возрастает в направ,1еюш
rтока, а это вызывает соответствующее увеличение толщины обедненного слоя
и суже1:1ие сечения канала. Наи,большим сечение к·анала ,будет возле истока, где
Uр-n=ИЗИ' и наименьшим-возле стока, где обратное (отрицательное) на
пряжение р-п-перехода равно ИP-n =И зи-Иси (следует помнить, что Изи <0,
а И си>О).
Если увеличивать напряжение стока ИСИ' то напряжение Ир - n =Изи-И си
может дост,ичь Изиотс, а эrо означает, что 1в сечении 11юзле стока долЖJНо 111ро
изойти пер·екрытие канала (рис. 13,б). В действительности полного (абсолютно
го) перекрытия канала не происходит, так как такое перекрытие привело бы к
отсечке тока lк, создаваемого стоковым напряжением. Оказывается, что в са
мом узком месте возле стока остается малое (отличное от нуля) сечение кана
ла h'н, пропускающее ток. Напряженность электрического поля в суженном
участке канала достигает значения, при котором наступает насыщение скорости
дрейфа подвижных носителей заряда, что делает невозможным ув·еличение тока
lк при дальнейшем увеличении стокового напряжения Иси• т. е. в этом режиме
происходит не отсечка тока канала, а его ограничение. Такой процесс называ
ется насыщением, а напряжение, при котором он наступает, - напряжением на
сыщения ИСИ нас·
Из условия иP-n =Изи отс = изи-Исиотс находим
ИСИнас=Изи-Изиатс= iИзиотс1-1Изи1·
(23)
Та·к ка1к толщИ1На lz' меняется 1по 1Нелинейному зак~ну, расчет
канала и соответственно тока насыщения /к нас=Gк.насИси нас
достаточно сложным. Конечный результат решения для канала с
по толщине распределением примеси имеет следующий вид:
lкнас=fкнач[l-3 ИИЗИ +2( ИИЗИ )
312
],
ЗИ отс
\ ЗИотс
проводимости
оказыва~тся
равномерным
(24)
i
г~ lкнач=GноИ синас/3=Gко\И 3И отсl/З-начальный ток канала, ил:и ток на-
,li
сыщения канала прн Изи =0 (см. рис. 14,б).
20
При изготовлении полевого транзистора с управляющим р-п-переходом на
иболее часто применяют технологию, при которой концент,рация примеси, вводи
мой в канал со стороны, противоположной затвору, убывает в направлении за-
Si(n)
"'---v - - --'
r"
Uзи~О
Si(n)
а)
lсо,т
----
Iкнас +
Uсина'
Iснач +
L-------_;.-----------.\-+-1-~------" Uси~Uсинас
а}
Рис. 14. Влияние на управляющпй р-n-переход напряжения затвора U СИ =0-UЗИ отс
при U СИ нас (а), влияние на управляющий р-п-переход напряжения стока U СИ >U СИ нас
г.ри и3и =О (6)·
твора примерно по экспоненциальному закону, IJ результате чего управляющий
р-п-переход получается плавным. В этом случае при Иси"" О проводимость ка
нала равн·а
а выражение для тока насыщения при Исинас приобретает ~:тд
lк нас=lк нач(I-И 3и/И3И отс) 2 =Gк.нас (1 И3и Отс-Изиl),
где lк нач""GкоИсинас /2=GкоlИ 3иотс 1/2; Gн.пас=Gн/2.
(25)
(26)
Несмотря на некоторое внешнее различие, формулы (24) и (216) дают почти
одинаковые конечные результаты. Поэтому на практике в любом случае целе
сообразнее использовать ·более ла1юничную формулу (26), представляющую со
бой иа графике параболу.
Рассмотрим физические процессы, происходящt~е в канале при наступ.цен.ии
режима насыщения. В режи'Ме насыщения толщина канала возле стока стано
вится минимальной .и равной h'н, .а сопротивление на этом участке канала от•
носнтельно большим ((рис. 14,а, кривая 1). Напряженность электрического поля
в суженной части канала при переходе в режим насыщения достигает величн·ны
Е;;;,·(4+5)Екр n, прн которой скорость дрейфа подвижных
носителей заряда
становится постоянной Vn max (см. рис. 3). При этом независимо от напрЯжен.ия,
21
1
падающего на суженном участке канала, его ток, а следовательно, и ток кана
ла имеют постоянное значение
/к вас= bh'вiп =bh'en ' nVnmax=coпst,
(27)
где п' n - концентрация электронов проводимости в суженном участке канала.
Суженный участок канала называют его горловиной. При Иси >И сипае все
дополнительное напряжение стока сверх Исипас выделяется иа горлови'Не ка
нала, в которой скорость дрейфа подвижных носителей за,ряда остается посто
яююй v" max=const, что и объясняет ограничение тока канала на уровне lк""'
""'lк нас =coпst. Увеличение напряжения Иси >Исипае приводит к 'УдлинеNoию
горлов,ины канала нз-за увеличения толщины обедненного слоя в полупровод
никовой области, ;расположенной между каналом и электродом стока, в соот
ветствии с формулой (112). Удлинение горловины канала происходит также за
счет некоторого сокращения длины самого канала на Лlк (рис. 14,6, кривая 3).
Последн,ее является одной из основных причин, обусловливающих некоторое не
зна,чительное увеличение тока канала при увеличении напряжения стока Иси>
>Uсипас· Бели в полев.ом 11ранзисторе при Иси>Исипас изменять .напряжен11е
на затворе от О до 1Изи 1~ \И зиотс 1. то толщина 'суженного уча ст.ка ~канала,
т. е. толщина горловины h'н, будет уменьшаться от h'но до нуля (,рис. 14,а).
При полностью перекрытом канале полевого транзистора (когда 1Изи1 ~
:;.. 1 И ЗИотс \, 'РИС. 14,а, кривая 2) ,то.к канала обращается .в нуль, а в цепи сто-
ка течет лишь некоторый малый остаточный ток ,(или ток отсечки) lc ост- Он
состоит в основном из обратного тока уча·стка р-п-перехода, расположенного
возле стока lo, и тока утечки /у (обычно !у«/0 ), поэтому /с ост=lо. Путь об
ратного тока р-п-перехода показан на рис. .14,а штриховой линией. Он замы
кается через электрод затвора и его .источник питания на минус источника пи
тания цепи стока. Ток утечки - это ток, протекающий по пов,ерхпости кристал
лической плапины, а также через .изоляторы электродных выводов прибора (на
рис. 14,а показан штрихпунктирной линией). Следует заметить, что остаточный
ток как ,обратный ток р-п-перехода несколько возрастает с увеличением" ИСИ·
При отиосит,ельно большом напряжении И си• когда И си+] И зиl ~ Ипроб, в
обратно включенном управляющем р-п-переходе вблизи стока возникает эл<:кт
рический (лавинный) пробой (см. стр. 8), и ток стока, как ток электрического
пробоя, резко возрастает. Этот ток замыкается через эл<:ктрод затвора (рис.
!4,6).
В общем случае ток стока равен lc=Iк+Ic ост, где lк - теж канала, пред
ставляющий собой управля·емую часть тока стока; /с ост - остаточный ток или
ток отсечки, представляющий собой иеуправля·емую часть тока стока. В обыч
ном рабочем режиме /с ост«lк, поэтому можно считать, что lc=lк. В режиме
электрического пробоя lc=lc проб.
Основные статические характеристики полевого
зависимость тока /с от одного из напряжений И СИ
ной величине второго.
транзистора устанавл~вают
или И ЗИ при фиксирован-
Статические стоковые характеристики полевого транзистора с управляю
iцим р-п-переходом пр,едставляют собой выраженную гра,фически зависимость
lс=q>(Иси) прн И3и=const (рис. 15,а).
При \И 3и\~\И3J1 0тс\ lc=lcoи, т. е._хара·ктернстнка за.юрытого упр.авля
ющнм иапряжени<:м т.ранзнстора подобна обратной ветви вольт-амперной j[~рак
те.ристикн ·полупроводникового диода. Относительно малое значение тока' :·~с ост
22
(единицы микроампер) не позволяет изобразить эту характеристику на рис.
15,а в соответствующем масштабе, так как она практически сливается с осью
абсцисс. Резкое возрастание тока lc=lc проб на этой характеристике при Иен;;.=
~ U СИпроб =И проб-\ ИЗИ 1 объясняется возникновением электрического пробоя
стокового участка управляющего перехода.
Рассмотрим статическую стоковую характеристику, которая соответствует
условию Изи= О, что означает короткое замыкание затвора с истоком (рис.
14,б). При малых значениях И СИ ток стока изменяется прямо пропорционально
1~ ll~H
б
в
НА Ic
g/
Uзи~О Д
!сна• lc"Icнa NA
30 rc;~т--::::....J1----~l-----~.. ... .~""f"~:"Тc~n=~-;;з:'---;--- 30
j Б ~f-::;/~[;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;;L);;;;Uя;;l~ишzz==:==zщ~-2-,5":"8~-i----~c~~-
lI
ЛИзи 1
__
1L) с
1 1 Изиотс-108
_,..р~---.;.----{!'-----t---5В-т- -
Icocт,NKA
-78
I !сост
~-;:::__IJ.шш - -flclf
А О .) Umнac"Uзиarc15 20 25 30 35 40 8 -~-Ч----'--L--'
а)
Рис. 15. Статические стоковые (а) н стоко-затворная (6) характеристики полевого транзн·
стора с управляющиы р-п-переходом (вверху показаны конфигурации канала транзистора
для его различных режимов)
напряжению (начало участка АБ, рис. 15,а). Наклон этого начального участка
характеристики, соответствующего полностью открытому каналу, прямо пропор
ционален величине Gио. В точке Б из-за заметного сужения стокового участка
канала и уменьшения его общей проводимости намечается некоторое отклоненi'!е
характ·еристики от прямой линии. На участке ЕВ существенное сужение стоково
го участка канала и значительное уменьшение его общей проводимости замед
ляют рост тока I с с увеличением Uси . В '!'Очке В при Иси нас = 1Изи отс 1 ·юк
стока достигает значения насыщения и при дальнейшем увеличении ИСИ оста
ется почти неизменным. Этот ток называ·еТ·СЯ начальным током стока и о·бозна
чается /с нач. Незначительное увеличение тока стока в режиме насыщения объ
ясняется следующими факторами: во-первых, с увеличением Иси~ И синас со
кращается длина канала иа Лlи (см. рис. 14,6), в то время как ·на самом кана
ле продолжает падать напряжение, равное Ис нас=сопst (с уменьшением дли·
ны канала несколько возрастает его проводимость, что в конечном итоге при
водит к некоторому возрастанию тока стока); во-вторых, в состав тока стока
входит остаточный ток /с ост, который как обратный ток р-п-перехода также
незначительно увеличивается с ростом ИСИ . При И СИ проб= Ипроб вознJtКае'r
электрический пробой стокового участка управляющего р-п-перехода, и ток
стока ·резко возрастает.
При подаче некоторого отрицательного напрЯжения на затвор (Изи <0) уи
рав.trяЮ!ций р-п-переход расширяет·ся, сужая тем самым токопроводящий 'ка
нал; Что приводит к уменьшению исходной проводим·ости канала G;«< Gио, поэта.
му ~rаЧальный участок данной статнч.еской стоковой характеристики становнтся
23
'
1
j!
l,1'
1'
11' '
1
1
11,
более пологим. При этом согласно равенствам (23) и (26) Иси нас и /с нас
уменьшаются. [,еометрическое место точек, соответствующих пере~.рытию токо
проводящего канала и наступлению режима насыщения, на графин:е (рнс. 115,а)
показано штрих-пунктирной линией. Несколько меньшим оказывается и напря
жение электрического пробоя, так как обратное напряжение на стоковом участ
ке управляющего р-п-перехода представляет собой сумму И си+ 1 Изи\. Ана
J.Iог,ичный вид имеют и все остальные характеристики семейства.
Статическая стока-затворная характеристика (характеристика управления)
lс=ср(Изи) при Иcи=const приведена на рис. 15,6. Так как полевой транзис
тор обычно работает в ,режиме насыщения, имеет смысл :рассмотреть стока-за
творную характеристику только для этого режима, наприм.ер для И СИ =,20 В>
>И синас = 10 В. Произвести пос'!iроение этой характеристики можно следую
щим способом. При фиксированной величине Иси =20 В (рис. 15,а) находят
значения тока I с для конкретных значений ИЗИ. По этим точкам в координа
тах ! с= ер (И ЗИ) строят соответствующую характеристику (рис. 15,а). В силу
того что в режиме насыщения lc=lc нас, все статические стока-затворные ха
рактеристики практически сливаются в одиу линию. Ее аналитическое выражение
достаточно точно определяется квадратичной зависимостью в соответствии с
формулой (26). Напряжение отсечки Изи отс соответствует установлению в тран
зисторе остаточного тока /с ост, имеющего значение несколько микроампер. На
практике с помощью прибора зафиксировать эту величину очень трудно, поэто
му обычио измеряют И'зи при lc=0,1 lc нач (рис. 15,6). Подставнв эти зна
чения 'В формулу (216), находят Изи отс= 1,46 И' зи.
Полевой транзистор во многих отношениях является полупроводниковым
аналогом вакуумного пентода. Поэтому .для расчета устройств на полевых '!'ран
зистор.ах может быть исrюльзована методика расчета устройств на электронных
лампах с помощью статических диффер,еициальных параметрон.
Статические дифференциальные параметры ,по.~евого траизИJстора отра1жают
следующие зависимости.
1. Крутизна статической стока-затворной характеристики (выражается в
миллиамперах иа волы) представляет собой производную функции тока стока
по напряжению затвор,а при Иси = const:
Л/с d!c 1
Sд~~:-+О Л Изи = d U~И И =coпst .
СИ
(28)
В режиме насыщения аиалитнческое выражение для S можно найти путем
дифференцирования равенства (26). Полагая Изи <О и lc""'lc нас""lк нас, полу
чаем
dl
2!Снач(И)
S= __
с_ = ---=~-'"--- 1 - И ЗИ
= Gн,
dUЗИ
1ИЗИотс1 ,
ЗИ отс
(29)
откуда Smах72fснач/\И3и отс \=G~o при Изи =0.
Если нас интересует примерное зиачеиие крутизны, то от бесконечно малых
приращений можно перейти к конечным приращениям, следовательно, S,..Лlc/
ЛИ эи при И си =coпst. При этом становится очевидным фи·знческий смысл кру
тизны: она показывает на ,сколько миллиампер изменяется ток стока при изме
нении напряжения на затворе на 1 В при И си = const. Соответствуюшие прира
щения Л!с н ЛИ $И при ИСИ= const находят по статическим характеристt1кам
24
рис. 15,а или б (S имеет значения от (),5 до нескольких
на вольт).
2. Внутреннее (дифференциальное) сопротивление
R;= dUси1
;::jЛ И~И 1
.
dlc u3и=const Л/с и3и=солst
десятков миллиампер
(30)
Этот параметр представляет собой обратную величину производной функции
тока стока по напряжению стока иси при и зи = const. Так как в режи~1е на
сыщения ток стока м,еняется незначительно п,ри изи =const, параметр имеет зна
чения от нескольких десятков до сотен килоом. Соответствующие приращев.ия
Л/'с и лиси при и ЗИ = const могут быть найдены по статическим характерис
тикам (рис. 15,а).
3. Статический коэффициент усиления по напряжению
μ=-:~СИ / I =const ;::j /:~СИ 11/ =coлst •
зис
зис
(31)
При определении этого параметра берутся sзаимно компенсирующие по дейст
вию иа ток !с приращения напряжений ЛИСИ и лизи· Так, при и 3и=const
приращение +лиси ~вызывает + Л/с, поэтому П'Р'И и СИ = const необходимо по
добрать такое значение -Лизи• вызывающее -Л/с, при котором /c=const.
Так как взаимно компенсирующие приращения имеют ,разные знаки, берут мо
дуль отношения, чтобы сам коэффициент μ был положительным. Статический
коэффициент усиления по напряжению показывает, во ско.11ько раз из11енеиие
напряжения на затворе эффективнее воздействует на ток /с, чем изменение
напряжения на стоке. Этот коэффициент определяет потенциальные возможно
сти полевого транзнстора как усилителя иапряж,епия. Учитывая соотношения.
(29) и (3'0), нетру;:що заметить, что
μ= 1лли~и !!/ =const = \(Л~~и fи
=constJ (л~
1
с \и =constJ!=R;S.
(32 )
ЗИС
СЗИ
ЗИ СИ
,
Статический коэффициент усиления по 11апряжен11ю полевого транзистора с уп
равляющим переходом им,еет значения нескольких сотен.
4. Дифференциальное сопротивление участка затвор - исток при разомкну
той цепи стока
(33)
Этот параметр нмесr значения от нескольках сотен ютоом до нескольких мс
гом.
5. Дифференциальное сопротивление участка сток - затвор
Rс.з~ли сз/Л /с ост·
Этот параметр, учитывающий влияние стокового напряжения на цепь затвора,
такж,е имеет значения в пределах от нескольких сотен ки.11оом до нескольких
мсгом.
При использовании полевого транзистора в качестве усилителя к затвору
совместно с постоянным напряжением (напряжением смещения) И ЗН (ри,с.
15,6) подводят переменное напряжение усиливаемого сигнала и,и~. Под ~юз
действием этого напряженпя происходит измененпе толщины запирающего с.11оя,
3°-121
25
'
1
1
1
1
1
i
'i
•а также иэменение заряда барьерной емкости управляющего р-п-перехода, т. е.
емкости затвора Са. При этом .разные участки распределенной вдоль канала ем
кости заряжаются (разряжаются) через различные сопротивления в зависимо
сти от расстояния данного участка от истока. Пренебрегая сужением канала воз
ле стока, можно сделать допущение о равномерном распределении сопротивле
ния канала Rк вдоль одной из пластин емкости Са (рис. 16,а).
+
з
и
Uси +Uси~
а)
Рис. 16. Эквивалентная схема цепи затвора:
·а) с распределенными параметрами; б) с сосредоточенными параметрами
В упрощенной модели сопрот.ивления, через ·которые заряжаются (разря
жаются) различные участки емкости затвора, равномерно изменяются от нуля до
Rк, что позволяет очень просто рассчитать усредненное (эквивалентное) сопро
тивление, последовательно подключенное к Са:
Rк.ср= (О+Rк)/2=Rн/2,
(34)
где Rк - сопротивление канала при Иси ..,О и напряжении смещения Изи~О
определяется выражением (22).
Емкость затвора Са в упрощенной модели легко рассчитать по формуле
(15)
Сз=ЕЬlн/d' п,
(35)
где d' п - толщина запирающего слоя управляющего р-п-перехода при Иси::::::О
'Н Изи~О.
Эти элементы, совместно с дифференциальным сопротивлением Rз.и, обра
зуют эквивалентную схему участка затвор - исток для пер·емеиного тока (рис.
16,6), которая в О·сновном определяет частотные свойства (инерционность) поле
вого транзистора с управляющим р-п-переходом. Напряжение сигнала Из.и рас
пределяется между Са н Rк.ср. Непосредственным управляющим напряжением,
вызывающим изменения толщины р-п·перехода и сечения канала, является на
пряжение, приложен1ное к ем1кости затвора uc 3 (р,ис. 16,6). С !УJВ'еличением час
тоты сопротивление ем,кости Xc 3 =,l/roCa ,и напряжен'Ие 1иа ней уменьшаются, что
приводит к ухудшению усилительных свойств транзистора. Ч.а,стоту, на которой
(36)
можно условно считать предельной частотой полевого транзистора с управляю
щим переходом. Отсюда
Юз= 1/(Сз:Rк.ср).
(37)
Величина, обратная Ыа, называется постоянной времени затвора
' ta= 1/ ,roa = C:iRк.cp.
(38)
26
Учитывая соотношения (21), (22), (34) и (35), можно показать, что произ
ведение СзRн.ср имеет минимальное значение при И 3и=О,25И3и отс, чему со-о
ответствуют Wз max и 'tз min. В этом режиме предельная частота затвора fз ·
= Wз/2л составляет несколько десятков мегагерц. Следует заметить, что в ре
альной модели транзистора из-за суженного участка канала возле стока сопро
тивление Rн.ср имеет несколько большее, а ·емкость Сз несколько меньшее зна
чение, чем дают формулы (34) и (35). Но так как Wз и 'tз определяются нх
произведением, то в целом результат получается близким к действительному.
При работе транзистора в усилительной схеме на элект.роде стокц появляет
ся переменное напряжение усиленного сигнала Uс.и_, которое оказывает неко
торое обратное воздействие на цепь затвора через барьерную емкость С с.а, рас
пределенную по длине канала и зашунтированную дифференциальным сопро
тивлением Rс.з=ЛИс3 /Л!с ост. Такое воздействие в усилительном электронном
приборе называется внутренней (паразитной) обратной связью. В реальной мо
дели транзистора, согласно рис. 17, емкость Сс.з в основном определяется за-
и
Рис. 17. Емкость затвора С3 и проходная ем
кость Сз.с полевого транзистора с упраnляю
щим р-п-переходом
Рис. 18. Эквнвалеитиая схема полевого тран
зистора с управляющим р-п-переходом для
переменного тока
-+
з
rc
с
-J -- -r°
пирающим слоем возле стока и находится в очень сильной зависимости от
глубины залегания управляющего р-п-перехода в толще кристалла и степени
дополнительного легирования стоковой области, что нео·бходимо для получения
хорошего омического контакта. У полевых транзисторов с управляющим р-n-пе
реходом обычно
Сс.з=Сз/2.
(39)
В полевом транзисторе внутренняя обратная связь возникает также из-за
наличия небольшо·го сопротивления участка полупроводника, заключенного меж
ду омическим контактом истока и непосредственным началом самого канала (со
противление rи на ,рис. 14,а). Для уменьшения этого сопротивления данный учас
ток кристалла сильно легируют, поэтому rи оказывается обычно пренебрежимо
малым. Одновременно данная мера улучшает омический контакт электрода ис
тока с каналом транзистора.
Эквивалентная схема полевого транзистора с упра1вляющим р-п-переходом
для переменного тока приведена на рис. 18. На этой схеме усилительное свой
ство полевого транзистора моделируется генератором тока iг=Sиз.и_, зашунтн
рованным внутренним дифференциальным сопротивлением канала Ri, -инерци
онность затвора моделируется эквивалентной схемой в соответствии с рис. ·1·6,б.
Обратная связь учитывается емкостью Сс.з, зашунтированной сопротивлением
Rс .з, и сопротивлением rи, которое в основной схем·е включения транзистора с
общим истоком является элементом, общим для входной и выходной цепей.
30•
21
Сопре>nrвленне те - это сопротивление области полупроводника, за·ключенной
между омическим контактом стока и непосредственно каналом. Сопротивления
fи и Т.с ·относительно малы и существенного влияния иа работу транзистора не
оказывают, поэтому на эквивалентной схеме оии показаны условно штрихами.
Также штрихами показана внешняя междуэлектродная •емкость Се.и.
Полевые транзисторы с двумя управляющими р-n-переходами (затво.рами)
являются более совершенными приборами (рис . .19,а). Второй затвор (второй
И+ Изи
р
п
а) Uси
8)
з
1
Из.и"' Сэ
tИ;П
г)
Рис. 19. Структура полевого транзистора с управляющим р-п-переходом и подложкой (а),
эквивалентные схемы цепи затвора (6. в), упрощенная эквивалентная схема транзистора с
заземленпой подложкой для переменного тока (г)
р-n-переход, отождествлнемый с подлож·кой) ограничивает канал снизу и мо
жет использоваться по-разному. Чаще всего, как это показано на рис. 19,а, вто
рой затвор соединяют с заз.емлепным (общим) истоком. Но при необходимости
он может быть нспользовап как второй управляющий электрод, в этом случае к
11ему подводят дополнительное управляющее напряжею1.е. Иногда второй за
т1юр соединяют с основным, тогда они· действуют совместно. В любом случае
;вторuй затвор (подложка) совместно с основным затвором участвует в перекры
·;rин канала, так как из-за падения напряжепия на канале второй р-п-переход
(затвор) расширяется возле стока и сближается (смыкается с расширяющимся
первым основным р-п-переходом, рис. 19,а). Статнческне характеристики !! па
раметры полевого транзистора с объелшенньши р-п-переходами такие же, как
и у полевого транзистора с одню1 р-п-переходом, однако у полевого транзис
тоrа со вторы\1 затвором (подложкой), ·Соединенной с истоком, существенно
у.\\еньшается постоянная времени цепи затвора. Дело в том, что у такого тран
зистора емкость затвора Сз заряжается (разряжается) преимущественно через
поперечное сопротив.~сние канала Rн.п и емкость второго р-n-перехода, т. е.
€\!Кость подложки в соответствии с эквивалентной схемой (рис. 19,6). Учиты
вая, что толщина канала всеr да меньше его длины (откуда Rк.п <<Rн.ер) ·И, кро
ме этого, Сп>> Сз (так как обычно площадь подложки намнаго превышает пло-
28
щадь основного р-п-п~рехода), получаем упрощенную эквивалентную схему
участ·ка затвор- исток (рис..19,в), из которой следует, что у такого транзис
тора входное напряжение Из.и~ не распределяется между управляющим р-п
пер·еходом (емкостью С 31 ) и сопротивлением канала (как в случае, рассмотрен
ном на рис. 16,6), поэто'lfу трзнзистор со вторым затвором - подложкой облада
ет лучшими частотными свойствами.
На рис. 19,г приведена упрощенная эквивалентная схема полевого транзис
тора с управляющим р-n-переходом и затвором - подложкой, соединенной с
истоком. На этой схеме все второстепенные элементы опущены, а цепь затвора
промоделирована в соответствии с эквивалентной ·схемой рис. 19,в.
Полевой транзистор с барьером Шотки, структура ~которого приведена на
рис. 20, обычно изготовляется на основе ареенида галлия. В собственном крис
талле GaAs создают тонкий слой с электропро-
водностью п-типа. Электроды истока и стока
образуют с полупроводником омические кон
такты, а электрод затвора с полупроводни
ком - барьер Шотки. Принцип действия и ха
рактеристики полевого транзистора с барьером
Шотки и с управляющим р-п-псреходом оди-
наковы. Очень мелкое залегание в толще кри-
3
с
п
GaAs
Барьер Шатки
Рис. 20. Структура полевого
транзистора с барьером Шоткн
сталла управляющего барьера Шотки в сравнении с управляющим р-n-перехо
дом (см. рис. 17) позволяет получить малую емкость Сс.з-
К другим достоинствам следует отнести относительную простоту изготовле
ния прибора и возможность существенного уменьшения в•сех его геометрических
размеров. Как будет показано в дальнейшем, эффективной мерой, улучшающей
частотные свойства полевого транзистора, является также уменьшение длины его
канала. Все эти обстоятельства вместе с использованием GaAs, имеющего в 2
раза большую по11вижность носит·елей, чем в гер·мапии, позволяют считать поле
вые транзисторы с барьером Шотки весьма перспективными СВЧ приборами.
МДП·ТРАН3ИСТОРЫ
В отличие от полевых транзисторов с ·управляющим р-п-переходом,
в ·МдП-транзисторах электрод затвора нзо.111рован от полупроводниковой обла
сти канала cлoc'lf дпэлектрика. Структура «металл - :tиэлектрик
-
полупровод
ник», т. е. NlДП, н пре;1определяет назнапие данного типа транзистора. В каче
стве дпэ.1ектрика обычно используют окисел (двуокись кремния Si02), поэтому
наряду с терУ!ИНО\1 _iv1ДП Уfожно встретить термин .МОП, что означает с~·рукту
ру «металл - окиоел ~ полупроводнню>. МДП-транзнстор, т. е. транзистор с изо
лированным затворо:11. имеет две конструктивные разновидности -- с индуциро
ванньи~ канало.~t (рис. 2'1,а) и со встроенным каналом (рис. 2:1,6),
МДП-транзистор с индуцированным каналом р-типа имеет 12ледующее уст
ройство. Кристал.1нческая !!Ластнпа слабо лсгнровашrого креУ!нНя п-тнпа явля
ется его основой п называется подложкой П (рис. 21,а). В теле подложки соз
даются две сильпо .легированные области с противоположным относительно под
ложки типом электропроводности. Одна из этrrх областей пспользуется как ис
ток И, другая - как сток С. Электрод затвора З изолирован от полупрово.~нн
ковой области тонкю1 слоем диэлектрика (Si02) толщиной ho~=0,2+0,3 мкм.
Исток, сток и подложка имеют омические контакты с -соответствующими полу-
29
1
:li
1
•
•
1
11.
проводинковыми областями н снабжаются выводами. Подложку иногд<t непо·
средственно соединяют с истоком. Вследствие контактных явлений, возникаю
щих на гр:~.нице раздела диэлектрика с полупроводником п-типа, в подложке
,а)
о)
Рис. 21. Устройство МДП-транзистора с индуцированным каналом (а), со встроенны>< ка•
нало>< (6)
п-типа индуцируется обогащенный электронами поверхностный слой (см. стр.
14). Так ~как высоко легированные р-област·и rистока и ·стока с rполупроводнююм
подложки п-типа образуют р-п-переходы, то при любой полярности напряжения
на стоке относительно истока один из этих р-п-переходов оказывается вк.1ю
ченным в обратном направлении и препятствует протеканию тока канала. Сле
довательно, в данном приборе в исходном состоянии между истоком и стоком
отсутствует токопроводящий канал. Этот канал в рабочем режиме транзнсrора
индуцируется соответствующим напряжением на затворе и существует в виде
поверхностного инверсного слоя р-типа, соещшяющего исток со стоком.
При некотором отрицательном напряжении на затворе относительно истока
и подложки И зи<О обогащенный поверхностный слой ликвидируется, и вместо
него возникает обедненный основными носителями поверхностный слой (см. рис.
8, случай 2). Для этого в подложке необходимо индуцировать суммарный поло
Ж·Ительный заряд, равный +Qп.с+Qион+Qо.с (заряды +Qп.с+Qион компенси
руют отрицательный заряд обогащенного слоя, + Qo.c представляет собой поло
жительный пространственный заряд самого обедненного слоя). Однако это еще
не приводит к образованию токопроводящего канала между истоком и стоком.
На рис. 22,а показан пороговый режим, при котором в обедпениом поверх
ностном слое возникает инверсия электропроводности. Это происходит при не
котором пороговом напряжении затвора Изи пор• 1Uвляющим1ся тем управляющим
Поаложка
-------п
------. .. .. п
а).
о)
Рис. 22. Структура МДП-транзистора с индуцированным каналом:
а) при порогово>< напряжении затвора; б) при 1U 1>1 U
!
ЗИ
ЗИ пор
напряжением, при котором только начинается формирование токопроводящего
канала н появляется возможность возникновения тока капала при Иси* О. По
аналогии с полевым транзистором с управляющим р-п-переходом пороговое на-
30
•
пряженне формально можно сопоставнть с напряженнем оrеечки Изи отс. Поро
rо.вое напряжение МДП-транзистора с индуцированным каналом р-типа оказы
вается равным
\.И ЗИпоР 1= (Q11.c+Qкoн+Qo.c)/Ca=A (•Иn.с +Икон+ Ио.с) =2+-4 В,
(40)
где Сз= вlнЬ/hон - емкость затвора; Ио.с
-
напряженне, выделяющееся на обе.1.
ненном слое; А= (hон+hсп)/hон= 1,5+2 (hок - толщнна .изолирующего окисно
го слоя, hc л - толщнна индуцированного обогащенного слоя в исходном состо
янии, см. рис. 9,а). Коэффициент А учнтывает падение напряжения в полярн
зованном днэлектрике, вследствие чего только часть .внешнего напряжения
Uзипор непосредствен1Но воз•деikГвует 1Ja ~конта~кт диэлек11рiИ1Ка с полуцроводин
ком.
При дальнейшем увеличении ·отрицательного напряжения на затворе (р.ис.
22,б) в подложке индуцируется инверсный слой с электропроводностью р·тнпа и
дополнительным зарядом Qp, а обедненный С.'IОЙ с зарядом Q0 .c, оставаясь
практически неизм·енным, оттесняется в глубь подложки. Инверсный слой р-типа
соединяет р-области истока и стока, являясь токопроводящим каналом •между
ними. При этом большему отрицательному напряжению затвора соответствуют
большая уделЬ1Ная :проводимость и большая толщина 'НН•дуп,ированного канала
h, что вызывает увеличение проводимости токопроводящего канала в целом. Так
как возникновение и увеличение цроводимостн .индуцированного канала р-типа
связано с его обогащением основными носителями заряда (дырками), то счита
ют, что он работает в режиме обогащения.
Как было показано ранее, .индуцированный .инверсный сдой (в данном слу
чае канал) получается -неоднородным, его удельная проводимость убывает от
максимума возле диэлектрика до соб-
ственной уделыrой проводимости в + (Uзи·Uзи"{)Р)
)Uзиl>fUзн';:;{)р)
обедненном слое (см. рис. 8,в, слу-
tx
чай 3).
hок
Проводимость индуцированного
канала определяется зарядом дырок
в инверсном слое Qp, который инду
цируется отрицательным напряжени
ем затвора, превышающим пороговое
значение, т. е. напряжением, соответ
ствующим разности U зи - U зипор.
Рассматривая структуру затвор -
изолирующий слой - полупроводник
Рис. ·23. Структура
слой - полупроводиик
са тор
ПолупроОооник
~
затвор - изолирующий
как плоский коидеи-
как п.'Iоский конденсатор (рис. 23), находим индуцированный заряд дырок в ка
нале Qp =с. 1Изи-Изи пор 1- Проводимость канала численно равна заряду по
движных носителей, приходящихся па единицу длины, умноженному на подвиж
ность носителей, т. е.
G-Qp
8ь~Lp
н- z μр=-h--\Изи-Изипорl=/31Изи-Изипорl.
{41)
R
ОН
r де /) = еЬμр/hон - постоянный коэффициент, зависящий от геометрических раз
меров и материала днэлект.рика с размерностью ампер на вольт в квадрате.
В рабочем р·ежим·е, когда И си <О, по каналу течет ток (он создается дыр·
ками, дрейфующими от истока к стоку), поэтому напряж·енне затвора относи-
31
1'1 '
1
'
тельно различных поперечных сечений канала оказывается неодинаковым, а из
меняется от U зи возле ,нстока до U зи -U си около стока. Следова'!'ельно, у дель
ная цр,оводимость и толщина индуцированного канала оказываются различны
ми: они больше возле истока и меньше ,около стока. Общая проводимость кана
ла ,соответственно уменьшается. При Иси= U зи-И зипор 1наП1]Jяжооие между
затвором и стоковым участком канала Изе= Uзи-( Uзи-И зипор) становит
ся ,равным поро,говому напряжению Изипор что естесnвенно !Приводит к ликви
дации инверсии электропроводности на этом участке, т. е. к перекрытию индуци-
+
tк
п+
а)
Uси
6)
Uсино.с
-
Ic =.Jк+Icocr
П +!Uси >Uсина.с
J
о}
г)
Рис. 24. Влияние увеличепия напряжения стока на форму (геометрию) индуцированного
канала (а-в), вид электричес1'ого поля возле стока в режиме t1асыщения канала (г)
рованного канала возле стока (рис. 24,а). В точке а обедненный слой (р-п-пе
реход сток - подложка) касается изолирующего слоя затвора. Но это не вы
зывает разрыва электрической цепи на участк-е сток - исток, а только прпво.~,ит
к ограничению, т. е. насыщению тока канала. Дырки, дрейфующие в индуциро
ванном канале, являясь неосновными носителями заряда п-области, в районе
точки а (рис. 24,а) согласно рис. 6,а относительно свободно проходят обратно
включенный р-п-переход I! попадают в р-область стока. Напряжение стока, при
котором обедненный слой смыкается с днэлектриком затвора в точке а, называ
ется напряжением насыщен11я:
(42)
Расчет тока насыщения канала 1к вас= Gi;.вac 1U СИнас 1 оказывается до
статочно 1сложным, однако конечный результат решею1я имеет относнтсльно
простой вид:
!к вас= ~(И 3И - ИЗИпор) 2/2= Gн f U СИнас 1/2= G1<.вас 1Исинdсl.
(43)
где Gн = ~ 1И ЗИ -Изи пор 1=~1 U си нас 1 - исходная ,проводимость капа,1а со
гласно формуле (41); Gн.11ас=Gн/2-проводимость канала при насыщеннп.
32
"
Дальнейшее увеличение отрицательного напряжения стока Иси приводит к
незначительному удлинению обедненной области канала Лlн, на ·которой выде
ляется вое излишнее сверх насыщающего напряжения И си-И синас.• а на[!ря
жение И синас .по-прежнем\}' ·раооределяет.оя на юндуцн.ров.а1нноrм канале, гео
метрия которого, а следовательно, н ток почтн н·е меняются (рис. 24,б,в). Ины
ми ·словами, в режиме насыщения происходит лишь н·езначительное укорочение
индуцированного канала на Лlн, что при Исинас =coпst и •возра.станюи \И си \>
> / U С.Ина с/ ~вызывает л;ИJШЬ неэна•чителмюе }'велmен.ие тока ка1нала.
В общем случае ток стока равен сумме lc=lк+Ic ост, •Где Iк -ток кана
ла, представляющий собой управляемую часть тока стока; /с ocт=lo+ly- ос
таточный ток стока. Он определя·ется токо.м обратно включенного р-п-перехо
да на участке сток - подложка 1о (этот ток, показанный на рис. 24,б штрихо
вой стерлкой, протекает через электрод подложки) и током утечки !у между
стоком и затвором через диэлектрик изолирующего слоя затвора (на рис. 24,6
показан штрих-пунктирной ·стрелкой). Остаточный ток /с ост увеличивается с
ростом \Иси/, что вызывает дополнительное (весьма незначительное) увеличе
ние тока ·стока в режиме насыщения.
При относит·ельно большом напряжении 1Иси1 возн.ика·ет электрический
{лавинный) пробой р-п-перехода сток - подложка, и ток стока резко во·зрас
тает, причем самые благоприятные условия для пробоя появляются в области
Н<'.ибольшего и.скривления поверхности р-п-перехода вблизи ·затвора (область Ь
на рис. 24,г). Здесь напряженность электриче-ското поля оказывается намного
больше, а напряжение пробоя соответственно меньше, чем .в плоском р-п-пе
реход.е с таки.ми же параметрами. Напряж·ение электрического пробоя искривлен
ного р-п-перехода уменьшается также .из-за влияния расположенного побтrзо
сти металлического электрода затвора и границы раздела полупроводник - ди
электрик. С увеличени·ем отрицательного напряжения затвора разность потен
цналов между затвором и стоком уменьшается, что приводит к ослаблению на
пряженности элект.рического поля на участке, подверж.енном пробою. В этом
случае для возникнов·ения пробоя требуется несколько большее отрицательное
нап,ряжение ·стока Исипроб=-Ипроо+И3и (И 3и<О, Uпроб>О).
Се:,сейство статических стоковых характеристик МДП-транзистора с индуци
рованным каналом р-типа lс=<р(Иси) при И зи=const приведено на рис. 25,а.
При \И зиl ~.\ И3и пор \, lc=lc ост, поэтому стоковая статическая характеристn
ка закрытого транзистора подобна обратной ветви вольт-амперной характерис
тики полупроводникового диода . .Малое значение остаточного тока /с ост (еди
ницы мнкроампер) не позволяет изобразить эту характеристику на рис. 25,а в
соответствующем масштабе, практически до режима электрического пробоя она
сливается с осью абсцисс. Резкое возрастание тока при Исипроб и V зи =
=Изи пор объя•аняе'f'СЯ электричес·ким пробоем р-п-перехода сток - подложка.
Рассмотрим статическую стоковую характеристику открытого транзистора
nрн \Изи 1>1 И зипор 1- При малых значениях И си ток стока изменяется прямо
пропорционалы~о изменениям данного напряжения (начало участка АБ, рис.
2'5,а). Наклон этого начального участка прямо пропорционален проводимости
открытого канала Gн. В точке Б из-за за.метного сужения стокового участка
канала и уменьшения его общей проводимости намечается замедление роста /с
и отклонение характеристики от прямой линии. На участке БВ сужение стоко
вого участка канала и зна·чительное уменьшение его общей проводимости вызы
вают дальнейшее замедл·ение роста /с с увеличением отрицательного напряже-
33
~:~ .\
МА ]с
8~
;._..- -- -
61-.
111
lV' 1
4 11 А'А"
Uсинас -10
5
1
J...IJ
1
1
:J...J
_______ ~~-~~ --r- ~"'"' *'" ".,1
1
1
Uсипроб при U3 и=-8
J
1
гl
~7777/, ~- дlС
ЛUси
Ucи=coпst -20
а)
ifзипор=-JВ
-JS
-JCJ
11
\ Uси =-158
'
\ /1//
lf\
/-4 Иси
1
:т- =1
;-=:1"=n
-35 в -10
о)
:iд
JUcJtl >JUсипроб]
Ic'ltнa•] ;А
....J 6
-14
2
Uщ
1
)
•
1
1
в
о
Рнс. 25. Статические стоковые (а) и стока-затворная (б) характеристики МДП-тран.qистора с индуцированным каналом р-типа
(вверху показаны конфнгурацин канала транзистора для его различных режимов)
1
1
1
l
ння U си . В точке В выполняется равенство И си нас= U зи -Изи пор• ток сто
ка достигает значения насыщения /с пас""Iк пас и при дальнейшем увеличении
отрицательного напряжения стока остается почти неизменным. При И си проб
возникает электрический пробой стокового р-п-перехода - ток стока резко воз
растает, замыкаясь через цепь подложки. При большем отрицательном .напряже
нии затвора исходная проводимость канала согласно равенству (Фl) оказывает
ся больше, поэт,ому и наклон начального прямолинейного участка стоковой ха
рактеристики становится более крутым. В соответствии с формулами 1(142) и (43)
будут большими и соответствующие значения 1Исииасl и /с 11ао (рис. 215,а).
Статическая стока-затворная характеристика (характеристика управле
ния) /с=t:р(И3и) при Иси=сопst для реж,има насыщения показана на рис.
25,6. Ее можно построить по точкам, связывающим значения /с с Изи при
Uси=-15 В (рис. 25"а). В силу того что в режиме насыщения lc""lc пас""
~!с вас. все ,ста11ические ха1рак1'€!р1Исти:ки улра1Вления 11ючти сливаются в одну
линию. Аналитическое выражение этой характеристики достаточно точно опре·
деляется формулой (43). Дифференцируя выражение (413) по Uзи, получаем
формулу для крутизны стока-затворной характеристики:
S=~I Изи-Изи пор 1 =~~IИси вас 1 Gк= 21к нас/\Uси васl ·
(44)
Внутреннее ,(дифференциальное) сопротивление транзистора Rt ""ЛИси/Л/с
при U зи=сопst и S=Лlc/ЛU зипри U cи=const можно определить по характе
рнсти,кам (рис. 2'5,а,6). Статический коэффициент усиления согласно формуле
(32) находится перемножением: μ=SRi.
В МДП-транзисторе с подложкой р-типа в исходном состоянии из-за по
верхностных и контактных явлений на границе диэлектрик - nолупроводннк в
nоверхностном слое подложки индуцируется инверсный слой с электропр.овод
ностью п-типа (см. рис. 9,6). Следовательно, у этого типа транзистора вы.сока
легированные п-области истока и стока оказываются соединенными токопрово
дящим естественно индуцированным каналом, имеющим некоторую н'ачаЛьную
или исходную п.роводимость Gкo=FO при U3 и=О (рис. 26,а). В таком канале
путь для тока стока открыт при нулевом напряжении затвора. Отрицательное
напряжение, приложенное к затвору относительно истока и подложки, ·будет
притягивать из подложки дырки и оттеснять из инверсного слоя электроны
проводимости, т. е. будет вызывать обеднение индуци,ровапного канала п-типа
основными носите.~ями заряда. При некотором пороговом напряжении Изи пор<
<О, котuрос свои:м действием частично компенсирует заряд поверхностных со
стояний и контактную разность потенциалов, инверсный слой исчезает, что при
водит к ликвидации токuпронодящего канала (рис. 26,6). При положительном
напряжении затвора 1шдуцирова1шый капал, утолщаясь, бул.ст обогащаться ос
новными носителями заряда (электронами проводимости), что вызывает увели
чение ,его общей проводимости (рис. 26,в).
Все остальные процессы в канале п-типа ничем не от.1ичаются от процессов,
происходящих в индуцированном канале р-типа. Если в исходном состоянии ка-
1-1ал открыт, то увеличение положительного напряжения стока вызывает увели
чение тока стока и распреде.~енного вдоль канала положительного напряжения
стока Иси>О. При определенном напряжении стока Иси нас=Изи -ИЗИпор
происходит полное обеднение и перекрытие стокового участка канала (рис. 26,г),
т. е. наступает режюt насыщения, при котором Iк нас""Иси насGн/2, где Gн""'
~ ~ 1Изи -Изи нор 1 - исходная ,проводи,мость 1кана.1а. Эти соотношения пол-
3.5
1
.1
:1
,,
!!
1
1
11
р
р
Ш"~ff@.&
/.fнllepcныtl слой
(1юнал) п- типа
Ооеоненныu слой
--------оп
8)
+
р
Оое{lнение
!(анала
t-------оп
б)
п
г)
Uси
Рис. 26. Влияние электродных напряжений на форму (геометрию) встроенного (индуциро
ванного) канала
ностью соответствуют формула.м (42) и (4Э). Семейства статических характе
ристик МДП-транзистора с индуцированным каналом п-типа приведены на
рнс. 27.
lc,NA
lc
",,5
+1
/
+0,5 Изи.В
r
о
-О,5
Uзн "
-1
Uсч
во5101520258
Рис. 27. Статические характеристики МДП
транзистора со встроенным каналом п-тнпа
з
р
п
Рис. 28. Структура МДП-тран
знстора со встроенным каналом
Следует отметить две характерные особенности МДП-транзистора с индуци
рованным каналом п-типа ..Во-первых, канал этого транзистора может работать
как в р·ежиме обеднения при увеличении отрицательного напряжения затвора,
так и в режиме обогащения при увеличении положительного напряжения затво
ра. Во-вторых, он, в принципе, может работать в усилительном устройстве без
постоянного напряжения (напряжения смещения) па затворе, что является его
немаловажным по.1ожительным .свойством.
Если нача.1ьный ток /с пач МДП-транзистора с индуцированным кана.10м
п-типа соизмерим с рабочими токами, на которые он рассчитан, то такой тран
зистор называют МДП-транзистором со встроенным каналом.
3€
1
l1
J
f
МДП-транзистор с технолоl"ическнм встроенным каналом (см. рис. 2'1,6) име
ет канал п- или р-типа, 11зготовленный технологИ1ческим путем. У транзисторов
этого типа встроенный канал самоизолируется от подложки обедненным слоем
р-п,перехода (1р.ис. t218). Статические характеристИ1кИ МДП-тра1нзистQра с техно
логич·еским встроенным каналом п-типа качественно не отличаются от характе
р.истик, приведенных на рис. 27. Но у этих транзистор·ов, работающих в режи
мах обеднения н обогащения встроенного канала, можно получить большие зна
чения начального тока /с нач. Это же утверждение справедливо для МДП-тран
зистора со встроенным каналом р-типа при условии смены поля.рности всех м.еж
дуэлектродных напряжений.
В связи с трудн остями изготовления очень тонкого и стабильного, теJшолu-
гнчески встроенного канала такие 1\tДП-транзисторы в настояще€ время пока не:
нашли широкого распространения.
У МДП-транзисторов всех типов потенциал подложки относительно .ш::тока
оказывает заметное влияние на характеристики и соответственно параметры
транзистора. Благодаря воздействию на проводимость канала подложка может
выпот~ять функцию затвора. Несмотря на то, что управляющее действие под
ложки в качестве второго затвора относительно невелико, это свойство исполь
зуется в ряде специальных схем. Напряжение на подложке относительно истока
должно иметь такую поля.рность, чтобы р-п-пере1юд исток - подложка вклю
чался в обратно~! направл·ении. Одновременно это приводит к расширению инду
цированного или .встроенного р-п-перехода канал - подложка, что соответст
венно вызывает уменьшение исходной проводимости и тока насыщения канала.
Иными словами, р-п-переход канал - подложка действует как затвор полевого
транзистора с управляющим р-п-переходом. Для иллюстрации на рис. 29 приве
дены статические характеристики управления
МДП-транзистора с индуцированным каналом
р-типа для различных напряжений на подлож
ке относительно истока при U си= const.
Эквивалентная схема МДП-транзистора
может быть получена с помощью модели при
бора, представленной на рис. 30,а. На этой мо
дели выделены элементы электрической цепи,
объединенные в схему, которые определяю г
свойства МДП-транзистора по переменному то·
ку. Одни из этих элементов являются главны
ми, определяющими, другие - второстепенны
ми, отражающими эффекты второго порядка.
На рис. 30,6 главные элементы изображены
сплошными линиями, второстепенные - штри
ховыми. Каждо~1у из этих элементов можно
придать определенный физический смысл.
Uсч =-108
6
Изи
8 -12
-10
_, ..
·6
Рис. 29. Статические характеристи
ки управления МДП-транзистора с·
индуцированным каналом для раз·
личных напряжений ш:1 подложке
относительно истока и U
= const
си
Рассмотрим r лавные элементы. Зависимость тока стока от напряжения за
твора, т. е. усилительные свойства транзистора, в эквивалентной схеме модели
рует генератор тока iг_ =Sиз.и _, зашунтированныi1 внутренним сопротивлением
транзистора R 1 • Элемент С3 -это емкость затвора, а Rк.cp""R"J2=11/(2Gк) -
сосредоточенный эквивалент сопротивления канала, распределенного вдоль емко
сти затвора [см. формулу (34)]. Совместно они определяют инерционные свой
с1ва затвора - ero постоянную времени -rз=СэRн.ср. Элемент Сз.с представляе~
37
11
'
1
:'
1\
1
и
а)
Ск.п И0--.....----vп
о)
с
и;п
-
д)
И;П
Рис. 30. Эквивалентные схемы МДП-транзистора с индуцированным (и вс•роенным) кана·
'I O M J>ПЯ перемеиного тока
собой эквивалент распределенной емкости, через которую осуществляется обрат
ная свЯ'зь входной цепи затвора с выходной цепью стока. Элемент Ск.п харак
теризует емкость р-п-пер·ехода, разделяющего индуцированный или встроенный
канал от подложки (обычно Сн.п»С,). Элемент Сс.п-это емкость обратно
.вклю11енного р-п-перехода сток - подложка.
Второстепенными являются следу~_ощи~ элемент1>1 э!j:вива{!ентной . схемы:
С'з.п - паразитная междуэлектродная емкость затвор
-
исток (обычно O!Ja !>!НО·
го меньше емкости Сз), Си.п -емкость р-п-пер,ехода исток - подложка, Rз.с
-
сопротивление утечки между стоком и затвором, а Rз.и - сопротивление утечки
между затвором и истоком (так как затвор изолирован от канала слоем ди·
элект,рика, эти сопротивления имеют величины 10 14 -1 '0 15 Ом, поэтому их шун
тирующим действием на емкости Са.с ,и Сз можно пренебречь), Ги и Гс - это
объемпые сопротивления высоко легированных областей истока и стока (малая
протяженность н высокая удельная проводимость указанных областей обус.1ов
ливают относительно малое их сопротивление - доли ома, поэтому их влияни
ем на работу схемы можно пренебречь), r п - это объемное сопротивление под
JЮЖКИ, кюторое также 'Пренебрежи.мо ма,10, так 1<ак ~невысокая уделыная прово
димость подложки в.полне компенсируется ее большю1 попе,речным сечением.
Рис. 31. Условные графические изображения полевых транзисторов:
J - с управляющим р-n-персходом; 2 - с индуцированным каналом; 3 - со встроенным ка·
·11_~лом_,(а - канал n·типа; б - канал р-типа)
1
38
1!
111·
'
i
1
l
1
'
1
r1
f1·
1
1
[
Т а б лиц а. Режимы работы каналов и по.11ярности электродных напряжений
полевых транзисторов
Тип полевого
транзистора
Транзистор с у~прав
ляющим р-n-перехо
лом
МДП-транзистор с ин-
дуцированным кана-
лом р-типа
МДП-транзистор с ин-
дуцированным кана-
лом п-типа
МДП-транзистор со
встроенным каналом
1
Канал / Под- /
ложка
Режим
1
Изиотс/
Изи (Изи пор)
п р /Обеднение 1<О 1 <О 1>О 1~О
р п /Обеднение 1>О 1 >О 1
р
п
Обогащение <О
(<О) <О ;;..о
Обеднение
1
<О
п
р
Обогащение j >О
<О>О~о
Обеднение
1
<О
п
р
Обогащение /
<О>О~о
>0
Обеднение
1
>0
р
п
Обогащение /
i>O <О ;;..о
<О
Пр нм е чан и е. МДП-транзисторы с индуцированным каналом п-тиnа при условии
соизмеримости lc нач с рабочим током или при испольаованнн режима обеднения относя"
к типу транзисторов со встроенным (естественным) каналом.
В упрощенной: эквивалентной схеме второстепенные э.1ементы опускают.
Обычно подложку транзистора соединяют с истоком (рис. 30,6), что позволяет
осуществить некоторые дополнительные упрощения. В конечном итоге упрощен.
ная экви·валентная схема МДП-транзистора с подложкой, соединенной с исто
ком, имеет вид, приведенный на рис. 30,в.
На рис. 31 показаны условные графические изображения полевых транзнс·
торов, а в таблице приведены их режимы работы и полярности электродных на
пряжений относите.%но истока.
ЧАСТОТНЬШ, ТЕМПЕРАТУРНЫЕ И ШУМОВЫЕ
ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ
ПОЛЕВЫХ ТРАН3ИСТОРОВ
Быстродействие полевого транзистора, 'Используемого в 'качестве усили
тельного элемента, принято оценивать коэффициентом
Vш =S/(Свых+Свх) =S/Сп,
(45)
который называют коэффициентом широкополосности. Рассмотрим физический
смысл этого коэффициента. На рис. 32 показана упрощенная эквивалентная схе·
ма полевого т.ранзистора, представленного в IВIИде генератора тока lгm~SUЗИm•
наГ'руженноrо на комттлексную проводимость У= G; + Gп+iwCп, где G1 =.l/R; ~
внутренняя проводимость самого ттолевого транзистора; Gп= 1/Rи - активная
нагрузка_ усилител.ьноrо касжада; jwC" -
1реа1{11И1вна·я состав\/!яющая nроводнмо~
39<
1
i1
!1
'1
сти нагрузки; Сн=Свых+Свх, где Свых""'Сс.ц -
J~ выходная емкость каскада, а Свх""Сз - вход
.Рис. 32. Упрощенная эквивалеш"~"
~хема полевого транзистора с об
щим истоком, нагруженного на
комплексиую провод.имость
ная емкость, т. е. емкость затвора полевого
транзистора последующего каскада. Из схемы
рис. 32 удалены все элементы, не имеющие су
щественного значеиия длу; определения коэф
фициента широкополосносш. Применительно к
данной схеме коэффициент усиления сигнала
по напряжению равен
s
исит
.К=-~--
·Uзит
-
:-V;:(=G=;+=G=н=)2::::+=(=.ш=Сн:::;:::)~2
"Крутизна в пределах рассматриваемых частот не зависит от частоты, кро
ме этото, всегда выполня·ется иерав-енство G; 4:. Gн (т. е. Ri :;}>Rн), поэтому
(46)
1
.1
Из выражения (46) следует, что с увеличением частоты ш коэффициент К
:уменьшается, так как сказывается шунтирующе-е действие емкости Сп. На от
носительно низкой (средней) частоте, на которой Gн»шоСв, получаем Ко""
=S/Gн» 1. На некоторой верхней частоте, на которой Gн=WвСн, коэффициент
усиления каскада по напряжению уменьшается в Jl2 раза, т. е.
Кn"='S/(ШвСн V2) =S/(Gн V2) =KofV2.
(47)
Используя соотношение (47), находим
KoWв=S/Cв""Sf (Cc.и +Са) ='\'ш.
(48)
Формула (48) показывает, что проишеденне коэффициента усиления Ко на
верхнюю частоту 'Wв (площадь усиления каскада) определяется параметрами
транзистора. Полагая Gн=S, получаем К.о= 1. Очевидно, верхняя (граничная)
'Частота для это.го частного случая согласно формуле (-48) равна коэффициенту
mирокополосности полевого транзистора: 1 ·(()гр""S/Сн""'Vш-
Согласно формуле (35) емкость затвора прямо пропорциональна длине ка
нала lн, а крутизна. тран:шстора, наоборот, обратно пропорциональна его длине
;[ом. формулы (211), (29), (41) и (44)}. Следователь:но, (()гр='\'ш~ 1/l2к, поэ11ому
.для ув-еличения широкополосности транзистора следует предельно уменьшать
длину ·канала. Уменьшение ши-рины канала Ь приводит к пропорциональному
_уменьшению емкост•ей транзистора и его крутизны, поэтому коэффициент Vш ос
~·ается .неизменным.
В реальной усилительной схеме в-ерхняя частота <0 8 получается меньше
(!)гр =.2nfгр, так как Ко> 1 (ибо Gн <S). Кроме того, на схему влияют некото
рые другж~. опущенные нами емкости. Тем не менее формула ( 45), учитывающая
самый главный фактор, дает очень удобное и наглядное пр-едставл-енне о высо
кочастотных свойствах и возможностях полевого транзистора независимо от па
раметров конкретной усилительной схемы.
На работу усилителя в области высоких частот может оказать существен
ное влияние проходная емкость Сз.с, связывающая обратной паразитной связью
ВХО.11,Ную цепь затвора с выходной цепью стока. При определенных условиях эта
обратная связь может привести к самовозбуждению усилителя, поэтому в вы-
40
\·(
сокочастотных по.1евых транзисторах емкость Са.с должна 'быть по возможно
сти .малой. Максимальный устойчивый коэффициент усиления на частоте <0 ори
ентировочно оценивается соотношением
Komax<0,5 -V SJ (wСз.с).
(49)
Ум-еньшения проходной емкости можно добиться путем последовательно:го
соединен-ля ,двух МДП-транзистооров (<см. пр. 49).
В диапазоне сверхвысоких частот на ,работу по.левого транзистора, помимо
перечисл·енных выше факторов,, может повлиять конечное значение про.летного
времени носиrе.1ей вдоль ,канала:
iup=lн/V=lн/(μE) =l2и/(μИ СИ),
(50)
где v - дрейфовая скорость носителей; μ
-
их подвижность. Действ.ие этого
фактора сказыва·ется на частоте, на которой fпр ·становится соизмеримым с пе
риодом сверхвысокоча·стотного си·гна.1а. При этом изменения тока стока ие успе-
11ают следовать -за изменениями управляющего напряжения зат,вора, и усилитель
ное свойство транзистора ухудша·ется. Наилучшими частотными свойствами об
ладают полев~rе транзисторы с барьером Шотки, лабораторные образцы кото
рых в ·качестве усилительных элементов работают иа частотах до 30 ГГц.
Температурная зависимость характеристик и параметров полевых транз.исто
ров, прежде всего, определяе'!'ся влиянием температуры на наmряжение 011сечки
и пороговое ·напряжение. С увеличением температуры уменьшается контактное
напряжение Иr,ои, возникающее на границе соприкосновения двух сред с раз
личным типом электропроводности. Эта зависимость определяется температур
ным коэффициентом напряжения ata""'- 2·J0-3 В/К для р-п-перехода ·И aio""'
"" -0,5· l0- 3 В/К для границы раздела диэ.'!ектрик - полупроводник.
Для полевого транзистора с управляющим р-п-переходом на основании
формулы ( 17) получаем
(51)
где ЛТ = Т-2!13 - абсолютное изм·енение температу.ры прибора относительно
комнатной (20° С); -2· lQ, -
3 В/К- те,ппературный коэффициент нестабильности
напряжения отсечки.
Для МДП-транзистора с индуцированным каналом каждое из слагаемых вы
ражения (ФО) вносит температурную нестабильность: слагаемые Ип.с и Икое
вносят температурную нестабильность, примерно равную -0,5-' l0-
3
В/К, а И0.с
примерно равную -2 ·!1-0 - 3 В/К, гд:е И о.с - напряжение, выделяющееся на о.бед
ненном слое, разделяющем индуцированный канал от подложки, т. е. напряже
ние р-п-перехода ·кан.ал - подложка. Следовательно,
1ИЗИпор/лт ..,А [(Ип.с +Инок+ Ио.с)-(О,5+0,5+2)] · lО- 3ЛТ= 1И ЗИпор/ -
- (1,5-7 -2) ·3 · 1О- 3ЛТ= 1И ЗИ пор [-(4,5-о-6) · 1О- 3ЛТ,
(52)
где (4,5+6) · 10-3 В/К- теJ.tпературный коэффициент нестабильности порогового
uапряжения МДП-транзистора.
Из выражения (52) следует, что основной вклад в т·емпературную неста
бильность порогового напряж·ения МДП-транзи.стора с .индуцированным каналQм
вносит напряжение Ио.с, выделяющееся на р-п-переходе канал - подложка.
Нетрудно зам·етить, что с ув·еличеиием температуры уменьшение контактного
напряжения при Изи =·coпst приводит к увеличению эффективного сечения ка-
41
1
1
1.
нала. В долевом транзисторе с управляющим р-п-переходом это происходит
из-за уменьшения толщины управляющего р-п-перехода [см. формулу (:11)]. В
МДП-транзисторе с индуцированным каналом это происходит ·из-за увеличения
напряжения 1Изи-И ЗИ пор I, индуцирующего токопроводящий канал. Следова
тельно, данный фактор при указанных условиях способствует уве.1ичепию тока
стока fc. Но с увеличением температуры уменьшается подвижность носителей за
рядов из-за сокращения ·ИХ длины ·свободного пробега. Следовательно, удельная
проводимость полупроводника канала полевого транзистора с увеличением rем
пературы уменьшается, а это способствует уменьшению тока стока. При опре~
деленном ·значении Изи 10 происходит полная взаимная компенсация противопо
ложно действующих факторов, и ток стока /с вас оказывается практически не- ,
зависимым от температуры.
На рис. 33,а, б показаны стока-затворные характ·еристики полевых транзис
тор·ов при раздичных значениях температуры. У полевых транзисторов .с управ
ляющим р-п-переходом точка температурной компенсации тока стока смещена
относительно напряжения отсечки на ·0,6 В (рнс. ·33,а). Для различных N!ДП
транзисторов центр некоторой области наилучшей температурной компенсации
тока стока оказывается смещенным относительно порогового напряжения на
(О,8-;.-3,9) В (на рис. 33, б примерно на 1,5 В).
нА.Iснаr:
Iснас,НА НА 1 1с
Рстах2а0с ~2ООн8r
20
14
16
1?
12
о
-5
Uси -15
8)
Рис. 33. Влияние температуры на стоко-затворные характеристики транзистора:
а) с управляющим р-п-переходом; 6) МДП-траюистора; в) линии допустимой мощности
полевого транзистора для to'= 20 ' С и 85° С
Из рис, 33, а, б следует, что крутизна S с увеличением температуры умень
шается. Уменьшение больших значений токов стока с увеличением температуры
обусловливает отсутствие у полевых транзнсторов вредного явления самопере
грева, характерного для биполярных транзисторов, у которых повышение темпе
рагуры приводит к росту тока коллектора и к еще больше~1у разогреву коллек
торного перехода.
У полевых транзисторов с управляющим р-n-переходом при уве.111чеиии
температуры резко возрастает постоянная составляющая тока затвора в соот
нетствии с температурной зависимостью тока обратно включенного р-п-перехо
да:
(53)
Изменение постоянной составляющей тока затвора в усилительных устрой
ствах может привести к изменению напряжения смещения, что необходимо учи-
тывать при расчете этих схем. В МДП-транзисторах изменения температуры на
ток затвора практически не влияют.
Температур.а полевого транзистора зависит от выделяющейся в канале теп
ловой мощности Рс=lс/Исиl (где /с и Иен-постоянные составляющие тока
и напряжения стока) и условий ох.таждения прибора, т. е. температуры окру
жающей среды t0 о, и качества тепловода. Максu,иально допустимая .мощность
полевого транзистора определяется формулой
р
f0п max-f
0
o
cmnx=Pcmax20°C
,
.
/ОН max-20°C
(54)
где fп шах - .максимально допустимая температура прибора (для кре.мниевых
приборов 150° С); t0
0-
температура окружающей среды; Ре max2ooc - макси
мально допустимая мощность при t 0 о= 20° С (о~бычно приводится в справочни
ках). Из формулы (54) следует, что с повышением температуры окружающей
среды 1° о максимально допустимая мощность полевого транзистора уменьшается,
так как при повышенной температуре среды ухудшаются ус.товия охлаждения
прибора. На рис. 33,в приведены линии допустимой мощности, построенные со
Г-Ласно ·равенегву /c=Pcmax//Ucиl для двух различных температур. Режим ра
боты полевого транзистора по постоянному току следует выбирать так, чтобы
точк.а покоя (/с и Uси) располагалась в обла.сти насыщения ниже .11инии допус
тимой мощности. В эт.ом случае Ре =lc J U СИ J <Ре шах.
Кремниевые полевые транзисторы могут успешно работать при f 0
o<'l26° С.
Нижний преде.1 температуры для них практически неограничен. Полевые тран
зисторы, .в отличие от других полупроводниковых приборов, обладают лучшей
радиационной стойкостью, т. е. оказываются .менее чувствительными к воздейст·
вию проник11ющей радиации.
;. Шумы полевого транзистора определяются теплов!,!м, из1быточным (или
. J/f)
и дробовым шумами.
Тепловой шу;.1 .вызывается хаотическим движепием носителей зарядов в про
водящей среде, создающим флуктуации тока и напряжения. На средних рабо·
чих частотах полевого транзистора этот источник шума является основным.
Иабыточный (или I/f-шy~1) доминирует в области низких частот, его интен
сивность возрастает примерно обратно пропорциона.1ьно рабочей частоте (от
сюда а происходит название 1/f-шум). Источником нзбыточного шума являются
пронз130,1ьные .1ока.1ьные из~1енения электрических свойств материа.1оn и их по
верхностных состояний. Он в сrшьноii степени зависит от несовершенства тех
но.1огин производства как исходных .11атериалоя, так и самих приборов, но пол
ностью принципиально неустраним. У соnре11енных полевых транзисторов с уп
равляющим р-п-персходом избыточный шум превышает тепловой шум только
на частотах, меньших 0,1 ·кГц, у 2\1ДП-транзисторов он бо.1ее интенсивен и на
чинает заметно проявляться с частот, меньших 1-5 N\JГц.
Дробовой шум создается токо~I утечки затвора. У полевых транзисторов он
относительно ~1ал, поэтому его обычно не учитывают. На относительно высокнх
частотах тепловая состав.1яющая стокового напряжения чер·ез емкость обратной
связи Сз.с проннкает в цепь затвора и усиливается полевым транзистором вмес
те с сигналом, поэтому в этой об.'!асти частот наб.1юдается тенденция к нара
станию интенсивности шумов, но это происходит уже на частотах, превышающих
ОJгр., и поэтому не явля-стся существенным мешающим фактором.
На рис. 34.а показаны типовы~ зависю~ости спектральной плотности квадра-
i
!
11
:
1
11
1
i·!
!!
1
111
нв2/rq
дБ Кш
б
4
2
1
f
о
Rг
110102101104105
101 Гц 0,01 0,1
1 по11
fн
а)
б)
Рис. 34. Типовые зависимости спектральной плотности шумовых напряжений от частоты (а)
и зависимость коэффициента шума полевого транзистора от внутреннего сопротивления
источника усиливаемого сигнала (6):
1 - для транзистора с управляющим р-п-переходом; 2 - для транзистора с индуцированным
затвором; З - для биполярного транзистора
тов шумовых напряжений (т. е. величип, прямо пропорциональных мощности шу
мов, приходящихся на полосу Лf = 1 Гц) для полевых и биполярных транзис
торов, свиде1'ельствующие о бесспорном преимуществе полевых транзисторов с
управляющим р-п-переходом по шумам в области низких частот. :В области
средних рабочих частот по шумам полевые транзисторы в сравнении с биполяр
ными не имеют существенных преимуществ.
Шумовые свой•ства полевых транзисторов удобно оценивать действующими
значениями их шумовых напряж,ений или эдс Еш, приходящихся иа полосу в
1 Гц, расположенную в области средних рабочих частот.
В радиоэлектронике собственные (внутренние) шумы как усилительных уст
ройств, так и отдельных усилительных элементов -(приборов) обычно оценивают
с помощью коэффициента шума, выраженного в логарифмических единицах (де
цибелах):
Кш= 10 lg Рс.вх/Рш.nх = 10 lg и2с.вх/ИZш.вх
Рс.вых/Рш.вых
И2с.вых/!И 2 ш.вых
20 lg Ис вх/Иш.вх _ (55)
Ис.вых/Иш.вых
Этот коэффициент характеризует уменьшение отношения си.гнал-шум на выходе
усилительного устройства или электронного прибора относительно соотношения
сигнал-шум на входе за счет собственных виутр·енних шумов устройства.
В выражении (55) Рш.вх (или Иш.nх) ~это шумы, которые создает на вхо
де электронного прибора внутреннее сопротивление источника уси;1Иваемого сиг
нала Rг. Ес.1и источником сигна.1а является пр·едшествующий усилительный кас
кад, то Rг примерно соотв.етствует его сопротив.1ению нагрузки, т. е. Rи. Коэф
фициент Кш зависит от Rг и имеет минимальное значение при Rг в несколько
мегом. На рис. 34,6 показана зависимость К.ш от Rг. М:инимальное значение Кш
для пол·евых тр.анзисторов составляет около 1 дБ.
СПОСОБЫ В:КЛЮЧЕНИЯ И СИСТЕМА у-ПАРАМЕТРОВ
ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Любой активный управляемый э.1ектронный прибор, имеющий три ос
новных электрода, может быть включен в усилительную сх,ему тремя различны
ми способами. Пр,именительно к полевым транзисторам ,различают следующие
44
схемы включения: схема с общим истоком (ОИ) - основная схема включения
(рис. 35,а); схема с общим стоком (ОС) или истоковый повторитель 1(рис. 35,б) ~
схема с общим затвором (03, р.ис. 35,в), используется относительно редко.
Рис. 35. Три способа включеиия полевого транзистора
в схему:
а) с общим истоком; 6) с общим стоком; в) с общи"
затвором
Рнс. 36. Представление тран
зистора в виде активного
линейного четырехполюсни
ка для переменного тока
Нетрудно за.метить, что любая из перечисленных схем является ч·етырехпо
люсником, им.еющим два входных зажима: 1;. 1' и два выходных зажима: 2; 2'.
Если учитывать только пер·еменные составляющие токов и напряжений с отно
сительно малыми амплитудами, т. е. усиливаемый сигнал, то такой четырехпо
люсник будет активным и линейным. Общепринятые в теории четыр·ехполюсни
ков положительные направления токов и напряжений на рис. 3·6 показаны
стрелками. Полная однозначная взаимосвязь между входными и выходными на
пряж·ению.rи и токами устанавливается с помощью одной из систем, состоящей
нз двух независимых уравнений. Из шести возможных совместных систем для
полевых транзисторов наиболее удо6ной является система g-параметров (или
система у-параметров):
l1~=g1101~ +g12И2~;
12~ =g21И1 ~ +g22И2 ~.
(56)
Постоянные (в общем случае комплексные) коэффициенты данной системы
уравнений, имеющие размерность проводимостей, и являются универсальным·и
параметрами. Так как эти параметры оказываются различными для каждой из
схем включения прибора, то их обычно снабжают дополн·ите.1ьными индексами,
указывающими на конкретную схему включення; например, для полевого тран
зистора" включенного с ОИ: g 11 и; g21 и; g 12 и и т. д., соответственно: !,~ =iз~;
/2..., =ic~; И1~=Uз.и~; U2~=Uc.и~ .
Универсальные g-параметры определяются опытным путем и для схемы с ОИ
имеют следующий физический смысл:
g1 1 и= iз ~/из.и..., при Uси~ =О - входная проводимость при ·коротком замы
кании стока с истоком;
g 12 и= iз~ 'ис.и~ при из.и~ =0- проводимость обратной передачи при ко
ротком замыкании затвора с истоком;
g21 и=iс~/из.и ~ при Uс.п~ =0 - проводимость прямой передачи при корот
ком замыкании стока ·С истоком;
gzz и=iс ~/ис.и ~при Из.и~ =0- выходная проводимость iПрiИ корот•ком за-
мыка1Нии затвора с истоком.
Во всех случаях имеется в виду короткое замыкание только переменных со
ставляющих, что осуществляется с помощью подключения конденсатора боль
шой емкости, так чтобы постоянные составляющие, определяющие выбранный:
45
1'
режим работы полевого транзистора по постоянному току, оставались неизмен
ным-и.
Сопоставляя перечисленные g-параметры с эквивалентной схемой (см. рис.
32) при условии W-+0, получаем: g11и=1/Rз.и+'l/Rз.с; g12и=1/Rз.с (откуда
1/Rз.и=g11и-g12и); g21и=S; g22и=I/R; (откуда μ=SR1=g21и/g22И).
На высоких частотах g-параметры переходят в комплексные у-параметры,
где y=g+ jwC. Реактивные составляющие комплексных проводимостей опреде
ляются соответс'I'вующими ем1костями полевого 11ранзистора. Согласно р-ис. 30,в
получаются с,1едующие приме.рные соотношения: входная емкость С11и""Сз+Сз.с;
проходная емкость С 12 и"°'Сз.с: выходная емкость С22 и""Сс.п. Крутизна полевого
транзистора практически остается вещественной во всем диапазоне рабочих час
тот, т. е. S=g21 и.
ПРОМЫШЛЕННЫЕ ОБРАЗЦЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
В настоящее время при изготовлении полупроводншювых приборов обычно
используется планарная технология, при которой полупроводниковый прибор со
здается пут,ем последовательных операций, осуществляемых в основном только
над верхней пов,ерхностью кристалла. По данной технологии выполнены все оте
<Jественные полевые транзисторы.
Обозначение полевых транзисторов состоит из следующих элементов.
Первый элемент - КП или 2П, ,что означает кремниевый полевой (сдвоен
ные транзисторы- КПС или соответственно 2ПС).
Второй элемент - число, указывающее (Назначение и качес'!1вениые свойства
транзистора, а также порядковый номер разработки. Транзисторы малой мощно
сти (Рс~О,3 Вт) 'И ·низкой частоты <fгр~3 МГц) -101-199, средней частоты
(3<fгр~30 МГц) - 201-299, высокой и сверхвысокой частот (fгр>ОО МГц) -
301-399 . Транзисторы средней мощности (,О,3<Рс~11,5 Вт) и низкой частоты-
401 ~499, ср·едней частоты - 501- -,599, ,высокой и сверхвысокой частот - 601 -
699. Транзисторы большой мощности (Рс>,1,5 Вт) и низкой частоты-701-799,
средней частоты - 80rl- '8 9 9, высокой и сверхвысокой <Jастот - 901 -999 .
Третий вариант - буква ( буNoы), указывающая на р·азновидность транз.исто·
р(Jв ·из данной группы в зависимости от параметров (см. прилож. 1). Внешнее
оформление полевых транзисторов с обозначением их электродных выводов по
казано в прплож. 2, а основные статические характеристики - в прилож. 3.
Отечественной промышленностью освоены следующие полевые транзисторы.
КП 101 - полевой транзистор с р-п-переходо~1 и канало~~ р-типа, предназ
начен для работы во входных каскадах уситпслей низкой частоты и усилите
лей постоянного тока, для генерирования и преобразован,ия низкочастотных ко
лебаюrй, а также для работы в ключевых устройствах. Транзистор характери
зуется с.1едующими общими (для данной группы) основными параметрами:
Ссиmах=-10 В, I 3 =(J0+20)·I0-9 А, С11и=12 пФ, С12и=5 пФ.
КП102- полевой транзистор с р-п-переходом и каналом р-типа, прс;щаз
начен для тех же целей, что и КПЮI. Его кристалл представляет еобой прямо
угольную пластинку (рис. 37,а). В теле кристалла, обладающего высокой элект
ропроводностью п-типа, методо~1 диффузионного внедрения акцепторной примеси
через квадратное окно спецнальной маски создают тонкую об.1асть (канал) с
относительно слабо выраженной электропроводностью р-типа. По краям капала
ч€рез другую маску т~же методом диффузии создают более ,глубокие области с
46
высокой ·концеитращией акцепторной примеси р+, являющиеся стоком и ·Истоком
канала. На эти участки наносится алюминий, создающий с полупроводником
данного типа омические контакты стока и 11стока. Все открытые участки верхней
грани кристалла покрываются тонкой защитной пленкой двуокиси кремния Si02.
Затвором является сам кристалл, нижняя грань которого припаивается к ·корпу
су так, чтобы в м·есте спая образовался омический контакт (рис. 37,6). В дру
гом варианте транз1ист.ор КП102 выпуюкается в пластм111ссовом !i!орпусе (см.
прилож. 2). Транзистор КПl 02 характеризует·ся следующими основными пара
м·етрами: Исиmах=-210 В, 1 3
= l,5· l0-9 А, С11и=10 пФ, С12 "=5 пФ, С22 и=
=5 пФ.
• пп~
а)
о}
Рис. 37. Устройство кристалла (а)
и способ его крепления в корпусе
(6) транзистора КПI02
а)
Рис. 38. Устройство кристалла транзистора
КПIОЗ (а, 6) н КП302 (в)
КП103 - полевой транзистор с р-п-переходом и каналом р-типа, предназ
начен д.1я тех же целей, что и транзисторы КП101l и KПil02. Этот транзистор,
в отличие от КГЫО2, содержит не один, а пять параллельно соединенных кана
лов, причем каждый из них снабжен дополнительным (вторым) затвором (рис.
38,а, б). Вторые (верхние по рис. 38,6) затворы перекрывают каналы по ширине
и поэтому оказываются соединенными с основным (нижним) затвором непосред
ственно в теле кристалла, нижняя грань которого припаивается к корпу
су (см. рис. 37,6). Из сказанного с.1едует, что .все затворы действуют как еди·
ный затвор транзистора. По технологии изготовления н внешнему оформлению
транзистор КП103 ничем не отличается от транзистора КП102. Характеризуется
с.~едующими основными параметрами: И сиmах=-15 В, 13 =20· l0-9 А, С 11 и=
=17 пФ, С1 2 и=8 пФ, С22 и=l пФ, Pcmax=D,12 Вт. Транзисторам, подобран
ным в пары, добав.1яется дополнительный буквенный индекс Р, например
КП!ОЗЕР и т. д.
КПС104 - полевой сдвоенный транзистор с р-n-переходом и каналом п-типа,
предназначен для работы во входных каскадах дифференциальных усилителей.
Используется в качестве навесных элем·ептов .в гибридных интегральных микро
схемах. Каждый из транзисторов характеризуется следующими основными па
раметрами: Исиmах='20 В, J 3 =10-9 А, С11и=4,5 пФ, С12и=l,5 пФ, С22и=
=2 пФ, Ре max=0,045 Вт.
КП201 - полевой бескорпусный транзистор с р-п-переходом и каналом р
типа, предназначен для работы во входных каскадах усилителей низкой частоты
.и
усилителей постоянного тока в составе микросхем, узлов и блоков с общей
iil,
1'
1
1'
прметизацией. Харакrеризуется следующими основными .параметрами: И3и max=
=--<10 В, / 3 =11'0-9 А, С11 и=20 пФ, С12 и=8 пФ, fгр~IЗО кГц, Ре max=0.06 Вт.
КПС202 - полевой сдвоенный транзистор с р-п-перехюдом и ·каналом п-ти
па, пр·едиазначен для работы .в операционных усилителях и других балансных
схемах разJiичного цел·евого назначения. Оформление обычно бескорпусное (см.
прилож. 2), поэтому транзистор используется в составе ГИJбридных инт·егральных
микросхем с общей герметизацией. Ха.рактеризуется следующими основными па
рам·етрами: Иситах= 15 В,/ 3 ~10- 9 А, Си и=б пФ, С12 и=2 пФ, Ре max=
=0,03 Вт. Транзисторы К!П202 представляют собой одиночный вариант (см. при
"1ож. 2).
КПЗОl - МJIЛ-транзистор с индуцированным каналом р-типа, пр·едназначен
д;1я работы в высокочастотных устрой·ствах. Характеризуется следующими ос
.новными парамеЧJами: ИСИ max=-20 В, / 3 =•0,3·10-
9
А, /с max =.15 .мА, С11 и=
=3,5 пФ, С12и='l пФ, С22и=3,5 пФ, fгp=lOO МГц, Pcmax=0,2 Вт.
КП302 - полевой транзистор с р-п-переходом и каналом п-типа, предназна
·чен для работы в аппаратуре общего назначения. Имеет конструкцию кристалла,
как у К!Пi103, но с каналом не р-, а п-типа (см. рис. 411,в). Харак'!'еризуется
следующими 'ОСновиыми параметрами: Иси max=2JO В, / 3
=110· l0-9 А, С11 и=
=20 пФ, С12и=8 пФ, С22и""lО пФ, fгр;;.30 МГц, Pcmax=i0,,3 Вт.
КПЗОЗ- полевой транзистор с р-п-переходом и каналом п-типа, предназна
чен для работы в аппаратуре общего назначения. Характеризуется .следующими
основными параметрами: Uсиmах=2Б В, 13 ,., .10 -
9
А, /cmax=20 мА, С11и=
=6 пФ, С12 и=2 пФ, frp= 1'00· МГц, Ре max=·0,3 Вт.
КП304 -МДП-транзистор с индуцированным каналом р-типа, предназнач·ен
для работы в усилительных и переключающих устройствах. Характ·еризуется сле
дующи•ми основными параметрами: Исиmах =-2б В, / 3 =2·0 · 10-9 А,, /с max=
=130 мА, С11 и=9 пФ, С12 и=2 пФ, С22 и=б пФ, Ре max=0"2 Вт, S=4 мА/В
nри И СИ =--<Ю В, /с=110 мА, И3И nop=__,5 В.
КП305 - N1.ДП-транзистор со встроенным (индуцированным) каналом п-
1нпа, предназначен для работы во входных каск.адах высокочастотных усилите
лей. Характеризуется следующими основными параметрами: Иситах = 115 В,
13 =(1+105)·10- 14 А, /cmax=l5 мА, С11 и=б пФ, С1 2 и=О,8 пФ, fгр=250 МГц,
Ре max=0,15 Вт (вс·е при подложке, соединенной с истоком).
Для ув·еличения стабильности параметров транзистора КП305 его затвор, по
мимо двуокиси кремния, изолируется дополнительным слоем нитрида кремния
(Si3N4 , рис. 39), у.меньшающим миграцию ионов в изолирующем слое в процес
се работы транзистора. Такнс транзисторы иногда называют МНОП-транзисто·
рами.
Рис. 39. Устройство МНОП·
транзистора
48
Si.(p)
Паалажка
Рис. 40. Устройство транзистора КЛЗ50:
1 - канал п-тнnа первой (основной) траизистор
иоJ! структуры; 2 - канал n·тнпа второй (вспомо
rательной) 'l'JIЭ нзнсторной структуры
l(П306 - МДП-транзисторов со 1встроен~ным (нидуцн~рованным) каналом п
тнпа и двумя затворами (МДП-тетрод), предназначен для высокочастотных ·кас
кадов радиоприемных устройств. Транзистор КПеОб представляет собой комби
нацию двух обычных МДП-транзисторов, соединенных последовательно: сток
С1 первого (основного) транзистора непосредственно в теле кристалла соединя
ется с истоком И2 второго (вспомогательного) транзистора (рис. 40). Управ
ляющий высокочастотный сигнал обычно подается ·на первый (основной) затвор
З1. На второй (вспомогательный) затвор 3 2, как пра·вило, п.одается только по
стоянное положительное напряжени·е, которое индуцирует (расширяет) во вто
ром транзисторе токопроводящий канал. С помощью второго канала осуществ
ляется хорошая развязка на высокой частоте управляющего затвора от стока
транзwстора С из-за умен:ышения емкостл С12 и, С1Вязы1вающей эти электроды, что
и позволяет резко повысить высокочастотность прибора. При необходимости
второй затвор (как и экранирующую сетку пентода) можно использовать в ка
честве второго управляющего электрода, например, в схеме двухзатворною пре
образоватеЛя частоты. Транзистор КП306 характеризуется сл·едующими основ
ными параметрами: Исиmах=2.О В, ! 31 =132 =5·110-9 А, Icmax=20 мА, С 11 и=
=5 пФ, С12 и=О,07 пФ, fгр=800 МГц, Ре max=0,11!5 Вт, /с еач""2 <М1А, S1=
=3-8 мА/В (при Иси =115 В, U 32 и=10 В, lc=5 мА), jИ3иатс'/~4+6 В,
Km~6 дБ.
1(0307- полевой транзистор с р-п-пе.реходом и каналом п-типа, предназна
qен для работы в аппаратуре общего назначения. Характеризуется следующюш
основными параметрами: Исиmах=27 В, ! 3 =(11+0,l)·J0-9 А, Icmax='25 ~1А,
С11и=5 пФ, С12и=1,5 пФ, fгр=400 МГц, Рсmах=ОД5 Вт.
1(0308 - полевой транзистор с р-п-переходом и каналом п-типа, предназна
чен для работы в составе гибридных интегральных микросхе~1. коммутаторов и
схем лииейных усилите.1ей. Оформление бескорпусное (см. прилож. 2). Харак
теризуется следующими основными параметрами: U СИmах='25 В, 1 3 = (1 +0,5) Х
XI0-9 А, lcmax=20 мА, Pcmax=0,06 Вт.
1(0312 - полевой тра.нз1wстар с р-п-переходом и канал.ом п-типа, предназ
начен для работы в высокочастотных усилителях с поnышенной чувствитель
ностью. Корпус керамический с полосковыми выводами (см. прилож. 2). Харак
теризуется следующими основными параметрами: U си max =2:0 В, 13 ~,1О·10- 9 А,
/с max=25 мА, С11 и=4 пФ, С12и=1 пФ, fгр=400 МГц, Ре max=011 Вт.
1(0313 - ,1\'\ДП-транзистор со встроенным (индуцированным) ·канали~ n-тп
па, предназначен для работы в каскадах усиления и генерирования высокочас
тотных сигналов. Корпус пластмассовый (см. рис. 39). Характеризуется следую
щими основны~ш параметрами: Исиmах=15 В, / 3 =lO·I0- 9 А, Icmax=il5 мА,
С11 и=7 пФ, С12 и=О,9 пФ, fгр=250 МГц, Ре max=0,01'5 Вт, fc пач""'З мА,
5=4,5+10,5 мА/В (при Иси =10 В, /с=5 мА), 1Изиотсl=6+Ю В, Кш~
~7.5 дБ.
К0314А - полевой транзистор с р-п-переходом и кана.'!ом п-типа, предназ
начен для работы в специальных предварительных усилителях при температуре
жидкого азота. Его осповные параметры: U сИтах=25 В, / 3 =01l · l0-9 А,
/с max=20 мА, /с вач=2,5+20 мА, S=4 мА/В, f1·p= 100 МГц, С11 и=6 пФ,
С12 и=2 пФ, Ре max=0,2 Вт.
КО350- ,'VlДП-транзистор со встроенным (индуцнрованныУI) каналоw п-ти
па и двумя затвораУiи (МДП-тстрод), предназначен для высокочастотных каска
дов приеУiно-усилите.1ЬIIDЙ аппаратуры. Конструкция кристалла н внешнее офор~-
49
i1
11'
)
'i!
i:i 1
i1~ 1
,1\\ 1
:.11
l:i 1
111
:1
1il
'
.i
,\1
Jiение так же, как у КП1306. Характеризуется следующими основными m~рамет·
рами: Ucиmax='l5 В, / 31 ~/32 ""O,O.l·I0- 9 А, Icmax=З.G ,мА, С11и=С22и=
=6 пФ, С12и=О,07 пФ, frp~200 МГц, Ре mн=О,2 Вт.
КП901 -МДП-транзистор с индуцированным каналом п-типа, предназначен
для работы в приемно-пер.едающих устройствах. К:орпус металлокерамический с
жесткими выводами и монтажным винтом (см. рис. 39). Характеризуется сле
дующими основными пара.метрами: Исиmах=7i0 В, /с аст=7 мА, Icmax=4 А,
frp~.100 МГц, Сн к=50 пФ, С12 и='4 пФ, Ре max=20 Вт, ·КПд""40%.
КП902-МДП-транзистор с индуцированным каналам п-типа. Предназна
чение и внешнее оформление соответствуют транзистору КП901. Характеризует
ся следующими основными параметрами: И СИmах=60 В, /с ост~(l,'5 мА, 13 .:;:;;;
.:;;3 мА, /cmax=0,2 А, С11и=lО пФ, С12и=О,5 пФ, С22и=8,б пФ, frp:;:,:
:;:,:250 МГц, Ре mах=З,5 1Вт, /с еач.:;; 11() мА, S=.10+25 мА/В (при И СИ =50,
/с=50 мА), Кш=l6+ 18 дБ.
КП903- полевой транзистор с р-п-пер·еходом ,и каналом п-типа. Предиаз-
11ачение и внешнее оформление соответствуют транзистору КП9Q!. Характеризу
ется с.1едующими основными параметрами: Исиmах=:21О В, Iсаст=150·1О- 9 А,
/
3
=110· 110-9 А, Icmax=0,7 А, С 11 и=18 пФ, С1 2 и=·15 пФ, fгр:;:,:30 1N1'Гц,
Ре max=6 Вт.
КП904 -МДП-транэ-истор е индуцированным каналом п-типа, предназначен
для высокочастотных каскадов приемно-передающих устройств. Корпус метал
локерамический, с жесткими выводами и монтажньrм винтом. Характеризу,ется
сл·едующими основными параметрами: U ситах= 710 В, 1с ост= 1О мА, 1с еа ч =
=70 мА, Icmax=(3+5) А, S=1(250+510) мА/В (при ИСИ =20 В, fc=I А),
С11 и=ЗОО пФ, Ре max=7'5 Вт, кпд=53% в режиме В.
ПОЛЕВОЙ ТРАН3ИСТОР КАК ПЕРЕМЕННЫ:И,
ЭЛЕКТРИЧЕСКИ УПРАВЛЯЕМЬШ РЕЗИСТОР
Из рис. 15,а и рнс. 25,а следует, что при относительно малых стоко
вых напряжениях (порядка 1И СИ /.:;; / U СИиас 1fi2) открытые каll!алы полевых
транзисторов ведут себя практически как линейные резисторы, проводимость ко
торых зависит от напряж,ения затвора i[ см. формулы (25) и (141)]. При смене
полярности стокового напряжения линейность сопротивления (или проводю10-
сги) нс нарушается, поэтому полевой транзистор ~может использоваться как
переменный, электрически управляемый линейный резистор для постоянно,го 11
пере~1енного токов (рис. ,ф)). Следует заметить, что на обратное напряжение
стока накладываются некоторые дополнительные ограничивающие условия. Для
КП102
+
Рис. 41. Полевой тран
зистор в качестве пере·
меииого электрически уп
равляемого резистора
50
полевого транзистора с управляющим р-п-переходом
необходимо, чтобы 1И СИ 1.;; . 1И 3И 1+0,5 В, иначе при
воздействии обратного стокового наrrряжения участок
управляющего р-п-перехода возле стока окажется от
крытым настолько, что в стоковой цепи потечет значи
тельный прямой ток затвора, нарушаЮЩIJЙ линейность
резистора. Прямое напряжение на кремниевом р-п-пе
реходе, не превышающее 0,5 В, не создает значительно
го прямого тока (см. рис. 7). Для полевых транзисто
рон с подложкой, соединенной с истоком, при любом
рабочем напряжении на затворе обратное стоковое напряжение не должно пре
вышать указанных 0;5 В. В противном случае через открывающийся р-п-пе
реход сток - подложка будет протекать значительный прямой ток этого пер,е
хода, нарушающий линейность резистора. Если подложка МДП-транзистора име
ет отдельный вывод, то диапазон обратных стоковых напряжений можно уве
личить, подав на подложку относительно истока запирающее напряжение. Для
полевого транзистора с управляющим р-п-переходом минимальное значение
регулнруемого сопротивления соответствует полностью открытому каналу (при
U зи =О) - максимальное сопротивление теор,етически равно бесконечности, но
на практике ограничивается условием J UСИ J ~ J Иси нас J /2. Дальнейшее увеJГИ
чени,е сопротивления канала путем увеличения J И ЗИ \ одновременно приводит к
уменьшению J U СИ нас J (см. рис. 15,а), из-за чеrо нарушается тrней~ность ре
зистора для прямых напряжений стокового напряжения. На рис. 42,а приведены
КП102Л нАJс
·О,15
а)
б)
4
2=---
0'--'-~-'-~~~~~~
2j45в
о)
Рис. 42, Начальные участки стоковых характеристик полевого транзистора с управ.~яющнм
р-n-переходом (а), с изолированным затвором (6), зависимость сопротивления канала от
напряжения затвора для транзистора типа КЛl02 (в)
нача.~ьные участки семейства стоковых характеристик полевого транзистора с
управ.1яющим р-п-переходом, а на рис. 42,6 - МДП-транзистора, иллюстри
рующие возможность использования этих транзисторов в качестве электрически
управ.1яемых линейных резисторов ,в режиме малых токов и напряж,ений.
Согласно формуле (41) при неограниченном увеличении напряжения J И зиl
проводимость индуцированного канала стремиться к бесконечности ( сопротивле
ние открытого индуцированного канала - к нулю). На самом деле напряжение
на затворе относительно истока ограничено значением Изи "шах· Если ,сопро11ив
ление открытого канала оказывается достаточно малым, то в этом случае сле
дует учитывать сопротивления истоковой и стоковой областей rп и rc, значения
которых могут быть определяющими в общем значении минимального сопротив
ления (рис. 42,6). Максимальное значение регулируемого сопротив.1ения МДП
транзистора определя,ется теми же факторами, что и у транзистора с управ
ляющим р-п-переходом.
На рис. 42,в показаны примерные зависимости R.н =ер (U ЗИ) д.1я различных
подгрупп транзистора КП!О2. В качестве электрически управляемого рези,стора
полевые транзисторы используются в управляемых RС-фильтрах, аттенюаторах,
д.1я осуществления автоматической ,регулировки усиления (АРУ) и в других
специальных устройствах.
51
Рис. 43. Уиравлясмый электрический ф11лыр верхних частот (а) и ero характеристики ш'ре
дачи (б), электронный ключ на нолевом транзисторе (в) и его временньrе диаграммы (г)
На рис. 43,а приведен простейший однозвенный регулируемый фильтр верх
них частот с частотой ср,еза Ыср= I/CRн (частотой среза называют частоту, на
которой коэффициент передачи фильтра J( = 1/V2""o,7). Изменяя сопротивле
ние полевого транзистора с помощью упр.авляющего напряжения, можно в до
статочно широких пределах изменять частоту среза фильтра (рис. 43,6). Резис
тор Rз О'Граничивает прямой ток управляющего р-п-перехода (если управляю
щее напряжение случайно превысит нормативный уровень).
На рис. 43,в пр,едставлен простейший аттенюатор с параллельным включе
нием транзистора относительно выхода. Коэффициент r~средачи (ослабления) ат
тенюатора этого типа определяется выражением J( =Uвых ~fивх ~ =Rн! (Rн+R).
При соответствующем выборе резистора R отношение К.max/Kmiп ;;:.1 О. Частным
случаем использования управляемого электронного прибора в качестве регули
руемого резистора является ключевой режим, характеризующийся дву:\\я край
ними ,состояниями: прибор открыт для постоянного тока источника питания
(электронный ключ замкнут, его сопротивление минимально) и прибор закрыт -
его сопротивление максимально, через нагрузку течет лишь относит,ельно малый
остаточный ток 1с о ст (электронный ключ -разомкнут). Достоинством электрон
ного ключа на полевом транзисторе являются быстро.1ействпе и практическое
отсутствие расхода мощности ко:11мутнрующего снгна.1а. Простейшая схема
электронного ключа на полевом транзисторе с управляющим р-п-переходом
приведена на рис. 43,в. Внешне она соответствует схеме аттенюатора, но отли
чается от последнего ины'>! режима:\\ работы. Времениьrе диагр,аммы, иллюстри
рующи,е работу электронного ключа, показаны на рис. 43,г. В цепь затвора
электронного ключа обязательно следует включнть ограннчнвающий резнстор Rз,
обеспечивающий стабильность открытого состояпия транзистора и предохраняю
щий управляющий р-п-переход от перегрузки прямым токо:\1. Нелинейность сто
ка-затворной характернстнки на работу электронного ключа нракгически не влй
яет. Быстродействие электронного ключа в основном о:~редетrется постояrшой
Еремени непи затвора, поэтому братh очень бош,шим сопротивление резистора R"
нецелесообразно, ибо н этом случае затягивается переход электронного ключа
нз одного состоянип в другое. Электронные ключи находят шнрокое пр1·I'.1сненне
в автоматике, вычислительной техннке, ,1ля реализации некоторых импу,1ьсных
устройств н т.
.:i,.
УСИЛИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Как уше от~еча,1ось, основной схе~10й включення полевого транзисто
ра является схема с ОИ. Эта схема аналогична включению электронной лампы
с общим катодом (ОК) н.1н биполярного транзистора с общим эмиттером (ОЭ).
52
Лри создании усилительного каскада н.а полевом транзисторе, аналогично тому,
:как это делается в ламповых и транзисторных схемах, в выходной (стоковой)
.цепи необходимо установить ток покоя /сп с помощью источника питания сто
ховой цепи Ее, некоторого нагрузочного для постоянного тока резистора R.c и
·опрслеленного постоянного напряжения смещения на затворе относите.1ьно исто
:ка U зиu. Значения и полярности междуэлект.родных напряжений опре;1:еляются
типом полевого транзистора и выбранным для работы режимом с учетом нало
женных ограничений. Полярности рабочих напряж.ений, подводимых к электро
.дам различных полевых тра·нзис11qров, указаrны ·в та.блице •на стр. 39. ПитаlН'Ие
усилителя, как правнло, осуществляют от одного И·сточника питания Ее.
Схема усилителя низкой частоты на полевом транзи•сторе •с управляющим
,р-п-переходом и автоматическим смещением. приведена на рис. ·414,а. В этой схе-
~
~
aj
MA,lc
0,3
0,2
0,1
о
._
____ .____
. L _____ ,_____.:_иси
-5
-10
Исип
-15
о)
·20 lJ
Ее
:Рис. 44. Схема УНЧ с автоматическим смещением (а), графоаналитический способ опреде
, .ления точки покоя усилитсдя на полевом транзисторе (6)
ме, как и в ламповой схем·е с ОК, постоянное напряжение, выделяющееся н.1
-резисторе R.и, обеспечивает требуемое смещение И зип = fспR.и. Чтобы па этом
.сопротивлении не выделялось II·еременное напряжение, переменную составляю
щую тока стоковой цепи ic _на участке резистора R.и_ закорачивают конденса
тором Си, емкость которого выбирается из условня Си~ 10/R.иын, где <Он -
наименьшая из частот усиливаемого сигнала. Одновременно R.и улучшает ста
бильность выбранного режима транзистора по постоянному току (стабилизирует
Ре.личину /сп). Например, увеличение тока 1сп под воздейстяием дестабилизирую
щих факторо·в ггриводит 1К увеличению напряжения с~ещения, :которое, воздей
ствуя на затвор транзистора, стр·емится уменьшить ток стока. При у~еньшенин
тока fсп наблюдается обратная картина. Сопротивление R.н - это, по существу,
входное сопротивлеIIие последующего каскада. Обы,шо R.c «R.н=R.3, где R.з - от
носительно бoJrьwoe (несколько мегом) сопротинленне, служащее для передачи
потенциала смещения на затвор и отвода постоянной составляющеi'r тока утеч
ки затвора. Поэтому в данной схе~е. как и в большинстве ламповых схем, со
противление нагрузки стока ;~,лн постоянного и переменного токов можно счи
тать примерно одина1ювы~: R.c~ =•R.cR.э/(R.c+R.э) ""'·R .c .
53
11!
1
I,
На рис. 44,б изображено семейство стоковых характеристик КП103И сов
местно с нагрузочной прямой, определяемой уравнением, полученным на осно
вании второго закона Кирхгофа:
Ec•lc(Ro+Rв)+IUcи 1.
(57)
где Ес-э.д.с. :источника питания, принятая равной IИсиmах\=20 В. На на
грузочной прямой рационально выбрано положение точки покоя: Iсп=·О,3 мА,
И сип=-10 В, Изи п='2 В. Используя эти данные, находим Rн=Изип/lсп=
=2/(О,3·10- 3) =6,7 кОм (принимаем по ГОСТ 6,8 кОм). Решая уравнение
(57) относительно Rc, получаем Rc = [ (Ес-1 И СИ п \ )/fси]-Rи={[ (20--110)/0,З]
-6,8]} 103=26,5 кОм (27 кОм). Определив в районе точки покоя крутизну S=
=Лlс/ЛИ 3И =0,25/0,5=0,5 мА/В, находим К=Ивых т/Ивх m=SRc=0,5·27=
=13,5.
Указанный на рис. 44,а способ питания полевого транзистора от одного ис
точника питания не пригоден для МДП-транзисторов с индуцированным кана
лом, так как у них полярность стокового и затворного питающих напряжений
имеет один и тот же знак (см. таблицу). Питание этих транзисторов от одного
источника питания обычно осуществляют ·С помощью делителя напряжения R.1
н R.2, как это делается для бипо,1ярных транзисторов (рис. 4S): Изи п1 =
=EиR2/(R 1 +R2). При этом имеется возможность осуществить непосредственную
связь МДП-транзисторов в многоканальном усилит-еле без разделительных кон
денсаторов Ср. Смещение напряжения затвора последующего транзистора V2
Рис. 45. Схема УНЧ на МДП-транзи
С1'орах с питанием от одного источни:<а
обеспечивается напряжением стока преды
дущего Vl. Цепочка R4 и С2 обеспечивает
уменьшение напряжения смещения второго
транзистора до требуемого значения
Исип2=Исищ+Iсп2Rи,где Исип1<О (см.
рис. 45). Полевые транзисторы со встроен
ным каналом, в принципе, могут работать
при нулевом смещении затвора, т. е. без
специального смещения как такового. В
многокаскадных усилителях полевые тран
зисторы легко сочетаются с биполярными,
что при решении конкретных задач позво
ляет максимально использовать преимуще-
ства тех и других.
Полевые транзисторы, прежде всего, д·елесообразно использовать для пред
Вiiрительного усиления слабых сигналов, поступающих из приемной антенны и.1и
снима·емых с высокоомных датчиков таких, как фотоэлементы и фотоумножпте
аи, ионизационные камеры, пьезокристаллы и др.
При конструировании усилителей всегда следует помнить о том, что сгоко
заrворная характеристика у полевых транзисторов носит отчетливо выражен
ный нелип€йный (квадратичный) характер .[см. формулы (26) и (43)]. Поэтому
в процессе усиления 1сигна.1ов с 011носительно ~большими ам1плитудаМ'И такой уси
лμгель будет вносить заметные нелинейные искажения. Воспользуемся форму
лой (26) и найдем выражение для мгновенных значений тока стока при входном
сигнале Изи= Изил+ И зит sin wct, где Ыс - ча·стота <усиливае.мого (гармониче
ского) сигнала, а Изи т -его амплитуда:
ic =lc а~"[!-(И3ип+ И зиm siп Ысt)/Изи отсJ2.
54
После соотв·ет<:твующих преобразований с учетом формул (26) и (29) получаем
ic =lc п+SоИ ЗИ msinooct+/c нач (1U ЗИ msin wct/U3И отс) 2 •
Первый член полученного выражения - это постоянная составляющая тока сто
ка в режиме покоя, второй - переменный ток самого сигнала, третий -состав
ляющая, поя.нившанся в 1результате иокажения ·гармОН'ИЧеокой формы сш:1Нала.
Используя известную тригонометрическую формулу sin 2 а= 0,5 - 0,5 cos 2а, по
лучаем О,51с вачИ2зиm/И 2зиатс - (0,5/с вачИ 2зиm/И 3иотс)tООs 2oocf =/'сп -
--/с mzcos 2·wct, где !'сп свидетельствует о изменении постоянной составляющей
тока стока, а /с m 2cos 2ooct представляет собой вторую гармонику с амплиту
дой
lc m2=0,5Ic начИ23и т!Uзи oтc=0,25S'U2 зи т•
где S' ,,..ЛS/ЛU зи =2/с вач/И 2 зи отс=•сопst - первая .производная кр1утИЭ1НЫ по
напряжению затвора. (Так как S' =·const, то вторая производная !функции кру
тизны по напряжению затвора S" =О.)
НелиН'ейные искажения принято оценивать коэффициентом гармоник
где Im 1 - амплитуда первой гармоники, т. е. амплитуда сигнала; Im2, Iтз -
гмплитуды второй, третьей и т. д. гармоник искажений. Учитывая, что у полево
го транзистора из-за квадратичности стока-затворной характеристики нелиней
t1ые искажения в основном определяются второй гармоникой, получаем выраже
·ние для коэффициента гармоник
l<.r = V 12с m2/ 12с m1=0,25S'u2зиm!SoUзи т = S'U зи т '4So,
(58)
из ,которого .следует, что нелинейные искажения, создаваемые полевым тран
зистором, находятся в прямой зависимости от И эит и rпри относительно боль
шой амплитуде усиливаемого сигнала в .стоковой цепи могут 6ыть значительны
ми. Это несомнешrо яnлнется недостатком полевых транзисторов в сравнении
с другими усилительными электронными пршборами, у которых на динамиче
ских характеристиках управления имеются достаточно большие почти прямоли
нейные участки.
Схема простейшего высокочастотного усилителя на полевом транзисторе
l<:П301Б приведена на рис. 46. Источником усиливаемого сигнала является свя
занный с антеrшой настраиваемый входной контур 1, а на·грузкой - настраивае
мый выходной контур 2. Резистор Rи вносит отрицательную обратную связь, что
улучшает устойчивость усилителя к самовозбуждению. Электрически управляе
мый 1резис·тор ~на полевом транзн,сторе V2 может быть иопользован для осуще
ствления авrомати<ческой регулиров1ки усиления (АРУ). В качестве управляю
щего напр,яжения ,в системе АРУ (наmряжения, пода1ваемого на затвор V2)
исшользуе11ся выпрямленное напряжение ~самого сигнала, формируемого с []0-
мощью опециального выпря1мителя, подключенного к одному из по·следующих
каскадов. По такой же ~схеме можно пюстроить у•оилитель промежуточной ча.с·
таты. Для у,силителя УКВ диапазо1На лучше исшользонать транзисторы КП306
ИJIИ КПЗ50.
Полевые транзисторы в схемах высокой и промежуточной частот создают
значительно меньшие (в сравнении с другими приборами) иелинейные и пере
крестные искажения усиливаемых сигналов. Так, например, ·коэффициент гармо-
55
11
'1
i'
11
1
1,I
jij
i'I
~l1
11
:1
1:
'1
li1
i:1
,,'
111
ll
:11
!,,
ник огибающей а,мплитудно-модулнрованного радиосигнала определяется выра
жением
Кг=АU2ст (S"/S)'
(59)
где А - коэффициент пропорциональности; Uc "' -
амплитуда огибающей сигнала;
S - крутизна; S" -
вторая производная по крутизне характеристики управления
усилительного прибора. При квадратичной стока-затворной характеристике поле
вого транзистора S" =0 и Кг=О. Если на вход усилительного элемента совмест
но с усиливаемым сигналом попадает помеха (например, сигнал от соседней
станции), то при ,определенной нелинейности усилительного элемента возникает
так называемая перекрестная модуляция и на полезный сигнал накладывается
модуляция ,мешающей 1сташr:ии. Степень 1пе1рекрестной модуляции оценивается
коэффициентом перекрестных искажений
Kпн=BU2 пm(S"/S),
(ЕЮ)
где В - коэффици,ент пропорциопа.1ьности; Ипт
-
амплитуда сигнала помехи.
Как и в пр,едыдущем случае, для полевого транзистора S" =О и Кп.и ""О.
Рис. 46. Схема высокочастотно
го усилителя на МДП-транзп
сторе с АРУ. выполненной на
полевом транзисторе с управ~-rя
ющим р-п-переходом
R5
RбЕ
+
R7
Рис. 47. Схема электроrшого высокоом
ного во~1ьт:метра на полевом транзп
сторе
На рис. 416 полевой транзистор с управляющим переходом используется в
схеме с АРУ. Он через разделительный конденсатор Ср подк.1ючается параллель
но сопротивлению обратной связи Rл. С1сдовательно, сопротивл,ение обратной
связи для переменного тока оказывается равным R'и =,RиRк! (Rи +Rк). При ус
ловии Rи >> Rко диапазон изменения этого сопротивления оказывается достаточ
но большим, примерно от Rи (при Иару=Изиотс) до R"o (при 'Uapy=O), где
R." - сопротивление канала
полевого транзистора как эл,ектрически управляе
мого резистора; Rко - его ссщротивление при пулевом напр,яженни смещения
(см. рис. 42,в).
Как известно, коэффипиент уси.1,ения усилителя, охваченного отрицательной
обратной связью, определяется выражением Ka.c=K/(l+Pa.cK), где Ра.с=
=Ио.с /и" ~- коэффициент обратной связи, который д.1я схемы рис. 46 равен
Ро.с ,,,,R.' и/Rк.р; Rк.р - ,резонансное сопротивление контура, являющегося нагруз
кой усилителя. При изменении коэффrщиента обратной связи изменяется 11 ко
эффициент усиления схемы Ка,с.
Схема простейшего электронного высокоомного вольтметра приведена на
рис. Ф7. В этой схеме: по.1евой транзистор испо.1ьзуется в качестве пстокового
56
повторителя, обладающего чрезвычайно высоким входным сопротивлением. Из
м·ерителыrый прибор со шкалой до 100 мкА включается в диагональ сбаланси
рованного потенциометром !Rб моста. Полевой транзистор в исходном состоя
нии (при закороченном входе) подбором резисторов R.3 и R7, обеспечивающих
требу.е:.~ое смещение, ставится в режим температурной компенсации U зи =
= U ЗИ ото - 0,6 В (ем. рис. 33,а). Резистор R.2 предохраняет полевой транзис
тор от перегрузок. Измеряемое напряжение, выделяющееся на калиброванном
резисторе R.1=1 МОм, управляет полевым транзистором и вызывает разба
лансировку моста. Изм·ернтельный прибор можно проградуировать по напря
жению, падающему на Rl (высокоомный вольтметр), или по току, протекающе
му ч·ерез R.1 (в этом случае прибор используется как ·гальванометр для измере
ния слабых токов).
На рис. 48,а представлен упрощенный вариант последоват·ельного включе
ния, прн котором один из полевых транзисторов является управляющим (ак-
f1A,[c
1т 1ож
Q5
З1
Uвщ~
1.5
о
Uc>1
l-4
-в
-12
-16ЕеВ
а)
о)
Рис. 4&. Схема усилителя с использованием полевого тран
зис1'ЩJJ в качестве нелинейной нагрузки (а), нагрузочная
харак1'-='РИС1'ика при использовании в качестве иагрузки по
левого транзистора (6) (показана штриховой линией)
Рис. 49. Усилитель ВЧ с
непосредственной связью
полевого и биполярного
транзисторов (каскадное
включение)
тиваым элемента:.~), а второй представляет собой нелинейный нагрузочный ре
зистор. Если в качестне управляющего элемента используется первый транзистор
V 1, 1 на второй транзистор V2 подается постоянное смещение., то получа-ется
усилительная схема с ОИ, нагруженная на нелинейный резистор V2. Если в
качест~ управляющего элемента используется второй транзистор, то получа>ется
схема истокового повторителя (схема с ОС)" натруженная на нелинейный резис
тор V 1. Преимущества такого включения .можно проиллюстрировать на следую
щем примере. Как известно, коэффици·ент усиления каскада по напряжению по
левого транзистора определяется выражением K""'SRн. При увеличении Rв ко
эффициент усиления К увеличивается, но на.грузочная характеристика и соот
ветстненно рабочая точка располагаются в области малой крутизны (рис. 48,б),
что ограничивает существенное увеличение коэффициента усиления каскада. По
этом.у в схеме, нагруженной на линейный ,резистор, не удается достаточно по.n
но р.еализовать усилительные возможности полево.го транзистора и получить
большой коэффици·ент усиления. Так, для случая, изображенного на рис. 418,б
(точка 1), K=S1Rв1=1·9=9.
Если же в качестве нагрузки использовать н·елинейный резистор (полевой
транзистор), то рабочую точку можно расположить в области большой кр.у
тизны при большом сопротивлении "Нагрузки по п.еременному току, которая щж:-
57
'111 ~
1!
1
'1
мерно равна дwфференциальному сопротивлению нагрузочного транзистора (точ
ка 2 на рис. 48,б), при этом K=S2Rн2 =1,5·200=300.
Возможны и многие другие способы (варианты) включений полевых тран
зисторов и их комбинации с биполярными транзисторами. На рис. 49 представ
лена комбинационная схема с непосредственной связью, содержащая iюл·евой
транзистор и биполярный, включенный по схеме с ОБ, в коллекторной цепи ко
rорого находится нагрузочный колебательный контур. В данной схеме ток сто
ка входного полевого транзистора V1 является током эмиттера выходного траи~
зистора V2. Такое соединение, называ·емое каскадным, обеспечивает хорошую
развязку входной и выходной цепей, т. е. приводит к уменьшению паразитной
обратной связи, что согласно формуле (49) способствует устойчивой работе уси
лителя па более высоких частотах. Схема обеспечивает достаточно большой ко
эффициент усиления по напряжению и при использовании полевого транзистора
с каналом п-типа и биполярного транзистора типа п-р-п может непосредст
венно заменять пентод в ламповой схеме. Если V2 включить по схеме с ОЭ, то
в этом случае увеличивается крутизна характеристики управления Sy""'SiK1, где
S1 -крутизна первого (полевого) транзистора, К1,.,,Лlк/ЛI 5 - коэффициент пе
редачи по току биполярного транзистора. Вместо биполярного транзистора мож
но включить полевой по схеме с ОИ (так выполн.ены транзисторы КП306 и
КПЗ50).
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ, АВТОГЕНЕРАТОРЫ
И АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Схема простейшего преобразователя частоты на полевом транзисторе
КПЗО!Б представлена на рис. 50,а. На вход транзистора поступают преобразуе
мый сигнал Ивх,.,=Из.и,._=Изиmsinrосt и вспомогательный сигнал Иг=
= Игmsiп roгt
от маломощного генератора, называемого ·гетеродином, частота
Ее= 158
МА ,Ic
А
~iJ+
Smax
10 Uси =158
(\ }мс
8
б
,'~ tJUщ ~
:\- ~< ....._
.::::,~ Д~/ ~
4
~/п~
IJ '1.1 -
"
2
)У S=O <:';
/ Uз2и=О
б Uз111
о
1,0
2,0 в
а)
о)
8)
Рис. 5о. Схемы одиозатворного преобразователя частоты (а), двухзатворного преобразовате•
ля. частоты (6), характеристики, поясняющие принцип двойного управления током стока· fв)
:•.•.'
которого rог>Ыс. Переменное напряжение гетеродина (совместно с постоЯiiньiм
напр~Ж·ение:~. см;щения затвора Uзи) управляет положением точки покоя> При
Этом в силу не.линейности стоко-затворной характеристики полевого транзистора
будет riзменятЬс~ и крутизна в рабочей ;очке. 'такое двойное воздействие При
водит' к преобразованИю частоты ·сигнала. hокаЖем это, исriолI>зуя упроЩёiiную
58
математическую модель. Без учета постоянной составляющей ток стока полевого
транзистора оказывается равным
'·- =Su зи~ = (So+ЛS) и зи msin Ысf,
(61)
где ЛS=(dS/dU3и)иr,,_=S'Игmsinыгf-приращени·е крутизны; S'=dS/dU3И =
=d2/c/dU2
3и =const- коэффициент пропорциональности между приращением
крутизны и управляющим напряжением гетеродина. Раскрывая значение ЛS в
равенстве (61), получаем
le_ = (Sо+S'Игт sin •Wrt) И ЗИ msin tOJcf=SoU3И msin Ысt+
+ О,5S'И3И т!Uгт соs(.Wг---<Ыс) t-0,5S'UЗИ т Игт cos (oor+(J)c)f.
Составляющая iпр,,_ =0,5S'ИзиmИrmСОS(Ыг-Ыс)f=/пр mCOS Ыпрt с разиост
иой частотой <Опр = Ыг-Ыс, называемой промежуточной, представляет обычно
полезный результат процесса преобразовац;rя. Эта составляющая выделяется в
стоковой цепи с помощью колебательного контура (полосового фильтра), на
строенного на (!)пр· Остальные составляющие подавляются. Основным парамет
ром преобразовательного элемента является крутизна преобразования, которая
по аналогии с обычной крутизной определяется отношением Sпр=/прm/Изи m,
где И3ит -амплитуда преобразуемого сигнала, lпрт=О,5S'ИгтИ зи m=
=О,5ЛSтИ ЗИ т - амплитуда тока преобразованного сигнала промежуточной
частоты, ЛS т = S' Игт - амплитудное отклонение крутизны от среднего значе
ния, откуда Snp=0,5ЛSm. Максимальное значение крутизны преобразования
Sпр max = 10,25Smax, так как ЛSm:;::;::; (Smax- •O)/{}..
Используя подложку полевого транзистора или второй управляющий за
твор в двухзатворных транзисторах, можно р·еализовать пр.еобразователь с двой
Нi!JМ управлением стока. Двухзатворный преобразователь позволяет достаточно
хорйшо изолировать входную цепь (магнитную антенну) от выхода гетеродина,
благодаря чему практически устраняется паразитное излучение .работающего
приемника на частоте гетеродина.
Схема двухзатворноrо преобразователя на полевом транзисторе КП306А
приведена на рис. 50,6. Входной контур целесообразно подключать к первому
затвору, так как крутизна стока-затворной характеристики по первому затво
ру больше, чем по второму. На рис. 50,в показано семейство стока-затворных
характеристик КП306А при различных напряжениях на втором затворе. Можно
считать, что напряжение сигнала, приложенное к первому затвору, усиливается
транзистором, в то время как напряжение гетеродина, приложенное ко вто1ю
му затвору, управля·ет параметром транзистора - крутизной его стоко-затвориой
характеристики. Из рис. 50,в следует, что у транзистора КП306А это управле
ние осуществляется наиболее эффективно при изменениях напряжения па вто
ром затворе в пределах от О до 5 В. При постоянном напряжении на втором
затворе И 32 и ""2,5 В стока-затворная характеристика занимает некоторое про
-межуточное положение (показана на графике штриховой линией). УстанОВJ;!В
постоянное напряжение на первом затворе ИЗlИ =2 В, согласно рис. бО,в полу
ч1щ .пределы •иЗ1менен-шя крутиЭ1Ны от значения Smax=Лlc/ЛU ЗlИ =13/0,5=6 мА'(В
в :rочке А до s,.,o в точке Б. В точке покоя П крутизна соответственно. имеет
промежуточное значение So""Smax/2--:3 мА/В. Если амплитуду напряжения. rе
т~родина принять равной Игт =2,.5 В, то согласно рис. бО,в ЛSm"" (Smax---<O) /2=
~-6/2.=3 мА/В, Sпр max=0,25Smax=.l,б мМВ.
11
Рис. 51. Схемы автогенераторов (а, 6) и *хема самовозбуждающегося преобразователя ча
стоты (в) на полевых транзисторах
Несомненным достоинством преобразователей на полевых транзисторах яв
ляется малое число побочных (паразитных) составляющих, которые нужно от
фильтровать (подавлять), а также практическое отсутствие перекрестной моду·
JIЯЦ'!Ш.
В качестве ,rет,еродина в преобразователях используется маломощный LС-,ге
нератор, который также может быть собран на полевом т,ранзисторе.
Схемы автогенераторов на полевых транз'исторах в сравнении со схемами на
биполярных транзисторах отличаются большей простотой и лучшей стабиль
ностью. На рис. 51,а представлен наиболее простой вариант LС-генератора, так
называемая «индуктивная трехточка», а на рис. 51,6 - «емкостная трехточка».
Элементы Са и Rз служат для создания автоматического смещения Изи 3'1 счет
выпрямленного тока затвора (управляющий р-п-переход одновременно исполь
зуется и как выпрямительный диод). Возможны и другие варианты схем, анало
гичные ламповым схемам LC-reнepaтopon. Для генераторных схем на полевых
транзисторах предпочтение от дают полевым транзисторам с упраn.1яющим р-п
пер-еходом с наибольшим знач,епием крутизны S.
Схема самовозбуждающегося преобрщювателя на rполевом 11ранзисторе при
ведена на рис. 511,в. В этой схеме генераторная (гетеродинная) часть представ-
Рис. 52. Схема детекто
ра амплитудно-модулиро
ванных колебаний
ляет собой индуктивную трсхточку с истоковой связью
и параллельным питание:.~ (резистор Rc можно заме
нить дросселем). При такой схеме электрод з;пвора
остается свобол.ны'~ для ввода сигнала.
Детектор амплитудно-модулированных колебаний
на полевом транзисторе представлен на рис. 52. В этой
схеме используется выпрямляющее свойство управляю
щего р-п-перехода (схема аналогична сеточному лам
повому или транзисторно~1у базовому детектору). Эле
менты R., С и р-п-псреход затвора представляют собой
обычный параллельный диодный детектор. В результате
детектирования на сопротивлении резистора R. выделяется постоянное н ниэКО'tаС-
тотное напряжение продетектироваиного радиосигнала, управляющее током стока.
Для получения удовлетворительного результата максимальная амплитуда вы
сокQЧастотного радиосигнала должна быть меньше напряжения отсечки транэис-
тора 1Uзиатс1- Емкость конденсатора С нужно взять много больше емкости
с]] И· Со11ротивление резистора R выбирается из условия 1/oocC«R«l/ooв.C,
где l.iJи - наименьшая из частот проде'Гектированного сигнала.
В исходном состоянии (при отсутствии сигнала, когда Изи =0) транзистор
должен находится в режиме 1И си 1>1 И СИ нас\, что достигается соответствую
щим выбором резистора Rн и источника питания Ее.
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ В ИНТЕГРАЛЬНЬIХ МИКРОСХЕМАХ
Перспективны:м направлением развития электроники является микро
электроника - отрасль, позв-оляющая решить с помощью сложного комплекса
физических, химических, схемотехнических, технологических и других методов
проблему создания высоконадежных, экономичных, миниатюрных узлов, блоков
и целых устройств, входящих ·В состав ра;.щоэлект.ронной аппаратуры. В настоя
щее время наиболее успешно эта задача решается с помощью создания инте
гральных микросхем (ИМС).
Интегральные микросхемы - это микроэлектронные полупроводниковые из
де.тmя, состоящие из активных элементов (транзисторов, дмодоо), !Пассивных
элементов (резисторов, конденсаторев, катушек индуктивности) и соединитель
ных проводников, которые изготовляются в едином технологическом процессе
в объеме и (llЛИ) .на поверхности материала оанования (подложки). Все эле
менты ИМС объединяюl'Ся в схему, ,герметиз·ирую'Dся и н~апользуются как ед,11ное
фуи11щиОtНалыное устрой~ство. По технологии 1Jз,готовления и конс11рукщш ИМС
подраз·деляются на полупроводник.овые, плено'tные и гибридные. В m6Р'идных ИМС
некоторые элементы (·д·роосели, трансфор:маторы, иногда транзисторы) :имеют
самостоятельное конс·труктиВ1Ное оформление и объединяются 1в ИМС в Б•Иде
навесных эле~ментов. По числу элементов различают: ИМС первой степени Иl!!те
граuми (до 1О элеменюв на Nристалле), второй (от 11 до 100 элементов),
'!lретьей (от Юl до ,IOQO элементов) и т. д.
По функциональному назначению ИN\С подразделяются на ;ща больших
класса: логи'tеские (или цифровые) п аналоговые (нлн линейно-импульсные).
Логические ИМС используются в электронных вычислительных машинах (ЭВМ),
устройствах дискретной обработки информацни, системах автоматики. Аналого
вые ИМС используются в различных уси.1нтельных, преобразовательных и ге
нераторных устройствах. Интегральная ~шкросхема может представлять собой
как простейшую ·(элементарную) схему, так и законченное э.1ектронное устрой
ство, например микропроцессор Э.НМ или всю электрическую схему электронно
го микрокальку.1ятора. Для радиолюбите.1ей напболее интересными могут ока
заться И1'>\С, обладающие большой функциональной избыточностью, позволяю
щие с помощью малого числа ·Внешних (навесных) элементов и соответствующей
коммутации выводов реализовать различные электронные устройства. К таким
JIMC относятся, например, операционные усилители (ОУ) с дифференциальным
(симметричным) входом. Одним из важнейших требований, пре;\ъявляемых к
любым усилителям, является большое (в пределе бесконечно большое) входное
сопротивление. Совершенно очевидно, что для этого на входе усилителя целе
сообразно использовать полевые транзисторы. Первоначально ОУ изготовляли
в виде rнбрндных ИМС, сочетая хорошо отработанную интегральную техноло
гию изготовления бипоJ!ярных структур с навесными бескорпусными полевыми
транзисторами на входе. В настоящее время применяется единая технология
61'
•Создания биполярных и МОП-структур в поверхностном слое монокристалла
(рис. 153). С помощью рис. 53 ·М<>жно наглядно убедиться, что .биполярные
структуры как элементы ИМС более сложны и поэтому требуют большего чнс
.ла последовательных операций при нх изготовлении. Кроме этого, биполярные
транзисторы как ко·мпоненты ИМС необходимо нзолировать от общей подлож
,ки. Это достигается с помощью обратно включенного р---п-перехода (как на
НОП- Ctr1JJIJKП11JPЫ
БП-структура
'Рис. 53. Фрагмент сечения ИМС с МОП- и БП-структурами
рис. 53) или с помощью специального изолирующего слоя двуокиси КР,е1._1ния.
Структуры МОП-транзисторов бол·ее просты и соответственно более технологич
ны; как компоненты ИМС они не требуют дополнительной изоляции: самоизоля
ция осуществляется собственным р-п-переходом канал - подложка. М!'!нималь
но достижимые геометрические размеры i\·10П-структуры значительно , меньше
размеров биполярной структуры, что позволя·ет повысить степень инт~грации
ИМс;. Повышению степени интеграции ИМС на МОП-структурах способствует
относительно малая мощность, потребляемая полевыми транзисторами. Сущест
венным является и то, что всю ИМС можно построить на основе одних. ]О.J,1.ЬКО
.МОП-транзисторов. Наиболее универсальными являются ИМС, содерЖfiЩИе
МОП-транзисторы с .разнотипными каналами, так называемые. ИМС с кq14пле
ментарными МОП-транзисторами (ИМС с КМ ОП-структурами). Фрагмен~,Jакой
•структуры показан на рис. 54. В каждой отдельной К1МОП-структуре ре,~лизу-
р-канал
п-канал
·щ~~-~==
..изс
)
~,/ ;<.
'
l
.'
/
р-!- р
l Si(n)
'п+ т
Рис. 54, Фрагмент сечения ИМС с ком
плементарными МОП-структурами
Рис. 55. Вольт-амперные характери
стики полевых транзисторов, ИС·
пользуемых в качестве не.пиней,НЬ!Х
резисторов
:ются два МОП-транзистора, которые могут исполь:юваться по своему ПР,51_/'f.ому
назначению как активные (усилительные) элементы. При этом дополнитель!'!ость
(комплементарность) транзисторов позволяет создавать на них относ1целрно
простые хорошо работающие электрические схемы различных устройст~·- ,. ·".
'62.
В качестве линейного электрически управляемого резистора могут исполь
э,оваться .каналы полевых 11ранзисrоров (см. стр. 50). В качес1'Ве обыrч!Ного ре
зистора может использоваться р-область дополняющего транзистора. Сопротив
ление этой области зависит от ее геометрии и степени легирования. В качест
ве нелинейных резисторов могут использоваться сами транзисторы. На рис. 55
И'Зображены вольт-амперные характеристики нелинейных сопротивлений для двух
.различных включений МОП-транзистора. Сплошной линией изображена об!>JЧ
ная стоковая характеристика lс=q;(Иси) при V 3и=const, штриховой лннией
зависимость lc=q;(UСИ) при U эи=И СИ (зависимость носит квадратичны.И.
характер).
В качестве полупроводниковых диодов можно использовать р-п-переходы
стока или истока в структуре дополняющего транзистора. Такие диоды оказы
ваются изолированными от остальных компонентов обратно смещенным р-п
r1ереходом между р-областью дополняющего транзистора и п-областью общей.
подложки (ом. рис. 54).
В качес11ве 1юнденсаторов с относительно не
большими ем·1юстями можно использовать обрат
но смещенные р-п-переходы стока или истока.
Следует заметить, что между отдельными
компонентами ИМС возникает множество пара
зитных взаимных связей. Кроме связей, обуслов
ленных обычными токами утечки, в ИМС взаимо
связь между элементами может осуществляться н
через некоторые паразитные структуры. При на
рушении режима работы эти паразитные структу
Рис. 56. Основные параэнтные
структуры в ИМС с К:МОП·
транзистора мн
ры могут повлиЯ'тЬ на работу отдельных элементов и ИМС в целом. ОснОВl!IЫ~
паразитные структуры, возникающие в ИМС с ·1юмплемента,рным·и транзисто
рами показаны на рис. 5'6.
Техио.~огия производства ИМС принципиально не отличается от планарной
технологии производства дискретных полупроводниковых приборов. Основны
ми технологическими процесса.ми являются: окисление (для создания на откры
тых участках криста.~ла защитных пленок Si02 ; фотолитография (для получе
ния соответствующих окон в окисных пленках); легирование кристалла через.
окна с помощью диффузии примеси или ионной имплантации (для создания·
микрообластей с различной электропроводностью); вакуумное напыление (в ос
новном алюминия для создания омических контактов, электрода затвора и со
единения элементов в электрическую схему).
При конструировании современных ИМС добиваются повышения плотно
сти элементов на поверхности кристалла и увеличения их быстродействия, что.
для,.ИМС на МОП-структурах достигается у.меньшением длины канала каждо
'ГО .транзистора и уменьшением паразитных (междуэлектродных) емкостей_ Эти
задачи успешно решаются с помощью дополнительного ионного легирования, по-·
зв9ляющего создавать МОП-транзисторы с самосовмещенным затвором, з.
также· с помощью получ·ения МОП-транзисторов с кремниевым затвором.
При изготовлении МОП-транзистора с самосов.мещенным затвором допол
ни'fе.Льная ионная имплантация ооответствующей примеси проводится после со
зда,ння металлической ·пластины затвора, что приводит к расширению областей
ИC'tOIOt"И стока ТОЧНО ·до гран~щ 'затвора (рис. 57,а). В данном случае перекрЫ-
\,
''·
1,
111
t!
,,
1
'1
~'
i 1:,1,
1'1
1
Ионм акцептора
Дигрr:рузuя акцептора
t
Ионноле2иро6анные
Si(n) ооласти
а)
6)
Рпс. 57. Структуры МОП-трэпзисторов с самосовмещенными затворами
тпе затвора~~ областей истока и ·стока оказыва,ется :111шима.1ь11ым, соответствен
но уменьшается и наиболее вредная паразитная емкость затвор - сток С12и.
При изготовлении МОП-транзистора с кремниевым затвором днффузия со
ответствующей примеси производится после создания поликремниевого электро
да затвора, нанесенного на тонкий окисный слой (рис. 57,6). Диффузией (в
данном с.1учае акцепторов) создают области истока и стока и легliруют поли·
кремний затвора . .В результате области стока и истока автоматически совмеща
ются с подзатворной областью. Дополнительным преимуществом данной техно
логии является уменьшение порогового напряжения до 0,5----J,O В. В системе
кремний ---- окисел - кремний происходит частичная взаимная компенсация кон
тактных напряженпй.
.
Для ос.1аб.1ення паразитных связей и уменьшения числа паразитных струк
тур в ИМС при.меняют диэл·ектрическую изоляцию компонентов. При создании
ИМС с диэлектрической изоляцией в каЧiестве исходного материала используют
кремний п-типа. Как показано на рис. 58,а, процесс изготовления начинается с
Транзисторные остро8ки
И3С
.И3С
.811
8)
Рис. 58. Этапы производства ИМС с ди>лектрической изоляцией компонентов
фотолитографии с последующим травлением кремниевой пластины для образо
вания «траfiзисторных островков•. Затем верхняя rрань пластины окисляется и
покрывается толстым слоем поликрнсталлического кремния. С помощью шли
фовки убирается кремний п-типа, кроме транзисторных островков, .расположен-
11ых: в слое окисла и поликристаллического кремния (рис. 68,6). На каждом из
днэлектрически изолированных островков с помощью обычной технологюt соз
дают высококачественные МОП-структуры с каналами обоего типа (рнс. 58,в).
При нзготонлении пленочной ИМС используется исходная пластина, состоя
щая из тонкого слоя кремния, осажденного на диэлектрической (сапфировой)
64
подложке. Осаждение кремния с сохранением его структуры оказывается воз
можным потому, что кристаллическая ,решетка. сапфира (окиси алюминия) почти
идентична решетке кремния (рис. 59,а). Стравливание и соответствующее леги-
@Тный "'" ''
('
~
·.·.
·. · ··сапф~р ·
·
·-7
''.·,·:::.
.-
.
ИЗС
113С
~)
·.·: :..·.
-.. : .~: ~:··· ·. ·. ·_·":
~
'" .. ·.·,·- ·....
·..
""\. -:. ...." .....·
а)
о)
Рис. 59. Фрагмент сечения исход.ной пластины (а) и пленочной И,'\.\С с КМОП·структурой (6)
рова~ние к·ремния в нестршвленных 11ранзисrорных ос11ров:ках осущесmляются на
всю толщину эпитаксиального слоя (рис. 59,6). После окисления и создания
электрода затвора и омических контактов с междуэлементнымн соедин·ениям11
получают пленочную ИМС с КМОП-структурами. Компоненты завершенных
пленочных ИМС похожи на дискретные идеальные МОП-транзисторы, закреп
ленные на изоляционной подложке.
ЛОГИЧЕСКИЕ(ЦИФРОВЫЕ)ЭЛЕМЕНТЫ
НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ В ИМС
Элемент НЕ выполняет простейшую логическую операцию инверсии
сигнала, т. е. является инвертором. Как известно, в вычислительной технике яс
пользуется двоичная снстема счисления. При этом высокому уровню положи
тельного или отрицательного напряжения сопоставляется .1огическая единИ'll.а
(«1»), а низкому уровню - логический нуль («0») (рис. 60,а). Логическая опе-
Li~ыx\
"о" .1"
'<
~
а}
б)
8)
г)
Рис. 60. ВременнЬrе диаграммы и схемы простейших инверторов
рация НЕ преобразует единицу в нуль, а нуль - в единицу. На рис. 60,6 при
ведена схема инвертора на МОП-транзнсторах с однотипными каналами. В этой
схеме транзистор V1 выполняет активную роль, являясь электронным ключом,
а транзистор V2 представляет собой всего лишь нелинейный резистор нагрузки.
Если на выход инвертора подается большое отрицательное напряжение (логи
ческая единица), то транзистор V 1 полностью открыва·ется, ·следовательно, на
пряжение источника в основном падает на нагрузочном элементе, а на выходе
выделяется низкий уровень напряжения, т. е. логический нуль. IПри поступлении
на вход инвертора низкого уровня напряжения ( 1Uвr. \<]Изи пор 1) тра!Нзис
тор VJ полностью закрыт, поэтому практически все напряжение источника пи-
65
i,
!i
1
"Тания передается на вход (рис. 60,в). На рис. ,60,г приведена, схема инверrора
на комплементарных МОЛ-транзисторах. В этой схем,е оба транзистора явля
tотся активными управляемыми элементами. При подаче на вход логической
-единицы - отрицательного напряжения, примерно равного -Ее, - транзистор
i'1 полностью открывается, в то время как транзи,стор V2 оказывается пол
ностью закрытым, так как И зи 2 =Ес-\Ивх(1) 1 :::::О, поэтому напряжение на вы
ходе равно нулю. При подаче на вход логического нуля, соответствующего ну
левому (или близкому к нему) напряжению, транзистор VJ полностью закрыва
ется, а транзистор V2, наоборот, полностью открывается, так как к ,его затво
ру относительно истока оказывается приложенным напряжение, примерно равное
U зи 2 :=:::Ес>О, которое для МОП-транзистора с ,каналом п-типа является 011пи
рающим. Соотв,етственно на выход поступает напряжение, примерно равное
-Ее, т. е. логическая единица.
Элемент И выполняет лоrическую функцию умножения в двоичной системе
счисления. Это озиа,чает, что на выходе такого устройства должна формировать
ся логическая единица только при одновременном поступлении на все его N
входов логических единиц. При воздейС"Гвии хотя бы на один из входов У'СТ
ройства логического нуля на его выходе должен неизменно формироваться ло·
rический нуль.
На рис. б!,а приведена простейшая схема двухвходового элемента И с
логической операцией НЕ, т. е. приведена логическая ,схема И -
fc
НЕ. Рассмотрим работу устройства. Тран
а)
ff)
-Рис. 61. Двухвходовые логические эле
менты И-НЕ:
а) иа МОП-траизисторах с однотипны
ми каналами; 6) на I<МОП-транзисто
рах
зистор V1 представляет собой нелинейную
нагрузку для последовательно включенных
транзисторов V2 и V3. При близком к ну
левому уровню входных напряжений, т. е.
при поступлении на входы устройства логи-
~ ческих Нулей, транзисторы V2 и V3 закры
""'
ты, поэтому на выход передастся высокий
(отрицательный) уровень напряжения
""-Ее, т. е. логическая единица. На выхо
де устройства будет сформирован низкий
уровень напряжения (логический нуль)
только в том случае, если на вход транзи
стора V2 и на вход транзистора V3 будут
поданы достаточно большие отрицательные
напряжения (логические единицы), откры
,вающие одновременно оба транзистора - V2 и V3. Очевидно, что для осущест
вления в чистом виде логической операции И схема, изображенная на рис. 61,а,
должна быть на выходе дополнена инвертором - дополнительным элементом НЕ
(схема рис. 60,б или е).
На рис. 61,6 приведена схема двухвходового логического элемента И- НЕ
на компл,ементарных МОП-транзисторах. Схема более сложна (это ее недоста
ток), но она более экономична в сравнении со схемой рис. 61,а, что является ее
достоинством, особенно ценным для ИМС с высокой плотностью рабочих эле
ментов. В этой схеме все транзисторы с каналами п-типа соединены парал
лельно VJ и V2, а с каналами р-типа последовательно V3 и V4. При воздейст
вни хотя бы на один нз входов устройства логического нуля, один из транзис
торов, V3 или V4, _будет обязательно закрыт и выход устройства через откры-
тый т:ранзистор v1 ~ИЛИ V2 соединен с источником -Ее. При одновременном
постуriЛении на все входы устройства достаточно больших отрицательных иа
п~rяжеlikй все транзисторы с каналами р-типа .будут открыты и выходной зажим
устройства через .малые сопротивления открытых транзисторов V3 и V4 соеди
няется с точкой нулевого потенциала, т. е. Uиых""О. Но все транзисторы с ·ка
налами п-типа будут закрыты (транзисторы V 1 и V2) 1 что обусловливает прак
тическое отсутствие тока в цепи источника, поэтому и выделяе:v~ая в ИМС теп
лов·ая мощность 1будет незначительной. В устройстве логического э.1емента И -
НЕ на МОП-транзисторах с однотипными каналами (рис. 61,а) в этом режиме
чер·ез открытые транзисторы V2 и V3 и транзистор Vl, выполняющий ро·ль· не
линейного резистора, течет значит·ельный ток и во всех транзисторах вьщеляет
ся тепловая мощнопь. Для получения логического эл.емента И ,схема (рис. 61,6)
на. выходе должна быть дополнена инвертирующей схемой, т. е. - допо.1нитель
ным элементом НЕ (рис. 60,6).
Элемент ИЛ И вырабатывает на ·выходе логлческую единицу при воздейст
вии хотя бы на один из его N входов логической единицы. На· рис. 62,а при-
Bxoi!t
BxoaZ
а)
о)
Рнс. 62. Двухвходовые ,1огнческие элементы
ИЛИ-НЕ:
а) на МОП-транзисторах с однотипными канала
ми; 6) иа I<МОП-транзисторах
Рис. 63. Схема триггера с раздель
ным запуска" иа МОП·транэисто
рах с однотипными каналами
ведена простейшая схема двухвходового элемента ИЛИ с присущей ему логи
ческой операцией НЕ, т. е. приведена догическая схема ИЛИ - НЕ. Рассмот
рим работу устройства. Транзистор V 1 представляет собой нелинейную нагруз
ку для двух, параллельно включенных рабочих транзисторов V2 и V3. При воз
действии на входы логических нулей, транзисторы V2 и V3 закрыты, поэтому
на :выход передается высокий (отрицательный) уровень - Ее, т. е. логическая
единица. При воздействии хотя бы на один из входов достаточно большого от
рицательного напряжения (логической единицы) соответствующий ра.бочий т,ран
ЭИ·стор V2 «ИЛИ» V3 откроется. В цепи источника потечет значительный ток, при
этом большая часть напряжения источника будет выделяться на нагрузке и
очень малая на открытом рабочем транзисторе, что соответствует поступлению
на выход логического нуля.
На рис. 62,6 приведена схема двухвходового .'!огического элеУiента ИЛИ -
НЕ на комплементарных МОП-транзнсторах. В этой схсые транзпсторы с ка
налами п-типа соединены посдедоват·ельно, а транзисторы с каналами р-типа -
параллельно. При поступлении на один из входов достаточно большого отрица-
67
J1'
1:
1'
i1
I,
:ii
1i
'1
тельного напряжения одии из параллельных транзисторов V3 или V4 будет от
крыт и выходной зажим окаж,ется соединенным с точкой нулевого потенциала,
т. е. на выход поступит логнческий нуль. Одновременно один из последовательно
включенных транзисторов, V 1 или V2, окажется непременно закрытым и произ
ведет ·блокировку цепи источника питания, поэтому данная схема в сравнении
со схемой рис. 62,а оказывается более экономичной, что очень важно для ИМС.
Для осуществления логи'Ческой операции ИЛИ схемы рис. 6!2,а 1! б на вы
ходе нужно дополнить схемой логического элемента НЕ '(см. рис. 60,в илп г).
Триггер является основным элементом с'Четчика и памяти цифравых ЭВМ.
Он представляет собой электронное устройство с двумя устойчивыми состояния
ми. Перевод триггера из одного устойчивого состояния в другое осуществляется
с помощью электрических сигналов управпения. Соответственно одному из со
стояннй ,можно сопоставить логическую единицу, другому - логический нуль.
На рис. 63 изображена простейшая схема триггера с раздельным запуском на
МОЛ-транзисторах. Транзисторы V2 и V4 представляют собой нелинейные на
г,рузки для рабочих транзисторов двух электронных ключей на транзнсторах
" \,'3 н Vб. Транзисторы V 1 н Vб используются для управления трнггером, пред
ставляющим собой два электронных ключа, охваченных взаимнымн обратными
связя'Ми. При включении триггер занимает о;~,но из двух возможных устойчи
аых состояний. Допустим, что V3 оказывается закрытым, тогда на его стоке
выделяется напряжение, пр·имерно равное -Ее, которое чер,ез цепь взаимной
связи открывает транзистор Vб. На стоке открытого транзистора Vб выделяет
ся малое напряжение, близкое к нулю, которое надежно закрывает транзнстор
VЗ. В таком состоянии триггер может пребывать сколь угодно долго, пока на
затвор транзистора VJ не '6удет подано (хотя бы кратковременно) достаточно
большое отрицательное напряж,ение. При этом транзистор V1 открывается, на
пряжение на его стоке падает примерно до нуля н транзистор VS эакрыва,ется.
После снятия управляющего напряжения триггер будет пребывать в этом со
стоянии до тех пор, пока не будет подано (хотя бы кратковременно) достаточ
но большое отрицательное напряжение на затвор транзистора, Vб, «перебрасы
вающее» триг;гер в исходное состояние.
Незначит,ельное усложнение схемы (см. рис. 63) позволяет поJJучить триг
гер со счетным запуском, в котором управ.1ение осуществляется импудьсами,
воздей,ствующими тодько на один из его входов. На базе схемы триггера мож
но создать мультивибратор - генератор прямоугольных импульсов, а также -
заторможенный мультивибратор - устройство, которое из основного ус!'ойчиво
го состояния с помощью управляющего импульса переводится на определ·енный
пром,ежуток временп в неустойчивое состояни·е, после чего самопроизвольно вос
станавливается исходное положение.
Рассмотренные в данно'М параграфе устройства являют·ся основными базо
выми элементами, с помощью ,которых :создаются следующие функциональные
элементы электронных цифровых вычислительных 'МаШИiН (ЭЦВIМ).
l. Счетчиюf (суммирующие, вычитающие, реверсивные) производят соот
ветсr1вующие операции с сиг;налами в виде кооечных последовательностей пря
моугольных импульсов. Реверсивные ~счетчики могут производить как сложение,
та.к .и вычитание импульсов в зависимости ,от знака сигналов (полярности им
пульсов).
2. Шифраторы и дешифраторы преобраз,уют цифровые коды входных чисел
в сигналы для выполнения лог;ичеоких операций, а также осуществляют обрат-
68
ное преобразование ,сигналов 1в код в виде, удобном ,для отображения на
ВЫХ{)Де.
3. Бесконтактные распределители сигналов производят ком1мутацию различ
ных электрических цепей согласно заданной 1Программе.
4. Регистры представляют собой у~стройства на 11ри1ггерах и логических эле
'Ментах, обладающи.е свойством принимать, хранить и по команде выдавать
числовые ~коды. На~юпительные ,регистры только принамают, запоминают и
выдают числовую анформацию, тогда 1как сдвигающие регистры позволяют
осуществлять сдниг записанных чисел вправо или влево, чт.о равносильно изме
нению поряДJка их величин.
Перечисленные функцианаль.ные элементы входят ·В .состав процессора -
ооновной (центра.11:тюй) чЭJсти ЭЦВМ, котарая пред.ставляет собой арифметИJКо
логическое у.стройст,во (АЛУ) и у.стройеnво управления (УУ). АЛУ обра.баты
вает закод1ированную цифровую информацию по зЭJданной программе, а УУ
осуществляет автоматическое уmравление вычислительным ·процеосом и взаимо
дейсmие всех устройств ЭЦВМ.
Современная И•нтегралыrая тюию;югия ~позволяет 1со,ца.вать микропроцессор
ЭЦВМ целиком в виде одной сверхболЬIШой интеl:'раштой мик;росхемы, основ
ными компонентами которой, как правило, яв.1яются МОП- н ~МОП-струк
туры.
ПРАВИЛА ОБРАЩЕНИЯ
С ПОЛЕВЫМИ ТРАВ3ИСТОРАМИ
При монтаже полевых транзисторов в ра,бочую схему следует иметь
в виду, что эти приборы чувствительны к м·еханическим, тепловым и электро
статическим воздействиям. Так, при изгибании электродных выводов, что раз
решается не б.1иже 3 мм от корпуса транзнстора, необходимо исключить пере
дачу усилий на стек.1янные изоляторы.
Температура пайки не должна превышать 2ЕЮ0 С, поэтому целесообразно ис
пользовать пая.%ник мощностью не более 60 Вт с напряжением питания 6----<12 В.
В качестве припоя рекомендуется припой марки ПОС-'61, ПОС Су 40-2 (ГОСТ
1499-70), в каqестве флюса - спиртовой раствор канифоли (6(}-90·% спирта,
40---110% канифоли). Время пайки не должно пр·евышать 3 с н осуществляться
не 'ближе 3 ,мм от корпуса. Для отвода Т·епла удобно применять пинцет с мед
ными губками. В момент пайки все выводы МДП-транзистора должны быть за
корочены. Вывод, сое;шненный с корпусом пол·евого транзистора, следует при
соединять в схему первым и отсоединять последним.
Допускается производить присоединение выводов транзисторов к элемен
там схемы погружением в расплавленный припой при соблюдении всех пере
численных выше мер предосторожности, а также сваркой. В последнем случае
необходимо, чтобы в процессе сварки температура в любой точке корпуса тран
зистора, включая точки контакта выводов со стеклом изолятора, не превышала
максимально допустимой для прибора.
Опасные значения электростатического потенциала для МДП-транзистора
составляют 50 В, а для транзистора с управляющим р-п-переходом - 250 В.
Поэтому при хранении выводы транзистора должны быть закороченными. При
монтажных: работах паяльник, пинцет, измерительные и другие вспомогательные
69
приборы должны быть электрически заземлены. Для оператора рекомендуется
использование хлопчато-бумажной одежды н заз·емляющего браслета.
После монтажа все места пайки и корпуса транзисторов необходимо тща
тельно промыть техническим спиртом.
3А:КЛЮЧЕНИЕ
В настоящее ~время электронная техника раз:вивается быстрыми тем
пами. На памяти одного поколения радиолюбителей электроника от ламп пере
шла •В основном к полупроводниковым приборам, а за'ГеМ и к интегралЫIЫМ~
миюросхемам. Дальнейшее ее .развитие ·обусловлено у1опехами в обла:сти функ
циональной ·микроэлектроники.
Однако здесь следует обратить внимание на то, что появление каждог0>
нового этапа в развитии электронной техники, как правило, не приводило к
полному отрицанию в.сего, что было уже юоздано. Так, например, электронные
лампы и полу.проводниковые приборы не следует .расоматривать в качестве
взаимно исключающих элементов. Скорее они дополняют друг ,д1руга, что поЗiВО
ляет при :конс11руировании. электронных устройств ма.кси.мально использовать.
их преи·мущества. В настоящее время электронные СВЧ прwборы, магнетроны.
клистроны, лампы бегущей и лампы обратной волны, электронно-лучевые при
бо1ры (трубки), элект,рометрические лампы, высоковольтные диоды, многие типы
газоразрядных IJ]риборов (наряду 1с обычными вакуум.ными диодами, триодами.
пентодами 'И т. п.) •находят достаточно широКО€ применение в различной аппа
ратуре, там где их замена на .полупроводниковые приборы оказывается иевоз
_..,.южной или нецелесообразной.
Аналогичная взаимосвязь установилась .между биполярными и полевыми
транзисто1рами. Появление полевых 'Dра.нзисторов, имеющих ряд неоспоримых
преимуIJЦеств перед биполярны1ми (например, ,высокое входное сопротивление з
схеме 'С ОИ), не привело 1к полному исчезновению последних, поскольку они
обладают :некоторыми недостат•ками. Помимо этого следует учесть, что каждый
из тип·ов электронных прИJборов имеет ·свои специфические особенности, которые
удачпо реа.'!нзуются в отдельных электронных устройствах. Например, биполяр
ный транзистор допуокает возможность .инверсного включения, при котором
его коллектор выполняет роль инверсного эмиттера, а эмиттер - инверсного
коллектора. Такое включение используют при создании электронных ключей,
ра<ботающих .в микрорежимах. Специально со~данный 1еи:11метричный биполяр
ный транзистор позволяет очень просто реализовать ряд специфических элек
тронных устройс11в. В ~свою очередь полевой транзистор может использоваться
как элект·ричеоки упра.вляемый резистор, что не имеет аналога среди дру!iиХ
электронных приборов. Комбинационные схемы ,(C;'v!. ·ри.с. 49) позволяют маюси
мально использовать преи.мущества обоих типов полу.проводниковых прибаров.
Следует заметить, что потенциальные воз.можности различного функц.ио
нального использования полупроводниковых приборов достаточно широки н в
настоящее время еще далеко не исчерпаны. Первоначально простейший полу
проводниковый прибор - диод применялся как прибор с односторонней про
води.мостью в выпрям•ителях, детекторах и формирующих устройствах. После
проведения соо11ветствующих конструктивных и технологических изменений его
стали использовать :в качестве ст&билитрона электрически упра1вляемой емкости.
От.крытие новых физических я,влений в полупроводниковых диодах (диод Ганна
70
81
1
и ла·винно"пролеmый диод) позволило создать на их основе выоокоэффектИIВiНые
генераторы н усилнтелн. СВЧ д:иапаоона.
Полевой транзистор с изоли•рованным затвором, у Iюторого интенонвная
~ш1рация ионов в изолирующем слое за11вора приводит к заметному изменению
положения стока-затворной ха<ра1Ктери•стнки, принципиально м.ожет функционн
ровать как элемент ячейки оперативной памяти в ЭВМ. На базе МДП-струк
ту.р возможно ~создание полупроводникового прибора с зарядовой связью
(ПЗС), в которых происходит на~копление неосновных носителей заряда под
электрода•ми МДП-структур (под электродами затворов) и осуществляется пе
ремещение (передача) этих носителей заряда от одного заряда к другому
посредством управляющих импульсов, воздейс11вующнх на за1'в.оры. К настоя
щему времени выявились три основных на+правл·ения исполыювання ПЗС: за
поминающие устройства, устройства преобразования изображения в электричес
юие сигналы; устройства обработки аналоговой информации.
Достижения в области интегральной м.И\Кроэлектроники повысили зна+чи
мость транзисторов, в особенности транзисторов с изолированным затвором.
Большинство современных интегральных микросхем строятся на основе иоооль
.зования МДП- или КМОП•структу•р. Вместе с тем интегральная микроэлектро
ннка не снижает роли дискре11ных полупроводн1ыювых nрибо+ров при создании
-современной РЭА. К. ним прежде всего 011нося1'ся .мощные полупроводниковые
приборы, .работающие в выходных у1стройствах. Они )"Силивают или генерируют
-сигналы большой мощности, что .сопровождается выделением большой тепловой
мощности. Такие при.боры .нуждаются в специальном теплоо'!'воде, который осу
ществляется •с помощью хорошего контакта прибора с металлнческиrми деталями
.арматуры или специальными радиато,рами. Дискретные приборы нужны для
экспериментальных и·сследований. Большинство принципиально ·новых схем пер
воначально отрабатывают .на схемах, собранных на дискре'I'НЫХ элементах, на
которых обна1руживают, исследуют и проверяют возможности использования
-специфкческих, присущих только данному прибору, ·свойств. Дискретные полу
проводниковые приборы имели и ~будут ·иметь важное значение при создании
оригяиальных радиолюбительских конс'I'рукций. Кроме того, ИМС могут в част
ном •случае представлять не более чем обычную инте11рацию тех же самых
дисюретных элементов, функционирующих в ооставе ИМС. Поэтому знание
устройства, принципа действия, основных характеристик, параметров, возм<Jж
ностей, преи.муществ и недостат.1юв этих элементов необходимо для правильного
nонимания работы ИМС в целом.
Дальнейшее +совершеНJС~вование полевых транзисторов развивае'ГСЯ в сле
дующих направлениях: увеличение быстродействия, уменьшение размеров и
nо11ребляемой мощности, применение ~новых технологичеоких приемов в изго
товлении МОП- и КМОП,структур ИМС, увели.чение граничной частоты (быст
родей•ствия) и мощности, уменьшение +собс11венных шумов и влияния дестаби
лнзирующих фа1кторов при.боров дискретного действия, уменьшение разброса и
у,величеиие стабильности В<:еХ параметров полевых транзисторов, создание но
вых конструктивных разновидностей с +использованием как 1'ремния, так и дру
гих полупроводниковых материалов, принципиально новых при.боров на основе
использова:иия ~свойств и эффектов, присущих полевым транзисторам.
Развитие м.и.кроэлектронИ!КН и.дет в напра,вленни разработки та:ких элект~рон
ных устройств, в которых необходимая функция yc11poйcrna реализуется без
применения комбинации обычных электротехнических и электронных базовых эле-
71
1i
'1
i,\
1
ментов. Это направление получило название функциональной электроники. При
создании функциональных устройств учитываются не только электрические про
цессы в твердом теле, но и процессы, сопровождающиеся механическими, тепловы
ми, излучательными (в том числе световыми) и магнитными явлениями, а также
электрохимическими процессам.я. Соответс11ве1шо функциональная электроника
включает в себя разде.пы: акусто-, крио-, опто-, магнитоэлектроники, хемотро
никиит.д.
Функциональная элекТ1рони.ка наряду с физико-хwмичеокими принципами и
методами широко и'lmользует принципы и методы биоэлектроюrки - одного из
направлений бионики. Э11о юшравление решает задачи микроэлектрооики на
основе анализа структуры и функционярования живых организмов. Биоэ.1ектро
ника ·Охватывает проблемы .изучения нервной ,си~темы человека и животных,
способы моделирования нервных клеток и различных систем жизнедеятельности
организма, с целью использования этих моделей для дальнейшего совершен
с-rвования электронной ~вычислительной тех·ники, техники связ:и, ус'!'ройств авто
матики и телемеханики.
8
"
11:..: . ~
Параметры полевых транзисторов
Тип
КП!ОIГ
КП!О!Д
KПIOIE
КП102Е
КП102Ж
КП!О2И
КП102К
КП!О2Л
КП!О3Е
КП103Ж
КП103И
КП103К
КП!ОЗЛ
КП103М
КПС104А
КПС104Б
КПС104В
КПС104Г
КЛС104Д
КПС!О4Е
КП201Е
КП201Ж
КП201И
КП201К
КП201Л
КПС202А
КПС200Б
КПС20i2В
кпс202:г
КП202Д
КП202Е
к
к
ПЗОIБ
П301В
КПЗОIГ
П302А
КПЗО2Б
к
к
к
П302В
ПЗО2Г
П303А
ПЗОЗБ
П303В
П30ЗГ
к
к
к
к
к
к
пзозд
.К
к.
ПЗОЗЕ
П3ОЗЖ
пзози
1 снач• мА,
при Изи=О
1) ~1.2
~о.9
~о.6
2) 0,18-0,55
0,4-1,0
0,7-1,8
1,3-3,0
2,4-6,0
2)0,3-0,7
0,55-1,2
1,0-2,1
1,7-3,8
3,0-6,6
5,4-12
2)0,1-О,8
0,1-О,8
0,35-1,5
1,1-3,0
1,1-3,О
0,35-3,О
2) 0,3-0,65
0,55-1,2
1,0-2,1
1,7-3,8
3,0-6,О
2)-
0,25-1,5
0,35-1,5
1,1-3,0
О,5-1,5
1,1-3,0
3) :;;;;;о, 5. 10--3
:;;;;;о,5.10- 3
:;;;;;0,5· l0-- 3
2) 3,О-24
18-43
33:;;;;;
15-65
2) 0,5-2 ,5
О,5-2,5
J,5-5,0
3,О-12
3,О-9,0
5,0-20
0,3-3,0
1,5-5,О
S, мА/В
при Изи=О
или:Iс-8,9, 10
1) ;:;;.0 .15
;:;;.о,3
;:;;.о.4
2) О,25-О,7
О,3-0,9
0,35- 1,0
0,45-1,2
О,55- 1,3
2)0,4-1,8
0,7-2,1
0,8-2,6
1,4-3,5
1,8-3,8
2,0- 4,4
2) ~1.1
~1.1
~1.1
~2.4
~2.4
~1.6
2) ~1.0
~1.3
~2.О
~2,5
~3,5
2)-
0,5
0,65
1,0
0,65
1,0
8) 1,0-2,6
2,0-3,0
0,5-1,5
2)5-12,5
4-14,0
-
7-14,5
2) 1 ,0-4,О
1,0-4,О
2,0-5,О
3,0-7,0
2,6:;;;;;
4,0:;;;;;
1,0-4,О
2,0-6,О
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
/Изиотсl, 1 Rио• кОм, (Ом) Кш, дБ
( 1Изи8пор1)' /
при
( Еш, мВ/l/ГЦ}
Иси=о,2 в
6) :;;;;;4
-
:;;;;; 4
:;;;;;5
~ 3,3
:;;;;; 7
:;;;;;6
-
-
6) :;;;;;2 ,8
~3.о
-
:;;;;;4,0
:;;;;; 3,0
-
:;;;;;5,5
:;;;;; 2,0
-
:;;;;;7,5
<2,0
-
:;;;;;10,0
~ 1,5
-
6)0,4-1,5 0,55-2,5
:;;;;;3
0,5 -2,2 0,42-1,4
:;;;;; 3
0,8- 3,0 0,39-1,25
:;;;;; 3
1,4-4,О 0,285- 0,7
:;;;;; 3
2,0- 6,0 0,265- 0,55
:;;;;; 3
2,8-7,0 0,23-0,5
:;;;;; 3
G) О,2-1,О
-
(:;;;;; 0,4)
0,2-1,0
-
(:;;;;; 1 ,О)
0,4-2,О
-
(:;;;;; 5,0)
1,О-3,О
-
(,;;;;; 1,0)
1,0-3,О
~ 1,0
(:;;;;; 5,0}
0,4-2,О
-
-
6) ~1.0
-
:;;;;; 3
~1.2
-
:;;;;;3
~2,0
-
:;;;;; 3
~3.о
-
:;;;;; 3
~4,0
~о.55
:;;;;; 3
о)-
-
-
0,2- 2,0
-
-
О,4-2,О
-
-
1,0-3,0
~ 1,0
-
0,4-2,0
-
-
1,О-3,О
;;;::; 1,0
-
6) (2, 7-5,4)
~ 1,0
:;;;;; 9,5
(2,7-5,4)
-
:;;;;; 9,5
(2,7-5,4)
-
:;;;;; 9,5
6) !,О-5,0
-
,;;;;;О,93
2,5-7,0 (5-150)
-
3,0- 10,0 (34-100)
-
2,0- 7,0 (29-150)
-
~) 0,5- 3,0
-
(:;;;;; 30)
0,5-3,О
-
(:;;;;; 20)
1,О-4,О
-
(:;;;;; 20)
:;;;;; 8,0
-
-
:;;;;;8,о
-
:;;;;; 4
:;;;;; 8,0
(~ 250)
:;;;;;4
О,3-3,0
-
(:;;;;; 100)
0,5-2,О
-
(:о;; 100~
73
'1
11
11
Окончание прилож_ 1
lIснач• мА, 1 S, мА/В \Uзипорl • Rно. кОм, (Ом} Кш, дБ
тип
при Изи=О
(1 Изи пор/),
при
( Еш, мв;yfli)
I при и3 и~о lи.1и /с-8,9, 10)
в
Иси=о.2 в
КПЗО5д 2) ~ 1
8) 5,2- 10,5 6) ~6
(:::::J 190)
..:;; 7,5
КП305Е
~1
4,О-8,О ~6
-
~7,5
КПЗО5Ж
~1
5,2-10,5 ~6
-
~6,5
КПЗО5И
-
4,О-10,5 ~6
-
..:;; 6,5
КПЗо7А 2) 3,О-9,О 2) 4,0- 9,0 6 ) О,5-3,О
-
(~20)
КПЗО7Б
5,0-15
5,0- 10,0 1,0-5,О
-
(~ 2,5)
КПЗО7В
5,0-15
5,О-10,0 1,0-5,О
-
~6
КП307Г
8,0-24
6,О-12,0 I,5-6,0
-
(< 2,5)
КП307д
8,0-24
6,0- 12,О 1,5-6,0
-
,,.;;;;; 6
КП307Е
1,5-5,О 3,О-8,О О,5- 2,5
-
(,,.;;;;; 20)
1\П307Ж
3,0-25
4,{),,.;;;;;
>7,0
-
-
1\ПЗО8А 2) О,4-1,0 2) 1,О-4,О 0)0,2-1,2
-
(,,.;;;;; 20)
КП308Б
0,8-1,6 1,О-4,О 0,3-1,8
-
(,,.;;;;; 20)
кпзоsв
1,4-3,О 2,0 - 6,5 0,4-2,4
-
(:о;; 20)
кпзоsг
-
-
1,0-6,0 (230- 250)
-
КП308д
-
-
1,0-3,О (,,.;;;;; 500)
-
КПЗ12А
З) 8,0 - 25,0 3) 4,О-5,8 6) 2,5- 8,0 (:::::J 250)
~4
кпз112Б
1,5-7,0 2,0-5,О 0,8-6,О
~6
КП350А
3)~3,5
2),9)-
7)-
(;:;:;: 180)
,,.;;;;; 6
КЛЗ50Б
,,.;;;;; 6,0
S 1 ,,.;;;;; 10,О 0,7-6,0
-
,,.;;;;6
кп3·5ов
,,.;;;;; 6,0
8 2 =0,6-0,85 0,5
-
,,.;;;;8
КП901А
4 ) 15,0-200 lO) 50,0-160
-
-
-
КП901Б
15,О - 200 60,0-170
-
(:::::J 17)
-
КП903А 2 ) 120-700 2) 85-140
6) 5,0-12,0 3,0- 9,8
(:о;; 5)
КП903Б
60-480 50,0-130 1,0-6,5 2,0-21,0
(,,.;;;;; 5)
КП903В
90-600 60,О-140 1,0-10,0 2,0-10,О
(,,.;;;;; 5)
Пр им е ч а н и е_ Цифрами со скобками отмечены с.1едующие режимы изме
рений: 1 ) при !И си/=5 В; 2) при !Исиl=IО В; 3 ) при !Иси /=15 В;•) при
lИси1=20В; 5> при /с=1мкА; 6) 1nри lc=10 мкА; 71 при /с=100мкА; 6J прн
/с=5 мА; 9J при lc=IO мА; 10 J при lc=0,5 А_
1
1
Прцлож.енuf! 2. Внешнее О!рормление, ра.споло1Кенце /J. оооз11аченu~ 3Лtt(mpaa
Hb/J: Bь1BotJof} пилеflь1х тра11эисторо6.
75
мА
в
6
4
2
76
о
о 0,5
Прuложекие 3. Основные статические характеристики
полевых транзисторов
2J4Uси,8О
-4
-б
мА
1,5
Ic
кп102и /
~-
/',7
-
//v
///
////
0,5
.....
-12
-16
U3и=08
0,5
1,0
1,5
2
3
-20
1
1
234в
о
-4
-8
-12
-16
-20
нА lc
КП103К Uэи=ОВ
/
0,58
7
2
'/
18
v
1,5 8
28
1,52в
о
-4
-8
-12
-16
-20
lc КП10J
U;и=О
lc
МА
>----- КПС104Г;IJ. Vзи =О В
1 /'1
7.~
Л-'--
ЕЖи/(
/
1
1
1
-о,5
/-
!
1
-1
1,б
1.2
0,8
-
Uзи
в
./
./
./
"
~
\-----
7~\\\
/
-2
'- -1,5 -
0,4
'
Uси
о-4
-8
-12
-16
8-2
-1оо4в1216208
1
'
~,
Проаолжени.е '1риложения J
НА
4
3
2
о
lc кп 201
~~ Uсн=-1ов
-
\л
\
~'
и~
1\.
.. ._
r-. . .. .11;~
мА
4
J
2
r,
/
~
(
//
vj/
1
2во
-4
КП30f6 Ic
1
и,"=- гов
'
-10
\"i,-5
'\ :\';
~
'\
'
~
КП201Л /
-8
-12
Uзи=ОВ
НА \lc КПС202А,-Б
о,5
~- Uсн=10В
0,4
0,3
1
1,5
0,f
2 Uсн
-16
-20во
11д
0,5
0,4
О}
0,2
Ic
"-
(1
1(
1
\
\
'1\.
i
"
1
.......
Uзи.
-О,4 -о,в 8
,_
UJи=OB
КПС202А,-5
- 0,2
- 0,4
~
0,1
'/
; ·08 f--- -0,б ~
Uзиl
"
'
',
"
'\]
Uси
в -10
-5оо-5
-10
-15
-20
8
о48121620в
Uзи=ОВ нА Ic
6
-1
rfj~i;:::;===-4=-4=F=j о
IL.-- +- - -+- -+- ....;;5 Uсн
2/
,8 //
·v
КПЗОJА,-5
U311 °08
v-
1
--.
-0,2~
-
- 0,4
.-
Иен
в-4
-2
оо
5
10
15
8о
4
в
f2в
Ic ~-10>IZ КП304 '--- -
КП30S S,мА/в lс,Нд КПJ05
1/
15 Vcи=IOB
1 ,,. ...
1
!//
Uзи=·7,5В
10
/
'l
7
-5
-
~
"
fO
J
5
1/
....
'
J
- 2,5 Иен
'
__,/ Uзи
-5
ОО-5
-fO -15
-20
8-1-~511wf8-fО+fВ
77
0KOHЧdHUe npU.ЛOЖ6HUfl J
U314 =28
12
10
1,5
5
4
0,5
2
о Uси
о
2
4
6
'
1Q
8-1о
о
НА lc
Uзи =08
Ic
КПЗ1J
U311 =0,88
1
J..-"'
g
Г1 ~ КП312А
1
-f
1
-2
1
-3
v
Uсн
6
3
/
}7
о,+
/v
i
о
/,?i:
1
-0 ,4
•"""
-о8 Uси
о
5
fO
15
в-о,во
о24б810в
нА
16
12
8
4
lc Uз2и=68
--
/'
КП350
1
'/
1
Uэ1и""О
.....
1
о
5
10
+-2
АIc
1 .,,,.
1
11
+f
'
'/'.
о
Uси v
во
А
нА Ic
2001---+---.__.--т-_о,4
Ic
,3
4 О,'
1/
11/
1
1
оАlc КП901
41---+-~---'l--'-'=-'----'-"'--i
кп зsо
1
- 0,2
1
U31И=-О,48
9
6
1
1
Uси
]
Uсн
5
10
во
20
40
60
в
АIc
25
кп 903
J Uзи ='!!__
1
1
8
15
v
!
-f
1
,,,.-
i
1
1
-2
~·
v-
-3
10
.,, .
-
+- -4
-
1
-5
Uзи=SВ
/
1
"6 Uси
1
О Иен
Uси
~±::!::::±=I:±::r:::::t:....i_J
о1020за40во1020зо40ва2u4060вов
78
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
Петухов В. М., Талыгин 8. И., Хрулев А. К. Транзисторы полевые.
-
М.: Со-
ветское радио, 1978.
-
144 с.
Игумнов Д. В., Громов И. С. Эксплуатационные параметры и особенности при
мене1шя полевых транзисторов. - М.: Радио и связь, 1981.
-
160 с.
Ричман П. Физические основы полевых транзисторов с изо;шрованным затво
ром: Пер. с англ. - М.: Энергия, 1971.
-
142 с.
Милехин А. Г. Радиотехнические схемы на полевых транзисторах. - М.: Энер
гия, 1976.
-
144 с.
Игнатов А. Н. Полевые транзисторы и их применение в технике связи. - М.:
Связь, 1979.
-
192 с.
Усилители с полевы:.1н транзисторами/Под ред. Степаненко И. П. - М.: Совет
ское радио, 1980.
-
192 с.
Справочник по по.~уп,роводниковым диодам, транзисторам и интегральным схе
мам/Под ред. Горюнова Н. Н. - М.: Энергия, 1976.
-
744 с.
Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник/Под ред. Пе
рельмана Б. Л. - М.: Радио и связь, 1981.
-
656 с.
Мелен Р" Гарланд Г. Интегральные микросхемы с I\МОП-структурамя: Пер. с
англ. - М.: Энергия, 1979.
-
160 с.
Магден И. Н., Сухарев Ю. Г. Новые полупроводниковые приборы. - М.: Зна-
ние, '1975 .
-
64 с.
Бочаров Л. Н. Э"1ектронные приборы. - М.: Энергия, 1979.
-
368 с.
Бочаров Л. Н. Полевые транзисторы. - М.: Энергия, 1976.
-
80 с.
Бочаров Л. Н" Жебряков С. К., Колесников И. Ф. Расчет электронных уст
ройств на транзисторах. - М.: Энергия, 1978.
-
208 с.
Харченко В. М. Ос.новы электроники. - Л'l.: Энергия, 1982. -
3'52 с.
1
11
1
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие
Краткие .сведения ·ИЗ физики полупроводников
Контактные явления в полу1Провод1никах .
Полевой транзистор с управляющим р-п-переходом
МДП-транз·исторы .
Частотные, тем1пературные 1и шумовые характсристнки и .параметры по-
левых транзисторов
Способы включения и система У"Параметров поленых транзисторов
Промышленные образцы по:~евых 11ранзисторов .
Полевой транзистор как переменный, электрн·чеоки упранляемый резистор
Усилительные схемы на 110.1евых транзисторах
Преобразовате.~и частоты, автогенераторы и амплиту;щые дстс.кторы на
Стр.
3
4
9
18
29
39
44
46
50
52
полевых тра•пзистора х
58
Полевые транзисторы н .интегральных ~шкросхемах
61
Логические (uифров1,1е) э.·1е11снты на по.~свых трапзпсторах в И.\lС
G5
Правила обращения с по.~евыми транзисторами
69
За1ключение
70
Прилож€ние ·! . Параметры .по.1евых транзисторов
73
Приложенне 2. В~пешнсе офо;Jмление, расположение и обозначснпя элек·
тродных выводов по.~свых трапзнсторов
75
Приложешrе 3. Основные статические характеристики полевых транзи-
сто ров
Список ли<ераrуры
76
79