Author: Семенов Б.Ю.
Tags: электротехника электроника радиотехника архитектура инженерия радиоэлектроника серия библиотека инженера программаторы издательство солон-пресс
ISBN: 5-98003-223-1
Year: 2005
Text
УДК 621.38
ББК 32.85
сзо
СЗО Б. Ю. Семенов. Силовая электроника: от простого к сложному. — М.:
СОЛОН-Пресс, 2005. — 416 с: ил. (Серия «Библиотека инженера)
ISBN 5-98003-223-1
Силовая электроника — стремительно развивающееся направление техники,
целью которого является снижение масс и габаритов устройств питания электрон-
ной аппаратуры и электродвигателей. Сегодня уже невозможно представить компь-
ютер, видеокамеру, DVD-проигрыватель, телевизор без компактного и надежного
импульсного источника. К сожалению, в последние годы наметился острый дефи-
цит литературы на эту тему. Второе издание книги в значительной степени перера-
ботано и дополнено. Доступным языком рассказывается об основах проектирования
импульсных устройств электропитания, о перспективной элементной базе, особен-
ностях ее применения и оптимальном выборе, приведены практические конструк-
ции. Подробно рассказано о «трудных вопросах» и «подводных камнях» схемотехни-
ки. Затронуты также нетрадиционные направления, как, например, создания высо-
кочастотных балластов для ламп дневного света и электронных корректоров
коэффициента мощности. Книга будет полезна специалистам-разработчикам сило-
вой техники, студентам вузов, специалистам-ремонтникам и радиолюбителям.
НА ПРИЛАГАЕМОМ К КНИГЕ КОМПАКТ-ДИСКЕ помещена техническая до-
кументация на силовые элементы (транзисторы и диоды), микросхемы управления раз-
личными импульсными преобразователями, магнитопроводы моточных изделий, бес-
платное программное обеспечение для автоматизированной разработки. Кроме этого,
имеются печатные платы в формате Sprint Layout 3.0 ко всем практическим конструкци-
ям. Авторская страница в Интернете находится по адресу http://www.radioland.mrezha.ru.
КНИГА - ПОЧТОЙ
Книги издательства «СОЛОН-Пресс» можно заказать наложенным платежом
(оплата при получении) по фиксированной цене. Заказ оформляется одним из
двух способов:
1. Послать открытку или письмо по адресу: 123242, Москва, а/я 20.
2. Передать заказ по электронной почте на адрес: magazin@coba.ru.
Бесплатно высылается каталог издательства по почте.
При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по
которому должны быть высланы книги, а также фамилию, имя и отчество полу-
чателя. Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной
почты.
Через Интернет вы можете в любое время получить свежий каталог издатель-
ства «СОЛОН-Пресс». Для этого надо послать пустое письмо на робот-автоответ-
чик по адресу: katalog@coba.ru.
ISBN 5-98003-223-1 © Макет и обложка «СОЛОН-Пресс», 2005
© Семенов Б. Ю., 2005
Посвящаю эту книгу
Моей бабушке
Надежде Кузьминичне Спрогис
К читателям
Эта книга — не учебник, не справочник и не научно-исследова-
тельская монография. Она написана инженером-практиком на осно-
вании личного опыта и призвана помочь неискушенному читателю
по возможности быстро и не утомительно разобраться в принципах
работы импульсных устройств электропитания, «включиться» в об-
ласть проектирования устройств силовой электроники.
Несколько слов об истории появления «Силовой электроники»
специально для тех, кто не держал в руках ее первое издание. Идея на-
писать эту книгу возникла после продолжительного общения в Интер-
нете с коллегой-радиолюбителем, задумавшим сделать импульсный
сварочный аппарат. Однажды коллега с досадой сообщил, что при оче-
редном испытании «сварочника» сгорел комплект дорогих транзисто-
ров, и тут же прислал схему с просьбой обсудить использованные тех-
нические решения. Так завязалась долгая плодотворная техническая
переписка, в продолжение которой приходилось порой отвечать на
элементарные, но все-таки важные вопросы. Позже к переписке под-
ключились еще несколько радиолюбителей. Вопросы людей, живущих
не то что в разных городах, а в разных странах, совпадали с поразитель-
ной точностью!
Первое издание книги «Силовая электроника для любителей и про-
фессионалов» [1] вышло в издательстве «Солон-Пресс» в 2001 году.
Время, прошедшее с момента появления книги на прилавках магази-
нов, показало, что «Силовая электроника» нашла своего читателя, при-
чем не только среди радиолюбителей, интересующихся вопросами им-
пульсного электропитания. Живой интерес к книге был проявлен про-
фессиональными разработчиками изделий электронной силовой
преобразовательной техники и студентами технических вузов. А после
того как автор открыл свой сайт [2] в Интернете, на его электронный
адрес буквально обрушился шквал самых разных читательских писем,
не иссякающий до настоящего момента. Кто-то благодарил «за науку»,
кто-то спрашивал совета, иные сожалели о том, что та или иная инте-
К читателям
ресная тема не нашла отражения на страницах. Вот несколько корот-
ких выдержек из читательской почты:
...Уже около года ваша книга — любимая и настольная.
Дмитрий Петров, г. Орел
...Книга, в которую «ныряю», обычно утыкана закладками. «Силовая
электроника» — такая книга. Буду рад видеть ее 2-е издание.
Стрыгин М. А., г. Краснодар
...Запоем прочитал книгу про импульсные источники.
Грудовик И.
...Хочу искренне поблагодарить автора: книга стала «информационным
бестселлером» по компенсации пробелов в специальных знаниях.
Александр, г. Киев
...Спасибо за книгу и ту информацию, которую вы в нее поместили. Жалко,
что объем маловат и все так кратко.
Armi
Приобрел вашу полезную книгу, но не нашел в ней ничего по резонансным
источникам питания.
Алексей Журавлев
Хотя я в радиолюбительстве и конструировании импульсных блоков питания
не новичок, тем не менее удалось почерпнуть кое-что новое. Спасибо за ценное
пособие для радиолюбителей.
Станислав Косенко, г. Воронеж
Встречалась в письмах и критика, порой весьма жесткая. Все это, а
также катастрофическая нехватка времени, лишающая автора возмож-
ности отвечать обстоятельно на все читательские письма, подтолкнула
к мысли, что необходимо продолжить разговор на страницах второго
издания книги, значительно обновленного и дополненного. Тем более
что импульсная техника, техника современного электропитания входит
в сферу и радиолюбительских, и профессиональных авторских интере-
сов, а значит, уже накопилось много нового материала, которым хочет-
ся поделиться.
Тот, кто хоть раз сталкивался в жизни с силовой техникой — в ка-
честве разработчика или ремонтника, знает, что эта область электрони-
ки рождает массу кажущихся неразрешимыми вопросов. Силовая им-
пульсная техника не прощает ошибок, не дает времени на «разбор по-
летов» —¦ один неверный шаг, и она сгорает, как новогодняя хлопушка.
Здесь вновь хочется привести цитату из книги П. Хоровица и У. Хилла
[3|: «Импульсные источники сложны и хитроумны с точки зрения на-
К читателям
дежности. Необходимы специальные индуктивности и трансформато-
ры. Наш совет — откажитесь от их проектирования, покупайте то, что
вам нужно!» Действительно, пару десятков лет назад этот совет был
весьма актуален. Теперь же, с появлением принципиально новых элек-
тронных компонентов, задача проектирования импульсных источни-
ков упростилась настолько, что даже радиолюбители смогут получить
хорошие результаты в своей домашней лаборатории. Однако и при со-
временном уровне развития силовой элементной базы проектирование
импульсного источника остается «задачей со многими неизвестными».
Достаточно трудно протекает знакомство с импульсной техникой у
молодых профессиональных разработчиков. Современный стиль рабо-
ты в конструкторских бюро дает минимум времени молодому специа-
листу на «раскачку», на освоение предмета работы, почти сразу застав-
ляет «впрягаться» в серьезный производственный процесс, сразу же
рисовать работающие и надежные схемы. В условиях же конкуренции,
когда опытом просто так не делятся или, в крайнем случае, делятся за
определенную оплату, основным источником повышения профессио-
нального уровня становятся книги.
Проведя достаточно подробное библиографическое исследование,
автор с горечью отмечает: большинство отечественных книг по сило-
вой электронике, изданных более десятка лет назад, либо рассчитаны
на опытного читателя, либо потеряли актуальность. Сведения, содер-
жащиеся в них, как правило, трудны для понимания начинающими
разработчиками и радиолюбителями. Иностранные издания в этом от-
ношении выглядят лучше, но далеко не все смогут их разыскать, далеко
не все владеют иностранными языками.
Однако нельзя сказать, что современная отечественная техниче-
ская литература обходит стороной область силовой электроники. Луч-
шее современное отечественное издание [4], вышедшее в 2000 году, к
сожалению, страдает теми же «болячками», которыми страдают книги
10—20-летней давности: основное внимание уделяется проектирова-
нию на основе мощных биполярных транзисторов. Но в целом по сти-
лю изложения книга заслуживает внимания современного читателя.
Очень много актуальных публикаций, как чисто теоретических, так
и рекомендующих готовые для повторения конструкции, «рассыпано»
в профессиональных и радиолюбительских журналах. Конечно, жур-
нальные публикации не слишком удобны в быстром современном
мире — они имеют свойство «проходить», забываться, и потом стоит
затратить немало усилий, чтобы найти нужную статью. Столкнувшись
с подобными проблемами, автору ничего не оставалось, как написать
собственную книгу, в которой собрать передовой мировой опыт разра-
К читателям
ботки силовой электронной техники, в какой-то мере снять проблему
дефицита актуальной литературы. В книге, кроме того, удалось помес-
тить много полезных специальных сведений, которые едва ли можно
найти в учебниках.
Лучшим изданием прошлых лет, посвященным проектированию
импульсных источников, автор и по сей день считает книгу [5]. Она
была издана в 1985 году и за прошедшие годы во многом не потеря-
ла своей актуальности. Из книг, в которых доступным языком изло-
жена теория полевых приборов, на взгляд автора, лучшим остается
издание [6], переведенное на русский язык в 1985 году. Возможность
работы в сети Интернет открывает для радиолюбителей и профес-
сионалов широкие возможности информационного поиска. Боль-
шинство ведущих мировых фирм имеет серверы, где можно бесплат-
но «скачать» информацию в электронном виде. Работают также сете-
вые конференции, в рамках которых возможно запросто пообщаться
с коллегами.
Работая над этой книгой, автор стремился построить материал так,
чтобы было интересно и радиолюбителям, имеющим небольшой прак-
тический опыт, и профессиональным разработчикам. Теория здесь пе-
ремежается с практическими конструкциями, доступными для повто-
рения в домашних условиях. Автор приложил все усилия к тому, чтобы
теоретическая часть не казалась слишком сложной, но полностью от-
казываться от математических формул, графиков, аналитических рас-
суждений — значит оставить законы силовой электронной техники под
завесой тайны. Конечно)? ни одна книга не сможет дать всеобъемлю-
щие знания по качественному инженерному проектированию, но ав-
тор надеется, что ему удастся хотя бы немного приоткрыть для читате-
ля эту завесу тайны над лабиринтами силовой электроники.
Б. Ю. Семенов
Март 2005 г.
Глава 1
Приглашение к разговору
Новая элементная база и перспективы ее применения
при конструировании изделий силовой электроники
Хотелось бы получить статью для нашего журнала «Электрическое
питание», лейтмотивом которой прозвучит описание путей развития устройств
силовой электроники в XXI веке. Самое походящее название к этой статье:
«Схемотехника XXI века — почти детский конструктор».
Г. В. Сучков, главный редактор
Именно с такой просьбы главного редактора научно-технического
журнала, обращенной в адрес автора, и хочется начать первую главу
книги. Действительно, в нескольких словах предложенного названия
емко уместились все принципы сегодняшнего конструирования уст-
ройств силовой техники [7]. Обо всем этом мы поговорим с читате-
лем — пока в общих чертах, описательно, подробнее, со схемами, фор-
мулами, практическими конструкциями — в последующих главах.
Помнится, еще в студенческие годы на радиотехнических лекциях
нам достаточно много рассказывали о перспективах развития электро-
ники в ближайшие десятилетия. Особенно запомнился нарисованный
однажды график, отражающий динамику этого процесса. Так, согласно
общемировым прогнозам экспертов, в области разработки и производ-
ства любой электронной техники возрастает доля, приходящаяся на
электрорадиоэлементы (резисторы, конденсаторы, диоды, транзисто-
ры, микросхемы), на эти самые «кирпичики» электронных схем. Соот-
ветственно, падают объемы схемотехнических работ. Объемы, прихо-
дящиеся на разработку комплектующих, уже в первой четверти XXI
века должны составить порядка 90% от всех затрат, получаемых в про-
цессе создания электронного изделия. Что же остается на долю 10 про-
центов? То, чем так любят заниматься и радиолюбители, и профессио-
нальные инженеры-разработчики, а именно: выбор подходящих ком-
плектующих, правильное их соединение в единую схему, отладка,
конструирование и... электронный прибор готов! Кто может поспорить
с тем, что всегда интересно работать на основе таких «кирпичиков», не
8 Глава 1. Приглашение к разговору
слишком задумываясь об их микроскопической начинке и технологии
производства.
Тенденция к сокращению объемов схемотехнических работ наблю-
дается практически во всех областях профессиональной разработки
электронных приборов, будь то техника связи, компьютерная, инфор-
мационно-управляющая, измерительная или контрольная. Радиолю-
бители также стремятся сократить свои трудовые затраты, применяя
готовые «кирпичики». Яркий тому пример — стремительно растущая
популярность программируемых микроконтроллеров.
Можно также сказать, что силовая электроника не остается в сто-
роне от общемировых процессов. Правда, в разных ее направлениях
разная ситуация. Наиболее серьезной унификации подверглась эле-
ментная база источников электропитания (ИВЭП) малой мощности
(единицы и десятки ватт), несколько хуже дело обстоит в области
ИВЭП с мощностями в сотни ватт. Мощные же источники питания
(мощность более киловатта) и сегодня, как правило, представляют со-
бой довольно сложные уникальные конструкции, требующие индиви-
дуального подхода к разработке. Чтобы обеспечить хорошие параметры
таких источников, необходима детальная проработка не только элек-
тронных схем, но также учет взаимного расположения элементов,
серьезное предварительное макетирование, разнообразные испытания.
Другими словами, мощные ИВЭП представляют собой класс элек-
тронных устройств с нетрадиционным подходом к схемотехнике. Тем
не менее и здесь в последнее время предпринимаются определенные
успешные попытки по созданию унифицированной элементной базы,
типовых схемных решений — по разработке все тех же «кирпичиков»...
Как показывает многолетний опыт, в наибольшей степени и про-
фессионалов, и радиолюбителей интересуют источники питания малой
мощности, именно они потребляются разработчиками электронной
техники более других. Традиционные маломощные ИВЭП, которые
более полувека применяются для питания электронной техники, пре-
дельно просты. В основе их лежит трансформатор, рассчитанный на
промышленную частоту питающей сети 50 Гц, диодный выпрямитель,
регулирующий элемент (со схемой стабилизации или без нее) и фильтр
сетевых пульсаций (индуктивно-емкостной или емкостной). Десяток
элементов — собственно, вот и все, что нужно для такого источника.
Отсюда высокая надежность и простота ремонта. Но вместе с тем не
стоит забывать о множестве недостатков, среди которых: большая мас-
са, значительные габариты, низкий коэффициент полезного действия
(КПД). Тем не менее ИВЭП на основе непрерывного принципа стаби-
лизации продолжают широко использоваться как в промышленной,
Глава /. Приглашение к разговору
так и в бытовой аппаратуре. Тематическое направление этой книги ле-
жит в стороне от рассмотрения непрерывных стабилизаторов напряже-
ния, поскольку литература об их устройстве и принципах работы име-
ется в достаточном количестве. Желающие познакомиться с основами
могут обратиться, например, к книге [8].
В 60-х гг. XX века на рынке вторичных источников питания появи-
лись импульсные стабилизаторы, работающие на высоких частотах
преобразования энергии A0 кГц и более) и обладающие лучшими по-
казателями в отношении массы, габаритов, КПД. Основная «изюмин-
ка» в них заключается в том, что их элементы работают не в непрерыв-
ном, а в так называемом ключевом режиме, что позволяет значительно
уменьшить размеры индуктивных, емкостных и охлаждающих состав-
ных частей ИВЭП. Об этом мы будем говорить по ходу нашей книги
подробно.
Платой за преимущество импульсных источников питания стало
усложнение схем их построения, что привело к уменьшению показате-
лей надежности, увеличило стоимость. Выявилось также несовершен-
ство существовавшей на тот момент элементной базы —- по своим ха-
рактеристикам она просто не поспевала за схемотехническими предло-
жениями. Диоды и транзисторы оказались слишком «медленными»,
сильно грелись и часто выходили из строя. Ограниченная номенклату-
ра более-менее подходящих «кирпичиков» также стесняла разработчи-
ков. Именно указанные обстоятельства породили большое количество
«загруженных» длинными формулами книг о схемотехнике таких
ИВЭП. Это не удивительно: инженерам приходилось пускаться на раз-
ные ухищрения, чтобы решить поставленные задачи, улучшить эффек-
тивность и надежность.
Примерно десятилетие назад на рынке компонентов силовой элек-
троники произошла революция, воплотившая в жизнь самые смелые
идеи разработчиков 60-х годов. Ведущие мировые фирмы начали мас-
совый выпуск комплектующих, по своим свойствам приближающихся
к идеальным. Появились специальные импульсные диоды с малым вре-
менем обратного восстановления, управляемые полупроводниковые
ключи (транзисторы MOSFET и IGBT), силовые полупроводниковые
модули, включающие в себя несколько согласованных по электриче-
ским свойствам ключевых и неуправляемых (вспомогательных) эле-
ментов, драйверы для управления силовыми ключами, элементы защи-
ты от опасных перенапряжений, микросхемы управления источниками
электропитания, комбинированные микросхемы, включающие в себя
силовые элементы и управление.
Сравнительно новыми устройствами, выполненными в интеграль-
ном исполнении, являются появившиеся на рынке корректоры коэф-
фициента мощности с импульсным принципом действия, электронные
10 Глава 1. Приглашение к разговору
балласты для продления срока службы газоразрядных ламп дневного
света (ЛДС), преобразователи для управления электродвигателями с раз-
личными принципами действия (преобразователи для электроприво-
да), интеллектуальные импульсные зарядные устройства для аккумуля-
торных батарей. Нестандартное использование силовых импульсных
устройств уже сейчас в значительной степени экономит электроэнер-
гию.
Как и в прежние времена, остается открытым вопрос применения
готовых индуктивных элементов. В подавляющем большинстве случаев
их приходится разрабатывать индивидуально под каждую схему, а за-
тем изготавливать. Но, к счастью, составные части этих изделий вы-
пускаются в достаточном ассортименте. Некоторые изделия, как, на-
пример, фильтры радиопомех, уже сегодня продаются в виде готовых
модулей.
В рамках этой книги невозможно охватить все, что включает сило-
вая электроника. Поэтому основное наше внимание будет уделено
стабилизаторам и преобразователям напряжения. Для них разработано
очень много микросхем, включающих в себя, как уже было сказано,
полноценные схемы управления с элементами обратной связи, сило-
выми ключами, схемами защиты от перегрузок и коротких замыканий
(КЗ). Такие микросхемы использовать очень просто — достаточно,
следуя рекомендациям производителя, подключить несколько навес-
ных элементов. Как показывает анализ элементной базы, стабилизатор
с выходным током до 5 А обычно содержит интегральный ключевой
элемент, а в исполнениях на более высокие токи приходится преду-
сматривать внешние силовые ключи.
» Даже начинающие радиолюбители знают, что напряжение питания
радиоэлектронных устройств выбирается не произвольно, а приводит-
ся (как правило) к стандартному значению из ряда: 3,3; 5,0; 9,0; 12,0;
15,0; 18,0; 24,0; 27,0; 30,0 и т. д. Зная это, производители элементной
базы выпускают готовые импульсные стабилизаторы с разными мощ-
ностями, разными комбинациями напряжений. Разработчику элек-
тронного прибора остается только выбрать подходящее исполнение.
Иногда требуется иметь регулируемый источник питания или дистан-
ционно включаемый. В таком случае тоже несложно подобрать микро-
схему с соответствующим функциональным назначением.
Разработаны и массово производятся микросхемы управления для
всех широко известных импульсных схем стабилизаторов и преобразо-
вателей: понижающих («buck converter», «чоппер»), повышающих
(«boost converter», «бустер»), инвертирующих («buck-boost converter»),
прямоходовых («forward converter»), обратноходовых («flyback
converter», «флай-бэк») однотактных стабилизаторов и преобразовате-
лей; двухфазных («push-pull», «пуш-пул»), полумостовых («half-bridge»),
полномостовых («full bridge») двухтактных конверторов. Встречаются
Глава 1. Приглашение к разговору 11
также интересные виды микросхем, которые могут быть использованы
в любом включении. Все перечисленные импульсные схемы мы далее
подробно рассмотрим.
Огромной проблемой до настоящего времени был выбор хорошего
силового ключевого элемента. Биполярные транзисторы требовали для
своего управления большие затраты энергии, не позволяли повысить
рабочие частоты. Сегодня от биполярных можно смело отказаться в
пользу полевых транзисторов MOSFET и комбинированных биполяр-
но-полевых транзисторов IGBT. В значительной степени все же, как
мы далее увидим, эти слова относятся к применению в составе ИВЭП
транзисторов MOSFET, поскольку транзисторы IGBT по целому ряду
причин предпочтительнее использовать для схем управления электро-
приводом. Итак, транзисторы с полевым управлением сегодня заслу-
женно занимают свое место в качестве одного из основных «кирпичи-
ков» силовой электроники. Увы, эти приборы достаточно отрывочно
описаны в русскоязычной технической литературе, поэтому об особен-
ностях применения транзисторов MOSFET и IGBT мы будем еще мно-
го говорить.
Другая проблема, беспокоившая инженеров многие годы, — про-
блема управления ключевыми элементами. Биполярные транзисторы,
как приборы с токовым управлением, требуют значительных затрат
энергии на свое управление. Кроме того, традиционная схемотехника
источников питания не всегда позволяла простыми методами согласо-
вать потенциалы схемы управления и электродов ключа. Обычно про-
блема решалась применением капризных развязывающих трансформа-
торов. Сегодня «на поток» поставлено производство так называемых
драйверных микросхем и модульных драйверов, на которые можно пода-
вать логический сигнал со схемы управления, подключив выходы к
управляющим электродам ключей. Драйвер устроен так, что он сам
«разберется» с потенциалами сигналов, а также не позволит напряже-
нию на управляющих электродах выйти за безопасные уровни. Драйве-
ры обычно имеют дополнительные входы защитного отключения, при
помощи которых можно достаточно простыми методами реализовать
защиту устройства от перегрузок и КЗ. Некоторые драйверы, предна-
значенные для работы в полумостовых и мостовых схемах, имеют
встроенный узел формирования защитной паузы («dead time», «мертвое
время») при переключении силовых элементов.
Так как драйверные элементы являются сравнительно молодым на-
правлением разработки «кирпичиков» силовой электроники, в мире
работает не так много фирм, которые заняты этим. Из наиболее из-
вестных следует назвать фирмы International Rectifier (IR), Motorola,
Concept. Конечно, драйверы можно собрать и на «рассыпных» элемен-
тах, но готовые модули и микросхемы все более и более популярны у
профессиональных разработчиков и радиолюбителей, их стоимость
Глава 1. Приглашение к разговору
стремительно снижается. К сожалению, отечественные драйверные
микросхемы на рынке отсутствуют — они просто не разработаны. Как
справедливо отмечается ведущими специалистами-разработчиками
ИВЭП в статье о перспективах отечественной элементной базы [9],
«создание отечественных драйверов — насущная, назревшая потреб-
ность». Какие бывают драйверы, как их использовать в конкретных
схемах — тема соответствующего раздела нашей книги.
Любое изделие силовой электроники содержит в своем составе по-
лупроводниковые диоды. Далеко не всякий диод, выбранный из ката-
лога по значению допустимого тока, подойдет для использования в им-
пульсных схемах. Эти «кирпичики», используемые в высокочастотных
цепях, должны обладать особыми вентильными свойствами, то есть
быстро «открываться» и быстро «закрываться». Преимущества быстрых
диодов HEXFRED, производимых IR, очевидны для профессионалов и
даже радиолюбителей: при достаточно больших допускаемых токах
диоды обладают временем обратного восстановления в десятки нано-
секунд. Здесь же уместно упомянуть диоды Шоттки, которые рекомен-
дуется применять в низковольтных схемах для повышения их КПД и
быстродействия. Номенклатура быстрых диодов и диодов Шоттки ог-
ромна — разработчику остается только выбрать элемент, руководству-
ясь заранее рассчитанными параметрами. Не следует также забывать и
о традиционных выпрямительных диодах и диодных модулях, которые
по-прежнему используются в составе силовых импульсных устройств
во входных цепях.
С повышением частоты преобразования растет и опасность вредно-
го влияния всякого рода паразитных параметров. Например, индуктив-
ные выбросы, возникающие при переключении силовых элементов,
легко могут вывести последние из строя, «пробить» их. Поэтому инже-
неры-разработчики силовой электроники уделяют достаточно много
времени защите от опасных влияний. Достигнуты значительные успехи
в этой области: на рынке имеются варисторы и более перспективные
ограничительные диоды-сапрессоры типа TRANSIL. Выбор защитного
элемента обычно осуществляется по критерию достижения напряже-
ния пробоя, а также по допустимой мощности рассеяния. Существуют
также пассивные методы защиты, выражающиеся в рациональном
проектировании монтажных жгутов, токоведущих шин, печатных про-
водников.
Значительно уменьшились габариты электролитических конденса-
торов, повысилась их надежность и устойчивость к климатическим
факторам. Сегодня можно подобрать очень удобные для конструирова-
ния малогабаритные конденсаторы с коаксиальным расположением
выводов и малой собственной индуктивностью. Но до сих пор насущ-
ной остается проблема создания электролитических конденсаторов с
рабочим напряжением более 450 В, что необходимо для источников с
Глава I. Приглашение к разговору 13
трехфазным входом 380 В/50 Гц. Отечественная промышленность пока
не блещет выпуском широкой номенклатуры конденсаторов для
ИВЭП, но кое-что уже выпускается, и мы упомянем эту продукцию по
ходу книги.
Отдельный разговор — конструктивное исполнение элементов. Не
будем забывать, что любой источник питания является основной «печ-
кой» прибора. Недаром притчей во языцех стал раздражающий окру-
жающих звук вентилятора блока питания персонального компьютера.
Чтобы источник питания не вышел из строя, нужно рассчитать тепло-
вые режимы его элементов, спроектировать радиаторы охлаждения,
правильно разместить их. И далеко не последнюю роль здесь играет
корпус силового элемента. Здесь сегодня наблюдается великое разно-
образие исполнений, не только красивых, но и удобных.
Кстати — о тепловых расчетах. Несмотря на то, что принцип «дет-
ского конструктора» все более и более утверждается в области силовой
электроники, расчетные методы тепловых режимов элементов сохра-
няются в первозданном виде: необходимо предварительно построить
тепловую схему прибора, рассчитать ее. Тем не менее расчеты уже сего-
дня могут быть автоматизированы с помощью пакетов компьютерного
моделирования типа MathCAD или MatLab. Автору пока не известны
специализированные простые программы для выполнения тепловых
расчетов, но, может быть, что-то знают читатели и они смогут сооб-
щить об этом автору.
Внедрение новых принципов конструирования ИВЭП требует от
профессионального разработчика нового подхода к организации этого
процесса. Принципы тридцатилетней давности далеко не всегда «сраба-
тывают» сегодня. Конечно, как и в прежние времена, разработчик
(впрочем, и радиолюбитель), должен обладать исчерпывающими зна-
ниями о том, как работает каждый «кирпичик» в схеме, суметь правиль-
но соединить «кирпичики», выстраивая из них «стенку». Но это — еще
не залог успеха. Тридцать лет назад разработчики находились в услови-
ях, когда вся элементная база лежала, как говорится, «на ладони» — то
есть держалась в памяти. Сегодня к нашим услугам сотни фирм-произ-
водителей по всему миру, что уж говорить о номенклатуре замечатель-
ных по своим свойствам элементов и изделий. При детальном рассмот-
рении, конечно, оказывается, что разными фирмами производится
примерно одно и то же, разве что маркировка разная... Тем не менее
«модульный» подход предполагает большую работу по анализу рынка
компонентов, выбора наиболее подходящих и доступных. Также нужно
стремиться по возможности использовать продукцию одной фирмы.
Например, ориентироваться на IR, Motorola, IXYS, STMicroelectronics,
которые производят всю необходимую гамму компонентов для ИВЭП,
за исключением, конечно, индуктивных элементов и элементарной
«рассыпухи». Очень важное преимущество «детского конструктора» —
14 Глава /. Приглашение к разговору
взаимозаменяемость компонентов, производимых разными фирмами.
Если, к примеру, не удалось приобрести транзистор одной фирмы,
можно использовать элемент, производимый другой фирмой, с близки-
ми параметрами. Работать схема будет точно так же.
А теперь о том, какие «кирпичики» придется формировать само-
стоятельно — и эти вопросы тоже приходится часто решать разработ-
чикам-силовикам. Как уже было сказано, индуктивные высокочастот-
ные силовые элементы плохо поддаются промышленной унификации.
В самом начале перед разработчиком остро становится проблема выбо-
ра материалов для проектирования трансформаторов и дросселей.
Нужно иметь четкое представление о том, какие электротехнические
материалы здесь используются, какими свойствами они обладают. Как
показывает практика, неправильный выбор материала может «на кор-
ню» загубить разработку. Следующий шаг — конструктивное проекти-
рование индуктивного элемента: выбор магнитопровода, расчет коли-
чества витков, сведение к минимуму паразитных параметров.
Мы вкратце познакомились с тем кругом вопросов, ответы на кото-
рые нашли отражение в книге. Нелишне также знать, что, играя в схе-
мотехнические «конструкторы», не стоит слишком увлекаться ими и
видеть только в них одних будущее силовой электроники. Принцип
модульного конструирования хорош только тогда, когда нужно быстро
и недорого решить тривиальную задачу. Нестандартные изделия требу-
ют, как правило, и нестандартных подходов. Другими словами, и в XXI
веке нужно «соединять голову с руками».
Глава 2
Феррит или альсифер — что лучше?
Магнитные материалы, используемые в изделиях
силовой электроники и их основные свойства
...Мне понадобился трансформатор импульсный, килогерц на 50. Взялся я его
рассчитать как классический 50-герцовый. Хорошо, что делать не стал! Откры-
ваю случайно одну специальную книжку, а там — это нельзя, то нельзя. Исполь-
зуйте какие-то низкокоэрцитивные материалы, потери в магнитопроводе счи-
тайте. Целая наука — разобраться бы...
Из переписки
Хорошо бы дополнить раздел сведениями о квадратных магнитопроводах (оте-
чественные — тип KB, зарубежные аналоги — тип RM). Это уже не экзотика, и
лучших магнитопроводов для построения малогабаритных блоков питания мощно-
стью до 100 Вт, на мой взгляд, не придумано. Соответственно, потребуется упомя-
нуть о них в разделе о схемотехнике ИВЭП.
Из отзывов на 1-е издание
Так называемые «моточные изделия», как уже было сказано, явля-
ются одним из основных компонентов силовой электроники. Даже те
читатели, которые имеют очень скромный опыт в этой области, на-
верняка видели внутренности компьютерного или современного теле-
визионного блока питания. Развязывающие трансформаторы и сгла-
живающие дроссели, установленные в них, невозможно спутать ни с
одним другим компонентом. Но нам также известно, что данные ком-
поненты приходится проектировать самостоятельно. Поэтому просто
необходимо познакомиться с «моточными изделиями» для импульс-
ной техники подробно.
2,1. Основные характеристики магнитного поля
Прежде чем рассказать, какие магнитные материалы подходят для
применения в изделиях импульсной техники, как их правильно вы-
брать и правильно использовать, давайте вместе вспомним кое-что из
курса физики, касающееся электромагнетизма [10].
16 Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Впервые существование магнитного поля у проводника с током об-
наружил датский физик X. Эрстед в 1820 году. Опыт Эрстеда (рис. 2.1)
нам знаком со школы: проводник располагается вблизи магнитного
компаса, и когда по проводнику пропускают ток, стрелка компаса от-
клоняется от сЁоего первоначального положения. Изменение направ-
ления тока заставляет поворачиваться стрелку в противоположную сто-
рону.
Рис. 2.1. Опыт Эрстеда
Давайте пока забудем о проводнике с током как об источнике маг-
нитного поля, а представим себе помещение, в котором существует не-
кое магнитное поле в виде тонких нитей-линий, причем в данном слу-
чае нам совершенно неважно, чем создано это поле. Чтобы как-то оха-
рактеризовать величину магнитного поля, было введено понятие
магнитной индукции (обозначается буквой В). Магнитная индукция в
общем случае — векторная величина. Это значит, что ее вектор в лю-
бой точке силовой линии магнитного поля направлен по касательной к
линии поля.
Существует еще одна характеристика магнитного поля, называе-
мая напряженностью магнитного поля (обозначается буквой Н). Об этой
характеристике можно и не вспоминать, пока мы рассматриваем сило-
вые линии свободного магнитного поля: физики говорят о таком поле
как о поле «в вакууме». Но как только мы обратим внимание на осо-
бенности магнитного поля, силовые линии которого проходят в веще-
стве, мы будем удивлены — картина поменяется коренным образом.
В этом случае необходимо ввести дополнительные характеристики.
Объясняется это тем, что любое вещество, будь то металл, жидкость
или газ, в той или иной мере является магнетиком, то есть способно
под действием внешнего поля намагничиваться, приобретать собствен-
ный магнитный момент.
Читатель вправе удивиться: «Разве воздух, окружающий нас, тоже
может притягивать к себе предметы, подобно тому, как притягиваются
железные предметы к обыкновенному магниту?» Да, любое вещество
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 17
может участвовать в магнитных взаимодействиях, однако в разной сте-
пени, и об этом мы далее немного поговорим.
А сейчас вернемся к свободному магнитному полю, то есть полю в
пространстве. Вещество, будучи внесенным в это поле (обозначим его
Во), например, стальной стержень, начинает создавать свое собствен-
ное магнитное поле (обозначим его Вь), которое накладывается на
внешнее поле. Оба поля в сумме дают результирующее поле В:
В = В0 + Вв. B.1)
Для объяснения явления намагничивания тел ученым А. Ампером
была предложена теория, согласно которой в молекулах вещества цир-
*сулируют круговые микроскопические токи. Каждый такой ток созда-
ет в окружающем пространстве магнитное поле. При отсутствии
внешнего поля молекулярные токи ориентированы беспорядочно,
вследствие чего результирующее поле равно нулю. Под действием
внешнего поля магнитные моменты молекулярных токов, которые
можно представить похожими на детские волчки, ориентируются в од-
ном направлении. Вещество намагничивается, приобретает магнит-
ный момент, отличный от нуля. Магнитные поля отдельных микро-
скопических токов уже не компенсируют друг друга, поэтому и возни-
кает поле Вь.
Меру намагничивания вещества характеризуют магнитным момен-
том единицы объема — намагниченностью (обозначается буквой J).
Теоретически намагниченность представляет собой понятную физиче-
скую величину. Казалось бы, нужно измерить магнитный момент от-
дельного молекулярного тока, отнести его к малому объему, взятому в
окрестности рассматриваемого молекулярного тока, суммировать по-
лучившиеся величины по объему всего тела — и вот они, исчерпываю-
щие сведения о поле внутри тела...
Однако в практических расчетах мы столкнемся с непреодолимым
затруднением. Чтобыtопределить индукцию В, нам необходимо иметь
исчерпывающую информацию не только о токах, создающих внешнее
поле, но и о молекулярных токах, ориентация которых, в свою очередь,
зависит от результирующей индукции В. Поэтому физики поступили
следующим образом: они нашли вспомогательную величину, которую
можно определить, пользуясь только информацией о внешних макро-
скопических токах, намагничивающих вещество. После несложных
преобразований можно получить следующее выражение:
Н = — - /, B.2)
где Н — уже известная напряженность магнитного поля;
ц0 — магнитная постоянная;
18
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
В вакууме / = 0, поскольку намагничиваться нечему.
Поэтому
н-1
B.3)
Читатель может резонно заметить: «Опять получен негодный для
практики результат! Каким простым способом можно вычислять на-
магниченность? Работать с векторами? Это совсем не так просто». Не
стоит спешить с выводами: дело в том, что введение вспомогательной
величины Я позволяет воспользоваться хитрым математическим прие-
мом — так называемой «теоремой о циркуляции вектора напряженно-
сти магнитного поля» (рис. 2.2). Эту теорему читателю нужно запом-
нить, поскольку она постоянно будет выручать при расчетах конструк-
тивных параметров дросселей и трансформаторов.
Рис. 2.2. Пояснение теоремы о циркуляции вектора напряженности
магнитного поля
Звучит теорема следующим образом: «Циркуляция вектора напря-
женности магнитного поля по некоторому контуру равна алгебраиче-
ской сумме микроскопических токов, охватываемых этим контуром»:
B.4)
Вычислять интегралы интересно далеко не всем, мало того, нуж-
но уметь их вычислять, чтобы получить правильный результат. Как
же быть читателям, которые пока не на «ты» с высшей математи-
кой? Давайте осмыслим сложную на первый взгляд теорему, сдела-
ем некоторые допущения, и она покажется нам весьма подходящей
для практики.
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 19
Наверняка вы, уважаемый читатель, держали в руках ферритовое
колечко, широко использующееся в импульсной технике, а если не
держали, то в ближайшем будущем это сделаете. Если колечко окажет-
ся достаточно тонким, тогда длину его средней линии, примерно сов-
падающей с окружностью геометрического размера (диаметра), мы
имеем право обозначить через L
Через колечко, как мы видим из рис. 2.2, проходят провода с тока-
ми /ь /2, ..., ik. Теперь — внимание! Представим наше кольцо состоя-
щим из маленьких «бусинок», нанизанных на линию L В каждой «бу-
синке» мы можем определить величину вектора напряженности маг-
нитного поля Я, умножив его по соответствующим правилам на
маленький элемент длины бусинки di. Оговоримся сразу, что интегри-
рование — это всего лишь суммирование вычисленных произведений
по всем «бусинкам».
Если мы пробежимся по всему контуру I, то заметим, что от «бу-
синки» к «бусинке» взаимное расположение вектора напряженности Н
и элемента длины di не меняется. Поэтому в данном частном случае
мы можем не вычислять подынтегральное выражение для каждой «бу-
синки», а просто записать:
Я* = Х/*- B.5)
к
Зная длину контура и силу токов /1? /2, ..., 4, проходящих через этот
контур, мы легко вычислим напряженность магнитного поля в конту-
ре. Запомним этот результат.
Теперь нам нужно связать воедино намагниченность /, магнитную
индукцию В и напряженность магнитного поля Я так, чтобы отказать-
ся от необходимости вычислять намагниченность. Следует отметить,
что процессы, происходящие в магнетиках — веществах, восприимчи-
вых к магнитным полям, чрезвычайно сложны. Их анализу посвящены
тысячи фундаментальных научных работ, десятки тысяч научных ста-
тей. На практике нам не имеет большого смысла углубляться во все
премудрости электромагнетизма. Инженеров и радиолюбителей, как
правило, вполне устраивают простые допущения, позволяющие с дос-
таточной точностью оценить ту или иную физическую величину, чтобы
на основе этих оценок воплощать свои идеи «в железе».
Намагниченность принято связывать не с магнитной индукцией В,
а с напряженностью поля Я. Полагают, что в каждой точке магнетика:
/=Х#, B.6)
где х ~ характерная для конкретного магнетика величина, называе-
мая магнитной восприимчивостью.
20 Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Опыт показывает, что для магнетиков, при не слишком сильных
внешних полях, магнитная восприимчивость % не зависит от напря-
женности магнитного поля Я. С учетом этого:
Я= В . B.7)
ИоA + X)
Обозначим:
И = I + X, B.8)
где ц — относительная магнитная проницаемость материала.
Окончательно запишем:
Н = —. B.9)
Важный вывод, который мы делаем из этого соотношения, таков:
напряженность магнитного поля Н есть вектор, имеющий то же на-
правление, что и вектор индукции магнитного поля В, но в щи0 раз
меньший. Этот вывод, впрочем, справедлив для однородных магнит-
ных сред и для наших инженерных расчетов вполне сгодится. В даль-
нейшем мы забудем о существовании /, %, а также о том, что магнит-
ные характеристики являются векторными величинами, и будем ис-
пользовать в расчетах «скаляры» В, Н, \х, то есть в формулы будем
подставлять простые числовые значения.
2.2. Как вычислить поле в магнетиках
Задача вычисления поля в магнетиках, к которым относятся в том
числе и материалы, из которых изготавливают сердечники и магнито-
проводы дросселей и трансформаторов, достаточно сложна. Но в не-
которых случаях можно сделать простые допущения, которые нам
пригодятся в наших практических целях. Итак, пусть в знакомом нам
пространстве имеется однородное поле Во. Напряженность этого поля
определяется по формуле:
#о = —• B.10)
Внесем в это поле, как показано на рис. 2.3, длинный круглый одно-
родный стержень, изготовленный из магнетика, расположив его вдоль
направления силовых линий внешнего поля Во. Возникающая в стерж-
не намагниченность /будет направлена в ту же сторону, что и внешнее
поле. В результате поле внутри стержня будет определяться так:
B0 + Be = BQ 4-цо У. B.11)
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 21
в, н
Во, Но
Рис. 2.3. К вычислению в веществе напряженности магнитного поля
Теперь мы можем определить напряженность поля внутри стержня:
//=--•/ = ^ = #0- B-12)
Оказывается, что напряженность поля внутри стержня //равна на-
пряженности внешнего магнитного поля Но. Запомним этот вывод и
определим магнитную индукцию внутри стержня:
В =[io[xH =jaojLi^ = ^o. B.13)
Теперь становится ясно, что характеризует магнитная проницае-
мость. Она показывает во сколько раз усиливается индукция магнитного
поля в магнетике.
До сих пор мы рассматривали длинные и тонкие стержни, находя-
щиеся во внешнем магнитном поле. Это допущение вполне подходит
для длинных сердечников, которые достаточно редко встречаются в
практических конструкциях, а также для замкнутых магнитопроводов.
Но чаще всего бывают случаи, когда стержень имеет соизмеримые гео-
метрические размеры. В этом случае напряженность поля внутри маг-
нетика и вне его не совпадают:
Н=Н0-Нр, B.14)
где НР — так называемое размагничивающее поле, которое полагается
пропорциональным намагниченности:
НР=Ш, B.15)
где N — размагничивающий фактор, зависящий от формы магнетика.
Для многих тел простой формы (цилиндры, эллипсоиды и т. д.)
размагничивающие факторы определены точно. На основе этих зако-
нов строится расчет параметров индуктивных элементов, выполняе-
мых на стержневых сердечниках конечной длины. Размагничивающее
поле снижает проницаемость такого сердечника, поэтому изготовлен-
ные из одного материала кольцевой магнитопровод и короткий стерж -
22
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
невой сердечник могут иметь реальную проницаемость, отличающую-
ся друг от друга на 1—2 порядка. В соответствующей главе мы научим-
ся рассчитывать индуктивность с учетом размагничивающего фактора,
а сейчас приступим к изучению свойств магнитных материалов.
2.3. Ферромагнетики
Начиная разговор о магнитных материалах, оговоримся сразу, что в
данном разделе нас должны мало интересовать свойства таких веществ,
как диамагнетики (jn < 1) и парамагнетики (ju > 1). У одних проницае-
мость чуть меньше единицы, у других — чуть больше. Конечно, эти ма-
териалы находят применение в силовой электронике: например, в ис-
пользовании меди и алюминия для обмоточных проводов, латуни —
для мощных токоведущих шин. Но разработчик силовой техники едва
ли будет проектировать магнитопровод трансформатора из латуни,
меди, золота или платины. С равным успехом можно было бы вообще
отказаться от магнитопровода, то есть намотать обмотки на пластмас-
совый каркас.
Нас, как практиков, в этом разделе должен заинтересовать класс
материалов, называемый ферромагнетиками. Ферромагнетики являют-
ся сильномагнитными вещества-
ми — их намагниченность может
до 10ю раз превосходить намагни-
ченность диа- и парамагнетиков!
Из физики известно, что на-
магниченность слабомагнитных
веществ изменяется с напряжен-
ностью внешнего поля линейно.
К сожалению, намагниченность
ферромагнетиков зависит от на-
Jhsc
200 Н, А/м
Рис. 2.4. Кривая намагничивания
ферромагнетика
пряженности поля Н сложным
образом. Обратим внимание на
основную кривую намагничива-
ния ферромагнетика, изображен-
ную на рис. 2.4.
Первоначальный магнитный момент образца, изготовленного из
ферромагнитного материала, был равен нулю. После того как образец
поместили в магнитное поле, начался процесс его намагничивания —
приобретения магнитного момента. В.данном случае при величине
внешнего поля до 100 А/м намагниченность /возрастает почти линей-
но, но после значения 100 А/м наступает так называемое состояние на-
сыщения, когда с увеличением внешнего магнитного поля магнитный
момент (а значит, и намагниченность) перестает расти, устанавливаясь
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
23
на определенном уровне. Этот эффект говорит о нелинейности магнит-
ных характеристик ферромагнетика. Забегая вперед, скажем, что при
разработке трансформаторов и дросселей чаще всего стремятся обеспе-
чить их работу именно на линейном участке кривой намагничивания, и
только в единичных случаях полезным оказывается также состояние
насыщения.
Кроме нелинейной зависимо-
сти между Яи7, а следовательно,
и между Ни В, для ферромагнети-
ков характерно наличие гистерези-
са. Давайте подробно рассмотрим
это фундаментальное свойство
ферромагнитного материала, гра-
фически изображенное на рис. 2.5.
Итак, предположим, что имеет-
ся нейтральный, то есть полностью
размагниченный, ферромагнетик.
Мы будем постепенно намагни-
чивать его, следя за внутренним со-
стоянием. Результаты поместим на
график, по горизонтальной оси ко-
торого отложим напряженность
Рис. 2.5. Петля гистерезисного
цикла ферромагнетика
внешнего поля Н, а по вертикаль-
ной оси — магнитную индукцию В внутри ферромагнетика.
Первоначально процесс намагничивания ферромагнетика до насы-
щения пройдет по кривой 0-1. После этого мы должны убрать внешнее
поле, то есть снизить напряженность до нуля. Казалось бы, индукция
должна вернуться тоже в нулевую точку... Однако реально ферромагне-
тик размагничивается по кривой 1-2, сохраняя в отсутствии внешнего
поля магнитный момент, характеризующийся величиной магнитной
индукции Вп называемой остаточной индукцией. Запомним название
этого очень важного параметра.
Индукция обращается в нуль лишь под действием внешнего поля
Нс, имеющего направление, противоположное полю, вызвавшему на-
магничивание. Напряженность Нс называется коэрцитивной силой. За-
помним и это название.
При действии на ферромагнетик переменного магнитного поля
индукция будет изменяться согласно кривой 1-2-3-4-5-1, которая но-
сит название петли гистерезиса. Если максимальные значения напря-
женности внешнего поля Н таковы, что намагниченность достигает
насыщения, ферромагнетик перемагничивается по предельной петле
гистерезиса. Все петли, находящиеся внутри предельной петли, назы-
ваются частными циклами (рис. 2.6).
24
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
W
Насыщение
Ж
Рис. 2.6. Семейство петель
гистерезиса
Теперь читателю должно стать
понятно, почему ранее мы особое
внимание обратили на такой пара-
метр как магнитная проницае-
мость. Магнитная индукция внут-
ри ферромагнетика усиливается, и
тем больше, чем больше ц, следо-
вательно, мы сможем узнать, при
какой величине внешнего поля
ферромагнетик окажется в состоя-
нии насыщения. К сожалению,
наличие гистерезиса не позволяет
однозначно определить, какой бу-
дет индукция В при приложении
внешнего поля с напряженностью Н — здесь важно также учитывать
«предысторию» ферромагнетика, то есть направление и величину оста-
точной намагниченности. Следует запомнить, что понятие магнитной
проницаемости, приводимое в справочниках по техническим ферро-
магнетикам, определяется только по основной кривой намагничива-
ния. Мало того, величина магнитной проницаемости не постоянна, а
зависит от напряженности внешнего поля, как показано на рис. 2.7.
Из рис. 2.7 видно, что максимальное значение \xmax проницаемости
ц достигает при приближении к области насыщения, после чего, при
дальнейшем увеличении напряженности Н, начинается ее стремитель-
ное падение. Какой практический вывод можно сделать из этого?
Во-первых, проектируя индуктивный элемент, нужно строго следить за
индукцией насыщения, чтобы магнитопровод трансформатора или
сердечник дросселя не потерял своих полезных магнитных свойств.
И, во-вторых, целесообразнее использовать в расчетах значение на-
А
/
/
/
/
\
V
\
^_
mmmmmmmmm
В(Н)
н
Рис. 2.7. Зависимость проницаемости ферромагнетика от напряженности
внешнего поля: \хн — начальная магнитная проницаемость;
Птах — максимальная магнитная проницаемость
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
25
Рис. 2.8. Гистерезисные циклы
ферромагнетиков:
1 — жесткий; 2 — мягкий
чальной магнитной проницаемо-
сти, а не максимальной (обе вели-
чины, тем не менее, в справочни-
ках приводятся).
Величины Вг и Нс являются ос-
новными техническими характери-
стиками ферромагнетика. Но чаще
всего разработчику индуктивного
элемента интересен не столько вид
петли гистерезиса для конкретного
материала, сколько остаточной ин-
дукции, индукции насыщения и
коэрцитивной силы. Если Нс вели-
ка, ферромагнетик называется же-
стким (кривая 1 на рис. 2.8). Такой
материал подойдет для изготовле-
ния постоянных магнитов, по-
скольку будет иметь высокое значе-
ние остаточной индукции, однако для магнитопроводов и сердечников
индуктивных элементов он не годится совершенно. Для этих целей
можно использовать только материалы с мягкой петлей гистерезиса
(кривая 2 на рис. 2.8). Почему? Об этом мы поговорим дальше — в гла-
ве, посвященной остаточной индукции и методам ее снижения.
Еще один немаловажный параметр, который следует учитывать, —
это так называемые потери на гистерезис. В переменном магнитном
поле часть энергии всегда уходит на перемагничивание, в результате
чего сердечник или магнитопровод нагревается. Потери на гистерезис
однозначно связаны с площадью петли гистерезиса — чем больше пло-
щадь, тем больше потери. Расчет этих потерь обязательно производит-
ся, при проектировании индуктив-
ного элемента.
А теперь нам пора вспомнить,
как конструктивно устроен обык-
новенный низкочастотный транс-
форматор. Напоминаем, что кон-
струкция очень простая: на замк-
нутом стальном магнитопроводе
расположены обмотки. Что может
быть проще и безотказнее обычно-
го трансформатора?! Но взгляните
на рис. 2.9, на котором показан
разрез сечения такого трансформа- Рис. 2.9. Разрез сечения
тора. Хорошо видно, что магнию- магнитопровода трансформатора
провод не сплошной, не сделан из со стальным сердечником
26
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
цельного куска железа, а набран из тонких пластинок, отштампован-
ных из специальной холоднокатаной электротехнической стали.
К чему такие сложности?
Взглянем на рис. 2.10. Переменное магнитное поле B(t), порождае-
мое первичной обмоткой, замыкается в магнитопроводе и наводит на-
пряжение во вторичных обмотках. Однако, поскольку магнигопровод
трансформатора изготавливается из электропроводящего материала, в
его толще возникают микротоки i(t), которые называют токами Фуко
или вихревыми токами. Электрическое сопротивление стали, как и вся-
кого металла, мало, а значит, вихревые токи могут достигать больших
значений. Неприятностей от токов Фуко достаточно много: они вызы-
вают разогрев магнитопровода, снижают КПД трансформатора в це-
лом. Чем выше частота преобразования, тем, согласно закону электро-
магнитной индукции, выше эти микротоки. Для борьбы с вихревыми
токами стальные сердечники набирают из тонких пластин (Ш-образ-
ный тип) или наматывают из ленты (тороидальный тип). Типичная тол-
щина материала для трансформаторов на частоту 50 Гц составляет
0,35 мм, а для трансформаторов на частоту 400 Гц — 0,08 Мм. Появление
ферритов и магнитодиэлектриков сделало возможным выполнять маг-
нитопроводы высокочастотных трансформаторов и дросселей сплош-
ными, потому как сопротивление этих материалов в десятки раз больше
сопротивления стали.
Рис. 2.10. Вихревые токи в трансформаторе
Но не только в магнитопроводе возникают вихревые токи. Как это
ни кажется парадоксальным, но токи Фуко присутствуют и в обмоточ-
ных проводах. В этом случае они вытесняют основной ток ближе к по-
верхности провода, и в результате токи высокой частоты оказываются
неравномерно распределенными по сечению проводника. Это явление
часто дает о себе знать в силовой электронике и называется скин-эф-
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 27
фектом. Из-за наличия скин-эффекта центральная часть проводников
становится просто бесполезной, растет его сопротивление, причем чем
выше частота тока, тем выше становится сопротивление проводника.
Понятно, что увеличение сопротивления чревато дополнительным ра-
зогревом обмотки. Но довольно об этом! Нам еще предстоит вернуться
к скин-эффекту в одной из глав, где мы научимся рассчитывать его
вклад в общие тепловые потери и узнаем о методах снижения.
2.4. Магнитные материалы,
их свойства и методы выбора
Теперь, совершив краткий экскурс в теорию намагничивания веще-
ства, пора познакомиться с реальными ферромагнитными материала-
ми, используемыми в силовой импульсной технике. Далеко не всякие
ферромагнетики подойдут для изготовления трансформаторов и дрос-
селей, тем более высокочастотных. Наиболее подходящие свойства, ко-
торыми должны обладать эти материалы, таковы:
• материал должен легко намагничиваться и размагничиваться, то
есть быть магнитомягким — обладать узкой петлей гистерезиса,
малой коэрцитивной силой, большими значениями начальной и
максимальной магнитной проницаемости;
• материал должен обладать большой индукцией насыщения, что
позволит разработчику уменьшить габариты и массу электротех-
нических изделий;
• материал должен иметь возможно меньшие потери на перемагни-
чивание и вихревые токи;
• материал должен иметь слабую зависимость магнитных свойств
от механических напряжений типа растяжения и сжатия;
• материал должен в максимальной степени сохранять магнитные
характеристики при изменении температуры, влажности, с тече-
нием времени.
В большинстве справочников магнитные материалы классифици-
руются по трем основным группам:
а) проводниковые — электротехнические стали и сплавы (пермал-
лои);
б) полупроводниковые — ферриты;
в) диэлектрические — магнитодиэлектрики.
Применение материалов, относящихся к разным группам, имеет
свои особенности. При изготовлении электромагнитных элементов,
работающих на частотах от 50 Гц до 10 кГц, используют электротехни-
ческие стали, на частотах от 5...10 до 20...30 кГц — электротехнические
сплавы, на частотах от нескольких килогерц и выше — ферриты и маг-
нитодиэлектрики. Отдельные виды электротехнических сплавов так
28 Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
называемого микронного проката работают на частотах до нескольких
сотен килогерц. Но в любом случае надо помнить, что верхняя частота
материала ограничена потерями в нем на гистерезис и вихревые токи.
Мы не будем подробно рассматривать достоинства и недостатки
электротехнических сталей, поскольку они в основном используются в
низкочастотной силовой технике — в сетевых трансформаторах и сгла-
живающих дросселях фильтров, рассчитанных на частоту 50 и 400 Гц.
Стали не годятся для проектирования высокочастотных индуктивных
элементов. Электротехнические сплавы типа пермаллоя, имея значи-
тельную чувствительность к механическим ударам, до недавнего вре-
мени были непопулярны у большинства разработчиков маломощных
источников питания. Однако теперь технология изготовления изделий
на основе пермаллоя сделала значительный прогрессивный шаг, поя-
вились доступные магнитопроводы для изготовления изделий на их ос-
нове. Поэтому подробный рассказ о материалах, входящих в названные
выше группы, мы начнем именно с электротехнических сплавов.
Электротехнические сплавы
В отличие от электротехнических сталей, в составе которых содер-
жится небольшое количество кремния (не более 4%), пермаллои пред-
ставляют собой сложные по структуре сплавы с примесью хрома, нике-
ля, кобальта и других металлов, что и обуславливает их замечательные
свойства. Наиболее известны' такие марки пермаллоев, как 79НМ,
81НМА. Эти материалы выпускаются в виде ленты толщиной от 0,005
до 2,5 мм, обладают начальной магнитной проницаемостью порядка
10000, максимальной магнитной проницаемостью около 200000, ин-
дукция насыщения составляет 0,75 Тл. Главная проблема применения
названных пермаллоев в радиолюбительской практике состоит в том,
что промышленность не выпускает готовые сердечники и магнитопро-
воды из этих материалов. Сложно также применять эти марки и про-
фессиональным разработчикам — далеко не всякое предприятие сего-
дня обладает необходимым оборудованием для изготовления магнито-
проводов из пермаллоевой ленты.
Но это не означает, что нужно отказаться от использования элек-
тротехнических сплавов. Сегодня стремительно возрастает популяр-
ность интересной разновидности электротехнических сплавов, назы-
ваемых аморфными магнитомягкими сплавами. Они отличаются от кри-
сталлических, к которым относятся пермаллои, улучшенными
магнитными и механическими свойствами, высоким собственным
электрическим сопротивлением, малыми потерями на гистерезис, вих-
ревые токи — в среднем в 3...5 раз меньше, чем у кристаллических
сплавов. И, что немаловажно, промышленность выпускает широкую
номенклатуру изделий из аморфных сплавов.
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
29
Ведущим отечественным предприятием по производству изделий
из этих сплавов является НПО «Гаммамет». Подробную информацию
читатели смогут получить на интернет-сайте предприятия [11|, а мы
кратко расскажем о производимых изделиях.
Наиболее распространенная номенклатура предприятия — кольце-
вые магнитопроводы с наружным диаметром до 600 мм, высотой, крат-
Таблица 2.1. Параметры аморфных сплавов типа ГМ
Марка
ГМ412А
ГМ414
ГМ440А
ГМ501
ГМ503А
ГМ515А
ГМ11ДС
ГМ14ДС
ГМ32ДС
ГМЗЗДС
ГМ42ДС
ГМ43ДС
ГМ45ДС
ГМ54ДС-1000
ГМ54ДС-700
ГМ54ДС-500
ГМ54ДС-350
ГМ54ДС-250
ГМ54ДС-200
ГМ54ДС-140
ГМ54ДС-90
ГМ54ДС-60
ГМ54ДС-40
ГМ54ДС-30
Вм,Тл
1,12
1,15
1,5
0,43
0,58
0,95
0,32
0,8
0,75
0,4
0,75
0,4
0,7
0,8
0,8
0,8
¦ 0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
|дн, о.е.
10000
60000
1000
150000
5000
150
70000
20000
7000
3000
20000
35000
1200
1000
700
500
350
250
200
140
90
60
40
30
Umax» о.е.
600000
300000
200000
600000
150000
250000
150000
50000
200000
600000
25000
40000
1250
1100
760
540
370
260
215
150
96
64
42
31
Нс, А/м
1,2
1,0
4,0
0,15
0,2
1,5
0,4
2,0
2#
0,5
2,0
0,5
2,5
3,0
3,0
3,0
3,0
3,0
3,0
3,0
4,0
4,0
4,0
4,0
30
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
ной 5 мм. Выпускаются также П~о6разные магнитопроводы и магнито-
проводы прямоугольного (стержневого) типа. Изделия из аморфного
сплава марок ГМ работают в диапазоне температур от -60 до +125 °С.
F
яма
'МЗ
0
¦^
2ДС
==
В, Vn
0
/
с
/.
/
n
- п
- 0
)
¦ JC\
¦ -ft
-ft
с
A
2
1
о
A--,
p.
0
2
H,
0
A/m
Рис. 2.11. Кривая намагничивания материала ГМ32ДС
0,1
0,01
0,001
У
/ у
у j
//
у
1у
/
/
//
/
/
' s
у
/Л
/ /
¦У/
У
t /
/
\
1
//
У.
* ' А
/ уХ
¦Уа
г У
-у'
у
/
/
У
/
/
А
10
100
1000 10000
Н,А/м
Рис. 2.12. Семейство кривых намагничивания материала ГМ54ДС
с проницаемостью 30... 1000
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 31
Имеются две разновидности изделий — помещаемых в защитные кон-
тейнеры из полипропилена и комбинированные контейнеры, а также
поставляемые без контейнера. Верхняя граница рабочей частоты мате-
риала, как указано в технических условиях, составляет 200 кГц.
Магнитные свойства наиболее распространенных марок сплава ГМ
приведены в табл. 2.1.
На рис. 2.11 и 2.12 приведены кривые намагничивания материалов
марок ГМ32ДС и ГМ54ДС.
Особое внимание читателю следует обратить на магнитопроводы из
материала ГМ54ДС. Эти магнитопроводы, имеющие воздушный зазор,
могут быть использованы для намотки мощных дросселей, «работаю-
щих» в режиме подмагничивания постоянным током и с меняющими-
ся однополярными токами. О том, как воздушный зазор влияет на маг-
нитные характеристики, мы подробно поговорим позже.
Ферриты
Эти материалы наиболее часто используются в силовой импульс-
ной технике. Они представляют собой поликристаллические много-
компонентные соединения, изготавливаемые по особой технологии,
общая химическая формула которых MeFe2O3 (где Me — какой-либо
ферромагнетик, например, Mn, Zn, Ni). Являясь полупроводниками,
ферриты обладают высокими значениями собственного электрическо-
го сопротивления, превышающего сопротивление сталей в 50 раз и бо-
лее. Именно это обстоятельство позволяет применять ферриты в ин-
дуктивных элементах, работающих на высоких частотах, без опасения,
что могут резко повыситься потери на вихревые токи.
Наибольшее распространение в силовой технике получили отечест-
венные марганец-цинковые ферриты марок НМ и никель-цинковые
ферриты марок НН. При выборе между этими марками предпочтение,
конечно, следует отдать ферритам марок НМ, поскольку они имеют бо-
лее высокую температуру Кюри (температура, при которой ферромаг-
нетики теряют свои ферромагнитные свойства), что позволяет эксплуа-
тировать их при более высоких температурах перегрева. Потери на гис-
терезис у марганец-цинковых ферритов на порядок меньше, чем у
никель-цинковых. Ферриты марок НМ обладают высокой стабильно-
стью к воздействию механических нагрузок. Однако электрическое со-
противление ферритов марок НМ меньше, чем ферритов марок НН,
поэтому последние могут эксплуатироваться на более высоких частотах.
Отметим из наиболее часто встречающихся никель-цинковые фер-
риты марок 2000НН, 1000НН, 600НН, 200НН, 100НН. Верхней грани-
цей рабочей области частот для них является 5...7 МГц. Марганце-
во-цинковые нетермостабильные высокопроницаемые ферриты марок
6000НМ, 4000НМ, 3000НМ, 2000НМ, 1500НМ (рис. 2.13), 1000НМ -
32
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
В, Тл
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0
/
/
0
, 1
Ь \з
]¦
60°С
25°С
125°С
80
160
240
Н,А/м
Рис. 2.13. Кривая намагничивания феррита 1500НМЗ при различных
температурах и частотах: 1 — 20 кГц, 2 — 50 кГц, 3 — 100 кГц
используются в частотном диапазоне до нескольких сот килогерц в ин-
тервале температур -60...+100 °С, когда термостабильность не является
определяющим параметром. В противном случае следует использовать
термостабильные ферриты
2000НМЗ, 2000НМ1, 1500НМЗ,
1500НМ1, 1000НМЗ, 700НМ.
Вдобавок к термостабильности
ферриты этих марок обладают
меньшими потерями на вихре-
вые токи и большим диапазо-
ном частот @,3...1,5 МГц). Для
импульсных источников термо-
стабильность не является опре-
деляющим фактором.
В средних и особенно,
сильных полях (В > 0,1 Тл) хо-
рошо применять ферриты ма-
рок 4000НМС, 3000НМС,
2500НМС1, 2500НМС2. Ре-
зультаты исследований, приве-
денные в [12J, показывают, что
лучшими представителями в
этой группе являются ферриты
2500НМС1 и 2500НМС2.
В.Тл
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
/
/
/
/
20°С
^
135°С
—¦—¦
80
160
240
Н.А/м
Рис. 2.14. Кривая намагничивания
феррита 2500НМС1 при частоте 20 кГц
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
33
Таблица 2.2. Параметры
ферритов марок 2500НМС1 и 2500НМС2 [18]
Параметр
Начальная магнитная
проницаемость при
В-0,2Тл, f- 16 кГц
Критическая частота
Удельные объемные
магнитные потери при
В -0,2Тл, f- 16 кГц
Магнитная индукция при
Н = 240 А/м
Индукция насыщения
Остаточная магнитная
индукция
Температура Кюри
Плотность
Удельное электрическое
сопротивление
Коэрцитивная сила
Обозна-
чение
Цн
fc
Psp
в
Вм
Вг
Тс
р
Не
Ед. изм.
—
МГц
мкВт
см3 Гц
мТл
мТл
мТл
°С
г/см3
Омм
А/м
2500НМС1
4500
(при 20 °С)
4100
(при 120 °С)
0,4
10,5
(при 25 °С)
8,7
(при 100 °С)
290
450
100
>200
1
4,9
16
2500НМС2
4500
(при 20 °С)
4100
(при 120 °С)
0,4
8,5
(при 25 °С)
6,0
(при 100 °С)
330
470
90
>200
1
4,9
16
Применение ферритов марок 2500НМС и 2500НМС1 (рис. 2.14)
позволяет уменьшить массу и габариты трансформатора соответствен-
но на 8 и 15%, а при сохранении прежних типоразмеров — увеличить
мощность на 20%.
В табл. 2.3 приведены параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НМ и НН.
В настоящее время у разработчиков силовой импульсной техники
становятся все более популярными импортные изделия из ферритов.
Они в достаточном количестве присутствуют на отечественном рынке.
Как показывает практика, ферриты, выпускаемые фирмой «Epcos»
[13], превосходят по своим характеристикам отечественные ферриты,
главным образом, в отношении пониженных потерь на гистерезис и на
вихревые токи. Кроме того, номенклатура конфигураций магнитопро-
водов, изготавливаемых из этих ферритов, значительно более широка.
Правда, пока стоимость импортных изделий больше, чем отечествен-
ных, поэтому читателю предоставляется возможность самостоятельно-
34
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Таблица 2.3. Параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НН и НМ500
Марка
2000НМЗ
2000НМ1
1500НМЗ
1500НМ1
2000НМ
тонн
400НН
600НН
1000НН
о.е.
1700-2500
1700-2500
1200-1800
1200-1800
2000
80-120
350-500
500-800
800-1200
Итах»
о.е.
3500
3500
3000
3000
3500
850
1100
1600
3000
Вм>ТЛ
0,35-0,4
0,38-0,4
0,35-0,4
0,35-0,4
0,38-0,4
—
0,25
0,31
0,27
МГц
0,5
0,5
1,5
0,7
0,45
7,0
3,5
1,5
0,4
тс/с
200
200
200
200
200
120
ПО
ПО
ПО
Вг,Тл
0,12
0,12
0,08
—
0,12
—
0,12
0,14
0,15
А/м
25
25
16
16
24
15
64
32
20
Таблица 2.4. Параметры импортных ферритов фирмы «Epcos»
Марка
К1
мзз
N22
,N27
N41
N48
N49
N67
N72
N87
Материал
Ni-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
Mn-Zn
цн1 о.е.
80
750
2300
2000
2800
2300
1300
2100
2500
2200
Вм,Тл
0,31
0,4
0,28
0,5
0,49
0,42
0,46
0,48
0,48
0,48
Hc, А/м
380
80
18
22
22
26
18
22
15
16
го выбора между стоимостью и качеством. В табл. 2.4 приведены пара-
метры наиболее популярных марок, выпускаемых «Epcos».
Еще одно обстоятельство в пользу применения импортных ферри-
тов фирмы «Epcos» — наличие свободно распространяемой протраммы
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
35
Ferrite Magnetic Design Tools, которая визуализирует магнитные харак-
теристики всех предлагаемых материалов, позволяет построить множе-
ство графиков, отражающих поведение ферритов в разных условиях,
например, при разной температуре, рабочей частоте (эти данные мож-
но получить при нажатии на кнопку Material Properties). Для материала
N27 результаты отображения кривой намагничивания и расчета тепло-
вых потерь приведены на рис. 2.15, а, б.
а)
&» MaiecalProperty goreCatcuteta» Help
'¦¦ СтСЛШт: В tat »<;-. 1-ft|C
J3 ¦
П uivs-T Г Pvvs,f,B,T T uavs.8 T tf-u'vs.f
M«t««IPraperti« CoraCaleuiatim Нф
Pvvs.f.B.T T uavs.B
Рис. 2.15. Представление характеристик
материала N27 в программе Ferrite Magnetic Design Tools:
а) кривая намагничивания; б) тепловые потери
36 Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Дополнительные возможности программы раскрываются при на-
жатии кнопки Core Calculation. В этом режиме производится выбор ти-
пономинала магнитопровода и материала, после окончания выбора от-
ражаются основные геометрические и магнитные характеристики вы-
бранного магнитопровода, тут же можно рассчитать тепловые потери,
значение рекомендуемой рабочей величины магнитной индукции, ко-
личество витков в типовых включениях.
Получить свежую версию программы можно с сайта фирмы. Кроме
того, версия 3.0 находится на прилагаемом к книге компакт-диске.
Магнитодиэлектрики
Магнитодиэлектрики включают в свой состав мелкопомолотые по-
рошки, обладающие магнитными свойствами, и связующий диэлек-
трический материал на основе полистирола. Частицы магнетика отде-
лены друг от друга диэлектрической средой, являющейся одновремен-
но электрической изоляцией и механической связкой всей системы.
Магнитная проницаемость магнитодиэлектриков невелика (от не-
скольких единиц до сотен). Благодаря большому размагничивающему
эффекту параметры магнитодиэлектриков мало зависимы от внешних
полей. Распространены три основные группы магнитодиэлектриков:
альсиферы, карбонильное железо, пресспермы.
Карбонильное железо применяют в основном для индуктивных ка-
тушек малой энергоемкости. Начальная магнитная проницаемость
карбонильного железа составляет 10... 15, максимальная рабочая часто-
та для марки МР-10 составляет 10 МГц, для МР-20 — 20 МГц, для
МР-100 — 100 МГц. Ввиду того что карбонильное железо вообще не
встречается в силовой импульсной технике, мы не будем подробно рас-
сматривать этот вид ферромагнитного материала.
Альсиферы — широко применяемый в силовой импульсной технике
вид магнитодиэлектриков. Основу магнитного наполнителя альсифе-
ров составляет тройной сплав Al-Si-Fe (алюминий, кремний, железо).
Отечественной промышленностью выпускается 6 марок альсиферов с
относительной проницаемостью от 22 до 90, предназначенных для ра-
боты в интервале температур от -60 до +120 °С. Буквы в названии ма-
рок означают:
• ТЧ — тональная частота:
• ВЧ — высокая частота;
• К — с компенсированным температурным коэффициентом маг-
нитной проницаемости.
Основные параметры альсиферов приведены в табл. 2.5. На графи-
ке рис. 2.16 приведены кривые намагничивания альсиферов марок
ТЧ-60, ГЧ-32, ВЧ-22.
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
37
Таблица 2.5. Параметры отечественных альсиферов
Марка
ТЧ-90
ТЧ-60
ТЧК-55
ВЧ-32
ВЧ-22
ВЧК-22
И
79—91
56-63
48-58
28-33
19-24
19-24
5„Ю3
3,0
2,0
2,0
1,2
2,0
2,0
f,Mri*
0,02
0,07
0,07
0,20
0,70
0,70
Маркировка
Синий
Черный
Красный
Белый
Зеленый
Желтый
5Н — коэффициент потерь на гистерезис
Коэффициент потерь на гисте-
резис у альсиферов остается посто-
янным лишь при слабых полях.
При повышении напряженности
поля он снижается и в полях поряд-
ка 1500—2000 А/м снижается до 0,1
своего начального значения. Такая
зависимость объясняется тем, что в
слабых полях площадь петли гисте-
резиса альеифера растет пропор-
ционально третьей степени напря-
женности внешнего поля (Я3), а в
сильных — медленнее.
Пресспермы — магнитодиэлек-
трики, производимые на основе
Mo-пермаллоя. Изготовляют их из
мелкого металлического порошка
на базе высоконикелевого пермаллоя, легированного молибденом.
Пресспермы обладают повышенной магнитной проницаемостью, низ-
ким уровнем гистерезисных потерь. Отечественной промышленностью
разработаны 10 марок пресспермов E нетермокомпенсированных и
столько же термокомпенсированных). Параметры некоторых предста-
вителей приведены в табл. 2.6. В обозначении термокомпенсирован-
ных пресспермов добавляется буква «К». Цифра в обозначении мар-
ки — это номинальная магнитная проницаемость. Верхняя рабочая
частота МО-пермаллоевых сердечников составляет 100 кГц.
На рис. 2.17 приведены кривые намагничивания иресспермов наи-
более распространенных марок.
Н, А/м
Рис. 2.16. Кривые намагничивания
альсиферов:
1 - ТЧ-60; 2 - ТЧ-32; 3 - ВЧ-22
38
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Таблица 2.6. Параметры отечественных пресспермов
Марка
МП-60
МП-100
МП-140
МП-250
fc , кГц
100
100
100
100
с
-60.. .+85
-60...+85
-60...+85
-60...+85
И
55
10
140
250
5н103
1,5
2,0
2,0
3,0
Н, А/м
а)
280
240
200
160
120
80
40
ч
-"
¦*-—
1 ,
—-—--
б)
Н.А/м
Рис. 2.17. а) кривые намагничивания пресспермов;
б) кривые изменения проницаемости от напряженности внешнего поля:
1 - МП-250; 2 - МП-140; 3 - МП-100; 4 - МП-60
2.5. Изделия из ферромагнитных материалов
Эти изделия, изготавливающиеся на основе ферромагнитных мате-
риалов, упомянутых выше, используются в качестве полуфабрикатов
для намотки трансформаторов и дросселей. Номенклатура выпускае-
мых электротехнических изделий столь широка, что в рамках данной
книги вряд ли удастся рассказать обо всех типономиналах. Впрочем,
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 39
такой необходимости и нет — существует достаточное количество
справочников, например, [14—20]. Здесь же коротко напомним основ-
ные виды изделий, с которыми мы в основном будем иметь дело при
разработке импульсных устройств: кольцевые магнитопроводы (ring
cores), стержневые сердечники круглого сечения (rod cores), стержне-
вые сердечники прямоугольного сечения (plate cores), броневые ча-
шечные магнитопроводы (pot cores), броневые Ш-образные магнито-
проводы (Е cores), броневые магнитопроводы типа KB (RM cores).
В табл. 2.7 приведены основные виды магнитопроводов, упомянутые в
этом разделе.
Эти типы освоены отечественной промышленностью, налажено их
массовое производство. Несколько подробнее следует сказать о магни-
топроводах типа KB, недавно появившихся на отечественном рынке.
КВ-магнитопроводы внешне напоминают броневые чашечные магни-
топроводы с вырезанными секторами. Чем удобна такая конструкция?
Дело в том, что в классических магнитопроводах типа «Ч» предусмотре-
ны узкие прорези для проволочных выводов, которые впаиваются в пе-
чатную плату. Это не должно смущать радиолюбителей, которые изго-
тавливают единичные образцы, а вот в промышленном производстве
очень важно экономить трудозатраты — ведь они напрямую связаны со
стоимостью продукции! Оказывается, что для КВ-магнитопроводов не-
сложно изготовить методом литья полистироловый каркас с выводами
(такие каркасы сегодня можно приобрести), намотать на нем обмотки,
установить катушку в магнитопровод и просто впаять собранный эле-
мент в установочное место. Нет необходимости зачищать выводы, ис-
кать нужное отверстие (если выводов много). Но это еще не все: сектор-
ный вырез для выводов дополнительно вентилирует катушку, снижая ее
температуру. Изготовителей магнитопроводов привлекает сниженная
материалоемкость по сравнению с другими аналогичными типами.
Стоит также упомянуть о типах, которые пока не производятся оте-
чественными предприятиями. Магнитопровод типа ETD (ETD core) в
значительной степени напоминает Ш-образный магнитопровод
(Е core), но является развитием такой конструкции (рис. 2.18).
В чем ее преимущество? Как известно, наиболее плотно обмотка
ложится на каркас цилиндрического типа. Классический Ш-образный
магнитопровод заставляет выполнять каркас с острыми гранями, из-за
чего образуются пустоты, не заполненные обмоткой (обмотка как бы
«разбухает»). Из рис. 2.18 видно, что центральный керн ETD магнито-
провода имеет круглое сечение, а в боковых кернах сделаны выемки
под обмотку.
Конструктивными разновидностями ETD-типа является тип ЕС
(отличается способ стяжки половинок) и тип ER. Последний называет-
ся низкопрофильным, так как позволяет изготовить индуктивный эле-
мент малой высоты.
40
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Таблица 2.7. Основные виды магнитопроводов и сердечников
Внешний вид
D
-if
[ТПш
Название
Кольцевой
магнитопровод
(ring core)
Стержневой сердеч-
ник прямоугольного
сечения (plate core)
Стержневой сердеч-
ник круглого сечения
(rod core)
Броневой Ш-образ-
ный магнитопровод
(Е core)
Броневой
чашечный
магнитопровод
(pot core)
Шифр
изделия
К
Ш
Основные
размеры
D • d • h
b • S • L
D • L
D
Рис. 2.18. Магнитопровод типа El I)
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
41
Продолжение табл. 2.7
Внешний вид
Название
Броневой маг-
нитопровод
типа KB
(RM core)
Шифр
изделия
KB
Основные
размеры
d,-d2
Еще один оригинальный тип магнитопровода, приведенный на
рис. 2.19, имеет наименование EFD (EFD core). Это тоже разновидность
Ш-образного типа, но позволяющая конструктивно расположить ин-
дуктивный элемент горизонтально, а значит, сэкономить на высоте, раз-
работать компактное изделие. Встречается EFD-тип в основном в им-
пульсных источниках питания, рассчитанных на небольшую мощность
(единицы ватт).
И последний интересный тип магнитопровода показан на рис. 2.20.
Он обозначается буквами ЕР и обладает компактной конструкцией, от-
личается высоким заполнением ферромагнетика, гарантирует мини-
мальное рассеяние магнитного потока силовых линий. И, конечно,
конструкция ЕР магнитопровода позволяет использовать его в про-
мышленном производстве с применением автоматической сборки.
В заключение этой главы стоит рассказать об одной интересной
конструктивной идее, которую, конечно, в радиолюбительской прак-
тике едва ли имеет смысл реализовывать, но профессиональному раз-
работчику она может пригодиться. Речь идет о малогабаритных мало-
мощных импульсных источниках питания с минимальной высотой.
Например, такие источники могут потребоваться для встраивания в
42 Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
Рис. 2.19. Магнитопровод типа EFD
Рис. 2.20. Магнитопровод типа ЕР
мобильный телефон, компьютер типа notebook, цифровой фотоаппа-
рат. Вот для таких устройств было предложено [211 не мотать обмотки
проводом, а выполнять их в виде спиральных печатных проводников,
как показано на рис. 2.21.
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше?
43
Рис. 2.21. Обмотка в виде печатных проводников
Особенно целесообразно такую конструкцию применять на много-
слойных печатных платах, когда слои разделяются между собой слоями
диэлектрика. Как показывает опыт разработки «печатных» преобразо-
вателей, однослойный печатный проводник «держит» нагрузку до 12 А,
однако ее можно повысить, включив параллельно несколько слоев. Ра-
бочая частота «печатных» источников питания составляет около
500 кГц — именно на таких частотах можно ограничиваться нескольки-
ми витками. И, кроме этого, производство данных источников пита-
ния оказывается дороже производства классических импульсных пре-
образователей. Но кому нужно снизить габариты, должен платить за
это удовольствие.
Глава 3
О холостом ходе, габаритной мощности,
зазорах и не только
Как работают
высокочастотные дроссели и трансформаторы.
Остаточная индукция и методы ее снижения
...Задумался: а чем же вообще трансформатор от дросселя отличается? Ска-
жем, взял я два одинаковых магнитопровода, намотал на них обмотки с одним и
тем же количеством витков, в сеть включил, измеряю ток «первички». Пока
«вторичка» никуда не подключена, все одинаково, все понятно. Но как только я,
скажем, «вторичку» на сопротивление нагружу, сразу картинка меняется, ток в
первичной обмотке подскакивает. Я никак не могу понять — оба включены в одну и
ту же сеть, оба в одинаковых условиях. Так почему трансформатор — это совсем
не дроссель?
Из переписки
...В запасе у меня есть ферритовые кольца. Возможно ли сделать пропил для
создания зазора или разделить кольцо пополам, создав таким образом зазор? Мож-
но, конечно, попробовать самому проверить идею, но это — и время, и средства...
Из отзывов на первое издание
Вопрос о том, как устроен трансформатор и, главное, как он рабо-
тает, неизменно вызывает прилив веселого настроения у самых разных
людей. В студенческой среде обычно вспоминается их незадачливый
коллега, который, как повествуется в известном анекдоте, ответил на
вопрос экзаменатора о работе этого электротехнического изделия ко-
ротко и просто: «У-у-у-у-у...». А люди с житейским опытом иногда
сравнивают с трансформатором отца некоего семейства, который, за-
рабатывая 380 условных единиц, отдает в семью 220 условных единиц,
а на оставшиеся единицы усиленно «гудит»... Конечно, для людей, да-
леких от электронной техники, такие познания в трансформаторах
простительны, но для разработчиков импульсной техники этих знаний
явно недостаточно. Поэтому нам предстоит вместе разобраться, как
все-таки работает трансформатор.
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 45
3.1 - Что такое магнитный поток?
Можно было бы сразу начать с ответа на поставленный вопрос, но
прежде нам понадобятся некоторые сведения из теории электромаг-
нитных процессов. Поставим нашу предварительную задачу еще более
конкретно: что такое магнитный поток и зачем он нам вдруг понадо-
бился?
Из предыдущей главы нам извест-
но, что если в некотором пространстве
существует магнитное поле, его можно
определить в каждой точке через маг-
нитную индукцию В. Поместим в это
поле поверхность S произвольной фор-
мы. Для наглядности представим, что
мы вырезали из пластиковой бутылки
прозрачный сегмент 5, как показано на
рис. 3.1, и внесли этот кусочек пласти-
ка в магнитное поле. Силовые линии рис ЗЛ- произвольная
как бы «протекут» сквозь эту поверх- поверхность в магнИтном поле
ность подобно тому, как вода протека-
ет сквозь решето или дуршлаг.
Теперь давайте фломастером разобьем нашу поверхность на мно-
жество маленьких площадок dS, которые за своей малостью будут ка-
заться нам плоскими. Напомним, что именно такое представление о
поверхности нашей планеты имели древние люди, считая ее плоской и
бесконечной. Теперь мы знаем, что это далеко не так, но, как ни стран-
но, «первобытные» представления помогут нам понять важные вещи.
Если бы поле в пространстве было однородным, тогда через каждую
элементарную площадку dS протекало бы одинаковое количество «ру-
чейков». В реальности поле далеко не всегда однородно, то есть через
каждую площадку tfW проходит разное количество силовых линий. Река
же из ручейков может сложиться, когда мы сложим все ручейки вместе.
Поскольку площадок на поверхности dS очень много, мы переходим от
суммирования к интегрированию индукции по поверхности $:
C.1)
где Фм — поток индукции В через поверхность S.
Читателю, не знакомому с высшей математикой, пока не очень по-
нятно, что такое на самом деле поток. Давайте упростим задачу, перей-
дя к магнитному полю в замкнутом сердечнике (рис. 3.2). Мы будем
считать, что поле в сердечнике однородно, то есть любую сколь угодно
малую площадку поперечного сечения пронизывает одинаковое коли-
46
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
чество силовых линий индукции В. Поэтому для наших практических
расчетов мы всегда будем определять поток как:
где
В
Фм = BS, C.2)
S — площадь поперечного сечения магнитопровода;
магнитная индукция в сердечнике.
Теперь мы можем вспомнить еще
один важный закон физики — это за-
кон электромагнитной индукции,
или, как его называют реже, закон
Фарадея. Явление электромагнитной
индукции, как известно, состоит в
том, что в проводящем контуре, нахо-
дящемся в переменном магнитном
поле, возникает электродвижущая
сила индукции (ЭДС). Если мы по-
местим в переменное магнитное поле
виток из провода (рис. 3.3), то на
клеммах 1 и 2 возникнет разность по-
тенциалов — напряжение Ею а в замкнутом контуре потечет ток.
Звучит закон так: ЭДС электромагнитной индукции Ею возникаю-
щая в контуре, численно равна и противоположна по знаку скорости
изменения магнитного потока Фм сквозь поверхность, ограниченную
этим контуром. В математическом виде закон Фарадея записывается с
помощью операции дифференцирования так:
C.3)
Рис. 3.2. Магнитный поток
в замкнутом магнитопроводе
dt
где dt — малый промежуток времени.
Дифференцирование по времени — это отношение величины изме-
нения одной величины к короткому отрезку времени, на котором это
изменение произошло. Другими словами, чем быстрее будет изменять-
ся поток ФЛ/, тем большее значение ЭДС мы сможем получить на клем-
мах 1 и 2.
Теперь мы готовы в первом приближении ответить на вопрос, вы-
несенный в наименование раздела. В трансформаторе, включенном в
сеть переменного тока, меняется напряжение на первичной обмотке,
вследствие чего меняется индукция в сердечнике, а значит, и поток.
Переменное магнитное поле, рожденное сетевой (первичной) обмот-
кой, замыкается в магнитопроводе, одновременно пронизывая витки
вторичной обмотки. На контактах вторичной обмотке появляется ЭДС
индукции.
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 47
Очевидно, что мы не в состоя-
нии повлиять на скорость измене-
ния сетевого напряжения — частота
изменения потока фиксирована и
составляет 50 Гц. Изменение ЭДС
индукции эквивалентно снижению
или повышению частоты. Как же
выйти из создавшегося положения,
чтобы получить требуемое значение Рис. 3.3. Электромагнитная
напряжения на вторичной обмотке? индукция в проводящем контуре
Оказывается, контур можно выпол-
нить состоящим из некоторого количества w витков, и тогда под пото-
ком Фм следует понимать полный магнитный поток сквозь поверхно-
сти, ограниченные всеми w витками. В электротехнике эту величину
называют потокосцеплением:
* = ?<• C-4>
/=1
Расчет потокосцепления в общем случае — задача довольно слож-
ная, требующая знания методов высшей математики. В случае необхо-
димости расчета наших электротехнических изделий мы будем считать,
что, поскольку все витки обмоток приблизительно одинаковы, пото-
косцепление равно:
Ч = wSB. C.5)
Закон электромагнитной индукции с учетом C.3) и C.5) запишется
так:
Мы пришли к известному практическому выводу: наматывая необ-
ходимое количество витков во вторичной обмотке трансформатора,
можно получать требуемые выходные напряжения.
Отметим очень важное обстоятельство: ЭДС индукции может воз-
никать в цепи в результате изменения тока в этой же самой цепи. Эта
ЭДС называется ЭДС самоиндукции. Для дросселя, как частного случая
трансформатора, именно ЭДС самоиндукции является главным факто-
ром, определяющим его параметры.
3.2. Как рассчитать индуктивность?
Раз уж мы заговорили о дросселях, нам необходимо наметить пути
решения двух важнейших практических задач: определения электриче-
ских параметров по геометрическим размерам и определения геомет-
48
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
W
Рис. 3.4. К расчету параметров
тороидального дросселя
рических размеров по электри-
ческим параметрам. Наш расчет
мы построим на основании тео-
ремы о циркуляции вектора Н и
закона электромагнитной ин-
дукции.
Тороидальный дроссель, ус-
ловно показанный на рис. 3.4,
равномерно намотан на кольце-
вом магнитопроводе из ферро-
магнитного материала. Сейчас
для нас совершенно не важна
конкретная разновидность мате-
риала, существенна лишь его магнитная проницаемость — она в нашем
случае на 2—3 порядка выше проницаемости воздуха. Следовательно,
практически весь магнитный поток замыкается в магнитопроводе.
Дроссель имеет следующие конструктивные, магнитные и электри-
ческие параметры: число витков катушки — w, длина средней линии
магнитопровода — ?ср, площадь поперечного сечения магнитопрово-
да — S, магнитная индукция в сердечнике — В, активное сопротивле-
ние провода обмотки —. г.
По закону Ома приложенное к катушке переменное напряжение Ес
и наведенная в ней ЭДС самоиндукции ? уравновешиваются падением
напряжения на активном сопротивлении г обмотки:
+ Е = /г .
C.7)
Будем считать, что сопротивление провода катушки ничтожно
мало, поэтому по закону электромагнитной индукции:
Е ~wSdB
Ec~wS—.
C.8)
В течение той части периода, когда напряжение Ес положительно,
индукция возрастает. При отрицательных значениях напряжения вели-
чина индукции уменьшается.
Считаем также, что переменное напряжение, приложенное к ка-
тушке, симметрично (отрицательная и положительная полуволны оди-
наковы по форме), а индукция изменяется от -В до +Д не доходя до
насыщения.
Таким образом, индукция меняется на удвоенную амплитуду:
Т/2
- wsjdB =2wSB.
C.9)
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
49
Интеграл, стоящий в левой части полученного равенства C.9), оп-
ределяет среднее за полупериод значение переменного напряжения Ео
умноженное на полупериод.
Обозначим это среднее значение ЕСр, связав его с Ес соотношени-
ем:
(ЗЛО)
Следовательно, поставляя C.1) в C.9) и учитывая, что частота/яв-
ляется величиной, обратной периоду Т:
4wSB
Егр -
'СР
= 4wfSB.
C.11)
Как показывает практика, более удобным в электротехнических
расчетах является не среднее, а действующее значение напряжения Е,
определяемое:
C-12)
Связь между действующим и средним значениями напряжения оп-
ределяется коэффициентом формы кф\
*ф=-^-- C-13)
Для разных форм сигналов коэффициент формы различный. Наи-
более часто встречающиеся на практике коэффициенты приведены в
табл. 3.1.
Таблица 3.1. Коэффициенты формы
для распространенных электрических сигналов
Форма
напряжения
п п п
I I I I I I
1,0
А А
/ V/ \
1,11
А А
/ V \
i,i6
Мы пришли к очень удобной записи закона электромагнитной ин-
дукции, которая широко используется для расчета дросселей с магни-
топроводом:
J C.14)
Как мы знаем из предыдущей главы, рабочий участок кривой на-
магничивания магнитопровода простирается вплоть до индукции на-
50 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
сыщения Вм. Исследования показывают, что с достаточной степенью
точности можно считать этот участок линейным для материалов с уз-
кой петлей гистерезиса. Тогда напряженность магнитного поля Нбудет
повторять во времени закон изменения индукции В, влияние гистере-
зиса окажется минимальным и допустимо пренебрежение им в расчет-
ных соотношениях:
Я@ = — • C.15)
По найденному значению #(/) легко определить ток /, проходящий
по обмотке дросселя. Воспользуемся упрощенной формой записи тео-
ремы о циркуляции вектора напряженности магнитного поля B.5), вы-
веденной нами в предыдущей главе. С учетом этого:
H(t)?cp = i(t)w. C.16)
Ток во всех витках обмотки одинаков, поэтому мы имеем право ум-
ножить его величину на количество витков w.
С учетом соотношения C.15) ток в обмотке:
C.17)
повторяет по форме кривые H{t) и B{t).
В то же время, принимая во внимание C.11) и C.13), изменение
индукции (амплитуда индукции) в магнитопроводе:
B = j7^-- C.18)
При синусоидальном характере напряжения Ec(t) изменение ин-
дукции тоже будет носить синусоидальный характер, но с отставанием
по фазе на я/2. Ток в обмотке дросселя, совпадающий по фазе с индук-
цией, будет иметь, на основании C.17) и C.18), амплитуду:
г? о
stt- C-19)
На основании закона Ома для амплитуды синусоидального тока
имеем:
% C.20)
где L — индуктивность дросселя.
Теперь давайте сравним формулы C.19) и C.20). Проведя с этими
формулами простейшие математические операции подстановки, мы
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 51
сможем получить практическую формулу для расчета индуктивности
кольцевой катушки. Замечательное свойство этой формулы состоит в
том, что на практике мы сможем распространить ее и на дроссели, для
которых используются все остальные типы магнитопроводов, назван-
ных в главе 2. Итак, после подстановки:
C.21)
2nfL
Окончательно расчетная формула для определения индуктивности
дросселей с замкнутыми магнитопроводами выглядит так:
C.22)
На этой странице вы сразу можете сделать закладку, чтобы впо-
следствии быстро находить формулу C.22), а еще лучше запомнить ее.
Проанализируем полученное соотношение. Во-первых, для опре-
деления индуктивности дросселя необходимо знать сечение магнито-
провода S и длину его средней линии (ср. Длина средней линии кольце-
вого магнитопровода определяется как полусумма длин окружностей
внутреннего и внешнего контуров. А вот для Ш-образного, броневого
и других типов магнитопроводов определение средней линии сложнее.
Но для практических*инженерных расчетов с погрешностью около 3%
оба конструктивных параметра обычно приводятся в технической до-
кументации по конкретным магнитопроводам.
Во-вторых, сразу можно сказать, почему нельзя допускать, чтобы
дроссель работал с «заходом» в область насыщения. Помните, что в об-
ласти насыщения начинает резко падать проницаемость сердечника,
следовательно, индуктивность дросселя в этой области существенно
уменьшится. Насколько падение индуктивности опасно для силовой
части импульсных устройств, мы поговорим в следующих главах.
Иногда в технической и справочной литературе, как правило, зару-
бежной, можно встретить разновидность формулы C.22), выглядящую
следующим образом:
L = ALw2. C23)
Коэффициент AL носит название коэффициента индуктивности и
обычно его размерность приводится в наиогеиры/виток1. Действитель-
но, этот коэффициент можно сопоставить магнитопроводу конкретно-
го типономинала, изготовленного из конкретного материала, что на
практике очень удобно.
52 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
3.3. Поговорим о потерях в магнитопроводе
При работе любого индуктивного элемента всегда выделяется энер-
гия в виде тепла — попросту говоря, трансформатор или дроссель в ра-
бочем режиме разогревается. Причем источником тепла служат как
омические сопротивления обмоточных проводов, так и потери в маг-
нитопроводе на перемагничивание, а также на вихревые токи. В этом
разделе мы поговорим о потерях тепла в магнитопроводе.
Вновь обратимся к рис. 3.4 и определим энергию тепловых потерь в
магнитопроводе за один цикл перемагничивания. В общем виде энер-
гия (в Дж) вычисляется так:
Wn= \Ec{t)-i{t)dt. C.24)
t = T
Читателю эта формула должна напомнить определение работы
электрического тока, которое знакомо еще со школы. Правда, в школь-
ном курсе физики рассматривается работа постоянного тока, когда и
ток, и напряжение одинаковы. В данном же случае меняется и напря-
жение, и ток, поэтому мы опять разбиваем общую работу на элемен-
тарные участки со временем протекания dt, на которых условно пола-
гаем постоянство тока и напряжения, затем суммируем эти элементар-
ные участки.
Теперь перелистаем книгу на несколько страниц назад и вспом-
ним, что у нас в запасе имеются закон электромагнитной индук-
ции C.8) и теорема о циркуляции вектора напряженности магнитного
поля C.16). Кроме этого учтем, что мощность потерь Рю выделяемая в
магнитопроводе, определяется как работа в единицу времени. Выпол-
нив несложные преобразования и подставив результаты в форму-
лу C.24), мы получим следующий интересный результат:
Wn = S-tcp\H(t)dB{t) C.25)
t = T
или, что более близко к практическим расчетам,
C.26)
где/— частота перемагничивания магнитопровода.
Произведение длины средней линии магнитопровода на его пло-
щадь имеет размерность «кубические метры» — меры объема. Как по-
казано в книге [22], это произведение действительно отражает объем
магнитопровода и для кольцевых типов, и для броневых, и для Ш-об-
разных. А вычисление интеграла в данном случае есть определение
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
53
Рис. 3.5. Физический смысл удельных потерь на перемагничивание
удельных потерь, измеряемых в Вт/см3-Гц. На рис. 3.5 показан физиче-
ский смысл вычисления удельных потерь — это определение площади,
ограниченной гистерезисом. Шире гистерезис — меньше потери, и на-
оборот.
В практической деятельности читателю рекомендуется пользовать-
ся следующей формулой для определения тепловых потерь в магнито-
проводе:
р - р у f
C.27)
где Psp — удельные суммарные потери в магнитопроводе;
Vm — объем сердечника;
/— частота перемагничивания.
Данные по удельным потерям обычно приводятся в справочниках
по электротехническим материалам. К примеру, для ферритов
2500НМС и 2500НМС1 в табл. 2.2 книги удельные суммарные потери
приведены именно в таком виде.
Читателю также может встретиться и другой, более трудоемкий,
способ расчета потерь в магнитопроводе. Все зависит от наличия или
отсутствия необходимых справочных данных. Иногда в справочниках
приводятся удельные потери, измеряемые в Вт/см3 (удельные объем-
ные потери) или в Вт/кг (удельные массовые потери). В первом случае
тепловые потери в магнитопроводе определяются по формуле:
Р - Р V
C.28)
где Psv — удельные объемные потери, Вт/смК
54
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Во втором случае определение тепловых потерь может быть прове-
дено по формуле:
<329)
где Psm — удельные массовые потери, Вт/кг;
р — плотность материала, кг/см3.
Особо нужно сказать об остальных переменных, входящих в фор-
мулы C.28) и C.29). При расчетах задается рабочая частота магнито-
провода/и величина магнитной индукции В. Частота/i и магнитная
индукция Bj называются базовыми расчетными параметрами. Базовые
параметры постоянны, в формулы подставляются следующие числовые
значения:/! = 1 кГц, Вх = 1 Гл. Значения степенных параметров а и р за-
висят от марки конкретного материала, их значения можно найти в
справочниках. В табл. 3.2 приведены данные по некоторым распро-
страненным ферритам для расчета тепловых потерь по формулам C.28)
и C.29).
Таблица 3.2. Параметры для расчета потерь в магнитопроводах
Материал
2000НМ-А
2000НМ-17
3000НМ-А
1500НМЗ
2000НМЗ
Psv, Вт/см3
0,142
0,272
0,208
0,093
0,178
Psm, Вт/кг
35,5
69,0
52,0
23,2
44,6
а
1,2
1,2
1,2
1,2
1,3
Р
2,4
2,8
2,8
2,2
2,7
Используя приведенные в этом разделе соотношения, следует
помнить, что до сих пор мы говорили о расчете потерь в магнитопро-
воде при условии приложения к индуктивному элементу синусои-
дального (гармонического) напряжения. В силовой импульсной тех-
нике обычно приходится иметь дело с негармоническими токами и
напряжениями, поэтому вычисление потерь здесь сложнее — в общем
случае приходится «раскладывать» форму напряжения или тока на
гармоники, проводить математические операции по формулам C.27),
C.28), C.29) для каждой гармоники, результаты суммировать. Про-
цесс этот достаточно сложный и долгий, но, к счастью, для инженер-
ных целей задачу значительно упрощают, вводя коэффициент несину-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 55
2,0
1,8
1,6
1.4
1,2
1.0
0,0 0,1 0,2 0,3. 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0
Рис. 3.6. Зависимость коэффициента несинусоидальности сигнала
от коэффициента заполнения
соидальности (у„). Для импульсов прямоугольной формы типовая за-
висимость ун от скважности (коэффициента заполнения) для ферри-
тов марок НМ показана на рис. 3.6.
О том, что такое коэффициент заполнения, мы поговорим дальше,
пока же просто запомните, что рассчитанные по приведенным в этом
разделе формулам потери нужно умножить на коэффициент несину-
соидальности с учетом режима работы импульсного устройства по па-
раметру коэффициента заполнения импульсов.
Расчет потерь в магнитопроводах из импортных ферритов оказыва-
ется более простым по причине очень подробных справочных данных.
Например, для феррита типа
N27, производимого Epcos, се-
мейство графиков, отражаю-
щих удельные потери, показа-
но на рис. 3.7.
По горизонтальной оси от-
ложена частота работы индук-
тивного элемента, по верти-
кальной — удельные объемные
потери (W) в кВт/мъ. Графики
приводятся для разной величи-
ны индукции В @,25 Тл;
0,05 Тл; 0,1 Тл; 0,2 Тл; 0,3 Тл),
а также для разной температу-
ры окружающей среды B0 и
100 °С). Поэтому достаточно,
исходя из режима работы дрос-
селя или трансформатора, оп-
Pv
Ш
m3
103
10'
10
10"
/
* 4
/
/
L
/
/
- i -
/
-?-
>
/ /
"~~y
/
Of
/,
/
/
/
f
)(
у
/
*
ml
>
?. i.
/
• /
A
2
0
и
sc
an
m
Щ
>riT
= : : :
f
10°
5 101
kHz
ределить реальные объемные
Рис. 3.7. Данные для расчета потерь в
магнитопроводе для феррита N27
56 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
потери по вертикальной оси, а затем вычислить потери в магнитопро-
воде по формуле:
Pn = PvVm- C.30)
Конечно, можно вообще обойтись без графиков, воспользовав-
шись программой для расчета магнитных характеристик, упомянутой
в главе 2.
3.4. Дроссели идеальные и реальные
Обычно принято считать, что катушка индуктивности имеет только
одну характеристику — индуктивность, — а значит, лишена паразит-
ных (вредных) параметров. В маломощных устройствах силовой элек-
троники типа стабилизаторов и модульных источников питания пара-
зитные параметры правильно изготовленных индуктивных элементов
пренебрежимо малы. Но когда разрабатывается достаточно мощное
устройство (более 1 кВт), резонансные колебания, вызываемые пара-
зитными параметрами, могут сильно ухудшить надежность схемы или
даже вывести ее из строя. Начинающему разработчику не стоит сразу
браться за разработку мощной техники, но если он твердо решил это
сделать, ему не обойтись без всесторонней проработки реальных ин-
дуктивных элементов и поиска путей снижения негативных последст-
вий из-за наличия мешающих параметров.
В последнее время широко применяются компьютерные методы
моделирования внутренних схемотехнических процессов с помощью
программ PSpice, MicroCap, DesignLab, OrCAD и других математиче-
ских пакетов. Пользоваться ими не очень сложно, в то же время они за-
частую позволяют обойтись без дорогостоящего «живого» макетирова-
ния. Для схемотехнического моделирования уже не существует препят-
ствий в виде множества неучтенных параметров. Поэтому в этом
разделе имеет смысл рассмотреть реальный дроссель, что называется,
«во всем многообразии характеристик».
Магнитная проницаемость \х реального ферромагнитного материа-
ла, как мы уже успели выяснить, конечна, поэтому магнитный поток
замыкается в магнитопроводе не полностью — часть потока проходит в
воздухе, как показано на рис. 3.8. Эту часть магнитного потока Ф3 на-
зывают потоком рассеяния. Несмотря на то, что поток рассеяния не за-
мыкается в магнитопроводе, он все равно пронизывает витки катушки,
а значит, начинает «работать» закон Фарадея, появляется дополнитель-
ная индуктивность.
Действительно, если мы взглянем на рис. 3.9, то кроме собствен-
ной (полезной) индуктивности реального дросселя LQ обнаружим па-
разитную индуктивность рассеяния Ls, которая включена последова-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах..
57
Магнитопровод
Катушка
Рис. 3.8. Поток рассеяния в реальном дросселе
Рис. 3.9. Эквивалентная схема дросселя
с учетом паразитных параметров
тельно с Lo, Кроме того, имеется активное сопротивление г обмоточ-
ного провода, проводимость gc, характеризующая тепловые потери в
магнитопроводе и межвитковая емкость обмотки Со. Хорошо видно,
что ток в реальном дросселе имеет две составляющих: индуктивную /ц,
отвечающую за намагничивание магнитопровода и создающую маг-
нитный поток Фо, и активную ia, учитывающую тепловые потери в
магнитопроводе.
Элементы схемы замещения, показанной на рис. 3.9, могут быть
рассчитаны следующим образом:
а) собственная индуктивность 10 определяется по ранее выведен-
ной формуле C.22) для индуктивности идеального дросселя, с учетом
того, что при наличии высокой магнитной проницаемости магнито-
провода изменение его конфигурации (замена тороидального типа на
Ш-образный) при неизменных длине средней линии 1ср и площади
поперечного сечения S практически не сказывается на величине маг-
нитного потока;
58 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
б) проводимость потерь gc определяется по величине суммарной
мощности потерь, рассчитанной по формулам C.28), C.29), C.30), из
выражения:
6с п2'
C.31)
при расчете не следует забывать, что проводимость — это величина, об-
ратная электрическому сопротивлению;
в) активное сопротивление обмотки г в омах определяется исходя из
длины провода катушки; ее подсчитывают приближенно, умножая
число витков в катушке на длину ее среднего витка:
г =
C.32)
где рт — удельное сопротивление материала провода (меди), Омм;
Гср — длина среднего витка катушки, м;
Snp — площадь поперечного сечения провода, м2;
г) индуктивность рассеяния Ls в генри рассчитывают, пользуясь
рис. 3.10, по приближенной оценочной формуле:
Ls=\i0-^-wA, C.33)
н
где hH — высота намотки, м;
Л — толщина намотки, м;
д) межвитков) ю емкость обмотки Со в фарадах подсчитывают также
по приближенной формуле:
где
Со = 1,6-10-"
Vm — объем магнитопровода, см3.
C.33)
-Гс
Рис. 3.10. К расчету индуктивности
рассеяния дросселя
Рассчитав по приведенным
формулам реальные паразит-
ные параметры, читатели смо-
гут убедиться в их малости. Тем
не менее в правильно спроекти-
рованном индуктивном эле-
менте эти паразитные парамет-
ры сведены к минимуму плот-
ным прилеганием обмоток к
магнитопроводу, достаточным
поперечным сечением провода
обмотки.
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 59
3.5. Как работает трансформатор
Рассказ об этом важном электротехническом устройстве мы начнем
с рис. 3.11, на котором условно показан двухобмоточный трансформа-
тор. К первичной обмотке I (клеммы 1-2) с числом витков wx, актив-
ным сопротивлением провода гх и собственной индуктивностью Lx
прикладывается переменное напряжение Ux, создающее ток /,. На вто-
ричной обмотке II (клеммы 3-4) с числом витков w2, сопротивлением
провода г2 и собственной индуктивностью L2 посредством изменяюще-
гося магнитного потока в сердечнике наводится ЭДС, создающая во
вторичной цепи ток /2 и падение напряжения U2 на нагрузке Z Между
обмотками w} и w2 действует взаимная индукция, обусловленная пото-
ком Фо. Мерой взаимной индукции служит так называемая взаимная
индуктивность М. Именно взаимная индуктивность отвечает за основ-
ное свойство трансформатора — преобразование переменного элек-
трического тока. Она зависит от размеров обмоток, их взаимного рас-
положения, проницаемости магнитопровода. Кроме того, в нашем
трансформаторе имеются потоки рассеяния ФХз и Фъ, сцепляющиеся
только со своими обмотками.
Рис. 3.11. Двухобмоточный трансформатор
Чтобы получить основные законы работы трансформатора, посту-
пим так, как это делается в электротехнике, — запишем уравнения:
du
-,
C.35)
C.36)
60 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Введем понятие коэффициента трансформации, которым впоследст-
вии будем постоянно пользоваться в наших расчетах:
п=^. C.37)
Сделаем и некоторые другие обозначения, приведенные в табл. 3.3,
преобразуем уравнения C.35) и C.36) к виду:
U^u + L^ + L^ C.38)
О = и'2 + г2Г2 + L'2=± - Lo^ C.39)
и обратим внимание на рис. 3.12, на котором показана так называемая
эквивалентная схема трансформатора с параметрами вторичной обмот-
ки, приведенными к обмотке первичной.
Таблица 3.3. Формулы приведения к эквивалентной схеме
Наименование
приведенного параметра
Индуктивность рассеяния первичной
обмотки
Приведенная индуктивность рассеяния
вторичной обмотки
Индуктивность намагничивания
Ток намагничивания магнитопровода
Приведенное сопротивление вторичной
обмотки
Приведенный ток вторичной обмотки
Приведенное напряжение вторичной
обмотки
Формула
приведения
4, =ц-пм
Ц2 =L2n2 -nM
/.=*-?
г\ =г2п2
и\ =игп
Номер
формулы
C.40)
C.41)
C.42)
C.43)
C.44)
C.45)
C.46)
Изучая эту эквивалентную схему, мы встречаем знакомые парамет-
ры, которые рассматривались в разделах, посвященным дросселям: ин-
дуктивность намагничивания LQ, проводимость активных потерь в маг-
нитопроводе g0, собственные межвитковые емкости обмоток С01 и С02,
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 61
Рис. 3.12. Эквивалентная схема трансформатора,
приведенная к первичной обмотке
индуктивности рассеяния LsX и Ls2. Новый параметр — это межобмо-
точная емкость С12.
Наверняка у читателей уже появились вопросы, самый существен-
ный из которых такой: «Зачем нужна эквивалентная схема?» Все дело
в том, что если бы коэффициент трансформации C.37) всегда был ра-
вен 1, такой-необходимости бы не возникло. Но подавляющее боль-
шинство трансформаторов имеет коэффициент трансформации, от-
личный от 1 (как меньше, так и больше), а в таком случае анализиро-
вать нагруженный режим трансформатора в чистом виде, с реальными
напряжениями и токами крайне неудобно. Тем более что сутью иссле-
дования трансформатора является изучение влияния вторичной об-
мотки на первичную. Выручает прием приведения параметров эквива-
лентной схемы к одной из обмоток. Здесь параметры первичной об-
мотки остаются неизменными, а вот параметры вторичной обмотки
требуют пересчета по формулам, обозначенным в табл. 3.4. Этими
формулами читателю придется пользоваться достаточно часто в прак-
тических расчетах.
Пора разобраться в физическом смысле параметров эквивалентной
схемы. Вначале положим нагрузку вторичной обмотки равной беско-
нечности, то есть отключим ее от обмотки. Также забудем на это время
о существовании межобмоточной емкости С12 и собственной емкости
вторичной обмотки С02, полагая их пренебрежимо малыми. Что у нас
получилось? Не правда ли, схема стала такой же, как и показанная на
рис. 3.9. Делаем вывод: трансформатор с разомкнутой вторичной об-
моткой представляет собой обыкновенный дроссель. Ток первичной
обмотки ix в таком случае называется током холостого хода трансфор-
матора. Чему он равен?
По правилу баланса токов в цепи, которое еще называется первым
законом Кирхгофа, для схемы рис. 3.12 в общем случае работы транс-
форматора в нагруженном режиме мы можем записать:
/,-/0-/2 = 0. C.47)
62
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Таблица 3.4. Формулы пересчета параметров вторичных обмоток
в первичную обмотку
Наименование
приведенного параметра
Приведенный ток вторичной обмогки
Приведенное напряжение вторичной об-
мотки
Приведенное сопротивление вторичной
обмотки
Приведенная емкость вторичной обмотки
Приведенный импеданс нагрузки вторич-
ной обмотки
Приведенная индуктивность рассеяния
вторичной обмотки
Формула
приведения
L
h =-
п
U'2=U2n
г\ = г2 ¦ п~
02 ~ п2
Г = Z • п-
*;, = ?„-я2
Номер
формулы
C.48)
C.49)
C.50)
C.51)
C.52)
.„ C.53)
В режиме холостого хода трансформатора, когда ток i2 вторичной
обмотки отсутствует:
/, = V C-54)
Поэтому в таком режиме ток первичной обмотки трансформатора
представляет собой ток, состоящий из тока /ц намагничивания магни-
топровода и тока \а активных тепловых потерь на перемагничивание.
Нагрузим вторичную обмотку сопротивлением с импедансом Z Как
только это произойдет, ток ix начнет увеличиваться, становится больше
тока /0 — к нему начинает добавляться ток /2, пересчитанный в первич-
ную обмотку в соответствии с формулой C.48). Вообще в реальном на-
груженном трансформаторе невозможно отделить ток холостого хода от
тока первичной обмотки. Нам в данном случае удобно считать, что ток
холостого хода в нагруженном режиме никуда не пропадает, просто к
нему «в компанию» добавляется ток реакции вторичной обмотки.
3.6. Трансформаторы идеальные и реальные
А можно еще проще показать работу трансформатора? Можно, но
для этого мы должны упростить его эквивалентную схему, как показа-
но на рис. 3.13, приведя ее к идеальному виду. Мы исключаем паразит-
ные емкости, потери на перемагничивание и сопротивления обмоток, а
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
63
Рис. 3.13. Идеальный трансформатор (а) и его эквивалентная схема (б)
индуктивность намагничивания полагаем бесконечной. Если вновь за-
писать математические выражения, пользуясь таким же принципом,
каким мы воспользовались при составлении уравнений C.35) и C.36),
то в результате получим семейство очень полезных формул, приведен-
ных в табл. 3.4.
Таблица 3.4. Основные соотношения в идеальном трансформаторе
Наименование
Соотношение токов
Соотношение напряжений
Соотношение мощностей
Соотношение собственных
индуктивностей
Взаимная индуктивность
Соотношение
п
Ul=U2n
Uri^U2-i2
L^L2-n2
M=JL~T2
Номер формулы
C.55)
C.56)
C.57)
C.58)
C.59)
Вообще-то идеальные трансформаторы встречаются только в кни-
гах. Реальные же трансформаторы изготавливаются из реальных мате-
риалов, имеющих и потери на перемагничивание, и омическое сопро-
тивление, да и избавиться от паразитных емкостей не удается. Но это
не значит, что табл. 3.4 приведена «для красного словца». Оказывается,
что соотношениями C.55)—C.59) в практических расчетах пользуются
постоянно — просто-напросто в инженерной практике применяют из-
вестные типы конструкций трансформаторов, выбирая из ряда ту, ко-
торая наиболее подходит для решения конкретной задачи. Разработчик
заранее знает, что паразитные параметры получатся незначительными,
и&ш в ряде случаев можно просто пренебречь, иногда — отдельно рас-
считать и скомпенсировать. О том, какими методами достигается ком-
пенсация, мы поговорим далее, а сейчас наметим способы расчета па-
разитных параметров трансформатора.
64
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Общая индуктивность рассеяния трансформатора, приведенная к его
первичной обмотке, рассчитывается по приближенной формуле, со-
гласно рис. 3.14:
C.60)
где А12 — толщина зазора между первичной и вторичной обмотками;
Аь А2 — толщина соответственно первичной и вторичной обмо-
ток;
h0KH — высота окна магнитопровода;
сокн — ширина окна магнитопровода.
оооо
8°
оооооо
оооо
оо
о
А2
Д1?
Ai
Рис. 3.14. К расчету индуктивности рассеяния
двухобмоточного трансформатора
Общая емкость обмоток трансформатора, приведенная к первичной
обмотке:
w,
3,2? ¦!,*</?.-?
w,
C.61)
Объем магнитопровода Vm нужно подставлять в см3, тогда емкость
получим в фарадах.
Определение межобмоточной емкости С12 в общем случае пред-
ставляет собой достаточно непростую задачу, поэтому в этой книге
было решено не приводить методики расчета. Если читателю понадо-
бится рассчитать ее, он может обратиться к книге [12], где этот вопрос
изложен подробно.
Когда можно, а когда нельзя пренебрегать паразитными параметра-
ми? Здесь все очень индивидуально, то есть зависит от режимов, в ко-
тором трансформатор работает, от материалов, из которых он изготов-
лен, и от его конструктивного исполнения. Конкретные рекомендации
в стиле «делай так, как написано» дать очень сложно. Тем не менее об-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
65
щие подходы, достаточно неплохо изложены в [5|, [12| и [23| и кратко
приводятся здесь.
В подавляющем большинстве случаев нет смысла учитывать индук-
тивности рассеяния и емкости обмоток в импульсных преобразовате-
лях с рабочими частотами до 100 кГц и напряжениями до 100 В, вне за-
висимости от того, в понижающем или повышающем режиме работает
преобразователь. Для снижения индуктивности рассеяния необходимо
добиваться как можно лучшей связи между первичной и вторичной об-
мотками — использовать тонкие изоляционные материалы, вести на-
мотку как можно плотнее к магнитопроводу. Для снижения паразит-
ной емкости необходимо наматывать обмотки «виток к витку», равно-
мерно распределяя их по каркасу или магнитопроводу.
3-7. О фазировке обмоток трансформаторов
Хорошо известно, что фаза напряжения на выводах дросселя и фаза
тока через его обмотку разнесены во времени на четверть периода
(нуль напряжения совпадает с максимумом тока и наоборот) — индук-
тивный элемент «крутит фазу». В трансформаторе все иначе. Хотя в ос-
нове работы трансформатора лежит закон электромагнитной индук-
ции, в отношении фаз сигналов здесь все иначе.
Попробуем провести простой эксперимент: нагрузим вторичную
обмотку трансформатора чисто активным сопротивлением. Мы заме-
тим, что для нашего идеального трансформатора напряжение на актив-
ной нагрузке U2, а значит, и ток /2 будут совпадать по фазе с напряже-
нием, приложенным к первичной обмотке. Эквивалентная схема дает
нам понять, что происходит в этом случае: мы как бы увеличили наше
активное сопротивление в п2 раз в соответствии с правилами пересчета
(табл. 3.4) и включили его непосредственно к клеммам 1-2, на которые
подается первичное напряжение Ux.
На принципиальных элек-
трических схемах всегда обозна- 1 h
чают «начала» и «концы» обмо-
ток трансформаторов. Начало
принято помечать точкой, как
показано на рис. 3.15. Эти точки
обозначают «плюс» ЭДС, при-
ложенных к обмоткам или воз-
никающих в них. Вообще фази-
ровка обмоток — важное дело, с
которым нам придется еще не раз столкнуться «лицом к лицу».
Двухобмоточный трансформатор — лишь один из возможных кон-
струкций трансформаторов. Достаточно часто встречаются многообмо-
Рис. 3.15. Фазировка обмоток
трансформатора
66 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Рис. 3.16. Эквивалентная схема многообмоточного трансформатора
точные варианты, у которых несколько вторичных обмоток. Многооб-
моточный трансформатор можно представить на эквивалентной схеме
(рис. 3.16) как множество параллельно соединенных нагрузок, пере-
считанных в первичную обмотку, причем каждая — через свой коэф-
фициент трансформации.
3.8. О габаритной мощности и КПД
Первый шаг к конструированию трансформатора — это расчет
электрической мощности, которая должна быть передана из первичной
обмотки во вторичную. Идеальный трансформатор, который, как мы
знаем, является математической абстракцией, предполагает передачу
бесконечной электрической мощности из обмотки в обмотку без по-
терь. Реальный трансформатор не может передавать бесконечную
мощность, и, более того, появляются потери, которые следует вычесть
из полезной мощности во вторичной обмотке. В этом разделе нам
предстоит выяснить, каким образом обеспечить передачу необходимой
мощности^ реальном трансформаторе.
Формула C.57) для реального трансформатора должна быть скор-
ректирована введением потерь при трансформации электрической
мощности:
UrL =U2-i2 +Y/> C.62)
где ^Рп — суммарные потери в трансформаторе.
Очень важно определить габариты трансформатора так, чтобы его
наружная поверхность оказалась достаточной для передачи мощности
потерь, выделяемых в виде тепла, в окружающую среду. Пока будем
считать, что потери невелики.
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 67
Итак, полная мощность, подводимая к первичной обмотке транс-
форматора, без учета потерь в нем, определяется, с учетом C.18):
P^Uj^Ak^SBi,. C.63)
Полная мощность, отдаваемая грансформагорбм в нагрузку, есть
сумма полных мощностей всех вторичных обмоток:
;. C.64)
Введем понятие габаритной мощности трансформатора, определяе-
мой как полусумма полной мощности, подводимой к первичной об-
мотке, и полной мощности, отдаваемой в нагрузку:
Рг = ОДР, + Л) = 2kJSB^wJr C.65)
Введем еще одну величину, с которой в силовой электронике при-
ходится часто иметь дело: плотность тока (/)• Плотность тока численно
равна току, приходящемуся на 1 мм2 поперечного сечения проводника.
К примеру, для проводника площадью 5 мм2, через который протекает
ток 25 А, плотность тока равна 5 А/мм2. Во всех обмотках трансформа-
тора, включая первичную и вторичные, принято выбирать плотность
тока примерно одинаковой:
где S'lip — сечение провода /-й обмотки.
Таким образом, формула C.65) с учетом C.66) значительно упро-
щается:
Рг = 2k*/SBSJ, C.67)
где Sm — площадь «меди» в окне магнитопровода.
В окно, имеющее площадь 50, можно заложить провод общей пло-
щадью Sm < 50, чго показано на рис. 3.17. Поэтому имеем право ввести
коэффициент заполнения окна медью:
а = ^, C.68)
где So — площадь окна магнитопровода.
Значение коэффициента а никогда не может стать единицей уже в
силу того, что проводники имеют круглое сечение. Но, кроме того, сле-
дует учесть толщину межслоевой и межобмоточной изоляции, пустоты,
связанные с неравномерностью намотки. С учетом приведенных об-
68
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах..
So
ш
Sm
Рис. 3.17. К расчету габаритной мощности
стоятельств коэффициент заполнения окна медью составляет
0,15...0,40.
Окончательно формула для габаритной мощности записывается
так:
Рг = 2kJSS0Bjb.
C.69)
Как видно из формулы C.69), габаритная мощность для конкрет-
ного типа магнитопровода не может быть выбрана бесконечно боль-
шой, поскольку ее ограничивают величина максимальной магнитной
индукции В и плотность тока в обмотках /
Если с величиной магнитной индукции все понятно, то почему мы
вынуждены ограничивать плотность тока в обмотках? Дело в том, что
поскольку обмоточные провода имеют пусть и небольшое, но активное
сопротивление, ток, протекающий по ним, выделяет на активном со-
противлении тепло и разогревает трансформатор. Чтобы не происхо-
дил разогрев обмоток выше допустимых норм, плотность тока нужно
ограничить на уровне 3...5 А/мм1. Практически это означает, что разра-
ботчик должен выбрать соответствующее сечение провода или набрать
в виде пучка жил меньшей площади.
Еще одна интересная особенность габаритной мощности — ее зави-
симость от частоты. При повышении частоты масса трансформатора,
питающего одну и ту же нагрузку, снижается. Поэтому при проектиро-
вании импульсного силового устройства, если позволяет элементная
база, лучше стремиться к повышению рабочей частоты преобразования.
В то же время поднимать частоту слишком высоко не рекомендуется —
с ростом частоты, как мы знаем, растут потери в магнигопроводе, силь-
нее проявляется эффект вытеснения тока к поверхности проводника
(скин-эффект).
Размер магнитопровода выбирается из стандартного ряда с помо-
щью условия, являющегося следствием соотношения C.69):
sso>
C.70)
где Рн — мощность нагрузки.
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
69
Произведение SS0 •— важный параметр, приводимый во многих
справочниках для ускорения практических расчетов. Мы видим, что
одному значению габаритной мощности могут соответствовать разные
значения S и SQ. Трансформатор с большим окном и маленьким рабо-
чим поперечным сечением потребует для выполнения обмоток много
медного провода, а трансформатор с малым окном и большим попе-
речным сечением получится громоздким. По опыту, наиболее удачны-
ми получаются трансформаторы с примерно равными So и S.
Оговоримся: расчет габарит-
ной мощности по формуле C.69)
«работает» в условиях, когда пе-
ремагничивание магнитопровода
происходит двуполярным током.
В области силовой электроники
существует огромный класс уст-
ройств, индуктивные элементы
которых перемагничиваются од-
нополярными токами. При этом
индукция В изменяется в преде-
лах (Вг - Втах), но — обратите
внимание - она не может стать Рис 3.18. Перемагничивание в
меньше значения остаточной ин- условиях однополярных токов
дукции (рис. 3.18).
Размеры магнитопровода для
такого трансформатора определяются из соотношения:
В МАХ
вгу
/
/ о
/ н*
SS0>
2R
kJ(Bmax-Br)ja
C.71)
Импульсные источники электропитания характеризуются высоким
(порядка 90...95 %) коэффициентом полезного действия (КПД). По этой
величине можно легко оценить качество источника, определить его те-
пловой режим. Разработчику импульсной техники важно уметь оцени-
вать КПД составных частей устройства.
Для трансформатора КПД определяется по формуле:
р. +
C.72)
КПД многообмоточного трансформатора:
C.73)
70
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Потери в обмоточных проводах суммируются как в первичной, так
и во вторичных обмотках — это нужно учитывать.
При правильном выборе материала магнитопровода, его типораз-
мера, аккуратной намотке КПД должен получиться высоким (около
95...98%), поэтому радиолюбителю можно только «для интереса» рас-
считать КПД. Профессиональному разработчику расчет КПД транс-
форматора может потребоваться для указания его в технических усло-
виях, а также для расчета теплового режима трансформатора.
На этом закончим наше первое знакомство с индуктивными эле-
ментами. Мы вернемся к их расчету в главе, посвященной собственно
проектированию преобразователей. А сейчас разберем еще один нема-
ловажный специальный вопрос.
3.9. Зачем зазор в магнитопроводе?
Мы посвятили вопросу работы индуктивных элементов в условиях
однополярных токов отдельный раздел, поскольку начинающие разра-
ботчики импульсной техники, взявшись за проектирование так назы-
ваемых однотактных схем, проясняют его зачастую слишком поздно,
когда дым от сгоревшего источника питания уже рассеялся.
Рис. 3.19. К расчету влияния немагнитного зазора
В данном случае неважно, что исследуется — трансформатор или
дроссель. В любом случае рассуждения будут аналогичны. Итак, рас-
смотрим замкнутый магнитопровод, показанный на рис. 3.19, на кото-
ром размещена обмотка w{. Обмотка возбуждается напряжением U} в
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 71
виде однонолярных импульсов частотой/и длительностью tu. Попереч-
ное сечение магнитопровода обозначено традиционной буквой S, ма-
териал — ферромагнетик.
По закону электромагнитной индукции, напряжение, приложен-
ное к обмотке wu уравновешивается возникающей в ней ЭДС самоин-
дукции:
u> = w'-dr = w>snr- C74)
Выразим из этой формулы приращение индукции:
dB=—Uxdt. C.75)
w5
Проинтегрируем выражение C.75) по времени:
B(t) = — \Uxdt + B(Q). C.76)
Как это и должно случиться, в формуле C.76) появляется началь-
ное значение индукции В@), соответствующее моменту времени / = 0.
Нам интересно оценивать не само значение индукции, а ее прираще-
ние, то есть относительное изменение:
AB(t) = B(t) - В@) = -L '\Uxdt. C.77)
wxS{
Поскольку напряжение Ux имеет форму однополярных прямо-
угольных импульсов, интегрирование этого выражения приводит к
очень простому результату:
AB(t) = ?L. C.78)
wxS
Оказывается, индукция в момент действия импульса линейно на-
растает, и к моменту окончания импульса ее величина будет следую-
щей:
= ^. C.79)
S
Теперь наглядно рассмотрим процесс намагничивания магнито-
провода по рис. 3.20.
Пусть до подачи первого импульса магнитопровод находился в
полностью размагниченном состоянии (В=0, Н= 0). При воздействии
первого импульса точка А перемещается по основной кривой намагни-
чивания, и в момент окончания импульса индукция достигает значе-
72 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Ва=Вг+ДВ
+Нс \ Н2
н
~Ж"'" НА
Рис. 3.20. Цикл перемагничивания ферромагнетика
в условиях однополярных токов
ния Вь равного АВ. По достижении индукции значения Вх напряжен-
ность достигает значения Нх. После окончания импульса напряжения
намагничивающий ток в первичной обмотке и напряженность внешне-
го магнитного поля упадут до нуля. Однако вследствие наличия гисте-
резиса точка А не вернется в начало координат. Двигаясь по нисходя-
щей ветви некоторого частного гистерезисного цикла, она достигает
положения, определяемого остаточной индукцией Д.,.
При воздействии следующего импульса индукция в магнитопрово-
де должна увеличиться снова на величину АВ и к моменту окончания
второго импульса будет иметь новое значение В2 = Вг] + АВ. Поэтому
при воздействии второго импульса точка А перемещается сначала по
восходящей ветви частного гистерезисного цикла на участке ВгХ — 51? а
затем — по основной кривой намагничивания до точки В2.
По окончании импульса, с уменьшением намагничивающего тока,
точка А по нисходящей ветви нового частного гистерезисного цикла
В2 — Вг2 займет положение В= Вг2. Принтом Вг2 > ВгЬ В2 > В{.
Процесс будет продолжаться до тех пор, пока точка А не достигнет
положения В= Вг При воздействии всех последующих импульсов точ-
ка А будет перемещаться по ветвям частного предельного несиммет-
ричного гистерезисного цикла, отмеченного на рис. 3.20 штриховкой.
Именно этот цикл и характеризует электромагнитные процессы в маг-
нитопроводе, протекающие под воздействием однополярных импуль-
сов напряжения. О чем это говорит? Чем выше для конкретного мате-
риала величина остаточной индукции при равной величине индукции
насыщения, тем меньше возможное приращение индукции, тем менее
эффективно используется магнитопровод.
Для работы в данном режиме следует выбирать материалы, обла-
дающие как можно меньшей остаточной индукцией и как можно боль-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 73
шей индукцией насыщения. К сожалению, характеристики реальных
материалов таковы, что даже у самых лучших представителей класса
ферромагнетиков остаточная индукция примерно равна половине ин-
дукции насыщения. Поэтому необходимо пользоваться другими мето-
дами снижения остаточной индукции.
Еще раз обратим внимание на рис. 3.19. Теперь мы разрезали маг-
нитопровод, то есть ввели в него воздушный зазор 5, достаточно малый
по сравнению с длиной средней линии (ср9 а также с линейными разме-
рами сечения магнитопровода. Поскольку величина зазора небольшая,
магнитное поле в нем можно считать однородным. В силу закона не-
прерывности магнитного потока (сколько силовых линий «вошло»,
столько и «выйти» должно):
Фо ¦= Ф5, C.80)
где Ф5 — магнитный поток в зазоре.
Считая поперечное сечения магнитопровода So равным поперечно-
му сечению немагнитной вставки 55, а также исходя из определения
магнитного потока:
B0S0 = B6S5=BS. C.81)
Мы получили чрезвычайно важный закон: магнитная индукция и в
зазоре, и в магнитопроводе остается постоянной, следовательно, долж-
на меняться напряженность поля, созданная индукцией В. Чтобы на-
глядно увидеть это, воспользуемся теоремой о циркуляции вектора на-
пряженности:
ixvx = Н^ +НЪЬ, C.82)
где #0 — напряженность магнитного поля в магнитопроводе;
Н8 — напряженность магнитного поля в зазоре;
5 — величина зазора;
10 — протяженность ферромагнитной части магнитопровода.
Напряженность магнитного поля в магнитопроводе может быть оп-
ределена через индукцию по соотношению C.15), из этого же соотно-
шения также найдется и напряженность поля в зазоре с учетом прони-
цаемости немагнитного материала ц = 1.
После подстановки в формулу C.81) получаем:
Mo U h)
Упростим полученную формулу, используя наши знания о прони-
цаемости реальных ферромагнетиков, а также о геометрических разме-
рах стандартных магнигопроводов. В практических расчетах в качест-
74 Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
ве t0 можно брать длину средней линии 1ср прямо из справочника, не
вычитая из нее длину зазора. Погрешность такого допущения будет
крайне маленькой. Итак, для \х > 1000 и отношений протяженности за-
зоров к длине средней линии магнитопроводов не более 1:200 мы при-
ходим к весьма интересному выводу:
W «—у- A84)
Обозначим как jlic величину, называемую эквивалентной проницае-
мостью магнитопровода с зазором:
цс=к C.84)
о
Мы приходим к важному выводу, широко использующемуся на
практике: введение зазора снижает эквивалентную проницаемость маг-
нитопровода, и она становится приблизительно равной отношению
длин средней линии и протяженности зазора.
Что происходит с гистерезисным циклом магнитопровода, в кото-
ром введен зазор? Воспользовавшись результатами расчетов, приве-
денных в [24], построим качественную картину. Как мы видим из
рис. 3.21, гистерезисный цикл без воздушного зазора — это линия 1.
Преобразованный цикл магнитопровода с зазором — линия 2. Мы как
бы растягиваем петлю гистерезиса в направлении стрелок. При растя-
жении она разворачивается вокруг точки «0», а остаточная индукция Вг
спускается вниз, занимая положение ВгЬ что значительно меньше Вг
Вообще, как показывают исследования, можно выбрать протяжен-
ность зазора таким образом, что проницаемость \хс не снизится на по-
рядок по сравнению с ц. Такие зазоры принято называть оптимальны-
ми. Однако размеры оптимальных зазоров составляют сотые доли мил-
лиметра, что, конечно, вызывает значительные трудности при их
изготовлении, да и температурная стабильность таких крохотных зазо-
ров невысока. Нагреваясь, сердечник расширяется, поэтому зазор на-
чинает «плавать». В реальных индуктивных элементах зазор снижает
проницаемость сердечника, и с этим приходится мириться. Принято
считать, что во сколько раз снизилась проницаемость благодаря введе-
нию зазора, во столько же раз упала и величина остаточной индукции.
Разработаны и более эффективные методы снижения остаточной
индукции без потери проницаемости, например, введение дополни-
тельной размагничивающей обмотки, называемой рекуперационной.
Это техническое решение можно увидеть в блоках строчной развертки
телевизоров. Поскольку для нормального функционирования элек-
тронно-лучевой трубки необходимо иметь напряжение величиной в де-
сятки киловольт, разработчики вынуждены бороться за сохранение вы-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... 75
-Bsi -Bs
Рис. 3.21. Влияние зазора на величину остаточной индукции
сокой проницаемости магнитопровода строчного трансформатора,
чтобы снизить общее количество витков. Рекуперационный метод хо-
рошо описан в литературе, поэтому интересующиеся смогут разобрать-
ся в нем самостоятельно. Мы не будем,рассматривать принцип рекупе-
рации, поскольку он редко используется в источниках электропитания
и не слишком хорошо поддержан массовой элементной базой. Сущест-
вуют еще более сложные методы снижения остаточной индукции, та-
кие, как, например, введение симметрирующих обмоток, специальных
бандажей.
Промышленность выпускает специальные магнитопроводы, в ко-
торых уже есть магнитный зазор. Например, исполнения с воздушны-
ми зазорами величиной 0,2...0,7 мм имеют КВ-магнитопроводы. Менее
распространены Ш-образные и кольцевые типы с зазорами, но их при
желании тоже можно найти и приобрести. Важно отметить, что немаг-
нитный зазор можно сделать самостоятельно у разъемных магнитопро-
водов, проложив между половинками фторопластовую пленку, стекло-
текстолит, слюду.
Глава 4
Одножильный — хорошо,
многожильный — лучше!
Скин-эффект и эффект близости проводников.
Их влияние на потери мощности в индуктивных
элементах
...Я слышал, что лучше наматывать трансформатор многожильным прово-
дом — вроде бы меньше греться будет. Решил взять монтажный провод — там
много луженых жил, да и по площади сечения подходит...
Из переписки
...Вразвитии какой-либо темы есть смысл либо охватить ее полностью, либо
сориентировать читателя, дав ссылки на опускаемые фрагменты. Например, в
конце главы о многожильных проводах неплохо указать на источники сведений,
чтобы читатель обратился к ним за подробностями...
Из отзывов на первое издание
В этой небольшой главе мы опять будем говорить о потерях мощ-
ности, возникающих в составных частях силовых высокочастотных
преобразователей электрической энергии, а именно — в обмоточных
проводах индуктивных элементов и монтажных соединительных про-
водниках. Точнее, об увеличении потерь при прохождении по провод-
никам переменного тока высокой частоты по сравнению с потерями
постоянного тока. Также мы поговорим и о том, как снизить эти поте-
ри. Учитывая пожелания читателей, автор счел необходимым привести
немного теории.
4.1. Скин-эффект и борьба с ним
Обратите внимание на рис. 4.1, на котором схематически показан
проводник, по которому проходит переменный ток /(/). Этот ток в тол-
ще проводника образует переменный магнитный поток Ф@> который,
в свою очередь, индуцирует вихревые токи. Эти вихревые токи вытес-
няют основной ток ближе к поверхности, полезное сечение проводни-
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный — лучше! 77
Вихревой
ток
Рис. 4.1. Распределение плотности тока по сечению проводника
ка уменьшается, растет его сопротивление, активные потери увеличи-
ваются. Явление носит название скин-эффекта. Плотность тока у, рас-
пределенная по сечению проводника, показана на том же рисунке:
хорошо видно, что сердцевина провода вообще не задействуется для
протекания тока.
Сопротивление проводника при протекании через него переменно-
го тока, вычисляется по формуле:
Rz=kgR, D.1)
где R — сопротивление проводника постоянному току;
kg — коэффициент добавочных потерь.
Соответственно, задача определения Яэ сводится к двум шагам: оп-
ределению сопротивления проводника при протекании через него по-
стоянного тока и определению коэффициента добавочных потерь при
протекании переменного тока частоты /
Плотность тока на любом расстоянии z от поверхности проводника
определяется из выражения:
D.2)
где je — плотность тока у поверхности проводника;
со — круговая частота тока.
Введем понятие эквивалентной глубины проникновения тока в
толщу проводника, условно считая, что по всей глубине проникнове-
78
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный — лучше!
ния плотность тока остается неизменной. Эта глубина определяется из
выражения:
X =
D.2)
где
\ха — абсолютная магнитная проницаемость материала проводника;
р — удельное сопротивление проводника, Ом*м.
Глубина проникновения X зависит от температуры: при повышении
температуры она уменьшается, как показано на рис. 4.2, а значит, рас-
тут добавочные потери. Тем не менее, это увеличение добавочных по-
терь незначительно, поэтому им обычно пренебрегают.
X
См
0,01
) 001-
1—->
—,
N.
-
f
10 кГц 100 кГц 1 МГц
Рис. 4.2. Эквивалентная глубина проникновения X
Как известно, наиболее часто в качестве материала для выполнения
обмотки индуктивных элементов служит медный провод. С учетом это-
го, мы сможем упростить формулу D.2) следующим образом:
X -
21.
V7'
D.3)
Подставляя частоту в Гц, мы получим глубину проникновения
в мм. Расчет ведется для температуры окружающей среды 25 °С.
А теперь рассмотрим варианты, которые могут встретиться на
практике. Приборный монтаж зачастую представляет собой множество
так называемых уединенных проводов, которые связывают составные
части устройства, например, трансформатор и силовые транзисторы.
Эти провода могут быть как одножильными, так и состоять из несколь-
ких жил. Если проводник (одножильный или многожильный) разме-
щен в магнитопроводе, то для расчета добавочных потерь, строго гово-
ря, нужно пользоваться другой методикой, добавляя потери, связанные
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный •— лучше! 79
с эффектом близости проводников. Об эффекте близости мы погово-
рим дальше.
Итак, для одножильного уединенного проводника круглого сече-
ния диаметром dnp коэффициент добавочных потерь рассчитывается по
формулам:
а) в случае dnp < 2Х (что соответствует низким частотам):
kg =1 + 0,0013|^.| ; D.4)
б) в случае dnp > 2Х (что соответствует высоким частотам):
kg = 0,25 + 0,25^ + 0,188—. D.5)
Чтобы уменьшить коэффициент добавочных потерь, обмотки мощ-
ных индуктивных элементов наматывают многожильным проводом,
каждая жила которого изолирована от остальных. Отдельные жилы не-
обходимо скрутить по всей длине провода. Изоляция отдельных про-
водников приводит к тому, что сечение многожильного провода запол-
нено медью не полностью, а лишь частично, с коэффициентом запол-
нения меньше единицы.
При общем числе проводников в проводе TV между диаметром
жилы ds и диаметром многожильного провода dnp существует прибли-
женное соотношение:
П 71 А
D.6)
Коэффициент добавочных потерь многожильного провода:
4 / j Л2/ i \4
kg = 1 + 0,0013^J + 0,002МЧ ^ J . D.7)
В практических расчетах удобнее пользоваться заранее рассчитан-
ными значениями коэффициента kg. Общая рекомендация заключается
в выборе для намотки провода из проводников с kg для данной частоты
не более 1,1. Методика здесь может быть такой: во-первых, опреде-
литься со значением рабочей частоты импульсного устройства; во-вто-
рых, определить диаметр одиночного проводника в соответствии с ре-
комендацией; в-третьих, определить число жил многожильного прово-
да, разделив требуемую площадь проводника на площадь выбранного
провода и округлив полученное значение в большую сторону.
В табл. 4.1 приведены расчетные значения kR для разных рабочих
частот и диаметров dnp одиночных проводников.
80
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный — лучше!
Таблица 4.1. Значения коэффициента добавочных потерь
для одиночных проводников
Частота
кГц
500
400
300
250
200
150
100
75
50
20
Значение кд для одножильного проводника диаметром dnp, мм
0,8
2,37
2,16
1,9
1,76
1,6
1,4
1,3
1,24
1,065
1,014
0,7
2,12
1,93
1,7
1,57
1,43
1,28
1,24
1,097
1,0
1,0
0,6
1,85
1,67
1,48
1,38
1,27
1,11
1,08
1,06
1,0
1,0
0,5
1,59
1,46
1,3
1,23
1,2
1,072
1,025
1,0
1,0
1,0
0,4
1,32
1,21
1,14
1,1
1,083
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
0,3
1,13
1,083
1,06
1,034
1,03
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
0,2
1,026
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
Кроме того, что дробление проводника на изолированные жилы
позволяет снизить потери, связанные со скин-эффектом, многожиль-
ный провод лучше поддается изгибам, с ним удобнее работать при на-
мотке любых трансформаторов и дросселей, наконец, он менее дефи-
цитен.
4.2. Немного об «эффекте близости»
Этот эффект имеет те же причины, что и скин-эффект — воздейст-
вие высокочастотного переменного магнитного поля, вызванного пе-
ременным током большой частоты. Но проявление его иное: оно за-
ключается в том, что вытеснение тока к поверхности происходит не в
собственном проводнике, а в соседнем. Эффект близости приводит к
появлению дополнительных потерь мощности, которые отсутствовали
в уединенных проводниках, и характерен для индуктивных элемен-
тов — дросселей и трансформаторов.
Обратим внимание на рис. 4.3, на котором показан разрез много-
слойной обмотки индуктивного элемента, но которой протекает ток
/(/) большой частоты. Условно считаем, что диаметр провода dnp, кото-
рым обмотка намотана, много больше эквивалентной глубины про™
никновения тока X.
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный — лучше!
81
Рис. 4.3. Эффект близости в обмотках индуктивных элементов
Слой 1 наиболее близко прилегает к магнитопроводу, соответст-
венно, следующие слои все более и более от него удаляются с ростом
номера слоя. Плотность тока в слоях у распределяется так, как показа-
но на рис. 4.3.
Оценка тепловых потерь в обмотке индуктивного элемента, намо-
танного одиночным проводом на магнитопроводе из ферромагнитного
материала, производится по коэффициенту добавочных потерь и вы-
числяется по формуле:
к = 1 + 0,067-^
dl-m2
D.8)
где т — число слоев провода в обмотке.
Для вычисления степени влияния эффекта близости многожильно-
го провода, состоящего из N изолированных жил круглого сечения, не-
обходимо воспользоваться следующей формулой:
kg =1 + 0,11-
N -
D.9)
В заключение добавим, что более подробно о скин-эффекте и эф-
фекте близости читатели смогут узнать из книг [12], [25], [26], [27].
Глава 5
Старый добрый биполярный
Особенности работы биполярных транзисторов
в ключевом режиме. Перспективы их применения
в изделиях силовой электроники
... Что-то никак не могу я понять, что происходит: база мощного транзисто-
ра управляется хорошими прямоугольниками с ровными фронтами и спадами, а на
выходе получаю ерунду — фронт завален, спад здорово затянут. То ли транзистор
открываться не хочет быстро, то ли закрыться ему что-то не дает...
Из переписки
...Я из Болгарии и прошу простить за плохой русский. Попробал сделать мощ-
ней ключ с транзистором по подобие импульсных выпрамителы и генераторы
строчной развертки, но после того как «прогорел» несколько КТ837я отказался...
Из отзывов на первое издание
Еще совсем недавно биполярный транзистор занимал ведущее по-
ложение в области силовой электроники, наряду с тиристорами. Он
явился основой схемотехнических решений, поэтому именно с учетом
его особенностей строились все известные преобразователи электриче-
ской энергии мощностью от единиц ватт до единиц киловатт и питаю-
щим напряжением от 3 до 380 В. Ныне биполярный транзистор — вче-
рашний день силовой электроники. Во всем мире идет стремительный
отказ от этого элемента и переход к использованию новых полупровод-
никовых силовых приборов. Однако «биполярники» еще встречаются в
современных профессиональных и радиолюбительских конструкциях.
Поэтому нелишне рассказать в этой главе о биполярных транзисторах,
а также назвать причины, по которым их использование в силовой
электронике сегодня стало бесперспективным делом.
5.1. Ключевой режим биполярного транзистора
Идеальных электронных компонентов не бывает, однако часто та-
кие идеальные модели используют в литературе, чтобы показать досто-
инства и недостатки реальных компонентов. Импульсная силовая тех-
ника иногда называется ключевой, поскольку регулирующие силовые
Глава 5. Старый добрый биполярный 83
элементы работают в так называемом ключевом режиме. Это означает,
что сопротивление ключа становится то бесконечно большим, то близ-
ким к нулевому. Для работы в ключевом режиме важно, чтобы элемент
как можно быстрее переключался из одного состояния в другое, не вы-
ходил из строя в любых режимах работы устройства, включая аварий-
ные, имел возможность легко управлять своим сопротивлением.
Биполярные транзисторы на протяжении нескольких десятилетий
используются в роли ключевого элемента. Однако, как любой не иде-
альный элемент, биполярный транзистор имеет ограниченные возмож-
ности. Чтобы спроектировать надежную схему импульсного источни-
ка, нужно хорошо представлять себе эти ограничения. Мы не будем
подробно рассматривать особенности работы биполярного транзисто-
ра в ключевом режиме, а кратко пробежимся по необходимым для
практики сведениям.
Биполярный транзистор в электронных схемах выполняет функ-
цию усиления тока. Степень его управляемости описывается следую-
щим известным выражением:
iK = 'hiiib E.1)
где /ь/ — коэффициент усиления по току;
i6 — ток базы (ток управления);
1К — ток коллектора (ток силовой цепи).
Формула E.1) представляет так называемый линейный режим рабо-
ты, широко использующийся во всевозможных усилителях сигналов.
Линейная область работы биполярного транзистора хороша тем, что
позволяет, управляя сравнительно небольшим током базы, регулиро-
вать значительный ток нагрузки, подключенной к коллектору. Макси-
мальный ток коллектора ik max, который можно получить в классиче-
ской схеме с активной коллекторной нагрузкой, равен:
lk max ~ Г> E.*-)
где Un — напряжение питания силовой цепи;
RH — сопротивление активной нагрузки.
Максимальному току коллектора соответствует максимальный ток
базы i6_max, что следует из E.1). Дальнейшее увеличение тока базы Fie
приведет к увеличению тока коллектора, поскольку транзистор уже на-
ходится на грани своего насыщения.
Что такое состояние насыщения? Лучше всего характеризовать этот
режим, представив транзистор в виде двух диодов, как показано на
рис. 5.1. Согласно рис. 5.1, а, на котором показано ненасыщенное со-
стояние транзистора, диод VD1 закрыт, так как потенциал коллектора
84
Глава 5. Старый добрый биполярный
закрыт
Un~=F
Рис. 5.1. Биполярный транзистор в ключевом режиме
а) транзистор ненасыщен; б) транзистор насыщен
выше потенциала базы. В состоянии насыщения (рис. 5.1, б) транзи-
стор можно перевести, «подняв» потенциал базы выше потенциала
коллектора с помощью, например, соответствующего включения ис-
точника напряжения 11бъ цепи базы. В этом случае произойдет отпира-
ние диода VD1, через коллекторный переход пройдет ток и транзистор
войдет в насыщение. Если потенциал базы сравняется с потенциалом
коллектора, что эквивалентно простому замыканию базового вывода
на коллекторный вывод, диод VD1 открыт не будет, однако такой ре-
жим транзистора имеет особое название — пограничное состояние.
В принципе, пограничное состояние используется в силовой импульс-
ной технике, но реже, чем состояние насыщения, поскольку потери на
ключевом элементе в пограничном режиме растут, а значит, общий
КПД преобразователя снижается.
Степень насыщения транзистора принято оценивать коэффициен-
том насыщения — отношением максимального тока базы в погранич-
ном режиме i6jnax к реальному току i6, подаваемому в базу в насыщен-
ном состоянии. Разумеется, его значение всегда больше единицы. Ко-
эффициент насыщения принято нормировать на стадии разработки
схемы импульсного устройства, так как от его величины зависят дина-
мические характеристики схемы, о чем мы скажем ниже. Обычно зна-
чение коэффициента лежит в пределах 1,5...2,0.
4.HQC .ma\
E.3)
Чем значительнее будет насыщен транзистор, тем меньшее напря-
жение «коллектор-эмиттер» удастся получить у него, тем меньше будут
тепловые потери. Однако чрезмерное насыщение с коэффициентом
более 2,0 чревато неприятностью: в таком состоянии глубокого насыще-
ния база транзистора накапливает большое количество неосновных но-
сителей, которые задерживают выключение транзистора.
Глава 5. Старый добрый биполярный
85
Чтобы удобно было анализиро-
вать работу транзистора в области
насыщения, заменим его эквива-
лентной схемой, показанной на
рис. 5.2. Покажем идеальную часть
транзистора в виде идеального
ключа Кл, введем сопротивление
RHac, на котором падает небольшое
напряжение, определяемое током,
проходящим через ключ. Напряже-
ние на насыщенном ключе в экви-
валентной схеме определяется сле-
дующим образом:
Коллектор
-*—4
Эмиттер
Рис. 5.2. Эквительная схема
транзистора в режиме насыщения
E.4)
Urf=r
закрыт
закрыт
где Янас — активное сопротивление насыщенного ключа;
Екэ — источник ЭДС напряжением 0,1...0,5 В.
Оговоримся, что в справочниках по параметрам транзисторов при-
нято приводить не параметры элементов эквивалентной схемы, а инте-
гральный параметр — значение напряжения насыщения UK3_Hac при за-
данном токе коллектора.
Еще один режим работы тран-
зистора, относящийся к ключево-
му, носит название режима отсеч-
ки. Перевести транзистор в режим
отсечки можно приложением меж-
ду базой и эмиттером обратного
напряжения U6, тем самым «под-
пирая» диод VD2, как показано на
рис. 5.3.
В режиме отсечки также можно
построить эквивалентную схему,
заменив транзистор разомкнутым
идеальным ключом, как показано на рис. 5.4. В данном случае транзи-
стор имеет близкое к бесконечному сопротивление Romc и небольшой
ток утечки p-n-перехода iym. В справочных данных для режима отсечки
приводятся обратный ток базы 1кб0 и обратный ток коллектора iK30. Об-
ратный ток базы, стекая по базовой цепи управления (рис. 5.5), может
приоткрывать транзистор, поэтому рекомендуется «подтягивать» базу к
эмиттеру с помощью сопротивления Якб0 номиналом несколько со-
тен Ом. В промышленных схемах источников питания эти резисторы
встречаются часто. Иногда их вводят внутрь транзисторов на стадии
изготовления.
Рис. 5.3. Биполярный транзистор
в режиме отсечки
86
Глава 5. Старый добрый биполярный
Рис. 5.4. Эквивалентная схема
транзистора в режиме отсечки
Рис. 5.5. Способ исключения
самопроизвольного открытия
Рассмотрим ситуацию, когда транзистор, включенный по схеме с
общим эмиттером (рис. 5.6), переводится из состояния отсечки в со-
стояние насыщения прямоугольным импульсом 11бэ с идеальным фрон-
том, включенным в момент времени /0. После подачи импульса ток
базы 1б нарастает также мгновенно. Но ток коллектора достигает уста-
новившегося значения iK_Hac не сразу же после появления тока базы.
Как видно из рис. 5.6, <?, проходит некоторое время, называемое време-
нем задержки включения t3ad, по истечении которого ток коллектора iK
начнет нарастать. Причина задержки включения кроется в инерцион-
ности носителей электрического заряда — требуется затратить время,
чтобы эти носители «раскачать». После окончания «раскачки» ток кол-
лектора плавно нарастает и, после истечения времени tHaPf называемого
временем нарастания, достигает установившегося значения iK Hac. Сум-
мируя эти временные интервалы, мы получим время включения транзи-
стора:
~ h
tH
E.5)
had + tHap ,
где teic1 — время включения транзистора.
В справочниках по конкретным типам транзисторов обычно не
разделяют время задержки включения и время нарастания, а приводят
время включения.
При выключении транзистора на его базу в данном случае подается
отрицательное напряжение, в результате чего ток базы меняет свое на-
правление (рис. 5.6, б). Пока происходит рассасывание неосновных но-
сителей заряда в базе, напряжение «база-эмиттер» сохраняется неиз-
менным, ток коллектора также практически не меняет своего значе-
ния. Этот процесс занимает некоторое время, которое называется
временем рассасывания tpac. После окончания процесса рассасывания
происходит уменьшение тока базы и тока коллектора за время спада tcn.
Спад тока коллектора начинается одновременно со спадом тока базы и
Глава 5. Старый добрый биполярный
87
U63A
/б А
Напряжение
"коллектор-эмиттер"
Рис. 5.6. Временные диаграммы коммутационных процессов
в биполярном транзисторе
заканчиваются они почти одновременно. Суммарное время называется
временем выключения транзистора:
*вык = W + *сп , E-6)
гДе UbiK — время выключения транзистора.
В справочных данных обычно приводят времена спада и рассасы-
вания, измеряемые при выходе транзистора из пограничного режима.
Запирание транзистора при измерениях этих параметров всегда пас-
88
Глава 5. Старый добрый биполярный
сивное, то есть обратное напряжение не прикладывается, а база про-
сто замыкается на эмиттер. Как показывает практика, при пассивном
запирании время рассасывания увеличивается, но с этим мирятся, по-
скольку этот режим не требует для своей реализации дополнительных
элементов, а потому широко используется в импульсной силовой схе-
мотехнике.
В табл. 5.1 приведены параметры скорости коммутации для наибо-
лее часто встречающихся отечественных силовых биполярных транзи-
сторов. Если у читателя возникнет желание более подробно познако-
миться со справочными данными, он может заглянуть в книгу [28].
Таблица 5.1. Примеры отечественных биполярных силовых
транзисторов
Тип
КТ812А
KTS41A
КТ847А
КТ856А
КТ878А
2Т885А
КТ8127А
Проводимость
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
п-р-п
*вкл> МКС
0,1
0,08...0,3
0,5
0,08...0,5
0,17...0,4
0,1...0,5
—
tpac, мкс
1,0
0,8...1,0
3,0
2,0
0,8...2,5
2,0
—
tcn» МКС
0,22...1,3
0,06...0,5
1,5
0,5
0,15...0,5
0,25...0,5
0,7...1,0
Как уже было сказано, величина времени рассасывания сильно за-
висит от степени насыщения транзистора. Минимальное время вы-
ключения транзистор имеет в режиме работы, близком к пограничному
насыщению. Для ускорения рассасывания иногда используют рассмот-
ренный нами режим инверсии управляющего напряжения, когда при-
кладывается отрицательное напряжение (рис. 5.6, а). Однако прикла-
дывать к переходу «база-эмиттер» транзистора большое обратное на-
пряжение опасно, так как может произойти пробой р-п-перехода.
Максимальное обратное напряжение «база-эмитгер» указывается в
справочниках и обычно не превышает 5...6 В.
А если под рукой нет справочника или сведения в нем далеко не
блещут полнотой? Тогда можно воспользоваться некоторыми эмпири-
ческими формулами, позволяющими, подставив в них граничную час-
тоту работы транзистора /гр и коэффициент насыщения qHan определить
время включения, выключения и рассасывания для режима пассивного
запирания.
Глава 5. Старый добрый биполярный 89
Расчет времени включения производится по формуле:
'«« = ~ -г-1п-^--. E.7)
2я • / о — 1
J гр ^ нас
Время выключения можно определить по формуле:
t - 0 7——— (^ Я\
Время рассасывания рассчитывают по формуле:
^=5-Vin&v^- E-9)
Какие выводы можно сделать, прочитав этот раздел? Их достаточ-
но много, и все они — не в пользу биполярных транзисторов. Во-пер-
вых, что означает наличие у транзистора значительного времени вы-
ключения, составляющего, как видно из табл. 5.1, величину порядка
4...5 мкс? То, что «биполярники» плохо «работают» в так называемых
двухтактных схемах, о которых мы будем говорить позже. Затяжка вы-
ключения приводит к разного рода трудностям при повышении часто-
ты преобразования выше 30 кГц. Малый коэффициент усиления мощ-
ных транзисторов и высокий его технологический разброс, составляю-
щий у разных партий до 10, заставляют при проектировании схемы
задавать избыточные базовые токи, что требует мощной схемы управ-
ления, снижает КПД преобразователя в целом.
Специфика работы биполярного транзистора в импульсных схемах
такова, что реальная коллекторная нагрузка практически никогда не
бывает чисто активной, а значит, она по-разному нагружает транзи-
стор в разные моменты времени. Из формул E.1) и E.3) следует, что
уменьшение коллекторного тока вводит транзистор в состояние еще
более глубокого насыщения, а это — причина дополнительного увели-
чения времени выключения. Поэтому схемы управления биполярны-
ми транзисторами всегда имеют сложный и запутанный вид, с обили-
ем диодов, трансформаторов, резисторов и конденсаторов, поскольку
требуется обеспечивать форсирование процессов рассасывания и за-
крывания. В конечном итоге усложнение схемы всегда приводит к по-
нижению надежности.
Работа с импульсными преобразователями, построенными на би-
полярной элементной базе, часто вызывает разочарование у радиолю-
бителей. Как правило, преобразователи с низким входным напряжени-
ем сильно нагреваются, а над сетевыми источниками питания прихо-
дится «колдовать» очень долго, отправляя в мусорное ведро транзистор
за транзистором, прежде чем схема начнет работать более-менее устой-
чиво. Доказательством тому служит очень ограниченное количество се-
90 Глава 5. Старый добрый биполярный
тевых импульсных источников питания, разработанных радиолюбите-
лями и опубликованых в радиолюбительской литературе, — эти схемы
на основе «биполярников» можно пересчитать по пальцам. Низко-
вольтные радиолюбительские импульсные стабилизаторы встречаются
чаще, но ненамного. В профессиональной технике импульсные преоб-
разователи используются достаточно давно. Мало того, существуют
технические области, где отказ от их использования влечет за собой не-
возможность выполнения поставленной задачи, к примеру, в авиации,
космонавтике, в разработке малогабаритной автономной аппаратуры.
Поэтому «биполярники» все равно трудились в промышленных преоб-
разователях, правда, их схемотехника часто являла собой настолько
«накрученные» решения, что разобраться в них могли лишь сами раз-
работчики.
Существует, пожалуй, единственный случай, когда импульсные
источники электропитания на основании чисто биполярной базы вы-
пускались и продолжают выпускаться, не снижая темпов, десятками
миллионов. Речь идет о питании массовых персональных компьюте-
ров. Эти блоки, входящие в состав «пентиумов», настолько отработа-
ны, что их схемотехника претерпела лишь незначительные изменения
на протяжении десятка лет. Познакомиться с ними можно, например,
в книге [29].
5.2. Параллельное включение транзисторов
Параллельное включение однотипных элементов для увеличения
их общей нагрузочной способности — давно известный в схемотехнике
прием. Так поступают с резисторами, конденсаторами, дросселями,
вторичными обмотками трансформаторов и во многих других случаях.
Точно так же можно включать параллельно биполярные транзисторы,
однако это включение имеет некоторые особенности, о которых мы
сейчас будем говорить.
В мощных импульсных источниках питания, в коллекторных цепях
которых проходят токи, непосильные для одиночных транзисторов,
широко пользуются преимуществами параллельного включения тран-
зисторов. В этом случае общий ток распределяется между отдельными
транзисторами приблизительно одинаково.
Однако решение задачи «в лоб», то есть непосредственное соедине-
ние электродов «база к базе», «коллектор к коллектору», «эмиттер к
эмиттеру» не проходит — токи распределяться равномерно в этой схеме
не будут, и вот почему. Разберем на примере.
Предположим, что мы соединили параллельно транзисторы VT1 и
VT2, как показано на рис. 5.7, а.
Глава 5. Старый добрый биполярный
91
VT1
о К
к
/max у /min
a)
VTi RHac RHac
1
6)
Ita
Рис. 5.7. Параллельное соединение транзисторов (а)
и эквивалентная схема (б)
Проанализируем эквивалентную схему этого соединения (рис. 5.7, б)
в режиме насыщения. Пусть транзистор VT1 имеет минимально воз-
можный параметр EMin, равный 0,1 В, a VT2 — максимально возмож-
ный Emax, равный 0,5 В. Сопротивления транзисторов в открытом со-
стоянии считаем примерно одинаковыми, напряжение 1/кэ в состоянии
насыщения можно узнать из справочника — оно одинаково для обоих
транзисторов. К примеру, для транзистора КТ812 напряжение насыще-
ния составляет 0,6 В (типовое значение). Составляя математические
выражения для данной эквивалентной схемы, мы можем получить
формулу:
max кэ min
E.10)
Если в полученное выражение подставить все числовые значения,
то окажется, что ток через транзистор VT1 будет примерно в 5 раз боль-
ше, чем ток через транзистор VT2. Другими словами, мощность, рас-
сеиваемая транзистором VT1, будет в 25 (!) раз больше, чем мощность,
рассеиваемая транзистором VT2. Предполагая разделить токи4 пополам,
в результате мы получили пятикратный небаланс токов, что, вне всяко-
го сомнения, приведет к выходу из строя транзистора VT1.
Чтобы избежать неприятностей, связанных с небалансами токов, в
эмиттерные цепи транзисторов включают выравнивающие резисторы с
небольшим сопротивлением, как показано на рис. 5.8, а.
Эквивалентная схема параллельного включения двух транзисторов
приведена на рис. 5.8, б. В ней нет смысла раскрывать «внутренности»
так, как это было сделано на рис. 5.7, б, а взять из справочника макси-
мальное и минимальное значения напряжения насыщения UHac min и
Uhqc max B предположении, что мы соединяем «наилучший» и «наихуд-
ший» транзисторы. Резисторы R3 устанавливаются одинаковыми.
92
Глава 5. Старый добрый биполярный
VT1
К —х-
UHac_min + + | U нас_
?Ra [>э
'max x 'min
а) б)
Рис. 5.8. Выравнивание токов с помощью дополнительных резисторов
Значение максимального тока imax определяется так:
ту
Кэ
Значение минимального тока imm:
кэ кэ max
E.11)
E.12)
Разбаланс токов в эмиттерных цепях:
А/ = 'max ~ 'mm =
^ omax /omin
Сопротивление выравнивающих резисторов:
R, =
^ кэ_тах omin
А/
E.13)
E.14)
Расчет сопротивления выравнивающих резисторов необходимо на-
чинать с определения допустимого разбаланса токов А/ в эмиттерных
цепях транзисторов. Эта величина может составлять около 10% от но-
минального среднего тока, проходящего через транзистор. Скажем, для
двух транзисторов при общем токе 10 А средний ток через каждый
транзистор будет 5 А, допустимый разбаланс — 0,5 А. Затем по форму-
ле E.14) вычисляется сопротивление Яэ. Для упомянутого транзистора
КТ812 в данных условиях сопротивление составит 1 Ом.
Преимущества такого метода очевидны: во-первых, он позволяет
провести расчет для любого количества транзисторов, а во-вторых, что
Глава 5. Старый добрый биполярный 93
не менее важно, — не нужно подбирать в каждый эмиттер свой рези-
стор, как это иногда предлагается в литературе.
Следует отметить, что на выравнивающих резисторах рассеивается
дополнительная мощность, а значит, снижается КПД преобразовате-
ля. Однако с этим приходится мириться. В силу того, что в расчетах
приняты «наихудшее» и «наилучшее» значения напряжения насыще-
ния, токовыравнивающий резистор рассчитывается как бы с запасом
сопротивления. Реально, взяв партию транзисторов, измерив это на-
пряжение при протекании постоянного рабочего тока, определив мак-
симальный разбаланс напряжений и рассчитав сопротивление по фор-
муле E.J4), возможно несколько уменьшить величину эмиттерных ре-
зисторов. Подробно такая методика приведена в книге [30].
Существуют и более сложные методы симметрирования токов, ис-
пользующие в качестве выравнивающих элементов специальные согла-
сующие трансформаторы, включаемые в эмиттеры соседних пар тран-
зисторов. Этот способ, по мнению его изобретателей, более эффекти-
вен с точки зрения КПД, но в силу сложности расчета остается за
рамками данной книги. Интересующиеся могут познакомиться с ним в
книге [31], поскольку в планы автора этой книги не входит подробный
рассказ об особенностях проектирования импульсных устройств на би-
полярных транзисторах.
5.3- Так ли хорош составной транзистор?
Составной или так называемый «дарлингтоновский» транзистор
часто встречается в технике линейных усилителей, поскольку обладает
рядом существенных преимуществ по сравнению с одиночным транзи-
стором, среди которых главным является высокий коэффициент уси-
ления. Великий соблазн для разработчика импульсной техники состоит
в делании использовать этот замечательный элемент в качестве сило-
вого ключа, ведь большинство одиночных силовых транзисторов имеет
коэффициент усиления по току порядка 10...20. Если, скажем, в сило-
вой цепи необходимо получить ток порядка 10 А, нужно обеспечить
протекание в цепи «база-эмиттер» тока порядка 0,5... 1 А. То ли дело со-
ставной транзистор — в этом случае, казалось бы, можно обойтись и
десятками миллиампер. Схема управления источником значительно
упрощается, повышается ее КПД, надежность...
Такое решение проблемы с обеспечением малозатратного управле-
ния силовыми транзисторами лежит, что называется, «на поверхно-
сти», и начинающий профессиональный разработчик, равно как и ра-
диолюбитель, не минует этой идеи. Не миновала она в свое время и ав-
тора книги. Правда, в данном случае пришлось всерьез разбираться с
последствиями воплощения идеи в жизнь. Заключалась проблема в
94
Глава 5. Старый добрый биполярный
следующем: при параллельном соединении составных биполярных
транзисторов типа КТ834А выравнивающие резисторы были рассчита-
ны по правилам, однако все равно происходил крайне неравномерный
прогрев корпусов транзисторов и даже выход наиболее нагретых экзем-
пляров из строя.
Чтобы уяснить себе причины столь печального результата, нам не-
обходимо вернутся к модели транзистора, состоящей из двух диодов,
как показано на рис. 5.9. Транзистор VT1 легко можно перевести в со-
стояние насыщения, задав потенциал его базы, как полагается, выше
потенциала коллектора. В то же время потенциал базы транзистора
VT2 не может стать выше потенциала коллектора: в процессе открытия
транзистор VT1 только «подтягивает» базу транзистора VT2 к коллекто-
ру, следовательно, его коллекторный переход не открывается и транзи-
стор VT2 не переходит в состояние насыщения.
Более того, в данном случае нельзя пользоваться приведенной выше
методикой для расчета выравнивающих резисторов. Более тонкий рас-
чет, основанный на анализе разброса коэффициентов усиления по
току, показывает, что величина этих резисторов должна составить не-
сколько десятков Ом, что, конечно, неприемлемо для мощной схемы.
Рис. 5.9. Модель составного транзистора в ключевом режиме
Вывод из всей этой истории такой: если разработчик решил созда-
вать схему на основе силовых биполярных транзисторов, ему необхо-
димо с предельной аккуратностью отнестись к разработке управляю-
щих цепей, поскольку именно от их качества зависит работоспособ-
ность всего устройства.
А еще один вывод диктует разнообразная современная элементная
база. Раньше, когда речь шла о преобразовании больших мощностей, у
инженера не было особого выбора, и он пускался на различные ухищ-
рения, чтобы использовать биполярные транзисторы. Теперь, с появ-
лением альтернативы в виде силовых полевых приборов, о биполярных
транзисторах можно вообще забыть... Но об этом мы поговорим в сле-
дующей главе.
Глава 5. Старый добрый биполярный 95
5.4. Предельные режимы биполярного
транзистора
Последнее в данной главе, на что хотелось обратить внимание чи-
тателя, касается перечня причин, по которым биполярные транзисто-
ры, работающие в импульсной технике, выходят из строя. Как показы-
вает практика, при разработке электрической схемы импульсного уст-
ройства очень важно определиться с максимально допустимыми
напряжениями и токами, максимальной рассеиваемой мощностью и
допустимой температурой корпуса транзистора.
Любой радиоэлемент имеет область допустимых рабочих парамет-
ров, превышение которых приводит к выходу его из строя. Биполярные
транзисторы подвержены трем видам пробоя р-п-переходов:
а) токового — при превышении максимальйо'допустимого тока
коллектора;
б) лавинного — при превышении максимально допустимого напря-
жения «коллектор-эмиттер»;
в) теплрвого — при превышении максимально допустимой темпе-
ратуры р-п-перехода.
Существует два вида пробоя: первичный и вторичный. Первичные
токовые, лавинные и тепловые пробои обратимы, то есть после их воз-
никновения, диагностики и снятия причины возникновения работо-
способность биполярного транзистора может быть восстановлена, так
как транзистор в данном случае не теряет управляемости: его можно
перевести в режим отсечки, снять питающее напряжение, включить
средства охлаждения, например вентилятор. Вторичный пробой тран-
зистора происходит спустя некоторое время (обычно 10... 100 мкс)
после развития первичного пробоя. Этот процесс характеризуется
стремительным неуправляемым нарастанием тока коллектора, управ-
ляемость транзистора теряется, происходит проплавление полупровод-
ника. После воздействия вторичного пробоя биполярный транзистор
можно смело отправить в мусорное ведро — восстановлению он не
подлежит.
Несколько слов о названных типах первичного пробоя и о способах
их предотвращения. Лавинный пробой связан с быстрым размножени-
ем носителей заряда в обратносмещенном p-n-переходе «коллек-
тор-база» при превышении допустимой величины напряжения «кол-
лектор-эмиттер», обозначаемой в справочных данных под рубрикой
«предельные параметры».
В схемах импульсных преобразователей базовые электроды сило-
вых транзисторов практически всегда соединяются с эмиггерными
электродами через небольшие резисторы сопротивлением 50... 100 Ом.
Этот схемотехнический прием повышает напряжение лавинного про-
96
Глава 5. Старый добрый биполярный
боя, поскольку образующиеся в результате развития пробоя носители
заряда скапливаются в базовой области, вызывая приток заряда из об-
ласти эмиттера, что в конечном итоге увеличивает ток коллектора. Но
упомянутый резистор обеспечивает удаление заряда из области базы,
предотвращая лавинное нарастание величины заряда. Кстати, обычно
в справочниках предельная величина напряжения «коллектор-эмит-
тер» указывается с оговоркой в виде величины сопротивления резисто-
ра «база-эмиттер» (R63), при котором измерение проводилось. Читате-
лю нужно запомнить, что при уменьшении сопротивления этого рези-
стора напряжение лавинного пробоя увеличивается и достигает
максимума при подключении базы непосредственно к эмиттеру.
Причина теплового пробоя кроется в наличии выделения тепловой
мощности на p-n-переходе. Этот процесс в нормальном режиме работы
идет медленно, однако с ростом температуры кристалла внутри полу-
проводника образуется все больше подвижных носителей заряда, рас-
тут токи утечки и в какой-то момент полупроводник становится обыч-
ным проводником — в нем исчезает p-n-переход. Если не принять мер
к снижению температуры кристалла, произойдет его проплавление в
режиме вторичного пробоя. В основном эти меры сводятся к расчету
охладителя и будут рассмотрены нами в следующих главах. В справоч-
ных данных обычно принято указывать предельную рабочую темпера-
туру кристалла или окружающей среды.
Особенностью импульсных схем является работа силовых биполяр-
ных транзисторов в режимах, близких к предельным, особенно в части
температуры p-n-переходов. Чтобы транзисторы не выходили из строя,
в справочниках приводятся так называемые графики области макси-
1к, А
Ф
Стат
/
ическ
и
й
Ч
s
ки
/
/
^Ч
ч^
\
s
^ч
\
s
ч
\
11
1
\^
\
ч
Юм
к
ч
ч^
ч
сг—
<^
0,1
0.01 -----
0,001 L-
В
2 4 56 810 20 40 60 100 200 400600 Uks
Рис. 5.10. Область максимальных режимов транзистора КТ841А
Глава 5. Старый добрый биполярный 97
мальных режимов. На рис. 5.10 показан типовой график для транзисто-
ра КТ841А. На графике отдельно выделен статический режим работы,
остальные линии относятся к импульсным режимам. Область макси-
мальных режимов ограничена пятью линиями. Линия «1» — граница
максимально допустимого тока коллектора; линия «2» — граница мак-
симально допустимой мощности рассеяния; линия «3» — граница зоны
вторичного пробоя; линия «4» — граница максимально допустимого
прямого напряжения «коллектор-эмиттер»; линия «5» — граница мак-
симально допустимого обратного напряжения «коллектор-эмиттер».
Хорошо видно, что при уменьшении длительности токового импульса
область максимальных режимов расширяется.
Еще раз повторимся, что биполярные транзисторы ныне использу-
ются в импульсной силовой технике все реже и реже. Их место активно
занимают транзисторы MOSFET и IGBT, имеющие несомненные тех-
нические преимущества.
Глава 6
Основы тепловых расчетов
Общие подходы к расчету тепловых режимов силовых
элементов. Методы обеспечения благоприятных
тепловых режимов
...Размеры радиаторов я прикинул приблизительно, по размеру радиаторов в
блоке питания компьютера. Блок питания в компьютере рассчитан примерно на
200 ватт, значит, исхожу из мощности своего блока питания и размеры радиато-
ра беру пропорционально. Если будет мало, возьму радиатор побольше...
Из переписки
...В свое время недооценил необходимость тепловых расчетов при разработке
источника питания на 150 ватт, радиатор «на глазок» сделал. Уже при мощности
80 ватт транзистор сильно нагревается, приходится его вентилятором обду-
вать...
Из отзывов на первое издание
Нам уже не раз приходилось говорить о том, что силовые элементы
импульсных устройств рассеивают значительное количество тепла,
или, говоря проще, нагреваются. К этим элементам относятся и транс-
форматоры, и дроссели, и транзисторы, и выпрямительные диоды, и
микросхемы. Перегрев любого элемента выше допустимого уровня од-
нозначно приводит к выходу его из строя, поэтому для отвода тепловой
мощности обычно предусматривают охладитель. Но взяв первый по-
павшийся «под руку» радиатор, «на глазок» оценив его теплоотводящие
способности, можно сильно просчитаться, и этот просчет станет роко-
вым для схемы. Поэтому вопросам расчета конструктивных парамет-
ров радиаторов посвящается отдельная глава.
6.1. Как оценить тепловой режим элемента
Начало исследований распространения тепла в веществе относится
к эпохе Ньютона. С тех пор прошло достаточно времени, чтобы пере-
вести знания из чисто научной плоскости в плоскость инженерную, то
есть создать типовые расчетные методики.
Глава 6. Основы тепловых расчетов
99
Tj>T
J
Рис. 6.1. Обобщенная
тепловая модель
С чего нужно начинать тепловой расчет? Необходимо разработать
тепловую модель всего электронного устройства или его отдельных
частей. Создание точной тепловой модели, учитывающей все возмож-
ные нюансы, — задача достаточно сложная. Поэтому в тепловых расче-
тах пользуются упрощенными моделями, в которых тепловыделяющие
элементы и охладители заменяются их простыми эквивалентами со
стандартными характеристиками.
Пока представим себе некоторую рав- Rii
номерно нагретую поверхность, имеющую
температуру Ть а также другую поверх-
ность с температурой 7}, также равномерно
прогретую. Учтем, что первая поверхность
имеет более высокую температуру, чем
вторая, следовательно, между этими по-
верхностями будет происходить перенос
теплового потока, а именно, тепловой по-
ток Pj устремится от первой поверхности
ко второй, как показано на рис. 6.1.
Динамика процесса такова, что первая
поверхность будет остывать, а вторая —
нагреваться. Но этот процесс не происхо-
дит бесконечно: в какой-то момент време-
ни между поверхностями образуется теп-
ловое равновесие и дальнейшие изменения прекратятся. Для состоя-
ния теплового равновесия можно записать следующее уравнение:
Тг-Т} =P,R,j, F.1)
где R,j — так называемое тепловое сопротивление.
Вам ничего не напоминает формула F.1)? Попробуйте заменить
разницу температур на разность электрических потенциалов, тепловой
поток на силу электрического тока, а тепловое сопротивление — на
электрическое сопротивление, и вы получите форму записи зако-
на Ома для участка цепи. Аналогия эта чисто формальная, но она по-
зволяет понять тепловые режимы элементов электрических схем, поль-
зуясь хорошо известными соотношениями.
А теперь поговорим о том, что же такое тепловое сопротивление. Те
читатели, кто хотя бы собирали обычный трансформаторный блок пи-
тания с мощным регулирующим транзистором, наверняка знают, что
от того, насколько хорошо прижат силовой транзистор к радиатору, бу-
дет зависеть температура его нагрева. Транзистор, прижатый к ровной
и чистой поверхности радиатора, будет равномерно прогреваться вме-
сте с радиатором и хорошо отдавать тепло, в то время как неровная, по-
крашенная краской и грязная рабочая поверхность под транзистором
700 Глава 6. Основы тепловых расчетов
препятствует теплопередаче. Транзистор в этом случае раскаляется
если не докрасна, то обязательно до шипения под влажным пальцем.
Гладкая и чистая поверхность металла имеет небольшое тепловое со-
противление, а грязная, окрашенная и неровная — высокое.
Определение теплового сопротивления — главная задача тепловых
расчетов. Для разных элементов и конструктивных деталей эта задача
решается по-разному. В последующих разделах мы рассмотрим, как ре-
шить эту задачу для полупроводниковых приборов и индуктивных эле-
ментов.
6.2. Тепловые режимы
полупроводниковых приборов
Типичная конструкция силового полупроводникового прибора,
будь то диод, транзистор или специализированная мощная микросхе-
ма, показана на рис. 6.2. Полупроводнику (Junction) установлен на теп-
лопроводящую подложку проводящего или непроводящего типа, кото-
рая другой стороной выходит на поверхность корпуса с (case) прибора.
Температура полупроводника обозначается символом 7}. Температура
полупроводника и температура корпуса не равны друг другу, поэтому
между полупроводником (кристаллом) и корпусом имеется некоторое
тепловое сопротивление Rlhjc «кристалл-корпус» (индекс th обозначает,
что сопротивление носит тепловой характер, а не электрический). Ве-
личина этого сопротивления для конкретного полупроводникового
прибора приводится в справочных данных.
Корпус прибора прилегает к радиатору s (silk heat). Между корпу-
сом и радиатором также имеется некоторое тепловое сопротивление
Rth cs «корпус-радиатор». Величину этого теплового сопротивления «до-
быть» несколько сложнее — она зависит от состояния прилегающих
поверхностей, от наличия или отсутствия электроизоляционной под-
ложки между корпусом и радиатором.
Тепловая энергия не исчезает — она должна рассеиваться в окру-
жающую среду, обозначенную на рис. 6.2 буквой a (ambient). Поэтому
для выполнения расчета необходимо также знать тепловое сопротивле-
ние Rth_sa «радиатор-среда». Поверхность радиатора в подавляющем
большинстве случаев контактирует с воздухом, теплопроводность кото-
рого невысока. Пространство вокруг радиатора прогревается хорошо,
но естественная конвекция довольно неспешно удаляет нагретый воз-
дух и заменяет его более холодным. Поэтому для снижения теплового
сопротивления «радиатор-среда» применяют принудительную вентиля-
цию в виде всем знакомого вентилятора в компьютерном блоке пита-
ния, который периодически начинает громко шуметь и раздражать ок-
ружающих. Не так давно принудительное охлаждение стали применять
Глава 6. Основы тепловых расчетов
101
Радиатор
© I ,—,Rth-sa.
Рис. 6.2. К расчету теплового режима полупроводниковых приборов
для охлаждения «сердца» настольного персонального компьютера —
процессора. А там, где принудительная вентиляция нежелательна или
просто недопустима, приходится устанавливать крупный радиатор. Для
улучшения теплоотдачи поверхность радиатора стремятся сделать как
можно больше — его ребрят и покрывают электрохимическим спосо-
бом в черный цвет. Если тепловыделение элемента настолько высоко,
что не удается снизить его температуру даже при помощи вентиляторов,
применяют жидкостное охлаждение. Радиатор в этом случае представ-
ляет собой сложную конструкцию с герметичными каналами, через ко-
торые прокачивается вода или масло. В радиолюбительской практике
едва ли удастся применить этот метод, но профессиональная мощная
техника допускает в определенных условиях жидкостное охлаждение.
Расчет теплового сопротивления
«радиатор-среда» — это отдельная
инженерная задача, решение кото-
рой зависит от конфигурации радиа-
тора, способа его установки в прибо-
ре, наличия или отсутствия прину-
дительного охлаждения, и об этом
мы поговорим чуть позже, а сейчас
составим типовую тепловую модель
согласно рис. 6.3.
Рис. 6.3. Схема расчета тепловых
режимов
102
Глава 6. Основы тепловых расчетов
На приведенной модели мы видим уже знакомые нам параметры,
соединенные между собой в виде электрической схемы. Температура
кристалла, согласно этой модели, вычисляется из выражения:
(RthJC + Rth cs + Rth _„ )Pn,
F.2)
где Pn — полная мощность потерь в полупроводниковом элементе.
Мощность потерь Рп необхо-
димо вычислить при разработке
конкретной электрической схемы,
а температура окружающей среды
Тп обычно задается в пределах
25...30 °С. Таким образом, по фор-
муле F.2) вычисляется требуемое
тепловое сопротивление Rth sa «ра-
диатор-среда» и разрабатывается
конструкция радиатора. Типичный
радиатор с оребренной поверхно-
стью показан на рис. 6.4.
На практике часто встречается
ситуация, когда к одному радиато-
ру прикрепляется несколько полу-
проводниковых приборов. Расчет-
ная схема для такого случая пока-
зана на рис. 6.5.
Иногда' можно вообще обой-
тись без радиатора. Чтобы прове-
рить такую возможность, в справочных данных приводится еще одно
тепловое сопротивление RJhJa «кристалл-среда». Температура кристал-
ла в данном случае оценивается по формуле:
Рис. 6.4. Типичный радиатор
с оребренной поверхностью
RthJaPn.
F.3)
Случаи, когда разработчику в целях электробезопасности требуется
изолировать корпус радиатора от полупроводникового прибора, не
столь редки. Конечно, разработаны специальные изолированные кор-
пуса, и такие модификации можно приобрести, но они обладают худ-
шими показателями теплопроводности. Однако более известен и попу-
лярен у разработчиков другой путь — применение теплопроводящих
электроизоляционных прокладок. Данный способ подходит к любым
транзисторам, которые возможно устанавливать на радиаторы. Заме-
тим, что в справочных данных указываются тепловые сопротивления
для случая непосредственного контакта корпуса с радиатором. Если мы
намереваемся использовать прокладку, нужно скорректировать тепло-
Глава 6. Основы тепловых расчетов
ЮЗ
вое сопротивление Rth_cs, добавив к нему тепловое сопротивление про-
кладки:
Rth_cs =
,_спр + R*_P> F-4)
где Rth_cs_cnP — тепловое сопротивление «корпус-радиатор», взятое из
технической документации на конкретный прибор;
Rth_p — тепловое сопротивление прокладки.
Tji Tj2
1 Rthjd Rthjc2 f
Rth cs1 Rth cs2|
Rth :
Рис. 6.5. Схема расчета тепловых режимов в случае установки нескольких
приборов на одном радиаторе
В табл. 6.1 приведены скорректированные тепловые сопротивления
Rth cs (°С/Вт) для двух видов массовых корпусов.
Таблица 6.1. Значения суммарного сопротивления
«корпус-радиатор»
Тип
корпуса
ТО-3
ТО-220
Тепловое сопротивление Rth cs с прокладкой
Термопленка
@,051 мм)
0,52
2,25
Слюда
@,076 мм)
0,36
1,75
Анодированный
алюминий
@,51 мм)
0,28
1,25
Оксид
бериллия
A,5 мм)
0,18
1,15
А как быть, если у разработчика имеются другие токоизолирующие
материалы, если они имеют другую толщину или тип корпуса прибора
отличается от указанного в табл. 6.1? В этом случае нам необходимо са-
мостоятельно вычислить тепловое сопротивление прокладки. В расче-
тах мы используем результат, полученный для так называемой неогра-
104 Глава 6. Основы тепловых расчетов
ничейной плоской однородной стенки. С большой степенью точности
прокладку можно сопоставить этой модели, так как ее толщина много
меньше остальных двух размеров. Тепловое сопротивление в этом слу-
чае вычисляется так:
R = А_ F.5)
р X Sp
где 5^ — толщина прокладки;
X — коэффициент теплопроводности, Вт/(м°С);
Sp — площадь одной стороны прокладки.
Коэффициент теплопроводности приводится в справочниках по
электротехническим материалам. В табл. 6.2 содержатся сведения о ко-
эффициентах теплопроводности некоторых электроизоляционных ма-
териалов, которые часто используются в производстве силовой элек-
тронной техники.
Таблица 6.2. Коэффициенты теплопроводности некоторых
материалов
Материал
Паста КПТ-8
Полиметилсиликсан
Герметик «Эластосил 11-01»
Слюда
Текстолит
Гетинакс
Стеклотекстолит
Коэффициент
теплопроводности, Вт/(м °С);
0,70...0,75
0,12...0,16
0,70...1,0
0,43...0,60
0,23...0,33
0,18...0,25
0,17...0,18
Сегодня материалы, приведенные в табл. 6.2, за исключением,
пожалуй, пасты КПТ-8, применяются в целях электроизоляции ра-
диаторов редко, так как им нашлась отличная альтернатива в виде
полимерных листовых материалов. Один из таких материалов выпус-
кается белорусской фирмой «Номакон» по техническим условиям ТУ
РБ 14576608.003-96 под названием «Номакон-GS». Это — электро-
изоляционный материал, теплопроводность которого превосходит те-
плопроводность ранее известных материалов, что позволяет повысить
эффективность отвода тепла от нагретых силовых элементов. По-
скольку материал эластичен, в момент прижатия силового элемента к
радиатору он заполняет неровности и шероховатости, обеспечивая
Глава 6. Основы тепловых расчетов
105
дополнительный тепловой контакт. Стоимость материала невысока,
при нагревании он не выделяет вредных и токсичных веществ. Ха-
рактеристики «HoMaKOHLGS» приведены в табл. 6.3.
Таблица 6.3. Основные характеристики материала «Номакон-GS»
Характеристика
Удельное объемное сопротивление
Теплопроводность
Пробивное напряжение
Тангенс угла потерь на частоте 1000 Гц
Рабочая температура
Толщина
Единицы
измерения
Омсм
Вт/(м°С)
кВ
—
°С
мм
Значение
1014
1...2
3,0
D...4,5)-10
-60...+250
0,22
Номенклатура выпускаемых готовых изделий, приведенная на
рис. 6.6, может быть дополнена самостоятельным изготовлением про-
кладок под имеющиеся корпуса. Фирма выпускает листы размерами
220 х 140 мм, 140 х 135 мм, поэтому не составит особого труда приме-
нять эти изделия в своих конструкциях, как профессиональных, так и
радиолюбительских. Приобрести прокладки можно во многих фирмах,
торгующих радиокомпонентами.
Тип 1А4229
Тип 1А3521
03.6,
Рис. 6.6. Номенклатура электроизоляционных прокладок
фирмы «Номакон»
6.3. Законы теплообмена
Прежде чем приступить к конструктивному расчету радиаторов для
охлаждения силовых полупроводниковых приборов, необходимо рас-
сказать о том, какими способами распространяется тепло в веществе.
Как показывают исследования, существует три способа его распро-
странения: конвективный, посредством излучения и кондуктивый.
106 Глава 6. Основы тепловых расчетов
Конвекция
Озадачимся таким вопросом: зачем мы дуем на только что припа-
янный к печатной плате проводник? Мы отлично знаем, что припой
быстрее затвердеет, поскольку поток воздуха отводит тепло.
Конвективный теплообмен между твердым телом и газообразной
(жидкой) средой в общем случае подчиняется закону Ньютона-
Рихмана:
Pn=akSs(T5-Ta), F.6)
где Рп — тепловая мощность потерь, которую радиатор должен рассе-
ять в окружающем пространстве;
Ss — эффективная площадь поверхности радиатора;
Ts — температура радиатора;
Та — температура окружающей среды;
а* — коэффициент конвективного теплообмена между радиато-
ром и средой.
Внимательно посмотрев на соотношение F.6), мы можем прийти к
выводу, что величина, обратная произведению площади поверхности
радиатора на коэффициент теплообмена, нам хорошо известна — это
тепловое сопротивление «радиатор-среда»:
^**=-V. <б-7>
Индекс к при тепловом сопротивлении показывает, что теплооб-
мен в этом случае осуществляется только конвективным способом.
Конвективная составляющая теплообмена в значительной степени
зависит от того, какова конструкция радиатора, каким образом распо-
ложен радиатор в устройстве, обдувается ли он принудительно.
В табл. 6.4 приводятся расчетные формулы коэффициента теплообмена
для наиболее распространенных на практике случаев.
Значение коэффициента А2 для воздушной среды выбирается по
значению средней температуры Тср из табл. 6.5. Средняя температура
определяется из соотношения:
Тгр = ^~s-. F.8)
Коэффициент теплообмена конвективным способом численно ра-
вен мощности, рассеиваемой единицей поверхности радиатора при ус-
ловной разности между температурой радиатора и температурой среды
в 1 °С.
Глава 6. Основы тепловых расчетов
107
Таблица 6.4. Расчетные формулы для коэффициента теплообмена
Плоская поверхность радиатора, ориенти-
рованная вертикально:
F.9)
D
Плоская поверхность радиатора, ориенти-
рованная горизонтально, нагретой сторо-
ной вверх:
4pw7
F.10)
Плоская поверхность радиатора, ориенти-
рованная горизонтально, нагретой сторо-
ной вниз:
F.11)
D
Плоская поверхность радиатора, обдувае-
мая потоком воздуха со скоростью V:
ак = 0,66Л. J— для — <105
Vv h v
а, = 0,032 J-1 для — >10
LJ
1
J
F.12)
F.13)
X — теплопроводность материала радиатора;
v — так называемый кинематический ко-
эффициент вязкости среды (для воздуха
v = 1,33 -105)
И — высота радиатора (в направлении по-
тока)
Таблица 6.5. Значение коэффициента А2
Jcp/C
А2
0
,42
10
1,40
20
1,38
30
1,36
40
1,34
60
1,31
80
1,29
100
1,27
120
1,26
140
1,25
150
1,24
108 Глава 6. Основы тепловых расчетов
Излучение
Разобравшись с конвективным способом теплообмена, зададим
себе еще один вопрос: как происходит охлаждение электронной лам-
пы, в которой воздух откачан из баллона, а это значит, что накальный
электрод работает в вакууме, где принципиально не может существо-
вать никакой конвекции. Энергия опять же не имеет права исчезать «в
никуда», следовательно, накальный электрод должен расплавиться.
Однако такого не происходит, потому что тепловая,энергия не только
переносится подвижной средой, но и излучается.
Закон передачи энергии излучением очень похож на закон конвек-
ции:
Pn=a,,Ss(Ts-Ta), F.14)
где ал — коэффициент теплообмена излучением.
По аналогии с формулой F.7) мы можем определить значение теп-
лового сопротивления при условии теплообмена посредством излуче-
ния:
4*«, = -V. FЛ5)
Индекс л при тепловом сопротивлении показывает, что теплообмен
в этом случае осуществляется только способом излучения.
Чтобы определить тепловое сопротивление Rth sa л, необходимо вы-
числить коэффициент теплообмена по формуле:
ал=б,Фда/G;,Г5), F.16)
где es — приведенная степень черноты поверхности излучения;
q>sa — коэффициент облученности;
f(Ta у TJ — переходная температурная функция, определяемая раз-
ностью температур среды и радиатора.
Понять физический смысл величины е5 мы сможем, если вспом-
ним, что черная поверхность гораздо сильнее нагревается солнечными
лучами, чем светлая или полированная. По этой причине теплоотводя-
щие радиаторы всегда стремятся окрасить в темные цвета. Степень
черноты разных поверхностей обозначена в табл. 6.6.
Коэффициент облученности ysa показывает, какая часть энергии,
излученной радиатором, попадает в окружающую среду. Поясним фи-
зический смысл коэффициента облученности, представив, что у нас
имеется ребристый радиатор, как показано на рис. 6.7. Часть энергии
со «дна» радиатора, заштрихованная на рисунке, свободно переходит в
сРеду, а часть, не обозначенная штриховкой, поглощается ребрами.
Глава 6. Основы тепловых расчетов
109
Таблица 6.6. Степень черноты разных поверхностей
Материал
Алюминий с полированной поверхностью
Окисленный алюминий
Силуминовое литье
Черненый анодированный сплав
Латунь окисленная
Краски матовые темных цветов
Лак черный матовый
0,04...0,06
0,20...0,31
0,31...0,33
0,85...0,9
0,22
0,92...0,96
0,96...0,98
Для плоских радиаторов мы будем считать <psa = 1. В случае ребреного
радиатора коэффициент облученности рассчитывается по формуле:
F.17)
где а — расстояние между соседними ребрами;
х — высота ребра.
Y Л'.-
Щ
\
_4
4 § >.
\ *
Рис. 6.7. К расчету коэффициента облученности
Переходная функция f(Ta,Ts) может быть определена из выраже-
ния:
F.18)
Размерность з>1ачений функции f(Ta,Ts) — Вг/(м2 °С).
110
Глава 6. Основы тепловых расчетов
Кондукция
Мы уже встречались с кондуктивным теплообменом, когда говори-
ли о сопротивлениях «кристалл-корпус» и «корпус-радиатор», то есть в
случаях, когда теплопроводность среды высока, а размеры вещества в
направлении распространения теплового потока много меньше его ос-
тальных размеров. Распространение тепла через электроизоляционную
подложку, которая применяется для изоляции радиатора от электриче-
ских цепей, — также типичный случай кондукции. Понятно, что ее
толщина также мала по сравнению с высотой и шириной, поэтому весь
тепловой поток, показанный на рис. 6.8 (поз. «1»), проходит через про-
кладку полностью, не рассеиваясь на ее боковых гранях. Если боковые
грани также начинают рассеивать тепло, что изображено на рис. 6.8
(поз. «2»), о кондуктивном теплообмене говорить уже нельзя.
Рис. 6.8. Кондуктивный A) и сложный B) теплообмен
Иногда в качестве охладителей используют не специально разрабо-
танные радиаторы, а стенки корпуса прибора. Например, в модульных
источниках питания корпус одновременно служит радиатором — его в
ряде случаев ребрят и красят в черный цвет. Внутреннее пространство
заполняется теплопроводящим компаундом, обеспечивающим, ко все-
му прочему, и механическую стойкость к удару.
Общий случай теплообмена
В тепловых расчетах охладителей нужно учитывать все три состав-
ляющие теплообмена, однако при расчете тешюобменных процессов
между радиатором и окружающей средой можно пренебречь кондук-
тивной составляющей, поскольку она вносит свой существенный вклад
только при передаче тепла от корпуса элемента к радиатору через элек-
троизоляционную подложку. С учетом сказанного, эквивалентное теп-
ловое сопротивление «радиатор-среда» определяется из выражения:
R R
п th_sa к thsa.i
F.19)
Глава 6. Основы тепловых расчетов 111
С другой стороны, учитывая F.2), минимально возможное тепло-
вое сопротивление «радиатор-среда» определяется исходя из реальной
мощности тепловых потерь силового прибора:
R, = -L °- _/?_/? F 20^
Теперь мы можем приступить к проектированию радиатора.
6.4. Как спроектировать радиатор
Теперь у нас в арсенале есть все необходимые сведения для проек-
тирования радиаторов. Однако до сих пор мы считали, что прогрев ра-
диатора равномерен по всей его поверхности. В действительности раз-
меры радиатора влияют на распределение поверхностной температуры:
наиболее отдаленные участки прогреваются хуже. Учесть это обстоя-
тельство можно введением коэффициента неравномерности прогрева
радиатора:
D
R,h_sa(p) = ~L^- , F.21)
о
где Rth_sa(p) — реальное тепловое сопротивление радиатора;
g — коэффициент неравномерности прогрева.
Коэффициент неравномерности прогрева определяется исходя из
максимального линейного размера радиатора. На графике рис. 6.9 по-
казана зависимость коэффициента неравномерности прогрева для пла-
стинчатого радиатора, а на рис. 6.10 — для ребреного. Хорошо видно,
что принудительное охлаждение увеличивает неравномерность прогре-
ва, поскольку тепловой поток, проходя около стенки радиатора, нагре-
вается и ухудшает свои теплоотводящие свойства.
Для охлаждения экспериментальных конструкций, описанных в
книге, применяются в основном пластинчатые радиаторы, поскольку
они проще всего конструируются. В мощных преобразователях приме-
нять плоские радиаторы неразумно — они получаются слишком габа-
ритными и неудобными для размещения в корпусе. В таких случаях не-
обходимо использовать ребристые или штыревые радиаторы. Дополни-
тельные ребра или штыри, незначительно увеличив объем радиатора, в
несколько раз увеличивают его площадь.
Методика расчета пластинчатого радиатора при естественном охла-
ждении воздухом в общем виде может быть такой:
• вычисляются тепловые потери Р„ полупроводникового прибора;
• задается максимальная рабочая температура среды Тп и по спра-
вочным данным определяется температура кристалла 7};
112
Глава 6. Основы тепловых расчетов
1,0
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
\
\\
VN
\
\
N
\
\
20
40
60 80
V=0 м/с
V=1 м/с
V=2 м/с
V=3 м/с
V=4 м/с
V=5 м/с
100 120 140
Максимальный размер, мм
Рис. 6.9. График неравномерности прогрева пластинчатого радиатора
to9
0,96
0,92
0,88
0,84
0,80
0,76
V=0 м/с
V=0,5 м/с
V~1 м/с
V=2 м/с
V=3 м/с
V=4 м/с
V=5 м/с
40
60 80 100
120 140 160 180
Максимальный размер, мм
Рис. 6.10. График неравномерности прогрева ребреного радиатора
• задаются тепловые сопротивления «кристалл-корпус», «кор-
пус-радиатор», при необходимости по формуле F.5) определяется
тепловое сопротивление электроизоляционной прокладки;
• по формуле F.20) вычисляется тепловое сопротивление Rth_sa
«радиатор-среда»;
• задается высота пластины и определяется коэффициент неравно-
мерности прогрева g по данным графика рис. 6.9;
• определяется температура радиатора Ts с учетом того, что
= Ta +~Rt
F.22)
• по формуле F.13) определяется среднеарифметическая темпера-
тура, по данным табл. 6.4 с учетом табл. 6.5 вычисляется коэффи-
циент конвекционного теплообмена;
Глава 6. Основы тепловых расчетов 113
по формуле F.16) вычисляется коэффициент теплообмена излу-
чением с учетом данных табл. 6.6, равенства единице коэффици-
ента облученности и расчетов по формуле F.18);
определяется площадь теплоотводящей поверхности радиатора
по формуле:
Ss=— %-т—-,—; F.23)
• задается толщина пластины радиатора в пределах 3...5 мм, опре-
деляется длина пластины из условия обеспечения заданной пло-
щади.
Методика расчета ребреного радиатора намного сложнее, посколь-
ку в его конструкции присутствует множество элементов с разными
возможностями теплопередачи. Но подход к расчету ребереного радиа-
тора примерно такой же, как и к расчету радиатора пластинчатого,
только здесь придется вычислять коэффициенты теплообмена для каж-
дого элемента. Конвективная, составляющая у всех элементов будет
примерно одинаковой, а вот составляющая излучения — разной. Боко-
вые поверхности ребер не излучают, поскольку они как бы «работают»
друг на друга. Познакомиться с методикой расчета ребереных радиато-
ров и радиаторов других типов можно в книге [5].
Радиаторы, производимые промышленностью, имеют все необхо-
димые данные в отношении тепловых сопротивлений, площади по-
верхности, поэтому их можно просто выбирать по этим параметрам.
6.5. Тепловой режим индуктивных элементов
Методика расчета теплового режима трансформаторов и дросселей
выделена в отдельный раздел, поскольку здесь имеются некоторые осо-
бенности. Но сначала вкратце напомним читателю, откуда в индуктив-
ных элементах берется тепловая энергия.
Потери энергии здесь имеют два крупных источника: магнито-
провод и обмотки. Потери в магнитопроводе складываются из потерь
на перемагничивание и потерь на вихревые токи. Потери в обмоточ-
ных проводах определяются омическим сопротивлением, влиянием
скин-эффекта и эффекта близости. Мы уже научились рассчитывать
эти потери в главе, посвященной индуктивным элементам. Теперь
нужно научиться определять температуру разных конструктивных
элементов трансформаторов и дросселей: слишком высокая темпера-
тура может ухудшать свойства магнитопроводов, проплавлять меж-
слойную и межобмоточную изоляцию, создавать дополнительные ме-
ханические напряжения, ухудшать сопротивление изоляции.
114 Глава 6. Основы тепловых расчетов
Можно выделить два подхода к расчету теплового режима индук-
тивного элемента — простой и сложный. Простой подход, рекомендуе-
мый для радиолюбительской практики, позволит рассчитать темпера-
туру наружной поверхности индуктивного элемента. Если рассчитан-
ная температура не будет слишком отличаться от температуры
окружающей среды, значит, индуктивный элемент пройдет «тепловой
контроль», а вот если отличия в сторону увеличения температуры со-
ставят более 30 °С, придется выбрать следующий типоразмер магнито-
провода и повторить расчеты.
Итак, температура наружной поверхности индуктивного элемента
тороидальной и броневой конструкции определяется по формуле:
Р + Р
Ts=Ta+ n-° "-*, F.24)
a-Ss
где Рп 0 — мощность потерь в обмотке;
РПЛ1 — мощность потере в магнитопроводе;
Ss — площадь наружной поверхности, см2;
a — интегральный коэффициент теплоотдачи, Вт/(см2°С).
Для трансформаторов и дросселей Ш-образной конструкции рас-
чет температуры наружной поверхности производится по формуле:
Р + Р
= 71 +
F.25)
где So — площадь наружной части обмотки;
SM — площадь наружной части магнитопровода.
Значения интегральных коэффициентов теплоотдачи для разных
вариантов теплопередачи приводятся в табл. 6.7.
Таблица 6.7. Коэффициенты теплопередачи для расчета
тепловых режимов
Теплопередача
От поверхности к воздуху
От поверхности к маслу
От поверхности к воздуху при принудительном
охлаждении со скоростью V
а,
1,2-
Вт/(см2-°С)
1,2-10-3
3,6-10-3
10-3(l+Q,5VF)
А теперь мы расскажем об инженерном подходе к расчету тепловых
режимов индуктивных элементов, вернее, наметим пути такого расчета
Глава 6. Основы тепловых расчетов
115
и приведем список литературы, куда в случае необходимости возможно
обратиться за подробностями. Как мы уже знаем, существует несколь-
ко конструктивных исполнений магнитопроводов, которые условно
можно разделить на три группы:
• обмотка и магнитопровод имеют контакт с воздухом (Ш-тип);
• магнитопровод полностью закрыт обмоткой (О-тип);
обмотка полностью закрыта магнитопроводом (Б-тип).
Rth k
Rth м
Rth oa
Рис. 6.11. К расчету тепловых
режимов индуктивных элементов
Вторая и третья группа ин-
дуктивных элементов с точки
зрения тепловой модели являют-
ся частным случаем первой груп-
пы. Вот именно для общего слу-
чая мы и составим расчетную
схему (рис. 6.11).
Если обмотка индуктивного
элемента имеет более высокую
температуру, чем магнитопровод,
тепловой поток будет направлен
от обмотки к магнитопроводу, преодолевая тепловое сопротивление
гильзы каркаса или изоляционного слоя между ними. Если же магни-
топровод более нагрет, чем обмотка, картина будет обратной, но и в
этом случае тепловому потоку придется преодолевать тепловое сопро-
тивление каркаса.
При составлении математического выражения для расчета показан-
ной на рис. 6.11 тепловой схемы мы впервые встречаемся с неравенст-
вом тепловых сопротивлений при прохождении теплового потока через
одну и ту же границу, но в разных направлениях. К примеру, коэффи-
циент теплопередачи от воздуха к поверхности почти в два раза больше
коэффициента теплопередачи от поверхности к воздуху (табл. 6.7).
Величина теплового потока между обмоткой и магнитопроводом:
P — P
F.26)
Rfh
где
R[h 0 — тепловое сопротивление обмотки относительно источника
тепла в случае его расположения внутри обмотки;
Яи_оа — тепловое сопротивление «обмотка-среда»;
Rth к ~ тепловое сопротивление гильзы каркаса или изоляционно-
го слоя между обмоткой и магнитопроводсм;
Rth м — тепловое сопротивление магнитопровода;
Rtho] — тепловое сопротивление обмотки относительно источника
тепла в случае его расположения снаружи обмогки.
116 Глава 6. Основы тепловых расчетов
Анализ выражения F.26), подробно рассмотренный в книгах
[5], [12], показывает, что в зависимости от знака теплового потока раз-
личаются два общих расчетных случая: когда обмотка «греет» магнито-
провод (положительный знак) и когда магнитопровод «греет» обмотку
(отрицательный знак). Там же приведены расчетные соотношения, по-
зволяющие рассчитать температуру в любой точке внутри индуктивно-
го элемента. В частности, из расчетов следует, что наиболее нагретой
зоной является именно изоляция между обмоткой и магнитопроводом,
поэтому эту часть индуктивного элемента следует изготавливать с уче-
том выбора теплостойких материалов.
В рамках этой книги невозможно охватить все методики тепловых
расчетов силовой электронной техники, поэтому пытливому читателю
рекомендуется обратиться к дополнительной литературе [32], [33] на
эту тему.
Глава 7
Когда напряжение лучше, чем ток
Мощные полевые транзисторы MOSFET.
Использование MOSFET в изделиях силовой
электроники
...Лежат у меня, что называется, «про запас», штучек десять «полевиков»
типа КП707. Вот когда все свои биполярные транзисторы спалю, тогда и за поле-
вые примусь. Интересно поэкспериментировать, посмотреть, что за зверь такой
и с чем его едят...
Из переписки
...Как рассчитать максимальную мгновенную мощность, выделяющуюся на
транзисторе MOSFET в момент переключения ? Мои теоретические познания и
результаты моделирования в Micro-Cap мне дали некоторые сведения. Но в «дата-
шитах» на транзисторы такого параметра нет. С чем сравнивать его, как оцени-
вать?
Из писем на электронный адрес
Полевые транзисторы появились в силовой схемотехнике значи-
тельно позже своих старших собратьев — биполярных транзисторов.
Тем не менее сегодня они стремительно оттесняют «биполярники» на
второй план, стремясь занять лидирующее положение. В этой главе мы
будем подробно говорить о полевых транзисторах типа MOSFET, их
достоинствах, недостатках, основных технических параметрах. Также
рассмотрим вопросы применения полевых транзисторов в силовой
электронике.
7.1. Преимущества и недостатки
транзисторов MOSFET
Вне всякого сомнения, читатель слышал о полевых транзисторах и,
возможно, работал с ними. Здесь нет ничего удивительного: эти элек-
тронные приборы стали основой многочисленных электронных изде-
лий. Они встречаются в технике усилителей низкой частоты (УНЧ), в
цифровой технике и в радиопередающих устройствах, перекрывая ог-
/18 Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
ромный диапазон токов и напряжений — от микроампер и микровольт
до килоампер и сотен вольт. Создано много разновидностей полевых
транзисторов, но нас в данной главе будет интересовать разновид-
ность, называемая мощными полевыми транзисторами с изолирован-
ным затвором (MOSFET).
Сток о Исток
J
Затвор j=? J
6 Исток 6 Сток
n-канал р-канал
Рис. 7.1. Условное обозначение транзисторов MOSFET
Чем принципиально MOSFET отличается от биполярного транзи-
стора? Как мы уже знаем, биполярный транзистор — это токовый при-
бор, то есть управление его включением и отключением осуществляет-
ся с помощью тока базы. Полевой транзистор внешне очень похож на
биполярный: он имеет три электрода, такой же корпус, так же крепит-
ся к радиатору. Однако уже само название электродов говорит о том,
что это другой тип силового прибора (рис. 7.1). Управление транзисто-
ром осуществляется через затвор (gate), который намеренно изолиро-
ван от силового p-n-перехода тонким слоем окисла, следовательно, со-
противление постоянному току цепи управления очень велико, а это
значит, что MOSFET имеет практически бесконечный коэффициент
усиления по току. Остальные электроды носят названия стока (drain) и
истока (source).
Здесь мы должны особо подчеркнуть, что полевой транзистор — не
токовый, а потенциальный прибор. Для того чтобы перевести его из от-
крытого состояния в закрытое и наоборот, нужно приложить к затвору,
относительно истока, напряжение. При этом ток в цепи затвора проте-
кает только в моменты коммутации, то есть очень незначительный
промежуток времени: для поддержания открытого состояния этому
транзистору ток не нужен — управление осуществляется электрическим
полем.
Транзисторы типа MOSFET по сравнению с биполярными имеют
множество неоспоримых преимуществ, среди которых основными яв-
ляются следующие.
Первое преимущество полевого транзистора очевидно: поскольку
он управляется не током, а электрическим полем, это обстоятельство
позволяет значительно упростить схему управления и снизить затрачи-
ваемую на управление мощность. В дальнейшем мы будем этим пре-
имуществом неоднократно пользоваться.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 119
Второе преимущество полевого транзистора можно назвать, если
вспомнить, что в биполярном транзисторе, помимо основных носите-
лей тока, существуют также и неосновные, которые прибор «набирает»
благодаря току базы. С наличием неосновных носителей связано хоро-
шо нам знакомое время рассасывания, что, в конечном итоге, обуслав-
ливает задержку выключения транзистора. В полевых транзисторах от-
сутствует так называемая инжекция неосновных носителей в базовую
область, поэтому они могут переключаться с гораздо более высокой
скоростью.
Третье преимущество обусловлено теплоустойчивостью полевого
транзистора. Величина напряжения между стоком и истоком в откры-
том состоянии определяется здесь сопротивлением «сток-исток» в от-
крытом состоянии. Рост температуры полевого транзистора при подаче
на него напряжения приведет, согласно закону Ома, к увеличению со-
противления открытого транзистора и, соответственно, к уменьшению
тока. Поведение биполярного транзистора более сложно: повышение
его температуры, если читатели помнят, ведет к увеличению тока кол-
лектора. Это означает, что биполярные транзисторы не являются тер-
моустойчивыми приборами. В них может возникнуть очень опасный
саморазогрев, который легко выводит биполярный транзистор из
строя. Другими словами, биполярный транзистор подвержен вторич-
ному пробою.
Термоустойчивость полевого транзистора помогает при параллель-
ном их соединении в целях увеличения нагрузочной способности.
Можно включать параллельно достаточно большое число приборов без
выравнивающих резисторов в силовых цепях и при этом не опасаться
рассимметрирования токов, что очень опасно для биполярных транзи-
сторов. Однако параллельное соединение полевых транзисторов тоже
имеет свои особенности, и об этом мы поговорим чуть позже.
Четвертое преимущество полевого транзистора напрямую связано с
его тепловыми свойствами — отсутствие вторичного пробоя. Это пре-
имущество позволяет эффективнее использовать полевой транзистор по
параметру передаваемой мощности. На рис. 7.2 обозначены области
безопасной работы мощных биполярного и полевого транзистора, вели-
чины максимальных токов и напряжений которых выбраны примерно
одинаковыми. Заштрихованная часть графика показывает положение
участка вторичного пробоя биполярного транзистора. Если режим поле-
вого транзистора попадет в эту область, транзистор не выйдет из строя.
На рис. 7.3 показана область безопасной работы полевого транзи-
стора типа IRF740, производимого фирмой International Rectifier. Не-
трудно заметить, что, поскольку транзисторы MOSFET не имеют об-
ласти вторичного пробоя, линия, ограничивающая область безопасной
работы, представляет собой линии постоянной мощности. И хотя дан-
ный график для полевых транзисторов считается лишним, так как его
120
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
/к_гт»ах
/Ъ max
участок
вторичного
пробоя
биполярного
транзистора
U кэтах U
UDSjnax
Рис. 7.2. Сравнение областей безопасной
работы полевого
и биполярного транзисторов
Ь, А
100
можно построить, зная вели-
чину сопротивления канала в
открытом состоянии, произ-
водители транзисторов все
равно приводят его в техниче-
ской документации. Делается
это с целью наглядно пока-
зать предельные режимы ра-
боты полевого транзистора.
А теперь поговорим о не-
достатках. Несмотря на то,
что «полевик» значительно
лучше «биполярника» рабо-
тает в импульсных схемах, не
следует думать, что полевой
транзистор является идеаль-
ным ключевым прибором —
это далеко не так. Возможно-
сти применения полевых
транзисторов имеют свои
особенности, свои «подвод-
ные камни» и ограничения,
которые разработчик обязан
хорошо знать, чтобы избегать
неприятностей.
Первый недостаток поле-
вого транзистора: в открытом
состоянии он имеет пусть не-
большое, но все же активное
сопротивление. Это сопро-
тивление, обозначаемое в
справочниках как Rds on и со-
ставляющее десятки милли-
ом, невелико только у тран-
зисторов с допустимым на-
пряжением «сток-исток» (Uds max) не более 250—300 В. Далее, с
повышением допустимого напряжения «сток-исток», наблюдается зна-
чительный рост сопротивления в открытом состоянии, что, конечно,
заставляет разработчика соединять приборы параллельно, ограничи-
вать ток, приходящийся на один транзистор, то есть «недогружать»
прибор, тщательно прорабатывать тепловой режим.
Второй недостаток полевого транзистора связан с технологией его
изготовления. До настоящего времени технологически не удается изго-
товить мощный полевой транзистор без некоторых паразитных эле-
10
/ *
\
\
\
\
\
N
\
\
\^
\
ч
\
\
\
\
\
ч
\
ч
\
\
\
1С
i»
1С
ю
м
с
к
10
100
1000
Uds, В
Рис. 7.3. Область безопасной работы
транзистора IRF740
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 121
ментов, одним из которых является внутренний паразитный биполяр-
ный транзистор.
Третий недостаток полевого транзистора имеет ту же причину, что
и аналогичный недостаток «биполярника», — наличие паразитных
межэлектродных емкостей, «тормозящих» транзистор в процессе его
переключения.
Теперь, назвав недостатки, мы сможем рассмотреть их подробно, с
иллюстрациями на примере промышленно выпускаемых приборов, и
тогда для нас станут более ясными их достоинства.
7.2. Паразитные параметры и их влияние
Если читатель заглянет в справочную документацию по полевым
транзисторам типа MOSFET, он может увидеть в символическом обо-
значении транзистора диод, вклю-
ченный параллельно цепи «сток-ис-
ток», как показано на рис. 7.4. Таким
образом, диод шунтирует транзистор.
Некоторые радиолюбители оши-
бочно считают этот диод специально
встраиваемым защитным элементом, п-канал р-канал
называя его быстродействующим дио- ^ m Л ^
дом Шоггки. Действительно, графи- Рис' 1Л~ Обозначение
паразитных диодов
ческое начертание уж очень похоже на в техниРческой документации
упомянутый диод, и зачастую в сило-
вых импульсных схемах существует
необходимость шунтирования транзисторов быстрыми диодами. Но, к
сожалению, в данном случае появление диода связано с технологией
изготовления мощных «полевиков». Почему — к сожалению? Потому,
что характеристики этого паразитного диода, называемого integral
reverse p-n junction diode (интегральный обратный диод p-n-перехода)
применительно к использованию в схемах импульсных устройств ос-
тавляют желать лучшего. Другими словами, встроенный диод оказыва-
ется слишком медленным, поэтому приходится затрачивать дополни-
тельную энергию на его закрывание, что ведет к нагреву транзистора.
Ведущие мировые производители элементной базы постоянно ведут
небезуспешную борьбу за улучшение характеристик встроенного дио-
да, и его влияние становится все менее заметным, однако подавляющее
большинство выпускаемых на сегодняшний день полевых транзисто-
ров имеют диоды с достаточно большим временем обратного восстанов-
ления. Про существование антипараллельного диода можно забыть, ко-
гда разрабатывается так называемая однотактная схема, но не учиты-
вать диод в двухтактных схемах нельзя. Какие методы учета его
влияния существуют сегодня — об этом чуть позже.
122
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Читатель, вероятно, немало удивится, если узнает, что встроен-
ный диод — на самом деле не диод, а... биполярный транзистор,
включенный параллельно силовым электродам полезного полевого
транзистора так, как это показано на рис. 7.5. Из рисунка видно, что
база паразитного биполярного транзистора VT подключена к техноло-
гическому основанию, на котором расположен p-n-переход. Это тех-
нологическое основание называется подложкой. Между подложкой и
истоком имеется некоторое омическое сопротивление R, между под-
ложкой и стоком — паразитный конденсатор С. Емкость этого кон-
денсатора, к счастью, невелика, но ее величины окажется достаточно
для включения паразитного.транзистора при условии быстрого спада
или роста напряжения «сток-исток». Произойти такое явление может,
например, при коммутации токов большой величины. Чем это грозит
для электрической схемы, понятно: в тот момент, когда мы считаем
транзистор закрытым, он вновь открывается, что зачастую может вы-
вести схему из строя.
=>
-cD
-oS
Рис. 7.5. Паразитный диод в составе полевого транзистора
Для обеспечения нормальной работы полевого транзистора необ-
ходимо принять меры к исключению паразитного транзистора. К со-
жалению, полностью исключить паразитный элемент не удается, но
кое-какие меры принимают уже на стадии изготовления, подключая
подложку к истоку технологической проводящей перемычкой. Таким
простым методом гарантированно исключается опасность неконтроли-
руемого поведения паразитного элемента, но появляется паразитный
диод, основой которого служит переход «база-коллектор» паразитного
транзистора.
Если у читателя сложилось мнение о полевом транзисторе как о бе-
зынерционном приборе, который может переключаться практиче-
ски мгновенно, то нужно сказать, что такое мнение — ошибочное. Ко-
нечно, сравнивая биполярный и полевой транзисторы по быстродейст-
вию, легко признать MOSFET почти идеальным прибором для силовых
схем. В действительности полевой транзистор также затрачивает неко-
торое время на включение, а также на выключение. В данном случае
существование задержки обусловлено наличием паразитных емкостей,
которые показаны на рис. 7.6.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
123
Рис. 7.6. Паразитные емкости
в составе полевого транзистора
На рис. 7.6 эти емкости ус-
ловно показаны постоянными.
На самом деле каждая емкость
состоит из нескольких более
мелких, с разным характером по-
ведения. Кроме того, все эти ем-
кости сильно зависят от напря-
жения между их «обкладками»:
они велики при малом напряже-
нии «сток-исток» и быстро
уменьшаются с его ростом. На
рис. 7.7 показан характер изменения межэлектродных емкостей с рос-
том напряжения «сток-исток» для транзистора типа IRF740.
С.пФ
100000
10000
1000
100
10
¦si
9Е
s~
::C|SS-CGS+C
"CrSS-CGD"
-: Qoss—Г!гло+Г
""! " "
^^
Ci
=
ss
-'OSS
-
Cr
m
ss
GD
^CD—н
=
¦я
= !¦!•:
10
100
1000
Vds.B
Рис. 7.7. Зависимость величины межэлектродных емкостей
от напряжения «сток-исток» для IRF740
Чтобы показать степень влияния паразитных емкостей на скорость
переключения транзистора, предста-
вим его в виде, изображенном на
рис. 7.8. Согласно приведенному ри-
сунку, транзистор работает в режиме
ключа, коммутируя нагрузку с сопро-
тивлением RH. Входная емкость тран-
зистора представлена элементом Свх.
Чтобы гарантированно открыть
транзистор, необходимо зарядить его
входную емкость до напряжения
12—15 В. Сделать этот процесс доста-
точно быстрым — задача непростая,
Рис. 7.8. К пояснению влияния
эффекта Миллера
124 Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
поскольку в любом усилительном приборе, будь то транзистор или
электронная лампа, действует так называемый эффект Миллера. Про-
изводители транзисторов обычно выделяют на борьбу с эффектом
Миллера много сил и средств, так как чем лучше этот эффект будет по-
давлен, тем выше окажется скорость переключения транзистора. По-
знакомившись с эффектом Миллера, читатель сможет лучше понять
процессы, происходящие в транзисторе MOSFET при его работе в ре-
альных схемах.
Итак, наличие эффекта Миллера обуславливается существованием
емкости Cgd, которая является отрицательной обратной связью между
входом и выходом транзистора. Сам прибор нужно рассматривать как
усилительный каскад, выходной сигнал которого снимается с нагрузки
RH в цепи стока. В таком каскаде выходной сигнал будет инвертирован
относительно входного сигнала. Обратная связь в виде конденсатора
Cgd настолько сильно уменьшает амплитуду входного сигнала, что по
отношению к нему входная емкость транзистора оказывается больше,
чем она есть на самом деле:
Cex=Cgs+(\ + Ky)Cgd, G.1)
где Ку — коэффициент усиления каскада.
Определить коэффициент усиления каскада можно по известной
формуле:
Ку = SR,, G.2)
где S — крутизна транзистора (справочный параметр).
Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько
сильно эффект Миллера оказывает влияние на величину входной ем-
кости. Пусть Cgs = 35 пФ, Cgd = 6 пФ, 5= 250 мА/В, RH = 200 Ом. Тогда
величина емкости Свх, рассчитанная с учетом формул G.1) и G.2), со-
ставит 341 пФ (!). Мы видим, что эффект Миллера способен уничто-
жить замечательные свойства полевого транзистора по скорости пере-
ключения. Но — еще раз повторимся — к счастью, фирмы-производи-
тели достигли больших успехов в снижении емкости Cgd, так что на
сегодняшний день эффект Миллера не вызывает серьезных опасений.
Тем не менее, терять его из вида ни в коем случае нельзя.
7.3. Полевой транзистор в режиме переключения
Режим переключения — основной режим работы силовых полупро-
водниковых приборов в импульсных схемах. Поэтому нам просто не-
обходимо рассмотреть специфику процессов, происходящих в транзи-
сторе MOSFET при его работе в схемах силовой электроники. Итак,
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
125
VT /Ъ
S
Rh
Uds
1
обратим внимание на рис. 7.9, на кото- +ип
ром показан полевой транзистор, рабо-
тающий в ключевом режиме.
Напряжение Ug, прикладываемое к
затвору транзистора VT от импульсного
генератора, имеет вид, изображенный на
рис. 7.10, а. В цепь затвора включен ре-
зистор с небольшим сопротивлением Rg,
который мы в дальнейшем будем назы-
вать затворным резистором. При подаче
прямоугольного импульса от источника
Ug сначала происходит заряд емкости С^(участок«1» на рис. 7.10, б). Но
транзистор в это время закрыт — он начнет открываться только при
достижении напряжения Ugs некоторого значения, называемого порого-
вым напряжением, что видно из рис. 7.10, в. Величина порогового на-
пряжения в справочной документации обозначается как Ugs(th). Типич-
ное значение порогового напряжения составляет 2...5 В.
Рис. 7.9. К расчету времени
переключения транзистора
MOSFET
td(off) tf
а)
б)
в)
Ugs(th)
Рис. 7.10. Временные диаграммы коммутационных процессов
в транзисторах типа MOSFET
Мы видим, что имеет место задержка включения транзистора. Вре-
мя, затрачиваемое на этот процесс, носит название времени задержки
включения (turn-on delay time) и обозначается в технической докумен-
тации как td(on).
При достижении Vgs порогового уровня «срабатывает» эффект
Миллера, входная емкость резко увеличивается, что иллюстрируется
126
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
участком «2» на рис. 7.10, 6, а значит, скорость открытия транзистора
замедляется. «Медленный» участок будет длиться до тех пор, пока
транзистор полностью не откроется: пока сопротивление открытого
p-n-перехода не достигнет значения Rds(on). На протяжении времени от-
крытия транзистора наблюдается падение напряжения Uds до мини-
мально возможной величины. Процесс открывания занимает время,
называемое в технической документации временем нарастания (rise
time) и обозначаемое как tr После того как транзистор полностью от-
кроется, обратная связь оборвется и входная емкость снова станет рав-
ной Cgs (участок «3» на рис. 7.10, б). В результате на затворе установится
напряжение Ugs, равное напряжению генератора Ug. На участке «4»
транзистор находится в состоянии статического насыщения.
Процесс выключения транзистора протекает в обратном порядке
(участки «5», «6», «7» на рис. 7.10, б). На участке «5» происходит сниже-
ние напряжения Ugs до порогового уровня, занимающее время td{ofj). Это
время носит название времени задержки выключения (turn-off delay
time). На участке «6» снова вступает в действие эффект Миллера, за-
медляющий процесс выключения, и напряжение «сток-исток» станет
равным Un. Время, затрачиваемое на этот процесс, называется временем
спада (fall time) и обозначается как tf.
Иногда в технической документации, особенно в отечественной, не
приводятся отдельно время задержки включения, время нарастания,
время спада и время задержки выключения, а даются суммарные пара-
метры. Например, время включения teK1 и время выключения teuK
В табл. 7.1 приводятся для сравнения временные параметры для неко-
торых распространенных типов транзисторов MOSFET.
Таблица 7.1. Временные параметры некоторых транзисторов
MOSFET
Тип
IRF740
IRFP250
IRF9510
2П912А
КП922А
td(on)» нс
10
16
10
—
—
tr,HC
35
86
27
—
—
td(off)» HC
24
70
15
—
—
tf, НС
22
62
17
—
—
tB™,"c
45
102
37
30
60
tBb,K> HC
46
132
32
30
70
Необходимо оговориться, что поскольку время коммутационных
процессов в транзисторах MOSFET связано с процессом заряда-разря-
да паразитных емкостей, на временные параметры существенное влия-
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 127
ние будет оказывать величина резистора Rg — чем больше его сопро-
тивление, тем большее время придется затрачивать на коммутацию.
Поэтому производители указывают, при какой величине Rg и Ug приво-
дятся справочные данные. Пользоваться ими можно лишь при перво-
начальном выборе элемента, повторное вычисление производить, ис-
ходя из режима работы в конкретной схеме.
Итак, в результате процесса включения импульс тока стока задержи-
вается относительно импульса управления на время teKjl9 а выключение
транзистора растягивается на время teblK. Время коммутации напрямую
связано с величиной тепловых потерь на полупроводниковом приборе:
чем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет теп-
ловых потерь на нем, тем лучшие показатели КПД схемы мы получим,
тем меньшие габариты охлаждающих радиаторов следует ожидать.
К сожалению, из-за сложного характера процесса заряда затвора и
нелинейности паразитных емкостей мы не вправе считать время заряда
входной емкости методом, применяемым к обычной интегрирующей
RC-цепи. Дело в том, что простая RC-цепь подчиняется экспоненци-
альному закону нарастания и спада токов и напряжений, в то время как
изменение реального напряжения Ugs имеет более сложный характер.
Поэтому производители полевых транзисторов не рекомендуют поль-
зоваться в расчетах значениями паразитных емкостей. Имеется иной
путь расчета времени переключения, связанный с переходом к инте-
гральной характеристике, называемой зарядом затвора.
Заряд затвора определяется из следующей формулы:
Qg = ]ig(t)dt, G.3)
о
где ig(t) — ток затвора.
Какой физический смысл выражения G.3)? Интегрирование, как
обычно, приводит к необходимости суммировать произведения тока
затвора на протяжении коротких промежутков времени, в течение ко-
торых ток можно условно считать постоянным. В результате мы полу-
чим так называемое «количество электричества», которое надо пере-
дать входной емкости транзистора, чтобы транзистор был открыт. Мы
можем это сделать быстро, тогда нам необходимо обеспечить большой
зарядный ток, либо время открытия транзистора затянется за счет
уменьшения зарядного тока.
Зная величину заряда затвора, легко вычислить время включения
или выключения транзистора MOSFET. В условиях параметров, изо-
браженных на рис. 7.9, эти величины определяются так:
/ «/ =9лЬ. G.4)
вкп вык гт ^ '
128
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Но как определить величину заряда затвора для транзистора кон-
кретного типа? Естественно, из технической документации, в которой
обычно приводится значение, называемое общим зарядом затвора (total
gate charge). Разработчики элементной базы уже позаботились о нас,
сняв кривую заряда затвора (рис. 7.11) и вычислив среднестатистиче-
ский заряд затвора конкретного типа транзистора.
20
О) О 16
8 12
¦ <D
О S
(Ь ф
ГО *
о «
II
30 60 90 120 150
Qg, Total Gate Charge (nC)
(Суммарный заряд затвора Qg, нКул)
У
/
/
f—
>
///
160В
100В
40В _
у
j
Рис. 7.11. Типичная кривая заряда затвора транзистора MOSFET
на примере IRFP250
Рис. 7.12. Сравнительные характеристики заряда RC-цепочки
и входной емкости затвора MOSFET
На рис. 7.12 показаны характеристики, отражающие изменение
тока затвора ig в процессе коммутации транзистора MOSFET и измене-
ния тока заряда стандартной RC цепи.
В реальных схемах зарядом затвора управляет специальное устрой-
ство, называемое драйвером затвора. При разработке схемы всегда важ-
но определить мощность, которая будет расходоваться на управление
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 129
силовым транзистором. Используя величину заряда затвора, можно
определить среднюю величину мощности драйвера:
где /— частота коммутации.
Как показывает практика, обычно эта мощность составляет сотые
доли процента от мощности силовой части схемы.
Разработчику силовой техники очень часто приходится сталкивать-
ся с так называемыми аварийными режимами работы, когда возникает
короткое замыкание или нарушается электрический контакт. В ава-
рийных режимах, как правило, наблюдается резкое и неконтролируе-
мое изменение токов и напряжений, в результате чего схема может
просто выйти из строя. Поэтому очень важно спроектировать схему
так, чтобы силовые элементы (особенно дорогостоящие) не были под-
вержены опасности в режиме аварии. Одним из таких условий, могу-
щих привести к аварийному режиму, является выбор слишком большо-
го сопротивления затворного резистора. Покажем на примере, почему
так может произойти.
Как видно из рис. 7.6, паразитные емкости Cgd и Cgs образуют емко-
стной делитель напряжения. Если сопротивление затворного резистора
велико, а изменение напряжения «сток-исток» в единицу времени —
велико, то, проделав некоторые математические преобразования, кото-
рые здесь опускаются, мы сможем прийти к интересному выводу:
Cgd \^At G 6)
где (dUds/dt) — предельная скорость изменения напряжения «сток-ис-
ток» в единицу времени;
tK0M — время коммутации.
Резкое изменение напряжения «сток-исток» может возникать в
разных ситуациях, например, при первоначальном включении питания
силовой цепи силового транзистора, или при включении другого эле-
мента, работающего «в паре» с данным транзистором.
Покажем, насколько опасно для транзистора слишком маленькое
время открытия. Возьмем соотношение Cgd/Cgs = 1/4, d\Jds/dt=250 В/мкс,
Ком - 1 мкс- Тогда Ugs = 50 В, что находится значительно выше зоны по-
рогового напряжения и, мало того, выше предельного безопасного уров-
ня напряжения затвора. Следовательно, транзистор может, во-первых,
самостоятельно открыться наведенным напряжением в тот момент, ко-
гда мы даже и не пытаемся его открывать, а во-вторых, он вообще может
выйти из строя из-за пробоя затвора высоким напряжением.
130
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Борьба с эффектом самопроизвольного открытия может вестись
несколькими способами, одним из которых является использование
специальных драйверов, выходное сопротивление которых минималь-
но. Кроме того, сопротивление Rg должно быть достаточно малым, то-
гда оно будет шунтировать емкость Cgs, ослабляя влияние {dUds/dt). Ти-
пичное значение Rg для управляющих источников не превышает не-
скольких сотен ом. Иногда применяют также схему, состоящую из
параллельного соединения конденсатора и резистора, подключая ее
между стоком и истоком.
Следующие способы защиты затвора полевых транзисторов на-
правлены не на предотвращение эффекта самопроизвольного откры-
тия под действием наведенного тока, а на сохранение целостности за-
твора. Понятно, что с помощью схемотехнических решений можно ос-
тановить процесс лавинообразного нарастания тока и защитить
силовые цепи «сток-исток» от выгорания. Но «спасать» от потенциаль-
ного пробоя нужно и затворы. Два наиболее часто встречающихся ва-
рианта защиты показаны на рис. 7.13. Вариант «а» реализуем достаточ-
но просто — достаточно иметь стабилитрон VD с напряжением стаби-
лизации порядка 18...22 В, то есть безопасного для затвора уровня. При
возникновении аварийной ситуации стабилитрон «съест» перенапря-
жение и транзистор не выйдет из строя. В качестве фиксирующего эле-
мента возможно применять более современные сапрессоры, разрабо-
танные специально для этих целей. О сапрессорах мы будем далее рас-
сказывать подробнее.
К схеме
J
управления
1 VD
VT
< VD
d_± ==Ж
К схеме
управления
J
VT
а) б)
Рис. 7.13. Схемы ограничения напряжения на затворе
Второй вариант, рекомендуемый авторами издания [34J и называе-
мый активной защитой от наведенных токов, изображен на рис. 7.13, б.
Здесь конденсатор С достаточно большой емкости заряжен от источ-
ника постоянного напряжения Ud (в качестве этого источника обычно
выступает устройство питания драйвера управления). К затвору тран-
зистора VT конденсатор С подключен через обратносмещенный диод
VD. При превышении напряжения на затворе величины Ud диод VD
откроется и наведенный ток не пробьет затвор, так как напряжение бу-
дет зафиксировано.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 131
7.4. Тепловой режим полевого транзистора
Мы уже знаем, что в области импульсной силовой электроники
первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от
теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы не имеют вторич-
ного пробоя, в наших расчетах вполне можно руководствоваться значе-
ниями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой
мощности.
Полная мощность, выделяющаяся в транзисторе во время его пере-
ключения, определяется из выражения:
где Рп — полная рассеиваемая мощность;
Рпер — потери мощности при переключении;
Рпр — потери на активном сопротивлении открытого транзистора;
Рупр — потери на управление в цепи затвора;
Рут — потери мощности за счет тока утечки в закрытом состоянии.
Сразу оговоримся, что потери мощности, вызванные током утечки
(Рут) пренебрежимо малы, поэтому их вообще нет смысла учитывать.
Кроме того, как мы выяснили ранее, одно из главных преимуществ по-
левого транзистора — это исчезающе малые потери в цепи его управле-
ния (РуПр), поэтому потери на управление мы также исключим из на-
ших расчетов. С учетом сказанного формула для расчета полных потерь
приобретает следующий вид:
Р„ = С, + Р„Р- G-8)
Рассмотрим подробно слагаемые, стоящие в правой части формулы
G.8). Потери проводимости Рпр являются основной составляющей по-
терь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффек-
тивное (действующее) значение тока стока:
*пр ~ ^ds(on)*d_rms-> ('•")
где Rdshn) ~ сопротивление транзистора в открытом состоянии.
Чтобы правильно воспользоваться формулой G.9), необходимо
уметь определять эффективное (действующее, среднеквадратическое)
значение тока для наиболее характерных его форм, поскольку в сило-
вой электронике форма протекающих токов редко бывает синусои-
дальной. Нам еще не раз встретится понятие среднеквадратического
значения тока, поэтому ненадолго вернемся к азам электротехники и
запишем формулу для его определения:
, G.10)
о
132
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Формула G.10) годится для любых форм периодических сигналов,
но значения Irm для наиболее часто встречающихся форм сигналов уже
рассчитаны. Поэтому читателю удобнее будет пользоваться данными
табл. 7.2 и лишь в крайних случаях обращаться к упомянутой формуле.
Таблица 7.2. Формулы расчета среднеквадратических
значений тока
Название
сигнала
Форма тока
Среднеквадратическое
значение
Двухполупери-
одный синусои-
дальный ток
V2
G.11)
Однополупери-
одные синусои-
дальныеимпуль-
сы тока
п
л
'л:
J = J /JL
1 rms И! л '
где у = -
G.12)
G.13)
Регулируемые по
фазе импульсы
тока
sinx(l -y)costtA ~y)]2/7 1
2я J
Импульсы тока
прямоугольной
формы
Треугольные им-
пульсы тока
¦4
G.15)
G.16)
Если сложный сигнал можно составить из простых участков, форма
которых близка к приведенной в табл. 7.2, среднеквадратическое зна-
чение определяется по удобной формуле:
/ _ /72 . р , [2 ,
1 rms ~ V rmsj "*" i rms_ 2 ^ l rms_3 ~*~ '' ' '
G.17)
где lrms /f /Г/Я5_2 — среднеквадратические значения для простых участ-
ков.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
133
А сейчас вернемся к основным тепловым расчетам и сделаем неко-
торые уточнения в отношении теплового сопротивления «кри-
сталл-корпус» Rthjc. Исследования показали, что это сопротивление в
значительной степени зависит от частоты переключения транзистора, а
также от скважности, определяемой отношением времени открытого
состояния к полному периоду коммутации. В технических условиях на
транзисторы обычно приводятся так называемые нормированные пе-
реходные характеристики теплового сопротивления «кристалл-корпус»
(transient thermal impedance junction-to-case). Как видно из рис. 7.14,
вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах
переключения и малой скважности тепловое сопротивление «кри-
сталл-корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику
нужно произвести оценку этого сопротивления по графику, чтобы не
«переборщить» с радиатором.
R,hjc=ZJC(f,D).Rb
G.18)
где Zjc(f,D) — переходной коэффициент сопротивления «кри-
сталл-корпус»;
Rqqc) — тепловое сопротивление «переход-корпус» в режиме боль-
ших скважностей или на постоянном токе (этот символ
можно встретить в технической документации).
На рис. 7.14 есть еще одна кривая, называемая single pulse (одиноч-
ный импульс). Снимается она для одиночного (неповторяющегося)
импульса тока. Такой режим работы обычно рассчитывается для за-
щитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом
случае транзистору может и не понадобиться радиатор.
Гораздо сложнее обстоит дело с потерями переключения. Если на-
грузка полевого транзистора чисто активная, потери на переключение
О
isT
о:
Е Одиночный
jj? импульс
I- (single pulse)
10 10 0,1
Rectangular Pulse Duration (seconds)
Период следования импульса, с
Рис. 7.14. График зависимости нормированного теплового сопротивления от
частоты и скважности импульсов для гранзистора IRFP250
134
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
невелики и ими зачастую (в маломощных схемах) можно пренебречь.
Индуктивная нагрузка, на которую чаще всего «работает» транзистор в
силовых схемах, характеризуется тем, что фаза тока и фаза напряжения
не совпадают. Кроме того, в транзисторах, работающих в двухтактных
схемах, возникают специфические потери обратного восстановления
паразитных диодов.
В случае активной нагрузки ток в силовой цепи транзистора огра-
ничен сопротивлением нагрузки. Индуктивная нагрузка при условии
малости ее последовательного активного сопротивления (сопротивле-
ния провода обмотки) может наращивать ток силовой цепи неограни-
ченно, пока он не превысит максимально возможного для транзистора
значения. Поэтому мы должны учитывать это обстоятельство при рас-
чете потерь проводимости и переключения.
Вначале разберем случай, являющийся наиболее простым, то есть
работу полевого транзистора на активную нагрузку (рис. 7.9). Как мы
ранее уже установили, время
включения полевого транзисто-
ра teKJl примерно равно времени
его выключения teblK. Процесс
коммутации транзистора носит
сложный характер (линия «1» на
рис. 7.15). Для расчетов мы при-
ближенно будем считать, что
процесс коммутации транзисто-
ра происходит по линии «2» на
рис. 7.15. Ничего страшного в
Рис. 7.15. К расчету потерь
переключения при работе MOSFET
на активную нагрузку
этом упрощении нет — мы про-
сто немного завысим расчетные
потери переключения по срав-
нению с реальными.
Очень удобно начинать оценку динамических потерь с вычисления
энергии, выделяющейся на элементе за некоторый промежуток време-
ни. Средняя мощность потерь переключения в установившемся режи-
ме работы может быть вычислена через энергию и частоту переключе-
ния по формуле:
Р - Е f
пер nepJ '
G.19)
Для транзистора MOSFET, «работающего» на нагрузку, энергию
переключения мы будем определять с учетом того обстоятельства, что
этот процесс протекает симметрично и на этапе включения, и на этапе
выключения:
Enep=2\Uds(t).id{t)dt.
G.20)
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 135
Если предположить, что напряжение «сток-исток» в моменты ком-
мутации изменяется линейно, по такому же закону изменяется и ток
стока, то, воспользовавшись формулами G.20) и G.21), выполнив не-
которые математические преобразования, мы получим формулу для
расчета мощности переключения при коммутации активной нагрузки:
U2t
р _ У я'go f A 1\\
~ 3R
где Un — напряжение питания.
Случай активной нагрузки мы будем использовать практически не-
часто, однако он поможет сделать нам некоторые допущения, которые
мы применим в расчетах схем с индуктивными и трансформаторными
нагрузками.
На рис. 7.16 показан простейший вариант индуктивной нагрузки,
когда в цепь стока транзистора VT включается катушка L. При включе-
нии транзистора ток стока id начинает нарастать по закону:
Когда ток id достигает значения id_maxi транзистор начинает закры-
ваться. Достаточно резко меняется сопротивление зарядной цепи, что
ведет к возникновению на выводах индуктивности ЭДС самоиндук-
ции, поскольку индуктивность всегда стремится сохранить величину
тока. В схеме рис. 7.16, о отсутствует фиксирующий диод VD, показан-
ный на рис. 7.16, б, поэтому на стоке транзистора образуется индуктив-
ный выброс напряжения. Это происходит потому, что поддерживать в
цепи ток возможно только увеличением напряжения. Опасный выброс
«гасят» обратносмещенным фиксирующим диодом VD. Такое включе-
ние очень часто встречается при организации управления обмотками
механических реле.
Обратите внимание на рис. 7.18. Падение напряжения Uds практи-
чески до нуля свидетельствует о моменте открывания транзистора VT.
Затем ток id начинает нарастать, и вместе с ним незначительно нараста-
ет напряжение «сток-исток», так как транзистор в открытом состоянии
имеет конечное значение сопротивления. Самое интересное начинает-
ся в тот момент, когда на транзистор подается сигнал закрытия. В это
время сопротивление цепи «сток-исток» резко увеличивается, однако
индуктивный ток \d мгновенно уменьшиться не может, поэтому на про-
тяжении времени выключения tfon линейно спадает. К моменту окон-
чания закрытия транзистора остаточный ток самоиндукции дросселя L
«подхватывает» диод VD, открывает его. Как известно, открытый диод
можно условно заменить источником напряжения величиной 1...2 В, а
это значит, что напряжение на стоке транзистора VT не может под-
136
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
а)
Индуктивный
выброс
Срез диода
/ VD
б)
Рис. 7.16. Индуктивная нагрузка транзистора MOSFET:
а) без фиксирующего диода; б) с фиксирующим диодом
няться более, чем величина прямого падения напряжения на фикси-
рующем диоде (рис. 7.17, б). Ток диода iVD спадает «в ноль» к моменту
следующего цикла открытия транзистора.
С учетом сказанного, мы можем найти величину потерь переклю-
чения:
" d
r
// •
G.23)
Если же tf неизвестно, а известно время включения (выключения)
транзистора, формула G.23) приобретает следующий вид:
Р - <*..™** ^У_4 f
пер /¦> ^> bkhJ '
G.24)
Теперь настало время вычислить динамические потери в так назы-
ваемых двухтактных схемах (рис. 7.19, а). Двухтактные силовые схемы
широко используются в тех случаях, когда нужно получить высокие
значения токов нагрузки.
Сейчас мы вынуждены еще раз вспомнить о паразитном диоде в со-
ставе полевого транзистора. Этот диод, как нам известно, не отличает-
ся быстродействием, имеет сравнительно большое время обратного
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
137
?Un
?Un
=>
^ Я
б)
Рис. 7.17. Схема, поясняющая
работу фиксирующего диода
Uds
Рис. 7.18. Коммутационные процессы в
схеме с фиксирующим диодом
VT1
Д_Уп VT2 C!L VT2
VTij
L
VT2 /-
N
Ci
c2
а) , б) в) г)
Рис. 7.19. Коммутационные процессы в полумостовых схемах
восстановления. Параметры паразитного диода в обязательном поряд-
ке приводятся в технической документации на транзисторы.
В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индук-
тивности L на остальные элементы. Следует помнить, что на самом
деле индуктивность L представляет собой индуктивность намагничи-
вания первичной обмотки трансформатора (если исследуемое устрой-
ство -— преобразователь электрической энергии), либо индуктивность
обмотки двигателя (если рассматривается асинхронный регулируемый
привод).
Обратимся к рис. 7.19 и рассмотрим коммутационные процессы,
происходящие в данной схеме. Первоначально (рис. 7.19, б) ключ VT1
замкнут, поэтому происходит передача энергии к индуктивности L.
Если это — индуктивность намагничивания трансформатора, то ток на-
магничивания, конечно, не очень заметен на фоне тока реакции вто-
138
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
ричной обмотки (если во вторичной цепи трансформатора присутствует
номинальная нагрузка). Если же величина индуктивности достаточно
велика, что наблюдается в устройствах приводов асинхронных двигате-
лей, индуктивный ток будет преобладать. Далее (рис. 7.19, в) ключ VT1
размыкается, но ток в индуктивности L, стремясь сохранить свою вели-
чину, замыкается через паразитный диод VD2, который коммутирует
один из выводов индуктивности к «земле», а другой ее вывод по-преж-
нему остается присоединенным к средней точке конденсаторов С1 и
С2. Напряжение, прикладываемое к выводам индуктивности L, застав-
ляет ток iL быстро падать к нулевому значению. Замыкание ключа VT2
повторяет процесс, но уже в другой части полумоста (рис. 7.19, г).
И все же коммутационные
броски в полумостовых и мосто-
вых инверторах напряжения воз-
никнуть могут. Связано это с не-
идеальностью реальных элемен-
тов. Реальные трансформаторы
имеют индуктивность рассеяния,
межвитковую емкость, есть также
паразитные емкости и между дру-
Рис. 7.20. Колебательный процесс в
обмотке трансформатора
гими элементами. К чему все это
приводит? Сочетание индуктивно-
сти и емкости образует колеба-
тельную систему, которая может
производить коммутационные выбросы с большой амплитудой. На
рис. 7.20 показана диаграмма напряжения точки соединения обмотки
трансформатора к средней точке каскада транзисторов в реальной по-
лумостовой схеме. При отсутствии переключений в этой точке имеется
потенциал, равный половине питающего напряжения. Коммутацион-
ный выброс и последующие колебания происходят при размыкании
ключевого элемента. Понятно, что амплитуда выбросов не может стать
больше напряжения питания или потенциала «земли», так как обрат-
ные диоды будут открываться и «разряжать» выбросы на источник пи-
тания. И все же, если энергия колебательного процесса достаточно ве-
лика, он может не закончиться к моменту открывания ключа. Коммута-
ция при протекании тока через обратный диод приведет к ситуации
«тяжелого переключения», о котором мы сейчас поговорим. Чтобы «по-
гасить» эти выбросы, параллельно первичной обмотке трансформатора
включают RC-цепь, состоящую из последовательно соединенных кон-
денсатора и резистора. Параметры этой цепи приходится определять
экспериментально. Для ориентировки: в компьютерном блоке питания
номинал резистора равен 100 Ом, а номинал конденсатора — 1000 пФ.
Только что мы рассмотрели так называемый облегченный режим ра-
боты транзистора в двухтактных схемах, когда управляющие импульсы
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 139
поступают на VT1 и VT2 симметричными, в моменты начала коммута-
ции токи через обратные диоды не проходят. Рассчитать мощность по-
терь переключения в данном случае несложно. Для каждого транзисто-
ра, работающего в полумостовой и мостовой схеме со стандартной
трансформаторной нагрузкой, она может быть рассчитана по форму-
лам G.23) и G.24).
Встречается и другой случай, когда транзисторы вынуждены рабо-
тать в тяжелом режиме переключения. Этот случай встречается в устрой-
ствах управления двигателями механических приводов, имеющих зна-
чительную величину индуктивности обмоток. В этом случае длитель-
ность открытого состояния «верхнего» (VT1) и «нижнего» (VT2)
ключевых элементов полумоста и моста могут быть неравными: в пре-
дельном случае открывающие импульсы одного из элементов вообще
исчезают.* К примеру, если коммутируется только «верхний» ключ, схе-
ма превращается в «чоппер», а роль разрядного диода, поддерживаю-
щего индуктивный ток, выполняет оппозитный диод «нижнего» ключа.
В чоппере, работу которого мы подробно разберем далее, в одной из
глав, разрядный диод выбирается специально, здесь же свойствами
диода управлять нет возможности — какой диод есть, такой есть.
В случае несимметрии управляющих импульсов ток в индуктивном
элементе не меняет своего направления, а это значит, после выключе-
ния транзистора VT2 ток iL (рис. 7.19, в) будет протекать через его оп-
позитный диод. Следовательно, включение транзистора VT1 пройдет в
режиме короткого замыкания, так как диод VD2 не сразу восстановит
свои запирающие свойства. Чем дольше оппозитный диод будет вос-
станавливать свои свойства, тем большая мощность переключения вы-
делится на транзисторе. Поэтому для расчета этой мощности в режиме
тяжелого переключения необходимо учитывать как динамические по-
тери переключения транзистора, так и потери на обратное восстанов-
ление оппозитных диодов. Провести такой расчет можно, обратившись
к формуле:
J- ~ I/ G.25)
или, используя время //? к формуле:
Р„ер = U „(id_mJf+0,5-Qrr)f, G-26)
где Qrr — заряд обратного восстановления оппозигного диода (приво-
дится в справочниках).
Оказывается также, что заряд обратного восстановления диода, со-
гласно рис. 7.21, незначительно зависит от прямого тока, протекающе-
го через диод после отключения транзистора, но в значительной степе-
ни определяется величиной изменения этого тока во времени на этапе
140
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
700
600
500
^ 400
О
300
200
100
If
If=10Av
If=
50A-
г
у
—
7
y
/
/
i
^m, a/mkc
dt
100
1000
Рис. 7.21. Зависимость заряда обратного восстановления диода
от скорости коммутационного процесса
обратного восстановления, то есть производной от тока. На практике
это означает, что замедление коммутационного процесса, вызывающе-
го обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и выде-
ляемую энергию. Следовательно, в режиме тяжелого переключения не-
обходимо замедлять процесс открывания полевых транзисторов. Сни-
зить скорость открывания может ограничение тока затвора с помощью
увеличения затворного резистора, а также шунтирование переходов
«сток-исток» транзисторов RC-цепями, ограничивающими скорость
переключения. Правда, при этом растут коммутационные динамиче-
ские потери переключения.
7.5. Параллельное включение MOSFET
Довольно часто в практике разработчика силовых импульсных уст-
ройств электропитания встречаются случаи, когда нужно переключать
ток, значение которого выше предельного тока одиночного транзисто-
ра. И если выбрать более мощный прибор оказывается затруднительно,
можно, как мы уже знаем, просто включить параллельно несколько
приборов, рассчитанных на меньшие токи. Тогда общий ток будет рав-
номерно распределяться по отдельным транзисторам.
В случае биполярных транзисторов, как мы знаем, не обойтись без
токовыравнивающих резисторов в цепи эмиггера, на которых неоправ™
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
141
данно теряется мощность. Гораздо лучше обстоит дело с полевыми
транзисторами. Для параллельного их соединения нужно иметь прибо-
ры с близкими значениями порогового напряжения. Заметим, что
транзисторы одного типа имеют очень близкие значения порогового
напряжения, поэтому эта рекомендация заключается в запрете соеди-
нять транзисторы разных типов.
Во-вторых, чтобы обеспечить равномерный прогрев линейки тран-
зисторов, их нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможно-
сти, ближе друг к другу. Необходимо также помнить, что через два па-
раллельно включенных транзистора можно пропускать в два раза боль-
ший ток, не снижая нагрузочной способности одиночных приборов,
но при этом входная емкость, а значит, и заряд затвора возрастают в
два раза. Соответственно, схема управления параллельно соединенны-
ми транзисторами должна обладать соответствующей возможностью
обеспечить расчетное время коммутации.
Но и здесь есть свои особенности. Если соединить затворы полевых
транзисторов непосредственно, можно получить неприятный эффект
«звона» при выключении — транзисторы, оказывая влияние друг на
друга, через затворы, будут произвольно открываться и закрываться, не
подчиняясь сигналу управления. Чтобы исключить «звон», на выводы
затворов транзистора рекомендуется надевать небольшие ферритовые
трубочки, предотвращающие взаимное влияние затворов, как показано
на рис. 7.22, а.
VT1
VT2
а)
\/ТЗ
н н
VT4
VT1
,н
hi
Ни
. е- ;
VT3J
pi
1 °
б)
Рис. 7.22. Параллельное включение MOSFET:
а) с гасящими ферритовыми трубками; б) с затворными резисторами
Данный способ встречается сегодня очень редко, уступая место бо-
лее простому и доступному схемотехническому приему (рис. 7.22, б),
когда в цепи затворов включаются одинаковые резисторы сопротив-
142
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
лением десятки-сотни Ом. Величина затворных резисторов выбира-
ется так:
R, = ^ , G.27)
где Qg — величина заряда затвора для одного транзистора.
После этого необходимо определить величину тока, которую дол-
жен обеспечить драйвер. Этот ток определяется из условия действия
напряжения Ug на параллельно соединенные затворные резисторы. То
есть величину Rg9 полученную из формулы G.27), необходимо при вы-
числениях уменьшить во столько раз, сколько транзисторов включает-
ся параллельно.
Очень важно выполнить связи между электродами транзисторов
как можно короче, минимизировав паразитные индуктивности монта-
жа. Плохая топология проводников может приводить к чрезмерным
перенапряжениям и неконтролируемому переключению. Возможное и
наиболее часто встречающееся расположение параллельно включен-
ных транзисторов MOSFET показано на рис. 7.23.
VT1
) (
VT2
Rg
, Радиатор
Рис. 7.23. Вариант параплельного включения
Транзисторы VT1—VT4 установлены на общий радиатор макси-
мально близко друг от друга, что обеспечивает их равномерный про-
грев. Силовые шины, которые могут быть выполнены как печатны-
ми, так и объемными проводниками (например, медной полоской
или луженым проводом), подключены к стоку и истоку всех транзи-
сторов. Затворные резисторы Rg можно расположить над силовыми
шинами. Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью вин-
тов, прижимных пружин. Иногда для улучшения теплового контакта
между корпусами и радиатором используется следующая радиолюби-
тельская технология: транзисторы припаиваются своими геплоотво-
дящими пластинами к общей медной заготовке, а она, в свою оче-
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
143
Рис. 7.24. Радиатор с параллельно включенными MOSFET
в схеме полумоста
редь, привинчивается к радиатору, предварительно смазанному в
месте контакта теплопроводящей пастой КПТ-8.
На рис. 7.24 приведен конструктивный узел полумоста, составлен-
ного из параллельно включенных транзисторов. Радиатор имеет сквоз-
ные каналы, через которые он принудительно продувается потоком
воздуха.
7.6- Калейдоскоп транзисторов MOSFET
В этом заключительном разделе мы поговорим о том, каким обра-
зом конструкторы элементной базы пытаются облегчить труд разработ-
чикам силовых электронных устройств, какие разновидности транзи-
сторов MOSFET присутствуют на сегодняшнем рынке, какой выигрыш
дает использованиедого или иного типа транзистора в разрабатывае-
мой схеме.
При разработке импульсных силовых устройств определенную про-
блему всегда представляет защита от перегрузок и токов короткого за-
мыкания. Обычно решается проблема следующим образом: в цепь ис-
тока включается небольшое сопротивление, напряжение с которого
подается на компаратор, отключающий схему регулирования тока и за-
пирающий силовые транзисторы. В более мощных устройствах приме-
няют специальные шунты, токовые трансформаторы или датчики на
основе эффекта Холла, имеющие гальваническую развязку с силовыми
цепями. К сожалению, такой путь не слишком оптимален, поскольку
на резистивном датчике тока теряется мощность, силовые цепи в этом
случае становятся более протяженными, а также трудно обеспечить не-
обходимый компромисс между быстродействием схемы защиты и сте-
пенью чувствительности к ложным срабатываниям.
Производитель полевых транзисторов фирма «International
Rectifier» придумала следующий способ решения этой проблемы. Как
известно, технология изготовления мощного полевого транзистора та-
144
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
кова, что его кристалл состоит из множества мелких ячеек, через кото-
рые в открытом состоянии протекает ток. Ток равномерно распределя-
ется между ячейками, поэтому, обособив некоторое количество ячеек и
сделав от них отвод тока, можно, измеряя его величину, судить о пол-
ном токе, протекающем через прибор. Проведя серию экспериментов,
специалисты фирмы разработали и выпустили на рынок серию поле-
вых транзисторов со считыванием тока (Hex sense MOSFET). Внешний
вид такого транзистора, размещенного в корпусе типа ТО-220, показан
на рис. 7.25, там же приведено его условное обозначение в схемах.
Маркируются транзисторы условным индексом «С» (current), напри-
мер, IRC740, IRCZ44, IRCP450.
Рис. 7.25. Внешний вид и условное обозначение транзистора MOSFET
со считыванием тока
Практически полевой транзистор со считыванием тока состоит из
двух параллельных полевых транзисторов, называемых «силовым» и
«считывающим». Стоки обоих транзисторов объединены, а вот сило-
вой и считывающий истоки — разные. Силовой исток обозначается
традиционно буквой S, считывающий исток — обозначен словосочета-
нием current sense. Имеется еще один вывод, обозначаемый в техниче-
ской документации как Kelvin source и называемый выводом Кельвина.
Этот вывод подключен к истоку силового транзистора таким образом,
чтобы исключить влияние основного тока на считываемый ток.
Главным параметром такого транзистора является отношение тока,
протекающего через вывод истока, и тока, протекающего через вывод
датчика:
г = Ц-, G.28)
где г — коэффициент считывания тока (current sensing ratio);
id — величина силового тока;
ic — величина считанного тока.
Конечно, результат, рассчитанный по формуле G.28), будет слег-
ка отличаться от истины, поскольку ток стока является суммой си-
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
145
К измерителю
<¦
Рис. 7.26. Подключение
датчика тока
лового и измерительного токов. Но это не принципиально, посколь-
ку считывающий транзистор введен не для точного измерения тока,
а для фиксирования состояния перегрузки транзистора. Для реаль-
ного транзистора типа IRC740 коэффициент считывания ток состав-
ляет 2660...2940.
Чтобы обеспечить считывание тока,
между выводами current sense и Kelvin
source включается небольшое сопро-
тивление (рис. 7.26), сигнал с которого
можно усилить, подать на схему стаби-
лизации или отключения по перегрузке.
Каким образом это сделать, подробно
описано в [35] и [36]. Получить данные
документы можно с сайта фирмы-про-
изводителя http://www.irf.com.
Одной из проблем управления стан-
дартными полевыми транзисторами яв-
ляется необходимость наличия напря-
жения величиной около 10... 15 вольт
для гарантированного их открытия. Ко-
нечно, никаких трудностей не возникает, если схема управления пита-
ется указанным напряжением. Но если управляющая схема построена
на основе логических элементов или микроконтроллеров с питанием 5
вольт и других источников питания в схеме нет? Вот для таких случаев
разработаны и выпускаются серийно транзисторы с логическим уровнем
управления (Logic-Level Gate Drive), затворы которых можно непосред-
ственно подключать к выходам цифровых микросхем. Фирма
«International Rectifier», выпускающая транзисторы с логическим уров-
нем управления, маркирует эту продукцию индексом «L» (logic), на-
пример, IRLZ44, IRLZ544. Данные транзисторы MOSFET практически
ничем не отличаются от стандартных приборов, кроме сниженного
максимально допустимого напряжения «затвор-исток» и иной характе-
ристики заряда затвора (рис. 7.27). Рекомендуем читателю сравнить
этот рисунок с рис. 7.11.
Как мы уже говорили, при разработке импульсных силовых уст-
ройств всегда уделяется достаточно много внимания схемам защиты от
перегрузок. И даже появление достаточно устойчивых к аварийным ре-
жимам полевых транзисторов не решило проблему защиты от перегру-
зок. Как показывает практика, обезопасить схему от потенциального
пробоя с помощью простых схемотехнических методов не слишком
трудно, однако тепловой и токовый пробой требуют гораздо более
сложных мер. Революционным шагом на пути создания отказоустойчи-
вых элементов стала разработка фирмой «International Rectifier» транзи-
146
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
ID=25
/
/
А
V
м
i woi ' i' -
VDS=28VN
У
А
N
\
ч
\
//
\
\
/
У
15
12
ф 9
Ч 6
го
О
"О 10 20 30 40 50 60 70
Qg, Total Gate Charge (nC)
Рис. 7.27. Кривая заряда затвора MOSFET с логическим уровнем управления
на примере 'IRLZ44NL
сторов MOSFET со встроенной системой самоконтроля — так называе-
мых интеллектуальных ключей (Intelligent power switch). Эти транзисто-
ры маркируются индексом «IPS», например, IPS0151, IPS511. Их доля
среди выпускаемых на сегодняшний момент типов невелика по причи-
не высокой (пока) стоимости, но неуклонно продолжает расти.
На рис. 7.28 схематически показаны основные узлы таких транзи-
сторов, предназначенных как для управления нагрузкой, подключен-
ной к стоку (так называемый транзистор «нижнего плеча»), так и на-
грузкой, подключенной к истоку (транзистор «верхнего плеча»). Оба
типа транзисторов управляются входным логическим сигналом вели-
чиной 5 В.
Схема контроля состояния транзистора «нижнего плеча»
(рис. 7.28, а) постоянно «следит» за температурой кристалла и за вели-
чиной протекающего тока. При превышении температуры выше 165 °С,
а также при превышении тока стока определенного значения схема
контроля отключает транзистор вне зависимости от величины сигнала
управления.
В интеллектуальном MOSFET «верхнего плеча», кроме входа
управления «IN», появляется также диагностический выход «DG» (вы-
ход статуса), по состоянию которого можно не только судить о режиме
работы транзистора, но и диагностировать произошедшую неисправ-
ность. Так, в нормальном режиме работы сигнал с выхода статуса по-
вторяет входной сигнал управления. При обрыве нагрузки на выводе
«DG» будет всегда «читаться» логическая «единица», при превышении
температуры выше 165 °С, а также при превышении тока стока опреде-
ленного значения на выводе «DG» устанавливается логический «нуль».
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
147
а)
Управление
логическим
уровнем
сигнала
о
НагрузкаГ
Схема
контроля
"Общий"
+5В
Статус
DG
Схема
логики
IN
Управление
логическим
уровнем сигнала
б)
Схема
контроля
О
pull-up
резистор
Нагрузкам
I—о
"Общий" силовой
"Общий" управление
Рис. 7.28. Интеллектуальный MOSFET: а) для управления нагрузкой
в стоке; б) для управления нагрузкой в истоке
Температурная защита имеет некоторый гистерезис, формируемый
схемой контроля. Это означает, что восстановить функционирование
транзистора в нормальном режиме удастся только после снижения
температуры кристалла до величины 158 °С.
Достаточно активно идут работы над совершенствованием характе-
ристик классических транзисторов MOSFET. Сегодня на отечествен-
ном рынке электронных комплектующих можно встретить представи-
телей так называемого пятого поколения транзисторов MOSFET, выпус-
каемых фирмой «International Rectifier». В маркировке эгих
транзисторов присутствует буква «N», например, IRFZ44N, но их легко
спутать с более старой модификацией, такой буквы не имеющей —
IRFZ44. Размер кристалла у транзисторов пятого поколения меньше,
на 10...20% снижено сопротивление в открытом состоянии (Rik(on}),
уменьшена величина заряда затвора (Qg), в несколько раз снижен заряд
обратного восстановления (()„) паразитного диода.
В области импульсных источников электропитания сегодня наблю-
дается тенденция уменьшения размеров питающих модулей, повыше-
ния их КПД, а также наиболее рациональной компоновки в составе
148
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
электронных приборов. Достигнуть такого результата позволяет сокра-
щение габаритов элементов (прежде всего силовых), их комбинирова-
ние в одном корпусе. Ярким представителем подобной элементной
базы является серия FETKY MOSFET (рис. 7.29). При изготовлении
серии вместе с транзисторами корпусируются также специальные дио-
ды Шоттки (Schottky diode), причем таким образом, чтобы обеспечить
соединение этих элементов согласно известным схемам построения
вторичных источников питания. На рис. 7.29, б показана специализи-
рованная транзисторная сборка типа Dual FETKY, содержащая два
MOSFET-транзистора и диод Шоттки. Такая сборка незаменима при
построении синхронных схем вторичных источников, о которой мы
поговорим в одной из следующих глав.
?х
-еь-
?Г-Ц
m
m
а) б)
Рис. 7.29. Комбинированные MOSFET транзисторы:
a) FETKY MOSFET 1RF7521D1; б) Dual FETKY MOSFET IRF7901D1
С достаточно большим запозданием, вызванным экономической
неразберихой, царившей в нашей стране последнее десятилетие, поя-
вились серийные отечественные транзисторы MOSFET, являющиеся
примерными аналогами транзисторов фирмы «International Rectifier».
Производятся они минским ПО «Интеграл» (УП «Завод «Транзистор»).
Автор считает, что об этих транзисторах можно говорить как об «отече-
ственных», несмотря на то что формально их производит другое госу-
дарство — Белорусия. В табл. 7.3 приведены типы транзисторов, кото-
рые можно приобрести в магазинах и на радиорынках. Рекомендуется
также почаще бывать в Интернете и заглядывать на сайт фирмы произ-
водителя http://www.bms.by — тем, кому важно сэкономить деньги, это
окажется большим подспорьем. Ведь ошибок производства, связанных
с несовершенством технологии, становится все меньше, а цена отече-
ственных аналогов остается ниже зарубежных прототипов. Некоторые
наименования полевых транзисторов сегодня также выпускает АООТ
«Воронежский завод полупроводников». В его номенклатуре также
представлены аналоги транзисторов «International Rectifier» в корпусах
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
149
ТО-220 и мощные транзисторные модули в корпусах ТО-244 с величи-
ной номинального тока стока до 200 А. Однако эти транзисторы гораз-
до сложнее приобрести, поэтому мы о них говорить не будем.
Таблица 7.3. Некоторые отечественные транзисторы MOSFET
Обозна-
чение
КП723А
КП723Б
КП723В
КП723Г
КП726А
КП726Б
КП727А
КП727Б
КП727В
КП728Г1
КП728С1
КП728Е1
КП728Л1
КП731А
КП731Б
КП731В
КП737А
КП737Б
КП737В
КП737Г
КП739А
Аналог
IRFZ44
IRFZ45
IRFZ40
IRLZ44
BUZ90A
BUZ90
BUZ71
IRFZ34
IRLZ34
—
—
—
—
IRF710
IRF711
IRF712
IRF630
IRF634
IRF635
IRL630
IRFZ14
j-
60
60
50
60
600
600
50
60
60
700
650
600
550
400
350
400
200
250
250
200
60
Is
JO
ее
0,028
0,035
0,028
0,028
2,0
1,6
0,1
0,05
0,05
5,0
4,0
3,0
3,0
3,6
3,6
5,0
0,4
0,45
0,68
0,4
0,2
i<
¦о
50
50
50
50
4,0
4,5
14
30
30
3,0
3,0
3,3
4,0
2,0
2,0
1,7
9,0
8,1
6,5
9,0
10
!¦«
О)
±20
±20
±20
±10
±20
±20
±20
±20
±10
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±10
±20
Р,Вт
150
150
150
150
75
75
40
88
60
75
75
75
75
36
36
36
74
74
74
74
43
Тип
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
Корпус
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
150
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Продолжение табл. 7.3
Обозна-
чение
КП739Б
КП739В
КП740А
КП740Б
КП740В
КП741А
КП741Б
КП742А
КП742Б
КП743А
КП743Б
КП743В
КП744А
КП744Б
КП744В
КП744Г
КП745А
КП745Б
КП745В
КП745Г
КП746А
КП746Б
КП746В
КП746Г
Аналог
IRFZ10
IRFZ15
IRFZ24
IRFZ20
IRFZ25
IRFZ48
IRFZ46
STH75N06
STH80N05
IRF510
IRF511
IRF512
IRF520
IRF521
IRF522
IRL520
IRF530
IRF531
IRF532
IRL530
IRF540
IRF541
IRF542
1RL540
«
•о
50
60
60
50
60
60
50
60
50
100
80
100
100
80
100
100
100
80
100
100
100
80
100
100
Is
J°
0,2
0,32
0,1
0,1
0,12
0,018
0,024
0,014
0,012
• 0,54
0,54
0,74
0,27
0,27
0,36
0,27
0,16
0,16
0,32
0,16
0,077
0,077
0,1
0,077
>
10
8,3
17
17
14
50
50
75
80
5,6
5,6
4,9
9,2
9,2
8,0
9,2
14,0
14,0
12,0
15,0
28,0
28,0
25,0
28,0
u
±20
±20
±20
±20
±20
±20.
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±10
±20
±20
±20
±10
±20
±20
±20
±10
Р,Вт
43
43
60
60
60
190
150
200
200
43
43
43
60
60
60
60
88
88
88
88
150
150
150
150
Тип
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
Корпус
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-218
ТО-218
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
151
Продолжение табл. 7.3
Обозна-
чение
КП747А
КП748А
КП748Б
КП748В
КП749А
КП749Б
КП749В
КП750А
КП750Б
КП750В
КП750Г
КП751А
КП751Б
КП751В
КП752А
КП752Б
КП752В
КП753А
КП753Б
КП753В
КП771А
КП771Б
КП775А
КП775Б
Аналог
IRFP150
IRF610
IRF611
IRF612
IRF620
IRF621
IRF622
IRF640
IRF641
IRF642
IRL640
IRF720
IRF721
IRF722
IRF730
IRF731
IRF732
IRF830
IRF831
IRF832
STP40N10
-
2SK2498A
-
¦ё
100
200
150
200
200
150
200
200
150
200
200
400
350
400
400
350
400
500
450
500
100
100
60
55
Is
ОС
0,055
1,5
1,5
2,4
0,8
0,8
1,2
0,18
0,18
0,22
0,18
1,8
1,8
2,5
1,0
1,0
1,5
1,5
1,5
2,0
0,04
0,055
0,009
0,009
>
41,0
з,з
3,3
2,6
5,2
5,2
4,0
18,0
18,0
16,0
18,0
3,3
3,3
2,8
5,5
5,5
4,5
4,5
4,5
4,0
40,0
35,0
50,0
50,0
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±10
±20
±20
±20
±20
± 20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
Р,Вт
230
36
36
36
50
50
50
125
125
125
150
50
50
50
74
74
74
74
74
74
150
150
200
200
Тип
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
Корпус
ТО-218
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ГО-220
ТО-220
ГО-220
152
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Окончание табл. 7.3
Обозна-
чение
КП775В
КП776А
КП776Б
КП776В
КП776Г
КП777А
КП777Б
КП777В
КП778А
КП779А
КП780А
КП780Б
KI1780B
КП781А
КП783А
КП784А
КП785А
КП786А
КП787А
КП789А
Аналог
IRF740
IRF741
IRF742
IRF744
IRF840
1RF841
IRF842
IRFP250
IRFP450
IRF820
IRF821
IRF822
IRFP350
IRFP3205
1RF9534
IRF9540
BUZ80A
BUZ91A
BUZ111A
х
</>'
¦о
60
400
350
400
450
500
450
500
200
500
500
450
500
400
55
-60
-100
800
600
55
и
ее
0,011
0,55
0,55
0,8
0,63
0,85
0,85
1,1
0,085
0,4
3,0
3,0
4,0
0,3
0,008
0,14
0,2
3,0
0,9
0,008
«хеш р.
50,0
10,0
10,0
8,3
8,8
8,0
8,0
7,0
30,0
14,0
2,5
2,5
2,2
16,0
70,0
-18,0
-19,0
4,0
8,0
80,0
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
±20
Р, Вт
200
125
125
125
125
125
125
125
190
190
50
50
50
190
200
88
150
100
150
250
Тип
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
п-канал
р-канал
р-канал
п-канал
п-канал
п-канал
Корпус
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-218
ТО-218
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-218
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
ТО-220
Глава 8
Почти биполярный, почти полевой
Биполярный транзистор с изолированным затвором.
Основные характеристики. Перспективы использования
в изделиях силовой электроники
...На работе была поставлена задача: разработать мощный источник пита-
ния с входным напряжением 600 вольт. Использовать транзисторы MOSFET не
могу — маловат запас по напряжению «сток-исток». Что делать?..
Из переписки
...Пробовал заменить в источнике питания транзисторы MOSFET на реко-
мендованные в книге быстрые IGBT. Разницы в нагреве корпусов не заметил. Прав-
да, дороговатой оказалась замена...
Из отзывов на первое издание
Из этой главы читатель узнает о силовых полупроводниковых
приборах, недавно появившихся в арсенале разработчика силовой им-
пульсной техники, — о биполярных транзисторах с изолированным
затвором (IGBT). Появление транзисторов IGBT решило десятиле-
тиями существовавшую проблему обеспечения высоковольтных схем
простыми и надежными ключевыми элементами, обладающими высо-
ким быстродействием, малыми затратами на управление, устойчиво-
стью к многократным перегрузкам и полной управляемостью, откры-
ло большие перспективы для профессиональных разработчиков и ра-
диолюбителей.
8.1. Как устроены IGBT
В предыдущей главе мы назвали транзисторы MOSFET почти иде-
альными приборами для использования в силовой электронике. Сей-
час настало время сделать одну существенную оговорку: справедли-
вость этих слов в отношении полевых транзисторов очевидна, если ра-
бочее напряжение силовых цепей не превышает величину 300...400 В.
При повышении рабочего напряжения приходится выбирать транзи-
сторы с более высокой величиной допустимого напряжения «сток-ис-
154 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
ток», а это значит, что в номенклатуре серийных транзисторов нам не
удастся найти такой экземпляр, который имеет низкое сопротивление
в открытом состоянии и, соответственно, высокий допустимый ток
стока. Максимальная величина допустимого напряжения «сток-исток»
большинства серийных полевых транзисторов сегодня составляет по-
рядка 800 вольт, но сопротивление в открытом состоянии таких прибо-
ров измеряется уже единицами Ом. Как же поступить разработчику в
данном случае? Опять возвращаться к «биполярникам»? Не хотелось
бы этого делать!
Оказывается, возможно объединить такие преимущества биполяр-
ных транзисторов, как большая допускаемая величина напряжения
«коллектор-эмиттер», и полевых транзисторов — как минимальные за-
траты энергии на управление. Объединение этих свойств в одном при-
боре происходит еще на этапе его изготовления при помощи способа,
описанного ниже. Нужно сказать, что еще в начале 80-х гг. XX в..были
проведены успешные эксперименты по созданию комбинированного
транзистора, состоящего из управляющего MOSFET и выходного би-
полярного каскада. Прибор получил название биполярного транзистора
с изолированным затвором. Ведущие мировые фирмы разработали мно-
жество способов получения таких приборов, однако наибольшее рас-
пространение получили комбинированные транзисторы эпитаксиль-
ной структуры РТ (punch-through) и однородной структуры NPT
(non-punch-through). Сегодня дан-
с<рколлектор ные транзисторы объединены общим
названием IGBT (insulated gate
bipolar transistor), произносящимся
как «ай-джи-би-ти» (рис. 8.1). Имен-
р но в структуре типа IGBT исследова-
телям наиболее удачно удалось со-
Рис. 8.1. Условное обозначение единить положительные качества по-
транзистора IGBT левых и биполярных транзисторов,
работающих в ключевом режиме.
Читатели, которые внимательно прочли предыдущую главу, навер-
няка запомнили, что на этапе производства полевых транзисторов в их
структуре обязательно появляется паразитный биполярный транзи-
стор, который не находит практического применения, а зачастую про-
сто мешает нормальному функционированию полевого полупровод-
никового прибора. Но, как оказалось, в состав транзистора возможно
ввести несколько новых элементов, и он превратится в совершенно
новый прибор с уникальными свойствами. На рис. 8.2 условно показа-
но внутреннее устройство IGBT-транзистора, причем рис. 8.2, а отра-
жает все технологические элементы, появляющиеся при его изготов-
лении. Нам уже знаком транзистор MOSFET VT1, цепь «сток-исток»
которого зашунтирована паразитным п -р-n биполярным транзистором
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
155
VT3 с резистором Rb в собственной цепи «база-эмиттер». Новые эле-
менты — биполярный транзистор структуры p-n-p (VT2) и полевой
транзистор с управляющим p-n-переходом VT4. Последний транзи-
стор выполняет роль динамического сопротивления, которое умень-
шается во включенном состоянии и пропускает ток через базовую об-
ласть транзистора VT2.
Первый шаг к упрощению эквивалентной схемы ЮВТ-транзисто-
ра сделан на рис. 8.2, б, где транзистор VT4 заменен резистором с пере-
менным сопротивлением Rmod. Теперь, взглянув на схему, можно уви-
деть, что образовавшаяся структура из биполярных транзисторов VT2 и
VT3 может иметь внутреннюю положительную обратную связь, так как
ток коллектора VT2 самым непосредственным образом влияет на ток
базы VT3 и наоборот. Вообще данная структура сильно напоминает ти-
ристорную, а значит, возможно появление неприятного эффекта за-
щелкивания p-n-p-n-структуры. К чему приведет защелкивание, долго
объяснять не нужно — транзистор может попросту сгореть, поскольку
он потеряет управляемость.
VT2
=>
а) б)
Рис. 8.2. К пояснению принципа действия IGBT
Следует ли уделять внимание борьбе с эффектом защелкивания?
Конечно, первые IGBT-транзисторы были в значительной степени под-
вержены этому неприятному эффекту, поэтому приходилось принимать
серьезные меры. Но теперь технология производства комбинированных
транзисторов «ушла» далеко вперед, разработчики научились с ним ус-
пешно бороться, управляя величиной сопротивлений Rb и Rmod, а тапкже
коэффициентами усилений VT2 и VT3. Исследования показали, что ус-
тойчивость к защелкиванию снижается при увеличении скорости изме-
нения напряжения «коллектор-эмиттер» за единицу времени, то есть за-
щелкивание происходит в моменты коммутации. Отметим что ведущие
мировые фирмы-производители транзисторов IGBT (International
Rectifier, 1XYS, Motorola, Intersil, Semikron, Mitsubishi, Eupec, Siemens
156 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
и др.) гарантируют отсутствие «защелкивания» биполярной структуры,
поэтому в их технической документации часто приводится упрощенная
эквивалентная схема IGBT, показанная на рис. 8.2, в.
Пожалуй, это все, что хотелось бы рассказать в рамках этой книги о
внутреннем устройстве IGBT приборов. Гораздо важнее разработчику-
практику иметь представление о характеристиках этих транзисторов и
о поведении их в реальных электронных схемах.
8.2. Транзистор IGBT в режиме переключения
Для разработки электронных схем на основе транзисторов IGBT
нет необходимости разбираться в параметрах составных элементов по-
лупроводникового прибора, достаточно представить IGBT в виде трех-
электродного элемента, имеющего типовые параметры и характери-
стики. Наверняка у читателя уже родился вопрос: «Какое положение
по быстродействию, то есть скорости включения и отключения, зани-
мает IGBT в сравнении с MOSFET и классическим биполярным тран-
зистором?» Однозначно можно сказать, что MOSFET переключается
быстрее IGBT, но в случае сравнения с биполярным транзистором
нельзя сделать однозначный вывод в пользу того или иного приборами
вот почему.
Ограничение общей скорости переключения биполярных транзи-
сторов с изолированным затвором, как и простых биполярных транзи-
сторов, кроется в конечном времени жизни неосновных носителей в
базе транзистора VT2 (рис. 8.2). И если включение транзисторов про-
исходит достаточно быстро, то необходимость затрачивать некоторое
время на рассасывание неосновных носителей в базовой области за-
медляет процесс выключения. Для «биполярника», как мы знаем, за-
держка выключения — это наличие коллекторного тока после подачи
на базу запирающего импульса. Но для IGBT, процесс выключения ко-
торого в целом похож на аналогичный процесс для MOSFET, значи-
тельная задержка выключения — так называемый «токовый хвост», ко-
гда остаточный ток коллектора продолжает совершать колебательные
движения, приближаясь к нулевому значению. Причина «хвоста» кро-
ется в том самом накоплении заряда базовой областью и его рассасыва-
нии при окончательном переходе внутреннего транзистора MOSFET в
режим отсечки. Чем опасен «хвост»? Он ведет к увеличению тепловых
потерь и требует увеличения так называемого «мертвого времени»
(dead time) для мостовых и нолумостовых схем в промежутках между
фазами проводимости двух приборов.
Фирмы-производители транзисторов IGBT сделали немало для оп-
тимизации процесса расбасывания неосновных носителей, однако эта
задача оказалась слишком противоречивой, и решать ее пришлось
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой 157
комплексно, то есть улучшать технологию производства и совершенст-
вовать схемотехнические приемы. Конечно, производители элемент-
ной базы могли бы оставить схемотехнику инженерам, сохранив за со-
бой только технологию: процессами рассасывания возможно управлять
извне, если вывести наружу базу транзистора VT2. Но этот пугь снизил
бы потребительские качества новых приборов — слишком сложно то-
гда было бы их использовать в схемах. И фирмы-разработчики эле-
ментной базы провели дополнительные эксперименты, в результате
чего базовый вывод был сделан недоступным извне, а также выработа-
ны особые технологические приемы, позволяющие ускорить процессы
рекомбинации. Один из таких приемов — снижение коэффициента
усиления транзистора VT2.
К сожалению, здесь возникло еще одно существенное противоре-
чие: снижение коэффициента усиления в значительной степени умень-
шает «токовый хвост», но увеличивает напряжение насыщения откры-
того транзистора, заставляя увеличиваться статические потери в от-
крытом состоянии (потери проводимости). Увеличение коэффициента
усиления, наоборот, снижает напряжение насыщения, но приводит к
росту «токового хвоста», а значит, к росту динамических потерь (по-
терь переключения). Чрезмерное же увеличение коэффициента усиле-
ния может привести к резкому повышению вероятности возникнове-
ния защелкивания. До некоторой степени с опасным эффектом можно
бороться, варьируя сопротивления Rmod и Rb... Но перечисленные про-
блемы интересуют только производителей, а разработчиков электрон-
ных схем может заинтересовать только результат их решения. Какой же
итог данных исследований?
Оказалось, что IGBT «для всех времен и народов» создать невоз-
можно — слишком много противоречий и взаимоисключающих фак-
торов влияют на его характеристики. Поэтому частотный диапазон
возможных применений IGBT-приборов был поделен на несколько
участков, для которых и были созданы «свои» приборы с оптимизиро-
ванными параметрами. К примеру, ведущий производитель IGBT
фирма «International Rectifier» классифицирует свои приборы по сле-
дующим группам, которые маркируются буквами:
• W — (warp speed) — 75... 150 кГц;
• U - (ultra fast speed) - 10...75 кГц;
• F — (fast speed) — 3...10 кГц;
• S — (standard speed) — 1...3 кГц.
Поэтому на вопрос о сравнении IGBT и биполярных транзисторов
можно ответить следующее: IGBT-транзисторы класса «S» уступают
«биполярникам» по быстродействию, класс «F» примерно сравнивает-
ся, а классы «U» и «W» обладают более высокими показателями быст-
родействия. По данным табл. 8.1 хорошо видно, что с повышением бы-
158
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
стродействия IGBT-транзисторов одного типа уменьшаются динами-
ческие потери (показаны в виде энергии выключения), но уменьшается
и токовая нагрузка на прибор.
Таблица 8.1. Сравнение разных классов транзистора IRG4PC40
I Транзистор
IGBT
IRG4PC40S
IRG4PC40F
1RG4PC40U
IRG4PC40W
Класс
S
F
и
W
Напряжение
насыщения
«коллектор-эмиттер»,
В
1,32
1,50
1,72
2,05
Максимальный
ток коллектора,
А
31
27
20
20
Энергия
выключения,
мДж
6,50
1,81
0,35
0,23
Ссе
Т
Рис. 8.3. Паразитные емкости
в составе транзистора 1GBT
Теперь рассмотрим более подробно процессы, происходящие при
коммутации IGBT транзисторов, по той же методике, которая приме-
нялась нами для транзисторов MOSFET, то есть при подаче на затвор
прямоугольного импульса с высокой
крутизной фронта и спада. Но внача-
ле предупредим читателя, что в соста-
ве IGBT-транзистора также имеются
паразитные межэлектродные емко-
сти, которые «затягивают» динамиче-
ские процессы (рис. 8.3). Далее мы
увидим, что здесь также будет дейст-
вовать эффект Миллера, которым
«управляет» емкость Cgc.
Обратимся теперь к рис. 8.4, на котором показана схема исследо-
вания коммутационных процессов. Эта схема аналогична приведен-
ной в предыдущей главе на рис. 7.9, разве что вместо транзистора
MOSFET включен транзистор IGBT. Результаты исследования показа-
ны на рис. 8.5. При подаче от генератора открывающего импульса
(рис. 8.5, а) через резистор Rg начинает заряжаться входная емкость
полевого транзистора, входящего в состав IGBT (рис. 8.5, б), но на-
пряжение «коллектор-эмиттер» (рис. 8.5, в) не уменьшается и ток в
цепи «коллектор-эмиттер» пока не течет. Участок «1», носящий назва-
ние времени задержки включения (turn-on delay time) продолжается до
тех пор, пока напряжение Uge не достигнет напряжения открывания.
На участке «2» происходит перезаряд емкости Миллера и открывание
транзистора. Время, затрачиваемое на этот процесс, носит название
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
159
времени нарастания (rise time). В цепи
«коллектор-эмиттер» появляется ток. На
участке «3» происходит заряд входной ем-
кости до напряжения Ug, на участке «4»
транзистор полностью открыт.
Выключение (перевод в режим отсеч-
ки) начинается на участке «5», когда на-
пряжение на затворе снижается до порого-
вого уровня за время задержки выключения
(turn-off delay time). Пока мы не замечали
каких-либо отличий от поведения обычно-
го транзистора MOSFET, но сейчас отли-
Рис. 8.4. К исследованию
коммутационных
процессов IGBT
а)
td(on) t
Рис. 8.5. Временные диаграммы коммутационных процессов
в транзисторах IGBT
160
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
чия появятся. В начале участка «6», когда начинается процесс увеличе-
ния напряжения «коллектор-эмиттер» (рис. 8.5, в), ток коллектора ка-
кое-то время сохраняет свое значение из-за протекания процесса
рассасывания неосновных носителей, затем резко спадает почти до
нуля, что занимает время спада (fall time). Однако на этом процесс вы-
ключения не заканчивается, поскольку внутренние процессы рекомби-
нации продолжаются. На участках «7» и «8» (рис. 8.5, г) наблюдается
«токовый хвост», характеризуемый непериодическими колебаниями
коллекторного тока.
Следует отметить, что кривые заряда затвора для транзисторов од-
ной серии примерно повторяются у приборов разных классов, что так-
же свидетельствует о том, что быстродействие IGBT-транзисторов оп-
ределяется их биполярной составной частью, а не полевой. Для иллю-
страции на рис. 8.6 приведены кривые заряда затвора транзисторов,
включенных в табл. 8.1.
20
at
si
о о
;&16
о о 12
В S
О |
о га 4
/
©
©
/
У
//
/
/
У
20
40
60
80 100 120
Qg, Total Gate Charge (nC)
(Общий заряд затвора, нКл)
Рис. 8.6. Кривые заряда затвора для транзисторов серии 1RG4PC50
Исследования также показали, что у транзисторов IGBT, как и у
MOSFET, отсутствует участок вторичного пробоя, характерный для
биполярных транзисторов. Кроме того, с повышением температуры
напряжение насыщения «коллектор-эмиттер» у IGBT уменьшается, в
то время как сопротивление канала MOSFET растет.
Область безопасной работы, как мы знаем, описывает способность
транзистора противостоять перегрузкам по току и по напряжению. Пе-
регружать IGBT-транзистор по напряжению не допускается, но по
току он выдерживает 5... 10-кратные кратковременные перегрузки. Об-
ласть безопасной работы IGBT-приборов определяется максимальной
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
161
температурой полупроводникового кристалла, типичное значение 7}
составляет 150 °С. Область безопасной работы транзистора IGBT опре-
деляется по максимальному импульсному току коллектора (pulsed
collector current) и максимальному напряжению «коллектор-эмиттер»
(collector-to-emitter voltage) — при эксплуатации в пределах рабочих
частот. На рис. 8.7 представлена область безопасной работы транзисто-
ра IRG4PC40U. Площадь под кривой обозначена как safe operating
area — это и есть область безопасной работы. Хорошо видно, что
IGBT-транзистор выдерживает пиковые (неповторяющиеся) токовые
перегрузки вплоть до предельных значений напряжения «коллек-
тор-эмиттер».
1000
го О
о ф
Ш
О
О
юо
ю
-4
1
1
/
/
А
1
/
SAFE OPERATING ARPA
IT""
11
1 10 100 1000
VCE, Collector-to-Emitter Voltage (V)
Рис. 8.7. Область безопасной работы транзистора IGBT
типа IRG4PC40U
Еще раз повторимся, что эксплуатировать IGBT-транзистор опре-
деленного класса можно только в том диапазоне частот, для которого
он предназначен. Точнее, использовать более высокочастотные классы
на низких частотах допустимо (хотя это расточительно — чем выше
класс, тем прибор стоит дороже), а вот «разгонять» медленные IGBT не
рекомендуется. Вообще, если быть до конца точными, то теоретически
использовать медленный прибор на высоких частотах возможно, но
практически придется сильно снизить величину допустимого длитель-
ного тока, и к тому же большую часть энергии придется расходовать на
потери переключения, что серьезно понизит КПД схемы.
И все же, каковы частотные свойства IGBT транзисторов? Как точ-
но определить, на каких частотах допускается «работать» без снижения
максимального значения тока коллектора, а где его придется снизить?
162
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
80
iff
40
20
/
ч,
ч
s
ч
ч
ч
/
\
1
•/.
ч
/
ч
ч«,
/
ч
ч
ч»^
/
\
\
\
\
^*
\
^» —
0,1
1 10
f, Frequency (kHz)
(Частота)
100
Рис. 8.8. Сравнительные частотные характеристики IGBT транзисторов
разных классов на примере IRG4PC50
В технической документации на этот счет приводится график, назы-
ваемый типовой зависимостью тока нагрузки от частоты (typical load
current vs. Frequency). Для наглядности на рис. 8.8 данные графики
объединены в одной координатной сетке для четырех классов упомя-
нутых в этом разделе транзисторов.
8.3. Основные параметры транзисторов IGBT
В силу сложности своего внутреннего устройства транзисторы
IGBT требуют более тщательного и глубокого анализа информации,
содержащейся в технической документации. Поскольку эти транзисто-
ры менее известны отечественным разработчикам, нежели их «старшие
братья» MOSFET, стоит рассказать подробнее об основных параметрах
ЮВТ. Также укажем, на что в первую очередь необходимо обратить
внимание при выборе. В этом нам поможет документация, предлагае-
мая фирмой «International Rectifier». Эта фирма не без основания гор-
дится наличием наиболее полной справочной информации по выпус-
каемым ею изделиям.
Предварительный отбор проводится по величине постоянного тока
коллектора (continuous collector current), обозначаемого как Ic. Эта ве-
личина нормируется при нормальной температуре корпуса B5 °С) и
при повышенной температуре A00 °С). Для более детального анализа
можно использовать график зависимости величины допустимого по-
стоянного тока коллектора от температуры корпуса (case temperature),
показанный на рис. 8.9. Кристалл IGBT-транзистора также боится пе-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
163
40
< Б
с ?30
3 а:
i!10
N
\
\
\
ч
\
=15V
\
\
\
25 50 75 100 125
Тс, Case Temperature (°C)
(Температура корпуса, °С)
150
Рис. 8.9. Зависимость постоянного тока коллектора IGBT
от температуры корпуса
регрева, как любой другой полупроводниковый прибор, поэтому разра-
ботчику следует следить за его температурой и выбирать допустимый
ток исходя из условий работы транзистора.
Второй параметр, на который сразу следует обращать внимание, —
это допустимое рабочее напряжение «коллектор-эмиттер» (collector-to-emitter
voltage), обозначаемое Uces. Как правило, этот параметр у реальных
IGBT-транзисторов может составлять 600, 1200 и более вольт — имен-
но для высоковольтных применений IGBT и разрабатывались, а зна-
чит, они «перекроют» весь диапазон напряжений, встречающихся на
практике. Но применять 600-вольтный транзистор, к примеру, для по-
строения первичных каскадов преобразователей с питанием от трех-
фазной сети 380 В/50 Гц не рекомендуется — слишком мал запас по на-
пряжению. Высоковольтные же IGBT, рассчитанные на напряжение
1700 В и выше, здесь также использовать неразумно по причине их ма-
лой распространенности, а также высокой стоимости. Поэтому в дан-
ном случае применяют IGBT с рабочим напряжением «коллек-
тор-эмиттер», равным 1200 В. И еще необходимо запомнить, что с по-
вышением температуры полупроводникового кристалла допустимое
напряжение «коллектор-эмиттер» снижается.
В технической документации также может встретиться так назы-
ваемое максимально допустимое напряжение «эмиттер-коллектор»
(Emitter-to-Collector Breakdown Voltage), которое обозначается Uecs.
Этот параметр характеризует способность транзистора IGBT выдержи-
164 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
вать приложение обратного напряжения «эмиттер-коллектор». Пояс-
ним, что для транзистора типа MOSFET такой проблемы не существу-
ет, поскольку в них имеется паразитный обратный диод, который при
приложении обратного напряжения открывается. В транзисторе IGBT
паразитного диода нет, поэтому нужно защищаться от пробоя обрат-
ным напряжением дополнительными средствами. Во-первых, можно
выбрать такой тип транзистора, в котором обратный диод, имеющий
хорошие показатели быстродействия, встраивается на этапе изготовле-
ния элемента. Во-вторых, подключить внешний диод. Второй способ
менее надежен, так как связи между диодом и выводами транзистора
необходимо выполнять как можно более короткими, иначе эта мера
также окажется малоэффективной. Почему?
Обратим внимание на рис. 8.10, на котором показано плечо полу-
моста с транзисторами VT1, VT2, а также внешними обратными диода-
ми VD1, VD2. Имеется также некоторая индуктивность нагрузки L и
индуктивность монтажа L5. При выключении транзистора VT2 ток на-
грузки будет замыкаться через диод VD1. Этот ток непостоянен, поэто-
му он характеризуется определенной скоростью спада (diL/dt), что вы-
зывает бросок напряжения на индуктивности Ls. Напряжение на кол-
лекторе VT1 становится меньше напряжения на эмиттере. При
значительной величине индуктивности монтажа, а также большой ско-
рости спада тока это напряжение может пробить цепь «коллек-
тор-эмиттер», поскольку типовое значение Uecs у реальных приборов
составляет 15...20 вольт.
Рис. 8.10. К пояснению эффекта появления напряжения «эмиттер-коллектор»
Ранее мы уже упоминали напряжение насыщения «коллектор-эмит-
тер» (Collector-to-Emitter Saturation Voltage). Величина этого напряже-
ния определяет статические тепловые потери. Напряжение насыщения
(Uce(on)) B некоторой степени зависит от величины протекающего кол-
лекторного тока. Например, для транзистора типа IRG4PC40U оно
равно 1,72 вольта для протекающего тока 20 А и 2,15 вольт — для тока
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
165
40 А. В технической документации нормируются значения Vce(on) при
температуре 25 и 150 °С.
Динамические характеристики транзисторов IGBT, как мы уже го-
ворили, «закладываются» на этапе их изготовления. Конечно, в техни-
ческой документации имеются данные о величине заряда затвора тран-
зисторов IGBT, обозначаемого как Qg, и эта величина пригодится для
проектирования схемы управления (драйвера). Но однозначно исполь-
зовать величину заряда затвора для оценки потерь переключения по-
добно тому, как это делается для транзисторов MOSFET, нельзя. Такая
ситуация складывается потому, что IGBT-транзистор имеет сложную
внутреннюю структуру, а также сложный процесс выключения, свя-
занный с наличием «токового хвоста».
Используется другой метод расчета потерь переключения на основе
энергии потерь переключения. Для транзистора IGBT в справочных дан-
ных приводится три цифры: энергия потерь при включении Еоп
(Turn-On Switching Loss), энергия потерь при выключении Eoff (Turn-Off
Switching Loss) и суммарная энергия потерь Ets (Total Switching Loss).
Определяется общая энергия потерь по простой формуле:
Ets=Eon + EoJI. ' (8.1)
Энергия Еоп измеряется в промежутке между 5% нарастания тока
коллектора до 5% спада напряжения «коллектор-эмиттер» от своих на-
чальных установившихся значений. Энергию спада измеряют на интер-
вале времени 5 мкс с момента 5% нарастания напряжения «коллек-
тор-эмиттер». Понятно, что по прошествии указанного времени «токо-
вый хвост» гарантированно закончится. Для сравнения в табл. 8.2
приведены значения энергии переключения для четырех классов IGBT.
Таблица 8.2. Энергия переключения разных классов транзистора
IRG4PC40
Транзистор
IGBT
IRG4PC40S
IRG4PC40F
IRG4PC40U
IRG4PC40W
Класс
S
F
и
W
Еоп, мДж
0,45
0,37
0,32
0,11
Eoff, мДж
6,50
1,81
0,35
0,23
Etss мДж
6,95
2,18
0,67
0,34
В реальных схемах ток затвора, если читатель помнит, задается за-
творным резистором Rg. Влияние его сопротивления на величину сум-
марной энергии потерь отражает график рис. 8.11, который также обя-
166
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
Ets
7,7
7,6
а) || 7,5
со п
II
Н Ю
а 7,4
7,3
О
Ets
1,0
0,9
Ц 0,8
-VG
е=1?
>V
/
/
/
/
-—
—
—
10 20 30 40
Gate Resistance (П)
(Затворный резистор)
50
60
Rg
б) II
со »
о
0,7
0,6
Hg 0,5
0,4
0,3
Vge=15V
у
z
/
/
/
/
/
/
/
/
10 20 30 40
Gate Resistance (O)
(Затворный резистор)
50
60
Рис. 8.11. Зависимость суммарной энергии
переключения от величины затворного резистора
а) для транзитора IRG4PC40S; б) для транзистора IRG4PC40W
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой 167
зательно приводится в технической документации. Хорошо видно, что
в случае «медленных» IGBT, где вклад «токового хвоста» велик
(рис. 8.11, я), величина затворного резистора мало влияет на потери пе-
реключения. Для приведенного графика при изменении ^в5 раз при
сохранении уровня управляющего напряжения общая энергия потерь
меняется менее чем на 10%, что составляет так называемую «инженер-
ную» точность расчетов. Поэтому при проектировании схемы управле-
ния «медленным» транзистором IGBT рекомендуется выбрать по гра-
фику максимальное значение затворного резистора. Этим мы гаранти-
рованно обезопасим транзистор от случайного защелкивания.
В случае использования «быстрых» IGBT картина меняется корен-
ным образом: при изменении величины затворного резистора в 5 раз
общая энергия потерь меняется почти в 3 раза (рис. 8.11, б), поэтому
здесь есть за что бороться. Но не следует забывать, что слишком малый
затворный резистор может вызвать пресловутое «защелкивание».
Если в составе IGBT предусмотрен обратный защитный диод, ха-
рактеристики которого, в отличие от оппозитного диода MOSFET, на-
много лучше, то в технической документации учитывается энергия по-
терь обратного восстановления этого диода. Если IGBT не имеет оппо-
зитного диода, потери вычисляются для диода отдельно, исходя из его
характеристик. К примеру, для транзистора IRG4PC40F (обратный
диод отсутствует) суммарная энергия потерь составляет 2,18 мДж, а для
транзистора IRG4PC40FD (со встроенным обратным диодом) суммар-
ная энергия потерь имеет немного большее значение — 2,96 мДж.
О том, как использовать данные об энергии потерь для расчета тепло-
вого режима транзистора, мы поговорим в следующем разделе.
8.4. Тепловой режим транзисторов IGBT
Как и в случае транзистора MOSFET, тепловые потери в транзисто-
ре IGBT складываются из статических потерь в открытом состоянии
(Рпр), динамических потерь переключения (Рпер)> потерь управления
(Рупр) и потерь за счет утечки в закрытом состоянии (Рут). Пренебрегая
третьей и четвертой составляющими в силу их малости, расчет потерь
мы будем вести по формуле G.8). Однако прежде оговоримся, что мощ-
ность потерь переключения при периодической коммутации может
быть определена через энергию потерь за один период по формуле:
Pn=^\luce(t)ic(t)dt, (8.2)
где Т— период коммутации;
Uce(t) — напряжение «коллектор-эмиттер» на периоде коммутации;
ic(t) — ток коллектора на периоде коммутации.
168 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
Статические потери Рпр составляют часть полной мощности потерь,
которая может быть рассчитана по формуле (8.2). При расчетах мы
должны учесть, что напряжение «коллектор-эмиттер» здесь является
величиной примерно постоянной и равной напряжению насыщения
(Uce(on)), а значит, его можно вынести за знак интеграла:
^fjAOdt (8.3)
где т — время нахождения транзистора IGBT в открытом состоянии.
Формулу (8.3) можно привести к виду:
Pnp-Uceion)-Iavg, (8.4)
где Iavg — среднее значение тока за период.
Среднее значение тока за период отличается от среднеквадратиче-
ского значения тока, которое вычисляется по формуле G.10). Напри-
мер, для прямоугольной формы тока с амплитудой /7 выражение (8.4) бу-
дет следующим:
Pnp-Uce(on)-Irb (8.4, а)
где у — коэффициент заполнения, определяемый по формуле G.13).
Определить значение напряжения насыщения «коллектор-эмит-
тер» можно из технической документации на конкретный транзистор.
Тем не менее стоит сделать одно небольшое, но очень важное уточне-
ние: чтобы не завышать расчетную величину статических потерь по
сравнению с реальными, необходимо уточнить значение напряжения
Uce(on), ориентируясь на конкретную величину тока. Для сведения, у
транзистора IRG4PC40S это напряжение составляет 1,15 В при токе
16 А, 1,32 В — при токе 31 А и 1,68 В — при токе 60 А. Разброс, конеч-
но, небольшой, но учесть его полезно, поскольку в ряде случаев, на-
пример, при эксплуатации в режиме недогрузки, это позволит умень-
шить размеры радиаторов.
А теперь рассчитаем потери переключения Рпер. Воспользоваться
формулой (8.2) так же лихо, как нам удалось при расчете статических
потерь, не удастся, поскольку — повторимся — динамика включения и
отключения IGBT-транзистора достаточно сложная. Но производите-
ли элементной базы эти потери уже измерили и привели в технической
документации в виде энергии переключения Ets, о которой было сказа-
но ранее. Таким образом, потери переключения ЮВТ-транзистора
рассчитываются по очень простой формуле:
PMP=E,,-f- (8.5)
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
169
И все же одна особенность расчетов по формуле (8.5) имеется. Дело
в том, что энергия потерь переключения IGBT-транзистора — величи-
на непостоянная. В этом мы убедились ранее, рассматривая график
рис. 8.11, б). Но существует более ярко выраженная зависимость Ets от
величины протекающего тока, что отражено на рис. 8.12. Поэтому, рас-
считывая потери переключения, следует сначала определиться с вели-
чиной энергии переключения по указанным графикам, которые име-
ются в технической документации.
Ets
Е ?
1 !
со <¦>
— (X
jS го
о 3"
о
20
10
п
/
У
/
У
/
/
10
20
30
40
50
60
70
Ic, Collector-to-Emitter Current (A)
(Ток коллектор-эмиттер, А)
Рис. 8.12. Зависимость энергии переключения от величины тока коллектора
для транзистора IRG4PC40S
Оценка теплового режима ЮВТ-транзистора должна вести к выяс-
нению необходимости проектирования радиатора для охлаждения эле-
мента. Как это делается, достаточно подробно рассказано в главах 6
и 7. Здесь мы повторяться не будем, скажем лишь, что в технической
документации все необходимые данные для такой оценки есть: приве-
дены тепловые сопротивления «кристалл-корпус», «корпус-радиатор»,
«кристалл-среда», имеется графическая зависимость нормированного
теплового сопротивления «кристалл-корпус» от частоты следования
импульсов и их заполнения (аналогичный график для MOSFET приве-
ден на рис. 7.14).
170 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
8.5. Немного о параллельной работе IGBT
И вновь мы возвращаемся к разговору о параллельной работе сило-
вых полупроводниковых приборов с целью распределения токовой на-
грузки. Наиболее актуальной эта тема является для радиолюбителей,
которые зачастую не могут приобрести мощные транзисторы из-за их
высокой цены. Насколько возможно реализовать стремление читате-
лей к параллельному включению нескольких IGBT приборов? Можно
ли обойтись без токовыравнивающих резисторов в эмиттерных цепях?
Ведущие мировые производители элементной базы, в частности
«International Rectifier», «Siemens» и другие, провели подробное исследо-
вание режимов работы параллельно включенных IGBT-приборов. Они
установили, что IGBT-транзисторы более подвержены несимметрии ре-
жимов при параллельном включении, чем транзисторы MOSFET, одна-
ко в случае выполнения несложных схемотехнических и конструктив-
ных рекомендаций IGBT «работают» гораздо лучше «биполярников».
Транзисторы IGBT одного типа и наименования можно соединять
параллельно без эмиттерных токовыравнивающих резисторов, а это
значит, что мы сразу избавляемся от потерь мощности на их активном
сопротивлении. Особенно важно «поставить» все транзисторы в одина-
ковые температурные условия, то есть обеспечить их равномерный
прогрев. На рис. 8.13 показан результат исследования нагрева парал-
лельно включенных транзисторов, причем кривая «1» отражает поведе-
ние абсолютно согласованных по тепловому режиму приборов (идеаль-
ный случай), кривая «2» — поведение приборов, установленных на об-
щий радиатор, кривая «3» — установленных на разные радиаторы.
Хорошо видно, что установка транзисторов на общий радиатор (сим-
метрично, в максимальной близости друг от друга) создает тепловой
режим, близкий к идеальному. Токовая загрузка транзисторов, «рабо-
тающих» параллельно, должна быть для каждого не более 80...90% от
максимального тока коллектора одиночного прибора.
Второе условие нормальной работы параллельно включенных
IGBT-приборов — минимально возможная длина связей между одно-
именными силовыми и управляющими цепями. Это условие продикто-
вано тем, что протяженные связи обладают высокой паразитной ин-
дуктивностью. При протекании тока индуктивность накапливает энер-
гию, что является причиной выбросов напряжения при резком
изменении токов (в режиме коммугации). В результате этих процессов
транзисторы могут быть рассимметрированы по токам коллектора,
причем тем больше, чем выше частота коммутации. Свести к миниму-
му влияние паразитных индуктивностей позволит конструктивный
узел, показанный на рис. 8.14.
И, наконец, последняя важная рекомендация относится к цепям
управления. Соединять непосредственно затворы параллельно вклю-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
171
ю
15 20 25
Ток коллектора, А
30
35
Рис. 8.13. К исследованию возможности параллельной работы IGBT
Радиатор
Рис. 8.14. Вариант параллельного включения IGBT
чаемых IGBT-приборов нельзя, так как в процессе коммутации возни-
кает «звон» тока в управляющей части транзисторов, который может
привести к их неконтролируемому открытию. Источник «звона» — па-
разитные эмиттерные индуктивности. Защищаются от «звона» включе-
нием затворных резисторов Rg и развязкой цепей «эмиттер силовой» и
«эмиттер управления» согласно рис. 8.15. О выборе затворных резисто-
ров было сказано выше. Эмиттерные резисторы Re, связывающие схему
управления с приборами, должны иметь небольшое сопротивление —
порядка 0,1 Ом. Эти резисторы должны быть подюгючены непосредст-
венно к эмиттерам VT1 и VT2, желательно как можно ближе к месту
входа их в корпус приборов.
На рис. 8.16 показана возможная схема драйвера управления двумя
параллельно включенными транзисторами IGBT. Она обеспечивает за-
172
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
VT2
"Управление'
Рис. 8.15. Разводка цепей управления параллельно включенных
транзисторов IGBT
+иПит1
R1
+иПит2 330
<4
<4S
Управление
-иПит1
VT1 -D44H11
VT2-D45H11
VD1 - КС147А
VD2—VD5-1N4001
К затвору
IGBT N1
К затвору
IGBT N2
VD3/\ 7VVD5
^"^ ^^ К эмиттерам
IGBT N1, N2
Рис. 8.16. Принципиальная схема драйвера управления IGBT
с гальванической развязкой
держку включения и выключения не более 0,6 мкс при напряжении
гальванической развязки между цепями не менее 2500 В.
Особенностью этой схемы является гальваническая (оптическая)
развязка цепей управления. Входной импульсный сигнал напряжением
5 В подается на контакты «+ипит 2» и «Управление». К контактам «2» и
«3» микросхемы опторазвязки Ш подключен внутренний светодиод.
С выводов «6»-«7» микросхемы сигнал поступает на двухтактный эмит-
терный повторитель VT1, VT2, а с него через защитный резистор R3 и
затворные резисторы R4, R5 — на затворы внешних ЮВТ-транзисто-
ров. Резисторы R6, R7 снижают входное сопротивление ЮВТ-прибо-
ров в целях повышения помехоустойчивости. Стабилитрон VD1 фик-
фиксирует напряжение 4,7 В на затворах, что позволяет надежнее закры-
закрывать IGBT транзисторы. Диоды VD2—VD5 защищают от превышения
напряжения затвора выше 19 В и ниже минус 4,7 В. Конденсаторы
С1—СЗ — фильтрующие. Питание драйвера осуществляется от отдель-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
173
ного источника напряжением 24 В,
подключаемого к клеммам «+ипит х»
и «-ипит_,».
Собрать драйвер можно на печат-
печатной плате, приведенной на рис. 8.17
по сборочному рис. 8.18. Все рези-
резисторы — типа С2-23 или С2-33, кон-
конденсатор С1 - К10-176; С2 и СЗ -
К50-68. Вместо микросхемы оптораз-
вязки типа HCPLJ312 без доработки
платы можно применить HCPL3120
или HCNW3120. Диоды можно заме-
заменить на отечественные типа КД212.
Рис. 8.17. Печатная плата
-иПит
К затвору
IGBT №1
К затвору
IGBT №2
К эмиттерам
IGBT №1,2 v
* +иПит_2
*¦ Управление
+иПит_1
Рис. 8.18. Сборочный рисунок
Драйвер в настройке не нуждается. При необходимости его можно
использовать для управления одиночным транзистором. Резисторы R4,
R5 выбираются согласно технической документации на конкретные
ЮВТ-приборы.
8.6. Калейдоскоп транзисторов IGBT-структуры
Мы завершаем наше первое знакомство с транзисторами IGBT
кратким обзором того, что можно встретить в прайс-листах организа-
организаций, торгующих электронными компонентами, в каталогах и просто на
прилавках магазинов радиодеталей. Конечно, этот обзор не сможет
вместить все многообразие производимых в мире IGBT-приборов, но,
надеемся, в чем-то поможет читателям, которые заинтересовались пер-
перспективами использования их в своих схемах.
174 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
Публикации в отечественных научно-технических журналах, отно-
относящиеся к практике использования транзисторов IGBT, а также прибо-
приборы, предлагаемые на рынке силовой электронной продукции, красноре-
красноречиво свидетельствуют, что в последнее время стремительно увеличива-
увеличивается число отечественных разработчиков, которые освоили принципы
работы с этими электронными силовыми компонентами, смело приме-
применяют их при создании промышленных изделий. Что же касается радио-
радиолюбителей, то они пока остаются в стороне от ЮВТ-транзисторов,
предпочитая им MOSFET и даже продолжают работать с классическими
силовыми биполярными приборами. Причины такого прохладного
(пока) отношения кроются в том, что изначально IGBT разрабатыва-
разрабатывались как мощные силовые приборы с высокими значениями допустимых
токов и напряжений. Следовательно, габариты корпусов, а значит, и
стоимость IGBT транзисторов остается высокой.
Ценовая ситуация осложняется еще и тем, что производство отече-
отечественных транзисторов IGBT до настоящего времени находилось в ста-
стадии подготовки и лишь в последнее время на рынке появились отече-
отечественные IGBT-приборы, правда, рассчитанные на большие значения
токов. Транзисторы классов ultra-fast и warp-speed в стандартных кор-
корпусах типа ТО-220 и ТО-247, служащие мощной альтернативой транзи-
транзисторам MOSFET в аналогичных корпусах, за рубежом выпускаются в
достаточном количестве. Нашими инженерами был разработан транзи-
транзистор КП730А в корпусе ТО-247, данные на который имеются в новых
справочниках, но приобрести его невозможно — разработка пока оста-
остается «на бумаге». Вероятнее всего, отечественные производители эле-
элементной базы в ближайшее время едва ли наладят производство мало-
маломощных IGBT, оставив этот сектор рынка «на откуп» иностранным
фирмам. Скорее, будет продолжаться выпуск мощных IGBT-модулей,
в которых собрано несколько приборов согласно широко распростра-
распространенным схемам (полумост, мост, трехфазный мост, с обратными дио-
диодами и без них).
Серийный выпуск мощных отечественных IGBT-модулей налажен
в г. Саранске, где их производит ОАО «Электровыпрямитель» (адрес в
Интернете http://www.rill.spb.ru), одно из ведущих предприятий России
в области поставки силовых полупроводниковых приборов и преобра-
преобразовательной техники. Правда, по некоторым сведениям, в частности,
на основании данных публикаций [37], [38], производство IGBT у нас в
стране лишь с большой натяжкой можно называть «отечественным».
Пока мы занимаемся только «расфасовкой» полупроводниковых кри-
кристаллов, поставляемых фирмой «Siemens», в пластмассовые корпуса,
но — лиха беда начало! Сейчас во всем мире идет процесс отказа от
электродвигателей постоянного тока в пользу асинхронных машин с
электронным управлением силовыми IGBT-модулями, обладающих
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
175
значительно более высокими показателями надежности, что требует
развития недорогой элементной базы. Впрочем, уже сегодня отдельные
представители IGBT-модулей, изготовленных у нас в стране, более-ме-
более-менее доступны даже радиолюбителям — их цена составляет порядка
$30...80. Встречаются также модификации ценой $1300 — совсем не по
радиолюбительскому карману, но все же ощутимо дешевле импортных
аналогов...
А теперь представим наиболее распространенные типы корпусов
IGBT-модулей. Пожалуй, наиболее популярным на сегодняшний день
являются приборы, размещенные в корпусе типа INT-A-PAK
(рис. 8.19, а) с габаритами 95 х 36 х 32 мм. Подобным образом «корпу-
сируются» два транзистора, соединенных по схеме полумоста и шунти-
шунтированных быстрыми обратными диодами. Основание модуля, пред-
представляющее собой металлическую пластину, изолировано от токоведу-
щих электродов, поэтому модуль можно закреплять на радиаторе без
электроизоляционных подложек. Три мощных электрода, имеющих
винтовые соединения, предназначены для подключения силовых шин.
Сбоку выведены электроды управления. «Разводка» силовых шин
очень удобная: точка соединения коллектора первого и эмиттера вто-
второго транзисторов выведена с края модуля, что в значительной степени
помогает рационально скомпоновать конструкцию силового прибора
(рис. 8.19, б). Токовая нагрузка полупроводниковых элементов в кор-
корпусах INT-A-PAK обычно не превышает 250...300 А.
а)
б)
Рис. 8.19. Модуль 1GBT в корпусе типа INT-A-PAK:
а) внешний вид корпуса; б) установка модулей в приборах
Не уступает в популярности корпус типа DOUBLE INT-A-PAK
(рис. 8.20) с габаритными размерами 110 х 62 х 32 мм. Так же, как и в
предыдущем случае, здесь «корпусированы» два транзистора и два дио-
диода с соединением по схеме полумоста. Но данный корпус имеет более
низкое тепловое сопротивление, поэтому позволяет размещать в нем
176 Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
Рис. 8.20. Модуль IGBT в корпусе Рис. 8.21. Модуль IGBT в корпусе
типа DOUBLE INT-A-PAK типа ECONOPACK
транзисторы, рассчитанные на более высокие токи (до 500 А). Крепле-
Крепление модуля к радиатору осуществляется с помощью четырех болтов че-
через отверстия, расположенные по углам.
В последнее время все более широко распространяется серия низ-
низкопрофильных корпусов ECONOPACK, впервые выпущенная на ры-
рынок фирмой «Siemens» (рис. 8.21). Размеры корпуса модификации «3»,
представленного на рисунке, составляют 122 х 62 х 17 мм, то есть поч-
почти в два раза тоньше, чем приведенные выше корпуса. Коренное отли-
отличие этого модуля заключается в том, что он предназначен для прибо-
приборов, силовые цепи которых выполнены методом печатного монтажа.
На первый взгляд может показаться, что печатные проводники не
смогут выдержать токовую нагрузку корпуса ECONOPACK, состав-
составляющую значение 200 А! Но специалисты «Siemens» провели исследо-
исследования и установили, что плоские печатные проводники выдерживают
токовую нагрузку до 25 А/мм2, поскольку поверхность проводника
большая и хорошо рассеивает тепло. Важно лишь не допускать при
разработке печатной платы «узких» мест. Силовые выводы на корпусе
ECONOPACK сделаны достаточно тонкими, но за счет того, что каж-
каждый вывод состоит из трех параллельных проводников, обеспечивает-
обеспечивается протекание больших токов.
Другим преимуществом корпуса ECONOPACK является чрезвы-
чрезвычайно низкое значение паразитной индуктивности выводов и внутрен-
внутренних контактных перемычек. Выводы цепей питания сделаны с двух
сторон, что облегчает параллельное соединение модулей.
И несколько слов о том, что сегодня является «передним краем» в
области создания новых модификаций IGBT. Поскольку рассматри-
рассматриваемый нами тип транзистора находит применение в области, где тре-
требуется управлять большими токами при высоком напряжении, акту-
актуальна задача повышения максимально допустимого напряжения «кол-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
177
лектор-эмиттер». Если работы в этом направлении пойдут успешно, то
в ближайшем будущем IGBT смогут вытеснить мощные высоковольт-
высоковольтные тиристоры, которые традиционно применяются в энергетике, где,
как известно, напряжения измеряются десятками киловольт, а токи —
десятками тысяч ампер.
На сегодняшний день транзисторами IGBT взята «высота» порядка
6,5 кВ. Такие напряжения очень легко могут приводить к поверхност-
поверхностным утечкам тока, пробою диэлектрика и появлению разных видов
электрического разряда, поэтому и корпуса для высоковольтных IGBT
должны быть особыми. На рис. 8.22 показан корпус типа IHM, разра-
разработанный фирмой «Eupec». Это довольно большой «кирпич» с разме-
размерами 190 х 140 х 48 мм. Запланирован выпуск высоковольтных модулей
на номинальные токи 200, 400, 600 А.
1
t±±
1 1
1—1
1 1
1—1
1
1 ,
А
СО
190
ЩЕ---\ЩЕ---\Щ
Рис. 8.22. Высоковольтный модуль IGBT в корпусе типа IHM
Мы заканчиваем наше первое, а потому достаточно краткое зна-
знакомство с транзисторами IGBT и переходим собственно к схемам по-
построения изделий силовой преобразовательной техники, к практиче-
практическим конструкциям, в которых мы столкнемся с уже знакомыми нам
«кирпичиками» силовой электроники, а также расскажем о новых эле-
элементах, где это будет уместно.
Глава 9
Работаем с чоппером
Последовательный стабилизатор понижающего типа.
Основы работы и принципы проектирования составных
частей. Практические конструкции
...Модернизирую промышленный блок питания, от которого зависит передача
электроэнергии между регионами. Штатная схема: полумост на биполярных
транзисторах, блокинг-генератор и далее — «чоппер» с ШИМ на дискретных эле-
элементах. Хотелось спроектировать что-то вроде этого: ТОР22х на входе, затем
«чоппер» на МАХ- 724 и обратная связь через оптрон. Меня пугает двойное преоб-
преобразование, а также то, что два блока должны быть включены параллельно для
увеличения надежности.
Из переписки
...Приходится ремонтировать блок питания ксерокса, построенный по такой
схеме: первичный стабилизатор «раскачивает» ключи двух параллельно включен-
включенных транзисторов MOSFET типа 2SK2915, далее идет вторичный стабилизатор
ШИМ; обратная связь — через оптрон. Далее — стабилизаторы третьего уровня
импульсного типа. Подскажите, есть ли готовые микросхемы управления стаби-
стабилизаторами с ШИМ через управляемый стабилитрон типа 431, со встроенным
драйвером для MOSFET?
Из отзывов на первое издание
Мы начинаем знакомиться с практическими схемами импульсных
источников электропитания. В этой главе будет рассказано о работе
наиболее простой и наиболее известной схемы — последовательного
стабилизатора понижающего типа. Другие его названия, встречающие-
встречающиеся в зарубежной литературе, — chopper, buck converter, step-down converter.
Несмотря на то что данный стабилизатор не имеет гальванической раз-
развязки между входом и выходом, он широко применяется радиолюбите-
радиолюбителями и профессиональными разработчиками аппаратуры.
9.1. Устройство чопперной схемы
Итак, познакомимся с «чоппером» (прерывателем), или конверто-
конвертором buck-типа. Эта схема DC/DC-конвертора (постоянный ток/посто-
ток/постоянный ток) обычно применяется для замены обычных аналоговых ста-
Глава 9. Работаем с чоппером
179
билизаторов, когда последние не могут обеспечить передачу больших
значений токов, сохраняя при этом малые габариты. Например, «чоп-
пер» целесообразно использовать для стабилизации токов величиной
2...3 ампера и более. Применение традиционных микросхем серии 142
в таких условиях становится затруднительным.
Обратите внимание на рис. 9.1, на котором показаны основные
элементы силовой части «чоппера».
U in
VT
lfT
-г Cm
L
/out
VD
/c
Схема
управления
Rh
U out
Рис. 9.1. Базовая схема чопперного стабилизатора
Входное напряжения Um подается на входной фильтрующий кон-
конденсатор С//г Ключевой элемент VT, в качестве которого может быть
использован транзистор любого типа (биполярный, MOSFET, IGBT),
осуществляет высокочастотную коммутацию тока. Кроме этого, в со-
составе buck конвертора должны быть разрядный диод VD, дроссель L,
конденсатор Сош, образующие выходной LC-фильтр, а также схема
управления, осуществляющая стабилизацию напряжения или тока на-
нагрузки с сопротивлением RH. Как видно из рисунка, ключевой элемент
VT, дроссель и нагрузка включены последовательно, поэтому этот ста-
стабилизатор относят к классу последовательных схем. Но почему «чоп-
пер» называют понижающим стабилизатором? Об этом мы сейчас по-
поговорим.
Как известно из предыдущих глав, ключевой элемент может ста-
стабильно находиться только в двух состояниях — полной проводимости и
отсечки. Если указанные состояния сменяют друг друга с постоянной
периодичностью, равной Г, то, обозначив время нахождения ключа в
проводящем состоянии — как время проводимости (tu), а время нахож-
нахождения ключа в состоянии отсечки — как время паузы (/„), можно ввести
понятие коэффициента заполнения (duty cycle), равного:
jl
(9.1)
где /— частота коммутации.
На рис. 9.2 показана графическая интерпретация нововведенною
параметра. Нулевое значение D характеризует постоянное нахождение
180
Глава 9. Работаем с чоппером
Фаза 1
Фаза 2
Рис. 9.2. К определению
коэффициента заполнения
ключевого элемента в состоянии
отсечки, в го время как равенство
его единице показывает режим по-
постоянной проводимости. В состоя-
состоянии отсечки напряжение на на-
нагрузке равно нулю, в состоянии
полной проводимости наблюдает-
наблюдается равенство входного и выходно-
выходного напряжений. В промежутке ме-
между «нулем» и «единицей» работа
чоппера складывается из двух фаз:
накачки энергии и разряда. Рас-
Рассмотрим эти фазы подробнее.
Итак, фаза накачки энергии протекает на протяжении времени tU9
когда ключевой элемент VT открыт, то есть проводит ток (рис. 9.3, а).
Этот ток далее проходит через дроссель L к нагрузке, шунтированной
конденсатором Сош. Накопление энергии происходит как в дросселе,
так и в конденсаторе. Ток iL увеличивается.
После того, как ключевой элемент VT переходит в состояние отсеч-
отсечки, наступает фаза разряда (рис. 9.3, б), продолжающаяся время tn. По-
Поскольку любой индуктивный элемент стремится воспрепятствовать из-
изменению направления и величины тока, протекающего через его об-
обмотку, в данном случае ток дросселя iL мгновенно уменьшиться до нуля
не может, и он замыкается через разрядный диод VD. Источник пита-
питания в фазе разряда отключен, и дросселю неоткуда пополнять убыль
энергии, поэтому разряд происходит по цепи «диод-нагрузка». Отсюда
родилось название диода — «разрядный».
а)
б)
Рис. 9.3. Фазы работы buck-стабилизатора:
а) фаза накачки энергии; б) фаза разряда
По истечении времени Т процесс повторяется — вновь наступает
фаза накачки энергии.
Поведение этой схемы в значительной степени зависит от качества
элементов, в нее входящих. Несколько позже мы покажем читателю,
Глава 9. Работаем с чоппером
181
какое влияние на работу чоппера оказывают реальные элементы с их
паразитными параметрами. Пока же считаем, что все элементы идеаль-
идеальны: они мгновенно включаются и выключаются, имеют нулевое актив-
активное сопротивление и т. д.
Прежде чем разобраться, каким образом осуществляется регулиров-
регулировка выходного напряжения при постоянстве входного (или изменении
его в некоторых пределах), разберем вот какой вопрос: как будет ме-
меняться характер процессов в чопперном стабилизаторе при изменении
величины индуктивности Ы Мы можем сделать эту индуктивность дос-
достаточно большой, тогда ток, протекающий через нее, может не закон-
закончиться к моменту начала следующей фазы накачки энергии. Либо вы-
выбрать индуктивность маленькой —'в этом случае ток каждый раз будет
«набираться» от нулевого значения. Первый режим работы называется
режимом неразрывных токов, а второй — режимом разрывных токов.
В нагрузке ток не прерывается никогда в силу того, что конденсатор,
выделяя постоянную составляющую, выполняет роль источника ЭДС.
На рис. 9.4 показаны диаграммы напряжения на разрядном диоде UVD и
токи в индуктивном элементе iL для обоих режимов. Отметим сразу, что
режим разрывных токов практически используется редко, в специфиче-
специфических случаях, поэтому мы не будем его применять в практических кон-
конструкциях. Все внимание обратим на режим неразрывных токов.
б)
Рис. 9.4. Характеристики чопперного стабилизатора: а) в режиме
неразрывных токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
Поясним необходимость наличия в схеме сглаживающего
LC-.фильтра. Представим, что мы на время исключили фильтр из схе-
схемы и, подключив нагрузку к точке соединения ключевого элемента и
разрядного диода, наблюдаем по осциллографу за формой питающего
напряжения. В таком случае напряжение на нагрузке будет иметь ха-
характер прямоугольных импульсов с амплитудой Uim что повторяет ха-
182 Глава 9. Работаем с чоппером
рактер импульсов напряжения UVD, изображенных на рис. 9.4, а. Есте-
Естественно, питать аппаратуру таким напряжением нельзя.
Что же нас выручает? Дело в том, что любой однополярный сигнал,
как частный случай несимметричного двуполярного сигнала, имеет за-
замечательное свойство: наличие в спектре постоянной составляющей,
которую возможно выделить, пропустив этот сигнал через низкочас-
низкочастотный фильтр. На сегодняшний день известно великое множество
фильтров разного качества и сложности. В нашем случае мы использу-
используем классическую Г-образную схему LC-фильтра.
Операция выделения постоянной составляющей эквивалентна оп-
определению среднего значения сигнала. Как мы уже выяснили, напря-
напряжение на входе фильтра имеет импульсный характер. Выделяя посто-
постоянную составляющую, мы как бы усредняем сигнал, «размазываем» его
по всему периоду Т. Если говорить еще проще, то необходимо предста-
представить, что импульсы — это горки песка, насыпанные на дорожке через
равные промежутки. Мы берем в руки каток и разравниваем песок рав-
равномерно по всей поверхности. Конечно, высота сплошного слоя будет
меньше высоты отдельных горок, зато дорожка получится гладкой.
Математически операция сглаживания выглядит следующим обра-
образом:
U0Ut=j;jU,(t)dt, (9.2)
где Uin(t) — мгновенное (определенное для конкретного момента)
значение напряжения, подаваемого на вход фильтра.
Вычислив мгновенные значения входного напряжения для каждого
момента времени внутри периода, необходимо затем сложить их и ус-
усреднить по времени периода. Не пугайтесь, вам снова не придется вы-
вычислять интеграл, поскольку мы воспользуемся допущением, которое
упростит дальнейшие рассуждения.
Дело в том, что практически сглаживающие фильтры проектируют-
проектируются так, чтобы на их выходе остаточные пульсации напряжения были как
можно меньше. Как рассчитать такой фильтр, какие критерии исполь-
использовать при определении параметров его элементов, мы расскажем поз-
позже, а сейчас, предполагая, что наш фильтр полностью подавляет пуль-
пульсации, вычислим среднее значение напряжения на нагрузке. Поскольку
на протяжении фазы накачки энергии к фильтру подводится постоянно
входное напряжение величиной Uim а в фазе разряда входное напряже-
напряжение равно нулю, выражение (9.2) приводится к следующему виду:
'UW,=^U,=D-U,. (9.3)
Как видно, напряжение на нагрузке прямо пропорционально ши-
ширине импульса tu, а значит, и величине коэффициента заполнения D.
Глава 9. Работаем с чоппером 183
Таким образом, при наличии хорошего сглаживающего фильтра,
управляя только коэффициентом заполнения, то есть увеличивая или
уменьшая длительность открытого состояния ключа, мы можем легко
регулировать напряжение на нагрузке. Попутный вывод, который воз-
возможно сделать, прочитав этот раздел, такой: в данной схеме принципи-
принципиально невозможно получить напряжение на нагрузке большим, чем на-
напряжение питания стабилизатора. В дальнейшем мы попробуем изме-
изменить подобную ситуацию, а сейчас перейдем к определению основных
параметров чопперной схемы.
Сегодняшние возможности элементной базы, как мы уже говорили
в начале книги, позволяют применить принципы «детского конструк-
конструктора» к проектированию устройств питания аппаратуры. Сегодня воз-
возможно выбрать подходящую по параметрам микросхему, включить ее
по типовой схеме, приводимой в технической документации, также
взять готовые, рекомендованные фирмой-производителем, элементы
«обвязки» — дроссель, разрядный диод, конденсаторы и т. д. Номенкла-
Номенклатура микросхем управления чопперными стабилизаторами, выпускае-
выпускаемых в мире, весьма широка. При необходимости профессиональный
разработчик или радиолюбитель сможет без труда выбрать подходящую
микросборку по таким параметрам, как напряжение стабилизации,
мощность, габаритные размеры, стоимость.
К сожалению, фирмы редко объясняют, почему на схеме указаны
именно такие номиналы электронных компонентов, а не какие-либо
другие. В то же время у разработчика или радиолюбителя может просто
не оказаться под рукой идеально подходящего элемента, но есть дру-
другие, похожие. Подойдут ли они? Трудности могут возникнуть у радио-
радиолюбителя при самостоятельном изготовлении индуктивного элемента.
Здесь наверняка появится масса вопросов: какой магнитопровод вы-
выбрать для дросселя, какое количество витков намотать, проводом како-
какого сечения? Поэтому и профессионалам, и любителям нелишне позна-
познакомиться с методикой определения параметров элементов чопперной
схемы. Все рассуждения приводятся для случая, когда частота коммута-
коммутации, коэффициент заполнения и входное напряжение чоппера остают-
остаются постоянными (так называемый стационарный режим).
Мы будем подробно говорить о расчетах, связанных с работой чоп-
перного стабилизатора в режиме непрерывного тока дросселя, по-
поскольку этот режим наиболее распространен на практике. Вновь обра-
обратим внимание на график, показанный на рис. 9.4, а для тока iL. Соглас-
Согласно этому графику, ток через дроссель в момент окончания фазы
накачки энергии достигает значения imax, а к моменту окончания фазы
разряда снижается до значения imin. Таким образом, величина амплиту-
амплитуды колебаний тока дросселя определяется из выражения:
184 Глава 9. Работаем с чоппером
Вообще, если быть точным, то колебания тока дросселя происходят
на фоне некоторого постоянного тока подмагничивания iouh величина
которого определяется по величине максимального тока дросселя и
амплитуды колебаний тока дросселя:
/max=/;wr-f-0,5A/,. (9.5)
С другой стороны, из курса теоретических основ электротехники
известно, что закон, описывающий соотношение между током в ин-
индуктивном элементе и падением напряжения на нем, выглядит следую-
следующим образом:
UL=L^. (9.6)
Напряжение UL с большой степенью точности можно считать по-
постоянным, поскольку напряжение питания Uin принципиально не'ме-
не'меняется, а постоянство напряжения нагрузки Uout обеспечивается доста-
достаточной величиной емкости Сош. Поэтому выражение (9.6) трансформи-
трансформируется в следующее:
AiL=j(Uin-U0l,,)-tu. (9.7)
При дифференцировании по формуле (9.6) постоянная составляю-
составляющая тока дросселя (ток подмагничивания) iout «ушла» и в формуле (9.7)
осталась только амплитуда колебаний тока. Теперь вспомним выведен-
выведенную нами ранее формулу (9.3) и подставим ее в (9.7). После очевидных
преобразований, которые читатель сможет проделать самостоятельно,
получаем очень интересный результат:
A/,=Z)A-Z>)^. (9.8)
То есть максимальная амплитуда колебаний тока дросселя получа-
получается тогда, когда чоппер работает в режиме временного равенства фаз
накачки и разряда. Когда важно учитывать амплитуду колебаний? При
расчете конструктивных параметров индуктивного элемента, для изго-
изготовления которого предполагается использовать ферромагнитный маг-
нитопровод. Соответственно, чтобы не выйти в режим насыщения маг-
нитопровода, нужно при расчете ориентироваться не на выходной ток
iout, а на максимальный в индуктивном элементе imax:
(р_ д-д-дЛ (99)
'max Щ D О fl Г W-SJ
А теперь — несколько слов о режиме прерывистого тока, изобра-
изображенном на рис. 9.4, 6. В этом случае колебания тока дросселя происхо-
Глава 9. Работаем с чоппером 185
дят от нуля до максимального значения, поэтому выражение для опре-
определения максимального тока будет выглядеть несколько иначе:
imm=D(l-D)^. (9.10)
Выходной ток в этом режиме:
U^0,5/max. (9.11)
При расчете чогшерного стабилизатора важно определиться с ре-
режимом его работы. Если выбирать параметры элементов наугад, впол-
вполне может оказаться так, что чоппер будет работать с прерывистым то-
током дросселя, а значит, возрастут пульсации напряжения в нагрузке.
Поэтому очевидное условие непрерывности тока дросселя записывает-
записывается так:
С, > 0,5A/,. (9.12)
Однако для практических целей более удобна следующая форма
представления выражения (9.12), которая позволяет определить мини-
минимально возможную величину индуктивности дросселя (так называе-
называемую критическую индуктивность):
L>J^-(]-Dmin)Dmin, (9.13)
где Dmin — минимальный коэффициент заполнения.
Использовать формулу (9.13) нужно при анализе предельно воз-
возможного режима работа чоппера. Поясним, что такое предельный ре-
режим для этой схемы. До сих пор мы проводили расчеты для стацио-
стационарного режима работы. Но мы не учитывали следующее: поскольку
чоппер обычно подключается к нестабилизированному источнику на-
напряжения, величина Uin может изменяться. Чтобы сохранить постоян-
постоянство напряжения на выходе, схема управления в соответствии с выра-
выражением (9.3) будет изменять коэффициент заполнения. Собственно,
минимальный коэффициент заполнения установится при максималь-
максимальном входном напряжении.
Иногда минимальную* величину индуктивности удобно определить
по величине сопротивления нагрузки RH, если она известна и посто-
постоянна:
L>^(\-DmJ. (9.14)
Еще один интересный вывод: чем более высокое значение индук-
индуктивности по сравнению с критической мы выбираем, тем меньше будет
186 Глава 9. Работаем с чоппером
амплитуда тока AiL, тем более ток дросселя будет приближаться по ве-
величине к току нагрузки.
Оценка режима работы чопперного стабилизатора является важ-
важным этапом расчета. Однако главным шагом, определяющим номина-
номиналы электрических элементов стабилизатора, является все же расчет
LC-фильтра по допустимому уровню пульсаций напряжения на на-
нагрузке.
Как мы уже знаем, в чопперных схемах основным типом сглажи-
сглаживающего фильтра является однозвенный Г-образный LC-фильтр. Этот
тип фильтра, как впрочем, и все остальные, характеризуется так назы-
называемым коэффициентом сглаживания (обозначается буквой q). Коэффи-
Коэффициент сглаживания — основной параметр, характеризующий фильтр с
точки зрения способности выделения постоянной составляющей: это
отношение амплитуды первой гармоники пульсаций на входе фильтра
к амплитуде первой гармоники на его выходе.
Поясним сказанное. Предположим, что мы подали на вход фильтра
переменное напряжение, форма которого может быть и отличной от
синусоидальной, например, прямоугольной, как в случае чоппера. Су-
Существует математический прием, называемый разложением по гармо-
йическим функциям, с помощью которого несинусоидальный сигнал
можно представить как сумму синусоидальных сигналов (спектр сиг-
сигнала), один из которых будет иметь частоту, равную частоте основного
сигнала, а другие — кратные частоты. Далее сигнал пропускается через
фильтр по каждой гармонике в отдельности, и на выходе происходит
суммирование амплитуд гармоник. Синусоидальный сигнал из спек-
спектра, частота которого совпадает с частотой основного сигнала, не раз-
разложенного на составляющие, носит название первой гармоники. Перед
разработчиком фильтра наиболее остро стоит задача ослабления пер-
первой гармоники, поскольку кратные гармоники «еще выше» и их можно
не учитывать.
Существует понятие передаточной функции фильтра, которая может
быть определена из соотношения:
^, (9.15)
где Ueblx — напряжение, измеренное на выходе фильтра;
Uex — напряжение, поданное на вход фильтра.
Можно также получить математическое выражение передаточной
функции фильтра, пользуясь правилами расчета электрических схем по
известным параметрам: активного сопротивления, индуктивности, ем-
емкости. Профессиональный разработчик должен уметь вычислять и ана-
анализировать передаточные функции любой сложности, поскольку на
практике могут встречаться замысловатые схемы фильтров. Радиолю-
Глава 9. Работаем с чоппером 187
бителю же можно, не вдаваясь в подробности, пользоваться готовыми
результатами.
Для большинства LC-фильтров соотношение между передаточной
функцией и коэффициентом сглаживания записывается так:
д = \/к. (9.16)
Чтобы записать передаточную функцию Г-образного фильтра по
всем правилам электротехники, мы обязаны отдельно представить его
амплитудную и фазовую характеристики. Но в данном случае не столь-
столько интересен вид характеристик, сколько возможность ослабления
фильтром первой гармоники сигнала с известной частотой. Это обт
стоятельство значительно упрощает наши расчеты. Учтем, что конден-
конденсатор СоШ и индуктивность L образуют делитель напряжения, чем-то
напоминающий обычный резистивный, но в данном случае с зависи-
зависимостью коэффициента деления сигнала от частоты. После проведения
ряда преобразований, которые мы здесь не приводим, передаточная
функция LC-фильтра Г-образного типа приобретет следующий вид:
к=. 2 * -• (9.17)
4n2f2LC0Ut + 1
Поскольку в состав LC-фильтра входит как индуктивное, так и ем-
емкостное сопротивление, такой фильтр при определенном соотношении
индуктивности и емкости станет резонансной системой, то есть на оп-
определенной частоте может возникнуть резкое увеличение выходного
напряжения. Резонансный характер передаточной характеристики та-
такого фильтра приводит еще к одному неприятному явлению: при рез-
резком изменении нагрузки фильтра (так называемом «сбросе» или «на-
бросе» нагрузки) перераспределение энергии магнитного и электриче-
электрического поля может вызвать колебательный процесс с увеличением
выходного напряжения. Поэтому при разработке LC-фильтра стремят-
стремятся так выбрать параметры его элементов, чтобы свести передаточную
функцию к апериодическому (неколебательному) виду. Как это сде-
сделать, мы расскажем чуть позже.
Итак, LC-фильтр в общем случае является резонансной системой,
у которой имеется одна или несколько резонансных частот. Известно,
что для простых фильтров резонансная частота может быть с достаточ-
достаточной степенью точности найдена из соотношения:
4n2fp2LC0Ut =1. (9.18)
Обычно LC-фильтры проектируются так, что частота первой гар-
гармоники сигнала/, подаваемого на фильтр, по крайней мере на порядок
выше резонансной частоты^,. Это означает, что в формуле (9.17) мож-
можно совершенно безболезненно пренебречь единицей, стоящей в зиаме-
188 Глава 9. Работаем с чоппером
нагеле, и получить простую формулу расчета коэффициента сглажива-
сглаживания однозвенного Г-образного LC-фильтра:
g = 4n2f2LCour (9.19)
Для большинства реальных схем, построенных на основе Г-образ-
ного фильтра, этим расчетом можно ограничиться. Во избежание резо-
резонансных явлений в фильтре не рекомендуется задаваться коэффициен-
коэффициентом сглаживания менее тройки. Также нежелательно задавать коэффи-
коэффициент сглаживания однозвенного фильтра более 10000, поскольку
фильтр становится «неразворотливым», с плохой динамикой, что мо-
может сказаться на устойчивости петли регулирования (петли обратной
связи) схемы управления стабилизатором.
При величине коэффициента сглаживания q больше 30 однозвен-
ный фильтр оказывается неоптимальным по затратам индуктивности и
емкости. Соответственно, неоптимальными становятся его массогаба-
ритные показатели. Вопрос оптимизации может остро встать перед
разработчиками автономной малогабаритной аппаратуры и перед про-
проектировщиками очень мощных источников питания, в большинстве же
случаев для выбора элементов фильтра можно воспользоваться следую-
следующим дополнительным условием.
Если подходить к анализу передаточной функции Г-образного
фильтра строго, то необходимо учитывать, что выходное сопротивле-
сопротивление фильтра для любой из гармоник входного сигнала должно быть
много меньше сопротивления нагрузки. При этом «нижняя» величина
емкости фильтрующего конденсатора определяется из формулы:
2nfC0UIRH»l (9.20)
Знак «много больше» можно трактовать так: «по крайней мере в де-
десять раз». Но это вовсе не значит, что величину выходной емкости
можно увеличивать до бесконечности. Существует некоторое предель-
предельное значение емкости Сош, при котором характер фильтра даже с под-
подключенной к нему нагрузкой станет колебательным, что приводит к
увеличению пульсаций в нагрузке. Это явление особенно ярко прояв-
проявляется в чопперах, рассчитанных на передачу мощности 200 Вт и выше.
С таким эффектом автор столкнулся в процессе макетирования регули-
регулируемой чопперной схемы с выходным напряжением 60 В, работающей
на активную нагрузку с мощностью 1 кВт. Питание схемы осуществля-
осуществлялось пониженным, выпрямленным и сглаженным напряжением трех-
трехфазной сети 3x380 В 50 Гц, однако напряжение Uin все равно имело
пульсации частотой 300 Гц с уровнем порядка 1%, которые в петле об-
обратной связи не «выбирались». Частота работы данной схемы была вы-
выбрана около 30 кГц, а коэффициент заполнения менялся от 0 до 0,95.
Естественно, в выходном напряжении чоппера присугствовали пульса-
пульсации частотой 300 Гц, поскольку ими модулировалось входное напряже-
Глава 9. Работаем с чоппером 189
ние, а LC-фильтр такую низкую частоту пропускал. При определенном
характерном значении D амплитуда пульсаций в нагрузке резко, в 3—4
раза, усиливалась. Природа явления стала понятной после сопоставле-
сопоставления частоты собственного резонанса фильтра и частоты пульсаций.
Они оказались примерно равными. Вдобавок соотношение RH, L и Сош
было выбрано таким, что передаточная функция фильтра носила резко
выраженный колебательный характер.
В маломощных стабилизаторах подобное резонансное явление
практически незаметно и им вполне можно пренебречь. Однако в
мощных схемах, в которых к тому же строго нормированы пульсации в
нагрузке, необходимо рассчитывать фильтр так, чтобы свести его пере-
передаточную функцию к апериодическому (неколебательному) виду.
Анализ передаточной функции с точки зрения поиска условия апе-
апериодичности показывает, что емкость конденсатора Сош должна быть
выбрана исходя из дополнительного условия:
с-s irh ¦ №21>
с-
Условий'(9.20) и (9.21) дополняют друг друга, поэтому проектиро-
проектирование фильтра необходимо начинать с задания коэффициента сглажи-
сглаживания q. Затем вычисляется величина емкости Сош по условиям (9.20)
и (9.21), последний шаг — определение величины индуктивности L по
формуле (9.19).
Ну а если читателю все же захочется спроектировать оптимальный
многозвенный фильтр? Как определить оптимальное число его звень-
звеньев, то есть включенных друг за дружкой простейших Г-образных
фильтров? Приближенное значение п числа звеньев даст формула:
/i=O,51n0. (9.22)
При расчете по формуле (9.22) нужно округлить полученное значе-
значение до ближайшего большего целого.
Произведение LC0Ut для каждого звена в случае их идентичности
рассчитывается по формуле:
LC0UI=n2g^~j. (9.23)
Расчеты многозвенных фильтров показывают, что оптимальный
вариант, состоящий из двух звеньев, имеет коэффициент сглаживания
30...300. Для получения коэффициентов сглаживания более 300 лучше
всего применять оптимизированный трехзвенный фильтр.
Предупредим читателя: в случае, если оптимизировать фильтр по
критерию минимальной массы, минимального объема и минимальной
стоимости не нужно, возможно остановиться на однозвенном вариан-
варианте, рассчитав его по приведенной методике.
190 Глава 9. Работаем с чоппером
9.2. Защита от аварийных режимов
Любая схема силового импульсного преобразователя электрической
энергии, к которым также относится и чоппер, требует серьезной кон-
конструктивной проработки, компактного размещения силовых элемен-
элементов, минимизации электрических связей между ними. Почему? Мы уже
не раз говорили о том, что силовые транзисторы подвержены потенци-
потенциальному пробою, и если входное (коммутируемое) напряжение, пода-
подаваемое на транзистор, можно легко учесть, то перенапряжения, возни-
возникающие на паразитных индуктивностях схемы, поддаются прогнозиро-
прогнозированию гораздо хуже. Даже первый практический опыт изготовления
силового импульсного устройства позволяет разработчику убедиться в
том, что паразитные выбросы напряжения — далеко не безобидное яв-
явление. Прямые проводники имеют собственную индуктивность, оце-
оценить величину которой можно по формуле:
L5 = 2 • 1 (Г3|~1п - + 0,38б1 • /, (9.24)
где / — длина проводника, см;
d ~ диаметр проводника, см;
Ls — индуктивность, мкГн.
Если вычислить по формуле (9.24) индуктивность проводника
круглого сечения диаметром 1 мм и длиной 2 см, то окажется, что она
составляет 10... 12 нГн. Много это или мало? Давайте разбираться вме-
вместе, насколько опасен такой паразитный параметр для схемы чоппера.
К слову, наши рассуждения будут применимы и к другим схемам сило-
силовых преобразовательных устройств.
Итак, в схеме чоппера (рис. 9.5, а) имеется паразитная индуктив-
индуктивность Ls, которая при прохождении тока iD (рис. 9.5, б) накапливает
энергию. Эта индуктивность может иметь весьма большую величину,
например, в случаях, когда конденсатор Сш соединяется с остальной
частью схемы длинными проводами. В момент закрытия транзистора
VT ток стока прерывается, но энергия, накопленная в паразитной ин-
индуктивности, стремится его поддержать, поэтому возникает выброс на-
напряжения между стоком и истоком, образуя некоторую «добавку» Us к
напряжению Uin:
UDS=Uin + Us. (9.25)
Через диод VD начинает течь ток, исток транзистора подключается
к общему проводнику схемы, поэтому «добавка» в чистом виде «плюсу-
«плюсуется» к входному напряжению. Рассчитать величину «добавки» можно
по известной формуле:
US = L^. (9.26)
Глава 9, Работаем с чоппером
191
rmr.
/D
a)
НПТ
6)
Рис. 9.5. К расчету степени влияния индуктивности
монтажных проводников
Чем выше скорость спада тока стока, тем большую величину «до-
«добавки» напряжения можно получить, тем опаснее становится режим
работы ключевого транзистора. К примеру, для транзистора MOSFET
типа IRF740, который «работает» в схеме с входным напряжением
100 В, максимальным током стока, равным 8 А, при минимальном вре-
времени спада тока стока 24 не, скорость спада составит 0,33 А/нс, а «до-
«добавка» напряжения для соединительного проводника длиной 10 см —
почти 35 вольт. .Конечно, для приведенного типа транзистора такой
выброс не страшен, но представьте себе, что мы выбрали транзистор с
максимально допустимым напряжением «сток-исток» около 140 вольт,
то есть «под завязку». Тогда вероятность того, что индуктивный выброс
«пробьет» ключевой элемент, весьма и весьма велика. Поэтому чита-
читатель должен запомнить первое правило: всегда выбирать транзистор «с
запасом» по напряжению «сток-исток».
Что еще можно предпринять для улучшения надежности схемы и
снижения допустимой величины напряжения «сток-исток»? Обратите
внимание на рис. 9.6, где в схему введен конденсатор Cs, выводы кото-
которого подключены непосредственно к стоку транзистора VT и нижнему
(по схеме) выводу разрядного диода VD. Этот конденсатор вводится
для того, чтобы «съесть» энергию, накопленную в паразитной индук-
индуктивности, которая определяется по формуле:
Qs=0,5L/D. (9.27)
Накопленная энергия должна быть поглощена конденсатором Cs,
превратившись в небольшую «добавку» At/ к входному напряжению
чоппера:
CS(AUJ = LfD. (9.28)
Отсюда, задавшись величиной допустимой «добавки», можно вы-
вычислить величину блокировочного конденсатора. Если продолжить
приведенный ранее пример, желая сократить «добавку» напряжения до
192 Глава 9. Работаем с чоппером
величины 5 В, емкость конденсатора должна составить порядка
0,3 мкФ. Обычно конденсатор Cs выбирают неполярным, так как пара-
паразитная индуктивность его обкладок и выводов гораздо меньше, чем у
полярных (электролитических) конденсаторов. Крайне желательно
также размещать конденсатор Сш в непосредственной близости от вы-
выводов ключевого элемента и применять «электролиты» с минимальным
индуктивным сопротивлением (self-inductance .ESL). Сегодня такие
конденсаторы разработаны и свободно приобретаются на рынке радио-
радиодеталей. Например, конденсаторы типа В43566, производимые фирмой
«Epcos», имеют ESL порядка 15...20 нГн. Также полезно зашунтировать
электролитические конденсаторы неполярным конденсатором неболь-
небольшой емкости.
Рис. 9.6. Защита от индуктивных выбросов при помощи
неполярного конденсатора
Поручать функцию гашения индуктивных выбросов можно не
только конденсаторам. На сегодняшний день в массовых масштабах
выпускаются и другие элементы, которые резко снижают свое сопро-
сопротивление при превышении напряжения между своими электродами
выше заданного уровня. Одним из таких элементов является варистор.
На рис. 9.7 показан внешний вид дискового варистора, который наибо-
наиболее распространен в силовых схемах, его условное графическое обозна-
обозначение и зависимость протекающего тока от приложенного между выво-
выводами напряжения.
Вольт-амперная характеристика варистора (рис. 9.7, в) напоминает
аналогичную характеристику двухстороннего стабилитрона. В нор-
нормальном режиме работы сопротивление варистора велико и он не ока-
оказывает никакого влияния на схему. При резком увеличении напряже-
напряжения выше заданного уровня происходит срабатывание элемента и его
сопротивление на несколько порядков уменьшается, тем самым «съе-
«съедая» выброс напряжения.
Сегодня выпускается много разных конструктивных исполнений
этого элемента, начиная от крохотных SMD-вариантов для поверхност-
поверхностного монтажа на печатную плату и заканчивая «кирпичами» с выводами
под мощный винт. Главное отличие описываемых типов состоит в раз-
разной возможности поглощения энергии выбросов (energy absorption).
Маленькие варисторы поглощают малое количество энергии, «кирпи-
Глава 9. Работаем с чоппером
193
б)
Рис. 9.7. Внешний вид дискового варистора (а),
его обозначение в схемах (б) и зависимость величины тока от приложенного
напряжения (в)
чи» — большое. В технической документации величина поглощаемой
энергии обозначается символом Wmax. Следует учитывать, что погло-
поглощаемая энергия приводится в расчете на одиночный (или крайне редко
повторяющийся) импульс тока длительностью 2 мс В дополнение к па-
параметру поглощаемой энергии приводится максимальное значение
тока, которое варистор может выдержать без повреждения — surge
current, imax. Значение тока указывается для стандартизованного тре-
треугольного токового импульса со скоростью нарастания 8 мкс и скоро-
скоростью спада 20 мкс.
Выбор варистора осуществляется по величине максимального ра-
рабочего напряжения (operating voltage) постоянного Udc или переменно-
переменного Urms тока синусоидальной формы. Момент начала срабатывания ва-
варистора определяет так называемое варисторное напряжение Uv
(varistor voltage), которое задается при величине тока варистора 1 мА.
И, наконец, в технической документации необходимо обратить на ве-
величину напряжения ограничения варистора Ucl (clamping voltage). Для
примера, дисковый варистор типа S05K17, выпускаемый фирмой
«Epcos», имеет значение максимального постоянного рабочего напря-
напряжения 22 В, варисторное напряжение — 27 В и напряжение ограниче-
ограничения — 53 В.
На рис. 9.8 показаны способы включения варистора для защиты
ключевого транзистора VT от потенциального пробоя.
Не только варисторы позволяют эффективно защищать транзисто-
транзисторы от потенциального пробоя. Сравнительно недавно на рынке радио-
радиоэлементов появились полупроводниковые сапрессоры, которые, имея
меньшие размеры, позволяют более эффективно организовать защиту.
Сапрессоры позволяют «съесть» большее количество энергии, быстрее
194
Глава 9. Работаем с чоппером
а) б)
Рис. 9.8. Защита транзистора с помощью варистора
срабатывают, более надежно фиксируют напряжение, что особенно
важно при использовании транзисторов MOSFET. Одна из разновид-
разновидностей сапрессоров, называемая защитными диодами Transil (transient
voltage suppressor), активно используется профессиональными разра-
разработчиками и радиолюбителями. Еще совсем недавно сапрессоры име-
имели более высокую стоимость по сравнению с варисторами, но сейчас
Transil стремительно дешевеют, все больше фирм осваивает их произ-
производство. Давайте познакомимся с этими защитными элементами.
Как видно из рис. 9.9, вольт-амперная характеристика сапрессора
очень похожа на аналогичную характеристику стабилитрона, в соответ-
соответствии с этим обстоятельством он и включается в схему как стабили-
стабилитрон. И все же отличие Transil от стабилитронов существенно: они оп-
оптимизированы по минимуму времени срабатывания и максимуму по-
поглощаемой мощности. При этом по внешнему виду сапрессор очень
трудно отличить от обычного диода.
Есть также сходство с вольт-амперной характеристикой варистора с
той лишь разницей, что варистор «работает» одинаково при протека-
Ucl Ubr Urm
/pp
Рис. 9.9. Вольт-амперная характеристика сапрессора типа Transil
Глава 9. Работаем с чоппером 195
нии прямого и обратного тока, в то время как типовой сапрессор в
одну сторону проводит ток так же, как и обычный полупроводниковый
диод. Правда, имеются модификации двухсторонних сапрессоров, вид
характеристики которых едва ли удастся отличить от варисторной.
Выбор сапрессора нужно начинать с определения величины макси-
максимального рабочего напряжения (stand-off voltage), обозначаемого в тех-
технической документации как Urm. При этом напряжении, приложенном
к обратно включенному сапрессору, не происходит его открывания.
Начало развития зенеровского (обратимого) пробоя происходит при
напряжении пробоя (breakdown voltage), обозначаемого как Ubr Это на-
напряжение указывается в маркировочной надписи сапрессора. Напри-
Например, сапрессор типа 1,5КЕ36А производства «STMicroelectronics» имеет
номинальное пробойное напряжение 36 В. Еще один параметр — на-
напряжение ограничения (clamping voltage) Ucl — показывает величину
напряжения при максимальном пиковом токе ipp (peak pulse current).
К характеристикам прямой проводимости относятся: прямое падение
напряжения Uf (forward voltage drop) и максимальный прямой ток if
(forward current). Эти две характеристики нам мало интересны.
Теперь несколько слов об энергетических возможностях сапрессо-
сапрессоров. Как уже было сказано, они могут поглощать большое количество
энергии неповторяющихся импульсов. Например, сапрессоры популяр-
популярной серии 1,5КЕ поглощают мощность 1500 Вт импульса треугольной
формы с нарастанием 10 мкс и спадом 1 мс или могут пропускать через
себя неповторяющийся ток с пиковым значением 200 А в течение 1 мс.
В табл. 9.1 представлены основные параметры некоторых сапрессо-
сапрессоров типа Transil, выпускаемых «STMicroelectronics».
На рис. 9.10 приведены основные рекомендации в отношении
включения сапрессора для защиты чопперного стабилизатора. А на
рис. 9.11 показано несколько простых и полезных рекомендаций, кото-
которые читатели могут занести в свой арсенал знаний и использовать по
мере необходимости. Выйти из ситуации, когда под рукой не окажется
сапрессора с нужным напряжением пробоя, но есть несколько других,
с более низким напряжением, позволит идея, показанная на
рис. 9.11, а. Оказывается, возможно последовательное соединение са-
сапрессоров, но тогда необходимо включить выравнивающие резисторы
сопротивлением 100... 1000 кОм. Увеличить нагрузочную способность
сапрессора на 30...40 процентов позволяет введение теплоотводящих
пластин, как изображено на рис. 9.11, б. При этом геплоотводом полу-
полупроводникового кристалла служит токоведущий вывод, который у са-
сапрессоров достаточно мощный (диаметр порядка 1 мм). Дополнитель-
Дополнительные пластины вырезаются из медного или латунного листа толщиной
1...2 мм, покрываются слоем припоя, в них по центру сверлятся отвер-
отверстия, и они прикрепляются пайкой к сапрессору па расстоянии от кор-
корпуса 5 мм.
196
Глава 9. Работаем с чоппером
Таблица 9.1. Параметры сапрессоров типа Transil
Тип
1,5КЕ12А
1,5КЕ18А
1,5КЕ24А
1,5КЕ27А
1,5КЕ36А
1,5КЕ47А
1,5КЕ100А
1,5КЕ150А
1,5КЕ250А
1,5КЕ440А
/гт, мкА
5
1
1
1
1
1
1
1
1
1
10,2
15,3
20,5
23,1
30,8
40,2
85,5
128
213
376
иЬг,в
12
18
24
27
36
47
100
150
250
440
21,7
32,5
42,8
48,3
64,3
84
178
265
442
776
'рР,А
461
308
234
207
156
119
56
38
23
13
С,пФ
6000
4300
3500
3200
2500
2050
1150
850
560
360
а) б)
Рис. 9.10. Защита транзистора с помощью сапрессора
зиы
а)
Сапрессор
Радиатор
Рис. 9.11. Маленькие хитрости использования сапрессоров
Глава 9. Работаем с чоппером
197
Итак, мы познакомились с простыми способами защиты от потен-
потенциального пробоя. Теперь поговорим о «подводных камнях» токовых
выбросов в импульсных схемах и способах защиты от перегрузок по
току. Рассматривая чопперную схему, мы до сих пор считали, что раз-
разрядный диод идеален по своим характеристикам, то есть мгновенно
начинает проводить электрический ток и мгновенно восстанавливает
свои запирающие свойства. Реальные диоды работают, конечно, иначе:
им приходится затрачивать некоторое время, а значит, и энергию на
включение и отключение.
Чтобы проанализировать характер токовых перегрузок, возникаю-
возникающих в чоппере, для начала исключим разрядный диод VD и
LC-фильтр, подключив нагрузку Ян непосредственно к стоку транзи-
транзистора VT, как показано на рис. 9.12.
/D
Uds
U in
Рис. 9.12. К анализу токовых
перегрузок
Uds
Рис. 9.13. График, отражающий
коммутационные процессы в схеме
с реальным разрядным диодом
Когда транзистор VT находится в состоянии отсечки, ток в цепи за-
затвора равен нулю и напряжение «сток-исток» равно напряжению Uin.
Это состояние схемы соответствует точке «1» на графике рис. 9.13. От-
Открывая ключевой транзистор VT, мы перемещаемся из точки «1» в точ-
точку «5» по штрихпунктирной линии, где напряжение на открытом тран-
транзисторе становится равным нулю.
Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в
схеме чоппера с реальным разрядным диодом и LC-фильтром. Поче-
Почему? Дело в том, что все p-n-переходы диодов при прохождении через
них прямого тока накапливают на границе областей проводимости
электрический заряд. Поэтому диод не сможет закрыться до тех пор,
пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся».
На исчезновение носителей затрачивается время, которое называют
временем обратного восстановления. В чопперном стабилизаторе тран-
транзистор VT всегда «работает» в режиме тяжелого переключения, если за-
задан режим непрерывного тока дросселя. Аналогичную ситуацию мы
198 Глава 9. Работаем с чоппером
наблюдали ранее, рассматривая режим тяжелого переключения тран-
транзисторов в полумостовых и мостовых схемах.
Итак, открываясь, транзистор VT должен «перехватить» ток нагруз-
нагрузки, который до этого момента проходил через разрядный диод
(рис. 9.3). Однако в силу того, что диод VD не может сразу закрыться:
iVD=iL-iD. (9.29)
В прямом направлении падение напряжения на любом диоде со-
составляет 1...2 В, поэтому исток транзистора оказывается подключен-
подключенным к общему проводу схемы. Ток в индуктивности резко вырасти не
может, следовательно, ток iD быстро вырастает до значения ipk (линия
«1-3» на рис. 9.13). Хорошо, если транзистор допускает такой пиковый
ток, который в случае использования диода с большим временем об-
обратного восстановления может в несколько раз, пусть даже на короткое
время, превышать номинальный рабочий ток, а если нет — транзистор
выйдет из строя. Что происходит дальше? Начинается процесс «расса-
«рассасывания» носителей заряда в диодной структуре, и ток резко падает по
кривой «3-4-5» до номинального значения, определяемого сопротивле-
сопротивлением нагрузки. Процесс включения диода гораздо менее инерционен,
поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как бе-
безынерционный элемент. Включение разрядного диода происходит по
кривой «5-6-1».
Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода ipb а значит, и
ток в цепи «сток-исток» транзистора необходимо выбрать для чоппер-
ной схемы диод с минимальным временем обратного восстановления
(peak recovery time). Тогда процесс обратного восстановления будет
проходить по линии «2-4», минуя точку «3».
Идеально подходят для чопперных схем так называемые диоды
Шоттки. Отличие диодов Шоттки от обычных диодов состоит в том, что
они производятся по другой технологии и у них практически отсутству-
отсутствуют неосновные носители заряда, которые как раз и влияют на время об-
обратного восстановления. На сегодняшний день выпускаются диоды
Шоттки, допускающие прямой ток через себя порядка 240 А, например,
249NQ150 производства «International Rectifier». Другое преимущество
диодов Шоттки — более низкое падение напряжения в открытом со-
состоянии, что делает их незаменимыми в низковольтных схемах.
К сожалению, диоды Шоттки имеют существенный недостаток:
максимальное обратное напряжение у самых лучших представителей
этого класса силовых приборов не превышает величину 150 В. Как
быть, если разработчику нужно спроектировать чопиерный преобразо-
преобразователь с номинальным входным напряжением более названной вели-
величины? В этом случае очень хорошие результаты обеспечивают специ-
специально разработанные ультрабыстрые диоды Hexfred, называемые в тех-
технической документации гексагональными эпитаксильными диодами
Глава 9. Работаем с чоппером
199
со сверхбыстрым временем восстановления. Диоды Hexfred, произво-
производимые фирмой «International Rectifier», имеют величину обратного на-
напряжения до 1200 В.
Познакомимся с диодами Hexfred подробнее. На рис. 9.14 показана
типовая кривая обратного восстановления диода. В момент открыва-
открывания ключевого транзистора VT начинается спадание тока диода, затем
ток достигает нулевого значения, меняет знак, достигая значения /rrw,
называемого в технической документации пиковым током обратного
восстановления (peak reverse recovery current). Процесс нарастания тока
обратного восстановления занимает время ta, называемое временем рос-
роста обратного тока восстановления. После этого ток спадает до нулевого
значения за время tb называемое временем спада обратного тока вос-
восстановления. Полное время trr обратного восстановления диода (reverse
recovery time) определяется по формуле:
(9.30)
Рис. 9.14. К расчету заряда обратного восстановления диодов
Конечно, в технической документации приводятся данные по вре-
времени обратного восстановления, по пиковому току обратного восста-
восстановления, и по этим данным теоретически можно рассчитать тепловые
потери, возникающие в процессе обратного восстановления. Однако
на практике пользоваться ими неудобно, так как величина пикового
тока обратного восстановления и время восстановления зависят от ве-
величины приложенного обратного напряжения. Производители диодов
рекомендуют для определения тепловых потерь обратного восстанов-
восстановления пользоваться величиной заряда обратного восстановления (reverse
recovery charge), обозначаемого символом Qrr Величину заряда обрат-
обратного восстановления можно получить непосредственно из технической
документации или рассчитать по формуле:
/7777 17
ГГ /"\
(9.31)
200 Глава 9. Работаем с чоппером
Тепловые потери обратного диода складываются из статических
потерь проводимости и потерь обратного восстановления. Статические
потери вычислить несложно — они будут определяться величиной пря-
прямого падения напряжения ty на открытом диоде, средним током про-
проводимости iavg, согласно формуле (8.4), и коэффициентом заполнения
управляющих импульсов D. То есть мы исходим из того, что в режиме
непрерывного тока дросселя через диод течет ток iVD, равный току
дросселя iL. Потери проводимости будут определяться из формулы:
Pcm=Uf-iL(\-D). (9.32)
С потерями обратного восстановления сложнее. Поскольку к диоду
прикладывается большое обратное напряжение в то время, как через
него течет прямой ток, диоду нужно рассеивать большую мощность.
Функция изменения тока во времени носит сложный характер
(рис. 9.14), поэтому нам придется вычислять мгновенную мощность на
очень коротких промежутках времени, а потом получившиеся резуль-
результаты просуммировать. Проще всего, как вы уже догадались, сделать это
с помощью интеграла. Рассуждаем следующим образом.
Энергия тепловых потерь определяется суммой произведений тока
через диод на напряжение, приложенное к нему. Поскольку к диоду в
чопперной схеме прикладывается входное напряжение Ujn, энергия пе-
переключения Esw будет определяться так:
(9-33)
Что представляет собой интеграл в формуле (9.33)? Это — заряд об-
обратного восстановления диода, который мы вычислили по формуле
(9.31) или взяли из справочных данных на конкретный диод. Итак, те-
теперь мы можем вычислить и мощность потерь обратного восстановле-
восстановления:
Ps.=UinQrrf, (9.34)
где /— частота коммутации.
Полные тепловые потери, как обычно, определяются суммой ста-
статических и динамических потерь:
Р = Р + Р (9 35)
Расчет охладителя по данным тепловыделения мы уже рассматри-
рассматривали и здесь повторяться не будем. Все необходимые данные но тепло-
тепловым сопротивлениям диодных корпусов содержатся в технической до-
документации.
Глава 9. Работаем с чоппером
201
В заключение приведем табл. 9.2 с основными параметрами неко-
торых диодов Hexfred. Данные, содержащиеся в таблице, позволят чи-
тателю оценить достоинства этих приборов.
Таблица 9.2. Параметры некоторых диодов Hexfred
Диод
HFA04TB60
HFA06TB120
HFA08TB60S
HFA15PB60
HFA25PB60
HFA30PA60C
HFA50PA60C
HFA70NH60
600
1200
600
600
600
600
600
600
'V, А
4
6
8
15
25
30
50
70
frr, НС
42
26
55
60
60
60
60
120
Корпус
ТО-220
ТО-220
ТО-247
ТО-247
ТО-247
ТО-247
ТО-247
D-67
Отечественная промышленность, как всегда, отстает от мировых
производителей быстрых диодов и по номенклатуре предлагаемых при-
боров, и по их параметрам. Но уже сегодня возможно приобрести не-
дорогие диоды серий КД636, КД271, КД272, КД273, рассчитанные на
диапазон обратных напряжений (для разных серий) 25...800 В и пря-
мые токи до 20 А. Выпускаются диоды в корпусе ТО-220. Осваивается
также производство более мощных диодов.
9-3. От классического диода — к диоду синхронному
Настало время поговорить о проблемах, которые в значительной
степени беспокоят разработчиков низковольтных стабилизаторов, а
также наметить пути их решения. Казалось бы, никого не должен серь-
езно беспокоить тот факт, что значение КПД чопперного стабилизатора
может оказаться в пределах 93...95%. Однако современные стабилизато-
ры модульного типа часто не имеют специальных теплоотводящих пла-
стин и отвод тепла осуществляется только через сигнальные и силовые
выводы. Здесь борьба за выигрыш процентов далеко не бесполезна.
Главный источник проблем в низковольтном преобразователе —
это разрядный диод VD. Падение напряжения на открытом р-п-пере-
ходе обычного диода составляет 1,2...1,4 В, у диодов Hexfred оно еще
больше — до 2,1 В. Проблему в некоторой степени позволяет решить
202
Глава 9. Работаем с чоппером
использование диодов Шоттки, у которых прямое падение напряжения
составляет величину 0,4...0,7 В. Однако распространены случаи, когда
даже диоды Шоттки помочь не смогут. Причин здесь несколько:
во-первых, становятся соизмеримыми величина падения напряжения
на разрядном диоде и величина выходного напряжения, во-вторых,
увеличивается среднее значение тока за счет увеличения тока нагрузки
и за счет увеличения коэффициента заполнения.
К примеру, питание нового процессора Itanium-2, разработанного
фирмой «Intel», осуществляется напряжением порядка 1,0...1,3 В. В ре-
жиме полной загрузки процессор может потреблять ток около 100 А.
Понятно, что КПД преобразователя с такими параметрами окажется
очень низким и придется принудительно охлаждать не только процес-
сор, но и устройство его питания. Если удастся подобрать в качестве
разрядного диода VD такой элемент, на котором будет падать мини-
мально возможное напряжение при протекании номинального тока,
мы решим задачу повышения КПД. Оказывается, в качестве разрядно-
го диода можно применить... полевой транзистор MOSFET.
Приведенный в работах [39], [40] расчет изменения предельно до-
пустимого уровня КПД преобразователя в зависимости от величины
выходного напряжения показывает, что в случае использования поле-
вого транзистора в качестве разрядного диода удается повысить КПД
на 10... 13 процентов даже по сравнению с вариантом включения диода
Шоттки. Как мы уже знаем, цепь «сток-исток» полевого транзистора
представляет собой активное сопротивление, поэтому, выбирая экзем-
пляр с возможно меньшим сопротивлением, уменьшаем падение на-
пряжения.
На рис. 9.15 показан способ перехода от классической схемы чоп-
перного стабилизатора (рис. 9.15, а) с разрядным диодом Шоттки к
схеме с дополнительным полевым транзистором (рис. 9.15, б).
VT1
\
а)
б)
Рис. 9.15. Чопперные схемы:
а) с разрядным диодом Шоттки; б) с синхронным транзистором
Но почему транзистор MOSFET улучшает характеристики чоппер-
ного преобразователя? Не проще ли зашунтировагь диод малым сопро-
тивлением? Оказывается, простое шунтирование постоянным сопро-
Глава 9. Работаем с чоппером
203
тивлением нарушит функционирование схемы: в фазе накачки энергии
диод должен быть закрыт. Соответственно, сопротивления цепи
«сток-исток» дополнительного транзистора VT2 (рис. 9.15, б) в этой
фазе должно быть большим, а в фазе разряда — малым. Поэтому схема
управления такого преобразователя, называемого синхронным, должна
формировать управляющие сигналы транзистора VT1 и синхронного
транзистора VT2. Причем VT1 и VT2 в этой схеме должны коммутиро-
ваться противофазно: на протяжении времени открытого состояния
VT1 транзистор VT2 должен быть закрыт, и наоборот.
Результаты расчета КПД преобразователей, построенных по схе-
мам с разрядным диодом Шоттки и с синхронным транзистором, при-
ведены в табл. 9.3. Расчет проводился для преобразователей с номи-
нальной выходной мощностью 24 Вт при питании от источника напря-
жения (Uin) с напряжением 12 В, транзисторы VT1 и VT2 в открытом
состоянии заменялись резисторами с сопротивлением 5 мОм, падение
напряжения на диоде Шоттки принималось равным 0,4 В.
Таблица 9.3. Расчет КПД чопперного стабилизатора
Выходное напряжение, В
Коэффициент заполнения для
транзистора VT1, D
Коэффициент заполнения для
диода VD, A - D)
Потери на интервале нарастания
тока в транзисторе VT1, Вт
Потери на интервале спада тока
— в диоде VD, Вт
— в синхронном транзисторе
VT1, Вт
КПД с диодом Шоттки, %
КПД в синхронной схеме, %
5,0
0,417
0,583
0,074 @,3%)
1,12 D,7%)
0,55 B,3%)
95
93
3,3
0,275
0,725
0,154 @,6%)
2,11 (8,8%)
0,25 A,0%)
91,6
98,4
2,0
0,167
0,833
0,293A,2%)
4,0 A6,7%)
0,657 B,7%)
82,1
96,1
Видно, что с уменьшением выходного напряжения резко возраста-
ют потери в разрядном диоде, в то время как рост потерь в транзисторе
VT1 незначителен. Более того, при относительно низких значениях вы-
ходного тока преимущества повышения КПД, создаваемые включени-
ем полевого транзистора, оправдывают некоторое усложнение схемы
за счет появления управляющих цепей.
Из главы, посвященной полевым силовым транзисторам, читатели
знают, что в своем составе транзистор MOSFET имеет паразитный
204
Глава 9. Работаем с чоппером
диод. В схеме синхронного выпрямителя этот паразитный диод оказы-
вается включенным в том же направлении, что и диод Шоттки. Вдоба-
вок ко всему, полевой транзистор должен работать в этой схеме при от-
рицательных токах и напряжениях. Исследования показали, что в ус-
ловиях отрицательных токов и напряжений характеристики MOSFET,
применяемого в качестве синхронного элемента, даже лучше, чем в ус-
ловиях положительных токов и напряжений. В табл. 9.4 приведены ре-
зультаты исследований сопротивления цепи «сток-исток» транзистора
VT2 при обеих полярностях токов. На рис. 9.16 показаны направления
токов: 9.16, a — положительное направление, для б — отрицательное.
Таблица 9.4. К исследованию работы MOSFET
в разных полярностях токов
4
5
6
7
Rds «+», мОм
9,1
7,4
6,7
6,3
Rds«-»j мОм
7,7
6,7
6,2
6,1
Выигрыш, %
15
9,3
8,5
4,2
+ о
а)
— О
+ 6
направление
тока
Рис. 9.16. К исследованию работы MOSFET в условиях отрицательных токов
в цепи «сток-исток»
Результаты анализа говорят о том, что замена диода Шоттки поле-
вым транзистором дает выигрыш вплоть до некоторого граничного
тока нагрузки. Граничное значение тока увеличивается с уменьшением
сопротивления «сток-исток» и увеличением прямого падения напря-
жения на диоде Шоттки.
Все предыдущие рассуждения бьщи проведены с учетом только ста-
тических тепловых потерь, то есть коммутационные потери мы считали
пренебрежимо малыми, что вполне справедливо на невысоких частотах
работы преобразователей. При повышении частоты переключения
Глава 9. Работаем с чоппером
205
Т
VT2
J
Сквозной
ток
доля коммутационных интервалов в цикле переключения становится
больше, растет доля этих потерь в суммарных потерях. Расчеты, прове-
денные для преобразователей питания процессоров, показали, что не-
обходимо повышать частоту коммутации стабилизаторов до 1...2 МГц,
тогда возможно значительно снизить габариты и энергоемкость акку-
муляторов переносных компьютеров (ноутбуков). Итак, какими долж-
ны быть требования к элементам схемы синхронного преобразователя?
Во-первых, интервал проводимости синхронного транзистора должен
иметь наибольшую продолжительность, и чтобы снизить потери на
этом интервале, сопротивление «сток-исток» синхронного транзистора
должно быть как можно более низким. Во-вторых, интервалы проводи-
мости основного VT1 и синхронного VT2 транзисторов разделяются
короткими интервалами проводимости паразитного диода транзистора
VT2, поэтому диод должен иметь низкое прямое падение напряжения и
быстро восстанавливать запертое состояние. В-третьих, с точки зрения
снижения общих потерь, интервал проводимости диода должен быть
как можно меньше.
При разработке синхронных <
схем всегда нужно принять меры
для исключения сквозных токов
(рис. 9.17). Сквозной ток принци-
пиально не может появиться в с
классическом чоппере, так как от-
крывающийся транзистор VT1 ав-
томатически переведет диод VD в (
запертое состояние. А вот в син-
хронной схеме транзистор VT1 мо-
жет открыться тогда, когда еще не
подан запирающий импульс на за-
твор синхронного транзистора VT2, и ток будет проходить через малое
сопротивление «сток-исток» обоих транзисторов. Конечно, транзисто-
ры могут выйти из строя. Поэтому между моментами включения обоих
транзисторов должна быть введена короткая защитная пауза. Микро-
схемы управления синхронными стабилизаторами, выпускаемые се-
рийно, формируют необходимую величину защитной паузы, но при
разработке схемы управления самостоятельно об этой паузе не стоит
забывать.
Паразитный диод полевого транзистора не является элементом со
специально подбираемыми свойствами — это невозможно сделать. По-
нятно, что трудно ожидать от паразитного диода хороших коммутаци-
онных качеств. В то же время диоды Шоттки проектируются таким об-
разом, чтобы максимально снизить потери обратного восстановления.
Поэтому уменьшить потери в процессе выключения паразитного диода
можно, подключив параллельно синхронному транзистору обычный
3 2\vd
JCout
Rh
Рис. 9.17. Сквозной ток
в синхронной схеме
206 Глава 9. Работаем с чоппером
диод Шоттки. Чтобы понять, почему нужно так поступать, рассмотрим
форму тока разрядного диода при его обратном восстановлении. Быст-
родействующий диод отбирает на себя часть разрядного тока дросселя
и улучшает качество процесса коммутации.
Номенклатура микросхем синхронных стабилизаторов, выпускае-
мых мировыми лидерами в области силовой электроники, столь широ-
ка, что ее вряд ли удастся привести в данной книге. К примеру, такой
микросхемой является МАХ767, выпускаемая фирмой «Maxim». Часто-
та преобразования в данной микросхеме выбрана около 300 кГц. Дру-
гой пример — микросхема SI9145BY производства «Vishay». Эта микро-
схема работает на частоте 375 кГц, обеспечивает КПД 89% при выход-
ном токе 7 А.
9.4. Проектируем дроссель
для чопперного стабилизатора
Одна из практических задач, которую читателю придется решать
почти сразу после того, как возникнет желание что-то сделать своими
руками, — это изготовление индуктивного элемента, в данном случае
дросселя. Строго говоря, если читатель воспользуется типовыми реко-
мендациями, приведенными в технической документации на конкрет-
ную микросхему, где обозначены все типы и номиналы элементов, ему
наверняка придет в голову простая мысль: «Почему бы не приобрести
такой индуктивный элемент, какой указан на схеме?» Спешим разоча-
ровать: во-первых, готовые типовые дроссели выпускаются только для
маломощных импульсных стабилизаторов, во-вторых, часто произво-
дитель микросхемы указывает только число витков и рекомендуемый
магнитопровод, а в-третьих, едва ли удастся приобрести указанные в
«даташите» типы в отечественном магазине радиодеталей. Не нужно
терять время в поиске редких компонентов, поскольку практически
любой высокочастотный индуктивный элемент можно рассчитать и из-
готовить самостоятельно, приобретя близкие по характеристикам по-
луфабрикаты — каркас, магнитопровод, обмоточный провод. Нелишне
также познакомиться с основами проектирования индуктивных эле-
ментов и профессиональным разработчикам, так как далеко не всегда
удается воспользоваться услугами профессионального конструктора
моточных изделий, поскольку сегодня предприятиям уже невыгодно
держать множество специалистов с узкой специализацией.
Вообще подбирать для питания электронных устройств трансфор-
маторы, рассчитанные на промышленную частоту сети 50 Гц, очень
просто — массово выпускаются унифицированные серии с разными
мощностями, набором напряжений, токами обмоток, габаритами. Хо-
рошо известны серии унифицированных трансформаторов ТПП, ТА,
Глава 9. Работаем с чоппером 207
ТН, ТАН, ТП, ТПК, ТР. Эти серии давно вошли в арсенал разработчи-
ков электронной аппаратуры и едва ли выйдуг из него в ближайшем
будущем.
Ситуация с индуктивными элементами в области высокочастотной
преобразовательной техники противоположная: здесь традиционно
проектируют дроссели и трансформаторы индивидуально, для конкрет-
ной схемы. Конечно, заимствовать удачные элементы никто не запре-
щает, и даже предпринимались попытки промышленной унификации
некоторых индуктивных элементов, но они были и остаются непопу-
лярными, поскольку слишком много факторов определяет конструк-
тивные параметры высокочастотных моточных изделий, слишком они
получаются непохожими.
Об основах работы высокочастотных трансформаторов и дросселей
было подробно рассказано в главе 3. Сейчас мы узнаем, как приобре-
тенные знания использовать практически. Для начала определимся с
целью нашего расчета: нам необходимо получить конструктивные па-
раметры дросселя (тип материала и типоразмер магнитопровода, коли-
чество витков, диаметр провода) по исходным данным, полученным в
результате расчета электрических параметров чопперной схемы. Ис-
ходными же данными здесь являются индуктивность дросселя Z, полу-
ченная из формул (9.14) и (9.19), а также максимальное значение тока
дросселя imax, рассчитанное по формуле (9.5).
В индуктивном элементе выделяется тепловая энергия в виде мощ-
ности потерь. Следовательно, нужно спроектировать этот элемент так,
чтобы тепло достаточно хорошо рассеивалось в окружающем про-
странстве, не перегревая сам дроссель. В то же время дроссель должен
накапливать достаточное количество энергии, чтобы в фазе разряда
значение тока iL не превышало расчетные пределы, то есть обладать
достаточной энергоемкостью. Расчеты показывают, что энергоемкость
дросселя связана с объемом, занимаемым ферромагнетиком, соотно-
шением:
где \хс — эквивалентная проницаемость сердечника;
а — коэффициент теплоотдачи, Вт/(см2°С);
А Г — допустимый перегрев, °С;
Vm — объем магнитопровода, см3.
Читателю, уже познакомившемуся с основами тепловых расчетов в
главе 6, будет интересно узнать, как влияет тепловой режим на габа-
ритные размеры индуктивных элементов. Коэффициент теплоотдачи,
как мы знаем, показывает, насколько хорошо выделяющееся тепло
208 Глава 9. Работаем с чоппером
рассеивается в окружающей среде. Коэффициенты теплоотдачи для
индуктивного элемента, находящегося в воздухе и в масляной среде,
приведены в табл. 6.7. Воспользовавшись формулой (9.36), нетрудно
рассчитать, что если мы поместим наш индуктивный элемент в ем-
кость с трансформаторным маслом (что обычно предусматривают в
конструкции мощных трансформаторов для электросетей), мы имеем
право уменьшить объем магнитопровода в 2,3 раза, сохранив допусти-
мый перегрев. Точно такой же эффект можно достигнуть, если обду-
вать трансформатор вентилятором со скоростью потока 4 м/с. Ситуа-
ция, когда вентилятор применяется для охлаждения индуктивного эле-
мента, встречается в маломощных источниках питания крайне редко,
поэтому необходимо ориентироваться на то, что индуктивный элемент
будет работать в замкнутом воздушном пространстве.
Объем магнитопровода, определяемый тепловыми потерями, явля-
ется минимально возможным для дросселя. Казалось бы, теперь стоит по
справочнику выбрать магнитопровод с расчетным объемом, вычислить
количество витков, определить сечение провода и намотать дроссель...
Все правильно: именно так мы и будем поступать. Однако в конце рас-
чета нам придется вспомнить, что возможности ферромагнетика не
безграничны, поэтому придется проверить величину индукции в маг-
нитопроводе и рассчитать температуру наиболее нагретой точки по ме-
тодике раздела 6.5. В случае превышения по условию магнитной ин-
дукции придется выбрать магнитопровод большего объема и повторить
расчет. Если же неудачным окажется результат поверочного расчета
перегрева (что обычно случается при разработке индуктивных элемен-
тов для преобразователей, работающих на частотах выше 300...400 кГц,
с применением стандартных ферритов), придется выбирать материал
магнитопровода с более низкими удельными потерями. Таким обра-
зом, формула (9.36) является только лишь «отправной точкой» расчета.
Особенностью дросселей чопперных схем является их работа в ус-
ловиях однополярных токов с большой величиной подмагничивающе-
го тока. Поэтому, чтобы максимально использовать материал магнито-
провода по значению индукции, вводят немагнитный зазор, который
снижает относительную проницаемость материала ц на порядок, до
значения эквивалентной магнитной проницаемости цс. Рассчитать ве-
личину зазора для феррита можно по формуле C.84), выбрав эквива-
лентную проницаемость в пределах 70...200. Также возможно исполь-
зовать компактные тороидальные магнитопроводы из альсифера или
МО-пермаллоя, тогда немагнитный зазор не потребуется.
В номенклатуре стандартных ферриговых изделий имеются магни-
топроводы с готовым зазором нормированной величины. Однако при-
обрести их труднее, поэтому выйти из положения можно так: приобре-
сти разъемный магнитопровод без зазора и затем проложить между по-
ловинками прочные и теплостойкие прокладки, например из
Глава 9. Работаем с чоппером 209
термопленки, фторопласта, стеклотекстолита, и крепко стянуть обе по-
ловинки. Если для стяжки используется стальной обжим, ни в коем
случае нельзя делать его замкнутым. Лучше применять алюминиевые
скобыО или стеклотекстолитовую панель с вертикальными стойка-
ми-стяжками. При выборе прокладки для немагнитного зазора нужно
учесть, что ее толщина должна быть в два раз меньше расчетной, по-
скольку магнитопровод разрезан в двух местах, а значит, общая протя-
женность зазора удваивается.
Всегда нужно иметь в виду, что магнигопроводы не изготавлива-
ются с произвольными геометрическими размерами. Номенклатура
магнитопроводов ограничена стандартным рядом типономиналов,
поэтому, определяя необходимый объем магнитопровода, нужно вы-
брать его из стандартного ряда, ориентируясь на ближайшее большее
значение.
Приблизительно оценить объем стандартного магнитопровода
Ш-образной конструкции можно не только по справочным данным.
Если справочник не доступен или сведения, содержащиеся в нем, не
полные, то приблизительно вычислить объем возможно по величине
площади рабочего сечения магнитопровода S и площади окна укладки
обмотки So (так называемой «площади окна»):
(9.37)
где S — площадь рабочего сечения магнитопровода, см2;
SQ — площадь окна укладки обмотки, см2;
Vm — объем магнитопровода Ш-образного типа, см3.
Оценить объем кольцевого магнитопровода можно по точной фор-
муле:
Vm=—(D2-d2\ (9.38)
где И — высота кольца;
D — наружный диаметр;
d — внутренний диаметр.
Также для кольцевого магнитопровода можно воспользоваться
приближенной формулой вычисления объема по данным площади
окна и площади рабочего сечения:
(939)
Теперь, определившись с типоразмером магнитопровода, можно
вычислить количество витков, которое нужно намотать на него для по-
210 Глава 9. Работаем с чоппером
лучения нужного значения индуктивности. В этом нам поможет ранее
выведенная формула C.22), которую нужно преобразовать к виду:
L'\ , (9.40)
где lcp — средняя линия магнитопровода.
Если при расчете получится дробное количество витков, необходи-
мо округлить его до ближайшего большего целого числа.
Выбор поперечного сечения обмоточного провода в общем случае
производится по параметру допустимого перегрева моточного изделия.
Обычно исходят из условия ограничения плотности тока порядка
2...3 А/мм2. В некоторых случаях, например, когда число витков мало,
допустимо увеличить плотность тока до 5 А/мм2. Рекомендуется также
не забывать о скин-эффекте и набирать проводник из нескольких изо-
лированных жил. Более того, если провод набран из нескольких жил,
он становится мягче и ровнее ложится на каркас, нежели одножиль-
ный с такой же площадью поперечного сечения.
Нелишне сказать несколько слов еще об одной конструкции ин-
дуктивного элемента — конструкции стержневого типа. Устроена она
очень просто: на ферромагнитный стержень круглого или прямоуголь-
ного типа, называемый сердечником, намотана обмотка в один или не-
сколько слоев, сверху нанесена влагозащитная краска, а к торцам при-
креплены выводы. Такие дроссели внешне настолько похожи на рези-
сторы, что их иногда путают между собой. Наиболее часто встречаются
отечественные дроссели стержневого типа марок ДМ, ДПМ, КИГ, се-
годня также можно приобрести зарубежные аналоги серий ЕС24. Ис-
пользовать этот тип индуктивных элементов в маломощных преобразо-
вателях, работающих на высоких частотах, очень удобно: они имеют
минимальные габариты при достаточной энергоемкости, обладают ми-
нимальными потерями мощности на гистерезис, а также близкую к ну-
левой остаточную индукцию в сердечнике. Встречаются и спроектиро-
ванные «под схему» стержневые дроссели большого размера, напри-
мер, в блоках питания некоторых марок копировальных аппаратов. Но
все же — почему этот тип индуктивного элемента используется гораздо
реже, чем описанные выше броневые и тороидальные типы? Дело в
том, что физически стержневой дроссель представляет собой магнит-
ную цепь с воздушным участком большой протяженности (рис. 9.18).
За счет того, что практически половину своего пути силовые линии
магнитного поля проходят в воздухе, эквивалентная магнитная прони-
цаемость сердечника, изготавливаемого из высокопроницаемых фер-
ритов марок НН, НМ, НМС, снижается на 1...2 порядка. Переменный
магнитный поток, вызываемый наличием некоторой токовой пульса-
ции, создает электромагнитную волну, которая, распространяясь в
Глава 9. Работаем с чоппером
211
Рис. 9.18. Расчетная модел^индуктивного элемента со стержневым
магнитопроводом (сердечником)
пространстве, становится помехой для ряда электронных приборов.
Проще говоря, стержневой дроссель «сквозит» гораздо активнее, чем
дроссель на замкнутом магнитопроводе. Именно из-за этого обстоя-
тельства его не очень любят применять в источниках питания малосиг-
нальной или радиоприемной техники.
К сожалению, мы не сможем воспользоваться ранее выведенными
формулами для вычисления индуктивности стержневого дросселя, по-
этому далее приводятся расчетные выражения без объяснения того, как
они получены. Вывод этих формул достаточно сложен, занимает много
места и« вряд ли заинтересует читателя.
Исходными данными для расчета служат конструктивные размеры
дросселя, показанные на рис. 9.19. Обмотка длиной ?к намотана на сер-
дечнике с длиной ? и диаметром d. В случае использования прямо-
угольного сердечника стороны его поперечного сечения обозначены
как а и b на том же рисунке.
Рис. 9.19. Конструктивные
размеры дросселя с сердечником стержневого типа
212 Глава 9. Работаем с чоппером
В силу того, что индуктивность такого дросселя в значительной
степени зависит от соотношения длины намотки и длины стержня,
вводится коэффициент заполнения сердечника обмоткой ?, по значе-
нию которого и выбирается расчетная формула индуктивности. Коэф-
фициент заполнения определяется так:
$ = 7"- (9-41)
Если коэффициент заполнения ? близок к единице, что эквива-
лентно распределению обмотки по всей длине стержня, индуктивность
дросселя можно рассчитать по формулам:
5t ; (9'42)
In К -0,818
+0,29
(9-43)
Если величина коэффициента заполнения ?, много больше едини-
цы (обмотка занимает центральную часть сердечника), формулы при-
обретают вид:
0,75- +0,3 j; . (9.44)
0,66 -4== + 0,31 (9.45)
L - Ц
Формулы (9.42) и (9.44) относятся к сердечнику круглого сечения, а
формулы (9.43) и (9.45) — прямоугольного сечения.
На этом разработку индуктивного элемента можно было бы и за-
кончить. Однако мы почти позабыли еще одно обстоятельство, которое
может повлиять на нормальное функционирование дросселя: это вели-
чина магнитной индукции, которая не должна превышать определен-
ного значения, иначе магнитопровод насытится и его индуктивность
резко снизится.
Для любого дросселя должно выполняться проверочное условие:
^Bnm, (9.46)
w -
где Втах — максимальное значение магнитной индукции в магнито-
проводе.
Глава 9. Работаем с чоппером 213
Значение максимальной индукции определяется по величине ин-
дукции насыщения Вт материала из соотношения:
tfmax=@,7...0,9)Bm. (9.47)
Если рассчитанный дроссель не «проходит» по величине индукции,
требуется выбрать магнитопровод большего типоразмера (с большим
рабочим сечением) и повторить расчет количества витков.
В заключение этого раздела приведем несколько технологических
советов, которые выручат тех, кто займется самостоятельным изготов-
лением индуктивных элементов. Считаем, что дроссель рассчитан,
проверен по тепловому режиму и величине индукции, приобретен маг-
нитопровод (или сердечник), подобран намоточный провод. Необхо-
димо соединить эти полуфабрикаты в единую конструкцию.
Первая задача — изготовление многожильного провода. Если сече-
ние жил невелико, их можно скрутить вручную, а если жилы достаточ-
но мощные, возможно воспользоваться электрической дрелью, зажав
пучок натянутых проводов в патроне. После скрутки провода мощных
дросселей (с токами 30 А и выше) перед намоткой желательно обмотать
тонкой полоской лакоткани или фторопластовой ленты, а концы — ак-
куратно зачистить, облудить и пропаять так, чтобы осуществлялся кон-
такт со всеми жилами.
Вторая задача — размещение обмотки в окне магнитопровода. Для
этого нам потребуется каркас, склеенный из стеклотекстолита, гети-
накса или, в крайнем случае, электрокартона. Можно воспользоваться
готовыми каркасами, которые продаются, например, в магазинах фир-
мы «Платан». Каркасы изготавливаются из термопласта с рабочей тем-
пературой не более 180 °С или фенопласта с температурой не более
300 °С. Такая величина предельной температуры объясняется тем, что в
промышленных условиях намотанные катушки дросселей стремятся
пропитывать специальным лаком, что повышает их электрическую
прочность и устойчивость к влаге. Ну а радиолюбителя готовые карка-
сы просто избавят от лишних хлопот.
Обмотку дросселей стержневой конструкции желательно разме-
щать в центральной части стержня, наматывая ее в один слой. Если
все-таки разместить обмотку в один слой не удается, можно изготовить
две круглые щеки и намотать провод в 2—3 слоя с тонкой прокладкой
между слоями. После намотки индуктивный элемент желательно по-
крыть термостойким лаком и надежно укрепить выводы.
Третья задача — сборка магнитопровода. Как показывает практика,
магнитопроводы с немагнитным зазором должны собираться жестко,
иначе индуктивность дросселя в процессе эксплуатации прибора будет
«плавать», что может привести к дополнительным перегрузкам и даже
выходу схемы из строя. Зарубежные фирмы, например «Epcos», пред-
лагают потребителю детали магнитопроводов с удобным крепежом в
214
Глава 9. Работаем с чоппером
виде пружинных защелок, которые отлично стягивают «половинки».
Отечественная промышленность, к сожалению, такого крепежа не из-
готавливает, поэтому придется беспокоиться о стяжке самому. Воз-
можные варианты стяжки приведены на рис. 9.20. Для надежности
места соединения половинок желательно проклеить эпоксидным со-
ставом. Конечно, дроссель в результате станет неразборным, но склей-
ку лучше провести после окончательной настройки схемы.
Прижим
Прокладки
Прокладки
ft—
/
i
\
—=N
\
а) б)
Рис. 9.20. Способы стяжки магнитопровода дросселя
Если при расчетах индуктивного элемента оказывается, что размер
необходимого магнитопровода превышает самый большой в стандарт-
ном ряду, можно складывать части одинаковых магнитопроводов так,
чтобы нарастить поперечное сечение (рис. 9.21). Кольца можно уста-
навливать способом «одно на другое», а Ш-образные половинки —
складывать боковыми поверхно-
стями друг к другу.
И, наконец, о том, как осуще-
ствить соединение выводов дроссе-
ля с остальной электрической схе-
Половинка 1
Рис. 9.21. Способ увеличения
рабочего сечения магнитопровода
Рис. 9.22. Мощный дроссель
с выводами «иод винт»
Глава 9. Работаем с чоппером 215
мой. Зачастую возможно обойтись простым облуживанием концов об-
мотки и впайки их непосредственно в печатную плату. Готовые
каркасы, как правило, имеют дополнительные выводы, поэтому выво-
ды паяются к ним. С выводами мощных дросселей (рис. 9.22) слож-
нее — их нужно «оконцевать» специальными кабельными наконечни-
ками «под винт».
9.5- От теории — к практике
Итак, состоялось наше первое знакомство с чоппперной схемой
импульсного стабилизатора, с принципами ее построения, основами
работы и основными расчетными соотношениями, использующимися
при проектировании реального «чоппера». Стоит сказать, что боль-
шинство авторов книг, посвященных силовой электронике, на этом
месте обычно ставят точку и переходят к изложению теории других
схемотехнических решений силовой импульсной техники. Но мы еще
немного задержимся в гостях у «чоппера», чтобы приобрести практиче-
ский опыт разработки, изготовления и отладки своими руками неслож-
ных стабилизаторов типа step-down, который будет полезен и профес-
сиональным разработчикам, и радиолюбителям. Как показывает прак-
тика, начинающие радиолюбители и молодые профессиональные
разработчики стремятся сразу взяться за сложные высоковольтные
конструкции, стартовать, что называется, «с места в карьер». Скорее
всего, этот эксперимент закончится сокрушительным поражением —
кучкой сгоревших транзисторов на столе и колоссальным разочарова-
нием в душе. Гораздо лучше начинать путь в практическую силовую
электронику с несложных низковольтных схем, которые «прощают»
большинство ошибок.
9-5.1. Чопперный
стабилизатор на микросхеме МАХ724
Наша первая практическая конструкция 5-вольтового стабилиза-
тора будет создана на базе микросхемы типа step-down, выпускаемой
фирмой «Maxim» (http://www.maxim-ic.com). Мощность, которую смо-
жет отдать этот стабилизатор в нагрузку, невелика — всего 25 Вт, од-
нако для питания подавляющего большинства радиолюбительских
схем этого вполне достаточно. Стоимость микросхемы на сегодняш-
ний день составляет в среднем $11 для исполнения с маркировкой
ЕСК (диапазон рабочих температур от -40 до +85 °С) и $8 для испол-
нения с маркировкой ССК (диапазон рабочих температур от 0 до
+70 °С). Оба исполнения имеют корпус ТО220 с пятью выводами, что
216
Глава 9. Работаем с чоппером
очень удобно для замены одного исполнения на другое без ущерба для
печатной платы.
Основные параметры микросхемы приведены в табл. 9.5.
Таблица 9.5. Основные параметры микросхемы МАХ724
Параметр тех. документации
Максимальное входное напряжение
Минимальное входное напряжение
Максимальный выходной ток
Падение напряжения на встроенном
ключевом элементе
Максимальный коэффициент
заполнения
Рабочая частота преобразования
Тепловое сопротивление
«кристалл-корпус»
Тепловое сопротивление
«корпус-радиатор»
Тепловое сопротивление
«кристалл-среда»
Максимальная рабочая температура
кристалла
Мин.
—
8
—
—
85
90
—
—
—
Норма
—
—
5,0
2,3
90
100
1,5
0,5
40
—
Макс.
40
—
6,5
2,5
—
ПО
—
—
—
+ 125
Ед.
изм.
В
В
А
В
—
кГц
°С/Вт
°С/Вт
°С/Вт
°С
На рис. 9.23 показана структурная схема МАХ724. В своем составе
она имеет: генератор опорного напряжения REF (reference voltage),
усилитель сигнала рассогласования ЕА (error amplifier), схему форми-
рования напряжения смещения IB (internal bias), генератор частоты
преобразования OSC (oscillator), компаратор формирования сигнала
перегрузки CLC (current-limit comparator), контроллер формирования
сигнала широтно-импульсной модуляции PWM (pwm logic control), со-
ставной биполярный ключевой элемент SW (swith), датчик токовой пе-
регрузки Rsw.
Работает микросхема следующим образом. Задающий генератор на
своем выходе (точка «1») формирует сигнал пилообразной формы, изо-
браженный на графике рис. 9.24, а линией «1». Сигнал обратной связи,
снимающийся в виде напряжения с выхода стабилизатора, подается на
вход FB микросхемы, где в узле ЕА осуществляется его сравнение с на-
Глава 9. Работаем с чоппером
217
FB-
Vc-
г- REF
+2,21 В
МАХ724
5 Vir
OSC
PWM
CONTROL
Rsw
3
GND
4IVsw
Рис. 9.23. Структурная схема МАХ724
U osc
а)
б) U,n2
Рис. 9.24. Графики, поясняющие работу микросхемы МАХ724
пряжением «пилы». Усилитель ошибки ЕА в данной микросхеме вклю-
чен в инвертирующем варианте, то есть при увеличении сигнала на
входе FB происходит уменьшение сигнала на выходе стабилизатора.
Зависимосгь выходного напряжения стабилизатора от значения коэф-
фициента заполнения и величины напряжения на входе (регулировоч-
ная характеристика), линейна. Математически, если читатель помнит,
она записывается при помощи формулы (9.3). Поэтому допустим, что
при определенной величине входного Um и выходного U0UJ напряжений
218 Глава 9. Работаем с чоппером
схема PWM формирует импульсы с частотой 100 кГц и коэффициен-
том заполнения Da (рис. 9.24, б). Коэффициент заполнения не будет
меняться, пока не изменится входное напряжение. Если же такое изме-
нение произойдет, коэффициент заполнения примет значение Db, но
произведение входного напряжения и коэффициента заполнения оста-
нется прежним, что эквивалентно постоянству выходного напряжения
стабилизатора. Чтобы вернуть выходное напряжение к установленному
значению, предусмотрен «рычаг» в виде усилителя ошибки ЕА.
Еще один узел, называемый компаратором формирования сигна-
ла перегрузки, предназначается для защиты микросхемы от токов ко-
роткого замыкания, которые могут вывести ее из строя. Датчиком
тока ключевого элемента SW служит шунт Rsw, сигнал с которого по-
ступает на компаратор. Величина сопротивления шунта выбрана та-
кой, чтобы при превышении тока ключа значения 6,5 А срабатывала
схема защиты и снимала управляющий импульс с базы транзисторно-
го ключа SW.
Принципиальная схема стабилизатора приведена на рис. 9.25.
Входное постоянное (или выпрямленное пульсирующее) напряжение
Uin фильтруется конденсатором С1, параллельно которому включен
конденсатор С2 для устранения влияния индуктивности монтажа. До-
полнительно защищает микросхему от опасных индуктивных выбросов
сапрессор VD1. В выходной цепи имеются знакомые нам разрядный
диод Шоттки VD2, LC-фильтр с индуктивным элементом L1 и конден-
саторами С2, СЗ. Датчик выходного напряжения образуют последова-
тельно включенные резисторы R2 и R3. Резистор R3 — подстроечный,
предназначен для регулировки величины выходного напряжения. Если
читателю не удастся найти номиналы этих элементов, какие указаны
на схеме, он может рассчитать их самостоятельно, исходя из имеющих-
ся в наличии, по формуле:
Rl^^rn~Ry (948)
Цепь R1, СЗ, включенная на выходе усилителя сигнала рассогласо-
вания, формирует устойчивую регулировочную характеристику стаби-
лизатора.
Несмотря на то что схема стабилизатора выглядит достаточно про-
сто, эта конструкция может в некоторых случаях выручить читателя из
весьма затруднительного положения. Судите сами.
Допустим, возникла необходимость стабилизации напряжения, ко-
торое в несколько раз меньше входного напряжения стабилизатора,
при достаточно большой величине тока. Скажем, в данном случае мак-
симальное входное напряжение стабилизатора составит 30 В при на-
пряжении на нагрузке 5 В и выходном токе 5 А. При таком «раскладе»
Глава 9. Работаем с чоппером
219
+Ujno
VD1 -1.5КЕ36А
VD2-MBR1645
Рис. 9.25. Принципиальная схема стабилизатора типа step-down
на базе МАХ724
классическая непрерывная стабилизационная схема будет рассеивать
на своем регулирующем элементе мощность:
=(^-^, )•?,,, =C0-5M = 125 Вт.
(9.49)
То есть, полезное потребление составит 25 Вт и «впустую» придется
рассеивать 125. КПД такой схемы составит 17%. Не слишком ли расто-
чительно?
Теперь оценим потери проводимости ключевого элемента, возни-
кающие в разрабатываемом нами чопперном стабилизаторе с анало-
гичными характеристиками. Как мы выяснили ранее, потери проводи-
мости для биполярного транзистора, входящего в состав, могут быть
вычислены так:
= Usw.iL D «
= 2,3-5,0— = 1,9 Вт, (9.50)
где Usw — падение напряжения на открытом ключевом элементе.
Считая величину индуктивности L1 много больше критической,
что эквивалентно нахождению схемы в режиме непрерывного тока
дросселя, мы незначительно занизили потери проводимости в ключе-
вом элементе по сравнению с реальными.
Анализируя формулу (9.50), мы можем прийти к выводу, что ддя
чопперного стабилизатора наиболее благоприятным является режим, в
котором входное и выходное напряжения значительно отличаются друг
от друга по величине. Достаточно вычислить потери на ключевом эле-
менте по формуле (9.50) при величине входного напряжения 10 В, как
мы получим цифру 5,8 Вт, но все равно это — величина небольшая, и
рассеивать такую мощность сможет небольшой радиатор.
Не забыл ли читатель о том, что помимо потерь проводимости в
импульсных схемах всегда большой вклад вносят потери переключе-
ния, а их мы пока не учли, поэтому рассчитаем величину потерь пере-
ключения и оценим получившийся результат.
220
Глава 9. Работаем с чоппером
Техническая документация на микросхему МАХ724 рекомендует
оценивать время переключения по формуле:
/7 =50 + 3,0-/w/, (9.51)
где tf— время переключения, не;
hut ~~ ток нагрузки, А.
Подставив в формулу (9.51) исходные данные, мы получим время
переключения, равное 65 не.
Теперь вспомним, что ключевой транзистор в чопперной схеме
«работает» в режиме тяжелого переключения, а это значит, что нам не-
обходимо учесть потери, связанные с обратным восстановлением раз-
рядного диода VD2. В качестве этого диода выбран диод Шоттки типа
MBR1645, производимый фирмой «International Rectifier». Характери-
стики диода, которые потребуются нам для расчетов, приведены в
табл. 9.6.
Таблица 9.6. Характеристики диода MBR1645
Параметр технической документации
Максимальный прямой ток
Падение напряжения в открытом состоянии
Максимальное обратное напряжение
Пиковый ток обратного восстановления
Время обратного восстановления
Тепловое сопротивление «кристалл-корпус»
Тепловое сопротивление «корпус-радиатор»
Тепловое сопротивление «кристалл-среда»
Максимальная рабочая температура кристалла
Норма
16
0,57
45
1,0
1,0
1,5
0,5
40,0
4-125
Единицы
измерения
А
В
В
А
МКС
°С/Вт
°С/Вт
°С/Вт
°С
Применяя для расчета формулы G.26) и (9.31), мы можем опреде-
лить средние потери переключения:
Рпер « Uin(iout -tf + 0,5Qrr)f =
= 30 . E,0 • 65 • 10'9 + 0,5 • 10 6) ¦ 105 = 2,4 Вт.
(9.52)
Аналогичная мощность потерь переключения для напряжения пи-
тания 10 В составит 0,8 Вт.
Глава 9. Работаем с чоппером 221
Таким образом, суммируя полученные по формулам (9.50) и (9.52)
результаты, получим, что для напряжения питания 30 В тепловые поте-
ри в микросхеме стабилизатора составят 4,3 Вт, а для напряжения пи-
тания 10 В — 6,6 Вт.
Где еще теряется значительная мощность? В разрядном диоде так-
же имеются тепловые потери проводимости и обратного восстановле-
ния. Эти потери вычисляются на основе формулы (9.32) с учетом допу-
щений режима с непрерывным током дросселя. Величина потерь про-
водимости для напряжения питания 30 В составит:
Peon * UfiJ\-^A = 0,57 .5,(/l -A] = 2,4 Вт. (9.53)
V out J ^ '
Для напряжения питания 10 В потери проводимости будут равны
1,9 Вт.
Потери обратного восстановления с учетом формул (9.31) и (9.34)
для напряжения питания 30 В составят 3 Вт, для напряжения питания
10 В — 1 Вт. Суммарные потери в разрядном диоде при питании 30 В —
5,4 Вт, для напряжения 10 В — 1,8 Вт.
Теперь мы можем вычислить КПД данного чопперного стабилиза-
тора, просуммировав полученные потери. Конечно, мы не рассчитыва-
ли величину потерь на омическом сопротивлении дросселя, потери в
магнитопроводе и потери, связанные с токами Фуко. Не учтены токи
утечки конденсаторов, ток потребления цепей управления микросхе-
мы, обратные токи диодов. Вообще профессиональному разработчику
выполнить эти расчеты нелишне, но поскольку их вклад невелик
(обычно он составляет не более 5... 10 %), то для первого знакомства с
такого рода расчетами этими потерями мы пренебрегаем. Итак, тепло-
вые потери в стабилизаторе при питании напряжением 30 В составят
9,7 Вт, при питании напряжением 10 В — 8,4 Вт. В среднем КПД дан-
ного стабилизатора будет 75%, причем он мало меняется при измене-
нии напряжения питания. Сравните эту цифру с полученной ранее для
непрерывного стабилизатора и, как говорят, «почувствуйте разницу».
Теперь, зная величину потерь, мы можем взяться за проектирова-
ние радиаторов для микросхемы и разрядного диода. Но отложим не-
надолго эти расчеты, а сейчас обратим внимание на LC-фильтр, пара-
метры которого приведены в типовой схеме включения. Критическая
величина индуктивности, рассчитанная по формуле (9.14), в данном
случае составит:
Т1 С / С \
(9.54)
Сопоставляя расчетную величину индуктивности и указанную на
схеме рис. 9.25, мы можем сказать, что она более чем на порядок пре-
222 Глава 9. Работаем с чоппером
вышает величину критической индуктивности. Это значит, что режим
непрерывности тока дросселя будет сохраняться при увеличении со-
противления нагрузки в 10 раз.
Оценим коэффициент подавления пульсаций фильтром по форму-
ле (9.19):
q = 4к2/2ЦС5 = 39А • 1010 • 50 • 10~6 • 470 • 10 « 9300. (9.55)
Кроме этого, по условию (9.20) оценим апериодичность передаточ-
ной функции фильтра:
2тг/ • С5 ?**• = 6,28 • 470 • 10~6 • 105 - = 295 » 1. (9.56)
hut ~*
Условие апериодичности соблюдается с большим запасом.
И, наконец, оценим величину максимального тока дросселя imax
при питании напряжением 30 и 10 В по формуле (9.9). Для напряжения
30 В эта величина тока составит 5,52 А, а для напряжения 10 В —
5,25 А.
На этом мы закончим с электрическими расчетами и перейдем к
конструированию, поскольку нам нужно решить две серьезные задачи:
во-первых, сконструировать дроссель, а во-вторых, рассчитать радиа-
торы. Начнем с дросселя и подробно разберем две его модификации —
на Ш-образном магнитопроводе с зазором и на кольцевом магнито-
проводе из МО-пермаллоя.
Зададимся величиной проницаемости \лс, равной 140 относитель-
ных единиц, и по формуле (9.36) определим минимальный объем маг-
нитопровода, считая допустимый перепад температур равным 40 °С:
Из справочника выбираем стандартный магнитопровод Ш5х5 из
феррита 2500НМС1 с площадью окна So, равной 52 мм2, площадью по-
перечного сечения S—25 мм2, длиной средней линии icp — 43,1 мм, по
формуле (9.37):
Второй магнитопровод из МО-пермаллоя с эквивалентной прони-
цаемостью 140 будет изготовлен на основе двух колец с типоразмером
К 13x7x5, склеенных друг с другом кольцевыми поверхностями. Этот
магнитопровод имеет площадь окна So, равную 38 мм2, площадь попе-
Глава 9. Работаем с чоппером 223
речного сечения 5—30 мм2 и длину средней линии ?ср —- 31,4 мм. По
формуле (9.39) найдем его объем:
VM = 5,01 • 0,3 • Д38 = 0,93 см3. (9.59)
Для Ш-образного магнитопровода вычисляем величину немагнит-
ного зазора по формуле, полученной из C.84):
цс 140
(959)
Не стоит забывать, что полученное значение из (9.60) необходимо
разделить пополам, так как немагнитная прокладка будет проложена
не только между поверхностями центрального керна магнитопровода,
но также и между боковыми кернами. С учетом этого толщина про-
кладки составит 0,1...0,11 мм.
Определим число витков разрабатываемых дросселей по формуле
(9.40). Для дросселя на Ш-образном магнитопроводе число витков:
50 -10 -43Д -10 _
- п- Ю-- НС 25-10- = В
Для дросселя на МО-пермаллоевом кольце:
50 -Ю -31,4 10"
Теперь необходимо проверить спроектированные дроссели по ве-
личине магнитной индукции (9.46). Для Ш-образного магнитопровода:
5=^^тР=0'48Тл- (9-63)
Для магнитопровода из МО-пермаллоя:
В = 50'10 '5'5? = 0,54 Тл. (9.64)
. 17-30-Ю-6 V
Анализируем полученные цифры. Индукция, которую мы рассчи-
тали в выражении (9.64), допустима и укладывается в условия, задан-
ные выражением (9.47), что служит гарантией нормальной работы ин-
дуктивного элемента. А вот индукция из (9.63) превышает значение
индукции насыщения для феррита, поэтому нам необходимо выбрать
Ш-образный магнитопровод большего типономинала и повторить рас-
чет. Этот путь читатели смогут повторить самостоятельно, а мы приве-
дем результаты расчета. Нами был выбран магнитопровод типа Ш7х7 с
объемом VM — 3,9 см3, площадью поперечного сечения S — 62 мм2,
площадью окна So — 114 мм2 и длиной средней линии (ср — 62,9 мм.
224 Глава 9. Работаем с чоппером
Количество витков дросселя — 17, толщина прокладки для немагнит-
ного зазора — 0,22 мм, индукция в магнитопроводе — 0,26 Тл.
Одним из важных конструктивных поверочных расчетов индуктив-
ных элементов является проверка заполнения окна магнитопровода
обмоткой. Проще говоря, необходимо убедиться, войдет ли обмотка в
окно, насколько она заполнит окно. Если окажется, что обмотка не
«входит», придется еще раз повторить расчет, выбрав следующий по
величине типоразмер магнитопровода.
Сечение проводника, как читатель уже знает, выбирается из усло-
вия допустимой плотности тока. Коэффициент заполнения окна маг-
нитопровода медью kzm обмотки может быть вычислен из условия:
kzm=^-<0,5, (9.65)
где Sm — площадь, занимаемая «медью» обмотки.
В случае Ш-образного магнитопровода при выборе плотности тока
3 А/мм2 заполнение окна медью обмотки составит:
^=11Т? = 0'27- {9М)
Для МО-пермаллоевого магнитопровода условие (9.65):
^=^^ = 0,82. (9-67)
Проводник желательно составить из 20 жил провода типа ПЭВ-2,
ПЭТВ-2 диаметром 0,35 мм, скрученных электродрелью.
Почему мы не можем задать предельный коэффициент заполнения
более 0,5? Дело в том, что мы производим расчет из условия, что окно
заполняется «медью» равномерно, проводник имеет квадратное сече-
ние, толщина изоляции стремится к нулевой. В реальности проводник
имеет круглое сечение, толщиной изоляции пренебречь нельзя, а об-
мотка^ не может быть намотана ровно, без перекосов. Поэтому мы
должны оставлять некоторый запас по площади.
А теперь оценим полученные результаты (9.66) и (9.67). Обмотка по-
местится в окне Ш-образного магнитопровода, но дроссель на торои-
дальном кольце придется пересчитать. В результате мы будем наматы-
вать дроссель на двух сложенных кольцах из МО-пермаллоя МП-140
типоразмера К20х12х6,5. Число витков дросселя составит 17, индукция
в магнитопроводе - 0,31 Тл, коэффициент заполнения окна «медью» —
0,28. Провод — ПЭТВ-2 или ПЭВ-2, диаметр 0,35. Число жил — 20.
Вторая часть конструкторских расчетов — проектирование радиа-
торов для микросхемы DA1 и разрядного диода VD2. Первым делом
необходимо проверить, нужны ли этим компонентам радиаторы или
Глава 9. Работаем с чоппером 225
можно обойтись без них. В этом нам помогут данные по тепловому со-
противлению «кристалл-среда», а также следующая формула:
Tj = Ta+RlhJO-Pn. (9.68)
Температура кристалла для микросхемы DA1 при температуре ок-
ружающей среды f30 °C, тепловыделении 6,6 Вт составит:
Tj =30 + 6,6-40 = 294 вС. (9.69)
Тот же самый параметр для разрядного диода VD2 при максималь-
ном тепловыделении 5,4 Вт:
Tj = 30 + 5,4 • 40 - 246 °С. (9.70)
Расчеты температуры кристалла показали, что проектировать ра-
диаторы придется и для микросхемы, и для диода. Мы уже знакомы с
методикой расчета охладителей, приведенной в главе 6. Теперь мы
применим полученные теоретические знания на практике, рассчитав
пластинчатые радиаторы. Поскольку расчет для микросхемы и диода
одинаков, мы проведем его только для микросхемы, а размеры охлади-
теля VD2 укажем в конце.
Расчет начинается с определения теплового сопротивления «радиа-
тор-среда» по формуле F.20) из условия нахождения температуры кри-
сталла в пределах +100 °С:
100-30
6,6
Rth so - / -1,5-0,5 = 8,6 °С/Вт. (9.71)
Теперь задается высота пластины h, например 30 мм, и по графику
рис.6.9 определяется коэффициент неравномерности прогрева пласти-
ны g. В данном случае коэффициент g составит 0,98.
Далее определяется по формуле F.22) температура радиатора:
Ts = 30 + -L . 8,6 • 6,6 = 88 °С. (9.72)
У) у7 О
Среднеарифметическая температура рассчитывается по формуле
F.13):
тср = ^±зо = 59 ,с (9 73)
Теперь необходимо открыть книгу на странице, где приведены
табл. 6.4 и 6.5, для того чтобы по величине среднеарифметической тем-
пературы найти коэффициент конвекционного теплообмена. Наш ра-
диатор будет ориентирован вертикально, поэтому, с учетом величины
226 Глава 9. Работаем с чоппером
коэффициента Аъ найденного из табл. 6.5, коэффициент аА, расчет ко-
торого проводится по формуле F.8), будет равен:
loo _ ^л
а * = 1,314 Щ-^ = 8,69 Вт/(м2-'С). (9.74)
В знаменателе подкоренного выражения формулы F.8) необходи-
мо подставлять размер наименьшей стороны радиатора. Мы пока не
знаем, какая сторона будет больше, а какая — меньше, поэтому под-
ставляем известный размер.
Расчет коэффициента теплообмена излучением производят в не-
сколько этапов. Сначала по формуле F.18) определяется значение пе-
реходной функции:
ДТв, Тг) = 5,67 • Ю-8 (88 + 273)'-C0+ 273)' = 8,33 Вт/(м2.'С). (9.75)
оо — j\)
Затем по табл. 6.6 выбираем характеристику поверхности радиато-
ра. Предполагаем, что пластина радиатора будет покрыта электрохими-
ческим способом или покрашена в черный цвет. Степень черноты та-
кой поверхности считаем равной 0,85.
Теперь по формуле F.16) можно вычислить коэффициент теплооб-
мена излучением, учитывая, что коэффициент облученности равен 1:
аЛ =0,85-1,0-8,33 = 7,1 Вт/(м2-°С). (9.76)
Площадь теплоотводящей поверхности Ss вычисляется по формуле
F.23):
5тШ^Щ-ил°"и2- (9'77)
Теперь можно найти ширину пластины Ь:
В заключение стоит оценить так называемый коэффициент габа-
ритных размеров радиатора:
*.-?-§-4* («9)
Коэффициент габаритных размеров характеризует эффективность
работы радиатора. Дело в том, что теплопроводность материала радиа-
тора конечна, а это значит, что при увеличении расстояния от источни-
ка тепла распространение энергии посредством кондукции ухудшается.
Радиатор становится неравномерно прогретым. Поэтому при значении
Глава 9. Работаем с чоппером
227
U out
Рис. 9.26. Печатная плата
Рис. 9.27. Сборочный рисунок
коэффициента габаритных размеров более пяти стоит переходить на
другие конструкции радиаторов, например пластинчатые.
Для разрядного диода габаритные размеры радиатора составляют
30 х 100 мм, но поскольку оба радиатора обладают примерно равными
размерами, разумно их сделать вообще одинаковыми, то есть радиатор
для диода будет немного избыточным. Толщина обоих пластин состав-
228 Глава 9. Работаем с чоппером
ляет 3...4 мм. При установке места контакта нужно зачистить мелкозер-
нистой шкуркой-«нулевой», нанести тонким слоем теплопроводящую
пасту КПТ-8. В результате наши радиаторы получились не слишком
удобными для конструирования, и по-хорошему их неплохо было пе-
ресчитать на ребристый тип. Но этот расчет мы привели для того, что-
бы познакомить читателя с основами тепловых расчетов, показать их
важность и необходимость.
Печатная плата стабилизатора показана на рис. 9.26, собрать его
поможет рис. 9.27. В конструкции применены полярные конденсаторы
типа К50-68, неполярные — К10-176. Постоянные резисторы —
С2-ЗЗН, С2-23 из 5-процентного ряда. Подстроечный резистор —
СП5-16ВА или другой. На замену диода VD2 подойдут MBR745,
1N5825. Входные и выходные клеммы «под винт» — типа MKDS. В схе-
ме можно использовать микросхему DA1 типа МАХ726, тогда она не
сможет отдавать в нагрузку более 2 А, и, кроме того, индуктивность
дросселя L1 должна быть увеличена вдвое. Если удастся купить микро-
схему МАХ727, то отпадет необходимость в делителе R2, R3 и вывод
«1» должен быть подключен непосредственно к выходу фильтра.
Настраивают стабилизатор следующим образом. Подключают схему
к источнику постоянного напряжения величиной 30 В, а на выход под-
соединяют резистор типа ПЭВ, С5-35 сопротивлением 1 Ом и мощно-
стью не менее 30 Вт. После включения нужно резистором R3 выставить
на выходе напряжение E,0 ±0,1) В, потом снизить входное напряжение
до 10 В и проверить, что выходное напряжение находится в допуске.
Оставив схему включенной на 1...2 часа, стоит проконтролировать тем-
пературу обоих радиаторов и убедиться, что наши расчеты тепловых ре-
жимов верны.
9.5.2. Чопперный стабилизатор на микросхеме
К1156ЕУ5
Второй вариант малогабаритного чопперного стабилизатора с вы-
ходным током до 500 мА можно построить на основе отечественной
микросхемы К1156ЕУ5, разработанной НТЦ «СИТ», г. Брянск, на ос-
нове прототипа МС34063 фирмы «Motorola». Выпускается микросхема
в двух исполнениях — классическом DIP-8 (маркируется буквой Р) и
поверхностно-монтируемом SOIC-8 (маркируется буквой Т). Посколь-
ку данные корпуса не предусматривают установку дополнительных ра-
диаторов, охлаждение происходит, главным образом, через токоведу-
щие выводы. Впрочем, это — типичная ситуация для маломощных ста-
билизаторов.
Структурная схема КП56ЕУ5 показана на рис. 9.28. Задающий ге-
нератор OSC формирует импульсную последовательность частотой до
Глава 9. Работаем с чоппером
229
100 кГц. Частота задается внешним конденсатором, подключаемым к
выводу «3». Управляющие импульсы через триггер Т поступают на си-
ловой ключевой элемент SW на транзисторах VT1 и VT2. Источник
опорного напряжения REF формирует опорное напр51жение 1,25 В, с
которым сравнивается напряжение, поступающее с выхода стабилиза-
тора. Функцию сравнения выполняет компаратор CLC. Имеется также
схема защиты от токовой перегрузки. Входной сигнал перегрузки по
току поступает на вывод «7» микросхемы.
Рис. 9.28. Структурная схема микросхемы К1156ЕУ5
Принципиальная схема стабилизатора на базе этой микросхемы
приведена на рис. 9.29, печатная плата — на рис. 9.30, а сборочный ри-
сунок — на рис. 9.31.
DA1 -К1156ЕУ5
0,1мк
Рис. 9.29. Принципиальная схема стабилизатора на основе KI156ЕУ5
230
Глава 9. Работаем с чоппером
+Uout
Рис. 9.30. Печатная плата
Рис. 9.31. Сборочный рисунок
В конструкции применены стандартные компоненты. Конденсато-
ры полярные типа К50-68, неполярные — К10-176, резисторы —
С2-ЗЗН. Возможно также применять импортные аналоги. Дроссель L1
намотан на двух склеенных кольцах из МП-пермаллоя типоразмера
К13x7x5 с проницаемостью 140. Количество витков — 36. Провод типа
ПЭВ-2, ПЭТВ-2 диаметром 0,2 мм; намотка осуществляется пучком из
пяти проводов.
Входное напряжение стабилизатора — 10...25 В, напряжение на на-
грузке поддерживается с нестабильностью не более 3 мВ при пульса-
ции не более 120 мВ. КПД стабилизатора — около 84%, ток потребле-
ния стабилизатора фиксируется на уровне 1,1 А при возникновении
короткого замыкания на выходе.
9.5.3. Чопперный стабилизатор
на микросхеме К1155ЕУ2
Третья* конструкция чопперного стабилизатора, которая предлага-
ется читателю для сборки, построена на основе отечественной микро-
схемы К1155ЕУ2. Зарубежный аналог этой микросхемы — L296, вы-
пускаемый фирмой «STMicroelectronics», причем если читателю не уда-
стся приобрести отечественную микросхему, он может установить
импортный аналог даже без какой-либо доработки печатной платы. На
основе этой микросхемы можно построить step-down-стабилизатор с
выходным напряжением от 5,1 до 40 В при токе нагрузки до 4 А. Вход-
ное напряжение микросхемы находится в пределах от 9 до 45 В, разме-
щена она в корпусе типа Multiwatt-15.
На первый взгляд, по параметрам этот стабилизатор мало отличает-
ся от описанного ранее МАХ724, а по схеме включения даже сложнее,
поскольку имеет 15 выводов против 5 у МАХ724. В чем же тогда пре-
имущество К1155ЕУ2? А преимущество — во множестве дополнитель-
ных функций, которые предоставляются пользователю. Во-первых,
имеется схема плавного пуска, предотвращающая скачок выходного
Глава 9. Работаем с чоппером
231
тока при включении. Во-вторых, схема удаленного управления позво-
ляет дистанционно включать или отключать стабилизатор. В-третьих,
формируется сигнал «Reset», который можно использовать для сброса
микропроцессоров или микроконтроллеров. В-пятых, выводы синхро-
низации задающего генератора предназначены для совместной работы
нескольких одинаковых микросхем.
На рис. 9.32 показана структура микросхемы К1155ЕУ2. Генератор
пилообразного напряжения STO (sawtooth oscillator) формирует линей-
нонарастающее напряжение, которое подается через вывод «7» (вывод
синхронизации) на компаратор CPWM, который формирует широт-
но-модулированный сигнал. Частота генерации задается RC-цепью,
подключаемой к выводу «11». Сигнал токовой защиты формирует ком-
пар&тор СОМР, который управляется напряжением шунта, который
подключен к выводу «3» (напряжение питания). Вывод «4», подклю-
ченный к тому же компаратору, позволяет задавать внешним резисто-
ром порог токовой защиты.
15
|8 6 5
Рис. 9.32. Структурная схема микросхемы К1155ЕУ2
232
Глава 9. Работаем с чоппером
К выводу «5» подключается конденсатор, формирующий траекто-
рию плавного пуска стабилизатора. Также к схеме плавного пуска от-
носится компаратор RC (input reset comparator). Вывод «10» — вход
сигнала обратной связи, а к выводу «9» необходимо подключить
RC-цепь, формирующую устойчивую регулировочную характеристику.
Сигнал внешнего управления подается на вывод «6». Этот сигнал
может запретить работу микросхемы и снять напряжение с выхода ста-
билизатора. Схема СВ (crowbar) формирует напряжение для включения
внешнего устройства универсальной защиты от перенапряжений.
Обычно вывод «1» этой схемы соединяется с выводом обратной связи,
а вывод «15» — с управляющим электродом тиристора, который шун-
тирует выход стабилизатора, если выходное напряжение по каким-ли-
бо причинам превышает номинальное на 20%. Если схема СВ не ис-
пользуется, вывод «1» соединяют с общим проводом.
Температурную защиту от перегрева осуществляет внутренняя схе-
ма TSD (thermal shutdown). Порог срабатывания TSD установлен на
уровне 145 °С. Последнее дополнительное устройство — это суперви-
зор RST (reset), который предназначен для выдачи сигнала сброса на
микропроцессоры и микроконтроллеры. Супервизоры сегодня широко
применяются в цифровых устройствах, так как с помощью их очень
удобно запускать микропроцессоры только после того, как напряжение
на выходе питающего стабилизатора установится на номинальный уро-
вень. Встроенный супервизор имеет три контакта: вывод «12» с поро-
гом срабатывания 5 В обычно соединяется с выходом стабилизатора; к
выводу «13» можно подключить конденсатор задержки выдачи сигнала;
вывод «14» формирует выходной сигнал сброса (в схемах блоков пита-
ния компьютеров типа IBM-PC этот сигнал еще называют «power
good»). Осталось только упомянуть выходной драйвер OS (output stage),
С2 VD1
+Uin ' 0,1мк1,5КЕ47А
о
С1
2200мк
сз _L П R1
2200-т- LJ4,3k
о +UOut
VS1
BT151-500R
Рис. 9.33. Принципиальная схема стабилизатора на К1155ЕУ2
Глава 9. Работаем с чоппером
233
к выходу которого (вывод «2») подключается точка соединения разряд-
ного диода и вход LC-фильтра.
Мы не будем задействовать все возможности, предоставленные
этой микросхемой, а построим обычный стабилизатор с выходным на-
пряжением 5,1 В. Схема такого стабилизатора приведена на рис. 9.33.
Дополнительных комментариев она не требует, следует лишь обратить
внимание на элемент VS1. Этот тиристор защищает питаемую схему от
28
U in
VD1
C4^
>R2
L1
C7
999^4
VS1
Рис. 9.34. Печатная плата
Рис. 9.35. Сборочный рисунок
234 Глава 9. Работаем с чоппером
перенапряжений таким способом: при возникновении перенапряже-
ния на управляющий электрод поступает открывающий сигнал, в вы-
ходной цепи возникает режим короткого замыкания и включается схе-
ма ограничения потребляемого тока.
Печатная плата, на которой можно собрать стабилизатор, приведе-
на на рис. 9.34, «сборка» — на рис. 9.35. Дроссель L1 наматывается на
трех сложенных вместе кольцах из МО-пермаллоя типоразмера
К20х 12x6,5 проницаемостью 140. Количество витков — 33, провод —
ПЭВ-2 или ПЭТВ-2 диаметром 0,35. Намотка осуществляется пучком
из 15 жил.
Радиатор, на который устанавливаются микросхема DA1 и диод
VD2 — общий, размерами 125 х 30 мм, толщиной 5 мм. Здесь есть одна
небольшая хитрость, о которой стоит сказать. Дело в том, что динами-
ческие потери обоих элементов при изменении коэффициента запол-
нения остаются постоянными, а потери проводимости меняются: при
увеличении D они растут у микросхемы, но уменьшаются у диода, и на-
оборот. Поэтому общий радиатор позволяет сэкономить на габаритах
элементов охлаждения.
Требования к элементам — также стандартные. Тиристор VS1 —
любой из серий ВТ151, ВТ152, выпускаемых фирмой «Philips». Этот
элемент можно и не устанавливать, но тогда несколько снизится защи-
щенность схемы, которая будет питаться этим стабилизатором.
Глава 10
С повышением
Повышающий стабилизатор положительного
напряжения с последовательным включением дросселя
и параллельным включением ключевого элемента.
Основы расчета. Практические конструкции
Купил я себе видеокамеру, но аккумулятора хватает минут на сорок, не боль-
ше. Иметь в кармане пару-тройку фирменных 7-волътовых — накладно, но есть у
меня неплохой аккумулятор на три вольта. Габаритами побольше, конечно, чем
фирменный, но его можно и в сумку положить. Вот только как из трех вольт сде-
лать шесть?...
Из переписки
Хочу встроить в свою электрогитару качественный предусилитель, но его пи-
тание составляет 5 В, а я могу реально подать на него 1,5 В от одной пальчиковой
батарейки, больше места внутри корпуса нет. Собрал автоколебательный преоб-
разователь, но так как он работает на частоте 10 кГц, эта частота «пролеза-
ет» в звуковой тракт. Нельзя ли посоветовать какое-нибудь малогабаритное
практическое решение моей проблемы ?
Из отзывов на первое издание
Из предыдущей главы читатель узнал, что в схеме step-down-стаби-
лизатора невозможно принципиально получить выходное напряжение,
которое по величине будет выше входного. И тем не менее построить
повышающий стабилизатор возможно: для этого необходимо восполь-
зоваться схемой повышающего стабилизатора положительного напря-
жения с последовательным включением дросселя и параллельным —
ключевого элемента. Другое название данной схемы: бустерный стаби-
лизатор, или, если короче, «бустер».
10-1. Устройство бустерной схемы
Вторая схема DC/DC конвертора, с которой мы будем знакомиться
подробно, это повышающий стабилизатор (boost converter, step-up
converter). Встречается такой стабилизатор не менее часто, чем рас-
смотренный нами в предыдущей главе «чопиер». Он находит примене-
236
Глава 10. С повышением
ние в приборах, где имеется только низковольтное питание, например,
1-2 гальванических элемента напряжением 1,5 В, но требуется иметь
повышенное стабильное напряжение 5... 15 В для питания узлов с ма-
лым токовым потреблением. Другая «профессия» бустерного преобра-
зователя — построение активных корректоров коэффициента мощно-
сти. Об этих устройствах мы поговорим в одной из следующих глав,
пока же разберем основные принципы работы «бустера».
U out
Рис. 10.1. Базовая схема бустерного стабилизатора
На рис. 10.1 показана базовая схема бустерного преобразователя.
Входное напряжение Ujn через фильтрующий конденсатор Cin прикла-
дывается к последовательно включенному дросселю L и ключевому
транзистору VT. К средней точке соединения этих элементов подклю-
чен диод VD, к другому выводу которого подключается выходной кон-
денсатор Сош и шунтирующая его нагрузка RH. Ключевой транзистор VT
работает в импульсном режиме с постоянной частотой преобразова-
ния. Диод VD блокирует нагрузку и конденсатор фильтра Сош от клю-
чевого элемента в нужные моменты времени.
Если ключевой транзистор открыт, схема находится в фазе накоп-
ления энергии дросселя, ток от источника питания Uin протекает через
дроссель L, запасая в нем энергию. Диод VD при этом блокирует на-
грузку и не позволяет конденсатору фильтра разряжаться через замк-
нутый ключевой транзистор. Ток в нагрузке в этот промежуток вре-
мени поддерживается только за счет энергии, запасенной в конденса-
торе Сош.
Когда ключевой транзистор закрывается, схема переходит в фазу
передачи энергии дросселя в нагрузку, ЭДС самоиндукции суммируется
с выходным напряжением и энергия, запасенная в дросселе, подзаря-
жает конденсатор Сош. При этом выходное напряжение Uout может стать
больше входного Uin.
Следует запомнить, что, в отличие от чопперной схемы, в «бустере»
дроссель L не является элементом фильтра, а выходное напряжение
становится больше входного на величину, определяемую величиной
индуктивности L и значением коэффициента заполнения, определяе-
Глава 10. С повышением
237
мого как отношение времени открытого состояния ключевого элемен-
та к периоду коммутации (duty cycle).
Разберем чуть более подробно фазы работы бустерного преобразо-
вателя и сначала поговорим о фазе накопления энергии дросселя, в ко-
торой задействованы элементы согласно рис. 10.2, о.
/out
Uout
n =
0 I
L
1 1 t X
i у
1 (
/out
С out |
Транзистор
открыт
a)
6)
Рис. 10.2. Фазы работы бустерного стабилизатора:
а) фаза накопления энергии дросселя; б) фаза передачи энергии дросселя в
В этой фазе транзистор VT открыт и потенциал правого (по схеме)
вывода дросселя L близок к потенциалу общего проводника схемы, ле-
вый вывод замкнут на «плюс» питающего напряжения. Конденсатор
Сош считаем имеющим некоторый заряд, поэтому диод VD «подперт»
напряжением Uout, ток в нагрузке поддерживается только за счет энер-
гии, накопленной в выходном конденсаторе. Но в данном случае нас
больше интересуют процессы, происходящие в дросселе. А происходит
в нем линейное нарастание тока iL от нулевого значения по закону:
A0.1)
где / — продолжительность фазы накопления энергии.
Мы видим, что чем дольше длится фаза накопления, тем большую
величину тока можно получить к моменту ее окончания. Если же нала-
гается ограничение на длительность фазы накопления (что в реальных
схемах чаще всего и бывает), то получить необходимую величину тока
можно за счет выбора соответствующего значения индуктивности L.
Чем меньшее значение индуктивности имеет дроссель, тем легче ему
«набирать» ток. Этот простой, но очень важный вывод мы сделали ис-
ходя из того, что в полученном выражении индуктивность L стоит в
знаменателе.
Переход к фазе передачи энергии в нагрузку происходит при раз-
мыкании ключевого транзистора VT. В этой фазе левый (по схеме) вы-
вод дросселя L остается подключенным к «плюсу» источника питания,
238 Глава 10. С повышением
а вот правый —- через открывшийся диод VD — приобретает потенциал
«плюса» выходного напряжения схемы.
Мы уже хорошо знаем, что основное свойство индуктивного эле-
мента — стремление к поддержанию величины и направления проте-
кающего через него тока. Поэтому при размыкании ключа направле-
ние разрядного тока индуктивного элемента совпадет по направлению
с зарядным током. Закон изменения тока дросселя в данной фазе запи-
сывается так:
iL = U°llt~LUin'{T-t\ A0.2)
где Т — период коммутации.
Если переход между фазами происходит в некоторый момент tu
(рис. 9.2), то, подставляя это значение в формулы A0.1) и A0.2), при-
равнивая их правые части, мы получим регулировочную характеристи-
ку бустерного преобразователя:
где D — коэффициент заполнения (duty cycle).
Анализируя формулу A0.3), легко заметить, что теоретически мож-
но увеличивать выходное напряжение преобразователя до бесконечно-
сти. Казалось бы, с помощью столь простых средств можно создать
повышающий стабилизатор, имеющий на входе 1,5 В, то есть величи-
ну напряжения одного гальванического элемента, и выдающий на на-
грузку 1,5 кВ! К сожалению, максимальный повышающий коэффици-
ент преобразования, даже при наличии очень хороших элементов схе-
мы, существенно ограничен. Его значение не превышает в типовых
практических схемах значение 3...6. Почему так происходит, мы объ-
ясним далее.
Как и в случае чопперного стабилизатора, индуктивный элемент
«бустера» также может работать в двух режимах — с неразрывным то-
ком и с разрывным током iL. На рис. 10.3 приведены диаграммы, отра-
жающие работу step-up конвертора. Режим неразрывных токов приве-
ден на рис. 10.3, а. Поскольку диод VD в фазе разряда дросселя не за-
крывается вплоть до момента ее окончания, напряжение «сток-исток»
закрытого Транзистора VT в этой фазе равно выходному напряжению
Uout. Если режим тока дросселя разрывный (рис. 10.3, б), ток iL спадает
к нулю до окончания разрядной фазы, диод VD закрывается и напря-
жение «сток-исток» транзистора становится равным Uin. Если быть бо-
лее точным, то в момент полного разряда дросселя возникает колеба-
Глава 10. С повышением
239
/out
б)
Рис. 10.3. Характеристики бустерного стаблизатора: а) в режиме неразрывных
токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
тельный процесс (он показан на рисунке), частоту которого можно оп-
ределить по формуле:
/о="
1
Cvd) '
A0.4)
где СУТ — емкость между стоком и истоком транзистора VT;
CVD — барьерная емкость закрытого p-n-перехода диода VD.
В режиме непрерывных токов, когда AiL < 2iin, время открытого со-
стояния ключевого транзистора VT определяется по формуле, являю-
щейся следствием A0.3):
A0.5)
Амплитуда тока дросселя AiL рассчитывается по формуле:
A0.6)
240 Глава 10. С повышением
При расчете параметров «бустера» важно знать максимальную ве-
личину тока imax дросселя L, и ее можно рассчитать по формуле:
где входной ток iin равен:
L=L~- (Ю.8)
Теперь приведем основные расчетные соотношения для режима
разрывных токов, определяемого по условию ML > 2iin. Время открыто-
го состояния транзистора VT в этом режиме определяется так:
Т ош ы ПО
L{ ful j A0-
Время спада до нулевого значения разрядного тока дросселя
(рис. 10.3, б):
( тт \
A0.10)
Амплитуда
тока
-
Ml
дросселя:
max
_ 1
~ L
out
¦иш-
¦к-
A0.11)
Мы рассмотрели процессы, происходящие в идеализированном бус-
тере. Как было сказано ранее, реальные схемы бустерных преобразова-
телей не позволяют значительно увеличивать напряжение на выходе
из-за наличия некоторых паразитных параметров, о которых стоит пого-
ворить немного подробнее. В схеме рис. 10.4 показаны основные пара-
зитные параметры: активное сопротивление обмотки индуктивного эле-
мента (rL), сопротивление ключевого элемента в открытом состоянии
(г^, дифференциальное сопротивление диода в прямом направлении
(rVD). Для простоты будем считать, что сопротивления транзистора и
диода примерно равны, тогда общее сопротивление зарядной и разряд-
ной цепей преобразователя можно считать примерно одинаковым:
r = rL +rVT =rL +rVD. A0.12)
Регулировочная характеристика преобразователя, ранее записан-
ная нами в виде A0.3), для схемы с паразитными параметрами будет
выглядеть так:
Глава 10. С повышением
241
Uin zJz
Рис. 10.4. Паразитные параметры в реальном бустерном преобразователе
Выражение A0.13) справедливо для диапазона коэффициентов за-
полнения D в пределах от 0 до DKp, называемого критическим коэффи-
циентом заполнения. Критический коэффициент заполнения опреде-
ляет границу применимости формулы A0.13); при ее превышении ре-
гулировочная характеристика стабилизатора приобретает падающий
характер. Это происходит потому, что падение напряжения на паразит-
ном сопротивлении г уже не может быть скомпенсировано нарастани-
ем тока в индуктивности.
Определить критический коэффициент заполнения можно по фор-
муле:
пг
A0.14)
Графически семейство регулировочных характеристик показано на
рис. 10.5. Хорошо видно, что если необходимо получить достаточно
протяженный начальный участок, и, следовательно, расширить диапа-
Uout
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1
Рис. 10.5. Семейство регулировочных характеристик реальных
бустерных преобразователей
242 Глава 10. С повышением
зон регулирования выходного напряжения, необходимо уменьшать па-
разитные активные сопротивления зарядной и разрядной цепей.
В практических схемах «бустеров» максимальный коэффициент запол-
нения выбирается не более 0,8...0,9, чтобы не «выйти» на падающий
участок регулировочной характеристики. Для этого в схему управления
стабилизатором вводится специальный ограничитель.
10.2. Расчет параметров элементов бустерного
преобразователя
Обычно, если бустерный преобразователь разрабатывается на ос-
нове готовой микросхемы, номиналы элементов можно просто взять из
типовой схемы включения. Но бывают случаи, когда разработка ведет-
ся «с нуля», и тут не обойтись без расчетов.
Начнем с индуктивного элемента. Что нам необходимо учесть при
его расчете? Во-первых, желательно обеспечить работу схемы в режиме
непрерывного тока дросселя, в противном случае возрастут пульсации
напряжения в нагрузке. С другой "стороны, преобразователь должен
обеспечить передачу в нагрузку необходимой мощности, а это значит,
что индуктивный элемент в фазе накопления энергии должен «запа-
сать» ее столько, сколько нужно на поддержание расчетных выходных
тока и напряжения. Казалось бы, стоит только выбрать величину ин-
дуктивности L сколь угодно малой, и мы, гарантированно повысив за-
рядный ток, обеспечим передачу необходимой мощности в нагрузку...
Если это утверждение было справедливо, достаточным считалось бы
заменить дроссель простым отрезком провода. Но на самом деле, со-
гласно выражению A0.1), скорость нарастания тока в индуктивном
элементе определяется ничем иным, как его индуктивностью! Следова-
тельно, при заданной частоте коммутации, в какой-то момент времени
величина тока imax может просто «выскочить» за предельно допустимую
величину тока ключевого транзистора, что, конечно, приведет к его
разрушению.
Очевидно, существует минимально возможная величина индуктив-
ности, при которой при любом действующем коэффициенте заполне-
ния будет сохраняться непрерывный ток дросселя. Значит, необходимо
так рассчитать индуктивность дросселя, чтобы обеспечить условие
AiL < 2im, которое нам уже встречалось. Подставляя в названное нера-
венство выражения A0.6), A0.8) и A0.3), мы можем получить формулу
для расчета минимально возможной величины индуктивности, при ко-
торой сохраняется режим непрерывности тока:
Глава 10. С повышением 243
Если рассчитать значения Lmin во всем диапазоне возможных ко-
эффициентов заполнения (от 0 до 1), то окажется, что наибольшая
величина индуктивности получится при значении Z), равном 0,5.
Следовательно, мы можем упростить формулу A0.15), приведя ее к
виду:
^ A0.16)
ш ' J
А теперь мы вернемся к выражению A0.1) и вспомним, что величи-
на индуктивности ограничена «снизу» не только условием непрерыв-
ности тока, но также и величиной предельного тока ключевого транзи-
стора. Рассчитать ее можно по формуле:
Zmm^0,25~^7, A0.17)
где lyj max — максимально возможный ток ключевого транзистора.
Как уже было сказано, по формуле A0.15) рассчитывается крити-
ческая, то есть минимально возможная, величина индуктивности.
Для обеспечения стабильности схемы полученную величину индук-
тивности рекомендуется увеличить в 7... 10 раз по сравнению с вычис-
ленной. После этого необходимо произвести расчет по форму-
ле A0.17) и убедиться, что принятая величина индуктивности по
крайней мере на 15...20 процентов больше рассчитанной по форму-
ле A0.17), то есть обеспечивается токовый запас. Максимально до-
пускаемый ток силового ключа можно найти в технической докумен-
тации на конкретный элемент. Следует также помнить, что современ-
ные профессиональные разработчики силовой техники предпочитают
применять готовые микросхемы и лишь в крайних случаях берутся за
ее разработку на «рассыпухе». Если в составе микросборки уже содер-
жится силовой транзистор, нужно найти в технической документации
относящийся к нему параметр «current limit» (максимально допусти-
мый ток).
Еще один важный элемент схемы, величину которого нужно нау-
читься рассчитывать, — это выходной конденсатор Сош. Именно вы-
ходной конденсатор определяет величину выходных пульсаций бустер-
ного преобразователя.
В режиме непрерывного тока дросселя «добавка» напряжения вы-
ходного конденсатора будет определяться величиной разрядного тока в
индуктивном элементе. Предполагая, что энергия магнитного поля,
накопленная в индуктивном элементе, полностью переходит в энергию
электрического поля конденсатора, а также учитывая, что изменение
244 Глава 10. С повышением
индуктивного тока AiL на порядок меньше входного тока iin A0.7), вели-
чина конденсатора вычисляется таким образом:
где AU0U( — размах пульсации выходного напряжения стабилизатора.
Выбирать выходной конденсатор необходимо и по величине ESR
(последовательного активного сопротивления). Рекомендуется придер-
живаться следующего соотношения:
^Lr_ A0.19)
Чем чревато для работы преобразователя (кстати, не только бустер-
ного) наличие ESR? Это — полезный или вредный параметр? Одно-
значно можно сказать — вредный, и вот почему. На любом активном
сопротивлении выделяется мощность в виде тепла, которое рассеива-
ется в окружающем пространстве. Не исключение и ESR конденсато-
ров, через которые в работающей схеме протекают зарядные и разряд-
ные токи. Вследствие этого конденсатор разогревается, причем темпе-
ратура внутри корпуса может превысить допустимое значение.
Особенно опасен разогрев электролитических конденсаторов, когда за-
кипевший внутри электролит разрывает оболочку элемента со звуком
пистолетного выстрела.
Опасность повреждения конденсаторов вследствие наличия ESR
можно снизить, включив на выходе преобразователя не один, а не-
сколько параллельных элементов. К слову, в типовых схемах преоб-
разователей, построенных на основе готовых микросхем, часто встре-
чается параллельное соединение двух-трех конденсаторов с одинако-
вым номиналом. Причина тому — не отсутствие у составителей
технической документации необходимого элемента, а именно стрем-
ление снизить ESR, повысить надежность схемы, облегчить ее тепло-
вой режим. Пренебрегать этой рекомендацией не стоит, но и неоп-
равданно увеличивать число параллельных элементов — тоже плохо.
В этом случае может увеличиться паразитная индуктивность монта-
жа, а также, что немаловажно для профессионала, вырастут габариты
и стоимость.
В настоящее время в качестве выходных конденсаторов бустерных
преобразователей используются три типа: алюминиевые, танталовые и
с диэлектриком на основе органического полупроводника. Алюминие-
вые конденсаторы всем хорошо знакомы — они имеют низкую стои-
мость, широко распространены, однако ESR у них, по сравнению с
двумя остальными типами, самое высокое. Более того, алюминиевые
конденсаторы имеют низкое отношение емкости к объему, что говорит
Глава 10. С повышением 245
об их «габаритности». Танталовые конденсаторы и конденсаторы с ор-
ганическим диэлектриком более компактны, имеют низкое ESR, высо-
кую температурную стабильность, что позволяет использовать их для
изготовления плат с поверхностным монтажом, работающих в жестких
эксплуатационных условиях. Однако эти конденсаторы имеют более
высокую стоимость.
В качестве диода VD, если позволяет величина максимального об-
ратного напряжения, лучше использовать диоды с барьером Шоттки.
Эти диоды, как мы знаем, обладают небольшим падением напряжения
в прямом направлении, высоким быстродействием и тем самым повы-
шают общий КПД преобразователя. Разработчику необходимо выбрать
диод, подходящий по величине прямого тока, обратного напряжения и
конструктивному исполнению корпуса. В последнее время появились
также микросхемы управления синхронными «бустерами», в которых
диод VD зашунтирован р-канальным транзистором MOSFET. Эта
мера, как мы знаем, улучшает КПД преобразователя, заставляет его ра-
ботать более эффективно.
Расчет тепловых потерь диода в «бустере» производится по формуле:
Pan=Vrimn A0.20)
где Uf— прямое падение напряжения на диоде.
Динамическими потерями при расчете бустерной схемы обычно
пренебрегают, так как их вклад в данном случае невелик.
Выбор ключевого транзистора VT, в качестве которого рекоменду-
ется применять MOSFET с n-каналом, осуществляется по величине
максимального тока индуктивного элемента, рассчитанного по форму-
ле A0.7). После этого нужно оценить тепловой режим транзистора,
воспользовавшись следующей формулой:
Первое слагаемое этой формулы представляет собой статические
потери на сопротивлении «сток-исток» открытого транзистора, а вто-
рое — динамические потери при его переключении. При расчете по
формуле A0.21) нужно подставлять максимальный коэффициент за-
полнения Д который обеспечивается схемой преобразователя.
О конструктивном расчете индуктивных элементов мы говорили в
предыдущей главе, поэтому здесь повторяться не будем. Поскольку ин-
дуктивные элементы в «бустере», как и в чопперной схеме, работают в
условиях однополярных токов, с высоким подмагничиванием, поэтому
необходимо обеспечить снижение величины остаточной индукции с
246 Глава 10. С повышением
помощью немагнитного зазора. Вычисление тепловых потерь в дроссе-
ле «бустера» проводят по формуле:
где RL — активное сопротивление обмотки дросселя;
Pcore ~ обобщенные потери на гистерезис и токи Фуко в магнито-
проводе.
Для построения «бустеров» профессиональные разработчики часто
пользуются стержневыми магнитопроводами (сердечниками) из фер-
рита, так как они могут работать на высокой частоте, позволяют легко
намотать обмотку, достаточно стабильны по характеристикам.. Сущест-
венный недостаток стержневого магнитопровода — излучение электро-
магнитного поля через торцы стержня. Эффективно бороться с излуче-
нием позволяет размещение преобразователя в металлическом экране,
который часто является еще и корпусом преобразователя. Можно так-
же пользоваться готовыми дросселями из серии ДМ (зарубежный ана-
лог ЕС24).
10.3- От теории — к практике
Несколько несложных практических конструкций, предлагаемых в
этом разделе для повторения, позволят читателю «живьем» познако-
миться с бустерным преобразователем, оценить его работу, поэкспери-
ментировать, а также взять «на вооружение» некоторые распростра-
ненные типы микросхем управления.
10.3.1. Бустерный стабилизатор на микросхеме
КР1446ПН1Е
Очень простой «бустер» с минимальным количеством дополни-
тельных элементов можно построить на отечественной микросхеме
КР1446ПН1Е, производимой ОАО «Ангстрем». Средняя стоимость
этой микросхемы составляет $1,9, выпускается она в 8-выводном пла-
стмассовом корпусе типа DIP-8, не имеет специальных пластин для
крепления теплоотвода. Преобразователь, построенный на этой мик-
росхеме, будет работоспособен в диапазоне входных напряжений
0,9...5,0 В при токе нагрузки до 100 мА. Выходное напряжение преоб-
разователя выбирается из двух значений: либо 3,3 В, либо 5,0 В. Кроме
того, в составе микросхемы имеется детектор пониженного входного
напряжения, который срабатывает при напряжении питания 1,25 В и
менее. КПД преобразователя, согласно справочным данным, составит
не менее 80%, рабочая частота — около 100 кГц.
Глава 10. С повышением
247
Основные узлы и элементы микросхемы показаны на рис. 10.6. VT1
типа MOSFET — это ключевой транзистор, который «принимает на
себя» основную токовую нагрузку. Транзистор VT2 — измеритель тока.
Сигнал токовой перегрузки снимается с сопротивления Rg и подается
на вход компаратора С1, который в случае возникновения перегрузки
запрещает работу управляющего драйвера DRV. Узел С2 представляет
собой усилитель сигнала обратной связи, сигнал с его выхода подается
на управляющий драйвер, который, изменяя ширину управляющих
импульсов, стабилизирует выходное напряжение. Компаратор СЗ от-
носится к детектору пониженного входного напряжения и управляет
ключевым транзистором VT3. Сток этого транзистора — открытый, по-
этому к нему подключается нагрузка в виде резистора. Транзистор нач-
нет пропускать ток, если напряжение на входе детектора (вывод «5»)
снизится менее 1,25 В. Опорное напряжение 1,25 В, которое использу-
ется для работы компараторов и усилителя Cl, C2, СЗ, задается узлом
REF. Принудительно запретить работу стабилизатора можно, подав
низкий уровень напряжения на вывод «1» микросхемы (shutdown).
В отключенном режиме потребление стабилизатора ничтожно — всего
20 мкА. Собственно, вот и все основные узлы этой микросхемы.
LX
SHDN
3/5
Драйвер
управления
DRV
REF
REF
OUT
LBI
GND
Рис. 10.6. Основные узлы микросхемы КР1446ПН1Е
248
Глава 10. С повышением
Принципиальная схема стабилизатора с применением КР1446ПН1Е
приведена на рис. 10.7. Конденсаторы С1 и С2, подключенные к выво-
ду «5» DA1, фильтруют напряжение питания, а также блокируют пере-
менную составляющую входного тока, образующуюся при коммутации
силового транзистора. Конденсатор СЗ стабилизирует опорное напря-
жение, конденсаторы С4—С6 являются выходными. Резистор R1 обра-
зует нагрузку выхода детектора пониженного напряжения.
вкл/откл
Uout
Детектор
напряжения
г—>Um
31
Рис. 10.7. Принципиальная схема преобразователя
на основе КР1446ПН1Е
В конструкции использованы неполярные конденсаторы типа
К10-176, полярные — типа К50-68 или импортные серий EBR, EXR,
ESX фирмы «Hitano». Диод VD1 должен обязательно быть с барьером
Шоттки с величиной падения прямого напряжения 0,5...0,8 В, в про-
тивном случае, при применении обычных диодов, следует ожидать
снижения КПД преобразователя и увеличения минимально возможно-
го напряжения запуска. Вместо указанного на схеме диода можно при-
менить без корректировки печатной платы аналогичные по характери-
стикам диоды 1N5818, 1N5819, 1N5821, 1N5822. Дроссель L1 должен
иметь минимально возможное активное сопротивление обмотки, до-
пускать прохождение тока до 1,2 А без насыщения магнитопровода.
В технической документации рекомендуется наматывать дроссель на
стержневом магнитопроводе. Читателям можно рекомендовать гото-
вые дроссели типа В82464А4223К или B82477G4223M, выпускаемые
фирмой «Epcos». Эти дроссели намотаны на магнитопроводе типа
«гантель», предназначены для поверхностного монтажа, но их легко
можно использовать и для обычного монтажа, удлинив выводы. Ко-
нечно, можно рассчитать дроссель самостоятельно, чем мы сейчас и
займемся.
Глава 10. С повышением 249
Определить максимальный коэффициент заполнения D можно,
воспользовавшись формулой A0.3), подставив в нее величину входного
напряжения 0,9 В и выходного — 5 В. Итак, максимальный коэффици-
ент заполнения мы получаем не более 0,82.
Воспользуемся теперь формулами A0.3), A0.6), A0.7) и A0.8) для
определения максимальной амплитуды тока дросселя. Очевидно, что
ее можно рассчитать по формуле:
max ~~ ''out 7 ^Г ' г ~р ~
и>» l L'] A0.23)
= 015!0+| 5,0-A-0,82)-0,82
'0,9 2* 22 -10 105 '
В качестве магнитопровода, как уже было ранее сказано, мы выбе-
рем стержень круглого сечения из феррита 2000НМ типа С4,2х17. Рас-
считать его эквивалентную проницаемость можно по следующей фор-
муле:
A0.24)
Ц' ln(*A/)-0,818'
где ? — длина стержня, мм;
d — диаметр стержня, мм.
Для указанного стержня проницаемость цс составит 29 относитель-
ных единиц. Теперь по формуле (9.36) рассчитываем минимальный
объем магнитопровода дросселя:
-22- 104U) а0>12смз.
29-1,2-Ю-3-40 J
Реальный объем магнитопровода составит 0,23 см3, что позволяет
сделать вывод о правильности выбора указанного типоразмера.
В расчете количества витков нам поможет формула (9.42). Соглас-
но этой формуле, нам необходимо намотать 27 витков провода
ПЭТВ-2 диаметром 0,5 мм. Для устранения скин-эффекта это сечение
можно набрать из 4-5 жил меньшего диаметра, предварительно свив
их в пучок.
Осталось оценить величину пульсаций выходного напряжения AUGUt
по формуле A0.18). При выходном напряжении 5 В пульсация составит
не более 0,01 В или 0,2%. Реально, конечно, пульсация окажется не-
много больше из-за наличия временной нестабильности, паразитных
монтажных параметров и неидеальности используемых элементов.
Печатная плата преобразователя приведена на рис. 10.8, правильно
собрать его поможет рис. 10.9. Настройка «бустера» заключается в уста-
новке перемычки (джампера) между контактами 1 и 3 (выходное на-
250
Глава W. С повышением
Детектор напряжения U in
Вкл./откл.
Рис. 10.8. Печатная плата
Рис. 10.9. Сборочный рисунок
пряжение 5 В) или между контактами 1 и 2 (выходное напряжение
3,3 В). После этого можно нагрузить преобразователь на сопротивле-
ние 50...60 Ом мощностью 1 Вт и, изменяя входное напряжение в до-
пустимых пределах, убедиться в стабильности выходного напряжения.
10.3.2. Бустерный стабилизатор на микросхеме
К1156ЕУ5
Мы уже использовали эту микросхему в предыдущей главе для по-
строения «чоппера», поэтому не будем повторять рассказ о ее внутрен-
нем устройстве, а сразу перейдем к схеме ее включения в режиме бус-
терного преобразователя (рис. 10.10). Добавим, что прямым импорт-
ным аналогом этой микросхемы является МС34063, выпускаемая
«STMicroelectronics».
С4 С5
"ЗЗОмк 0,1 мк
XT"
1500
U out
С1 -1± JL C2
ЮОмкТ Т 0,1мк
R8 2,2к
Рис. 10.10. Принципиальная схема преобразователя на основе К1156ЕУ5
Частота преобразования определяется номиналом конденсатора СЗ
и в данном случае она составляет приблизительно 15...20 кГц. Входное
Глава 10. С повышением
251
напряжение преобразователя может находиться в диапазоне 8... 16 В,
выходное остается постоянным и равным 28 В при максимальном токе
нагрузки 175 мА. Поскольку стабилизатор работает в режиме прерыви-
стых токов дросселя L1, максимальные пульсации на выходе составля-
ют 300 мВ. Чтобы снизить это значение в 10 раз, на выходе включен до-
полнительный LC-фильтр L2, Сб. КПД стабилизатора составляет 89 %.
Печатная плата преобразователя показана на рис. 10.11, собрать его
поможет рис. 10.12. Дроссель L1 наматывается на одном кольце типо-
размера К20х 120x6,5 из МО-пермаллоя МП-140. Количество витков —
42, провод диаметром 0,5 мм. Дроссель L2 — типа ЕС24 или отечест-
венный ДМ. Резисторы R7 и R8 желательно установить из ряда с до-
пуском 1%. Если такие резисторы приобрести не удастся, можно вос-
пользоваться подстроечным резистором сопротивлением 3,3 кОм, ус-
тановив его на место R8. Тогда точку соединения R7 и R8 необходимо
подключить к контакту движка.
Рис. 10.11. Печатная плата
U out
СЗ R8
<ни><
R1—R5 С2
Гит
Рис. 10.12. Сборочный рисунок
10.3.3. Синхронный «бустер»
на микросхеме МАХ1703
Одной из новых разработок фирмы «Maxim-Dallas» является мик-
росхема МАХ 1703, на основе которой можно построить бустерный
преобразователь с повышенным КПД за счет применения р-канально-
го синхронного транзистора, шунтирующего диод. Характеристики
этого преобразователя будут следующие: КПД составит 95% при вход-
252
Глава 10. С повышением
ном напряжении от 0,7 до 5,5 В и выходном токе до 1,6 А, потребление
в режиме «отключено» (shutdown) — не более 300 мкВт, частота преоб-
разования — 300 кГц в режиме асинхронной работы и от 200 до
400 кГц в синхронизируемом режиме. Поскольку изначально микро-
схема разрабатывалась для использования в портативной аппаратуре
типа сотовых телефонов, ноутбуков, преобразователь на ее основе хо-
рошо согласуется с никель-кадмиевыми (NiCd) и никель-металлогид-
ридными (NiMH) аккумуляторами. Рекомендуемые режимы приведе-
ны в табл. 10.1.
Таблица 10.1. Режимы работы микросхемы МАХ1703
Тип
аккумулятора
1 NiCD/NiMH
2 NiCD/NiMH
3 NiCD/NiMH
Входное
напряжение, В
1,2
2,4
2,4
3,6
Выходное
напряжение, В
3,3
3,3
5,0
5,0
Выходной ток,
мА
600
1400
950
1600
Блок-схема соединения основных узлов микросхемы показана на
рис. 10.13. Транзисторы VT1 и VT2 являются силовыми элементами
схемы, причем р-канальный транзистор VT1 — синхронный, а п-ка-
нальный транзистор VT1 — коммутирующий дроссель. Транзистор VT1
имеет сопротивление в открытом состоянии 140 мОм, транзистор
VT2 — 75 мОм. Оба транзистора допускают максимальный постоянный
ток 2 А.
Имеются также маломощные транзисторы VT3 и VT4 с каналом
n-типа, которые включены по схеме с открытыми стоками. Транзи-
стор VT3 своим затвором подключен к супервизору питания СОМР,
вход которого (вывод «3» микросхемы) может быть использован для
контроля напряжения батареи питания или выходного напряжения.
Этот вход имеет приблизительно 1-процентный гистерезис и порог
срабатывания 1,25 В.
Транзистор VT4 подключается к операционному усилителю GB
(gain block), инвертирующий вход которого (вывод «6» микросхемы)
можно подключить к выходу преобразователя. Если в схему ввести до-
полнительный выходной р-канальный MOSFET, с помощью GB воз-
можно защитить питаемый прибор от перенапряжений. Как и в преды-
дущем случае, изменение напряжения управления транзистором VT4
происходит при 1,25 В.
Глава 10. С повышением
253
OUT
REF
GND
CLK/SEL
POKIN
AIN
АО
Рис. 10.13. Основные узлы микросхемы МАХ1703
Опорное напряжение в микросхеме формирует встроенный
управляемый источник опорного сигнала REF (reference). Выход ис-
точника выведен наружу (вывод «1» микросхемы). Между этим выво-
дом и «общим» (вывод «5» микросхемы) рекомендуется включить
фильтрующий неполярный (керамический) конденсатор емкостью
порядка 0,22 мкФ.
Выбор величины выходного напряжения осуществляется с помо-
щью сигнала, подаваемого на устройство DM (вывод «2» микросхемы).
Чтобы на выходе преобразователя получить напряжение 5 В, необходи-
мо подключить этот вывод к «общему» схемы, при необходимости
иметь регулируемое от 2,5 до 5,5 В напряжение, этот вывод подключа-
ется к средней точке резистивного делителя, включенного между «об-
щим» схемы и выходом преобразователя.
Микросхема может работать в двух режимах — широтно-импульс-
ном (PWM) и частотно-импульсном (PFM). Широтно-импульсная мо-
дуляция используется в номинальном режиме работы, а частотно-им-
пульсная включается в низкотоковом режиме, когда величина выход-
ного тока снижается менее 10% от номинала. Микросхему можно
принудительно перевести в режим PFM, если подать на вывод «9» низ-
кий (нулевой) уровень напряжения. В режиме PWM этот вывод соеди-
няется с выходом преобразователя. Если необходимо синхронизиро-
вать задающий генератор МАХ 1703 с внешним задающим генератором,
на вывод «9» подается сигнал от этого генератора, и устройство OSC
(oscillator) входит в режим синхронизации.
254
Глава 10. С повышением
Стабилизация выходного напряжения осуществляется с помощью
устройства UL (undervoltage lockout), имеющего вход «4», на который
поступает выходное напряжение через интегрирующую RC-цепь.
Первичный старт в облегченном режиме осуществляется с помо-
щью стартового генератора SUO (start-up oscillator), который управляет
интеллектуальным драйвером CONT выходных транзисторов.
Если потребуется отключить преобразователь, это можно будет
сделать, задав высокий уровень напряжения на выводе «16» микросхе-
мы. Низкий уровень сигнала на этом выводе включает преобразова-
тель.
Принципиальная схема экспериментального преобразователя на
основе МАХ1703 показана на рис. 10.14.
Рис. 10.14. Принципиальная схема преобразователя на основе МАХ 1703
Масштаб 2:1
Рис. 10.15. Печатная плата
Глава 10. С повышением
255
Общий
U out
Общий
Масштаб 2:1
Рис. 10.16. Сборочный рисунок
В наши планы не входило задействование устройств СОМР и GB,
поэтому в схеме выводы «3» и «6» микросхемы соединены с «общим», а
выводы «7» и «8» оставлены свободными.
В конструкции применены SMD-компоненты. Дроссель L1 должен
допускать протекание тока не менее 3,2 А. Можно изготовить его само-
стоятельно, взяв за основу цилиндрический сердечник с диаметром 2,8
и длиной 24 мм из феррита 2000НМ1 (или аналогичного). Количество
витков — 16, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,6 мм.
Глава 11
Ниже нуля
Инвертирующий стабилизатор отрицательного
напряжения с последовательным включением
ключевого элемента и параллельным включением
дросселя. Основы расчета. Практические конструкции
Есть ли какие-нибудь способы получения двуполярного напряжения из однопо-
лярного? Все дело в том, что имеющийся у меня трансформатор имеет только
одну обмотку, а корпус, в котором он размещается, выбрасывать жалко — уж
очень он удобный...
Из переписки
Заинтересовался инвертирующей схемой, провел некоторые расчеты и даже
запланировал попробовать самостоятельно ее изготовить, но, к сожалению, в
книге не нашлось практической конструкции. Нельзя ли в следующих изданиях при-
вести практические рекомендации и список инвертирующих микросхем ?
Из отзывов на первое издание
Даже начинающие радиолюбители знают, что большинство опера-
ционных усилителей требует двуполярного питающего напряжения.
Можно, конечно, задать «среднюю точку» ре-зистивным делителем и
эксплуатировать ОУ на однополярном питании, однако это не всегда
удобно. Кроме того, бывают случаи, когда в наличии имеется только
однополярное питание, и из-за каких-нибудь 20...30 мА, потребляемых
от источника минус 15 В, приходится разрабатывать нестандартный се-
тевой трансформатор. В подобных ситуациях выручает импульсная ин-
вертирующая схема стабилизатора. Она имеет сходство и с чопперной,
и с бустерной схемами, но работает иначе.
11.1. Устройство инвертирующей схемы
Третий распространенный вид DC/DC-конвертора без гальваниче-
ской развязки между входом и выходом носит название инвертирующей
схемы (buck-boost converter). Как мы уже сказали, ее целесообразно ис-
пользовать тогда, когда требуется получить выходное напряжение, ко-
торое будет отрицательным по отношению к входному. А в комбина-
Глава 11. Ниже нуля
257
ции с чопперным или бустерным стабилизатором может получиться
источник двуполярного напряжения. Поскольку инвертирующая схема
гораздо менее распространена по сравнению со схемами, описанными
в двух предыдущих главах, мы не будем рассматривать ее подробно, но
в процессе изложения теории постараемся придерживаться знакомых
нам обозначений физических величин — токов, напряжений и т. д.
На рис. 11.1 показана базовая схема инвертирующего стабилизатора.
/in
Uds
ifT
/vp , ^ 'out
VT
С out
Rh
Схема
управления
Uout
Рис. 11.1. Базовая схема инвертирующего стабилизатора
Входное напряжение Uin фильтруется конденсатором Сш и прикла-
дывается к последовательно включенным ключевому транзистору VT и
накопительному дросселю L. Но, как наверняка читатель уже успел за-
метить, в отличие от бустерной схемы, здесь дроссель и конденсатор
поменяны местами — в этом и заключается «изюминка» данного пре-
образователя. К средней точке соединения элементов подключен бло-
кировочный диод VD, но опять же, по сравнению с «бустером», в об-
ратном направлении. На выходе преобразователя имеется фильтрую-
щий конденсатор Сош, которым шунтируется нагрузка RH. Обратите
внимание: выходной конденсатор подключен к «общему» схемы не ми-
нусовым, а плюсовым выводом.
Схема buck-boost конвертора может находиться в двух фазах рабо-
ты: накопления энергии дросселя и передачи энергии в нагрузку. В этом
обстоятельстве ее сходство с «бустером», однако протекают фазы рабо-
ты несколько иначе, чем в бустерной схеме, что отражается на регули-
ровочной характеристике. Забегая вперед, скажем, что выходное на-
пряжение инвертирующего преобразователя, если учитывать только
его абсолютную величину, может быть как больше, так и меньше вход-
ного напряжения.
Фаза накопления энергии дросселя условно показана на рис. 11.2, а.
В этой фазе верхний (по схеме) вывод дросселя L скоммугирован к
«плюсу» питающего напряжения транзистором VT, поэтому ток дроссе-
ля нарастает по закону:
A1.1)
258
Глава 11. Ниже нуля
Uin 1^
Uin zi=
L _i± Rh| I у out
. Cout
a) 6)
Рис. 11.2. Работа инвертирующего стабилизатора:
а) фаза накопления энергии дросселя; б) фаза передачи энергии дросселя
в нагрузку
Сравните это условие с условием A0.1), и вы не заметите никакой
разницы. Но как только мы обратимся к фазе передачи энергии дрос-
селя в нагрузку (рис. 11.2, б), то заметим отличия от формулы A0.2), а
именно:
iL =-UouL(T-t). A1.2)
Выходное напряжение уже не складывается с входным, а знак «ми-
нус», появившийся в формуле, означает инверсию выходного напряже-
ния Uout по сравнению с входным Uin. Теперь мы можем получить регули-
ровочную характеристику преобразователя, приравняв выражения A1.1)
и A1.2), а также вспомнив о наличии коэффициента заполнения D:
D
1-D
A1.3)
При D < 0,5 инвертирующая схема работает с понижением напря-
жения, при D > 0,5 — с повышением. Если режим работы инвертирую-
щей схемы поддерживать на уровне D = 0,5, то выходное напряжение
по величине будет равно входному.
Инвертирующий преобразователь также необходимо рассматри-
вать с точки зрения разрывности тока накопительного дросселя. В ре-
жиме неразрывных токов величина изменения тока дросселя может
быть вычислена по формуле:
Максимальная величина тока дросселя в этом режиме:
. _. 1 .
max L *\ L'
(П.5)
Глава 11. Ниже нуля
259
/out
б)
Рис. 11.3. Характеристики инвертирующего стабилизатора: а) в режиме
неразрывных токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
Протяженность импульса tu открытого состояния транзистора VT:
tU=-r-rrU°U' • (П.6)
В режиме разрывных токов максимальная величина тока дросселя:
(П.7)
Протяженность импульса tu:
_____
(Н.8)
/ Л.и °
max г т . г '
о
t - \2 • / • L •
*» - -^ 10Ш ^ г jjl '
Протяженность времени tnl передачи накопленной энергии в на-
грузку:
ОШ 1П
A1.9)
260 Глава 1 /. Ниже нуля
Следует заметить, что по окончании времени tnl передачи накоп-
ленной энергии в нагрузку, напряжение на нагрузке поддерживается
только за счет заряда конденсатора Сош.
Определить границу разрывного и неразрывного режимов можно
по условию:
iL =0,5 А/,. A1.10)
Важным этапом расчета преобразователя этого типа является рас-
чет минимально возможной величины индуктивности L для сохране-
ния режима неразрывных токов:
min ~~2'iout-f'(Uout-UinJ'
Минимально возможная величина выходного конденсатора Сош ис-
ходя из условия сохранения допустимой величины пульсаций выход-
ного напряжения AU0Ut в режиме непрерывных токов дросселя:
Остальные рекомендации в отношении выбора конструктивных
параметров основных элементов схемы были приведены нами в преды-
дущих главах, поэтому повторяться здесь не будем, а перейдем к прак-
тическим конструкциям.
11.2. От теории — к практике
Традиционный уже практический раздел посвящается двум не-
сложным конструкциям инвертирующих преобразователей. Первый
преобразователь может быть построен на микросхеме МАХ735 произ-
водства фирмы «Maxim-Dallas», а второй — на микросхеме МС34063
фирмы «Motorola».
11.2.1. Инвертирующий стабилизатор
на микросхеме МАХ735
Достаточно удачный и несложный для повторения инвертирующий
DC/DC-стабилизатор можно собрать на основе микросхемы МАХ735
или ее аналога МАХ755. Стабилизатор работает в диапазоне напряже-
ний 4,0...6,2 В, преобразует это напряжение в выходное отрицательной
полярности величиной 5 В и током до 200 мА. Частота преобразования
составляет 160 кГц, КПД — не менее 78%, имеются встроенные функ-
циональные устройства «мягкого старта», детектора входного напряже-
ния и схемы ограничения выходного тока.
Глава 11. Ниже нуля
261
На рис. 11.4 показаны основные узлы микросхемы МАХ735. Узел
BIG (bias generator) представляет собой схему переключения в режим
низкого энергопотребления. Внешним управляющим входом этого
узла является вывод «1» микросхемы. При подаче на этот вход напря-
жения со входа микросхема функционирует в нормальном режиме, при
замыкании на «общий» — переходим в режиме shutdown.
BIG
LX
Рис. 11.4. Основные узлы микросхемы МАХ735
Источник опорного напряжения 1,23 В BG (bandgap) имеет внеш-
ний вывод «2». Сигнал обратной связи с нагрузки подается на усили-
тель ошибки рассогласования ЕА (error amplifier). Точка входа усилите-
ля ошибки имеет вывод «4», к которому подключается конденсатор
формирования устойчивой регулировочной характеристики. Пилооб-
разное линейнонарастающее напряжение генерируется узлом RG
(ramp generator). Это напряжение, проходя через узел компенсации
крутизны SLC (slope compensation), сравнивается с сигналом обратной
связи. Генератор импульсов 160 кГц OSC управляет триггером Т, выход
которого подключен к драйверу затворов токоизмерительного VT1 и
силового VT2 транзисторов. В стоковой цепи VT1 имеется шунт Rg,
сигнал с которого поступает на схему ОСС (overcurrent comparator)
фиксации токовой перегрузки.
Чтобы обеспечить бесперегрузочный стартовый режим микросхе-
мы, предусмотрен узел «мягкого» старта, имеющий вывод «3» (soft
start). К этому выводу можно подключить внешний конденсатор емко-
262
Глава 11. Ниже нуля
стью 0...1200 пФ, что позволяет задавать время «мягкого старта» в пре-
делах от 0 до 70 мс. При возникновении перегрузки микросхема будет
переходить в режим «мягкого старта» с помощью транзистора VT3 и
схемы SSCLAMP. Кроме этого, в составе микросхемы имеется встро-
енный детектор пониженного входного напряжения UVLO, снимаю-
щий управление с затворов VT1 и VT2 при снижении напряжения пи-
тания ниже величины 3,7 В.
Принципиальная схема экспериментального стабилизатора на базе
этой микросхемы показана на рис. 11.5. Входное напряжение Uin вели-
чиной 4,0...6,5 В через фильтрующие конденсаторы С1 и С2 поступает
на вход микросхемы. С выхода микросхемы отрицательное напряже-
ние Uout фильтруется конденсаторами С5 и Сб.
Г"П
z-Uout
С5 -L- ± С6
ЮОмкТ Т0,1мк
Рис. 11.5. Принципиальная схема стабилизатора на базе МАХ735
Печатная плата стабилизатора показана на рис. 11.6, собрать его
можно по рис. 11.7.
В конструкции применены элементы со стандартными допусками.
Дроссель L1 — аксиального типа LGA410, ЕС24 или ДМ с допустимым
током не менее 500 мА. Диод Шоттки VD1 — любой из ряда 1N5818,
1N5819, 1N5821, 1N5822. Конденсаторы полярные - К50-35, К50-68;
35 - Общ.+Ujn -Uin Общ.
Рис. 11.6. Печатная плата
Рис. 11.7. Сборочный рисунок
Глава 11. Ниже нуля
263
неполярные — типа К10-176. Эксплуатировать данный стабилизатор
рекомендуется при токах нагрузки не более 100 мА.
11.2.2. Инвертирующий стабилизатор
на микросхеме МС34063
Уже знакомая читателю микросхема МС34063, аналогом которой
является отечественная Kl 156ЕУ5, может быть включена по инверти-
рующей схеме. Принципиальная схема преобразователя приведена на
рис. 11.8.
R1—R5 1 Ом
R1
HR2raR3raR4|R5k]
DA1 МС34063
+Uin<4-
L1
90мкГ
С1 J± -L C2
ЮОмкТ ТЬ,1мк
-Uout
С4 -i- -i- C5
ЮООмкТ Т0,1мк
Рис. 11.8. Принципиальная схема стабилизатора на базе МС34063
Рис. 11.9. Печатная плата
Общ.
Рис. 11.10. Сборочный рисунок
264 Глава \ 1. Ниже нуля
Эта схема позволяет преобразовывать входное напряжение величи-
ной 4,5...6,0 В в выходное отрицательное напряжение 12 В с током до
100 мА. КПД преобразователя — не менее 58 %. Собрать его можно на
плате рис. 11.9 по сборочному рис. 11.10.
Требования к элементам стандартные. Дроссель L1 наматывается
на одном кольце из МО-пермаллоя марки МП-140 типоразмера
К20х 12x6,5. Число витков — 30, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,5 мм.
Глава 12
Корректируем мощность
Импульсные корректоры коэффициента мощности.
Основные расчетные соотношения. Практические
конструкции
...Вруки попала интересная схема блока питания с входной коррекцией коэф-
фициента мощности. В принципе, коррекцию можно исключить и схему упро-
стить. Но, тем не менее, за рубежом все чаще корректоры стремятся вводить.
К чему такое усложнение?
Из переписки
...Прочитал материал о корректорах коэффициента мощности, проникся их
важностью и перспективами. Видимо, через некоторое время все устройства, под-
ключаемые к промышленной сети, будут оснащаться корректорами.
Из отзывов на первое издание
Проблема наиболее полного использования электроэнергии была
актуальной во все времена, но сегодня она встала еще более остро, так
как почти все современные электронные приборы оснащаются им-
пульсными источниками электропитания, которые представляют со-
бой не слишком удачную нагрузку для питающей сети. Международ-
ный стандарт МЭК IEC 1000-3-2, введенный в действие в 1995 году,
ставит производителей электронной техники, питаемой от сети пере-
менного тока, в очень жесткие условия. Согласно этому стандарту, ко-
эффициент мощности работающей аппаратуры должен приближаться
к единице для всех потребителей мощностью более 300 Вт. Невыполне-
ние требования влечет за собой не только отсутствие конкурентоспо-
собности, но в ряде случаев и невозможность вообще продавать свою
продукцию на мировом рынке. В этой главе мы познакомимся с техни-
ческими идеями, которые позволяют улучшить показатели потребле-
ния электрической энергии от сети.
12.1. Что такое коэффициент мощности
Не все читатели, взявшие в руки эту книгу, знают, что такое коэф-
фициент мощности, как он определяется, на что оказывает влияние и
почему его нужно в ряде случаев корректировать. Поэтому нелишне
266
Глава 12. Корректируем мощность
Рис. 12.1. Активно-реактивная
цепь, включенная в сеть
переменного тока
будет вначале познакомиться с физи-
ческим смыслом этого важного пара-
метра силовых устройств.
Рассмотрим простейшую элек-
трическую цепь, состоящую из актив-
ного сопротивления R и индуктивно-
сти L, подключенную к сети перемен-
ного тока, как показано на рис. 12.1.
С помощью приборов PA, PV и PW,
включенных в цепь, мы будем изме-
рять соответственно ток в цепи /„, на-
пряжение UH и активную мощность Р, выделяющуюся в цепи.
Произведение тока и напряжения, измеренных приборами РА и PV
по отдельности, называется полной мощностью (S), потребляемой на-
шей электрической цепью и измеряемой в вольт-амперах (ВА):
S = UH-iH. A2.1)
В то же время, как было сказано выше, по прибору PW мы непо-
средственно измеряем активную мощность (Р) в цепи, единицей изме-
рения которой, как известно, служит ватт (Вт). В чем отличие полной
и активной мощности друг от друга? Давно известно, что любой реак-
тивный элемент, будь то катушка индуктивности или конденсатор,
«двигают» фазу тока относительно фазы напряжения, то есть макси-
мум тока в активно-реактивной цепи не совпадает с максимумом на-
пряжения, подводимого к нец. Поэтому полная мощность, подведен-
ная к такой цепи, не равна активной мощности, выделяющейся на ее
активных элементах. Отношение же мощностей PF, определяемое из
формулы:
PF = |, A2.2)
называется коэффициентом мощности (power factor) цепи. Очевидно,
что коэффициент мощности не может быть больше 1. Для чисто актив-
ной нагрузки, когда максимум напряжения совпадает с максимумом
тока, коэффициент мощности равен единице, во всех остальных случа-
ях PFменьше единицы. Чем плохи нагрузки с низким PP. Тем, что ре-
активную мощность не удается использовать для совершения полезной
работы, но тем не менее она потребляется от источника, что заставляет
увеличивать его полную отдаваемую мощность, выбирать более мощ-
ное оборудование. Имеется еще ряд неприятных особенностей, о кото-
рых мы поговорим чуть позже.
Если к активно-реактивной цепи приложено напряжение синусои-
дальной формы, в ней возникает синусоидальный ток. В таком случае
Глава 12. Корректируем мощность 267
активную мощность, выделяющуюся в цени, можно определить по
формуле:
Р = ?/„Л-со8ф, A2.3)
где ф — угол сдвига между фазами напряжения и тока в нагрузке.
С учетом формул A2.1) и A2.2) для синусоидальных токов и напря-
жений коэффициент мощности определяется так:
PF = cosy. A2.4)
Полученное выражение определяет так называемый «косинус фи»
активно-реактивной цепи, который является частным случаем коэф-
фициента мощности. «Косинус фи» обычно приводят для асинхронных
электродвигателей, подразумевая, что они будут работать только с си-
нусоидальными токами и напряжениями. Для большинства же других
устройств силовой электроники определять «косинус фи» неправиль-
но, а значит, нужно обращаться к общему определению A2.2) и огова-
ривать коэффициент мощности.
Теперь выясним, как обстоит дело с величиной коэффициента
мощности у импульсных источни-
ков питания, в схемах которых на
входе предусмотрен диодный вы-
прямитель и емкостной сглаживаю- _^_
щий фильтр. Для простоты рас- Uin cOut=? ' |Rh Uout
смотрим однополупериодную схему
выпрямления (рис. 12.2). В устано-
вившемся режиме (рис. 12.3), когда Рис- 12-2- Однополупериодная
входное напряжение UiH падает схема выпрямления
ниже величины Uout, до которой за-
ряжается конденсатор Сош, нагрузка
может питаться только зарядом, накопленным в емкости СоШ, а ток iVD в
это время отсутствует.
Если входное напряжение превышает величину, до которой заря-
жен конденсатор Сш, происходит его заряд, и в это время течет заряд-
ный ток iVD, потребляемый от сети.
Из рис. 12.3, а хорошо видно, что форма тока, потребляемого из
сети, носит характер коротких импульсов. Естественно, выпрямитель
начинает потреблять из сети не только первую гармонику тока, но и
кратные ей гармоники (рис. 12.4), что приводит к возникновению до-
полнительных помех, «загрязняет» сеть. Более того, коэффициент
мощности диодного выпрямителя обычно не превышает значения
0,5...0,7, и даже если принять специальные меры в виде включения
LC-фильтра, все равно можно в лучшем случае добиться значения око-
ло 0,85. Поэтому необходимо введение специального устройства, назы-
268
Глава 12. Корректируем мощность
а)
Рис. 12.3. Формы токов и напряжений в однополупериодной схеме:
а) форма входного напряжения и тока, потребляемого от сети;
б) форма напряжения на выходе
Ai A
f
M-J Ц-i lj_j цл цл цл ф ц\ Ф ^
1 3 5 7 9 11 13 15 17 19
Рис. 12.4. Гармонический состав тока, потребляемого от сети
однополупериодным выпрямителем
ваемого корректором коэффициента мощности (power factor corrector),
который позволит приблизить форму потребляемого тока к той, кото-
рая наблюдается при включении в сеть чисто активной нагрузки.
Проблемы с повышением коэффициента мощности, как правило,
не возникают у радиолюбителей, поскольку любительские конструк-
ции не сертифицируются государственными органами. Однако, если у
радиолюбителя возникнет желание изготовить экономичный, не соз-
дающий помехи электронный балласт для люминесцентной лампы, о
чем мы подробно поговорим в последующих главах, ему просто необ-
ходимо будет изготовить устройство, «ответственное» за качество по-
требляемой из сети энергии. В первую же очередь знакомство с метода-
ми повышения коэффициента мощности будет полезно профессио-
нальному разработчику силовой техники, поскольку проблема качества
Глава 12. Корректируем мощность 269
потребляемой энергии может встать перед отечественными производи-
телями электронной техники весьма скоро.
Итак, стандарт IEC 1000-3-2 регламентирует уровень гармониче-
ских составляющих, выдаваемых в однофазную питающую сеть с на-
пряжением 220...240 В или трехфазную питающую сеть с напряжени-
ем 380...415 В, частотой 50 и 60 Гц, током до 16 А. Согласно этому
стандарту, все приборы, которые могут подключаться к сети пере-
менного тока, разделены на четыре группы: А, В, С, D. К группе А
относят оборудование, питаемое от трехфазной сети и домашние
электроприборы. Группа В включает электроинструмент и бытовое
сварочное оборудование. Группу С составляет осветительное обору-
дование. Наконец, группа D включает оборудование мощностью до
600 Вт с характеристикой потребления тока, присущей бестрансфор-
маторным импульсным преобразователям. К таким потребителям от-
носятся компьютеры, мониторы, телевизоры. Нормы потребления
гармоник тока, приходящиеся на ватт мощности устройства, приво-
дятся в табл. 12.1
Таблица 12.1. Нормы потребления гармоник тока
для аппаратуры класса D
Номер гармоники, п
3
5
7
9
11
13...39
Максимальный ток
гармоники на ватт мощности,
мА/Вт
3,4
1,9
1,0
0,5
0,35
3,85/п
Следует также отметить, что нормы гармонического потребления
для приборов с потребляемой мощностью более 600 Вт и потребляе-
мым током более 16 А устанавливает международный стандарт
IEC 61000-3-4.
В связи с наличием жестких норм по коэффициенту мощности ост-
ро встает вопрос в отношении его корректировки. Конечно, пассивные
корректоры, основанные на компенсации фаз особым включением ем-
костных и индуктивных элементов, известны инженерам давно. Эти
пассивные схемы широко применяются в изделиях с ярко выраженной
индуктивной составляющей — балластах люминесцентных ламп, элек-
270
Глава 12. Корректируем мощность
трических двигателях. Они описаны в литературе, выполняются из ма-
лого количества элементов. К недостаткам пассивных корректоров
следует отнести их зависимость от параметров нагрузки.
Пассивные корректоры не имеют отношения к теме данной книги,
поэтому их описание и методика расчета не приводится. Интерес для
нас представляют импульсные устройства, с помощью которых можно,
во-первых, повысить коэффициент мощности и, во-вторых, поддержи-
вать его на этом уровне независимо от параметров нагрузки. Выпуск
данных устройств сегодня осваивает все большее количество зарубеж-
ных фирм, они стремительно завоевывают рынок электронной продук-
ции. Появляются активные корректоры и на отечественном рынке.
12.2. Как работает корректор коэффициента
мощности
Исследования, проведенные инженерами, показали, что, в прин-
ципе, для построения корректора коэффициента мощности могут быть
использованы рассмотренные нами схемы DC/DC-преобразователей
типа buck, boost, buck-boost. Однако наибольшее распространение по-
лучила схема активного корректора на основе преобразователя типа
buck, так как только он обеспечивает непрерывность тока в цепи пита-
ния преобразователя (входной цепи).
Рассмотрим блок-схему простейшего типового корректора коэф-
фициента мощности, приведенную на рис. 12.5. В этой схеме, помимо
выполнения функции коррекции PF, дополнительно осуществляется
VD1—VD4.
VD5
/out
Вход
(сеть)
U out
Рис. 12.5. Типовая блок-схема активного корректора коэффициента
мощности на основе преобразователя boost-типа
Глава 12. Корректируем мощность
271
стабилизация выходного напряжения. Входное напряжение перемен-
ного тока 220 В 50 Гц подается на обычный диодный мост VD1...VD4,
но далее, после выпрямления, в классическом случае должен быть
фильтрующий конденсатор, а здесь он заменяется бустерной схемой,
состоящей из дросселя L, блокирующего диода VD5, ключевого тран-
зистора VT, выходного конденсатора Cout и схемы управления коррек-
тором. Однако схема управления корректором в данном случае работа-
ет несколько иначе, чем обычная бустерная схема стабилизатора. Вход-
ное напряжение корректора Uin9 выпрямленное диодным мостом,
представляет собой однополярные половинки синусоиды (линия 1 на
рис. 12.6). Это напряжение контролируется датчиком входного напря-
жения (ДВН). Когда транзистор VT переводится схемой управления в
проводящее состояние, ток в индуктивности L начинает линейно на-
Рис. 12.6. Графики, отражающие процессы, происходящие в активном
корректоре коэффициента мощности
272 Глава 12. Корректируем мощность
растать. Величина входного тока iin фиксируется датчиком тока (ДТ) и
преобразуется в напряжение Uiin, пропорциональное величине тока iin
(линия 2 на рис. 12.6). Величина индуктивности L выбирается такой,
чтобы нарастание (и спад) тока в ней происходило значительно быст-
рее нарастания (и спада) входного напряжения. Когда величина напря-
жения, снимаемая с датчика тока ДТ, сравнивается с величиной напря-
жения, вырабатываемой датчиком входного напряжения ДВН, управ-
ляющий каскад (УК) схемы управления закрывает транзистор VT и
происходит спад тока в первичной цепи до нулевого значения. Отме-
тим, что в этот момент ток протекает через диод VD5 и конденсатор
Cout. Момент падения тока в первичной цепи до нуля служит сигналом
для управляющего каскада на открытие транзистора VT, и процесс по-
вторяется.
Из рис. 12.6 видно, что огибающая (линия 3) мгновенных значений
тока первичной цепи (iinJ, iin2, iin3) повторяет по форме входное напря-
жение Uin, а среднее значение (линия 4) тока icp(in) становится очень по-
хожим на форму тока в активной нагрузке. Таким образом, фактически
потребляемый ток носит характер постоянно следующих коротких им-
пульсов переменной амплитуды.
Мы рассматривали работу активного корректора в режиме преры-
вистого тока дросселя. Отметим, что данный корректор может работать
также в режиме непрерывного тока дросселя, тогда вид сигналов будет
таким, как показано на рис. 12.7. В паузах между отключениями тран-
зистора VT ток в индуктивности L не успевает упасть до нулевого зна-
чения, а значит, его среднее значение icp(in) окажется ближе к синусои-
дальному, чем в режиме разрывных токов.
Описанный несложный метод коррекции коэффициента мощности
имеет и некоторые недостатки. Если входное напряжение Ц„ будет ме-
няться, что на практике и происходит в силу нестабильности сетевого
напряжения, изменится средний ток через нагрузку (в силу измене-
ния мгновенных значений импульсов тока lmh iin2, iin3), а значит, изме-
нится выходное напряжение Uout. Изменение сопротивления нагрузки
ZH также будет менять выходное напряжение, так как спад индуктивно-
го тока в элементе L будет происходить медленнее или быстрее. «Пла-
вающее» напряжение на выходе корректора потребует от разработчика
дополнительных мер по стабилизации напряжения в нагрузке коррек-
тора. Поскольку обычно к активным корректорам подключаются им-
пульсные преобразователи напряжения, придется вводить в них стаби-
лизирующие обратные связи^ что, конечно усложнит схему. Поэтому
все современные активные корректоры снабжаются дополнительными
узлами стабилизации напряжения нагрузки.
Изображенный на схеме рис. 12.5 датчик напряжения нагрузки
(ДНН) вместе с усилителем ошибки (УО) являются системой, отслежи-
вающей выходное напряжение корректора. С выхода датчика снимает-
Глава 12. Корректируем мощность
273
и,/^
1\п2
> t
Рис. 12.7. Работа активного корректора коэффициента мощности
в условиях непрерывности тока дросселя
ся напряжение, пропорциональное напряжению нагрузки Uout. Умно-
житель напряжений (УН) перемножает сигналы Uin и Uout с необходи-
мым коэффициентом пропорциональности. Полученный выходной
сигнал с УН управляет транзистором VT. Таким образом, в данной схе-
ме возможно «сдвигать» порог переключения транзистора VT, поддер-
живая постоянное напряжение на нагрузке.
Теперь нам понятно, что в структуре современного блока питания
появляется еще один достаточно сложный узел, что, конечно, не спо-
собствует уменьшению габаритов источника питания. Поэтому, в це-
лях сокращения конструктивных размеров, на рынке элементной базы
появились совмещенные микросхемы, в которых одна часть управляет
корректором, а вторая — импульсным источником. К таким микросхе-
мам относятся ML4819, ML4824, выпускаемые фирмой «Fairchild», и
их отечественный аналог К1033ЕУ6.
Настало время получить основные расчетные соотношения, кото-
рые позволят пытливому читателю самостоятельно рассчитать коррек-
тор, выполненный практически на любой специализированной микро-
схеме. Еще раз вспомним, что корректор коэффициента мощности
представляет собой бустерный преобразователь, который может рабо-
тать в режиме, пограничном с режимом разрывных токов. Следова-
тельно, для пикового значения тока дросселя мы можем записать:
(UM-UJ(\-D)
A2.5)
В обычной бустерной схеме преобразователя частота преобразова-
ния/остается постоянной. Корректор работает в режиме автогенера-
ции с изменяющейся частотой и скважностью управляющих сигналов.
Поэтому в качестве опорной частоты мы вынуждены принять среднюю
частоту, которая указывается как рекомендуемая для расчетов. Значе-
ние этой частоты можно найти в технической документации на кон-
кретную микросхему.
274 Глава 12. Корректируем мощность
Учитывая, что
А A2.6)
out
выражение A2.5) может быть записано в следующем виде:
m J out
Поскольку корректор приближает форму потребляемого тока к си-
нусоидальной, мы можем связать ток и напряжение в нагрузке с током
и напряжением сети через потребляемую мощность, затем вычислить
величину индуктивности. Рекомендуется пользоваться следующей рас-
четной формулой:
иш-1ш- A2-8)
Окончательно, учитывая выражения A2.3) и A2.4):
где r| — КПД корректора, принимаемый равным 0,9...0,95.
Выражение A2.9) обеспечивает расчет величины индуктивности с
учетом режима разрывных токов. Чтобы перевести корректор в режим
неразрывных токов, необходимо значение индуктивности увеличить.
Тогда нам будет необходимо учесть наличие максимального тока дрос-
селя (imax), а также амплитуды колебаний тока дросселя (Д//я). Рекомен-
дуется принять значение амплитуды колебаний тока дросселя около
40% от максимального значения, тогда величина индуктивности для
режима непрерывного тока дросселя рассчитывается по формуле:
. A2.10)
Величина максимального тока через индуктивность, которая по-
требуется для конструктивного расчета дросселя, может быть опреде-
лена из выражения:
I? f A2П)
Определить величину фильтрующего конденсатора Сои, возможно
из условия ограничения амплитуды колебаний напряжения Uoul. В свя-
Глава 12. Корректируем мощность 275
зи с этим задаются амплитудой колебаний выходного напряжения AU0Ut
и проводят вычисления по формуле:
сш > -— р°;; , A2.12)
где fin — входная частота корректора, составляющая 50 Гц.
На этом наше теоретическое знакомство с корректорами коэффи-
циента мощности можно и завершить. Мы еще раз упомянем коррек-
торы в разговоре об электронных балластах люминесцентных освети-
тельных ламп.
12,3. От теории — к практике
Специфика корректоров коэффициента мощности состоит в том,
что радиолюбители, как правило, не желают тратить время на их изго-
товление. Профессиональные разработчики также еще не в полной
мере прониклись достоинствами этих силовых электронных устройств.
Поэтому встретить готовые схемы в литературе, и уже тем более в Ин-
тернете, пока невозможно. Учитывая это, автор рекомендует читателям
две конструкции активных корректоров, микросхемы управления ко-
торыми можно достаточно легко приобрести на отечественном рынке.
12.3.1. Корректор коэффициента мощности
на основе МС34262
Достаточно простой корректор для импульсного источника пита-
ния мощностью до 450 Вт можно построить на базе 8-выводной микро-
схемы МС34262, выпускаемой фирмой «Motorola». Аналогичная мик-
росхема с маркировкой TDA4862 выпускается фирмой «Infineon». Оте-
чественный аналог данной микросхемы — IL34262N, готовящийся к
выпуску белорусским НПО «Интеграл». Микросхема имеет детектор
нулевого входного тока, схему стабилизации выходного напряжения,
элементы защиты от выходного перенапряжения, схему плавного пус-
ка для устранения перегрузки в переходных режимах, драйвер внешне-
го транзистора MOSFET, схему блокировки при снижении напряже-
ния питания микросхемы ниже 6 В. Выходное напряжение корректора
составляет 400 В при максимальном токе 1,125 А. Входное напряжение
корректора может колебаться в пределах от 90 до 268 В. Согласно дан-
ным табл. 12.2, коэффициент мощности преобразователя близок к еди-
нице во всем диапазоне входных напряжений.
На рис. 12.8 приведена структурная схема микросхемы МС34262.
К выводу «3» подключается датчик входного напряжения, сигнал с ко-
276
Глава 12. Корректируем мощность
Таблица 12.2. Данные тестирования PFC на основе МС34262
Входное
напряжение
Urn, В
90
120
138
180
240
268
Коэффициент
мощности
PF
0,990
0,998
0,998
0,998
0,996
0,995
Ток
индуктивности
i Д
'max» **
5,53
3,94
3,38
2,57
1,91
1,72
Выходная
мощность
Pouv Вт
450
450
450
450
450
450
кпд,%
92,1
94,9
95,8
97,3
98,0
98,2
торого поступает на умножитель МР (multiplier). Датчик выходного на-
пряжения необходимо подключить к выводу «1». К этому выводу под-
ключены встроенные усилитель ошибки рассогласования ЕА (error
amplifier) и компаратор превышения выходного напряжения OVC
(overvoltage comparator). Вход датчика тока — вывод «4» микросхемы.
Отработку токового сигнала осуществляет узел CSC (current sense
comparator). Нулевой ток индуктивного элемента (дросселя) отслежи-
вается детектором «нуля» ZCD (zero current detector), имеющим наруж-
ный вывод «5». Управление внешним транзистором происходит через
вывод «7» драйвера затвора DO (drive output). Питается микросхема на-
пряжением 12 В через вывод «8».
На рис. 12.9 показана принципиальная схема корректора. Входное
напряжение 90...268 В выпрямляется диодным мостом VD1—VD4, не-
значительно сглаживается конденсатором С1. Датчик входного напря-
жения — резисторный делитель Rl, R2 и сглаживающий конденсатор
С2. Датчик выходного напряжения — резисторный делитель R8, R9.
Датчик тока — параллельно включенные резисторы R6, R7. Конденса-
тор СЗ осуществляет задержку пуска корректора и плавный выход на
номинальный режим.
При включении корректора в сеть питание микросхемы DA1 осу-
ществляется через резистор R3. В дальнейшем микросхема питается от
обмотки II дросселя L1. Эта же обмотка дросселя служит для определе-
ния нулевого тока в индуктивном элементе. Назначение остальных
элементов читателю известно.
Печатная плата корректора приведена на рис. 12.10, а правильно
собрать корректор можно по рис. 12.11. Настройку корректора произ-
водить не нужно, при исправных деталях и верном монтаже он должен
сразу начать работать.
Глава 12. Корректируем мощность
277
Рис. 12.8. Структурная схема МС34262
Несколько слов о примененных электронных компонентах, а так-
же о возможных заменах. Диодный мост VD1—VD4 можно заменить
любыми низкочастотными (выпрямительными) диодами с обратным
напряжением не менее 400 В и прямым током не менее 5 А. Конден-
саторы С1 и С6 — зарубежные типа ELP или отечественные тина
К50-68. Конденсатор С4 — любой полярный с номинальным напря-
жением не менее 35 В. Резисторы — С2-ЗЗН, С2-23 или аналогичные,
кроме R6 и R7, в качестве которых рекомендуется применить им-
278
Глава 12. Корректируем мощность
R3 Л С4
ЮОк 111 IOOmk
hh
VD1—VD4 KBU8G (сборка)
VD5-1N4934.BY297
VD6 - MUR460, FR305, FR306
VT1 - MTW20N50E,
IRFP460, BUZ334
R8
V^f 1.6M +Uout
M T 1 св°
1
-г ЗЗОмк
_1_450В
1R9
J1Ok
Рис. 12.9. Принципиальная схема активного корректора
коэффициента мощности на базе МС34262
портный керамический тип SQP-2 мощностью 2 Вт. Диод VD5 дол-
жен быть быстровосстанавливающимся с номинальным током не ме-
нее 1 А и номинальным обратным напряжением не менее 50 В. Диод
VD6 желательно применить типа HEXFRED (по классификации
«International Rectifier»), EmCon и THINQ (по классификации
«Infineon») с номинальным током не менее 3 А и номинальным обрат-
ным напряжением не менее 600 В. Подойдут (с корректировкой печат-
ной платы) отечественные диоды КД2961Б, КД2959Б. Транзистор VT1
необходимо выбрать с номинальным напряжением «сток-исток» не
менее 500 В и номинальным током стока не менее 20 А. Для этого
транзистора необходим радиатор с размерами 80 х 35 х 5 мм из алюми-
ниевой (дюралевой) пластины.
Отдельно следует сказать о дросселе L1. Поскольку данный дрос-
сель имеет вторую обмотку, строго говоря, его нельзя называть дроссе-
лем. Это — скорее накопительный трансформатор, о котором мы будем
говорить в следующей главе. Часть накопленной энергии магнитного
поля используется для питания микросхемы DA1, которая отбирается в
фазе передачи энергии дросселя в нагрузку. В остальное время питание
микросхемы поддерживается за счет энергии, накопленной конденса-
тором С4.
В фирменной документации дроссель L1 наматывается на Ш-об-
разном сердечнике типа ЕЕ 42 х 20 из феррита Р3657А, выпускаемого
фирмой «Colicraft». Количество витков обмотки I — 38, обмотки II — 3.
Провод первичной обмотки диаметром 0,04 мм, количество жил —
Глава 12. Корректируем мощность
279
Рис. 12.10. Печатная плата
1300 (#46 AWG), провод вторичной обмотки диаметром 0,8 мм (#20
AWG). Зазор в магнитопроводе — 0,18 мм.
Читателя может смутить количество жил в проводе первичной об-
мотке A300). Ничего удивительного здесь нет: зарубежные фирмы
все чаще применяют для намотки индуктивных элементов много-
жильный литцендрат в целях борьбы со скин-эффектом. Зачищать
жилы в этом случае вручную трудно, поэтому применяют специаль-
ное оборудование.
280
Глава 12. Корректируем мощность
~Uin
U out
Рис. 12.11. Сборочный рисунок
Изготовить такой дроссель с применением указанных выше типо-
номиналов сложно, поэтому читателю рекомендуется намотать его на
двух сложенных кольцах КП44х28х10,3 из МО-пермаллоя марки
МП-140. Количество витков обмотки I — 29, количество витков обмот-
ки II — 2,5. Провод первой обмотки — диаметром 0,25 мм в 30 сложе-
ний, провод второй обмотки — одножильный диаметром 0,8 мм. При
монтаже изготовленного дросселя необходимо соблюсти фазировку
обмоток: «начала» обмоток отмечены черными точками. .
Глава 12. Корректируем мощность
281
12.3.2. Корректор коэффициента мощности
на основе ТОР202
Очень удобно разрабатывать корректоры коэффициента мощности
на основе готовых трехвыводных микросхем серии TOPSwith, выпускае-
мых фирмой «Power Integration». Мы поговорим об этой серии подроб-
нее в следующей главе, сейчас же читателю предлагается изготовить на
ее основе корректор, состоящий всего из 15 электронных компонентов.
Мощность нагрузки, рекомендуемая для подключения к корректорам с
разными представителями микросхем TOPSwith, приведена в табл. 12.3.
Следует учесть, что диапазон входных напряжений в данном случае со-
ставляет 230...277 В, а выходное постоянное напряжение — 420 В.
Таблица 12.3. Рекомендуемый диапазон мощностей нагрузки
для микросхем TOPSwith
Типономинал
ТОР200 YAI
ТОР201 YAI
ТОР202 YAI
ТОР203 YAI
ТОР214 YAI
ТОР204 YAI
Мощность нагрузки, Вт
0...25
20...50
30...75
•45...100
60...125
75...150
На рис. 12.12 приведена принципиальная схема корректора, обла-
дающая следующими характеристиками: входное напряжение —
VD1—VD4
L1
500мкГ
VD6
R1
200к
DA1
TOP202YAI
I
VD5\7
R2 200
l С2 R3|
4,7мк 6,
СЗ -
220мк
+UOut
420В
_ С4
~р47мк
450В
-> Общий
VD1—VD4 - KBU6G (сборка) VD6 - MUR460
VD5 - 1 N4937 VD7, VD8 - Р6КЕ180А
Рис. 12.12. Принципиальная схема активного корректора коэффициента
мощности на базе микросхем серии TOPSwith
282
Глава 12. Корректируем мощность
шшш)
Рис. 12.13. Печатная плата
+Uout
-Uout
Рис. 12.14. Сборочный рисунок
230...265 В, выходное напряжение — 420 В, номинальная мощность на-
грузки — 65 Вт. Средняя частота преобразования составляет 100 кГц,
КПД — не менее 0,95.
Общие принципы расчета корректора приведены в [411, поэтому
здесь мы не будем повторяться. Методика расчета очень простая:
Глава 12. Корректируем мощность 283
во-первых, по приведенным в документации графикам выбирается
значение индуктивности дросселя L1; во-вторых, выбирается резистор
R1 (датчик входного напряжения); в-третьих, рассчитывается величина
максимального тока индуктивного элемента L1. На этом расчетная
часть заканчивается.
Конструктивно корректор выполнен на печатной плате из односто-
роннего фольгированного стеклотекстолита (рис. 12.13). Собрать его
можно по рис. 12.14. Диод VD5 должен обладать временем обратного
восстановления не более 200 не. В качестве элементов VD7, VD8 по-
дойдут сапрессоры из серии 1,5КЕ. Дроссель L1 намотан на двух сло-
женных вместе кольцах КП24х13х7 из МО-пермаллоя марки МП-140.
Количество витков — 46, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,15 мм. Намотка
ведется одновременно 22 скрученными жилами. Микросхему DA1 не-
обходимо установить на пластинчатый радиатор с размерами
35 х 35 мм.
В настройке корректор не нуждается и при исправных деталях дол-
жен начать работу сразу после включения в питающую сеть.
Глава 13
Флайбэк
Однотактный преобразователь с обратным включением
диода. Основные расчетные соотношения.
Практические конструкции
У меня самодельный «флайбэк» с трансформатором от телевизора. Трансфор-
матор я перемотал и повысил частоту до 50 кГц, рассчитываю получить мощность
порядка 150 Вт. При мощности более 80 Вт сильно греется полевой транзистор,
радиатор площадью 80 см2 приходится обдувать вентилятором. Хотя, по моему
мнению, он должен рассеивать всего 1...2 ватта. В чем заключается ошибка?
Из переписки
С большим интересом прочитал книгу, хотелось бы полунить консультацию по
следующему поводу: необходимо рассчитать «флайбэк», но есть затруднения с вы-
бором микросхемы с диапазоном входных напряжений 9...50 В. Необходима гальва-
ническая развязка и несколько выходных напряжений. Мощность источника поряд-
ка 5 Вт...
Из отзывов на первое издание
До сих пор мы рассматривали схемы стабилизаторов, не требующие
гальванической развязки от питающей сети. Обычно напряжение, ко-
торым питаются «чопперы» и «бустеры», поступает с автономных ис-
точников типа аккумуляторов, либо с выпрямителей, питаемых от вто-
ричных обмоток сетевых трансформаторов. Классические трансформа-
торы с частотой преобразования 50 Гц имеют значительные габариты,
поэтому разработчикам электронной техники давно хотелось заменить
этот громоздкий элемент. Появление высокочастотных импульсных
схем открыло широкие возможности для снижения массы и габаритов
источников питания с гальванической развязкой входа и выхода.
В этой главе мы поговорим о широко распространенной схеме обрат-
ноходового преобразователя типа «флайбэк», ставшего стандартным
узлом питания бытовой аппаратуры.
13.1. Так ли важна гальваническая развязка?
Вне всякого сомнения, читатели, которые не только перелистыва-
ют страницы этой книги, но и проверяют теоретические знания в прак-
тических конструкциях, уже заметили, что спроектировать «чоппер»,
Глава 13. Флайбэк
285
«бустер» или инвертирующий преобразователь отнюдь не так сложно.
Почему бы не использовать рассмотренные схемы для питания аппара-
туры от сети? К примеру, с помощью «чоппера» достаточно легко по-
низить сетевое напряжение, к тому же, управляя коэффициентом за-
полнения, стабилизировать его...
К сожалению, отказаться от классического сетевого трансформато-
ра в таком варианте не получится, поскольку прибор, оснащенный та-
ким преобразователем, не будет электробезопасным, то есть много-
кратно возрастет вероятность поражения электрическим током челове-
ка, который намерен им воспользоваться. Вообще, строго говоря,
встречаются и такие варианты организации питания сетевой аппарату-
ры, но это — скорее редкое исключение, чем правило.
Радиоэлектронные приборы принято проектировать так, что про-
водник схемы, называемый «общим» (земляным), зачастую подключа-
ется к шасси прибора, если оно выполнено из металла. Нередко метал-
лический корпус прибора также не изолируется от шасси. С другой
стороны, водопроводные трубы, батареи центрального отопления, га-
зовые трубы, металлическую арматуру зданий принято «заземлять», то
есть, по сути, они имеют непосредственную связь с «нейтралью» трех-
фазной промышленной сети переменного тока. Заземляются также
трубы, в которых прокладываются электрические кабели. Один из кон-
тактов сетевой однофазной бытовой розетки всегда является «нуле-
вым», другой — всегда «фаз-
ным». Человек, дотронувшийся
до прибора и случайно коснув-
шийся батареи, окажется под на-
пряжением 220 В. Конечно, се-
годня все большее распростране-
ние получают УЗО (устройства
защитного отключения, safety
switch), позволяющие оператив-
но снимать напряжение при слу-
чайных прикосновениях, но все
же лучше исключить саму воз-
можность такой ситуации, чем
бороться с ее последствиями.
Из рис. 13.1 видно, что в слу-
чае попадания одного из основ-
ных проводников схемы на кор-
пус прибора, последний может
приобретать фазный потенциал,
а это значит, что, коснувшись
батареи центрального отопления
и корпуса прибора, человек од-
Корпус
JL На корпусе
"фаза"
Рис. 13.1. Опасность поражения
электрическим током в сетевых
схемах без гальванической развязки
286
Глава 13. Флайбэк
нозначно получит удар электрическим током. Чтобы не возникало та-
ких опасных для жизни и здоровья человека ситуаций, цепи прибора и
питающей сети должны быть гальванически развязаны, то есть не иметь
общих проводников. Единственно возможный выход в этом случае —
использование трансформатора с независимыми первичными и вто-
ричными обмотками. Из главы, посвященной основам работы транс-
форматоров, мы помним, что с повышением рабочей частоты габарит-
ная мощность трансформатора увеличивается, а это значит, что при со-
хранении мощности можно, повысив частоту преобразования,
существенно снизить габаритные размеры трансформатора.
13.2. Немного о теории однотактных
преобразователей
Прежде чем мы обратимся непосредственно к преобразователю
типа «флайбэк», рассмотрим типовую структурную схему преобразова-
теля с гальванической развязкой и затем сравним две наиболее часто
встречающиеся схемы с гальванической развязкой — прямоходовую
(forward converter) и обратноходовую (flyback converter).
Типовая схема преобразователя с гальванической развязкой пер-
вичной и вторичной цепей показана на рис. 13.2.
ВФ1
ВФ2
-220В
50Ги
/ I
/шт.
X
ОС
Рис. 13.2. Структурная схема типового преобразователя
с гальванической развязкой
Переменное сетевое напряжение частотой 50 Гц выпрямляется ди-
одным мостом и сглаживается фильтром (узел ВФ1). Затем полученное
постоянное напряжение с помощью инвертора (узел И) преобразуется
в импульсное переменное напряжение повышенной частоты. Им-
пульсный трансформатор (узел Т) преобразует это напряжение в необ-
ходимое для питания аппаратуры значение. Выпрямитель и фильтр
(узел ВФ2) сглаживает пульсации высокочастотного напряжения и пи-
тает нагрузку RH. Таким образом, варьируя шириной высокочастотных
импульсов, можно управлять напряжением на нагрузке либо ввести
стабилизирующую обратную связь (узел ОС).
Глава 13. Флайбэк
287
Наиболее часто на практике встречаются три основные схемы од-
нотактных преобразователей с гальванической развязкой: упомянутая
нами обратноходовая схема (flyback), прямоходовая однотранзисторная
схема (forward single transistor) и прямоходовая двухтранзисторная схема
(forward two transistor). Отличие прямоходовых от обратноходовых схем
заключается в способе передачи энергии в нагрузку —- если передача
энергии происходит тогда, когда силовой транзисторный ключ открыт,
говорят о forward-преобразователе; если нагрузка пополняется элек-
трической энергии в момент разомкнутого состояния ключевого эле-
мента — это flyback-преобразователь. Необходимо сделать небольшую
оговорку в отношении прямоходовой двухтранзисторной схемы, где
передача энергии в нагрузку происходит и при открытом и при закры-
том состоянии ключевых транзисторов, но это уже особый случай од-
нотактного преобразователя.
В чем преимущества и недостатки обеих разновидностей однотакт-
ных преобразователей? Поскольку во флайбэк-схеме разнесены во
времени фаза накопления энергии и фаза передачи ее в нагрузке, он
не боится короткого замыкания на выходе. В то же время для передач
накопленной энергии необходим индуктивный элемент с более мас-
сивным магнитопроводом. Схема forward может выйти из строя при
наличии короткого замыкания выходных клемм, поэтому необходимо
принимать специальные меры по защите. Но поскольку индуктивный
элемент в данном конверторе работает не как накопитель, а как клас-
сический трансформатор, его габариты получаются меньше.- Правда, в
однотактных преобразователях все равно приходится принимать меры
по предотвращению одностороннего насыщения магнитопровода —
вводить немагнитный зазор или наматывать специальные размагничи-
вающие обмотки.
На рис. 13.3 показаны основные элементы прямоходовой одно-
транзисторной (forward) схемы преобразователя. Цикл работы этой
схемы состоит из двух фаз: фазы передачи энергии в нагрузку и фазы
холостого хода (фазы размагничивания магнитопровода). В фазе пере-
Uin
А
Cinz
1
+
/in
i
Ui
W3| ]
yj •
U out
Рис. 13.3. Прямоходовая однотранзисторная (forward)
схема преобразователя
288
Глава 13. Флайбэк
дачи энергии в нагрузку, когда транзистор VT открыт, ток iin индуци-
рует ток iL во вторичной обмотке трансформатора Т. Поскольку диод
VD2 в этом случае оказывается включенным в прямом направлении,
что является следствием фазировки обмоток трансформатора Т, оба
тока (первичный и вторичный) проходят одновременно, что показано
на рис. 13.4, а.
При закрывании транзистора VT самоиндукция «переворачивает»
полярность на выводах трансформатора, диод VD2 блокируется, ток
нагрузки поддерживается за счет энергии, накопленной в индуктив-
ности L и выходном фильтрующем конденсаторе Сош, что отражено
на рис. 13.4, б.
VT - открыт
VD2 - проводит ток
а)
. |—' VT - закрыт
VT к_^ VD2 - закрыт
—J h~i VD3 - проводит ток
б)
Рис. 13.4. Фазы работы forward конвертора
Как уже было сказано ранее, для исключения одностороннего на-
сыщения магнитопровода приходится принимать специальные меры.
Не стоит также забывать, что при закрывании транзистора VT энергия,
накопленная в индуктивности намагничивания трансформатора Т, не
может исчезнуть сама по себе, поскольку все выводы трансформатора
«повисают в воздухе». Возникает индуктивный выброс, связанный с
повышением напряжения на силовых электродах ключевого транзи-
стора, что может привести к его пробою. Одной из мер борьбы с одно-
сторонним намагничиванием и с индуктивным выбросом является вве-
дение третьей обмотки w3 с обратным диодом VD1. Каким образом «ра-
ботает» размагничивающая обмотка, показано на рис. 13.5.
Следует обратить внимание на одну немаловажную деталь: если
обмотка w2 в фазе холостого хода оказывается просто отключенной, то
в обмотке w3 протекает ток, который, по всем законам, должен транс-
формироваться в первичную обмотку w{. Все именно так и происхо-
дит, причем при равенстве витков wx и и>3 напряжение «сток-исток»
ключевого транзистора VT окажется равным удвоенному напряже-
нию Uin. Кроме этого, поскольку к моменту открытия ключевого тран-
зистора процесс размагничивания должен окончиться, режим работы
Глава 13. Флайбэк
289
VD1
VD1
Рис. 13.5. Принцип работы размагничивающей обмотки
в forward-конверторе
forward-конвертора выбирается таким, чтобы коэффициент заполне-
ния (duty cycle) D не превышал величину 0,5.
Регулировочная характеристика преобразователя математически
записывается так:
U0Ut=Um^.D. A3.1)
Источники силового электропитания с дополнительной размагни-
чивающей обмоткой встречаются на практике нечасто, поэтому в на-
шей книге мы не будем рассматривать их подробно, а уж тем более
предлагать изготовить экспериментальную конструкцию. Их можно
встретить там, где необходимо получить высокое напряжение при ма-
лом соотношении величины «витки на вольт». Например, часто
forward-конвертор можно встретить в блоках строчной развертки теле-
визионной техники. Тем не менее промышленность выпускает микро-
схемы управления прямоходовыми конверторами. Например, фирма
«Siemens» предлагает разработчикам микросхему TDA4916, на основе
которой можно спроектировать однотранзисторный forward-преобра-
зователь.
Гораздо больший интерес для читателя может представлять схема
прямоходового двухтранзисторного конвертора (рис. 13.6). Оказыва-
ется, эту схему ведущие зарубежные фирмы наиболее часто применя-
ют для построения импульсных сварочных аппаратов. По крайней
мере, то подавляющее число схем, что можно найти в Интернете и на
страницах радиолюбительских журналов, относятся именно к этому
классу.
В фазе передачи энергии в нагрузку транзисторы VT1 и VT2 от-
крыты, диоды VD1 и VD2 закрыты. В фазе холостого хода ток пер-
вичной обмотки протекает через открытые диоды VD1 и VD2. Пре-
290
Глава 13. Флайбэк
Cjn-т-
J
VD1A
VD2
w2 VD4A
/L /OUt
U4 Coutrp
U out
VT2
Рис. 13.6. Прямоходовая двухтранзисторная схема преобразователя
имущество этой схемы перед рассмотренной ранее заключается в том,
что напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов VT1 и VT2 не мо-
жет подниматься выше входного напряжения Uin. Кроме этого, отпа-
дает необходимость в дополнительной обмотке размагничивания. Но,
как и в предыдущем случае, коэффициент заполнения D должен быть
менее 0,5.
Управлять ключевыми элементами в двухтранзисторной прямохо-
довой схеме сложнее, чем в однотранзисторной, так как управляющий
сигнал транзистора VT1 должен быть «плавающим», то есть не связан-
ным с «общим» схемы. К счастью, эта проблема решается применени-
ем специальных драйверов.
Как видно из схемы, выходной фильтр содержит дроссель L, поэто-
му нетрудно заметить, что цепь VD4, L, Сош будет работать как выход-
ная часть чопперного стабилизатора, в котором может наблюдаться как
прерывистый, так и непрерывный режим тока дросселя.
Определение соотношения витков w} и w2 для прямоходового пре-
образователя можно провести по формуле:
У- 1Жш A3.2)
Приведенное условие взято из соображения, что преобразователь
будет работать с коэффициентом заполнения не более 0,5. Поэтому в
качестве входного напряжения при расчетах необходимо подставлять
его минимально возможное значение.
Гораздо более интересны с практической точки зрения обратно-
ходовые преобразователи. Подавляющее большинство современных
телевизоров и видеомагнитофонов оснащено такими преобразовате-
лями сетевого напряжения. Разработано множество микросхем
управления flyback-конверторами. Существуют как микросборки, ис-
пользующие внешний силовой транзистор, так и включающие сило-
Глава 13. Флайбэк
291
вой элемент в свой состав, что сокращает габариты преобразователя.
Отечественные цветные телевизоры второго поколения, появившиеся
в середине 80-х годов, уже имели достаточно надежные флайбэк-кон-
верторы, построенные на дискретных элементах. Автор обращает на
этот факт внимание тех, кто занимается ремонтом и модернизацией
бытовой радиоаппаратуры. Знание основных принципов работы та-
ких преобразователей поможет быстро отыскать неисправность, вос-
становить трансформатор с неизвестным типономиналом, подобрать
микросхему управления, грамотно заменить другие вышедшие из
строя элементы.
Удачные и недорогие сетевые флайбэк-преобразователи мощно-
стью 100...200 Вт могут быть успешно спроектированы даже начинаю-
щими разработчиками импульсной техники. Эти преобразователи на-
дежны в работе, не боятся короткого замыкания на выходе, схемотех-
нически просты.
Обратноходовая схема очень похожа на прямоходовую, с той лишь
разницей, что «начала» и «концы» вторичных обмоток трансформато-
ра Т включены с обратной фазировкой, как показано на рис. 13.7.
В этом случае фазы работы преобразователя называются по-другому:
фаза накопления энергии и фаза передачи энергии в нагрузку. Эти фазы
разделены во времени, поэтому, по большому счету, трансформатор Т
нельзя называть трансформатором. Это, скорее, двухобмоточный
дроссель, который накапливает энергию с помощью одной обмотки, а
передает ее в нагрузку с помощью другой. Но, поскольку при этом
осуществляется преобразование энергии, по устоявшейся терминоло-
гии мы будем все же называть элемент Т накопительным трансформа-
тором. Как будет показано далее, для этого дросселя можно опреде-
лить коэффициент трансформации, что роднит его с названным элек-
тротехническим изделием.
Uout
Рис. 13.7. Обратноходовая (flyback) схема преобразователя
В фазе накопления энергии транзистор VT1 открыт, в первичной
обмотке Т течет ток ih трансформатор накапливает энергию. Закон на-
292 Глава 13. Флайбэк
копления энергии мы можем математически записать исходя из уже
известного нам соотношения:
/,@ = %Л A3-3)
где Lj — индуктивность первичной обмотки.
Мы видим, что в этой фазе ток первичной обмотки линейно нарас-
тает.
Фаза передачи энергии в нагрузку наступает при закрытии транзи-
стора VT. В этот момент полярность на выводах трансформатора Т,
благодаря явлению самоиндукции, меняется на противоположную. От-
крывается диод VD1, ток /2 заряжает конденсатор фильтра Сош. Закон
спада тока вторичной обмотки математически очень похож на закон
нарастания тока первичной обмотки:
Hf)^^Li 4fLm A3.4)
w2 L2
где L2 — индуктивность вторичной обмотки.
Мы видим, что в процессе работы конвертора токи трансформатора
нарастают и спадают линейно. Чтобы обеспечить требуемые значения
тока и напряжения на нагрузке, необходимо связать процессы, проис-
ходящие в первичной цепи, с реакцией на цих вторичной цепи. Автор
считает, что читателю, желающему разобраться с флайбэк-схемой, не-
обходимо вникнуть в ход дальнейших рассуждений, поскольку па-
ра-тройка формул, приводимых в книгах, не позволяет хорошенько
прочувствовать физику процессов, сводя все к механическому расчету.
Вначале рассмотрим процессы во вторичной цепи, поскольку, в конеч-
ном итоге, нас интересуют напряжение и ток нагрузки. При достаточно
большой величине емкости Сш, обеспечивающей качественную
фильтрацию постоянной составляющей:
/ -/1У».1~/) (US)
где D — коэффициент заполнения.
Чтобы связать токи i{ и /2, давайте предположим, что вся энергия,
накопленная в первой фазе, переходит в нагрузку во второй фазе 2. Ма-
тематически это значит, что:
Lri? = L2>i22. A3.6)
Поскольку конструктивные параметры трансформатора не меня-
ются, мы можем записать:
/ -w, = ц -w2. A3.7)
Глава 13. Флайбэк 293
Если ввести понятие коэффициента трансформации:
к = ^ A3.8)
то с учетом формул A3.3) и A3.5) ток нагрузки:
L = 2 L f к" ' *13'9*
Проанализируем эту очень важную формулу A3.9). Мы видим,
что при неизменном сопротивлении нагрузки, постоянном питаю-
щем напряжении, а также частоте преобразования и индуктивности
первичной обмотки, постоянстве коэффициента трансформации,
максимум напряжения на нагрузке получаем при коэффициенте за-
полнения D = 0,5. Практически это означает, что, задав коэффициент
заполнения О либо близким к нулю, либо близким к единице, мы,
так или иначе, получим близкое к нулю напряжение на нагрузке. На
первый взгляд, нет никакой разницы, если регулирование напряже-
ния будет осуществляться изменением коэффициента заполнения на
интервале [О...О,5] или [0,5...1,0]. Однако практически для силовой
части преобразователя более предпочтителен первый режим.
13.3. Выбор режима работы
флайбэк-конвертора
Пусть индуктивность первичной обмотки трансформатора L} вы-
брана такой, что при D - 0,5 происходит ее полный разряд на нагрузку.
Если мы уменьшим коэффициент заполнения, ток вторичной обмотки
трансформатора станет прерывистым на протяжении фазы разряда.
В разделе, посвященном чопперной схеме, мы говорили, что прерыви-
стый ток в индуктивном элементе нежелателен. Действительно, для
чоппера это очень важно, поскольку дроссель выполняет роль фильтра.
Но во flyback-схеме ток вторичной обмотки все равно прерывается в
фазе заряда.
Представим, что мы увеличили коэффициент заполнения более 0,5.
Теперь трансформатор не будет успевать полностью разряжаться на на-
грузку, появится постоянная составляющая, «переходящая» из одной
обмотки трансформатора в другую. В момент начала заряда первичной
обмотки трансформатора эта «переходящая» составляющая отражается
как резкий скачок тока в первичной обмотке. Читатель может сказать:
«Хорошо, что появилась постоянная составляющая, ведь она увеличит
напряжение на нагрузке». К сожалению, в этом случае, напротив, про-
исходит убыль тока в силу появления в формуле произведения 0A -О).
294 Глава 13. Флайбэк
Физически это означает, что, добавляя постоянную составляющую, ко-
торая не успевает «переходить» в нагрузку, мы тем не менее укорачива-
ем время разряда на нагрузку. При проектировании флайбэк-конвер-
тора следует стремиться, чтобы при D = 0,5 на нагрузке было макси-
мальное значение тока, а схема управления работала в режиме [0...0,5].
Режим D = 0,5 должен обеспечиваться при снижении питающего на-
пряжения Uin до минимальной величины, которая задается в начале
процесса проектирования.
Давайте внимательнее взглянем на выведенную формулу A3.9).
Если мы увеличим сопротивление нагрузки, то, поскольку все величи-
ны, стоящие в правой части равенства, остаются неизменными, долж-
но увеличиться напряжение на нагрузке. Если в схеме присутствует
блок стабилизации, он «отработает» этот скачок уменьшением коэф-
фициента заполнения D, тем самым возвратив значение напряжения
на нагрузке к требуемой величине.
Читатель может заметить интересную особенность: если увеличить
сопротивление нагрузки на порядок или, по сути, вообще отключить
нагрузку, то напряжение может «подпрыгнуть» выше напряжения пи-
тания. В действительности, конечно, так не происходит, поскольку
схема управления «отработает» этот режим. Но если увеличивать со-
противление нагрузки при неизменном коэффициенте заполнения, то
в магнитопроводе появится «невозвращаемая» составляющая. Опреде-
лить предельно возможное напряжение на нагрузке можно исходя из
равенства нулю среднего тока трансформатора:
"-•"•%¦¦& <шо>
Хорошо видно, что ток нагрузки в этом случае определяется напря-
жением питания и коэффициентом заполнения. Чтобы обезопасить
питаемую схему от бросков напряжения в момент включения, в преоб-
разователь вводят так называемую активную неотключаемую нагрузку,
параметры которой выбирают из минимально возможного для схемы
коэффициента заполнения. В более современных схемах при обрыве
нагрузки автоматически в несколько раз повышается частота преобра-
зования, что позволяет в несколько раз увеличить величину неотклю-
чаемого сопротивления и повысить КПД преобразователя.
Работу flyback преобразователя в различных режимах отражают
графики рис. 13.8. На рис. 13.8, а показана работа с коэффициентом
заполнения 0,5; на рис. 13.8, б — с коэффициентом заполнения ме-
нее 0,5.
Из приведенных графиков читателю должно быть видно, что мак-
симальное напряжение «сток-исток» ключевого транзистора Uds в ре-
жиме передачи энергии в нагрузку может достигать двойной величины
Глава 13. Флайбэк
s
Рис. 13.8. Режимы работы flyback-конвертора
напряжения питания Uin, а реально оно еще выше из-за наличия пара-
зитных индуктивных выбросов. Поэтому для преобразователя с вход-
ным напряжением 230 В приходится выбирать ключевой транзистор с
допускаемым напряжением «сток-исток» не ниже 600...700 В.
296 Глава 13. Флайбэк
13.4. Защита силового транзистора
от потенциального пробоя
В промышленных схемах флайбэк-конверторов силовая часть схе-
мы всегда содержит элементы, назначение которых с первого взгляда
не просматривается. Типичные защитные цепочки, изображенные на
рис. 13.9, а—г, могут встретиться как по отдельности, так и в сочета-
нии. Наиболее распространена цепочка RCD, изображенная на
рис. 13.9, а. Она носит название фиксирующей цепочки. Анализ много-
численных схем источников питания, проведенный автором, показал,
что очень часто в практически идентичных схемах, но относящихся к
разным фирмам-разработчикам, номиналы резистора Rsnub и конденса-
тора Csnub могут отличаться на порядок. Обе схемы тем не менее ис-
пользуются'в серийных изделиях и надежно работают. Но вопрос вы-
бора элементов фиксирующей цепи все же остается неясным. Зачем
вообще введены эти элементы в схему? Каковы критерии их выбора?
Многочисленная литература, просмотренная автором в поисках ответа
на эти вопросы, отличается широким плюрализмом мнений и подхо-
дов. Очень часто авторы рисуют только качественную картину, не до-
водя этот анализ до расчетных соотношений. После выхода первого из-
дания «Силовой электроники», в которой был приведен простой расчет
снаббера, некоторые читатели обращались с просьбой привести более
подробный расчет фиксирующих цепочек. Учитывая читательские
просьбы, в этом издании предлагается вниманию методика фирмы
«International Rectifier».
В фазе передачи энергии в нагрузку напряжение между стоком и
истоком ключевого транзистора складывается из напряжения питания
и напряжения реакции тока во вторичной обмотке:
Uds=U,n+Uv A3.11)
Мы уже сказали, что величина перенапряжения может составлять
удвоенную величину напряжения питания и даже больше. А если про-
изойдет обрыв нагрузки? Напряжение на ключевом транзисторе, хоть и
на короткое время, повышается: появляется значительный индуктив-
ный выброс. Схема стабилизации, конечно, отследит изменение на-
грузки, то есть уменьшит коэффициент заполнения или повысит час-
тоту преобразования. Однако реакция схемы управления никогда не
бывает мгновенной, поскольку она всегда обладает некоторой инерци-
онностью. Уследить же за короткими индуктивными выбросами прин-
ципиально невозможно.
Насколько разрушительны последствия потенциального пробоя,
автору не раз приходилось наблюдать в процессе своих экспериментов
с силовой техникой. Пробой силовых транзисторов почти всегда харак-
Глава 13. Флайбэк
297
а)
б)
В) Г)
Рис. 13.9. Защита ключевого транзистора от потенциального пробоя:
а) фиксирующая цепочка; б) использование сапрессора TRANSIL;
в) снаббер в цепи «сток-исток»; г) ограничитель индуктивных выбросов
теризуется коротким замыканием его силовых электродов. Вслед за
пробоем транзистора выгорает первичная обмотка трансформатора.
Случаи, когда схема управления остается невредимой, весьма редки.
Поэтому нужно обезопасить хотя бы трансформатор от выгорания,
предусмотрев во входной цепи предохранитель.
Как работает фиксирующая цепочка? Если мы внимательно рас-
смотрим трансформатор в фазе передачи энергии в нагрузку, то уви-
дим, что в первичной обмотке, нагруженной элементами Rsnub, Csnub,
VDsn, также появляется электрический ток, наведенный в ней током
вторичной обмотки. Этот ток заряжает емкость Csmb, напряжение на
которой в установившемся режиме при D - 0,5 равно напряжению пи-
тания. Теперь представим, что при размыкании транзистора на пер-
вичной обмотке возник индуктивный выброс (он может быть связан не
только с полезной индуктивностью, но также и с паразитными пара-
метрами). Если амплитуда этого выброса больше, чем напряжение на
298 Глава 13. Флайбэк
конденсаторе Csnub, диод VDm открывается и оба напряжения выравни-
ваются, а энергия выброса «перетекает» в конденсатор. Хорошо видно,
что фиксирующая цепочка представляет собой дополнительную на-
грузку трансформатора.
Как определить номиналы элементов цепочки? Дополнительная
нагрузка на трансформатор однозначно увеличит потери энергии, сни-
зит КПД. Рекомендуется воспользоваться следующей методикой.
Вначале задается так называемое напряжение фиксации (Usnub),
выше которого напряжение «сток-исток» ключевого транзистора под-
няться не должно. Величину этого напряжения для сетевого преобра-
зователя специалисты рекомендуют задать 100 В.
Затем определяются номиналы элементов.
Для конденсатора:
СвпиЬ = и /]gax+^ . • A3.12)
Для резистора:
R A313)
*- 0,5.1, •/•?„•
Для диода осуществляется выбор по величине обратного напряже-
ния:
UVDsn>Usmb + Uin. A3.14)
Хорошим способом защиты силового транзистора является ис-
пользование диодов TRANSIL, что показано на рис. 13.9, б и г. RC-це-
почка, изображенная на рис. 13.9, #, может быть использована для за-
щиты от индуктивных выбросов, однако прямое ее назначение не-
сколько иное. Это так называемый снаббер, который не позволяет
силовому транзистору переключаться слишком быстро. Ограничение
скорости переключения в некоторых случаях приходится вводить пото-
му, *iTo подавляющее большинство схем управления, построенных на
полевых комплиментарных транзисторных структурах, обладают суще-
ственным недостатком: при определенных условиях они могут защел-
киваться. О защелкивании микросхем управления, как и о способах
устранения этого эффекта, мы поговорим позже. В большинстве случа-
ев защелкивание можно предотвратить, выбирая соответствующий ре-
зистор в цепи затвора. Эксперименты, проведенные автором, показа-
ли, что при аккуратной разводке печатной платы и установке резистора
в цепь затвора защелкивание выходных каскадов микросхем управле-
ния флайбэк-преобразователями не происходит. Соответственно, в та-
ких схемах от снаббера можно отказаться.
Глава 13. Флайбэк 299
13.5. Флайбэк за несколько минут
Возможно ли такое в современных условиях? Обычно даже прики-
дочный расчет флайбэк конвертора занимает несколько часов, а то и
целый день. В процессе этого проектирования необходимо выбрать
элементную базу, то есть микросхему управления, силовой транзистор,
диоды, конденсаторы. Далее — рассчитать накопительный трансфор-
матор: выбрать магнитопровод, сечение обмоточного провода, распо-
ложение слоев в обмотке, материал межслоевой и наружной изоляции.
Потом наступает этап расчета КПД преобразователя, то есть определя-
ются тепловые потери. По этим данным проектируются радиаторы для
силовых элементов... В общем, процесс достаточно трудоемкий.
Современная элементная база и компьютер позволяют автоматизи-
ровать этот процесс проектирования, если не полностью, то хотя бы
процентов на 90%. Разработчику не придется «вручную» искать подхо-
дящий элемент, необходимо лишь по основным техническим данным,
таким как ток, напряжение, частота, рассеиваемая мощность, выбрать
подходящий элемент из большого перечня, не опасаясь, что в дальней-
шем его параметры «не догонят» или габариты элементов окажутся
слишком большими. Ведущие фирмы-производители электронных
компонентов в последнее время начали выпускать специальные ком-
пьютерные программы для проектирования импульсных источников
питания, в которых требуется задать только мощность, входное и вы-
ходное напряжение, выбрать основную схему включения, а все необхо-
димые расчеты будут выполнены автоматически. Конечно, великое
разнообразие микросхем управления импульсными источниками пита-
ния не позволяет создать универсальную программу для проектирова-
ния, но продукты, посвященные какому-то одному типу, уже появи-
лись. Кстати, результаты расчета можно использовать и для других
микросхем — большинство получаемых данных универсальны. Напри-
мер, расчетные параметры трансформаторов можно вполне использо-
вать при подборе аналогичных магнитопроводов.
На момент, когда эта книга готовилась к печати, автору стало из-
вестно о трех свободно распространяемых программах автоматизиро-
ванного расчета флайбэк преобразователей, представленных фирмами
«STMicroelectronics», «Power Integration» и «International Rectifier». Вна-
чале мы подробно рассмотрим программный продукт «VIPer switch
mode power supply» от «STmicroelectronics». Она посвящена расчету
флайбэк конверторов на основе микросхем серии VIPer производства
той же фирмы. Микросхемы содержат встроенную схему управления и
силовой MOSFET транзистор. Файл этой программы можно найти на
прилагаемом компакт-диске. Вопросы производителю можно задать по
адресу viper.support@st.com, но едва ли он будет на них отвечать, так
что лучше самому во всем разобраться. При распаковке программа
300
Глава 13. Флайбэк
сама устанавливается и «прописывает» себя в главном меню. Кроме
того, во вновь созданном каталоге на диске после установки появляет-
ся документация на упомянутую серию микросхем в формате PDF.
Что представляет собой серия микросхем VIPer? Это — пятивывод-
ной корпус типа Pentawatt-HV с размерами корпуса ТО-220. Микро-
схема в этом корпусе устанавливается на радиатор. Встречаются также
малогабаритные исполнения в корпусе DIP-8. На ее основе можно по-
строить преобразователь с выходной мощностью до 100 Вт, при чем с
возможностью внешней установки чдстоты преобразования, стабили-
зацией по величине выходного напряжения, защитой от перегрузок и
короткого замыкания.
После запуска появляется основное окно программы (рис. 13.10), с
которым, собственно, и проводятся все манипуляции. Сверху распола-
гаются кнопки (меню) управления, под ними в желтом прямоугольни-
ке приводятся результаты расчета основных параметров источника пи-
Qutek OreuR Data» [-^ШтйМ
Efficiente»
Ipuiput]
VIPer at
Clamper
i|l|:e30rrwli||;.
n^|V27eniW;gyc,
Output Power: 5.0W ШЩШ:
"ipeak Primwy: 294mA ¦^¦¦Щ;#|
Primary (nductaoce: 1,4mH
Continuous Mode: Q Low Line
Duty Cycle at Vmin: 49%
VIPer
C4 J±
6,8mk"
C5 J.
4700
5.00B-1.0A
OUT
TL431 -L
Рис. 13.10. Рабочее окно программы VIPer switch mode power supply
Глава 13. Флайбэк
301
тания: выходная мощность, ток первичной обмотки накопительного
трансформатора, КПД преобразователя. Под желтым прямоугольни-
ком — схема источника питания. Все ее элементы имеют информацию
о типе и номинале. Кнопки «Input», «Transformer», «VIPer», «Out» на
поле схемы задают соответственно входные параметры преобразовате-
ля, параметры трансформатора, тип микросхемы управления, выход-
ные параметры. Если в процессе работы будет неправильно выбран ка-
кой-либо параметр (например, габаритная мощность магнитопровода
трансформатора окажется меньше требуемой), программа сообщит об
этом выводом предупреждающей надписи на красном фоне.
Теперь поговорим о кнопках, располагающихся в верхней части
окна, над схемой. Кнпока «Add input» (рис. 13.11) задает вид схемы,
подключаемой ко вторичной обмотке трансформатора. Здесь задают-
ся: выходное напряжение, максимальный выходной ток, допустимый
уровень пульсаций выходного тока, параметры эквивалентного со-
Щ Parameters Main Output
шшшяшшш&ш
тшшшвяшвшш
Рис. 13.11. Окно, появляющееся при нажатии кнопки «Add input»
302
Глава 13. Флайбэк
противления электролитического конденсатора (ESR). В панели
«Output type» задается вид цепи стабилизации напряжения: выходной
С-фильтр без дополнительной цепи стабилизации (опция «Direct»),
выходной LC-фильтр без дополнительной цепи стабилизации (опция
«Self»), выходной С-фильтр с дополнительной цепью стабилизации
на основе стабилитрона (опция «Zener»), выходной С-фильтр с до-
полнительной цепью стабилизации на основе интегрального стабили-
затора (опция «Vreg»). Последняя опция может включаться для ста-
билизаторов с разным уровнем падения напряжения («Standard»,
«Semi-Low Dropout», «Low Dropout»). Ниже задается полярность вы-
ходного напряжения относительно «общего» провода схемы — поло-
жительная или отрицательная («Polarity»). Последняя панель задает
параметры выпрямительного диода. Можно выбрать этот диод как из
предлагаемого перечня, так и задать его параметры самостоятельно.
Важно также отметить, что можно задать до шести независимых и
гальванически развязанных цепей питания с разным типом стабили-
зации (рис. 13.12).
D41
SMBYW02-200
10,0В-1.0А
Out3
Out2
-5,00В -500mA
!0ut1
-12,0В -100mA
10.0B-1.0A
CD
Out
Рис. 13.12. Вариант набора выходной цепи преобразователя
Кнопка «Transil clamper/RC clamper» управляет типом фиксирую™
щей цепочки (RCD-цепочка или цепочка на основе сапрессора
TRANSIL). Параметры элементов выбираются автоматически.
Глава 13. Флайбэк
303
Кнопка «ВОМ» дает возможность распечатать все необходимые па-
раметры схемы и типономиналы входящих в нее элементов по основ-
ным разделам: «Input Components», «Clamper Components», «VIPer
Components», «Transformer», «Main Output Components», «Output
Components».
На рис. l!3.13 изображен результат нажатия кнопки «All datas».
Здесь представлены параметры выходных частей преобразователя с
данными элементов. Переключая вкладки с надписью «Out», можно
проследить основные выбранные параметры, характеристики и типо-
номиналы элементов по каждому из выходов.
i Parameters Main Output
Max Input Voltage : 264VAC
Min Input Voltage : 88VAC
Max DC Input Voltage : 373V
Min DC Input Voltage : 84V
Ripple Voltage : 400Vpp
Main Frequency: 50Hz
dGai$^
1 Electrical Rarameters|
пням
Voltage: 5,0V
Nominal Current: 500mA
Minimum Current: 0.0A
Nominal Power: 2.5W Minimum Power: 0,0W
Norn. Power Losses : 286mW
Рис. 13.13. Результат нажатия кнопки «All datas»
Очень интересное окно появляется при нажатии на кнопку
«Waveform» (рис. 13.14). Это своего рода окно моделирования работы
преобразователя. Здесь можно посмотреть на формы напряжений и то-
ков в различных режимах работы (в основном рассматриваются режи-
мы максимальной и минимальной мощности, но плавное изменение
мощности также предусмотрено), амплитудно-частотные и фазоча-
стотные характеристики цепи обратной связи (цепи стабилизации).
Для примера на рис. 13.14 показано одно окно с графиком. Вообще
возможно выводить в одном окне до четырех графиков одновременно,
что облегчает их анализ.
Глава 13. Флайбэк
Ш Waveform
VIPer Compensation Power РгЫ
Chart
О Single О Dual
Рис. 13.14. Результат нажатия кнопки «Waveform»
Последняя опция в этом меню, выполненная в виде выпадающего
списка, представляет собой варианты построения общей стабилизации
схемы. Вариант «Primary regulation» выполняется без обратной связи в
первичную цепь, а вариант «Secondary regulation» — с обратной связью.
Элементом обратной связи выступает оптрон и управляемый стабили-
трон типа TL431 (рис. 13.15).
В окошке «Quick circuit datas» можно ввести имя проекта («Project»)
и сохранить все типономиналы данной схемы для дальнейших расче-
тов.
Особое внимание следует обратить на кнопку «Transformer», при
нажатии которой появляется окно, показанное на рис. 13.16. Это
окошко относится к выбору параметров трансформаторов, в том числе
и их конструктивных параметров. К сожалению, в программе жестко
заданы типономиналы магнитопроводов импортного производства (от
фирм «Siemens», «Philips», «Thomson» и других). Отечественных магни-
топроводов, естественно, нет, так что придется искать аналоги по типу
материала (можно воспользоваться значением индукции в панели
Глава 13. Флайбэк
305
D11
Т1 STPS3L60
5,00В-1.0А
D11
Т1 STPS3L60 5,00В -1.0А
-cz>
С11
1,5мк
Г
~tr
TL431
Рис. 13.15. Элементы обратной связи «Secondary regulation»
и «Primary regulation»
Leakage Inductance | 3,0
Primary Capacitance I 30
Рис. 13.16. Результат нажатия кнопки «Transformer»
306 Глава 13. Флайбэк
«Core material»), габаритам, длине силовой линии. Скорее всего, при-
дется использовать кольца из МО-пермаллоя.
Программа содержит много других мелких опций, в которых чита-
тель, если он заинтересуется данной программой, без труда сможет ра-
зобраться.
Следующая фирма, представившая на рынок серию микросхем для
простого автоматизированного проектирования источников питания,
это фирма «Power Integration». Основанная в 1998 году, эта фирма сего-
дня является одним из основных производителей микросхем для сете-
вых импульсных источников питания. Сегодня на рынке представлены
несколько линеек микросхем.
Во-первых, линейка DPA-Switch позволяет построить DC/DC-npe-
образователи флайбэк-типа мощностью до 100 Вт с входным напряже-
нием 24...48 В и выходным напряжением 2,5; 3,3; 5,0; 7,0; 12 В. Микро-
схемы этой линейки имеют 5 выводов, в них встроены узлы тепловой
защиты, защиты от токовой перегрузки, мягкого старта.
Во-вторых, линейка LinkSwitch предназначается для замены ли-
нейных стабилизаторов с выходным током до 360 мА и мощностью
до 2,75 Вт. Включенные в эту серию микросхемы с индексом
LinkSwitch-TN позволяют построить чопперный стабилизатор с вход-
ным напряжением 80...265 В и выходным напряжением 5 В мощно-
стью до 3 Вт.
В-третьих, линейка TinySwitch-II предназначается для построения
маломощных флайбэк-преобразователей с входным напряжением
80...265 В (сетевых) с номинальной выходной мощностью до 23 Вт.
Наконец, продолжается выпуск новых модификаций линейки
TOPSwitch-GX с входным напряжением 85...265 В и выходной мощно-
стью до 290 Вт. Микросхемы этой серии успешно зарекомендовали
себя в работе, поэтому фирма расширила их номенклатуру, появились
5-выводные модификации.
Для облегчения процесса разработки фирма выпустила программу
«PI Expert», которая сможет подобрать микросхему и произвести чер-
новой расчет источника питания на ее основе. После запуска програм-
мы появляется чистое окно с меню, в котором необходимо выбрать
пункт «file/new», открывающий новый проект. На экране должно поя-
виться дополнительное окно с надписью «New PI Expert Design
Wizard». В этом окне задаются входные параметры преобразователя:
диапазон питающих напряжений и частота сети.
После нажатия кнопки «Далее» появится второе окно, в котором
пользователь должен задать параметры выходных сигналов: напряже-
ние, ток, мощность. Выполняется это с помощью кнопки «Add». Ре-
зультаты заносятся в табличку, которую можно отредактировать нажа-
тием кнопки «Remove».
Глава 13. Флайбэк
307
Третье окно предоставляет пользователю возможность выбора
схемной архитектуры преобразователя (topology), типа микросхемы
(family), типа корпуса (package), частоты преобразования (frequency), a
также некоторых оптимизационных параметров (optimization type).
Четвертое окно является завершающим. Здесь пользователю нужно
ввести имя своего проекта или оставить то, которое установлено по
умолчанию (New Design File Name). Вводится также запас по величине
окна магнитопровода трансформатора в миллиметрах (Safety Margin),
система параметров (SI Units) и ручной запуск оптимизатора парамет-
ров схемы (Manual Start Point). При нажатии кнопки «Далее» произво-
дится расчет схемы и вывод ее на экран.
Результат расчета приведен на рис. 13.17. Здесь показано основное
окно программы с блок-схемой преобразователя (block diagram). Наве-
дением указателя мыши на соответствующие прямоугольники схемы
можно вызвать более подробную информацию о ее элементах. На
вкладке «Design Results» все необходимые данные сведены в таблицу.
К сожалению, программа не предлагает конкретные типономиналы
элементов, а лишь рассчитывает их номиналы и допуски. Тем не менее
при нажатии на символ трансформатора выводится вкладка
«Transformer», где приведены основные данные для конструирования
«PIExpeit-[Desing1]
PlOpecuKl De»ign« A)
? a spec*
I f ¦ Design
{ !_..„¦ Outputs
Э¦(» PI Devic*
! Г ¦ Selection
I f ¦ AdvParam
! '¦—• L/X/MPin
В $ Transformer
} ¦¦ Selection
? ф AdvParam
1 • Custom
0,00V, 1,00a.]
Design Passed (Optimization Done)
Description Fix ShowMeRefU
Ф Drain voltage close to BVDSS at Verify BVDSS during line surge, decrease VUVON_MAX or ('{)
maximum OV threshold reduce VOR. ^4
Consider a Parallel vvindln^ technigue (b.filar, trtfllai) for. 1,5
^Krease size of transfomw <lar9er BW)i reduce
Рис. 13.17. Основное окно программы PI Expert
308 Глава 13. Флайбэк
накопительного трансформатора: тип магнитопровода, количество
витков, диаметр провода, количество слоев обмотки. Здесь также есть
очень полезная функция «Custom Transformers», которая позволяет
пользователю задать свой магнитопровод, если в перечне не нашлось
подходящего (или его трудно приобрести).
Третья фирма, предпринимающая шаги к автоматизации выбора
микросхем, «International Rectifier», выпустила на рынок линейку
микросхем IRIS. По своей конструкции представленные микросхемы
напоминают продукцию двух ранее упомянутых фирм — примерно
такие же параметры, такие же корпуса, очень похожие схемы включе-
ния. Правда, пока линейка IRIS не поддержана программной средой
проектирования. Но, тем не менее, на рынке также появилась другая
линейка микросхем от той же фирмы — серия iPOWIR, представляю-
щая собой нечто среднее между DPA-Switch и LinkSwitch-TN от
«Power Integration». Это — линейка синхронных конверторов с вход-
ным напряжением 36...72 В, частотой преобразования 50... 1000 кГц.
Для данной серии на сайте фирмы по адресу http://mypower.irf.com
создан on-line-калькулятор, с помощью которого можно выбрать мик-
росхему, получить схему ее включения с номиналами элементов и
конструктивными параметрами моточных элементов, просмотреть ос-
циллограммы сигналов. К сожалению, пользоваться on-line-версией
крайне неудобно, поскольку для этого нужно всегда иметь связь с
Интернетом. Но, будем надеяться, фирма не забудет и тех, кто при-
вык работать в off-line.
13.6. От теории — к практике
Автор предлагает проверить свои знания в области конструирова-
ния флайбэк-преобразователей самостоятельным изготовлением двух
опытных вариантов преобразователей. Первая конструкция питается
от сети 220 В 50 Гц и построена на базе известной микросхемы
TDA4605. Второй преобразователь предназначен для организации
гальванической развязки напряжений и построен на отечественной
микросхеме КР1156ЕУ5.
13.6.1. Флайбэк-преобразователь на базе TDA4605
Этот доступный для повторения даже начинающими радиолюбите-
лями преобразователь создан на базе микросхемы TDA4605. Микро-
схема проста в использовании, обладает малым количеством выводов,
выпускается многими фирмами и, что немаловажно, имеет полные
отечественные аналоги — К1033ЕУ5 и КР1087ЕУ1 производства мин-
ского завода «Интеграл».
Глава 13. Флайбэк
309
Микросхема нормально функционирует в сетевых преобразовате-
лях напряжения при изменении входного питающего напряжения от
170 до 245 В, имеет в своем составе схему включения-выключения де-
журного режима, схему защиты от перегрузок. Основные функцио-
нальные узлы этой микросхемы показаны на рис. 13.18.
GND
Общий
SVI
Генератор
опорного
напряжения
ГОН
ЗВ,
Монитор
опорного
напряжения
МОН
ISS
Генератор
тока
ГТ
IICSV
Усилитель
сигнала
ошибки и
перегрузки
УОП
Корректор
перегрузки
. КП
IIRPC
OUT
Основное
токовое
устройство
ОТУ
Стартовый
генератор
импульсов
СГИ
Выходной
каскад и
ограничи-
тель тока
ВКТО
Логическая
схема
ЛС
Детектор
понижен-
ного напря-
жения
ДПН
СК
Детектор
нуля
сигнала
ДНС
IPVM
IOF
3 8
Рис. 13.18. Функциональные узлы микросхемы TDA4605
Схема детектора пониженного напряжения (ДПН) имеет управляю-
щий вывод 3 (Input for Primary Voltage Monitoring). При подаче на этот
вывод напряжения более 1 В разрешается работа узлов микросхемы.
Максимальное значение напряжения на этом выводе не должно пре-
вышать 6...7 В. Возможность отключения источника питания замыка-
нием этого вывода на общий провод схемы используется для дистанци-
онного управления включением-выключением бытовой аудио- и ви-
деотехники.
Схема стабилизации напряжения состоит из усилителя сигнала
ошибки и перегрузки (УОП), стопового компаратора (СК) и логиче-
310
Глава 13. Флайбэк
ской схемы (ЛС). Сигнал обратной связи, информирующий схему об
уровне напряжения на нагрузке, подается на вывод 1 (Information Input
Concerning Secondary Voltage). Схема стабилизации вырабатывает им-
пульсы регулируемой скважности, которые усиливаются по току вы-
ходным каскадом с ограничителем тока (ВКТО) и подаются на выход
микросхемы через вывод 5 (Output). Ток через этот вывод ограничен
значением 1,5 А, напряжение — величиной, составляющей не более
70% от напряжения питания микросхемы.
Схема формирования пилообразного напряжения состоит из внешней
частотозадающей RC-цепи, подключаемой к выводу 2 (Information
Input Regarding the Primary Current), стартового генератора импульсов
(СГИ), блока опорных напряжений (ГОН и МОН), детектора нуля сиг-
нала (ДНС).
ЛС
ДНС
Рис. 13.19. Узел формирования пилообразного напряжения
и стабилизации
Схема формирования пилообразного напряжения показана на
рис. 13.19 и работает следующим образом. В момент начала очередно-
го цикла преобразования схема стартового импульсного генератора
(СГИ) вырабатывает стробирующий импульс (линия 5 на рис. 13.20),
открывающий силовой транзистор. В этот же момент размыкается
внутренний коммутатор (КлСГИ) и начинается заряд конденсатора Сг
через резистор Re. Заряд сопровождается увеличением напряжения на
выводе «2» микросхемы, начиная от значения Umin. Это напряжение
сравнивается с напряжением обратной связи Uoc. Когда оба напряже-
ния станут равными, компаратор (К) формирует импульс, закрываю-
щий силовой транзистор (линия 3 на рис. 13.20). Как мы уже знаем, в
этом случае в силовом трансформаторе должна, благодаря явлению
самоиндукции, измениться полярность напряжения на обмотках. Мо-
Глава 13. Флайбэк
311
Рис. 13.20. Графики, поясняющие работу узла стабилизации
мент изменения полярности фиксируется детектором нуля (ДНС).
Детектор выдает стробирующий импульс (линия 4 на рис. 13.20), ко-
торый поступает на схему логики (ЛС), «разрешая» новое открытие
транзистора, которое (внимание!) произойдет не тотчас же, а в сле-
дующем такте. Итак, транзистор остается закрытым, а напряжение на
конденсаторе продолжает расти. Когда оно достигнет значения Umax,
схема СГИ вырабатывает стробирующий импульс (линия 5 на
рис. 13.20), который одновременно сбросит напряжение на конденса-
торе до Umin и откроет ключевой транзистор. Начнется новый цикл ра-
боты.
Мы можем заметить, что рабочая частота преобразователя опреде-
ляется не только параметрами времязадающей цепи Кг, Сг, но и разно-
стью напряжений (Umax- Umin). При перегрузке, которая может возник-
нуть при обрыве нагрузки, данная схема снизит коэффициент заполне-
ния управляющих импульсов до минимально возможной величины,
повысит рабочую частоту в несколько раз. Этот режим реализуется
снижением опорного напряжения Umax. Обратите внимание: рабочая
частота преобразователя лежит в пределах 20...30 кГц, а защитная час-
тота примерно равна 200 кГц.
312 Глава 13. Флайбэк
Схема питания и защиты от КЗ вторичной обмотки также реализо-
вана в составе микросхемы. Режим короткого замыкания, как нам из-
вестно, не опасен для силового транзистора обратноходового преобра-
зователя, поскольку фазы накачки энергии и передачи ее в нагрузку
разнесены во времени. Однако энергия в режиме КЗ будет рассеивать-
ся на малом сопротивлении вторичной обмотки и выпрямительном
диоде, что приведет к их разогреву. Чтобы исключить режим КЗ, в со-
став микросхемы был введен блок защиты от короткого замыкания.
Рассмотрим принцип работы этого защитного блока.
Питание микросхемы осуществляется через вывод 6 (Supply Voltage
Input), и если напряжение на этом выводе падает ниже 7,25 В, микро-
схема переходит в режим импульсного включения с периодом, равным
приблизительно 1 с. Длительность этого периода зависит от номиналов
элементов (конденсатора и резистора), подключенных к названному
выводу. Поскольку обычно микросхема питается от дополнительной
обмотки трансформатора, короткое замыкание силовой обмотки мгно-
венно отражается на напряжении, питающем микросхему. Максималь-
но допустимое значение напряжения питания микросхемы составляет
16,5 В при потребляемом токе в режиме запуска до 10 мА. Среднее зна-
чение потребляемого тока в рабочем режиме составляет 11 мА.
Принципиальная схемй опытного флайбэк-преобразователя на
базе TDA4605 приведена на рис. 13.21. Собрать его можно на печатной
плате (рис. 13.22) по сборочному рисунку (рис. 13.23). Чтобы читателю
было понятно, как производится расчет таких преобразователей, автор
счел необходимым привести некоторые вычисления и дать технологи-
ческие советы.
Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита. При правильной сборке и фазировке обмоток он
должен работать сразу. Перед первым включением нужно нагрузить
преобразователь проволочным сопротивлением 10 Ом B5 Вт) и, вклю-
чив преобразователь в сеть, резистором R8 выставить на нагрузочном
резисторе напряжение 12 В. Регулировку напряжения производить от-
верткой с изолированной ручкой.
Наш преобразователь питается от сетевого переменного напряже-
ния 220 В частотой 50 Гц, при этом он должен обеспечивать на выходе
ток 4 А при выходном напряжении 12 В. То есть мощность преобразо-
вателя составляет порядка 50 Вт. Частота преобразования выбрана око-
ло 25 кГц.
Вначале наше внимание должно быть обращено к сетевому выпря-
мителю-фильтру с элементами VD1—VD4, Rl, Cl, R14. Диоды
VD1—VD4 должны быть выбраны так, чтобы их обратное напряжение,
приводимое в справочных данных, превышало амплитудное значение
напряжения в сети, составляющее 310 В. С учетом сказанного, выбра-
ны отечественные диоды типа КД226Г класса standard с обратным на-
Глава 13. Флайбэк
313
R1 4,7
С9
О,047мк R12
630В ЮОк
VD1—VD4
КД226Г
С4 _l± C5
4,7мк~Г ЮООТ VD6
25В -L -Ц<Д221А
W3
25В
Рис. 13.21. Принципиальная схема flyback-преобразователя
на основе TDA4605
пряжением 600 В, постоянным прямым током 1,7 А и импульсным то-
ком 50 А при длительности импульса менее 10 мс.
Входной выпрямитель содержит емкостной фильтр С1. В момент
включения преобразователя в сеть конденсатор С1 разряжен, и он не
может зарядиться мгновенно до амплитудного значения сетевого на-
пряжения. Поэтому в начальный момент времени через диоды фильтра
может протекать неограниченно высокий ток. Для ограничения тока
через диоды в схему введен резистор R1. Этот элемент, конечно, ухуд-
шает КПД схемы, поскольку в процессе работы на нем рассеивается
дополнительная мощность, но отказываться от этого резистора ни в
коем случае нельзя! В наших силах выбрать его сопротивление как
можно меньше.
Технические условия на выпрямительные диоды разрешают при
работе на емкостную нагрузку увеличить однократный импульс тока в
1,57 раза. В этом случае допустимый прямой импульсный ток через
314
Глава 13. Флайбэк
Рис. 13.22. Печатная плата
диоды составит 78,5 А, что меньше начальной величины тока в момент
включения преобразователя в сеть F6 А). О выборе величины емкости
фильтрующего конденсатора написано немало книг разной степени
сложности, поэтому мы не будет выносить этот расчет в отдельный
раздел, а конспективно определим принцип инженерного расчета. Ем-
кость конденсатора фильтра определяется в общем виде из формулы:
=П+П
A3.15)
Глава 13. Флайбэк
315
A +U0Ut A
О О
1|
С9
VT1
VD8 С7 о-
^ О-| R12 [-Ч>
4.W2
T1
?
С1
Рис. 13.23. Сборочный рисунок
где т — число фаз выпрямителя (для диодного моста т = 2);
0 — угол отсечки диодов (приближенно считаем, что 0 = 0);
Кп — коэффициент пульсаций напряжения;
/п — частота питающей сети (fn = 50 Гц).
Поскольку напряжение питания может снижаться до 248 В от но-
минального значения 310 В, а коэффициент пульсаций разумно при-
нять 2%, емкость конденсатора С1 составит приблизительно 200 мкФ.
Допустимое напряжение на обкладках конденсатора должно быть
выше амплитудного напряжения сети, то есть выше 310 В. С учетом
316 Глава 13. Флайбэк
сказанного, выбираем конденсатор на номинальную емкость 220 мкФ
и номинальное напряжение 450 В. Теперь мы можем проверить время
токового импульса через диоды моста:
т„ = 3-RrCx =3-22010-6.4,7 = 4,7мс< Юме. A3.16).
Проведенный расчет A3.16) убеждает нас в том, что выбранный
выпрямитель обеспечит надежную работу схемы;
Резистор R14 предусматривается для обеспечения электробезопас-
ности. Поскольку конденсатор фильтра заряжается до опасных значе-
ний напряжения и может длительное время сохранять заряд, необходи-
мо автоматически разрядить его в течение нескольких секунд после от-
ключения питания.
Последнее, что нам необходимо сделать в этой части — выбрать
предохранитель F1. В обычных низкочастотных трансформаторных
схемах этот предохранитель защищает первичную обмотку транс-
форматора от перегорания. В импульсных силовых схемах предохра-
нитель в силу инерционности своего срабатывания не может защи-
тить источник питания от выхода из строя, поскольку аварийные
процессы в нем развиваются очень быстро. Однако этбт предохра-
нитель в случае пробоя силового транзистора предотвращает возго-
рание трансформатора.
В схемах, работающих от сети, всегда необходимо предусматривать
сетевой предохранитель для обеспечения пожаробезопасности импульсно-
го источника. Никогда не пренебрегайте этим правилом, даже если вы
считаете свою конструкцию предельно надежной — в технике случается
всякое.
Почти все промышленные схемы импульсных сетевых источников
электропитания содержат так называемые фильтры электромагнитной
совместимости, устанавливаемые на входе источника, перед диодным
мостом. Зачем? Все дело в том, что ключевые преобразователи являют-
ся источниками электромагнитных радиочастотных помех, которые
излучают, подобно антеннам, в окружающее пространство сетевые
провода. Действующие российские и зарубежные стандарты нормиру-
ют уровни радиопомех, создаваемых этими устройствами. Поэтому
профессиональному разработчику рано или поздно (лучше рано!) при-
дется заняться проектированием фильтра радиопомех или выбором го-
тового, благо их выпуск налажен многими фирмами. Проектирование
радиопомеховых фильтров — тема для отдельной книги. Для нашего
экспериментального преобразователя мы не будем озадачиваться во-
просом радиопомех, поскольку конденсатор С1 снижает их до прием-
лемого в экспериментах уровня.
Теперь поговорим подробнее о проектировании накопительного
трансформатора для флайбэк-преобразователя. Как показывает прак-
тика, подойдет трансформатор, выполненный либо на базе феррито-
Глава 13. Флайбэк 317
вых броневых чашек (единицы Вт), на базе Ш-образных магнитопро-
водов (десятки-сотни Вт), а также колец из МО-пермаллоя (если по-
зволит частота преобразования). Основы расчета конструктивных
параметров индуктивных элементов мы уже рассмотрели в главе, по-
священной чопперу. В данном случае трансформатор рассчитывается
как дроссель, имеющий две (или более) обмоток и также должен быть
выполнен с зазором. Коэффициент трансформации определяется из
соотношения:
к = ^. A3.17)
U in
Число витков первичной обмотки:
w' = ff/' A3Л8)
где Uin — минимальное напряжение питающей сети, В;
В — амплитуда магнитной индукции в сердечнике, Тл;
S — площадь рабочего поперечного сечения сердечника, м2.
Минимальный объем магнитопровода можно определить исходя из
допустимой температуры перегрева. Однако, как правило, реальный
объем магнитопровода оказывается на порядок больше, поскольку мы
ограничены также размером окна.
Определяем коэффициент трансформации исходя из минимально
возможного напряжения питания 248 В:
к = ^- = 0,048. A3.19)
Определяем требуемую индуктивность первичной обмотки по фор-
муле A3.9) исходя из коэффициента заполнения, равного 0,5:
D(\-D)-Um_ 0,5 A-0,5)-248 _6
1 6
6
1 ~ 2-й-/-* ~ 2-4-25.103-0,048 " 6'
Определяем средний ток первичной обмотки:
/' =1ош .к = 4-0,048 = 0,2 А. A3.21)
Выбираем для нашей схемы магнитопровод типа Ш 16x20 из фер-
рита 2500НМС1 с площадью «окна» (So) равной 4,18 см2, площадью по-
перечного сечения (S) равной 3,2 см2, длиной средней линии (?ср) 12,3
см, объемом 32 см3.
Число витков первичной обмотки определяется по формуле A3.18):
0,5-248 ,А /п_
W=^64 A322)
318
Глава 13. Флайбэк
Величина немагнитного зазора составит 0,12 мм (с учетом двойного
зазора на Ш-образном магнитопроводе), объем магнитопровода по
критерию допустимого перегрева — 0,1 см3. Видно, что мы могли обой-
тись очень маленьким объемом магнитопровода, однако в данном слу-
чае определяющим является возможность размещения обмотки в его
окне, что увеличивает размеры магнитопроводов на порядки по срав-
нению с оптимальными. Зазор необходимо обеспечить, приклеив на
стык половинок магнитопровода электроизоляционные прокладки
толщиной 0,12 мм.
Число витков вторичной обмотки (w2) составит 3. Мы помним, что
имеется также обмотка обратной связи (w3), которая, во-первых, пита-
ет микросхему в рабочем режиме, во-вторых, является источником
сигнала обратной связи для схемы регулирования напряжения и,
в-третьих, служит датчиком для детектора нуля. Исходя из номиналь-
ного напряжения питания 12 В число витков этой обмотки составит 3.
Диаметры обмоточных проводов выбираем из знакомого нам ус-
ловия допустимой плотности тока не более 5 А/мм2: d} = 0,25 мм;
d2 = 0,6 мм; d3 = 0,25 мм. Поскольку обмотка w3 нагружена незначи-
тельно, мы вполне можем намотать ее тем же проводом, что исполь-
зуется для обмотки W]. Обмотка w2 должна быть намотана пучком
проводов из 5 жил. В проверочном расчете трансформатора обычно
вычисляют степень заполнения окна магнитопровода «медью» об-
мотки и электроизоляционным материалом, учитывая при этом, что
объем изоляции примерно равен объему «меди».
Конструкция трансформатора должна быть такой, как показано на
рис. 13.24. Хорошую межслойную изоляцию обеспечивает тонкая фто-
ропластовая лента или лакоткань, можно воспользоваться трансфор-
маторной бумагой К-120, если не предполагается эксплуатировать пре-
образователь в условиях повышенной влажности. Каждый слой прово-
да желательно проложить слоем изоляции, а между первичной и
Магнитопровод
Изоляция
Обмотка 2
Изоляция
Обмотка 3
Обмотка 1
Изоляция
,.-— Каркас
Немагнитный
зазор
Рис. 13.24. Конструкция накопительного трансформатора
Глава 13. Флайбэк 319
вторичной обмотками проложить два слоя изоляции. При намотке
вручную не забудьте пометить «начала» и «концы» обмоток. Намотка
должна вестись «виток к витку», в случае многослойной намотки — по
Z-схеме, то есть с переходом к начальному витку.
В качестве диода VD8 выбираем диод MUR460 класса ultra-fast про-
изводства фирмы Motorola (обратное напряжение 600 В, допустимый
прямой постоянный ток 4 А, время обратного восстановления 75 не).
Можно также использовать отечественный диод КД247 или аналогич-
ный.
В качестве выпрямительного диода используем знакомый нам диод
Шоттки типа MBR1645. Размер радиатора в этом случае оказывается
приблизительно таким же, как и в схеме чопперного преобразователя.
Поэтому для разрабатываемой схемы нужно изготовить радиатор с раз-
мерами 30 х 30 х 5 мм. Конденсатор С9 рассчитан по известной нам
методике A3.15), учитывая, что он сглаживает напряжение с углом от-
сечки, не равным нулевому. Неполярный керамический конденсатор
С8 необходим для шунтирования высших гармоник выходного напря-
жения, поэтому он обычно присутствует на выходе фильтра. Сопротив-
ление неотключаемой нагрузки R13 составляет 18 кОм. Резистор R2 и
конденсатор С6 образуют цепь запуска преобразователя. Через рези-
стор R2 заряжается конденсатор С6, и при достижении напряжения на
нем 7,25 В микросхема «выдает» импульс открытия транзисторного
ключа VT1. Появляющийся в обмотке w3tok подзаряжает конденсатор
С6, и в дальнейшем микросхема питается от этой обмотки. Величина
резистора R2 в разных схемах колеблется от 22 до 100 кОм, а величина
конденсатора С6 — от 22 до 100 мкФ.
Конденсатор С2 обеспечивает плавность перехода в режим повы-
шенной частоты и обратно. Делитель R4, R5 «следит» за уровнем пи-
тающего напряжения. Цепочка R3, СЗ задает частоту работы преобра-
зователя. Делитель R9, R8, R7 — цепь обратной связи, «следящая» за
уровнем напряжения на вторичных обмотках. Резистор R8 выбран ре-
гулируемым для точной установки выходного напряжения. Конденса-
торы С5 и С4 фильтруют резкие броски напряжения в переходных ре-
жимах. Диоды VD5 и VD6 — выпрямительные с возможно минималь-
ным временем обратного восстановления. Подойдут, например, диоды
1N4148, 1N4935, 1N4933 или отечественный тип КД221А.
В силовой узел входят сапрессор VD7 типа 1,5КЕ440А, транзистор
VT1 и затворный резистор R6. Рекомендуемый для подобных схем
транзистор BIJZ90A выпускается многими фирмами, широко известен.
Ближайший отечественный его аналог — КП707В1.
Оценим потери энергии на транзисторе. Для рекомендуемого типо-
вой схемой затворного резистора R6 = 47 Ом, с учетом того, что напря-
320 Глава 13. Флайбэк
жение на выводе 5 микросхемы не может подняться более 70% от на-
пряжения питания, время включения составит 0,3 мкс.
Потери переключения в однотактной схеме с индуктивной нагруз-
кой мы вычисляли в разделе, посвященном полевым транзисторам.
В данном случае они составят 0,2 Вт. Паразитный диод в этом случае
полностью исключен, поэтому потери его восстановления мы не учи-
тываем.
Статические потери (потери проводимости) вычислим исходя из
того, что ток в первичной цепи носит «треугольный» характер. Эти по-
тери составят 0,8 Вт. Общие потери энергии на транзисторе составят
1 Вт, температура кристалла — 105 °С. В данном случае радиатор лучше
спроектировать. Методика его расчета известна, поэтому автор приво-
дит только конечный результат. Итак, габаритные размеры пластины:
30 х 60 х 5 мм.
Прежде чем приступить к изготовлению разработанного флай-
бэ-преобразователя, автор обращает внимание читателей на то, что схе-
ма питается опасным для жизни сетевым напряжением. Поэтому все
операции по сборке и модернизации следует проводить, выключив вилку из
розетки, и не ранее, чем через десять секунд после полного отключения
преобразователя от сети. Помните, что конденсатор С1 заряжается до
амплитудного напряжения сети.
13.6.2. Флайбэк-преобразователь
набазеКР1156ЕУ5
На рынке промышленных преобразователей достаточно часто
можно встретить класс маломощных (единицы Вт) источников, пред-
назначенных для организации гальванической развязки между двумя
низковольтными цепями. Обладая малыми габаритами и значитель-
ным (несколько киловольт) напряжением пробоя изоляции, эти пре-
образователи питают гальванически развязанные интерфейсные схе-
мы, аналого-цифровые преобразователи, управляющие цепи «плаваю-
щих» силовых ключей и многое другое. К сожалению, готовые модули
стоят достаточно дорого, поэтому тем, кто хочет немного сэкономить,
пригодится схема, описание которой приводится ниже.
Преобразователь (рис. 13.25) с входным напряжением 9... 16 В и вы-
ходным стабилизированным напряжением 15 В позволяет получить
выходной ток до 100 мА, при этом первичная и вторичная цепи оказы-
ваются гальванически развязанными. Сигнал обратной связи имеет
световой барьер в виде оптопары III, а прямая цшъ организована с по-
мощью накопительного трансформатора Т1.
Собран преобразователь на печатной плате (рис. 13.26) по сбороч-
ному рисунку (рис. 13.27). Трансформатор Т1 наматывается на кольце
Глава 13. Флайбэк
321
Рис. 13.25. Принципиальная схема flyback-конвертора
на базе КР1156ЕУ5
из МО-пермаллоя марки МП-140 типоразмера КШ 5x7x6,7. Обмотка
vt{ содержит 40 витков провода ПЭТВ-2 диаметром 0,25 мм, намотка
ведется пучком из 4 проводов. Вторичная обмотка содержит 35 витков
того же провода, намотка ведется одним проводником. Между обмот-
ками желательно проложить лакотканевую или фторопластовую изоля-
цию. Естественно, при намотке необходимо пометить «начала» и «кон-
цы» обмоток.
В конструкции преобразователя применены элементы со стандарт-
ными допусками. Резисторы постоянные типа С2-33, С2-23, С1-4; пе-
ременный резистор — типа СПЗ-19а, 3329, 3266, 3296 (фирма
«Bourns»), 3321, PV12 (фирма «Murata»). Неполярные конденсаторы
типа К10-176, полярные — тина К50-68 или импортные аналоги. Вме-
сто микросхемы TL431 подойдет отечественный аналог КР142ЕН19А,
322
Глава 13. Флайбэк
-Uout-
Рис. 13.26. Печатная плата
Рис. 13.27. Сборочный рисунок
оптопара 4N25 может быть заменена на 4N26, 4N27, 4N28. Диод VD1
может быть типа 31DQ05, 31DQ06, BY396.
Настройка преобразователя сводится (при правильной фазировке
обмоток трансформатора Т1) к установке номинального значения вы-
ходного напряжения. Для этого необходимо, контролируя выходное
напряжение, установить его номинальное значение резистором R10.
Глава 14
Несколько трудных вопросов
Конденсаторы для силовой электроники.
Как измерить большой ток. Плавающее управление
силовыми ключами
У меня проблемы с финансами для покупки большого количества новых мне кон-
денсаторов, зато полно старых, которые находятся в плачевном состоянии. Я экс-
периментирую с высокоэнергетическими импульсными преобразователями, поэтому
восстановить их собираюсь не для продажи. Можно ли их повторно использовать?
Из переписки
Все в книге есть, одного не хватает: как организовать цепь обратной связи,
если требуется гальваническая развязка. Обычный шунт здесь не подходит...
Из отзывов на первое издание
Тем, кто постоянно работает с силовой техникой, приходится ре-
шать массу специфических проблем, которые не встречаются, пожа-
луй, ни в одной другой области электроники. Эта глава посвящается
нескольким таким частным вопросам. Конечно, существует масса дру-
гих задач, рассказ о которых остается за рамками данной книги. Хочет-
ся надеяться, что читатели, столкнувшись с ними, без труда разберутся
самостоятельно.
14.1. Немного о конденсаторах
для силовой техники
Электролитические конденсаторы применяются в электронной
технике настолько часто, что порой мало кто задумывается о том, как
они устроены, как изготавливаются и какими основными свойствами
обладают. Эти знания понадобятся разработчику при создании нового
изделия электронной техники, при модернизации уже разработанного,
при его ремонте.
Итак, алюминиевый электролитический конденсатор. Его обклад-
ки (катод и анод) изготавливаются из алюминиевой ленты, между ко-
324
Глава 14. Несколько трудных вопросов
торыми проложена специальная электролитическая бумага, пропитан-
ная электролитом. Одна из "обкладок имеет очень гонкий слой оксида
алюминия, появляющегося в результате электролитического окисле-
ния и являющегося диэлектриком. Этот оксидный слой обладает
свойствами односторонней проводимости, но в определенном на-
правлении приложения электрического потенциала он обладает от-
личными диэлектрическими свойствами, а также малой толщиной,
что позволяет изготавливать конденсаторы больших емкостей с не-
большими размерами. Конструкция электролитического конденсатора
показана на рис. 14.1.
Оксидная пленка
Анод
(алюминивый
электрод)
Электролит
(реальный катод)
Катод
(вторичный
алюминивый
электрод)
Рис. 14.1. Конструкция электролитического конденсатора
В связи с этим обстоятельством подавляющее большинство вы-
пускаемых промышленностью электролитических конденсаторов яв-
ляются полярными элементами и при их включении в схему нужно
соблюдать соответствующую полярность. Если обе алюминиевые по-
лосы имеют на своей поверхности слой оксида, конденсатор станет
неполярным. Такие конденсаторы тоже выпускаются, но распростра-
нены они значительно меньше. Например, фирма «Hitano» выпускает
неполярные конденсаторы серии ENR и ENA, имеющие диапазон ем-
костей от 0,47 до 1000 мкФ и рабочими напряжениями до 160 В с
температурным диапазоном от -40 до +85 градусов Цельсия. Номенк-
латура отечественных конденсаторов серии К50-68Н, выпускаемых
заводом «Элеконд» (http://www.elecond.ru) скромнее: от 2,2 до 22 мкФ
и от 16 до 50 В при том же диапазоне рабочих температур. Мы упоми-
наем здесь так называемые электролитические конденсаторы с жид-
ким электролитом. Существует и другой тип электролитических кон-
денсаторов — с «твердым» электролитом, но здесь мы его рассматри-
вать не будем.
Емкость алюминиевого электролитического конденсатора может
приближенно быть вычислена из следующей формулы для плоскона-
раллельного конденсатора, известной из курса физики:
Глава 14. Несколько трудных вопросов
325
С = 8,855-10
A4.1)
где z — диэлектрическая проницаемость материала диэлектрика;
S — площадь (квадратные сантиметры) диэлектрика;
d — толщина (сантиметры) диэлектрика.
Очевидно, чтобы достигнуть более высокой емкости конденсатора,
диэлектрическая проницаемость и площадь диэлектрика должны быть
как можно больше, а толщина диэлектрика — как можно меньше.
В табл. 14.1 показаны значения диэлектрических постоянных и толщи-
на материалов, использующихся в различных типах конденсаторов.
Таблица 14.1. Диэлектрические характеристики материалов
Тип конденсатора
Алюминиевый электро-
литический конденсатор
Танталовый электроли-
тический конденсатор
Пленочный конденсатор
(металлизированный)
Керамический конденса-
тор (высокая диэлектри-
ческая проницаемость)
Кермический конденса-
тор (термокомпенсиро-
ванный)
Диэлектрик
Оксид
алюминия
Оксид тантала
Полиэстерная
пленка
Титанат бария
Оксид титана
Диэлектрическая
проницаемость
7...10
24
3,2
500...20000
15...250
Толщина
диэлектрика,
мкм
0,0013...0,0015
0,001...0,0015
0,5...2,0
5,0
5,0
Однако чем тоньше диэлектрик, тем меньше напряжение его про-
боя. В случае электролитических конденсаторов толщину диэлектрика
можно снижать, рассчитывая ее на определенное максимальное рабо-
чее напряжение и снижая габариты конденсатора. Но чем тоньше ок-
сидная пленка, тем более жесткие требования предъявляются к механи-
ческой стойкости и к их надежности, долговечности, срокам службы.
Создание оксидной пленки происходит с помощью гальваническо-
го травления в хлориде алюминия при пропускании переменного (АС)
или постоянного (DC) тока либо попеременного чередования АС- и
DC-токов. Существует два основных типа травления: поверхностное
Травление, являющееся в основном продуктом АС-электролиза, вы-
полняется для конденсаторов с низким значением допустимого рабо-
326 Глава 14. Несколько трудных вопросов
чего напряжения; и туннельное травление, получающееся в результате
воздействия DC-электролиза и применяющееся для конденсаторов со
средним и высоким значением допустимого напряжения. Затем с це-
лью создания поверхности с высокой чистотой диэлектрик помещается
в раствор борной кислоты.
Зачем в электролитическом конденсаторе электролит? ,,Не проще
было бы окислить обкладки и проложить между ними бумагу, сверт
нув затем в трубочку? Оказывается, нет. Конденсатор, изготовленный
таким способом, будет иметь небольшую емкость, так как обкладки
получаются отстоящими друг от друга достаточно далеко. Поэтому
бумага пропитывается специальным жидким электролитом — прово-
дящей жидкостью. Одна из алюминиевых обкладок в результате про-
питки становится вторичным катодом, а собственно катод получается
из бумаги, пропитанной электролитом. Таким образом, диэлектри-
ком становится оксидный слой и достигается высокая емкость кон-
денсатора.
К электролитической жидкости для пропитки конденсаторов
предъявляются следующие основные требования: во-первых, это долж-
на быть токопроводящая жидкость, во-вторых, она должна восстанав-
ливать дефекты оксидного слоя, в-третьих, должна быть химически ус-
тойчивой с фольгой анода и катода и, в-четвертых, не должна создавать
давление внутри оболочки конденсатора при нормальной работе. По-
этому разработаны разные типы электролитов для работы при разных
напряжениях, разными рабочими температурами.
Стандартный допуск емкости электролитических конденсаторов
обычно составляет 20% (группа М) и даже 50%, однако выпускаются
конденсаторы с допуском емкости 10% (группа К), которые применя-
ются в условиях, где необходимо применение только таких конденса-
торов. Емкость конденсатора измеряется на частоте 120 Гц и темпера-
туре 20 градусов Цельсия.
г Эквивалентное последователь-
ное сопротивление (ESR) и тан-
генс угла потерь (tanb) — другие
важные параметры конденсатора,
о которых мы сейчас поговорим.
Полный импеданс конденсатора
Рис. 14.2. Эквивалентная схема B) состоит из нескольких компо-
конденсатора нент, составляющих эквивалент-
ную схему (рис. 14.2).
На рис. 14.2 обозначены:
С — собственная емкость конденсатора (Ф);
г — сопротивление утечки электролита (Ом);
R — эквивалентное последовательное сопротивление (Ом);
L — эквивалентная последовательная индуктивность (Гн).
Глава 14. Несколько трудных вопросов
327
На низких частотах E0... 1000 Гц) эквивалентная последовательная
индуктивность L обычно не учитывается в силу своей незначительно-
сти и ESR имеет чисто активный характер. Тангенс угла потерь в этом
случае определяется по формуле:
tan б = 2nfCR. A4.2)
Необходимо также отметить, что сопротивление R обусловлено
главным образом сопротивлением фольги обкладок и выводов, а ин-
дуктивность L — индуктивностью обкладок. Характер поведения раз-
личных составляющих полного сопротивления конденсатора в зависи-
мости от частоты приведен на рис. 14.3.
R(Om)
Z(Om)
10
10"
10"
\
ч
Хс
/
/
ю2 ю3 ю4 ю5 ю6
Частота, Гц
Рис. 14.3. Характер поведения Хс, Z, Xi, R от частоты
Хорошо видно, что падение полного сопротивления конденсатора
происходит до определенной частоты, после чего падение замедляется,
стабилизируется на определенном уровне, близком к активному сопро-
тивлению, и начинает расти. Рост полного сопротивления происходит
вследствие наличия индуктивности L. Именно поэтому электролити-
ческие конденсаторы плохо «работают» на высоких частотах, их прихо-
дится в силовой технике шунтировать неполярными конденсаторами.
При выборе электролитических конденсаторов достаточное внима-
ние нужно уделять токам утечки. Причина их появления кроется в не-
идеальном характере поляризации диэлектрика, наличии влаги в ди-
электрике, наличии вкраплений соединений хлора и металлических
примесей. Величина тока угечки может быть уменьшена только на эта-
пе изготовления конденсатора, и с улучшением уровня технологий ее
Доля становится меньше и меньше, однако полностью ее'не исключить.
Токи утечки зависят от времени, приложенного напряжения и темпе-
328
Глава 14. Несколько грудных вопросов
ратуры окружающей среды. Если есть необходимость длительного хра-
нения электрического заряда, к выбору конденсатора по параметру
тока утечки следует относиться очень внимательно.
Как уже было неоднократно сказано, в алюминиевых электролити-
ческих конденсаторах применяется жидкий электролит. Поскольку
электролит, как любая жидкость, обладает характеристиками вязкости,
проводимости, внешние климатические факторы оказывают на кон-
денсатор некоторое влияние. Электрическая проводимость электроли-
та увеличивается с увеличением температуры и снижается при ее пони-
жении. Мы рассмотрим влияние температуры на такие известные нам
параметры, как емкость, тангенс угла потерь, ESR, полное сопротивле-
ние и ток утечки.
Емкость алюминиевых электролитических конденсаторов увеличи-
вается при увеличении температуры и соответственно уменьшается
при уменьшении температуры. Связь между температурой и емкостью
отражена на рис. 14.4.
20
10
g 0
1-20
ш
-30
-40
50В
120
000мкЮ5°С
,. i —
— ¦ —
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120
Температура,°С
20
10
? 0
ё -ю
о
I -20
ш
-30
-40
-60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120
Температура, °С
Рис. 14.4. Типовая зависимость емкости от температуры
200В470мкЮ5°С
120
Гц,—
(
—
— "'и
I —
¦ ¦ —¦
Эквивалентное последовательное сопротивление (ESR), а следова-
тельно, и тангенс угла потерь и полное сопротивление B) изменяются
при изменении температуры и частоты. Наиболее типичный характер
изменения тангенса угла потерь для электролитических конденсаторов
показан на рис. 14.5. Хорошо видно, что с ростом частоты растут потери.
Глава 14. Несколько трудных вопросов
329
ю
«о
с
0,1
0,01
1
_.
,/.
г— Т "ГТТТТТТ-
—
у
-—>
у
<'
/
/
у
1
25°(
7?гГ
05°(
ш 10
LL ^
^ с
ц. iS
0,01
:200
У
/
У
34
70f
/
/
/
05
°c—
/
/
/
/
/
Ш
100
1к
Частота, Гц
Юк
100
1к
Частота, Гц
Юк
Рис. 14.5. Типовая зависимость тангенса угла потерь от частоты
Электролитические конденсаторы ограничены в режимах работы с
пульсирующими токами. Проще говоря, пульсация напряжения на вы-
водах конденсатора не должна превышать величины, задаваемой в тех-
нической документации. Дело в том, что обычно пульсации связаны с
циклическим характером работы конденсатора в режиме «заряд-раз-
ряд». Протекающие в это время реактивные токи выделяют на ESRjen-
ло, что разогревает конденсатор. Также необходимо обращать внимание
на допускаемую величину реактивного тока. Понятно, что конденсато-
ры с проволочными выводами допускают небольшие (сравнительно) ве-
личины токов, а вот для работы в мощных силовых устройствах выпус-
каются конденсаторы с резьбовыми выводами.
Иногда для увеличения допустимого напряжения электролитиче-
ские конденсаторы включают последовательно. Так придется посту-
пить при разработке преобразователя с питанием от трехфазной сети
переменного тока 380 В/50 Гц. Амплитудное значение напряжения на
конденсаторах входного фильтра может здесь достигать 540 В, в то вре-
мя как найти «электролит» с напряжением более 450 В едва ли удастся.
На рис. 14.6 показан вариант последовательно-параллельного включе-
ния конденсаторов. Чтобы сбалансировать конденсаторы по токам
утечки, включаются дополнительные выравнивающие резисторы RVSR,
величина которых рассчитывается по эмпирической формуле:
0,015-С'
A4.3)
330
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Rvsr
Rvsr zE с С=Ь RvsR
Рис. 14.6. Последовательно-параллельное включение конденсаторов
Если в указанную формулу подставлять емкость конденсатора в
мкФ, то величина резистора получится в кОм.
14.2. Измеряем токи большой величины
Классический вариант измерения токов большой величины извес-
тен — это включение в силовую цепь шунта. Напряжение, снимаемое с
шунта, затем усиливается специальной схемой и используется для
дальнейшей обработки. В мощной преобразовательной технике поль-
зоваться шунтами для измерения токов в силовых (сильноточных) це-
пях неудобно, а зачастую даже опасно, поскольку схема усиления токо-
вого сигнала имеет гальваническую связь с силовыми цепями преобра-
зователя, а значит, и с питающей сетью. Конечно, для построения
измерительного канала можно использовать специальные изолирую-
щие операционные усилители, но все-таки это — экзотика.
Не так давно на рынке электронных компонентов появились бес-
контактные датчики тока, основанные на эффекте Холла. Схематиче-
ски внутреннее устройство датчика тока показано на рис. 14.7. Имеется
кольцевой магнитопровод из ферромагнетика, в зазоре которого уста-
новлен датчик Холла. Датчик Холла замечателен тем, что на его элек-
тродах образуется разность потенциалов при нахождении в магнитном
поле. Далее полученная ЭДС усиливается и подается на схему компен-
сации, которая стремится свести магнитной поток в кольцевом магни-
топроводе к нулю.
Одной из ведущих производителей бесконтактных датчиков явля-
ется швейцарская фирма «LEM» (http://www.lem.com). Датчики, про-
изводимые этой фирмой, позволяют измерять двуполярные токи от
единиц ампер до десятков тысяч ампер с точностью не хуже 1%. Мини-
мальная верхняя граница частотной характеристики для большинства
датчиков составляет 100 кГц. Некоторые модели имеют диапазон от
150 до 200 кГц. Время отклика определяется несколькими параметра-
ми, среди которых время реакции, время нарастания выходного сигна-
ла до уровня 0,9 номинального тока нагрузки, время задержки. Время
Глава 14. Несколько трудных вопросов
331
Vm ^ " |S' oqv
Рис. 14.7. Устройство датчика тока
отклика сравнимо с временем задержки, которое тоже характеризует
способность датчика без искажений повторять форму входного тока в
зависимости от скорости изменения величины тока. Типовое время от-
клика для датчиков компенсационного типа составляет менее 1 мкс.
Правильное повторение формы входного тока на нагрузочном выход-
ном резисторе зависит от внутренней конструкции каждого датчика и
от способа монтажа датчика в контролируемой схеме. Датчики способ-
ны, в зависимости от модели, обеспечить скорость нарастания выход-
ного тока от 50 А/мкс до нескольких сотен А/мкс. Поэтому их исполь-
зуют для защиты полупроводниковых приборов в случае возникнове-
ния коротких замыканий в силовых цепях. Питание датчиков
осуществляется двуполярным напряжением 15 В.
На рис. 14.8 показано конструктивное исполнение датчиков LEM.
Как правило, они представляют собой прямоугольную коробочку с за-
крепленной токоведущей шиной (рис. 14.8, а) либо с окном (круглым
или прямоугольным), через которое пропускается силовой проводник.
В приборе датчик может закрепляться как с помощью специальных
крепежных лап, так и просто впаиваться в печатную плату.
а)
б)
Рис. 14.8. Конструктивное исполнение датчика LEM:
а) с токоведущей шиной; б) с окном для прокладки токоведущего проводника
332
Глава 14. Несколько трудных вопросов
14.3. Плавающее управление силовыми ключами
Схема управления силовыми ключами всегда строится так, что ее
выходной сигнал (широтно-модулированные импульсы) задается отно-
сительно общего проводника схемы. Как видно из рис. 14.9, я, на кото-
ром показан полумостовой каскад, для ключевого транзистора VT2
этого вполне достаточно — сигнал можно непосредственно подавать на
затвор (базу), так как исток (эмиттер) связан с «общим» схемы.
VT1
VT2
vti
VT2
Рис. 14.9. К пояснению проблемы управления силовыми ключами
в полумосте
Но как быть с транзистором VT1? Если транзистор VT2 находится в
закрытом состоянии, a VT1 открыт, на истоке VT1 присутствует напря-
жение питания Uin. Поэтому для коммутации транзистора VT1 необхо-
димо гальванически развязанное с «общим» схемы устройство, которое
четко будет передавать импульсы схемы управления, не внося в нее ис-
кажений. Классическое решение этой проблемы состоит во включении
управляющего трансформатора Т (рис. 14.9, б), который, с одной сто-
роны, гальванически развязывает управляющие цепи, а с другой — пе-
редает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое реше-
ние считается классическим: оно известно уже не одно десятилетие, и
вопросам, связанным с проектированием управляющих трансформато-
ров, посвящено достаточно книг. Поэтому мы не будем рассматривать
в подробностях этот метод.
Обратимся к сравнительно новому способу управления силовыми
транзисторными ключами, называемому бутстрепным. Собственно,
способ этот был разработан достаточно давно, однако широкое рас-
пространение в практических конструкциях он получил после появ-
ления драйверных микросхем. Сразу отметим, что бутстрепный метод
возможно эффективно использовать только для транзисторов
Глава 14. Несколько трудных вопросов 333
MOSFET и IGBT, которые требуют ничтожных затрат мощности в
цепи управления.
Рассмотрим бутстрепный метод управления на основе драйверной
микросхемы IR2113, выпускаемой фирмой «International Rectifier»,
Драйвер представляет собой микросхему в стандартном корпусе (на-
пример, DIP-14). Входным сигналом служит сигнал микросхемы
управления стандартной амплитуды логического уровня. На выходе
драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» си-
ловыми транзисторами. В драйвере приняты меры по обеспечению не-
обходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической
развязки, имеются дополнительные функции — вход отключения, за-
щита от пониженного напряжения питания, фильтр коротких управ-
ляющих импульсов.
Как видно из структурной схемы (рис. 14.10), двухтактный драйвер
состоит из двух независимых каналов. На входе предусмотрены форми-
рователи импульсов, построенные на основе триггеров Шмитта. Выво-
ды Vcc и Vdd предназначены для подключения питающего напряжения,
«земляные» шины силовой части и управляющей развязаны (выводы
Vss и СОМ). В подавляющем большинстве случаев эти выводы просто
соединяются вместе. Предусмотрена также возможность раздельного
питания управляющей и силовой части для согласования входных
уровней с уровнями схемы управления. Вход SD — защитный. Выход-
ные каскады построены на комплементарных полевых транзисторах и
в дополнительных пояснениях не нуждаются.
Типовая схема включения драйвера приведена на рис. 14.11. Кон-
денсаторы С1 и СЗ — фильтрующие. Фирма-производитель рекоменду-
ет располагать их как можно ближе к соответствующим выводам. Кон-
денсатор С2 и диод VD1 — бутстрепный каскад, обеспечивающий пита-
ние каскада, управляющего верхним ключом. Резисторы R1 и R2 —
затворные. Затворные резисторы также «спасают» драйвер от неприят-
ного явления, называемого защелкиванием. Явление защелкивания мы
разберем чуть позже. Конденсатор С4 — фильтр в силовой цепи.
Фирма выпускает разные типы драйверов: совмещенные верхнего и
нижнего ключа, одиночные верхнего и нижнего, полумостовые, авто-
генераторные, трехфазные. Некоторые типономиналы приведены в
табл. 14.2.
Обратим внимание на рис. 14.12. Заряд, накапливаемый в бутст-
репном конденсаторе Сь, имитирует «плавающий» источник, который
питает половину драйвера, относящуюся к верхнему ключу. Поскольку
драйвер построен на полевых элементах, суммарная мощность, расхо-
дуемая на управление, незначительна и может быть быстро пополнена.
«Плавающий» источник питания в динамическом режиме заменяется
конденсатором соответствующей емкости, подзаряжающимся от ис-
точника питания драйвера.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть 375
цикла, защиты и авторестарта, контроля наличия лампы, контроля на-
пряжения питания постоянного тока. К сожалению, отечественные
разработки микросхем управления электронными балластами отстают
от иностранных, поэтому мы вынуждены рассказывать о том, как пре-
успели на этом рынке зарубежные фирмы-производители силовой
электроники.
Фирма «International Rectifier» выпускает микросхемы lR215(x),
требующие внешних силовых транзисторов, и микросхемы IR51H(xx)
с интегрированными силовыми ключами. Фирма «STMicroelectronics»
производит микросхемы L6569, L6571, L6574. Фирма Motorola —
МС2151, MC33157DW. Фирма «Unitrode» - UC3871, UC3872. Мик-
росхемы имеют бутстрепную цепь управления затвором верхнего клю-
чевого транзистора, защиту от сквозных токов (защитная пауза
1,2 мкс), узлы стабилизации внутреннего питания и защиту от пони-
женного напряжения сети. Кроме того, новое поколение микросхем
IR2157 и IR2159 реализуют: возможность установки времени прогрева
накальных электродов; возможность установки скорости зажигания
лампы за счет введения плавающей задающей частоты; возможность
установки задержки включения силовых ключей; дополнительную за-
щиту от незажигания лампы и включение защитного режима в мо-
мент ее отказа; защиту при перегорании накальных электродов и кон-
троль наличия вставленной лампы; защиту от зажигания на частоте
ниже резонансной; защиту от падения сетевого напряжения; автома-
тический перезапуск при кратковременном пропадании сетевого на-
пряжения; защиту от перегрева кристалла. Отечественная микросхема
электронного балласта 1182ГГ2, выпускаемая НТЦ «СИТ», построена
по полумостовой схеме.
Наконец, автор счел необходимым привести отзыв одного из посе-
тителей радиотехнической конференции журнала «Радио» в отноше-
нии реальной эксплуатации электронных балластов: «Использую энер-
госберегающие лампы уже больше трех лет, в квартире нет ни одной
лампы накаливания. Из тех, что продаются, я покупал практически все
типы («Jidian», «General Electric», «Comtech», «EG3P», «Алладин»). Ка-
ждую лампу, принеся из магазина, я тут же вскрывал. Вскрытие пока-
зало, что электронные балласты всех этих ламп сделаны приблизитель-
но по одной схеме: автогенераторный полумост на биполярных транзи-
сторах. Предварительный подогрев был организован только в лампах
«Алладин» и «General Electric» с помощью позистора. В остальных —
холодный старт. Лампы с холодным стартом проработали около полу-
тора лет, после чего электроды потеряли эмиссию и они перестали за-
жигаться даже очень высоким напряжением. На замену поставил само-
дельный электронный балласт на IR21571. Теперь я после покупки
лампочки выкидываю из нее «китайский» балласт и ставлю собствен-
ный. К лампочкам с переделанным балластом претензий нет».
334
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Ж
Ж
г—
I ос ее о)
О
о:
Ж
Ж
Преобразователь
уровня
А
11Г
•Ни
Преобразователь
уровня
Рис. 14.10. Функциональные узлы драйверной микросхемы IR2113
Глава 14. Несколько трудных вопросов
335
Таблица 14.2. Параметры некоторых драйверных микросхем
Драйвер
IR2H7
IR2127
IR2121
IR2125
IR2110
IR2213
IR2111
IR2151
IR2155
Тип
корпуса
DJP-8
DIP-8
DIP-8
DIP-8
DIP-14
DIP-14
DIP-8
DIP-8
DIP-8
Назначение
Драйвер одиночного
ключа
Драйвер одиночного
ключа
Драйвер нижнего
ключа одиночный
Драйвер верхнего
ключа одиночный
Драйвер верхнего и
нижнего ключей
Драйвер полумосто-
вой схемы
Драйвер полумосто-
вой схемы
Драйвер полумоста
автогенераторный
Драйвер полумоста
автогенераторный
vs5b
600
600
600
600
500
1200
600
600
600
П/Го, А
0,2/0,42
0,2/0,42
1,0/2,0
1,0/2,0
2,0/2,0
1,7/2,0
0,2/0,42
0,2/0,4
0,21/0,42
НС
125
150
150
150
120
280
850
—
—
*off»
НС
105
100
150
150
94
225
150
Пауза,
НС
—
-
—
—
—
700
120
1200
Когда транзистор нижнего плеча проводит ток, исток транзистора
верхнего плеча оказывается замкнутым на общий провод, бутстрепный
диод VDb открывается и заряжает конденсатор Сь (рис. 14.13, а). Когда
транзистор нижнего плеча закрывается и начинает открываться верх-
ний транзистор, диод VDb оказывается подпертым, и схема управления
питается исключительно разрядным током Сь (рис. 14.13, б). Таким об-
разом, бутстрепный конденсатор постоянно «гуляет» между «общим»
схемы и проводом силового питания Uin.
Величина бугстрепной емкости должна быть выбрана расчетным
путем. Слишком маленькая емкость может разрядиться раньше вре-
мени и закрыть транзистор верхнего плеча. Слишком большая ем-
кость может не успевать заряжаться. Основные факторы, влияющие
на разряд бутстрепной емкости: величина заряда затвора Qg; ток по-
требления выходного каскада микросхемы в статическом режиме Iqbs\
циклическое изменение заряда драйвера Qls (составляет 5 нКл для
500/600-волыовых драйверов и 20 нКл для 1200-вольтовых); ток утеч-
ки затвора Igss; ток утечки бутстрепного конденсатора Сь.
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Рис. 14.11. Типовая схема включения IR2113
VDb
N =—
СУ
+Uin
VT
Рис. 14.12. К расчету номиналов бутстрепного каскада
Минимальный заряд бутстрепного конденсатора определяется из
выражения:
if
cbs +- g5S
-у +- —
A4.4)
Разработчики рекомендуют применять в бугстрепных схемах кон-
денсаторы с возможно малым током утечки (в идеале — тант&швые).
Глава 14. Несколько грудных вопросов 337
0Ткрыт
Vcc"=p
Заряд
a)
Рис. 14.13. Пояснение работы бутстрепного каскада
Кроме того, величина тока утечки затвора мала, поэтому перечислен-
ные факторы учитывать нет смысла. С учетом выражения A4.4) мы мо-
жем записать расчетную формулу для определения емкости бутстреп-
ного конденсатора:
1 + !-f + о
с» - Ya-vt' A4'5)
где Vcc — напряжение питания схемы управления;
Vf— падение напряжения на бутстрепном диоде @,8... 1,0 В);
/— частота коммутации.
Полученное значение бутстрепной емкости является минималь-
ным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, раз-
работчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффи-
циент 10...15.
Бутстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не
менее, чем (Uin + Vcc). Кроме того, он должен иметь возможно малый
обратный ток и хорошие характеристики обратного восстановления.
Рекомендуемое время обратного восстановления диода не должно пре-
вышать 100 не.
При проектировании схем управления обычно считается, что вы-
ходной каскад управляющих драйверов состоит из двух комплемен-
тарных полевых транзисторов VT1 и VT2 (рис. 14.14), который усили-
вает ток управления затвором и имеет очень низкое выходное сопро-
тивление.
В действительности, благодаря специфике технологии изготовле-
ния выходных комплементарных каскадов (рис. 14.15), кроме управ-
ляющих нолевых транзисторов МР1 и MN1 в структуре кристалла име-
ются паразитные биполярные транзисторы QP1, QP2, QN1, QN2, обра-
зующие гиристорную PNPN-структуру.
Теперь нам необходимо вспомнить, что в полевых транзисторах не
последнюю роль играет эффект Миллера. Мы уже выяснили, что если
338
Глава 14. Несколько трудных вопросов
я
I
Рис. 14.14. Условное обозначение выходного каскада
драйверной микросхемы
QPi
QNi
Л
QP2
-> Вывод 1
-> Вывод 5
QN2
->• Вывод 4
Рис. 14.15. Реальная структура выходного каскада
драйверной микросхемы
транзистор коммутируется слишком быстро, а сопротивление цепи
управления велико, напряжение на затворе может «подскакивать»
значительно. Затвор, присоединенный к выходу драйвера, приклады-
вает это напряжение к PNPN-структуре. Если приложенное напряже-
ние окажется выше напряжения питания управляющего каскада все-
го-навсего на 0,3 В (величина напряжения «база-эмиттер» биполярно-
го транзистора в открытом состоянии), наступает опрокидывание
тиристорной структуры, вывод питания замыкается на «общий» схе-
мы. Защелка не может восстановиться автоматически, пока не будет
снято питание с микросхемы, и выходной каскад выгорает от тепло-
вого пробоя. Та же самая ситуация может возникнуть, если на выход
драйвера подать напряжение, на 0,3 В ниже потенциала земли, как
показано на рис. 14.16. Величина «затекающего» тока определяется
Глава 14. Несколько трудных вопросов
339
скоростью переключения транзистора — чем она больше, тем больше
и ток. Максимальное значение «затекающего» тока, при котором
драйвер устойчиво работает, для разных микросхем управления может
быть разным. Для микросхем серии IR этот ток не превышает 0,5 А.
Повысить устойчивость микросхемы управления к защелкиванию от
наведенного тока можно двумя способами. Оба они связаны с ограни-
чением скорости переключения транзистора. Первый способ заклю-
чается в применении снаббера. Второй — в установке между управ-
ляющим выходом драйвера и затвором ключевого транзистора не-
большого сопротивления, ограничивающего наведенный ток. В этом
случае наведенный ток будет замыкаться через емкости Cgd и Cgs, не
«затекая» в микросхему управления. Величина резистора Rg не должна
быть слишком большой, чтобы делитель напряжения, образованный
указанными емкостями, не способствовал самопроизвольному откры-
тию силового транзистора. В документации на микросхемы управле-
ния всегда указывается максимальный ток, который может «выдать»
на управляющий электрод данный тип микросхемы. Если при выборе
резистора микросхему использовать по току не более чем на 70...80 %
от максимального значения тока, то в большинстве случаев защелки-
вание исключается. Такой подход вполне подойдет и для радиолюби-
телей-конструкторов, и для профессиональных разработчиков. Не ре-
комендуется также эксплуатировать однотактный драйвер в режиме
коэффициента заполнения более 0,95.
Рис. 14.16. К пояснению защелкивания выходного каскада драйвера
от «затекающих токов»
Второй причиной, которая может привести к защелкиванию драй-
вера, обычно является плохая разводка печатных проводников
(рис. 14.17). Рассмотрим пример неудачной и удачной разводки. На
рис. 14.17, а показано нижнее плечо полумостового каскада. Общий
провод микросхемы управления подключен не непосредственно к исто-
ку силового транзистора, а таким образом, что ток управления и сило-
вой ток протекают по одному проводнику. Любой проводник, как мы
знаем, обладает паразитной индуктивностью. В данном случае обозна-
340
Глава 14. Несколько грудных вопросов
чим ее через Lnap. При достаточно быстром изменении падения напря-
жения на транзисторе Uds во времени скачок напряжения в паразитной
индуктивности может «завернуть» точку «А» выше напряжения питания
микросхемы управления, типичное значение которого составляет 15 В.
Это, как мы уже знаем, может привести к защелкиванию.
Драйвер
-т- Спм
CtokVT
Lnap
У//////
W///////A
"общий" микросхемы
управления
"общий" микросхемы
управления
а) б)
Рис. 14.17. Примеры неудачной (а) и удачной (б) топологии
печатной платы
К счастью, паразитные транзисторы обладают низкими частотны-
ми свойствами, поэтому, если энергия импульса мала (величина им-
пульса может быть большой, но в то же время должна быть малой его
длительность), защелкивание может и не произойти. Опытным путем
установлено, что при длительности импульса менее 1 мкс вероятность
защелкивания весьма мала.
Обезопасить свою разработку от защелкивания, вызванного пло-
хим монтажом, возможно. Для этого необходимо разработать печат-
ную плату по следующему правилу: вывод «земля» микросхемы
управления должен быть непосредственно присоединен к истоку
мощного ключевого транзистора, а затем эта точка присоединяется к
отрицательной клемме сетевого конденсатора сглаживающего фильт-
ра (рис. 14.17, б).
Глава 14. Несколько трудных вопросов
341
Рис. 14.18. Драйвер фирмы «CT-Concept»
И, наконец, тем разработчикам, кто не хочет разрабатывать драйве-
ры на дискретных элементах, предлагается использовать готовые моду-
ли. Одной из фирМ, специализирующихся на выпуске готовых драйве-
ров управления, является швейцарская «CT-Concept». Драйверы вы-
пускаются в виде модулей (рис. 14.18) и позволяют работать с
IGBT-модулями с номинальными напряжениями 600...6500 В, номи-
нальными токами силовых цепей 75...2400 А. Питаются драйверы дву-
полярным напряжением 15 В, выходной ток управления — до 15 А.
В чем преимущество этих драйверов перед ранее описанными? Они
имеют встроенные узлы защиты по току, узлы автоматического форми-
рования защитной паузы (dead time) для исключения сквозных токов.
Глава 15
Электронный Тянитолкай
Двухтактные схемы преобразователей.
Основы расчета. Немного практики
У меня проблема с конструированием «импульсника» для управления ультра-
звуковым излучателем. Для начала взял стандартную IR2153, только выходы сде-
лал под пуш-пул. Для умощнения поставил драйвера TPS2812 непосредственно на
транзисторах, благо места на них хватает. Трансформатор — феррит от
EPCOS N67 Ш-образник, повышающий на 10. Питание в данном случае 25 В, час-
тота 22 кГц. Первичная греется жутко, большие выбросы в минус по питанию.
Как можно от этого избавиться? Уже много чего перепробовал...
Из переписки
Три месяца назад я серьезно решил сам разработать и собрать импульсный
источник питания для УНЧ. «Силовую электронику» я прочитал, как говорят,
взахлеб, и остался доволен полученной информацией. После сборки пробной кон-
струкции пуш-пульного преобразователя, который, кстати, очень устойчиво ра-
ботал, я решил, что опыта достаточно, и можно приниматься за что-то более
серьезное...
Из отзывов на первое издание
При выборе схемы построения импульсного источника электропи-
тания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми га-
баритными размерами и простотой схемотехнических решений. Сете-
вые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до
100... 150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, луч-
ше строить по однотактной flyback-схеме. Для стабилизаторов, в кото-
рых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети,
применяют чопперную схему. При питании от гальванических элемен-
тов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако
не исключены ситуации, в которых перечисленные преобразователи и
стабилизаторы использовать нельзя. Достаточно обширный круг про-
блем электропитания можно решить только с применением так назы-
ваемых двухтактных схем.
Глава 15. Электронный Тянитолкай 343
15.1. Когда применяются двухтактные схемы
Ответ на вопрос, поставленный в заголовке, не так прост, как ка-
жется на первый взгляд. Почему появляется необходимость в разработ-
ке усложненной двухтактной схемы, когда есть надежные «однотактни-
ки»? Где та граница, за которой оправдан переход к новым схемотехни-
ческим решениям?
В практике разработчика устройств питания существует несколько
ситуаций, при возникновении которых необходимо задуматься о выборе
той или иной концепции питающего устройства. Ситуация первая: при-
бор, питаемый от сети переменного тока, имеет ограниченные габариты
при достаточно большой потребляемой мощности. В этом случае в кор-
пусе прибора будет довольно трудно разместить крупный накопитель-
ный трансформатор флайбэк-конвертора. Ситуация вторая: потребляе-
мая мощность прибора превышает 150. ..200 Вт. Во всех этих случаях тре-
буется разработка так называемых двухтактных схем преобразователей,
имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наи-
большее распространение среди двухтактных конверторов получили три
схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при
необходимости разработчик может легко ввести в конструкцию узел ста-
билизации выходного напряжения либо отказаться от него. В первом
случае конвертор будет представлять собой полноценный источник пи-
тания, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае
получится простой преобразователь электрической энергии; требую-
щий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой
простой конвертор вполне устраивает разработчика.
Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множест-
во аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание
на индивидуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.
15.2. Двухфазная схема типа push-pull
Эта схема (рис. 15.1) состоит из двух ключевых силовых транзисто-
ров VT1 и VT2; трансформатор Т имеет первичную и вторичную обмот-
ки, разделенные на полуобмотки (первичные — w,, и м>, 2, вторичные —
и>2л и w2,2). К средней точке первичной обмотки трансформатора под-
ключен вывод источника питания (Uin). Вторичная цепь представляет
собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а так-
же фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является кон-
денсатор Coul).
В первом такте (рис. 15.2, а) транзистор VT1 открыт, VT2 закрыт,
ток течет по полуобмотке w}A и трансформируется в полуобмотку w2A.
344
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Рис. 15.1. Базовая схема двухтактного push-pull-преобразователя
Диод VD1 открыт и проводит ток /2л, подзаряжая конденсатор СоШ. Во
втором такте (рис. 15.2, б) VT1 закрывается и открывается транзистор
VT2. Соответственно ток iL2 течет по полуобмотке wl2 и трансформиру-
ется в полуобмотку w22. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток /2 2 и
подзаряжает конденсатор Cout. Таким образом, передача энергии в на-
грузку осуществляется во время обоих тактов.
W2.2
+Uin
I J
а) б)
Рис. 15.2. Такты работы пуш-пульной схемы
Вначале мы предположим, что у нас есть возможность применения
идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переклю-
чаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первич-
ная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намаг-
ничивания. В этих условиях определить зависимость выходного напря-
жения Uout от входного Uin очень просто. Напряжение первичной
обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэф-
фициентом трансформации для одной полуобмотки:
U2l =/!,*/.,; A5.1)
Глава 15. Электронный Тянитолкай 345
и для второй полуобмотки:
U22=n2U]2. A5.2)
Отсюда коэффициенты трансформации для одной полуобмотки:
л, =^, A5.3)
и для второй полуобмотки:
=^- A5.4)
Коэффициенты трансформации п1 и п2 полагают одинаковыми
(обозначается п), более того, уравнивают количество витков первич-
ных и вторичных полуобмоток:
w,, =wl2; w21 =w22. A5.5)
Напряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключево-
го транзистора, без учета падения напряжения на транзисторе:
Un=Uin-n; U12=Uin-n. A5.6)
Поскольку в схеме имеется двухполупериодный выпрямитель, со-
отношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке
определяется из выражения:
U0U,=Um-n. A5.7)
Пока не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения
на нагрузке, поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполне-
ния (duty cycle) и распространить его на двухтактную схему. Попытаем-
ся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы.
Коэффициент заполнения D и в случае двухтактной схемы опреде-
ляется точно так же, как и для однотактной схемы, то есть отношением
открытого состояния ключа к периоду коммутации.
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для од-
ного плеча двухтактной схемы. Автор обращает внимание читателей на
это обстоятельство, поскольку разработчики определяют D по-разно-
му, называя его одинаково. В некоторых изданиях коэффициент запол-
нения суммируют по обоим каналам схемы. Производители микросхем
управления также нормируют этот параметр по-разному, что вносит
некоторую путаницу. На взгляд автора, правильнее нормировать коэф-
фициент заполнения для одного плеча, поскольку в таком случае легче
оценивать возможность аварийных режимов (о чем мы поговорим поз-
же). Исходя из этого обстоятельства и должны строиться дальнейшие
рассуждения. Понятие же суммарного коэффициента носит для двух-
тактных схем вспомогательный характер.
346
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Итак, очевидно, что D не может быть более 0,5 даже для идеаль-
ной схемы, иначе управляющие импульсы будут накладываться друг
на друга.
Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что переда-
ча энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а зна-
чит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
л Т
Т
A5.8)
Таким образом, регулируя коэффициент заполнения D в промежут-
ке от 0 до 0,5, можно линейно регулировать напряжение на нагрузке.
В реальной схеме ни в коем случае нельзя допускать, чтобы преобразо-
ватель работал с D = 0,5. Типичное значение D не должно превышать
0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обла-
дать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка
обладает ограниченной индуктивностью намагничивания ?ц, которая
накапливает энергию:
?й =0,5ZM/;2. A5.9)
Максимальный ток намагничивания / (рис. 15.3) определяется из
соотношения:
A5.10)
t
Обратимся к рис. 15.4, на котором пока-
заны дополнительные элементы — разряд-
ные диоды VD3 и VD4. Эти диоды обычно
присутствуют в реальных схемах пуш-пуль-
ных преобразователей. При закрывании
транзистора VT1 накопленная в магнито-
проводе энергия стремится поддержать ток.
Если бы в схеме не было защитного диода
VD3, на VT2 возник бы бросок отрицатель-
ного напряжения. Способность биполярных
транзисторов выдерживать отрицательные
броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток
/ц необходимо замкнуть через диод VD4. Диод практически «накорот-
ко» замыкает обмотку wl2 и быстро разряжает L^. При разряде выделя-
ется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотно-
шение:
Рис. 15.3. Определение
тока намагничивания
^^ — "
l D,
2
max
2-V/
A5.11)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
347
nI
W1.2
+
W1.1
- /1.1
VD4
VT2
2Uin
Рис. 15.4. К пояснению коммутационных процессов
в реальной схеме пуш-пульного преобразователя
При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды
включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе
транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти
диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необ-
ходимости.
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановле-
ния диодов выпрямителя (рис. 15.5). Представим, что в начальный мо-
мент времени диод VD1 проводит ток, а направление действия ЭДС
показано на рис. 15.5, а. При включении транзистора VT1 ЭДС меняет
направление (рис. 15.5, б), открывается диод VD2.
VD1
С out
VD2
"Г
т
№
а)
VD2
б)
Рис. 15.5. Пояснение влияния конечного времени восстановления
выпрямительных диодов
Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэто-
му вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1,
VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо вид-
но на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной
обмотки на совмещенном графике при D = 0,5 будет такой, как показа-
но на рис. 15.6.
Во избежание коммутационных выбросов, во-первых, необходимо
вводить паузу между закрытием транзистора VT1 и открытием VT2 не
менее чем удвоенное время обратного восстановления диода trr
348
Глава 15. Электронный Тянитолкай
i a
Идеальные диоды VD1 и VD2
Диоды VD1 и VD2 с ограниченным
временем обратного восстановления
Рис. 15.6. Характер тока в обмотках трансформатора в случае наличия
идеальных (а) и реальных (б) выпрямительных диодов
Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных дио-
дов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из
напряжения питания Uout и ЭДС первичной полуобмотки, которая в
данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации
этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перена-
пряжение на ключевом транзисторе достигает 2Uin. Поэтому выбирать
транзисторы по допустимому напряжению между силовыми электро-
дами следует из данного условия. Необходимо также учитывать, что
ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагруз-
ки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока
намагничивания индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапе-
цеидальную форму (рис. 15.3).
При определении максимального коэффициента заполнения D в
случае использования полевых транзисторов, которые переключаются
достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки об-
ратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение кото-
рого переключение запрещено:
A5.12)
Поправка коэффициента заполнения:
Ау = Цл- = 2tJ.
A5.13)
Глава 15. Электронный Тянитолкай 349
Максимальный коэффициент заполнения:
^=0,5-2^/. A5.14)
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов
IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшает-
ся за счет времени выключения и спада этих транзисторов:
/)тах=0,5-B/|Г + /^ + //)./. A5.15)
Опыт показывает, что коэффициент заполнения не превышает 0,45
в самом благоприятном случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивление
открытого диода и ключевого транзистора, как мы значем, отличны от
нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах и поправку на
коэффициент трансформации можно следующим образом. В открытом
состоянии на диодах падает в среднем 0,7...1,0 В (стандартный диод)
либо 0,5...0,6 В (диод Шоттки). Если в качестве ключа используется би-
полярный транзистор или транзистор IGBT, на нем будет падать на-
пряжение Uvt(b режиме насыщения). Типичное значение напряжения
насыщения — 0,2...0,5 В. Для транзистора MOSFET напряжение вы-
числяется исходя из значения сопротивления в открытом состоянии и
тока в первичной цепи.
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульно-
го конвертора должен определить коэффициент трансформации п и га-
баритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Uou,=2-D.n-U,n. A5.16)
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямитель-
ных диодах):
" = 2(U,n-UVT).D' °5Л7)
где Uin — минимально возможное напряжение питания (оно задается в
начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным пи-
танием, в качестве этого напряжения можно принять значение напря-
жения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
Необходимо также определить минимальное значение коэффици-
ента заполнения, исходя из максимального значения напряжения пи-
тания (этот параметр понадобится при определении параметров сгла-
живающего выходного фильтра):
где Uin — максимально возможное напряжение питания.
350 Глава 15. Электронный Тянитолкай
Теперь можно перейти к определению габаритной мощности
трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, пере-
данной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток.
В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность мож-
но определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходо-
ванной на схему управления (если преобразователь построен таким об-
разом, что схема управления питается от этого же трансформатора).
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуще-
ствляется по формуле для габаритной мощности C.69), приведенной в
главе 3. По этой формуле мы должны определить произведение SS0.
Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочти-
тельнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку
трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компакт-
ными.
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей
формуле, которая представляет собой форму записи закона электро-
магнитной индукции:
щ=±Ш^Ъй, A5.19)
где Uin — минимальное значение напряжения питания;
D — максимальное значение коэффициента заполнения.
Число витков вторичной полуобмотки:
w2=wrn. A5.20)
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и про-
верить заполнение окна медью. Если заполнение окажется более 0,5,
необходимо взять магнитопровод с большим значением So и пересчи-
тать количество витков.
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых
элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить
при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих ра-
диаторов.
Очень важный вопрос, который необходимо рассмотреть, — это
выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не
так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных
элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надеж-
ные решения. В последнее время было разработано большое количест-
во специализированных микросхем, в которые включены практически
все необходимые узлы. Микросборки, применяющиеся для управления
одногактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую
не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно
иметь два парафазных (работающих в иротивофазе) выхода, управляе-
Глава 15. Электронный Тянитолкай
351
мых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать
специальный узел для гарантированного ограничения коэффициента
заполнения (формирования dead time), чтобы не допустить аварийных
ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных вхо-
дов защитного отключения.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компь-
ютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas
Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ4) подробно описа-
на в литературе. На базе этой микросхемы разработаны и серийно про-
изводятся TL594, TL598. В предыдущем издании книги подробно рас-
сматривалась микросхема СА1524 (аналоги СА2524, СА3524), выпус-
каемая фирмой «Intersil». Достаточный интерес может представлять
также микросхема UC1526 (аналоги UC2526, UC3526) производства
фирмы «Unitrode». Отличие ее от названных выше состоит в наличии
выходного драйвера управления затворами ключевых транзисторов.
15.3. Полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full bridge) схемы
Некоторые принципы работы полумостовой и мостовой схем мы
были вынуждены, опережая события, затронуть в главе, посвященной
транзисторам MOSFET и IGBT, поэтому читатель уже немножко зна-
ком с этими схемотехническими идеями. На рис. 15.7 показаны ос-
новные элементы полумостовой схемы. Транзисторы VT1 и VT2 обра-
зуют полумостовой каскад, который коммутирует верхний вывод пер-
вичной (w{) обмотки трансформатора Т то к шине напряжения
питания (Uin), то к «общему» схемы. Диоды VD1 и VD2 «спасают»
транзисторы от остаточных токов трансформатора Т при изменении
режима коммутации. Конденсаторы Cgl, Cg2 обычно имеют одинако-
вую емкость и задают «среднюю потенциальную точку» для нижнего
вывода первичной обмотки трансформатора Т. Во вторичной обмотке
U out
VD5
Рис. 15.7. Схема half-bridge (полумостового) преобразователя
352 Глава 15. Электронный Тянитолкай
трансформатора включен выпрямитель VD3, VD4 и LC-фильтр, на
выходе которого имеется напряжение Uout.
При анализе схемы мы будем считать, что транзисторы представля-
ют собой идеальные ключи, а диоды имеют нулевое падение напряже-
ния. В случае, если индуктивный ток iL не прерывается, выходное и
входное напряжения преобразователя будут связаны следующим соот-
ношением:
1/ж, =0,5-1/и^-/), A5.21)
где
w2 = w21 = w22. A5.22)
В режиме непрерывного тока дросселя, как можно видеть из форму-
лы A5.21), выходное напряжение зависит только от значения коэффи-
циента заполнения и величины входного напряжения. Изменение тока
дросселя L в режиме непрерывного тока определяется по формуле:
Соответственно различают два режима работы полумостового кас-
када: с трепецеидальным входным током (при условии непрерывности
тока дросселя L) и с треугольным выходным током (при условии пре-
рывности тока дросселя L). Обычно треугольный ток iin наблюдается
при малой нагрузке на выходе преобразователя. Трапеция характерна
для режима 10... 100% нагрузки. На рис. 15.8 показаны графики, отра-
жающие оба режима работы преобразователя.
Допускаемое напряжение «сток-исток» силовых транзисторов VT1,
VT2 в полумостовой схеме должно быть не меньше напряжения пита-
ния. Такое же условие выбора транзистора распространяется и на мос-
товую схему. Для создания надежной схемы лучше выбрать транзистор
с запасом по напряжению в 150...200 В.
Максимальный ток стока транзисторов VT1, VT2:
L = U°ul ' l°ui + i , A5.24)
d 2-Uin-D2-n M
где г| — КПД преобразователя;
/и — ток намагничивания индуктивности первичной обмотки.
Мы не делаем поправку напряжения первичной цени на падение
напряжения UVT, поскольку в большинстве случаев полумостовая и
мостовая схемы используются при напряжении Uin более 100 В и ошиб-
ка в 1...2% вполне допустима. Убыль 1...2 В не скажется на допустимой
точности расчетов.
Глава 15. Электронный Тянитолкай
353
Uin
2
2
/L_max
/in max
U,n W2
2 Wi
t
2Т'
2T
Рис. 15.8. Графики, отражающие режимы работы half-bridge преобразователя:
а) с непрерывным током выходного дросселя;
б) с прерывистым током выходного дросселя
Средняя точка емкостного делителя Cgl, Cg2 совершает колебания
относительно потенциала Uin/2, поскольку при коммутации первич-
ной обмотки происходит их разряд. В результате пульсация на кон-
денсаторах может превысить допустимые в технических условиях
значения (рис. 15.9). Поэтому необходимо выбрать емкость этих кон-
денсаторов исходя из эмпирического соотношения:
= Сг2=0,2-
A5.25)
где
— допустимый уровень пульсаций на конденсаторах.
Полумостовой преобразователь рекомендуется использовать для
сетевых источников мощностью 200...700 Вт.
354
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Рис. 15.9. Колебания средней точки емкостного делителя
в полумостовой схеме
Принцип действия и основные элементы мостового (full-bridge)
преобразователя показаны на рис. 15.10. Транзисторы VT1, VT4 и VT2,
VT3 включаются попеременно, поэтому оба вывода первичной обмот-
ки трансформатора Т коммутируются к шине питания Uin и к «общему»
схемы.
U out
Рис. 15.10. Схема мостового (full-bridge) преобразователя
Регулировочная характеристика мостового преобразователя выгля-
дит точно так же, как и характеристика пуш-пульной схемы. Однако
максимальное напряжение между силовыми электродами транзисто-
ров достигает одиночного уровня напряжения питания, да и первич-
ную обмотку не нужно составлять из полуобмоток.
U -U
U ош ~ U m
W,
A5.26)
Максимальный ток стока транзисторов VT1—VT4:
ош ' out
A5.27)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
355
Мостовая схема при кажущемся ее наибольшем совершенстве, таит
в себе «подводные камни», которые нужно обязательно учесть при про-
ектировании. Рассмотрим форму тока в первичной обмотке (рис. 15.11).
Л Л
П П
U ТГ
Рис. 15.11. Форма тока первичной
обмотки мостового
преобразователя
/подм
Рис. 15.12. Несимметрия
положительных и отрицательных
импульсов в мостовой схеме
Она представляет собой последовательность двуполярных трапе-
цеидальных импульсов с защитными паузами между ними. Из-за не-
симметрии положительных и отрицательных импульсов, которая мо-
жет быть обусловлена разным временем коммутации транзисторов
(рис. 15.12), появляется постоянный подмагничивающий ток, направ-
ленный в ту сторону, где «вес» полуволн больше. Значение подмагни-
чивающего тока вычисляется по формуле:
A5.28)
где /+(/), /_(/) — функции тока положительной и отрицательной полу-
волн.
Подмагничивание магнитопровода постоянным током может сме-
стить симметричный гистерезисный цикл «1» к несимметричному цик-
лу «2» (рис. 15.13).
В результате магнитопровод может работать с заходом в область на-
сыщения, что приведет к увеличению амплитуды тока стока. Поэтому в
мостовой схеме последовательно с первичной обмоткой желательно
включить неполярный пленочный или бумажный конденсатор Срт бу-
мажного или пленочного типа, допускающий большую амплитуду
пульсаций. Его величина рассчитывается по формуле:
С >0Д—7-т- A5.29)
Сигнал схемы управления полумостовыми и мостовыми преобра-
зователями также, как и в пуш-пульном источнике питания, должен
иметь защитную паузу (dead time). Ее необходимость в данном случае
еще более очевидна. Если при коэффициенте заполнения, равном 0,5,
356
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Рис. 15.13. Смещение симметричного цикла перемагничивания
магйитопровода к несимметричному в результате несимметрии управляющих
импульсов
VT1
VT2
и
^
VT1
и
^
dead
А
VT2
-t
>
а)
б)
Рис. 15.14. Сквозной ток в двухтактных схемах
и способ его исключения
в момент подачи закрывающего импульса (рис. 15.14, а) транзистор
VT1 не успевает сразу закрыться и тут же включается VT2, через оба
транзистора течет сквозной ток, который моментально выводит из
строя оба транзистора. Сквозной ток подобен току короткого замыка-
ния. Вот поэтому схема управления должна «разнести» моменты ком-
мутации силовых ключей (рис. 15.14, б).
15.4. От теории — к практике
Практическое знакомство с двухтактными схемами лучше всего на-
чинать с низковольтного импульсного преобразователя. Опыт автора
говорит о том, что необходимо досконально изучить эту схему, тща-
тельно изготовить опытный образец, с помощью осциллографа прове-
рить все режимы и только потом браться за разработку нолумостового
Глава 15. Электронный Тянитолкай 357
или мостового сетевою преобразователя. Как правило, если разработ-
чик уже знаком со всеми премудростями двухфазного преобразователя,
он без труда перенесет свой опыт на полумост или мост.
15.4.1. Преобразователь на микросхеме СА1524
Для экспериментального повторения читателям предлагается пре-
образователь, который можно использовать, например, для питания от
автомобильного аккумулятора портативного компьютера. Как извест-
но, напряжение питания такого рода техники должно поддерживаться
достаточно стабильно. В то же время в автомобиле могут появляться
броски напряжения бортовой сети. В момент включения зажигания
происходит «провал» питания, в момент резкого нажатия на педаль
газа — бросок. Лучшим выходом здесь видится использование
пуш-пульной схемы с широтно-импульсным регулированием и быст-
родействующей обратной связью. Обязательная гальваническая раз-
вязка обеспечивается автоматически, кроме того, габариты источника
получаются весьма небольшими.
Вначале задаемся максимальным и минимальным напряжением
бортовой сети. Будем считать, что минимальное значение напряжения
составляет 10 В, а максимальное — 14 В. Для управления используем
выпускаемую фирмой «Intersil» микросхему СА1524 (аналоги СА2524,
СА3524), а в качестве силовых элементов применим транзисторы
MOSFET. Эта микросхема содержит в своем составе узлы управления,
контроля и функционирует в диапазоне питающих напряжений
8...40 В. Основные узлы микросхемы показаны на рис. 15.15.
Классический вариант построения пуш-пульного преобразователя
на биполярных транзисторах в данном случае мог бы оказаться проще,
поскольку управлять ими можно непосредственно с выходов микро-
схемы. Однако динамические потери на полевых транзисторах значи-
тельно меньше, более того, отсутствие времени рассасывания неоснов-
ных носителей позволит получить выигрыш в значении максимального
коэффициента заполнения. Поэтому старая истина «за все хорошее
надо платить» и здесь напоминает о себе.
При разработке флайбэк-конвертора мы получали сигнал обратной
связи с дополнительной обмотки трансформатора. К сожалению, этот
нехитрый способ стабилизации годится только для таких нагрузок, ко-
торые не требуют высокостабильного питающего напряжения. Чтобы
получить высокие характеристики стабильности и быструю реакцию на
изменение характера нагрузки, нужно получать сигнал обратной связи
непосредственно с контактов, питающих эту нагрузку. Мало того, нуж-
но обеспечить гальваническую развязку по цепи обратной связи. Дос-
тупный способ, который сравнительно легко и надежно позволит обес-
358
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Опорное
напряжение
5В
АЛ +5В
|Ч. Компаратор
+5В Усилитель ошибки
по сигналу ограничения тока
VTS
Рис. 15.15. Функциональные узлы микросхемы СА1524
печить названные условия стабилизации, — это оптическая развязка.
Она позволяет ввести гальваническую изоляцию и достаточно точно
отслеживать состояние напряжения на нагрузке.
Иногда разработчика может не удовлетворить линейность передачи
сигнала обратной связи (такой случай может встретиться при проекти-
ровании высокоточных мощных следящих систем регулирования
тока). Поэтому в таких системах применяется гальванически развязан-
ные датчики тока, основанные на эффекте Холла. Второй путь повы-
шения точности передачи сигнала обратной связи — использование
операционных усилителей с гальванической изоляцией. Постоянное
напряжение преобразуется в таком усилителе в переменное достаточно
высокой частоты (сотни килогерц), передается через развязывающий
трансформатор и детектируется на выходе. Предложение прецизион-
ных операционных усилителей с гальванической развязкой невелико,
да и стоят они дорого. Поэтому использование данных методов гальва-
нической развязки сигнала обратной связи должно быть продиктовано
исключительно необходимостью. Для данной конструкции мы исполь-
зуем транзисторную оптопару 4N25, выпускаемую многими зарубеж-
ными фирмами.
В качестве прецизионного датчика напряжения нагрузки до недав-
него времени использовались операционные усилители, охваченные
Глава 15. Электронный Тяни толкай
359
+Uout
частнотно-зависимыми обратными связями. Однако в последнее время
появился более компактный способ отслеживания напряжения на на-
грузке. Заключается он в использовании трехвыводного опорного регу-
лируемого стабилизатора типа TL431 (programmable shunt regulator).
Этот стабилизатор проще назвать управляемым стабилитроном, напря-
жение стабилизации которого меняется в зависимости от того, какое
напряжение подано на управляющий электрод. Выпускается управляе-
мый стабилитрон многими зарубежными фирмами, имеется даже его
отечественный аналог КР142ЕН19.
Каким образом осуществляется получение сигнала обратной связи
с помощью программируемого стабилитрона? Предположим, что на
рис. 15.16 Uout меняется с 5 до 10 В. Поскольку резисторы R2, R3 явля-
ются делителем напряжения Uom через оптронный светодиод в номи-
нальном режиме будет протекать
совершенно конкретный ток,
определяемый падением напря-
жения на светодиоде и токоогра-
ничительным резистором R1.
В номинальном режиме напря-
жение питания цепи светодиода
составляет 2,5 В. Изменение на-
пряжения на нагрузке в 2 раза
приведет к тому, что напряже-
ние питания светодиодной цепи
возрастет до 5 вольт, увеличится
ток через светодиод, транзистор
оптопары приоткроется, схема
управления получит информа-
цию об изменении напряжения
нагрузки.
Для управления полевыми транзисторами нам понадобится драй-
вер. В качестве драйвера мы используем микросхему IR2113.
Далее необходимо произвести расчет силового трансформатора.
Приближенное значение коэффициента трансформации составит 0,45,
при этом приближенное значение тока первичной обмотки — 3 А, ток
вторичной обмотки — 6 А. Потеря напряжения на открытом ключевом
элементе VT1, VT2 типа BUZ10 - 0,18 В.
Определяем по формуле A5.17) точное значение коэффициента
трансформации при условии максимального коэффициента заполне-
ния, равного 0,45, и при использовании в выпрямителе диодов Шоттки
типа MBR1645:
R3
Рис. 15.16. К пояснению способа
получения сигнала обратной связи
п =
5,0 + 0,5
2-A0,0-0,18)-0,45
= 0,622.
A5.30)
360 Глава 15. Электронный Тянитолкай
Определяем по формуле A5.18) минимальное значение коэффици-
ента заполнения Dmjn:
Определяем габаритную мощность трансформатора:
Ргаб = UjvtLl = М_М = 31 Вт A5 32)
** л 0,97
Минимально возможное произведение SS0 определяется исходя из
рабочей частоты схемы /= 40 кГц и индукции в магнитопроводе 0,2 Тл
(с запасом). Оно составит 0,21 см4. Выбираем кольцевой магнитопро-
вод К28х1бх9 из феррита 2000НМ. Для данного магнитопровода SS0
равно см4.
Определяем число витков первичной полуобмотки по формуле
A5.19):
0,45-A0-0,18) „ /к„,
- - v ' 7 =11 витков. A5.33)
1 40 103 0,2 -52,6
Число витков вторичной полуобмотки определяем по формуле
A5.20):
w2 = 11-0,622 = 7 витков. A5.34)
Исходя из условия плотности тока у = 5 А/мм2 диаметр провода пер-
вичной обмотки составляет не менее 0,8 мм, вторичная наматывается
таким же проводом, но скрученным вдвое.
Из соответствующих графиков, приведенных в технической доку-
ментации на микросхемы, выбираем величину частотозадающего рези-
стора 2,2 кОм, частотозадающего конденсатора — 0,022 мкФ. Теперь
пора обратиться к принципиальной схеме преобразователя, приведен-
ной на рис. 15.17.
Конденсаторы С7 и С8 — это так называемые демпфирующие эле-
менты. Дело в том, что вторичная обмотка образует с проходными ем-
костями выпрямительных диодов VD1 и VD2 в моменты переключения
силовых транзисторов VT1 и VT2 периодическое колебательное звено,
которое рождает выбросы напряжения. Эти выбросы не слишком опас-
ны для выпрямительных диодов, но могут стать источником радиопо-
мех. Поэтому рекомендуется демпфировать эти колебания небольши-
ми дополнительными емкостями. Иногда может встретиться цепочка,
где последовательно с конденсатором включен резистор 10—30 Ом.
Для демпфирования колебаний в первичной цепи включена цепочка
С6, R10, R11.
Глава 15. Электронный Тянитолкай
361
Рис. 15.17. Принципиальная схема пуш-пульного преобразователя
на основе СА1524
362
Глава 15. Электронный Тяниюлкай
Рис. 15.18. Печатная плата
Тепловой расчет силовых элементов показал, что для выпрями-
тельных диодов и ключевых транзисторов нужно изготовить пласти-
ны радиаторов с размерами 30 х 20 х 2 мм. Желательно по большим
сторонам пластин выполнить загибы «желобком» высотой 10 мм. Та-
ким образом, заготовка для такого радиатора будет иметь размеры
30 х 44 х 2 мм.
Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита. При изготовлении трансформатора рекомендуется
обмотать магнитопровод тонким слоем мягкого изоляционного мате-
риала, проложить между первичной и вторичной обмоткой слой фто-
ропластовой или лакотканевой изоляции, также обмотать его снаружи
Глава 15. Электронный Тянитолкай
363
U out
сб <НН>^Р
VD2
11
С8
VD1
11
С7
Рис. 15.19. Сборочный рисунок
слоем лакоткани. При установке трансформатора на печатную плату
следует внимательно следить за фазировкой обмоток. Не забывайте,
что классическое предупреждение о необходимости снятия статическо-
го электричества при монтаже полевых приборов остается в силе и для
транзисторов MOSFET. То есть, если имеется такая возможность, нуж-
но выполнять монтаж заземленным паяльником и с антистатическим
браслетом на руках. Автору, правда, еще не доводилось выводить из
строя полевые транзисторы статическим электричеством, когда он ра-
ботал без всяких мер предосторожности. Однако потенциальная опас-
ность имеется, о ней неустанно предупреждают фирмы-производители
элементной базы, поэтому — по возможности — примите меры к ее ис-
364 Глава 15. Электронный Тянитолкай
ключению. Автор также предупреждает, что данная схема не имеет за-
щиты от короткого замыкания нагрузки. Читатель может модернизи-
ровать ее, введя в первичную цепь резистивный датчик тока и подав
сигнал с него на вход 4 микросхемы DA1.
Первое включение нужно проводить при отсутствующих резисто-
рах R8 и R9, проверив двухлучевым осциллографом наличие парафаз-
ных управляющих сигналов на выходе микросхемы DA2. Только убе-
дившись в том, что управляющие сигналы не «набегают» друг на друга,
можно подавать управление на силовые транзисторы. После полной
сборки и включения схемы следует установить резистором R1 напря-
жение на выходе 5 В.
15-4.2. Преобразователь
на микросхеме UC1526A
Второй преобразователь типа push-pull можно построить на микро-
схеме UC1526A (аналоги UC2526A, UC3526A) производства фирмы
«Unitrode». В своем составе эта микросхема имеет опорный источник
напряжения, узел тепловой защиты и узел защиты от пониженного на-
пряжения питания, схему мягкого старта (soft-start), схему защиты от
ложных срабатываний (double pulse suppression logic), схему задания ве-
личины «мертвого времени» (adjustable deadtime), усилитель сигнала
цепи обратной связи. Кроме этого, в микросхему уже встроены драйве-
ры управления затворами полевых транзисторов. Достаточно удобно
наличие в составе микросхемы узла защиты от короткого замыкания в
первичной силовой цепи (shutdown). Это устройство имеет дифферен-
циальный вход (выводы «7» и «8»), на выходе формируется сигнал,
снимающий управление с затворов силовых транзисторов, а также дуб-
лируемый на вывод «8». Этот сигнал, имеющий стандартный логиче-
ский уровень 5 В, можно использовать для сигнализации возникнове-
ния аварийной ситуации («перегрузка»).
Принципиальная схема преобразователя приведена на рис. 15.20.
Этот преобразователь имеет такие же параметры, что и предыдущий,
соответственно, в нем можно встретить уже знакомые читателю эле-
менты и узлы.
В конструкции применены стандартные элементы. Резистор R10
типа С5-16 мощностью не менее 5 Вт. Остальные резисторы типа С2-23
или С2-33. Неполярные конденсаторы — К10-176, полярные —
К50-68. Преобразователь собран на печатной плате, рис. 15.21. По-
мощь в сборке окажет рис. 15.22. Намоточные данные трансформатора
Т1 можно взять из предыдущей конструкции. Регулировка напряжения
на нагрузке осуществляется резистором R17.
Глава 15. Электронный Тянитолкай
365
Рис. 15.20. Принципиальная схема пуш-пульного преобразователя
на основе UC1526A
366
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Рис. 15.21. Печатная плата
Глава 15. Электронный Тянитолкай
U out
VD2
п
С13
+
i А
VD1
И
<ЧН>
VT2
ж
JL
т
VT1
ш
R17
Рис. 15.22. Сборочный рисунок
Глава 16
Балласт, с которым не утонуть
Новые методы управления люминесцентными лампами.
Электронные балласты для люминесцентных ламп.
Автоматизированные методы проектирования
балластов. Практические конструкции
Некоторое время назад у меня возникло желание устроить в квартире карниз-
ное освещение с люминесцентными лампами. Походил по светотехническим фир-
мам, подумал, просчитал варианты. Самым оптимальным по качеству оказалось
применение электронного балласта. Но продукция европейских фирм в большой
цене, а к китайским доверия мало. Поскольку имею отношение к электронике, то
подумал о возможности собрать балласт самому...
Из переписки
Делюсь опытом: мотаю балластные дросселя на альсиферовых кольцах. Обсчи-
тывал их как ферритовые, по методике из вашей книги. Греются, но работают.
Пуск моментальный, без позисторов. Очень хорошо запускаются лампы с частичной
потерей эмиссии, которые не светятся от стартерной схемы...
Из отзывов на первое издание
Уже несколько десятков лет на работе и в быту людей сопровождают
люминесцентные осветительные лампы. Преимущество их перед клас-
сическими лампами накаливания очевидны — гораздо более высокий
КПД светоизлучения, повышенный срок службы, приближенный к ес-
тественному спектральный состав света, особенно при использовании
новых модификаций с трех- и пятислойным люминофором. Однако есть
у этих ламп и свои недостатки. Эта глава посвящается анализу недостат-
ков данных ламп и новым методам продления их срока службы.
16.1. Немного о работе люминесцентных ламп
Сегодня люминесцентные осветительные лампы встречаются по-
всеместно: в быту, в офисах, в производственных помещениях, на ули-
це. Однако продолжительность срока службы таких ламп, а также ха-
рактер излучаемого света в значительной степени зависят не от конст-
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть 369
рукции газонаполненной стеклянной колбы, а от качества
дополнительной аппаратуры (пускорегулирующей аппаратуры, ПРА),
с помощью которой осуществляется зажигание лампы и поддержание
ее свечения.
Общие недостатки люминесцентных ламп таковы. Во-первых, для
их зажигания требуется наличие громоздкого дросселя и ненадежного
стартера. Во-вторых, лампы мерцают с частотой питающей сети 50 Гц,
поскольку в моменты перехода синусоиды питающего напряжения че-
рез нуль газ в баллоне успевает деионизироваться. Так называемый
«стробоскопический эффект», возникающий при мерцании лампы, не-
приятен для глаз. В-третьих, арматура ламп, с помощью которой они
монтируются, требует тщательно продуманного способа крепления
управляющих элементов. Обычно хорошая арматура имеет мягкий
подвес или резиновые амортизирующие прокладки, чтобы вибрация с
частотой 50 Гц, создаваемая дросселем, не создавала резонанса с кор-
пусом и не раздражала окружающих звоном. В-четвертых, вышедший
из строя стартер вызывает так называемый фальш-старт лампы, визу-
ально выражающийся как несколько вспышек перед стабильным зажи-
ганием. Фальш-старт резко снижает срок службы люминесцентной
лампы. В-пятых, коэффициент мощности ламп дневного света очень
низкий, а это значит, что они являются неудачной для электросети на-
грузкой. В-шестых, классический балласт ламп нагревается, что свиде-
тельствует о дополнительных затратах энергии. В-седьмых, классиче-
ская схема поддержания свечения люминесцентной лампы не позволя-
ет осуществлять регулировку яркости ее свечения. Существует еще
несколько более мелких недостатков, которые мы не упоминаем.
Уже достаточно давно ведутся работы по устранению вышепере-
численных недостатков люминесцентных ламп, повышению надежно-
сти пускорегулирующей аппаратуры, уменьшению ее веса и габаритов.
Появление высокочастотных электронных балластов позволило значи-
тельно улучшить эксплуатационные характеристики этих осветитель-
ных приборов... Но сначала давайте разберемся, как устроен классиче-
ский балласт, и тогда нам станет понятно, каким путем осуществлялся
переход к балласту электронному.
Обратим внимание на рис. 16.1, на котором показана классическая
схема пускорегулирующей аппаратуры (ПРА) люминесцентной труб-
чатой лампы. Холодная люминесцентная лампа имеет высокое сопро-
тивление между своими электродами, поэтому при включении напря-
жение сети, проходя через накальные электроды лампы, целиком пада-
ет на ключевом элементе стартера. Ключевой элемент КЛ на рис. 16.1
представляет собой биметаллическую пластину, замыкающую цепь в
нагретом состоянии и размыкающую в холодном состоянии. Посколь-
ку на электродах этого ключа появляется разность электрических
потенциалов, газ в колбе стартера ионизируется и разогревает биметал-
370
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
лическую пластинку. В какой-то мо-
мент ключ КЛ замыкается и появив-
шийся в цепи электрический ток на-
чинает «накачивать» в дроссель
энергию, но, более того, этот ток ра-
зогревает накальные спирали люми-
несцентной лампы. Разогретым
электродам присущ эффект термо-
электронной эмиссии, который из-
вестен читателю по электронным
лампам, кинескопам, вакуумным ин-
дикаторам. В газе, наполняющем
баллон лампы, появляются свобод-
ные заряды. Одновременно с этим в
баллоне стартера ионизация газа
пропадает, биметаллическая пласти-
на охлаждается и ключ КЛ размыкается. Энергия, накопленная в ин-
дуктивном элементе L, переходит в заряд конденсатора С по закону:
Рис. 16.1. Классическая
схема ПРА
L-12L=AU2EL-C,
A6.1)
где iL — ток дросселя;
AUEL — изменение напряжения между электродами лампы.
Обычно индуктивность L дросселя стремятся выбрать побольше, а
емкость С конденсатора — поменьше, чтобы получить большую ампли-
туду резонансного броска напряжения на конденсаторе. Этот бросок,
величина которого превышает напряжение питания, достаточен для
полной ионизации газа внутри баллона люминесцентной лампы и ее за-
жигания. Зажигание характеризуется резким падением сопротивления
газового промежутка люминесцентной лампы. После зажигания стартер
оказывается отключенным, поскольку его сопротивление много больше
сопротивления горящей лампы. Дроссель же, являясь индуктивным со-
противлением, поддерживает рабочее напряжение на электродах лампы.
Если по каким-либо причинам лампа не зажигается (например, слиш-
ком рано происходит размыкание биметаллического контакта или он
износился в продолжительной эксплуатации), лампа входит в аварий-
ный режим работы, который сопровождается вспышками фальш-старта.
Еще один режим запуска люминесцентной лампы, называемый «холод-
ным», может произойти при приложении к ее электродам напряжения
400... 1200 В, в отличие от режима «горячего пуска» с прогретыми элек-
тродами, когда для зажигания достаточно 40...400 В. Опытным путем ус-
тановлено, что «холодный пуск» снижает ресурс лампы почти в два раза.
Графически режимы работы лампы показаны на рис. 16.2.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
371
U in
Фальш-старт
(аварийный режим)
) Точка зажигания
Рис. 16.2. График, поясняющий
режимы работы лампы дневного
света
Рис. 16.3. Способ применения
микросхемы КР1182КП2
Поскольку классическая лампа дневного света питается перемен-
ным напряжением низкой частоты, в паузах, при переходе сетевого на-
пряжения через ноль, газ успевает деионизироваться, что иногда замет-
но на глаз, как характерное мерцание.
Недостатки стартера как устройства с ненадежным механическим
контактом сегодня научились устранять, заменив его электронным
аналогом. Отечественная промышленность освоила выпуск микросхе-
мы КР1182КП2, на основе которой можно легко изготовить электрон-
ный стартер. Данная микросхема представляет собой трехвыводной
фазовый тиристорный регулятор напряжения (рис. 16.3).
Для работы электронного стартера необходим резонансный контур
L, C1. В качестве индуктивности L возможно использовать обыкновен-
ный балластный дроссель. Величина конденсатора С1 для сетевой час-
тоты 50 Гц рассчитывается по формуле:
С1 =
10"
A6.2)
Конденсатор С2 регулирует момент открывания электронного
стартера, а резистор R1 включен в целях электробезопасности. Этот ре-
зистор разряжает конденсатор С1 при отключении лампы от сети.
16.2. Как работает электронный балласт
Как уже было сказано, электронный стартер позволяет устранить
только недостатки, связанные с фал ьш-стартом ламп. Но есть более
эффективный способ борьбы с перечисленными недостатками — с по-
мощью электронного балласта. Конечно, его стоимость, по сравнению
372
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
с традиционным, получается выше, но, учитывая, что срок службы усо-
вершенствованной лампы продлевается в несколько раз, можно смело
утверждать, что фактически стоимость обоих видов балластов пример-
но одинакова.
Типовая структурная схема электронного балласта показана на
рис. 16.4. Входное переменное напряжение 220 В 50 Гц поступает на
помехоподавляющий фильтр, который блокирует помехи, возникаю-
щие при работе электронного балласта. Плохо подавленные паразит-
ные излучения балластов могут «забивать» радиоприемники и беспро-
водные телефоны, не говоря уже о производственных помещениях, в
которых работают с высокоточной измерительной аппаратурой. Далее
следует стандартный двухполупериодный выпрямитель, простейший
конденсаторный фильтр или корректор коэффициента мощности.
Сразу отметим, что корректор пока отсутствует в большинстве про-
мышленных схем балластов, поскольку мощность одиночных люми-
несцентных ламп не превышает 100 Вт. Конечно, корректор значитель-
но удорожает балласт, однако данная коррекция должна вводиться при
использовании одного электронного балласта, работающего на не-
сколько C—4) однотипных ламп. Иногда может отсутствовать и индук-
тивно-емкостной помехоподавляющий фильтр (вместо него обычно
используется одиночный неполярный конденсатор небольшой емко-
сти). Тем не менее, поскольку требования по помехоподавлению все
более ужесточаются, разработчикам в скором времени придется вво-
дить в схемы балластов обязательные индуктивно-емкостные помехо-
подавляющие фильтры.
U in
-220В
50Гц
Помехопо-
давляющий
фильтр
Выпрямитель
Фильтр /
1
Т
/
/
/Кг
/Коррек-
мчэр коэф-
фициента
мощности
Инвертор
El-
РТС
Схема
управления
Рис. 16.4. Типовая схема электронного балласта
Инвертор преобразует выпрямленное напряжение в высокочастот-
ные импульсы, которыми питается лампа EL. Цепочка из конденсатора
С и позистора РТС предназначена для запуска лампы. Любой элек-
тронный балласт должен быть оснащен сетевым предохранителем F,
чтобы вышедшая из строя электронная схема не вызвала пожар.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
373
Рассмотрим работу высокочастотного инвертора подробнее, так
как именно этот узел является основным в схеме балласта. Итак, в схе-
ме рис. 16.5 точка «А» подключается с помощью транзисторных клю-
чей VT1 и VT2 периодически то к напряжению питания (Uin = 310 В), то
к «общему» схемы. В результате в точке «А» возникают однополярные
высокочастотные импульсы напряжения (частота коммутации обычно
находится в пределах 20... 120 кГц), которые, во-первых, зажигают лам-
пу, а во-вторых, не дают газу деионизироваться; свет, излучаемый лам-
пой, будет ровным. При таком методе пуска и управления полностью
исключается фалып-старт, поскольку электроды лампы гарантирован-
но коммутируются на постоянное напряжение, провалы которого от-
сутствуют принципиально. Регулировкой скважности импульсов ком-
мутации можно добиться регулировки яркости свечения. Кроме этого,
сокращаются размеры индуктивности L. Как вариант реализации элек-
тронного балласта иногда используется полумостовая схема (рис. 16.6).
Впрочем, первый вариант сегодня встречается чаще.
Uin
Рис. 16.5. Вариант построения
инвертора электронного балласта
Рис. 16.6. Еще один вариант
инвертора
Чтобы зажечь лампу, нужно разогреть ее электроды. Поскольку в
схеме электронного балласта отсутствует стартер, необходимо каким-то
образом первоначально замкнуть силовую цепь, чтобы протекающий
ток разогрел электроды, а затем схему пуска отключить. В лампах не-
большой мощности, порядка единиц Вт, первоначальное замыкание
цепи можно осуществить при помощи конденсатора С (рис. 16.7). Од-
нако этот путь достаточно проти-
воречив, поскольку для разогрева с
желательно иметь как можно боль-
шее значение емкости, в то время
как для возникновения хорошего
резонансного эффекта выбирать
EL
эту емкость слишком большой
нельзя. При разработке практиче-
Рис. 16.7. Замена стартера
конденсатором
374 Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
ских конструкций замена стартера конденсатором не всегда приводит к
надежному запуску, поэтому тем читателям, которые будут работать с
«железом», рекомендуется в небольших пределах варьировать емкость
этого конденсатора.
И все же как обеспечить надежный запуск лампы при минималь-
ном значении емкости? Разработчики поступили следующим ориги-
нальным образом. Они включили параллельно конденсатору терми-
стор РТС с положительным температурным коэффициентом. В холод-
ном состоянии сопротивление термистора мало и ток разогревает
электроды лампы. Вместе с электродами разогревается и термисгор.
При определенной температуре сопротивление термистора резко по-
вышается, цепь разрывается и индуктивный выброс зажигает лампу.
Термистор шунтируется низким сопротивлением горящей лампы.
Самые первые электронные балла-
сты работали в автогенераторном режи-
ме и собирались из дискретных элемен-
тов. Однако это оказалось крайне не-
удобно: для выполнения указанных
выше требований приходилось вводить
множество дискретных элементов, и по-
этому габариты печатных плат получа-
лись слишком большими. До некоторой
степени сократить размеры плат уда-
лось, до предела упростив функцио-
Рис. 16.8. Лампа с нальные узлы. На рис. 16.8 показана
автогенераторным балластом лампа китайского производства именно
с таким вариантом построения балласта.
Ведущие фирмы-разработчики выпустили микросхемы управления
балластами, тем самым сократив размеры балластов и расширив функ-
циональные возможности схемы. Первое поколение микросхем требо-
вало наличие внешних силовых транзисторов, в более современных
модификациях силовые ключи интегрированы в один корпус со схе-
мой управления. Такие балласты настолько миниатюрны, что легко по-
мещаются в цоколь лампы, вворачиваемой в резьбовой патрон. Лампы
со встроенным балластом уже выпускаются серийно, но их цена по
сравнению с лампами накаливания высока. Скорее всего, цена будет
падать с течением времени, когда рынок люминесцентных ламп насы-
тится. Но не следует ожидать, что цена таких ламп сравняется с ценой
обычных ламп накаливания. Выигрыш здесь может быть, как мы зна-
ем, только за счет увеличенного срока службы.
Второе поколение микросхем управления электронными балласта-
ми обладает многими сервисными и защитными функциями, которых
не было в составе первого поколения микросхем. Например, появи-
лись режимы старта, подогрева электродов, поджига, запуска рабочего
376
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
16-3. Балласт — за несколько минут
Поскольку энергосберегающие лампы с электронными балластами
стремительно завоевывают рынок источников света, фирмы-произво-
дители электронных компонентов предпринимают шаги для облегче-
ния проектирования этих устройств. Так, например, знакомая читате-
лю фирма «International Rectifier» разработала и свободно распростра-
няет программу IR Ballast Designer для автоматизированного выбора
схемы построения таких балластов на основе микросхем IR21571,
IR2156, IR21592, IR2166, IR2167. На сегодняшний момент наиболее
распространены вторая и третья версии этой программы (они прилага-
ются на компакт-диске). Версии отличаются друг от друга в основном
набором встроенных функциональных компонентов. На рис. 16.9 по-
казано основное окно IR Ballast Designer, из которого осуществляется
управление процессом проектирования.
:|;i||||Ji 85 to 26WAC ^|1|||||||Т8 36W _ ЯНШ
§jЦШ
Single lamp/current-mode heating ffij|
Рис. 16.9. Основное окно программы IR Ballast Designer
Как видно из рисунка, расчет параметров электронного балласта со-
стоит из пяти шагов. Первый шаг (step 1) позволяет выбрать вид вход-
ной цепи (select line input). Здесь можно задавать входную цепь с обыч-
ным диодным мостом и конденсаторным фильтром, с корректором ко-
эффициента мощности, а также ввести собственные данные. Диапазон
рабочих напряжений выбирается из ряда 80... 140 или 185...265 В.
На втором шаге (step 2) осуществляется выбор люминесцентной
лампы (select lamp) по конструктивным и мощностным параметрам.
В перечне стандартных ламп имеются U-образные серий TC-EL,
ТС-DEL, ТС-Т, спиральные, и классические трубчатые лампы серий
Т5, Т8, Т12 (аналоги отечественных серии ЛБ). Можно также ввести
собственные параметры ламп, нажав на кнопку Edit list.
Третий шаг (step 3) — выбор управляющей микросхемы (target 1С).
Здесь мы выбираем микросхему из перечня, приведенного выше. Чет-
вертый шаг (step 4) — задание схемы включения люминесцентных
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть 377
ламп. Если читателю потребуется включить одну лампу, он может вы-
брать один из двух вариантов (одиночный с токовым подогревом или
одиночный с потенциальным подогревом); для включения двух одно-
типных ламп к одному балласту существует пять различных схем (с по-
следовательным включением и токовым подогревом, с последователь-
ным включением и потенциальным подогревом, с последовательным
включением и токовым подогревом, с параллельным включением и по-
тенциальным подогревом, с параллельным включением и токовым по-
догревом, с балансным трансформатором).
Наконец, пятый, завершающий, шаг (step 5) определяет номиналы
элементов схемы. При нажатии на кнопку Design ballast программа
формирует три дополнительных окна, в одном из которых показывает-
ся электрическая схема с позиционными обозначениями элементов
(circuit diagram), во втором — перечень элементов (bill of materials), а в
третьем — конструктивные данные резонансного высокочастотного
дросселя (LRES current mode inductor). Здесь можно почерпнуть сведе-
ния о типономинале магнитопровода, величине немагнитного зазора,
индуктивности, количестве витков, диаметре намоточного провода и
даже габаритные размеры готового элемента. Распечатав результаты
расчета, на этом с теоретической частью заканчивают.
Приведенный пошаговый режим (simple mode) предназначается
для «ленивых» пользователей, которые не слишком стремятся к опти-
мизации и к пониманию влияния тех или иных элементов на парамет-
ры схемы. Для более дотошных пользователей предусмотрен режим с
подробной настройкой параметров (advanced mode), переключение на
который осуществляется в главном окне (рис. 16.30).
В этом режиме имеется несколько вкладок, относящихся к пара-
метрам лампы (lamp), входу (line), балласта (ballast), выхода (output).
После проведения расчета в окне выводится график, отражающий про-
цесс запуска лампы в функции рабочей частоты.
В рабочем окне программы имеется кнопка Datasheet, нажатием на
которую можно вызвать полную техническую документацию приме-
ненной микросхемы управления (в формате pelf). Естественно, в систе-
ме должен быть установлен Adobe Acrobat Reader.
При установке программы на компьютер необходимо обратить
внимание на следующие особенности, которые позволят справиться с
некоторыми неприятностями. Во-первых, установленная вторая вер-
сия программы может выполнять недопустимую операцию при выборе
лампы и сама собой закрываться. Третья же версия может просто не за-
пускаться, выдавая сообщение с красным крестиком. Чтобы таких не-
приятностей не происходило, необходимо войти в панель управления
Windows, щелкнуть по пиктограмме «Язык и региональные стандар-
ты», в пункте «региональные параметры» (кнопка «настройка») устано-
вить в качестве разделителя целой и дробной части символ «точка»,
378
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
lglelamp-'curfanl-modeheanng. T85to265VAC. T12 404*/
IR21592. L-1.90mH, C = 820nF
Рис. 16.10. Режим advanced mode
символ «запятая» — в качестве разделителя групп разрядов. Если этого
не сделать, программы работать не будут!
В практической части мы приведем схему электронного балласта,
рассчитанного при помощи данной программы.
16.4. От теории — к практике
По уже сложившейся традиции автор счел необходимым привести
несколько практических конструкций разной степени сложности. Все
они выполнены на основе продукции фирмы «International Rectifier».
Первая схема на IR51H420 пригодится для запуска миниатюрных
U-образных ламп, вторая — на IR2151 — для обычных трубочных ламп
серии ЛБ, третья схема по параметрам повторяет вторую, но ее расчет
был проведен при помощи автоматизированной программы, и, кроме
этого, применение перспективной микросхемы 1R21592 позволит зна-
чительно продлить срок службы люминесцентной лампы.
16.4.1. Электронный балласт на IR51H420
Неплохой пример электронного балласта — это гибридная микро-
схема IR51H420, в которую встроены силовые транзисторы. На ее базе
можно строить сверхминиатюрные балласты для запуска ламп U-типа
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
379
мощностью П...26 Вт с входным напряжением 120 или 240 В. На
рис. 16.11 приведена схема балласта для лампы фирмы «OSRAM» мощ-
ностью 11 Вт (рис. 16.12).
R1 10 F1 2А
¦Ы-i
VD7 1N4748
Рис. 16.11. Схема миниатюрного балласта на микросхеме IR51H420
Рис. 16.12. Лампа фирмы «OSRAM» мощностью 11 Вт
380
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Входное напряжение 220 В 50 Гц выпрямляется диодным мостом
VD1...VD4 и сглаживается конденсатором С1. Для ограничения заряд-
ного тока установлен резистор R1, а для защиты питающей сети — пре-
дохранитель F1. Диоды VD6, VD7 включены встречно-параллельно для
получения нулевого тока при возникновении последовательного резо-
нанса. Данная мера предпринята для синхронизации задающего гене-
ратора и резонансной цепи С4, L1 с целью получения более надежного
запуска. На схеме отсутствует снаббер, поскольку фирма гарантирует
отсутствие защелкивания выходного каскада микросхемы управления.
Чтобы подключить к балласту лампы с другим значением мощно-
сти, необходимо изменить номиналы некоторых элементов согласно
табл. 16.1.
Таблица 16.1. Согласование балласта с другими типами ламп
Мощность, Вт
16
18
22
26
С1, мкФ
10
22
22
22
L1, мГн
2,56
1,85
1,85
1,85
R2, кОм
13
10
14
18
fose> КГЦ
36 >
43
33
27
Печатная плата преобразователя показана на рис. 16.13, а собрать
его можно по рис. 16.14. Внешне собранная печатная плата будет вы-
глядеть так, как показано на рис. 16.15. Дроссель L1 наматывается на
двух сложенных кольцах из МО-пермаллоя марки МП-140. Количество
витков — 97, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,2 мм. Для остальных дроссе-
лей, данные которых приведены в табл. 16.1, необходимо использовать
провод диаметром 0,25 мм.
Рис. 16.13. Печатная плата
Рис. 16.14. Сборочный рисунок
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
381
Рис. 16.15. Внешний вид электронного балласта
В конструкции использованы полярные конденсаторы типа К50-68,
неполярные — типа К10-176 и К78-2 (высоковольтные). Номинальное
напряжение конденсатора С2 должно быть не менее 25 В, для конден-
сатора С4 номинальное напряжение — 400 В, для С5 — 300 В.
16.4.2. Электронный балласт на IR2151
Теперь изготовим простой электронный балласт на основе микро-
схемы IR2151. Схема (рис. 16.16) построена по полумостовому принци-
пу. Данный балласт рассчитан на питание лампы мощностью 40 Вт от
сети переменного тока 220 В 50 Гц. Напряжение сети выпрямляется
диодным мостом VD1—VD4 и сглаживается конденсаторами полумос-
та С6 и С7. Внутренний генератор представляет собой точную копию
генератора, используемого в таймере серии 555 (отечественный аналог
КР1006ВИ1). Частота внутреннего генератора задается элементами R3
и С2 в соответствии с формулой:
1
Резонансная частота балластной схемы:
1
A6.3)
A6.4)
Для обеспечения резонанса желательно частоты fenf6 уравнять.
При указанных в схеме номиналах частота резонанса составит около
40 кГц.
Цепочка R2, С1 питает микросхему DA1, цепочка VD5, СЗ — бугст-
репный каскад, питающий транзистор VT1 верхнего плеча. Элементы
R6, С5 — цепь снаббера, предотвращающего защелкивание выходных
каскадов микросхемы (выводы 5 и 7). При управлении силовыми тран-
зисторами в полумостовой схеме, как мы знаем, могут возникнуть
сквозные токи. Поэтому в состав микросхемы введено устройство фор-
мирования «мертвого времени» продолжительностью 1,2 мс. Осталь-
ные узлы схемы пояснения не требуют.
382
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
VD1—VD4
КД226Г
С1
47мк-г
16В
Рис. 16.16. Схема электронного балласта на микросхеме IR2151
Печатная плата балласта приведена на рис. 16.17, собрать его помо-
жет рис. 16.18. В конструкции использованы элементы со стандартны-
ми допусками. Полярные конденсаторы типа К50-68, неполярные —
К10-176 и К78-2, К73-17. Допустимое напряжение конденсатора С5 —
не менее 400 В. Диод VD5 должен быть класса «ultra-fast» и выдержи-
вать обратное напряжение не менее 400 В. Кроме указанного на схеме
подойдут 11DF4, BYV26B, BYV26C, BYV26D, HER156, HER157,
HER105, HER106, HER205, HER206, SF28, SF106. Вместо микросхемы
IR2151 возможно использовать IR2152, IR2153, IR2155. Замены тран-
зисторов VT1 и VT2: IRF730, IRF740, IRF840, BUZ90, КП726, КП728,
КП751А, КП770Д. Термистор С1260 фирмы «Epcos» (R7) можно заме-
нить на В59339-А1801-Р20, В59339-А1501-Р20, B59320-J120-A20,
В59339-А1321-Р20. В ряде случаев этот элемент можно из схемы ис-
ключить. Попробуйте сначала не устанавливать R7 в схему и проверить
запуск балласта. Если лампа надежно запускается без вспышек
фалын-старта, термистор устанавливать не нужно.
Дроссель электронного балласта выполнен на Ш-образном магни-
топроводе из феррита 2500НМС1 Ш5х5 с зазором 0,2 мм (необходимо
подложить прокладки толщиной 0,1 мм под рабочие поверхности по-
ловинок магнитопровода). Обмотка составляет 100 витков провода
ПЭВ-2 диаметром 0,2 мм. Можно также использовать магнитопровод
Шбхб из феррита 2000НМ с зазором 2 х 0,25 мм, количество витков в
этом случае будет 135.
После сборки и отладки балласт рекомендуется поместить в экра-
нирующий кожух из стали или алюминия.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
383
§ в
23
R5
R4
L1
Рис. 16.17. Печатная плата
Рис. 16.18. Сборочный рисунок
16.4.3. Электронный балласт на IR21592
Следующая схема электронного балласта выполнена на основе
микросхемы второго поколения IR21592. Фирма-производитель назы-
вает эту микросхему диммером (dimming ballast), поскольку она имеет
отдельный вход управления яркостью свечения лампы. Кроме этого,
микросхема имеет цепи защиты от повреждения лампы. На рис. 16.19
показана практическая схема балласта на основе этой микросхемы, а в
табл. 16.2 приведено назначение ее выводов.
384
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Таблица 16.2. Назначение выводов микросхемы IR21592
Вывод
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
Символ
VDC
VCO
СРН
DIM
МАХ
MIN
FMIN
IPH
SD
CS
LO
СОМ
VCC
VB
VS
НО
Функциональное назначение
Детектор входного напряжения '
Контроль напряжения входного генератора
Таймер предварительного подогрева
Вход контроля яркости @,5...5,0 В)
Максимальная уставка мощности лампы
Минимальная уставка мощности лампы
Установка минимальной частоты
Установка пикового тока подогрева
Вход отключения
Вход датчика входного тока
Выход драйвера затвора транзистора нижнего плеча
«Общий» сигнальный и силовой
Питание логики управления
Питание драйвера верхнего плеча
Плавающий «общий» транзистор верхнего плеча
Выход драйвера затвора транзистора верхнего плеча
Узел блокировки от воздействия пониженного напряжения пита-
ния предназначается для того, что установить потребляемый балластом
ток на уровне 200 мкА до тех пор, пока не активировано устройство
управления затвором транзистора нижнего плеча. Элементы питания
микросхемы на рис. 16.19 - это R9, R10, R12, С5, С8, VD6, VD7. Бут-
стрепный диод VD5 и бутстрепный конденсатор С7 питают выходной
драйвер управления транзистором верхнего плеча. Эта схема уже нам
знакома, поэтому пояснений не требует. Запуск микросхемы происхо-
дит при наличии на выводе «13» напряжения выше 13,6 В.
Схема также требует, чтобы напряжение на выводе «1» было выше
5,1 В. Соответственно, в схеме имеется резисторный делитель R8, R2,
который задает напряжение на выводе «1». Кроме этого, имеется
фильтрующий конденсатор С13. Необходимость наличия детектора
продиктована тем, что при возможном перегорании лампы (или замы-
кании в ней) может «просесть» напряжение на шине питания, что при-
ведет к интенсивному тепловыделению и пожароопасной ситуации.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
385
*[]
.?оо =г
{ см ю
Рис. 16.19. Принципиальная схема балласта на микросхеме IR21592
386 Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Предварительный подогрев лампы начинается, когда напряжение
на выводе «1» достигнет значения 5,1 В, а также микросхема получит
питание на выводе «13». Ключевые транзисторы VT1 и VT2 в этом ре-
жиме работают с коэффициентом заполнения 0,5 и dead-time, равным
2 мкс. Конденсатор СЗ в этом режиме заряжается током 1 мкА, напря-
жение на выводе «3» возрастает. В то же время током величиной 1 мкА
разряжается конденсатор С2, и напряжение на выводе «2» уменьшает-
ся. Когда величина напряжения на резисторе R15, передаваемая на вы-
вод «10» микросхемы через интегрирующую цепь R14, С9, превысит
величину напряжения на резисторе R7 (при величине тока через него,
равном 60 мкА), конденсатор С2 начинает заряжаться. При этом часто-
та преобразования повышается и ток в нагрузке балласта снижается.
Когда напряжение на резисторе R15 снижается, конденсатор С2 начи-
нает разряжаться и значение рабочей частоты восстанавливается. На-
грев электродов продолжается, пока напряжение на выводе «3» не пре-
высит величину 5 В.
После превышения напряжения на выводе «3» указанного значе-
ния запускается режим поджига. В режиме поджига на выводе «8» мик-
росхемы устанавливается напряжение 1,6 В, а напряжение на выводе
«2» нарастает за счет заряда конденсатора С2 током величиной 1 мкА.
Таким образом, увеличивается напряжение на электродах лампы и ток
через них, уменьшается частота преобразования. Это нарастание осу-
ществляется до тех пор, пока лампа не загорится или не будет превы-
шена установленная величина тока через резистор R15, тогда балласт
войдет в режим «fault» (повреждение). Если лампа загорается, напря-
жение на выводе «10» становится ниже напряжения на выводе «8».
Как уже было сказано, в составе микросхемы есть устройство, с по-
мощью которого можно регулировать яркость свечения лампы. Оно
имеет внешний вывод «4», к которому подключен токоограничитель-
ный резистор R3. Диапазон входных напряжений на выводах
«dimming» (рис. 16.19) составляет 0,5...5,0 В, при этом максимальная
яркость свечения достигается при напряжении 5 В.
В конструкции балласта можно применить стандартные элементы.
Результаты расчета дросселя L1 показали, что его можно изготовить на
магнитопроводе типоразмера ЕЗО/15/7 из феррита ЗС85 (фирма
«Philips») или N27 (фирма «Epcos») или аналогичного с зазором 2 мм.
Количество витков — 226, провод диаметром 0,3 мм. Пиковый ток че-
рез дроссель составит 1,6 А. Ожидаемые габариты: 16 х 16 х 11 мм.
И последнее. Регулировать яркость свечения лампы можно как
аналоговым, так и цифровым способом, при помощи микроконтролле-
ра. В одной из последних разработок фирмы-производителя микросхе-
мы предложен цифровой интерфейс для электронного балласта, при
помощи которого все светильники подключаются к последовательной
шине, а она — к управляющему компьютеру. Таким образом, имея спе-
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть 387
циальную программу, можно распределять освещение во всем здании в
зависимости от погодных условий, времени суток и времени года. Ав-
торы идеи предполагают, что это позволит сэкономить достаточно
много средств, забывая о том, что вначале такая, прямо скажем, неде-
шевая система должна работать продолжительное время, прежде чем
следует ожидать от нее экономического эффекта. Большинству читате-
лей, конечно, все эти усложнения ни к чему, поэтому им рекомендует-
ся задать на выводе «4» напряжение порядка 4,7...5,0 В, воспользовав-
шись параметрическим стабилизатором со стабилитроном КС147А.
Балластное сопротивление величиной 15 кОм следует подключить к
выводу «13» микросхемы.
Глава 17
Так ли прост сварочный аппарат?
Несколько мнений «за» и «против» малогабаритного
«сварочника». Читатели вступают в дискуссию.
Трудно, но — возможно?
В свое время надо было «варить», поэтому купил аппарат «Терминатор» фир-
мы «Тор», не инверторный. Л интерес к импульсному «сварочнику» связан прежде
всего с небольшим потреблением тока в «первинке» и стабильным горением дуги.
У нас был на работе такой, но «пошел по рукам» и сгорел. Безрезультатно пере-
смотрел горы литературы в надежде найти готовую схему «сварочника». Сам не
являюсь радиолюбителем, однако диод от транзистора отличаю. Эксперименти-
ровать — дороговато. Что делать?
Из переписки
В настоящее время мы ведем переговоры с одной отечественной фирмой о вне-
дрении импульсного сварочного аппарата оригинальной конструкции. Вначале
предлагаем модификацию для сварки проволокой, а затем — для пускозарядного
устройства. Возможно, потребуется разработка рабочих схем. Кто может
взяться за это дело?
Из отзывов на первое издание
Пожалуй, ни одна из затронутых в первом издании книги тем не
вызвала столь горячую дискуссию, как тема о создании малогабаритно-
го импульсного сварочного аппарата. Собственно, и самой темы в кни-
ге не было, а было лишь сказано о том, что радиолюбители в этом на-
правлении работают, порой им удается что-то изобрести. В этом изда-
нии тему высокочастотной сварки хотелось бы осветить более широко,
тем более что отправной точкой к ней стала авторская статья, опубли-
кованная на собственном интернетовском сайте в 2002 году. Именно с
этой статьи, а также с письма читателя, побудившего написать статью,
мы и начнем.
17.1. Сварочный аппарат — все ли так просто,
как кажется?
Пишет читатель Олег Романенко:
Несколько месяцев назад у меня возникла идея сделать импульсный
сварочный аппарат, хотя потребность в нем существует уже давно. Ку-
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат? 389
пить готовый — слишком дорого. Хороший аппарат стоит порядка полу-
тысячи долларов и выше. Проще всего мне было бы взять за основу фир-
менную схему, но таковой я нигде не нашел. В интернете есть несколько
любительских схем.
1. Тиристорная, с выходным током до 125 А, частота преобразования
4 кГц, копия промышленного «Электрон-125». Схема простая, но сам ав-
тор ее не делал. Ток, конечно, близок к желаемому A50 — 170 Л), но не
устраивает частота — обязательно будет слышен писк.
2. Самовозбуждающийся полумост на транзисторах КТ812, описан-
ный в журнале «Радиолюбитель», автор А. Петров. Схема не слишком
сложная и производящая впечатление работоспособной, но ток F0 А),
мягко говоря, слишком мал.
3. Пуш-пульный каскад и полумост на КТ878, с управлением, выпол-
ненным на цифровых микросхемах ТТЛ серии 155. Ток — 120 А, много со-
ветов, впечатляющее описание.
4. Прямоходовый преобразователь, на IRF740, по 4 штуки в параллель.
Контроллер построен на микросхеме UC3844. Ток — 80 А.
Теперь о том, что пишут в книгах о сварочных аппаратах. По теории
аппарат должен иметь падающую ВАХ при напряжении зажигания дуги
40...50 В. По мере увеличения тока это напряжение на ней падает до
20. ..25 вольт и стабилизируется на этом уровне. Как реализуется падаю-
щая характеристика? Что должен представлять собой «сварочник», если
у него рабочие режимы — холостой ход (когда не варит) и почти КЗ (ко-
гда варит)? На какое выходное напряжение нужно рассчитывать транс-
форматор? Можно ли мотать трансформатор на ферритовых кольцах, а
не Ш-образных сердечниках? Каким оптимальным соотношением должны
обладать площадь сечения и площадь окна?
Склоняюсь к мысли, что сварочный аппарат лучше собирать по схеме
полного моста на полевых транзисторах. Каким значением тока первич-
ной обмотки руководствоваться? Амплитудным или действующим? Ка-
кое значение плотности тока в обмотках выбирать? В разных книгах это
значение колеблется от 3 до 10 А на «квадрат».
Больной вопрос — выбор схемы управления ключами и построение этих
ключей. Большие токи, частота преобразования тоже не маленькая —
40...50 кГц. Хотя фирменные работают на 80...90 кГц. Интересно, как
они этого добились? Велик соблазн использовать IGBT, хотя MOSFETbt,
включенные в параллель, мне кажется, обойдутся дешевле. На чем лучше
остановиться?
Во входной цепи после моста во всех схемах стоит емкость порядка
1000 мкФ на напряжение порядка 400 В. Авторы ставят «в параллель»
несколько штук меньшей емкости. Для чего? Можно ли уменьшить эту
емкость т счет увеличения пульсаций на дуге? Не повлияет ли это на
ключи ?
390 Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
Ответ автора на это письмо был таким.
В радиолюбительской среде ходит немало мифов. Основа их появ-
ления — недостаточное знакомство с предметом творчества, отсутст-
вие или неполнота практического опыта, иногда — отсутствие необхо-
димого образования, да и просто доверчивость. Один из таких проч-
ных мифов — создание недорогого и надежного сварочного аппарата,
основанного на принципах импульсной техники. Из общения с не-
сколькими радиолюбителями, задумавшими такой аппарат сделать, я
вынес несколько соображений, некоторый опыт, которым хочу откро-
венно поделиться с читателями. Большая просьба не воспринимать
этот материал как камень в огород радиолюбителей, увлекшихся кон-
струированием сварочных аппаратов. Уже одно то, что мысль работает
в таком направлении, — хорошо. Лично я никогда профессионально
сварочными аппаратами не занимался, но опыт разработки мощных
импульсных источников питания, преодоление определенных сложно-
стей дают мне некоторое право говорить о том, каких ориентировоч-
ных затрат «навскидку» потребует создание «сварочника».
Во-первых, пришедшая в голову задумка создать сварочный аппа-
рат поначалу кажется очень простой. Как правило, у радиолюбителя
уже имеется предварительный удачный опыт изготовления сетевого
импульсного стабилизатора на сотню-другую ватт, собранного по ка-
кой-либо типовой схеме (более или менее удачной). Естественно, ус-
пех придает сил и требует резко наращивать мощность. Однако первый
запуск «сварочника» неизменно приносит запах сгоревших транзисто-
ров, выбитый автомат в квартирном щитке, снопы искр из розетки.
Могут происходить и более серьезные неприятности типа отключения
света во всем подъезде или воспламенение квартирной проводки, рас-
считанной на токи не более 10... 15 А. Кого-то данная неприятность мо-
жет остановить в экспериментировании, а кому-то — взяться за пере-
работку схемы, покупку новых комплектующих и — вновь испытывать,
испытывать, испытывать. Испытания могут продолжаться годами, по-
глощая все свое свободное время и деньги.
Во-вторых, почти полное отсутствие работоспособных радиолюби-
тельских схем импульсных сварочных агрегатов. Это говорит о чрезвы-
чайной сложности проблемы даже для профессионалов (не говоря о
радиолюбителях). Скорее всего, работоспособная схема «гуляла» бы по
интернету не только в виде собственно схемы, но также фотографий
внешнего вида, монтажа, характера сварных швов. Коммерческие фир-
мы, вложив в разработку немало финансовых и интеллектуальных спо-
собностей, не спешат раскрывать свои «ноу-хау», публиковать схемы
даже для ремонтников.
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат? 391
В-третьих, следует признать, что отечественных аппаратов в прода-
же не так много, а импортные стоят довольно дорого. Кто-то может ска-
зать, что дороговизна вызвана «накрутками» торговли, таможенными
пошлинами, налогами и прочими расходами. Допустим, что «наценка»
составляет $200, тогда собственно у производителя аппарат покупается
за $300. Много это или мало? Проведем оценку по стоимости комплек-
тующих электрорадиоэлементов 8-киловаттного сварочного аппарата
(ток 150 А) в расчете на то, что собранный аппарат заработает сразу.
Итак: транзисторы IGBT силового моста IRG4PF50WD (по 3 шт. парал-
лельно, итого 12 шт.) — $9,9 х 12 = $120; транзисторы IGBT-схемы за-
пуска IRG4PC50F D шт. параллельно, итого 4 шт.) — $6,5 х5 = $20;
конденсаторы электролитические 100 мкФ, 450 В (с мощными вывода-
ми, не менее 10 шт.) — $3,6 х 10 = $36; ферритовые кольца М2500НМС1
для трансформатора типа К100х60х15 (ориентировочное количество
для частоты преобразования 40 кГц — 10 шт.) — $3,9 х 10 = $39; датчики
тока для формирования «падающей» характеристики и защиты моста от
КЗ (на основе эффекта Холла) типа ДТХ-100 — $15x2 = $30; выпрями-
тельные диоды для моста, устанавливаемого в первичную сеть, типа
40HF80 D шт.) — $4,2 х 4 = $17; выпрямительные диоды Шоттки для
вторичной цепи (ток не менее 150 А, для обеспечения запаса по 2 в па-
раллель) типа 129NQ150 -$18x4- $72.
Я не расписываю здесь расходы на радиаторы, вентилятор прину-
дительного охлаждения, драйверы управления силовыми ключами, оп-
торазвязки, электронные схемы управления и защиты, маломощный
трансформатор питания схем управления, медные шины (или скручен-
ные провода) для намотки силового трансформатора, монтажные
шины, автомат защиты питающей сети, лампочки сигнализации и
многое другое — по мелочи. Положим на эти расходы (с учетом того,
что кое-что радиолюбитель достанет из своего «хлама») еще $150. Сум-
мируя все расходы, мы только-только выйдем на нашу цифру $500 — и
это без учета работы по изготовлению, настройке и так далее. Впрочем,
работы можно не учитывать — для радиолюбителя они оказываются
как бы «бесплатными». Но сами комплектующие бесплатными быть уж
никак не могут!
Читатель может задать встречный вопрос — почему сложнейшая
техника, как тот же компьютер, мобильный телефон, видеомагнито-
фон, — стоит намного дешевле в сборе, чем если купить все компонен-
ты «врассыпную». Дело в том, что любая техника в массовом производ-
стве не учитывает стоимости работ по изготовлению (стоимость обору-
дования, зарплаты работников) — ее стоимость приближается к
стоимости комплектующих. Если предприятие закупает огромными
партиями комплектацию, ему это обойдется гораздо дешевле, чем по-
купать поштучно. Еще дешевле производить основную комплектацию
у себя, что многие фирмы и делают. Секрет -- в массовости произвол-
392 Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
ства. Естественно, фирма тратит достаточно усилий на разработку и
оптимизацию изделий, но если изделие хорошо продается, эти вложе-
ния окупаются.
Радиолюбитель не может вложить много средств в разработку, не
может позволить себе большое количество ошибок (читайте — сгорев-
ших транзисторов). Либо — наверняка и сразу, либо — никак. Но в лю-
бом случае конструкция окажется дороже, чем такая же, купленная в
магазине. В приведенном расчете были использованы средние цены,
взятые из прайс-листа петербургской «Мега-Электроники» за 2002 год.
Учитывая, что на отечественном рынке не так много комплектующих,
из которых можно построить действительно работоспособный «свароч-
ник», а цены не отличаются у поставщиков на порядки, можно выга-
дать из приведенной суммы порядка $50, может быть чуть-чуть больше.
Импульсный сварочный аппарат относится к устройствам повы-
шенной сложности, где-то сравнивающейся с разработкой телевизора.
При необходимости лучше купить его готовым, не тратя лишние день-
ги и силы, обеспечив электробезопасность. Остается лишь одна причи-
на, которая переводит все предыдущие слова в разряд неубедительных
и лишних, — это интерес к творчеству. Пытать счастье в изготовлении
самодельного «сварочника» будут многие, поэтому им — небольшие
советы.
Начинать создание собственного аппарата нужно с изготовления
импульсного стабилизатора на сотню-другую ватт, потом наращивать
мощность, переходя к киловаттам. Ну а затем — если повезет и собран-
ный «киловаттник» не пройдет «испытание на дым» — можно заду-
маться о сварке.
Сварочный аппарат — это по сути стабилизатор тока с ограничени-
ем выходного напряжения на уровне 40...50 В. Соответственно в соста-
ве его должны быть (место установки — вторичная цепь) датчик напря-
жения и датчик тока. При повышении напряжения между электродами
должно включаться устройство ограничения напряжения, а при сниже-
нии — стабилизация тока. Для стабилизации тока нужен шунт типа
75ШСМ или 75ШСУ, являющийся датчиком тока. Но лучше использо-
вать датчик тока на основе эффекта Холла (есть отечественный типа
ДТХ-100, есть швейцарский LEM, есть датчики других фирм) -^ тогда
схема обратной связи станет проще (не потребуются гальванические
развязки сигнальных и силовых цепей). Цепь обратной связи должна
быть быстродействующей.
Советы относительно проектирования силового трансформатора,
организации схемы управления ключами, выбора нагрузок проводни-
ков и силовых элементов даны в книге. Ничего нового здесь сказать
нельзя, поэтому я не повторяюсь.
Для «сварочника», по моему мнению, лучше подходят транзисторы
IGBT, так как включаемые «в параллель» MOSFETbi на такие напряже -
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат? 393
ния окажутся дороже — придется больше «параллелить». Проблемы
возникают из-за значения сопротивления «сток-исток».
Распараллеливать конденсаторы фильтра приходится из-за того,
что в моменты пауз ток в нагрузке поддерживается только из запасен-
ного в конденсаторах заряда. Параллельное включение конденсаторов
уменьшает токовую нагрузку на выводы, снижает нагрев. Снижение
пульсаций на конденсаторах возможно только до предельно допусти-
мых значений, указанных в технических условиях на элементы.
Еще раз обращаю внимание на то, что прежде чем заняться практи-
ческим изготовлением «сварочника», нужно прикинуть свои финансо-
вые возможности и быть готовым к достаточно дорогостоящим неуда-
чам.
Ответ читателя Сергея Романенко:
Вначале хочу поговорить о финансовой стороне вопроса. Фирменный
«импулъсник» стоит $500 и выше — это ни для кого не секрет. Заводской
«сварочник» с обычным низкочастотным трансформатором на 250 ампер
стоит $100...200. Я хочу сделать «импулъсник» по цене обычного «свароч-
ника», то есть цена его должна быть немногим более сотни долларов.
Прекрасно понимаю, что с фирмой тягаться бесполезно, и не претендую
на аппарат с фирменными характеристиками. Нужен прежде всего аппа-
рат, который можно включать в любую розетку, то есть с потребляемой
мощностью не более 2...3 кВт и массой не более 10 кг.
В Интернете я нашел кое-какие сведения по промышленным импорт-
ным аппаратам. Есть четыре модели: итальянская, шведская, немецкая и
российская. Потребляемый ток не более 16 ампер, выходной ток до 150 А.
Напряжение холостого хода составляет 60, 80 и даже 100 вольт. Лучше
всех описан шведский «Кэдди». Сказано, что собран на транзисторах
MOSFET(подчеркиваю — не IGBT). Рабочая частота составляет 80 кГц.
Согласно принципиальной схеме «Кэдди», это — однотактная forward-схе-
ма с двумя транзисторами и двумя диодами. Каждое плечо содержит по
шесть транзисторов MOSFET, включенных параллельно. 120-амперный
аппарат стоит 370 долларов, а 160-амперный все 750. Вес составляет 2,2
и 3,6 кг соответственно.
Для «сварочника» вы предлагаете исключительно импортную эле-
ментную базу. С одной стороны — это очень хорошо, ведь на нашей базе
многие вещи вообще нереализуемы. С другой стороны, импортная база
явно не дешевая. Но я не готов платить за диоды Шоттки по $18 за шту-
ку, а взял бы КД2997, которые стоят «по рублю за ведро». Конечно, поте-
ря в объеме и массе в целом, зато дешево. Зачем мне 30-амперные транзи-
сторы по $10, если можно взять 5-амперные по 60 центов за штуку? Са-
мое дорогое — это входные конденсаторы, и тут никуда не денешься.
394 Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
17.2. Продолжение темы
Следующее интересное письмо пришло от читателя Олега Петрова
из города Моздок. Прочитав мои размышления о возможности созда-
ния недорогого и надежного импульсного сварочного аппарата, о труд-
ностях, которые подстерегают радиолюбителя на этом пути, Олег ре-
шил высказать свои интересные соображения на этот счет. Олег пишет:
Хотелось бы поговорить о сварке, точнее о проектировании люби-
тельского сварочного аппарата. Статью я прочитал и согласен в одном —
вопрос весьма непростой. Вы пишете, что даже самодельный импульсный
сварочный аппарат обойдется в приличную сумму. А ведь дело не в деньгах!
Сварка — это тот же «экстрим», что и пиротехника, дельтапланеризм
и масса подобных вещей. Держать в руках маленькое солнце, зная, что оно
создано твоими руками, управлять им, направляя волшебный огонек в рус-
ло созидания, а не разрушения, — это надо пробовать самому. А если ап-
парат классный, работа на нем доставляет истинное удовольствие. Не
вдаваясь в подробности моего творческого пути, скажу, что увлечен ра-
диоэлектроникой давно и серьезно. Конечно, знания и опыт приходят не
сразу и не так легко. Но в целом побед на данном фронте у меня уже боль-
ше, чем поражений.
Первый «сварочник» мне подарили лет десять назад — простейшая и
популярнейшая схема трансформатора с разнесенными первичной и вто-
ричной обмотками. Я даже диоды туда поставил (теперь понимаю, что
без толку). Варить можно было даже без опыта. Я сварил три решетки
на окна, первые навыки получил. Но уже тогда соображал, что качество
швов получается весьма посредственное. Мой агрегат и промышленный
аппарат, да еще на постоянном, а не на переменном токе, как я понял по-
том, две большие разницы.
Теперь о настоящем. Уже второй год я варю новым аппаратом с им-
пульсным регулированием постоянного тока (рис. 17.1). Отбросив чисто
теоретические аспекты, популярно объясню достигнутые результаты,
ибо получился, как я думаю, классный аппарат.
Главное-1. Аппарат варит электродами для постоянного тока. Раз-
ница в качестве сварочного шва такова, что я раздарил имеющиеся «пере-
менные» электроды друзьям, ибо знаю — возврата к переменному току не
будет. Реально варил водопроводные и газовые трубы (электроды
МТГ-01К — лучше всех) — дефектов нет, герметичность проверена.
Главное-2. Крутопадающая характеристика и плавное регулирование
тока позволяют варить самый тонкий металл, не боясь прожогов. Глу-
шитель на своем автомобиле залатал, поставив заплатку из миллимет-
рового металла на такой же металл корпуса! Одно время мне хотелось
сделать держатель электрода, чтобы работать им как карандашом или
ручкой (как учат держать паяльник — не в кулаке, а тремя пальцами).
Дня столь тонких работ пришлось нарезать электроды пополам, так как
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
395
Рис. 17.1. Первый вариант
«сварочника» Олега Петрова
Рис. 17.2. Второй вариант
«сварочника» Олега Петрова
короткие электроды не ток трясутся и позволяют делать ровный, акку-
ратный, «художественный» шов.
Главное-3. КПД аппарата высокий, никаких перегрузок для сети. Ва-
рит и дома, и в гараже, никаких претензий по поводу «мигания света» не
поступает.
Снова про затраты. В моей схеме: 20 штук КТ808А, диоды
КД2997А — 6 шт., 30 конденсаторов по 1000 мкФ на 63 В, дроссель из
трех 7ВС-110, блок управления на двух транзисторах, таймер
КР1006ВИ1 и одновибратор К155АГ1, шунт из полоски нержавейки. Всей
комплектации, если брать по разумным ценам, на 50 долларов не наберет-
ся. Силовой трансформатор пока обычный с диодами на 160 А, в общую
цену не вошел, но это еще долларов 100—150. Что интересно, работает,
120 А — пожалуйста, «тройкой» можно варить все. Естественно, спа-
ленных транзисторов тоже было немало, но это уже другая история.
Закончил, наконец, второй сварочный агрегат (рис. 17.2). От первого
практически не отличается. Заменил только блок управления (ШИМ с
обратной связью через напряжение на шунте), также добавил схему тер-
мозащиты и управления вентилятором. Вольт-амперная характеристика
с новым блоком управления получилась практически идеальная, ток ко-
роткого замыкания всего на 5—10 А больше, чем рабочий ток сварки.
Надо сказать, это уже пятый вариант блока управления и} по-моему,
окончательный. Запитал блок управления от входного напряжения — в
первом варианте питание шло от сети через дополнительный трансфор-
матор. Так что, в принципе, его можно использовать как мощный источ-
ник -- вместо аккумуляторов C6 или 48 В).
396 Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
Кратко о схеме. Силовая часть представляет собой обычный чоппер с
трехкаскадным ключом. Введены мелкие «примочки» для снижения помех,
исключения сквозных токов {диоды КД2997 весьма медленно переключа-
ются, но раз уж купил десяток, пришлось их приспосабливать). Транзи-
сторы КТ808А, конечно, запараллелены с нихромовыми проволочками
(пришлось повозиться).
Дальнейшие планы у меня такие: переход на более современную эле-
ментную базу. Уже приобрел полевые транзисторы и быстрые диоды,
весьма недорого. Это позволит уменьшить потери, снизить массу и объем.
Пока блок весит 6 кг, плюс еще к нему трансформатор — около 25 кг. Те-
перь для меня главное — заменить 50-герцовый трансформатор на
ВЧ-преобразователь (надо, увы, «выжимать» не менее 2,5 кВт). Думаю,
будет достаточно простого моста без всяких регулировок скважности,
ввести придется только защиту от перегрузок.
Еще один читатель, Юрий Кровяков, тоже достаточно смело экспе-
риментирует в области радиолюбительской сварки и достиг интерес-
ных результатов. Именно о результатах работы можно прочитать на ав-
торском сайте, где приведены не только фотографии его конструкции,
но также схема и рекомендации по сборке. Особенно похвальна пред-
ставленная фотография большой кучи горелых радиодеталей, свиде-
тельствующая об упорстве автора письма, о его желании преодолеть
возникающие трудности во что бы то ни стало. Юрий пишет:
Полгода я пытался сделать импульсный сварочный агрегат, можно
сказать, самостоятельно, без какой бы то ни было помощи. Теоретиче-
ские познания мои оставляют желать лучшего (патологическая непри-
язнь к формулам, закон Ома не считается). Многим я посылал письма с
вопросами (часто довольно странными) по ходу моих изысканий, но мало
кто отвечал.
Актуальность темы самодельного «сварочника» велика, согласен. Но
сколько желающих будет собирать аппарат после первого взрыва? И с ка-
ждым новым взрывом число жаждущих самодельного «сварочника» будет
убывать в геометрической прогрессии.
В ходе изысканий сделал я несколько агрегатов, самая удачная схема
представлена на моем сайте [http://www.y-u-r.narod.ru]. Эта схема «пря-
мохода» потребляет от сети около 10 А, варит электродом до 2,5мм. Ко-
нечно, есть несколько промахов, в том числе и тепловых, но аппарат все
равно работает. По этой схеме собрал три аппарата (естественно, не на
продажу). В изготовлении каждого выяснялись не замеченные ранее
«ляпы».
Третий аппарат (рис. 17.3), в котором я использовал в качестве маг-
нитопровода детали от четырех телевизионных «строчников», отлично
Глава 17. Так ли лрост сварочный аппарат?
397
Рис. 17.3. «Сварочник»
Юрия Кровякова
eapum «тропкой». Получился он,
правда, потяжелее — килограммов
около шести. Есть желание со-
брать четвертый.
О затратах. Улетело со
вспышкой в потолок (в основном
это касается транзисторов) за
полгода упорных работ — около
$300. Были опробованы разные схе-
мы источников питания: одно-
тактные, двухтактные. Остано-
вился пока на «прямоходе». Сейчас
когда уже более-менее все ясно и
понятно, затраты на агрегат со-
ставляют около 2000—2500 руб-
лей, а при наличии умелых рук и некоторых материалов и деталей от
старых конструкций: два транзистора по 150руб. (итого 300руб.); мик-
росхема UC3845 — 20 руб.; два разрядных диода типа HFA15TB60 по
50 руб. (итого 100 руб.); диоды КД2997 — 10 шт. по 15 руб. (итого
150руб.); сборка выпрямительная КРС5010 — 60руб.; три конденсатора
470 мкФ х 400 В — три шт. по 100руб. (итого 300руб.); автомат защи-
ты 25 А — 50 руб. Всего получилось около 1000 рублей, плюс умелые руки,
личное время и большое упорство в достижении поставленной цели (куда
же без него?). Честно говоря, если бы мне был так необходим «свароч-
ник», зная, насколько сложен этот путь, я бы его просто купил. Но те-
перь, пройдя этот путь, накопив опыт, мне теперь проще и дешевле его
собрать.
Достаточно компактный сварочный аппарат разработал и изгото-
вил Сергей Годына. По адресу в сети [http://sg-sg.chat.ru/central.html]
находится его персональная страница, на которой можно посмотреть
фотографии внутреннего устройства аппарата, увидеть его в работе.
Кроме того, Сергей представил все необходимые данные для повторе-
ния: схемы, печатные платы, намоточные данные трансформаторов и
дросселей. Но сам он рекомендует не заниматься копированием, а раз-
работать свой собственный сварочный аппарат. Сергей пишет:
Внешний вид аппарата и результаты сварки: напряжение холостого
хода 44 В, сварка выполнена чешскими электродами, двойка, «постоян-
ка». Вначале я варил «переменкой», потом сообразил, что «постоянка» де-
шевле, а шлака от нее меньше. Плазма менее устойчива, но приспособить-
ся можно. Можно и пол-электрода за один раз потратить не отрываясь.
398
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
Рис. 17.4. «Сварочник»
Сергея Годыны
О конструкции (рис. 17.4).
На радиаторах слева (правее вен-
тилятора) — полевые транзи-
сторы IRF740, 8 шт., выполняют
роль силовых ключей, еще 4 шту-
ки — вместо диодов B шт. из них
видно — стоят друг над друж-
кой), и еще 2 штуки в снабберных
цепочках — плата стоит верти-
кально, чуть правее радиаторов.
Горизонтальная плата, что пра-
вее радиаторов, — плата управ-
ления. На ней трансформатор
типоразмера Б22 (феррит) для
управления затворами транзи-
сторов IRF740 и IRF540. Эти две указанные платы стоят буквой Г, а под
ними самый главный трансформатор. Чуть правее, на двух радиаторах,
стоят выходные диоды, перед ними дроссель. На заднем плане — 8 элек-
тролитических конденсаторов по 220 мкФ каждый, сетевой выпрями-
тель и небольшой импульсный «блочок» питания для платы управления.
Ряд неполярных конденсаторов — стоят параллельно электролитическим.
Выходные неполярные конденсаторы расположены вертикально справа.
На передней панели стоит измеритель тока и напряжения на
КР572ПВ5 — он в схему не включен, можно поставить любой вольтметр
и (или) амперметр. Сетевой шнур, предохранитель и выключатель — на
задней панели.
Сварочный аппарат выполнен в макетном исполнении. Вообще-то
компоновку нужно упростить. Обратные выходные диоды греются силь-
нее — могут греться меньше, если чуть рациональнее сделать компоновку.
Привожу несколько коротких писем, в которых авторы упомянули
о своих конструкциях, но, к сожалению, не прислали фотографии.
Пишет Вадим Негуляев:
Есть такая машина, которая называется «резонансный мост», при
использовании доступных IGBT-транзисторов типа IRG4PC50UD полу-
чается чудная сварка. При минимуме деталей я получаю в дуге 160 ампер
при 22 вольтах. Прекрасная падающая ВЛХ, чудно управляемый изменени-
ем частоты выходной ток, можно даже не ставить защиту по току, так
как резонансный мост имеет ее автоматически и максимальный ток за-
висит только от индуктивности резонансного дросселя. Л живой аппарат
работает уже 1,5 года у меня в гараже.
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат? 399
Пишет Сергей Смирнов:
Несмотря на все сложности, мне удалось изготовить действующий
образец сварочного аппарата. Вот его характеристики: напряжение пи-
тания 220 В; напряжение холостого хода 50 В; максимальный сварочный
ток 100 А; ток короткого замыкания 150 А; потребляемый от сети ток
13 А (при сварочном токе 80 А). Затраты на разработку составили около
3000 руб, учитывая сожженные транзисторы и другие радиодетали.
Стоимость покупных деталей в действующем образце составила 1030
руб. по ценам марта 2003 г. Хотя имеются некоторые недостатки, уст-
ройство обеспечивает высококачественную сварку на постоянном токе
электродом 3 мм при работе от бытовой сети.
Некоторые подробности устройства. Принцип действия — ШИМ
стабилизация тока. Частота преобразования — 27 кГц. Тип схемы —
симметричный мост. Силовые транзисторы — по 2 штуки IRF740 в пле-
че. Коэффициент трансформации силового трансформатора — 1:6. Схема
управления КР1156ЕУ2 и два драйвера IR2110. Датчик тока — транс-
форматор тока.
Пишет Алексей Минин:
Экспериментирую над сварочным инвертором на основе резонансного
преобразователя с целью уменьшения веса и стоимости. Немного похва-
стаюсь о своем инверторе — ток 160 А, вес 5 кг, габариты корпуса —
135 x7J5 хЗЮ мм. На схемное решение, позволившее полностью исклю-
чить подмагничивание сердечника силового трансформатора в любых ре-
жимах (речь идет о двухтактной схеме), собираюсь оформлять патент.
Письма бывают и такие, как приведено ниже. Читатель и мой одно-
фамилец В. Семенов совершенно справедливо пишет о том, что в ра-
диолюбительских условиях никогда не создать конструкцию сварочно-
го аппарата, которая сможет конкурировать по цене и по многим дру-
гим параметрам с промышленными разработками.
Читатель пишет:
Спасибо за статью — это редкий пример объективной оценки радио-
любительства. Я бы сказал еще короче и честнее: радиолюбителям им-
пульсный сварочный трансформатор не под силу, как, по большому счету,
и многое другое. В подтверждение моих слов можно привести много аргу-
ментов, но все они будут говорить об одном — о низкой квалификации ра-
диолюбителей. «Любители» по определению не могут создать что-либо
серьезное. Иначе они бы назывались профессионалами и не задавали бы во-
просов вроде «как бы сделать «сварочник», чтоб коробочка поменьше
400 Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
была?» И никакое, пусть и горячее, желание, не заменит опыта работы
инженера на производстве с выпуском готовой продукции.
Когда-то давно мой коллега отлично сформулировал стратегию пове-
дения радиолюбителя: то, что продается, надо покупать (и улучшать,
если получится). То, чего нет в продаже, надо делать самому. Ибо все,
что ни сделает любитель, всегда будет хуже, дороже и дольше. А что ка-
сается «сварочника», то тут тоже явно просматривается стратегия
поведения: если хочешь работать — покупай сварочный трансформатор
переменного тока за $100 и работай. Если хочешь «своими руками» — со-
бирай опять же сварочный трансформатор переменного тока и работай.
Если не хочешь ни того и ни другого — место тебе в английском клубе, сам
себе будешь голову морочить и сам же радоваться.
Сказано верно: отсутствие. необходимого опыта, необходимых
средств на проведение разработки и производственных технологий —
все это не позволяет сделать разработку, годную к серийному произ-
водству. Но все же стоит сказать несколько слов в защиту радиолюби-
теля, как человека, увлеченного процессом творчества. Пусть — для
себя, «для дома, для семьи». Именно с радиолюбительских экспери-
ментов начинали свой путь в мир техники серьезные ныне разработчи-
ки. Немало радиолюбителей и среди профессиональных инженеров —
в свободное от основной работы время, конечно. Иногда радиолюби-
тельский опыт мешает в профессиональной деятельности, но это слу-
чается редко. Так что — удачи радиолюбителям, даже если они создают
«эксклюзив», «ручную работу».
Глава 18
Экскурсия к профессионалам
Примеры промышленных импульсных источников
питания. Основные характеристики.
Конструктивное исполнение
Наверняка вас заинтересует материал, касающийся серьезных резонансных
преобразователей. Информация о наших разработках опубликована в журналах
«Электротехника» и «Электроника: наука, технология, бизнес».
Из переписки
Прочитал вашу книжку и понял, почему мусорное ведро забивалось транзи-
сторами. Книжка хорошая, написана просто и понятно, мне и многим знакомым
понравилась. Даже кто-то на «Си++» написал программу, считающую и «тран-
сы», и потери, и все остальное. А после этой книги более сложные читаются с лег-
костью. Хорошо, когда все получается, особенно выживают IGBT по 5 долларов.
Это хорошее начало интересного пути.
Из отзывов на первое издание
Эта глава является логическим завершением нашей книги. Знаком-
ство с ней будет в особенности полезным для начинающих разработчи-
ков, кто решил связать с силовой техникой свою жизнь. Инженерный
профессионализм сегодня заключается не столько в разработке конст-
рукций, которые выполняют возложенные на них функции. Рыночные
отношения предполагают возможность выбора из массы предлагаемых
изделий наиболее удачных. И порой оценка потребителя строится не
только на критериях надежности, но еще и по цене, по габаритам, по
наличию сервисных функций, по удобству размещения в аппаратуре,
по внешней эстетике. Едва ли кто захочет купить в одной фирме хоро-
ший, но дорогой и громоздкий источник питания, когда работающая в
том же городе другая фирма обеспечивает такие же характеристики в
меньших габаритах и дешевле.
18.1. Как работают «профи»
Анализ, проведенный автором в области импульсной техники элек-
тропитания, производимой отечественными и зарубежными фирмами,
показал, что существует некоторый неписаный, но устоявшийся стан-
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
дарт конструкций, при соблюдении которого фирма имеет шанс на
стабильность и даже процветание. Общая же тенденция направлена на
снижение габаритов и повышение мощностных характеристик в уже
разработанных конструктивах. Можно составить достаточно длинный
список отечественных и зарубежных фирм, занимающихся разработ-
кой и производством хороших источников питания: At&t, Astec,
Power-one, Computer products, Artesyn, Ericsson, Interpoint, Lambda
electronics, Traco power, Александер-Электрик, Авионика-Вист и др.
Их продукция похожа по своим основным техническим характеристи-
кам. Есть, конечно, и отличия, нов рамках этой книги нет возможно-
сти подробно анализировать всю гамму продукции. Поэтому в качестве
характерного примера, позволяющего начинающему разработчику со-
ставить общее впечатление о том, к чему необходимо стремиться, при-
ведем некоторые изделия немецкой фирмы Artesyn.
Серия ESPM-75
Рис. 18.1. Серия ESPM-75
гальваническая развязка входных и выходных цепей;
вход по постоянному и переменному току;
защита от перенапряжений по входу;
задержка включения 15 мс;
защита от перенапряжения на выходе;
защита от перегрева;
возможность внешнего управления (уровень TTL);
возможность внешней синхронизации задающего генератора;
частота преобразования — 90 кГц;
рабочая температура 25... Ь70 °С;
температура хранения 4O...f85 CC;
масса -- до 0,45 кг;
нестабильность выходного напряжения -- 0,2%;
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
403
• время нарастания выходного напряжения — 0,5 мс;
• подстройка выходного напряжения;
• габаритные размеры (длина х ширина х высота), мм —
160х30...55х240.
Таблица 18.1. Некоторые представители номенклатуры
Источник
ESPM-81515
ESPM-81156
ESPM-81243
Потребляемая мощность
Статика/динамика
75/75
75/85
75/90
Выходное напряжение, В
/ток, А
12.. .15/6,2.. .5
24...28/3
Таблица 18.2. Исполнения по напряжению питания
Индекс
/х
/DC2
/DC3
/DC3A
/DC4
Выходное напряжение, В
-115/220
-24
Нестабильность выходного
напряжения, %
-20/+15
-20/+25
=48 -20/+25
-60
-ПО
-20/+25
-20/+25
Серия ESMP/PF-750
Рис. 18.2. Серия ESMP/PF-750
404
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• диапазон входного напряжения — 88...264 В;
• коррекция коэффициента мощности — 0,98;
• возможность параллельного соединения (N + 1);
• возможность поставки с плюсовым или минусовым общим про-
водом, а также двуполярным выходным напряжением;
• защита от перегрузки по питанию;
• дистанционное управление (TTL);
• рабочая температура 25...+70 °С;
• температура хранения 40...+85 °С;
• время нарастания выходного напряжения — 0,5 мс;
• частота преобразования — 90 кГц;
• масса — 2 кг;
• габаритные размеры, мм — 240 х 73 х 150.
Таблица 18.3. Номенклатура источников
Название
ESMP/PF-7512
ESMP/PF-7524
ESMP/PF-7548
Мощность, Вт
750
750
750
Выходное
напряжение, В
12...15
24...28
48...56
Выходной ток, А
50
30
15
Серия EUSBC
Рис. 18.3. Серия EUSBC
• однофазное или трехфазное питание;
• вентилятор охлаждения с контролем скорости вращения;
• коррекция коэффициента мощности — 0,98;
• нестабильность выходного напряжения — 0,2%;
• рабочая температура —25...+70 °С;
• время нарастания выходного напряжения — 0,8 мс;
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
405
• рабочая частота — 90 кГц;
• масса — 3,5 кг;
• габаритные размеры, мм — 340 х 190 х 150.
Таблица 18.4. Номенклатура источников
Наименование
EUSBC-2445
EUSBC-2470
EUSBC-4840
Мощность, Вт
1500
1800
2000
Выходное
напряжение, В
24...48
24...28
48...56
Выходной ток, А
45
65
40
Таблица 18.5. Исполнения по напряжению питания
Исполнение
/X
/Y
/ТР2
/ТРЗ
Входное напряжение, В
=230
= 115
-220 трехфазное
-400 трехфазное
Нестабильность входного
напряжения, %
-20/+15
-20/+15
-15/+15
-15/+15
Серия PID/S
Рис. 18.4. Серия PID/S
• частота преобразования — 40 кГц;
• напряжение изоляции первичной и вторичной цепей — 500 В;
• эпоксидно-резиновая заливка;
• защита от перегрузок;
• отсутствие защиты от входной переполюсовки;
• технологический разброс выходного напряжения - - t5%;
406
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• мощность — 1,2 Вт;
• нестабильность выходного напряжения — ±0,2%;
• рабочая температура -— 0...70 °С;
• переходная емкость между первичной и вторичной цепями
20 пФ;
• масса — 12 г;
• габаритные размеры, мм —- 32 х 9 х 14.
Таблица 18.6. Номенклатура источников
Название
PID/S-13
PID/S-12
PID/S-15
P1D/S-22
PID/S-25
Выходное напряжение, В/ток, мА
5/150
12/85
15/65
±12/50
±15/40
Таблица 18.7. Исполнения
Исполнение
/А
/в
/с
Напряжение
питания,В
5
12
24
Нестабильность
входного напряжения,
%
-5/+10
-10/н-10
~10/fl0
Ток защиты, мА
500
200
100
Серия PID/U
Рис. 18.5. Серия PID/U
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
407
• КПД до 85%;
• расширенный диапазон питающих напряжений;
• отсутствие гальванической развязки входа и выхода (стабилиза-
тор выполнен по чопперной схеме);
• защита от КЗ по выходу;
• технологический разброс выходного напряжения — ±2%;
• нестабильность выходного напряжения — ±0,2%;
• время установления выходного напряжения — 0,3 мс;
• масса — 11 г;
• габаритные размеры, мм — 32 х 20 х 10.
Таблица 18.8. Номенклатура источников
Название
PID/U-13
PID/U-12
PID/U-15
Входное напряжение, В
9...32
18...32
21...32
Выходное напряжение,
В /ток, мА
5/800
12/500
15/250
Серия DTS
Рис. 18.6. Серия DTS
• лучший вариант исполнения для внешнего питания;
• расширенный интервал напряжения питания;
• защита от перенапряжения;
• защита от КЗ в нагрузке;
• частота питающей сети — 47...63 Гц;
• рабочая температура — 0...+55 °С;
• входное напряжение — 88...264 В;
• технологический разброс выходного напряжения — ±1%;
• нестабильность выходного напряжения — <1%;
408
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• масса -- 0,7 кг;
• габаритные размеры, мм — 165 х 92 х 48.
Таблица 18.9. Номенклатура источников
Наименование
DTS-55
DTS-123
DTS-153
DTS-242
Мощность, Вт
30
42
45
48
Серия СА
Выходное напряжение,
В /ток, А
5/6
12/3,5
15/3
24/2
Рис. 18.7. Серия СА
• предназначается для питания от
автомобильной сети мобильных
телефонов, ноутбуков, мобиль-
ных факсов и т. д.;
• гальваническая изоляция входа
от выхода;
• светодиодный индикатор нали-
чия выходного напряжения;
• технологический разброс выход-
ного напряжения — ±2 %;
• КПД - 80%;
• входное напряжение — 9... 18 В
• нестабильность выходного напряжения — <5%;
• время установления выходного напряжения — 0,5 мс;
• рабочая температура — 0...+50 °С;
• температура хранения 25...+85 °С;
• напряжение изоляции — 2500 В;
• масса — 200 г;
• габаритные размеры (длина х диаметр), мм -г- 125 х 39.
Таблица 18.10. Номенклатура источников
Наименование
CAG-5
CAG-12
CAG-24
Мощность, Вт
5
6
7
Выходное напряжение, В/ток, А
5/1
12...15/0,4
24...28/0,25
Об авторе
«Ничего нельзя без знакомства, даже родиться» — сказал кто-то из
современных юмористов. Кажется, он был прав. Обычно, прочитав
книгу, всегда хочется что-то узнать о ее авторе: кто он по профессии,
какими проблемами занимается... Авторы художественных книг при-
выкли публиковать несколько строк о себе на последней странице об-
ложки, чего не скажешь о писателях технических, предпочитающих
«инкогнито».
Итак, об авторе
Семенов Борис Юрьевич, родился в 1973 году в Ленинграде. Закон-
чил Санкт-Петербургский морской технический университет. В на-
стоящее время работает в должности начальника сектора и главного
конструктора направления ко-
рабельных и судовых систем
электропитания в научно-про-
изводственной фирме «Мериди-
ан» (г. Санкт-Петербург), где
разрабатывает автоматические
системы компенсации электро-
магнитных полей плавучих объ-
ектов. Область приложения сил:
регулируемые импульсные ис-
точники питания и статические
преобразователи мощностью до
30 кВт, датчики полей, аппара-
тура управления на основе про-
граммируемых модулей и мик-
роконтроллеров. Офицер запаса
Военно-Морского флота. Автор
книг: «Силовая электроника для
любителей и профессионалов»
A-е издание - «СОЛОН-Р»,
2001 г.); «Современный тюнер
своими руками: УКВ сте-
рео+микроконтроллер» A-е из-
дание - «СОЛОН-Р, 2001 г.,
410 Об авторе
2-е издание — «СОЛОН-Р», 2004 г.); «Шина 12С в радиотехнических
конструкциях» A-е издание —- «СОЛОН-Р», 2002 г., 2-е издание —
«СОЛОН-Пресс», 2004 г.); «Путеводитель в мир электроники» (совме-
стно с И. П. Шелестовым, в 2-х тт., «СОЛОН-Пресс», 2004 г.); «Диско-
тека своими руками» («СОЛОН-Пресс», 2005 г.). Автор ряда публика-
ций в технических журналах «Радио», «Электрическое питание», «Мор-
ская радиоэлектроника», «Ремонт и сервис».
Конечно, подход профессионала и подход радиолюбителя к конст-
руированию электронной аппаратуры отличаются в значительной сте-
пени. Но иногда хочется забыть про «технические условия», про горы
рутинной документации, про экономическую целесообразность и со-
гласующие подписи, максимально окунуться в мир творчества, кото-
рый, думаю, доступен только радиолюбителям. Статьи и книги, выхо-
дящие с моей фамилией на обложке или на титульном листе, — это
плоды увлечения, возникшего в детском возрасте и ставшего профес-
сией, это желание поделиться опытом с читателями самых разных воз-
растов, это стремление «заразить» их интереснейшим, не проходящим
с годами делом.
Список рекомендуемой литературы
[I] Семенов Б. Ю. Силовая электроника для любителей и профессио-
налов. М: СОЛОН-Р, 2001.
[2] Авторская страница Б. Ю. Семенова
http://www.radioland.mrezha.ru.
[3] Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. — М.: Мир, 1998.
[4] Березин О. К., Костиков В. Г., Шахнов В. А. Источники электро-
питания радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Три Л — Горячая
линия — Телеком, 2000.
[5] Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры / Под
ред. Г. С. Найвельта. — М.: Радио и связь, 1985.
[6] Окснер Э. С. Мощные полевые транзисторы и их примене-
ние.— М.: Радио и связь 1985.
[7] Электрическое питание. 2002, № 1,2.
[8] Шелестов И. П., Семенов Б. Ю. Путеводитель в мир электроники:
В 2 т. - М.: СОЛОН-Пресс, 2004.
[9] Электрическое питание. 2001, № 1.
[10] Савельев И. В. Курс общей физики. Том 2 «Электричество и маг-
нетизм» — М.: Наука, 1988.
[II] Материалы сайта http://www.gammamet.ru.
[12] Русин Ю. С, Гликман И. Я., Горский А. Н. Электромагнитные эле-
менты радиоэлектронной аппаратуры. — М.: Радио и связь, 1991.
[13] Материалы сайта http://www.epcos.com.
[14] Куневич А. В., Сидоров И. Н. Индуктивные элементы на ферри-
тах. Справочник. — СПб.: Лениздат, 1997.
[15] Злобин В. А., Муромкина Т. С. Изделия из ферритов и магнитоди-
электриков. Справочник. — М.: Сов. Радио, 1972.
[16] Михайлова М. М., Филиппов В. В. Магнитомягкие ферриты для ра-
диоэлектронной аппаратуры. Справочник. — М.: Радио и связь, 1983.
[17] Сидоров И. Н., Скорняков С. В. Трансформаторы бытовой радио-
электронной аппаратуры. — М.: Радио и связь, 1994.
[18] Каталог изделий завода «Ферроприбор» (ОАО «Нева-феррит»),
Санкт-Петербург, 1999.
[19] Материалы сайта завода «Ферроприбор»
http://www.copris.com/ferropribor.
[20] Материалы сайта «Северо-западная лаборатория»
http://www.ferrite.ru.
[21)Jurgen Hess. Planar inductive components of multilayer design.
Components XXXI, 1996.
412 Список рекомендуемой ли тера туры
[22] Хныков А. В. Теория и расчет многообмоточных трансформато-
ров. — М.: Солон-Р, 2002.
[23] Кузнецов А. Трансформаторы и дроссели для импульсных источ-
ников питания. «Схемотехника», 2000, № 1-3.
[24] Вдовин С. С. Проектирование импульсных трансформаторов. 2-е
изд. Л.: Энергоатомиздат, 1991.
[25] Эраносян С. А. Сетевые блоки питания с высокочастотными пре-
образователями. — Л.: Энергоатомиздат, 1991.
[26] Русин Ю. С. Трансформаторы звуковой и ультразвуковой часто-
ты. — Л.: Энергия, 1973.
[27] Erickson R. W. «Fundamentals of Power Electronics».
http://ece-www.colorado.edu/~pwrelect.
[28] Петухов В. М. Транзисторы и их зарубежные аналоги. В 4 т.
ИП, — М.: Радиософт, 1999.
[29] Головков А. В., Любицкий В. Б. Блоки питания для системных мо-
дулей типа IBM-PC XT/AT. - М.: 1995.
[30] Источники вторичного электропитания. Справочное посо-
бие / Под ред. Ю. И. Конева. — М.: Радио и связь, 1983.
[31] Алексанян А. А. и др. Мощные транзисторные устройства повы-
шенной частоты Л.: Энергоатомиздат, 1988.
[32] Бальян Р. X. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Сов. ра-
дио, 1971.
[33] Дульнев Г. Н., Семяшкин Э. М. Теплообмен в радиоэлектронных
аппаратах. — М.: Энергия, 1968.
[34] Силовые IGBT-модули фирмы Siemens/Материалы по примене-
нию. Под ред. Ю. К. Розанова. — М.: Додэка, 1997.
[35] S. Clemente, H. Ishii, S. Yong. Мощные МОП ПТ с датчиком тока.
AN-959. International Rectifier.
[36] Н. Ishii, S. Yong, R. Pearce, D. Grant. Использование МОП ПТ с
датчиком тока в источниках питания с токовым управлением,
AN-961. International Rectifier.
[37] Курбасов А. «Путь к новому электровозу». Гудок, 16 октября 2004.
[38] Флоренцев С. Н. Силовые IGBT модули — основа современного
преобразовательного оборудования. Электронные компоненты,
2002, № 6.
[39] Байтурсуйнов В., Иванов В., Панфилов Д. Повышение КПД пони-
жающих конверторов при синхронном выпрямлении. «Chip news»,
1999, № 12.
[40] Башкиров В. Параметрическая оптимизация МОП-транзисто-
ров — ключ к повышению эффективности DC/DC-конверторов.
Электронные компоненты, 2000, № 3.
[41] DN-7 «Power Factor Correction Using TOPSwith», December 1995.
Power Integration.
Оглавление
К читателям .3
Глава 1. Приглашение к разговору 7
Глава 2. Феррит или альсифер — что лучше? 15
2.1. Основные характеристики магнитного поля 15
2.2. Как вычислить поле в магнетиках 20
2.3. Ферромагнетики 22
2.4. Магнитные материалы, их свойства и методы выбора. . . 27
2.5. Изделия из ферромагнитных материалов 38
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности,
зазорах и не только 44
3.1. Что такое магнитный поток? 45
3.2. Как рассчитать индуктивность? 47
3.3. Поговорим о потерях в магнитопроводе . 52
3.4. Дроссели идеальные и реальные .56
3.5. Как работает трансформатор . . 59
3.6. Трансформаторы идеальные и реальные 62
3.7. О фазировке обмоток трансформаторов 65
3.8. О габаритной мощности и КПД 66
3.9. Зачем зазор в магнитопроводе? 70
Глава 4. Одножильный — хорошо, многожильный — лучше!. . 76
4.1. Скин-эффект и борьба с ним 76
4.2. Немного об «эффекте близости» 80
Глава 5. Старый добрый биполярный . 82
5.1. Ключевой режим биполярного транзистора 82
5.2. Параллельное включение транзисторов 90
5.3. Так ли хорош составной транзистор? 93
5.4. Предельные режимы биполярного транзистора 95
Глава 6. Основы тепловых расчетов 98
6.1. Как оценить тепловой режим элемента 98
6.2. Тепловые режимы полупроводниковых приборов .... 100
6.3. Законы теплообмена 105
414 Оглавление
6.4. Как спроектировать радиатор 111
6.5. Тепловой режим индуктивных элементов ИЗ
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток 117
7.1. Преимущества и недостатки транзисторов MOSFET . . 117
7.2. Паразитные параметры и их влияние . . . .-'. 121
7.3. Полевой транзистор в режиме переключения 124
7.4. Тепловой режим полевого транзистора 131
7.5. Параллельное включение MOSFET 140
7.6. Калейдоскоп транзисторов MOSFET 143
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой. 153
8.1. Как устроены IGBT 153
8.2. Транзистор IGBT в режиме переключения ........ 156
8.3. Основные параметры транзисторов IGBT 162
8.4. Тепловой режим транзисторов IGBT 167
8.5. Немного о параллельной работе IGBT 170
8.6. Калейдоскоп транзисторов IGBT-структуры ....... 173
Глава 9. Работаем с чоппером 178
9.1. Устройство чопперной схемы 178
9.2. Защита от аварийных режимов 190
9.3. От классического диода — к диоду синхронному 201
9.4. Проектируем дроссель
для чопперного стабилизатора 206
9.5. От теории — к практике 215
Глава 10. С повышением 235
10.1. Устройство бустерной схемы 235
10.2. Расчет параметров элементов
бустерного преобразователя 242
10.3. От теории — к практике 246
Глава 11. Ниже нуля 256
11.1. Устройство инвертирующей схемы 256
11.2. От теории — к практике 260
Глава 12. Корректируем мощность 265
12.1. Что такое коэффициент мощности 265
12.2. Как работает корректор коэффициента мощности . . . 270
12.3. От теории — к практике 275
Глава 13. Флайбэк 284
13.1. Так ли важна гальваническая развязка? 284
Оглавление 415
13.2. Немного о теории однотактных преобразователей . . . 286
13.3. Выбор режима работы флайбэк-конвертора 293
13.4. Защита силового транзистора
от потенциального пробоя 296
13.5. Флайбэк за несколько минут 299
13.6. От теории — к практике 308
Глава 14. Несколько трудных вопросов 323
14.1. Немногое конденсаторах для силовой техники 323
14.2. Измеряем токи большой величины 330
14.3. Плавающее управление силовыми ключами 332
Глава 15. Электронный Тянитолкай 342
15.1. Когда применяются двухтактные схемы 343
15.2. Двухфазная схема типа push-pull 343
15.3. Полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full bridge) схемы 351
15.4. От теории — к практике 356
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть . > \ 368
16.1. Немного о работе люминесцентных ламп 368
16.2. Как работает электронный балласт 371
16.3. Балласт — за несколько минут 376
16.4. От теории — к практике 378
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат? ...... 388
17.1. Сварочный аппарат — все ли так просто, как кажется?. . 388
17.2. Продолжение темы 394
Глава 18. Экскурсия к профессионалам 401
18.1. Как работают «профи» 401
Об авторе 409
Список рекомендуемой литературы 411
Серия «Библиотека инженера»
Борис Юрьевич Семенов
Силовая электроника:
от простого к сложному
Ответственный за выпуск В. Митин
Макет и верстка Н. Бармина
Обложка Е. Жбанов
ООО «СОЛОН-Пресс»
123242, Москва, а/я 20
Телефоны:
@95) 254-44-10, 252-36-96, 252-25-21
E-mail: Solon-Avtor@coba.ru
www.solon-press.ru
Распространение:
ООО «АЛЬЯНС-КНИГА КТК» www.abook.ru
@95) 258-91-94
ООО «СОЛОН-Пресс»
127051, г. Москва, М. Сухаревская пл., д. 6, стр. 1 (пом. ТАРП ЦАО)
Формат 60x88/16. Объем 26 п. л. Тираж 2500
Отпечатано в ООО «Форвест»
109147, г. Москва, ул. Марксистская, д. 9
Заказ №