/
Author: Колпаков А.И.
Tags: физика электроника электротехника сборник статей
ISBN: 5-88407-105-1
Year: 2000
Text
А.И. Колпаков
С/ТЛЛО'ЪОЙ,
ЭлисиА ОнЛ/исЛЛ,
Санкт-Петербург
2000
Андрей Ильич Колпаков
В лабиринте силовой электроники (сборник статей) - СПб:
"Издательство Буковского", 2000. - 96 с.: ил.
ISBN 5-88407-105-1
В сборнике "В лабиринте силовой электроники" рассмотрены
пути решения проблем, возникающих при создании силовых элект-
ронных устройств, преобразователей постоянного и переменного
тока на транзисторах MOSFET и IGBT. Особое значение автор при-
дает предварительному компьютерному анализу тепловых режи-
мов работы транзисторов, без которых невозможно обеспечить
надежность работы схемы при заданных значениях тока, напряже-
ния, частоты, температуры окружающей среды.
ISBN 5-88407-105-1
© А.И. Колпаков
© Компьютерный дизайн и верстка
И.Н. Абдулина, Н.Г. Абдулин
Статьи, предлагаемого читателям сборника, объединяет
общая тема. Все они посвящены особенностям применения
компонентов силовой электроники - наиболее динамично
развивающейся области электронной техники. Значительные
успехи силовой электроники и интерес, проявляемый к ней,
объясняются, в первую очередь, появлением на рынке новых,
уникальных элементов ~ транзисторов MOSFETи IGBT.
Книг по применению этих элементов на русском языке
практически нет. Фирмы-производители предлагают разра-
ботчикам технические характеристики. Как правило, они вы-
полнены на высоком у ровне,, и информации, содержащейся
в них, вполне достаточно для опытных пользователей. Одна-
ко, несмотря на кажущуюся простоту схемотехнических ре-
шений, существует масса проблем, тонкостей, "подводных
камней", которые поджидают как начинающих и, так и опыт-
ных разработчиков на каждом шагу. Более чем Ю-летний опыт
работы с компонентами ведущих фирм мира позволил автору
решить ряд вопросов, связанных с их практическим приме-
нением. Стремление поделиться результатами этой работы
воплотилось в серии статей, вошедших в эту книгу
Андрей Колпаков
В книге рассмотрены пути решения проблем, возникаю-
щих при создании силовых электронных устройств, преобра-
зователей постоянного и переменного тока на транзисторах
MOSFET и IGBT. Особое значение автор придает предвари-
тельному компьютерному анализу тепловых режимов рабо-
ты транзисторов, без которых невозможно обеспечить надеж-
ность работы схемы при заданных значениях тока,
напряжения, частоты, температуры окружающей среды.
Автором впервые были разработаны математические
макромодели ряда транзисторов и схем управления -драй-
веров. Эти модели, а также оригинальные методики расчета
были использованы при разработке ряда силовых конвер-
торов.
Автор имеет большой практический опыт разработки
современных преобразователей, поэтому его рекомендации
позволяют специалистам сэкономить время, силы и средства
при создании силовых устройств.
Книга является обобщением ряда статей, опубликован-
ных автором ранее в различных журналах, и будет полезна
всем, кто хочет понять и использовать широчайшие возмож-
ности современной элементной базы.
К.т.н. Р.П. Воскобойников
К.т.н. Л.Д. Журавлев
анне
Моделирование MOSFET и IGBT транзисторов
с помощью SPICE............................................5
Введение...............................................5
MOSFET.................................................5
IGBT...................................................9
Обеспечение защиты от перегрузки
в MOSFET драйверах........................................14
Введение..............................................14
Режимы короткого замыкания............................14
Включение транзистора при коротком замыкании
в цепи нагрузки.......................................15
Короткое замыкание нагрузки у включенного транзистора.16
Применение драйверов IR для защиты от КЗ..............17
Драйвер одиночного транзистора........................18
Драйвер трехфазного моста.............................20
Схемотехнические способы борьбы с защелкиванием
в каскадах с IGBT транзисторами...........................23
Введение..............................................23
Причины защелкивания .................................24
Методы исключения защелки.............................26
Автоматизация теплового расчета оконечных каскадов
на IGBT транзисторах......................................32
Введение..............................................32
Тепловая модель.......................................32
Методика расчета......................................36
IGBT или MOSFET? Практика выбора..........................41
Общие положения.......................................41
Потери проводимости..................................41
Потери переключения...................................45
Практические рекомендации............................48
Однотактная схема.....................................51
Понижающий DC-DC конвертор (чоппер)...................52
Полумостовая схема с индуктивной нагрузкой............54
О производителях......................................56
IGBT транзисторы в системе электронного зажигания.........58
Введение..............................................58
IGBT транзистор.......................................59
Описание схемы.........:..............................60
Электролитические конденсаторы.
Особенности применения....................................67
Особенности конструкции.............................. 67
Потери в ЭК...........................................68
Тепловой расчет.......................................69
Ток утечки............................................70
Срок службы и надежность..............................70
Электрическая модель электролитического конденсатора..72
Тепловая модель электролитического конденсатора.......72
Параллельное и последовательное соединение ЭК.........73
Причины отказов ЭК....................................77
Выбор и расчет ЭК.....................................78
Среднеквадратичное значение тока пульсаций IRMS.......78
Двухполупериодный выпрямитель ........................80
Фильтр импульсного источника питания..................86
Силовые привода. Компоненты для выходных каскадов.. 89
елн ание SFE f Тт анзисто
с щ 5 ICE
Введение
Симулятор аналоговых схем SPICE (Simulation Program with
Integrated Circuit Emphasis) был разработан в начале 70-х
годов в Калифорнийском университете. Программа стала
мировым стандартом в области моделирования аналоговых
электронных устройств. Принятые в ней принципы описания
математических моделей используется многими аналогичны-
ми программами (например Micro-Cap V), а формат входного
языка SPICE поддерживается большинством пакетов САПР
(OrCad, PCAD, ACCEL EDA, TangoPRO и др.).
Первая коммерческая версия программы Р5ркедля IBM,
в которую был внесен ряд улучшений и дополнений, была
создана в1984г. корпорацией MicroSim и с тех пор это наибо-
лее популярная программа для анализа аналоговых и цифро-
аналоговых устройств.
Одним из важнейших применений данной программы
является анализ мощных импульсных схем, которые приоб-
ретают все большее распространение с появлением силовых
MOSFET и IGBT транзисторов. Импульсные источники пита-
ния, силовые инверторы и конверторы, силовые привода -
это устройства, для обеспечения надежности которых необ-
ходим тщательный анализ режимов работы. Такой анализ
возможен только с помощью компьютерного моделирования,
точность расчета которого определяется достоверностью
математических моделей входящих элементов.
MOSFET
Стандартные SPICE-модели MOSFET изначально были раз-
работаны для полевых транзисторов малой мощности. По
ряду параметров они оказались непригодны для анализа
мощных МОП ПТ с вертикальной структурой. Главным недо-
статком встроенных моделей является недостоверная аппрок-
симация зависимости паразитных емкостей (и заряда затво-
ра) от напряжения сток-исток. Для того чтобы схемы,
использующие мощные MOSFET транзисторы, можно было
моделировать на PSpice, фирма International Rectifier пред-
ложила ряд модификаций, приближающих характеристики
моделей к параметрам реальных транзисторов. Впервые усо-
вершенствованную модель вертикального полевого транзи-
стора предложил S. Malouyans1.
5
А.И. Колпаков
Основными параметрами, определяющими поведение
мощного MOSFET транзистора при переключении, является
емкость сток-затвор (емкость Миллера) и характеристики
внутреннего (body) диода, особенно время его обратного
восстановления trr. При использовании транзисторов, внут-
ренний диод которых имеет большое значение trr, в мосто-
вых схемах, приходится исключать его с помощью двух
внешних быстрых диодов. MOSFET транзисторы третьего
поколения фирмы International Rectifier имеют малое время
обратного восстановления диода, что позволяет использовать
эти транзисторы в полумостовых и мостовых схемах без
подключения внешних быстрых диодов.
Рис.2 Uds.U
6
Моделирование MOSFET и IGBT транзисторов с помощью SPICE
Для расчета также важное значение имеют паразитные
параметры корпуса, в частности индуктивность истока (Is на
оис.1), которая во многом определяет максимальную скорость
переключения.
S. Malouyans в своей модели (рис.1) постарался учесть
нелинейную зависимость емкости Миллера от напряжения
сток-исток и паразитные индуктивности. Емкость сток-затвор
в ней представлена в виде масштабного конденсатора Сх,
последовательно соединенного с источником напряжения Е1,
управляемым напряжением сток-исток и имеющем полино-
миальную зависимость высокого порядка. Комбинация Сх и
Е1 эмулирует поведение емкости Cgd в реальном приборе.
Такая модель позволяет, производить расчеты с достаточно
высокой степенью приближения, однако точность аппрокси-
мации емкости оставляет желать лучшего. Крометого расчет
коэффициентов полинома для каждого транзистора также
представляет известные трудности. На рис.2 приведены для
сравнения реальный (сплошной) и расчетный (пунктирный)
графики зависимости емкости сток - затвор от напряжения
для транзистора IRF730.
В1997 г. фирма International Rectifier приступила к выпуску
полевых транзисторов 5 поколения, в которых за счет совер-
шенствования технологии основные параметры in trf в том
числе) улучшены на 30-50%. Для учета этих особенностей и
для повышения точности моделирования фирмой предложе-
на новая модель, учитывающая все основные особенности
транзисторов. Схема модели приведена на рис.З.
7
А.И. Колпаков
Стандартная модель М1 Шихмана-Ходжеса2, включенная
в схему, имеет нулевые емкости, зависящие от напряжения:
CBD (подложка-сток), CBS (подложка-исток), CGBO (затвор
- подложка). Поведение при обратном восстановлении обес-
печивается диодом D1, а нелинейная зависимости емкости
сток - затвор формируется специальной подсхемой, также
приведенной на рис.З. Для точного воспроизведения эффекта
Миллера между затвором и стоком включены источники тока
FI1 и FI2, управляемые током независимых источников VF12 и
VF11. Эти источники имеют нулевое напряжение и использу-
ются, как датчики тока. Входным напряжением EV16 для
подсхемы является напряжение сток - затвор.
Для оценки предлагаемой модели мы воспользовались
графиком зависимости полного заряда затвора от
Рис.5
8
А.И. Колпаков
напряжением 1700В. При этом напряжение насыщения не пре-
вышает 2-ЗВ в рабочих режимах. Основным недостатком IGBT
транзисторов пока остаются высокие динамические потери,
что снижает допустимый ток коллектора на частотах выше
ЮкГц. Объясняется это наличием так называемого "хвоста" -
остаточного тока базы биполярного транзистора после зак-
рывания полевого. Поскольку база PNP недоступна, невоз-
можно его активное запирание.
Параметры IGBT транзисторов в основном определяются
именно характеристиками "полевой части". Скорость вклю-
чения и выключения, заряд затвора, динамические емкости
и входные токи - это свойства входного MOSFET транзисто-
ра. "Биполярная часть" IGBT влияет, в основном, на напряже-
ние насыщения и скорость нарастания и спада выходного
тока.
Рисунок символа IGBT, схема макромодели (обведено
пунктиром) и тестовая схема для испытаний приведена на
рис.6.
Методику разработки математической модели IGBT рас-
смотрим на примере транзистора IRGPC40F фирмы
International Rectifier (IR). Напряжение питания 480В - это
напряжение коллектора, при котором нормируются характе-
ристики транзистора. Резистор нагрузки R=17Om устанавли-
вает нормированный ток коллектора, равный 27А.
RH
Рис.6
10
Моделиро ание MOSFET и IGBT гран исторов с помощью SPICE
1. Из библиотеки моделей MOSFET транзисторов фирмы
IR выбирается транзистор, характеристики заряда затвора
которого наиболее точно соответствуют аналогичным харак-
теристикам IGBT. Таким транзистором является проверенный
нами в предыдущем разделе IRF640. На рис.5, приведена
реальная и промоделированная зависимость заряда затвора
от напряжения на затворе.
2. В описании модели IRF640 необходимо исключить
диод D1.
3. Большинство характеристик биполярного транзистора,
принятых в Pspice по умолчанию, подходят для данной моде-
ли. Для настройки нам могут понадобиться следующие пара-
метры:
ISE - обратный ток эмиттерного перехода (влияет на на-
пряжение насыщения Von);
RC - Объемное сопротивление коллектора (влияет на
напряжение насыщения Von);
TRC1 - Температурный коэффициент RC
TF ~ Время переноса заряда (влияет на скорость включе-
ния/выключения).
4. Настраивается напряжение открытого транзистора Von.
Для этого можно варьировать величину сопротивления R2,
но в этом случае невозможно смоделировать температурную
Рис.7
11
А.И. Колпаков
Рис.8
Рис.9
зависимость напряжения насыщения. Поэтому R2 примем
равным О.ОЮм, а изменение напряжения насыщения оттока
коллектора зададим с помощью резистора RC. На рис.7 при-
ведены графики зависимости напряжения насыщения от тока
коллектора испытуемого транзистора (ток изменяется от 1А
до ЗОА по оси X) при трех значениях резистора RC ~ 0.05, 0.1
12
Моделир ние MOSFET и IGB Т транзисторов с помощью SPICE
и 0.15 Ом. При RC=0.1Om, напряжение насыщения соответ-
ствует справочной величине 1.7В.
4. На рис.8 приведены те же зависимости, но при двух
температурах кристалла - 25°С и 150°С Эти кривые прибли-
жаются к требуемым с помощью коэффициента TRC1. В на-
шем случае он равен 0.002.
5. При заданном значении резистора R1 (мы приняли его
равным 1000м) подбирается параметр TF по времени вык-
лючения транзистора (tf - Fall Time).
На рис. 9 приведены эпюры выключения при трех значе-
ниях параметра TF - 100р, 2п и 5п. Справочному значению
230нс соответствует TF=2n.
Таким образом описание макромодели транзистора
IRGPC40F будет выглядеть следующим образом:
' COLLECTOR
* | gate'
* I I EMITTER
* I I I
.Subckt IRGPC40F 123
XM1 526 .RF640
Hl 1 4 100
R2 5 4 10m
QI 6 4 1 ВТ
LE 3 6 L3n
ends
MODEL ВТ PMP(TSE=lp RC-0.1 TRC1=0.002 TE-2 мI
Литература
1. Силовые полупроводниковые приборы, Воронеж 1995,
International Rectifier Перевод с английского
2. Н. Shichman, D.A.Hodges Modeling and simulation of insulated-gate
field-effect transistor switching circuits/ IEEE Journal of Solid-State
Circuits, SC-3, 285, sept.1968.
13
Обеспечение защиты от иерегрузки
в MOSFET драйверах
Введение
Силовые транзисторы IGBT и MOSFET стали основными
элементами, применяемыми в мощных импульсных преоб-
разователях. Их уникальные статические и динамические
характеристики позволяют создавать устройства, отдающие
в нагрузку сотни кВт при минимальных габаритах и кпд,
превышающем 95%.
Общим у IGBT и MOSFET является изолированный затвор,
в результате чего эти элементы имеют схожие характеристи-
ки управления. Благодаря отрицательному температурному
коэффициенту тока короткого замыкания, появилась возмож-
ность создавать транзисторы, устойчивые к короткому замы-
канию.
Для ключевых элементов с управляющим затвором опас-
ным также является состояние, когда напряжение управле-
ния падает до значения, при котором транзистор может
перейти в линейный режим и выйти из строя из-за перегрева
кристалла.
Отсутствие тока управления в статических режимах и об-
щее низкое потребление по цепям питания позволяет отка-
заться от гальванически изолированных схем управления на
дискретных элементах и создать интегральные схемы управ-
ления - драйверы. В настоящее время ряд фирм и прежде
всего фирма International Rectifier выпускает широкую гамму
таких устройств, управляющих одиночными транзисторами,
полумостами и мостами - двух и трехфазными. Кроме обес-
печения тока затвора они способны выполнять и ряд вспомо-
гательных функций, таких, как защита от перегрузки по току,
падения напряжения управления и ряд других.
В данной статье рассматриваются способы использования
серийных драйверов для режимов защиты.
Режимы короткого замыкания
Причины возникновения токовых перегрузок разнообраз-
ны. Чаще всего это аварийные случаи, такие как пробой на'
корпус или замыкание нагрузки.
Перегрузка может быть вызвана и особенностями схемы,
например переходным процессом или током обратного вос-
становления диода оппозитного плеча. Такие перегрузки
14
Обеспечение защиты от перегрузки в MOSFET драйверах
Рис.1
должны быть устранены схемотехническими методами:
применением цепей формирования траектории (снабберов),
выбором резистора затвора, изоляцией цепей управления от
силовых и др.
Включение транзистора при коротком замыкании
в лепи нагрузки.
Принципиальная схема и эпюры напряжения, соотйет-
ствующие этому режиму, приведены на рис. 1а и 2. Все гра-
фики получены при анализе реальных схем с помощью про-
граммы PSpice. Для анализа били использованы
усовершенствованные модели транзисторов MOSFET фирмы
International Rectifier и макромодели IGBT и драйверов, раз-
работанные автором статьи.
Максимальный ток в цепи коллектора транзистора огра-
ничен напряжением на затворе и крутизной транзистора. Из-
за наличия емкости в цепи питания, внутреннее сопротивле-
ние источника питания не влияет на ток КЗ. В момент
включения ток в транзисторе нарастает плавно из-за паразит-
ной индуктивности LS в цепи коллектора (средний график на
рис.2). По этой же причине напряжение имеет провал (ниж-
ний график). После окончания переходного процесса к тран-
зистору приложено полное напряжение питания, что приво-
дит к рассеянию колоссальной мощности в кристалле. Режим
КЗ необходимо прервать через некоторое время, необходи-
мое для исключения ложного срабатывания. Это время
15
А. И. Колпаков
Рис.2
обычно составляет 1-10мкс. Естественно, что транзистор дол-
жен выдерживать перегрузку в течение этого времени.
Короткое замыкание нагрузки
у включенного транзистора
Принципиальная схема и эпюры напряжения, соответ-
ствующие этому режиму, приведены на рис. 1б и 3. Как видно
из графиков, процессы в этом случае происходят несколько
иначе. Ток, как и в предыдущем случае ограниченный пара-
метрами транзистора, нарастает со скоростью, определяемой
паразитной индуктивностью Ls (Средний график на рис.З).
Прежде, чем ток достигнет установившегося значения, начи-
нается рост напряжения Vce (нижний график). Напряжение
на затворе возрастает за счет эффекта Миллера (верхний гра-
фик). Соответственно возрастает и ток коллектора, который
может превысить установившееся значение. В этом режиме
кроме отключения транзистора необходимо предусмотреть и
ограничение напряжения на затворе.
Как было отмечено, установившееся значение тока КЗ оп-
ределяется напряжением на затворе. Однако уменьшение это-
го напряжения приводит к повышению напряжения насыще-
ния и, следовательно, к увеличению потерь проводимости.
Устойчивость к КЗ тесно связана и с крутизной транзистора.
16
Обеспечение защиты от перегрузки в MOSFETдрайверах
РисЗ
IGBT с высоким коэффициентом усиления потоку имеют низ-
кое напряжение насыщения, но небольшое допустимое вре-
мя перегрузки. Как правило транзисторы, наиболее устойчи-
вые к КЗ имеют высокое напряжение насыщения и,
следовательно, высокие потери/
Допустимый ток КЗ IGBT гораздо выше, чем у биполярно-
го транзистора. Обычно он равен 10-кратному номинально-
му току при допустимых напряжениях на затворе. Ведущие
фирмы, такие как International Rectifier, Siemens, Fuji выпус-
кают транзисторы, выдерживающие без повреждения такие
перегрузки. Этот параметр оговаривается в справочных дан-
ных на транзисторы и называется Short Circuit Ration., а допу-
стимое время перегрузки - tsc - Short Circuit Time.
Быстрая реакция схемы защиты вообще полезна для боль -
шинства применений. Использование таких схем защиты в
сочетании с высокоэффективными IGBT повышают эффектив-
ность работы схемы без снижения надежности.
Применение драйверов IR для защиты от КЗ
Рассмотрим методы отключения транзисторов в режиме
перегрузки на примере драйверов фирмы International
Rectifier, так как эти микросхемы позволяют реализовать
функции защиты наиболее полно.
17
А.И. Колпаков
Драйвер одиночного транзистора
На рис.4 приведена типовая схема подключения драйве-
ра транзистора верхнего плеча IR2125 с использованием фун-
кции защиты от перегрузки. Для этой цели используется вы-
вод б _ CS. Напряжение срабатывания защиты - 230мВ. Для
измерения тока в эмиттере установлен резистор RSENSE, но-
минал которого и делитель R1,R4 определяют ток защиты.
Как было указано выше, если при появлении перегрузки
уменьшить напряжение на затворе, период распознавания
аварийного режима может быть увеличен. Это необходимо
для исключения ложных срабатываний. Данная функция ре-
ализована в микросхеме IR2125. Конденсатор С1, подключен-
ный к выводу ERR, определяет время анализа состояния пе-
регрузки. При С1=300пФ, время анализа составляет около
Юмкс. На это время включается схема стабилизации тока кол-
лектора и напряжение на затворе снижается. Если состояние
перегрузки не прекращается, то через Юмкс транзистор от-
ключается полностью.
Отключение защиты происходит при снятии входного сиг-
нала, что позволяет пользователю организовать триггерную
схему защиты. При использовании такой защиты особое вни-
мание следует уделить выбору времени повторного включе-
ния, которое должно быть больше тепловой постоянной вре-
мени кристалла силового транзистора. Тепловая постоянная
времени может быть определена по графику теплового
импеданса Zthjc.
18
Обеспечение защиты от перегрузки в MOSFET драйверах
Описанный способ включения транзистора имеет свои
недостатки. Резистор RSENSE должен быть мощным и безын-
дуктивным (серийно выпускаемые витые мощные резисторы
имеют недопустимо высокую паразитную индуктивность).
Кроме того, он создает дополнительные потери мощности, что
снижает эффективность схемы. На рис.5 приведена схема,
свободная от указанных недостатков. В этой схеме для ана-
лиза ситуации перегрузки используется зависимость напря-
жения насыщения оттока коллектора. Для MOSFETтранзис-
торов эта зависимость практически линейна, т.к.
сопротивление открытого канала мало зависит оттока стока.
У IGBT график Von=f(lc) нелинеен, однако точность его впол-
не достаточна для выбора напряжения, соответствующего току
требуемому защиты.
Для анализа состояния перегрузки по напряжению насы-
щения измерительный резистор не требуется. При подаче
положительного управляющего сигнала на затвор, на входе
защиты драйвера SC появляется напряжение, определяемое
суммой падения напряжения на открытом диоде VD2 и на от-
крытом силовом транзисторе Q1 и делителем R1, R4, который
задает ток срабатывания. Падение напряжения на диоде прак-
тически неизменно и составляет около 0,5В. Напряжение от-
крытого транзистора при выбранном токе короткого замыка-
ния определяется из графика Von=f(lc). Диод VD4, каки VD1
должен быть быстродействующим и высоковольтным.
19
А. И. Колпаков
Кроме защиты от перегрузки по току, драйвер анализи-
рует напряжение питания входной части VCC и выходного
каскада VB, отключая транзистор при падении VB ниже 9В,
что необходимо для исключения линейного режима работы
транзистора. Такая ситуация может возникнуть как при по-
вреждении низковольтного источника питания, так и при не-
правильном выборе бутсгрепной емкости С2. Величина ем-
кости С2 должна вычисляться исходя из тока затвора силового
транзистора и минимальной частоты следования импульсов.
Если возможно пропадание импульсов, необходимо исполь-
зовать "плавающий" источник питания. Данный способ защи-
ты является наиболее предпочтительным и использовать пер-
вую схему целесообразно только тогда, когда нужно точное
задание тока защиты.
Драйвер трехсЬазного моста
На рис.6 приведена схема подключения драйвера трех-
фазного моста IR2130 с использованием функции защиты от
и
Рис.6
20
Обеспечение защиты от перегрузки в MOSFET драйверах
перегрузки. Для этой цели используется вход ITR. Напряже-
ние срабатывания защиты - 500мВ. Для измерения полного
тока моста в эмиттерах установлен резистор RSENSE, номи-
нал которого вместе с делителем R2, R3 определяет ток
защиты.
Драйвер IR2130 обеспечивает управление MOSFET и IGBT
транзисторами при напряжении до 600В, имеет защиту от
перегрузки по току и от снижения питающих напряжений.
Схема защиты содержит полевой транзистор с открытым сто-
ком для индикации неисправности (FAULT). Он также имеет
встроенный усилитель тока нагрузки, что позволяет выраба-
тывать контрольные сигналы и сигналы обратной связи. Драй-
вер формирует время задержки (deadtime) между включени-
ем транзисторов верхнего и нижнего плеча для исключения
сквозных токов. Это время составляет 1-2 мкс.
Для правильного использования указанной микросхемы
и создания на ее основе надежных схем надо учитывать не-
сколько нюансов.
Особенностью драйвера IR2130 является отсутствие фун-
кции ограничения напряжения на затворе при КЗ. По этой
причине постоянная времени цепочки R1C1, предназначенной
для задержки включения защиты, не должна превышать 1мкс.
Разработчик должен учитывать это обстоятельство и рассчи-
тывать, что отключение моста произойдет через 1мкс после
возникновения КЗ, в результате чего ток (особенно при ак-
тивной нагрузке) может превысить расчетное значение.
Ток включения/выключения для IR2130 составляет 200/
400 мА Это необходимо учитывать при выборе силовых тран-
зисторов и резисторов затвора для них. В параметрах на тран-
зистор указывается величина заряда затвора (обычно в нК),
которая определяет, приданном токе, время включения/вык-
лючения транзистора. Длительность переходных процессов,
связанных с переключением, должна быть меньше времени
задержки, формируемого драйвером (1-2мкс). Применение
очень мощных транзисторов с большими паразитными ем-
костями может привести к ложному открыванию транзисто-
ра нижнего плеча при открывании верхнего из-за эффекта
Миллера. Уменьшение резистора затвора или использование
диода, параллельного этому резистору не всегда решает про-
блему по причине недостаточного тока выключения (400мА).
В этом случае рационально применение усилителя тока. В ка-
честве него могут быть использованы буферные каскады или
полумостовые драйверы IR211X.
21
А.И. Колпаков
Указанные обстоятельства обычно не создают проблем, и
данная микросхема на сегодняшний день является оптималь *
ным элементом для управления трехфазными мостовыми
усилителями.
Литература:
IR Application Notes:
1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs
and IGBTs. AN-944
2. Application Characterization of IGBTs. INT990
3. IGBT Characteristics. AN-983
4. Short Circuit Protection. AN-984
5. HV Floating MOS-Gate Driver les. AN-978
б. B.B.Иванов, А.Колпаков. Применение IGBT. Электронные Компо-
ненты, 1996, №1
22
Схемотехнические способы
бо яс защелкива нем в каскадах
с ЮВТ транзисторами
Введение
Преимущества IGBT транзисторов при использовании их
в импульсных силовых каскадах (особенно высоковольтных)
общеизвестны: это высокая плотность тока, малые статичес-
кие и динамические потери, отсутствие тока управления, ус-
тойчивость к короткому замыканию, простога параллельно-
го соединения.
Отсутствие тока управления в статических режимах и об-
щее низкое потребление по цепям питания позволяет отка-
заться от гальванически изолированных схем управления на
дискретных элементах и создать интегральные схемы - драй-
веры. Драйверы, управляющие транзисторами нижнего пле-
ча, в настоящее время выпускаются практически всеми веду-
щими фирмами. Кроме обеспечения тока затвора они
способны выполнять и ряд вспомогательных функций таких,
как защита от перегрузки по току, падения напряжения
управления и ряд других.
В дополнение к ним, некоторые фирмы выпускают драй-
веры транзисторов верхнего плеча, выдерживающие перепад
напряжений до 600 В и даже 1200В, а также драйверы полу-
мостовых и мостовых соединений мощных транзисторов. На
вход этих драйверов подаются сигналы КМОП или ТТЛ уров-
ня относительно отрицательной шины питания. Особая цен-
ность таких микросхем состоит в том, что их выходные каска-
ды способны питаться от так называемых "бутстрелных"
конденсаторов в схемах "зарядового насоса" и не требуют
"плавающих" источников питания.
Большую гамму драйверов различного назначения
поставляет фирма International Rectifier, в том числе:
• драйвер транзистора верхнего плеча IR2125
♦ драйвер полумоста IR211X
• драйвер трехфазного моста IR213X
• драйвер трехфазного моста на напряжение 1200В! IR223X
Среди наиболее известных можно также назвать драйве-
ры нижнего плеча МС33153, МС34151 фирмы Motorola и драй-
веры с гальванической развязкой Hewlett Packard.
Все сказанное делает транзисторы IGBT в сочетании с мик-
росхемами управления оптимальными элементами для
23
А.И. Колпаков
построения силовых ключевых каскадов мощностью до
десятков киловатт. Однако указанные элементы имеют и ряд
технологических недостатков, ограничивающих область их
применения. Среди наиболее серьезных _ наличие времени
рассасывания базы биполярной части IGBT (хвоста) и способ-
ность транзисторов и драйверов к защелкиванию.
Причины защелкивания
Причиной защелкивания IGBTтранзисторов является на-
личиетриггерной структуры, образованной биполярной час-
тью IGBT и паразитным NPN транзистором. Эквивалентная
схема, учитывающая подобный эффект, показана на рис.1а.
Такую эквивалентную схему приводили в своей документа-
ции многие фирмы, в частности, SIEMENS, TOSHIBA, FUJI и
другие.
Наличие триггерной структуры приводит к тому, что при
определенных условиях работы, когда напряжение на пара-
зитном резисторе Rs превышает некоторое пороговое значе-
ние, транзистор Qs открывается, триггер опрокидывается и
происходит защелкивание. Последствием этого, как прави-
ло, является лавинообразный выход прибора из строя. По-
вышение напряжения на Rs происходитлибо вследствие рез-
кого возрастания тока (например при коротком замыкании),
либо из-за большой скорости нарастания напряжения (когда
фронт напряжения дифференцируется паразитной
емкостью Cs).
При разработке схем с использованием транзисторов
IGBT, в которых такая ситуация возможна, следует особое
внимание уделять ограничению максимальных токов и
ограничению dV/dt. Для этого существует ряд известных спо-
собов, в частности, правильный выбор тока защиты, выбор
24
Схе отехнические способы борьбы с защелкиванием
резистора затвора Rg и использование цепей, формирующих
траекторию переключения. Все эти методы описаны в руко -
водствах по использованию транзисторов.
С эффектом защелки ведется успешная борьба. Так,
например, в "Рекомендациях по применению" фирмы
International Rectifier уже в начале 90х годов указывалось, что
триггерная структура подавлена полностью, и защелка исклю-
чена при всех режимах работы, включая ток короткого замы-
кания и любые достижимые фронты напряжений и токов. В
документации SIEMENS 1997г. также говорится, что в транзи-
сторах нового поколения паразитная полупроводниковая ти-
ристорная структура отсутствует. В результате этого эквива-
лентная схема приобретает вид, показанный на рис.16). Кроме
отсутствия эффекта защелкивания при этом обеспечивается
также прямоугольная область безопасной работы (SOA), что
особенно важно для разработчиков.
Однако защелкивание в микросхемах драйверов остает-
ся серьезной проблемой, с которой неизбежно сталкивается
пользователь, работающий с практическими схемами. При-
чем, вдокументации, выпускаемой фирмами-разработчика-
ми, этой проблеме внимания почти не уделяется.
Механизм возникновения защелки в драйверах несколько
иной, чем это показано выше. На рис. 2 показан типичный
выходной каскад драйвера, образованный комплиментарной
парой КМОП транзисторов МР1 и MN1. В схеме также при-
сутствуют паразитные биполярные двухколлекторые транзис-
торы ОР1, ON1, ОР2, ON2, связанные с активными КМОП
25
А.И. Колпаков
транзисторами и их внутренними диодами. Именно эти
биполярные транзисторы и формируют триггерную PNPN
структуру, приводящую к защелкиванию.
Из приведенной схемы видно, что, если выходное напря-
жение драйвера Vout станет выше напряжения питания Vcc
(или ниже Vcom) на величину отпирания биполярного тран-
зистора Vbe, то откроется один из паразитных биполярных
транзисторов, и защелкнется триггер, закоротив питание
драйвера. Ток, протекающий при этом достаточен, чтобы раз-
рушить металлизацию интегральной схемы.
Благодаря структуре выходного каскада и наличию внут-
ренних диодов КМОП транзисторов, драйверы способны про-
тивостоять защелкиванию до определенных значений наве-
денного тока. Например, драйверы серии IR21XX не
защелкиваются при наведенном на выход токе до 0,5А. Кро-
ме того, из-за низких частотных характеристик паразитных
транзисторов, выходной каскад может не защелкнуться при
длительности наведенного импульса менее 1 мкс. Следует так-
же отметить, что ток защелки имеет отрицательный темпера-
турный коэффициент.
В документации по применению драйверов многие фир-
мы указывают максимальную скорость нарастания напряже-
ния (dV/dt immunity), которую способен выдерживать драй-
вер. Для драйверов фирмы International Rectifier эта величина
составляет ±50V/ns. Это говорит о том, что при более высо-
ких скоростях нарастания, фронт напряжения, продифферен-
цированный паразитной емкостью, может вызвать смещение
выходного напряжения драйвера на указанную выше вели-
чину и, следовательно, повлечет за собой срабатывание триг-
герной структуры. Таким образом, правильное включение
каскадов управления и силовых транзисторов имеет важное
значение для обеспечения надежности.
Методы исключения защелки
Основное, на что надо обращать внимание при разработке
топологии выходного каскада _ это правильное подключе-
ние цепей питания и общего провода. Ни при каких условиях
силовые токи не должны протекать по цепям управления
затвором. Вывод СОМ драйвера должен быть связан непос-
редственно сэмиттером IGBT (или истоком МОП ПТ). Соеди-
нение драйвера с затвором и эмиттером должно быть выпол-
нено прямыми линиями минимальной длины. Если нет
возможности установить транзистор на печатную плату, то
26
мотехническ е способы борьбы с защелкиванием
провода цепи управления необходимо сделать бифилярны-
ми и прямыми. Высоковольтный конденсатор питания дол-
ей быть установлен максимально близко к силовому тран-
зистору и иметь выводы с минимальной индуктивностью.
International Rectifier указывает, что при суммарной индуктив-
ности выводов 100нГ перенапряжение в момент переключе-
ния можег достигать 200В.Для борьбы с перенапряжением
ряд фирм выпускает конденсаторы с полосковыми низкоин-
дуктивными выводами.
Для ограничения dV/dt, которое может вызвать защелку
из-за емкости Миллера, можно увеличивать резистор затво-
ра Rg, однако при этом будут возрастать потери переключе-
ния. Можно также использовать RC цепи формирования тра-
ектории переключения (например, см. рис.З).
Цепочка (иногда она называется снаббер), показанная на
рис.З, затягивает фронт напряжения на время, определяемое
емкостью и параметрами нагрузки. Перезаряд емкости
происходит через резистор и открытый транзистор. Такие цепи
также вносят дополнительные потери и усложняют аппарат-
ную реализацию, однако иногда они являются единственной
альтернативой.
В любом случае при расчете схемы разработчику прихо-
дится искать компромисс между потерями и надежностью, и
часто пожертвовать потерями представляется более рацио-
нальным. Хотя снаббер и решает проблему dV/dt практически
во всех схемах, постоянная времени RC цепочки ограничена
величиной паузы ("deadtime") при переключении транзисто-
ров верхнего и нижнего плеча. Обычно ее величина состав-
ляет 1-2 мкс. Поэтому иногда лучше увеличить номинал резис-
тора затвора. Диапазон изменения этого резистора и его
Рис.3
27
А.И. Колпаков
номинальная величина являются справочными данными.
Резистор затвора - это элемент задающий, в основном, ди-
намические свойства каскада, и к его выбору надо относить-
ся крайне осторожно. Он определяет потери при переключе-
нии и скорость переключения, т.к. вместе с емкостью затвора
Сде образует RC цепь, на которую подается практически пря-
моугольный импульс управления. Вместе с обратной емкос-
тью Сдс он создает затягивание фронтов за счет эффекта
Миллера.
При правильном выборе резистора затвора большая часть
наведенного тока смещения течет через емкость Сде (см.
рис. 4), минуя выход драйвера. Таким образом, если выбрать
резистор так, чтобы обратные токи драйвера не превышали
0,5А, защелкивания не произойдет.
Максимальная величина этого резистора ограничена мно-
гими факторами, главным из которых является следующий.
При работе полумостовой схемы после паузы, когда оба тран-
зистора закрыты, начинает открываться верхний транзистор.
При этом фронт напряжения, нарастающего на нижнем тран-
зисторе дифференцируется емкостью Сдс и попадает на зат-
вор, наводя ток смещения на резисторе Rg. Если его величи-
на будет достаточно большой, то напряжение, возникающее
из-за протекания этого тока, может стать достаточным для
открывания нижнего транзистора. Следствием этого будет
непредсказуемый сквозной ток.
Вообще, увеличение резистора затвора противоречит тре-
бованию максимальной скорости переключения IGBT или
МОП ПТ, ради которой и используют эти элементы. Для того,
чтобы с одной стороны предотвратить защелкивание, а с
другой стороны не допустить самопроизвольного открывания
и получить максимальную скорость выключения, иногда
28
хемотехнические способы борьбы с защелкиванием
ц лесообразно разделить резистор Rg для включения и
выключения и оптимизировать соответственно каждый из них
(Rgl и Rg2). На рис.4 показаны часть выходного каскада драй-
вера MN1 с паразитным биполярным транзистором ON2, зат-
ворными резисторами RG1, RG2 и силовым IGBT транзисто-
ром нижнего плеча с паразитными емкостями Сде и Сдс.
Резистор RG2 выбирается так, чтобы ток смещения, наве-
денный за счет dV/dt и проходящий через Сдс, не приводит к
открыванию паразитного транзистора ON2. Резистор RG1
обеспечивает необходимую скорость выключения силового
транзистора и предотвращает ложное срабатывание при
открывании транзистора верхнего плеча (RGKRG2).
Рассмотрим еще одну широко известную схему, при
использовании которой у разработчиков возникают пробле-
мы, сходные с проблемой защелкивания. Плата, выполнен-
ная по этой схеме, распространяется фирмой International
Rectifier как демонстрационная (Demonstration Board) для
применения драйвера транзистора верхнего плеча IR2125.
Схема платы (она отделена пунктиром) и конфигурация, в
которой она включена, приведены на рис.5. Плата содержит
драйвер со схемой "зарядового насоса" для питания и
устройством защиты от перегрузок по току. Защита срабаты-
вает при выходе транзистора из насыщения и настроена на
напряжение Uce около 6В, что соответствует току коллектора
транзистора IRGPC50U примерно 200А. Цепочка VD2, R5 слу-
жит для исключения отрицательных пиков напряжения на
выводе Vs драйвера из-за паразитной индуктивности в цепи
эмиттера транзистора.
Рис.5
29
А.И. Колпаков
Схема, приведенная на рисунке, представляет собой
ШИМ регулятор напряжения. Выход компаратора СОМР
управляет входом драйвера. На его инвертирующие входы
подаются сигналы обратной связи с выхода регулятора и с
резистора R6, измеряющего ток заряда конденсатора сглажи-
вающего фильтра. Сигналы обратной связи сравниваются с
опорным напряжением Uref. Таким образом, на нагрузке
поддерживается постоянное напряжение, а зарядные токи
конденсатора не приводят к срабатыванию защиты. Питание
схемы производится от выпрямленного сетевого напряжения
220В. Ток, потребляемый нагрузкой R7, не превышает 10А.
Однако при включении этой схемы неоднократно наблю-
дались процессы, сходные с защелкиванием и приводившие
к выходу из строя как драйвера, так и силового транзистора,
хотя все указанные выше требования были соблюдены. При-
чину происходящего помогают объяснить эпюры, полученные
при моделировании схемы с помощью программы PSPICE (см.
рис.6). Для анализа были разработаны макромодели драй-
вера IR2125 и IGBTтранзистора, обеспечивающие их характе-
ристики с высокой точностью.
На нижней эпюре показан ток коллектора транзистора Iс,
начиная с момента включения, когда напряжение на нагруз-
ке нулевое. Он нарастает до величины, ограниченной обрат-
ной связью (около 80А), после чего драйвер стремится
отключить силовой транзистор. Однако из-за индуктивного
характера нагрузки при запирании транзистора открывается
Рис.6
30
х отехиическ е способы борьбы с защелкивай ем
ди д VD4, гок которого в первый момент имеет такую же
। 'личину. Прямое падение напряжения на диоде при таком
ок составляет около 5В, то есть напряжение на эмиттере
ip । зистора (Ve) в этот момент - минус 5В. Между тем, по-
лнциал на выходе драйвера такой же, как на выводе VS (Vvs).
-г t еличина ограничена диодом VD2 и не превышает 0,7В.
П ому транзистор оказывается приоткрыт, и ток через него
не прекращается! Это видно из графика 1с. Транзистор выхо-
ди! из насыщения и мощность, рассеиваемая на нем (около
3кВт) может привести к разрушению кристалла. Как правило,
после выхода из строя транзистора повреждается и драйвер.
Исключение из схемы диода VD2 устраняет эту проблему,
однако появляется вероятность повреждения драйвера из-за
отрицательных пиков Показанный процесс можно назвать
схемотехнической защелкой в отличие от защелки техноло-
гической.
Современные технологии и, в частности, появление тран-
зисторов IGBT, MOSFET нового поколения и драйверов,
раскрывает перед разработчиком широчайшие возможнос-
ти. Использование этих элементов в сочетании с цифровыми
контроллерами позволяет строить мощные малогабаритные
преобразователи, имеющие высокую надежность. Однако для
реализации этих возможностей необходим строгий подход к
расчету, разработке схем и конструированию. Только компью-
терное моделирование схем, без которого современная раз-
работка немыслима, позволяет учесть все требования по при-
менению новых элементов и обеспечить необходимые
режимы работы.
Литература:
IR Application Notes:
1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs
and IGBTs. AN-944
2. Application Characterization of IGBTs. INT990
3. IGBT Characteristics. AN-983
4. HV Floating MOS-Gate Driver les. AN-978
5. В.В.Иванов, А.Колпаков. Применение IGBT. Электронные Компо-
ненты, 1996, №1
31
Автоматизация теилового расчета
oho о ных каскадов на IGBT транзисторах
Введение
Преимущества IGBT при использовании их в импульсных
силовых каскадах (особенно высоковольтных) общеизвест-
ны: высокая плотность тока, малые статические и динамичес-
кие потери, отсутствие тока управления, устойчивость к
короткому замыканию, простота параллельного соединения
и другие.
Основным их недостатком на сегодняшний день, ограни-
чивающим применение IGBT на высоких частотах, является
наличие времени рассасывания неосновных носителей (хво-
ста) базы биполярного транзистора. По этой причине частота
переключения каскадов с IGBT транзисторами в режиме
"жесткой" коммутации не превышает 10-20 кГц. В резонанс-
ных схемах эта частота может быть увеличена на порядок. Од-
нако в указанном диапазоне частот, при напряжении до 800
В и при выходной мощности, измеряющейся десятками
киловатт, транзисторы IGBT сегодня - лучший элемент для
ключевых каскадов.
В различных инструкциях по применению разработчи-
ками IGBT транзисторов указывается, что главным ограниче-
нием при использовании этих элементов является темпера-
тура кристалла. Однако расчетэтой температуры представляет
определенные трудности вследствие большого количества
исходных данных. Наиболее полные данные для расчета дает
фирма International Rectifier. В материалах по применению
указывается, что фирма старается ориентироваться на разра-
ботчика, сделать исходные данные "дружественными". И все
же анализ тепловых режимов представляет большую слож-
ность, особенно для начинающих пользователей, а без такого
анализа невозможно обеспечить надежность работы мощных
ключевых усилителей.
Данная статья посвящена методике упрощенного тепло-
вого расчета транзистора (модуля), работающего в режиме
"жесткого" переключения, т.е. при условии, когда коммути-
руются одновременно максимальные рабочие значения тока
и напряжения.
Тепловая модель
Достаточно точное описание тепловой модели IGBT и
MOSFET транзисторов дается в 1
32
томатизация теплового расчета оконечных каскадов на IGBT
Температурный режим работы транзисторов и силовых
модулей на их основе характеризуется полным тепловым
сопротивлением между кристаллом (junction) и корпусом
(case). По аналогии с электрической цепью, полное тепловое
противление рассчитывается на основании отношения раз-
I« сти температур между кристаллом и подложкой к мощнос-
ти, рассеиваемой в кристалле.
В справочных данных на любой тип транзистора или
силового модуля приводится переходная характеристика
теплового сопротивления (Transient Thermal Impedance,
Junction to case Zthjc). Эти характеристики являются ключе-
выми для теплового расчета. Каждый из этих графиков нор-
мирован к тепловому сопротивлению переход-подложка в
установившемся режиме для различных значений скважности
импульсов. Вследствие наличия тепловых постоянных вре-
мени, рост температуры перехода усиливается с увеличением
длительности импульса t, и при t>1c практически уже не
зависит от длительности импульса.
Эпюра для одиночного импульса (single pulse) иллюстри-
рует рост температуры перехода на ватт рассеиваемой мощ-
ности как функцию длительности импульса. Этот график
имеет смысл для определения роста температуры перехода в
неустановившемся режиме для разовых импульсов большой
мощности или импульсов с очень низкой частотой (напри-
мер, при триггерной работе схемы защиты от короткого
замыкания). Все остальные кривые аппроксимированно
связаны с графиком для одиночного импульса посредством
следующей зависимости:
Zthjc=(D+(1-D) *Zthjc1) *Rjc (1)
Где D - коэффициент заполнения, a Zthjcl - тепловое
сопротивление для одиночного импульса данной длительно-
сти2. Подобное семейство кривых для транзистора IRGPC2O
представлено на рис.1. (Все остальные приведенные ниже гра-
фики также относятся к этому транзистору).
Эффективное полное тепловое сопротивление, умножен-
ное на мощность, рассеянную за период проводимости (т.е.
мощность одиночного импульса), дает величину роста пико-
вой температуры кристалла для повторяющихся импульсов.
По мере роста частоты тепловая инерция перехода сглаживает
мгновенные флуктуации температур и переход реагирует
больше на среднее, чем на пиковое рассеяние мощности. При
частотах свыше нескольких килогерц температурными флук-
туациями можно пренебречь.
33
А.И. Колпаков
Рис.1
Для определения абсолютного значения пиковой темпе-
ратуры перехода необходимо знать температуру корпуса Тс в
установившемся режиме. Обладая большой тепловой инер-
цией, радиатор реагирует только на среднюю рассеиваемую
мощность, и, таким образом. Тс можно рассчитать по
формуле:
Тс=Та + (Rthcs + Rthsa) *P*D (2)
Где Та ~ температура окружающей средьг
Rthcs ~ тепловое сопротивление "корпус-теплоотвод";
Rthsa ~ тепловое сопротивление "теплоотвод-окружаю-
щая среда";
Р ~ мощность;
D ~ коэффициент заполнения.
Рис.2
34
Автоматизация теплового расчета оконечных каскадов на IGBT
Значение Rthcs приводится в справочных данных, a Rthsa
определяется разработчиком исходя из размеров радиатора,
способа крепления транзистора и метода конвекции воздуха.
На основании данных выше уравнений составлена экви-
валентная тепловая схема, приведенная на рис.2. На этой
схеме:
Р ~ расчетные потери, представленные источником тока;
Rjc - тепловое сопротивление "кристалл - корпус" с уче-
том постоянной времени;
Res _ тепловое сопротивление "корпус - теплоотвод" с
учетом постоянной времени;
Tjunction ~ температура перехода, Tease _ температура
корпуса.
Источники напряжения Та, Тс устанавливают температу-
ру окружающей среды и учитывают эффект тепловой связи в
модулях. Такая схема удобна для анализа с помощью про-
грамм типа PSPICE, если все исходные данные известны. Фир-
ма SIEMENS приводит значения тепловых постоянных време-
ни, но главной исходной для расчета остается рассеиваемую
мощность.
Сложность расчета заключается в том, что разработчику
приходится многократно обращаться к нескольким различ-
ным графикам: переходного теплового сопротивления,
напряжения насыщения, динамических потерь. Особенно
трудно определять не температуру перехода при конкретных
условиях работы, а максимально допустимый ток при задан-
ной предельной температуре (что особенно важно), так как
эта задача решается с помощью ряда последовательных при-
ближений, и все-таки, из-за большого количества требуемых
исходных данных, точность вычислений, как правило, остав-
ляет желать лучшего.
Общая мощность, рассеиваемая на транзисторе, склады-
вается из статической, представляющей собой потери прово-
димости на открытом транзисторе и определяемой током и
напряжением насыщения Uon, и динамической мощности,
возникающей вследствие потерь на фронтах импульсов и
являющейся функцией тока, напряжения и частоты.
Напряжение насыщения, которое определяет статические
потери, зависит от тока, причем нелинейно (см. рис. 3).
Суммарная энергия потерь Eloss, состоящая из энергии
включения и энергии выключения, также является функцией
тока (см. рис. 4).
35
А.И. Колпаков
Рис.З
1С , Collector-ic-EmiHer Current I А)
Рис.4
Методика расчета
Задача упростилась бы, если бы приведенные выше гра-
фики можно было аппроксимировать какими-нибудь функ-
циями. Sven Konrad ’ указывает, что кривая Zthjc=F(t) может
быть сведена к сумме i экспоненциальных функций и пред-
ставлена в виде:
Ztt,!C(t) = УЛ>чс.<(1-е-1'а) (3)
1-1
При этом для различных площадей кристаллов динами-
ческие тепловые сопротивления соотносятся следующим
образом:
(4)
Показатель степени 0,76 является мерой изменения
теплового сопротивления в зависимости от площади кристал-
ла, т.е. сопротивление уменьшается логарифмически при
увеличении площади кристалла.
Воспользоваться формулой (3) на практике затруднитель-
но, т.к. обычно известна только общая величина Rjc, а вклад
таких составляющих, как кремний, припой, оксид алюминия
и др. неизвестен.
Формула (4) представляет гораздо больший интерес,
поскольку площадь кристалла (или соотношение площадей),
как правило, можно определить. (В обозначениях фирмы
International Rectifier цифра, следующая за начальными
буквами, например, IRGBC20 как раз говорит о площади
кристалла).
36
нтомагизация теплового расчета оконечных каскадов на IGBT
Таким образом задача нахождения предельного тока при
данных условиях работы и заданной максимальной темпе-
ратуре кристалла или нахождения температуры кристалла при
данном токе сводится к решению системы уравнений следу-
ющего вида:
1. P=Pc+Pd (5)
2. Pc=f(Uon,l)
3. Pd=f(Eloss,l,F)
4. Tj=f(P,Zthjc,Ts)
Исходными данными являются: температура теплостока
Ts, температура кристалла Tj и частота коммутации F. Как было
указано выше, температуру теплостока разработчик рассчи-
тывает исходя из температуры окружающей среды, площади
теплоотвода и способа конвекции.
Кривые, приведенные выше, можно аппроксимировать
полиномами различных степеней, причем точность такой ап-
проксимации получается довольно высокой.
Например, зависимости Uon(l), Zthjc1(t), Eloss(l) можно
представить следующим образом:
Uon = К1*12+К2*1+К3 (6)
, К4*,/К5*1
ZthjCl = =
tf(K5*t)2+1
При t<0.5
Zthjd = Кб При1>0.5
Eloss = К7*!
Коэффициенты К1...К7 для конкретного типа транзистора
определяются с помощью приведенных уравнений по двум-
трем точкам соответствующего графика.
Используя систему уравнений (6) можно составить
программу расчета. Для каждого транзистора составляется
таблица коэффициентов, после чего соответствующие коэф-
фициенты, аппроксимирующие функции и исходные данные
(D, t, Ts, Tj, F) подставляются в уравнения:
Р = Pc+Pd+Pf (7)
Pc = Uon(l)*l
Pd = Eloss (I )*F
Pf = l*Vfm
Tj = P*Zthjc( t,D)+P*Rcs+Ts
37
А. И. Колпаков
Дополнительное слагаемое Pf в формуле для мощности
представляет собой потери мощности на открытом диоде,
входящем в состав некоторых IGBT, во время прямого вос-
становления. Для упрощения можно предположить, что на-
грузка имеет индуктивный характер (это наиболее тяжелый
режим), и ток течет через диод все время, пока транзистор
закрыт. Vfm - это падение напряжения на открытом диоде.
Задача несколько усложняется, если транзистор работает
в режиме синусоидальной ШИМ-модуляции. На рис.5 пока-
заны эпюры токов и напряжения реального полумостового
усилителя на IGBT-транзисторах, работающего на активно-
индуктивную нагрузку. 1с - ток транзистора верхнего плеча
полумоста, Ifm - ток антипараллельного диода. Расчет про-
изводился с помощью программы PSPICE, транзисторы IGBT
при расчете были представлены, как макромодели.
Как видно из графиков, полпериода огибающей ток в
транзисторе изменяется по синусоидальному закону, а вто-
рые полпериода по тому же закону изменяется ток в антипа-
раллельном диоде за счет тока транзистора второго плеча. Из-
за индуктивного характера нагрузки ток сдвинут по фазе
относительно выходного напряжения.
Однако приведенные выше формулы можно использо-
вать и в этом случае, допустив некоторые упрощения. Фор-
мула для мощности (7) будет выглядеть следующим образом:
Р =0,64(Pc+Pd+Pf)
В формуле для Tj вместо скважности D необходимо под-
ставить коэффициент модуляции, а длительность импульса t
необходимо взять максимально возможную. Эксперимент
показывает, что погрешность расчета для режима синусои-
дальной модуляции не превышает 20%.
Ниже даются результаты расчета режимов транзистора
IRGPC20U, произведенные по указанной методике. Расчеты
производились с помощью программы EUREKA.
Коэффициенты К1...К6 приведены в таблице 1.
В таблице 2 даны результаты расчета максимально допу-
стимого тока для следующих исходных данных:
D=0.5
• Tj=125
♦ Ts=90
Для сравнения приведены значения тока, взятые из гра-
фика load Current vs. Frequency, приведенного в справочных
данных на транзистор IRGPC20U (см. рис.6).
38
о г изация теплового расчета оконечных каскадов на IGBT
Рис.5
Таблица 1
К1 К2 КЗ К4 К5 Кб
-0.002 0.212 1.09 10.7 0.707 0.08б*10'5
Таблица 2
1, кГц 1 5 10 50 100
II, А, справочный 8,7 8,1 7,8 4,5 3
1с, А, расчетный 8,87 8,5 8,1 5,1 3,3
Погрешность, % 2 4,7 3,7 11 9
39
А. И. Колпаков
Литература:
1. Тепловые параметры силовых модулей в ШИМ преобразовате-
лях Sven Konrad Technical University of Ilmenau, Germany - Siemens
AG 1997.
2. Нормы по току, область безопасной работы и параметры пере-
ключения на высоких частотах мощных МОП ПТ S. Clemente,
B.R.Pelly, R. Ruttonsha - International Rectifier Application
Handbook, Воронеж, 1995
40
IGBT шли MOSFET? Практика выбора
Данный материал продолжает тему, затронутую в статье
Е. Ду пл якина "IGBT или MOSFET? Оптимальный выбор"
("Электронные компоненты" №1,2000 г). Действительно, нет
в силовой электронике двух других элементов, развивающих-
ся столь быстро и имеющих так много схожих черт, как тран-
зисторы IGBT и MOSFET. Естественно, при определенных
условиях работы выбор должен быть однозначен. Например,
для низковольтного высокочастотного DC-DC конвертора
любой разработчик, не задумываясь, применит MOSFET.
Однако в области высоких напряжений (более 300В) и отно-
сительно низких частот (10-50кГц) выбор оптимального эле-
мента становится серьезной проблемой. Ошибка в выборе
может привести к тому, что ваше устройство не сможет реа-
лизовать свои возможности, будет рассеивать слишком боль-
шую мощность, и в конечном итоге, станет неконкурентоспо-
собным.
Следует подчеркнуть, что проблема состоит не только в
определении типа элемента ~ IGBT или MOSFET. Часто быва-
ет очень важно выбрать и изготовителя, тем более, что на
рынке силовых полупроводников идет жесткая конкуренция.
Иногда труднее отдать предпочтение кому-либо из произво-
дителей, чем найти подходящий элемент.
В статье приведены конкретные методики выбора сило-
вого ключа для некоторых типовых, наиболее распространен-
ных схем включения, дан краткий обзор сравнительных
характеристик элементов ведущих мировых производителей.
I ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
7.1 Потери проводимости
Появление на рынке силовых полупроводников транзис-
торов IGBT и быстрое их распространение объясняется врож-
денными недостатками, присущими MOSFET. В первую оче-
редь, это большое сопротивление открытого канала
высоковольтных полевых транзисторов.
Как известно, сопротивление RDS(on) растет примерно про-
порционально квадрату пробивного напряжения. Иногда это
утверждение описывается соотношением
R =R
Won J Л0 V '
где а=1.6 _ 2.5 по данным разных производителей.
41
А.И, Колпаков
Выпрямленное напряжение промышленной сети состав-
ляет примерно 310В для сети 220В и 540В для сети 380В. Для
' обеспечения безопасной работы современных силовых клю-
чей рекомендуется использовать “ранзисторы с напряжени-
ем, на 200В превышающим напряжение питания (такие ре-
комендации содержатся в документах фирмы International
Rectifier и некоторых других). Объясняется это в частности
гем, что при скоростях изменения напряжений и токов, кото-
I' рые обеспечивают MOSFET и IGBTтранзисторы (время их ком-
мутации составляет десятки наносекунд), выбросы напряже-
ния за счет паразитных индуктивностей подводящих проводов
, и выводов конденсаторов могут привести к отказу элемента.
Справедливости ради надо отметить, что в последние годы
для защиты от переходных перенапряжений появилось мно-
' го специальных элементов с отличными характеристиками
(например, диоды TRANSIL фирмы ST-Microelectronics), да и
сами элементы способны выдерживать лавинный пробой со
значительной энергетикой. Однако требование осталось, и
I разработчики хотят иметь транзисторы на напряжение не
1 менее 500В для 220В сетей и 800В для 380В питающих сетей.
I1 Статические потери (или потери проводимости) MOSFET
пропорциональны квадрату тока и сопротивлению открыто-
и го канала
i| У
Транзисторы с меньшим сопротивлением канала имеют
больший размер кристалла, больший заряд затвора и, соот-
р ветственно, все связанные с этим проблемы.
У IGBT транзистороз потери проводимости зависят оттока
I' практически линейно
||, PD=lc*Uce
" Напряжение Uce открытого транзистора тоже, в свою оче-
редь, зависит оттока. Соответствующие графики, также как и
значение R0Sf(Z1) обязательно приводятся в технических дан-
ных на транзисторы, и расчет статических потерь обычно не
представляет трудности. Некоторые проблемы могут быть
связаны с тем, что во время периода проводимости ток мо-
жет изменяться. Характер этого изменения зависит от конфи-
гурации схемы. Для упрощения расчета энергии проводимо-
сти существует таблица 1.
Кроме того, падение напряжения на открытом транзисто-
ре зависит от температуры, причем зависимость эта - поло
жительнаядля MOSFET и отрицательная для IGBT. На графике
f
ш
Таблица 1. Расчет энергии проводимости для различных форм тока.
CURRENT WAVEFORM MATHEMATICAL EXPRESSION E = JVCE(i)i(i)dt, VCE(i) = Vt + aibE = J + Ti(t/bll> Jt
i(t)=I E ]n|jVr+al(b+1))dt = (rvt + al(b+,) ]totl
^1*' ьг L ° «, *1 oL I 4 J I. nJ 2 1 (12-10 b + 2
0 Г* 4 E - /fvjfjsin wt + sii^b+l^ - —° b1' vr +^-4- г 'h + 2\' ч 2 J f b + 3> < 2 J.
0 Я i(t) = Io sin cot E = J fVj To sin cut + al^b+1) sin^b+1^ tot ld( = — (0 } co br vt<4- г <b + 2< k 2 J 'ь+2 A <• 2 J.
_Л\1 л я i(t) = Iq sin Ct* for a — E - -0 2 ш otherwise E= Vt( (Й ' /b+2\ V. +J— al£ ( 2 n р/Ь + З^ + cos a) + alb jsin^b+ a ) ad a
'GBTили MOSFET? Практика выбора
А.И. Колпаков
Таблица 2. Соотношение предельного рабочего напряжения
и напряжения открытого транзистора
Рабочее напряжение, В IGBT 100 300 600 1200
MOSFET 100 250 500 1000
Падение напряжения, В IGBT 1.5 2.1 2.4 3.1
при 1.7А.ММ, t=100°C MOSFET 2.0 11.2 26.7 100
рис.1 приведена зависимость напряжения открытого транзи-
стора для двух IGBTтранзисторов с разным быстродействием
и MOSFET транзистора, имеющего аналогичный размер
кристалла. Ввиду большей стойкости MOSFET к лавинному
пробою, 500В полевой транзистор сравнивается с IGBT, рас-
считанным на напряжение 600В.
Общее представление о соотношении предельного рабо-
чего напряжения и напряжения открытого транзистора дает
приведенная ниже таблица 2, в которой падение напряже-
ния измерено при одной и той же плотности тока и темпера-
туре кристалла.
Рисунок и таблица наглядно показывают, насколько
потери проводимости для высоковольтных полевых тоанзи-
сторов существеннее, чем у аналогичных IGBT.
Рис.1 Зависимость напряжения открытого транзистора от
температуры.
44
IGBT или MOSFET? Практика выбора
1.2. Потери переключения
Решая, во многом, проблему высоковольтных примене-
ний, IGBT тоже имеют врожденный дефект, и он носит назва-
ние"хвост" (tail). Этот эффект объясняется наличием остаточ-
ного тока коллектора после выключения транзистора из-за
конечного времени жизни неосновных носителей в области
базы PNP транзистора (см. рис.2). Поскольку база недоступ-
на, ускорить время выключения схемными методами нельзя.
Рис.2 Временная диаграмма выключения IGBT. Обратите
Рис.3 Временная диаграмма переключения IGBT и энергия потерь.
45
Д.И. Колпаков
Для сокращения ‘'хвоста" существую г технологические
приемы и у современных транзисторов он уже "ораздо мень-
ше, чем у IGBT первых поколений. Однако полностью пода-
вить его не удается и это приводит к тому, что энсрт ия выкл ю-
чения намного бо ьше энергии включения и это
иллюстрируется на графике рис.З.
Борьба за высокие динамические характеристики, сокра-
щение потерь переключения поиводит к росту потерь гоово-
димэсти, и достигну ь оптимальных сюзультатов тут невоз-
можно. В свою очередь снижение статических потерь, а это
достигается, е частности за счет увеличения коэффициента
передачи PNPтранзистора и снижения напряжения насыще-
ния. приводит к росту потерь переключения. Поэтому все
ведущие производители IGBT выпускаю) транзисторы с
раз ым быстродействием для применения на разных
частотах. Например, International Rectifier выпускает IGBT
следующих частотных классов:
W ~ High Efficiency WARP Speed - на частоты 75 - 15ОкГд
U - High Efficiency U.tra-Fast Speed - на частоты 10 - 75кГц
F~ High Efficiency ast Speed - на частоты 3 - ЮкГы
S ~ High Efficiency Standard Speed ~ на частоты 1 - ЗкГц
Рис.4 Зависимость допустимого среднеквадратичного значения
тока коллектора (lRMS) от частоты для транзисторов с одинаковым
размером кристалла в полумостовой схеме.
46
IGBT или MOSFET? Практика выбора
Разницу в частотных характеристиках этих транзисторов
вы можете увидеть на рис.4.
К счастью для разработчиков значение энергии выключе-
ния Eoff, приводимое в справочных данных лучших произ-
водителей, учитывает наличие "хвоста", что упрощает расчет
потесь. С изготовителями транзисторов, которые не дают та-
ких данных, мы бы не рекомендовали сзязыватося
Как может показаться из сказанного, MOSFET транзисто-
ры имеют сплошные преимущества в области потерь пере-
ключения. Однакоэтодалеконетак Портит картину тельный
или внутренний (но не встроенный!) диод (body diode) по-
левого транзистора. Характеристики его обратного восстанов-
ления (заряд Qrr, время t^r) оказываются гораздо хуже, чем у
специальных диодов с малым временем обратного восста-
новления, которые применяются в качестве ант/параллель-
ных диодов в IGBT. Например, у транзистора IGR4PC40UD
заряд обратного восстановления диода -Qrr^'iOOnC, а время
обратного восстановления trr=50ns. Для транзистора
IRF840LC те же параметры составляют Qrr=3uC, trrsSOOns!
Причем речь идет о полевом транзисторе с улучшенными
частотными свойствами (LC - Low Charge).
К чему же это может привести? В полумостовых и мосто-
вых схемах через открывающийся транзистор течет ток нагруз-
ки (ограниченный, естественно, параметрами нагрузки) и ток
обратного восстановления диода оппозитного транзистора,
ограниченный толэко характеристиками проводимости. На
рис.5 показан ток коллектора транзистора, включающегося на
индуктивную нагрузку в полумостовой схеме при условии
быстрого (слева) и идеального (справа) оппозитного диода.
Разница между левой и правой эпюрами показывает вклад
процесса обратного восстановления в энергию включения.
Рис.5 Включение транзистора на индуктивную нагрузку в
полумосговой схеме с быстрым диодом и идеальным диодом.
47
А.И. Колпаков
И этот вклад, как правило, учитывается в значении энергии
включения Eon. Параметр llm (максимальный ток на индук-
тивной нагрузке) гарантирует, что транзистор способен ком-
мутировать ток индуктивной нагрузки и при этом обеспечи-
вать прямоугольную область безопасной работы (ОБР) в
режиме тяжелого переключения, т.е. при высоком токе и
напряжении одновременно. Конечно, все сказанное относится
к лучшим производителям, таким как International Rectifier,
SIEMENS, IXYS и некоторым другим. Наше мнение о не лучших
производителях см. выше.
Большой заряд обратного восстановления тельных дио-
дов MOSFET приводит к большим потерям включения и токо-
вым перегрузкам в полумостовых схемах. Для решения этой
проблемы рекомендуется исключать диод включением двух
быстрых диодов последовательно - параллельно. При этом,
естественно, растут потери проводимости. С зарядом внутрен-
него диода тоже ведется технологическая борьба и небезус-
пешно. В MOSFET 5 поколения производства International
Rectifier заряд Qrr снижен в несколько раз. К сожалению,
такие транзисторы выпускаются только на напряжение менее
100В.
Разработчика, имеющего дело с конкретными схемами,
прежде всего, интересуют не общие соображен/я, а конкрет-
ная методика выбора элемента. Далее мы постараемся дать
рекомендации по такому выбору для некоторых типовых схем.
Мы не будем рассматривать типы корпусов и вопросы техно-
логии производства кристаллов, эта тема достаточно подроб-
но освещена в статье Е. Дуплякина. Основой для выбора того
или иного транзистора послужит сравнение суммарной мощ-
ности потерь.
2. ПРАКТИЧЕСКИЕ РЕКОМЕНДАЦИИ
Для корректного сравнения мы будем использовать тран-
зисторы в тех режимах, где выбор представляет собой наи-
большую проблему. Во всех схемах напряжение питания
будет 310В, ток (пиковое значение) - 5-7А, частота - 20кГц и
50кГц, скважность - 0.5 (для того, чтобы "уравнять в правах"
потери проводимости и потери переключения), Rg=10W
(импеданс схемы управления затвором).
Для сравнения выберем транзисторы, имеющие одина-
ковые кристаллы, корпуса и подходящие по предельным
значениям указанным требованиям. Некоторые основные
характеристики сравниваемых транзисторов приведены в
табзицеЗ.
48
IGBT или MOSFET? Практика выбора
Таблица 3
Тип элемента Jhr, Imax, А Pd, W Qg Q" Гоп, EoffJ Ets, R;C, Res,
V (25°С! (пС> (25ЭС) mJ mJ ! mJ 1 aC/W fiC/W
IRF840LC 500 8 125 39 3000 - . 1 1 0.5
IRG4BC30UD 600 7(20 кГц) 100 50 8С 0.38 0.1610 54 ' 2 0.5
Ubr - максимальное рабочее напряжение
Imax - максимальный ток (коллектора или стока)
Pd - максимальная рассеиваемая мощность
Qg - суммарный заряд затвора
Qrr - за р яд об ратного восстан овл ен и я а нти па рал лел ь н о -
го диода
Rjc - зепловое сопротивление кристалл - корпус
Res - тепловое сопротивление корпус - теплосток
Eon - энергия включения
Eoff - энергия выключения
Ets - суммарная энергия потерь
При расчете используются следующие формулы:
А. Мощность статических потерь транзистора MOSFET
Р =id2*R *D
гDI ‘'сК'оп) ы
Id - Среднее значение тока стока за период проводимос-
ти.
RDS(on) “ сопротивление открытого канала
D - коэффициент заполнения
В. Мощность статических потерь транзистора IGBT
Pry=lc*Uce*D
lc - ток коллектора
Uce - напряжение насыщения
При этом расчете необходимо'учитыва_ь зависимость
Uce=f (1с), проводимую в технических данных.
С. Мощность динамических потерь транзистора MOSFET
без учета тока обратного восстановления оппозитного диода
в режиме "тяжелого" переключения
PSM=(2*Us*ld*Qg/lg)*F
Us - напряжение питания
Ток затвора 1g можно примерно определить, как отноше-
ние разности максимального напряжения на затворе Ugs и
49
А.И. Колпаков
напряжения, соответствующего заряду емкости Миллера Ugm
к импедансу схемы управления затвором.
Ig=( Ugs ~ Ugm)/Rg
Напряжение Ugm определяется по горизонтальному уча-
стку на графике Vgs=f(Qg). Для1ИЕ840 Ugm^5B (см. рис. 6).
D. Мощность динамических потерь транзистора IGBT в
режиме "тяжелого" переключения
@ !с @ Rg)*F
Ets(@lc@Rg) -энергия потерь суметом тока коллектора и
импеданса цепи управления. Определяется по графикам
Ets-f(Rg) и Ets=f(lc).
Значение Ets учитывает "хвост" и потери от обратно-
го восстановления оппозитного диода.
Е. Мощность динамических потерь транзистора MOSFET
с учетом тока обратного восстановления оппозитного диода
в режиме "тяжелого" переключения
PSVf=Us(ll*ta+0.5Qrr) *F
II - ток нагрузки.
ta - составляющая времени обратного восстановления trr,
пока напряжение на диоде остается близк м к 0 (примерно
равно времени включения, как видно из рис.5).
Точной формулы для оценки динамических потерь суме-
том тока обратного восстановления не существует и приве-
денное выражение выведено с некоторыми упрощениями.
Рис.6 Зависимость заряда затвора от напряжения на затворе
50
IGBT или MOSFET? Практика выбора
Однако для приблизительной оценки его точности вполне
достаточно.
2.1 . Однотактная схема.
Для максимального приближения к овальности в схему
введена паразитная индуктивность 1_1=100нГг учитывающая
влияние подводящих проводоз и печатных линий Все гра-
фики получены с помощью моделирования схем на PSPICE.
При расчетах использованы математические модели транзи-
сторов MOSFET и IGBT, разработанные специалистами
International Rectifier и автором статьи. Модели имеют очень
высокую степень достоверности, что подтверждено специаль-
ными тестами.
На р/.с.7 приведена схема, а соответствующие эпюры на
оис.8: энергия потерь, напряжение и ток (сверху вниз) при
использовании IGBT. Обратите внимание на то, насколько
энергия выключения больше энеогии включения. 3 такой схе-
ме отсутствуют потери, связанные с восстановлением диода.
Поскольку паразитная индуктивность L1 затягивает фронт
тока, потерями включения можно пренебречь.
Результаты расчетов сведены в таблицу 4.
Значениетемпературы кристалла ^определяется пр фор-
муле
Tj= PS*(Rjc+Rcs)+Ts
Расчет температуры кристалла должен завершать разра-
ботку схемы, т.к. он позволяет проверить правилвность всех
остальных расчетов и определить запас по тепловому режиму.
Рис. 7
51
А.И. Колпаков
Таблица 4
Тип элемента pd- w Р W сиг» PS. W Tj, °C (Ts=70°C)
2ЭкГц 50к( ц 20кГц 5 Эк Гц 20кГи 50кГц
IRF840LC 10.5 2 5 12.5 15.5 88.7 93.2
IRG4BC30UD 4 3.2 8 7.2 12 82.2 90.4
который, во многом, определяет надежность схемы. Ts - тем-
пература теплостока, которую мы приняли равной 70°С.
Это вполне реальное значение, соответствующее температу-
ре окружающей среды 40°С и площади радиатора 20см2/Вт.
Как видно из таблицы, в такой схеме даже на частоте
50 кГц транзисторы IGBT имеют преимущество из-за меньших
потерь проводимости.
2.2 Понижающий DC-DC конвертор (чоппер).
В такой схеме мы имеем практически все виды потерь.
Рассмотрим наихудший случай, когда за время выключенного
транзистора ток нагрузки спадает незначительно. При этом
включение транзистора происходит при полном токе.
4O0W-
4MW х......
44W
10м
•к»
Рис8 Энергия потерь, напряжение на коллекторе, ток коллектора.
52
IGBTили MOSFET? Практика выбора
Рис.9
Поскольку в качестве оппозитного диода используется диод
с малым значением Qrr, динамические потери включения
MOSFET меньше, чем могли бы быть при его работе в полу-
мосте с аналогичным транзистором. При расчетах использо-
валась модель диода HFA04TB60.
На рис.10 показаны эпюры, соответствующие данной схе-
ме. Отметьте, как возросли потери включения из-за обратного
Рис.10 Энергия потерь, напряжение на коллекторе, ток коллектора.
53
А.И. Колпаков
Таблица 5
Тип элемента РЛ Р W PS,W Tj, °C (Ts=70°C)
2ОкГц 50кГц 20кГц 50кГц 20кГц 50кГц
IRF840LC 15 3 7.5 18 22.5 98 107
IRG4BC30UD 5 8 20 13 25 92 112
восстановления диода. На графикетока коллектора виден пик
при включении транзистора, образующийся в процессе вос-
становления диода. ।
Результаты расчетов сведены в таблицу 5.
В данной схеме потери транзисторов IGBT на частоте 50кГц
превышают потери MOSFET. Из-за большего значения тепло-
вого сопротивления перегрев кристалла IGBTтакже оказыва-
ется больше, что делает применение полевых транзисторов в
таком режиме предпочтительней.
2.3 Полумостовая схема с индуктивной нагрузкой.
На рис.11 приведена соответствующая тестовая схема, а
на рис.12 ~ эпюры. Сточки зрения мощности потерь главное
отличие от предыдущей схемы состоит в том, что при вклю-
чении MOSFET транзистора через него течет ток обратного
восстановления оппозитного диода, имеющего хаоакте-
ристики его внутреннего диода. Поэтому при расчете для
полевсо транзистора используется формула Е (мощность
54
IGBT или MOSFET? Практика выбора
Таблица Б
Тип элемента PD-W Р W PS, W Tj, °С(Т5=700С)
2 Эк1 ц БОкГы 20кГц 50кЩ 20кГи 50кГц
IRF840LC 13.5 9.5 23 20 33.5 100 120
IRG4BC30UD 4 8 23 12 24 90 110
динамических .потерь транзистора MOSFET с учетом тока об-
ратного восстановления оппозитного диода в режиме'тяже-
лого" переключения).
Если направлениетока не меняется, то он _ечет через тран-
зистор и оппозитный диод. Когда в схеме есть модуляция
скважности, и ток нагрузки изменяет свое направление, тран-
зистор и его антипараллельный диод работают по очереди. В
этом случае при расчете потерь необходимо учитывать мощ-
ность рассеивающуюся на открытом диоде.
Результаты расчета, приведенные в таблице б, однознач-
но говорят о преимуществах IGBTв полумостовых схемах. Как
говорилось выше, можно исключить внутренний диод поле-
вого тоанзистора с помощью двух быстрых диодов. Можно
также ограничить пики тока восстановления с помощью снаб-
беров. Од| 1ако при этом схема не только теряет свое изяще-
ство, но и заметно ухудшает технические характеристики.
400V-
0Vx........
ov0Cl,1}
1<л --------
0А +
SOlM 100ue 1101В 120lB 190ue 140ua
Рис.12 Энергия потерь, напряжение на коллекторе, ток коллектора
55
А.И. Колпаков
3. О ПРОИЗВОДИТЕЛЯХ
О преимуществах различных фирм, производящих сило-
вые полупроводники, можно говорить бесконечно. Однако,
скорее всего Вы выберете не самый лучший элемент, а тот,
который проще достать или тот, который Вы хорошо знаете и
привыкли к нему. И соотношение цена _ качество тоже и_ра-
ет не последнюю роль.
Одно можно сказать уверенно: ведущими разработчика-
ми и производителями MOSFET и IGBT были и остаются
International Rectifier, SIEMENS (Infineon), IXYS, Advanced
Power Technology (APT). Среди производителей
Таблица 7. MOSFET Vdss=200V Корпус ТО-247
I ип элемента, фирма ^DSlor) ’о.А Ear. Rjc Res Qg, trr Qrr
(250 (25ПС) mJ C/W °/W nC ns uC
IRFP260 IR 0.055 46 280 28 0.45 0.24 230 390 4.8
IXFH42N20 IXYS 0.06 42 300 30 0.42 0.25 220 300 2.6
Таблица 8. MOSFET Vdss=100V Корпус ТО-220
Тип элемента, R ROSlon) И PD.W Ear, Rjc Rja Qg. trr Qrr
фирма (25°C) (25nC) mJ °/W n/W nC ns uC
IRF540N IR 0.052 33 140 14 1.1 62 94 170 1.1
BUZ341 SIEMENS 0.07 33 170 16 0.74 75 180 230 1.8
Таблица 9. IGBT Vce=600V Корпус ТО-247
Тип элемента, фирма IcA (25°C) Von, V PD.W (253C) Ear, mJ Rjc nC/W Qg, nC Eon mJ Eoff mJ
IRG4PC50W IR 80 2.3 200 170 0.64 180 0.8 0.4
IRG4PSC71K IR 85 1.8 350 180 0.36 340 0.8 2
BUP604 SIEMENS 80 2.2 300 75 0.4 160 4 8
IXGK50N60AU1 IXYS 75 2.7 300 - 0.75 200 3 9.6
APT30GT60BR APT 55 2.0 200 65 0.63 95 1 0.7
56
IGBT или MOSFET? Практика выбора
сверхмощных модулей и интеллектуальных силовых модулей
можно назвать также FUJI и TOSHIBA
Для сопоставления приведем таблицы со сравнительны-
ми характеристиками некоторых элементов (таблица 7,8 -
MOSFET, 9 - IGBT). Чтобы сравнение было корректным,
возьмем транзисторы, имеющие одинаковый корпус, макси-
мальную для данного корпуса мощность и наилучшие частот-
ные свойства.
Анализ таблиц показывает, что отдать предпочтение ка-
кому-либо из производителей очень сложно. Это еще раз
подтверждает, что на рынке силовых компонентов существу-
ет жесткая конкуренция, и определяющими могут стать пре-
имущества в стоимости, простотедоставки и технической под-
держке. Мы убеждены в том, что по последнему параметру
лидирует International Rectifier. Эта фирма появилась на
нашем рынке одной их первых и с самого начала своей дея-
тельности делала главный акцент на обеспечение разработ-
чиков технической информацией. С этим утверждением мож-
но не соглашаться, но одно бесспорно. Наиболее достоверные
SPICE модели MOSFET и IGBT транзисторов разработаны спе-
циалистами именно этой фирмы. А создание современной
техники без математического моделирования невозможно.
И в этом мы абсолютно уверены
Литература:
IR Application Nc:es:
1. Use Gate Charge to Design the Gate Drive Circuit for Power MOSFETs
and IGBTs. AN-944
2. Application Characterization of IGBTs. INT990
3. IGB Characteristics. AN-983
4. Datasheets IB, IXYS, SIEMENS, APT
5. А.Колпаков. Моделирование MOSFET транзисторов с помощью
SPICE. Новые Компоненты, 1998, №5-6(8)
6. В.В.Иванов, А Колпаков. Применение IGBT. Электронные Компо-
ненты, 1996, №1
7. А.Колпаков. Автоматизации теплового расчета оконечных каска-
дов на IGBT транзисторах. Экспресс Электроника, 1998, №5, 6
57
А.И. Колпаков
IGBT транзисторы
в системе электронного заЛнгания
Введение
Невозможно представить себе современный автомобиль
без электроники. Электронных устройств становится все боль -
шег они внедряются во все системы автомобиля, и одним из
важнейших таких устройств является система электронного
зажигания. На новых машинах она, как правило, входит в
штатное оборудование. При установке же на старые автомо-
били, выполненные по классической схеме, это, пожалуй,
единственное устройство, способное качественно улучшить
характеристики машины’, поднять их на новый уровень.
Подавляющее большинство автомобилей в нашей стра-
не, к сожалению, составляют именно такие автомобили, и
необходимость в разработке подобных схем с годами не
уменьшается. Кроме того автолюбителям, которые не только
"держатся за руль", но и пытаются разобраться в том, что же у
машины находится под капотом, будет интересно и полезно
узнать некоторые особенности системы зажигания.
Напомним основные преимущества, которые дает систе-
ма электронного зажигания:
Более полное сгорание топлива и связанное с этим по-
вышение мощности и экономичности,
• Снижение токсичности отработавших газов,
Облегчение холодного пуска,
• Снижение энергопотребления
• Возможность микропроцессорного управления зажи-
ганием
На сегодняшний день схем электронного зажигания
существует множество. Выпускается также масса интеграль-
ных схем для серийного использования в автомобилях.
Однако одна из проблем, присущих всем таким системам,
полностью не решена до сих пор. Это проблема надежности.
Многие автолюбители знают, что вывести систему зажигания
из строя может оборвавшийся со свечи высоковольтный про-
вод. Оконечный силовой каскад, а это неотъемлемая часть
подобных устройств, работает в очень напряженном элект-
рическом и тепловом режиме. Ни полевые, ни тем более
биполярные транзисторы не способны дать гарантию безот-
казной работы во всех режимах, особенно аварийных.
58
IGBT транзисторы в системе электронного зажигания
IGBT транзистор
MOSFET транзисторы, появившиеся в 80-х годах, имели
характеристики, близкие к характеристикам идеального клю-
ча и являлись наиболее популярными ключевыми элемента-
ми. Однако оказалось, что главным параметром, ограничи-
вающим область их применения, является напряжение стока.
Высоковольтных МОП - транзисторов с достаточно хороши-
ми характеристиками создать пока не удается, так как сопро-
тивление открытого МОП ПТ растет пропорционально квад-
рату пробивного напряжения. Кристаллы высоковольтных
МОП ПТ имеют большую площадь и, соответственно, боль-
шую стоимость чем у биполярных транзисторов. Справедли-
вости ради надо сказать, что многие фирмы продолжают
работать над созданием высоковольтных полевых транзис-
торов. В частности IXYS выпускает транзисторы по BIMOSFET
технологии, рассчитанные на напряжение до 1600В. Однако
напряжение насыщения у них составляет 7В, соответственно
и рассеиваемая на них мощность оказывается недопустимо
большой.
Рис.1
59
А.И. Колпаков
В середине 80-х г.г., возникла идея создания биполярно-
го транзистора с МОП - управлением, названного IGBT -
Insulated Gate В;polar Transistor. В 90-91 г.г. в каталогах ряда
фирм (среди которых одной из первых была фирма
International Rectifier) появились транзисторы IGBT. С тех лор
практически все ведущие производители мощных полупро-
водниковых приборов изготавливают эти транзисторы.
IGBT представляет собой PNP транзистор, управляемый
от сравнительно низковольтного МОП транзистора с индуци-
рованным каналом через высоковольтный N-канальный
полевой транзистор. Новая технология позволила соединить
в одном элементе достоинства полевых и биполярных тран-
зисторов У IGBT практически отсутствуют входные токи, они
имеет отличные динамические характеристики, не уступаю-
щие MOSFET. В то хе время потери у них растут пропорцио-
нально току, а не квадрату тока, каку полевых тра.чзисторов.
Максимальное напряжение ЮВТограниченотолькотехноло-
гическим пробоем, и уже сегодня выпускаются тоанзисторы с
рабочим напряжением до 2000В. При этом напряжение
насыщения у них не превышает 2-ЗВ в рабочих режимах.
Основным недостатком IGBT транзисторов пока остаются ди-
намические потери, что снижает допустимый ток коллектооа
на частотах выше ЮкГц. Однако для силовых каскадов бло-
ков электронного зажигания, где рабочие частоты не превы-
шают (2ОО-ЗОО)Гц, на сегодняшний день транзисторы IGBT
подходят более других элементов.
Описание схемы
Как правило, энергия в системах электронного зажигания
запасается в индуктивности катушки зажигания или в нако-
пительном конденсаторе. Первый способ реализован в боль-
шинстве современных систем зажигания, например в а/м
ВАЗ-2108,2109. Первичная обмотка катушки зажигания в этих
машинах имеет низкое сопротивление (около 0,5 Ом), и
стабилизация тока при колебаниях напряжения аккумулятора
не представляет трудности Энергия, запасенная в индуктив-
ности Eind, выражается следующим соотношением:
Ernd=L*F/2,
где L - индуктивность первичной обмотки катушки зажи-
гания, I _ ток. Индуктивность выбирается, исходя из необхо-
димости обеспечения полного заряда при максимальной
частоте вращения коленчатого вала (200Гцпри бОООоб/мин).
Ток стабилизируется на уровне, обеспечивающем
60
IGBT транзисторы в системе электронного зажигания
Рис.2
= vfkj
Time
Рис.З
61
А.И. Колпаков
необходимую энергию искры. Описанная система зажигания
является наиболее распространенной среди серийных, по-
скольку имеет возможность интегрального v сполнения. Од-
нако она имеет и свои недостатки, главным из которых явля-
ется неэффективная ее работа с высокоомной катушкой и
невысокая скорость нарастания напряжения. Кроме того, в
подобной системе напряжение на транзисторе определяется
напряжением вторичного пробоя в зазоре свечи, и опасность
выхода из строя высоковольтного транзистора довольно ве-
лика.
В машинах с классической схемой, где искра формирует-
ся за счет прерывания тока в достаточно высокоомной катуш-
ке механическим прерывателем, проблем еще больше.
Замена механического контакта на электронный их не реша-
ет, и применение электронных коммутаторов от "Самар" или
им подобных в автомобилях с высокоомной катушкой недает
ничего, кроме снижения токовой нагрузки на контакт.
Дело в том, что RL параметры катушки должны удовлет-
ворять противоречивым требованиям. Во-первых, активное
сопротивление R должно обеспечивать достаточный ток для
накопления необходимого количества энергии при пуске,
когда напряжение аккумулятора может упасть в 1,5раза. С
другой стороны, слишком большой ток приводит к преждев-
ременному выходу из строя контактной группы. Во-вторых,
для увеличения количества запасенной энергии необходимо
увеличивать индуктивность катушки, но при этом с ростом
оборотов ток в катушке не успевает достигнуть номинально-
го значения. Например, в системах зажигания ВА321О1-21О7
при частоте вращения коленчатого вала бОООоб/мин ток раз-
рыва катушки падает в полтора раза, а мощность, соответ-
ственно, более чем в два, что приводит к повышенному рас-
ходу топлива. Сказанное иллюстрируется эпюрами,
приведенными на рис.2 и 3, где (снизу вверх) показаны
напряжение на контакте прерывателя, ток катушки и запасен-
ная энергия. Все эпюры получены при моделировании элект-
ронных схем систем зажигания с помощью программы PSPICE.
Из графиков видно, что при увеличении частоты вращения
вала с 1500об/мин до бОООоб/мин (что соответствует часто-
те искрообразования 5ОГц и 200Гц), запасенная в катушке
энергия падает с 50мДж до 20мДж.
Наиболее полно преимущества электронной системы
зажигания проявляются в конденсаторной системе с непре-
рывным накоплением энергии. Один из вариантов конден-
tGBT транзисторы в системе электронного зажигания
саторной системы зажигания и описан в данной статье.
Подобные устройства способны разрешить большинство
противоречивых требований, предъявляемых к системе
зажигания. В такой схеме высоковольтнь й конденсатор
постоянно подзаряжается от вспомогательного генератора,
силовой транзистор подключает заряженный конденсатор к
первичной обмотке, а катушка зажигания исполозуется только
как трансформатор.
Энергию, запасенную в конденсаторе Есар, можно опре-
делить следующим образом:
Есар=С*И/2,
Где С - емкость, а V _ напряжение на конденсаторе, кото-
рое выбирается исходя из необходимого напряжения вторич-
ного пробоя. Обычно напряжение на первичной обмотке нор-
мируется на уровне 300-350В. Наличие высокочастотного
генератора и стабилизация напряжения делает величину
запасаемой энергии независимой от напряжения аккумуля-
тора и частоты вращения вала. Такая структура получается
гораздо более экономичной, чем при накоплении энергии в
индуктивности, так как ток через силовой транзистор и Опер-
вичную обмотку катушки течет только в момент новообра-
зования. Кроме того высоковольтное напряжение на транзи-
сторе стабилизировано и не зависит от напряжения
вторичного пробоя, как в индуктивных системах, что повы-
шает надежность рабо ы силового транзистора.
На рис.1 приведена упрощенная принципиальная схема
блока электронного зажигания с непрерывным накоплением
энергии и стабилизацией выходного напряжения. Подзаряд-
ка накопительного конденсатора СЗ производится от импуль-
сного высоковольтного трансформатора TV1, управляемого
автоколебательным генератором. Генератор собран по схе-
ме мультивибратора на компараторе D1 (в схеме - LM311),
управляющем IGBT транзистором Q1. Генератор отключается
при открывании транзистора VT1 по цепи обратной связи при
достижении напряжения на конденсаторе заданного значе-
ния. Напряжение стабилизации задается стабилитроном VD3
и делителем R8, R9. Такой способ регулирования напряже-
ния повышает экономичность схемы, так как заряд конденса -
тора происходит сразу после искрообразования, после чего
генератор работает в режиме низкочастотного подзаряда,
практически не потребляя энергии. При емкости накопителя
С1=1мкФ и напряжении 350В, энергия искры в соответствии с
приведенной выше формулой составляет около бОмДж.
63
А.И. Колпаков
Рис.4
Time
Рис.5
64
IGBT транзисторы в системе электронного зажигания
На рис.4 и 5, где (снизу вверх) показано напряжение на
накопительном конденсаторе и запасенная в нем энергия при
частоте вращения коленчатого вала 1500об/мич и БОООоб/
мин. Из эпюр видно, что запасенная энергия, составляющая
около бОмДж, практически не изменяется. Не зависит она так-
же и от напряжения аккумулятора благодаря стабилизации
напряжения на конденсаторе
Импульсы с прерывателя или бесконтактного датчика
поступают на входной каскад на транзисторе VT2 Согласую-
щий входной каскад необходим для того, чтобы устройство
могло работать как от контакта прерывателя, так и от бескон-
тактного датчика. Далее импульсы диффеоенцируются цепоч-
кой C4R12 и нормируются триггером Шмидта, входящим в
состав микросхемы D2. Таким образом вырабатывается
пусковой импульс фиксированной длительности (обычно 1-
2 мс), открывающий IGBT транзистор Q2, в результате чего
происходит сброс энергии в катушку зажигания. Задачу фор-
мирования пускового импульса, управления силовым тран-
зистором и защи гу ег о от перегрузки выполняет специализи-
рованная микросхема - драйвер D2 ~ IR2125.
Драйвер обеспечивает управление транзистором и защиту
от перегрузки по току. В данной схеме защита организована
по напряжению насыщения транзистора, которое пропорци-
онально току коллектора. Такая защита не требует использо-
вания мощного резистора в цепи эмиттера транзистора,
создающего дополнительные потери. При включении тран-
зистора сумма прямого падения напряжения на диоде VD4 и
на открытом транзисторе через делитель R14, R15 поступает
на вход защиты CS. Если это напряжение превышает задан-
ное значение, транзистор отключается.
Драйвер выполняет еще одну очень важную функцию. Для
полного открывания IGBT транзистора на его затвор необхо-
димо подать напряжение не менее 10В. В противном случае
он может перейти в линейный режим, при котором резко воз-
растают потери мощности и транзистор может выйти из строя.
Такая ситуация возможна при падении напряжения аккуму-
лятора (например при работе стартера). При этом питание
выходного каскада драйвера осуществляется от так называе-
мой бутстрепчой емкости СБ, которая заряжается через диод
VD2. Поскольку токи управления очень малы, емкости ЮмкФ
хватает для управления транзистором в течение околоБс. При
падении напряжения на емкости С5 ниже 9В, драйвер также
отключает транзистор. Сбрасывается защита при нулевом
65
А.И. Колпаков
входном сигнале драйвера. Ток транзистора Q1 генератора не
превышает ЗА, который обеспечивается при напряжении на
затворе 6В, и управления от драйвера не требуется.
В качестве силового выбран IGBT транзистор IRG4PH40U,
напряжение насыщения которого при рабочем токе 10А со-
ставляет около 1.5В. Средняя мощность, рассеиваемая на
транзисторе при максимальных оборотах не превышает 1,5Вт,
что позволяет использовать его без теплоотвода. Максималь-
ное напряжение Uce составляет 1200В. Таким образом, про-
бой исключен в любых аварийных режимах.
В принципе IGBT транзисторы являются оптимальным
силовым элементом блока электронного зажигания, по какой
схеме он бы не выполнялся.
66
Злектролитические конденсатор i.
сабе нвснш оримененнн
Электролитические конденсаторы (для краткости будем
называть их ЭК) - неотъемлемая часть большинства элект-
ронных схем. Старые разработчики помнят те времена, когда
надежность электронных устройств во многом зависела от
надежности ЭК. Любой телемастер знает, что причиной отка-
за телевизора (особенно отечественного) чаще всего являет-
ся конденсатор, потерявший емкость.
И причина, как правило, вовсе не в том, что ЭК плох, а в
том, что при расчете схемы не были учтены особенности ре-
жимов работы ЭК. Сейчас многое изменилось. Срок службы
ЭК ведущих фирм, таких как EVOX-RIFA, теперь уже не яв-
ляется определяющим фактором и может составлять немыс-
лимые ранее величины. Например, некоторые конденсаторы
фирмы HITACHI имеют ресурс ЗЮ тыс. часов при номиналь -
ном токе пульсаций и температуре 40°С.
Однако неграмотный выбор ЭК и неправильный расчет
режимов его работы может заметно снизить надежность ап-
паратуры и явиться причиной неожиданных отказов. Особен -
ностям применения и методике выбора и расчета номиналов
электролитических конденсаторов посвящена данная статья2.
I Особенности конструкции
В обычном алюминиевом ЭК диэлектриком является
окись алюминия. Окись алюминия подобно р-n переходу
имеет одностороннюю проводимость и способна выдержи-
вать напряжение только одной полярности. Соответственно,
также как и у диода, при подаче обратного напряжения в ЭК
возникают токи утечки.
Оксидный слой не может иметь равномерной толщины по
всей поверхности. В точках наименьшей толщины ток утечки
будет максимальным. Причиной увеличения тока утечки яв-
ляется также наличие примесей воды в электролите. Присут-
ствие воды в электролите снижает соответственно и макси-
мально допустимое напряжение ЭК.
На параметры ЭК сильное влияние оказывает температу-
ра. С ростом температуры увеличиваются емкость, проводи-
мость электролита, ток утечки. Снижается надежность за счет
ускорения коррозионных процессов
Важное значение имеет временная стабильность пара-
метров, определяющая время жизни ЭК. Одним из таких
67
А.И. Колпаков
параметров является Rs или cSR (эквивалентное последова-
тельное сопротивление) ЭК.
ESR состоит из:
Ra, ~ сопротизление выводов и алюминиевой фольги’
Re ~ сопротивление электролита;
R0Ji - сопротивление диэлектрика.
2. Потери в ЭК
Суммарные потери проще всего оценить, зная ток утечки
1|г среднеквадратичное (RMS) значение переменного тока I,
текущего через конденсатор, и значения эквивалентных
сопротивлений ЭК.
Общее омическое сопротивление R состоит из сопротив-
ления металла и электролита.
Диэлектрические потери пропорциональны энергии,
запасенной в конденсаторе - Wc=1/2CU* Мощность Рр рас-
сеиваемая в ЭК, может быть записана следующим образом:
P,=fVK + RI2 (2 1)
где f - частота, с которой конденсатор заряжается и
разряжается.
Условимся, что ток через ЭК имеет синусоидальную
форму. В этом случае потери будут:
P.=fCU?/2 + RI2 (2.2)
Поскольку l=wCU, a w=2pf, то
P,=UI(1/4x + 2к RCf)=UI(A+Bf) (2.3)
Сомножитель (A+Bf) представляет собой известный всем
cosf. Однако пользоваться углом ф неудобно, т.к. обычно он
близок к 90°, поэтому при расчетах ЭК применяют угол 8 =90-
ф называемый углом потерь. 1ап8=51п(90-ф)/соз(90-ф)=
51п(90-ф) т.к. соз(90-ф)=1. Формула приобретает простой и
понятный вид:
P;=Ultan8 (2.4)
Ошибка, возникающая из-за принятой аппроксимации
несущественна для расчетов потерь ЭК, а измерение tan8
намного проще, чем созф. Этот параметр называется танген-
сом угла потерь и приводится в данных на ЭК.
Подставляя в (2.2) U=l/toC, получаем:
Р,= l2(R + k/(4^fC)) - (2.5)
Таким образом можно определить Rs или ESR _ эквива-
лентное последовательное сопротивление, значение которого
68
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
также приводится в технических характеристиках (по край-
ней мере у серьезных производителей).
R=R+k/(4rffC) (2.6)
Как видно из (2.6), параметр является частотно зави-
симым. График зависимости Rs отчастоты для ЭК RIFA-450B-
68мкФ-85с' приведен на рисунке. Это несколько затрудняет
расчеты потерь. Кроме того, если ток имеет сложный спект-
ральный состав, необходимо знать величину каждой гармо-.
ники. Однако, если низшие гармоники достаточно велики и
частотно зависимый компонент мал по сравнению с омичес-
ким сопротивлением, расчет становится простым. Обычно на
частотах свыше 500Гц Rs практически не зависит от частоты,
Р=PRS (f>500fu) (2.7)
3. Тепловой расчет
Температура перегрева ЭК зависитот Rs и среднеквадра-
тичного значения переменного тока I. Назовем температуру в
наиболее нагретой точке конденсатора (точке перегрева) Th„
а температуру окружающей среды - Та. В рабочем диапазоне
перегрев является линейной функцией мощности потерь Р.
Тогда справедливы следующие соотношения:
Р=Я/ (3.1)
\=T+R,„P (3.2)
где Rth ~ тепловое сопротивление "точка перегрева _
окружающая среда".
ESR, Ohm
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
О 1000 2000 3000 4000 5000 6000
Frequency, Hz
69
А.И. Колпаков
4. Ток утечки
Причиной возникновения тока утечки I, являегся несовер-
шенство оксидного слоя. Временная зависимость I, после
включения:
(4.1)
где 1|5 — ток утечки через 5 минут после подачи постоянно-
го напряжения на ЭК, а постоянная р имеет значение в диапа-
зоне (0.5-1).
Общая формула в установившемся состоянии имеет сле-
дующий вид:
lL-k*C*UR, где константа к=3*10 3 (4 2)
5. Срок службы и надежность
Два основных параметра, влияющих на ресуос и надеж-
ность ЭК - это рабочее напряжение и температура. Для срока
службы Ld„ можно записать соотношение:
L = L D(UD/U )" (5.1)
op cp*Jv oof '
где Unp “ рабочее напряжение, UF - предельно допусти-
мое напряжение, l_opR“ срок службы ЭК при напряжении UB.
Показатель степени п=5 при 0.8UR<U<UH; п=3 при
0.5UR<LK0.8UR. Это означает, что снижение рабочего напря-
жения на 21% увеличивает срок службы вдвое. Если U<0.5URJ
срок службы практически не зависит от напряжения.
Срок службы имеет экспоненциальную температурную
зависимость. График зависимости может быть описан выра-
жением:
in(L ) = А~В*Т (5.2)
op
Надежность ЭК оказывается тем выше, чем выше его диа-
метр. Формула, учитывающая диаметр, имеет следующий
вид:
LopR=f(D)2fs5Ttv^a . (5.3)
(Для конденсаторов, рассчитанных на 105°, вместо 85 в
показателе степени должно быть 105).
Значение f (D) для различных значений диаметра приве-
дено ниже:
Диаметр (мм) f(D)
35 30000
50 35000
65 45000
75 60000
70
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
L определяется, как время, в течение которого паоамет-
ры ЭК находятся в пределах определенных допусков. У каж-
дой фирмы производителя значения допусков свои. RIFAtsk
определяет предельное состояние ЭК:
• Изменение емкости более 15%
Увеличение tan5 более чем в 1.3 раза
Увеличение ESR более чем в 2 раза
Когда большое количество ЭК (назовем его Nc.) испыты-
вается при заданных условиях, то через определенное время
некотооые параметры ЭК подойдут к своему предельному
значению. Количество ЭК, сохраняющих свои параметры в
пределах допусков - R(t), будет со временем становиться все
меньше в соответствии с выражением:
/?fM=NceAt (5.4)
где I - частота отказов.
Вероятность отказа F(t) можно определить как:
F(t)=1-S(ti=1-e“ (5.5)
где S(t) - вероятность, что 1 конденсатор прослужит
время t.
Можно также определить зависимость срока службы Lop
от вероятности отказа следующим образом:
£лр=7/Л*/л7/0-Г? = m*ln1/(1-F) (5.6)
где m _ среднее время между отказами.
Lop и Xэкспоненциально зависят от температуры: X - воз-
растает, а 1_ор - снижается.
Упрощенное выражение для X выглядит следующим
образом:
Л=2.5*/(?7*2^65^ (5.7)
Для 105°конденсаторов в показателе степени надо заме-
нить 85 на 105.
Пример: Рассчитать температуру нагрева ЭК диаметром
50мм яри условии, что он работает на предельном напряже-
нии (U=U,.) и срок службы должен быть не менее 5 лет.
Решая формулу 5.3 для Т^, получим:
12m5'24'365
Ths = 85--------35000— = 8 7
fn2
71
А.И. Колпаков
6. Электрическая модель электролитического
конденсатора
Упрощенная эквивалентная электрическая схема ЭК при-
ведена на рис. 6.1.
Ток утечки lL может быть определен, как омический ток
при рабочем напряжении, не превышающем предельного
значения. Данная модель может быть использована при рас-
четах на P5PICE с достаточной степенью точности.
Рис. 6.1
L - суммарная индуктивность выводов
R - суммарное омическое сопротивление выводов, фольги и
электролита
RI - сопротивление утечки
7. Тепловая модель электролитического
конденсатора
Токи перезаряда конденсатора вызывают потери на его
омическом сопротивлении. Потери также создаются за счет
тока утечки и изменения напряжения на диэлектрике. Эти
потери проявляются в повышении температуры ЭК -ДТ, про-
порциональном мощности потерь Р.
AT=Rth*P
где Rth - тепловое сопротивление конденсатора.
Наиболее нагретая точка ЭК имеет температуру Tte. Обыч-
но эта точка расположена в геометрическом центре ЭК. Тепло
распространяется во все стороны через электролит, фольгу,
выводы, корпус и т.д. Обозначим Rnhr - тепловое сопротив-
ление "точка перегрева - корпус", a Rt. - тепловое сопро-
тивление "корпус _ окружающая среда . Если ЭК установлен
на теплосток, появляется тепловое сопротивление "корпус -
теплоотвод" R^, зависящее от размера, формы теплостока и
конвекции воздуха.
72
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
Tt Rthht Ths Tt Rthht Ths
Рис. 7.1
Rthcc
Rthca
Cth2
П-
Rthhs
Ta
На тепловые режимы при импульсном характере работы
влияние оказывает также тепловая емкость конденсатора Cth,
которая зависит от массы и материала ЭК. В модели ЭК такую
емкость можно было бы установить параллельно каждому
сопротивлению. Однако емкостью, параллельной Rthca, мож-
но пренебречь благодаря низкой теплоемкости воздуха.
На рисунке (7.1) приведеныэквивалентныетепловыесхе-
мы для случая естественного охлаждения (слева) и установ-
ки ЭК на радиатор (справа). Tt - температура выводов кон-
денсатора. Температура корпуса Тс измеряется в точке,
противоположной выводам.
В таблице, приведенной ниже, даны значения тепловых
сопротивлений для различных размеров ЭК фирмы RIFA при
естественном охлаждении конденсатора.
Приведенные цифры являются основными данными для
расчета нагрева ЭК, в какой бы схеме он не работал. К сожа-
лению, в каталогах большинства фирм-производителей (и в
отечественных ТУ тоже) мы не находим необходимых тепло-
вых характеристик.
8. Параллельное и последовательное
соединение ЭК
Соединение ЭК используется для повышения емкости,
увеличения допустимого напряжения или тока пульсаций и
73
А.И. Колпаков
Размер корпуса R.hhr, °C/W 7ппг * £c/w
А/35х51 0.8 9.8 68
В/35x60 0.8 9.0 81
С/35х75 1.0 8.2 101
D/35x95 1.3 7.6 127
Н/50Х75 0.6 5.7 205
1/50x95 0.6 5.2 260
К/50х105 0.7 5.1 287
0/65x105 0.4 3.8 486
R/65x145 0.7 3.5 671
L/75X78 0.5 3.5 482
1/75x105 0.4 3.3 647
U/75х И 5 0.5 3.2 708
V/75x145 0.7 3.0 893
Х/75х220 0.5 2.9 1351
М/90x78 0.5 2.9 692
14/90x98 0.5 2.6 868
Y/90x1^5 0.4 2.3 1283
не вызывает, на первый взгляд, никаких проблем. Однако
проблемы существуют и связаны они в первую очередь с воз-
никновением переходных помех при включении из-за пара-
зитной индуктивности соединительных проводов.
На рис. 8.1 показано параллельное соединение 4 конден-
саторов С1...С4 емкостью по 68мкф. В схеме также присут-
ствуют паразитные индуктивности проводов L1...L4 по 200нГ
(вполне реальная величина, соответствующая примерно5 см
провода). Посмотрим с помощью программы PSPICE, как
схема будет себя вести при подаче постоянного напряжения
от источника 100В.
Эпюры напряжения во2 и 5 точках схемы показаны на рис.
8.2. Обратите внимание, что амплитуда напряжения в точке 5
схемы более чем в 2 раза превышает напряжение питания.
К роме то го, в точках минимума переходного процесса напря-
жение на ЭК становится отрицательным!
Однако в жизни все оказывается не так плохо благодаря
наличию активных распределенных сопротивлений в прово-
дах и ЭК. Более реальная эквивалентная схема приведена на
рис.8.3, а соответствующие ей эпюры - на рис.8.4.
В схему включены сопротивления и индуктивности
подводящих проводов, паразитные индуктивности ЭК и
74
Электролитические конденсаторы. Особенности при енени
Рис 8.2
сопротивления Rs (ESR) о которых говорилось выше. Эпюры
в точке 5 схемы даны для двух значений температуры - 20°С
и 85°С. Разница в переходном напряжении (135В для 20сС и
165В для 85°С) объясняется тем, что Rs изменяет свое значе-
ние от22мОм при 20°С до 7м0м при 85°С. Величина перенап-
ряжения зависит и от номинала конденсатора. Моделирова-
ние показывает, что для ЮОмкф перенапряжение будет 135 В,
а для 1500мкФ - 160В и этот фактор необходимо учитывать
при расчетах.
Интересно, что пик напряжения не зависит от величины
нагрузки. Это объясняется тем, что импеданс схемы очень
низок по сравнению с нагрузкой.
75
А.И. Колпаков
Рис.8.3
Рис.8.4
Последовательное соединение ЭК используется для
высоковольтных схем. При этом часто приходится включать
конденсаторы последовательно - параллельно для получения
необходимой величины емкости.
Анализ переходных искажений в комбинированной схеме
производится аналогично описанному выше. Следует учесть
паразитные параметры проводов между последовательно
соединенными конденсаторами. Не забудьте про разброс
номиналов конденсаторов, который может привести к
значительным перенапряжениям на некоторых из них.
76
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
Особенностью последовательного соединения ЭК явля-
ется то, что параллелоно каждому ЭК необходимо установить
резистор для устранения перекоса напряжения из-за разно-
сти токов утечки конденсаторов. Номиналы уравнивающих
резисторов можно рассчитать по формуле:
R=1000/(0.015*C) (8.1)
где С ~ емкость в мкФ, R - сопротивление в кОм.
Формула 8.1 выведена на основании известного соотно-
шения для тока утечки I =k*C*U,, где константа к=3*103. Ток
резистора lR должен быть больше тока утечки, который имеет
большой разброс и сильно зависит от условий эксплуатации.
Часто оказывается, что правильно рассчитанный уравниваю-
щий резистор рассевает довольно большую мощность и с
этим приходится мириться.
На ЭК присутствует также переменное напряжение пуль-
саций. Резисторы обеспечивают уравнивание только для по-
стоянного тока и низких частот. На частотах порядка сотен герц
и выше коэффициент деления напряжения определяется
только соотношением емкостей.
9. Причины отказов ЭК
Основная причина деградации и выхода из строя ЭК - это
диффузия электролита через изолятор. Этот процесс ускоря-
ется с ростом температуры и, в основном, определяет срок
службы конденсатора.
Ниже приведены некоторые причины, способные приве-
сти к преждевременному отказу ЭК:
Переохлаждение (обычно ниже -30°С). Приводит к
резкому росту ESR и падению емкости.
• Перегрев (повышенная температура окружающей
среды или превышение допустимого тока пульсаций). При-
водит к росту ESR и тока утечки, падению емкости.
• Превышение рабочего напряжения. Приводит к росту
ESR и падению емкости.
Переходные перенапряжения. Может привести к повы -
шениютока утечки и внутреннему короткому замыканию ЭК.
• Воздействие высоких частот. Может привести к изме-
нению емкости и ESR.
• Обратное напряжение. Может привести к повышению
тока утечки, потере емкости, увеличению ESR, сокращению
срока службы.
77
А.И. Колпаков
• Механические вибрации. Приводит к внутреннему ко-
ровому замыканию, увел имению тока утечки, потере емкости.
10. Выбор и расчет ЭК
10.1 Среднеквадратичное значение тока
пульсаций 1КМ5
Этот наиболее важный параметр, который приходится
оценивать при анализе практически любой схемы, в состав
которой входятЭК. Именно значение 1нн$определяет, в основ-
ном, потери в ЭК. Поэтому ведущие производители конден-
саторов приводят в своих технических данных предельное
значение L а не допустимую амплитуду пульсаций, как это
принято в наших ТУ.
Рассмотрим работу двухполупериодного выпрямителя,
схема которого приведена на рис. 10.1. Первичное напряже-
ние - 50Гц, 220В. Сопротивление нагрузки - 80Ом, емкость
конденсатора - БООмкФ.
На рис. 10.2 показаны ток конденсатора - импульсный lcpp
и среднеквадратичный lrrisc (вверху), напряжение на конден-
саторе и выходное напряжение выпрямительного моста при
отсутствии сглаживания (внизу). Предположим, что потерь в
схеме нет. Заряд конденсатора начинается, когда выпрямлен-
Рис.10.1
78
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
ное напряжение превышает напряжение на ЭК. Разряд идет
практически линейно. Пусть tl - время начала заряда, t2 -
время начала разряда, t3 - время начала следующего перио-
да заряда, т.е. t3=t1 + Т.
U= 310sin(ajt) = 310 sin(2n50t)
t1=32.8ms t2=35ms 13=42.8ms
где 310В ~ амплитуда входного напряжения.
Пиковый ток конденсатора l.pp (при t1>:
U= CdU/dt = 500*10 6*310* (2ti50) *cos(2n50*32.8*103) =28A
Ток разряда ld определяется из соотношения:
Id(t3 ~t2) = lcpp(t2~t1}*0.5
/d= 0.5*23*635 -32.8)/(42.8 - 35) = 3.6A
Ток заряда ЭК имеет треугольную форму. Его среднеквад-
ратичное значение Irms:
, , It2-t1 no |35 - 32.8 о с я
Irms - tcpp.l-----= 28.-----------= 8.5А
V ЗТ У 3*10
Среднеквадратичное значение тока разряда Irmsd:
Рис 10.2
79
А.И. Колпаков
frmsd = Id J--------
11 T
. ]42.8-35
11 10
= 3.9A
Общее среднеквадратичное значение тока:
Irmsc = \l?rms ±I2rmsd = у8.5г + 3.9? =9.3
10.2. Двухполупериодный выпрямитель
При выборе номинала конденсатора мы должны учиты-
вать не только требования, предъявляемые к схеме, в кото-
рой он установлен, но и требования, предъявляемые к режи-
мам работы самого ЭК. Причем последние, как правило,
оказываются строже. Необходимо также учитывать оазброс
номиналов, временные изменения параметров и помнить о
гом, что ЭК должен оставаться в пределах заданных допус-
ков в течение всего срока службы.
Как правило, расчет номинала ЭК включает следующие
действия:
Выбирается номинал конденсатора, обеспечивающий
необходимую мощность нагрузки или заданное минималь-
ное выпрямленное напряжение;
Найденное значение корректируется с учетом разбро-
са номинала, временного и температурного изменения номи-
нала;
• Из каталога выбирается ближайшее минимальное зна-
чение номинала конденсатора;
• Рассчитывается среднеквадратичное значение тока
пульсаций для нового конденсатора, определяется темпера-
тура нагрева ЭК и срок его службы.
Рассмотрим для примера методику выбора ЭК для про-
стейшей схемы двухполупериодного выпрямителя (см.
рис.10.1). Для упрощения расчета предположим, что диоды и
сглаживающая емкость идеальные, и схема не содержит па-
разитных сопротивлений. ЭК заряжается до амплитудного
значения питающего напряжения, равного примерно 310В.
форма напряжения на конденсаторе и токи через него при-
ведены на эпюрах рис.1О’.2. Для выбора номинала ЭК прежде
всего необходимо знать параметры нагрузки. Иногда вместо
сопротивления нагрузки задается потребляемая мощность Р.
Сопротивление нагрузки в этом случае можно определить из
соотношения R=U?/P, где U - среднее значение выпрямлен-
ного напряжения.
80
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
Упрощенная методика расчета основана на положении,
что падение напряжения на ЭК начинается на максимуме и
происходит линейно, т.к. используется начальный участок
экспоненты разряда;
Зададимся минимальным значением выпрямленного на-
пряжения Umin=250B, что соответствует мощности пример-
но 75ОВт на сопротивлении нагрузки 80 Ом. Минимальное
напряжение Umin присутствует на ЭК в момент времени
t3=1/a*arcsin(250/310)=13*10 ?s (Ю. 1)
Максимум напряжения имеет место при t2=5*1O’5s+n*T(
где T=10ms - период выпрямленного напряжения. Постоян-
ная времени RC определяется по формуле:
ЯС = *я~— = 35 ” 103
lnUma>‘ (Ю.2)
U min
Откуда С=437мкФ
Учитывая допуск ~10%, мы должны увеличить соответ-
ственно номинал в 1.1 раза, С=480мкФ.
Конденсатор должен быть рассчитан на постоянное напря-
жение 350В и выше. RIFA приводит в своих характеристиках
для таких конденсаторов т.н. фактор старения (aging actor)
Y=1-0.1=0.9. Коррекция значения емкости даетС=530мкФ.
Номинал ЭК необходимо также изменить с учетом сни-
жения емкости при снижении температуры. Например, при -
40°С, температурный коэффициент kt=0.94. Следовательно,
С=564мкф. Таким образом, окончательное табличное значе-
ние номинала ЭК - 560мкф. Естественно, что минимальное
выпрямленное напряжение при этом конденсаторе будет
больше, чем 250В.
Наконец мы приступаем к самому главному - к нахожде-
нию среднеквадратичного тока lRMS. Он максимален при мак-
симальном значении номинала ЭК, который будет у нового
конденсатора CnQw определяться допуском (+30%) и темпе-
ратурным коэффициентом (1.05 при 105°С).
Cr;ev=560*1.3*1.05=760мкФ
Используя формулы 10.1 и 10.2, определим новые значе-
ния t3 и Umin: t3=l3.5ms и Umin=270V. Исключив из 13 зна-
чение периода (10ms) получим t3=3.5ms.
Воспользуемся выражениями, приведеннымь в 10.1.
/^= CdU/dt = 760*Ю6*ЗЮ*(2р50)*соз(2р50*3.5*10'3) =ЗЗА
81
А.И. Колпаков
/ = 0.5i^(t2-t1)/{t3 ~ t2) = 0.5*50*(5 - 3.5)/(13.5 ~ 5) = ЗА
. , It2 -11 I5-3.5 v c .
rms = IcppJ--------- 33.-------- 7.5A
V 3T V 3*10
. . .. t3-t2 -113.5-5
irmsd = Id.-----= 3.)-------= 2.7 A
Ml NW
Irmsc = \ll2rms +l2rmsd = ^7.52 + 2.72 = 8 A
Все приведенные выше формулы и расчеты предназначе-
ны, во-первых, для лучшего понимания, а во вторых, для лю-
дей, которые умеют и любят считать Более простой способ
получения значения Irmsc (и, соответственно, более подхо-
дящий для инженеров) - моделирование схемы на PSPICE.
Необходимо только учесть, что для получения достоверного
значения среднеквадратичноготокачисловыБодимыхпер/-
одов тока должно быть как можно больше (как правило, бо-
лее 10)-
Итак, мы нашли среднеквадратичны/ ток через конден-
сатор. Но гораздо важнее выяснить, способен ли ЭК выдер-
жать такой ток. Мы уже приводили значения тепловых сопро-
тивлений для ЭК, имеющих различные размеры. В нашем
случае (размер А35/51):
К№= 9-8 + 0.8 = 10.6°C/W
Температура ЭК определяется рассеваемой мощностью,
а она, в свою очередь зависит от Irmsc и ES3 (эквивалентное
последовательное соп^от вление). Мы хотим, чтобы темпе-
ратура в самой нагретой точке ЭК составляла не более 105°С.
Если мы продолжим расчеты, то увидим, что перегрев ЭК ока-
зывается совершенно недопустимым. Это наглядный пример
того, как номинал конденсатора, удовлетворяющий техничес-
ким требованиям, предъявляемым к схеме, оказывается со-
вершенно непригодным с точки зрения параметоов ЭК. По-
этому для снижения тока вместо одного конденсатора БбОмкФ
мы включим в параллель два по 470мкФ и снизим Irmsc до
5А.
ESR(105°C, 100Hz) = 0.19 £2
Мощность, рассеиваемая в конденсаторе Рс и перегрев
АТ:
Pc=Irmsc2*ESR = 25*0.19 = 4.7Вт
82
Электролитические конденсаторы. Особенности применения
ДТ=Рс*Я,(1 = 4.7*10.6 = 50°С
Значит, максимальная температура окружающей среды Та
должна быть не вышеТагпах=105-50=55°С.
Предельное состояние конденсатора наступает, когда ESR
возрастаетболее чем в 2 раза по сравнению с начальным зна-
чением. Предположим, что это случится, когда емкость ЭК
будет иметь минимальное значение. В наихудшем случае кон-
денсатор работает ри предельной температуре. Тогда ем-
кость С^:
Сл= 0.9*0.9*1.05*470 = 400мкф
где 1.05 ~ коэффициент коррекции емкости при высокой
температуре.
В этом случае lrmsdc = 4.8А
DT=Pc*R,h = 4.8у*(2*0.19)*Ю.6 = 93°С
Татах=Ю5-93=12°С.
Значит, в конце срока службы температура окружающей
среды не должна превышать 12°С! В противном случае срок
службы ЭК будет много меньше паспортного значения. Т.о.
новый конденсатор может работать при Та=55=,С и темпера-
тура перегрева будет 105°С, а срок службы 1_пэ=ЗСЮ00 часов.
Если при такой же температуре будет работать "старый" ЭК,
его темпеоатура перегрева будет 148°С. Воспользовавшись
формулой 5.3, мы получим, что Lop=2500 часов.
ESR увеличивается со временем, что приводит к росту тем-
пературы ЭК и сокращению срока службы. Однако одновре-
менное снижение емкости уменьшает lrmscr что несколько
уравновешивает эффект от роста ESR.
Расчет Lop с учетом всех факторов чрезвычайно сложен,
поэтому фирма EVOX RIFA предложила упрощенную мето-
дику с использованием графиков, отражающих основные за-
висимости параметров ЭК (см. рис. 10.3).
Пример: рассчитать для схемы рис. 10.1 минимальный срок
службы ЭК 470мкФ - 400В - 105°С, размером 35x50, при ус-
ловии, что температура окружающего воздуха ~40°С.
1. Из справочных данных берется ESR для 20°С и 100Гц и
пересчитывается с учетом частотного коэффициента kf. (гра-
фик фиг.4) В нашем случае kf=1.
ESR=190mOm
2. Рассчитается среднеквадратичноезначениетока пуль-
саций (lrmsc=5A при установке двух ЭК в параллель), мощ-
ность потерь (4.7Вт) и перегрев (50сС). Эти цифры уже были
83
А.И. Колпаков
получены в данной главе. При расчете мощности в том слу-
чае, если используется принудительное охлаждение, необ-
ходимо исправить значение теплового сопротивлен/я с уче-
том графика фиг.З
3 Найденное значение ESR изменяется с учетом тем-
пературного коэффициента к.(график сриг.5, кривая 2) при
Fig. 1
С, = С|1=103 rlz, Т,| < C(J=1OO Hz. Т, = 2С"С> vs
Fig. 4
k, = ESHf. Т, = 20Xi: ESFKI - 100 Hr Т„ = И)Х) vs t
Fig. 6
4. v» T„
Flfl, 3
FU, vs v„
Рис 10.3
VfCi
84
Электролитические конденсаторы. Особенности применены
температуре перегрева для нового конденсатора Т. = Та + Т
= 90°С,к=0.8
ESR=190*0.8 = 152мОм Теперь можно откорректировать
значение температуры перегрева Th =Та +ДТ= 40fl + Pc*Rf. =
40 + 25х0.152*10.6 = 80°С
4. По графику фиг.б определяется срок службы Lo при
температуре Ths = 80сС
L s 15000.
Ор
5. Уточняется значение срока службы с учетом коэффи-
циента нагрузки по напряжению ки=310/400=0.78 по форму-
ле (5.1} при п=5
1_ор = 15000/(0.78 )5 = 50000
О HIT) « Ч(с2) • тв<1(с2))
Рис. 10.5
85
А.И. Колпаков
Ю.2. Фильтр импульсного источника питания
Рассмотрим работу сглаживающего LC - фильтра
импульсного источника питания, схема которого приведена
на рис. 10.4. В данной схеме ЭК выполняет две задачи:
1. Вместе с индуктивностью L1 он образует сглаживающий
фильтр, обеспечивающий требуемое значение амплитуды
пульсаций.
2. Он че позволяет выходному напряжению выходить из
допуска при изменении сопротивления нагрузки.
Пример: выбрать и рассчитать параметры ЭК для схемы
рис. Ю.4, работающей при следующих условиях:
Выходное напряжение - 200В
Выходной ток ~ 0.3...3А
Амплитуда пульсаций выходного напряжения ~ ЗВ
Изменение напряжения при изменении тока нагрузки - 0.5В
Входное напряжение ~ 280±2бВ
Частота переключений - 5кГц
Диапазон рабочих температур - О-С ~ 4Ф'С
Первый шаг при расчете подобной схемы - выбор индук-
тивности. Эпюры тока индуктивности lind, тока конденсатора
1с и среднеквадратичное значение тока конденсатора Irmsc
показаны на рис. 10.5. Используя известное выражение
U=Ldl/dT, получим:
L=(V1 - VO)*DmaxT/AlL (Ю.З)
где V1 - входное напряжение;
V0 - выходное напряжение;
д| - пиковый ток в индуктивности, его значение обычно
ограничено характеристиками силового ключа, AlL=20A;
DT - длительность импульса включения
Dmax - максимальная скважность, Dmax=0.2
Т - период, Т=200мкс
Отсюда 1_=0.2мГн.
Другой фактор, на который влияет величина индуктивно-
сти, это время ts ~ время, в течение которого выходное на-
пряжение остается в допуске при изменении выходного тока.
ts _ —J/o *(:— = ._ = 50 * ю~6
Vo(—^— -1) 200(°^ -1) ^°-4)
Dmax 0.2
86
Электролитические конденсаторы. Особенности п
D. - это скважность, допустимая в течение време и ts,
например Ds=0.21.
Теперь можно определить минимальную величину емко-
сти, исходя из соотношения:
С> = 50*10**2.7/0.3 = 450*106 (10.5)
Напряжение пульсаций имеет две основных составляю-
щих. Первая _ падение напряжения на паразитной индуктив-
ности конденсатора V,r. Практически весь ток пульсаций ин-
дуктивности AlL течет через конденсатор, что видно на рис.
10.5. Напряжение V сг создаваемое на паразитной индуктив-
ности ЭК - 1_с, имеет прямоугольную форму. Оно максималь-
но при минимальной скважности импульсов.
VLC= i-c*dlc/dt = Lc*Ali /DT О06)
Диапазон изменения скважности определяется диапазо-
ном изменения входного напряжения. Поэ_ому минимальную
скважность можно найти из соотношения:
D = D *V1 ./VI = О.2*260/300 = 0.17 (10.7)
Вторая составляющая V,c - падение напряжения за счет
омического сопротивления конденсатора Rc, которое, в ос-
новном, определяется ESR.
Vpc=AIl*Rc (10.8)
Для нашей схемы используем конденсатор 470мкФ “400В
- 105°С. Он имеет ESR=150mOm (100 Гц,, 20=С) и Ц^внГн,
e»v, -•
-10mV --------------- . - ----------------------------------’-------->--
7Л6ма 7.10т» 71бпа 72OTTU 7.30т» 7Л0ПМ 7-Мпв
с *(С22.<4)
Рис. 10.6
87
А.И. Колпаков
Определим составляющие напряжения пульсаций:
= 20*0.75 = ЗВ, VLC= 8*10**20/34*Ю£= 0.005В.
Форма напряжения за счет индуктивной составляющей у с
показана на рис. 10.6. Как зидног ей можно пренебречь.
Т.о. основной составляющей напряжения пульсаций яв-
ляется активная составляющая. Если мы введем поправку ESR
по температуре (к_=2 при 0°С) то при ESR=0.3 Ом, VR> =20*0.3
= 4.8В. Для уменьшения уровня пульсаций можно увеличить
частоту. Однако это не всегда возможно, т.к. приводит к до-
полнительным динамическим потерям на силовом ключе. В
этом случае для снижения уровня пульсаций можно увели-
чить емкость или установить два ЭК в параллель.
В заключение произведем расчет срока службы ЭК для
данной схемы по методике, описанной в 10.2.
1. Из справочных данных берется ESR для 20'С и 100Гц и
пересчитывается с учетом частотного коэффициента к... (гра-
фик 3 фиг.4) В нашем случае к,=0.5 ESR=75mOm
2. С помощью моделирования получаем lrmsc=7A. Рас-
считаем мощность потерь и температуру перегрева.
Pc=lrmsc2*ESR = 49*0.075 = 6Вт AT=Pc*Rlh= 6*10.6 = 63°С
3. Найденное значение ESR изменяется с учетом темпера-
турного коэффициента kt (график фиг.5, кривая 4) при тем-
пературе перегрева для нового конденсатора Ths = Та + ДТ =
100сС, к =0.4
ESR=75*0.4 = ЗОмОм Теперь можно откорректировать
значение температуры перегрева T,s=Та 4-ДТ= 40° + Pc*Rn=
40 + 49*0.03*10.6 = 56°С. Обратите внимание, что коэффи-
циент к, практически не изменяется в диапазоне 60-100°, по-
этому ошибка расчета из-за снижения температуры со 100°
до 56° невелика.
4. По графику фиг.б определяется срок службы L при
температуре Т^ = 80”С
L = 50000.
ор
Литература:
1. HITACHI AlC Compact Aluminium-Electrolytic Capacitors 1998/1999
2. По материалам RI FA Electrolytic Capacitors. Theory and Application
88
Силовые привада.
Компоненты для выход ых каскад в
Силовая электроника - раздел электронной техники,
занимающийся управлением электроэнергетических потоков
посредством электронных приборов. Электронные элементь
силовых приводов работают либо в линейных режимах (пр
небольших мощностях), либо в импульсных. Подавляющее
большинство современных силовых устройств работает имен-
но в импульсных режимах, т.к. только они обеспечивают
высокий кгщ при минимальных весогабаритных показателях.
Революционный этап развития силовой техники начале
в 80-е годы с появлением технологии мощных полевых тран-
зисторов MOSFET, биполярных транзисторов с изолирован-
ным затвором IGBT, управляемых симисторов TRIAC, тирис-
торов с управляемым затвором GTO. Одновременно
создавались интегральные схемы управления этими прибо-
рами -драйверы, осуществляющие ряд сервисных функций:
защита от перегрузки, формирование сигналов обратной
связи, контроля и индикации.
Развитие микропроцессорной техники позволило создать
специализированные микроконтроллеры, предназначенные
Рис.1. Направления развития силовых полупроводниковых
приборов в этом десятилетии
i
89
А.И. Колпаков
для работы совместно с драйверами и решение конкретных
проблем, таких как, например, управление электроприводом.
Специализированные микроконтроллеры на сегодняшний
день выпускаются многими фирмами. Среди них MOTOROLA,
Analog Device и ряд других Архитектура их адаптирована для
выполнения рекуррентных полиномиальных вычислений, что
сокращает время расчета. Хорошим примером может служить
16-разрядный цифровой сигнальный процессор ADSP-2181
фирмы Analog Device. Время реализации алгоритма ПИД-
регулятора у него в 10 раз меньше, чем у самых быстродей-
ствующих на сегодняшний день микроконтроллеров
SAB80C166 фирмы SIEMENS.
Однако именно силовые каскады приводов, осущесвля-
ющие непосредственное управление исполнительными дви-
гателями, остаются узлами, определяющиь надежность всей
системы, мощностные параметры и, во многом, стоимость.
Поэтому разработка любого привода должна начинаться с
оптимального выбора элементов для силового каскада, рас-
чета режимов работы с учетом специфики их применения.
Некоторое представления об областях применения раз-
личных силовых компонентов в зависимости от мощности и
частоты дает диаграмма, приведенная на рис.1. В общем слу-
чае для высокочастотных низковольтных каскадов наиболее
подходят MOSFET транзисторы, для высоковольтных сверх-
мощных - GTO и промежуточное положение занимают тран-
зисторы IGBT _ наиболее динамично развивающийся класс
силовых приборов. Это, конечно, не догма, а общие сообра-
жения, поскольку эти области часто пересекаются. Например,
фирма IXYS вы пускает полевые транзисторы по EUMOSFET тех-
нологии на напряжение 1600В. Как правило, предпочтение в
пользу того или иного компонента, предельные параметры
которых близки, можно отдать только после расчета стати-
ческих и динамических потерь.
Остановимся подробней на вопросах применения мощ-
ных компонентов, выполненных по различным технологиям.
Говоря о MOSFET транзисторах, необходимо в первую оче-
редь упомянуть продукцию фирмы International Rectifier (IR),
по лицензиям которой выпускается большинство полевых
транзисторов в мире.
Транзисторы IR третьего поколения, появившиеся 5 лет
назад, имели улучшенные статические и динамические пара-
метры. Эти транзисторы допускали лавинный пробой огра-
ниченной энергии и имели внутренние диоды с малым
90
Силовые привода. Компоненты для выходных каскадов
Тип SM корпуса Rds, Ом Максимальная мощность, Вт
MICRO3 0.25 0.54
VIICRO6 0.1 1.7
К ICR08 0.035 1.8
SOT-223 0.031 2.0
SO-8 0.011 2.5
Рис.2
временем обратного восстановления, что позволило строить
надежные ^экономичные мостовые и полумостовые схемы и
работать на индуктивную нагрузку без защитного диода.
Недавно фирма приступила к выпуску MOSFET ранзисторов
пятого поколения, в которых за счет новой четырехслойной
технолог/и изготовления основные параметры, в том числе и
допустимая энеотия лавинного пробоя, были улучшены еще
на 30-50%!
Наибольшей популярностью пользуются полевые транзи-
сторы в корпусах для поверхностного монтажа (SM - Surface
Mount). Такие транзисторы могут устанавливаться на плату
непосредственно рядом с контроллером, что обеспечивает
минимальные паразитные параметры линий связи и позво-
ляет строить сверхминиатюрные устройства. В таблице на
рис.2 показаны разновидности SM корпусов, достижимое
сопротивление открытого канала RDS’f .,и максимальная мощ-
ности. олевые транзисторы в микрокорпусах позволяют
получить высочайшие значения плотности мощности.
К ним относятся, например, N-канальчый 13-7403, оас-
считанный на напряжение ЗОВ, ток 8А 1 имеющий сопротив-
ление открытого канала 22мОм или Р-канальный IRF7416 (ЗОВ,
10А и 20мОм). В SM корпусах выпускаются также и сборки,
включающие как транзисторы одного типа проводимости, так
и N- и Р-канальныетранзисторы в одном корпусе (например,
IRF7319). Предельная рассеиваемая мощность для таких кор-
пусов - 2Вт при мощности, отдаваемой в нагрузку, более
200Вт! Для больших мощностей выпускаются MOSFET моду-
ли на 600Вт и более, например IRFK6H250 (Напряжение200В,
ток 140А, сопротивление канала 15м0м).
В области высоких напряжений, больших мощностей (до
сотен кВт) и частот до 50кГц используются, в основном,
биполярные транзисторы с изолированным затзором IGBT.
Сейчас эти элементы занимают наибольший сектор рь нка
силовых полупрозодников. Диапазоны коммутируемых
напряжений и токов для современных IGBT простираются до
91
А. И. Колпаков
1700В и 2400А < FZ2400R17KF6 фирмы SIEMENS). Основной
особенностью этих элементов, ограничивающей их примене-
ние на высоких частотах, является наличие т.н. ''хвоста" -
остаточного тока коллектора при выключенном затворе из-за
рассасывания неосновных носителей в области базы бипо-
лярно/. части транзистора. В среднем на частотах свыше ЮкГц
допустимый ток коллектора падает более чем в три раза по
сравнению с током на низких частотах.
Однако и с этим недостатком ведется успешная борьба.
Недавно в производственной программе International Rectifier
появились IGBT транзисторы класса WARP Speed, рассчитан-
ные на рабочие частоты до 150к ц, способные заменить
MOSFET в ряде применений. Не занимаясь разработкой эле-
ментов для сверхмощных применений, фирма IR наибольшее
внимание уделяет улучшению частотных свойств IGBT и
созданию функциональных модулей, являющихся закончен-
ными силовыми устройствами. Это чопперы, полумосты, пол-
ные трехфазные мосты и драйверы трехфазных двигателей
powiRtrain.
На рис 3 показан модуль IRPT3054, объединяющий
трехфазный выпрямитель, тормозной транзистор, полный
трехфазный мост и датчики темпераг/ры и перегрузки потоку.
Транзисторы, примененные в модуле рассчитаны на ток до
30А и напряжение до 1200В, что позволяет питать модуль от
трехфазной сети напряжением до 480В. В сочетании с драй-
вером полного трехфазного моста и контроллером модуль
образует законченный малогабаритный силовой привод. Для
связи контроллера и силового каскада фирма IR выпускает
драйверы всех конфигураций, осуществляющие все
Рис 3
92
Силовые привода. Компоненты для выходных каскадов
необходимые сервисные функци , в том числе дсайвер пол-
ного трехфазного моста на напряжение 1200В, предназначен-
ный для управления модуля, описанного выше.
Большое внимание уделяется также созданию т.н. "интел-
лектуальных силовых модулей", объединяющ, х в одном кор-
пусе силовой элемент и драйвер и имеющих полную внутрен-
нюю защиту. Пр' мером таких устройств является серия
Pow RSafe фирмы IR или серия PROFET фирмы SIEMENS.
Стру ктур на я схе ма модуля IR6226(nanp яжен ие55В,ток20А)
приведена на рис.4. Основные особенности:
Ограничение тока при перегрузке в Ш И М режиме
* Защита от перегрева
• Активное ограничение отрицательных выбросов
* Защита от обрыва сиговой "земли"
Защита от падения напряжения управления
Защита от статического электричества 4<В на всех
выводах
- Изоляция логической и силовой "земли"
Для связи просессора с однофазными исполнительными
устройствами, рассчитанными на работу от промышленной
сети, служат драйверы симисторов с оптической развязкой.
Одним из применений таких схем служат компвютерные сис-
темы регулирования освещения на крупных предприятиях,
позволяющие резко снизить энергопотребление. В качестве
Рис.4
93
А.И. Колпаков
примера можно назвать микросхемы серии МОСЗО** фир-
мы MOTOROLA. Притоке управления 5-15мА, они способны
работать на симистор с напряжением до 800В и током управ-
ления до 1А. На рис. 5 приведена схема включения МОС308*
вместе с силовым симистором.
Краткий обзор современных силовых элементов не позво-
ляет рассказать ни обо всех компонентах, доступных сейчас
на рынке, ни об особенностях их применения. Однако об од-
ном сказать необходимо. Проблемы создания силового при-
вода отнюдь не исчерпываются составпением программы
обработки сигнала для микроконтроллера. Разработчики,
практически работающие с силовыми каскадами, наверняка
испытывали ни с чем несравнимое ощущение, когда собран-
ная схема взрывается после включения, покрывая всё пеплом.
Естественно, анализировать причину отказа в таком случае
невозможно. А возможная причина, как правило, кроется или
в неправильном выборе силовых компонентов, или в некор-
ректном расчете элементов схемы, либо в пренебрежении к
правилам защиты от статического электричества. При кажу-
щейся простоте современные силовые каскады требуют очень
внимательного подхода к расчету и проектированию, как в
схемотехнике, так и в топологии. При выборе элементов
необходимо учитывать не только предельные режимы, и
частотные свойства (в том числе динамические потери, кото-
рые могут превышать статические) но и тепловые режимы
работы. В руководствах по применению транзисторов IGBT
фирмы International Rectifier указывается, что главным
Рис.5. МОС30812 МОС3081 MOC3083
94
Силовые привода. Компоненты для выходных каскадов
ограничением при эксплуатации они считают не предельные
токи, а температуру кристалла, расчет которой представляет
собой довольно сложную проблему, учитывая много взаимо-
зависящих факторов.
Только компьютерное моделирование схем, без которо-
го немыслима современная разработка, позволяет учесть все
тоебования по применению новых элементов и обеспечить
необходимые режимы работы. Компьютерные соедства раз-
работки позволяют учесть даже паразитные емкости и индук-
тивности, вносимые печатными платами. Наиболее мощной
прогоаммой, позволяющими осуществлять такой анализ, на
сегодняшний день являются PSPICE, а математические SPICE
модели, разработанные специалистам 11R для MOSFET и IGBT
транзисторов и диодов HEXFRED, позволяют производить
моделирование с высокой степенью приближения.
Литература:
1. В.З. Иванов, А.И. Колпаков. Применение IGBT транзисторов.
"Электроннь.е компо 1енты” №1,1996’.
2. А.И. Колпакоз. Аэтоматизация теплового расчета оконечных кас-
кадов на IGBTтранзисторах "Экспресс-Электроника" №5,51998г.
95
А.И.Колпаков
В лабиринте силовой электроники
(сборник статей)
Компьютерная верстка, дизайн обложки,
художественное оформление - И.Н. Абдулина, Н.Г. Абдулин
Литературный редактор - доц. Н.Н. Колпакова
ЛП №000281 от 18.10.99
“Издательство Буковского"
191028, Санкт-Петербург, ул. Моховая, д. 26
ПЛД №69-212 от 15.10.97
Типография ООО "Агентство ИНФО ОЛ"
197022, Санкт-Петербург, ул. Рентгена, д. 1
Подписано в печать с оригинал-макета 10.04.2000. Формат 60x90/16.
Гарнитура Гельветика. Усл. печ4л. 6,25. Тираж 900 экз. Зак. №370