Author: Шустов М.А.
Tags: электротехника электроника электропитание
ISBN: 978-5-94387-872-5
Year: 2017
Text
Шустов М.А.
ОСНОВЫ
силовой
ЭЛЕКТРОНИКИ
■Ни1
^издательство!
Наука и Техника, Санкт-Петербург
2017
УДК 621.314:621.311.6
Шустов М.А.
Основы силовой электроники. - СПб.: Наука и Техника, 2017. - 336 с, илл.
ISBN 978-5-94387-872-5
Книга позволит начинающему радиолюбителю поэтапно с паяльником в руках пройти
сквозь тернии к звездам - от постижения азов силовой электроники к горным вершинам
профессионального мастерства.
Изложенные в книге сведения разделены на три категории уровней подготовки специ-
алиста в области силовой электроники. После овладения очередным этапом подготовки и
ответа на своеобразные экзаменационные вопросы учащийся «переводится» на следующий
уровень знаний.
В книге приводятся практические, теоретические и справочные сведения, достаточные
для того, чтобы читатель по мере продвижения по страницам книги смог самостоятельно
рассчитать, собрать и настроить понравившуюся ему электронную конструкцию. Для по-
вышения профессионального мастерства читателя в книге приведены многочисленные
проверенные практикой полезные советы, а также реальные схемы электронных устройств.
Издание может быть полезно читателям разного возраста и уровня подготовки, интересу-
ющихся вопросами создания, проектирования, совершенствования и ремонта элементов
и узлов силовой электроники.
К книге прилагается виртуальный обновляемый диск, размещенный на облачном сервере.
Адрес и пароль доступа указан на сайте издательства www.nit.com.ru на странце данной
книги. На диске размещена обширная информация по радиоэлектронным компонентам,
используемым в силовой электронике (диодах,транзисторах, микросхемах, пассивных ком-
понентах и др.). Приведены каталоги зарубежных производителей элементов РЭА, программы
по электротехнике и электронике для Android, другая полезная справочная информация.
9 785943 878725
ISBN 978-5-94387-872-5
Автор и издательство не несут ответственности за возможный ущерб,
причиненный в ходе использования материалов данной книги.
Контактные телефоны издательства
(812)412-70-25,412-70-26
Официальные сайты: www.nit.com.ru
www.nit-kiev.com
© Шустов М.А.
© Наука и Техника (оригинал-макет), 2017
000 «Наука и Техника».
Лицензия № 000350 от 23 декабря 1999 года.
198097, г. Санкт-Петербург, ул. Маршала Говорова, д. 29.
Подписано в печать 07.10.2016. Формат 70*100 1/16.
Бумага газетная. Печать офсетная. Объем 21 п. л.
Тираж 1000 экз. Заказ № 7482.
Отпечатано с готовых файлов заказчика
в АО «Первая Образцовая типография»
филиал «УЛЬЯНОВСКИЙ ДОМ ПЕЧАТИ»
432980, г. Ульяновск, ул. Гончарова, 14
СОДЕРЖАНИЕ
Введение 7
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 8
1.1. Определения и законы электротехники 8
1.2. Основные элементы силовой электроники 12
1.3. Последовательно-параллельное и иное включение
элементов радиоэлектроники 14
Последовательно-параллельное включение резисторов 14
Последовательно-параллельное включение конденсаторов 15
Последовательно-параллельное включение катушек индуктивности 15
Последовательно-параллельное включение полупроводниковых диодов .. 16
Составные транзисторы 17
Схемы Дарлингтона и Шиклаи-Нортона 18
Параллельное включение транзисторов 19
Последовательное включение транзисторов 20
1.4. Переходные процессы в RLC-цепях 20
Переходные процессы в CR- и RC-цепях 20
Переходные процессы в LR- и RL-цепях 25
Переходные процессы в CL- и LC-цепях 27
1.5. Линейные трансформаторные источники питания 28
Типовая блок-схема классического вторичного источника питания 28
Трансформатор 29
1.6. Выпрямители 33
1.7. Сглаживающие фильтры питания 37
Одноэлементный однозвенный С-фильтр 46
Одноэлементный однозвенный L-фильтр , 47
Двухэлементный однозвенный Г-образный LC-фильтр 49
Двухэлементный однозвенный Г-образный RC-фильтр 49
Трехэлементный однозвенный П-образный диодный сглаживающий фильтр.. 51
Компенсационный фильтр 52
Многозвенные сглаживающие фильтры 52
Активные фильтры 53
Транзисторный сглаживающий фильтр '. 53
Фильтр с последовательным транзистором 53
Фильтр с параллельным включением транзистора 55
Сравнительные характеристики фильтров источников питания 56
1.8. Стабилизаторы напряжения 62
Параллельный стабилизатор напряжения
на повышенную мощность нагрузки 67
Последовательный стабилизатор напряжения 68
Последовательный компенсационный стабилизатор
с применением операционного усилителя 75
Стабилизаторы напряжения на интегральных микросхемах 78
1.9. Преобразователи напряжения 84
Конденсаторные преобразователи напряжения 84
Преобразователи напряжения с самовозбуждением 87
Преобразователи напряжения с внешним возбуждением 89
Импульсные преобразователи напряжения 90
1.10. Вопросы и задачи для самопроверки знаний
для перехода на следующую ступень 98
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 99
2.1. Выпрямители , 99
Однофазные двухканальные и ступенчато-регулируемые выпрямители 99
Схемы трехфазных (многофазных) выпрямителей 101
Однополупериодный многофазный выпрямитель 101
2.2. Умножители напряжения 103
2.3. Сглаживающие фильтры питания 106
2.4. Стабилизаторы постоянного тока 110
Генераторы стабильного тока 110
Токовое зеркало 110
Генераторы стабильного тока на полевых транзисторах 112
Генераторы стабильного тока на полевых и биполярных транзисторах 112
Генераторы стабильного тока с применением операционных усилителей... 113
ГСТ с использованием специализированных микросхем 113
2.5. Стабилизаторы напряжения 114
Источники опорного напряжения 114
Стабилизаторы напряжения параллельного типа
на специализированных микросхемах 115
Импульсный стабилизированный регулятор напряжения 116
Понижающий импульсный регулятор напряжения 117
Лабораторный стабилизированный блок питания 118
Импульсные стабилизаторы напряжения 120
2.6. Преобразователи напряжения 122
Повышающий DC/DC-преобразователь 122
Стабилизированный преобразователь напряжения 124
Преобразователь напряжения 1,5/9 В для питания мультиметра 125
Простой преобразователь напряжения 12/220 В 50 Гц 126
Преобразователь напряжения 12В/230В 50 Гц 127
Типовая схема DC/DC конвертора с гальванической развязкой на TOPSwitch.... 129
Преобразователь напряжения 5/5 В с гальванической развязкой 130
2.7. Преобразователи напряжения для питания газоразрядных и светодиодных
источников света 131
Низковольтное питание ЛДС с регулировкой их яркости 131
Преобразователь напряжения для питания лампы дневного света 132
Преобразователь для питания ЛДС на ТВС-ИОЛА 132
Преобразователь питания энергосберегающей лампы 133
Драйверы для питания светодиодных источников света 134
Преобразователи напряжения на микросхемах
для питания светодиодных источников света от гальванических
пальчиковых или аккумуляторных батарей 136
Преобразователи напряжения на микросхемах
для питания светодиодных источников света от сети переменного тока 140
2.8. Диммеры 143
Диммеры для управления интенсивностью свечения ламп накаливания ... 143
Диммеры для управления интенсивностью излучения
светодиодных источников света 147
2.9. Аккумуляторы и зарядные устройства 148
Сравнительные характеристики аккумуляторов 148
Универсальные зарядные устройства
для заряда NiCd/NiMH-аккумуляторов 151
Контроллер заряда Li-Pol аккумуляторной батареи на микросхеме 152
Зарядное устройство для Li-Pol аккумуляторной батареи 152
Устройство для заряда LiFePO4 и Li-Ion аккумуляторов 153
Автоматические зарядные устройства с питанием от солнечной батареи ... 155
Беспроводные зарядные устройства 157
2.10. Регуляторы и стабилизаторы частоты вращения вала электродвигателей 159
Характеристики электродвигателей 159
Электродвигатели постоянного тока 160
Регуляторы частоты вращения электродвигателей постоянного тока
на интегральных микросхемах 160
Авторегулятор оборотов кулера для компьютера 161
Температурозависимый коммутатор вентилятора 162
Стабилизатор частоты вращения вала электродвигателя 163
Регулировка и стабилизация частоты вращения двигателя постоянного тока... 163
Регулятор скорости для электродвигателя постоянного тока 164
ШИМ-регуляторы оборотов двигателей постоянного тока 165
Регулятор числа оборотов электродвигателя с реверсированием 167
Электродвигатели переменного тока 168
Подключение трехфазного асинхронного электродвигателя
к однофазной сети 169
Трехфазное напряжение из электродвигателя 171
Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное 172
Формирователи трехфазного напряжения на основе
электронного аналога трансформатора Скотта 175
Широкодиапазонный генератор трехфазного напряжения 178
Частотные преобразователи для питания трехфазных асинхронных
электродвигателей 179
Использование широтно-импульсной модуляции
для регулирования оборотов электродвигателя 185
Регулятор числа оборотов шагового электродвигателя 186
Устройство защиты электродвигателя от перегрузки 186
2.11. Корректоры коэффициента мощности 186
Треугольник мощностей 186
Методы коррекции коэффициента мощности 192
Пассивная коррекция коэффициента мощности 192
Активная коррекция коэффициента мощности 193
2.12. Стабилизаторы сетевого напряжения 197
Основные характеристики стабилизаторов 197
Феррорезонансные стабилизаторы 198
Электромеханические стабилизаторы 198
Электронные стабилизаторы 199
Инверторные стабилизаторы 199
Источники бесперебойного или резервного питания 200
2.13. Ремонт и налаживание узлов силовой электроники 200
2.14. Вопросы и задачи для самопроверки знаний
для перехода на следующую ступень 204
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники.. 205
3.1. Методологические основы инженерно-технического творчества в решении
практических задач радиоэлектроники 205
3.2. Методы решения творческих задач 207
Решение творческих задач первого уровня сложности.
Метод временной или масштабной лупы 207
Решение творческих задач второго уровня сложности.
Мозговой штурм (мозговая атака, брейнсторминг) 208
Решение творческих задач третьего уровня сложности.
Функционально-стоимостный анализ 210
Задачи по силовой электронике
для развития творческого воображения 211
3.3. Патенты и новые идеи в области силовой электроники 212
Новые патенты в области силовой электроники 212
Компенсационный стабилизатор постоянного напряжения 212
Стабилизатор постоянного напряжения 214
Понижающий преобразователь переменного напряжения в постоянное ... 215
Преобразователь однополярного напряжения в двуполярное 223
Микромощный преобразователь однополярного напряжения в двуполярное.. 224
Барьерно-резистивные элементы - баристоры и их применение 224
Индукционный нагрев 229
Трансформатор тока для нагрева теплоносителя 231
3.4. Силовая электроника необычных явлений 232
Парадоксальные эксперименты и их интерпретация 232
Техника кирлиановской фотографии 240
Установка для исследования газоразрядных процессов 241
Схемотехника аппаратов для «кирлиановской» фотографии 243
Генератор для получения «кирлиановских» фотографий 251
Аппараты для ультратоновой терапии 253
Электронные уловители радиоактивной пыли - электронный пылесос 258
Ионный двигатель 261
Ионолет '. 262
Ионофон или поющая дуга 263
Плазменный шар 266
Простой линейный ускоритель - Гаусс-пушка 267
Рельсотрон (railgun) 270
3.5. Особенности использования пассивных элементов в силовой электронике 273
Ряды номиналов резисторов и конденсаторов 273
Резисторы для силовой электроники 273
Конденсаторы для силовой электроники 276
Частотные характеристики конденсаторов различных типов 282
Алюминиевые электролитические конденсаторы 283
Танталовые электролитические конденсаторы 285
Индуктивности для силовой электроники 286
Основные параметры катушек индуктивности 286
Частотные свойства катушек индуктивности 289
3.6. Особенности использования полупроводниковых приборов в силовой электронике.. 291
Свойства п-р-перехода 291
Биполярные транзисторы 298
MOSFET- и IGBT-транзисторы 299
3.7.Снабберы 300
3.8. Охлаждение элементов силовой электроники 304
Сравнительные характеристики систем охлаждения 304
Воздушное охлаждение 305
Жидкостное охлаждение 312
Термоохладители с использованием эффекта Пельтье 312
Пьезоэлектрические модули активного охлаждения 314
3.9. Вопросы и задачи для самопроверки знаний 317
Приложение 1. Способы намотки тороидальных трансформаторов 318
Приложение 2. Техника безопасности при изготовлении, наладке
и эксплуатации устройств силовой электроники 323
Список литературы и Интернет-ресурсов 327
ВВЕДЕНИЕ
Силовой электроникой называют область науки и техники, кото-
рая решает проблему создания силовых электронных приборов, а также
проблемы получения значительной электрической энергии, управле-
ния мощными электрическими процессами и преобразования элек-
трической энергии в достаточно большую энергию другого вида при
использовании в качестве основного инструмента этих приборов.
Силовая электроника — одна из старейших областей науки и тех-
ники, которая несмотря на многовековую историю продолжает интен-
сивно развиваться. Интерес к силовой электронике подогревает то
обстоятельство, что именно она является отправной точкой в создании
и совершенствовании любых электронных устройств.
Многочисленная армия самых разнообразных устройств и приборов
промышленного и бытового назначения немыслима без использова-
ния элементов и узлов силовой электроники. Строительные кирпичики
этих элементов и узлов составляют фундамент, на котором возводится
все остальное здание, начиненное остальными кирпичиками электрон-
ных строительных материалов [16,17].
Рассматриваемые в настоящей книге материалы, разумеется, не
смогут охватить всю многогранную совокупность сведений, накоплен-
ных человечеством при создании силовой электронной техники. Цель
настоящего издания более скромная — познакомить любознательного
читателя с основными законами и определениями электротехники, а,
далее, поэтапно, в три ступени, дать возможность читателю повысить
свой уровень знаний от азов до вершин силовой электроники.
Настоящая монография, как надеется автор, будет полезна читате-
лям разного возраста и уровня подготовки, интересующихся вопросами
создания, проектирования, совершенствования и ремонта элементов и
узлов силовой электроники.
ГЛАВА I
ОСВАИВАЕМ ОСНОВЫ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
1.1. Определения и законы электротехники
Закон сохранения энергии: энергия любой замкнутой системы
при всех процессах, происходящих в системе, остается неизменной.
Энергия может только превращаться из одной формы в другую и пере-
распределяться между частями системы.
Для незамкнутой системы увеличение (уменьшение) ее энергии
равно убыли (возрастанию) энергии взаимодействующих с ней тел и
физических полей.
Закон Ома: сила тока в однородном участке цепи прямо пропорци-
ональна напряжению, приложенному к участку, и обратно пропорцио-
нальна электрическому сопротивлению этого участка.
Формульная запись закона Ома: R = U/I, где I — сила тока (A), U —
напряжение (В), R — сопротивление (Ом).
Законы Кирхгофа (правила Кирхгофа) — соотношения, кото-
рые выполняются между токами и напряжениями на участках любой
электрической цепи. Правила Кирхгофа позволяют рассчитывать
любые электрические цепи постоянного и квазистационарного тока.
Применение правил Кирхгофа к цепи позволяет получить систему
линейных уравнений относительно токов, и соответственно, найти зна-
чение токов на всех ветвях цепи. Для формулировки законов Кирхгофа,
в электрической цепи выделяются узлы — точки соединения трех и
более проводников и контуры — замкнутые пути из проводников. При
этом каждый проводник может входить в несколько контуров.
Первый закон Кирхгофа (закон токов Кирхгофа): алгебраическая
сумма токов в любом узле любой цепи равна нулю (значения вытека-
ющих токов берутся с знаком минус). Закон токов Кирхгофа следует из
закона сохранения заряда: сколько тока втекает в узел, столько из него
и вытекает.
Второй закон Кирхгофа (закон напряжений Кирхгофа): алгебра-
ическая сумма падений напряжений по любому замкнутому контуру
цепи равна алгебраической сумме ЭДС, действующих вдоль этого же
контура. Если в контуре нет ЭДС, то суммарное падение напряжений
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
равно нулю: для постоянных напряжений: для переменных напряже-
ний: Иными словами, при обходе цепи по контуру, потенциал, изме-
няясь, возвращается к исходному значению. Частным случаем второго
правила для цепи, состоящей из одного контура, является закон Ома
для этой цепи.
Закон полного тока один из основных законов электромагнитного
поля. Устанавливает взаимосвязь между магнитной силой и величиной
тока, проходящего через поверхность. Под полным током понимается
алгебраическая сумма токов, пронизывающих поверхность, ограничен-
ную замкнутым контуром. Намагничивающая сила вдоль контура равна
полному току, проходящему сквозь поверхность, ограниченную этим
контуром. В общем случае напряженность поля на различных участках
магнитной линии может иметь разные значения, и тогда намагничи-
вающая сила будет равна сумме намагничивающих сил каждой линии.
Закон сохранения электрического заряда — алгебраическая сумма
электрических зарядов в замкнутой системе остается постоянной.
Закон Кулона: сила, с которой взаимодействуют два точечных элек-
трических заряда, прямо пропорциональна сумме зарядов и обратно
пропорциональна квадрату расстояния между ними.
Закон Джоуля — Ленца: мощность тепла, выделяемого в единице
объема среды при протекании электрического тока, пропорциональна
произведению плотности электрического тока на величину электриче-
ского поля.
Формульная запись закона Джоуля-Ленца:
W= i Е=аЕ2, где W — мощность выделения тепла в единице объ-
ема, j — плотность электрического тока, Е — напряженность электриче-
ского поля, а — проводимость среды.
Закон также может быть сформулирован в интегральной форме:
количество теплоты, выделяемое в единицу времени, пропорционально
произведению квадрата силы тока на сопротивление: dQ = I2-R-dt, где
dQ — количество теплоты, выделяемое за промежуток времени dt, I —
сила тока, R — сопротивление, Q — полное количество теплоты, выде-
ленное за промежуток времени от t2 до t2. Для случая постоянных силы
тока и сопротивления Q = I2-R-t.
Закон Ампера: сила, действующая на проводник с током, поме-
щенный в однородное магнитное поле, пропорциональна длине про-
водника, вектору магнитной индукции, силе тока и синусу угла между
вектором магнитной индукции и проводником.
Формульная запись закона Ампера: F = B-W-sina, где F — сила, с кото-
рой действует магнитное поле на помещенный в него проводник, В —
вектор магнитной индукции, I — сила тока, /—длина проводника, sina —
синус угла между вектором магнитной индукции и проводником.
10 Основы силовой электроники
Закон Био-Савара-Лапласа: магнитное поле в точке пространства,
создаваемое малым отрезком проводника, по которому течет электри-
ческий ток, пропорционально силе тока, обратно пропорционально
квадрату расстояния от этой точки до проводника и направлено пер-
пендикулярно по отношению и к току, и к направлению на проводник.
Формульная запись закона Био-Савара-Лапласа: магнитное поле В
на расстоянии г от элемента тока пропорционально Ы/r2, где I — сила
тока, a L — длина элемента тока.
Закон электромагнитной индукции, закон Фарадея — закон,
устанавливающий взаимосвязь между магнитными и электрическими
явлениями: переменное магнитное поле пронизывающее проводник,
индуцирует в нем электрический ток. Причем, чем быстрее изменяется
магнитное поле, тем сильнее индуцируемый ток. ЭДС электромагнит-
ной индукции в контуре численно равна и противоположна по знаку
скорости изменения магнитного потока сквозь поверхность, ограни-
ченную этим контуром. Величина ЭДС поля зависит от скорости изме-
нения магнитного потока.
Первый закон Фарадея для электролиза: масса вещества, выделя-
емая на электроде постоянным электрическим током, пропорциональ-
ная количеству электричества, прошедшему через электролит.
Формульная запись первого закона Фарадея: m = k-Q, a Q = I-t, где m —
масса вещества; Q — количество электричества; I — сила тока (A); t —
время пропускания тока (с); m = k-I-t; k — коэффициент пропорциональ-
ности, равный количеству вещества, выделяемого при прохождении
одного кулона (Кл) электричества (электрохимический эквивалент).
Второй закон Фарадея для электролиза: массы различных
веществ, выделенных одним и тем же количеством электричества, про-
порциональны их химическим эквивалентам.
Формульная запись второго закона Фарадея: т^^ = m<JNl3l= тз/Мэ3=
= myMgn, где Мэ = M/z — химический эквивалент вещества, М — моляр-
ная масса вещества; z — валентное число ионов вещества. Для выделе-
ния 1 г эквивалента вещества требуется пропустить через электролит
одно и тоже количество электричества, равного числу Фарадея, прибли-
зительно 96485 Кл. Следовательно, к = Мэ/96485.
Обобщенный закон Фарадея устанавливает взаимосвязь между
количеством электричества, проходящего через электропроводящий
раствор (электролит), и количеством вещества, выделяющегося на элек-
тродах: m = (Мэ-И)/96485.
в
Примечание.
На практике необходимо учитывать реальный выход металла по
току.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 11
Правило Ленца: индукционный ток всегда имеет такое направле-
ние, при котором созданное им индукционное магнитное поле ком-
пенсирует то изменение магнитного потока, которое порождает этот
индукционный ток.
Правило буравчика (правило правой руки) — мнемоническое пра-
вило для определения направления вектора угловой скорости, харак-
теризующей скорость вращения тела, а также вектора магнитной
индукции В или для определения направления индукционного тока.
Определяет направление индукционного тока в проводнике, движу-
щемся в магнитном поле.
Правило правой руки (правило буравчика): если направление
поступательного движения буравчика (винта) совпадает с направле-
нием тока в проводнике, то направление вращения ручки буравчика
совпадает с направлением вектора магнитной индукции. Определяет
направление индукционного тока в проводнике, движущемся в магнит-
ном поле.
Правило правой руки: «Если ладонь правой руки расположить так,
чтобы в нее входили силовые линии магнитного поля, а отогнутый боль-
шой палец направить по движению проводника, то четыре вытянутых
пальца укажут направление индукционного тока».
Для соленоида оно формулируется так: «Если обхватить соленоид
ладонью правой руки так, чтобы четыре пальца были направлены вдоль
тока в витках, то отставленный большой палец покажет направление
линий магнитного поля внутри соленоида».
Правило левой руки: Если движется заряд, а магнит покоится, то
для определения силы действует правило левой руки: «Если левую руку
расположить так, чтобы линии индукции магнитного поля входили в
ладонь перпендикулярно ей, а четыре пальца были направлены по току
(по движению положительно заряженной частицы или против движе-
ния отрицательно заряженной), то отставленный на 90° большой палец
покажет направление действующей силы Лоренца или Ампера».
Первый закон коммутации: ток, протекающий через индуктивную
катушку до коммутации (разрыва цепи) равен току через ту же катушку
непосредственно после коммутации, т. е. ток в катушке индуктивности
скачком измениться не может.
Второй закон коммутации: напряжение на конденсаторе до ком-
мутации равно напряжению на том же элементе после коммутации.
Максимальный запас энергии, который может вобрать в себя
емкостной накопитель энергии, определяется по формуле (CU2)/2, где
С — емкость конденсатора, U — напряжение на нем. Для индуктивных
накопителей энергии соответствующая формула внешне подобна:
(LI2)/2, где L — величина индуктивности, I — сила тока.
12 Основы силовой электроники
1.2. Основные элементы силовой электроники
Резистор — пассивный элемент, активное сопротивление которого
не зависит частоты протекающего через него электрического тока.
Конденсатор — пассивный элемент, реактивное сопротивление
которого линейно снижается с ростом частоты протекающего через
него электрического тока.
Катушка индуктивности — пассивный элемент, реактивное сопро-
тивление которого линейно возрастает с ростом частоты протекающего
через него электрического тока.
Дроссель — разновидность катушки индуктивности, предназначен
для разделения цепей переменного и постоянного тока.
Трансформатор — электрический прибор, имеющий не менее двух
обмоток, предназначенный для преобразования напряжения или тока
одного уровня в напряжение или ток другого уровня без изменения
частоты. Во сколько раз напряжение на выходе трансформатора без
учета потерь ниже/выше напряжения на входе трансформатора, во
столько раз ток на выходе трансформатора выше/ниже тока на входе
трансформатора.
Трансформатор разделительный — электрический прибор, име-
ющий коэффициент трансформации (отношение количества витков
обмоток) 1:1. Применяется для гальванической развязки цепей пере-
менного тока.
Трансформатор импульсный — электрический прибор-трансфор-
матор для преобразования тока и напряжения импульсных сигналов с
минимальным искажением формы сигнала на выходе трансформатора.
Автотрансформатор — электрический прибор, имеющий как мини-
мум одну обмотку с отводами или входным отводом и скользящим кон-
тактом, переключающим число витков или отводов. Предназначен для
плавного или ступенчатого изменения выходного напряжения относи-
тельно уровня входного.
Диод — нелинейный пассивный элемент-двухполюсник, электриче-
ское сопротивление которого зависит от направления протекающего
через него тока.
Стабилитрон — нелинейный пассивный элемент-двухполюсник,
обладающий свойством стабилизировать напряжение в силу особенно-
сти участка обратной ветви вольтамперной характеристики, на котором
падение напряжения на приборе мало зависит от величины протекаю-
щего тока.
Супрессор (transient voltage suppressors, TVS-диод) — стабилитрон,
рассчитанный на большой импульсный ток, используемый для защиты
других элементов от перенапряжений.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 13
Стабистор — нелинейный пассивный элемент-двухполюсник, обла-
дающий свойством стабилизировать напряжение в силу особенности
участка прямой ветви вольтамперной характеристики, на котором
падение напряжения на приборе мало зависит от величины протека-
ющего тока.
Динистор — нелинейный пассивный элемент-двухполюсник, обла-
дающий свойством переключения из непроводящего в проводящее
состояние при превышении напряжения переключения.
Тиристор — нелинейный пассивный управляемый элемент-трех-
полюсник, обладающий свойством переключения из непроводящего в
проводящее состояние при подаче сигнала на управляющий электрод.
Симистор (симметричный тиристор) — симметричный нелиней-
ный пассивный управляемый элемент-трехполюсник, обладающий
свойством переключения из непроводящего в проводящее состояние
вне зависимости от полярности подключения при подаче сигнала на
управляющий электрод.
Светодиод — нелинейный пассивный элемент-двухполюсник, пре-
образующий энергию электрического тока в оптическое излучение.
Транзистор биполярный — нелинейный активный управляемый
элемент-трехполюсник, обладающий свойством существенно изменять
протекающий через него ток при малом изменении тока через управ-
ляющий йереход.
Транзистор полевой — нелинейный активный управляемый эле-
мент-трехполюсник, обладающий свойством существенно изменять
протекающий через него ток при малом изменении напряжения на
управляющем электроде.
Микросхема интегральная — радиоэлектронный компонент, вклю-
чающий взаимосвязанную совокупность активных и пассивных эле-
ментов, как правило расположенных в едином корпусе, выполняющий
заданную производителем функцию.
Источник напряжения идеальный — элемент электрической цепи,
напряжение на зажимах которого не зависит от протекающего через
него тока, а внутреннее сопротивление равно нулю.
Источник тока идеальный — элемент электрической цепи, ток
которого не зависит от напряжения на его зажимах, а внутреннее
сопротивление равно бесконечности.
Электродвижущая сила — электрическая разность потенциалов,
создаваемая источником электрической энергии.
14 Основы силовой электроники
13. Последовательно-параллельное
и иное включение элементов радиоэлектроники
Последовательно-параллельное включение резисторов
При последовательном включении нескольких резисторов их общее
сопротивление равно сумме всех отдельно взятых сопротивлений:
1
Падение напряжений на каждом из резисторов в их последовательно
включенной цепочке пропорционально сопротивлению этих резисто-
ров. Сумма падений напряжений на каждом из резисторов в их после-
довательно включенной цепочке равно подаваемому на цепочку рези-
сторов напряжению.
Для двух последовательно включенных резисторов одинакового
сопротивления:
R = R1 + R2:RO6I4.=2R.
Падение напряжений на каждом из резисторов цепочки равно поло-
вине напряжения на всей цепочке.
Для нескольких последовательно включенных резисторов одинако-
вого сопротивления:
R = Rl + R2 +...Rn: R^ = nR.
Падение напряжений на каждом из резисторов цепочки равно 1/п
напряжения на всей цепочке, где п — количество резисторов.
При параллельном включении нескольких резисторов их общее
сопротивление определяется так:
общ. K1 KZ
Ток в каждом из параллельно включенных резисторов обратно про-
порционален его сопротивлению. Сумма токов в каждом из парал-
лельно включенных резисторов равен общему току, протекающему
через систему резисторов.
Для двух параллельно включенных резисторов:
R1-R2
общ R1 + R2'
Для двух параллельно включенных резисторов одинакового сопро-
тивления R = Rl + R2: R^ = -.
2
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 15
Токи, протекающие через оба резистора, равны.
Для нескольких параллельно включенных резисторов одинакового
сопротивления R = Rl + R2 +... + Rn: R^ = -.
Токи, протекающие через резисторы, равны.
Последовательно-параллельное включение конденсаторов
При последовательном включении нескольких конденсаторов их
общая емкость определяется как:
1 _ 1 J_
C^-Cl + C2 +"
Падение напряжений на каждом из конденсаторов последовательно
включенной цепи конденсаторов обратно пропорционально их емко-
сти. Сумма падений напряжений на каждом из конденсаторов в их
последовательно включенной цепочке равно подаваемому на цепочку
конденсаторов напряжению.
Для двух последовательно включенных конденсаторов:
С1С2
Для двух последовательно включенных одинаковых конденсаторов:
С = С1 = С2:Собщ.=|.
Падение напряжений на каждом из конденсаторов цепочки равно
половине напряжения на всей цепочке. Поскольку на практике емкость
двух конденсаторов одного номинала может различаться на 10—20 %,
для выравнивания напряжения на конденсаторах в их последовательно
включенной цепочке параллельно каждому конденсатору следует вклю-
чать параллельно резистор сопротивлением, например, по 100 кОм.
При параллельном включении нескольких конденсаторов их общая
емкость определяется так:
Совщ.=С1 + С2 + ... + Сп = £сг
1
Последовательно-параллельное включение катушек индуктивности
При последовательном включении нескольких катушек индуктивно-
сти их общая индуктивность равна сумме всех отдельно взятых индук-
тивностей:
Ьобщ=1Л + L2 + ... + Ln = £L..
1
При параллельном включении нескольких катушек индуктивности
их общая индуктивность определяется так:
16 Основы силовой электроники
— + — + + —
Ll + L2 +'"+ Ln
Для двух параллельно включенных индуктивностей:
= L1-L2
0614 L1 + L2'
На практике теоретические расчеты для последовательно-парал-
лельного включения катушек индуктивности выполняются с опреде-
ленным приближением, что обусловлено взаимодействием их магнит-
ных полей.
Последовательно-параллельное включение
полупроводниковых диодов
Поскольку ВАХ полупроводниковых диодов даже одного типа
заметно разнятся друг от друга для того, чтобы объединить свойства
нескольких диодов, например, соединить их так, чтобы увеличить
максимальный прямой ток, либо повысить максимальное обратное
напряжение, используют специальные приемы, показанные ниже в
табл. 1.1.
Совершенно неверным будет для увеличения максимального тока
просто объединить группу диодов параллельно. Непременно окажется
что в силу различий ВАХ больший foK потечет по одному из диодов,
имеющего более крутую ВАХ. Это вызовет разогрев его перехода, что, в
свою очередь, сделает ВАХ диода еще более крутой, ток через диод воз-
растет еще больше. В итоге полупроводниковый переход разрушится,
после чего процесс выгорания последовательно повторится на осталь-
ных диодах.
Для выравнивания токов через диоды при их параллельном включе-
нии последовательно каждому из диодов включают небольшое сопро-
тивление — в зависимости от тока от долей до десятков ом.
Аналогичная ситуация складывается и при последовательном соеди-
нении полупроводниковых диодов для увеличения их обратного напря-
жения. Из-за различий ВАХ на диодах последовательной цепочки будет
падать разная доля общего напряжения. В итоге по крайней мере одно
самое слабое звено этой цепочки будет повреждено, схема перестанет
работать.
Для выравнивания падений напряжения на цепочке из диодов их
сопротивления искусственно выравнивают, включая параллельно дио-
дам резисторы равного сопротивления, обычно от 100 до 1000 кОм. Чем
ниже величина сопротивления, тем равномернее будет распределение
напряжений, однако, как и в предыдущем случае, включение дополни-
тельных резисторов ухудшает их выпрямительные свойства.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
17
Схема суммирования напряжений и токов полупроводниковых диодов
Таблица 1.1
Неверно
Верно
Токов
Rl=R2=... =
VD1 R1
I I
VDn
Напряжений
Rl=R2=... =
VD1 VD2 VDn
и м --и—
VO1
III
R1 R2
чзчи-1
VD11 VD12
Напряжений
и токов
-M-
VD1n
VD11 R11
VD1n R1n
-М-
VD21 VD22
-W-
VD2n
■м-
i VDm11 VDm2i iVDmm
■ H « N * "H
I
i VDm1 Rm1 i i VDmn Rmn i
В области повышенных частот на распределение напряжений на
полупроводниковых приборах начинают сказываться также и емкост-
ные свойства диодов. В этой связи для выравнивания резистивно-
емкостных характеристик цепочки диодов используют резистивно-
емкостные цепочки, подключенные параллельно диодам, рис. 1.1,
рис. 1.2.
VD1 VD2
VD1
2
R1 С1 R2 С2
Рис. 1.1. Выравнивание
свойств полупроводниковых
диодов для работы на
повышенных частотах
Рис. 1.2. Выравнивание свойств
полупроводниковых диодов резистивно-
емкостными цепочками
Составные транзисторы
Транзисторы как силовые элементы многих радиоэлектронных
устройств для нормальной работы должны выполнять следующие функции:
♦ обеспечивать управление заданным током нагрузки при боль-
шом усилении по мощности;
♦ обладать достаточной (с учетом заданной выходной мощности
и диапазонов изменения входного и выходного напряжений)
рассеиваемой мощностью;
18
Основы силовой электроники
♦ иметь максимально допустимое напряжение коллектор-эмит-
тер, позволяющее без опасности пробоя обеспечивать необхо-
димое падение напряжение на переходе коллектор-эмиттер
при возможных значениях входного и выходного напряжений.
В некоторых случаях имеющиеся в наличии транзисторы не позво-
ляют выполнить одно или несколько вышеописанных условий, тогда
прибегают к помощи так называемых составных транзисторов.
Существует три основные схемы составных транзисторов.
Схемы Дарлингтона и Шиклаи-Нортона
Для увеличения коэффициента передачи транзистора по току зача-
стую тандемное включение транзисторов (выходной ток первого тран-
зистора является входным током для второго). Известно две схемы
такого включения: схема Дарлингтона (транзисторы одного типа про-
водимости) и схема Шиклаи-Нортона (транзисторы разного типа про-
водимости), рис. 1.3 и рис. 1.4. Количество включенных подобным
образом транзисторов может быть не ограничено, но из соображений
стабильности работы такой структуры чаще всего ограничиваются
двумя-тремя транзисторами.
VT1
h21e(VT1) I
VT3
h21e(o6iu.) =
= h21e(VT1)h21e(VT2)
VT1
h21e(VT1)
VT2
h21e(VT2)
VT3
И21е(общ.) =
= h21e(VT1)h21e(VT2)
Puc.1.3. Схема Дарлингтона
Рис 1.4. Схема Шиклаи-Нортона
Общий коэффициент передачи тока Ь21е(общ.) схем Дарлингтона и
Шиклаи-Нортона будет равен произведению коэффициентов передачи
по току h21e всех транзисторов схемы:
Ь21е(общ.) = h21e(VTl)-h21e(VT2)... h21e(VTn).
Резистор R1 предназначен для стабилизации режима работы схемы,
его величину можно определить по формуле:
где 1СВ0— величина обратного тока коллектора.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
19
Параллельное включение транзисторов
При необходимости повысить выходную мощность электронных
схем в выходном каскаде могут быть использованы относительно
маломощные, но более дешевые транзисторы. Чтобы объединить их
выходные токи используют ряд схем, одна из которых представлена
на рис. 1.5. Как следует из рисунка, все электроды транзисторов соеди-
нены параллельно: база с базами, коллектор-с коллекторами остальных
транзисторов. Исключением являются эмиттерные цепи: в них вклю-
чены выравнивающие резисторы.
Казалось бы, что эти резисторы ухудшают работу составного тран-
зистора и можно обойтись без них. В какой-то мере это так. Если все
транзисторы обладают идентичными характеристиками, можно с опре-
деленной степенью риска обойтись и без выравнивающих резисторов.
Но если свойства транзисторов хоть немного различаются, начинает
играть правило слабого звена: сначала выгорает транзистор, через
который протекает наибольший ток, за ним выгорает следующий и так
далее, по цепочке.
На практике добиться равенства характеристик транзисторов или
подобрать одинаковые транзисторы практически нереально. Проще
воспользоваться выравнивающими резисторами. Коэффициент пере-
дачи по току транзисторов, конечно, снижается, но зато максимальный
выходной ток возрастает пропорционально числу параллельно вклю-
ченных транзисторов. При необходимости все транзисторы устанавли-
вают на общий теплоотвод, что позволяет обеспечить одинаковый тем-
пературный режим их работы.
Итак, максимально допустимый ток, протекающий через составной
транзистор, рис. 1.5, равен сумме токов через каждый отдельно взятый
транзистор:
... + 1Шах(УТп).
Сопротивление симметри-
рующих резисторов Rl, R2,... Rn
можно определить по формуле
Rl = R2 =... = Rn * 0,5n/IK,
где п — число параллельно соеди-
ненных транзисторов; ^—кол-
лекторный ТОК ОДНОГО ТраНЗИ-
стора.
1общ. =
Рис. 1.5. Схема параллельного включения
транзисторов
20
Основы силовой электроники
Последовательное включение транзисторов
Хорошо известно, что транзистор — относительно низковольт-
ный элемент. При необходимости искусственно повысить его рабочее
напряжение можно воспользоваться
схемой, рис. 1.6.
Для кратного числу задейство-
ванных транзисторов повышения
рабочего напряжения схемы в п раз
используют последовательное включе-
ние транзисторов. Для выравнивания
падения напряжений на каждом из
транзисторов используют резистив-
ный делитель напряжения.
Следует отметить, что данная схема
не является единственной и не лишена
недостатков, в связи с чем на практике
может рассматриваться после предва-
рительных экспериментов.
Рабочее напряжение эквивалент-
ного транзистор можно определить по
формуле:
Э R1 = R2 =... = Rn< UCErnax/2lB
Рис. 1.6. Схема последовательного
включения транзисторов
= UCEmax(VTl) + UCEmax(VT2) +.
Сопротивление выравнивающих напряжение резисторов Rl, R2,... Rn,
можно определить по формуле R1 = R2 =... = Rn < UCEmax/2IB, где 1В—ток
базы составного регулирующего транзистора.
1.4. Переходные процессы в RLC-цепях
Переходные процессы в CR- и RC-цепях
Переходные процессы в резистивно-емкостных цепях представляют
повышенный интерес для изучения прохождения сигналов различной
формы через реальные пассивные электрические цепи. Наиболее часто
встречаемая на практике форма электрических сигналов — синусои-
дальная и прямоугольная. В этой связи на рисунках, приводимых ниже
(рис. 1.7 — рис. 1.36), будут наглядно показаны переходные процессы в
дифференцирующих (CR) и интегрирующих (RC) цепочках, а также при-
ведены частотные зависимости затухания и фазового сдвига выходных
сигналов при варьировании номиналов элементов резистивно-емкост-
ных цепей.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
21
G
±
1мк |~1R
I ЮООк
и, в
10
0
-10
|_
I
1 ' и
■--f-hsr
^-Г^-П-!
1 1
1
^ ч
1
1
(....
j
i
i
!
i
0,4 0,8 1,2 1,6 t,c
Рис. 1.7. Переходные процессы в CR-цепи (C=l мкФ, R = 1000 кОм)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
G
uBX
С
1 мк
1
U ЮООк
и, в
10
0
-10
! "ах!
7 ;и-К
■■•■■■•■ А
! !
! !
|
\/
ш
/
/\
1 1 1
1 1 1
Л 1
iA i \ i
[ ] кж
1 1 1
1 1 1
0,4 0,8 1,2 1,6 t,c
Puc. 1.8. Переходные процессы в CR-цепи (C=l мкФ, R «1000 кОм) при подаче на вход
сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к,дБ
-10
-?0
л
\
Ф, град
45
0
-45
-90
_______
.
j
j
0,1
1,0
10
100 f, Гц
0,1 1,0
10
100
Рис. 1.9. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в CR-цепи (С=1 мкФ, R = 1000 кОм)
G
п
_L
UBX ||
С
1 МК
R
Uiook
и, в
10
0
-10
--
■V
UBx
ивых
j
i
____
i
i
0,4 0,8 1,2 1,6 t,C
Рис. 1.10. Переходные процессы в CR-цепи (С=1 мкФ, R = 100 кОм)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
22
Основы силовой электроники
G
BX ||
II
С
1 мк
R
U 100к
-10
0,4 0,8
1,6 t,c
Рис. 1.11. Переходные процессы в CR-цепи (С=1 мкФ, R = 100 кОм) при подаче на вход
сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к,дБ
-10
-20
0,1
1,0
10
100 f,l"u
Л L
Рис. 1.12. Частотная зависимость затухания (слева) и фазового сдвига (справа)
выходного сигнала в CR-цепи (С=1 мкФ, R -100 кОм)
G
n
UBX ||
С
1 мк
, ■
и, в
10
0
-10
..
L
и»
-
._.
I
„
; i :
1 1 1
-4-4-4—
1 1 1
1 тл
i i i
i i i
"""["■]""["■"
i i i
i i t
_
0,4
0,8
1.2
1,6 t,c
Рис. 1.13. Переходные процессы в CR-цепи (С-1 мкФ, R-10 кОм) при подаче на вход
однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В и
скважностью 2
G
_L
" I
1мк Г
R
U,B
10
0
-10
0,8
1.2
1,6 t,c
Рис. 1.14. Переходные процессы в CR-цепи (С-1 мкФ, R = 10 кОм) при подаче на вход
сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
23
к.дБ
-10
-20
0,1
1,0
10
100
Ф, град
45
0
-45
-90
0,1
1,0
10
100
Рис. 1.15. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в CR-цепи (С = 1 мкФ> R = 10 кОм)
G
Л
R
ЮООк
~Т~ 1мк
и, в
10
0
-10
Цвых.
ивх
^» -
:-
••
i i i
i i i
i i i
! ! !
0,4 0,8
1,2
1,6 t,c
Рис. 1.16. Переходные процессы в RC-цепи (C~l мкФ, R = 1000 кОм)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
±
R
ЮООк
С
1мк
и, в
10
0
-10
L m
i i
i i
\ *
Г \
\- А ^"^^<
1 1
1 1
J
1
~ж~~
f __,
"™\ :„.н
JL. _ _ _ 1 .
иВЫх! \!
h _, ^_
J [
У
0,4 0,8
1,2
1,6 t,c
Рис. 1.17. Переходные процессы в RC-цепи (С=1 мкФ, R = 1000 кОм) при подаче на вход
сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к,дБ
-10
-?0
ч i i i
.__V__.__j j j.
-V__j 1 [
_ \ i j
i\ I I
Ф, град
45
0
-45
-90
_ _ (
^ j. j.
J L l_ _
4^ l__ J __l____ ____-
^^^ j j !
1 L 1 !
0,1
1,0
ю
юо
0,1
1,0
10
юо
Рис. 1.18. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в RC-цепи (С=1 мкФ, R = 1000 кОм)
24
Основы силовой электроники
G
Л
=3—f ►
R I
эок JLc
"T~ 1mk
u,b
10
0
-10
uBX
f
\
i i
i i
1 ^'"^
1 ^i
L \.Л L J
1 I
1 1
1 1
1 1
1 I
1
1
\!
1
; .,
i
i
i
i
0,4
0,8
1.2
1,6 t,c
Рис 1.19. Переходные процессы в RC-цепи (С=1 мкФ, R = 100 кОм)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
ЮОк JLC
1мк
0,8
1.2
1,6 t,c
Рис. 1.20. Переходные процессы в RC-цепи (С = 1 мкФ, R ■ 100 кОм)
при подаче на вход сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к.дБ
-10
-20
0,1
1,0
10
100
Рис. 1.21. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в RC-цепи (С=1 мкФ, R = 100 кОм)
G
n
JL
1 , i—<
R
10k =
Чвых
1мк
и, в
10
0
-10
Г"
UbJx
jUBx
!
._.
j I
! !
{ j
._
0,4 0,8
1,2
1,6 t,c
Puc. 1.22. Переходные процессы в RC-цепи (C=l мкФ, R-10 кОм) при подаче на вход
однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
и скважностью 2
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
25
±
R
Юк
с
1мк
и, в
10
0
-10
j j
\i
p—\—
UBX
Г"
j
кУвых!
v~t —'
■\"""
t
0,4 0,8 1,2 1,6 t, с
Рис. 1.23. Переходные процессы в RC-цепи (С-1 мкФ, R-10 кОм)
при подаче на вход сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
К.ДБ
-10
-20
J 1
0,1
1,0
1,0
10
100 f, Гц
Рис. 1.24. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала $ RC-цепи (С=1 мкФ, R = 10 кОм)
Переходные процессы в LR- и RL-цепях
и, в
10
0
-10
у--
t
Uex
\
Ujw*
j
, ¥
A
0,4 0,8
1,2
1,6 t,c
Puc. 1.25. Переходные процессы в LR-цепи (L = l rH,R = 10 Ом) при подаче на вход
однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
и скважностью 2
-10
0,4 0,8 1,2 1,6 t.C
Рис. 1.26. Переходные процессы в LR-цепи (L * 1 Гн, R * 10 Ом) при подаче на вход сигнала
синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
26
Основы силовой электроники
к.дБ
-10
?0
.з^
,.
^^
L --%-
1
L 1
Ф, град
45
0
-45
-90
___ ____
ТТГ*" i i
._ ____ ___
i
1,0
10
100
0,1
1,0
10
100
Puc. 1.27. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в LR-цепи (L = lfH,R = 10 Ом)
G
Л
JL
-1 1—
R
10
UBb.x
L 1Гн
и, в
10
о
-10
I j TV. j
ы
_J I
._L_4
0,4
0,8
1.2
1,6 t.c
Puc. 1.28. Переходные процессы в RL-цепи (L = l Fh,R = 10 Ом)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
Q
О/
"вх
R
10
ивых
С 1Гн
и, в
10
0
-10
1 1
1 1
i i
■ i i
j
!
/
mi i i
UBX 1 1 1
"^41 X !
L |\ 1 1 у>
\ 1 \ 1 1 / 1
даго!
! \ \ У
i IV \/
\ ., i ^_»_Г ..
1 1 1
1 1 1
0,4
0,8
1,2
1,6 t.c
Рис. 1.29. Переходные процессы в RL-цепи (L = l Fh,R = 10 Ом)
при подаче на вход сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к.дБ
-20
J 1 j.
Ф, град
45
0
-45
-90
l l j
0,1
1,0
10
100 f,f"u
Puc. 130. Частотная зависимость затухания (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в RL-цепи (L = l Th,R = 10 Ом)
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
27
Переходные процессы в CL- и UC-цепях
G
Л
югн -Lc
Юмк
и, в
10
0
-10
■I
llllllll
!
ВХ 1
III
и
111
1
1
Ш
VVV
1
1
1
1
1
1
к *|Д » i
WVV
!
1
1
1
1
1
-1-4
1
1
i
и
III
1
1
uii
lli
ЛЛЛ
—
ЛЛЛ
/Vvl
0,4
0,8
1,2
1,6
t.c
Рис. 1.31.Переходные процессы в LC-цепи (1. = 10Гн,С=10мкФ)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
G
Югн -L-c
Юмк
0,8
1,2
1,6 t,c
Рис. 1.32. Переходные процессы в LC-цепи (1. = 10Гн,С=Ю мкФ)
при подаче на вход сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
К,ДБ
-ю
-20
0,1
1,0
10
100
Ф, град
45
0
-45
-90
0,1
1,0
10
100
Рис. 1.33. Частотная зависимость коэффициента передачи (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в Оцепи (1 = 10Гн,С=10 мкФ)
f,ru
G
n
UBX ||
II
С <
Юмк
t ЮГн
и.вг
101
-10
I i i
ii
i
ИМ'
1
1
1
1
1
1
1
yf—
ЛЛЛЛ1
1
1
1
1ЛЛ/
VVV
1 1 1 1
1 1 1 1
1Ил17а1а-а1
j W\IVVVVVV|
r—r—r—r—
1 1 1
1 j 1
0,4
0,8
1,2
1,6 t.c
Puc. 1.34. Переходные процессы в CL-цепи (1 = 10Гн,С=10 мкФ)
при подаче на вход однополярного сигнала прямоугольной формы частотой 1 Гц
амплитудой 10 В и скважностью 2
28
Основы силовой электроники
и, в
10
0
-10
1 1 1 1
4А* | ! |
/| \ 1 1
., Jr j _V | |
JT \ |V III 1
Г | jVi "Ч j
i i V i \ J
1 1 \l 1 J
! ! ! ^*Г
i i i i
i
j
!
0,4
0,8
1,2
1,6 t.c
Puc. 1.35. Переходные процессы в CL-цепи (1. = 10Гн,С=10 мкФ)
при подаче на вход сигнала синусоидальной формы частотой 1 Гц амплитудой 10 В
к,дБ
.и
-20
^
j
А
—V
1
\
Ф, град
45
0
-45
-90
-
0,1
1,0
10
100
0,1
1.0
10
100 f,Tu
Рис. 1.36. Частотная зависимость коэффициента передачи (слева)
и фазового сдвига (справа) выходного сигнала в CL-цепи (1- = 10Гн,С=10мкФ)
1.5. Линейные трансформаторные источники питания
Типовая блок-схема классического вторичного источника питания
Источники питания радиоэлектронных устройств подразделяются
на первичные и вторичные. К первичным относят преобразователи
любых форм энергии в электрическую. К таковым относятся, например,
батареи и аккумуляторы, преобразующие энергию электрохимической
реакции в электрическую энергию, фотоэлектрические и термоэлек-
трические батареи и т. п.
К вторичным источникам питания относят устройства, которые не
генерируют, а лишь преобразуют электрическую энергию.
Для примера, питание портативного радиоприемника можно осу-
ществлять от батарей напряжением, например, 6 В, т. е. от первичного
источника питания, а в стационарных условиях можно использовать
вторичный источник питания.
Типовая блок-схема классического вторичного источника питания
показана на рис. 1.37. Такой источник питания содержит трансформа-
тор, выпрямитель, фильтр и, наконец, стабилизатор. Рассмотрим более
подробно каждый из этих узлов.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
29
Стабилизатор Сопротивление
нагрузки
Трансформатор Выпрямитель Фильтр
Рис. 1.37. Типовая блок-схема простого вторичного источника питания
Трансформатор
Силовой трансформатор предназначен для преобразования напря-
жения сети переменного тока 220/230 В частотой 50 Гц в напряжение
другого уровня, потребного для питания нагрузки. Трансформатор
может работать только на переменном токе, причем, во сколько раз
напряжение на его выходе меньше/больше, чем на входе, во столько
же раз (за вычетом потерь) ток, снимаемый со вторичной обмотки,
больше/меньше входного.
КПД трансформатора не очень велик и зависит от его мощности:
трансформаторы, рассчитанные на мощность 30—100 Вт, могут иметь
КПД до 90 % и выше, напротив, маломощные трансформаторы (до
10 Вт) имеют КПД порядка 70—85 %. Остальная энергия идет на нагрев
и прочие потери.
Трансформатор содержит, как минимум, две обмотки: первичную,
подключаемую к сети, и вторичную (повышающую, разделительную
или понижающую), подключаемую через последующие узлы или напря-
мую к нагрузке.
Трансформатор обладает свойством обратимости, например, если он
рассчитан на понижение напряжения с 220 В до 10 В, то при подключе-
нии к низковольтной обмотке источника переменного тока напряже-
нием 10 В, на выходе можно получить напряжение 220 В.
Коэффициент трансформации определяется как отношение напря-
жений на входе и на выходе трансформатора. Так, для приведенного
выше примера, коэффициент трансформации равен 220/10 = 22.
Мощность Р в Вт, на которую рассчитан трансформатор с Ш-образным
железным сердечником, можно примерно оценить по формуле Р = S2,
где S — площадь сечения набора железных пластин средней части сер-
дечника, см2. Например, использованы пластины Ш-20, толщина набора
25 мм, тогда площадь сечения S = 2*2,5 = 5 см2, следовательно, мощность
трансформатора Р = S2 = 25 Вт.
Формула Р = S2 обратима: если требуется получить мощность транс-
форматора 25 Вт, то искомая площадь сечения S = Vp, или 5 см2.
Более тонкий провод обмотки трансформатора используют в более
высоковольтной, слаботочной обмотке, и наоборот, более толстый про-
30 Основы силовой электроники
вод используют в низковольтной обмотке, рассчитанной на повышен-
ный ток. Кстати, по толщине провода можно определить, на какой ток
рассчитана обмотка неизвестного трансформатора, но об этом ниже.
По отношению квадратов диаметров (или площадей поперечного
сечения) проводов обмоток можно примерно определить коэффици-
ент трансформации. Например, диаметр провода первичной обмотки
dx равен 0,2 мм, диаметр провода вторичной обмотки d2 равен 1,0 мм,
тогда коэффициент трансформации равен Иг = ~±~~ = ^5 А
1<U vW
Если напряжение вторичной обмотки трансформатора промышлен-
ного производства превышает необходимое для питания вашей кон-
струкции напряжение, можно попытаться отмотать несколько витков
вторичной обмотки. Заодно можно определить, сколько вольт привно-
сит в выходное напряжение каждый виток. Домотка витков вторичной
обмотки трансформатора для повышения его выходного напряжения
возможна лишь в том случае, если имеется зазор между обмоткой и
железом трансформатора.
Кстати, по эмпирической формуле, исходя опять же из площади
сечения набора железных пластин средней части сердечника, по фор-
муле 60/S можно примерно определить, сколько витков приходится
на каждый вольт. Например, если S = 2*2,5 = 5 см2, то на каждый вольт
выходного напряжения приходится 60/5 = 12 витков.
Тогда, для первичной обмотки, рассчитанной на напряжение 220 В,
число витков составит 12*220 = 2640 витков, а для вторичной обмотки,
рассчитанной на напряжение, например, 10 В, число витков составит
12x10= 120 витков.
Диаметр обмоточного провода (обычно марки ПЭЛ или ПЭВ) опреде-
ляют из величины максимально допустимого тока через обмотку
d (мм)=0,7у/1(А). Так, для «нашего» трансформатора 220/10 В мощностью
25 Вт с учетом КПД * 0,7 максимально допустимый ток через вторичную
обмотку не может превышать 1(А) = ' тт ^—- или -^——^—^ = 1,75А, а
0 725(В) и(в> Ю(В)
0 7-25(Вт) (> Ю(В)
через первичную — — Ь—L = о,О8А = 80 мА. Отсюда диаметр про-
220(В) i
вода первичной обмотки равен d(taM)- 0,7^/ 0,08(А) =0,20 мм, а вто-
ричной обмотки — ё(мм)=0,7д/1,75(А) =0,93 мм, или, после округле-
ния, 1,0мм.
Если трансформатор имеет несколько вторичных обмоток, то для
увеличения выходного напряжения эти обмотки можно соединить
последовательно, тогда напряжения этих обмоток суммируются. Ток,
снимаемый с последовательно соединенных обмоток, выполненных
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 31
проводами разного сечения, не может превышать предельного тока
самого слабого звена — обмотки, намотанной более тонким проводом.
Обмотки при последовательном включении соединяют следующим
образом: конец одной обмотки соединяют с началом второй обмотки,
иначе обмотки будут включены встречно. Параллельно обмотки для
увеличения максимального тока нагрузки можно включать только
в том случае, если они полностью идентичны, причем начало (или
конец) одной обмотки соединяют с началом (или концом) второй
обмотки, соответственно. Встречное включение обмоток недопустимо.
Проверить правильность включения обмоток можно при помощи
мультимера или авометра без подключенной нагрузки — напряжение
в любом способе включения (последовательном или параллельном)
не должно снижаться: при последовательном — суммироваться, при
параллельном — оставаться на прежнем уровне.
При самостоятельном изготовлении трансформатора обмотки нама-
тывают виток к витку на специальный каркас, первичную и вторичную
(вторичные) обмотки надежно изолируют друг от друга тефлоновой
или иной диэлектрической пленкой. Трансформатор проверяют мегом-
метром (мультимером) на отсутствие замыканий или утечек между
обмотками, а также между обмотками и сердечником трансформатора.
При первом включении трансформатора в сеть рекомендуется
на всякий случай последовательно первичной обмотке подключить
лампу накаливания на 220 В: для трансформаторов мощностью менее
100 Вт — лампу на 15—25 Вт, для более мощных трансформаторов —
лампу на 50—75 Вт. Эта лампа должна светиться примерно на Уа от пол-
ного накала и вспыхивать почти на полную мощность, если вторичную
обмотку закоротить.
На первое время (время испытания) вторичную обмотку транс-
форматора можно нагрузить на обычную лампу (лампы) накаливания
соответствующего напряжения и мощности. Так трансформатор дол-
жен проработать без существенного нагрева, гудения и газовыделения
несколько часов. Следует учесть, что затем, скорее всего, трансформа-
тор будет эксплуатироваться вами в замкнутом объеме (корпусе), где
условия теплоотвода менее благоприятны.
Массогабаритные показатели трансформатора заметно снижаются
с ростом частоты питающей сети, однако не всегда, особенно в быту,
такие сети доступны, кроме того резко возрастают требования к мате-
риалу сердечника трансформатора.
Трансформаторы, рассчитанные на иную частоту питающей сети,
например, на 400 Гц, недопустимо включать в сеть частотой 50 Гц. Дело
в том, что индуктивность обмотки такого трансформатора в 8 раз ниже,
чем это требуется для работы на пониженной частоте, трансформатор
32 Основы силовой электроники
сгорит. Впрочем, трансформатор, рассчитанный на работу в сети 220 В
400 Гц можно использовать в сети 50 Гц, но при пониженном в 8 раз
напряжении, т. е. при 27,5 В.
Если в обмотке трансформатора произойдет пробой или поврежде-
ние изоляции, может произойти замыкание витков. При этом образу-
ется своеобразная короткозамкнутая «обмотка», состоящая из одного
или нескольких витков. Ток короткого замыкания разогревает корот-
козамкнутую обмотку, в итоге происходит возгорание трансформатора
или выгорание части обмотки.
Если трансформатор маломощный, тяжких последствий может не
наступить, однако трансформатор перестает полноценно выполнять
свои функции. Индуктивность его обмотки резко снижается. Эту неис-
правность можно определить путем замера индуктивности обмотки
трансформатора и сравнении ее с исходным значением, либо сравне-
ние с индуктивностью соответствующей обмотки заведомо исправного
трансформатора. Более простым способом выявления короткозамкну-
тых витков является использование испытателя трансформаторов на
отсутствие межвитковых замыканий, описанного ранее.
Следует отметить, что в своих конструкциях предпочтительнее
использовать трансформаторы промышленного производства, благо
ассортимент и доступность таких трансформаторов позволяет удовлет-
ворить самые изысканные запросы потребителей. Кроме того, такие
трансформаторы безопаснее и надежнее в эксплуатации.
Тем не менее, некоторые радиолюбители предпочитают самостоя-
тельно наматывать трансформаторы. Для таких работ требуется акку-
ратность, внимательность и другие качества, а, кроме того, запас про-
вода и, по меньшей мере, простейшие приспособления для намотки.
О технологиях намотки некоторых трансформаторов можно подробнее
узнать из Приложения.
Рассчитать параметры трансформатора для самостоятельного его
изготовления не так сложно и по другим, более точным методикам.
Таковых методик и компьютерных программ расчета существует
немало, см., например, [58,138].
Все они основаны на многолетнем опыте работ ваших предшествен-
ников и зачастую опираются на эмпирические (опытные) формулы,
никоим образом не связанные с теорией. Тем не менее, учитывая запас,
заложенный в расчетах, можно самостоятельно изготовить вполне при-
емлемый для конкретных нужд трансформатор.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
33
1.6. Выпрямители
Выпрямитель — электронное устройство, предназначенное для пре-
образования электрического сигнала переменного тока в электриче-
ский сигнал постоянного тока.
Для выпрямления переменного электрического тока чаще всего
используют полупроводниковые диоды. Эти приборы обладают вен-
тильным свойством: они способны практически без потерь пропускать
электрический ток в одном направлении и совершенно не проводить
его в другом.
Для того, чтобы можно было описать свойства полупроводникового
диода, используют вольтамперные характеристики (ВАХ). ВАХ устанав-
ливают связь между приложенным к исследуемому прибору напряже-
нием и током через этот прибор.
В идеале вольтамперная характеристика вентиля должна была бы
выглядеть следующим образом (рис. 1.38).
Для «прямого» направления тока идеальный полупроводниковый
диод должен был бы представлять короткое замыкание, для «обрат-
ного» — разрыв цепи.
Занимающая промежуточную позицию между идеальной и реальной
вольтамперной характеристикой полупроводникового диода идеализи-
рованная вольтамперная характеристика показана на рис. 1.39.
В соответствии с этой характеристикой для «прямого» направления
тока полупроводниковый диод представляет собой небольшое сопро-
тивление Rnp, величина которого не зависит от величины приложен-
ного напряжения.
'пр.*
I
Ro6p.
'обр.
Рис 1.38. Вольтамперная характеристика идеального выпрямителя
34
Основы силовой электроники
"пр..
III
III
/■
Ro6p.
о
Rnp.
R
1
H
=103.
*
Ge
np.
-dh-
M--
и
.,os
i
Si
'пр.
мобр.
Jo6p.T
Рис. 1.39. Вольтамперная характеристика идеализированного выпрямителя
Для «обратного» направления тока полупроводниковый диод пред-
ставляет собой довольно большое по величине постоянное сопротивле-
ние Ro6p, которое также не зависит от напряжения.
Обычно отношение этих сопротивлений для полупроводниковых
диодов, изготовленных из различных материалов (Ro6P/Rnp.) находится
в пределах 103—105.
ВАХ полупроводниковых диодов как в прямом, так и в обратном
направлениях протекания тока описываются экспоненциальными
функциями. На практике совпадение расчетных (теоретических) и экс-
периментальных характеристик наблюдается лишь на ограниченных
участках кривых, например, для области малых токов. Для области
прямых больших токов (напряжений) зависимость тока от напряжения
практически линейна. На рис. 1.40 показаны реальные ВАХ полупрово-
дниковых диодов.
В последние десятилетия в отечественной справочной литературе
избегают приводить внешний вид ВАХ полупроводниковых приборов.
И это не случайно. Вольтамперные характеристики не очень хорошо
воспроизводимы: они отличаются даже у приборов одной партии
изготовления, заметно меняются при протекании тока, при измене-
нии температуры. Кроме того, ВАХ, особенно для силовых низкоча-
стотных полупроводниковых приборов, заметно зависят от частоты,
от сопротивления нагрузки, его резистивно-емкостных и иных харак-
теристик.
В справочных руководствах принято указывать параметры характер-
ных точек на ВАХ, полученные путем статистического усреднения дан-
ных по большой выборке однотипных полупроводниковых приборов и
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
35
1Пп.мА
I
Si
/
/
Ge
0,2
I—I—I—+—1--^
0,4 0,6 0,8
0.11
0,2
0,3 +
0,41
0,5
■обр»мА f
Рис. 1.40. Типовые В АХ германиевых и кремниевых диодов
«о
при использовании ГОСТированной методики измерений, в пределах
использования которой эти данные достаточно воспроизводимы.
К наиболее значимым параметрам, характеризующим избранные и
наиболее практически значимые точки В АХ, принято относить:
Прямой ток (1пр) — среднее значение тока через открытый вентиль (и
вызывающий допустимый его нагрев);
Прямое падение напряжения (Unp) — напряжение на вентиле при про-
хождении прямого тока 1пр.
Обратный ток (10бр) — ток, проходящий через вентиль при приложе-
нии обратного напряжения;
Максимальное обратное напряжения (Uo6p) — напряжение, соответ-
ствующее области начала резкого возрастания обратного тока (услов-
ная граница, после перехода которой может произойти повреждение
прибора).
Все эти сведения для выпрямительных диодов обычно приводят
для области низких частот, а именно, 50 Гц. При повышенных часто-
тах на работу полупроводниковых силовых приборов заметно начи-
нают сказываться емкости переходов, что можно наблюдать, напри-
мер, на характериографе. Более того, емкости переходов при изме-
нении уровня приложенного напряжения изменяются в несколько
раз, а величины этих емкостей для прямого и обратного направления
существенно разнятся. На практике с ростом частоты выпрямитель-
ные диоды теряют свойство выпрямлять и по своим свойствам больше
напоминают резистивно-емкостную цепочку. В этой связи при выборе
диода для использования его в той или иной схеме необходимо также
учитывать его частотные характеристики.
36 Основы силовой электроники
Наиболее широкое распространение получили кремниевые и, в мень-
шей мере, германиевые полупроводниковые приборы. Кремниевые
выгодно отличаются тем, что способны работать при повышенных
температурах, вплоть до 135—150 °С. Они имеют меньшие обратные
токи, допускают работу при более высоких обратных напряжениях — до
800—1200 В. Германиевые диоды имеют малые потери на переходе, см.,
например, рис. 1.40, но работают до температур не выше 70 °С.
Потери в низковольтных выпрямителях могут быть уменьшены за
счет замены традиционных (кремниевых) диодов диодами с барьером
Шоттки, имеющими относительно малое прямое падение напряже-
ния (0,1—0,4 В) и время восстановления менее 200 не. Это позволяет
эффективно использовать их в низковольтных выпрямителях на срав-
нительно высоких частотах. Основным недостатком диодов с барьером
Шоттки следует считать большой обратный ток.
Для того, чтобы наглядно сравнить выпрямители различного типа
и их работу в различных условиях эксплуатации, в табл. 1.2 показаны
осциллограммы выходных сигналов, измеренных на сопротивлении
нагрузки.
Для моделирования электрических процессов в выпрямителях исполь-
зовалась программа схемотехнического моделирования Multisim. Следует
отметить, что результаты любых моделирующих программ не могут в пол-
ной мере учесть всех реальных свойств элементов конструкции и являются
в этой связи приближенными, и, порой, парадоксальными.
Во всех схемах выпрямителей, табл. 1.2, трансформатор обеспечивал
выходное напряжение 10 В. В качестве варьируемых элементов были
сопротивление нагрузки и емкость конденсатора фильтра. Как следует из
визуального сравнения, совершенно идентичные осциллограммы полу-
чаются при равных произведениях сопротивления нагрузки на величину
емкости конденсатора фильтра. Следовательно, для того, чтобы макси-
мально снизить уровень пульсаций напряжения в нагрузке следует мак-
симально, насколько позволяют габариты устройства и финансовые воз-
можности наращивать емкости конденсаторов фильтра.
Однако особенно увлекаться этим не стоит: в момент включения
выпрямителя незаряженные конденсаторы фильтра представляют
собой для вторичной обмотки трансформатора и диодов выпрямителя
короткое замыкание: может произойти повреждение диодов выпря-
мителя, обмотки трансформатора, либо предохранителя. Обычно для
ограничения зарядного тока конденсаторов фильтра при включении
устройства используют токоограничивающие резисторы, которые
затем отключают вручную либо автоматически.
Из представленных в табл. 1.2 выпрямителей наиболее неудач-
ным следует считать самый простой из них — однополупериодный. Он
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 37
характеризуется наименьшим коэффициентом использования транс-
форматора, наиболее высоким коэффициентом пульсаций. Кроме того,
постоянная составляющая тока вторичной обмотки создает дополни-
тельный магнитный поток, насыщающий сердечник трансформатора.
Это вызывает увеличение тока холостого хода, а это влечет за собой
вынужденное увеличение сечения провода первичной обмотки и, сле-
довательно, размеров трансформатора. В этой связи этот вид выпрями-
телей используют довольно редко, для создания маломощных выпря-
мителей.
Следующим в табл. 1.2 представлен двухполупериодный выпря-
митель со средней точкой. Среднее значение выпрямленного тока и
напряжения в нем в два раза выше, чем в простейшем выпрямителе.
В трансформаторе этого выпрямителя нет вынужденного намагничи-
вания, поскольку постоянные составляющие тока в его полуобмотках
вторичной обмотки протекают в различных взаимокомпенсирующих
направлениях.
Еще большие перспективы открываются при использовании мосто-
вых выпрямителей схема Греца). Вынужденного намагничивания сер-
дечника трансформатора нет, ток в первичной обмотке трансформатора
синусоидален. К числу заметных недостатков этого выпрямителя, осо-
бенно заметных при работе на малых выходных напряжениях, можно
отнести удвоенные потери выпрямленного напряжения на его диодах
в «прямом» направлении.
В порядке сопоставления в табл. 1.2 показан и выпрямитель с удво-
ением выходного напряжения (схема Латура).
Сравнительная характеристика выпрямителей представлена в
табл. 1.3, которая содержит некоторые сведения о параметрах токов и
напряжений в выпрямительных схемах. В табл. 1.3 в качестве базового
напряжения считается постоянное напряжение Uo на выходе выпрями-
теля.
1.7. Сглаживающие фильтры питания
Как следует из представленных в табл. 1.2 диаграмм, на выходе
выпрямителя неизбежно присутствуют заметные пульсации напряже-
ния. Не все потребители выпрямленного напряжения могут работать
при наличии таких пульсаций. Наиболее «безразлично» к пульсациям
питающего напряжения относятся нагревательные элементы. Но если
использовать в качестве нагрузки малоинерционные осветительные
лампы или, тем более, светодиоды, будут заметны пульсации светового
Сопоставительные характеристики различных видов выпрямителей
при варьировании сопротивления нагрузки и емкости конденсатора фильтра
Таблица 1.2
см
оо
Электрическая схема
выпрямителя
Сопротив-
ление
нагрузки
Емкость конденсатора фильтра, мкФ
ОД
10
1000
Однополупериодный
YR1
10 0м
ивых. в
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t,MC
1 кОм
10 20 30 40 t, мс
~вых»
15 -
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t, мс
100 кОм
10 20 30 40 t.MC
15
10
5
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t,MC
Таблица 1.2 (продолжение)
Электрическая схема
выпрямителя
Сопротив-
ление
нагрузки
Емкость конденсатора фильтра, мкФ
0,1
10
1000
10 0м
10 20 30 40 t,MC
ивых. в
15
10
АЛЛ
10 20 30 40 t,MC
АА
10 20 30 40 t,MC
Двухполупериодный со средней
Т1
точкой
VD1.VD2
С1
Т
1 кОм
15
10
А
А
А
10 20 30 40 t, мс
АА
10 20 30 40 t,MC
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
100 кОм
А
А
А
10 20 30 40 t.MC
15
10
5
10 20 30 40 t, мс
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
CM
Таблица 1.2 (продолжение)
Электрическая схема
выпрямителя
СопротиВ"
нагрузки
Емкость конденсатора фильтра, мкФ
ОД
10
1000
10 0м
10 20 30 40 t,MC
15
10
10 20 30 40 t.MC
Л.
А
Л
Л
Л
Л.
Л.
10 20 30 40 t.MC
Однофазный мостовой (схема
Греца)
1 1-VD4
-
ивых, в
1к0м
ивых. в
15
10
/ч
Л
Л
Л
Л,
15
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t.MC
100 кОм
ивых. в
15
10
иВЫх. в
Л
Л
/ч
Л
/ч
Л
Л,
10 20 30 40 t.MC
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t, мс
Таблица 1.2 (продолжение)
Электрическая схема
выпрямителя
Удвоитель напряже
Натура)
л • Ы 1
J * ]
ния (схема
Г ^
Сопротив-
ление
нагрузки
10 0м
1к0м
100 кОм
Емкость конденсатора фильтра, мкФ
0,1
30
20
10
зо'
20
10
30
20
10
х.В
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t,MC
V
V
10 20 30 40 t.MC
10
30
20
10
зо'
20
10
30
20
10
x.B
10 20 30 40 t,MC
x.B
V
V
f
10 20 30 40 t.MC
x'B
10 20 30 40 t,MC
1000
30
20
10
зо'
20
10
зо'
20
10
x'B
V
\
V
V
r\
V
•
10 20 30 40 t,MC
f
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t.MC
z
о
n
Sc
CO
о
X
42
Основы силовой электроники
Сравнительная характеристика выпрямителей
Таблица 1.3
Определяемая величина и ее
обозначение
Постоянная составляющая
выпрямленного напряжения, Uo
Действующее значение напряжения
на фазе вторичной обмотки
трансформатора, UB
Наибольшее (амплитудное)
значение обратного напряжения,
приложенное к одному диоду, Uo6p
Амплитуда переменной
составляющей выпрямленного
напряжения, Unmax
Ток нагрузки, 10
Действующее значение тока через
один диод, 1В
Наибольшее (амплитудное)
значение тока через один диод, lmax
Однополупериодная
схема выпрямления
1
2,22U0
3,14U0
1,57UO
1
1.57IO
3,14l0
Двухполупериодная
схема со средней
ТОЧКОЙ
1
Uiu0
3,14U0
0,67U0
1
O,785IO
1.5710
Мостовая
схема
выпрямления
1
1,Ии0
1,57UO
0,67U0
1
0,785l0
1.57IO
потока, вызывающие утомление зрения. При питании звуковоспроиз-
водящей аппаратуры — радиоприемников, усилителей, плееров и т. п.
будет заметен фон или гудение.
Сглаживающие фильтры питания, табл. 1.4 и табл. 1.5, предна-
значены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Во
время действия полуволны выпрямленного напряжения от диодного
выпрямителя происходит накопление энергии в реактивных элемен-
тах фильтра (конденсаторах, дросселе), а в период спада напряжения ее
разряд на нагрузку.
Частота пульсаций определяется используемой схемой выпрямителя
и составляет 50 Гц для однофазного выпрямителя, выпрямителя с удво-
ением напряжения, либо 100 Гц для остальных схем.
Следует отметить, что если фильтр используют в сети с более высо-
кой частотой или совместно с высокочастотным преобразователем
напряжения, то в расчетах используют значение частоты используемой
сети или частоты преобразования.
Сглаживающие фильтры характеризуются коэффициентом фильтра-
ции (коэффициентом сглаживания) q, или отношением коэффициентов
пульсаций на входе So и выходе S0Harp фильтра:
«■г1-
°0нагр.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
43
Для многозвенных фильтров общий коэффициент фильтрации равен
произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.
Падение напряжения на фильтре равно разности постоянных
составляющих напряжений на входе и выходе фильтра. Для многозвен-
ных фильтров падение напряжения на фильтре равно сумме падений
напряжений на каждом из звеньев.
Для питания высокочувствительных микрофонных усилителей
коэффициент пульсаций на выходе фильтра должен быть порядка 10~5,
радиоприемников 10~4 и т. д.
Сглаживающие фильтры подразделяются на пассивные, табл. 1.4, и
активные, табл. 1.5.
Пассивные фильтры могут быть резистивно-емкостными индук-
тивно-емкостными и комбинированными.
Основные схемы пассивных сглаживающих фильтров питания
Таблица 1.4
фильтра
Внешний вид
Одноэлементный однозвенный
Вход
О—
X
Выход
О
L1
Вход
о-
Выход
—О
Двухэлементный однозвенный Г-образный
L1
LC
Вход
О-
X
Выход
RC
OHZZb-t—О
Ci|+ п
Вход
О
Выход
Трехэлементный однозвенный
Т-образный
Трехэлементный однозвенный
П-образный
L1
LC
Вход
О—
С1
L2_
Выход
О
Вход
Выход
44
Основы силовой электроники
Таблица 1.4 (продолжение)
Элементы
фильтра
Внешний вид
LC
Однозвенный П-образный резонансный
Вход =±= =^ Выход
RC
Вход~=р С1р Выход
-i * О
VD-C
С1
С2
Вход ={= =т= Выход
Не эффективен, приведен для сравнения
Двухзвенный Г-образный
Двухзвенный П-образный
LC
L1 L2
С1
С2
Вход =р =f= Выход
Вход
RC
R1 R2
Вход
О—
J-Л
-О
Выход
R1
R2
О—f—CZU—T—CZZb-1—О
o С iL C2|+ C3j +
Вход =Ь =j= =i= Выход
О—1 1 L-O
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
45
Основные схемы активных сглаживающих фильтров питания
Таблица 1.5
Наименование и характеристика фильтра
Электрическая схема фильтра
VT1
Активный сглаживающий фильтр последовательного типа
с однозвенным RC-фильтром в цепи базы. Сопротивление
нагрузки включено в цепь эмиттера транзистора. Может быть
использован взамен дросселя в Г- или П-образном LC-фильтре.
VT1
Активный сглаживающий фильтр. Сопротивление нагрузки
включено в цепь эмиттера транзистора. Рабочая точка
транзистора зафиксирована введением резистивного
делителя напряжения Rl, R2.
Вход
Выход
Активный сглаживающий фильтр с двойной RC-фильтрующей
цепочкой в цепи базового питания (двухзвенный Г-образный
RC-фильтр). Коэффициент фильтрации выше в 1,5...3 раза по
сравнению со схемой без конденсатора С1. Для стабилизации
рабочей точки транзистора параллельно конденсатору
С2 следует включить резистор.
VT1_
Вход
Выход
Т Т
Активный сглаживающий фильтр-стабилизатор со
стабилизацией рабочей точки и дополнительной фильтрацией
выходного напряжения за счет наличия RC-фильтрующей
цепочки в цепи базового питания. Для повышения
коэффициента фильтрации в цепи базового питания также
может быть использован двухзвенный Г-образный RC-фильтр.
Выход
Активный сглаживающий фильтр с нагрузкой в цепи
коллектора, используемый при малых токах нагрузки.
Коэффициент фильтрации растет с увеличением
сопротивления резистора R1, одновременно снижается
КПД и максимальный ток нагрузки. На выходе фильтра
дополнительно включают сглаживающий конденсатор.
VT1
Выход
R1
Модифицированный активный сглаживающий фильтр с
отрицательной обратной связью по напряжению и нагрузкой
в цепи коллектора, используемый при малых токах нагрузки.
Вход
Выход
С2
X
Активный сглаживающий фильтр параллельного типа.
Транзистор подключен параллельно сопротивлению
нагрузки. Коэффициент фильтрации тем выше, чем больше
сопротивление резистора R1, а также емкости конденсаторов
С1 и С2. Фильтр используют при относительно низких
напряжениях на входе.
Вход
46 Основы силовой электроники
Одноэлементный однозвенный С-фильтр
Одноэлементный однозвенный С-фильтр (емкостной сглаживающий
фильтр) фильтр состоит из конденсатора С1, подключенного парал-
лельно сопротивлению нагрузки RH. Принцип действия заключается в
накоплении электрической энергии конденсатором фильтра и после-
дующей отдачи этой энергии в нагрузку. Заряд и разряд конденсатора
фильтра происходит с частотой пульсаций f выпрямленного напряже-
ния.
Как следует из рис. 1.41, конденсатор С1 включен параллельно сопро-
тивлению нагрузки RHarp.. Для переменного тока реактивное сопротив-
ление конденсатора С1 равно ХС1
С1
Коэффициент пульсаций S0H (но не коэффици- Вх°д =р Выход
ент фильтрации q) можно определить по формуле: о
с = ^ci jqq у ^10рис i%4l. Емкостной
он ' °
он д ' ° ~ 2я f • m • R • С1 ' сглаживающий фильтр
где S0H — коэффициент пульсаций, %\ R^ — сопротивление нагрузки,
Ом; f — частота сети, Гц; m — число используемых при выпрямлении
полупериодов за период напряжения сети, m = 1 — для однополупери-
одных, m = 2 — для двухполупериодных выпрямителей, С1 — емкость
конденсатора, мкФ.
В свою очередь, для расчета емкости конденсатора сглаживающего
фильтра С1, мкФ, можно воспользоваться формулой:
си
Емкостной фильтр целесообразно использовать совместно с одно-
фазными и маломощными схемами выпрямления. Из приведенных
формул однозначно следует, что чем больше емкость конденсатора
фильтра, тем меньше коэффициент пульсаций. Однако чрезмерно увле-
каться наращиванием емкости конденсатора не следует: при включе-
нии в сеть выпрямителя с емкостным фильтром конденсатор фильтра
изначально не заряжен, следовательно, равнозначен кратковременно
короткому замыканию на выходе выпрямителя. В результате диоды
выпрямителя могут быть перегружены по току и выйти из строя.
Пример.
Пусть R = 1000 Ом;/= 50 Гц; т =2, С1 = 500 мкФ. Тогда коэффи-
108
циентпульсацийS0H- 2д .50.2.jQj.500 = 0,32%.
Проверим наш расчет на модели, рис. 1.42.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
47
Рис. 1.42. Модель одноэлементного однозвенного С-фильтра в Multisim
При наличии конденсатора С1 переменная составляющая на выходе
фильтра равна 55,575 мВ. При отключенном конденсаторе — 4,087 В.
Отсюда коэффициент пульсаций S0H =
0,056
4,087
100 % = 1,36 %, что заметно
отличается от расчетного значения.
Разность расчетных значений коэффициента пульсаций и значений,
полученных на модели, обусловлена тем, что, как следует из осцил-
лограммы, форма напряжения на конденсаторе существенно отли-
чается от синусоидальной, сигнал насыщен высшими гармониками.
Теоретические расчеты из соображений простоты вычислений постро-
ены на учете только первой или второй гармоники. Кроме того, в расче-
тах мы не учитывали свойства выпрямителя, имеющего определенное
значение внутреннего сопротивления.
Примечание.
Здесь и далее при моделировании работы устройств с сетевым
питанием элементы схемы имеют гальваническую связь с элек-
трической сетью через общую «землю» (это необходимое условие
для моделирования). Для практических схем из соображений элек-
тробезопасности такая связь отсутствует!
Одноэлементный однозвенный L-фильтр
Одноэлементный однозвенный L-фильтр (индуктивный сгла-
живающий фильтр) применяется в маломощных выпрямителях, но
может входить в состав сложных многозвенных фильтров, рис. 1.43.
Параметры дросселя следует выбирать так, чтобы активное сопротивле-
ние обмотки rL1 было много меньше сопротивления нагрузки (rL1« RH),
а индуктивное сопротивление XL1 = 2nfLl на частоте пульсаций Умного
больше, чем RH (XL1 » RH). В этом случае почти вся постоянная состав-
48
Основы силовой электроники
ляющая напряжения будет приложена к нагрузке, а
переменная составляющая — к дросселю.
Коэффициент сглаживания q при q » 1 можно
рассчитать по формуле:
L1
Вход
Выход
Рис. 1.43. Индуктивный
сглаживающий фильтр
нагр.
где RHarp — сопротивление нагрузки, Ом; f — частота сети, Гц; m — число
используемых при выпрямлении полупериодов за период напряжения
сети; L1 — индуктивность дросселя, Гн.
Индуктивный фильтр прост, дешев, имеет малые потери мощности;
коэффициент сглаживания фильтра растет с увеличением индуктив-
ности дросселя, числа фаз питающего напряжения и с уменьшением
сопротивления нагрузки. Поэтому индуктивные фильтры обычно при-
меняются совместно с многофазными мощными выпрямителями.
При отключении нагрузки или скачкообразном изменении ее сопро-
тивления возможно возникновение перенапряжений; в этом случае
параллельно обмотке дросселя необходимо включать защитные устрой-
ства, например, разрядники. В маломощных однофазных выпрямителях
индуктивный фильтр может являться звеном более сложного фильтра.
Пример.
Пусть R
1000 Ом;
50 Гц. Зададим индуктивность дросселя
, А л - - _ ^ . , 2к • 50 • 2 • 95 _ - _
L1 = 95 Гн. Тогда коэффициент сглаживания q » — = 59,7.
1000
Проверим наш расчет на модели, рис. 1.44.
Как следует из соотношения переменных составляющих на входе и
на выходе фильтра коэффициент сглаживания равен q = 4,154/0,067 = 62,
что близко к расчетному значению.
Рис. 1.44. Модель одноэлементного однозвенного L-фильтра в Multisim
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 49
Двухэлементный однозвенный Г-образный LC-фильтр
Сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения будет более
эффективным, если совместить два предыдущих фильтра: индуктив-
ный и емкостной фильтры. Такие виды сглаживающих фильтров назы-
вают LC-фильтрами, рис. 1.45.
LC-фильтры характеризуются высокой сглаживаю- _и_
щей способностью, но уступают другим по массогаба- о—'>nnu-t—о
ритным и стоимостным параметрам. Фильтр должен вход с!р выход
обладать высокой добротностью, условие обеспечения о [ Q
которой: Xcl«RHanb«XL1, где ХС1= — —1; iS^tmp
^zTlI-m-Lly сглаживающий
XL1=(27rf.m.Ll). ФильтР
Коэффициент сглаживания Г-образного LC-фильтра рассчитывается
по формуле:
q«(2rf-m) -Ll-Cl-l,
где q — коэффициент сглаживания; m — число используемых при
выпрямлении полупериодов за период напряжения сети; /— частота
сети, Гц; L1 — индуктивность дросселя, Гн; С1 — емкость конденсатора, Ф.
Недостатком фильтров с индуктивностью является то, что при вклю-
чении устройства в сеть или резком изменении тока нагрузки на эле-
ментах фильтра за счет переходных процессов будут наблюдаться кра-
тковременные скачки напряжения, что может привести к пробою изо-
ляции электролитических конденсаторов.
Пример.
Пусть /?нагр = 1000 0м;/= 50 Гц; т =2 Зададим L1 = 10 Гн; С1 =
10~5 Ф = 10 мкФ. Тогда коэффициент сглаживания
q « (2к-50-2)2-10-10-5-1 = 38,5.
Проверим наш расчет на модели, рис. 1.46.
Как следует из соотношения переменных составляющих на входе и на
выходе фильтра коэффициент сглаживания равен q = 4,563/0,101 = 45.
Двухэлементный однозвенный Г-образный RC-фильтр
RC-фильтры в отличие от LC-фильтров более компактны, зато харак-
теризуются низким КПД за счет большого падения напряжения на рези-
сторе фильтра, рис. 1.47. В этой связи такие фильтры используют для
питания нагрузки с малым током потребления (обычно до 30—50 мА).
Резистор R1, Ом, можно рассчитать по формуле:
Rl=— ,
нагр.
50
Основы силовой электроники
Рис. 1.46. Модель двухэлементного однозвенного Г-образного LC-фильтра в Multisim
где ивыпр — выходное напряжение выпрямителя,
В; UHarp — напряжение питания нагрузки; В — ток
нагрузки, А. Величину падения напряжения на
фильтре определяют по формуле: AU = R1 • 1нагр.
Мощность рассеяния резистора должна быть не менее
Расчет сглаживающего RC фильтра должен вестись
с учетом следующих условий
R1
Вход
=4= Выход
Рис. 1.47.
RC-фильтр
сглаживающий
фильтр
наго*' J^a ^^ yVpi •
Сопротивление резистора R1 обычно задают в пределах (0,15—0,5)RH.
КПД RC-фильтра обычно составляет 0,6—0,8, причем при г|ф = O,8R1 =
= 0,25RH.
Коэффициент сглаживания фильтра
l = 2ttf-m-Rl-Cl--
Пример.
Пусть /?н
Пусть С1
1000 Ом;/
= 1000 мкФ
50 Гц; т =2. Зададим R1 = 0,5/?н = 500 Ом.
10гъ ф. Тогда коэффициент сглаживания
1ППП
Проверим наш расчет на модели, рис. 1.48.
Как следует из соотношения переменных составляющих на входе и на
выходе фильтра коэффициент сглаживания равен q = 2,564/0,0108 = 237,
что близко к расчетному значению.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
51
V1
Рис. 1.48. Модель двухэлементного однозвенного Г-образного RC-фильтра в Multisim
Трехэлементный однозвенный
П-образный диодный сглаживающий фильтр
Этот экзотический вариант сглаживающего фильтра был описан в
одном из ныне устаревшем манускрипте 40-летней давности. Принцип
его работы основывался на нелинейности вольтамперной характери-
стики полупроводникового диода.
Диодный фильтр отличается малым падением напряжения (0,7 В —
для кремниевого диода, 0,3 В — для германиевого диода или диода
Шоттки), рис. 1.49. Диод должен быть рассчитан на 2-х...3-х кратный
ток нагрузки.
Величину емкости на выходе фильтра Свых, мкФ, можно определить
по формуле:
нагр.
17
VD1
вых. и f
Ч w вых. пульс.
где Свх — величина емкости на входе фильтра, мкФ; f^^ — частота пульса-
ций, Гц; 1нагр — ток нагрузки, мА; UBbK — напряжение на выходе фильтра, В.
При проверке работы фильтра на модели выяснилось, что он
более-менее работает на высокоомную нагрузку, но при замене
диода на короткозамыкающую перемычку
трансформируется в типичный одноэлемент-
ный однозвенный С-фильтр с практически
теми же свойствами.
Схема диодного сглаживающего фильтра в
связи с его неэффективностью приводится лишь
для того, чтобы не повторять неудачные схемные
решения, а также для возможных экспериментов
на его базе.
о t И ?
С1 + С2 +
"лиг
Вход
Выход
Рис. 1.49.
Трехэлементный
однозвенный П-образный
диодный сглаживающий
фильтр
52
Основы силовой электроники
Выход
Вход =Ь
Рис. 1.50.
Компенсационный
фильтр со встречно
включенными
обмотками
Компенсационный фильтр
Компенсационные фильтры в своей основе содержат дроссель с
дополнительной обмоткой, включенной встречно основной обмотке,
рис. 1.50. Переменная составляющая тока, протекающая через основ-
ную обмотку индуцирует в дополнительной обмотке противофаз-
ную составляющую. При определенных условиях за счет встречного
включения обмоток на выходе фильтра переменная
составляющая тока компенсируется. Таким обра-
зом удается снизить пульсации на выходе фильтра
в 3—5 раз.
Недостатком компенсационных фильтров явля-
ется необходимость настройки фильтра таким обра-
зом, чтобы не было как недокомпенсации, так и
перекомпенсации. Кроме того, фильтр может удов-
летворительно работать только при условии неиз-
менной по величине нагрузке.
Многозвенные сглаживающие фильтры
Если с помощью индуктивно-емкостного фильтра необходимо обе-
спечить коэффициент сглаживания пульсаций более 40—50, то вместо
однозвенного фильтра целесообразно использовать двухзвенный сгла-
живающий фильтр, рис. 1.51.
Фильтры с тремя, рис. 1.S2, и более звеньями на практике приме-
няют редко. В общем случае коэффициент сглаживания многозвенного
фильтра равен произведению коэффициентов сглаживания отдельных
звеньев: q = qrq2-q3...
Сглаживающие индуктивно-емкостные фильтры достаточно просты
и эффективны в выпрямительных устройствах средней и большой мощ-
ностей. Однако масса и габариты таких фильтров весьма значительны,
коэффициент сглаживания снижается с ростом тока нагрузки, филь-
тры малоэффективны при появлении медленных изменений сетевого
напряжения. Индуктивные элементы фильтра являются источниками
магнитных полей рассеяния, а совместно с паразитными емкостными
элементами создают колебательные контуры, способствующие появле-
нию переходных процессов.
L1 L1 L2
Выход
Рис. 1.51. Трехэлементный
однозвенный П-образный или
Двухзвенный сглаживающий фильтр
Вход
сз +
=Ь= Выход
Рис. 1.52. Трехэлементный двухзвенный
П-образный или Двухзвенный
сглаживающий фильтр
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 53
Активные фильтры
Активные фильтры применяются в тех случаях, когда пассивные
фильтры не годятся по массогабаритным или температурным пара-
метрам. Дело в том, что, чем больше ток нагрузки, тем больше должна
быть емкость сглаживающих конденсаторов. На практике это вытекает
в необходимость применения громоздких электролитических конден-
саторов. В активном фильтре используется транзистор в схеме эмит-
терного повторителя (каскад с общим коллектором), поэтому сигнал на
эмиттере практически повторяет сигнал на базе.
Транзисторный сглаживающий фильтр
Транзисторные фильтры по сравнению с индуктивно-емкостными
сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и более
высокий коэффициент сглаживания пульсаций.
Фильтры могут быть выполнены по схемам с последовательным
или параллельным включением силового транзистора по отношению
к сопротивлению нагрузки, а также с включением нагрузки R^ в цепь
коллектора или эмиттера транзистора. Недостатком фильтров с нагруз-
кой в цепи коллектора является большое изменение выходного напря-
жения при изменении сопротивления нагрузки. Поэтому чаще исполь-
зуют фильтры, в которых сопротивление нагрузки включено в цепь
эмиттера силового транзистора.
Фильтр с последовательным транзистором
Простейший сглаживающий пульсации напряжения фильтр с
использованием транзистора показан на рис. 1.53. Основным элемен-
том, определяющим эффективность работы фильтра, является конден-
сатор С1: чем больше его емкость, тем меньше амплитуда пульсаций
на выходе устройства. В идеале этот конденсатор должен представ-
лять собой короткое замыкание для переменного тока промышленной
частоты (50 Гц). Более эффективным и менее габаритным элементом,
выполняющим те же функции, является стабилитрон.
Транзисторный сглаживающий фильтр с
последовательным включением транзистора VT1
и нагрузкой в цепи эмиттера эквивалентен
П-образному LC-фильтру. Принцип действия
о ВХОД ' Ф ВЫХОД
его основан на том, что коллекторный и эмит- - т
терный токи транзистора в режиме усиления
практически не зависит от напряжения коллек-
тор-эмиттер. ЕСЛИ выбрать рабочую ТОЧКУ тран- Рис-1-53. Активный
чистопа на гопичонтальном участке выходной однозвенный эмиттерной
зистора на горизонтальном участке выходной сглаживающий фильтр
вольтамперной характеристики, то его сопро-
54 Основы силовой электроники
тивление для переменного тока будет значительно большим, чем для
постоянного тока.
Цепь RC рассчитывается как резистивно-емкостной фильтр, только в
качестве потребляемого тока берется ток в цепи базы
т _ *нагр.
б ~"~п
Коэффициент сглаживания транзисторного фильтра определяется как
чнагр. "21э
При RHarp h2l3 »R1 формулу можно упростить: q«27cf-m-Cl-Rl.
Пример.
Зададим условия: пусть /= 50 Гц; т = 2; С1 = 1000 мкФ = 1О'Ъ Ф;
R1 = 510 Ом; /?н = 1000 Ом; h2l3 = 30. Тогда
д = 2п^2^10^510'1000'50,2п^2^10^510 = 320.
510 + 1000 30
Режим фильтра, а также коэффициент сглажи-
вания, зависит от потребляемого тока, поэтому в
цепи базы предпочтительнее использовать рези-
выход стивный делитель, рис. 1.54.
=р ci Схема работает при условии, что 1^ »1б, причем
■о выходное напряжение будет составлять примерно
Рис. 1.54.Активный 0,98U6 в следствии просадки напряжения в повто-
однозвенный рителе. За сопротивление нагрузки принимаем R2.
сглашеиа7щиРй iLmp В стеме базовый ток транзистора VT1 задается
резистором R1. Конденсатор С1 достаточно большой
емкости устраняет напряжение пульсаций на переходе эмиттер-база.
Поэтому переменная составляющая напряжения пульсаций прикладыва-
ется к переходу база-коллектор и выделяется на транзисторе VT1. В кол-
лекторном и эмиттерном токе переменная составляющая практически
отсутствует, поэтому пульсации в нагрузке RH также очень малы.
Эффективность работы простейшего сглаживающего фильтра можно
повысить в 1,5—3 раза и выше, если использовать многозвенный RC-
или LC-фильтр для подачи напряжения на базу транзистора (рис. 1.SS).
В качестве транзистора VT1 желательно использовать составной тран-
зистор. В этом случае величину сопротивлений R1 и R2 можно увели-
чить пропорционально увеличению коэффициента передачи по току,
что, в свою очередь, повлечет за собой повышение коэффициента сгла-
живания.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
55
Еще эффективней работает транзисторный
фильтр, у которого в цепь базы транзистора
включен стабилитрон, рис. 1.56.
При использовании стабилитрона одно-
временно повышается стабильность выход-
ного напряжения. Замена конденсатора С1 на
стабилитрон превращает фильтр в стабилиза-
тор напряжения. Более подробно работа этих
устройств будет рассмотрена далее. Таким обра-
зом, можно считать, что сглаживающий фильтр
(рис. 1.55) фактически является стабилизато-
ром напряжения с запоминающей емкостью.
Преимуществом такого фильтра является
то, что его можно использовать в источниках
питания с плавно регулируемым в широких
пределах напряжением. Часто такие фильтры
используют для питания ламповых схем, схем,
работающих при повышенных напряжениях.
Отметим, что вместо конденсатора С1 (или ста-
билитрона) может быть использована батарея
гальванических элементов.
VT1
Рис. 1.55. Активный
однозвенный эмиттерной
сглаживающий фильтр
с двухзвенным RC
сглаживающим фильтром
в цепи базы
VT1
R1
Вход
С1
■ •
Выход
IVD1
Рис. 1.56. Транзисторный
фильтр со стабилитроном
Преимуществом фильтра на основе эмиттерного повторителя явля-
ется возможность устойчивой его работы в широком диапазоне тем-
ператур, а также не критичность к подбору элементов, например, при
замене транзистора.
КПД транзисторного фильтра тем больше, чем меньше падание
постоянного напряжения на силовом транзисторе. Однако амплитуда
переменной составляющей напряжения на транзисторе не должна пре-
вышать значение постоянного напряжения на нем, иначе фильтр поте-
ряет работоспособность.
Фильтр с параллельным включением транзистора
Транзисторные фильтры с балластным резистором R1 и параллель-
ным включением транзистора относительно нагрузки, рис. 1.57, в отли-
чие от схем с последовательным включением, рис. 1.58, применяется
при сравнительно небольшом выпрямленном напряжении (десятки
вольт). Режим работы транзистора VT1 — минимальное значение тока
IKmin—устанавливается соответствующим выбором сопротивлений R2
и R3. Переменная составляющая напряжения в этой схеме приклады-
вается к переходу эмиттер-база транзистора VT1, усиливается и выде-
ляется на балластном резисторе R1. Эта составляющая оказывается в
противофазе с переменной составляющей напряжения, выделяющейся
56
Основы силовой электроники
VT1
Вход I—|
Выход
Рис. 1.57. Активный однозвенный коллекторной
фильтр с балластным резистором
и параллельным включением транзистора
Рис. 1.58. Фильтр с балластным
резистором и последовательным
включением транзистора
на R1 при непосредственном протекании тока нагрузки. Выбором R1 и
IKmin можно добиться их полной компенсации.
Амплитуда переменной составляющей тока транзистора VT1 должна
быть меньше протекающего постоянного тока IK min, иначе схема будет
неработоспособна. Ток IK min, не должен быть очень малым, так как иначе
потребуется увеличение сопротивления R1, что приведет к снижению
КПД фильтра. Слишком большой ток также нецелесообразен, так как
увеличивается мощность потерь на транзисторе и снижается КПД.
Коэффициент сглаживания параллельного транзисторного фильтра
будет тем больше, чем больше сопротивление R1, емкость конденса-
торов С1 и С2, крутизна вольтамперной характеристики транзистора.
Недостатком транзисторного фильтра с параллельным включением
транзистора является значительное изменение среднего значения
коллекторного тока транзистора, при изменении среднего значения
выпрямленного напряжения, поступающего на вход фильтра. Это при-
водит к снижению КПД фильтра.
Следует помнить, что транзисторные фильтры не обеспечивают ста-
билизацию постоянной составляющей выпрямленного напряжения, а
при изменении тока нагрузки, температуры окружающей среды и воз-
действия других дестабилизирующих факторов вносят дополнительную
нестабильность выпрямленного напряжения.
Сравнительные характеристики фильтров источников питания
Как следует из визуального анализа диаграмм, характеризующих
работу полупроводниковых выпрямителей различного типа, во мно-
гих случаях на их выходе получается вовсе не напряжение постоянного
тока, а некая последовательность импульсов, непригодная для питания
большинства радиоэлектронных устройств. Для того, чтобы макси-
мально снизить уровень пульсаций на выходе выпрямителя, исполь-
зуют сглаживающие фильтры. Примеры этих фильтров и сравнитель-
ные характеристики при варьировании сопротивления нагрузки и дру-
гих элементов фильтров приведены в табл. 1.6 (моделирование при
помощи программы Multisim).
Сравнительные характеристики фильтров выпрямителей при варьировании сопротивления нагрузки и емкостей фильтров Таблица 1.6
51
ГО
Ш
ГО
О)
I
8
Z
о
О
Л>
|
Электрическая схема выпрямителя
Сопро-
тивление
нагрузки
Емкость конденсаторов фильтра, мкФ
ОД
10
1000
Т1
R1 = 10 Ом
10 0м
15
10
ивых.
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t,MC
10 20 30 40 t.MC
IkOm
Л
ч
Р
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t, мс
100 kOm
15
10
5
15
10
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t,MC
Электрическая схема выпрямителя
VD1 С1 L1 с„ п
~UiJ С ~U2 -^ И
L1 = 1 Гн
Сопро-
нафузки
10 0м
1 кОм
100 кОм
Таблица
1.6 (продолжение)
Емкость конденсаторов фильтра, мкФ
0,1
ивых> в
15
10
5
^^
10 20 30 40 t.MC
ивых, в
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
ивых, в
15
10
5
10 20 30 40 t.MC
10
15
10
5
15
10
5
15
10
5
x.B
10 20 30 40 t.MC
x.B
r
Г
\
V
r
1
\J
r
1
\
10 20 30 40 t, мс
x.B
10 20 30 40 t.MC
1000
15
10
5
15
10
5
15
10
5
x.B
10 20 30 40 t,
x.B
10 20 30 40 t,
x.B
10 20 30 40 t,
MC
МС
мс
о
!
о
Л)
1
Таблица 1.6 (продолжение)
Электрическая схема выпрямителя
т T1 | 1VD1-VD4
№ , 3^k C1 R1 C2 RH
~Ui <\> ~и* ^jrt^^Ti
—-^ Т Тх
R1 = 10 Ом
Сопро-
тивление
нагрузки
10 0м
1кОм
100 кОм
Емкость конденсаторов фильтра, мкФ
ОД
15
10
5
ивы
•f С
1П
5
ивы
15
10
5
£\
г\.
10 20 30 40 t.MC
х.В
Л
/г
/ \
Л
п
Л Л Л
10 20 30 40 t.MC
К
А
Л.
к
I ^
Д.
/ >
10 20 30 40 t, мс
10
i
15
10
5
ивы
15
10
с
ивы
15
10
с
*.в
/Л
/Л
10 20 30 40 t, мс
Х'В
Л
У >
Л
У >
10 20 30 40 t, мс
х.в
10 20 30 40 t,MC
1000
15
10
5
ивы
15
10
с
ивы
15
10
с
х.В
10 20 30 40 t, мс
х' В
10 20 30 40 t.MC
х.В
10 20 30 40 t, мс
Таблица 1.6 (продолжение)
8
Электрическая схема выпрямителя
Сопро-
тив
нагрузки
Емкость конденсаторов фильтра, мкФ
ОД
10
1000
ивых, в
uRUV, в
10 Ом
15
10
15
10
10 20 30 40 t,MC
10 20 30 40 t,MC
10 20 30 40 t, мс
ивых. в
-VD4
С2 Я
1 кОм
ивых. в
15
10
ч
15
10
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t, мс
IW В
ивых. в
100 кОм
4 Л
N
4 х
N
N
4 Л
15
10
5
15
10
о
го
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t.MC
Таблица 1.6 (продолжение)
Электрическая схема выпрямителя
Сопро-
тивление
нагрузки
Емкость конденсаторов фильтра, мкФ
ОД
10
1000
"вх. ^
R1
= С1
Двухполупериодный выпрямитель,
Транзистор VT12N2222,
R1 - 2 кОм
10 0м
UBb
15
10
5
с В
Л
Л
Л
Л
f
I
15
10
5
15
10
10 20 30 40 t,MC
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t.MC
ивых. в
1к0м
15
10
15
10
10 20 30 40 t,MC
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t.MC
ивых. в
100 кОм
р
Р
Р
Р
10 20 30 40 t.MC
10 20 30 40 t, мс
10 20 30 40 t.MC
62 Основы силовой электроники
1.8. Стабилизаторы напряжения
Стабилизатор напряжения — электронное устройство, обеспечи-
вающее неизменное напряжение на нагрузке вне зависимости от дей-
ствия дестабилизирующих факторов.
В качестве органа регулирования стабилизатор содержит нелиней-
ный элемент, включенный параллельно или последовательно сопро-
тивлению нагрузки. В соответствии со способом включения регулиру-
ющего элемента различают стабилизаторы параллельного и последова-
тельного вида, рис. 1.59.
Стабилитроны (диоды Зенера,
Z-диоды) предназначены для
использования в стабилизаторах
параллельного типа — для ста-
билизации режимов работы раз-
личных узлов радиоэлектронной
т-г г Параллельный Последовательный
аппаратуры. Принцип работы
стабилитрона ОСНОВан на ЯВЛе- Рис. 1.59. Виды стабилизаторов
нии зенеровского пробоя n-р перехода. Этот вид электрического про-
боя происходит в обратно смещенных полупроводниковых переходах
при увеличении напряжения выше некоторой критической отметки.
Помимо зенеровского пробоя известен и используется для стабилиза-
ции напряжения лавинный пробой.
Типовая схема включения стабилитрона показана на рис. 1.60.
Значение гасящего сопротивления R1, кОм, можно вычислить по фор-
муле:
R_ E-U
тт'
стаб. нагр.
где Е — напряжение питания, В; UCTa6 — напряжение стабилизации ста-
билитрона, В; 1стаб — величина тока через стабилитрон, мА; 1нагр—вели-
чина тока через нагрузку, мА.
Пример.
Имеется стабилитрон КС156А. Напряжение стабилизации (Устаб
при /стаб = 10 мА и температуре 25 °С находится в пределах
5,04-6,16 В. Возьмем среднее значение (Устаб = (5,04+6,16)/2 = 5,6 В.
Напряжение питания Е = 9 В. Ток нагрузки /нагр = 10 мА. Требуется
рассчитать номинал гасящего резистора R1. Используя формулу
(см. выше), получим значение 0,17 кОм. Ближайшие значения номи-
налов резисторов из ряда Е24 - 160 и 180 Ом. Можно использо-
вать как тот, так и другой номинал, большой ошибки не будет,
выберем, например, номинал резистора 180 Ом.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники 63
Определим далее коэффициент стабилизации по формуле:
= 1--
Кстаб. "" l a I ~ -А>*.
где гдиф — дифференциальное сопротивление стабилитрона при
выбранном через него токе 1стаб и температуре. Для 1стаб = 10 мА и темпе-
ратуры 25 °С дифференциальное сопротивление стабилитрона КС156А
равно 46 Ом.
Отсюда коэффициент стабилизации кстаб проектируемого стабили-
затора равен:
(0,01+0,01)180^ 180+46
) 46
Как следует из приведенного расчета, наш стабилизатор крайне
неэффективен. Для того, чтобы повысить его коэффициент стабилиза-
ции, следует подобрать другой стабилитрон, с много меньшим диффе-
ренциальным сопротивлением стабилитрона при заданных условиях
проектирования. Например, если бы мы нашли стабилитрон с диф-
ференциальным сопротивлением 10 Ом, коэффициент стабилизации
достиг бы значения 11,4, а при гдиф = 5 Ом кстаб = 22,2.
Определим, каков КПД г\ нашего стабилизатора:
1стаб UCTa6 0,01-5,6
В предшествующем описании работы параметрического стабилизатора
напряжения мы не рассмотрели вопросы температурной стабильности
работы таких стабилизаторов. При работе стабилизатора в бытовых домаш-
них условиях и при условии незатрудненного отвода тепла от стабилитрона
вопрос этот не столь актуален. Если же требуется обеспечить высокую ста-
бильность выходного напряжения стабилизатора при значительных пере-
падах температуры, в расчетах и выборе элементов и схем стабилизации
следует учитывать температурный коэффициент напря-
жения стабилитрона, обеспечить температурную компен- Г""**+и
сацию ухода напряжения от желаемого значения. И m
Простейший способ термокомпенсации — включе-
ние последовательно со стабилитроном прямосмещен-
ного диода (диодов). Тем самым повышается напряже-
ние стабилизации такого синтетического стабилитрона
на п-0,7 В для кремниевых диодов, где п — число дио- Рис 1б°-Типовая
ДОВ, НО ... одновременно снижается коэффициент ста- Асимметричного
билизации. стабилитрона
устаб
VD1
64
Основы силовой электроники
'став.
'стаб
Выпускаемые промышленно полупроводниковые стабилитроны
позволяют стабилизировать напряжение в пределах от 2,7 до 180 В. Так,
существуют стабилитроны, позволяющие стабилизировать напряжение
3,3; 3,9; 4,7; 5,6... В: это КС133, КС139-КС156 и т. д. При необходимости
получить, например, 6,6 В, требуемое напряжение может быть обеспе-
чено последовательным соединением двух низковольтных стабилитро-
нов КС 133. Для трех таких стабилитронов напряжение стабилизации
составит 9,9 В. Для получения напряжения 8,0 В можно использовать
сборку КС 133 + КС 147 (т. е. 3,3 + 4,7 В), либо КС 175 + кремниевый пря-
мосмещенный диод (т. е. 7,5+0,5 В).
Сложнее обстоит ситуация, когда требуется получить стабильное
напряжение менее 2...3 В. Обычно для этих целей используют стаби-
сторы — полупроводниковые диоды, работаю-
щие на прямой ветви ВАХ.
Отметим, что в качестве стабисторов можно
с успехом использовать обычные германиевые,
кремниевые, селеновые, арсенид-галлиевые и
иные полупроводниковые диоды (рис. 1.61).
Напряжение стабилизации в зависимости от
величины протекающего через диод тока соста-
вит: для германиевых диодов — 0,15...0,3 В; для
кремниевых — 0,5...0,7 В.
Для того, чтобы получить иное значение
напряжения стабилизации, можно использо-
вать последовательную цепочку из диодов.
Напряжение стабилизации увеличивается
кратно их количеству.
Для стабилизации напряжения вне зависи-
мости от его знака используют слаботочные
симметричные стабилитроны. Такие полупро-
водниковые приборы получают обычно встреч-
ным включением двух одинаковых несимме-
тричных стабилитронов, рис. 1.62. Типовая
схема включения симметричного стабилитрона
показана на рис. 1.63. Симметричные стаби-
литроны используют для стабилизации уровня
переменного и постоянного напряжения, сим-
метричного ограничения уровня низкочастот-
ных сигналов относительно высокой ампли-
туды.
Недостатком симметричных стабилитро-
нов является невысокая стабильность выход-
Рис. 1.61. Включение
прямосмещенных
полупроводниковых диодов
для стабилизации малых
напряжений
VD2
— ^VDI
Рис. 1.62. Биполярный
стабилизатор напряжения
на основе двух одинаковых
встречно включенных
несимметричных
стабилитронов
Г
, VD1
Рис. 1.65, Биполярный
стабилизатор напряжения
на симметричном
стабилитроне
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
65
ного напряжения при изменении уровня
входного, а также низкая нагрузочная
способность. Одновременно решить эти
проблемы можно за счет использования
схемы биполярного стабилизатора напря-
жения [32], схема которого представлена
на рис. 1.64.
В качестве опорного, задающего исход-
ный уровень напряжения стабилизации,
использован обычный симметричный ста-
билитрон VD3. Стабилизированное напря-
жение, снимаемое со стабилитрона VD3,
VD1,VD2A226B
VD1
VT1 КТ837М
VT2 КТ805АМ
VD3
КС162А
Рис. 1.64. Схема биполярного
стабилизатора напряжения
на транзисторах
поступает на базы мощных транзисторов p-n-р и п-р-п — структуры
(VT1 и VT2). Диоды VD1 и VD2 предназначены для активизации тран-
зистора той или иной структуры в соответствии с полярностью подава-
емого на устройство напряжения.
При практической реализации схемы коэффициенты передачи по
току транзисторов (в том числе составных) должны быть одинаковы.
Эти транзисторы необходимо установить на теплоотводящей пластине.
Нагрузочная характеристика биполярного стабилизатора напряже-
ния при использовании в качестве транзистора VT1 — КТ837М; VT2 —
КТ805АМ; диодов VD1, VD2 - Д226Б; VD3 - КС162, резистора R1 -
1,2 кОм, показана на рис. 1.65.
Особенно интересно применение в целях стабилизации напря-
жения светоизлучающих диодов [40]. Светодиоды могут выполнять
одновременно две функции: своим свечением индицировать нали-
чие напряжения и стабилизировать его величину на уровне 1,5—2,2 В.
4i0 -} -[ -[ -\ -[
3,0 -1 -1 -I -1 -I -I -I J
2,0--
1,0--
I i i i i i J. J
I i i i i i j. j
Н—I—I—I—I
I—I—I—I—I—I—I—I—I—k
20 40 60 80 100 120 140
Рис. 1.65. Нагрузочная характеристика биполярного стабилизатора напряжения
66
Основы силовой электроники
3...20В
Рис. 1.66. Аналог
регулируемого
стабилитрона на
диапазон стабилизируемых
напряжений 3-20 В
'стаб
1...5В
VT2
КТ315
Рис. 1.67. Аналог
регулируемого
стабилитрона на
диапазон стабилизируемых
напряжений 1-5 В
Напряжение стабилизации светодиодов UCT
можно определить по приближенной формуле:
UCT, В = 1236Д, где А,, нм, — длина волны излу-
чения светодиода [85].
Для решения задачи плавного регулирова-
ния напряжения стабилизации используются
также схемы аналогов регулируемых стабили-
тронов (рис. 1.66, рис. 1.67).
Аналог стабилитрона (рис. 1.66) позволяет
плавно изменять выходное напряжение в пре-
делах от 3 до 20 В [54]. Динамическое сопротив-
ление аналога стабилитрона при токе нагрузки
до 5 мА составляет 20—50 Ом. Температурный
коэффициент напряжения равен -3-10~3.
Номинал резистора R6 выбирают из диапазона
5-10 кОм.
Низковольтный аналог стабилитрона
(рис. 1.67) [29] позволяет установить любое
выходное напряжение в пределах от 1 до 5 В.
Напряжение стабилизации определяется
соотношением резисторов R1 и R2. Выходное
сопротивление стабилизатора при напряжении
3,8 В близко 1 Ом. Выходной ток определяется
типом используемого выходного транзистора
и, для КТ315, может достигать 50—100 мА.
Рассмотренные ранее виды стабилитронов и
их аналогов не позволяют плавно регулировать
напряжение стабилизации. В этой связи рас-
смотрим микросхему прецизионного управ-
ляемого стабилитрона TL431 (аналоги КА431
и наши микросхемы КР142ЕН19А, К1156ЕР5х),
рис. 1.68.
SO08
ТО92
3 - Катод
2 - Анод
1 - Упр. электрод
Катод (Т
ш
Анод[3
Е
и
J
п
f
]|] Упр. электрод
7] Анод
6] Анод
3
Рис. 1.68. Внешний вид микросхемы регулируемого
прецизионного стабилитрона 11411 в корпусах ТО92 и SO8 и их цоколевки
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
67
Микросхему TL431 можно использовать
как нерегулируемый стабилитрон (рис, 1.69)
с напряжением стабилизации 2,5 В при
R1 = оо. Сопротивления резисторов R1 и
R2 могут быть в пределах от 1 до 100 кОм.
Их соотношение определяет величину ста-
билизированного напряжения по формуле
UCTa6 =2,5- 1 +
R2
VD1
Максимальное значение
иста6
Рис. 1.69. Типовая схема
включения микросхемы
TL431
напряжения стабилизации микросхемы не
может превышать 36 В.
Пример.
Требуется получить напряжение стабилизации 7,5 В. Зададим
номинал R2 = 10 кОм. Тогда Rl = R2
истаб.
15
-1\=20к0м.
Для того, чтобы плавно регулировать напряжение стабилизации,
один из резисторов выполняют в виде последовательно включенных
ограничительного резистора сопротивлением 1 кОм и подстроечного
(переменного) резистора.
Микросхему TL431 можно также использовать как ограничитель
тока нагрузки (рис. 1.70, а) или в качестве генератора стабильного тока
(рис. 1.70, б).
VT1 КТ815
Вход
Выход
DA1TL431
, .2JJ
'вых- R3
Рис. 1.70. Варианты схемы использования микросхемы TL431
а - как ограничитель тока нагрузки; б - в качестве генератора стабильного тока
Параллельный стабилизатор напряжения
на повышенную мощность нагрузки
Стабилизаторы напряжения параллельного типа с использованием
стабилитронов рассчитаны на работу с относительно высокоомной
нагрузкой. Даже при использовании мощных стабилитронов макси-
68
Основы силовой электроники
мальный ток в нагрузке
ограничен значениями до
сотен миллиампер.
Мощность параметри-
ческого стабилизатора
параллельного типа может
быть увеличена, если в
качестве регулирующего
компонента использовать
+UBX R1
VT1
VD1
Рис. 1.71. Параметрические стабилизаторы
напряжения с параллельным включением
транзистора
усилитель постоянного тока на основе
транзистора, рис. 1.71.
Схема представляет собой эмиттерный
повторитель; параллельно транзистору
VT1 включено сопротивление нагрузки
RH. Величину стабилизированного напря-
жения на нагрузке можно определить как
и„=истаб.+иБЭ.
Рис. 1.72. Регулируемый
стабилизатор напряжения
параллельного типа
Применение подобных стабилизаторов оправдано при малом изме-
нении тока через нагрузку, иначе КПД стабилизатора заметно снижается.
Схема регулируемого параллельного стабилизатора напряжения
приведена на рис. 1.72.
Последовательный стабилизатор напряжения
Для повышения стабильности выходного напряжения и увеличения
выходного тока широко используют транзисторные схемы стабилизации
напряжения. Наиболее общая и простая схема одного из таких стабили-
заторов с использованием транзистора, включенного по схеме эмиттер-
ного повторителя со стабилитроном в цепи базы, показана на рис. 1.73.
Произведем расчет и выберем элементы классической схемы стаби-
лизатора напряжения на транзисторе.
Пример.
Зададим напряжение на выходе стабилизатора (УВ|
мальный ток нагрузки /тах = 1 А.
9 В и макси-
VD1-VD4
VT1
Рис. 1.73. Классическая схема стабилизатора напряжения на транзисторе
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
69
Учитывая, что на полностью открытом транзисторе VT1 падает
напряжение UVTl откр = 2—4 В, определим, какое напряжение требуется
подать на вход стабилизатора: UBX = UBbIX +1^ откр = 9 + (2—4) = 13 В.
Следует это напряжение брать с запасом, по верхнему значению U^ откр
Учтем также, что при включении стабилизатора наблюдается кра-
тковременный бросок тока, обусловленный зарядкой конденсатора С2.
Поэтому при выборе транзистора следует ориентироваться на тройной
запас по току через коллектор.
Далее выберем транзистор. Для этого по табличным значениям
свойств транзисторов выбираем транзистор структуры n-p-п, рассчи-
танный на ток не менее 3 А, максимальное рабочее напряжение не
ниже 20 В, повышенным коэффициентом передачи по току Ь21э > 50.
Частотные свойства транзистора значения не имеют.
Определим, на какую рассеиваемую мощность должен быть рассчи-
тан транзистор: Pmax = U^ 0Ткр/1тах = 4-1 = 4 Вт. Берем запас по мощно-
сти 30—50 %. Отсюда Pmax VTl = 4-(1,3—1,5) = 6,0 Вт (взято с запасом). Для
выбора транзистора используем таблицу их свойств, фрагмент таблицы
приведен ниже, табл. 1.7.
Свойства транзисторов (выборка для примера). Полужирным шрифтом
выделены параметры транзистора, удовлетворяющие условиям расчета
Транзистор
КТ815Б
КТ817А
КТ819А
КТ829Г
40
20
15
>750
ию_тах,в
40
40
40
45
IW,B
0,6
1,0
4,0
2,0
1,5
3
10
8
Таблица 1.7
1/10
1/20
1,5/60
-/60
* - с радиатором
Из анализа таблицы следует, что всем предъявленным требованиям
удовлетворяет только транзистор КТ829Г, установленный на теплоот-
водящем радиаторе. Отметим, что КТ829Г не простой транзистор, а
составной, выполненный по схеме Дарлингтона, чем и объясняется его
высокий коэффициент передачи по току. Определим, насколько для нас
критично значение коэффициента передачи по току Ь21э.
Ток базы транзистора, нагружающий параметрический стабилизатор
напряжения на стабилитроне VD5, можно определить как 1б max=Imax/h2i3 min-
Для транзистора КТ829Г 1б тах= 1/750 = 1,3(3)-10"3 A = 1,3(3) мА. Для срав-
нения, у транзистора КТ815Б 1б тах= 1/40 = 0,025 А = 25 мА.
Выберем стабилитрон, табл. 1.8. Напряжение стабилизации стаби-
литрона должно быть 9 В.
Ток нагрузки параметрического стабилизатора должен быть не
менее, чем в 3 раза меньше номинального значения тока, протека-
ющего через стабилитрон 1стаб. В этой связи полагаем, что из нашей
70
Основы силовой электроники
Свойства стабилитронов на 9 В (выборка для примера)
Стабилитрон
КС190Б
BZX55C9V1
1N5239B
1N4739A
iU,B
9,0
9,1
9,1
9,1
1ст*..мА
10
5
20
28
Таблица 1.8
Гдиф.»°М(ПРИ|стаб.)»мА
15 (10)
<10(5)
10 (20)
<5 (28)
Гдиф - дифференциальное сопротивление стабилитрона при выбранном через него токе 1^ и температуре
выборки транзисторов только лишь транзистор КТ829Г может работать
в связке с любым из представленных в табл. 1.8 стабилитронов. Из
соображений экономичности выбираем стабилитрон BZX55C 9V1.
Рассчитаем номинал гасящего резистора R1.
= (13 - 9)/(1,3(3>10-3 + 5-Ю-3) = 0,632 кОм = 632 Ом.
Выбираем ближайший номинал резистора из ряда Е24: 620 Ом.
Определим мощность, которую должен рассеивать этот резистор:
Р = (UBX - UCTa6)2/Rl = (13 - 9)2/620 = 0,026 Вт. Можно поставить резистор
на 0,125 или 6,25 Вт (т. е. с многократным запасом).
Итак, стабилизатор рассчитан. Однако в итоге напряжение на выходе
реального стабилизатора будет отличаться от расчетного значения.
Во-первых, в расчетах мы не учли падение напряжения на переходе
эмиттер-база транзистора VT1, во-вторых, реальные значения напря-
жения стабилизации стабилитронов даже при одинаковом токе через
них могут в силу технологических погрешностей отличаться от номи-
нала на несколько процентов.
В этой связи, если требуется обеспечить напряжение стабилизации
ровно 9 В, можно попытаться подобрать другой стабилитрон той же или
иной серии. Если напряжение выше/ниже расчетного, можно заменить
стабилитрон на другой, с меньшим/большим напряжением стабили-
зации. Можно попробовать изменить номинал резистора R1: при его
уменьшении ток через стабилитрон возрастает, а падение напряжения
(напряжение стабилизации) возрастает, и наоборот.
Отметим также, что максимальный ток нагрузки стабилизатора в
связи с тем, что транзистор установлен на радиаторе и имеет большой
запас по мощности, может заметно превысить расчетное значение в
1 А. Этот ток также зависит от того, на какой предельный ток рассчи-
таны диоды выпрямителя и на какой ток рассчитана обмотка трансфор-
матора. Для ограничения максимального тока нагрузки рекомендуется
в цепь нагрузки включить предохранитель, рассчитанный на макси-
мальный ток нагрузки (т. е. в нашем примере на 1 А).
Проверим на модели, насколько корректны оказались наши расчеты,
а заодно определим нагрузочные свойства нашего стабилизатора. В
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
71
программе схемотехнического моделирования Multisim соберем ста-
билизатор. К большому сожалению в базе данных этой программы не
заложены модели отечественных полупроводниковых элементов. В
этой связи при создании модели придется выбирать из того ассорти-
мента элементов, который имеется в базе данных.
В качестве транзистора VT1 (Q1) возьмем, например, транзистор
BDX53BG. Его отечественным аналогом считают транзистор КТ829Г. Для
транзистора BDX53BG UK3 max = 80 В; UK3 откр, = 2,0 В (при токе 3 A); IK max =
тах 21э
В качестве стабилитрона VD1 (D1), поскольку стабилитрон BZX55C
9V1 также отсутствует в базе, используем 1N5239B, рассчитанный на
напряжение стабилизации 9,1 В при токе 20 мА.
Приведем ниже рисунок смоделированного нами стабилизатора,
рис. 1.74, и исследуем его работу.
Q1
BDX53BG
U2
U1
DC 10MOhm
U3 DC 10MOhm
Рис. 1.74. Модель стабилизатора напряжения
Итак, при «включении» стабилизатора оказалось, что падение
напряжения на стабилитроне равно 9,062 В, что идеально вписывается
в выполненный нами ранее расчет. Гораздо хуже дело обстоит с выход-
ным напряжением стабилизатора: при нагрузке 90 Ом выходное напря-
жение составляет всего 7,656 В вместо расчетных 9 В. Как уже говори-
лось ранее, эта разность обусловлена тем, что в 1,406 В падает на пере-
ходе эмиттер-база «сдвоенного» (составного) транзистора BDX53BG
(транзистора Дарлингтона): на переходе эмиттер-база одиночного
кремниевого транзистора падает 0,7 В, на двух — 1,4 В.
Каким образом можно исправить ситуацию? Проще всего, заменить
стабилитрон. Поскольку стабилитроны с близкими напряжениям стаби-
лизации выпускают с шагом в 1 В, т. е. на 10 и 11 В, для начала выбираем
стабилитрон 1N5240B на 10 В. Тогда по расчетам номинал резистора R1
будет 470 Ом.
Вновь включим стабилизатор. Падение напряжения на стабилитроне
равно 9,968 В. Выходное напряжение стабилизатора при нагрузке 90 Ом
составляет 8,556 В, что тоже ниже ожидаемого значения.
72 Основы силовой электроники
Очевидно, если мы используем стабилитрон следующей «ступени» —
на 11В, выходное напряжение тоже увеличится на 1 В. Значения 9 В
ровно достичь таким образом не удается.
Попробуем увеличить ток через стабилитрон, уменьшив в разумных
пределах номинал гасящего сопротивления R1 (до 200 Ом). Поскольку
используемый нами стабилитрон обладает весьма малым значением
дифференциального сопротивления стабилитрона гст, то выходное
напряжение удается повысить не более, чем на 27 мВ.
Выходов из ситуации по меньшей мере четыре:
♦ включить последовательно со стабилитроном один или более
прямосмещенных полупроводниковых диодов, стабистор или
светодиод;
♦ использовать регулируемый аналог стабилитрона;
♦ использовать стабилитрон на 11 В, а напряжение на базу тран-
зистора VT1 подавать через резистивный делитель напряжения,
подключенный параллельно стабилитрону;
♦ использовать в качестве стабилитрона VD1 регулируемый ста-
билитрон TL431.
Если последовательно с основным стабилитроном включить, напри-
мер, светодиод, эквивалентное напряжение стабилизации при токе
3—10 мА повысится на величину UCT, В = 1236Д, где А,, нм, — длина
волны излучения светодиода: для инфракрасных светодиодов — на
1,2 В; красных — 1,8 В и т. д.
Если включить цепочку из п кремниевых/германиевых диодов, то
добавка к напряжению стабилизации составит п-(0,7/0,3) В, или, для
двух кремниевых диодов —1,4 В; для пяти германиевых диодов —1,5 В.
Минус всех этих решений в понижении коэффициента стабилизации
такого составного стабилитрона. Частично компенсировать этот недо-
статок можно путем стабилизации тока через резистор R1 (использо-
вать генератор стабильного тока вместо R1), но это заметно усложнит
нашу схему.
Наилучшим решением проблемы представляется использование
прецизионного (высокоточного) регулируемого стабилитрона типа
11431, рис. 1.69.
Соотношение резисторов R2 и R3, рис. 1.75, определяет величину
( R2
напряжения стабилизации стабилитрона TL431: UCTa6 =2,5-1 + —
Нам ориентировочно необходимо получить напряжение стабилизации
10,5 В. Зададим номинал R3 = 1 кОм. Тогда R2 = R3 • I -sst -1 = 3,2 кОм,
12,5 )
или, взяв ближайшее значение из ряда Е24, получим 3,3 кОм.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
73
Q1
BDX53BG
U2
10MOhm
U4TL431CP U3 DC 10MOhm
Рис 1.75. Модель стабилизатора напряжения
с использованием микросхемы регулируемого стабилитрона 11411
Еще раз «включим» стабилизатор. Падение напряжение на стаби-
литроне TL431 составило 10,683 В, напряжение на выходе стабилиза-
тора — 9,267 В, что выше ожидаемого значения. Уменьшим сопротивле-
ние резистора R2, подключив к нему параллельно резистор сопротивле-
нием 100 кОм. Тогда напряжение на стабилитроне TL431 будет 10,423 В,
напряжение на выходе стабилизатора — 9,008 В.
Таким образом, методами математического приближенного расчета
и методом «проб и ошибок» с использованием программы схемотехни-
ческого моделирования мы смогли выбрать окончательное решение для
схемы стабилизатора, рассчитанного на выходное напряжение 9 В. Сейчас
можно воплощать его «в железе». Однако при этом следует учесть, что
свойства теоретических компонентов могут заметно отличаться от реаль-
ных. В итоге напряжение на выходе стабилизатора может вновь не соот-
ветствовать нашим условиям. Впрочем, сейчас мы сможем уже самостоя-
тельно подбором элементов обеспечить желаемое выходное напряжение.
Исследуем далее, как будет реагировать спроектированный нами
стабилизатор на изменение сопротивления нагрузки. Посмотрим, как
будет меняться выходное напряжение стабилизатора и величина тока
через нагрузку при изменении сопротивления нагрузки, табл. 1.9.
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора
и тока в нагрузке от сопротивления нагрузки
Rh,Om
ивых,в
Lx.A
00
10,414
0
90
9,008
0,100
80
9,003
0,113
70
8,997
0,129
60
8,990
0,150
50
8,982
0,180
40
8,971
0,224
30
8,956
0,299
20
8,932
0,447
Таблица 1.9
10
8,879
0,888
9
8,869
0,985
Как следует из приведенных в табл. 1.9 данных, стабильность выход-
ного напряжения достаточно высокая: при изменении тока нагрузки от
0,1 до 0,985 А напряжение просаживается всего на 139 мВ. Отметим, что
стабилизатор выполнен с большим запасом по мощности: при сопро-
тивлении нагрузки 2 Ом напряжение на нагрузке составит 8,563 В
при токе 4,282 А. На транзисторе будет рассеиваться мощность 19 Вт.
74
Основы силовой электроники
Однако, чтобы стабилизатор смог работать при таких условиях необ-
ходимо использовать выпрямитель, рассчитанный с запасом на соот-
ветствующий ток.
При работе на холостом ходу (без нагрузки) выходное напряжение
стабилизатора увеличивается на 1,406 В, т. е. ровно на столько, сколько
падает напряжение на переходе эмиттер-база составного транзистора.
Чтобы напряжение вернулось к норме, т. е. к 9 В, на выход стабилиза-
тора необходимо постоянно подключить нагрузочный резистор номи-
налом, например, 1 кОм.
Большим недостатком столь простого стабилизатора является его
низкий КПД. Так, при сопротивлении нагрузки 9 Ом КПД стабилизатора
составит 68,2 %.
Проверим, как поведет себя наш стабилизатор при изменении
напряжения на его входе в пределах от 10 до 26 В, табл. 1.10.
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора
и тока в нагрузке от напряжения на входе
10
11
12
13
14
15
Таблица 1.10
16
26
Rh = 90Om
ивых,в
U..A
7,220
0,080
8,086
0,090
8,952
0,099
9,008
0,100
9,009
0,100
9,010
0,100
9,011
0,100
9,019
0,100
Rh = 50Om
ивых.,в
1 А
7,190
0,144
8,055
0,161
8,921
0,178
8,982
0,180
8,983
0,180
8,984
0,180
8,985
0,180
8,994
0,180
RH = 9 Ом
ubwx,b
Lx.A
7,039
0,782
7,891
0,877
8,744
0,972
8,869
0,985
8,871
0,986
8,872
0,986
8,874
0,986
8,887
0,987
Как следует из анализа данных таблицы, при снижении входного
напряжения уже на 1 В напряжение на выходе стабилизатора снижа-
ется относительно исходного значения на 0,62 % при сопротивлении
нагрузки 90 Ом и на 1,41 % при сопротивлении нагрузки 9 Ом. Зато при
повышении входного напряжения на 100 %, т. е. до 26 В, напряжение на
выходе стабилизатора повышается относительно исходного значения
на 0,11 % (или 11 мВ) при сопротивлении нагрузки 90 Ом и на 0,18 %
(или 18 мВ) при сопротивлении нагрузки 9 Ом.
Определим значение коэффициента стабилизации напряжения к^ ста-
билизатора в диапазоне входных напряжений от 13 до 26 В по формуле:
вх. вых.
где AUBX, AUBbIX — приращение входного и выходного напряжения стаби-
лизатора при неизменном токе нагрузки; UBX, UBbIX — номинальное вход-
ное и выходное напряжение стабилизатора
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
75
При сопротивлении нагрузки 9 Ом ксти =
При сопротивлении нагрузки 90 Ом ксти =
9-(26-15)
13 (8,887-8,869)
9-(26-13)
= 500.
13-(9,019-9,008)
б]
= 818.
Отсюда следует, что спроектированный нами стабилизатор обладает
вполне приемлемыми свойствами, однако эксплуатировать его при
пониженном входном напряжении (например, при снижении сетевого
напряжения на 10 %) не рекомендуется. Более того, целесообразно уве-
личить входное напряжение с 13 В по меньшей мере до 14 В.
Стабилизатор на основе эмиттерного повторителя, по сравнению
с параллельным параметрическим стабилизатором на стабилитроне,
позволяет увеличить максимальный выходной стабилизированный ток
в h21 раз, или, для нашего случая, h21 = 750, в 750 раз.
В заключительной фазе построения стабилизатора добавим в него
всего одну деталь: полупроводниковый диод, например, 1N4001,
рис. 1.76. Этот диод необходим на тот случай, если стабилизатор рабо-
тал без нагрузки, а затем его выключили. В этом случае (без защитного
диода) конденсатор С2 разряжается через транзистор стабилизатора в
инверсном включении, что может повредить этот транзистор.
10MOhm
Рис. 1.76. Защита транзистора стабилизатора при отключении источника питания
Последовательный компенсационный стабилизатор
с применением операционного усилителя
Рассмотрим далее, как можно еще усовершенствовать стабилиза-
тор напряжения. Попробуем использовать в нем операционный уси-
литель и узнаем, насколько улучшатся параметры стабилизатора.
Промоделируем вновь его работу в программе Multisim. Из распростра-
ненных операционных усилителей выберем КР140УД608, точнее его
зарубежный аналог MC1456G, который есть в базе данных программы
76 Основы силовой электроники
Multisim. Для упрощения схемы стабилизатора используем стабили-
трон с напряжением стабилизации, например, 8,2 В типа 1N5237B.
Напряжение на выходе нашего стабилизатора можно определить по
формуле:
UBbK. = UCTXR5+R6)/R6,
где UCT — напряжение стабилизации стабилитрона (8,2 В).
Допустим, что нам вновь нужно получить выходное напряжение 9 В.
Это напряжение можно задавать выбором резистивного делителя R5 и
R6. Два резистора одновременно подбирать неудобно, поэтому зададим
сопротивление резистора R6 = 1,1 кОм, заодно обеспечив тем самым
небольшую нагрузку стабилизатора при работе на холостом ходу.
Тогда номинал резистора можно определить по формуле:
Отсюда значение искомого сопротивления
R5 = l,l( — -1| = 0,107кОм.
82 )
Выбираем ближайший стандартный номинал 110 Ом. Включаем стаби-
лизатор. На его выходе напряжение при сопротивлении нагрузки 90 Ом
оказалось 8,991 В. Наш расчет неточен? Совсем нет. Дело в том, что мы,
без подбора, ориентируясь на опыт создания предыдущих схем, взяли
величину гасящего сопротивления R1 620 Ом. При таком сопротивлении
напряжение на стабилитроне оказалось равным 8,169 В вместо 8,2 В.
Конечно, разница напряжений 8,991 и ровно 9,0 В несущественна,
можно все оставить, как есть. Но если все же необходимо получить выход-
ное напряжение ровно 9,0 В, то можно либо подобрать величину сопро-
тивления R1, либо подобрать величину сопротивления R6. Итак, увеличим
величину сопротивления R6 всего на 1 Ом либо путем отбора необходи-
мого значения искомого сопротивления с использованием омметра, либо
включив последовательно сопротивлению R6 сопротивление на 1 Ом.
В итоге получим схему стабилизатора с выходным напряжением
ровно 9,0 В, рис. 1.77.
Кстати, при необходимости получить стабилизированное регулиру-
емое выходное напряжение, можно в разрыв резисторов R5 и R6 вклю-
чить потенциометр, к выводу подвижного контакта которого подклю-
чить вход операционного усилителя.
Как и ранее, исследуем свойства полученного стабилизатора.
Посмотрим, как будет меняться выходное напряжение стабилизатора
и величина тока через нагрузку при изменении ее сопротивления,
табл. 1.11.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
77
D1
02
1N5237B
1N4001
Q1
BDX53BG
U2
DC 1e-009Ohm
Кеу=А
90%
U1
DC 10MOhm
MC1456G
Рис. 1.77. Последовательный компенсационный стабилизатор
на основе операционного усилителя
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора
и тока в нагрузке от сопротивления нагрузки
Таблица 1.11
Rh,Om
IU.B
Lx.A
ОО
8,999
0
90
9,000
0,100
-
-
-
50
8,999
0,180
40
8,999
0,225
30
8,999
0,300
20
8,999
0,450
10
8,999
0,900
9
8,999
1,000
2
8,999
4,499
1
8,998
8,998
Итак, при изменении тока нагрузки от 0,1 до 4,5 А напряжение про-
саживается всего на 1 мВ и при увеличении тока нагрузки до 9 А — на
2 мВ (с округлением значения). При токе нагрузки 9 А на транзисторе
VT1 будет рассеиваться мощность 36 Вт. Разумеется, выпрямитель дол-
жен обеспечивать соответствующий ток.
Исследуем работу стабилизатора при изменении напряжения на его
входе в пределах от 10 до 26 В, табл. 1.12.
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора
и тока в нагрузке от напряжения на входе
и.,, в
10
11
12
13
14
15
Таблица 1.12
16
26
Rh = 90Om
ивых,в
Lx.A
8,969
0,100
8,982
0,100
8,992
0,100
9,000
0,100
9,006
0,100
9,011
0,100
9,016
0,100
9,048
0,101
RH = 50 Ом
ивых,в
•вых.А
8,969
0,179
8,982
0,180
8,991
0,180
8,999
0,180
9,005
0,180
9,010
0,180
9,015
0,180
9,048
0,181
Rh = 9Om
ивых,в
Lx.A
8,969
0,997
8,982
0,998
8,991
0,999
8,999
1,000
9,005
1,001
9,010
1,001
9,015
1,002
9,047
1,005
Rh = 5Om
ивых,в
Lx.A
8,968
1,794
8,982
1,796
8,991
1,798
8,999
1,800
9,005
1,801
9,011
1,802
9,015
1,803
9,048
1,810
Из сопоставления табл. 1.9...табл. 1.12 следует, что стабилизатор в
сочетании «стабилитрон 1N5237B + операционный усилитель MC1456G
78
Основы силовой электроники
+ транзистор BDX53BG» в отличие от стабилизатора в сочетании «ста-
билитрон TL431 + транзистор BDX53BG» обладает значительно более
высокой стабильностью выходного напряжения при изменении сопро-
тивления нагрузки, превосходит его при работе на пониженных отно-
сительно нормы входных напряжениях, однако уступает последнему
в стабильности выходного напряжения при работе на повышенных
входных напряжениях. Впрочем, объясняется это элементарно: ведь мы
использовали простой, рядовой стабилитрон 1N5237B, в то время, как
в предыдущей схеме стабилизатора был использован прецизионный
(повышенной точности) стабилитрон TL431.
Стабилизаторы напряжения на интегральных микросхемах
Наиболее просты стабилизаторы напряжения, выполненные с
использованием специализированных микросхем. Сама микросхема
стабилизатора напряжения довольно сложна в отношении своей вну-
тренней начинки, рис. 1.78, но зато обеспечивает превосходные пара-
метры стабилизации выходного напряжения.
Источник
постоянного тока
Транзистор
Дарлингтона
Общий
Источник
опорного
напряжения
, Делитель
напряжения
Рис. 1.78. Структурная схема интегральной микросхемы-
стабилизатора напряжения серии 78хх
К линейным интегральным микросхемам-стабилизаторам с фикси-
рованным выходным напряжением относят микросхемы популярных
серий КР142ЕНхх, КР1157ЕНхх (где первая-
вторая цифры обозначения хх — напряжение
стабилизации), КР1168ЕНхх, КР1180ЕНхх, их
зарубежные аналоги или прототипы серий
78хх, 79хх и многие другие.
Микросхема стабилизатора МС7809СТ (оте-
чественный аналог КР142ЕН8А). КР142ЕН8А
выполнена в корпусе КТ28-2 (ТО-220),
рис. 1.79, максимальное входное напряжение
35 В; напряжение стабилизации 9 В при токе
^p
напряжения КР142ЕН8А в
корпусе то-220
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
79
U1
DC 10MOhm
Рис. 1.80. Стабилизатор на основе интегральной микросхемы МС7809СТ
нагрузки до 1,5 А (с теплоотводом); коэффициент сглаживания пульса-
ций не менее 30 дБ (1000 раз). Отметим, что все эти микросхемы имеют
защиту по максимальному току нагрузки (имеют защиту от короткого
замыкания в нагрузке) и защиту от перегрева.
Рассмотрим работу такого стабилизатора на модели, рис. 1.80.
Емкость конденсатора С1 выбирается обычно не менее 2 мкФ.
Емкость конденсатора С2 —10...50 мкФ. Для снижения пульсаций выход-
ного напряжения номиналы этих конденсаторов следует увеличить.
Рекомендуется также включить параллельно электролитическим кон-
денсаторам С1 и С2 керамические конденсаторы, номиналы которых
составляют около 1 % от номиналов электролитических конденсаторов.
Диод предназначен для защиты микросхемы при выключении пита-
ния, чтобы конденсатор С2 при разряде через микросхему не смог ее
повредить.
Изучим на модели свойства стабилизатора на основе интегральной
микросхемы МС7809СТ. Отметим, что максимальный ток нагрузки этой
микросхемы в отличие от отечественного аналога не превышает 1 А.
Посмотрим, насколько изменяется выходное напряжение стабилиза-
тора и величина тока через нагрузку при изменении ее сопротивления,
табл. 1.13.
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора на основе
интегральной микросхемы МС7809СТи тока в нагрузке от ее сопротивления Таблица 1.13
Rm,Om
ивых,в
Lx. A
оо
9,010
-
90
9,008
0,100
80
9,007
0,113
70
9,007
0,129
'60
9,006
0,150
50
9,006
0,180
40
9,005
0,225
30
9,003
0,300
20
8,999
0,450
10
8,989
0,899
9
8,987
0,999
При изменении тока нагрузки от 0,1 до 1,0 А напряжение на выходе
стабилизатора просаживается на 21 мВ.
Исследуем работу стабилизатора при изменении напряжения на его
входе в пределах от 10 до 26 В, табл. 1.14.
80
Основы силовой электроники
Зависимость напряжения на выходе стабилизатора на основе
интегральной микросхемы МС7809СТи тока в нагрузке от напряжения на входе Таблица 1.14
10
11
12
13
14
15
16
26
Rh = 90Om
и.ых,в
Lx.A
8,187
0,091
9,005
0,100
9,007
0,100
9,008
0,100
9,008
0,100
9,009
0,100
9,010
0,100
9,018
0,100
Rh = 50Om
ивых,в
•вых»^
8,185
0,164
9,003
0,180
9,005
0,180
9,006
0,180
9,007
0,180
9,007
0,180
9,008
0,180
9,016
0,180
RH ■ 9 Ом
ивых,в
1вых,А
8,168
0,908
8,984
0,998
8,986
0,998
8,987
1,000
8,987
0,999
8,988
0,999
8,989
0,999
8,997
1,000
DA1 7805
-—ф ♦
'потр!
и
ч
к
JR2
Из табличных данных следует, что микро-
схема стабилизатора плохо справляется со сво-
ими обязанностями при снижении напряже-
ния питания (входного напряжения) до 10 В, но
превосходно работает при повышенных значе-
ниях входного напряжения.
Величину выходного стабилизированного
напряжения стабилизатора можно плавно
(рис. 1.81) или ступенчато регулировать за счет
небольшого усовершенствования схемы.
Выходное стабилизированное напряжение
стабилизатора UBbIX, рис. 1.81, можно опреде-
лить по формуле:
Рис. 1.81. Типовая схема
включения интегральных
стабилизаторов
напряжения с плавной
регулировкой выходного
напряжения
где U1 — паспортное напряжение стабилизации микросхемы,
1потр = 50—100 мкА — собственный потребляемый ток микросхемы (ток,
протекающий через вывод GND микросхемы).
Взамен резистора (потенциометра) R2 для ступенчатого изменения напря-
жения стабилизации можно включать стабилитроны или прямосмещенные
полупроводниковые диоды. Выходное напряжение такого стабилизатора
повысится на величину падения напряжения на стабилитроне (диоде).
Недостатком рассмотренных выше интегральных микросхем-стаби-
лизаторов является то, что они рассчитаны на фиксированное выход-
ное напряжение. Как было показано выше, выходное напряжение ста-
билизаторов напряжения на этих микросхемах можно плавно повысить
относительно номинального напряжения стабилизации (от 5 В и выше).
Для того, чтобы можно было создать регулируемый стабилизатор
с низким начальным напряжением стабилизации разработаны спе-
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
81
циальные микросхемы. Регулируемые трехвыводные стабилизаторы
положительного напряжения LM117/LM217/LM317 и их аналоги (отече-
ственный аналог КР142ЕН12А в корпусе ТО-220 с максимальным током
нагрузки до 1,5 А) в зависимости от модификации обеспечивают ток
нагрузки до 2,2 А (с теплоотводом) в диапазоне выходных напряже-
ний от 1,25 до 37 В. Входное напряжение должно быть выше выходного
минимум на 2—3 В, но не выше 40 В. В микросхемах имеется защита от
перегрузки по току и от превышения температуры.
Рассмотрим ниже на модели работу регулируемого стабилизатора
напряжения на основе микросхемы LM317K (в корпусе ТО-3 и макси-
мальным током нагрузки 2,2 А), рис. 1.82.
Выходное напряжение стабилизатора можно плавно регулиро-
вать изменением соотношения сопротивлений резистивного дели-
теля напряжения R2/R1 по формуле UBbIX = Uref(l + R2/R1) + 1^,1*2, где
Uref = 1,25 В; lm — ток регулировочного вывода микросхемы (в среднем
50 мкА).
U1
DC 10MOhm
Рис. 1.82. Регулируемый стабилизатор на основе интегральной микросхемы LM317K
Емкости конденсаторов Cl, C3 взяты по аналогии с предыдущими
схемами, хотя значение емкости конденсатора СЗ может быть без боль-
шого ущерба для работы схемы снижено на порядок. Конденсатор С2
предназначен для снижения коэффициента пульсаций. Защитный диод
VD1 в большинстве случаев не обязателен, т. к. современные модели
микросхем стабилизаторов уже защищены таким диодом.
Посмотрим, как при регулировке потенциометра R1 будет изме-
няться величина выходного напряжения и тока при работе регулируе-
мого стабилизатора на различные нагрузки, табл. 1.15.
В отличие от стабилизаторов на фиксированное выходное напря-
жение, регулируемые стабилизаторы напряжения без нагрузки не
работают. Минимальное значение выходного тока для маломощных
регулируемых стабилизаторов не должно быть менее 2,5—5 мА, а для
82
Основы силовой электроники
Зависимость выходного напряжения и тока в нагрузке регулируемого
стабилизатора на основе интегральной микросхемы LM317K
RI.Om
0
200
400
600
800
1000
Таблица 1.15
1500
2000
^-90 Ом
и.ых.,в
Lx,A
1,252
0,014
2,304
0,026
3,357
0,037
4,408
0,049
5,459
0,061
6,509
0,072
9,135
0,101
11,623
0,129
^«50 Ом
и.ых,в
1.ых,А
1,252
0,025
2,304
0,046
3,356
0,067
4,408
0,088
5,459
0,109
6,509
0,130
9,133
0,183
11,623
0,232
R..-9OM
иВых,В
1.ых,А
1,252
0,139
2,304
0,256
3,356
0,373
4,407
0,490
5,458
0,606
6,507
0,723
9,130
1,014
11,621
1,291
R..-5OM
U.b.x,B
Lx,A
1,252
0,250
2,304
0,461
3,355
0,671
4,406
0,881
5,457
1,091
6,506
1,301
9,126
1,825
10,904
2,181
мощных — 5—10 мА. Такую нагрузку им чаще всего обеспечивает рези-
стивный делитель напряжения R1 и R2.
Выше мы рассматривали работу стабилизаторов положительного
напряжения. Однако, используя полученные выше знания, легко спро-
ектировать и стабилизатор отрицательного напряжения. Для этого в
схемах с использованием биполярных транзисторов и стабилитронов
достаточно использовать транзистор структуры не n-p-п, как ранее, а
структуры p-n-р, для стабилитрона и электролитических конденсаторов
изменить полярность включения.
Для стабилизации отрицательного напряжения существует
богатый выбор интегральных микросхем. Это, например, регулиру-
емые трехвыводные стабилизаторы отечественного производства
КР142ЕН18А или зарубежного, например, LM137/237/337.
Существуют также современные импульсные стабилизаторы
напряжения с повышенным КПД, в том числе выполненные на спе-
циализированных интегральных микросхемах, но их рассмотрение мы
отложим до следующей главы.
Приведем ниже примеры нескольких простых схем стабилизаторов
напряжения.
Схема источника питания «Импульс» промышленного изготовления,
обеспечивающего выходные напряжения 5 и 9 В, показана на рис. 1.83.
В устройстве использован трансформатор ТС-10-ЗМ1. При колеба-
ниях сетевого напряжения в пределах 220 В±10 % на выходе в зависи-
мости от положения переключателя SA1 может быть получено напря-
жение 5 В±0,1 В при токе нагрузки 0,8 А и пульсациях до 10 мВ; либо
9 В±0,1 В при токе нагрузки 0,45 А и пульсациях до 20 мВ. Напряжение,
снимаемое со вторичной обмотки трансформатора, составляет 16 В.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
83
DA1 КР142ЕН5А
1
+9/5В
R3
240 -у- 470мк
' HL1
■АЛ307
Рис. 1.83. Источник питания «Импульс» но выходные напряжения 5 или 9 В
В схеме стабилизатора (рис. 1.84) для получения на выходе набора
постоянных стабилизированных напряжений в цепи задания выход-
ного напряжения использован набор переключаемых опорных элемен-
тов, в том числе двух прямосмещенных кремниевых диодов КД522, а
также стабилитронов КС139 и КС168 [67].
На рис. 1.85 приведена схема несложного стабилизированного
источника питания. Источник питания содержит понижающий транс-
форматор, мостовой диодный выпрямитель, конденсаторно-полупро-
водниковый фильтр-стабилизатор напряжения. Схема стабилизатора
напряжения защищена от коротких замыканий на выходе, позво-
ляет плавно регулировать выходное напряжение в пределах от 0 до
12 В (фактически от 1 до 12 В). Для питания низковольтного паяль-
ника, а также для экспериментов с переменным электрическим током
предусмотрена дополнительная обмотка трансформатора. Имеется
индикация постоянного напряжения (светодиод HL2) и перемен-
ного (светодиод HL1). Для включения устройства используется тум-
блер SA1; паяльника — SA2; нагрузки — SA3. Для защиты цепей пере-
менного тока от перегрузок предусмотрены предохранители — FU1 и
VD1 КД105
И
+UQ.
С1
0,ЗЗмк~~Г
т
J- J-
DA1 КР142ЕН5А
Вх.
: С2
' ЮООмк
SA1
Вых.
СЗ.
Общ. О.ЗЗмк"
п
6В
С4 9В
Юмк 12В
I VD2 I
3 -VD3 |
1 ур5 VD2.VD3 КД522
"* VD4KC139
VD5KC168
Рис. 1.84. Стабилизатор напряжения с использованием переключаемых опорных элементов
84
Основы силовой электроники
VT2 КТ805
. +0...12В
-12В К паяльнику
Выходы
KVT2
АЛ307
зелен.
Рис. 1.86. Фрагмент
схемы стабилизатора со
светодиодной индикацией
короткого замыкания нагрузки
Рис. 1.85. Простой стабилизированный
источник питания с регулируемым выходным
напряжением и защитой от короткого
замыкания
FU2. Значения выходных напряже-
ний нанесены на лимбе регулятора
выходного напряжения — потенцио-
метра R4.
На рис. 1.86 показан вариант
выполнения схемы стабилизатора —
с индикацией короткого замыкания
нагрузки. В норме — светится зеле-
ный светодиод, при коротком замы-
кании нагрузки — красный.
1.9. Преобразователи напряжения
Конденсаторные преобразователи напряжения
Преобразователь напряжения — электронное устройство для пре-
образования напряжения одного уровня в напряжение другого уровня.
В качестве бестрансформаторных преобразователей напряжения в
первую очередь будут показаны преобразователи, как правило состо-
ящие из генераторов прямоугольных импульсов, на выходе которых
включены умножители напряжения. Обычно таким образом удается
повысить без заметных потерь напряжение не более чем в несколько
раз, а также получить на выходе преобразователя напряжение другого
знака. Ток нагрузки подобных преобразователей крайне невелик —
обычно единицы, реже десятки миллиампер.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
85
Простейшие преобразователи переменного и импульсного напря-
жения прямоугольной формы в отрицательное постоянное показаны
на рис. 1.87 и рис. 1.88. Генерирует напряжения, подаваемые на диод-
ный удвоитель напряжения виртуальный функциональный генератор,
входящий в состав моделирующей программы Multisim. При синусои-
дальном входном сигнале выходное напряжение при нагрузке 1 кОм
составляет -17,7 В, что обусловлено потерями на полупроводниковых
переходах диодов, а также на внутреннем сопротивлении генератора.
Заменив виртуальный функциональный генератор на «реальный»
генератор прямоугольных импульсов, выполненный также в программе
Multisim, можно получить сопоставимые результаты. Для построения
генератора используем микросхему NE555 (отечественный аналог
КР1006ВИ1).
Рис. 1.88. Преобразователь импульсного напряжения прямоугольной формы
в отрицательное постоянное
10MOhm
Рис. 1.87. Преобразователь переменного напряжения в отрицательное постоянное
86
Основы силовой электроники
Итак, на основе микросхемы NE555 (КР1006ВИ1) (рис. 1.89, рис. 1.90)
нами создан бестрансформаторный преобразователь-инвертор напря-
жения. Рабочая частота преобразования — около 20 кГц. При напряже-
нии питания 12 В выходное напряжение преобразователя -6,8 В при
работе на нагрузку 1 кОм.
Выходное напряжение преобразователя существенно зависит оттока
нагрузки. Для того, чтобы изменить полярность выходного напряжения
достаточно сменить полярность подключения диодов VD1, VD2 и кон-
денсатора СЗ (если использован полярный конденсатор).
Усовершенствуем преобразователь, попытаемся получить от него
удвоенное напряжение положительной полярности, рис. 1.91, рис. 1.92.
Добавим в схему усилитель мощности на транзисторах VT1 и VT2.
При питании устройства от источника напряжением 12 В на выходе
преобразователя при нагрузке 1 кОм получается напряжение 19,3 В.
DA1 NE555(KP1006BM1)
П+
КД521/П+ 220мк
DA1 КР1006ВИ1
Рис. 1.89. Бестрансформаторный преобразователь-инвертор напряжения
<и О
2.0кОП ,—
О:
V1
из
555_TIMER_RATED
J-C1
12V =f=4.7nF
' I""
D1 I ,
1N4148
R3
|75Q
С2 . __
1MF 5 ?1N4146
DC 1*-009Ohm
СЗ
IU1
Kmunm
Puc. 1.90. Бестрансформаторный преобразователь-инвертор напряжения
на микросхеме NE555 (КР1006ВИ1)
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
87
+12В
VD1 VD2
КД102А КД102А
+20В
СЗ
Юмк I Юмк
DA1 КР1006ВИ1
Рис. 1.91. Бестрансформаторный повышающий преобразователь напряжения
на микросхеме КР1006ВИ1
из
555_TIMER_RATED
VD1
VD2
U2
V1
J.C1
J.C1
«V -|-4.7nF
1N4148
DC 1e-009Ohm
C3 R
=t=1OMF IRQ
Key»A
100 %
2
U1
DC 10MOhm
Рис. 1.92. Бестрансформаторный диодный удвоитель напряжения
с использованием микросхемы NE555 (КР1006ВИ1)
Потери преобразователя в основном обусловлены падением напряже-
ния на диодах удвоителя напряжения.
Преобразователи напряжения с самовозбуждением
В генераторах с самовозбуждением (автогенераторах) для возбуж-
дения электрических колебаний обычно используется положительная
обратная связь. Наиболее простой однокаскадный преобразователь
напряжения на основе автогенератора показан на рис. 1.93 [24].
Этот вид генераторов получил название блокинг-генераторов.
Фазовый сдвиг 360° для обеспечения условия возникновения колебаний
в нем определяется наличием транзистора и фазированным включе-
нием обмоток.
Блокинг-генератор позволяет получать короткие импульсы при
большой скважности. По форме эти импульсы приближаются к прямо-
88
Основы силовой электроники
Рис. 1.93. Преобразователь
напряжения
с трансформаторной
обратной связью
+6 24В T1 ~Ueblx угольным. Емкости колебательных контуров
блокинг-генератора, как правило, невелики
и обусловлены межвитковыми емкостями,
емкостью монтажа. Предельная частота
генерации блокинг-генератора — сотни кГц.
Недостатком этого вида генераторов явля-
ется выраженная зависимость частоты гене-
рации от изменения питающего напряжения.
Аналогом транзистора 2N3055 считаются
транзисторы КТ819ГМ и КТ729А. При отсут-
ствии генерации следует поменять местами
концы одной из обмоток I или II, а также
подобрать номинал резистора R2.
Преобразователь (рис. 1.94) обеспечивает при входном напряжении
12 В выходное напряжение 6 В при токе нагрузки 50 мА [20].
Частота генерации — 13 кГц. В качестве сердечника трансформатора
использован ферритовый броневой сердечник. Первичная обмотка мота-
ется одновременно двумя проводами
диаметром 0,17 мм. Число витков —
100. Вторичная обмотка содержит 50
витков. Точками на рисунке обозна-
чены начала обмоток. Для повышения
выходного напряжения до 9 В число
витков увеличивают в 1,5 раза.
В качестве транзистора преобразо-
вателя может быть использован отече-
ственный транзистор КТ315 либо иной
другой. Силовой диод VD2 может быть
VD2 КД102Б
С2
ЗЗмк
-уЗЗмк
Рис. 1.94. Преобразователь
напряжения
типа КД 102Б. Диоды VD3 и VD4 должны быть рассчитаны для работы на
повышенных частотах (13 кГц), хотя, с большими потерями могут быть
использованы обычные, низкочастотные, например, КД102Б.
Схема маломощного преобразователя напряжения на транзисторах
разной проводимости с питанием от одного гальванического элемента
приведена на рис. 1.95 [48].
Времязадающей цепочкой в этом генераторе служат элементы С1,
R1. При включении питания открывается транзистор VT1, и перепад
напряжения на его коллекторе открывает транзистор VT2. Конденсатор
С1, заряжаясь через резистор R1, уменьшает базовый ток транзистора
VT2 настолько, что транзистор VT1 выходит из насыщения, а это при-
водит к закрыванию и VT2. Транзисторы будут закрыты до тех пор, пока
конденсатор С1 не разрядится через первичную обмотку трансформа-
тора Т1.
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
89
R1
VT2
КТ3107Г
VD1
тч КД102А и
Т1 ^ I ивых
VT1
КТ815Б
J±
C2
1мк
VT2
КТ815Б
Рис. 1.95. Преобразователь напряжения
с низковольтным питанием
Рис. 1.96. Преобразователь
напряжения на основе блокинг-
генератора
Повышенное напряжение, снимаемое со вторичной обмотки транс-
форматора Т1, выпрямляется диодом VD1 и заряжает конденсатор
С2, к которому подключена нагрузка. Трансформатор Т1 выполнен на
ферритовом кольце, на котором намотаны две обмотки. Соотношение
витков этих обмоток будет определять, является ли преобразователь
повышающим или понижающим. Следует отметить, что нагрузочная
способность преобразователя невелика.
Простой преобразователь напряжения [38] на основе блокинг-
генератора показан на рис. 1.96. Трансформатор Т1 намотан на двух
кольцах К16х10х4,5 М3000НМ. Его первичная обмотка имеет 64 витка
провода ПЭВ-2 0,2 с отводом от середины. Число витков вторичной
обмотки может быть любым, на усмотрение потребителя. Важно лишь
обеспечить надежную изоляцию между
обмотками. Стабилитрон VD5 Д815Д.
Преобразователь напряжения (рис. 1.97)
[44, 86] обеспечивает на выходе два галь-
ванически развязанные напряжения по
форме, близкой к синусоидальной.
Трансформатор Т1 намотан на торо-
идальном магнитопроводе 34x18*8 из
пермаллоевой ленты толщиной 0,1 мм.
Обмотки I и IV содержат по 60 витков
ПЭВ-2 0,1; II и III - по 120 витков ПЭВ-2
0,2; V и VI - по 110 витков ПЭВ-2 0,3. КПД
устройства — около 80 %. Рабочая частота
Рис. 1.97. Преобразователь
напряжения с гальванически
развязанными выходами
преобразователя — несколько кГц (определяется особенностями транс-
форматора — его размерами, материалом сердечника, числом витков
обмоток).
Преобразователи напряжения с внешним возбуждением
Один из наиболее простых и классических преобразователей с
индуктивным накопителем энергии показан на рис. 1.98.
90
Основы силовой электроники
+12В.6А
DA1 КР1006ВИ1
Рис. 1.98. Электрическая схема преобразователя напряжения
на основе индуктивного накопителя энергии
Генератор прямоугольных импульсов по типовой схеме собран на
микросхеме 555 (КР1006ВИ1). Параметры генерируемых импульсов
регулируются потенциометрами R1 и R3. Частоту импульсов управле-
ния можно также изменять переключением емкости времязадающего
конденсатора С1. С выхода генератора управляющие импульсы через
резистор R5 подаются на базу ключевого (коммутирующего) элемента —
мощного транзистора VT1.
Этот транзистор в соответствии с длительностью и частотой следова-
ния управляющий импульсов коммутирует первичную обмотку транс-
форматора Т1.
Импульсные преобразователи напряжения
Для преобразования напряжения одного уровня в напряжение дру-
гого уровня широко используют импульсные преобразователи напря-
жения с использованием индуктивных накопителей энергии. Такие
преобразователи отличаются высоким КПД, иногда достигающим 95 %,
и обладают возможностью получать повышенное в сравнении с напря-
жением питания напряжения, пониженное, или инвертированное.
В соответствии с этой классификацией известно три типа преобразо-
вателей: понижающий, рис. 1.99, рис. 1.100, повышающий, рис. 1.101,
рис. 1.102, и инвертирующий, рис. 1.103, рис. 1.104.
Общими для всех этих видов преобразователей являются пять эле-
ментов:
♦ источник питания; индуктивный накопитель энергии (катушка
индуктивности, дроссель);
♦ сопротивление нагрузки и включенный ему параллельно кон-
денсатор фильтра;
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
91
К
♦ ключевой коммутирующий эле-
мент, управляемый извне; блоки-
ровочный диод.
Включение этих пяти элементов в
различных сочетаниях позволяет реа-
лизовать любой из трех основных видов
импульсных преобразователей.
Регулирование уровнем выходного
напряжения преобразователя можно
осуществлять изменением порций энер-
гии, запасаемой в индуктивном накопи-
теле энергии. Такую регулировку легко
осуществить, например, меняя ширину
импульсов, управляющих работой клю-
чевого коммутирующего элемента.
За счет использования обратной связи, контролируя уровень выход-
ного напряжения и передавая на вход схемы управления шириной
импульсов информацию об отклонении выходного напряжения от
номинального, можно осуществлять стабилизацию выходного напря-
жения.
Рис. 1.99. Понижающий
преобразователь напряжения
XSC1
ХММ1
Рис. 1.100. Модель понижающего преобразователя напряжения
92
Основы силовой электроники
+и
L1
S1
\
VD1
-н-
С1:
t
Понижающий преобразователь, рис. 1.99, рис. 1.100, содержит
последовательно включенную цепочку из ключевого коммутирующего
элемента S1, индуктивного накопителя энергии L1, сопротивления
нагрузки RH и включенного параллельно ему конденсатора фильтра С1.
Блокировочный диод VD1 подключен между точкой соединения ключа
Sic накопителем энергии L1 и общим проводом.
При открытом ключе диод закрыт, энергия от источника питания
накапливается в индуктивном накопителе энергии. После того, как
ключ S1 будет закрыт (разомкнут), запасенная индуктивным накопи-
телем L1 энергия через диод VD1 передастся в сопротивление нагрузки
Rh. Конденсатор С1 сглаживает пульсации напряжения.
Импульсный повышающий преобразо-
ватель напряжения, рис. 1.101, рис. 1.102,
выполнен на тех же основных элементах,
но имеет иное их сочетание: к источнику
питания подключена последовательная
цепочка из индуктивного накопителя
энергии L1, диода VD1 и сопротивле-
ния нагрузки RH с параллельно ему под-
ключенным конденсатором фильтра С1.
Коммутирующий элемент S1 включен
между точкой соединения накопителя
энергии L1 с диодом VD1 и общей шиной.
При открытом ключе ток от источника
питания протекает через катушку индук-
тивности, в которой запасается энергия.
Диод VD1 при этом закрыт, цепь нагрузки
отключена от источника питания, ключа и
накопителя энергии. Напряжение на сопротивлении нагрузки поддер-
живается благодаря запасенной на конденсаторе фильтра энергии. При
размыкании ключа ЭДС самоиндукции суммируется с напряжением
питания, запасенная энергия передается в нагрузку через открытый
диод VD1. Полученное таким суммированием выходное напряжение
превышает напряжение питания.
Инвертирующий преобразователь импульсного типа, рис. 1.103,
рис. 1.104, содержит все то же сочетание основных элементов, но снова
в ином их соединении: к источнику питания подключена последова-
тельная цепочка из коммутирующего элемента S1, диода VD1 и сопро-
тивления нагрузки RH с параллельно ему подключенным конденсато-
ром фильтра С1. Индуктивный накопитель энергии L1 включен между
точкой соединения коммутирующего элемента Sic диодом VD1 и
общей шиной.
Рис 1Л01. Импульсный
повышающий преобразователь
напряжения
Глава I. Осваиваем основы силовой электроники
93
ХММ1
Рис. 1.102. Модель повышающего преобразователя напряжения
Работает преобразователь так: при замыкании ключа индуктив-
ный накопитель энергии запасает энергию. Диод VD1 заперт и не про-
пускает ток от источника питания в нагрузку. При отключении ключа
ЭДС самоиндукции накопителя энергии оказывается приложенной к
выпрямителю, содержащему диод VD1, сопротивление нагрузки RH и
конденсатор фильтра С1. Поскольку диод
выпрямителя пропускает в нагрузку
только полуволны отрицательного
напряжения, на выходе устройства фор-
мируется напряжение отрицательного
знака (инверсное, противоположное по
знаку напряжению питания).
Сопоставление свойств преобразова-
телей напряжения различного вида при-
ведено в табл. 1.16 [105].
VD1
Рис. 1.103. Инвертирующий
преобразователь импульсного типа
94
Основы силовой электроники
XSC1
ХМК1
Рис. 1.104. Модель инвертирующего преобразователя импульсного типа
Основные характеристики преобразователей напряжения
Таблица 1.16
DC-DC преобразователи без гальванической развязки
Наименование
преобразовать
Понижающий
Повышающий
Инвертирующий
или понижающе-
повышающий
Инвертирующий
преобразователь Мука
Преобразователь SEPIC
Схема
лреобр
VD1
Х-
VD1
VD1JL C0=4=
Передаточная
функция преобра-
D(O<D<1)
Максимальное
напряжение
переключения
Пиковый ток
переключения
Максимальное
напряжение
u,n+iuo
Средний
выпрямленный ток
Коэффициент
исполь:
ключевого
элемента*
IU0UtIAJin
IU0UtIAJm
Таблица 1.16 (продожение)
DC-DC преобразователи с гальванической развязкой
преобразователя
Обратноходовой
преобразователь
Обратноходовой
преобразователь
с двумя силовыми
ключами
Однотактный
одноключевой
прямоходовой
преобразователь
Двухтактный
прямоходовой
преобразователь с двумя
силовыми ключами
Однотактный
одноключевой
прямоходовой
преобразователь с
активным ограничением
Схема
преобразователя
"ex
VD3
|
_ь
Передаточная
функция преобра-
Uin2D2/
Lp*FxU
(0<D<ir
IVNpxD(0<D<l)
ьное
переключения
Пиковый ток
переключенм
выпрямленное
напряжение
Средний
выпрямленный ток
Dl:l0UtxDD2:Ul-D)
Dl: I xDD2:
Коэффициент
использования
ключевого
элемента
2-
У. +Ns
D/4
(Uei/2UJ«N1/Np
Таблица 1.16 (продожение)
DC-DC преобразователи с гальванической развязкой
наименование
преобразователя
Двухтактный
полумостовой
преобразователь
Двухтактный
преобразователь с выводом
нуля трансформатора
(пу шпульный)
Двухтактный мостовой
преобразователь
Двухтактный мостовой
преобразователь с фазовым
сдвигом (резонансный
преобразователь)
Схема
преобразователя
Передаточная
функция преобра-
зования {[)out/\)J
2N/N xD(D<0,5)
2N/NpxD(0<D<0,5)
Максимальное
напряжение
переключения
Um
Пиковый ток
переключения
Максимальное
выпрямленное
напряжение
Средний
выпрямленный ток
0,5*1,
0.5«L
Коэффициент
использования
ключевого
элемента*
98 Основы силовой электроники
1.10. Вопросы и задачи для самопроверки знаний
для перехода на следующую ступень
Вопрос №1. Приведите 10—15 примеров условных обозначений
полупроводниковых приборов различного назначения.
Вопрос №2. Приведите примеры вольтамперных характеристик
различных полупроводниковых диодов.
Вопрос №3. Какими достоинствами обладают диоды Шоттки по
сравнению с кремниевыми силовыми диодами?
Вопрос №4. Какие достоинства и какие недостатки у стабилитронов
и стабисторов?
Вопрос №5. Как рассчитать гасящий резистор для стабилитрона или
светодиода? Привести конкретный пример расчета.
Вопрос №6. Какие преимущества и какие недостатки у схемы
Дарлингтона?
Вопрос №7. Для чего используют разделительные трансформаторы?
Вопрос №8. Перечислите виды известных вам схем выпрямления
напряжения, их достоинства и недостатки.
Вопрос №9. Перечислите виды известных вам фильтров выпрям-
ленного напряжения.
Вопрос №10. Как работает стабилизатор последовательного и
параллельного типов?
ГЛАВАМ
ПРАКТИЧЕСКИЕ КОНСТРУКЦИИ
СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
VD1-VD4
2.1. Выпрямители
Однофазные двухканальные и ступенчато-регулируемые выпрямители
Для получения на выходе не одного, а сразу двух напряжений может
быть использована схема выпрямителей, показанных на рис. 2.1 и
рис. 2.2. В первой конструкции на выходе получаются два напряжения
одной полярности, отличающихся по уровню в 2 раза. Во втором случае
на выходе выпрямителя получаются два напряжения одного уровня, но
имеющие разные полярности.
Для того, чтобы при сетевом
питании можно было получить
на выходе источника питания
нестабилизированное напря-
жение переменного или посто-
янного (с использованием
выпрямителя) тока, можно вос-
пользоваться оригинальной
конструкцией трансформатора
(рис. 2.3) [69].
Устройство позволяет полу-
чить на выходе любое ступен-
чато изменяемое с шагом в
1 В напряжение переменного
тока в диапазоне от 1 до 255 В.
Принцип действия устройства
исключительно прост: вторич-
ная обмотка трансформатора
разбита на 9 секций, число
витков которой, и, следова-
тельно, величина выходного
напряжения СООТНОСИТСЯ как Ruc 2.2. Двухканальный источник питания
1:2:4:8:16... сразнополярными выходными напряжениями
Рис. 2.1. Двухканальный источник питания
с выходными напряжениями Е и Е/2
VD1-VD4
100
Основы силовой электроники
Т1
-220В
FU1
LS1
1В
Ггв
~ивых
1...255В
М28В
При переключении коммута-
торов SA1-SA8 (при отключен-
ной нагрузке) может быть полу-
чена любая «конфигурация»
суммарной вторичной обмотки
трансформатора, любой задан-
ный пользователем коэффици-
ент трансформации. Условием
правильной работы трансфор-
матора является согласное (не
встречное!) соединение частей
обмоток.
Устройство удобно сочетать
со стабилизатором напряже-
ния переменного тока, напри-
мер, феррорезонансного типа.
Недостатком трансформатора
является то, что при выполне-
нии обмоток проводом равного
сечения максимальный ток
нагрузки вне зависимости от величины выходного напряжения одина-
ков. Использование проводов разного сечения заметно усложняет кон-
струкцию трансформатора.
Другой способ получить на выходе трансформатора набор напряже-
ний, состоит в том, что вторичную (или первичную) обмотку трансфор-
матора выполняют с множеством отводов, так, как это сделано, напри-
мер, в сетевом адаптере промышленного производства (рис. 2.4).
Сетевой адаптер (рис. 2.4) является простейшим выпрямителем
и позволяет получить на выходе набор нестабилизированных напря-
жений, изменяемых ступенчато при помощи переключателя SA1.
Полярность выходного напряжения можно изменять переключателем
Рис. 2.3. Трансформатор со ступенчато
регулируемым выходным напряжением
1-255 В
Т1 12В
-220В
SA2.1
Рис. 2.4. Типовая схема нестабилизированного сетевого адаптера
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
101
SA2. Для индикации работы адаптера использован светодиодный инди-
катор HL1. Такой выпрямитель мало пригоден для питания радиопри-
емников и плееров, поскольку на его выходе очень заметны пульсации
напряжения, которые трудно сгладить конденсатором фильтра С1 даже
при заметном увеличении его емкости.
Схемы трехфазных (многофазных) выпрямителей
Трехфазную (многофазную) систему напряжений можно представить
в виде трех однофазных источника переменного напряжения, электри-
чески соединенные между собой одним из выводов. Точка соединения
является общим, нулевым выводом. На диаграммах будем изображать
напряжения выводов разных фаз относительно общего. Диаграмма
изменения напряжения одной фазы во времени представлена на
РИС. 2.5, Q. В СИММетрИЧ- Амплитуда
ных многофазных систе-
мах однотипные изменения
напряжений чередующихся
фаз сдвинуты во времени
на одинаковый интервал.
Этот интервал определяет
угол сдвига фаз. В трехфаз-
ной системе он равен 120°.
Диаграмма трехфазной
системы напряжений пред-
ставлена на рис. 2.5, б.
По аналогии с однофаз-
ными, схемы многофазных
выпрямителей делятся на
два типа: однополупериод-
ные и двухполупериодные.
/ Время
-U
Рис. 2.5. Диаграммы напряжений одной фазы (а)
и трехфазной системы (б)
В однополупериодных схемах при выпрямлении полезное действие на
нагрузку оказывает только один полупериод напряжения каждой фазы,
и, поскольку фазы распределены по времени и перекрывают друг друга,
КПД такого выпрямителя будет незначительно ниже двухполупери-
одного, но будут заметны пульсации, обусловленные формой кривой
напряжения. При использовании двухполупериодной схемы, пульсации
выпрямленного напряжения будут заметно меньше.
Однополупериодный многофазный выпрямитель
Принцип работы многофазного однополупериодного выпрямителя,
рис. 2.6 и рис. 2.7, идентичен однофазному. Особенность заключается
в том, что рабочие (выпрямленные) полупериоды напряжений накла-
102
Основы силовой электроники
Рис. 2.6. Схема трехфазного
однополупериодного выпрямителя
Т1 а VD1
N
о-
Рис. 2.7. Схема многофазного
однополупериодного выпрямителя
дываются друг на друга с фаз-
ным сдвигом по времени (пере-
крываются), рис. 2.5, рис. 2.8.
Полученное постоянное напря-
жение имеет тем меньшие пуль-
сации, чем больше фаз участвует
в процессе работы. Наиболее
часто применяются трехфаз-
ные источники многофазной
системы напряжения, поэтому
обычно число фаз не превышает
трех. В схеме однополупериод-
ного трехфазного выпрямителя,
рис. 2.6, за время периода полез-
ную работу производят только
три рабочих полупериода напря-
жения. Пульсации выпрямлен-
ного напряжения будут иметь
вид, показанный на рис. 2.8.
При увеличении числа фаз, схема усложняется незначительно —
просто добавляется диод для каждой дополнительной фазы, рис. 2.7.
Увеличение числа фаз не имеет значимого практического смысла и
в нашем случае может позволить лишь несколько снизить пульсации
напряжения на выходе выпрямителя. Например, если увеличить число
фаз в два раза (до 6),
то пульсации напря-
жения на выходе будут
несколько снижены, а
диаграмма напряже-
ний будет напоминать
рис. 2.8. Того же эффекта
можно добиться, приме-
нив схему двухполупе-
риодного выпрямителя,
рис. 2.9.
Трехфазный двухпо-
лупериодный выпря-
митель, рис. 2.9, явля-
ется модификацией
однофазного. При уве-
личении количества фаз,
Амплитуда
Время
Рис. 2.8. Пульсации выпрямленного напряжения
однополупериодным трехфазным выпрямителем
Рис. 2.9. Схема трехфазного
двухполупериодного
выпрямителя
VD1
VD2
VD3
VD4
VD5
О
VD6
с каждой последующей
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
103
IVD1 ]vD3 TvD5 IvDy
VD2 VD4 VD6 VDx
Рис. 2.10. Схема многофазного двухполупериодного выпрямителя
фазой в схему будет добавляться два полуплеча диодного моста в виде
двух диодов, рис. 2.10.
При работе двухполупериодного трехфазного выпрямителя в работе
участвуют 6 рабочих полупериодов напряжения. На выходе такого
выпрямителя напряжение имеет несколько меньшие пульсации, чем у
однополупериодного [144].
2.2. Умножители напряжения
Для получения высокого напряжения на выходе выпрямителя можно
увеличить число витков обмотки трансформатора, однако это резко
повысит трудоемкость изготовления трансформатора, увеличит габа-
риты, массу и стоимость изделия, снизит надежность при эксплуатации.
Гораздо продуктивнее в этом плане является идея использования умно-
жителей выходного (выпрямленного) напряжения.
Схемы выпрямителей с умножением напряжения можно разде-
лить на два типа — симметричные и несимметричные. И те, и другие
позволяют путем последовательного соединения ряда простых одно-
фазных выпрямителей с емкостным фильтром на выходе получать
выпрямленное напряжение, в несколько раз превосходящее подводи-
мое. Симметричные схемы получают путем объединения четного числа
несимметричных схем.
Несимметричные схемы выпрямителей с умножением напряжения
состоят из цепочки последовательно включенных диодов. При под-
ключении к этой цепочке особым образом конденсаторов на выходе
цепочки будет получено умноженное в n-раз входное напряжение, где
п — число диодов или конденсаторов цепочки.
104
Основы силовой электроники
Наиболее распространены два способа подключения конденсаторов
к последовательной цепи диодов, рис. 2.11 и рис. 2.12.
У каждого способа умножения напряжения есть свои особенно-
сти. Например, для схемы, рис. 2.11, должно выполняться условие:
Спп2 = const, где п — порядковый номер конденсатора в цепочке. Емкость
конденсаторов можно также определить по табл. 2.1.
Соотношение емкостей конденсатора умножителя напряжения по схеме (рис. 2.11) Таблица 2.1
Конденсатор
С1
С2
СЗ
С4
С5
Кратность умножения напряжения, п
5
25
6.25
2,78
1,56
1
4
16
4
1.78
1
-
3
9
2.25
1
-
-
2
4
1
-
-
-
VD1
VDn
+nUBI
Рис. 2.11. Первый способ включения конденсаторов в умножителе напряжения
Как и для всех иных видов выпрямителей коэффициент пульсаций К,,
(в %) на их выходе обратно пропорционален величине емкости конден-
сатора на выходе выпрямителя Сп (в мкФ) и величине сопротивления
нагрузки Rh(b kOm):
где UBbIX — напряжение на выходе выпрямителя (в В), 1Н — ток нагрузки
(вмА).
В зависимости от назначения выпрямителя коэффициент пульсаций
может изменяться в пределах от нескольких процентов (для зарядных
устройств) до 10~5...10~6% (для питания микрофонных усилителей).
nUBI
C1
+ 11
£VD1 "2
C2
+ ll
C3
+ ll г
II
£VD3
C4
+ ll—
I
Сп
VDn
Рис. 2.12. Второй способ включения конденсаторов в умножителе напряжения
Для второго способа подключения конденсаторов, рис. 2Л2, их
емкость для всей цепочки элементов, исключая первый конденсатор,
должна быть одинаковой. Емкость же первого конденсатора цепочки
должна в 2—4 раза превышать емкость конденсаторов цепочки.
Коэффициент пульсаций этого выпрямителя определяется как:
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
105
где п — кратность умножения напряжения.
Подобный способ умножения напряжения широко применяется в
телевизорах. Его достоинством в сравнении с предыдущим является
то, что конденсаторы имеют равную емкость и рассчитаны на меньшее
рабочее напряжение, поскольку в итоге выходное напряжение получа-
ется путем сложения напряжения на всех конденсаторах.
Диоды умножителей напряже-
ния, рис. 2.11, рис. 2.12, должны
быть рассчитаны на прямой ток,
вдвое превышающий ток нагрузки.
Частным случаем схем рассмо-
тренных выше умножителей напря-
жения являются разновидности
умножителей (удвоителей, утрои-
телей — напряжения), показанных
на рис. 2.13—2.16.
™2 +2U
-Pit, ¥ К If
Рис. 2.13. Источник питания но основе
удвоителя напряжения с выходными
напряжениями 2Е и Е
VD2
+2U
Рис 2.14. Источник питания с выходными напряжениями 2Е и -Е
Т1
С1
-2U
Рис 2.15. Источник питания с выходными напряжениями 2Е и -2Е
VD1-VD4
VD5 VD6
+2U
Рис 2.16. Источник питания с выходными напряжениями 2Е и Е
106
Основы силовой электроники
■17В
-• 1. ► 0В
-4-VD7 J+ С5
^ VD8 "Т" ЮОмк
4 14—* ^-17В
Рис. 2.17. Источник питания с выпрямителем
на три выходных напряжения
На рис. 2.16 показано,
как можно всего от одной
обмотки трансформа-
тора получить несколько
выходных напряжений.
Фактически в схеме исполь-
зованы одновременно два
выпрямителя: выпрями-
тель по схеме Греца (с
диодным мостом) и схема
выпрямителя с удвоением
напряжения.
Простая схема выпрями-
теля, позволяющего полу-
чить три выходных напряжения постоянного тока от единственной
обмотки силового трансформатора, приведена на рис. 2.17 [23].
Со вторичной обмотки силового трансформатора снимается напря-
жение 12 В. На выходе формируется три напряжения: +34 В; +17 В и
-17 В. В схеме могут быть использованы трансформаторы, рассчитан-
ные и на иные напряжения вторичной обмотки. Следует лишь коррек-
тировать выбор рабочих напряжений используемых конденсаторов и
диодов.
Основным, рассчитанным на повышенный ток нагрузки, является
источник напряжением +17 В. К нему можно подключать нагрузку
сопротивлением порядка 1 кОм и ниже. К остальным выходам выпря-
мителя возможно подключение лишь более высокоомных нагрузок
сопротивлением до 10 кОм. В противном случае выходные напряжения
выпрямителя будут заметно снижаться, а на его выходах будут наблю-
даться заметные пульсации напряжения.
Для того, чтобы повысить нагрузочную способность дополнительных
выходов питания +34 В и -17 В и понизить уровень пульсации выход-
ных напряжений, требуется увеличить емкости электролитических кон-
денсаторов.
2.3. Сглаживающие фильтры питания
В дополнение к ранее рассмотренным простейшим и классическим
фильтрам рассмотрим более продвинутые и более экзотичные схемы
фильтров.
Уменьшение провалов выходного напряжения при переходных про-
цессах может быть достигнуто использованием дополнительного мало-
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
107
мощного выпрямителя, подключенного к выходной емкости фильтра
основного выпрямителя.
Выходное напряжение дополнительного выпрямителя в нормальном
режиме выбирает меньше напряжения основного выпрямителя, поэтому
в установившемся режиме диоды этого выпрямителя заперты. При пере-
ходных процессах, например, при резком увеличении тока нагрузки, ток
через дроссель фильтра может увеличиться скачком, в результате чего
напряжение на нагрузке начинает уменьшаться, диоды дополнительного
выпрямителя открываются и начинают проводить ток. При этом напряже-
ние на нагрузке ограничивается величиной, определяемой напряжением
дополнительного выпрямителя, работающего на емкостной фильтр.
Питание дополнительного выпрямителя производится пониженным
напряжением переменного тока от отвода основной вторично обмотки
трансформатора или от отдельной обмотки. Схема дополнительного
выпрямителя может совпадать или быть отличной от схемы основного
выпрямителя. Примеры реализации выпрямителей уменьшенными
провалами выходного напряжения даны на рис. 2.18—2.20 [73].
На рис. 2.18, рис. 2.19 представлены варианты однофазных выпря-
мителей, где схемы основного и дополнительного выпрямителей
совпадают (двухполупериодная схема со средней точкой на рис. 2.18
и мостовая схема на рис. 2.19). На рис. 2.20 приведена схема, в кото-
рой основной выпрямитель выполнен по трехфазной мостовой схеме,
а дополнительный — по трехфазной схеме со средней точкой.
В тех случаях, когда допустимая величина провала напряжения
составляет 25—30 %, схема выпрямителя может быть упрощена и вме-
VD1-VD4
L1
м
-м-
С1
г
Г
Рис. 2.18. Способ снижения провалов выходного напряжения
при помощи однотипного дополнительного выпрямителя
VD3-VD6
Рис. 2.19. Способ снижения провалов выходного напряжения
при помощи дополнительного выпрямителя иного типа
108
Основы силовой электроники
VD1-VD6
L1
Т1
-и-
VD7-VD9
1
Рис. 2.20. Способ снижения провалов выходного напряжения трехфазного выпрямителя
сто двух дополнительных диодов может быть использован один, под-
ключенный к средней точке вторичной обмотки трансформатора.
Рассмотренные выше способы и схемы снижения пульсаций выход-
ного напряжения являются далеко не единственными, а демонстри-
руют лишь малую выборку из числа всевозможных методов улучшения
выходных характеристик выпрямителей.
В качестве еще одного примера
рассмотрим схемы сглаживающих
фильтров с управляемым энергооб-
меном реактивных элементов.
На рис. 2.21 — рис. 2.24 показаны
схемы таких фильтров, в которой
использован набор ключевых элемен-
тов, позволяющих по определенному
алгоритму включать и отключать эле-
менты индуктивностей или емкостей,
входящей в состав фильтра [1].
Такое схемное решение позволяет
заметно сгладить форму выходного
напряжения, однако в спектре выход-
ного сигнала появляются высокоча-
стотные составляющие, обусловлен-
ные переходными процессами при
коммутации. Помимо прочего схема
Л щ щщ ^ „ устройства заметно усложняется и,
Рис. 2.22. Способ снижения пульсации
выходного напряжения с использованием соответственно, утрачивает надеж-
переключаемых конденсаторов НОСТЬ.
Рис. 2.21. Способ снижения
пульсаций выходного напряжения
с использованием переключаемой
индуктивности
L1
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
109
I
Рис. 2.23. Способ ослабления пульсаций
постоянного тока с использованием
коммутируемого конденсатора
\« i:
L2
VD1
Т
"VD2
К2
1
Рис. 2.24. Способ ослабления пульсаций
постоянного тока при помощи
коммутируемой индуктивности
На рис. 2.22 показан вари-
ант реализации идеи динамич-
ного управления свойствами
LC-фильтра путем программ-
ной коммутации цепочки
емкостных элементов фильтра.
На следующих рис. 2.23
и рис. 2.24 показаны схемы
устройств, предназначенных
для ослабления пульсаций
постоянного тока на выходе
выпрямителя [89,90]. В первом
из них используется комму-
тируемая диодно-емкостная
цепочка в цепи фильтра, во вто-
ром — диодно-индуктивная.
При работе выпрямителей
и других устройств, работаю-
щих от сети, актуальным явля-
ется также вопрос о использо-
вании фильтров во входных
цепях выпрямителей, преобразователей напряжения и др. устройств
с сетевым питанием. Обусловлено это не только тем, что помехи из
сети питания, возникающие в результате коммутационных процессов,
искрения, работы электросварочного и другого оборудования, газораз-
рядных источников света, радиопередающих устройств, компьютеров
и т. д. легко проникают на питающееся от сети устройство и вызывают
сбои в его работу или искажают результаты этой работы.
Зачастую такие фильтры используют и для решения обратных
задач — снижения уровня помех, генерируемых устройством — потре-
бителем электроэнергии. Таким устройством может быть, например,
бытовой пылесос, искрение щеток которого вызывает интенсивные
помехи в широком диапазоне; компьютер и др. устройства.
Для защиты от высокочастотных помех
между потребителем энергии и сетью вклю-
чают электрические фильтры. Один из вари-
антов реализации таких фильтров показан на
рис. 2.2S. Фильтр, в силу его симметрии, обла-
дает свойством обратимости: он препятствует
распространению высокочастотных помех по
сетевым проводам. Подобный фильтр может
быть использован и в цепях постоянного тока
-15В
С1-С4
0,22мк
Рис. 2.25. Фильтр
для защиты от
высокочастотных помех
110 Основы силовой электроники
(как это показано на рисунке). Особенно полезным такой фильтр ока-
зывается для «очистки» выходного сигнала импульсных блоков пита-
ния и преобразователей напряжения.
2.4. Стабилизаторы постоянного тока
Генераторы стабильного тока
Генераторами стабильного тока (ГСТ) принято называть устрой-
ства, выходной ток которых практически не зависит от сопротивления
нагрузки.
Независимо от конструктивного исполнения любой источник тока
состоит из одних и тех же функциональных узлов. Это первичный
источник питания, регулирующий элемент, датчик тока и нагрузка. В
большинстве конструкций используется также цепь обратной связи,
соединяющая датчик тока с регулирующим элементом. Ток в нагрузке
устанавливается изменением параметров цепи обратной связи или
датчика тока.
Если ток в цепи обратной связи достаточно мал, что обычно выпол-
няется на практике, то через последовательно соединенные источники
питания, датчик тока, регулирующий элемент и нагрузку протекает
одинаковый ток. При этом условии практически любой вариант схемы
получается перестановкой последовательно соединенных узлов и выбо-
ром точки заземления.
Если же ток в цепи обратной связи соизмерим с током в основной
цепи, необходимо учитывать появление погрешностей при установке
нужного тока в нагрузке. Однако существуют схемные решения, в кото-
рых ток обратной связи протекает как через датчик тока, так и через
нагрузку, что компенсирует возникновение ошибки.
Токовое зеркало
Токовое зеркало — схема, предназначенная для «зеркального»
копирования через одно активное устройство, контролируя ток в дру-
гом активном устройстве цепи, сохраняя постоянный ток на выходе,
независимо от нагрузки, рис. 2.26 [119].
Для классической схемы токового зеркала, рис. 2.26, а, напря-
жение ибэ для транзистора VT1 устанавливается в соответствии с
заданным током, температурой окружающей среды и типом транзи-
стора. В результате транзистор VT2, согласованный с транзистором
VT1, передает в нагрузку такой же ток, что задан для транзистора
VT1. Недостатком простейшей классической схемы токового зеркала
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
111
Рис. 2.26. Варианты схем токового зеркала:
а - классическое; б - ГСГУилсона;
- с регулировкой тока с резисторами в цепи эмиттеров;
г - при низковольтном питании
VT1
ВС1081
VT2
ВС107
Рис. 2.27. Генератор
стабильного тока
является то, что работа его далека от иде-
ала: выходное сопротивление схемы не бес-
конечно, выходной ток может отличаться от
входного почти на 25 %.
На рис. 2.27 приведена практическая схема
ГСТ на кремниевых транзисторах. Величина
коллекторного тока транзистора VT2 определя-
ется отношением IK = 0,66/R2.
Например, при R2, равном 2,2 кОм. Ток кол-
лектора транзистора VT2 будет равен 0,3 мА и
остается практически постоянным при изме-
нении сопротивления резистора ^ от 0 до 30 кОм. При необходимости
величина постоянного тока может быть увеличена до 3 мА, для этого
сопротивление резистора R2 необходимо уменьшить до 180 Ом.
Дальнейшее увеличение тока при сохранении высокой стабильности
его величины как при смене нагрузки, так и при увеличении темпера-
туры возможно лишь при использовании трех-
транзисторного генератора, рис. 2.28.
Транзисторы VT3 должны быть средней
мощности, а напряжение второго источ-
ника питания — в 2—3 раза больше напря-
жения питания транзисторов VT1, VT2.
Сопротивление резистора R3 рассчитывается
по вышеприведенной формуле, но допол-
нительно корректируется с учетом разброса
характеристик транзисторов.
Транзисторы ВС 108 могут быть заменены на
КТ315Г. ВС107 - КТ312Б, BD137 - КТ602Б или
КТ605Б, 2N3055 - КТ803А.
О+Е
VT3
2N3055
Рис. 2.28. ГСТ с
повышенной нагрузочной
способностью
112
Основы силовой электроники
Генераторы стабильного тока на полевых транзисторах
Генераторы стабильного тока на полевых транзисторах отличаются
исключительной простотой [60].
Так, на рис. 2.29 приведены схемы ГСТ с автоматическим смещением.
Резистор R1 задает обратное смещение затвора на величину IOR1 и при
возрастании тока через этот резистор автоматически запирает полевой
транзистор, снижая протекающий через него и, соответственно, нагрузку,
ток. Динамическое сопротивление полевого транзистора, рис. 2.29, а,
при короткозамкнутом R1 обычно не превышает 50 кОм. Наличие сопро-
тивления R1 позволяет повысить динамическое сопротивление двухпо-
люсника в десятки раз — от долей до единиц МОм.
+Е1
VT2
\т
VD1
+Е1
Рис. 2.29. ГСТ на полевых транзисторах:
а - простейшая схема; б - с увеличенным выходным сопротивлением;
в - составной ГСТ общий исток - общая база с увеличенным напряжением источника питания
Генераторы стабильного тока на полевых и биполярных транзисторах
Генераторы стабильного тока гибридного типа, рис. 2.30, выпол-
нены на полевых и биполярных транзисторах [60].
Первый из них, рис. 2.30, а,
представляет собой сочета-
ние или гибрид классиче-
ских схем токового зеркала
и ГСТ на полевых транзи-
сторах, что и обусловливает
его повышенную стабиль-
ность выходного тока. Второй
ГСТ, рис. 2.30, б, сочетает
стабилизатор постоянного
напряжения на стабили-
троне, выходное напряже-
ние с которого поступает на
VT1
Рис. 2.30. Гибридные ГСТ:
а -с повышенной стабильностью выходного тока;
б -с высоким выходным сопротивлением
базу составного транзистора,
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
113
выполненного на полевом и биполярном
транзисторах. Такой транзистор отличается
повышенным выходным сопротивлением
и обеспечивает стабильный выходной ток
при стабильном напряжении на базе.
Генераторы стабильного тока
с применением операционных усилителей
Примером ГСТ с использованием опера-
ционного усилителя является классическая
схема, рис. 2.31, рис. 2.32 [45].
В первой схеме регулирующий элемент —
транзистор VT1 управляется операцион-
ным усилителем DA1, который стремится
уравнять напряжения на своих выводах —
инвертирующем и неинвертирующем. Сила
тока в нагрузке RH определяется как 1Н=——.
R1
Аналогичными свойствами обладает источ-
ник тока, рис. 2.32.
VT1
R1
Рис. 2.31. ГСТ с использованием
операционного усилителя
VT2
R1
Рис. 2.32. Вариант ГСТ
с применением
операционного усилителя
ГСТ с использованием
специализированных микросхем
Для стабилизации напряжения и тока
специализированные микросхемы обычно
содержат минимум выводов (вход, выход,
управление).
Регулируемые трехвыводные стабилизаторы положительного напря-
жения LM117/LM217/LM317 фирмы National Semiconductor в зависимости
от модификации способны обеспечить ток нагрузки до 1,5 А в диапазоне
выходных напряжений от 1,2 В до 37 В. Такие, и им подобные, микро-
схемы могут быть использованы в качестве регулируемых прецизионных
генераторов стабильного тока, рис. 2.33. Выходной ток определяется по
формуле 1ВЫХ = 1,2/R1, где R1 может принимать значения от 0,8 до 120 Ом
(соответственно ограничиваемый ток при-
нимает значения от 10 мА до 1,5 А).
На рис. 2.34 показана возможность при-
менения микросхемы LM117 для формиро-
вателя-делителя стабильного тока. К выходу
устройства через потенциометр R2 подклю-
чено две нагрузки. Сумма токов, протекаю-
щих в обоих плечах нагрузки всегда оста-
DA1 LM117
JL
R1
'вых
1ВЫХ = const = 1.2/R1
0,8<RK120Om
Рис. 2.33. Прецизионный
ограничитель-стабилизатор
тока
114
Основы силовой электроники
+ив
DA1 LM117
I
R1
'нагр.
Рис. 2.34. Формирователь-делитель
стабильного тока
ется неизменной. Силу тока регулируют
регулировкой потенциометра R1, соотно-
шение токов в плечах схемы — потенцио-
метром R2.
REF
Q
GND
Enable
DA1
R2
250
LM4121-1.2
'out
Рис. 2.35. ГСТна микросхеме
LM4121-1J
Генератор стабильного тока на микросхеме LM4121-1,2, рис. 2.35,
обеспечивает возможность плавного регулирования стабилизирован-
ного тока в сопротивлении нагрузки. Величина этого тока находится из
в™. Величина входного напря-
выражения 1нагр =I0Ut + Is, где Iout =
1нагр
R1+R2
жения должна быть не менее Vin = 3,3В +1 • RH
2.5. Стабилизаторы напряжения
Источники опорного напряжения
Источник опорного напряжения — электронное устройство, обе-
спечивающее на выходе высокостабильное постоянное напряжение.
Простейшими источниками опорного напряжения являются стаби-
литроны, рассмотренные ранее в главе 1. Недостатки их очевидны: это
заметная зависимость выходного напряжения от величины входного
напряжения, иными словами — низкий, порою совершенно неприем-
лемый коэффициент стабилизации. Кроме того, стабилитронам свой-
ственен выраженный температурный дрейф выходного напряжения,
неспособность стабилизировать напряжение при малых токах через
стабилитрон, большой разброс технических характеристик.
Схема термокомпенсированного источника опорного напряжения со
стабилизацией тока стабилитрона приведена на рис. 2.36 [120].
Значительное снижение дифференциального сопротивления стаби-
литрона обеспечивается за счет отрицательной обратной связи по току
стабилитрона. Ток стабилитрона не зависит от входного напряжения
э
и определяется как 1стаб =
= эбуТ1
R1
, где
— напряжение на переходе
эмиттер-база транзистора VT1. Выходное напряжение источника опор-
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
115
ного напряжения как UBbIX = UCTa6 + U36VT1, где UCTa6 -
напряжение стабилизации стабилитрона.
Схема обеспечивает температурную компенса-
цию выходного напряжения для стабилитрона с
температурным коэффициентом, равным порядка
2,2 мВ/°С. Это достигается за счет отрицательного
температурного коэффициента -2,2 мВ/°С у пере-
хода база-эмиттер транзистора VT1.
Для решения проблемы создания простых высо-
костабильных термокомпенсированных источ-
ников опорного напряжения были разработаны
специализированные интегральные микросхемы,
одним из представителей которых является регу-
лируемый стабилитрон TL431, также описанный
ранее в главе 1.
В настоящее время известны сотни вариантов прецизионных инте-
гральных источников опорного напряжения, подразделяемых на источ-
ники параллельного и последовательного типа.
VT1
Рис. 2.36. Источник
опорного напряжения
с термокомпенсацией
Стабилизаторы напряжения параллельного типа
на специализированных микросхемах
Стабилизатор напряжения параллельного типа — аналог мощного
стабилитрона, рассчитан на ток нагрузки от 0,2 мА до 8 А, рис. 2.37 [28].
Для стабилизации напряжения в качестве опорного элемента исполь-
зован прецизионный регулируемый стабили-
трон — микросхема TLV431 (отечественный
аналог КР142ЕН19). Выходное напряжение
стабилизатора плавно или ступенчато регу-
лируется в пределах от 1,75 до 6 В за счет
изменения сопротивления резистора R1. Так,
например, при значении сопротивления рези-
стора R1 =4,12; 6,19; 10,1; 30,1 кОм выходное
стабилизированное напряжение составит,
соответственно, 1,75; 2,00; 2,50 и 5,00 В.
Второй вариант стабилизатора напряже-
ния параллельного типа перекрывает диапа-
зон стабилизируемых напряжений от 1,24 до
1,75 В, охватывая тем самым недостижимые
при использовании первого варианта стаби-
лизатора значения напряжений стабилиза-
ции, рис. 2.38 [28].
Рис. 2.37. Стабилизатор
напряжения параллельного
типа на диапазон
напряжений от 1,75 до 6 В
и ток нагрузки от 0,2 мА
до 8 А
116
Основы силовой электроники
Рис. 2.38. Стабилизатор напряжения параллельного типа
на диапазон напряжений от 1,24 до 1,75 В и ток нагрузки от 1 мА до 8 А
Импульсный стабилизированный регулятор напряжения
Импульсный регулятор напряжения [2,10], рис. 2.39, содержит регу-
лирующий силовой транзистор VT1, включенный последовательно в
цепь нагрузки, и управляющий (регулирующий) элемент, выполненный
на транзисторе VT2. На вход транзистора VT2 поступает напряжение
управления с интегральной системы управления с широтно-импульс-
ной модуляцией.
В исходном состоянии транзистор VT2 открыт, а транзистор VT1
регулирующего элемента закрыт. При открытом транзисторе VT2 по
обмотке wl трансформатора Т1 протекает ток намагничивания, ограни-
ченный резистором R2. При включении транзистора VT2 ток переклю-
чается на вторичную обмотку w2, и начинается формирование отпира-
ющего тока базы VT1.
До появления коллекторного тока силового транзистора VT1 отпи-
рающий ток базы быстро нарастает до значения, определяемого зна-
VT2
Рис. 2.39. Схема импульсного регулятора напряжения
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 117
чением тока намагничивания, затем в базе появляется составляющая
тока, пропорциональная току коллектора, а ток намагничивания посте-
пенно убывает.
При включении VT2 формируется запирающий ток базы сило-
вого транзистора VT1. Поскольку напряжение VT1, прикладываемое
к обмотке w2, в процессе запирания сохраняет прежнюю полярность
и значение 1 В, то напряжение на обмотках wl, w4 имеет полярность,
отпирающую диод VD2.
Ток намагничивания продолжает уменьшаться. Для увеличения
запирающего тока в цепь базы силового транзистора VT1 вводится VD1
или несколько диодов, зашунтированных конденсатором С1. После
выключения транзистора VT1 напряжение на обмотках трансформа-
тора Т1 меняет полярность, диод VD2 закрывается, вновь начинается
рост тока намагничивания.
В качестве транзистора VT1 использован ныне устаревший силовой
n-p-п ключевой транзистор ТК335-40, рассчитанный на максимальный
импульсный ток 40 А и максимальное импульсное напряжение 300—
600 В. Этот транзистор может быть заменен на более современный.
Обмотки wl = w4 = 30 витков; w4 — 3 витка; w3 — 1 виток.
Иных дополнительных данных (сердечники трансформатора и дрос-
селей, наименования диодов и т. п.) первоисточник не содержит.
Понижающий импульсный регулятор напряжения
Микросхемы LM2576-3.3, LM2576-5, LM2576-12, LM2576-15, LM2576-
ADJ фирмы National Semiconductor (отечественные аналоги IL2576SG-3.3,
IL2576SG-5.0, IL2576SG-12, IL2576SG-ADJ фирмы «Интеграл») представ-
ляют собой ряд понижающих импульсных регуляторов напряжения с
частотой преобразования 52 кГц и выходным током 3 А.
Диапазон входного напряжения микросхем — от 6—30 до 40 В.
Последние цифры обозначения соответствуют номинальному выход-
ному напряжению; суффикс ADJ — указывает на возможность регули-
ровки выходного напряжения от 1,23 до 37 В. Внешний вид корпусов и
цоколевка микросхем приведена
на рис. 2.40.
Практические типовые схемы
понижающих импульсных регу-
ляторов напряжения на микро-
схемах LM2576-5 и LM2576-ADJ
показаны на рис. 2.41, рис. 2.42.
ДЛЯ получения необходимого Рис. 2.40. Микросхемы серии LM2576 в корпусах
ВЫХОДНОГО напряжения В диапа- ТО-220 (слева и в центре), и D2PAK (справа) с
зоне ОТ 1 23 ДО 37 В регулятора пониженным значением выходного тока
118
Основы силовой электроники
DA1
2 - Output
3-GND
4 - Feedback
5 - ON/OFF
Рис. 2.41. Схема нерегулируемого понижающего импульсного
регулятора напряжения на микросхеме LM2576-5 и LM2576-ADJ
DA1 А
С1
~Т~100мк
LM2576-Adj
!Г
L1 150мкГн
.. .35В
Рис. 2.42. Схема регулируемого в пределах 1,23-35 В
понижающего импульсного регулятора напряжения на микросхеме LM2576-ADJ.
Опциональный фильтр на выходе устройства не обязателен
напряжения, рис. 2.42, номиналы резистора R1 выбирают из диапазона
от 1 до 5 кОм, R2 рассчитывают по формуле: R2 = R1 • -~~ -1 . Фильтр
L2C3 — не обязателен.
Лабораторный стабилизированный блок питания
Схема стабилизированного лабораторного блока питания, который
не боится перегрузок и короткого замыкания в нагрузке, приведена на
рис. 2.43 [115].
Основу блока питания составляет LM317 (аналог К142ЕН12А). Он
работает с внешним делителем напряжения в измерительном элементе,
что позволяет регулировать выходное напряжение в пределах от 1,3 до
37 В. Регулирующий элемент стабилизатора включен в плюсовой про-
вод питания.
Для защиты блока питания и стабилизации выходного тока служит
микросхема LM301A, рассчитанная на двухполярное питание ±22 В.
Контроль выходного тока ведется на резисторе R5. Регулировка огра-
ничения выходного тока производится резисторами R3 и R4 (номиналы
могут отличаться в зависимости от значения сопротивления R5). В слу-
чае превышения потребляемого тока (перегрузки) на выходе LM301A
появляется отрицательное напряжение, которое через цепочку VD9 и
HL1 уменьшает выходное напряжение блока питания, при этом загора-
ется светодиод HL1.
"2
VD1-VD4
КД213А
VD9.VD10 DA2
КД522Б LM301A
HL1 - огранич. тока
T C11
ЮОн
С12 1,3...ЗОВ
~Г47н 0...5А
Г"
VD5-VD8
КД522Б
5
■о
о
Рис. 2.43. Схема лабораторного блока питания на выходное напряжение 1,3-30 В при максимальном токе нагрузки до 5 А
120
Основы силовой электроники
При налаживании блока питания потенциометр R4 установить на
максимальное сопротивление, а потенциометр R3 — на минимальное.
Установить на выходе напряжение 4—10 В. Подключить к выходу нагрузку
на ток 3—4 А (близкий к предельному). Плавно увеличивая сопротивление
потенциометра R3 выйти на порог зажигания светодиода HL1. Транзистор
VT1 КТ818 и микросхему DAI LM317 следует установить на общем тепло-
отводе. R5 и R6 — проволочные, рассчитанные на мощность не менее 5 Вт.
Если защита срабатывает слишком рано, следует уменьшить сопротивле-
ние R5 или увеличить R3 и R4. Конденсатор С4 устанавливают в случае,
если при ограничении тока возникает возбуждение.
Микросхему LM301A можно заменить другим операционным уси-
лителем, например, К140УД7, но у него питание ±15 В. Поэтому нужно
учитывать, чтобы выходное напряжение БП и вспомогательное отрица-
тельное напряжение в сумме не превышало 30 В.
Импульсные стабилизаторы напряжения
Импульсный стабилизатор напряжения — стабилизатор напряже-
ния, в котором регулирующий элемент работает в ключевом режиме.
Схемы импульсных стабилизаторов напряжения как близнецы-бра-
тья напоминают схемы импульсных преобразователей напряжения и
также как преобразователи напряжения подразделяются на повышаю-
щие, понижающие, инвертирующие, регулируемые и т. д. Отличаются
они наличием следящей обратной связи, посредством которой откло-
нение выходного напряжения оказывает влияние на регулирующий
элемент до тех пор, пока напряжение на выходе стабилизатора не вер-
нется к норме.
В качестве примера рассмотрим, как работает импульсный понижа-
ющий стабилизатор напряжения, рис. 2.44.
Ключевой элемент (обычно биполярный или полевой транзистор) S1
осуществляет высокочастотную коммутацию тока и находится в одном
из двух состояний: короткого замыкания или обрыва цепи (в идеале).
Работа стабилизатора состоит из фазы накачки энергии (ключевой эле-
мент открыт) и фазы разряда (ключевой
элемент закрыт), рис. 2.45.
Фаза накачки энергии продолжается
на протяжении интервала времени,
когда ключевой элемент S1 замкнут
и проводит ток IS1. Этот ток протекает
через дроссель L1 и нагрузку RH, к кото-
рой подключен конденсатор СО.
В первой части фазы конденсатор
отдает ток 1С0 в нагрузку, а во второй
Л
1 VD1J
L1
Схема
управления
1
рл—1—
Рис. 2.44. Импульсный понижающий
стабилизатор напряжения
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
121
'VD1
'SI
'СО
Ч
Uout
..—
_^
1
^-—
—^
г:
■^—
Время
Рис. 2.45. Принцип работы импульсного понижающего стабилизатора напряжения
половине — отбирает из нее часть тока IL1. Тока IL1 плавно нарастает во
времени; в дросселе L1 происходит накопление энергии, а во второй
части фазы — и на конденсаторе СО.
Напряжение на диоде VD1 равно Uin (считаем, что падение напря-
жения на открытом ключевом элементе S1 равно нулю). Диод VD1 на
протяжении фазы закрыт; ток через него не протекает. Ток IRh, проте-
кающий через нагрузку Rh, определяется разностью токов IL1 — Ico, и не
122
Основы силовой электроники
меняется во времени, следовательно, выходное напряжение Uout также
постоянно.
Фаза разряда протекает в течение времени, когда ключевой элемент
разомкнут. Ток, протекающий через индуктивный элемент — дроссель,
не может измениться мгновенно. Ток IL1, постепенно плавно уменьша-
ясь во времени, протекает через нагрузку Rh и через диод VD1. В пер-
вой части этой фазы конденсатор СО продолжает накапливать энергию,
отбирая часть тока IL1 от нагрузки.
Во второй половине фазы разряда конденсатор также начинает отда-
вать ток в нагрузку. На протяжении этой фазы ток IRh, протекающий
через сопротивление нагрузки, не меняется. Следовательно, напряже-
ние на выходе стабильно.
Рассмотрение электрических процессов, протекающих при работе
импульсных повышающих, рис. 2.46, инвертирующих или понижа-
юще-повышающих, рис. 2.47, стабилизаторов напряжения, оставим
для самостоятельного разбора и анализа читателям.
VD1
-И
Ubx
S1'
А
VD1
1'
1
Схема
управления
1
:о=
ивЫх
\
Рис. 2.46. Импульсный
повышающий стабилизатор
напряжения
Рис. 2.47. Импульсный инвертирующий
или понижающе-повышающий
стабилизатор напряжения
Большими преимуществами импульсных стабилизаторов напряжения
является из высокий КПД, малые весогабаритные показатели, низкая чув-
ствительность к изменению частоты и/или напряжения питающей сети.
Конечно же, такие преобразователи не лишены и недостатков, порой
ощутимо значимых. Это наличие выраженных импульсных помех, отно-
сительно малая надежность, малая ремонтопригодность и ряд других.
2.6. Преобразователи напряжения
Повышающий DC/DC-преобразователь
Повышающий DC/DC-преобразователь TPS61098DSE, рис. 2.48,
компании Texas Instruments предназначен для работы в автономных
устройствах с батарейным питанием напряжением 0,7—4,5 В.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
123
Рис. 2.48. Структурная схема повышающего DC/DC-преобразователя TPS61098DSE
Преобразователь вырабатывает два коммутируемых напряжения
(выходы VMAIN и VSUB) и содержит встроенный отключаемый линей-
ный регулятор напряжения с выходным напряжением 3,1 В и малым
падением напряжения на регулирующем элементе, рис. 2.49. Выходной
ток преобразователя может достигать 200 мА. Ток собственного потре-
бления преобразователя не более 300 нА.
+0,7...4,5В
1 10мк
1 _
4,7мкГн
L
1400
LC2
Vmain
SW
Vin
•
э с
3 С
GND |
Vsub"1
MODE
DA1 TPS61098DSE
*J±C3 -
1 Юм к
+3,1 В
L+C4
Юм к
L
Рис. 2.49. Преобразователь напряжения на микросхеме TPS61098DSE
Микросхема имеет схему управления выходными напряжениями
для режимов «Сон» и «Активный». В активном режиме (напряжение
на входе MODE равно «1»), преобразователь на выходе VMAIN поддер-
живает напряжение 4,3 В. На выходе VSUB после линейного регулятора
напряжения устанавливается стабильное напряжение 3,1 В. В режиме
«Сон» (напряжение на входе MODE равно «0»), напряжение на выходе
VMAIN поддерживается на минимальном рабочем уровне 2,2 В; выход
VSUB отключается.
124
Основы силовой электроники
КПД преобразователя TPS61098DSE превышает 88 % при токах
нагрузки до 10 мкА и достигает 93 % при токах нагрузки 5—100 мА.
Точность установки выходного напряжения равна ±2 %. Микросхема
выпускается в корпусе размером 1,5х 1,5 мм WSON-6.
Стабилизированный преобразователь напряжения
Для питания современных мультиметров обычно используют бата-
реи типа «Крона», отличающиеся малой емкостью и высокой стоимо-
стью. В этой связи подобные батареи предпочтительно заменять на
более дешевые малогабаритные батареи напряжением 1,5 В, размещая
преобразователь напряжения в корпусе батареи «Крона». Недостаток
подобных решений — необходимость отключения батареи после окон-
чания работ.
Преобразователь напряжения с выходным напряжением 8—9 В,
рис. 2.50, позволяет использовать для питания мультиметра два акку-
мулятора типоразмера АА, либо Li-Ion аккумулятор от сотового теле-
фона [145]. Преобразователь и аккумуляторы размещают в батарейном
отсеке мультиметра.
ХР1 XS1
Х1
Рис. 2.50. Схема компактного преобразователя 3,7/9 В
для питания мультиметра от Шоп аккумулятора
Преобразователь собран на двух транзисторах по схеме несимме-
тричного мультивибратора. В качестве нагрузки транзистора VT2 при-
менен дроссель L1. Импульсы напряжения на коллекторе этого транзи-
стора амплитудой 15 В и частотой следования 250 кГц выпрямляет диод
VD1, а выпрямленное напряжение, сглаживаемое конденсатором СЗ,
затем поступает на параметрический стабилизатор R5VD2. Напряжение
8,2 В поступает на колодку XI от батареи «Крона» типоразмера 6F22.
Преобразователь обеспечивает ток нагрузки до 4 мА. Для выключения
питания преобразователя установлен выключатель SA1.
Дроссель L1 — ДПМ-0,1, стабилитрон — любой маломощный с напря-
жением стабилизации 6,5—9 В, т. к. мультиметр сохраняет работоспо-
собность при снижении напряжения питания до 6 В.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
125
Преобразователь напряжения 1,5/9 В для питания мультиметра
Преобразователь напряжения 1,5/9 В собран на транзисторах VT2 и
VT3; узел запуска — на транзисторах VT1 и VT4, рис. 2.51 [64]. При сни-
жении выходного напряжения до 4 В полевой транзистор VT1 откры-
вается, что приводит к открыванию остальных транзисторов и запуску
преобразователя. Когда выходное напряжение превысит 4 В, транзи-
сторы VT1 и VT4 закрываются, т. е. узел запуска отключается и преоб-
разователь напряжения работает самостоятельно. Частота генерации —
около 40 кГц.
Нагрузка преобразователя находится в цепи питания баз транзисто-
ров VT2 и VT3, поэтому при отключении нагрузки генерация срывается.
Таким образом, при отключенной нагрузке преобразователь потребляет
минимальный ток, поэтому батарею G1 можно не отключать.
Тем не менее, несколько раз в сутки преобразователь запускается,
подзаряжая конденсатор СЗ. Периодичность запуска зависит от токов
утечки конденсатора и обратного тока диодов VD1 и VD2.
Выходное напряжение 9 В, КПД 85 % при токе нагрузки 10 мА.
Максимальный ток нагрузки 50 мА, минимальный ток нагрузки, при
котором генерация не срывается, 150 мкА (сопротивление нагрузки
60 кОм).
При разрядке гальванического элемента до 1,1В выходное напряже-
ние уменьшается до 6 В.
Транзисторы КТ209Б следует подобрать с возможно близкими
коэффициентами передачи тока базы. Полевой транзистор (КП103Л,
КП103И, КП103К, КП103М, или его зарубежные аналоги J175, J176) под-
бирают по напряжению отсечки 2,5 В. Напряжение запуска равно сумме
напряжения питания и отсечки. Диоды следует подобрать с минималь-
ным обратным током.
Трансформатор наматывают на кольцевом магнитопроводе МН2000
К9х5х5 от чашки Б22, который помещен в термоусаживаемую трубку
диаметром 8 мм. После термоусадки края трубки обрезаны и загнуты
ХР1 XS1
/-KVT2.VT3 КТ209Б
S1
G1
"1,5В
ХР1 XS1
VD1.VD2 1N5817
Рис. 2.51. Преобразователь напряжения 1,5/9 В для питания мультиметра
126
Основы силовой электроники
внутрь кольца. Сначала наматывают вторичную обмотку — примерно
50 витков провода ПЭВ-2 0,2, затем вторичную — 8 витков вдвое сло-
женным проводом ПЭВ-2 0,4—0,5. При использовании NiCd аккумуля-
тора на напряжение 1,2 В число витков вторичной обмотки увеличи-
вают на 10 %.
Проверяют устройство, подключив в качестве нагрузки резистор
сопротивлением 300 кОм. Выходное напряжение должно плавно умень-
шаться до 4 В (разрядка конденсатора СЗ), затем резко увеличиваться
до 9,8 В и опять плавно уменьшаться.
Простой преобразователь напряжения 12/220 В 50 Гц
В преобразователе напряжения, рис. 2.52, рис. 2.54 в качестве зада-
ющего генератора используется отечественная микросхема КР1211ЕУ1
[68,106]. В качестве выходных ключей используются полевые транзи-
сторы IRL2505.
КР1211ЕУ1 имеет два выхода — прямой и инверсный. Это выводы 4
и, соответственно, 6, рис. 2.52. Уровень сигнала на этих выходах доста-
точен для непосредственного управления выходными транзисторами:
транзисторы открываются импульсами высокого уровня. Между ними
микросхемой формируется небольшая пауза (низкий уровень), кото-
рая удерживает транзисторы в
^оитг
FC
ТИН
,OUTi
JGND
закрытом состоянии для исклю-
чения протекания сквозного
тока при открытии обоих клю-
чей.
Необходимая частота гене-
ратора задается цепочкой R1 —
С1, цепь R2 — С2 используется в
качестве пусковой.
Рис. 2.52. Структурная схема
микросхемы КР1211ЕУ1
Вывод 1 микросхемы позволяет отключить генерацию импульсов,
для чего на него следует подать высокий уровень. Это свойство можно
cm у »+12в
1200"
R2 7"22Омк
зок-L
■22мк 1
IN
Q1
VD1
Д814В
VT1
IRL2505
R3
220
С4
ЮОООмк
Q2
C5
ЮОООмк
-220B
VT2
C6
0,1mk/400B
5L DA1 КР1211ЕУ1
Puc 2.53. Электрическая принципиальная схема преобразователя
напряжения 12/220 В 50 Гц
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 127
использовать для дистанционного управления или для защиты. В дан-
ной схеме эти функции не используются, вывод 1 соединен с общим
проводом.
Выходной двухтактный каскад выполнен на трансформаторе Т1 и
ключевых транзисторах VT1, VT2 IRL25OS. Сопротивление открытого
канала этих транзисторов 0,008 Ом. Мощность, рассеиваемая транзи-
сторами в открытом состоянии невелика, что позволяет в ряде случаев
отказаться от применения радиаторов.
Максимальный постоянный ток IRL25O5 до 104 А, импульсный 360 А.
Такие параметры позволяют применить выходной трансформатор
мощностью до 1000 Вт, при котором можно снять в нагрузку до 400 Вт
при напряжении 220 В.
Достоинством данного преобразователя является то, что можно при-
менить любой готовый трансформатор, у которого есть две выходные
обмотки на 12 В. Мощность трансформатора зависит от нагрузки и
должна быть в 2,5 раза: для мощности нагрузки 30 Вт мощность транс-
форматора должна быть не менее 75 Вт.
При выходной мощности не более 200 Вт транзисторы можно
использовать без радиаторов.
Микросхема DA1 получает питание от параметрического стабилиза-
тора R3, VD1, СЗ. В качестве стабилитрона VD1 подойдет любой с напря-
жением стабилизации 8—10 В.
Конденсатор С6 типа К73-17 служит для подавления на выходе высо-
кочастотных импульсов.
При мощности нагрузки 400 Вт ток, потребляемый от аккумулятора
по цепи 12 В, может достигать 40 А, поэтому провода для присоедине-
ния к аккумулятору должны быть достаточного сечения и минимальной
длины.
Преобразователь напряжения 12В/230В 50 Гц
Преобразователь напряжения, рис. 2.54, рис. 2.55, позволяет полу-
чить на выходе напряжение 230 В частотой 50 Гц при питании устрой-
ства от аккумуляторной батареи напряжением 12 В [104].
Преобразователь выполнен на двух микросхемах IR2153B
(L6571AD013TR), рис. 2.54, на выходе которых включены транзисторы
06N03LA (МТВ1306, SUB70N03, 76137S, 2SK3296, FDB7030BL, 06N03L,
FDB6670AL).
Выходная мощность преобразователя может достигать 150 Вт (зави-
сит от применяемых радиаторов). В устройстве использован обычный
силовой трансформатор 9 В/230 В, рассчитанный на соответствующую
мощность. Диаграммы сигналов, снимаемых в разных точках устрой-
ства, приведены на рис. 2.56.
128
Основы силовой электроники
+12В
Рис. 2.54. Структурная схема микросхемы IR2153
сом
V
но
Vs
LO
Vcc
Rt
Ст
COM
i 1
J
i2
J
h
Sv
I
R2f|
ЗООкЦ
C5 !
DA2IR2153
68н"Г
Рис. 2.55. Электрическая схема преобразователя напряжения 12/230 В 50Гц
UVT1
UVT2
UVT3
+325B
ивых
-325В
Рис. 2.56. Форма сигналов, снимаемых
в различных точках преобразователя напряжения
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
129
Типовая схема DC/DC конвертора
с гальванической развязкой на TOPSwitch
Серия микросхем TOPSwitch фирмы Power Integrations прекрасно
подходят для простых гальванически развязанных преобразователей с
питанием от 18 В и выше. Они отдают небольшую мощность, но зато
не чувствительны к коротким замыканиям в нагрузке и к колебаниям
входного напряжения в широких пределах. Схема преобразователя на
CONTBOtO
0D-
Рис. 2.57. Структурная схема микросхемы ТОР221Р
DA2 LM340MP5
Т14
VD1 1N5817 L1 З.ЗмкГн
DSOURCE(HVRTN)
aSOURCE(HVRTN)
DSOURCE(HVRTN)
3 DRAIN
Control
Рис. 2.58. Преобразователь напряжения 18-72/5 В с гальванической развязкой
130
Основы силовой электроники
основе ТОР221Р, рис. 2.57, с выходной мощностью 2 Вт приведен на
рис. 2.58. Работоспособность устройства сохраняется в диапазоне вход-
ных напряжениях от 18 до 90 В.
В преобразователе напряжения использован трансформатор с сер-
дечником EFD15-N87 фирмы Siemens; дроссель 3,3—6,8 мкГн на ток
0,5 А. На выходе устройства — танталовые электролитические конден-
саторы в SMD-исполнении.
Все ТОРы семейства 22х способны работать при входных напря-
жениях от 16 В при снижении выходной мощности. При правильном
выборе трансформатора и типа микросхемы серии ТОР при работе
устройства от 24 В можно снять с преобразователя напряжения до 20 Вт
полезной мощности.
Преобразователь напряжения 5/5 В с гальванической развязкой
На рис. 2.59 показан преобразователь напряжения типа Push-pull,
позволяющий обеспечить гальваническую развязку входного и выход-
VD1 MBRS130
J+C3
5В.1А
VT1,VT2
MMDF3N03HD
DA1 МАХ253
Рис 2.59. Преобразователь напряжения 5/5 В
с гальванической развязкой
ного напряжений без изменения
величины напряжения с мак-
симальным током нагрузки до
1,3 А [30].
В первоисточнике исполь-
зован трансформатор Т1
фирмы Coiltronics СТХ03-14439.
Разумеется, используя иной
трансформатор или иное соот-
ношение витков его обмоток,
на выходе преобразователя
несложно получить и другие зна-
чения выходных напряжений.
При использовании в выпря-
мителе диодов Шоттки типа
MBRS130 преобразователь обе-
спечивает выходное напряжение
5,60 В ± 10 % при токе нагрузки от
700 до 1000 мА и КПД 80 %.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
131
EL2
Рис. 2.60. Преобразователь напряжения
для питания ламп дневного света (ЛДС)
2.7. Преобразователи напряжения для питания
газоразрядных и светодиодных источников света
Низковольтное питание ЛДС с регулировкой их яркости
Преобразователь напряжения, рис. 2.60 может использоваться для
питания любой люминесцентной лампы мощностью до 20 Вт, в том
числе и со сгоревшими пусковыми спиралями [125].
Устройство представляет собой
блокинг-генератор, работающий
на частоте 25—40 кГц. Повышенное
трансформатором напряжение
(до 400 В) поступает на лампу EL1.
Частота генерации регулироваться
потенциометром R2. Длительность
импульсов генератора остается неиз-
менной, изменяется лишь скваж-
ность импульсов. Соответственно
меняется ток, потребляемый устрой-
ством и яркость свечения лампы.
При указанных на схеме номиналах
при использовании лампы ELI F13W потребляемый ток изменялся от
70 до 800 мА с соответствующим изменением яркости свечения лампы.
Ввиду относительно большой частоты преобразования и инерционно-
сти люминофора мерцания лампы не наблюдается.
Вместо транзистора КТ841А можно применить КТ847А или КТ805А.
Его необходимо установить на радиатор площадью не менее 15 см2.
Трансформатор Т1 изготовлен на броневом магнитопроводе БЗО из
феррита М1500НМЗ и собран с зазором 0,2 мм.
Обмотки: I — 24 витка провода ПЭВ-2 0,38 мм, сложенного вдвое;
II - 7 витков ПЭВ-2 0,38 мм; III - 190 витков ПЭВ-2 0,18 мм.
При использовании лампы мощностью меньше 10 Вт количество вит-
ков обмотки III следует уменьшить. Схема при снижении КПД может
работать и при пониженном до 6 В питающем напряжении. В этом слу-
чае число витков обмотки II уменьшают пропорционально напряжению.
Налаживание устройства сводится к подбору номинала резистора
R1 и регулировке потенциометра R2. Вначале движок потенциометра
R2 устанавливают в правое по схеме положение и подбирают сопро-
тивление R1 таким образом, чтобы визуально яркость свечения лампы
была номинальной. Затем регулировкой потенциометра R2 добиваются
необходимого диапазона регулировки яркости без срыва генерации в
крайнем левом по схеме положении движка.
132
Основы силовой электроники
VD1
КД226
Рис. 2.61. Преобразователь напряжения
для питания ламп дневного света
Преобразователь напряжения для питания лампы дневного света
Предлагаемая схема преобразователя предназначена для питания
лампы дневного света мощностью до 40 Вт, причем можно использо-
вать лампу с перегоревшими спиралями запуска, рис. 2.61 [132].
Устройство при питании от
аккумулятора 12 В потребляет ток
0,5—1,5 А в зависимости от мощ-
ности лампы.
Регулировка устройства сво-
дится к подбору резистора R1 для
обеспечения соответствия тока с
номинальной мощностью приме-
няемой лампы (для 20 Вт ^680 Ом,
40 Вт -430 Ом). Для изготовления
Т1 использована половина сердеч-
ника ТВС телевизора «Рассвет 307»
или любой другой.
Обмотка I содержит 25 витков, II — 50 витков провода ПЭВ-2
0,5—1,2 мм. III обмотка содержит 600 витков которые лучше намотать в
6 секций или после каждых 100 витков проложить изоляционной бума-
гой. Провод — ПЭВ-2 0,15—0,25 мм. Транзистор VT1 необходимо уста-
новить на радиатор. Особое внимание следует обратить на правиль-
ность подключения обмоток I и II (начало обмоток обозначено точкой).
Элементы FU1 и VD1 предназначены для защиты преобразователя
от неправильного подключения аккумулятора. Если есть уверенность,
что такое произойти не сможет, эти элементы можно удалить из схемы.
Преобразователь для питания ЛДС на ТВС-110ЛА
Преобразователь для питания люминесцентной лампы мощностью
до 20 Вт собран на основе строчного трансформатора ТВС-ПОЛА от
черно-белого телевизора, рис. 2.62 [131].
В качестве нагрузки EL1 можно использовать люминесцентную
лампу даже со сгоревшими нитями накала.
Конструкция состоит из лампы и блокинг-генератора, собранного на
строчном трансформаторе и мощном транзисторе (например, КТ805А).
Конденсатор С1 уменьшает внутреннее сопротивление источника пита-
ния, если емкость источника достаточно большая, то от конденсатора
можно отказаться. Перед использованием строчного трансформатора
его следует доработать — разобрать и снять высоковольтную обмотку с
панелью кенотрона. Перед сборкой торцы магнитопровода можно про-
мазать клеем или окунуть готовый трансформатор в расплавленный
парафин.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
133
Регулировка заключается в подборе сопро-
тивления резистора R1 по желаемой яркости
свечения лампы. Чрезмерно уменьшать сопро-
тивление не стоит, поскольку сильно возрастет
потребляемый от батареи ток. Оптимальный
вариант — использовать переключатель ярко-
сти (а значит и потребляемой мощности), вклю-
чающий нужный номинал резистора в схему.
В качестве VT1 подойдет практически любой
мощный кремниевый транзистор структуры
n-p-п или p-n-р. Во втором случае необходимо
сменить полярность подключения источника
питания и конденсатора С1. Транзистор дол-
жен быть установлен на радиаторе площадью
не менее 30 см2.
Рис. 2.62. Преобразователь
напряжения для питания
ламп дневного света
на трансформаторе
ТВС-110ЛА
Преобразователь питания энергосберегающей лампы
По принципу работы энергосберегающая лампа аналогична светиль-
нику с обычной люминесцентной лампой. Как и светильник сберега-
ющая лампа состоит из пускорегулирующего устройства и люминес-
центной лампы (колбы). Основное отличие энергосберегающих ламп от
люминесцентных в том, что такие лампы имеет встроенное электрон-
ное пускорегулирующее устройство.
Преобразователь питания энергосберегающей лампы (на примере
32-Вт лампы Uniel ESL-S12-32), рис. 2.63, работает по принципу авто-
генератора [151].
FU1
С1
ЮОн
-230В
L1
1N4007
VT1
13003
VD9
1N4007
ЗЗн VD8
1N4007
Синий"
Желтый'
113003
VD10
1N4007
Рис. 2.63. Схема питания 32-Вт лампы Uniel ESL-S12-32
134
Основы силовой электроники
Положительная обратная связь организована трансформатором на
ферритовом кольце с тремя «цветными» обмотками. Генератор рабо-
тает на резонансной частоте контура, образованного конденсаторами
С5, С6, а также индуктивностями резонансного дросселя и трансфор-
матора обратной связи. Ток в контуре поддерживает накал спиралей,
а напряжение, снимаемое с конденсатора С6, поддерживает тлеющий
разряд в лампе.
Драйверы для питания светодиодных источников света
Простейший способ питания светодиодов — от источника постоян-
ного тока через токоограничивающий резистор. При использовании
сети переменного тока 220 В 50 Гц проблема питания светодиодов
осложняется тем, что, во-первых, становятся заметны пульсации све-
тового потока, и, во-вторых, заметно возрастают потери энергии на
гасящем резисторе. Кроме того, светодиоды приходится защищать от
обратного напряжения.
Наиболее распространен драйвер для питания цепочки светодиодов
с использованием гасящего конденсатора, рис. 2.64. Емкость гасящего
конденсатора выбирают, исходя от расчетной величины тока через
ci vdi-vd4 светодиоды: ориентиро-
0,82мк/400В 1N4007 r4ZZb-f . ВОЧНО 1 МКФ еМКОСТИ СООТ-
ветствует максимальный
ток через нагрузку 70 мА.
Одновременно гасящий кон-
денсатор играет роль генера-
тора стабильного тока.
Резистор R1, включен-
ный параллельно гасящему
конденсатору, обеспечи-
вает быстрый разряд конденсатора после отключения электроэнергии.
Резистор R2 ограничивает зарядный ток конденсатора при включении
устройства в сеть: если гасящий конденсатор изначально был полностью
разряжен, то в момент подключения в сеть он представляет собой корот-
козамкнутый элемент. Диодный мост VD1-VD4 обеспечивает цепочку све-
тодиодов однополярным питанием импульсами выпрямленного напряже-
ния частотой 100 Гц. Конденсатор С2 сглаживает пульсации выпрямлен-
ного напряжения и, соответственно, пульсации светового потока.
Для сравнения, на рис. 2.65 приведена схема аналогичного назна-
чения, но сглаживающий конденсатор в ней отсутствует. Понятно, что
несмотря на экономию материалов и меньшие габариты драйвера
использовать подобные устройства допустимо лишь для весьма огра-
ниченного применения.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
135
С1
0,ЗЗмк/400В
HL1
HL18
18 белых LED
Рис. 2.65. Вариант драйвер для питания цепочки
светодиодов от сети переменного тока без
электролитического конденсатора фильтра
Более сложная схема драй-
вера для питания цепочки све-
тодиодов с продвинутой систе-
мой защиты представлена на
рис. 2.66. Основное ее отли-
чие от предыдущих — наличие
плавкого предохранителя FU1
и элемента защиты схемы от
перенапряжения VDR. Кроме
того, элемент разрядки гася-
щего конденсатора выполнен
в виде двух последовательно включенных резисторов, что вдвое увели-
чивает величину напряжения межэлектродного пробоя, характерного
для одиночного резистора.
При питании цепочек светодиодов от источников постоянного тока
для стабилизации режима питания можно использовать устройство,
схема которого показана на рис. 2.67. Диод VD на входе защищает
устройство от неправильного подключения к аккумулятору.
Представленные выше технические устройства не позволяют регули-
ровать яркость свечения светодиодов,.что бывает порой так необходимо.
200мА +20В
FU1
0,5А
PF6M-15LWP-6SC
Рис. 2.66. Драйвер для питания от сети переменного тока цепочки светодиодов
светодиодной лампы промышленного производства
R7
20
'HL7
'HL8
'HL9
Рис. 2.67. Питание цепочек светодиодов от аккумулятора напряжением 12 В
VD1
. m Ы i
1 m W\ '
12B =
- щ '
DA1
LM317
IN OUT
GND
+ C1
ЮОмк /
VT1 V
KT315
j
R4 Г
i 1 1 1
L )
J300 L
J2k
] 20 (
rHL3^
is j
ГНЬб^
136
Основы силовой электроники
VT1
КТ819
1
R1
5...22К
HL1 HL2 HL3
►i ft i\
HL4 HL5 HL6
Рис. 2.68. Регулятор яркости свечения
цепочки светодиодов
На рис. 2,68 представлен один из
вариантов регуляторов тока, про-
текающего через цепочки свето-
диодов [140]. В качестве перемен-
ного управляемого сопротивления
выступает мощный транзистор
VT1КТ819 или его аналог.
Преобразователи напряжения на микросхемах
для питания светодиодных источников света от гальванических
пальчиковых или аккумуляторных батарей
Источники оптического излучения, традиционно используемые для
освещения (лампы накаливания), не обеспечивают высокого КПД преоб-
разования электрической энергии в световую. Более эффективны в этом
отношении современные высокоэффективные светодиоды. Помимо повы-
шенного КПД они имеют намного больший срок службы, на 1—2 порядка
превышающий срок службы ламп накаливания. С другой стороны, исполь-
зование светодиодов накладывает определенные условия для обеспечения
их правильной эксплуатации. Это постоянный или пульсирующий одно-
полярный ток, ярко выраженный «диодный» нелинейный характер воль-
тамперной характеристики, малая инерционность и т. д.
Микросхема драйвера LM3501 фирмы National Semiconductor,
рис. 2.69, предназначена для питания сверхярких светодиодов стаби-
лизированным постоянным током. Напряжение питание может быть в
пределах 2,7—7,0 В. Драйвер работает на частоте 1 МГц при КПД до 80 %.
L...A
Рис 2.69, Структурная схема микросхемы LM3501
Глава И. Практические конструкции силовой электроники
137
control
Выходной ток регулируется
напряжением на входе «Voltage
control». Система защиты
выключает драйвер при сни-
жении напряжения питания
или выходе рабочей темпера- <0>зв
туры за допустимые пределы.
На рис. 2.70 приведена
и22мкГн
Рис 2.70.Драйвер для питания цепочки
светодиодов на микросхеме LM3501-16
схема драйвера ДЛЯ пита-
ния цепочки светодиодов от
источника постоянного тока напряжением 2,7—5,5 В, например, от
Li-Ion аккумулятора, USB-зарядного устройства и т. п.), выполненная
на микросхеме LM3501-16. Суффикс «-16» обозначает, что микросхема
способна обеспечить максимальное выходное напряжение до 15,5 В.
Конденсаторы Cl, C2 — керамические.
Сверхяркие светодиоды белого свечения имеют высокий КПД, что
позволяет использовать их в качестве рабочих элементов портативных
источников света — фонариках. Такие светодиоды отличаются от обыч-
ных повышенным рабочим напряжением, обычно свыше 3 В, в связи с чем
обычные способы питания напрямую от батареи гальванических элемен-
тов малоприемлемы. По этой причине обычно питают ультраяркие све-
тодиоды через повышающие напряжение преобразователи напряжения.
Схемы подобных преобразователей представлены на рис. 2.71— рис. 2.73.
Преобразователь напряжения на микросхеме КР1446ПН1 (зарубеж-
ный прототип — микросхема МАХ756), рис. 2.71, рис. 2.72, предназна-
чен для питания ультраяркого светодиода электрического фонарика от
одного гальванического элемента (аккумулятора).
Микросхема КР1446ПН1 представляет собой импульсный повыша-
ющий преобразователь постоянного напряжения для питания низ-
ковольтных нагрузок. Микросхема преобразует входное напряжение
0,9—5 В в одно из выходных — 3,3 В или 5 В. DC/DC преобразователи на
ее основе имеют КПД до 80 % при токе нагрузки до 100 мА.
Микросхема имеет детектор входного напряжения и источник опор-
ного напряжения, что позволяет соответственно встраивать в преоб-
разователи напряжения на ее основе эффективную систему защиты и
получить высокую стабильность выходного напряжения.
Микросхема МАХ756 в отличие КР1446ПН1 имеет предельный ток
нагрузки до 200 мА при выходном напряжении 5 В и 300 мА при выходном
напряжении 3,3 В при КПД до 87 96. Преобразователь, рис. 2.73, выполнен-
ный на микросхеме МАХ756, работает при снижении напряжения питания
до 0,4 В. Ток нагрузки для четырех светодиодов L-53PWC — 110 мА. Следует
отметить, что параллельное подключение светодиодов через общий токо-
138
Основы силовой электроники
SHDN
OfF-TlME
ONE-SHOT
ON-TIME
ONE-SHOT
ONE-SHOT
S Q
R
TRJQ Q
ONE-SHOT
X
Рис. 2.71. Структурная схема микросхемы МАХ756 (КР1446ПН1)
R1
L1
22мкГн
VD1
1N5817
\s,
_±
-Г100мк|5
JVTTL
DA1
GB1
"1,5В
LBI
OUT
3/5
SHDN
LX
8j
*
REF
GND
"TLC2
КР1446ПН1
"ЮОн
*
Рис. 2.72. Схема преобразователя напряжения на микросхеме КР1446ПН1
для питания сверхяркого светодиода фонарика
Т+С1
"ГЗЗмк
GB1
ЗВ
DA1
LBI
OUT
3/5
SHDN
DC/DC
LX
REF
GND
el
3
7
МАХ756
.C2
ЮОн
HL4
Pi/c. 2.73. Преобразователь напряжения на микросхеме МАХ756
для питания светодиодов карманного фонарика
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
139
ограничивающий резистор R1 — решение далеко
не оптимальное: для каждого из светодиодов
должен быть свой токоограничивающий рези-
стор, иначе в силу технологического разброса
вольтамперных характеристик светодиодов их
свечение будет крайне неравномерно.
Дроссель преобразователя содержит 35
витков провода ПЭВ-2 0,28, намотанных на
магнитопроводе от дросселя сетевого филь-
тра маломощного импульсного источника
питания — кольце К10х4х5 из молибдено-
вого пермаллоя с магнитной проницаемо-
стью 60. Можно использовать и дроссели на
40—199мкГн с активным сопротивлением
обмотки не свыше 0,1 Ом, рассчитанные на ток
не менее 1 А, например, серии ДМ со стержне-
вым магнитопроводом.
Современные сверхяркие светодиоды белого
свечения требуют для своего питания напряже-
ния не ниже 3,5 В. На таких светодиодах могут
быть изготовлены миниатюрные высокоэффек-
тивные фонарики. Если использовать для их
питания пару портативных «пуговичных» лити-
евых батарей, например, CR2025 или CR2032,
рассчитанных на напряжение 3 В и гасить избы-
точное напряжение резистором, то КПД исполь-
зования источника питания едва превысит
58 %. Решить проблему преобразования напря-
жения с высоким КПД можно при применении
специализированной микросхемы широтно-
импульсного модулятора фирмы Siemens — DAI
BTS629, рис. 2.74. Яркость свечения светодиода
можно плавно регулировать потенциометром
R1, изменяя ширину импульса.
При использовании элементов CR2025
емкостью 170 мА-ч, карманный фонарик будет
непрерывно работать до 15 ч, для CR2032
(230мА-ч)-21ч.
CR2025
Рис. 2.74. Схема
миниатюрного
светодиодного фонарика
с КПД преобразования
энергии батареи до 90 %
Рис. 2.75. Регулятор мощ-
ности в активной нагрузке
(лампе накаливания)
с широтно-импульсным
управлением
Преобразователь напряжения на микросхеме BTS629, рис. 2.75, спо-
собен работать на активную нагрузку (лампу накаливания) или цепочки
светодиодов в диапазоне питающих напряжений 5,5—16,9 В, отдавая в
нагрузку ток при наличии теплоотвода до 12 А.
140
Основы силовой электроники
GND
VOD
Преобразователи напряжения на микросхемах
для питания светодиодных источников света от сети переменного тока
Частично решить проблемы питания светодиодных источников опти-
ческого излучения от традиционных источников питания (питание от
сети переменного тока частотой 50 или 60 Гц) удалось после разработки
специализированных микросхем. К числу последних относятся микро-
схемы серии HV9921/9922/9923, производимые фирмой Suptertex inc.
drain Схема внутреннего стро-
Q—1 ения микросхем этой серии
представлена на рис. 2.76.
Микросхемы выпускают в
корпусах ТО-92 и ТО-243АА
(SOT-89).
Типовые схемы включе-
ния микросхем серии HV9921/
HV9922/HV9923 для питания
цепочек светодиодов от сети
переменного тока напряже-
нием 85—264 В или постоян-
ного напряжением 20—400 В
Рис. 2.76. Структурная схема микросхем серии
HV9921/9922/9923
приведены на рис. 2.77 и рис. 2.78. Выходной стабилизированный
ток микросхемы HV9921 равен 20 мА, для микросхемы HV9922 —
3| HV9921/9922/9923
Рис. 2.77. Типовая схема включения микросхем серии HV9921/9922/9923
~85...264В<
"J" 3| HV9921/9922/9923
Рис. 2.78. Вариант включения микросхем серии HV9921/9922/9923
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
141
50 мА, для HV9923 - 30 мА.
Максимальная мощность,
рассеиваемая при темпера-
туре 25 °С микросхемой в
корпусе ТО-92 740 мВт, в кор-
пусе ТО-243АА -1600 мВт.
Микросхема HV9925 раз-
вивает серию микросхем,
предназначенных для пита-
ния светодиодных источни-
ков оптического излучения.
Ее структурная схема при-
ведена на рис. 2.79, а типо-
вые схемы включения — на
GND
DRAIN
PWMDQ
Рис. 2.79. Структурная схема
микросхемы HV9925
RSENSE
рис. 2.80 — рис. 2.82. Значения питающих микросхему напряжений
соответствуют таковым для микросхем HV9921/HV9922/HV9923. Ток
нагрузки (через светодиоды) может регулироваться до максимально
возможного значения 50 мА. Максимальная мощность, рассеиваемая
микросхемой с теплоотводящей пластиной при температуре 25 °С —
800 мВт.
Микросхема HV9931 представляет собой устройство, управляющее
работой светодиодных излучателей. По своей структуре, рис. 2.83,
микросхема является наиболее совершенной в ряду рассмотренных
выше систем управления свечением светодиодов.
Типовая схема использования микросхемы HV9931 приведена на
рис. 2.84. Микросхема работает в диапазоне питающих напряжений
, и ,
Рис. 2.80. Типовая схема включения микросхемы HV9925 для питания цепочки
светодиодных излучателей света от сети переменного тока
142
Основы силовой электроники
. II ,
Рис. 2.81. Вариант включения микросхемы HV9925
-85...135В
DA1
HV9925
сз-1±100...200Гц
Рис. 2.82. Вариант включения микросхемы HV9925
VINt
CS1!
CS2I
PWMDt
Pwc. 2.53. Структурная схема микросхемы HV9931
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
143
Рис. 2.84, Типовая схема включения микросхемы HV9931
85—264 В по переменному току и способна рассеять мощность при усло-
вии ее выполнения в корпусе DIP-8 900 мВт, а в корпусе SO-8 — 630 мВт.
Внешнее управление микросхемой можно осуществлять подачей на
управляющий вход (вывод 5) напряжения низкого (до 1 В) или высокого
(не менее 2,4 В) уровней.
2.8. Диммеры
Диммеры для управления
интенсивностью свечения ламп накаливания
Диммер — электронное устройство для регулирования мощности,
выделяемой в нагрузке. Подразделяют диммеры постоянного и пере-
менного тока. Как правило, диммеры используют для регулирования
мощности в цепях с активной нагрузкой. По способу управления раз-
личают диммеры со ступенчатым или плавным регулированием мощ-
ности. В свою очередь, по способу регулировки в диммерах используют
управление по уровню подводимого к нагрузке напряжения, по углу
отсечки тока синусоидальной формы, с использованием широтно-
импульсной модуляции и т. д.
Ряд диммеров способен выполнять программируемые пользовате-
лем функции: периодически по заданному алгоритму включать или
отключать нагрузку, имитировать присутствие хозяина в доме, выпол-
нять функции авторегулирования и т. п.
В конструкциях диммеров используют варианты управления нагруз-
кой: поворотное, нажимное, поворотно-нажимное, кнопочное, сенсор-
144
Основы силовой электроники
ное, голосовое, автоматическое по заданному уровню освещенности,
дистанционное и пр.
Самыми простыми устройствами для управления мощностью,
выделяемой в нагрузке, являются лабораторный автотрансформатор,
а также реостат. Недостаток таких устройств очевиден: большие мас-
согабаритные и стоимостные показатели — для автотрансформаторов
и низкий КПД, большое энерговыделение, пожароопасность — для
реостатов.
Современные диммеры в качестве управляемого элемента исполь-
зуют силовые ключи, выполненные на тиристорах (симисторах) или
транзисторах, работающих в основном в ключевом режиме.
Наиболее часто диммеры используют для регулирования яркости
осветительных приборов (ламп накаливания, светодиодных излучате-
лей), а также мощности электронагревательных приборов.
При использовании диммеров совместно с галогенными источни-
ками света (лампы накаливания с самозалечиванием вольфрамовой
спирали, работающие за счет реакции Ван Аркеля — Де Бура, галоген-
ный цикл) следует учитывать, что при пониженном энерговыделении
галогенный цикл не поддерживается, в связи с чем внутренняя поверх-
ность колбы лампы меняет цвет и прозрачность. Восстановить нор-
мальную работу лампы возможно при ее последующей работе на пол-
ную мощность.
Светорегуляторы, способные работать с индуктивной нагрузкой
(совместимые с обмоточными трансформаторами), маркируют лите-
рами RL. Устройства, совместимые с электронными трансформаторами,
рассчитаны на работу с емкостной нагрузкой и маркируются литерой С.
Основным элементом электрической схемы типового диммера,
рис. 2.85, рис. 2.86, является тиристор или симистор VS1. Управление
тиристором (симистором) осуществляется за счет разряда через дини-
стор DB1 на его управляющий переход конденсатора СЗ, накаплива-
ющего заряд за время прохождения первой полуволны питающего
напряжения, рис. 2.85 [129].
VS1
Рис 2.85. Типовая схема диммера, предназначенного
для регулирования яркости свечения ламп накаливания
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
145
FU1
10А VD1-VD4
EL1 15...1000ВТ
s,/
Жх1
X2
R3 R4
9,1к 9,1к
г-ППУ ""
Рис. 2.86. Практическая схема светорегулятора
Светорегулятор, рис. 2.86, предназначен для плавного изменения
яркости свечения обычных ламп освещения с общей мощностью до
1000 Вт [139].
Регулирующим элементом схемы является тиристор VS1 типа
Т122-20-4 (Т122-25-4), на управляющий электрод которого поступают
импульсы открывающего напряжения, сдвинутые по фазе относи-
тельно анодного. От момента открывания тиристора (величины фазо-
вого сдвига) зависит яркость свечения лампы.
Фазосдвигающая цепь состоит из R6, R7 и С2. Как только напряжение
на конденсаторе С2 возрастет до порога срабатывания однопереход-
ного транзистора VT1, он открывается, конденсатор разряжается через
резисторы R1 и R2. Яркость освещения изменяется потенциометром R6.
Таким образом, подача питания на нагрузку и регулирование мощ-
ности в ней происходит за счет управляемого (регулируемого) срезания
передней или задней части полуволны питающего напряжения. Этот
принцип работы получил название регулирования фазы с отсеканием
переднего или заднего фронта, рис. 2.87.
Для диммирования светодиодных источников оптического излуче-
ния чаще используют широтно-импульсную модуляцию, позволяющую
в широких пределах изменять интенсивность светового потока от нуля
до практически максимального значения, рис. 2.88, рис. 2.89. Типовая
схема диммера для управления световым потоком светодиодных излу-
чателей показана на рис. 2.88. За счет того, что коммутация светодио-
дов происходит с частотой в несколько кГц и выше, мерцания светового
потока для визуального восприятия не ощутимы.
146
Основы силовой электроники
100%
50%
Время.мс
-300
Рис. 2.87. Форма питающего напряжения в цепи,
схема которой содержит управляемый тиристор
DA1 КР1006ВИ1
Рис. 2.88.Диммер для светодиодных излучателей,
использующий широтно-импульсную модуляцию
Вкл.
Выкл.
Вкл.
Выкл.
Вкл.
Выкл.
5%
50%
95%
..ГГ.
Время
Рис. 2.89. Принцип управления интенсивностью излучения светодиодных излучателей
с использованием широтно-импульсной модуляции
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
147
Диммеры для управления интенсивностью излучения
светодиодных источников света
Регулятор мощности для светодиодной лампы на основе линей-
ного регулятора напряжения LM2941CT, рис. 2.90, рис. 2.91 позволяет
плавно изменять яркость ее свечения [146]. Максимальный ток через
нагрузку — не более 1 А.
Входное напряжение через предохранитель FU1 поступает на вход
микросхемы LM2941CT. Диод VD1 используется для защиты схемы от
неправильного подключения источника питания. Выходной напряже-
ON/OFF
DA1
С1
GND
Рис. 2.90. Структурная схема микросхемы LM2941
ТО-220
4,7к
f]R5 hm
Lj24 # N24
HL2
R10
>4
HL16
HL17
HL18
TO-263
TOW
< о § 8
FU1 ^- +10,5...16В
S1 **
1A
VD1
1N4001
Рис. 2.91. Регулятор мощности для светодиодных цепочек
на основе линейного регулятора напряжения LM2941CT
148 Основы силовой электроники
ние изменяется в диапазоне от 5,5 до 8,3 В. Регулировку яркости свече-
ния светодиодов осуществляют потенциометром R1.
Возможность плавного или ступенчатого изменения яркости света
на усмотрение пользователя. Снижение потерь мощности, что позво-
ляет экономить электроэнергию. При работе на пониженном напряже-
нии или пониженном энерговыделении возрастает срок эксплуатации
ламп накаливания.
Включение нагрузки происходит в момент перехода синусоиды
питающего напряжения через ноль, что предотвращает броски тока в
цепи нагрузки и снижает уровень помех [129].
Относительно высокая цена в сравнении с традиционными выклю-
чателями. Существенное искажение формы тока питающего напряже-
ния. Изменение спектральных характеристик излучения ламп нака-
ливания при диммировании — сдвиг максимума спектра излучения в
красную-инфракрасную область. Ограничения работы в цепях с преи-
мущественно реактивной нагрузкой. Наличие электромагнитных помех
при работе.
2.9. Аккумуляторы и зарядные устройства
Сравнительные характеристики аккумуляторов
Для питания радиоэлектронных устройств широко используют
никель-кадмиевые NiCd, никель-металлогидридные NiMH и, более попу-
лярные, литий-ионные Li-Ion, литий-полимерные Li-Pol и литий-ферро-
фосфатные LiFePO4 (Li-Fe) аккумуляторы. Популярность литиевых акку-
муляторов обусловлена их высокой удельную емкостью, низким само-
разрядом, отсутствием эффекта памяти, способностью отдавать большой
ток при разряде, возможностью изготовления любой формы. Особо в
ряду аккумуляторов стоят ставшие классическими свинцовые кислотные
аккумуляторы, в том числе герметичные свинцово-кислотные, которые
чаще всего используют в автомобильном транспорте, в системах аварий-
ного освещения и в источниках бесперебойного питания.
Помимо перечисленных более ограниченное применение имеют
литий-кобальтовые оксидные аккумуляторы (LiCoO2), а также аккуму-
ляторы на основе литий-марганцевой шпинели (LiMn2O4).
Для сопоставления современных видов аккумуляторов ниже приве-
дена табл. 2.1 сравнения их свойств [143].
Сравнительные характеристики аккумуляторов с указанием усредненных параметров
Параметр
Удельная плотность
энергии, Втч/кг
Внутреннее
сопротивление, мОм
Время жизни (80 %
разряда)
Время быстрой зарядки, ч
Чувствительность к
перезаряду
Саморазряд при 25 °С,
%/мес.
Напряжение ячейки,
номин., В
Напряжение отсечки при
зарядке, В/элемент, 1С
Напряжение отсечки при
разрядке, В/элемент, 1С
Нагрузочный ток
пиковый
оптимальный
Температура
зарядки
разрядки
Требования к
обслуживанию, мес.
Используются с
Свинцово-
кислотные
30-50
<100 аккум.
блок 12 В
200-300
8-16
Низкая
5
2
2,25-2,40
1,75
5С
0,2С
-20...+50 °С
-2O...+5O °С
3-6
Начала XX в.
Никелевые
NiCd
45-50
100-200
аккум.
блок 6 В
1000
Обычно 1
Средняя
20
1,2
1,0
20С
1С
NiMH
60-120
200-300
аккум.
блок 6 В
300-500
2-4
Высокая
30
1,2
1,0
5С
О,2-О,5С
0...+45 °С
-20...+65 °С
1-2
1950
2-3
1990
Литиевые
Li-Ion
110-160
150-300
7,2 В
500-1000
2-4
Очень
высокая
10
3,6
4,3
2,2
>2С
До 1С
-20...+60
°С
Li-Pol
100-130
200-
3000
7,2 В
300-500
2-4
Высокая
10
3,6
4,3
2,2
>2С
До 1С
0...+60 °С
LiCo02
150-190
150-300
7,2 В
500-1000
2-4
LiMn2O4
100-135
25-75
на элемент
500-1000
Менее 1
LiFePO4
90-120
25-50
на элемент
1000-2000
Менее 1
Высокая, не переносят поаоянную
подзарядку
Менее 10
3,6
4,2
2,5-3,0
>ЗС
До 1С
3,8
4,2
2,5-3,0
>30С
До ЮС
3,3
3,6
2,8
>30С
До ЮС
0...+45 °С
-20...+60 °С
Таблица 2.1
Ал калиновые
80
200-2000
6В
50 (до 50 96)
2-3
Средняя
0,3
1,5
0.5С
До 0,2С
0...+65 °С
Не требуется
1991
1999
1991
1996
1999
1992
ь1
О)
150 Основы силовой электроники
NiMH аккумуляторы по сравнению с их предшественниками (NiCd
аккумуляторами) имеют на 30—40 % большую удельную емкость, у них
менее выражен эффект «памяти», они более экологичны, поскольку не
содержат в своем составе токсичного кадмия. Зарядные устройства,
предназначенные для работы с NiMH аккумуляторами, прекрасно рабо-
тают и с NiCd аккумуляторами, но не наоборот. К недостаткам NiMH
аккумуляторов следует отнести меньшее количество циклов заряд-раз-
ряд, более высокое внутреннее сопротивление, больший, примерно на
50 %, саморазряд [152].
Ток заряда и разряда аккумуляторов принято выражать в значе-
ниях, кратных С, где С — ток, численно равный номинальной емкости.
Например, для аккумулятора емкостью 1,2 Ач значение С равно 1,2 А;
для 5 Ач значение С равно 5 А. Скорости заряда и разряда выражают в
величинах, кратных целым числам С или его долям. Скорости зарядки
соответствуют их режимам, например, зарядка быстрая; малым током
(«капельная»), стандартная и ускоренная. Так, фирма Gates Energy
Products определяет режим быстрой зарядки NiCd-аккумуляторов
как соответствующий С-скоростям от С до 4С, зарядки малым током
от 0,02С до 0,1С, стандартной зарядки от 0,05С до 0,1С и ускоренной
зарядки от 0,2С до О,ЗЗС [37].
Согласно альтернативной классификации капельная зарядка опреде-
ляется как зарядка током 0,1 С, быстрая — током порядка 0,ЗС, ускорен-
ная - током 0,5—1,0С [152].
Принципиальных отличий между быстрой и ускоренной зарядкой
нет, они отличаются предпочтительными методами определения конца
процесса зарядки. В этой связи есть смысл разделять только зарядку
малым током и быструю.
К быстрой зарядке можно отнести любую зарядку током, большим
0,1С. Принципиальным отличием капельной и быстрой зарядки явля-
ется то, что при быстрой зарядке зарядное устройство должно автома-
тически заканчивать процесс, пользуясь определенными критериями.
При капельной зарядке окончание процесса можно не детектировать,
а аккумулятор может находиться в состоянии капельной зарядки сколь
угодно долго [1S2].
Процесс зарядки есть электрохимический процесс, сопровождаю-
щийся электролизом электролита с выделением химически высокоак-
тивного газообразного продукта, который обратимо сорбируется уль-
трапористым сорбентом. Поэтому при повышенном газовыделении,
характерном при высоких токах зарядки, избыточный газ не успевает
продиффундировать в поры сорбента и создает избыточное давление.
В результате вздувается корпус аккумулятора, разрушаются микро-
поры сорбента, снижается его сорбционная емкость и, соответственно,
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 151
наблюдается прогрессирующая деградация емкостных свойств аккуму-
лятора. Аккумулятор, действительно, удается зарядить за более корот-
кое время, но количество циклов его работы сокращается с одновре-
менным снижением емкости аккумулятора.
Универсальные зарядные устройства
для заряда NiCd/NiMH-аккумуляторов
Универсальное зарядное устройство для заряда NiCd/NiMH-
аккумуляторов, рис. 2.93, содержит стабилизатор зарядного тока на
микросхеме DAI LM317T и индикатор процесса заряда со светодиодной
индикацией [27].
Предполагается, что величина заряд-
ного тока должна быть таковой, чтобы
аккумулятор мог набрать номинальный
заряд за 10 ч. На практике время заряда
рекомендуется завысить на 20—40 %.
Так, для аккумуляторов емкостью 1500—
1800 мА-ч при зарядном токе 150—180 мА
минимальное время заряда должно быть
10 Ч. Номинал резистора R1 задает ТОК Рис. 2.93. Схема зарядного
через стабилизатор тока (180 мА). При устройства для NiCd/NiMH
необходимости задать иное значение тока аккумуляторов
номинал этого резистора следует пропорционально изменить или
использовать набор коммутируемых резисторов.
Для индикации заряда использован слаботочный светодиод HL1,
способный ярко светиться при токе 2 мА. Этот элемент вместе с тран-
зистором VT1 и резистором R2 не является необходимым, но обеспечи-
вает визуальную индикацию окончания процесса заряда.
Напряжение питания зарядного устройства должно составлять сумму
падения напряжения на последовательно включенных аккумуляторах,
плюс падение напряжения на стабилизаторе зарядного тока (3 В). Так,
для одного заряжаемого элемента этот напряжение равно 4,5 В; для
четырех элементов — 9 В. Микросхему DAI LM317T следует установить
на небольшой радиатор.
Генератор стабильного тока, выполненный по схеме, рис. 2.94 [26],
позволяет обеспечить постоянный ток для зарядки NiCd или NiMH
аккумуляторов. Величина зарядного тока определяется номиналами
резисторов R1-R3 и при необходимости может быть откорректирована.
Величину зарядного тока для каждой из зарядных цепей можно опреде-
лить из выражения I = 1,35/R1 (или R2, R3). Так, для R1 = 22 Ом I = 60 мА;
для R2 = 12 Ом I = 113 мА; R3 = 270 Ом I = 5 мА.
152
Основы силовой электроники
+9..,25В
С1 Т+
470мк
—г-
DA1
LM317
GB3
PP3/6F22
Рис. 2.94. Схема универсального устройства
для зарядки NiCd/NiMH аккумуляторов стабилизированным током
Контроллер заряда Li-Pol аккумуляторной батареи на микросхеме
Для заряда Li-Pol аккумуляторной батареи фирмой Microchip
разработан простой линейный контроллер заряда на микросхеме
МСР73831/2, рис, 2.95. В зависимости
от номинала внешнего резистора R1
устройство позволяет менять величину
зарядного тока: при R1 = 67 кОм заряд-
ный ток равен 14,5 мА; при 10 кОм —
100 мА; при 2 кОм — 505 мА. Входное
напряжение может быть в пределах от
4,8 до 6 В; в том числе поддерживается
зарядка от USB порта. Светодиодный
индикатор заряда выполнен на свето-
диодеНЫ.
ТшогГГ
Рис. 2.95. Контроллер заряда
Li-Pol аккумуляторной батареи
на микросхеме МСР73831/2
Зарядное устройство для Li-Pol аккумуляторной батареи
Зарядное устройство с индикацией статуса заряда, рис. 2.96, предна-
значено для заряда Li-Pol аккумуляторной батареи [25].
Пока аккумулятор заряжается, микросхема DAI MCP73812 работает
в режиме стабилизации тока. Величина зарядного тока определяется
номиналом резистора R1 и для выбранного по схеме номинала 2,4 кОм
составляет 400 мА. Падение напряжения на диоде VD1 при этом токе
(0,86 В) достаточно для того, чтобы открыть транзистор VT1. Светодиод
HL2 красного свечения индицирует процесс заряда аккумулятора. По
мере заряда аккумулятора до напряжения 4,2 В зарядный ток и ток
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
153
+5В
DA1
МСР73812
Tu-lon
Рис. 2.96. Зарядное устройство для Li-Pol аккумуляторной батареи
с индикацией статуса заряда на микросхеме МСР73812
через диод VD1 уменьшается до 15—40 мА, транзистор VT1 запирается,
светодиод HL2 гаснет, загорается светодиод HL1 зеленого свечения,
индицируя завершение заряда аккумулятора.
Устройство для заряда LiFePO4 и Li-Ion аккумуляторов
Устройство, рис. 2,97-2.99, предназначено для заряда одиночных
или секционированных LiFePO4 и Li-Ion аккумуляторов [109].
Для заряда используется параллельный способ, при котором незави-
симая зарядка каждой секции аккумуляторной батареи осуществляется
от зарядного устройства из индивидуальных гальванически не связан-
ных источников напряжения и посекционных устройств контроля.
Параллельный способ зарядки позволяет зарядить каждую из секций
аккумулятора по максимуму до оптимальных условий, обусловленных
индивидуальными особенностями каждой секции, что заведомо недо-
стижимо при последовательном способе зарядки.
Чтобы напряжения зарядки каждой секции не превышало предельно
допустимых границ, используется балансир. Как только напряжение
на нем при зарядке достигнет определенной величины, включается
силовой ключ, подключающий параллельно заряжаемой секции бал-
ластный резистор. Зарядка остальных секций, напряжение на которых
еще не достигло максимально допустимых значений, продолжиться.
Закончится процесс заряда тем, что сработают балансиры всех секций
аккумулятора. Напряжение на всех секциях будет одинаковым, и рав-
ным тому порогу, на которые настроены балансиры. Ток зарядки будет
равен нулю, т. к. напряжение на аккумуляторе и напряжение на выходе
зарядного устройства будут равны. Ток будет протекать только через
балластные резисторы. Его величина определяется величиной после-
довательно соединенных балластных резисторов и напряжением на
выходе зарядного устройства.
154
Основы силовой электроники
Рис. 2.97. Балансир для заряда
LiFePOA аккумуляторов
Оригинальным техническим реше-
нием в описываемых зарядных устрой-
ствах является то, что балансире в каче-
стве компаратора использован аналог
триггера Шмитта, выполненный на
основе микросхемы TL431 и транзистора
VT1, рис. 2.97 и рис. 2.98.
Делителем R3, R4 определяется порог
контролируемого напряжения. В момент,
когда напряжение на управляющем элек-
троде достигает 2,5 В, TL431 — откры-
вается, открывается и транзистор VT1.
Потенциал его коллектора повышается,
и часть этого напряжения через рези-
стор R5 поступает в цепь управляющего
электрода TL431, который лавинообразно
входит в насыщение. Схема приобретает
ярко выраженный гистерезис — включе-
ние балансира для аккумулятора LiFePO4
происходит при напряжении 3,60 В, а
выключение — при 3,55 В. При токе через
балансировочный резистор 0,365 А паде-
ние напряжения на переходе сток-исток
силового ключа транзистора VT2 составляет 5—6 мВ, поэтому ключ не
нагревается. Схему можно настроить при помощи резистивного дели-
теля R3, R4 для контроля любого напряжения. Величина максимального
тока балансировки задается резистором R4 и напряжением на секции
аккумулятора.
В балансире на пять секций для аккуму-
лятора LiFePO4, рис. 2.99, напряжения при
балансировке уложились в диапазон 3,60—
3,70 В (максимально допустимое напряже-
ние для LiFePO4 аккумулятора составляет
3,75 В).
Ниже приведены принципиальные
схемы балансиров, рассчитанные для кон-
троля порогов LiFePO4, рис. 2.97, и Li-Ion,
рис. 2.98, аккумуляторов. Для заряда
Li-Ion аккумулятора, рис. 2.98, напряже-
ния при балансировке уложились в диапа-
зон 4,29-4,15 В.
Рис. 2.98. Балансир для заряда
Li-Ion аккумуляторов
i
II
GB5
~[3,65В_
Балансир 5
GB2
3,65В
3,65В
Балансир 2
Балансир 1
Рис. 2.99. Устройство для заряда
LiFePO4 аккумуляторов
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
155
В качестве транзистора VT1 подойдет практически любой р-п-р
транзистор, а в качестве транзистора VT2 могут быть использованы
транзисторы типа СНМ61АЗРАРТ, FDD8447L или иные, им подобные.
Автоматические зарядные устройства с питанием от солнечной батареи
Автоматическое солнечное зарядное устройство — устройство ноч-
ной подсветки накапливает энергию в светлое время суток, заряжая
аккумулятор, а в темное время суток отдает запасенную энергию, осве-
щая излучением ультраяркого светодиода прилегающее пространство.
Простейшее автоматическое солнечное зарядное устройство,
рис. 2.100, состоит из солнечной батареи G1, автоматического переклю-
чателя направления протекания тока на транзисторе VT1, аккумулятор-
ной батареи GB1 и светодиодного излучателя HL1.
Устройство работает следующим образом. В дневное время солнеч-
ная батарея вырабатывает фотоЭДС. Напряжение от солнечной батареи
через делитель напряжения на потенциометре R1, диод VD1 и токоо-
граничивающий резистор R3 заряжает аккумуляторную батарею GB1.
Максимальный зарядный ток может достигать 60 мА. Падение напря-
жения на диоде VD1 обеспечивает запертое состояние переключающего
устройства на транзисторе VT1. Ток через светодиод HL1 не протекает.
При снижении уровня освещенности и снижении напряжения фото-
ЭДС ниже некоторого заданного потенциометром R1 порогового значе-
ния (наступлении темноты) переключающее устройство на транзисторе
VT1 отпирается, ток от заряжен-
ной аккумуляторной батареи
GB1 через токоограничивающий
резистор R3 и транзистор VT1
начинает протекать через свето-
диод HL1, обеспечивая его свече-
ние. Потенциометром R1 можно
регулировать порог срабатыва-
ния устройства и зарядный ток
аккумуляторной батареи GB1.
Для того, чтобы исключить
возникновение оптической
обратной связи между источни-
ком светового излучения (свето-
диодом HL1) и генератором фото-
ЭДС — солнечной батареей G1, их
необходимо разделить светоне- _ _ „ЛЛ w ы „ Л
Рис. 2.100. Устройство ночной подсветки
проницаемой перегородкой. с зарядом аккумулятора от солнечной батареи:
а - базовый; б -с генератором стабильного тока
156 Основы силовой электроники
Недостатком столь простой схемы, рис. 2.100, а, является то, что ток
через светодиод меняется в пределах от 0 до 20 мА в зависимости от
уровня заряда аккумуляторной батареи, уровня остаточной освещенно-
сти солнечной батареи. Введение в схему двух дополнительных транзи-
сторов, рис. 2.100, б, включенных по схеме генератора стабильного тока,
позволяет застабилизировать ток через светодиод на уровне 12 мА.
Автоматическое солнечное зарядное устройство, рис. 2.100, б, состоит
из солнечной батареи G1, порогового переключающего устройства на
транзисторе VT1, генератора стабильного тока (транзисторы VT2 и VT3),
аккумуляторной батареи GB1 и светодиодного индикатора HL1.
В качестве аккумуляторной батареи GB1 может быть использована
Li-Ion (Li-Pol) батарея напряжением 3,6—4,2 В от сотового телефона.
Такие батареи не обладают эффектом памяти и позволяют периодиче-
ски подзаряжаться/разряжаться до любого значения напряжения без
потери емкости.
Устройство не критично к выбору полупроводниковых элементов:
в нем могут работать практически любые маломощные p-n-р и п-р-п
транзисторы. В качестве излучающего свет элемента можно исполь-
зовать мигающий светодиод, тогда устройство превратится в маячок,
позволяющий ориентироваться в темноте.
Ночной светильник [33], рис. 2.101, имеет два источника питания,
первый из которых — солнечная батарея G1 напряжением до 6 В, а
второй — Li-Ion аккумулятор напряжением 3,6...4,2 В. Для управления
работой устройства использована микросхема DD1 74НС4066, (НС4066,
CD4066, К561КТЗ, К1561КТЗ) представляющая собой набор CMOS-
ключей. Питание к микросхеме DD1 (вывод 14 — Vcc, вывод 7 — общий
провод) подается через диоды VD1 и VD2 от одного из источников пита-
ния, напряжение которого в текущий момент времени выше, и состав-
ляет 3,7—6 В.
В светлое время суток напряжение, снимаемое с солнечной батареи
G1, достигает максимального значения (6 В). Через цепочку резистор
R3, диод VD3 производится зарядка аккумуляторной батареи GB1 током
порядка 10 мА. Через резистор R2 и светодиод красного свечения HL1
протекает ток до 10 мА. Светодиод светится красным цветом, индици-
руя процесс зарядки аккумуляторной батареи. На управляющий вход
ключа DD1.1 (вывод 13) поступает напряжение высокого уровня, ключ
замкнут. На управляющий вход ключа DD1.2 (вывод 5) также поступает
напряжение высокого уровня, ключ DD1.2 замкнут. Напряжение на
управляющем входе ключа DD1.3 (вывод 6) равно нулю, ключ разом-
кнут, ток через светодиод не протекает.
Если напряжение солнечной батареи снижается до значения ниже
1/3 напряжения питания микросхемы DD1, т. е. ниже 1,2—1,4 В, ключ
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
157
\™ VD1-VD31M4148 _"%***
И—z^1—rW-
КраснГ
«Заряд»
HL2
Зелен.
«Разряд»
Рис. 2.101. Ночной светильник с зарядом аккумулятора от солнечной батареи
DD1.1 размыкается, светодиод красного свечения гаснет. Напряжение
на управляющем входе ключа DD1.2 падает до нуля, ключ DD1.2 раз-
мыкается. Напряжение на управляющем входе ключа DD1.3 будет соот-
ветствовать уровню логической единицы, ключ DD1.3 замыкается, под-
ключая светодиод зеленого свечения HL2 через резистор R6 к аккумуля-
торной батарее GB1; через светодиод протекает ток 10—13 мА.
Ток заряда аккумуляторной батареи, а также токи свечения свето-
диодов можно регулировать подбором номиналов резисторов R3, R2,
R6 с учетом того, что ток через ключи не должен превышать 20 мА.
Стабилитрон VD4 предназначен для защиты аккумуляторной батареи
от перенапряжения.
При хранении устройства для предотвращения разряда аккумуля-
тора его отключают выключателем SA1.
Беспроводные зарядные устройства
Принцип работы беспроводных зарядных устройств основан на
использовании двух индуктивно связанных катушек (трансформатора
без использования сердечника). Одна из катушек подключена к высоко-
частотному генератору, вторая катушка является приемной, к ее выво-
дам присоединен высокочастотный выпрямитель и, при необходимо-
сти, фильтр и стабилизатор напряжения или контроллер заряда акку-
муляторной батареи. Для повышения эффективности передачи энергии
необходимо, чтобы передающая и приемная катушки находились друг
над другом на минимальном удалении, а приемная катушка, точнее
колебательный контур, был настроен в резонанс с частотой передачи.
Схему одного из индукционных зарядных устройств приведена на
рис. 2.102 [147].
Задающий генератор, работающий на частоте 100 кГц, выполнен на
микросхеме DAI IR2153. Выходной каскад выполнен на транзисторах
VT1 и VT2 IRFZ44N. Катушки LI, L2 имеют по 20 витков провода диа-
метром не менее 0,5 мм на каркасе 8х 13 мм. Приемная катушка имеет
158
Основы силовой электроники
Рис. 2.102. Индукционное зарядное устройство
7 витков провода диаметром не менее 1 мм на таком же каркасе, но
без боковой стенки. Катушки могут иметь иные размеры и иной каркас,
например, круглого сечения. Следует учесть, что они могут достаточно
сильно разогреваться. Через диэлектрический зазор из пластика 3 мм
устройство способно обеспечить на выходе ток до 1 А, хотя, во избежа-
ние перегрева, лучше ограничить его значением до 0,5 А. Потенциометр
R2 нужен для подстройки частоты передатчика в резонанс с колеба-
тельным контуром L3C4.
В качестве диода выпрямителя VD1 можно использовать диод
Шоттки, рассчитанный на напряжение до 40 В и ток до 1 А, например,
1N5819. Во избежание пробоя электролитического конденсатора С5
выпрямитель не стоит эксплуатировать без нагрузки.
Для того, чтобы при помощи
описанного зарядного устрой-
ства можно было заряжать Li-Ion,
Li-Pol аккумуляторы, используют
контроллер заряда, который зача-
стую идет в составе самой аккуму-
ляторной батареи. При отсутствии
штатного контроллера, в качестве
такового можно использовать ста-
билизатор параллельного типа,
рис. 2.103 [134].
До достижения напряжения 4,2 В
управляемый стабилитрон DA1
TL431A и транзистор VT1 КТ814 закрыты, идет процесс зарядки. Когда
напряжение на заряжаемом аккумуляторе достигает верхнего порога
4,2 В, управляемый стабилитрон DAI TL431A открывается и начинает
пропускать ток, открывая мощный транзистор VT1, который подклю-
чает параллельно заряжаемому аккумулятору составной резистор сум-
марным сопротивлением 4 Ом. Это ограничивает напряжение на акку-
4,2В
Рис. 2.103. Стабилизатор параллельного
типа - контроллер заряда Li-Ion, Li-Pol
аккумуляторной батареи
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 159
муляторе. Когда аккумулятор полностью заряжен, загорается светодиод
HL1. При суммарном сопротивлении 4 Ом в цепи коллектора мощного
транзистора зарядка током 0,5 А проходит без проблем.
Ток утечки через контроллер заряда не превышает 10 мкА, поэ-
тому саморазряд аккумуляторной батареи практически отсутствует.
Настраивают контроллер заряда, подключая его через токоограничи-
вающий резистор к источнику напряжения выше 4,2 В. На контроллере
должно быть 4,2 В. Если это не так, то подбирают номинал резистора R1
(или R2) меняя их сопротивление в небольших пределах.
Контроллер подбором резистивного делителя R1/R2 может быть
настроен на иное напряжение заряда или стабилизации. Если устрой-
ство используют в качестве стабилизатора напряжения параллельного
типа, его следует подключать к источнику питания через токоограни-
чивающий резистор.
2.10. Регуляторы и стабилизаторы
частоты вращения вала электродвигателей
Характеристики электродвигателей
Электрический двигатель или, сокращенно, электродвигатель —
электрическое устройство, предназначенное для преобразования элек-
трической энергии в механическую.
Электродвигатели по способу питания подразделяются на двигатели
переменного, постоянного тока, а также на двигатели, работающие как
на переменном, так и на постоянном токе. Более детальную классифи-
кацию электродвигателей можно узнать из специализированной лите-
ратуры. Ниже более подробно остановимся на способах регулирования
и стабилизации частоты вращения вала электродвигателей разного
типа.
Под регулированием частоты вращения вала электродвигателя, или,
как это иногда называют в жаргонно устоявшейся терминологии «ско-
рости электродвигателя», понимают принудительное ручное или авто-
матическое управление или поддержание на заданном уровне частоты
вращения вала электродвигателя.
Способы управления подразделяются на параметрические и в зам-
кнутых системах,
Параметрическое регулирование осуществляют путем изменения
параметров электрических цепей двигателя за счет включения или
исключения из них RLC-элементов, либо за счет изменения величины
питающего напряжения.
160 Основы силовой электроники
Регулирование в замкнутых системах осуществляется изменением
величины питающего напряжения и/или его частоты.
Показателями регулирования являются:
♦ точность (стабильность регулирования);
♦ диапазон регулирования;
♦ плавность регулирования;
♦ динамические показатели;
♦ экономичность регулирования;
♦ допустимая нагрузка при регулировании.
Электродвигатели постоянного тока
Электродвигатели, питание которых осуществляется постоянным
током, подразделяется на коллекторные и бесколлекторные. Общим в них
является наличие щеточно-коллекторного узла, обеспечивающего электри-
ческое соединение цепей вращающейся и неподвижной частей машины.
Простейший способ регулировать обороты электродвигателя посто-
янного тока с последовательным возбуждением заключается в исполь-
зовании, мощного реостата, включенного последовательно с электро-
двигателем. Недостаток такого решения — низкий КПД регулятора,
интенсивный нагрев реостата, уменьшение крутящего момента.
Поскольку скорость вращения ротора коллекторного двигателя зави-
сит от подаваемого на него напряжения, то для управления скоростью
оборотов зачастую используют классические регулируемые стабилиза-
торы напряжения, рассмотренные ранее.
Регуляторы частоты вращения электродвигателей постоянного тока
на интегральных микросхемах
Интегральные компенсационные стабилизаторы типа LM317 могут
быть использованы для управления маломощными коллекторными
двигателями, рис. 2.104 [65].
Резистор RLIM предназначен для ограничения тока нагрузки и, соот-
ветственно, вращающего момента. Номинал этого резистора можно
вычислить из выражения: RLIM = иМр/1тах, где иш — 1,23 В; 1тах — мак-
симальный ток нагрузки. Замена этого резистора на подстроечный +
ограничительный резистор позволяет плавно изменять максимальный
ток нагрузки (максимальный вращающий момент). Вариант схемы,
рис. 2.104, а, дает линейную характеристику регулирования; вариант,
рис. 2.104, б, — нелинейную. На рис. 2.104, в приведена практическая
схема регулятора, рассчитанная на максимальный ток нагрузки 200 мА
и выходное напряжение от 1,23 до 7,38 В.
Поскольку такие устройства имеют низкий КПД, на микросхемах
стабилизатора рассеивается значительная мощность. В этой же связи
Глава 11. Практические конструкции силовой электроники
161
DA1
,__ ЮОмк
IR2 Скорость
вращения
DA1
■Нг21?!* Рим « = UREF/RLIM
ш I C1
041 =*=100н
1R2 ЮОмк
5к Скорость
вращения
в
Рис. 2.104. Схемы управления маломощным коллекторным двигателем на базе ИМС LM317:
а - линейной характеристикой регулирования; б - нелинейной характеристикой регулирования;
в - практическая схема
подобные схемные решения пригодны для питания маломощных дви-
гателей с рабочим током не более 0,25 А.
Авторегулятор оборотов кулера для компьютера
Стабилизатор напряжения на интегральной микросхеме DA1 7805
(КР142ЕН5), рис. 2.105, обеспечивает на выходе 3 напряжение 5 В при
заземленном выводе 2 [63].
При повышении напряжения на этом выводе относительно земли
выходное напряжение стабилизатора повышается ровно на такую же
величину.
При использовании резистивного делителя напряжения RK1 и R1,
рис. 2.105, выходное напряжение стабилизатора повысится на величину
падения напряжения на резисторе R1. Если в качестве второго резистора
делителя использовать терморезистор RK1, падение напряжения на
резисторе R1 будет зависеть от температуры окружающей среды.
Если терморезистор имеет отрицатель-
ный температурный коэффициент сопро-
тивления, то с увеличением температуры
охлаждаемого вентилятором объекта
сопротивление укрепленного на нем тер-
морезистора уменьшается. Ток через него
и резистор R1 растет, увеличивая падение
напряжения на ЭТОМ резисторе, а, следо- Рис. 2.105.Автоматический
вательно, и напряжение, приложенное к температур<яависимый регулятор
ЖЖ4 ^ г числа оборотов вентилятора
вентилятору Ml с рабочим напряжением
DA17805
162
Основы силовой электроники
12 В. Его крыльчатка вращается быстрее. Отвод тепла от охлаждаемого
объекта усиливается.
Плюсом от использования подобного схемного решения при пони-
женной температуре является заметное снижение шума, производи-
мого вентилятором, а также повышение срока его службы, а недостат-
ком — работа вентилятора на пониженных оборотах даже на полную
мощность, поскольку часть напряжения питания падает на микросхеме
стабилизатора.
Стабилитрон VD1 в схеме не обязателен, поскольку выходное напря-
жение стабилизатора ни при каких обстоятельствах не сможет превы-
сить напряжение питания (12 В). В схеме можно использовать и тер-
морезистор на 470 Ом с положительным температурным коэффициен-
том сопротивления. В этом случае его включают взамен резистора R1,
а вместо терморезистора RK1 включают обычный резистор на 3 кОм.
При сборке устройства следует проверить, в каких пределах изменяется
сопротивление конкретного терморезистора и сможет ли это измене-
ние обеспечить необходимый диапазон изменения скорости оборотов
в рабочем диапазоне температур.
Температурозависимый коммутатор вентилятора
Простой коммутатор вентилятора, рис. 2.106, позволяет автомати-
чески включать вентилятор при повышении температуры [100].
В отличие от предыдущей конструкции он работает по принципу:
включено/выключено. Терморезистор устанавливают на поверхности
охлаждаемого элемента и обеспечивают с ним надежный тепловой кон-
такт. В коммутаторе использован терморезистор с отрицательным тем-
пературным коэффициентом сопротивления: при повышении темпера-
туры его сопротивление снижается, транзистор VT1 закрывается, соот-
ветственно транзистор VT2 открывается и включает вентилятор Ml.
В устройстве может быть использован терморезистор с положитель-
ным температурным коэффициентом сопротивления. Тогда резисторы
R1 и R2 следует поменять местами.
Недостатком коммутатора явля-
ется отсутствие четкого порога
переключения. Для экспериментов
с приведенной схемой можно эмит-
тер транзистора VT2 соединить
не с общим проводом, а с эмитте-
ром транзистора VT1, преобразо-
вав тем самым устройство в триг-
Рис.2Л06.Автоматический геР Шмитта С двумя УСТОЙЧИВЫМИ
коммутатор вентилятора СОСТОЯНИЯМИ.
+12В
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
163
Стабилизатор частоты вращения вала электродвигателя
DA1
К140УД6
+6...20В
Рис. 2.107. Стабилизатор частоты
вращения вала электродвигателя
постоянного тока
Стабилизатор частоты вращения
вала электродвигателя постоянного
тока, рис. 2.107, имеет высокую ста-
бильность работы при изменении тем-
пературы окружающей среды и напря-
жения источника питания. Диапазон
питающих напряжений составляет
6-20 В [53].
При необходимости сместить диапа-
зон регулирования скорости в область
малых оборотов вала следует изменить
полярность включения стабилитрона
или заменить его другим, с меньшим
напряжением стабилизации.
Величина сопротивления резистора R3 определяется как 1,511я, где
Ия — сопротивление цепи якоря двигателя.
Вместо микросхемы К140УД6 проверялась работа К140УД7.
Транзистор КТ815А можно заменить на транзисторы КТ815 и КТ817.
Регулировка и стабилизация частоты вращения
двигателя постоянного тока
Регулятор и стабилизатор частоты вращения электродвигателя
постоянного тока при изменении механической нагрузки, рис. 2.108,
сохраняет произвольно установленную частоту вращения при измене-
нии момента нагрузки [70].
Для этого последовательно с якорем двигателя Ml включен резистор
R1, сопротивление которого в точности равно активному сопротивле-
нию якоря. Если из напряжения на якоре вычесть падение напряжения
DA1 7812
*Ч 1 6J)boo Ы
10мкЦр5
DA2 TL072ACP]_ JJOk
Рис. 2.108. Регулятор и стабилизатор частоты вращения
электродвигателя постоянного тока
164
Основы силовой электроники
на этом резисторе, получим напряжение, пропорциональное частоте
вращения якоря. Операцию вычитания выполняет узел на ОУ DA2.1. Это
напряжение поступает на один из входов усилителя сигнала рассогласо-
вания на ОУ DA2.2, на другой вход которого подано образцовое напряже-
ние, соответствующее желаемой частоте вращения. ОУ управляет тран-
зистором VT1, регулирующим напряжение питания двигателя Ml.
Резистор R1 должен быть рассчитан на рассеивание мощности, рав-
ной максимальной мощности двигателя. Необходимую частоту вра-
щения устанавливают подстроенным резистором R5. Увеличение или
уменьшение частоты вращения под нагрузкой свидетельствует о неточ-
ной балансировке моста. Ее нужно добиться подборкой резисторов R1-
R3. Конденсатор С1 и резистор R6 предотвращают высокочастотную
генерацию.
Транзистор VT1 и интегральный стабилизатор напряжения DA1 7812
размещены на теплоотводах. Встроенная в стабилизатор защита по
току предохраняет двигатель и транзистор VT1 от повреждения при
заклинивании механизма.
Регулятор скорости для электродвигателя постоянного тока
Регулятор скорости, работающий на прецизионную варьируемую
нагрузку, обеспечивающий плавный старт, равномерное вращение
вала электродвигателя и плавную без рывков остановку, показан на
рис. 2.109 [65].
Выходное напряжение регулятора при номинальной нагрузке дви-
гателя задается резистивным делителем напряжения R6, R8 в пределах
10,8—2,3 В. В среднем положении движка потенциометра R8 выходное
напряжение регулятора стабильно на уровне 4,4±0,1 В при изменении
питающего напряжения в пределах от 9 до 15 В. Максимальный выходной
ток определяется номиналом резистора R3: Imax=и^эДО, где \]УПэ=6,6 В —
Рис. 2.109. Регулятор скорости для электродвигателя постоянного тока
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
165
максимальное напряжение на эмиттере транзистора VT1 при коротко-
замкнутой нагрузке.
Для плавной регулировки максимального выходного тока регуля-
тора от 40 мА до 3,3 А используют потенциометр R4. Скорость враще-
ния ротора (выходное напряжение) регулируют потенциометром R8.
Включение/отключение двигателя осуществляют подачей управляющего
сигнала (логической единицы напряжением не ниже 1,5 В) на вход CTRL.
ШИМ-регуляторы оборотов двигателей постоянного тока
Как уже отмечалось выше, простые «аналоговые» способы управле-
ния частотой вращения ротора электродвигателя в принципе не могут
обеспечить высокий КПД преобразования электрической энергии в
механическую.
Для снижения потерь и исключения нагрева регулирующего эле-
мента используют цифровые методы управления. Наиболее часто в
этих целях используют широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) управ-
ляющего сигнала, основанную на изменении ширины импульсов пря-
моугольной формы, подаваемых на управляющий элемент регулятора.
Рис. 2.110. ШИМ-регуляторы с изменением частоты генерации:
а-с задающим генератором на операционном усилителе;
б-с задающим генератором на таймере серии 555
166
Основы силовой электроники
В качестве такового элемента могут быть использованы как обычные
биполярные транзисторы, работающие в ключевом режиме, так и поле-
вые транзисторы. Использование полевых транзисторов предпочти-
тельно в связи с ультрамалыми потерями энергии на открытом ключе.
В качестве ШИМ-регуляторов частоты вращения электродвигателей
постоянного тока могут быть использованы многочисленные ШИМ-
управляемые генераторы импульсов, рассмотренные в настоящем
издании.
Ниже показаны ШИМ-регуляторы на операционном усилителе,
рис. 2.110, а, и на базе таймера серии 555, рис. 2.110, б, с выходным
каскадом на полевом транзисторе [65].
Обе схемы формируют псевдосигнал ШИМ изменяемой частоты:
для первой схемы от 170 до 500 Гц, для второй — от 150 до 1000 Гц, и ее
диапазон регулировки (верхний диапазон) ограничен скважностью 9,5.
Более совершенные схемы на базе операционного усилителя и таймера
приведены на рис. 2.111.
VD1 VD2
BAS32 BAS32
Рис. 2.111. Варианты выполнения ШИМ-регуляторов:
а -с изменением частоты генерации с задающим генератором на операционном усилителе;
б -с изменением частоты генерации с задающим генератором на таймере серии 555
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
167
+12В
VD1 '
1N4148
Рис. 2.112. Схема ШИМ-регулятора на таймере 555
Вариант ШИМ-регулятора на основе микросхемы таймера 555
(КР1006ВИ1) показан на рис. 2.112 [107].
Основой ШИМ-регулятора является генератор импульсов с регулиру-
емой скважностью, которая зависит от соотношения скорости заряда и
разряда конденсатора С1.
Вращением движка потенциометра R3 можно изменять скважность
импульсов. Резисторы R1 и R2 ограничивают сверху и снизу пределы
регулировки ширины импульсов
Регулятор числа оборотов электродвигателя с реверсированием
Описываемые ранее конструкции были пригодны для регулирова-
ния числа оборотов электродвигателей постоянного тока без ревер-
сирования. Для того, чтобы изменить направление вращения таких
электродвигателей, необходимо изменить полярность питающего
напряжения.
На рис. 2.113 приведена схема устройства, позволяющего изменять
и стабилизировать напряжение на электродвигателе в пределах от +UBbIX
до -UBbIX, что позволяет плавно
регулировать число его оборотов
от максимума до нуля, а затем,
сменив направление вращения,
нарастить число оборотов от нуля
до максимума [77].
Источник питания выполнен на
основе двух регулируемых стаби-
лизаторов напряжения DAI, DA2
mA7805 (LM7805) или их анало- „ - „, „
гах - KPU2FH5A™ Репшипоика Рис.2.113.Регулятор числа оборотов
rax W 14ZfcliSA(b;. регулировка электродвигателя постоянного тока
выходного напряжения стабили- с реверсированием
168 Основы силовой электроники
заторов взаимозависима и осуществляется потенциометром R2. Так,
при вращении оси потенциометра R2 напряжение на резисторе R4
изменяется от 5 до 10 В; одновременно напряжение на резисторе R5
изменяется от 10 до 5 В. Таким образом, выходное напряжение на зажи-
мах АВ плавно регулируется от +5 до -5 В.
Наладка устройства заключается в подборе резисторов R1 или R3 до
установки на резисторах R4 и R5 при регулировке R2 и при отключен-
ной нагрузке пределов изменения напряжения относительно общей
шины 5—10 В и 10—5 В, соответственно.
Минимальное значение сопротивления нагрузки определяется соот-
ношением RHarp < R4 = R5 и может доходить до 10 Ом. При этом ток на
выходах 2 микросхем, установленных на радиаторы, может достигать
1,5 А, а резисторы R4, R5 должны иметь мощность рассеивания не менее
10 Вт. Поскольку КПД источника питания невысок (11—14 %); а также
из соображений уменьшения размера радиаторов или отказа от них,
снижения мощности, рассеиваемой на резисторах R4, R5, желательно
использовать более высокоомную нагрузку. Так, при RHarp> 100 Ом
(R4 = R5 = 100 Ом, мощность рассеивания резисторов — 1 Вт) макси-
мальный ток нагрузки составляет 50 мА (при RHarp#> 10 Ом предельный
ток в нагрузке ограничен значением 500 мА).
При снижении R^ ниже минимальных рекомендованных значений
вплоть до короткого замыкания UBbIX снижается. Повреждения инте-
гральных микросхем при этом не происходит.
Схема может быть реконструирована на более высокое выходное
напряжение (применение интегральных микросхем серии тА7806,
тА7809...; их аналогов серии КР142ЕН5,8,9; либо подбор соотношения
резистивных элементов R1-R3).
При выполнении потенциометра R2 на кольцевом замкнутом сер-
дечнике с диаметрально подведенными контактами и подключении
к оси потенциометра через редуктор электродвигателя, на выходе
устройства можно получить медленно меняющееся напряжение сину-
соидальной или иной формы. По такому же принципу с добавлением
обратной связи с выхода устройства может быть создан электромехани-
ческий стабилизатор постоянного напряжения или тока.
Электродвигатели переменного тока
Электродвигатели переменного тока подразделяются на асинхрон-
ные (примерно 95 % всех электродвигателей) и синхронные. В свою
очередь асинхронные подразделяются на:
♦ одно-, двух, трехфазные электродвигатели с короткозамкнутым
ротором;
♦ трехфазные асинхронные электродвигатели с фазным ротором.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 169
Однофазный асинхронный двигатель содержит на статоре рабо-
чую обмотку, на которую подается переменный ток. На статоре также
имеется дополнительная обмотка, которая на время запуска двигателя
подключается к сети через фазосдвигающую цепочку (конденсатор
или индуктивность), либо замыкается накоротко. Эти двигатели имеют
короткозамкнутый ротор типа «беличья клетка».
Однофазные двигатели обычно применяют в бытовых приборах
малой мощности.
Двухфазные асинхронные двигатели содержат на статоре две вза-
имно перпендикулярно расположенные обмотки, одна из которых под-
ключена к сети переменного тока напрямую, а другая — через фазо-
сдвигающий конденсатор. В этой связи такие электродвигатели часто
называют конденсаторными двигателями. Эти двигатели также имеют
короткозамкнутый ротор.
Трехфазный асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором
имеет на статоре три рабочие обмотки, сдвинутые относительно друг
друга таким образом, что при включении двигателя в трехфазную сеть
создаваемые магнитные поля получаются смещенными относительно
друг друга на 120°.
Обмотки статора трехфазного двигателя можно соединять по схеме
«звезда» или «треугольник». Поскольку для питания двигателя по схеме
«звезда» требуется напряжение выше, чем для схемы «треугольник»,
на шильдике двигателя указывают два напряжения, например, 127/220
либо 220/380. Для смены направления вращения ротора трехфазного
асинхронного двигателя достаточно поменять местами присоединение
к фазовым клеммам питающей сети переменного тока любых из двух
его выводов.
Подключение трехфазного асинхронного электродвигателя
к однофазной сети
Трехфазные асинхронные электродвигателя мало приспособлены
для работы от однофазной сети, широко используемой в бытовых усло-
виях. Тем не менее, проблема эта решаема [72].
Обычно концы обмоток такого электродвигателя выведены на трех-
или шестиклеммную колодку. Если колодка трехклеммная, значит, фаз-
ные статорные обмотки соединены звездой или треугольником. Если
она шестиклеммная, фазные обмотки не подключены друг к другу.
В последнем случае важно правильно их соединить. При включении
звездой одноименные выводы обмоток (начало или конец) следует объ-
единить в нулевую точку. Для того чтобы соединить обмотки треуголь-
ником, необходимо конец первой обмотки соединить с началом второй,
конец второй — с началом третьей, а конец третьей — с началом первой.
170
Основы силовой электроники
Н -12...36В
Рис. 2.114. Поиск начал
и концов обмоток
трехфазного асинхронного
электродвигателя
-230В
Рис. 2.115. Способы включения трехфазного
асинхронного электродвигателя в однофазную сеть:
а - соединение звездой; б - соединение треугольником
В случае, если выводы обмоток электродвигателя не маркированы,
омметром определяют три обмотки, условно обозначив их I, II и III.
Чтобы найти начало и конец каждой из них, две любые соединяют
последовательно и подают на них переменное напряжение 6—36 В. К
третьей обмотке подключают вольтметр переменного тока, рис. 2.114.
Наличие переменного напряжения свидетельствует о том, что обмотки I
и II включены согласно, а отсутствие напряжения — встречно. В послед-
нем случае выводы одной из обмоток следует поменять местами. После
этого отмечают начало и конец обмоток I и II (одноименные выводы
обмоток I и II, рис. 2.114, отмечены точками). Чтобы определить начало
и конец обмотки III, меняют местами обмотки, например, II и III, и по
описанной выше методике повторяют измерения.
Трехфазный асинхронный электродвигатель может работать от
однофазной сети с фазосдвигающим конденсатором. Его емкость
можно оценить по формуле С(мкФ) = к-1ф/исети, где к — коэффициент,
зависящий от способа соединения обмоток, 1ф — номинальный фазный
ток электродвигателя, А, исети — напряжение однофазной сети, В. Если
обмотки электродвигателя соединены звездой, рис. 2.115, а, к = 2800,
если треугольником, рис. 2.115, б, к = 4800.
В качестве фазосдвигающего конденсатора можно использовать
бумажные конденсаторы МБГЧ, МБГО, МБГП, МБГТ, К42-19 на номи-
нальное напряжение, превышающее напряжения сети не менее, чем на
50 %. Следует учитывать, что даже при правильно подобранной емкости
конденсатора электродвигатель развивает мощность не более 50—60 %
от номинальной.
Отметим, что иногда параллельно фазосдвигающему конденсатору
С1 подключают параллельно через нормально разомкнутую пусковую
кнопку дополнительный конденсатор, емкость которого в 2—3 раза
превышает емкость конденсатора С1. Такой конденсатор позволит на
период запуска облегчить разгон ротора электродвигателя.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
171
Трехфазное напряжение из электродвигателя
Для питания трехфазных электродвигателей от однофазной сети
иногда используют свойство обратимости электродвигателя, который
способен при вращении ротора
при помощи вспомогательного
однофазного электродвига-
теля вырабатывать трехфазное
напряжение.
Один из способов решения
подобной проблемы проде-
монстрирован на рис. 2.116 и
рис. 2.117 [49].
Х2
Нагрузка
Рис. 2.116. Преобразователь однофазного
напряжения в трехфазное при помощи
электродвигателя
Для того, чтобы предвари-
тельно раскрутить ротор двига-
теля-генератора, используют пусковой конденсатор С1. Этот конденсатор
нужен только для запуска двигателя-генератора затем его цепь разры-
вают. К обмоткам статора подключают трехфазную нагрузку, рис. 2.116.
Варианты преобразователей числа фаз с использованием различ-
ных электродвигателей показаны на рис. 2.117. Обмотки, соединенные
звездой с выводом от общей точки (нейтралью), подключали по схеме,
рис. 2.116. В случае соединения обмоток звездой без нейтрали или тре-
угольником применяли схемы, показанные на рис. 2.117, а и 2.117, б.
Во всех случаях двигатель запускали, нажав на кнопку SB1 и удер-
живая ее в течение 1—5 с, пока частота вращения ротора не достигнет
номинальной. Затем замыкали выключатель SA1, а кнопку SB1 отпу-
скали. Результаты испытаний приведены в табл. 2.2. Индексы в обо-
значениях напряжений соответствуют номерам контактов розетки Х2,
рис. 2.116 и рис. 2.117, между которыми их измеряли. Скорость вра-
щения ротора двигателя-генератора мало зависит от напряжения пита-
ющей однофазной сети. Генерируемые напряжения пропорциональны
SB1
=3:
Рис. 2.117. Варианты преобразователей однофазного напряжения в трехфазное
при помощи электродвигателя:
а - соединение звездой; б - соединение треугольником
172
Основы силовой электроники
сетевому, но заметно меньше его, что обусловлено потерями энергии
на намагничивание и создание вращающего момента, компенсирую-
щего потери в подшипниках.
Результаты испытаний вариантов схем преобразователей
однофазного напряжения в трехфазное
Двигатель
УАД-72
УАД-72
АОЛ-22-4
А02
А02
АОЛ2
Р.кВт
0,25
0,25
0,4
4
4
3
Мин1
2910
2910
1400
2880
2880
2880
Рисунок
2.116
2.117,6
2.116
2.117, а
2.117,6
2.116
а.мкФ
38
38
20
39
39
20
и10.в
220
-
220
220
-
220
U20.B
155
-
150
160
-
160
U50.B
148
-
145
160
-
155
U12.B
368
220
380
345
220
350
Таблица 2.2
и«.в
278
205
280
325
210
325
ин.в
245
195
280
290
197
290
КПД преобразователя невелик, однако использование преобразователя
позволяет решить многие проблемы питания трехфазных установок.
Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное
Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное, рис. 2.118,
синтезированный схемотехническим путем, имеет повышенный КПД и
повышенную сложность для повторения [47].
ХПФазаА
ХТ2ФазаВ
+12В
С2 LC3
=J=560mk =±=560мк
400В I 400B
-230В
Рис. 2.118. Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 173
Преобразователь содержит формирователь трехфазных импульсных
последовательностей А1, выходы которого соединены с входами трех
одинаковых коммутаторов А2.1, А2.2 и А2.3, к выходам которых под-
ключают трехфазную нагрузку.
Коммутаторы питаются выпрямленным с помощью диодного моста
VD1 напряжением однофазной сети 220 В. Конденсаторы С2 и СЗ — сгла-
живающие. U1 — преобразователь сетевого напряжения в импульсное
частотой 45 кГц и амплитудой 15 В. Его выходное напряжение выпрям-
ляет мост из диодов VD2-VD5. Конденсатор С1 сглаживает пульсации
выпрямленного напряжения, которым питаются электродвигатели
М1-МЗ вентиляторов, обдувающих теплоотвод, на котором размещены
мощные транзисторы коммутаторов А2.1-А2.3. Вентиляторы — типо-
размера 80х80 мм от компьютера.
Напряжением 12 В с выхода интегрального стабилизатора DA1
питают формирователь А1 и маломощные узлы коммутаторов А2.1-
А2.3. Примененная в качестве DA1 микросхема интегрального стабили-
затора KIA7812AP1505 отличается тем, что имеет изолированный кор-
пус. Это позволяет крепить ее непосредственно на шасси устройства,
используя его в качестве теплоотвода.
Схема формирователя А1 изображена на рис. 2.119. Генератор так-
товых импульсов собран на таймере DA1 КР1006ВИ1 по схеме мульти-
вибратора. Частоту тактовых импульсов регулируют потенциометром
R1.1, а одновременно установленный с ним на одной оси потенци-
ометр R1.2 изменяет скважность импульсов. С повышением частоты
длительность импульсов на выходе задающего генератора должна
уменьшаться.
Тактовые импульсы поступают на вход счетчика DD2, на выходах
которого поочередно на один период повторения импульсов устанав-
ливается высокий уровень напряжения. Поскольку уровень на входе
СР счетчика низкий, изменение его состояния происходит по нарас-
тающим перепадам импульсов на входе CN. С появлением высокого
уровня на выходе 6 (выводе 5) и соединенном с ним входе R счетчик
немедленно возвращается в состояние с высоким уровнем на выходе 0
(вывод 3), после чего цикл повторяется.
Импульсы с выходов счетчика DD2 с помощью микросхемы DD3 пре-
образуются в три последовательности импульсов длительностью три
такта, повторяющихся с периодом шесть тактов. Последовательности
взаимно сдвинуты во времени на треть периода (два такта). Элементами
микросхемы DD4 эти последовательности инвертируют, а с помощью
D-триггеров микросхемы DD6 задерживают относительно исходных.
Для этого на вход С микросхемы DD6 поданы тактовые импульсы, при-
чем изменение состояния триггеров происходит по их спадам. В резуль-
174
Основы силовой электроники
В1
Н1
DD1
VD1.VD2
КД510А
Рис. 2.119. Схема формирователя А1 преобразователя
однофазного напряжения в трехфазное
К выв. 14DD1,
DD3-DD5,
выв. 16DD2, DD6
Общ.
KBbiB.7DD1,
DD3-DD5,
выв. 8 DD2, DD6
+311В-*
Вход В
VD2
FR607
► Выход
VD3
FR607
Общий -+■
Рис. 2.120. Схема одного из коммутаторов А2.1 -А2.3 преобразователя
однофазного напряжения в трехфазное
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 175
тате импульсы на выходах микросхемы DD6 задержаны относительно
входных на длительность тактового импульса.
Из полученных двенадцати импульсных последовательностей эле-
менты микросхем DD1.1-DD1.4, DD5.1, DD5.2 формируют импульсы
управления коммутаторами А2.1-А2.3, рис. 2.120.
Выходные полевые транзисторы коммутаторов установлены через
изолирующие прокладки на общем теплоотводе, обдуваемом вентиля-
торами. Размеры теплоотвода — 260><90 мм.
Частота формируемого трехфазного напряжения регулируется сдвоен-
ным потенциометром R1 от 31 до 52 Гц, а коэффициент заполнения соот-
ветственно от 66 до 92 %. Это позволяет избежать чрезмерного увеличения
тока в обмотках электродвигателя при пониженной частоте питающего
напряжения. Интервал регулирования частоты может быть сдвинут вверх
уменьшением емкости конденсатора С1 в тактовом генераторе.
Для двигателя на номинальную частоту 50 Гц повышать частоту пита-
ющего напряжения выше 100 Гц не стоит, поскольку частота вращения
ротора приблизится к 6000 мин"1, что опасно для подшипников. Если
использовать преобразователь для питания механизмов, двигатели кото-
рых рассчитаны на напряжение 36 В при частоте 200—400 Гц, то на диод-
ный мост VD1, рис. 2.118, нужно подать напряжение 36 В 50 Гц, а частоту
тактового генератора в узле А1 соответственно увеличить.
Формирователи трехфазного напряжения на основе
электронного аналога трансформатора Скотта
Источники трехфазного напряжения для питания электродвигателей
могут быть синтезированы аналоговым способом [34,80,81,82].
Для формирования трехфазного сигнала ранее использовали класси-
ческий трансформатор Скотта — устройство, в определенном порядке
суммирующее сдвинутые на 90 и 180° синусоидальные сигналы,
рис. 2.121. Недостатки подобного технического решения очевидны.
Это наличие двух источников питающего напряжения, ограниченный
диапазон частот, высокие массогабаритные показатели, необходимость
подбора числа витков, искажения и и = и Sjn((ot+O)
низкий КПД. °S'T—*Г(5 °А и = uosjn<<ot+o)
Для упрощения формирователя © з f
трехфазного напряжения на основе ~""°в u = uosin<(ot+120)
трансформатора Скотта (переход u = u0sin(2t+90) тг
на питание от одного источника a •№
питающего напряжения) при работе у ilk
«Г л. « ' )]{Л оС U = Uosin((ot+240)
устройства на фиксированной л „^ ^ и А
* Рис. 2.121. Формирователь трехфазного
частоте можно использовать фазо- сигнала на £Н(£е щансф^шра
Сдвигающую цепочку, рис. 2.122. Скотта
176
Основы силовой электроники
<* ос
Рис. 2.122. Формирователь
трехфазного сигнала на
основе трансформатора
Скотта с фазосдвигающей
цепочкой
С использованием современной элемент-
ной базы решить проблему формирования
трехфазного напряжения не представляет
труда. На рис. 2Л23—2.126 показаны вари-
анты схем подобных устройств. Во всех схемах
реализован принцип дозированного сложения
сдвинутых по фазе синусоидальных сигналов.
На рис. 2.123 приведен электронный фор-
мирователь трехфазного напряжения с двумя
источниками входных сдвинутых по фазе
напряжений.
Рис. 2.123. Формирователь трехфазного
сигнала на основе электронного аналога
трансформатора Скотта
Рис. 2.124. Вариант формирователя
трехфазного сигнала
на основе электронного аналога
трансформатора Скотта
О град
-120 град
ОС
120 град
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
177
Вариант электронного формирователя трехфазного напряжения с
двумя источниками входных сдвинутых по фазе напряжений представ-
лен на рис. 2.124.
Электронный формирователь трехфазного напряжения на фиксиро-
ванную частоту 1000 Гц с фазосдвигающей RC цепочкой изображен на
рис. 2.125.
Вариант электронного формирователя трехфазного напряжения на
фиксированную частоту с фазосдвигающей RC-цепочкой иллюстрирует
рис. 2.126.
При использовании источника входного напряжения напряжением 1В
на выходе устройств выходное напряжение по каждому из выходов состав-
ляет 0,5 В. Настройка формирователей трехфазного напряжения заключа-
ется в подборе резистивных элементов до обеспечения требуемого выход-
ного напряжения каждой фазы и равенства выходных напряжений.
-120 град
Рис. 2.125. Формирователь трехфазного сигнала на частоту 1000 Гц
-120 град
100_
0 град
Рис. 2.126. Вариант формирователя трехфазного сигнала на частоту 1000 Гц
178
Основы силовой электроники
Широкодиапазонный генератор трехфазного напряжения
Аналоговые генераторы трехфазного напряжения, как правило, спо-
собны работать лишь на одной фиксированной частоте, что существенно
сужает область их практического применения, в частности, для регулиро-
вания частоты вращения ротора трехфазных электродвигателей.
Относительно несложный генератор трехфазного напряжения сину-
соидальной формы с плавной перестройкой частоты может быть создан
на основе широкодиапазонного RC генератора синусоидального напря-
жения (микросхемы DA1-DA3), вырабатывающего выходные напряже-
ния со сдвигом фазы 90° [34,82].
При подключении к генератору электронного аналога трансформа-
тора Скотта (микросхемы DA4-DA5) на выходе устройства формируется
трехфазный сигнал. На рис. 2.127 приведена практическая схема гене-
ратора трехфазного напряжения, перестраиваемого по частоте в диа-
пазоне частот 50—500 Гц.
Рабочая частота генератора определяется выражением f = ,
2tcRC
где R=R7+R8=R9+R10; C=C1=C2. Для указанных на схеме номиналов
конденсаторов частоту генерации можно вычислить из выражения
4825
ОС
120 град
Рис. 2.127. Электрическая схема
широкодиапазонного генератора
трехфазного напряжения
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 179
Частоту работы генератора можно плавно перестраивать в пределах
декады регулировкой сдвоенного потенциометра R7R9, а ступенчато —
переключением частотозадающих элементов — конденсаторов Cl, C2.
Конденсатор СО предназначен для облегчения запуска генератора.
Переключателем SA1 на вход устройства можно подавать сигнал от
внешнего генератора Е1, однако для получения необходимых фазовых
сдвигов необходима подстройка потенциометров R7R9.
Частотные преобразователи для питания трехфазных асинхронных
электродвигателей
Частотный преобразователь, рис. 2.128, предназначен для питания
трехфазного двигателя ДИД-5ТА [56].
Рабочая частота двигателя 400 Гц; напряжение питания 27 В. Средняя
точка двигателя при соединении обмоток «звездой» выведена наружу,
что позволило упростить схему: понадобилось три выходных сигнала, а
на каждую фазу потребовался один выходной ключ.
Преобразователь состоит из генератора-формирователя импульсов
трехфазной последовательности на микросхемах DD1-DD3, трех клю-
чей на транзисторах VT1-VT6 и электродвигателя Ml.
На рис. 2.129 показаны временные диаграммы импульсов, сформи-
рованных генератором-формирователем (контроллером). Задающий
генератор выполнен на микросхеме DDL С помощью потенциометра
R2 можно установить и регулировать частоту вращения двигателя.
Преобразователь [51] предназначен для питания от бытовой элек-
тросети 220 В 50 Гц трехфазных асинхронных электродвигателей мощ-
ностью до 1000 Вт на напряжение 36 и 42 В при номинальной частоте
до 400 Гц. Такие двигатели обычно применяют в промышленном пере-
носном электроинструменте.
Преобразователь, рис. 2.130, позволяет обеспечить питание двигате-
лей с различной номинальной частотой, а также регулировать в неко-
торых пределах частоту вращения вала двигателя путем регулировки
частоты питающего напряжения.
На логических элементах DD1.1, DD1.2, DD1.4 собран мультивибра-
тор, частоту колебаний которого можно изменять потенциометром R2 в
пределах 150—1200 Гц. Частота трехфазной импульсной последователь-
ности, формируемой узлом на микросхемах DD2, DD3 и элементе DD1.3,
и выходного трехфазного напряжения получается в три раза меньше —
50—400 Гц. Для перехода к другому частотному интервалу необходимо
изменить емкость конденсатора С1.
К выходам элементов DD3.2—DD3.4 подключены одинаковые узлы
А1— A3. формирующие напряжение фаз А, В и С, подаваемое на элек-
тродвигатель через разъем XI.
R1*
220
R2
1
DD1.1
DD1.2
&
С1*
ЗЗОн
&
DD1.3
&
DD2
14
СТ2
5В
±С2 .
""ЮОмк"
DD1 К155ЛАЗ
DD2K155ME4
К выв. 14 DD1, DD3 DD3 К155ЛП5
-► К выв. 5 DD2
DD3.2
СЗ
"ЮОн
-J- KBbiB.7DD1,DD3
К выв. 10DD2
VT1,VT3,VT5KT315B
VT2, VT4, VT6 KT8
VD1-VT3Kfl105r
[ггт
13
DD3.1
=1
D 121
Рис. 2.128. Схема частотного преобразователя для питания трехфазного двигателя
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
181
ш
Ф1
Ф2-
ФЗ-
_г
Рис. 2.129. Временные диаграммы импульсов в контрольных точках генератора
На операционном усилителе DA1 собран интегратор, преобразую-
щий прямоугольные импульсы в напряжение симметричной пилоо-
бразной формы. Транзисторы VT1, VT3, VT5, VT8 открыты, когда напря-
жение на выходе ОУ выше Unopl. На выходе формирователя напряжение
в этом состоянии близко к -20 В. Когда выходное напряжение ОУ ниже
Unop 2, открыты транзисторы VT2, VT4, VT6, VT7, и напряжение на выходе
формирователя становится равным +20 В.
При промежуточных (между U^,л, и Unop2) значениях напряжения на
выходе микросхемы DA1 все транзисторы формирователя закрыты, и
фазный провод А отключен от источников напряжения +20 В и -20 В.
Поскольку между закрыванием одной группы транзисторов и откры-
ванием другой обязательно проходит некоторое время, обусловлен-
ное разностью порогов и скоростью изменения напряжения на выходе
интегратора, одновременное открывание всех транзисторов с протека-
нием через них сквозного тока исключено.
В блоке питания преобразователя, рис. 2.131, установлен трансформа-
тор Т1 габаритной мощностью 800 ВА. Это позволяет питать от преобра-
зователя такие трехфазные электроинструменты на номинальную частоту
200 Гц, как дрель ИЭ-1025А, гайковерт ИЭ-3601Б, шлиф-машина ИЭ-2004Б
и др. Обмотка II этого трансформатора напряжением 30 В рассчитана на
R2
З.Зк
DD1.2 DD1.4
г-§Г
3
141
C1
<^C2
,J
DD2
12
+2.8В
-2,2В
DD1 К155ЛАЗ
DD2 К155ИЕ4
Квыв 14DD1 DD3 DD3 К155ЛП5
Квыв. 5DD2
KBb»B.7DD1,DD3
Квыв. 10DD2
DD3.1 DD1.3
=1
12i
Г "Г"
DD3.2
=1
DD3.3
9
10
=1
DD3.4
11
Члз
+25B-*
VD3KC168E
DA1
R3 КР140УД708
10k
20BI
R4
150k
>cd
C3*
jM2B
П2В
1700
R5
10k
LTLTU
JJnop.1
Выв.6 -/-V-
DA1
Unop.2
Сток
VT7.VT8
.УНЛ
-25В ^
L^T
VIM KC168E
C4, DA2, R17-R30, VD7-VD12, VT9-VT16
ГазГ"
C5, DA3, R31-R44, VD13-VD18, \ЛГ17-\ЛГ24
Рис. 2.130. Преобразователь однофазного сетевого напряжения в трехфазное с перестройкой частоты
Фаза А
i Фаза В
о
i Фаза С
ж
"S
Л>
5
тз
о
Рис. 2.131. Источник питания преобразователя напряжения
оо
см
184 Основы силовой электроники
ток 20 А, а обмотка III напряжением 36 В — на ток 0,5—0,8 А. Если обмотки
III у выбранного трансформатора нет, переменное напряжение 36 В можно
получить от отдельного маломощного трансформатора.
К обмотке II трансформатора Т1 подключен управляемый выпрями-
тель на диодах VD4, VD5 и оптодинисторах Ul, U2. С помощью узла на
транзисторе VT3 включение выходных напряжений +20 В и -20 В, пита-
ющих мощные транзисторы преобразователя, задерживается на 1—2 с
относительно остальных выходных напряжений блока. Это сделано для
того, чтобы формирование трехфазной последовательности импульсов
успело принять стационарный характер, прежде чем заработают мощ-
ные узлы. Резистор R10 предназначен для ограничения пускового тока
электродвигателя.
Остальные выходные напряжения получают от выпрямителя на
диодном мосте VD2, работающего от обмотки III трансформатора Т1.
Необходимые для питания цифровых микросхем 5 В образуются сум-
мированием двух напряжений разной полярности, получаемых со ста-
билизаторов на транзисторах VT1 и VT2. Подстроечным резистором R1
регулируют эти напряжения, сохраняя их сумму неизменной. Это необ-
ходимо для достижения симметрии пилообразного напряжения, фор-
мируемого интеграторами узлов А1-АЗ, относительно верхнего и ниж-
него порогов открывания транзисторов в этих узлах. Транзисторы VT1
и VT2 установлены на теплоотводах площадью не менее 30 см2 каждый.
Диоды VD3, VD4 и оптодинисторы Ul, U2 установлены на общем
ребристом теплоотводе размерами 110><80х30 мм. Каждый из тран-
зисторов снабжен ребристым теплоотводом размерами 40х30><10 мм.
Места теплового контакта транзисторов с теплоотводами промазаны
теплопроводящей пастой.
При налаживании преобразователя подают напряжение питания на
микросхемы DD1— DD3, рис. 2.130, и убеждаются, что на выходах элемен-
тов DD3.2—DD3.4 имеется трехфазная импульсная последовательность.
Потенциометром R2 устанавливают максимальную частоту импульсов.
Затем подают напряжение питания (+12 В и -12 В) на микросхему DA1
в узле А1 и на аналогичные микросхемы в узлах А2 и A3. Наблюдая с помо-
щью осциллографа треугольные импульсы на выходах операционных уси-
лителей, подстроечным резистором R, рис. 2.131, добиваются их симме-
трии относительно общего провода. Неидентичность формы сигналов на
выходах усилителей можно устранить подборкой емкости конденсатора
СЗ, рис. 2.130, и соответствующих ему конденсаторов в узлах А2 и A3.
Прежде чем соединять коллекторы транзисторов VT5 и VT6 с цепями
затворов полевых транзисторов VT7 и VT8, необходимо временно под-
ключить к этим коллекторам через резистивную цепь, рис. 2.130, вход
осциллографа. Форма наблюдаемых импульсов должна быть инверсной,
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
185
показанной на нижней осциллограмме, рис. 2.130. При необходимости
изменить длительность паузы между импульсами подбирают резистор
R6. Ее значительного сокращения можно добиться, заменив диоды VD1
и VD2 (одновременно!) перемычками.
Проверив и наладив таким же образом узлы А2 и A3 и удалив вре-
менные подключения, можно подать сигналы на затворы полевых тран-
зисторов, рис. 2.130; убедиться, что форма сигналов на гнездах розетки
XI соответствует требуемой и приступать к практической работе с пре-
образователем.
Использование широтно-импульсной модуляции
для регулирования оборотов электродвигателя
Широтно-импульсная модуляция является распространенным спо-
собом формирования трехфазного напряжения с соответствующей
частотой.
При ШИМ формирование полного напряжения промежуточной цепи
определяется длительностью и частотой коммутации силовых элемен-
тов. Частота повторения ШИМ-импульсов между моментами включе-
ния и выключения является величиной переменной и позволяет регу-
лировать напряжение.
Известны три основных варианта ШИМ-коммутации:
♦ синусоидально-управляемая;
♦ синхронная;
♦ асинхронная.
ШИМ-коммутация реализуется с помощью трехфазного мостового
инвертора, фрагмент которого изображен на рис. 2.132. При помощи
такого коммутатора вход любой из статорных обмоток электродвига-
теля может быть подключен к отрицательному или положительному
полюсу источника постоянного тока. Меняя соотношение длительно-
стей подключения обмоток внутри периода ШИМ, можно менять сред-
нее напряжение, прикладываемое к обмоткам и, следовательно, регули-
ровать скорость вращения ротора электродвигателя.
Рис. 2.132. Трехфазный мостовой ШИМ-коммутатор
статорных обмоток электродвигателя
186 Основы силовой электроники
Регулятор числа оборотов шагового электродвигателя
Шаговые двигатели способны микроперемещениями ротора обеспе-
чить сколь угодно малые скорости его вращения. Недостатком такого
рода вращения является его прерывистый, ступенчатый характер, бла-
годаря которому двигатели и получили наименование шаговых.
Один из многочисленных вариантов устройств, предназначенных
для управления работой тихоходного шагового двигателя, описан в
работе [31].
В основе устройства, рис. 2.133, генератор тактовых импульсов,
определяющий скорость вращения путем перестройки частоты генера-
тора регулировкой потенциометра R1, десятичный счетчик импульсов
на микросхеме DD2 К561ИЕ8 и типовые транзисторные коммутирую-
щие выходные каскады. Скорость вращения ротора при указанных на
схеме номиналах частотозадающих элементов (Rl, R2, С1) можно регу-
лировать в пределах от 5 до 100 об./мин.
Устройство защиты электродвигателя от перегрузки
Устройство, позволяющее защитить электродвигатель насосной
станции, рис. 2.134, позволяет спасти ценное оборудование от пере-
грузок: оно автоматически отключает нагрузку (электродвигатель) при
превышении потребляемого тока, а также автоматически включает/
отключает ее по истечении заданного интервала времени (30 мин) [36].
При помощи перемычки JP1 режим работы устройства можно пере-
ключить таким образом, чтобы электродвигатель отключался через 6 с
после включения (тестирование насоса), замкнуты верхние контакты,
либо отключался через 30 мин работы (замкнуты нижние контакты).
Нормально замкнутая кнопка SB1 предназначена для рестарта
системы после срабатывания системы защиты.
2.11. Корректоры коэффициента мощности
Треугольник мощностей
Коэффициент мощности — комплексный показатель, характеризую-
щий потери энергии в электросети, обусловленные фазовыми и нелиней-
ными искажениями тока и напряжения в нагрузке. Коэффициент мощ-
ности (coscp) определяется отношением потребляемой нагрузкой актив-
ной мощности к полной мощности и характеризует долю реактивной
составляющей в нагрузке потребителя, показывая, насколько сдвигается
по фазе переменный ток через нагрузку относительно напряжения.
Активная мощность полностью расходуется в нагрузке и подводя-
щих проводах и создает полезную работу.
+5...12В
R3-R6 100к
+Е
VD1-VD8KA503A
DD1 .n K561ЛН2 VDn КД103А ^
Рис. 2.155. Схема устройства для управления тихоходным шаговым двигателем
188
Основы силовой электроники
Л"
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 189
Реактивная мощность не создает
полезной работы и циркулирует между
источником переменного тока и реак-
тивной нагрузкой — накопителем энер-
гии - индуктивностью ИЛИ емкостью, Рис2.135. Треугольник мощностей:
расходуясь на ПОДВОДЯЩИХ проводах. s - полная (вольт-ампер, ВА);
ДЛЯ ВИЗуаЛЬНО-нагЛЯДНОГО преДСТавле- р - активная (ватт, Вт);
ния коэффициента мощности используют %J™S fiZXS
так называемый треугольник мощностей,
рис. 2.13S. Как следует из этого рисунка, coscp равен отношению катетов
треугольника, или coscp = P/Q. Р = IM-coscp; Q = U-I-sincp; S = ^Р2 + Q2. Для
упрощения вычислений, чтобы не усложнять расчеты неэвклидовой гео-
метрией, учитывают лишь первую гармонику переменного тока.
Реактивная мощность для индуктивно-активных цепей имеет положи-
тельный знак (ток отстает по фазе от напряжения) и для активно-емкост-
ной нагрузки — отрицательный (напряжение отстает по фазе от тока).
В бытовых и производственных потребителях индуктивное сопро-
тивление обычно существенно преобладает над емкостным.
Более сложным, но и достаточно распространенным и характерным
для современной бытовой техники является включение в сеть перемен-
ного тока нелинейных нагрузок, обуславливающих существенное иска-
жение формы волны тока или напряжения исходно синусоидальной
формы. Телевизоры, компьютеры, мониторы, музыкальные центры,
сетевые адаптеры, зарядные устройства, энергосберегающие источники
освещения, микроволновые печи и другие бытовые приборы имеют
выпрямитель или импульсный блок питания, искажающий форму тока.
Для нелинейных искажений коэффициент мощности равен отношению
мощности первой гармоники тока к общей мощности, потребляемой
устройством. Этот показатель характеризует насколько равномерно
устройство потребляет мощность от сети.
Ряд бытовых потребителей электроэнергии имеют симисторные
регулятором мощности, вносящих гармонические искажения тока,
а также сдвигающих фазу основной гармоники тока, что приводит к
дополнительным (фазовым) потерям. В таких случаях, коэффициент
мощности определится не только коэффициентом искажений, но и
сдвигом фазы основной гармоники.
Независимо от степени искажений и угла сдвига фаз коэффициент
мощности coscp можно определить, как соотношение P/S, вычислив
активную Р и полную S мощности интегрированием тока и напряжения
во времени. Приведем ниже пример, насколько значим показатель coscp
для потребителя.
Р = 2000 Вт. Тогда Rnp0B = ^ ^^f = 0,5625 Ом, а на нагрев прово-
Пример.
Имеется два потребителя электроэнергии с одинаковой актив-
ной мощностью. У одного из них cosy = 1, у другого cosy = 0,5.
Отсюда следует, что второй потребитель потребляет от сети
ток в два раза больше, чем первый. Допустим, что сопротивле-
ние подводящих к нагрузке проводов у потребителей одинаковое.
Тогда потери на активном сопротивлении проводов (Р = PR) для
второго потребителя будут в 4 раза больше. Чтобы не было
перегрева проводников, потребуются провода большего сечения.
Оценим роль в потерях электроэнергии для активной нагрузки
сопротивления подводящих к ней проводов R,^. Это сопротивление
легко определить, измерив напряжение сети до Ux и после U2 под-
ключения мощной активной нагрузки (электроплиты) по формуле
^пров = 1±__1т Напряжение U2 следует измерять в точке подклю-
Р
чения мощной нагрузки. Для примера, пусть Мх = 230 В; U2 = 225 В;
(230-225)-225_
2000
(U U )2 (230-225)2
дов расходуется мощность Р =x-i ±±-=± —=44,(4)Вт.
кпров 0,5625
Кстати, значение Р = 2000 Вт относится к номинальному напряже-
нию сети и не является величиной постоянной. Легко найти, что при
напряжении на электроплите 225 В вместо номинальных 230 В на ней
будет выделяться 1914 Вт вместо 2000 Вт (без учета температурного
изменения сопротивления спирали). С учетом этого обстоятельства
Кпров= 0,5878 Ом, и потери на нагрев проводов Рпров = 42,5 Вт.
Таким образом, если мы сумеем повысить или приблизить к 1 зна-
чение coscp, то получим экономию электрической энергии, выиграем
на сечении подводящих проводов (но увеличим потери на их нагрев),
повысим эффективность использования электроприборов.
Схема измерения и коррекции коэффициента мощности при
нагрузке реактивного (индуктивно-активного) характера показана на
рис. 2.136 и рис. 2.137.
Полную мощность S, потребляемую нагрузкой, определяют как про-
изведение показаний вольтметра U и амперметра I:
S = U • I.
Для того, чтобы определить коэффициент мощности coscp, необходимо
активную мощность Р (показания ваттметра) разделить на полную S.
coscp = P/S.
Реактивную мощность Q определяют из выражения Q = vS2 - Р2.
Реактивное сопротивление X = U2/Q.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
191
XWM1
U2
V1
230Vrms
0е
AC 1e-009Ohm
U1
AC WMOhm
Рис. 2.136. Коэффициент мощности
при индуктивно-активной нагрузке без компенсации, cosy = 0,84435
XWM1
U2
V1
230Vrms_
)~50Hz
0е
AC 1e-009Ohm
U1
AC 10MOhm
I
LR1
WOO
L2
0.5H
C1
:20.2|iF
Puc. 2.137. Коэффициент мощности
при индуктивно-активной нагрузке с компенсацией, cosy = 1,0
Компенсирующая емкость С = 1/(2лД).
Для примера, приведенного на рис. 2.136, U = 230 В; I = 2,724 A; S =
U-I = 626,52 ВА; Р = 529,00 Вт; coscp = P/S = 529,00/626,52 = 0,84435.
Реактивная мощность
Q = VS2 -Р2 = yj(626,S2J - (529,00)2 = 335,7 ВАР.
Реактивное сопротивление X = U2/Q = 2302/335,7 = 157,58 Ом. Отсюда
величина компенсирующей емкости С = 1/(2л/Х) = 1/(2-3,14-50-157,58) =
20,2-Ю"6 Ф = 20,2 мкФ, рис. 2.137.
Величина вычисленной емкости не укладывается в стандартный ряд
номиналов, однако лежит в пределах допустимого отклонения номи-
нальных значений емкостей. В этой связи на практике необходимое
значение емкости конденсатора выбирают подбором емкостей конден-
саторов ближайшего номинала, либо получают суммированием емко-
стей двух-трех конденсаторов.
192 Основы силовой электроники
Отметим, что при заданных и определенных нами условий
L = 0,5 Гн и С = 20,2 мкФ резонансная частота f образованного
LC-колебательного контура в точности равна частоте питающей сети
50 Гц: f = —т= = —, ==50 Гц. Таким образом, задача ком-
2WLC 2тсф,5-20,2-10-6
пенсации реактивной мощности заключается в подборе или регули-
ровке индуктивности или емкости эквивалентного LC-контура до полу-
чения резонанса на частоте питающей сети. Это еще один из способов
нахождения значения номинала компенсирующего элемента.
Методы коррекции коэффициента мощности
Корректоры коэффициента мощности подразделяются на пассивные
и активные.
В пассивных корректорах компенсация реактивной составляющей
эыполняется включением в цепь питания реактивного элемента, про-
изводящего обратное действие. Так, для компенсации индуктивной
реактивной составляющей параллельно цепи питания включается кон-
денсатор и наоборот, для компенсации емкостной реактивной состав-
ляющей используют индуктивность (дроссель).
Для компенсации реактивной мощности в производственных усло-
виях, использующих нагрузку с преобладанием индуктивного сопро-
тивления: асинхронные электродвигатели, индукционные печи, люми-
несцентное освещение, применяют конденсаторные установки, спо-
собные в ручном или автоматическом режиме поддерживать нулевой
сдвиг фаз и минимизировать реактивные потери.
В активных корректорах используют преобразователи, способные
приблизить форму входного тока к синусоидальной форме, удалив или
минимизировав вклад высших гармоник.
Пассивная коррекция коэффициента мощности
Пассивная коррекция коэффициента мощности часто сводится к
использованию индуктивного входного фильтра, который уменьшает
гармонические искажения, возникающие из-за прерывания тока через
выпрямитель. Такая коррекция коэффициента мощности уменьшает
токи гармоник и повышает коэффициент мощности, но не решает про-
блему полностью. На рис. 2.138, а показана упрощенная схема пассив-
ной коррекции коэффициента мощности, а на рис. 2.138, б — типовые
формы входных напряжения и тока.
Схема обеспечивает более низкие искажения по сравнению со схе-
мой без коррекции, но имеет более высокое потребление реактивной
мощности на частоте сети. Таким образом, происходит переход от
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
193
vdi-vdJ
г
л
Входное напряжение
\ /
Входной ток
VI
Л
м
Время
/
Время
Рис. 2.138. Простейший
корректор коэффициента
мощности с входным фильтром
(а) и типовые формы его входных
напряжения и тока (б)
коэффициента мощности для всего спектра гармоник к коэффициенту
мощности на частоте основной гармоники.
Активная коррекция коэффициента мощности
При активной высокочастотной коррекции коэффициента мощности
нагрузка ведет себя подобно активному сопротивлению, при этом ее
коэффициент мощности близок к единице, а величины генерируемых
гармоник ничтожны [135].
Форма входного тока подобна показанной на рис. 2.139. При этом
обеспечиваются все преимущества импульсного преобразования
(небольшие размеры и масса). Рассмотрим для примера повышающий
преобразователь, рис. 2.140, с использованием активной коррекции
коэффициента мощности.
Схема контролирует форму выпрямленного двухполупериодным
выпрямителем входного напряжения, среднюю величину входного
напряжения и выходное напряжение U0. На основании этих трех сиг-
налов осуществляется модулирование формы среднего входного тока
в соответствии с выпрямленным напряжением сети и одновременно
регулируется выходное напряжение при изменениях напряжения сети
и величины нагрузки. Для обеспечения коррекции коэффициента мощ-
ности форма входного тока повышающего регулятора приводится в
соответствие с формой входного напряжения путем управления ключом
MOSFET VT1. Для управления входным током может использоваться
или режим управления пиками тока, или режим управления средним
194
Основы силовой электроники
Время
Амплитуда значением тока. Для считывания
значений тока может применяться
много способов, например, для
этого может использоваться рези-
стор Rs.
Эта схема управления коэф-
фициентом мощности управляет
током через дроссель 1р посред-
ством модуляции ширины импуль-
сов. Рабочая частота выбирается
высокой, чтобы поддерживать
непрерывный ток через дроссель,
при этом дроссель становится регу-
лируемым источником тока. При
использовании выпрямленного
напряжения источника и формы
тока в качестве опорных сигна-
лов ток через дроссель, который
является током, потребляемым от
источника, становится синусои-
дальными и совпадает по фазе с
напряжением источника, при этом
поддерживается высокий коэффициент мощности. Контур стабилизации
напряжения преобразователя управляет током через дроссель. Поэтому
ток, потребляемый от источника, определяется необходимостью поддер-
жания постоянным напряжения (примерно 390 В) на конденсаторе филь-
тра Uo при изменении входного напряжения переменного тока, нагрузки
постоянного тока, заданного значения и т. п.
Для построения высокоэффективных корректоров коэффициента
мощности компанией STMicroelectronics создана серия специализиро-
Рис. 2.139. Форма сигналов, снимаемых
с обычного выпрямителя с емкостной
фильтрацией и выпрямителя с активной
коррекцией коэффициента мощности:
1) входное напряжение; 2) выходное
напряжение при обычном выпрямлении;
3) входной ток при обычном выпрямлении; 4)
выходное напряжение и 5) входной ток при
активной коррекции коэффициента мощности
VD1-VD4
-230В ]
=С1
L1
Вход
формы
сигнала
Измеоение
тока
R1
>—ги—J
Драйвер
затвора,
схема
управления
VT1
^^
VD,
/J
/
>0
= С2
Нагрузка
Датчик тока
Рис. 2.140. Активный корректор коэффициента мощности
Глава II. Практические конструкции силовой электроники
195
СОМР MULT
CS
INV
Vcc
^^. I I I 40КП
25V| ^^ 1 MULTIPLIER M
n~~n_}—rH—1
ГАСЕ OVER-VOLTAGE lj j/ 5PF SSSS
LATOR DETECTION \ / ™
I I I OVER-VOLTAGE I lj !/ 5PF ■£»
>R DETECTION \ / ™
ERNAL \Ц/ rr-n
PLY7V у R Q t I I—
J LJ 11
■f^^ UVLO 1) J —» DRIVER
ZERO CURRENT
DETECTOR
STARTER
DISABLE
GD
ND 2CD
Puc. 2.141. Структурная схема микросхемы L6561
ванных микросхем L6561, L6562 и L6563, выпускаемых в корпусах DIP-8
mSO-8,pmc.2.141.
Особенности микросхем L6561, L6562 и L6563:
♦ напряжение питания 11—18 В;
♦ малый ток собственного потребления (до 4 мА);
♦ выходной ток ±400 мА;
♦ сверхнизкий ток запуска (до 50 мкА);
♦ низкий ток покоя (до 3 мА);
♦ широкий диапазон входных напряжений (от 85 до 265 В);
♦ встроенный токочувствительный фильтр;
♦ настраиваемая защита от перенапряжения.
Типовая схема использования микросхемы L6561 в корректоре коэф-
фициента мощности для нагрузки до 120 Вт приведена на рис. 2.142.
В трансформаторе Т1 использован сердечник Thomson-CSF
В1ЕТ2910А 29х 16х 10 мм или ему эквивалентный. Зазор 1,25 мм для
получения общей первичной индуктивности 0,8 мГн. Первичная
обмотка содержит 90 витков провода литцендрат 10 жил 0,2 мм, вто-
ричная обмотка имеет 7 витков провода диаметром 0,15 мм. Резистор
R1 составлен из двух резисторов по 220 кОм; резистор R4 — из двух
резисторов по 909 кОм; резистор R3 — из двух резисторов по 499 кОм,
1 %; резистор R8 — из двух резисторов по 8,2 Ом (параллельно). Могут
быть и иные сочетания резисторов.
VD7
NTC
400В
120Вт
Рис. 2.142. Корректор коэффициента мощности на основе микросхемы L6561 для нагрузки до 120 Вт
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 197
2.12. Стабилизаторы сетевого напряжения
Основные характеристики стабилизаторов
Стабилизатор напряжения — устройство для обеспечения неизмен-
ного выходного напряжения при существенных изменениях входного.
Стабилизаторы сетевого напряжения подразделяются на ферроре-
зонансные (ныне устаревшие), электромеханические, электронные,
инверторные, а также комбинированные.
Диапазон входного напряжения: рабочий и предельный.
Рабочий — входное напряжение находится в пределах, при которых
на выходе стабилизатора обеспечивается паспортное значение напря-
жения стабилизации, например, 230 В ± 10 %.
Предельный — при котором стабилизатор сохраняет работоспособ-
ность, но напряжение на выходе существенно отличается от паспорт-
ного значения напряжения стабилизации, обычно до ±15—20%. За
пределами этого диапазона стабилизатор отключает нагрузку и пере-
ходит в ждущий режим до тех пор, пока сетевое напряжение вернется в
рабочий или предельный диапазон напряжений.
Точность стабилизации выходного напряжения определяется
изменениями во времени уровня входного напряжения, если оно нахо-
дится в пределах рабочего диапазона, в зависимости от вида стабили-
затора точность стабилизации составляет 1—7 %.
Перегрузочная способность — характеризует способность стабили-
затора выдерживать кратковременные перегрузки от электроприборов,
имеющих высокие пусковые токи, например, при включении электро-
двигателя холодильника и т. п.
Защита от перегрузки и короткого замыкания на выходе —
обеспечивает отключение стабилизатора и нагрузки, защищая их от
выхода из строя.
Система контроля выходного напряжения — при выходе стабили-
затора из строя или мгновенном скачке входного напряжения отклю-
чает нагрузку и защищает ее от повреждения.
Наличие на входе и выходе стабилизатора фильтров подавле-
ния импульсных помех. Это полезная функция, которая защитит
электроприборы от помех в радиочастотном диапазоне.
Вспомогательные характеристики: весогабаритные показатели, сто-
имость, сервисные функции.
Элементами современных стабилизаторов сетевого напряжения
является наличие фильтров, устойчивость к коротким замыканиям
в нагрузке (защита), защита от перенапряжения или от пониженного
напряжения, наличие входного и выходного фильтров для фильтрации
198 Основы силовой электроники
помех, поступающих из сети переменного тока, корректора коэффици-
ента мощности, одно- двухступенчатая система отсроченного включе-
ния, например, 6 и 180 с (для повторного включения холодильников),
индикация режимов работы и т. п.
Феррорезонансные стабилизаторы
Феррорезонансный стабилизатор состоит из дросселя с насыщенным
сердечником, дросселя с ненасыщаемым сердечником (имеющим маг-
нитный зазор) и конденсатора. Принцип действия феррорезонансного
стабилизатора основан на использовании магниторезонанса (ферроре-
зонанса) напряжения в контуре трансформатор-конденсатор.
Особенность вольтамперной характеристики насыщенного дросселя в
том, что напряжение на нем мало изменяется при изменении тока через
него. Подбором параметров дросселей и конденсаторов обеспечивается
стабилизация напряжения при изменении входного напряжения.
Достоинства: высокая точность выходного напряжения, значитель-
ном запасе по пусковым токам, для некоторых моделей гальваническая
развязка входных и выходных цепей.
Недостатки: низкое быстродействие, узкий диапазон выходного
стабилизированного напряжения (230 В ±10 %), высокий уровень шума,
высокая цена, невозможность работы без нагрузки, а также при откло-
нении частоты сетевого напряжения, отличие формы выходного напря-
жения от синусоиды.
Электромеханические стабилизаторы
Электромеханические стабилизаторы подразделяются на сервопривод-
ные и релейные.
В сервоприводных стабилизаторах использован автотрансформа-
тор с токосъемником, который автоматически при помощи электро-
двигателя перемещает токосъемник по виткам автотрансформатора,
поддерживая тем самым выходное напряжение на заданном уровне.
Достоинства: повышенная точность установки выходного напряже-
ния (2—3 %), довольно низкая стоимость.
Недостатки: низкое быстродействие, обусловленное инерционно-
стью способа регулирования, износ трущихся элементов конструкции
и обусловленная этим необходимость частого обслуживания. При рез-
ких скачках напряжения может кратковременно отключать нагрузку. Не
допускает работу в условиях тряски.
В релейных стабилизаторах использован (авто)трансформатор с
несколькими (4-6) выводами, которые переключаются при помощи
реле и обеспечивают тем самым выходное напряжение стабилизатора
в пределах установленной нормы.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 199
Достоинства: большой запас по пусковым токам, устойчивость к
перегрузкам и короткому замыканию.
Недостатки: ступенчатый характер переключения выходного
напряжения, относительно низкое быстродействие и малые токи
нагрузки, низкая надежность контактных систем реле (обгорание, зали-
пание, зависание, износ), невысокая надежность, щелчки при переклю-
чении, наличие помех.
Электронные стабилизаторы
Электронные стабилизаторы с использованием полупроводниковых
коммутирующих элементов напоминают по построению стабилиза-
торы релейного типа, однако используют вместо реле полупроводни-
ковые ключевые элементы (симисторы, тиристоры, транзисторы).
Достоинства: высокая надежность и быстродействие, бесшумность
работы, длительный срок эксплуатации.
Недостатки: дискретный, ступенчатый характер переключения
выходного напряжения (1—7 %).
Инверторные стабилизаторы
Инверторные стабилизаторы напряжения подразделяются на стаби-
лизаторы, обеспечивающие на выходе модифицированную или чистую
синусоиду.
Первые из них выдают на выходе модифицированную синусоиду —
сигнал пилообразной или трапециобразной формы. Стабилизаторы,
выдающие синусоиду, имеют более высокую стоимость. Обычно такие
стабилизаторы (инверторные стабилизаторы напряжения с двойным
преобразованием) содержат преобразователь переменного тока в
постоянный, а затем преобразователь постоянного тока в переменный
с заданными кондициями.
Такие стабилизаторы могут комплектоваться аккумуляторами, что
превращает их в источник бесперебойного питания: в диапазоне входных
напряжений, например, от 90 до 310 В, устройство работает как стабили-
затор, вне этого диапазона — питает нагрузку от аккумуляторов через пре-
образователь напряжения. Стабилизаторы, построенные по такой схеме,
предназначены для питания стабилизированным синусоидальным напря-
жением потребителей, предъявляющих повышенные требования к каче-
ству питающего напряжения: медицинская техника, измерительное обо-
рудование, офисная техника, насосы, отопительные котлы, аудио- и видео-
техника. Стабилизаторы с двойным преобразованием способны устранить
несинусоидальность выходного напряжения генератора.
Достоинства: повышенное качество выходного напряжения, высо-
кое быстродействие.
200 Основы силовой электроники
Недостатки: низкий КПД, высокая цена, повышенная сложность,
невозможность или ограниченность работы на индуктивную нагрузку.
Источники бесперебойного или резервного питания
Для надежного и бесперебойного обеспечения потребителя электри-
ческой энергией используют источники бесперебойного или резерв-
ного питания, способные обеспечить электроэнергией наиболее ответ-
ственные элементы технического оборудования при отключении пита-
ющей сети.
Источники бесперебойного (непрерывного, резервированного)
питания предназначены для питания аппаратуры, не имеющего своего
встроенного сетевого источника питания. Такие источники состоят из
сетевого источника питания, зарядного устройства для аккумуляторной
батареи и схемы переключения нагрузки с сетевого источника на пита-
ние от аккумуляторной батареи.
Источники резервного питания предназначены для питания нагрузки
при отключении основного источника питания, например, сети 230 В.
Работают с аппаратурой, которая имеет встроенный сетевой преобразо-
ватель и входы под резервное питание, и представляют собой сетевые
зарядные устройства для аккумуляторной батареи и схему защиты.
Источник бесперебойного питания можно использовать как источ-
ник резервного питания, но не наоборот. Источники резервного пита-
ния существенно проще и дешевле, поскольку в них отсутствует сетевой
преобразователь.
2.13. Ремонт и налаживание узлов
силовой электроники
Прежде чем приступить к работе, стоит оценить экономическую
целесообразность проведения ремонтных работ: в ряде ситуаций
ремонт неисправной техники может оказаться дороже покупки новой,
либо ремонт займет неоправданно много времени, которое можно
было бы более продуктивно посвятить решению более значимых задач.
Наиболее часто встречающиеся случаи неисправностей: нет кон-
такта там, где он должен быть (обрыв) и есть контакт там, где его быть
не должно (короткое замыкание).
Наименее надежные элементы силовой электроники, часто выходя-
щие из строя и на которое стоит обратить внимание в первую очередь:
полупроводниковые элементы: микросхемы, силовые транзисторы и
диоды, электролитические конденсаторы, моточные узлы.
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 201
На выключенном устройстве произвести визуальный осмотр устрой-
ства, выявить поврежденные детали: перегоревшие предохранители,
подгоревшие/сгоревшие резисторы, вздувшиеся/взорвавшиеся элек-
тролитические конденсаторы, подтеки от них, повреждения изоляции,
следы термического воздействия* от повышенного энерговыделения.
Если будут выявлены поврежденные детали, следует выяснить их
номиналы или иные характеристики, при наличии электрической
схемы определить возможные причины повреждения данного эле-
мента, оценить вероятность повреждения связанных с поврежденным
элементом радиодеталей.
Чаще всего ремонт начинают по принципу чтения: «слева-направо»,
т. е. от цепей подключения устройства (сетевого шнура, тумблеров/
переключателей питания, предохранителей, элементов фильтра) и
постепенно переходят к выходному узлу устройства. Оправдан и под-
ход «от обратного» — сразу с наиболее энергонапряженного выходного
узла, вероятность повреждения элементов которого наиболее высока.
Если визуально определить неисправность не удается, можно попро-
бовать включить устройство и проследить за происходящими в нем
изменениями. На всякий случай надо быть готовым к немедленному
отключению устройства. Рекомендуется для защиты элементов устрой-
ства первое включение производить, включив последовательно с про-
веряемым устройством лампу накаливания на 40—50 Вт. Если в схеме
имеется короткое замыкание, лампа вспыхнет и будет гореть на пол-
ную мощность. Если дефект менее опасен, лампа вспыхнет на момент
заряда электролитических конденсаторов, а затем яркость ее свечения
заметно поубавится.
Если при включении устройства перегорает предохранитель, не надо
спешить с его заменой, и, тем более, заменять «жучком». «Жучок» может
быть и не сгорит, зато сгорят другие, более дорогостоящие детали.
Некоторые из электролитических конденсаторов безусловно и без
обсуждения подлежат немедленной замене даже при исправной работе
устройства. Это некондиционные конденсаторы производства фирм с
сомнительной репутацией, список которых можно узнать на страни-
цах Интернета, конденсаторы «пенсионного» возраста с высохшим или
вытекшим электролитом, конденсаторы со вздувшимися корпусами.
Один из эффективных методов выявления дефектов в аппаратуре
является изучение температурного поля тепловыделения. Разумеется,
тепловизор имеется в распоряжении далеко не каждого радиолюбителя.
Но выход есть. Для этого устройству дают поработать некоторое время,
затем отключают его. После отключения, разрядив при необходимости
электролитические конденсаторы, на ощупь или поднесением ладони
определяют нагретые участки схемы. Если греются миниатюрные SMD-
202 Основы силовой электроники
элементы, степень их нагрева можно оценить при помощи термочув-
ствительной бумаги. В качестве такой бумаги можно использовать кас-
совые чеки, напечатанные на термопринтерах кассовых аппаратов. При
нагреве термочувствительная бумага темнеет, что позволяет выявить
дефектную деталь.
Если ощутимых перепадов нагрева ранее включенной платы не
наблюдается, не ощущается и запаха горелой изоляции или лака, можно
перейти к тестированию элементов схемы при помощи подручных
измерительных приборов, поначалу действуя по принципу да/нет. При
помощи омметра следует проверить конденсаторы на наличие короткого
замыкания. Если такие элементы будут выявлены, их следует выпаять и
проверить еще раз на наличие короткого замыкания. На этом ремонт
нельзя считать законченным даже после замены дефектной детали.
Обычно неисправность бывает комплексной: отказ одной детали
вызывает цепную реакцию гибели других деталей. Итак, после про-
верки конденсаторов проверяют полупроводниковые элементы. При
помощи аналогового омметра можно проверить исправность n-р пере-
ходов полупроводниковых приборов (диодов, биполярных транзисто-
ров, частично полевых транзисторов). Переходы полупроводниковых
приборов одного типа должны иметь близкие значения сопротивле-
ния в «прямом» и «обратном» направлениях и не выходить за пределы
ожидаемых диапазонов значений. Если различия существенны, есть все
основания полагать, что один или несколько контролируемых приборов
неисправны.
Моточные узлы (трансформаторы, дроссели) контролируют на пред-
мет обрыва/перегорания провода обмотки. Следует учитывать, что при
подключении индуктивности к источнику электрического тока, кото-
рым является измерительный прибор (омметр), возникает ощутимый
бросок тока. Наличие короткозамкнутых витков обмотки выявить зна-
чительно сложнее. Такой дефект сопровождается заметным измене-
нием индуктивности катушки относительно паспортного значения.
Кроме того, существуют простые устройства, см. примеры в настоящем
издании, позволяющие однозначно определить наличие короткого
замыкания в обмотке. Неисправность моточного изделия может быть
выражена и в его скрытом механическом повреждении, когда ферро-
магнитный сердечник трансформатора или дросселя мог расколоться
при падении устройства или в результате удара.
Полупроводниковые микросхемы, не имеющие следов термического
или механического воздействия, также можно проверить на наличие
короткого замыкания, например, по цепи питания. Для начала омметром
контролируют величину электрического сопротивления между выво-
дами питания микросхемы. Если короткое замыкание имеется, можно
Глава II. Практические конструкции силовой электроники 203
аккуратно перекусить вывод одной из ножек питания микросхемы, либо
перерезать проводник печатной платы, идущий на питание микросхемы,
и затем определить величину электрического сопротивления между
выводами питания микросхемы. Если короткое замыкания присутствует
в микросхеме, она подлежит замене. Если короткое замыкание осталось
после отсоединения вывода питания микросхемы, причину его следует
искать в другом месте. Перерезанный проводник печатной платы или
ножки микросхемы следует восстановить пропайкой.
Резисторы без следов повреждения стоит проверить на обрыв, кото-
рый может быть не заметен под слоем лака, и на существенное откло-
нение обозначенного на схеме или корпусе номинала.
Наиболее неприятный вид неисправности — «мерцающая» неис-
правность, проявляющаяся время от времени. Причиной ее чаще всего
является плохой контакт (окисление контакта, непропай), либо дефект
полупроводникового элемента. Иногда подобную неисправность уда-
ется выявить методом локальных термических испытаний. Для этого
на работающую схему с соблюдением правил техники безопасности
направляют струю нагретого, либо, напротив, охлажденного воздуха.
Часто такой вид воздействия способствует выявлению капризного
характера дефектной радиодетали.
Если визуально-приборные поиски неисправностей не принесут
плодов, следует приступить к контролю наличия штатных напряже-
ний и сигналов в различных точках устройства. Если таковые напряже-
ния какого-либо отдельного узла изделия будут заметно отличаться от
нормы, либо контролируемые сигналы будут отсутствовать или иметь
иную форму, то именно этот узел полежит более тщательному изуче-
нию на предмет выявления неисправности.
Например, обрыв в цепи переходного конденсатора будет характе-
ризоваться тем, что на одном его выводе сигал присутствует, а не дру-
гом — нет.
Возможно, что при осмотре не замеченной оказалась треснувшая
дорожка печатной платы. Такие дефекты часто встречаются в местах,
расположенных рядом с различного рода разъемами и переключате-
лями. Возможно, что токопроводящие дорожки прокорродировали в
условиях повышенной влажности, либо покрылись слоем грязи (утечка
тока) или продуктами жизнедеятельности насекомых.
В завершение следует сказать, что опыт ремонта и налаживания
радиоэлектронных устройств появляется, накапливается и оттачива-
ется годами.
204 Основы силовой электроники
2.14. Вопросы и задачи для самопроверки знаний
для перехода на следующую ступень
Вопрос №1. Какой принцип заложен в основу работы умножителей
напряжения?
Вопрос №2. Как работает многофазный выпрямитель? Какова
форма его выходного напряжения?
Вопрос №3. Какой принцип заложен в основу работы источников
питания с гасящим конденсатором?
Вопрос №4. Как работает импульсный инвертирующий или пони-
жающе-повышающий стабилизатор напряжения?
Вопрос №5. Какие виды импульсных преобразователей напряжения
вы знаете? Их принцип работы.
Вопрос №6. Что такое широтно-импульсная модуляция, каким обра-
зом ее используют в преобразовательной технике?
Вопрос №7. Каков принцип работы пускорегулировочной аппара-
туры энергосберегающих ламп?
Вопрос №8. Принцип работы диммера. Какие типы (виды) димме-
ров вы знаете?
Вопрос №9. Каков порядок проверки элементов неисправных
источников питания?
Вопрос №10. Чем можно объяснить, что результаты измерения
сопротивления перехода полупроводникового диода разительно отли-
чаются при измерении аналоговым и цифровым измерительным при-
бором?
ГЛАВА I
ПРОФЕССИОНАЛЬНЫЕ
ТЕХНИЧЕСКИЕ РЕШЕНИЯ
ВОПРОСОВ СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Путь любого человека в радиоэлектронику и, в частности, в сило-
вую электронику начинается чаще всего с малого шага — с желания
повторить интересную конструкцию, усовершенствовать ее при необ-
ходимости, реже — с необходимости исправить несложную на первый
взгляд техническую неисправность. Далее идет накопление жизненного
опыта, расширение базы знаний. В итоге человек решает заданный
самому себе вопрос: двигаться и развиваться по наметившемуся пути
далее, стать профессионалом, либо избрать иной, более перспективный
путь, а полученные ранее навыки законсервировать на будущее, для
случая, если эти знания когда-либо пригодятся.
Для квалифицированного и успешного решения задач при разра-
ботке, наладке и эксплуатации сложнотехнических устройств необхо-
дим расширенный горизонт комплексно-многомерный охвата круга
рассматриваемых проблем. Такой подход формируется путем много-
летних и достаточно трудоемких повседневных работ в избранной для
работы и творчества области техники, приобретением знаний, оттачи-
ванием и шлифовкой навыков, накоплением опыта. В какой-то степени
расширить круг представлений о путях возможного совершенствования
устройств технического назначения и вникнуть в глубину протекающих
в них процессов помогут приводимые ниже примеры решения проблем,
позаимствованные из фонда методологических основ инженерно-тех-
нического творчества.
3.1. Методологические основы инженерно-
технического творчества в решении практических
задач радиоэлектроники
Арсенал методов и приемов активизации творческой деятельности
насчитывает десятки и сотни наименований. Это алгоритм и теория
206 Основы силовой электроники
решения изобретательских задач, морфологический анализ, мозговой
штурм, функционально-стоимостный анализ и целый ряд других [15].
Очевидно, что эффективность применения арсенала перечисленных
методов при решении нестандартных инженерно-технических задач
будет тем существенней, чем разнообразнее и действеннее оружие,
предлагаемое арсеналом. В этом случае каждый человек может выбрать
применительно к себе наиболее подходящий для него набор приемов и
методов, которыми сможет в совершенстве овладеть и в дальнейшем с
успехом использовать.
К методам, посредством использования которых могут быть решены
творческие задачи первого уровня сложности, можно отнести поиско-
вый метод научного исследования и моделирования, методы прогно-
зирования свойств и характеристик объекта, методы с использованием
гипотетических и прогностических предпосылок. К методам генерации
новых ситуаций можно отнести и теорию решения изобретательских
задач, а также алгоритмы решения изобретательских задач.
Для решения задач второго уровня сложности (уровень изобрете-
ний) могут быть использованы большинство из рассматриваемых в
курсах методологии технического творчества методов — метод мозго-
вого штурма, его разновидности, фонд эвристических приемов, банк
физических эффектов и ряд других.
И, наконец, для решения задач третьего уровня сложности (уровень
технических решений, имеющих местную новизну, уровень малых
усовершенствований) могут быть использованы функционально-стои-
мостный анализ, морфологический анализ и синтез, метод проб и оши-
бок, компьютерные и иные методы перебора ситуаций и т. д.
Очевидно, что рекомендаций по решению задач первого уровня
сложности более сложны в практическом приложении, зато они могут
быть автоматически перенесены и использованы для решения задач
второго и третьего уровня сложности. То же можно сказать в отноше-
нии переноса рекомендаций для решения задач второго уровня слож-
ности на решение задач третьего уровня.
Ниже в порядке ознакомления приведены избранные условные при-
меры реализации решений изобретательских задач различного уровня
сложности.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 207
3.2. Методы решения творческих задач
Решение творческих задач первого уровня сложности.
Метод временной или масштабной лупы
Пример реализации метода масштабной лупы.
Задача: изучить процессы в сверхтонких металлических пленках
при пропускании через них тока и практически использовать резуль-
таты исследований.
Проблема: экспериментальные и теоретические данные по вопросу
исследования фрагментарны и противоречивы, результаты экспери-
ментов мало воспроизводимы.
Процедура: исследование поведения тонких металлических пленок,
полученных в виде клина (пленок переменной толщины) в электрическом
поле; варьируемый параметр—только толщина пленки металла; изучение
масштабных (размерных) явлений в тонких металлических пленках.
Итог: открытие № 31,1967 г. «Установлено неизвестное ранее явле-
ние, заключающееся в том, что при прохождении электрического тока
через тонкие металлические пленки с островной структурой толщиной
в несколько десятков ангстрем возникает эмиссионный ток».
Практическое использование — холодные тонкопленочные
катоды; пленочные электролюминесцентные источники света; новые
планарные оптоэлектронные приборы.
Условный пример реализации метода временной лупы.
Задача: повысить надежность радиоэлектронной аппаратуры.
Проблема: при коммутации радиоэлектронной аппаратуры воз-
никают мощные броски тока (переходные электрические процессы),
выводящие аппаратуру из строя и индуцирующие помехи, и сбои в
близкорасположенных узлах радиоэлектронного оборудования.
Процедура: исследование переходных процессов и причин, их вызы-
вающих, посредством оптимизации стадий инициирования сверхбы-
стрых переходных процессов, перераспределение критических бросков
тока во времени, сглаживание «пиков».
Итог: создание нового направления исследований в физике твердого
тела; повышение надежности работы радиоэлектронного оборудования.
Примеры использования метода комбинированной лупы.
Задача: получить более детальную информацию о процессе с целью
извлечения возможного положительного эффекта в новых полупрово-
дниковых приборах специальной конструкции.
Проблема: в области малых напряжений наблюдается аномальность
на вольтамперной характеристике полупроводникового прибора, отме-
чается неустойчивый характер его работы.
208 Основы силовой электроники
Процедура:
♦ использование «лупы» по осям вольтамперной характеристики;
♦ использование временной лупы.
Итог:
♦ обнаружен участок вольтамперной характеристики с отрица-
тельным динамическим сопротивлением;
♦ указанный.участок сохраняется до частот в десятки гигагерц;
♦ создание туннельных диодов (диоды Есаки), способных рабо-
тать в генераторах, усилителях, переключающих устройствах.
Решение творческих задач второго уровня сложности.
Мозговой штурм (мозговая атака» брейнсторминг)
Определение метода: творческий метод коллективной генерации
неограниченного количества идей с отсроченной их критикой и анализом.
Идея метода (предложен в 30-х гг. прошлого века американцем
Алексом Осборном): коллективный поиск идей, при котором процесс
генерации идей разнесен во времени от процесса их оценки (критики).
Рекомендуемые этапы реализации:
♦ подобрать разнородную группу «генераторов идей», в состав ко-
торой не должны входить руководящие работники и скептики;
♦ сформулировать проблему в основных терминах, выделить
единственный центральный пункт;
♦ не объявлять ложной и не прекращать исследование ни одной
из предложенных идей;
♦ подхватывать и развивать идею любого рода, даже если ее
уместность (возможность реализации) кажется в данное время
сомнительной или абсурдной;
♦ оказывать поддержку и поощрение, столь необходимые для то-
го, чтобы освободить участников от скованности;
♦ проводить окончательную оценку и отбор идей только после
окончания сессии с помощью группы экспертов, как правило,
не участвовавших в проведении сессии.
Достоинства метода: высокая эффективность, метод легко осваи-
вается, достаточно универсален, имеет широкую область возможного
применения.
Недостатки метода: трудность использования при решении узко-
профильных задач, отсутствие критериев выбора хода развития гене-
рации идей.
Условный пример практической реализации представлен ниже в
хоже беседы нескольких участников и Ведущего.
По условиям испытания малосерийной техники требуется проверить
надежность ее работы при питании от сети переменного тока 50 Гц в
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 209
диапазоне напряжений 160—270 В. Необходим компактный источник
стабилизированного напряжения, удовлетворяющий этим условиям.
Предложить вариант(ы) решения этой проблемы.
Участник А. Использовать ЛАТР с ручной регулировкой напряжения,
а на входе поставить стабилизатор.
Участник Б. Использовать повышающий (авто)трансформатор с сет-
кой отводов, переключаемых при помощи реле или тиристоров.
Участник В. Использовать импульсный преобразователь-стабилиза-
тор напряжения с «цифровым» синтезом синусоиды.
Участник Г. Использовать мощный усилитель низкой частоты с
трансформаторным выходом и автостабилизацией и регулировкой
амплитуды выходного сигнала.
Участник В. Использовать принцип феррорезонансных стабилизато-
ров, работающих с повышенным выходным напряжением.
Участник Г. А что, если использовать забытый принцип использова-
ния умформера.
Участник А. Использовать повышающий трансформатор и активный
регулируемый за счет следящей обратной связи прибор, включенный
последовательно с нагрузкой.
Участник Д. Использовать принцип работы бесперебойного источ-
ника питания, с одновременной работой источника питающего напря-
жения и питаемого от него преобразователя, имеющего возможность
стабилизировать и регулировать выходное напряжение.
Участник В. Использовать принцип электронных стабилизаторов
напряжения релейного или электроприводного типа.
Участник Г. Использовать для стабилизации напряжения принцип
работы магнитного усилителя.
Участник 3. Использовать два компактных высокочастотных преоб-
разователя, работающих с разностью частот 50 Гц и затем смешать их
выходные сигналы.
Участник Е. А что если использовать трансформатор с плавно и авто-
матически регулируемым коэффициентом трансформации?
Ведущий. Не критикуя участников, направляет ход обсуждения в
нужное русло.
Участник Б. А если собрать относительно низковольтный стабилиза-
тор переменного напряжения, а его выходное напряжение поднять до
необходимого уровня повышающим разделительным трансформатором.
Участник В. Использовать готовый стабилизатор напряжения электро-
приводного типа, модифицировав его так, чтобы можно было регулиро-
вать уровень стабилизированного напряжения, а на выходе, при необхо-
димости, поставить разделительный повышающий трансформатор.
210 Основы силовой электроники
Далее следует оценка идей с участием аналитика (аналитиков) и
отбор лучшей (лучших) из них с возможным последующим дополни-
тельным обсуждением и развитием.
Отметим, что в патентной практике ряд подобных технических
решений уже запатентован, хотя участники обсуждения этого могут и
не знать.
Решение творческих задач третьего уровня сложности.
Функционально-стоимостный анализ
Определение метода: метод системного исследования объекта,
направленный на повышение эффективности использования матери-
альных и трудовых ресурсов.
Идея метода: в любом объекте заложены скрытые резервы (излиш-
ний вес, энергопотребление, ненужные или малозначимые операции
или элементы); необходимо рационально усовершенствовать объект,
как правило, без его усложнения, с извлечением при этом экономиче-
ского эффекта.
Рекомендуемые этапы реализации:
♦ подготовительно-поисковый этап; выбор объекта анализа;
♦ информационный этап (сбор, систематизация, изучение объек-
та и его анализ);
♦ аналитический этап (выявление скрытых резервов);
♦ творческий этап (выбор пути устранения излишков);
♦ экспертный этап;
♦ исследовательский этап;
♦ оформительско-исследовательский этап.
Достоинства метода: относительная простота.
Недостатки метода: усовершенствованию поддаются, как правило,
довольно несовершенные объекты.
Условный пример практической реализации:
♦ задача (постановка задачи): снизить массогабаритные показа-
тели низкочастотного дросселя;
♦ формулировка проблемы (проблема): снизить массу и габариты
дросселя мешают ограничения, связанные с необходимостью
сохранения сечения сердечника;
♦ процедуры, рекомендуемые методом: см. выше;
♦ решение задачи: использовать набор пластин специальной
формы с тем, чтобы перевести центральную часть сердечника
из прямоугольной в круглую форму — экономится железо для
сердечника, обмоточный провод при сохранении количества
витков и мощности, на которую рассчитан дроссель, снижается
расход изоляционных материалов.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 211
Одновременно можно скруглить краевые выступы дросселя до сохра-
нения равного сечения по всему периметру сердечника; в итоге снижа-
ется масса дросселя, его габариты.
Задачи по силовой электронике
для развития творческого воображения
Арсенал методов инженерно-технического творчества постоянно
совершенствуется и развивается. Выше, лишь в качестве начального
ориентира для дальнейшего освоения этого арсенала, приведены еди-
ничные примеры из сотен ныне известных методов решения [15].
Задачи по силовой электронике для развития творческого вооб-
ражения:
♦ предложить способ повышения скорости автоматической регу-
лировки/стабилизации напряжения/тока нагрузки;
♦ предложить способ усовершенствования трансформатора, по-
ставив задачу (снизить весогабаритные показатели, повысить
КПД, повысить надежность);
♦ предложить способ плавного повышения/понижения напряже-
ния/тока с использованием трансформатора и без трансформа-
тора;
♦ предложить способ дистанционного визуального контроля на-
пряжения/тока в высоковольтной линии электропередачи;
♦ предложить (бесконтактный) способ контроля утечек электри-
ческого тока;
♦ предложить способ защиты от безучетного отбора электроэнергии;
♦ предложить способ автоматического регулирования освещен-
ности в помещении;
♦ предложить способы ресурсо- и энергосбережения;
♦ предложить способ (устройство) для расширения функциональ-
ных возможностей/свойств конкретных электронных силовых
устройств;
♦ предложить способ (устройство) для избирательного дистанци-
онного управления электронными бытовыми приборами без
использования пульта управления.
212
Основы силовой электроники
3.3. Патенты и новые идеи
в области силовой электроники
Новые патенты в области силовой электроники
Каждый год, каждый месяц патентные фонды не только нашей
страны, но и всего мира пополняется сотнями и тысячами новых идей
и оригинальных решений, в том числе в области силовой электронике.
Несмотря на такое изобилие изобретений океан идей никогда не будет
исчерпан до дна, во всяком случае, в обозримом будущем, ведь появле-
ние каждой новой идеи порождает целую лавину новых.
Ниже в качестве примера приведена лишь малая толика из изобре-
тательской копилки, ознакомление с которой поможет читателю соз-
дать что-то свое, оригинальное и неповторимое, почувствовать себя
Колумбом, открывающим новые неизведанные берега.
Компенсационный стабилизатор постоянного напряжения
Компенсационный стабилизатор постоянного напряжения [98] явля-
ется усовершенствованием ранее известного стабилизатора, рис. 3.1
[91], и отличается повышенной стабильностью выходного напряжения,
рис. 3.2.
Стабилизатор постоянного напряжения по А.С. СССР № 1665354,
рис. 3.1, работает следующим образом. При подаче на вход стаби-
лизатора питающего напряжения, значение которого превышает
обратное напряжение пробоя базо-эмиттерного перехода транзи-
стора VT1, по цепи эмиттер-база транзистора VT2, база-эмиттер
транзистора VT3, резистор R4' начинает протекать ток, который
открывает транзисторы VT3 и VT2. В результате на выходе стабили-
VT2
+Ц
VT1
R6
Рис. 3.1. Стабилизатор постоянного
напряжения по А.С СССР № 1665354
R4
Рис. 3.2. Компенсационный стабилизатор
постоянного напряжения по патенту
РФ №2472203
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 213
затора появляется напряжение, которое через резистор R3 подается
на опорный элемент VD1 и опорный вход усилителя. В стабилизаторе
создается положительная обратная связь, способствующая запуску
стабилизатора.
Как только разность между входным и опорным напряжением ста-
новится меньше порогового значения напряжения база-эмиттер тран-
зистора VT1, последний переходит в активный режим. При достижении
выходным напряжением номинального значения в активный режим
переходит транзистор VT4 усилителя, а в контуре стабилизатора уста-
навливается отрицательная обратная связь.
При изменении выходного напряжения, вызываемого изменениями
напряжения питания и тока нагрузки, изменяется сигнал на выходе
усилителя и напряжение на параллельно включенных управляющих
цепях транзисторов VT2 и VT1. Это приводит к изменению токов тран-
зисторов VT1 и VT2.
Изменение тока транзистора VT1 приводит к изменению падения
напряжения на опорном элементе 7 и дополнительному изменению
токов транзистора VT3 усилителя и транзистора VT1. В конечном итоге
выходное напряжение возвращается на ранее установленный уровень
с заданной точностью.
Такой стабилизатор имеет недостаточно высокую стабильность
выходного напряжения при изменении в широком диапазоне входного
напряжения. Это обусловлено протеканием дополнительного тока запу-
ска в режиме стабилизации через опорный элемент VD1.
Изменение входного напряжения приводит к изменению нерегули-
руемой составляющей тока, протекающего через опорный элемент VD1,
что приводит к изменению опорного напряжения и, следовательно, к
увеличению нестабильности выходного напряжения. Кроме того, тран-
зистор запуска работает в нестандартном инверсном режиме.
Усовершенствованная схема стабилизатора, рис. 3.2, преследо-
вала цель повысить надежности устройства и стабильность выходного
напряжения.
Для этого в компенсационный стабилизатор постоянного напря-
жения введены диод и конденсатор, подключенный между выводом
пускового резистора и базой регулирующего транзистора, переход база-
эмиттер которого шунтирован диодом в обратном направлении.
Стабилизатор работает следующим образом. При подаче на вход ста-
билизатора входного напряжения происходит заряд конденсатора С1.
При достижении выходным напряжением номинального значения
стабилизатор переходит в режим с отрицательной обратной связью.
После выхода на рабочий режим заряд конденсатора С1 прекращается,
и, соотйетственно, полностью исключается потребление мощности
214 Основы силовой электроники
пусковой цепью, а также устраняется связь между входом и выходом
стабилизатора.
Стабилизация выходного напряжения осуществляется при помощи
дифференциального усилителя на транзисторах VT2 и VT3, воздейству-
ющего на регулирующий транзистор VT1 таким образом, что выходное
напряжения возвращается на установленный уровень с заданной точ-
ностью.
С момента достижения выходным напряжением номинального зна-
чения питание опорного стабилитрона VD1 осуществляется через огра-
ничительный резистор R1 стабильным выходным напряжением, что
позволяет стабилизировать ток, протекающий через опорный стабили-
трон VD1. Это обеспечивает высокую стабильность выходного напря-
жения в широком диапазоне изменения входного напряжения и тока
нагрузки.
После снятия входного напряжения конденсатор С1 через диод VD2
и стабилитрон VD1, который в данный момент оказывается включен-
ным в прямом направлении, подсоединяется к входным выводам ста-
билизатора и разряжается за счет работы самого стабилизатора. Это
обеспечивает быстрый разряд конденсатора и значительно уменьшает
время подготовки стабилизатора для последующего включения.
Стабилизатор в отличие от предшественника:
♦ обеспечивает развязку входной цепи стабилизатора от неуправ-
ляемого тока запуска, протекающего через опорный элемент, и
исключает воздействие пусковой цепи на процесс стабилиза-
ции выходного напряжения, это приводит к повышению ста-
бильности выходного напряжения и полностью исключает по-
требление мощности пусковой цепью в рабочем режиме;
♦ при сохранении высокой надежности запуска снимаются огра-
ничения по выбору параметров элементов запуска, тогда как в
стабилизаторе-предшественнике задается определенное соот-
ношение между токами регулирующего и запускающего тран-
зисторов.
Стабилизатор постоянного напряжения
Стабилизатор постоянного напряжения, рис. 3.3, обеспечивает
выходное напряжение 6,0 В при токе 0,30 мА [94]. Минимальная раз-
ность между входным и выходным напряжениями 0,3 В. Собственное
потребление тока составляет 0,2 мА. Коэффициент стабилизации при
изменении входного напряжения от 6,4 до 10 В не менее 900, выходное
сопротивление не более 0,15 Ом.
Стабилизатор содержит опорный элемент, состоящий из поле-
вого транзистора VT1 и резистора R1 в цепи истока, делитель выход-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
215
Юмк
•VD1
> КД509А
ного напряжения R2, R3 с термокомпенсирующим диодом VD1, уси-
лительный элемент на микросхеме DA1 и регулирующий транзистор
VT2. Выход усилителя подключен к общему проводу через диод VD2.
Резистор R4 задает режим работы микросхемы DA1.
Полевой транзистор VT1 работает в режиме микротока, поэтому
напряжение на резисторе R1 почти равно напряжению отсечки. Оно
используется в качестве опорного, и с ним сравнивается часть выход-
ного напряжения, снимаемая с резистора R2. Напряжение ошибки (раз-
ность) усиливается микросхемой DA1 и преобразуется ею в выходной
ток, протекающий по диоду VD2. Этот же ток протекает по цепи пита-
ния усилителя (вывод 4 микросхемы DA1) через цепь базы регулирую-
щего транзистора VT2.
Температурный коэффициент напряжения отсечки составляет
примерно +2 мВ/град, в то время как температурный коэффициент
напряжения на p-n-переходе, отрицателен: -2 мВ/град. Поэтому диод
VD1 компенсирует влияние температуры на выходное напряжение.
Другой вариант включения термокомпенсирующего диода последо-
вательно с резистором R1, но после точки соединения этого резистора
с затвором транзистора VT1. Оба варианта примерно равноценны.
Включение диода VD2 вызвано особенностями операционного усили-
теля КР140УД1208. Этот диод можно не подключать.
Понижающий преобразователь переменного напряжения в постоянное
Преобразователь [97], рис. 3.4, содержит:
♦ выпрямитель, подключаемый к однофазной сети переменного
тока;
♦ блок управления;
216 Основы силовой электроники
♦ последовательную цепь, состоящую из N конденсаторов (где N
больше или равно 2) и подключенную к выходу выпрямителя;
♦ узлы сбора и распределения тока нагрузки, связанные с указан-
ной последовательной цепью из N конденсаторов таким обра-
зом, что указанные конденсаторы заряжаются от выпрямителя
в последовательном включении, а разряжаются в цепь нагрузки
в параллельном включении.
В устройство также введен электронный ключ, приводимый в дей-
ствие сигналами блока управления и обеспечивающий протекание тока
нагрузки от узла сбора тока до узла распределения тока в моменты,
когда амплитуда выпрямленного напряжения меньше заданного зна-
чения. Узлы сбора и распределения тока нагрузки выполнены в виде
диодных гребенок, причем в последовательную цепь включены допол-
нительно N токоограничивающих резисторов и N-1 или N диодов.
Устройство, рис. 3.4, работает следующим образом. Выпрямитель 1
преобразует переменное напряжение питающей сети, например, сину-
соидальной формы с частотой 50 Гц, в полуволны одной полярности. На
участке нарастания полуволны выпрямленного напряжения происходит
зарядка конденсаторов последовательной цепи 3 приблизительно до
напряжения иг = ^2U0/N, где Uo — действующее значение напряжения
сети, а N — количество конденсаторов. Остальные элементы находятся в
выключенном состоянии: электронный ключ 7 — благодаря отсутствию
открывающего управляющего сигнала от блока управления 2, а диодные
гребенки 4 и 5 — благодаря воздействию запирающего выпрямленного
напряжения обратной для них полярности. На спадающем участке полу-
волны все остается без изменений до определенного порога.
В режиме без компенсации реактивной мощности этот порог выби-
рается ниже среднего значения напряжения нагрузки 6, а в режиме с
компенсацией — выше среднего значения. После спада выпрямлен-
ного напряжения до величины заданного порога блок управления
2 формирует сигнал на открывание электронного ключа 7. С этого
момента в нагрузку 6 (например, резистор R и сглаживающий кон-
денсатор С) начинает закачиваться ток от N параллельно включенных
конденсаторов C1-CN последовательной цепи 3, плюс ток, обуслов-
ленный остаточным напряжением на выходе выпрямителя 1 в теку-
щий момент. Этот ток определяется токоограничивающим элементом
выпрямителя или его внутренним сопротивлением. Назначение дио-
дов VD1-VDN — размыкать последовательную цепь конденсаторов на
момент их разряда, что позволяет произвести их перекоммутацию в
параллельное включение.
Суммарный ток выпрямителя показан на эпюрах рис. 3.5 для режимов
с компенсацией и без компенсации. Токоограничивающие резисторы
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
217
-220В
1-я гармоника тока сети
Рис. 3.4. Электрическая принципиальная схема преобразователя напряжения
R1...RN не выполняют функцию бал-
ласта для нагрузки в обычном смысле
этого термина. Эти резисторы срав-
нительно небольшого сопротивления
ограничивают на приемлемом уровне
коммутационные токи. Указанные токи
возникают в конденсаторах С1—CN при
использовании совместно с нагрузкой
сглаживающего конденсатора большой
емкости, а также при коммутационных
помехах со стороны сети (дребезг кон-
тактов при включении).
Токоограничивающий элемент
выпрямителя дополнительно умень-
шает эти токи, а также служит профи-
Ч,
Рис. 3.5. Эпюры напряжения и тока выпрямителя:
а -в обычном режиме;
б - при компенсации реактивной мощности
1-я гармоника тока сети
h
218 Основы силовой электроники
лактическим средством от самопроизвольного включения электронного
ключа из-за эффекта dU/dt вследствие тех же коммутационных помех
сети, но также не является балластом для нагрузки. Функцию балласта,
ограничивающего ток нагрузки, выполняют сами конденсаторы С1—CN,
переносящие с частотой сети при однополупериодном выпрямлении
(или удвоенной частотой сети при двухполупериодном выпрямлении) с
помощью электронного ключа 7 электрический заряд в нагрузку 6.
Разряд указанных конденсаторов происходит достаточно быстро.
Он прерывается на своем затухающем участке электронным ключом
7, который выключается блоком управления 2 в момент превышения
значением напряжения следующей полуволны выходного напряже-
ния выпрямителя 1 заданного порога — в случае двухполупериодного
выпрямления, или в любой другой момент следующей, неактивной,
полуволны — в случае однополупериодного выпрямления. Далее работа
преобразователя циклически повторяется.
На рис. 3.6 изображены варианты диодных гребенок 4, 5 узлов
сбора и распределения тока нагрузки. На рис. 3.6, а изображены после-
довательные гребенки. В таком включении ко всем диодам гребенок
предъявляются одинаковые и минимальные требования по величине
допустимого обратного напряжения ид = yJ2\]0 / N хотя в такой схеме
максимальны потери напряжения на диодах, т. к. разряд каждого кон-
денсатора осуществляется через цепочку как минимум из N-1 последо-
вательно включенных диодов.
Такая схема предпочтительна для устройств малой мощности и в
интегральном исполнении. На рис. 3.6, б изображены параллельные
гребенки. В таком случае к некоторым диодам гребенок предъявля-
ются максимальные требования по величине допустимого обратного
напряжения ид = ^/2U0N но зато в такой схеме минимальны потери
напряжения на диодах, поскольку разряд каждого конденсатора осу-
ществляется через цепочку из не более, чем двух последовательно
включенных диодов. Такая схема предпочтительна для устройств
большой мощности.
На рис. 3.6, в изображен один из вариантов комбинированных гре-
бенок. Подобного вида гребенки могут использоваться по специфиче-
ским технологическим соображениям. В качестве диодов гребенок 4,5
узлов сбора и распределения тока нагрузки могут быть использованы
стабилитроны для повышения надежности преобразователя. В этом
случае обрыв или существенное уменьшение емкости одного из кон-
денсаторов С1—CN последовательной цепи 3 не приведет к катастро-
фическому отказу преобразователя.
На рис. 3.7 изображены различные аспекты практической реализа-
ции выпрямителя 1.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 219
Все перечисленные решения могут использоваться в комбинациях с
другими техническими решениями из области однофазных выпрямите-
лей. Так, выпрямитель может быть выполнен управляемым с отсечкой
фазы, т. е. пропускающим определенную часть выпрямленной полу-
волны напряжения в соответствии с управляющими сигналами блока
управления 2. Такое решение улучшает коэффициент мощности.
На рис. 3.8 изображены схемотехнические решения по практической
реализации электронного ключа 7 и способов подключения нагрузки 6.
На рис. 3.8, а изображено подключение нагрузки 6 к узлу распределе-
ния тока 5, а однополюсного электронного ключа 7 — к узлу сбора тока
4 нагрузки 6. Такое решение возможно только при однополупериод-
ном выпрямлении и в этом случае в последовательной цепи 3 должно
быть N диодов. Диод VDN изображен отдельным обозначением внутри
последовательной цепи 3.
На рис. 3.8, б изображено подключение нагрузки 6 через однопо-
люсный электронный ключ 7 к узлу сбора тока 4, а узла распределения
тока 5 нагрузки — к общей шине. Такое решение возможно и при одно-
полупериодном, и при двухполупериодном выпрямлении. В качестве
электронного ключа 7 возможно использование разнообразных элек-
тронных компонентов. Например, на рис. 3.8, в изображено использо-
вание в качестве однополюсного электронного ключа 7 силового высо-
ковольтного МДП-транзистора.
На рис. 3.8, г изображено использование в качестве однополюсного
электронного ключа 7 тиристора. Такое решение целесообразно для
мощных и/или высоковольтных применений. Возможны варианты под-
ключения нагрузки 6 и без привязки ее и электронного ключа 7 к одной
из выходных шин выпрямителя 1.
Например, на рис. 3.8, д изображено использование в качестве
однополюсного электронного ключа 7 оптотиристора. Эта же схема
иллюстрирует вариант подключения нагрузки 6 без сглаживающего
конденсатора для питания ее импульсным током одной полярности.
Электронный ключ 7 может быть и двухполюсным, как это показано на
рис. 3.4. В качестве нагрузки 6 преобразователя может быть использо-
вана вторая ступень, выполненная по схеме описываемого преобразо-
вателя. Роль выпрямителя второй ступени может выполнять электрон-
ный ключ первой ступени.
На рис. 3.9 изображен один из вариантов выполнения преобра-
зователя. Выпрямитель 1 выполнен на диоде VD1 с токоограничи-
вающим резистором R1 и защитой плавким предохранителем FU1.
Электронный ключ 7 выполнен на транзисторе VT1 Стабилитрон
VD21 предназначен для защиты затвора от пробоя, резистор R10 обе-
спечивает закрывание ключа в отсутствие управляющего сигнала.
220
Основы силовой электроники
Рис. 3.6. Варианты диодных гребенок узлов сбора и распределения тока нагрузки:
а - последовательные; б - параллельные; в - комбинированные
-220В
-220В
■Н
I I
а
1
i
W-
Рис. 3.7. Варианты реализации выпрямителя:
а - однополупериодный; б - двухполупериодный мостовой;
в - с ограничением тока; г -с защитными злементами на входе
I
7
7
^^
в
i
— i
i
i
i
i
Рис. 3.8. Схемотехнические решения практического выполнения электронного ключа и способов подключения нагрузки:
а -с подключением нагрузки к цепи распределения тока; б -с подключением нагрузки к цепи сбора тока;
в -с ключом на полевом МДП-транзисторе; г-на тиристоре; д -на оптотиристоре
222
Основы силовой электроники
А: HH=>J А: I
Рис. 3.9. Один из вариантов практической реализации
понижающего преобразователя напряжения
Блок управления 2 реализован на транзисторе VT2. Для его запуска
при включении использован стартовый резистор R12. Анализ уровня
напряжения сети осуществляется через резистор R9. Диод VD20 обе-
спечивает защиту эмиттерного p-n-перехода транзистора VT2 от про-
боя обратным напряжением.
Сигнал управления для электронного ключа 7 формируется на рези-
сторе R11 и через конденсатор развязки уровней С8 поступает на затвор
транзистора VT1. Последовательная цепь 3, а также диодные гребенки
сбора и распределения тока нагрузки 4, 5 реализованы на элементах
С1—С7, R2—R8, VD2— VD19. Нагрузка 6 представляет собой последо-
вательно включенные светодиоды белого цвета свечения HL1-HL7,
зашунтированные электролитическим конденсатором большой емко-
сти С9. Стабилитрон VD22 предназначен для защиты нагрузки от пере-
напряжений в аварийных режимах.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
223
IR1
R3
R2
г
DA1
L1
На схеме, рис. 3.9, не показаны элементы гашения светодиодов при
выключении и другие вспомогательные элементы. При емкости каж-
дого из семи конденсаторов С1—С7, равной 1 мкФ, потребляемый от
сети ток составляет 1,5 мА, при напряжении сети 220 В, ток нагрузки
составляет 6,5 мА при напряжении на нагрузке 20 В. КПД — около 40 %.
Преобразователь однополярного напряжения в двуполярное
Преобразователь однополярного напряжения, позволяющий
получать два разнополярных симметричных относительно общей
точки (земли) напряжения, рис. 3.10, может быть использован в
источниках вторичного электропитания радиоэлектронной аппа-
ратуры [95].
В преобразователе напряже-
ния операционный усилитель
совместно с эмиттерным повто-
рителем на транзисторах VT1 и
VT2 работают в режиме компара-
тора с гистерезисом. Зона гистере-
зиса небольшой ширины (порядка
нескольких единиц или десятков
милливатт) создается за счет поло-
жительной обратной связи через
резистор R3.
При этом транзисторы VT1 и
VT2 работают в ключевом режиме,
что резко снижает рассеиваемую
на них мощность. Средняя вели-
чина импульсного напряжения на выходе эмиттерного повторителя
будет равна напряжению на выходе резистивного делителя, т. е. поло-
вине напряжения входного источника.
Индуктивность L1 совместно с конденсаторами С1 и С2 образуют
фильтр, сглаживающий пульсации импульсного напряжения, в резуль-
тате чего напряжение на средней точке преобразователя будет пульси-
ровать относительно половины напряжения входного источника с пол-
ным размахом, равным ширине зоны гистерезиса, т. е. весьма незначи-
тельно.
Частота генерации зависит от ширины зоны гистерезиса и от пара-
метров фильтра, т. е. от величин LI, Cl, C2, а также от тока нагрузки.
Частота должна выбираться исходя из скоростных характеристик
используемого операционного усилителя.
Преобразователь имеет высокий КПД, малые габариты и массу.
:С2
Рис. ЗЛО. Преобразователь однополярного
напряжения в двуполярное
224
Основы силовой электроники
R1
R3
Микромощный преобразователь
однополярного напряжения в двуполярное
Преобразователь однополярного напряжения в двуполярное,
рис. 3.11, является усовершенствованием ранее описанного преобра-
зователя, рис. 3.10, имеет высо-
кий КПД, величина которого не
зависит от тока нагрузки, в том
числе и в микромощном режиме
потребления [96].
Отличием устройства явля-
ется замена составного эмит-
терного повторителя на ком-
плементарной паре бипо-
лярных транзисторов на
КМОП-инвертор (например,
микросхем 561 или 564 серии).
КМОП-инвертор содержит
комплементарные полевые
R2
с
DA1
DD1
L1
:С2
Рис 3.11. Преобразователь однополярного
напряжения в двуполярное с КМОП-инвертором
транзисторы с изолированным затвором (МОП-транзисторы), которые
практически не требуют затрат мощности на управление. По этой при-
чине собственное потребление такого инвертора весьма невелико и
существенно меньше, чем у эмиттерного повторителя на биполярных
транзисторах.
Барьерно-резистивные элементы - баристоры и их применение
Тиристоры и симисторы, как и другие компоненты силовой радио-
электронной аппаратуры, в силу своих конструкционных особенностей
имеют как достоинства, так и недостатки. К основным недостаткам
тиристоров/симисторов можно отнести их низкое быстродействие,
способность работы в режиме регулируемого использования только
«правой» части синусоиды.
В процессе работ по созданию и совершенствованию преобразова-
телей электрической энергии были разработаны новые виды электрон-
ных коммутирующих элементов — барьерно-резистивные элементы
или баристоры [78,84].
Барьерно-резистивным элементом (баристором) будем далее
называть элемент радиоэлектронного устройства, электрическое
сопротивление «вход-выход» которого скачкообразно переключается
из проводящего состояния в непроводящее или наоборот при дости-
жении (превышении) уровня входного сигнала некоторого порогового
(барьерного) значения.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
225
Ваг
>
±
Ваг
<
_1_
Ваг
>
<
_1_
Ваг
Un
U2
U1
U<Uh
Баристоры, или
барьерно-резистивные
элементы (рис. 3.12),
предназначены для раз-
деления сигналов, ампли-
туда которых выше или ниже некоторого
определенного пользователем порогового
значения — барьера. В идеале такие приборы
на выходе низкого уровня должны без иска-
жения передавать входной сигнал, если его
амплитуда не достигает порогового (барьер-
ного) значения. При превышении порогового
(барьерного) значения входной сигнал авто-
матически переключается и проходит без
искажений на выход высокого уровня.
В зависимости от своего назначения бари-
сторы можно подразделить на:
♦ управляемые и неуправляемые (с
управляемым или не управляемым
значением порога (барьера);
♦ постоянного или переменного тока
(несимметричные и симметричные ба-
ристоры, соответственно);
♦ одноканальные — многоканальные (мно-
гоуровневые, многопороговые баристоры);
♦ элементы включения/отключения/пе-
реключения.
Схематические обозначения основных разновидностей барьерно-
резистивных элементов в порядке их следования представлены на
рис. 3.12.
Баристор высокого уровня, напряжение на выходе которого появ-
ляется лишь после того, как уровень входного напряжения превысит
некоторое пороговое значение.
Баристор низкого уровня, напряжение на выход которого беспре-
пятственно поступает лишь до определенного уровня входного напря-
жения, после чего барьерно-резистивный элемент переключает свое
состояние и отключает нагрузку.
Баристор переключательного типа однопороговый — при посте-
пенном повышении входного напряжения выходное напряжение вна-
чале присутствует на выходе низкого уровня сигнала, а после превы-
шения некоторого порогового значения происходит автоматическое
переключение входного сигнала на выход высокого уровня.
u<ubar
U>Un
о
c>
U>U2
D>
U>U1
Рис. 3.12. Схематические
обозначения основных
разновидностей барьерно-
резистивных элементов
226
Основы силовой электроники
Bar
>
<
±
Рис. ЪЛЪ. Устройство однопорогового баристора переключательного типа
Баристор переключательного типа многопороговый — при
повышении/понижении уровня входного сигнала (напряжения) про-
исходит последовательное переключение выходных ключей баристора
и обеспечивается прохождение входного сигнала на выход баристора,
отвечающий данному окну напряжений.
На рис. 3.13 показан вариант схемного решения однопорогового
баристора переключательного типа. В качестве порогового (барьерного)
Z-элемента, задающего порог срабатывания устройства, используется
полупроводниковый прибор, имеющий ВАХ с участком отрицатель-
ного или нулевого динамического сопротивления (рис. 3.13), напри-
мер, динистор, стабилитрон, биполярный лавинный транзистор или их
полупроводниковые управляемые и неуправляемые аналоги на основе
дискретных элементов.
В случае, если входное напряжение не превышает напряжения
переключения барьерного Z-элемента, его сопротивление бесконечно
велико. На управляющий вход одного из ключевых элементов посту-
пает напряжение низкого уровня, на вход второго — инвертированное,
высокого уровня.
Соответственно, входной сигнал без потерь пройдет через задей-
ствованный (включенный) ключевой элемент. При превышении уровня
входного напряжения сверх порогового сопротивление Z-элемента
скачкообразно понизится до некоторого конечного значения.
Произойдет автоматическое переключение ключевых элементов.
Схематично баристор и его вольтамперные характеристики для
определенного сопротивления нагрузки RH показаны на рис. 3.14.
Глава lit. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
227
о
Ваг
>
<
Рис. 3.14. ВАХ баристора переключательного типа
C1 VD5
—и—
Ваг
>
<
Рис. 3.15. ИспЪльзование баристора
в бестрансформаторном источнике питания
Схема использования баристора низкого уровня в бестрансформа-
торном источнике питания приведена на рис. 3.15.
На следующем рис. 3.16 приведен пример использования баристора
в составе источника питания для получения на выходе устройства
напряжения двух уровней U1 и U2.
Примеры практической реализации баристоров, выполненных
на основе дискретных элементов, показаны на рис. 3.17 и рис. 3.18.
Осциллограммы сигналов, снимаемых с различных точек устройств,
изображены на рис. 3.19. Для снижения уровня пульсаций выходных
напряжений следует использовать фильтры.
Источник питания с баристором (рис. 3.18) содержит мостовую
схему выпрямления подаваемого на прибор напряжения, пороговый и
ключевые элементы* На выходе мостовой схемы формируется харак-
терный для этого вида выпрямителей сигнал (рис. 3.19). Когда ампли-
туда напряжения, снимаемого с мостовой схемы, не превышает напря-
Рис. 3.16. Использование однопорогового баристора
переключательного типа в составе источника питания
228
Основы силовой электроники
U2
VT4
Рис. 3.17. Однопороговый баристор переключательного типа
на основе дискретных элементов
-16В
Рис. 3.18. Пример практического использования баристора высокого уровня
на основе дискретных элементов
жение пробоя управляемого аналога динистора (транзисторы VT1, VT2),
ключевой элемент на составном транзисторе VT3, VT4 открыт.
Входной сигнал малого (добарьерного) уровня беспрепятственно
проходит на выход баристора низкого уровня (сопротивление нагрузки
RH и параллельно ей подключенный конденсатор фильтра Сф).
В соответствии с уровнем сигнала, снимаемого с мостовой схемы,
происходит переключение ключевого элемента, см. также диаграммы,
приводимые на рис. 3.19. Как только входное напряжение превысит
напряжение барьера, отпирается аналог динистора, напряжение на нем
падает, транзисторы VT3 и VT4 запираются, ток через них не проходит.
Уровнем барьера, при котором происходит переключение ключа
устройства, можно управлять вручную — потенциометром R3, либо авто-
матически, за счет использования следящей обратной связи и включения
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
229
ю
20
30
40
50 t,MC
Ubx,B
50 t.MC
взамен потенциометра R3 управ- ивх в
ляемого элемента (оптронной
пары, полевого транзистора).
При работе устройства от
источника повышенного напря-
жения в качестве выходного
составного транзистора должны
быть использованы высоковольт-
ные транзисторы и произведена
коррекция номиналов резистив-
ных элементов (R5 и R4).
Диаграммы сигналов, при-
сутствующих на входе и выхо-
дах баристора (см. рис. 3.14,
рис. 3.17) показаны на рис. 3.19.
Барьерно-резистивные эле-
менты могут найти применение:
♦ в малогабаритных эконо-
мичных источниках пита-
ния с малыми потерями;
♦ в преобразователях и ста-
билизаторах напряжения;
♦ регуляторах напряжения,
тока, мощности;
♦ для защиты узлов и блоков
радиоэлектронного и элек-
тросилового оборудования,
линий связи;
♦ для систем многоканально-
го дистанционного управ-
ления, коммутации и связи, в том числе с высокочастотным на-
ложением сигнала по двухпроводной линии;
♦ в измерительных приборах и преобразователях;
♦ устройствах импульсной техники;
♦ для выделения, разделения или формирования сигналов.
Индукционный нагрев
Индукционный нагрев — электрический нагрев с применением
электромагнитной индукции. Если поместить предмет из проводящего
электрический ток материала внутрь катушки установки индукцион-
ного нагрева и пропустить по обмотке переменный ток, то во вложен-
20
30
40
50 t,MC
Рис 3.19. Осциллограммы сигналов,
снимаемых с различных точек баристора
(рис. 3.14 и рис. 3.17)
230
Основы силовой электроники
ном в катушку предмете переменным магнитным полем индуцируются
вихревые токи. В результате предмет будет нагреваться.
Плотность тока зависит от геометрических размеров, удельного
сопротивления, магнитной проницаемости нагреваемого материала,
а также от частоты магнитного потока. Эти токи разогревают поме-
щенный в катушку токопроводящий предмет в соответствии с законом
Джоуля-Ленца: «Количество теплоты, выделяемое в единицу времени в
рассматриваемом участке цепи, пропорционально произведению ква-
драта силы тока на этом участке и сопротивлению участка».
Типовые индукционные нагреватели используют для работы диа-
пазон частот от 10 кГц до 2 МГц. Так, для индукционных литейных
установок, используемых в зуботехнических лабораториях для плавки
стоматологических сплавов, выделены частоты 66 кГц, 440 кГц и
1,76 МГц.
Схема устройства индукционного нагрева, которое предполагалось
использовать для нагрева воды, циркулирующей в системе отопления,
приведена на рис. 3.20, рис. 3.21 [99,116].
В схеме использованы транзисторы STP40N10 (100 В, 35 А) на радиато-
рах с обдувом, диоды Шоттки 50SQ100 5 А, 100 В; резисторы 240 Ом на 1 Вт,
емкость батареи конденсаторов CBB81/224/2000V— 2,3 мкФ. Магнитная
проницаемость ферритового кольца, на котором намотана катушка индук-
тивности L2, равна 10000. Ее индуктивность примерно 2 мГн.
Источники питания — два аккумулятора заменены на трансформа-
тор ОСМ1-1.6 с переменным напряжением 24 В и постоянным на кон-
денсаторе порядка 27 В. Более или менее интересный результат при
данном размере индуктора начинается от 20 В.
Напряжение на каждом из транзисторов относительно корпуса по
800 В. Частота работы схемы без металлической трубы в индукторе
321 кГц, ток потребления 1,7 А. При внесении металлической трубы
И5В
Рис. 3.20. Схема генератора устройства
индукционного нагрева Рис. 3.21. Внешний вид макета установки
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 231
внутрь катушки частота пони-
жается до 138 кГц, ток потре-
бления возрастает до 5 А.
Труба диаметром 0,5 дюйма
индуктором с внутренним
диаметром 85 мм нагрева-
ется в районе средней точки
до вишневого цвета. При вне-
сении в катушку L1 наконеч-
ника отвертки, он раскаляется
докрасна за 30 с, рис. 3.22. Л „ ■ --,
jf Рис. 3.22. Нагрев наконечника отвертки при
Лучше всего В таких схемах работе устройства индукционного нагрева
использовать пленочные кон-
денсаторы фирм Evox Rifa, Faratronic, Pilcor. КПД возрастает, и количе-
ство конденсаторов потребуется в разы меньше.
Ток потребления определяется заполнением индуктора металлом.
Стоит использовать под бесшовную трубу с максимальной толщиной
стенок. При токе потребления более 12 А, транзисторы STP40N10 пере-
греваются и, если не используется эффективный теплоотвод, быстро
выходят из строя.
Трансформатор тока для нагрева теплоносителя
Вторым способом нагрева теплоносителя является трансформа-
тор тока [116]. Трансформатор тока представляет из себя ферритовое
кольцо, установленное на проводе, идущем от блока конденсаторов к
индуктору. Подойдут ферритовые кольца, любой магнитной прони-
цаемости, в том числе и кольцо из трансформаторного железа. Чем
ниже магнитная проницаемость магнитопровода, тем меньший радиус
кольца можно использовать, тем ниже частота тока на выходе, тем
сильнее греется магнитопровод.
При использовании трансформаторного железа эффективность
нагрева максимальна. Ферритовые кольца с внутренним диаметром
менее 60 мм для длительной работы схемы не следует использовать.
При внутреннем диаметре ферритового кольца менее 50 мм резко рас-
тает ток потребления, необходимый для поддержания резонанса, тран-
зисторы выходят из строя. В случае использования сердечника от ТВС
необходим зазор. При встречной намотке обмоток ЭДС отсутствует.
Лампу 220 В 95 Вт можно включать без диодного моста, но тогда сле-
дует уменьшить число витков трансформатора тока примерно до пяти,
иначе лампа сгорит, рис. 3.23. На сдвоенную пару витков, используе-
мых в намотке обращать внимание не стоит. Так же следует поступить
с парой проводов черный и красный, на транзисторных радиаторах к
232 Основы силовой электроники
ним подключались высоко-
вольтные конденсаторы от СВЧ
печей.
Ферритовые кольца, раз-
мещенные в индукторе, уве-
личивают частоту до 400 кГц,
токовый трансформатор ее
понижает до 100 кГц. Яркость
свечения лампы регулируется
частотой за счет увеличения
о -,-' - А либо уменьшения сердеч-
Рис. 3.23. Внешний вид макета установки J , ^
с подключенной нагрузкой ника из ферритовых колец в
индукторе.
При подключении нагрузки ток возрастает на 2 А. Это примерно
равно мощности используемой лампы. Подключение активной
нагрузки увеличивает ток, потребляемый устройством. А вот исполь-
зовать ферритовые кольца для нагрева теплоносителя в дополнение к
индуктору — очень интересный вариант.
ЗА Силовая электроника необычных явлений
Парадоксальные эксперименты и их интерпретация
Питательной средой для свершения как научных открытий и изо-
бретений, так и появления различного рода сенсаций служат парадок-
сальные на первый взгляд явления или события. Достаточно часто и
с определенной периодичностью, таинственной силой приурочен-
ной к очередной подписной кампании, на страницах популярных или
научно-популярных периодических изданий появляются статьи с
интригующими заголовками.
Не обходят стороной сенсационного рода находки и область элек-
троники и электротехники. Так, например, на дискуссионных сайтах
Internet, не выходит из круга внимания читателей статья, в которой
изложен совершенно оригинальный способ извлечения энергии из
окружающего эфира [42,62]. Нет ничего удивительного в том, что КПД
его установки намного превышал ограниченные законами природы
100 %, а если и не превышал, то черпал ее совершенно бесплатно из
мирового пространства, ничего не отдавая взамен, кроме как генери-
руемой электрической энергии.
Автор установки А.А. Мельниченко просто включил последова-
тельно с обмоткой асинхронного электродвигателя переменного
тока конденсатор, затем, после подбора емкости конденсатора, полу-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 233
чил резонанс. В итоге электродвигатель, рассчитанный на работу
при напряжении 220 В, стал работать при пониженном напряже-
нии — порядка ПО В и, по «безупречным» расчетам новатора, обе-
спечил тем самым двукратное усиление мощности. От несложного
преобразователя напряжения, работающего на повышенной частоте,
офисный вентилятор с почти 100-ваттным двигателем заработал —
от четырех плоских батареек [62].
Очередным этапом в развитии новой энергетики А.А. Мельниченко
полагает создание еще более совершенного аппарата — с повышенным
выходом энергии. Как он считает, для этого остаточно охладить электро-
двигатель до температуры жидкого азота и — получить сверхпроводи-
мость. В этом случае по его расчетам современной трансформаторной
будки хватило бы, чтобы получать мощности в десятки мегаватт [42].
К слову: до сих пор эффект сверхпроводимости обычно удавалось
достичь при температуре 23 К (для сравнения: температура жидкого
азота несколько выше — 77 К). Речь, конечно не идет о так называемой
высокотемпературной сверхпроводимости, достигаемой и при темпе-
ратуре жидкого азота, но уж на очень экзотичных материалах.
Между тем, «эффект Мельниченко» легко объясняется в ходе неслож-
ных рассуждений. Видимо в силу этих причин интерес лиц, проявляв-
ших поначалу бурный интерес к работе изобретателя, столь же стреми-
тельно иссякал.
Из основ электротехники известно, что закон Ома для последова-
тельной RLC-цепи (рис. 3.24) можно записать как: I = . ,
>2+(XL-Xc)2
где U — напряжение; I — ток; R, XL = wL, Xj, = 1/соС — активное, индук-
тивное и емкостное сопротивление элементов цепи, соответственно;
со = 2nf — круговая частота; f — частота электрических колебаний.
Для случая, когда конденсатор отсутствует (рис. 3.24, а):
i
Очевидно, что, если последовательно к RL-цепи подключить допол-
нительный конденсатор, ток в цепи возрастет. Зависимости тока в RLC-
R
цепи, а также значения cos(p = -p= = при изменении вели-
VR2+(XL-XC)2
чины реактивного сопротивления конденсатора показаны на рис. 3.25.
Как следует из рис. 3.25, при увеличении емкости конденса-
тора ток в цепи вначале возрастает (до наступления резонанса при
Хс = XL), затем начинает снижаться. Синхронно изменяется и значение
coscp: при резонансе cosq> = 1, ток в цепи максимален. Одновременно
234 Основы силовой электроники
на нагрузке возрастает напряжение в Q раз, где Q — добротность
RLC-контура, определяемая отношением xJr. Результатом такого пре-
вышения напряжения может стать пробой изоляции витков обмотки и
повреждение электроприбора.
Таким образом, при дополнительном подключении последовательно
с обмоткой электродвигателя дополнительного конденсатора действи-
тельно удается запустить электродвигатель даже при значительно зани-
женном сетевом напряжении, однако эти процессы не выходят за рамки
обыденных представлений.
В целом, из непредсказуемых теорией и практикой эффектов, кото-
рые могут быть использованы в реальных технических объектах при-
кладного назначения, можно выделить: размерные (масштабные)
эффекты, временные эффекты, пограничные, неаддитивные, кумуля-
тивные и т. д.
К не имеющим отношения напрямую к вышеперечисленным следует
отнести отдельные экзотические эффекты и явления, вполне уклады-
вающиеся в рамки традиционных (устоявшихся) представлении, но
трактуемые совершенно с иных позиций, с привлечением иных, порою
спорных теории или гипотез, в нарушение принципа «бритвы Оккама».
Подобные представления, разумеется, тоже могут служить двигателями
прогресса, однако уводят в сторону с магистрального пути развития
научных направлении.
Для иллюстрации некорректной интерпретации отдельных физи-
ческих эффектов и экспериментов можно привести следующие доста-
точно типичнее или получившие широкую известность примеры.
Занимательный и поучительный эксперимент описан в рабо-
тах А.В. Чернетского — Ю.А. Галкина (самогенерирующий разряд
Чернетского-Галкина) [71]. В соответствии с экспериментальной
схемой (рис. 3.26 — рис. 3.28) устройство содержит конденсатор,
активную резистивную нагрузку (лампу накаливания) и электриче-
ский разрядник. Все элементы схемы включены последовательно и
подключены через обмотку силового трансформатора к сети пере-
менного тока.
При короткозамкнутом разряднике FV1 ток в цепи нагрузки неве-
лик — электрическая лампа светится тусклым светом (рис. 3.26). Если
разомкнуть электроды разрядника (рис. 3.27 и рис. 3.28), раздвигая
их, например, микрометрическим винтом, и добиться возникновения
устойчивого разряда, яркость свечения электрической лампы резко
возрастает.
По мнению авторов эксперимента [71], при возбуждении особой
формы дуги (самогенерирующего разряда) «... происходит пинчевание
(отклонение) электронного облака ионного, и возникает электрическое
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
235
Cl EL1
-220 В
Рас. 3.26. Моделирование электрических процессов с RC-цепи
при отсутствии/наличии электрического разрядника в ней
поле разделения зарядов. В этом поле создается поляризация физического
вакуума, когда возникающие виртуальные пары движутся направленно —
электроны от оси разряда, а позитроны — к ней. Последние, взаимодей-
ствуя с электронами плазмы, ускоряют их за счет передачи им части
своей энергии. Ускорение электронов приводит к повышению тока в раз-
рядной цепи и, соответственно, выделению дополнительной к поступаю-
щей от источника питания разряда энергии». Таким образом, по пред-
ставлениям авторов [71] реализуется преобразование энергии физиче-
ского вакуума в электрическую мощность.
100 U,
Рис. 3.27. Моделирование электрических процессов с RC-цепи при отсутствии/наличии
динисторного имитатора электрического разрядника в ней. Напряжение пробоя 100 В
236
Основы силовой электроники
Рис. 3.28. Моделирование электрических процессов с RC-цепи при отсутствии/наличии
динисторного имитатора электрического разрядника в ней. Напряжение пробоя 300 В
А.В. Нетушил и П.В. Ермуратский [57], анализируя эксперименты
А.В. Чернетского — Ю.А. Галкина [71], убедительно показали, что при
возбуждении электрического разряда в разряднике через последо-
вательно включенную цепь, состоящую из конденсатора и активной
резистивной нагрузки, протекает ток уже не синусоидальной формы
частотой 50 Гц (как это было бы на схеме по рис. 3.26), а ток более
сложной формы.
На рис. 3.27, рис. 3.28 изображена динамика электрических процес-
сов, протекающих в исследуемой цепи, показаны осциллограммы сигна-
лов, а также приведены амплитудно-частотные характеристики (модели-
рование с использованием программы Electronics Workbench). В качестве
имитатора электрического разрядника использован негатрон (динистор)
с напряжением переключения 100 В (рис. 3.27) и 300 В (рис. 3.28).
Ток в электрической цепи (рис. 3.27 и рис. 3.28), форма которого
описывается рядами Фурье, содержит многочисленные высокочастот-
ные составляющие. Поскольку емкостное сопротивление конденсатора
обратно пропорционально его емкости и частоте тока, величина тока,
протекающего в цепи (рис. 3.27 и рис. 3.28), существенно превышает
величину тока, протекающего в цепи по схеме рис. 3.26.
На рис. 3.29 показан более поздний вариант опытов А.В. Чер-
нетского в интерпретации А.В. Фролова [108, 114]. Трансформатор
намотан на сердечнике от малогабаритного ТВС от монитора, первич-
ные обмотки — по 5 витков провода ПЭЛ 0,4, вторичная 1000 витков
провода ПЭЛ 0,14. Легко заметить, что схема отличается повышенной
частотой питания нагрузки (лампы накаливания 2 Вт) и наличием
диодного выпрямителя VD2.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
237
+12В
T1 VD2
КЦ106А EL1
i
VT1 -
КП946Б
Рис. 3.29. Схемы:
a - высоковольтный преобразователь напряжения А.В. Чернетского;
б - его современный аналог
Выход преобразователя нагружен на низкоомную нелинейную
нагрузку, что делает неэффективным фильтр питания, а сам преобра-
зователь практически работает на короткозамкнутую нагрузку.
Стоит отметить, что при работе на повышенных частотах ожидае-
мый эффект увеличения яркости свечения лампы накаливания при
использовании разрядника не наблюдался, что вполне объяснимо из
изложенных ранее представлений о процессах, протекающих в цепях
«с искрением».
В ряду следующих парадоксальных опытов в области электротех-
ники рассмотрим «сверхпроводник» инженера СВ. Авраменко [43].
Экспериментальная установка СВ. Авраменко (рис. 3.30) содержит
повышающий трансформатор (рис. 3.30, б), питаемый переменным
током с напряжением 60 В и частотой 3 кГц. Вторичная высоковольт-
ная обмотка трансформатора одним из выводов подключена к одно-
проводной линии передачи, выполненной в виде тонкого (диаметром
15 мкм) вольфрамового проводника длиной от десятков сантиметров
до десятков метров; второй вывод вторичной обмотки по постоянному
току не связан с другими элементами электрической цепи.
К линии подключена «вилка Авраменко»: высоковольтной выпрями-
тель, выполненный в виде двух последовательно включенных высоко-
вольтных полупроводниковых столбов, к средней точке которых под-
ключена линия, а к свободным концам — конденсатор С1 (емкостью
0,024 мкФ и напряжением на 24 кВ). Для контроля напряжения и тока в
цепи нагрузки, подключенной параллельно конденсатору, в схему вве-
дены вольтметр и миллиамперметр.
При включении схемы на нагрузке развивается напряжение 10—20 кВ
при токе в десятки мА. В качестве нагрузки может быть использован
резистивный элемент, газовый разрядник, либо газоразрядный источ-
ник оптического излучения.
238
Основы силовой электроники
VD1
-V
VD2
VD1
VD1
-V
JL
Са
VD2
-^ -V
VD2
Сс
чн
L1
—ЧН
ЧмкЦюОк
~ J E1
ЮОВ/ЮОкГц
т
сь
300
2340В
Сс
300
—чн
Рис. 3.30. Принцип работы «электрической вилки -
«сверхпроводника» инженера СВ.Авраменко»
Обосновывая принцип действия однопроводной линии передачи
электроэнергии, автор эксперимента считает [32], что наблюдаемый
эффект связан с токами смещения и резонансными явлениями...
«...совпадение частоты напряжения источника питания и собственных
частот колебаний атомных решеток проводника».
В то же время, при анализе работы устройства автор новации созна-
тельно игнорирует существование емкостных связей между элемен-
тами электрической схемы. В частности, рис. 3.30, в и рис. 3.30, д, вто-
ричная высоковольтная обмотка трансформатора Т1 имеет емкостную
связь с первичной обмоткой и «землей»; в свою очередь, элементы
схемы (диоды, конденсатор, нагрузка) имеют также емкостную связь с
«землей».
С учетом указанных емкостей схема, изображенная на рис. 3.30, а
или рис. 3.30, б, преобразуется в эквивалентную схему (рис. 3.30, в или
рис. 3.30, г), из которой становится понятен способ «однопроводной»
передачи электрической энергии на расстояние.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 239
VD1-VD4 EL1
Б5-47
Генератор
«Расширитель
спектра»
«Антенна»
Рис. 3.31. Однопроводная передача энергии по новой схеме СВ.Авраменко и Н.В. Косинова
Учитывая накопившиеся за последние годы критические замечания,
СВ. Авраменко совместно с Н.В. Косиновым разработали новый вариант
установки для однопроводной передачи электроэнергии, рис. 3.31 [124].
Вместо ранее использовавшейся «вилки Авраменко» использова-
лась мостовой выпрямитель на диодах VD1—VD4. «Передающий» узел
состоял из трансформатора и генератора, подключенного к источнику
питания Б5-47.
«Приемная» часть соединялась с передающей проводником L. К
входу диодного моста VD1-VD4 подсоединялся проводник передачи
энергии L и антенна WA1. На выходе диодного моста был подключен
сглаживающий конденсатор С1. Параллельно этому конденсатору в
качестве нагрузки подключалась лампа накаливания EL1 220 В, 25 Вт,
подключенная через загадочное устройство под названием «расшири-
тель спектра».
Яркость свечения лампы зависит от мощности генератора. При
напряжении на выходе источника питания Б5-47 16—18 В лампа 220 В,
25 Вт горела почти полным накалом.
Назначение «расширителя спектра» по мнению авторов сводится
к тому, что «нагрузка, не препятствует полному заряду конденсатора».
Включение в линию передачи L резистора номиналом 2—5 МОм, как и
обрыв провода L (оборванные проводники связаны узлом через изо-
ляцию) или даже тела накала лампы существенно не влияет на степень
накала ее спирали. Это, по мнению авторов, говорит о возможности пере-
дачи энергии не только по одному проводу, но и совсем без проводов.
Вне зависимости от наличия «расширителя спектра», разрыва цепи
нагрузки по постоянному току, результат передачи энергии обусловлен
емкостными токами, протекающими от высоковольтного высокоча-
стотного генератора через токопроводящие конструкции на «землю».
Подобным образом демонстрировал в конце XIX в. свои опыты Н. Тесла,
а, повседневно, для настройки контуров передатчиков явление беспро-
водного протекания высокочастотного тока в XX в. использовали опе-
раторы радиостанций, держа в руке неоновую лампу.
240 Основы силовой электроники
Интересно, что и в XXI в. находятся энтузиасты, которые всерьез и
небезуспешно доказывают малообразованным чиновникам от энерге-
тики необходимость выделения многомиллионных сумм на построение
однопроводной линии передачи на расстояние до 5 км. Для справки:
простейшие расчеты показывают, что передать таким образом энергию
с большими потерями для потребителя удается всего лишь в пределах
30-50 м.
Псевдооднопроводные линии передачи электрической энергии
находят практическое применение в радиопередающих устройствах, в
индикаторах «фазы», в других технических устройствах, однако такие
изделия давно не вызывают удивления у пользователей [75, 76, 79].
Следует отметить, что опыты по однопроводной (беспроводной)
трансляции электрической энергии проводились еще в XIX в. во вре-
мена Н. Теслы. Современные работы по беспроводной передаче элек-
трической энергии производятся по близкой схеме, а для создания
токопроводящего луча (линии) используют ионизацию среды, вызван-
ную действием лазерного пучка, источника радиации, СВЧ-излучения.
Подобные схемы могут взамен (в качестве) токопроводящей одно-
проводной линии использовать газонаполненные диэлектрические
трубки (либо иные разряженные газовые межэлектродные промежутки,
например, в верхних слоях атмосферы).
Техника кирлиановской фотографии
Устройства для газоразрядной (кирлиановской) визуализации позво-
ляют получать фотографические изображения свечения поверхности
предметов в поле токов высокой частоты (метод газоразрядной визу-
ализации).
Принцип действия таких устройств основан на регистрации свече-
ния газового разряда, возникающего в диэлектрическом зазоре, состав-
ным элементом которого, как правило, является объект исследования.
При подведении к одному из электродов высоковольтного напряжения
(от 1 до 100 кВ) высокой частоты (1 кГц — 100 МГц) и приближении к
нему заземленного токопроводящего предмета (объекта), между элек-
тродом и предметом возникают электрические разряды, сопровождае-
мые свечением воздушной среды (диэлектрической прослойки).
Спектр излучения разряда определяется химическим составом газо-
вой среды и, следовательно, меняется во времени. Состав газовой среды
в существенной мере зависит, особенно для объектов биологического
происхождения, от набора и соотношения газообразных ингредиентов,
выделяемых биологическим объектом в процессе жизнедеятельности.
Пространственное распределение микроканалов пробоя диэлектри-
ческого (межэлектродного) промежутка отвечает картине распреде-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 241
ления минимальной электрической прочности среды, размещенной в
межэлектродном пространстве.
Таким образом, интенсивность и спектральный состав излучения
при газовом разряде, его интенсивность и топографические признаки
(локализация, частота разрядных линий, густота пробоев) несут инфор-
мацию об объекте исследований.
Для документальной регистрации информации в промежутке между
электродом и объектом исследования размещают фотографический
материал, причем, для исключения дополнительной засветки от внеш-
них источников света, процесс экспонирования производят в темноте
или при неактиничном красном освещении, либо фотоматериал раз-
мещают в светонепроницаемой диэлектрической камере.
При использовании прозрачного токопроводящего электрода воз-
можна динамическая регистрация газоразрядных процессов при
съемке через тыльную поверхность электрода кино- или видеокамерой.
Электрический ток между электродом и объектом исследования воз-
никает за счет емкостной связи, при этом возможны два варианта экс-
понирования.
Вариант 1. С гальванической связи с «землей». Объект исследования
(листовой материал, его срез, спил) помещают между пластинами кон-
денсатора, одна из обкладок которого соединена с выходным зажимом
устройства, а вторая — заземлена.
Вариант 2. Без гальванической связи с «землей», заземленным
предметом — псевдооднополярное подключение. Для возникновения
разряда достаточно поднести к электроду руку, ладонь, палец.
Как в том, так и в другом случаях ток через исследуемый объект при
правильной постановке эксперимента обычно не превосходит 1 мА, что
практически неощутимо.
Для оптимизации распределения градиента электрического поля и
регулирования разрядного тока рекомендуется высоковольтный элек-
трод покрывать тонкой однородной диэлектрической пленкой или
ультрамелкоячеистой сеткой (полиэтилен, полистирол, полипропи-
лен, тетрафторэтилен, полиэтилентерефталат и т. п.). Толщина пленки
должна составлять десятки мкм (подбирается экспериментально, в
зависимости от величины выходного напряжения высоковольтного
генератора).
Установка для исследования газоразрядных процессов
Экспериментальная установка для исследования газоразрядных про-
цессов (рис. 3.32) предназначена для фотосъемки свечения твердых
предметов неорганического и органического происхождения на фото-
графические материалы в поле токов высокой частоты.
242
Основы силовой электроники
Источник
питания
Оптическая
регистрация
Генератор
высоковольтных
импульсов
SiO2
SnO2
Образец
Диэлектрик
Металл
Измерительный
прибор,
осциллограф
Рис. 3.32. Вариант установки для исследования
газоразрядных процессов
Установка состоит из
регулируемого источ-
ника питания, преобра-
зователя-формирователя
высокого напряжения
(постоянного, перемен-
ного синусоидального,
либо пакетов импульсов
синусоидальной формы с
экспоненциально затуха-
ющей амплитудой), тай-
мера и разрядного кон-
денсатора — измеритель-
ной ячейки.
В состав установки также входят: измерительный прибор, контроли-
рующий величину разрядного тока в цепи, а также система оптической
регистрации. Для динамической визуальной регистрации изменения
разрядного тока к контрольному резистору, включенному в разрядную
цепь, может быть подключен осциллограф.
Экспонирование фотографических материалов происходит за счет свече-
ния, возникающего при высоковольтном высокочастотном разряде между
электродом (электродами) устройства и экспонируемым предметом.
Для регистрации и микроскопического наблюдения свечения объек-
тов в поле токов высокой частоты электрод устройства выполнен в виде
токопроводящего прозрачного слоя двуокиси олова на стеклянной или
кварцевой подложке. Объект съемки и электрод разделены одно- или
двухслойной диэлектрической прокладкой, один слой которой выпол-
нен из политетрафторэтилена или полиэтилентерефталата; вторым
слоем является фотографический материал, контактирующий эмуль-
сионной стороной с объектом съемки.
Устройство работает следующим образом: контактно или бесконтактно
(за счет использования емкостной связи с «землей») заземленный объект
съемки прикладывают к диэлектрической прокладке, затем устройство
включают через реле времени (таймер) в сеть. В результате возникновения
разряда между электродом и объектом съемки фотографический материал
засвечивается пропорционально интенсивности свечения.
После экспонирования фотографический материал проявляют, про-
мывают и фиксируют по традиционной для фотосъемочных работ мето-
дике, в соответствующих растворах.
Анализ характера свечения и динамика его во времени наблюдения
позволяет судить о неоднородности диэлектрической проницаемости
листовых диэлектрических покрытий и материалов, характере микро-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 243
рельефа поверхности исследуемых объектов и т. д., что дает основание
использовать метод для решения задач дефектоскопии.
Схемотехника аппаратов для «кирлиановской» фотографии
Свечение предметов в высоковольтном электрическом поле высокой
частоты начиная с опытов Н. Теслы и Я.О. Наркевича-Йодко (1891 г.)
используют для диагностики биологических объектов и в дефектоско-
пии технических изделий и материалов [5,18,19].
В России этот метод получил название «кирлиановская» фотография
или «кирлианография» — по фамилии супругов С.Д. и В.Х. Кирлиан,
повторно открывших метод в 1939—1949 гг. Особенно широкую извест-
ность и распространение метод «кирлиановской» фотографии приобрел
за рубежом: считается, что по характеру свечения пальцев рук можно
изучать «биополе» человека, достоверно и оперативно диагностировать
болезни, подбирать оптимальное сочетание лекарственных препаратов
и методов лечения, контролировать ход исцеления пациента.
В последние годы интенсивное развитие метод газоразрядной фото-
графии получил за счет внедрения современных компьютерных средств
автоматизации процесса съемки, программной обработки результатов
исследований [7]. В то же время схемотехника аппаратов для газораз-
рядной визуализации начиная со времен Николы Теслы претерпела
самые минимальные видоизменения.
Рассмотрим ниже основные разновидности схем формирования серии
экспоненциально затухающих во времени высоковольтных импульсов,
характерных для классического варианта получения фотографических
изображений в высоковольтном разряде по методу С.Д. и В.Х. Кирлиан.
В подобных устройствах обычно используют релаксационный генератор
импульсов с емкостным накопителем энергии и резонансный трансфор-
матор Теслы. Попутно отметим, что для фотографирования в высоковольт-
ном разряде применяют, хотя и значительно реже, аппараты Д'Арсонваля,
генераторы незатухающих колебаний, одиночных высоковольтных
импульсов и даже генераторы постоянного высоковольтного напряжения.
Многообразие форм реализации генераторов высоковольтных
импульсов для газоразрядной фотографии можно обобщить структур-
ной схемой (рис. 3.33), состоящей из:
1 — таймера; силового трансформатора Т1;
2 — выпрямителя;
3 — времязадающей RC-цепочки (емкостного накопителя энергии);
4 — порогового коммутирующего элемента; повышающего резо-
нансного трансформатора Т2;
5 — ограничителя величины разрядного тока;
6 — ячейки для экспонирования.
-230В
IV
Т1 л
\\( 1
/1 v i R
1:1
\2
С
Г)
Е|—
F
[з
G
Н
I
J
IT
I
■w-
lie
I j VD1 i
-J W
VD1-VD4IC
-iG
R1
ISA1,
-«G
!s1-SnlA:--L:
Puc. 5.55. Структурная схема высоковольтных генераторов для газоразрядной фотосъемки
о
09
О
О
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 245
Ряд элементов, входящих в структурную схему, может быть выпол-
нен в соответствии с вариантами, представленными в строках I—IV,
рис. 3.33, или совсем отсутствовать. Комбинируя сочетание типовых
элементов, можно самостоятельно синтезировать на усмотрение и с
учетом возможностей пользователя множество вариантов конструкций
устройств для получения «кирлиановских» фотографий.
Количество схемных вариантов специально ограничено за счет того,
не рассматриваются схемы с индуктивными накопителями энергии, а в
качестве коммутирующих элементов не показано использование поле-
вых и биполярных транзисторов, газонаполненных и вакуумных ламп,
управляемых разрядников, механических прерывателей, схем управле-
ния этими элементами.
Генератор импульсов высоковольтного напряжения работает сле-
дующим образом. Сетевое напряжение через таймер 1 и трансфор-
матор Т1«подается на выпрямитель 2 и времязадающую RC-цепочку.
Выпрямленное напряжение через времязадающий резистор Rl (R1+R2)
заряжает накопитель энергии — конденсатор С1 (С1—С4) до напряже-
ния пробоя порогового коммутирующего элемента 4.
В результате пробоя этого элемента запасенная на конденсаторе С1
(С1—С4) энергия передается в низковольтную обмотку повышающего
резонансного трансформатора Т2. В итоге на выходе трансформатора
формируются затухающие во времени импульсы высокого напряжения,
частота следования которых определяется RC-постоянной времязада-
ющей цепи 3, а частота заполнения зависит от резонансной частоты
обмоток трансформатора Т2. Далее импульсы высоковольтного напря-
жения через токоограничивающий элемент 5 поступают на ячейку
для фотосъемки 6.
Рассмотрим далее в порядке упоминания основные узлы устройства
для газоразрядной фотосъемки.
Таймер 1. Этот элемент не является обязательным, однако позво-
ляет добиться воспроизводимых результатов при получении фотогра-
фий. В качестве такового устройства может быть использован обычный
цифровой или аналоговый таймер для фоторабот промышленного или
кустарного производства, обеспечивающий выдержку времени от долей
до десятков секунд.
Трансформатор Т1 является разделительным и предназначен глав-
ным образом для обеспечения безопасности работ. В качестве такового
возможно использование силового трансформатора лампового теле-
визионного приемника черно-белого изображения. Отметим, что при
использовании для питания устройства батарейных или аккумулятор-
ных преобразователей напряжения (переносные нестационарные уста-
новки) этот трансформатор не обязателен.
246 Основы силовой электроники
Выпрямитель 2. На рис. 3.33-1-III показаны варианты выполне-
ния этого узла. Первый из них обеспечивает однополупериодное; вто-
рой — двухполупериодное (мостовое) выпрямление. Третий вариант
выполнен по схеме удвоения напряжения и рекомендуется для схем,
использующих электронные коммутаторы, рассчитанные на повышен-
ное напряжение.
На выходе выпрямителей может быть дополнительно включен кон-
денсатор фильтра емкостью в несколько микрофарад.
Времязадающая RC-цепочка З. Эта цепочка определяет величину
энергии, расходуемой на возбуждение электрического разряда, а также
скорость ее подвода к накопителю энергии — конденсатору. Количество
энергии, которое можно получить при разряде конденсатора, равно
CU2
—г—, где С — емкость конденсатора, U — напряжение на его обкладках.
Напряжение на обкладках конденсатора возрастает со скоростью,
определяемой напряжением источника питания ипит и RC-постоянной
зарядной цепи. Поскольку время заряда намного превышает время
разряда, частота следования импульсов целиком определяется параме-
трами зарядной цепи: f = .
RC-ln[l-(Unpo,/UnHT.)]
Время заряда конденсатора С при использовании источника посто-
янного напряжения ипит до напряжения, равного напряжению пробоя
порогового элемента Unpo6>, например, газового разрядника, можно
определить из выражения: т = RC • In — .
пит. проб.
Отсюда следует, что частота разрядов конденсатора определяется
произведением RC и, поскольку при UnMT >Unpo6 логарифм отношения
напряжений близок к единице, в очень малой степени, напряжением
питания генератора. Обычно частота следования разрядных импульсов
лежит в пределах от единиц Гц до нескольких кГц.
На практике величина сопротивления резистора R1 обычно близка
к 2 кОм.
Поскольку величина напряжения пробоя порогового элемента, как
правило, неизменна, и определяется свойствами коммутирующего эле-
мента — 4, уровнем энергии, подводимой к трансформатору Т2, можно
управлять, ступенчато изменяя емкость конденсатора — накопителя
энергии. В схеме (рис. 3.33-3-П) для ступенчатого изменения емкости
накопительного конденсатора использован переключатель SA1, в схеме
(рис. 3.33-3-Ш) — набор переключателей SAl-SAn.
Значение емкости конденсатора — накопителя энергии может варьи-
роваться в пределах от долей до единиц мкФ (например, набор конден-
саторов емкостью 0,5; 1; 2; 4 мкФ). В первом варианте схемы возможно
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 247
задание 4-х уровней энергии, вкладываемой в разряд, во втором — 15-и
(суммарная емкость конденсаторов от 0,5 до 7,5 мкФ с шагом в 0,5 мкФ).
В общем случае число уровней энергии при использовании п — пере-
ключателей Sl-Sn и п конденсаторов С1-Сп определяется как (2П -1).
В качестве С1-Сп целесообразно использовать бумажные конденса-
торы, рассчитанные на напряжение, превышающее напряжение про-
боя ключевого коммутирующего элемента (обычно 300—500 В). Для
быстрого разряда этих конденсаторов при отключении питания реко-
мендуется зашунтировать каждый из них сопротивлением порядка
1М0м.
Величина сопротивления потенциометра R2 (рис. 3.33-3-IV),
используемого для изменения скорости заряда конденсатора С1 (скоро-
сти следования высоковольтных импульсов) обычно составляет 5—10R1.
Ключевой пороговый коммутирующий элемент 4 является
одним из наиболее важных и ответственных узлов конструкции.
Напряжение его пробоя (включения, срабатывания) определяет энер-
гию высоковольтных импульсов, а максимальный ток в проводящем
состоянии и остаточное напряжение на открытом элементе определяют
КПД устройства. Немаловажной для работы генератора высоковольт-
ных импульсов является и скорость восстановления исходных свойств
ключевого элемента.
Наиболее простым, но малонадежным элементом устройств этой
серии является искровой разрядник FV1, выполненный в виде двух
заточенных винтов, разделенных регулируемым воздушным проме-
жутком. В качестве коммутирующих элементов могут быть использо-
ваны: газовые разрядники, газонаполненные лампы (неоновые лампы,
тиратроны и т. п.), динисторы, тиристоры и т. д., а также радиолампы и
транзисторы.
Наиболее часто в качестве коммутирующего элемента используют
газовые разрядники FV1 и тиристоры VS1 (рис. 3.33-4-1—3.33-4-IV),
обеспечивающие повышенные токи коммутации, а слаботочные поро-
говые элементы коммутации (неоновые лампы, рис. 3.33-4-П; дини-
сторы, рис. 3.33-4-Ш; полупроводниковые приборы, работающие в
режиме лавинного пробоя — транзисторы, полупроводниковые диоды,
например, Д219А; высоковольтные стабилитроны, рис. 3.33-4-IV) —
используют в сочетании с тиристором для получения повышенных
токов в нагрузке. Во всех схемах ключевых элементов диод VD1, напри-
мер, типа КД102Б, КД105 и др., предназначен для защиты тиристора от
импульсов напряжения обратной полярности.
В схемах (рис. 3.33-4-1) могут быть использованы отечественные
газовые разрядники на напряжение 90—350 В, например, Р-350, Р-35 —
на 350 В, РБ-280 - на 280 В; ИР-0,2 - на 200 В, Р-4 - на 76 В; зарубеж-
248 Основы силовой электроники
ные газовые разрядники, например, фирмы Epcos, тиристоры на напря-
жение не ниже 300-400 В, например, КУ201К(Л,М,Н), КУ202К(Л,М,Н),
2У205А(Б,В), 2У207Д(Е), КУ210А(Б,В), 2У211 и др. Разрядники фирмы
Epcos имеют маркировку Мхх-Сууу; Тхх-Аххх и др., где хх — код кон-
струкционного исполнения элемента; ууу — значение напряжения ста-
тического пробоя (90,150,230,350,600 В).
В качестве вспомогательных нелинейных элементов для создания
ключей с управляемым напряжением включения (рис. 3.33-4-П, III)
могут быть использованы слаботочные неоновые лампы, например,
МН-3, МН-5 (напряжение зажигания — 65 В и 150 В, соответственно),
ТН-0,2, ТН-0,3 и др.; динисторы типа КН102А-КН102Ж, К1182КНЗ, а
также их цепочки. Так, для динисторов типов КН102А, Б, В, Г, Д, Е, Ж, И
(2Н102А-И) значения напряжений включения составляют, соответ-
ственно, 5,7,10,14,20,30,30,50 В при обратном токе не свыше 0,5 мА.
Максимально допустимый постоянный ток в открытом состоянии
для этих полупроводниковых приборов равен 0,2 А при остаточном
напряжении в открытом состоянии 1,5 В. Отметим, что при использо-
вании коммутируемых по длине цепочек динисторов или иных элемен-
тов можно ступенчато изменять напряжение включения (пробоя) клю-
чевого элемента и управлять тем самым выходной мощностью высоко-
вольтного генератора.
Специализированная микросхема FLC10-200D фирмы
STMicroelectronics, представляет собой полупроводниковый аналог
искрового разрядника. Микросхему используют в генераторах импуль-
сов высоковольтного напряжения. Микросхема содержит тиристор Th,
между анодом и управляющим электродом которого подключен зене-
ровский диод Z (стабилитрон).
При превышении напряжения на электродах аналога разрядника
напряжения пробоя зенеровского диода происходит переключение
тиристора в проводящее состояние.
Максимальный ток аналога разрядника в импульсе — 240 А; длитель-
ность импульса тока tp= 10 мс. Обратносмещенный диод D, подключен-
ный параллельно электродам тиристора, защищает его от импульсов
отрицательной полярности при работе на индуктивную нагрузку.
Трансформатор Т2 или собственно резонансный высоковольт-
ный трансформатор может быть выполнен полностью самостоятельно
с использованием ферритового сердечника или без него. Однако для
уменьшения трудозатрат и повышения надежности работы устройства
лучше использовать модифицированный трансформатор строчной раз-
вертки от телевизора или монитора.
Для этого низковольтные обмотки трансформатора удаляют с сер-
дечника, сердечник изолируют несколькими слоями диэлектрической
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 249
пленки, а поверх виток к витку плотно наматывают 15-45 витков про-
вода ПЭЛ-2 0,5—1,0, продетого в кембрик. Оптимальное число витков
определяют экспериментально, по максимальному выходному напря-
жению на выходе устройства.
Высокочастотный трансформатор на базе телевизионных строчных
трансформаторов можно использовать и без переделки. Так, в высоко-
вольтном генераторе, работающем на частоте порядка 48 кГц и обеспе-
чивающем выходное напряжение до 6—8 кВ при величине питающего
напряжения 25 В был использован выходной трансформатор строчной
развертки телевизора или монитора с электронно-лучевой трубкой [74].
Величина выходного напряжения генератора высоковольтных
импульсов в большей степени зависит от настройки контуров транс-
форматора в резонанс, в том числе от числа витков низковольтной
обмотки, нежели от соотношения числа витков обмоток.
Частота высокочастотных заполняющих импульсов определяется
индивидуальными свойствами резонансного трансформатора и при
использовании трансформаторов строчной развертки обычно близка к
16 кГц. Конкретное ее значение для получения конечного результата —
фотографического изображения приемлемого качества не играет реша-
ющего значения.
Иногда параллельно низковольтной обмотке трансформатора под-
ключают потенциометр, назначение которого регулировать величину
выходного напряжения и скорость затухания электрических колебаний.
Контролировать величину выходного напряжения можно косвенным
образом — по свечению неоновой лампы, поднесенной к трансформа-
тору Т2. Для получения фотографического изображения в газовом раз-
ряде величина выходного напряжения высоковольтного генератора
может составлять 1—100 кВ, однако, в большинстве случаев используют
напряжение порядка 10—15, реже до 20 кВ.
Кроме телевизионных трансформаторов в преобразователях напря-
жения могут применяться и выходные трансформаторы каскадов
строчной развертки мониторов ПК. Такие трансформаторы в отличие
от телевизионных способны работать на более высоких частотах: рас-
четная рабочая частота телевизионных трансформаторов строчной раз-
вертки — 15,625 кГц, современных мониторов для ПЭВМ — до 100 кГц.
В ряде генераторов высоковольтного напряжения используют индук-
ционные катушки зажигания для автомототранспорта. Такие катушки
имеют сердечник, рассчитанный на работу в области довольно низких
частот — порядка 1 кГц. В этой связи для целей кирлиановской фото-
графии подобные конструкции менее пригодны.
Преимуществом индукционных катушек зажигания является то, что
они способны работать при низком напряжении питания преобразова-
250 Основы силовой электроники
теля (6; 12 или 24 В), т. е. от аккумуляторов. Эти изделия приспособлены
для работы в суровых климатических условиях и имеют повышенную
надежность и в большей степени отвечают требованиям электробезо-
пасности.
Показанный на рис. 3.33 конденсатор 390 пФ/20 кВ, разделяющий
обмотки высоковольтного трансформатора, не является обязатель-
ным элементом, вместо него может быть использована короткозамы-
кающая перемычка, либо разрыв цепи (емкостная связь обмоток или
непосредственная подача выходного напряжения на ячейку для экспо-
нирования, рис. 3.33-5-1). Однако этот конденсатор способствует раз-
вязке низковольтных низкочастотных цепей (сети) и высоковольтных
высокочастотных.
Ограничитель величины разрядного тока 5 является факульта-
тивным (не обязательным) элементом, однако выполняет весьма важ-
ную функцию: обеспечивает соблюдение правил электробезопасности.
Величина ограничивающего ток короткого замыкания элемента должна
быть подобрана таким образом, чтобы максимальный ток в нагрузке на
превышал 1 мА. Ограничитель тока может быть выполнен из несколь-
ких последовательно соединенных высокоомных резисторов, см.,
например, рис. 3.33-5-Ш, суммарное сопротивление которых должно
иметь величину порядка ед. — десятков МОм.
В качестве таких резисторов предпочтительнее использовать специ-
альные высоковольтные резисторы или резисторы типа МЛТ-2, ВС-2.
Резисторы должны быть вытянуты в последовательную цепь и поме-
щены внутри кембрика или изоляционной трубки. Монтаж высоко-
вольтных цепей следует выполнять без использования острых углов, с
которых возможно стекание высоковольтного разрядного тока.
В качестве ограничителя тока иного типа могут быть использованы
газоразрядные индикаторы, например, типа ИН-12 с однополярным
подключением к электроду (электродам) лампы (рис. 3.33-S-I). В каче-
стве второго электрода использован лепесток из фольги или жести,
плотно примыкающий к стеклу индикатора.
Такой прибор одновременно является индикатором наличия высо-
кого напряжения, а иногда применяется и в качестве электрода при экс-
понировании фотоматериала. Может быть использовано и сочетание
резистивного и газоразрядного ограничителей тока (рис. З.ЗЗ-5-II). В
ряде случаев роль токоограничивающего резистора может выполнять
тонкая диэлектрическая пленка в ячейке для экспонирования — 6.
Ячейка для экспонирования 6. На рис. 3.33 показаны основные
разновидности измерительных ячеек. Первая из них представляет
собой обычный конденсатор и предназначена для съемки свечения
плоских предметов в электрическом разряде.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 251
На рис. 3.33-6-1 литерами а и f обозначены плоские металлические
электроды; b и е — тонкая (десятки микрон) диэлектрическая пленка —
полиэтилен, лавсан, капрон; с — объект фотосъемки; d — фотографи-
ческий материал (фотопленка или фотобумага). Пленка b и/или е в
ряде экспериментов может отсутствовать, а в качестве одного или двух
электродов а и f для обеспечения визуального наблюдения или киносъ-
емки свечения могут быть использованы токопроводящие прозрачные
электроды на основе SnO2 на стеклянной или кварцевой подложке.
Вариант съемки свечения биологических объектов в высокочастот-
ном разряде (рис. 3.33-6-П, обозначения те же) использует псевдомо-
нополярное подключение нагрузки (тела человека) за счет наличия
емкостной связи. Разрядный ток при съемке практически неощутим.
Ячейка соединяется с генератором коротким высоковольтным про-
водом. Вблизи ячейки для экспонирования не должно быть заземлен-
ных предметов, токопроводящего пола или покрытий.
Экспонирование черно-белого или цветного негативного или пози-
тивного фотоматериала, имеющего чувствительность 1—1000 ед. ГОСТ
осуществляют в затемненном помещении. При использовании мало-
чувствительных фотобумаг допускается применение фотофонарей
красного света. Фотоматериал со снижением качества фотоснимка
может быть также размещен в светонепроницаемом пакете.
В заключение следует особо остановиться на необходимости стро-
жайшего соблюдения правил техники безопасности при работе с аппа-
ратами высокого напряжения. Хотя в схемах аппаратов для газоразряд-
ной фотосъемки предусмотрены многочисленные и порой, казалось бы,
совсем не обязательные элементы защиты, их использование хотя бы и
в неполном объеме представляется необходимым.
Генератор для получения «кирлиановских» фотографий
Генератор высокочастотных высоковольтных импульсов предна-
значен для получения фотографий по методу «Кирлиан» (рис. 3.34)
состоит из источника питания, управляющего (задающего) релаксаци-
онного генератора импульсов, тиристорного ключа и высокочастотного
трансформатора [75].
В блок питания входят силовой трансформатор и однополупериод-
ный выпрямитель. Предусмотрена возможность питания устройства от
преобразователя напряжения (300 В). Управляющий релаксационный
генератор импульсов выполнен на биполярном лавинном транзисторе
VT1. Сопротивлением нагрузки генератора являются резистор R9 и
управляющий переход тиристора VS1.
RC-элементами, определяющими характер генерации, являются
резисторы R4—R7 и конденсаторы С2, С4. Нагрузкой тиристорного
252
Основы силовой электроники
R4
1,6к _1±
R7
-х- С2 220к
J_ 5мк/300 В
Рис. 3.34. Высоковольтный генератор с таймером для «кирлиановской» фотографии
ключа является обмотка высокочастотного трансформатора Т2. К его
повышающей обмотке через цепочку резисторов RIO—Rn подключен
рабочий электрод (металлическая пластинка, стеклянная пластинка с
прозрачным токопроводящим слоем двуокиси олова или т. п.).
Генератор может работать в режимах непрерывной генерации или
разового пуска. В режиме разового пуска при кратковременном замы-
кании кнопки SB1 конденсатор С2 заряжается до напряжения порядка
300 В. Последующий разряд конденсатора С2 происходит через рези-
сторы R5-R7, одновременно заряжается конденсатор С4.
Когда напряжение на его обкладках достигает значения напряжения
пробоя биполярного лавинного транзистора, происходит пробой тран-
зистора VT1 и разряд конденсатора С4 через биполярный лавинный
транзистор на сопротивление нагрузки (резистор R9 и управляющий
переход тиристора VS1).
В результате, низковольтная обмотка трансформатора Т2 оказы-
вается подключенной к конденсатору С1, происходит разряд кон-
денсатора на указанную обмотку, при этом в повышающей обмотке
трансформатора формируются высокочастотные высоковольтные
колебания затухающей амплитуды, частота колебаний определяется
LC-значением эквивалентного колебательного контура, а характер
затухания — добротностью катушки индуктивности (с учетом шунти-
рования последней сопротивлением нагрузки).
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 253
Поскольку тиристор после разряда конденсатора С1 вновь возвра-
щается в исходное (запертое) состояние, а конденсатор С1 заряжается
вновь через резистор R1, следующий импульс от релаксационного гене-
ратора импульсов снова запускает схему генерации высоковольтных
импульсов. Генерация происходит до тех пор, пока не разрядится кон-
денсатор С2.
Частота следования импульсов ударного возбуждения по мере раз-
ряда конденсатора понижается от единиц Гц до долей Гц. Скорость раз-
ряда конденсатора (время работы генератора управляющих импуль-
сов) можно изменять, варьируя значением резистора R6. В режиме
«Непрерывная генерация» включают тумблер SA3.
В этом случае частота следования управляющих импульсов не изме-
няется во времени и задается изменением сопротивления потенциоме-
тра R6. Устройство целесообразно включать в сеть через реле времени
(например, фотореле), обеспечивающего воспроизводимость задавае-
мых временных интервалов.
В качестве трансформатора Т1 можно использовать любой сило-
вой трансформатор с соотношением числа витков обмоток 1:1. Вместо
трансформатора Т2 может быть использован выходной трансформа-
тор строчной развертки от телевизионного ЭЛТ-приемника, например,
ТВС-110ЛА4, с магнитопровода которого удаляют низковольтную обмотку.
Взамен удаленной наматывают другую обмотку, содержащую около
20 витков медного провода диаметром 0,5—0,7 мм, продетого в кем-
брик для обеспечения надежной изоляции между высоковольтными и
низковольтными цепями.
Неоновая лампа HL1 предназначена для индикации включения при-
бора, HL2 — для индикации генерации.
Технические характеристики устройства:
♦ напряжение на выходе трансформатора: 5—20 кВ.
♦ частота управляющих импульсов: ед. — доли Гц.
♦ режим генерации — разовый или непрерывный пуск.
♦ время экспозиции при разовом пуске — 5—15 с.
♦ габаритные размеры — 190*90*55 мм.
♦ источник питания — сеть 220 В, 50 Гц, либо преобразователь на-
пряжения на 300 В (постоянный ток).
При использовании данного схемного решения возможно зада-
ние экспозиции в режиме разового пуска без усложнения схемы, само
устройство может быть использовано при работе в полевых условиях.
Аппараты для ультратоновой терапии
Лечебные свойства высоковольтного электрического разряда были
выявлены сразу после того, как в США серб Никола Тесла (1856—1943) в
254 Основы силовой электроники
1891 г. создал первые генераторы высокой (по тем временам) частоты. В
этом же году французский физиолог Жак Арсен Д'Арсонваль (1851—1940)
предложил метод электротерапии импульсным током высокой (100—
500 кГц) частоты малой мощности и высокого (20—40 кВ) напряжения [3,8].
Тогда же в 1891 г. белорусский ученый Я.О. Наркевич-Йодко (1847—
1905) использовал генератор токов высокой частоты для лечения пара-
лизованных и нервнобольных [4].
В это же время им были получены первые электроразрядные снимки
биологических объектов, называемые ныне «кирлиановской фотогра-
фией» по имени супругов С.Д. и В.Х. Кирлиан (г. Краснодар), вторично
открывших в 1939 г. возможность съемки свечения биологических
материалов в высокочастотном поле дарсонвалевского генератора.
За годы, прошедшие с той поры, промышленно выпускались
ламповые и полупроводниковые аппараты для дарсонвализации:
«Искра-1» — частота генерации ПО кГц, напряжение порядка 25—30 кВ;
«Вихрь-1» — частота 440 кГц, напряжение до 20 кВ и др. В 1961 г. вра-
чом Д.А. Синицким был предложен, а в 1978 г. усовершенствован новый
вариант метод лечения переменным электрическим током высокого
напряжения [92,93].
Аппараты типа «Ультратон», «Ультратон ТНЧ-10-1», «Ультратон-АМП»
вырабатывали регулируемое модулированное или немодулированное
напряжение переменного тока до 3—5 кВ частотой порядка 22 кГц.
По своей структуре аппараты за вековую историю существования не
претерпели заметного изменения: они традиционно состояли из гене-
ратора высокой частоты (от искровых до полупроводниковых генера-
торов), модулятора (при необходимости) и разрядного электрода (от
газоразрядной вакуумированной трубки Г. Гейслера до наполненных
при пониженном давлении инертным газом ламп).
Зато сама методика воздействия на организм пациента получила
за эти годы существенное развитие. Особая привлекательность метода
заключается в том, что он достаточно эффективен при лечении целого
ряда заболеваний и имеет относительно мало противопоказаний.
Так, аппарат типа «Ультратон-АМП» с успехом применяют в дер-
матологии, косметологии, при преждевременном выпадении волос,
хронических нейродермите и экземе, при бородавках; в хирургии при
лечении геморроя, простатита, заболеваниях вен (расширение/сужение
вен), пролежнях, язвах и т. д.; в гинекологии; невропатологии (миозит,
миопатия, инсульт, радикулит, рассеянный склероз, травмы спинного
мозга, мигрень, бессонница, невралгия); при заболеваниях внутренних
органов: гастриты, дискинезии, диабет; в стоматологии: периостит,
альвеолит, абсцессы и флегмоны, ринит, гингивит, парадонтит и т. д.;
при заболеваниях уха, горла, носа, глаз, в рефлексотерапии [3].
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 255
При воздействии на тело человека электрического разряда через
разрядный электрод организм подвергается воздействию целого ряда
благотворных факторов [3,8]:
♦ действию слабых электрических токов надтональной (свыше
20 кГц) частоты;
♦ возникновению микровибраций при прохождении токов (по-
верхностно-объемный микромассаж) высокой частоты;
♦ тепловому дозированному воздействию в месте контакта тела с
электродом;
♦ актиничному воздействию светом, излучаемого как лампой-
электродом (обычно красный цвет, способствующий регенера-
ции тканей), а также сине-ультрафиолетовой компонентой га-
зового разряда, возникающего между электродом и кожей;
♦ воздействию озона и окислов азота (стерилизация, дезинфек-
ция поверхности кожи, ран).
Промышленные аппараты достаточно сложны для повторения, так,
аппарат типа «Ультратон-АМП-2 ИНТ» выполнен на основе двухтактно-
мостового генератора на высоковольтных транзисторах с бестрансфор-
маторным питанием от сети 220 В. Аппарат не может быть использован
в полевых условиях (питание от аккумуляторов не предусмотрено) и не
имеет таймера, обеспечивающего дозированный прием процедур.
Ниже приведены несложные схемы аппаратов для ультратоновой
терапии, выполненные из доступных типовых элементов и способные
работать как от автономных (аккумуляторы), так и от сетевых блоков
питания с дозировкой продолжительно-
сти воздействия [74].
Устройство (рис. 3.35) выполнено
на n-p-п транзисторе VT1 КТ805АМ.
Регулирование выходной мощности
(выходного напряжения) осуществля-
ется потенциометром R1. Питание
генератор может получать как от акку- Рис. 3.35. Генератор
муляторной батареи напряжением 12,6 с газонаполненной
(облегченный режим работы) или 24 В, лампой-электродом
так и от сетевого блока питания, Возможный вариант реализации сете-
вого блока питания приведен на рис. 3.36.
Блок питания обеспечивает работу аппарата при пониженном (15 В)
и повышенном (25 В) напряжении (переключатель SA2), имеет пере-
ключатель-выключатель SA1 рода питания (от сети или от аккумуля-
тора), коммутатор включения-выключения модуляции SA3, позволяю-
щий питать генератор пульсирующим напряжением с диодного моста
(при сетевом питании).
256
Основы силовой электроники
SA1.2
EL1
2.5В/0.29А
:,2к U2,2k =р
+15/25В
к генератору
Т
С2
ЮООмк
Модуляция
Рис. 3.36. Источник питания генераторов высоковольтных импульсов
Для индикации выходной (подводимой) мощности предусмотрен
элемент индикации — лампа накаливания EL1 (2,5 В*0,29 А). Для упро-
щения схемы этот элемент может быть исключен или заменен милли-
амперметром.
Вариант генератора на транзисторе n-p-п структуры (КТ805АМ) при-
веден на рис. 3.37. Питание устройства осуществляется от регулируе-
мого стабилизатора напряжения 6—25 В, выполненного на микросхеме
DA1 К142ЕН5А(Б). Режим модуляции в схеме не предусмотрен.
DA1 К142ЕН5А(Б)
+27В
Рис. 3.37. Генератор высоковольтных импульсов
с регулируемым выходным напряжением
Наиболее совершенным является генератор, изображенный на
рис. 3.38. Генератор имеет таймер, позволяющий дозировать время
процедуры от нескольких секунд до нескольких минут, допускает работу
как в непрерывном режиме, так и в режиме импульсных посылок высо-
ковольтных импульсов регулируемой длительности, предусматривает
возможность наложения дополнительной модуляции пульсирующим
током частотой 100 Гц.
Модулятор и таймер устройства выполнен на микросхеме DA1
К561КТЗ: на элементах микросхемы DA1.1 и DA1.2 собран мультивибра-
тор с регулируемым периодом/частотой следования импульсов (потен-
циометр R1); на элементе DA1.4 выполнен таймер (запуск кнопкой SB1,
задание экспозиции — потенциометр R5).
Транзисторный коммутатор VT1, управляемый элементами DA1.3 и
DA1.4 и переключателем SA1, подключен к переходу эмиттер-база тран-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
257
K14DA1
R3 VD1 С2
470к Д814В 5мк
Т1
ТВС-90ПЦ10
!R4 Г"1 М' \
Юк T1R5 __]+ М
Гизмз -т-сз |Т
l-±_ J100mkJ_
DA1 К561КТЗ
Рис. 3.38. Модулируемый источник высоковольтного
высокочастотного (48 кГц) напряжения с таймером
зистора VT2, на котором собран генератор высоковольтных импульсов.
Питание генератора может осуществляться от блока питания (рис. 3.36)
со сменой полярности включения полупроводниковых элементов и
электролитического конденсатора.
Во всех схемах использован выходной трансформатор строчной
развертки ТВС-90ПЦ10. В качестве высоковольтного трансформатора
подойдет практически любой трансформатор строчной развертки лам-
пового телевизора. Для использования такого трансформатора реко-
мендуется удалить его низковольтную обмотку, а взамен намотать
десятка два витков провода в тефлоновой изоляции (или в кембрике).
Конкретное число витков определяется экспериментальным путем.
Рабочая частота генераторов порядка 48 кГц, выходное напряже-
ние до 6—8 кВ. Мощные транзисторы и микросхему стабилизатора
напряжения необходимо установить на теплоотводящие пластины.
Потребляемый генераторами ток не превышает 300 мА. В качестве
электродов могут быть использованы газонаполненные индикаторные
и иные лампы VL1 (однополярное подключение), например, ИН12Б с
неоновым наполнением.
Вторым электродом является тело человека: разрядный ток возни-
кает при приближении газонаполненной лампы к телу. Газ-наполнитель
в зависимости от степени разрежения и наличия других газов опре-
деляет цвет свечения лампы: неон — оранжево-красный, розовый;
аргон — фиолетовый; гелий — бледно-зеленый и фиолетовый; водо-
род — светло-голубой и т. д.
Приведенные выше генераторы возможно использовать и для полу-
чения фотографий свечения биологических объектов («кирлиановская
фотография» или, говоря точнее, фотография по методу Наркевича-
Йодко — Кирлиан).
258 Основы силовой электроники
Электронные уловители радиоактивной пыли -
электронный пылесос
Для очистки помещений от пыли широко используют бытовые
пылесосы, использующие вакуумный принцип пылеуборки: всасыва-
ние загрязненного воздуха и пропускание его со скоростью 20—50 м/с
через фильтр из толстых ворсистых тканей. Существенным недостат-
ком таких пылесосов является то, что эффективно улавливается только
крупная пыль (диаметром свыше 1 мкм).
Ультрадисперсная, наиболее опасная для здоровья пыль, особенно
радиоактивная, не задерживается фильтром пылесоса и, более того,
концентрация ее в воздухе после использования бытового пылесоса
может даже возрасти вследствие принудительного перемещения воз-
душных масс.
Известно, что чем мелкодисперснее пыль, тем глубже она проникает
в дыхательные пути, тем опаснее она для человека. Защитная способ-
ность организма недостаточна при попадании в легкие очень мелких
частиц (диаметром не более 1 мкм), отлагающихся главным образом
в альвеолярной ткани; до 70 % пыли, отложившейся в легких людей,
пораженных силикозом, состоит из таких частиц [12].
Для удаления ультрадисперсной пыли, в том числе радиоактивной,
могут быть использованы электронные методы. Еще в 1901 г. было
показано, что если металлической проволоке (или предмету) придать
отрицательный потенциал в несколько тысяч вольт и установить ее в
сухом помещении (или на улице) на изолированную подставку, то через
некоторое время проволока становится радиоактивной [12].
Собственно, становилась радиоактивной не проволока (или метал-
лический предмет), а на заряженный отрицательно проводник осажда-
лась положительно заряженная радиоактивная пыль.
Продукты радиоактивного бета-минус-распада, обладая положи-
тельным зарядом, даже в воздухе, который согласно обычным нор-
мам, лишен пыли, почти мгновенно притягиваются к одной из мно-
гочисленных субмикроскопических частиц. В обычном воздухе вне
зданий практически все продукты распада оседают на таких части-
цах [12].
Ультрадисперсная радиоактивная пыль изотопного состава, приве-
денного выше, имеет положительный заряд, и, следовательно, может
быть осаждена при использовании электронных фильтров, выполнен-
ных, например, в виде приставок к бытовым пылесосам или действую-
щих автономно.
Первая конструкция электростатического фильтра была защищена
патентом США NQ 895729 в 1907 г. Ее автор Фредерик Коттрелл зани-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
259
мался исследованиями методов отде-
ления взвешенных частиц из газоо-
бразных сред [88].
Современный электронный пыле-
сос [83], рис. 3.39, может быть выпол-
нен в виде густой металлической
сетки, к которой присоединен поло-
жительный полюс высоковольтного
источника питания 2 и заземленной на
металлический корпус 1 сетки 4 (отри-
цательный полюс), между которыми
Воздух
'31—14
31—15Ч
Воздух
6+и -л-
Рис. 3.39. Вариант выполнения
электронного пылесоса
может располагаться обычный механический фильтр 3, например, из
капроновой сетки с тканью Петрянова, ворсистой тканью и т. д.
Для перемещения воздуха может быть использован электровенти-
лятор или бытовой пылесос. Для дополнительной очистки воздуха от
органических включений в состав фильтра может быть включен активи-
рованный уголь, силикагель или иной биологически инертный регене-
рируемый поглотитель газов. Конструкционно устройство может быть
оформлено по типу электронного пылеуловителя [87] и дополнительно
содержать на выходе еще одну сетку 5, заряженную отрицательно отно-
сительно заземленного электрода.
Для питания конструкции можно использовать высоковольтный
выпрямитель (рис. 3.40, 3.41) или ему подобные конструкции.
VD1.VD2A226
SA1
ЗхКН102
Рис. 3.40. Электрическая схема электронного пылесоса
с использованием разрядника или цепочки динисторов
=220...300В
кТ1
■VS1
КУ202Н
Рис. 3.41. Электрическая схема электронного пылесоса с использованием тиристора
260 Основы силовой электроники
В выпрямителе по схеме рис. 3.40 использован газовый разряд-
ник на 350 В. Как вариант схемы вместо разрядника можно включить
переключаемую цепочку динисторов КН102, что позволит ступенчато
изменять выходное напряжение. Для равномерного распределения
напряжения на динисторах рекомендуется подключить к каждому из
них резистор 300—500 кОм. Тип и количество выпрямительных диодов
определяется исходя из максимально ожидаемого выходного напряже-
ния.
Генератор импульсов для ударного возбуждения первичной
обмотки высоковольтного трансформатора может быть выполнен и
по схеме, приведенной на рис. 3.41. В схеме использован лавинный
транзистор К101КТ1 (либо его заменяющий динистор), а также тири-
стор КУ202Н. Для повышения надежности работы схемы параллельно
тиристору рекомендуется подключить защищающий его диод (встреч-
ное подключение).
Высоковольтный трансформатор выполнен на диэлектрической
трубке с внешним диаметром 8 мм и длиной 150 мм, внутри которого
расположен медный электрод диаметром 1,5 мм, соединенный с неза-
земленным выводом трансформатора. Вторичная обмотка содержит
3—4 тыс. витков провода ПЭЛШО 0,12, намотанных виток к витку в
10—13 слоев (длина намотки 70 мм), пропитанных клеем БФ-2 с меж-
слойной изоляцией из тефлона. Первичная обмотка содержит 20 витков
провода ПЭВ 0,75, пропущенного через кембрик.
В качестве высоковольтного трансформатора можно использовать
выходной трансформатор строчной развертки телевизора (с удаленной
низковольтной обмоткой, взамен которой намотано около 20 витков
провода ПЭВ 0,75 в кембрике); трансформаторы электронных зажига-
лок, ламп-вспышек, катушек зажигания и др.
Подобный электронный пылесос эффективно очищает воздух от уль-
традисперсной пыли, пыльцы растений, бактерий. По мере накопления
пыль подлежит удалению (при отключении питания!).
Следует отметить, что радиоактивную пыль можно достаточно
эффективно осадить и при помощи коронного разряда [6, 9, 12],
эффлювиальных люстр [9,14].
Так, в зоне действия коронного разряда активность осаждения из
радиоактивного аэрозоля частиц в единице объема просасываемого
воздуха обычно возрастает приблизительно линейно с повышением
напряжения питания [12]; ток разряда — единицы — сотни микроампер
при напряжении 7,5—16 кВ.
Электроэффлювиальные люстры А. Л. Чижевского [9,14] позволяют
решать сразу две задачи: осаждать и коагулировать направленным
потоком аэроионов взвешенную в воздухе пыль (в том числе радиоак-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 261
тивную) и очищать воздух от микроорганизмов, одновременно насы-
щая его аэроионами.
Поток аэроионов (горный или «курортный» воздух) может быть
получен с активного электрода, выполненного в виде токопроводящей
многоярусной полусферически выпуклой вниз люстры с напаянными
на нее иглами [6,14].
К люстре подключается отрицательный электрод высоковольтного
источника питания (с ограничителем тока короткого замыкания, см.,
например, рис. 3.40).
Устройства типа приведенного на рис. 3.39 и аэроионизаторы воз-
духа могут быть объединены в единую конструкцию, для чего сетчатый
электрод 5 выполняют в виде паруса, надутого по течению воздуха, а на
узлы пересечения металлических нитей напаивают заточенные иглы, с
которых будут стекать электрические заряды. Критерием нормальной
работы устройства является отсутствие озона и окислов азота, опреде-
ляемых по специфическому запаху. Для повышения эффективности
работы всех рассмотренных выше конструкций воздух в помещении
должен быть сухим.
Для получения высокого напряжения можно применить бестранс-
форматорные умножители напряжения, однако они требуют значитель-
ного количества диодов и конденсаторов.
Устройства, рассмотренные выше, можно использовать в составе
бытовых кондиционеров воздуха. Поскольку при работе устройств
используется высокое напряжение (хотя токи короткого замыкания не
превышают 1—1,5 мА), следует соблюдать технику безопасности и обра-
щать особое внимание на качество изоляции. Эффективность сбора
радиоактивной пыли можно контролировать радиометром.
Ионный двигатель
При работе любой высоковольтной установки постоянного тока с
заостренных токонесущих проводников стекает поток ионов. Ток этот
достаточно невелик, однако при выполнении некоторых условий его
можно обнаружить и даже создать на его основе ряд интересных кон-
струкций. К таковым конструкциям можно отнести ионофоны, ионные
двигатели, реактивные двигатели на ионной тяге, ионные вентиляторы
и т. п.
Простейший прибор для наблюдения ионного ветра можно собрать
за несколько минут. Для этого берется иголка, на которую насаживается
легкий, свободно вращающийся вокруг оси пропеллер. Эта конструк-
ция устанавливается вблизи гребенчатого электрода, к которому через
токоограничивающий резистор подведено постоянное высокое напря-
жение. При включении высокого напряжения с гребенки электродов
262
Основы силовой электроники
Рис. 3.42. Электрод-вертушка
для демонстрации стекания
ионного ветра
направление вращения начинают стекать ионы. Пропеллер, поме-
щенный в ток ионов, начнет вращаться.
В качестве пропеллера можно исполь-
зовать и его модификацию: на конец оси
(иглы) закрепляют веер из электродов,
рис. 3.42, концы которых заострены. При
подаче на электрод высокого напряжения
вертушка начинает быстро вращаться.
Стрелки, показанные на рис. 3.42, не обя-
зательны, главное, чтобы концы прово-
дников были заострены.
Простейший ионный вентилятор на
ионном ветре без движущихся частей
может быть выполнен в виде полой метал-
лической трубки диаметром 2—4 см и дли-
ной до 10 см. Параллельно оси симметрии
трубки на некотором удалении от нее закрепляют один из электродов
с заостренным концом. Второй электрод подключают к трубке. После
подачи на эту конструкцию высокого выпрямленного напряжения на
удалении до полуметра от трубки ощутим ионный ветер. Усилить силу
ионного ветра можно, если собрать батарею таких излучателей и повы-
сить подаваемое не нее напряжение при строгом соблюдении правил
техники безопасности.
Ионолет
Ионолет — или летательный аппарат на ионной тяге представляет
собой асимметричный конденсатор, верхний положительный электрод
которого представляет собой тонкий медный неизолированный провод
сечением 0,1 мм2, а нижний — пластинку из фольги, натянутую на тре-
угольную рамку из тонких деревянных (бальсовых) планок размером
200x30 мм каждая [55].
Расстояние между обкладками — 30 мм. Фольга должна огибать планки
без острых углов и ребер. Верхний электрод — проволочка натянута на
деревянных распорках, прикле-
\ енных к бальсовым планкам,
рис. 3.43. Напряжение к кон-
| струкции подводится тонкими
маловесомыми проводниками.
При включении высоковольт-
ного генератора напряжением
30 кВ от бытового ионизатора
Рис. 3.43. Внешний вид ионолета в сборе или от старого монитора аппа-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
263
рат под тихое шуршание коронного разряда поднимается над столом.
Поскольку аппарат не имеет системы управления и стабилизации, его
привязывают тремя капроновыми нитями к столу.
Подъемную силу ионолета можно заметно повысить, увеличив силу
тока, используя мультиячеистую конструкцию конденсатора, а также
принцип многоэтажности конструкции, снизив массу аппарата за счет
использования вместо деревянных планок фольгированной бумаги или
полимерной пленки.
Если обеспечить регулируемый ток стекания ионов с ячеек аппа-
рата, можно получить конструкцию, способную осуществлять управ-
ляемый полет. Единственное ограничение на его перемещение в про-
странстве — провода, подводящие высокое напряжение. Это ограни-
чение может быть снято при использовании так называемых атомных
батарей, в которых получение высокого напряжения при малом токе
нагрузки обусловлено бэта-распадом радиоактивного препарата. Пока
такие батареи из соображений безопасности и высокой стоимости не
доступны для бытового применения.
Ионофон или поющая дуга
Ионофон — электронное устройство для воспроизведения звуковых
колебаний без использования диффузора. Источником звука в ионо-
фоне является ионизированный воздух. Ионофон прекрасно воспро-
изводит на фоне шипения дуги высокочастотные звуки, и, достаточно
иллюзорно — низкочастотные.
Электрические схемы, которые используют в конструкции ионофо-
нов, — классика высоковольтных преобразователей напряжения, кото-
рые используют в многочисленных самодельных конструкциях (элек-
трошоковые устройства, гаусс-пушки и т. п.).
Высоковольтный преобразователь ионофона [118], рис. 3.44, выпол-
нен на базе блокинг-генератора. Активным элементом генератора явля-
ется биполярный транзистор КТ825Г, установленный на радиатор с куле-
ром от компьютера. Амплитудная
модуляция выходного напряжения
генератора производится в цепи
базы транзистора VT1 через разде-
лительный низкочастотный транс-
форматор Т2, от выбора коэффи-
циента трансформации которого и
от амплитуды звукового сигнала,
подаваемого на него, зависит глу-
+12В
ЮОн
VT1
КТ825Г
бина модуляции и, соответственно,
качество звучания.
Т1
ТВС-110ПЦ15
IT2
j V Audio IN
ЛС ►
Рис. 3.44. Принципиальная схема ионофона
264 Основы силовой электроники
Источником модулирующего аудиосигнала является транзисторный
УНЧ мощностью 2 Вт (2 Вт на нагрузке 4 Ом). Трансформатор Т2 имеет
железный сердечник и сечение магнитопровода не менее 0,54 см2.
Первичная обмотка, на которую подается аудиосигнал, содержит 75
витков провода диаметром 0,5 мм; вторичная — 15 витков проводом
диаметром 1 мм. Коэффициент трансформации равен 5, хотя чем ближе
этот коэффициент к 1, тем звучание дуги будет громче, но будет больше
искажений, а чем ближе к 5 (или больше), тем звук будет тише, но иска-
жений будет меньше.
В качестве высоковольтного трансформатора Т1 использован теле-
визионный строчный трансформатор ТВС-110ПЦ15, первые две
обмотки мотаются вручную на свободной стороне сердечника. Первая
содержит 5 витков проводом диаметром 1 мм (2 мм с кембриковой изо-
ляцией) и вторая обмотка (обмотка связи) — 3 витка таким же прово-
дом. Выходной напряжение снимается с 14-ого вывода снизу и 15-ого
вывода сверху высоковольтной обмотки.
Транзистрр VT1 можно заменить на КТ818 или BD242, а с измене-
нием полярности питающего напряжения с одновременным измене-
нием полярности подключения электролитического конденсатора С2 —
на КТ827, КТ819, BD243. Резисторы
! R1 - на 2 Вт, R2, R3 - на 1 Вт.
Внешний вид «звукоизлуча-
теля» ионофона приведен на
рис. 3.45. При потребляемой
мощности от источника питания
70 Вт длина дуги достигает 20 мм.
В основе ионофона [130],
рис. 3.46, генератор прямоуголь-
Рис. 3.45. Внешний вид одной из Ных импульсов микросхеме 555.
конструкций зеукоизлучателя ионофона Аудиосигнал подается на ВЫВОД
5 микросхемы через пленочный или керамический конденсатор, емкость
которого подбирают опытным путем. На выходе генератора подключен
N-канальный полевой транзистор IRL3705, установленный на теплоот-
вод, нагрузкой которого является повышающий трансформатор.
Более совершенная схема ионофона приведена на рис. 3.47 [130]. В
качестве транзисторов VT1, VT2 можно использовать любые компле-
ментарные пары транзисторов малой и средней мощности, начиная от
КТ316/ КТ361, заканчивая КТ814/ КТ815 или КТ816/ КТ817.
Ионофон работает от источника постоянного напряжения 12 В и
сохраняет работоспособность при снижении напряжения питания
до 6—9 В. Высоковольтный трансформатор использован готовый, это
строчный трансформатор ТВС-110ПЦ15. В качестве низковольтной
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
265
+12В
Audio IN" ?020н DA1 КР1006ВИ1 <NE555>
*i
Рис. 3.46. Электрическая схема ионофона
Рис. 3.47. Более совершенная и более надежная электрическая схема ионофона
используют дополнительную обмотку, содержащую 5—10 витков (под-
бирается экспериментально) провода ПЭВ диаметром 0,8—1,2 мм,
намотанную на свободной стороне сердечника.
Высокое напряжение снимается с выводов высоковольтной катушки
трансформатора. Закорачивать выводы этой катушки недопустимо.
Эти выводы закрепляют на регулируемом удалении друг от друга, доби-
ваясь длины дуги порядка 15—20 мм. Все регулировки допустимо про-
изводить после полного обесточивания установки. Рекомендуется также
экспериментально подобрать номиналы конденсатора С1, а также рези-
266
Основы силовой электроники
сторов R1 и R3, использовав, например, R1 = 3 кОм, R2 = 5 кОм. КПД
ионофона невелик — порядка 1—3 %.
Плазменный шар
Для изготовления установки, демонстрирующей свечение газона-
полненных и вакуумированных ламп, использован традиционный
высоковольтный преобразователь напряжения [128], который можно
было бы собрать не только по приведенной ниже схеме, рис. 3.48, но и
по многочисленным иным, приводимым ранее схемам. Важно обеспе-
чить на выходе устройства напряжение порядка несколько киловольт
частотой 15—25 кГц.
Как правило, в подобных установках используют модифицирован-
ные трансформаторы строчной развертки, ток короткого замыкания
которых не является смертельно опасным, но при контакте с высоко-
вольтным выводом работающего трансформатора незабываемые ощу-
щения будут гарантированы.
Для ограничения максимального тока нагрузки и повышения сте-
пени безопасности при использовании установки рекомендуется в цепь
нагрузки включить несколько последовательно соединенных резисто-
ров на 2 Вт сопротивлением порядка 0,5—1 МОм.
В качестве задающего генератора, как и ранее, использована микро-
схема-таймер серии NE555 или ее аналог. С выхода генератора сигнал
поступает на вход усилительного каскада, выполненного на компле-
ментарной паре маломощных транзисторов серии КТ3102 и КТ3107, или
иных, более мощных, например, КТ814/КТ815, КТ816/КТ817. Выходной
каскад выполнен на полевом транзисторе IRL3705, установленном на
теплоотводе. Диодно-резистивно-емкостная цепочка, включенная
+12 14В
DA1 КР1006ВИ1 (NE555)
Рис. 3.48. Преобразователь напряжения для питания «плазменного шара»
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 267
параллельно низковольтной обмотке трансформатора, предназначена
для защиты полевого транзистора.
Резистор этой цепочки должен быть рассчитан на мощность 2 Вт.
Диод КД212 можно заменить на быстродействующий диод серии
UF4007. В качестве выходного транзистора можно использовать поле-
вой транзистор IRF3205 или IRL3705, укрепленный на теплоотводе. В
ходе работы резистор 120 Ом и полевой транзистор должны греться, это
вполне нормально. В качестве высоковольтного трансформатора можно
использовать модификацию выше описанного трансформатора.
Как следует из анализа схемы преобразователя, второй вывод транс-
форматора никуда не подключен по постоянному току. Этот вывод «по
умолчанию» в строчных трансформаторах имеет связь с низковольт-
ными обмотками и, кроме того, имеет емкостную связь со всеми зазем-
ленными предметами. В качестве светящихся ламп можно использо-
вать лампы накаливания, неоновые, люминесцентные и иные лампы,
в том числе и со сгоревшими нитями накаливания. Стоит напомнить,
что демонстрация свечения ламп при их «однополярном» подключении
вовсе не свидетельствует о чудесной возможности передачи энергии по
одному проводу или даже без проводов.
Длительная работа «плазменного шара» не рекомендуется, поскольку
происходит разогрев лампы, а в стеклянной колбе могут образоваться
микроканалы пробоя, по которым в лампу натекает воздух.
Простой линейный ускоритель - Гаусс-пушка
Идея создания подобного устройства предельно проста, предвари-
тельно заряженный конденсатор подключается к катушке индуктив-
ности, которая работает как электромагнит. Катушка при подаче на
нее импульса высокого напряжения втягивает пулю из железа. К этому
моменту времени конденсатор успевает разрядиться, а пуля продол-
жает лететь по инерции. Чем больше емкость батареи конденсаторов
и чем выше рабочее напряжение, тем больше энергия, вкладываемая в
разряд: E=CU2/2.
Для более серьезных конструкций используют многоступенчатый
принцип ускорения снаряда, но это значительно усложняет рабочую
схему ускорителя и требует синхронизации работы его ускоряющих
ступеней.
К слову, самую примитивную конструкцию подобной пушки можно
выполнить, используя всего лишь пусковую кнопку, один выпрямля-
ющий диод, рассчитанный на повышенный ток в импульсе, катушку
индуктивности и — одноразовый заменяемый каждый раз плавкий пре-
дохранитель на ток 5—10 А, выбираемый в зависимости от тока защиты
электрической сети в электрощитке.
vdi
Т
J+ci
vdi Jci
-230В 1N4007 ~Т"1000мк/450В
~Т"1
268 Основы силовой электроники
eli4obt L1 Недостаток подобной схемы в том,
-►I—| nr>rY-^ что в итоге могут подгореть провода
или контакты сети, а скорость вылета
пули будет определяться случайным
моментом — амплитудой сетевого
Рис. ЗА9. Схема цепи питания напряжения в момент нажатия на
Гаусс-пушки (coiigun) кнопку пуска. Для синхронизации
пуска снаряда с амплитудой сетевого
напряжения можно использовать
промышленный или самодельный
регулируемый газовый разрядник
или тиристор с цепочкой стабили-
тронов на управляющем электроде.
Рис. 3.50. Схема цепи питания Схемы самых доступных ДЛЯ
Гаусс-пушки с тиристорным ключом повторения усТр0ЙСТВ представ-
лены на рис. 3.49 и рис. 3.50 [121]. Конденсаторы емкостью от
100 мкФ и выше на напряжение более 400 В можно изъять из почти
любой современной техники, в которой есть импульсный блок
питания, например, из старых блоков питания от компьютера.
Необходимую емкость батареи конденсаторов можно набрать, сое-
диняя конденсаторы последовательно или параллельно с учетом их
емкости и рабочего напряжения.
Для катушки индуктивности понадобиться медный намоточный
провод диаметром 0,5—1,2 мм длиной около 15 м. Для ограничения
зарядного тока конденсаторов использован нелинейный элемент —
лампа накаливания 40 Вт. Эта же лампа по минимуму своего свечения
индицирует момент готовности установки к пуску.
В качестве трубки, которая будет служить стволом, можно исполь-
зовать диамагнитный материал: картон, многослойную бумагу, пласт-
массу, медь, стекло. Трубки из стекла и бумаги (картона) будут недол-
говечны (хрупкость, истираемость материала). Внутренний диаметр
трубки должен быть порядка 4—5 мм (соизмерим с диаметром пулек).
Длина намотки катушки должна быть соизмерима с длиной пульки;
обмотка должна иметь 4-6 слоев, количество которых лучше подобрать
экспериментально. Пульки можно выточить из 6 мм шпильки.
Поскольку устройство питается напрямую от сети, нужно быть пре-
дельно аккуратным при его сборке и использовании. Все элементы кон-
струкции должны иметь надежную электрическую изоляцию. Основная
деталь пушки Гаусса — это катушка, ее расчет приведен в [136,137].
Проверка схемы: если ошибок при сборке схемы не допущено, то при
включении в сеть лампочка сначала ярко загорится, а потом медленно
потухнет это будет означать что конденсатор зарядился. Далее необ-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
269
ходимо вытащить вилку из розетки, положить пульку немного позади
катушки (оптимальное расстояние определяется опытным путем)
и замкнуть катушку на конденсатор. Произойдет громкий хлопок и
вспышка, пулька вылетит.
Главный недостаток схемы — необходимо разряжать конденсатор вруч-
ную и контактировать с опасным напряжением. Можно улучшить схему,
поставив в цепь разряда тиристор VS1, что позволит дистанционироваться
от опасного напряжения, рис. 3.50. В качестве такого тиристора можно
использовать Т122-25-12,40TPS12 или ему подобный по параметрам.
Вариант простого одноступенчатого электромагнитного ускорителя
(пушки Гаусса), питающегося от сети [113], приведен на рис. 3.51. В
одноступенчатом ускорителе энергия снаряда зависит от многих пара-
метров, таких как его масса и диаметр, энергия конденсаторов, нали-
чие магнитопровода, материал снаряда и т. д. Ускоритель будет иметь
энергию конденсаторов не более 40 Дж (зависит от суммарной емкости
конденсаторов С1-С4), и энергию снаряда менее 1 Дж.
SA1 SBiT"1 VD1 HER307 R4-R11 C1-C4 VS1 70TPS12
Рис 3.51. Схема одноступенчатого электромагнитного ускорителя (пушки Гаусса)
Катушка мотается на пластиковой трубке диаметром 7—8 мм проводом
диаметром 0,6 мм. Каждый слой необходимо пропитывать цианакрило-
вым клеем. Катушка имеет не менее 7 слоев при длине намотки 40 мм.
«Снаряд» представляет собой отрезок гвоздя длиной 10—15 мм без
шляпки и насечек, свободно двигающийся по стволу.
Через резистивный балласт R4—R11 и выпрямительный диод VD1
происходит заряд конденсаторов С1-С4. Балласт необходим для того,
чтобы ограничить начальный зарядный ток конденсаторов. При прямом
включении в сеть нагрузка на проводники будет равна нагрузке корот-
кого замыкания, что приведет к выгоранию соединений и срабатыванию
защиты от короткого замыкания в распределителе питающей сети.
Переключателем SA1 устройство приводится в готовность. Кнопкой
SB1 производится заряд накопителей, степень которого контролируется
показаниями вольтметра. Светодиод HL1 показывает наличие подклю-
чения к сети, HL2 — готовность устройства, HL3 — заряд накопителей.
270 Основы силовой электроники
Кнопкой SB2 осуществляется выстрел, посредством соединения
батарейки напряжением 1,65 В с управляющим выводом силового
тиристора VS1. При поступлении напряжения на управляющий элек-
трод относительно анода, тиристор открывается, батарея конденсато-
ров разряжается на катушку. При протекании тока в катушке создается
магнитное поле, которое втягивает снаряд. Когда снаряд находится в
середине катушки, энергия, запасенная в конденсаторах, кончается,
магнитное поле исчезает, а снаряд продолжает движение.
Конденсаторы, тиристор и катушку необходимо соединять прово-
дником диаметром не менее 1 мм, поскольку токи в импульсе могут
достигать 300—400 А. В качестве силового тиристора можно использо-
вать тиристор 70TPS12 или 40TPS12.
Внимание.
♦ Всегда отключайте все соединения, когда не пользуетесь пуш-
кой. Обязательно разряжайте конденсатор (для этого можно
сделать выстрел из пушки, не подключая баторейку).
♦ Чтобы не получить удар током, надевайте резиновые перчатки,
когда пользуетесь пушкой.
♦ Не прикасайтесь к оголенным проводам голыми руками, иначе
вас может сильно ударить током.
♦ Никогда и ни при каких обстоятельствах не используйте пушку,
чтобы навредить людям или любым живым существам.
♦ Не стойте близко к людям или животным, когда стреляете из пушки.
Рельсотрон (railgun)
Рельсотрон (англ. Railgun — рельсовая пушка) — электромагнит-
ный ускоритель токопроводящих тел, разгоняющий токопроводящий
снаряд вдоль металлических направляющих за счет силы Лоренца,
рис. 3.52.
«Электромагнитный рейлган» представляет собой одну из разновид-
ностей электромагнитного (или электродинамического) ускорителя масс,
или, как его еще называют, импульсный электродный ускоритель масс.
Конструктивно он представляет собой две подсоединенные к источ-
нику электроэнергии и расположенные параллельно электропроводные
шины (металлических рельса), между которыми с «казенной» части
Источник
питания
Накопитель
энергии
—+>
Формирователь
коротких импульсов -
Разрядное устройство
Рельсотрон
Рис. 3.52. Блок-схема рельсотрона (railgun)
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 271
Рельс Рис. 3.53. Принцип действия рельсотрона
заряжается электропроводный снаряд. Затем на рельсы подается корот-
кий импульс электрического тока. Под действием образующейся вну-
три канала ствола и направленной перпендикулярно движению тока
I и линиям магнитного поля В силы Лоренца F снаряд разгоняется до
сверхвысоких скоростей, рис. 3.53 [141].
Импульс тока должен быть одновременно и очень мощным, и как
можно более коротким — это позволит разогнать снаряд, а не расплавить
его. Большая мощность импульса требует наличия мощного источника
питания. Рельсы должны выдерживать следующий по ним со сверхвы-
сокой скоростью снаряд и возникающий при выстреле тепловой удар —
от протекающего тока и трения снаряда о рельсы (во время выстрела
хорошо заметен характерный след от сгорающих частиц снаряда).
С точки зрения СВЧ-электроники рельсотрон представляет собой
открытый колебательный контур с высокой добротностью. Для этого
рельсы должны быть выполнены круглой формы из хорошо проводя-
щего материала (медь, посеребренная медь) с полированной поверхно-
стью. Подключение проводников-шин к рельсам может производиться
для разделения переменного и постоянного тока через ВЧ-дроссели.
При подаче на такой контур короткого импульса электрического
тока проводами большого сечения и минимальной длины происходит
ударное возбуждение колебательного контура с образованием пуч-
ностей тока и напряжения и с перемещением токозамыкающей пла-
стинки (снаряда).
Рельсотрон может выполнять стрельбу не только самим снарядом,
но также и плазмой, например, получаемой при сгорании помещен-
ной в «ствол» проволоки и затем также разгоняемой «на рельсах».
Полученный таким образом «плазменный снаряд» неустойчив и быстро
распадается, кроме того, двигаться «плазменный снаряд» может лишь в
определенной среде, с определенным давлением.
272 Основы силовой электроники
Простейшая конструкция рельсотрона представляет собой 2 медные
шины 250x30*6 мм, расположенные параллельно на расстоянии 50 мм
и стянутые крышками из оргстекла. Заряжается это устройство скобкой
из алюминиевой проволоки диаметром 3—4 мм. Длина активного раз-
гона в данных условиях около 10 мм.
Один из способов увеличения эффективности устройства — приме-
нение дополнительных витков подмагничивания, включенных после-
довательно с разгонными рельсами. Рельсы и витки подмагничивания
выполнены медной шиной 15*3 мм, длина рельсов и витков подмагни-
чивания 120 мм. Изоляцией между рельсами и витками служит тексто-
лит толщиной 4 мм. Один виток подмагничивания расположен сверху
рельсов, второй- снизу. Вся конструкция стянута 10-ю шпильками М4
(на шпильки надеты изолирующие кембрики, чтобы не закоротить
верхний и нижний витки).
Еще одна из подобных конструкций — JustforFun — рельсотрон с плаз-
менной арматурой. Она имеет 2 медные шины 125*30*2,5 мм, которые
стянуты через текстолитовый изолятор толщиной 8 мм. По центру изоля-
тора (после сборки всей конструкции) просверлено отверстие диаметром
10 мм так, что сверло прошло и по поверхности шин. Это получился раз-
гонный канал. Заряжался он пластмассовой втулкой такого же диаметра.
Сзади втулки на пластилине крепится кусочек медной фольги.
При разряде она испарялась и создавала «плазменный поршень».
Наряду с эффектом электромагнитного разгона здесь также имеет место
электротермический — удар расширяющейся плазмы по дну втулки.
Рельсотрон может вести огонь плазмой, а также вольфрамовыми,
углеродными, фторопластовыми и алюминиевыми снарядами, покры-
тыми медью или серебром.
Предмет разгоняет высокое давление плазмы, образуемой в зазоре
и направляемой силой Лоренца к концам рельс. Неидеальный кон-
такт разгоняемого предмета с проводящей частью обеих рельс обра-
зует зазорный промежуток, поэтому снаряд должен иметь испаряемую
плазмой оболочку и собственно сам снаряд.
При работе рельсотронного ускорителя происходит интенсивный
износ его рельс, подвергаемым механическим и термическим нагруз-
кам: происходит их эрозия, выкрашивание, испарение поверхност-
ного слоя. Кроме того, в атмосферу выбрасываются продукты окис-
ления металлических компонентов рельс и самого ускоряемого тела.
Генерируется также мощный электромагнитный импульс, создающий
наводки на электронную технику и повреждающий ее.
Приводимые выше сведения даны лишь для ознакомления с прин-
ципами действия установок, изготовление которых без надлежащего
опыта и необходимости не рекомендуется.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 273
3.5. Особенности использования пассивных элементов
в силовой электронике
Ряды номиналов резисторов и конденсаторов
Логарифмические ряды номиналов резисторов и конденсаторов
п-1
определяются из выражения: X = 10 N , где X — номинал, п — порядко-
вый номер определяемого номинала (n^N), N — количество номиналов
в ряду, равное 6, 12, 24,48 или 96 для рядов Е6, Е12, Е24, Е48 или Е96,
соответственно.
Например, ряды:
Е6:1,0; 1,5; 2,2; 3,3; 4,7; 6,8.
Е12:1,0; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; 8,2.
Е24:1,0; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3;
4,7; 5,1; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1.
Допустимые отклонения от номиналов для рядов Е6, Е12, Е24 состав-
ляют ±20 %; ±10 % и ±5 %, соответственно. Для обозначения реального
элемента (резистора, конденсатора) значение номинала из ряда Е6, Е12,
Е24 — умножают на множитель 10т.
Резисторы для силовой электроники
В силовой электронике используют проволочные, углеродистые,
композиционные, металлопленочные и другие резисторы. Резистор
чаще всего представляет собой керамический или стеклянный каркас
круглой или прямоугольной формы, на который нанесено тонкопленоч-
ное токопроводящее покрытие. Иногда токопроводящий материал рас-
пределен в материале каркаса. На концах каркаса резистора крепятся
металлические контактные колпачки, от которых отходят выводы.
Проволочный резистор представляет собой катушку, выполненную из
высокоомного сплава, следовательно, одновременно играет роль индук-
тивности. Индуктивные свойства металлопленочных и углеродистых
резисторов выражены в существенно меньшей мере, чем у проволочных.
Между выводами, а также металлическими контактными колпачками
резисторов существует распределенная емкостная связь, рис. 3.54 [46].
Индуктивность короткого проводника (нГн), в том числе вывода
резистора, определяется как L = 2/ln— +— 1, где / и d — длина и
диаметр провода в см. ^ '
Пример.
Пусть длина вывода = 3 см, его диаметр = 1 мм = 0,1 см. Тогда
индуктивность вывода равна 22,8 нГн, двух выводов - 45,6 нГн.
274
Основы силовой электроники
Рис. 3.54. Эквивалентные схемы и внешний вид радиоэлемента:
а - идеального резистора; б - реального резисторов
Для металлопленочного резистора цилиндрической формы со
сплошным токопроводящим слоем при условии / > (3...5)D, где D — диа-
метр резистора, индуктивность резистора без выводов примерно равна
3,3-4,2 нГн/см.
Таким образом, зависимость полного сопротивления резистора
от частоты определяется наличием у него распределенной емкости,
индуктивности, диэлектрическими потерями, а также особенностями
протекания высокочастотных токов по проводнику (скин-эффект). Для
проволочных резисторов эта зависимость отчетливо проявляется на
частоте уже в несколько килогерц. Для углеродистых, металлопленоч-
ных и, особенно, для объемных резисторов в зависимости от их геоме-
трической конфигурации частотная зависимость полного сопротивле-
ния начинает сказываться уже начиная с частот в несколько МГц.
Тип токопроводящего материала и отношение длины к площади
поперечного сечения определяют величины значений паразитных
индуктивности L и емкости С, влияющие на параметры резистора на
высоких частотах [22].
Спиральная нарезка токопроводящего слоя увеличивает индуктив-
ность резистора пропорционально квадрату числа витков спирали.
Пленочные резисторы могут работать до частот порядка 100 МГц.
Углеродистые резисторы обычно используют на частотах до 1 МГц.
Проволочные резисторы обладают наивысшей индуктивностью и, поэ-
тому, наихудшим высокочастотным поведением. Даже при использова-
нии безындуктивной (бифилярной) намотки они имеют большую соб-
ственную емкость, что ограничивает частоту их применения до 50 кГц.
Граничную частоту, при котором происходит снижение активного
сопротивления резистора на 1 %, можно определить из выражения:
frpaH. =—• Например, Ro = 100 кОм = 105 Ом; С = 5 пФ = 5-Ю"12 Ф. Тогда
RnC
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 275
frpaH = 20 МГц (а на самом деле значительно ниже, поскольку расчет
производился без учета диэлектрических потерь в каркасе и по поверх-
ности резистора). Емкость монтажа и индуктивность соединительных
проводов также не учитывалась.
Резисторы, способные работать на повышенных частотах, имеют неболь-
шое сопротивление, отличаются малой длиной, повышенной площадью
поперечного сечения, не имеют контактных наконечников и выводов.
Проволочные резисторы обладают высокой точностью и стабиль-
ностью, способны выдерживать повышенные температуры, но не при-
годны для работы на частотах выше нескольких килогерц (см. выше).
Углеродистые резисторы с проводящим слоем из пленки пиролити-
ческого углерода имеют удовлетворительную точность и стабильность,
поэтому используются в схемах общего назначения. Такие резисторы
отличаются отрицательным температурным коэффициентом сопро-
тивления, поэтому должны ограниченно использоваться в устройствах,
работающих в условиях существенного изменения температуры окру-
жающей среды. Достоинством таких резисторов является их малая чув-
ствительность к перегрузкам и импульсным нагрузкам.
Композиционные резисторы выполнены на основе ультрадисперс-
ного графита или сажи (аморфного углерода) в органическом или неор-
ганическом связующем. К недостаткам композиционных резисторов
относятся зависимость сопротивления от приложенного напряжения,
заметное изменение свойств от времени, относительно высокий уровень
собственных шумов, а также зависимость сопротивления от частоты.
Металлопленочные резисторы с проводящим слоем из пленки
металла (металлов) имеют низкий температурный коэффициент
сопротивления, более высокую стабильность, тепло- и влагостойкость.
Ощутимый их недостаток — пониженная устойчивость к импульсным
нагрузкам: средняя мощность при импульсных нагрузках не должна
превышать 10 % от номинальной мощности резистора.
Температурный коэффициент сопротивления — величина, харак-
теризующая относительное изменение сопротивления при изменении
температуры на один градус Цельсия (Кельвина). Чем меньше это зна-
чение, тем выше температурная стабильность резистора в интервале
рабочих температур.
Номинальная мощность резистора определяет наибольшую мощ-
ность, которую может рассеивать резистор в заданных условиях в течение
гарантированного срока службы при сохранении параметров в установ-
ленных пределах. Если предполагается эксплуатация резистора в области
повышенных температур, следует брать резистор с запасом по мощности.
Предельное рабочее напряжение не должно превышать значения
/ом.-кном. ^ипРед.> гДе Uhom. и RH0M. - номинальные мощности и
276 Основы силовой электроники
сопротивление, ипред — предельное рабочее напряжение для данного
резистора.
Конденсаторы для силовой электроники
Наиболее ответственные узлы силовой электроники, в которых
должны работать только высококачественные элементы (в том числе
электролитические конденсаторы) — высокочастотные, высоковольт-
ные и энергонасыщенные узлы преобразовательной техники.
Конденсаторы для силовой электроники условно можно подразде-
лить на конденсаторы, предназначенные для работы в цепях перемен-
ного или пульсирующего тока и конденсаторы, предназначенные для
работы в цепях постоянного тока.
Конденсаторы, используемые в цепях переменного или пульсирую-
щего тока, используются, например, как демпфирующие конденсаторы
или снабберы при включении последовательно с резистором и пред-
назначены для компенсации всплесков напряжения, защиты силовых
полупроводниковых приборов.
Конденсаторы, работающие в цепях постоянного тока, чаще всего
используют в качестве сглаживающих — для уменьшения переменной
составляющей колебаний постоянного напряжения в источниках питания.
Опорные конденсаторы, фильтры постоянного тока или конденса-
торы буферных цепей используют для накопления энергии в промежу-
точных цепях постоянного тока, например, в частотных преобразовате-
лях для многофазных двигателей, транзисторных и тиристорных преоб-
разователях. Такие конденсаторы должны накапливать и высвобождать
большие токи за короткий период, пиковое значение тока может быть
значительно выше эффективного значения.
Импульсные разрядные конденсаторы способны выдавать или
поглощать чрезвычайно короткие импульсы тока. Они обычно приме-
няются как разрядные при низкой частоте следования импульсов боль-
шой мощности.
Эквивалентная схема идеального конденсатора существенным обра-
зом отличается от эквивалентной схемы реального конденсатора, что
особенно ярко проявляется при работе конденсатора в области повы-
шенных частот, при работе в импульсном режиме, особенно с крутыми
фронтами импульсов. Эквивалентную схему реального конденсатора
можно представить в виде RLC- или RLC-диодной (для электролитиче-
ских конденсаторов) цепочки элементов, рис. 3.5S, рис. 3.56 [41].
Конденсаторы характеризуются значением эквивалентной
последовательной индуктивности (ЭПИ или, на английском, ESL —
Equivalent Series Inductance), табл. 3.1 [35,126].
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
277
с
ЮОн
"утечки
R
О.1М
2нГн
АНОДНАЯ
ФОЛЬГА
АНОД
КАТОДНАЯ
ФОЛЬГА
КАТОД
С
ЮОн
Рис. 3.55. Эквивалентные
схемы:
а - идеального конденсатора;
б - реального конденсатора
ESL представляет собой
сумму индуктивностей всех
индуктивных элементов кон-
денсатора. Реактивное сопро-
тивление такой индуктивности
равно XESL = 2n-f-L, где f — рабо-
чая частота и L — индуктив-
ность. Чем ниже значение ESL
у конденсатора, тем предска-
зуемее работа электронного
устройства на повышенных
частотах.
Рис. 3.56. Эквивалентная схема реального
электролитического конденсатора:
Rl, R3 - сопротивления выводов анода и катода,
включая внутренние переходные контактные
сопротивления;R2 - сопротивление электролита;
LI, L2 - индуктивность намотки анодной и
катодной фольги;
Яугечки ~ сопротивление утечки через дефекты слоя
оксида алюминия;
С - емкость слоя оксида алюминия (емкость
конденсатора);
D - эквивалентный диод, образованный слоем оксида
алюминия, нанесенного на алюминиевую фольгу
Эквивалентная последовательная индуктивность конденсаторов
различного типа и емкости
Тип конденсатора
Любой с выводами стандартной длины
Дисковый керамический
Монолитный керамический
MLCC монолитный керамический
MLCCO5O8IDC
MLCC монолитный керамический Low Inductance
Алюминиевый оксидный
Танталовый оксидный
Алюминиевый оксидный для поверхностного монтажа
Танталовый оксидный для поверхностного монтажа
Емкость, мкФ
од
0,01
од
0,01
од
0,01
од
од
0,047
од
47,0
47,0
47,0
47,0
Таблица 3.1
ЕБЦнГн
до 25
>2,6
>з,о
>1,6
>1,9
>0,9-0Д
>1-0ДЗ
>0,05
>0,65-0,25
>0,65-0,25
<10
<5
>6,8
>3,4
278 Основы силовой электроники
Индуктивность слюдяных, керамических и им подобных конден-
саторов с паяными торцами примерно равна индуктивности медного
проводника тех же размеров.
Индуктивность прямого проводника прямоугольного сечения (нГн),
в том числе SMD конденсатора, определяется как
L = 2/( In— + 0,2235^
b
+ 0,2235 + 0
a+b /
где / — длина элемента, а и b — его стороны в сантиметрах.
Пример.
Пусть длина SMD конденсатора 1 = 1 см, его стороны а = 5 мм = 0,5 см,
b = 3 мм = 0,3 см. Тогда индуктивность конденсатора равна 3,19 нГн.
Любой конденсатор также обладает сопротивлением утечки. Сумма
всех этих паразитных эффектов приводит к изменению характера
частотной зависимости импеданса.
На практике следует учитывать, что не только любой конденсатор
обладает собственной индуктивностью, существуют также паразит-
ные индуктивности, включающие внутренние индуктивности силовых
модулей, токоведущих шин и дорожек печатной платы, а также хотя и
небольшие, но порой значимые емкости полупроводниковых элемен-
тов и монтажные емкости.
Соответственно, подобную структуру крайне сложно корректно про-
моделировать в различных программах электронного моделирования
радиосхем, тем более, что свойства эквивалентной цепочки элементов
могут зависеть от величины приложенного к конденсатору напряжения,
от частоты, от температуры окружающей среды.
Такой конденсатор способен резонировать на определенных частотах,
т. е. вести себя непредсказуемо и обусловливать малообъяснимые явле-
ния в, казалось бы, самом тривиальном преобразователе напряжения.
В этой связи при проектировании и наладке устройств силовой элек-
троники, работающей на повышенных частотах или с использованием
импульсов с крутыми фронтами следует учитывать необычные свой-
ства обычных элементов и уметь находить выход из нестандартной
ситуации.
Другая неприятная особенность, которая особенно свойственна элек-
тролитическим конденсаторам, заключается в том, что они обладают
заметным эквивалентным последовательным сопротивлением
(ЭПС или, на английском, ESR — Equivalent Series Resistance), которое со
временем возрастает. ESR представляет собой сумму всех сопротивле-
ний резистивных элементов конденсатора. ESR = tgS/Xc, где tg8 — тан-
генс угла диэлектрических потерь, отношение эквивалентного последо-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 279
вательного сопротивления к емкостному сопротивлению); f — частота;
С — емкость и Хс = l/(2n-f-C) — емкостное сопротивление. Отсюда импе-
данс конденсатора вычисляется как Z = у (ESR)2 + (XESL-XC )2.
Тангенс угла диэлектрических потерь (Dissipation Factor, DF)
характеризует неэффективность конденсатора и определяется отно-
шением рассеянной энергии к запасенной в течение одного цикла.
Тангенс угла диэлектрических потерь обратно пропорционален значе-
нию добротности конденсатора tg8 = 1/Q.
Наличие ESR на практике эквивалентно тому, что последовательно с
конденсатором включен «лишний» резистор сопротивлением от долей
до сотен Ом. Чем больше значение ESR, тем менее эффективна работа
конденсатора по своему основному назначению.
При ремонте внезапно отказавшей аппаратуры такой конденсатор не
только визуально, но и при использовании простых измерительных при-
боров выявить практически невозможно. Без приборов, догадываясь, что
неисправность кроется в электролитических конденсаторах, их «на глазок»
заменяют на заведомо исправные до тех пор, пока аппарат не оживет.
Падение напряжения на эквивалентном последовательном сопро-
тивлении конденсатора пропорционально протекающему через него
току. Поскольку важным является поддержание питающего напряже-
ния стабильным, желательным является использование в цепях раз-
вязки конденсаторов с малым ESR (обычно до 0,2 Ом).
Эквивалентная последовательная индуктивность определяет ско-
рость реагирования конденсатора на изменения тока — конденсаторы
с более низким значением ESL будут реагировать более быстро на изме-
нения протекающего тока, что очень важно для цепей высокочастотной
развязки.
Коэффициент диэлектрической абсорбции (Dielectric Absorption
Ratio, DAR, RDA, CDA) — величина, характеризующая диэлектрическую
абсорбцию конденсатора, равная отношению напряжения, возникаю-
щего на выводах конденсатора, за счет диэлектрической абсорбции, к
напряжению заряженного конденсатора.
Эффект диэлектрической абсорбции обусловлен замедленными про-
цессами поляризации в диэлектрике, что приводит к появлению напря-
жения на электродах после кратковременной разрядки конденсатора.
Напряжение, появляющееся на обкладках конденсатора после его
кратковременной разрядки, зависит от продолжительности зарядки
конденсатора, времени, в течение которого он был закорочен, и вре-
мени, прошедшего после этого. Количественное значение абсорбции
принято характеризовать коэффициентом абсорбции, который опре-
деляется в стандартных условиях. Коэффициент диэлектрической
280 Основы силовой электроники
абсорбции конденсаторов зависит от температуры окружающей среды
и повышается с ее ростом.
Значения коэффициентов диэлектрической абсорбции для конден-
саторов отечественного производства:
♦ полистироловые 0,03—0,10;
♦ фторопластовые металлизированные 0,03—0,15;
♦ поликарбонатные (К77) около 0,3;
♦ полиэтилентерефталатные (лавсановые) 0,2—0,8;
♦ полипропиленовые около 0,5;
♦ комбинированные (К75) 0,4—1,0;
♦ бумажные 0,6—1,0;
♦ лакопленочные (К76) 0,7—1,3;
♦ металлобумажные 2,0—5,0;
♦ слюдяные 1,5—5,5;
♦ оксидные 1—5,5;
♦ керамические 5—15.
Температурный коэффициент емкости — величина, применяемая
для характеристики конденсаторов с линейной зависимостью емкости от
температуры и равная относительному изменению емкости при изменении
температуры окружающей среды на один градус Цельсия (Кельвина).
Номинальное напряжение конденсатора — значение напряжения,
при котором конденсатор может работать при заданных в технических
характеристиках условиях в течение всего срока службы с сохранением
параметров в допустимых пределах.
Импульсное напряжение — перенапряжение, связанное с наложе-
нием переходных или пиковых переменных составляющих, они должны
быть всегда ниже импульсного напряжения. Максимальное значение
перенапряжения для каждого номинального напряжения обычно при-
водят в таблицах электрических характеристик.
Реактивная мощность конденсатора — определяет предельно допу-
стимые тепловые режимы эксплуатации конденсатора на повышенных
частотах. Для сигнала синусоидальной формы Рреак < 27ifCU2tg8, где U —
действующее значение переменного напряжения, не превышающее пре-
дельно допустимого значения напряжения для данного конденсатора.
Сравнительная таблица свойств конденсаторов различного типа
приведена в табл. 3.2 [21].
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
281
Сравнительная таблица различных типов конденсаторов
Вид
диэлектрика
Полистирол
Полипропилен
Тефлон
Слюда
МОП
NPO керамика
Поликарбонат
Монолитная
керамика
Полиэфир
Электролит
(алюминиевые)
Электролит
(танталовые)
Коэффициент
диэлектрической
абсорбции
0,001-0,02 %
0,001-0,02 %
0,003-0,02 %
>0,003 %
0,01%
<0,1%
0,1%
>0,2%
0,3-0,5 %
5-6%
2-5%
Достоинства
♦ дешевизна;
♦ tg6 = 0,001-0,0015;
♦ большой выбор номиналов;
♦ хорошая стабильность;
♦ Кизол>100ГОм
♦ дешевизна;
♦tg6 = 0,002;
♦ большой выбор номиналов;
♦ кте>50ГОм
♦ хорошая стабильность;
♦ температура до +125 °С;
♦ большой выбор номиналов
♦ малые потери на высокой
частоте;
♦ низкая индуктивность;
♦ высокая стабильность;
♦ высокая точность
♦ малый размер;
♦ температура до +125 °С;
♦ низкая индуктивность
♦ малые размеры;
♦дешевизна;
♦ хорошая стабильность;
♦tg5 = 0,001-0,0035;
♦ большой выбор номиналов;
♦ низкая индуктивность;
♦ RM3O,>10rOM
♦ хорошая стабильность;
♦ дешевизна;
♦ широкий температурный
диапазон
♦ низкая индуктивность;
♦ большой выбор номиналов
♦ средняя стабильность;
♦ дешевизна;
♦ широкий температурный
диапазон;
♦ низкая индуктивность
(пленочные многослойные)
♦ большие номиналы при
малом размере;
♦большие токи;
♦ большие напряжения
♦ большие номиналы при
малом размере;
♦ средняя индуктивность
Таблица 3.2
Недостатки
♦ разрушение при
температуре свыше +85 °С;
♦ большой размер;
♦ высокая индуктивность
♦ разрушение при
температуре свыше
+105 °С;
♦ большие габариты;
♦ высокая индуктивность
♦ относительная дороговизна;
♦ большие габариты;
♦ высокая индуктивность
♦ большие габариты;
♦ диапазон номиналов
до 10 нФ;
♦дороговизна
♦ ограниченная доступность;
♦ диапазон номиналов
ограничен лишь малыми
значениями
♦диапазон номиналов
до 10 нФ
♦большие габариты;
♦ высокая индуктивность
♦ низкая стабильность;
♦ зависимость емкости от
напряжения
♦ большие габариты;
♦ высокая индуктивность
♦ большие токи утечки;
♦ tg6 = 0,1-0,5 (50 Гц);
♦ низкая стабильность;
♦ низкая точность;
♦ высокая индуктивность
♦ большие токи утечки;
♦ полярность;
♦ tg8 = 0,06-0,3 (50 Гц);
♦дороговизна;
♦ низкая точность;
♦ низкая стабильность
282
Основы силовой электроники
Частотные характеристики конденсаторов различных типов
Комплексное сопротивление (импеданс) конденсатора, как это отме-
чалось ранее, описывается выражением Z = y(ESR)2 + (XESL-Xc)\ Из
анализа этого выражения следует, что вид частотной характеристики
конденсатора в области низких частот определяется исключительно
частотной зависимостью емкостного сопротивления конденсатора
Хс = l/(2n-f-C), что характерно для идеальных конденсаторов. В области
высоких частот превалирует индуктивная составляющая реактивного
сопротивления XESL = 2n-f-L, рис. 3.57, т. е. на высоких частотах конден-
сатор становится индуктивностью.
Частота собственного резонанса
И.Ом
ESR, Ом
Индукт. обл.
Частота, Гц
Рис. 3.57. Частотная характеристика реального конденсатора
В этой связи по своему прямому назначению использовать конден-
саторы следует только в дорезонансной области.
Нетривиальный интерес представляет промежуточная область, где эти
зависимости пересекаются при частоте собственного резонанса (|Z| = ESR).
Конденсатор становится колебательным контуром. В этой области к диэ-
лектрическим потерям добавляются также потери на электродах.
На рис. 3.58 показаны графики частотных характеристик |Z| и ESR
для реальных конденсаторов емкостью 10 мкФ. Все конденсаторы,
кроме пленочных, планарные (SMD).
Для всех типов конденсаторов |Z| ведет себя одинаково до частоты
1 кГц. На частотах свыше 1 кГц импеданс увеличивается более заметно
в алюминиевых и танталовых электролитических конденсаторах, чем в
монолитных керамических и пленочных конденсаторах [111].
Это происходит из-за того, что алюминиевые и танталовые электро-
литические конденсаторы имеют высокое удельное сопротивление
электролита и большое ESR. В пленочных и монолитных керамических
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
283
1т
0,1к
1к
ЮОк 1М ЮМ
Частота, Гц
Рис. 3.58. Частотные характеристики конденсаторов разных типов
конденсаторах используются металлические электроды и, следова-
тельно, они обладают малым значением ESR.
Монолитные керамические конденсаторы и пленочные показы-
вают примерно одинаковые характеристики до точки собственного
резонанса, но у монолитны.: керамических конденсаторов резонанс-
ная частота выше, a |Z| в индуктивной области ниже. Эти результаты
показывают, что импеданс монолитных керамических конденсаторов
SMD типа в широком диапазоне частот имеет небольшое значение. Это
делает их наиболее подходящими для высокочастотных приложений.
В ряде случаев для того, чтобы сместить область резонанса конден-
сатора, используют параллельное соединение двух или более конден-
саторов разной емкости и выполненных по различным технологиям. К
чему это приведет, можно убедиться, промоделировав поведение такой
конструкции в программе схемотехнического моделирования Multisim,
рис. 3.59. Индуктивности соединительных проводов (дорожек) и мон-
тажные емкости для простоты не учитываем. Отметим лишь, что
индуктивность даже небольшого соединительного проводника ощу-
тимо смещает область резонанса конденсатора с малым значением ESL
в сторону низких частот.
Алюминиевые электролитические конденсаторы
Одними из наименее надежных элементов силовой электроники
являются электролитические конденсаторы. Напомним, что такие кон-
денсаторы состоит из рулона фольги, разделенной тончайшим слоем
диэлектрической пленки, и вся эта конструкция залита электролитом.
По мере старения конденсатора электролит «усыхает» в буквальном
смысле, в силу чего масса и емкость конденсатора уменьшается. Часто
дефектный электролитический конденсатор можно выявить на глаз —
284
Основы силовой электроники
2мкГн 1 1ОмкХ
\
100
1к
Юк ЮОк
1М
ЮМ
Частота, Гц
пг
2н
\
>
L
>пг> [
Гн
\
/
100
1к
Юк ЮОк
1М
ЮМ
Частота, Гц
1к
Юк ЮОк
1М
ЮМ
Частота, Гц
Рис 3.59. Параллельное соединение
двух конденсаторов 10 и 0,1 мкФ
по следам подтеков и корро-
зии на плате, по «вспухшему»
корпусу или его отсутствию.
Алюминиевые электро-
литические конденсаторы
широко используют в филь-
трах источников питания, в
преобразователях частоты, в
источниках бесперебойного
питания.
При эксплуатации напря-
жение на конденсаторах не
должно превышать рабочих
значений. Электролитические
конденсаторы представляют
собой полярные элементы,
поэтому перепол юсовка
напряжения на них недопу-
стима, как не допустимо их
использование в цепях пере-
менного тока. Следует остере-
гаться высоких значений тока
пульсаций через конденсатор,
т. к. это может привести к его
перегреву и выходу из строя.
Если конденсатор до установки
хранился более двух лет, до его
использования рекомендуется
провести тренировку: выдер-
жать его в течение 30 мин под
рабочим напряжением при
комнатной температуре.
Емкость алюминиевого электролитического конденсатора зависит
от температуры. С понижением температуры (особенно ниже 0 °С) воз-
растает вязкость электролита и его удельное электрическое сопротив-
ление, что ведет к уменьшению емкости конденсатора. При увеличении
температуры от 0 до 80 °С емкость конденсатора может возрастать до
20 %. При увеличении рабочей температуры увеличивается ток утечки
конденсатора и тангенс угла диэлектрических потерь, снижается срок
службы конденсатора.
При увеличении частоты импульсного напряжения емкость конден-
сатора снижается. При эксплуатации алюминиевых электролитических
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
285
конденсаторов следует учитывать, что корпус конденсатора не изоли-
рован от вывода катода — они электрически соединены между собой
посредством электролита. При пайке температура корпуса конденсатора
не должна превышать 260 °С, а время пайки — 10 с. Применение хлори-
дов в составе смывки недопустимо. Даже их малейшее попадание внутрь
корпуса в результате диффузии вызывает сильную коррозию [148].
Танталовые электролитические конденсаторы
Танталовые конденсаторы отличаются высокой удельной емкостью,
малыми габаритами, сверхнизкими значениями эквивалентного после-
довательного сопротивления (ESR), повышенной надежностью и, соот-
ветственно, ценой. Танталовые конденсаторы выпускаются как для
поверхностного монтажа, так и для монтажа в отверстие [148].
Для обеспечения надежной работы необходимо, чтобы перенапря-
жения на конденсаторе не превышали более чем на 50 % значения
допустимого рабочего напряжения, а для схем с низким импедансом —
30 % (сглаживающие фильтры выпрямителей, емкости фильтра в цепях
питания микросхем). Если в цепи заряда-разряда с высокими мгно-
венными значениями тока последовательно с конденсатором включен
защитный токоограничительный резистор, величина тока не должна
превышать 300 мА, а перенапряжение на конденсаторе — 33 % допу-
стимого рабочего напряжения. При превышении рабочей температуры
85 °С не допускаются перенапряжения более чем на 30 % выше рабочего
напряжения, в отличие от 50 % при нормальной температуре.
При приложении к конденсатору переменного напряжения наличие
эквивалентного последовательного сопротивления приводит к нагреву
конденсатора, мощность тепловыделения вычисляется по формуле
Р = I2ESR. Максимальная температура перегрева конденсатора не
должна превышать 20 °С. Допустимые значения тока пульсаций через
[р
конденсатор зависят от температуры, частоты и ESR: Imax =J~^> гДе
РМАХ — максимальная мощность, которую может рассеивать конденса-
тор; ESR — эквивалентное последовательное сопротивление потерь на
заданной частоте.
В технических данных на конденсаторы значение ESR приводится
для частоты 120 Гц. Для других частот приводимую величину ESR сле-
дует умножить на коэффициент (табл. 3.3).
Частотная зависимость значения ESR для танталовых конденсаторов
Частота, кГц
Значение коэф. К
0,120
1,0
0,400
0,8
1
0,65
10
0,50
20
0,45
40
0,43
Таблица 3.3
100
0,40
1000
0,35
286 Основы силовой электроники
Не следует допускать, чтобы пиковые значения напряжения посто-
янного тока или пульсаций напряжения переменного тока превышали
допустимое рабочее напряжение конденсатора, а также не следует
допускать приложения к конденсатору напряжения обратной поляр-
ности. При повышении рабочей температуры допустимое напряжение
пульсаций не должно превышать: при температуре 50 °С — 0,7 от напря-
жения пульсаций при температуре 25 °С, а при температуре 85 °С — 0,5
от его значения.
Поскольку танталовые электролитические конденсаторы являются
полярными, запрещается их использование в цепях переменного тока.
Кроме того, они обладают свойством выпрямителя: если к такому кон-
денсатору приложить напряжение обратной полярности, произойдет
короткое замыкание цепи. Если цепь, в составе которой используется
танталовый конденсатор, имеет высокий импеданс, короткого замыка-
ния может и не произойти, но конденсатор будет выведен из строя.
Если предполагается кратковременное приложение к конденсатору
обратного напряжения, то оно не должно превышать 10 % + 1 В от зна-
чения рабочего напряжения при температуре 25 °С. При температуре
85 °С эта величина еще меньше — 5 % + 0,5 В, и значение импеданса
источника питания не должно быть менее 33 Ом.
Танталовые электролитические конденсаторы с твердым электро-
литом взрывоопасны: при превышении допустимого тока, напряжения
или скорости его нарастания, а также при подаче напряжения непра-
вильной полярности происходит взрывная химическая реакция с уча-
стием конструкционных элементов конденсатора — тантала и диоксида
марганца.
Индуктивности для силовой электроники
Катушки индуктивности по конструктивным признакам подразде-
ляются на катушки без сердечника; с сердечником; с экраном или без
экрана.
По типу намотки цилиндрические и тороидальные катушки делятся
на однослойные, со сплошной или шаговой намоткой и многослойные,
с рядовой или сложной намоткой.
Основные параметры катушек индуктивности
Индуктивность определяется отношением создаваемого током
потока магнитного поля, пронизывающего катушку, к силе протекаю-
щего тока и характеризует количество энергии, запасаемой катушкой
индуктивности, при протекании по ней электрического тока.
Индуктивность катушки индуктивности в первом приближении
прямо пропорциональна квадрату числа витков, растет с увеличением
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 287
площади витка катушки и уменьшается с увеличением длины цилин-
дрической катушки. При введении внутрь катушки сердечника из
магнитного материала индуктивность катушки возрастает пропорци-
онально магнитной проницаемости сердечника. Это позволяет умень-
шить количество витков катушки для получения требуемой индуктив-
ности и уменьшить ее габариты.
Индуктивность цилиндрической катушки индуктивности можно
определить из выражения:
L^-S-NVl,
где \х0 — магнитная постоянная, цо= 1,26-Ю8 Гн/см; S — площадь сече-
ния катушки; / — ее длина; N — количество витков.
Индуктивность тороидальной катушки индуктивности можно опре-
делить из выражения:
L = ivili.S.N71,
где \х — относительная магнитная проницаемость материала сердеч-
ника (величина безразмерная), которая зависит от частоты; S — пло-
щадь сечения сердечника магнитопровода.
Собственная емкость катушки индуктивности CL — совокупная
емкость между отдельными витками обмотки; слоями обмотки (вели-
чина постоянная), а также емкость между витками и прилегающими
токопроводящими поверхностями (величина переменная).
Собственную емкость однослойных катушек индуктивности можно
оценить по формуле CL = 0,5DK * 0,25...0,5 пФ, где DK — диаметр каркаса
катушки, см.
Собственную емкость многослойных катушек индуктивности можно
оценить по приближенному выражению:
CL = 0,lnDcp(8,5e + 8,2) * 5...10 пФ,
где Dcp — усредненный диаметр обмотки, см; е — диэлектрическая про-
ницаемость изоляции провода обмотки.
Добротность катушки индуктивности О определяется отноше-
нием реактивного coL и активного RL сопротивлений катушки
RL
и представляет собой отношение мощности реактивной энергии элек-
тромагнитного поля, накопленного в катушке, к мощности активных
потерь, рассеиваемых в катушке в виде тепла.
Пример.
Индуктивность катушки индуктивности 100 мГн, активное
сопротивление - 1 Ом. Тогда величина добротности катушки
индуктивности на частоте 50 Гц равна 31,4; на частоте 500 Гц -
314 и т. д. На самом деле столь простая зависимость выполня-
ется лишь до определенных пределов.
288 Основы силовой электроники
Потери в катушке также характеризуют тангенсом угла диэлектри-
ческих потерь (величина, обратная добротности) — сдвигом фаз тока
и напряжения катушки в цепи синусоидального сигнала относительно
л/2 — для идеальной катушки.
Сопротивление обмотки катушки индуктивности переменному току
возрастает с ростом частоты за счет поверхностного эффекта (скин-
эффекта), обусловленного тем, что ток вытесняется к поверхности про-
водника, эффективная площадь сечения проводника тока снижается.
Если провод свит в спираль, то при протекании высокочастотного тока
плотность тока возрастает не только с приближением к поверхности
проводника, но и перераспределяется с внешней поверхности провода
катушки на ее внутреннюю, примыкающую к каркасу, поверхность.
Этот эффект обычно объясняют эффектом близости, хотя есть более
простое объяснение: ток распространяется по линии наименьшего пути
его прохождения.
Практически добротность катушек индуктивности лежит в преде-
лах от 30 до 200. Повышение добротности достигается оптимальным
выбором диаметра провода, увеличением размеров катушки индуктив-
ности, применением сердечников с высокой магнитной проницаемо-
стью и малыми потерями, намоткой вида «универсаль», применением
специального многожильного провода типа «литцендрат» (до частот не
выше 2 МГц). С дальнейшим ростом частоты в силу проявления скин-
эффекта на величину эквивалентного сопротивления обмотки катушки
индуктивности переменному току начинают сказываться неровности
поверхностного слоя провода: любые шероховатости на пути прохож-
дения тока увеличивают длину его прохождения. Для уменьшения этого
эффекта используют провода с полированной поверхностью и/или про-
вода с поверхностным серебрением.
Температурный коэффициент индуктивности — параметр, харак-
теризующий зависимость индуктивности катушки от температуры.
Температурные коэффициенты индуктивности aL T и добротности
aQT катушки характеризуют температурную стабильность катушки
индуктивности и ее добротность:
AL I ! AQ 1
Ж'К ;aQT~^TQ'
AL1 , Ay 1 „-г
(Х| т — ,1ч , (Хп т — , 1х •
где AT — интервал изменения температуры Т, К.
Температурная нестабильность индуктивности обусловлена целым
рядом факторов: при нагреве увеличивается длина и диаметр про-
вода обмотки, увеличивается длина и диаметр каркаса, в результате
чего изменяются шаг и диаметр витков; кроме того, при изменении
температуры изменяются диэлектрическая проницаемость материала
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
289
каркаса, что ведет к изменению собственной емкости катушки. Очень
существенно влияние температуры на магнитную проницаемость фер-
ромагнетика сердечника.
Максимальный ток катушки. Большой ток, протекающий через
катушку индуктивности, может привести к насыщению магнитопро-
вода магнитным потоком и, соответственно, значительному уменьше-
нию индуктивности. Кроме того, за счет нагрева может быть повреж-
дена изоляция обмотки, возникнуть межвитковое или межслойное
замыкание.
Массогабаритные характеристики относятся к конструктивным
параметрам катушек. Как следует из приведенных выше расчетных
формул, уменьшение размеров катушек сопровождается снижением их
индуктивности и добротности.
Частотные свойства катушек индуктивности
В идеале реактивное сопротивление катушки индуктивности XL
линейно возрастает с ростом частоты f и/или индуктивности L по закону
XL - 2nf-L. На деле линейный закон роста соблюдается в определенных
пределах, что находит объяснение в силу следующих обстоятельств.
В отличие от резисторов и, особенно, конденсаторов, катушки индук-
тивности и, в частности, дроссели, являются открытыми элементами и
взаимодействуют за счет емкостных связей с окружающими их элемен-
тами и проводниками. Эквивалентную схему катушки индуктивности
можно представить в виде совокупности RLC-элементов, рис. 3,60, а—в.
Реальная эквивалентная схема катушки индуктивности выглядит
намного сложнее, поскольку в ней приходится учитывать межвитковые
емкости и распределенные емкости
между витками катушки и примы-
кающими к катушке радиоэлек-
тронными компонентами и прово-
дниками.
При наличии у катушки индук-
тивности сердечника ее эквива-
лентная схема существенно услож-
няется.
Межвитковая паразитная
емкость проводника в составе
катушки индуктивности превра-
щает катушку в сложную распреде-
ленную цепь, рис. 3.60, в. В первом
приближении можно принять, что
реальная катушка эквивалентно
HHHHh
Рис. 3.60. Эквивалентные схемы
индуктивности:
а - идеальной; 6 - реальной;
в - реальной монтажной
290
Основы силовой электроники
Рекомендуемая
рабочая
область
частот
*' Идеальная
/о
/1
/2 /3 /4
Частота
Рис. 3.61. Частотные характеристики комплексного сопротивления идеальной
и реальной (теоретической) индуктивности
представляет собой идеальную индуктивность, включенной последо-
вательно с резистором активного сопротивления обмотки с присоеди-
ненной параллельно этой цепочке паразитной емкостью, рис. 3.60, б.
В результате этого катушка индуктивности представляет собой колеба-
тельный контур с характерной частотой резонанса, рис. 3.61. Эта резо-
нансная частота называется собственной частотой резонанса катушки
индуктивности f0.
На частотах много ниже частоты собственного резонанса f0 импе-
данс катушки индуктивный, при частотах вблизи резонанса в основном
активный (на частоте резонанса чисто активный) и большой по модулю,
на частотах много выше частоты собственного резонанса — емкостный.
С дальнейшим ростом частоты на частотной зависимости комплексного
сопротивления начинают выявляться дополнительные резонансы f2, f4 и
т. д., обусловленные наличием за счет паразитных емкостных связей и
монтажных индуктивностей эквивалентных колебательных контуров.
Зависимость модуля комплексного сопротивления идеальной и
реальной (теоретической) индуктивности приведена на рис. 3.61, а
для модели реальной индуктивности — на рис. 3.62. Для того, чтобы не
приблизиться к частоте собственного резонанса f0 не только на частоте
основной, но и третьей гармоники, рекомендуемую рабочую область
частот индуктивного элемента ограничивают значением f/5.,
Для увеличения частоты собственного резонанса ^используют слож-
ные варианты намотки катушек, многосекционные обмотки и другие
приемы. Особенности использования индуктивных элементов пред-
ставлены в [123].
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
291
При расположении двух или более
катушек индуктивности параллельно
друг другу между ними возникает не
только емкостная, но и индуктивная
связь. Все эти особенности необходимо
учитывать при проектировании радио-
электронных устройств и их монтаже.
Индуктивность катушек со сталь-
ным сердечником очень быстро
уменьшается с ростом постоянной
составляющей тока обмотки. Это
нужно иметь в виду особенно при
проектировании сглаживающих филь-
тров источников электропитания.
/
/
/
" N
\
\
1
Л/
II
1к
Юк ЮОк 1М
ЮМ
Частота, Гц
Рис. 5.62. Частотные
характеристики комплексного
сопротивления модели реальной
индуктивности 10 мГн
Максимальный ток катушки индуктивности зависит от температуры
окружающей среда и уменьшается с ее увеличением. Поэтому для обе-
спечения надежной работы устройства следует обеспечить большой
запас по току.
Ферритовые тороидальные сердечники эффективны для изготов-
ления фильтров и трансформаторов на частотах выше 30 МГц. Такие
обмотки состоят всего лишь из нескольких витков.
При использовании любых типов сердечников часть магнитных
силовых линий замыкается не по магнитопроводу, а через окружающее
его пространство. Особенно сильно этот эффект проявляется в случае
незамкнутых магнитопроводов. Заметим, что эти магнитные поля рас-
сеяния являются источниками помех, поэтому в аппаратуре сердечники
нужно размещать так, чтобы по возможности уменьшить эти помехи.
Катушки индуктивности имеют определенную паразитную емкость,
которая образует колебательный контур в сочетании с индуктивно-
стью катушки. Резонансная частота такого контура для разных типов
катушек индуктивности может варьироваться в пределах от 20 кГц до
100 МГц.
3.6. Особенности использования полупроводниковых
приборов в силовой электронике
Свойства п-р-перехода
Полупроводниковые приборы — диоды, тиристоры, транзи-
сторы, вне зависимости от их предназначения, объединяет общее —
наличие по меньшей мере одного полупроводникового перехода.
292 Основы силовой электроники
Полупроводниковый переход (электронно-дырочный переход, п-р
переход) представляет собой контакт двух полупроводников, один из
которых обладает электронной (п — negative), а другой — дырочной (р —
positive) проводимостью.
При контакте таких полупроводников дырки из р-области диффун-
дируют в n-область, а электроны из n-области в р-область. В результате
в n-области вблизи зоны контакта уменьшается концентрация электро-
нов и возникает положительно заряженный слой.
В р-области уменьшается концентрация дырок и возникает отрица-
тельно заряженный слой. В итоге на границе полупроводников образу-
ется двойной электрический слой, поле которого препятствует процессу
диффузии электронов и дырок навстречу друг другу и их рекомбина-
ции. Пограничная область раздела полупроводников с разными типами
проводимости (запирающий слой) не превышает нескольких мкм.
Объемные заряды запирающего слоя создают между р- и п-областями
запирающее напряжение, равное 0,3—0,4 В для германиевых и 0,6—0,7 В
для кремниевых переходов.
Если к p-n-переходу подключить внешнее напряжение (так называ-
емое обратное напряжение), создающее в запирающем слое электри-
ческое поле, совпадающее по направленности с электрическим полем
запирающего слоя, то ширина запирающего слоя возрастает, ток через
n-p-переход практически не протекает.
Если изменить полярность внешнего напряжения (так называемое
прямое напряжение), внешнее электрическое поле будет направлено
навстречу полю двойного электрического слоя, поэтому толщина запи-
рающего слоя снижается и, при последующем росте напряжения, при
превышении запирающего напряжения, запирающий слой исчезнет.
Сопротивление p-n-перехода экспоненциально снижается, через пере-
ход протекает большой ток (прямой ток).
Итак, при приложении к полупроводниковому диоду напряжения
одной полярности, диод проводит ток, при смене полярности — ток
не проводит. Все это прекрасно выполняется для постоянного тока.
Ситуация совершенно меняется, если на полупроводниковый переход
подавать напряжение переменного тока.
Полупроводниковый диод оказывается довольно инерционным эле-
ментом, его n-p-переход играет роль конденсатора, обкладками кото-
рого являются области п- и р-типа вне зоны перехода, а диэлектриче-
ским зазором служит область пространственного заряда, обедненная
носителями заряда и имеющая большое сопротивление.
Такая емкость n-p-перехода называется барьерной, величина этой
емкости снижается с ростом приложенного напряжения. В зависимости
от площади полупроводникового перехода, концентрации легирующей
примеси и приложенного обратного напряжения барьерная емкость
может принимать значения от единиц до сотен пикофарад.
При увеличении внешнего напряжения, приложенного к п-р-
переходу в прямом направлении, растет концентрация инжектирован-
ных носителей вблизи границ перехода, что приводит к изменению
количества заряда, обусловленного неосновными носителями в р- и
n-областях. Это равнозначно появлению некоторой емкости (диффу-
зионной емкости), которая включена параллельно барьерной емкости.
Заряд диффузионной емкости не может накопиться или рассо-
саться мгновенно. Поэтому при подаче на полупроводниковый пере-
ход импульса отпирающего напряжения возникает переходный про-
цесс, длительность которого определяется концентрацией неосновных
носителей, коэффициентом диффузии, временем жизни неосновных
носителей и т. д.
Приведем ниже варианты эквивалентных схем полупроводнико-
вого диода, рис. 3.63, попутно отметив, что ни одна из них не в состо-
янии полноценно описать работу этого довольно простого прибора.
Дело в том, что обычно предлагается рассмотреть работу такой схемы
в «прямом» и «обратном» направлениях.
Нелинейные зависимости «прямых» и
«обратных» сопротивлений, а также «пря-
мых» и «обратных» емкостей диодов от
величины приложенного напряжения, а
также температуры в расчет принима-
ются крайне редко, поскольку такой учет
серьезно осложняет вычисления.
Исходя из общих положений, можно
отметить, что чем больше площадь полу-
чн
г—HI 1
Рис. 3.63. Эквивалентные схемы замещения п-р-
перехода полупроводникового диода:
а - простая линейная (гх - сопротивление объема
п-р-областей; гд - дифференциальное сопротивление
п-р-перехода; г^ - сопротивление утечки; Сар и Сдиф -
барьерная и диффузионная емкости перехода);
б - нелинейная с учетом индуктивности (Rn -
сопротивление перехода,значение которого определяют
с помощью статической ВАХ диода (Rn - U/I); гб -
распределенное электрическое сопротивление базы
диода и выводов. Сд - общая емкость диода, зависящая
от режима работы; иногда схему замещения дополняют
емкостью между выводами диода С& емкостями Свх и Свых
(показаны пунктиром) и индуктивностью выводов Ц;
в - условно линейная с учетом индуктивности (гп -
сопротивление п-р-перехода; г6 - сопротивление базы,
омического контакта и выводов диода; Сп - емкость п-р-
перехода; Ск - емкость корпуса диода; Ls - индуктивность
выводов и контактной пружины, соединяющей кристалл
с одним из выводов)
294
Основы силовой электроники
проводникового перехода, тем больше максимально допустимый ток
через него, но, соответственно, ниже предельная рабочая частота. Чем
уже зона n-p-перехода, тем на более высоких частотах способен рабо-
тать полупроводниковый прибор, но, соответственно, тем ниже у него
пробивное напряжение. Параллельное соединение нескольких диодов,
которое рассматривалось в гл. 1, позволяет кратно повышать предель-
ный ток нагрузки, но ограничивает максимальную частоту использова-
ния такого выпрямителя.
Несмотря на ущербность моделей полупроводниковых приборов,
некоторые из них позволяют с известным приближением имитировать
работу реальных диодов и транзисторов.
На рис. 3.64 показана возможность исследования при помощи про-
граммы создания и симулирования электронных схем Multisim особен-
ностей вольтамперных характеристик различных полупроводниковых
диодов, в том числе при варьировании формы и напряжения подавае-
мого на диод тестового сигнала, а также его частоты.
В табл. 3.4 показаны частотные зависимости осциллограмм сиг-
налов синусоидальной и прямоугольной формы амплитудой 9 В при
прохождении их через диоды разного назначения при работе на актив-
ную нагрузку. Осциллограммы наглядно демонстрируют, что с ростом
частоты низкочастотные выпрямительные диоды перестают выполнять
свою функцию и требуют замены.
XSC1
XFG1
0.2О
Осциллограф-XSCl i_JL_
/
Рис. 3.64. Исследование вольтамперных характеристик моделей
полупроводниковых диодов в программе Multisim.
Цена деления по шкале ОХ (напряжение) 0,2 В; по шкале ОУ(ток) 5 мА
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
295
Осциллограммы сигналов амплитудой 9 В при прохождении их через диоды
при работе на активную нагрузку, кривые сверху вниз: 1 - входной (исходный)
сигнал; 2 - низкочастотный выпрямительный диод 1N4001; 3 - диод
Шоттки 1N5819; 4 - импульсный диод 1N4148
Таблица 3.4
VD1
VD1
-М-
/= 1 кГц; RH = 100 Ом
ft
Л
Л
Л
/>
Л
Л
/}
Л
Л
1
2
3
4
/= 10 кГц; RH = 100 Ом
/\
Л
IX
/\
/V
/\
1
г
г
г
1
г
г
г
1
г
1
г
г
г
/= 100 кГц; RH = 100 Ом
I
1
4
/= 1 кГц; RH = 1 кОм
(\
Л
i
i
Л
J
i
i
"\
1
4
296
Основы силовой электроники
/= 10 кГц; RH = 1 кОм
1
2
3
4
/
/I
/
/
/
\
д
\
\
/
/
/
/
/
\
\
\
V
\
/
/
/
/
/
\
\
у
\
/
/
/
/
/
\
\
\
V
\
1
1
1
(
(
\
\
V
\
/■ 100 кГц;
1
2
3
4
V
V
IN
V
г
1
С"
г
г
у
V
W
р
г
г
V
V
у,к
Г
г
г
V
, L
'
С
Г
Г
X
М
г
г
/= 1 кГц; R
1
2
3
4
/
/
/
/
/
\
\
\
\
\
/
/
/
/
\
\
\
\
\
/
/
./
/
/
\
\
\
\
\
/
/I
/
/
/
\
\\
\
\
\
/
/
./
/
/
\
\
\.
\
\
/= 10 кГц; f
1
2
3
4
л
\J
1
\J
1
л
Л
г\
/\
/\
{\
\J
\J
i
/= 100 кГц;
1
2
3
4
1
J
1
i
J
vi/
J/
у
"\
л
"\
J
J
I
1
<\
<\
*\
>
J
J
v/
/
л
"\
jr. \
1
4
RH = 1 кОм
1
4
н = 10 кОм
1
2
3
4
1
1
1
1Н = 10 кОм
1
2
3
4
—I
Г
1
г
~
1
RH = 10 кОм
1
4
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
297
Модели транзисторов, позволяющие прогнозировать их поведение
в реальных электронных схемах, в отличие от моделей диодов, обла-
дают повышенной сложностью и еще меньшей степенью приближения
к реалиям. Не вдаваясь в дебри теоретических изысканий, упомянем
в качестве справки наиболее распространенные и популярные модели
биполярных и полевых транзисторов.
Это модели и их варианты на основе активных линейных четырех-
полюсников; Эберса-Молла; Гуммеля-Пуна; Молла-Росса; Линвилла;
Шихмана-Ходжеса; Гроува-Фромана и др.
Приведем ниже для примера эквивалентную схему нелинейной
высокочастотной модели биполярного транзистора, основанную на
представлении Гуммеля-Пуна, рис. 3.65 [59,127].
Рис 3.65. Модель высокочастотного биполярного транзистора
Здесь С1—СЗ, Rl—R3 — эквивалентные емкость и сопротивление
утечки между выводами транзистора. Эти элементы учитывают, если
транзистор выполнен в корпусе. Le0, Lc0, Lb0 — эквивалентная индук-
тивность выводов эмиттера, коллектора и базы. Le и Lb, составляю-
щие единицы нГ, Le и Lb — индуктивность внутренних проводников,
соединяющих эмиттер и базу с внешними выводами; Le0, ЬсОи Lb0 —
индуктивность выводов; Ссе и Ссв — внутренняя емкость между кон-
тактными площадками, соответственно, эмиттера и базы и контак-
том коллектора.
В области не столь высоких частот отдельные элементы эквивалент-
ной схемы могут быть упразднены.
298
Основы силовой электроники
D (Сток)
Ib
i S (Исток)
Рис. 3.66. Нелинейная схема замещения МОП(МО5)-транзистора с каналом п-типа
На рис. 3.66 показана без пояснений нелинейная схема замещения
МОП(МО8)-транзистора с изолированным затвором и каналом п-типа,
используемая в программе PSpice [11].
Отметим, что индуктивности в этой схеме не учитываются.
Биполярные транзисторы
До 1970-х гг. биполярные транзисторы были доминирующими сило-
выми приборами. Опыт эксплуатации выявил как достоинства этих
приборов, так и их недостатки. К числу недостатков относятся:
♦ низкое входное сопротивление и необходимость значительных
токов управления;
♦ малый коэффициент передачи по току и его большой разброс от
прибора к прибору;
♦ заметная инерционность при коммутационно-переходных про-
цессах;
♦ заметное изменение свойств при изменении температуры;
♦ малая номинальная и пиковая плотность тока в силовой цепи;
♦ высокое остаточное напряжение на полностью открытом тран-
зисторе.
В то же время биполярные транзисторы по ряду показателей обе-
спечивают неплохие эксплуатационные характеристики: высокие ком-
мутируемые напряжения (до 1,5—2 кВ), приемлемые быстродействие и
коммутационные потери при условии оптимальной глубины насыще-
ния [61].
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 299
MOSFET- и IGBT-транзисторы
На сегодняшний день MOSFET- и IGBT-транзисторы, работающие в
области высоких частот, напряжений и токов, являются основными полу-
проводниковыми элементами в силовой электронике. Общим для этих
приборов является то, что они управляются напряжением, прикладыва-
емым к затвору, и имеют в этой связи более простые цепи управления.
MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor + Field-Effect-Transistors) -
мощные переключательные полевые транзисторы с изолированным
затвором, отличающиеся высокой скоростью переключения, сравни-
тельно большим пиковым током, простотой управления, практически
прямоугольной областью безопасной работы, стойкостью к лавинному
пробою и быстрому нарастанию напряжения на приборе. К недостаткам
MOSFET-транзисторов относят неудовлетворительные характеристики
обратного восстановления у его встроенного защитного диода. Время
обратного восстановления этого диода существенно больше времени
обратного восстановления специальных диодов, которые применяют
в IGBT-транзисторах. Это приводит к большим потерям включения и
токовым перегрузкам в полумостовых схемах. Кроме того, свойства
встроенного диода заметно ухудшаются с ростом температуры [66].
IGBT — биполярные транзисторы с изолированным затвором, свой-
ства которых частично унаследованы от MOSFET-транзисторов: про-
стота управления, широкая область безопасной работы, большой
допустимый ток. IGBT-транзисторы (Insulated Gate Bipolar Transistor),
рис. 3.67, представляют собой комбинированные полупроводнико-
вые структуры, сочетающие в себе положительные свойства полевых и
биполярных транзисторов, работающих в ключевом режиме.
В отличие от MOSFET свойства IGBT-транзисторов менее зависят от
температуры, но зато по скорости переключения и стойкости при пере-
грузках IGBT уступают MOSFET-транзисторам. Отсутствие в структуре
IGBT-транзистора встроенного обратного диода позволяет пользова-
телю выбирать свои варианты решения
этой проблемы.
Включение IGBT-транзистора проте-
кает в два этапа: при подаче управляю-
щего положительного напряжения поле-
вой транзистор VT1 открывается, после
чего открывается биполярный транзистор
VT3. Для IGBT-транзисторов в полностью
открытом состоянии прямое падение
напряжения, как и для обычных биполяр-
НЫХ транзисторов, находится В пределах Рис.3.67. Эквивалентная схема
1,5—3,5 В. IGBT-транзистора
300 Основы силовой электроники
Области практического использования MOSFET- и IGBT-
транзисторов: MOSFET-транзисторы преимущественно применяют при
напряжениях питания до 250 В и частотах коммутации свыше 100 кГц;
IGBT-транзисторы используют при напряжении питания 300—1200 В на
частотах до 20—30 кГц. Промежуточный интервал частот и напряжений
решается в пользу выбора того или иного транзистора с учетом того,
что у IGBT-транзисторов существенную роль играют динамические
потери, а у MOSFET — статические, обусловленные высоким сопротив-
лением в открытом состоянии [61,66, ПО].
Главным различием приборов является то, что MOSFET-транзисторы
обладают резистивным каналом сток-исток, а IGBT-транзисторы —
p-n-переходом коллектор-эмиттер, вследствие чего приборы обладают
различными возможностями рассеяния мощности в открытом состоянии.
Таким образом, механизмы, определяющие полные потери мощно-
сти MOSFET- и IGBT-транзисторов, различны. В MOSFET эти потери обу-
словлены потерями на электропроводность, тогда как потери на пере-
ключение на частотах свыше 50 кГц в 3,5 раза меньше. ВIGBT напротив,
потери на электропроводность много меньше, чем у MOSFET, тогда как
потери на переключение, особенно, на высоких частотах, велики [66].
3.7. Снабберы
Снабберы (демпферы) — электронные элементы, предназначенные
для снижения величины перенапряжений в переходных процессах при
коммутации силовых полупроводниковых элементов в импульсных
преобразователях напряжения.
Снабберы используют для защиты мощных силовых ключей — бипо-
лярных или полевых транзисторов, тиристоров и симисторов, работаю-
щих на индуктивную нагрузку.
Известно, что любая индуктивность при изменении в ней тока стре-
мится поддержать его на прежнем уровне в соответствии с правилом
Ленца: индукционный ток направлен так, чтобы своим магнитным
полем противодействовать изменению магнитного потока, которым он
вызван. При коммутации индуктивности ток в ней мгновенно преры-
вается, соответственно, возникает ЭДС самоиндукции, амплитуда кото-
рой намного превосходит напряжение питания устройства и предельно
допустимое напряжение на силовом элементе. Для защиты силовых
ключевых элементов от перенапряжений при переходных процессах
снабберы подключают параллельно защищаемым силовым элемен-
там. Использование снабберов также позволяет снизить динамические
потери в силовых ключах и облегчить их тепловой режим.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
301
В настоящее время для подавления коммутационных процессов в
большинстве случаев используют пассивные снабберы, хотя в ближай-
шей перспективе следует ожидать более широкое использование актив-
ных снабберов.
По виду входящих в состав снаббера компонентов, рис. 3.68, их под-
разделяют на:
♦ С-снабберы;
♦ RC-снабберы;
♦ RCD-снабберы, где D — диод;
♦ ZD-снабберы, где Z — стабилитрон (Z-диод или диод Зенера);
♦ RZD-снабберы;
♦ RCZD-снабберы;
♦ снабберные цепочки— сложноповторяющиеся сочетания эле-
ментов;
♦ другие сочетания этих или иных элементов.
Снабберы, в состав которых входят конденсаторы, способствуют сни-
жению скорости нарастания напряжения на защищаемом силовом при-
боре. Индуктивности, в отличие от конденсаторов, способны снизить
скорость нарастания тока.
Простейший С-снаббер, содержащий импульсный конденсатор
небольшой емкости, подключается параллельно силовому ключу.
с
о
■ф
Roc
RCD
О
RCD
П-ЗЕ
ZD
О
RZD RCZD
Снабберные
RCZD цепочки
О
h
Рис. 3.68. Виды снабберов
302 Основы силовой электроники
Внимание.
Этот конденсатор должен иметь минимальную распределенную
индуктивность и низкие потери, располагать его следует непо-
средственно у выводов силового модуля; применение обычных
высоковольтных конденсаторов недопустимо!
Номинал конденсатора снаббера Сс вычисляется исходя из заданного
уровня перенапряжения Un и значения энергии, запасенной в паразит-
ной индуктивности шины Ьш при коммутации тока 1ПИК [133]:
На практике в С-снабберах используют конденсаторы емкостью
0,1-1,0 мкФ.
Для уменьшения потерь в образующемся паразитном колебательном
контуре и снижения его добротности последовательно с конденсатором
устанавливают резистор, RC-снаббер. Такая схема обычно используется
в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET-тран-
зисторами в качестве силовых ключей.
Для разделения цепей заряда и разряда конденсатора и ограни-
чения разрядного тока применяют RCD-снабберы с использованием
«быстрых» диодов с коротким или ультракоротким временем вос-
становления. RC-постоянная такого снаббера должна быть примерно
равна 1/3 периода переключения ключа. RCD-снабберы обычно уста-
навливают в каждом плече полумоста преобразователя напряжения,
либо в качестве ограничителя скорости переключения тиристорных/
симисторных силовых ключей. При коммутации силового ключа ток
в обмотке нагрузки ключа из-за наличия индуктивности мгновенно
прерваться не может. Ток закрывающегося силового транзистора VT1
заряжает конденсатор С1 через диод VD1. При последующем открыва-
нии ключа VT1 конденсатор С1 разряжается через него и резистор Rl, a
энергия, запасенная в конденсаторе, выделяется на резисторе R1 [142].
Принцип работы RCDZ-снаббера аналогичен принципу работы
RCD-снаббера, но рассеиваемая на нем энергия делится между стабилитро-
ном и резистором, включенном последовательно стабилитрону, рис. 3.68.
Стабилитрон защищает конденсатор от разряда ниже уровня стабилиза-
ции стабилитрона. ZD-снаббер обеспечивает ограничение напряжения на
силовом ключе на уровне напряжения стабилизации стабилитрона [52].
Осциллограммы переходных процессов при использовании снаб-
беров различного вида показаны на рис. 3.69 [142].
Из анализа осциллограмм следует, что перенапряжение при при-
менении RC-снаббера минимально. Из этих же осциллограмм следует,
что полностью исключить всплески напряжения при переходных про-
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
303
450
350
GO
I
I250
С
со
X
150
50
1
/г-
RCD
RC~H// l?^w
1
380 пФ
Д
Э 1,2 мк
у
Ф
—
1.0
1.1 1.2
Время, мкс
1.3
Рис. 3.69. Осциллограммы переходных процессов
при использовании RC- и RCD-снабберов
цессах не удается, можно лишь управлять формой всплеска напряже-
ния, «размазывая» избыточную энергию во времени. Следствие этого:
при выборе силового ключевого элемента для своей конструкции в
целях обеспечения надежности ее работы необходим значительный
запас выбираемого элемента по предельно допустимому напряжению.
Для сглаживания формы кривой переходных процессов и снижения
перенапряжений в своих практических конструкциях рекомендуется
экспериментально выбрать оптимальную схему снаббера и номиналы
его компонентов, питая выходной каскад коммутирующего элемента
пониженным напряжением.
Для силовых цепей IGBT-транзисторов высокой мощности требу-
ется применять снабберы с очень низкой индуктивностью (не свыше
ед. нГн). В этой связи снабберы должны располагаться в непосредствен-
ной близости от модулей IGBT. При проектировании снабберов должны
учитываться паразитная индуктивность внутри корпусов диодов и в
выводах конденсаторов.
Зачастую параллельно соединенные конденсаторы и диоды мень-
шего единичного номинала и размера создают меньшую индуктив-
ность, чем одиночные компоненты большего размера. Проектирование
силовой цепи IGBT с минимальной индуктивностью шины также помо-
жет уменьшить паразитную индуктивность снаббера [112].
304 Основы силовой электроники
3.8. Охлаждение элементов силовой электроники
Сравнительные характеристики систем охлаждения
Основные источники тепловыделения в силовой электронике —
полупроводниковые приборы, работающие при повышенных токах.
К таковым приборам относятся диоды, тиристоры, симисторы, тран-
зисторы и другие элементы. Известно, что крутизна вольтамперной
характеристики любого полупроводникового перехода в существенной
мере зависит от его температуры: при разогреве полупроводникового
перехода ток через него экспоненциально растет с ростом температуры.
Соответственно, при длительном прохождении электрического тока
через полупроводниковый переход может произойти его саморазогрев
и повреждение. Полупроводниковые приборы способны до определен-
ных температурных пределов работать в области повышенных темпе-
ратур. Для германиевых, ныне практически вышедших из употребле-
ния полупроводниковых приборов, предельная рабочая температура
составляет 70 °С; для кремниевых — 130 °С. Для справки: при повыше-
нии температуры, например, полупроводникового диода от 25 до 130 °С
интенсивность отказов возрастает в 20 раз.
Разумеется, при малых рассеиваемых мощностях тепло от полупро-
водникового прибора отводится в окружающую среду за счет естествен-
ной конвекции, однако для обеспечения такого теплоотвода требуется
определенное «жизненное» пространство. В связи с прогрессирующей
миниатюризацией силовых узлов выполнить последнее требование
зачастую не представляется возможным.
Ныне существующие системы охлаждения можно разделять на пас-
сивные и активные. В пассивных системах используется охлаждение
конвекцией, теплопроводностью и излучением. К активным системам
охлаждения относятся принудительный теплоотвод с применением
вентиляторов, термоохладителей или омывающих жидкостей.
ЭффективнЬсть работы пассивных систем охлаждения зависит от
температуры окружающей среды; активные системы охлаждения не
имеют жесткого ограничения по этому параметру. В табл. 3.5 приве-
дены сравнительные характеристики систем охлаждения [50].
Для охлаждения тепловыделяющих поверхностей элементов сило-
вой электроники можно также использовать готовые технические
решения, предлагаемые компьютерными технологиями, ассортимент
которых с каждым годом пополняется.
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
305
Сравнительные характеристики систем охлаждения
Охлаждение
Принудительное
воздушное
Жидкостное
Тепловые трубы
Компрессорное
Термоэлектрическое
Термоакустическое
Преимущества
Низкая цена, отсутствие
утечек
Малый объем, гибкая
конфигурация, низкое
тепловое сопротивление,
малый уровень шумов
Малый объем, низкое
тепловое сопротивление,
малый уровень шумов
Малый объем, низкое
тепловое сопротивление,
нет зависимости от
окружающей температуры
Малый объем, низкое
тепловое сопротивление,
нет зависимости от
окружающей температуры
Низкое тепловое
сопротивление,
нет зависимости от
окружающей температуры
Недостатки
Большой объем,
необходимо
распределение тепла,
высокое тепловое
сопротивление,
акустические шумы
Необходим
компрессор,
возможность утечек,
высокая цена
Ограниченная
теплонесущая
способность, высокая
цена, сложная
конструкция
Высокая цена,
сложная конструкция,
акустические шумы
Ограниченная
теплонесущая
способность, низкая
эффективность
Отсутствуют
разработанные
промышленные
технологии
Таблица 3.5
Область применения
Практически во всех
областях электроники
Лазерные диоды,
силовая электроника
Портативные
компьютеры, силовая
электроника, космос
Экспериментальные
системы,
кондиционирование
Оптоэлектроника
Экспериментальные
системы для космоса
Воздушное охлаждение
Из пассивных методов наиболее доступным является воздушное
охлаждение. Принцип действия такой системы воздушного охлаждения
заключается в том, что тепло от нагревающегося элемента контактным
образом передается на радиатор и рассеивается в окружающее про-
странство. Эффективность отвода тепла зависит от площади и матери-
ала радиатора, а также от скорости восходящего воздушного потока.
Приведем ниже, табл. 3.6, в качестве справки и информации для
выбора условий и теплоотводящих материалов значения коэффициен-
тов теплопроводности. Отметим попутно, что значения коэффициен-
тов теплопроводности % коррелируют со значениями удельной электро-
проводности а металлов по закону Видемана-Франца:
= constaT'
где к — постоянная Больцмана; е — заряд электрона; Т — абсолютная
температура. С ростом температуры теплопроводность металлов и их
сплавов в температурном интервале 300—400 К (27—127 °С) как пра-
вило снижается на несколько процентов.
306
Основы силовой электроники
Коэффициенты теплопроводности материалов при температуре 300 К Таблица 3.6
Материал .
Вакуум абсолютный
Воздух сухой
Воздух сухой при
малых зазорах
Вода
Слюда
Висмут
Нихром
Константан
Титан
Цирконий
Сурьма
Ванадий
Свинец
Сталь
Никель
Германий
Железо
Тантал
Германий
Коэффициент
теплопроводности,
х10гВт/(м°С)
0
0,00023
0,0005
0,0058
0,0075
0,079
0,12
0,22
0,22
0,23
0,24
0,307
0,350-0,353
0,460-0,520
0,585-0,910
0,585
0,585-0,920
0,585
0,60
Материал
Олово
Платина
Индий
Кремний
Латунь
Хром
Кобальт
Бронза алюминиевая
Цинк
Молибден
Магний
Дюралюминий
Вольфрам
Алюминий
Графит
Золото
Медь
Серебро
Графен
Коэффициент
теплопроводности,
*10*Вт/(м°С)
0,67
0,70-0,72
0,71
0,84-1,50
0,97-1,11
0,94-1,07
1,00
1,05
1Д6
1,38-1,44
1,56
1,60-1,72
1,99
2,01-2,37
2,78-24,35
2,82-3,20
3,80-4,06
4,29-4,30
48,4-53,0
Из табл. 3.6 следует, что выбор доступных и эффективных теплопро-
водных материалов крайне невелик: это медь — 4,06 усл. ед.; алюми-
ний — 2,37 усл. ед., дюралюминий — 1,72 усл. ед. и латунь — 1,11 усл. ед.
При установке радиатора необходимо обеспечить надежный тепловой
контакт радиатора и охлаждаемого полупроводникового элемента. Для
обеспечения такого контакта контактирующие поверхности должны
иметь высокую чистоту обработки поверхности (малую шероховат-
ность), часто используют и специальные теплопроводящие смазки,
тощина слоя котороых должна быть минимальной.
В табл. 3.7 приведены характеристики теплопроводящих матери-
алов, используемых для обеспечения надежного теплового контакта
между полупроводниковым прибором и радиатором [39].
При активном охлаждении используют принудительный обдув ради-
атора вентилятором (кулером), который порой на порядок повышает
коэффициент теплоотдачи. При использовании вентиляторов необхо-
димо следить за тем, чтобы они не забивались пылью, поскольку это
резко снижает эффективность теплоотбора. Недостатком использова-
ния вентиляторов является их шумность, дополнительное энергопо-
требление, необходимость периодических профилактических работ,
Глава 111. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
307
Характеристики теплопроводящих материалов
Таблица 3.7
Теплопроводящий
материал
Термопасты
Материалы с
изменением фазы
Гели
Термоклеи
Преимущества
Высокое значение объемной
теплопроводности, маленькая
величина клеевого слоя, низкая
вязкость, не затвердевают
Высокая вязкость дает более
высокую надежность по
сравнению с термопастами,
гораздо удобнее в использовании,
нет расслоения
Хорошо заполняют неровности
поверхности
Хорошо заполняют неровности
поверхности
Недостатки
Считаются довольно грязным при
производстве
Более низкая теплопроводность,
по сравнению с термопастами,
поверхностное сопротивление может
быть больше, чем у термопаст,
необходимо приложение давления для
повышения эффективности
Более низкая теплопроводность по
сравнению с термопастами, меньшее
сцепление, чем у термоклеев
Необходим процесс очистки
низкая надежность вентиляторов, необходимость их периодической
замены.
Наиболее недолговечные элементы вентилятора — подшипник(и).
Радиальный подшипник скольжения имеет втулку из антифрикцион-
ного материала, вставленную в корпус. Зазор между валом и втулкой
заполнен смазкой. При продолжительной работе вентилятора смазка
высыхает, зазор забивается пылью, повышается трение, отверстие
втулки в результате неравномерного износа разрабатывается и приоб-
ретает овальную форму, вследствие чего возникают биения вала.
При работе вентилятора в горизонтальном положении смазка сте-
кает вниз, что приводит к быстрому выходу вентилятора из строя.
Срок службы вентиляторов на подшипниках скольжения не превышает
10—15 тыс. ч. Более надежны дорогие вентиляторы с использованием
подшипников качения: их срок службы составляет 40—50 тыс. ч.
Производительность вентилятора характеризуется объемной скоро-
стью создаваемого воздушного потока. В паспортных данных ее обычно
указывают в м3/ч или в кубических футах в минуту — CFM (Cubic Feet
per Minute). Для того, чтобы перевести объемную скорость воздушного
потока в линейную, объемную скорость следует разделить на площадь
отверстия вентилятора, учитывая размерности величин.
К основным характеристикам вентилятора относится также скорость
вращения крыльчатки, об./мин, или RPM (Rotations Per Minute). Чем
выше скорость вращения, тем выше производительность вентилятора,
но тем выше его шум и ниже срок службы.
Еще одна характеристика вентилятора — его типоразмер. Чем
больше габариты вентилятора, тем больший объем воздуха он перего-
няет за один оборот крыльчатки, тем больше его производительность.
308 Основы силовой электроники
В табл. 3.8 показан внешний вид широко распространенных типо-
вых конструкций теплоотводов (радиаторов) для охлаждения полупро-
водниковых элементов; графически сопоставлены теплоотводящие
свойства радиаторов в условиях пассивного и активного охлаждения
при разных скоростях воздушного потока [13].
Основной технической характеристикой теплоотводов (радиаторов),
позволяющей количественно оценить их эффективность, является тер-
мическое сопротивление 1^, °С/Вт, относительно поверхности охлажда-
емого полупроводникового элемента:
Rt = (Tnn-T0C)/Pnn,
где Тпп — температура поверхности полупроводникового элемента, К
(или °С); Тос — температура окружающей среды, К (или °С); Рпп — тепло-
вая мощность, выделяемая полупроводниковым элементом, Вт.
Зная температуру окружающей среды, величину выделяемой тепло-
вой мощности и величину термического сопротивления радиатора,
можно определить температуру поверхности охлаждаемого элемента и
оценить тем самым эффективность охлаждения:
ТПП = ^РПП + ТОС.
Термическое сопротивление показывает, насколько повысится тем-
пература полупроводникового элемента относительно температуры
окружающей среды при выделении на нем определенной тепловой
мощности при использовании выбранного для охлаждения радиатора.
Рассмотрим пример.
Рассеиваемая транзистором мощность составляет 20 Вт. Температура
внутри корпуса электронного прибора 40 °С. Использован теплоотвод
для транзисторов, выполненный фрезерованием, табл. 3.8, имеющий
термическое сопротивление 3,7 °С/Вт без использования принудитель-
ного обдува и установленный вертикально. Тогда:
Т1Ш-К1.Р1Ш + Т0С- 3,7-20 + 40 = 114 °С,
что вполне приемлемо для нормальной работы большинства крем-
ниевых силовых полупроводниковых приборов, см. также табл. 3.8
(график слева, кривая 2) для данного вида радиаторов. По табл. 3.8
Тпп =134 °С, что уже лежит за гранью приемлемого, следовательно, рас-
четы по формуле дают заниженные значения.
Определим, насколько изменится для указанных выше условий тем-
пература транзистора при обдуве радиатора со скоростью воздушного
потока 1,5 м/с. Для этих условий, табл. 3.8, термическое сопротивление
Rt = 1,1 °С/Вт (при 1,5 м/с). Тогда
Тпп = ^Рпп + Т0С = 1,1-20 + 40 = 62 °С.
По табл. 3.8 (график справа, кривая 1) Тпп = 72 °С.
Приведенные выше зависимости в целях существенного упроще-
ния расчетов имеют линейный характер. На самом деле эта линейность
Конструкции типовых теплоотводов (радиаторов) из дюралюминия для транзисторов и их теплоотводящие свойства
Таблица 3.8
Теплоотвод для транзисторов малой и средней мощности, выполненный литьем под давлением
1x13
38
м 2x12
Щ
Зависимости температуры корпуса транзистора от рассеиваемой мощности
в условиях естественной конвекции (слева; 1 - горизонтальное и 2 -
вертикальное положение теплоотвода) и принудительного воздушного
охлаждения (справа; 1 - 1,5 м/с и 2 - 3 м/с - скорость воздушного потока)
ТК,'С
60
40
20
1
2
тк>-с
60
40
20
3 Р,Вт 0 1
R. = 7,0 °С/Вт (0 М/С)
R=3,5°C/Bt(1,5m/c)
R, = 2,6 °С/Вт (3 м/с)
1
2 ^
Р,Вт
Теплоотвод для мощных транзисторов, выполненный под давлением
048
V/V/Y/W
Г\1\Г\Г\
72
тк,-с
120
100
80
60
40
20
А
/
/
у
2
тк/с
120
100
80
60
40
20
/.
у
/
10 15 Р, Вт
0 10 20 30 40 50 Р.Вт
^ = 2,0°С/Вт(0м/с)
" =О,5°С/Вт(1,5м/с)
0,4 °С/Вт (3 м/с)
Теплоотвод для транзисторов, выполненный склеиванием штампованных пластин
тк,-с
80
60
40
20
/
1
2
Р
5 10 15 Р, Вт
тк,-с
80
60
40
20
1
2
Р
0 10 20 30 40
Р, Вт
t 1,9 °С/Вт (0 м/с)
= 0,6°C/Bt(1,5m/c)
0,5 °С/Вт (3 м/с)
Теплоотвод для транзисторов, выполненный фрезерованием
3x11
2x12
028/
тк.вС| 1 1—y\S I tk>'C
100 7^^- 100
80 -у/- 80
60 tf— 60
40 -JL 40
Pn/ I I I I I 20
0 5 10 15 P, Вт О 10 20 30 40 50
^ = 3,7о°С/Вт(0м/с)
- 6,7 °С/Вт (3 м/с)
/
*^
/
у
/
2
Р, Вт
Теплоотвод для мощных транзисторов, выполненный прокатом
124
111 1 I Д
10x6
иич
ь1
QJ
га
тк,-с
100
80
60
40
20
/
у
У
5 10 15 Р, Вт
ТК,'С
100
80
60
40
?0
У
у.
у
V
0 10 20 30 40 Р, Вт
г
П)
R, = 2,7 °С/Вт (0 м/с)
R=0,9°C/Bt(1,5m/c)
\ = 0,5 °С/Вт (3 м/с)
■о
га
о
ZI
■о
о
X
312 Основы силовой электроники
выполняется для узкого диапазона температур, поэтому для более точ-
ных оценок лучше воспользоваться экспериментальными графиче-
скими зависимостями, приведенными в табл. 3.8.
Жидкостное охлаждение
Жидкостное охлаждение считается более эффективным за счет того,
что теплоемкость жидкостей намного выше, чем у газов.
Жидкостное охлаждение подразделяется на системы, в которых
используются:
♦ помпы, перекачивающие по замкнутому циклу охлаждающую
жидкость от радиатора охлаждаемого элемента через систему
трубок на внешний радиатор-теплообменник, охлаждаемый,
например, вентилятором;
♦ специальные хладагенты с низкой точкой кипения, которые при
переносе тепла претерпевают фазовый переход жидкость-газ.
Эффективность жидкостного помпового охлаждения зависит от ско-
рости прокачки охлаждающей жидкости и ее состава, количества кана-
лов охлаждения в радиаторах и их материала.
В системах жидкостного беспомпового охлаждения легколетучая
жидкость нагревается до температуры испарения, меняет фазовый
состав, отбирая у охлаждаемой поверхности тепловую энергию — скры-
тую теплоту парообразования. Нагретый пар через односторонний кла-
пан покидает зону нагрева и попадает в радиатор-теплообменник, где
конденсируется в жидкость, отдавая избыточное тепло, и возвращается
к охлаждаемому прибору.
Вариантом системы жидкостного беспомпового охлаждения являются
тепловые трубы, представляющие собой тонкостенную трубку из меди,
внутри которой находится жидкий хладагент и, при необходимости, так
называемый фитиль — пористо-капиллярное тело. Один конец тепловой
трубы присоединяют к источнику тепловыделения, а второй — к внеш-
нему охлаждаемому радиатору. Тепловые трубы нельзя отнести к радиа-
торам, они лишь эффективно переносят тепло из одной точки в другую.
Термоохладители с использованием эффекта Пельтье
Эффект Пельтье заключается в том, что при протекании постоянного
тока через последовательную цепь из двух разнородных проводников
в местах контактов в зависимости от направления тока выделяется
или поглощается тепло. Элемент Пельтье, работающий на основе этого
эффекта, является термоэлектрическим преобразователем, способным
обеспечить перенос тепловой энергии.
Батарея элементов Пельтье состоит из множества пар полупрово-
дниковых элементов п- и р-типа (теллурида висмута Bi2Te3 и твердого
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
313
раствора SiGe), попарно соединенных мед-
ными перемычками. При протекании тока
в зависимости от его направления одна сто-
рона элемента Пельтье охлаждается, а дру-
гая нагревается, следовательно, происходит
перенос тепла. Если охлаждать нагревающу-
юся сторону при помощи радиатора и вен-
тилятора, то температура холодной стороны
становится еще ниже. В одноступенчатых
элементах в зависимости от типа элемента
и величины тока разность температур может
достигать 70 °С.
Свойства модулей (батарей) Пельтье, рис. 3.70, используемых для
охлаждения полупроводниковых приборов, приведены в табл. 3.9 и
табл. 3.10.
Рис. 3.70. Внешний вид модуля
Пельтье ТЕС1-12715
Характеристики термоохлаждающих модулей Пельтье серии ТЕС
Наименование
ТЕС1-127120-50
ТЕСМ27080-50
ТЕС1-127060-40
ТЕС1-127040-40
ТЕС1-127030-30
ТЕС1-071060-30
ТЕС1-071040-30
ТЕС1-017040-15
ТЕС1-065040-4Н
ТЕС1-О35ОЗО-ЗН
12
8
6
4
3
6
4
4
4
3
и™, в
15,4
15,4
15,4
15,4
14,2
8,4
8,4
2,0
7,6
4,2
ftnax'.BT
113,1
79,1
54,9
35,6
25,1
29,6
19,7
4,7
17,8
7,4
Таблица 3.9
Габариты, мм
50,0x50,0x4,0
50,0x50,0x4,8
40,0x40,0x4,0
40,0x40,0x4,8
30,0x30,0x4,0
30,0x30,0x4,0
30,0x30,0x4,8
15,0x15,0x4,8
40,0x20,0x4,8
30,0x15,0x4,8
~ максимальная холодопроизводительнооъ. Максимальная разность температур сторон модуля 60 °С.
Расшифровка наименования ТЕС 1-127120-50: TEC (Thermoelectric
module); I — размер стороны ветви термоэлемента, мм; 127 — количе-
ство термоэлементов; 120 — максимальный ток (12 А); 50 — габариты
(50x50 мм)
Характеристики термоохлаждающих модулей Пельтье
серии А-ТМ производства ООО «АДВ-Инжиниринг»
nClrlriCnUDCinrlC
А-ТМ8,5-127-1,4
A-TM8,5-127-1,4HR1
A-TM8,5-127-1,4HR2
А-ТМ6,0-127-1,4
A-TM6.0-127-1.4HR1
8,5
8,5
8,5
6,0
6,0
и™, в
15,4
15,4
15,4
15,4
15,4
0™.Вт
72,0
72,0
72,0
53,0
53,0
72
71
70
72
71
Таблица ЗЛО
Габариты, мм
40x40x3,7
40x40x3,4
40x40x3,7
40x40x4,2
40x40x3,8
314
Основы силовой электроники
Таблица 3.10 (продолжение)
A-TM6,O-127-1,4HR2
А-ТМЗ,9-127-1,4
A-TM3,9-127-1,4HR1
A-TM3,9-127-1,4HR2
А-ТМЗ,9-127-1,4
A-TM3,9-127-1,4HR1
A-TM3,9-127-1,4HR2
6,0
3,9
3,9
3,9
3,9
3,9
3,9
и™, в
15,4
15,4
15,4
15,4
15,4
15,4
15,4
Una*. ВТ
53,0
35,0
35,0
35,0
34,0
34,0
34,0
AWC
70
73
71
70
71
70
70
Габариты, мм
40x40x4,2
40x40x5,1
40x40x4,8
40x40x5,1
30x30x3,9
30x30x3,9
30x30x3,9
Расшифровка наименования A-TMS,5-127-1,4HR1: А - производитель 000 «АДВ-Инжиниринг»; ТМ -
термоэлектрический модуль; 8,5 - максимальный ток (8,5 А); 127 - количество термоэлементов;
1,4 - поперечное сечение ветви (1,4*1,4 мм); HR1 - улучшенная надежность, число циклов не менее
30000; HR2 - улучшенная надежность, число циклов не менее 120000.
Термический контакт между модулем Пельтье и охлаждаемым изде-
лием обеспечивается использованием теплопроводящей пасты.
Модули Пельтье допускают двух-, трехкратное каскадирование, что
позволяет дополнительно снижать температуру охлаждаемого изделия.
Следует учитывать, что при понижении температуры изделия ниже
точки росы, на нем будет конденсироваться влага, что способствует раз-
витию коррозионных процессов и появлению коротких замыканий или
токов утечки.
К существенным недостаткам модулей Пельтье относятся их низ-
кий КПД и значительные затраты электрической энергии, расходуемой
на охлаждение. Кроме того, модули Пельтье сами являются мощными
источниками тепловыделения. В случае повреждения модуля охлажде-
ния охлаждаемый прибор однозначно выйдет из строя от перегрева.
Элементы и модули Пельтье обладают свойством обратимости, т. е.
способны при нагреве/охлаждении одной из поверхностей генериро-
вать электрическую энергию.
Пьезоэлектрические модули активного охлаждения
Пьезоэлектрические модули активного охлаждения — новая разра-
ботка американской корпорации Mide Technology. Принцип действия
модулей охлаждения основан на явлении пьезоэффекта. При прило-
жении к пластине пьезоэлектрика переменного электрического поля
происходят заметные колебания незакрепленного конца пластины.
Амплитуда и мощность колебаний зависит от размеров и количества
пластин, величине подаваемого на них напряжения, и, особенно, от
наличия резонанса. В результате колебаний кончиков пластин проис-
ходит направленное перемещение воздушных масс.
Пьезоэлектрический модуль имеет многослойную герметичную кон-
струкцию, созданную по технологии Piezo Protection Advantage (PPA),
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники
315
Рис. 3.71. Типовая конструкция
пьезоэлектрических модулей
Рис. 3.72. Пьезоэлектрический модуль
охлаждения в процессе работы
рис. 3.71. Пьезоэлектрик помещен между проводящими слоями медной
фольги и защитными листами стеклотекстолита FR-4. Текстолит защищает
модуль от влаги, пыли и других воздействий окружающей среды [153].
Внешний вид одного из возможных вариантов размещения пьезоэ-
лектрического модуля охлаждения в сочетании с алюминиевым ребри-
стым радиатором показан на рис. 3.72. На рисунке наглядно показано, в
каких пределах колеблется пластина пьезоэлектрика в процессе работы
и как она перегоняет воздух через радиатор.
В отличие он классических способов охлаждения пьезоэлектриче-
ские модули долговечны: срок их службы составляет 15 лет и более. Они
не боятся пыли и влаги, коррозионно активных сред, способны рабо-
тать в диапазоне температур от -55 до +125 °С, не вносят помех в работу
оборудования. Единственным, но устранимым со временем недостат-
ком модулей, является их высокая цена, от $ 180.
В настоящее время выпускают две модели пьезоэлектрических
модулей охлаждения, ориентированных для использования в стра-
нах, использующих сетевое напряжение 240 В 50 Гц (PFN-1011) и 120 В
60 Гц (PFN-1012). Сравнительные характеристики этих изделий пред-
ставлены в табл. 3.11.
Характеристики пьезоэлектрических модулей активного охлаждения
производства корпорации Mide Technology
Показатель
Максимальное напряжение питания, В
Максимальный ток на частоте резонанса, мА
Максимальный ток, мА
Максимальная потребляемая мощность на частоте резонанса, Вт
Резонансная частота при 20/85 °С, Гц, ±1 Гц
Емкость модуля, нФ
Максимальная амплитуда колебаний рабочего конца модуля, мм
Перекачиваемый воздушный поток, л/с
Диапазон влажности окружающей среды, %
PFN-1011
240
3,2
10
0,77
51/50
27
40
4,8
0-95
Таблица 3.11
PFN-1012
120
7,7
10
0,99
61/60
41
24-28
5,0
0-95
316
Основы силовой электроники
Таблица 3.11 (продолжение)
Показатель
Масса, г
Габариты, мм
PFN-1O11
2,9
103,5x21x0,71
PFN-1012
2,7
86,5x21x0,71
Типовые схемы подключения модулей к питающей сети показаны на
рис. 3.73 и 3.74.
При эксплуатации пьезоэлектрических модулей необходимо пред-
усмотреть возможность беспрепятственного протекания воздуха через
модуль и радиатор, хотя в некоторых случаях прилегающие стенки
могут даже способствовать повышению скорости перекачки воздуха.
Эффективность модулей достаточно высока. Для примера, модуль
PFN-1011 способен отвести от охлаждаемого элемента свыше 70 Вт
рассеиваемой мощности и понизить ее температуру со 160 до 85 °С.
VD1.VD21000B.1A
С1 2х1мкФ/450В
С2 2х10мкФ/450В
R1,R2 2x2 499kOm
R2.1
R2.2
Рис. 3.73. Типовая схема включения пьезоэлектрического модуля PFN-1011
FU1
-В-
100м А
VD1
CMMR1U-06TR
R1.1
-120В
60Гц
.VD4
VD1.VD2 600B.1A
VD3.VD4 5,6В MMSZ5232B-7-F
R1.R4 2x2 49,9
Рис. 3.74. Типовая схема включения пьезоэлектрического модуля PFN-1012
Глава III. Профессиональные технические решения вопросов силовой электроники 317
3.9. Вопросы и задачи для самопроверки знаний
(с учетом обязательного изучения дополнительной литературы)
Вопрос №1. Известно, что добротность катушки индуктивности
определяется как отношение ее реактивного сопротивления XL=2^fL
к активному R, или Q = —- = . Следовательно, с ростом частоты зна-
R R
чение добротности катушки индуктивности стремится к бесконечно-
сти. Так ли это?
Вопрос №2. Если взять трансформатор с разомкнутой магнитной
цепью и периодически, например, при помощи электродвигателя
плавно с частотой сети вводить в магнитный зазор материал сердеч-
ника, как будет меняться сигнал на выходе трансформатора?
Вопрос №3. Сказывается ли скин-эффект на работу моточных изде-
лий высокочастотных преобразователей напряжения?
Вопрос №4. Как будет выглядеть высокочастотный сигнал прямоу-
гольной формы на экране низкочастотного осциллографа?
Вопрос №5. Что произойдет с импульсным источником питания,
если рядом в сети будут производиться сварочные работы?
Вопрос №6. Перечислите и сравните способы стабилизации пере-
менного напряжения.
Вопрос №7. Каков спектр и интенсивность помех при работе высо-
кочастотных преобразователей напряжения? Меры снижения помех.
Вопрос №8. В каких целях к стоку-истоку полевых транзисторов или
коллектору-эмиттеру биполярных транзисторов подключают диоды?
Какие требования предъявляются к таким диодам?
Вопрос №9. Что такое сквозные токи? Причины их появления и
методы предотвращения.
Вопрос №10. В каких целях параллельно электролитическим кон-
денсаторам подключают керамические конденсаторы относительно
небольшой емкости?
ПРИЛОЖЕНИЕ!
СПОСОБЫ НАМОТКИ ТОРОИДАЛЬНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
Намотка тороидальных катушек
Чтобы намотать обмотку на тороидальный сердечник, его обычно
аккуратно раскалывают на две половинки, наматывают обмотку на сер-
дечник, а затем склеивают кольцо [122].
Наиболее проблематично аккуратно расколоть кольцо, например,
пользуясь бокорезами. Существует способ, почти исключающий брак.
По образующим кольцам в месте, где необходимо его расколоть, каран-
дашом с маркировкой твердости Т или 2Т проводят токопроводящую
дорожку. Если кольцо крупное, то такие дорожки следует делать и в
радиальных направлениях.
Напряжение порядка 90 В от ЛАТРа или трансформатора с соблю-
дением правил техники безопасности прикладывают с помощью зао-
стренных металлических щупов к крайним точкам линии, прочер-
ченной карандашом. Возникающая в токопроводящей дорожке дуга
выжигает графит, локально нагревая феррит. Если ферритовое кольцо
велико, выжигать графит следует по отдельным участкам.
Местный нагрев феррита приводит к образованию на его поверх-
ности областей концентрации напряжений, ослабляющих прочность
кольца. Такое кольцо легко расколоть даже при небольшом усилии.
После окончания намотки обе половины кольца склеивают клеем БФ-2.
Расколоть кольцо также можно, сделав надфилем или наждачным кам-
нем надпилы по образующей цилиндра и в радиальном направлении.
Намотать катушку на ферритовое кольцо можно и не раскалывая
его. Для этого из листового пластика толщиной 0,3—0,5 мм вырезают
полоску длиной 45—50 мм и шириной 3—5 мм. На узких концах этой
полоски делают вырезы (пазы), в которые укладывают нужное количе-
ство провода. Продевая этот «челнок» сквозь кольцо, можно достаточно
легко намотать катушку, если она содержит малое количество витков и
челнок свободно проходит через кольцо.
Если катушка содержит большое число витков, используют другой
способ. Вместо челнока используют кусок поливинилхлоридной трубки
длиной в 10—15 раз превышающей длину среднего витка обмотки.
Трубку разрезают вдоль ее длины, продевают в отверстие сердечника,
сворачивают в кольцо и сваривают ее концы встык так, чтобы образо-
Приложение 1. Способы намотки тороидальных трансформаторов 319
вался кольцевой желоб. Разрез должен оказаться с наружной стороны
кольца. Для сварки концы трубки складывают внешними поверхно-
стями, зажимают двумя металлическими пластинами и сваривают
паяльником. Шов должен быть внутри трубки. Далее в желоб наматы-
вают провод с 10 % запасом и, вращая кольцо, наматывают катушку.
Высокочастотный трансформатор или дроссель для транзисторных
устройств бывает полезно наматывать на ферритовом кольце так, чтобы
последний слой обмотки полностью закрыл предыдущие слои. Начало
обмотки следует подключить к коллектору или стоку транзистора, а
конец — к шине питания, которая по переменному току соединена с
общим проводом. В этом случае трансформатор или дроссель окажется
«экранированным» последними витками обмотки.
Способ намотки тороидальных силовых трансформаторов
В соответствии с описываемым ниже способом [150] для начала
необходимо подготовить тороидальный сердечник к намотке: его
обматывают 1-2 слоями киперной ленты и, покрыв лаком или клеем
«Момент», просушивают. Таким же образом нужно делать изоляцию
между обмотками. Вместо киперной ленты можно применить фто-
ропластовую ленту или в крайнем случае — изоленту на матерчатой
основе. Поливинилхлоридную изоленту применять не следует — она
легко плавится даже при небольшом нагреве.
Основу приспособления составляет обод от велосипедного колеса,
рис. П.1. Обод разрезается поперек и продевается в подготовленный к
намотке тороидальный сердечник. После этого разрезанная часть обода
аккуратно соединяют полоской металла и двумя винтами. Для под-
держки обода в стену вбивается металлический штырь, таким образом,
чтобы обод проходил точно посредине тороидального сердечника.
Приспособление готово и можно рассчитать количество провода,
необходимое для намотки. Необходимо определить периметр одного
витка первичной обмотки. Для ^
г " Обод велосипедного колеса -
этого можно использовать отре-
^ Поддерживающий штырь
зок провода, которым обхваты-
вают сердечник и затем изме-
рить его длину. Нужно умножить
получившуюся длину на количе- Резиновое кольцо
ство витков первичной обмотки
и на коэффициент запаса 1,1—
л гт /-ч Тороидальный сердечник^
1,3. ОтСЮДа ПОЛУЧИМ ДЛИНУ Про- поверхность стола. ^
вода, необходимого для намотки
первичной обмотки. Эту длину Рис П1 Спосо6 намотки
нужно разделить на периметр на тороидальный сердечни
320 Основы силовой электроники
обода колеса, получится количество витков провода, которые необхо-
димо намотать на обод.
Теперь можно наматывать на обод провод. После намотки полезно
закрепить провод на ободе с помощью разрезанного резинового кольца
(можно использовать кистевой резиновый эспандер).
Теперь, вращая обод, можно наматывать обмотку на тороидальный
сердечник. После каждого оборота нужно передвигать резиновое кольцо
вдоль обода, тогда провод не будет запутываться. После намотки первич-
ной обмотки нужно снять с обода остатки провода, рассчитать количе-
ство провода для намотки следующей обмотки и продолжать. На концы
первичной обмотки следует одеть изоляционные трубки перед тем, как
делать межобмоточную изоляцию. Намотав все обмотки, нужно обмотать
трансформатор киперной лентой и в несколько слоев покрыть лаком.
Способ намотки тороидальных трансформаторов
Способ пригоден для намотки мощных тороидальных трансформа-
торах, габаритная мощность которых превышает 500 Вт [149].
Такие обмотки мотаются проводами диаметром от 1 до 3 мм виток к
витку. Обычно сетевая обмотка подобных трансформаторов содержит
от 100 до 400 витков или 0,5—2 витка на вольт. Мотать таким способом
менее мощные трансформаторы довольно затруднительно.
Алгоритм намотки.
1. Необходимо сделать подставку для намотки тороида. Берут ква-
дратный кусок древесно-стружечной плиты или фанеры размерами
200x200 мм и толщиной 10—15 мм. Также нужны два деревянных бру-
ска длиной 200 мм сечением 20><20 мм. Эти бруски нужно приклеить
по центру площадки, параллельно друг другу и на расстоянии друг от
друга 100 мм. Еще лучше привернуть к площадке эти бруски с помощью
шурупов с потайными головками, головки утопить в фанеру. Если на эту
подставку поставить тороид, он будет прочно и устойчиво стоять.
2. Нужен челнок из оргстекла толщиной 5—6 мм. Ширина обычно
30—40 мм, длина 300—400 мм. Торцевые пропилы делают не углом, а
полукругом и обрабатывают напильником, чтобы не испортить изо-
ляцию провода. Для защиты провода пропилы проклеивают 1-2 поло-
сками изоленты. На челнок наматывают провод, предварительно рас-
считав его длину, так, чтобы провода хватило с небольшим запасом.
3. Нужен материал для изоляции между слоями, например, тонкий
упаковочный картон толщиной порядка 0,5 мм, желательно с матовой
поверхностью.
4. Потребуется толстые нитки, 10-20 номер, можно и 40 номер.
Намотка ведется от себя в правую сторону.
Изготовление изоляционных прокладок между слоями.
Приложение 1. Способы намотки тороидальных трансформаторов 321
Потребуется штангельциркуль с острыми концами.
Измеряют внешний диаметр тора, прибавляют 20 мм (для нахлеста)
и делят пополам. Например, внешний диаметр тора 150 мм + 20 мм =
170 мм. Тогда 170 мм/2 = 85 мм.
Выставляют штангельциркуль на 85 мм и фиксируют винтом. Сам
штангельциркуль используют как циркуль для черчения кругов на кар-
тоне. Когда острым и прочным концом штангельциркуля чертят по кар-
тону, то на нем останется продавленная борозда. Эта борозда полезна
для сгибания внутренней рассеченной окружности прокладок.
Чертят внешний круг на картоне и вырезают его ножницами; внеш-
ний круг можно нарисовать при помощи циркуля.
Далее замеряют внутренний диаметр тора и делят его пополам.
Например, диаметр 60 мм/2 = 30 мм. Выставляют штангельциркуль на
30 мм, фиксируют винтом и чертят внутренний диаметр на картоне.
Берут карандаш и линейку и работают над внутренним кругом: сна-
чала рисуют крест, т. е. делят круг на 4 части, потом на 8 частей. Если
внутренний диаметр тора больше 60 мм, то делят еще и на 16 частей.
Затем рисуют циркулем еще один круг, который меньше внутрен-
него в два раза.
Далее потребуется ровный кусок фанеры или древесно-стружечной
плиты, на который укладывают картонную заготовку для прорезания
концом острого скальпеля или ножа, нанесенных карандашом частей.
Прорезать нужно насквозь по кругу от внешнего края окружности к
центральной точке, но не далее. Ножницами вырезают внутренний
круг, нарисованный циркулем. Полученные дольки отгибают перпен-
дикулярно заготовке.
Таких заготовок на каждый слой нужно по две штуки, каждый раз
замеры диаметров делаются вновь, т. к. от слоя к слою их значение
меняется.
Далее измеряют высоту тора и вырезают две полоски картона такой
же ширины. Одну полоску вставляют внутрь тора так, чтобы нахлест был
не более 10 мм. Вторую полоску накручивают одним слоем на внешнюю
сторону тора с таким же нахлестом. Надевают обе круглые заготовки на
торцы тора, крепят ниткой в 3-4 местах по кругу.
Затем начинают мотать.
Самые опасные места для электрического пробоя — это углы окруж-
ностей тора внешний и, особенно, внутренний. Во время намотки
необходимо следить, чтобы наматываемый провод не соприкасался с
проводом внутреннего слоя, особенно по внутреннему углу окружно-
сти тора. Для этого необходимо подложить под провод полоски такого
же картона шириной 10 мм и длиной по 20—30 мм в тех местах, где
это необходимо. На внешней стороне этого делать не приходится, т. к.
322 Основы силовой электроники
внешняя сторона заготовки наслаивается на край и предохраняет про-
вод от замыкания.
Вся разметка и прорезка картонных заготовок делается с матовой
стороны картона, применять глянцевый с двух сторон картон не жела-
тельно.
Перед тем, как начать мотать тор, на пальцы рук следует намо-
тать два слоя изоленты на оба сгиба мизинца и на сгиб указательного
пальца, иначе будут водяные мозоли.
Технология намотки и способ изоляции не предполагает внешней
обмотки трансформатора. Дело в том, что при этом внутреннее окно
тора мгновенно заполняется, т. к. на внешней стороне получается один
слой, а на внутренней — 5-10 неровных слоев.
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
ТЕХНИКА БЕЗОПАСНОСТИ ПРИ ИЗГОТОВЛЕНИИ,
НАЛАДКЕ И ЭКСПЛУАТАЦИИ УСТРОЙСТВ
СИЛОВОЙ ЭЛЕКТРОНИКИ
Вряд ли вам, читатель, стоит читать сей скучный материал. Все
эти правила, написанные занудным и канцелярским языком, обычно
читают только очень беспечные люди, да и то тогда, когда их об этом
сильно попросят. Именно с вами ничего страшного не может, не должно
произойти.
Так ли это? Статистика свидетельствует об обратном: чаще всего от
электротравм страдают именно наиболее опытные специалисты сво-
его дела. Объяснение простое: человек считает, что коль скоро он все
знает и умеет, ничего ему не грозит, а посему снимает с себя всяческие
запреты и ограничения. Следствие — поражение электрическим током.
Считается, что опасен для человека ток напряжением чуть свыше 30
вольт. Опять же, это не совсем верно. Опасно не само напряжение, а
величина (сила) тока, протекающего через тело человека, пути его про-
текания, частота тока, степень восприимчивости человека к действию
электрического тока — величина не постоянная и не регламентируемая
ни в каких руководствах по технике безопасности.
Порой к летальным исходам приводит поражение электрическим
током — от плоской батарейки* Человек — сложная и непонятная сама
себе система: степень восприимчивости его к действию различных раз-
дражителей может изменяться в тысячи раз. Порой его защитные силы
безграничны. Порой же достаточно незначительного толчка, и нестой-
кое равновесие нарушится, сработает принцип домино, карточный
домик внешнего благополучия рухнет.
Кроме обычных факторов при работе с техникой важно умение пред-
видеть и упредить. Чем отличается летчик-испытатель от других людей?
Он заранее, на Земле проигрывает в уме все мыслимые и немыслимые
ситуации, которые могут произойти с ним там, в небе. А потому в опас-
ной ситуации, когда размышлять уже поздно, в доли секунды прини-
мает единственно правильное решение. Кроме того, он знает, что его
эксперимент опасен!
Итак, о чем же стоит помнить, работая с электрическим током.
324 Основы силовой электроники
♦ электрический ток при прохождении через тело человека вызы-
вает обратимые и необратимые последствия, тяжесть проявле-
ния которых зависит от:
♦ силы и частоты тока;
♦ пути прохождением тока через тело и органы пострадавшего;
♦ продолжительности воздействия;
♦ индивидуальных физических особенностей организма человека;
♦ диэлектрических свойств окружающей среды.
Электротравмы чаще всего возникают при случайном прикоснове-
нии к токоведущим частям, находящимся под напряжением, либо к
токопроводящим деталям электроприборов при повреждении электри-
ческой изоляции.
Человек начинает ощущать действие тока начиная с 0,6—1,5 мА. При
увеличении силы тока появляются болезненные сокращения мышц.
При силе тока 10—15 мА судорожное сокращение мышц не позволяет
человеку самостоятельно оторваться от токонесущих проводов, зажа-
тых в руках. Ток силой в 50—60 мА поражает органы дыхания и сер-
дечно-сосудистую систему. Смертельным считается ток свыше 100 мА.
Прохождение электрического тока по телу человека может вызвать:
♦ термическое воздействие;
♦ электрохимические реакции;
♦ механические повреждения — разрывы тканей, нарушения во-
локон мышц и структуры костей;
♦ физиологические нарушения функционирования нервной си-
стемы, сердца, легких и других органов.
Безопасным для человека считается напряжение, не превышающее
36 В, хотя известны случаи летальных исходов при поражении током
от 12 В и менее. Особо следует соблюдать осторожность при работе с
устройствами, питающимися от сети переменного тока.
Токи высокой частоты в силу скин-эффекта обладают меньшей спо-
собностью проникать вглубь тела человека, поэтому ощущаются менее
болезненно, зато способны вызвать ожоги поверхностных тканей.
Состояние окружающей среды, характер физических нагрузок, пси-
хоэмоциональное состояние человека влияют на его способность про-
тивостоять действию электрического току. Так, в среднем, электриче-
ское сопротивление кожных покровов человека составляет 5—100 кОм.
Величина этого сопротивления может резко снизиться при:
♦ повышении температуры тела, потливости человека, влажности
его рук;
♦ нервном возбуждении, состоянии алкогольного опьянения, утом-
лении, болезни;
♦ повышенной влажности атмосферы, наличия токопроводящей пыли.
Приложение 2.Техника безопасности при изготовлении, наладке и эксплуатации... 325
При проведении работ по наладке, ремонту и эксплуатации электро-
и радиоприборов запрещается работать в одиночку: при поражении
током одного человека второй человек сможет обесточить оборудова-
ние и оказать первую медицинскую помощь.
Радиолюбитель должен уметь оказывать при необходимости меры
первой медицинской помощи при поражении человека электриче-
ским током, иметь возможность вызова скорой медицинской помощи.
Домашняя аптечка должна иметь полный ассортимент медикаментов и
средств оказания первой медицинской помощи.
При включении аппаратуры, возможном контакте с токонесущими
цепями следует производить манипуляции одной рукой, а вторую —
заложить за спину: тем самым исключается возможность протека-
ния тока по цепи рука — рука. Разумеется, предполагается, что пол в
помещении не является токопроводящим, в том числе мокрым, а ноги
человека одеты в обувь с надежной электрической изоляцией. Следует
подальше держаться от водопроводных труб и труб и систем централь-
ного отопления, поскольку при случайном касании к фазовому проводу
и прикосновении оголенной рукой или ногой к таким трубам возникает
цепь протекания электрического тока. На рабочем месте желательно
подкладывать под ноги резиновый коврик.
При работе в отечественной двухпроводной сети с современными
электроприборами «западного» производства, рассчитанными на трех-
проводную сеть, особенно с компьютерами, следует учитывать, что кор-
пус таких устройств зачастую имеет емкостную связь с «фазой», в связи
с чем на корпусе прибора присутствует переменное напряжение сети,
равное половине сетевого напряжения.
Запрещается пользоваться неисправным или непроверенным элек-
троинструментом (дрелями, паяльниками и т. п.).
Жало паяльника следует заземлять: во-первых, при поврежде-
нии изоляции паяльника на корпусе паяльника сработает защита, а,
во-вторых, снизится вероятность повреждения элементов, чувстви-
тельных к действию электростатических разрядов и сетевых наводок.
Любую замену элементов налаживаемой конструкции следует про-
изводить только в обесточенном состоянии. При работе желательно
использовать защитную маску, которая поможет избежать повреждения
глаз при пайке и распайке элементов, при взрыве конденсаторов или
иных деталей, при электрических разрядах.
При работе с источниками ультрафиолетового излучения повышен-
ной мощности, например, ртутно-кварцевых ламп, следует учитывать
возможность ожогов глаз и открытых участков тела, выделения озона,
вызывающего ожог слизистых оболочек тела и паралич дыхания, а
также взрыва самой лампы.
326 Основы силовой электроники
Не допустимо пользоваться для контроля напряжения органолепти-
ческими методами — пробовать напряжение с помощью языка или рук.
При замерах опасных значений напряжений один или оба из щупов
прибора подключают в отключенном состоянии. Вторым щупом при-
касаются к прибору после включения его в сеть, пользуясь одной рукой
(вторая рука за спиной).
Особые меры предосторожности при работе с электрическим током
следует предпринимать при эксплуатации бестрансформаторных
источников питания. Если предполагается эксплуатация такого устрой-
ства, следует предусмотреть его полную изоляцию.
При наличии в устройстве электролитических конденсаторов, осо-
бенно высоковольтных и/или повышенной емкости, после отключения
устройства от сети, при необходимости выполнения работ с элемен-
тами устройства, конденсаторы следует разрядить. Для этого не стоит
закорачивать выводы конденсатора отверткой: произойдет мощный
электрический разряд. Лучше для этих целей использовать резистор
сопротивлением несколько кОм: емкость 1000 МкФ разряжается на
сопротивление 1 кОм примерно за 1 с.
При налаживании или ремонте импульсных источников питания
во избежание повреждения его узлов или деталей последовательно с
таким источником на время включают лампу накаливания мощностью
от 50 Вт и выше (в зависимости от мощности источника питания): при
неполадках в источнике питания такая лампа защитит его элементы от
повреждения.
Для уменьшения опасности поражения током применяют:
защитное заземление; зануление; изоляцию токопроводящих частей;
использование пониженного напряжения; применение изолирующих
подставок, резиновых перчаток и т. д.
Защитное заземление — соединение с землей корпусов электриче-
ских приборов, которые могут оказаться под напряжением. Защитное
заземление делается для снижения напряжения между землей и корпу-
сом прибора (в случае пробоя изоляции) до безопасного значения.
Зануление — соединение с заземленным нулевым проводом кор-
пусов электрических приборов, которые могут оказаться под напряже-
нием. При замыкании фазы на корпус прибора происходит короткое
замыкание этой фазы с нулевым проводом. В результате срабатывает
защита, поврежденная установка отключается. Разумеется, при работе
оборудования система защиты сети от короткого замыкания (электри-
ческие пробки, тепловые или иные реле) должны быть в исправном
состоянии. В то же время нулевой провод не должен иметь предохра-
нителей и выключателей.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ И ИНТЕРНЕТ-РЕСУРСОВ
Книги
1. Багинский Б.А. Бестрансформаторные преобразователи перемен-
ного напряжения в постоянное. — Томск: Изд-во ТГУ. — 1990. — 224 с.
2. Белов В.Г. Высокочастотные тиристорно-транзисторные пре-
образователи постоянного напряжения. — М.: Энергоатомиздат. —
1987.-120 с.
3. Гавинский Ю.В. Ультратонотерапия. — Бийск. — 1993. — 72 с.
4. Грыбкоуш В.П., Гапоненка В.А., Ккялеу УЖ Прафесар электра-
графи i магнетызму: Якуб Наркев1ч-Едка. — Мшск: Навука i тэхнжа. —
1988.-70 с.
5. Ермолаев В.А., Похолков Ю.П., Шустов М.А., Исмаилова О.Л., Азикова
Г.И., Руднев СВ. Радиография и радиографические ячейки. — Томск:
Изд-во РИО «Пресс-Интеграл» ЦПК ЖК. - 1997. - 224 с.
6. Киселев Н.Д. Очистка воздуха от высокодисперсной пыли методом
искусственной ионизации. — М.: Машиностроение. — 1966. — 72 с.
7. Короткое КГ. Основы ГРВ биоэлектрографии. - СПб.: СПбГИТМО
(ТУ).-2001.-360 с.
8.ЛивенсонА.Р. Электромедицинская аппаратура. — М.: Медицина. —
1981.-344 с.
9. Лившиц М.Н. Аэроионификация: практическое применение. — М.:
Стройиздат. - 1990. - 168 с.
10. Обрусник В.П., Шадрин Г.А. Стабилизированные источники пита-
ния радиоэлектронных устройств. — Томск: ТУСУР. — 2011. — 280 с.
11. Разевш В.Д. Система схемотехнического моделирования и про-
ектирования печатных плат Design Center (PSpice). — М.: СК Пресс. —
1996. - 272 с.
12. Хульквист Б. Ионизирующее излучение естественных источни-
ков. — М.: Иностранная литература. — 1959. — 199 с.
13. Чернышев А.А., Иванов В.И., Аксенов А.И., Глушкова Д.Н.
Обеспечение тепловых режимов изделий электронной техники. — М.:
Энергия. - 1980. - 216 с.
14. Чижевский АЛ. Аэроионификация в народном хозяйстве. — М.:
Госпланиздат. — 1960. — 756 с.
15. Шустов М.А. Методические основы инженерно-технического
творчества. - М.: НИЦ ИНФРА-М. - 2015. - 128 с; 2016. - 128 с.
16. Шустов М.А. Практическая схемотехника. — М.: Altex. — 2001—
2007.-Кн. 1-5.
328 Основы силовой электроники
17. Шустов МЛ. Схемотехника. 500 устройств на аналоговых микро-
схемах. - СПб.: Наука и Техника. - 2013. - 352 с.
18. Шустов М.А., Протасевыч Е.Т. Теория и практика газоразряд-
ной фотографии. — Томск: Изд-во Томск, политехи, ун-та. — 2001. —
252 с.
19. Шустов МЛ., Протасевич Е.Т. Электроразрядная фотография. —
Томск: Изд-во Томск, политехи, ун-та. —1999. — 244 с.
Статьи
20. FaulknerM. Miniature switch mode power supply//Wireless World. —
1977.-V. 83.-№10.-P. 65.
21. Guinta S. Capacitance and Capacitors //Analog Dialogue. — 1996. —
V. 30.-№2.-P. 18-22.
22. Guinta S. Resistance // Analog Dialogue. - 1997. - V. 31. - № 1. -
P. 20-22.
23. Koelzow H. Generate boost rails in a bridge-rectifier circuit // EDN. —
2012.-№11.-P. 59-60.
24. Krauspe B. Transistorisirte Netzteilschalten ohne Transformator //
Funkamateur. - 1980. - B. 29, H. 2. - S. 74-77.
25. Miller P. Индикация статуса заряда в простом зарядном устрой-
стве для литий-ионных аккумуляторов // Радиолоцман. — 2016. —
№ 3. - С. 68-69.
26. Min M. Switchless NiCd/NiMH Charger // Electors Electronics. -
2004.-№7-8.-P. 35-36.
27. NiCd/NiMH Battery Charger // Elektor Electronics. - 2002. -
№7-8.-P. 51.
28. Robert N.B. High-Current, Low-Voltage Shunt Regulator // Electronic
Design. - 2000. - February 7. - P. 132-134.
29. Rohldnder W. fustierbare Z-Diode kleiner dynamischer Impedanz //
Funkamateur. - 1973. - Bd. 22. - H. 3. - S. 122.
30. Ron Young. Push-pull driver provides isolated 5V at 1A // EDN. —
2000.-March 30.-P. 101.
31. SchilpA. DC-Operated Stepper Motors with unidirectional rotation
and slow speed // Elektor Electronics. - 2003. - № 10. - P. 54-55.
32. ShustovM.A. Bipolar voltage stabiliser//Electronics World. — 2001. —
V. 107. - № 4 (1780). - P. 297.
33. Shustov M.A. Solar-Powered Night Light with Li-ion Backup // Elektor
Electronics. - 2013. - V. 39. - № 7-8. - P. 70.
34. Shustov M.A. Wide-range formers of three-phase voltage and their
application // Electronics World. - 2010. - V. 116 (1890). - № 6. - P. 45.
35. Thompson Joe. Decoupling Strategies for PCBs // Printed Circuit Design &
Manufacture. - 2003. -V. 20. - Iss. 10. - P. 26.
Список литературы и Интернет-ресурсов 329
36. Van Lint С. Pump Protector// Elektor Electronics. - 2001. - № 7-8. -
P. 90-91.
37. Vargha D. Adesighner's guide to battery charging, switchover, and
monitoring// Electronics Design. - 1993. - № 11. - P. 89-90,92,94,96.
38. Бронштейн В. Электронные часы-термометр // Радиоежегодник. —
М.: ДОСААФ. - 1991. - С. 72-81.
39. Гонын М. Спасительная прохлада, или теплоотвод для мощных
светодиодных матриц//Новости электроники + светотехника. — 2013. —
№2.
40. Гумеля Е. Радиотракт для микрокассетной магнитолы // Радио. —
1983. -№11. -С. 40-43.
41. Гуревич В. Электролитические конденсаторы: особенности кон-
струкции и проблемы выбора // Компоненты и технологии. — 2012. —
№5.-С. 28-35.
42. Дмитрук М. Включите резонанс // Свет. - 1997. - № 6. - С. 26-29.
43. Заев К «Сверхпроводник» инженера Авраменко // Техника —
Молодежи. - 1991. - № 1. - С. 2-3.
44. Зайцев В., Рыженков В. Малогабаритный сетевой блок питания //
Радио. - 1976. - № 8. - С. 42-43.
45. Иванов П., Семушин С. Источники стабильного тока и их примене-
ние в радиоаппаратуре // В помощь радиолюбителю. — Вып. 104. — М.:
ДОСААФ. - 1989. - С. 63-78.
46. Калачев А. Десять причин выбрать фольговые резисторы Vishay
для вашего проекта // Новости электроники. — 2011. — № 6. — С. 6—11.
47. Калашник В., Черемысинова Я. Преобразователь однофазного
напряжения в трехфазное // Радио. — 2009. — № 3. — С. 31-34.
48. Калентьев Ю. Зажигалка для газа ... из 10 деталей // Радио-
любитель. - 1991. - № 2. - С. 15-16.
49. Клейменов В. Электродвигатель — преобразователь однофазного
напряжения в трехфазное // Радио. — 2002. — № 1. — С. 28.
50. Колпаков А. Охлаждение в системах высокой мощности // Силовая
электроника. - 2010. - № 3. - С. 62-66.
51. Костицын В. Преобразователь однофазного сетевого напряжения
в трехфазное частотой 50-400 Гц // Радио. - 2009. - № 10. - С. 35-36.
52. Лейси П. Проектирование снабберных схем // Электронные ком-
поненты. - 2011. - № 3. - С. 122-125.
53. Леоненко П. Стабилизатор частоты вращения // Радио. — 1988. —
№ 7. - С. 32.
54. Лукьянов Д. Регулируемый аналог стабилитрона // Радио. —
1986.-№9.-С. 32.
55. Мамонтов Д. На ионной тяге // Популярная механика. — 2010. —
№4.-С. 116-117.
330 Основы силовой электроники
56. Мухин М. Трехфазный ток — это очень просто // Радио. — 1999. —
№11.-С. 54-55.
57. Нетушил А.В., Ермуратский ИВ. Энергетический курьез //
Энергия. - 1990. - № 6. - С. 34-36.
58. Першин В. Расчет сетевого трансформатора источника питания //
Радио. - 2005. - № 4. - С. 55-57.
59. Петраков О. PSpice-модели для программ моделирования //
Радио.-2000.-№5-8.
60. Петров А. Азбука транзисторной схемотехники // Радио-
любитель. - 1994. - № 5. - С. 22-24).
61. Попов А., Попов С. Применение IGBT в преобразовательной тех-
нике // Новости электроники. — 2013. — № 5. — С. 35-46.
62. Почти вечный двигатель // Техника — Молодежи. — 1996. —
№ 1Q. - С. 10.
63. Простое управление вентилятором // Радио. — 2013. — № 3. — С. 22.
64. Пурынычев А. Эквивалент батареи «Крона» // Радио. — 2016. —
№1.-С. 49-50.
65. Рентюк В. Управление двигателями постоянного тока //
Радиолоцман. - 2014. - № 10. - С. 28-33; № 11. - С. 40-45.
66. Сбродов А. Выбор силовых транзисторов для преобразователей
напряжения с резонансным контуром // Электронные компоненты. —
2002.-№6.-С. 1-3.
67. Стахов Е. Универсальные стабилизаторы напряжения на ИМС //
Радиолюбитель. - 1995. - № 6. - С. 21.
68. Степанов В.Н. DC-AC преобразователь =12V/220V 50 Hz //
Радиоконструктор. - 2009. - № 5. - С. 20.
69. Терское А. С шагом в один вольт // Радио. — 1993. — № 9. —
С. 24-25.
70. Хиценко В., Яковлев Т. Регулировка и стабилизация частоты вра-
щения двигателя постоянного тока // Радио. — 2015. — № 4. — С. 40-41.
71. Чернетский А.В. Неизведанный океан энергии // Энергия. —
1990.-№6.-С. 32-33.
72. Шаталов Н. Подключение трехфазного асинхронного электро-
двигателя к однофазной сети // Радио. — 2000. — № 7. — С. 39.
73. Шуваев Ю.Н., Типаев В.В. Улучшение динамических харак-
теристик выпрямителей с индуктивно-емкостным фильтром //
Полупроводниковая электроника в технике связи. — Вып. 19. — М.:
Связь. - 1978. - С. 166-169.
74. Шустов М.А. Аппараты для ультратоновой терапии // Радио-
любитель. - 1998. - № 7. - С. 23-24,1999. - № 6. - С. 33.
75. Шустов М.А. Генератор для получения «кирлиановских» фотогра-
фий // Радиолюбитель. - 1991. - № 9. - С. 14.
Список литературы и Интернет-ресурсов 331
76. Шустов МЛ. Индикаторы «фазы» на современной элементной
базе // Радиолюбитель. - 1995. - № 3. - С. 26-27.
77. Шустов МЛ. Источник питания с плавной инверсией напряжения //
Радиолюбитель. - 1999. - № 4. - С. 25.
78. Шустов МЛ. Применение барьерно-резистивных элементов —
баристоров в источниках питания // Радюаматор-Электрик. — 2002. —
№11.-С. 4-5.
79. Шустов МЛ. Устройство для поиска биологически активных
точек и воздействия на них // Радиолюбитель. — 1991. — № 9. — С. 7.
Перепечатка: Радиомир. — 2014. — № 9. — С. 21.
80. Шустов МЛ. Формирователи 3-фазного напряжения //
Радиомир. - 2010. - № 8. - С. 12-14.
81. Шустов МЛ. Формирователь трехфазного низкочастотного сиг-
нала для SSB-радиостанции // Радюаматор. — 2009. — № 5. — С. 53-54.
82. Шустов МЛ. Широкодиапазонный генератор 3-фазного напряже-
ния // Радиомир. - 2010. - № 10. - С. 28.
83. Шустов МЛ. Электронный пылесос // Радиолюбитель. — 1993. —
№ 8. - С. 16-17. Перепечатка: Радиомир. - 2015. - № 4. - С. 43-45.
84. Шустов МЛ., Шустов A.M. Барьерно-резистивные элементы и
их применение // Приборы и системы. Управление, контроль, диагно-
стика. - 2003. - № 1. - С. 27-29.
85. Шустов МЛ., Шустов A.M. Цветодинамические измерительные
приборы // Радиолюбитель. - 1998. - № 4. - С. 32-33.
86. Щелканов В. Вольтметр на операционном усилителе // Радио. —
1985.-№4.-С. 47-48.
87. Электронный пылеуловитель // Радио. - 1972. - № 7. - С. 57-58;
1974.-№11.-С. 62.
Авторские свидетельства и патенты
88. Cottrell F.G. Art of separating suspended particles from gaseous
bodies. US Patent 895729. Заявлен 9 июля 1907. Дата публик. 11 авг. 1908.
89. А. с. 1265938 СССР. Устройство для ослабления пульсаций напря-
жения постоянного тока на выходе выпрямителя / Б.А. Багинский, М.Л.
Трубников // Открытия. Изобретения. — 1986. — № 39.
90. А. с. 1377981 СССР. Устройство для ослабления пульсаций посто-
янного тока на выходе выпрямителя / Б.А. Багинский, М.Л. Трубников //
Открытия. Изобретения. — 1988. — № 8.
91. А. с. 1665354 СССР. МКИ G05F 1/56. Компенсационный стаби-
лизатор постоянного напряжения / Ю.Н. Кузнецов. Подача заявки:
02.03.1989. Публикация патента: 23.07.1991.
332 Основы силовой электроники
92. А. с. 167914 СССР. МКИ H05G, НКИ 21g. Аппарат для физиотера-
певтического лечения / Д.А. Синицкий // Открытия. Изобретения. —
1965.-№3.-С. 36.
93. А. с. 614796 СССР. МКИ A61N 1/06. Способ лечения гнойно-воспа-
лительных заболеваний / Д.А. Синицкий // Открытия. Изобретения. —
1978. - № 26.
94. Патент РФ 2047261. МКИ Н02М 5/00. Стабилизатор постоянного
напряжения / М.А. Альтшулер. Подача заявки: 25.11.1992. Публикация
патента: 27.10.1995.
95. Патент РФ 2368938. МПК G05F1/585. Преобразователь однопо-
лярного напряжения в двуполярное / СВ. Мацыкин, М.А. Зайцев, А.В.
Сухов. Подача заявки: 15.07.2008. Публикация патента: 27.09.2009.
96. Патент РФ 2465628. МПК G05F 1/585. Микромощный преобразова-
тель однополярного напряжения в двуполярное / СВ. Мацыкин. Подача
заявки: 08.11.2011. Публикация патента: 27.10.2012.
97. Патент РФ 2470450. МПК Н02М. Понижающий преобразователь
переменного напряжения в постоянное / А.И. Щедрин. Подача заявки:
02.12.2011. Публикация патента: 20.12.2012.
98. Патент РФ 2472203. МПК G05F 1/10. Компенсационный стабилиза-
тор постоянного напряжения / Н.Г. Буковшин, А.Н. Лукьянчиков. Подача
заявки: 07.09.2011. Публикация патента: 10.01.2013.
Интернет-ресурсы
99. A DIY Induction Heater. URL: http://www.rmcybernetics.com/
projects/DIY_Devices/diy-induction-heater.htm (дата обращения:
10.07.2016).
100. Fan Kontrol Devre §emasi. URL: http://320volt.com/basit-devreler/
(дата обращения: 10.07.2016).
101. http ://electrik.info/main/praktika/685 -shim-regulyatory-oborotov-
dvigateley-na-taymere-555.html (дата обращения: 10.07.2016).
102. http://radio-hobby.org/modules/news/article.php?storyid=1230
(дата обращения: 10.07.2016).
103. http://radioskot.ru/publ/zu/skhemaJndukcionnogo_zarjadnogo_
ustrojstva/8-1-0-624 (дата обращения: 10.07.2016).
104. Inverter 12V / 230V 50Hz with modified sine wave. URL: http://
danyk.cz/menic230JS.html (дата обращения: 10.07.2016).
105. Switching mode power supply (SMPS) topologies. URL: http://www.
smps.us/topologies.html (дата обращения: 10.07.2016).
106. Аладышкин Б. Простой преобразователь 12 В в 220 В 50 Гц. URL:
http://electrik.info/main/praktika/223-prostoj-preobrazovatel-12v-v-220v-
5gc.html (дата обращения: 10.07.2016).
Список литературы и Интернет-ресурсов 333
107. Аладышкин Б. ШИМ-регуляторы оборотов двигателей на тай-
мере 555. URL: http://electrik.info/main/praktika/685-shim-regulyatory-
oborotov-dvigateley-na-taymere-555.html (дата обращения: 10.07.2016).
108. Александр Фролов — Новые источники энергии. URL: http://
profilib.com/chtenie/137922/aleksandr-frolov-novye-istochniki-energii-64.
php (дата обращения: 10.07.2016).
109. Балансир для зарядки литиевых аккумуляторов. URL: http://
cxem.net/pitanie/5-295.php (дата обращения: 10.07.2016).
ПО. Беспалов Н.Н., Лысенков А.Е. Области применения силовых
транзисторов. URL: http://fetmag.mrsu.ru/2010-l/pdf/Application_of_
Power_Transistors.pdf (дата обращения: 10.07.2016).
111. Бобков П. Частотные характеристики конденсаторов. Импеданс и
ESR.URL: http://chipenable.ru/index.php/electronic-components/item/172-
impedanse-esr-condensatorov.html (дата обращения: 10.07.2016).
112. Влияние паразитной индуктивности снаббера. URL: http://
igbt-modules.blogspot.ru/2008_10_01_archive.html (дата обращения:
10.07.2016).
113. Гаусс Ган (электромагнитная пушка) своими руками. URL: http://
cxem.net/tesla/tesla8.php (дата обращения: 10.07.2016)
114. Генератор А.В.Чернетского. URL: http://permob.narod.ru/our05.
htm (дата обращения: 10.07.2016).
115. Дьячков В. Лабораторный блок питания 1,3—30 V 0—5 А.
URL: http://kazus.ru/shemes/showpage/0/35/1.html (дата обращения:
10.07.2016).
116. Индукционный нагрев своими руками. Техника съема энергии
с трансформатора тока. URL: http://eurosamodelki.ru/katalog-samodelok/
elektronnie-samodelki/induktsionnyi-nagrev-tehnika-siema-energii-s-
transformatora-toka (дата обращения: 10.07.2016).
117. Индукционный нагрев своими руками. Техника съема энергии
с трансформатора тока. URL: http://eurosamodelki.ra/katalog-samodelok/
elektronnie-samodelki/induktsionnyi-nagrev-tehnika-siema-energii-s-
transformatora-toka (дата обращения: 10.07.2016).
118. Ионофон своими руками. URL: http://cxem.net/tesla/tesla51.php
(дата обращения: 10.07.2016).
119. Искусство схемотехники. Токовые зеркала. URL: http://www.
skilldiagram.com/gl2-14.html (дата обращения: 10.07.2016).
120. Источники опорного напряжения. URL: http://www.clubl55.ru/
stabilizers-reference (дата обращения: 10.07.2016)
121. Как сделать Гаусс-пушку своими руками. URL: http://how-todo.
ru/gauss-svoimi-rukami/ (дата обращения: 10.07.2016).
122. Катушки и трансформаторы. URL: http://vicgain.sdot.ru/svradioL/
svradioLll.htm (дата обращения: 10.07.2016).
334 Основы силовой электроники
123. Катушки индуктивности. URL: http://electricalschool.info/main/
sovety/687-katushki-induktivnosti.html (дата обращения: 10.07.2016).
124. Косинов Н.В. Эксперименты по беспроводной передаче энер-
гии: подтверждение революционных идей Н. Тесла. URL: http://
kosinov.314159.raAosinov31.htm (дата обращения: 10.07.2016).
125. Низковольтное питание ЛДС с регулируемой яркостью. URL:
http ://begin.esxema.ra/?p=3116 (дата обращения: 10.07.2016).
126. Оксидные конденсаторы, некоторые особенности примене-
ния. URL: http://www.electrosad.ru/Jornal/OCon.htm (дата обращения:
10.07.2016).
127. Петраков О. Исследование PSpice-моделей аналоговых радио-
элементов. URL: http://www.diagram.com.ua/list/mc/mc88.shtml (дата
обращения: 10.07.2016).
128. Плазменный шар из лампы накаливания. URL: http://cxem.net/
tesla/tesla 12 .php (дата обращения: 10.07.2016).
129. Подключение выключателя, оснащенного регулятором яркости. URL:
http://mr-build.ni/elektrika/vyklyuchatel-s-regulyatorom-yarkosti.html (дата
обращения: 10.07.2016).
130. Поющая дуга (ионофон). URL: http://cxem.net/tesla/tesla34.php
(дата обращения: 10.07.2016).
131. Преобразователь для питания ЛДС на ТВС-ПОЛА. URL: http://
esxema.ru/?p=2870 (дата обращения: 10.07.2016).
132. Преобразователь напряжения для питания лампы дневного
света. URL: http://esxema.ru/?p=327 (дата обращения: 10.07.2016).
133. Проблемы проектирования IGBT инверторов. URL: http://
elektron.ucoz.ru/publ/l-l-0-75 (дата обращения: 10.07.2016).
134. Простой балансир для литиевых аккумуляторов. URL:
http://smartelectronix.biz/publ/prostoj_balansir__dlja_litievykh__
akkumuljatorov/1-1-0-101 (дата обращения: 10.07.2016).
135. Различные виды коррекции коэффициента мощности. URL:
http:/Ahomovelectro.ru/articles/razlichnye-vidy-korrektsii-koeffitsienta-
moshchnosti.html (дата обращения: 10.07.2016).
136. Расчет гаусс пушки в femm. URL: http://youtu.be/tLdUsXEjICM
(дата обращения: 10.07.2016).
137. Расчет Гаусс Пушки в программе FEMM. URL: http://how-todo.ru/
gauss-femm/ (дата обращения: 10.07.2016).
138. Расчет сетевого трансформатора источника питания. URL:
http://www.diagram.com.ua/list/power/power576.shtml (дата обращения:
10.07.2016).
139. Регулятор яркости освещения. URL: http://lib.qrz.ru/node/5019
(дата обращения: 10.07.2016).
Список литературы и Интернет-ресурсов 335
140. Регулятор яркости светодиодов своими руками. URL: http://
eurosamodelki.ruAatalog-samodelok/elektronnie-samodelki/regulyator-
yarkosti-svetodiodov-svoimi-rukami (дата обращения: 10.07.2016).
141. Рельсотрон (railgun). URL: http://nvo.ng.ru/armament/2010-12-24/
10_relsotron.html (дата обращения: 10.07.2016).
142. Снабберы. URL: http://44kw.com/blogs/school/1426-snabbery (дата
обращения: 10.07.2016).
143. Сравнение аккумуляторов различных типов. URL: http://nature-
time.ru/2014/06/sravnenie-akkumulyatorov-razlichnyih-tipov/ (дата обра-
щения: 10.07.2016).
144. Сташков М. Схемы трехфазных (многофазных) выпрямителей.
URL: http://volt-info.ru/shemy-tryohfaznyh-mnogofaznyh-vypryamiteley
(дата обращения: 10.07.2016).
145. Степанов А. Стабилизированный преобразователь напряжения
URL: http://radiohata.ru/power/373-li-ion-akkumulyator-v-multimetre.
html (дата обращения: 10.07.2016).
146. Схема диммера своими руками. URL: http://www.texnic.ruAonstr/
elektrika/OO5/elOO5.html (дата обращения: 10.07.2016).
147. Схема индукционного зарядного устройства. URL: http://radioskot.
ru/publ/zu/skhema_indukcionnogo_zarjadnogo_ustro jstva/8-1 -0-624 (дата
обращения: 10.07.2016).
148. Танталовые, алюминиевые и пленочные конденсаторы ком-
пании PARTSNIC. URL: http://www.compitech.ru/html.cgi/arhiv/02_08/
stat_52.htm (дата обращения: 10.07.2016).
149. Федотов А.Г. Способ намотки тороидальных трансформаторов.
URL: http://www.qrz.ru/schemes/contribute/power/thor.shtml (дата обра-
щения: 10.07.2016).
150. Филенко Н. Способ намотки тороидальных трансформаторов.
URL: http://www.cqham.ru/tor4.htm (дата обращения: 10.07.2016).
151. Энергосберегающие лампы. Принцип работы, устройство и
ремонт своими руками. URL: http://eurosamodelki.ruAatalog-samodelok/
elektronnie-samodelki/energosberegayuschie-lampy-printsip-raboty-
ustroystvo-i-remont-svoimi-rukami (дата обращения: 10.07.2016).
152. Методы заряда NiMH аккумуляторов и принципы работы
«умных» зарядных устройств http://2a3a.ru/charge_nimh/ (дата обраще-
ния: 10.07.2016).
153. Пьезоэлектрические модули для активного охлаждения. URL:
http://www.rlocman.ru/review/article.html?di=182993 (дата обращения:
10.07.2016).