«Радио исвязь»
ББК 32.884.1
С 40
УДК 621.391.1.233(075)
Системы радиосвязи: Учебник для вузов / Н. И. Калашни-
С40 ков, Э. И. Крупицкнй, И. Л. Дородное, В. И. Носов; Под ред.
Н. И. Калашникова. — М.: Радио и связь, 1988. — 352 с.: ил.
ISBN 5-256-00096-9
Изложены основные принципы построения Единой автоматизированной системы
связи и систем радиосвязи: радиорелейной, тропосферной, спутниковой, волоконно-
оптической. Рассматриваются аналоговые и цифровые методы передачи телефонных
сообщений и передача телевизионных сигналов с учетом электромагнитной совмести-
мости, а также основы оптимального проектирования.
Для студентов электротехнических институтов связи по специальности «Радио-
связь и радиовещание».
2402020000-036
046(01)-88
93-88
ББК 32.844.1
Рецензенты: Кафедра систем радиосвязи ОЭИС им. А. С. Попова (зав. кафедрой
доц. Б. В. Одинцов); А Ю. Лапидус
Редакция литературы по радиотехнике
Учебник
Калашников Николай Иванович, Крупицкий Эммануил Ильич,
Дородное Игорь Ливериевич, Носов Владимир Иванович
СИСТЕМЫ РАДИОСВЯЗИ
Заведующий редакцией В Л Стерлигов. Редактор А. Т. Романовский. Переплет художника
Ю. В. Архангельского. Художественный редактор Т. В. Бусарова. Технический редактор
Т. Н Зыкина. Корректор Г Г Казакова
ИБ № 790
Сдано в набор 26 02.87. Подписано в печать 30.11.87.	Т-19083. Формат 60Х88'/1б-
Бумага офсетная № 1. Гарнитура литер Печать офсет. Усл печ. л. 21.56. Усл. кр.-отт. 21,81.
Уч-изд. л. 24,61 Тираж 15 000 экз. Изд. Xs 20719 Зак. № 131 Цена 1 р. 30 к
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома при Государственном комитете СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли.
129041, Москва, Б. Переяславская, 46
ISBN 5-256-00096-9
© Издательство «Радио и связь», 1988
ПРЕДИСЛОВИЕ
Развитие и жизнь современного общества немыслимы без широкого
использования разнообразных средств и систем передачи сообщений.
Объем информации (сообщений) непрерывно возрастает, увеличивает-
ся дальность связи, более высокими становятся требования к надеж-
ности, качеству связи, эффективности использования оборудования.
Все это приводит к непрерывному совершенствованию всех систем,
в том числе и систем радиосвязи.
Курс «Системы радиосвязи» предусматривает изучение теоретиче-
ских основ, принципов построения и расчета различных систем радио-
связи, осуществляющих передачу телевизионных и многоканальных
телефонных сообщений в аналоговой и цифровой форме. Основное вни-
мание уделено принципам построения систем радиосвязи с большой про-
пускной способностью, обладающих высокими качественными показа-
телями: радиорелейным линиям прямой видимости, спутниковым и
волоконно-оптическим системам связи. Наряду с этим, в учебнике рас-
смотрены некоторые вопросы, определяющие электромагнитную сов-
местимость радиорелейных и спутниковых систем связи. Новым раз-
делом, который вошел в учебник, является глава, посвященная осно-
вам проектирования систём*, радиорелейной и оптической связи.
При создании учебника учитывалось, что студенты, изучающие курс
«Системы радиосвязи», обладают необходимыми знаниями по теории
передачи сигналов, радиоприемным, радиопередающим и антенно-фи-
дерным устройствам, радиовещанию, телевидению и импульсной тех-
нике. Поэтому вопросы, относящиеся к этим курсам, в учебнике даны
в виде кратких сведений. Учебник соответствует программе, утвержден-
ной в 1984 г.
При написании учебника использовались многочисленные труды
советских и зарубежных специалистов, часть которых приведена в
списке литературы. Наряду с этим, авторы учитывали свой многолет-
ний педагогический опыт в Московском, Ленинградском, Куйбышев-
ском и Новосибирском институтах связи, советы рецензентов и сотруд-
ников кафедр, а также научно-исследовательские работы по созданию
различных систем радиосвязи, внедренных в народное хозяйство,
проводимые с участием авторов. При использовании определений и
терминов учитывались ГОСТы [51...54].
Введение, гл. 1, 7 и § 2.3, 2.4, 4.3 и 4.4 написаны В. И. Носовым;
гл- 5 и §2.1, 2.2,4.1 и 4.2 — И. Л. Дородновым; гл.3,6и9 —
Н. И. Калашниковым; гл. 8, 10 и 11 — Э. И. Крупицким.
3
ВВЕДЕНИЕ
Понятие о системе связи. Высокие темпы развития в нашей стране
средств электросвязи, радиовещания и телевидения обусловлены стре-
мительным развитием народного хозяйства, широким кооперированием
и глубокой специализацией производства, созданием новых городов и
промышленных районов, совершенствованием системы планирования и
государственного управления всеми отраслями народного хозяйства,
повышением культурного и жизненного уровня советского народа.
Системы связи предназначаются для передачи сообщений. В зави-
симости от передаваемой информации сообщением может быть текст
телеграммы, представляющий собой последовательность дискретных
символов, данные на выходе вычислительной машины, фототелеграм-
мы, телевизионное изображение, речь, музыка.
При передаче речи микрофон преобразует изменения звукового
давления в соответствующие изменения электрического напряжения;
при передаче телеграмм каждый символ преобразуется телеграфным
аппаратом в определенную последовательность электрических импуль-
сов; передающая телевизионная трубка преобразует элементы пере-
даваемого изображения в электрическое напряжение. Сообщением
принято называть [1] электрический ток или напряжение на выходе
преобразователя, а сам физический источник информации вместе с пре-
образователем — источником сообщений.
Процесс передачи сообщений разбивается на три основных этапа
(рис. В.1); преобразование сообщения в сигнал; передача сигнала по
линии передачи; преобразование полученного сигнала в сообщение.
Вначале сообщение и (t) преобразуется передающим устройством
П в сигнал uG (t), наиболее удобный для данной линии. В общем случае
этот процесс состоит из операций кодирования и модуляции. При этом
сообщение преобразуется в так называемый модулирующий сигнал,
представляющий собой изменяющееся во времени напряжение (ток),
отображающее сообщение. Поскольку такое преобразование однознач-
но для конкретной системы передачи, понятия «сообщения» и «модули-
рующий сигнал» тождественны В многоканальных системах переда
чи, обеспечивающих взаимонезависимую передачу нескольких сооб-
4
щений по общей линии связи, к этим операциям необходимо добавить
операцию формирования многоканального сигнала.
Модулирующий сигнал изменяет один из параметров (амплитуду,
частоту, фазу) высокочастотного колебания передающего устройства.
Такой высокочастотный модулированный сигнал в системе радиосвязи
называют радиосигналом. Высокочастотный сигнал формируется (уси-
ливается, преобразуется и фильтруется) в передающем устройстве и
через линию передачи поступает на вход приемного устройства. Ли-
нией передачи называется среда распространения электромагнитных
волн, используемая для трансляции сигналов от передающего устрой-
ства П к приемному Пр (рис. В.1). В проводной системе передачи та-
кой средой является физическая направляющая система — провода,
кабели, волноводы, световоды, в системе радиосвязи — это область
пространства между передающим и приемным устройствами.
Очевидно, что точность воспроизводимых радиоприемным устрой-
ством сообщений зависит от искажений, которым подвергается сигнал
при прохождении по каналу передачи, и от воздействия помех и шумов.
Учитывая это, сигнал на входе приемника u*z (t) не будет точно отобра-
жать сигнал ис (/). В общем виде
u? (t) -= K(t) uc[t — т (0, <p(0, а(01 + АШ),	(В.1)
где К (0 — коэффициент передачи канала связи; wc(t) — переданный
сигнал; т(0 — время запаздывания сигнала; <р(0 — фаза сигнала;
u(f) — передаваемое сообщение; N(t) — аддитивные помехи и шумы.
Искажения сигнала на входе радиоприемного устройства обуслов-
лены в основном:
различными случайными изменениями параметров канала, вызван-
ными возмущениями в среде распространения и техническим несовер-
шенством аппаратуры;
мешающим действием внешних помех — атмосферных, индустри-
альных, помех от соседних станций и принципиально неустранимого
собственного шума радиоприемного устройства; эти помехи и шумы
прибавляются к сигналу (слагаемое W(0) и поэтому носят название
аддитивных.
Рис В 1. Структурная схема системы передачи сигналов электросвязи
5
В приемном устройстве Пр переданное сообщение восстанавливает-
ся по принятому сигналу и*с (t) и передается получателю. Для восста-
новления сообщения из сигнала в приемном устройстве выполняются
операции, обратные тем, которые были осуществлены в передающем
устройстве — демодуляция, декодирование, разделение многоканаль-
ного сигнала и т. п.
Передающее устройство, линия передачи и приемное устройство
(рис. В.1) образуют канал передачи сигналов электросвязи. При созда-
нии и совершенствовании каналов передачи параметры передающего
и приемного устройств (метод обработки сигнала, вид модуляции, вы-
ходная мощность, способ приема и т. п.) выбирают таким образом,
чтобы обеспечить наименьшее отличие переданного u(t) и принятого
u*(t) сообщений.
Канал передачи вместе с источником и получателем сообщений об-
разует систему передачи сигналов электросвязи. Различают системы
передачи непрерывных (телефонных, радиовещательных, телевизион-
ных) и дискретных (телеграфных, телеметрических) сигналов и сигна-
лов данных. Необходимо отметить, что системы передачи дискретных
сигналов позволяют регенерировать сигналы, использовать помехо-
устойчивое кодирование и упростить их включение в автоматически
коммутируемую сеть. Благодаря указанным преимуществам в настоя-
щее время техника передачи дискретных сообщений развивается с ус-
корением.
Широко внедряется также дискретная передача непрерывных сиг-
налов, что позволяет использовать преимущества систем передачи
дискретных сигналов. Для этой цели на выходе источника сообщений
устанавливают аналого-цифровой преобразователь, а на входе получа-
теля сообщений — цифро-аналоговый.
Высокая стоимость линий передачи обусловливает необходимость
их наиболее эффективного использования. Поэтому передачу в одном
направлении сообщений от большого числа источников целесообразно
вести не по отдельным каналам передачи, а по одному широкополос-
ному, общему для всех сообщений. Для этой цели на входе канала пе-
редачи (вход П, рис. В.1) устанавливают аппаратуру объединения
сигналов, с помощью которой широкополосный канал передачи уплот-
няется сигналами, предназначенными для передачи отдельных сооб-
щений. На выходе аппаратуры объединения получается многоканаль-
ное сообщение. На выходе широкополосного канала (выход Пр) уста-
навливают аппаратуру разделения, в которой многоканальное сообще-
ние разделяется на индивидуальные, поступающие к получателям
сообщений.
Развитие средств радиосвязи. Менее века прошло со времени изоб-
ретения радио русским ученым А. С. Поповым. За это время радиотех-
ника и радиосвязь в своем развитии прошли гигантский путь.
Радиотехника в нашей стране стала быстро развиваться после Ве-
ликой Октябрьской социалистической революции. В. И. Ленин не-
устанно уделял внимание вопросам радиостроительства и требовал не
6
жалеть средств на развитие радиотехники. В письме М. А. Бонч-Бруе-
вичу в 1920 г. он писал: «...Газета без бумаги и «без расстояния», ко-
торую Вы создаете, будет великим делом. Всяческое и всемерное со-
действие обещаю Вам оказывать этой и подобным работам» [Поли,
собр. соч., т. 51, стр. 130].
Важнейшее значение в развитии систем радиосвязи имеют работы
видных советских ученых В. А. Котельникова, А. А. Харкевича,
В. И. Сифорова и фундаментальные исследования, выполненные в об-
ласти распространения радиоволн В. А. Фоком, Б. А. Введенским,
А. Г. Аренбергом. Высокие темпы развития систем радиосвязи были
бы невозможны без достижений советской электроники, фундамент
которой был заложен в Нижнегородской лаборатории.
Широкое применение получили системы радиосвязи на декаметро-
вых волнах, которые распространяются, отражаясь от ионизированных
слоев ионосферы и поверхности Земли. При этом наблюдается доста-
точно интенсивный сигнал на расстояниях в несколько тысяч километ-
ров.
За последние три десятилетия благодаря успехам электроники и
освоению диапазонов дециметровых и сантиметровых волн получили
развитие радиорелейные линии связи. Дециметровые и сантиметровые
волны распространяются практически в пределах прямой видимости
между антеннами соседних станций, расположенных в среднем на рав-
нинных участках через 50 км (при установке антенн на мачтах высотой
40...70 м). Для связи на большие расстояния сигналы приходится ре-
транслировать (прием сигналов, их усиление и излучение к следующей
станции) через каждые 40...60 км.
В Советском Союзе в 1953 г. была разработана аппаратура радио-
релейной связи «Стрела-М» для передачи 24 телефонных каналов
и «Стрела-Т» для передачи телевизионных сигналов. В 1954—1955 гг.
была создана аппаратура Р-60/120, обеспечивающая передачу по-
60—120 телефонным каналам в каждом из двух телефонных стволов и
телевизионного сигнала по симплексному телевизионному стволу.
В 1957 г. была введена в эксплуатацию радиорелейная линия на
аппаратуре Р-600. В дальнейшем аппаратура Р-600 модифицировалась
для улучшения качества ее работы и увеличения пропускной способ-
ности. Аппаратура Р-600 и ее модификации рассчитаны на передачу
сигналов многоканальных телефонных сообщений (от 300 до 1020 те-
лефонных каналов в одном стволе), телевидения вместе со звуковым
сопровождением. Аппаратура работает в диапазоне 3400...3900 МГц
и позволяет организовать на магистральной линии два (три) рабочих
ствола и один резервный.
В период с 1970 по 1976 гг. был разработан комплекс унифициро-
ванных радиолинейных систем (КУРС) с использованием полупровод-
никовых приборов для работы в диапазонах 2, 4, 6 и 8 ГГц, которые
в настоящее время широко применяют на сети связи страны.
В 1976—1979 гг. разработана радиорелейная система КУРС-И,
получившая название «Электроника — Связь». Эта система построена
7
на базе широкого использования интегральных и гибридно-интеграль-
ных схем и микрополосковой техники при изготовлении трактов сверх-
высоких и промежуточных частот.
Одновременно с развитием радиорелейных линий (РРЛ) прямой
видимости получили распространение РРЛ, использующие дальнее
тропосферное распространение дециметровых и сантиметровых волн.
Расстояние между соседними станциями в таких РРЛ составляет не-
сколько сотен километров, поэтому их, как правило, используют для
организации связи в труднодоступных и малонаселенных районах.
В СССР для таких линий разработана аппаратура «Горизонт-М», обес-
печивающая передачу сигналов по 60 телефонным каналам.
Для передачи все возрастающих объемов информации на большие
расстояния помимо РРЛ в настоящее время применяют системы радио-
связи, в которых в качестве ретранслятора используются искусствен-
ные спутники Земли. 23 апреля 1965 г. в Советском Союзе был выведен
на орбиту спутник связи «Молния-1», обеспечивающий многоканальную
двустороннюю связь. В канун 50-летия Великой Октябрьской социа-
листической революции на базе спутников «Молния-1» была введена
в строй первая в мире сеть наземных станций «Орбита», позволяющая
передавать центральные телевизионные программы на значительные
расстояния. Эта сеть обеспечивает телевизионным вещанием районы
Сибири, Средней Азии, Дальнего Востока и Крайнего Севера. С созда-
нием систем «Экран», «Москва» и запуском спутников «Молния-3»,
«Радуга» н «Экран» возможности системы космической связи значи-
тельно расширились.
Практически неограниченные возможности создания сверхшироко-
полосных систем связи дает освоение миллиметрового, субмиллиметро-
вого и оптического диапазонов. Эти диапазоны осваиваются на базе
квантовой электроники, в создание которой выдающийся вклад внес-
ли советские ученые Н. Г. Басов, А. М. Прохоров, В. А. Фабрикант.
Системы радиосвязи развиваются в направлении увеличения их
пропускной способности и помехоустойчивости. Особенно интенсивно
в последнее десятилетие разрабатываются вопросы перехода от анало-
говой формы передачи сообщений к цифровой. Известно, что исполь-
зование цифровых методов передачи позволяет не только повысить на-
дежность передачи, но и в значительной степени уменьшить затраты на
производство и эксплуатацию аппаратуры и линий связи.
Классификация систем радиосвязи. Системы радиосвязи можно
классифицировать по различным признакам: по принадлежности
служб; по рабочему диапазону частот; по физическим процессам в сре-
де распространения; по пропускной способности и передаваемым сиг-
налам и т. д. Согласно Регламенту радиосвязи [2], который является
основным международным документом, определяющим использование
радиоспектра и условия работы различных радиосредств, системы ра-
диосвязи можно классифицировать по их принадлежности к той или
иной службе. В Регламенте радиосвязи выделяются: фиксированная
служба радиосвязи между определенными пунктами; радиовещатель-
8
Таблица ВЛ. Классификация диапазонов частот
Номер диапазона	Диапазон частот		Наименование частот	Диапазон воли		Наименование волн
4	3 .	. 30 кГц	ОНЧ Очень низкие	100 .	. 10 км	Мнриаметровые
	30 .	. 300 кГц	НЧ Низкие	10	. 1 км	Километровые
6	300 .	. 3000 кГц	СЧ Средние	1000 .	. 100 м	Гектометровые
7	3 .	. 30 МГц	ВЧ Высокие	100 .	. 10 м	Декаметровые
8	30 .	. 300 МГц	ОВЧ Очень высокие	10	. 1 м	Метровые
9	300 .	. 3000 .МГц	УВЧ Ультравысокие	100 .	. 10 см	Дециметровые
10	3 .	. 30 ГГц	СВЧ Сверхвысокие	10 .	. 1 см	Сантиметровые
1 I	30 .	. 300 ГГц	КВЧ Крайне высокие	10 .	. 1 мм	Миллиметровые
1 2	300 .	3000 ГГц	ГВЧ Гипервысокие	1	. 0,1 мм	Децим илл иметровые
ная служба, передачи которой предназначены для непосредственного
приема населением; подвижная служба между станциями; радиоопреде-
ление, к которой относят радионавигационную, радиолокационную
службы и др.
Системы радиосвязи можно классифицировать по используемым
диапазонам частот. Согласно [2] радиоспектр от 3 кГц до 3000 ГГц раз-
бивается на девять диапазонов (N - 9), каждый из которых занимает
полосу от 0,3 • 10,v до 3 • 10;V Гц. В таблице В.1 и на форзаце учеб-
ника приведены диапазоны частот и их наименования. Дециметровый
и сантиметровый диапазоны широко используют для работы радиоре-
лейных и спутниковых широкополосных систем радиосвязи.
В настоящее время во всем мире работает огромное количество ра-
диосредств, число которых с каждым годом увеличивается. Это привело
к тому, что в различных диапазонах многие службы радиосвязи в на-
стоящее время вынуждены работать в одной и той же полосе частот.
В связи с этим возникла серьезная и сложная проблема электромаг-
нитной совместимости, решать которую необходимо усилиями всех
стран мира.
Системы радиосвязи можно классифицировать также по пропускной
способности. В этом случае системы делят на системы с малой пропуск-
ной способностью, к которым относят узкополосные системы, позволяю-
щие передавать от одного-двух до 24 телефонных сообщений, и системы
с большой пропускной способностью, позволяющие передавать широ-
кополосные телевизионные сигналы и сигналы многоканальных систем.
Радиорелейные, спутниковые системы связи с большой пропускной
способностью могут работать только в полосах частот, выделенных
в диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн, так как в этих
диапазонах можно передавать не только сигналы с широким спектром,
но и использовать различные помехоустойчивые виды модуляции, тре-
бующие увеличения полосы: ЧМ, ФМ, их разновидности.
Кроме того, как уже отмечалось, системы радиосвязи можно разде-
лить на системы передачи непрерывных (аналоговых) и дискретных
сигналов.
9
Глава 1. ПЕРВИЧНЫЕ СООБЩЕНИЯ
И ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
КАНАЛОВ
1.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ ПЕРВИЧНЫХ СООБЩЕНИЙ
По системам радиосвязи передаются различные виды сообщений —
телефонные, телеграфные, данные, факсимильные, телевизионное и
звуковое вещание, которые являются случайными процессами. При
решении задач, связанных с расчетом систем радиосвязи, не всегда
требуется детальная информация о случайном процессе. В некоторых
случаях достаточно знать более простые характеристики сообщения,
такие как ширина полосы частот, средняя и пиковая мощности, пик-
фактор и динамический диапазон.
Ширина полосы частот АГ определяется разностью между верхней
FB и нижней FK частотами в спектре сообщения.
Средняя мощность сообщений Рср определяется путем усреднения
результатов измерений за большой промежуток времени. Для удобства
проведения расчетов и измерений мощность обычно дается в относи-
тельных единицах, ьыраженных в логарифмической форме (децибе-
лах, дБ). В этом случае уровень мощности
101g(PAPs).	,	,	(1.1)
Если эталонная мощность Р, 1 мВт, то рх называют абсолютным
уровнем и выражают в дБм. С учетом этого абсолютный уровень сред-
ней мощности
рСр = 101g [Рср(Р( 1)]	(12)
Пиковая мощность РПик (е %) — это такое значение мощности со-
общения, которое может превышаться в течение е % времени. Соглас-
но (1.1) уровень пиковой мощности
рпик(е%) - 101g[P„„h(f%) Р,\.	(1 3)
Пик-фактор сигнала определяется отношением пиковой мощности
к средней мощности сообщения, дБ,
х(8%)= 101g[Pnilh(8%)/Ptpl 10 Ign2 (ео/о).	(1.4)
ю
Из последнего выражения, поделив числитель и знаменатель на Р t,
с учетом (1.2) и (1.3) определим пик-фактор как разность абсолютных
уровней пиковой и средней мощностей
х(8°/о)'=А™к(е”о) —Рер-	(1-5)
Под динамическим диапазоном D (е %) понимают отношение пико-
вой мощности к минимальной мощности сообщения Рга1п. Динамиче-
ский диапазон, как и пик-фактор, принято оценивать в дБ:
£>(8%) —101g[PnHK(8%)/Pmini
или по аналогии с (1.5)
Z)(8o/o)-=pnaK(8%)—рт1П.	(1.6)
Параметры телефонного сообщения. Первичный телефонный сиг-
нал (речевое сообщение), называемый также абонентским, является
нестационарным случайным процессом с полосой частот от 80 до
12 000 Гц. Разборчивость речи определяется формантами, большинст-
во которых расположено в полосе 300...3400 Гц. Поэтому по рекомен-
дации Международного консультативного комитета по телефонии и
телеграфии (МККТТ) для телефонной передачи принята эффективно
передаваемая полоса частот 300...3400 Гц. При этом качество переда-
ваемых сигналов получается достаточно высоким — слоговая разбор-
чивость составляет около 90 %, а разборчивость фраз — 99 %. Даль-
нейшее улучшение качества передаваемых речевых сигналов связано
с ухудшением экономических показателей системы связи. Пик-фактор
телефонного сигналах = 13... 17,0 дБ, а динамический диапазон переда-
ваемых сигналов составляет 26...35 дБ.
Телеграфные сообщения и данные. Эти два вида сообщений являют-
ся дискретными и характеризуются одними и теми же параметрами.
Первичные дискретные сигналы обычно имеют вид прямоугольных
импульсов постоянного или переменного тока, как правило, с двумя
разрешенными состояниями (двоичные или двухпозиционные).
Скорость модуляции определяется количеством единичных эле-
ментов (элементарных посылок), передаваемых в единицу времени, и
измеряется в бодах:
В = 1/хи,	У (1.7)
где ти — длительность элементарной посылки.
Скорость передачи информации определяется количеством инфор-
мации, передаваемой в единицу времени, и измеряется в бит/с:
С = (1/ти) log2 М,	(1.8)
где М — число позиций сигнала.
в двоичных системах (М = 2) каждый элемент несет 1 бит информа-
ции, поэтому согласно (1.7) и (1.8)
^тах = В, бит/с.
11
Однако в реальных условиях всегда передают еще и импульсы для
синхронизации, поэтому, как правило, С < В. Для многопозицион-
ных систем скорость передачи информации может превышать скорость
модуляции: С > В.
Скорость модуляции при передаче дискретных сигналов зависит от
эффективной полосы пропускания канала Пк и формы его частотной
характеристики. Практическая скорость модуляции с учетом реальной
частотной характеристики канала при передаче импульсов постоянно-
го тока
ВПр«1.4/7к.	(1-9)
где Пк определяется на уровне 8,7 дБ при плавном и симметричном
относительно несущей частоты нарастании затухания. Если в полосе
пропускания имеются отклонения затухания, то они не должны пре-
восходить 2...3 дБ. Кроме этого необходимо, чтобы неравномерность
группового времени запаздывания (ГВЗ) удовлетворяла требованию
1/С.
Если же это условие не выполняется, то необходимо либо уменьшить
скорость передачи, либо откорректировать ГВЗ.
Скорость модуляции при передаче телеграфных сообщений и дан-
ных методами AM, ЧМ или ФМ с двумя боковыми полосами уменьшает-
ся вдвое по сравнению с (1.9): Впр « 0,7 Пк. Передача этих сигна-
лов с частично подавленной одной боковой полосой позволяет почти
удвоить скорость модуляции:
Впр «(1,1 ... 1,25) Пк.	(1.10)
При частотной модуляции необходимо выбирать девиацию частоты
А/ так, чтобы
2Д/7В « 0,7.
Факсимильные сообщения. Факсимильный сигнал представляет
собой электрический сигнал, получаемый в результате развертки не-
подвижного изображения по элементам, с поочередной передачей их
яркости и последующим синтезом изображения на приемном конце.
Передаваемый оригинал закрепляется на передающем барабане,
а светочувствительная бумага — на приемном (рис. 1.1). Оба барабана
вращаются синхронно, для чего вместе с факсимильными сигналами
передаются сигналы синхронизации и фазирования. Вдоль барабанов
движутся каретки с оптическими системами ОС и источниками света
Ог и О2. Кроме этого на передающей каретке устанавливается фото-
электрический преобразователь ФЭП, в качестве которого может быть
использован фотоэлемент.
В передающих факсимильных аппаратах развертывающий элемент
имеет большую яркость и сравнительно небольшой диаметр луча
(0,1...0,3 мм). Часть светового потока, падающего на элементарную
площадку оригинала, отражается от нее. Отраженный световой поток
12

Пепе дающий барабан с
Приемный барабан с
копией
Рис. 1.1. Функциональная схема факсимильной связи:
1 - канал факсимильной связи, 2 — привод, синхронизирующие и фазирующие устройства
попадает на светочувствительную поверхность фотоэлемента, на выходе
которого образуется соответствующий этому потоку электрический
сигнал.
Развертывающие устройства в приемных факсимильных аппаратах,
использующих фотографический способ записи, принципиально не
отличаются от таких же устройств в передающем аппарате.
При передаче чередующихся по яркости элементов сигнал приоб-
ретает вид импульсной последовательности. Частоту следования
импульсов в последовательности называют частотой рисунка. Макси-
мального значения частота рисунка, Гц, достигает при передаче изоб-
ражения, элементы и разделяющие их промежутки которого равны раз-
мерам развертывающего луча:
^’рис max = 1/(2ти),	(1.11)
где ти — длительность импульса, с, равная длительности передачи эле-
мента изображения, которую можно определить через параметры раз-
вертывающего устройства.
Так, если лЬ — длина строки, aS — шаг развертки (размер раз-
вертывающего луча), то в строке nD/S элементов. При N оборотах
в минуту барабана, имеющего диаметр D, время передачи элемента
изображения, с,
(М2)
тогда согласно (1.11)
р ________ nDN
г рис max — -----
120S
(М3)
13
Минимальная частота рисунка, Гц, будет при развертке изображения,
содержащего по длине строки черную и белую полосы, равные по ши-
рине половине длины строки. При этом
Грис min = jV/60.	*	-	(1-14)
Для вполне удовлетворительной по качеству фототелеграфной связи
достаточно передавать частоты от Грис min до Грис гаах. Международ-
ный консультативный комитет по телеграфии и телефонии рекомендует
для факсимильных аппаратов N = 120, 90 и 60 об./мин; S = 0,15 мм;
D — 70 мм. Из (1.13) и (1.14) следует, что при N= 120 Грис тах = 1466 Гц,
Грис mln Гц, ПрИ М 60 ГрИС max 733 Гц, Грис mjn 1 Гц.
Динамический диапазон факсимильного сигнала составляет 25 дБ.
Телевизионный сигнал. При передаче черно-белого изображения
телевизионное сообщение представляет собой оптическое изображение,
яркость которого преобразована в электрическое напряжение путем
последовательного разложения изображения по строкам и кадрам. Для
обеспечения правильного приема ТВ сигнала в сигнал изображения
замешивают сигналы синхронизации по строкам и кадрам. Получае-
мый таким образом сигнал называется полным телевизионным сигналом
черно-белого изображения. Он состоит из сигнала яркости и сигнала
синхронизации (рис. 1.2, а).
В СССР стандарт предусматривает разложение изображения в кад-
ре на 625 строк. При передаче 25 кадров в секунду для устранения
возможного мерцания каждый кадр передается двумя полукадрами,
в одном передаются только четные строки, в другом — нечетные.
В результате число полукадров равно 50 и смена изображений на экра-
не приемной трубки становится незаметной. При передаче 25 кадров
с 625 строками в каждом номинальное значение частоты разложения
по строкам равно 15,625 кГц. Согласно принятому в нашей стране стан-
дарту напряжение полного видеосигнала UTB, состоящего из импульсов
синхронизации Uc и сигнала яркости и гасящих импульсов U р
(рис. 1.2, а) составляет UTB =UP + Uc = 1В. При этом Uc =
= 0,3 17тв, a Uv = 0,7i/TB. Сигнал яркости является случайным процес-
сом, который зависит от характера передаваемого изображения. Шири-
на полосы, занимаемая полным видеосигналом, ограничена и составляет
50 Гц... 6 МГц. Его динамический диапазон лежит в пределах 40 дБ.
Рис. 1.2. Полный телевизионный сигнал: а) черно-белый, б) цветной
14
Полный видеосигнал цветного изображения образуется из сигналов
яркости, цветности и синхронизации. Размах сигнала цветности
(рис. 1-2, б) равен 23 ± 2,5 % от размаха сигнала яркости.
Сигналы звукового вещания представляют собой преобразованные
в электрическую форму звуковые колебания — музыки, пения и речи,
которые являются нестационарными случайными процессами. В зави-
симости от вида передаваемых сигналов вещания они могут занимать
полосу частот от 15...20 Гц до 15...20 кГц. Динамический диапазон
этих сигналов составляет 86...96 дБ. Передать сигнал с такими поло-
сой частот и динамическим диапазоном по каналу связи затруднитель-
но, поэтому приходится ограничивать оба эти параметра. Исследова-
ния показали, что для высококачественной передачи сигналов звуко-
вого вещания с учетом использования компандеров и частотных пре-
дыскажений необходима полоса частот 30... 15 000 Гц и динамический
диапазон 56...60 дБ.
1.2. КАНАЛЫ ПЕРЕДАЧИ
Методы оценки качества каналов. Каналом передачи называют
совокупность технических средств, обеспечивающих передачу сооб-
щений от источника информации до потребителя (см. рис. В.1). Ка-
чество различных каналов передачи может оцениваться прямыми и
косвенными методами.
Прямыми называются методы, позволяющие оценить принимаемые
сообщения при сравнении их с исходными. К ним относятся метод оп-
ределения эквивалента затухания по разборчивости, рекомендован-
ный МККТТ для телефонной связи, метод сравнения эталонных таб-
лиц (тест-таблиц) для телевизионной и фототелеграфной связи и т. д.
Прямые методы наиболее полно определяют качество каналов пе-
редачи. Однако пользуясь только этими методами, очень трудно опре-
делить необходимые мероприятия по улучшению качественных пока-
зателей каналов, поэтому их заменяют или дополняют косвенными.
Косвенные методы дают возможность характеризовать канал пере-
дачи шириной полосы пропускания, уровнями передачи, динамиче-
ским диапазоном, диаграммой уровней, АЧХ, ФЧХ, частостью ошибок
за определенный интервал времени. Эти характеристики позволяют
судить о состоянии канала и аппаратуры. По рассматриваемым харак-
теристикам легко обнаружить ту составную часть аппаратуры или
канала, которая нуждается в улучшении.
Шириной полосы пропускания канала называется эффективно пе-
редаваемая полоса частот. Граничные частоты полосы согласно реко-
мендациям МККТТ определяются на уровне 8,7 дБ относительно зату-
хания на частоте, принятой в качестве частоты измерительного сигнала.
Уровни передачи. Оценка количественных соотношений между
мощностями в канале передачи, так же как и для сообщения (1.1),
обычно дается в относительных единицах, выраженных в логарифми-
ческой форме и называемых уровнями передачи.
15
Из (1.1) следует, что уровень передачи будет положительным, если
Рх >РЯ, и отрицательным в противном случае. Нулевое значение уро-
вень будет иметь при Рх = Рэ. Уровни передачи подразделяются на
абсолютные, относительные и измерительные. Уровни передачи назы-
ваются абсолютными, если за исходную принята мощность Рд =- 1 мВт
(при этом эффективное напряжение Ua — 0,775 В на сопротивлении
600 Ом).
Разность абсолютных уровней в рассматриваемой точке канала
рх и на входе канала рвх показывает относительный уровень передачи
Pox=1Olg(/’x/-PBX)=Px —Рвх-	(1-15)
Точка тракта, где рОж =0, называется точкой нулевого относитель-
ного уровня. Абсолютные уровни сигнала или шума и соответствующие
им мощности, измеренные в этой точке, принято обозначать дБмО
и мВтО.
Измерительным уровнем называется абсолютный уровень в рас-
сматриваемой точке при условии, что на вход канала подается синусои-
дальный сигнал с фиксированной амплитудой и частотой. Так, для те-
лефонного канала в качестве источника такого сигнала используется
генератор синусоидальных колебаний с частотой 800 Гц, внутренним
сопротивлением 600 Ом и ЭДС, равной 1,55 В. Если учесть, что вход-
ное сопротивление телефонного канала 600 Ом, то мощность сигнала
на входе канала равна 1 мВт, а уровень - 0 дБмО.
Динамический диапазон. Для определения допустимых уровней
передачи и режима работы аппаратуры вводят понятие о динамическом
диапазоне D, определяемом как логарифм отношения максимально
возможной мощности в тракте Ртах к минимально допустимой в трак-
те Pmln, т. е.
D = 101g(Pmax/PmuJ==pmax—pmin.	(1.16)
Максимальный уровень в тракте превышает средний уровень на
величину пик-фактора (1.5). Минимальное допустимое значение мощ-
ности сигнала Pmin определяется, как правило, шумами и помехами.
Шумы или помехи в случае аналоговых телефонных каналов свя-
зи принято характеризовать либо отношением мощности сообщения
к мощности шумов или помех на выходе канала, либо мощностью шу-
мов или помех на выходе канала в точке с нулевым относительным
уровнем, т. е. в той точке, где мощность измерительного сигнала равна
I мВт.
В телевизионных каналах шумы и помехи принято оценивать от-
ношением квадратов эффективного значения напряжения шумов
к квадрату напряжения, соответствующего размаху изображения.
При передаче телефонных сигналов необходимо учитывать, что чув-
ствительность человеческого уха к колебаниям различных частот не
одинакова и характеризуется псофометрической кривой с максималь-
ной чувствительностью на частоте 800 Гц. Если выполнить электри-
ческий фильтр с коэффициентом передачи, соответствующим псофомет-
16
рической кривой 1 (рис. 1.3), то при измерении мощности помех, про-
шедших через такой фильтр, получим мощность помех, называемую
«взвешенной»,
р,
Рвзв-vf G(F)K(F)dF,	(1.17)
К J
где Fi и Р2 — граничные частоты полосы пропускания канала; G (F) —
энергетический спектр помех и шумов; К (F) — коэффициент переда-
чи «взвешивающего» фильтра; 7? — сопротивление измерительного
прибора, согласованного с фильтром.
При передаче сигналов вещания «взвешивающий» псофометриче-
ский фильтр имеет характеристику, показанную на рис. 1.3 (кривая 2).
При передаче сигналов телевидения необходимо учитывать чувстви-
тельность глаза к различным частотам, которая характеризуется ви-
зометрической кривой. На рис. 1.4 приведена частотная характеристи-
ка унифицированного «взвешивающего» фильтра, используемого при
измерениях помех и шума в канале передачи телевидения.
При расчетах взвешенной мощности помех обычно используют
^взвешивающие коэффициенты, которые определяются отношением
взвешенного шума Рвэв (1.17) к невзвешенному Рш:
( G (F) К (F) dF
г ш	г2
f G(F)dF
Для телефонных и вещательных каналов квзв называется псофометри-
ческим коэффициентом и обозначается кп. Коэффициент квзв для те-
Рис. 1.3. Амплитудно-частотная ха-
рактеристика псофометрических
фильтров для телефонных (/) и ве-
щательных каналов (2)
Рис 1 4. Частотная характеристика
унифицированного визометрического
фильтра
17
левизионного канала называется визометрическим и обозначается
кв. С учетом введенных коэффициентов
псоф	исоф " «й	0-18)
где иш, Рш — соответственно напряжение и мощность помех и шумов,
измеренные прибором без взвешивающих фильтров.
При равномерном спектре помех и шумов для телефонных каналов
с полосой пропускания 300. ..3400 Гц кп = 0,75 (или — 2,5 дБ), для
вещательных каналов с полосой 50... 10 000 Гц ки = 2 (или 6 дБ).
Визометрический коэффициент кв при использовании унифициро-
ванного визометрического фильтра с АЧХ, изображенной на рис. 1.4,
составляет при равномерном спектре помех и шумов 0,389 (или
— 8,2 дБ), при треугольном спектре помех и шумов, который характерен
для систем связи с ЧМ, кв = 0,186 (или — 14,6 дБ).
Диаграммой уровней называется график, показывающий распреде-
ление уровней передачи вдоль тракта. Диаграмма внутренних уровней
показывает их распределение в отдельных частях аппаратуры, а внеш-
них — распределение их вдоль линии.
Телефонный канал. Телефонный канал образуется комплексом ап-
паратуры и соединительных линий от выхода микрофона одного або-
нентского аппарата до входа телефона другого. В настоящее время те-
лефонные каналы организуются, главным образом, с использованием
стандартных каналов тональной частоты (ТЧ), которые образуются
оконечным оборудованием многоканальных систем, занимают полосу
частот 300...3400 Гц и предназначены для передачи практически всех
видов первичных сообщений.
Структурная схема организации телефонного канала по радиорелей-
зой или спутниковой линии связи показана на рис. 1.5.
Сигнал от абонента (Аб) по двухпроводной абонентской линии (АЛ)
поступает на вход А дифференциальной системы (ДС). Дифференци-
альная система обеспечивает соединение двухпроводной абонентской
Рис. 1.5. Структурная схема организации телефонного канала
18
линии с четырехпроводным окончанием ка-
нала ТЧ и требуемый запас устойчивости
замкнутой системы. Система выполняется
таким образом, чтобы между отдельными
направлениями четырехпроводной части ка-
нала затухание было по возможности боль-
шим (от С к В и от В' к С), а между двух-
проводным трактом и любым направлением
четырехпроводного тракта (от С к Л и от Л
кВ) — малым.
Развязывающие ДС могут быть выполнены
различными методами, однако чаще всего в
настоящее время применяется ДС, состоящая Рис 1 6 Дифференциаль-
на трансформатора (Тр) и балансного kohtv- ная система
ра (БК) (рис. 1 6).
При равенстве числа витков в обмотках трансформатора сопротив-
ление 2Д БК (уравновешивающего двухполюсника) должно быть выб-
рано равным входному сопротивлению абонентской линии ид- Для
выполнения требований по затуханию между отдельными плечами ДС
необходимо обеспечить следующие соотношения сопротивлений:
zt—zA/2, гв = 2гА//га, zA —гд, /г (о>л - <о;,) о)в.	(1 19)
При этом ослабление сигнала, дБ, при переходе от плеча С к плечу В
Ос в 201g
гдЛ гд I I g
гА гД I
(1 20)
Из выражения (1 20) видно, что при выполнении условий (1.19)
аС-в -> °° , однако в реальных условиях нельзя практически сделать
га = 2Д, поэтому обычно аС-в == 18...20 дБ.
Через ДС сигнал поступает на вход В междугородного канала —
стандартного канала ТЧ. Вход В (С) и выходС (В') образуют четырех-
проводное окончание стандартного канала ТЧ (рис. 1.5). При органи-
зации телефонной связи неизбежно приходится сталкиваться с замкну-
тыми системами.
Уровень сигнала на выходе канала зависит от его «остаточного за-
тухания», под которым понимают рабочее затухание аг, определяемое
как алгебраическая разность между суммой всех п затуханий а и сум-
мой всех tv усилений $:
п	m
аг V at- 2	0 2D
I — 1	/ - 1	X
Гак как входное и выходное сопротивления канала обычно одинаковы,
то остаточное затухание можно определить как разность уровней пере-
дачи на входе и выходе канала
ar Pn-Pw	(1-22)
19
Если аг > 0, то канал вносит затухание, при ат < 0 канал дает уси-
ление.
При дуплексной телефонной связи МККТТ рекомендует устанав-
ливать остаточное затухание ат = — 7 дБ на частоте 800 Гц при ну-
левом измерительном уровне на входе канала.
Важно также, чтобы остаточное затухание было стабильным во
времени, так как при увеличении остаточного затухания относительно
нормы в канале может возникнуть самовозбуждение, а при уменьше-
нии — ослабление громкости у абонента. Поэтому МККТТ рекомен-
дует в телефонном канале изменение остаточного затухания на час-
тоте 800 Гц в пределах <\аг = ± 2,2 дБ. Необходимо подчеркнуть, что
при использовании на РРЛ частотной модуляции основную нестабиль-
ность затуханий в телефонном канале вносит групповой тракт. При
этом норму на Ааг делят пополам между аппаратурой объединения и
разделения каналов (АОР) и РРЛ.
Характеристики телефонных каналов и их нормирование. К ос-
новным электрическим характеристикам канала ТЧ относятся: оста-
точное затухание; частотная и фазовая характеристики; амплитудная
характеристика; помехи и шумы на выходе канала и др. При органи-
зации связи на большие расстояния возникает большое запаздывание
сигнала. Для телефонной связи абсолютное запаздывание сигнала более
чем на 250 мс заметно ухудшает качество связи, так как при этом те-
ряется чувство контакта между говорящими абонентами. При связи
через искусственные спутники Земли (ИСЗ) наибольшая величина
времени распространения не должна превышать 400 мс, при этом на
космический участок отводится 300 мс.
При телефонной связи запаздывание сигналов более чем на 30 мс
(в одном направлении) обычно приводит к появлению мешающего влия-
ния электрического эха, которое возникает из-за несогласованности
дифференциальных систем, т. е. из-за конечности величины затухания
между точками С и В и В' и С (рис. 1.5). В результате этого явления
говорящий абонент будет слышать свою речь с запаздыванием, т.е.
в виде эха. Время распространения токов эха равно удвоенному вре-
мени распространения сигнала на участке ВВ'. Как показали экспери-
ментальные исследования, мешающее действие электрического эха тем
больше, чем меньше его затухание и чем больше абсолютная величина
времени распространения. Для уменьшения влияния токов электри-
ческого эха на линиях связи с большим временем распространения
устанавливаются эхозаградители в обоих оконечных пунктах, где
четырехпроводные части телефонного канала соединяются с дифферен-
циальными системами. Рассмотрение принципов работы эхозаградите-
лей приведено в гл. 6, поскольку они широко используются в системах
связи через ИСЗ.
Амплитудно-частотная характеристика канала представляет собой
зависимость остаточного затухания от частоты в пределах эффективно
передаваемой полосы частот, т. е. в полосе 300...3400 Гц. Допустимые
пределы отклонения остаточного затухания канала по нормам МККР
20
фонного канала
для гипотетической цепи протяженнос-
тью 2500 км приведены на рис. рис. 1.7.
Реальные частотные характеристики
укладываются между заштрихованными
областями. Нижняя заштрихованная
граница выбрана из условия, чтобы ни
на одной из передаваемых частот не
могла возникнуть генерация, а верх-
няя — из условия допустимых ампли-
тудно-частотных искажений в различных
частях разговорного спектра частот.
Нелинейность фазо-частотной харак-
теристики практически не влияет на ка-
чество передачи телефонных сигналов.
Однако при использовании стандартных
каналов ТЧ для передачи данных, фототелеграфных сигналов и сиг-
налов тонального телеграфирования требования к линейности фазо-
частотной характеристики жесткие. При этом неравномерность груп-
пового времени запаздывания в полосе канала ТЧ, которая целиком
определяется аппаратурой объединения и разделения каналов (АОР),
не должна превышать 2 мс на частоте 400 Гц и 1,3 мс на частоте
3,3 кГц относительно частоты 1900 Гц.
Амплитудная характеристика телефонного канала определяется
путем измерения остаточного затухания при различных уровнях на
входе канала на частоте 800 Гц. На одном переприемном участке ам-
плитудная характеристика канала ТЧ при включенном ограничителе
пиковых напряжений не должна отклоняться от прямолинейного зако-
на более чем на 0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала
на входе канала от —17 до +3,5 дБ. Суммарные нелинейные искаже-
ния должны быть не более 1,5%, а по третьей гармонике — не бо-
лее 1 %.
Шумы и помехи в канале ТЧ определяются как аппаратурой объ-
единения и разделения сигналов, так и собственно радиорелейной ли-
нией. По нормам МККР средняя за одну минуту величина псофометри-
ческой мощности шумов и помех, превышаемая в течение 20 % време-
ни любого месяца, измеренная в точке с относительным нулевым уров-
нем на линии протяженностью 2500 км, не должна превышать
10 000 пВт. Из этой нормы 2500 пВт отводится на АОР и 7500 пВт на
РРЛ.
Вторичное объединение каналов тональной частоты. Для передачи
дискретных сигналов (тонального телеграфа, передачи данных) в мно-
гоканальных системах используются каналы тональной частоты, а при
необходимости обеспечить большую пропускную способность—широко-
полосные каналы, образованные на базе первичного (содержащего
12 каналов ТЧ), вторичного (60 каналов ТЧ) или третичного (300 ка-
налов ТЧ) трактов. Передача дискретных сигналов осуществляется
21
с помощью устройств вторичного объединения (УВО), которые бывают
одноканальными и многоканальными.
Одноканальные УВО образуют в спектре канала ТЧ или соответст-
вующего широкополосного канала один канал передачи дискретных
сигналов и обычно используются в системах передачи данных со ско-
ростью передачи более 1200 бод.
Многоканальные УВО формируют в канале связи несколько кана-
лов передачи дискретных сообщений и обычно используются при пере-
даче тонального (частотного) телеграфирования (ТТ) со скоростью
до 1200 бод. Например, с помощью такого УВО в спектре канала ТЧ
(300...3400 Гц) создают узкополосные телеграфные каналы, каждый из
которых обеспечивает скорость передачи 50...75 бод. Поскольку по
каналу ТЧ передается в этом случае многоканальный сигнал, то во
избежание возникновения переходных помех между каналами ТТ не-
обходимо, чтобы нелинейные искажения в нем были малы — коэф-
фициент нелинейных искажений должен быть меньше 1,5 %. Для нор-
мальной работы аппаратуры ТТ необходимо, чтобы уровень невзве-
шенных помех и шумов на ее выходе не превышал — 49 дБмО. При
передаче ТТ расхождение частот генераторного оборудования прием-
ной и передающей частей многоканальной аппаратуры не должно пре-
вышать 2 Гц.
Каналы документальной электросвязи. В § 1.1 было показано, что
при фототелеграфной связи передаются частоты в пределах от единиц
до тысячи герц. А так как полоса пропускания каналов ТЧ, по кото-
рым передаются факсимильные сообщения, начинается с частот, зна-
чительно превышающих Грис mjn, то для согласования спектра сигнала
изображения с полосой канала производят его пребразование. Это
осуществляется с помощью амплитудной модуляции: по каналу пере-
дают ток несущей частоты и токи боковых полос; в этом случае ширина
спектра фототелеграфного сигнала AF = 2 Fpilc max; при использо-
вании несимметрично подавленных боковых полос AF = (1,1... 1,2) X
X Fp„c max, а при использовании ЧМ с малым индексом модуляции
\Р 2 F
1	1 рис шах*
При передаче газет используются специальные фототелеграфные
аппараты с размером изображения 610x420 мм и шагом развертки
0,04...0,06 мм. Для низкоскоростных аппаратов (1500...3000 строк/мин)
используется ЧМ или AM, и передача осуществляется по первичным
широкополосным каналам (полоса 48 кГц). При использовании высоко-
скоростных аппаратов применяется одна боковая полоса и передача
осуществляется по вторичным широкополосным каналам (полоса
240 кГц).
Для получения высококачественных изображений каналы и трак-
ты должны иметь малые неравномерности АЧХ и группового времени
запаздывания (ГВЗ). Например, при передаче по тракту токов несущей
частоты и обеих боковых полос неравномерность частотной характери-
стики тракта в полосе АЛ не должна превышать ± (0,9...1,3) дБ, а не-
равномерность ГВЗ Мг аг 10®/ (3 Грис гааХ), мс. Невыполнение этих
22
требований приводит к снижению контрастности, появлению повтор-
ных изображений и окантовки.
Существующие каналы удовлетворяют указанным требованиям
лишь в средней части эффективно передаваемой полосы частот. Поэ-
тому в фототелеграфную аппаратуру вводят корректоры, устраняющие
вносимые каналом частотные искажения. Снижение качества изобра-
жения из-за нелинейных искажений будет незначительным, если коэф-
фициент нелинейных искажений канала или тракта не превышает
0,02. Каналы и тракты, используемые для фототелеграфной связи,
должны обеспечить разность уровней максимального значения сигна-
ла и шумов на своем выходе не менее 26,1 дБ при ЧМ и 34 дБ при AM.
Канал звукового вешания. Канал звукового вещания образуется
комплексом аппаратуры и линий от выхода микрофона в студии до
входа громкоговорителя.
МККТТ устанавливает нормы на качественные показатели канала
звукового вещания эталонной цепи протяженностью 2500 км. Полоса
эффективно передаваемых частот для такой цепи должна состав-
лять 50...10 000 Гц. В СССР установлены три класса каналов вещания:
высший с полосой частот 30 Гц...15 кГц; первый — 50 Гц...10 кГц,
второй — 100 Гц...6,3 кГц. По рекомендациям МККТТ неравномер-
ность амплитудно-частотной характеристики на крайних частотах по
отношению к частоте 800 Гц не должна превышать 4,35 дБ [3].
Псофометрическое отношение напряжения сигнала к напряжению
шума в канале вещания для гипотетической цепи должно быть не менее
57 дБ, отношение напряжения сигнала к напряжению внятной пере-
ходной помехи не менее 74 дБ. Коэффициент нелинейных искажений
в канале вещания должен быть не более 3 % на частотах ниже 100 Гц
и 2 % на частотах выше 100 Гц. Для организации каналов звукового
вещания могут использоваться объединенные полосы каналов ТЧ.
Так, для передачи сигналов вещания с полосой 50... 10 0000 Гц исполь-
зуются три канала ТЧ.
Согласно рекомендациям МККТТ характеристики канала звуково-
го сопровождения телевидения должны соответствовать приведенным
выше требованиям к каналам звукового вещания.
Видеоканал черно-белого и цветного изображения. Видеоканалом
передачи называется совокупность технических устройств, обеспечи-
вающих передачу телевизионного сообщения. Для оценки качества ка-
нала передачи этого сообщения используют испытательный сигнал, сос-
тоящий из нескольких элементов, рекомендованных МККР. Эти эле-
менты приведены на рис. 1.8—1.10.
Сигнал на рис. 3 с условным обозначением 2.1 является пол-
ным телевизионным сигналом, он служит для проверки отклонения раз-
маха сигнала от номинального, а также погрешности положения фрон-
та элемента В2.1.
В каждой строке сигнала 2.2 (см. рис. 1.9) передаются три элемента:
дИнус-квадратичный импульс длительностью т = 160 нс (элемент
С2); прямоугольный импульс длительностью 25 ± 1 мкс с фронтом
94
Рис 1 8 Испытательный телевизиои- Рис 1 9 Испытательный телевизион-
ный сигнал 2 1
ный сигнал 2 2
и срезом длительностью 160 нс (элемент В2.2); синусоидальное напря-
жение с частотой 4,43 МГц (поднесущая сигнала цветности) модулиро-
ванного синус-квадратичным импульсом (сигнал яркости) (элемент F).
Сигнал позволяет оценить отклонение размахов элементов В 1.2 и
F от размаха элемента В2.2 и погрешность временного положения этих
импульсов, что позволяет определить линейные характеристики кана-
ла передачи на высоких частотах. По прохождению элемента F можно
также оценить различие размахов и расхождение во времени сигналов
яркости и цветности.
Сигнал 3.1а (рис. 1.10) содержит два элемента: D4 — импульс
пилообразной формы с длительностями прямого (50 мкс) и обратного
хода (1 мкс) и наложенный на него элемент D5.1 — синусоидальное
напряжение с частотой 1,2 МГц (или 4,43 МГц) и размахом 14,3 % но-
минального размаха полного телевизионного сигнала <7ТВ = 1 В. Не-
равномерность размаха синусоидального колебания элемента D5.1
на выходе канала характеризует его нелинейность.
Для оценки качества канала передачи используется также испыта-
тельный сигнал цветных полос (рис. 1.11).
Для гипотетической эталонной линии протяженностью 2500 км
согласно рекомендациям МККР отношение размаха сигнала изобра-
жения ир (см. рис. 1.2, а) к эффективному напряжению визометри-
ческого шума должно быть не ниже 57 дБ в течение 99 % времени лю-
бого месяца или 49 дБ для 99,9 % времени. Отношение размаха сиг-

Рис 1.10. Испытатель
ный телевизионный сиг-
нал 3.1а
24
нала изображения к размаху фо- игв,в
новой помехи источников питания
должно составлять 55 дБ.
Неравномерность амплитудно-
частотной характеристики видео-
t,MKC
Рис 111. Испытательный сигнал
цветных полос при передаче четных
и нечетных строк
канала должна укладываться в
пределы, указанные на рис. 1.12, а.
Необходимо отметить, что при из-
мерениях АЧХ видеоканала за от-
носительный нулевой уровень при
нимаются показания
прибора на частоте г =
0,04 Fmax-
0,24 МГц 14].
Согласно рекомендациям МККР допускаются кратковременные
отклонения остаточного затухания в течение 1 с не более чем на
± 0,3 дБ и медленное изменение затухания в течение 1 ч не более
чем на ± 0,5 дБ. Стабильность остаточного затухания в системах
с ЧМ определяется стабильностью крутизны характеристик модулято-
ров и демодуляторов, а также коэффициентов усиления видеоусилите-
лей, не зависит от параметров ВЧ приемопередающей аппаратуры
и измеряется по испытательному сигналу 2.1 (рис. 1.8).
Искажения формы видеосигнала при передаче по каналу опреде-
ляются его частотной и фазовой характеристиками. Однако форма этих
характеристик не всегда дает ясное представление об искажениях ви-
деосигнала, которые проявляются на экранах телевизоров. Поэтому
в каналах передачи телевизионного сигнала принято оценивать иска-
жения формы импульсов.
Искажения частотной характеристики в области низких частот опре-
деляются по искажению плоской части импульсов, следующих с час-
тотой полей 50 Гц. Относительная неравномерность плоской части та-
ких прямоугольных импульсов не должна превышать 12 %. Для пря-
моугольных импульсов, следующих с частотой строк (элемент В2.2,
рис. 1.9), этот перекос не должен превышать 6 %. Искажения высоко-
частотной области АЧХ оцениваются искажениями фронтов импульсов
(элемент В2.2, рис. 1.9), которые должны находиться в пределах,
определяемых трафаретом рис. 1.12,6.
। нс 1 12 Допуски на АЧХ («) и на искажения переходной характеристики (б)
“ области верхних частот
25
Нелинейные искажения сигнала яркости вызывают нарушение гра-
даций яркости изображения на экране телевизора. Величина этих
искажений, согласно рекомендациям МККР, определяется по измене-
нию амплитуды синусоидального колебания элемента D5 1
(см. рис. 1.10) и не должна превышать 15 %.
На выходе видеоканала синусоидальное колебание (насадка) вы-
деляется фильтром и подается на вход осциллографа. Величина нели-
нейных искажений определяется по формуле
K-(l/maX-l/min)/t/0,	.	(1.23)
где (/тах и 1/Ш!П — соответственно минимальная и максимальная
амплитуды синусоидального колебания, Uo — амплитуда этого коле-
бания с частотой 1,2 МГц на уровне черного.
Наиболее жесткие требования к линейности канала передачи теле-
визионного сообщения обусловлены возникновением перекрестных
помех между сигналами яркости и цветности. Эти помехи наиболее пол-
но характеризуются двумя показателями — дифференциальным усиле-
нием и дифференциальной фазой Для измерения этих показателей на
вход канала передачи подается сигнал 3.1 а (см. рис. 1.10) с синусои-
дальным колебанием частотой 4,43 МГц.
Дифференциальное усиление (в процентах) характеризуется изме-
нением амплитуды «насадки» на выходе канала при изменении яркости
от уровня черного до уровня белого, при этом размах дифференциаль-
ного усиления определяется по (1.23). Дифференциальная фаза опре-
деляется как изменение фазы поднесущей цветности при изменении
яркости от уровня черного до уровня белого Размах дифференциаль-
ной фазы равен разности максимального фта\ и минимального фт1П
значений фазы синусоидального колебания с частотой 4,43 МГц за
весь цикл изменения сигнала яркости. По рекомендациям МККР раз-
мах дифференциального усиления не должен превышать 12%, а диф-
ференциальной фазы —6 .
В канале передачи цветного телевидения нормируется также не-
равномерность усиления и неравномерность запаздывания сигналов
яркости и цветности. Для измерения этих характеристик использует-
ся элемент F (рис. 1.9).
26
Глава 2. СИГНАЛЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА
В МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИСТЕМАХ
РАДИОСВЯЗИ
2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Современные радиосистемы передачи, используемые на сети связи,
как правило, являются многоканальными, т. е. позволяют передавать
по одной линии, включающей передатчики, приемники, антенны и
фидеры, сообщения от многих независимых источников. В состав про-
тяженных линий связи часто входят десятки и сотни промежуточных
усилительных пунктов, ретрансляторов и других сооружений. Исполь-
зование одних и тех же элементов линии для работы многих каналов
связи дает значительный экономический эффект: как показывают рас-
четы, суммарная стоимость линейных сооружений обычно существенно
превосходит стоимость аппаратуры объединения и разделения ка-
налов.
Структурная схема многоканальной системы радиосвязи может
быть упрощенно представлена так, как показано на рис. 2.1 (изобра-
жен вариант односторонней связи, обратные каналы организуются
аналогично). Сообщения от У абонентов (Аб.1, Аб.2, ..., A6.N)
поступают на У входов аппаратуры объединения каналов (АОК)
В этой аппаратуре осуществляется переход от 2Мпроводной системы
к двухпроводной. Групповое сообщение игр (£) с выхода АОК через груп-
повой усилитель (ГУ) и соединительную линию (СЛ) подается на пере-
датчик (П), где происходит модуляция (по закону, определяемому
иГр (0) того или иного параметра высокочастотного переносчика сооб-
щений. Совокупность всех элементов радиолинии, начиная с модуля-
тора передатчика и кончая демодулятором приемника (Пр), называют
линейным трактом (ЛТ) радиосистемы. В многоканальных системах
до и после ЛТ включаются элементы группового тракта (ГрТ). При
необходимости на участке между передающей и приемной антеннами
(А) используются один или несколько активных или пассивных ре-
трансляторов (Р) (на рис. 2.1 показан один ретранслятор). Заметим, что
в общем случае структура ГрТ и ЛТ может быть весьма разнообразной.
Но во всех случаях на выходе группового тракта образуется сообще-
ние UrP (t), подобное входному игр (t) (в общем случае и*т9 (t) отличает-
ся от пгр (t) за счет помех и искажений в ГрТ и ЛТ).
В аппаратуре разделения каналов (АРК) осуществляется переход
от двухпроводной системы к 2У-проводной. Сообщения с N выходов
АРК^,поступают к абонентам (получателям) сообщений (Аб'1, Аб'2,...,
В качестве urv(t) обычно используют ансамбли ортогональных
сигналов. К ним, в частности, относятся сигналы с неперекрывающи-
мися спектрами и сигналы, неперекрывающиеся во времени. Системы,
27
использующие такие сиг-
налы, характеризуются
наибольшей простотой и
получили широкое рас-
пространение.
Сигналы с неперекры-
вающимися спектрами при-
меняются в системах с
частотным разделением ка-
налов (ЧРК). Для этих
систем характерно, что со-
общения от N источников
передаются одновременно,
для каждого источника от-
Рис. 2.1. Структурная схема многоканальной
системы радиосвязи
водится свой частотный канал, т. е. часть полосы в ГрТ. Такой метод
передачи называется параллельным. Существенно, что сообщения от
каждого источника могут поступать в ГрТ в произвольный момент
времени, т. е. система является асинхронной.
Принцип формирования сообщения цгр (t) в системах с ЧРК пояс-
няется рис. 2.2. Спектры Gt (F), G2 (F),..., Gn (F) N абонентов (исполь-
зованы модели сообщений с треугольными энергетическими спектрами)
после транспонирования на различные частотные интервалы и ин-
версирования (эта операция в принципе необязательна, но обычно
выполняется для упрощения оборудования) складываются и образуют
групповой спектр Grp (F). С целью уменьшения взаимного влияния
соседних каналов (уменьшения переходных помех), обусловленного
неидеальностью АЧХ фильтров, между спектрами канальных сообще-
ний вводят специальные защитные частотные интервалы AK3
(см. рис. 2.2).
Сообщение с групповым спектром Grp (F) формируется в аппаратуре
объединения каналов (АОК). На приемной стороне сообщения, пред-
назначенные различным абонентам, выделяются в аппаратуре разде-
ления каналов (АРК). Этот процесс реализуется в порядке, обратном
тому, который имеет место в АОК. Сначала с помощью фильтра выде-
ляется соответствующее канальное сообщение, затем его спектр транспо-
нируется в область нижних частот. При этом величина частотного сдвига
Рис. 2.2. К поясне-
нию принципа фор-
мирования сигна-
ла линейного трак-
та в системах с
ЧРК
28
для данного канала должна
быть такой же, как и в АОК.
При двусторонней связи АОК
и АРК образуют единый ком-
плекс — аппаратуру объеди-
нения и разделения каналов.
Сигналы, не перекрываю-
щиеся во времени, применяю-
тся в системах с временным
разделением каналов (ВРК).
Особенностью этих систем
является то, что сообщения
от разных абонентов (источ-
ников) передаются по линии
связи поочередно (последова-
тельный метод передачи), но
в общей полосе частот. Чере-
доваться могут только сиг-
налы, дискретные во времени.
Поэтому непрерывное сообще-
ние ГрТ должно быть преоб-
разовано в сообщение, диск-
Рис. 2.3. к пояснению принципа формиро-
вания сигнала линейного тракта в систе-
мах с ВРК
ретное во времени. Эта опе-
рация осуществляется в АОК.
В соответствии с теоремой
Котельникова шаг дискрети-
зации Та 1/2 F, где F—верхняя частота в спектре сигнала.
Принцип формирования сообщения «гр (0 в системах с ВРК пояс-
няется рис. 2.3. Для наглядности выбран вариант, когда общее число
временных каналов невелико (N = 3). На рис. 2.3, а, б, в показаны при-
меры реализаций сообщений S, (0, S2 (0 и S3 (0 трех абонентов, штри-
ховой линией отмечены отсчеты этих сообщений, взятые с шагом дис-
кретизации Тд (предполагается, что спектры всех трех сообщений ог-
раничены сверху одной и той же частотой F, а дискретизация произво-
дится равномерно). Как показано на рис. 2.3, моменты взятия отсчетов-
в соседних каналах сдвинуты на время Мк — TnIN.
Таким образом, импульсы, отображающие отсчеты, оказываются
разнесенными во времени, что позволяет получить ыгр (0 путем про-
стого сложения импульсов-отсчетов всех N каналов. Сообщение
“гр (0 в рассмотренном примере состоит из трех сигналов АИМ
(см. рис. 2.3, г).
В течение интервалов Д/к вместо АИМ можно использовать и другие
виды импульсных сигналов, способные отображать мгновенные зна-
чения отсчетов, например ШИМ и ФИМ. Такие сигналы нередко ис-
пользуются в системах с ВРК из соображений помехоустойчивости.
Для обеспечения более простой реализации АОК и АРК между ка-
альными импульсами вводят защитные интервалы (см. Д£3 на
29
рис. 2.3, г). Образование канальных сигналов в АОК и выделение их
в АРК осуществляется обычно с помощью коммутируемых электрон-
ных ключей, выполняемых на базе современной микросхемотехники.
Эти электронные коммутаторы играют роль «временных» параметри-
ческих фильтров. Они отличаются от фильтров, используемых в сис-
темах с ЧРК, лучшей технологичностью изготовления и более близки-
ми к идеальным характеристиками, что значительно облегчает процесс
ввода и вывода информации в любом канале и на любом участке линей-
ного тракта.
Следует отметить, что при увеличении числа каналов в системах
с АИМ, ШИМ и ФИМ длительность канальных импульсов уменьшается
и соответственно увеличивается требуемая полоса частот линейного
тракта. Она оказывается значительно больше, чем при ЧРК. В этих
условиях, с целью экономии радиоспектра, приходится идти на сокра-
щение числа каналов. Поэтому в настоящее время на сетях связи сис-
темы с АИМ, ШИМ и ФИМ используются лишь для организации отно-
сительно небольшого числа каналов.
Отметим, что системы связи с АИМ, ШИМ и ФИМ являются ана-
логовыми. В настоящее время широкое распространение получили
цифровые системы связи, в которых для передачи непрерывных сооб-
щений наряду с дискретизацией во времени используется также и
дискретизация по уровням (квантование).
2.2. ЧАСТОТНОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ
Принципы построения аппаратуры ЧРК. В многоканальных радио-
системах передачи с ЧРК, в частности в радиорелейных и спутнико-
вых, обычно используют аппаратуру объединения и разделения ка-
налов, применяемую в проводных системах. Это обеспечивает простоту
сопряжения тех и других систем и отражает общую тенденцию к уни-
фикации оборудования на сетях связи.
В системах ЧРК с числом каналов 12 и более реализуется принцип
многократного преобразования частоты. В основу построения много-
канальной системы положен стандартный канал тональной частоты
(ТЧ). В соответствии с рекомендациями МККТТ оконечное оборудова-
ние (включающее АОК и АРК) строится с таким расчетом, чтобы на
каждом этапе преобразования частоты с помощью унифицированных
блоков формировались все более и более укрупненные группы каналов
ТЧ. Причем в любой группе число каналов кратно 12.
Вначале каждый из каналов ТЧ «привязывается» к той или иной
12-канальной группе, называемой первичной группой (ПГ). Разнесе-
ние сигналов 12 различных телефонных сообщений по спектру (фор-
мирование ПГ) осуществляется с помощью индивидуального преобра-
зования частоты в стандартном 12-канальном, блоке. Эти блоки обес-
печивают как прямую, так и обратную связь в каждом из 12 дуплекс-
ных каналов. Групповой спектр ПГ можно представить с помощью
рис. 2.2, если принять, что А = 12, Кн = 60кГц, FB = 108 кГциДР3 =
30
-09 кГц. Так как один канал ТЧ занимает полосу частот 3,1 кГц,
то с учетом AF., на каждый канал в ПГ приходится полоса 4 кГц.
Упрощенная структурная схема универсального 12-канального
блока формирования ПГ представлена на рис. 2.4. Поскольку индиви-
дуальное оборудование во всех 12 каналах однотипно, на данном ри-
сунке приведены лишь устройства, относящиеся к одному каналу
(первому). Прежде всего заметим, что при организации телефонной
связи можно использовать либо двухполосную двухпроводную, либо
однополосную четырехпроводную систему передачи. Схема, изобра-
женная на рис. 2.4, относится ко второму варианту. Здесь каждый
канал имеет отдельные тракт передачи и тракт приема (действующие
в одной и той же полосе частот), т. е. каждый канал является четырех-
проводным. Если канал используется для телефонной связи, то двух-
проводный участок цепи от абонента соединяется с четырехпроводным
каналом через дифференциальную систему (ДС). В случае передачи
других сигналов (телеграфных, данных, звукового вещания и т. п.),
для которых необходим один или два односторонних канала, ДС от-
ключается.
В режиме передачи сообщение от абонента (Аб) через ДС, гнезда
четырехпроводной коммутации (ЧК) (используемые для измерения
сигналов и переключения каналов) и амплитудный ограничитель (ОА)
поступает на один из входов индивидуального преобразователя час-
тоты ИП1Д. На другой вход ИП1Л подается сигнал поднесущей с час-
тотой F]. В результате перемножения этих сигналов образуется сигнал,
спектр которого состоит из двух боковых (относительно F}) полос с час-
тотами 108—(0,3...3,4) - 104,6...107,7 кГц и 108 ф (0,3...3,4)
108,3... 111,4 кГц. Сигнал нижней из этих полос выделяется филь-
тром ПФ1Л и подается на один из входов сумматора. На другие входы
сумматора поступают сигналы с выхода аналогичных трактов передачи
11 других каналов.
Амплитудные ограничители предотвращают перегрузку групповых
усилителей (а следовательно, уменьшают вероятность возникновения
Рис. 2.4. Структурная схема индивидуального оборудования ПГ
31
нелинейных помех) в моменты появления пиковых значений напряже-
ний нескольких речевых сигналов.
В режиме приема канальный сигнал выделяется с помощью поло-
сового фильтра ПФ1,2 из спектра первичной группы (с полосой 60...
...108 кГц) и подается на индивидуальный преобразователь ИП, 2.
На другой вход ИП112 поступает тот же сигнал поднесущей частоты
Fj, который питает и ИП1Л. Спектр выходного сигнала ИГ^ 2 состоит
из двух боковых (относительно FJ полос с частотами 108 — (104,6.
...107,7) -= 0,3...3,4 кГц и 108 + (104,6... 107,7) = 212,6...215,7 кГщ
Сигнал нижней из этих полос выделяется ФНЧ, усиливается и через
ЧК и ДС поступает к абоненту. Приемные тракты И других каналов
построены аналогично. В аппаратуре с числом каналов 60 и более ин-
дивидуальное оборудование размещается в специальных стойках ин-
дивидуальных преобразователей СИП-60 или СИП-300.
Дальнейший процесс укрупнения групп каналов происходит
в групповом оборудовании и поясняется рис. 2.5. Одинаковые полосы
частот пяти ПГ с помощью первичного группового преобразования раз-
носятся по частоте в полосе 312...552 кГц и образуют 60-канальную
(вторичную) группу (ВГ), затем с помощью вторичного группового
преобразования одинаковые полосы частот пяти ВГ разносятся по час-
тоте в полосе 812...2044 кГц и образуют 300-канальную (третичную)
группу (ТГ). При этом между транспонированными спектрами ВГ
вводятся защитные частотные интервалы 8 кГц. Для систем
с весьма большим числом каналов МККТТ рекомендует использовать
четверичную 1500-канальную группу (ЧГ), образуемую путем третич-
ного преобразования пяти сигналов ТГ. Спектр ЧГ занимает полосу
частот 2108...8524 кГц, защитные интервалы между транспонированны-
ми спектрами ТГ ЛГ:1 = 64 кГц.
Принцип формирования групп каналов с числом более 12 рассмот-
рим на примере образования 60-канальной группы (ВГ). На рис. 2.6
изображена упрощенная структурная схема группового оборудования
ВГ. Сообщения пяти первичных групп ПГ, — ПГ5 подаются на пять
групповых преобразователей THj — ГП5, на вторые входы которых
из генераторного оборудования поступают сигналы поднесущих частот.
Рис. 2 5. Пояснение груП|И
пообразования в миог^И
канальных системах
ЧРК
32
Рис. 2.6. Структурная схема группового оборудования ВГ
С помощью полосовых фильтров ПФ! — ПФ5, подключенных к выхо-
дам групповых преобразователей, образуются сигналы вида ОБП
с полосой частот 48 кГц каждый. В результате сложения этих непере-
крывающихся по спектру пяти сигналов образуется спектр ВГ с поло-
сой частот 240 кГц (312...552 кГц).
Отметим, что для снижения переходных влияний между сигналами
ВГ, передаваемыми по смежным трактам, в спектре ВГ могут исполь-
зоваться как прямые, так и инверсные спектры ПГ2 — ПГ5. В первом
случае на ГП2 — ГП5 подаются несущие частоты 468, 516, 564, 612 кГц,
а соответствующие полосовые фильтры выделяют нижние боковые
полосы (как показано на рис. 2.6). Во втором случае на ГП2 — ГП5
подаются несущие частоты 300, 348, 396, 444 кГц, а полосовыми филь-
трами ПФ2 — ПФ5 выделяются верхние боковые полосы. Несущая
частота для ПГГ в обоих случаях одинаковая (420 кГц), и спектр ПГХ
не инверсируется. Оборудование первичного группового преобразова-
ния размещается в специальных стойках первичных преобразователей
УСПП или СПП. Следующие ступени группового преобразования вы-
полняются аналогично.
Аппаратура образования групповых трактов может состоять из
различных комбинаций стандартных блоков, в которых осуществляется
тот или иной этап преобразования частоты. Например, в широко ис-
п<мьзуем°й в настоящее время аппаратуре системы К-1920 каналы
Ч объединяются в две 60-канальные группы (ВГ) и шесть 300-каналь-
ных групп (ТГ). При этом общее число каналов N = 60 X 2 + 300 X
х о 1920.
2
Зак 131
33
После того как путем последовательного объединения достигает-
ся номинальное число каналов, обычно осуществляется еще одно преоб-
разование частоты: суммарный (групповой) спектр преобразуется
в линейный спектр, т. е. в ту полосу частот, в которой многоканальный
сигнал этой системы передается по линии. При этом учитываются осо-
бенности каждой линии.
Если индивидуальное и групповое преобразования обычно осущест-
вляются в типовых блоках и стойках, то сопряжение этой аппаратуры
(в частности, формирование линейного спектра) с линейным трактом
выполняется в оборудовании, специфичном для каждой данной про-
водной или радиосистемы.
Основные характеристики групповых сообщений. При проектиро-
вании и разработке многоканальных систем передачи возникает необ-
ходимость количественной оценки параметров групповых сообщений
на различных ступенях преобразования, в частности сигналов на вхо-
де линейного тракта. Эти параметры как и для любых сигналов связи
определяются соответствующими частотными, информационными и
энергетическими характеристиками. Первые две группы характеристик
и связанные с ними параметры могут находиться в системах с ЧРК
на основе принципа «пропорционального роста». Так, например, сопо-
ставляя сообщения, получающиеся в результате объединения 12 и
60 каналов ТЧ, можно утверждать, что сообщение ВГ по сравнению
с сообщением ПГ занимает в 5 раз более широкую полосу, и соответст-
венно его максимальная информационная нагрузка в 5 раз выше, чем
у сообщения ПГ (в более укрупненных группах некоторые отклонения
от указанного принципа обусловлены применением других защитных
интервалов). Это является естественным следствием того, что спектры
сообщений в соседних каналах не перекрываются, а источники сооб-
щений считаются однородными по своим параметрам.
Упомянутый принцип «пропорционального роста» нельзя распро-
странить на целый ряд энергетических характеристик, таких как мгно-
венная мощность группового сообщения, его пик-фактор, динамический
диапазон и др. Это связано со следующими особенностями многока-
нальных систем с ЧРК.
1.	Мгновенные значения групповых сообщений являются продук-
том «взаимодействия» (сложения) мгновенных значений сообщений всех
объединяемых каналов.
2.	Расчет общей мощности группового сообщения обычно произво-
дится в предположении, что не менее 95 % каналов используются
только для телефонной связи. Это означает, что в расчет приходится
принимать мгновенные значения канальных сигналов, случайно из-
меняющиеся в широких пределах (аналоговая случайная величина).
3.	Мгновенная мощность группового сообщения определяется не
общим числом N объединяемых каналов, а числом п так называемых
«активных» каналов. Если один из абонентов молчит (например, слу-
шает другого абонента) или имеет место пауза между словами или фра-
зами, то соответствующий канал в данный момент времени к числу ак-
34
Яр (Я
7|2U|
\N
О
Рис. 2.7 Модель группового со-
общения при ЧРК
тивных не относится; канал считается
активным лишь в те интервалы вре-
мени, когда по нему передается сооб-
щение. Очевидно, что в общем случае
коэффициент активности К ==- nIN яв-
ляется случайной величиной, завися-
щей как от числа объединяемых кана-
лов N, так и от времени суток.
Из рассмотренных особенностей следует, что при оценке энергети-
ческих показателей групповых сообщений можно руководствоваться
лишь некоторыми усредненными характеристиками, найденными с уче-
том соответствующих статистических закономерностей.
Среди различных энергетических параметров групповых сообщений
наиболее важными являются средняя (Рср) и пиковая (Рпик (е %))
мощности этих сообщений (или соответствующие уровни мощности,
выраженные в дБ). Если среднюю мощность необходимо учитывать
при проектировании устройств, предназначенных для обработки сиг-
налов любого вида, то контроль пиковой мощности весьма специфичен
для систем с ЧРК, так как общие элементы в этом случае, например
групповые усилители, характеризуются порогом перегрузки, превыше-
ние которого вызывает резкое возрастание продуктов нелинейности
амплитудной характеристики.
Для расчета Рср и Ртк (е %) необходимо прежде всего выбрать
удобную и достаточно близкую к реальности модель сообщения. Для
систем с ЧРК обычно применяют весьма простую и наглядную модель
группового сообщения в виде равномерного в пределах соответствую-
щей полосы энергетического спектра Grp (F) (рис. 2.7). При этом пола-
гают, что защитные частотные интервалы отсутствуют, и энергети-
ческие спектры сообщений соседних каналов, тоже равномерные, не-
посредственно примыкают один к другому.
В соответствии с рекомендациями МККТТ среднюю мощность груп-
пового сообщения полагают прямо пропорциональной числу каналов
N, но величину средней мощности сообщения в одном канале Рг кор-
ректируют с учетом активности каналов. Поскольку коэффициент
активности зависит от N, в качестве расчетной величины Рг принимают
различные значения, определяемые на основе соответствующих стати-
стических исследований. По рекомендации МККТТ средняя мощность
сообщения в активном канале в точке с нулевым относительным уров-
нем устанавливается равной 88 мкВтО ( — 10,6 дБмО). Однако при рас-
чете Рср МККТТ рекомендует принимать величину Рх= 31,6 мкВтО
1	15 дБмО) (при этом кроме активности каналов учитываются и дру-
гие факторы, например, организация в некоторых каналах ТЧ каналов
11, неидеальность индивидуального оборудования и т. п.). Если
240, то средняя мощность группового сообщения в точке нулевого
относительного уровня [5]
^ср -31,62V, мкВтО,
2*
35
а соответствующий уровень средней мощности
Рср — —15+ 101g#, дБмО.
По нормам, принятым в СССР, при N 240
Р1 = 50мкВт0(—13дБмО); рср-=-—13+101g#, дБмО.
Если # < 240, то приходится учитывать существенную зависимость
коэффициента активности от #. В этом случае Рг представляют как
функцию N, и уровень средней мощности группового сообщения опре-
деляют иначе:
РсР= — 1 + 41g#, дБмО. 
Из предыдущих рассуждений видно, что для расчета средней мощ-
ности группового сообщения в принципе не требуется делать какие-
либо допущения относительно закона распределения 1Г(игр) его мгно-
венных значений. Заметим, что принятый в модели сообщения равно-
мерный энергетический спектр Grp (F) не определяет автоматически
конкретный вид функции W(urp). Задание функции распределения
IF(urp) необходимо для оценки другого энергетического параметра
группового сообщения — его пиковой мощности. Это следует из само-
го определения Рпяк (е %) — см. § 1.1.
Так как мгновенные значения группового сообщения цгр (0 обычно
являются суммой большого числа случайных величин — мгновенных
значений канальных сигналов, то согласно теореме Ляпунова можно
считать, что значения цгр(/) распределены по нормальному закону.
Рассматривая теперь групповое сообщение как нормальный стационар-
ный случайный процесс с нулевым математическим ожиданием, одно-
мерную функцию распределения в любом сечении можно представить
в виде
Wx(uip)	exp	(2.1)
где Ua — среднеквадратическое значение сигнала urp(Z). Величина
ил легко определяется, если известна мощность Рср на нагрузке R:
Уровень пиковой мощности может быть определен из формулы
(1.4); в соответствии с этим
Риик(е%)-Рср10о',>с<в'»+	(2.2)
Здесь х (е %) - 101gn2(f %) — пик-фактор многоканального сооб-
щения, дБ, который при #> 240 определяется следующими значе-
ниями:
х (е — 1 %) 8,3 дБ, х (е -= 0,1 %) 10,1 дБ, х(е->0) -13 дБ.
При # = 12 аналогичные значения составляют 10,4; 14,3; 17,1 дБ.
36
23. ВРЕМЕННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ,
АНАЛОГОВЫЕ МЕТОДЫ ПЕРЕДАЧИ
Формирование сигнала линейного тракта систем передачи при ВРК
и аналоговых методах передачи. Как уже отмечалось в §2.1, при ВРК
на передающей стороне непрерывные сигналы от абонентов передаются
поочередно; для этого эти сигналы преобразуются в ряд дискретных
значений, периодически повторяющихся через определенные интерва-
лы времени Тя, которые называются периодом дискретизации
(см. рис. 2.8). Согласно теореме В. А. Котельникова период дискрети-
зации непрерывного, ограниченного по спектру сигнала с верхней
частотой FK > FH должен быть равен
7,д = 1/1-Рд, ^д^2Кв.	(2.3)
При ВРК канал связи поочередно предоставляется каждому абоненту
на интервал времени А£к, называемый канальным интервалом
(рис. 2.8, в).
Из принципа временного объединения сигналов следует, что переда-
ча в таких системах осуществляется циклами, т. е. периодически в виде
групп из Агр - A -in импульсов, где А — количество информацион-
ных сигналов, п — количество служебных сигналов (импульсов синх-
ронизации—ИС, служебной связи, управления и вызовов). Тогда ве-
личина канального интервала
А^к =• Тд/АГр.
Таким образом, при ВРК сообщения от А абонентов и дополнитель-
ных устройств передаются по общему каналу связи в виде последова-
тельности импульсов, длительность каждого из которых ти < A tK
(см. рис. 2.8, в и 2.9). При фазоимпульсной модуляции (ФИМ) (рис. 2.9)
Рис. 2.8. Формирование группового сигнала при ВРК с АИМ
37
Рис. 2.9. Групповой сигнал при ВРК с ФИМ
амплитуда временного сдвига импульса А/т выбирается меньше поло-
вины канального интервала А/к на величину, равную половине суммы
защитного интервала t3 между импульсами соседних каналов и дли-
тельности импульса ти
Д/т<(А/к—/3—ти)/2.	•	(2.4)
Защитный интервал вводится для уменьшения переходных помех между
каналами. Такие помехи появляются из-за искажения формы импуль-
сов при прохождении через канал с ограниченной полосой.
Принципы построения аппаратуры с ВРК. На рис. 2.10 приведена упрощен-
ная структурная схема оконечной станции многокальной системы радиосвязи с
ВРК- Непрерывные сообщения от каждого из абонентов щ (t)...uN (t) через соот-
ветствующие дифференциальные системы ACj... ДС;Ч, подаются на входы каналь-
ных модуляторов KMV. KMW. В канальных модуляторах в соответствии с пере-
даваемым сообщением производятся модуляции импульсов, следующих через
период дискретизации Тл, по одному из параметров — амплитуде (АИМ), дли-
тельности (ШИМ) или фазе (ФИМ) (рис. 2.11) (это так называемая первая ступень
модуляции). В соответствии» со значением передаваемого непрерывного сообще-
ния (рис. 2.11, а) в момент отсчета происходит изменение амплитуды импульса
постоянной длительности от (7mdx до (7min при АИМ (рис. 2.11, б); длительности
(ширины) импульса постоянной амплитуды от ттах до тш1п при ШИМ (рис. 2.11,
в); положения импульса постоянной амплитуды и длительности относительно се-
редины канального интервала от - А/т до — А/т при ФИМ (рис. 2.11, г). Про-
модулированиые импульсы с выхода КМ, импульсы синхронизации от генерато-
ра синхроинзацни (ГИС), а также импульсы датчика служебной связи (ДСС),
датчика сигналов управления и вызова (ДУВ) объединяются (см. рис. 2.10). В
результате получается групповой сигнал urp (Z) (см. рис. 2.8, в). Для обеспече-
ния работы канальных модуляторов и дополнительных устройств (ГИС, ДСС,
ДУВ) используется распределитель каналов (РК), который выдает на каждый
КМ и дополнительные устройства последовательности импульсов с частотой дис-
кретизации Гд, сдвинутые друг относительно друга на iA/K, где 1 — иомер кана-
ла. Таким образом, большую часть времени каждый из КМ и дополнительные уст-
ройства заперты, а моменты начала их работы определяются запускающими им-
пульсами от РК, который определяет моменты подключения к общему широкопо-
лосному каналу соответствующего абонента или дополнительного устройства.
Полученный групповой сигнал urp (Z) подается на вход регенератора (Р),
который придает дискретным сигналам различных каналов одинаковые характе-
ристики, например одинаковую форму импульсов. Все устройства, предназна-
ченные для образования сигнала игр (/): КМ, ... KMN, РК, ГИС, ДУВ, ДСС, Р —
входят в аппаратуру объединения сигналов (АО), которая осуществляет объеди-
нение во времени всех сигналов и формирует групповой сигнал.
38
Рис. 2.10. Упрощенная структурная схема оконечной станции системы радио-
связи с ВРК
1!
Uo
I -гм I

-At*
t
ине- 6)	ИМПУЛЬСОВ ПРИ ВРК: а) непрерывное сообще-
39
Рис. 2.12. Групповой сиг-
нал ВРК с ФИМ на вхо-
де передатчика (а) и
СВЧ сигнал с ФИМ—AM
на выходе передатчика
(б)
Групповой сигнал с выхода АО по соединительной линии через групповой
усилитель (ГУ) подается на вход группового модулятора (ГМ), который осуществ-
ляет модуляцию сигналом пгр (/) (рис. 2.12, а) высокочастотной несущей передат-
чика (П) по одному из параметров (амплитуде, частоте, фазе). Полученный та-
ким образом на второй ступени модуляции высокочастотный радиосигнал
(рис. 2.12, б) излучается антенной на следующую радиостанцию.
Приемник (Пр) на фоне помех, шумов и сигналов других систем радиосвязи
выделяет полученный сигнал, усиливает его и с помощью соответствующего ти-
па детектора (ГД) восстанавливает групповой сигнал ш-р (/), отличающийся
от пгр (Z) на выходе АО коэффициентом пропорциональности, а также наличием
искажений, помех и шумов. Через групповой усилитель выделенный сигнал
и*р (Z) подается на входы всех канальных демодуляторов КДт КД.у и прием-
ников служебной связи (ПСС), управления и вызова (ПУВ).
Канальные демодуляторы осуществляют разделение пгр (0 иа отдельные
канальные сигналы, представляющие собой дискретные отсчеты, и восстановле-
ние по этим отсчетам непрерывных сообщений п|	(t), соответствующих
Рис. 2.13. Спектр иемодулированиой последовательности импульсов (а) н низко-
частотная часть спектра при АИМ (б)
40
поданным на входы КМ в АО. Для обеспечения временного разделения каналь-
ных сигналов необходимо, чтобы каждый из КД открывался поочередно только
в соответствующие данному каналу интервалы времени Л/к Это обеспечивается
импульсами, снимаемыми с выходов РК' аппаратуры разделения сигналов (АР),
работающего аналогично РК в АО на передающем конце линии связи. Для обес-
печения правильного разделения каналов РК', который находится в АР, дол-
жен работать синхронно и синфазно с РК АО, что осуществляется с помощью им-
пульсов синхронизации (ИС), выделяемых соответствующими селекторами
(СИС) и блоком синхронизации (БС). Сообщения с выходов КД поступают к соот-
ветствующим абонентам через дифференциальные системы.
Помехоустойчивость систем передачи с ВРК во многом определяется точно-
стью и надежностью работы системы синхронизации и распределителей каналов,
установленных в аппаратуре объединения и разделения каналов. Для обеспече-
ния точности работы системы синхронизации импульсы синхронизации (ИС)
должны иметь параметры, позволяющие наиболее просто и надежно выделять их
из последовательности импульсов группового сигнала игр (/) Наиболее целесо-
образным оказалось применение сдвоенных ИС, для передачи которых выделя-
ют один из канальных интервалов А/к в каждом периоде дискретизации Та (см.
рис 2.8, в и 2.12).
Основные характеристики сигнала группового тракта передачи. При АИМ
(рис 2.11, б) в соответствии со значениями непрерывного сообщения ик (Z), по-
ступающего от абонента, изменяется амплитуда импульсов на выходе канального
модулятора (КМ) (см. рис 2 10). Помимо непрерывного сообщения ик (t) на вто-
рой вход КМ с РК подается иемодулированная последовательность импульсов с
постоянными амплитудой, длительностью ти и периодом Гд Такая последова-
тельность тактовых импульсов г (/) может быть записана [61
оо
r(?)- V Скехр(1к<0д0,	(2 5)
где С'к — [sin (лкти, Тд) (лкти/Тд), Со^=1,
Ыд = 2л Гд
На выходе канального модулятора получаются дискретные отсчеты непре-
рывного сообщения, и сигнал на выходе КМ может быть определен как произве-
дение его двух входных сигналов
“АИМ (0 г (0	(2 6)
Если известен спектр непрерывного сообщения S,, (<в) и из (2.5) определен спектр
импульсной последовательности Sr (о»), то из (2.6) можно определить спектр
АИМ сигнала [6]
^иАИМ (w)
ТИ
(ы—кыд)
(2.7)
При k - 0 из (2 7) следует Su АИМ (о») =- (ти/7’д)25и(ы), т. е. в спектре АИМ сиг-
нала содержится спектр исходного сигнала. На рис. 2.13, а представлен спектр
немодулированной последовательности импульсов r(t) Как следует из (2.7), ам-
плитудная модуляция импульсной последовательности вызывает появление око-
ло каждой из составляющих этого спектра боковых полос, повторяющих спектр
непрерывного сообщения Хи (о»), лежащий в пределах Йн Йв (рис. 2.13, б).
При ШИМ (см. рис 2 11, в) и ФИМ (см. рис. 2.11, г) спектры сигналов име-
ют по сравнению АИМ более сложную структуру.
Характерной особенностью спектров сигналов при импульсной модуляции
”ВЛДет,ся налнчне составляющих с частотами Й„ . Йв передаваемого сообщения
к (0 (рис 2.13, б). Эта особенность спектра указывает на возможность демоду-
ляции АИМ и ШИМ фильтром нижннх частот (ФНЧ) с частотой среза, равной QB
41
(см. рис. 2.13, б). Как следует из рис. 2.13, б, демодуляция не будет сопровож-
даться искажениями, если в полосу пропускания ФНЧ не попадут составляющие
нижней боковой полосы (<од — Ов)... (<од — йн), а это условие будет выполнять-
ся, если выбрать
Рд>2Кв,	(2.8)
что соответствует условию (2.3). Обычно принимают <од = (2.3... 2.4) Йв и при
дискретизации телефонного сообщения с полосой частот 0,3 ... 3,4 кГц частоту
дискретизации Гд = <од/2л выбирают равной 8 кГц, а период дискретизации Тд=
== 1/Гд = 125 мкс.
В аппаратуре с ВРК и аналоговыми методами модуляции наибольшее приме-
нение получила ФИМ, так как при ее использовании можно уменьшить мешаю-
щее действие аддитивных шумов и помех путем двухстороннего ограничения им-
пульсов по амплитуде, а также оптимальным образом согласовать неизменную
длительность импульсов с полосой пропускания канала. Поэтому в системах пере-
дачи с ВРК используется, в основном, ФИМ. При ФИМ составляющие спектра
модулирующего сообщения (Йн ... Qn) зависят от его частоты и имеют малую ам-
плитуду, поэтому демодуляция ФИМ производится только путем преобразования
в АИМ или ШИМ с последующей фильтрацией в ФНЧ.
Определим количество каналов в системе передачи с ВРК при использова-
нии ФИМ. На рис. 2.9 показана последовательность импульсов при многоканаль-
ной Передаче с ФИМ. Из этого рисунка и формулы (2.4) следует, что общее число
каналов (включая информационные и служебные)
Мгр=-Тд/(2А/м + 1э4-ти).	(2.9)
Из (2.9) определяем максимальную девиацию импульсов при заданном числе
каналов
~0,5 [(Тд/Л/Гр)- /3 Ти].	(2.10)
Если принять
А/т = Ти = ^з> тогда из (2.10)
Д(м=0,25Тд/Мгр.	(2.11)
При передаче телефонного сообщения Тя — 125 мкс, тогда из (2.11) получа-
ем при Л/гр = 12 А/м = 2,6 мкс, при Мгр = 24 А/м = 1,3 мкс. Помехо-
устойчивость системы ВРК с ФИМ тем выше, чем больше А/м, поэтому в ней при-
ходится ограничиваться 24 каналами.
Полоса частот, занимаемая групповым сигналом «гр (/), при различных ви-
дах модуляции определяется, в основном (как следует из (2.7) и рис. 2.13, а), дли-
тельностью импульса т„
Л/-гр-:-Л<огр/2л 1/ти.	.	(2.12)
Для системы с ВРК и ФИМ при М1р = 24 и ти = 1 мкс получим АГгр я» 1 МГц.
Отметим что в системе с ЧРК для передачи 24 каналов необходимо ДКгр =
= 4-24 = 96 кГц. Таким образом, системы с ВРК и аналоговой модуляцией при
передаче одинакового числа каналов занимают полосу частот, во много раз боль-
шую, чем системы с ЧРК.
Другим недостатком рассматриваемых систем является жесткие требования
к параметрам каналов передачи. Объясняется это тем, что шумы и помехи, ко-
торые накладываются на передаваемый модулированный импульс, изменяют его
форму. Изменение формы импульса приводит к появлению помех и шумов на вы-
ходе канала. Эти помехи и шумы значительно увеличиваются при передаче сиг-
налов на большие расстояния, так как искажения импульсов от отдельных участ-
ков складываются.
Из-за указанных недостатков системы передачи с ВРК и ФИМ находят огра-
ниченное применение.
42
4
2.4. ВРЕМЕННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ КАНАЛОВ,
ЦИФРОВЫЕ МЕТОДЫ ПЕРЕДАЧИ
Для передачи непрерывных сообщений цифровыми методами необ-
ходимо произвести преобразование этих сообщений в дискретные, кото-
рое осуществляется путем дискретизации непрерывных сигналов во
времени и квантования их по уровню, и преобразовать квантованные
отсчеты в цифровой сигнал.
Дискретизация сигналов заключается в замене непрерывного со-
общения ик (/) последовательностью его отсчетов, т. е. последователь-
ностью импульсов, модулированных по амплитуде (см. рис. 2.11, а
и рис. 2.14, а). Частота дискретизации рд выбирается из условия (2.8).
Полученный аналоговый АИМ сигнал нАим (1ТЛ), где i = 1,2,3...,
приведенный на рис. 2.14, а, затем подвергается операции квантования,
которая состоит в замене отсчетов мгновенных значений сигнала
«аим.(/7\) дискретными значениями и0, и1г и2... и7 разрешенных
уровней uKB(i7\). В процессе квантования мгновенные значения
АИМ сигнала «дим (if д) заменяются ближайшими разрешенными
43
уровнями сигнала wKB (iTn) (см, рис. 2.14, а) . Расстояние между бли-
жайшими разрешенными уровнями квантования	иа
рис. 2.14, а) А называется шагом квантования. Шкала квантования
называется равномерной, если все шаги квантования равны между
собой А; = Ао.
Если в момент взятия Z-го отсчета мгновенное значение непрерыв-
ного сообщения ик (tt) удовлетворяет условию
«у — Ду/2 «С «АИМ (/Уд) «С «у + Ау/2,	(2.13)
то квантованному импульсу иКв (/7\) присваивается амплитуда раз-
решенного Uj уровня квантования (см. рис. 2.14, а}. При этом возни-
кает ошибка квантования 6КВ, представляющая разность между пере-
даваемой квантованной величиной икв (/Уд) и истинным значением
непрерывного сигнала в данный момент времени «дим (/Уд)
(см. рис. 2.14, б):
^в(»Уд) = «кв('Уд)—«аим(УГд).	(2.14)
Как следует из рис. 2.14, б и (2.14), ошибка квантования лежит в пре-
делах
-А0/2^6кВ^А0/2.	(2.15)
Амплитудная характеристика квантующего устройства при равно-
мерной шкале квантования приведена на рис.2.15,а. Она имеет ступен-
чатую форму, и при изменении непрерывного сообщения ик (/) и соот-
ветствующего ему АИМ сигнала «дим (/Уд) в пределах одной
ступени выходной сигнал остается постоянным, а при достижении
границы этой ступени изменяется скачком на величину шага кванто-
вания. При этом ошибка квантования зависит от «„(/) и имеет вид,
Рнс. 2.15. Амплитудная характе-
ристика квантователя (а) и зави-
симость ошибки квантования от
амплитуды импульсов (б)
44
изображенный на рис. 2.15, б.
Как следует из рис. 2.15, б, из-за
нелинейности амплитудной характе-
ристики квантователя ошибка кван-
тования бкв представляет собой функ-
цию с большим числом резких скач-
ков, частота следования которых су-
щественно выше частоты исходного
сообщения ик (/), т. е. при кванто-
вании происходит расширение спек-
тра сигнала. При этом соседние боко-
вые полосы (см. рис. 2.13, б) будут
накладываться друг на друга и в по-
лосу пропускания ФНЧ на выходе
канала попадут составляющие спек-
тра искажений от квантования, рас-
пределение которых в полосе ФНЧ
считается равномерным. Рассмотрим
Рис. 2.16- Вероятностные
характеристики кванто-
вания
определение шумов квантования. Для этого разобьем весь диапазон
изменения мгновенных значений uK(t) от — погр до + иогр на N ша-
гов квантования (рис. 2.16). Один из них от значения и} — Д/2
до и} + Д/2 отмечен на оси абсцисс; сообщение, попадающее в пре-
делы этого шага, обозначим и'/. Вероятность появления сообщения
с уровнем, лежащим в пределах /-го шага квантования,
«/ +Ау/ 2
(uj—А;/2^п	4-А^/2)= WK(u)du.	(2-16)
Uj-bj/'i
Эта вероятность определяется площадью заштрихованного участка
под кривой №к (и) (рис. 2.16). Поскольку шаг квантования мал по
сравнению с диапазоном изменения уровней сообщения, то из (2.16)
получим
Pj(Uj — &j/2^u^uJ+ Д>/2) да FK(u/)Ay,	(2.17)
где U/K («/) — плотность вероятности величины напряжения сообщения
попадающего в рассматриваемый интервал (см. рис. 2.16). Мгновенная
мощность шума квантования, развиваемая на сопротивлении в 1 Ом,
^мгк=6кв = («;• — «/.	(2.18)
Мощность шума квантования, возникающего при квантовании сиг-
налов, лежащих в пределах /-го шага квантования,
«;+Л;/2
J	(и;—«у)2 г„(«;•) d«;-.	(2.19>
«j-Aj/2
С учетом (2.17) и (2.18)получим
^кв> = (1/12)	v (2.20)
Полная мощность шумов квантования на сопротивлении 1 Ом равна
сумме составляющих шумов от каждого шага (2.20)
^кв== f (1/12)Д/Р/.	(2.21)
/= 1
45
Поскольку практически все дискретные значения непрерывного
сообщения находятся в пределах зоны квантования от —«огр до
+ иогр (см. рис. 2.16), то Spy = 1, тогда при равномерной шкале кван-
1
тования А; = Ао (из 2.21) имеем
Ркв= (1/12) Aq.	(2.22)
Из выражения (2.22) видно, что при равномерной шкале квантования
мощность шума квантования не зависит от уровня квантуемого сигна-
ла и определяется только шагом квантования Ао.
Кодирование и декодирование сигналов. Полученный после кван-
тования многоуровневый дискретный сигнал uKB (ITд) (см. рис. 2.14, а)
в процессе кодирования заменяется кодовой группой двоичных сим-
волов. Для этого разрешенные уровни u0...un можно пронумеровать
и затем поставить в соответствие каждому номеру определенную кодо-
вую комбинацию (см. рис. 2.14, а, в).
Если кодовая группа содержит т символов, состоящих из нулей и
единиц, то с помощью такого /«-разрядного кода можно закодировать
число уровней
N = 2m;	(2.23)
так, при т = 7 М = 128. Выбор числа уровней квантования N опре-
деляется допустимым шумом квантования (2.22), так как при кванто-
вании двуполярных сигналов
?V = 2|«orp|/A0,	(2.24)
а однополярных
М = |иогр|/А0.	(2.25)
В результате кодирования получается ИКМ сигнал (рис. 2.14, в),
тактовая частота следования кодовых символов у которого
FT = 1/T,	(2.26)
где Т = \tK!tn.
В настоящее время используются различные кодовые комбинации
(коды).. Простейшим является натуральный двоичный код, у которого
кодовые комбинации представляют собой запись номера уровня кван-
тования в двоичной системе счисления
N— а.т-1-2т - 1 +am_2-2—2 + ... + «0 2°,	(2-27)
где а принимает значения 0 или 1; т — число разрядов в кодовой груп-
пе, определяемое в соответствии с (2.23)... (2.25). Например, на
рис. 2.14, в т = 3 и вторая кодовая группа соответствует седьмому
уровню квантования и7 (см. рис. 2.14, п), 7 = 1 • 22 + 1 • 21 + 1 • 2°,
а запись этой кодовой комбинации имеет вид 111.
На приемной стороне ИКМ сигнал подвергается обратному преоб-
разованию в АИМ квантованный сигнал (декодированию). Для этого
46
Рис 2 17 Структура цикла группового цифрового сигнала ВРК с ИКМ
непрерывный поток символов должен быть разделен на кодовые груп-
пы, каждая из которых соответствует одному отсчету квантованного
сигнала. Декодированный сигнал аналогичен квантованным отсчетам
исходного сигнала нкв (/Тд) (см. рис. 2.14, а), которые в своем спектре
имеют составляющие с частотами Q„...QB передаваемого сообщения
ик (/) (см. рис. 2.13, б). Поэтому из импульсной последовательности
«кв (гТд) принятое сообщение «к (7) выделяется с помощью ФНЧ.
Формирование сигнала группового тракта цифровых систем пере-
дачи с ИКМ, регенерация сигнала. Полученные на выходе кодера кодо-
вые группы для каждого канального сигнала wK (t) (рис. 2.14, в) объ-
единяются. Объединение кодовых групп производится с определенной
периодичностью, фиксируемой сигналом цикловой синхронизации
(ЦС) (рис. 2.17). Период следования синхросигнала определяется дли-
тельностью цикла передачи, равного периоду дискретизации 7\-
= Тл. При этом в цикле содержатся кодовые группы (символы),
соответствующие каждому из А передаваемых сигналов, а также сиг-
налов управления и взаимодействия и ЦС, т. е. содержит N + 2 ка-
нальных интервала. Сформированный таким образом групповой циф-
ровой сигнал поступает в канал.
В системах радиосвязи цифровые сигналы от АО до передатчика и
от приемника до АР обычно передаются по кабельным линиям. Груп-
повой цифровой сигнал (рис. 2.18, а) преобразуется в передатчике
в радиосигнал путем модуляции его несущей частоты по одному из
параметров (амплитуде, частоте, фазе). Ослабленный и искаженный на
интервале радиосигнал усиливает-
ся в приемнике, затем детектором
выделяется групповой цифровой
сигнал (рис. 2.18, б). При прохож-
дении исходного цифрового сигнала
(рис. 2.18, а) по кабелю и радио-
тракту импульсы этого сигнала
претерпевают искажения амплиту-
ды, формы и временного положе-
ния из-за изменения коэффициента
передачи, неравномерности АЧХ
канала и воздействия шумов и по-
мех (рис. 2.18, б). Для восстанов-
ления первоначальной формы, ам-
плитуды и временных положений
Рис. 2.18. Принцип регенерации:
а — исходный импульсный сигнал; б —
сигнал на входе регенератора; в — реге-
нерированный сигнал
47
импульсов на всех переприемных и оконечных пунктах системы радио-
связи устанавливаются регенераторы.
Искаженный сигнал на входе регенератора показан на рис. 2.18, б.
Он равен сумме прошедшего через систему передачи исходного цифро-
вого сигнала «икм (0 (рис. 2.18, а) и помех и шумов «йкм (0 =
= «икм (0 + В (/)• Анализируя входное колебание, регенератор
в каждый тактовый момент tlt t2, t3 и т. д. принимает решение о нали-
чии на его входе суммы сигнала и помехи или только помехи. В первом
случае регенератор формирует на выходе прямоугольный импульс,
в котором полностью устранены все искажения формы и временного
положения, полученные при прохождении по системе передачи
(рис. 2.18, в). Такое решение принимается, если уровень входного
сигнала оказывается больше некоторого порогового значения
иикм (0 > «пор (тактовые моменты ilt t.2, t3,	t7). Если окажется,
что ийкм (0 < «пор’ т0 импульс на выходе регенератора не форми-
руется (тактовые моменты /5, (в).
Вероятность ошибочной регистрации символа при регенерации
в большой степени зависит от выбора значения «пор. Обозначим плот-
ность вероятности распределения шумов и помех В (t) через W% (х)
(рис. 2.19). Если сигнал представляет собой прямоугольный импульс
с амплитудой Uo, график плотности вероятности суммы сигнала и
помехи по форме не отличается от Wi (х), но имеет среднее значение
и9 и описывается функцией Fg(x— (70) (Рис- 2.19). При регенерации
могут быть ошибки двух видов; ложный импульс и потеря импульса.
Ложный импульс появляется, если уровень помехи превысит порого-
вый уровень (тактовый момент t3 рис. 2.18, б, в). Вероятность этого
события
оо
р(^)>«П0Р) = J ^(x)dx.	(2.28)
“пор
Потеря импульса происходит в том случае, если сумма сигнала и по-
мехи окажется меньше «пор. Вероятность этого события
“пор
р{1«икмаа + ТО1<«пор}= f ^(x-UJdx.	(2.29)
48
Нетрудно показать, что минимуму вероятности ошибочной регистра-
ции символа соответствует выбор порогового уровня в точке пересече-
ния функций (х) и UM* - <Д) (см. рис. 2.19). В этом случае
ипоР^о/2.	(2-30)
Полная вероятность ошибочной регистрации символа определяется
суммой (2.28) и (2.29) и численно равна заштрихованной области на
рис. 2.19:
г х'	t/ф/ 2
J W\(x)dx + J UMx—U0)dx -=
l_£7t/2	— сю
(2.31)
Для работы регенератора необходимо иметь последовательность так-
товых импульсов с частотой FT -= \/Т (2.26), синхронную и синфазную
с входным цифровым сигналом пйкм (t) (см. рис. 2.18, б), которая
формируется на основе этого сигнала. В решающем устройстве (РУ)
регенератора в тактовые моменты (t 4- iT) принимается решение о на-
личии иикм. (0 > ld0/2 или отсутствии ийкм (t) < импульса.
Принципы построения многоканальной аппаратуры с ИКМ. Уп-
рощенная структурная схема аппаратуры ВРК с ЙКМ приведена на
рис. 2.20, где для простоты показано индивидуальное оборудование
одного канала.
Телефонное (речевое) сообщение uK(f) через дифференциальную
систему (ДС), фильтр нижних частот (ФНЧ), который ограничивает
Упрощенная структурная схема аппаратуры объединения (АО) и раз-
деления (АР) при ВРК с ИКМ
49
спектр сигнала частотой 3,4 кГц, подается на вход модулятора АИМ
(Мдим). В модуляторе непрерывный сигнал дискретизируется,
т. е. превращается в последовательность импульсов, модулированных
по амплитуде, которые имеют частоту Fд = 8 кГц (Та = 125 мкс)
(см. рис. 2.8, а).
Сигналы с АИМ всех каналов объединяются в групповой АИМ
сигнал (см. рис. 2.8, в), который поступает на компрессор (Км)
(рис. 2.20). После компрессии групповой АИМ сигнал квантуется
и кодируется в кодере (Кд). С выхода Кд двухуровневый цифровой
сигнал (см. рис. 2.21,а) подается на устройство объединения (УО),
куда поступают импульсы от передатчика (П) СУВ и от передатчика
циклового синхросигнала (ПЦС). Таким образом, в УО формируется
групповой цифровой сигнал, структура цикла которого показана на
рис. 2.17.
Параметры двоичного цифрового сигнала плохо согласуются
с параметрами реальных линий передачи (используемых для сое-
динения аппаратуры объединения (АО) с передатчиком и прием-
ника с аппаратурой разделения (АР)), не пропускающих низко-
частотные составляющие спектра такого сигнала. Поэтому двоич-
ный сигнал подвергается перекодированию в преобразователе кода
(ПрК) в так называемый код линии, у которого низкочастотные ком-
поненты ослаблены и характеристики вследствие этого лучше соче-
таются с параметрами линии. Работа всех блоков АО синхронизи-
руется сигналами, вырабатываемыми распределителем каналов
передачи (РКп).
С выхода приемника радиолинии по кабелю сигнал поступает на
преобразователь кода приема (ПКпр), где код линии преобразуется
в двоичный и поступает в устройство разделения (УР). С выхода,
УР цикловый синхросигнал и СУВ поступают на свои приемники,
yb.. П .П .П Л П..ПП П П Л >
Рис. 2.21. Представление
случайной двоичной по-
следовательности (а)
суммой периодической
(б) н случайной бипо-
лярной (в) последова-
тельностей; г — преоб-
разование исходной дво-
ичной последовательно-
сти (а) в трехуровневую
с чередованием полярно-
сти импульсов (ЧПИ)
50
Рис 2 22 Энергетический спектр случайной
последовательности двоичных импульсов
(а б) н сигнала с ЧПИ (в) (составляющие
дискретного спектра отмечены точками)
а кодовые группы речевых сигналов в
декодере (Дк) преобразуются в группо-
вой АИМ сигнал, который после экс-
пандера (Эк) поступает на временные
селекторы (ВС), открывающиеся пооче-
редно и пропускающие импульсы АИМ,
относящиеся к данному каналу. Демо-
дуляция сигнала в канале осуществля-
ется в ФНЧ.
Управление работой АР осуществля-
ет распределитель каналов приема
(РКпр), синхронизация которого произ-
водится тактовой частотой, выделяемой из группового цифрового
сигнала узкополосным фильтром, расположенным на выходе ПКпр,
и цикловой синхронизацией.
Методы синхронизации. Для согласованной работы АО, АР и
регенераторов необходимо обеспечить равенство скоростей обработ-
ки сигналов, правильное распределение АИМ сигналов и СУВ. Это
осуществляется путем синхронизации регенераторов, генераторного
оборудования АР по тактовой частоте и по циклам принимаемого
цифрового сигнала.
При Угр канальных интервалах и т разрядах в информацион-
ных кодовых группах тактовая частота группового цифрового сиг-
нала
FT -FRmN.v.	'	(2.32)
Так, для системы ИКМ-30, рассчитанной на Угр ~32 канальных интер-
вала при восьмиразрядной кодовой группе, FT = 8-8-32 — 2048 кГц.
Групповой цифровой сигнал «икм (t) представляет собой случайную
последовательность двоичных импульсов (рис. 2.21,а). Эту последо-
вательность можно представить в виде суммы периодической
(рис.2.21, б) и случайной последовательностей (рис. 2.21, в). Периодичес-
кая последовательность импульсов (2.5) имеет дискретный спектр
(см. рис. 2.13,4г) и притИ) равной Т и 7/2, дискретные составляющие
будут иметь частоты F = 0; Fr и т.д. (см. рис. 2.22, где эти составля-
ющие отмечены точками). Случайная биполярная последовательность
(рис. 2.21,в) определяет непрерывный спектр (рис. 2.22) исходной
Двоичной последовательности.
ты 3 РИС’ слеДУет> что максимальную энергию тактовой часто-
нияИМееТ слУчайная двоичная последовательность с ти = 7/2. Колеба-
с тактовой частотой FT выделяются из такой последовательности
51
узкополосным фильтром и используются в регенераторе для синхро-
низации работы решающего устройства.
Система цикловой синхронизации определяет начало цикла пере-
дачи и обеспечивает согласованное с АО распределение декодирован-
ных на приемном конце отсчетных значений аналоговых сигналов по
своим каналам. Неточность работы цикловой синхронизации приво-
дит к увеличению вероятности ошибки в информационных каналах.
Для увеличения помехоустойчивости в качестве циклового синхро-
сигнала (рис. 2.17) используется группа символов постоянной струк-
туры с частотой следования 4 кГц, т.е. ЦС передаются через цикл
передачи [7].
Иерархия цифровых систем. При выборе иерархии ЦСП должны
учитываться следующие требования: стандартизированные скорос-
ти передачи цифровых потоков должны выбираться с учетом воз-
можности использования цифровых и аналоговых систем передачи
и электрических характеристик существующих и перспективных
линий связи; обеспечение возможности как синхронного, так и асин-
хронного объединения, разделения и транзита цифровых потоков
и сигналов в цифровой форме. Кроме того, ЦСП высшего порядка
должна удовлетворять требованию независимости скорости пере-
дачи в групповом цифровом сигнале от видов передаваемой информа-
ции и способа формирования этого сигнала.
Указанным требованиям удовлетворяет европейская иерархия
ЦСП, которая базируется на первичной ЦСП ИКМ-30 со скоростью
передачи группового цифрового сигнала 2 048 кбит/с (FT = 2048
кГц) (рис. 2.23). Относительное возрастание скорости передачи в
каждой последующей ступени иерархии по отношению к предыдущей
связано с необходимостью увеличения объема служебной информа-
ции при увеличении числа каналов.
Объединение ЦСП на базе асинхронного и синхронного ввода
цифровых сигналов. Необходимость объединения цифровых пото-
ков возникает при формировании группового цифрового сигнала
из цифровых потоков систем более низкого порядка, из различных
сигналов, передаваемых в цифровом виде, а также при вводе в группо-
вой цифровой сигнал дискретных сигналов от различных источников
Рис. 2.23. Европейская иерархия цифровых систем передачи
52
информации Цифровые потоки формируются в ЦСП, задающие
генераторы которых могут быть синхронизированы или несинхро-
низированы с задающим генератором оборудования объединения.
В соответствии с этим производится синхронное или асинхронное
объединение цифровых потоков.
Для временного объединения асинхронных цифровых потоков
необходимо предварительно согласовать их скорости, т.е. «привязать»
их к одной опорной частоте. С этой целью каждый из входных пото-
ков должен пройти через устройство, где для согласования скорости
в этот поток добавляются импульсы, если его скорость меньше номи-
нальной, и исключаются импульсы, если его скорость больше номиналь-
ной. Информация о изъятии или добавлении импульса передается
в специально выделенных импульсных позициях, и на основе этой
информации на приемной стороне при разделении цифровых потоков
происходит восстановление их скоростей [7].
Объединение синхронных цифровых потоков представляет част-
ный случай объединения асинхронных цифровых потоков, когда
они синхронизированы общим задающим генератором. При этом
импульсные позиции, используемые для выравнивания скоростей
цифровых потоков, используются для передачи сигналов дискретной
информации, служебных сигналов.
Характеристики сигнала линейного тракта передачи в системах
с ВРК и ИКМ. При передаче цифровых сигналов по радиорелейным и
кабельным линиям связи, которые используются для соединения
аппаратуры объединения цифровых сигналов с радиорелейными стан-
циями, необходимо их преобразовывать таким образом, чтобы их харак-
теристики соответствовали особенностям среды передачи и обеспечивали
выполнение требований к линейному тракту ЦСП. В энергетическом
спектре группового цифрового сигнала, передаваемого по кабельному
тракту, не должна содержаться постоянная составляющая, а низко-
частотные составляющие должны быть незначительными. Это позво-
ляет осуществить дистанционное питание линейных регенераторов по
физическим цепям, используемым для передачи группового цифро-
вого сигнала, а также снизить уровень межсимвольных помех (МСП),
возникающих из-за затягивания фронтов прямоугольных импульсов
(символов) при подавлении низкочастотных составляющих спект-
ра сигнала.
Двоичный цифровой сигнал (рис. 2.21,а) не отвечает тем требо-
ваниям, которые предъявляются к линейному сигналу, передаваемо-
му по кабельным линиям связи, так как в его энергетическом спектре
содержатся постоянная и низкочастотная составляющие (см. кривые
и о на рис. 2.22). Поэтому в таких линиях используется преобразо-
вание двоичного кода, как правило, в трехуровневый код. Наиболее
ростым трехуровневым кодом является код с чередованием поляр-
П0|ТИ ИМПУЛЬСОВ (ЧПИ) (рис. 2.21,а). В этом коде импульсы двоичной
и ^едовательно5ти передаются поочередно импульсами положительной
рицательной полярности, а «О» двоичной последовательности —
53
Рис 2 24 Защищенность от
шумов квантования и ограни
чения при ИКМ
«О» троичного сигнала. Энергетический
спектр цифровой последовательности
для кода ЧПИ приведен в виде кривой в
на рис. 2.22. Основная энергия такого
сигнала сосредоточена в области полу-
тактовой частоты. Помимо кода с ЧПИ
в линейных трактах кабельных линий
связи используются и другие разновид-
ности троичных кодов [7].
Отношение мощности сигнала к
мощности шумов при передаче методом
ВРК с ИКМ. Как следует из (2.22),
мощность шума квантования не зависит
от уровня квантуемого сигнала и оп-
ределяется только шагом квантования. Поскольку РКв не зависит от
величины входного сигнала, отношение Рс/Ркв растет с увеличением
мощности входного сигнала (рис. 2.24). Однако при превышении
входным сигналом порога ограничения иогр = wKmax (рис. 2.15) воз-
никают шумы ограничения Porv и защищенность от суммарного влия-
ния шумов = Т’кв + Т’огр уменьшается (рис. 2.24). Если принять,
что worp = к ик ср и Рс = ср, то из (2.22), (2.26) и (2.27) получим:
для двухполярных сигналов
Рс/Ркв = 3№/№;	(2 33)
для однополярных сигналов
JD(./jDKB12/V2/№	(2.33а)
В децибелах отношения (2.33) и (2.33,а) равны:
для двухполярных сигналов
Льв =201g^/K)+101g3;	(2 34)
для однополярных сигналов
Дкв = 201g (Л7к) + 101g 12.	'	(2.34а)
При /n-разрядном кодировании N — 2'" (2.23), тогда:
для двухполярных сигналов
Двв=-6т — 201g к + 4,8;	(2.35)
для однополярных сигналов
Лив-6т— 20 1g к->- 10,8	(2 35а)
По полученным выражениям (2.35) и (2.35 а) определим защищен-
ность от шумов квантования при передаче различных сигналов.
При передаче гармонического сигнала порог ограничения прини-
мается равным амплитуде сигнала worp = ик гаах, «ктах=1/Л2 мк ср,
тогда к j/"2 и из (2.35) получим
Дкв = 6т—201g К2 +4,8 = 6т+1,8.
(2.36)
54
При передаче речевого сигнала при к = 5 из (2.35)
Лвв = 6т —9,2.	(2.37)
В настоящее время на сетях связи существуют два типа систем
передачи — цифровые, в основном с ВРК ИКМ, и аналоговые с
ЧРК- С экономической и технической точек зрения целесообразно
обеспечить совместимость этих систем. Наиболее простым решением
является использование ИКМ для передачи многоканальных
сообщений с ЧРК, однако при этом повышаются требования к
точности и быстродействию кодека (кодера и декодера). Многоканаль-
ный групповой телефонный сигнал с ЧРК имеет гауссовское распре-
деление мгновенных значений W (и) и при к = 4 вероятность появле-
ния шумов ограничения не превышает р = 1++ Для этих условий
из (2.35) находим
Лкв = 6ш—7,2.	(2 38)
Телевизионный сигнал является однополярным и при равномер-
ном распределении W (и), для которого к = ]/3, из (2.35, а) получим
Лкв = 6ш — 201g/3"+ 10,8 «6 (те+ 1).	(2 39)
В табл. 2.1 приведены значения Лкв, рассчитанные для различных
сигналов по (2.36... 2.39), при использовании равномерного кванто-
вания.
На рис. 2.24 приведена зависимость отношения Рс/(РКв+ Л>гр)
от относительного уровня многоканального телефонного сигнала с
ЧРК PJPc тах(Рс max соответствует порогу ограничения). Из рисун-
ка видно, что уменьшение мощности сигнала вызывает пропорцио-
нальное снижение отношения сигнал-шум, т.е. передача слабых
сигналов сопровождается большими искажениями. Поэтому при-
ходится выбирать А таким образом, чтобы обеспечить нужное отно-
шение сигнал-шум для слабых сигналов. При этом для сигналов
с большим уровнем это отношение будет излишне высоким, а число
уровней N неоправданно завышенным. При этом увеличивается
разрядность кода т, снижается скорость передачи цифрового сигна-
ла, усложняется и удорожается аппаратура.
Таблица 2 1. 4КВ= 101g(Pc/PEB) в децибелах для различных сигналов
т			 +в			
	Гармонический сигнал	Речевой сигнал	Многоканальный сигнал с ЧРК	Телевизионный сигнал
7	43,8	32,8	34,8	48
8	49,8	38,8	40,8	54
9	55,8	44,8	46,8	60
10	61,8	50,8	52,8	66
55
Для устранения этого недостатка было предложено использовать
неравномерное квантование, т.е. изменять шаг квантования пропор-
ционально изменению входного сигнала. Переменную величину
шага квантования можно получить с помощью устройства с не-
линейной амплитудной характеристикой (рис. 2.25) (которое назы-
вается компрессором, поскольку сжимает динамический диапа-
зон входного сигнала) и равномерного квантователя (см. рис. 2.15).
На приемной стороне осуществляется расширение динамического
диапазона экспандером, имеющим характеристику, противополож-
ную компрессору, что обеспечивает линейность системы передачи.
Совокупность операций сжатия динамического диапазона компрес-
сором и расширения его экспандером называется компандированием
сигнала.
В настоящее время в системах ВРК с ИКМ применяется характе-
ристика компандирования типа А (рис. 2.25)
(Дх/(1 +1п А)	приО^х^1/Д,
|[1 -f- In (Дх)]/(1 + In А) при l/A^x^I.
По рекомендации МККТТ значение коэффициента А берется рав-
ным 87,6. Характеристика типа А аппроксимируется сегментами
(см. рис. 2.25). В центральном сегменте значение А минимально
и соответствует двенадцатиразрядной равномерной шкале (т = 12),
а в каждом последующем сегменте к краям характеристики шаг кван-
тования увеличивается вдвое. Такая аппроксимация характеристики
56
компандирования позволяет реализо-
вать неравномерную шкалу квантова-
ния цифровыми методами.
Помимо шумов квантования fKB и
ограничения Рогр, возникающих в
результате преобразования аналого-
вых сообщении в сигнал ВРК с ИКМ,
при прохождении последнего по кана-
лу передачи возникают межеимволь*
ные помехи (МСП). Эти помехи обус-
лавливаются переходными процессами
при прохождении импульсов по кана-
лу с ограниченной полосой пропуска-
ния и неравномерной амплитудно-час-
тотной характеристикой. Форма им-
пульсов на выходе такого канала ис-
кажается, возрастает их длительность
в результате чего некоторые части
импульсов перекрываются. Это приво-
дит к увеличению вероятности оши-
бочной регистрации импульсов в ре-
шающем устройстве регенератора.
Наглядно оценить значение меж-
символьных помех, выбрать пороговое
напряжение решающего устройства и
момент стробирования импульсов в
регенераторе можно по так называе-
мой глаз-диаграмме. Глаз-диаграмму
можно наблюдать на экране осциллографа, если на его вход подать
псевдослучайную последовательность импульсного сигнала, а синхро-
низацию развертки, осуществлять с тактовой частотой этого сигнала.
При этом налагаемые друг на друга временные диаграммы должны
иметь все возможные сочетания соседних символов, т. е. исследуемая
 последовательность должна быть псевдослучайной.
На рис. 2.26, а—з показаны восемь возможных осциллограмм
двухуровневого сигнала при отсутствии МСП. При наложении этих
осциллограмм друг на друга на экране осциллографа получается изоб-
ражение, показанное на рис.2.26, и. Как видно из этого рисунка,
процесс получается периодическим и поэтому его достаточно рас-
смотреть на двух соседних тактовых интервалах, например от — Т
Д° t№ + Т, где — середина рассматриваемого тактового интерва-
ла, который изображен крупным планом на рис. 2.27, а. Этот рисунок
является глаз-диаграммой для двухуровневого импульсного сигнала
при отсутствии межсимвольных помех, когда длительность импульсов
(символов) не превышает тактовый интервал Т.
При учете межсимвольных искажений диаграммы, приведенные
на рис. 2.26, а — з, будут искажаться за счет переходных процессов.
57
В результате этого будут искажены фронты и амплитуды импульсов
и глаз-диаграмма примет вид, показанный на рис. 2.27,6. Из сравнения
рис. 2.27, а и б следует, что в результате действия переходных процессов
(МСП) ширина и раскрыв глаз-диаграммы уменьшаются соответст-
венно от А/ до AZ' и от А(7П до &U'n. Если значение порога Un и мо-
мент стробирования в решающем устройстве выбраны так, что
пересечение линий, им соответствующих, оказывается внутри
глаз-диаграммы, то на выходе РУ будет зарегистрировано правиль-
ное (безошибочное) решение. Из рис. 2.27, а и б следует, что значения
Un и Zo наиболее целесообразно выбирать так, чтобы пересечение
линий, им соответствующих, оказалось бы в центре глаз-диаграммы.
Формирование сигнала линейного тракта системы передачи при
ВРК и дельта-модуляции и принципы построения аппаратуры.
Принцип работы системы с дельта-модуляцией состоит в том, что
передается информация не о мгновенной величине дискретного
отсчета сообщения, а только информация о том, больше или меньше
данное значение сообщения по отношению к предшествующему
переданному значению. Информация об этом может быть передана
с помощью положительного импульса, если данное значение боль-
ше предыдущего, или отрицательного импульса — если оно меньше.
На рис. 2.28, а показан исходный сигнал uK (t) (штриховая линия)
и его копия в виде ступенчатой функции s (t) с постоянным шагом
А (сплошная линия). На рис. 2.28, б показана последовательность
передаваемых импульсов идм (t). Формирование копии сигнала
осуществляется с помощью интегратора (И) (см. рис. 2.28,в). Если
на вход такого интегратора воздействует положительный импульс,
то на его выходе появляется постоянное напряжение, сохраняемое
длительное время. Если же на его вход воздействует несколько импуль-
сов, то отклики на каждый из них суммируются и выходное напряже-
ние имеет вид ступенчатой функции s (/) (рис. 2.28,а).
Степень соответствия предсказанного сигнала s (/) исходному
uK (t) будет зависеть от частоты дискретизации Ед, шага квантования
А, а также от скорости нарастания исходного сигнала нк (/).Макси-
Рис. 2.27. Глаз-диаграмма двухуровневого сигнала а) при отсутствии МСП;
б) при наличии МСП
58

мальная скорость нараста-
ния предсказанного сигна-
ла или его крутизна
о ds (О
^тах —
at
=	(2.41)
1 д
Если крутизна исходного
сигнала нк (t) больше зна-
чения Smax, определяемого
(2.41), то скорость нарас-
Рис. 2 28. Принцип дельта-модуляции (а, б) и
структурная схема (а)
тания предсказанного сигнала s(t) оказывается меньше чем у исход-
ного, в результате возникают искажения перегрузки по крутизне.
Так при кодировании гармонического сигнала, если uK(t) — Um >
Xsin2nfcZ, условие отсутствия перегрузки по крутизне будет
иметь вид
S < Smax, 2nUm	,	(2.42)
Из (2.42) следует, что во избежание перегрузок по крутизне при
заданных А и входной сигнал ик (I) должен иметь тем меньшую
амплитуду, чем выше его частота.
Структурная схема канала с линейным дельта-преобразова-
нием приведена на рис. 2.28, в. Входной сигнал uK (t) в сумматоре
сравнивается через одинаковые промежутки времени Тя со ступен-
чатым предсказанным сигналом s (/), полученным из выходного сиг-
нала (рис. 2.28,а). Если в момент^	то на выходе поро-
гового устройства (ПУ) появится положительный импульс, а сигнал
59
s(t) увеличивается на один шаг квантования, если же «к (Д) <
то вырабатывается отрицательный импульс, a s (t) умень-
шается на один шаг квантования.
В приемнике линейного дельта-преобразователя рис. 2.28, в про-
исходит обратный процесс. На выходе интегратора, такого же, как
и на передающей стороне, из входного двухполярного сигнала фор-
мируется сигнал s* (t), после пропускания которого через ФНЧ
получается непрерывный выходной сигнал отличающийся от
исходного наличием дополнительного шума. В системах с дельта-
модуляцией этот шум имеет две составляющие: первая — шум кван-
тования; вторая — шум из-за перегрузки по крутизне, образую-
щийся в случае когда не выполняется условие (2.42).
Отношение сигнала к шуму квантования при передаче ТВ сигна-
ла в случае использования дельта-модуляции
Рс/Ркв < Fд/(2л2 F®).	(2.43)
Из (2.43) следует, что для обеспечения отношения сигнал-шум кван-
тования, равного 50 дБ, необходимо выбрать частоту дискретизации
(в данном случае и тактовую частоту цифрового потока) в 125 раз
выше максимальной частоты FB исходного сигнала. Кроме того, от-
ношение сигнал-шум зависит от верхней частоты дискретизируемого
сигнала.
Существенное улучшение качества передачи речевых сигналов
достигается при использовании компандированной дельта-модуляции,
при которой шаг квантования не является постоянным, а изменяется
в зависимости от средней мощности телефонного сигнала. При таком
компандировании компрессор и экспандер включают соответственно
на входе модулятора и выходе демодулятора (рис. 2.28, в).
Возможно использование также дифференциальной импульсно-
кодовой модуляции (ДИКМ), при которой передается информация
не только о знаке приращения входного сигнала, как при дельта-
модуляции, но и о значении этого приращения в двоичном коде.
Таким образом, при ДИКМ, в отличие от ИКМ, кодируются не кван
тованные значения отсчетов, а их квантованные разности. Это
обеспечивает уменьшение числа уровней квантования по сравнению
с ИКМ и в результате позволяет уменьшить разрядность кода, а сле-
довательно и тактовую частоту.
Сравнение систем передачи с ИКМ и дельта-модуляцией. При
ИКМ скорость передачи символов составляет F-~ = tn Fд, увеличе-
ние числа разрядов в кодовой комбинации на единицу (см. 2.35)
повышает отношение сигнал-шум квантования на 6 дБ. Т. е. относи-
тельно малое (на 12—15 %) увеличение скорости передачи при ИКМ
приводит к заметному повышению помехозащищенности от шума
квантования.
При ДМ Лт — Fд, отношение PJPKB описывается выражением
(2.43), из которого следует, что для возрастания этого отношения в
4 раза ( на 6 дБ) необходимо увеличение скорости передачи в 1,6
60
паза Таким образом, при ИКМ одно и то же увеличение отношения
сигнал-шум квантования приводит к меньшему возрастанию скоро-
сти передачи, чем при ДМ. ДМ обеспечивает лучшее, чем ИКМ от-
ношение PJPkv только при низких скоростях передачи, соответст-
вующих малой величине этого отношения. При используемых в
технике связи высоких скоростях передачи ИКМ оказывается пред-
почтительней.
Цифровые методы передачи телевизионных сообщений. Спектр
телевизионного сигнала при разложении на 625 строк ограничивается
частотой 6 МГц, поэтому частота дискретизации в системе передачи
с ИКМ принимается равной Гд — 12,672 МГц. Квантование ТВ
сигнала приводит не только к шумам квантования, но и к ступенча-
тым изменениям яркости сигнала, при которых небольшие изменения
яркости преобразуются в резкие перепады яркости. Поэтому число
разрядов кода, определяющее и число уровней квантования, долж-
но выбираться так, чтобы обеспечивалась требуемая нормами защи-
щенность от шумов квантования и чтобы возникающие при квантова-
нии ступенчатые изменения яркости не были различимы глазом чело-
века. Расчеты показывают [71, что оба эти требования выполняются
в системе ТВ — ИКМ при восьмиразрядном кодировании, но обычно
берется т = 9, так как один разряд используется для передачи сигна-
лов звукового сопровождения и синхронизации, при этом скорость
передачи цифрового потока составляет 9-12,672 — 114,048 Мбит/с.
Уменьшить скорость цифрового потока можно путем устранения
избыточности передаваемого сигнала. Другим методом уменьшения
скорости цифрового потока является использование ДИКМ с компан-
дированием, которая позволяет согласовать систему передачи
с особенностями зрительного восприятия человека. В областях
с малым числом деталей, где различительная способность зрения
высока, разности дискретных отсчетов малы и система передачи
вносит малые искажения. При передаче резких перепадов ампли-
туды разности возрастают, пропорционально возрастают и ошиб-
ки квантования, но они мало заметны. При этом для передачи
информации о приращении отсчета достаточно четырех-пяти раз-
рядов вместо восьми при ИКМ. Так, при использовании ДИКМ для
раздельной передачи сигналов яркости и цветности необходимая
скорость цифрового потока для передачи цветного телевидения может
быть снижена до 35 Мбит/с.
61
Глава 3. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЕДИНОЙ
АВТОМАТИЗИРОВАННОЙ СЕТИ СВЯЗИ
Общие сведения. Возрастающие потребности в различных видах
связи, обеспечивающих нужды развивающегося народного хозяй-
ства нашей страны, непрерывно расширяющиеся производственные
и общественные взаимодействия людей и увеличивающиеся запросы
населения, привели к необходимости совершенствования сети связи.
Директивами XXIII съезда КПСС было определено основное направ-
ление развития сети связи в СССР — создание Единой автоматизи-
рованной сети связи (ЕАСС). Понятие «единая сеть» подразумевает
создание общегосударственной сети на основе единой технической
политики и на базе все умощняющихся аналоговых и цифровых сис-
тем передачи. Понятие «автоматизированная сеть» имеет в виду широкое
использование автоматической коммутации, управления и автомати-
зации процессов общей и технической эксплуатации.
Первичная сеть. Основой при построении ЕАСС является пер-
вичная сеть, которая, как показано на рис. 3.1, состоит из маги-
стральной первичной сети, а также зоновых и местных (городских
и сельских) первичных сетей. На рис.3.1 сети показаны жирными
линиями, границы зон и городов — тонкими.
В состав сетей входят как линии связи, так и соответственно
магистральные, зоновые и местные сетевые узлы (СУ) и магистраль-
ные, зоновые и местные сетевые станции (СС). Отметим, что
каждый СУ представляет собой комплекс технических средств,
обеспечивающих образование и долговременное соединение однотип-
ных групповых трактов и каналов, а также соединение физических
цепей, относящихся к различным линиям связи. Сетевой станцией
(СС) называется такой СУ, в котором осуществляется распределе-
ние каналов и групповых трактов между вторичными сетями. Сете-
вые станции обычно располагаются в административных и промыш-
ленных центрах, а СУ — на пересечении линий.
Зоновые первичные сети — это сети областного, краевого или
республиканского значения, связывающие местные сети с центром
зоны и между собой.
Местные первичные сети представляют собой сети отдельных
городов и сельских районов (см. рис.3.1). Отметим, что все эти сети
(рис.3.1) должны иметь между пунктами резервные (обходные) линии.
На первичной сети могут применяться кабельные линии, радио-
релейные линии прямой видимости, тропосферные линии, системы
связи через ИСЗ и линии волоконно-оптической связи. В отдельных
случаях могут быть использованы линии коротковолновой связи.
Говоря о принципах использования радиолиний на сети ЕАСС,
следует отметить, что оконечные и узловые станции систем связи,
использующие ИСЗ, обычно размещаются отдельно от СУ и СС.
62
Это объясняется тем, что размеще-
ние перечисленных станций долж-
но отвечать целому ряду техничес-
ких требований: станции необходи-
мо располагать вдали от мест с
интенсивными радиопомехами, пе-
редатчики и антенны тропосферных
РРЛ и систем связи через ИСЗ не
должны создавать мощных излуче-
ний вблизи населенных пунктов и
т. п. При размещении радиостан-
ций вдали от СУ и СС соединение
между ними может осуществляться
с помощью кабельных или воло-
конно-оптических линий.
Посредством указанных выше
линий и систем связи на первичной
сети образуются типовые каналы и
групповые тракты. Типовыми ка-
налами являются, каналы тональ-
ной частоты (ТЧ) с полосой
0,3...3,4 кГц и стандартные группы	1 Схема постРоения первично»
каналов, первичная (12 каналов
ТЧ), вторичная (пять первичных
rpjnn, т.е 60 каналов ТЧ), третичная (пять вторичных групп или
300 каналов ТЧ) и т. д. Принципы образования этих групп были
рассмотрены в гл. 2. В основе цифровых каналов лежит канал, экви-
валентный каналу ТЧ, позволяющий осуществить передачу со ско-
ростью 64 кбиНс. Первичная группа образуется из 32 основных циф-
ровых каналов и позволяет передать информацию со скоростью
32 ' 64 - 2048 кбит с; вторичная группа имеет скорость передачи
8,448 Мбит/с и т. д. (см. гл 2). Таким образом, первичная сеть позво-
ляет организовать передачу информации в аналоговой или цифровой
форме с перечисленными выше иерархическими ступенями
Вторичная сеть организуется на базе типовых каналов первичной
сети и предназначается для передачи различных видов сообщений.
В соответствии с этим различают следующие вторичные сети, вхо-
дящие в ЕАСС: автоматическую телефонную связь, телеграфную
связь, передачу данных, передачу программ звукового вещания,
программ телевизионного вещания, сеть фототелеграфной передачи
газет, факсимильной связи, различные ведомственные сети (морского
и воздушного флота, транспорта и др.).
Каждая вторичная сеть состоит из абонентских аппаратов, абонент-
ских линий, коммутационных станций и узлов и соответствующих
каналов, полученных от первичной сети. На всех вторичных сетях
широко применяется автоматизация эксплуатационно-технических
процессов.
63
Важной особенностью сетей связи является их непрерывное раз-
витие, отвечающее росту потребности общества в средствах связи.
Планирование такого развития ведется на основе прогнозов роста
нагрузки. Методы прогнозирования нагрузки сетей связи основыва-
ются на данных о перспективах экономического и социального
развития соответствующего региона.
При создании первичной сети бывают заданными |8]:
расположение (географические координаты) оконечных пунк-
тов, в которых каналы первичной сети предоставляются различным
вторичным сетям;
структура существующей сети;
объем сообщений, исходящих из каждого оконечного пункта
к любому пункту создаваемой сети. Это характеризует распределе-
ние информационных потоков в пространстве;
распределение информационных потоков во времени;
требуемые или допустимые качественные показатели передачи
информации и их изменения во времени;
динамика изменения информационных потоков от исходного
срока создания сети до конечного;
набор линий и систем передачи, которые могут быть использо-
ваны для создания первичной сети. При этом должны быть извест-
ными технические параметры этих линий (в том числе их пропускная
способность, характеристики надежности и технико-экономические
показатели).
В результате проектирования требуется определить вариант
структуры первичной сети и пропускную способность каждой ее
линии. При этом должно быть обеспечено прохождение заданных
информационных потоков с заданной надежностью при минимальной
стоимости сети. Кроме того, должна быть определена последова-
тельность перехода от существующей сети к проектируемой.
Теоретические основы ЕАСС можно условно разбить на три
основные группы: передачу информации, распределение ее среди
пользователей и обработку информации 191. К первой н третьей груп-
пе относят вопросы, связанные с источником и получателем информа-
ции, с особенностями канала связи, с необходимыми преобразования-
ми информации, с учетом различных видов помех и выбором методов
модуляции. Таким образом, к первой и третьей группе относятся
задачи исследования, разработки и создания систем связи, наиболее
оптимально удовлетворяющие технико-экономическим требованиям
применительно к заданным условиям.
Ко второй группе относят вопросы распределения информации
между большим числом отправителей и получателей, соединенных
разнообразными линиями связи (см. рис. 3.1). В число этих линий
входят, как уже отмечалось, обходные (резервные) линии, необхо-
димые как для обеспечения нужных связей в интервалы пиковых
нагрузок, так и при проведении профилактических работ или при
повреждениях.
64
Техника распределения информации ЕАСС охватывает как сред-
ства коммутации, так и системы управления коммутацией. Распре-
деление информации представляет собой самостоятельную область
науки и техники, выходящую за рамки данного учебника. Отметим,
что за многолетний период эта область науки и техники прошла огром-
ный путь от системы с ручной коммутацией телефонных цепей к авто-
матическим, что определялось широким развитием и внедрением
автоматических телефонных станций, без которых «старая система
ручного переключения грозила поглотить всех девушек, кончающих
среднюю школу» 110].
Можно отметить также, что и автоматические системы распре-
деления информации, непрерывно, совершенствуясь, прошли слож-
ный путь от электромеханических искателей, сочетающих в себе
элементы коммутации и элементы управления коммутацией, до гер-
конов и гезаконов, обеспечивающих наряду с быстродействием высо-
кую надежность контактов между коммутируемыми линиями и рас-
считанных на совместную работу со специальными электронными
управляющими устройствами. Эти средства электронной коммутации
являются одним из важных элементов, определяющих создание
материально-технической базы ЕАСС [9].
В зависимости от систем распределения информации на узлах
коммутации каналов используются следующие способы обслужива-
ния:
с потерями, при которых вызов (заявка), поступивший в мо-
мент отсутствия доступных свободных линий или приборов, получает
отказ, т. е. теряется;
с ожиданием, когда поступивший вызов ожидает освобождения
занятой линии или прибора;
комбинированное, при котором для различных категорий вызо-
вов используются различные способы обслуживания.
Для оценки сети используется большое число различных по-
казателей. Основным показателем эффективности сети является
. увеличение национального дохода или валового продукта за счет
средств связи [8]. Однако определение такого показателя является
достаточно сложным. Для непосредственной оценки сети связи или
различных вариантов ее построения применяются объемные и техни-
ческие показатели. К объемным могут быть отнесены: число оконеч-
ных пунктов (как общее, так и отнесенное к числу людей или площа-
ди), общая длина линий сети по различным видам линий (кабельным
РРЛ, спутниковым и др.), общая длина каналов различного типа,
пропускная способность сети в различных точках, число переданных
сообщений в год (или за месяц, за день), стоимость сети, число работа-
ющих, производительность труда и др.
Качество обслуживания сетей связи можно характеризовать
различными показателями. При проектировании сетей телефонной
связи в качестве такого показателя используется максимально допус-
тимое значение вероятности потерь [9] (отказов в связи), вызван-
3 Зак. 131
65
ных, например, продолжительностью установления необходимых
соединений (т.е. быстродействием систем управления и коммутации
линий с учетом занятости и повреждения линий и связанным с этим
нахождением обходных путей). При проектировании сетей передачи
данных для ЭВМ используется критерий среднего времени задерж-
ки, а также величина вероятности, с которой время задержки будет
превышать допустимое значение [9]. Существуют и другие показа-
тели, приведенные в [8].
Перейдем теперь к рассмотрению принципов построения некото-
рых вторичных сетей ЕАСС.
Общегосударственная автоматически коммутируемая телефонная
сеть. Функциональная схема этой сети показана на рис. 3.2. Она
состоит из междугородней сети и зоновых сетей (сельских и городских).
Из рис. 3.2 следует, что сельские оконечные станции (ОС) через або-
нентские линии (АЛ) связываются с абонентами, а через соединитель-
ные линии (СЛ) — либо непосредственно с центральной станцией го-
рода (ЦС), которая является центром сельского района, либо эта
связь с ЦС осуществляется через узловую станцию (УС). Централь-
ные станции через СЛ соединяются с автоматическими междугород-
ными телефонными станциями (АМТС). В городах абоненты посред-
ством АЛ соединяются с районными автоматизированными станциями
(РАТС), которые с помощью СЛ могут подключаться либо непосред-
ственно к АМТС (см. рис. 3.2), либо через местный узел входящих
сообщений (УВСМ).
Автоматические междугородные станции размещаются совмест-
но с сетевыми станциями и осуществляют исходящие, входящие и
1я АМТС соединяется с двумя или
более узлами автоматической комму-
тации первого или второго класса
(УАК-1 или УАК-П); при большом
тяготении между АМТС они могут
быть связаны друг с другом непо-
средственно (см. штриховые линии
между АМТС на рис. 3.2). Линии,
соединяющие АМТС с УАК-I, УАК-П
или между собой, называются зоно-
выми (ЗЛ) и относятся к первичной
сети.
Узлы УАК-I и УАК-П предна-
значены только для выполнения тран-
зитных соединений и распределения
нагрузки, поступающей от одних и
направляемой к другим АМТС. Все
УАК-I соединяются между собой по
принципу «каждый с каждым», а
каждый УАК-П — с двумя или более
УАК-1.
транзитные соединения.
Рис. 3.2. Функциональная схема
построения автоматически комму-
тируемой телефонной сети
66
Рис 3 3 Функциональная схема построения
сети телевизионного вещания
Отметим, что внутризоновые телефонные сети строятся по ра-
диально-узловому принципу.
Сеть телевизионного вещания. Организация сети телевизионного
вещания отличается от телефонной сети в связи с тем, что передача
программы телевизионного вещания носит симплексный циркулярный
характер, при котором сообщение от одного источника передается
одновременно нескольким корреспондентам. Функциональная схема
магистральной сети передачи программы телевизионного вещания
приведена на рис. 3.3. Программы телевидения создаются в Москве,
в республиканских и областных (краевых) центрах. Все телевизион-
ные сообщения, исходящие из студий, стадионов, аппаратных кино-
фильмов и видеозаписи, а также с передвижных станций, по кабель-
ным или радиорелейным линиям поступают в центральную междуго-
родную телевизионную аппаратную (ЦМТА), откуда подаются в
междугородную распределительную аппаратную выхода (АРМ. вы-
хода) и на телевизионные передатчики телецентров. Для приема
сообщений из других городов образуется междугородная распреде-
лительная аппаратная входа (АРМ входа). Эти аппаратные соеди-
няются с оконечными устройствами каналов телевизионного вещания
первичной сети.
Основными техническими средствами для образования таких
каналов являются РРЛ и системы связи через ИСЗ. Из существующих
проводных средств пригоден только коаксиальный кабель. Важным
Достоинством РРЛ является то, что телевизионные программы мож-
но легко выделить на любой УРС или ПРС, что позволяет расширить
зону обслуживания за счет установки на этих станциях автоматизи-
рованных телевизионных ретрансляторов. Системы связи через
ИСЗ особенно эффективны при передаче программы телевизионно-
го вещания на большие расстояния.
Магистральная сеть телевизионного вещания строится по радиаль-
но распределительному принципу с ветвящейся структурой с
учетом необходимости разветвления каналов и их транзита, а также
возможностей выделения программ в пунктах, расположенных
на трассах.
Как видно из рис. 3.3, АРМ входа и АРМ выхода соединяются
с ОРС, земными станциями (ЗС) систем связи через ИСЗ и оконеч-
ными пунктами телевизионных каналов и звукового сопровождения
(ОП-ТЦ) коаксиальных кабельных магистралей. В республиканских
и некоторых областных и краевых центрах для выполнения функ-
ций APMi при МТС, ОРС или приемных земных станциях «Орбита»
(Орб.) создаются цехи междугородного телевидения (ЦМТ). Вы-
деление и разветвление программ телевидения на магистральной
сети производятся в УРС, ПРС, ОП-ТЦ и на обслуживаемых усили-
тельных пунктах с переключением трактов кабельной магистрали
(ОУП-П).
Внутриреспубликанские и внутризоновые сети доводят централь-
ные и местные телевизионные программы до населения республик,
краев, областей и районов. Строятся они по радиально-распредели-
тельному принципу. Отметим, что телевизионные программы к потре-
бителям подаются также через системы непосредственного телевизион-
ного вещания «Экран» и «Москва».
Глава 4. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ ЛИНИИ
ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
4.1. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
Принцип радиорелейной связи. Современные радиорелейные ли-
нии связи позволяют передавать телевизионные программы и одно-
временно сотни и тысячи телефонных сообщений на огромные расстоя-
ния. Для таких потоков информации требуются полосы частот до
нескольких десятков, а иногда и сотен мегагерц и соответственно
несущие не менее нескольких гигагерц. Известно, что радиосигналы
на этих частотах эффективно передаются лишь в пределах прямой
видимости. Поэтому для связи на большие расстояния в земных
условиях приходится использовать ретрансляцию (переизлучение)
радиосигналов. В простейшем случае она может быть осуществлена
с помощью металлического зеркала (разновидность пассивного ретранс-
лятора), установленного под определенным углом к направлению пря-
68
Рис 4.1 Условное изображение варианта РРЛ
мого луча радиосигнала. На радиорелейных линиях прямой видимо-
сти (РРЛ) в основном применяют активную ретрансляцию, в про-
цессе которой сигналы усиливаются. При этом между антеннами ре-
транслятора, направленными на соседние станции, устанавливают
приемопередатчик.
Протяженность пролетов R между соседними станциями зависит
от профиля рельефа местности и высот установки антенн. Обычно ее
выбирают близкой к расстоянию прямой видимости R(), км. Для
гладкой сферической поверхности Земли и без учета атмосферной
рефракции (идеализированная теоретическая модель) 1111
Ro - 3,57 (/Я? + 1^),	(4.1)
где /ij и h2—высоты подвеса соответственно передающей и приемной
антенн (в метрах). В реальных условиях, в случае мало пересечен-
ной местности Rn - 40...70 км, а /г, и /г2 50... 80 м. Часть РРЛ (один
из возможных вариантов) условно показана на рис. 4.1, где отмечены
радиорелейные станции трех типов: оконечная (ОРС), промежуточная
(ПРС) и узловая (УРС).
На ОРС производится преобразование сообщений, поступающих
по соединительным линиям от междугородных телефонных станций
(МТС), междугородных телевизионных аппаратных (МТА) и между-
городных вещательных аппаратных (MBA), в сигналы, передавае-
мые по РРЛ, а также обратное преобразование. На ОРС начинается
и заканчивается линейный тракт передачи сигналов (см. § 2.1).
С помощью УРС обычно решают задачи разветвления и объеди-
нения потоков информации, передаваемых по разным РРЛ, на пере-
сечении которых и располагается УРС. К УРС относят также стан-
ции РРЛ, на которых осуществляется ввод и вывод телефонных,
телевизионных и других сигналов, посредством которых располо-
женный вблизи от УРС населенный пункт связывается с другими
пунктами данной линии.
На ОРС и УРС всегда имеется технический персонал, который
оослуживает не только эти станции, но и осуществляет контроль и
управление с помощью специальной системы телеобслуживания бли-
жайшими ПРС. Участок РРЛ (300. ..500 км) между соседними обслужи-
ваемыми станциями делится примерно пополам так, что одна часть
промежуточных станций входит в зону телеобслуживания одной УРС
69
{ОРС), а другая часть ПРС обслуживается другой УРС (ОРС). Они
выполняют функции активных или пассивных ретрансляторов и,
как правило, работают без постоянного обслуживающего персо-
нала. При активной ретрансляции сигналов на ПРС используют
две антенны, расположенные на одной и той же опоре (мачте) (см.
рис.4.1). В этих условиях весьма трудно предотвратить попадание
части мощности усиленного сигнала, излучаемого передающей ан-
тенной, на вход приемной антенны. И если не принять специальных
мер, то указанная связь выхода и входа усилителя ретранслятора
может привести к его самовозбуждению, при котором он фактически
перестает выполнять свои функции. Одним из эффективных спо-
собов устранения опасности самовозбуждения является разнесение по
частоте сигналов на входе и выходе ретранслятора. Таким образом,
активный ретранслятор помимо приема, усиления п передачи приня-
того сигнала должен обеспечивать еще и преобразование частоты.
При этом на ретрансляторе приходится устанавливать приемник и
передатчик, работающие на разных частотах.
Заметим, что на РРЛ большой протяженности, где применяют
частотную модуляцию (ЧМ) сигналов и частотное разделение ка-
налов (ЧРК), в состав передатчиков и приемников по ряду причин
(см. раздел «Приемопередающая аппаратура» в § 4.2) не включа-
ются модуляторы и демодуляторы (модемы). Их устанавливают на
границах участков РРЛ — на ОРС и УРС. Таким образом, в преде-
лах одного участка ретранслируются лишь высокочастотные сигналы.
Передатчики и приемники, установленные на ОРС (УРС) и ПРС
участка, образуют так называемый высокочастотный ствол, радио-
ствол или просто ствол. Если на участке РРЛ предусматривается
одновременная связь в прямом и обратном направлениях, то число
передатчиков и приемников удваивается, и ствол называется дуплекс-
ным. Пример такого ствола показан на рис .4.2, а, из него, в частности,
видно, что антенны на станциях используются как для передачи,
так и для приема ВЧ сигналов на каждом направлении связи.
Рис. 4.2. РРЛ с двухчастотным планом (а, б), расположение станций на трас-
се (в)
70
Комплекс оборудования, предназначенный для передачи теле-
фонных сообщений и включающий в себя кроме радиоствола модемы
и аппаратуру объединения (АО) и разделения каналов (АР), называ-
ют телефонным стволом. Соответствующий комплекс аппаратуры
для передачи полных телевизионных сигналов (вместе с сигналами
звукового сопровождения, а часто и звукового вещания) называют
телевизионным стволом. Большинство современных РРЛ являются
многоствольными. При этом кроме рабочих стволов могут быть один
или два резервных ствола, а иногда и отдельный ствол служебной
связи. С увеличением числа стволов возрастает соответственно на
станциях число передатчиков и приемников.
Одновременная работа многих радиосредств на станциях и на
линии в целом возможна лишь при устранении взаимовлияния между
ними. С этой целью создают так называемые частотные планы —
планы распределения на РРЛ частот передачи, приема и гетеродинов.
Исследования показали, что в предельном случае для двусто-
ронней связи по РРЛ (дуплексный режим) можно обойтись лишь
двумя рабочими частотами и /2. Пример линии с таким двухчастот-
ным планом условно изображен на рис. 4.2, а, б — показан один
дуплексный ствол. Особенностью здесь является то, что оба пере-
датчика (П) на ПРС работают на одинаковых частотах. То же самое
относится и к приемникам (Пр) этих станций. И в том, и
в другом направлениях связи сообщения передаются так, что на одном
пролете используется одна рабочая частота, а на соседнем пролете —
другая. Заметим, что чем меньше на линии используется рабочих
частот, тем сложнее устранить взаимовлияние сигналов, совпадаю-
щих по частоте, но предназначенных различным адресатам (прием-
никам).
Известно, что антенны при излучении и приеме электромагнит-
ных колебаний не обладают идеальной направленностью (диаграм-
ма направленности имеет многолепестковый характер). Поэтому при
некоторых условиях передачи можно ожидать (см. рис. 4.2, а), что-
.например, приемник на ОРСХ будет реагировать не только на сигналы,
адресованные ему с ПРС^ но и на сигналы (тоже на частоте /2),
передаваемые с ПРС3 на ПРС2 (прием через 3 пролета) и др. При
этом будет увеличиваться уровень помех на выходе приемника ОРСГ
Во избежание подобных ситуаций на РРЛ стараются использовать
антенны с узкой диаграммой направленности, с возможно меньшим
уровнем боковых и задних лепестков; применяют для разных направ-
лении связи волны с различным типом поляризации; располагают
станции так, чтобы трасса представляла собой некоторую ломаную
линию (см. рис. 4.2, в). Причем в последнем случае углы излома а
выбирают с таким расчетом, чтобы уменьшить влияние мешающих
сигналов и чтобы уровень помех на выходе каналов РРЛ не выходил
за допустимые нормы.
Применение указанных мероприятий не вызывает особых зат-
руднений, если связь осуществляется в диапазоне сантиметровых
71
волн. Реальные антенны, работающие на менее высоких частотах,
обладают меньшим направленным действием. Поэтому на РРЛ, функ-
ционирующих в дециметровом диапазоне, приходится разносить
частоты приема на каждой станции. В этом случае для прямого и
обратного направлений связи выбирают различные пары частот
(четырехчастотный план; /), /2, и /3, см. рис. 4.2, а), и требуемая
для системы полоса частот возрастает вдвое (если это недопустимо,
уменьшают соответственно число стволов).
Поскольку для радиорелейной связи используются в основном
сантиметровые волны, двухчастотный план получил наибольшее
распространение.
Классификация РРЛ. Радиорелейные линии прямой видимости
можно классифицировать по различным признакам и характеристи-
кам. Отметим наиболее важные из них.
1.	По способу разделения каналов и виду модуляции несущей
можно выделить: 1) РРЛ с частотным разделением каналов (ЧРК)
и частотной модуляцией (ЧМ) гармонической несущей; 2) РРЛ с
временным разделением каналов (ВРК) и аналоговой модуляцией им-
пульсов, которые затем модулируют несущую; 3) цифровые радио-
релейные линии (ЦРРЛ), в которых в отличие от предыдущего слу-
чая импульсы (отсчеты сообщений) квантуются по уровням и коди-
руются.
2.	По диапазону рабочих (несущих) частот РРЛ подразделяют
на линии дециметрового и сантиметрового диапазонов. В этих диа-
пазонах в соответствии с Регламентом радиосвязи для организа-
ции РРЛ выделены полосы частот, расположенные в области 2, 4,
6, 8,11 и 13 ГГц. В настоящее время ведется интенсивное исследова-
ние условий радиорелейной связи на частотах порядка 18 ГГц и выше.
Переход на более высокие частоты позволил бы расширить информа-
ционные полосы частот, а значит, и пропускные способности систем
передачи. Однако на этих частотах энергия радиоволн сильно ослаб-
ляется во время интенсивных осадков.
3.	По принятой в настоящее время классификации радиорелейные
системы (РРС) разделяют на системы большой, средней и малой ем-
кости.
К радиорелейным системам большой емкости принято относить
системы, позволяющие организовать в одном стволе 600 и более
каналов ТЧ. Если радиорелейная система позволяет организовать
60 — 600 или менее 60 каналов ТЧ, то эти системы относят соответст-
венно к системам средней и малой емкости.
Радиорелейные системы, допускающие передачу в одном стволе
телевизионных сигналов изображения, а также сигналов звуко-
вого сопровождения телевидения и звукового вещания, относят к
системам большой и средней емкости.
4.	С помощью РРЛ решают следующие задачи:
1)	Создание стационарных магистральных линий связи для пере-
дачи больших потоков информации на расстояния в несколько
72
километров. В этих случаях применяют системы большой
™ ости Магистральные РРЛ обычно являются многоствольными;
^использование стационарных РРЛ для организации зоновой
связи Эти линии имеют протяженность до 600... 1400 км. Здесь
применяют РРС средней емкости, которые в большинстве случаев
пассчитаны на передачу телевизионных сигналов и сигналов радио-
вещания. Часто эти линии являются многоствольными и ответвля-
ются от магистральных РРЛ,
3) использование РРЛ в местной (районной и городской) сети связи.
Здесь в основном применяют РРЛ малой емкости;
4) обеспечение с помощью малоканальных РРЛ служебной связью
железнодорожного транспорта, газопроводов, нефтепроводов, линий
энергоснабжения и других систем, охватывающих большую территорию;
5) обеспечение подвижной связи, используемой в случае ремонта
или модернизации стационарных РРЛ и кабельных линий связи (КЛС),
а также для других целей.
Многоствольные РРЛ. Пропускная способность РРЛ может быть
в несколько раз увеличена за счет образования новых стволов.
Для этого на станциях, как указывалось выше, устанавливают
дополнительные комплекты приемопередающего оборудования, с
помощью которых создаются новые высокочастотные тракты. Для
сигналов разных стволов используются различные несущие час-
тоты. Вся система многоствольной РРЛ организуется таким образом,
чтобы все стволы работали независимо один от другого, а с другой
стороны, были взаимозаменяемыми. Такой принцип, как будет пока-
зано ниже, позволяет обеспечить необходимую верность передачи
сообщений в каждом стволе и повышает надежность работы всей
линии в целом. В то же время повышение пропускной способности
РРЛ за счет многоствольной работы не приводит к пропорциональ-
ному росту стоимости линии, так как многие высоконадежные ком-
поненты линии (антенны, станционные сооружения, опоры для под-
веса антенн, источники электроснабжения и т.п.) являются общими
для всех стволов.
В качестве примера, поясняющего принцип организации много-
ствольной работы, рассмотрим вариант РРЛ из трех дуплексных
стволов. На рис. 4.3 представлена упрощенная структурная схема
основного оборудования трех станций этой линии: ОРС, ПРС и УРС.
Схема содержит: передатчики (П); приемники (Пр); оконечные уст-
ройства (ОУ), включающие модемы, усилители и другие элементы,
осуществляющие преобразование групповых телефонных сообщений
/то ИЛИ компонент°в сигналов телевизионного и звукового вещания
<1В, ЗВ) в сигналы линейного тракта, а также обратное преобразо-
вание; системы полосовых фильтров (ПФ), каждый из которых имеет
полосу прозрачности, соответствующую одному стволу при односто-
ронней связи; в режиме передачи ПФ обеспечивает необходимую
развязку передатчиков (у этих систем ПФ указан первый индекс 1,
т-е. они обозначены ПФП, ПФ12, ПФ13; изменение вторых индексов
73
отражает смену частот приема и передачи в соответствии с двухчастот-
ным планом); в режиме приема системы ПФ являются разделитель-
ными фильтрами: из суммарного ВЧ сигнала каждый полосовой
фильтр системы выделяет сигнал одного ствола и направляет его в
соответствующий приемник (у этих систем ПФ указан первый ин-
декс 2, т.е. они обозначены ПФ21, ПФ22, ПФ24; развязывающие уст-
ройства (РУ), задачей которых является дополнительное уменьше-
ние взаимовлияния трактов передачи и приема: ряд элементов этих
трактов, таких, например, как фидеры и антенны (А), как правило,
являются общими. Аппаратура ввода-вывода сигналов (АВВ)
обеспечивает решение специфических для УРС задач — разветвле-
ния и объединения информационных потоков.
Рис. 4.3. Упрощенная структурная схема РРЛ из трех дуплексных стволов
74
В качестве примера использования схемы рассмотрим на рис. 4.3
передачу группового телефонного сообщения (ТФ) в одном направ-
лении связи. Это сообщение формируется в аппаратуре объеди-
нения каналов (АОК) и по соединительной линии поступает на
ОРС. С помощью ОУ и П сигнал ТФ преобразуется в ВЧ сигнал
требуемой мощности, который через один из полосовых фильтров
системы ПФи и РУ поступает в антенну А и излучается в направ-
лении ПРС. Здесь сигнал данного ствола проходит последовательно
через элементы А, РУ, один из полосовых фильтров системы ПФ21
и поступает в соответствующий приемник (Пр). После усиления
и преобразования частоты сигнал с выхода соответствующего пере-
датчика (П) через один из полосовых фильтров системы ПФ12, РУ
и А поступает в направлении УРС. Приемный тракт УРС включает
в себя элементы А, РУ, ПФ22 и группу приемников. С помощью од-
ного из Пр и ОУ ВЧ сигнал данного ствола может быть преобразован
в сигнал ТФ и направлен в АВВ. Здесь односторонние ТФ каналы могут
быть распределены по группам, одна из которых, например, может
быть направлена на ближайшую МТС, другие же могут войти
в состав новых ТФ стволов и направлены по разным радиоканалам.
Кроме того, возможна и транзитная передача через УРС полного
сигнала организованного на ОРС ствола в том или ином направле-
нии связи. В этом случае сигналы с Пр на П могут идти в обход ОУ и
АВВ.
Заметим, что при модуляции групповым телефонным сообще-
нием того или иного параметра несущей в основном применяют два
метода:
Модуляцию групповым сообщением колебаний промежуточной
частоты (модулятор — в ОУ) и транспонирование полученного таким-
образом спектра в область ВЧ (в передатчике);
непосредственную модуляцию групповым сообщением одного из
параметров ВЧ несущей (модулятор — в передатчике). Последний
вариант используется, в частности, на цифровых РРЛ.
В настоящее время прием и передачу сигналов на станции на каж-
дом направлении связи ведут в основном по общему антенно-фидер-
ному тракту (обычно антенны и фидеры оказываются гораздо более
широкополосными, чем сигналы одного ствола), а необходимую
развязку трактов приема и передачи обеспечивают не только фильт-
рами, но и различными невзаимными устройствами, т.е. устройст-
вами, свойства которых зависят от направления распространения
электромагнитных волн. К этим устройствам относят, в частности,
широко применяемые ферритовые вентили и циркуляторы. Кроме того,
для обеспечения эффективной развязки трактов передачи и приема,
а также соседних стволов, во многих современных РРС используют
волны различной поляризации (горизонтальной и вертикальной),
этом случае в качестве РУ применяют, например, поляризационные
селекторы. Схема на рис. 4.3 построена с учетом рекомендованного
МККР двухчастотного плана с группированием частот передачи и
75
приема: группы передаваемых и принимаемых на каждой станции
сигналов проходят через различные системы полосовых фильтров,
например на ПРС —это ПФ12 и ПФ21. Заметим, что конструктивно
системы ПФ с различными первыми, но одинаковыми вторыми индек-
сами, например ПФП и ПФ21, могут быть выполнены вполне иден-
тично.
Рассмотрим один из вариантов конкретного частотного плана
и некоторые примеры схем антенно-фидерных трактов (АФТ) много-
ствольных систем. На рис. 4.4, а представлен план распределения
частот, применяемый в магистральных радиорелейных системах
«Восход», «Рассвет-2», «КУРС-4», работающих в диапазоне 3,4...3,9
ГГц, в системе «КУРС-6», работающей в диапазоне 5,67...6,17 ГГц
и в зоновой системе «КУРС-8», работающей в диапазоне 7,9...8,4
ГГц. Этот план позволяет организовать до 8 дуплексных широкопо-
лосных стволов по двухчастотной системе. Каждый из стволов
может использоваться для организации телефонных каналов (до 1920)
или для передачи телевизионной программы. Как видно из рис. 4.4, а,
несущие частоты стволов /2, ...,Л6 — отложены на оси /с) разне-
сены на интервалы, кратные F = 14 МГц. План рассчитан на промежу-
точную частоту Fn„ ^5 F = 70 МГц. При этом частоты гетеродинов
(помечены точками на оси fT) размещаются в интервалах между рабо-
чими частотами стволов, а частоты зеркальных каналов (помечены
точками на оси f3) — внутри полосы, выделенной для системы. Час-
79F=266
Лр (в)
Рис. 4.4. План распределения частот и волн различной поляризации в системах
«Восход», «Рассвет-2», КУРС-4, КУРС-6, КУРС-8
76
ТОТЫ приема и передачи в одном
дуплексном стволе разнесены на
величину 19 F = 266 МГц. Для со-
седних по частоте стволов в диапа-
зонах, близких к 4 и 6 ГГц, долж-
ны использоваться различные ан-
тенны и разные типы поляризации
волн — горизонтальная (г) и верти-
кальная (в). Распределение волн по
поляризации на частотах приема
(/пр) и передачи (fn) должно соот-
ветствовать рис. 4.4,а, б или рис.
4.4,в. Обычно стволы разбиваются
на ' две перемежающие группы.
Одна группа стволов, например с
нечетными номерами, используется
для магистральных линий, а дру-
гая (с четными номерами) — в ли-

ММ)
fsfarfs -w
fz tifsfe (г) | , FofaMsl8)
a)
'fjfsfult)
fzfufs(B)
'fafmfjzW
Рис 4 5. Примеры распределения ча-
стот и волн различной поляризации
на УРС (а) н ПРС (б)





ниях, являющихся ответвлениями
от магистрали, как показано на
рис. 4.5,й. Пример разнесения сиг-
налов по разным антеннам на ПРО
для шести дуплексных стволов показан на рис. 4.5, б. Частотный план
на рис. 4.4, а предусматривает, что разность между частотами соседних
стволов в одной антенне составляет величину 4F = 56 МГц, а в раз-
ных антеннах — 2F = 28 МГц; разность между ближайшими несу-
щими частотами приема и передачи в разных антеннах — 5 F = 70
МГц, в одной антенне — 7F = 98 МГц. Заметим, что система «КУРС-
-8», функционирующая в диапазоне 7,9. ..8,4 ГГц, при соответствующей
компоновке АФТ (см., например, рис. 4.6) допускает работу восьми
дуплексных стволов на одну антенну. Разнесение сигналов разных
стволов по частоте, по поляризации и по различным ветвям антенно-
фидерного тракта, а также соответствующий выбор частот местных
гетеродинов — все это в совокупности обеспечивает минимум внутри-
системных помех без значительного расширения частотных интерва-
лов между стволами.
На рис. 4.6, а приведен вариант комплектации АФТ системы, в
которой реализуется частотный план, показанный на рис. 4.4, а.
При этом многократное использование АФТ достигается на основе
применения всех известных способов селекции радиоволн: по частоте,
по поляризации и по направлению распространения (трехступенча-
тая схема разделения).
Элементами структурной схемы на рис. 4.6, а являются:
приемопередающая антенна (А);
переход (П), обеспечивающий согласование фидеров различной
конструкции (в данном случае — согласование антенны с волно-
водом);
77
герметизирующие элементы (ГЭ) — специальные волноводные
вставки, создающие замкнутый объем для системы осушки волно-
водных трактов (СОВТ);
секции со штуцером (СШ), с помощью которых АФТ соединяется
с воздухопроводом СОВТ;
фильтры поглощения (ФП), предназначенные для уменьшения в
«многоволновом» круглом волноводе уровня паразитных высших
волн (например, Е01 и Еп) с продольной составляющей электри-
ческого поля вдоль оси волновода (его основная волна — Нп; пара-
зитные волны могут преобразоваться в основную волну и вызвать
попутные потоки, искажающие сигналы и, следовательно, ухудшаю-
щие качество передачи);
волновод круглого сечения (ВК), обычно используемый в вер-
тикальном тракте, соединяющем установленную на опоре антенну
с горизонтальным трактом, где применяют в основном эллиптичес-
кие волноводы (ВЭ);
корректор эллиптичности (КЭ), снижающий уровень паразитной
кросс-поляризованной волны в круглом волноводе, которая затруд-
няет разделение волн по поляризации;
поляризационный селектор (ПС), в котором с помощью поляри-
зационных фильтров осуществляется разделение и объединение
волн с различным типом поляризации — горизонтальной (г) и вер-
тикальной (в);
нагрузка (Н), для поглощения паразитных волн, возникающих
за счет несогласованности и неидеальности элементов АФТ;
Рис. 4.6. Структурные
схемы АФТ прн работе
восьми (а) и двух (б)
дуплексных стволов на
одну антенну
78
ферритовые циркуляторы (ФЦ), обеспечивающие разделение волн
по направлению распространения [напомним основное свойство ФЦ:
сигнал, поступивший в ФЦ в плечо с номером i (i — 1,2,3), может
выйти из ФЦ только через ближайшее плечо, указанное стрелкой];
разделительные фильтры (РФ), выполняющие задачу объедине-
ния и разделения сигналов различных стволов по частоте.
Приемники, подключенные к РФ! и РФ3, и передатчики, соеди-
ненные с РФ2 и РФ4, обеспечивают дуплексную связь в одном направ-
лении. Путь сигналов (на несущих )каждого из стволов нетруд-
но проследить по схеме, руководствуясь направлением соответствую-
щих стрелок.
На РРЛ прямой видимости, работающих в диапазоне СВЧ, ис-
пользуются рупорно-параболические антенны (РПА), перископичес-
кие, параболические (однозеркальные и двухзеркальные) и осесим-
метричные двухзеркальные антенны со смещенной фокальной осью.
Выбор той или иной антенны зависит не только от типа аппаратуры,
но и от емкости РРЛ. Этим же определяется состав и структура АФТ.
Если, например, линия включает в себя не 8, а 4 ствола, то
каждый из поляризационных фильтров через ВЭ и ГЭ может быть
непосредственно соединен с одним из РФ. В другом варианте, когда
отсутствует разделение по поляризации, внешний волновод может
быть соединен с двумя РФ (работающими один на передачу, другой —
на прием) посредством ФЦ. На рис. 4.6. б приведен пример построе-
ния АФТ в системе с двумя дуплексными стволами. Рассмотрим
работу схемы в режиме передачи. Сигнал от передатчика 77г в антенну
А проходит через полосовой фильтр ПФ!, плечи 1 и 2 ФЦ2 и ФЦ1-
Сигнал от передатчика Ц2, отличающийся от сигнала Hj несущей
частотой, через ПФ2 и плечи 3 и 1 ФЦ2 поступает к ПФ,, а затем,
отражаясь от ПФИ повторяет путь сигнала П,. В режиме приема
путь сигнала до приемника Пр2 отличается от пути сигнала до прием-
ника Пр] тем, что до поступления в полосовой фильтр (ПФ4) этот
сигнал отражается от ПФЯ, а затем через плечи 1 и 3
ФЦ3 следует к ПФ4.
Разделительные фильтры, так же как и весь АФТ,
допускают различные варианты построения. В последнее
время все более широкое распространение получают
РФ, в которых используются ферритовые циркуляторы
(ФЦ). Пример структурной схемы такого РФ (приме-
няется, в частности, в системах «КУРС-4», «КУРС-6» и
«КУРС-8») приведен на рис. 4.7. В режиме приема каж-
дый из полосовых фильтров (ПФ1, ПФ3, ПФ5 и ПФ7) про-
пускает к приемнику только сигналы «своего» ствола.
<КрпЙ,? ^' РазДелнтельнын фильтр ВЧ стволов с использованием
Рритовых циркуляторов
79
«Посторонние» сигналы отражаются от этих фильтров и через плечи
2 и 3 ферритовых циркуляторов (ФЦ2, ФЦ3, ФЦ4, ФЦ5) направляются
в следующие секции РФ или в поглощающую нагрузку (Н). В режиме
передачи к ПФ вместо приемников подключаются передатчики. Кроме
того, поскольку ФЦ являются невзаимными устройствами, следует
изменить тип ФЦ или их соединение с ПФ. Принцип объединения
сигналов четырех передатчиков с частотами Д, fa, и Д нетрудно
представить и с помощью схемы на рис. 4.7, если принять, что
направления стрелок в ФЦ.....ФЦ5 изменены на обратные.
4.2. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
С ЧРК И ЧМ
Применение частотной модуляции на РРЛ. Уже в первых РРС,
появившихся в середине 30-х годов, стали применять в радиока-
нале частотную модуляцию (ЧМ) сигналов — как один из наиболее
помехоустойчивых видов модуляции. Параметром, отображающим
сообщение, в данном случае является мгновенная частота w (/)
передатчика.
При частотной модуляции случайным сигналом и (t) пользуют-
ся понятиями эффективного (среднеквадратического) значения де-
виации круговой частоты Асо3 и квазипиковой девиацией частоты
Да>пик (₽ %) (или соответствующими значениями А Д и А /Пик (t/%),
выражаемыми в Гц). При этом исходят из того, что А <щ соответствует
среднеквадратическому значению 1Ц процесса и (t) со средней
мощностью Рср, т.е.
А<о, -кчм[Д(или А/з = Кчм Пэ),	(4.2)
1де кЧм или Кч1л—крутизна характеристики частотного модулятора
[рад/с-В) или [Гц/В], соответственно, а Аюпик (е % ) связывают с
пиковым значением ияик (е %) процесса и (t) и с пиковой мощностью
Лшк %), Т- е-
(^^/о) ^ЧМ ^пик (^о)	(4.3^
где, как обычно, х (е %) означает величину х, превышаемую в тече-
ние не более ь % времени. При ЧМ случайным процессом и (t) эф-
фективное значение индекса модуляции
m3-Aw3/QB = \fjF3,	(4.4)
где FB — верхняя частота в спектре модулирующего сигнала и (0.
Введем нормированный модулирующий случайный сигнал
ИО- u(t)!U..	(4.5)
Примем, что и (0 — центрированный случайный процесс со средней
мощностью (на сопротивлении R - 1 Ом) И,,	U\. Очевидно,
дисперсия процесса £(0 равна единице, а его среднее значение рав-
но нулю. При этом общее выражение для мгновенных значений гармо-
80
нического колебания, модулированного по частоте случайным сиг-
налом u(t), принимает вид
ичм (0 —cos
t
W0 J £ (Л)	+ Фо
о
(4.6)
где Л и t (0 определяются согласно (4.2) и (4.5), a Uo, ы0 и <р0 —
амплитуда, частота и начальная фаза несущего колебания. В соответ-
ствии с (4.6) алгоритм формирования сигнала на выходе частотного
детектора (ЧД) можно представить в виде
ичд (О — Кчд
d I
---- arccos
di (
“чм (0 \
—------- — G)o
О 0 I
(4.7)
или
«чд (0= Кчд
где (о	1
---—----®о ,
щ-------J
где Кчд — крутизна характеристики ЧД, а мгновенная фаза
9 (if) — t Ф Дыэ I I (/0 dt} = arccos —Ч.~~ ‘ .
о	Un
(4-8)
(4-9)
Частотная модуляция (ЧМ) позволяет обеспечить относительно
высокую помехоустойчивость передачи сообщений. При этом не
требуется большая стабильность частоты передатчика. Мощность
его используется весьма эффективно: она практически не зависит от
характеристик сообщений на входе модулятора, пик-фактор всегда
равен единице. Уровень сигнала на входе приемника может изменять-
ся в достаточно широких пределах (например, при замираниях),
не влияя на мощность полезного сигнала после демодулятора. Все
это в целом объясняет широкое применение ЧМ на РРЛ, в спутнико-
вых, тропосферных и других системах передачи. Вместе с тем частотной
модуляции свойственны и определенные недостатки: резкое сниже-
ние качества передачи, если отношение средних мощностей сигнала
и шума на входе приемника (Рс7Рш)вх падает ниже некоторого
порогового значения (пороговый эффект проявляется обычно при
10); широкий спектр частот, который необходимо пере-
давать по радиоканалу для нормального восстановления сообщений
на выходе демодулятора; зависимость уровня шумов на выходе
канала от мощности входного сигнала приемника (проявляется при
замираниях); необходимость выравнивания качества работы разных
телефонных каналов при их частотном разделении и др. Отметим,
что при ЧМ нужен не просто широкополосный высокочастотный
тракт, а тракт, характеристики которого (АЧХ, ГВЗ) удовлетворяют
весьма высоким требованиям. В противном случае сигнал на выходе
демодулятора может недопустимо исказиться и, например, при
многоканальной передаче сообщений методом ЧРК качество связи
соответственно упадет за счет так называемых переходных помех.
81
работе одного (любого) частотного канала будут в значительной
мере мешать сигналы, спектр которых состоит из гармоник и комби-
национных продуктов колебаний в других каналах.
Передача групповых телефонных сигналов. Как известно [11,
при передаче аналоговых сигналов помехоустойчивость по отноше-
нию к тепловому шуму определяется выигрышем или обобщенным
выигрышем системы модуляции. При ЧМ выигрыш
^чм- (Рс/^ш)ВЫх/(^/^ш)вх = 3тэ2 Л/чм/П2 AFC, -	(4.10)
где (Рс^ш)вх и (Рс/Рш)вых — отношения средних мощностей сигна-
ла и теплового шума соответственно на входе и выходе приемника;
тэ находится согласно (4.4); А /чм — полоса пропускания ВЧ тракта,
которая практически совпадает с полосой УПЧ приемника; A Fc —
полоса частот, занимаемая модулирующим сигналом и (/) (сообщени-
ем); П2 — пик-фактор сигнала и (/) с пиковой мощностью Р„ик (е %)
и средней мощностью Рср [см. пояснения к (2.2)];
Пг=Р11ик(во/о)//’сР.
Заметим, что при линейном усилении и (/) величина П2 остается
без изменения, но девиация частоты А со:| в соответствии с (4.2) будет
расти. При этом согласно (4.4) и (4.10) будут увеличиваться тэ и
£чм- Из (4.4) и (4.10) также следует, что выигрыш "чм зависит и от
верхней частоты FB в спектре сигнала и (t), а если принято, что его
полоса A Fc постоянна, то от положения спектра и (t) на оси частот.
Причем более высокочастотным сигналам, когда увеличивается
FB и уменьшается индекс тэ, соответствует меньшая помехоустой-
чивость. Таким образом, в системах с ЧРК, если не принять специаль-
ных мер, ЧМ не может обеспечить равные условия работы разных
частотных каналов. Конечно, например, увеличением мощности
передатчика или группового сигнала urp (/) можно добиться необхо-
димой помехоустойчивости и в верхнем частотном канале. Но при
этом в средних и нижних каналах запас по мощности будет неоправ-
данно высоким. В целом такой режим не выгоден как с экономической
точки зрения, так и с точки зрения уменьшения внутри- и межсистем-
ных помех.
Для выравнивания в различных каналах отношения сигнала
к шуму прежде чем подать нгр на модулятор, это напряжение по-
дают на предыскажающий фильтр, модуль коэффициента передачи
которого y(F) обеспечивает определенное изменение уровней, такое,
что уровни передачи нижних каналов становятся меньше уровней
передачи верхних частотных каналов. Если теперь с помощью уси-
лителя (с равномерной частотной характеристикой) довести среднюю
мощность модулирующего сигнала Рср до значения, определенного
ранее для игр (/), то величина А /э останется такой же, как и без
предыскажения игр (/). При этом подбором у (F) можно сделать так,
что уровни сигналов в верхних каналах нового модулирующего сигнала
82
Рис. 4.8 Зависимость квадрата моду-
ля коэффициента передачи увк от
FIF»
и’ игр (О У (F) станут больше, чем
v сигнала wrpG),a УР0ВНИ сигналов
В нижних соответственно меньше.
В системах с ЧМ сигнал и,.р (/)
всегда подвергается предыскаже-
нию, а на выходе ЧД включают так
называемый восстанавливающий
контур с характеристикой, обрат-
ной y(F). Очевидно, этот фильтр
не изменяет отношения сигнал-шум
в отдельных каналах, но позволяет
сделать более равномерным рас-
пределение уровней полезных ка-
нальных сигналов.
Характеристики предыскажающего и восстанавливающего кон-
туров рекомендованы МККР. В общем случае характеристика преды-
скажающего контура хорошо аппроксимируется выражением
У2 (F/FJ = у2п к (F/Fs) = 0,4+1,35 (F/FB)2 + 0,75 (F/FB)\	(4.11)
где 0 < F < FB, a FB — верхняя частота модулирующего сигнала.
Характеристика восстанавливающего контура ув к (F/FB) —
= 1/рп к (,F/FB) приведена на рис. 4.8.
Для ЧМ групповым телефонным сигналом ur, (/) характерно,
что эффективные индексы модуляции т3 приходится выбирать неболь-
шой величины (при изменении числа каналов N от 60 до 1920 т2, меня-
ется в пределах от 2,56 до 0,01625). Это объясняется тем, что с ростом
М, а следовательно и FB, нельзя соответственно увеличивать Л Д,
так как (при фиксированной величине/Счм, определяемой техническими
возможностями) увеличение U-, (см. (4.2), а вместе с этим и ипик (г %)
потребовало бы расширения требуемой полосы частот и увеличения
линейного участка модуляционной характеристики.
Чтобы определить необходимую полосу ВЧ тракта Л /чм, надо
задаться величиной мощности переходных помех в верхнем теле-
фонном канале Рп.п.в. (обусловленной ограничением ширины спектра
ЧМ сигнала). Если величина Рп.п. в. выбрана в пределах 1...10 пВт,
а эффективный индекс шэ мало отличается от единицы, то А /чм
можно определить по формуле Карсона, которая в случае модуляции
нормальным случайным процессом преобразуется к виду
А/чм-2 (3,16A/a + FB).	(4.12)
Важным моментом при проектировании РРС, предназначенной
Для передачи методом ЧМ групповых телефонных сигналов, являет-
ся выбор величины А /э. Если задано число каналов N, а значит, и
величина FB, то А /э однозначно определяет шэ, А/Чм и, следователь-
но, влияет на уровень тепловых шумов и переходных помех на выходе
каналов. Для РРС с различным числом каналов N МККР рекомен-
83
дует различные величины так называемой эффективной девиации
частоты на канал Л fK.
Под Л /к понимается величина эффективной девиации частоты
на выходе модулятора при подаче на вход любого телефонного канала
измерительного синусоидального сигнала (с частотой 800 Гц) мощ-
ностью 1 мВт (нулевой уровень). Согласно рекомендациям МККР
в современных многоканальных РРС в зависимости от числа каналов
N используют А/к, равные 200, 140 или 100 кГц. Обычно в процессе
настройки аппаратуры величина А /к выставляется при подаче на
вход предыскажающего контура (ПК) вместо urp (£) измерительного
сигнала с частотой, на которой предыскажения в ПК отсутствуют.
Поэтому А /к называют эффективным значением девиации, создава-
емой измерительным уровнем сигнала одного канала ТЧ на частоте
нулевых предыскажений.
По аналогии с (4.2) (предполагается, что характеристика модуля-
тора линейна)
Л/к = Мчи. VРизм # ,
где Риэм = 1 мВт — средняя мощность измерительного сигнала
на сопротивлении R. Поскольку, если игр (/) и измерительный сиг-
нал выделяются на одинаковых сопротивлениях R, \ fK
УЛр/КРиэм, ТО
где А Д и Д/к измеряют в кГц, а Рср — безразмерная величина, числен-
но равная р в мВт. Если выходное сопротивление измерительного
генератора активно и совпадает с входным сопротивлением канала
(600 Ом), то отношение РСрАРИзм в дБ соответствует уровню
Pep -101g (Рср/Р1пм) -= 201g (г КГ /
откуда	05Рср. Поэтому вместо (4.13) можно
записать
Д/э = Д/к Ю0 05рср.	(4.14)
При N > 240, когда р,.Р----15+10 1g N, дБ, в соответствии с (4 14)
получаем
АД = АД 1О~°’05 15'0,5 ,v — АIO 0,75 J/ A/' или
АД = 0.1778АД у’лГ.	(4.15)
В современных РРС с N = 600 величины АД =- 200 кГц, АД «
«900 кГц; при N =- 1920 АД =- 140 кГц, АД - 1100 кГц.
Передача сигналов телевидения. В телевизионном стволе боль-
шинства современных РРС вместе с полным цветовым телевизионным
сигналом ип_ц (/), включающим в себя сигнал яркости ия (/), сигнал
гашения ит (/), сигнал синхронизации uc{t) и сигнал цветности
иц (/), передаются одна или несколько поднесущих с ЧМ сигналами
84
звукового сопровождения цЧм зе(0> а в некоторых случаях и сиг-
налами (один или несколько) звукового вещания «чмзв(0- При
этом* на частотный модулятор системы подается сигнал им (О, пред-
ставляющий собой сумму всех указанных компонентов, например
(если передается один ЧМ сигнал ЗС и один ЧМ сигнал ЗВ)
(/) = Цпц (/) + Мчм ЗС (0 + «ЧМ ЗВ (0 — «я (/) иг (t) +
-j- Uc (/) + «ц (0 + «ЧМ зс (0 + «ЧМ зв (О-
Сигналы ип д (/), «чм зв(/) и ичк ,,с (t) разделяются по принципу
ЧРК (сигналы «чм ,!с (О и «чм зв (0 передают на поднесущих частотах).
Следовательно, на передачу uM (t) по РРЛ распространяются все
особенности, характерные для систем с ЧРК-ЧМ. В частности, это
касается выбора величины А/3, помехоустойчивости (по отношению
к тепловым шумам) в разных частотных каналах, механизма образо-
вания переходных помех и т. д.
Сигналы иг (/), ис (t) и (ия (/) + иа (/)) находятся в общей полосе
частот (6 МГц), но разнесены во времени и по уровню, что и опреде-
ляет способ их разделения (амплитудная селекция, эквивалентная
в данном случае ВРК). Сигналы ия (/) и иц (/) передается одновремен-
но и перекрываются по спектру, но полоса иц (t) существенно уже
полосы ия (/), что позволяет разделить эти сигналы фильтровым
способом с незначительной потерей четкости воспроизведения ия (t).
Таким образом, все составляющие сигнала им (/) являются практичес-
ки линейно разделимыми, что позволяет (при идеальных характери-
стиках элементов линейного тракта) рассматривать передачу всех
компонентов им (i) порознь.
Отметим, что сигналы ит (t) и цс(/) являются детерминирован-
ными, цц (I), ицм зс (/) и цчм зв (/) — сигналами ЧМ (теоретически
с постоянной амплитудой), а специфика сигнала ия (t) такова, что
его мгновенные значения не выходят за пределы заданных уровней
(белого и черного). Таким образом, для суммарного сигнала иы (/),
в отличие от игр (t), можно указать вполне определенное максимальное
значение uM тах, которому в сигнале цчм (0 (на выходе модулятора)
соответствует конкретное значение размаха частоты А со (или А/, Гц).
С целью повышения отношения сигнал-шум на выходе канала
изображения МККР для передачи видеосигнала ип. ц (t) с размахом
1 В рекомендует применять размах изменения частоты Af = 8 МГц.
Если в расчет принять только сигнал ия (/), то в соответствии с суще-
ствующим телевизионным стандартом А/я = 0,7 А/ = 5,6 МГц,
Прежде чем поступить на модулятор, сигнал цП ц (t) обычно
подвергается предыскажению в линейном четырехполюснике. Однако
назначение и характеристика этого предыскажающего контура отли-
чаются от аналогичного по названию элемента в телефонном стволе.
Для сигнала ип.ц (/) характерны асимметрия и наличие постоянной
составляющей (см. §1.1, 1.2), величина которой может меняться от
строки к строке, если эти строки несут различные фрагменты изобра-
85
жения. В случае, когда одна строка белая, а другая — черная с
белой точкой, изменение постоянной составляющей Д{7П1«0,5 £/р,
где t/p — полный размах сигнала иП ц (i). Если иП ц (/) проходит
через устройство, не пропускающее постоянную составляющую, то
на его выходе разность постоянных составляющих Д{7П2 = 0, и сиг-
налы указанных двух строк соответственно сместятся один отно-
сительно другого на величину Д Д Unl, т. е. полный размах
сигнала увеличивается примерно в 1,5 раза. Если это допустить,
то пришлось бы соответственно увеличить размах частоты Д/, полосу
Д/чм и повысить требования к характеристикам модулятора, детек-
тора и элементов ВЧ тракта. Более простым выходом из положения
является предыскажение спектра иПц (t), при котором уменьшаются
\ ровни низкочастотных компонентов нп,ц (/) (в пределах полосы от
0 до 1,5 МГц). Именно эти составляющие определяют в основном из-
менение среднего значения ип ц (t). Поэтому включение перед модуля-
тором предыскажающего контура (ПК) с соответствующей харак-
теристикой делает сигнал ип.ц (t) практически симметричным. Разу-
меется, для восстановления формы ип.п (t) на приемной стороне
после ЧД следует включить контур (ВК) с обратной частотной харак-
теристикой.
Включение на передаче ПК существенно уменьшает амплитуду
импульсов кадровой синхронизации, основная мощность которых
сосредоточена в области низких частот. Вместе с этим резко умень-
шается уровень переходных помех из видеоканала в каналы ЗС и
ЗВ, что исключает возможность прослушивания в этих каналах
сигналов кадровой синхронизации.
Следует отметить, что с учетом сложной структуры сигнала нп>ц (t)
и особенностей визуального восприятия телевизионных сообщений,
электрические характеристики и нормы на качественные показатели
канала передачи изображения весьма отличаются от характеристик
и норм для других каналов, организуемых на РРЛ.
Приемопередающая аппаратура. Большинство станций РРЛ сос-
тавляют ПРС, которые играют роль активных ретрансляторов.
На всех станциях РРЛ (ПРС, ОРС и УРС) желательно иметь одно-
Рис. 4.9. Упрощенная структурная схема
ППА с прямым усилением иа СВЧ и
преобразованием частоты
типную, унифицированную при-
емопередающую аппаратуру
(ППА), удовлетворяющую требо-
ваниям заданного частотного
плана, причем, поскольку ос-
новной объем ППА сосредоточен
на ПРС, конструктивное выпол-
нение ППА следует ориентиро-
вать прежде всего по ПРС; ППА
выполняет наиболее ответствен-
ные и сложные операции по пер-
вичной обработке и конечному
формированию сигналов, на про-
86
с передачи которых существенно влияет внешняя среда, — в силу
этого целесообразно включить ППА в отдельную систему резервиро-
вания (см. ниже). Вместе с этим следует иметь в виду, что по мере
совершенствования элементной базы принципы построения ППА
изменяются, и в настоящее время используются различные варианты
типовых структурных схем ППА, обладающие определенными досто-
инствами и недостатками.
Перспективный вариант ППА с усилением на СВЧ и преобразо-
ванием частоты показан на рис. 4.9. Схема содержит два усилителя
СВЧ (ycB4j и УсВЧ2) и преобразователь частоты, включающий в
себя генератор (Г) — гетеродин, частота которого /сдв определяет
сдвиг частоты передачи fn относительно частоты приема fnp;
смеситель (Смсдв) и фильтр боковой полосы (ФБП). Модулятор (М),
включенный между Г и Смсдв, играет здесь второстепенную роль:
путем модуляции сигнала гетеродина в ствол вводятся сигналы слу-
жебной связи (СС) и телесигнализации (ТС), необходимые для теле-
обслуживания ПРС (см. ниже). Отметим, что благодаря разнесению
частот и fnp рассмотренный вариант ППА допускает большое уси-
ление. Однако обработка сигналов (усиление, модуляция и демо-
дуляция) непосредственно на СВЧ пока еще вызывает определенные
технические трудности. И если применительно к ПРС эти трудности
в ряде случаев уже удалось преодолеть, то на ОРС и УРС, где требу-
ется модуляция и демодуляция сигналов, приходится пока прибегать
к иным принципам построения ППА, что противоречит требованию
унификации оборудования.
Указанный недостаток исключается в ППА, в которой основная
обработка сигналов производится на промежуточной частоте /п ч.
Этот вариант ППА, получивший в настоящее время наиболее
широкое применение, поясняется рис. 4.10. Номинальные значе-
НИя /п.ч обычно выбираются в соответствии с рекомендациями МККР-
На РРЛ средней и большой емкости /п ч = 70 МГц. В отличие от
схемы на рис. 4.9 прямой тракт (ПТ) ППА на рис. 4.10 а содержит
два преобразователя частоты. Принимаемый сигнал с частотой /цр,
пройдя полосовой фильтр (ПФ), в сместителе приема (Смпр) преобра-
зуется в сигнал с частотой /п.ч. Если ППА установлена на ПРС без
модема, то после усилителя промежуточной частоты приема (УПЧпР)
сигнал /„ ч через клеммы 1—4, соединенные предварительно пере-
мычкой Пь поступает на амплитудный ограничитель (АО) и далее на
усилитель промежуточной частоты передачи (УПЧп) и смеситель
передачи (Смп). Частота гетеродина передачи /г П выбирается такой,
что на выходе Смп сигнал вновь оказывается в диапазоне СВЧ. В
соответствии с частотным планом фильтром боковой полосы (ФБП)
выделяется верхняя или нижняя полоса частот сигнала на выходе
Алт Усиленный в УсВЧ сигнал на частоте передачи fn поступает в
АФ 1 и затем излучается в направлении следующей станции (в систе-
мах малой и средней емкости УсВЧ может отсутствовать).
Назначение АО, включаемых после УПЧПр, — устранение
87
в ЧМ сигнале паразитной амплитудной модуляции. Однако обыч-
но стабилизировать амплитуду сигнала начинают еще до того, как
сигнал попадает на АО. С этой целью ряд каскадов УПЧпр под-
ключают к системе автоматической регулировки усиления (АРУ),
которая уменьшает изменение уровня сигнала на входе АО до величи-
ны + 1 дБ. При этом стабилизируются параметры эквивалентных
реактивностей в АО, изменение которых способно вызвать паразитную
фазовую модуляцию, и повышается эффективность самого АО, так
как характеристика его в общем случае неидеальна. При большом
динамическом диапазоне входного сигнала (в условиях замираний
это вполне реально) АО не может полностью погасить паразитную
амплитудную модуляцию.
На станциях с модемами (ОРС, УРС и части ПРС) используются
такие же блоки приема и передачи, что и в прямом тракте. Но в этом
случае перемычка Пх снимается, а клеммы 1—2 и 4—3 соединяются
перемычками Пг и П3. Принимаемый сигнал после УПЧпр поступа-
ет в приемную часть оконечного оборудования (ОУ) (рис. 4.10, г), где
проходит последовательно преобразования в амплитудном ограни-
чителе (АО), частотном детекторе (ЧД), восстанавливающем контуре
(В К) и групповом усилителе (ГУ) (здесь в качестве примера рассмат-
ривается телефонный ствол). Заметим, что в данном случае функции
ОУ совпадают с функциями ОУ (см. рис. 4.3).
На передающую часть ППА поступают ЧМ сигналы с частотой
/п.ч, сформированные в передающей части ОУ путем последовательного
Рис. 4.10. Упрощенная структурная схема прямого (а), гетеродинного (б, в)
трактов ППА и оконечного оборудования (г)
88
преобразования групповых телефонных сигналов в предыскажающем
контуре (ПК), групповом усилителе (ГУ), частотном модуляторе
(ЧМ) и усилителе промежуточной частоты (УПЧ). С целью увеличе-
ния крутизны модуляционной характеристики и обеспечения её
линейности при широкой полосе частот (до 35...40 МГц) выходного
сигнала частотные модуляторы часто выполняются по двухтактной
схеме. В этом случае сигнал с ГУ модулирует в противофазе частоту
двух генераторов, работающих на частотах 200...300 МГц и подклю-
ченных к смесителю. Сигнал разностной частоты на выходе смеси-
теля должен соответствовать выбранному значению /п.ч.
Очевидно, задаваемое частотным планом (см. § 4. 1) различие в
частотах /пр и /п определяется разностью частот гетеродинов /г цр
и fr п. При построении гетеродинных трактов (ГТ) используются
в основном два варианта: схема с общим гетеродином (рис. 4.10, б)
и схема с отдельными гетеродинами (рис. 4.10, в). В первом случае
сигнал fT п снимается непосредственно с выхода общего гетеродина
(ОГ), а сигнал /ГпР получается путем частотного сдвига сигнала /г.п
(на величину /сдв) с помощью вспомогательного генератора (ВГ),
смесителя сдвига (Смсдв) и фильтра узкой полосы (ФУП).
С учетом того, что частота /пр может быть больше или меньше
/г пр, возможны четыре варианта расстановки частот /пр, /гпр, /г.„
и /п. Но во всех случаях частоты fn отличается от /пр только на вели-
чину /1ДВ. Рассмотрим, например, преобразование частоты на стан-
ции, если /пр /г.пр • При этом /п ч /г пр а /п /пр • С у четом
преобразований в прямом и гетеродинном трактах имеем:
/п = /г-н /д.4" /г.п (/г.пр /пр) - /г п !(/г.п /сдв) /пр]
I пр I / СДВ’
Как видно, /п не зависит от частоты основного гетеродина /гЛ1, а по-
скольку /,..(В <С( /пр, стабильность частоты /п практически опре-
деляется стабильностью частоты /пр. Таким образом, стабильность
/пр и на ПРС автоматически обеспечивается стабильностью fu на
ОРС или УРС. В этом одно из достоинств схемы с общим гетеродином.
Но если, заметим, выходит из строя ОГ, то одновременно нарушается
как прием, так и передача сигналов.
Подобная ситуация исключается во втором варианте гетеродин-
ного тракта, в схеме с отдельными гетеродинами. Но в этом случае
для обеспечения необходимой стабильности /11р и /п приходится при-
менять кварцевые генераторы (ГКВ) (рис. 4.10, в). Гетеродинные
сигналы fr пр и /гП получаются путем умножения частоты сигналов
ГКВ в УмЧ и последующего усиления в УС. Как и в схеме на
Рис. 4.9, в тракт формирования сигнала /г п включается модулятор
ФМ для передачи сигналов СС и ТС.
Заметим, что нестабильность частоты сигналов в гетеродинном
тракте и /ц ч в оконечном оборудовании, которая при ЧМ в принципе
Допустима, отрицательно влияет на уровень переходных помех на
89
выходе каналов. Если, например, /пр -= const, а частота fr пр из-
меняется в пределах + А/, то с такими же сдвигами будет изменять-
ся и /п ч. При этом сигнал /п ч может выходить за Гранины участка
равномерной характеристики ГВЗ УПЧ, что приведет к искажениям
сигнала и увеличению уровня переходных помех, хотя частота Д,
может остаться и без изменения. Аналогично можно объяснить и
необходимость стабилизации частот /пр и fa в тракте СВЧ. Поэтому
в тракты УПЧ часто включают корректоры неравномерности ГВЗ,
а в гетеродинном тракте осуществляют фазовую автоподстройку
частоты (ФАПЧ).
В некоторых случаях, например, на малоканальных технологи-
ческих РРЛ, когда ввод и вывод информации предусматривается на
каждой ПРС, модемы конструктивно входят в состав приемопере-
дающей аппаратуры.
Помехи в каналах и методы их оценки. На передачу сигналов
по РРЛ, как и во всех радиосистемах, влияют помехи внешнего и
внутреннего происхождения. К внешним помехам относятся косми-
ческие и атмосферные шумы, индустриальные помехи и сигналы от
других радиосистем (см. гл. 9). Уровень этих помех обычно удается
свести к минимуму с помощью тех или иных организационных мер
(соответствующий выбор частот, фильтрация мешающих радиосигна-
лов, правильное размещение станций и т п.). Если РРЛ работает в
диапазоне дециметровых или сантиметровых волн, то влиянием ин-
дустриальных помех можно пренебречь.
Особое внимание при организации РРЛ приходится уделять
внутрисистемным помехам. К ним относятся флуктуационные
(тепловые и дробовые) шумы, аппаратурные шумы (пульсации пи-
тающих напряжений, шумы коммутации и др.) и специфические
помехи, обусловленные искажениями широкополосных сигналов при
прохождении через тракты с неидеальными характеристиками. При
многоканальной передаче такие помехи проявляются как переходные.
Для уменьшения влияния флуктуационных шумов (обычно их сво-
дят к тепловым шумам) приходится увеличивать «энергетический по-
тенциал» системы, т.е. увеличивать мощность передатчиков (при не-
которой заданной средней протяженности пролетов), уменьшать
шумовую температуру приемников (например, применением пара-
метрических усилителей на входе приемников), увеличивать коэф-
фициент усиления антенн и т.п. Борьба с аппаратурными шумами
ведется путем совершенствования аппаратуры и порядка ее эксплуа-
тации. Наиболее сложным оказывается снижение уровня третьего
вида внутрисистемных помех, которые в дальнейшем будем называть
переходными. Как отмечалось выше, причин такого рода помех много.
Однако все они связаны с одним и тем же эффектом — искажением
передаваемых сигналов.
Поскольку тракты передачи и приема в РРС обычно содержат
нелинейные устройства, действия указанных выше помех различной
природы, строго говоря, нельзя считать независимыми, т.е. учет
90
влияния этих помех должен проводиться комплексно. Однако
практический интерес представляет случай, когда уровень помех не
высок. При этом можно допустить приближенный расчет, в ходе
которого анализ различных помех будет производиться раздельно
Следуя этой стратегии, будем в дальнейшем, например, при рас-
смотрении влияния тепловых шумов считать характеристики
тракта идеальными, а при рассмотрении одного из видов переходных
помех будем исходить из того, что другие виды переходных помех и
тепловой шум отсутствуют. Такое допущение существенно облег-
чает анализ и обычно не приводит к грубым погрешностям.
Тепловые шумы в телефонных каналах. При передаче по телефон-
ным каналам сигналов в аналоговой форме тепловые шумы накапли-
ваются (суммируются по мощности) по мере прохождения сигнала
через различные элементы тракта от одной станции до другой. Качест-
во телефонного канала (ТФК) принято характеризовать мощностью
помех в точке нулевого относительного уровня сигнала на выходе
ТФК- Эта мощность определяется многими слагаемыми. Ниже будет
рассмотрена методика расчета одного из них—мощности (PaJ)
теплового шума, вносимой в ТФК приемником одной радиорелейной
станции (на пролете с номером I).
Шумовые свойства всех блоков линейной части приемника до АО
(см. рис. 4.10, а) учитываются коэффициентом шума приемника Ш.
При этом эквивалентная полная мощность теплового шума, отнесен-
ная ко входу приемника (при условии согласования его входного со-
противления с сопротивлением эквивалентного источника шума),
/,г.вх = /’т.вых/Км-=^Л,	(4.16)
где k — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура окру-
жающей среды (обычно принимают Т = 290 К); /7,— эффективная
полоса шумов приемника, которая обычно принимается равной ширине
полосы А/П.ч тракта промежуточной частоты; Рт.вых — мощность
шума на выходе линейной части приемника, имеющей коэффициент
усиления по мощности, равный АД. Если принять, что мощность
Рг.вх равномерно распределена в полосе Пэ, то спектральная плот-
ность мощности, выделяемой на сопротивлении 1 Ом,
G}.B1-WBV	(4.17)
Поскольку приемники на РРЛ работают на частотах f( Д> Пэ, эквива-
лентное шумовое напряжение uT.BX (t) на входе приемника можно рас-
сматривать как узкополосный случайный процесс, который можно пред-
ставить в виде
“т.вх	(/) cos [ыс/-'.-(р (i)J,	(4.18)
где (7Т.ВХ (/) и ср (/) — медленно меняющиеся случайные амплитуда
и фаза процесса uT.BX (t).
Уровень шума на выходе ЧД зависит от уровня сигнала на входе
приемника. Следовательно, чтобы оценить Ртг, на входе приемника
91
Рис 4.11 Векторное (а) и спектральное (б, в) представления сигнала и тепло-
вого шума на входе (а, б) и выходе (в) приемника
необходимо предусмотреть некоторый сигнал ис (t). В качестве такого
сигнала удобно взять гармоническое колебание с частотой fc, т. е. при-
нять
ис (f) — Uc cos <ц. t.	(4.19)
В этом случае в соответствии с (4.7) и (4.8) при <ос = со0 переменная со-
ставляющая сигнала на выходе ЧД будет представлена только шумом.
На рис. 4.11, а представлена векторная диаграмма, из которой вид-
но, что в результате сложения случайного вектора шума U.r.BX(/), отоб-
ражающего нт.вх (/), с вектором сигнала Uc, отображающим ис (t),
образуется случайный вектор U2(/), отображающий суммарный сигнал
(/) «,.(/) 4-м.,. вх	(/) cos [со,	.	(4.20)
Из (4.20) и векторной диаграммы следует, что в результате действия
теплового шума полезный сигнал в приемнике приобретает паразит-
ную амплитудную (AM) и фазовую (ФМ) модуляцию. Как отмечалось
выше, паразитная AM обычно устраняется с помощью АО. Влияние же
паразитной ФМ, обусловленной случайным изменением фазы ф (/) сиг-
нала (t), может быть уменьшено только увеличением энергетическо-
го потенциала системы. Из векторной диаграммы следует, что девиация
фазы ф (0 непосредственно зависит от величины модулей Uc и UT.BX(4.
Предположим, что рассматриваемый приемник установлен на ОРС
(УРС). В этом случае после АО включен частотный детектор (ЧД). С
учетом действия АО сигнал на входе ЧД
«вх. ЧД (/) = COS [<ОС Z —- ф (/)],
где (70Г — уровень ограничения в АО (см. рис. 4.11, а). В соответствии
с (4.7) и (4.8) сигнал на выходе ЧД
«вых. чд (0 = Дчд ^Ф (0/<#=-ит.вых (/),	(4.21)
92
где вых (0 — напряжение теплового шума на выходе ЧД (как отме
чалосьГнапряжение сигнала на выходе ЧД равно нулю, поскольку сиг-
нал на’входе приемника выбран немодулированным).
В силу независимости действия тепловых шумов в различных участ-
ках линейного тракта (ЛТ) РРЛ, дисперсия случайной величины ф (0
растет пропорционально тому, как увеличивается суммарная мощность
шумов элементов ЛТ РРЛ, через которые последовательно проходит
сигнал. Оператор в (4.21) — линейный. Поэтому он позволяет опреде-
лить напряжение шума, вносимое как отдельным Пр, так и любой ча-
стью или всем ЛТ РРЛ. При этом будут лишь меняться дисперсия и
«содержание» ф (0. Будем далее полагать, что иТ1ВЫХ (0 в (4.21) соот-
ветствует шуму, создаваемому одним приемником. Чтобы определить
при этом, какова доля общей мощности теплового шума приходится на
один ТФК, необходимо найти энергетический спектр цг вых (0, а пред-
варительно— энергетический спектр процесса ф (0 (см. (4.21).). Из
рис. 4.11, а видно, что
Ф (0 = arctg [Пт,орт (0/([/с + (7Т.СИН (0)],	(4.22)
где (/т.си11 (0 и UT орт (0 — сопряженные по Гильберту синфазная
(с сигналом ис (0) и ортогональная составляющие процесса нт.вх (0,
имеющие одинаковые энергетические спектры. При этом из рис. 4.11, а
следует
^т.син (О = ^г.вх (0 cos ф (0.	(4.23)
Очевидно, (4.23) является частным случаем (4.18), когда сос = 0.
Это означает, что энергетические спектры процессов цт вх (0 и
^т.син (0 (а следовательно, и £/т.орт (0) отличаются только сдвигом
по частоте — см. энергетические спектры GT вх и G'T.opT на рис. 4.11, б.
Реальный спектр Пт.орт (0 в области положительных частот занимает
полосу 77э/2 и имеет спектральную плотность
^т.орт — 2GT_ орт 2GTljX.	(4.24)
Практический интерес представляет случай, когда средняя мощ-
ность шума Рт.вх на входе Пр i-ro пролета существенно меньше сред-
ней мощности сигнала Рс вх г = Uc/2RBX. При этом из (4.22) следует,
что .
Ф (0 « arctg (Пт.орт (0/СД) « П,ор1 (0/Пс.	(4.25)
С учетом (4.25), (4.24) и (4.17) получаем спектральную плотность G^
процесса ф (0 в полосе от 0 до Пэ/2 в виде
G^ = 2GT.BX/Uc2=2feT^BX/[/e2=feTm/Pc.BX(. '	(4.26)
С Учетом (4.21), теоремы о спектре производной случайного процесса
и (4.26) энергетический спектр процесса нвых. чд (0 = «т.вых (0 оп-
ределяется выражением
вых. чд (F) = КДд Ш№/Рс.вх0 С F С Лэ/2.	(4.27)
93
Этот энергетический спектр показан на рис 4 11, в Отметим, что спект-
ральная плотность мощности теплового шума на выходе ЧД растет
пропорционально квадрату частоты. Если несущее колебание модули-
руется по частоте групповым телефонным сообщением, то на выходе ЧД
это сообщение окажется внутри полосы от 0 до Пэ/2. При этом невзве-
шенная мощность шумов (см. § 1 1), приходящаяся на к-й ТФК со
средней частотой Fh и полосой AFh <К FK, в пределах которой
G, вых ЧД (F) « G, вых чд (FK) = const,
Gt.hux, чд (F) dF « Gt. вых. ЧД (FK) AFK/7?BbI
~ K^kTllJ &FKF*/RB^PLB
(4.28)
где RBblx - сопротивление на выходе ЧД, на котором выделяется
мощность Рт.и В ТФК обычно нормируется псофометрическая мощ-
ность тепловых шумов Причем эта мощность оценивается в точке с
нулевым относительным уровнем, в которой средняя мощность
измерительного сигнала Ризм -= £/„.,м/Явых = 109 пВт 0, где(/изм —
эффективное напряжение измерительного сигнала на сопротивлении
1 Ом Этому напряжению должна соответствовать определенная для
данной системы эффективная девиация частоты на канал AfK, связан-
ная с (/изм соотношением (/изм — Кчд А/к Отсюда
КчД— И изм/АД
(4.29)
Заменяя в (4.28) Кчд согласно (4.29) и учитывая, что UB3jRBiAX
- ^изм - Ю9 нВт 0, получаем псофометрическую мощность тепловых
шумов в ТФК с номером к в виде
Ртг -= 109 W7Z/AFK к?, уъ к (FK/AfK)2/Pc вХ г> пВтО,
(4.30)
1де кроме величин, входящих в (4.28) и (4.29), включены еще псофо-
метрический коэффициент равный для каналов ТЧ 0,56, и коэф-
фициент ув.к, учитывающий изменение мощности тепловых шумов в
ТФК, обусловленное включением после ЧД восстанавливающего кон-
тура. Значение ув.к для любого ТФК можно найти по графику на
рис 4 8, отложив на оси абсцисс величину отношения средней частоты
канала FK к верхней частоте в групповом спектре FB.
Отметим, что (4.30) определяет псофометрическую мощность тепло-
вою шума, который образуется на выходе ТФК за счет линейного трак-
та лишь одного приемника РРЛ — приемника на t-м пролете.
Тепловые шумы в каналах телевизионного ствола. Согласно реко-
мендациям МККР качество каналов изображения, звукового сопро-
вождения и звукового вещания в ТВ стволах РРЛ оценивается отноше-
нием сигнал-шум, определяемым по соответствующим формулам (при
этом обычно учитывают только тепловые шумы). Вывод этих формул
для указанных каналов производится практически по общей мето-
дике: с помощью выражения для мощности теплового шума в канале
94
находится эффективное напряжение этого шума, которое затем сопо-
ставляется в заданной точке тракта с нормируемой величиной полез-
ного сигнала
Рассмотрим, например, как получается выражение для отношения
сигнал-шум в канале изображения. Заметим, что с учетом унификации
приемопередающей аппаратуры основные источники тепловых шумов в
ТФ и ТВ стволах могут считаться одинаковыми, а принципы расчета
мощности шумов на выходе ТФ каналов можно полностью распростра-
нить и на канал изображения В частности, невзвешенная мощность
теплового шума на выходе ЧД (Рт Н!), вносимая в канал изображения
приемником на пролете с номером г, находится аналогично (4 28) с
учетом (4 27)’
I г”	КЬпкТШ
Р. н , - f GT вых чд (F) dF - —----------- С F2- dF
А ВЫХ J	ВВЫХ ' ( Н\ I i
о	о
- ^wfeTZZ/F’/(3/?BbIXPCHX1),	(4 31)
1де FB— верхняя частота в спектре сигнала изображения (FB
- 6 МГц) Так как квадрат эффективного напряжения шума U* н
- FT в /?вых, то с учетом (4.31)
Uh,- kTIUF^3Pc вх ,.	(4.32)
Следует иметь в виду, что, как и в случае ТФК. <- ростом числа ис-
точников теплового шума на РРЛ увеличиваются мощность шума
Рт и на выходе ЧД и соответственно квадрат эффективного напряже-
ния Дти- Если, например, в расчет принимаются тепловые шумы
создаваемые линейными трактами приемников на п пролетах, гетеро-
динами и m модемами, то
ртн	и , + пРт г + тРт м,	(4 33)
z-=i
где Р, г и Рт м — мощности тепловых шумов, создаваемых cooibctct-
венно гетеродинными трактами приемопередатчиков и модемами Обыч-
но Fr г 3	5 пВт, а Рт VI 25	50 пВт
Для видеоканалов нормируется квадрат отношения размаха сиг-
нала изображения Uv «0,7 Ua ц, где [/пц — размах полного ТВ сиг-
нала, к визометрическому напряжению шума U г, т е U^IU* (или об-
ратное отношение) При этом UT kbUt н, где кР — визометриче-
ский коэффициент (см § 1 1) На выходе ЧД Up Кч д где
Vp — размах частоты, соответствующий Uv (Afv «5,6 МГц), откуда
*чд Up'Afp Таким образом, с учетом (4 32)
Uy,	kTLU^-FB lF V
~ ——2----------ДвД ,	(4.34)
Uv 3ДД Pe	1,5РС вх г I Af /
где g МГц — размах частоты, соответшвующий £/ц ц.
95
Можно показать, что при организации в ТВ стволах каналов ЗС
и ЗВ, сигналы которых и3 с (/) и и3.в(() образуются в результате ЧМ,
соответствующей поднесущей частоты Fa, квадрат отношения шум-
сигнал на выходе звукового канала
(UTjUc)2-=2kTIIlFlM к2в F’/3PC.BX . AF^.M Aft,
где Ь'т-; — псофометрическое напряжение теплового шума, вносимо-
го приемником на пролете с номером i; Uc — «максимальное» напря-
жение звукового сигнала; F3M — максимальная частота звукового
сигнала, равная для каналов первого класса 104 Гц; кп 3 — псофомет-
рический коэффициент, равный для звуковых каналов с треугольным
спектром шума 1,6; AFn.M — максимальная девиация поднесущей час-
тоты Fn, Гц; Aft— эффективная девиация несущей частоты ствола,
создаваемая и(/) или и3 в (/), Гц; остальные обозначения соответ-
ствуют (4.34).
Заметим, что уровень теплового шума в каналах ЗС и ЗВ обычно
существенно меньше уровня переходных помех, который оценивают
экспериментально.
Как отмечалось выше, при передаче ТВ сигналов обычно применяют
предыскажающие (ПК) и восстанавливающие (ВК) контуры. Характе-
ристики этих контуров взаимно обратны. Поэтому ПК и ВК в совокуп-
ности не изменяют форму полезного сигнала «п ц (/). Характеристика
визометрического фильтра (см. § 1.1), учитываемая в (4.34) коэффици-
ентом ftB, такова, что наиболее мощные ВЧ составляющие шума на вы-
ходе ЧД (см. рис. 4.11, в) в значительной мере подавляются. При этом
распределение по частотам оставшейся части мощности шума оказыва-
ется таким, что ВК, характеристика которого имеет подъем в области
НЧ и завал в области ВЧ, практически не изменяет суммарной визо-
метрической мощности шума (поскольку визометрический и восстанав-
ливающий фильтры относятся к линейным цепям, учет их действия мож-
но проводить и в обратном порядке). Таким образом, и в случае пре-
дыскажения ТВ сигнала для оценки отношения шум-сигнал можно без
изменения использовать выражение (4.34).
Необходимо отметить, что шум в ТФ и ТВ каналах РРЛ представля-
ет собой типичный пример нестационарных случайных процессов. При-
чиной тому являются замирания, характер которых случайно меняется
во времени. При этом Рс вх г. а следовательно, Ртг и U2JUP (см. 4.30 и
4.34) становятся случайными функциями времени: Рс вх г (/), Ртг (0
и (t)/U2p.
Переходные помехи, вносимые в ТФК групповым трактом. Из кур-
са теории нелинейных электрических цепей известно, что если сигнал,
состоящий из ряда гармонических колебаний с частотами F1T F2,...,
Fn, воздействует на устройство с нелинейной амплитудной характе-
ристикой, то на выходе его кроме исходных образуются колебания с
новыми частотами — комбинационными и гармониками, которые мо- 
гут оказаться как за пределами, так и внутри полосы AF = FB — FH. |
В последнем случае, если в качестве входного рассматривать группо- |
96
вое сообщение цгр (t) в системе с ЧРК, новые частотные образования
играют роль переходных помех: в одни частотные каналы попадают
сигналы, являющиеся результатом искажения сигналов в других кана-
лах.
Как известно, признак широкополосного сигнала:
AF = FB-FH>Fcp,	(4-35)
где FB, FH и Fcp — соответственно верхняя, нижняя и средняя часто-
ты спектра сигнала. Многоканальное сообщение игр (t) в групповом
тракте обычно является широкополосным. Например, если число
каналов N = 720, то AF = 3340 — 300 = 3040 кГц > Fcp =
= (3340+300)72 == 1820 кГц. Поэтому в случае нелинейного преобразо-
вания игр (/) в телефонных каналах образуются переходные помехи.
Предположим, что urp (7) подается на групповой усилитель (ГУ)
с амплитудной характеристикой
ивых = а1 ивх + а2 ывх + ... +«п ^вх,	(4.36)
гдеаъ а2, ..., ап — коэффициенты аппроксимации нелинейной характе-
ристики. Допустим, что членами полинома, начиная с 4-го, ввиду их
малости можно пренебречь. Тогда продукт нелинейных искажений
Анвых (0 ==а2 «вх (t) + a3 u|x (/).
(4.37)
Первое и второе слагаемые в (4.37) называют соответственно продук-
тами искажений 2-го и 3-го порядков.
Будем считать, что игр (/) = zzBX (/) представляет собой нормаль-
ный стационарный случайный процесс с равномерным в полосе AF энер-
гетическим спектром (см. рис. 2.7). При этом корреляционная функция
продуктов нелинейности 2-го и 3-го порядков
оо оо
Д. (t) = j J + 1/2 + аз и3) (а2 и* +азих) ^2 («, «т, т) dudux, (4.38)
о о
где и = ивх (/), их = ивх (t + т) (с учетом стационарности значение
t здесь не играет никакой роли), а двумерная плотность вероятности
для нормального процесса
W2(u, их, т) =--------  —
2ла2	—/?2 (т)
u2 Ч-и2—27? (т) иих
2о2 (I-/?2 (т))	)
где о2 = В (0) — дисперсия процесса ивх (/) с корреляционной функ-
цией В (т), /?(т) = В (х)/В (0) — коэффициент корреляции. Разделение
переменных в (4.38) после подстановки (и, их, т) в виде (4.39) вы-
зывает серьезные математические затруднения. Для получения Вг (т)
в явном виде используют разложение Ц72 (и, их, т), по ортогональным
полиномам или применяют характеристические функции [12]. При этом
4
Зак. 131
97
можно показать, что новые частоты (некогерентный продукт нели-
нейности) образуются за счет части В,. (т), определяемой выражением
В* (т) = 2а2 В2 (т) + 6а3 В3 (т).	(4.40)
Применив к (4.40) преобразование Фурье, можно найти энергетиче-
ский спектр продуктов нелинейности:
Gr
Л
оо	оо
2а2 В2 (т) cos йт(1г-4- 6а2 В3 (т) cos Йт(1т
о	о
(4.41)
Процесс интегрирования в (4.41) облегчается, если использовать
теорему о свертках, согласно которой распределение мощности продук-
тов перемножений двух функций может быть описано соотношением
оо	оо
f N (0 А (0 e~!Qidt — J- f g} (X) g2 (Й — x) dx,
J	2n J
—00	—00
(4.42)
где (0, f2 (t) — некоторые функции времени, a (Й), g2 (Й) — соот-
ветствующие им спектральные плотности, т. е. gli2 (й) -=
— ] fi,2 (0 &~’at dt. Если принять, что ft (t) f2 (t) = В (т), а
g, (й) -= g2 (й) - n(d (й), то энергетический спектр Gr2 (й) некогерент-
ных продуктов 2-го порядка, определяемых первым слагаемым в (4.41),
с учетом (4.42) можно представить в следующем виде:
Gr2 (Й) = —°2 f В2 (т) cos QtJt = -2°г f В2 (т) е _'QT dx =
л J	л J
0	— оо
оо
= а2 j" G (х) G (Й — х) dx,
— оо
где G (й) — энергетический спектр сигнала ивх ft). Аналогично, при-
меняя дважды теорему о свертках, можно получить энергетический
спектр Gr3 (й) некогерентных продуктов 3-го порядка:
Gr8(Q) = -^-
л
оо	оо
J В2 (т) В (т) dx = 3al J Gr2 (х) G (й — x)dx.
— 00	—00
Для удобства расчетов спектральные плотности Gr2 (Й) и Gr3 (й), учи-
тываемые в полосе AF = FB — FH многоканального сообщения (см.
рис. 2.7), выражают через безразмерные функции у2 (о) и г/3(о), где
о = (F — Eh)/(Fb — FH), a F — некоторая частота в групповом спект-
ре. При этом с учетом сопряженных спектров (на отрицательных часто-
тах) и того, что G (й) = В (0)/(йв — Йн) (так как по условию G (й) —
98
равномерный в пределах полосы Ай = Йв — Йн энергетический
спектр), (4,41) преобразуется к виду
Gr (Й) = 2а2У-2 (а) +	г/3 (о),	(4.43)
где
. х ( Р— 2	\ л	Р~2
У*	J при 0 < о <	,
9гм=ф(<> —fb) np«-~<»<i;
Уз (°) = vfl +2а(1~°)1 ПРИ 0<о< 1,
О
, .	3 /р—3	V	п Р—з
(а) = — -----а при 0 < о С —---
’ 8 I ₽—1	/	р—1
1 /	2	\2	2
у„ (о) = — о----) при -----< о < 1;
'3 v ’	8 \	р-1/ Р- 1
Р-ад,-
Графики функций у2 (о) и у3 (а) для различных значений Р приведены
на рис. 4.12, а, б.
Как и в случае тепловых шумов, для нахождения невзвешенной
мощности переходных помех Рпг.н, вносимых в к-й ТФК со средней
частотой FK и полосой AFK, надо проинтегрировать Gr(Q) в пределах от
FK — AFK/2 до FK + AFK/2. Так как AFK AF, можно по аналогии с
(4.28) считать, что спектральная плотность в указанной полосе частот
будет постоянна, а значения у2 (ст) и Уз (°) соответствуют стк —
- (FK — FH)/(FB — Fn). Переходя в (4.43) к частотам в Гц и учиты-
Рис. 4.12. Графики зависимо-
стей уг(о), у3(о), а2(о) и
а3(о)
4
99
вая, что В (0) = Ul = Рср R, где R — сопротивление нагрузки, на
которой выделяется сигнал ивх (z) = ыгр (7) со средней мощностью Rcp,
Рп.г.„ = -Р ч Р*ср R2 у2 (ок) + 6а$ Р?р R® у3 (ак)].
#вых (fB — Fh)
Обычно коэффициенты аппроксимации а2 и а3 неизвестны, но из-
вестны коэффициенты гармоник К2и и K3w или связанные с ними зату-
хания нелинейности по второй и третьей гармоникам Ь2и и Ь3и в деци-
белах, измеренные по сигналу uBX (t) = (/изм cos Q.t со средней мощ-
ностью
Ризм = t/изм /2R = Uf/R = 1 мВт;
62и = 201g (1 )Кгк) и Ь3п = 20 1g (1 /К3и),
где К2и = U2q IUq и К3н = U3qIUq, а амплитуды второй, третьей и
первой гармоник на выходе нелинейного устройства с учетом (4,36)
— я2 i/H3M/2, (7за = а3 (7изм/4 и UQ = ciiUHaM.
Примем аг = 1. Тогда
К2и=-а2(/изм/2 и /С3и = а3 ПизМ/4.	.	(4.44)
С учетом (4.44)
al = 47С|И/^ЗМ = 2KIJUI = 2К1„/РИЗМ RBbIX
и
«1= 16W^3M =4RL/[/f = 4/ШР*зм Я*ых.
Подставляя эти коэффициенты в выражение для Рп.т.н и принимая,
что RBbIX — R и Ризм = 1 мВт, а также учитывая влияние псофомет-
рического фильтра и предыскажений, получим формулу для расчета
вносимой в /с-й ТФК псофометрической (т. е. взвешенной) мощности
переходных помех относительно мощности измерительного сигнала
Ризм = 109пВт0 в виде
ДГ„
Рп.г = 10” —[4Р2р Кк у2 К) (ак) +
fB~fH
+ 24РсР Кзи Уз (°,,-) аз (°к)Ь пВт °.	(4-45^
где «п = 0,56 — псофометрический коэффициент, а2 (ок) и а3 (ок) —
поправочные коэффициенты, учитывающие перераспределение помех в
групповом спектре при введении предыскажений; графики изменения
этих коэффициентов показаны на рис. 4.12, в.
Переходные помехи из-за неидеальности ВЧ тракта. Сигнал на вы-
ходе частотного модулятора является узкополосным, так как условие
(4.35) не выполняется даже при модуляции по промежуточной частоте
(/п.ч = 70 мГц). Поэтому некогерентные продукты нелинейности ам-
плитудных характеристик элементов ВЧ тракта (например, АО) ока-
зываются за пределами полосы сигнала и не приводитят к переходным
помехам. Влияние ВЧ тракта на образование переходных помех после
100
ЧД проявляется как вторичный эффект искажения спектра ЧМ сиг-
нала. Эти искажения могут быть вызваны как неравномерностью харак-
теристик амплитудно-частотных (АЧХ) и группового времени запазды-
вания (ГВЗ) элементов ВЧ тракта,так и сложением одного ЧМ сигнала
с другими, возникающими вследствие многолучевости распростране-
ния, а также из-за несогласованности АФТ и воздействия других ство-
лов или систем. В последнем случае возникают задачи, решаемые в
плане ЭМС систем (см. гл. 9).
Отклик ЧД на входной ЧМ сигнал нцм (0 удобно находить, исполь-
зуя не спектральное, а временное представление «чм (0- Искажения
спектра ичм (О в ВЧ тракте с временной точки зрения выражаются в
том, что полезный ЧМ сигнал приобретает паразитную амплитудную и
фазовую модуляцию.
Предположим, что ЧМ сигнал проходит в ВЧ тракте через некото-
рый реальный линейный четырехполюсник (например, фильтр или ка-
скад УПЧ) с нелинейной ФЧХ ф (й). Будем считать (и это часто имеет
место на практике), что полоса прозрачности Д/чм четырехполюсника
превосходит верхнюю частоту FB сигнала игр (/) настолько, что дли-
тельность переходного процесса в четырехполюснике много меньше пе-
риода колебания с частотой FB (обычно достаточно, чтобы Д/чм =
= (6 ... 8) FB). В этом случае мгновенная частота на выходе четырехпо-
люсника почти не отличается от мгновенной частоты на его входе и
можно применить так называемое квазистационарное приближение,
допускающее, в частности, использование статической ФЧХ вместо
динамической. Примем, что характеристика <р (й) может быть аппро-
ксимирована полиномом 3-й степени:
Ф (й) = Ьг й + Ь2 йl 2 + Ь3 й3,
(4.46)
где Й = ® — ®0 Если на входе рассматриваемого четырехполюсника
действует ЧМ сигнал
Г	4
«чм (О = ио cos ®0 14- А®э f g (Zj) dtx
с частотой со (/) = ®0 + А®3£ (f) = ®0 + Д® (z), то выходное напря-
жение
«чмв (() = U0 К [А® (/)] cos со01 + A®3 f 5 (Zi) dti + ф [Д<ю (/)] , (4.47)
Se %	~ К (й) — модуль коэффициента передачи четырехполюс-
Предположим теперь, что «чм (/) поступает на идеальный ЧД.
l	ivuvjyo, mu ичм uuuipiaci nd идсалоньт
Югда с учетом (4.7), (4.46) и (4.47)
«чд (t) = Ачд Д<вэ | (/) + /Счд ^ф [A® (t)]fdt = А"чд [Д®э 5 (0 +
+ Ь. Д®з dl (f)/dt] + /СЧд d [b2 А®2 ? (i) + b3 A®3 (f)]/dt.	(4.48)
101
Как известно, линейная ФЧХ не нарушает соотношений между состав-
ляющими в фазовом спектре и, следовательно, не изменяет форму
сигнала. Поэтому слагаемые в первой квадратной скобке в (4.48) мо-
гут не учитываться при исследовании продуктов искажений ЧМ сиг-
нала в ВЧ тракте. Оставшуюся часть напряжения на выходе ЧД
Аичд (0, определяемую вторым и третьим членами полинома (4.46),
преобразуем с учетом соотношений £ (t) — ивх (f)/U3 и Кщл = &f3lUa>
которые соответствуют (4.5) и (4.2). При этом получим
d Г	Л<о?
А«ЧД (0 = КчД М «вх (0 + Ь3 - «вх (0 =
= Лчд	1Ь2 Кч!Л и2вх (0 + Ь3 Кчм и3вх (0] =
at
= Кчд-^-kuB2x(0 + c3UB3x(01,	(4.49)
at [
где
с2 = Ь2Кчм., с3 = Ь3Лчм	(4.50)
•— некоторые постоянные коэффициенты.
Выражение в квадратных скобках (4.49) аналогично (4.37). По-
этому для нахождения энергетического спектра продуктов нелиней-
ности ФЧХ можно воспользоваться (с учетом новых коэффициентов
с2 и с3) формулой (4.43) и теоремой о спектре производной. Далее мож-
но определить мощность переходных помех, приходящуюся на лю-
бой ТФК.
На практике оценку нелинейности ФЧХ обычно сводят к оценке не-
равномерности характеристики тгр (£0 — группового времени запазды-
вания. Если ФЧХ соответствует (4.46), то
тгр (Q) -dq> (Q)/dQ - b] + 2b2Й + ЗЬ3 Й2.	(4.51)
Предположим, что (4.51) описывает характеристику ГВЗ в преде-
лах полосы от w0 — А® Д° ®о + Aw. Тогда при отклонении частоты
ЧМ сигнала от w0 на + Дю время запаздывания изменится от на
Ат+= 2Ь2 А® +ЗЬ3 Аи2,	(4.52)
а при отклонении на —Aw
Дт_ = —2b2 Aw + З&3 Aw2.	(4.53)
Поочередно складывая и вычитая (4.52) и (4.53), получаем
Ат+ + Дт_ = 6/>3 Aw2,	(4.54)
Лт+—Ат_ = 4/>2А®.	(4.55)
Обозначим
у2 = (Дт+—At_)/2Aw, у3 = (Дт++ At_)/2Aw2.	(4.56)
Заметим, что коэффициенты у2 и у3 могут быть определены по характе-
ристике ГВЗ, полученной расчетным путем или экспериментально.
102
с учетом (4.56) коэффициенты Ь2 и Ь3 в (4.54) и (4.55) и, следовательно,
с2 и с3 в (4.50) можно выразить через у2 и у3:
у2/2, Ь3 = у3/3, с2 = у2.Кчм/2, с3 = у3Кчм/3.	(4.57}
Используя (4.49), (4.43), (4.57) и теорему о спектре производной [12],
получаем энергетический спектр Gtp (F) продуктов нелинейности ФЧХ
в виде (при этом осуществлен переход к частотам в Гц):
(F) = №чд (2лГ)г Ы у2 (о) + у3 (о)] =
* 4	ZXr	Л г	J
7ЦД (2л/7)2
FB-FB
1	9
4- «4м В2 (0) Уг (О) + 4 К^м в3 (0) Уз (О)
2.	о
Учтем, что в соответствии с (4.2) и (4.13)
Кчм = Л/э//р4 Д/:Ж = Рср=В(0).
(4.58)
(4.59)
Методика перехода от энергетического спектра (F) к псофометри-
ческой мощности переходных помех РПф на выходе ТФК с номером k
аналогична тому, как в случае тепловых шумов был осуществлен пере-
ход от (4.27) к (4.30). После преобразования (4.58) с учетом (4.29) и
(4.59) и интегрирования Оф (F) в пределах от FK — AFK/2 до FK 4-
+ AFK/2 можно получить:
к2 Г 1
Впф = 108 —-JL. (2nFK)2 -I- у! Р2р у2 (ок) а2 (ак) +
^в—FH	2
о
+ — Уз Д«3Р F3 (Ок) а3 (oj , пВтО,
(4.60)
где, кроме уг и у3, использованы те же обозначения, что и в (4.45).
Из (4.60) видно, что мощность переходных помех максимальна в
верхнем ТФК. Поэтому с ростом числа каналов необходимы меры, по-
зволяющие уменьшить влияние нелинейности ФЧХ. С этой целью в
радиорелейной аппаратуре включают корректоры ГВЗ.
Перейдем теперь к рассмотрению переходных помех интерференци-
онного происхождения. Наиболее характерным вариантом интерфе-
ренции, для РРЛ является случай, при котором основной сигнал
иос и (0 складывается с одним или двумя отраженными сигналами
“от р (0 от поверхности Земли и неоднородностей тропосферы (в точ-
ках О, и О2) на пролете между соседними станциями (см. рис. 4.13).
Кроме этого отраженные сигналы появляются в результате недоста-
точного согласования элементов АФТ (в точках А', В') передающей
или приемной станции Ст,. В любом случае длина пути иотр (t) пре-
восходит путь w0CH (/);
3/?о>#6, Р1 + Р2>/?(), Ri+R'2>R0.
103
Рис. 4.13. Иллюстрация
некоторых вариантов ин-
терференции радиоволн
иа РРЛ
При этом соответственно меняется и время распространения этих сиг-
налов:
Ro	3R; Ro _	Rj + R2	__ R't+R;
То — ——	— —— Тл — —— Yi — —— —— , То —	1	1
сй	С'й	Со	Со	с0
где Со и Со — скорости распространения радиоволн в фидерном тракте
и на пролете. Если иосн (t) — гармонический сигнал с частотой ®0,
то в результате интерференции получится суммарное колебание с той
же частотой, но фаза его будет определяться амплитудами, а также вре-
менем распространения иотр (t) и u0CH (t) и фазами коэффициентов
отражения в соответствующих точках. Например, если учитывать толь-
ко отражения в АФТ, то согласно правилу сложения синусоидальных
величин и рис. 4.13 фаза суммарного сигнала в точке В'
Ц)В, = arctg ^осн S‘n Ф°сн~^ ^отр sin фотр	(4.61)
осн cos ФоСиГ ^отр cos фогр
где
п и ”^о. и 11 -рз*о
^оен — е , ^отр — е Г, 1~2у
(4.61а)
Фосн=®о (' —го) + <ра; Фотр=“о (t— Зтб) + Qi + б2+ф0;
t/0CH и t/отр — амплитуды основной и отраженной волн в точке В';
U-а —• амплитуда сигнала на выходе передатчика; р — постоянная за-
тухания линии (затухание, в дБ/8,68, на единицу длины); гх, г2 и 0ц
9а — модули и фазы коэффициентов отражения в точках В' и А';
Фо— начальная фаза. Соотношения, аналогичные (4.61), можно запи-
сать и для фазы суммарного сигнала на входе приемной антенны
(в точке В).
Из (4.61) следует, что зависимость фв< от частоты передатчика ®
нелинейная. Таким образом, вследствие интерференции радиоволн фа-
зочастотные характеристики как АФТ, так и участка АВ на пролете,
оказываются нелинейными. Причем, поскольку условия передачи на
104
трассе случайно изменяются (меняются R\ и R'2, г, £/отр и т. д.), слу-
чайным оказывается и характер нелинейности ФЧХ. Однако в этом
случае можно ориентироваться на некоторые усредненные значения
коэффициентов, аппроксимации bu Ь2, Ьп (см. (4.46)).
Для расчета мощности переходных помех, обусловленных интер-
ференцией радиоволн на том или ином участке ВЧ тракта, можно, в
частности, воспользоваться методикой, на основе которой получено
соотношение (4.60). Но при этом надо предварительно определить ус-
редненные значения амплитуд U, и фаз <рг (i = 1,2,..., л) всех п интер-
ферирующих сигналов, влиянием которых нельзя пренебрегать. Если
указанные сведения получены как для средних, так и для крайних час-
тот о»; в полосе Асочм ЧМ сигнала, то можно рассчитать усредненную
ФЧХ (й) данного участка ВЧ тракта и далее по аналогии с (4.60) —
мощность переходных помех, вносимых в ТФК.
Покажем, как можно определить аналитическое выражение иско-
мой ФЧХ, если ориентироваться на аппроксимацию в форме (4.46).
В этом случае для нахождения неизвестных коэффициентов blt b2 и
Ь3 достаточно, используя (4.61, а), найти Ui и <рг для трех значений
частоты в полосе Л®чм —	®2 и со3. На каждой частоте со/ (/ =
= 1, 2, 3) фаза суммарного сигнала
<Р/ = arctg
Определив значения <рг, <р2 и ср 3, подставим их в левые части уравне-
ний:
срг = Ь. йг + b2 й? + Ь3 й ?;
<р2 = й2 Ь2 й2 + b3 й*.
Фз = £>! й3 + Ь3 Й| + Ь3 йз,
где й/ = ®/ — и0; / = 1, 2, 3; соо—средняя частота в спектре сигнала.
Решив указанную систему уравнений, найдем искомые значения коэф-
фициентов blt b2 и Ь3.
Отметим, что даже приближенный расчет мощности переходных по-
мех интерференционного происхождения наталкивается на значи-
тельные математические трудности. Рассмотрим в качестве примера не-
которые этапы вывода расчетной формулы для мощности переходных
помех, обусловленных лишь одним запаздывающим сигналом, возник-
шим из-за несогласованности на концах передающего фидерного трак-
та. В этом случае можно считать, что на входе приемника действует
суммарный ЧМ сигнал
«2 (0 = U0 cos [соо t + Люэ S (/)] + Uu е~~2Р/?01\ r2 X
X cos (®0 (t —2то) + Дсоэ S (/—2то) + 0j + 021,
t
где S (t) = f g (^) y0 — амплитуда основного сигнала, а осталь-
ные обозначения соответствуют (4.61, а).
п	\ I п
2 Ut'j sin <р;>/ / 2 t/f,/C0S<Pi,/
i= 1	JI 1 = 1
105
Если в выражении для дважды отраженного сигнала к аргументу
косинуса прибавить величину I А<оэ 5 (t) — А<оэА (/)], то (t) све-
дется к виду la cosx 4 b cos (х — г/)]:
и2 (/) = t/0 cos [О)о t 4 Аоц S (01 4 Un е ~2₽/?0 t\ r2 X
X cos {[и01 + Aw ( S (01 —[0 + Дох, S (0 — А(оэ S (t -2x6)]},
где 0==2wox6—01—02-
После тригонометрических преобразований получим
и? (t) = L/o VA2 (t) + В2 (t) cos [ю01 + А(ОЭ S (t) —Ф (£)],
где Ф (t) = arctg [В (Z)/A (f)],
A(t) - 1 + e 23Л° z-j r2cos{0 +Aws [S(t)~S (t— 2x6)]},
В (0 _= e~2p*° r. r2 sin {0 + Асоэ [S (0 —S (t -2x0)]}.
Так как модули коэффициентов отражения в АФТ обычно доста-
точно малы, т. е. г^2	1, то амплитуда суммарного колебания прибли-
зительно равна Uо (и ее изменением с учетом амплитудного ограничи-
теля можно пренебречь), а вызванное отражениями изменение фазы
Ф (0 « В (0- При этом согласно (4.9) и (4.8) сигнал на выходе частот-
ного детектора получает приращение.
Анчд (0 ~ /Счд d(V>
Чтобы определить энергетический спектр Аич,д (f) и далее мощность
переходных помех, надо сначала найти энергетический спектр про-
цесса Ф (t), а предварительно—его функцию корреляции Вф (х).
В § 2.2 отмечалось, что в системах с ЧРК в качестве модели многока-
нального сообщения можно использовать стационарный нормальный
случайный процесс с нулевым математическим ожиданием. Таким об-
разом, если нормированный модулирующий сигнал 5 (0 отображает
многоканальное сообщение, то и линейные преобразования от
В (t), в частности значения Z (t) S (0 — S (t — 2x6), можно считать
распределенными по нормальному закону.
Изменение фазы Ф (t) выражается регулярной функцией от нормаль-
ного случайного процесса Z (t):
Ф (/) Г] r, exp [ —2|ЗВ6] sin (0 4 Аоэ Z (t)].
В соответствии с этим функция корреляции Вф (х) определяется сле-
дующим образом:
^ф(т)
rf rgexp [-4рРр1
2лТ3 ]/1 —
sin [0 А(оэ Z]
X sin (0 4 А(о3 Zx] exp
Z‘ + Z2 -2RZ ZZX
ZZi (1-Л?)
dZdZx,
106
где Z = Z(O, Zt = Z(Z + t), Rz =
= ZZXIZ2-
коэффициент корреляции процесса
Z (t) с дисперсией Z2.
Выполнив интегрирование, можно
получить (т) в явном виде. Однако
преобразование Фурье от этой функ-
ции корреляции, т. е. энергетический
спектр Ф (t), можно найти лишь чис-
ленным интегрированием. Опуская
дальнейшие выкладки, приведем фор-
мулу для расчета псофометрической
мощности Рп отр, пВтО, переходных
помех (в точке нулевого относитель-
ного уровня), обусловленных отраже-
ниями на концах одного фидера:
• р .109	/ FK V
П’0ТР FB (^Г)Х
х ув к Г1 Л ехр [ —4рт?о1 G (2ЙВ т£),
(4.616)
где FB —верхняя частота группового
спектра многоканального сообщения
(йв = 2nFB); FK — средняя частота
Рис. 4.14. График для опреде-
ления G(2SBTo) (а) и мощно-
сти переходных помех Рп отр,
обусловленных отражениями в
АФТ (б)
к-го канала с полосой AFK; кп — псофометрический коэффициент;
А/к — эффективная девиация частоты на канал; г/в.к— коэффициент,
учитывающий влияние восстанавливающего контура; G(2Qbtb) -функ-
ция, графики которой в зависимости ot2Qbt6 и параметра к — 2ml
построены на рис. 4.14,а. Чтобы учесть переходные помехи, обуслов-
107
ленные отражениями во всех фидерах линии, надо просуммировать
соответствующие мощности, найденные согласно (4.616) для каждого
из фидеров. Заметим, что для расчетов по (4.616) необходимо знать
модули и фазы коэффициентов отражения. Но об этом имеются обычно
лишь приближенные сведения.
На практике, при проектировании РРЛ, величиной мощности ука-
занных помех обычно задаются из опыта. Например, полагают, что на
переходные помехи, обусловленные отражениями в протяженных ан-
тенных фидерах, приходится до 25 % всей суммарной мощности помех,
включая и тепловые шумы. Более точный учет (оценку мощности Рп.отр)
этих помех можно выполнить по графикам на рис. 4.14,6 [13], кото-
рые построены как функции Рпотр от длины фидера I с различными зна-
чениями ослабления а для систем с различными частотами /0, типами
фидеров и числом телефонных каналов N. Графики 1, 2, 3 и 4 на
рис. 4.14, б соответствуют:
1	— кабелю РК-75-24-32, а = 0,08 дБ/м, /0 ~ 2 ГГц, N = 300;
2	— эллиптическому волноводу ЭВГ-2, а = 0,035 дБ/м, /0 ~
~ 4 ГГц, N = 720 (600);
3	—• волноводу ЭВГ-4, а = 0,05 дБ/м, /0	6 ГГц, У = 1320;
4—волноводу ЭВГ-6, а = 0,012 дБ/м, /0 ~ 8 ГГц, У = 300.
Кривые 2, 3 и 4 построены для горизонтальных участков АФТ. Мож-
но считать, что вертикальный круглый биметаллических волновод с
диаметром 70 мм независимо от длины вносит в ТФК мощность Рп.отр =
= 5 пВт на тракт (10 пВт на пролет).
Нормирование качества связи на РРЛ. Эталонные цепи. Радиоре-
лейные линии широко используются как в региональных системах, так
и для международной связи. Поэтому разработка единых норм и реко-
мендаций для РРЛ является одной из функций Международного кон-
сультативного комитета по радио (МККР). Уровень шума на выходе
канала существенно зависит как от условий распространения радио-
волн и протяженности линии, так и от ее структуры, в частности от
числа преобразований сигнала с выделением той или иной группы ка-
налов. Поэтому, решая задачу нормирования уровня шумов на выходе
каналов, необходимо ориентироваться на некоторую конкретную по
протяженности и структуре РРЛ, в которой учитывался бы опыт раз-
работки аппаратуры РРС, проектирования и эксплуатации РРЛ. Роль
таких РРЛ стали играть специально разработанные МККР гипотети-
ческие (предполагаемые) эталонные цепи. Структура этих цепей опре-
деляется, в частности, видом сообщений и способом их передачи.
На рис. 4.15, а условно изображена гипотетическая эталонная цепь,
предназначенная для РРЛ с ЧРК, на которых число каналов ТЧ бо-
лее 60. Указанная цепь имеет протяженность 2500 км и состоит из
9 однородных секций. Структура цепи фиксируется порядком размеще-
ния вдоль линии индивидуальных преобразователей частоты, первич-
ных и вторичных преобразователей. Как видно из рис. 4.15, а, на ука-
занных РРЛ допускается лишь (не считая ОРС) две станции с выделе-
нием (вводом) индивидуальных каналов и пять станций с выделением
108
2500 км
п п П П Преобразователи - индивидуальный, первичной,
I] U й И вторичной и третичной группы
х	Индивидуальный преобразователь канала
'	изображения или звукового вещания
Рис. 4.15. Структура гипотетических цепей МККР для РРЛ с ЧРК:
а — с числом ТФК более 60; б — с числом ТФК от 12 до 60; в — с каналами телевидения
и вещаиия; г — цепь ЕАСС для магистральной РРЛ
(вводом) 12-канальных (первичных) групп. Заметим, что внутри сек-
ции число ПРС, на которых имеет место только ретрансляция сигнала
и нет выделения каналов ТЧ или стандартных групп каналов, не рег-
ламентируется. На рис. 4.15, б показана эталонная цепь для РРЛ с
числом каналов от 12 до 60.
На рис. 4.15, в представлена гипотетическая эталонная цепь для
РРЛ с каналами телевидения и звукового вещания. Эта цепь состоит
из трех участков переприема соответственно по видео- или низким час-
тотам, т. е. содержит три модулятора и три демодулятора.
Протяженность некоторых магистральных РРЛ в СССР значитель-
но превосходит 2500 км. Поэтому для ЕАСС пришлось разработать ряд
новых гипотетических цепей. Так, на магистральной сети в качестве
гипотетической эталонной РРЛ принята цепь протяженностью
12 500 км. Она состоит из 5 участков по 2500 км (рис. 4.15, а), которые
соединены между собой по тональной частоте или видеоспектру.
В случае организации каналов ТЧ принято, что каждый однородный
участок такой номинальной цепи состоит из 10 секций протяженно-
стью 250 км. При этом внутри участка не предусмотрены индивидуаль-
ные преобразователи, а каждая секция начинается и кончается преоб-
ма^<тгпТелем тРетичн°й группы. В целом структуры эталонных цепей
МККР и участков номинальной цепи для магистральной сети ЕАСС
довольно близки и хорошо согласуются между собой.
Для внутризоновой связи СССР предусмотрена номинальная цепь
канала ТЧ протяженностью 1400 км с двумя переприемами по ТЧ и
109
четырьмя переприемами по спектру первичной группы. Гипотетиче-
ская цепь для организации на зоновой сети каналов телевидения имеет
протяженность 600 км и не содержит переприемов.
Для каждого конкретного вида эталонной цепи можно указать допу-
стимое значение мощности шума или отношения сигнал-шум на выходе
канала. Но здесь приходится учитывать, что вследствие замираний шу-
мы на выходе каналов РРЛ являются нестационарными случайными
процессами. В условиях нестационарности шума возникают естествен-
ные трудности с нормированием указанных процессов и характеристик
каналов. Это находит свое отражение в рекомендациях МККР,
где для шумов в ТФ,ТВ и других каналах РРЛ вводится несколько
норм, полученных на основе обработки соответствующих статисти-
ческих данных, учета специфики аппаратуры и особенностей получа-
теля сообщений.
Рисунок 4.16 иллюстрирует рекомендации, установленные МККР
для телефонных и телевизионных каналов РРЛ. Так, согласно этим ре-
комендациям принято, что в любом телефонном канале в точке с нуле-
вым относительным уровнем допустимые мощности шума (Рш.доп)»
вносимого радиорелейным оборудованием линии, имеющей протяжен-
ность 2500 км и структуру, соответствующую гипотетической эталон-
ной цепи, составляют следующие величины (см. рис. 4.16, а): среднеми-
нутная псофометрическая мощность шума, которая может превышаться
в течение не более Т = 20% времени любого месяца, 7500 пВтО,
что соответствует 101g (7500/10®) = — 51,25 дБ; среднеминутная псо-
фометрическая мощность шума, которая может превышаться в течение
не более Т = 0,1 % времени любого месяца, 47 500 пВтО (— 43,23 дБ);
средняя за 5 мс невзвешенная мощность шума, которая может превы-
шаться в течение не более Т = 0,01 % времени любого месяца, 10®
пВтО (— 30 дБ). В рекомендацию, относящуюся к 20 % времени, вклю-
чена и мощность помех (1000 пВт), обусловленных работой спутнико-
вых систем в общих с РРЛ полосах частот.
Для реальных РРЛ, отличающихся от гипотетических эталонных
цепей протяженностью и (или) структурой, МККР также разработал

'4L доп» Д5
Область
запрещенных
значений
А Область допустимых значений
80°/о	.
Область
допустимых
значений
(ЯбООпвт)
(7500
лвг)
Область
запрещ енных она чений
Рис. 4.16. Нормирование мощности шумов н отношения сигнал-шум иа выходе
телефонных (а) и телевизионных (б) каналов
НО
соответствующие рекомендации. В частности, если структура РРЛ
протяженностью I км значительно отличается от эталонной, то допусти-
мая среднеминутная псофометрическая мощность шума (Рш.доп) в
телефонном канале, которая может превышаться в течение не более
20 % времени любого месяца, составляет величины: Рш.д0П = (3/ +
4- 200) пВтО, если 50 sS I < 840 км; Рт доц = (3/ -ф 400) пВтО, если
840 < I < 1670 км; Рш.Доп = (3/ + 600) пВтО, если 1670 I «ф
< 2500 км.
Для видеоканалов нормируется отношение размаха сигнала изоб-
ражения к визометрическому напряжению шума (t/p/t/U!). Согласно
рекомендациям МККР на выходе гипотетической цепи протяженностью
2500 км это отношение (см. рис. 4.16, б) может быть менее 61 дБ, 57 дБ
и 49 дБ в течение соответственно не более 20, 1 и 0,1 % времени любо-
го месяца *.
В ходе проектирования и эксплуатации РРЛ мощность помех на
выходе телефонных каналов и отношение сигнал-шум на выходе теле-
визионных каналов сопоставляются с соответствующими нормами.
При этом учитываются помехи от всех источников, влияющих на каче-
ство работы данного канала. Поскольку случайные процессы, представ-
ляющие все помехи на РРЛ, как внутренние, так и внешние, практи-
чески во всех случаях могут считаться независимыми, мощность помех
на выходе канала (Рп.ВЬ!х) обычно находится суммированием мощно-
стей помех отдельных источников. Так, при поверочном расчете ли-
нии протяженностью 2500 км, структура которой близка к гипотети-
ческой эталонной цепи, соблюдение одной из рекомендаций МККР,
согласно которой псофометрическая мощность помех в канале ТЧ мо-
жет превышать 7500 пВт в течение не более 20 % времени любого меся-
ца, связывают с выполнением следующего условия с учетом помех
от ИСЗ:
ЛгвЫх(20%) = /пРп.г+ 2 рп.вчг+ 2 Ртг(20%) +
z - 1	i — 1	о
+ 2 ?n.Mi (20%) < 6500 пВт 0,	(4.62)
z= 1
где Рп г — мощность переходных помех, вносимых одним комплектом
оборудования, с помощью которого осуществляется переприем по груп-
повому спектру; т — число узловых станций, на которых осуществля-
ется переприем по групповому спектру (две ОРС приравниваются од-
ной УРС); п — число пролетов на линии; Рп.вчг — суммарная мощ-
ность переходных помех, обусловленных неидеальностью характери-
стик элементов ВЧ тракта на t-м пролете; Ртг (20 %) — мощность
В рекомендации 567 МККР предложено использовать унифицированный
взвешивающий фильтр. При этом допускается уменьшение защищенности ТВ
каналов на 4 дБ. В частности, приведенные рекомендации на (О'р/17ш), относя-
щиеся к 20 и 0,1 % времени любого месяца снижаются до 57 и 45 дБ соответст-
111
(превышаемая в течение не более 20 % времени любого месяца) тепло-
вого шума, вносимого на i-м пролете; Рп.м; (20 %) — мощность пере-
ходных помех, обусловленная мешающим действием радиопомех на
i-м пролете. Отметим, что только третье и четвертое слагаемые в (4.62)
содержат величины, зависящие от времени [в третье слагаемое кроме
тепловых шумов, мощность которых в соответствии с (4.30) зависит от
изменения мощности сигнала на входе приемника, вызванных замира-
ниями, входят также и постоянные по мощности компоненты теплового
шума Рт.г и Рт.м — см. (4.33)].
Тепловые шумы, учитываемые при оценке качества работы телеви-
зионных каналов, как и в каналах ТЧ, складываются по мощности.
При этом, если, например, в расчет принимать мощность шумов, пре-
вышаемую в течение не более 20 % времени любого месяца, можно за-
писать
/бт (20%) \2 — fft ( м Y	I fl I	^т.г у	1 ЖЧ / ^Ti (20%)	у	ggx
k t/p /	\ t/p /	\ I	Up	' '	?
где UT (20 %) — эффективное визометрическое напряжение теплового
шума на выходе видеоканала, превышаемое в течение не более 20 %
времени любого месяца; U р — напряжение размаха сигнала изобра-
жения; m — число модемов на линии; п — число пролетов; Uj.u и
— эффективное визометрическое напряжение теплового шума,
вносимого соответственно одним модемом и одним гетеродинным трак-
том; обычно [7Т.М =- 0,14 .. 0,22 мВ, а (7Т.Г = 0,06 ... 0,14 мВ;
UTi (20 %) — эффективное визометрическое напряжение (превышае-
мое в течение не более 20 % времени любого месяца) теплового шума,
вносимого на i-м пролете. Расчет ([/т; (20%)/[/р)2 производится в соот-
ветствии с (4.34) после определения и подстановки в (4.34) мощности
Pc-BXi (20 %).
Выбор основных параметров аппаратуры. Выбор основных внеш-
них параметров аппаратуры осуществляет главный конструктор. Слож-
ность этой задачи обусловлена не только числом неизвестных, но и тем,
что она допускает в общем случае множество более или менее приемле-
мых решений. Например, один и тот же эффект можно получить, уве-
личивая или мощность передатчика, или коэффициент усиления ан-
тенны. Если ввести необходимые ограничения технического и эконо-
мического характера, указанная задача может быть формализована и
сведена к типичной задаче на оптимизацию, решаемой с помощью
ЭВМ. С некоторыми допущениями можно показать, что суммарная
мощность шумов на выходе ТФК будет минимальна, если параметры
аппаратуры, характер трассы и условия распространения обеспечи-
вают следующее распределение мощностей тепловых шумов (Рт), пе-
реходных помех второго (Pai) и третьего (Рпз) порядка. Мощность по-
мех из-за отражений в антенных фидерах на горизонтальные участки
каждого фидера принимается согласно рис. 4.14, б и на вертикальные
112
участки 10 пВтО на пролет; при большой протяженности фидера за-
ранее отводится 25 % общей мощности помех:
Р,=РеекВ,
Рп2^Сек(2-ЗВ),
РпЗ = Рсек(25-1),
где
1/2 < g < 2/3.
(4.64)
(4.65)
а Рсек — допустимая суммарная мощность тепловых шумов и переход-
ных помех на выходе одной секции, Рсек = 0,75 Рш доп//и, где Рш.доп —
допустимая мощность шумов на выходе линии из т секций — мощ-
ность, определяемая нормой для соответствующего процента времени
[см., например, (4.62)1.
В качестве примера рассмотрим, как на основе (4.64) и (4.65) мо-
гут быть выбраны энергетические параметры аппаратуры. Предполо-
жим, что в соответствии с (4.65) выбрана величина £ и с учетом (4.64)
определена допустимая для одной секции мощность тепловых шумов
Рт. Тогда вносимая приемником одной из к станций секции мощность
этих шумов
РТ	аЪ)/К,
где PT.as — суммарная мощность тепловых шумов, вносимых на сек-
ции гетеродинами и модемом (см. (4.33)).
Обычно основные параметры аппаратуры выбирают, ориентируясь
первоначально на конкретную величину Рт.ст (20 %) = (Рт (20 %) —
— Рт.а2;)/к, где Рт (20 %) = Рсек (20 %) В — 0,75-6500 ^т, и на мощ-
ность сигнала на входе приемника Рс.Вх (20 %), которая может умень-
шаться в течение не более 20 % времени любого месяца.
Заметим, что мощность Рс.вх (20 %) нетрудно определить, если из-
вестна величина множителя ослабления V (20 %), ниже которой он мо-
жет быть в течение не более 20 % времени любого месяца наблюдения.
Напомним, что множитель ослабления V (/) интегрально учитывает
влияние на процесс распространения радиоволн Земли и тропосферы.
V (/) — векторная величина, но во многих случаях достаточно знать
ее модуль
IV (/)!=¥(/)-£ (/)/£»,
(4 66)
где Е (/) и Ео — модули напряженности электрического поля на входе
приемной антенны при распространении радиоволн соответственно
в реальных условиях (с учетом влияния тропосферы и Земли) и в сво-
бодном пространстве. В общем случае V (t) — случайная функция вре-
мени, и, например, V (20 %) находится с использованием некоторых
статистических данных (см. ниже). Очевидно, вместо (4.66) V (t)
ИЗ
можно определить и через отношение соответствующих мощностей сиг-
нала на входе приемника. При этом
Рг.вх(20%)=Р,сВР(20%),	(4.67)
где Рс_с11 — мощность сигнала на входе приемника при распростране-
нии радиоволн в свободном пространстве, которую нетрудно найти, ес-
ли учесть ослабление Лсв сигнала на всем участке от передатчика до
приемника:
4в = ^п/Рссв = (4лР/Л)2/Оп Gnp 7)п Т)пр,	(4.68)
где Рп — мощность передатчика;
(4лВД = Аев0	.	(4.69)
— ослабление сигнала в свободном пространстве (за счет сферической
расходимости радиоволн), R—протяженность пролета, X —длина
волны электромагнитных колебаний; 1 /GnGnpT]пт]пр — характеристи-
ка антенно-фидерного тракта (АФТ), Gn и Gnp — коэффициенты усиле-
ния передающей и приемной антенн, т]п и т]пр — КПД фидеров этих
антенн. С учетом (4.67) и (4.68) получаем
Л.вх (20%) (-М3 Ри Gn Gnp цп т)пр V2 (20 %).	(4.70)
\ 4лР J
Возвращаясь к выбору параметров аппаратуры, подставляя
Рс.вх (20 %) в (4.30), можно выразить найденную ранее величину
Рт.ст (20 %) иначе:
Рт.ст (20%)
~10» feTA/% к* F*'
^сво
V2 (20%)
(4.71)
где
Я1:вРп02ПбЖ	(4.72)
— так называемая «эквивалентная мощность» (здесь принято что Gn ~
=• Gnp G и ц„ т)пр =- 1]0); остальные обозначения соответствуют
(4.69), (4.70) и (4.30).
Все величины, входящие во второй сомножитель (4.71), обычно из-
вестны с самого начала проектирования аппаратуры. Величинами, оп-
ределяющими третий сомножитель в (4.71), задаются, полагая, что ве-
личина R должна соответствовать средней длине пролета, а V (20 %)
« 0,5 (с некоторым запасом). Таким образом, Р0Кв можно найти из со-
отношения
Рэкв=Д/Рт.сг(20%),
где D — заранее вычисленный коэффициент, равный произведению вто-
рого и третьего сомножителей (4.71). Зная Рэкв, можно выбрать основ-
ные энергетические параметры аппаратуры, входящие в (4.72). Отме-
тим, йто возможность варьирования величиной £ в пределах (4.65) и
согласованным изменением параметров, связанных выражением (4.72),
114
дает конструктору аппаратуры определенную свободу в решениях.
При этом, естественно, принимаются во внимание не только техниче-
ские, но и экономические соображения.
Определение любой из величин, входящих в правую часть (4.72),
предполагает, что другими параметрами аппаратуры разработчик за-
дался, руководствуясь, например, опытными данными. После этого
обычно производится поверочный расчет мощности тепловых шумов
для других процентов времени. При необходимости выбранные перво-
начально исходные данные корректируются и расчет повторяется.
Аналогичный принцип используется при выборе параметров аппарату-
ры, определяющих уровень переходных помех. С помощью (4.64) мож-
но рассчитать Р„2, Рпз и (Рп2 + Риз) Рсек (1 — S). Если задаться
реальными значениями затухания нелинейности по 2-й и 3-й гармони-
кам или К2И и Кзи, то с помощью (4.45) можно найти для любого ТФК
мощность переходных помех Ръ.т.слк, вносимых групповым оборудо-
ванием на участке, и сопоставить ее с допустимой величиной Рсек X
Х(1 — S). При этом допустимая для одного участка мощность переход-
ных помех, вносимых ВЧ трактом: РПфдоВ =- Рсек (1 — |) — Рп.г.сеь,
а на одну станцию приходится допустимая мощность PV4,r„Jk, где
к — число станций на участке. Если задаться реальными значениями
коэффициентов у2 и у3, характеризующих неравномерность ГВЗ,
то с помощью (4.60) можно рассчитать мощность РПЧ) ст переходных по-
мех из-за неидеальности элементов ВЧ тракта на одной станции и со-
поставить ее с величиной Pn4,walK. Очевидно, варьируя величинами
?2, Тз> и Кзи. можно ВЫПОЛНИТЬ условие: Рп.г.сек + хЛгфст
X Рсек (1 — £)• Полученные при этом у2, уя, К2И и АУ)И можно зало-
жить в задание на разработку аппаратуры. Современные методы машин-
ного моделирования позволяют решить указанную задачу весьма бы-
стро.
Элементы проектирования РРЛ. Проектирование каждой радиоре-
лейной линии содержит несколько этапов. В техническом поручении,
выдаваемом проектной организации заказчиком, указывается назначе-
ние, основное направление и загрузка РРЛ, перспективы ее использо-
вания и другие соображения. Эти исходные данные позволяют выбрать
тип аппаратуры, провести технико-экономические изыскания и выбрать
лучший вариант трассы.
Вначале разрабатывается технический проект РРЛ, включающий:
обоснование выбора радиооборудования, антенных систем и опор;
результаты наметки и исследования нескольких вариантов трассы,
для каждого из которых строят профили пролетов, выбирают на ос-
нове поверочных расчетов устойчивости связи и (или) оценки влияния
помех в каналах высоты подвеса антенн и оценивают перспективы обе-
спечения электроэнергией строительство и эксплуатацию станций,
Удобство их обслуживания, электромагнитную совместимость (ЭМС)
проектируемой РРЛ с существующими и перспективными спутнико-
выми и наземными радиоэлектронными средствами, а также стоимость
строительства основных и вспомогательных сооружений;
115
обоснование выбора одного (лучшего) варианта трассы, документы
согласования его с заинтересованными ведомствами и с заказчиком,
результаты уточнения расположения площадок для станций (при не-
обходимости строятся новые профили и производится дополнительный
электрический расчет трассы);
результаты топографо-геодезических работ при выборе площадок
на местности, результаты изысканий подъездных автодорог, электро-
снабжения, а для обслуживаемых станций — водоснабжения, канализа-
ции и теплофикации;
характеристику сооружений РРЛ и электропитания станций;
расчет надежности РРЛ и обоснование комплектации оборудования
на станциях;
сметно-финансовый расчет, анализ экономической эффективности
строительства и другие компоненты.
На второй стадии проектирования разрабатывают необходимые ра-
бочие чертежи для каждой станции и отдельных видов сооружений.
В целом результаты проектирования РРЛ составляют несколько томов.
Рассмотрим некоторые этапы проектирования РРЛ, поясняя попут-
но смысл формул, необходимых для электрического расчета линии.
Радиорелейные системы (РРС), которые предполагается использо-
вать на проектируемой РРЛ, должны быть уже освоены промышленно-
стью или намечены к выпуску в ближайшее время. При этом выбирае-
мый тип аппаратуры должен соответствовать заданию по пропускной
способности (обеспечивать необходимое число ТФК и ТВК) и другим
технико-экономическим показателем.
При размещении станций, кроме устойчивости связи, стремятся обе-
спечить минимум затрат на строительство сооружений, удобство и эко-
номичность эксплуатации линии. С этой целью рекомендуется уста-
навливать станции вблизи шоссейных или железных дорог, использо-
вать естественные возвышенности (для уменьшения высоты антенных
опор) и местные сети электропередачи.
Обычно первоначально намечается несколько вариантов трассы, ко-
торые затем исследуются с указанных выше точек зрения. В послед-
нее время все чаще используют автоматизированные методы расчета
трасс с применением ЭВМ (см. главу 10). Однако и в этом случае иссле-
дование каждого варианта начинается с построения профилей проле-
тов, которое выполняется с помощью крупномасштабных топографиче-
ских карт (с масштабом, например, 1:105) или с использованием аэро-
фотосъемки.
Профилем пролета называется вертикальный разрез местности меж-
ду двумя соседними радиорелейными станциями с учетом леса, строе-
ний и особенностей рельефа. Пример такого профиля показан на
рис. 4.17. Строится он обычно в прямоугольной системе координат.
Сначала вдоль оси абсцисс откладывается отрезок, соответствующий
в принятом масштабе длине пролета А* между площадками станций, выб-
ранными с помощью карты, аэрофотосъемки или непосредственно на
местности. Затем, чтобы учесть общую форму земной поверхности,
116
строится линия, изображающая уровень моря (или любой другой ус-
ловный нулевой уровень). Она достаточно точно может быть аппрокси-
мирована параболой. При этом текущая ордината точек линии ух =
= Rx (В — Rx)/2r3, где R, — текущая абсцисса точек линии, г3 —
радиус Земли (г3	6370 км).
От условного нулевого уровня откладывают по вертикали в выбран-
ном масштабе отрезки (Л,), соответствующие высотным отметкам (опре-
деляемым, например, с помощью горизонталей на карте) точек профиля,
характеризующих изменение рельефа вдоль пролета (расстояния меж-
ду этими точками по карте откладываются в принятом масштабе вдоль
оси абсцисс). Концы указанных отрезков соединяют ломаной линией.
На полученном таким образом профиле рельефа местности отмечают
далее (с учетом масштаба) строения, лес и водные поверхности.
В основе метода расчета трасс РРЛ лежит построение профилей про-
летов [11]. При этом в качестве определяющего параметра выбирается
величина просвета (зазора) Н между линией «прямой видимости» АВ,
соединяющей центры антенн, и ближайшей к ней (по вертикали)точ-
кой препятствия С (на рис. 4.17 изображен вариант профиля с одним
препятствием; в специальных пособиях по расчету и проектированию
РРЛ [см. 11, 14] рассматриваются также профили, когда в минималь-
ную область пространства попадает несколько препятствий). Просвет
Н считается положительным, если линия АВ проходит выше препятст-
вия, и отрицательным, если эта линия пересекает профиль пролета.
Механизм распространения радиоволн на участке от передающей
антенны (будем считать, что она установлена в точке А, рис. 4.17)
ДО приемной (в точке В) существенно зависит от величины просвета
что, естественно, накладывает отпечаток и на методику расчета,
в частности, множителя ослабления V. При этом можно выделить три
117
основные группы пролетов (для некоторого фиксированного состоя-
ния тропосферы): 1) открытые, когда Н Но; 2) полуоткрытые, когда
Яо>Я;^О; 3) закрытые, когда Н < 0. Через Но здесь обозначен
просвет, при котором в точке приема векторная сумма напряженности
поля прямого и отраженного сигналов равна напряженности поля в
свободном пространстве (У = 1). В общем случае [11]
Но = J/RXk, (1 —kJ/З,	(4.72а)
где к у --= Ry/R — относительная координата точки препятствия С.
Профиль пролета позволяет учесть влияние Земли на процесс рас-
пространения радиоволн. В частности, с помощью профиля можно по-
лучить представление об отражении радиоволн от поверхности Земли.
Но в целом характер передачи сигналов на участке АВ будет весьма
приближенным, если не учесть влияния тропосферы. При этом прежде
всего приходится считаться с рефракцией радиоволн, т. е. искривле-
нием траекторий волн (см. АВ на рис. 4.17), обусловленным неодно-
родным строением тропосферы. Основную роль здесь играет неоднород-
ность тропосферы в вертикальной плоскости. Рефракцию учитывают
тем, что в величину просвета над определяющими точками профиля
(на рис. 4.17 — точка С) вносится поправка
AH{g)^-R^gKy(\^Ky)A,	(4.73)
где g — эффективный вертикальный градиент диэлектрической прони-
цаемости воздуха.
Таким образом, зависящая от g величина просвета Н (g) И -|-
-г АЯ (g).
При изменении метеорологических условий на пролете изменяются
величины g и Н (g), что может привести к резким колебаниям множи-
теля ослабления, а следовательно, и уровня сигнала на входе приемни-
ка.
На открытых пролетах (Я Яо) напряженность поля в точке при-
ема определяется в основном интерференцией прямой и отраженных от
земной поверхности волн. В случае одной отраженной волны (как на
рис. 4.17). множитель ослабления для реальных условий можно пред-
ставить в виде [11]
У =^/~1 + | Ф (—-2 | Ф | cos (р2 (g) л/3),	(4.74)
где 1Ф| — модуль коэффициента отражении от земной поверхности,
а
Р(^) = Я(£)/Я0--=(Я + АЯ(^)/Яи	(4.75)
— относительный (нормированный) просвет. Из (4.74) следует, что при
Р (g)	1 максимальные значения множителя ослабления чередуются
с минимальными (рис. 4.18).
На полуоткрытых и закрытых пролетах, где р (g) < 1, уровень по-
ля в точке приема обусловлен главным образом процессом дифракции
радиоволн, т, е. огибанием ими земной поверхности. Множитель ослаб-
118
Рис. 4.18. Зависимость множителя ослабления V от относительного просвета
p(g) и параметра ц
ления V в этом случае рассчитывается на основе приближенных мето-
дов, с применением аппроксимации реального препятствия частью сфе-
рической поверхности. Прежде чем найти V, необходимо определить
параметр ц, характеризующий радиус кривизны сферы, аппроксими-
рующей препятствие, и зависящий от высоты Дг/ и хорды г' сегмента
аппроксимирующей сферы [11]. На полуоткрытых пролетах и проле-
тах с малым закрытием хорда г определяется из профиля пролета
(см. рис. 4.17) как расстояние между точками пересечения препятствия
линией, параллельной АВ и отстоящей от вершины на величину Лу —
= Но. Для пролетов, имеющих среднюю протяженность и одно пре-
пятствие, во многих случаях можно руководствоваться приближенным
значением V, определяемым из графиков рис. 4.18, полагая, что
ц ж Кб4лаа/3 ]/к?(1—2 k/ci (1—Ki)2/Z2,
где а = Д«//Я0 = 1, l-=r/R, k1 = R1/R.
Как видно из рис. 4.18, множитель ослабления V может изменяться
в широких пределах. Для оценки устойчивости связи необходимо знать
минимально допустимое значение множителя ослабления mln на
каждом t-м пролете. Под V,min понимается такое значение Vit при ко-
тором суммарная мощность помех (Рп.вых) или отношение ((/т/(/р)2 в
канале на конце линии равны максимально допустимым значениям
119
(4.77)
Рп.выхтах или (^т^р)тах, определяемым соответствующими реко-
мендациями для малых процентов времени. При передаче многоканаль-
ных телефонных сообщений в качестве такой нормы принята мощность
47 500 пВт, превышаемая в течение не более 0,1 % времени. Возрас-
тание мощности помех до этой величины получается при глубоких за-
мираниях. Как показали исследования, вероятность глубоких замира-
ний, наблюдаемых в течение примерно 0,1 % времени одновременно
на разных пролетах, очень мала. Поэтому при расчетах можно принять,
что, если такое замирание возникает на одном из пролетов, то на дру-
гих оно отсутствует. Значительное возрастание мощности Рп.вых ПРИ
глубоком замирании на t-м пролете (когда уменьшается Pc.BXi — см.
(4.30)) происходит за счет увеличения мощности тепловых шумов Р.гг.
Мощность других помех (в том числе и те'пловых шумов, вносимых
другими пролетами) составляет примерно 7500 пВт. Таким образом, за
допустимую мощность тепловых шумов при глубоком замирании на
одном пролете можно принять величину
Plimax« 47 500 —7 500 - 40000, пВт.	(4.76)
Величина Рт тах достигается (см. (4.30)) при некоторой минимально
допустимой мощности сигнала на входе приемника РсчХ/т1п> которую
по аналогии с (4.67) можно представить в виде
Р	__ р 1/2
2 c.BXi mln 1 с св r i mln
Отсюда с учетом (4.68), (4.69), (4.30) и (4.76)
i mln = ^с.вхг min ^с-св ~ ^с-вх! mln ^сво/^п ^.1 ^пр *1п Опр
= ^kmFK^ACB0 / Ри у
40 000РпСпСпрт)пт]пр 1 Д/к / Ув'К'	[ ‘ '
Расчет Vt mln имеет смысл вести для верхнего ТФК. В этом случае
Ув.к = 0,4, а мощность шума максимальна.
При расчетах трасс РРЛ часто пользуются коэффициентами систе-
мы телефонного (Ктф) и телевизионного (Ктв) стволов. Эти коэффици-
енты интегрально характеризуют параметры аппаратуры, определяю-
щие уровень теплового шума или отношение сигнал-шум на выходе
каналов. Выражения для KT,f) и /<тв можно получить из двух уравне-
ний передачи:
1) РП/РС BXI — '4,
Kg — (^с-вых/ РТ.Н)/(Рс-вхг '^т.пх),
где А — ACBVt — ослабление сигнала на Ртом пролете в реальных ус-
ловиях передачи; хв — выигрыш в отношении сигнал-шум, обуслов-
ленный видом модуляции Ш; Рп — мощность передатчика; Рс.вЫХ—
мощность сигнала на выходе канала; Рт.н—невзвешенная мощ-
ность шума на выходе канала без учета предыскажений; остальные обо-
120
значения соответствуют (4.30) и (4.16). Если из каждого уравнения
найти выражение для Рс.вх г и приравнять их, то получим
РП/Л=РТ ,в\ (Рсвых/^т.н)/'^.
Отсюда
Рц^В^Р т.вх=(^с.вых/^т.и)^
где Кс трактуется как коэффициент системы. При передаче методом
ЧРК-ЧМ многоканальных телефонных сообщений хв = хтф =
= (Д/к/Рк)2Л/ш/АРк» а при передаче телевидения хв = хтф =
1,5 (Д/7Рв)2А/ш/Рв. где Л/щ соответствует Пэ в (4.16), а остальные
обозначения согласуются с (4.30) и (4.34). С учетом взвешивающего и
восстанавливающего (в случае предыскажений) фильтров
Кс ~Р пхв/Р т.вх Л/взв Квк'7 (Рс .вых/Ртг) Ч,
где /<взв и /<вк — коэффициенты передачи указанных фильтров, а
Ртг — взвешенная мощность шума на выходе канала (с использованием
предыскажений). Принимая во внимание (4.16) и учитывая, что для
телефонного ствола /<j3B = ^иЙк = уъ.к (см. (4.30)), а для теле-
визионного ствола (как отмечалось выше, предыскажения можно не
учитывать) /<взв = «в (см. (4.34)), получаем:
КтФ - Рп к^1кТШ^ш к* ув.к--= Рп (AfK/FKy/kTm\FK г/в.к и
Ктв-Рп*гв/кТШЩш к* = 1,5РП(bf/FtflkTUIF^Kl.	(4.79)
С учетом (4.79) и (4.78)
min ~ 25 ОООЛсв0/бп Gnp т)п г|Пр/(тф	(4.80)
или в децибелах
Vг mln [дБ] = 201g Vi mln « 44 + Лсв0—Gn —
Бпр К,ф 4" пп 4- йПр,	(4.81)
где предполагается, что слагаемые получены переходом к дБ сомно-
жителей, входящих в (4.80), причем аП - — 10 lgqn и апр =
= — 10 1g т]пр — затухания (дБ) фидеров на передающей и приемной
сторонах.
При передаче сигналов телевидения 10 1g (С/т/Uр)2тах = 49 дБ—
величина, превышаемая в течение не более 0,1 % времени. В этом
случае с учетом (4.34), (4.77), (4.68) и (4.69) УгП)1п [дБ] можно предста-
вить в виде (все слагаемые в децибелах):
V t min ~ 49 4~ Лсво' Gn GBp • Ктв 4" ип 4~ пПр,	(4.8/)
где	'
/^в= 101g[(l,5Pn(Af/FB)W^pB)l. дБ.
Если на РРЛ предполагается организовать телефонные и телевизи-
онные стволы, то в расчет принимается наибольшее из значений Vt mia
(худший случай), найденных согласно (4.81) и (4.82).
121
После того, как найдена величина Vimln, можно выполнить пове-
рочный расчет устойчивости работы проектируемой РРЛ. В общем слу-
чае под устойчивостью работы любой системы понимается ее способ-
ность нормально функционировать (сохранять свои выходные характе-
ристики в пределах заданного поля допусков) в течение определенного
интервала времени, при заданных границах изменения входных харак-
теристик и, в частности, параметров рабочих условий. Устойчивая ра-
бота РРЛ означает устойчивую связь между соответствующими источ-
никами и получателями сообщений. Нарушением нормального функцио-
нирования РРЛ (срывом связи) считается превышение рекомендован-
ных МККР допустимых значений суммарной мощности помех
Рп.вых max в Верхнем ТФК ИЛИ Отношения шум-сигнал ((/т/(7р)?пах В
ТВК на выходе линии (поле допусков ограничено с одной стороны).
Для линий различной протяженности I и структуры принимают
различное минимальное время нормального функционирования У1П1П,
характеризующее устойчивость связи. Например, для магистральных
линий протяженностью I -- 2500 км и структурой, близкой к эталон-
ной гипотетической цепи, при Рп.вых max = 47 500 пВтО или (UJ
Р,р)2тах - —45 дБ, МККР рекомендует УП]1П — 99,9 % суммарно-
го времени работы РРЛ в течение наихудшего (любого) месяца. При
этом максимально допустимый процент времени неустойчивости -
= 100 % — 99,9 % =- 0,1 %. Если же 50 I 280 км, то при тех
же значениях Рп.выхтах и (L,T/i/p)nlax Sraax = 0,1-280/2500 =
0,0112 %.
Как отмечалось выше, при нормально функционирующей ап-
паратуре срывы связи на РРЛ, наблюдаемые в течение примерно
0,1 % времени, обычно происходят из-за глубоких замираний на од-
ном из пролетов, когда множитель ослабления Уг < К’пип- Таким об-
разом, неустойчивость связи на г-м пролете можно определить как
выраженную в процентах времени вероятность Р (Уг min) того, что V, <.
< mln-
5г-Р(Ег mm) 100% -Т(Игт1п).
Так как глубокие замирания на пролете обусловлены различными не-
зависящими между собой причинами, то в общем случае
Si-7’(Eimln) Т0(Ргт1п) + Тиит(К1т1п) + Тд(Кгга1п), (4.83)
где слагаемые соответственно указывают проценты времени, в течение
которого Vj < Vimin, во-первых, из-за экранирующего действия пре-
пятствий, возникающего при некоторых условиях рефракции (То);
во-вторых, из-за интерференции прямой волны и волн, отраженных от
поверхности Земли и от слоистых неоднородностей тропосферы (ТИ1Н);
в-третьих, из-за ослабления энергии радиоволн в осадках (Тл).
Каждое из слагаемых в (4.83) определяется на основе соответствую-
щих статистических данных, характерных для данного климатическо-
го района. В качестве примера рассмотрим один из методов расчета
Wmt п). Экранирующее действие препятствия начинает проявляться
122
тогда, когда из-за случайного изменения
эффективного вертикального градиента
диэлектрической проницаемости воздуха
о просвет Н становится меньше Но, т. е.
когда р (g) < 1 (см. (4.75) и рис. 4.18).
Для этого случая по графикам на
рис. 4.18 можно найти значение р (g) -=
— p(g0), которое соответствует вычис-
ленным предварительно р и Vimin.
Далее с учетом (4.75) можно определить
кН (g0) " ИпР (go) — Ну где И находится
непосредственно из профиля пролета, а
Но рассчитывается согласно формуле
(4.72 а). Подставляя А Я (g0) в (4.73)
вместо АД (g), получим
go= —4АД (g0)/[£2 Ml— Kj)].
Из рис. 4.18 видно, что при р (g)< 1
значениям V < Vniill соответствуют от-
Рис. 4 19. График для опреде-
ления тй<у i min)
носительные просветы р (g) < р (g0). При этом, как нетрудно уста-
новить из (4.75) и (4.73), g>g0. Таким образом, вероятность P(Vi<g
< Vimin) равна вероятности, Р (g>g0)- Переходя к процентам вре-
мени, имеем
To(Vimln) - 100P(g>g0) = 100J W(g)dg,
Йо
где W (g) — плотность вероятности случайной величины g.
Для умеренных климатических условий, что характерно для боль-
шинства районов страны, W (g) удовлетворительно аппроксимируется
нормальным законом распределения. В этом случае
оо
р (g > go) ~=—f exp [—(g—g)2/2o2] dg,
_	go
где g — среднее значение g; о — стандартное отклонение. Значения
g и or для разных климатических районов приводятся в [11, 14]. Для
центральных областей европейской территории страны g = — 12 X
X io-s 1/м, О = 8-Ю-8 1/м.
На основе вероятностных методов определяют и другие слагаемые
в (4.83). При этом все составляющие S, представляют обычно в виде
формул и графиков, удобных для инженерных расчетов. Так, значение
Po(Vi mm) можно сразу найти с помощью графика на рис. 4.19, исполь-
зуя предварительно рассчитанные вспомогательные параметры
Л = 1Л/Я3М1—М/ог и ф ==2,31 Л [p(g)~-p(g0)],
где относительный просвет р (g) определяется согласно (4.75) при g = g.
123
Если протяженность препятствия г <7 0,1 7? (величина г отме-
чена на рис. 4.17) и А >0,5, то можно принять То min) = °.
Пренебречь экранирующим действием препятствий можно и при боль-
ших относительных просветах (р (g) > 1).
Прежде чем находить Тинт (Ei min), целесообразно установить, ка-
ков характер местности на данном пролете. В тех случаях, когда отра-
женный от Земли луч экранируется препятствием, или радиоволны
(короче 10 см) отражаются от леса, или в зоне отражения имеются пре-
пятствия с высотами Л/г >	« 2Н0 (критерий Рэлея), влиянием
отражений от поверхности Земли можно пренебречь. При этом
Тиит (V. mln) « Ттр (Уг mln) « V?mIn Т (Де),	(4.83а)
где Ттр (7г к11п) — процент времени, в течение которого Vt < К-mtn
из-за влияния волн, отраженных от неоднородностей тропосферы;
Т (Ае) — процент времени возникновения интерференционных замира-
ний из-за отражения радиоволн от слоев тропосферы с перепадом ди-
электрической проницаемости воздуха Де < X//?. Для пролетов,
имеющих протяженность R = 10 ... 100 км,
Т (Ae)«4,l.lO-4t/?7o’5,
где R — в километрах, /0 — несущая частота в гигагерцах; величина
коэффициента зависит от климатического района: для сухопутных
районов 1, для надводных трасс в северных районах « 1 ... 2
и для других (не северных) районов вблизи водных массивов 5.
При определении Tallr (Vt mln) для пролетов над слабопересечен-
ной местностью Ттр (Vfmln) следует умножать на коэффициент Q, учи-
тывающий интерференционные замирания, обусловленные отражением
радиоволн от подстилающей поверхности:
Тинт(7гга1п)«<2^га1пТ(Де).	(4.836)
Рис. 4.20. Зависимость О от f[p(g), Л] для слабопересеченных сухопутных
трасс (а) н трасс в районе водных бассейнов (б)
124
Для сухопутных пролетов и пролетов морских, приморских и прохо-
дящих в районе водных массивов на рис. 4.20, а, б представлены гра-
фики изменения Q в зависимости от параметра
_	"max	_	__
f[p(g), Л]«0,36Д V -L exp {—2,67Л2 |/?(gr)—1<6п]2}, (4.83в>
где п — номер интерференционного минимума (см. рис. 4.18); птах—
gK = —31,4-10~8 [1/м] — эффективный вертикальный гра-
диент диэлектрической проницаемости воздуха, соответствующий кри-
тической рефракции, когда радиоволны распространяются по окруж-
ности с радиусом Земли; р (gK) и р (g) определяют согласно (4.75)
при g = gK и g = g соответственно; А =	(1 — кх) /о.
Поглощение и рассеивание радиоволн в осадках, учитываемое в
(4.83), Тя (Vimin), принимают в расчет на частотах выше 6 ГГц. При
этом, как показывают исследования, наибольшее ослабление сигнала
вызывает дождь. Связанные с ним замирания, в отличие от рассмот-
ренных выше случаев, являются медленными, частотно-коррелирован-
ными и наблюдаются одновременно во всех стволах данной РРС. Глу-
бину замираний характеризует множитель ослабления, дБ,
V i = “ ад #Эф = — <хд R,
где <Хд — коэффициент, указывающий погонное ослабление сигнала н
дожде, дБ/км; R— истинная (см. рис. 4.17), а /?Эф — эффективная
протяженность пролета, км, для которой коэффициент ослабления
принимается постоянным и равным <хд; кд — поправочный коэффици-
ент, учитывающий неравномерность выпадения дождя вдоль пролета.
При вертикальной поляризации (ВП) волн расчет Тя (Уг mln) мож-
но выполнить в следующем порядке. Сначала с помощью графиков на
рис. 4.21 для данного пролета протяженностью R фиксируются различ-
ные значения интенсивности дождя J, мм/ч и определяются соответст-
вующие им величины кя (показано стрелками для R = 30 км). Затем
по графикам на рис. 4.22 для заданной рабочей частоты /0 и тех же зна-
чений J находятся коэффициенты <хд (показано стрелками для /0 —
= 8 ГГц). Полученные таким образом величины ад и кя позволяют рас-
считать ряд значений Уг (для выбранных показателей J) и построить
график Vi (7), по которому можно найти максимально допустимую ин-
тенсивность дождя /доп, соответствующую Vfmin (см. (4.81) и (4.82)).
Используя теперь график интегрального статистического распределе-
ния интенсивности дождей для заданного климатического района
(на рис. 4.23 приведены графики для европейской территории СССР),
можно определить процент времени, в течение которого J > 7Д0П,
т. е. искомую величину Тя (Угго1п).
В случае горизонтальной поляризации (ГП) волн ослабление в дож-
дях несколько больше. При этом расчет выполняется аналогично, за
исключением того, что Jяоя находится для V •га1п«0,87 7г
mln-
125
Рис 4.21 Графики для учета прост-
ранственной неравномерности дождей
Рис. 4.22. Графики для учета погон
ного ослабления сигнала в дожде
Для каждого варианта трассы поверочный расчет устойчивости
п
завершается вычислением суммарного процента времени S — У, S,,
i=i
где п — число пролетов, и проверкой условия
Smax S,	(4.84)
где Smax определяется, как отмечалось, выбранными рекомендация-
ми ^п.вых max или (i/T/i/p)max- При ПРОЧИХ блИЗКИХ УСЛОВИЯХ ИЗ
различных вариантов трассы выбирается тот, у которого величина S на-
именьшая.
Отметим, что на величину существенно влияют высоты подвеса
антенн, определяющие просвет Н и результат интерференции сигналов.
Вообще говоря, руководствуясь критерием минимума Sir можно найти
для каждого пролета оптимальную величину Н. Для этого необходимо
установить функцию S; (Н). Абсцисса точки экстремума этой функции
и будет оптимальным значением И. На практике выбор высот подвеса
антенн производят в основном непосредственно по профилю пролета,
так чтобы при среднем значении g = g пролет был открытым. В каче-
стве минимально допустимого просвета часто используют величину
Н = (1... 2) Н0-\Н (£).
126
рели при этом условие (4.84) не выполняется, то изменяют высоты под-
веса антенн, местоположение станций или добиваются необходимой
устойчивости применением разнесенного по частоте и (или) в простран-
стве приема (ЧРП и ПРП).
Отметим, что применение ПРП или ЧРП требует соответствующего
увеличения объема оборудования на станциях, но позволяет умень-
шить влияние лишь интерференционных замираний: величины
T0(Vt 1Ш11) и Т, (Vi mln) в (4.83) практически не изменяются. Поэтому
ПРП и ЧРП целесообразно использовать в наиболее тяжелых услови-
ях, когда иные возможности повышения устойчивости уже исчерпа-
ны
На многоствольных РРЛ с поучастковым резервированием эффект
ЧРП получается за счет того, что резервный и рабочие стволы разне-
сены по частоте. При нормально функционирующей аппаратуре можно
считать, что резервный ствол используется только для защиты от за-
мираний. В этом случае с учетом эффекта ЧРП
Тинт (V Г шщ)чРП = 7\1НТ (УI min)/^Af,	(4.84а)
где выигрыш за счет ЧРП (по отношению к одинарному приему на
z-м пролете)
= Ю2 I j Cif Тинт (I ( min),
К - число рабочих стволов при одном резервном (для систем резер-
вирования типа (4+2) и (6+2) величину Д можно принимать равной
соответственно 2 и 3);	— эмпирический коэффициент, учитываю-
щий статистическую зависимость замираний в рабочем и резервном
ТцИ),’/-
Рис. 4 23. Интегральные кривые статистического распределения интенсивности
Дождей для некоторых районов европейской территории СССР:
' - Карельская АССР, Кольский нов (июль — август); 2 — Северные районы ЕТС (июль—
нииУСТ^; 3 ~~ ЦеитРальныс районы ЕТС (июнь — август); 4 — Прибалтика. Белоруссия, Ле-
yKn7dACKdH’„ Новгородская обл (май — сентябрь); 5 — степные районы центра ~~~
сентяб^ “ сентябрь); 6 —южные районы Украины, Крым и Северный Кавказ
аВ1Ус\- ’ 7 ~ Среднее Поволжье (июнь — август); 8 — Средний и Северный Урал
у т); 15 — районы Прикаспийской низменности (июнь, август, сентябрь)
ЕТС и
(июнь —
(июнь —
127
Рис 4.24. Зависимость от Af/f н f[p(g), Л] при различных пороговых уров-
нях Упор перехода на резервный ствол*
а — для слабопересеченных приземных пролетов 1 — при Упор=—(25 ..26) дБ, 2 — при
Vnop^- 30 дБ, б — (1) для слабопересечеиных пролетов с перепадом высот ДЛ»800... 1000
н ft^ 1000 м при	4]«0,3 . . . 0,31, V’nop——30 дБ; (2) — для сухопутных пересеченных
пролетов при Упор=—(28 35 дБ); 3— для пересеченных приморских трасс
стволах, разнесенных по частоте на величину Д/; на рис. 4.24 представ-
лены графики зависимости Сд, от относительного разноса по частоте
Af/f и параметра/ [р (g), А], который определяется согласно (4.83в);
Тинт (К min) находится согласно (4.83 а) или (4.83 б).
На практике резервный ствол используется и как аппаратурный
резерв. Поэтому для повышения устойчивости (или создания необходи-
мого запаса по устойчивости) следует иметь ввиду и ПРП. В этом слу-
чае прием ведется на 2 антенны, разнесенные по высоте на расстояние
ДА, а выходы приемников, соединенных с разными антеннами, под-
ключаются к блоку автовыбора или сложения сигналов. По сравнению
с одинарным приемом ПРП обеспечивают выигрыш
/дй ~ (Vi пнп)/Тинт (Vi тт)прп — 102/%\’Сдь Тинт (У, min)f (4.84б)
где % — коэффициент, учитывающий особенности комбинирования сиг-
налов на выходе приемников (сложение или авювыбор); для систем
«Восход» и «КУРС» X -- 2,125; v — отношение коэффициентов усиле-
ния (по мощности) разнесенных антенн (если, например, указанные
коэффициенты отличаются на 3 дБ, то v 2); СД1, — эмпирический
коэффициент, учитывающий статистическую зависимость замираний
128
сигналов в разных антеннах; на рис. 4.25 представлена зависимость
СДЛ от параметра f[p (g), <41, определяемого согласно (4.83 в).
Отметим, что величина выигрыша /Д(1 существенно зависит от раз-
носа антенн А/г и характера профиля пролета. Для пересеченных трасс,
где определяющими являются замирания из-за отражений от слоис-
тых неоднородностей тропосферы, можно рекомендовать A/i — 150 X.
При этом Слл « 60. В случае слабопересеченных пролетов, когда рез-
ко проявляется интерференционная структура поля, обусловленная
отражением радиоволн от подстилающей поверхности, для левого и
правого концов профиля рекомендуются разносы антенн соответствен-
но
А/г1 = 0,118|Л/?ХК1/(1 — kJ и А/г, -^0,118 RX (1 —Л'1)/«г ,
(4.84в)
где относительная координата точки препятствия Kj — R;/R,
a Ri — расстояние от левого конца пролета до точки препятствия;
AAj и А/г2 в (4.84в) определены для первого интерференционного
минимума; величины R, X и А/г1)2 выражаются в метрах. При этом
C&h и Л,нт min) рассчитываются для верхней (в) и нижней (н) ан-
тенн, и процент времени неустойчивой работы из-за интерференцион-
ных замираний (для каждого направления связи)
^инт (Р« min/ПРП — %vl0 2 } СдЛв СДЛи Диит пНп)в ^инт тш)н-
(4,84 г)
В тех случаях, когда ЧРП сочетается с ПРП, в (4.84 а) вместо
ТИПт min) следует подставить величину
находится из (4.84 б) или (4.84 г). На
каждом этапе повышения устойчивости
связи рекомендуется оценивать величи-
ны S, и S, а также проверять условие
(4.84).
Наряду с проверкой устойчивости
связи для выбранного варианта трассы
обычно проводят еще поверочный расчет
суммарной мощности помех и (или) от-
ношения шум-сигнал (на выходе соответ-
ствующих каналов), превышаемых в
течение не более 20 и 50 % времени
любого месяца. При определении ука-
занных качественных показателей линии
учитывают все слагаемые, входящие в
(4.62) или (4.63) для 20 или 50 % време-
ни. Вычисление PTi (20 %), Pri (50 %),
(Птг- (20 %)/1/р)г, и ((/т/ (50 %)/(7р)2
выполняется в соответствии с (4.30) и
(4.34), куда подставляют значения
Л.Н, ш1п)пРП> КОТораЯ
Рис. 4.25. Зависимость Сд(1
от f[p(g), А] при Vmin=g
«S -25 дБ
а Зак. 131
129
Pc.Bxt (20 %) или Pc.BXi (50 %). Величина Pc.BXt (20 %) находится
по формуле (4.70). Аналогичное соотношение можно записать и для
средней мощности сигнала на входе приемника:
Ре.вх I (50%) =	Рп Gn Gnp Пп Т)пр V? (50°/0).	(4.85)
\ 4л7? /
Чтобы определить медианное значение множителя ослабления
Vi (50 %), следует вначале положить в (4.73) g— g и с помощью (4 75)
вычислить р (g). Тогда Vi (50 %) можно найти из графиков на рис.4.18,
используя известные р (g) и параметр р. Для случайной величины g,
распределенной по нормальному закону, нахождение V) (20 %)
можно выполнить аналогично, приняв лишь для расчета g — g + о,
где о — стандартное отклонение g.
При проектировании РРЛ следует иметь в виду, что в ряде случаев
на трассе целесообразно устанавливать пассивные ретрансляторы
(ПР) — см. §4.1. Обычно такая ситуация характерна для участков
трассы с высокими препятствиями, например в горных районах, где
применение ПР облегчает обслуживание линии и снижает капиталь-
ные затраты и эксплуатационные расходы.
По сравнению с тем, когда передача сигналов на пролете между ак-
тивными станциями происходит за счет естественной дифракции радио-
волн через препятствие (например, холм) или (и) в обход его, ПР в ви-
де сплошных или сетчатых металлических поверхностей обеспечивают
изменение направления радиоволн с меньшими потерями энергии сиг-
налов. В то же время эти потери оказываются больше, чем в том слу-
чае, когда суммарный путь до и после ПР сигнал проходил бы в сво-
бодном пространстве, т. е. с введением на трассе ПР затухание воз-
растает. Однако если энергетический потенциал у РРС достаточно вы-
сокий, то применение ПР позволяет увеличить протяженность пролета
до 100 км и более
По принципу действия ПР можно разделить на ПР отражающего
(зеркального) типа, ПР преломляющего типа и ПР рассеивающего типа.
К последним относятся ПР типа препятствия, получившие большое
Рис. 4.26. Пассивный ретранслятор типа препятствия (а) и его установка на
пролете (б)
130
распространение вследствие того, что эффективность их работы практи-
чески не зависит от точности выполнения рабочей поверхности и ее де-
формации ветром. Такой ПР изготовляется из сетчатого металличе-
ского полотна в виде прямоугольника или части кольца (рис. 4.26, а),
образующие которого примерно совпадают с границами одной из зон
Френеля. Если полотно этого ПР установить перпендикулярно трассе
(рис. 4.26, б), то произойдет затенение участка волнового фронта, ко-
торое может вызвать такое перераспределение поля, что переизлучен-
ная энергия будет направлена на приемную антенну.
Отметим, что конструктивные параметры указанного ПР индивиду-
альны для каждого пролета. Так, горизонтальный размер 2d (см.
рис. 4.26, а) определяется условием
2d <2,4)/1р,
где R - 2RiR2/(R'i + Ri), R\ и Ri — расстояния между активны-
ми станциями (А и В) и ПР, X — длина рабочей волны.
Определяемый шириной зоны Френеля вертикальный размер в =
--- X/2 sin Р, где 0 = (Р( + R'2l2a + (Я — h^!R\ + (Н — /г2)/Рг —
угол между направлением распространения прямого луча и луча от
ПР к пункту приема; а — радиус Земли (а 6370 км); Н, h{ и 1гг —
высоты подвеса пассивного ретранслятора и антенн на станциях А
и В.
Необходимая кривизна кромок полотна ретранслятора (см. рис.
4.26, а) А 0,72 в (2а/1,21АР)2. Очевидно, для выполнения указан-
ных расчетов надо построить профиль пролета между активными стан-
циями.
В принципе любой тип ПР может быть сведен к некоторой эквива-
лентной системе из двух соединенных между собой (фидером без зату-
хания) антенн А, и А.2 с коэффициентами усиления Gx и G2, а пролет с
ПР разбит на два полупролета протяженностью Рх и R2 (см. рис. 4.26, б)
и с множителями ослабления Ех и V2. Тогда, используя (4.70) или
(4.85), найдем, что мощность сигнала на выходе антенны Ах и соответ-
ственно на входе А2 (без учета процентов времени)
Рх=(Х/4лР;)2 Рп GnG, Пп VI
Применяя повторно (4.70) или (4.85) с подстановкой Рх вместо Рп, по-
лучим мощность сигнала на входе приемника станции В:
л,вх= (X/4nP02 (Z/4nP()2 PnPGn Gx Лп Vf 'g2 Gnp Лпр VI,
или, умножая числитель и знаменатель на (Pi -( Rz)2'.
(Х/4л (Р; + Р/))2 Рп Gn Gnp П11 цпр V2,
где множитель ослабления на пролете с ПР
i/p=v1 п2гсГ^(я;+О4лр; р;.
5*
131
Очевидно, можно принять GA - О2 = G. Коэффициент усиления ПР
G — 4лЗпр/%2. где Snp — эффективная поверхность ПР. Поэтому
Ур можно представить иначе:
у25пр (я;+я;)дя; я;.
Для пассивного ретранслятора типа препятствия Snp - Кисп^г>
где Sr—площадь полотна, а Кисп— коэффициент использования
поверхности. Если ПР имеет такие по форме контуры, как на рис.
4.26, а, то при определении Ир (50 %) можно считать Кисп =- 0,7...
... 0,8 для трасс в равнинной местности и = 0,6 для сильнопере-
сеченной местности.
Необходимо отметить, что оценка качественных показателей кана-
лов РРЛ осуществляется не только на стадии проектирования линии,
но и на этапе настройки оборудования, а также в процессе эксплуата-
ции аппаратуры и профилактических измерений. Для этих целей раз-
работаны специальные настроечные и эксплуатационные нормы и ме-
тодики измерения соответствующих электрических характеристик [13].
Обеспечение надежности РРЛ. Вспомогательные системы. Связь
на РРЛ может нарушаться не только из-за глубоких замираний, но и
вследствие выхода из строя тех или иных элементов аппаратуры. Ес-
ли пользоваться терминологией теории надежности [15], то обе ситуа-
ции можно трактовать как отказ радиорелейной системы (РРС). Но в
первом случае отказ может быть отнесен к категории постепенных отка-
зов, которые изучаются в теории параметрической надежности, а во
втором случае отказы относятся к категории внезапных, и с ними свя-
зано другое направление теории надежности.
Согласно принятой в настоящее время концепции отказ и восстанов-
ление рассматриваются как случайные события. Отказ, вызванный глу-
боким замиранием, можно представить так, как если бы некоторая слу-
чайная функция времени (например, V (<)) вышла за пределы поля до-
пусков. Вообще для исследования постепенных отказов используется
математический аппарат теории случайных процессов. Моделирование
внезапных отказов обычно базируется на аппарате теории вероятно-
стей и математической статистики. При этом во многих случаях можно
оперировать лишь двумя случайными величинами- интервалом време-
ни g от момента включения системы (или элемента — здесь использу-
ется терминология системного подхода) до первого отказа и интервалом
времени т] от момента отказа до момента восстановления.
Для характеристики безотказности и восстанавливаемости исполь-
зуются соответственно две группы более или менее эквивалентных пока-
зателей надежности. Рассмотрим некоторые из их.
1.	Вероятность безотказной работы R6 (/) и вероятность восстанов-
ления FB (/), определяемые для заданного промежутка времени t сле-
дующим образом:
Рб (0 = Р а > 0Л > 0; Рв (0 -Р (П < 0Л > 0.
132
2.	Вероятность отказа F6 (0 и вероятность невосстановления RB (0,
определяемые для заданного промежутка времени t:
F5	=	(0,
RB (0 = Р(т1>О = 1—(0-
(4.86)
3.	Среднее время безотказной работы (средняя наработка до отка-
за) Т’ср б и сРеДнее время восстановления Тср-в:
Гср.б =рб (0^> T’cp.B-f (0 dt.
Для потока отказов, когда промежутки времени it нормальной ра-
боты объекта чередуются с промежутками времени т;, в течение которых
объект после отказа восстанавливается, справедливы соотношения:
^ср.б - п Тер.в - т 2
(4.87), (4.88)
где п к пг — число отказов и восстановлений соответственно.
4.	Интенсивность отказов (число отказов в единицу времени) X (0
и интенсивность восстановления р (0:
^(0~/б (0/«б (0J>O,
где плотность вероятности момента первого отказа f6 (0 = dF§
Р(0 = М0/ЯВ (0U>O.
где плотность вероятности момента восстановления 7В (0 = dFB (t)/dt.
Характеристики безотказности R6 (0 и К (0, как и характеристи-
ки восстанавливаемости RB (0 и р (0, связаны взаимно-однозначным
соответствием:
R6 (0==ехр
X (u)du , RB (0 = exp — Г р (u) du
Для однородного потока отказов
х = 1/7,сР.б ир=1/Тср.в,
где ^ср.б и Т’сп.а определяются в соответствии с (4.87) и (4.88).
Если система содержит п элементов, каждый из которых характе-
ризуется интенсивностью отказов Хг (j — 1,2, ..., п), и отказ любого
элемента вызывает отказ системы, то интенсивность отказов системы
133
5.	Для характеристики однородного потока отказов часто пользуют-
ся понятиями коэффициента готовности Л"г и коэффициента простоя
к»;
Кг = Тср.б/(ТСр.б + ^ср.в)>
Кп^-Кг^р.в/^ерб + ^р.в)-
Коэффициенты К? и KD выражают вероятность соответственно ра-
ботоспособного и неработоспособного состояния объекта в произволь-
ный момент времени.
Одним из основных методов повышения надежности систем и, в ча-
стности, РРС является резервирование (введение избыточных элемен-
тов). При этом на РРЛ возможны различные способы резервирования.
На рис. 4.27 изображена упрощенная модель РРЛ, где в каждой из п
групп параллельно цепочке из К основных блоков, соединенных по-
следовательно (этим учитывается, что отказ одного блока вызывает от-
каз всей цепи), включена идентичная цепочка резервных блоков (за-
штрихованы). Заметим, что под блоками здесь можно понимать не толь-
ко элементы оборудования станций, но и тракты передачи радиосигна-
лов между антеннами соседних станций.
Приведенная модель соответствует случаю однократного резерви-
рования, когда на каждый основной блок приходится лишь один резерв-
ный. Вместе с тем, выбранная модель достаточно универсальна, так
как позволяет проиллюстрировать и сопоставить различные варианты
резервирования на РРЛ. Будем считать, что число блоков т = Кп в
каждой ветви во всех случаях остается неизменным, но величины К и
п могут меняться. Примем для простоты, что отказ любого блока явля-
ется независимым событием, и все блоки характеризуются одинаковой
вероятностью безотказной работы Рбг (t0) = R. При этом условии оп-
ределим для выбранного интервала времени t0 вероятность безотказной
работы Re (К, ti, г) линии, структура которой фиксируется числами
R, п и г, где г означает кратность резервирования.
Так как безотказная работа цепочки из К последовательно соеди-
ненных блоков возможна лишь при условии безотказности всех К бло-
ков, то по правилу умножения вероятностей независимых событий
к
Яб(К, 1,0)=П	(4.89)
г = 1
Рис. 4 27. Упрощенная модель РРЛ с резервированием
134
В случае резервирования блока (или цепи) отказ возникает лишь
тогда, когда нарушается работа и основного, и резервного блоков. По-
этому'вероятность отказа (К, 1, 1) одной группы блоков с резерви-
рованием определяется согласно правилу умножения вероятностей:
г+1	2
F^K, 1, D= П Ли (К, 1,0)= П [1—R6l(K, 1,0)] =
I = 1	I --- 1
= (1-/?*)2.	(4.90)
С учетом (4.86) и (4.90)
R6 (К, 1, 1) = 1—Еб (К, 1, 1) = 1—(1 — RK)2.
Поскольку все группы блоков включены в линии последовательно, то
по аналогии с (4.89)
«б(К,п,1)=П 7?бг (К, 1, 1) = [1-(1-7?к)2Г	(4.91)
г-1
Рассмотрим два крайних случая:
1. Резервируется каждый блок линии. При этом К = 1, п = т и
согласно (4 91)
(1, т, 1) = [1— (1— Р)2]« = ^ (2—R)m.
Если R <£ 2, то Re (1, т, 1) « <2mRm.
2. Резервируется вся линия в целом. При этом K = rn, п = 1 и
RCj (т, 1, 1) = 1 — (1 — /?т)2. Если вероятность R мала, то
7?б (/и, 1, 1) « 27?'".
Таким образом, при поблочном резервировании вероятность безот-
казной работы больше, чем при резервировании линии в целом. Но в
первом случае резервирование усложняется тем, что требуется в т раз
больше коммутирующих устройств (для перехода с основного элемен-
та на резервный) или устройств разделения и объединения сигналов
(при параллельной работе основного и резервного элементов).
На практике чаще применяют промежуточные варианты резерви-
рования: постанционное, когда на каждой станции для каждого ство-
ла устанавливают основной и резервный приемопередатчики (работаю-
щие параллельно или с переключением), и поучастковое, когда для од-
ного или нескольких основных стволов в пределах одного участка
(например, от УРС до УРС) предусматривают оборудование резервно-
го ствола).
Принцип автоматического постанционного резервирования реали-
зуется в ВЧ тракте системы «Восход», где применяется параллельная
работа двух передатчиков (на одинаковых частотах) и двух приемни-
ков. Для защиты от замираний сигналов приемники подключают к
разным антеннам, установленным на одной мачте с разнесением по вы-
соте. Очевидно, объем резервного оборудования в данном случае велик.
На рис. 4.28 представлена упрощенная структурная схема, поясня-
ющая принцип действия системы поучасткового резервирования в од-
135
ном направлении связи. Рассматривается вариант, когда на два рабо-
чих ствола приходится один резервный (система 24-1)- Приемопереда-
ющая аппаратура всех трех стволов постоянно находится во включен-
ном состоянии (используется нагруженный резерв), но путь информа-
ционных сигналов меняется в зависимости от технического состояния
стволов.
В условиях, не требующих резервирования, сигналы ПЧ на часто-
те 70 МГц от оконечной стойки ОС поступают на передатчики и П2.
выделяются приемниками Прх и Пр2 в конце участка резервирования
и через переключатели /72 и П3 направляются к ОС приемной стороны.
Заметим, что в состав всех приемников в системах «КУРС» входят так
называемые замещающие генераторы (ГЗ), сигналы которых (колеба-
ния на частоте 70 МГц, модулированные по фазе сигналом неисправно-
сти с частотой 8,75 МГц) подаются на выход Пр всякий раз, когда ЧМ
сигнал на входе Пр пропадает или его уровень падает ниже определен-
ного (порогового) значения. Устройства контроля состояния стволов
УКСС, подключенные к выходам Пр в конце участка резервирования,
фиксируют пропадание несущей ПЧ 70 МГц, включение ГЗ и превыше-
ние нормального уровня шумов в измерительном канале в верхней части
группового спектра. Если хотя бы один из этих признаков нарушения
связи обнаруживается на выходе рабочего ствола, то в устройстве уп-
равления УУ, соединенном с УКСС, формируется аварийный сигнал
АС, который по каналу системы резервирования (СР) передается в на-
чало участка резервирования и посредством переключателя ком-
мутирует сигнал ПЧ отказавшего рабочего ствола на вход резервного
передатчика П я. При нормальном прохождении информационного сиг-
нала по резервному стволу УКСС, соединенный с Пр3, выдает на УУ
«разрешение» на изменение состояния соответственно П2 или П3. В ре-
Рис. 4.28. Упрощенная структурная схема системы поучасткового резервирования
136
зультате этого Пр 3 оказывается соединенным с ОС приемной стороны,
на чем и завершается переход с рабочего ствола на резервный. Макси-
мальное время переключения (длительность перерыва связи) состав-
ляет 7 мс. После восстановления рабочего ствола вся система возвра-
щается в исходное состояние. В случае одновременного отказа двух и
более стволов преимущество в резервировании обычно предоставляет-
ся ТВ стволу с первой программой. На приемной стороне участка ре-
зервирования УКСС и УУ различают две степени неисправности ство-
лов аварию слабую (ухудшение качества) и сильную (полное пре-
кращение связи). Если резерва не хватает, предпочтение в резервиро-
вании отдается стволу с сильной аварией. В случае аварии равной сте-
пени резерв занимает первый из отказавших стволов. При необходимо-
сти управление резервированием может выполняться оператором. Ана-
логично организуется резервирование в обратном направлении связи.
Кратность резервирования в поучастковой системе может быть су-
щественно меньше единицы. Например, в системах «КУРС-4» и «Курс-6»
дoпvcкaeтcя даже соотношение резервных и основных стволов 1/7.
При этом обеспечивают и достаточно эффективную защиту от замира-
ний, для чего разносят по частоте сигналы в резервных и основных
стволах. Однако снижение кратности резервирования и необходимость
переключения стволов создают определенные трудности в плане обес-
печения бесперебойной связи.
Для некоторых систем недопустимы даже кратковременные отка-
зы, возникающие во время автоматического переключения на резерв.
Это относится, в частности, к системам энергоснабжения станций и тем
приемопередатчикам, которые используются для передачи данных.
(Заметим, что в системах «КУРС» при необходимости может быть орга-
низован сдвоенный прием на разнесенные по высоте антенны).
Схемы постанционного и поучасткового (система 1-г1) резервиро-
вания соответствуют рис. 4.27. Разница лишь в том, что при поучаст-
ковом резервировании увеличивается число блоков, входящих в одну
ветвь группы. Если же исследуется вариант, когда резервный ствол
должен обслуживать несколько основных стволов (система 2+1, 3+1,
и т. и.), то на схеме надо увеличить соответственно число параллель-
ных цепочек в группе. Отметим, что для наиболее ответственных и
(или) не очень надежных компонентов оборудования применяют и по-
блочное резервирование. Часто так резервируют модуляторы, демоду-
ляторы, источники электроснабжения и другие элементы.
С помощью (4.91) можно убедиться, что, если величина /? близка к
единице, то отличия в значениях вероятности безотказной работы
Для разных способов резервирования становятся несущественными.
В этом случае решающими факторами, определяющими выбор того или
иного способа резервирования, являются время переключения с основ-
ного комплекта на резервный, эффективность противодействия зами-
раниям сигналов, объем и стоимость резервного оборудования.
Очевидно, система автоматического резервирования (АР) не может
обеспечить нормальную работу РРЛ в течение всего времени ее эксп-
137
луатации. Поэтому на всех станциях РРЛ, включая и необслуживаемые
ПРС, предусмотрены периодические профилактические работы, возмож-
ность ремонта и текущий контроль функционирования оборудования.
Ведущую роль здесь играют [лавные станции (обычно УРС или ОРС),
где сосредоточен персонал, который обслуживает не только эти стан-
ции, но и с помощью специальных систем служебной связи (СС) и теле-
обслуживания (ТО) осуществляет контроль и управление по отноше-
нию к закрепленным ПРС. Ремонт оборудования станций, настроеч-
ные и профилактические работы выполняются специальными выезд-
ными бригадами. При этом служебные переговоры ведутся по ка-
налам СС.
Существуют различные варианты реализации вспомогательных си-
стем — АР, СС и ТО. Общим является лишь то, что оконечная аппара-
тура этих систем конструктивно оформлена отдельно от основных при-
емопередатчиков, а для ее функционирования отводится часть пропуск-
ной способности РРЛ. Системы СС и ТО обычно подразделяются на
ряд подсистем с двусторонними (СС) или односторонними (ТО) канала-
ми. В качестве примера рассмотрим принцип организации каналов СС,
АР и ТО в системе «КУРС-4» см. (рис. 4.29, а). Стрелками показано
направление передачи служебных сигналов, которыми обмениваются
типовые ОРС, УРС, и ПРС. Все каналы вспомогательных систем
«КУРС-4» организуются в нижней части группового спектра телефон-
ного ствола (рис 4.29, б). К системе СС относятся: канал циркуляр-
t__11__11___И____1 ♦ В О ♦
♦ if	♦ ♦ U ♦♦	♦
t________________l_i___________1
пс с м |у
t___________1—__f t____________1
СР t_____________1___t t___________t
ту	t___I	1	1___f t__f	1___t
Tc	1___1___f	t___1 1__f	t___1
(!—;—1	11—*	1—f
11—i	a)
0,3 3,4 4J5 7J 9,6 72,7 17,5	35,0 40,3 43,4 48,3 52,7 '	372
f)
Рис. 4 29 Система передачи служебных сигналов («) и размещение их в груп-
повом спектре телефонного ствола (б)
138
Рис 4 30 Структурная схема системы энергоснабжения с аккумуляторными ба
тареями
ной районной служебной связи (РСС) между всеми ПРС и обоими УРС
(или ОРС-УРС) участка; три канала постаннионной служебной связи
(ПСС) (на рис. 4.29, а показан один канал), два из которых использу-
ются для связи между всеми УРС и ОРС линии, а один — для прямой
связи между смежными УРС. Односторонний канал для передачи сиг-
налов резервирования (СР) действует в каждом направлении связи в
пределах участка резервирования (от УРС (ОРС) до УРС).
Система ТО включает в себя каналы телеуправления (ТУ), по кото-
рым оператор УРС может посылать на управляемые ПРС необходимые
команды (например, включения и выключения аппаратуры, сигналь-
ного освещения мачт, агрегатов питания); каналы телесигнализации
(ТС), по которым с ПРС (по запросу с УРС) передается информация о
состоянии оборудования на станции; каналы оповестительной сигна-
лизации (ОС), по которым с ПРС на УРС (ОРС) передаются аварий-
ные оповестительные сигналы о возникновении неисправности в обо-
рудовании.
На ОРС и УРС указанные выше служебные сигналы вводятся и вы-
водятся соответственно через модулятор и демодулятор оконечной стой-
ки. На ПРС сигналы РСС и ТО вводятся посредством модуляции сигна-
ла гетеродина передатчика (см. рис. 4.10), а выделяются с помощью спе-
циальных демодуляторов, подключаемых к дополнительным выходам
УПЧ приемников телефонного и резервного стволов.
Электроснабжение аппаратуры (Ап) станций часто осуществляется
от одного-двух вводов ЛЭП, резервируемых одной или несколькими ав-
томатизированными установками, состоящими из дизеля (Д) и генера-
тора (Г) (рис. 4.30). Однако запуск ДГ требует определенного времени-
18 ...30 с. Для вспомогательного оборудования (В) на станциях —
вентиляционных установок, сигнального освещения и др. — такие
перерывы в электропитании допустимы. Чтобы обеспечить бесперебой-
ность электроснабжения основной радиорелейной аппаратуры Ап, в
современных РРС, например «КУРС», в буфере с автоматизированными
выпрямительными устройствами ВУ включают стационарные аккуму-
ляторные батареи АБ, подзаряжаемые от ЛЭП или ДГ через ВУ. Ком-
мутация электрических цепей производится с помощью контакторов
Кх... К8 и устройства распределения постоянного тока РПТ.
139
4.3. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ С ВРК
И АНАЛОГОВЫМИ МЕТОДАМИ ПЕРЕДАЧИ
Аналоговые методы передачи на РРЛ с ВРК- В § 2.3 было отмечено, что на
РРЛ с ВРК при аналоговых методах передачи в аппаратуре объединения исполь
зуется ФИМ, как наиболее помехоустойчивая по сравнению с АИМ и ШИМ, а в
модуляторе передатчика используется AM. При этом РРЛ получаются малока-
нальными, и по ним можно передать только узкополосные сигналы
При 24 каналах максимальная девиация импульса при ФИМ Д/м 1 .
.. 1,5 мкс, а длительность импульса при этом может составлять ти - 0,5 ..
.. 1 мкс. Дальнейшее увеличение числа каналов хотя и возможно, однако это
будет приводить к изменению Д/м, ти, что вызовет либо снижение помехоустой-
чивости (при уменьшении Д/м), либо усложнит аппаратуру.
При использовании ФИМ результат воздействия шума сводится к случайно-
му сдвигу фронта импульса Помехоустойчивость при ФИМ зависит от способа
выделения составляющих модулирующего напряжения (преобразование ФИМ
в ШИМ или АИМ), от формы АЧХ и ширины полосы пропускания приемника, а
также от формы огибающей радиоимпульса.
Прн передаче импульсов модулированный сигнал занимает широкий спектр
частот, обычно полосу пропускания передатчика ограничивают Д/п ~ 2/ти. При
этом импульсы на выходе передатчика имеют почти трапецеидальную форму, а
после прохождения приемника с полосой пропускания
Д^пр « Д/о—1/ти	'	(4 92)
приобретают почти треугольную форму (штриховая кривая, рис 4 31). Длитель-
ность этих импульсов, отсчитанная на уровне 0,5 и0- примерно равна длительно-
сти импульсов на входе приемника.
Шумы на выходе телефонного канала РРЛ с ФИМ-АМ появляются из-за
сдвига переднего фронта импульса шумами
ит вых (G) “ДО ^Ф>	(4.93)
гДе Ut. вых (0) — напряжение помехи в момент 8ф — крутизна переднего
фронта импульса на уровне порога ограничения мпор Из рис. 4.31 следует
8ф = 1Яа~и0ти.	(4.94)
При передаче по каналу измерительного сигнала девиация импульса Д/т
внутри канального интервала Д/к (см. § 2.3):
Д/mтфим А/к 2,	(4.95)
где “ 0,6...0,8 — максимально допустимая относительная глубина моду-
ляции при ФИМ. При этом мощность
синусоидального сигнала на выходе ка-
нала с номером к пропорциональна эф-
фективному значению этих сдвигов
Рнс. 4.31. Образование случайных
сдвигов фронтов импульсов под воз-
действием шумов
Сдвиг фронта импульса Д^ (4.93)
изменяется случайным образом, пропор-
ционально изменяется шг. вЫХ (0), П0‘
этому дисперсия о? случайных сдвигов
140
St- и дисперсия о* вых случайного напряжения шумов на выходе приемника
определяются соотношением
а?-<ВЫх/5|=-«т2вь,х^/^-	(4.97)
Поскольку спектральная плотность мощности тепловых шумов равномерна
в шиоокой полосе частот, то шумы, обусловленные случайными сдвигами фронтов
импульсов, имеют равномерный спектр в полосе пропускания ФНЧ ДГфнч -
- Рл/2. Тогда согласно (4.96) и (4.97) можно записать псофометрическую мощ-
ность этих шумов, пВтО, возникающую на выходе телефонного канала РРЛ из-
за тепловых шумов в приемнике г-го интервала (см. § 4.2)
Ртг = Ю9к2(Рт/Рк)г-109к2 (о2/о2)- 8-10s к2 о2.вх/R г2отФИм), (4.98)
где о2 Вых/ио = °? вх/у?; и1 = 2 Рпик вхрвх — квадрат максимальной ампли-
туды СВЧ сигнала на входе приемника; г= Д/к/ти— скважность импульсов.
Если учесть, что о2 вх = Рт вх Рвх, то (4.98) примет вид
P-ri - Ю9 кп (Рт.вх Рпик)г (4/г2	(4.98а)
Так как Рт.вх=-*Т, Д/пр, Р11и1! Pc.BXz, то при Д/Пр 1/ти (4.98а) можно
записать
РТ[
109 к2
feT3 Nrp Fд \	4
рс.нх /; г2тФИМ
(4.99)
где Рс. вх — средняя мощность импульсов на входе приемника.
Из (4.99) следует, что мощность тепловых шумов на выходе канала про-
порциональна числу каналов Nrp и не зависит от порядкового номера канала
Таким образом, при ФИМ-АМ мощность тепловых шумов Рг; одинакова во всех
каналах, и поэтому ие нужно вводить предыскажения, как это делается в РРЛ
с ЧМ и ЧРК.
В РРЛ с ФИМ-АМ за пороговый сигнал принимают такой сигнал на входе
приемника, при котором на выходе телефонного канала отношение пиковой мощ-
ности Рпик порогового сигнала к мощности шума Рт на входе приемника:
(Рпик/ Рт)вх ~ 20.
При А,пр = 1/ти это выражение примет вид
^гРс.вх.пор/^рэ А/пр) ~ 20; Рс вх,ПОр ~ 20kTo Alp Рд.
Структурные схемы и особенности приемно-передающей аппаратуры при
использовании ФИМ. При ФИМ-АМ передатчик РРЛ работает в импульсном ре-
жиме, что дает возможность получить мощность в импульсе Рппк, в г раз больше
средней мощности передатчика в непрерывном режиме. Такой передатчик при мо-
дуляции импульсами группового сообщения, как правило, состоит из одного ав-
тогенератора колебаний СВЧ (Г) (см. рис. 4.32, а). Поэтому он имеет малые габа-
ритные размеры, обладает высокой надежностью и прост в эксплуатации.
Недостатками однокаскадного передатчика являются: малая стабильность
частоты из-за модуляции автогенератора и воздействия на него антенно-фидер-
ного тракта, на который он нагружен; возникновение дополнительного вида шу-
мов достаточно высокого уровня. Причиной второго недостатка является то, что
врем-я установления /у1 СВЧ колебаний автогенератора (см. рис. 4.39, б) зависит
от величины напряжения тепловых шумов иШ1 автогенератора в момент подачи
модулирующего иимпульса. Случайный характер величины /у) является причи-
нен появления дополнительного напряжения шума на выходе канала РРЛ после
преобразования ФИМ и ШИМ в демодуляторе.
Для уменьшения этого вида шумов в контур автогенератора от вспомогатель-
ного генератора (ВГ) (см. рис. 4.32, а) вводится напряжение СВЧ, величина ко-
торого должна существенно превышать напряжение шумов иШ1. Мощность вводи-
141
мого СВЧ сигнала обычно составляет около 10 s1 Bi и создается одной из гармо-
ник маломощного генератора (ВГ) (см. рис. 4.32, а).
Недостатков однокаскадного импульсного передатчика лишен двухкаскад-
ный передатчик, который имеет задающий СВЧ генератор и оконечный модули-
руемый каскад. Однако такой передатчик сложнее однокаскадного по конструк-
ции и менее надежен в эксплуатацнн, поэтому он не получил широкого распро-
странения.
Прием сигналов с ФИМ-АМ осуществляется супергетеродинным приемни-
ком, который включает в себя, входной фильтр, преобразователь частоты,УПЧ
с АРУ. амплитудный детектор и групповой усилитель импульсов. Для упроще-
ния приемников малоканальных РРЛ в них, как правило, не применяют автома-
тическую подстройку частоты и стабилизацию частоты гетеродинов. Поэтому по-
лосу пропускания для обеспечения беспоисковой и бесподстроечной связи прихо-
дится выбирать в 4—5 раз больше, чем Д/о — 1/ти. При этом для обеспечения эф-
фективной шумовой полосы, приемника, близкой к АД, выбирают полосу про-
пускания группового тракта, равную Afrp ~
Виды помех в телефонных каналах при использовании ФИМ. На выходе ка-
нала в РРЛ с ФИМ-АМ действуют тепловые шумы (4.99) и переходные помехи, ко-
торые в РРЛ с ВРК подразделяются на
переходные помехи первого рода, возникающие из-за ограничения полосы
пропускания тракта со стороны высоких частот;
переходные помехи второго рода, возникающие из-за нелинейности фазо-час-
тотной н неравномерности амплитудно-частотной характеристик тракта на низ-
ких частотах.
Ограниченность полосы пропускания тракта на верхних частотах приводит к
затягиванию фронтов канальных импульсов (рис. 4.33, а). При этом задний фронт
импульса к-го канала приводит к изменению амплитуды импульса к + 1 канала
на величину > а следовательно, и к изменению времени достижения порога
ограничения ипор. Таким образом, импульсы к-го канала модулируют по фазе
импульсы к г 1 канала, и в последнем появляются внятные переходные помехи.
Величина этих помех может быть уменьшена путем уменьшения длительности
импульса ти и расширением полосы пропускания группового тракта. Так, при
Д<к'хи > 3 величина переходных помех первого рода не превышает — 80 дБ
относительно мощности канального сигнала, и ею можно пренебречь.
Для объяснения причин появления переходных помех второго рода рассмот-
рим четырехкаиальную систему с ВРК и АИМ, в которой сигналом и2 (Г) модули-
А
Рис. 4.32. Структурная схема однокаскадного импульсного передатчика (а) и
зависимость времени установления ВЧ колебаний от величины напряжения
шумов схемы (б)
142
рован второй канал (рис. 4 33, б) Как было показано в § 2.3, при любой импульс-
ной модуляции в спектре модулированного сигнала всегда имеется составляющая
модулирующего сигнала и2 (FJ. При неравномерности АЧХ группового тракта в
области нижних частот к (FJ < к0 (к0 — усиление сигнала на средних частотах)
происходит уменьшение этой спектральной составляющей, что эквивалентно до-
бавлению к неискаженному групповому сигналу этой же спектральной состав-
ляющей k (F,) и2 (FJ, но с противоположной фазой (рис. 4.33, б, в). Из рисунка
видно, что такое искажение группового сигнала приводит к смещению импульсов
всех каналов относительно порога ограничения, а следовательно, к появлению
переходных помех во всех каналах.
При ФИМ-АМ переходные помехи второго рода оказываются значительно
меньше, чем в случае АИМ и ШИМ, и в большинстве практических случаев их
можно не учитывать.
4.4. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ С ВРК
И ЦИФРОВЫМИ МЕТОДАМИ ПЕРЕДАЧИ
Особенности применения цифровых методов передачи на РРЛ.
Возможны следующие способы построения цифровых радиорелейных
линий:
передача информации в цифровой форме по телефонным или теле-
визионным стволам аналоговых РРЛ одновременно с аналоговым теле-
визионным или многоканальным телефонным сообщением;
143
организация передачи только цифрового потока в стволе аналого-
вой РРЛ; при этом возможна передача цифровых сигналов только от
первичной и вторичной ЦСП. Передача цифрового сигнала от ЦСП бо-
лее высокой ступени иерархии затруднена из-за большого уровня по-
мех соседним аналоговым стволам и невозможности организации СС
ТО, поскольку при этом спектр цифровых сигналов занимает всю по-
лосу групповых частот; как в этом, так и в предыдущем способах ор-
ганизации цифровых трактов используются частотная модуляция и
аналоговые модемы;
организация цифровых радиорелейных систем, по которым переда-
ется только цифровая информация; по таким системам могут переда-
ваться цифровые потоки от ЦСП любой ступени иерархии; в этом слу-
чае используются различные способы модуляции (AM, ЧМ, ФМ), в том
числе многопозиционные.
Радиорелейные линии при передаче по ним цифровых потоков (циф-
ровые РРЛ) обладают существенными преимуществами по сравнению с
наиболее распространенными в настоящее время РРЛ с ЧРК-ЧМ (ана-
логовыми РРЛ). Основным преимуществом является отсутствие накоп-
ления шумов при использовании регенераторов на каждой станции.
Качество передачи цифровых сигналов определяется вероятно-
стью ошибочного приема. Обозначим через рош (Р,„) вероятность по-
явления ошибок из-за шумов, мощность которых Рш создается на i-м
пролете в полосе пропускания приемника А/[|р. Если сигнал на проме-
жуточных станциях не демодулируется (регенерация отсутствует), то
шумы, возникающие на отдельных пролетах, складываются и вероят-
ность появления ошибок в системе
Рош	— Риш (РШ1 Рш2~+- +Лнп),	(4.100)
\ • /
где п — число интервалов.
При регенерации сигнала на всех ПРС вероятность появления оши-
бок в системе равна сумме вероятностей ошибок на каждом ретранс-
ляционном пролете
У Р<>ш (^ш-) - Рош (рш1) + Роп. +  + Ро.и (Р1НД (4.101)
I
Вероятность ошибочного приема является быстро возрастающий функ-
цией мощности шумов, поэтому
У Рош (Лш' < Рош^^ш/j-	(4.102)
Таким образом, при регенерации сигналов на ПРС уменьшается чувст-
вительность системы к шумам и, следовательно, повышается качество
передаваемой информации (уменьшается рош). Однако при введении
регенераторов ПРС усложняется, так как помимо приемопередатчика
на ней устанавливаются демодулятор, регенератор и модулятор.
144
Цифровые радиорелейные ли-
нии создаются для работы в
диапазоне сантиметровых волн
3...30 ГГц (см. табл. В1). В § 4.2
отмечалось, что на частотах вы-
ше 6 ГГц одной из основных
причин замираний является по-
глощение радиоволн в осадках.
При выпадении ливневых дож-
дей глубокие замирания могут
иметь продолжительность нес-
колько минут. Перерывы связи
при выпадении таких дождей
сравнимы с перерывами связи
при авариях, которые устраняю-
тся автоматически. При этом
замираниям подвержены одно-
временно все стволы связи, ра-
ботающие в отведенной для дан-
Рис. 4 34. Сравнение занимаемой полосы
частот при аналоговой (?) и цифровой
(2) модуляции
ной РРЛ полосе частот, и поэтому применение методов разнесенного
приема оказывается неэффективным. Для выполнения нормы на ус-
тойчивость работы ЦРРЛ необходимо значительно уменьшать длину
ретрансляционного интервала (до 10...20 км на частоте 11 ГГц).
Использование коротких ретрансляционных интервалов позволя-
ет снизить максимальную мощность передатчиков, благодаря чему ста-
новится возможным выполнить СВЧ передатчики даже в диапазоне сан-
тиметровых волн полностью на полупроводниковых приборах. Величи-
на мощности передатчика определяется в первую очередь требуемым
запасом на замирания, поскольку при нормальных условиях передачи
влияние шумов в цифровых трактах так мало, что требуемое качество
передачи обеспечивается без труда.
Аппаратура ЦРРЛ выполняется на интегральных микросхемах, по-
этому технология ее сборки оказывается менее сложной, чем аппарату-
ры аналоговых РРЛ, кроме того, на укороченных ретрансляционных
интервалах используются низкие антенные опоры, поэтому организа-
ция даже протяженных ЦРРЛ может не привести к увеличению затрат
на их строительство и эксплуатацию.
Основным недостатком цифровых РРЛ по сравнению с аналоговыми
является необходимость занятия более широкой полосы частот для
передачи одинакового количества телефонных сигналов. Так, ЦРРЛ
с двухпозиционной ФМ несущей сигналом ИКМ со скоростью 26 Мбит/с,
соответствующей 360 телефонным каналам (рис. 4.34), занимает в не-
сколько раз более широкую полосу, чем аналоговая РРЛ с ЧМ-ЧРК,
по которой передается 960 телефонных каналов. Для устранения это-
го недостатка в ЦРРЛ часто применяют различные способы многопо-
зиционной модуляции.
Полоса частот радиоствола. Для экономичного использования
145
спектра радиочастот необходимо ограничить ширину полосы пропуска-
ния ствола радиорелейной линии. Ограничение спектра модулирован-
ных ВЧ сигналов до входа детектора приемника неизбежно приводит
к возникновению переходных процессов, затягивающих нарастание и
окончание каждого символа. Эти переходные процессы являются ис-
точником так называемых межсимвольных помех и приводят к увеличе-
нию вероятности ошибок, так как ухудшают условия работы решаю-
щих устройств, установленных на выходах приемников. Это увеличе-
ние рош зависит от отношения сигнал-шум на входе приемника, степени
ограничения полосы пропускания ВЧ тракта, формы импульсов и от
нелинейности фазовой характеристики в пределах заданной полосы
пропускания. Для уменьшения влияния нелинейности фазовой харак-
теристики на уровень межсимвольных помех ее необходимо тщатель-
но корректировать с помощью соответствующих фазовыравнивателей.
Из теоретических расчетов, подтвержденных результатами экспе-
риментальных исследований, следует, что оптимальная ширина поло-
сы ствола при передаче цифровых сигналов по РРЛ
AfCTB (1,1 ... 1,5) А/оП км,	(4.104)
где А/Оп — ширина полосы, численно равная скорости передачи цифро-
вого сигнала В; км = l/log2M — коэффициент, учитывающий измене-
ние полосы частот, занимаемой стволом, при использовании Al-пози-
ционной модуляции, М — 2, 4, 8, 16, 32, ... Сужение полосы пропу-
скания ВЧ тракта ниже величины (4.104) вызывает сильное увеличение
межсимвольных помех, расширение полосы — увеличение мощности
тепловых шумов в более широкой полосе, и то и другое приводит к уве-
личению вероятности ошибочного приема.
Так, например, для передачи 720 телефонных каналов методом
ИКМ требуется скорость передачи цифровой информации 52 Мбит/с.
При использовании двухпозиционной относительной ФМ (М 2)
ширина полосы одного ствола согласно (4.104) примерно равна 52х
Х1,3 = 68 МГц. При использовании четырехпозиционной относительной
ОФМ (М — 4) полоса частот ствола может быть уменьшена до 34 МГц.
Такую же полосу частот занимает ствол аналоговой РРЛ при передаче
1920 телефонных каналов, т. е. по пропускной способности в отведен-
ной полосе частот ЦРРЛ уступают аналогоаым.
Для уменьшения межствольных помех, приводящих к увеличению
вероятности ошибок, необходимо обеспечить соответствующий разнос
между средними частотами соседних стволов. В соответствии с теоре-
тическими расчетами и экспериментальными данными этот разнос час-
тот должен составлять
А/р « (1,5... 2) AfCTB/2. •	(4.105)
Так, при передаче 720 телефонных каналов методом ДОФМ разнос меж-
ду центральными частотами соседних стволов должен составлять око-
ло 60 МГц.
146
Виды модуляции в ВЧ трак-
те, модуляторы и демодулято-
ры. Существует три основных
метода модуляции: амплитудная
(АМ), частотная (ЧМ) и фазовая
(ФМ), — каждый из которых
имеет большое число вариантов.
Все рассматриваемые методы
модуляции можно представить
ВЧ несущими, модулированны-
ми сигналами, передающими
цифровую информацию. Для по-
лучения желаемых характерис-
тик модулированного сигнала
(малой ширины спектра, задан-
ного распределения спектраль-
ных составляющих в заданной
перекодируются, преобразуются в
полосе и т. п.) перед подачей на
модулятор с помощью специаль-
ных фильтров модулирующему
сигналу (импульсам) придается
определенная форма, они иногда
многопозиционные сигналы и т. п.
В приемнике в результате детектирования, фильтрации и регене-
рации стремятся восстановить исходную информацию. Для когерент-
ного детектирования требуется синусоидальный опорный сигнал, сов-
падающий с принимаемой несущей как по частоте, так и по фазе. Та-
кой опорный сигнал можно получить либо с помощью специально пере-
даваемого вспомогательного сигнала, либо в результате обработки
модулированного сигнала. Для некогерентного детектирования под-
стройка опорного сигнала под приходящий с точностью до фазы не тре-
буется.
На выходе детектора устанавливается регенератор, имеющий реша-
ющее устройство (РУ) и устройство выделения тактовой частоты (ВТЧ)
из принимаемого сигнала.
Амплитудная модуляция. Дискретный сигнал с АМ можно запи-
сать в виде
«ам (/) — Uc [1 -f-c (/)] cos сос t,	(4.106)
где с (/) — модулирующий сигнал; Uc — амплитуда сигнала; wc
частота несущей. При с (/) £ {+1, —1} получаем простейший вид
Цифровой АМ — бинарную АМ (рис. 4.35, а, б). Демодуляция АМ сиг-
налов осуществляется амплитудным детектором, и решающее устрой-
ство принимает решение о приеме символа по превышению входным сиг-
налом порогового уровня, который обычно выбирается вблизи уровня
Чс/2. Разновидностью дискретной АМ является квадратурная ампли-
147
тудная модуляция (КАМ), при которой производится модуляция двух
сигналов, сдвинутых по фазе на 90° с последующим их сложением:
«КАМ (0 -= Uc |СI (0 COS (Dc t + сп (0 sin fflc /],
(4.107)
где Ci (/); Сц (/) — модулирующие сигналы в квадратурных каналах.
При приеме сигналов с КАМ производится когерентное детектирова-
ние.
Частотная модуляция. При модуляции ВЧ колебания по частоте
оно может быть описано выражением
«чм (/) cos сос t + Д<0д ( с (f) dt ,
О
(4.108)
где А(од — девиация частоты. В самом простейшем случае, когда
с (/) С {+1, —1}, модуляция осуществляется частотным сдвигом с ис-
пользованием двух частот ы2 ыс -; Асод, соответствующей с (7) =
= +1, и (Oj = сос — Асод, соответствующей с (t) = —1 (рис. 4.35, в),
разнесенных на А/р f2 — flt девиация частоты А/д = А/р/2, а
индекс модуляции
m А/р Т,
(4.109)
где Т = \/В — длительность символа; В — скорость передачи.
При приеме ЧМ сигналов чаще всего применяется некогерентное
детектирование, которое осуществляется либо по огибающей, либо по
мгновенной частоте. Для приема по огибающей используется фильтро-
вая схема частотного детектора (ЧД) (рис. 4.36, а). Разделение сигна-
лов с частотами и /2 производится с помощью полосовых фильтров,
настроенных на эти частоты, после которых стоят амплитудные детек-
торы АД (детекторы огибающей) и решающее устройство.
Прием по мгновенной частоте осуществляется при помощи линей-
ного частотного дискриминатора (рис. 4.36, б), в котором производит-
ся преобразование изменений частоты в изменения амплитуды. После
детектирования и фильтрации посылки постоянного тока поступают на
решающее устройство.
Рис. 4.36. Структурные схемы детекторов ЧМ сигналов
148
Рис. 4.37. Структурная
схема передатчика и при-
емника (а) и диаграм-
мы работы передатчика
(б) при модуляции с ми-
нимальным сдвигом
При точной настройке приемника, когда средняя частота ЧД Д
равна
/о = (/1+/2)/2,	(4-НО)
напряжение на его выходе представляет собой двухполярные посылки
постоянного тока. При наличии нестабильности несущей ЧМ сигнала
относительно частоты нарушается равенство (4.110) и возникают ам-
плитудные преобладания посылок одного знака, что снижает помехо-
устойчивость приема.
Усовершенствованным видом частотной модуляции является ЧМ с
непрерывной фазой (ЧМНФ), при которой в моменты переходов двоич-
ных символов не происходит скачков фазы, что позволяет сократить
полосу частот, занимаемую ЧМ сигналом. Плавный переход фазы реа-
лизуется на частотном модуляторе аналоговых РРЛ с линейной моду-
ляционной характеристикой, на который поступает дискретный сиг-
нал (рис. 4.35, а), пропущенный через фильтр и имеющий плавное из-
менение амплитуды (например, приподнятый косинусообразный им-
пульс). При этом в результате модуляции частота изменяется по зако-
ну приподнятого косинуса, а фаза ЧМ сигнала будет непрерывной.
Детектирование сигналов ЧМНФ может производиться ЧД на основе
дискриминатора (рис 4.36, б).
Другим методом ЧМ, обладающим хорошими спектральными харак-
теристиками и простотой реализации, является модуляция с минималь-
на
ним сдвигом (ММС). ММС—это специальная форма частотной модуля-
ции с т = 0,5, схема модулятора и демодулятора для которой представ-
лены на рис. 4.37, а [16]. Входной цифровой поток, который состоит
из прямоугольных импульсов (рис. 4.37, б) длительностью Т, преобра-
зуется в два параллельных потока I и II, длительность импульсов в
каждом из которых равна ЧТ. Поток II задерживается на время Т от-
носительно потока I, и оба поступают на устройство перекодирования
сигнала (ПС) (см. рис. 4.37, а), где обрабатываются нелинейными мето-
дами так, чтобы импульсы стали синусоидальными, причем положитель-
ным импульсам соответствует положительный полупериод, а отрица-
тельным— отрицательный. Полученные импульсы модулируют син-
фазную и квадратурную составляющие выходного сигнала, которые
затем суммируются. Наличие задержки в канале II и синусоидальная
форма импульсов обеспечивают отсутствие в выходном сигнале резких
скачков фазы, что и обусловливает высокую спектральную эффектив-
ность этого метода модуляции.
В фазовых детекторах (ФД) приемника с помощью генератора опор-
ного сигнала (Г), фаза которого совпадает с фазой принимаемого сигна-
ла, производится разделение квадратурных составляющих, их фильтра-
ция. В решающем устройстве РУ по порогу производится выборка при-
нимаемых сигналов в центре каждого импульса, и на основе принято-
го решения регенерируются положительные и отрицательные импульсы
в каналах 1 и II, и после их объединения получается исходный цифро-
вой сигнал.
Фазовая модуляция. В настоящее время разработано несколько ва-
риантов двухпозиционной (бинарной) и многопозиционной ФМ. Наи-
более простой является бинарная ФМ, когда фаза несущей сдвигается
на 0 или 180° при изменении полярности двоичных символов
(рис. 4.35, г):
U0M(/)=i/cCOsjcoc; + -^(l -c(0l}.	(4.1П)
Точный эталон фазы, требуемый для когерентного детектирования в
фазовом детекторе (ФД), получают путем нелинейного преобразования
входного фазомодулированного сигнала (рис. 4.38, а). Удвоение часто-
ты сигнала, модулированного по фазе на 180° (4.111), приводит в этог
схеме к устранению модуляции. Это позволяет включить после умно
а)	ff)
Рис. 4 38. Структурные схемы детекторов ФМ сигналов
150
Рис. 4 39. Структурная схема модулятора ДОФМ (а) и диаграммы его работы
(б, в)
жителя узкополосный фильтр для ослабления помех. Затем путем деле-
ния частоты на два получаем исходное колебание без модуляции фазы
и с меньшим уровнем помех.
Однако фаза опорного напряжения, получаемого таким путем, не-
однозначна, а может принимать одно из двух значений сдвинутых на
180°. Кроме того, под действием помех возможны также скачки фазы
опорного напряжения на 180°, что приводит к изменению полярностей
посылок на выходе ФД на обратные, т. е. к так называемой «обратной
работе».
Для устранения этого недостатка ФМ используется так называемое
относительное кодирование и получается относительная фазовая моду-
ляция (ОФМ) (рис. 4.35, д). При ОФМ информация передается путем из-
менения фазы несущей в зависимости от передаваемого символа, на-
пример при передаче «—1» фаза несущей не изменяется, а при передаче
«1» — скачком меняется на 180°. Поскольку при таком кодировании
ошибка в принятии решения по текущему двоичному символу будет вы-
зывать ошибку и в последующем символе, то вероятность ошибочного
приема при ОФМ несколько выше, чем при ФМ. При ОФМ обычно ис-
пользуется автокорреляционный метод приема, при котором в фазовом
детекторе (ФД) производится сравнение фаз двух соседних посылок
(рис. 4.38, б).
Помимо двоичной ФМ для увеличения пропускной способности си-
стем в отведенной полосе частот используется многопозиционная ФМ.
Четырехпозиционная (двухкратная) ФМ (ДФМ) предполагает пере-
дачу двух двоичных символов одновременно. На рис. 4.39, а представ-
лена структурная схема модулятора ДОФМ. Преобразователь кода
(ПрК) преобразует входной ИКМ сигнал в два параллельных сигнала
151
1 и II (рис. 4.39, б), каждый из которых модулирует по фазе на
180° синфазную (СИНФ) и квадратурную (КВ) составляющие (см.
рис. 4.39, в); в результате сложения получается сигнал с ДОФМ
«дофм (t) — Uc {cos LuJ-J.y (l + c, (/))j -t
Ыс^ + ^((1 +с-11(П)|1,	(4.112)
где ci (/), Сц (t) — модулирующие сигналы в синфазном (I) и квадра-
турном (II) каналах. Векторная диаграмма образования сигнала с
ДОФМ приведена на рис. 4.39, в. Так, при передаче и в синфазном и в
квадратурном каналах символов «ф-1» сигнал с ДОФМ согласно (4.12):
«дофм (0 = У- (cos <йс t + sin wc f) ]/ 2 Uc cos (юс t + 45"), (4.112a)
t. e. суммарный сигнал сдвигается на 45° относительно синфазной и
квадратурной составляющих.
В демодуляторе сигнала с ДОФМ (рис. 4.40) для снятия модуляции
используется учетверение частоты входного сигнала. После узкопо-
лосной фильтрации производится деление частоты и полученный сиг-
нал поворачивается на 45" для получения синфазной составляющей
опорного сигнала (см. рис. 4.39, в), а квадратурная составляющая опор-
ного сигнала получается путем дополнительного 90г -го сдвига синфаз-
ной составляющей (см. рис. 4.40).
Для уменьшения занимаемой полосы частот используется также
усовершенствованный вариант ДФМ, который получил название ДФМ
со сдвигом (ДФМС), при котором канал II системы ДФМ (см.
рис. 4.39, б) сдвигается на Т секунд относительно канала I. Правила
манипуляции фаз в каналах выбираются такими, чтобы при их сложе-
нии максимальный скачок фазы не превысил 90", тогда как при ДФМ
возможны скачки на 90 и 180 . При ДФМС фазовые сдвиги могут про-
исходить каждые Т секунд, а не 2Т, как при ДФМ. Отсутствие резких
скачков фазы обусловливает несколько меньшую ширину энергети-
ческого спектра ДФМС по сравнению с ДФМ.
Все возрастающие требования к сокращению полосы частот, зани-
маемой высокоскоростными цифровыми сигналами, привели к исполь-
зованию многократных способов амплитудно-фазовой модуляции
Рис. 4.40. Структурная схема демодулятора ДОФМ
’.52
(АФМ), которая предполагает ампли-
тудную модуляцию синфазной и квад-
ратурной составляющих. Если в
(4.107) модулирующие сигналы tj ((),
(/) принимают значения ±1, то
получаем квадратурную AM. Если же
для модуляции как в синфазном, так
и в квадратурном каналах исполь-
зуются четырехуровневые сигналы
c\t)----г 1; ±3, то при этом полу-
чается 16-кратная КАФМ, которую
можно записать
16
«КАФМ-16 (0 -- A; COS (('),. t +0,)
l~-1
Рис 4 41. Расположение сигналь-
ных точек 16-кратной АФМ в фа-
зово-амплитудном пространстве
и представить в фазово-амплитудном пространстве в виде рис. 4.41, где
точками показаны положения концов вектора сигнала Аг при различ-
ных значениях i.
Структурные схемы. Упрощенная структурная схема цифровой
РРЛ представлена на рис. 4.42. Линейный цифровой сигнал поступает
на вход согласующего устройства (СУ), в котором он преобразуется
к виду, удобному для передачи по радиотракту. Чаще всего это преоб-
разование заключается в замене линейного квазитроичного сигнала од-
нополярным сигналом (см. § 2.4) и возможности выделения тактового
сигнала исходя из обычно применяемой в цифровых РРЛ однополяр-
ной модуляции. После СУ преобразованный цифровой сигнал усили-
вается и используется для модуляции несущей частоты в модуляторе
(М) передатчика. Возможно применение двух вариантов модуляции:
тибо непосредственная модуляция СВЧ несущей (рис. 4.42); либо моду-
ляция на промежуточной частоте с последующим преобразованием в
СВЧ сигнал.
В первом случае (см. рис. 4.42) цифровой сигнал непосредственно мо-
дулирует колебания, полученные от генератора СВЧ передатчика.
Модулированный СВЧ сигнал после ограничения спектра передавае-
мых частот и усиления в выходном каскаде передатчика (УСВЧ) через
антенно-фидерное устройство (АФУ) поступает в передающую антенну.
Рис 4 42 Структурная схема ЦРРЛ
153
Во втором случае цифровой сигнал модулирует колебания промежу-
точной частоты (ПЧ). Модулированный сигнал ПЧ после усиления по-
ступает на преобразователь передатчика и с помощью гетеродина СВЧ
сигнала переносится в СВЧ диапазон. После преобразователя сигнал
фильтруется, при необходимости усиливается и так же, как и в первом
случае, подается через АФУ в антенну.
На приемной стороне сигнал из приемной антенны после разделения
стволов в АФУ, фильтрации и усиления (при необходимости) во вход-
ном устройстве поступает на преобразователь приемника, где с помо-
щью СВЧ гетеродина преобразуется в сигнал промежуточной частоты.
После усиления в УПЧ этот сигнал поступает на демодулятор. Полу-
ченный на выходе демодулятора цифровой сигнал усиливается, регене-
рируется и вновь преобразуется в согласующем устройстве в квази-
троичный сигнал для передачи его по кабельной линии связи.
На промежуточной станции демодулированный сигнал с выхода при-
емника регенерируется и используется для модуляции несущей часто-
ты передатчика. Возможно также соединение приемника и передатчика
на ПРС по промежуточной частоте, при этом упрощается аппаратура,
гак как исключаются схемы демодулятора, регенератора и модулято-
ра, но резко ухудшается помехоустойчивость РРЛ [см. (4.102)1.
На оконечных и промежуточных станциях одна антенна исполь-
зуется для приема и передачи нескольких стволов, при этом разделе-
ние и объединение стволов осуществляется, в основном, с помощью
циркуляторов и СВЧ фильтров (см. § 4.1).
Один из вариантов построения приемопередающей станции ЦРРЛ с
/0	11 ГГц с ДОФМ на ПЧ приведен на рис. 4.43. Для согласова-
ния аппаратуры РРЛ с кабельной линией используется согласующее
устройство (СУ) и преобразователь троичного кода в двоичный код
(ПрК), одновременно из входного линейного сигнала выделяется син-
хросигнал. После скремблера (Скр), в котором последовательности ну-
лей и единиц придается квазислучайный характер, цифровой сигнал
поступает на фазовый модулятор (ФМ), осуществляющий ДОФМ про-
межуточной частоты 70 МГц. После фильтрации и усиления в УПЧ сиг-
нал поступает на ПР передатчика, с выхода которого сигнал СВЧ через
Рис. 4.43. Структурная схема оконечной станции ЦРРЛ с ДОФМ на ПЧ
154
потосовой фильтр поступает в АФУ. Мощность СВЧ сигнала на выходе
передатчика составляет +21 дБм (125 мВт).
Принятый антенной СВЧ сигнал через полосовой фильтр поступает
на ПР приемника, в котором с помощью СВЧ гетеродина (Г) преобра-
зуется в сигнал промежуточной частоты. После усиления в УПЧ сиг-
нал ПЧ поступает на фазовый демодулятор (ФД), на выходе которого
получаются две последовательности двоичных сигналов со скоростью
в два раза ниже, чем на передаче. Эти последовательности объединяют-
ся в один цифровой сигнал, восстанавливаются в регенераторе (Р) и
после дескремблера, преобразователя двоичного кода в троичный
(ПрК). согласующего устройства (СУ) поступают в проводную линию
связи.
Помимо ФМ на ПЧ в ЦРРЛ может использоваться и модуляция на
СВЧ (рис. 4.44). В такой схеме используется СВЧ генератор (Г) на
диоде Ганна, а ДОФМ осуществляется путем подключения или отклю-
чения короткозамкнутых отрезков волноводов длиной Х/4 и Х/8 с по-
мощью быстродействующих диодов Дг и Д2. Расстояние от циркулято-
ров Ц, и Д2 Д° места включения диодов выбирается равным целому чис-
лу длин волн. Так, например, при передаче в цифровых потоках ИКМ,
и ИКМ2 импульсов (комбинация «1» и «1») диоды открыты, отражен-
ные от мест включения диодов сигналы имеют фазовый сдвиг, кратный
2л, и фаза сигнала на выходе передатчика равна 0=. Если в цифровых
потоках передается комбинация «1» и «О», то Дг открыт и отрезок
отключен, а диод Д2 закрыт и подключенный отрезок волновода дли-
ной Х/8 обеспечивает дополнительный фазовый сдвиг сигнала на выходе
передатчика, равный 2хХ/8 = Х/4, т. е 90°. Соответственно при комби-
нации «0» и «1» фазовый сдвиг равен 180°, при комбинации «0» и «0» —
270°. Недостатком такой схемы является трудность установки точ-
ного значения сдвига фазы, что сильно снижает помехоустойчивость
системы. Поэтому такой вид модуляции применяют на ЦРРЛ с низкой
скоростью цифрового потока.
Как уже отмечалось, в ЦРРЛ используется также и амплитудная
модуляция. Например, аппаратура «Электроника-М» представляет со-
бой однопролетную РРЛ, работающую в диапазоне 10,7 ... 11,7 ГГц.
Рис. 4.44. Структурная схема пере-
датчика ЦРРЛ с ДОФМ на СВЧ
схема пере-
Рис. 4.45. Структурная
датчика ЦРРЛ с AM
155
Она позволяет организовать четыре дуплексных цифровых ствола со
скоростью передачи информации 8448 кбит/с и выполняется полностью
на полупроводниковых приборах и СВЧ микросхемах. Малые габарит-
ные размеры приемопередатчика позволили разместить его непосред-
ственно у антенны, что упростило оборудование благодаря исключению
волноводно-фидерного тракта. Приемопередатчики и антенна выполне-
ны в виде единой конструкции, устанавливаемой на крышах зданий или
на опорах.
Передающее устройство станции состоит из двух автогенераторов
(рис. 4.45). Один из них является задающим генератором (Г) и определя-
ет частоту генерируемых колебаний и их стабильность, для чего его ре-
зонатор сделан из инвара и помещен в термостат. Другой автогенера-
тор является оконечным каскадом (ОК) и синхронизируется по частоте
задающим генератором. В качестве активных элементов в обоих авто-
генераторах используются лавинно-пролетные диоды (ЛПД).
Сигнал от задающего генератора через ферритовые вентили (ФВ)
и циркулятор (Ц) поступает на оконечный каскад (ОК), синхронизируя
его колебания. Ферритовые вентили служат для развязки задающего
генератора и оконечного каскада.
Оконечный каскад, работающий на четырех ЛПД, обеспечивает вы-
ходную мощность около 500 мВт. Колебания, генерируемые оконеч-
ным каскадом, через циркулятор поступает на амплитудный модуля-
тор. Амплитудная модуляция осуществляется переключающим диодом
(Д) и короткозамкнутым поршнем (КП), включенным в боковое плечо
волноводного £-тройника. Работой модулятора управляют однополяр-
ные импульсы, которые получаются в преобразователе кода (ПрК) из
квазитроичных импульсов входного ИКМ сигнала. При открытом мо-
дуляторе колебания поступают на выход передатчика, при закрытом —
отражаются от модулятора, через циркулятор поступают на феррито-
вые вентили и поглощаются.
Для передачи цифровой информации по РРЛ используется и частот-
ная модуляция. Регенератор (Р) (рис. 4.46) восстанавливает ИКМ сиг-
нал, искаженный соединительной линией. Затем производится преоб-
разование квазитроичного кода сигнала (ПрК) в код ЧПИ (см. § 2.4)
для устранения постоянной составляющей и дискретных компонентов
в спектре сигнала, поступающего на частотный модулятор (ЧМ). Та-
кой способ организации цифрового ствола в аппаратуре «КУРС» поз-
воляет получить при размахе девиации частоты 8 МГц (как и при пе-
редаче ТВ сигнала) вероятность ошибочного приема 10-3, которая
достигается при мощности сигнала на входе приемника 25 пВт
(—106 дБВт) при отсутствии регенерации сигнала на ПРС.
Организация отдельного цифрового ствола РРЛ с ЧМ предусмотрена
в аппаратуре «Радан-2», работающей в сантиметровом диапазоне волн.
Двухствольный комплект аппаратуры обеспечивает передачу 30 дуп-
лексных каналов на расстояние до 30 км. Частотная модуляция осу-
ществляется путем электронной перестройки частоты Д/ ±2,8 МГн
задающего генератора на ЛПД при скорости передачи 1024 кбит/с.
156
Рис. 4.46. Структурная схема ЦРРЛ с ЧМ
Помимо передачи цифровой информации в отдельном стволе РРЛ
используется и одновременная передача аналоговой и цифровой ин-
формации методом ДОФМ поднесущей частоты, расположенной выше
спектра аналогового сигнала. Схема передачи таких сигналов приве-
дена на рис. 4.47, а. Генератор поднесущей частоты (Г) синхронизиро-
ван сигналом с тактовой частотой, выделенным из входного сигнала с
ИКМ. Полосовой фильтр (ПФ) служит для подавления спектральных
составляющих ОФМ сигнала, попадающих в полосу аналогового сиг-
нала в нижней части спектра и пилот-сигнала (ПС) в верхней части
спектра (рис. 4.47, б).
Цифровые РРЛ используются для передачи цифровых сигналов как
с ИКАА, так и с Д-модуляцией. Примером ЦРРЛ, в которой передает-
ся цифровой сигнал с Д-модуляцией, является аппаратура типа
ДМ-400/32М. Аппаратура предназначена для организации 32 телефон-
ных каналов путем временного объединения канальных сигналов с
Д-модуляцией, работает в диапазоне частот 390 ... 470 МГц и позво-
ляет организовать 42 дуплексных радиоствола. В этой аппаратуре ис-
пользуется ДОФМ на ПЧ, равной 35 МГц; структурная схема оконеч-
ной станции аналогична схеме, представленной на рис. 4.43.
Цифровой сигнал с Д-модуляцией и скоростью 2,048 Мбит/с на вхо-
де передатчика восстанавливается в СУ, а в преобразователе кода
ПрК производится преобразование входной последовательности в два
157
параллельных потока со скоростями по 1,024 Мбит/с в каждом. Гете-
родин (Г) и ПР производят преобразование сигнала в СВЧ диапазон
(/ -- 400 МГц), и после фильтрации полоса частот радиоствола состав-
ляет А/Сть = 1,25 МГц, т. е. примерно 1,2 В, где В — скорость моду-
ляции в квадратурных каналах.
Приемник супергетеродинный с двойным преобразованием часто-
ты имеет коэффициент шума 6 дБ. Пороговое значение отношения
сигнал-шум (при вероятности ошибок в канале рпш = 10~3) на входе
фазового детектора (ФД) равно 13 дБ. Опорное напряжение для ФД
формируется из приходящего сигнала путем учетверения его частоты.
Организация служебной связи (СС) и телеобслуживания (ТО) при
передаче цифровых сигналов по стволу аналоговой РРЛ осуществляет-
ся, как правило, в нижней части его линейного спектра путем частот-
ного объединения этих сигналов. На ОРС и УРС сигналы СС и ТО
вводятся и выводятся через модулятор и демодулятор телефонного
ствола. На ПРС эти сигналы вводятся через гетеродины передатчиков
телефонного и резервного стволов путем частотной или фазовой моду-
ляции их сигнала. Вывод сигналов СС и ТО на ПРС производится через
специальные демодуляторы, подключаемые к дополнительным выходам
усилителей промежуточной частоты приемников телефонного и резерв-
ного стволов.
В цифровых РРЛ для передачи сигналов СС и ТО используется их
временное объединение. При наличии регенерации цифровых сигна-
лов на каждой ПРС для передачи сигналов СС и ТО выделяется служеб-
ный канал. При отсутствии регенераторов на ПРС сигналы СС и ТО
в ЦРРЛ передаются так же, как и при передаче цифровых сигналов по
стволу аналоговой РРЛ.
Вероятность ошибочного приема при наличии замираний. Соглас-
но теории потенциальной помехоустойчивости при когерентном приеме
модулированного сигнала идеальным приемником, в котором действу-
ют только его собственные тепловые шумы, вероятность ошибочного
приема
рощ -0,5 [1 -ф( Г^)1,	<4-113)
где Ф (х) — У2/л f exp (— z2/2) dz — табулированная функция
о
Крампа; а0 — коэффициент, зависящий от способа модуляции, при
AM а0 - 1/2, ЧМ а0 = 1, ДФМ (М = 4) а0 = 1, ФМ (М = 2) а0 = 2.
В (4.113) h0—отношение энергии Еэ элемента цифрового сигнала к
спектральной плотности мощности шума No:
=	(4.114)
где Тэ = 1/В — длительность элемента, с; В — скорость передачи
цифрового сигнала, бит/с.
158
Для многопозиционной фазовой модуляции (/И Ц? 8) вероятность
ошибочного приема [6]
9	Г*
рош.с-—=	exp (—z/2/2) dy.	(4.115)
V 2л __ J
y/2ftcsin (л/М)
В (4.115) /гс — отношение энергии символа Ес многопозиционного циф-
рового сигнала к спектральной плотности мощности шума
С Л7
(4.116)
с No No
где То - Тэ log.2M — длительность символа. Из (4.114) и (4.116) видно,
что для двухпозиционной системы (М — 2) Тс - Т3, для четырехпо-
зиционной (М 4) — Тс — 27., (см. рис. 4.30,6). Согласно (4.114) и
(4.П6)
log2 М.
Часто при расчетах желательно пользоваться не отношением энер-
гии элемента к спектральной плотности шума No, а отношением мощ-
ностей сигнала Рс и шума 7Ш.Т на входе приемника с полосой пропус-
кания Д/Пр. Так как 7ШТ = Л^0Д/пр, то (4.114) можно записать
/Ч-(ЛтЛп.т)	'	(4.117)
т. е. только в идеальном случае при согласованном фильтре, когда
Д/|1Р =- 1/7э, h0 равно отношению Р,- к Рш т.
При замираниях сигнала на пролете ЦРРЛ происходит уменьшение
Ро при неизменной мощности шумов на входе приемника Рш.т, в ре-
зультате увеличивается вероятность ошибок рош [см. (4.113) и (4.115)1.
При этом процент времени, в течение которого сигнал может быть мень-
ше минимально допустимого значения, определяется максимально воз-
можным значением рош-доп и Должен быть не более установленной нор-
мы. Согласно рекомендациям МККР для гипотетической эталонной ли-
нии протяженностью 2500 км в ЦРРЛ вероятность ошибок может пре-
вышать:
Рош.доп ' 1-10-7 не более чем в течение 1 % времени любого
месяца при усреднении за 1 минуту;
Рош.доп - 1 • Ю~3 не более чем в 0,05 % времени любого месяца
при усреднении за 1 секунду.
Виды помех и шумов в каналах передачи с ИКМ. Помимо тепловых
шумов, действующих на входе в реальной системе передачи, из-за на-
рушения условий оптимальности приема, неидеальности характеристик
канала и приемопередающей аппаратуры возникают шумы и помехи
Ли- величина которых определяется шумами квантования и ограниче-
ния, а также межсимвольными помехами. С учетом Рш (4.117) примет
вид

(4.118)
1П
159
Таким образом, в реальной системе передачи h <С Ло, а вероятность оши-
бок больше, чем в идеальной системе /2ОШ.Р > /’ош-о- Для обеспечения
заданной вероятности ошибок р„шГ| необходимо иметь на входе прием-
ника реальной системы передачи. дБ,
/гвх-Ло + АЛ,	(4.119)
где ho — 10 lg h0, Ah (дБ) — энергетический проигрыш из-за дей-
ствия Рш. Рассмотрим причины появления помех в реальной систе-
ме передачи. В процессе ИКМ преобразования аналогового сигнала по-
являются шумы квантования Ркв, величина которых зависит от величи-
ны шага квантования А (2.22), и шумы, возникающие из-за ограниче-
ния сигнала Рогр.
Для передачи сигналов, модулированных прямоугольными импуль-
сами, теоретически требуется бесконечная полоса пропускания радио-
ствола ЦРРЛ. С целью уменьшения помех соседним стволам практиче-
ски во всех системах передачи осуществляется фильтрация сигналов.
При достаточно узкой полосе фильтров это приводит к искажению фор-
мы сигнала и является причиной возникновения межсимвольных по-
мех (МСП) Рмсп.
В табл. 4.1 приведена зависимость энергетического проигрыша
Ah (4.119) от места установки и типа фильтров, вида модуляции [6].
Рассматривается, в основном, фазовая модуляция, поскольку она на-
шла более широкое применение по сравнению с амплитудной и частот-
ной модуляцией из-за более высокой помехоустойчивости и менее ши-
рокой полосы занимаемых частот. Приведены случаи (1,2,3), когда ос-
новная фильтрация производится в СВЧ тракте передатчика н нормиро-
ванная полоса этого фильтра Af[;T:, имеет два значения 1,0 и 2,0. При
этом на входе приемника устанавливается широкополосный фильтр
с А/прТэ > AfuT, (в таблице в графе AfnpT0 стоят прочерки).
Для одинаковых фильтров на передаче (случаи 1,3) сравнивается
энергетический проигрыш при увеличении кратности фазовой моду-
ляции. Определяется также влияние неравномерности АЧХ фильтра в
полосе пропускания на Ah (случаи 1,2), в этом случае пятиполюсный
фильтр Чебышева имеет большею неравномерность, чем пятиполюс-
ный фильтр Баттерворта. Случай 4 соответствует примеру, когда фильт-
рация сигнала производится как на выходе.передатчика AfaT3 =- 1,65,
так и на входе приемника AfiipT3 -- 1,65.
Определяется также величина энергетического проигрыша Ah,
когда основная фильтрация производится на приеме (случай 5) AfnpT-,-=
0,6..., 2, 0, в этом случае на выходе передатчика устанавливается ши-
рокополосный фильтр А/п7\ Afup7\ (в графе А[пТр стоят прочерки).
Из таблицы следует, что помехоустойчивость системы связи оказывает-
ся существенно выше, если основная фильтрация производится на вхо-
де приемника, так как при этом уменьшается спектральная плотность
мощности шума на частотах вне полосы пропускания фильтра. При оди-
наковой полосе пропускания большая величина Ah получается на вы-
ходе фильтра, имеющего большую неравномерность АЧХ (см. поз. 1 и 2
160
Таблица 4.1. Влияние фильтрации модулированных сигналов на величину
\h при рога = 10 6, TB3=const
№ п/п	Вид фильтрации		Вид модуля- ции	МПТЭ	^пр^э	дл. дв
	на передаче	на приеме				
1	Фильтр Баттерворта	Широкополосный	ФМ	1,0	—	2,8
	3-полюсный	фильтр		2,0	—	0
	5-полюсный		ФМ	1,0	—	3.0
2	Фильтр Чебышева	Широкополосный	ФМ	2,0	—	0,9
	5-полюсный	фильтр		1,0	—	4,6
3	Фильтр Баттерворта	»	ФМ	2,0	—	1,0
	3-полюсный		4-ФМ	1 ,о	—	3,5
4	Фильтр Баттерворта	Согласованный	8-ФМ	1,0	—	9,0
	3-полюсный	фильтр	ФМ	1,65	1,65	0,5
5	Фильтр широкополосный	фильтр Баттервор-	ФМ	—	0,6	6,0
		та		—.	0,7	3,48
		2-пол юсный		—	1,0	0,95
				—	1,1	0,9
				.—	1,5	2,17
				—	2,0	3.77
6	Фильтр широкополосный	фильтр Баттерворта 3-полюсный	ЛМ*		0,8	1,1
7	Филы) широкополосный	фильтр Баттерворта 3-полюсный	ЧМ*	—	0.4	2,3
* при Рош 1 0 4
табл. 4.1). При использовании 8-позиционной ФМ величина Д/г увели-
чивается на 5,5 дБ по сравнению с 4-позиционной ФМ, тогда как при
переходе от 2- к 4-позиционной ФМ Д/г увеличивается только на 0.7 дБ
Из табл. 4.1, позиция 5, видно также, что при использовании основ-
ной фильтрации на приеме оптимальная полоса (минимум АЛ) получа-
ется при &fnJ)Ta =1,1.
Межсимвольные переходные помехи, приводящие к энергетическо-
му проигрышу Д/г, возникают не только из-за ограничения полосы про-
пускания фильтров на передаче и на приеме (см. табл. 4.1), а также из-
за нестабильности фазы опорного генератора Л<р, величины порогового
напряжения Д«1)ор, момента принятия решения о наличии или отсут-
ствии импульса Д/ в регенераторе. Необходимо отметить, что величина
порогового напряжения устанавливается равной половине раскрыва
глаз-диаграммы. а момент принятия решения устанавливается при мак-
симальном значении ее раскрыва (см. рис. 2.27).
Так, для ФМ при равномерной АЧХ в полосе пропускания 6-по-
люсного фильтра Чебышева с Д/цТ’э = 2 нестабильность фазы опорно-
го генератора Д<р в пределах 10° приводит к энергетическому проигры-
шу Д/г = 0,52 дБ, а при Д<р в пределах 40° — Д/г = 1,2 дБ. Для AM
6 Зак. 131	16)
при использовании на приеме 3-полюсного фильтра Чебышева с ГВЗ =
= const, Aflip7\ = 0,7, рот — 10-6, АЛ ~^= 1,2 дБ при Ап = 0, А/ =
= 30 % и АЛ = 4,6 дБ при Au = 30%, А/ = 30 %. При ФМ для
Рош = 10-5 и среднеквадратического отклонения At = 0,05 от дли-
тельности символа АЛ - 0,5 дБ, а при At = 0,07 АЛ = 4 дБ.
Таким образом, искажения АЧХ и ФЧХ трактов передачи и прие-
ма сигналов, нестабильность фазы опорного генератора, порогового на-
пряжения и момента принятия решения в регенераторе при высоких
скоростях передачи информации могут привести к существенному сни-
жению помехоустойчивости приема. Влияние на помехоустойчивость
приема оказывает и канал передачи. В канале передачи с частотно-се-
лективными замираниями разброс времени задержки из-за многолуче-
вости распространения и случайные флуктуации времени задержки
сигнала приводят к появлению в высокоскоростном канале МСП из-за
интерференции (наложения) соседних информационных символов.
Причем даже относительно малые величины разброса времени запаз-
дывания лучей могут недопустимо ухудшить качество демодуляции
в такой системе передачи. С учетом всех перечисленных факторов, влия-
ющих на величину энергетического проигрыша АЛ, его значения обыч-
но задаются в пределах 1,5 ... 4 дБ.
Сравнение различных способов модуляции. В табл. 4.2 приведены
требуемые значения Ло (см. 4.113) для рот = 10~4 при различных ви-
Таблица 42. Сравнение различных видов модуляции
Метод модуляции	Разновидности метода	ho* ДБ	бит v — ГЦ-с	Ло+Д/1. ДБ
АМ	АМ когерентное детектирование	14,4	0,8	15,5
	АМ детектирование огибающей	14,9	—	—
	Квадратурная АМ	11,4	1.7	12,5
	ЧМ (т— 1)	12,5	0,8	14,8
ЧМ	ЧМНФ (т = 0,7)	9,2	1 .0	10,7
	ММС (т=0,5)	11,4	1.9	12,4
	ММС относительное кодирование (т=0,5)	12,4	1,9	13,4
	ФМ (2-позиционная ФМ)	8,4	0,8	9,4
	ОФ/М	8,9	0,8	9,9
	ОФМСФ	9,3	0,8	10,6
ФМ	ДФМ (4-позиционная ФМ)	11,4	1,9	12,9
	ДОФМ	13,7	1,8	14,8
	ДФМС	11,4	1,9	12,4
	8-познционная ФМ	16,2	2.8	17,2
	16-позиционная ФМ	22,2	2,9	23,2
КАФМ	16-позиционная КАФМ	18,4	3,9	19,4
162
Рис 4 48. Зависимость вероятности ошибок от для различных видов моду-
1ЯЦИИ
дах модуляции и идеальной фильтрации. Здесь же приводятся значе-
ния спектральной эффективности у	различных методов моду-
ляции, полученные при основной фильтрации сигнала на входе прием-
ника с такой полосой пропускания фильтра А/пр, при которой величи-
на энергетического проигрыша АЛ лежит в пределах от 1,0 до 2,3 дБ.
Из таблицы следует, что квадратурная AM, ММС, ДФМ, ДФМС име-
ют одинаковое значение h0, так как они отличаются только способом
обработки сигналов в квадратурном и синфазном каналах. При пере-
ходе к 8- и 16-позиционной ФМ происходит резкое снижение помехо-
устойчивости, что ограничивает применение этих видов модуляции.
Предпочтительнее применение многопозиционной АФМ, так как, на-
пример, при 16-позиционной КАФМ требуется Ло почти на 4 дБ мень-
ше, чем при 16-позиционной ФМ. На рис. 4.48 приведены зависимости
рош от h0 для различных видов модуляции, построенные по выражени-
ям (4.113) и (4.115), а также взятые из [171.
Сравнение методов модуляции производится и по спектральным
характеристикам. Огибающие энергетических спектров бинарных AM,
и ФМ имеют одинаковую ширину спектра и для оптимального приема
этих сигналов минимальная полоса пропускания приемника должна
равняться скорости модуляции Afnp - В, а при ЧМ она должна быть
шире на величину размаха девиации частоты Л/ф (рис. 4.49).
Степень взаимодействия сигналов соседних стволов ЦРРЛ зависит
от затухания энергетического спектра на определенном расстоянии от
центральной частоты. На рис. 4.50 приведена зависимость мощности
внеполосного излучения для двух- и четырехпозиционной ФМ и ММС.
На расстоянии Д/Тэ = 2 5 в схемах с ФМ спектральные составляющие
снижаются примерно на 10... 12 дБ относительно центральной частоты,
а в схемах с ММС— на 30 дБ. При Л/Тэ:> 6 спектр сигналов ФМ
6*
163
Рис 4 50. Зависи-
мость энергии спект
ральных составляю
щих от для раз-
личных видов моду-
ляции
Рис 4 49 Огибающие энергетических
спектров	модулированных сигналов	уменьшается пропорциона-
а) АМ, б) ЧМ, в) ФМ	льно f~2, а при ММС как
f~* J16J. Такое медленное
убывание спектра при фазовой модуляции обусловлено наличием рез-
ких скачков фазы, тогда как при ММС фаза непрерывна.
Другим важным свойством методов модуляции является ширина по-
лосы, необходимая для передачи информации с определенной скоро-
стью. Спектральная эффективность метода модуляции определяется
отношением у = B/Afap. При идеальной фильтрации для бинарных
методов у-- 1 бит/Гц-с, для четырехпозиционных — у- 2, для
восьмипозиционных — у - 3 и т. д. Ограничение полосы сигнала
приводит к появлению МСП и для получения заданной вероятности
ошибки требуется увеличение отношения сигнал-помеха на Ай (4.П9).
В графе 4 табл. 4.2 приведены значения у при фильтрации сигнала трех-
полюсным фильтром Баттерворта, установленным в приемнике, с по-
лосой, обеспечивающей Ай 1,0... 2,3 дБ для получения рога =
= ю-4.
Из табл. 4.2 следует, что наименьшее отношение й0 при у = 1,7 ...
... 1,9 требуется для ММС, ДФМ и квадратурной АМ Видно также, что,
обладая почти одинаковым значением у, 16-позиционная ФМ требует
й0 на 4,4 дБ больше, чем 8-позиционная. Наибольшей спектральной эф-
фективностью из всех рассматриваемых методов обладает 16-позицион-
ная КАФМ, однако схемная реализация ее достаточно сложная. На-
именьшей спектральной эффективностью у = 0,8 обладает АМ и ЧМ.
Сопоставление различных методов модуляции по технологической и
аппаратурной сложности, стоимости может дать следующую пример-
ную картину (рис. 4.51).
Из сравнения спектральной эффективности (табл. 4.2) следует, на-
пример, что использование квадратурной АМ по сравнению с АМ по-
зволяет почти в два раза увеличить скорость передачи информации в от-
164
веденной полосе либо уменьшить в два раза требуемую для передачи по-
лосу частот при неизменной скорости. Такой же результат дает исполь-
зование ММС вместо ЧМНФ, ДОФМ вместо ОФМ, 16-позиционной
КДФМ вместо ДОФМ. Результаты опенки спектральной эффективно-
сти (см. табл. 4.2). и сложности (рис. 4.51) различных схем модуляции
могут быть использованы при проектировании ЦРРЛ. Например, не-
обходимо определить лучшую схему модуляции для передачи информа-
ции со скоростью 90 Мбит/с в стволе с полосой 40 МГц, т. е. с у = 2,25
или более Из табл. 4.2 видно, что такую спектральную эффективность
могут обеспечить 8- и 16-позиционная ФМ и 16- позиционная КАФМ.
Из этих схем самой эффективной для данного случая будет 8-позицион-
ная ФМ. так как для нее требуется наименьшее значение й0 и она яв-
ляется менее сложной.
Основы проектирования и определение основных параметров циф-
ровых РРС. Качество передачи сигналов по цифровым РРС рассчиты-
вается по такому же принципу, что и качество передачи сигналов по
аналоговым РРС, которое определяется вероятностью превышения мощ-
ности шумов на выходе канала величины допустимых шумов Рш. доп^=
= 475 00 пВт (см. 4.76).
В исправно работающей ЦРРЛ ошибочный прием элементов циф-
рового сигнала возможен не только из-за действия шумов и помех
(см. 4.118), но из-за глубоких замираний сигнала, которые могут наб-
людаться на отдельных пролетах радиорелейной линии. Согласно ре-
комендациям МККР для гипотетической эталонной линии протяжен-
ностью 2500 км в ЦРРЛ вероятность ошибочного приема рОш-доп=
— 10~3 может превышаться не более, чем за 0,05 % времени любого
месяца, т. е. в течение 20 минут.
ЦРРЛ протяженностью 2500 км состоит из 50 и более пролетов, по-
этому длительность каждого отдельного глубокого замирания, при ко-
тором рот > рош.доп на любом ее пролете должна быть значительно
меньше установленной рекомендации. Следует отметить, что вероят-
ность совпадения во времени глубоких замираний на разных пролетах
очень мала.
При осуществлении регенерации
ПРС можно считать, что вероят-
ность ошибочного приема элемента
цифрового сигнала в ЦРРЛ равна
сумме вероятностей ошибочного
приема на каждом ретрансляцион-
ном пролете (см. 4.101). Вероят-
ность появления ошибочного при-
ема элемента рощ.доп= !0~3 может
быть превышена только при глубо-
ком замирании сигнала на ретранс-
ляционном пролете, а так как та-
кие глубокие замирания не возни-
кают одновременно на различных
цифрового сигнала на каждой
ФМ
Г КАМ, АФМ
ГДФМС
\мме
г МФМ
г КАФМ
Низкая,
Сложность
i \~АФМСФ
Высокая
Л L/я
I	\_ФМСФ
ЧМНФ
Рис. 4 51, Относительная сложность
основных схем модуляции
165
пролетах, то на основании этого можно сделать вывод, что вероят-
ность превышения рош.доП в ЦРРЛ равна сумме вероятностей превы-
шения Рош-доп на каждом из п пролетов:
Р (РоШ Рош.доп) SI Pi (Рош Р'’ Рош.доп)-	(4.120}
1=1
Указанная в (4.120) вероятность может быть рассчитана по аналогии
с аналоговыми РРЛ, где определяется процент времени, в течение кото-
рого Vj <С Vmln i 1см. (4.78)], если для ЦРРЛ определить значение ми-
нимально допустимого множителя ослабления Vmlnпри котором
Рош ~ Рош-доп-
В ЦРРЛ, исходя из заданной скорости передачи информации и от-
веденной полосы частот радиоствола, по табл. 4.1 выбирается метод мо-
дуляции. Определяется также средняя протяженность пролета. Как
известно (см. § 4.2), на интервалах РРЛ прямой видимости медианное
значение множителя ослабления V (50 %) « 1. Поэтому медианное
значение отношения полезного сигнала к мощности тепловых шумов
на входе приемника i-ro пролета ЦРРЛ, дБ,
/1мед t = Ю 1g (Ро вх г- Кг (5О°/о)/Рт.вх ,-),	(4.121)
где Ро вх г — мощность полезного сигнала на входе приемника при рас-
пространении радиоволн на i-м пролете в условиях свободного прост-
ранства; Рт.вх t — мощность тепловых шумов на входе приемника
1см. (4.16)1.
Для выбранного метода модуляции с учетом р()1Ц-доп = Ю~3 по гра-
фикам рис. 4.48 определяем значение й0, а по формуле, (4.119), с уче-
том значения АЛ = 1,5 ... 4 дБ, рассчитываем минимально допустимое
значение Лвхп11п, при котором еще обеспечивается вероятность ошибоч-
ного приема Рош-дош заданного рекомендацией. Учитывая, что
Лвх mini = Ю 1g (/’с-вх z min 'Рт.вх г)»	(4.122)
Где Рс.вх. I min -- Ро вх i Vmin z-
Из (4.121) и (4.122)следует, что значение Ут1п г, дБ, для t-ro проле-
та ЦРРЛ
20 1g Кино i ~ Р-вх mint 41мед г •	(4-123)
Цифровые РРЛ могут работать на частотах выше 10 ГГц (л <
<3 см), где ослабление радиоволн в ливневых дождях настолько велико,
что для обеспечения требуемой устойчивости связи приходится значи-
тельно сокращать длину пролетов — до 10 км и меньше. При таких ко-
ротких пролетах можно считать, что вероятность глубоких замираний
определяется только ослаблением в дождях, и определять для t-ro
интервала ЦРРЛ Vmln г для максимальной интенсивности дождя на той
территории, где проектируется ЦРРЛ (см. рис. 4.23).
Для определения необходимых параметров радиорелейной аппара-
туры, исходя из заданных норм, вычисляется для рассматриваемого
4-го пролета протяженностью вероятность того, что Г, < Vmlni.
166
По найденному значению вероятности определяется минимально до-
пустимое значение множителя ослабления на этом пролете Vmtnj,
а по формуле (4.122) — параметры аппаратуры, необходимые для обес-
печения заданной вероятности И* <z Влип*'
Глава 5. ТРОПОСФЕРНЫЕ РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ
СИСТЕМЫ связи
Особенности дальнего тропосферного распространения УКВ и прин-
ципы построения тропосферных радиорелейных линий связи. Прин-
ципы построения тропосферных радиорелейных линий (ТРЛ) и РРЛ
прямой видимости во многом аналогичны. Вместе с тем ТРЛ характери-
зуются рядом особенностей, связанных со спецификой передачи радио-
сигналов. Создание ТРЛ (в начале 50-х годов) стало возможным после
того, как было открыто явление дальнего тропосферного распростране-
ния (ДТР) УКВ, при котором УКВ принимались на расстояниях, зна-
чительно превосходящих прямую видимость. Согласно современным
представлениям ДТР происходит за счет отражения и рассеяния радио-
волн турбулентными и слоистыми неоднородностями тропосферы. При
этом поле в точке приема создается в результате переизлучения только
тех неоднородностей, которые находятся в пределах объема Q, образо-
ванного пересечением диаграмм направленности передающей и прием-
ной антенн (рис. 5.1). Если использовать антенны с высокой направлен-
ностью (большим коэффициентом усиления), то объем переизлучения
Q будет уменьшаться.
В результате этого рост уровня сигнала на выходе приемной антен-
ны А 2 может отставать от роста усиления антенны. Данное явление при-
нято называть потерей усиления антенн.
Переизлучающий объем Q тропосферы играет роль пассивного ре-
транслятора. Но по сравнению с пассивны-
ми ретрансляторами на РРЛ объем Q ха-
рактеризуется значительной пространствен-
ной и временной неоднородностью. Кроме
того, у него низка эффективность, так как
расссеяние радиосигнала в объеме Q проис-
ходит во все стороны и лишь незначитель-
ная часть его поступает в точку приема.
Причем, как установлено, чем больше угол
рассеяния 0 (см. рис. 5.1), тем меньше уро-
вень принимаемого сигнала. Все это в це-
лом приводит к следующим особенностям в
передаче сигналов по ТРЛ.
Рис. 5.1. Модель распрост-
ранения УКВ на пролете
ТРЛ
167
1.	Поскольку для переизлучения можно использовать даже верх-
ние слои тропосферы (в умеренных широтах высота тропосферы сос-
тавляет 10 ... .12 км), протяженность пролетов R на ТРЛ может превы-
шать 1000 км (при этом антенны можно располагать непосредственно
на Земле). Однако с учетом других особенностей расстояния между
станциями выбирают чаще в пределах 200 ... 400 км.
2.	Вследствие значительного ослабления сигналов на пролетах
приходится существенно увеличивать энергетический потенциал сис-
темы. На ТРЛ применяют передатчики мощностью до 10 кВт, антенны
размерами до 30 х 30 м2 и соответственно коэффициентом усиления
до 50 ... 55 дБ, малошумящие приемники.
3.	Из-за пространственно-временной неоднородности переизлучаю-
щих объемов тропосферы принимаемые сигналы на ТРЛ подвержены
как быстрым, так и медленным замираниям. Первые обусловлены ин-
терференцией множества радиоволн, переизлученных разными очага-
ми рассеяния в объеме Q. Длительность быстрых замираний изменя-
ется от сотых долей секунды до нескольких секунд. В течение 5 ...
10 мин случайный процесс изменения уровня принимаемого сигнала
приближенно можно считать стационарным. Для этого интервала вре-
мени на основе статистических данных можно определить медианное
значение множителя ослабления Ум, т. е. такое значение V, которое
превышается (или не превышается) в течение 50 % указанного времени
наблюдения. Распределение мгновенных значений множителя ослаб-
ления И при быстрых замираниях удовлетворительно аппроксимирует-
ся законом Рэлея. При этом выраженная в процентах времени инте-
гральная функция распределения
Т (V) -= 100 {1 — ехр [ — 0,69 (V,, VM)2]}
(5.1)
Медленные замирания связаны с изменением метеорологических
условий на трассе. С учетом медленных замираний процесс изменения
уровня сигнала в целом является нестационарным. Математической
моделью медленных замираний принято считать распределение слу-
чайных величин VM относительно медианного значения, определенного
за длительный срок, например за месяц или год. Чаще используют
медианное значение (VM.M), которое рассчитывается на основе статисти-
ческих данных об изменении Ум в течение одного месяца наблюдения.
Результаты измерений показали, что для зимних (по условиям распро-
странения худших) месяцев распределение Рм подчиняется логарифми-
чески нормальному закону. При этом выраженная в процентах време-
ни интегральная функция распределения
Z
Т (Z)
100
exp (--Z2/2) dt.
(5.2)
где Z =--(lg VM —1g VM.M)/lg a,
a a — стандартное отклонение глубины медленных замираний (Рм/
/Рм-м), зависящее от времени года и от расстояния между соседними
168
станциями. Колебания Гч.ч в течение года связывают с сезонными за-
мираниями (месячная медиана уровня сигнала в летние месяцы при-
мерно на 10 дБ больше, чем зимой). Для борьбы с медленными и сезон-
ными замираниями эффективны адаптивные системы с каналом обрат-
ной связи 118), по которому можно управлять мощностью и (или) час-
тотой передатчика.
Отметим, что для быстрых замираний на ТРЛ характерна прост-
ранственная и частотная селективность, т. е. изменения сигналов в
любой момент времени неоднородны в различных областях пространст-
ва и частот. Это указывает, что для борьбы с быстрыми замираниями
целесообразно организовывать параллельные каналы передачи, отли-
чающиеся несущими частотами (разнесение по частоте) и (или) траек-
ториями распространения волн (разнесение в пространстве за счет ис-
пользования различных областей переизлучения и (или) нескольких
взаимно удаленных приемных антенн). При относительном частотном
разносе Kf!f0 =-= 2-10_3 ... 5-10~® или разносе антенн в перпендику-
лярном трассе направлении на 70... 100 длин волн замирания сигна-
лов в отдельных каналах становятся некоррелированными. В этом слу-
чае, например, для системы /и-кратного разнесенного приема с автовы-
бором большего из сигналов, распределение результирующей величи-
ны множителя ослабления
Т (V) -100 {1 -ехр (-0,69 (V/V4)2]}m,
что указывает на повышение устойчивости связи по сравнению с оди-
нарным приемом, когда Т (V) определяется (5.1).
4.	Селективные замирания по частоте препятствуют передаче по
ТРЛ широкополосных сигналов (как аналоговых, так и цифровых).
Объясняется это тем, что при ш'ироком спектре передаваемых сигналов
селективные замирания вызывают изменение фазовых и амплитудных
соотношений спектральных компонентов, т. е. искажается спектр, а
следовательно, и форма сигналов. В этих условиях, если передавать
групповой телефонный сигнал (см. гл. 4), возникают переходные помехи
как при использовании метода ЧРК-ЧМ, так и при импульсной (циф-
ровой) модуляции. Селективные замирания являются следствием мно-
голучевого распространения радиоволн. Если относительное запазды-
вание лучей Л1 превосходит длительность одного цифрового сигнала
т, то возникает явление эхо, искажается форма сигналов. Это наклады-
вает определенные ограничения на скорость (а следовательно, и на
полосу частот) передачи цифровых сообщений.
Связанное с селективными замираниями ограничение полосы час-
тот при передаче аналоговых и цифровых сигналов указывает на недо-
статочную пропускную способность ТРЛ. Действительно, число ТФК
в одном стволе ТРЛ пока не превышает 120. Для передачи телевидения
применяют специальное оборудование, используют частоты в диапазо-
не 4 ... 6 ГГц, антенны с шириной диаграммы направленности не более
0,3
169
Тяжелые условия передачи сигналов на ТРЛ вынуждают применять
на станциях сложную дорогостоящую аппаратуру. Все станции являют-
ся обслуживаемыми. Тем не менее в ряде случаев применение ТРЛ ока-
зывается более выгодным, чем РРЛ прямой видимости, особенно в труд-
нодоступных малонаселенных районах земного шара (Заполярье, гор-
ные районы, области вечной мерзлоты, пустыни и др.), на трассах с
большими водными преградами.
Методы борьбы с быстрыми замираниями на ТРЛ и особенности
аппаратуры. Для борьбы с быстрыми замираниями наибольшее рас-
пространение получили различные варианты разнесенного приема и
применение широкополосных составных сигналов. Так как замирания
на ТРЛ весьма интенсивны, на этих линиях часто прибегают к комбини-
рованным видам разнесения сигналов.
На рис. 5.2 представлена упрощенная структурная схема АФТ и
приемопередающей аппаратуры ОРС для одного дуплексного ствола
ТРЛ, на которой предусмотрен счетверенный прием с разнесением сиг-
налов по частоте и пространству (на ПРС и УРС объем оборудования
соответственно увеличивается). В состав схемы входят антенны (А),
поляризационные селекторы (ПС), разделительные фильтры (РФ),
приемники (Пр), передатчики (П), устройства комбинирования сигна-
лов (УК), частотные детекторы (ЧД), аппаратура разделения и объеди-
нения каналов (АР) и (АО), частотный модулятор (ЧМ) и разветвитель
(Р). Соседняя станция линии передает одинаковые сообщения на разных
несущих частотах и f2. Эти сигналы принимаются разнесенными в
пространстве антеннами А, и А2 и через ПС и РФ поступают в приемни-
Рчс. 5.2. Упрощенная
структурная схема ОРС
при счетверенном приеме
170
КИ. в УК, и УК, комбинируются
сигналы промежуточной частоты
с выходов приемников, на-
строенных на одинаковые несу-
щие частоты, но соединенных с
разными антеннами. Таким обра-
зом, УК, и УК2 реализуют эф-
фект пространственного разнесе-
ния. В УК3 осуществляется по-
следетекторное комбинирование
к пдд от ПВД
Рис. 5 3 Система сложения с ПВД
сигналов, разнесенных по час-
тоте. В обратном направлении
связи одинаковые сообщения,
отображенные ЧМ сигналами,
также передаются на разных
частотах /3 и f4. Отметим, что
используемые на ТРЛ антенны параболического типа не обеспечивают
достаточную величину коэффициента защитного действия. При значи-
тельных мощностях передатчиков и высокой чувствительности прием-
ников это создает реальную опасность помех, вызванных приемом
сигналов с противоположного направления связи. Поэтому на ТРЛ,
как правило, применяют четырехчастотный план. Таким образом, с
учетом разнесения по частоте для одного дуплексного ствола требу-
ется восемь рабочих частот. Причем разность частот передачи и прие-
ма в одной антенне (с целью упрощения развязывающих фильтров)
устанавливается довольно большой: для систем, работающих на час-
тотах ниже 1000 МГц, эта разность равна примерно 40 МГц, а для
систем, работающих на частотах выше 1000 МГц, около 80 МГц.
В общем случае комбинирование сигналов в УК,, УК2 и УК3 мо-
жет производиться по принципу линейного оптимального сложения
или путем автовыбора [191. Любой из этих вариантов относительно не-
сложно может быть реализован в УК3, когда комбинируются сигналы
после ЧД. Условием нормального линейного или оптимального сло-
жения в УК, и УК2 является синфазность сигналов на частоте /пр.
Выполнить это требование в условиях нестационарного многолучево-
го канала непросто Рассмотрим оригинальное решение данной задачи,
предложенное советскими инженерами. На рис. 5.3 изображена часть
системы сложения, включающей так называемые преобразователи с
вычитанием девиации (ПВД). Заметим, что эта система пригодна для
сложения до детектора любого числа как угодно разнесенных сигналов
(при этом отпадает необходимость иметь в схеме на рис. 5.2 УК,, УКа,
два ЧД и УК3: выходы всех четырех ПР подключаются через ПВД к
одному суммирующему устройству). На рис. 5.3 показан один канал
системы, другие выполняются аналогично. Общими элементами сис-
темы являются опорный генератор (ОГ) и суммирующее устройство
(СУ). В состав ПВД входят основной и вспомогательный смесители
(ОС и ВС) , устройство задержки (УЗ) на время т3, фильтр Ф,, выделяю-
171
щий после ВС колебания суммарных частот, и фильтр Ф2, выделяющий
после ОС колебания разностных частот. Если обозначить напряжения
в точках 1—5 схемы ПВД через «£ (/) (i - 1,2 ,. , 5) и принять, что
и, (/) - L\ cos (сопр /ф т sin Q/)	(5.3)
(здесь для простоты анализа выбрана модель сигнала, модулирование
го по частоте одним тоном, при этом индекс модуляции т = A<o/Q,
где Дсо — девиация частоты), а
п2(/) -ПОг cos («Ог/4 Фог),	(5.4)
то для других точек схемы получим (при этом учитывается, что ВС и
ОС выполняют функции перемножителеи мгновенных значений напря-
жений, а фильтры Ф£ и Ф2 прозрачны лишь для одной боковой полосы -
верхней и нижней),
us (О Uj cos [<0пр (/ — т3) л- т sin Q (i — т3)],
Щ (/) ~(t/, t/or/2) cos |ипр (t -t,) -rm sin Й (/ —t,)	wor(4?or|,
(/) —(t/i t/or/4) cos [«or t д m sin Q (t — т.ф--
— tn sir. Qz — conp t3 4 <poi|	(5.5)
(здесь учтено, что cos ( - a) — cos a).
Заменив в (5.5) разность синусов соответствующим произведением,
получим
«5 (0 - (U'j t/or'4) cos [Мог 4--юПр т.. ~
—2tn «ш (Qr3 2) cos Q (t— т3/2)4-фог].	(5.6)
Обычно время задержки т3 очень мало и поэтому
2m sin (Qt3/2) ~ 2тЙт3'2 Д®т3.	(5 7)
Если Qt3/2 пл,	(5 8)
где п — целое число, то
2m sin (Qt} 2) 0,	(5.9)
что означает, что сигнал щ (/) имеет постоянную частоту, равную
<оог (этот случай расценивают как полное вычитание девиации часто-
ты), и вся энергия сигнала на выходе ПВД сосредоточивается на этой
частоте
Из выражений (5 6) (5 7) и (5 9) можно сделать следующие выводы
(свойства ПВД)
1.	Сигналы на выходе всех ПВД, включенных в рассматриваемую
систему сложения, имеют одну и ту же частоту со(>г, равную частоте
общего ОГ, т е ПВД обеспечивают синхронизацию складываемых
сигналов по частоте
2.	Если время задержки т, достаточно мало, то даже при значитель-
ном расхождении частот о>11Р сигналов на входах ПВД взаимный фазо-
вый сдвиг А(оирт3 2 л, т е надлежащим выбором т3 можно практи-
чески обеспечить и синфазность складываемых сигналов
172
3.	При модуляции случайным сигналом (несущим сообщение) усло-
вие (5.8) теряет смысл, и сигнал с частотой о>0г на выходе ПВД ока-
зывается модулированным. При этом ПВД преобразует ЧМ сигнал в
сигнал с фазовой' модуляцией (ФМ) Это непосредственно вытекает из
(5 7): индекс модуляции Дит., не зависит от частоты модуляции. Отсю-
да следует, что после СУ надо включать не ЧД, а синхронно-фазовый
детектор (СФД), для которого в качестве опорного может быть исполь-
зован сигнал ОГ, или преобразователь ФМ-ЧМ, а за ним — ЧД.
4	ПВД предоставляет возможность «сворачивать» (складывать)
спектры сигналов, сосредоточенные вокруг последовательности частот,
для которых выполняются условия (5.8) и (5.9).
Указанные свойства ПВД используются в аппаратуре «Аккорд»
[191. При этом для увеличения кратности разнесения передача сообще-
ний ведется с помощью широкополосных параллельных составных ЧМ
сигналов. Формирование такого сигнала осуществляется путем пода-
чи на вход частотного модулятора суммы информационного сигнала и
так называемого корреляторного тона (с частотой Пкор = 2hFk0P).
В этом случае на выходе передатчика образуется сигнал
и„ (I) — Ц, cos
t
w01 4 rnKop sin ^кор t 4" A®, ё (4) dti + Фо
о
(5.10)
где /пкг,р А^>кор/^кор индекс модуляции, А<г>кор кчм Пкрр
девиация частоты корреляторным сигналом с амплитудой UK0J);
Аиэ и | (t) определяются в соответствии с (4.2) и (4.5). Раскладывая
«„ (1) в ряд по функциям Бесселя, получим
«я (/) ~U„
оо
2 7 к (ткор ) COS
— — ОО
(о>0 г КЙкор) ~Е
t
( Aw | g (/j dti Рф0
о
(5.11}
1де к номер парциального сигнала, a Iк (/nhop) — бесселева функ-
ция первого рода к-го порядка от аргумента ткор.
Пример спектра сигнала (5.10), построенного с учетом (5.11), изоб-
ражен на рис 5.4, а Видно, что мп (t) состоит из парциальных сигна-
лов ряда ЧМ сигналов, разнесенных по частоте с шагом, равным
^кор. Если на модулятор не подавать информационный сигнал, то
энергетический спектр G (}) переходит в линейчатый спектр Ск (j),
соответствующий случаю частотной модуляции корреляторным тоном
(рис. 5.4, б) Выбор FKop производится так,чтобы на пролетах ТРЛ
селективные замирания соседних парциальных сигналов были слабо
коррелированными. Кроме того, во избежание увеличения переходных
помех из-за перекрытия энергетических спектров соседних парциальных
сигналов величина FKop Должна удовлетворять условию FKop > 2FB,
где FB — верхняя частота информационного модулирующего сигнал’а
173
(в системе «Горизонт-М» с аппаратурой «Аккорд» используют значе-
ния Fkop = 1 МГц и FKOp -= 2 МГц)
При использовании на ТРЛ составного ЧМ сигнала выходы прием-
ников (см. рис. 5.2) по промежуточной частоте подключаются к точкам
1 ПВД (см. рис. 5.3) системы сложения, установленной в приемной час-
ти аппаратуры «Аккорд». При этом составной сигнал обрабатывается
в ПВД подобно тому, как взаимодействовали сигналы (5.3) и (5.4).
В расчете на составной сигнал время задержки т3 выбирается равным
1/Гиор. Это обеспечивает выполнение условия (5.8), в результате чего
все парциальные сигналы, входящие в полосу пропускания А/ приемни-
ка (см. рис. 5.4), складываются почти синфазно, что уменьшает влияние
селективных замираний на уровень и форму сигнала на входе демоду-
лятора.
Отметим, что операция перемножения в ОС ПВД (см. рис. 5.3) с за-
держкой входного сигнала и последующее интегрирование (в фильтре
фг) продуктов перемножения позволяют отнести приемное устройство
системы «Аккорд» к классу автокорреляционных приемников (АКП).
Принцип автокорреляционного приема реализуется и в более со-
вершенной системе «Сатурн», разработанной для аппаратуры ТР-120.
Основной целью при разработке нового АКП было улучшение помехо-
защищенности системы. В ПВД она снижалась за счет того, что в ка-
нал опорного сигнала для ОС поступали (через УЗ, ВС и шумы со
входа ПВД. Задача была решена следующим образом. Во-первых,
вместо гармонического сигнала ОГ на ВС стали подавать регенериро-
ванный (с помощью специальных фильтров и амплитудного ограничи-
теля) сигнал с выхода СУ. Благодаря этому у сигнала (i) на входе
ОС снимается модуляция информационным сигналом (или происходит
сильная компрессия девиации в каждом парциальном сигнале), т. е.
энергия сигнала ut (t) сосредотачивается на дискретных составляющих
fn ± кГнор (к 0, 1, 2, ..., см. рис. 5.4, б). При этом сигнал и5 (/) ока-
зывается уже не ФМ, а ЧМ, с тем же индексом, что и на входе ОС Та-
Рис 5 4 Спектр состав
ного ЧМ сигнала (а) и
спектр колебания, моду
лированного по частоте
корреляторным тоном
(О
174
Рис 5 5 Структурная схема СГ
ким образом, в системе «Сатурн» сигнал после СУ в принципе может по-
даваться непосредственно на ЧД. Во-вторых, вместо обычного полосо-
вого фильтра Ф1 был использован гребенчатый фильтр (ГФ), прозрач-
ный только для весьма узких полос частот, включая f0 ± кРкор. Имен-
но это решение способствовало повышению помехозащищенности, так
как ГФ позволяет снизить уровень шумов в канале опорного сигнала
ОС до минимума. Заметим, что с помощью только ГФ (без реализации
первого мероприятия) нельзя было бы выделить из сплошного спектра
сигнала u^t) на входе ОС (см. рис. 5.4, а) необходимые по амплитуде
дискретные составляющие f0+K.FKop. Для улучшения порогового
свойства ЧМ приемника в системе «Сатурн» перед ЧД включается поро-
гопонижающее устройство — схема со следящим гетеродином (СГ).
Это устройство, как и другие аналогичного назначения (с обратной
связью по частоте, со следящим фильтром, с регенерацией несущей и
т. п.), улучшает отношение сигнал-шум на входе ЧД. В общем случае
данный эффект может быть получен или в результате некоторого
уменьшения полосы тракта приемника до ЧД, а следовательно, и шу-
мовой полосы, или путем увеличения энергии полезного сигнала за
счет местного генератора. В схеме СГ используется первый вариант.
В состав СГ (рис. 5.5) входят три преобразователя частоты (ПЧ), квар-
цевый генератор (КГ) и узкополосный УПЧ. Преобразователи частоты
работают таким образом, что в разных точках схемы имеет место сле-
дующая расстановка мгновенных частот (напомним, что при частотной
модуляции мгновенная частота
f «)	Чt +- Ао>Л g (Ч) d/Д --= /0 + А/э | (0 ;
at 1	J	/
\	о	J
fr (0 = /кг+/2 (/),
Л (О =/<• (0 —/пр (МкН/а (0-/пр (0,	(5.12)
А (0=/г Ю-А У) -Дкг +А (0-/КГ-А (0 + Ар (0 = /пр (0-
Таким образом, на выходе СГ автоматически поддерживается такая же
мгновенная частота, что и на его входе. При этом из (5.12) следует, что
А (0 = /кг-
175
В ПЧ, вычитаются девиации сигналов с частотами /пр (0 и [г (/),
а в ПЧ2 восстанавливается первоначальная девиация частоты. Однако
вследствие запаздывания сигнала в прямом трайте (в основном в узко-
полосном УПЧ) полного вычитания девиаций в ПЧТ не происходит,
и у сигнала с частотой некоторая девиация остается. Но поскольку
она существенно меньше, чем на входе СГ, ширина спектра сигнала
уменьшается, что позволяет сузить полосу УПЧ между ПЧ] и ПЧ2
и соответственно снизить мощность шумов (пропорционально полосе).
При этом средняя мощность сигнала практически не изменяется (при
малых индексах средняя мощность ЧМ сигнала приближается к сред-
ней мощности иемодулированной несущей). Таким образом, СГ увели-
чивает отношение сигнал-шум на входе ЧД, т. е. уменьшает пороговый
уровень приемника.
Основы проектирования и расчета ТРЛ. Как и при проектировании
РРЛ прямой видимости, расчет ТРЛ включает выбор энергетических
параметров аппаратуры, оценку устойчивости работы линии и мощно-
сти помех в телефонных каналах. Если результаты расчета устойчиво-
сти и (или) уровня помех не соответствуют рекомендациям МККР, уве-
личивают энергетический потенциал системы или корректируют план
размещения ретрансляционных станций. Вместе с тем, как будет пока-
зано ниже, расчет ТРЛ содержит ряд особенностей, обусловленных
распространением радиосигналов.
Предположим, что уже выбран первоначальный вариант, конкре-
тизирующий размещение станций, тип антенн и аппаратуры, а следо-
вательно, и вид разнесения и комбинирования сигналов. После этого с
помощью топографической карты, на которой предварительно нанесе-
ны пункты расположения станций (через 150 ... 300 км), необходимо
определить эквивалентную протяженность каждого пролета 7?э, учи-
тывающую влияние на передачу сигналов рельефа местности и ориен-
тации антенн:
'% -= G-э 9р - гз.э (% + 71 + Ъ) = # + г,., (Т1 + у2),
где г3.э = г3/(1 gr 3/2) — эквивалентный радиус Земли (см.
рис. 5.6, а), г3 — действительный радиус Земли (г3 » 6370 км), g—
эффективный вертикальный градиент диэлектрической проницаемости
воздуха (введение г3.э позволяет не учитывать явление рефракции, т. е.
траектории радиоволн можно считать прямолинейными); 0ft [рад] —
угол «рассеяния», образованный пересечением касательных к горизон-
ту (КГ), проведенных из центров антенн Л2 и Л] перпендикулярно ра-
диусу Земли; 0Р [рад]— угол «рассеяния», образованный пересече-
нием касательных к препятствиям (КП), 0Р зависит от ориентации ан-
тенн, определяемой рельефом местности; и [рад] — углы закрытия
антенн, у1)2 берутся со знаком плюс лишь в том случае, когда КГ пере-
секает препятствие (см. рис. 5.6, a); R — протяженность пролета между
точками AjA2, определяемая по топографической карте Для стандарт-
176
Рис 5 6 Профиль пролета ГРЛ (а), построение профиля для участка вблизи
станции (б)
ных условий рефракции (g = —8-10~8 1'м) г3.э = 8500 км и величи-
на (в км) определяется формулой
/?3 = /?+148(?1 + %),	(5.13)
где ух и у2 выражаются в градусах. Отметим, что зазор между траекто-
рией радиоволн и земной поверхностью обычно увеличивается по мере
удаления станций ТРЛ. При этом можно не учитывать характер релье-
фа местности в середине пролета и углы закрытия у определять из про-
филей, построенных только для участков вблизи станции, как показано
на рис. 5.6, б. Роль условного нулевого уровня (соответствующего не-
которой фиксированной высоте над уровнем моря) здесь выполняет
дуга, ордината (у) и абсцисса (г) текущих точек которой связаны соот-
ношением у — г2/2г3 3. При г з,3 — 8500 км у ~ г2 [км]/17, м, а угол
закрытия
	C1L. 1O6'1-L52_,	'	(5.14)
гп-----------------------------------------------17 /Л
где hn и ha — высоты препятствия и центра антенны (А) над условным
нулевым уровнем, м; гп — расстояние от антенны до наивысшей точки
препятствия, м. Подставляя найденные согласно (5.14) ух и у2 в (5.13),
можно вычислить /?3 и затем с помощью графиков на рис. 5.7 (построен-
ных на основе экспериментальных данных для разных несущих частот
f) определить медианное значение множителя ослабления Ум-м для
зимних (худших) месяцев года, для которых обычно и производится
расчет.
Г рафики на рис. 5.7 построены для случая, когда применяются сла-
бонаправленные антенны. Если на ТРЛ используются антенны с ши-
риной главного лепестка диаграммы направленности менее 2°, то не-
обходимо еще учитывать упомянутые выше потери усиления антенн
AG = (Gn + GIIp)Tp — (G„-l Gnp),
177
Рис. 5.7. Зависимость медианы множителя ослабления за зимний месяц от эк-
вивалентного расстояния
определяемые через коэффициент усиления, дБ, передающей (Gn)
и приемной (0Пр) антенн, работающих соответственно либо в условиях
ДТР, либо в условиях свободного пространства. График зависимости
AG от суммарного коэффициента усиления антенн (на пролетах дли-
ной 150 ... 600 км и частотах 1... 5 ГГц) приведен на рис. 5.8.
Медианная за месяц мощность сигнала на входе приемника (при
одинарном приеме) может быть определена [Вт] по формуле
Рс.м.м -Д/4л/?:,)2 Рп Gn Gllp Т1„ Цпр AG.	(5.15)
Следующим этапом проектирования является оценка устойчивости
связи на выбранном варианте ТРЛ. При этом учитывают как медлен-
ные, так и быстрые замирания. Критерием нарушения связи на ТРЛ,
которое происходит при глубоких замираниях, считается возрастание
невзвешенной мощности помех на выходе канала ТЧ до величины
^птах - Ю6 пВтО. Согласно рекомендациям МККР эта мощность мо-
жет превышаться в течение не более Smax — (0,05 1/2500) % времени
наихудшего месяца, где I — протяженность линии (гипотетическая
цепь для ТРЛ, как и для РРЛ, имеет длину 2500 км, но число секций в
ней не нормируется). Можно считать, что Рптах определяется лишь не-
взвешенной мощностью (Рт) тепловых шумов, а увеличение Рт до вели-
чины 10е пВтО обусловлено глубоким замиранием лишь на одном проле-
те, поскольку вероятность одновременных глубоких замираний на не-
скольких пролетах пренебрежимо мала.
Полагают [19], что Рт >106 пВтО только тогда, когда отношение
сигнал-шум (zz) на входе ЧД, определяемое в полосе УПЧ, оказывается
равным или ниже порогового уровня пп. Таким образом, можно счи-
тать для каждого z-ro пролета, что вероятность уменьшения множите-
ля ослабления Vi (учитывающего как быстрые, так и медленные зами-
178
рания) относительно Ум.мг на величину ДУг [дБ], при которой Рт =
==10в пВтО, равна вероятности уменьшения п относительно лм.м1-
до порогового значения пп (здесь nM.Mi — медианное за месяц отноше-
ние средней по быстрым замираниям мощности сигнала к мощности
шума в полосе УПЧ). Очевидно, разность (Ум.мг — АУг) равна мини-
мальнодопустимому множителю ослабления на пролете Уг-т1П. Вместе
с тем, если мощность шумов на входе ЧД постоянна, то при записи в
дБ пп — лм.мг = У/2mln — Ум.мг- Поэтому запас энергетического по-
тенциала на замирания (в дБ) пи —	= АУг, а вероятность на-
рушения связи
р [(п—Ям.м.О < ^Vt] = p (АУг).
(5.16)
Величину п„ можно найти с помощью общего выражения (справедливо-
го при работе обычного приемника ЧМ сигналов и в области порога)
для невзвешенной мощности теплового шума, вносимого в /г-й канал
ТЧ на одном пролете [19]:
|9 А/ш 1,85	7 FK у
Ув'К[ 2л	Л А/ш }
, пВтО,
(5-17)
где п — отношение сигнал-шум, определяемое в полосе УПЧ А/ш;
— средняя частота к-го канала с полосой AFK; А/к — эффективная
девиация частоты на канал и ув_ к — коэффициент передачи восстанав-
ливающего контура. Если в (5.17) положить Рг 10е пВтО и подста-
вить параметры АЕК, А/к и А/ш конкретной системы (в качестве име-
ет смысл взять среднюю частоту верхнего канала; при этом ув1! - 0,4),
Рис. 5 9. Зависимость радиуса ча-
стотной корреляции Д/* от эквива-
лентного расстояния 7?,
179
то, решив уравнение, получим п =пп (в приближенных расчетах пола-
гают па « 10 дБ),
Величина пм.мг находится из соотношения
^м.м г ~ 1 35РС.М. и il^-3L Ди.up,	(5,18}
где Рс.м Mt определяется согласно (5.15); 1,45 — коэффициент, учиты-
вающий переход от медианной к средней мощности сигнала, быстрые
замирания которого подчинены закону Релея; Рш.ир — мощность шу-
ма приемника, Вт, определяемая соответственно в полосе А/ц,.ш ши-
рокополосного УПЧ (как, например, в системе «Аккорд») или в поло-
се А/ш.у узкополосного УПЧ (как в системе «Сатурн» с порогопонижа-
ющим устройством); mj; — число независимых элементарных сигналов
в одной ветви разнесения (для систем с составными сигналами).
Поясним, как определяются Рш.ир и m'3i на примере системы
«Сатурн», использующей широкополосные составные ЧМ сигналы.
В этом случае Рш.пр kTs Af ш.у, где k = 1,38-10—23 Вт/ Гц-К—
постоянная Больцмана; А/ ш.у = 3,14 МГц; Ts — суммарная шумо-
вая температура (в кельвинах) приемного устройства, пересчитанная
к его входу:
Т? - Ta Ппр + Токр (1 - Ппр) Пир + Л.Р,	(5-19)
где Тя, Тпкр и Тпр— шумовые температуры соответственно антенны,
окружающей среды и приемника; т]пр — КПД приемного антенно-вол-
новодного тракта.
Для нахождения m'3i можно использовать выражения:
m'3l - 2,98/11 ( 1,24х, (1 Д 0,594х;‘)]	(5.20)
при трехкомпонентном сигнале и
m'r-4/[l-rx, (1 Ч0,6х?)]	(5.21)
при пятикомпонентном сигнале, где х, exp I—(AI(Op/A/(*)2], Fкор —
частота корреляторного тона, АД* — радиус частотной корреляции
(т. е. такое разнесение сигналов по частоте, при котором коэффициент
корреляции между огибающими сигналов равен 0,37). Зависимость
от эквивалентного расстояния для некоторых значений коэффи-
циента усиления антенны (G) представлена на рис. 5.9.
Полученные с помощью (5.17) и (5,18) значения пи и пж мг позво-
ляют определить запас на замирания АУг =- пи — пм.М1, где пи и
«и.и; выражены в дБ. С учетом (5.16) процент времени нарушения свя-
зи на каждом i-м пролете Tt - Р (АУг) 100 %. При известном А У\ ве-
личину Г, можно определить из интегрального закона распределения
быстрых и медленных флуктуаций отношения сигнал-шум. Парамет-
ре
Рис 5.10. Зависимость
стандартного отклонения
<у от эквивалентного рас-
стояния
рами указанного закона являются стандартное отклонение ст,- и общая
кратность разнесенного приема
Л--= Кт*,
где mil определяется согласно (5.20) или (5.21), а К — число ветвей
разнесения. Зависимость ст от эквивалентного расстояния R, для не-
которых значений коэффициентов усиления антенн G приведена на
рис. 5.10, а на рис. 5.11 для различных значений ст и N 6 и 12 пред-
ставлены графики зависимости
Т( от АКг.
Устойчивость связи на вы-
бранном варианте ТРЛ считается
нормальной,если
м
2 Л<5тах--
= (0,05//2500)°/0,	(5.23)
где М — число пролетов на ли-
нии длиной I км.
После оценки устойчивости
связи выполняют поверочный
расчет мощности помех на выходе
каналов ТРЛ. Эти помехи обу-
словлены теми же причинами,
что и на РРЛ, и складываются
по мощности. Компоненты сум-
марной мощности, учитывающие
тепловые шумы модемов и гете-
родинов, а также переходные
(5.22)
Рис. 5.11. Зависимость Т, от AV, для
N = 6 (сплошная линия) и X—12
(штриховая линия)
181
помехи, вызванные неидеальностью характеристик элементов аппара-
туры группового и высокочастотного трактов, не изменяются во
времени и определяются по формулам и правилам, принятым для
РРЛ (см. § 4.2). При этом, разумеется, надо использовать соответст-
вующие параметры конкретной аппаратуры ТРЛ.
Уровни других помех, таких как тепловые шумы, вносимые в ТФК
на пролетах линии, и переходные помехи, обусловленные многолучевым
распространением радиоволн, случайно изменяются во времени в за-
висимости от состояния тропосферы и применяемых методов борьбы с
замираниями. В данных условиях при оценке мощности указанных по-
мех можно ориентироваться лишь на некоторые значения, усредненные
за достаточно длительный промежуток времени. При этом усреднение
производится последовательно: сначала с учетом быстрых, а затем мед-
ленных замираний.
Медианное значение среднеминутной псофометрической мощности
тепловых шумов, вносимых в ТФК с номером к Z-м пролетом линии,
Рт;м -И0»^2 ДКкх^и.к v;(FK/A/K)2/l,45Pc.M.Mi, пВтО, (5.24)
где k —постоянная Больцмана; FK — средняя частота х-го канала с по-
лосой ДКк; Д/к — эффективная девиация частоты на канал; к„ — псо-
фометрический коэффициент; г/в к — коэффициент передачи восстанав-
ливающего контура; Т\ — суммарная шумовая температура, опреде-
ляемая согласно (5.19);	находится в соответствии с (5.15);
1,45 — коэффициент, имеющий такой же смысл, как и в (5.18); v; —
коэффициент, учитывающий усреднение мгновенной мощности тепло-
вого шума при быстрых замираниях за счет применения разнесенного
приема, в том числе и составных сигналов. В табл. 5.1 приведены зна-
чения и y.2i для разных способов комбинирования сигналов и различ-
ных величин N, характеризующих общую кратность разнесения.
В случае применения составных сигналов и оптимального сложения
(как, например, в системе «Сатурн»)
v; = «;/(lV-l),
где m'3i определяется согласно (5.20) и (5.21), a N— в соответствии с
<5.22).
Из-за медленных замираний сигнала среднеминутная псофометри-
ческая мощность (РТ() теплового шума, вносимого Z-м пролетом, изме-
Таблица 5.1
Способ комбинирования разнесенных сигналов			
	N =2	N = 4	V = 8
Автовыбор	1,4/1.04	0,7/0,35	0,5/—
Линейное сложение	1,14/0,72	0,4/—	-/-
Оптимальное сложение	I,0/0.56	0,33/0,125	0,3/0.042
182
няется случайно по логарифмически нормальному закону. При этом
среднее значение и дисперсия РТ!- равны.
PTi=PTIMrTi; DPTi=P?/(rT\-l),
где коэффициент rTi = 10°’011аО‘', а сгг, дБ, определяется в соответствии
с рис. 5.10.
Медианное за месяц значение среднеминутной псофометрической
мощности переходных помех из-за многолучевости, вносимых в к-й ТФК
г-м пролетом,
9*-2 AF F2 ,\f2
Р„ы = 10е п К -к- * 10°'2рср у2 (<тк) а2 (FK/Fв) ?2;, пВтО,
(fb-fh) д/*4
где ДД — радиус частотной корреляции тропосферного канала; рс р —
уровень средней мощности группового сообщения, дБ; FK, &FK, FB,
Fh, кп, ст„, у2 (сгк) и а2 (Fk/F^) имеют тот же смысл и размерность,
что и в (4.45), (4.60), а Д/к — соответственно в (5.24); y2i — коэффи-
циент, учитывающий эффект разнесенного приема. Значения у2г можно
определить по табл. 5.1.
В случае использования составных сигналов и оптимального мето-
да сложения (как в системе «Сатурн») y2i = 1/4 (N — 2), где N — общая
кратность разнесенного приема.
Поскольку относительное запаздывание лучей Д/ в процессе мед-
ленных замираний является случайной величиной, случайно изменя-
ется и среднеминутная мощность {PBi) переходных помех, вызванных
многолучевостью. При этом PHi подчиняется логарифмически нормаль-
ному закону, а среднее значение и дисперсия Ри> равны:
Ли = Лим r4i,DPHi = P2ni(r^- 1),
где коэффициент гн; = 10 °’0П5Он', Оа. = 2,2 + 0,2 сг£, а Ст; опреде-
ляется из графиков рис. 5.10.
Для поверочного расчета общей мощности помех на выходе канала
надо найти средние значения суммарной среднеминутной мощности теп-
ловых шумов и переходных помех для каждого пролета (P^i) и для
всех М. пролетов (У2), а также соответствующие дисперсии —DPSi и
DP-г.. Указанная суммарная мощность для каждого пролета в отдель-
ности и всех пролетов линии вместе подчиняется логарифмически нор-
мальному закону со следующими параметрами.
Для одного пролета с номером Z:
+Рнь	1
D~P^ = DP^ + DPai + VDPTt DPHi.
183
Для всей линии из М пролетов:
- м -	_ м
DPs^DP^
i= i	1 = 1	_______________
среднеквадратическое отклонение ст2 = 4,34 V In (DP^IPz + О,
медианное значение Ргм = Р^/г^, где r2 = IO0,011S°S .
На выходе канала ТЧ суммарная среднеминутная псофометриче-
ская мощность помех, превышаемая в течение не более р % времени
за месяц,
Р^-^Р^ 10°’1V^4 2 ^H.ani4-PT.ani). ПВТО,
i'= 1
где Т’н.ап; — суммарная псофометрическая мощность переходных по-
мех, возникающих из-за неидеальности характеристик приемопереда-
ющей аппаратуры и модема на i-м пролете; слагаемыми этой мощности
являются величины Рп г, Pnff и Рп>отр, определяемые согласно (4.45),
(4.60) и (4.616); PT.ani — мощность собственных тепловых шумов ап-
паратуры на i-м пролете (Рт.ги Рт.мв (4.33)); величина, которую
можно найти из таблицы значений интеграла вероятности Ф (Кр%)
при условии, что Ф (Кр%) = 1—0,02 р %.
Согласно рекомендации МККР допустимая суммарная среднеминут-
ная псофометрическая мощность помех в ТФК (на выходе ТРЛ длиной
I км), которая может превышаться в течение не более р — 20 % вре-
мени любого месяца, равна 10/ пВтО. Отсюда вытекает требование:
Р22о»/0 < Ю/, пВтО.	(5.25)
Если условия (5.23) и (5.25) не выполняются, то необходимо либо
изменить трассу, либо увеличить энергетический потенциал линии
(применяя, например, более мощные передатчики или антенны с боль-
шим коэффициентом усиления), либо улучшить отношение сигнал-шум
за счет использования, например, порогопонижающих устройств.
Методика расчета показателей надежности ТРЛ принципиально не
отличается от соответствующей методики для РРЛ (см. § 4.2).
Глава 6. СПУТНИКОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
6.1.	ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМЫ СВЯЗИ
Принцип осуществления системы связи с использованием искусствен-
ных спутников Земли (ИСЗ) показан на рис. 6.1. Здесь через а и б
обозначены земные станции (ЗС). между которыми устанавливается
связь, а прямые аа' и бб', касательные к поверхности Земли в точках
а и б, являются линиями горизонта этих пунктов. Поэтому спутник
[84
Рис. 6.1. Принцип радиосвя-
зи через ИСЗ
Рис. 6.2. Структурная схе-
ма радиосвязи через ИСЗ
ИСЗ^ движущийся по орбите MN, может одновременно наблюдаться
со станций а и б при движении его по участку орбиты а' и б'. Следова-
тельно, электромагнитные колебания, излучаемые антенной системой
ЗС в точке а в направлении ИСЗ^ могут быть приняты бортовой радио-
аппаратурой спутника и после их усиления и преобразования по часто-
те направлены в сторону Земли, где будут приняты антенной ЗС в точ-
ке б. Отметим, что антенны ЗС всегда должны быть ориентированы на
ИСЗ. Следовательно, при движущихся ИСЗ антенны должны повора-
чиваться, осуществляя непрерывное «слежение» за перемещением спут-
ника в пространстве.
Система радиосвязи при наличии бортовой аппаратуры называется
системой с активной ретрансляцией сигнала или системой с активным
спутником.
Рассмотрим структурную схему дуплексной связи между ЗС. разме-
щенными в точках а и б при активной ретрансляции сигнала (рис. 6.2).
Здесь сообщение подводится к модулятору М станции ЗС„, в резуль-
тате чего осуществляется модуляция колебаний с несущей частотой
Ji. Эти колебания от передатчика П подводятся к антенне Аа1 и излу-
чаются в сторону ИСЗ, где принимаются бортовой антенной А ретранс-
лятора. Затем колебания с частотой поступают на разделительный
фильтр (РФ), усиливаются приемником Пр!, преобразуются к частоте
f2 и поступают к передатчику Пг С выхода передатчика колебания с
частотой /2 через РФ подводятся к бортовой антенне А и излучаются в
сторону Земли. Эти колебания принимаются антенной Аб2 станции
ЗСб, подводятся к приемнику (Пр) и детектору (Дет), на выходе кото-
рого выделяется сообщение Сг. Передача от ЗСб к станции ЗС„ сооб-
щения С2 происходит на частоте /3 аналогичным образом, причем на
бортовом ретрансляторе осуществляется преобразование колебаний
с несущей частотой f3 в колебания с частотой /4.
Для передачи сообщений можно предложить и другой метод, при
котором на борту спутника радиоаппаратура отсутствует. В этом слу-
чае сигналь!, посланные из пункта а, отражаются поверхностью ИСЗ)
185
в сторону Земли (в том числе и к пункту б) без предварительного усиле-
ния. Поэтому сигналы, принятые станцией б, будут значительно сла-
бее, чем при наличии бортовой аппаратуры, однако при достаточном
усилении антенн и более чувствительных приемниках этот метод ра-
диосвязи может найти применение в системах с малой пропускной спо-
собностью. Система, которая работает без бортовой аппаратуры, назы-
вается системой связи с пассивным спутником или системой с пассивной
ретрансляцией сигнала. Отметим, что в качестве пассивных спутников
могут использоваться как специальные отражатели различной формы
(в виде сферических баллонов, объемных многогранников и др.), так
и естественный спутник Земли — Луна. Пропускная способность по-
добных систем связи при современном уровне техники не превышает
двух-трех телефонных сообщений.
Рассмотрим случай, при котором спутник ИС32 движется по ор-
бите т — п (см. рис. 6.1) с высотой настолько малой, что не может од-
новременно наблюдаться антеннами станций ЗСа и ЗСб (высота орбиты
ниже точки пересечения линий горизонта аа' и бб'), и потому сигнал,
принимаемый бортовой аппаратурой на ИС32 не может быть сразу пере-
дан на станцию б. Работа системы в этом случае может быть построена
следующим образом: ИС32, пролетая над ЗСа, принимает сообщения,
которые после усиления подаются на бортовую аппаратуру памяти
(например, записываются на магнитофонную ленту). Затем, когда ИСЗ»
будет пролетать над ЗСб, включается бортовой передатчик и происхо-
дит передача информации, принятой от ЗСи. Включение передатчика
может осуществляться подачей специального командного сигнала, из-
лучаемого ЗСб в момент появления ИСЗ в зоне видимости этой станции,
или с помощью бортового программного устройства, учитывающего
скорость движения спутника по орбите, ее высоту и расстояние между
станциями. Такая система называется системой связи с памятью или сис-
темой с задержанной ретрансляцией. Система с активной ретрансляци-
ей сигнала в зависимости от высоты орбиты и расстояния между стан-
циями может быть выполнена как система с мгновенной (не задержан-
ной) ретрансляцией сигнала (система в реальном масштабе времени) и
как система с задержанной ретрансляцией.
В системах связи могут использоваться ИСЗ, движущиеся по орби-
там, которые отличаются следующими параметрами: формой (круго-
вая или эллиптическая); высотой над поверхностью Земли Н или рас-
стоянием до центра Земли А; наклонением, т. е. углом i между эква-
ториальной плоскостью и плоскостью орбиты. В соответствии с этим
орбиты подразделяются на экваториальные (/ = 0), полярные (i = 90°)
и наклонные (0 <; I < 90°). Эллиптические орбиты, кроме того, харак-
теризуются апогеем и перигеем, т. е расстояниями от Земли до наибо-
лее удаленной точки орбиты и до ближайшей точки.
Движение ИСЗ определяется законами Кеплера, причем для точ-
ных расчетов орбиты спутника должно учитываться не только притя-
жение Земли (с учетом нецентральности ее поля тяготения), но и поля
тяготения других небесных тел (Луны, Солнца, планет). Поэтому точ-
186
ный расчет орбиты ИСЗ оказывается сложным. В случае приближенно-
го расчета учитывают только поле Земли.
Особый интерес представляет геостационарная орбита — круговая
орбита, находящаяся в экваториальной плоскости (t = 0) и удаленная
от поверхности Земли на расстояние около 36 000 км. В том случае, ког-
да направление движения спутника по такой орбите совпадает с на-
правлением вращения Земли, спутник будет неподвижным относитель-
но наземного наблюдателя (геостационарный спутник). Эта особенность,
а также то, что ИСЗ находится от Земли на большом удалении, приво-
дит к следующим важным преимуществам связи через геостационар-
ный спутник: во-первых, становятся возможными передача и прием
сигналов с помощью неподвижных антенных систем (т. е. более про-
стых и дешевых, чем подвижные) и, во-вторых, осуществление кругло-
суточной непрерывной связи на территории, равной примерно трети
земной поверхности. Однако через геостационарный ИСЗ затрудни-
тельно осуществлять связь с приполярными районами, расположенными
на широтах выше 75...781, так как при этом существенно возрастают
шумы на входе земных приемников.
В нашей стране на геостационарную орбиту выведены спутники
связи типа «Радуга» и «Горизонт» (регистрационный индекс геостацио-
нарных ИСЗ СССР — «Стационар»).
При движении ИСЗ по другим орбитам (не геостационарной) спут-
ники будут перемещаться относительно наземного наблюдателя. В этом
случае необходимы подвижные антенные устройства и специальная
аппаратура, обеспечивающая слежение и наведение антенны на дви-
жущийся спутник. Системы связи с подвижными ИСЗ при соответст-
вующем выборе орбит позволяют обеспечить связь с любыми районами
земного шара, в том числе и с приполярными. При использовании под-
вижных ИСЗ связь между станциями, размещенными в точках а и б
(см. рис. 6.1), может осуществляться лишь в течение времени, пока
ИСЗ движется по участку орбиты б' — а'.
Обеспечение длительной непрерывной связи при сравнительно
невысоких орбитах возможно лишь при увеличении числа ИСЗ
(рис. 6.3, а). В этом случае на каждой земной станции должны быть ус-
тановлены две антенны (Ах и А2), которые могут осуществлять переда-
чу и прием сигналов с помощью одного из спутников, например ИСЗр
находящегося в зоне взаимной связи б' —а'. Когда ИСЗ] выйдет из
этой зоны, связь будет происходить через ИС32 с помощью антенн А2.
При выходе ИС32 из зоны б' — а передача и прием сигналов должны
осуществляться посредством ИС33 и антенн Ах, направленных на этот
спутник, и т. д. Очевидно, что для получения непрерывной связи меж-
ду станциями а и б расстояние между соседними спутниками должно
быть меньше зоны б' —а'. Число ИСЗ при таком методе зависит от рас-
стояния между пунктами связи и параметров орбиты [20].
При использовании ИСЗ можно применить ретрансляцию сигналов
не только через один, но и через несколько спутников. При этом в слу-
чае низких орбит для непрерывной передачи сигналов на земных стан-
187
циях, как уже отмечалось при рассмотрении рис. 6.3, а, необходимо
иметь по две антенны.
На рис. 6.3, б показаны ИСЗ, движущиеся по часовой стрелке по
одной низкой орбите, часть которой показана в виде дуги тп. Сигнал
от станции а через антенну А4 поступает на ИС34 и ретранслируется
через ИС33, ИС32, ИСЗХ к приемной антенне А4 станции б. Таким об-
разом, в этом случае для ретрансляции сигнала используются антенны
Ах и сегмент орбиты, содержащий ИС34 — ИСЗХ. При выходе ИС34 из
зоны, лежащей левее линии горизонта аа', передача и прием сигнала
будет вестись через антенны А2 и сегмент, содержащий ИС35 — ИС32.
Затем передача и прием сигналов будет осуществляться антеннами Ах
и сегментом, состоящим из спутников ИСЗв — ИС33 и т. д.
Отметим, что использование ИСЗ, движущихся по орбитам с ма-
лой высотой, упрощает аппаратуру земных станций, так как при этом
возможно снижение усиления земных антенн, мощности передатчиков и
работа с приемниками, имеющими несколько большую эквивалентную
шумовую температуру, чем в случае геостационарных спутников. Од-
нако в этом случае увеличивается число спутников, и требуется управ-
ление их движением по орбите.
Другой вариант использования для ретрансляции сигналов нес-
кольких ИСЗ приведен на рис. 6.3, в. В этом случае с одного из группы
спутников, движущихся по одной орбите, например с ИСЗд, сигнал,
излучаемый А, станции а, ретранслируется к геостационарному спут-
нику ИСЗР, а затем принимается антенной А станции б. При выходе
Рис. 6.3. Система святи с несколькими ИСЗ
188
ИС34 из области, лежащей левее линии горизонта аа', непрерывная
связь станции а с ИСЗР будет осуществляться через антенну А2 и ИС35,
затем через Ах и ИСЗв и т. д. На станции б в этом случае достаточно бу-
дет иметь лишь одну антенну, направленную на ИСЗГ.
До сих пор рассматривались принципы организации связи между
двумя ЗС. Однако очевидно, что поскольку ИСЗ может наблюдаться с
большой территории на поверхности Земли, можно осуществить связь
между несколькими ЗС через один общий ИСЗ. В этом случае спутник
оказывается «доступным» многим земным станциям, поэтому такая
система называется системой связи с многостанционным доступом (МД).
В системах МД могут быть организованы как циркулярная связь меж-
ду станциями (передача сообщений от одной станции нескольким
станциям), так и одновременная дуплексная связь между всеми ЗС,
использующими один общий бортовой ретранслятор, размещенный на
ИСЗ.
6.2.	ОСОБЕННОСТИ ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ
Запаздывание сигнала. Большая протяженность линии связи между
земными станциями и ретранслятором, находящимся на борту ИСЗ,
приводит к запаздыванию сигналов. Это определяется тем, что для про-
хождения расстояния L', м, сигналу требуется время
t = L’/c ^2Н/с,	(6.1)
где L' — протяженность линии связи от ЗС, находящейся в точке а,
через ИЗС до ЗС, находящейся в точке б (рис. 6.1.); с=3-108 м/с—ско-
рость света; И — расстояние от спутника до поверхности Земли. От-
сюда следует, что при И = 36000 км (т. е. в случае геостационарного
спутника) величина запаздывания составит приблизительно 250 мс.
Запаздывание сигнала при передаче дуплексных телефонных разгово-
ров приводит к появлению вынужденных пауз в разговоре, поте-
ре «контакта» между абонентами, т. е. ограничивает естественность
беседы.
Эхосигналы. Запаздывание сигналов приводит к появлению замет-
ных для абонентов эхосигналов, возникающих при переходе с четы-
рехпроводных цепей связи на двухпроводные из-за неидеальности диф-
ференциальных систем. Эхосигналы проявляются в виде прослушива-
ния абонентом своего разговора, задержанного на время, равное уд-
военному времени распространения сигнала между абонентами. С уче-
том (6.1)	,	;
Axa = 2Z.7c « 4Z//C.	(6.2}
Особенно заметны эхосигналы при больших значениях 1ЗХЯ. Для
систем связи, использующих спутники, движущиеся по орбитам с Н »
36 000 км (т. е. для гдостмционарных спутников) /эха х 500 мс.
189
В этих случаях следует обеспечить затухание эхосигналов до величи-
ны, равной примерно 60 дБ относительно уровня полезного сигнала. Не-
обходимое затухание эхосигналов осуществляется с помощью эхо-
заградителей.
Одна из возможных схем эхозаградителя, включаемого после диф-
ференциальной системы (ДС) в двухпроводные цепи, показана на
рис. 6.4. Схема состоит из усилителя (У), при появлении на входе
которого разговорных токов срабатывает ключ (К). В результате это-
го тракт передачи запирается — в него вводится значительное затуха-
ние (элемент а). Этим осуществляется подавление эхосигнала. Усили-
тель регулируется так, чтобы шумы в тракте приема, появляющиеся
в отсутствие разговорных токов, не приводили к срабатыванию К. При
этом в тракте передачи затухание будет отсутствовать и абонент смо-
жет вести передачу сообщений.
Недостатками описанной схемы являются, во-первых, затруднения
в перебивании разговора одного абонента другим (перебивание возмож-
но лишь в паузах продолжительностью более 100 мс, когда тракт пере-
дачи отпирается) и, во-вторых, появление ложных срабатываний при
увеличении уровня шумов в тракте приема.
Для устранения второго недостатка в схемы эхозаградителей вво-
дят распознающее устройство (РУ), которое позволяет различать рече-
вые сигналы и шумы (рис. 6.5). При наличии в тракте приема разго-
ворных токов с помощью РУ и управляемого усилителя (УУ) тракт пе-
редачи запирается. Принцип работы РУ состоит в том, что если спектр
речевого сигнала разделить на три — пять равных частотных полос,
то средние мощности речевого сигнала в этих полосах не будут равны
между собой, поскольку для речи спектральная плотность в различных
участках спектра неодинакова. В противоположность этому флуктуа-
ционный шум имеет равномерную спектральную плотность, и потому
средние мощности флуктуационного шума в тех же частотных полосах
будут одинаковы. Таким образом, разделив спектр с помощью фильтров
и сравнив между собой мощности на выходе этих фильтров, можнс
отличить речевые сигналы от флуктуационных шумов.
Из приведенного рассмотрения следует, что при передаче телефон-
ных разговоров каналы тональной частоты в четырехпроводном трак-
те должны оборудоваться эхозаградителями.
Рис. 6.4. Функциональная схе-
ма эхозаградителя
Рис. 6.5. Функциональная схе-
ма эхозаградителя с распозна-
ющим устройством
190
Эффект Доплера. Одной из особенностей систем связи через ИСЗ
является возникновение эффекта Доплера, вызываемого движением
спутника относительно ЗС. Обозначим через vr ту компоненту скорости
движения ИСЗ, которая совпадает с линией радиосвязи ИСЗ — ЗС и
условимся считать величину vr отрицательной в случае уменьшения
расстояния между ИСЗ и ЗС и положительной при увеличении этого
расстояния.
Известно, что при движении источника сигнала со скоростью ± vr
частота принимаемых колебаний f связана с частотой излучаемых коле-
баний /о соотношением
f = /0/(1 ± Vr/c).	(6.3)
Здесь с — скорость света.
Обычно всегда выполняется условие vr/c 1, поэтому при движе-
нии источника сигнала в сторону приемника f = f0 (1 Т vrlc). Отсюда
изменение частоты, вызванное эффектом Доплера
=	/о vrJc.	(6.4)
Наиболее сильно эффект Доплера будет проявляться в системах свя-
зи, использующих не геостационарные орбиты (в системе «Молния»
на рабочем участке орбиты \vrlc\ < 10~5). В системах связи с геоста-
ционарными ИСЗ эффект Доплера может иметь место при коррекции
положения спутника на орбите.
Отметим, что в соответствии с (6.4) эффект Доплера приводит не
только к изменению частоты излучаемых колебаний, а следовательно,
и несущей частоты, но и вызывает деформацию спектра передаваемого
сообщения. Так, если модуляция осуществлялась колебанием с часто-
той F, принятое колебание на выходе детектора с учетом эффекта Доп-
лера будет иметь частоту F' = F (1 + иг!с). Поэтому при модуляции
колебаниями с частотами — 1 кГц и F2 = 104 кГц на выходе детек-
тора при vr/c — 10~5 получим соответственно частоты 1000 Т
+ 10~2 Гц и 107 + 100 Гц. Отсюда следует, во-первых, что верхние
частоты в спектре сообщения будут изменяться на большую величину,
а во-вторых, что ширина спектра принятого колебания будет отличать-
ся от ширины спектра модулирующих колебаний (в приведенном при-
мере почти на 100 Гц).
Контроль сигнала, прошедшего через ретранслятор. Возвратимся
к рассмотрению структурной схемы рис. 6.2. Учитывая, что все излуче-
ния бортовой антенны А могут быть приняты на ЗС„ и ЗСб в системах
связи через ИСЗ можно осуществить контроль прохождения «своего»
сигнала через ретранслятор. Так, для контроля прохождения через
ретранслятор сигнала, излучаемого антенной Аа/, на ЗСа достаточно
установить разделительный фильтр РФ и второй приемник ПР2, на-
строенный на частоту /2(рис. 6.6). Аналогично для контроля прохожде-
ния через ретранслятор сигнала, излучаемого ЗСб, на этой станции
следует установить РФ и второй приемник на частоту /4. Очевидно, что
191
сопоставление на ЗСа переданного и принятого сообщений Сг позволит
произвести проверку качественных показателей тракта связи, состоя-
щего из передатчика данной станции и ретранслятора, и при необходи-
мости осуществить своевременное переключение на резервные комп-
лекты бортовой или земной аппаратуры.
Отметим также, что использование схемы контроля (см. рис. 6.6)
позволяет на любой земной станции сопоставить уровни сигналов,
принимаемых бортовым приемником на частотах и /3. Таким обра-
зом, можно судить о точности наведения антенн земных станций на рет-
ранслятор и ориентации бортовой антенны относительно Земли.
Вспомогательные комплексы оборудования. Для нормальной рабо-
ты любой системы связи через ИСЗ, кроме спутников с ретранслятора-
ми сигналов и нескольких ЗС, необходимо наличие нескольких комп-
лексов вспомогательного оборудования. Эти комплексы, хотя и назва-
ны вспомогательными, представляют собой сложные самостоятельные
системы, причем стоимость каждой из них сопоставима со стоимостью
системы связи.
К этим комплексам могут быть отнесены следующие: система запус-
ка спутников связи; система контроля, прогнозирования и коррекции
движения ИСЗ с соответствующим оборудованием вычисления и обра-
ботки данных, получаемых со спутника; система телеуправления раз-
личными бортовыми приборами и оборудованием спутника; система те-
леметрии, позволяющая контролировать как параметры узлов борто-
вой аппаратуры и отдельных элементов оборудования с точки зрения
нормальной работы, так и выполнение команд, передаваемых по систе-
ме телеуправления; система автоматического поиска и автосопровожде-
ния антенн земных станций, обеспечивающих наведение антенн на
ИСЗ с необходимой точностью; система единого времени как для всех
станций связного комплекса, так и для вспомогательных комплексов
оборудования.
Отметим, что некоторые из перечисленных вспомогательных комп-
лексов могут одновременно использоваться системами связи через
ИСЗ, системами метеорологических спутников, системами навигацион-
ных ИСЗ и др.
Рис. 6.6. Структурная
схема радиосвязи с конт-
рольным приемником
192
Диапазоны рабочих частот систем связи через ИСЗ. Выбор полос ча-
стот, выделяемых для работы систем связи через ИСЗ, определяется
следующими основными условиями:
особенностями распространения электромагнитных колебаний че-
рез атмосферу,
интенсивностью шумов, вызванных радиоизлучениями различных
внешних источников (Солнца, Луны, планет, атмосферы Земли и др.);
возможностью работы систем связи через ИСЗ в выделяемых поло-
сах частот совместно с другими радиослужбами при допустимых значе-
ниях радиопомех.
Детальное научно-техническое рассмотрение перечисленных усло-
вий, проведенное Международным союзом электросвязи на Всемир-
ной административной радиоконференции в 1979 г., позволило осущест-
вить распределение полос радиочастот между различными радиослуж-
бами. Согласно этому распределению, приведенному в Регламенте ра-
диосвязи [2], для района 1 (Европа, СССР, МНР, Африка) фиксирован-
ной спутниковой службе, к которой относятся системы связи через ИСЗ,
отводятся следующие полосы частот (в диапазоне до 40 ГГц);
для передачи сообщений на участке Земля — ИСЗ 5,725 ... 7,075:
7,9 ... 8,4; 12,5 ... 13,25; 14 ... 14,8; 27,5 ...31 ГГц;
для передачи сообщений на участкеИСЗ— Земля 3,4...4,2; 4,5 ..4,8;
7,25... 7,75; 10,7... 11,7; 12,5 ... 12,75; 17,7 ... 21,2; 37,5 ... 40,5 ГГц.
Следует отметить, что наилучшими полосами частот для систем
связи через ИСЗ являются частоты в диапазоне 2 ... 8 ГГц; это будет
показано ниже.
Перечисленные выше полосы частот, выделенные спутниковым сис-
темам связи, одновременно используются и другими радиослужбами
(в частности, фиксированной наземной радислужбой, к которой отно-
сятся РРЛ). Для предотвращения помех, которые могут быть вызваны
излучениями как спутниковых систем, так и РРЛ, в соответствии с
Регламентом радиосвязи и рекомендациями МККР вводятся специаль-
ные ограничения (величины излучаемой мощности, введение сигналов
дисперсии и др.), которые рассмотрены в главе 9.
6.3.	ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Сигнал на входе приемнотх устройств. Рассмотрим канал связи про-
тяженностью 7? (рис. 6.7), на котором показаны передатчик П, прием-
ник Пр с антеннами, усиления которых относительно изотропного из-
лучателя соответстгенно равны Gn и Gnp. Будем считать, что передат-
чик и приемник соединены с антеннами посредством фидеров длиной
И /пр, характеризуемых КПД т]п и т]пр.
Учитывая выражения (4.68) и (4.70), определим мощность сигнала
на входе приемника в следующем виде:
D z	Gn Gnp г)п т)пр V2 (i)
--------Г~.-Д--------/<пол-	(6-5)
Л и Лпр
7
<3ак. 131
193
Здесь Av — суммарное ослабление сигнала на участке между антенна-
ми; V (0 — множитель ослабления, не превышаемый в течение t (%)
времени; Лп и Л1|р — характеризуют соответственно затухание (ос-
лабление) сигнала в фильтрах, стоящих между выходом передатчика и
антенной, и входом приемника и антенной, К11П7 —• величина поляри-
зационных потерь, обусловленных как неидентичностью поляризаци-
онных характеристик антенн, так и изменением плоскости поляриза-
ции, вызванным эффектом Фарадея.
Отметим, что произведение РпСпЛи в литературе часто называ-
ют эффективно излучаемой относительно изотропного излучателя мощ-
ностью (ЭИИМ).
Рассмотрим определение Л2, V2 (0 и Кпо ,
Величина Л2 определяется ослаблениями сигнала в свободном про-
странстве Лсп0 и поглощением в атмосфере при угле возвышения р
в случае отсутствия осадков Ла ф).
Таким образом,
Л2-Лск0Ла(>	'	(6.6)
Здесь
Лсв0^(4л/?/Х)2.	t	(6.7)
Величина Ал ф) зависит от длины пути радиоволн в атмосфере, ко-
торую можно характеризовать углом возвышения р. Путь, а следова-
тельно, и поглощение будут минимальными при Р 90 , когда радио-
волны пересекают атмосферу под прямым углом, и максимальными при
Р —0. При определении затухания некоторую роль играет и высота
станции над уровнем моря, так как она характеризует длину пути луча
в атмосфере.
Для расчета А а ф) могут быть использованы кривые, приведенные на
рис. 6.8, где по оси абсцисс отложена величина ослабления аа ф), дБ,
т. е. аа =-- 10 1g Л d (Р).
Множитель ослабления в системах связи через ИСЗ. Множитель ос-
лабления 1/2 (0 определяется только поглощением электромагнитной
энергии в осадках (дожде, облаках и туманах):
V2(() -10 0'1С1Л.	(6.8)
Здесь ag — погонное ослабление сигнала, дБ, на трассе протяжен-
ностью 1 км; Rg — протяженность трассы, км, на которой наблюдаются
осадки. Величина ag для дождей разной интенсивности определяется
по графикам (см. рис. 4.22).
Величина Rg, входящая в (6.8), определяет длину трасс-4, на кото-
рой коэффициент ослабления ag примерно постоянен. Для всотикаль-
ных трасс (Р --= 90°) можно считать величину Rg = 3 ... 4 км, для го-
ризонтальных (Р 0°) — величина Rg зависит от интенсивности осад-
ков. При интенсивности осадков I < 10 мм/ч величина Rg может до-
194
ходить до нескольких сотен километров; при /	10 мм/ч R„ 45 ...
..55 км; при / — 25 ... 30 мм/ч R - 30 ... 35 км; в случае /	100 мм/ч
/?,,	8.. 12 км.
” Процент времени Тя (%), в течение которого могут наблюдаться осад-
ки различной интенсивности, а следовательно, и та или иная величина
множителя ослабления V (/) определяется по кривым (см. рис. 4.23).
Из рассмотрения рис. 4.22 следует, что на частотах ниже 8 ГГц ве-
личина ап будет мала, поэтому в соответствии с (6.8) получим Г2 (/) — 1.
Таким образом, в системах связи через ИСЗ на частотах ниже 8 ГГц
замирания сигнала можно не учитывать. Это является важным преиму-
ществом этих систем связи по сравнению с системами РРЛ и ТРЛ.
Рассмотрим теперь определение поляризационных потерь. В сис-
темах связи через ИСЗ обычно используются колебания с частотами вы-
ше 3 ... 4 ГГц, на которых изменением плоскости поляризации, выз-
ванным эффектом Фарадея, можно пренебречь. Поэтому величина
Кппч, входящая в (6.5), будет определяться только несовпадением по-
ляризационных характеристик приемной и передающей антенн. Отме-
тим, что для предотвращения резкого уменьшения величины К1|О t
в системах связи через ИСЗ часто используются антенны с круговой по-
ляризацией, которая при неточном изготовлении антенн может перей-
ти в эллиптическую.
Для определения поляризационных потерь за счет антенн можно ис-
пользовать следующее выражение 1201:
Г,	/
(1 I *)* (1 ' е2У
(I 1 Д) (1 1 е?>)
Кпол - 0,25
(1-е2) (1 —ej)
(1+е2) (14-е2)
2 cos 2q;
(6.9)
7*
195
Здесь ег = EJE1 — коэффициент эллиптичности поляризации первой
антенны, определяемый отношением максимальных значений ортого-
нальных компонент электрического поля. При круговой поляризации
колебаний er = 1, при линейной =- 0; е2 определяется аналогично е,
и характеризует коэффициент эллиптичности второй антенны;
Ф — угол между большими (или малыми) осями эллипса поляризации
первой и второй антенн.
Анализ выражения (6.9) показывает, что при использовании на пере-
даче и приеме антенн с одинаковой поляризацией (линейной или кру-
говой) при ф -> 0 можно получить величину Кпп., 1  В случае, если
обе антенны имеют линейную поляризацию (ех - 0; е2 - 0) во взаим-
но ортогональных плоскостях (ф л/2), т. е. если одна антенна рас-
считана на колебания с горизонтальной поляризацией, а другая — с
вертикальной, величина К110л “ 0- т- е. связь мажду антеннами от-
сутствует. Если одна из антенн имеет круговую поляризацию, а другая
— линейную (например, ^ = 1, е2~ 0 или наоборот), величина /<по1=^
0,5, что соответствует уменьшению принимаемой мощности в 2 раза.
Шумы на входе приемных устройств. В спутниковых системах свя-
зи в отличие от РРЛ прямой видимости используются приемные устрой-
ства со значительно меньшими собственными шумами. Поэтому сум-
марная мощность шумов, отнесенных ко входу приемного устройства,
определяется как величиной собственных тепловых шумов приемника
Рч вх, так и интенсивностью шумов различных источников и цепей,
внешних по отношению к приемнику. К внешним источникам шумов
могут быть отнесены: радиоизлучение атмосферы, шумы Земли и антен-
ны, а также тепловые шумы, создаваемые различными цепями, подклю-
ченными ко входу приемника (фидерами, фильтрами и т. д.). Кроме то-
го, значительный уровень шумов на входе приемника может создавать-
ся внеземными источниками — радиоизлучениями Солнца, Луны, пла-
нет и космическими радиоизлучениями. Таким образом, суммарная
мощность шумов, отнесенная ко входу приемников,
Л.вх + ЛИ -РаЦл-Рк7].	(6.10)
Здесь Л.в\ — мощность собственных шумов приемника; — мощ-
ность шумов, создаваемых фидером и другими цепями, отнесенная ко
входу приемника; РА — мощность шумов антенны с учетом тепловых
шумов атмосферы и шумов Земли, отнесенная ко входу антенны; Рк —
мощность шумов, создаваемых радиоизлучением Солнца, Луны, пла-
нет и космическими источниками, отнесенных ко входу антенны; ц —
КПД фидера и фильтров, находящихся между входом антенны и вхо-
дом приемника.
Учитывая, что мощность шумов связана с эквивалентной шумовой
температурой 7\ зависимостью
Рш кТ,П„	(6. ID
196
где k — постоянная Больцмана, а /7, — ширина полосы пропускания
приемника, выражение (6.10) может быть переписано в виде
Т— Тэ.пр т Т-т(Тэ. \ —Т,.h) щ	(6.12)
Рассмотрим определение величин, входящих в (6 12). Собствен-
ные шумы приемника, отнесенные к его входу, принято характеризовать
коэффициентом шума Ш или эквивалентной шумовой температурой
1|П. Эти параметры связаны соотношением
Т0(Ш-Г),
где Тп 290 К.
Величины Г, цр и Ш определяются в основном параметрами пер-
вых каскадов приемника. На рис. 6.9 приведены ориентировочные зна-
чения Та пр для приемников с различными типами входных каскадов.
Следует отметить, что приемные устройства с малошумящими вход-
ными усилителями оказываются сложными в изготовлении и эксплуата-
ции. Поэтому выбору приемного устройства, например, с квантово-
механическим входным усилителем должно предшествовать тщатель-
ное технико-экономическое сопоставление этого варианта построения
приемного устройства с другими возможными вариантами. Наряду с
этим, выбор схемы входного устройства приемника должен определять-
ся выигрышем в величине суммарных шумов. Так, например, в соответ-
ствии с (6.10) применение малошумящих входных устройств (напри-
мер, квантового усилителя) целесообразно лишь в тех случаях, при ко-
торых сумма остальных компонентов шумов на входе приемника (Рф+
+Ра Л + Ркт]) оказывается одного порядка с собственными шумами
приемника. Случай, когда Рф + (Ра Рк) Л Рт.ъх, характе-
ризует неправильный выбор схемы входного устройства приемника,
обусловливающий его чрезмерное усложнение и удорожание. В этом
случае целесообразнее перейти к более простому входному устройству,
хотя величина суммарной мощности шумов на входе приемного устрой-
ства при этом несколько возрастает.
Сравнение квантовых и параметрических усилителей показывает
безусловное превосходство первых по шумовым характеристикам. Одна-
ко квантовые усилители требуют наличия более дорогих криогенных
установок с жидким гелием; кроме того, они конструктивно сложнее
из-за необходимости создания постоянного магнитного поля. По уси-
лению и ширине полосы частот оба усилителя примерно равноценны.
Рассмотрим теперь шумы, создаваемые фидером или дополнитель-
ными элементами, подключенными ко входу приемника (фильтрами, раз-
вязывающими устройствами и др.), которые характеризуются КПД
Л (/’вых/^вх) < гДе ^вых и PBV — соответственно мощность на
выходе и входе дополнительного элемента или фидера.
Представим фидер или дополнительные элементы тракта в виде эк-
вивалентной схемы, образованной Т-образным соединением резисторов
/?!, R2 и (рис. 6.10), согласованных с RBX и 7?вых. Если ослабление
197
Рис. 6.10. Эквивалентная схема аттенюатора
Рис. 6.9. Шумовая температу-
ра различных электронных
приборов:
1 — транзисторный усилитель. 2
диодный смеситель, 3 — электрон-
ная лампа, 4 — ЛБВ, 5 — парамет-
рический усилитель без охлажде-
ния, 6—параметрический усилитель,
охлаждение азотом. 7 — квантовый
усилитель без охлаждения. <£—кван-
товый усилитель с охлаждением
за счет потерь в фидере Аф — 1/т), то при
условии согласования величина резисто-
ров определяется следующим образом:
.4ф - 1
Ру	л 1 — Ab
2 в-х Дф—1	л
R3 -2 КRBX явык / (Лф - 1).
(6.13)
Будем считать, что дополнительные
элементы тракта или фидер имеют темпе-
ратуру Тф, т. е. каждый из резисторов
/?,, R2, Rs нагрет до температуры Тф и,
следовательно, на каждом из них соз-
дается некоторая шумовая ЭДС ef --
4/гТфЛ.,/?г, где t — индекс резистора.
В этом случае легко определить, что мощность тепловых шу^ов на
выходе дополнительного элемента или фидера
р А ДвыхТ^г (^?вх ! Л?,~6 А1,)2 7?ВЫ\
Т'Ф '	1(/?вх + А + RA (/?вых + /?г + /?з)-^12
4kT R П	(/?ву	~F (^bx'^i)*
Ф ВЫХ ’’	1(/?ВХ-|-/?> (/?ВЫх + /?2 + /?з)-^12
После подстановки в последнее выражение выражение (6.13) и не-
которых преобразований получим
А.ф кТфП, (1-п).	(6.14)
Найдем эквивалентную шумовую температуру, которую создает сог-
ласованный дополнительный элемент тракта (например, фильтр или
фидер) при отсутствии на его входе каких-либо сигналов. Для этого
будем считать, что мощность Рт_ф равна мощности шумов некоторого
резистора PR, нагретого до температуры 7\ф, т. е.
Pr кТ.кфГЦ.
Приравнивая (6.14) и (6.15), получим
Л.ф- Тф (1 - >]).
(6.15)
(6.16)
198
Из (6.16) следует, что в том случае, когда КПД т| —0, эквивалент-
ная шумовая температура на выходе оказывается равной температуре,
до которой нагрет дополнительный элемент или фидер. При отсутствии
затухания (г] '1) эквивалентная шумовая температура аттенюатора
или фидера становится равной нулю. В случае, если фидер (или допол-
нительный элемент), находящийся при температуре Тф -- 290 С, об-
ладает затуханием 0,1 дБ (г] = 0,977), эквивалентная шумовая темпе-
ратура, отнесенная к его выходу (т. е. ко входу приемника), в соответ-
ствии с (6.16) Та.ф -"= 6,7 К. Таким образом, каждая десятая часть де-
цибела затухания фидера (дополнительного элемента) будет приводить
к увеличению суммарной температуры, отнесенной ко входу приемника,
примерно на 7К- Отсюда вытекает целесообразность сокращения дли-
ны фидера между облучателем антенны и приемником, т. е. установка
входных малошумящих усилителей приемника непосредственно вбли-
зи облучателей антенны.
Эквивалентная шумовая температура антенны определяется воз-
действием на нее теплового излучения Земли, теплового излучения ат-
мосферы и собственными шумами антенны, вызванными потерями в ее
элементах. Обычно эти потери очень малы и потому собственные шумы
антенны можно не учитывать. Следовательно, эквивалентная темпера-
тура антенны, пересчитанная к ее входу,
Тэ А = Л.з+Г,.аф).	:	'	!	(6.17)
Здесь T.t.3, Т., а (Р) — соответственно эквивалентные температуры
Земли и атмосферы, отнесенные ко входу антенны.
На рис. 6.11 показаны кривые, которые определяют зависимость эк-
вивалентной температуры атмосферы, приведенной к антенне 7\.а
от частоты f и угла возвышения р. На этом же графике показаны при-
мерные пределы изменения эквивалентной температуры космических
шумов Тэ.к.
Рассмотрение кривых рис. 6.11 показывает, что при уменьшении р ве-
личина Т33 растет настолько быстро, что использование величины
Р < 5° нецелесообразно. Следует отметить, что при малых р увеличи-
вается так же вероятность помех от наземных радиотехнических средств-
и промышленных объектов. Максимумы на частотах 22,23 и 60 ГГц
объясняются поглощением в водяных парах и кислороде атмосферы
соответственно.
Кривые рис. 6.11 относятся к нормальному состоянию атмосферы
при отсутствии осадков; в случае осадков ТЗА увеличивается. На
рис. 6.12 приведены результаты экспериментов на частоте 6 ГГц при
различной интенсивности осадков. Отметим, что кривая 2 совпадает с
зависимостью Т,,а от угла р, показанной на рис. 6.11 для 6 ГГц.
Рассмотрим определение эквивалентной температуры Земли, отне-
сенной ко входу антенны Т33. В системах связи через ИСЗ использу-
ются наземные антенны с большим коэффициентом усиления, имеющие
ширину диаграммы направленности около одного градуса или меньше.
1Э9
Такие антенны, как следует из рис. 6.11, для уменьшения эквивалент-
ной температуры шумов атмосферы используются при р>5...7°.
Поэтому можно считать, что радиоизлучение Земли (шумы Земли)
будут приниматься только через боковые лепестки диаграммы направ-
ленности наземной антенны. Это может быть пояснено с помощью кри-
вых рис. 6.13. На рисунке показана зависимость шумовой температу-
ры антенны на частоте 2 ГГц от угла возвышения при двух вариантах
облучения зеркала (отражателя) антенны и приведены относительные
величины шумов, приходящихся на главный лепесток диаграммы и бо-
ковые лепестки передней и задней полусфер. Оказывается, что наиболь-
ший «вес» имеют шумы, приходящие по боковым лепесткам, и именно
эти шумы определяют уровень собственных шумов антенны. При этом
весьма важным является то, что эти шумы в значительной мере зависят
от метода облучения зеркала антенны: при более резком спадании об-
лучения к краям антенны боковые лепестки получаются меньше и, как
следствие, уменьшается шумовая температура. Следует отметить, что
одновременно с этим ухудшается использование поверхности антенны,
что приводит к снижению коэффициента усиления при неизменных раз-
мерах зеркала антенны.
Поскольку на практике спадание облучения к краям зеркала обыч-
но соответствует 10 дБ, в соответствии с рис. 6.13 можно приближенно
считать, что за счет боковых лепестков эквивалентная температура
Земли (К), отнесенная ко входу земной антенны,
7\,.3- 23---0,2 (90 — р).	(6.18)
Здесь р определяет угол возвышения в градусах.	'
Рис. 6.11. Зависимость эквивалентной температу-
ры космических источников и атмосферы от ча-
стоты и угла возвышения
Рис. 6.12. Шумовая темпе-
ратура атмосферы:
/—дождь 6,35 мм/г; 2 — дож-
девые облака, дождя нет; 3 -
водяные пары 5 г/см3
200
Таким образом, согласно (6.17) и (6.18) для приемной антенны зем-
ной станции
Тв,а-Л.а (Р) + 23 + 0,2 (90—Р),	(6.19)
где Т а (Р) определяется по кривым на рис. 6.11 для заданного значе-
ния Р и частоты f.
Для бортовых антенн спутников связи, ориентированных на Землю,
можно считать, что Qa > а	здесь йд — телесный угол
главного лепестка диаграммы направленности бортовой антенны
(стерад); й3 — телесный угол Земли, «наблюдаемой» с борта спутника
(стерад); Та = 290° — эквивалентная температура Земли; Т — экви-
валентная температура среды и ближайших предметов, окружающих
бортовую антенну. Учитывая, что, кроме излучения Земли, на бортовую
антенну будет воздействовать излучение атмосферы, которая окружает
Землю, получим
Л.а = 1?з + Л.а (90°)1 -Ь- = [290 + Т3.а (90°)ф .	(6.20)
Здесь величина Тэ_а (90°) определяется по кривой рис. 6.11 для значе-
ния р -= 90' и частоты f.
Перейдем теперь к определению 7\к в (6.12). Для характеристики
радиоизлучений космических источников обычно используется поня-
тие яркостной температуры Т„ источника, которая определяется как
температура абсолютно черного тела (К), имеющего на данной частоте
и в данном направлении такую же яркость, как рассматриваемый ис-
точник. Рассмотрим определение эквивалентной температуры, отнесен-
ной ко входу приемника, при известном значении Т„.
Если антенна находится в бесконечном объеме поглощающей среды
с однородной температурой Т, то согласно основным положением тео-
рии излучения при термодинамическом равновесии она поглощает
и переизлучает мощность, равную мощности излучения среды. При
этом эквивалентная температура среды, отнесенная ко входу антенны
Л.к Т.
В том случае, когда температура окружающей среды в различных
направлениях от антенны неодинакова и характеризуется яркостной
температурой излучения Та ф0, Фо), гДе Ро> Фо— координаты в сфе-
рической системе, для определения 7ДК необходимо умножить величину
\я (₽о’ Фо) на усиление антенны в соответствующих направлениях
Фо, Фэ) h усреднить по всей сфере. Таким образом,
Л. к	j Т„ ф0, ф0) G ([%, ф„) 4Й.	(6.21)
4 Л
Для характеристики источников радиоизлучения с неравномерным
распределением яркостной температуры вводят понятие усредненной
201
яркостной температуры, называемой иногда эффективной температу-
рой излучения:
ТсР	^(Ро.Фо)^.
(6.22>
Здесь Q„ телесный угол источника излучения.
На практике часто встречаются следующие два случая:
1. Величина Т„(Р, ф) постоянна или мало изменяется в пределах
главного лепестка диаграммы направленности антенны, а излучением»
принимаемым боковыми лепестками, можно пренебречь. Это относит-
ся к случаю, когда Q„ > Qa, где Qa — ширина диаграммы направлен-
ности антенны. Учитывая это, вынесем в (6.21) за знак интеграла Тк и
имея в виду, что ( G ф„, ф0) dQ =- 4л, получим
4Л
т -=т
' 3. к 1 я
(6.23)
2. Угловой размер источников излучения QH мал по сравнению с
шириной диаграммы направленности антенны Qa (т. е. Q„<;Q3).
При этом можно считать, что в пределах Q„ усиление G (0О, ф0)
- Стах И потому
Л.к -Тср -T^QjQa.	(6.24)
Перейдем теперь к характеристикам различных источников. Зави-
симость Т,.,, для Солнца и различных планет от длины волны приведе-
на на рис. 6.14 [211.
Рис. 6.13. Зависимость шумовой тем-
пературы антенны от угла возвыше-
ния при спадании облучения к краям
антенны на 10 дБ (кривые 1, 2, 3, 4)
и на 6 дБ (кривые Г, 2', 3', 4') при
) = 2 ГГц; кривые 1 и 1' — суммар-
ная шумовая температура, 2 и 2' —
доля боковых лепестков; 3 и 3' —-
доля главного лепестка; 4 и 4' — до-
ля задних лепестков
Рис. 6 14. Средняя яркостная темпе-
ратура планет
202
Следует отметить, что величина
углового диаметра Солнца для «зе-
много» наблюдателя составляет 32',
а угловой диаметр Луны в перигее
и апогее - соответственно 33,7' и
29Д' Поэтому вероятность направ-
ления приемной антенны точно на Рис 6 15 Гипотетическая цепь для
ту или иную планету оказывается систем спутниковой связи
малой, тем не менее с этим, а так-
же с возможностью приема излучения боковыми лепесткам диаграммы
направленности антенны, следует считаться.
Усредненная яркостная температура фонового излучения космоса,
отнесенная ко входу антенны Тэ.к, приведена в виде двух штриховых
линий на рис. 6.11. Верхняя прямая характеризует максимальное, а
нижняя минимальное значение температуры.
Из изложенного следует, что расчет величины 7\.„, входящей в вы-
ражение (6.12), выполняется в соответствии с выражениями (6.23),
(6.24), и графиками, характеризующими 7\.ь, приведенными на
рис. 6.11 В том случае, когда приемная антенна не направлена на
Солнце, Луну, планеты и дискретные космические источники, вели-
чина
Л.ь Т'к,	'	(6.25)
причем Т', к определяется в соответствии с рис. 6.11
Гипотетические эталонные цепи и рекомендации. Гипотетическая
цепь для системы спутниковой связи при передаче многоканального
телефонного или телевизионного сообщения в аналоговой форме со-
стоит из линии связи Земля спутник - Земли (рис. 6.15) и включа-
ет в себя оборудование для модуляции и демодуляции сигнала При
необходимости эта цепь может включать и линию спутник спут-
ник (межспутниковую линию). Для борьбы с замираниями сигнала на
линиях связи может применяться сдвоенный прием, осуществляемый
с помощью разнесенных по территории земных станций. В этом случае
в гипотетическую цепь входят также соединительные линии между зем-
ными станциями и дополнительные модуляторы и демодуляторы, если
есть в них необходимость.
Для цифровых каналов гипотетическая эталонная цепь отличается
от показанной на рис. 6.15 тем, что включает в свой состав аппаратуру
согласования (интерфейс) с наземными линиями.
При передаче многоканального телефонного сообщения в аналого-
вой форме рекомендациями МККР для точки с нулевым относительным
уровнем на выходе канала приняты следующие величины шумов:
среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая может
превышаться в течение не более 20 % времени любого месяца,
Рщ(20 %) Ю ООО пВтО. Отметим, что в эту мощность шумов включает-
ся мощность шумов, вызванных излучениями РРЛ, равная 1000 нВт,
203
и мощность шумов, равная 2000 пВтО, обусловленная помехами от из-
лучений других спутниковых систем, использующих геостационарную
орбиту,
среднеминутная псофометрическая мощность шума, которая может
превышаться в течение не более 0,3 % времени любого месяца,
Рш (0,1 %)	50 000 пВтО;
средняя за 5 мс невзвешенная мощность шума не должна превы-
шать 106 пВтО в течение 0,01 % времени на любой год.
При передаче телевизионного сообщения в аналоговой форме реко-
мендуется, чтобы отношение размаха яркостного сигнала к взвешен-
ному шуму соответствовало наземной линии связи (например, РРЛ). со-
стоящей из двух участков по 2500 км каждый.
При передаче телефонных сообщений в цифровой форме методом ин-
дивидуальной ИКМ на выходе гипотетической линии для цифровых ка-
налов рекомендуется выполнение следующих норм на вероятность
ошибки (/>„„,):
в течение более 20% времени любого месяца средняя за 10 мин
< 10-ь;
в течение более 0.3 % времени любого месяца средняя за 1 мин
Рош С Ю"4;
в течение более 0,05 % любого месяца средняя за 1 с рош 10 Л
Следует отметить, что в перечисленных рекомендациях на р(),„
учитываются помехи, а также шумы, вызванные поглощением в атмос-
фере и дожде.
Передача многоканальных телефонных сообщений. Рассмотрим
случай применения частотной модуляции при ЧРК (рис. 6.16).
Телефонные сообщения, поступающие от Л? абонентов, после про-
хождения аппаратуры разделения (АР) и группового усилителя (ГУ),
поступают к частотному модулятору (ЧМ) передатчика (П) в виде мно-
гокального телефонного сообщения со спектром, ограниченным часто-
тами FB. Будем считать, что в отсутствие модуляции передатчик
излучает колебания с несущей частотой fc. В результате модуляции
мгновенное значение частоты колебаний будет изменяться. Колебания,
пройдя фидер передатчика (Фид), поступят в антенну А' и будут излу-
чены в сторону ретранслятора. На ретрансляторе колебания с несущей
частотой Д. принимаются, усиливаются, проходят через ограничитель
амплитуды (Огр), смещаются по частоте для предотвращения самовоз-
АР » ГУ • ЧМ
Огр
вс
У f '	' A'l \BfKrv‘Pu3	I A1
Земная сттгя A | |_________________Лщи»!®__________________I I
Земная станция Б
Рис. 6.16, Структурная схема радиосвязи Земля — ИС — Земля
204
буждения ретранслятора и вновь излучаются антенной. Таким образом,
частота колебаний, излучаемых ретранслятором, равна f'c. Смещение
частоты колебаний, проходящих через ретранслятор, осуществляется
во вспомогательной ступени ретранслятора (ВС). В этой же ступени
может происходить и увеличение девиации частоты (от А/к1 до Д/к2),
что может быть полезным для повышения выигрыша на участке спут-
ник__Земля. Колебания, излучаемые ретранслятором, принимаются ма-
лошумящим наземным приемником Пр с помощью антенны А". На
выходе приемника стоят Огр и частотный детектор (ЧД). После ЧД по-
лучаются колебания с групповым спектром, ограниченным частотам
F „ ... F„. Эти колебания, пройдя приемную часть аппаратуры уплотне-
ния, подаются к абонентам.
Из рассмотрения структурной схемы рис. 6.16 следует, что колеба-
ния, проходя по линии связи, подвергаются воздействию тепловых шу-
мов и искажений, аналогичных искажениям для РРЛ (см. § 4.2).
Расчет тепловых шумов, а также шумов, вызванных нелинейностью ам-
плитудных и фазовых характеристик, и шумов, определяемых отраже-
ниями в фидерах и неидеальностью ограничителей, можно проводить
по соответствующим формулам §4.2. Однако соотношение между пере-
численными видами шумов на выходе канала в системе связи через ИСЗ
по сравнению с РРЛ оказывается иным. Это определяется тем, что в
системах связи через ИСЗ, во-первых, осуществляется передача сигна-
лов на значительно большие расстояния при сравнительно небольшом
значении мощности, излучаемой бортовым ретранслятором, а во-вто-
рых, тем, что в этих системах используются весьма короткие фидеры
(за исключением фидера земной передающей станции). В связи с этим
в системах связи через ИСЗ основная часть шумов на выходе канала оп-
ределяется тепловыми шумами (до 65 ... 70 % от суммарного значения
шумов Рш, рекомендуемого МККР Для гипотетической линии), при-
мерно 0,1 Рш определяется шумами ретранслятора (в основном вслед-
ствие усиления нескольких ЧМ сигналов общей ЛБВ), 0,ЗРш—за счет
помех, возникающих при работе систем связи через ИСЗ и РРЛ в об-
щих полосах частот. Остальная часть суммарных шумов определяется
нелинейностью характеристики элементов земных станций. Исходя
из приведенных значений шумов аналогично методике, приведенной в
§ 4.2. можно определить допустимые значения параметров земных стан-
ций и ретранслятора.
Остановимся более подробно на рассмотрении тепловых шумов си-
стемы связи через ИСЗ. составляющих основную часть суммарного
значения шумов в канале.
Тепловые шумы. Учитывая независимость тепловых шумов, отне-
сенных ко входу бортового и земного приемников, найдем суммарное
значение мощности псофометр ически взвешенных тепловых шумов в
точке с нулевым относительным уровнем на выходе телефонного кана-
щнЦеНТРаЛЬН°й частотой FK. Для этого воспользуемся выражением
.30) как для участка связи Земля — борт, что будем отмечать индек-
сами 1, так и для участка борт — Земля (индексы 2). Считая в общем
205
случае, что на этих участках эффективное значение девиации частоты
равно Д/к, мощность, пВтО.
Лг = 10«M,AFK//K.K
^С.ВХ.б Pf ВХ 3
(6,26)
Здесь индексами б и з отмечены параметры бортовой и земной аппара-
туры, причем величины Тя% определяются по выражениям (6.12),
(6.16), (6.19), (6.20), (6.23)—(6.25); Рс вх согласно (6.5).
Введем параметр у, характеризующий неидентичность участков
связи при передаче многоканальных телефонных сигналов:
Y~YP/Yv	(6.27)
где
Yp Р < вх з вх.б>	(6.28)
Yt _ Тэхэ Тэ26-	(6.29)
Тогда вместо (6.26) получим, пВтО,	s ,	,
Рт	М).	(6.30)
' Vk ' “с вх 3
Из (6.27) и (6.30) следует, что параметр у определяет отношение
тепловых шумов, вносимых в телефонный канал участками связи Зем-
ля — борт и борт  Земля. Из рассмотрения (6.27) можно сделать вы-
вод, что при неизменных значениях Тэ2з уменьшение у приводит к
уменьшению Рс ВХ з, т. е. при учете (6.5)—к уменьшению мощности
бортового передатчика. Таким образом, при неизменных параметрах
антенных систем и приемных устройств уменьшение у позволяет сни-
зить мощность бортового передатчика, а следовательно, упростить по-
строение ретранслятора за счет уменьшения потребляемой мощности
электропитания, снижения массы оборудования, его размеров и т. п.
Величина параметра неидентичности участков у может составлять зна-
чения 0,08 ... 0,15.	»
Рассмотрим теперь выбор девиации частоты. Из (6.30) следует, что'
для снижения Р, целесообразно увеличивать значения девиации часто-
ты Д/к.
В параграфе 4.2 было показано, что в РРЛ существует некоторое
оптимальное значение при котором суммарное значение шумов,
определяемых тепловыми шумами, а также шумами, создаваемыми нели-
нейными элементами и фидерами, будет минимальным. Это положе-
ние остается справедливым и для систем связи через ИСЗ. Однако в
этих системах вследствие того, что по сравнению с РРЛ мощность теп-
ловых шумов в телефонном канале оказывается существенно больше
суммы шумов всех других видов, величина оптимальной девиации час-
тоты получается примерно в два пять раз больше, чем в РРЛ. В на-
стоящее время еще отсутствуют рекомендации на оптимальную девиа-
цию частоты для систем связи через ИСЗ.
206
11ри выборе девиации частоты Д/к в системах связи через ИСЗ сле-
дует иметь в виду, что с увеличением Д/к, а следовательно, и увеличе-
нием индекса модуляции т, увеличивается пороговое значение сигна-
ла Последнее иллюстрируется рис. 6.17, на котором по оси ординат
отложено отношение эффективных значений мощности сигнал-шум
а х - Рс. вых/1 Рш. вых в полосе частот AF, причем мощность шумов
измерена при отсутствии модуляции сигнала. По оси абсцисс отложено
отношение мощности сигнал-шум — Рс.ах/Рш. вх, причем мощность
шума измерена во всей полосе пропускания тракта, который предшест-
вует частотному детектору. Кривые построены при различном отноше-
нии полос, в которых измерялся шум, до и после частотного детектора
vn -- nlAF- Если vn > 2, то система будет работать при индексе мо-
дуляции пг > 1, а ординаты соответствующей кривой, определяющей
4	, должны быть увеличены на величину 20 1g т. Точки на этих кри-
вых соответствуют отношениям пороговых значений мощности сигнала
к мощности шумов.
Таким образом, из рис. 6.17 следует, что с увеличением индекса мо-
дуляции возрастает пороговое значение сигнала, отмеченное на кри-
вых, при этом ^пор.вх = 3,8 ... 12 дБ и, следовательно,
Лююр.вх- (2,4... 16)РШ.ВХ.	(6.31)
Обобщая сказанное, заметим, что расчет по выражению (6.30)
без учета изменения порогового значения входного сигнала может при-
вести к неверным выводам.
Чтобы увеличение индекса модуляции не приводило к повышению
мощности порогового сигнала, в приемных устройствах земных стан-
ций применяют схемы с отрицательной обратной связью по частоте
(ОСЧ) или другие порогопонижающие схемы.
Рассмотрим основные принципы работы схемы с ОСЧ (рис. 6.18).
Как следует из этой схемы, часть мощности выходного сообщения по-
ступает в цепь отрицательной обратной связи, состоящей из корректи-
рующего контура (КК) и частотного модулятора (ЧМ). Последний воз-
действует на гетеродин (Гет) таким образом, что его частота колебаний
оказывается промодулированной синфазно с изменением частоты коле-
баний, поступающих ко входу приемника. Пусть на вход поступает
ЧМ сигнал и (/)= Uc cos Гсос£ + Д(оэ0£ (/)!, мгновенная частота ко-
t
торого (о юс 4 Дю., | ((), причем 05 (t) — JI (0 dt.
Если цепь обратной связи отсутствует (например, разорвана в точ-
ке А4 рис. 6.18, то частота гетеродина сог	<о0пч, где ыОпч -
среднее значение ПЧ. В этом случае мгновенное значение ПЧ
юпч~ й>г —со -®опч - Аюэ|(/).	(6.32)
Напряжение на выходе усилителя (У) (см. рис. 6.18)
“вых — | ®пч —<оопч | —-— /<у /<д КН (/).	(6.33)
А(ОЭ	4	>
207
?8X iAB
Рис. 6.18. Функциональная схема приемника с ОСЧ
Здесь Ку и Кд — коэффициенты передачи
усилителя и частотного детектора соответ-
ственно; К = КуКл — коэффициент передачи
тракта.
При приеме ЧМ колебаний и замкнутой
петле отрицательной обратной связи измене-
ние частоты колебаний гетеродина происхо-
дит синфазно с изменением частоты принимае-
мых колебаний. Поэтому для случая, когда
искажениями в тракте можно пренебречь,
Рис. 6.17. Эксперимен- <йг + о>опч + Лр ^ (/) До>э.	(6.34)
тальные пороговые кри-	с
вые при приеме ЧМ сиг- ~ л	„	. ,
налов	Здесь Ав — некоторый коэффициент, учи-
тывающий наличие цепи обратной связи.
В этом случае мгновенное значение частоты колебаний ПЧ
«пч-=®г—io -®опч—ДР1.	(6.35)
Напряжение на выходе схемы при учете введенных ранее соотно-
шений
«вых(О [1-М	,	(6 36)
Считая, что коэффициент передачи цепи обратной связи с учетом
крутизны модуляционной характеристики гетеродина равен р (.ум
рис. 6.18), для частоты колебаний гетеродина можно записать
<ог == <ос--- ®опч + р«вых До,-	(637)
При подстановке в (6.37) выражения (6.36) и сопоставлении полу-
ченного выражения с (6.34) получим
Лр--=0К/(1+0К).	(6.38)
Величину рК принято называть коэффициентом обратной связи.
В общем случае величины (3 и К могут быть комплексными, поэтому
в дальнейшем они будут обозначаться с точками.
При подстановке (6.38) в (6.35) найдем, что промежуточная частота
при замкнутой цепи обратной связи
®пч = ®опч — £(/)Л®э/(1	К').	(6 39)
208
Из сопоставления выражений (6.39) и (6.32) следует, что в резуль-
тате применения схемы сОСЧ происходит уменьшение девиации часто-
ты в 1 + Р К раз, которое, в свою очередь, приводит к сокращению по-
лосы частот, занимаемой ЧМ сигналом (имеются в виду индексы моду-
ляции т 1), и, в соответствии с рис. 6.17, уменьшению порогового
значения сигнала.
При подстановке (6.38) в (6.36) получим выходное напряжение
«вых-иОК/(1 + Р Ю, f	„	(6.40)
при И » 1
uBb.x--U0/₽-	(6.41)
Из (6.41) следует, что при большом коэффициенте обратной связи
(рК » 1) выходное напряжение не зависит от коэффициента передачи
основного тракта, т. е. ЧМ приемник с большим коэффициентом ОСЧ
оказывается эквивалентным приемнику с ограничителем. Однако
из этого нельзя сделать вывод о том, что при наличии ОСЧ следует от-
казаться от ограничителя в приемнике ЧМ колебаний, который рабо-
тает в условиях изменяющегося уровня входного сигнала в широких
пределах. В самом деле, коэффициент передачи основного тракта К -
- КуКд, причем зависит от уровня сигнала. Поэтому при отсут-
ствии ограничителя величина К также будет зависеть от изменения
уровня сигнала на входе приемника. В следствие этого при значитель-
ном уменьшении сигнала на входе неравенство К р у> 1 может ока-
заться невыполненным, а равенство (6.41) неоправданным. В случае,
когда при регулировке усиления прямого тракта будет обеспечено вы-
полнение неравенства К р 2> 1 при наименьших входных сигналах, то
при отсутствии ограничителя возрастание уровня сигнала на входе при-
емника будет приводить к увеличению величины КР. В результате мо-
жет оказаться нарушенным условие устойчивой работы системы с об-
ратной связью.
Из-за указанных причин необходимо применение ограничителя ам-
плитуды в основном тракте приемника с ОСЧ. При этом коэффициент
передачи основного тракта до ограничителя должен обеспечивать нор-
мальную работу ограничителя амплитуды при наименьших уровнях
сигнала, подлежащих приему. Отметим, что эффективность работы ог-
раничителя зависит от ширины полосы частот ограничителя и дискри-
минатора, которая должна быть настолько большой, чтобы на входе
амплитудного детектора ограниченный сигнал не искажался фильтра-
цией высших гармонических в нагрузке ограничителя и дискримина-
тора.
Из выражений (6.39) и (6.40) следует, что для устойчивой работы
приемника с ОСЧ в полосе модулирующих частот Fn ... FB должно
выполняться неравенство
Фк + ф0<2л.	,	(6.42)
209
Здесь iph и <|р определяют соответственно сдвиги фаз в основном трак-
те приема и тракта обратной связи, т. е К Кч‘“к\ р - Ре,<₽Р, где
Л’ и р — модули коэффициента передачи соответствующих трактов
Для обеспечения устойчивости работы ЧМ приемника с ОСЧ, т е
для выполнения неравенства (6.42), можно предложить следующее
1. Введение соответствующих контуров, обеспечивающих компен-
сацию фазовых сдвигов и ограничивающих или уменьшающих усиле-
ние в области тех частот, где суммарные фазовые сдвиги могут дости-
гать значения 2л Очевидно, что наиболее целесообразно корректирую-
щие контуры вводить в цепь обратной связи (см. рис 6.18), так как в
этом случае не будут вноситься дополнительные фазовые сдвиги в ос-
новной тракт.
2. Уменьшение числа каскадов УПЧ приемника, охватываемых
цепью ОСЧ. Это следует из того, что при наличии ограничителя
в ЧМ приемнике коэффициент усиления УПЧ не оказывает влияния
на модуль коэффициента обратной связи р и определяет только чув-
ствительность приемника.
На практике используются оба указанных мероприятия. При этом
приемник разбивается на два блока, усиливающих сигнал на различных
промежуточных частотах. В первом блоке, соединенном с антенной и
не охваченном ОСЧ, осуществляется основное усиление колебаний.
Второй блок, в котором в предельном случае может оказаться лишь один
каскад, работающий на второй ПЧ, охватывается ОСЧ и может быть
выполнен по схеме рис. 6.18. Заметим также, что для повышения ус-
тойчивости в ряде случаев контур КК (см. рис. 6.18) выполняется так,
что его коэффициент передачи уменьшается с ростом частоты. Для те-
лефонных каналов, расположенных на более высоких частотах, это
приводит к уменьшению величины р и глубины ОСЧ. Последнее не при-
водит к неблагоприятным последствиям, поскольку именно такие теле-
фонные каналы работают с меньшими индексами модуляции, чем те-
лефонные каналы, занимающие нижние частоты в групповом спект-
ре, и, следовательно, в соответствии с рис. 6 17 имеют меньшие поро-
говые сигналы. Отметим, что введение КК с заданной частотной харак-
теристикой упрощает настройку схемы.
Передача телевизионных сообщений. Для передачи телевизионных
сообщений в современных системах связи через ИСЗ используется час-
тотная модуляция колебаний передатчика видеосигналом. Передача
звукового сопровождения может осуществляться различными метода-
ми. Общая функциональная схема передачи и приема телевизионных
изображений аналогична схеме рис 6.16 с той лишь разницей, что АР
используются для уплотнения и разделения видеосигнала и сигнала
звукового сопровождения. Принципы построения этой аппаратуры в
отечественных системах связи через ИСЗ будут рассмотрены ниже.
Следует отметить, что процесс передачи телевизионного сигнала по
системе связи через ИСЗ аналогичен рассмотренному при изучении РРЛ.
Поэтому отношение квадратов напряжений размаха сигнала изоб-
210
пажения Up к эффективному напряжению теплового шума Ur может
определяться по формулам, приведенным в § 4 2 В соответствии с этим
при передаче сигнала изображения по системе связи через ИСЗ полу-
чим выражение, аналогичное (6.26)
I .5bf-
Р( Н\ б Р<‘ ВХ 3
(6 43)
Вводя параметр неидентичности участков связи,
(6 27), вместо (6.43) получим
f Uj_y ----------L^_[V+1]
\ Up ) l ,5ДГ“ P. BY 3
определяемый
(6 44)
Отметим, что как и при передаче многоканальных телефонных со-
общений, величина у в зависимости от выбора параметров оборудования
на первом участке связи (Земля — борт) и на втором участке (борт
Земля) может изменяться от 0,08 до 0,15
Задаваясь значениями у и подставляя в (6 44) отношение UJUP,
рекомендованное МККР, можно определить параметры оборудования
Рекомендации по выбору размаха девиации частоты в настоящее
время отсутствуют, в системах связи через ИСЗ величину Л/т1, целесо-
образно выбрать в 2 . 4 раза больше, чем в РРЛ При этом для пониже-
ния порогового значения си, нала на входе земных приемников следует
применять порогопонижающие схемы
Передача звукового сопровождения (ЗС) Это сообщение может
передаваться либо как в РРЛ — на поднесущих частотах (системы
«Экран», «Москва») либо методом временного разделения (ВР) сигнала
изображения и ЗС Последний метод (системы «Орбита», «Орбита-2»)
позволяет сократить ширину полосы При ВР можно использовать мо-
дулированную последовательность импульсов, размещенных в ингер
валах времени, отведенных для строчных гасящих импульсов (рис 6 19)
Вид модуляции этих импульсов звуковым сопровождением принципи-
ально может быть любым АИМ, ШИМ или ФИМ Однако более пред-
почтительным являются ШИМ и ФИМ, поскольку в этом случае полу-
чается высокая помехоустойчивость Применение цифровых методов
модуляции более сложно, так как требует размещения не менее 24
весьма узких импульсов в интервалах, занятых гасящими импульса-
ми.	'
При размещении только одного импульса с ШИМ или ФИМ в каж-
дом интервале, отведенном для импульсов гашения строк, получим час-
тоту дискретизации сигналов ЗС F равную частоте строк Ft, р
15 625 Гц В этом случае можно передавать ЗС со спектром \F
F 7/2 7800 Гц (в системе «Орбита» АР 6 кГц) Чтобы удовлетво-
рить требованиям, предъявляемым к радиовещательным каналам I клас-
са, необходимо обеспечить передачу спектра шириной не менее 10 кГц
Для этого в системе «Орбита-2» частота дискретизации канала ЗС уве-
личена до величины F (	2 F(T[).
Передача такой последовательности импульсов совместно с видео-
сигналом возможна в том случае, если одну из групп чередующихся
импульсов, например «нечетную», задержать после их модуляции на
время, примерно равное 7"стр/2 (рис. 6.20). При этом образуются пары
из «нечетных» и «четных» импульсов, которые могут быть размещены
в интервалах времени, отведенных для строчных гасящих импульсов.
Таким образом можно обеспечить передачу сигналов звукового сопро-
вождения с шириной спектра до 14 кГц.
Структурная схема передающей части аппаратуры ВР видеосигна-
ла и звукового сопровождения показана на рис. 6.21. Немодулирован-
ные последовательности «нечетных» и «четных» импульсов образуются
отдельно в специальном формирующем устройстве (ФУ). Нечетные им-
пульсы на выходе ФУ располагаются во времени относительно четных
так, как показано штриховой линией на рис. 6 20, б. По этой причине
приходится модулировать нечетные импульсы в отдельном модуляторе
нечетных импульсов (МНИ) (рис. 6.21), куда необходимо подавать моду-
лирующее напряжение, задержанное на такой же интервал времени,
как и импульсы, т. е. примерно на 7’Ргр/2. Поэтому сигнал звукового
сопровождения, поступающий с телецентра, подается на вход МНИ
после его задержки на указанное время в узкополосной линии задержки
(УЛЗ), а на вход модулятора четных импульсов (МЧИ) — непосредст-
венно через фазовращатель (ФВ), который необходим для точной под-
стройки временных сдвигов. Формирующее устройство управляется
местным синхрогенератором (СГ), управляемым импульсами синхро-
низации строк, которые выделяются из стандартного видеосигнала,
Импульсы звукового
Рис Ь 19. Пример ВР дискретных
сигналов канала звукового сопро
вождения и сигнала телевизионного
изображения
Время передачи
'гасящих импульсов
Рис 6 20 Совмещение сигналов передачи звукового сопровождения и телевизи-
онного изображения
последовательность импульсов (nJ, смещенная последовательность импульсов
(б); суммарный сигнал (в)
212
РИС. 6.21. Структурная
схема передающей части
аппаратуры ВР телеви-
зионного сигнала и зву-
кового сопровождения
поступающего с 1елецентра. Модулированные импульсы с выходов
МНЙ и МЧИ смешиваются и поступают на вход электронного коммута-
тора (ЭК) для их сложения с сигналом изображения. Результирующий
сигнал затем подается на сумматор S, где осуществляется его сложение,
со специальными синхроимпульсами, которые генерируются в местном
датчике синхроимпульсов (ДСИ). Эти импульсы имеют меньшую дли-
тельность, чем стандартные импульсы синхронизации видеосигнала,
чтобы освободить возможно больший интервал во время передачи гася-
щих импульсов для размещения импульсов, модулированных звуковым
соп ровожден нем.
В дальнейшем сложным групповым сообщением «гр (t), содержа-
щим видеосигнал и импульсы звукового сопровождения, осуществля-
ется модуляция несущей передатчика. В месте приема в схеме после
детектора должна быть установлена аппаратура разделения сигнала
звхкового сопровождения и видеосигнала. Структурная схема послед-
ней показана на рис 6.22. Сложное групповое сообщение
подается на селектор синхроимпульсов (СС), который управляет генера-
тором выделительных импульсов (ГВИ). С помощью этих импутьсов в
Рис Ь 22 Структурная
схема приемной части
аппаратуры ВР телеви
знойного сигнала и 3BV
новою сопровождения
213
Рис. 6.23 Размещение импульсов канала звукового сопровождения в пределах
строчного гасящего импульса
выделительных устройствах нечетных и четных импульсов (ВУН и
ВУЧ) производится разделение указанных импульсов сигнала звуково-
го сопровождения из сложного группового сообщения. Выделенные
импульсы демодулируются в ДМ, а полученные напряжения звуковой
частоты складываются в сумматоре Однако теперь напряжение с
выхода ДМ четных импульсов предварительно должно задерживаться
в УЛЗ на указанное выше время, чтобы скомпенсировать задержку мо-
дулирующего напряжения, осуществленную на входе МНИ на пере-
дающей стороне линии связи.
Сложное групповое сообщение (см. рис. 6.22), кроме того, поступает
на выделитель сигнала изображения (ВСИ), с выхода которого оно по-
дается на сумматор К этому же сумматору от синхрогенератора (СГ)
подводится стандартная синхросмесь. Поэтому на выходе получают
стандартный видеосигнал, который направляют в местный телецентр.
На рис. 6.23, а показаны стандартные строчной и гасящий импуль-
сы длительностью 4,7 и 12 мкс, используемые при передаче цветного
телевидения в системе СЕК.АМ. Штриховой линией показан интервал
времени, в течение которого передаются цветовые поднесущие: частота
поднесущей в одном полукадре равна 4,25 МГц, а в другом— 4,406 МГц.
Импульсы передачи ЗС в системе «Орбита 2», размещаются по разные
стороны от строчного синхромимпульса, длительность которого по срав-
нению со стандартной (рис. 6.23, а) изменяется до 3,5 мкс. Эти импульсы
показаны на рис. 6.23, б, где штриховкой отмечено изменение длитель-
ности импульсов, модулированных по ширине сигналом звукового со-
провождения. Передача цветовой поднесущей (см. штриховую линию
на рис. 6.23, б) осуществляется в том же временном интервале, в кото-
ром размещен второй звуконесущий импульс. Для предотвращения по-
падания цветовой поднесущей в спектр частот звуконесущего импульса
спектр последнего в передающей аппаратуре ограничивается до 3 МГц.
Расстановка звуконесущих импульсов по обе стороны строчного синх-
роимпульса позволяет иметь между ними достаточный защитный ин-
гервал и осуществить значительное изменение ширины импульсов, обес-
печивающее необходимую помехозащищенность.
214
6.4. МНОГОСТАНЦИОННЫИ ДОСТУП (МД)
Виды каналов. Система связи через ИСЗ с МД состоит из несколь-
ких земных станций, находящихся в зоне взаимной связи через ИСЗ и
использующих для связи друг с другом или для связи одной станции с
несколькими станциями в любых сочетаниях общий ретранслятор на
ИСЗ (рис. 6.24). Отметим, что в системе с МД может быть так же орга-
низована одновременная связь не со всеми станциями, а лишь с груп-
пой станций. В этом случае целесообразно использование бортовых ан-
тенн, имеющих узкие диаграммы направленности (большое усиление).
Такие антенны управляются с Земли и могут направляться на нужную
группу станций. Другим вариантом этой системы является коммута-
ция бортовой аппаратуры на ту или иную бортовую антенну, имеющую
фиксированное направление на определенные точки земной поверхно-
сти.
Каналы связи, организованные через ИСЗ между земными станция-
ми системы МД, могут быть разделены на две группы:
постоянные (закрепленные) каналы, предназначенные для связи
только между определенными земными станциями;
непостоянные (незакрепленные) каналы, временно организуемые
между различными станциями в зависимости от нужд потребителей.
Очевидно, что каналы первой группы позволяют организовать не-
медленную связь в любое время; каналы второй группы для организа-
ции связи требуют выполнения определенной процедуры, аналогичной
той, которая характерна для обычной городской телефонной связи.
Прежде чем осуществить передачу сообщений по каналам второй груп-
пы, необходимо: получить сведения о наличии свободного канала в
системе (т. е. получить подтверждение доступа в систему связи — в
АТС это соответствует продолжительному тону); набрать адрес (но-
мер) нужного корреспондента; убедиться, свободен ли канал к коррес-
понденту (т. е. получить доступ к корреспонденту).
Очевидно, что в системах с закрепленными каналами из-за того, что
часть каналов в некоторые интер-
валы времени не будет использова-
ться, общее число каналов должно
быть больше, чем в системах с не-
закрепленными каналами. Таким
образом, системы с незакрепленны-
ми каналами являются более эф-
фективными, однако они имеют и
недостатки: во-первых, требуется
дополнительное время для устано-
вления связи (надо найти свобод-
ный канал и с помощью вызывных
и адресных сигналов осуществить
необходимую коммутацию) и, во-
вторых, возможен отказ в устано-
Рис. 6.24. К пояснению принципа
многостанционного доступа
215
влении немедленного соединения из-за занятости всех каналов
системы.
Следует отметить, что некоторым компромиссом между каналами
первой и второй групп могут быть каналы, предоставляемые коррес-
пондентам по расписанию.
Рассмотрим принципы построения групповых сообщений и ВЧ ство-
лов в системах с МД между многоадресными станциями в случае дуп-
лексной связи типа «каждый с каждым». При любом виде каналов свя-
зи (закрепленных или незакрепленных) могут быть созданы многоад-
ресные, одноадресные и смешанные групповые сообщения и стволы.
При многоадресном построении групповых сообщений каждая зем-
ная станция излучает один ствол, в котором передается групповое со-
общение, предназначенное для приема всеми земными станциями.
Стволы, излученные всеми ЗС, пройдя через бортовой ретранслятор,
принимаются на каждой ЗС. После демодуляции из каждого ствола
выделяются те части групповых сообщений, которые предназначаются
только для данной ЗС. Это выделение осуществляется либо на основа-
нии адреса данной станции, который передается перед сообщением,
(при незакрепленных каналах), либо по предварительной договорен-
ности о месте размещения каналов, предназначенных для данной ЗС
в передаваемых групповых сообщениях (при закрепленных каналах).
Очевидно, что при многоадресном построении групповых сообщений
в ВЧ стволах каждая ЗС должна принимать п — 1 стволов, где п —
число ЗС. Таким образом, в этом случае получается сравнительно про-
стое передающее устройство, но существенно усложняется приемное
оборудование ЗС.
При одноадресном построении для каждой ЗС формируются свое
групповое сообщение и свой ВЧ ствол, в котором каждая передающая
станция занимает соответствующее число каналов. Таким образом,
каждая станция занимает определенное число каналов в п — 1 ство-
лах, проходящих через ретранслятор, каждый из которых предназна-
чен только для одной определенной земной станции. В этом случае на
каждой станции необходимо принять и демодулировать только один
ствол, предназначенный для этой станции. Очевидно, что передающая
аппаратура получается сложнее
приемной.
При смешанном построении
стволов на каждой земной станции
осуществляется многоадресное фор-
мирование стволов, а на ретранс-
ляторе производится переход от
многоадресного к одноадресному
построению стволов, т. е. осущест-
вляется перегруппировка каналов.
Таким образом, при смешанном по-
строении стволов получается упро-
щение как приемного, так и пере-
Рис. 6 25. Многостанционнын доступ
с разделением по частоте (а) и по
времени (б)
216
дающего оборудования земных станций, но усложняется аппаратура
ретранслятора.
Перейдем к рассмотрению принципов осуществления МД, т. е. к
обсуждению методов работы нескольких земных станций через общий
ретранслятор (т. е. через общий канал связи). Из самых общих рассмот-
рений можно предложить три основных метода разделения общего ка-
нала связи: по частоте (ЧР), во времени (ВР) и посредством сигналов,
различающихся по форме.
Многостанционный доступ с частотным разделением (МДЧР). В
этом случае для каждого ствола (т. е. для каждой станции) выделяется
определенная несущая частота (/,, /2,..., fn)- Разнос между парой со-
седних несущих выбирается таким, чтобы была исключена возможность
взаимного перекрытия спектров при модуляции (рис. 6.25, а). Отме-
тим, что наиболее просто МДЧР реализуется в том случае, когда на зем-
ных станциях осуществляется частотная модуляция колебаний много-
канальным сообщением с частотным разделением телефонных каналов
(сокращенно — система ЧР ЧМ МДЧР). Таким образом, в этой сис-
теме на вход ретранслятора поступает сложный сигнал, представляю-
щий собой систему п модулированных по частоте гармонических сигна-
лов, являющихся несущими частотами всех ЗС. Прохождение такого
сложного сигнала через общий бортовой ретранслятор, представляю-
щий собой нелинейное устройство, приводит к следующим нежелатель-
ным явлениям:
1)	возникновению переходных помех из-за АМ-ФМ преобразова-
ния;
2)	подавлению сигналов тех земных станций (г. е. тех стволов),
уровень которых на входе ретранслятора по каким-либо причинам (на-
пример, вследствие замираний) окажется меньше уровней сигналов
других станций. Это подавление может доходить до 6 дБ. Для устране-
ния этого явления необходимы соответствующий контроль и регулиров-
ка уровней сигналов, излучаемых с каждой земной станции. Такая ре-
гулировка на каждой земной станции может производиться автоматиче-
ски сопоставлением принятых с ретранслятора уровней сигналов раз-
личных стволов (станций), как показано на рис. 6.6;
3)	возникновению переходных помех между стволами и снижению
выходной мощности ретранслятора из-за нелинейности амплитудной
характеристики тех каскадов ретранслятора, которые являются об-
щими для всех стволов, принятых с земных станций. Снижение выход-
ной мощности обусловливается появлением продуктов нелинейности,
на которые расходуется часть мощности ретранслятора.
Перечисленные явления приводят к тому, что при заданном значе-
нии переходных шумов в телефонных каналах с увеличением числа
земных станций, т. е. с увеличением числа стволов (несущих), одновре-
менно усиливаемых ретранслятором, приходится снижать число теле-
фонных сообщений, передаваемых на каждой несущей. Отсюда, чем
большее число станций входит в систему МДЧР. тем меньшее число те-
лефонных сообщений может быть передано. Расчеты и испытания ре-
217
альных систем 1221 показывают, что ретранслятор, способный пропу-
стить на одной несущей при ЧР ЧМ 700 телефонных каналов, в случае
работы 8 станций в системе ЧР ЧМ МДЧР может пропускать 30 ка-
налов на каждой несущей, т. е. не более 8 X 30 = 240 каналов (сниже-
ние пропускной способности почти в 3 раза). При работе 16 станций в
системе ЧР ЧМ МДЧР на каждой несущей можно передавать не более
десяти телефонных сообщений. Таким образом, по сравнению с перво-
начальной пропускная способность составляет 23 %. Однако при та-
ком режиме работы при использовании статистических особенностей
телефонных сообщений, передаваемых на различных несущих, появля-
ются новые возможности увеличения пропускной способности ретранс-
лятора. Если во время пауз между словами, фразами и при молчании
абонентов в такой системе подавлять излучение земных передатчиков
на несущей частоте, то это существенно снизит загрузку ретранслятора
и позволит в 3 ... 4 раза увеличить пропускною способность. Напом-
ним что подобное подавление несущих используется при построении ап-
паратуры частотного разделения: на выходе индивидуальных преобра-
зователей (см. рис. 2.2) уровень колебаний с поднесущими частотами
стремятся сделать возможно меньшим.
Метод МДЧР с подавлением несущих использован в системе
«Спэйд», реализованной в международной системе «Интелсат». В этой
системе каждое телефонное сообщение преобразуется в восьмиразряд-
ный сигнал ИКМ (64 кбит,с) и передается на отдельной ВЧ несущей
методом четырехфазной ФМ. Полоса частот, занимаемая одним теле-
фонным каналом, составляет 38 кГц, защитный интервал А/защ = 7 кГц
(см. рис. 6.25, а). Описываемая система обеспечивает передачу в
одном стволе шириной 36 МГц 800 незакрепленных каналов [61.
В отечественной аппаратуре «Градиент Н» также используется
МДЧР, при котором каждое телефонное сообщение передается на отдель-
ной несущей путем ЧМ с пиковой девиацией частоты, соответствующей
измерительному уровню, равной 30 кГц. Число несущих частот в стволе
составляет 200, разнос между соседними несущими равен 160 кГц.
В отечественной аппаратуре «Группа» число несущих составляет 24; раз-
нос между ними 1,35 МГц. Частотная модуляция в этом варианте ап-
паратуры осуществляется стандартной 12-канальной группой (спектр
12 ... 60 кГц) с эффективной девиацией частоты 125 кГц [231. Таким об-
разом, число передаваемых телефонных сообщений составляет 24-12
288.
Многостанционный доступ с временным разделением (МДВР). В
данном случае работа земных станций через ретранслятор осуществля-
ется поочередно. Поэтому все станции могут работать на одной несу-
щей частоте и должны иметь общую систему синхронизации, обеспечи-
вающую строго поочередные включения и выключения передатчиков.
На рис. 6.25,6 приведен цикл работы системы МДВР, состоящий
из трех станций - 1, 2 и 3. В течение интервалов времени т, которые
называются кадрами станций, каждая станция излучает колебания
несущей частоты, модулированные сообщением, поступающим от ап-
218
паратуры разделения; через тобо-
значен защитный интервал време-
ни, предотвращающий одновремен-
ное включение двух наземных
станций, а через 7Д —цикл переда-
чи, Описанный вариант относится к
случаю синхронной работы назем-
ных станций. Система синхрониза-
ции, которая может осуществлять-
ся по пилот-тону, должна учиты-
Рис 6.26. Структура цикла прь
МДВР
вать различие расстояний между
ИСЗ и отдельными земными станциями. Обычно системы с МДВР
работают с геостационарными ИСЗ, поскольку осуществить синхро-
низацию при использовании подвижных ИСЗ сложно, так как в этом
случае расстояния между ИСЗ и земными станциями будут перемен-
ными. В случае МДВР наиболее целесообразным вариантом является
использование ИКМ с фазовой модуляцией несущей (сокращенно -
ИКМ ФМ МДЧР). На рис. 6.26 в качестве примера приведен подроб-
ный цикл работы системы МДВР. Из рисунка следует, что в течение
каждого кадра со станций передаются не только сообщения, идущие по
телефонным и служебным каналам связи, но и несколько специальных
сигналов. К ним относятся: сигналы синхронизации, вызова и коммута-
ции (СВиК), сигналы адресов (СА) и пилот-сигнал (ПС). Отметим, что
СВиК состоит из сигнала синхронизации опорных генераторов при ко-
герентном приеме (СГКП), сигнала цикловой синхронизации (ЦС),
сигнала, необходимого в системах с ИКМ для тактовой синхронизации
(ТС), и сигналов, обеспечивающих вызов абонентов и коммутацию це-
пей (ВиК).
Информационная часть кадра составляет около 85 ... 90 % от пол-
ной длины кадра.
Следует сказать, что системы с МДВР по сравнению с МДЧР обла-
дают рядом преимуществ:
1)	импульсная мощность передающего устройства данной станции
не зависит от условий работы других станций и не требует регулиро-
вок, так как взаимное подавление сигналов отсутствует;
2)	все земные передающие станции могут работать на одной несу-
щей частоте, а приемные — на другой, что упрощает построение стан-
ций;
3)	передатчик ретранслятора работает в режиме максимальной мощ-
ности; при этом отсутствуют взаимные помехи между ретранслируе-
мыми сигналами.
К недостаткам систем с МДВР можно отнести сложность системы
синхронизации станций и возникновение помех при нарушении син-
хронизации работы хотя бы одной станции.
Отметим, что система МДВР может быть осуществлена при асинх-
ронной работе земных станций; в этом случае каждая земная станция
излучает колебания в интервалы времени, не синхронизированные с
219
другими станциями. При этом различаются станции по временному или
частотному признаку кодовых комбинаций.
При асинхронной работе через приемопередающую аппаратуру
спутника в некоторые интервалы времени возможно одновременное про-
хождение колебаний, излучаемых несколькими земными станциями.
Приемопередающая аппаратура спутника должна быть рассчитана на
это, т. е. по сравнению с синхронным режимом аппаратура должна об-
ладать несколько иными параметрами (например, более мощным пере-
дающим устройством), а характеристики бортовой ретрансляционной
аппаратуры должны быть такими, чтобы при одновременном усилении
колебаний нескольких земных станций переходные помехи между эти-
ми колебаниями были малы.
Таким образом, при асинхронной работе оборудование спутника ока-
зывается более спожным, чем при синхронной. Наряду с этим при асин-
хронной системе при некоторых сочетаниях сигналов различных стан-
ций могут появиться ложные сигналы. Однако несмотря на перечис-
ленные и некоторые другие недостатки, асинхронные системы представ-
ляют интерес, так как не требуют жесткой синхронизации работы зем-
ных станций.
Сравнение различных видов МД по пропускной способности при за-
данном значении шумов на выходе каналов и ограниченной мощности
ретранстятора показывает, что МДВР имеет явные преимущества перед
МДЧР.
Принцип МДВР реализован в отечественной аппаратуре МДВУ-40,
позволяющей осуществить скорость передачи цифрового потока в ство-
ле ИСЗ, равную 40 Мбит/с. В этой системе используется ОФМ-4,
при номинальном значении неправильного приема равном 10-6. Ап-
паратура предназначена для совместной работы с оконечной аппарату-
рой, которая осуществляет аналого-цифровое преобразование либо
стандартной 60-канальной группы с ЧРК, либо восьми стандартных ка-
налов тональной частоты.
При начале работы сети станций первой излучает сигнал синхрони-
зации центральная станция. Обнаружение этого синхросигнала при его
приеме через ИСЗ позволяет всем ЗС установить синхронизацию прием-
ной части аппаратуры МДВУ-40. Контроль за состоянием кадровой син-
хронизации и управление системой резервирования осуществляется
с помощью специальных устройств. Так, например, при нарушении
синхронизации периферийной станции (ПС) при приеме синхросигнала
ЦС приводит к выключению работы ПС и на передачу, поскольку это
может привести к помехам другим станциям [231.
Многостанционный доступ с использованием сигналов, различаю-
щихся по форме. В системах связи через спутники использование сигна-
лов, различающихся по форме (или шумоподобных сигналов —• ШПС),
пока ограничивается малой пропускной способностью.
Системы с обработкой сигналов в бортовом ретрансляторе. Обработ-
ка сигналов в бортовом ретрансляторе позволяет решить несколько раз-
личных вопросов.
220
Рис 6 27 Положения лучей антенны
ИСЗ
1.	Как \же отмечалось, может
быть осуществлена перегруппиров-
ка каналов, в результате чего из
групповых спектров различных ЗС
с многоадресным построением мож-
но выделить и объединить вместе
группы каналов, предназначаемые
для каждой ЗС. Излучение групп
каналов для каждой ЗС может быть
Для ЗС2 Дм
с At? у t Atj t
Для ЗС,
Рис, 6.28 Положения лучей антенны
при переключениях для различных
интервалов времени
а —в интервал ДЛ —(Л; в интервал
Д/2 — (2); в интервал Д/>—(3) Распреде-
ление перечисленных интервалов во врс
мени (б)
осуществлено различными способа-
ми: во-первых, одновременно всем ЗС на различных частотах через об-
щую антенну, охватывающую всю территорию, на которой размещены
ЗС (см. рис. 6.24); во-вторых, одновременно всем ЗС на различных или
повторяющихся частотах через несколько антенн с весьма большими
коэффициентами усиления (узкими диаграммами направленности),
ориентированными на соответствующие ЗС, или через одну многолуче-
вую антенну (рис. 6.27); в-третьих, на одной частоте через одну антен-
ну с большим коэффициентом усиления, луч которой будет последова-
тельно переходить от одной ЗС к другой (рис. 6.28, а) [6,24]. Время
переключения луча этой антенны показано на рис. 6.28, б. Очевидно,
что третий метод особенно пригоден для систем с МДВР: при этом в ап-
паратуре ретранслятора должны иметься устройства для запоминания
информации с емкостью, рассчитанной на период перекоммутации ан-
тенны по всем ЗС.
Отметим, что применение бортовых антенн с большим коэффици-
ентом усиления позволяет значительно улучшить энергетический по-
тенциал участка ИСЗ —• Земля.
2.	В системах с МДВР в бортовой аппаратуре могут быть исполь-
зованы регенераторы импульсных сигналов, позволяющие устранить
накопление шумов, а следовательно, и уменьшить вероятность ошибоч-
ного приема.
221
3.	Для снижения влияния помех можно использовать преобразова-
ние вида модуляции в бортовом ретрансляторе. Учитывая, что энерге-
тический потенциал участка Земля — ИСЗ значительно выше энерге-
тического потенциала участка ИСЗ — Земля, на первом из них можно
использовать меныпие индексы модуляции (при передаче сообщений в
аналоговой форме) или многократные (многопозиционные) виды моду-
ляции (при цифровой форме передачи) по сравнению со вторым участ-
ком. Это позволит сократить полосу частот на первом участке (Земля—
- ИСЗ).
4.	Использовать преобразование вида разделения каналов. Напри-
мер, на участке Земля — ИСЗ использовать МДЧР, а на участке ИСЗ
— Земля применить МДВР. По сравнению с системой спутниковой
связи, работающей только в режиме МДЧР, у такой системы будет
эффективно использоваться мощность ретранслятора и уменьшаться
межканальные шумы; по сравнению с системой, работающей только
в системе МДВР, не будет требоваться синхронизация ЗС, что позво-
лит существенно упростить как аппаратуру, так и процесс вхождения
в связь.
6.5. ОСОБЕННОСТИ АППАРАТУРЫ
Передающие устройства земных станций. Эти устройства анало-
I ичны передающим устройствам тропосферных линий связи. Обычно
на выходе передающих устройств устанавливается пролетный клист-
рон или ЛБВ мощностью 3 ... 10 кВт. Частотная или фазовая модуля-
ция колебаний осуществляется методами, используемыми в РРЛ пря-
мой видимости и в тропосферных линиях связи.
В качестве примера рассмотрим структурную схему передающей
части аппаратуры «Градиент» (рис. 6.29), которая работает в полосе ча-
стот 5975 ... 6225 МГГц и устанавливается на каждый ствол ЗС [23].
Из рис. 6.29 следует, что передаваемые сообщения (многоканальный
телефонный сигнал или телевизионный сигнал совместно со звуковым
сообщением) подаются на вход (Вх) модулятора (М). Здесь осуществля-
Рис. 6.29 Структурная схема переда
ющего устройства «Градиент»
ется частотная модуляция колеба-
ний промежуточной частоты, кото-
рые поступают к преобразователям
ПР. На выходе ПР получаются ЧМ
колебания в указанной выше поло-
се частот мощностью 3 Вт. После-
дующее усиление (до 3 или 10 кВт)
осуществляется в мощных усилите-
лях (МУ) на клистронах с КПД не
менее 25 %. Выходы МУ подключе-
ны к переключателю Пк, с помощью
которого можно подключить к уст-
ройству сложения (УС) первый или
второй комплект ПР и МУ и тем
222
Комплект J
Комплект 2
Рис 6.30 Структурная схема приемного устройства «Орбита 2»
самым осуществить резервирование этих блоков (время переключения
на резерв не более 200 мс). Отметим, что посредством УС к антенной
системе можно подключить несколько таких же комплектов аппара-
туры, т. е. осуществить передачу через одну антенну нескольких ство-
лов, каждый из которых занимает полосу 34 МГц. Контроль за рабо-
той осуществляется блоками К.
Отметим, что передающие устройства систем связи через ИСЗ от-
личаются от передающих устройств других систем связи, рассмотрен-
ных в предыдущих главах тем, что в них производится ограничение мощ-
ности и вводятся специальные сигналы дисперсии (см. гл. 9).
Приемные устройства земных станций. Одной из основных особен-
ностей приемных устройств земных станций является применение мало-
шумящих усилителей на входе и антенн с большим коэффициентом
усиления, достигающим 52... 60 дБ. Для характеристики приемных
земных станций удобно пользоваться параметром качества станции
А.р lOlg(G^),
где G — усиление антенной системы, в разах; — эквивалентная
суммарная температура, отнесенная ко входу приемника (К), опреде-
ляемая согласно (6.12) при Р 90 . Особенностью приемников ЧМ
колебаний при аналоговых формах передачи является наличие порого-
понижающих схем (ОСЧ или аналогичных).
Рассмотрим структурную схему приемного устройства «Орбита-2»
(рис. 6.30), рассчитанного для работы в полосе частот 3400 ..
...3900 МГц. Колебания, принимаемые антенной, проходят переключа-
тель комплектов П и поступают на вход одного из малошумящих охлаж-
даемых параметрических усилителей (МШУ), а затем — на вход пре-
образователя и предварительного усилителя ПЧ (ПР; ПУПЧ). С вы-
хода ПУПЧ колебания поступают на основной УПЧ и частотный детек-
тор, которые находятся в стойке П (Ст, П). На выходе этой стойки в за-
висимости от вида принимаемого сигнала можно получить либо много-
канальное телефонное сообщение, либо сигнал изображения совместно
со звуковым сопровождением. Разделение последних осуществляется
фильтром Ф. На рис. 6.30 показано, что МШУ, ПР и ПУПЧ полно-
стью резервированы, переход на резерв осуществляется автоматиче-
223
ски переключателем П посредством аппаратуры контроля и резервиро-
вания (КР) в течение 250 мс. Основными параметрами описанного при-
емного устройства являются- эффективная шумовая температура,
отнесенная ко входу — 80 ... 90 К; коэффициенты усиления; МШУ —
— 40 дБ, ПУПЧ — 23 дБ, основного УПЧ — 55 дБ. Система АРУ под-
держивает выходной уровень ПЧ с точностью ± 1 дБ при изменении
входного уровня на ±10 дБ; полоса тракта ПЧ по уровню 1 дБ —
— 34 МГц, полоса МШУ по уровню 1 дБ — 250 МГц.
Аппаратура «Орбита-2» позволяет создавать и многоствольный
вариант приема; для этого с выходов МШУ, показанных на рис. 6 30,
колебания подаются на несколько параллельно включаемых блоков
ПР; ПУПЧ (231.
Антенны. В приемных и передающих устройствах используются
антенные системы с усилением 50 ... 60 дБ и малыми боковыми лепест-
ками — рупорно-параболические и параболические антенны с переиз-
лучателем (антенны Кассегрена). Наряду с этим, антенная система
должна обеспечивать непрерывное слежение за движением ИСЗ. Это
необходимо даже при использовании геостационарных ИСЗ, так как
из-за неточностей выведения на орбиту они имеют некоторое перемеще-
ние и требуют коррекции движения. Отметим, что современные требо-
вания определяют допустимое смещение геостационарных ИСЗ на
± 0,1 относительно номинального значения долготы. Поэтому ан-
тенные системы с узкой диаграммой направленности должны быть снаб-
жены соответствующими поворотными устройствами, которые обеспе-
чивают перемещение антенны в пространстве либо по заранее состав-
ленной программе, либо с помощью специальной системы слежения по
>24
максимальному значению принимаемого с ИСЗ сигнала. Очевидно, что
второй способ может быть непосредственно реализован только на при-
емных антеннах, от которых данные, характеризующие направление
приемной антенны на спутник, могут быть переданы на систему, уп-
равляющую движением передающей антенны. Следует отметить, что
при передаче этих данных в них вносятся соответствующие поправки,
учитывающие как некоторый территориальный разнос приемной и пере-
дающей антенн, так и их конструктивную неидентичность.
Бортовая приемопередающая аппаратура. Одним из основных тре-
бований, предъявляемых ко всем комплексам, входящим в состав бор-
товой аппаратуры ИСЗ, является их высокая надежность, обеспечива-
ющая безотказную работу аппаратуры в условиях космического прост-
ранства в течение длительного времени. Этому требованию должны от-
вечать не только отдельные детали и компоненты, входящие в состав ап-
паратуры, но и технологические приемы, используемые при изготов-
лении аппаратуры. Выбор варианта схемы бортового оборудования
должен определяться минимальными массой, размерами, потребляемой
мощностью.
Рассмотрим построение структурных схем аппаратуры бортовых
ретрансляторов на нескольких примерах. В Советском Союзе в апреле
1965 г. был запущен спутник связи «Молния», движущийся по высоко-
эллиптической орбите. На рис. 6.31 приведена структурная схема при-
емопередатчика системы связи «Молния-1» [20]. Прием и передача сиг-
налов осуществляется общей антенной А, которая через разветвитель
и фильтры Фу и Ф3 присоединяется ко входу приемников и выходу
передатчиков. Сигналы с несущими частотами fy и f2, принимаемые с
земных станций, поступают к разветвителю Р2 (см. рис. 6.31) и через
фильтры Ф3 и Ф4 подводятся к смесителям См, УПЧ и ограничителям
Огр. После выравнивания ограничителями амплитуд принятых сигна-
лов последние подаются к смесителям, в которых осуществляется пре-
образование промежуточной частоты в СВЧ. Затем сигналы с несущи-
ми частотами f2 и /4 через фильтры Ф5 и Ф6 и разветвитель Р3 подводят-
ся к двухкаскадному усилителю на ЛБВ. Охлаждение ЛБВ осуществ-
ляется жидкостью, которая проходит через наружные радиаторы, излу-
чающие тепло в космическое пространство.
Для обеспечения продолжительной работы и повышения надежно-
сти бортовой приемопередающей станции используются холодное ре-
зервирование комплектов аппаратуры и автоматическая система про-
верки. Последняя состоит из имитатора колебаний с несущей частотой
земных станций (ИНЗ), контрольно-измерительного устройства (КИУ),
программно-временного устройства (ПВУ) и коммутатора комплексов
(КК). При обнаружении неисправного комплекта он заменяется одним
из двух резервных.
К основным характеристикам ретранслятора системы связи «Мол-
ния-1» относятся [20]: диапазон частот — 800 ... 1000 МГц; ширина
диаграммы направленности бортовой антенны по уровню половинной
мощности — 22°; мощность бортовых передатчиков: при передаче теле-
8 Зак. 131
225
визионного сигнала 40 Вт, при дуплексной передаче телефонных разго-
воров по 14 Вт в каждом высокочастотном стволе (на частоте /2 и ft)',
движение ИСЗ — по эллиптической орбите с апогеем около 40 000 км
в северном полушарии, перигеем около 500 км и наклонением орбиты
около 65°; период обращения ИСЗ — 12 ч.
В 1972 г. были запущены ИСЗ «Молния-2» с модернизированным
ретранслятором, передатчики которого работают в диапазоне 4 ГГц.
В качестве второго примера рассмотрим структурную схему бор-
товой приемопередающей аппаратуры на 12 стволов системы «Интел-
сат IV» (рис. 6. 32) [6]. От приемных антенн Ах и А2 через коммутаторы
К колебания поступают к приемникам Пр1 — Пр4, причем два из этих
приемников являются рабочими (например, Пр1 и и ПрЗ), а два резер-
вными. Выходы приемников через коммутаторы К поступают на
развязывающую цепь (РВ), а затем к разделителям четных стволов
(РЧС) и нечетных стволов (РИС). Принимаемые радиосигналы в поло-
се 500 МГц транспонируются из диапазона 6 ГГц в диапазон 4 ГГц.
Разделители РЧС и РНС содержат по шесть полосовых фильтров с шири-
ной полосы 36 МГц, разнос центральных частот этих фильтров состав-
ляет 40 МГц. Таким образом, между соседними стволами получается
защитный частотный интервал, равный 4 МГц. После этих фильтров
включены основные и резервные усилители на ЛБВ, фильтры гармо-
ник, сумматоры четных и нечетных стволов (СЧС, СНС) и переключате-
ли для подачи сигналов на соответствующие антенны А., — Ав. Антен-
ны А4 и А5локальные и предназначены соответственно для передачи не-
четных и четных стволов, глобальные антенны А3 и Ав — также со-
ответственно для передачи 1,3, 5, 7 и 2, 4, 6, 8-го стволов. Отметим, что
для повышения надежности ретранслятора большинство его элемен-
тов резервируется. Приемные устройства Пр1 — Пр4 состоят из уси-
лителей на туннельном диоде, малошумящего предварительного усили-
теля и полосового заграждающего фильтра в диапазоне 4 ГГц, обес-
печивающего затухание вне рабочей полосы частот.
Рис. 6.32. Упрощенная структурная схема ретранслятора «Интелсат IV»
226
Рис 6.33. Структурная
схема МДВР с коммута
цией каналов на ИСЗ
На рис. 6.33 приведена возможная структурная схема ретранслято-
ра для системы связи с МДВР с коммутацией каналов на спутнике
[6J. Схема состоит из нескольких (приведено три) раздельных трактов,
состоящих из входного усилителя (Вх.У), преобразователя и ограничи-
теля (ПР.О) и ЛБВ, работающих на свою антенну с узким лучом. Ин-
формация, передаваемая по всем трактам, попадает в матрицу, в ко-
торой осуществляется перекоммутация каналов: поэтому через каждую
ЛБВ проходят лишь те каналы, которые предназначены для данной
ЗС. Поскольку здесь имеется N изолированных лучей антенны с шири-
ной полосы П для каждого луча, полная скорость передачи информации,
проходящей через спутник, будет соответствовать В = NU, т. е. в N
раз больше чем в обычной системе МДВР с одной общей антенной с по-
лосой П, охватывающей все ЗС. Отметим, что в аппаратуре спутника
предусмотрен опорный генератор ОГ, создающий высокостабильные
метки времени. Сигналы этого источника подаются к радиомаяку (РМ),
передаются на все ЗС и используются одной из ЗС, являющейся цент-
ральной синхронизирующей станцией. Центральная станция подстраи-
вает работу своего генератора меток под сигналы ретранслятора на
6.6. СИСТЕМЫ ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ
ЧЕРЕЗ ИСЗ
Телевизионное вещание (ТВ) через ИСЗ возможно осуществить
двумя путями. Во-первых, посредством распределительной сети типа
«Орбита», созданной в нашей стране в 1967 г. В этом случае сигналы с
ИСЗ принимаются ЗС. Затем телевизионные сообщения поступают к
олижайшим телецентрам, ретранслирующим их для приема населе-
нием на обычные телевизионные приемники. Отметим, что к 1980 г.
сеть «Орбита» состояла более чем из 80 станций. Во-вторых, возможно
8*	227
создание системы непосредственного ТВ (сокращенно НТВ), при кото-
рой прием сигналов с ИСЗ осуществляется на более простые приемники
и антенны, чем в сети «Орбита» (система «Экран» с геостационарным
ИСЗ «Стационар Т» в диапазоне 700 МГц, введенная в СССР в 1976 г.;
система «Москва» в диапазоне 4 ГГц). Дальнейшее развитие системы
НТВ будет проводиться в диапазоне 12 ГГц в соответствии с решения-
ми Всемирной Административной Радиоконференции (ВАКР-12), на
которой в 1977 г. осуществлено планирование и определение основных
параметров систем НТВ, использующих геостационарные ИСЗ.
Рассмотрим некоторые особенности перечисленных систем ТВ.
В системе «Орбита-2» используется диапазон 4 ГГц с размахом девиа-
ции 15 МГц. Прием осуществляется на ЗС, имеющие параболические
антенны диаметром 12 м. Первые каскады приемного устройства — па-
раметрический усилитель — охлаждаются жидким азотом до темпера-
туры 70 К-
Отметим, что ЗС системы «Орбита» с большими антеннами имеют
сравнительно высокую стоимость и целесообразны для размещения в
крупных населенных пунктах. Строительство подобных станций
в пунктах с населением в несколько тысяч человек приводит к непри-
емлемым затратам на каждый телевизионный приемник. В целях упро-
щения и удешевления ЗС было признано целесообразным, во-первых,
увеличить мощность, излучаемую бортовым ретранслятором, и, во-
вторых, выбрать значение несущей частоты на участке ИСЗ—Земля
равной 0,7 ГГц. Эти исходные положения были учтены при создании
системы «Экран» с геостационарным ИСЗ, для которой мощность бор-
тового передатчика равна 200 Вт, усиление бортовой передающей ан-
тенны 33,5 дБ. Приемные антенны ЗС в системе «Экран» собираются из
нескольких полотен типа «волновой канал» имеют коэффициенты уси-
ления 30 дБ (для приемных установок 1-го класса) и 23 дБ (для прием-
ных установок 2-го класса). Особенностью системы «Экран» является
также то, что звуковое сопровождение передается на поднесущей час-
тоте 6,5 МГц с девиацией 50 кГц. Для передачи телевизионного сигна-
ла используется ЧМ с размахом частоты, включая синхроимпульсы,
равным 18 МГц [25].
Система «Экран» во избежание помех соседним странам может ис-
пользоваться для охвата ТВ районов Сибири, Крайнего Севера, час-
тично Дальнего Востока, где проживает около 20 млн. человек. Для
обслуживания любого района СССР как в Европейской части, так и на
Дальнем Востоке без опасности создания помех наземным службам
разработана система «Москва» в диапазоне 4 ГГц. Эта система работает
через специальный ствол многофункционального ИСЗ «Горизонт»,
выведенный на геостационарную орбиту. Основными показателями
этого ствола являются: пиковая мощность бортового передатчика
40 Вт; коэффициент усиления бортовой передающей антенны 30 дБ.
вид модуляции — частотная с размахом частоты от видеосигнала
26 МГц. Звуковой сигнал телевидения и сигнал радиовещания передают
ся на поднесущих частотах соответственно 7 и 7,5 МГц с девиацией
228
150 кГц. На ЗС системы «Москва» используются параболические антен-
ны диаметром 2,5 м с усилением 37,5 дБ. В приемном устройстве на
входе применяется неохлаждаемый параметрический усилитель с эк-
вивалентной температурой около 80 К [251.
Перейдем теперь к краткому рассмотрению дальнейшего развития
систем НТВ в соответствии с решениями ВАКР-12. Эти решения отно-
сятся к 143 странам (34 в Европе, 52 в Африке и 57 в Азии), которым
выделены частотные каналы на дуге геостационарной орбиты от 37°
з. д. до 170° в. д. и на 160° з. д. Для спутников СССР выделено пять
позиций на геостационарной орбите (23°, 44°, 74°, 110° и 140° в. д.)
и 36 номиналов частот. При таких угловых разносах ИСЗ и использова-
нии двух видов поляризаций обеспечивается одновременная передача
в СССР до 70 различных программ (несколько общесоюзных программ,
программ во всех союзных республиках, в некоторых автономных
республиках и национальных округах).
Согласно ВАКР-12 системы НТВ должны удовлетворять следующим
условиям: диапазон частот 11,7... 12,5 ГГц разбивается на 40 частот-
ных каналов, которые вследствие многократного повторения позволяют
иметь общее число каналов равное 984; расстояние между геостационар-
ными ИСЗ — 6°; точность наведения антенны ИСЗ и точность удержа-
ния ИСЗ на орбите — 0,1°. Плотность потока мощности на границе об-
служиваемого района при индивидуальном приеме — 103 дБВт/м2 за
худший месяц (при коллективном приеме — 111 дБВт/м2). Ширина ос-
новного луча диаграммы направленности антенны на уровне 3 дБ: для
ИСЗ — 0,6°, для земной станции при индивидуальном приеме — 2°
(диаметр антенны около 0,9 м), а при коллективном — менее 1°. Мо-
дуляция — частотная с размахом 12 МГц; спектр ЧМ колебания в слу-
чае разложения на 625 строк — 27 МГц; разнос между соседними кана-
лами — более 4 МГц. В системе должны применяться сигналы диспер-
сии, обеспечивающие снижение плотности потока мощности на 22 дБ.
Подробное рассмотрение сигналов дисперсии приведено в гл 9.
Глава 7. ИОНОСФЕРНЫЕ СИСТЕМЫ
РАДИОСВЯЗИ
Ионосферные системы радиосвязи работают в декаметровом (коротковолно-
вом) диапазоне радиоволн —Z = 100 ... 10 м или f — 3 ... 30 МГц (см.
табл. В1) Распространение декаметровых радиоволн в околоземном пространстве
происходит путем их отражения от ионизированных слоев ионосферы Flt F2,
- с высокой электронной плотностью и от поверхности Земли. При соответствую-
щем выборе рабочих частот и угла возвышения оси главного лепестка диаграммы
направленности передающей антенны декаметровые волны (КВ) могут распрост-
раняться на большие расстояния. Наибольшая протяженность линии радиосвя-
зи с одним отражением от ионосферы (односкачковое распространение) составля-
229
ет 2,5... 3,5 тыс. км На линиях радиосвязи большой протяженности имеют мес-
то два, три и более скачков. Большая величина коэффициента отражения декамет-
ровых волн от поверхности Земли и слоев ионосферы с высокой электронной
плотностью обусловливает малые потери энергии (на десятки децибел меньше по-
терь при передаче на те же расстояния сигналов километровых н гектометровых
радиоволн).
Многолучевое распространение на декаметровых линиях радиосвязи обу-
словлено приходом в точку приема волн, претерпевших различное число отра-
жений от ионосферы. Такая структура поля в сочетании с флуктуациями парамет-
ров ионосферы приводит к тому, что прием декаметровых волн всегда сопровож-
дается замираниями, которые носят частотно-селективный характер. В зависи-
мости от степени возмущения ионосферы (интенсивности приходящих лучей) не-
искаженная полоса передачи декаметрового канала оценивается величинами [26]
AFmax==<00.. 3000 Гц.	(7.1)
При передаче дискретных сигналов в частотно-селективном канале появля-
ются межсимвольные помехи, величина которых зависит от времени запаздыва-
ния лучей. Разница во времени распространения сигнала по различным траек-
ториям (лучам) зависит от вида траектории, длины трассы и состояния ионосфе-
ры и может составлять
^rnax — (1.5... 2,5) мс.	(7.2)
Для обеспечения высокой помехоустойчивости приема длительность дискрет-
ных сигналов должна быть в два раза больше Л/тах, определяемой (7.2), т. е.
Тэ mln ==(3. . . 5) мс.	(7.3)
Из (7.3) следует, что максимальная скорость передачи дискретной информации
по декаметровым радиоканалам не должна превышать
Втах — 1 /Та mln = 200 .. 350 бит с.	(7.4)
Многолучевое распространение декаметровых волн, приводящее к частотно-
селективным замираниям и межсимвольной интерференции, ухудшает прием сиг-
налов и рассматривается как мультипликативная помеха, величина которой оп-
ределяется характеристиками декаметрового канала и совершенно не зависит от
мощности передатчика.
Аддитивные помехи в диапазоне декаметровых волн — это тепловые и пере-
ходные шумы аппаратуры, мешающие электромагнитные излучения, обусловлен-
ные, во-первых, помехами от других радиостанций. В настоящее время количество
радиостанций во всех странах мира в несколько раз превышает возможное коли-
чество каналов в декаметровом диапазоне — Л' = 5400 с полосой А/7' — 5 кГц.
Рис. 7.1. Структурная схема радиосвязи на декаметровых волнах с ретранс-
1яциеи
230
Рис 7.2. Частотный план размещения телефонных каналов в четырехканальной
системе с однополосной модуляцией
В результате этого на одной частоте одновременно приходится работать несколь
ким радиостанциям. Во-вторых, помехи дальних и ближних гроз также оказы-
вают заметное влияние на работу декаметровых радиосвязей. В-третьих, в круп-
ных городах необходимо учитывать действие индустриальных помех, для умень-
шения которых приходится размещать радиоприемные центры за пределами этих
городов.
Основные характеристики декаметровых систем радиосвязи. Создание сис-
тем, обеспечивающих передачу больших объемов информации (радиорелейных,
кабельных, систем с использованием ИСЗ, тропосферных), привело к уменьше-
нию удельного веса декаметровых систем, поскольку пропускная способность и
надежность их оказываются ниже, чем вышеперечисленных. Однако такие спе-
цифические особенности декаметровой радиосвязи, как мобильность средств,
возможность дальней связи с подвижными объектами, оказываются полезными
при организации радиосвязи как для самостоятельного использования, например
связь в малонаселенных районах, связь с другими странами, морская радиосвязь
и другие, так и для частичного резервирования магистральных систем передачи.
Пример организации магистральной декаметровой радиосвязи для двух око-
нечных пунктов А и В и одного ретрансляционного Б показан на рис. 7.1. В каж-
дом пункте имеются: передающий радиоцентр (ПРЦ), на котором размещены ра-
диопередатчики и антенны; радиоприемный центр (ПрРЦ), в состав которого
входят антенны, широкополосные антенные усилители, позволяющие подключать
к одной антенне несколько приемников, радиоприемные устройства; радиобюро
(РБ), где контролируется качество сигналов, производится их регулировка и ком-
мутация источников и получателей информации — междугородной телефонной
станции (МТС), телеграфной (ТА) и фототелеграфной (ФТА) аппаратных При
ретрансляции дискретных сигналов может использоваться их регенерация.
Для организации декаметровых радиосвязей на ПРЦ используются передат-
чики с амплитудной, частотной и однополосной модуляцией. Как следует из рас-
четов энергетики таких радиолиний [26], в зависимости от дальности радиосвязи
и объема передаваемой информации мощность передатчиков изменяется от 20...
... 50 Вт до 80 ... 100 кВт. Передающие антенны имеют коэффициент усиления
Gn = 10 ... 20 дБ.
На ПрРЦ используются антенны с коэффициентом усиления 4 ... 15 дБ.
Чувствительность радиоприемных устройств при отношении сигнал-шум на выхо-
де 20 дБ составляет для приема телефонных сигналов 1 .. 4 мкВ, телеграфных
— 0,1 мкВ.
При однополосной модуляции один передатчик может обеспечить передачу
от одного до четырех телефонных сигналов с полосой 300 ... 3400 Гц (рис. 7.2).
Для улучшения качества приема телефонных сообщений на декаметровых радио-
связях используется прием на разнесенные в пространстве антенны. С этой же
целью применяют устройство, снижающее избыточность телефонного сообщения
вокодер, в передающей части (П) которого с помощью фильтров производится
разделение полосы частот, занимаемой сообщением, на п полос. В каждой из этих
полос осуществляется дискретизация непрерывного сигнала и модуляция (М)
поднесущей частоты с последующим объединением модулированных сигналов в
устройстве объединения (УО) (рис. 7.3).
На приемной стороне сигналы от двух приемников, работающих от разнесен-
ных антенн, поступают на устройство разделения (УР) поднесущих частот. В де-
231
Рис. 7.3. Структурная схема устройства для дискретной передачи телефонных
сигналов
модуляторах (£>) производится демодуляция сигналов поднесущих частот и на
их выходах получаются дискретные сигналы, которые в преобразователях пре-
образуются в аналоговую форму. В приемной части (Пр) вокодера производится
объединение аналоговых сигналов и получается исходное телефонное сообщение.
Улучшение качества передачи телефонных сообщений достигается за счет сниже-
ния их избыточности и возможности регенерации сигналов в пунктах ретранс-
ляции.
Структурная схема фототелеграфной декаметровой радиосвязи приведена
на рис. 7.4. Частотная модуляция осуществляется непосредственно в возбуди-
теле передатчика с максимальной девиацией частоты около 1000 Гц. Поскольку
на высшей частоте фототелеграфного сигнала Fpiir mdx = 1900 ... 2850 Гц индекс
частотной модуляции т 1, то полоса частот, занимаемая таким ЧМ сигналом
в радиоканале, составляет А/ — 2f рчс тЯх = 3800 . 5700 Гц. Прием ЧМ фото-
телеграфных сигналов осуществляется на разнесенные аитеииы с автовыбором
сигнала. Автовыбор (АВ) осуществляется путем сравнения (Ср) параметров сиг-
налов в ветвях разнесения и коммутации выбранного сиганала на амплитудный
модулятор АМ2.
Рис. 7.4. Структурная схема фототелеграфной радиосвязи на декаметровых
волнах
232
Рис. 7 5. Структурная схема системы частотного радиотелеграфирования
Декаметровые радиолинии широко используются и для передачи дискретной
информации. Системы с амплитудной модуляцией используются на радиосвязях
с малым объемом передаваемой информации и скоростями В = 5 ... 35 бит/с.
Широкое распространение на декаметровых линиях получили системы час-
тотного (ЧТ) и двойного частотного (ДЧТ) телеграфирования, структурная схе-
ма которых приведена на рис. 7.5. Для каждого оконечного пункта схема состо-
ит из передатчика с частотной модуляцией, приемников со сдвоенным приемом на
разнесенные антенны, оконечных телеграфных аппаратов (ТА) и синхронных те-
леграфных устройств (СТУ) с временным объединением (мультиплексы). Ско-
рость передачи информации системы ЧТ при использовании одного телеграфного
аппарата В =- 50 бит/с, а двух — четырехкратных мультиплексов В 100 ...
... 200 бит'с.
Частотный разнос между соседними частотами при ЧТ и ДЧТ (рис. 7.6) ра-
вен Af41 = А/дЧТ "= 400 Гц. При скорости передачи Вчт =- 100 бит/с, ВдЧТ =
= 200 бит с индекс частотной модуляции
А/’чт	400
^чг 7	=	= /?гдчт ^’	(7 5)
' в	°О
Приемники сигналов ЧТ и ДЧТ супергетеродинные с частотными демодуля-
торами фильтрового типа (см. рис. 4.36, а) и устройствами формирования теле-
графных сигналов. Полоса пропускания приемника
А/пр = аА/-г РВ.	(7.6)
где А/= 400 Гц — частотный разнос при ЧТ и ДЧТ; В — скорость передачи;
при ЧТ т - 1,3; Р = 0,55; при ДЧТ а = 3,9; р -= 2,7. В случае Вчт =
— 100 бит'с и ВдЧТ — 200 бит/с согласно (7 6)
Д^прЧт ~ 575 Гц, А/Прдцу « 2100 Гц.	(7 7)
Использование больших индексов модуляции (7.5) приводит к тому, что коэффи-
циент спектральной эффективности для систем ЧТ и ДЧТ получается неболь
шнм по сравнению с другими системами (см. табл. 4.1).
В
Тчт---—— = 0,175, удчт=0,1.	(7.8)
Упр
Системы ЧТ и ДЧТ на радиолиниях протяженностью 3 ... 4 тыс. км при
мощности передатчиков 15 ... 20 кВт и сдвоенном приеме обеспечивают вероят-
ность ошибок рош 10—4 не менее чем в 90 .. 95 % времени.
233
Рис. 7.6. Частотный план систем ЧТ и
ДЧТ
Рис. 7.7. Структурная схема аппара
туры объединения сигналов для ра
диосвязи на декаметровых волнах
Для увеличения спектральной эффективности систем с ЧМ (7.8) их делают
многоканальными. Например, одно из таких устройств, рассчитанное на работу
в канале тональной частоты с полосой 300 ... 3400 Гц, обеспечивает скорость пере-
дачи В =- 1200 бит/с, при этом в каждом из 6 каналов, разнесенных на 480 Гц,
обеспечивается скорость Bj = 200 бит/с при девиации частоты 120 Гц. Средняя
частота первого канала — 600 Гц. Для работы в условиях плохого прохождения
радиоволн в аппаратуре предусмотрено уменьшение числа частотных каналов до
трех с увеличением девиации частоты в каждом из каналов до 240 Гц, при этом
скорость передачи в канале тональной частоты В — 600 бит/с. В этом устройст-
ве коэффициент спектральной эффективности достигает у 0,4.
На декаметровых радиосвязях в многоканальных системах наряду с ЧМ ис-
пользуется и фазовая модуляция. Структурная схема передающей части аппара-
туры объединения сигналов приведена на рис. 7.7. Распределитель (Р) произво-
дит разделение входного сигнала со скоростью ВвХ на п параллельных сигналов
со скоростью Bj -= Ввх/п, не превышающей 200 бит/с. Система синхронизации
(СС) обеспечивает синхронную работу распределителя и канальных модуляторов-
(ФМх — ФМП), в которых используется ОФМ или ДОФМ. Синтезатор частот (СЧ)
вырабатывает необходимые для работы модуляторов колебания п поднесущих
частот, которые равномерно размещаются в полосе канала тональной частоты.
После устройства объединения (УО) групповой сигнал проходит через ФНЧ,
подавляющий гармоники поднесущих частот, и подается на модулятор передат-
чика. Иногда перед ФНЧ ставится амплитудный ограничитель, срезающий крат-
ковременные выбросы группового сигнала, что позволяет в 3 ...5 раз повысить
его среднюю мощность без заметного увеличения уровня переходных помех.
На приемной стороне устройства разделения сигналов строятся с расчетом
применения разнесенного приема. Устройства объединения и разделения сигна-
лов используются как в оконечных пунктах, так и в пунктах ретрансляции.
Примером такого устройства являются системы МС-1 и МС-5, которые ис-
пользуют ДОФМ в каждом из 20 каналов со скоростью 2x75 и 2х 120 бит/с,
при этом суммарная скорость В = 3000 ... 4800 бит/с. Сигналы поднесущих час-
тот разнесены на 110 (142) Гц в полосе канала тональной частоты. Система
синхронизации в системе ЛАС-1 работает от специально передаваемого синхросиг-
нала, а в МС-5 синхросигнал получается из информационного сигнала. В демоду-
ляторе осуществляется корреляционный прием по методу сравнения фаз (см.
рис. 4.29, б) с последетекторным интегрированием. Для повышения помехоустой-
чивости приема при наличии межсимвольной интерференции в аппаратуре разде-
ления сигналов вводятся защитные интервалы длительностью 2,1 (1,29) мс
у краев каждого элемента сигнала, при этом время интегрирования равно
9,13 (5,75) мс.
234
Глава 8. ОПТИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ (ОСС)
8.1.	ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ОСС
Оптической диапазон. Электромагнитные колебания оптического
диапазона обладают малой длиной волны в сравнении с радиоволнами,
поэтому для их измерения используются следующие единицы: микро-
метры (1 мкм — 10~6 м), нанометры (1 нм = 10~9 м). В настоящей гла-
ве используются в основном микрометры, при этом частота колебаний
в герцах определяется формулой v — 3- 1014л, где X измеряется в мкм.
Оптическим диапазоном называется участок спектра электромаг-
нитного излучения, соответствующий длинам волн 0,01 ... 100 мкм и
частотам 3 -1012 ... 3 • 1016 Гц. Со стороны более коротких волн он при-
мыкает к рентгеновскому диапазону, а со стороны более длинных —
к радиодиапазону. Часто оптический диапазон делят на три поддиапа-
зона: ультрафиолетовые волны 0,01 ... 0,38 мкм, видимые волны
0,38 ... 0,74 мкм и инфракрасные волны 0,74 ... 100 мкм.
Считается, что для целей связи перспективны волны длиной 0,3 ...
...30 мкм. Однако в настоящее время используется ничтожная доля
оптического диапазона, соответствующая узким полосам в основном
вблизи следующих длин волн: 0,53 мкм, 0,63 мкм, 0,8 ... 0,9 мкм,
1,06 мкм, 1,3 ... 1,5 мкм и 10,6 мкм. Объясняется это, во-первых,
высокими техническими параметрами (мощностью излучения, КПД,
полосой частот модуляции, сроком службы и др.) источников света
(лазеров, светодиодов), а во-вторых—наличием соответствующих полос
пропускания («окон прозрачности») у используемых сред, в которых
распространяется оптическое излучение (атмосфера, кварцевое стекло
и др.). Этот вопрос далее будет освещен более подробно.
Достоинства и недостатки оптического диапазона с точки зрения
связи. В оптическом диапазоне принципиально возможно создание
ОСС с громадной пропускной способностью, что обусловлено чрезвы-
чайно высокой частотой оптической несущей. Так, на волне 1 мкм от-
носительной полосе частот всего в 1 % соответствует полоса передава-
емых частот 3-10 12 Гц, равная полосе частот всего радиодиапазона,
начинающегося с длины волны 0,1 мм. Практическая реализация этой
возможности связана с созданием соответствующих устройств модуля-
ции и демодуляции света. В настоящее время достигнута полоса около
Ю9 Гц.
Другим важным достоинством является возможность создания ма-
логабаритных оптических антенн с огромным коэффициентом усиле-
ния. Это объясняется тем, что в случае когерентного излучения коэффи-
циент усиления обратно пропорционален квадрату длины волны. По-
этому оптическая антенна с апертурой диаметром всего 10 см на волне
мкм позволяет достичь коэффициента усиления около 107 дБ. Для
получения такого усиления в радиодиапазоне на волне 3 см потребо-
валась бы антенна диаметром около 3 км. Это достоинство оптического
235
диапазона играет первостепенную роль при связи в космическом про-
странстве на большие расстояния.
В оптическом диапазоне принципиально возможно осуществить
передачу сигналов в полосе частот до нескольких гигагерц по воло-
конным световодам без промежуточной ретрансляции на расстояние до
нескольких сотен километров.
В оптическом диапазоне гораздо проще, чем в радиодиапазоне, ре-
шается проблема электромагнитной совместимости средств передачи
информации ввиду острой направленности оптических антенн, слабой
«заселенности» диапазона и большей его ширины.
Существенным достоинством является также возможность миниа-
тюризации всех элементов ОСС, включая антенны.
Наряду с этим ОСС свойственны серьезные недостатки. Так, отме-
ченная выше возможность реализации большого усиления антенн при-
водит к серьезной проблеме их наведения на корреспондента и сопро-
вождения в процессе связи, что обусловленно чрезвычайно малой ши-
риной диаграммы направленности (при диаметре апертуры 10 см и дли-
не волны 1 мкм она может иметь значение около 3", при этом точность
наведения и сопровождения должна быть не хуже 1"). В случае движу-
щихся объектов, как, например, при связи в космическом пространстве,
обеспечение требуемой точности вызывает значительные трудности.
В настоящее время достигнуты точности порядка 3 ... 5”.
Другая проблема, с которой сталкиваются при связи в оптическом
диапазоне,— обеспечение высокой надежности на линиях, трассы ко-
торых частично или полностью проходят в атмосфере Земли ввиду силь-
ного роста потерь света за счет осадков и загрязнений атмосферы.Так,
например, в густом тумане погонное затухание может достичь 100 дБ/
км. Фактически этот фактор существенно ограничивает использова-
ние ОСС для связи в атмосфере и связь с космическими объектами че-
рез атмосферу.
Серьезным недостатком является трудность практической реализа-
ции гетеродинного приема в оптике, обусловленная сильной чувстви-
тельностью к флуктуациям направления прихода сигнальной световой
волны и нарушениям ее пространственной когерентности за счет слу-
чайных неоднородностей среды (см. § 8.5). По этим причинам указанный
вид приема в настоящее время почти не применяется. В радиодиапазо-
не положение обратное, применяется почти исключительно гетеродин-
ный прием.
Наконец, необходимо отметить, что серьезные трудности вызывает
реализация в оптике фазовых методов передачи ввиду недостаточной
узкополосности и частотной стабильности используемого оптического
излучения
Классификация ОСС. Оптическая связь, как, впрочем, и радио-
связь, может быть разделена на наземную, космическую и наземно-
космическую. Под наземной понимается связь между пунктами, рас-
положенными на поверхности Земли. Наземно-космическая связь —
— это связь между пунктами, расположенными на Земле и в космиче-
236
ском пространстве, т. е. между земной станцией и космическим лета-
тельным аппаратом (спутником, кораблем, станцией). Космическая
оптическая связь осуществляется между пунктами, расположенными в
космическом пространстве. Она может осуществляться между ИСЗ,
космическими кораблями, станциями и т. п.
Наземная связь может осуществляться с помощью ОСС следующих
типов: атмосферные ОСС (рис. 8.1, а), световодные ОСС (рис. 8.1, б)
и спутниковые ОСС (рис. 8.1, в). Первый тип ОСС характерен тем, что
средой распространения света является атмосфера. Эти системы не по-
лучили широкого распространения ввиду сильной подверженности
связи действию атмосферных осадков и загрязнений. Они используются
обычно для подвижной служебной одноканальной телефонной связи на
Рис 8 1 Типы оптических систем связи
^рг»яо™<лг?>ерНаЯ’ ® — световодная, в — спутниковая, г — наземно космическая, д — косм и
кпгмииор;11” ~ оконечный пункт, ПП — промежуточный пункт, ЗС — земная станция, КЛА—
космическни летательный аппарат
237
небольшие расстояния (0,1 ... 1 км) на крупных стройках, горных вы-
работках и т. п.
Всветоводных ОСС средой распространения света явля-
ется «закрытая среда» направляющей системы — световода, не подвер-
женная действию атмосферных осадков. В лучеводных ОСС направля-
ющей системой является обычно металлическая труба диаметром 50 ...
...70 мм, содержащая линзовые корректоры, расположенные друг от
друга на расстоянии 50 ... 100 м, равном удвоенному фокусному рассто-
янию линз. С помощью линз расходящийся световой пучок периодиче-
ски фокусируется, не успевая достичь стенки несущей трубы и пре-
терпевая благодаря этому достаточно малое ослабление. Несмотря на
ряд важных достоинств (малые погонные потери, отсутствие диспер-
сионных искажений передаваемых сигналов, защищенность от влия-
ния осадков и др.) лучеводные ОСС не получили распространения
ввиду трудностей прокладки лучевода и поддержания нормальных ус-
ловий передачи света. С течением времени за счет смещений грунта лу-
чевод деформируется, что вызывает необходимость использования
сложных устройств автоматической юстировки всей оптической систе-
мы. В связи с этим в настоящее время основным типом световодных
ОСС являются волоконно-оптические, в которых в качестве направля-
ющей системы используется волоконно-оптический световод, представ-
ляющий собой обычно тонкую нить кварцевого стекла диаметром около
0,1 мм. (При передаче на очень небольшие расстояния до 100 ...
.. 200 м могут применяться и полимерные волокна, но такие системы
специального назначения в дальнейшем рассматривать не будем.)
Таким образом, в волоконных ОСС средой распространения света яв-
ляется кварцевое стекло.
Свет распространяется в центральной части волоконного световода
— сердечнике, практически не достигая его стенки, с малым погонным
затуханием (0,2 ... 10 дБ'км). Волоконные ОСС свободны от недостат-
ков лучеводных ОСС, но обладают тем недостатком по сравнению с ни-
ми, что в них наблюдаются сильные дисперсионные искажения переда-
ваемых сигналов, ограничивающие пропускную способность Главный
недостаток по сравнению с коаксиально-кабельными системами — не-
возможность энергоснабжения промежуточных пунктов линии через
волокно, являющееся диэлектриком. Несмотря на эти недостатки, во-
локонные ОСС интенсивно развиваются.
В спутниковых ОСС, обеспечивающих наземную связь
(рис 8.1, в), ив наземно-космических ОСС (рис. 8.1, г) распространение
света происходит частично в атмосфере Земли, что существенно снижа-
ет надежность связи между ЗС и космическим летательным аппаратом
(КЛА) Поэтому системы этого типа не получили пока распространения
Для уменьшения влияния атмосферы предполагается в дальнейшем раз-
мещать земные станции высоко в горах, выше уровня облачности, что
сопряжено с трудностями эксплуатации таких станций.
В космических ОСС (рис. 8.1, д) свет распространяется
как в свободном пространстве, что позволяет достичь чрезвычайно вы-
238
ого качества передачи. ОСС этого типа интенсивно развиваются и
весьма перспективны благодаря громадному энергетическому выигры-
шу оптических антенн и компактности оборудования. Главная труд-
ность на пути развития этих систем — обеспечение чрезвычайно высо-
кой точности ориентирования оптических антенн (единицы угловых
СеКОбобщенные структурные схемы ОСС. Ввиду того, что оптические и
радиоволны значительно отличаются по длине (на три — шесть поряд-
ков), существенно отличаются физические принципы реализации и па-
раметры основных элементов систем связи: антенн, передатчиков, и
приемников. Вместе с тем общие принципы построения систем переда-
чи остаются практически без изменения.
Все типы ОСС, рассмотренные выше, можно разделить на две груп-
пы: ОСС без ретрансляции сигналов и с ретрансляцией. Ретрансляция
широко используется в настоящее время только в световодных ОСС.
Однако принцип ретрансляции лежит в основе действия спутниковых
ОСС и может применяться в космических и наземно-космических ОСС.
Все указанные типы ОСС, кроме спутниковых, могут работать и без
ретрансляции, ретрансляция всегда служит средством увеличения
дальности связи.
Обобщенные структурные схемы ОСС представлены на рис. 8.2.
Изображенные на нем ОСС состоят из оптического передатчика (ОП).
на вход которого подается электрический сигнал от источника инфор-
мации (ИИ), оптических антенн (ОА) с устройством наведения и сопро-
вождения (УНА), оптического приемника (ОПр), с выхода которого
электрический сигнал подается на вход получателя информации (ПИ),
и среды распространения оптического излучения (СР). В случае сис-
тем с ретрансляцией (рис. 8.2, б) добавляется устройство восстановле-
ния сигналов (УВС) по уровню либо по уровню и форме.
Рис. 8.2 Обобщенные структурные схемы оптических систем связи без ретранс-
тяпин сшналов (и) и с ретрансляцией (б)	/
239
Уравнения оптической связи. Для достижения заданного качест-
ва связи следует выполнить два требования: обеспечить необходимое
превышение мощности сигнала над уровнем флуктуационного шума
в оптическом приемнике и обеспечить допустимую степень искажений
сигнала, возникающих при передаче через среду распространения
света. Учет искажений особенно важен в случае волоконных ОСС.
Первое требование выполняется путем надлежащего выбора энер-
гетических параметров аппаратуры ОСС: мощности передатчика, уси-
ления антенн, чувствительности приемника с учетом заданной протя-
женности и пропускной способности линий связи. Этот выбор может
быть осуществлен на основе общего энергетического соотношения. Для
его получения примем, что требуемое качество связи при учете только
флуктуационных шумов обеспечивается, если Рар > Рд, где Рар —
мощность оптического сигнала на входе приемника, а Ря — мини-
мально допустимая мощность на входе приемника, определяемая шу-
мами (внешними и внутренними), полосой пропускания, зависящей от
требуемой пропускной способности, и заданным качеством связи,
которое может быть выражено отношением сигнала к шуму при анало-
говой передаче или вероятностью ошибки при цифровой (определение
величины будет более подробно рассмотрено в § 8.7).
Величина Рар может быть выражена через мощность передатчика
Рп, потери света в оптических системах передатчика и приемника Рос и
полные потери света при передаче через среду распространения
Рср следующим образом: Р11р = Рп/(Лос Рср)- Следовательно, выражая
все величины в децибелах, получим общее энергетическое соотноше-
ние
Pn-Loc-Lcp-bPa>0.	(8.1)
Условие (8.1) определяет первое уравнение оптической связи.
Величина Рос в случае ОСС с открытой средой распространения,
в которых используются оптические антенны (атмосферные, космиче-
ские ОСС и др.), определяется преимущественно отражением света от
поверхностей оптических элементов (линз, пластин, клиньев и т. п.),
располагаемых между выходом передатчика и передающей оптической
антенной, а также между приемной оптической антенной и входом при-
емника. При этом значение Рос обычно не превышает 10 дБ. В случае
же световодных ОСС можно принять в качестве Рос потери света, воз-
никающие при вводе излучения в световод и выводе из световода с учетом
согласующих элементов, если таковые используются.
В ОСС с открытой средой распространения величина Рср определя-
ется ослаблением света в свободном пространстве, потерями в матери-
альной среде за счет поглощения и рассеяния света, ослаблением за
счет интерференционных замираний и усилением оптических антенн.
В световодных ОСС Рср определяется только потерями света при
распространении вдоль световода и потерями на разъемных и неразъ-
емных соединениях (§ 8.2).
240
Рис 8 3 К пояснению межсимвольной интерференции, возникающей за счет
дисперсии фазовой скорости в световоде
— длительность импульсов на входе, Твых. — длительность импульсов на выводе, Ь—
время запаздывания импульсов, Гт—тактовый интервал, Дт — удлинение импульсов за счет
дисперсии
Величина £, р зависит -от расстояния между пунктом приема и пере-
дачи, остальные же величины в формуле (8.1) от расстояния не зависят.
Для выполнения второго требования необходимо учитывать иска-
жения сигналов, возникающие в процессе передачи. При передаче в
свободном пространстве искажения отсутствуют.
Если средой распространения является атмосфера, то искажения
возникают главным образом за счет случайных неоднородностей, при-
водящих к многолучевому распространению света, что сопровождает-
ся удлинением передаваемых импульсов (аналогичный эффект наблюда-
ется на тропосферных РРЛ). Поэтому в случае атмосферных ОСС, обла-
дающих малой пропускной способностью и надежностью, эти искаже-
ния не учитывают.
Следовательно, для атмосферных и космических ОСС соотношение
(8.1) является не только необходимым, но и достаточным условием обес-
печения связи с заданным качеством.
Иначе обстоит дело в случае волоконных ОСС, где наблюдается зна-
чительное удлинение импульсов и уменьшение крутизны фронтов в
процессе передачи за счет дисперсии фазовой скорости.
При цифровой передаче это сопровождается межсимвольной интер-
ференцией (рис. 8.3), повышающей вероятность ошибки. Для обеспе-
чения требуемого качества связи необходимо, чтобы полное удлинение
импульсов Дт не превышало максимально допустимого значения
Дтд, т. е. Дт < Дтд. Так как Ат « 6т-Р, где 6т — погонное удлинение
импульсов, a R—протяженность световода между пунктами приема
и передачи, то имеем соотношение
Дтд—6т-Р>0,	(8.2)
которое определяет второе уравнение оптической связи.
Таким образом, волоконные ОСС должны одновременно удовлетво-
рять двум соотношениям (8.1) и (8.2).
241
8.2.	ОСОБЕННОСТИ РАСПРОСТРАНЕНИЯ СВЕТА
Распространение света в космическом пространстве. Космическое
пространство с точки зрения распространения света можно рассмат-
ривать как свободное пространство, поэтому полные потери мощности
в децибелах при распространении света на расстояние /? равны
—Gn—Gnp = 20 lg/^)-G„—GHp,	(8.3)
где X — длина волны света, Gn и Gnp — коэффициенты усиления пере-
дающей и приемной антенн, Lo — потери в свободном пространстве в
случае ненаправленных антенн.
Свет распространяется прямолинейно, поляризация не меняется.
Распространение в атмосфере. Наблюдаются следующие эффекты:
затухание света за счет поглощения и рассеяния, флуктуации уров-
ня сигнала, направления распространения и поляризации в месте при-
ема за счет неоднородности и нестационарности реальной атмосферы и
пр.
С точки зрения оптической связи наиболее важной характеристикой
являются потери света за счет поглощения и рассеяния. Поглощение
обусловлено в основном водяным паром, углекислым газом и озоном,
а рассеяние—аэрозолями (взвешенными частицами) и неоднородностя-
ми.
Ввиду резонансного характера молекулярного поглощения потери
сильно зависят от длины волны. Это хорошо видно на рис. 8.4, где
изображены зависимости коэффициентов передачи атмосферы, обуслов-
ленные поглощением (Та-п) и рассеянием (Та.р); полный коэффициент
передачи Та — ТяиТЯ}). Римскими цифрами показаны так называемые
окна прозрачности атмосферы, т. е. диапазоны длин волн, пригодные
для оптической связи. Рабочая длина волны оптического передатчика
должна не только соответствовать одному из окон прозрачности, но,
кроме того, максимуму одной из линий тонкой структуры, не показан-
ной на рисунке. Последнее обеспечивается точной настройкой лазера.
С учетом (8.3) потери света, выраженные в дБ, на трассе протяжен-
ностью /?, км, полностью проходящей в атмосфере, выраженные в дБ,
равны
ЬСР -=Ь0—Gn - Gnp+allp/?,	(8.4)
где ап.р — погонные потери за счет поглощения и рассеяния в дБ/км,
зависящие от климатической зоны, характера трассы, метеорологи-
ческих условий и др. Для их определения используются эксперимен-
тальные данные и эмпирические формулы [271.
Хорошее представление о возможных значениях величины а„, р
дают ее зависимости от метеорологической дальности видимости
представленные на рис. 8.5. Под /?м понимается расстояние, на кото-
ром теряется визуальная видимость абсолютно черной поверхности,
242
Рис 8.4. Зависимость коэффициентов пере-
дачи атмосферы от длины волны света-
Га п - коэффициент передачи, учитывающий пог-
лощение, Та.р — коэффициент передачи, учнтыва-
ющий рассеяние
имеющей угловые размеры не менее
5,2 мрад (0,3°), проектирующейся на
фон неба у горизонта.
Распространение по волоконно-
оптическим световодам. Оптические
волокна, используемые для целей
дальней связи (рис. 8.6), имеют круг-
лое поперечное сечение диаметром
0,1 ...0,2 мм и изготавливаются из
Рис. 8 5. Зависимость погонных
потерь в атмосфере от метеоро-
логической дальности видимости:
i - длина волны света 0.63 мкм, 2 -
0.91 мкм, J 1,06 мкм. 4 — 10.6 мкм
кварцевого стекла (окиси кремния) с добавлением некоторых окислов
(чаще окиси германия) с целью небольшого изменения коэффициента
преломления, равного примерно 1,5.
Волокно состоит, как отмечалось раньше, из светонесущей части -
сердечника и защитной оболочки. Коэффициент преломления оболочки
(и2) несколько меньше, чем у сердечника (Hj). Оболочка выполняет ряд
функций: защищает поверхность сердечника от повреждений, повышает
прочность волокна и обеспечивает достаточно малое изменение коэффи-
циента преломления при переходе границы сердечника, что необходи-
мо для снижения рассматриваемых ниже дисперсионных искажений.
В сущности, волокна являются диэлектрическими оптическими вол-
новодами. Поэтому в них, как и в металлических радиоволноводах,
могут распространяться только собственные волны с вполне опреде-
ленной структурой, характеризуемой распределением электрического
и магнитного поля по поперечному сечению волокна. Эти волны при-
нято называть модами волновода. В регулярном цилиндри-
ческом волокне могут возбуждаться как симметричные моды типов
Нот Е|)т, т 1,2,3, ..., так и несимметричные гибридные моды НЕ„„,
и ЕН„„,, п, щ 1,2,3, ... Низшим типом, соответствующим макси-
мальной длине волны, является волна НЕн. Число распространяю-
щихся по волокну мод определяется в основном отношением диаметра
243
светонесущей части волокна (сердечника) к длине волны, а также ха-
рактером поперечного распределения коэффициента преломления,
так называемым «профилем коэффициента преломлениям (см. рис. 8.6).
Число распространяющихся мод стремятся по возможности умень-
шить с целью снижения дисперсионных искажений. Это требует умень-
шения диаметра сердечника dc и разности коэффициентов преломления
сердечника и оболочки Д/г =	— п2. Однако по технологическим при-
чинам в серийно выпускаемых волокнах для дальней связи обычно dc —
= 20 ... 60 мкм, Дп = 0,01 ... 0,03, причем К = 0,8. ... 1,5 мкм. При
этом число распространяющихся мод составляет десятки и даже сот-
ни. В связи с этим такие световоды называются многомодовыми
(рис. 8.6, а, б).
Наилучшими характеристиками обладают волокна, в которых мо-
жет распространяться только одна мода низшего типа НЕП, такие све-
товоды называются одномодовыми (рис. 8.6, в, г). Чтобы этого
добиться, используют сердечник малого диаметра di: = 1,5 ... 8 мкм и
чрезвычайно малую разность Д/г =0,001 ... 0,003. Если использовать
большие значения Дп, то уменьшится требуемый диаметр сердечника.
Эти световоды обладают наименьшей дисперсией.
Рис. 8.6. Волоконные световоды:
а — многомодовый со ступенчатым профилем коэффициента преломления, б — многомодовый
градиентный, в - одномодовый со ступенчатым профилем, г одномодовый градиентный
244
p„r 8 7 Зависимость погонных потерь в одномо-
Говом кварцевом волокне от длины волны света:
полные потери, 2 - потери за счет рэлеевского рас-
сеТния З -потери за счет инфракрасного поглощения
Естественно, что одномодовые волокна требуют более тонкой тех-
нологии. Кроме того, в них сложнее ввести излучение, возникают очень
большие потери света. Все это сдерживает их практическое применение.
Важнейшим параметром волоконного световода является коэффи-
циент погонных потерь ав. вызванных поглощением и рассеянием света.
На рис. 8.7 представлена зависимость погонных потерь в кварце-
вом одномодовом волокне от длины волны. Она показывает, что потери
в диапазоне 0,7 ... 1,8 мкм лежат в пределах 0,2 ... 10 дБ/км и сильно
зависят от выбранной длины волны. Имеется три окна прозрачности:
1,05... 1,2 мкм; 1,3 мкм; 1,5 ... 1,65 мкм, а на волнах 0,95; 1,24; 1,39 мкм
наблюдаются максимумы поглощения гидроксильной примеси.
Полные потери при передаче по волоконному световоду протяжен-
ностью R км определяются по формуле
Л ср ~	н.с ^-н.с "7 Л/р.с 7-р.с,	(^-5)
где Л'н-с, Np.c — число неразъемных и разъемных соединений волок-
на на длине R; Lv.c — потери в одном неразъемном и одном разъ-
емном соединении соответственно дБ.
Средние потери в одном неразъемном соединении многомодовых во-
локон составляют около 0,2 дБ, а в случае одномодовых около 0,1 дБ.
Потери в разъемных соединениях примерно в два раза выше, чем в не-
разъемных. Другим важным параметром волоконного световода явля-
ется погонное удлинение передаваемых импульсов бт, обусловленное
действием межмодовой, волноводной и материальной дисперсии. Меж-
модовая дисперсия определяется зависимостью времени группового за-
паздывания сигналов от номера и типа моды.
Волноводная дисперсия обусловлена зависимостью группового вре-
мени запаздывания сигналов от частоты для одной и той же моды. Про-
является она вследствие того, что реальные источники света излучают
в некоторой полосе частот.
Материальная дисперсия определяется зависимостью группового
времени запаздывания сигналов в материале световода от частоты.
Полное погонное удлинение импульсов определяется формулой
- ((6тмм)2 + (5тв + StJ2)1 /2,	(8 6)
где 5тмм — удлинение за счет межмодовой дисперсии, бтв — за счет
волноводной и 6тм — за счет материальной дисперсии.
245
В случае многомодовых световодов со ступенчатым профилем коэф-
фициента преломления определяющее значение имеет межмодовая дис-
персия, в случае же градиентных — все компоненты сравнимы по вели-
чине. В одномодовых световодах проявляются только волноводная и ма-
териальная дисперсии. Поскольку они складываются алгебраически и
могут иметь противоположные знаки, принципиально возможна их
полная компенсация, т. е. 6т =- 6tb-i 6тч - 0. В чистом плавлен-
ном кварце 6т, близкое к нулю, имеет место на волне 1,27 мкм. У серий-
но выпускаемых в настоящее время многомодовых волоконных светово-
дов аа = 2 ... 10 дБ,'км, а 6т — 0,2 ...20 нс/км, причем нижняя гра-
ница (0,2 .. 1,0 нс/км) соответствует градиентным волокнам.
8.3.	ОПТИЧЕСКИЕ АНТЕННЫ (ОА)
Классификация и принципы построения ОА. В ОСС могут приме-
няться как совмещенные приемопередающие ОА, так и независимые
антенны для приема и передачи, имеющие разные параметры, конструк-
цию и принадлежащие к разным типам ОА.
Основными типами ОА являются: линзовые и зеркальные. Зеркаль-
но-линзовые системы не получили широкого распространения в ОСС
ввиду сложности конструкции. Линзовые антенны используются чаще
всего как передающие либо приемопередающие при связи на неболь-
шие расстояния. При этом они имеют апертуру не более 10 см. В соче-
тании с передающей линзовой антенной может использоваться прием-
ная зеркальная антенна с большой апертурой.
При связи на большие расстояния используются, как правило, зер-
кальные антенны с апертурой свыше 20 см.
Все ОА можно подразделить на два класса: коллимирующие («афо-
кальные») и фокусирующие («фокальные»). Коллимирующие преобра-
зуют параллельный пучок лучей света тоже в параллельный, но дру-
гого сечения, а фокусирующие — параллельный в сходящийся пучок
света (в режиме приема) и расходящийся в параллельный (в режиме
передачи) Отличие этих двух классов ОА имеет значение только с точ-
ки зрения сопряжения с передающей и приемной аппаратурой.
Линзовые ОА строятся на основе оптических систем, изображенных
на рис. 8.8.
Наиболее простой является однокомпонентная система (рис. 8.8, а),
но непосредственно она может использоваться только в качестве при-
емной ОА; при работе с лазером, создающим всегда параллельный пу-
чок лучей, требуется дополнительная линза. Поэтому наиболее упо-
требительными являются двух компонентные системы Кеплера
(рис. 8.8, б) и Галилея (рис. 8.8, в), причем система Галилея имеет мень-
ший осевой размер и меньшие искажения светового поля (аберрации).
Трехкомпонентная система (рис. 8.8, г) используется в тех случаях,
когда требуется менять расходимость луча при связи с подвижными объ-
ектами на малых расстояниях, что осуществляется осевым перемеще-
нием средней линзы 128].
246
Рис 8 8 Линзовые системы оптических антенн
Для уменьшения потерь света за счет отражения от поверхностей
линз их покрывают тонкой пленкой с другим коэффициентом прелом-
ления («просветляют»). Для уменьшения же аберраций и осевых раз-
меров при той же апертуре вместо одиночных линз применяют специ-
ально подобранные пары склеенных оптическим клеем линз («склейки»)
Склеивают выпуклые и вогнутые линзы, у которых знак аберраций об-
ратный, что приводит к их взаимной компенсации. Линзы размещаются
внутри металлической трубы, в которой устанавливается также так
называемая полевая диафрагма, ограничивающая поле зрения системы.
Упрощенная конструкция такой ОА изображена на рис. 8.9, а.
Зеркальные ОА строятся на основе оптических систем, изображен-
ных на рис. 8.10. Они отличаются числом используемых зеркал и фор-
мой отражающих поверхностей. Наибольшее распространение получи-
ли системы кассегрейновского типа (рис. 8.10, в — ё) ввиду удобства
конструкции и хороших характеристик, причем наиболее употреби-
тельны- классическая фокусирующая система Кассегрейна, система
Грегори, а также коллимирующая система Мерсена. Перспективной
считается фокусирующая система Боттема — Вудруффа, позволяющая
осуществлять наведение антенны в некоторых пределах поворотом вто-
ричного зеркала Г32 относительно центра (точки С) Все эти системы
построены по единому принципу: они содержат первичное (главное)
зеркало большого диаметра (на практике обычно 20 ... 50 см), опреде-
ляющее размер апертуры антенны, и вторичное зеркало, диаметр ко-
торого обычно составляет 0,2 ... 0,35 от диаметра первичного. Форма
зеркал, их размеры и положение выбираются таким образом, чтобы
получить минимум аберраций. Все они содержат асферические зеркала,
которые достаточно сложны в изготовлении. Поэтому, когда оптиче-
ская связь осуществляется на сравнительно небольшие расстояния
247
Рис. 8.9. Упрощенные конструкции линзовой (а) и зеркальной (б) оптических
антенн:
А —апертура, ОБ — объектив, ОК —окуляр, ПД — полевая диафрагма, НТ — несущая тру-
ба, ПП — просветляющая пленка, 3i—первичное зеркало, Зз — вторичное зеркало, ДЗ —
Рис. 8.10. Зеркальные системы оптических
антенн:
ПЗ — параболическое зеркало, ГЗ — гиперболиче-
ское зеркало. ПЛЗ — плоское зеркало, ЭЗ — эл-
липтическое зеркало. СЗ — сферическое зеркало,
Ф — точка фокусировки лучей
248
(в атмосфере или космосе) и не требуется очень большой коэффициент
усиления, то применяют систему кассегрейновского типа, первичное
зеркало которой делают сферическим с большим радиусом кривизны,
а вторичное — сферическим или плоским (рис. 8.10, ж). Размер апер-
туры при этом обычно не превышает 10 ... 15 см. Из теории антенн
хорошо известно, что при выполнении указанных выше условий
сферическое зеркало дает малые аберрации.
Пример простейшей конструкции двухзеркальной ОА дан на
рис. 8.9, б. Основу конструкции составляет в данном случае металли-
ческая труба, внутри которой закрепляются оба зеркала: первичное
и вторичное. Зеркала выполняются из стекла или металла с покрытием.
На стекло напыляется слой алюминия, серебра, золота или иного
материала. Металлические зеркала могут быть изготовлены, напри-
мер, из бериллия с никелевым покрытием.
Линзовые и зеркальные антенны обладают определенными достоин-
ствами и недостатками, которые учитываются при выборе типа антенны.
При больших апертурах (свыше 10 см), что соответствует большим
коэффициентам усиления, зеркальные ОА значительно легче линзовых и
имеют меньший осевой размер. Кроме того, они, в отличие от линзовых,
свободны от хроматической аберрации — фазовых искажений, возни-
кающих при переходе на другую длину волны света. Это позволяет ис-
пользовать зеркальные ОА при работе на нескольких сильно отличаю-
щихся волнах. Зеркальные ОА менее чувствительны к температурным
воздействиям и не требуют использования специальных материалов
при работе в инфракрасном диапазоне. Дело в том, что в инфракрасном
диапазоне обычные стекла, из которых изготавливаются линзы, про-
зрачны только до волны 2,7 мкм. На более длинных волнах использу-
ются: плавленный кварц (до 4,5 мкм), кремний (до 15 мкм), германий
(до 40 мкм) и некоторые другие материалы.
В свою очередь линзовые антенны обладают значительно более
широким угловым полем зрения (десятки градусов у линзовых и еди-
ницы у зеркальных ОА), что существенно упрощает и ускоряет процесс
наведения (нацеливания) оптических антенн. Это преимущество, в
частности, позволяет успешно использовать линзовые системы в каче-
стве оптических визиров при ручном наведении ОА. По сравнению
с зеркальными ОА, в которых используются асферические поверхности,
линзовые более просты в изготовлении. Недостатком зеркальных ан-
тенн является также то, что в режиме приема к краям поля зрения
уменьшается чувствительность за счет срезания боковых пучков света
(за счет явления виньетирования). Кроме того, в двухзеркальных сис-
темах за счет затеняющего действия вторичного зеркала потери света
достигают 10 ... 15 %.
Связь оптических антенн с источниками и детекторами света. В оп-
тическом диапазоне, в отличие от радио, для обеспечения связи антен-
ны с передатчиком или приемником направляющие системы, такие, на-
пример, как волноводы, не требуются в силу естественной направлен-
ности световых пучков. Достаточным является использование зеркал
249
для изменения направления световых пучков и согласующих линз.
Если антенна приемопередающая, то разделение оптических трак-
тов приема и передачи осуществляется обычно с помощью полупрозрач-
ных зеркал
Основные схемы связи передающих ОА с лазерами изображены на
рис 8.11, а Связь приемных антенн с фотодетекторами приемников
показана на рис 8 11, б, в На рис 8 11, г изображена типичная схема
соединения приемопередающей антенны с лазером и фотодетектором,
на входе которого включен оптический фильтр ОФ
Основные параметры оптических антенн. Основными параметрами
ОА, важными с точки зрения оптической связи, являются коэффици-
ент усиления (G), угол поля зрения (2w) и ширина диаграммы направ-
пенности (20), определяемая на нулевом уровне
Коэффициенты усиления приемной и передающей ОА входят в (8.1),
определяя дальность связи с помощью аппаратуры с фиксированными
энергетическими параметрами либо требования к аппаратуре при за-
данной дальности Поэтому смысл этого параметра такой же, как и в
случае радиоантенн, а определяется он известной из области радиоан-
тенн формулой
G	К|1	кик„,	(8 7)
л2	\ л /
где Sa и а — площадь и радиус апергуры антенны, /с„ — коэффициент
Рис 8 11 Схемы связи оптических антенн с озерами и фоюдеикюрами при
емников
а передающие антенны о в приемные антенны г ириемопере дающая антенна
ОА оптическая антенна Л — ла^ер СЛ - со1ласующая линза, ФД фотодетектор ПИЗ—
поте прозрачное щркато 3 зеркало ОФ оптический фильтр
250
использования площади апертуры, ки — коэффициент потерь (КПД ан
тенны)	_ .
В случае передающих ОА величина к„ определяется отличием рас
пределения поля по апертуре от равномерного в силу примерно гаус-
сового закона распределения по сечению пучка, создаваемого лазером,
а также затенением части апертуры вторичным зеркалом и элементами
его крепления, если антенна двухзеркальная. При учете только экра-
нирующего действия вторичного зеркала кн 1 — (Ь а)2, где b --
радиус вторичного зеркала.
Коэффициент потерь кп у зеркальных антенн близок к единице
(ких 1), а в случае линзовых может быть много меньше единицы за
счет потерь света на отражение от поверхностей линз и поглощения в
материале Зато в линзовых ОА отсутствует экранирование апертуры
При нанесении просветляющих покрытий потери в линзовых антеннах
существенно снижаются, в особенности в инфракрасном диапазоне,
где используются материалы с большим коэффициентом преломления
Для хорошо просветленных линзовых, а также зеркальных передаю-
щих ОА к «„к,,	0,4 .. 0,7.
Приведенные соображения справедливы и в случае приемных ОА,
с той лишь разницей, что распределение поля по апертуре всегда яв-
ляется равномерным (не считая случая сильных неоднородностей сре-
ды распространения света).
Параметр — угол поля зрения антенны характерен для ОА и в слу
чае радиоантенн обычно не используется. Термин заимствован из оп-
тики приборов, строящих изображение (телескопов, фотоаппаратов и
т п.)
В технике оптических систем связи под величиной 2w целесообраз
но понимать угол раствора конуса, в пределах которого реализуется но-
минальный коэффициент усиления антенны, определяемый по формуле
(8 7). В случае антенн фокусирующего типа это соответствует тому, что
антенна формирует в фокальной плоскости пятно света минимальных
размеров только для тех удаленных источников излучения, угол кото-
рых по отношению к ее оси не превышает w. При больших углах пятно
расплывается за счет роста аберраций, соответственно увеличивается
минимальное для данной антенны значение 20пр и падает коэффициент
усиления
Параметр 2 w определяет возможности поиска при установлении
связи между удаленными станциями ОСС, так как в пределах конуса
с раствором 2 w поиск возможен без каких-либо регулировок в самой
антенне (см. § 8.6)
Ширина диаграммы направленности ОА имеет тот же смысл, что и в
случае радиоантенн. Спецификой ОА является лишь то, что в режиме
приема величина 20 пр существенно зависит не только от параметров
антенны как таковой, но также и способа приема оптических сигналов
и размеров рабочей площади фотодетектора, в связи с тем что эти раз-
меры могут значительно превосходить длину волны света.
25!
В случае идеальной передающей ОА с размером апертуры 2а ширина
диаграммы определяется формулой
20и = 1,22^/а.	‘	(8.8)
Она соответствует равномерному распределению поля по сечению луча
лазера и отсутствию экранирования апертуры. У реальных передаю-
щих ОА величина 20п несколько больше. В случае идеальной приемной
антенны, используемой в сочетании с приемником прямого детектиро-
вания (§ 8.5), ширина диаграммы определяется формулой
20пр= l,22?v/a + 2d/F,	(8.9)
где 2d — размер рабочей площади фотодетектора, F — фокусное рас-
стояние главного зеркала или «главной» линзы антенны, которые опре-
деляют апертуру антенны. Минимальная ширина соответствует 2d -
1,22 ХАМ и равна 2,44 Х/а, т. е. в два раза больше, чем в режиме
передачи. Если вычисленная с помощью (8.9) величина 20пр оказыва-
ется больше чем 2w, то следует принять 20 П1, — 2w.
8.4.	ОПТИЧЕСКИЕ ПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Принципы построения. Основным элементом передатчиков ОСС яв-
ляется источник света. В передатчиках атмосферных ОСС в качестве
источника света используются газовые и полупроводниковые лазеры,
в космических — газовые и твердотельные лазеры, а в волоконных —
полупроводниковые лазеры и светодиоды. Применяется внутренняя
или внешняя модуляция источников света по амплитуде, интенсивно-
сти или поляризации; фазовая и частотная модуляция в настоящее
время не используются ввиду трудности практической реализации.
Обобщенные структурные схемы наиболее распространенных пере-
датчиков ОСС представлены на рис. 8.12. В случае внутренней модуля-
ции (рис. 8.12, а), сигнал, поступающий с электрического модулятора
ЭМ, управляет током, протекающим через источник света ИС. При этом
Рис. 8.12. Обобщенные структурные схемы оптических передатчиков с внутренней
модуляцией (а) и внешней (б).
ИС — источник света, ИП — источник питания, УС — устройство стабилизации мощности
или частоты излучения, ЭМ — электрический модулятор. ОМ — оптический модулятор
252
меняется интенсивность излучае-
мого света, т. е. реализуется мо-
дуляция по интенсивности. Такой
способ модуляции используется в
газовых и полупроводниковых ла-
зерах, а также светодиодах.
Для осуществления внешней
модуляции излучение, создаваемое
источником света, пропускается
через оптический модулятор ОМ,
который меняет его параметры (ам-
плитуду, интенсивность, поляриза-
цию) под действием управляющего
сигнала, поступающего от электри-
Рис. 8.13. Обобщенная функциоиаль
ная схема лазера
АС -активная среда, усиливающая свет
3 — зеркало лазерною резонатора. УВ —
устройство возбуждения активной среды,
ИП — источник питания лазера
ческого модулятора.
В передатчиках с внешней модуляцией света (рис. 8.12, б) источ-
ник света работает в режиме непрерывной генерации либо в режиме
синхронизации мод лазерного резонатора. Последний осуществляется
путем периодического изменения параметров лазерного резонатора
(например, добротности) с частотой F = c!2L, где с — скорость света
в среде, заполняющей резонатор, L — длина резонатора. В режиме
синхронизации мод лазер излучает короткие импульсы света с часто-
той следования F. В этом случае оптический модулятор либо выполня-
ет роль затвора (пропускает или не пропускает отдельные импульсы),
либо осуществляет задержку во времени определенных импульсов,
обеспечивая позиционно-импульсную модуляцию (дискретную ФИМ),
либо меняет поляризацию отдельных импульсов на ортогональную
(осуществляет поляризационную модуляцию). При этом на модулятор
подается передаваемый цифровой электрический сигнал.
В случае непосредственной модуляции света передаваемым инфор-
мационным сигналом электрический модулятор представляет собой
усилитель. Если же передача осуществляется на поднесущей, то он
содержит электрический генератор и модулятор поднесущей. При этом
свет модулируется поднесущей по амплитуде, интенсивности или поля-
ризации.
В передатчиках ОСС часто используется устройство стабилизации
мощности или частоты излучения (УС) (на рис. 8.12 показано пунк-
тиром). Для обеспечения его работы часть генерируемого оптического
излучения ответвляется и детектируется, полученный сигнал исполь-
зуется для управления источником»питания при стабилизации мощ-
ности или лазерным резонатором — при стабилизации частоты.
В передатчиках на твердотельных лазерах иногда применяется уд-
воение частоты света. С этой целью свет пропускается через нелиней-
ный кристалл, диэлектрическая проницаемость которого зависит от
напряженности электрического поля световой волны.
К лазерам, используемым в передатчиках ОСС, предъявляются сле-
дующие основные требования: узкая полоса излучения, высокий КПД,
253
широкая полоса модуляции, длительный срок службы В связи с этим
пригодными являются лишь некоторые типы лазеров, рассматриваемые
ниже.
Обобщенная функциональная схема лазера изображена на
рис. 8.13. Возбуждение активной среды (АС), обеспечивающей усиле-
ние света, в случае газовых и полупроводниковых лазеров осуществля-
ется путем пропускания электрического тока («накачка электриче-
ским током»). В случае твердотельных лазеров возбуждение осуществ-
ляется освещением некогерентным светом («оптическая накачка»)
Пояснение процесса генерации света частицами активной среды дано
на рис. 8.14, где через Ег и Е2 обозначены лазерные энергетические
уровни частиц. Спонтанное излучение частиц (рис. 8.14, в) использует-
ся в светодиодах, а вынужденное (рис. 8.14, г) — в лазерах и требует,
как известно, инверсии населенностей уровней.
Газовые лазеры, применяемые в оптических передатчиках ОСС.
В газовых лазерах возбуждение активного вещества осуществляется
путем создания газового разряда (тлеющего, высокочастотного или на
постоянном токе). При относительно небольших мощностях газ поме-
щается в отпаянной трубке, если же требуются большие выходные
мощности, то используется непрерывная прокачка газа через трубку
и ее водяное охлаждение. Примеры таких лазеров даны на рис. 8.15.
Схема рис. 8.15, а типична для газовых лазеров мощностью 10 ...
...100 мВт, работающих без охлаждения. Рисунок 8.15, б соответствует
лазеру мощностью 0,1 ... 1 Вт, в нем используется массивный металли-
ческий теплоотвод, сделанный из алюминия и газоразрядная трубка
сверхвысокого давления из окиси бериллия [29]. На рис. 8.15, в
изображен мощный лазер с непрерывной прокачкой газа и водяным ох-
лаждением, мощность такого лазера может составлять десятки и сотни
ватт.
Зеркала резонатора могут быть как внешними (рис. 8.15, а), так
и внутренними (рис. 8.15, б, в). В первом случае, чтобы уменьшить по-
Рис 8.14. Процесс генерации света частицами активной среды лазера
а — ударное возбуждение, б — возбуждение поглощением света, в — спонтанное излучение,
г — вынужденное излучение света
254
о)
Рис 8 15 Упрощенные схемы газовых лазеров малой мощности (<т), средней (б)
п большой (s).
3—	зеркало лазерною резонаюра. ОБ- окно Брюстера ГТ - । азора грядная трубка ИБН
источник высокого напряжения. К кнопка подлила. Э внешний электрод ГВЧ юне
ратор высокой частоты для поддержания разряда. КН коваровый цилиндр, ТО- метал
личсский теплоотвод ДР рельефная дифракционная решетка (второе зеркало резонатора)
ПЭ - пы. зоэлемент для настройки резонатора, ИП — источник питания ВО — выходное
окно ГС - 1ибкос соединение для настройки резонатора
тери света и получить линейную поляризацию, по концам трубки с га-
зом обычно устанавливаются так называемые окна Брюстера — плос-
копараллельные стеклянные пластинки, ориентированные под углом
Брюстера (0ь) по отношению к оси. Свет, поляризованный в плоско-
сти падения, проходит через пластину без отражения, а поляризован-
ный в поперечной плоскости отражается с коэффициентом отражения
около 0,16 Поэтому свет, поляризованный в плоскости падения, бу-
дет лучше усиливаться, а после многократных прохождений через ре-
зонатор он становится преобладающим. Существенно, что для окон
Брюстера не требуется большая точность установки (достаточна точ-
ность 1—2").
255
При использовании внутренних зеркал внутри трубки размещаются
специальные пьезоэлементы (ПЭ) (рис. 8.15, б), которые позволяют
регулировать в небольших пределах зеркала путем подачи управляю-
щего напряжения, либо часть трубки с газом делается гибкой
(рис. 8.15, в), что обеспечивает возможность перемещения зеркал в про-
цессе настройки резонатора. В атмосферных ОСС применяются газо-
вые лазеры на смеси гелия и неона.
Основными длинами волн гелий-неонового лазера являются X —
0,63: 1,15; 3,39 мкм. Мощность излучения 5 ... 50 мВт при КПД ж
т 0,01 %. Чаще всего они работают на волне 0,63 мкм.
Значительно лучшими параметрами обладают лазеры на углекислом
газе. Их основные длины волн генерации X 9,6; 10,6 мкм. Исполь-
зуется обычно А - 10,6 мкм. Они позволяют легко получить мощность
в десятки и сотни ватт при КПД до 20 % Эти лазеры считаются весьма
подходящими для атмосферной, космической и наземно-космической
связи. Существенно, что волна 10,6 мкм значительно меньше ослабля-
ется при распространении в атмосфере, чем волны, генерируемые дру-
гими газовыми лазерами.
Твердотельные лазеры, применяемые в оптических передатчиках
ОСС. В этих лазерах используется оптическая накачка. Она создает-
ся обычно специальными лампами. Типичная схема устройства твердо-
тельного лазера с лампой накачки изображена на рис. 8.16, а. Роль
усиливающей (активной) среды выполняет стержень из кристалла или
активированного стекла, помещаемый между зеркалами резонатора.
Торны стержня полируются с шероховатостями около 0,1 А и парал-
лельностью порядка единиц угловых секунд. Иногда на их поверхность
наносится просветляющее покрытие, уменьшающее отражение света.
Вдоль стержня располагается лампа накачки Для повышения эффек-
тивности накачки стержень и лампу накачки помещают вдоль фокаль-
ных осей рефлектора, имеющего сечение эллиптической формы. Бла-
годаря Этому свет, испускаемый лампой, фокусируется на стержне.
Твердотельные лазеры, применяемые в передатчиках ОСС, работают
Рис 8 16 Схема устройства твердотельного лазера (а), схема удвоения частоты
света (б)
С — стержень (активная среда), 3 зеркало лазерною резонатора, ЛН — лампа накачки,
Р рефлектор, И ГТ источник витания НК -нелинейный криста тл для удвоения часто
ты света
256
обычно в непрерывном режиме или режиме синхронизации мод, так
как в импульсном режиме они, как правило, обеспечивают частоту
следования, не превышающую сотен герц вследствие инерционности
лампы накачки и трудности отвода тепла от стержня. В связи с этим они
обычно используются в схемах с внешней модуляцией оптического из-
лучения (рис. 8.12, б).
Материал стержня состоит из основы (матрицы), в которой равно-
мерно распределены 1—5 % активного вещества (активатора), созда-
ющего лазерное излучение. В основу, кроме того, могут добавляться
атомы сенсибилизатора (около 1 %), который повышает КПД лазера.
В передатчиках ОСС применяются в основном твердотельные лазе-
ры. в которых активным веществом являются ионы неодима (ЛД3+),
а основой является либо кристалл окиси иттрия алюминия Y3A15O12 —
иттрий-алюминиевый гранат (ИАГ), либо стекла различного состава
(натриево-силикатное, кальциево-силикатное и др.). Лазеры на стек-
лах позволяют получить большую мощность излучения, так как порог
разрушения стекла много выше чем у ИАГ. Кроме того, стеклянный
стержень можно изготовить практически любого размера. Недостаток
лазера на стекле - в несколько раз более широкая полоса излучения,
чем у лазера на ИАГ.
В качестве сенсибилизатора используются ионы хрома, которые
в несколько раз повышают КПД лазера. Однако ввиду малой скоро-
сти передачи энергии от ионов хрома к ионам неодима (время пере-
дачи около 6 мс) этот эффект не удается реализовать в режиме импульс-
ной накачки при т < 6 мс.
В неодимовых лазерах при использовании сенсибилизатора дос-
тигнут самый низкий порог генерации (около 30 Вт) при самом высо-
ком КПД т 5 % из всех твердотельных лазеров. Без сенсибилизации
КПД 1 ... 2 %. Неодимовый лазер генерирует на волнах X = 0,91;
1,06; 1,34 мкм. На практике используется обычно л - 1,06 мкм, эф-
фективность генерации которой наибольшая. Мощность излучения в
непрерывном режиме при использовании ИАГ достигает примерно
200 Вт.
Неодимовый лазер часто используют в режиме удвоения частоты,
чтобы получить X ~ 0,53 мкм. Для этого генерируемый свет с длиной
волны 1,06 мкм пропускают через нелинейный кристалл, например ни-
обат бария натрия, который располагают обычно внутри лазерного ре-
зонатора (рис. 8.16, б), а выходное зеркало делают частично прозрач-
ным для света удовоенной частоты. При тщательной термостабилиза-
ции нелинейного кристалла можно достичь эффективности преобразо-
вания, близкой к 100 %.
Нелинейный кристалл можно одновременно использовать для соз-
дания режима синхронизации мод лазерного резонатора. Для этого на
один из его торцов прикрепляется пьезоэлектрический преобразова-
тель, на который подается высокочастотное синусоидальное напряже-
ние. В результате кристалл начинает работать и как акусто-оптиче-
257
9 Зак. 131
ский модулятор света (более подробно такие модуляторы рассматрива-
ются в конце параграфа).
Полупроводниковые лазеры и светодиоды, применяемые в передат-
чиках ОСС. Возбуждение активной среды в полупроводниковых лазе-
рах осуществляется пропусканием через нее электрического тока (тока
накачки), который обычно модулируется передаваемым информацион-
ным сигналом. Таким образом, передатчики с полупроводниковыми ла-
зерами строятся чаще всего по схеме рис. 8.12, а. Наибольшее распро-
странение они получили в волоконных ОСС, где работают обычно в им-
пульсном режиме.
Упрощенная схема устройства типичного полупроводникового ла-
зера на арсениде галлия алюминия представлена на рис. 8.17, а, а об-
щий его вид на рис. 8.17, б.
Активная область (АО), в которой происходит усиление когерент-
ного света, имеет форму прямоугольной полоски толщиной 0,1...
...0,5 мкм, шириной 10 ... 20 мкм и длиной 200 ... 500 мкм. Роль
зеркал лазерного резонатора выполняют торцы полоски. Свет отража-
ется от них благодаря значительному различию коэффициентов пре-
ломления окружающей среды и материала полоски.
При подаче напряжения на металлические контакты (МК) в актив-
ную область, расположенную в слое 7, инжектируются подвижные
электроны из слоя 6, легированного донориой примесью, и подвижные
дырки из слоя 8, легированного акцепторной примесью (легирующие
добавки указаны на рис. 8.17, а в скобках). В активной области эти
электроны и дырки рекомбинируют, создавая когерентное оптическое
излучение. Длину волны излучения изменяют, меняя относительное
содержание алюминия, замещающего галлий (это содержание опреде-
ляется индексами х и у), в пределах 0,63 ... 0,91 мкм.
кг /
Активная
область
Рис. 8.17. Упрощенная схема полупроводникового лазера на арсениде галия алю-
миния (а) н его общий вид (б):
1 —теплоотвод. 2 припой. 3, 10 металлические контакты, 4 - изолирующий слой, огра
начинающий область протекания тока. 5 — сильнолегированный полупроводниковый слой
для улучшения контакта, 6,8 — слои широкозонного полупроводника, 7 — слой узкозоииого
полупроводника с активной областью, 9 - подложка
258
^,мВт
Рис. 8 18. Типичные зависимости
мощности излучения полупроводни-
кового лазера (7) и светодиода (2)
от возбуждающего тока
Рис. 8.19. Схема устройства светоиз-
лучающего диода на арсениде галлия
алюминия
При использовании арсенидафосфида галлия индия длина волны
генерируемого света лежит в пределах 0,95 ... 1,65 мкм. Эти два вида
полупроводниковых лазеров используются в настоящее время наиболее
широко.
Подобные лазеры генерируют мощность до 50 мВт в непрерывном
режиме при КПД 10 ... 20 %. Полоса излучения составляет 1 ... 2 нм,
а углы расходимости около 10 и 40 0 соответственно в плоскости актив-
ного слоя и в поперечной к ней. Принципиально полоса модуляции со-
ставляет единицы ГГц, однако практически реализованы пока полосы
в сотни МГц.
Основным недостатком является сильная нелинейность зависимости
излучаемой мощности от тока накачки (рис. 8.18), обусловленная поро-
говым эффектом (/ПОр) начала генерации.
Светоизлучающие диоды (но отнюдь не индикаторные!), используе-
мые в волоконных ОСС, отличаются по устройству от описанного выше
лазера в основном отсутствием резонатора (зеркальных торцов у ак-
тивной полоски). Может использоваться и другой способ вывода излу-
чения. Одна из наиболее удобных конструкций схематически изображе-
на на рис. 8.19. Назначение слоев здесь прежнее, но излучающая об-
ласть имеет вид не полоски, а цилиндра и создает спонтанное некогерент-
ное излучение. Оно выводится через лунку диаметром 1 ... 1,5 мм, вы-
травленную в верхнем электроде и подложке. Конец волоконного све-
товода вводится в эту лунку и приклеивается эпоксидной смолой. В си-
лу отсутствия порогового эффекта зависимость мощности излучения
от возбуждающего тока носит достаточно линейный характер (рис. 8.18),
что позволяет использовать аналоговые методы передачи информации.
Вместе с тем у светодиода ниже выходная мощность (менее 10 мВт),
значительно шире полоса излучения (30 нм и более), значительно уже
полоса модулирующих частот (менее 150 МГц) и очень сильная расхо-
димость излучения (угол расходимости равен 180°), что приводит к
9*
259
большим потерям при вводе излучения в волокна малого сечения. В од-
номодовое волокно такое излучение ввести практически невозможно.
В связи с этим применение светодиодов в волоконных ОСС весьма огра-
ничено.
Помимо рассмотренных выше типов полупроводниковых лазеров и
светодиодов в настоящее время существует ряд других, представляю-
щих большой практический интерес с точки зрения использования в
волоконных ОСС.
Модуляция света в передатчиках ОСС. Как уже отмечалось в нача-
ле параграфа, в передатчиках ОСС используются в основном два спосо-
ба модуляции: внутренняя модуляция по току иакачки и модуляция с
помощью внешнего модулятора, представляющего самостоятельное уст-
ройство.
В первом случае под действием модулирующего сигнала меняется
ток накачки газового или полупроводникового лазера, в результате
меняется излучаемая мощность, а следовательно, и интенсивность све-
та. Таким образом, реализуется модуляция по интенсивности. В слу-
чае газовых лазеров, ввиду инерционности газового разряда, частота
модуляции не превышает примерно 100 кГц. В случае же полупровод-
никовых лазеров частота модуляции может достигать единиц ГГц.
Поскольку генерация лазеров начинается лишь по достижении по-
рогового тока, то модуляционная характеристика имеет излом. По-
этому аналоговая модуляция может осуществляться лишь при наличии
тока смещения, соответствующего выбранной рабочей точке.
Внешняя модуляция основана на использовании одного из эффек-
тов, возникающих при прохождении света через материальную среду
модулятора: электрооптического, магнитооптического или акусто-
оптического.
Рис 8.20. Модуляторы света иа про-
дольном электрооптическом эффекте
(и), поперечном электрооптическом эф-
фекте (б), магнитооптическом эффекте
(в) и акустооптическом эффекте (г):
электрооптический кристалл, П - поля-
роид, ЧП четвертьволновая пластинка,
МК магнитооптический кристалл, С соле-
ноид, ЗП звукопровод, ПП пьетопрсобра-
зователь ПУ по|логитель ультразвука
260
Электрооптические модуляторы на продольном и поперечном эф-
фектах изображены на рис. 8.20, а, б. В них используется электрооп-
тический кристалл (ЭК) с нанесенными пленочными электродами (ди-
гидрофосфат калия, ниобат лития, танталат лития и др.). При увеличе-
нии управляющего напряжения поляризация света на выходе кристал-
ла за счет его анизотропии превращается из линейной в эллиптическую,
становится круговой, а затем вновь переходит в линейную, но ортого-
нальную к поляризации на входе. Поляроиды II,, П2 (поляризатор и
анализатор) настраиваются так, чтобы в отсутствие напряжения свет
через модулятор не проходил, тогда при подаче напряжения он начина-
ет проходить в силу изменения поляризации, и его интенсивность меня-
ется примерно пропорционально напряжению сигнала. Четвертьвол-
новая пластина (ЧП), используемая при продольном эффекте, обеспе-
чивает смещение рабочей точки на линейный участок модуляционной
характеристики. Если поляроид П2 убрать, то вместо модуляции ин-
тенсивности реализуется поляризационная модуляция.
В магнитооптическом модуляторе (рис. 8.20, в) изменение поляриза-
ции осуществляется за счет прохождения света через магнитооптиче-
ский кристалл (МК), на который воздействует магнитное поле, пропор-
циональное управляющему сигналу. Здесь также обеспечивается моду-
ляция по интенсивности или поляризации.
Для получения амплитудной модуляции света может быть исполь-
зован акустооптический модулятор (рис. 8.20, г), работающий в так на-
зываемом режиме дифракции Брэгга. В этом режиме на выходе наблю-
дается один пучок света, распространяющийся под углом Брэгга
(н)б •= arcsin (А/2А), где X— длина волны света, А —длина волны
ультразвука, возбуждаемого пьезопреобразователем (ПП) в стеклян-
ном либо кристаллическом прозрачном звукопроводе (ЗП). Модуляция
осуществляется за счет дифракции света на неоднородностях среды
звукопровода, вызываемых бегущей ультразвуковой волной. Эффектив-
ная дифракция наблюдается при частотах ультразвука свыше 50...
... 70 МГц. В связи с этим сигнал подается на модулятор на поднесу-
щей частоте/0. Так, например, в случае двухполосной амплитудной мо-
дуляции подается сигнал цм (/) -- i/M (1 + тис (t)) cos (2лДД где
т — коэффициент модуляции, мс (I) — нормированный передаваемый
сигнал.
Любой из описанных модуляторов может быть помещен и внутрь
лазерного резонатора, подобно нелинейному кристаллу на рис. 8.16, б.
Такая модуляция называется внутрирезонаторной и используется в пе-
редатчике ОСС в основном для создания режима синхронизации мод.
Наиболее широко в передатчиках ОСС используются продольный
и поперечный электрооптический эффекты.
Важным достоинством указанных эффектов является возможность
модуляции в полосе частот 0,5 ГГц и более.
8.5.	ОПТИЧЕСКИЕ ПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Принципы построения. В ОСС используются два вида приемников:
прямого детектирования и гетеродинные. Они обладают рядом особен-
ностей.
В оптических приемниках поверхность светочувствительного эле-
мента — фотодетектора может в сотни и тысячи раз превосходить по раз-
меру длину волны света, что вызывает сильную зависимость отноше-
ния сигнал-шум на выходе гетеродинного приемника от степени рас-
согласования волновых фронтов сигнального и гетеродинного полей
на его входе. Это является главной причиной того, что гетеродинные
оптические приемники применяются очень редко; другая причина —
необходимость использования еще одного лазера в аппаратуре связи.
Мощность шумов на выходе оптического приемника в общем случае
зависит от мощности принимаемого сигнала, так как полный шум
содержит составляющую, обусловленную квантовыми флуктуациями
сигнального оптического излучения. Эта составляющая ограничи-
вает предельную чувствительность оптического приемника.
Ввиду трудностей создания квантовых усилителей света с низким
уровнем шума, усиление света на входе оптического приемника (до
фотодетектора), как правило, не применяется.
Обобщенные структурные схемы приемников, используемых в ОСС,
изображены на рис. 8.21. Штриховыми линиями показаны элементы,
которые могут отсутствовать в конкретных системах. Так, оптический
фильтр (ОФ) всегда применяется в приемниках атмосферных и косми-
ческих ОСС, но в волоконных ОСС он не используется ввиду отсутствия
внешней оптической помехи — фона. Решающее устройство (РУ) ис-
пользуется только в приемниках, предназначенных для приема дискрет-
ных (цифровых) сигналов, при аналоговом способе передачи оно от-
сутствует.
На рис. 8.21, а представлена схема приемника прямого детектирова-
ния для приема сигналов с непосредственной модуляцией света по ам-
плитуде или интенсивности исходным информационным сигналом.
Оптический сигнал, прежде чем попасть на фотодетектор (ФД), пре-
образующий его в электрический сигнал, проходит через оптический
фильтр ОФ.
Оптический фильтр состоит обычно из стеклянной подложки, на
которую в вакууме напыляются поочередно 10 ... 15 слоев прозрачного
материала с двумя разными коэффициентами преломления, имеющими
оптическую толщину порядка четверти средней длины волны пропус-
каемого света. Эффект фильтрации достигается за счет интерференции
волн, отражаемых границами раздела слоев, что послужило причиной
назвать эти фильтры интерференционными. Полоса пропускания состав-
ляет обычно 0,5 ... 1 нм.
Достигнув поверхности фотодетектора, свет поглощается, вызывая
появление тока во внешней цепи, в нагрузочном сопротивлении. Элект-
рический сигнал выделяется фильтром нижних частот (ФНЧ) и усили-
Рис 8 21. Структурные схемы оптических приемников прямого детектирования
при непосредственной модуляции света по амплитуде или интенсивности (а),
при модуляции света по амплитуде или интенсивности поднесущей (б) и гете-
родинного (в)
вается усилителем низкой частоты или видеоусилителем. Фотодетектор
ФД такого приемника выполняет одновременно и роль демодулятора.
Для приема оптических сигналов, соответствующих поляризацион-
ной модуляции, достаточно установить перед ФД анализатор, преобра-
зующий поляризационную модуляцию в модуляцию интенсивности.
Если свет модулирован по амплитуде или интенсивности и имеет
фиксированную линейную поляризацию, то анализатор будет выпол-
нять роль фильтра, ослабляющего неполяризованный фон на 3 дБ.
На рис. 8.21, б представлена схема приемника прямого детектирова-
ния для приема оптических сигналов при модуляции света по амплиту-
де или интенсивности поднесущей (/пн), которая в свою очередь моду-
лирована исходным информационным сигналом по амплитуде, фазе или
частоте. Поднесущая выделяется полосовым фильтром (ПФ), включен-
ным после фотодетектора, усиливается усилителем поднесущей (УП) и
демодулируется электрическим демодулятором (ДМ).
Обобщенная структурная схема гетеродинного приемника изобра-
жена на рис. 8.21, в.
Кроме принимаемого оптического излучения на фотодетектор с по-
мощью частично прозрачного зеркала (ЧПЗ) подается излучение от ла-
зерного гетеродина (ЛГ), частота которого отличается от частоты опти-
ческого сигнала на промежуточную (/пч = |/с — /г|)- Электрический
сигнал на промежуточной частоте выделяется полосовым фильтром
(ПФ), усиливается УПЧ и поступает на электрический демодулятор
(ДМ), который обеспечивает выделение исходного модулирующего сиг-
нала.
В гетеродинном приемнике предусматривается автоматическая под-
стройка частоты лазера (АПЧ) по сигналу промежуточной частоты.
Она требуется для компенсации частотной нестабильности лазера, а
также (в случае космических ОСС) отслеживания доплеровского сдви-
га частоты принимаемого оптического сигнала. Из-за ограниченности
пределов перестройки лазерного гетеродина отслеживание больших
сдвигов частоты (сотни МГц) производится в два этапа: грубо — с по-
мощью лазерного гетеродина и точно — с помощью перестраиваемого
электрического генератора. При этом в приемнике, изображенном на
рис. 8.21, в, вводится вторая промежуточная частота, которая получа-
ется с помощью дополнительного смесителя и электрического гетеро-
дина с АПЧ.
В случае приемников прямого детектирования необходимость от-
слеживания доплеровского сдвига частоты отпадает.
На рис. 8.22 представлены спектры сигналов в различных точках
схем рассмотренных оптических приемников.
Фотодетекторы, используемые в приемниках ОСС. В основе дейст-
вия всех фотодетекторов лежит фотоэффект — появление свободных но-
сителей электрического тока в результате поглощения атомами веществ
квантов световой энергии — фотонов. Появление свободных носителей
Рис. 8.22. Спектры сигналов в оптическом приемнике при модуляции света по
амплитуде или интенсивности:
/ —- исходный информационный сигнал. 2 - оптический сигнал на входе при непосредст
венной модуляции света, 3 — оптический сигнал на входе при модуляции света однопо-
лосной AM'поднесущей (/пн); 4 — сигнал после полосового фильтра ПФ в приемнике пря-
мого детектирования при модуляции света поднесущей, 5 — сигнал после полосового фильт-
ра в гетеродинном приемнике при непосредственной модуляции света, 6 — сигнал после
фильтра низкой частоты (ФНЧ)
264
вызывает соответствующий ток во
внешней цепи. Так как его величи-
на пропорциональна числу погло-
щенных фотонов в единицу време-
ни, т. е. поглощенной световой
мощности Рс (0, то ток через на-
грузку будет равен
i it) И/(Н) Л1РС (0 --
— DMPc(t),	(8.10)
Рис. 8 23. Схема фотоэлектронного
умножителя (ФЭУ):
СБ — стеклянный баллон, ФК — фотокатод,
Д — диод, А — анод, Ин - сопротивление
нагрузки
где е — заряд электрона, ц — кван-
товая эффективность фотодетекто-
ра, h — постоянная Планка, v —
частота света, D -=ex\lhv— спек-
тральная чувствительность фото-
детектора, М — коэффициент умножения носителей тока (в случае
фотодетекторов без умножения М = 1).
Квантовая эффективность равна отношению числа появившихся
свободных носителей тока к числу поглощенных фотонов; практически
она имеет значение 0,2 ... 0,8 и сильно зависит от частоты световых ко-
лебаний. Коэффициент умножения М характеризует процесс внутрен-
него умножения первичных носителей, рождающихся за счет поглоще-
ния фотонов.
В оптических приемниках атмосферных и космических ОСС при
длине волны короче 0,8 мкм основным типом фотодетекторов являются
фотоэлектронные умножители (ФЭУ), действие которых основано на
внешнем фотоэффекте. В диапазоне 0,8 ... 1,2 мкм они также использу-
ются наряду с полупроводниковыми фотодетекторами. В волоконных
ОСС ФЭУ не применяются ввиду больших габаритных размеров и необ-
ходимости питания от высоковольтных источников напряжения.
Устройство ФЭУ схематически поясняет рис. 8.23. Первичные элект-
роны, вылетающие из фотокатода ФК в откаченном стеклянном бал-
лоне СБ, умножаются за счет вторичной эмиссии с динодов Д, и, по-
падая на анод А, создают ток через нагрузку Р п. Важным достоинством
ФЭУ является большой коэффициент умножения М -- 10s ... 107.
Однако ФЭУ имеют ограниченную полосу частот (обычно не более
250 МГц) и работают лишь в диапазоне 0,2 ...1,2 мкм Шумы ФЭУ обу-
словлены в основном темновым током /т -- 10 ' ... 10~14 А и случай-
ными флуктуациями коэффициента умножения, которые учитываются
коэффициентом шума F (.М).
Кроме ФЭУ в приемниках ОСС используются фотодиоды и фоторе-
зисторы, действие которых основано на внутреннем фотоэффекте. В от-
личие от ФЭУ они могут работать на волнах длиннее 1,2 мкм. В прием-
никах ОСС они практически используются в диапазоне 0.8 ... 10,6 мкм.
Так, в волоконных ОСС, работающих в диапазоне 0,8 ... 1,6 мкм, при-
меняются исключительно pin- фотодиоды и лавинные (ЛФД) на ос-
нове арсенида галлия, кремния и германия. Арсенид галлия может ис-
265
пользоваться на волнах до 0,87 мкм, кремний — до 1,1 мкм, а герма-
ний — до 1,8 мкм.
В приемниках атмосферных и космических ОСС применяются фото-
диоды и фоторезисторы (не считая ФЭУ). При этом на волне 10,6 мкм
используются такие материалы, как теллурид кадмия и ртути, герма-
ний с примесью цинка или ртути и др. Особенностью рш-фотодиодов
является высокая квантовая эффективность, малые шумы, очень ма-
ленькая собственная емкость и наиболее широкая полоса пропуска-
ния (до 1000 ГГц). Их главный недостаток — отсутствие внутреннего
умножения. Шум диода имеет дробовый характер и определяется темно-
вым током. В отличие от них ЛФД обладают коэффициентом лавинного
умножения до 2000... 300. Особенностью ЛФД является постоянство
произведения коэффициента умножения на полосу пропускания (для
современных ЛФД эта величина достигает примерно 100 ГГц). Как и в
случае ФЭУ, ЛФД содержат дополнительный источник шума — слу-
чайные флуктуации коэффициента лавинного умножения, которые учи-
тывают величиной F (/И) « Л4Р, где в случае кремния р — 0,3 ... 0,5,
а в случае германия р « I. Другим недостатком ЛФД является силь-
ная зависимость коэффициента умножения от внешнего смещения и
температуры, требующая обязательного использования соответствую-
щей стабилизации напряжения и температуры.
Устройство фотодиодов схематически показано на рис. 8.24, а, б,
а упрощенная схема их включения дана на рис. 8.24, г.
Поглощение фотонов и рождение свободных носителей происходит
в обедненном слое полупроводника 4, имеющем большую толщину, чем
Рис. 8.24. Схемы устройства pin-фотодиода (а), лавинного фотодиода (б), фото-
резистора (в) и схемы включения фотодиода (г) и фоторезистора (д)-
1, 6 металлические контакты. 2 - изолирующий слой, 3, 4, 5, 9 - полупроводниковые
слои, 7 просветляющее покрытие, 8 защитное кольцо, препятствующее низковольтному
пробою, 10 — диэлектрическая подложка
266
слои 3 и 5 с повышенным легированием. В ЛФД вследствие повышенно-
го напряжения смещения первичные носители умножаются за счет вто-
ричной ионизации атомов (образования лазины носителей).
На рис. 8.24, в, д, даны упрощенная инструкция и схема включе-
ния фоторезисторов. Фоторезисторы нашли ограниченное применение в
приемниках ОСС в связи с низкой чувствительностью (высоким уров-
нем шума) и ограниченной полосой пропускания (обычно менее 1 МГц).
Однако при использовании микрохолодильников, охлаждающих фото-
резистор до температуры жидкого азота, их чувствительность резко
возрастает, а полоса расширяется до 50 ... 100 МГц. Охлаждаемые фо-
торезисторы и фотодиоды находят применение в системах оптической
связи на волне 10,6 мкм.
При отсутствии освещения фоторезистор имеет сопротивление Rt
(темновое сопротивление), обычно равное нескольким десяткам килоом.
Шумы в оптических приемниках. Внешний шум обусловлен кванто-
выми флуктуациями мощности оптического сигнала и фона. Эти флук-
туации вызывают появление дробового шума на выходе фотодетектора.
Внутренний шум при отсутствии оптического квантового усилителя
на входе приемника и лазерного гетеродина определяется случайными
флуктуациями темнового тока и коэффициента умножения фотодетек-
тора, а также тепловым шумом нагрузки фотодетектора и шумами по-
следующего усилителя. В гетеродинных приемниках добавляется шум,
обусловленный квантовыми флуктуациями излучения лазерного гете-
родина.
Спектральная плотность мощности шума в приемнике без оптиче-
ского усилителя на входе определяется формулой
Gm -= 2е [D (Рс +	+ Рг) + /т] М2 F (М) RH + 4kTNy,	(8.11)
где Рс — средняя мощность оптического сигнала на входе фотодетек-
тора, Рф — средняя мощность фона, Рг — средняя мощность излуче-
ния лазерного гетеродина, /т — средний темновой ток фотодетектора,
k — постоянная Больцмана, Т — абсолютная температура, Ny —
коэффициент шума электронного усилителя, — сопротивление на-
грузки фотодетектора. В случае приемника прямого детектирования
Рг = 0.
Первое слагаемое в (8.11) учитывает все виды дробовых шумов, а
второе —тепловой шум нагрузки и шумы последующего электрон-
ного усилителя.
Если значение М2РН— велико, то вторым слагаемым можно пре-
небречь. Такой режим реализуется при использовании ФЭУ и называет-
ся режимом ограничения дробовым шумом. Этот режим позволяет дос-
тичь наибольшего отношения сигнал-шум. Если в качестве фотодетекто-
ра применяется фотодиод без лавинного умножения (М — 1, F (М) = 1),
то можно обычно пренебречь первым слагаемым. Этот режим принято
называть режимом ограничения тепловым шумом.
Промежуточный случай реализуется при использовании ЛФД, ког-
да М > 1, но недостаточно велико, чтобы обеспечивался режим огра-
267
ничения дробовым шумом. При использовании ЛФД существует оп-
тимальное значение коэффициента умножения /И, при котором отноше-
ние сигнал-шум достигает максимума.
8.6.	ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ
ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ СВЯЗИ
Атмосферные ОСС. В параграфе 8.1 отмечалось, что этот вид ОСС
не получил распространения в качестве средства коммерческой связи
вследствие сильного влияния атмосферных осадков на надежность.
Из графиков (см. рис. 8.5) следует, что в густом тумане затухание света
столь значительно, что связь практически невозможна даже на расстоя-
нии в сотни метров. Другим фактором, ухудшающим надежность яв-
ляется трубулентность атмосферы, приводящая к случайным флуктуа-
циям амплитуды, фазы, поляризации и направления распространения
световой волны. Трудность осуществления высоконадежной ОСС в ат-
мосфере на большие расстояния была подтверждена многочисленными
экспериментальными исследованиями. Атмосферная оптическая связь
считается перспективной и может использоваться для оперативной свя-
зи на крупных стройках, горных выработках, с подвижными объекта-
ми, в обстановке сложной с точки зрения электромагнитной совмести-
мости: в морских и речных портах, железнодорожных узлах и т. п.
[28]. Обычно она является одноканальной и в отсутствие сильных ат-
мосферных осадков может осуществляться на расстояниях порядка
1 км.
Основными требованиями к аппаратуре таких систем связи явля-
ются: компактность, простота вхождения в связь и ее поддержание, ма-
лые масса и энергопотребление, низкая стоимость. Поэтому в аппарату-
ре чаще всего применяются приемопередающие линзовые антенны с
апертурой меньше 10 см, более дешевые, чем зеркальные и имеющие
большой угол поля зрения. Наведение антенн осуществляется вручную
или моторным приводом с помощью оптического визира. Для удобства
наведения иногда луч расширяют до нескольких градусов с помощью
рассеивающей линзы, стоящей после лазера, или путем дефокусировки
антенны.
В качестве источников света применяются маломощные газовые ла-
зеры на смеси гелия и неона (X = 0,63 мкм) или полупроводниковые ла-
зеры на арсениде галлия (X =- 0,8 ... 0,9 мкм) с мощностью излучения
в непрерывном режиме 2 ... 5 мВт Гелий-неоновый лазер создает ви-
димое излучение, что упрощает процесс наведения антенн и вхождения
в связь. Полупроводниковый лазер излучает в инфракрасном диапазо-
не, но зато имеет более высокий КПД и меньшие габариты
При необходимости связи на большие расстояния и при повышенных
осадках целесообразен лазер на углекислом газе X 10,6 мкм, излу-
чение которого ослабляется в атмосфере в наименьшей степени (см
рис. 8.5).
268
Рис 8 25 Структурная схема приемопередающей аппаратуры атмосферной ОСС
для телефонной связи на поднесущей
В передатчиках атмосферных ОСС используется чаще всего непо-
средственная модуляция интенсивности света путем изменения тока на-
качки лазера. В случае газовых лазеров передача осуществляется
обычно на поднесущей (20 ...50 кГц), модулированной по амплитуде
или частоте первичным телефонным сигналом. Может также применять-
ся модуляция света с помощью внешнего электрооптического модулято-
ра. В случае полупроводниковых лазеров в силу нелинейности их ха-
рактеристик применяется частотно-импульсная модуляция (ЧИМ).
В атмосферных ОСС используются оптические приемники прямого
детектирования с ФЭУ или фотодиодом в качестве фотодетектора. Ге-
теродинные приемники не применяются, ввиду более высокой стоимо-
сти, необходимости второго лазера с системой АПЧ и снижения эф-
фективности работы из-за флуктуаций угла прихода сигнальной свето-
вой волны, обусловленных турбулентностью атмосферы.
Типичная структурная схема приемопередатчика атмосферной ОСС
с совмещенной линзовой антенной и передачей на поднесущей изображе-
на на рис. 8.25. Первичный телефонный сигнал поступает на модулятор
поднесущей (МП) (подмодулятор), на другой вход которого одновре-
менно поступает сигнал от генератора поднесущей (ГП) Модулирован-
ная поднесущая усиливается в модуляционном усилителе (МУ) и по-
ступает в лазер, обеспечивая управление током накачки. С помощью
полупрозрачного зеркала (ППЗ) излучение вводится в оптическую ан-
тенну. Для расширения пучка служит элемент РП (расширитель пуч-
ка).
Принятый сигнал, пройдя через оптический фильтр (ОФ), ослаб
ляющий внешние помехи (фон), поступает на фотодетектор ФД. Выде-
ленный сигнал поднесущей усиливается избирательным усилителем
поднесущей (УП) и демодулируется демодулятором поднесущей (ДП)
с выхода которого первичный телефонный сигнал после усиления по-
ступает в телефон. Автоматическая регулировка усиления (АРУ)
охватывает не только усилитель поднесущей, но также в случае приме-
нения ФЭУ и фотодетектор (регулируется ток, протекающий через
делитель напряжения, показанный на рис. 8.23).
26»
При использовании полупроводникового лазера и ЧИМ схема ос-
тается прежней, но генератор поднесущей заменяется генератором им-
пульсов, следующих с частотой 8 кГц, а модулятор и демодулятор под-
несущей модулятором и демодулятором ЧИМ.
Космические ОСС. Наибольший интерес в настоящее время пред-
ставляют два случая: связь низко- и высоколетящих спутников с гео-
стационарными и связь между геостационарными спутниками. При этом
спутникам, которые движутся по орбитам, отличным от геостационар-
ных, отводится обычно роль станций сбора информации, а геостацио-
нарным — накопления и передачи информации земным станциям.
В связи с сильным влиянием атмосферы на распространение волн оп-
тического диапазона на трассе Земля — ИСЗ предпочтительно осущест-
влять связь в радиодиапазоне. Однако не исключаются и оптические
каналы связи.
В первом случае протяженность линии связи составляет около
40 000 км, а во втором может достигать 70 000 км. Перекрытие столь зна-
чительных дальностей требует использования достаточно мощных оп-
тических передатчиков и чрезвычайно узконаправленных антенн.
В связи с этим особенно остро встает проблема наведения антенн в про-
цессе поиска и сопровождения.
Другой важной особенностью космической оптической связи явля-
ется необходимость передачи цифровой информации с очень большой
скоростью (до 1 Гбит/с и выше). Считается, что применение косми-
ческих ОСС становится оправданным при скоростях передачи инфор-
мации свыше 100 Мбит/с.
При связи между низколетящими и геостационарными спутниками
возникает значительный сдвиг частоты света за счет эффекта Доплера,
он достигает примерно +700 МГц.
Наряду с этим связь в космосе открывает такие возможности, кото-
рых нет на Земле. Во-первых, благодаря отсутствию атмосферы воз-
можно эффективное использование гетеродинных приемников. Во-
вторых, при связи с высоколетящими спутниками, освещенными Солн-
цем, а также при связи между геостационарными спутниками, возмож-
но использование Солнца в качестве источника оптической накачки ла-
зеров передатчиков. В-третьих, в космическом пространстве благодаря
отсутствию материальной среды свет распространяется с минимальным
ослаблением, определяемым формулой (8.3), и отсутствуют такие эф-
фекты. как замирания, фазовые флуктуации, изменение направления
распространения, изменение поляризации, дисперсия фазовой скоро-
сти и т. п., что значительно облегчает решение проблемы оптической
связи.
В космических ОСС используются, как отмечалось, цифровые мето-
ды передачи информации с непосредственной модуляцией света по ам-
плитуде, интенсивности либо поляризации. Возможно сочетание этих
методов модуляции с целью увеличения скорости передачи в два раза.
При использовании амплитудной модуляции света двоичные симво-
лы цифрового сигнала (нули и единицы) передаются обычно методом
270
позиционно-импульсной модуляции (дискретной ФИМ), при которой
каждому из них соответствует вполне определенное положение импуль-
са внутри тактового интервала. Если применяется поляризационная
модуляция, то символам соответствуют два вида круговой поляриза-
ции_поляризация левого или правого вращения. В обоих случаях
в каждом тактовом интервале передается только один бит информации.
При сочетании этих двух видов модуляции в каждом тактовом интер-
вале передается два бита информации, так как могут использоваться
два разных положения импульса и два значения поляризации. Фак-
тически это соответствует переходу от двоичного кода к коду с осно-
ванием четыре.
К аппаратуре космических ОСС предъявляются следующие основ-
ные требования: малые габаритные размеры и масса, высокая надеж-
ность, долговечность, невысокое энергопотребление, минимальное вре-
мя вхождения в связь, передача цифровой информации с высокой ско-
ростью и высокой достоверностью.
В связи с этими требованиями и требованиями по дальности связи в
космических ОСС используются исключительно зеркальные антенны с
асферическими зеркалами и апертурой большого размера (обычно
25 ... 35 см), подробно рассмотренные в § 8.3. При малых осевых разме-
рах и массе они позволяют достичь чрезвычайно высокого коэффици-
ента усиления. Однако дальнейшее увеличение размеров апертуры ог-
раничивается чрезмерно высокими требованиями по точности наведе-
ния в процессе поиска и сопровождения. Уже при указанных выше раз-
мерах требуется точность не хуже ± 1 мкрад « ± 0,2".
В качестве источников света используются твердотельные и газо-
вые лазеры. Полупроводниковые лазеры не обеспечивают требуемой
мощности излучения и имеют большую расходимость луча (низкую про-
странственную когерентность света на выходе).
Наиболее перспективным твердотельным лазером, удовлетворяю-
щим перечисленным выше требованиям, считается лазер на алюмоит-
триевом гранате с присадкой неодима (см. § 8.4) (X — 1,06 мкм без удво-
ения частоты и к -- 0,53 мкм— с удвоением), имеющий наиболее вы-
сокий КПД (1 — 2 %) среди твердотельных лазеров и обеспечиваю-
щий требуемую мощность излучения (единицы — десятки ватт в не-
прерывном режиме) Кроме того, лазер имеет небольшие габаритные
размеры, большой срок службы и пригоден для накачки солнечным све-
том. Так как требуется осуществлять передачу информации с большой
скоростью, то удобным оказывается режим синхронизации мод, при
котором лазер генерирует периодическую последовательность импуль-
сов. Экспериментально достигнута частота следования импульсов
0,5 ГГц. С помощью внешнего оптического модулятора эта последова-
тельность модулируется по положению импульсов или по поляризации.
При сочетании обоих видов модуляции скорость передачи информации
составит 1 Гбит/с.
В силу относительно широкой полосы излучения и трудности высо-
коточной стабилизации частоты, твердотельные лазеры не могут ис-
271
пользоваться в сочетании с гетеродинными приемниками. В аппарату-
ре космических ОСС с неодимовым лазером применяются приемники
прямого детектирования, в которых в качестве фотодетектора исполь-
зуется обычно ФЭУ. Важным достоинством приемника прямого детек-
тирования является то, что он не чувствителен к сдвигу частоты сиг-
нала за счет эффекта Доплера, который, как отмечалось, весьма значи-
телен .
Из газовых лазеров наиболее подходящим для космических ОСС
является лазер сверхвысокого давления на углекислом газе (Л, —
= 10,6 мкм), имеющий небольшие габаритные размеры, высокий КПД
(до 20 %), обеспечивающий требуемую мощность излучения и большой
срок службы. Схематически такой лазер изображен на рис. 8.15, б.
При использовании более длинной волны света (10,6 мкм вместо
1,06 мкм или 0,53 мкм) существенно уменьшается коэффициент усиле-
ния антенны (при сохранении прежней апертуры), но зато приобрета-
ется преимущество — более слабая подверженность влиянию атмосфе-
ры при передаче по линии Земля — ИСЗ.
Модуляция света может в данном случае осуществляться как с по-
мощью внешнего оптического модулятора, так и путем размещения
управляющего элемента (например, электрооптического кристалла)
внутри лазерного резонатора. При этом, как показали эксперименты,
также достижима скорость передачи информации порядка 1 Гбит/с.
При использовании лазера на углекислом газе в аппаратуре косми-
ческой ОСС может применяться приемник как прямого детектирования,
так и гетеродинный. В обоих случаях в качестве фотодетектора приме-
няется охлаждаемый фотодиод или фоторезистор из телурита кадмия
ртути. Для охлаждения может использоваться микрокриогенное уст-
ройство на жидком азоте либо металлическая пластина, ориентирован-
ная на темную часть неба, защищенная от солнечного излучения.
Отметим преимущество использования гетеродинного приемника -
эффективная фильтрация фонового излучения Солнца, Земли, планет,
ярких звезд за счет пространственной и частотной избирательности.
При использовании узкой диаграммы направленности антенны в режи-
ме приема пространственная избирательность существенной роли не
играет. Частотная же избирательность эквивалентна по действию ис-
пользованию на входе оптического фильтра с полосой пропускания,
равной полосе тракта промежуточной частоты гетеродинного приемни-
ка. Однако решающее значение во всех случаях имеет относитель-
ное ослабление шумов, обусловленных фоновым излучением при уве-
личении мощности излучения лазерного гетеродина. Благодаря это-
му гетеродинный приемник может успешно работать при прямом попа-
дании солнечного излучения на его вход.
Большим недостатком является необходимость компенсации допле-
ровского сдвига частоты в гетеродинном приемнике. Ввиду значитель-
ных пределов изменения частоты это приходится делать в два этапа в
приемнике, рассмотренном в § 8. 2 (см. рис. 8 21, в), что существенно
усложняет его устройство.
272
Рис. 8.26. Структурная схема приемопередающей станции космической ОСС с об-
щими информационным каналом и каналом наведения.
НЗ - неподвижное зеркало, ЗГН — зеркало грубого наведения, ПГН — привод грубого на-
ведения, ОА — оптическая антенна, Л—линза, КД И--компенсатор движения изображе-
ния, 3 - зеркало, ППЗ — полупрозрачное зеркало, УТН — устройство точного наведения,
БТН — блок точного наведения, БУ — блок управления, ГСР — генератор сканирования по
растру, БГН — блок грубого наведения, ОПр — оптический приемник, РУ - решающее уст-
ройство, ИИ — источник информации, ОП - оптический передатчик, ПИ - получатель ин-
формации
Окончательный выбор типа лазера и типа оптического приемника
должен производиться с учетом всех требований к космической ОСС
и специфики ее использования совместно с другими средствами связи.
Наиболее сложной проблемой, возникающей при создании космиче-
ских ОСС, является проблема автоматического установления связи
между движущимися станциями, удаленными на десятки тысяч кило-
метров, и ее поддержания в течение длительного промежутка времени.
Для этого в составе станций предусматривается комплекс специаль-
ных средств поиска, обнаружения и сопровождения.
Для выполнения этих операций в станции предусматривается гру-
бое наведение антенны с помощью плоского зеркала в карданном под-
весе, точное наведение с помощью систем зеркал, перемещаемых с по-
мощью пьезоэлементов, на которые подаются управляющие напряже-
ния, компенсация движения изображения передающей станции с по-
мощью средств грубого и точного наведения и получение сигналов оши-
бок сопровождения (углового рассогласования), необходимых для
работы следящей системы в режиме сопровождения.
Различают два основных способа получения сигналов углового рас-
согласования: в информационном канале (по информационному сиг-
налу) и в отдельном канале наведения (по информационному сигналу
или по сигналу лазерного маяка, работающего на другой длине волны
света).
Общие принципы поиска, обнаружения и сопровождения поясним
на примерах двух станций космической связи, упрощенные структур-
ные схемы которых изображены на рис. 8.26 и 8.27. Первая из них со-
ответствует случаю формирования сигналов углового рассогласования
в информационном канале, а вторая - в отдельном канале наведения.
273
Поиск осуществляется в два этапа. Сначала производится грубый
поиск путем ориентирования оси антенны под определенными углами к
опорной системе координат по данным командно-измерительного комп-
лекса. Предварительно оси опорной системы ориентируются относи-
тельно звезд или светил с помощью бортовых средств астронавигации.
Дальнейший точный поиск осуществляется путем сканирования уз-
ким лучом антенны области неопределенности с угловыми размерами
порядка 0,2 ... 2°. Сканируя строку за строкой, луч создает прямо-
угольный растр, охватывающий всю область неопределенности. С этой
целью блок управления включает генератор сканирования по растру
(ГСР), управляющий устройством точного наведения (УТН) и компен-
сатором движения изображения (КДИ). Максимальный угловой сек-
тор сканирования определяется углом поля зрения антенны. Скорость
сканирования выбирается так, чтобы в одном элементе растра могло
быть принято Ми импульсов сигнала (Ми Д; 1). После обнаружения
сигнала блок управления переключает систему с режима поиска на ре-
жим автоматического сопровождения (слежения). При этом генератор
сканирования по растру выключается, но включается блок точного на-
ведения БТН. После захвата сигнала и перехода в режим точного сле-
жения информационный цифровой сигнал, пройдя решающее устрой-
ство (РУ), поступает к получателю информации (ПИ).
В случае системы с общим информационным каналом (рис. 8.26)
с целью получения необходимых для точного слежения сигналов угло-
вого рассогласования от БТН на УТН подается сигнал конического
сканирования, обеспечивающий вращение луча, несколько отклонен-
ного от оси антенны (нутацию луча) с частотой 100 ... 200 Гц. При этом
выходной информационный сигнал оказывается промодулированным по
амплитуде с частотой вращения. Выделение огибающей производится в
блоке управления. Амплитуда полученного сигнала будет пропорцио-
нальна угловому рассогласованию. Этим сигналом осуществляется
управление компенсатором движения изображения (КДИ).
Рис. 8.27 Структурная схема приемопередающей станции космической ОСС с
раздельными информационным каналом н каналом наведения. Обозначения ана-
логичны рис. 8.26
274
Если за счет движения спутников цель оказывается у края поля об-
зора К ДИ, то блок управления включает систему грубого наведения
(ГН), состоящую из блока БГН, обеспечивающего работу шагового дви-
гателя привода (ПГН) зеркала (ЗГН), которое поворачивается в кар-
данном подвесе так, чтобы цель оказалась примерно в центре поля об-
зора кди.
Неподвижное плоское зеркало (НЗ) служит для изменения направ-
ления оси антенны и может иногда отсутствовать.
В случае системы с отдельным каналом наведения (рис. 8.27) сигна-
лы углового рассогласования получаются с выхода детектора поиска
и сопровождения (ДПС). В качестве ДПС применяются фотодиодные
матрицы, телевизионные трубки или квадрантные фотодетекторы с зер-
кальной пирамидой посередине. Если при этом для наведения исполь-
зуется сигнал лазерного маяка, работающего на другой длине волны, то
вместо полупрозрачного зеркала ПП32 применяется дихроичное зерка-
ло, полностью пропускающее информационный оптический сигнал на
вход приемника и отражающее сигнал маяка, который направляется
на вход детектора поиска и сопровождения. Излучение на двух дли-
нах волн удобно формировать с помощью неодимового лазера, исполь-
зуя первую и вторую гармоники (1,06 и 0,53 мкм соответственно) [29,
30].
Волоконные ОСС. Эти системы применяются для соединения АТС
крупных городов, внутризоновой и магистральной связи. Основные до-
стоинства: высокая защищенность по отношению к внешним электро-
магнитным помехам, большая пропускная способность при малом по-
перечном сечении волоконного кабеля и малой погонной массе, ком-
пактность и малое энергопотребление оборудования. Кроме того, ожи-
дается, что при крупносерийном производстве волоконные ОСС будут
экономически эффективны и обеспечат значительную экономию цвет-
ных металлов.
Основными недостатками волоконных ОСС являются невозможность
энергоснабжения промежуточного оборудования по стеклянному во-
локну и усложнение ремонта поврежденного кабеля. Ввведение в со-
став кабеля медных жил с целью передачи электроэнергии на промежу-
точные пункты снижает защищенность линии по отношению к грозо-
вым разрядам и разрядам с высоковольтных ЛЭП.
Основным элементом волоконных ОСС является волоконно-оптичес-
кий кабель, который может содержать несколько десятков оптических
волокон, выполняющих роль световодов. В настоящее время исполь-
зуются в основном многомодовые кварцевые градиентные волокна с по-
гонным затуханием 2 ... 5 дБ/км, подробно рассмотренные в § 8.2.
В будущем планируется использование одномодовых волокон с затуха-
нием менее 0,5 дБ/км. Особый интерес они представляют с точки зре-
ния магистральной связи [31].
Важной особенностью волоконных кабелей являются дисперсион-
ные искажения передаваемых оптических сигналов. В случае импульс-
ных сигналов они выражаются в удлинении импульсов на выходе по от-
275
ношению к импульсам на входе и уменьшении крутизны фронтов. У от-
меченных выше многомодовых градиентных волокон погонное удлине-
ние составляет 0.2 ... 1 нс/км. Ожидается, что в случае перспективных
одномодовых волокон эта величина будет снижена более чем на поря-
док.
Для ослабления действия дисперсионных искажений в аппаратуре
используются корректоры дисперсионных искажений.
В качестве основных источников света в аппаратуре волоконных
ОСС используются полупроводниковые инжекционные гегеролазеры,
принципы действия и устройство которых описаны в § 8.4. В диапазоне
длин волн 0,8 ... 0,9 мкм используются лазеры на арсениде галлия алю-
миния (Al Ga As), а в диапазоне длин волн 1,2 ... 1,7 мкм — на арсени-
де фосфорида галия индия (In Ga As Р). Особый интерес представляет
участок 1,55 ... 1,65 мкм, где может быть получено минимальное по-
гонное затухание (около 0,2 дБ/км) в кварцевом волокне (см. рис. 8.7).
Однако пока диапазон 1,3 ... 1,7 мкм освоен слабо из-за отсутствия ла-
зеров и фотодетекторов с требуемыми параметрами.
Используемые лазеры обеспечивают мощность излучения до 40 мВт
при КПД до 20 % и допускают модуляцию по току накачки в полосе
примерно до 1 ГГц. Особенностью передатчиков волоконных ОСС яв-
ляется необходимость стабилизации температуры лазера и тока накач-
ки.
На линиях малой протяженности и небольшой пропускной способ-
ности иногда применяются светоизлучающие диоды.
В качестве приемных устройств используются приемники прямого
детектирования, в которых фотодетекторами служат рш-фотодиоды
либо лавинные фотодиоды (ЛФД). В диапазоне 0,8 ... 0,9 мкм исполь-
зуются обычно кремниевые диоды, а в диапазоне 1,3 ... 1,7 мкм - гер-
маниевые.
Особенностью волоконных ОСС является также отсутствие антенн;
источники света и фотодетекторы при-
соединяются либо непосредственно к
торцевым частям волокна, либо через
согласующие микролинзы.
Волоконные ОСС предназначаются
в настоящее время в основном для
передачи цифровых сигналов второй,
третьей и четвертой ступеней иерар-
хии, что соответствует скоростям пе-
редачи 8,448; 34,368; 139,264 и 564,9
Мбит/с. Считается, что для пере-
дачи сигналов первой ступени
(2,048 Мбит/с) их использование эко-
номически не оправдано.
Коды, которые применяются для
передачи по волоконным линиям
(рис. 8.28), как правило, отличаются
z|g|/|z7|/|7|g|g|7|g|/|
Рис. 8.28. Примеры кодов в ли-
нии, используемых в волоконных
ОСС:
/ без возврата к нулю (NRZ--L),
2 - двухфазный типа L(BIF/, 3 код
CMI, 4 - код Миллера (М)
276
ппл
Рис 8,29. Структурная схема волоконно-оптической линии связи с приемником
на лавинном фотодиоде
от кодов, рекомендованных МККТТ. Это приводит к необходимости
использования на входе и выходе линии кодопреобразующих уст-
ройств.
На рис. 8.29 приведена упрощенная структурная схема волокон-
но-оптической линии связи, на которой подробно показано оборудова-
ние промежуточного пункта (ППЛ), содержащее оптический приемник
(ОПр), видеорегенератор цифрового сигнала (ВР) и оптический пере-
датчик (ОП). На оконечных пунктах линии (ОПЛ) помимо преобразо-
вателей кода (ПК) используются точно такие же передатчики и прием-
ники, как и на промежуточном пункте.
Рассмотрим работу оборудования промежуточного пункта.
Оптический сигнал, прошедший по волоконно-оптическому кабелю
(ВОК), попадает на вход лавинного фотодиода (ЛФД). Выделенный ви-
деосигнал усиливается сначала предварительным видеоусилителем с
малым коэффициентом шума (ПВУ), а затем оконечным видеоусили-
телем (ОВУ), и, пройдя корректирующий фильтр КФ, поступает на
вход видеорегенератора ВР. Корректирующий фильтр исправляет фор-
му импульса, искаженного за счет дисперсии в световоде.
В приемнике предусмотрена автоматическая регулировка усиления.
При слабом оптическом сигнале регулирование производится путем из-
менения смещения ЛФД, которое создается управляемым источником
напряжения (УИН), а при сильном сигнале путем изменения коэффи-
циента усиления оконечного усилителя. На схему АРУ сигнал посту-
пает с выхода пикового детектора (ПД).
В видеорегенераторе сигнал восстанавливается по форме, уровню,
длительности и положению относительно начала тактового интервала.
Регенератор содержит схему восстановления низкочастотной состав-
ляющей сигнала (ВНС) (если она содержится в исходном сигнале), ре-
шающее устройство (РУ) и выделитель хронирующего колебания
(ВХК). Принцип действия регенератора тот же, что и у регенераторов
цифровых РРЛ.
С выхода регенератора восстановленный цифровой сигнал поступа-
ет на вход оптического передатчика, содержащего полупроводниковый
лазер (ПЛ), ток которого коммутируется ключевой схемой (КС). Клю-
чевая схема управляется восстановленным цифровым сигналом. Пита-
ние лазера осуществляется от управляемого источника тока (УИТ),
который регулируется схемой стабилизации тока лазера (СТЛ); на эту
277
схему поступает сигнал от фотодиода (ФД), на который подается часть
излучения, создаваемого лазером. Стабилизация тока необходима в
связи с большой температурной нестабильностью характеристики ла-
зера. Излучение лазера вводится в волоконный кабель и передается
к следующему пункту линии связи
Принципы построения аппаратуры не меняются при использовании
ргп-фотодиодов в приемнике и светоизлучающих диодов в передатчике.
При создании волоконных ОСС различного назначения важное
место занимает вопрос выбора кода в линии. При этом учитываются
многие соображения: помехозащищенность регенераторов, простота
реализации преобразователей кода (ПК) и регенераторов (Р), пропуск-
ная способность линии и др.
Для вторичных систем ИКМ считаются перспективными двухфаз-
ный код (BIF) и код CMI (номера 2 и 3 на рис. 8.28). В первом случае
двоичным символам «О» и «1» ставятся в соответствие кодовые слова ви-
да 01 и 10, а во втором — символу «0» слово 01, символу «1» попере-
менно 11 или 00. Для третичных и четверичных систем ИКМ перспек-
тивны код CMI, код Миллера (М) и код без возврата к нулю (NRZ — L)
в сочетании со скремблированием (номера 3,4, 1 на рис. 8 28). В коде
Миллера символу «0» соответствует кодовое слово 11 или 00, а символу
«1» — слово 01 или 10. Для систем ИКМ следующих ступеней иерархии
перспективен код без возврата к нулю в сочетании со скремблирова-
нием.
8.7.	ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ СВЯЗИ
Упрощенно проектирование атмосферных и космических ОСС сво-
дится к удовлетворению энергетического уравнения оптической связи
(8.1); в случае волоконных ОСС требуется, кроме того, удовлетворить
уравнению (8.2), которое обеспечивает необходимое ограничение дис-
персии импульсов.
В уравнение (8.1) входит величина Рл — минимально допустимая
мощность оптического сигнала на входе приемника, которая определя-
ется требованиями на качественные показатели систем связи: отноше-
ние сигнал-шум (у) при аналоговой передаче и вероятность ошибки
(Рош) при цифровой. Ниже приводятся формулы для расчета Р д и ме-
тодика предварительного проектирования ОСС с приемниками прямого
детектирования и модуляцией света по интенсивности, которые получи-
ли основное распространение.
Определение Рд при аналоговой передаче. При непосредственной
модуляции света по интенсивности передаваемым сообщением исполь-
зуется приемник, схема которого изображена на рис. 8.21, а (решающее
устройство РУ при этом не применяется).
278
Мощность оптического сигнала на входе фотодетектора изменяется
по закону
pc(/)^cU+mca(/)L	(8.12)
где а (^ — нормированное передаваемое сообщение |а (0|Пик = 1 с ну-
левым средним (a (i) = 0); тс — коэффициент глубины модуляции
интенсивности света (0 < тс 4/ 1); Рс — средняя мощность оптиче-
ского сигнала. В силу принятой нормировки средняя мощность сооб-
щения а2 (0 = П2, где П — пик-фактор сообщения. Для синусоидаль-
ного процесса П = ]/2, в случае речи П « 3. В соответствии с (8.10) и
(8.12) средняя мощность электрического сигнала на нагрузке фотоде-
тектора
Рэ^7^/?„ = (ОМшсРс/П)2/?н.	(8.13)
Полоса частот фильтра, включенного после фотодетектора, равна
полосе частот сообщения AF. Следовательно, отношение сигнал-шум
на выходе приемника при непосредственной модуляции света по интен-
сивности
Унм= - ММс'Р-— .	(8-14)
Г 4 П2 бш Af	~	'
гдеОш— спектральная плотность шума, определяемая формулой (8.11).
При модуляции света по интенсивности сигналом поднесущей s (0,
модулированной сообщением а (/), используется приемник, изображен-
ный на рис. 8.21, б. В (8 12) функция a (t) заменяется на s (/). Напри-
мер, при двухполосной AM поднесущей s (t) = (14- mn)-1 И + шпх
Ха (t)] sin<on/, где тп—коэффициент глубины модуляции поднесу-
щей, <оп — частота поднесущей. Если же используется ЧМ поднесущая,
то s (t) = sin [<оп/ + A<om j a(t)dt], где A«nl = 2nA/m — макси-
мальная (пиковая) девиация частоты поднесущей.
Функция s (/) также нормирована и имеет нулевое среднее значение.
Учет демодуляции поднесущей приводит к общему соотношению
Y 7Ун.м>	(8.15)
гДе Ун-м  отношение сигнал-шум, вычисляемое по формуле (8.14),
q — коэффициент, зависящий от вида и параметров модуляции. Так,
при непосредственной модуляции, а также использовании однополос-
ной AM поднесущей q = 1; при двухполосной AM поднесущей q =
= 0,5 (тп/1 + тп)2, в случае ЧМ поднесущей с максимальным индек-
сом модуляции m4M — A q = 1,5 тчм и т. д.
В указанных случаях полоса пропускания фильтра, стоящего после
фотодетектора, будет разной и равной соответственно AF, 2AF и 2AFX
Х(1 + шчм). Из (8.15) следует, что применение двухполосной AM под-
несущей даже при тп = 1 приводит к ухудшению отношения сигнал-
шум в восемь раз (q = 1/8).
Величина ун м является функцией средней мощности оптического-
сигнала Рс. Поэтому, полагая Рс = Рд, у = уд, где уд — допустимое
279
значение отношения сигнал-шум, и решая квадратное уравнение, по-
лучим формулу для расчета Рл при аналоговой передаче:
Рд = ДТд(1 + /Г + В7^),	(8.16)
где A -(’IT2 F (Л4) &.FlqDml,
В = 2qtn2 (DP^ 4- /т 4- 4kTNy/еМ2 F (M) RJ/eF (M) П2 \F.
Определение Рл при цифровой передаче. Рассмотрим в качестве
примера практически важный случай использования бинарной позици-
онно-импульсной модуляции (ПИМ) в сочетании с непосредственной мо-
дуляцией света по интенсивности для передачи цифрового потока со
скоростью В.
Идеализированный цифровой сигнал бинарной ПИМ (код В IF) изоб-
ражен на рис. 8.28 под номером два. На каждом тактовом интервале
длительностью 7Т передается импульс длительностью т = 7\./2 -
= 1 /2В. При передаче двоичного нуля он располагается на первой поло-
вине интервала, а при передаче двоичной единицы — на второй. Ис-
пользуется приемник прямого детектирования с решающим устройст-
вом РУ (рис. 8 21, а).
Если приемник работает в режиме ограничения дробовыми шума-
ми (случай использования ФЭУ, Л4 4> 1), то в РУ определяется число
электронов п, проходящих через нагрузку фотодетектора на
каждой из половинок тактового интервала. В отсутствии
сигнала они создаются шумом (п = пш), а при наличии сигнала — как
шумом, так и сигналом (п — пш + пс). Затем разность этих величин
сравнивается с нулевым порогом. Если порог превышается, то принима-
ется решение о передаче двоичной единицы, если не превышается —
двоичного нуля. При слабом потоке электронов в РУ используется счет-
чик возникающих коротких импульсов, а при сильном, когда импульсы
сливаются, — интегратор в виде ФНЧ.
При использовании пуассоновской модели распределения вероятно-
стей
Рош ~0,5[1 l Q(a, b) — Q(b, a)] -Q(a,b)~
—0.5 exp [ —0,5 (а2 + b2)] Zo (a, b),	(8.17)
где a P 2пш, b V"2 (nc -f- пш), nc и nm— среднее число «сигналь-
ных» и «шумовых» электронов, регистрируемых на интервалах длитель-
ностью т - Tr!2, Q (а, Ь\ — функция Маркума:
Q (a, b) - J х ехр —~2~)	^х'
ь
/0 (х)—модифицированная функция Бесселя нулевого порядка. Табли-
цы функции Q(a, b) и алгоритм ее расчета даны в [32]. Зависимость рои1
отпс при различных пш изображена на рис. 8.30.
280
Рис 8 30. Зависимость вероятности ошибки от сред
него числа сигнальных (йс) и шумовых (лш) фото
, тектронов в случае бинарной позиционно-импульс
ной модуляции
Учитывая (8.10), выразим пс и пш через
среднюю за время т мощность оптического
сигнала Рси (импульсную мощность) и сред-
нюю мощность фона Рф:
пс -ic-v'e DMtPPK/e-,	(8 18)
-(Ч>ЛК/е= (ОМРф^/т)т е, (8.19)
1де !( — средний ток через нагрузку фотодетектора за счет приема сш
нального импульса, /ф — средний ток, обусловленный приемом фоно-
вого излучения
Подставляя (8.18) и (8.19) в соотношение b ]/ 2 (л, -+ пш) и по-
ла1ая Рси	Рд, b 6Д, получим:
Рд сЬД/(2ПЛ4т)-Z/(DM; —Рф,	(8.20)
1де величина Ьл определяется с помощью таблиц функции Q (а, Ь)
через заданное значение (рОш)д и величину о V 2п1П, которая вычис-
ляется на основании (8.19).
Если приемник работает в режиме ограничения тепловым шумом
(случай применения фотодиода без умножения, М 1), то использует-
ся такое же решающее устройство, как и при приеме сильных сигна-
лов в режиме ограничения дробовым шумом. Вероятность ошибки опре-
деляется при этом формулой, соответствующей различению пары орто-
гональных сигналов в гауссовом аддитивном шуме
Рош --0,5|1— Ф(/г)|,	(8 21)
где)г = (Е/Сщ)1 2, Е — энергия сигнального импульса электрического
тока, протекающего через нагрузку фотодетектора, GUI — спектраль-
ная плотность теплового шума, Ф (г) — интеграл вероятности. Учиты-
вая формулы (8.10) и (8 11), найдем Е — (DP( и /И£ф)2-т/?н, G„,--
- 4kTNy) и следовательно,
где — допустимое значение параметра h, определяемое из (8.21)
ПРИ Рош = (Рош)д с помощью таблиц функции Ф (г), кф— коэффи-
циент формы импульса интенсивности света, равный отношению сред-
него квадрата огибающей к среднему ее значению. Для прямоуголь-
ного импульса Кф — 1, для косинус-квадратного кф 0,75.
281
Если коэффициент умножения фотодетектора не велик (М ~ 10...
... 30), что соответствует использованию современных лавинных фото-
диодов при оптимальном выборе величины М, то, хотя дробовым шумом
пренебречь нельзя, вероятность ошибки можно с достаточной точно-
стью оценить также по формуле (8.21), полагая в ней формально Gm -
— 0,5(Сш1 + Сш2). Здесь ОШ1 — плотность теплового шума, GUI,-- плот-
ность полного шума, определяемая по формуле (8.11). Так как в этом
случае не только Е, но и бш зависят от Рсп, то, полагая Рси - Р д,
h -= йд, следует найти Рл, решая квадратное уравнение относительно
Р д. Затем необходимо выбрать М, минимизируя Рд по М.
Расчет средней мощности фона Рф. Эта величина фигурирует в фор-
мулах для определения Р л и должна учитываться при проектировании
ОСС с открытой средой распространения света (в волоконных ОСС
РФ - 0).
Если трасса распространения света расположена полностью в ат-
мосфере, то учитываются следующие виды фона: излучение неба, Солн-
ца, Луны, планет и ярких звезд в предположении, что приемная антен-
на ориентирована на соответствующий источник фона. Фон неба в днев-
ное время обусловлен главным образом рассеянием солнечного света в
атмосфере. Он на несколько порядков превосходит фон ночного неба,
который обусловлен звездным, зодиакальным и галактическим светом,
а также рассеянным светом Луны, планет и ярких звезд.
Если трасса полностью расположена в космическом пространстве,
то учитывается излучение неба (звездный, зодиакальный и галактиче-
ский свет), Солнца, Земли, Луны, планет и ярких звезд.
Когда трасса частично проходит в атмосфере, а частично за ее пре-
делами, то на земной станции учитываются все виды фона, соответст-
вующие первому варианту, а на космической — второму.
При расчете Рф следует различать два случая:
1) источник фона распределенный («протяженный») и
2) источник фона сосредоточенный («точечный»),
В первом случае угловые размеры источника фона, наблюдаемого
из точки расположения приемной системы, много больше ее ширины
диаграммы направленности 29пр. В качестве характеристики источни-
ка фона удобно использовать спектральную плотность энергетической
яркости (лучистости) В.д, Вт/(ср. • м3)*. При этом
Рф - AXSa к„ кп ЙПр/Г‘? « X2 АХВ,х Gnp (20пр)16L&?,	(8.23)
где АХ — полоса пропускания оптического частотного фильтра на вхо-
де приемника, Qnp — телесный угол, соответствующий диаграмме при-
емной системы (практически Qnp « л (29пр)2/4); Sa, ки, к„, Скр —
параметры приемной антенны (§ 8.3), Lqc — потери в оптической систе-
ме приемника (от выхода антенны до входа фотодетектора).
Во втором случае угловые размеры источника фона (20и.ф) меньше,
чем 29пр. При этом в качестве характеристики источника удобнее ис-
ср — стеррадиан
282
пользовать спектральную плотность энергетической освещенности
(облученности) Е^., Вт/м3. Тогда
Рф AXSd ка KaiL'St --№ ЬХЕэК G^/inL1^.	(8.24)
Мощность фона в этом случае может быть определена и по формуле
(8.23), если заменить в ней 29пр на 2 9пф.
Если одновременно действуют несколько источников фона, то опре-
деляется суммарная мощность.
Данные и Ед можно найти в [30], они должны соответствовать
измеренным в месте расположения приемной системы. Различие данных
для уровня моря на Земле и вне пределов атмосферы легко учитывает-
ся с помощью коэффициента передачи атмосферы ТА (см. § 8.2).
Методика предварительного проектирования аналоговых атмосфер-
ных ОСС. Начинается проектирование с выбора подходящего серийно
выпускаемого газового или полупроводникового лазера и вида модуля-
ции; тем самым определяются мощность передатчика Рп, длина волны
к и коэффициент q, фигурирующий в (8.15). Выбрав тип фотодетектора,
получаем значения коэффициента умножения М, темнового тока /т,
коэффициента шума F (.-И), сопротивления нагрузки RH и квантовой
эффективности ц. Кроме того, определяется максимальный размер ра-
бочей площади фотодетектора. Далее итерационным методом отыскива-
ется требуемый размер апертуры антенны 2а. Для этого на первом
шаге принимается Рф 0 и определяется по формуле (8.16) величина
Рд, соответствующая допустимому значению отношения сигнал-шум
С учетом метеорологической обстановки и загрязненности атмо-
сферы оцениваются возможные погонные потериапр и определяются
потери в атмосфере La — а]|р7?, где R — заданная дальность связи.
Найденное значение La увеличивается на величину запаса на замира-
ния за счет турбулентности атмосферы. Выбирается структура приемо-
передатчика и оцениваются потери в оптических системах Loc и Еос
приемника и передатчика.
Используя затем формулы (8.1), (8.3) и (8.4), находим требуемый
коэффициент усиления антенны G Gn G|[p. Выбрав конструкцию
антенны и размер диафрагмы фотодетектора, определяем ширину диаг-
раммы направленности приемной системы 29пр по формуле (8.9).
Учитывая действующие источники фона и найденные параметры
G и 2 9пр, определяем мощность фона Рф с помощью соотношений (8.23)
н (8.24).
На втором шаге уточняются значения G и 29![р путем расчета Рс
учетом Рф, найденной на первом шаге, и т. д. По окончательному зна-
чению G с помощью соотношения (8.7) определяется размер апертуры
антенны 2а. Если он окажется недопустимо большим, то следует, вы-
брать более мощный лазер и повторить расчет.
Методика предварительного проектирования цифровых космиче-
ских ОСС. Предполагаются заданными: дальность связи R, скорость пе-
редачи цифрового сигнала В, допустимая вероятность ошибки (рош)д,
283
угловой размер области неопределенности 29Г) н и способ передачи
(в рассматриваемом случае бинарная ПИМ при непосредственной моду-
ляции света по интенсивности). Предположим также, что поиск, об-
наружение и сопровождение станций осуществляются с использованием
информационного канала.
Прежде всего выбирается тип газового или твердотельного лазера
и соответствующий фотодетектор (при /. <. 1,2 мкм выбирается ФЭУ,
а при % > 1,2 мкм — фотодиод). Затем выбирается тип зеркальной ан-
тенны, который обеспечивает требуемый угол поля зрения антенны
2w 2 9О.Н. По соображениям стоимости, допустимых габаритных
размеров и достижимой точности наведения задается размер апертуры
антенны 2й.По формуле (8.7) вычисляется коэффициент усиления антен-
ны G - Gn — Gnp, а с помощью (8.8) и (8.9) определяется ширина ди-
аграммы направленности передающей и приемной систем 20„ и 29пр.
После выбора оптической схемы приемопередатчика оцениваются по-
тери в оптических системах £“си L"pc. С учетом возможной ориента-
ции оси антенны в пространстве по формулам (8.23) и (8.24) вычисляется
средняя мощность фона на входе фотодетектора. По известным дан-
ным фотодетектора, найденной мощности фона и допустимой вероятно-
сти ошибки по формуле (8.20) или (8.22) определяется минимально
допустимая импульсная мощность сигнала на входе приемника Рл
Наконец, с помощью (8.1) определяется требуемая импульсная мощ-
ность передатчика Ра.
Далее находится время точного поиска при установлении связи
между станциями /,.п. Это время определяется числом импульсов сиг-
нала АД, которое необходимо зарегистрировать для надежного обна-
ружения передающей станции (Nu 1), а также числом положений
луча передающей системы (20О-Н/29П)2 и приемной — (29„ н/2911р)2.
Так как на одно положение луча требуется потратить время NJB,
то полное время точного поиска определяется выражением
(8.251
Если оно оказывается недопустимо большим, то следует расширить
диаграммы направленности. Когда расширение диаграммы приемной
системы (29пр) за счет увеличения размера рабочей площади фотоде-
тектора [см. соотношение (8.9)1 оказывается недостаточным, то необхо-
димо также уменьшить размер апертуры антенны 2 а. В любом случае
расчет повторяется с целью уточнения требуемой мощности Р1(. Мето-
дика проектирования волоконных ОСС рассматривается в § 10.3.
Глава 9. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ
СОВМЕСТИМОСТЬ
9.1.	ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ПРОБЛЕМЫ
Развитие радиосвязи и радиотехнических систем, входящих в различ-
ные радиослужбы, увеличение числа РРЛ и спутниковых систем свя-
зи приводит к непрерывному росту потребности в радиочастотах Реше-
ние этой проблемы может осуществляться, во-первых, освоением новых
диапазонов частот и размещением в них излучений различных радио-
средств и, во-вторых, предоставлением одной полосы частот несколь-
ким радиослужбам, в результате чего основные спектры, излучаемые
отдельными радиосредствами, могут оказаться частично или полностью
перекрывающимися.
Использование только первого пути не всегда оказывается приемле-
мым по разным причинам: вследствие неидентичности условий распро-
странения радиоволн различных диапазонов, из-за затруднений в соз-
дании высокоэффективных электронных приборов для генерации и уси-
ления колебаний с весьма высокими частотами и т. п. Использование
только второго пути будет приводить к возрастанию числа мешающих
сигналов — к появлению помех.
В настоящее время используются оба направления, причем для
уменьшения помех от одних радиоэлектронных средств (РЭС) другим,
распределение радиочастот между различными видами радиослужб и
условия их использования (значение излучаемых мощностей, ориента-
ция антенн, территориальный разнос между РЭС, стабильность часто-
ты и др.) осуществляются на научных основах, обсуждаемых и прини-
маемых на международных конференциях. Результаты этих решений
издаются в виде Регламента Радиосвязи [2] и рекомендаций МККР
1331.
Вопросы, относящиеся к распределению и использованию полос
частот различными РЭС, можно разделить на две группы. К первой из
них отнесем случаи, когда взаимодействующие РЭС (приемники, пере-
датчики) находятся в непосредственной близости — на борту корабля,
самолета, спутника, в одном здании. Эти случаи, относящиеся к ближ-
ней зоне воздействия, характерны тем, что антенны передающих и при-
емных устройств не имеют сформированных диаграмм направленности,
вследствие чего нельзя использовать такие понятия, как усиление ан-
тенн. Воздействие передатчиков на приемник может осуществляться
не только через антенный вход, но и через различные дефекты экрани-
рующих элементов, развязывающих цепей и цепей питания. Поэтому
аналитическое определение уровней мешающих сигналов в этих случа-
ях оказывается затруднительным и необходимы экспериментальные ис-
следования при испытаниях всего комплекса аппаратуры в натурных
условиях или на модели.
285
Ко второй группе будем относить те случаи, при которых мешающие
передатчики удалены от приемников на достаточно большие расстоя-
ния, при этом можно оперировать с диаграммами направленности
антенн. В этом случае воздействие передатчиков на приемник осуще-
ствляется в основном через антенный вход, а уровень сигнала на входе
приемника определяется условиями распространения в свободном про-
странстве. Случаи мешающих воздействий, относящиеся ко второй
группе, в настоящее время могут быть рассчитаны с достаточно вы-
сокой точностью. В дальнейшем именно эти случаи и будут рассмотре-
ны для нескольких вариантов полезных и мешающих сигналов.
Следует отметить, что характер помех, создаваемых мешающими
радиосигналами, и условия использования полос радиочастот сущест-
венно зависят от разноса несущих частот полезного и мешающего сиг-
нала. При малом разносе (т. е. при работе полезного и мешающего пере-
датчиков в общей полосе частот) воздействие мешающего передатчи-
ка будет проявляться в основном через основные излучения, т. е. че-
рез излучения, которые находятся в полосе частот, необходимой для
обеспечения передачи сообщений с требуемыми скоростями и качест-
венными показателями. При большом разносе между несущими воздей-
ствие мешающего передатчика на приемники может происходить вслед-
ствие неосновных излучений, к которым относятся побочные (излуче-
ния на гармониках, субгармониках и другие излучения, не связанные
с процессами модуляции или манипуляции колебаний) и внеполосные
излучения (обусловленные процессами модуляции или манипуляции
колебаний).
Отметим, что проблемы, связанные с возникновением и снижением
радиопомех, относятся к электромагнитной совместимости (ЭМС) ра-
диосредств [34, 35]. Под ЭМС понимается совокупность свойств РЭС,
проявляющихся при таких условиях эксплуатации, при которых радио-
помехи от одних средств другим либо отсутствуют, либо величина их
ослаблена до уровня, обеспечивающего функционирование РЭС с за-
данными техническими требованиями. Эти технические требования в
зависимости от назначения РЭС, относящихся к той или иной радио-
службе, могут определяться различными показателями.
Так, согласно рекомендациям МККР в случае совместного исполь-
зования полос частот выше 1 ГГц фиксированными спутниковыми служ-
бами связи и фиксированными наземными службами (РРЛ) при пере-
даче телефонных сообщений в аналоговой форме, для этих служб зада-
ется среднеминутная псофометрическая мощность шумов на выходе
телефонного канала Рм.вых, пВтО, которая может быть превышена
не более чем за е % времени любого месяца. Для различных вариан-
тов радиослужб величины Рм.вых и е %, рекомендуемые МККР, при-
ведены в табл. 9.1 [33]. В столбце РРЛ -> ИСЗ эти величины даны для
телефонного канала системы спутниковой службы связи с ЧМ при воз-
действии мешающих сигналов от наземных РРЛ. В столбце ИСЗ ->
-> РРЛ приведены величины РМ.ВЬ1Х и е % для телефонного канала ана-
логовых РРЛ с угловой модуляцией при воздействии мешающих сиг-
286
Таблица 91
Величины рекомен- дуемые ц'ККРР	РРЛ—>исз	ИСЗ	РРЛ	ИСЗ— -> ИСЗ
Р<4 ьЫХ Б. °6	1000* 20	1000* 20	2000** 20
Рм вых е, %	50 000 0,03*	50 000 0,01*	50 000
* Пример возможной интерполяции мощности ьтих
шумов для других процентов времени приведен на
рис. 9 1 (по оси ординат отложены отрицательные
шачения децибел).
* Максимальная среднеминутная мощность шумов,
(.отдаваемая одной из систем фиксированной спутнике
вой службы. передатчиками другой фиксированной
спутниковой службы, превышаемая не более 20% вре
мени любого месяца не должна превышать 400 пВтО
Следует отметите», что для служб, зарегистрированных
до 1978 г . вместо 2000 пВтО МККР рекомендовалось
руководствоваться величиной 1000 пВтО
Рис 9 1 Интерполяция ве
личины допустимой мощно
сги шумов, создаваемыми
мешающими станциями*
/ — Помехи в системе с
ИСЗ. 2 —Помехи в РРЛ
налов, создаваемых земными и космическими станциями фиксирован-
ной спутниковой службы связи. В столбце ИСЗ —>- ИСЗ табл. 9.1 при-
ведена величина Рм.Вых и Е % для телефонного канала системы фикси-
рованной службы с геостационарными ИСЗ и ЧМ в полосах частот ни-
же 15 ГГц для случая, когда мешающие сигналы создаются системами
фиксированной спутниковой службы.
Шумы, приведенные в табл. 9.1, должны включаться в общую вели-
чину шумов, относящихся к соответствующим гипотетическим линиям.
Таким образом, в этом случае в точке с нулевым относительным
уровнем любого телефонного канала, где Рс.вш 1 мВтО, оказыва-
ется заданной величина
<2вых ^с.вь^м.ных-	(9.1)
Аналогичной величиной можно характеризовать влияние мешающе-
го сигнала при передаче телевизионного сообщения. Согласно [33]
различные системы, относящиеся к фиксированной службе через гео-
стационарные ИСЗ, работающие в общей полосе частот и использую-
щие частотную модуляцию, должны рассчитываться таким образом,
чтобы в гипотетической цепи мощность помех, создаваемых передатчи-
ками земных станций и спутников других систем, превышаемая за 1 %
времени для любого месяца, составляла не более 1/10 части от допусти-
мого значения шумов в видеоканале. При этом максимальная мощ-
ность шумов, создаваемых только одной из систем через ИСЗ в другой
системе, не должна превышать 4/10 от приведенного выше значения
287
мощности шумов (т. е. не должна превышать 0,04 части от допустимого
значения шумов).
Приведенные значения шумов должны включаться в общую величи-
ну шумов, определяемых для гипотетических линий.
При передаче других сообщений в качестве исходного параметра
допустимо выбирать другую величину, например в системах передачи
дискретной информации — изменение вероятности ошибок при воздей-
ствии мешающего сигнала.
При воздействии помех от РРЛ на фиксированную спутниковую
служб} при передаче телефонных сообщений методом ИКМ мощность
мешающего сигнала на входе приемника, усредненная за любой 10-ми-
нутный интервал, в течение 20 % времени любого месяца не должна
превышать такого значения, при котором увеличение общей мощности
шумов на входе детектора, которая вызывает вероятность ошибки 10~6,
составит не более 10 %. Кроме того, мощность мешающего сигнала на
входе приемника не должна вызывать вероятность ошибки, большую
1Сш* за любой одноминутный интервал в течение 0,03 % времени лю-
бого месяца.
Перейдем к определению критериев ЭМС. В аналоговых системах
связи в качестве такого критерия можно взять параметр
X -Qbhx/Qbx,	(9.2)
здесь QBblx находится в соответствии с (9.1), а
евх--^.вч/рм.вх, •	(9.3)
причем Рх.вх и вх - соответственно мощности полезного и мешаю-
щего chi налов на входе приемника
Из (9.2) следует, что параметр х характеризует устойчивость каче-
ственных показателей системы QBblx при появлении или изменении ме-
шающего сигнала. Поэтому параметр х может быть назван критерием
устойчивости качественных показателей (УКП). Отметим также, что
поскольку (9.2) можно записать в виде
Qbmx xQBX,	(9.4)
го из (9.4) следует, что х характеризует ослабление мешающего сигна-
ла при его прохождении совместно с полезным сигналом от входа при-
емника до выхода канала.
Можно показать, что х не зависит от QBX, если соблюдаются усло-
вия.
/’с.ВЧ > Л.ОР- /’м.вч « ^.ВХ,	(9.5)
где Р|1ор - мощность порогового сигнала на входе приемника.
Из (9.4) также следует, что условия ЭМС облегчаются при увеличе-
нии х, так как при этом в случае неизменного QBbIX может быть умень-
шена величина QBV. В соответствии с (9.3) это означает возможность ра-
боты при большем значении Рм вх, т. е. либо при более близком распо-
ложении источника мешающих сигналов от радиоприемного устройства,
либо при большей мощности, излучаемой мешающим передатчиком.
288
Таким образом, увеличение х упрощает задачи ЭМС, позволяя при за-
данном значении QBbIX разместить радиосредства на более близких рас-
стояниях. Отметим, что величина х существенно зависит от энергети-
ческих спектров сигналов, воздействующих на вход приемного устрой-
ства. Поэтому для определения х изучим особенности спектров РРЛ и
спутниковых систем связи при различных видах передаваемых сообще-
ний.
В цифровых системах критерием ЭМС является изменение вероятно-
сти ошибки рош при изменении QBX.
9.2.	ЭНЕРГЕТИЧЕСКИЕ СПЕКТРЫ ЧМ КОЛЕБАНИЙ
ПРИ РАЗЛИЧНЫХ ВИДАХ СООБЩЕНИЙ
Большие индексы модуляции. Можно доказать [36], чго в тех слу-
чаях, когда индексы модуляции
т = АД/F оо,	(9.6)
энергетический спектр ЧМ колебания пропорционален плотности веро-
ятности W (zzg) модулирующего процесса (I). Это положение справед-
ливо при ЧМ стационарными, детерминированными и суммой стацио-
нарных и детерминированных процессов. В выражении (9.6) величина
F в случае стационарных процессов определяется верхней граничной
частотой FB, а в случае детерминированных — частотой повторения
(дискретизации) F3.
Опишем последовательность определения энергетического спектра
G (/) по известной плотности вероятности модулирующего процесса
W (и%). Для этого необходимо:
1)	перейти от мгновенных напряжений, входящих в зависимость
W (и^), к мгновенному изменению частоты f и осуществить сдвиг этого
изменения частоты на величину несущей частоты /с. Этот переход сво-
дится к формальному умножению мгновенных напряжений, входящих
в величину W (и$, на крутизну модуляционной характеристики Л'чм,
имеющую ту же степень, что и степень напряжений. Таким образом,
переход может быть записан следующим образом:
и -> /(чм и -> /—/с;
2)	перейти от эффективных напряжений к эффективной девиации
частоты АД,, используя схему преобразований, аналогичную предыду-
щей, т. е.
U9 -> Кчм U3 АД, или UI ->	-> АД2-
Таким образом, преобразования, которые следует выполнить для
перехода от плотности вероятности к энергетическому спектру G (f)
в случае ЧМ колебаний ст->оо, можно записать следующим образом:
G(f) = Aa W'(u0
(9.7)
w tf-fa А/э).
э э
10 Зак. 131
289
Здесь Ag — коэффициент пропорциональности; Uc — амплитуда не-
модулированных колебаний.
Рассмотрим применение изложенной методики на примере определе-
ния энергетического спектра колебания, модулированного по частоте
многоканальным телефонным сообщением при т->оо.
Имея в виду, что плотность вероятности такого сообщения опреде-
ляется выражением (2.1), при учете (9.7)
G (Д =-- Аа——ехр
У 2лий
(jm
j э э
У’
----—----- ехр
2 У 2л \f э
— (/—/е):
2 АД
(9-8)
Учитывая (9.6), при подстановке АД = m3FB получим
(9.9)
При FB )§> FH и т,> 2,3 выражение (9.9) справедливо до значе-
ний (f — fc)!F3 « 3. Следовательно, при тэ У 2,3 энергетический
спектр оказывается сплошным (дискретные составляющие отсутству-
ют) и характеризуется огибающей в виде гауссовой кривой. На рис. 9.2
приведены огибающие спектра, вычисленные для различных АД =
- m3Fv при Uc = У2.
Для оценки условий ЭМС весьма важным параметром является оп-
ределение наибольшей мощности, которая может излучаться в некото-
рой условной полосе частот. В качестве последней в рекомендациях
МККР принимается полоса 4 кГц. Из рис. 9.2 следует, что наибольшая
мощность излучается, когда несущая оказывается в центре полосы.
Эта мощность (Вт) на единичном сопротивлении может быть найдена
интегрированием (9.8) в полосе с границами ±2 кГц от несущей:
РЧМ шах (4)
гУ^л
ехр
(/-(с)2
2АД
d(f-/c). (9.10)
Обозначим через z отношение Рчмшах к мощности при отсутствии мо-
дуляции, равной Uc/2. Тогда
zo=101gz^l01g
1
У2л АД
2 • I03
j еХР
— 2. 10»
(/—/с)2
2 А(2

Результаты расчета г0 для различных АД приведены в табл. 9.2,
290
Таблица 9.2

мг«	г„, дБ
0,2	—20,97
1	—26,99
2	—33,98
Рассмотрим применение опи-
санной методики для нахожде-
ния энергетического спектра
колебаний, модулированных по
частоте телевизионным сообще-
нием с неизменной яркостью по
Рис. 9.2. Энергетические спектры при
1
всему экрану. На рис. 9.3 показана осциллограмма нескольких строк,
на протяжении которых яркость изображения не изменяется и соответ-
ствует одному из значений между уровнем белого и уровнем черного.
Напряжение сигнала, характеризующее этот уровень яркости, на рис.
9.3 обозначено через Ux, а через (7б, Ur и Ucc обозначены напряже-
ния, определяющие соответственно уровни белого, гасящих импульсов
и вершин импульсов синхронизации строк. В связи с тем, что для
конкретного случая, приведенного на рис. 9,3, в соответствии с па-
раметрами телевизионного сообщения известны продолжительность
передачи перечисленных уровней и период повторения, нетрудно рас-
считать вероятность появления любого дискретного уровня р (U).
Понимая под р (U) отношение времени, в течение которого передается
каждый уровень, к периоду строк Тс 64 мкс, найдем
p(UCc) -4,7/64 0,073; р (UT) = 7,3/64 -0,114; р (I/,) - 52/64-
---0,812.
(9.11)
Очевидно, что в соответствии
ления различных уровней
с рис. 9.3 плотность вероятности появ-
Рис 9.3. Осциллограмма теле-
визионного сигнала с постоян-
ной яркостью
Рис. 9.4 Энергетический спектр ЧМ коле-
баний, модулированных видеосигналом с
постоянной яркостью
10*
291
F (У)-0,0736 (ы —{/cc) + 0,1146 (и —t/r)+ 0,8126 (и— Iff) (9.12)
Чтобы найти энергетический спектр ЧМ колебаний при т = А/Тс > 1,
необходимо преобразовать (9.12) в соответствии с (9.7).
Выполняя это, найдем
G (/) = 0,56/с2 Ю,0736 {f-fc - Д/сс) + 0,1146 (f-fc - Д/г) +
+ 0,8126 (f-fc-ДД)].	(9.13)
Здесь Д/сс — Кчм t7cc, АД,—Кчм 0+ДА “Кчм. Вводя обозна-
чения А + А/сс = fee, fc + АД- =- Al fc 4- АД = fi, получим
G (/) = 0,ЫД [0,0736 (/-/сс)+ 0,1146 (/-А)+ 0,8126 (/—Д)]. (9.14)
Таким образом, энергетический спектр при модуляции по частоте
телевизионным сообщением постоянной яркости характеризуется тре-
мя компонентами в виде дельта-функций. Такое представление спра-
ведливо при tn \fT,,	50. Мощность, излучаемая на трех различ-
ных компонентах, может быть представлена в виде графика (рис. 9.4),
на котором показаны только коэффициенты, стоящие перед дельта-
функциями.
В том случае, когда передается телевизионное сообщение с плавно
изменяющейся яркостью, частота компоненты, характеризующей уро-
вень яркости, изменяется в интервале от А до /в- Если распределение
яркостей телевизионного сообщения случайно и соответствует нормаль-
ному закону распределения с дисперсией оА, то вместо дискретной
компоненты получим огибающую в виде гауссовой кривой, вершина
которой в соответствии с (9.8) а1 = 0,812С/?/2рг2лоа в. Эта кривая рас-
положена между частотами, соответствующими передаче уровней бело-
го и черного (рис. 9.5)
Малые индексы модуляции. При тя < 1 энергетический спектр
ЧМ колебаний [37]:
оо
G(fl = G0(fl+ V Gn (/).	(9.15)
П - 1
Здесь Go (/) — дискретный компонент, a G4 (f) — непрерывные компо-
ненты порядка л, причем
Go(A 0,5[+cxp)-/+)6(7-A);	(9.16)
G. (f) - 0,5(7с exp ( -/+) ml ф	при FH +; | f-fc | + Ев, '
Gi (Д -0	при других |/—А |-
(9.17)
Непрерывные компоненты более высокого порядка описываются гро-
моздкими формулами и могут быть получены из [37].
292
В (9.16) и (9.17) входят параметр ф, зависящий от частотной харак-
теристики предыскажающего четырехполюсника г/п.к (F), определяе-
мой соотношением (4.11), и среднеквадратичный индекс модуляции тп:
♦	-0.4-1.6А.+ 0,25^-(1
Г В—J	гв	ГВ \	ГН/
(9.18)
при FB » FH
г|э 0,4+1,6FH/FB;
= А/2 Я’/^н Fb =- ml ipFB/FfI.
(9.19)
(9.20)
Отметим, что согласно (9.18) гр < 1 (при отсутствии предыскажений
следует принять г|?	1). Необходимо иметь в виду, что величина та >
тэ.
Учитывая громоздкость расчетов по формуле (9.15), была предло-
жена следующая приближенная формула [381:
G (/) - = 0,5t/2 exp ( — ml) б + ml гр A- |н
I	+ (/-/с)
(7—fe)2
exp (m§)-l+ ml	\
Л. Lz I	5
(9.21)
Отметим, что в (9.21) первое слагаемое соответствует (9.16), а вто-
рое— (9.17). При малых индексах модуляции, когда тэ < 0,5, энер-
гетический спектр в интервале F„ + \f — /с| + FB с достаточной точ-
ностью определяется двумя первыми слагаемыми выражения (9.21),
т. е. его можно считать состоящим из трех компонентов: дискретного,
определяемого (9.16), и двух непрерывных — нижней и верхней боко-
вых, описываемых (9.17). Ширину спектра ЧМ колебания в этом слу-
чае можно приближенно считать равной 2FB. Если т 0,5, величина
компонентов при и ^2в (9.15) возрастает и потому для описания-энер-
гетического спектра следует использовать не три, а большее число ком-
понентов, входящих в (9.15), это учитывается третьим слагаемым в
(9.21). Соответственно этому увеличится ширина полосы.
Отметим также, что при достаточно больших индексах модуляции
формула (9.21) может быть приведена к виду (9.8) или (9.9). Таким об-
разом, формула (9.21) удовлетворительно описывает спектр при раз-
личных значениях индекса модуляции.
Перейдем к определению отношения наибольшей мощности в поло-
се 4 кГц. к мощности в отсутствие модуляции. При малых индексах мо-
дуляции, в случае когда FH + 4 кГц, в соответствии с (9.16) и (9.17)
293
Таблица 9.3
	Fh' кГц	FB, кГц	Д1к. МГц	А,'э, МГц	тэ	дБ
60	12	252	50	0,10!	0,395	—6,6
300	60	1300	200	0.616	0,473	-9,7
600	60	2540	200	0,871	0,343	—9,7
960	60	4028	200	1,1	0,27	—8,9
1800	.312	8204	140	1.056	0,128	—0,8
1920	312	8524	140	1,1	0.128	—0,9
наибольшая мощность в полосе 4 кГц будет определяться только мощ-
ностью колебаний на несущей частоте. Поэтому, учитывая (9.16),
/’чм (/е) --Рчмтах(4)	f Gu (/) df - ехр (—т2). (9.22)
l\ J
2 -10’
Условимся называть эту величину остатком мощности на несущей и най-
дем отношение ее к мощности при отсутствии модуляции, равной Р -
UII2R. В результате
Zo- Z'4"	(4) - ехр(-/и§).	(9.23)
В табл. 9.3 приведены значения относительной величины остатков
несущих, т. е. величины Zo 10 lg z, дБ,
для РРЛ при различном числе телефонных
каналов N. Из таблицы следует, что на РРЛ
с большим числом N остаток мощности
Рис 9 5 Энергетический спектр ЧМ колебании
при мод\линии телевизионным сигналом
на
Рис. 9.6. Изменения зиерге
тпческою спектра
294
несущей Рчм = zP мало отличается от мощности немодулированных
колебаний.
Сопоставляя значения z0 и 20, приведенные в табл. 9.2, 9.3, видим,
что при больших индексах модуляции мощность в полосе 4 кГц ока-
зывается существенно меньше.
В процессе передачи большого числа телефонных разговоров 3ai -
рузка в течение суток непрерывно изменяется. Очевидно, что при уве-
личении числа занятых абонентами каналов будут увеличиваться
ДД, тэ, та, что приведет к переходу от случая, описываемого выраже-
ниями (9.16) и (9.17), к случаю, для которого справедливо (9.8). При
этом в соответствии с (9.16) будет изменяться остаток мощности на не-
сущей частоте: при увеличении индекса модуляции эта дискретная ком-
понента будет уменьшаться и при больших индексах модуляции пропа-
дет— получим непрерывный спектр (рис. 9.6).
9.3.	УРОВЕНЬ ПОМЕХ НА ВЫХОДЕ КАНАЛА
И ОПРЕДЕЛЕНИЕ х
Напряжение помехи на выходе канала. Рассмотрим совместное
воздействие полезного и мешающего ЧМ сигналов на идеальный прием-
ник ЧМ колебаний. При этом параметры полезного сигнала будем за-
писывать с индексами «с», а мешающего — с индексами «м». В соот-
ветствии с (4.6) запишем мгновенные значения напряжений полезного
и мешающего ЧМ сигналов на входе приемника:
^с.вх“ ^c.b\COS
СОс/ + Д<1)э., Д, (0 dt
(9.24)
“М.вх = ^м.Вх cos 0)м/-Р Дсо<м lM(t)dt
— 00
Здесь |с (/) и |м (7) — случайные процессы с дисперсией, равной
единице, соответствующие собщениям, которыми модулируются по час-
тоте полезный и мешающий сигналы, a UC.BX и UM.BX — амплитуды
полезного и мешающего сигналов на входе ЧМ приемника.
Будем считать, что сом отличается от <о(, на величину расстройки сор,
т. е.
°Р =®м —
(9.25)
Рассмотрим диаграмму рис. 9.7, на которой изображены векторы
Uc-вх- UM.BX и суммарный вектор Us вх. На диаграмме для краткости
обозначено:
а = ыс t + Awg,c J §с(/)А;₽==шм/ + Дшэ.м$ (/) dt. (9.26)
— оо
— оо
295
Д	>s • Аналогично (9.24) и (9.26) в соответ-
'	/г х „ ствии с рис. 9.7 можно записать
и 2вх =f7v вх cos (а +-0).	(9.27)
У1Вх
y/g^-''i	।	Из очевидных геометрических соотно-
/	j	шений и при учете (9.26) получим
1	I	_____________________
х	6,SBX = y 1 + Kbx + 2kbxcos ф .
Рис. 9.7. Векторная диаграмма по-	. о
лезного и мешающего сигналов	(9.2о)
В двух последних формулах принято:
Z
Ф=.р—а -Д(и,.м f gM (t) dt —	(t) dt-^-apt, (9.29)
— oo	—oo
^BV ~~ ''м.вД е.вх'	(9.30)
Для определения угла 0 выразим отрезок АС (рис. 9 7) через гипоте-
нузы треугольника ОАС и АСВ:
UC.BX sin 9 = UM BX sin СД АВС).	(9.31)
Учитывая (9.30) и то, что согласно обозначениям на рис. 9.7 X АВС ^
=- Р — (а + 0) — ф — 0, из (9.31) найдем
sin	(ф— 0) ^=квх (sin ф cos 0—cos ф sin 0].	(9.32)
Отсюда следует, что
9 =_ ardg —.	(9.33)
1 Т квх cos ф
При совмесшом использовании различными радиостанциями общей по-
лосы ЧаСТОТ обыЧНО ДОЛЖНО ВЫПОЛНЯТЬСЯ усЛОВИе 7/м.Вх<к ^с-вх,
поэтому в соответствии с (9.30) получим квх 1. Учитывая это, выра-
жение (9.33) можно представить в виде
0 = arctg (квх sin ф).	(9.34)
Разлагая в степенной ряд. найдем
0 -- j? (- 1)"-! sin п ф.	(9.35)
После прохождения через идеальный ограничитель напряжение
«вых на выходе идеального частотного детектора с крутизной Кчд
296
будет определяться производной от фазы суммарного напряжения, ко-
торое описывается выражением (9.27). Учитывая (9.26), получим (без
учета постоянной составляющей)
^вых
к'
= ЛчД
at
t
Д«э.с 5
— оо
=кчд'Ды,.дс ф+-±е\.
(9.36)
Первое слагаемое этого выражения представляет собой выходное
напряжение полезного сигнала, второе — характеризует напряжение
помехи на выходе частотного детектора, которое обозначим через
^М-ВЫХ-
Учитывая (9.35), найдем
«м.вых = ^чд У (—1)п-‘ — — sinn^ =
п at
п = 1
оо
= Лчд У (~ 1)"" 1 «"x COS гаф.
п— 1
Принимая во внимание (9.29), получаем
^м.вух ^ЧД |(О	(О Д^р.с 9)р | X
ОО	Г	t
xV (-О'1-1 K“xcos пАюэ.м	нАо)э.с х
П — 1	- - оо
t
X ъс (0 dt + raw t .
— 00
(9.37)
(9.38)
Необходимо учесть, что в системах связи всегда устанавливается
такая диаграмма уровней, при которой в определенной точке на выхо-
де канала связи получается строгое соответствие между заданным зна-
чением девиации частоты при передаче измерительного сигнала и на-
пряжением (или мощностью) этого сигнала. Так, в системах многока-
нальной телефонной связи значению А/К с = До)к-с/2л, которое полу-
чается при подаче на вход любого телефонного канала измерительного
сигнала, в точке с нулевым относительным уровнем на выходе телефон-
ного канала всегда должно соответствовать значение Pc.BbiX ~= 1 мВтО
или значение 1/с.вых.э -= ]/Рс.вых Явых. В системах, рассчитанных на
передачу телевизионных сообщений, устанавливается соответствие
между заданным значением размаха изменения частоты Д/р = Дсор(/2л;
и размахом выходного напряжения Uc вых.р, которое принимается
равным 1 В.
297
Отметим, что соответствия между девиацией частоты и напряжени-
ем на выходе канала добиваются регулировкой усиления элементов,
тракта, включенных после детектора приемника.
Таким образом, при правильно установленной диаграмме уровней
^е.вых.4 = ^ЧД А®(.с,	(9.39)
^.вых.р^КчдЛ(Яр.с-	(9.40)
Подставляя в (9.38) значения 5чд, найденные из (9.39), получаем
формулу для определения напряжения помехи в точке с нулевым от-
носительным уровнем на выходе телефонного канала:
“м.вых == -^-ы—(0 Асол.м—|с (0 Ашэ.с + Юр] X
Асок с
ОО	~	t
X У (- 1)" кД cos /гАюэ.м J £м (/) dt—
II—- I	L	— °0
t
— ziAo)3.c £r (t) dt + nap t 
(9.41)
Для иллюстрации полученных соотношений рассмотрим два приме-
ра.
Пример 1. Рассмотрим случай, соответствующий отсутствию моду-
ляции полезного и мешающего сигналов при значении квх = 0,1.
Подставляя в (9.41) tc = |м = 0 (модуляция отсутствует) и пренебре-
гая всеми членами ряда (вследствие малости квх), кроме первого, полу-
чаем
~ г г	вх • Р	4
“м-вьи — ^с.вых.1 ., COS ®р
А/ в.с
(9.42)
Из (9.42) следует, что при увеличении частоты расстройки /р на-
пряжение и частота помехи будут увеличиваться. Это значит, что уро-
вень помехи в «верхних» телефонных каналах будет больше, чем в
«нижних». В телефонный канал с центральной частотой FK и гранич-
ными частотами F]K и F2K помеха попадает в том случае, если Fu.
<У Ifpl ;С FiK. Очевидно, что среднее значение мощности помех Рм.вых
будет определяться при |/р1 = FK. Имея в виду, что в точке с нулевым
относительным уровнем Рс.вых = ^ъ-вы- = Ю9 пВтО, из (9.42) при
Явых 1 Ом, и наличии предыскажений найдем, пВтО,
/’м.вых ~ Ю9 к2вх F2K	при F1K I /р I < F2k
^м.вых = 0 при FiK > I /р |; F2k < I /р |.
(9.43)
Перейдем к определению параметра х. На основании (9.1)	(9.4)
• ВЫХ ): (РС. вх /Рм .вх.
(9.44)
298
Учитывая (9.43) и (9.30), при введении предыскажений получим
х - 2 (	—1— при FK | fp |.	(9.45)
При анализе (9.45) следует обратить внимание на то, что расстрой-
ка fv между несущими частотами полезного и мешающего сигналов не-
прерывно изменяется из-за аппаратурной нестабильности частоты, а
также и по другим причинам (например, вследствие эффекта Доплера)
Это значит, что частота помехи будет изменяться, т. е. помеха будет
перемещаться по групповому спектру, попадая при этом поочередно в
телефонные каналы с различными центральными частотами.
Отметим также, что данное рассмотрение является приближенным
вследствие малости величины квх- была допущена возможность ограни-
чения лишь одним членом ряда. В действительности помеха состоит не
из одной дискретной компоненты, а из нескольких, которые одновре-
менно (не поочередно) могут попасть в несколько различных телефон-
ных каналов. Однако мощность компонент с увеличением номера п,
как следует из (9.41), существенно уменьшается.
Пример 2. Рассмотрим случай, когда модуляция полезного сиг-
нала отсутствует, а мешающий сигнал имеет энергетический спектр
Ом.вых, непрерывный и равномерный в полосе /7, превышающей в г раз
полосу канала AFK. Очевидно, что при RBX -- 1 Ом
<А,.ВХ /7=- GM.BX vAFK.	(9.46)
Данный случай аналогичен воздействию на вход ЧМ приемника теп-
ловых шумов. Поэтому мощность помехи на выходе канала с централь-
ной частотой Fh можно найти, если в выражении (4.30) положить kTHT-
0.5GM-BX. Выполняя это, получим, пВтО,
р _	109 рм.вх ( У кг	(9 471
м'вых ~ 2vPc.BX иД< М"-Ь	(9'4
Если учесть, чтоРм.ВЬ1Х определена в той точке канала, где Р(..вых
-- 1 мВт, то при подстановке (9.47) и (9.46) в (9.44)
х^ —2v	/ Мк.с V
У В. к кп	F к /
Сопоставляя (9.47) с (9.43), можно видеть, что при ширине канала
AFк переход от дискретного мешающего сигнала к сигналу с равномер-
ным спектром в полосе П позволит снизить величину Рм.вЫХ в число
раз, равное г'№п. Из (9.46) найдем
ч1кга--П1к* \FK.	(9.49)
На этой особенности основано снижение помех на выходе ЧМ при-
емника посредством введения сигналов дисперсии, описываемых в од-
ном из последующих разделов.
299
Общая формула. Рассмотрим более общий случай, когда модуля-
ция осуществляется случайными процессами £с (О и ем (О- Для опре-
деления мощности помехи следует найти энергетический спектр, учи-
тывая, что «м-вых, определяемое (9.41), является нестационарным про-
цессом даже в том случае, если процессы Sc (t) и SM (t) стационарны.
Поэтому для расчета энергетического спектра необходимо проводить
усреднение нестационарного процесса как по множеству, так и по вре-
мени. В результате достаточно громоздких преобразований можно по-
лучить формулу, определяющую энергетический спектр помехи на вы-
ходе канала связи [391:
(9.50)
где
оо
4(F)= J Gc.n {nfp—F — z) GM.n(z)(dz) +
oo
“I- j Gc _ п (л/р -г F z) GM. л (z) dz.
— 00
(9.51)
Здесь Pc-вых — мощность полезного сигнала в точке на выходе кана-
ла, в которой определяется GM.Bb]X (F). Величина Рс.вых определяется
на выходном сопротивлении РВЬ1Х при подаче в канал измерительного
сигнала, создающего эффективное значение девиации частоты А/К.с;
Gc.n (/) — энергетический спектр гармонического колебания с нуле-
вой средней частотой и единичной средней мощностью, модулирован-
ного по частоте сообщением (/) с девиацией, увеличенной в п раз.
Таким образом, это энергетический спектр процесса ) 2 cos [пАсоэ с х
X J (/) dt]; GM.u (z) аналогично является энергетическим спектром
---ОО
процесса cos [пАа>э.м f SM (О dt; квх—величина, определяемая
согласно (9.30). Учитывая (9.3),
квх — 1/Qbx-
Мощность помех в канале с граничными частотами Fli; и F2K мо-
жет быть найдена по выражению
F
2К
Рм.выхf G^(F)dF.	(9.52)
^вых J
По формулам (9.50) — (9.52) можно определить мощность помех в
телефонном канале для различных случаев, а затем согласно (9.44)
определить величину х.
300
О -
'I
-15 - '
-20 -
г°в/7 Ц5 ~1	1,5 2Р
Ю
Хд, дБ
25 -
Рис 9.8. Зависимость х от относительной расстройки для верхнего канала
(сплошные кривые) и минимальные значения х в канале при FK=fv (штрихо-
вая кривая) для случая Ус = 1920; ЛГМ = ЗОО (а); Ум = 960 (б), .VM = l920 (в)
Результаты расчета для трех случаев зависимости х0 = 10 1g х от
относительной расстройки хр = fp/FB.c, где FB.C — верхняя частота
в групповом спектре системы, передающей полезный сигнал, приведены
на рис. 9.8. Эти случаи соответствуют различному числу телефонных ка-
налов Ne и Nm (параметры в зависимости от числа каналов N приведе-
ны в табл. 9.3). Отметим, что наибольшие значения х0 на этих графи-
ках определяются взаимодействием (сверткой) непрерывных компонен-
тов энергетических спектров ПС и МС как между собой, так и с дискрет-
ными компонентами. Участки кривых х02 хОв имеют ширину AF^I
/FB.C и определяются в основном взаимодействием дискретных компо-
нентов спектров (остатков несущих, относительная величина которых
приведена в табл. 9.3) при значении /р = FB.C. Другими словами, на
участке х02х0в колебания с разностной частотой несущих ПС и МС по-
падают в полосу верхнего телефонного канала.
Точки хОн, показанные на рис. 9.8, соответствуют случаям, когда
колебания с разностной частотой несущих попадают в нижний канал,
т. е. когда выполняется условие ]FH — fp\ 3100. Штриховые линии
на рис. 9.8 определяют значения xOmlQ для остальных каналов, находя-
щихся между FH.C и FB.C.
В результате рассмотрения кривых, приведенных на рис. 9.8 и
табл. 9.3, можно сделать следующие выводы: минимальное значение
х существенно зависит от величины остатков несущих; при взаимодей-
ствии сигналов, имеющих большие остатки несущих, значение х^.
уменьшается; для верхних каналов значение х0 значительно меньше,
чем для нижних каналов.
301
Отметим, что в [40] приведены ре-
зультаты аналогичных расчетов зависи-
мости х0 = f (хр) для различных комби-
наций числа каналов Nc и Ум.
Телевизионные сообщения. Пери-
одическая помеха. Рассмотрим
взаимодействие полезного сигнала при
передаче изображения с постоянной яр-
костью и мешающего сигнала, который
определяется только одной дискретной
составляющей с частотой /м. Этот слу-
чай может быть пояснен рис. 9.9, где
показана частота f\, соответствующая
Метающий сигнал
Помехи

М
Рис 9 9 Периодические поме
хи на сигнале телевидения при передаче уровня «серого», а также часто-
ты /| и /с.с, соответствующие передаче
уровней гасящих импульсов и вершин
импульсов синхронизации. Напряжение периодической помехи на
выходе может быть определено по выражению (9.42), если в нем в
соответствии с (9.39) и (9.40) заменить £/с.вых.ч на £/с.вых-Р, а
на Л/р е. В результате такой замены и при учете того, что Uc.BbiX.p --
—1В, получим, В.
“ч. |)Ы\
^вх fp
А/р
COS 2л/р t.
(9.53)
Таким образом, амплитуда и частота периодической помехи (в дан-
ном случае гармонической) будут определяться расстройкой /р, опре-
деляемой как разность частот между дискретной компонентой мешаю-
щего сигнала и дискретной составляющей полезного сигнала. Эта осо-
бенность отражена на рис. 9,9, где показано, что амплитуда и частота
помехи при переходе от /( к /г возрастают.
Появление периодических помех на экране телевизионных прием-
ников вызывает характерные искажения изображения, называемые
«муаром». Эти искажения носят непостоянный характер, так как с из-
менением несущей частоты полезного или мешающего сигнала (вслед-
ствие нестабильности частоты передатчиков) или уровня яркости пере-
даваемого изображения будет изменяться величина /р, а следователь-
но, уровень и частота периодической помехи.
Уровень периодических помех оценивают по отношению размаха
сигнала изображения (напряжение между уровнем белого и чер-
ного) к удвоенной амплитуде помехи, т. е. по величине
уп - 20 lg £/и,3 2U„ вых. тах.	(9.54)
В соответствии с рекомендациями МККР телевизионный канал
гипотетической линии связи (кабельной или радиорелейной) в отно-
302
шении периодических помех должен удовлетворять следующим тре-
бованиям (F — в мегагерцах):
уп^ 55 дБ, если 1<СЕ<;6МГц.	(9.55)
Для систем связи через ИСЗ в настоящее время рекомендации, оп-
ределяющей уровень периодической помехи, еще нет.
9.4.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВЕРОЯТНОСТИ ОШИБОК
В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ С ФМ
ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ МЕШАЮЩИХ СИГНАЛОВ
Рассмотрим одновременное воздействие на когерентный приемник
ФМ полезного, мешающего сигнала и шумов.
Полезный ФМ сигнал с единичной амплитудой
ис (7)--cos [<ос / + фс Ж
(9.56)
Здесь фс (/) — изменение фазового угла, который может принимать
одно из фиксированных значений фс1, фс2,..., фс.м. находящихся в пре-
делах от нуля до 2л. При 7И-кратной передаче наименьший сдвиг
Фс; Фс 1) — 2л/2М.
(9-57)
При однократной (двоичной) передаче Л-1 — 1; фазовый угол принима-
ет только два значения — фс1 и фс2, отличающиеся на величину л.
На рис. 9.10 приведено несколько последовательных значений фазо-
вого угла, соответствующих передаче различных символов.
В приемном устройстве посредством фазового детектора осуществ-
ляется обратное преобразование — для каждого фазового угла должен
быть получен соответствующий символ. Будем считать детектор иде-
альным с нулевой шириной порогов, определяющих границы измене-
ния символов. Эти пороги (границы) на рис. 9.10 показаны штриховы-
ми линиями Оа, ОЬ, ..., Oz.
Если фазовый детектор отре-
гулирован правильно, то при
нулевой ширине порогов сим-
вол, соответствующий, напри-
мер, фазовому углу фс2 будет
получаться во всех случаях,
пока фаза принимаемого сигна-
ла будет находиться в пределах
острого угла, определяемого
границами Оа и Ов; символ, со-
ответствующий фазовому углу
Фс;, — пока фаза принимаемого
сигнала не выйдет за пределы
Рис. 9.10. Пояснения к формулам
(9.57) и (9.58)
303
границ Оа и Oz и 1. д. Под воздействием шума и мешающих сигналов
фаза вектора суммарного сигнала будет изменяться. Обратим внима-
ние на то, что если при этом вектор суммарного сигнала пересечет
граничные линии, определяющие области соответствующих символов,
произойдет ошибка — на выходе детектора будет ошибочный символ.
Например, если при передаче символа, соответствующего фазовому
углу фс1, вследствие воздействия помех вектор суммарного сигнала
пересечет границу Оа и перейдет в область аОЬ, на выходе детектора
будет получен символ, соответствующий фазовому углу фС2.
Из рис. 9.10 следует, что угол Дф между положением вектора, ко-
торое определяется (9.57), и ближайшей границей (порогом) вдвое
меньше интервала фС7 — фс (/ — 1), т. е.
Аф~я;2м.	'	(9.58)
Запишем мешающий сигнал в виде
«м (0 = «вх cos [<ом t + фм (0 + фо (/)]•	(9.59)
Здесь фч (/) определяет фазовую модуляцию мешающего сигнала, соз-
даваемую в результате модуляции передаваемым сообщением, а ф0 (/) —
изменение фазового угла, вызванное непостоянством режимов работы
мешающего передатчика вследствие изменения напряжения питания,
температуры окружающей среды и т. п ; ф0 (0 является случайной не-
прерывной величиной с равномерным распределением на интервале
периодичности 2л Поэтому плотность вероятности процесса
Г(фо)-1/2л.	(9.60)
Тепловой шум, отнесенный ко входу приемника, можно представить в
виде
п (t) cos t — V (t) sin wc t,
(9.61)
где U (t) и V (t) являются медленно изменяющимися независимыми
случайными стационарными процессами с гауссовским распределением
и дисперсией, равной о2.
При когерентном приеме на один вход перемножителя будет воздей-
ствовать сумма напряжений, опре-
деляемая (9.56), (9.59) и (9 61), т. е.
«2 - Wc (/) —«м (0 + л (0-1(9-62)
Рис. 9.11. Векторная диаграмма
На второй вход перемножителя
воздействует напряжение и0 (t),
когерентное с полезным сигналом
(9.56) при отсутствии модуляции;
амплитуду п0 (0 для удобства по-
следующих преобразований будем
считать равной 2 (70:
ип = 2U0 cos (ос t.	(9.63)
304
Напряжение Us на выходе НЧ полосового фильтра, стоящего после
перемножителя, будет определяться НЧ составляющими, входящими в
произведение (9.62) и (9.63). Учитывая (9.25), а также считая, что при
отсутствии мешающего сигнала и шума напряжение на входе фильтра
равно единице (это эквивалентно условию cos фс (/) — 1), получим
Us =U0VX2s +Y2S ~,	(9.64)
где
Х2=. 1 + kbv cos [ир t + y (t)l + U (/),	,	5,
Ys = k^x sin [ир ( + у(/)] + V (t),	|	;
У (0"=Фм (/) + фо (0-	'	(9.66)
На рис. 9.11 приведена векторная диаграмма, соответствующая
(9.65), из которой следует, что наличие мешающего сигнала с ампли-
тудой квл и шумов приводит к изменению фазы суммарного вектора на
величину а.
Учитывая (9.58). можно сказать, что ошибка в приеме передава-
емого символа будет в том случае, когда
|а[>Дф.	(9.67)
Если априорные вероятности передачи любых символов одинаковы,
вероятность ошибочного приема ФМ сигнала при воздействии меша-
ющего сигнала и шума будет определяться вероятностью выполнения
условия (9.67), т. е. вероятностью того, что вектор суммарного сигнала
UdU0 (см. рис. 9.11) будет находиться в областях от Аф до л или от
— л до — Аф.
Таким образом,
р (| а) ф) = W 2 (a) da -г j W-% (а) da.
—л
Здесь (а) — плотность вероятности суммарного сигнала по углу
а, определение которой дано ниже. В силу симметрии последнее выра-
жение может быть записано в виде
р (| а | 7^ ф)=- 2 j lTz2(a)tZa.	(9.68)
Для определения (а) сначала найдем совместную плотность ве-
роятности случайных процессов Хх, Ys и у. Учитывая независимость
этих процессов,
W (A'sl Ys; У) = U7 (Х2) W (У2) W (у).	(9.69)
305
Имея в виду (9.65) и то, что U (/) и V (/) являются независимыми гаус-
совскими процессами с дисперсией о2, после преобразований получим
W (Х2) = —exp [' Фт а	( —[xs(0—1—Квх cos У (О]2 j	2a2
W (Hs) ==	— exp 2л a	[ —[yY (9—Sin V (/)J2 j I	2(j2	J
Перейдем к определению W (у). Можно доказать [12], что если име-
ются две независимые непрерывные случайные величины, одна из ко-
торых имеет равномерное распределение на интервале периодичности
— л, л, а другая — произвольное распределение, то плотность веро-
ятности суммы этих величин, приведенная к интервалу периодичности,
всегда равномерная. Поэтому, учитывая (9.66) и (9.60), получаем
W (у)--1'2л.
Подставляя последние три формулы в (9.69), найдем W (Х^,	у),
а затем, проведя интегрирование в пределах 2л, получим
2л
W (Х2; ф2) -- f W (Х%, Ys; у) dy - -1- х
J
о
X exp J -=±[(Х2 (/)	1)2 ф Yl (t) ф кв\][ х
I 2а2	)
X /0 [	1 (Х2 (0-1)2 + УШ]	(9.70)
L о2
Здесь /0 (?) - функция Бесселя нулевого порядка.
Преобразуем (9 70) от декартовой системы координат х, у к поляр-
ной а. Учитывая, что при Uo 1. согласно рис. 9.11 Х2(£) --
— ((/2/(/0) cos а; Уф (/)	(Ф2/Фо) sin а, а якобиан преобразования
равен Uz, после преобразований найдем
—^ТехР
2л<г
1
2СТ2
ф 1— 2(72 cos а] [ X

( Uy r-----------------
X /01 —- J/ (/2 + 1 —-2(/2cosa
\ a2
(9.71)
Для получения 1Г2 (а) необходимо выполнить интегрирование (9.71)
по всем возможным значениям Ф21 т. е.
Г2 (a) -- j W a) dt/2.
о
(9.72)
306
Рис 9 12 Вероятность ошибок при однократной ФМ (а) и при двухкратной
ФМ (б)
Подставляя (9.71) в (9.72), а затем в (9.68), получим окончательную
формулу
я 7 и
/7(]a|^q)~“2 fda 1 —^exp	ук2х l 1 2(У£сояаП <
J J 2ла2 V 2а2	1
Дф о
X /о | V Р 1 —2t/x cos a j dUz.	(9 73)
Вычисление (9.73) выполнялось на ЭВМ при различных отношени-
ях эффективных мощностей полезного сигнала ФМ к мешающему сиг-
налу Рс/Рм 1/к2вх и полезного сигнала и шума на входе приемника
РС1Р3 1/2о2. По результатам расчета на рис. 9.12 построены
трафики для случая М 1 (однократная ФМ) и М 2 (двукратная
ФМ). Отметим, что результаты экспериментальных измерений хорошо
совпадают с расчетными кривыми, приведенными на рис. 9.12.
9.5.	МЕТОДИКА РАСЧЕТА ВОЗДЕЙСТВИЯ
МЕШАЮЩИХ СИГНАЛОВ
Исходные соотношения. На рис. 9.13 приведено размещение пере-
датчиков полезного и мешающего сигналов (Пс и Пм соответственно)
и приемника Пр, показана ориентация диаграмм направленности ан-
тенн. При известном расстоянии R,. мощность полезного сигнала Ри.ъх
на входе приемника РРЛ может быть определена по формуле (4.70),
307
а для систем связи через ИСЗ — по фор-
муле (6.5). Эти расчеты должны быть
выполнены для множителей ослабления
V (20 %), V (0,03 %) и V (0,01 %).
Расчет Рч вх ведется согласно (4.85),
умноженном на Квоя (формула (6.9) для
расстояния (см. рис. 9.13)) и при
учете углов 0' и 0", определяющих
усиление приемной антенны Gnp (0') и
Рис. 9 13. Размещение станций усиление ашенны мешающего передат-
и ориентация антенн	чика Gn.M (0”). Определение расстояния
7?м и углов 0' и 0” в случае помех от
РРЛ и ТРЛ следует проводить по картам местности. Отметим, что
величина Рм.вх может значительно возрастать за счет сверхрефракции
и отражений от неоднородностей атмосферы. Поэтому для мешающего
сигнала V (20 %) V (0, 003 %) < V (0,01 %) [26].
Зная 0' и 0", усиление Gnp (О') и Gn.M (0") определяют по диаграм-
мам антенн, относящихся к конкретному случаю. При отсутствии та-
ких диаграмм можно воспользоваться следующими приближенными
формулами. Для антенн, у которых отношение диаметра к длине волны
О/л2> 100, принято считать усиление. дБ, по следующим формулам
[2]:
G(0) = Graax -2,5- 1O-3(D0 /Л)2 при О<УО’;С0(,
G(0) = G(	при 0° sj:00 <0Д
G (0) ===--32 — 25 1g 0°	при О/ <0°^48°,
G (0) -- —10	при 48° < 0° < 180*
Здесь
Gj — 2+ 151g(D/X),
0>2O(X/D)KG^~G^
0°15,85 (D/Л) °=6
При D/k < 100
G (0) —GraaX -2,5  IO-8 (£)0°y’X)2 при 0 < 0° < 0/,
G (0) = Gt	при 0; < 0° < 100X/D,
G(0)-52- 101g(D/X) — 251g© при 100X/D < 0° < 48°,
G(9) —10 — 10Ig(D/X)	при 48° <0° <2 180°.
(9 74)
(9.75)
Величины Gx и 0q определяются аналогично случаю Dlk> 100. В слу-
чае, когда D/Х неизвестно, оно может быть найдено по формуле
20 lg (D/X) =Gniax-7,7.	(9.76)
Таким образом, в результате указанных расчетов оказываются из-
вестными Рс.вх (20 %) и ,РМ.ВХ (20 %), а также Рм.вх (0,03 %) или
308
р /0 01%) В соответствии с этим находят QBX (20 %) =
= Л „(20 %)//’м.вх (20 %) и Q (0,03 %	(20 %)/Рм.вх (0,03 %)
или Qbx (0,01 %) = вс.вх (20 %)/Рм.вх (0,01 %). По известному зна-
чению QBX может бызь найдена величина к2вх = 1/QBX.
Определение Рм.вЫХ в телефонных каналах. Зная индексы модуля-
ции полезного и мешающего сигналов, определяют величину х. В зави-
симости от конкретных случаев это может быть сделано по выражени-
ям (9.45), (9.48) или по графикам, приведенным на рис. 9.8, а также ре-
зультатам расчетов, имеющихся в [40].
Зная величину х (если х0 определено в децибелах, необходимо вы-
полнить пересчет: х = 10°’1х»’ дБ); по выражению (9.44) для точки с ну-
левым относительным уровнем найдем величину Рм.вых, пВтО:
Рм.вых = 109/xQBX = 109 «вх/к.	(9.77)
В формулу (9.77) следует подставлять QBX (20 %) и либо QBX (0,03 %),
либо QBX (0,01 %). Отметим, что для некоторых случаев величина
Рм-вых может быть найдена непосредственно из (9.43), (9.47) или (9.52)
при подстановке в них №вх (20 %), №„ (0,03 %) или к2вх (0,01 %).
Найденная величина PM.BL1X не должна превышать значений рекомен-
дуемых МККРР, приведенных в § 9.1.
Определение помехи в канале изображения. При малых индексах
модуляции мешающего сигнала по выражению (9.23) определяют па-
раметр г. Затем находят Q'пх QBX z и параметр kBX - V 1/Q'BX,
который и подставляют в формулу (9.53). В соответствии с (9.54) необ-
ходимо, чтобы
«вх/р/А/р < 10°’O5V	(978)
Значения уп, дБ, следует брать в соответствии с (9.55).
Определение вероятности ошибок. Зная величины Рс.вх; Рм вх
и мощность шума на входе приемника [см. (4.16) или (6.10)1, находят
отношение Рс.вх/Рт.вх и по рис. 9.12 определяют вероятность ошибоч-
ного приема при когерентном приеме колебаний в случае однократной
и двукратной ФМ.
9.6.	МЕТОДЫ СНИЖЕНИЯ ПОМЕХ
Для снижения помех в каналах связи необходимо выполнение ряда
мероприятий. К основным и общеизвестным из них можно отнести ра-
циональное использование радиоспектра, улучшение стабильности час-
тоты колебаний, излучаемых передатчиками, уменьшение побочных из-
лучений, уменьшение числа побочных каналов приема путем улучше-
ния характеристик преобразователей. Наряду с перечисленными меро-
приятиями в системах с ЧМ можно существенно снизить мощность по-
мех, если ввести сигналы дисперсии, обеспечивающие рассеяние энер-
гии дискретных компонент излучаемых колебаний, а также установив
системы компенсации мешающих сигналов или помех, создаваемых
этими сигналами.
309
Наряду с этим в современной технике широко используются реко-
мендуемые МККР ограничения мощности и направления излучения ан-
тенн, а также территориальный разнос станций. Рассмотрим некоторые
из этих методов.
Сигналы дисперсии в аналоговых системах с ЧМ. Из сопоставле-
ния (9.45) и (9.48) видно, что переход от сигнала, спектр которого
состоит из дискретной составляющей, к сигналу с равномерным энер-
гетическим спектром приводит к увеличению х, а следовательно, к
уменьшению помех на выходе канала связи. Следовательно, одним из
мероприятий, направленных на снижение уровня помех при работе сис-
тем в общих полосах частот, является устранение или уменьшение ин-
тенсивных дискретных составляющих в энергетическом спектре сигна-
лов как в режиме эксплуатации передатчиков, так и в режимах наст-
ройки, контроля и регулировки. Из рассмотрения в предыдущих гла-
вах следует, что дискретные составляющие в спектрах сигналов воз-
никают как при малых индексах ЧМ и при отсутствии модулирующего
напряжения, так и в случае передачи телевизионных сигналов с посто-
янной яркостью.
Устранение или уменьшение дискретных составляющих может быть
выполнено при введении в тракт передачи сигналов дисперсии (СД),
которые должны обеспечивать следующие условия:
1.	Создание такого энергетического спектра ЧМ колебаний, оги-
бающая которого была бы равномерной как при отсутствии передавае-
мого сообщения (отсутствие модуляции), так и при наличии передавае-
мого сообщения. Другими словами, СД должен обеспечивать возмож-
но более равномерное рассеяние (дисперсию) мощности несущей часто-
ты по спектру. Из этого следует, что в качестве СД можно использо-
вать ограниченный по полосе «белый» шум, которым осуществляется
ЧМ с большими индексами модуляции. Тогда согласно (9.8) и рис. 9 2
можно получить энергетический спектр ЧМ колебаний, приближаю-
щийся к равномерному.
Кроме того, рассмотрение сигналов различной формы с учетом (9.7)
показывает, что ЧМ напряжением пилообразной формы (рис. 9.14) с
периодом повторения Т при индексе модуляции tn-= \fpT> Ю2
позволяет получить энергетический спектр ЧМ колебаний с равно-
Рис. 9 15. Энергетический спектр ЧМ
сигнала, модулированного пилообраз-
ным напряжением
Рис. 9.14. Параметры пилообразного
напряжения
310
мерной огибающей, показанный на рис. 9.15. Отметим, что &fp здесь
определяет размах изменения частоты, создаваемый напряжением (/р=
== 2Ut (см. рис. 9.14).
2.	Возможность регулировки уровня СД в зависимости от характе-
ра передаваемого сигнала. Например, при полной загрузке системы ос-
новным многоканальным телефонным сигналом, обеспечивающим полу-
чение больших индексов модуляции, СД может отсутствовать или иметь
малую амплитуду; при отсутствии модулирующего сигнала (отсут-
ствии загрузки) уровень СД должен быть наибольшим; при средних
значениях загрузки этот уровень должен принимать промежуточные
значения.
3.	Наличие или отсутствие СД в тракте не должно вызывать искаже-
ний или нарушений в передаче основного сообщения (многоканального
телефонного или телевизионного сообщения).
Для обеспечения условий, при которых СД будет приводить к
меньшим искажениям основного сообщения, можно предложить сле-
дующие варианты:
1)	различие сообщения и СД по спектрам;
2)	различие сообщения и СД по форме;
3)	различие сообщения и СД по форме и спектрам.
Поясним эти варианты. Первый из них показан на рис. 9.16, где
изображен СД, занимающий спектр частот F" ... F', и сообщение со
спектром FB ...FH. Очевидно, что достаточное удаление спектра СД от
спектра сообщения позволит уменьшить продукты нелинейности от СД,
обусловленные несовершенством аппаратуры, которые попадают в
спектр сообщения. Отметим, что размещение спектра СД выше спектра
сообщения нецелесообразно, так как это уменьшит индекс модуляции и
затруднит получение равномерного энергетического спектра при ЧМ.
Исходя из этого, следует выбирать спектр СД ниже спектра сообще-
ния; вариант, приведенный на рис. 9.16, может быть использован в том
случае, когда передается многоканальное телефонное сообщение. От-
метим, что огибающая СД на рис. 9.16 приведена условно — в качест-
ве СД могут быть использованы как «белый» шум, ограниченный часто-
тами F' и F", так и пилообразный сигнал (см. рис. 9.14).
При передаче телевизионного сообщения, занимающего весьма ши-
рокий спектр, начинающийся от очень низких частот, более целесооб-
разно использование таких СД, которые будут отличаться от телеви-
зионного сообщения по форме. В качестве примера, иллюстрирую-
щего второй вариант, на рис. 9.17, а показан СД в виде пилообразных
импульсов с частотой повторения, равной частоте строк, размах напря-
жения которого Up ~ Ux — U2. Суммарный сигнал изображен на
рис. 9.17, б, а плотность вероятности напряжений суммарного модули-
рующего сигнала и огибающая энергетического спектра при ЧМ, по-
строенные в соответствии с (9.7), показаны на рис. 9.17, в. Сравнение
рис. 9.17, в и рис. 9.4 показывает, что введение СД согласно рис. 9.17, а
приводит к нескольким равномерным огибающим энергетического'
спектра равной интенсивности. Следует отметить, что СД, показанный
311
на рис. 9.17, а, создает перекос вершин синхроимпульсов и гасящих
импульсов. Очевидно, что для уменьшения искажений телевизионного
сообщения величина Uv должна быть возможно меньшей, так как в
противном случае уменьшится диапазон передаваемых градаций ярко-
сти. С другой стороны, напряжение Up не должно быть очень малым,
так как оно в соответствии с рис. 9.15 определяет Д/р, т. е. полосу П
равномерного энергетического спектра и, следовательно, величину
уменьшения помех, характеризуемую (9.49).
Отметим, что при передаче телевизионного сообщения выбор в ка-
честве СД, ограниченного по полосе белого шума, нецелесообразен.
Определение помех в каналах при введении СД оказывается весь-
ма трудоемкой задачей и может быть выполнено при использовании
выражений (9.52) и (9.50). В случае приближенного определения по-
мех можно считать, что энергетический спектр при введении СД ока-
зывается равномерным и определяется только СД. Такое предполо-
жение приведет к несколько завышенному значению помехи в канале,
что допустимо при технических расчетах. Расчет может быть выполнен
по формуле (9.47).
Следует отметить, что для снижения помех в телевизионном канале
введение СД нецелесообразно. Это следует из (9.49), согласно которому
для снижения мощности помех даже в 5 раз (у = 5) в телевизионном
канале шириной AF1 = 6 МГц потребуется обеспечить девиацию Af =
---= vAFj = 30 МГц, что приведет к существенному расширению поло-
сы частот, занимаемой сигналом. Поэтому введение СД в телевизион-
Рис. 9.16. Размещение СД в группо-
вом спектре
Рис. 9 17. Введение СД при переда-
че телевизионного сигнала (а); сум-
марный сигнал (б); энергетический
спектр Ч.'Л колебания (в)
312
ный канал делается только
для того, чтобы уменьшить
помехи системам, передающем
многоканальные телефонные
сообщения.
Рис. 9 18 Структурная схема дисперсион
кого устройства
Введение СД в тракт мо-
жет быть сделано с помощью
специального устройства, ко-
торое в дальнейшем будем
называть дисперсионным.
Принцип работы дисперсион-
ного устройства (ДУ) рассмотрим на схеме рис. 9.18.
На рис. 9.18 показано, что дисперсионное устройство включается
между аппаратурой разделения АУ и ЧМ передатчиком и состоит из
анализатора группового спектра (АС), усилителей (У) и генератора сиг-
нала дисперсии (ГСД). В зависимости от амплитуды и характера груп-
пового спектра с помощью анализатора АС регулируется усиление У8,
через который проходит специальный сигнал дисперсии, создаваемый
генератором ГСД. Таким образом, на входе усилителя У2 может быть
получен такой суммарный сигнал, состоящий из сообщения, снимаемо-
го с выхода аппаратуры уплотнения, и сигнала дисперсии, который
приближает энергетический спектр ЧМ колебаний на выходе передат-
чика к равномерному независимо от изменения сообщения на выходе ап-
паратуры уплотнения.
Удаление СД может осуществляться с помощью фильтров, пропус-
кающих все частоты, начиная с F„ (см. рис. 9.16).
Удаление в точке приема пилообразных СД, кроме того, может вы-
полняться методом компенсации. Для этого в точке приема генерирует-
ся местный сигнал, идентичный СД по форме, но противоположный по
фазе. Местный сигнал должен быть синхронным с СД. Это выполнимо
либо с помощью специального пилот-тона, передаваемого по системе
связи, либо использованием приходящих СД. Отметим, что компенса-
ция может быть как по видеоспектру, так и по промежуточной частоте.
Первый вариант приведен на рис. 9.19, а. Здесь после частотного
детектора ЧД приемника установлен фильтр пилот-тона (ФПТ).
Пилот-тон с выхода ФПТ поступает к местному генератору МГ, ко-
торый создает сигналы, противоположные по фазе СД. Эти сигналы
подаются к сумматору <Н-», в котором осуществляется компенсация
СД.
Схема компенсации СД по промежуточной частоте показана на
рис. 9.19, б. Здесь напряжение отМГ подается к гетеродину, в резуль-
тате чего осуществляется частотная модуляция колебаний гетеродина
сигналами, противоположными по фазе СД. В результате этого на вы-
ходе преобразователя (ПР) будет компенсировано изменение частоты по
закону, определяемому СД.
Отметим, что УПЧ в схеме, приведенной на рис. 9.19, б, может иметь
меньшую полосу, чем в схеме на рис. 9.19, а, так как в случае
313
рис. 9.19, б полоса УПЧ должна рассчитываться на изменение частоты,
осуществляемое многоканальным сигналом без СД.
Сигналы дисперсии в цифровых системах с ФМ. При передаче со-
общений в цифровой форме с ФМ неизбежно появление мощных дис-
кретных компонентов. Это может происходить как в периоды неполной
загрузки системы, так и при проведении профилактических работ и из-
мерений, когда синхронизирующие посылки и периодически повторяе-
мые измерительные сигналы будут являться основной частью группово-
го сообщения. В связи с этим возникает необходимость в рассеянии
мощных дискретных компонентов; это нашло отражение в Регламенте
радиосвязи [2] и рекомендациях МККР [33].
При передаче сообщений в цифровой форме в качестве СД наибо-
лее целесообразно использовать псевдослучайную последовательность
двоичных сигналов (ПСП) Энергетический спектр такого сигнала опи-
сывается формулой [411
G(Q) -- "-0-1- [ sin(Q-7~ V 5 (й	/д уш
' т* [ ЙЛТ 2 I Ай \ т„ \Т,1	т% v v ’
ft
Здесь т0 — периодичность повторения ПСП; ST - длительность
двоичного символа.
Из (9.79) следует, что огибающая спектра зависит от ST, а плот-
ность спектра определяется периодом ПСП. Очевидно, что при т0 —ос
плотность спектральных линий будет возрастать и спектр приближаться
к непрерывному. Отсюда следует, что при выборе т0 нужно, чтобы раз-
ность частот между соседними компонентами в (9.79) не превышала
полосы частот \Ft, отводимой для передачи одного телефонного кана-
ла в системе с частотным уплотнением, т. е.
-V=CAFi.	(9.80)
т„ Т
Если учесть, что ЛК] 4 кГц, получим tn0ST 250 мкс; это яв-
ляется минимальным значением при работе цифровой системы связи в
*)
Рис. 9.19. Структурные
схемы компенсации СД.
в групповом видеотракте
(а), в тракте ПЧ (б)
314
общей полосе частот с РРЛ при
частотном уплотнении телефон-
ных каналов.
Для формирования ПСП, со-
стоящей из единиц и нулей, мо-
гут быть использованы сдвигаю-
щие регистры. Сдвигающим ре-
гистром на г разрядов называе-
тся устройство, состоящее из
последовательно соединенных
двоичных ячеек памяти,
на последующие
Рис 9 20 Структурная схема регистра
с тремя ячейками памяти
состояние которых передается (сдвигается)
ячейки под действием тактовых импульсов. Чтобы
после г тактовых импульсов регистр не остался «пустым», в схему вво-
дится обратная связь, осуществляющая логическую операцию для
всех или некоторых ячеек памяти. В качестве примера рассмотрим
структурную схему регистра при г - 3, приведенную на рис. 9.20,
где ячейки памяти показаны в виде квадратов, а логическая операция
в цепи обратной связи определяется сложением по модулю два симво-
лов, находящихся в первой и третьей ячейках. Напомним, что сложе-
ние по модулю два (обозначается в виде ф) означает такую операцию,
при которой сложение одинаковых символов (нулей или единиц) дает
на выходе суммирующего устройства нуль, а при сложении двух раз-
личных символов (0 и 1 или 1 и 0) — единицу. Логическая функция це-
пи обратной связи (рис. 9.20).
f (Xi, Х3) -X,	X-;.
(9.81)
Если принять, что начальное состояние регистра будет 001 (н*первой
ячейке памяти нуль, во второй — нуль, в третьей — единица), то по-
следовательные состояния ячеек регистра (с учетом обратной связи)
будут: 001, 100, ПО, 111, 011, 101, 010, 001 и т. д. Из этого перечня
следует, что восьмое состояние совпадает с первым, т. е. период рабо-
ты регистра т0 - 7. В общем случае при числе ячеек, равном /,
тп --2'—-1.	(9.82)
Если выходной сигнал на рис. 9.20 будет сниматься с выхода треть-
ей ячейки, то, исходя из приведенного перечня состояний, получим
последовательность 1001110, которая будет повторяться с периодом т0.
Если выходной сигнал будет сниматься после второй ячейки, вид вы-
ходного сигнала будет 0011101, т. е. он оказывается аналогичным сиг-
налу, снимаемому с третьей ячейки, но сдвинутым на один элемент.
В общем виде структурная схема регистра приведена на рис. 9.21;
для нее логическая функция цепи обратной связи записывается в виде
/(*1, х2,..„ Xj) : 2 h’xi-	(9.83)
i~ 1
В (9.83) сложение ведется по модулю два, а коэффициенты h( при-
нимают значение 1 или 0 в зависимости от наличия или отсутствия
315
Рис. 9.21 Общая структурная схема регистра
Рис. 9 22 Условная
структурная схема реги-
стра
элемента ht в сумме (9.83). В соответствии с этим для рассмотренного
примера, в котором функция обратной связи определялась формулой
(9.81), в (9.83) следует положить h2 =~ 0; j 3.
Для упрощения последующих рисунков условимся изображать
структурную схему регистра (см. рис. 9.21) более кратко и без соедини-
тельной цепи об (рис. 9.22).
При передаче сообщений в цифровой форме введение и компенса-
цию СД в виде ПСП наиболее целесообразно выполнять посредством
сумматора по модулю два.
На рис. 9.23, а приведена структурная схема введения ПСП на
стороне передачи, а на рис. 8.23, б — схема компенсации ПСП на сто-
роне приема. Из рис. 9.23, а следует, что последовательность информа-
ционных импульсов, получаемых при ИКМ с выхода кодера, сумми-
руется по модулю два с ПСП, создаваемой регистром. Суммарный сиг-
нал подается к модулятору передатчика. В точке приема устанавлива-
ется аналогичный регистр; получаемая от него ПСП складывается по
модулю два с сигналом, который снимается с выхода детектора и явля-
ется копией сигнала, подаваемого к модулятору. Очевидно, что для
точной компенсации ПСП необходима надежная синхронизация реги-
стров на приемной и передающей сторонах. Для этого могут быть ис-
пользованы синхронизирующие посылки, применяемые в цифровой
системе.
К моду-
лятору
а)
Рис. 9.23. Первый вариант структур-
ной схемы:
введение ПСП (а); компенсация
ПСП (б)
К деко-
деру
а
От демо-
дулятора.
S)
К моду-
лятору
Рис. 9.24. Второй вариант структур-
ной схемы:
введение ПСП (а); компенсация
ПСП (б)
От демо-
дулятора
ю
316
Рис 9.25. Структурная схема КМС на СВЧ
Второй вариант введения и компенсации СД в виде ПСП, не требу-
ющий дополнительной синхронизации регистров, приведен на
рис. 9.24. В этой схеме на стороне передачи используется обычная цепь
обратной связи (рис. 9.24, а), а на стороне приема — опережающая
цепь обратной связи. Работа схемы рис. 9.24 подобна работе схемы
рис. 9.23.
Отметим, что в американской и английской литературе схема введе-
ния ПСП на стороне передачи получила название «скремблер», а схема
компенсации ПСП на стороне приема — «дискремблер».
Методы компенсации мешающего сигнала. Эти методы в течение
последних лет приобретают все большее значение, так как позволяют
существенно улучшить качество приема при наличии мешающих сигна-
лов. Компенсаторы мешающих сигналов (КМС) могут быть выполнены
как на СВЧ, так и на ПЧ. Рассмотрим принцип работы КМС при прие-
ме ЧМ колебаний на примере схемы, изображенной на рис. 9.25 [42].
В этой схеме используются две антенны, к выходам которых подключе-
ны малошумящие усилители (МШУ). Одна из антенн принимает как по-
лезный, так и мешающий сигнал, вторая — только мешающий. В основ-
ном тракте включен направленный ответвитель (НО), выполняющий
317
функцию вычитателя. На второй вход НО с сумматора (S) подается
компенсирующий сигнал. Амплитуда и фаза компенсирующего сигна-
ла автоматически подбираются в специальном блоке, который назовем
блоком МС. Этот блок состоит из четырех аттенюаторов (АТТ), двух
фазовращателей (ФВ) и разделителя (Р).
Посредством Р, ФВ1 и ФВ2 из мешающего сигнала, принятого вто-
рой антенной и усиленного МШУ2, формируются четыре сигнала — син-
фазный, противофазный и два отличающиеся от принятого мешающего
сигнала по фазе на ±л/2. Каждый из этих сигналов подводится к АТТ,
затухание которых регулируется напряжениями, снимаемыми с выхо-
дов управляющих цепей (УЦ). Таким образом, запирая полностью или
частично соответствующие АТТ на выходе S, можно получить такую
амплитуду и фазу суммарного сигнала, которые обеспечили бы компен-
сацию машающего сигнала, приходящего к НО отМЩУ^ На рис. 9.26
пунктиром показаны четыре напряжения, снимаемые с полностью от-
крытых АТТ. Когда АТТ напряжения и± открыт полностью, АТТ на-
пряжения и2 открыт на 50 %, а два других АТТ заперты, результирую-
щее напряжение суммарного сигнала будет отображаться вектором U'.
В случае когда заперты АТТ напряжений и2 и ия, а АТТ напряже-
ний w, и н4 открыты на 50 %, результирующее напряжение будет ото-
бражаться вектором U" (рис. 9.26).
Рассмотрим работу управляющей системы для случая, когда полез-
ный и мешающий сигналы немодулированы. С помощью гетеродина Г
и смесителей См3 и См2 частоты полезного и мешающего сигналов пони-
жаются и усиливаются УПЧ. В результате этого в точках А и В на
входах перемножителя ПР, появятся напряжения:
ua = Vc cos w( t + UM cos <oM t,	(9.84)
uB --<xUM cos (<oM t -b p),	(9.85)
здесь с. и р учитывают отличие по амплитуде и фазе мешающего сигна-
ла, принятого второй антенной и прошедшего через СМ2, ограничитель
(Огр) и полосовой фильтр (ПФ), от мешающего сигнала, принятого пер-
вой антенной и прошедшего основной тракт. После перемножения на-
пряжений (9.84) и (9.85) в ПР, на выходе Ф3 в точке С получим постоян-
ную составляющую
Uс -0,5оК/„ cos р.	(9.86)
В зависимости от р знак Uc будет положи-
тельным или отрицательным; в соответствии с
этим напряжение появится на выходе 1 или
2УЦг.
Рис. 9.26. Векторная диаграмма, поясняющая рабо-
ту компенсатора
318
AM
Рис. 9.27. К пояснению работы компенсато-
ра помех векторная диаграмма (а); изме-
нение фазового угла (б)
Учитывая, что на ПР2 по сравнению с точкой А поступает напряже-
ние со сдвигом на л/2, в точке Д (на выходе Ф2) получим
l/д А)ДаЛД sin В.	(9.87)
В зависимости от знака Un это напряжение появится на выходе /
или 2 УЦ2. Таким образом, в соответствии с величиной фазового угла р
будут открыты соответствующие АТТ; степень этого открытия будет
определяться абсолютным значением напряжений Uc и Ud.
Рассмотренная схема КМС обеспечивает подавление мешающего сиг-
нала на 40... 50 дБ в тех случаях, когда несущие частоты мешающего
и полезного сигналов совпадают. При расстройке частотна ±(10 ... 15)
МГц подавление снижается до 25 дБ, что объясняется неидентичностью
АЧХ и ФЧХ трактов, по которым проходят сигналы к точкам А
и В (см. рис. 9.25). Подавление мешающего сигнала на 40 дБ возмож-
но при различии АЧХ этих трактов не более чем на 0,1 дБ, а ФЧХ —
не более 0,6 .
Отметим, что приведенные результаты справедливы лишь для слу-
чаев, когда вторая антенна принимает только мешающий сигнал; если
на нее попадает и полезный, то показатели, характеризующие подавле-
ние, снижаются.
Методы компенсации помех, вызванных мешающим сигналом. Рас-
смотрим принцип работы компенсатора помех (КП), в котором исполь-
зуется корреляция между паразитными видами модуляции полезного
сигнала под воздействием мешающего [431. Для этого обратимся к
рис. 9.27, а, на котором изображены векторы напряжений на входе при-
емника Пс.вх hUm. вх. В результате сложения этих векторов получается
суммарный вектор U2, который оказывается модулированным как по
амплитуде, так и по фазе. Глубина АМ и ФМ зависит от отношения
Им-вл^с-вх и определяется соответственно формулами (9.28) и (9.33).
На рис. 9.27, б показаны огибающая АМ и кривая, характеризую-
щая изменение фазового угла вектора U2, которые получаются вслед-
ствие воздействия мешающего сигнала. Следует обратить внимание на
то, что максимальные значения фазового угла получаются в точках 1 и
5, вследствие чего кривая, характеризующая ФМ, на рис. 9.27, б ока-
зывается несимметричной и описывается формулой (9.33) при ф =
319
АД Корр АЧХ	в У
Рис. 9.28. Структурная схема компенсатора помех при ЧМ
— (орЛ При квх <4 1 исходя из (9.28) и (9.33) при отсутствии модуля-
ции суммарное напряжение можно записать в виде
=ПС.ВХ + 2квх cos £2р t cos (©с t квх sin Qp t).	(9.88)
Если это напряжение подать на амплитудный детектор с квадратичной
характеристикой и на частотный детектор, на выходе их (без учета по-
стоянных составляющих) получим
«а.д^^^а.дСОЗЙр/,	(9.89)
=-^4	(9.90,
2л dt	2л
Здесь АСа.д и /\ч д — коэффициенты передачи детекторов. Из сопостав-
ления (9.89) и (9.90) следует, что выходное напряжение амплитудного
детектора не зависит от частотной расстройки Qp, в то время как напря-
жение на выходе частотного детектора зависит от Qp. Эти особенности
положены в основу схемы ‘компенсации помех, показанную на
рис. 9.28. Входное напряжение, описываемое (9.88), через УПЧ пода-
ется на амплитудный (АД) и частотный (ЧД) детекторы. В цепи АД сто-
ит корректор амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), обеспечи-
вающий совместно с видеоусилителем (ВУ) такую же зависимость вы-
ходного напряжения от частоты, как на выходе ЧД [см. (9.90)1. В ре-
зультате этого на выходе усилителя получаем
Иьых.у -KsfpCosQpt	(9.91)
Здесь % — суммарный коэффициент передачи АД, корректора АЧХ и
ВУ. В цепи ЧД стоит линия задержки, выравнивающая время прохож-
дения по цепям, содержащим АД и ЧД. Подбором коэффициентов пере-
дач обеих цепей можно обеспечить компенсацию помех, вызванных ме-
шающим сигналом. Следует сказать, что рассмотренный компенсатор
работает в сравнительно узкой полосе частот; это определяется слож-
ностью создания корректора с широкополосной АЧХ и линейной зави-
симостью от частоты, необходимого для включения после АД.
Результаты испытаний рассмотренного компенсатора помех приве-
дены на рис. 9.29. Кривая а получена для случая, когда полезный сиг-
нал модулировался по частоте многоканальным телефонным сообще-
нием при числе каналов N ~ 600 с девиацией частоты 100 кГц на один
канал. В этом случае мешающий сигнал модулировался с эффективной
320
девиацией частоты шумом с граничными частотами 50 Гц и 50 кГц.
Величина квх = 20. Из кривой а на рис. 9.29 следует, что в полосе
частот, в которой размещена верхняя 300-канальная группа, возможно
улучшение качественных показателей на 8... 10 дБ.
Телевизионный вариант компенсатора помех (кривая б на рис. 9.29)
обеспечивал подавление помех в диапазоне частот 3,5 ... 6 МГц (т. е.
в области передачи цветовой информации) на 12 ... 14 дБ. Это позволи-
ло принимать цветовую информацию в тех случаях, когда вследствие
воздействия мешающего сигнала она совершенно не могла быть приня-
той.
Используя принципы работы, изложенные при рассмотрении
рис. 9.27 и 9.28, может быть создан компенсатор помех, возникающих
при воздействии МС на ПС с фазовой модуляцией [441. Структурная
схема такого компенсатора проще приведенной на рис. 9.28 за счет то-
го, что в нее не требуется вводить зависимость частоты напряжения,
снимаемого с АД. Поэтому структурная схема компенсатора помех, в
случае когда полезный сигнал модулируется по фазе, отличается от
рис. 9.28 тем, что ЧД заменяется на фазовый детектор, а корректор
АЧХ заменяется на фазовращатель, обеспечивающий изменение фазы
на л/2.
Пространственный разнос земных и наземных станций. Для умень-
шения помех между земными и наземными станциями, совместно ис-
пользующими полосы частот в диапазоне 1 ... 40 ГГц, наземные стан-
ции не должны устанавливаться в пределах координационной зоны при-
емной или передающей земной станции. Для этого надо выполнить де-
тальный расчет ЭМС. Координационная зона находится следующим об-
разом: от земной станции в различных азимутальных направлениях
производят расчет координационных расстояний, т. е. таких, в преде-
лах которых наземная станция, работающая в той же полосе частот,
что и земная, может создать помехи или подвергнуться воздействию
Рис. 9.29. Экспериментальные кривые
для многоканального телефонного —
а и телевизионного сообщения—б
Рис. 9.30. Пояснения к расчету по-
мех между системами с геостацио-
нарными ИСЗ
32 i
И Зак. 131
помех, уровень которых превысит допустимую величину Рм.вых.доц.
Линия, соединяющая все координационные расстояния, образует ко-
ординационный контур. Внутри этого контура находится координа-
ционная зона.
Подробный метод расчета координационного расстояния, принятый
в Регламенте радиосвязи, описан в [2] и [40].
Разнос геостационарных ИСЗ. Рассмотрим рис. 9.30, на котором в
целях упрощения показаны две различные симплексные линии связи
через геостационарные спутники С и См.
Будем считать, что рассматриваемые системы связи работают в об-
щих полосах частот — передатчики земных станций 3, и Зм на часто-
тах Д, а бортовые передатчики — на частотах /2. Прохождение полез-
ных сигналов показано сплошными линиями, а мешающих — штри-
ховыми.
Учитывая, что в системах связи через ИСЗ используются большие
индексы модуляции и СД, можно считать энергетический спектр сигна-
лов, излучаемых мешающими станциями, близким к равномерному, т. е.
аналогичным энергетическому спектру тепловых шумов. Таким обра-
зом, в этом случае попадание мешающих сигналов на вход приемников
можно рассматривать как увеличение эквивалентной температуры шума
каждого приемника на величину АТ, которая может быть определена
из очевидного равенства
(9.92)
Д у-  Рм.ВХ
й77м
Здесь k — постоянная Больцмана; 77м — ширина спектра, излуча-
емого мешающим передатчиком; Рм.вх определяется по формуле (6.5)
при учете (9.74) или (9.75) и Уг (50 %) = 1; Каоа определяется соглас-
но (6.9).
Отметим, что при расчете Рм.вх от бортовых станций спутников удоб-
нее пользоваться формулой
_ Фбпр (9) V
4л
(9.93)
при этом в формуле (9.92) значение /7М следует брать равным 4-103 Гц,
поскольку величина плотности потока мощности у поверхности Земли
Ф имеет размерность Вт/(м2-4 кГц). В формуле (9.93) усиление антенны
определяется согласно (9.74) или (9.75), угол 0 — между осью диа-
граммы направленности и направлением от приемника к спутнику.
Уместно заметить, что величина Ф может быть найдена по формуле
ф_. Рп.бСп(е')
(9.94)
Здесь Рп.б — мощность бортового передатчика, Вт; Gn (0') — уси-
ление передающей антенны в направлении 0' относительно максималь-
ного излучения; 7?зс — расстояние между спутником и поверх-
ностью Земли.
322
Учитывая выражение (4.30), можно сказать, что увеличение экви-
валентной температуры любого приемника на величину ЛТ приведет
к возрастанию мощности шумов на выходе канала, пВтО, на величину
10»/гД7~ДЛк «2
л^--=—~р--------------
^С.ВХ
FK \
Л/к /
Ув-к-
(9.95)
Вводя соответствующие индексы для бортовых и земных станций,
аналогично (6.26) найдем суммарное увеличение мощности шумов, вы-
званное воздействием мешающих сигналов на бортовой приемник и на
приемник земной станции 32 (см. рис. 9.30):

109 AFK -777-
АТб
Лс.вх.б
дт3
Рс.вх .3
(9.96)
Величину ЛРт2, пВтО, можно выразить через кажущееся увеличе-
ние эквивалентной шумовой температуры &ТЭ% всей линии, отнесен-
ной ко входу приемника земной станции 32 (см. рис. 9.30), т. е.
РТХ 109 k\FK ка F*	.
К А^ Ре вх,3
. Приравнивая последнее выражение и (9.96), после сокращений по-
лучим
ДТэХ-ДТ3 + ТрДТб.	Л	(9.97)
Здесь ур определяется формулой (6.28).
Отметим, что в соответствии с решением ВАКР и при учете (6.27)
и (6.30) геостационарные ИСЗ должны быть размещены на орбите та-
ким образом, чтобы удовлетворялось условие
АТ,х<0,04Тэй(1+Т).	(9.98)
Здесь TsS3 — эквивалентная шумовая температура приемника земной
станции 32 (см. рис. 9.30), определяемая согласно (6.12), а у— пара-
метр, который находится из (6.27).
9.7.	РЕКОМЕНДАЦИИ МККР И ПОЛОЖЕНИЯ
РЕГЛАМЕНТА РАДИОСВЯЗИ, ОТНОСЯЩИЕСЯ
К ЭМС СИСТЕМ РАДИОСВЯЗИ
Ниже приводятся некоторые выдержки из Регламента радиосвязи 12] и ре-
комендаций МККР |33], которые направлены на улучшение ЭМС РРЛ и спутни-
ковой фиксированной службы.
1.	Ограничение мощности н направления излучений станций РРЛ. При сов-
местном использовании полос частот РРЛ прямой видимости и приемными косми-
ческими станциями фиксированной службы связи через ИСЗ в диапазоне частот
от 1 ДО„15 ГГц максимальное значение эквивалентной мощности, излучаемой
станцией РРЛ, вычисленной относительно изотропной антенны, не должно пре-
вышать 55 дБВт.
11*
323
Местоположение передающих станций и ориентация их антенн по возможности
должны выбираться так, чтобы максимальные значения эквивалентной излучае-
мой мощности, вычисленные относительно изотропной антенны, превышающие
35 дБВт в диапазоне частот между 1 и 10 ГГц или 45 дБВт в диапазоне между 10 и
15 ГГц, отстояли бы от направления на геостационарную орбиту (с учетом атмос-
ферной рефракции) на углы не менее ф0 = 2° и <р0 = 1.5° соответственно. Если
в полосах частот между 1 и 10 ГГц указанные значения удовлетворить затрудни-
тельно, то максимальное значение эффективно излучаемой мощности не должно
превышать 47 дБ при <р0 < 0,5°. При 0,5° < <р0 <; 1,5J (с учетом рефракции ат-
мосферы) максимальная мощность, излучаемая антенной станции РРЛ, может со-
ставлять 47 ... 55 дБВт (линейная шкала в децибелах; 8 дБ/град). В диапазоне
10 ... 15 ГГц максимальное значение излучаемой мощности + 45 дБВт должно
отстоять от направления на геостационарную орбиту (с учетом рефракции атмос-
феры) на угол не менее 1,5 °. На частотах выше 15 ГГц максимальное значение
излучаемой мощности не ограничивается.
Мощность, подводимая к антенне от передатчика станции РРЛ, не должна
превышать -г 13 дБВт в полосах частот 1 ...10 ГГц или 4- 10 дБВт в полосах
10...15 ГГц и выше.
2.	Уменьшение помех. МККР для снижения уровня помех при совместном
использовании полос частот рекомендует:
чтобы системы фиксированной службы через ИСЗ, применяющие угловую
модуляцию аналоговыми сигналами, использовали методы рассеяния энергии
несущей, насколько это возможно, с целью постоянного рассеяния энергии и с
помощью такого метода, который обеспечивает удовлетворительную работу сис-
тем;
чтобы системы фиксированной службы через ИСЗ, применяющие цифровую
модуляцию, использовали методы рассеяния энергии несущей, когда это станет
возможным с технической точки зрения и окажется целесообразным.
3.	Ограничение мощности и направления излучений земных станций. Экви-
валентная изотропно излучаемая мощность, передаваемая земной станцией (не
относящейся к службе космических исследований), в любом направлении к гори-
зонту ие должна превышать следующих пределов: -ф 40 дБВт в полосах частот
между 1 и 15 ГГц в любой полосе шириной 4 кГц при 6 <4 0°; 4-404-36 дБВт,
в любой .полосе шириной 4 кГц при 0° <4 6 -ф 5°, без ограничений при 6 > 5°;
в полосе частот выше 15 ГГц: 4- 64 дБВт — в любой полосе шириной 1 МГц прзг
6 ?4 0"; 4- 64 + 36 дБВт — в любой полосе шириной 1 МГц при 0° «4 5 <1 5°;
без ограничений при 6 > 54
Здесь 6 — угол места относительно горизонта в градусах, наблюдаемый
из центра излучения антенны земной станции. Этот угол имеет положительные
значения иад горизонтальной плоскостью и отрицательные — под нею.
4.	Ограничение плотности потока мощности. Плотность потока мощности
Фо, создаваемая у поверхности Земли излучениями космической станции или от-
ражениями от пассивного спутника в любых условиях и при любых методах моду-
ляции, не должна превышать значений, приведенных в табл. 9.4. Здесь Фо —
10 1g Ф, где Ф определяется по формуле (9.94).
5	Размещение земных и наземных станций. Для уменьшения помех между
земными и наземными станциями, совместно использующими полосы частот в
диапазоне от 1 до 40 ГГц, была принята процедура расчета координационных рас-
стояний вокруг земной станции, изложенная в Приложении 28 к Регламенту ра-
диосвязи [2, 33, 40]
6.	Прекращение излучений. Космические станции должны быть оснащены
устройствами, обеспечивающими немедленное прекращение радиоизлучений с по-
мощью сигналов телеуправления, если подобное прекращение необходимо в силу
положений Регламента.
7.	Размещение ИСЗ на геостационарной орбите. При планировании новой
системы связи через геостационарный спутник, работающий в общей полосе
частот с аналогичной системой, величина допустимых помех определяется по до-
пустимому приращению эквивалентной температуры шума ДГ всей линии. В ка-
324
Таблица 9.4
Угол прихода,		Поток Фо, дБ Вт/мг, при полосе шириной				
		4 кГц				I МГЦ
к	поверхности Земли	2,5 . . .2,69 ГГц	3,4 . . . 7,75 ГГц	8,025 . . .11,7 ГГц	12. 12,75 ГГЦ	17,7 . . . 19,7 ГГЦ
0°	<б<5°	— 152	— 152	— 150	— 148	— 115
5е	< 6 <-25°	—152-1-	-152+	—150+	— 148-е-	—115-г
		1-0,75(6—5")	+0,5(6—5°)	+0,5(6-5=)	-0,516—5°)	-0,5(6-5°)
25е	<б<90°	—137	— 142	—140	— 138	—105
честве последней принята величина, равная 4 % от эквивалентной температуры
шума линий связи через ИСЗ.
8.	Поддержание положения космических станций. Космические станции на
геостационарных спутниках должны иметь возможность поддерживать свое поло-
жение в пределах ±0,1° относительно долготы своего номинального положения.
Перечисленные ограничения могут не соблюдаться, если сеть спутников не созда-
ет недопустимых .помех другой сети спутников, соблюдающей указанные пре-
делы.
9.	Точность наведения антенн геостационарных ИСЗ. Если луч антенны
предназначается для облучения части поверхности Земли, необходимо иметь воз-
можность поддерживать направление максимального излучения любого луча ан-
тенны геостационарных ИСЗ, направленного на Землю, в пределах: 10 % ширины
луча по половинной мощности относительно номинального направления наведе-
ния либо 0,3° относительно номинального направления наведения в зависимости
от того, какая из двух величин больше.
Такая точность должна поддерживаться только в том случае, если это не-
обходимо во избежание недопустимых помех другим системам.
Глава 10. ОСНОВЫ ОПТИМАЛЬНОГО
ПРОЕКТИРОВАНИЯ СИСТЕМ
РАДИО- И ОПТИЧЕСКОЙ СВЯЗИ
10.1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧ ОПТИМИЗАЦИИ
И МЕТОДЫ ИХ РЕШЕНИЯ
Задачи оптимизации систем радио- и оптической связи, основные
понятия. Развитие в последние годы электронных вычислительных ма-
шин и математических методов оптимизации открыло широкие возмож-
ности оптимального проектирования систем радио- и оптической связи,
а также автоматизации процесса проектирования. Рассмотрим сущность
оптимального проектирования.
Системы радио-и оптической связи характеризуются рядом важных
325
показателей: стоимость, надежность, устойчивость связи, достовер-
ность передачи цифровой информации, пропускная способность, энер-
гопотребление, масса и др. Иногда представляют интерес не абсолют-
ные, а относительные показатели, например удельная стоимость — сто-
имость, приходящаяся на один канал или бит информации, а также на
один километр дальности. Эти показатели зависят обычно от ряда ве-
личин, которые могут изменяться в процессе проектирования: парамет-
ров аппаратуры (мощность передатчиков, коэффициенты усиления ан-
тенн, полоса передаваемых частот и др.), расстояний между соседни-
ми станциями, высот поднятия антенн и т. п. В процессе оптимального
проектирования этим величинам удобно сопоставить переменные xt,
х2, хп, которые могут изменяться непрерывно или дискретно в зави-
симости от того, как изменяются исходные физические величины. Та-
ким образом, переменные хг могут иметь самый различный физический
смысл и размерность. Как правило, число переменных х, не превосхо-
дит 5—10, однако встречаются случаи, когда их число составляет десят-
ки.
Выберем один из показателей системы связи, который в конкретном
случае представляется особенно важным, скажем стоимость, обозна-
чим его буквой Q и предположим, что зависимость Q от всех хг,1
= 1,2,..., п известна, т. е. функция Q (Xj, х2, ... , хп) задана.
На величину Q может влиять также ряд факторов: вид модуляции,
способ кодирования, тип оборудования, местоположение станций и т. и.
В общем случае при оптимальном проектировании эти факторы могут
иметь несколько конкретных вариантов реализации. При этом задача
оптимизации должна решаться для каждого варианта в отдельности,
а затем должен быть выбран наиболее подходящий вариант. В связи с
этим в дальнейшем мы будем для простоты полагать указанные факто-
ры конкретизированными. Тогда под оптимальным про-
ектированием системы радио-или оптичес-
кой связи следует понимать нахождение
таких значений всех переменных хг, при ко-
торых функция ^достигает своего макси-
мального или минимального значения. По
соображениям математического удобства можно условиться рассматри-
вать всегда только максимизацию или только минимизацию Q, так как
переход от одного к другому соответствует переходу от Q к функции
Q' - 1/Q. В дальнейшем мы будем рассматривать только минимизацию
Q.
Величину Q принято называть целевой функцией,
а условие ее минимизации Q = min критерием оптималь-
(X)
н о с т и. Обозначение (х) под знаком минимума следует понимать в
том смысле, что минимум отыскивается по всем переменным х;, i
= 1,2,..., п. Ясно, что в реальных условиях переменные xt могут из-
меняться лишь в определенных конечных пределах, которые мы обозна-
чим буквами at и bt, где = min хг, bt -- max хг. Кроме того, на них
326
могут налагаться дополнительные ограничения, учитывающие взаимо-
связи переменных. В общем случае эти ограничения имеют вид нера-
венств и чаще всего возникают в результате наложения ограничений
на какие-либо иные показатели системы связи, не считая оптимизиру-
емого показателя Q. Поясним это положение на примере. Пусть требу-
ется минимизировать стоимость системы цифровой связи С при условии,
что вероятность ошибки передачи рот не превосходит допустимой вели-
чины (РоШ)д> а энергопотребление Е — допустимой величины Ея.
Так как показатели С, рош и Е являются некоторыми функциями пере-
менных xi, то выбор этих переменных должен быть осуществлен так,
чтобы обеспечить выполнение требования Q (хъ х2, ..., хп) = С (хт,
х2, ..., хп) = min, при условии, что одновременно соблюдаются нера-
венства: р01И (х1т х2, ..., хп) < (рош)д и Е (х1; х2,..., хп) < Ел. Эти не-
равенства играют роль дополнительных ограничений на переменные
хг. Их можно представить в стандартной форме gt 0, g2 0, если
принять gx = (рош)д — рош, g2 = Е д — Е.
В общем случае дополнительные ограничения всегда могут быть
представлены в виде gK (х,, х2, ..., хп) > 0, k = 1,2,..., т, где gK —
известные функции, при этом возможно, что т =£ п. Иногда в допол-
нительных ограничениях используется только знак равенства, в этом
случае они называются уравнениями связи. В процессе оптимизации
функции Q, g±, g2,..., gm могут фигурировать как в аналитической фор-
ме, так и в форме графиков или таблиц, однако для возможности мате-
матической постановки задачи оптимального проектирования они
должны быть обязательно заданы. С этой целью может использоваться
математическая теория систем связи, проведение необходимых экспери-
ментов, накопление и обработка статистических данных.
При оптимизации систем радио-и оптической связи возникают пре-
имущественно задачи двух классов. Первый класс — это аппаратур-
ная оптимизация, при которой предусматривается возможность созда-
ния новой аппаратуры связи. Она сводится к оптимальному выбору
параметров аппаратуры: мощностей передатчиков, коэффициентов уси-
ления антенн, частотных полос пропускания трактов и т. п., а также в
общем случае к выбору вида модуляции, способа кодирования, способа
обработки сигналов, вида и параметров разнесенного приема и т. п.
В этом случае, как правило, заданными являются максимальное рас-
стояние между пунктами приема и передачи, пропускная способность,
виды передаваемой информации, качественные показатели каналов свя-
зи и т. п.
Второй класс образуют задачи оптимального проектирования систем
связи, в которых используется существующая аппаратура, выпускае-
мая промышленностью. Они сводятся к выбору типов оборудования,
числа станций в системах с ретрансляцией, мест размещения станций,
высот поднятия антенн, комплектации станций, вариантов использо-
вания разнесенного приема, алгоритмов включения резервных аппара-
турных комплексов при повреждениях и др.
327
При этом заданными обычно являются общая протяженность ли-
нии связи, пропускная способность, виды передаваемой информации и
качественные показатели каналов связи.
Возможна постановка и общей задачи оптимизации, включающей в
себя задачи как первого, так и второго классов.
Во всех случаях в качестве критерия оптимальности чаще всего
используется минимизация полной или удельной стоимости системы
связи при дополнительном ограничении, определяющем заданную на-
дежность или устойчивость связи, достоверность передачи информации
и т. п. Иногда используется обратный подход - максимизация надеж-
ности, устойчивости или достоверности при ограничении стоимости.
В редких случаях налагаются ограничения еще на один-два показате-
ля, скажем энергопотребление, массу и т. п.
Полную оптимизацию, учитывающую все переменные и факторы,
от которых зависит величина Q, произвести обычно трудно, ввиду слож-
ности возникающей математической проблемы или отсутствия инфор-
мации, достаточной для математической постановки задачи. Поэтому
вполне оправданным является решение всевозможных задач частичной
оптимизации систем радио- и оптической связи. Примеры таких задач
приводятся ниже в § 10.2 и 10.3. В дальнейшем, по мере развития вы-
числительной техники, накопления опыта и совершенствования мате-
матических методов оптимизации, будут решаться все более полные за-
дачи оптимального проектирования систем связи.
Математическая формулировка задачи оптимального проектирова-
ния и пути ее решения. Учитывая изложенное выше, можно в общем
случае задачу оптимального проектирования сформулировать матема-
тически следующим образом:
Q (Х|, х2,..., хл) - min;	(10.1)
gl( (хь х2,..., хп) >0, к1,2.т:	(10.2)
а,^хг^&;, г -1,2,..., п.	(Ю.З)
Иначе говоря, требуется найти такие значения переменных х,,
i — 1, 2, ..., п, подчиненных ограничениям (10.2), (10.3), которые до-
ставляют минимум целевой функции Q. Ограничения, налагаемые на
переменные, определяют n-мерную область допустимых значений пере-
менных. Если п — 1, то задача называется одномерной, при п 2 —
многомерной. Если функция Q в этой области имеет только один мини-
мум, то задача называется одноэкстремальной, если же минимумов два
или больше, то многоэкстремальной. В последнем случае ее решение
сильно осложняется, так как среди этих минимумов требуется отыски-
вать наименьший — так называемый глобальный минимум.
В математике задачи подобного типа называются задачами матема-
тического программирования (не следует путать это понятие с поняти-
ем составления программы расчета на ЭВМ).
328
Конкретизация функций Q, gK и величин аг, в каждом случае про-
изводится особо и требует знания основных соотношений, свойствен-
ных оптимизируемой системе связи или, как принято говорить, знания
ее математической модели.
Если хотя бы одно из ограничений (10.2) является нелинейным, то
задача называется задачей нелинейного программирования. Если пере-
менные хг принимают только дискретные значения, то задача называ-
ется задачей дискретной оптимизации, если же все они не только дис-
кретные, но принимают лишь целочисленные значения, то имеем зада-
чу целочисленного программирования; когда только часть переменных
принимает целочисленные значения, то имеет место задача частично це-
лочисленного программирования.
Сравнительно просто решаются общие задачи нелинейного програм-
мирования только при п = 1,2. С этой целью интервалы изменения
переменных разбиваются на достаточно большое число частей так, что-
бы охватить всю область допустимых значений (в случае дискретных
переменных такое разбиение не требуется). Затем при всех возможных
дискретных значениях переменных вычисляются функции Q и gK, в
результате уточняется область допустимых значений переменных (она
соответствует знакам равенства в (10.2)) и отыскивается глобальный ми-
нимум целевой функции в этой области. Иначе говоря, оптимизация
осуществтяется путем полного перебора всех возможных значений
функции Q на множестве допустимых дискретных значений переменных
х,.
При п > 3 объем вычислений быстро возрастает, так как число раз-
личных наборов переменных равно рп, где р — число возможных диск-
ретных значений каждой из переменных (в случае разбиения всех ин-
тервалов на одинаковое число частей). Если, например, л 5 и р 10,
го требуется перебор 105 значений функции Q. В этих случаях вместо
полного перебора применяют специальные методы, позволяющие рез-
ко сократить объем вычислений.
Одним из наиболее эффективных методов является так называемый
направленный перебор, близкий по смыслу к методу динамического
программирования [45]. Пример оптимизации таким методом дан ниже
в § 10.2.
Решение многомерной задачи нелинейного программирования силь-
но упрощается, когда экстремум целевой функции один. Это, в частно-
сти, имеет место, если функция Q и область допустимых значений пере-
менных выпуклые. Для этого случая разработаны весьма эффективные
методы решения: сведение к конечному множеству задач линейного про-
граммирования и др. Задачи такого типа называются задачами выпукло-
го программирования.
Если функция Q линейная, а область допустимых значений выпук-
лая. то задача нелинейного программирования также решается отно-
сительно просто 146].
Эффективные методы решения развиты также для задач сепарабель-
ного и квадратичного программирования, являющихся частными слу-
329
чаями нелинейного программирования. В первом случае функции
Q, gK имеют вид сумм n-функций, каждая из которых зависит только от
одной из переменных. Во втором случае эти функции являются полино-
мами второй степени от переменных .
Наконец, наиболее эффективно решаются задачи линейного про-
граммирования, соответствующие линейным функциям Q и gK. Однако
они редко возникают при оптимальном проектировании систем радио-
и оптической связи.
Иногда задачу оптимального проектирования с целью упрощения ре-
шения ставят иначе: в ограничениях (10.2) учитывают только знаки ра-
венства, а (10.3) вовсе не учитывают. Затем решают задачу оптимизации,
используя множители Лагранжа.
С указанной целью вводят функцию Лагранжа L = Q —
К— I
где л,. — множители Лагранжа. Необходимым условием ее экстрему-
ма является равенство нулю частных производных по всем переменным,
т. е.
Л__у1кА=0, 1 = 1,2,..., п.	(10.4)
дх:	dxi
1 № 1
Вместе с уравнениями связи gK == 0, k = 1, 2, ..., т (10.4) образует
систему из п -ф т уравнений с п -ф т неизвестными: 11( 12, ..., 1(П,
х2, .... хп- Иногда бывает целесообразно путем комбинирования
уравнений исключить из системы множители 1К. В результате решения
системы находят оптимальные величины Q и х;.
Система (10.4) решается, как правило, численно, поэтому примене-
ние данного метода оправдано лишь в тех случаях, когда он приводит к
существенному упрощению процесса оптимального проектирования, на-
пример, если часть производных удается взять аналитически.
Рассмотренные выше задачи оптимизации являются однокритери-
альными. Однако при оптимальном проектировании систем связи могут
становиться и решаться и многокритериальные задачи, такие, напри-
мер, как одновременная минимизация стоимости системы, вероятности
ошибочного приема символов и массы. Так как при этом частные кри-
терии (ф = min, Q2 = min, ..., Qr = min могут быть взаимно противо-
речивы, то отыскать решение, оптимальное в прежнем смысле, в общем
случае нельзя. Отыскивается обычно решение, компромиссное в опре-
деленном смысле, с помощью методов, описанных в литературе. Одним
из простейших является сведение к обобщенной задаче однокритери-
альной оптимизации путем замены целевой функции Q функцией
[/ (Q1( Q2,..., Qr), монотонно зависящей от	Qr- Примером та-
кой функции является взвешенная сумма U = a,Qi -ф a2Q2 -ф ... +
ф- arQr, где аг — положительные весовые коэффициенты, выбираемые
с учетом значимости (полезности) частных целевых функций Функ-
цию U принято называть функцией полезности.
330
Эффективное решение рассмотренных выше задач возможно лишь
на основе использования современной электронно-вычислительной
техники.
Организация процесса оптимального проектирования. Методика оп-
тимального проектирования систем радио-и оптической связи содержит
следующие основные этапы: 1) выбор переменных и критерия опти-
мальности; 2) определение (задание) целевой функции и дополнитель-
ных ограничений на переменные; 3) математическая формулировка
задачи оптимизации; 4) анализ задачи и выбор методов ее решения; 5)
разработка алгоритмов решения и их структурных схем; 6) разработ-
ка программ расчета на ЭВМ; 7) предварительные расчеты на ЭВМ и
их анализ; 8) корректировка исходных данных, алгоритмов и программ
расчета; 9) окончательные расчеты на ЭВМ.
Реализация оптимального проектирования в соответствии с этой
методикой может потребовать применения ЭВМ с большой производи-
тельностью и участия проектировщика (пользователя). Поэтому орга-
низация процесса проектирования основывается на использовании сис-
тем автоматизированного проектирования (САПР), содержащих ЭВМ.
Комплекс оборудования подобной САПР изображен на рис. 10.1.
Относительно простые задачи решает маломощная ЭВМ. Для решения
сложных задач оптимального проектирования (многомерных и много-
экстремальных) используют мощную ЭВМ преимущественно третьего-
четвертого поколений, работающую в режиме коллективного пользова-
ния в диалоговом режиме, так как решения должен принимать проек-
тировщик: отбор вариантов, изменение исходных данных и т. п. При
этом он использует накопленный опыт проектирования и архив, а так-
же соображения, не учитываемые при математической формулировке
задачи оптимального проектирования.
Архив служит, во-первых, для накопления данных, необходимых
для проектирования (стоимости элементов, типы и параметры аппара-
туры, данные о распространении радиоволн и т. п.). Во-вторых, архив
используется для накопления данных, проектирования подобных систем
связи.
Рис. 10.1. Комплекс оборудования для автоматизированного оптимального про-
ектирования систем радио- и оптической связи
331
Особенно важной и трудно обеспечиваемой частью комплекса явля-
ется библиотека программ (программное обеспечение). Она включает
программы-трансляторы с различных языков, с которыми проектиров-
щик обращается к системе; программы, обеспечивающие обращение к
архиву и его развитие; программы, обеспечивающие требуемый режим
работы ЭВМ; программы расчета, программные имитационные моде-
ли систем связи и т. п.
Графопостроитель используется для вычерчивания трасс линий
связи, профилей местности и пр. Алфавитно-цифровой дисплей исполь-
зуется проектировщиком для контроля ввода исходных данных, те-
стирования, вывода промежуточных данных, внесения корректив и т. п.
Интерфейсное оборудование обеспечивает связь всех элементов комп-
лекса.
Все оборудование САПР производится серийно, поэтому основной за-
дачей организации оптимального проектирования систем связи явля-
ется разработка программ расчета и накопление данных.
Отметим, что относительно простые задачи могут решаться на мало-
мощных ЭВМ.
10.2.	ОПТИМАЛЬНЫЙ ВЫБОР ВЫСОТ
ПОДНЯТИЯ АНТЕНН НА РРЛ ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ
Постановка задачи. Рассматриваемая задача оптимизации является
частью сложной многокритериальной проблемы оптимального проекти-
рования РРЛ прямой видимости, включающей помимо оптимального вы-
бора высот поднятия антенн оптимальное размещение станций, опти-
мальную комплектацию станций и др.
В параграфе 4.2 рассматривалось определение высот поднятия ан-
тенн, основанное на выборе просвета для каждого из пролетов линии
независимо друг от друга в соответствии с определенными правилами,
которые обеспечивают выполнение норм на устойчивость связи.
Другой возможный метод выбора высот поднятия антенн основан
на решении оптимизационной задачи минимизации суммарных затрат
на все антенные опоры и фидерные линии РРЛ при условии обеспече-
ния заданной устойчивости связи.
Антенные опоры РРЛ магистральной и зоновой связи представляют
собой свободно стоящие металлические решетчатые башни или мачты
высотой 30 ... 150 м. Лишь в отдельных случаях на узловых станциях
магистральных РРЛ используются монолитные или сборные железо-
бетонные башни.
Нижняя часть антенных опор представляет собой обычно усечен-
ную решетчатую пирамиду, а верхняя — решетчатый стержень, состоя-
щий из отдельных секций длиной 8 ... 16 м. Антенны устанавливаются
на площадках, размещаемых в местах стыков секций. При необходимо-
сти приема на разнесенные антенны последние устанавливаются по
концам секций. Поэтому в процессе оптимизации высоты поднятия ан-
тенн и высоты антенных опор могут изменяться только дискретно, с
332
Рис. 10.2. К оптимальному выбору высот поднятия антенн на РРЛ прямой ви-
димости
шагом, равным длине секции. При этом число градаций не превышает
обычно десяти.
Стоимость антенной опоры Ct (Н) быстро возрастает с увеличением
ее высоты И. Стоимость же фидерных трактов С2 (7ф) растет пропорци-
онально их длине /ф. В свою очередь длина фидерного тракта пример-
но равна высоте поднятия антенны. Для нахождения функций (77)
и С2 (7Ф) производится подробный технико-экономический расчет.
В дальнейшем предполагаются известными функции стоимости
С, (77) и С2 (7ф), трасса РРЛ, местоположения всех станций, протя-
женность трассы Пл и длины пролетов 7?,-. 7=1,2, ...» N, где N —
число пролетов. В процессе оптимизации высот поднятия антенн эти
данные не меняются.
Обозначим высоту поднятия левой антенны на i-м пролете х(,
а правой — yt (рис. 10.2). Тогда высоты оконечных антенных опор бу-
дут равны /Л°> = х1;	= ух, а промежуточных — 77<‘> = тахх
X (Уг, х;+1), 7 = 1, 2, ..., N — 1.
Стоимость всех антенных опор и фидерных трактов линии опреде-
лится величиной
Q = Ci (х,) + С2 (х,) +	(ух) + С2 (ух) +
+ Ci[max(z/b хг+1)) + С2(г/;)+С2(^+1).	(Ю.5>
<= 1
которую выберем в качестве целевой функции.
В качестве показателя устойчивости связи выберем параметр S —
процент времени превышения заданного уровня мощности шума на вы-
ходе телефонного канала, определяемого (4.83), либо отношения сиг-
нал-шум на выходе телевизионного канала, обозначив через 5Д до-
пустимое значение этой величины, определяемое в соответствии с нор-
мами на РРЛ протяженностью Рл (§ 4.2).
Величина S зависит от высот поднятия антенн, т. е. переменных х£,
Уг, эта зависимость для конкретной линии может быть рассчитана с
учетом пространственно- и частотно-разнесенного приема в соответст-
333
вии с методикой, изложенной в § 4.2. Условие обеспечения заданной ус-
тойчивости связи S выполняет роль дополнительного ограниче-
ния на переменные.
Учитывая (10.1) — (10.3), сформулируем проблему оптимального
выбора высот поднятия антенн в виде следующей задачи нелинейного
программирования:
Q(*i, х2,..., хЛ<, ух, уч,..., «/jv) = min;	(10.6)
(х,ь)
Зд S (х3, х2,..У у >	• ••> Ум) 0,	(10.7)
г = 1,2,..., N,	(10.8)
где Q — целевая функция, определяемая формулой (10.5), Нт1п,
— минимальная и максимальная высоты антенных опор. Мини-
мум в (10.6) отыскивается по всем дискретным переменным х; и у,.
Задача (10.6) — (10.8) многомерна и многоэкстремальна, ее размер-
ность может достигать нескольких десятков. Вместе с тем она допуска-
ет эффективное решение средствами современной вычислительной тех-
ники благодаря квазисепарабельности функций Q и S, а также положи-
тельности и монотонности отдельных функций — слагаемых, входя-
щих в их состав. Это решение достигается методом пошагового направ-
ленного перебора (динамического программирования). Следует отме-
тить, что полный перебор требует расчета порядка 102Л/ вариантов и по-
этому практически невыполним.
Чтобы продемонстрировать этот метод перейдем сначала к упро-
щенной, менее строгой постановке задачи, пригодной в случае одинар-
ного или сдвоенного пространственно разнесенного приема I47J.
С этой целью положим
S=	(10.9)
z= i
где S, — показатель устойчивости связи для z-го пролета линии связи.
Чтобы удовлетворить ограничению (10.7), достаточно потребовать вы-
полнения условий S, У) SiK, i= 1,2,..., N, где — допустимое
значение S, для z-ro пролета, причем 5гд выбраны так, что их сумма не
превосходит величины 5Д, задаваемой на всю линию. Первоначально
они могут быть выбраны по правилу = (RJDA) 8Я, а затем, если
необходимо, уточнены после первого решения задачи оптимизации вы-
сот поднятия антенн.
В упрощенной постановке задача оптимизации примет вид
Q(x1( х2,..., x1V, z/x, уъ..., yN) — min;	(10.10)
(X.tf
Sia-Si(xi, z/0^0,	(10.11)
Ят1п С х;, у-, < Яп1ах, z = 1,2,..., N.	(10.12Х
334
Решение задачи оптимизации в упрощенной постановке. Рассмотрим сущность
метода решения на простом примере оптимизации высот поднятия антенн для
РРЛ, содержащей только три пролета (см. рис. 10.2). В этом случае N — 3, число
антенных опор равно четырем, а число переменных задачи — шести. Так как част-
ные ограничения (10.11) содержат только по две переменные, то удобно разде-
лить решение на два этапа: 1) отбор пар переменных (xt, уг}, обеспечивающих
выполнение ограничений (10.11); 2) нахождение оптимальных значений перемен-
ных, обеспечивающих минимизацию стоимости (выполнение условия (10.10)).
Рассмотрим первый этап решения. В соответствии со сказанным в начале пе-
ременные хг, yi принимают только дискретные значения хг1, yiK, i = 1,2,3;
/= 1,2 р, к = 1,2 р, где р—число дискретных значений высот
поднятия антенн, удовлетворяющих (10.12). Для каждого пролета имеем
р2 пар чисел {xi}-, yiK] — пар высот поднятия антенн. Вычислим по известной
методике, изложенной в § 4 2, величину 5г- для каждой пары и сравним с Згд.
Отберем только те пары, для которых 3, Получим в результате наборы до-
пустимых пар. Далее для каждого допустимого значения xtj выделим наимень-
шее из допустимых значений ytK и составим из таких пар таблички соответствия.
Их получится в данном случае три- хц <-+ y1K(;), х2] «-> у2К(/) и х3? *-* Рзк(У)-
Здесь индекс «к» зависит от индекса «/», так как минимальное допустимое значе-
ние у1К зависит от выбранного х!7-. Составление таких табличек означает, что в
табличной форме мы задаем функциональные связи между переменными х, и уг,
т. е. вполне определенные функции yt = ft (хг), i = 1, 2, 3. Число независимых
переменных при этом уменьшится вдвое н станет равным трем (в общем случае
N)-
Образуем теперь функцию стоимости последней (четвертой) антенной опоры
и фидера
Qt (*з) -	(у3) -|- С2 (у3) =C1[f3 (х3)] -f-C2 [(з (х3)] .	(10.13)
Она зависит от высоты поднятия левой антенны третьего пролета х3. Вос-
пользовавшись (10.13), определим функцию стоимости последней и предпослед-
ней антенных опор и соответствующих фидеров.
<?з (-4 I *э) =- <?4 (*з) + Ci [max (у2, х3)] + С2 (у2)-г С2 (х3).
Здесь второе слагаемое определяет стоимость предпоследней (третьей) опо-
ры, а третье и четвертое слагаемые — стоимости фидеров, соединяющих установ-
ленные на ней антенны с аппаратурой.
.Учитывая найденную на первом этапе функциональную связь у2 = f2 (х2),
получим
<?з(-Ч| х3) = (2Ихз) + С1 {max [f2 (х2), л3]} -f-C2 [f2 (х2)] + С2 (х3).	(10.14)
Первый шаг оптимизации по методу направленного перебора состоит в от-
искании минимума функции Q3 по переменной х3 при всех допустимых фиксиро-
ванных значениях х2. В результате определяются условно минимальные затраты
на четвертую и третью опоры н соответствующие фидеры — Q3 (х2) для всех до-
пустимых значений х2.
Аналогично образуем функцию стоимости второй, третьей и четвертой опор
н фидеров:
Q2 (xi I = Qg(*2) + Ci {max [f, (xj), x2]} +C2	(xi)j-(-C2 (x2)	(10.15)
и минимизируем ее по переменной х2 при всех фиксированных допустимых хх.
Таков второй шаг оптимизации. В результате определяются условно-минималь-
ные затраты на три последние опоры и соответствующие им фидеры —	(х,)
как функция х±.
На третьем — последнем шаге минимизируется функция стоимости всех
опор и фидеров
Q1 (*1) =	(*1) + Cr (xj + С2 (Xi) ,	(10.16)
в результате чего определяется минимум полных затрат Q* = min Qj (хх), т. е.
реализуется условие (10.10).
335
В процессе пошаговой оптимизации последовательно определяются опти-
мальные высоты поднятия левых антенн: х3, хг и х±. Оптимальные высоты подня-
тия правых антенн отыскиваются с помощью функций: уа = fa (х3). у2 = /дХ
X (х2) и у± —	(Xj), т. е. с помощью таблиц, составленных на первом этапе.
Рассмотренный пример показывает, что процедура оптимизации сводится
к простому рекуррентному алгоритму, который легко реализуется с помощью
ЭВМ.
10.3.	ОПТИМИЗАЦИЯ ДЛИН УЧАСТКОВ
ЦИФРОВОЙ ВОЛОКОННО-ОПТИЧЕСКОЙ
линии СВЯЗИ (ВОЛС)
Полная стоимость ВОЛС определяется стоимостью оборудования
оконечных и промежуточных пунктов, волоконно-оптического кабеля
и затратами на капитальные работы по прокладке кабельной канализа-
ции, строительству зданий оконечных пунктов, созданию колодцев
для установки промежуточного оборудования и др. По заданной протя-
женности линии Пл, скорости передачи цифрового сигнала В и допусти-
мой вероятности ошибки (рош) минимизация полной стоимости возмож-
на главным образом за счет максимального увеличения длин отдельных
участков Rt, так как при этом минимизируется число промежуточных
пунктов линии связи.
В дальнейшем для простоты принимается, что все участки линии
имеют одинаковую длину R и для передачи цифровых сигналов исполь-
зуется бифазный код типа L (код BIF), изображенный на рис. 8.28 под
номером два. В передатчике используется полупроводниковый лазер
с модуляцией тока накачки, что соответствует непосредственной моду-
ляции света по интенсивности, а в приемнике прямого детектирования
в качестве фотодетектора — лавинный фотодиод (ЛФД) либо
рцг-фотодиод.
Переходя к математической постановке задачи оптимизации, выбе-
рем в качестве переменной Xj длину участка R, т. е. X] = R. При ис-
пользовании в приемнике ЛФД целесообразно ввести вторую пере-
менную х2 -= М (в § 8.7 отмечалось, что существует оптимальное зна-
чение коэффициента умножения М). Для перехода к случаю использо-
вания ^tn-фотодиода достаточно будет принять М =х2 = 1.
Так как часть стоимости ВОЛС, зависящая от числа промежуточных
пунктов, обратно пропорциональна длине участков R, то в качестве це-
левой функции необходимо выбрать Q = 1 /х3. Дополнительное ограниче-
ние на переменные xL и х2 следует из условия рош хС (рош)д. Чтобы
сформулировать его, рассмотрим механизм образования ошибок при
передаче цифрового сигнала по ВОЛС.
При выбранном коде в линии ошибки обусловлены в основном дву-
мя факторами: шумами приемных устройств и межсимвольной интер-
ференцией, вызванной дисперсионными искажениями импульсов при
передаче по волоконному световоду, которые рассматривались в § 8.1
и 8.2.
336
Шумы складываются с принимаемым сигналом и вызывают ошибки в
работе решающих устройств регенераторов, показанных на рис. 8.29.
Одновременно они воздействуют на цепи выделения хронирующего
колебания, вызывая случайные временные сдвиги регенерируемых им-
пульсов («фазовое дрожание»), что увеличивает вероятность ошибок
передачи двоичных символов.
Полная вероятность ошибки при выбранном волоконном кабеле,
лазере, типе кода, скорости передачи и фотодетекторе будет зависеть от
переменных х5 и х2 через посредство следующих величин: импульсной
мощности оптического сигнала на входе фотодетектора Рс относи-
тельного удлинения импульсов Дт/т и коэффициента лавинного умно-
жения М (в случае применения ЛФД). Величина Рсм определяет сте-
пень влияния шумов, а Дт/т — дисперсии импульсов; обе величины за-
висят только от хг.
Предположим, что зависимость рош от Xj и х2 известна и определя-
ется функцией f (х1( х2). Тогда в соответствии с (10.1) — (10.3) задача
оптимизации может быть поставлена в общем виде следующим образом:
Qi = 1 /х5 = min;
,	> ft	(10-17)
0 < xr О,, 1 x2 Mm,
где Mm — максимальное значение коэффициента умножения ЛФД
(в случае pz/i-фотодиода Мт = 1).
Совместный учет шумов и межсимвольной интерференции приводит
к сложной зависимости вероятности ошибки от переменных х, и х2.
В связи с этим рассмотрим упрощенную постановку задачи оптимиза-
ции, позволяющую получить относительно простое представление до-
полнительного ограничения в явном виде (имеется в виду предвари-
тельное проектирование).
Установлено, что при Дт/т <7 0,25 влиянием межсимвольной ин-
терференции на вероятность ошибки можно практически пренебречь.
Определим максимальную длину участка х)1', соответствующую выпол-
нению этого условия. Так как Дт — 6тх1; где 6т — погонное удлине-
ние импульсов в выбранном волоконном кабеле, то
= 0,25т/6т = 0,125/(В6т).	(10.18)
При выполнении условия хг С. х)1’ вероятность ошибки будет опреде-
ляться только шумом, воздействующим на решающее устройство и це-
пи формирования хронирующего колебания. Для простоты при рас-
четах полагают, что оба фактора вносят равный вклад в вероятность
ошибки. Это позволяет ограничиться определением лишь вероятности
ошибки за счет шумов в решающем устройстве. Так как выбранный вы-
ше двухфазный код эквивалентен бинарной ПИМ, рассматривающейся
в § 8.7, то эта вероятность в расчете на одно решающее устройство мо-
337
жет быть определена по формуле (8.21), где для учета случая использо-
вания ЛФД следует положить
£-(£)МРс.иМ2^н-	Г	(10.19)
Ош - 0,5 (GUI1 + GU12) = е (£>/%.„ + /т) М2 F (М) /?я + 4£7Wy.	(10.20)
В параграфе 8.5 отмечалось, что в случае ЛФД коэффициент шума ла-
винного умножения F (М) ж М°, где постоянная р зависит от типа
полупроводника. В случае pzn-фотодиода F (М) = 1. Вероятность
ошибки с учетом всех регенераторов, установленных на линии, будет
Г/Л,
В [р
ближайшее целое число).
При сделанных допущениях полная вероятность ошибки
Г	Г 1— ф(]/~ —И-
Р J	Ош /J
где Е и Gm определяются формулами (10.19) и (10.20).
Импульсная мощность сигнала на входе фотодетектора Рси =
= Pn/(LcpLoc)> где Ра — импульсная мощность лазера, Lcp — поте-
ри передачи по волоконному кабелю длиной R, Lqc — потери при вво-
де и выводе излучения. Учитывая (8.5) и принимая для простоты, что
все соединения отрезков строительных длин кабеля Dc (длин, выпуска-
емых промышленностью) неразъемные, получим
р =р ШОЛфЛ)
^с.и 1 П 1V	’
раз больше (квадратные скобки означают, что берется
(10.21)
Рот
(10.22)
Здесь ав — погонные потери, дБ/км, LH с — потери в одном из неразъ-
емных соединений, дБ, Log — потери при вводе и выводе излучения,
ДБ.
Подставляя выражение Рс.и в (Ю.19) и (10.20), полагая М — х2 и
учитывая (10.17) и (10.21), приходим к следующей упрощенной задаче
оптимизации:
Qi = 1/Х] = min;
(*i, х2)
(Рош)д
{1 —Ф [а100’1’>(х‘) ф (х1т х2)]}	0;
0 < хт «С £>л, 1 < х2 <: Мт,
где
(10.23)
Z
dt,

о
Ф(ХЬ Х2) = Х2 { 1 +[/> +-С- 10°.1^-)|х2 + Р}1/2,
_______________________________ g/т R» _____ eDPп RH
kTNy ’	~ kTNy ’ ~ 4kTNy
а —
338
В случае pm-фотодиода достаточно принять Мт = 1, т. е. х, - 1;
при этом практически ф (хп х2) « 1. Задача оптимизации переходит в
одномерную.
В силу малой размерности и монотонности функции Ф (г) задача
(10.23) легко решается на ЭВМ. В результате определяются значения
переменных x(i2) и х^0) = Mopt.
Таким образом, будут найдены два значения переменной Xj: xj1’ и
Xil2) —одно по формуле (10.18), другое—путем решения задачи
(10.23). Их необходимо сравнить. При этом может иметь место один
из двух случаев: 1) х)2)	х’11, 2) х)2* > х']11- В первом случае следует
принять R = х(!2). Эта длина участка считается оптимальной и ограни-
чивается потерями в волоконном кабеле. Во втором случае полагаем
R = х)1’, т. е. длина участка ограничивается удлинением (дисперсией)
импульсов. При этом она, строго говоря, не является оптимальной.
В этом случае решение может быть улучшено (7? увеличено) при совмест-
ном учете зависимости вероятности ошибки от шумов и межсимвольной
интерференции, однако расчет сильно усложняется.
Оптимизация рассмотренным методом выполняется для различных
вариантов выбора типов волоконного кабеля, лазера, фотодетектора
и кода в линии, после чего принимается вариант, обеспечивающий на-
ибольшую длину участка линии, а следовательно наименьшую стои-
мость.
Глава И. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ РАДИО-
И ОПТИЧЕСКИХ СИСТЕМ СВЯЗИ’
11.1. ПУТИ РАЗВИТИЯ ЕДИНОЙ
АВТОМАТИЗИРОВАННОЙ СЕТИ СВЯЗИ
СОВЕТСКОГО СОЮЗА (ЕАСС)
ЕАСС развивается по трем направлениям. Во-первых, расширяет-
ся первичная сеть — увеличивается число действующих линий связи,
сетевых станций и узлов коммутации. Это обусловлено тем, что в связи
с развитием общества неуклонно возрастает потребность в передаче ин-
формации. Расширение первичной сети в ближайшие годы будет осу-
ществляться в основном путем дальнейшего развития существующих
сетей линий радиосвязи (радиорелейных, тропосферных, спутниковых),
а также существующих сетей кабельных линий связи на симметричных
и коаксиальных медных кабелях. Однако в дальнейшем существенно
расширяется внедрение линий нового типа — волоконно-оптических,
1 [48; 49; 50].
339
которые приходят на смену существующим кабельным линиям. В бо-
лее отдаленном будущем будут внедрять космические оптические ли-
нии связи, которые дополнят линии связи, работающие.в радиодиапа-
зоне. Одновременно будет расти пропускная способность линий связи.
Во-вторых, неуклонно повышаются технико-экономические показа-
тели отдельных элементов первичной сети и сети в целом на основе ис-
пользования принципов интеграции и комплексной автоматизации, а
также предпочтительного развития более выгодных с технико-эконо-
мической точки зрения средств передачи и коммутации. (Под интегра-
цией сети связи понимается обеспечение ее технического, методологиче-
ского или организационного единства. Интеграция предусматривает
использование единой формы представления сообщений различного ви-
да, единой в функциональном отношении аппаратуры передачи, ком-
мутации и обработки сигналов, единой элементной базы и т. п.).
В-третьих, развивается вторичная сеть ЕАСС: увеличивается число
и качество каналов связи, улучшается коммутация, развиваются су-
ществующие и создаются новые специализированные вторичные сети
в связи с расширением сферы услуг, предоставляемых электросвязью.
Так. например, в обозримом будущем в дополнение к существующим
вторичным сетям (автоматической телефонной связи, передачи данных
и др.) ожидается появление вторичных сетей видеотелефонной связи,
электронной почты и некоторых других.
Отмеченные выше общие тенденции развития ЕАСС, наряду с про-
грессом в других областях, привели к возникновению в последние го-
ды ряда частных тенденций, важнейшими из которых являются:
постепенное внедрение цифровых средств передачи и коммутации;
освоение все более высокочастотных диапазонов для целей радио-
релейной и спутниковой связи;
освоение оптического диапазона и постепенное внедрение волокон-
но-оптических линий связи;
постепенное внедрение вычислительной и микропроцессорной тех-
ники.
В настоящее время сети связи, особенно магистральные, являются
в основном аналоговыми. В них используются аналоговые средства
передачи с частотным разделением каналов и соответствующие средства
пространственной коммутации. Началось внедрение цифровых систем
передачи с временным разделением и соответствующих цифровых
средств электронной коммутации. Это обусловлено рядом факторов:
простотой представления всех видов передаваемой информации в еди-
ной цифровой форме, улучшением качественных показателей, высокой
надежностью, малыми габаритными размерами и экономичностью циф-
ровой аппаратуры и кроме того цифровая коммутация проще аналого-
вой и допускает интеграцию с цифровыми системами передачи на ос-
нове использования единой микроэлектронной базы. Важным обсто-
ятельством является также то, что с течением времени относительная
доля телефонной связи будет уменьшаться, а передачи дискретных со-
общений — расти. Внедрение цифровой техники должно в конечном
340
итоге обеспечить создание интегральной цифровой сети страны. В бли-
жайшие годы цифровая техника будет внедряться главным образом на
местных и зоновых сетях, в дальнейшем этот процесс распространится
на магистральную сеть.
Освоение более высоких частот в радиорелейной и спутниковой свя-
зи позволяет увеличивать число одновременно работающих систем и по-
вышать их пропускную способность.
Планируемое широкое внедрение волоконно-оптических систем,
эффективно работающих при цифровой передаче, обусловлено следую-
щими причинами: значительным экономическим эффектом, возможно-
стью широкого развития кабельного телевидения и видеотелефонной
связи, существенной экономией дефицитных цветных металлов. По-
следнее особенно важно, так как волоконно-оптические системы почти
не требуют расхода цветных металлов, в то время как производство
обычных кабелей связи приводит к потреблению до 50 % меди и 25%
свинца от общего потребления в стране. В ближайшие годы волокон-
но-оптические системы будут внедряться на местных и зоновых сетях
ЕАСС, в дальнейшем — на магистральной сети.
Внедрение вычислительной и микропроцессорной техники повыша-
ет эффективность использования систем передачи, коммутационных
средств и сети в целом за счет более эффективного решения задач уп-
равления, контроля за состоянием оборудования, оперативного поиска
неисправностей, сложной обработки сигналов и т. п.
Рассмотренные выше пути развития ЕАСС нашли отражение в тен-
денциях развития радио- и оптических систем связи, рассматриваемых
в следующем параграфе.
11.2. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ
РАДИО- И ОПТИЧЕСКИХ ЛИНИЙ СВЯЗИ
Радиорелейные линии прямой видимости. РРЛ прямой видимости
наряду с кабельными линиями являются в настоящее время самым
мощным техническим средством передачи информации. В ближайшие
полтора-два десятилетия это положение, по-видимому, сохранится.
За счет РРЛ в ЕАСС обеспечивается более 20 % объема каналов
тональной частоты и более 150 тыс. км телевизионных каналов.
Важнейшими тенденциями развития РРЛ являются: увеличение ра-
бочих частот, создание магистральных систем большой емкости, внед-
рение цифровых методов передачи, использование современной эле-
ментной базы и унификация аппаратуры.
В настоящее время в РРЛ используется аппаратура, работающая
в диапазонах 2, 4, 6 и 8 ГГц. Тенденция увеличения частот выражается
в интенсивном освоении диапазонов, расположенных выше 10 ГГц
(11, 13 и 15 ГГц). Это увеличит пропускную способность РРЛ и упро-
стит проблему передачи цифровых потоков с большой скоростью. Одна-
ко для обеспечения высокой надежности связи на этих частотах в усло-
виях больших атмосферных осадков потребуется уменьшить протяжен-
341
ность пролетов РРЛ. В результате возрастает число станций на лини-
ях и увеличится объем оборудования, но зато стоимость антенных опор
уменьшится, так как снизится их высота.
Широкое внедрение цифровых методов передачи ожидается в бли-
жайшие годы на РРЛ для внутризоновой и местной связи. Предпола-
гается разработка нового семейства как аналоговой, так и цифровой
радиорелейной аппаратуры, работающей в диапазоне 8 ГГц, для внут-
ризоновой связи, а также цифровых систем для местной связи, работаю-
щих как в традиционных диапазонах, так и в диапазонах 13 и 15 ГГц.
Создается аппаратура РРЛ для внутризоновой связи («Ракита-8»),
работающая в диапазоне 8 ГГц, с пропускной способностью 480 теле-
фонных каналов ИКМ (скорость передачи цифрового потока 34,368
Мбит/с) и аппаратура для местной связи («Пихта-2»), работающая в
диапазоне 2 ГГц с пропускной способностью 30 телефонных каналов
ИКМ (скорость цифрового потока 2,048 Мбит/с). В этих системах с
целью сужения полосы частот применяются многопозиционные методы
модуляции.
В дальнейшем предполагается создание цифровых магистральных
РРЛ (в том числе работающих в диапазоне 11 ГГц) со скоростью пе-
редачи цифрового потока 139,264 Мбит/с (1920 каналов ИКМ). Эти си-
стемы обеспечат возможность передачи не только телефонных, но и
телевизионных сигналов в цифровой форме.
Тропосферные радиорелейные системы связи. Роль тропосферных
систем передачи в ЕАСС как средства магистральной связи в отда-
ленных и труднодоступных районах в последние годы сильно понизи-
лась в связи с развитием спутниковых систем, обеспечивающих боль-
шую пропускную способность. Поэтому основным направлением раз-
вития является создание малоканальных аналого-цифровых и цифро-
вых тропосферных систем небольшой протяженности (примерно до
400 км), имеющих 1—3 пролета и предназначенных для внутризоновой
и местной связи, а также ответвлений от магистральных линий,
особенно в новых отдаленных и труднодоступных районах. Пропуск-
ная способность таких систем не превышает 30 каналов тональной час-
тоты, а качество связи несколько понижено по сравнению с магистраль-
ной связью.
В районах Крайнего Севера затраты на сооружение внутризоновых
линий оказываются в несколько раз меньше чем, при использовании
радиорелейных линий прямой видимости.
В настоящее время создается аналого-цифровая аппаратура контей-
нерного типа для внутризоновой связи, обеспечивающая передачу в
аналоговом режиме 12 каналов тональной частоты, а в цифровом —
бинарного потока со скоростью 500 кбит/с на расстояние 100 ... 200 км.
Другим направлением развития является создание аппаратуры мо-
бильных тропосферных систем с одной антенной и малым энергопотреб-
лением.
Спутниковые системы связи. Основными тенденциями развития яв-
ляются: использование диапазонов более высоких частот и увеличение
342
пропускной способности спутниковых ретрансляторов, совершенство-
вание и более широкое использование многостанционного доступа с
временным разделением стволов (МДВР) и цифровых методов передачи,
применение остронаправленных антенн на спутниках, широкое исполь-
зование непосредственного приема программ телевизионного вещания,
внедрение вычислительной и микропроцессорной техники.
Как отмечалось в гл. 6, для целей спутниковой связи выделены сле-
дующие основные диапазоны частот: 4/6 ГГц, 11/14 ГГц, 20/30 ГГц.
При этом в диапазонах 4/6 ГГц и 11/14 ГГц для передачи в каждом из
направлений выделены полосы частот шириной 500 МГц, а в диапазоне
20/30 ГГц — шириной 2500 МГц. В настоящее время хорошо освоен
только диапазон 4/6 ГГц, осваивается диапазон 11/14 ГГц (а также диа-
пазон 12 ГГц для целей телевизионного вещания) и совершенно не ос-
военным остается диапазон 20/30 ГГц. Освоение последнего начнется,
по-видимому, лишь в девяностые годы. Освоение диапазонов частот вы-
ше 10 ГГц, наряду с увеличением мощности передатчиков спутниковых
ретрансляторов, позволит увеличить пропускную способность спутни-
ковых систем более, чем на порядок. Во-первых, за счет увеличения
числа высокочастотных стволов, а во-вторых, за счет сужения диа-
грамм направленности спутниковых антенн, которое позволяет повы-
сить степень совмещенного использования частот стволов в системах
многостанционного доступа за счет пространственной развязки земных
станций, применяемой в сочетании с поляризационной развязкой. В ре-
зультате возрастает число земных станций, с которыми работает спут-
никовый ретранслятор. Сужение же диаграмм направленности антенн
земных станций позволяет уменьшить допустимый угловой разнос меж-
ду спутниками связи и тем самым увеличить их число. Это весьма важ-
но с точки зрения более эффективного использования геостационар-
ной орбиты. Пропускную способность спутниковых ретрансляторов
предполагается также увеличивать путем совместного использования
в них основных диапазонов, приведенных выше.
С другой стороны, увеличение направленности антенн и мощности
передатчиков, устанавливаемых на спутниках, позволяет снизить тре-
бования к направленности антенн и чувствительности приемников зем-
ных станций, что обеспечивает возможность создания недорогих и ком-
пактных земных станций с небольшими по размеру антеннами.
Однако использование частот выше 10 ГГц имеет и отрицательную
сторону, так как на работу линии значительное влияние оказывают гид-
рометеоры, в особенности дождь. Поэтому для обеспечения высокона-
дежной связи требуется использовать разнесенный прием и увеличи-
вать энергетический потенциал аппаратуры. Кроме того, из-за суже-
ния диаграммы направленности антенн на спутнике возрастают требо-
вания к точности удержания спутника на орбите и ориентации борто-
вых антенн.
Использование остронаправленных бортовых антенн с коммутаци-
ей луча в сочетании с коммутацией сигналов позволит перейти к сис-
темам многостанционного доступа с пространственно-временным разде-
343
лением каналов, что повысит эффективность использования спутнико-
вых систем.
Интенсивное развитие спутниковых систем связи с МДВР и цифро-
выми методами передачи обусловлено многими достоинствами: простота
коммутации каналов и сигналов, простота объединения и преобразова-
ния цифровых сигналов, высокая помехоустойчивость, возможность
представления всех видов информации в единой форме, широкое исполь-
зование интегральных микросхем и некоторые другие. Совершенство-
вание этих систем развивается в основном по двум направлениям: уве-
личение скорости передачи (до 140 Мбит/с и более), коммутация и об-
работка сигналов на спутнике. В частности, предполагается использо-
вание помехоустойчивых кодов с обнаружением и исправлением оши-
бок на борту. В настоящее время реализуется максимальная скорость
передачи 40 Мбит/с (аппаратура МДВУ-40), которая при использова-
нии обычной ИКМ недостаточна для передачи телевидения. Телеви-
дение передается только в аналоговой форме с помощью ЧМ ввиду
сложности и высокой стоимости цифрового оборудования, а также не-
обходимости расширения полосы передаваемых частот. Передача теле-
фонной информации осуществляется как в аналоговой, так и цифровой
формах. В дальнейшем скорость передачи цифрового потока будет уве-
личиваться по мере освоения более высоких частот, увеличения на-
правленности антенн и мощности бортовых передатчиков, а также ис-
пользования помехоустойчивого кодирования и многопозиционных ме-
тодов модуляции. Наряду с этим разрабатываются цифровые методы
передачи вещательного телевидения с пониженной скоростью
(34 Мбит/с и менее) путем оптимального уменьшения избыточности в те-
левизионном сигнале. Однако пока они заметно уступают аналоговым
в качественном отношении.
Важнейшей задачей на ближайшие годы является развитие спутни-
ковой сети телевизионного вещания в диапазоне 12 ГГц с использова-
нием геостационарных спутников, остронаправленных бортовых ан-
тенн и группы высокочастотных стволов. Прием будет осуществляться
на недорогие коллективные станции с антеннами, имеющими диаметр
зеркала около 2 м с последующей передачей сигналов абонентам по ка-
бельным линиям связи. Внедрение сети ожидается в девяностые годы.
Это потребует дальнейшего увеличения мощности спутниковых пере-
датчиков и создания недорогих приемников и антенн, работающих в
диапазонах спутниковой связи: 4, 11 и 20 ГГц. Решение этой пробле-
мы сильно упрощается благодаря созданию в последние годы дешевых
малошумящих усилителей СВЧ на туннельных диодах.
Внедрение вычислительной и микропроцессорной техники позволя-
ет эффективнее решать задачи контроля и управления на земных стан-
циях (в том числе оперативного переключения на резерв), поиска не-
исправностей, адаптации к изменяющимся условиям распространения
радиоволн и др. Широкая автоматизация спутниковых систем на базе
этой техники позволит в будущем перейти к использованию необслу-
живаемых земных станций.
344
Ионосферные системы связи на декаметровых волнах. Развитие
этих систем стимулируется двумя факторами.
Во-первых, для ряда дальних магистральных связей, где не требу-
ется большая пропускная способность, ионосферные системы значи-
тельно экономичнее, чем системы радиосвязи, рассмотренные выше.
Кроме того, они имеют более простое оборудование и могут быть соору-
жены значительно быстрее.
Во-вторых, несмотря на огромное количество (сотни тысяч) зареги-
стрированных радиостанций, фактическая загруженность диапазона де-
каметровых волн невелика — его пропускная способность использует-
ся менее чем на 15 %.
Характерными являются следующие тенденции развития: неуклон-
ный рост числа действующих линий связи, более эффективное исполь-
зование частотных полос передачи сигналов, улучшение качества кана-
лов связи.
Увеличение эффективности использования частотных полос вы-
ражается в том, что неуклонно возрастает скорость передачи дискрет-
ных сообщений в полосе канала тональной частоты шириной 3100 Гц.
Увеличение скорости достигается путем использования многопозицион-
ной фазоразностной модуляции и специального метода разделения ка-
налов, работающих одновременно в полосе 3100 Гц.
Для улучшения качества связи на декаметровых волнах предпола-
гается использовать следующее: корректирующие коды; частотно-адап-
тивные методы приема, при которых для передачи используется груп-
па частот и выбор рабочей частоты в каждый момент определяется пу-
тем анализа условий передачи иа каждой из частот группы; системы
с обратной связью и ряд других методов.
Оптические системы связи. На ближайшие годы намечено массовое
внедрение волоконно-оптических линий связи (ВОЛС) в качестве
средств передачи внутризоновых и местных сетей ЕАСС. При этом на
линиях местных сетей будет использоваться диапазон длин волн
0,85 ... 0,9 мкм, цифровые методы передачи и многомодовые волокон-
ные световоды; число каналов тональной частоты, передаваемых мето-
дом ИКМ, составит 30 и 120. На внутризоновых ВОЛС предполагается
использование диапазона 1,3 ... 1,55 мкм и увеличение пропускной
способности до 480 каналов ИКМ. В дальнейшем следует ожидать соз-
дания ВОЛС для магистральной связи с пропускной способностью
1920 каналов ИКМ и более с использованием одномодовых световодов.
Развитие ВОЛС характеризуется следующими основными тенден-
циями: освоение более длинноволновых диапазонов и увеличение про-
тяженности регенерационных участков, создание одномодовых воло-
конных световодов и увеличение пропускной способности линий, раз-
работка и внедрение новой элементной базы.
В настоящее время диапазон 0,85 ... 0,9 мкм является хорошо осво-
енным. Начато освоение диапазона 1,3 ... 1,55 мкм. Это позволит сни-
зить погонные потери в волоконных кабелях до 0,2 ... 0,5 дБ/км и уве-
личить протяженность регенерационных участков до 20 ... 70 км. Ис-
345
следуется возможность использования диапазонов 2,4 и 6 мкм. Их
освоение сулит создание в будущем волоконных световодов с необы-
чайно низкими погонными потерями (до 0,01 дБ/км) и увеличение дли-
ны регенерационных участков до нескольких сотен километров. Поми-
мо чисто экономического эффекта это позволит исключить в большин-
стве случаев необслуживаемые промежуточные пункты в линиях внут-
ризоновой и магистральной связи. Последнее не только упростит их
эксплуатацию, но, что особенно важно, позволит эффективно решить
проблему энергоснабжения аппаратуры промежуточных пунктов пу-
тем их размещения в крупных населенных пунктах, хорошо обеспе-
ченных электроэнергией.
Увеличение длины регенерационных участков при больших скоро-
стях передачи цифровых потоков требует снижения не только погон-
ных потерь, но и погонной дисперсии. Поэтому параллельно с освое-
нием диапазонов более длинных волн будет идти процесс создания гра-
диентных одномодовых волоконных световодов, обладающих наимень-
шей погонной дисперсией. Увеличение пропускной способности пред-
полагается также достичь методом спектрального уплотнения, под кото-
рым понимается использование нескольких длин волн оптического из-
лучения для параллельной передачи по одному волокну. Применение
одномодовых волоконных световодов позволит использовать более
эффективные методы модуляции света, такие как частотная и фазовая.
В конечном счете все это позволит в будущем создавать ВОЛС большой
протяженности (до нескольких тысяч километров) с громадной скоро-
стью передачи цифровых потоков (до единиц гигабит в секунду).
В части создания и внедрения новой элементной базы следует особо
отметить три направления: создание интегрально-оптических элемен-
тов на основе планарных световодов (коммутаторов и разветвителей
волокон, разделительных фильтров для систем со спектральным уплот-
нением и др.); разработка волоконных элементов генерации, усиления
и преобразования оптических сигналов, что позволит реализовать ком-
пактное промежуточное оборудование для протяженных ВОЛС, в ко-
тором все операции выполняются на оптических частотах; создание
компактных устройств автономного питания аппаратуры необслужи-
ваемых промежуточных пунктов с большим сроком службы.
Другим важным направлением развития оптических систем связи
является создание космических оптических систем связи. В настоящее
время космические оптические системы находятся в стадии исследо-
ваний и опытных разработок. В будущем ожидается создание оптиче-
ских систем связи с использованием как подвижных, так и геостацио-
нарных спутников, работающих в сочетании с низколетящими спутни-
ками, обеспечивающими связь с земными станциями в радиодиапазоне.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1.	Теория передачи сигналов /А. Г. Зюко, Д. Д. Кловский, М. В. Назаров,
Л. М. Финк.— М.: Связь, 1980.— 288 с.
2.	Регламент радиосвязи; В2т. — М.' Радио и связь, 1985—1986—2т.
3.	ГОСТ 11515—75. Каналы и тракты звукового вещания. Классы. Основные
параметры качества.
4.	ГОСТ 194 63 —74. Тракты телевизионные вещательные передачи изображения.
Магистральные каналы изображения радиорелейных и кабельных линий
связи.
5.	Бубман Д. Р. Статистические характеристики многоканальных сигналов
и методы их расчета // Сб. науч. тр./ЦНИИ.— 1968.— Вып. 3.— С. 68—85.
6.	Спилкер Дж. Цифровая спутниковая связь/Пер. с англ.; Под ред. В. В. Мар-
кова.— М.: Связь, 1979.— 592 с.
7.	Левин Л. С., Плоткин М. А. Цифровые системы передачи информации.
— М.: Радио и связь, 1982.—216 с.
8.	Давыдов Г. В., Рогинский В. Н., Толчан А.Я. Сети электросвязи. —М.:
Связь, 1977.—360 с.
9.	Нейман В. И. Теоретические основы Единой автоматизированной сети свя-
зи.— М.: Наука, 1984.—224 с.
10.	Винер Н. Я. Математика.— М.: Наука, 1967.—300 с.
11.	Калинин А. И. Расчет трасс радиорелейных линий.— М.: Связь, 1964.
12.	Левин Б. Р. Теоретические основы статистической радиотехники Кн. 1 —М.:
Сов. радио, 1966—728 с.
13.	Нормы на электрические параметры ВЧ трактов ТФ стволов, линейных и
групповых трактов аналоговых систем передачи, образованных с помощью
радиорелейных систем.— М.: Радио и связь, 1983.— 220 с.
14.	Мордухович Л. Р., Степанов А. П. Системы радиосвязи: Курсовое проекти-
рование. — М.: Радио и связь, 1987. —192. с.
15.	Левин Б. Р. Теория надежности радиотехнических систем: математические
основы. — М.: Сов. радио, 1978.—264 с.
16.	John О. Getting. A Comparision of Modulation Techniques for Digital Radio.
— IEEE Trans. 1979 —Vol. COM-27, № 12. — P. 1752—1762.
17.	Feher K. e.a. Digital Communication by Radio. — IEEE Trans. 1979 Vol.
COM-27, № 12. — P. 1743—1752.
18.	Способ борьбы с медленными замираниями сигнала на тропосферных РРЛ/
Лизогуб И. М., Немировский А. С., Папернов И. А., Плеханов В.В., //
Электросвязь.— 1977.— № 9.— С. 25—31.
19.	Дальняя тропосферная радиосвязь/Гусятинский И. А., Немировский А. С.,
Соколов А. В., Троицкий В. Н.— М.: Связь, 1968. — 246.
20.	Калашников Н. И. Системы связи через ИСЗ.— М.: Связь, 1969.—383 с.
21.	Тучков Л. Т. Естественные шумовые излучения в радиоканалах. —М.:
Сов. радио, 1968.— 152 с.
22.	Пуэнте, Шмидт, Верт. Методы многостационной работы коммерческих ИСЗ//
ТИИЭР. 1971,—№2.—С. 117—123.
23.	Справочник по спутниковой связи и вещанию /Г. Б. Аскинази, В. Л. Быков
и др.; Под ред. Л. Я. Кантора.— М.: Радио и связь, 1983.—288 с.
24.	Айбиидер И. М., Барсетян JI. X., Вильшаиский А.Н. Перспективы развития
систем спутниковой связи // Радиотехника. — 1978.— № 4. — С. 5—19.
25.	Кантор Л. Я., Мииашии В. П., Тимофеев В. В. Спутниковое вещаиие.—
М.: Радио и связь, 1981.— 232 с.
26.	Калинин А. И., Черенкова Е. Л. Распространение радиоволн и работа ра-
диолиний.— М.: Связь, 1971,— 439 с.
27.	Оптические системы передачи информации по атмосферному каналу/
Р. А. Казарян, А. В. Оганесян, К-П. Погосян, Е.Р. Милютин; Под ред.
Р. А. Казаряна. — Радио и связь, 1985.— 208 с.
28.	Загородиюк В. Т., Паршин Д. Я- Лазерная оперативная связь с промыш-
ленными объектами.— М.: Связь, 1979.— 104 с.
347
29.	Шереметьев А. Г., Толпарев Р. Г. Лазерная связь.— М.: Связь, 1974.—4с38
30.	Пратт В. К- Лазерные системы связи.— М.'Связь, 1972.—232 с.
31	Волоконно-оптические системы связи: Учеб, пособие для вузов''П. А. Бара-
баш, Э. И. Крупицкий.— Л.: ЛЭИС, 1982.— 80 с.
32.	Расчет помехоустойчивости систем связи передачи дискретных сообще-
ний: Справочник/Коржик В. И., Финк Л. М., Щелкунов К Н.; Под ред.
Л. М. Финка.— М.: Радио и связь, 1981.— 232 с.
33.	Recomendations and reports of the CCIR 1982'/XV Plenary Assembly (Geneva,
1982) Geneva — Vol. IV—IX, 1982.
34.	Калашников H. И. Основы расчета электромагнитной совместимости систем
связи через ИСЗ.— М.: Связь, 1970.— 160 с.
35.	Князев А. Д. Элементы теории и практики обеспечения электромагнитной
совместимости радиоэлектронных средств.— М.: Радио и связь, 1984.—336 с.
36.	Миддлтон Д. Введение в статистическую теорию связи.— М.: Сов. радио,
1962.—831 с.
37.	Калашников Н. И., Мордухович <Л. И. Энергетический спектр высокочас-
тотного колебания, модулированного по частоте многоканальным телефон-
ным сообщением //Радиотехника.— 1973.— Т.28, № 8.— С. 18—24.
38.	Калашников Н. И., Степанов А. П. Расчет помех в многоканальных систе-
мах связи с ЧМ— ЧРК// Изв. вузов СССР сер./Радиоэлектроника. — 1984.
— Т. 27, № 9,— С. 61—62.
39.	Калашников Н. И., Степанов А. П. К расчету радиопомех с амплитудной и
угловой модуляцией в многоканальных системах связи с ЧМ//Радиотехни-
ка. — 1974. — Т.29, № 2.— С. 1—7.
40.	Егоров Е. И., Калашников Н. И., Михайлов А. С. Эффективное использова-
ние радиоспектра. — М.: Радио и связь, 1985.— 304 с.
41.	Голомб С. Цифровые методы в космической связи.— М.: Связь, 1969.— 272 с.
42.	В. White, D. Brandwood, G. Raymand. Th application of interference cancel-
lation to an Earth station.,'/ Intern. Conf, on Satellite Commun. Syst. techno-
logy, 1975.
43.	A. c. № 843255 СССР. Устройство для компенсации помех при приеме сигна-
лов с частотной модуляцией /Н. И. Калашников, И. В. Терентьев. — Опубл.
1981, Бюл. № 24.
44.	А. с. № 809600 СССР. Устройство для компенсации помех при приеме фазо-
модулированных сигиалов/Н. И. Калашников, И. В. Терентьев. — Опубл.
1981, Бюл. № 8.
45.	Батищев Д. И. Методы оптимального проектирования.— Mi.: Радио и связь.
— 1984. — 248 с.
46.	Химмельблау Д. Прикладное нелинейное программирование: Пер. с англ.
1984. — М.: Мир, 1975.— 534 с.
47.	Данилович О. С. Оптимальный выбор высот антенн и антенных опор при про-
ектировании радиорелейных линий связи //Системы и средства передачи ин-
формации по каналам связи: Сб. науч.тр. уч. ин.-тов связи. — Л.: ЛЭИС,
1984,— С. 87-93.
48.	90 лет радио: Сб. статей/Под ред. А. Д. Фортушенко, В. Л. Быкова.— М.:
Радио и связь, 1985.— 240 с.
49.	Зубарев Ю. Б., Кантор Л. Я. Основные направления исследований в области
спутниковой связи и вещанияУЭлектросвязь. — 1985. — № 5, — С. 15—18.
50.	Зубарев Ю. Б. Связь по оптическим кабелям — одно из главных направле-
ний научно-технического прогресса//Электросвязь.— 1985.— № 10. —С. 1—2.
51.	ГОСТ 24375—80. Радиосвязь, Термины и определения.
52.	ГОСТ 23611—79. Совместимость радиоэлектронных средств электромагнит-
ная. Термины и определения.
53.	ГОСТ 22348-77. Единая автоматизированная сеть связи. Термины и опреде-
- ления.
54.	ГОСТ 16465-70. Сигналы радиотехнические измерительные.
348
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автовыбор сигналов 182
Антенны темных станций 224
—	оптические 246
-	РРЛ 71
-	ТРЛ 167, 177
Аппаратура разделения во времени
39
-	по частоте 30, 33
---- цифровая 49
Бортовые станции ИСЗ 225
Вероятность безотказной работы 132
— ошибок при ИКМ 49, 163
------от мешающих сигналов 303
— - — рекомендуемая МККР для
РРЛ 159
-----------для спутниковых систем
204
Взвешивающий фильтр 17
Виды оптических систем связи 237
Визометрический фильтр 17, 18
Выигрыш системы с автовыбором
182
----с линейным сложением 182
----с оптимальным сложением 182
Газовые лазеры 254
Гипотетическая цепь ЕАСС для РРЛ
109
----МККР для РРЛ 109
.-----для спутниковой связи 203
Глаз диаграмма 57
Групповое время запаздывания 101
Групповой сигнал при ВРК 38
------- ИКМ 47, 52
------ЧРК 34
Девиация частоты 80, 84, 294
Декодирование 46, 51
Дельта модуляции 58
Дискретизация сигнала во времени 37
----по уровню 43
Дисперсии сигнал 310
----введение 313, 316
----удаление 314, 316
Дифференциальная система 19
Дифференциальное усиление 26
Дифференциальная фаза 26
Допплера эффект 191
Доступ многостанционный с разделе-
нием по частоте 217
------во времени 218
ЕАСС гипотетическая цепь 109
—	вторичная цепь 63
—	первичная цепь 62
Замирания сигналов в системах опти-
ческой связи 242, 245
------с	РРЛ 118
------с	ТРЛ 168
—-----с	цифровыми РРЛ	166
— — в	спутниковых системах	194
Запаздывание сигнала 20, 189
Звуковое сопровождение телевизион-
ной программы 23, 211
Земные станции 222
Иерархия цифровых систем 52
Импульса спектр 40
— форма 140, 161
Индекс модуляции в аналоговых си-
стемах 80
---в цифровых системах 148
Индивидуальное оборудование при
ЧРК 31
Интенсивность дождей 127
Испытательные телевизионные сигна-
лы 24
Канал видео 23
—	документальной связи 22
—	телефонный 18, 20
- тональной частоты 18
Кодер 50
Кодовая группа 46
Коды в волоконных ОСС 276
Комбинирование сигналов 182
Компандирование сигналов 56
Компенсаторы помех 317
Компрессор 56
Координационная зона 321
Критерии ЭМС 288
Коэффициент активности каналов 35-
—	визометрический 18
—	гармоник 100
—	псофометрический 17
Многоканальное сообщение при ЧРК
28
---ВРК 29
Многоствольные РРЛ 73
Многоуровневые цифровые сигналы
162 '
Множитель ослабления в ионосфер-
ных системах 230
---в аналоговых РРЛ 118, 120,
121
---в спутниковых системах 194
---в ТРР 168
---в цифровых РРЛ 166
Модуляция амплитудная 147
349
—	света 260
—	частотная 80, 148
—	фазовая 150
Накопление шумов в аналоговых
РРЛ 111
— ошибок в цифровых РРЛ 144
Нормирование мощности шумов в
РРЛ НО
------в спутниковых системах 204
Нормирование вероятности ошибок в
РРЛ 159
------в спутниковых системах 204
Обратная связь по частоте 207
Ограничение мощности 323, 324
— плотности потока мощности 325
Орбиты ИСЗ 186
Остаточное затухание 19
Пассивная ретрансляция 130
Передача сигналов телевидения по
РРЛ 84
------по спутниковым системам 210
Пик фактор 36
Планы распределения частот КВ свя-
зи 234
------РРЛ 70, 76
Полоса частот аналоговых РРЛ с ЧМ
83
---цифровых РРЛ 146
--- систем спутниковой связи 193
Помехи от мешающих станций 286.
295
— межсимвольные 57, 160, 241
Потери в волноводах 108
Принцип ИКМ 43
Приемопередающая аппаратура ионо-
сферной связи 230, 232
------ оптической связи 252, 262
------спутниковой связи 204, 222,
225
------РРЛ 86, 88
Прием счетверенный 170
Проектирование оптических систем
278
- РРЛ 112
— ТРЛ 176
Проектирование оптимальное высот
антенн РРЛ 332
---цифровой ВОЛС 336
Просвет на пролете РРЛ 118
Протяженность пролета РРЛ 69
— пролета ТРЛ 176
Профиль пролета РРЛ 117
Радиоизлучение планет 202
Разделительный фильтр 79
Разнесенный прием на РРЛ 135
---на ТРЛ 171
Разнос геостационарных ИСЗ 322
Разнос земных и наземных станций
321
Регенерация сигналов 47
Резервирование РРЛ 134, 136
Сетевой узел 62
Сети связи 62
Скорость модуляции 11
— передачи 11
Следящий гетеродин 175
Служебная связь 138
Составной ЧМ сигнал 174
Сравнение видов ИКМ 162
Структурная схема аппаратуры ИКМ
49
---- декаметровой связи 230
---- оптической связи 239
----РРЛ 69, 74
---- спутниковой связи 185, 204
----ТРЛ 167
Тактовая частота 37
Телесигнализация 139
Телеуправление 139
Температура шумов эквивалентная
197
------антенны 199, 201
------атмосферы 200
------ приемника 196
------ фидера 198
Тональное телеграфирование 234
Усредненные значения коэффициен-
тов усиления антенн 308
Шумы вследствни воздействия меша-
ющих сигналов 287
----отражений ЧМ сигнала 103, 108
----неравномерности АЧХ 97
------ФЧХ 100
—	в оптических приемниках 267
—	в спутниковых системах 196
—	в телевизионном канале 112
—	в телефонном канале 111
—	тепловые в РРЛ при ВР 141
------ПрИ цр 94, 95
----в спутниковых системах 205
----в ТРЛ 179
----в цифровых РРЛ 159
Фотодетектор 264
Фотоэлектронный умножитель 265
Эквивалентная изотропио-излучаемая
мощность (ЭИИМ) 194
Электропитание РРЛ 139
Энергетические спектры ЧМ колеба-
ний 289, 292
Эхо заградители 190
Эхо сигналы 189
350
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие............................................... 3
Введение.................................................. 4
Глава 1. ПЕРВИЧНЫЕ СООБЩЕНИЯ И ПРИНЦИПЫ ПОСТ-
РОЕНИЯ	КАНАЛОВ ............................10
1.1. Характеристики первичных	сообщений....................К)
1.2 Каналы передачи........................................15
Глава 2. СИГНАЛЫ ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА В МНОГОКА-
НАЛЬНЫХ СИСТЕМАХ РАДИОСВЯЗИ. . . .'. 27
2.1.	Общие сведения.......................................27
2.2.	Частотное разделение каналов.........................30
2.3.	Временное разделение каналов, аналоговые методы передачи ... 37
2.4.	Временное разделение каналов, цифровые методы передачи.43
Глава 3. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ЕДИНОЙ АВТОМА-
ТИЗИРОВАННОЙ СЕТИ СВЯЗИ...................................62
Глава 4. РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ ЛИНИИ ПРЯМОЙ ВИДИМОСТИ 68
4.1.	Общие принципы построения............................68
4.2.	Радиорелейные системы связи с ЧРК и ЧМ...............80
4.3.	Радиорелейные системы связи с ВРК н аналоговыми методами пере-
дачи ....................................................140
4.4.	Радиорелейные системы связи с ВРК и цифровыми методами передачи 143
Глава 5. ТРОПОСФЕРНЫЕ РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ
СВЯЗИ....................................................167
Глава 6. СПУТНИКОВЫЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ...................... 184
6.1.	Принципы построения системы связи...................184
6.2.	Особенности передачи сигналов.......................189
6.3.	Основные параметры..................................193
6.4.	Многостанционный доступ.............................215
6.5.	Особенности аппаратуры..............................222
6.6.	Системы телевизионного вещания	через ИСЗ............227
Глава 7. ИОНОСФЕРНЫЕ СИСТЕМЫ РАДИОСВЯЗИ . . . . 229
Ж1
Глава 8. ОПТИЧЕСКИЕ СИСТЕМЫ СВЯЗИ (ОСС)......................235
8.1.	Принципы построения ОСС.................................235
8.2.	Особенности распространения света.......................242
8.3.	Оптические антенны (ОА).................................246
8.4.	Оптические передающие устройства........................252
8	5. Оптические приемные устройства........................262
8.6.	Особенности построения оптических	систем	связи........268
8	7. Основы проектирования оптических	систем	связи ....... 278
Глава 9. ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ .... 285
9.1.	Общая характеристика проблемы...........................285
9.2.	Энергетические спектры ЧМ колебаний при различных видах сообще-
ний .........................................................289
9.3.	Уровень помех на выходе канала и определение х..........295
9.4.	Определение вероятности ошибок в цифровых системах с ФМ при
воздействии мешающих сигналов................................303
9.5.	Методика расчета воздействия мешаюших сигналов..........307
9.6.	Методы снижения помех...................................309
9.7.	Рекомендации МККР и положения Регламента радиосвязи, относя-
щиеся к ЭМС систем радиосвязи................................323
Глава 10. ОСНОВЫ ОПТИМАЛЬНОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ
СИСТЕМ РАДИО- И ОПТИЧЕСКОЙ СВЯЗИ ... 325
10.1.	Постановка задач оптимизации и методы их решения...... 325
10.2.	Оптимальный выбор высот поднятия антенн на РРЛ прямой види-
мости .......................................................332
10.3.	Оптимизация длин участков цифровой волоконно-оптической ли-
нии связи (ВОЛС).............................................336
Глава 11. ПЕРСПЕКТИВЫ РАЗВИТИЯ РАДИО- И ОПТИ-
ЧЕСКИХ	СИСТЕМ	СВЯЗИ....................339
11.1. Пути развития Единой автоматизированной сети связи Советского
Союза (ЕАСС) ................................................339
11.2. Перспективы развития	радио-	и	оптических линий связи....341
Список литературы............................................347
Предметный указатель.........................................349
КЛАССИФИКАЦИЯ |ДИАПАЗОНОВ ЧАСТОТ
Номер диапазона	Диапазон частот	Наименование частот	I"		 1 1 ~ ! Диапазон волн	Наименование волн
4	3... 30 кГц	онч Очень низкие	100... 10 км	Мириаметровые
5	30... 300 кГц	НЧ Низкие	10 ... 1 км	Километровые
6	300 ... 3000 кГц	СЧ Средние	1000... 100 м	Гектометровые
7	3... 30 МГц	ВЧ Высокие	100... Юм	Декамотровые
8	30... 300 МГц	ОВЧ Очень высокие	10...1м	Метровые
9	300... 3000МГц	УВЧ Ультравысокие	100... 10 см	Дециметровые
10	3... 30 ГГц	СВЧ Сверхвысокие	10... 1 см	Сантиметровые
11	30... 300 ГГц	КВЧ Крайне высокие	10... 1 мм	Миллиметровые
12	300 ... 3000 ГГц	ГВЧ Гипервысокие	1 ... 0,1 мм I—	И		 			Децимиллиметровые